В. Е. КОЛЧИНСКИЙ,

И. А. МАНДУРОВСКИЙ,
м. и. константиновский

АВТОНОМНЫЕ
допплеровские
УСТРОЙСТВА
И СИСТЕМЫ
НАВИГАЦИИ
ЛЕТАТЕЛЬНЫХ
АППАРАТОВ

Под редакцией В. Е. К о л чин с ко го

МОСКВА «СОВЕТСКОЕ РАДИО» — 1975
iДК 621.390.962.23:621.396.98

Колчинский В. E., M ан дуровский И. А., Кон-
стантиновский M. И. Автономные допплеровские устрой-
ства и системы навигации летательных аппаратов. Под ред.
В. Е. Колчинского. М., «Сов. радио», 1975, 432 с.

В книге изложены теоретические и технические основы
построения автономных допплеровских измерителей скорости
и систем навигации летательных аппаратов. Излагается тео-
рия формирования и обработки отраженных от местности сиг-
налов, несущих информацию о движении летательного аппара-
та. Описываются основные устройства допплеровской аппара-
туры: антенны, приемопередатчики, измерители допплеровских
частот и вычислители; анализируются погрешности допплеров-
ских измерителей скорости и систем навигации. Рассматрива-
ются методы наземного контроля и летных испытаний доппле-
ровской аппаратуры, а также приводятся основные сведения
об отечественной допплеровской аппаратуре для самолетов
гражданской авиации. Книга является результатом обобщения
авторами опыта ряда исследований, разработок и применений
бортовой допплеровской аппаратуры.

Книга рассчитана на инженерно-технических работников,
занимающихся разработкой, производством и эксплуатацией
радиоэлектронной аппаратуры, летно-технический персонал и
студентов радиотехнических и приборостроительных факульте-
тов вузов.

Табл. 24, рис. 310, назв. библ. 167.

Редакция литературы по вопросам космической
радиоэлектроники

„ 30402-012

К 046(01)-75	12-74

© Издательство «Советское радио», 1975 г.
ПРЕДИСЛОВИЕ \

Процессы навигации и управления современными летательными
аппаратами требуют непрерывного и автоматического определения ско-
рости движения летательного аппарата по отношению к земной поверх-
ности, направления движения и текущих координат местоположения
аппарата. Для обеспечения мягкой посадки космических аппаратов на
Луну и другие планеты необходимо измерение составляющих вектора
скорости аппарата. Эти задачи успешно решаются с помощью автоном-
ных бортовых радиолокационных устройств и систем, использующих
эффект Допплера.

Работа этих устройств и систем основана на том, что параметры
движения летательных аппаратов — угол сноса и путевая скорость или
составляющие вектора скорости — определяются по значениям доппле-
ровских сдвигов частот сигналов, отраженных от земной поверхности
(или поверхности другой планеты) и принятых по нескольким лучам
антенны.

Первые предложения по использованию эффекта Допплера для из-
мерения скорости самолета относятся к началу 40-х гг. Систематические
исследования в этом направлении с целью измерения путевой скорости
и угла сноса самолета начались в послевоенные годы. К началу 50-х гг.
были получены первые положительные результаты в реальных условиях
полетов. Эти исследования и последовавшие за ними работы привели
к созданию ряда допплеровских навигационных устройств, нашедших
широкое применение на самолетах, вертолетах, судах на воздушной
подушке и в последнее время на космических аппаратах. Это объяс-
няется их автономностью, высокой точностью, хорошими эксплуатаци-
онными характеристиками и 'Сравнительно низкой стоимостью.

Автономные допплеровские устройства и системы навигации исполь-
зуются в настоящее время для измерения путевой скорости, угла сноса
и составляющих вектора скорости летательных аппаратов, для опреде-
ления координат их местоположения и автоматического управления по-
летом, для измерения скорости ветра, для обеспечения мягкой посадки
космических аппаратов, а также для решения ряда других задач. Раз-
витие многолучевых допплеровских устройств открыло возможности до-
полнительного измерения с их помощью высоты полета летательного
аппарата над отражающей поверхностью и построения местной верти-
кали к ней.

Некоторые вопросы теории и принципы построения допплеров-
ских устройств изложены в книгах [1.2, 1.3, 1.5, 1.12, 1.16], а также
в работах, опубликованных в отечественной и зарубежной периодичес-
кой печати. При написании настоящей книги, обобщающей опыт ряда
исследований, разработок и применений допплеровских устройств для
навигации и управления летательными аппаратами, авторы стремились
к систематизированному изложению теоретических основ работы, прин-
ципов и способов построения аппаратуры, методов проектирования и
испытаний, а также особенностей размещения и эксплуатации на лета-
тельных аппаратах.

При выборе материала и методики изложения предполагалось, что
читатель знаком с основами радиолокации, изложенными в ряде книг
советских и иностранных авторов. Чтобы книга была доступной для ши-
рокого круга радиоспециалистов, использовался по возможности лишь
простой математический аппарат.

Книга состоит из 13 глав. Первая глава вводит читателя в круг
основных идей использования эффекта Допплера для автономной нави-
гации летательных аппаратов.

Вторая, третья и четвертая главы посвящены изложению теорети-
ческих основ работы и основных принципов построения допплеровских
измерителей вектора скорости. Во второй главе обосновываются общие
формулы определения вектора скорости и его составляющих по доппле-
ровским частотам отраженных сигналов при различном числе лучей
антенны и учете углов крена и тангажа летательного аппарата. В треть-
ей главе исследуются статистические характеристики сигналов, отражен-
ных от суши и от морской поверхности. В четвертой главе рассматрива-
ются принципы построения и основные энергетические характеристики
допплеровских измерителей вектора скорости при использовании различ-
ных режимов излучения радиоколебаний (непрерывных и импульсных).

Последующие главы с пятой по девятую посвящены рассмотрению
основных устройств допплеровской аппаратуры — антенн, передатчиков,
приемников, измерителей допплеровских частот, вычислителей и индика-
торов навигационных параметров. Излагаются принципы работы этих
устройств, способы их построения и приводятся основные характеристи-
ки. В девятой главе рассматривается также формирование управляю-
щих сигналов в автоматических допплеровских системах управления
летательными аппаратами.

Десятая глава содержит анализ погрешностей допплеровских изме-
рителей вектора скорости и автономных систем навигации, в которых
они используются.

В заключительных главах — одиннадцатой, двенадцатой и тринад-
цатой— приведены основные сведения о работе и характеристиках доп-
плеровской аппаратуры НАС-1, ДИСС-ЗП, ДИСС-013, ДИСС-013-134,
ДИСС-013-Г54, выпускаемой промышленностью для самолетов граждан-*
ской авиации, изложены методы наземного контроля допплеровской
аппаратуры и методы летных испытаний допплеровских устройств и си-
стем, проводимых для определения их точности.

Более подробный перечень вопросов, рассмотренных в книге, приве-
ден в оглавлении. Для облегчения пользования книгой в конце ее по-
мещен список условных обозначений и сокращений. В конце книги
приведен также перечень литературы по рассматриваемым вопросам.

Работа между авторами была распределена следующим образом:
гл. 1, 7, 11 написаны В. Е. Колчинским; гл. 2, 3, 4 — И. А. Мандуров-
ским; гл. 8, 9, 12, 13 — М. И. Константиновским; гл. 10 написана совме-
стно И. А. Мандуровоким и М. И. Константиновским. В написании кни-
ги участвовали: И. В. Вавилова, Г. Е. Карбуков (гл. 5) и Ю. И. Карев
4
(гл. 6). Параграфы 2.6 и 4.7 написаны совместно И. А. Мандуровским
и Л. Н. Тяпкиным. Общее редактирование книги проведено В. Е. Кол-
чине ким.

В отдельных разделах книги использованы результаты работ, про-
веденных под руководством А. Е. Черного, Л. Г. Колишера, А. А. Бож-
кова, В. А. Грановского, С. Н. Баркмана, В. Н. Крупнова, В. Д. Лебе-
дева. Авторы выражают глубокую признательность всем товарищам,
принимавшим участие в создании допплеровских устройств и способ-
ствовавшим появлению этой книги.

Авторы особо признательны А. С. Виницкому и В. В. Григория-Ря-
бову за многие полезные советы и замечания, способствовавшие улуч-
шению книги.

Авторы будут благодарны всем читателям, сообщившим им свои
замечания по содержанию книги, которые просят направлять в изда-
тельство «Советское радио» (Москва, Главный почтамт, а/я 693).
Глава \

ЭФФЕКТ ДОППЛЕРА И ЕГО ИСПОЛЬЗОВАНИЕ
ДЛЯ АВТОНОМНОЙ НАВИГАЦИИ ЛЕТАТЕЛЬНЫХ
АППАРАТОВ

Глава вводит читателя в круг основных идей использования эффекта Допплера
для автономной навигации летательных аппаратов. Рассматривается эффект Допплера
при непрерывном и импульсном излучении радиоколебаний и кратко излагаются основ-
ные принципы построения многолучевых допплеровских измерителей вектора скорости
(ДПСС).

1.1.	ЗАДАЧИ, РЕШАЕМЫЕ ДОППЛЕРОВСКИМИ УСТРОЙСТВАМИ
И СИСТЕМАМИ

Автономные допплеровские устройства и системы навигации и
управления призваны обеспечить прибытие пилотируемого или беспи-
лотного летательного аппарата (ЛА) к пункту с известными координа-
тами. При решении этих задач допплеровские устройства и системы
могут использоваться как в полете ЛА по маршруту (самолеты, верто-
леты и другие ЛА), так и для осуществления режимов висения и посад-
ки ЛА (вертолеты, космические аппараты).

Рассмотрим вначале применение допплеровских устройств и систем
в полете ЛА по маршруту. Координатами пункта назначения могут
быть, например, широта и долгота в географической системе координат
либо дальность вдоль ортодромии*) и боковое отклонение от нес
(рис. 1.1) в условной прямоугольной (ортодромической) системе коор-
динат XZ (см. § 9.1).

Движение ЛА по отношению к земной поверхности происходит
в результате взаимодействия силы тяги двигателей, аэродромических
сил п силы тяжести, вызывающих перемещение ЛА со скоростью V
по отношению к воздушной массе, и в результате действия ветра, вызы-
вающего перемещение воздушной массы вместе с ЛА со скоростью U.
Результирующий вектор полной скорости W определяет скорость дви-
жения ЛА по отношению к земной поверхности. Горизонтальные состав-
ляющие _векторов_ полной скорости, воздушной скорости и скорости
ветра — ТГг, Кг, Ur — образуют так_называемый навигационный тре-
угольник скоростей (рис. 1.1), где Wr= Уф--НА. Горизонтальная состав-
ляющая вектора полной скорости ЛА (Wr), учитываемая при счислении
пути, пройденного ЛА вдоль земной поверхности, называется вектором
путевой скорости ЛА. Модуль этого вектора называется путевой ско-
ростью U-A. угол между продольной осью ЛА и этим вектором называет-

Ортодромия—кратчайшее расстояние между двумя точками земной поверхно-
сти (д\га большого круга).

6
ся углом сноса, а угол между горизонтальной составляющей вектора воз-
душной скорости Ег и вектором путевой скорости Wr называется углом
сноса ветром рв.

В полете ЛА по маршруту допплеровское бортовое устройство по-
зволяет измерить две величины: путевую скорость и угол сноса *> или
продольную (по оси ЛА) и поперечную составляющие вектора путевой
скорости. Эти данные достаточны для ответа на вопрос о том, с какой
скоростью относительно Земли перемещается ЛА, но не дают ответа на
вопрос о направлении его полета. С этой целью необходимо учесть сум-
му курса ЛА (К) и угла сноса р (рис. 1.1).

Рис. 1.1. Координаты пункта назначения и навигационный треугольник скоростей.

НИМ и КПМ— начальный и конечный пункты маршрута; ЗПУ—заданный путевой угол; (х3> 0) —
координаты КПМ; К—курс; Vp — горизонтальная составляющая вектора воздушной скорости;
UT— горизонтальная составляющая вектора скорости ветра; VT—вектор путевой скорости; 3 — угол
сноса; рн—угол сноса ветром; ₽ск—угол аэродинамического скольжения.

Если курс и воздушная скорость ЛА известны, то ДИСС позволяет
учесть суммарное влияние на движение ЛА ветра и аэродинамического
скольжения. Если воздушная скорость неизвестна или не может быть
измерена с необходимой точностью, то ДИСС позволяет учесть как ве-
тер и скольжение, так и воздушную скорость. Однако ДИСС не может
сам по себе учесть курс ЛА. Это объясняется тем, что допплеровская
аппаратура определяет на борту ЛА направление вектора путевой ско-
рости по отношению к продольной оси ЛА, т, е. в системе координат,
связанной с ЛА. Для определения же направления полета ЛА по отно-
шению к странам света, т. е. в системе координат, связанной с Землей,
необходимо знание курса ЛА, определяющего переход по направлению
от подвижной системы координат к неподвижной.

Итак, для того чтобы ответить на вопросы, в каком направлении
и с какой скоростью летит аппарат, необходимо наличие как допплеров-
ского устройства, измеряющего угол сноса и путевую скорость, так и
курсовой системы. Интегрирование получаемых данных о перемещении
ЛА с помощью так называемого навигационного вычислителя коорди-

ДИСС измеряет угол между продольной осью ЛА и вектором путевой скорости,
т. е. сумму угла аэродинамического скольжения рск и угла сноса ветром 0В (рис. 1.1).
Поэтому здесь и в дальнейшем, говоря об измерении с помощью ДИСС угла сноса ЛА,
имеем в виду сумму углов рв + йск.
ват и учет координат начального пункта маршрута позволяет ответить
на вопрос, где находится ЛА, т. е. каковы координаты его места. Для
того чтобы решить задачу, в каком направлении и сколь долго лететь
до пункта назначения, необходимо сопоставить информацию о действи-
тельном местоположении ЛА с заданными координатами пункта на-
значения (рис. 1.2).

Рис. 1.2. Основные части автономной допплеровской системы навигации и управления.

Приходим к следующим выводам. Во-первых, определение коорди-
нат ЛА с помощью автономных допплеровских систем навигации осно-
вано на совместном использовании допплеровской информации об угле
сноса и путевой скорости ЛА и информации о его курсе. Во-вторых,
тремя основными частями автономной допплеровской системы навига-

Рис. 1.3. Составляющие вектора скорости вертоле-
та в горизонтальной системе координат.

ции и управления являются
допплеровский измеритель
угла сноса и путевой ско-
рости, курсовая система и
навигационный вычислитель
координат ЛА и сигналов
управления.

Мы рассмотрели приме-
нение	допплеровских'

устройств и систем для обе-
спечения полета ЛА по мар-
шруту. Перейдем к исполь-
зованию ДИСС в режимах
висения и посадки вертоле-
тов и для осуществления
мягкой посадки космических
аппаратов. При решении
этих задач ДИСС измеряет
вектор полной скорости ЛА,
т. е. три составляющие век-

тора скорости в системе ко-
ординат, связанной с ЛА, либо в так называемой горизонтальной си-
стеме координат (см. § 1.3).

При использовании ДИСС для обеспечения режима висения верто-
лета две горизонтальные и вертикальная составляющие вектора скоро-
сти вертолета (рис. 1.3) приводятся к нулю либо вручную летчиком по
индикатору висения ДИСС, либо автоматически при сопряжении
ДИСС с автопилотом вертолета. Если ДИСС используется в процессе
посадки вертолета, то вертикальная составляющая скорости, измеряе-
мая ДИСС, регулируется вручную или автоматически с учетом высоты
положения вертолета над местом посадки, а горизонтальные составляю-
щие скорости приводятся к нулю, если вертолет снижается вертикально,
либо также регулируются, если вертолет снижается по наклонной траек-
тории.

При осуществлении мягкой посадки космического аппарата доппле-
ровская аппаратура, включающая канал дальности (высоты), измеряет

Рис. 1.4. Вектор скорости космического аппарата (Ук) и направление силы тяги тормоз-
ного двигателя (Т) на участке снижения аппарата.

D — дальность до поверхности планеты.

три составляющие вектора скорости аппарата относительно поверхности
планеты и дальность до нее на последнем участке снижения аппарата
(рис. 1.4). По данным этих измерений, передаваемым в бортовую си-
стему управления, производится управление силой тяги тормозного
двигателя, а также ориентация направления силы тяги относительно
вектора скорости аппарата [1.4]. Это управление выполняется таким
образом, чтобы все три составляющие вектора скорости аппарата в мо-
мент посадки были бы достаточно малы во избежание разрушения или
опрокидывания аппарата, а расход топлива при торможении был бы
минимальным.

1.2.	ЭФФЕКТ ДОППЛЕРА

Как известно, эффект Допплера заключается в изменении частоты
принимаемых колебаний при относительном движении приемника и пе-
редатчика колебаний Изменение частоты тем больше, чем больше
скорость движения приемника относительно передатчика или наоборот
передатчика относительно приемника. Такой же эффект имеет место,
если передатчик и приемник неподвижны относительно друг друга и
находятся на движущемся объекте, а колебания принимаются после
отражения от неподвижного объекта. Рассмотрим эффект Допплера при
непрерывном и импульсном излучении радиоколебаний.

Непрерывное излучение

Пусть на ЛА находится радиолокационная станция (РЛС) с непре-
рывным излучением радиоколебаний. Напряжение передатчика пред-
ставим так:

мп= £7nSiir(®o/ + (pon),	(1.1)

где о)о, фон, Un, — частота (круговая), начальная фаза, амплитуда и

мгновенное значение напряжения передатчика.

Земная поверхность (суша, неспокойное море), как известно, отра-
жает (рассеивает) высокочастотные радиоколебания. Выделим на отра-

Рис. 1.5. Участок Ri, проходимый колебания-
ми, принятыми от г-го отражателя.

O'X'y'Z' — подвижная система координат, связанная
с ЛА; ОХУХ — неподвижная система координат.

жающей поверхности точечный
отражатель (рис. 1.5) и назо-
вем его йм отражателем. Ко-
лебания, принятые РЛС от
этого отражателя, запаздыва-
ют относительно излучаемые
колебаний в первом приближе
нии на время ti = 2Rdc, гд<
Ri — текущее значение рас
стояния между РЛС и См от
ражателем.

Представим принятые кс
лебания в следующем виде:

Иотрг — Uотрг COS [(£>о(/

—2Ri)c) -|- фоп]-

Мгновенная частота принимаемых колебаний будет равна

dv

2

с dt J

Откуда видно, что отраженные колебания отличаются по частоте ।
излучаемых колебаний на величину

g^ = -(2(Do/c) (dRildt),

(1-

*’ Этот эффект был открыт австрийским физиком Христианом Допплером в 1842
Излучечие Граем

Рис. 1.6. Смещение частоты
отраженных колебаний по
оси частот.

называемую допплеровским смещением частоты (доплеровской часто-
той). При приближении РЛС к t-му отражателю ®дг>0, при удалении
(оДг<0, при неизменном расстояний между ними (РЛС неподвижна)
юд;=0. Если скорость сближения (или удаления) изменяется во време-
ни, то допплеровская частота соДг также является функцией времени.

В рассматриваемом случае величина- —dRi/dt в выражении (1.2)
является проекцией вектора полной скорости W ЛА на направление
РЛС — t-й отражатель, т. е. радиальной скоростью Wri ЛА относитель-
но t-ro отражателя

—dRildt=W cos уг-.

Учитывая это, представим выражение (1.2) так:

F^=(VW/X) cos у;.	(1.3)

Полагая в формуле (1.3) скорость W в км/ч и длину волны X в см, по-
лучаем

FAi (Гц) = 55,6 W cos YiА.	(1.4)

Допплеровское смещение частоты отраженных колебаний по оси
частот представлено на рис. 1.6. Под знаком допплеровской частоты да-
лее в книге понимается знак этого смещения
частоты.

Таким образом, при излучении непрерыв-
ных колебаний эффект Допплера для сигнала
РЛС, отраженного от какого-либо точечного^
отражателя на земной поверхности, проявля-
ется б изменении частоты этого сигнала по
отношению к частоте излучаемых колебаний
на так называемую допплеровскую частоту,
пропорциональную радиальной скорости РЛС
относительно отражателя.

Приведенные выше выражения (1.2), (1.3) для допплеровской частоты являются
приближенными, хотя точность их достаточна для рассматриваемых в книге практи-
ческих приложений. Точные выражения для допплеровской частоты могут быть полу-
чены следующим наиболее общим способом.

Пусть с РЛС на движущемся ЛА связана подвижная система координат
O'X'Y'Z', а с отражающей земной поверхностью — неподвижная система OXYZ (см.
рис.1.5). Определим вначале частоту coj радиоколебаний, приходящих к i-му точечному
отражателю. Фаза плоской волны электромагнитного поля РЛС является линейной
функцией пространственно-временных координат и, следовательно, инвариантна относи-
тельно преобразований координат одной системы в другую [1.6, 1.7]. В связи с этим
справедливо выражение

ср = (о0 (С—R'i/c) =(01Д—Ri/с).	(1.5)

где м0 и cot — частоты радиоколебаний в подвижной и неподвижной системах коорди-
нат; Ri и R'i—дальности от Сго отражателя до РЛС в подвижной и неподвижной
системах координат.

Связь между координатами и временем в двух координатных системах, движу-
щихся друг относительно друга равномерно и прямолинейно, определяется в теории
относительности преобразованиями Лорептца [1.7], которые в рассматриваемом случае
имеют следующий вид:

, __	УГ = У’	,, _ i — (W/c1) х

Х ~ Н - {W/cF ’ z' = z, “ /1 — (WlCy
Подставляя (1.6) в (1.5), находим частоту (о4:

d<f /1 — (W/c)2

Q1- dt ~ 1 — (1F/c) cos Yi '

(1.7)

Найдем теперь частоту Юг радиоколебаний, принимаемых движущимся приемником
РЛС от г-го точечного отражателя. Представим фазу ф' этих колебаний аналогично
(1.5) в виде

ф'=йИ(Л—/?г/с) = (o2<f—/?\/с).	(18)

Воспользовавшись обратными преобразованиями Лорентца

х' +	У = Уг,	t’ + (IF/c2) х'

К1 — (W/c)2 ’ Z = Z',	—	/1 — (W/c)2

и подставляя (1.9) в (1.8), получаем частоту сог:

dv' 1 + (W/c) cos
со, = —г—— ~ со --  -

dt'	/1-(Г/с)2

(1-Ю)

На основании (1.7) и (1.10) найдем

1 -{- (W/c) cos Yc *)
“г = ! — (F/c) cosYt ’

Полагая W/c 1 и учитывая, что Rt = — ITcosyx, представляем (1.11) в виде

Допплеровская частота (Одг будет равна

.  \
(Одг =5= — (2 t/f) “о,

что совпадает с приведенным ранее выражением (1.2). Относительная ошибка в опре-
делении допплеровской частоты при использовании выражения (1.2) вместо точного
выражения (1.L1) в первом приближении составляет

^фдг = ^^дг/фдг = Rt/C-

Изменения частоты coi—<оо и сог—(0i, вычисленные на основании (1.7) и (1.10), в пер-
вом приближении равны — (/?,-/с) w0 *4)- Сопоставляя эти изменения частоты с вдвое
большим значением допплеровской частоты сод1, видим, что при приеме на движущем-
ся ЛА сигнала РЛС от неподвижного точечного отражателя и земной поверхности
изменение частоты радиоколебаний происходит дважды: при сближении передатчика
РЛС с отражателем и при сближении приемника РЛС с этим отражателем.

Спектр допплеровских частот

Найдем теперь на земной поверхности местоположение точечных
отражателей, сигналы от которых имеют одну и ту же допплеровскую
частоту. Как следует из (1.3), эти отражатели расположены в точ-
ках, визируемых под одним и тем же углом по отношению к направле-
нию вектора скорости ЛА, т. е. на линии пересечения с земной поверх-

' Отметим, что выражение (1.11) может быть получено без привлечения соотно-
шении теории относительности, однако при этом формулы (1.7) и (1.10) для частот
со; и со? окажутся приближенными.

**•> Эти изменения частоты являются, естественно, допплеровскими смещениями
частоты при относительном движении передатчика и приемника радиоколебаний.
носгью конуса, ось которого совпадает с направлением вектора скорости
(рис. 1.7). При горизонтальном полете ЛА над плоской земной поверх-
ностью этой линией является гипербола [1.10] с осью симметрии, совпа-
дающей с линией пути *). Семейство линий равных доплеровских частот
на земной поверхности, называемых изочастотными линиями, представ-
лено на рис. 1.8.

сноса J3

| Гипербола
\частоты Fai

/ Линия пересече-
ния конуса, с _
f горизонтальной
плоскостью

Рис 1.7. Местоположение на земной поверхности точечных отражателей,
сигналы от которых имеют одну и ту же допплеровскую частоту.

В реальной радиолокационной системе луч антенны имеет конечную
ширину как в вертикальной, так и в горизонтальной плоскости, в связи
с чем на местности освещается не один i-й отражатель, а целый учас-
ток S (рис. 1.8), содержащий множество хаотически распределенных

Линия
пути

Рис. 1.8. Луч антенны в реальной радиолокационной системе и семейство линий рав-
ных допплеровских частот на земной поверхности.

S — участок, освещаемый лучом антенны; Д£_. — элементарный участок, содержащий отражатели,
расположенные вдоль i-й гиперболы.

Линия пути — проекция траектории ЛА на земную поверхность.
отражателей. В пределах этого участка можно выделить элементарный
участок AS г, содержащий отражатели, расположенные вдоль гиперболы,
которую' назовем Z-й гиперболой. В соответствии с изложенным, всем
отражателям на участке AS; свойственна одна и та же допплеровская
частота Fai.

Участок S пересекается не одной i-й гиперболой, а множеством их,
которое обозначим через N. Следовательно, результирующий отражен-
ный сигнал от участка S может быть представлен как сумма сигналов,
отраженных от всех элементарных участков:

.V

“отрЗ S	Sin [(“• + “>«) ‘ - ?>]

i=l 1

где U . с,
отрДЗр

содг-, относятся к результирующему

сигналу от элементар-

ного участка ДЗг-.

Так как сигналы от различных элементарных участков отличаются

допплеровскими частотами

Излучение

ГДг, то результирующий отраженный сигнал
от участка S должен быть представлен
на оси частот уже не одной частотой
joTpi (см. рис. 1.6), а спектром частот
(рис. 1.9). Положение этого спектра на
оси частот по отношению к частоте излу-
чаемых колебаний характеризуется сред-
ней допплеровской частотой, которую
обозначим Рд Ср.

Рис. 1.9. Спектр частот сигна-
ла, отраженного от участка S.

соответствует центру участка S

Если диаграмма направленности ан-
тенны симметрична, то средняя доппле-
ровская частота в первом приближении

(см. рис. 1.8), т. е. соответствует сигна-

лам от отражателей, расположенных на изочастотной линии, проходя-
щей через точку пересечения оси луча антенны с отражающей поверх-
ностью. На основании выражения (1.4)

^трД5м'д1

£

Ед ср—55,6 W cos у0/л,
где уо — угол между вектором скорости W ЛА и осью луча антенны.
При горизонтальном полете ЛА выражение для средней допплеровской

Рис. 1.10. Полярные диаграммы
средней допплеровской частоты:
а — для горизонтальной плоскости;
б — для вертикальной плоскости.

частоты имеет вид

Ад ср = (55,6 Wzr/A) cos у0=

== (55,6 1ЕГ/Х) cos В cos Г,- (1.12)
где yo, В, Г — углы, характеризующие
положение оси луча антенны по отноше-
нию к -Направлению вектора путевой ско-
рости Жг ЛА (см. рис. 1.8).

Из выражения (1.12) следует, что
при горизонтальном полете ЛА поляр-
ная диаграмма средней допплеровской
частоты в горизонтальной плоскости
(В = const) имеет вид, представленный
на рис. 1,10,ц, а полярная диаграмма той
же частоты АДСр в вертикальной плоско-
сти (Г = const) имеет вид, представлен-
ный на рис. 1.10,6. Средняя частота тем больше, чем ближе участок S
к линии пути и чем дальше он от проекции ЛА на отражающую по-
верхность.

Ширина спектра допплеровских частот сигнала от участка S опре-
деляется в общем случае шириной луча РЛС в горизонтальней и в вер-
тикальной плоскостях, местоположением участка на отражающей
поверхности и отношением W/Ik (см. § 3.3).

Импульсное излучение

Рассмотрим проявление эффекта Допплера при импульсной моду-
ляции излучаемых РЛС колебаний (рис. 1.11). Введем следующие
обозначения: jFn, Рп, ти— частота, период повторения и длительность
импульсов; t — время, отсчитываемое от начала наблюдения; tn — вре-

мя, отсчитываемое от начала периода повторе-
ния импульсов; /г-— время распространения
колебаний до Сго отражателя и обратно; п —
номер рассматриваемого периода повторения
импульсов; Ri— текущее расстояние между
РЛС и i-м отражателем (рис. 1.12); Rio—
значение Ri в начале наблюдения .

Импульс колебаний, генерируемых пере-
датчиком в njM периоде повторения, запишем
так:

Излучение

Отражение

it

t

'I

Рис. 1.11. Импульсы излу-
чаемых и отраженных коле-
баний.

Wn—t/nsin (©О^п фОп) ,

(1-13)

где О^А^Ти, а фогт — начальная фаза колебаний, случайная в каждом
периоде повторения импульсов.

Сигнал на входе приемника от /-го отражателя будет равен

Нотрг = Сотрг SID [©О (^п С) "СфОп],

где

С+Ти.

Рис. 1.12. Путь, проходимый импульсными колебаниями, принятыми от
.-го отражателя.

Учитывая, что

ti^Rilc^

Ri = RiO—Wt COS Уг,
t=tn + (и—1)Тп,
представляем выражение для сигнала от Сто отражателя в виде
Нотрг = t/отрг sin [(сОо + ©дг) /п + ®дг —1) Лт—фгго + фОп],	(1-14)

*> Пренебрегая разностью пути Д/?г на рис. 1.12.
где

й)дг = 2л (2W cos уг/Х);

фггО —12/?гО<Йо/с.

Сопоставляя выражения (1.13) и (1.14), видим, что несущая часто-
та колебаний изменилась на допплеровскую частоту (оДг, а фаза колеба-
ний для одних и тех же моментов времени tn изменяется с допплеров-
ской частотой от одного периода повторения импульсов к другому отно-
сительно начальной фазы излучаемых колебаний. Изменение фазы за
период повторения Дфт = й)дг7,п.

Рис. 1.13. Изменение фазы колебаний от отражателя в точке 4 от одного
периода повторения импульсов к другому.

Представим эти изменения фазы графически (рис. 1.13). Допустим, что имеется
импульс излучаемых колебаний, начальная фаза которого условно принята равной
нулю, и импульс колебаний от отражателя в точке А. В следующем периоде повторе-
ния ЛА переместится на отрезок, равный произведению WTn, расстояние до отража-
теля уменьшится, и импульс отраженных колебаний начнется на оси времени раньше,
чем в предыдущем периоде повторения. Фаза этого колебания, рассматриваемая в тот
же момент времени Н, будет уже иной, чем в предыдущем периоде, условно эта фаза
показана как 90°. Так, процесс будет продолжаться и в последующих периодах
повторения импульсов

Отсюда ясно, что изменение фазы отраженных колебаний с допплеровской часто-
той от одного периода повторения импульсов к другому обусловливается конечными
перемещениями РЛС относительно отражателя от периода к периоду повторения им-
пульсов.

Из выражения (1.14) видно, что факт движения проявляется также в изменении
несущей частоты отраженных колебаний на величину соДг, причем это изменение по-
стоянно от периода к периоду повторения импульсов. Можно легко убедиться в том,
что это изменение вызвано перемещениями ЛА относительно отражателя как при излу-

*> Этот процесс изменения фазы отраженных колебании относительно начальной
фазы излучаемых колебаний будет, естественно, тем же и при произвольной начальной
фазе излучаемых колебаний в каждом периоде повторения импульсов.
чении колебаний за время длительности импульса ти, так и при приеме отраженных

колебаний за такое же время.

Итак, при импульсной модуляции изучаемых колебаний эффект
Допплера для сигнала РЛС от точечного отражателя проявляется

в сдвиге спектра частот импульса колебаний на допплеровскую частоту

и в изменении фазы отраженных колебаний
с допплеровской частотой от одного периода по-
вторения, импульсов к другому относительно на-
чальной фазы излучаемых колебаний. Не следу-
ет думать, чтб-это проявление эффекта Доппле-
ра является какой-либо новой его формой, отли-
чающейся принципиально от случая излучения
и приема непрерывных колебаний.

Из выражения (1.14) и рис. 1.13 следует, что при излу-
чении и приеме импульсов колебаний движение ЛА вызы-
вает некоторое уменьшение периода повторения импульсов
или увеличение частоты повторения, сжатие импульса ко-
лебаний или расширение его спектра и наконец, сдвиг не-
сущей частоты импульса отраженных колебаний на доппле-
ровскую частоту. Покажем, что можно прийти к тем же
выводам, если представить импульсное излучение в виде
спектра частот непрерывных колебаний:

Рис. 1.14. Сдвиг спектра
частот импульсов отра-
женных колебаний на
допплеровскую частоту.

ОО

G cos [(<о0±Ыи) ; +

А=1

Каждое составляющее колебание отраженного сигнала будет сдвинуто по частоте
на допплеровскую частоту, в связи с чем импульсы отраженных колебаний могут быть
представлены следующим образом:

ОО

мотРг ~ 2 6\cos [(«о + /г«ц) (1 + 21Fri/c) t ик].

k—Q

Из полученного выражения следует, что спектр частот отраженного сигнала сдви-
нулся по шкале частот на допплеровскую частоту Fai = Wri/X (рис. 1,14). Этот спектр
частот расширился в (l + 2Wri/c) раз, что соответствует укорочению длительности им-
пульса, а частота повторения импульсов увеличилась в (l+2Wri/c) раз, что соответ-
ствует уменьшению периода повторения импульсов.

Итак, импульсная модуляция колебаний не вносит ничего принципиально нового,
приводя лишь с специфическому проявлению эффекта Допплера в силу импульсного
характера излучения.

Вторичный эффект Допплера

Так как в реальной радиолокационной системе луч антенны имеет
конечную ширину Аг в горизонтальной плоскости, а излучаемый
импульс — длительность ти (рис. 1.15), то в произвольно выбранный мо-
мент времени, например ti = 2Ri/c, антенна РЛС в каждом периоде по-
вторения импульсов будет принимать сигналы от совокупности отража-
телей, лежащих в пределах участка местности *>

^ = (△^//2)^/2 cos В).

Предполагается, что длина этого участка много меньше протяженности участка
земной поверхности, облучаемого антенной РЛС.

2—856	17
Рис. 1.15. Совокупность отра-
жателей в пределах участка
местности Si, сигналы от кото-
рых принимаются антенной
станции в момент времени t{.

На основании выражения (1.14), учитывающего эффект Допплера,
представим результирующий сигнал от участка Si, принимаемый в мо-
менты времени, близкие к Л, в следующем виде:

.V

UotPS„ it ^отрДЗ. sin [(% + шдг)	(^ —	—	(1-15)

/=1

где UотрД5 , (Вдд, относятся к суммарному сигналу от отражателей
элементарного участка AS^, расположенного вдоль z-й изочастотной ли-
нии.

Из выражения (1.15) видно, что результирующий отраженный сиг-
нал является суммой N импульсов колебаний, несущие частоты которых
отличаются между собой величинами
допплеровских частот ®дг- и фазы кото-
рых изменяются с частотами а>дг- от пе-
риода к периоду повторения импульсов
относительно начальных фаз излучаемых
колебаний. Вследствие этого амплитуда
результирующего импульсного сигнала
изменяется от одного периода повторе-
ния импульсов к другому с частотами,
равными разности допплеровских частот
а>дг. Разностные частоты называются вто-
ричными допплеровскими частотами (од2.

Этот эффект изменений амплитуды
отраженного импульсного сигнала, полу-
чивший название вторичного эффекта

Допплера, возникает вследствие того, что РЛС на ЛА перемещается от-
носительно 'Отражателей участка Si с разными радиальными скоростя-
ми. Следует отметить, что в основе явления лежит именно фазовая мо-
дуляция элементарных отраженных колебаний, вызванная перемещения-
ми РЛС от периода к периоду повторения им-
пульсов.

Полярная диаграмма ширины спектра вто-
ричных допплеровских частот в горизонтальной
плоскости, обусловленная конечной шириной
луча антенны РЛС в этой плоскости, имеет вид,
представленный на рис. 1.16. Ширина спектра
частот (А/^дг) зависит от угла поворота антенны
в горизонтальной плоскости по отношению к на-
правлению вектора путевой скорости ЛА и про-
ходит через минимум при установке антенны
в положение, когда проекция направления ма-
ксимума излучения антенны на земную поверх-
ность совпадает с направлением линии пути. При
этом средняя частота изменений амплитуды им-
пульсных сигналов, отраженных от земной no-
минимальной, а угол между азимутальным на-

правлением оси антенны и продольной осью ЛА равен углу сноса |3 *>.

Рис. 1.16. Полярная диа-
грамма ширины спектра
вторичных допплеров-
ских частот в горизон-
тальной плоскости.

вер.хностп, становится

Отметим, что на основании этого в 50-х годах с помощью самолетных РЛС
землеобзора производилось определение угла сноса самолета путем установки антенны
РЛС по азимуту в положение, когда частота «мерцания» видеосигналов, наблюдаемых
на индикаторе с разверткой типа А, становилась минимальной.
1.3. ДОППЛЕРОВСКИЕ ИЗМЕРИТЕЛИ ВЕКТОРА СКОРОСТИ

Измерение вектора скорости летательного аппарата основано на
использовании допплеровских изменений частотных (фазовых) харак-
теристик отраженных сигналов, вызванных движением аппарата, и мо-
жет быть осуществлено при излучении как непрерывных, так и импульс-
ных колебаний.

Измерение составляющих вектора скорости

Ранее было показано, что сигналам, отраженным от земной поверх-
ности, свойствен целый спектр допплеровских частот. Положение этого
спектра на оси частот, характеризуемое средней частотой спектра, опре-
деляет радиальную составляющую вектора скорости ЛА относительно
центра отражающей площадки, т. е. проекцию вектора скорости на на-

Рис. 1.17. Расположение Л}чеи антенны и отражающих участков земной
поверхности:

а — двухлучсвая антенна; б — трехлучевая антенна: в — четырехлучевая антенна.

правление максимума луча антенны ДИСС. Так как вектор скорости
ЛА определяется в общем случае проекциями на три некомпланарных
(т. е. лежащих не в одной плоскости) направления, то для определения
всех трех составляющих вектора скорости необходимо излучать и при-
нимать сигналы минимума по трем лучам антенны (рис. 1.17,6).

Допплеровская аппаратура на борту ЛА измеряет проекции векто-
ра скорости в системе координат XaYaZa (рис. 1.18,а), жестко связанной
с антенным устройством и называемой антенной системой координат.
Для решения же навигационных задач необходимо знание составляю-
щих вектора скорости ЛА в горизонтальной прямоугольной системе
координат XrYrZr (рис. 1.18,а), которую будем называть горизонталь-
ной системой координат. Предполагается, что начало обеих систем коор-
динат совпадает с центром масс ЛА, а ось Хг совпадает с проекцией
продольной оси ЛА на горизонтальную плоскость.

Способ перехода от антенной системы координат к горизонтальной
системе, позволяющий учесть угловое положение антенны по отношению
к вертикали, определяется тем, какая из двух видов антенн — неподвиж-
ная или подвижная — используется в ДИСС.

Допустим, что трехлучевая антенна ДИСС (см. рис. 1.17,6) непод-
вижна по отношению к фюзеляжу ЛА (такие антенны называются также
фиксированными). В этом случае антенная система координат XnYaZx
совпадает с системой координат XiYiZi, жестко связанной с ЛА и на-
2*	19
to
о

Рис. 1.18. Антенная система координат ХАУaZa, связанная система координат XjKjZ] и горизонтальная система
координат XrYrZr:

а — ДИСС с неподвижной (фиксированной) антенной: б — ДИСС со стабилизированной антенной; в, г — составляющие вектора
скорости (в увеличенном масштабе) в связнной (в) и в горизонтальной (г) системах коориднат. На рис. 1.18,а угол (30 показан в пло-
скости, проходящей через ось У] и ось луча /, а угол Го — в плоскости XiOZi-
зываемой связанной системой координат. В § 2.4 показано, что состав-
ляющие вектора скорости в этой системе координат (рис. 1.18,а, в) свя-
заны со средними допплеровскими частотами сигналов, принимаемых
по трем лучам антенны, следующими соотношениями:

~	z/4 C0S Во COS Го,

Wz\ = (АДз — ^д2) ^/4 cos Во sin Го,

(Мб)

IFri = — (ЕД1 + FS3) Л/4 sin Во,

где Во, Го — углы, характеризующие положение осей лучей антенны
в системе координат XiY^Zt (рис. 1.18,а).

Переход от составляющих вектора скорости в связанной системе
координат к составляющим вектора скорости в горизонтальной систе-
ме координат, определяется следующими соотношениями (см. § 2.4):

WXr — WX1 cos	sin $с cos Ye Д- W zl sin Ос sin Yc>

WYr = Wxl sin $c + WYl cos $c cos yc — W zl cos 0-c sin Yc,

WZr = WY1sin Yc + WZA cos Yc,

(1-17)

где -Gc, Yc — углы тангажа и крена ЛА. Преобразования вида (1.17)
осуществляются при необходимости с помощью вычислительного устрой-
ства ДИСС. Такой способ учета углов крена и тангажа ЛА в выходных
данных ДИСС называется способом стабилизации данных.

В ряде ДИСС применяются антенны, подвижные в горизонтальной
плоскости и автоматически устанавливаемые в положение, когда про-
дольная ось антенны совпадает с направлением вектора путевой ско-
рости ЛА (см. § 2.5). Угол поворота антенны по отношению к продоль-
ной оси ЛА равен при этом углу сноса.

Антенны ДИСС по сигналам от гировертикали ЛА могут быть ста-
билизированы по отношению к поперечной оси ЛА, т. е. по углу танга-
жа, по отношению к продольной оси ЛА, т. е. по углу крена, а также по
углам тангажа и крена одновременно.

Если антенна ДИСС неподвижна в горизонтальной плоскости и
стабилизирована по углам тангажа и крена ЛА, то антенная система
координат совпадает с горизонтальной системой (рис. 1.18,6) и выраже-
ния (1.16) определяют сотавляющие вектора скорости ЛА непосредст-
венно в горизонтальной системе координат (рис. 1.18,а). Если антенна
ДИСС подвижна в горизонтальной плоскости и стабилизирована по
углам тангажа и крена ЛА, то ДИСС определяет непосредственно угол
сноса, путевую скорость и при необходимости вертикальную составляю-
щую вектора скорости ЛА в горизонтальной системе координат.

В режиме горизонтального полета ЛА вектор путевой скорости определяется
двумя составляющими (продольной Wxi и поперечной Wzi), либо углом сноса (3
и путевой скоростью И7Г. Для измерения этих двух неизвестных величин казалось бы
достаточно данных, представляемых сигналами, принятыми по двум лучам антенны
(например, на рис. 1.17,а), т. е. достаточно знание двух средних допплеровских
частот этих сигналов.

Однако двухлучевым ДИСС с неподвижной антенной свойствен тот недостаток.'
что даже в горизонтальном ЛА должно учитываться изменение угла атаки (угла ста-
тического тангажа) *>, приводящее к изменению фактического положения лучей антен-
ны относительно номинального положения их к вертикальной плоскости. Действительно,
..•: изменении угла тангажа в гризонтальном полете на угол ДОс от номинального
ачения (рис. 1.19) погрешность измерения путевой скорости, обусловленная измене-
нием угла В', будет равна (см. § 2.2)

ДВД « -дес tg Во/cos Го.

Рпс. 1.19. Изменение положения в пространстве луча 1 двухлучевой неподвижной
антенны при изменении угла статического тангажа на Айс:

а-- номинальное положение; б — фактическое положение.

Так, например, при значениях углов В0 = 65 , Г0=45 и при неучитываемом изме-
нении угла статического тангажа на 1° погрешность измерения скорости составляет
5,2%, что недопустимо.

В связи с этим в допплеровской аппаратуре для ЛА (в том числе для самоле-
тов), как правило, применяются трех- и четырехлучевые антенны (см. рис. 1,17,6, в),

а

Рис. 1.20. Изменение положения в про-
странстве лучей 1, 2 трехлучевоп (четырех-
лучевой) неподвижной антенны при измене-
нии угла статического тангажа на АО, :

а) Г, 2' — номинальное положение лучей; 1, 2 —
фактическое положение лучей; б) вертикальная
составляющая скорости в антенной (связан-
ной) системе координат.

при использовании которых скорость
в основном определяется допплеровски-
ми частотами сигналов, принятых по
двум лучам антенны, направленным
в противоположные стороны, например
по лучу 1, направленному вперед по
движению ЛА, и по лучу 2, направлен-
ному назад *>*. В этих случаях при изме-
нении угла тангажа ЛА в полете, либо
при неточной начальной выставке антен-
ны на ЛА по вертикали, погрешность
измерения скорости, обусловленная из-
менением вертикального угла В' одно-
го луча, компенсируется погрешностью,
обусловленной изменением угла В"
в другую сторону для другого луча
(рис. 1.20). Это значит, что вертикаль-
ная составляющая скорости U”yi, возни-
кающая при этом б антенной (связан-
ной) системе координат (рис. 1.20), изме-

Угол тангажа в горизонтальном полете, т. е. угол между продольной осью ЛА

и горизонтальной плоскостью.

“) См., например, выражение (1.16) для величины 1Гд-1.
няег средние допплеровские частоты сигналов, принятых по двум противолежащим
лучам антенны, на одну и ту же величину, по в разные стороны, благодаря чему и
имеет место компенсация этой составляющей скорости. В § 2.4 показано, что погреш-
ность измерения путевой скорости определяется при этом выражением

(А^с)2/2.	(1.19)

Так, при изменении угла статического тангажа на 1° погрешность измерения путевой
скорости составляет 0,016%.

Сопоставляя выражения (1.18), (1.19) и значения погрешностей, видим, что ДИСС
с трех- и четырехлучевыми антеннами существенно меньше подвержены влиянию изме-
нений угла тангажа ЛА, чем ДИСС с двухл^чевыми антеннами. Этот вывод относится
как к режиму горизонтального полета ЛА, так и к режимам полета с набором высоты
или со снижением, когда действительно имеется вертикальная составляющая скорости
ЛА (в горизонтальной системе координат). Эта составляющая скорости (WAr,
рис. '1.18,г) может быть при необходимости измерена в трех- и четырехлучевых ДИСС
в соответствии с выражениями (1.16), >(1.17), что не может быть осуществлено в ДИСС
с двухлучевыми антеннами.

Основные типы ДИСС

Обобщенная функциональная схема измерителя вектора скорости
ЛА представлена на рис. 1.21. В состав измерителя входят: антенное

устройство, формирующее три или четыре луча; приемопередаюш)ее
устройство, связанное с антенным устройством либо непосредствен^),
либо через волноводный коммутатор лучей; измерительное устройство,

преобразующее 'сигналы с доп-
плеровскими частотами в ана-
логовые величины либо в по-
следовательности импульсов и,
наконец, вычислительное
устройство, преобразующее эти
данные в значения составляю-
щих вектора скорости ЛА и в
значения путевой скорости и
угла сноса. Эти данные посту-
пают далее на визуальные ин-
дикаторы, в навигационный
вычислитель координат место-
положения ЛА и в систему

автоматического управления	„

ггд	г	Рис. 1.21. Обобщенная функциональная схема

измерителя вектора скорости ЛА.

Но назначению и способу

построения измерители вектора скорости ЛА могут быть условно раз-
делены на два основных типа: ДИСС, измеряющие путевую скорость
и угол’сноса ЛА или продольную и поперечную составляющие Вектора
путевой скорости (самолетные ДИСС), и ДИСС, измеряющие полный
вектор скорости ЛА, т. е. три его составляющие (вертолетные ДИСС).

Вектор скорости самолета всегда направлен вперед и отклонен от
продольной оси самолета на угол не более нескольких десятков граду-
сов; диапазон скоростей, измеряемых самолетными ДИСС, обычно ле-
жит в пределах от 100—200 км/ч до 1000—4000 км/ч; диапазон рабочих
высот — от десятков метров до нескольких десятков километров. В свя-
зи с этими особенностями в самолетных ДИСС можно выбрать такое
расположение антенных лучей, при котором знак допплеровской частоты
был бы известен заранее, а величина минимальной допплеровской ча-
стоты всегда была бы намного больше нуля. Наряду с этим в само-
летных ДИСС, как правило, необходимо измерение путевой скорости
и угла сноса и не требуется измерение вертикальной составляющей ско-
рости. В связи с этим, как уже отмечалось, самолетные ДИСС могут
в принципе иметь не три или четыре, а два антенных луча.

Перемещение вертолета в пространстве в отличие от самолета мо-
жет быть произвольным в ряде случаев, например в режиме висения;
вектор скорости может быть равен нулю или быть вблизи нуля и изме-
нять направление. В связи с этим основные отличия вертолетных ДИСС
от самолетных определяются необхоимостью измерения допплеровских

Рис. 1.22. Частоты сигналов в самолетном ДИСС с использованием трехлучевой ан-
тенны:
а — угол сноса равен нулю; б — угол сноса не равен нулю.

частот вплоть до значений, близких к нулю, а также необходимостью
определения знаков допплеровских смещений частоты. Поскольку в вер-
толетных ДИСС измеряются три составляющие вектора скорости, необ-
ходимы измерение и учет знаков допплеровских смещений частоты сиг-
налов, принимаемых не менее чем по трем некомпланарным лучам.'

Диапазон рабочих высот вертолетных ДИСС, как правило, лежит
в пределах от нуля до нескольких километров. Объем выходных данных
в вертолетных ДИСС существенно больше, чем в самолетных, посколь-
ку наряду с измерением трех составляющих вектора скорости в полете
вертолета по маршруту измеряются путевая скорость и угол сноса.

Условность разделения ДИСС на самолетные и вертолетные состоит
в том, что применение их не ограничивается самолетами и вертолетами.
Так, ДИСС с вертолетным способом построения применяются для обе-
спечения мягкой посадки космических аппаратов на Луну и планету
Марс [1.4, 1.13], а ДИСС с самолетным способом построения использу-
ются для управления крылатыми ракетами, экранопланами и судами
на воздушной подушке [1.14, 1.15].

Проследим, например, принцип работы и способ построения само-
летного измерителя путевой скорости и угла сноса. Допустим, что антен-
на формирует в пространстве три луча (см. рис. 1.17,6), в пределах
которых идут излучение и прием непрерывных колебаний сантиметрово-
го диапазона волн. Когда угол сноса равен нулю и проекция направле-
ния продольной оси самолета на земную поверхность совпадает с линией
пути (рис. 1.22,а), антенна измерителя с одинаковой скоростью удаляет-
ся от площадок местности, освещаемых правым 3 и левым 2 лучами.
Поэтому средние допплеровские частоты сигналов этих лучей равны
между собой. При наличии угла сноса (рис. 1.22,5) лучи антенны рас-
положены несимметрично по отношению к линии пути. Скорости удале-
ния антенны измерителя от площадок местности неодинаковы и, следо-
вательно, средние допплеровские частоты сигналов правого и левого
лучей не равны между собой:

FR2 = — (2U7r/%) cos Во cos (Го—13),

Гдз= —(21Гг/%) cos Во cos (Го + Р),

(углы Во, Го см. на рис. 1.1'8,а).

Отсюда видно, что чем больше угол сноса самолета, тем больше
средние допплеровские частоты сигналов Гд2 и Рдз отличаются друг от
друга; разность этих частот является мерой угла сноса самолета.

Средняя допплеровская частота сигнала, принятого по лучу 1, опре-
деляется выражением	\

^Д1=(2ГГД) cos Во cos (Го + Р).

Для измерения путевой скорости самолета используются в основ-
ном сигналы, принятые по противоположным лучам 1 и 2 антенны.
Разность средних допплеровских частот этих сигналов является мерой
путевой скорости самолета. При этом, как уже отмечалось, обеспечи-
вается устойчивость результатов измерений к изменениям угла тангажа
самолета.

Измерив частоты F^, Гдз и передав информацию о них в вычис-
лительное устройство, можно определить угол сноса и путевую скорость
самолета на основании следующих выражений, полученных с учетом
приведенных выше формул (1.16) для составляющих вектора скорости:

tg? = ^-=^->ctgr0,	(1.20)

W XI ГД1 - ГД2

Г ~ cos 8	(^Д: ^Дг) 4 cos в cos г cos 8 '	(Г21)

Режимы работы ДИСС

Наряду с рассмотренными особенностями ДИСС, определяемыми
их назначением, построение ДИСС в существенной степени зависит от
вида модуляции излучаемых колебаний. В различных типах измерите-
лей используются непрерывные немодулированные колебания (непре-
рывный режим); непрерывные частотно-модулированные колебания
(режим частотной модуляции — ЧМ); непрерывно-импульсные колеба-
ния (непрерывно-импульсные режимы); импульсные колебания
(импульсные режимы). Эти режимы работы ДИСС представлены на
рис. 1.23.

Способ выделения допплеровской информации о скорости из отра-
женного сигнала может быть когерентным или автокогерентным. При
когерентном приеме частота отраженного сигнала сравнивается с ча-
стотой колебаний передатчика, частота биений является допплеровской
частотой. Прн этом возможно определение знака частоты. Когерентный
прием сигналов имеет место при использовании в ДИСС первых трех
(а, б, в) режимов работы, представленных на рис. 1.23.
При излучении импульсных некогерентных колебаний (режимы ра-
боты г, д, е на рис. 1.23) невозможно выделение допплеровской частоты
путем непосредственного сравнения по частоте излучаемых и отражен-
ных колебаний, ибо они сдвинуты во времени. Поэтому способы изме-

а.

5

S

Излучаемый
сигнал

Отраженный
сигнал луча 1

Отраженный
сигнал луча 2

Излучаемый
сигнал

Отраженный
сигнал луча 1

Отраженный
сигнал луча 2

Излучаемый
сигнал

Отраженный
сигнал луча 1

Отраженный
сигнал луча 2

Рис. 1.23. Режимы работы ДИСС:

а — непрерывный режим; б — режим частотной модуляции; в — непрерывно-импульсный режим
(когерентный прием); г — непрерывно- Емпульсный режим (автокогерентный прием); д — импульсный
«пакетный» режим; е — «гладкий» импульсный режим.

рения допплеровских частот при излучении импульсных некогерентных
колебаний основываются на сравнении фаз (частот) колебаний, отра-
женных от какого-либо участка местности (например, от участка 1 на
рис. 1.24), с фазами (частотами) одновременно принимаемых колебаний,
отраженных от другого участка местности (например, от участка 3 на
26
рис. 1.24). Средняя частота биений сигналов, принятых по двум антен-
ным лучам, равна разности средних допплеровских частот этих сигна-
лов. Знак разности не определяется.

Двух разностей средних допплеровских частот сигналов, принимае-
мых по двум парам лучей антенны ДИСС, достаточно для измерения
путевой скорости и угла сноса ЛА, либо двух составляющих скорости.
Такой способ приема применяется только в трех или четырехлучевых
самолетных ДИСС, поскольку он не позволяет измерить вертикальную
составляющую вектора скорости ЛА.

Рис. 1.24. Расположение двух отражающих участков местности при не-
когерентпом приеме импульсных сигналов.

В связи с изложенным ДИСС с излучением импульсных некогерент-
ных колебаний называют измерителями с внешней когерентностью (или
автокогерентными измерителями) в отличие от измерителей с излуче-
нием непрерывных, частотно-модулированных или непрерывно-импульс-
ных колебаний при когерентном приеме, называемых измерителями
с внутренней когерентностью.

Рассмотрению особенностей, достоинств и недостатков указанных
режимов работы ДИСС посвящена гл. 4.' Здесь следует лишь отметить,
что при использовании в измерителе вектора скорости ЛА режима излу-
чения непрерывных немодулированных колебаний вся мощность отра-
женного сигнала преобразуется при приеме в мощность допплеровских
частот в отличие от других режимов работы, сопровождаемых потерями
мощности сигнала. Поэтому режим непрерывного излучения является
наиболее экономичным (эффективным) режимом работы в допплеров-
ских измерителях вектора скорости.
Глава 2

ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЕКТОРА СКОРОСТИ ЛЕТАТЕЛЬНОГО
АППАРАТА ПО ДОППЛЕРОВСКИМ ЧАСТОТАМ

В данной главе рассматриваются возможности определения вектора скорости ЛА
по допплеровским частотам при числе антенных лучей от одного до четырех. Приво-
дятся общие формулы, позволяющие с максимально возможным приближением опре-
делить вектор скорости ЛА по допплеровским частотам отраженных сигналов при раз-
личном числе лучей и определенных требованиях к их положению в пространстве.
Показывается, что для определения всех трех составляющих вектора скорости необ-
ходимо иметь не менее трех антенных лучей, не лежащих в одной плоскости. Анализи-
руется зависимость выходных данных измерителя вектора скорости от крена и танга-
жа ЛА и показывается, что одно- и двухлучевые системы весьма чувствительны
к крену и тангажу, в то время как чувствительность трех- и четырехлучевых устройств
на порядок меньше. Приводятся расчетные формулы для наиболее употребительного
расположения различного числа лучей.

Показывается возможность измерения с помощью ДИСС наряду с вектором ско-
рости высоты полета и вертикали ЛА относительно отражающей поверхности. Для до-
полнительного измерения этих параметров полета ЛА достаточно иметь данные о даль-
ности до отражающей поверхности в направлении антенных лучей ДИСС. Рассматри-
ваются некоторые особенности определения высоты полета и вертикали ЛА в ДИСС.

2.1. ОБЩИЕ СООТНОШЕНИЯ

Допплеровское изменение частоты F^i позволяет определить прямо-
угольную проекцию Wi вектора скорости W на направление радиолуча:

Wi = FniK/2,	(2.1)

где % — длина волны излучаемых колебаний.

Прямоугольная проекция вектора W на направление бесконечно
узкого луча, характеризующееся ортом Ц, может 'быть представлена
скалярным произведением векторов W и Ц (рис. 2.1):

(2.2)

Так как в общем случае положение вектора W в пространстве опре-
деляется тремя проекциями, то необходимо иметь три линейно независи-
мых уравнения вида (2.2), т. е. три допплеровские частоты.

Рис. 2.1. Расположение г-го
луча ДИСС в самолетной
системе координат.

Условие независимости трех скалярных
произведений (2.2) может быть записано в
следующей форме *);

Д= (W2Z3)	(2.3)

лучи измерителя не должны лежать в одной
плоскости (условие некомпланарности).

*~> Смешанное произведение трех векторов
определяется следующим образом:

(abc)

(a b с) =

Cl, ^CLyd z
bxbYbz
CXCYCZ

ах^хсх

CtybyCy 9
azPzcz

где индексы X, Y, Z определяют проекции соответствую-
щих векторов на оси прямоугольной системы коорди-
нат XYZ.
При условии (2.3) вектор скорости W определяется следующим
образом [2.1]:

где [lilk]—векторные произведения соответствующей пары векторов*).

Положение вектора W в прямоугольной системе координат XiYiZi,
связанной с ЛА (см. рис. 1.19, а), характеризуется тремя проекциями
1^X1,

= (W) = BnWt -г B12W2 + B13W3,

= WK) =*B21W. + B22w2 + B23W3,	(2.5)

wzl = (Ж) = B^W, + B32W2 + 333Г8,

гДе К К К — орты осей Xlf Ylt Zp,
D __________________ (^2 ^зЧ)	•	D ___ (^3^14)	•	p ____ С1^2г1)	•

DH ' Д *	-- Д ’	-°13 --- Д ’

p	C2C/1)	•	p	(^3^1/1)	-	p	(G^/i)	•	/О

B21 =-----д—» B22 =----------—. B23 =-------д—’	(2.0)

D ____ (^3^1)	•	D ____ Gs^l^l)	•	p _____ (^2^1)	,

’ Д ’	^32	" д ’	-°33	Д

Рис. 2.2. Самолетная XiKiZi
и горизонтальная XVYTZT си-
стемы координат.

Для навигации ЛА обычно необходимо знать проекции вектора W
не в системе координат, связанной с ЛА, а в горизонтальной системе
координат XrYrZr, в которой определяется пе-
ремещение ЛА относительно Земли (см. рис.

1.19,а и рис. 2.2). Переход от системы коорди-
нат XrYrZr и системе координат XiYiZi осуще-
ствляется двумя последовательными поворота-
ми: поворотом вокруг оси Zr на угол тангажа
'б’с и поворотом вокруг оси Xi на угол крена ус-

Все повороты осуществляются против 'ча-
совой стрелки. Формулы ,(2.5), (2.6) позволяют
определить составляющие IFXrj WYr, WZr к
в горизонтальной системе координат, если за-
менить орты В, Ji, k_i на орты горизонтальной
системы координат гг, /г, кг-

В табл. 2.1 приведена связь между орта-
ми системы координат ЛА и горизонтальной

системы при наличии крена, тангажа [2.2]. Составляющие Wxr, Wyf> l^zr
в горизонтальной системе координат определяются по составляющим
WXi, WYi, YZZ\ следующим образом:

Wxr= (ИЛГ) = YYxi (iiir) + Wyi (Jiir) ~YWZi (ktir),

№rr= (TFjr) = (Mr) + WT1 (jtP + 'IFzi (SM,	(2.7)

(И^Лг) =	(i 1 hr) + n (7 i/cr) Wzi (kikr) 

Векторное произведение векторов [аб] определяется

следующим образом:

\ab\ =

t i k
Таблица 2.1

Связь между ортами систем координат ЛЗПА и XrTtZr

Орты	il	ii	kl
Ц	cosQe	—cosYcsin$c	smYcsin9c
/г	sin$c	cosyccosQs	—sinYeCOS&e
/гг	0	siHYe	cosYc

Формулы (2.7) являются общими формулами для пересчета состав-
ляющих из системы координат XlYlZi в горизонтальную систему коор-
динат независимо от расположения антенных лучей ДИСС.

На рис. 2.3 показано положение вектора скорости в горизонтальной
системе координат. Составляющие вектора скорости W равны

U7 cos О cos р, IFyr = W sin 0, IFZr=IFcos 0 sin (3.	(2.8)

Угол сноса [3 и путевая скорость Ц7Г (модуль горизонтальной со-
ставляющей вектора скорости) определяются из составляющих Wxr, МДт
по следующим формулам:

tg₽ = rzr/rxr, lFr = /^r + W'r = FXr/cos₽.	(2.9)

Траекторный угол 0 может быть определен при необходимости по
данным измерений составляющих скорости (2.8) следующим образом:

tg 0= №rr/WT= (№Уг/№Дг) cos |3.

(2.Ю)

Рис. 2.3. Вектор ско-
рости ТГ в горизон-
тальной системе ко-
ординат.

Зная угол 0 и угол тангажа Ос, можно определить угол атаки а, рав-
ный i%—0.

Из сказанного следует, что для однозначного измерения вектора
скорости ЛА в общем случае необходимо и достаточно наличие трех
некомпланарных антенных лучей (условие (2.3)].
Добавление числа лучей не приводит к увеличению
информации, а уменьшение числа лучей не позво-
ляет в общем случае однозначно определить все со-
ставляющие вектора скорости.

В частном случае, когда одна или две состав-
ляющие вектора скорости W равны нулю, можно
определить значения остальных, отличных от нуля,
составляющих и при меньшем числе лучей. Напри-
мер, если Wyf=0, то можно определить точные
значения Uc\t, WZr, используя только два луча.
В этом случае необходимо, -чтобы

(/ 1121 г) 0.

(2.11)

При автокогерентном приеме, когда информация о скорости выде-
ляется в виде разности допплеровских частот сигналов, принимаемых
по двум лучам, минимальное число лучей даже при горизонтальном
полете равно трем, причем для них также должно выполняться условие
30
(2.3).	В данном случае измеряется проекция вектора скорости на раз-
ность ортов двух лучей:

Г12=(ТУ1-/1—/2).	(2.12)

Так как из трех ортов Ц, /2, 1з можно сформировать только две
независимых разности, то при автокогерентном приеме возможно опре-
деление только двух составляющих (вектора скорости ЛА. Обычно при
автокогерентном приеме отсутствует информация о вертикальной состав-
ляющей вектора скорости ЛА.

Прежде чем перейти к дальнейшему рассмотрению задачи опреде-
ления вектора скорости при различном числе лучей, найдем общее вы-
ражение для допплеровской частоты при произвольном положении век-
тора скорости W и наличии крена и тангажа ЛА.

2.2.	ДОППЛЕРОВСКАЯ ЧАСТОТА ПРИ ПРОИЗВОЛЬНЫХ
УСЛОВИЯХ ПОЛЕТА ЛА

Пусть лучи антенны ДИСС жестко связаны с системой координат
ЛА и пусть орт луча характеризуется углами Вц Гг, где Вг— угол
между li и плоскостью X^OZ^ а 1\ — угол между проекцией луча на
плоскость XyOZi и осью XL (см. рис. 2.1). Положение луча можно также
характеризовать углами уц vi, где yi— угол между направлением луча
и осью Xi, а п — угол между направлением луча и осью Zx. Между
углами Вг-, Гг и углами уд имеется следующая зависимость:

COS yi= COS Bi COS Гг, COSVi =—cos Bi sin Гг.	(2.13)

Вектор li в системе XiKiZi имеет координаты

/г1 = cos Вг- cos Гг, = — sin В/,

Iki = — cos Вг- sin Гг.	(2.14)

Для определения проекции Wf можно воспользоваться следующим
соотношением:

Wi= (Wli) = WiTlir+ Wjrljr+ Wkrlkr.	(2.15)

Подставляя в формулу (2.2) выражения (2.15) и (2.14), находим при
ус = йс = 0:

F^i = (2/Х) (IFxrcos Вг cos —WYv sin Bi—Wzi cos Bi sin Ti), (2.16)
или

Fzi= (2IF/X)[cos Bi cos(ri + p)cos 0—

—sin Bi Sin 0]=Адг-|-Д[в,	(2.17)

где ГдГ — допплеровская частота от го-
ризонтальной составляющей вектора ско-
рости; F№ — допплеровская частота от
вертикальной составляющей вектора ско-
рости. Знак допплеровской частоты (доп-
плеровского смещения частоты) при этом
зависит от положения луча относительно
вектора скорости W и может быть поло-
жительным и отрицательным.

На рис. 2.4 для примера показаны
изменения значения Fn/(2W/X) с изме-

*) Данное направление может, например, соответствовать максимуму усиления
антенны.





Рис. 2.4. Зависимость допплеров-
ской частоты FAf(2W/K) от угла Г,
при различном положении векто-
ра скорости.
нением угла 1\ при Bi = 65° для двух случаев: 0 = [3 = О и 0 = 20°,
|3 = — 20°.

Выбор угла Bi производится из энергетических соображений. Обычно
величина его лежит в диапазоне 60—70°. При этих углах Bi чувстви-
тельность *) допплеровской частоты по вертикальной составляющей, как
это видно из выражения (2.16), обычно в несколько раз больше, чем по
горизонтальным составляющим. Например, при Во = 65° и Го = 45° отно-
шение чувствительности по вертикальной составляющей к чувствитель-
ности по горизонтальным составляющим равно трем.

Для определения допплеровской частоты при крене и тангаже ЛА
можно пересчитать (пользуясь табл. 2.1) или координаты вектора li
в горизонтальную систему координат, или координаты вектора W в си-
стему координат ЛА.

Воспользуемся первым методом. Координаты вектора Ц в горизон-
тальной системе координат определяются как скалярные произведения
вектора Ц и соответствующих ортов горизонтальной системы координат

^гг^(АА), I(I ijг) , lkr=(likr).	(2.18)

Воспользовавшись табл. 2Л для представления ортов 7Г, /г, кг через
орты ii, Ji, ki и подставив Цг, Ijr, Ikr из (2.18) в формулу (2.15),
получим

AHi= (2W/X) cos yF = (2/X)[W\Yr cos B4 cos T'i—!Fyr sin B'i—

— IFzrCos B'i sin ГД,	(2.19)

где

cos B', cos Г'г- = cos В/ cos Г/ cos $c +

Д- sin В/ sin &c cos Yc — cos В/ sin sin Yc sin $c;

sin В'г= sin Вг- cos 0-c cos Yc — cos Вг- cos Г/ sin $c — cos Вг- sin Д sin Yc cos 0-c;

(2.20)
cosB'j sin Г'/ = cos В/ sin Г/ cos Yc + sin В/ sin Yc;

cos yf = cos 6 cos p cos B'z- cos П'/ — sin 0 sin B\- — cos 0 sin p cos B\- sin Г\.

%

В выражении (2.19) углы B'i, Г\ являются углами орта Ц в горизон-
тальной системе координат.

В соответствии с табл. 2.1 допплеровская частота может быть так-
же записана и в следующем виде:

Ад/ = (2/2) (Wxl cos В/ cos Г/ — sin Вг- — cos В/ sin ГД (2.21)
где

1ГДЧ = W cos 0' cos р' = U7 Vr cos B-c -f- IFyr sin 0-c;

U7K] = W sin 0' = — WXr sin 0-c cos Yc + WYr cos Yc cos $c WZr sin Yci (2.22)
IV Z1 = W cos 6' sin p' = 1ГгДг sin Yc sin $c — WYr sin Yc cos $c Д- 1Г2г cos yc.

Углы (3Z, 0Z характеризуют положение вектора W в системе коорди-
нат ЛА.

Чувствительность определяется как величина изменения допплеровской частоты
в герцах при изменении скорости на 1 км/ч.
Выражение (2.21) удобно использовать для определения диапазо-
на изменения допплеровской частоты при наличии крена и тангажа, по-
скольку составляющие Wxi, WYi, WZi одинаковы для всех лучей. При
представлении же Fni в форме (2.19) необходимо вычислить для каждого
луча углы В'г, Т'г.

Воспользовавшись формулой (2.21), оценим влияние на допплеровс-
кую частоту углов крена и тангажа. Ограничимся при этом углами 10—
20° и представим функции cos ус (Фс), sinycCOc) в виде ряда. Пренебре-
гая членами второго порядка малости по ус, "Ос, из (2.22) находим

Wxi ~ W (cos 9 cos р + $с sin 9),

WYl W (sin 9 — $с cos 9 cos 6 + Yc cos 9 sin р),	(2.23)

Wzl W (cos 9 sin p — Yc sin 9).

Пользуясь последними соотношениями и формулой (2.21), рассмотрим
два случая 0=0 и 0 = л/2.

Для первого случая находим:

Fzt —	- (2 №/2) (&с cos р — Yc sin р) sin Bf,	(2.24)

где — значение допплеровской частоты при Yc=:^c = 0-

При малом угле сноса:

FAi —	~ (2VT/Z) &с sin Вг.	(2.25)

При 6 = 75/2 аналогично находим

FRi — F^_	(21F/2) cos Вг-(&с cos Гх- — Ycsin Г/).	(2.26

Крутизна изменения допплеровской частоты (FRi —	может

быть на основании (2.25) и (2.26) представлена в следующем виде:

d/^i^'O’ctgBi/cosr'i при 0 = 0,	(2.27)

ft/^i—etgBi^c cos Гг—ус sin Г;) при 0 = л/2.	(2.28)

Полагая Гг = 45°, Вг = 65°, находим для первого случая дКдг — ЗДс и для
второго случая 6/7Hi = 0,33(i9’c—ус).

Из приведенного следует, что при W^WXr наибольшее влияние на
допплеровскую частоту оказывает угол тангажа ЛА. При изменении
Дс на один градус допплеровская частота изменяется на 5,2%. При
влияние крена и тангажа одинаково и на порядок меньше, чем
для предыдущего случая.

2.3.	ОДНОЛУЧЕВЫЕ И ДВУХЛУЧЕВЫЕ СИСТЕМЫ

При использовании однолучевой системы поступающая информация о скорости
заключена в одной допплеровской частоте. Очевидно, что одна допплеровская частота
не позволяет определить три составляющих вектора скорости. Погрешность определе-
ния одной из составляющих зависит от соотношения между определяемой составляю-
щей и пренебрегаемыми остальными составляющими.

Для самолетных ДИСС, очевидно, можно пренебречь прежде всего вертикальной
составляющей. Будем считать, что полет горизонтален. В этом случае

Fя = (2Ш) cos Bi cos (Гг + р).	(2.29)
Это уравнение включает в себя две неизвестные величины: модуль скорости W и угол
сноса р. Рассмотрим возможность определения каждой из этих величин, вначале, на-
пример, модуля скорости.

Из выражения (2.29) видно, что влияние угла р минимально при Гг=0, т. е.
когда луч антенны и продольная ось самолета лежат в одной вертикальной плоскости
(рис. 2.5, луч /). В этом случае

Рис. 2.5. Оптимальное
расположение луча
антенны для измерения
модуля путевой скоро-
сти (/) и угла сноса (II).

W=‘kFpJ2cos В< cos р.	(2.30)

Если пренебречь в выражении (2.30) углом сноса р, то
относительная погрешность измерения W будет равна

SW=(W'— W)/W^— р2/2,	(2.31)

где W' — измеренное значение скорости при пренебрежении
углом р. Так, при I р |	10° погрешность измерения путе-

вой скорости не превышает 1,5%, что в некоторых случаях
вполне приемлемо.

При больших углах сноса, когда погрешность опреде-
ления 1F сильно возрастает или когда необходима боль-
шая точность измерения W, можно вводить угол сноса от
внешнего датчика с небольшой точностью. При введении
угла сноса р' с точностью Др = р'—р погрешность измере-
ния 61^, как легко показать, будет равна

Aptgp.

(2.32)

Полагая, например, Др=2°, р=—10°, находим, что погрешность 61Г имеет величину
примерно 0,6%.

Для определения угла сноса при измерении одной допплеровской частоты необ-
ходимо в отличие от рассмотренного случая знать хотя бы с некоторой погрешностью
величину W. При этом луч целесообразно направить таким образом, чтобы Г\ = л/2
(рис. 2.5, луч //). Из выражения (2.29) находим

sin р=—KFa/2W cos Вг-.

Если принять, что погрешность данных путевой скорости равна ДW, то погрешность
измерения угла сноса Д(3 = [У—(3 при небольших углах сноса, например [р[^20°,
определяется простым соотношением

ДР^ (ATr/TT)tg р.

(2.34)

Так, при р= 10° и \W[W= 10% погрешность измерения угла сноса составляет 1°, а при
Р = 3° погрешность уменьшается до 20'.

При этом рассмотрении предполагалось, что крен и тангаж отсутствуют или луч
стабилизирован в пространстве. Из предыдущего же параграфа следует, что при на-
личии тангажа погрешность измерения W при Г\ = 0 составляет 3% на один градус тан-
гажа (2.27). Эта погрешность полностью войдет в результаты измерения W. Погреш-
ность измерения угла р (при Гг- = л/2) пропорциональна ftctgBo и при Ос = 1° рав-
на 2,1°.

Проведенный анализ показывает, что при использовании одного луча даже при
горизонтальном полете невозможно одновременно точно определить путевую скорость
и угол сноса. Однако если известна одна из этих величин, то вторую можно вычис-
лить по одной допплеровской частоте. При этом для определения путевой скорости
луч должен лежать в вертикальной плоскости, проходящей через продольную ось
самолета (Гг- = 0), а для определения угла сноса — в перпендикулярной ей плоскости
(Гг = л/2).
Рассмотрим двухлучевые системы. При использовании таких систем две проекции
вектора Wi или две допплеровские частоты, как указывалось выше, в общем случае
не дают возможности однозначно определить вектор скорости. В частном случае же
при горизонтальном полете такое измерение является возможным.

В случае горизонтального полета при двух антенных лучах имеем три уравнения:

W2=\Wl2), Q=(Wjr).	(2.35)

Общее выражение для вектора скорости W в этом случае может быть записано
в следующем виде:

W — - - (М  налогично условш планарности луче!  Z	г.	1 Md +  Jr)  Д1= (^1^2/г)  о i(2.3) для трех  1 и вертикальной  X
\ X/ 	\	-yz /J
г„	7	\  ч	\
0	
Воспользовавшись формулами (2.38), (2.39), находим составляющие и WZr:
для V-варианта

^Хг WX1 [cos Ye COS &е + (tg B0/COS Го) sin &e]

w __________sin Ye tg r0/cos Bo______

^Zl [cos Ye COS &e + (tg B0/COS Го) sin &e ’
_________________sin &e sin Ye___________.

™Zr ~ ~~ XI [cos Ye COS &e + (tg B0/cos r0) sin &e]

, cos &e — (tg Bp/cos Гр) sin &e COS Ye .	„

21 [coSYeCOS&e+ (tgB0/cOsr0) Sin&el ’	(’ /

для К-вариантa

Wxr — ^xi/cos	(3.43)

m __ m sin sin Ye ~ 0g B«/sin Г«) sin cos Ye .

Zr— XI cos&e [COS Ye— (tgBo/sinro) sinYe]

+ WZl cos Ye — (tg B0/sin Г о) sin ye ’

где ITxi и Wzi определяются формулами (2.40) и (2.41). При этом в соответствии
с условием (2.37) знаменатели в формулах ф2.42), (2.43) не равны нулю.

Значения и р [формулы (2.9)] в самолетной системе координат вычисляются
по формулам:

для V-варианта

тту __	^Д1 ~Н ^Д2	1	„ _ ^Д2	^Д1 р .

Wl~ 4 cos Во cos Го cos 0 ’ tg 13 — ГД1 + Гд2 ctg Г°’
для К-вариант а

т ___ '	^Д^	1	л _ ^Д1 + ^Д2 р

г 4 cosВоcosГо cos]? ’	—/’дг — ГД1С g °’

(2.44)

(2.45)

Оценим влияние крена и тангажа на 1Гг и р. Предположим, что вычисление путевой
скорости и угла сноса производится по формулам (2.44), (2.45). Определим возника-
ющие при этом погрешности и найдем требования к точности ввода углов крена и
тангажа при вычислении И7Г, р по точным формулам (2.42), ,(2.43). При этом будем
полагать, что углы Фс, Ус не чрезмерно велики, например не превышают 10—20°,
так что синусы этих углов можно заменить их аргументами и отбросить члены вто-
рого порядка малости.

Проведя соответствующие расчеты, находим:

для V-варианта

= (tg B0/cos/r0) (Ye sin7 — &e cos (?) cos

(2.46)

M = (tg B0/cos r0) (Ye sin 3 — &e cos I?) sin P; A

для К-варианта

52И7Г = (tg Bo'sin Го) (yc sin p — &e cos 0) sin J?,»

(2.47)

M — (tg»B0/ sin Г0) (Ye sin [3 — &e cos P) cos j?,

где 6117г — относительная погрешность, Др— абсолютная погрешность. Из полученных
формул следует, что погрешности измерения путевой скорости и угла сноса, как и
в случае одного луча, зависят от положения лучей в пространстве. Из формулы (2.46)
видно, что в V-варианте расположения лучей погрешность измерения путевой скорости
совпадает с погрешностью измерения 1Гг при использовании одного луча (при 0=0)
и основное влияние на точность оказывает угол тангажа Ос. Погрешность измерения
угла сноса при малых углах сноса относительно невелика.

В К-варианте расположения лучей влияние углов крена и тангажа на результаты
измерений и [3 при одинаковых с V-вариантом углах Г0 противоположно: погреш-
ность больше для угла сноса |(при малых углах) и меньше для путевой скорости. Так,
при Го =45° имеем	/

6iIFr=A2p, 62№r=Ai₽.

Предположим, что углы, входящие в формулы (2.46), (2.47), имеют следующие зна-
чения: Во=65°, Г0=45°, р=б°. В этом случае
30с,	0,264 0с,

5,lFr^—264 0с, Л2|3~ — 30с.	(2.48)

Из последних формул следует, что обе системы при небольших углах сноса относи-
тельно «устойчивы» к крену и «неустойчивы» к тангажу. При V-расположении лучей
горизонтальная составляющая скорости WF неустойчива к тангажу, а угол сноса Э
относительно устойчив. Так, погрешность скорости при изменении угла тангажа на
один градус равна 5,2%, а погрешность угла сноса составляет 15'.

При iK-расположении лучей значения р неустойчивы к тангажу, а данные
относительно устойчивы. Погрешность WF и Р на один градус угла тангажа состав-
ляет 0,46% и 3° соответственно.

При негоризонтальном полете ЛА с набором высоты или со снижением (0=^=0)
в результатах измерений WF, р появляются дополнительные погрешности. Величины 1
их могут быть определены по следующим формулам, полученным на основании выра-
жений (2.19), (2.44), '(2.45).

для V-варианта

5^ ^9 cos? р°- , Д,?	9 sin р tg р®- ;	(2.49)

LUo X о	vUo X Q

для К-варианта

t О* |~^>	Q*

82rr^0sinp^-p4 M^QcosjJ-^-.	(2.50)

□ 111 X о	ЫН X о

Из сопоставления формул (2.49), (2.50) с формулами (2.46), (2.47) при ус=0 видно,
что влияние траекторного угла на данные измерений W'r и р аналогично влиянию угла
тангажа Фе-

Для компенсации влияния вертикальной составляющей скорости ЛА в вычисли-
тельное устройство ДИСС можно вводить данные об этой составляющей от какого-
либо внешнего датчика, например от вариометра. В этом случае справедливы следую-
щие три уравнения для определения горизонтальных составляющих скорости:

Wi= (W), W2=(Wl2), WYr=(W]r).
Используя эти уравнения, находим

w= (1/( Wr)) {W27r]+	1]-Н	J2]}	(2.51)

при условии (ZiZ27r)=#0.

Из последней формулы, проделав расчеты, аналогичные приведенным ранее, мож-
но найти составляющие скорости №л-г, WZF с учетом вертикальной составляющей. Для
V- и К-вариантов расположения лучей без учета влияния углов крена и тангажа
получим:

для V-варианта

А д1 +	+ ЗТ’ду sin Во

Гг = ----------б-----’	(2.52)

г 4 cos Во cos Го cos ?	v 7

^ + 2^ + 2/^ sin В» ctgr°;
для К-варианта

W ___________^Д1	^Д2

г 4 cos Во cos Го cos р ’

tg^ f» + fy..T2^SlnB‘ ctgr0.	(2.53)

& ‘	— Р?л

TJifi FnY==QWYr/h.

Оценка влияния точности вводимых данных Wyv на результаты измерений №г,
Р приводит к следующим соотношениям:

для V-варианта

6№r~0cos P(tgBo/cos Го)би7Уг,

<j^0sinP(tgBo/cosro)5Wyr;	(2.54)

для К-варианта

<Wr~0 sin P (tg Bo/sin Го)51^тг,

ДР —0 cos р (tg Bo/sin Го) 6Н7Yr,	i(2.55)

где 6№Гг — относительная погрешность данных о Wyt- Точность вводимых данных
о И7уг может быть небольшой. Так, уже при 6IFyr=5o/o точность измерения путевой
скорости и угла сноса является вполне приемлемой.

Проведенное рассмотрение показывает, что двухлучевые системы в общем случае
могут обеспечить с достаточной точностью измерение путевой скорости и угла сноса
ЛА при вводе данных о тангаже Фс** с погрешностью несколько минут и данных
о вертикальной составляющей скорости с погрешностью порядка нескольких процентов.

2.4.	ТРЕХЛУЧЕВЫЕ И ЧЕТЫРЕХЛУЧЕВЫЕ СИСТЕМЫ

Как показано в § 2.1, при использовании трех некомпланарных
лучей [условие (2.3)], можно найти все три проекции вектора скорости
ЛА. Вычисление составляющих Wxi, Wyi, Wzi в системе координат,
связанной с ЛА, для любого расположения лучей производится по
формулам (2.5). Общая формула для пересчета составляющих вектора

Рис. 2.8. Трехлучевая л-система.

скорости Wxi, Wzi из системы координат, связанной с ЛА, в го-
ризонтальную систему координат в соответствии с (2.7) имеет следую-
щий вид:

Wxr= Wxi cos ес-WYi sin ftc cos ус + WZi sin sin yc,
WYr= Wxi sin $c + Wyi cos Фс cos yc—IFzicos	sin yc, (2.56)

ITzr= WYi sin yc + cos ye-

*> Влияние крена при малых углах сноса, как это видно из выражений (2.46),
(2.47), существенно меньше.

38
Определим составляющие Wxi, WYi, WZi для нескольких вариантов
расположения лучей. На рис. 2.8 приведена наиболее широко исполь-
зуемая в ДИСС схема расположения лучей, которая в проекции на
горизонтальную плоскость представляется в виде буквы Л. Для такого
расположения лучей в формулах (2.5), (2.6) следует положить

Рис. 2.9. Трехлучевая Y-система.

Составляющие Wxi, Wyi, №zi при этом определяются следующим обра-
зом:

TV7 _ ^Д1	^Д2 IV/ _ ^+^3	Fns ^Д2 /Л

WX1 — T cos во cos Го’ WY1— т sin Во ’ Wzi~ 4 cosB0sinro' }

В другом варианте расположения лучей, так называемом Y-вариан-
те (рис. 2.9), при

В1 = В2=Вз=Во, Г1 = Го,

Га=зт, Г3=—Го,

составляющие Wxi, ^yi, Wzi определяются формулами:

П7 _____ ^Д1	-j~ Вдз

XI “"4 cos во (1 4-cos Го) ’

W7 ____ ^Д1 + ^^Д2 COS Гр 4~ Гдз

Y1 —	4 sin Во (1 4- cos Го)

(2.58)

П7 ___ ^ДЗ ^Д1

^21 — 4 cos во sin Го '

Представляет также интерес другое расположение лучей в Y-ва-
рианте, когда В1 = Вз=Во, а

Ва= arc cos (cos Го cos Во).

При таком расположении лучей допплеровские частоты при гори-
зонтальном полете в отсутствие угла сноса будут одинаковыми для всех
трех лучей. Для этого варианта

пу ____(Рдг 4~ дз) sin ^2 ~ sin Во ___________X FS1 4~ Рдз ~Ь 2Fg2

XI 4 (sin Во 4~ sin В2) cos Во cos Гв ’ У1 4 sinB04~sinB2 ’

TV7 ______ ^ДЗ ^Д1

4 cos Во sin Го

(2.59)
На рис. 2.10 приведено еще одно так называемое Т-расположение
лучей. В этом варианте углы визирования следующие:

Bi = Вг= Вз=Во, Г1—0, Г2=л, Гз=3/2Я,

а составляющие скорости равны:
TV7 ___ X ^Д1	^Д2 ту,' _ ГД1 + Fjs.2 ту/ __ X -^Д!	2Ддз ZQ Z?fn

lV.Vl —4 cosB0 ’	4 sin Во ’ WZ1 ~	4 cos Bo • U-6U)

Приведем также значения Wxi, WYl, Wzl для трехлучевой системы
с вертикальным лучом (рис. 2.11), в которой

В1.=В2 = В0, В3=л/2,	Г^л/2,	Г2=л.

Рис. 2.10. Трехлучсвая Т-система.

Для этого расположения лучей находим

__X FR2 4~ Дд3 sin Во	<2 ур  F 4~ ^дз sin В6

XI 2 cosB0 ’ XI	дз/ > zi 2 cosB0

(2.61)

Формулы (2.5), (2.6) позволяют определить WXi, WYi, WZi для
других возможных вариантов расположения лучей при выполнении
условия (2.3). Определение путевой скорости и угла сноса в горизон-
тальной системе координат в соответствии с выражениями (2.9) и (2.56)
производится по следующим формулам:

	^Zr	__	Wzyl’sin Yc + WZ1 cos yc	(2.62)
	^Xr	Wxl cos 9C —sin &c cos yc + IT21 sin &c sin ye	
Fr =	COS 1?	Wxl cos'Oc — sin Bc cos Ye + fl^fsin $c sin ye cos 1?	(2.63)

Реализация точных формул (2.62), (2.63) в вычислительном устрой-
стве ДИСС является относительно сложной задачей. В ряде случаев,
когда углы крена и тангажа невелики, это не является необходимым,
и при вычислении 0, lFr можно принять, что WXr=Wxl, ^7zr=V^zi.
Определим относительные погрешности измерения составляющих ско-
рости IFxr, WYr, WZv, пренебрегая влиянием крена и тангажа:

6Wx=(Wxl-WXv)fWXr,
&WY=(WYl—WYr)/WYv,
§Wz=(WZi-~WZr)/WZr.

(2.64)
В отличие от двухлучевых систем в данном случае эти погрешности нет
зависят от расположения лучей антенного устройства и с точностью до
величин третьего порядка малости по Фс, ?с в соответствии с формула-
ми (2.22) равны

srx»-^/2 + (lFyr,V/X1.)&c,

&с - (»’ + -ф/2 + (® a/IFyr) То. (2.65)

8»'г = (Гд.г/Ггг) Те&о - Wyr№Zr) Тс,- т’/2.

Рис. 2.11. Трехлучевая система с вертикальным

лучом.

Погрешности измерения IFr и р выражаются через погрешности
bWz следующим образом:

Др=(дЛГх—6lTz)sin р cos р,
6IFr=dIF^cosap + 6IFzsin2p = 6IF^—Aptgp	(2.66)

и также не зависит ют углов Во, Го.

Оценим погрешности от влияния крена и тангажа при использова-
нии формул для Wxi, W'yi, Wzi вместо №уг, IFzr. Предположим,
что полет горизонтален (0 = 0) и ус = 0. В этом случае из (2.65) следу-
ет, что

%Wx = — tfj2, bWz = Q, LWy = —Wx^c.	(2.67)

1) i > = 0, 9 |= 0

ZWz = -^J2, ^WY = WZ^C.	(2.68)

Из формул (2.67), (2.68) следует, что на продольную составляющую!
скорости влияние оказывает только угол тангажа. При небольших углах
'й’с, ус (менее 20°) зависимость 6IFz от углов ус, 'О’с носит квадра-
тичный характер. Влияние углов крена и тангажа на А1Гу одинаково..
При малых углах сноса большее влияние оказывает угол тангажа^
а при больших углах сноса — угол крена.

При вертикальном снижении или наборе высоты (0 = л/2) аналогич-
но предыдущему находим

ди7х = ГУЛ, 8Гу = -^+Т>. ДГг=-ГУрТо. (2.69)
В данном случае имеет место квадратичный характер влияния углов
крена и тангажа на 61ГУ. Погрешность линейно зависит от угла
'б'с, a \WZ — от угла ус.

Полагая углы ус, 'О’с, 0 достаточно малыми, чтобы принять sinx^x,
cosx~l—х2/2, из (2.65), (2.66) находим

ДВ — [(— ^ 4" Ye)/2] sin р cos р 4“ (9-с sin £ 4~ Yc cos Р) (0 — &с cos р),
8IFr — (1/2ДВ-С cos р — Yc sin р)2 + 6 рс cos р — Yc sin р) (2.70)

Рис. 2.(12. Погрешности угла сноса ДР и модуля путевой скорости 6IFr, вычисленных
по формулам связанной системы координат при различном положении вектора ско-
рости:

1) р=о, 0=0, тЭ’с=5°; 2) ₽=—10°, 0=0, flc=5e; 3) ₽=—10°, 0=3°, Ос=8°; 4) ₽=—10°, 0=-5°, Ос =
=—2°; 5) ₽=—10°, 0=0, ^=0; 6) Р-----10°, 0=10°, Oc=15°.

На рис. 2.12,я, б для примера показаны зависимости Др, 6IFr для
некоторых значений р, ус, 'О’с, 0. При небольших углах сноса формулы
(2.70) можно еще более упростить:

= Yc (8 - »с), 8ГгЯ=-^/2 + 6&0.	(2.71)

Из последних соотношений нетрудно оценить влияние крена и тангажа
на данные WT и р.

В выражение для Др углы крена и тангажа входят в виде произве-
дения, поэтому если один из них равен нулю, погрешность при малых
углах р отсутствует. Из второго выражения видно, что на величину
влияние оказывают только угол тангажа и угол 0. Влияние крена
при малых р существенно меньше. Полагая, например, ус = '0’с = 6°, 0 =
= 0, находим Др=36', 6IFr=0,5%.

Сопоставление последних результатов с соответствующими данны-
ми для двухлучевых устройств показывает, что трехлучевые системы
являются намного более устойчивыми к колебаниям ЛА.
Рассмотрим четырехлучевые системы. Как показано выше, введение
дополнительного четвертого луча в принципе не увеличивает информа-
ции во входных данных измерителя. Однако в некоторых случаях, чаще
всего при работе ДИСС в автокогерентном режиме, используются четы-
рехлучевые системы с Х-образным расположением лучей (рис. 2.13).
В этой системе, как нетрудно показать, между четырьмя допплеровски-
ми частотами существует следующее соотношение *>:

(2.72)

Кд1 + ДцЗ— Рд2 + КД4.

Рис. 2.13. Четырехлучевая Х-система.

Отсюда видно, что одна из допплеровских частот может быть выражена
через три другие. Составляющие скорости Wxi, WYi, в системе ко-
ординат ЛА могут быть определены по формулам (2.57), если считать
четвертый луч резервным, или же (например, при автокогерентном прие-
ме) по следующим формулам:

П7   7 Fi ~1~ -^2	гр,- ,   7 Fs Ft	/9

*1	8 cosB0cosr0’ "21 — 8 cosB0sinre’

где величины /ч, F2 определяются следующими выражениями:

F, = (2/Л) W-k -Т,)= F„ - F,, =

>= (4/2) (Wxl cos Bo cos Го -|- WZ1 cos Bo sinjF0);	(2.74)

F2 = (2/2) (W. T4 - /7) =	- КД2 =

=»(4/Л) (1FX1 cos Bo cos Го — Wzl cos Bo sin Го).

Путевая скорость и угол сноса определяются по формулам:

<2-75>

Как видно из формул (2.74), (2.75), при использовании в качестве-
источника информации о скорости разностей допплеровских частот
Ft и F2 (автокогерентный прием) теряются данные о вертикальной со-
ставляющей скорости IFyr. Влияние углов крена и тангажа на резуль-
таты измерений Wxr, WZr, WT, |3 такое же, как и в системе с тремя
лучами.

*> Данное соотношение справедливо при любых эволюциях ЛА и может служить
критерием правильности работы всех каналов измерителя.
2.5.	СИСТЕМЫ С АНТЕННОЙ, ПОДВИЖНОЙ В ГОРИЗОНТАЛЬНОЙ
плоскости

В некоторых многолучевых, чаще всего в четырехлучевых, системах
используется подвижная в горизонтальной плоскости антенна, продоль-
ная ось которой по сигналу угла сноса автоматически устанавливается
по направлению линии пути. Поворот антенны в горизонтальной плоско-
сти с момента включения ДИСС производится до тех пор, пока антенна
не установится в положение, при котором угол поворота антенны 6 от-
носительно продольной оси ЛА не будет равен измеряемому углу сноса

Рис. 2.14. Четырехлучевая Х-система, подвижная в горизонтальной пло-
скости.

При использовании четырехлучевой антенны сигнал Пупр, управ-
ляющий положением антенны в горизонтальной плоскости, будет равен:

^упР tg (8 — р) = - w со* Во s.2n г° .	(2.76)

В момент совпадения частот F\ — Fz угол б равен углу сноса. Путевая
скорость при наличии угла б определяется выражением

—------------(2.77)

1	8 cos Во cos Го cos(8 — р)	'	’

При установке антенны б = р и сумма частот (Fi+Fz) определяет путе-
вую скорость.

При колебаниях ЛА могут возникнуть погрешности измерения как
величины р, приводящие к неточной установке продольной оси антенны
по направлению линии путп, так и величины 1Гг.

На основании формул (2.22) можно показать, что при наличии кре-
на и тангажа угол б = р' будет отличаться от истинного угла сноса. При
6 = 0, в частности, угол б определяется из следующего соотношения:

tg 6 = tg р (cos ус/cos -6с) —tg 6с sin ус.	(2.78)

Путевая скорость при этом равна

ЦЛГ = Wv C0SJ0Cs°gS—=^г V1 — (cos р cos ус sin 6С — sin р sin ус)2.	(2.79)

Погрешности измерения 1Fr и р при не очень больших углах сноса, кре-
на и тангажа могут быть оценены по следующим формулам:

Ар=б—ip«— 6сус	6ГГ«—6с2/2.	(2.80)
Из этих формул видно, что погрешности Д(3, 6IFr имеют, как и для трех-
лучевых систем [см. формулу (2.71)], второй порядок малости относи-
тельно 'О’с, Yc-

Рассмотрим в заключение возможность измерения составляющих
вектора скорости при использовании одного наклонного луча с углом
Во, вращающегося вокруг оси У1 с постоянной угловой скоростью ®Вр
[2.3]. Допплеровская частота в зависимости от текущего угла Г(/) =
= ®вр/ (7 —время) будет определяться выражением (2.16), которое при-
мет вид

= (2Д){№ГcosBocos [Г(/) +₽] —

— FrrsinBo}.	(2.81)

Форма изменения частоты Fn во времени показана на рис. 2.4. Следует
отметить, что само вращение луча вокруг вертикальной оси не приводит
к дополнительному по сравнению с (2.81) изменению допплеровской ча-
стоты (см. гл. 3).

Измеряя мгновенные допплеровские частоты не менее чем в трех
различных участках периода изменения допплеровской частоты, по фор-
мулам, приведенным выше, можно найти все составляющие вектора
скорости. Можно использовать и другой метод определения вектора ско-
рости, если производить непрерывное измерение допплеровской частоты.
Как видно из формулы (2.81) и рис. 2.4, сдвиг фазы огибающей доппле-
ровской частоты Fn(t) относительно положения луча, соответствующего
Го=О, определяет угол сноса, амплитуда переменной составляющей
определяет путевую скорость 1Fr, а постоянная составляющая — величи-
ну вертикальной составляющей вектора скорости V7yr [2.3]. Влияние
крена и тангажа на выходные данные можно исключить, используя фор-
мулы (2.56) или стабилизируя антенну.

2.6.	ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЫСОТЫ ПОЛЕТА И МЕСТНОЙ ВЕРТИКАЛИ
В ДИСС

Измерение вектора скорости в многолучевых ДИСС можно совме-
стить с измерением высоты полета и вертикали ЛА относительно отра-
жающей поверхности, если модулировать излучаемый сигнал по частоте
или амплитуде и определять дальность от ЛА до отражающей поверх-
ности по направлениям лучей неподвижной антенны.

Предположим, что отражающая поверхность горизонтальная и ров-
ная, как, например, поверхность моря со слабым волнением, а ширина
лучей антенны бесконечно мала. Расстояние Ri для i-ro антенного луча
в этом случае определяется следующим образом:

Ri = H/(lijr)=H/sinBi,	(2.82)

где В; — угол визирования луча в вертикальной плоскости, определяе-
мый при наличии крена и тангажа из формулы (2.20) для sin В'г>0;
Н — высота полета ЛА.

Из (2.82) видно, что высота полета ЛА может быть определена,
если известна дальность Ri по одному из антенных лучей. В отличие от
обычных радиовысотомеров, имеющих один широкий антенный луч,
антенные лучи ДИСС относительно узкие и для точного измерения вы-
соты необходимы данные об углах крена и тангажа.

\	'	45
Зависимость результатов измерения высоты от крена и тангажа
минимальна, как это видно из (2.20) для sinB'i, при Вг = л/2 и Гг = 0,
т. е. когда луч антенны направлен вертикально вниз (см. рис. 2.11,
луч 3). На рис. 2.15 (кривая 1) показана зависимость погрешности из-

мерения высоты от углов

Рис. 2.15. Методические по-
грешности измерения высоты
для упрощенных формул:

1 — один вертикальный луч; 2 —
один наклонный луч; 3 — трехлуче-
вая ^-система; 4 — четырехлучевая
Х-система.

крена и тангажа для данного расположения
антенного луча при определении высоты по
простейшей формуле H=R{.

Из рисунка видно, что погрешность
измерения высоты при ус = 20° и Ос = 20°
равна 6%'. Для более точного определения
высоты необходима или коррекция влияния
крена и тангажа в соответствии с формула-
ми (2.82), (2.20) в специальном вычислите-
ле или стабилизация антенны. Для обеспе-
чения точности измерения высоты не хуже
0,5% погрешность используемых для кор-
рекции данных о ус, О’с при 'ус = 'Ос = 20°
должна быть не более 35' или должна быть
обеспечена стабилизация антенны с по-
грешностью не более 4°. На том же рис. 2.15
(кривая 2) показана зависимость погреш-
ности измерения высоты от крена или тан-
гажа для наклонного луча при углах визи-
рования Во=65°, Го=45°, когда высота Н
определяется по формуле

H=iR sin Во.

(2.83)

Например, при ус = 5° или ^=5° методическая погрешность измерения
высоты 8Н равна 3,25%. Для обеспечения точности определения высоты
не хуже 0,5% при углах 'ус = 19’с—20о, Во=65°, Го=45° погрешность
используемых для коррекции данных об углах -ус, 'О’с должна быть не
более 20' или же точность стабилизации антенны — не хуже 35'.

В случае, если с помощью ДИСС нужно измерять не только высоту
полета ЛА, но и вертикаль к отражающей поверхности, необходимо и
достаточно иметь три независимых уравнения

i= 1,2,3.	(2.84)

При горизонтальной ровной отражающей поверхности вертикаль опре-
деляется углами крена ус и тангажа Фс ЛА.

Решая систему уравнений (2.84), находим

___  Л31//?! 4~ ^32/^2 +^33/^3	tg %  4ц/#! 4- Л1а/#2 4~ Аз/^З
с Ai/A 4- ^22/^2 4- Аз/^з	c°s Ye Аи/А 4- Аг/^г 4- Аз/А ’

И —	(Wa) COS Ye COS %	(2.85>

Ai/A4- ^22/^2 4- -423/A

где Aij — адъюнкта определителя* *) (2.3). Формулы (2.85) для неком-

*) Адъюнктой Aij определителя А называется определитель, получаемый из опре-
делителя А зачеркиванием /-строки и /-столбца, со знаком, определяемым как (—1)*+Р:

Оц... afJ.. . а1г7





• •  Z-rjj • • • <2/7/7
планарных лучей [условие (2.3)] справедливы при следующих усло-
виях:

+A22/R2+Ааз/7?з О,

-О'с<зт/2,	ус<л/2.

(2.86)

Используя (2.85), можно показать, что для Z-расположения луйей (см.
рис. 2.8) формулы для определения ус, 'Ос, Н имеют следующйи вид:

1//?3-1//?2 tg Во . _ 1/^-1/^
1/^ + 1//?3 sin Г,’ с “ 1/7?! + 1//?3
гг _______________2 sin Во COS Yc COS

Н —	1//?! + 1//?з	•

tg Во
cos Го

cos Ye,

(2.87)



Формулы (2.87) можно упростить, приведя их к более удобному для
вычисления виду:

v ___ ^2 tg Во а ________ R\ Rz tg Во	,п оо\

1с— /?! + /?з sinr0 * с— Rt + R3 cosTo*	[	)

Н =[(7?! + 7?3)/2] sin Во cos ус cos 0с.

Методические погрешности последних формул с точностью до величин
третьего порядка малости по ус и Ос равны:

Аус=—2 ctg Во cos ГоОсУс,
АОС = —2 ctgBosin Г0Осус,	(2.89)

677=А77/Т7 =—ctg2B0(Oc cos Го+ус sin Го)2.

На рис. 2.15 (кривая 3) показана зависимость погрешности 677 [фор-
мула (2.89)] от углов ус, Ос при Во = 65°, Го = 45°. На рис. 2.16 показана
погрешность определения углов крена и тангажа (АОс = Аус) при ис-

пользовании приближенных формул (2.88).
Следует отметить, что погрешности Аус, АОС
равны нулю, если один из углов ус, Осравен
нулю. Использование неточных данных
(2.88) о ус, 'Ос Для вычисления высоты по
формуле (2.88) приводит к появлению до-
полнительной погрешности 677. Так, напри-
мер, при ус=7>с=10о точность измерения
высоты ухудшается на 1%.

Добавление четвертого луча не дает
дополнительной информации для вычисле-
ния ус, 'Ос и 77, ибо, зная дальность по трем

Рис. 2.16. Методические по-

грешности измерения углов

крена и тангажа для упрощен-
ных формул в трехлучевой
Х-системе.

лучам, можно определить значение дально-

сти по четвертому лучу, не измеряя ее не-
посредственно. Однако при расположении
двух лучей (2, 4) в плоскости изменения

угла крена и двух лучей (7, 3) в плоскости изменения угла танга-
жа ( +-система, рис. 2.17) параметры ус, <>с и 77 могут быть вычис-

лены по более простым формулам, чем для А-образной трехлучевой
системы. Для вычисления составляющих вектора скорости Wxi, Wyi,
WZi в системе координат, связанной с ЛА, в этом случае можно
использовать следующие формулы:

ну ______ Рдз тту _________________ X Дд1 -р Ддз__________ ___ h ~Ь Fjsa

XI 4 cos Во ’ ri 4 sin Во 4 sin Во

(2.90)
TV7 __ л J Д4 J Д2

w zi — 4 cos Во ’

Формулы для вычисления ус, 'О’с и Н в этом случае имеют вид:

tgYc= n2T D4tgB0, tg&c ==hl=^tgB0 cosYc,	(2.91)

i\2 “Г ^4	''l “Г Л3

Tj	2 sin Bo cos yc cos $c	2 sin Bo cos ye cos 9e

M —	l//?2 + l//?4	~	1/Я, + l//?3

Приближенные формулы для вычисления Н имеют следующий вид:

#1з= [(/?1+‘7?3)/2] sin Во cos ус costfc,
или

#24= [(^2+ £а)/2] sin Во cos ус cos Фс.	(2.92)

Рис. 2.17. Четырехлучевая +-система.

Методические погрешности последних формул с точностью до чле-
нов третьего порядка малости равны

8H„=^ctgB„ 8HM = ^ctgB„	(2.93).

На рис. 2.15 (кривая 4) показаны погрешности б#1з, б#24, как функции
углов ус, 'О’с. Следует отметить, что погрешности 6#i3, 6#24 в отличие от
Л-расположения лучей [формулы (2.89)] зависят только от одного из.
углов ус или 'О’с и при равенстве ус = бс в два раза меньше, чем для
Z-расположения при Во=65°, Г0 = 45°.

Отметим, что формулы (2.91) справедливы и для Х-расположения
лучей (см. рис. 2.13) при Го = 45°, если углы ус, 'О’с измеряются в системе-
координат, повернутой вокруг оси OYt «а угол, равный 45°.

Возможности измерения с помощью ДИСС местной вертикали рас-
смотрены в предположении, что полет ЛА осуществляется над ровной
горизонтальной поверхностью. Однако при полете над реальными по-
верхностями наклон и неровности рельефа местности будут приводить
к погрешностям в измерении углов крена и тангажа ЛА [2.4]. Погреш-
ности в измерении углов ус и йс от неровностей рельефа местности при
предположении, что антенные лучи бесконечно узкие, определяются сле-
дующими формулами:

для трехлучевой Z-системы

Ду — _ .tg в°. ДО — в° •	(9 94V

‘с 2// sin Го ’ А с — 2/7 cos Го ’
для четырехлучевой +-системы

Аус=А^с=(АЛ/2Я) tg Во,

(2.95)

где АЛ — разность высот точек, облучаемых ДИСС (рис. 2.18).

На рис. 2.18 приведены среднеквадратические погрешности з , □ $

измерения углов ус и в зависимости от среднеквадратических вели-

чин неровностей рельефа местности бь. при
тах и значениях углов визирования В0=65°
Из формул (2.94), (2.95) и рис. 2.18
следует, что влияние неровностей рельефа
местности на точность измерения углов кре-
на и тангажа уменьшается с увеличением
высоты полета. В полетах над большей
частью поверхности земли на высотах бо-
лее 5000 м погрешность измерения вертика-
ли относительно невелика. Например над
морем при олМакс^2,5 м, над среднепересе-
ченной 'местностью при 15 м погреш-
ность не превышает 2,5 и 15' соответственно
и только над горами существенно возраста-
ет. Следует отметить, что благодаря конеч-
ной ширине луча антенны происходит
усреднение неровностей в пределах луча,
что уменьшает погрешности Аус, А'О’с- На-
пример, на высоте 5000 м при ширине луча
антенны, равной 6°, площадь облучаемого
участка составляет 500x500 м2.

Зависимость результатов измерения ус,

полете на различных высо-
и Го=45°.

Рис. 2.18. Зависимость средне-
квадратических погрешностей
з^, з$ измерения углов крена
и тангажа от среднеквадрати-
ческого значения О/г распреде-
ления высот рельефа местно-
сти:

— — — Х-система;------------1--си-

стема.

Ос от неровностей местности позволяет получить, с другой стороны, до-
полнительную информацию о местности. В частности, сопоставляя дан-
ные об углах крена и тангажа ЛА, получаемые от ДИСС и гировертика-

ли, можно определить углы наклона местности в плоскостях углов ус,
'б’с, что может явиться важным, например, для обеспечения автоматиче-
ской посадки космических аппаратов на поверхность планет (2.5].

Глава 3

СТАТИСТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ОТРАЖЕННЫХ
ОТ МЕСТНОСТИ СИГНАЛОВ

Отраженный сигнал, как указано в гл. 1, вследствие конечной ширины лучей
антенного устройства и влияния характеристик отражающей поверхности представляет
собой случайный сигнал с конечной шириной спектра. Характеристики допплеровского
спектра зависят при этом от параметров антенного устройства, типа отражающей
местности, закона модуляции излучаемых колебаний и условий полета ЛА. В данной
главе определяются характеристики отраженных сигналов с учетом этих факторов.
Вычисляются корреляционная функция и спектр сигналов, отраженных от земной
поверхности, представляемой в виде множества случайных отражателей, при излуче-
нии непрерывных немодулированных колебаний и колебаний с частотной и импульсной
4—856	49"
модуляцией. Рассматривается также влияние взволнованной морской поверхности на
спектр отраженного сигнала. Приводится ряд экспериментально полученных харак-
теристик отраженных сигналов.

3.1.	ОБРАЗОВАНИЕ ОТРАЖЕННОГО СИГНАЛА

Высокочастотный сигнал, отраженный от поверхности земли или
неспокойного моря, представляет собой сумму сигналов, отраженных
(рассеянных) в направлении к ДИСС отдельными участками местности,
облучаемыми антенной. Облучаемый участок местности может включать
в себя как естественные «покровы» (лес, пашня, море при различном
волнении и др.), так и искусственные сооружения (здания, дороги, мос-
ты, линии электропередачи и т. д.) (рис. 3.1). При этом (размеры облу-
чаемой области намного больше, чем размеры каждого из отражающих
элементов, т. е. «цель» является не точечной, а протяженной.

Рис. 3.1. Общий вид диаграммы направленности антенны и облучаемого
участка местности:

/—диаграмма антенны; 2 — отражающие элементы.

Теоретическое решение задачи отражения от местности затрудняет-
ся сложностью описания и многообразием электрических и геометричес-
ких характеристик отражающих элементов, а также трудностями
математического расчета, поскольку размеры и форма этих элементов
могут быть самыми разнообразными. Такой расчет в принципе более
реален для морской поверхности, электрические и геометрические ха-
рактеристики которой статистически более однородны, чем суши, однако
сложность и многообразие влияния различных факторов (сила ветра
и его турбулентность, глубина бассейна, предыстория волнения, удален-
ность от берега и т. д.) на характеристики и форму волн и состояние
морской поверхности делают эту задачу также весьма трудной.

Поэтому при расчете спектральных характеристик отраженных от
местности сигналов наиболее результативным и достаточно для практи-
ки адекватным является представление отражающих участков местно-
сти в виде множества независимых точечных отражателей, случайным
образом распределенных на местности. При этом предполагается (это
имеет место в большинстве практических случаев), что уровень отра-
женного сигнала от отдельного отражателя всегда меньше суммы
50
Рис. 3 2. Прием рассеянного сиг-
нала от г-го отражателя:

1 — диаграмма антенны; 2 — диаграм-
ма рассеяния отражателя.

остальных сигналов. Коэффициент отражения местности или ее удель-
ная эффективная отражающая площадь при этом определяются экспе-
риментально. Каждый конкретный вид местности характеризуется обыч-
но некоторыми внешними признаками (например, смешанный лес, сухой
песок, море при волнении 3 балла и т. п.) без детальной привязки
к структурным и электрическим характеристикам отражающих эле-
ментов.

Так как положение отражателей на поверхности случайно, элемен-
тарный сигнал, отраженный от каждого из
распределенную в интервале 0—2л, точ-
нее 0—2пп, где п — целое число. Резуль-
тирующий сигнал, представляющий собой
сумму элементарных сигналов, также яв-
ляется случайным.

Если антенна ДИСС и отражатели ,
не перемещаются друг относительно дру-
га, то форма огибающей каждого эле-
ментарного сигнала и его частота совпа-
дают с формой огибающей и частотой
излучаемого сигнала и энергетический
спектр суммарного отраженного сигнала
в связи со случайным характером распо-
ложения отражателей будет совпадать
со спектром излучаемого сигнала.

Если локатор и отражатели переме-
щаются относительно друг друга по ка-
кому-либо закону, например локатор дви-
жется относительно отражающей поверх-
ности равномерно с некоторой скоростью

W вдоль оси X (рис. 3.2), то амплитуда и фаза каждого элементарного
сигнала будут изменяться во времени. Это происходит как вследствие
модуляции излучаемых колебаний, так и в результате изменения рас-
стояния до отражателя, изменения коэффициента усиления антенны
в направлении на данный отражатель и величины эффективной площа-
ди отражателя при изменении направления облучения и приема. Основ-
ную роль в изменении амплитуды обычно играет перемещение отража-
теля относительно диаграммы направленности антенны. Изменение фа-
зы при относительном перемещении локатора и отражателя приводит
к появлению допплеровского сдвига частоты отраженного сигнала.

Все сигналы, рассеянные отражателями, мгновенные радиальные
скорости сближения которых с локатором одни и те же, имеют одина-
ковые мгновенные допплеровские частоты ЕДг-. Как указывалось ранее
(см. § 1.2) эти отражатели расположены на поверхности прямоугольно-
го конуса, высотой которого является прямая линия, проходящая через
вектор скорости. При горизонтальном полете линия пересечения этого
конуса с плоской отражающей поверхностью (изочастотная линия) *>
представляет собой гиперболу (см. рис. 1.7). При ином положении век-
тора скорости W в пространстве изочастотными линиями будут, очевид-
но, другие кривые второго порядка, образованные пересечением указан-
ного выше конуса с поверхностью земли (окружности, эллипсы или
параболы).

*) В иностранной литературе эти линии иногда называют изодопами.
Характер изменения огибающей и частоты элементарного сигнала
при непрерывном (а) и импульсном (б) излучении и относительном
перемещении локатора и отражателя показан на рис. 3.3 Огибающие
этих сигналов, а также заполняющие элементарный сигнал частоты
в обоих случаях являются одинаковыми. Вследствие изменения угла
между вектором скорости и направлением на отражатель, вызывающего
изменение радиальной скорости сближения локатора и отражателя,
величина допплеровской частоты в каждом элементарном сигнале изме-
няется во времени. В средней допплеровской частоте сигналов (рис. 3.3)
заложена информация о скорости движения ЛА, а диапазон изменения
шд относительно этой средней частоты определяет ширину допплеров-
ского спектра.

Рис. 3.3. Форма отраженного элементарного сигнала при непрерывном (а)
и импульсном (б) излучении колебаний.

Форма сигнала для каждого отражателя, расположенного в любой
точке облучаемого антенной участка, является регулярной функцией
времени (или непосредственно величины перемещения локатора) и мо-
жет быть точно вычислена. Случайными для элементарного сигнала
являются только время его возникновения и величина амплитуды. Сум-
марный сигнал в каждый момент времени будет представлять собой
сумму большого числа сигналов со случайными фазами, амплитуды и
допплеровские частоты которых зависят от положения каждого из отра-
жателей относительно диаграммы направленности антенны и вектора
скорости ЛА (см. рис. 3.2).

*'> Аналогичный вид (рис. 3.3,а) имеет также элементарный сигнал при излучении
частотно-модулированных колебаний, с тем отличием, что частота, заполняющая сигнал,
дополнительно изменяется по закону модуляции.
Распределение мощностей сумм составляющих с одинаковыми доп-
плеровскими частотами, усредненное по множеству возможных распре-
делений случайных отражателей, называется, как известно, допплеров-
ским спектром отраженного от местности сигнала. Форма допплеровско-
го спектра определяется, как и форма огибающей элементарного сигна-

ла (рис. 3.3), в основном формой диаграммы
Максимальную мощность при прочих рав-
ных условиях будут иметь составляющие
допплеровских частот, соответствующие на-
правлениям, близким к максимуму усиле-
ния антенны. На рис. 3.3 это соответствует
максимуму огибающей сигнала.

Перемещение локатора относительно
облучаемых отражателей, а также смена
отражателей приводит к случайному изме-
нению амплитуды, фазы и мгновенной доп-
плеровской частоты суммарного сигнала.

При движении локатора из облучаемой
области будет выходить часть отражателей,
а другие случайные отражатели будут вхо-
дить в эту область, создавая процесс нало-
жения случайных сигналов. Из теории слу-
чайных процессов известно [3.1], что если
среднее число элементарных сигналов (воз-
мущений), возникающих за промежуток
времени, равный средней длительности этих
сигнален, достаточно велико (велико число
отражателей в облучаемом участке) и ни
один из сигналов не превышает сумму всех
остальных сигналов, то закон распределе-
ния мгновенных значений суммарного сиг-
нала является нормальным. Эксперимен-
тальные исследования сигналов, отражен-
ных от поверхности суши и моря, подтвер-
ждают, что эти сигналы имеют шумоподоб-
ный характер и законы распределения их

направленности антенны.

Рис. 3.4. Отраженный сигнал
допплеровской частоты на
экране осциллографа:

а — допплеровская частота намно-
го больше ширины спектра (Г =
= 1800 Гц, ДГд/Гд=0,15); б —
допплеровская частота меньше ши-
рины спектра при полете над мо-
рем (Гд=8 Гц, АГД/ГД=8).

напряжений (в линейном приемном устройстве) близки к нормальным.

На рис. 3.4 показаны для примера отраженные сигналы допплеров-
ской частоты при ширине допплеровского спектра, намного меньшей
допплеровской частоты (рис. 3.4,а), что типично для работы ДИСС над
сушей, и при ширине допплеровского спектра, намного большей доп-
плеровской частоты (рис. 3.4,6), что типично для вертолетных ДИСС
при полете с малой скоростью над морем. На рис. 3.5 приведены доп-
плеровские спектры отраженных сигналов на выходе приемника ДИСС
для различных режимов работы.

В заключение рассмотрим так называемый парадокс гладкой поверхности, из-за
которого в начале развития допплеровских РЛС иногда ставилась под сомнение прин-
ципиальная возможность их работы. Ход рассуждения был при этом следующим.
Представим себе два положения луча локатора в близкие моменты времени при гори-
зонтальном полете самолета над ровной местностью (рис. 3.6). Поскольку
местность является ровной и одинаковой, то условия образования отра-
женного сигнала в этих двух положениях локатора являются идентичными, а рас-
стояния	и R'i+R'z от локатора не изменяются. Поскольку дальность до отра-
жающей поверхности не изменяется, то отсутствует и скорость сближения с нею и,
следовательно, не может быть допплеровского сдвига частоты отраженного сигнала.
Ошибочность такого рассмотрения заключается в предположении, что облучаемые
участки I, II и промежуточные между ними участки абсолютно идентичны, что может
быть справедливо только для гладкой зеркальной поверхности. Однако в этом случае





Рис. 3.5. Спектры допплеровских частот для различных режимов.

не будет отражения в направлении к локатору, поскольку излучаемый сигнал отра-
зится по закону: угол падения равен углу отражения.

Ранее было показано, что реальная отражающая поверхность является неровной,
статистически шероховатой и что отражение от нее эквивалентно отражению от мно-
жества независимых случайных отражателей. Локатор перемещается относительно этих
неподвижных рассеивающих элементов поверхности, расстояние до них изменяется
пропорционально скорости перемещения локатора и каждый принимаемый локатором
элементарный сигнал имеет случайную фазу и смещен по частоте на величину доппле-
ровского сдвига. Суммарный сигнал, естественно, будет также сдвинут (в среднем) на
допплеровскую частоту и будет иметь случайную фазу.

Следовательно, если отражающая поверхность настолько неровна (статистически
шероховата), что на входе РЛС имеется отраженный сигнал, то допплеровский сдвиг
•частоты обязателен. Отметим также, что вид местности и ее геометрические и элек-

суммарного сигнала оудет одной и той же при

Рис. 3.7. Полет самолета над гористой мест-

трические характеристики влияют только на относительный уровень элементарных
сигналов, но не меняют физической картины образования отраженного сигнала и вели-
чину допплеровского сдвига частоты элементарных сигналов. Вследствие этого, в част-
ности, средняя допплеровская частота
полете как над ровной местностью,
так и над склоном горы (рис. 3.7).
В последнем случае, несмотря на
изменение при движении локатора
среднего расстояния до местности,
допплеровский сдвиг частоты сум-
марного сигнала будет таким же,
как и при полете над ровной мест-
ностью (парадокс гористой местно-
сти). Как ясно из предыдущего, это
объясняется тем, что каждый из мно-
жества принятых локатором случай-

ных элементарных сигналов имеет допплеровский сдвиг частоты, пропорциональный
только скорости сближения данного отражателя и локатора.

По этим же причинам, если локатор неподвижен, отсутствует допплеровское сме-
щение частоты отраженного сигнала при сканировании антенны по дальности, а также
при обзоре местности импульсной'РЛС с широкой диаграммой направленности, хотя и
в том и в другом случае расстояние от локатора до облучаемого участка местности
изменяется.

3.2.	КОРРЕЛЯЦИОННАЯ ФУНКЦИЯ И СПЕКТР СИГНАЛА,
ОТРАЖЕННОГО ОТ ЗЕМНОЙ ПОВЕРХНОСТИ

Представление отражающей поверхности в виде множества случай-
ных отражателей и соответственно представление суммарного сигнала
в виде результата наложения неслучайных по форме элементарных сиг-
налов, возникающих в случайные моменты времени, дает возможность
получить общее (выражение для корреляционной функции отраженного
сигнала, учитывающей форму излучаемого сигнала, параметры локато-
ра и относительное движение локатора и отражателей.
Предположим, что сигнал, излучаемый локатором, имеет узкий
спектр по сравнению с несущей, что практически всегда имеет место, и
описывается следующей комплексной функцией:

u(t)=E(t) ехр{—ДЫ + W)]},	(3.1)

где соо — несущая частота; £(/)—функция, описывающая амплитудную
модуляцию сигнала; ^(Т) —функция, описывающая фазовую модуля-
цию сигнала. Корреляционная функция сигнала, отраженного от мест-
ности, представляемой в виде множества случайных отражателей, при
совмещенных передающих и приемных антеннах имеет следующий
вид:

К(т,	J §Е	у;

(<₽, Ф)

X ехр {/

Хс(у’*)6(^удуф)а,(у’ф) ехр (- /	Д/?) dS (?,	(3.2)

где Риал — средняя излучаемая мощность (при импульсном излучении
средняя мощность в импульсе); X, соо — длина волны и круговая частота
излучаемых колебаний; ф, ф— углы, отсчитываемые от направления
максимума усиления диаграммы направленности антенны; С(ф, ф)—
функция, описывающая суммарную диаграмму направленности антенны
по мощности на излучение и прием в координатах ф, ф; с—скорость
распространения электромагнитных колебаний; R— расстояние от лока-
тора до некоторого отражателя в пределах участка, облучаемого антен-
ной (функция углов ф и ф); о0 — удельная эффективная отражающая
площадь земной поверхности >(суша, море); Аф, Аф, АТ? — изменения
углов ф и ф и расстояния R за время г; dS (ф, ф) —элемент площади
в системе координат (ф, ф). Из выражения (3.2) можно сделать вывод, -
что источниками флюктуаций отраженного сигнала могут быть как
амплитудные изменения входящих в отраженный сигнал элементарных
сигналов из-за изменений Аф, Аф, А/?, так и изменения их фаз, обуслов-
ленные изменением АТ?.

Обычно в сантиметровом диапазоне волн флюктуации, связанные с изменением
амплитуд, являются более медленными, чем флюктуации, определяемые изменениями
фаз. В связи с этим амплитудные флюктуации, обусловленные Аф, Аф, необходимо
учитывать только в некоторых частных случаях, например при очень узкой диаграмме1
антенны и малых высотах полета. Влиянием амплитудных флюктуаций, вызванных
членом А/? в знаменателе (3.2), практически всегда можно пренебречь.

Корреляционная функция (3.2) при представлении смещений АТ?,
Аф, Аф в виде функций от т зависит только от переменных т и t. Сохра-
нение в некоторых случаях зависимости корреляционной функции от
времени t дает возможность получить больше информации об отражен-
ном сигнале при излучении модулированных колебаний. Наличие такой
зависимости обычно указывает на нестационарность отраженного сиг-
нала.

В тех случаях, когда дополнительная информация не требуется,
следует усреднить корреляционную функцию во времени. В частности,
если излучаемый сигнал модулирован и период модуляции равен Тм, то
56
для нахождения средних во времени корреляционной функции и спек-
тра необходимо усреднить /С(т, Z) за период модуляции:

K(Z)=-L Г K(x,t)dt.	(3.3)

* м J

—TJ2
М'

Для сигналов ограниченной длительности усреднение проводится по сле-
дующей формуле:

ОО

К(т)= f K(x,t)dt.	(3.4)

—ОО

Для нахождения спектральной плотности S(о, t) отраженного сиг-
нала можно, как известно, воспользоваться преобразованием Фурье кор-
реляционной функции [3.1]:

ОО

S(co,0 = 2-J K^,t)^dx.	(3.5)

—оо

Спектральная плотность в выражении (3.5) в общем случае является
функцией времени вследствие нестационарности сигнала. Для получе-

ния средней по времени спектральной
плотности необходимо в преобразова-
ние Фурье (3.5) подставить усреднен-
ные значения К(т) (3.3), (3.4) или
провести усреднение S(co, t) по анало-
гичным формулам.

Формулы (3.2) — (3.5) позволяют
определить корреляционную функцию
и спектр отраженного сигнала для всех
режимов излучения ДИСС и условий
полета носителя локатора. Для рас-
чета необходимо задать в той или иной
форме функции G(q>, ф), о°(ф, ф) и
определить, исходя из конкретных
условий полета, величины АТ?, Аф, Аф.

В дальнейшем будем полагать, что
диаграмма направленнности антенны
описывается кривой Гаусса:

2	2

ОЩ ф) = G„ е~	еч**’"Ч

Рис. 3.8. Система координат (<р, ф)
(З.б)для карандашной антенны.

тде — усиление антенны по мощности в направлении оси (максиму-
ма) диаграммы направленности антенны; Ai и Аг — эффективная шири-
на диаграммы направленности антенны в плоскости изменения углов
Ф, ф соответственно *> (рис. 3.8). Опыт показывает, что относительно
узкие диаграммы ДИСС достаточно хорошо удовлетворяют такой
аппроксимации

*> .Между эффективной шириной А и шириной диаграммы Ао,5 по уровню —3 дБ
существует зависимость А=Л,О6Ао,5.

**)' Боковые лепестки реальных антенн, которые не учитываются при этом, могут
быть при необходимости учтены в расчетах путем их аппроксимации, например, по-
стоянным уровнем и кривыми Гаусса с соответствующими характеристиками

Фл) И Ал-
Изочастотные
линии a.:-const

v,--const

Рис. 3.9. Изочастотная диаграм-
ма направленности антенны.

Вычисления будем проводить для двух типов антенн, нашедших,
применение в допплеровской аппаратуре: карандашных и изочастотных.
Карандашной будем называть антенну, две главные плоскости которой,
проходящие через ось антенны, взаимно перпендикулярны и одна совпа-
дает с плоскостью углов В. Положение'
оси антенны задается углами Во и Го
(рис. 3.8). Величина dS/Rt в формуле
(3.2) определяется при этом^ следующим
образом:

dS/Ri = (sin B/H2)dq>dty, (3.7)

где <гр = В—Во, ф = Ф—Фо-

Изочастотной будем называть антен-
ну, след диаграммы направленности ко-
торой располагается вдоль изочастотных
линий (рис. 3.9). Диаграмма изочастот-
ной антенны определяется углами

Ф=у—Vo,	ip = v—vo,	(3.8)

где у — угол между некоторым направлением и осью X; v — угол между
тем же направлением и осью Z; уо, vo — углы, соответствующие направ-
лению оси антенны.

Величина dS/Rk в этом случае будет равна

dS/R'L= (sin у sin v/H2) dydty.	(3.9)

Изочастотные антенны обычно имеют ширину луча в одной плоскости
вдоль изочастотных линий намного больше, чем в другой (Дч>Д7).
Это возможно благодаря тому, что ширина допплеровского спектра при
ориентировании оси антенны, как это показано на рис. 3.9, определяется
только шириной луча Д? и не зависит от ширины луча в другой плоско-
сти.

Величину удельной эффективной отражающей площади при наклон-
ном облучении в диапазоне углов визирования В = 504-80°, как это име-
ет место в ДИСС, можно аппроксимировать показательной функцией

о°(В) = о0(Во)екЛВ,	(3.10)’

где АВ — угол (В—Во), определяющий направление на некоторый отра-
жатель относительно оси диаграммы направленности антенны (угол tp
на рис. 3.8).

Коэффициент к в области углов (Bi—В2) диаграммы направленности антенны
может быть определен по данным на рис. 4.29 (см. § 4.7) по следующей формуле:

к=13,2 [10 1g o°(Bi)—10 1g о°(В2)]/(В1—В2),

где Bi—В2 выражено в градусах.

Отметим, что в общем случае зависимость 101go°(B) в пределах относительно-
узкого луча ДИСС может быть аппроксимирована степенным рядом вида

101g о°(В) =10 1g о°(В0)+ Ю 1g е(/с1АВ + /с2АВ2 + ... +/спАВи).

Анализ экспериментальных данных о9 (В) показывает, что во всех практических слу-
чаях можно ограничиться аппроксимацией (3.10) и только для моря, близкого к шти-
левому, необходимо учитывать в аппроксимирующем ряде член с АВ2. При вертикаль-
ном облучении используется только член с АВ2 [см. формулу (3.67)].
Величина AT? в выражении (3.2) представляет собой изменение
расстояния до некоторого отражателя за время т из-за движения лока-
тора. В первом приближении А7? = 7?2—T?i равно проекции расстояния,
пройденного за время t(1Ft), на направление радиус-вектора, проведен-
ного от локатора до отражателя:

АТ? =—1TtcosYf,	(З.П)

где у?— угол между вектором скорости и направлением на отражатель.
Знак минус означает, что при положительном направлении вектора ско-
рости расстояние между локатором и отражателем уменьшается.

В общем случае, когда положение вектора скорости в пространстве
произвольно и характеризуется углом сноса |3 и траекторным углом 0
(см. рис. 2.3), а ЛА летит с углами крена ус и тангажа Ос, значение
созур определяется формулой (2.20).

Определим корреляционную функцию и спектр отраженного сигна-
ла для различных режимов излучения локатора и условий полета ЛА,
используя приведенные в данном параграфе исходные соотношения
(3.2) и (3.6)—(3.11). При этом наиболее подробно рассмотрим режим
непрерывного излучения без модуляции, поскольку большинство полу-
ченных для данного режима результатов распространяется и на другие
режимы излучения.

3.3. СПЕКТР ОТРАЖЕННОГО СИГНАЛА ПРИ ИЗЛУЧЕНИИ
НЕПРЕРЫВНЫХ НЕМОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИЙ

Для получения корреляционной функции отраженного сигнала при
излучении непрерывных немодулированных колебаний в формуле (3.2)
принимаем

Е(0 = 1, Y(/)=0

и, полагая Аф = Аф = 0, из (3.2) находим

К(г)= ^е'4’ [ (ОЧЦЬЧМ)

7	64л3 J J А!4

(<₽, Ф)

(3.12)

Отсюда видно, что корреляционная функция и, следовательно, спектр
•отраженного сигнала при излучении непрерывных немодулированных
колебаний не зависят от времени.

Определим спектр отраженного сигнала для некоторых частных слу-
чаев.

Спектр отраженного сигнала при горизонтальном
полете в отсутствие угла сноса

Карандашная антенна. Для расчета спектра отраженного сигнала
воспользуемся выражениями (3.6), (3.7), (3.10). Величина АТ? может
•быть вычислена в первом приближении по следующей формуле:

А7? =—W(cos Во cos Го—tpsin B0cos Го—ф sin Го).	(3-13)

Функцию sin В в выражении (3.7) представим в следующем виде:

sin В —sin Во+ф cos Во.	(3.14)

59
Подставляя значения (3.6), (3.7), (3.10), (3.13), (3.14) в формулу
(3.12), определяем корреляционную функцию, а затем по формуле (3.5)
найдем спектр отраженного сигнала

S (со) = ехр

(to —S)2
Ato*

1 S — co ____________________1__________

‘ 2Д©д Дсод J (K^2/4n)Ctg Bo

(3.15)

где

П = со0-{-сод — ДП;	(3.16)

(од = 2т: (2W]X) cos Во cos Го;	(3.17)

Дй = (сода;Д2 /4т;) tg Во;	(3.18)

Дсод = 2т: (/2 W/1) Д Д* sin" Во cos2 Го -|- Д^ sinT0; (3.19)

D ___тг'1(\\__•^’изл72бда° (Во) Д1Д2 sin Во i к2^ \/ кД^

Ро К(0)	2-64л3Я2 еХр у Д *^4ГС^'

(3.20)

Величина сод представляет собой допплеровскую частоту, соответст-

вующую направлению оси диаграммы антенны, а Асод— эффективную

ширину спектра отраженного

Рис. 3.10. Зависимость доппле-
ровской частоты <вд/2зт(21^/?и)
и ширины допплеровского
спектра А<вд/2л(2И7/%) для ка-
рандашной антенны от угла Го.

сигнала. Ширина спектра (3.19) опреде-
ляется шириной луча Ду в плоскости уг-
лов у, проходящей через юсь луча, при-
чем

Дт = ]Д Д1 sin2 Во cos2 Го + ^2 s*n2 Го/sin у0,

(3.21)

где уо — угол между (вектором скорости и
направлением оси диаграммы антенны,
Выражение (3.19) при этом записывает-
ся в следующем виде:

Дсод = 2т: (/2VF/Z) Д7 sin у0. (3.22>

Отметим, что поскольку величины Ai,
Аг пропорциональны длине волны, то ши-
рина допплеровского спектра не зависит
от длины волны. На рис. З.ГО приведены
зависимости сод/2л (21Г/Х) и Аюд/2л:(217/А)
от угла Го при Во='60°, и нескольких зна-
чениях А=.Д1=А2. Из рисунка видно, что
ширина спектра мало зависит от угла Го,

в то время как сод изменяется по косину-

соидальному закону.

Величина Ро представляет собой мощность отраженного сигнала и
практически может быть записана в более простой форме

Ро =

>изл72бда° (Во) Д|Д2 sin Bq
2-64л3Я2

(3.23)



Средняя частота соср спектра S(co), равная

ОО

<»ср= J

и

(3.24)
может быть представлена в следующем виде:
со ср = со о-Тсо д,

где

со'д = (Од — ДО — AQ' = (Од [ 1 — (д2 /4т:) (1 -J-л: tg Во)];	(3.25)

AQ' = (ОдД* /4-л.

(3.26)

Из выражения (3.25) видно, что средняя частота спектра отражен-
ного сигнала отличается от частоты излучаемого сигнала соо на величину
со'д, не равную сод. Отличие со'д от сод обусловливается, во-первых, изме-
нением величины сг° в пределах облучаемого участка (AQ) и, во-вторых,.

Рис. 3.11. Смещение средней допплеровской частоты для карандашной антенны от
влияния а°(В) =ДЙ/о)д (пунктирные кривые) и от суммарного влияния п°(В) и изме-
нения дальности в луче—(ДЙ+Д£У)/сод (сплошные кривые).

изменением дальности в этом участке (AQ'). Величины AQ/сод и AQ'/сод
зависят только от характеристик антенны в вертикальной плоскости
(Ai и tgB0), поскольку максимум принимаемого сигнала смещается от-
носительно оси антенны (Во) только в вертикальной плоскости.

На рис. 3.11 приведены зависимости значений AQ/сод и (AQ +
+ АЙ')/сод от ширины диаграммы направленности антенны в вертикаль-
ной плоскости при нескольких значениях угла Во и к=3,3 и 12,9, что
соответствует отражению от пашни и моря при волнении примерно один
балл. Из рисунка видно, что величина AQ/сод может быть весьма суще-
ственной, особенно при отражении от моря. Величина AQ'/сод не зависит
от вида отражающей поверхности и относительно невелика. Так, напри-
мер, при Ai = 6° и Во=65°, AQ'/сод = 0,08%.

Изочастотная антенна. При представлении диаграммы направлен-
ности антенны в координатах (у, v) имеем

G(y,v) = G0G1(¥)G (ф),	(3.27),

А/?~—Wx- (cosу0—cpsinyo),	(3.28)

о°(АВ)=ю°(ф, гр),	(3.29)

где ф = у—уо; ф = v—vo.
Предположим, что в функции ^(ф, ф) переменные ф и ф разделя-
ются:

,»(?. ф)=о«(вх (?)’’«>)•	(з-зо)

Подставляя выражения (3.9), (3.27), (3.28), (3.30) в формулу
(3.12), находим

ОО

К W =	е'+	1G? (?) е"' s,n ’• 9; (?) X

Ot:7ZvZz	|	*

—ОО

ОО

х sin (у0 4- ?) d<? J (Ф) (ф) sin (v0 + Ф)	(3.31)

.Для определения S(o) подставим выражение (3.31) в формулу
(3.5), изменим порядок интегрирования и проинтегрируем вначале по
г, так как подынтегральная функция (3.31) непрерывна и ограничена.
В результате получим

ОО

5 («>) = Лр J (?) °? (?)sin (То + ?) 8 (% - “д — ?>in у0 — со) dtp,

—ОО

(3.32)
«где

ОО

р^РпзЪ4^-^о} jЧ2 (Ф) 4 (Ф)sin(vo+Ф)<	(3-33)

—ОО

8	(х)	§ eJX* dx — В-функция.	(3.34)

—ОО

Используя фильтрующее свойство d-функции, находим

___ _______^ф________ z-,2 7 (Ор ф- (Од — (О \ 0 f (Ор + (Од — (о А
(4п1Г/Х) sin Yo У \ (4п1Г/Л) sin Yo / 1 \ (4п1ГД) sin Ye /

(Ор + ®д — со
(4п1Г/Л) sin Yp

Если принять

oj (<р) = const

(3.35)

(3.36)

5И

sin (Ye4-?)-sin Yo,

то форма спектра определится следующим выражением:

5 (со)

(Ор + (Од —

(4 п!Г/Л) sinYo

(3.37)

(3.38)

Из последней формулы следует, что огибающая спектральной плотности сигнала
совпадает с квадратом функции, описывающей диаграмму направленности антенны
в плоскости углов у*).

*) Это правило, как можно показать, применимо для антенн всех типов.
Отсюда можно сделать вывод о возможности бесполетной калибровки ДИСС путем,
экспериментального определения диаграммы G^ и вычисления среднего направления квад-
рата диаграммы направленности антенны G% (<р), которое соответствует средней частоте
допплеровского спектра (см. §5.5). Влияние а ° (<р) и изменение дальности при этом

учитываются отдельно.

Если диаграмма антенны аппроксимируется кривой Гаусса (3.6), а о0(АВ) —
показательной функцией (3.40), причем

ДВ =i(sin 2y0/sin 2Во) <p-H(sin 2y0/sin 2В0) ф,

то, подставляя эти функции в формулу (3.35), находим

где

х-		I	1,  1 4- (к/2те sin 2Ве) (Л? cos2 Yo + cos2 ve) j	(3.39)
Й:	= со0-ф-сод — ДЙ, «>д = 2т: (2U7/Z) cos у0;	(3.40)
	Дсод = 2т: (]/2U7/Л) Д.( sin у0;	(3.41)
	лп	sin2 То , D  ДЙ = (Од -J-L - у* - tg В ' А 4п sin2 Во ь °’	(3.42)

р_	(во) sin Yo sin v9

Fo—	2<64тс3№	X

х ехР [ 8~»sW2B, <4 sinS2T» + £ sin22v0)] X

х [ 1 + -	(Д* cos» То + д; CW VO) ].	(3.43).

Сопоставление выражений (3.15) и (3.39) показывает, что форма
зависимости S(co) одинакова для карандашной и изочастотной антенн
и изменяются только величины А(од, АЙ, Ро. Как и в предыдущем случае
[формула (3.23)], практически для определения мощности принятого
сигнала можно пользоваться более простой формулой

__ Лгзл^о®0 (Во) A-^sinYoSinvo

~'	2-64л3№

(3.43')

Величина смещения допплеровской частоты Ай, обусловленная влия-
нием о0, для изочастотной антенны несколько больше, чем для каран-
дашной. Например, при уо=72°ЗО', В0=65° величина sin2yo/sin2Bo рав-
на 1,1.

Величина Ай', обусловленная влиянием изменения дальности в пре-
делах луча антенны, определяется следующим выражением:

Дй' — (одд2 /4т:.

(3.44).

Ширина спектра А®д для изочастотной антенны [формула (3.41)]
определяется только шириной луча Д7 в плоскости углов у и не зависит
от ширины луча Av. В карандашных же антеннах ширина спектра за-
63
висит от ширины луча Ai и Д2 в обеих плоскостях [формула (3.19)]. Это
обусловило широкое применение (в допплеровской аппаратуре изоча-
стотных антенн, поскольку размер такой антенны, определяющий ши-
рину луча в плоскости углов v, может быть сделан относительно ма-
лым. В частности, в качестве антенны можно использовать один или
несколько волноводов со щелями.

Следует помнить, что свойство изочастотности антенн полностью сохраняется
только при определенной ориентации ее относительно вектора скорости, когда линии
постоянных углов у антенны на отражающей поверхности совпадают с изочастотными
линиями. Это имеет место в том случае, когда вектор скорости W совпадает с осью
X в антенной системе координат, т. е. когда продольная ось антенны совпадает по
направлению с линией пути (см. рис. 3.9). Такое совмещение направлений обеспечи-
вается стабилизацией антенны в горизонтальной плоскости и поворотом относительно
продольной оси самолета на угол сноса.

Спектр отраженного сигнала при произвольном
положении вектора скорости W

Рассмотрим случай, когда положение вектора скорости в простран-
стве произвольно и характеризуется углом сноса [3 и траекторным
углом 9 (см. рис. 2.3). Для упрощения расчетов не будем учитывать от-
личие дальности до 'Отражателей в пределах луча. Влияние этого фа-
ктора, как это видно из предыдущего, относительно невелико.

Карандашная антенна. При определении величины АУ? в случае про-
извольного положения вектора скорости необходимо воспользоваться
выражениями (3.11) и (2.20). Представляя входящие в них функции
в виде разложения в ряд по ф и ф, находим

А7?~—т(яо+агф + Я2ф),	(3.45)

где

а0= Wxr cos Во cos Го—1ГУг sin Во—WZr sin Го cos Во;

ai = — (Wxr sin Во соэГо+ТГуг cos Во—WZv sinTo sin Во); (3.46)

a2= — IFxr s in Го— WZr cos Го.

Подставляя выражения (3.45), (3.46) и выражения (3.6), (3.10),
.аппроксимирующие функции С?(ср, ф) и о°(ф), в формулу (3.12), а затем
в формулу (3.5), находим спектр отраженного сигнала S(co):

S (со) = ехр

4 ’ Д(Од г

(со —Й)2

Део2
д

где

Q = “о + ш'д; “'д = <°'дХ + Ю'дУ +

с»' — со (1—5Т); со — 2т: —т—cos В. cos Г •	|

ДА ДЛ '	Л/’ дд	Д	0	° I

<fl\z=:=CBAz(1 —	= —2^-^sinr0cosB0; )

= (zcAj /4гс) tg Во;	8У = (яД* /4т:) etg Во;

Асод = 2т: (]/2/Я) )/'Aj aj + а\ Д* ;

(3.47)

(3.48)

(3.49)

(3.50)
(3-51)
_ P,„=VG^«(Bo)A,A2sinB<,	,,

2 64«>№	eX₽ 8s )'	(0.02)

Как видно из выражений (3.15) и (3.47), форма спектра осталась
той же, что и при горизонтальном полете ЛА *\ Мощность отраженного
сигнала также осталась той же, поскольку она не зависит от положения
вектора скорости. Значения же со'д и А®д изменились.

В формулах (3.49) величины шдх, срдУ, являются допплеров-
скими частотами, обусловленными соответствующими составляющими
скорости Wxr, WYr, ^Zr.

Из формул (3.49) видно, что все составляющие допплеровской частоты из-за
влияния отражающих свойств местности изменили свои величины. При этом горизон-
тальные составляющие юдх и юдг имеют одинаковое относительное смещение и 6Z
в сторону уменьшения, а составляющая Д®ду—в tg2Bo раз меньшее смещение в сто-
рону увеличения. Например, при В0=65° величина tg2Bo—4,6. Отличие знака смеще-
ния бу от знаков дх и 6Z объясняется тем, что влияние о0 (В) проявляется в смещении
максимума отраженного сигнала в сторону увеличения угла Во, так что проекция
на направление луча при этом увеличивается, в то время как проекции горизонтальных
составляющих W хт и Wzv уменьшаются.

Изочастотная антенна. Расчет спектра отраженного сигнала при
применении изочастотной антенны и аналогичных аппроксимаций G (ф,
ф) и сг°(ф, ф) [формулы (3.6), (З.ГО)] приводит к тем же формулам
(3.47) —(3.49).

Для перехода к координатам (у0, Vo) в этих формулах необходимо
воспользоваться следующими соотношениями:

cos у0 = cos Го cos Во, cos v9 = — sin Го cos Во,

sin Во = У sin2 у0 — cos2 v0.	(3.53)

Ширина спектра Асрд в этом случае будет равна

Д(оддС-ф- Д<»2 -ф- Дсо^ -ф- 2Да>хДа>гх -ф- 2Да>2Д(оу2,	(3.54)

где

Д<ох = 2т: (У2№Хг/1) Д7 sin у0; Д«>2 = 2* (/2W zJl)	sin v0;

(3.55)

Дсогх = 2ъ (}<2№у1Д) Д7 sin у0 cos yjsin Bo;

Дсог2 = 2ъ (y2WYjX) Av sin v0 cos v0/sin Bo.

Из формул (3.54), (3.55) следует, что изочастотная антенна в коор-
динатах (yo, Vo) обладает свойством изочастотности только при полете
в направлениях X и Z. В первом случае при Wzr— 1Гуг=0,	ши-

рина спектра определения величиной Д7, во втором случае при
Wxr = WYr — Q ширина спектра определяется величиной Ду.

.При выводе формулы (3.47) предпола! ается, что вектор скорости отстоит от
оси антенны не менее чем на ширину луча, так что спектр отраженного сигнала не свер-
тывается.
Из формул (3.55) видно, что влияние вертикальной составляющей
скорости на ширину спектра при прочих равных условиях существенно
меньше, чем горизонтальных составляющих. Например, при В0 = 65°,
’Yo==vo=72°3Oz влияние вертикальной составляющей в три раза меньше,
чем влияние составляющих Wxr, WZr.

На рис. 3.12 изображена зависимость отношения ширины спектра
к АРдх при U7yr=0 от угла 'Сноса р при различных х =
= Avsinv0/Av sinyo- Из рис. 3.12 видно, что при х = 2 увеличение ширины
спектра при изменении углов р от 0 до 15—20° не превышает 20%, что
практически всегда допустимо.

Величины смещения средней допплеровской частоты, обусловлен-
ные влиянием отражающих свойств местности, для изочастотной антен-
ны определяются следующими формулами:

о 15 30 05 60 75 90 у

Рис. 3.12. Изменение шири-
ны допплеровского спектра
для изочастотной антенны
в зависимости от угла сно-
са при различных х.

где

2__д2 sin2 2у0

'в—sin2 2В0

. .2 sin22v0

Г sin2 2В0

. (3.59)

Мощность отраженного сигнала равна

ЛшЛ2боа° (В0)д-A sin Yo sin v0	j №Д|

Р° =--------------------------- ехр Ur

(3.60)

кДп

5у = ctgB0

Значения бж, 6Z для суши '(пашня) и моря при волнении 1 балл могут быть
определены из рис. 3.11, если значения Дй/юд умножить на sin2 yo/sin2 Во или на
sin2 vo/sin2 Во. Для yo=Vo = 72°3O', Во=65с эти величины равны 1,1.

Спектр отраженного сигнала при крене и тангаже ЛА
и произвольном положении вектора скорости

Пользуясь изложенной выше методикой можно вычислить спектр отраженного
сигнала при полете носителя ДИСС с креном и тангажом при произвольном поло-
жении вектора скорости. Для этого необходимо представить величину ДЯ в виде
(3.11), воспользовавшись выражением (2.20) для cosyr, а входящие в cos уг исход-
ные функции разложить в ряд по углам ср и ф в антенной системе координат. Ана-
логичное преобразование системы координат необходимо провести и для величины ДВ
в выражении (3.10) для а°(ДВ). Ограничимся рассмотрением только одного частного
случая: карандашной антенны с осесимметричной диаграммой, у которой Д1=Д2.
Выбор этой антенны определяется тем, что в большинстве случаев при применении
изочастотных антенн имеет место стабилизация их в горизонтальной плоскости.

Для карандашной антенны с круглой диаграммой направленности (Д1=Д2) при
изменении положения оси антенны форма сечения диаграммы антенны, проходящего
через ось антенны и вектор скорости, очевидно, не меняется при любых эволюциях
летательного аппарата. Поэтому, определив новое положение оси карандашной антен-
ны при наличии крена и тангажа, можно непосредственно воспользоваться • резуль-
татами расчета спектра в предыдущем параграфе. Результаты этого расчета (3.47)—-
(3.52) при Д1 = Д2=А полностью справедливы и для рассматриваемого случая с учетом
возможного изменения величины к в зависимости от угла В. Значения же параметров,
входящих в формулы <(3.48)—(3.52), определяются следующим образом:

(Од = 2л cos = 2л -у- [1ГХг cos у'о ~ sin + ^Zr cos	(3.61)

Дсод = 2л (}/r2 1F/A.) Д sin YF,	(3.62)

бх = бг—(кД2/4л) tg В'о, dtj= (кД2/4л) ctg В'о,	(3.63)

где углы yF, у'о, В'о, v'o определяются формулами (2.20), (3.53). Так, например, для
случая ус = Р=О находим

cos yf = cos Bo cos Го cos (0—6C)—sin (6—1%) sin Bo.

sin B'o = sin Bo cos 6C—cos Го cos Bo sin 6C.

(3.64)

Рис. 3.13.
(йд/2л(2ГД)
До)д/2л(21Г/Х)
угла 9—6с.

Зависимость допплеровской
и ширины допплеровского
для карандашной антенны от

частоты
спектра
величины

Из формул (3.64) можно определить, в частности, условие изменения знака доп-
плеровской частоты. Для этого необходимо найти, при каком соотношении между уста-
новочными углами Во, Го и значением (0—Оу) допплеровская частота равна нулю:

tg (0—6С) =cos Го ctg Во.	(3.65)

При Г0=45°, Во = 65° это соотношение справедливо при 0—Ос~48°. На рис. 3.13 изо-
бражены зависимости сод/2л(2W/К) и Дсод^2л;(21Г/А,) при Го=45°, Во = 65° от угла
0—бе.

Следует заметить, что полученные выше соотношения предполагают, что вектор
скорости не лежит в пределах луча антенны и отклонен от ее оси по крайней мере
на величину А, причем созу^эМ и справедлива аппроксимация (3.10).

Как видно из выражения для Дсод при cosyf— !1, ур—0 и Дсод=О, т. е. спектр
стягивается в линию. На самом же деле спектр и в этом случае имеет конечную, но
существенно меньшую, чем при созу^тМ, ширину. Определим спектр отраженного
сигнала для случая cosyj? = l.
Спектр отраженного сигнала при совпадении направления

вектора скорости и оси диаграммы антенны

Предположим, что диаграмма направленности осесимметрична (Ai=A2=A) и
описывается следующим образом:

( о2 \

G (о) = Goexp ( —	(3-66)

где б — угол отклонения от оси антенны. Предположим также, что ось антенны на-
правлена вертикально вниз, и введем для этого случая следующую аппроксимацию
а0 (В) (см. § 2.2):

о0 (В) = о0 (л/2) ехр (—к2б2), кг>0.	(3.67)

В случае вертикального облучения при 0=±л/2 величины АТ? и dS/R't в формуле
(3.12) определяются следующим образом:

АД = —ТГтсоэб sign 0~—Гг(1—б2/2) sign 0, dS/R*«8H-2dVd8,	(3.68)

где функция sign 0 равна ±1 в зависимости от знака 0.

Подставляя соотношения (3.66), (3.67), (3.68) в формулу (3.12), находим

Р X2G2a° {л/2)	.

-"*	°	 е|(“,+“»)х С fe-5><2"M=+<.)e-/(^>yslsne.-.wrdj (3 69)

' '	тт.‘п	1	1	'	’

0 0

где

(Од — — (21Г/Х) sign 8.	(3.70)

Проведя интегрирование сначала по углу Г, а затем по б и воспользовавшись
затем формулой (3.5), найдем спектр отраженного сигнала

Ро /________1со — 2\(о^>2 при sign 9 = 4-1,

( Д(од Р J Д(од J * Q <- q ПрИ sign 6 = — 1,
где 2 = (о0 4- сод;

/W2Goa° W2) Д2 . '
Р° —2- WtfH2 (1 4- /с2Д2/2л) ’

л Д2 Iю* ।
П<Од~ 4r. (1 4-к2Д2/2л) ’

(3.71)

(3.72)

Если sign 0=—1, вектор скорости направлен вертикально вниз, допплеровская
частота положительна и суммарная частота (Оо4~Юд максимальна в направлении оси
антенны и уменьшается для других направлений. В случае sign 0=4-1, допплеровская
частота отрицательна и частота (Оо4'СОд минимальна в направлении оси антенны и уве-
личивается для других направлений. Необходимо отметить, что изочастотными линия-
ми в этом случае являются окружности.

Из выражения (3.72) для Асод видно, что ширина спектра в отличие от ранее
рассмотренных случаев пропорциональна квадрату ширины луча антенны и допплеров-
ской частоте. Влияние о0 в этом случае проявляется только в изменении ширины спек-
тра. Практически для относительно нешироких лучей ДИСС это влияние невелико.
Например, при А = 5° и к2~Ю0, что соответствует отражению от моря при волнении
около 1 балла, величина (1-гК2А2/2л)“1 = 0,89, т. е. ширина спектра уменьшается
всего на 10%.

Сопоставим ширину спектра (3.72) при ук=0 (к2=0)

ДОд0=ГА2А	(3.73)
с шириной спектра (3.19), (3.22), (3.51), (3.62)
антенны и W, равном л/2,

Д(»д = 27: (/21Г/Л)Д.

Найдем отношение Аод/Дод0

Д(0д/Дсодо = 2 У2т:/Д

Полагая для примера W= 100 м/с, Х = 2,25
АГд0=5,4 Гц, АГД = 549 Гц и отношение (3.75)

при угле ур между осью

(3.74}

(3.75)

см, А = 5°, находим, что
равно 102.

Рис. 3.14. Форма допплеровского спектра при располо-
жении вектора скорости вблизи оси диаграммы антенны.

При углах ур, близких к нулю, спектр частично свертывается отно-
сительно частоты (од (3.70). На рис. 3.14 для примера приведены спек-
тры отраженных сигналов при А = 5° и различных значениях ур*\ Зна-
чение Гдм равно сод [формула (3.70)], деленной на 2л. Как видно из
рисунка, при увеличении угла ур спектр и его максимум перемещается
вдоль оси частот, а ширина спектра увеличивается.

При отклонении на ур=Д и более можно считать, что спектр опре-
деляется формулами (3.15), (3.47). Важно отметить, что несмотря на
асимметрию спектров при малых ур, их средние допплеровские частоты
практически совпадают с допплеровскими частотами, соответствующими
направлению оси антенны, что объясняется их относительно малой ши-
риной.

Спектр отраженного сигнала при полете на малых высотах
и использовании отдельных антенн для излучения и приема

При рассмотрении общей формулы (3.2) для корреляционной функ-
ции отраженного сигнала отмечалось, что изменение углов визирования
Ф и ф отражателей за время т необходимо учитывать при работе ДИСС
на малых высотах. Изменение этих углов необходимо также учитывать
при разложении А/? по углам ф и ф.

Ранее предполагалось, что излучающая и приемная антенны сов-
мещены и значения ф, ф одинаковы при излучении и приеме. Если же
приемная и излучающая антенны не совмещены, то при работе на ма-

Расчет спектра для данного случая был впервые выполнен Ю. И. Фельдманом.

69
лых высотах характеристики отраженного сигнала оказываются завися-
щими от высоты полета.

Корреляционная функция отраженного сигнала при использовании
на излучение и прием отдельных антенн и излучении непрерывных не-
модулированных колебаний имеет следующий вид *й

__Сизл/'.2з° (Bp) g0
64я3№

е'”°’ (J /G,(?1,	<f„)Gs(?„ фг)О2 (?2„ф2,)Х

(S’. Ф)

х е“; (2“о/с)	(3.76)

Рис. 3.15. Использование отдель-
ных антенн для излучения (2) и

где

=	Ф1) + ДЯ2(?2,	+ Фн) + д^2 (?2х, О

'	(3.77)

причем индекс 2 относится к передающей, а индекс 1—к приемной
антенне.

Величина go для изочастотной антенны равна sinyosinvo, а для
карандашной — sin Во.

При интегрировании углы ср4, <р1х, ф1; ф1х, <р2, ?2x, Фг’ Фгх необходи-
мо представить в виде функций от одних и тех же переменных q?, ф, по
которым ведется интегрирование.

Изочастотная антенна. Предполо-
жим, что излучающая и приемная антен-
ны расположены друг за другом в на-
правлении оси X (рис. 3.15) и расстояние
между их фазовыми центрами равно хо
Примем также для общности, что сред-
ние направления лучей приемной (ую,
vio) и излучающей (у20, v2o) антенн не-
сколько отличаются друг от друга

уго—Yio=26, vio—v’2o=2e.	(3.78)

Отсчет углов (риф будем производить
относительно направлений уо и vo, исхо-
дящих из начала координат

Уо = (ую + У2о)/2, Vo—(vio+v2o)/2.

(3.79)

Предположим далее, что вектор скорости W расположен в горизон-
тальной плоскости произвольным образом, образуя с осью X угол р
(см. рис. 2.3). При этом угол между вектором скорости и направле-
нием (у, v) равен

cos = cos у cos р + cos v sin р.

(3.80)

*> Примем, что величина о°(13) постоянна в пределах диаграммы антенны и пре-
небрежем в (3.2) зависимостью от расстояния, поскольку учет этих факторов, услож-
няя расчеты, не дает новых результатов по сравнению с ранее рассмотренными случаями.

**' По отношению к оси Z они расположены рядом, так что проводимое рассмотре-
ние учитывает все случаи размещения антенн ДИСС.
Из простых геометрических соотношений можно найти зависимости
между углами, связанными с каждой из антенн, и основными углами
Ф, ф:

Ф=у—yo,	—Vo-

При вычислениях будем предполагать, как и ранее, что диаграммы на-
правленности антенн аппроксимируются кривыми Гаусса и
что приемная и излучающая антенны имеют одинаковую ширину лучей
Д1 и Д2*>. Следует отметить, что минимальное расстояние Ro, на кото-
ром диаграмму практически можно считать сформированной и можно
пользоваться выражением (3.6), определяется соотношением [3.2]

Ro>Dz/2K,	(3.81)

где D — размер антенны, формирующий луч шириной Д. Например, по-
лагая D = 0,3 м и %=0,03 м, находим, что 7?о>1,5 м.

Не приводя здесь выводов, напишем выражение для спектра отра-
женного сигнала

(3.82)

где

й = % +<од — В<о; (Од = <одХ + <од2;

юдх = 2,г-а^со8То;	cos v0;

Зда==—sin2 В Гад „ sin2 у0 — <o7 C.°V0 cos2 yol; (3.83)
8H2	0 j да ‘° az sin2 >0	10J

Дю — j/"Да>2 -|- Д(Од ;	(3.84)

Д(од = (l/]/2) /tg2 To + tg2 v0;	(3.85)

Дю0 = j/2ir sin Bo X

/ (cos p — cos Yo cos yOq) 2	(sin p — cos v0 cos y03)2

xy-----------;	(3'86)

cos Yop — cos ф 0 cos p + cos v0 sin P;	(3.87)

n РизлХ2б2а»(В0) Д AvsinYoSinvo _x2

----------e ; (3,88)

J(x0/2/7) sin YosinBo — 8]2 । [(x0/2/7)(cos v0 cos Yo/sin v0) sinB0— e]2	1

4 r	д,2	j

(3.89)

Из соотношений (3.82) — (3.89) следует, что все характеристики спектра:
мощность, средняя частота и ширина, зависят от высоты полета. * * * В *

*> При разной ширине лучей приемной ДПр и передающей Апер антенн эффектив-

ная ширина Дэ определяется следующим образом:

— АпЮДпер У 2 Адр + Ддер (Лпр+^пер)/2.

В приводимых дальше формулах в этом случае следует заменить Д1 и Дг эффек-

тивной ШИРИНОЙ Дэ1 и ДЭ2-
Из формулы (3.88) следует, что с уменьшением высоты из-за влия-
—Х2	„

ния сомножителяехр величина принимаемой мощности может умень-
шаться. Это уменьшение уровня мощности обусловлено неполным пере-
крытием следов излучающей и приемной антенн на местности. При сов-
мещенных антеннах (Хо = О) ослабление отсутствует. Как следует из
соотношения (3.89), ослабление на каждой из высот может быть исклю-
чено, если лучи приемной и излучающей антенн повернуть навстречу
друг другу на углы до, ео, равные

. Хо •	• г,	Хо COS COS Yo . т,

“ ЖГSIn Y° sinB°’ So~~2/77 .sin v0 smB0-

(3.90)

Например, если yo==vo=700, Bo=6O°, xq/H=0,25, to do—6°, eo=O,8°. Из
данного примера видно, что на уровень принятого сигнала будет наибо-

Рис. 3.16. Ослабление мощности
принятого сигнала в зависимости
от отношения х^Н.

лее сильно влиять изменение направле-
ния д луча по углу, отсчитываемого от
оси, вдоль которой расположены антен-
ны (в данном случае по углу у). Поэто-
му при расчетах величины ослабления
можно пользоваться только первым чле-
ном формулы (3.89).

На рис. 3.16 показана зависимость
ослабления сигнала от отношения Xq/H
при yo=Vo=7O°, Во=6О° и нескольких
значениях Д1==Д2=А (S = s = O). Так,
при х0/Н — 0,25 и А = 5° ослабление дости-
гает 40 дБ.

Смещение д® средней частоты, так
же как и ослабление, обусловлено разне-
сением приемной и излучающей антенн,

из-за чего направление максимума принимаемой мощности оказывается
смещенным относительно направления (у0, то) Углы д, 8 влияют толь-

ко на величину мощности, не изменяя направление, по которому при-
нимаемая мощность максимальна. В связи с этим, как следует из фор-
мулы (3.83), углы д и 8 не влияют на смещение д®.

Из выражения (3.83) видно также, что, как и в формуле для Р12,
основную роль в смещении частоты играет первое слагаемое и при уве-
личении угла р величина смещения дсо уменьшается, достигая при 3 =
= л/2 минимального значения. На рис. 3.17 показана зависимость сме-
щения д(о/(од от угла р при х0/Н=1/3 и yo=Vo=7O°, Во=6О°.

Из приведенных данных следует, что, поскольку величина д(о/®д
уменьшается с увеличением угла сноса, более целесообразно размещать
приемную и передающую антенны рядом относительно продольной оси

летательного аппарата, а не друг за другом.

На рис. 3.15 это условие соответствует направлению полета по оси
Z при Ду<Д При таком размещении, как это можно видеть из выра-
жения (3.83), величина дсо при р = л/2 пренебрежимо мала.

На рис. 3.18 показана зависимость смещения дсо/сод от отношения
Xq/H при р = 0 и значениях остальных параметров тех же, что и для

Следует отметить, что влияние разнесения антенн на существенно меньше.
рис. 3.17. Из рисунка видно, что величина б со/со д может достигать су-
щественных значений *>. Отметим, 'что допплеровская частота определя-
ется среднеарифметическим значением углов излучающей и приемной
антенн [формулы (3.79)].

Из выражений (3.84) — (3.86) следует, что ширина спектра зависит
от двух величин: А(од и Д(о0. Величина Лсоо обусловлена изменением ам-
плитуды элементарного сигнала при прохождении отражателем диа-
граммы направленности антенны и определяется временем нахождения
отражателя в луче антенны. Значение Дсоо в отличие от Д(од обратно
пропорционально ширине- луча антенны, поскольку протяженность эле-

Рис. 3.17. Зависимость смещения бсо/сод
средней допплеровской частоты при ра-
боте на малой высоте для изочастотной
антенны от угла сноса.

Рис. 3.18. Зависимость смещения 6со/(Вд
средней допплеровской частоты при ра-
боте на малой высоте для изочастотной
антенны от отношения xajH.

ментарного сигнала (см. рис. 3.4) обратно пропорциональна ширине
луча. Величина Лш как это видно из формулы (3.86), не зависит от
разнесения антенн и является одной и той же как для совмещенных, так
и отдельных на излучение и прием антенн.

Так как обычно	то вторым слагаемым в (3.86) можно пре-

небречь и записать Дщ в следующем виде:

где

Дш- ДшдК1 + (^/2лЯ0)2,

У = Л/Д7; Ro — Я/sin Во.

(3.91)

(3.93)

Из последнего выражения следует, что при заданном размере Я?
влияние амплитудных флюктуаций увеличивается с уменьшением дли-
ны волны в такой же степени, как и при уменьшении высоты.

При y = D2 /22. величины Дюд и Дю0 одинаковы и

Дм = у 2Дю0 = У2Дюд**\

*> При этом необходимо учитывать ограничение, накладываемое условием форми-
рования диаграммы антенны (3.81).

Следует отметить, что при сфокусированном излучении соотношения (3.84) —
(3.86) могут быть использованы при работе как в ближней (Д®о>Дид), так и в дальней
зоне (Д<г)д^>Лево), если распределение поля в раскрыве антенны описывается кривой
’ зусса.
Карандашная антенна. Пользуясь изложенной выше методикой, мож-
но определить спектр отраженного сигнала при использовании каран-
дашных антенн, разнесенных также по оси X (см. рис. 3.15).

Будем считать антенну осесимметричной (Ai=A2=A). Форма спек-
тра, значения 6® и Аю в этом случае будут определяться выражениями
(3.82) — (3.84), причем

~Рнзл^ЧВ0)д2щпВ0

^12—	2*64л3№

(3.93)

х2 ~ (2-к/Д2) [(х0/2Я) sin Yo sin Во — З]2,	(3.94>
а>д = 2-п (2r/Z)cos у0?,	(3.95)
Д(од = 2т: (]Х2U7/X) A sin y0?,	(3.96)
До>0 = 2г (П7/]/2Д//) sin Во sin Yo?,	(3.97)

где определяется из выражения (3.87).

Из выражения для и2 видно, что для того чтобы избежать ослабле-
ния уровня принимаемой мощности при использовании карандашной
антенны; необходимо изменить направления лучей только в одной пло-
скости у на угол д (при сохранении одинаковых углов ао)  Для формул
(3.93) — (3.97) в остальном справедливы все выводы, относящиеся к со-
ответствующим формулам (3.83) — (3.89).

Спектр сигнала при вращении антенны

Предположим, что антенна с лучом карандашной формы вращается около оси У
с постоянной угловой скоростью (Овр (см § 2.5). Определим влияние вращения л\ча
на спектр отраженного сигнала. Положим вначале, что носитель не перемещается
(1^=0) и воспользуемся формулой (3.2).

Предположим, что диаграмма антенны аппроксимируется кривой Гаусса (3.6).
Поскольку расстояние между каждым из отражателей и локатором остается неизмен-
ным, то в формуле (3.2) следует принять А/?=0. Величина Аф и Аф в аргументе функ-
ции, описывающей диаграмму направленности антенн, будут равны Аф=0, Аф =
= (j)bpTcosBo (ВоУ=л/2).

Подставляя входящие в формулу (3.2) величины, интегрируя и используя затем
выражение (3.5), находим спектр отраженного сигнала. Спектр будет, как и ранее,
описываться кривой Гаусса [аналогично выражению (3.47)], иметь среднюю частоту,
совпадающую с излучаемой частотой т0 (сод=0), и ширину спектра, равную

ДДвР = мвр cos Во/К2 Д2.

Например, полагая Гвр=1 Гц, В0 = 65°, А2 = 6° (0,1), находим, что А/?Вр=18,7 Гц.

При одновременном поступательном движении антенны процесс становится неста-
ционарным и у спектра появляются дополнительные лепестки. Ширина спектра при
движении локатора и вращении антенны приближенно равна сумме ширины допплеров-
ского спектра АГД (3.19) и ширины спектра от вращения антенны AFBp. Средняя допп-
леровская частота в этом случае определяется выражением (2.80), где Г(0=соВр^*)
(0 -С t ^2л/(Г)Ер).

Исследование этого случая впервые проведено Ю. И. Фельдманом.
Спектр сигнала, отраженного от морской поверхности

При полете ЛА с ДИСС над морем на характеристики спектра кро-
ме собственного движения ЛА оказывает влияние движение отражаю-
щих элементов морской поверхности.

Движение отражающих элементов морской поверхности определяется различными
видами течений: приливными течениями, дрейфовым течением поверхностного слоя
воды под действием местного ветра, пассатными устойчивыми течениями, например
течением Гольфстрим. Кроме того, при ветровом волнении водной поверхности проис-
ходит орбитальное движение отражающих частиц, на поверхности моря образуется
движущаяся пена, летят брызги воды [3.3.—3.5].

Влияние течений или направленного перемещения отражающих эле-
ментов водной поверхности проявляется в изменении средней допплеров-
ской частоты отраженного сигнала. Если течение имеет постоянную
скорость Гт и направление его движения составляет угол фв с продоль-
ной осью ЛА, то допплеровская частота отраженного сигнала будет
в соответствии с (2.21) равна (см. рис. 10.1)

щд==2л(2/Х)|[(1ГДг—VT cos (pB)cos Во cos Го—

— WYr sin Bq— ( №2г+ Vт sin фв) sin Го cos Во].	(3.98)

Из формулы (3.98) видно, что течения приводят к изменению изме-
ренных значений продольной и поперечной составляющих скорости. На
вертикальную составляющую скорости течения, очевидно, влиять не бу-
дут. Само течение без учета иного перемещения отражающих частиц не
влияет на ширину спектра отраженного сигнала.

Скорость приливно-отливных течений, обусловленных притяжением массы воды
Луной и Солнцем, сильно зависит от места и рельефа окружающей суши. В некоторых
узких проливах эта скорость может достигать нескольких километров в час. В откры-
том океане скорость приливно-отливных течений не превышает 0,2 км/ч.

Дрейфовое течение на морях и океанах вызывается силами трения'
при воздействии ветра на элементы водной поверхности. Направление
этого течения отклоняется от направления ветра в северном полушарии
вправо, а в южном — влево на 45°, причем это отклонение не зависит
от скорости ветра и других факторов. Скорость дрейфового течения Удр
определяется следующим выражением:

Едр — (0,0127/ /sin <?ш) U,	(3.99)

где U — скорость ветра; фш — ширина (формула справедлива для сред-
них и больших широт). При фш=60° значение Едр равно 0,014. Экспери-
ментальная величина ветрового коэффициента Удр/П в средних ши-
ротах по данным, приведенным в работе [3. 4], достигает значений
0,02—0,04.

Скорость пассатных течений, тянущихся в мировом океане на тыся-
чи и десятки тысяч километров (см. рис. 10.2, § 10.1), составляет в сред-
нем 0,25—0,5 м/с, достигая только на отдельных участках величин до
1 м/с (см. рис. 10.2).

Основное влияние на смещение частоты отраженного от морской
поверхности сигнала оказывает орбитальное движение отражающих ча-
стиц водной поверхности. Как известно, при волновом движении части-
цы воды в глубоком море при установившемся волнении движутся по
орбитам, близким к окружностям (рис. 3.19). Эти окружности лежат
в плоскостях, перпендикулярных гребням волн. Скорость движения ча-
стицы по орбите Горб при периоде волны 7В и ее высоте Нв равна

BfTB,	(3.100)

Следует отметить, что практически скорость частиц не одинакова
на разных участках и достигает максимального значения на гребне
волны.

Орбитальное движение частиц приводит к частотной модуляции от-
раженного сигнала и к расширению спектра, если отражение от раз-
личных участков волны одинаково. Однако опыт показывает, что отра-
жение максимально от участков волны, расположенных в районе ее

Рис. 3.19. Профиль морской волны и траектория отражающих частиц при волновом
движении:

1 — волна; 2 — частица воды; 3 — орбита перемещения частицы воды.

гребня. При большом волнении гребни ломаются, появляются брызги,
пена, что также может привести к увеличению уровня сигнала, отра-
женного от участков вблизи гребней. Так как отражение от этих участ-
ков преобладает, то частота отраженного сигнала смещается на величи-
ну, близкую к соответствующим значениям орбитальной скорости, как
это имеет место при наличии течения. Это фиктивное течение условно

03,610 20 50 Ч/ 50 ВО 70 80 90 100 110 О,км/ч

Рис. 3.20. Зависимость скорости VT орбитального и дрейфового течений
в направлении ветра от скорости ветра.

назовем орбитальным течением. Скорость орбитального течения при ве-
тровом волнении зависит от скорости ветра, возрастая с ее увеличением.

На рис. 3.20 приведена экспериментальная зависимость скорости 14
суммарного орбитального и дрейфового течений от скорости ветра [3.5].
Поскольку скорость орбитального течения намного больше скорости
дрейфового, то можно принять, что 14 определяется орбитальным тече-
нием.

Из рис. 3.20 видно, что существует минимальная скорость ветра,
равная примерно 3,6 км/ч, при которой появляется орбитальное течение.
76
Максимальная скорость орбитального течения составляет 11 км/ч. В ра-
боте [3.5] отмечается, что направления орбитального течения и ветра
до скорости ветра около 75 км/ч хорошо совпадают. При скорости свы-
ше 75 км/ч имеются уже большие различия в их направлениях. В ука-
занной работе сделана попытка установить функциональную связь меж-
ду скоростью орбитального течения и скоростью ветра с учетом данных
рис. 3.20. При этом получена следующая формула, описывающая зави-
симость Порб от скорости ветра

]/орб= (0,78ч- 1)СР/з,	(З.Ю1)

где Порб, U— выражены в км/ч, а коэффициент зависит от скорости вет-
ра, возрастая с ее увеличением.

Рис. 3.21. Допплеровские спектры сигналов при полете над сушей (Рл=
=4950 Гц, АГд = 610 Гц) и морем (F„=4900 Гц, AFH=660 Гц).

Из приведенной оценки влияния различных факторов на смещение

средней частоты отраженного сигнала следует, что наибольшее влияние

на смещение может оказать орбитальное течение. Кроме смещения ча-

стоты отраженного от морской поверхности
сигнала наблюдается также расширение его
спектра, обусловленное модуляцией сигна-
ла по частоте и амплитуде из-за движения
волн.

На рис. 3.21 в качестве примера пока-
заны спектры отраженных сигналов при
полете самолета с ДИСС с одной и той же
скоростью и на одной высоте над сушей и
морем при волнении 1—2 балла. Ширина

Рис. 3.22. Эксперименталь-
ная зависимость смещения
AQ/сОд при Р=0 от волне-
ния моря. 

спектра при полете над морем, как это вид-
но из рисунка, на 50 Гц больше, чем при по-
лете над сушей. Сдвиг средней частоты, обу-
словленный орбитальным течением, из-за

большой скорости самолета в данном

случае невелик и входит в общий сдвиг, равный 1,1%, обусловлен-
ный в основном влиянием о°(В) (формулы (3.18), (3.42)]. На рис. 3.22

показана для примера экспериментальная зависимость смещения часто-
ты Лй/шд от волнения моря (формула (3.42)] для уо=72°, Во=6О°, Д7 =
= 5°. Из рисунка видно, что погрешность от влияния о0(В) при 'отсутст-
вии специальных мер для ее исключения (см. гл. 10), может достигать
больших значений.

Влияние движения отражающих элементов водной поверхности на
ширину спектра отраженного сигнала наиболее хорошо наблюдается
при облучении с неподвижного локатора *>. На рис. 3.23 показаны спек-
тры отраженных от морской поверхности сигналов при разном волнении
моря и разных направлениях движения волн, полученные при облуче-
нии с неподвижного локатора. Форма спектров приближенно может
быть описана кривой Гаусса.

Рис. 3.23. Спектры отраженных от морской поверхности сигналов при неподвижном
локаторе:

/—•волнение моря 1 балл, Торб=0,21 м/с, ДД1=24 Гц, Fi=—14 Гц; 2—волнение моря 2 балла,
Торб=0,47 м/с, Ar2=53 Гц, Г2=—25 Гц; 1, 2—направления излучения и движения волны совпа-
дают; 3 — волнение моря 3 балла, направления излучения и движения волны противоположны,
'/орб=0’73 м/с> д^з=64 Гц, В3=34 Гц.

Если предположить, что диаграмма антенны, как и ранее, описыва-
ется кривой Гаусса, то спектр отраженного от моря сигнала при дви-
жении локатора можно с достаточно хорошим приближением предста-
вить в следующем виде;

С/ Л-- Р. _Yn [	—(“о + <°д + <°см)]2 1

6 W-ДЙГ ехР {- ’--------------’	(3.102)

где Д(Ос = Дсод+Дсосм, Д(од— ширина спектра, обусловленная движением
локатора; (рСм — смещение частоты, вызванное влиянием течений;
Дюсм — ширина спектра, обусловленная влиянием моря. Эксперимен-
тальные исследования спектров, отраженных от морской поверхности
сигналов, показали, что величина ДГСМ достаточно хорошо определяется
следующим выражением:

ЛЕсм = 2 ГОрб/Х = 2лЛгм вА^м в,	(3.103)

где в — высота максимальных волн; ГМв— период максимальных
волн.

Следует отметить, что спектр может расширяться и при отражении от леса или
травы при наличии ветра. Например, в работе [3.6] указано, что при отражении от
густого леса при скорости ветра 32 км/ч ширина спектра была равна 25 Гц (/.~3 см).
78
Значения орбитальной скорости

Таблица 3.1

Волнение, баллы	1	2	3	4	5
ЦоРб. М/С	0,375	0,75	0,97	1,26	1,57

В табл. 3.1 приведены значения Уорб при различном волнении мор-
ской поверхности, которые можно использовать для оценки ширины
спектра сигнала, отраженного от морской поверхности.

3.4.	СПЕКТР ОТРАЖЕННОГО СИГНАЛА ПРИ ИЗЛУЧЕНИИ

НЕПРЕРЫВНЫХ ЧАСТОТНО-МОДУЛ ИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИЙ

Корреляционная функция отраженного сигнала при излучении не-
прерывных колебаний, модулированных по частоте, может быть получе-
на из общей формулы (3.2), если принять £(/)=1. Задавая закон из-
менения фазы излучаемых колебаний Т(/), можно определить К(т, f)
и затем 3((о, £). .

В отличие от непрерывного излучения при отсутствии модуляции
по частоте корреляционная функция и спектр в данном случае будут
функциями t, т. е. сигнал будет нестационарным. Усредняя по t, можно
было бы найти средние во времени значения функций К(т) и S((o).
Однако отраженный сигнал в приемнике ДИСС смешивается с сигна-
лом передатчика, а усредненные функции К(т) и S(co) не будут учи-
тывать фазовых соотношений между ними. Поэтому необходимо опреде-
лить корреляционную функцию преобразованного отраженного сигнала
с учетом указанных фазовых соотношений.

Корреляционная функция преобразованного отраженного
сигнала

Предположим, что гетеродинирующий сигнал приемника совпадает
по форме с излучаемым сигналом и отличается только несущей часто-
той:

МО =ехр{—/W + W)]}>	(3.104)

где (ог=(Оо+®пр. Преобразованный сигнал мПр(0> принятый от некото-
рого отражателя, может быть записан в следующем виде*):

нпр (0 =Аи (t—2R/c) иг* (0,	(3.105)

где А — амплитуда отраженного сигнала, определяемая из уравнения
радиолокации; «*г(/)—сигнал, комплексно сопряженный сигналам
uF(t) и «(/).

С учетом соотношений (3.1), (3.104) сигнал (3.105) можно записать
в следующем виде:

(() = А ехр [/ (шпр/ + % v) ] ех₽ р [ Т (0 - ’’ б - Тг) ] } • (3-106>

При комплексном представлении сигналов учитывается только интересующая
нас составляющая разностной частоты.
Используя выражение (3.2), находим корреляционную функцию преоб-
разованного отраженного сигнала

(3.107)

Последнее выражение позволяет определить корреляционную функцию
и спектр отраженного преобразованного сигнала при различных зако-
нах частотной модуляции излучаемых колебаний.

Для определения средней во времени корреляционной функции
7<(т) необходимо усреднить выражение (3.107) во времени за период
модуляции.

Спектр отраженного преобразованного сигнала

Для гармонической частотной модуляции излучаемых колебаний
функция Ч^/.) имеет вид

W (0 = (A(o/(oM)cos ©X,	(3.108)

где Дю — девиация частоты; сом — частота модуляции. Определим аргу-
менты показательных функций в выражении (3.107):

«г (t) - Т (t -	= - 2 sin4 sin (t - -г) -	(3-1 °9)

ШМ	с	с J

X + ---7------— I —T(Z + -u) = 2 —sm«)M—— X

\	осу	wM	V

Xsin<»Mp + -'--XX)-	(3.109)

Подставив соотношение (3.109) в формулу (3.107) и воспользовавшись
известным соотношением

e''xsln’ = 2 Jn(x)ein\	(3.110)

где Jn — функция Бесселя первого рода /г-го порядка, и далее усредняя
подынтегральную функцию во времени, находим

j ехр[/(<опр + /г<ом)т]Х
fisa—оо

xff <?*(? .♦>’•(? Ф) у <2^.sin^x

(ф> <₽)

X Л f2 sin <»м - + А/? ) ехр Г—/-^-(2(й04-/г®м)р5(?, <|>). (3.111)
\	J I	J

Из последнего выражения следует, что спектр отраженного преоб-
разованного сигнала при излучении частотно-модулированных колеба-
80
ний представляет собой совокупность составляющих со средними часто-
тами сопр + ®д±«®м, причем гармоники частоты модуляции псом также
сдвинуты на свою частоту Допплера. Поскольку величина этого сдвига
во всех случаях пренебрежимо мала по сравнению с допплеровским
сдвигом несущей частоты icoq, его можно практически не учитывать.

Мощность каждой из составляющих, кроме ранее рассмотренных
параметров, зависит также от параметров полета (7? = /7/sin В) и моду-
лирующей частоты, входящих под интегралом в функцию Бесселя.

Если можно пренебречь изменением расстояния 7? в пределах диа-
граммы направленности антенны, т. е. когда аргумент функции Бесселя
2(A(o/(oM)sin(-(oM///sin В) в пределах луча антенны мало зависит от
угла В, функцию Бесселя можно вынести из-под знака интеграла. В этом
случае спектр S (со) равен

со

S(»)= V //2 —sin	3„ (»),	(3.112)

v '	/ J п сом с sm Во J н v п	v •

П——СО

где SH(co)—спектр отраженного сигнала при излучении непрерывных
немодулированных колебаний (см. § 3.3), в котором частота соо заменена

на частоту (сопр + нсом).
На рис. 3.24 приведен для
примера спектр отражен-
ного преобразованного
сигнала на средней доп-
плеровской частоте Ря==
= 3000 Гц при ДГд/Ед =
= 0,15, fM=400 Гц,
= 5 км, Во=65° и раз-
личных значениях АД Из
рисунка видно, что при из-
менении Af от 0 до 4 кГц
спектр отраженного сиг-
нала расширяется, а его
максимум уменьшается.
При увеличении Af до
8 кГц спектр существенно
расширяется и делается
двугорбым. Спектр тако-

Рис. 3.24. Спектры допплеровских сигналов при ча-
стотной модуляции.

го вида имеет место, например, при недостаточной стабильности часто-
ты высокочастотного генератора ДИСС. Частотная модуляция может
быть вызнана пульсациями на основной (или второй) гармонике часто-

ты первичного источника питания, например частоты 400 Гц, или влия-
нием вибраций.

Представляет интерес определить для некоторых частных случаев

зависимость средней частоты отраженного сигнала от перераспределе-

ния уровня отраженной мощности в пределах луча антенны, вызванного
влиянием частотной модуляции. Предположим, что выполняются усло-

вия

сом7?/с<1, Асо (2R/c) < 1.

(3.113)

В этом случае квадрат функции Бесселя может быть аппроксимирован
следующим образом:

4(2^п^)-т^<‘-2^в«)’	<3-114)
где

T3 = 2/7/csiilB0; ?=В — Во.

Значение./2 (3.114) следует подставить в формулу (3.111) и проинтег-
рировать.

При аппроксимации диаграммы карандашной антенны кривой Гаус-
са (3.6) форма спектра определяется выражением (3.15), где

р __ Г’изл^б^ а0 (Во) AjA2 sin Во (лю7'з)2тг .	115)

^0 —	2-64тт3№	2-«	15,11 '

ДП7шд = (2л—1)(Др4*)- .	(3.116)

Из соотношения (3.116) следует, что смещение спектра Дй7сод, обуслов-
ленное влиянием ЧМ при работе на высотах, где выполняются условия
(3.113), будет приводить к увеличению средней допплеровской частоты.
Если положить Д1 = 5°, п = 3, то величина смещения будет равна 0,35%.

Интересно отметить, что при п=1 мощность отраженного преобразованного
сигнала при условиях (3.113) не зависит от высоты полета, поскольку величина Т3 про-
порциональна Н.

Если же изменение величины 2(Aoj/coM)sin(coM///csin В) в пределах
луча довольно велико и не выполняются условия (3.113), то интегриро-
вание в выражении (3.111) можно провести только для одного частного
случая, когда луч антенны направлен по линии пути (Го=О). Спектр
отраженного сигнала в этом случае описывается следующим выраже-
нием:

где

(cd_Sn)2 J

---------it

$(<»)=

Ро

Дсод

с sin Во

К2

со — 2.

(3.117)

Йп = ШПР + «>'д + ^«>м,

а значения Ро, соД, Асод определяются из формул (3.20), (3.25), (3.19)
при Го = О.

Из выражения (3.117) следует, что допплеровские спектры отра-
женного сигнала на частотах Qn будут искажаться из-за влияния ча-
стотной модуляции, а средние частоты этих спектров могут отличаться
от соответствующих значений йп. В частности, мощность спектраль-
ных составляющих на частоте oj=Qn будет определяться значением
У2 [2 (Д(о/«>м) sin (о>м///с sin Во)], т. е. будет зависеть от высоты полета. На
некоторых высотах эта мощность может быть равна нулю. Эти высоты,
называемые по аналогии с импульсным режимом слепыми, будут опре-
деляться корнями функции J2n(x). При этом изрезанность спектра на
больших высотах будет больше, чем на малых.

Если антенна ДИСС отвернута от линии пути (Гоэ^О), то изрезан-
ность спектра будет меньшей, поскольку линии постоянных /? и изоча-
стотные допплеровские линии не совпадают, как это имело место в рас-
82
смотренном выше случае. Поэтому сигналы, отраженные от участков
местности, расположенных по линии ®д= const, вследствие различия
углов В имеют разные амплитуды, так что суммарный сигнал частоты

®д не падает до нуля.

На рис. 3.25 для примера приведены одновременно записанные
спектры при Го=0 (кривая 1) и Го=45° (кривая 2) на высоте Я = 4000м

при Л1=6°, /м=1 Мгц, Af = 2,4 МГц, п=
= 3. Спектр допплеровского сигнала,
принятого по лучу 2, практически не от-
личается по форме от спектра в отсутст-
вие модуляции, в то время как спектр
сигнала, принятого по лучу 1 (Го=0),
сильно искажен.

При Гоэ^О проинтегрировать выра-
жение (3.111) и непосредственно найти
спектральные и энергетические характе-
ристики не удается, поэтому необходимо
пользоваться методами численного инте-
грирования.

Для примера па рис. 3.26,а показана
расчетная зависимость мощности Рс от-

Рис. 3.25. Спектры допплеров-
ских сигналов на третьей гар-
монике (3 МГц) частоты моду-
ляции:

1) Го=О°: 2) Го=45°.

раженного преобразованного сигнала на
третьей гармонике частоты модуляции
1 МГц от высоты при следующих пара-
метрах ДИСС: Л1 = Л2=Л = 6° (каран-
дашная антенна), Во = 65°, Г0 = 45°, Л/7/м =

= 2,4. Уровень сигнала на рисунке определен в децибеллах относительно

некоторого произвольного уровня.

Мощность находилась методом численного интегрирования по следующей фор-
муле *).'

(В-В0)2

Д2

’ Део . сомЯ

2-5Г5,”7Жв

sin2

с sin Bj

(3.118)

п

Ж

где

^изл^бо60 (Во) Д Sin Во
°	j/"2 64те3№

п = 3.

Как видно из формулы (3.118) и рис. 3.26,а мощность сигнала Рс
уменьшается в районе слепых высот, равных

#сл = ^(сГм sin В0/6), т=1, 2, 3, ...,

(3.119)

где Тм— период модуляции. Для данных на рис. 3.26,а Нсл = т-45,3 м.
На этих высотах время распространения сигнала от ДИСС до центра
отражающей площадки и обратно кратно Тм/3. Отметим, что на высо-
тах, соответствующих т, кратным 3, уменьшение сигнала максимально.
Эти высоты определяются нулями функции /23(/7), остальные — нулями
функции sin2(3c)M/7/c sin Во).

*) Сомножитель sin2 (ncoM#/c sin В), введенный в формулу (3.118), появляется, как
будет показано ниже [см. формулу (4.37) и рис. 4.15], при преобразовании сигналов
с частотой (и(йм±<Вд) на допплеровскую частоту сон.
С возрастанием высоты благодаря увеличению площади облучаемо-
го антенной участка местности изменения мощности уменьшаются и на
больших высотах исчезают. На рис. 3.26,6 показана экспериментальная
зависимость РС(Н) при полете над морем для тех же примерно данных,
что и на рис. 3.26,а. Из рис. 3.26,6 видно, что изменения мощности на
высотах более 2,5 км относительно малы и определяются различием
отражательной способности пролетаемых участков моря.

Р^Б

Рис. 3.26. Расчетная {а) и экспериментальная (б) зависимости мощности преобразован-
ного сигнала от высоты полета для карандашной антенны при частотной модуляции.

Зависимость уровня отраженного преобразованного сигнала от вы-
соты при частотной модуляции может привести также к изменению
спектральных характеристик допплеровского сигнала, в частности к сме-
щению средней частоты допплеровского спектра и к возникновению
погрешности измерения скорости.

Величину этого смещения можно вычислить более простым способом, не требую-
щим определения Л(т) и S(w) по формулам (З.Г11) и (3.24), если ввести понятие
84
среднего направления луча антенны по углу В. Среднее направление Вср для каран-
дашной антенны определяется следующим выражением:

всР = Jbs (В)

где S(B) —подынтегральная функция выражения (3.118).

Поскольку влияние частотной модуляции проявляется только через функцию
*S(B), то среднее направление луча антенны по углу Го остается неизменным и смеще-
ние допплеровской частоты будет обусловливаться только отличием Вср от Во. Под-
ставляя Вер ь формулы (3.49), можно определить погрешность, вызванную влиянием
частотной модуляции на результаты измерения составляющих скорости.

(3.120)

Рис. 3.27. Ослабление мощности допплеровского сигнала при изочастотной антенне и
частотной модуляции без вобуляции d0(H) и с вобуляцией ±20% —dB(H).

Для изочастотных антенн описанные выше методы расчета Рс и
смещения средней допплеровской частоты несколько усложняются, по-
скольку ни одно из переменных (у, v) не совпадает с В. В этом случае
для определения Рс в выражение (3.118) необходимо вместо iG2(B) под-
ставить квадрат диаграммы направленности изочастотной антенны
(3.27), заменить sin В на j/sin2у—cos2 v (формулы (3.53)] и численными
методами найти двойной интеграл по у, v.

На рис. 3.27 (сплошная линия) показана зависимость ослабления
мощности do(H), вызванного влиянием частотной модуляции, от высоты
полета по сравнению с мощностью сигнала в отсутствие модуляции
(3.43) при следующих параметрах ДИСС: Д7 = 5°, Av=10°, уо=69°, vo =
= 75°30z (изочастотная антенна), n = 3, Af//M = 2,4, fM=l МГц.

На рис. 3.28 (сплошные линии) показаны зависимости относитель-
ного смещения частот Fnx, Fnz [формулы (3.49)] от высоты из-за влияния
частотной модуляции, определенные методом численного интегрирова-
ния для тех же параметров ДИСС, что и на рис. 3.27 На рис. 3.29
(сплошная линия) показана зависимость от высоты погрешности изме-
рения угла сноса на один градус угла сноса, определенная по данным
рис. 3.28 с использованием зависимости (2.66). Из рис. 3.28, 3.29 видно,
что возникающие из-за влияния частотной модуляции погрешности мак-
симальны вблизи слепых высот, достигая в этой области весьма значи-
тельных величин. Значения этих погрешностей при прочих равных усло-

*) Можно показать, что для приведенных данных смещение 67% у на порядок мень-
ше. Следует также отметить, что смещения FsX, F^z и ослабление d(H) сигнала без
учета сомножителя sm2(3nT3/TM) примерно в два раза меньше.
виях пропорциональны квадрату ширины луча в соответствующей пло-
скости, как и смещения бх, 6Z [формулы (3.56), (3.57)]. Уменьшение
ширины антенного луча для уменьшения влияния частотной модуляции
связано с необходимостью увеличения размеров антенны: Поэтому более
рациональным методом является вобуляция частоты модуляции а>м, т. е.
периодическое относительно медленное изменение ее величины в не-
которых пределах.

Рис. 3.28. Смещение средней допплеровской частоты при изочастотной антенне и частот-
ной модуляции без вобуляции дР°дХ, и с вобуляцией ±20% —5/?Едх.

20,0-

16,0-

Рис. 3.29. Зависимость погрешности измерения угла сноса 3 из-за влияния частотной
модуляции без вобуляции Лр0 и с вобуляцией ±20% —Д|3В от высоты.
Пунктирные кривые на рис. 3.27—3.29 показывают эффективность
пилообразной вобуляции ±20% (см. § 4.3), приводящей к уменьшению
погрешностей в области малых высот более чем на порядок.

В заключение следует отметить, что поскольку в формулу (3.118)
входит произведение шмЯ, то приведенные на рис. 3.27—3.29 данные
могут быть использованы и при другой частоте модуляции. Для этого
необходимо изменить масштаб по высоте Н; например, при /м — 100 кГц
одно деление масштаба по высоте будет соответствовать уже не 135 м,
как при fM=l МГц, а 1350 м.

3.5.	СПЕКТР ОТРАЖЕННОГО СИГНАЛА ПРИ ИЗЛУЧЕНИИ
ИМПУЛЬСНЫХ' КОЛЕБАНИЙ

' При излучении импульсных колебаний, не модулированных по ча-
стоте, корреляционная функция отраженного сигнала может быть опре-
делена по формуле (3.2), если принять ЧДО =0. Задавая форму огибаю-
щей модуляции E(t) и интегрируя, можно найти корреляционную функ-
цию и спектр отраженного сигнала.

Корреляционная функция отраженного сигнала

Предположим, что излучаемый сигнал представляет собой серию оди-
наковых высокочастотных непе.рекрывающихся когерентных импульсов

ОО

«(f) = 2 H(f —/гГ„)е“'4',	(3.12.1)

П ——ОО

где 11(f) —импульсная функция, описывающая форму огибающей высо-
кочастотного сигнала (видеоимпульс); Ти — период повторения импуль-

сов; п — номера импульсов.

Для импульса прямоугольной
формы длительностью ти функция
11(f), как известно, может быть
записана в следующем виде (рис.
3.30, а):

П(/-лТп) = 1,

а.

n(t

о

S

Рис. 3.30. Импульсные сигналы с огибаю-
щей прямоугольной формы:

а — последовательность импульсов; б — импуль-
сы, сдвинутые на время х (перекрывающаяся
часть заштрихована).



п 2

(3.122)

П (f — пТ^ = 0,

пТп —

Корреляционная функция отра-
женного сигнала в соответствии
с выражением (3.2) будет равна

ГЛ- /

J 3  е
v 7	64л:3

/ш0~

гр	2R

— п-----------

11 с

т=— ао п=—оо (S)

2R 2&R

с

с
—i &d0/c) a#

ачт.и^^.ф).. ds(ltt ф)>

(3.123)

где Ря — мощность в импульсе; п— номера импульсов исходной после-
довательности; т — число периодов, на которое сместилась исходная
последовательность импульсов, причем |т—

Область интегрирования (S) определяется в данном случае услови-
ем отличия от нуля произведения импульсных функций под знаком ин-
теграла (рис. 3.30,6).

Импульсные функции П(/—пТа—2R/c), П(/—пТя—2R/c—2^R/c+x—тТп) отличны
от нуля в соответствии с (3.122) в следующих пределах по t\

ti = nTa+2R/c—тж/2,
/2=пТ п 4-27?/с-}-Ти/2,

— nTa-}-2R/c—xa{2+2&Rlc—x-j-mT n,
t'z=nT a+2R/c+Ти/2+2AR/c—т+m Ta.

Полагая t переменным и используя в выражениях (3.124) соотношение

R=H/sin (Во+ф),

(3.124)

(3.125)

можно определить также пределы по углу ф, в которых импульсная функция при
В0<л:/2 отлична от нуля

—/г7д —704-т:и/2	_ t — пТи — Тд — ^/2

T’oCtgBo ’ ^2 — — 70ctgB0

(3.126)

, _ t — nTv — 70 4- ти/2 4- 2&R/c 4- т ~ mTn

4 1 ~ ~	70ctgB0	’

f	t — пТп — 70 —ти/2 — 2kR/c 4- т — тТп

f 2 = —	t9 ctgBo	’

де To — 2H/c sin Bo — время запаздывания отраженного сигнала.

Условия (3.124), (3.126) будут использованы дальше при опреде-
лении усредненных во времени и мгновенных (в функции t) значений
корреляционной функции и спектра. При расчетах будем, как и ранее,
предполагать, что диаграмма направленности антенны аппроксимирует-
ся кривой Гаусса (3.6), а о0(В) —показательной функцией (3.10).

Средние корреляционная функция и спектр отраженного
сигнала

Для определения средней во времени корреляционной функции не-
обходимо выражение (3.123) подставить в формулу (3.3) и проинтегри-
ровать по t за период повторения Тя. Так как от t в выражении (3.123)
зависит только произведение импульсных функций, то интегрировать по
t можно до интегрирования по области (S), если принять, что величина
ЬЯ в импульсных функциях одинакова в пределах области (S) *>. В вы-
ражении (3.3) пределы интегрирования в соответствии с (3.124) будут
следующими:

ti—t'z при х'—тТяХ),

t'i—tz при х'—тТя<Я,	(3.127)

Ширина допплеровского спектра на гармониках при этом пропорциональна соо,
а не а>о4-ЦЦ)п, где сон—частота повторения [см. формулу (ЗЛ65)], что несущественно,
ПОСКОЛЬКУ П(£)а.
88
t'=t[1+(2F/c) cosyo]-

Интегрируя по t (отбрасывая суммирование поп), а затем по ф,
4, находим

„ , ч	®° (®о) go ти / (<“о+“'д)	—лДГ2 t1 ч/

=-----2Т64^-------7Ге	е Д X

оо

X	.у	(3.128)

т=—оо

где g*== AjA^sin Во для карандашной антенны; ga = Д Ду sin у0 sin v0 для
изочастотной антенны; &/д— средняя допплеровская частота сигнала
при излучении непрерывных смодулированных колебаний о учетом
влияния о°(В) и др. (см. § 3.3); Д/д— ширина допплеровского спектра
(§ 3.3);

________	______ Т' =_________________ /ч 12<В
и । 1 + (2lF/c) cos у0 ’	11	1 4- (2W/c) cos у0 '	\ •	/

Из выражения (3.128) следует, что средняя во времени корреля-
ционная функция определяется как произведение коэффициента корре-
ляции отраженного сигнала при излучении непрерывных немодулиро-
ванных колебаний (см. § 3.3) и коэффициента корреляции импульсного
сигнала. При этом длительность импульса и период повторения импуль-
сов вследствие эффекта Допплера, как это отмечалось в гл. 1, умень-
шились в [1 + (2W]c) cosуо] раз. Следует отметить, что вид коэффи-
циента корреляции немодулированного сигнала в выражении (3.128)
может быть любым из приведенных в § 3.3, поскольку коэффициенты
корреляции импульсного и непрерывного сигналов разделяются.

Для определения спектра 8(со) воспользуемся соотношением

ОО	ОО

S(<d)=~— J (т) г2, (т) е—di = J Si (v) S2 (со — v) dv,	(3.130)

—ОО	—ОО

ГД2

г 1 СО = 3 (1 “ “ w7Vn!/A) 

г2 (т) = ехр (—	т2),

ЗДсо) и 82(со)—спектральные плотности, определяемые как преобразование Фурье
(3.5) функций гДт), г2 (т) соответственно.

Проводя^вычисления находим

ро Ъ V! Г (со — соо — со'д — Wn)2 "| <sin (Ь)дти/2) \2
5 Vй) ДсОд 7Д Ъ Р	Део2	k^/2	) ’

L	А J

(3.131)

где Pq — мощность отраженного сигнала при излучении непрерывных
немодулированных колебаний со средней мощностью ^(Ти/^п) (см.
§3.3).
Средний во времени спектр (3.131) состоит из ряда гармоник со
средними частотами, отличающимися на частоту повторения о/п. Форма
спектра каждой составляющей совпадает с формой спектра излучаемого
непрерывного немодулированного сигнала. Мощность каждой состав-
ляющей пропорциональна мощности соответствующей гармоники излу-
чаемого импульсного сигнала. ВиД спектра S(co) показан на рис. 3.35,
приведенном в конце параграфа. На рис. 3.35 показан также спектр
излучаемой последовательности импульсов и огибающая этого спектра.

Мгновенные корреляционная функция и спектр
отраженного сигнала

В ряде случаев, например при автокогерентном приеме в импульс-
ных ДИСС, необходимо знать не средние значения корреляционной
функции и спектра, а значения этих функций с учетом их изменения
во времени или по дальности. Тогда в формуле (3.123) следует интегри-
ровать по области (S), не интегрируя по времени. Вычисленный при

этом спектр является спектром импульсного отраженного сигнала при
фиксированном времени или фиксированной дальности. В соответствии
с условиями (3.126) пределы интегрирования по углу ф в формуле
(3.123) будут следующими:

— ?'2 При V —щТп>0,

(3.132)

Л — ?2 при т' —щ7\<0.

Определим К(т, t) и S(®, /) для карандашной и изочастотной антенн.

Карандашная антенна. Для такой антенны корреляционная функция
К (и, /) после подстановки всех входящих в выражение (3.123) величин
и интегрирования будет равна

(к2 Д2/8и)	— иДК2

е 1 е-^е д Bnm(t, х),

/>HX2Gg а0 (Во) AjA2 sin Во

=	4-64л3//2

(3.133)
(Од, Ай, Д£д определяются выражениями (3.17), (3.18), (3.19),

Тс = К2 MHcosB0 т в	(3 135)

с с sin2 Во у° & 0	v 7

7’'» = r0[l-H/^)ctgB(,]>	(3.136)

т'= т [1(2U7/c) cos yj,	(3.137)

Ф (х)~	( е~/г dt.	(3.138)

V Tv J
О

Если ЛА неподвижен (117=0), то величина т ограничивается пределами:

/тгТ^п Ти€~7	/тгТц 4“ Ти, —Гий~7т /rz7nsS7 Ти-	(3.139)

При движении ЛА (W =/=0) т изменяется в пределах

пгТ jj т п<7 triT и И-т и,	(3.140)

где Т'п и tzh определяются выражениями (3.129).

Из выражения (3.133) видно, что .» входит только в разность t—пТа, определяя
периодичность появления отраженных импульсов. При этом, как будет показано даль-
ше, спектральные характеристики одинаковы для всех периодов (t—nTa). Поэтому
пока можно заменить t—пТа на t и отбросить суммирование по п.

В дальнейшем будем рассматривать два частных случая, которыми
практически всегда можно ограничиться:

Ти/Гс<1, ти/Тс>1.	(3.141)

Пусть Ти/7’с<1. Воспользуемся известной аппроксимацией функции
Ф(х) [3.7]:

<3-142>

k=0

ограничиваясь только первым членом разложения в ряд. Пренебрегая
т и Ти в функции Гаусса при аппроксимации, так как ти/Гс< 1, по фор-
муле (3.133) находим А(т, /):

где

К(т,

0 = Ро ехр

Р-У'о)2

ехр(/Й-) ехр (—гДА’4=) X

СО

Xexp[-j«gtg5 В(1-1/Г,,)-] J (1-
m——со

(3.143)

Ри ^2(7о	(Ео) Д2 СХи sjn3 во

К2^64п3Я3 2cosB0

ехр

(3.144)

△F2 =(|/2U7/Z)A2 |sin Го|;

(3.145)

^и = ^и/[1+(2Г/с) COSYoL

(3.146)

Из выражения (3.143) виден физический смысл величин Тс и Т'о [формулы (3.135)
id (3.136)]. Значение Тс определяет эффективную протяженность во времени импульс-
ного отраженного сигнала а Т'а — запаздывание максимума отраженного сигнала
относительно времени излучения t. Из выражения (3.136) видно, что максимум отра-
женного сигнала сдвинут относительно То, соответствующего направлению максимума
усиления антенны, на величину

дг0 = г0 («a?/4rc)ctgB0.

обусловленную влиянием о0(В). На рис. 3.31 приведена зависимость смещения ЛГо/Т»

от ширины луча А для суши

Рис. 3.31. Изменение време-
ни запаздывания огибаю-
щей отраженного импульс-
ного сигнала из-за влияния
отражающих свойств мест-
ности.

|(к=8,3 пашня) —пунктирная кривая и моря (к =12,9)
при волнении примерно 1 балл — сплошная кривая. Из
выражений (3.143), (3.144) следует, что при любом t
(т=0) прием отраженных сигналов ведется не от всего
облучаемого участка, а от так называемой разрешаемой

площади

ДзТУ

2 К2~ sin cos Во

(3.147)

Зависимость отраженного сигнала от высоты при этом
определяется законом 1/Я3. На рис. 3.32,а приведены

зависимости мощности отраженного сигнала от времени
(т=0), вычисленные по точной формуле (3.133) и по
формуле (3.143) при ти/7с«0,09. Как видно из рисун-
ка, обе зависимости хорошо совпадают.

Средняя мощность отраженного сигнала, получае-
мая из (3.143) интегрированием по t за период Тп,
равна

РиХ2Сра° (В) △iA2sinB0 ~и Лк2Д1 \
2-64п3№ Т7ехр\~&Г /	(3.148)

т. е. равна средней мощности отраженного сигнала при непрерывном излучении.

Если ЛА неподвижен (Ц7=0), то

(Во) Д2 сти sin3 Во

Х’ ~ /2’-64л3Я3	2 cos Во ехр

ехр О'со0т) X

X ехр

(3.149)

Спектр отраженного сигнала в соответствии с (3.5) будет равен

РиА.2Ода° (Во) Д2 СТи sin3 Во
----------------------2cosBo ехр

00

ти	[ sin [((О —(Ор) 2]	ти р	V	лг/	ом	/о

2п	| [(со —сор) 2]	/	Zj	5[(“— <°р)	Гп — 2^],	(3.150)

k——ОО

где б[(со—(0о)7п—2 л k]— дельта-функция, обращающаяся в бесконечность при со =
=	и равная нулю в других точках. Функция в квадратных скобках вида

[ sin х/х |2 описывает энергетический спектр прямоугольного излучаемого импульса с ча-
стотой заполнения «о.

В дальнейшем огибающую отраженного импульсного сигнала при ти<7’с для
краткости будем называть «горкой» сигналов.
При W ф 0 спектр будет равен

п , ,ч -^и^2^оо0 (^о) △г ctjj sin3 Во ти / к2^

5 (<о, 0 =	б4^з//з	2 cos Во ТГ еХр \~8^~ / еХр

(t- 7\)21

%----5---

Л

V 1	(	[«— ((Оо + <Од — Д2 — (Од1§гВо (1 — t/Tr0) 4-/г<«/п)]2

Д^Гехр	--------------------

k=—ОО	'

sin (&(опти/2)
^СОПТИ/ 2

(3.151)

где Д(о2 определяется выражением (3.145).

Из выражения (3.151) можно сделать вывод, что допплеровские
спектры гармоник импульсного сигнала по формё одинаковы. Кроме
того, из этого выражения следует, что не только мощность, но и сред-
няя частота допплеровского спектра, являются функциями времени, из-
меняясь по «горке» отраженного сигнала:

< (0 = -д - tg2 Во (1 - tir0) - Дй.

(3.152)

Пределы изменения допплеровской частоты при изменении t от
Т'о—Тс до Т'о + Тс (мощность при этом падает в ехр (—л) раз) опреде-
ляются выражением

(Пд (1 - Д. tg В0//2) < 0? (0 < (Од (1 + A: В0//2).	(3.153)

Из формулы (3.145) видно, что при Го=0 ширина спектра S(co), опре-
деляемая по формуле (3.151), равна нулю. Это объясняется тем, что
при аппроксимации функции Ф(х) формулой (3.142) мы пренебрегли
длительностью импульса. Если учесть величину ти в функции Гаусса, то
спектр будет определяться следующим образом:

где

г) = д^ехр

— тс

(t-Го)2

W сти sin3 Во cos Го

'кН cos Во

(3.154)

[(Ofc (t) — (О0 -ф- О)” (t) -ф- Л(о'п,
До)^ — 2тс

(3.155)

Д(о2, Шд(^) определяются выражениями (3.145) и (3.152) соответственно.

Формула (3.154) при Дю. < Дох, переходит, как легко показать, ис-
пользуя (3.142), в выражение (3.151). При До>, > До>2 спектр имеет сле-

дующий вид:

S (да, f)=	ехр  v ’	А®, /п н	Г	(^-Го)2 1

со —со); (О
^/2

'[sin (Ахотати/2)\ 2

&(0пти/2 J

(3.156)
Ширина спектра Дад. определяется наличием разных допплеровских ча
стот в пределах разрешаемой площади AS [формула (3.147)]. Если Да/>Дсоа,
то спад фронта спектра S(co, Г) [формула (3.154)] определяется вели-
чиной Асог. На рис. 3.33, 3.34 показано изменение допплеровского спек-
тра (&=0) во времени для случаев Асог^А^ и До^^Асог- Из этих
рисунков видно, что средняя частота допплеровского спектра в соответ-
ствии с выражением (3.152) изменяется во времени. Изменяется во
времени также и величина сигнала; форма огибающей спектра при этом
остается неизменной.

Рис. 3.32. Огибающая мощности отраженных импульсных сигналов при
малой (а) и большой (б) длительности импульсов.

Рис. 3.33. Мгновенный допплеровский спектр отраженного сигнала при

Рис. 3.34. Мгновенный допплеровский спектр отраженного сигнала при
импульсном излучении и направленном по линии пути луче антенны
(Део, > Дю2).
При Тц/Тс>1 в выражении (3.133) можно пренебречь мнимой частью
функции Ф(х). Тогда

Р°° Ф°) ^1^2 sin Во
2-64тг3№

ехр (/От) X

Xexp(-ixAF%2) Bm(t, ъ)

(3.157)

где	ЖТ 1 Г I/- /

т——со

—Ф	- (t — Т’й —у—I* при ъ' — тТп >> 0;

со

Bm(t, *)= У] !ф [xLG-7”»+-r4-,c'-mr»)]-
m=—со

—ф	— ^'о —	}' при — тТи < °;

+(2U7/c) cosyj;

Q, АРД определяются выражениями (3.16) и (3.19) соответственно
На рис. 3.32,6 приведена зависимость мощности отраженного сиг-
нала в импульсе К(0, /) от времени при т = 0 и ти/Тс~9. Как видно из
рисунка, длительность отраженного сигнала равна ти и форма его близ-
ка к форме прямоугольного импульса. Крутизна фронта й среза им-
пульса определяется величиной Тс [формула (3.135)]. Фронт отражен-
ного сигнала образуется фронтом излучаемого сигнала, пока разрешае-
мый участок не будет занимать всю область, облучаемую антенной по
дальности. С этого момента мощность отраженного сигнала становится
постоянной. Аналогично образуется и срез импульса.

Из формулы (3.133) видно, что ее мнимая часть учитывает изме-
нение спектра допплеровских частот на фронте и срезе импульса, когда
величины ]/"n(^—70-гТи/2) или Ул(^—То—ти/2) малы по сравнению
с Тс. Обычно при Ти/Fc >1 влиянием изменения допплеровской частоты
на фронте и срезе можно пренебречь и записать К(т, t) в виде (3.157).
Из формулы (3.157) и рис. 3.32,6 видно, что при изменении хг—тТп
в пределах ±х'и изменяется длительность «импульса» К(х—mT, i). Так
как при малом Тс этот «импульс» можно считать прямоугольным, то
данный случай, очевидно, совпадает с ранее рассмотренным для средней
во времени корреляционной функции (см. рис. 3.30,6). Отсюда следует,
что мгновенная корреляционная функция при ти/Тс>1 не зависит от
времени и может быть для любого п записана в виде (3.128). Мгновен-
ный спектр по форме также совпадает со средним спектром, определяе-
мым формулой (3.131).

Мгновенный допплеровский спектр может быть записан также в сле-
дующем виде:

РеЛ2^о °° (®о) AjA2 sin Во /	\ j

5	2-64л3№	еХр J 7Цо~

v exn f — (too + Мд-AS)]2]

ХеХР|	Д(Од	!

(3.158)
при Т'о—Ти/2^^Го+Ти/2,

S(co, 0=0 при Т/о + ти/2<гс<7,/о—ти/2,

где Асод совпадает с шириной спектра при непрерывном излучении и
определяется выражением (3.19).

Вследствие совпадения спектра S(to, t) со спектром непрерывного
сигнала режим работы при ти>Гс называют непрерывно-импульсным
или квазинепрерывным режимом.

Изочастотная антенна. Предполагаем, как и ранее, что диаграмма
антенны описывается кривой Гаусса (3.6) в координатах ф=у—уо, $ =
= v—vo, а о0 аппроксимируется той же функцией (3.10), в которой угол
Ф остается равным (В—Во). Проведя расчеты, аналогичные приведен-
ным ранее, получим, что при ти/Гс< 1 корреляционная функция и спектр
описываются выражениями (3.133), (3.151), (3.154), (3.156), в которых
величины Ро, Асод, АсогД", и другие равны:

р ___	°® (Во) А2 с-Си sin3 Во /	\

0	/2”-64л:3Я3	2 cos Во еХР \ 8л J'

Тс = У 2Н cosB0At/fsip2B0,	7'0 = Т0(1 — a;Aj ctgB0/4ir), (3.159)

(Од = 2т: (21Г/Z) cos у0,

п	о	A? Sin2 Yo (1 — t/ГЛ

(О (t) = (Од — (Од tg Во —1------------5----------------Дй,

д	sin2 v0 sin2 Го + Ay sin2 Yo cos2 Го

дй __ Д?к sin2 уо R
(Од 4л sin2 Во ° °’

Д(О2 = 2т: (/Ж/Л) Д2 |sin По|,

* о W сти sin3 Во	sin2 Yo cos Го

Д(о = 2т: -у-тт — -g— —5----------!------5-----------;

кН 2 cos Во Д^ sin2 v0 sin2 Го + Д^ sin2 Yo cos2 Го

j/' Д^ sin2 v0 sin2 Го + Ay sin2 Yo cos2 Го

Д = ---------------------------------

sinB0

A, A sin Yo sin v0

Д2 =	: .. -*-,---

у A^ sin2 v0 sin2 Го + Ay sin2 YoCOS2 Го

Обычно в изочастотных антеннах Av sin v0 sin Го > Ay sin Yo cos Го,
Го « 45°, sin v0 sin Bo, и поэтому

Тс (1^2// cos B0/c sin2 Bo) A J sin Го |,

T'„ T, [ 1 - Д2 sitr Г„ ctg BJ,	(3.160)

—-------------------(1 _	ДО

’ v ' Д Д 5 д2 sin2 Го k T'0J

А(ог = 2т: (У2W/I) Дт sin фо»
л

Дт ,= 2я JL^sin-в.,
т кН 2 COS Во д2 sin2 Го

Как видно из последних соотношений, величина Тс определяется при
этом шириной луча Av, частота о/ (f) изменяется незначительно во вре-
мени, а Асо2 определяется только шириной луча в плоскости углов у.
Значение А^ при этом всегда мало по отношению к Аф2 и поэтому не-
обходимо пользоваться формулой (3.151). Допплеровский спектр отра-
женного сигнала по всей «горке» является неизменным, совпадая по
ширине со спектром при излучении непрерывного немодулированного
сигнала.

Если ти/Д>1, то можно также воспользоваться ранее полученной
формулой (3.158), в которой

п РиА2о2со (Вп) Дsin у0 sin v0 f К^Д/Х
2-64п3//2	еХР 8п У’

сод =	(/Ж/Л) cos у0,	(3.161)

2

/--	AQ	Ya

Д«ъ = 2„ (K21F/Z) Д sin b, ^-=	tg B„.

I	nt it olll -U 0

В заключение вернемся к суммированию по п в исходной формуле
(3.133). Для этого во всех полученных выражениях для S(co, t) при ка-
рандашной антенне [формулы (3.150), (3.151), (3.154), (3.156), (3.158)]
и последующих выражениях при изочастотной антенне необходимо т
заменить на t—пТи. Из указанных выше формул следует, что отражен-
ные сигналы имеют место' только вблизи t—пТп—Тго- Протяженность
этих сигналов определяется величиной Тс при ти/Ес<1 и величиной ти
при ти/Гс>1. Если положить t—пТ-а—Tro—ht в области существования
отраженных сигналов, причем А/ одинаково для всех п, то спектры
S(co, Af) будут определять спектры последовательности отраженных им-
пульсных сигналов с фиксированной дальности, т. е. спектр стробиро-
ванной последовательности отраженных импульсных сигналов. При этом
мощность сигнала и средняя допплеровская частота будут зависеть от
значения АД

Из указанных выше выражений для спектров S (со, /) при введении
суммирования по п можно найти средний во времени спектр S(co), если
усреднить S(co, /) за период Тп по формуле, аналогичной (3.3). Средний
спектр отраженного импульсного сигнала, вычисленный указанным спо-
собом, совпадает со спектром (3.131).

3.6.	КОРРЕЛЯЦИОННАЯ ФУНКЦИЯ И СПЕКТР ОТРАЖЕННОГО СИГНАЛА
ПРИ ПРЕДСТАВЛЕНИИ СИГНАЛА В ВИДЕ РЯДА ФУРЬЕ

В некоторых случаях, когда отсутствует селекция отраженного сигнала во времени
и время усреднения в цепях обработки и выделения полезной информации велико,
представляют интерес не мгновенные значения сигнала и его характеристики, а усред-
ненные за значительный по сравнению с ти и Тп период времени. При этом удобно
излучаемый сигнал u(t) представить в виде ряда Фурье*) и, воспользовавшись форму-
лами (3.2) и (3.5), найти спектр S(w). Покажем это на примере импульсного сигнала.

*) Этот метод может быть использован также при представлении преобразован-
ных сигналов в виде ряда Фурье, например при пилообразной ЧМ.

7—856	97
Представим излучаемый импульсный сигнал в виде ряда Фурье (без учета на-
чальных фаз)

Т7	V /Л\	/(“о+йш )/

и (t) = 6П -уг— у С (/г) е п ,
1 Л
k=—оо

(3.162)

где (Оп = 2л/Тп;

Г ,bx _ sin (^n^/S) .

С W ~ £сопти/2 *

(3.163к

с/и — амплитуда импульса. Подставляя (3.162) в выражение (3.2) и усредняя во вре-

мени за период повторения

импульсов, находим

Р 12 ТХ

IZ _ и	И

' J 64п3

J п

р G2 («>, ф) <з° ((f, ф)

^7?*

й=—оо	(S)

Г . 2 (<о0 + Ь>п) ДУ? ]

, ехр — /------------------- dS.

(3.164>

Подынтегральная функция в выражении (3.164) отличается
ражения для немодулированного сигнала только заменой со0 на

от аналогичного вы-
(соо+^йп). Поэтому

Рис. 3.35. Средний спектр отраженного (7) и излучаемого импульсного (2)
сигналов, огибающая спектра излучаемого сигнала (3).

средний спектр отраженного импульсного сигнала S(co) может быть записан в следую-
щем виде;

2	00

5 (w) = уг J] С2 (&) SH («О + £«п),	(3.165)

П k=—оо

где SH(co)—спектр непрерывного немодулированного сигнала при излучаемой мощ-
ности Ри. На рис. 3.35 показан спектр импульсного сигнала (3.165). Выражение (3.165)
аналогично (3.131). При этом допплеровское смещение, ширина и величина AQ каждой
спектральной составляющей (3.165) пропорциональны соо+^Юп, т. е. несколько отлича-
ются друг от друга. Поскольку соо^^соп, то, как отмечалось раньше, этим отличием
практически всегда можно пренебречь.

Рассмотрим для примера спектр при горизонтальном перемещении локатора и
вертикальном облучении (у0=л/2, Во = л/2, Го=0). Аппроксимируя функцию о°(В)
выражением (3.67), можно показать, что средний спектр будет иметь следующий вид:.
98
S(G>)=

P^G2^ (те/2) ДД2
-------------........ .........—	— X
128n3№ 1/ 1 4- к2Д^/2п т/ 1 -}-к2д|/2те

(co-Qfe)2'

Афа4

(3.166)

где

2к — ы0 4- £«>п; <л>д = 0;

КГ((00 4-£юл)

Дсодл. =	=- •

с 1/ 1 4" ^2^1/2^

(3.167)

Из выражений (3.166), (3.167) видно, что мощность отраженного сигнала и ши-
рина спектра зависят от к2- При этом ширина допплеровского спектра зависит только
от Д1 и не зависит от ширины луча в другой плоскости.

Определение спектра при представлении излучаемого сигнала в виде ряда Фурье
является более простым, так что в ряде случаев можно пользоваться формулой (3.165),

не проводя расчетов.

Глава 4

ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ДОППЛЕРОВСКИХ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ
ВЕКТОРА СКОРОСТИ

В данной главе излагаются принципы построения ДИСС для самолетов и вер-
толетов при различных законах модуляции СВЧ колебаний в передающем устройстве.
Рассматривается преобразование отраженных сигналов в приемном тракте различных
ДИСС, обеспечивающее оптимальное выделение допплеровской информации о векторе
скорости ЛА. Определяются характеристики допплеровских сигналов после первичной
обработки отраженных сигналов в. приемном устройстве и рассматривается влияние
на них различных факторов. Проводится сопоставление энергетических характеристик
различных типов ДИСС

4.1. ДИСС С ИЗЛУЧЕНИЕМ НЕПРЕРЫВНЫХ НЕМОДУЛИРОВАННЫХ
КОЛЕБАНИЙ

В настоящеее время известно несколько структурных схем по-
строения ДИСС с излучением непрерывных немодулированных колеба-
ний. Общим для всех структурных схем является использование для
•излучения и приема отдельных неподвижных антенных устройств. Это
необходимо для того, чтобы на работу приемника не влиял просочив-
шийся паразитный сигнал передатчика, поскольку излучение и прием
происходят одновременно. Структурные схемы ДИСС отличаются,
главным образом, построением приемопередающих устройств. Отличия
передающих устройств определяются прежде всего типом СВЧ генера-
торов, в качестве которых используются клистроны, магнетроны и полу-
проводниковые генераторы. Приемные устройства ДИСС отличаются
промежуточной частотой, способами формирования гетеродинных сиг-
налов, а также видом выходной допплеровской информации. Построе-
ние приемных устройств зависит также от назначения ДИСС.

Рассмотрим вначале принцип построения самолетных ДИСС.
Структурные схемы самолетных ДИСС

На рис. 4.1 приведена простейшая структурная схема самолетного
ДИСС —схема с непосредственным преобразованием отраженных сиг-
налов в приемнике или, как ее иногда называют, схема с «нулевой»
промежуточной частотой. От генератора непрерывных смодулирован-
ных СВЧ колебаний, например клистрона, колебания с частотой
через делитель мощности подаются на неподвижную передающую ан-
тенну. По трем некомпланарным лучам передающей антенны, располо-
женным, например, в виде % (см. рис. 2.8), высокочастотные сигналы

координат и др.

Рис. 4.1. Структурная схема самолетного ДИСС с излучением непрерыв-
ных немодулированных колебаний и нулевой промежуточной частотой
в приемнике.

одновремнно излучаются по направлению к Земле. Отраженные от зем-
ной поверхности сигналы со средними частотами юо+юдг (/=1, 2, 3)
принимаются тремя аналогичным образом расположенными лучами при-
емной антенны. Сигналы, принятые по каждому из лучей приемной ан-
тенной, поступают на три одинаковых приемных и измерительных кана-
ла. На рис. 4.1 показан един канал.

Кроме отраженных сигналов на вход приемника одновременно по-
ступают просочившиеся паразитные сигналы от передающего устройства
с частотой ®о. Наличие паразитного сигнала определяется конечной ве-
личиной развязки между передающей и приемной антеннами, а также
неполной СВЧ герметичностью волноводного приемопередающего трак-
та. Величина этого сигнала обычно на несколько порядков выше уровня
собственных шумов приемного устройства. Его влияние на характери-
стики приемного устройства будет рассмотрено в § 4.2 и гл. 6.

Отраженные сигналы и просочившийся сигнал передатчика посту-
пают на трехканальную радиочастотную головку (РЧГ) с тремя баланс-
ными смесителями, в которых в качестве гетеродинного сигнала исполь-
зуется сигнал частоты ©о, ответвляемый от СВЧ генератора. Сигналы
на выходе каждого из смесителей состоят из преобразованного полез-
ного сигнала со средней допплеровской частотой (оДг и из сигнала нуле-
вых биений гетеродинного и просочившегося сигналов. Следует отметить,
что при таком преобразовании теряется знак допплеровской частоты, что
для самолетных ДИСС несущественно, поскольку этот знак определен
положением луча в пространстве.

Сигналы с частотами ®Дг усиливаются в полосовом усилителе низ-
кой частоты. Ширина полосы пропускания УНЧ выбирается исходя из
диапазона возможных допплеровских частот с учетом конечной ширины
спектра отраженного сигнала (см. § 3.3).

1С0
С выхода УНЧ допплеровский сигнал вместе с шумами подается на
измеритель средней допплеровской частоты (см. гл. 7). Аналоги сред-
них допплеровских частот соДг с выхода измерителя частоты посту-
пают в вычислительное устройство (см. гл. 8). Вычислительное
устройство по формулам, приведенным в гл. 2 (формулы (2.57), (2.9)]>
вычисляет путевую скорость WT и угол сноса [3 в самолетной
(антенной) системе координат. Значения WT, [3 при необходимости пере-
считываются с использованием данных об углах крена ус и тангажа 0с
от внешнего датчика в горизонтальную (земную) систему координат
[см. формулу (2.56)]. Далее величины Wr, [3 поступают на индикатор,
а также к другим потребителям допплеровской информации, в частности
в вычислитель координат.

Рис. 4.2. Структурная схема самолетного ДИСС с излучением непрерывных немодули-
рованных колебаний при построении приемника с двойным преобразованием частоты
и формировании гетеродинного сигнала с помощью балансного модулятора.

На рис. 4.2 приведена другая структурная схема ДИСС: с двойным
преобразованием частоты в приемнике. В этой схеме преобразование
отраженных сигналов в приемнике производится дважды: вначале на
промежуточную частоту <вПр, а затем на допплеровскую частоту <вдг-.

Преимуществом схемы приемника с двойным преобразованием ча-
стоты по сравнению со схемой с нулевой промежуточной частотой явля-
ется более высокая чувствительность, поскольку шумы входных смеси-
тельных кристаллов и шумы УНЧ в области низких частот гораздо
больше шумов на высокой промежуточной частоте.

В качестве устройства формирования гетеродинного сигнала часто-
ты (Оо + (0пр для первых смесителей РЧГ используется схема с балансным
модулятором и фильтром одной боковой частоты (рис. 4.2). Может быть
также применен отдельный СВЧ гетеродин, частота которого поддержи-
вается равной <по+о)пр с помощью схемы АПЧ (см. рис. 11.1, § 11.1).

Пример схемы балансного модулятора приведен на рис. 4.3. На два
плеча балансного модулятора (7, II) подаются в противофазе сигналы-
частоты ©о от передатчика. В качестве модулирующих сигналов на эти
же плечи подаются, также в противофазе, два сигнала частоты <вПр от
генератора опорной частоты (ГОЧ). Выходные сигналы модуляторов:
равны

th— С7±о(1 + т cos сопрО cos W, «2= —	—m cos (оПрО cos (4.1)
Сумма этих сигналов при равенстве амплитуд 77ю = Uo имеет
вид

Ui + uz=(2Uom cos (оПр^ cos W =

— UQm [cos (coo + (Опр)^4“cos (coo (Onp)^]-	(4-2)

Далее этот сигнал подается на СВЧ фильтр, который пропускает
только одну боковую частоту, например (Оо+<оПр-

Вернемся к схеме на рис. 4.2. После преобразования частоты от-
раженных сигналов в трехканальном смесителе РЧГ в частоту (оПр + (оДг
(г'=1, 2, 3) эти сигналы вместе с просочившимся паразитным сигналом
передатчика, имеющим частоту сопр, усиливаются в трехканальном УПЧ.
Затем сигналы в каждом из каналов поступают на отдельные синхрон-

Рис. 4.3. Формирование гетеродинного сигнала схемой балансного модуля-
тора.

ные детекторы. В качестве опорных сигналов синхронных детекторов при
применении схемы с балансным модулятором используются сигналы
ГОЧ частотой (оПр- При применении в качестве устройства формирова-
ния гетеродинного сигнала первых смесителей схемы с отдельным СВЧ
гетеродином с АПЧ опорный сигнал частоты (опр может быть взят со
схемы АПЧ. В качестве опорного сигнала синхронного детектора в не-
которых случаях используют сигнал передатчика, подаваемый на сиг-
нальный вход РЧГ и преобразуемый на частоту (оПр (см. рис. 11.1,
§ 11.1).

Выходной сигнал синхронного детектора состоит из сигнала доппле-
ровской частоты (оДг и сигнала нулевых биений просочившегося преоб-
разованного сигнала передатчика с частотой (оПр и опорного сигнала.

Далее сигналы допплеровской частоты усиливаются трехканальным
УНЧ и поступают на трехканальную схему измерения допплеровских
частот, аналогично схеме на рис. 4.1. Дальнейшие преобразования так-
же аналогичны схеме на рис. 4.1. Может быть также использована и
одноканальная схема построения ДИСС, при которой приемопередаю-
щее устройство с помощью СВЧ коммутатора последовательно подклю-
чается к одному из входов передающей антенны и к соответствующему
выходу приемной антенны, так что одновременно ведется работа по од-
ному из трех лучей антенны.

На рис. 4.4 показана разновидность схемы с двойным преобразова-
нием частоты, в которой в качестве СВЧ генераторов и гетеродинов
используются два полупроводниковых генератора с высокой стабильно-
стью частоты. В ДИСС применяются полупроводниковые генераторы на
умножительных диодах, диодах на эффекте Гана, на лавинно-пролет-
ных диодах (см. гл. 6).
В схеме на рис. 4.4 генераторы 1, 2 подключены к передающей
антенне. При этом сигнал от генератора 1 с частотой ©о излучается по
лучам /, 2, а сигнал от генератора 2 с частотой (Оо+®пр излучается по
лучу 3. Отраженные сигналы с частотами соо + сод? (i=l, 2) поступают
на два балансных СВЧ смесителя (РЧГ/, 2). В качестве гетеродинного
сигнала этих смесителей используется сигнал частоты (Оо + ®пр от гене-
ратора 2. Отраженный сигнал с частотой (оо+®пр + ®дз поступает на
третий балансный СВЧ смеситель (РЧГЗ), гетеродинирующим сигна-
лом для которого служит сигнал первого генератора частотой соо- Ча-
стоты преобразованных сигналов в трех каналах будут равны (Опр + ющ
(f=l, 2, 3). Эти сигналы усиливаются затем в трехканальном УПЧ,.
средняя частота полосы пропускания которого равна соПр- Следует от-
метить, что вследствие высокой стабильности частоты генераторов ча-
стота (оПр может быть выбрана относительно низкой.

Рис. 4.4. Структурная схема самолетного ДИСС с излучением непрерывных немодули-
рованных колебаний при построении приемника с двойным преобразованием частоты
и использовании в качестве генераторов-гетеродинов двух полупроводниковых передат-
чиков.

Далее усиленные в УПЧ сигналы вместе с просочившимся пара-
зитным сигналом частоты (оПр поступают на синхронные детекторы.
В качестве опорного сигнала синхронных детекторов используется сиг-
нал частоты (оПр, формируемый отдельным балансным СВЧ смесителем,
на котором смешиваются сигналы с частотами (Оо и (0о + (опр от генера-
торов 1 и 2.

Сигналы с допплеровскими частотами (оДг- с выходов синхронных
детекторов обрабатываются в соответствии с ранее рассмотренной схе-
мой на рис. 4.2.

Следует отметить, что поскольку несущая частота сигнала, излучае-
мого по третьему лучу, равна (Оо + (Опр, то допплеровская частота (ода
будет отличаться при прочих равных условиях от частот (од± и (оД2 на
величину, пропорциональную (опр. Эту разницу необходимо учесть при
дальнейшей обработке сигналов в схеме измерения допплеровских ча-
стот или в вычислительном устройстве. Если (опр невелика, эта разница
несущественна и ее можно не учитывать.

Описание аппаратуры с непрерывным излучением приводится
в гл. 11. В гл. 5, 6 описываются антенны и приемопередатчики ДИСС
с непрерывным излучением.
Структурные схемы вертолетных ДИСС

Вертолетные ДИСС отличаются от самолетных построением при-
емного устройства, схемой обработки допплеровских сигналов и числом
определяемых параметров. Основное отличие схемы построения прием-
ного устройства вертолетных ДИСС вызвано необходимостью опреде-
ления знака допплеровской частоты, теряемого в предыдущих схемах
приемника после синхронного детектора. Для этого вместо синхронного
детектора в приемнике вертолетных ДИСС применяется квадратурный
•смеситель (рис. 4.5). Квадратурный смеситель представляет собой два
одинаковых синхронных детектора, на которые подается отраженный
сигнал на высокой или промежуточной частоте с сохранением знака
допплеровского смещения:

u=U0 cos («о± (Од) 7.	(4.3)

В качестве опорных сигналов на синхронные детекторы подаются на-
ходящиеся в квадратуре сигналы частотой соо:

Wi = cos(Oo^, W2=cos (со^ + л/2).	(4.4)

Выходные сигналы квадратурного смесителя равны

^в1 = С05(Од^, Wb2=COS ((0д^±л/2),	(4.5)

причем фаза —л/2 соответствует положительной допплеровской частоте,
а +л/2 — отрицательной.

Эта информация о знаке допплеровской частоты в виде отставания
или опережения фазы одного из выходных сигналов квадратурного сме-

Сцнхронныи,
детектор

cosw0t

Генератор '

си 0 j

POS(wctu>A)t

'Фазоврашаю—
щан рееь

cosejjpt + j)

Синхронный ! т
детектор j

Рис. 4.5. Квадратурный смеситель.

сителя относительно другого выходного
сигнала используется далее в различных
схемах обработки.

На рис. 4.6 показана импульсная
схема выделения информации о знаке
допплеровской частоты [4.1], используе-
мая в вертолетных ДИСС. В этой схеме
сигналы с двух выходов квадратурного
смесителя поступают на два одинаковых
УНЧ и усилители-ограничители. С выхо-
да усилителей-ограничителей сигналы
в виде меандров (рис. 4.7) поступа-
ют на схемы дифференцирования
с исключением отрицательных импуль-
сов. Короткие импульсы положи-
тельной полярности подаются на
схему совпадения, на которую поступа-
ют также сигналы в виде меанд-
ров с другого канала. Схема совпаде-

ния пропускает на выход короткие
импульсы, когда напряжение меандра положительно. На рис. 4.7 пока-
заны эпюры напряжений в различных точках схемы для двух случаев:
<од>0 (а) и (од<0 (б). Из рисунка видно, что импульсы будут возникать
на выходе верхнего канала при сод>О, когда короткие импульсы обра-
зуются из напряжения верхнего канала wBi (3), а в качестве меандра
используется сигнал иВ2 (2Z), и на выходе нижнего канала, когда сод<0.
Следовательно, данная схема позволяет разделить сигналы по знаку

w
допплеровской частоты. Величина же допплеровской частоты соответ-
ствует числу импульсов на выходе одного из каналов.

До сих пор предполагалось, что сигналы wBi и мВ2 являются гармо-
ническими. Предположим теперь, что сигналы имеют конечную ширину
допплеровского спектра (см. гл. 3) и спектр не целиком лежит в области
положительных или отрицательных частот, а заходит частично в область

I Синхронный.
। детектор

| cosai0t

| Генератор

I частоты

\____

3

Схема
ррц ограничитель рч щ-,я цепь г ^опадения^ щ^о

2'

ГОинхронныёГ] д ^Полосовой
детектор j > УВЧ

~~! 2‘

Ограничитель у*

Дергферениррин)-
щая цепь

J j Схема
~^\содпадения

р' Выход
ша<0

Рис. 4.6. Импульсная схема определения знака допплеровской частоты
с квадратурным смесителем.

a.	S

Рис. 4.7. Эпюры напряжений в импульсной схеме определения знака
допплеровской частоты.

частот другого знака. Это характерно при работе ДИСС над морем,
когда ширина спектра при малой средней допплеровской частоте может
быть больше этой частоты (см. § 3.3). При этом выходные импульсы
будут поочередно возникать на выходе то верхнего, то нижнего канала.
Для определения величины и знака допплеровской частоты в этом слу-
чае необходимо подать импульсы (или аналог их числа в виде, напри-
мер, напряжения постоянного тока) на схему вычитания. Превышение
числа импульсов в секунду ц+ одного канала над числом импульсов п~
другого канала определит величину и знак средней допплеровской ча-
стоты отраженного сигнала.
Следует отметить, что всякий случайный сигнал, имеющий конечную
ширину спектра (таким является отраженный сигнал), как известно,
имеет конечную величину вероятности появления частоты другого зна-
ка. Величина этой вероятности определяется разностью между средне-
квадратичной и средней частотами случайного сигнала [3.1].

Описываемая схема, определяя разность (п+—иг), позволяет найти
значение средней допплеровской частоты независимо от ширины спек-
тра и его расположения на частотной оси. Аналогичным же образом
эта схема работает и при наличии шумов на входе квадратурного сме-
сителя, определяя среднюю частоту суммарного сигнала (допплеровский
сигнал + шум).

Для уменьшения отношения сигнал/шум, требуемого для определе-
ния величины и знака частоты сод, обычно производится предваритель-
ная фильтрация полезного сигнала от шумов приемника (ом. § 7.3).
Для этого сигнал с выхода квадратурного смесителя преобразуется на
опорную частоту шОп (сооп^содМакс) с сохранением знака допплеровской
частоты и на этой частоте схемой узкополосной фильтрации произво-
дится фильтрация полезного сигнала от шума.

Для переноса допплеровского сигнала с частоты сод на частоту <о0п
применяется схема с двумя балансными модуляторами, аналогичными
показанным на рис. 4.4. В качестве модулирующих сигналов на каждый
из балансных модуляторов отдельно подаются сигналы wB1 и ив2 с выхо-
да квадратурного смесителя. В качестве опорных сигналов балансных
модуляторов используются два квадратурных сигнала от специального
генератора опорной частоты со0п (ГОЧ). Выходные сигналы балансных
модуляторов при идентичности их амплитудных и фазовых характери-
стик можно записать в следующем виде [см. формулу (4.2)]:

Ui = 2т cos (Од/ cos соой/,	(4.6)

w2 = 2mcos ((0д/±л/2) cos (со0й/ + л/2).	(4.7)

Сигналы щ и и2 поступают далее на схему суммирования. При сод>
>0 и фазе —л/2 выходной сигнал схемы суммирования равен

wi+«2=m cos (сооп+сод)'/,	(4.8)

а при (Од<0 и фазе +л/2

Ui-\-u2=m cos (coon—(0д)(/.	'	(4.9)

Выходной сигнал «1 + ^2 подают на схему УПФ, которая обеспечи-
вает фильтрацию сигнала (4.8) или (4.9) от шумов приемника. По-
скольку шумы приемника на выходе синхронных детекторов находятся
в квадратуре, то на выходе схемы суммирования спектральная плот-
ность шумов практически совпадает (с учетом постоянных коэффициен-
тов преобразования) со спектральной плотностью шумов в УПЧ, т. е.
свертывания шумов не происходит [цш=1, см. формулу (4.70)].

Перестраиваемый гетеродин схемы УПФ после подстройки на сред-
нюю частоту спектра полезного сигнала выдает сигнал частотой со0п±
±(0д, близкий к гармоническому. Для выделения информации о знаке и
величине сод гармонический сигнал частотой а>оп±1а>д подают на квадра-
турный смеситель и импульсную схему, описанную выше, которые обыч-
но входят в состав УПФ. В качестве опорного сигнала используют сиг-
нал частотой сооп от генератора опорной частоты.
Если использовать в качестве опорного сигнал частотой а>0п±оЗд
с выхода другого канала трехканальной схемы УПФ, то можно полу-
чить разность двух допплеровских частот соД1—(од2 с учетом их знака,
т. е. определить составляющую скорости [см., например, формулу
(2-57)].

На рис. 4.8 приведена структурная схема вертолетного ДИСС, ра-
ботающего в режиме непрерывного излучения, приемное устройство ко-
торого построено по схеме с нулевой промежуточной частотой. На ри-
сунке показан один канал, два других имеют такую же структуру.

Рис. 4.8. Структурная схема вертолетного ДИСС с излучением непрерывных немодули-
рованных колебаний и нулевой промежуточной частотой в приемнике.

Входные СВЧ смесители приемника СМ1 и СМ2 образуют квадра-
турный смеситель. В качестве опорных сигналов такого смесителя ис-
пользуются два сигнала частотой ©о от передатчика, находящиеся в ква-
дратуре. Выходные сигналы квадратурного смесителя усиливаются оди-
наковыми полосовыми УНЧ. Полоса пропускания УНЧ начинается
с частоты, равной нескольким герцам, и включает в себя весь диапазон
возможных допплеровских частот. Сигналы частотой сод, усиленные до*
уровня, необходимого для нормальной работы балансных модуляторов,
подаются на балансные модуляторы БМ1 и БМ2, на которые поступают
от ГОЧ, общего для всех трех каналов, квадратурные сигналы частотой
Won- С выхода схемы сложения сигнал частотой <о0п±<од поступает на
схему УПФ и дальше опять на квадратурный смеситель с опорной ча-
стотой (о0п и импульсную схему определения знака <од. Следует отме-
тить, что поскольку шумы в обоих каналах в отличие от сигнала неза-
висимы, то шумы на выходе схемы сложения удваиваются. Выходные
импульсы схем определения знака трех каналов поступают в вычисли-
тель составляющих скорости Wxr, №ут, ^zr и в вычислитель путевой
скорости и угла сноса.

Далее составляющие 'Wxr, ТГУг, WZr поступают к внешним потре-
бителям для вычисления координат и в систему автоматического управ-
ления полетом.

Вертолетные ДИСС с двойным преобразованием частоты в прием-
нике строятся по аналогичной схеме, только квадратурный смеситель,
вместо выхода антенны подсоединяется к выходу УПЧ. Опорным сиг-
налом синхронных детекторов квадратурного смесителя в этом случае
служит сигнал частотой соПр. Формирование этого сигнала происходит
по схеме, аналогичной изображенной на рис. 4.2 или 4.4. В остальном
схема построения такого ДИСС совпадает с приведенной на рис. 4.8.
Мощность принимаемого сигнала для ДИСС с непрерывным излу-
чением без модуляции вычислялась в § 3.3 [см. формулы (3.23), (3.43)].
Чувствительность приемного устройства Рш при принятии специальных
мер, для того чтобы исключить влияние просочившегося сигнала пере-
датчика (см. § 6.2, гл. 6), определяется шум-фактором приемника и
шириной спектра допплеровских сигналов.

Рассмотрим кратко в качестве примера описание и характеристики вертолетного
измерителя скорости типа Decca-71 фирмы Decca (Англия) (4.2, 4.3] *).

Рис. 4.9. Общий вид блоков вертолетного ДИСС типа Decca-71 (Англия):

1— моноблок измерителя; 2 — индикатор путевой скорости и угла сноса; 3—индикатор состав-
ляющих скорости (индикаторы не в масштабе).

Измеритель Decca-71 построен по структурной схеме, изображенной на рис. 4.4,
с двойным преобразованием частоты. Измеритель, включая передатчик, выполнен пол-
ностью на полупроводниковых приборах с частичным применением интегральных полу-
Та б л ица 4.1

Основные характеристики измерителя Decca-71

Параметр	Значение параметра
Диапазон измерения  W+, Гг  д  Чувствительность (минимальная величи- на измеряемой скорости)  Диапазон рабочих высот  Погрешность измерения Wx Wy WZi  (индикатор)  WT (индикатор)  £  Диапазон углов:  крена  тангажа  Потребляемая мощность	—95 4- 4- 550 км/ч  + 185 км/ч  До 600 м/мин  +30°  +0,46 км/ч  0—6000 м  1% или 0,9 км/ч  +6,5 км/ч при 185 км/ч, +11 км/ч прг  1100 км/ч (калибровочные точки)  ±0,5°  +40°  +20°  По цепи 115 В, 400 Гц —120 В-А

*' Приведенные в книге данные по зарубежным ДИСС составлены совместнс
с М. П. Соловьем.
проводниковых схем. Рабочие частоты полупроводниковых генераторов равны 13 325
и 13 314,3 МГц, так что промежуточная частота, определяемая как разность частот ва-
ракторных генераторов, составляет 10,7 МГц. Выходная мощность каждого из варак-
торных генераторов около 100 мВт. Антенная система состоит из двух неподвижных
плоских волнводно-щелевых антенн, формирующих три изочастотных луча шириной
— 4,5е,	=9° и у0 = 67°, расположенных в виде К (см. рис. *2.8). К антенному блоку

жестко крепится обтекатель, входящий в комплектацию измерителя.

Схема УПФ выдает сигналы, пропорциональные составляющим Wxi, Wyi, Wzi
с учетом знаков входящих в них частот [см. формулы (2.57)]. Пересчет составляющих
ГГх!, Wzi в горизонтальную систему координат в самой станции не произво-
дится.

В полете по маршруту измеряются также путевая скорость lFr и угол сноса [3,
вычисление которых производится в индикаторе WT, 3 по значениям WMi, Wzi-

Общий вид измерителя Decca-71 вместе с ицдикатором висения и индикатором
WT, |3 показан на рис. 4.9. В табл. 4.1 приводятся основные характеристики измерителя.

42. ОСОБЕННОСТИ КОГЕРЕНТНЫХ ДИСС

Использование когерентного приема в ДИСС с непрерывным излу-
чением связано со специфическими особенностями, обусловленными на-
личием просочившегося сигнала передатчика в приемнике ДИСС, высо-
кими требованиями к стабильности частоты передатчика и др. Эти осо-
бенности присущи в той или иной мере всем ДИСС с когерентным при-
емом, в частности ДИСС с излучением непрерывных частотно-модули-
рованных колебаний и ДИСС, работающим в непрерывно-импульсном
когерентном режиме.

Влияние просочившегося сигнала передатчика
на характеристики приемного устройства

Как уже отмечалось, наличие в приемнике ДИСС с непрерывным
излучением паразитного просочившегося сигнала передатчика опреде-
ляется конечной величиной развязки между излучающей и приемной
антеннами, неполной СВЧ герметичностью волноводного приемопереда-
ющего тракта и радиочастотной головки, а также просачиванием сигна-
ла передатчика по гетеродинному каналу.

Величина просочившегося сигнала передатчика в приемнике может
быть на несколько порядков выше собственных шумов приемника. Как
известно [4.4], сигнал передатчика модулирован по амплитуде и фазе
шумовым широкополосным сигналом. Наличие этой модуляции, прису-
щей всем генераторам, определяется тепловыми и дробовыми шумами.
Это так называемая «естественная» модуляция сигнала передатчика.

Кроме того, имеется и «техническая» модуляция просочившегося
сигнала передатчика по амплитуде и фазе, определяемая фликкер-эф-
фектом, пульсациями питающих напряжений генератора, вибрациями
элементов СВЧ генератора, вибрациями переизлучающих элементов
в облучаемом антенной пространстве, например вибрацией обтекателя
и др. Уровень составляющих технической модуляции может быть на-
много выше уровня составляющих естественной модуляции.

Представим просочившийся сигнал передатчика на входе приемни-
ка в следующем виде:

WnP=|Wo [1+<Р1(0] cos [о)о/ + ф1 (0],	(4.10)

109
где Uo—амплитуда сигнала передатчика; pi — величина развязки меж-
ду передатчиком и входом приемника; <pi(0, 4X0 — функции, характе-
ризующие амплитудную и фазовую модуляцию просочившегося сигнала
передатчика. Функции ср± (t) и ф1(/) могут быть в общем случае, запи-
саны в виде:

?! (о=2 mi cos № -ь

(4.11)

(О=2 cos

k

где mi и Дфй характеризуют величину амплитудной и фазовой моду-
ляции на частотах G)$ и ш; Ф; и ф&— относительные фазы модулирую-
щих сигналов.

Гетеродинный сигнал СВЧ смесителя представим в аналогичном
виде:

Ur(t) — Ur [1+ф2(/—0)] COS [ (й)о +(Опр)/ + 'ф2(^—^з) ] ,	(4.12)

где Ur—амплитуда гетеродинного сигнала; (Опр — промежуточная ча-
стота, в общем случае не равная нулю; ф2(0, 4X0—функции, харак-
теризующие амплитудную и фазовую модуляцию гетеродинного сигна-
ла, представляемые в виде, аналогичном (4.11); t3— время задержки
гетеродинного сигнала относительно просочившегося.

Функции фг(0 и фй(О в общем случае не совпадают полностью»
С ФУНКЦИЯМИ ф1 (/) и ф1(0-

Предположим, что характеристика СВЧ смесителя является квадра-
тичной *>

Ir=U\	(4.13)

где 1Г — ток на выходе смесителя; U — напряжение на входе смесителя.

Подставляя в формулу (4.13) выражения (4.10), (4.12) и отбрасы-
вая высокочастотные составляющие, а также слагаемые второго и выше
порядка малости при условии [3i£7o<C UT, ф(/)<С1, находим напряжение
цв на нагрузке смесителя:

«в = £4	Q + 1Ж [ 1 4- ?! (0] [ 1 + ?2 (/ - 0)] X

X cos [<оп1/ + ф. (/) - ф2 (t - /3)]}.	(4.14)

Из формулы (4.14) следует, что сигнал на выходе СВЧ смесителя об-
разован составляющими амплитудной модуляции гетеродинного, сигнала
вида (4.11) и сигналом промежуточной частоты, модулированным по
амплитуде по закону (/) и фг(/) и по фазе по закону [4X0—

—4Х^—0)].

Влияние амплитудной модуляции гетеродинного сигнала, как изве-
стно, можно уменьшить, используя балансную схему СВЧ смесителя.
Учитывая это, записываем сигнал на выходе радиочастотной головки
в следующем виде:

== £^г{®1£/'гф'2 (t ‘0) +

+ f3iC/o [1 + ф1(0 ] [1+фг(/—t3) ] cos [(OnpZ+ipi (0—ф2(^—t3) ]},	(4.15)

Где cti — величина подавления в балансном смесителе.

*) Здесь и в дальнейшем коэффициент преобразования не записывается.
Рассмотрим вначале влияние естественной шумовой модуляции.
Спектральная плотность амплитудных шумов СВЧ генератора (см.
рис. 6.2, § 6.1) имеет максимальную величину вблизи несущей частоты
fo и уменьшается примерно по закону l/(f—/0)а» где а = 0,6—2,0, до ча-
стот порядка нескольких десятков килогерц и далее изменяется незна-
чительно *> [4.4]. Примерно такой же вид имеет спектральная плотность
фазовых шумов. Абсолютный же уровень фазовых шумов обычно на не-
сколько порядков выше, чем уровень амплитудных шумов.

Из выражения (4.15) и рис. 6.2 (см. § 6.1) следует, что влияние
амплитудных шумов гетеродинного и просочившегося сигналов макси-
мально при сопр=0, так как их уровень в диапазоне допплеровских ча-
стот наиболее велик. В этом случае величины оч, piC/0 должны быть
достаточно малыми, чтобы уровень амплитудных шумов был меньше,
чем уровень собственных шумов приемника.

Рассмотрим влияние фазовых шумов при соПр = 0 и ф1(0=ф2(0-
В соответствии с соотношениями (4.15) и (4.11) найдем

<|>, (0 — <[>,(«- /з) = 2 2Д?Й sin (^) cos - <oft 4- + ?»)• <4-16)
k

Из выражения (4.16) следует, что величина девиации фазы в преобра-
зованном сигнале равна 2Афд. sin (<W3/2), зависит от величины задерж-
ки t3 и при различии длин путей гетеродинного и просочившегося сигна-
лов, например, 1 м, равна 3-10~9 с. Если максимальное значение доп-
плеровской частоты принять равным 50 кГц, то -составляющие фазовой
шумовой модуляции в преобразованном сигнале в полосе допплеровских
частот будут ослаблены не менее чем на 60 дБ. Поэтому обычно можно
пренебречь их влиянием.

Если промежуточная частота отлична от нуля и достаточно вели-
ка, например равна 30 МГц, то уровень амплитудных шумов гетеродин-
ного сигнала на этой частоте невелик и требования к. величине сч не
жесткие. Требования к величине при этом являются более жест-
кими, поскольку уровень собственных шумов приемника на высокой
промежуточной частоте существенно меньше, чем при сопр=0. Влияние
фазовых шумов в предположении, что гетеродинный сигнал формирует-
ся из сигнала передатчика и при этом не вносится дополнительной
модуляции фазы, аналогично рассмотренному ранее при сопр = 0.

Если фц(О и фг(О независимы или же при формировании вносятся
дополнительные составляющие фазовой модуляции, то для преобразо-
вания сигнала на синхронном детекторе в качестве опорного сигнала
для исключения паразитной фазовой модуляции следует использо-
вать сигнал вида (4.15) * **).

Аналогично можно рассмотреть составляющие технической модуля-
ции сигнала передатчика.

При этом следует иметь в виду, что составляющие амплитудной
модуляции частотой он, попадающие в диапазон допплеровских частот,
независимо от источника всегда сохраняют свою величину и могут на-
рушить работоспособность ДИСС. Фазовую (частотную) модуляцию
в просочившемся преобразованном сигнале можно уменьшить, умень-
шив величину запаздывания t3.

Как показано в гл. 6, по аналогичному закону изменяются и собственные шумы
СВЧ смесителей.

**) Это требование в приемнике ДИСС всегда выполняется.
Следует отметить, что просочившийся сигнал вместе с сопутствующей модуляцией
можно в принципе подавить, если ввести на высокой или промежуточной частоте до-
полнительный канал, в котором сформировать сигнал от тех же генераторов, что и
просочившийся сигнал, но в противофазе с ним и поддерживать противофазность и
соответствующую амплитуду с помощью следящей системы [4.5]. Однако такие схемы
подавления просочившегося сигнала весьма сложны и, кроме того, не обеспечивают
достаточного подавления составляющих амплитудной и фазовой модуляции, поэтому
их не применяют в ДИСС.

В заключение необходимо отметить, что проблема исключения влия-
ния просочившегося сигнала передатчика на характеристики ДИСС
весьма сложна и требует учета многих факторов. Более подробно влия-
ние просочившегося сигнала на характеристики приемника и количест-
венные требования к величинам си, Pi и др. рассматривается в гл. 6.

Влияние паразитной амлитудной и фазовой модуляции
на спектр отраженного сигнала

Для определения спектра отраженного сигнала при одновременной
амплитудной и частотной модуляции излучаемого сигнала можно вос-
пользоваться выражением (3.2). В гл. 3 были рассмотрены режимы
модуляции излучаемого сигнала по амплитуде (импульсное излучение)
и по частоте гармоническим сигналом при произвольном индексе моду-
ляции.

При малых индексах модуляции (фД/) <С1, фДО^О 'рассмотрение
может быть существенно упрощено, если не учитывать отличие времен
запаздывания отраженных от случайных отражателей сигналов в пре-
делах облучаемого антенной участка местности. Тогда отраженный
от местности непрерывный сигнал можно представить в следующем
виде:

Цотр Д) — & Д) ^Aip [ 1+<pi Д—Т3)] cos [(оо + (ОдД+ф1 Д—^з)+е(0], (4-17)
где а{1), еД) —огибающая отраженного сигнала и функция, определяю-
щая случайную фазовую модуляцию, обусловленную отражением; Т3—
время задержки отраженного сигнала относительно излучаемого сиг-
нала.

В соответствии с изложенным ранее [см. формулу (4.14)] преобра-
зованный отраженный сигнал на выходе СВЧ 'смесителя будет равен

иъ = UrU-щД(i) [1 + ф1 (t Т3)] [ 1 +ф2(t) ] X

Xcos [(опр + одИ + фДО—^з)—е(0]-	(4.18)

Из этого выражения видно, что отраженный преобразованный сиг-
нал модулирован по амплитуде по законам амплитудной модуляции
излучаемого и гетеродинирующего сигналов и по фазе с индексом мо-
дуляции Дфой, равным при фД/) = ф2Д)

Афой = 2Дф& sin (cofeT3/2),	(4.19)

где Дфй — то же, что и в формуле (4.11).

В отличие от ранее рассмотренного случая sin (сойТз/З) нельзя за-
менить аргументом и считать, что индекс модуляции Дфой уменьшается-
по сравнению с индексом модуляции Дфй излучаемого сигнала, посколь-
ку это справедливо только для относительно малых Т3 и сой. Однако*
из выражения (4.19) видно, что индекс модуляции Дфой может увели-
читься при этом не более чем в два раза.
Рис. 4.10. Относительное рас-
ширение допплеровского спек-
тра при наличии паразитной
частотной модуляции.

Отсюда следует, что отраженный сигнал будет модулирован по ам-
плитуде и фазе, причем глубина амплитудной модуляции при (/) —
= Ф2(О будет не более 2тг-, а индекс частотной модуляции будет не бо-
лее 2Aq?fe. Так как естественная ширина спектра излучаемого сигнала
СВЧ генератора составляет величину не более герца [4.4], а доппле-
ровская ширина спектра отраженного
сигнала достигает нескольких килогерц,
то практически модуляцию отраженного
сигнала можно не учитывать.

Рассмотрим влияние технической ча-
стотной модуляции излучаемого сигнала,
обусловленной, например, нестабиль-
ностью питающих напряжений или .вибра-
цией. Проанализируем случай гармониче-
ской модуляции. В § 3.4 было показано,
что спектр преобразованного сигнала со-
стоит при этом из спектра со средней ча-
стотой (Од, ВОКруГ КОТОрОГО ПрИ (Од^>П(Ом
расположены аналогичные по форме спек-
тры со средними частотами <од+Щом, где
©и — частота модуляции. Мощности спек-
тральных составляющих на каждой гар-
монике при этом равны

Р„ - / [2 (ДШ/Ю„) sin (юЩ/2)],	(4.20).

где А(о — девиация частоты. Обычно можно принять, что

sin (одмГ3/2) «(омГз/2	(4.21)

и, следовательно,

РП^/(ДМТ3).	(4.22)

Эта замена справедлива практически для всех условий, приводя
к некоторому ужесточению требований к стабильности частоты при боль-
ших Т3. Например, полагая fM = 800 Гц, //=20 км, находим (омТ3/2«0,8,
в то время как sin 0,8 = 0,72.

Рассмотрим два случая: 1) ширина допплеровского спектра больше
модулирующей частоты; 2) модулирующая частота больше ширины доп-
плеровского спектра. Первый случай типичен для самолетных ДИСС,
второй — для вертолетных ДИСС. В первом случае наличие частотной
модуляции не приводит к разрыву допплеровского спектра, а только’
расширяет спектр. Во втором же случае спектральные составляющие
со средними частотами од+/гом разделены.

Для определения требований к допустимой девиации частоты в пер-
вом случае можно задаться условием, что спектр отраженного сигнала,
описываемый выражением (3.112), имеет одну моду и его расширение
за счет частотной модуляции не превышает, например, 50% (см.
рис. 3.24).

На рис. 4.10 показана полученная расчетным путем зависимость
отношения Аочм/А(0д, где А(очм — эффективная ширина спектра при
ЧМ, от относительного значения модулирующей частоты (ом/Асод при
различных значениях индекса частотной модуляции Л1 преобразованно-
го сигнала, равного 2(А<о/(Ом) sin ((омТз/2) [см. формулу (3.112)], и со-
хранении одной моды.
Примем, например» 77=15 км, 7д=10 кГц, А7Д=1,5 кГц, fM =
= 400 Гц. Из графика на рис. 4.10 находим, что если при ом/А(од=0,27
принять расширение спектра равным 50%, то Л4 = 2 и допустимое зна-
чение девиации частоты Af для этого случая равно 3,0 кГц. Аналогично
этому можно показать, что для условий рис. 3.24 допустимая девиация
частоты составляет 4 кГц при расширении спектра от 0,45 до 0,65 кГц.

Во втором случае при сом/Асод> 1, положив Асо73<1, воспользуемся
аппроксимацией (4.21) и потребуем, чтобы на высоте 3 км составляю-
щие Л(А(оГ3) были на 15 дБ меньше, чем сигнал /о(А(о73) на частоте
(Од. Это требуется для того, чтобы автомат захвата схемы УПФ (см.
гл. 7) не захватил вместо основной составляющей одну из гармоник.
Воспользовавшись выражением (4.32), найдем ,(Во=65°), что Af<
<5,3 кГц.

Чтобы обеспечить указанные относительно жесткие требования к ста-
бильности частоты, генератор СВЧ в высотных ДИСС, как правило, ста-
билизируют по частоте внешним высокодобротным контуром. При этом
конструкцию генератора делают вибростойкой, а уровень пульсаций
питающих напряжений или тока снижают до весьма малых значений,
определяемых крутизной перестройки СВЧ генератора по частоте (см.
гл. 6).

4.3. ДИСС С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ ИЗЛУЧАЕМЫХ
КОЛЕБАНИЙ

Появление ДИСС с частотной модуляцией излучаемых колебаний
было вызвано стремлением уменьшить влияние просочившегося сигнала
передатчика на чувствительность приемника и снизить требования к ве-
личине развязки между передатчиком и приемником.

Принцип использования частотной модуляции излучаемых колеба-
ний для уменьшения влияния просочившегося сигнала рассмотрим на
основе рис. 4.11. На этом рисунке ®Изл представляет собой частоту излу-
чаемого сигнала

“изл = «>о [1 + (kj(o0) /],	(4.23)

где kui — крутизна изменения частоты, равная daafdt.

Частота (оотр является частотой отраженного сигнала, задержанного
на время Г3, необходимое для распространения электромагнитных коле-
баний до отражающей местности и обратно. Поскольку носитель ДИСС
движется, то отраженный сигнал сдвинут по частоте относительно излу-
чаемого еще и на допплеровскую частоту од. Частота биений ор излу-
чаемого и отраженного сигналов будет, очевидно, равна

С0р=^ш^з + свд-	(4.24)

Если известна величина kJT^, то, зная частоту сор, можно определить
значение сод.

Сигнал, просочившийся на вход приемника, практически совпадает
по фазе и частоте с излучаемым сигналом, поскольку время его запаз-
дывания tn пренебрежимо мало по сравнению с Т3. Поэтому при исполь-
зовании излучаемого сигнала в качестве гетеродинного преобразован-
ный просочившийся сигнал будет совпадать с просочившимся сигналом
в отсутствие частотной модуляции при сощр^О [см. формулу (4.15)].
114
Рис. 4.11. Образование разност-
ной частоты в системе с пило-
образной частотной 1 модуля-
цией.

Составляющие амплитудной модуляции
просочившегося сигнала — шумовые состав-
ляющие и составляющие модуляции за счет
вибраций и пульсаций питающих напряже-
ний генератора СВЧ, как указывалось вы-
ше, наиболее велики в области низких ча-
стот. Полезный же сигнал на частоте сор со-
ответствующим выбором может быть
отнесен достаточно далеко от этой обла-
сти.

Эффективность такого метода частотно-
го разделения просочившегося и отражен-
ного сигналов может быть проиллю-
стрирована следующим примером. На

частоте	кГц уровень амплитудных шумов генератора

в соответствии с рис. 6.2 (см. § 6.1) составляет Ро/Лпген= 135 дБ, а на
частоте	Т3/2л = 3 МГц величина Г)о//Г)шген= 160 дБ. Следовательно,,

при прочих равных условиях развязка без ухудшения чувствительно-
сти '.может быть уменьшена на 25 дБ.

Такова идеализированная картина, показывающая возможность раз-
деления отраженного и просочившегося сигналов по их мгновенным
частотам при линейной частотной модуляции излучаемых колебаний.

Практически модуляция по частоте не может быть линейной на бес-
конечном участке и всегда является периодической. При этом в каче-
стве частоты Т3 в преобразованном сигнале используется одна из
гармоник модулирующей частоты. Оптимальным законом частотной мо-
дуляции для ДИСС является гармонический, при котором выбором со-
ответствующей гармоники можно обеспечить необходимое подавление
просочившегося сигнала. Это в сочетании с простотой осуществления
обусловило применение в ДИСС только гармонической частотной мо-
дуляции.

Структурные схемы ДИСС с частотной модуляцией
излучаемых колебаний

Структурная схема ДИСС с частотной модуляцией излучаемых ко-
лебаний имеет по сравнению с другими наибольшее число модификаций.
Это объясняется тем, что режиму частотной модуляции свойственны
некоторые черты режима непрерывного излучения без ЧМ и вследствие
гораздо меньшей чувствительности к просочившемуся сигналу ряд осо-
бенностей, присущих импульсному режиму. Так, некоторые ДИСС сЧМ
имеют неподвижные антенны, раздельные для излучения и приема, но
с относительно малой по сравнению с режимом непрерывного излучения
развязкой. Характеристики таких антенн в остальном аналогичны ха-
рактеристикам антенн с непрерывным режимом излучения. Другие
ДИСС с частотной модуляцией имеют отдельные антенны для излуче-
ния и приема, но подвижные в горизонтальной плоскости со стабилиза-
цией по углу тангажа, как это присуще импульсным ДИСС с автоко-
герентным приемом (см. § 4.5). Третьи ДИСС с частотной модуляцией
имеют общую для излучения и приема неподвижную антенну, а для
разделения каналов излучения и приема в них используются или не-
взаимные ферритовые устройства, или свойство круговой поляризации
8*	115
СВЧ колебаний менять направление поляризации при отражении от
земной поверхности (см. § 5.4).

Рассмотрим две наиболее часто встречающиеся структурные схемы
ДИСС с частотной модуляцией с неподвижными и подвижными антен-
нами.

На рис. 4.12 показана типовая структурная схема самолетного
ДИСС с частотной модуляцией излучаемых колебаний и неподвижными
антеннами. Антенное устройство состоит из двух отдельных рядом рас-
положенных, например волноводно-щелевых, антенн с развязкой между
ними, равной примерно 40—50 дБ. Антенны формируют три луча, рас-
положенные, например, в виде X (см. рис. 2.8). Вход излучающей и вы-
ход приемной антенн с помощью двух высокочастотных коммутаторов
последовательно подключаются с частотой несколько герц к передатчи-
ку и ко входу приемника — балансному смесителю РЧГ.

В Вычислитель
координат и др.

Рис. 4.12. Структурная схема самолетного ДИСС при излучении непрерывных колеба-
ний с ЧМ и использовании неподвижных антенн.

Сигнал высокочастотного генератора передатчика (обычно клистро-
на или полупроводникового1 генератора) модулируется по частоте по си-
нусоидальному закону с частотой ом- Отраженный сигнал, принимаемый
в каждый момент времени по одному из лучей приемной антенны, по-
ступает на балансный высокочастотный смеситель РЧГ, гетеродинный
сигнал на который подается, как и в схеме с нулевой промежуточной
частотой, непосредственно от передатчика.

Преобразованный отраженный сигнал поступает далее на полосовой
усилитель УПЧ, средняя частота которого равна выбранной рабочей
гармонике жом частоты модуляции. После усиления сигнал подается на
синхронный детектор, в качестве опорного сигнала которого использует-
ся сигнал частотой формируемый специальной схемой из сигнала
модулятора. Следует отметить, что при таком построении ДИСС проис-
ходит «свертывание» шума на синхронном детекторе, что приводит к уве-
личению мощности шума в полосе пропускания допплеровского фильт-
ра (УНЧ) в два раза. Далее сигнал допплеровской частоты аналогично
ранее рассмотренным схемам ДИСС поступает на УНЧ и в измеритель
частоты (схему УПФ). Схема УПФ работает также в режиме коммута-
ции синхронно с коммутацией лучей антенны (см. гл. 7), измеряя доп-
плеровские частоты сигналов, принятых по отдельным лучам антенны,
и выдает непрерывно1 в вычислитель три частоты оДг (г=1, 2, 3). Сиг-
налы с выхода УПФ поступают на вычислитель путевой скорости и угла
сноса.	/
На структурной схеме рис. 4.12 показан также вобулятор, обеспечи-
вающий изменение частоты модуляции для того, чтобы исключить влия-
ние слепых высот (см. § 3.4).

На рис. 4.13 показана структурная схема самолетного ДИСС с ча-
стотной модуляцией при применении подвижной в горизонтальной пло-
скости антенной системы. Антенное устройство состоит из двух отдель-
ных антенн для излучения и приема. Антенны имеют изочастотные диа-
граммы направленности с отношением Д/Дт>1. Построение передат-
чика, приемника и схемы УПФ в данном случае аналогично описанному
выше.

В Вычислитель
координат и др.

Рис. 4.13. Структурная схема самолетного ДИСС при излучении непрерывных колеба-
ний с ЧМ и применении подвижной, отрабатываемой по углу сноса антенны.

Сигналы с выхода УПФ с допплеровскими частотами Fp& и /дз (см.
рис. 2.8) поступают на схему формирования разности частот. Сигнал,
соответствующий разности Рд2—/дз, после некоторых преобразований
поступает на двигатель, поворачивающий антенну в горизонтальной
плоскости до совпадения частот Рд2 и Рдз. В положении FR2=FR3 управ-
ляющий сигнал равен нулю и антенна останавливается. В этом поло-
жении продольная ось антенны в отсутствие крена и тангажа параллель-
на направлению линии пути. Угол поворота антенны относительно про-
дольной оси самолета равен углу сноса. Этот угол определяется по
индикатору. Сумма допплеровских частот	при ГД2=/7ДЗ определя-

ет величину путевой скорости (см. формулы (2.57), (2.77)]. Чтобы ис-
ключить влияние углов крена и тангажа антенное устройство стабили-
зируется по обоим углам или чаще всего только по углу тангажа, кото-
рый вносит наибольшую погрешность. Рассмотрим преобразование
сигналов в ДИСС с частотной модуляцией.

Преобразование просочившегося сигнала в приемнике

Излучаемый передающей антенной ДИСС сигнал при гармонической частотной
модуляции может быть записан в следующем виде *>:

Мив л (0 = U0A1 (/) COS [(0o/+ (ДС0/С0м) COS (Ом Л,

(4.25)

Фазовые шумы излучаемого сигнала ввиду их относительно малого влияния
{см. § 4.2) в дальнейшем не учитываются.
где Дю— девиация частоты; юм— частота модуляции; ЛД/)—функция, описывающая
паразитную амплитудную модуляцию излучаемого сигнала. Функция Ai(t) может быть
в общем случае представлена в виде

(оо	\

1 + 2 тп cos j f 1 + 2 mi C0S >	(4.26)

z?=l	/ \ I	2

где mn— индекс паразитной амплитудной модуляции излучаемого сигнала частотой
гсюм; mi, со; — индекс и частота паразитной амплитудной модуляции излучаемого
сигнала шумовым сигналом и низкочастотными составляющими от вибраций и пульса-
ций напряжений, питающих генератор СВЧ [см. формулы (4.11)].

Просочившийся в приемник сигнал передатчика un(t) и гетеродинный сигнал
ur(t) балансного СВЧ смесителя могут быть представлены следующим образом:

[&(£>	"I

“о (^ — ia) + 77—cos сом (t — /и) *	(4.27)

ш м	J

.	Г	Део	']

иг (/) = (t — /г) cos со0 (t — /г) + —— cos сом (t — tT) Ь (4.28)- •
L	J

где Pi — ослабление просочившегося сигнала относительно излучаемого (величина раз-
вязки); ta, tr — время запаздывания просочившегося и гетеродинного сигналов отно-
сительно излучаемого; Ur— амплитуда гетеродинного сигнала. Функции Д2Д) и Дз(О
в сигналах (4.27), (4.28) из-за дополнительной модуляции могут несколько отличаться
от 4i(/).

Преобразованный сигнал на выходе квадратичного балансного смесителя с по-
мощью формул (4.13) и (4.15) можно представить в виде:

wnp (0 —	<|-2-/7Г	А cos ^а>0

Л СО	tT — tyv	f	tг	\ l )

+ 2 —sin^------2—sin сом И ——2------)j/’	(4.29)-

где си — коэффициент подавления в балансном смесителе.

Требования к величине aj определяются уровнем составляющих амплитудной-
модуляции Д32(/—(4.26) вблизи рабочей гармоники частоты модуляции пюм и при
достаточно большом значении псом близки к требованиям для приемника с двойным
преобразованием частоты ДИСС с излучением непрерывных колебаний без ЧМ.

Представим преобразованный просочившийся сигнал в следующем виде:

где —период модуляции; /з = ^г+^п; /Пр = Д—ta; фпр = соо(Лг—tr).

Из выражения (4.30) следует, что амплитуда n-й гармоники просочившегося сиг-
нала пропорциональна функции Бесселя первого рода n-го порядка
/п[2(Дю/юм) sin (лЛгр/Т’м)]. Поскольку практически всегда выполняется условие /ПрС
то индекс модуляции Л4(/Пр) для просочившегося сигнала может быть представ-
лен в следующем виде:

Асо	/„п

Л4 (/пр) —2——sin те	=5= Асо/пР,	(4.31)

WM	•< м
причем Л4(/Пр)<С1. Воспользовавшись асимптотическим представлением функции Бес-
селя при малом аргументе

/п(Л4) = (Аю/пр)п/2^!,	(4,32)

оценим ослабление гармоник просочившегося преобразованного сигнала.

Если принять, например, Af=2,4 МГц, Гм = 1 МГц, /Пр=3-10-9 с, то из формул
(4.30) и (4.32) следует, что

/0(М)^1, Л(Л1) =2,3-10-2, /2(М) =2,5-10-4, /3(М) = 1,9-10-®, /4(М)=10-8.

‘Отсюда видно, что амплитуды гармоник просочившегося сигнала уменьшаются с уве-
личением номера гармоники (примерно на два порядка при переходе от п к n-j-1 rap
монике).

Рис. 4.14. Преобразование просочившегося сигнала передатчика в приемнике при рабо-
те в режиме непрерывного излучения с ЧМ;

а _ непрерывный немодулированный сигнал передатчика с амплитудными шумами: б — излучае-
мый частотно-модулированный сигнал с амплитудными шумами (он же — просочившийся); а— пре-
образованный просочившийся сигнал передатчика на выходе СВЧ смесителя и в канале УПЧ.

Составляющая /о(М) при этом не ослабляется и равна единице, как и в отсут-
ствие частотной модуляции. Представим слагаемое сигнала ипр(£) в формуле (4.30),
соответствующее /0(М)«1, при Д2(0 =4з(0 =4i(£), /п = ^=0 в следующем виде:

М0 (0 - Р iUqUi

1 + 2 тп cos псом£ А И + 2 mi cos сог-1
п	J \ i

(4.33)
Сопоставляя выражения (4.33) при mn = 0 и (4.15) для преобразованного сигнала
в отсутствие ЧМ при сопр = 0, ф](/)=ф2(/—>t3) и ф1 = ф2 = 0, видим, что они совпадают.
Это значит, что амплитудные шумы сигнала, вносимые членом проходят практи-
чески без ослабления, как и в случае смодулированного непрерывного сигнала. Одна-
ко в ДИСС с ЧМ допплеровская информация выделяется из составляющей п(ом±й)д.
которая выбирается таким образом, чтобы эти шумы минимально влияли на чувстви-
тельность приемника.

Составляющие паразитной амплитудной модуляции ац, вносимые первой гармо-
никой /ДМ) в диапазон рабочих частот жом±сод, намного меньше, поскольку /1(М)<
</0(М). В рассматриваемом случае отношение	равно —34 дБ.

Аналогичное рассмотрение можно провести и для остальных гармоник. Напри-
мер, в области третьей гармоники, при указанных выше параметрах, подавление пара-
зитной амплитудной модуляции составляет —114,5 дБ. Влиянием последующих гармо-
ник можно, очевидно, пренебречь. Таким образом, вследствие использования ЧМ и ра-
боты на п-й гармонике частоты модуляции влияние амплитудных шумов существенно»
ослабляется.

На рис. 4.14 показано преобразование спектра просочившегося сигнала вместе
с амплитудными шумами в приемном тракте ДИСС.

Рассмотрим теперь выражение (4.33) при амплитудной модуляции излучаемого»
и просочившегося сигналов частотой модуляции и ее гармониками. Примем, что мо-
дуляция происходит только частотой рабочей гармоники, т. е. тп^=0, а остальные-
Шк = 0. Представим u0(t) в следующем виде:

и0 (О = Н + 2 V mt cos atit 2mn V mL [cos (ncoM Д- <oz) t -|- cos (/гсом — coj t\ I

\ l	l	I'

(4.34

Из последнего выражения видно, что все составляющие паразитной амплитудной
модуляции частотой а>г переносятся на частоты n(oM±coj, которые расположены в об-
ласти рабочих частот (псом±(Од) принимаемого сигнала. Влияние этих сигналов на
чувствительность приемника подобно влиянию просочившегося сигнала при непрерыв-
ном излучении и уменьшенной в тп2 раз мощности (см. пунктирную кривую на
рис. 4.14,в). Чтобы ослабить влияние амплитудной модуляции частотой П(ом в ДИСС
с частотной модуляцией, должны быть приняты специальные меры для уменьшения
величины тп (см. гл. 6). Значение тп определяется типом используемого генератора
и номером рабочей гармоники.

Таким образом, влияние просочившегося сигнала в ДИСС с ЧМ определяется
в основном амплитудной паразитной модуляцией нулевой гармоники /о(М) и пара-
зитной модуляцией сигнала рабочей гармоникой п(ом, составляющие которых располо-
жены вблизи рабочей гармоники частоты модуляции. При работе же в режиме не-
прерывного излучения без ЧМ влияние просочившегося! сигнала определяется уровнем
составляющих амплитудной модуляции вблизи несущей частоты. В этом основное-
отличие режима ЧМ от режима непрерывного излучения без ЧМ. Это отличие позво-
ляет существенно снизить требования к величине развязки приемного канала от пере-
датчика и практически исключить влияние обычно низкочастотных вибраций и ампли-
тудной модуляции от пульсаций питающих напряжений генератора СВЧ.

Преобразование отраженного сигнала в приемнике

Спектр отраженного сигнала при частотной модуляции излучаемого сигнала не-
гармоническому закону определен в § 3.4, где рассмотрена зависимость характеристик
такого спектра (средней частоты, мощности) от параметров модуляции, характеристик
антенны и высоты полета. При этом в результат расчета [см. формулу (3.118)] введен
120
сомножитель sin2(nnT,3/T'M), который учитывает фазовые соотношения между состав-
ляющими с частотами ((Оо+^(ом) и (соо—лсом).

Рассмотрим преобразование сигнала от отдельного отражателя в структурной
схеме рис. 4.12. Воспользуемся с этой целью результатами расчета преобразованного
просочившегося сигнала, приведенного в предыдущем пункте [выражение (4.30)]. Учи-
тывая, что отраженный сигнал отличается от излучаемого только допплеровским сдви-
гом по частоте всех составляющих *\ получаем

^отр (0 — И0Тр(7гДj (/	73) Д3 (t 4) /h

2-и - 1

)] ’ («5)

Део Т3

2 —— sin л — cos (сод/ 4~ ?о) 4"

1	м J

Г	/ Дю	Т3 \	/	^3 )

4-2 > \ Цп 2	- sin л cos (соД -ф и0) cos 2п [	— л —

I	\	1 М /	\	7 м /

п=1

Део Т3 \	/	Т?

2	— sin л - j.— sin (еод/ 4- ?о) sin (2л — 1) еом£ — я ~т—

* м J	у	* м

где 7"3 — время запаздывания отраженного сигнала относительно излучаемого для
некоторого отражателя в облучаемом участке местности; еод — допплеровский сдвиг
несущей частоты излучаемого сигнала; фо = —(ОоГ3. Поскольку Т3 всегда намного боль-
ше tr, в выражении (4.35) можно пренебречь величиной tr. В § 4.2 было показано,
что влиянием паразитной амплитудной модуляции на спектр отраженного сигнала
можно также пренебречь ввиду ее малости. Поэтому представим n-ю гармонику отра-
женного сигнала в канале УПЧ в следующем виде:

«п (0 = ^0ТрУг4 ( 2 —- sin Л	) < cos (ЛСОМ 4- СОд) t 4-	— лл —

\	1 м ) I L	1 м J

Г	Л 11

— COS (лСОм — СОд) t —	— ЛЛ	'	(4.36)

L		7м j j

В качестве опорного сигнала синхронного детектора, как видно, из функциональных
схем на рис. 4.12 и 4.13, используется сигнал n-й гармоники частоты модуляции:

Лоп(4 — соз(п(0м/4-фоп),	(4.37)

где фон — фаза опорного сигнала.

Допплеровский сигнал на выходе синхронного детектора может быть записан
в следующем виде “>

«с (0-^0ТрПг4

Део
-----sin т.

(4.38)

Из этого выражения следует, что амплитуда преобразованного полезного сигнала
допплеровской частоты зависит от величины Т3/Т№ и фоп. На рис. 4.Т5 для примера
приведена качественная картина преобразования отраженного сигнала при Дсо/сом = 2,4
и п = 3.

Необходимо отметить, что амплитуда £/г£/ОтР [без учета сомножителя
sin (плТз/Тм+фоп)] преобразованного сигнала n-й гармоники в два раза больше, чем
амплитуда аналогичным образом преобразованного сигнала при излучении непрерыв-
ных пемодулированных колебаний. Это объясняется тем, что при преобразовании

;;' Допплеровский сдвиг модулирующей частоты не будем учитывать из-за его ма-
лости.

Для четных гармоник в этой формуле синус заменяется на косинус.
когерентно складываются две симметричные составляющие с частотами ((0о+^им) и
(соо—«сом). Поэтому мощность Рс отраженного сигнала без учета остальных постоян-
ных коэффициентов можно записать в следующем виде:

(4.39>

^м+



Рис. 4.15. Преобразование отраженного сигнала в приемнике при работе в режиме не-
прерывного излучения с ЧМ:

а — спектр излучаемого сигнала; б — спектр сигнала на входе приемника; в — спектр преобразован-
ного сигнала на выходе СВЧ смесителя и в канале УПЧ; г — спектр сигнала на выходе синхрон-
ного детектора и в канале УНЧ.

Отметим, что при квадратурной обработке сигналов на выходе УПЧ в схемах
рис. 4.12, 4.13 можно исключить одну из составляющих сигнала (4.36) и, следовательно,,
сомножитель 4эт2(ппТз/Тм4-<роп) в выражении (4.39), а также соответствующие ему
слепые высоты, что является важным при работе на малых высотах.

Выбор основных параметров ДИСС с частотной модуляцией

Выбор параметров модуляции: частоты, девиации и номера рабочей
гармоники — должен, с одной стороны, исключить насколько возможно
влияние просочившегося сигнала на чувствительность приемника
122
с другой стороны, свести к минимуму потери отраженного сигнала из-за
использования только одной гармоники.

Из формулы (4.36) следует, что частота модуляции должна не ме-
нее чем в два раза превышать максимальную допплеровскую частоту,
так как в противном случае в полосу УПЧ может проходить сигнал от
соседних гармоник. Частоту модуляции целесообразно также выбирать
максимально возможной, чтобы уменьшить влияние амплитудных шу-
мов просочившегося сигнала. Кроме того, с увеличением шм уменьшает-
ся ширина слепых зон (см. § 3.4) и, следовательно, с увеличением вы-

Рис. 4.16. Зависимость J2n [2 (Д 1О^сам) sin (лТз/Тм)] от Т3/Тк для различ-
ных п при оптимальных индексах частотной модуляции.

соты 'быстрее прекращается их влияние на спектральные характеристи-
ки полезного сигнала. Частота модуляции ограничивается допустимой
величиной девиации частоты для неискаженной передачи закона моду-
ляции и заданным подавлением просочившегося сигнала [см. формулу
(4.32)]. С учетом этих факторов, а также других схемотехнических осо-
бенностей приемопередающего устройства частота модуляции в различ-
ных самолетных ДИСС выбирается в диапазоне 0,2—1 МГц.

Выбор номера рабочей гармоники определяется в основном допу-
стимой девиацией частоты и потерями сигнала из-за использования
одной гармоники, а также уровнем составляющих амплитудной модуля-
ции с частотой в генераторе конкретного типа.

В табл. 4.2 приведены величины аргументов МОпт—2Дш/(ом, при
которых значения функций Бесселя разных порядков максимальны,

Таблица 4.2

Параметры ЧМ сигнала при оптимальных индексах модуляции

Параметр	Номер гармоники					
	1	2	3 v	4	5	6
М>пг	1,84	3,05	4,2	5,32	6,42	7,5
Д(440пт)	0,582	0,486	0,434	0,4	0,374	0,354
•Д(44ОПТ)	—4,7	—6,25	—7,25	—8	—8,5	—9,0
						
значения самих функций Бесселя и потери мощности сигнала п-й гар-
моники по отношению к полной мощности сигнала Р2. Из таблицы
видно, что с увеличением номера гармоники возрастает величина Л40ПТ
и, следовательно, требуемая девиация частоты. Наряду с этим из табли-
цы видно, что при увеличении номера гармоники возрастают потери,
в связи с чем желательно использовать не слишком высокие гармоники.
В настоящее время в различных самолетных ДИСС используются гар-
моники ст третьей до шестой. На рис. 4.16 приведены зависимости

[2 (Дш/ш J sin (яТ3/Тм)] от отношения Т3/Т при оптимальных значени-
ях 2Асо/сом для /г=1~6. На этом же рисунке приведена для примера
зависимость /о2 при оптимальном для п=1 значении 2Аш/(оЛ1= 1,84.
Практически величина А(о/шм выбирается несколько большей, чем
в табл. 4.2, для уменьшения влияния слепых зон. При выборе величи-
ны Л(о/(ом необходимо учитывать также наглядность вида спектра для
удобства установки индекса модуляции при настройке передатчика
ДИСС. Так, для п = 3 величина А(о/шм выбирается равной 2,4, поскольку
при таком индексе модуляции в излучаемом сигнале отсутствует со-
ставляющая /0 на частоте шо *).

Влияние частотной модуляции на характеристики
спектра допплеровских частот

Как показано в § 3.4, частотная модуляция приводит к зависимости
мощности и средней допплеровской частоты отраженного сигнала на
п-й гармонике частоты модуляции от высоты полета. На рис. 3.26—3.29
показаны зависимости изменения мощности и погрешностей измерения
продольной	и поперечной (бГдг) составляющих скорости, а так-

же угла сноса от высоты полета при FM=1 МГц, Асо/сом —2,4, Во=65°
Из этих рисунков видно, что величина отраженной мощности и значение
средней допплеровской частоты сильно изменяются в районе слепых вы-
сот, и в ДИСС с ЧМ может существенно ухудшиться точность измере-
ния скорости, особенно при работе на малых высотах.

Для того чтобы исключить влияние частотной модуляции в ДИСС
с ЧМ производят периодическое изменение частоты модуляции ом. Это
изменение подбирается таким, чтобы в среднем за период изменения шм
мощность и средняя допплеровская частота спектра отраженного сигна-
ла на п-й гармонике благодаря усреднению данных не зависели бы от
высоты полета. В некоторых ДИСС это делают путем периодического-
переключения нескольких частот модуляции с несовпадающими слепыми
зонами. Однако такой способ не позволяет в достаточной степени сни-
зить влияние слепых зон. Гораздо лучшие результаты обеспечиваются
при периодическом непрерывном изменении частоты модуляции. Это.
изменение (вобуляция) выбирается равным нескольким десяткам про-
центов от номинала частоты модуляции. Закон изменения частоты мо-
жет быть различным: синусоидальным, шумовым и т. д.

Оптимальным законом вобуляции является симметричное пилооб-
разное изменение частоты модуляции, при котором все частоты модуля-

Следует отметить, что в данном случае оптимальным для уменьшения влияния
слепых высот является индекс модуляции, равный 2,7, при котором максимумы функции.
(4.39) одинаковы.

124
ции равновероятны в диапазоне изменения периода модуляции и плот-
ность вероятности различных значений Гм в зоне вобуляции Тмин И- Гмакс
равна 1/(7макс Гмин).

Период вобуляции при построении схемы ДИСС с коммутацией
лучей (см. рис. 4.12, 4.13) выбирается равным времени работы каждого
луча. Благодаря этому обеспечивается лучшее усреднение данных и
исключается влияние сдвига частоты отраженного преобразованного сиг-
нала из-за запаздывания (частота kw Т3 на рис. 4.11). При симметрич-
ной пилообразной вобуляции запаздывание приводит только к незна-
чительному расширению спектра.

Рис. 4.17. Зависимость смещения 8Fax от высоты Н при различной глубине вобуляции:
------±10%;---------±30%.

На рис. 3.27 были приведены расчетные данные ослабления уровня
мощности допплеровского сигнала dB(H) при глубине вобуляции ±20%
(0,8—1,2 МГц). Из сопоставления dB(H) и d0(H) видна эффективность,
данного метода

На рис. 3.28, 3.29 показаны также смещения bFnX, $FnZ, А[3 относи-
тельно частот FnX, FnZ {см. формулы (3.49)] и угла сноса р в отсутствие'
ЧМ для тех же параметров ДИСС при глубине вобуляции ±20%. Из
рисунков видно, что введение вобуляции уменьшает смещения более
чем в 10 раз. Рис. 4.17 иллюстрирует зависимость ЬРяХ от глубины вобу-
ляции. Практически же величина погрешности всегда меньше расчет-
ной благодаря неровности рельефа, перемещению ЛА в полете по вы-
соте и т. п. Влияние этих факторов может быть оценено исходя из экви-
валентности относительного изменения высоты АЯ/Я и периода модуля-
ции АТМ/ГМ. Например, при полете на высоте Я=135 м влияние неров-
ностей рельефа АЯ=±27 м будет эквивалентно глубине вобуляции
±20%.

Следует отметить, что при вобуляции необходимо выбирать посто-
янную времени АРУ и схемы измерения допплеровской частоты, боль-
шую, чем период вобуляции, чтобы обеспечить эффективное усреднение^
данных Уд за период вобуляции.

Следует отметить, что на рис. 3.27 не учтено сложение амплитуд составляющих,
с частотами (пюм—®д) н (±ом + сод), приводящее к увеличению мощности Рс [см. фор-
мулу (4.39)].
В заключение отметим, что требования к стабильности несущей ча-
стоты в ДИСС с ЧМ. аналогичны приведенным ранее для режима не-
прерывного излучения. Описание и основные характеристики самолет-
ного ДИСС с ЧМ приведены в § 11.3.

Особенности использования режима ЧМ
в вертолетных ДИСС

Для сохранения знака шд в схемах на рис. 4.12, 4.13 в РЧГ необ-
ходимо применение квадратурного смесителя и двух каналов, включаю-
щих УПЧ, синхронный детектор и УНЧ. Дальнейшая схема обработки
аналогична схеме на рис. 4.8. Сигналы в УНЧ 1 и УНЧ 2 описываются
выражением (4.38), причем в одном канале фаза сигнала равна фо,
а в другом фо + л/2 или фо—л/2 в зависимости от знака ®д, а их мощ-
ность определяется выражением (4.39). Возможно также применение
схемы, в которой в качестве гетеродинного сигнала балансного СВЧ
смесителя используется сигнал передатчика, сдвинутый по частоте на
о)пр. Отраженный преобразованный сигнал на выходе смесителя в этом
случае будет равен [см. формулу (4.35)]

(t) = UonUTA (t - Т3) (/ - /г) J 4 ( 2 4^ sin я 2k) X

I	у	1 м J

ОО

X cos [(соцр 4- (Од) t + %] + J] Jn (2 sin 77 COS |\<0цр 4- ZZ(OM 4- (ОДУ4-
И = 1

4-	?0 — 11	cos [(а. — П(оы. 4" °ч) 4- ?о 4" 717= j j • (4-40)

Из выражений (4.30) и (4.40) при ®д=0, T3=t3 видно, что все сде-
ланные ранее выводы о подавлении в гармониках составляющих ампли-
тудной модуляции просочившегося сигнала сохраняют свою силу. Далее
из сигнала (4.40) отфильтровывается одна из составляющих ucn(f):

^сп (0 •Лг —— sin 77 A COS Г (®цр | -	4“ ^д) 4~ V 1 ’ (4-41)

\	/ м у L	1 м J

несущая допплеровскую информацию, с частотой \®цр + п®м). Подав
этот сигнал на квадратурный смеситель, в качестве опорного сигнала
которого используется сигнал с частотой (о)пр + п(ом), как это показано
в § 4.1, можно получить аналог допплеровской частоты <од с учетом зна-
ка. Дальнейшие преобразования этого сигнала аналогичны рассмотрен-
ным в § 4.1 для режима непрерывного излучения. Зависимость пара-
метров от высоты определяется в отличие от ранее рассмотренного
случая [см. формулу (4.39)] функцией /те2[А(о/(о)sin(n(Т3/Тм)].

Для вертолетных ДИСС с ЧМ особенно остро стоит вопрос о влия-
нии слепых зон, поскольку вертолеты в основном работают на малых
высотах. Поэтому в таких ДИСС целесообразно использовать низкую
частоту модуляции, для которой первый провал лежит выше максималь-
ной рабочей высоты, и принять п=\. Например, при Во=65° и
//макс = 3000 м можно выбрать частоту модуляции равной 25 кГц, для
которой первый нуль функции Jn [2 (Асо/от) sin (лГ3/Гм)] соответствует
высоте 5400 м. Так как диапазон допплеровских частот для вертолета
126
относительно невелик, например (0—5 кГц), то модулирующая частота
в пять раз больше ГдмаКс- При выборе частоты первой гармоники в ка-
честве рабочей на малых высотах, где 2 (Лсо/со) sin (лГ3/Гм) <С 1, уровень
отраженного сигнала (4.41) при прочих равных условиях не зависит от
высоты полета [см. формулу (3.115)]. При такой низкой частоте мо-
дуляции не удается обеспечить работу с одной антенной, так как ампли-
тудные шумы в этой области еще велики. Однако диапазон рабочих
частот оказывается практически полностью свободным от низкочастот-
ных составляющих амплитудной модуляции просочившегося сигнала,
обусловленных вибрациями и пульсациями питающих напряжений, что
очень важно для вертолетных ДИСС.

4.4.	НЕПРЕРЫВНО-ИМПУЛЬСНЫЕ ДИСС С КОГЕРЕНТНЫМ ПРИЕМОМ

Режим непрерывно-импульсных колебаний по своим характеристи-
кам занимает промежуточное положение между непрерывным и им-
пульсным режимами *). Основной особенностью этого режима является
малая скважность импульсов, обычно равная двум, при относительно
большой их длительности. Использование этого режима позволяет со-
хранить основные преимущества обоих режимов: эффективное исполь-
зование мощности (почти такое же, как в непрерывном режиме) и воз-
можность работать на одну антенну, как в импульсном режиме.

Допплеровские измерители, работающие в непрерывно-импульсном
режиме при когерентном приеме, могут обеспечить измерение вектора
скорости как самолетов, так и вертолетов.

Структурная схема ДИСС с непрерывно-импульсным
излучением и когерентным приемом

На рис. 4.18 приведена структурная схема непрерывно-импульсного-
когерентного измерителя вектора скорости самолета с двойным преоб-
разованием частоты в приемнике. Передающее устройство измерителя
включает в себя высокочастотный непрерывно работающий задающий'

Рис. 4.18. Структурная схема самолетного ДИСС, работающего в непрерывно-импульс-
ном когерентном режиме.

*) Иногда этот режим называют квазинепрерывным.
генератор с частотой соо и СВЧ усилитель. Выходной сигнал u3V
(рис. 4.19) сравнительно маломощного стабильного по частоте задаю-
щего генератора, например отражательного клистрона, подается на вход
СВЧ усилителя. В качестве СВЧ усилителя применяются одно- или
многокаскадные клистронные усилители (см. гл. 6). На анод или специ-
альную управляющую сетку усилительного клистрона подаются манипу-
лирующие импульсы от модулятора, которые периодически со скважно-
стью, равной двум, закрывают и открывают усилитель. Усиленные до
требуемого уровня импульсные сигналы с выхода усилительного кли-
строна поступают на делитель мощности, который делит сигнал на
три равные части, по числу лучей антенны

Рис. 4.19. Форма сигналов в непрерывно-импульсном когерентном
ДИСС.

Неподвижное антенное устройство излучает высокочастотные им-
пульсы йизл одновременно по трем лучам. Отраженные от земной по-
верхности сигналы принимаются по тем же лучам антенны и поступают
на вход приемного устройства [на рис. 4.18 показан один канал].

Приемное устройство открывается только в период между излучае-
мыми импульсами, т. е. режим является импульсным с тем отличием,
что задающий СВЧ генератор работает непрерывно. Принятые по каж-
дому лучу отраженные сигналы иотр (рис. 4.19) поступают на отдельные
балансные смесители РЧГ. Гетеродинирующие сигналы смесителей с ча-
стотой icoo+conp формируются из сигнала задающего генератора. В каче-
стве устройства формирования гетеродинирующего сигнала может быть
использован балансный модулятор с фильтром одной боковой. Модули-
рующий сигнал частоты coup поступает от генератора опорной частоты
(ГОЧ). Во избежание выгорания кристаллов во входных балансных
смесителях приемника при излучении импульсов перед ними включен

*' Может быть также использована схема с последовательной работой лучей, как
это описано в предыдущем параграфе.
циркулятор, обеспечивающий развязку входа приемника от сигнала пе-
редатчика, равную примерно 30 дБ.

С выхода УПЧ отраженные сигналы поступают на синхронный де-
тектор, в качестве опорного сигнала которого используется сигнал ча-
стоты сопр от генератора опорной частоты. При таком преобразовании
исключается также просочившийся сигнал передатчика, уровень кото-
рого в данном случае хотя и не так велик, как в ДИСС с непрерывным
излучением, но может быть сравним с уровнем полезного сигнала. На-
личие просочившегося сигнала несмотря на разделение времени излу-

Рис. 4.20. Преобразование сигнала в приемнике ДИСС при работе в непрерывно-
импульсном когерентном режиме при QH = 2:

а—спектр импульсного излучаемого сигнала; б — спектр отраженного сигнала на входе приемника;
в — спектр отраженного сигнала на выходе синхронного детектора и в полосе пропускания доппле-
ровского «фильтра Д(йф УНЧ.

чения и приема объясняется тем, что задающий генератор работает не-
прерывно. Вследствие неидеальной электрогерметичности, конечной ве-
личины затухания усилителя СВЧ в закрытом состоянии и существова-
ния паразитной связи по гетеродинному каналу какая-то часть сигнала
задающего генератора попадает на вход приемника. С выхода синхрон-
ного детектора преобразованный импульсный сигнал с частотой запол-
нения, равной допплеровской частоте, поступает на фильтр допплеров-
ских частот (полосовой УНЧ), который отфильтровывает составляющие
импульсного сигнала и пропускает только составляющую спектра ча-
стотой сод. Сигналы допплеровских частот по трем каналам подаются
каждый на отдельную схему измерения допплеровской частоты. На
рис. 4.20 показаны спектры сигналов в непрерывно-импульсном коге-
рентном ДИСС.

Схема вертолетного ДИСС до выхода УПЧ совпадает со схемой са-
молетного ДИСС, показанной на рис. 4.18. С выхода УПЧ в вертолетном
ДИСС сигналы поступают на квадратурный смеситель. Далее схема
такого ДИСС совпадает с ранее описанной схемой для режима непре-
рывного излучения (см. рис. 4.8).
Преобразование сигналов в непрерывно-импульсном
когерентном ДИСС

Для непрерывно-импульсного режима практически на всех высотах длительность
импульса больше протяженности отраженного сигнала из-за конечной ширины луча
антенны (ти>Ес) и характеристики допплеровского спектра в пределах импульса
являются неизменными. Спектр отраженного импульсного сигнала при ти>Ес описы-
вается выражением (3.158) ,и его преобразование показано на рис. 4.20. При преобра-
зовании на промежуточную частоту (оПр^>1/ти спектр будет сохранять свою форму,
если величина Т3 поддерживается равной ти. Если часть отраженного импульса прихо-
дит в момент излучения, когда приемник закрыт, то длительность импульса тд стано-
вится меньше, чем ти (см. рис. 4.19) и спектр соответственно расширяется.

Спектр на выходе синхронного детектора свертывается, его вид показан на
рис. 4.20,в. Форма спектральных составляющих, определяемая огибающей допплеров-
ского спектра, остается при этом неизменной и совпадает с формой спектра при не-
прерывном излучении колебаний. Далее в соответствии со схемой на рис. 4.18 сигнал
поступает на полосовой УНЧ, пропускающий частоты в диапазоне Ед мин—Ед макс-
Для однозначности измерения должно выполняться неравенство

Ед макс^Ец^,

(4.42)

где Еп—частота повторения импульсов. С учетом ширины допплеровского спектра
последнее выражение можно записать в виде

(Ед макс +ЛЕд макс)<Еп/2.

При выполнении условия (4.42) низкочастотный сигнал допплеровской частоты на вы-
ходе фильтра однозначно определяет величину проекции вектора скорости на на-
правление луча.

Мощность Ед полезного сигнала частоты сод, пересчитанная по входу приемника,,
связана с принимаемой мощностью в импульсе Еи следующим соотношением:

Ед= (тд/Гп)2Еи.

(4.43>

где Тп — период повторения импульсов.

Поскольку приемник в момент излучения закрыт, шум в фильтр поступает в те-
чение времени ти и имеет импульсный характер со скважностью, равной двум. Средняя
мощность шума на выходе допплеровского фильтра, очевидно, обратно пропорцио-
нальна скважности (Дсоупч СОд макс).

Величина отношения сигнал/шум (2Д) на выходе допплеровского фильтра с поло-
сой Д/ф для антенны карандашного типа при работе приемопередатчика на один анте1-
ный луч равна

^гФ° (Во) sin Во / тд У
= 2-64л3//2///эфф-4-10_21д^ф V У

(4.44>.

где ШЭфф — шум-фактор приемника с учетом влияния всех факторов. В данном вы-
ражении учтено свертывание шума при синхронном детектировании.

Из выражения (4.44) следует, что при тд=ти величина на 3 дБ меньше, чем;
для режима непрерывного излучения при тд = Еп и Еи = Еср.

Влияние слепых зон и работа на малых высотах

В связи с импульсным характером излучения и запиранием прием-
ника на время излучения ДИСС оказывается неработоспособным на
высотах, на которых время Т3 распространения сигнала до Земли и
130
обратно кратно периоду повторения Тп. Такие высоты называются сле-
пыми высотами. Чтобы исключить влияние слепых высот, можно ввести
вобуляцию частоты повторения при сохранении первоначальной скваж-
ности импульсов или изменять частоту повторения и длительность им-
пульсов в соответствии с текущей высотой таким образом, чтобы отра-
женный импульс приходил во время отсутствия излучения. В последнем
случае необходимо выполнение условия

Т3 = 2Н/с sin Во=п7п+тц,	(4.45)

где /2 = 0, 1,2, ... (обычно (п<;1).

Изменение частоты повторения и длительности импульсов может
производиться или непрерывно, или дискретно, например, на высотах,
на которых величина тд становится равной половине длительности им-
пульса Тц.

Следует отметить, что на очень малых высотах для сохранения
условия (4.45) (ц = 0) необходимо существенно уменьшать длитель-
ность импульса, одновременно увеличивая частоту повторения, что
является практически невозможным, если необходимо обеспечить рабо-
тоспособность ДИСС до нулевой высоты. В этом случае работа ведется
по срезу отраженного сигнала, пока тд больше времени парализации
приемника и обеспечивается достаточное отношение сигнал/шум. Сле-
дует отметить, что на малых высотах благодаря увеличению уровня от-
раженного сигнала приемник может не запираться и ДИСС работает
как при непрерывном режиме излучения. Например, если максимальная
рабочая высота ДИСС равна 15 000 м, то увеличение уровня сигнала на
высоте 30 м составляет 54 дБ. Если требуемая величина развязки
между передатчиком и приемником при работе в непрерывном режиме
при той же излучаемой мощности равна 80 дБ, а циркулятор в приемо-
передаюшем тракте непрерывно-импульсного ДИСС обеспечивает раз-
вдзку 30 дБ, то на высоте 30 м уровень сигнала превышает уровень шу-
ма на 4 дБ. При дальнейшем уменьшении высоты это превышение воз-
растает. Примером измерителя с непрерывно-импульсным режимом
излучения является ДИСС типа AN/APN-131 [4.6, 4.7]. Допплеров-
ская аппаратура AN/APN-131 разработана фирмой Laboratory for Elec-
tronics (США), являющейся единственной за рубежом фирмой, приме-
нившей в ДИСС непрерывно-импульсный когерентный режим. Аппара-
тура устанавливается на самолетах и измеряет также вертикальную
скорость самолета. ДИСС построен в основном по схеме рис. 4.18.

В комплектацию аппаратуры AN/APN-131 входит импульсный вы-
числитель и индикатор географических координат ЛА, выдающий также
расстояние до места назначения и угол доворота в направление полета
на цель. В навигационном вычислителе производится также коррекция
данных от влияния крена и тангажа.

4.5.	ИМПУЛЬСНЫЕ АВТОКОГЕРЕНТНЫЕ ДИСС

Как уже отмечалось ранее, импульсные измерители были первыми
допплеровскими навигационными станциями, нашедшими вначале ши-
рокое применение на самолетах. Однако из-за низкого уровня развития
техники того времени и неоптимальности параметров они имели отно-
сительно большие габариты и вес. Развитие когерентной СВЧ техники
привело в дальнейшем к вытеснению импульсных измерителей более
универсальными измерителями, работающими в непрерывном режиме
9*	131
и его модификациях. Однако в последнее время оптимально построен-
ные импульсные самолетные измерители оказались в некоторых случа-
ях достаточно конкурентноспособными с другими типами самолетных
ДИСС.

Типовая структурная схема импульсного автокогерентного измери-
теля путевой скорости и угла сноса самолета приведена на рис. 4.2L
Передающее устройство ДИСС генерирует последовательность высоко-
частотных прямоугольных импульсов с частотой заполнения соо, длитель-
ностью ти и частотой повторения Fn. Высокочастотный сигнал передат-
чика через переключатель прием — передача поступает на СВЧ комму-

Рис. 4.21. Структурная схема самолетного ДИСС, работающего в импульс-
ном автокогерентном режиме.

татор, который последовательно с частотой коммутации FK, обычно рав-
ной нескольким герцам, подключает к передатчику пары лучей антен-
ного устройства. Лучи антенны в автокогерентных ДИСС обычно имеют
изочастотную форму (см. рис. 3.9). Пары одновременно работающих
лучей подбираются таким образом, чтобы обеспечивалось оптимальное
выделение информации о путевой скорости и угле сноса самолета. Для
обычно используемого Х-расположения лучей (см. рис. 2.14) выбирают-
ся пары лучей 1, 3 и 2, 4.

Во время излучения приемное устройство закрыто бланкирующим
импульсом от модулятора передатчика. Отраженные от земной поверх-
ности импульсные сигналы последовательно по лучам той же антенны
1, 3 и 2, 4 в период между импульсами излучения поступают на высоко-
частотный смеситель (РЧГ). Одновременно на смеситель от высокоча-
стотного гетеродина, частота которого поддерживается схемой АПЧ,
равной соо + сопр, поступает гетеродинирующий сигнал. Преобразованные
на промежуточную частоту одновременно приходящие сигналы от лучей
1, 3 и в следующий такт коммутации сигналы от лучей 2, 4 усиливаются
в УПЧ и поступают на детектор.

Спектр взаимодействия двух импульсных сигналов 1, 3 или 2, 4 на
выходе детектора включает в себя спектр разностных частот (спектр
огибающей) со средней частотой, равной разности средних допплеров-
ских частот исходных спектров Fi = FAi—FA3 или /?2=АД4—F^ [см. фор-
мулу (2.74)]. Этот спектр разностных частот и используется дальше
132
для определения Wr, р. Такой метод выделения допплеровской инфор-
мации в виде разностной частоты двух одновременно приходящих от-
раженных сигналов (без опорного сигнала несущей частоты) получил,
как указано ранее, название автокогерентного приема или приема
с внешней когерентностью. Иногда такой метод приема называют так-
же некогерентным в отличие от когерентного метода, когда допплеров-
ская частота выделяется смешением отраженного сигнала частотой
(соо + (Од) 'С опорным сигналом частотой а>0. Для обеспечения одновре-
менного прихода в приемник отраженных импульсов антенна стабили-
зируется по углу тангажа и крена, либо только по углу тангажа.

Спектр детектированных сигналов поступает на полосовой УНЧ,
который отфильтровывает все составляющие преобразованного импульс-
ного сигнала, кроме спектра огибающей со средней частотой Л =
= РД1—£д3 или £2 = ^4—Далее отфильтрованный сигнал частотой
F\ или F2 поступает на коммутируемую (в такт с коммутацией пар ан-
тенных лучей) схему измерения частоты. Выходной сигнал схемы изме-
рения частоты представляет собой аналог средней частоты Л. В сле-
дующий период коммутации схема измерения частоты выдает сигнал
пропорциональный Fg.

Сигнал, пропорциональный разности частот Fi—F2, поступает на
схему формирования и далее на схему управления движением антенны
в горизонтальной плоскости. Схема управления при неравенстве частот
Fi и F2 поворачивает антенну в горизонтальной плоскости до тех пор,
пока эти частоты не будут одинаковы. В этом положении продольная
ось антенны будет направлена по линии пути. Угол поворота антенны
относительно продольной оси самолета равен углу сноса (2.76). Сумма
частот Fi-\-F2, как это видно из выражения (2.77), при 6 = 3 пропорцио-
нальна путевой скорости.	>

Преобразование сигналов в приемном тракте

В § 3.5 показано, что допплеровский спектр импульсного отраженного сигнала и
его характеристики в зависимости от отношения ти/Гс определяются выражениями
(3.154), (3.158). Спектр периодического импульсного сигнала при усреднении по
«горке» импульсов определяется формулами (3.131), (3.165).

Спектры входных импульсных сигналов 1 и 3 представлены на рис. 4.22,6, в. При
преобразовании на промежуточную частоту, как известно, спектры не изменяют своей
формы, если wrjjP1 /ти, что обычно всегда выполняется.

Спектр взаимодействия сигналов 1, 3 на выходе квадратичного детектора пред-
ставлен на рис. 4.22,г. Он состоит из низкочастотного спектра так называемых вто-
ричных допплеровских частот SB(co), примыкающих к нулю, спектра огибающей 5ог(со)
со средней частотой (ш (или со2) и спектральных составляющих с частотами £con±wi
(й=1, 2,...). Форма спектров со средними частотами + аналогична форме
спектра 50г(м).

Спектры вторичных допплеровских частот SB(co) формируются независимо из
каждого из сигналов 1, 3 и примыкают к нулю частот. Если исходные спектры описы-
ваются кривыми Гаусса (3.131), (3.151), (3.158), то спектры SB(co) также имеют форму
кривых Гаусса с эффективной шириной, равной

(4.46)

Д(о,3 = Д<Од3/К 2 .
Ширина спектра огибающей разностной частоты определяется следующим
выражением:

л z ч2
а“д3‘

(4-47)

Такую же ширину имеют составляющие ^wn±coi. Относительное распределение
мощности составляющих со± и йсоп±(о1 определяется формулой (3.165). Аналогичные
соотношения для ширины спектров справедливы и для сигналов 2, 4.

Для определения скорости в импульсных автокогерентных ДИСС используются
частоты coj и со2. В принципе можно использовать и любые другие частоты £con±coi,
однако, как видно из формулы (3.163), это связано с потерей мощности.

Рис. 4.22. Преобразование импульсных сигналов в приемнике при автокогерентном
приеме:

а — спектр излучаемого сигнала; б, в — спектры отраженных сигналов на входе приемника, приня-
тые по двум одновременно работающим лучам (1, 3); г — спектр на выходе квадратичного детекто-
ра л в полосе допплеровского фильтра ДсОф УНЧ.

Из рис. 4.22,г следует, что для однозначности измерения составляющие СЩ и
(©п—сот) не должны перекрываться. Это накладывает следующее условие на соотно-
шение частот сщ и соп:

(Wi + A(jJl) гС0)п/2,

(4.48)

т. е. для однозначного определения допплеровской частоты в ее период должно укла-
дываться не менее двух периодов повторения импульсов. Это условие ограничивает
возможный диапазон измеряемых скоростей сверху. Имеется также и ограничение сни-
зу: спектры вторичных допплеровских частот и спектр частоты coj также не должны
перекрываться

(cot—Л(01) >|Д(ОВ.	(4.49)

Так как ширина полосы допплеровского фильтра Дсоф меньше Fa!2, то выходной
сигнал со средней частотой ор (или со2) является непрерывным. 'При этом ширина
спектра сигнала на выходе фильтра независимо от отношения ти/Тс вследствие эффек-
та интегрирования будет одинаковой и определится из формул (4.47), (3.161).

В гл. 2 указывалось, что при автокогерентном методе выделения допплеровской
информации, заключенной в частотах и од, теряется информация о вертикальной
составляющей вектора скорости !Fyr- Наряду с этим при преобразовании сигналов
квадратичным детектором теряются знаки разностных частот coj и ю2, поэтому им-
пульсные автокогерентные ДИСС применяются только на самолетах.

Определим отношение сигнал/шум (Ид) на входе схемы измерения частоты. Мощ-
ность шума Рш на выходе УПЧ в рассматриваемом случае определяется, как известно,
шум-фактором Ш приемника:

Рш=4- 10-21ШД/ш,	(4.50)

где Д^ш — полоса частот, в которой определяется мощность шума.

В соответствии с формулами (3.159), (3.161), произведя некоторые упрощения,
напишем мощность отраженного импульсного сигнала, принимаемого по одному лучу,
в следующем виде:

(Во) Дг сти sin3 Во

4 ГГ- 64л3//3 2-cosBo ’	<4‘51)

(Во) <4 sin Yo sin vo

’ 'Си>?е>	<4'52>

причем

Рг0 = Р''0(Ъ/Те),	(4.53)

где Tc — длительность «горки» отраженных сигналов при малых ти; Qu— скважность
импульсов, равная Тп/тн; Дг—ширина луча в горизонтальной плоскости, равная Д2
[см. формулу (3.159)] в случае изочастотной антенны.

В формулах (4.51), (4.52) по сравнению с формулами (3.159), (3.161) знамена-
тель увеличен в 4 раза. Это объясняется тем, что излучение происходит всегда одно-
временно по двум лучам и излучаемая мощность делится пополам, а также тем. что
отраженные сигналы, принимаемые по двум лучам, поступают на вход одного прием-
ного устройства и в устройстве, суммирующем эти сигналы, половина мощности сиг-
нала одного луча переизлучается по другому лучу (или идет в нагрузку суммирую-
щего щелевого моста).

Обозначим через Zi и Z2 отношение мощностей (4.51) и (4.52) отраженных
сигналов в импульсе, принятых по лучам 1, 3 и 2, 4, к мощности шума [см. фор-
мулу (4.50)] на выходе УПЧ с полосой Д/ш (Zi—PilPm, Zz — PsIPm). Отношение
средней мощности сигнала Рд со средней частотой сщ (или (о2) на выходе допплеров-
ского фильтра к мощности шума в полосе Д/ф этого фильтра обозначим через Za =

Можно показать, что отношение Рл/Р$ на выходе квадратичного детектора и
допплеровского фильтра с полосой Д/ф равно*)

>5) Следует отметить, что в выражении (4.54) не учитывается помеха, возникающая
при частичном перекрытии отраженных сигналов, получаемых от излучаемых в разные
периоды импульсов, поскольку излучаемые импульсы некогерентны между собой. Эти
сигналы создают шумовой сигнал, часть спектра которого может пройти через доппле-
ровский фильтр. Возникновение шумов возможно при очень широкой диаграмме антен-
ны и максимальных высотах полета. Разумным уменьшением ширины луча в верти-
кальной плоскости Д1 [см. формулу (3.159)] и выбором углов 'визирования этот эффект
можно исключить [4.8].
„________________(A<om/2A<o$)__________________

K = QH(21 + Z2)[l + (Z1 + Z2)->(7n-xn)/reJ ’

(4.54)

где Тп — время нечувствительности приемника, включающее длительность импульса и
время парализации приемника. При ти/7’с>1 в знаменателе -формулы (4.54) величину
Тс следует заменить на ти.

-При Zi = Z2 = Z формула (4.54) принимает следующий вид:

7___________% (А<ощ/4Д<Оф)

д ' QH[1 4- (4Z)-1 (Гп —ТП)/ГС]

Из формулы (4.55) видно, что зависимость отношения Zs от Z в общем случае яв-
ляется нелинейной. Линейность имеет место только при Z^>(TH—тп)/4Тс. При Z<^1
зависимость между 2Д и Z имеет квадратичный характер:

тя Г™ Ай)™

Z„=-Z2^--y^------------г-2- .	(4.56)

Существенное ухудшение величины 2Д при Z<g?l объясняется относительным
увеличением мощности биений составляющих шума друг с другом или, как говорят,
подавлением сигнала шумом. Так как при Z^\ величина 2Д сильно уменьшается,
то для нормальной работы импульсных ДИСС необходимо, чтобы величины Zi и Zz
были больше единицы. Преобразуем выражение (4.55), воспользовавшись формулой
(4.53) и положив Тп=Ти (помня при этом, что при ти>Тс в формуле (4.55) необхо-
димо положить Ти — Гс):

7_________(Д<ош/4Д(йф)_______ти

1-f-(4ZH)-1 (1 — 1/QH) та '

где ZH — отношение средней принятой мощности к средней мощности шума в полосе
Дсош, равное Po"/Qh [см. формулу (4.52)].

Из выражения (4.57) видно, что для увеличения потенциала импульсного автоко-
герентного ДИСС необходимо при ZB^> 0,25(1—1/QH) уменьшать величину Ашф
и стремиться к увеличению длительности импульсов, чтобы сохранить соотношение
ти/Тс>1 для максимальных высот. При этом следует иметь в виду, что уменьшение
Асоф в принципе возможно только до величины Acoj 1[см. формулу (4.47)], что обычно
обеспечивается в канале измерения частоты схемой узкополосной фильтрации.

Величина Qa для автокогерентного режима обычно, выбирается равной 4. Даль-
нейшее уменьшение скважности нежелательно из-за увеличения влияния слепых вы-
сот, рассматриваемого далее. Длительность импульса при этом в зависимости от усло-
вий полета обычно выбирается равной 1н-5 мкс, а частота повторения импульсов —
504-250 кГц. Режим работы с малой скважностью и относительно длительными
импульсами в отличие от режима работы с большой скважностью и малой длитель-
ностью импульсов называют иногда непрерывно-импульсным режимом.

Первые импульсные ДИСС, как уже отмечалось ранее, строились на базе СВЧ
генераторов обзорных РЛС, для которых частота повторения должна быть низкой
(примерно 1000 Гц), длительность импульса минимальной, а скважность QH большой.
Условие же (4.48) требовало существенного увеличения частоты повторения. Увели-
чение частоты повторения в имеющихся СВЧ генераторах привело бы к заметному
уменьшению мощности в импульсе, что недопустимо, исходя из условия ZH>1. Это
противоречие привело к использованию «пакетного» режима работы импульсного ге-
нератора, при котором импульсы с высокой частотой повторения следуют не непре-
рывно, а пачками в несколько сот или тысяч импульсов с паузами между ними.
136
Скважность пакетов Qn при этом выбирается такой, чтобы обеспечивалось выполнение
условий и

^и = (Эи(ЭпРсР.	(4.58)

Обычно Qn выбирается равной 5—10.

Отметим, что применение пакетного режима в некоторых автокогерентных ДИСС
позволило решить поставленную задачу, однако привело, наряду с усложнением пере-
датчика, к некоторому увеличению флюктуаций выходных данных.

Минимальная рабочая высота ДИСС и влияние слепых высот

При полете на высотах, для которых время задержки Т3 отражен-
ного сигнала меньше длительности импульса тп, отраженные сигналы
только частично проходят на вход приемника. При работе на малой
высоте отраженные сигналы будут полностью проходить через приемник
при условии 7"з>Зти/2+тп. Если задержка времени открывания при-
емника относительного среза излучаемого импульса невелика и состав-
ляет, например, ти/3, то часть отраженного импульсного сигнала дли-
тельностью Ти/3 (на малых высотах ти/Ес^>1) начиная с высоты, соот-
ветствующей Т3 = Хп/3, начнет проходить через приемник. Так как запас
потенциала на малых высотах велик, а допплеровская частота мало из-
меняется в импульсе [см. формулу (3.169)], то ДИСС в данном случае
может быть работоспособен. Например, если принять ти=1 мкс, тп —
= 1,33 мкс, Во = 65°, то минимальная высота, с которой ДИСС начнет
работать, равна примерно 50 м.

Ранее было показано, что для обеспечения однозначности выходных
данных в импульсных ДИСС необходимо выполнение условия (4.48).
Поскольку величина задержки' отраженного сигнала на больших высо-
тах больше, чем период повторения импульсов (Т3>ТП), то на высотах,
для которых выполняется равенство

Т3=щ7п, ц=1, 2, 3,	(4.59)

отраженный сигнал поступает на вход приемника, когда происходит из-
лучение и приемник заперт.

Чтобы исключить влияние слепых высот на потенциал п точность
ДИСС в автокогерентных импульсных измерителях применяется метод
вобуляции частоты повторения импульсов по синусоидальному или слу-
чайному закону с частотой составляющей несколько десятков герц [4.8].
Глубина вобуляции определяется условием работоспособности на всех
слепых зонах от первой до максимальной. При этом на максимальной
высоте потери от влияния вобуляции должны быть минимальными. По-
тери на малых высотах несущественны, поскольку сигнал велик и важно
только сохранить точность.

В некоторых импульсных ДИСС при скважности Qn = 4 и большой
длительности импульсов влияние слепых высот исключается путем
дискретного изменения частоты повторения импульсов с высотой. Одно-
временно для сохранения скважности меняется и длительность импуль-
сов. Изменение частоты повторения может производиться от высотомера
или по пропаданию сигнала на выходе приемника.

Величина смещения средней допплеровской частоты из-за влияния
слепых высот на различных высотах может быть вычислена по форму-
лам § 3.5, в частности по формуле (3.151), путем интегрирования с уче-
том реальной длительности импульса.
На рис. 4,23,а показана для примера кривая изменения средней
допплеровской частоты (/?д~оо8'р) с высотой при =4,5°, Ду =12°,
уо = 68,4°, частоте повторения Fn= 180 кГц и ти=1,4 мкс [4.8]. На
рис. 4.23,6 показана зависимость смещения средней допплеровской ча-
стоты от высоты при вобуляции периода повторения импульсов шумо-

cos/

О 900	2100	3300	9500	5700 Н,М

Рис. 4.23. Влияние слепых зон на среднюю допплеровскую частоту (cos у)
при импульсном излучении и автокогерентном приеме.

вым сигналом. Как видно из приведенных данных, вобуляция практи-
чески исключает влияние слепых высот на среднюю допплеровскую
частоту.

Работа ДИСС над неровной местностью и влияние крена
и тангажа самолета

Рассмотрим работу автокогерентного ДИСС при полете самолета
над неровной местностью. Предположим, что передний луч 1
(см. рис. 2.14) облучает участок местности и относительно этого участка
высота самолета равна 7Л, а задний луч 3 — другой участок, высота
самолета над которым равна Н3. Центры отраженных импульсных сигна-
лов имеют в этом случае различное время запаздывания 7\ и Т3.

р   2Н1	р   2Н3

1 с sin Во ’	3 с sinB0"

(4.60)

Ранее был показано, что на детекторе детектируются два одновре-
менно приходящих импульсных сигнала и выделяется спектр огибающей
со средней частотой он или ш которая используется в дальнейшем для
вычисления путевой скорости и угла сноса самолета. При отсутствии
одного из сигналов детектирование дает на выходе только спектр вто-
ричных допплеровских частот и спектры, расположенные на частотах
138
kon. На выходе допплеровского фильтра сигнал в этом случае, очевидно,
будет отсутствовать.

Для обеспечения работоспособности ДИСС отраженные импульсные
сигналы 1,3 или 2,4 обязательно должны приниматься одновременно
или хотя бы частично перекрываться. Это накладывает следующее усло-
вие:

1\-Т3= (2/с sin Во) (Я1-//3) < Тс,	(4.61)

причем в случае Ти/7С>»1 следует Тс положить равным ти. Из (4.61)
следует условие на допустимый перепад высот А//.’

А77<с7>с sinB0/2.	(4.62)

Полагая, например, 7с = ти=1 мкс, В0=65°, находим А//С130 м.
В случае ти<Дс, Ав=10°, Н— 10000 м 7С = 4 мкс и АЯ<540 м. Следо-
вательно, при больших перепадах высот одновременно облучаемых
участков 1, 3 ДИСС неработоспособен.

По указанной причине импульсные ДИСС с автокогерентным
приемом нестабильно работают над сильно пересеченной местностью.
Для уменьшения влияния неровностей рельефа местности необходимо
увеличивать длительность импульса или величину Тс. В первых импульс-
ных ДИСС, работающих при малых длительностях импульса, величину
Тс увеличивали, применяя изочастотные антенны, сильно протяженные
в плоскости углов v (до 40°). Поскольку антенна в импульсных ДИСС
поворачивается на угол сноса, то ширина спектра определяется в этом
случае шириной луча в плоскости углов у и не зависит от ширины Av.

Аналогичный эффект нарушения работоспособности имеет место и
при наличии крена и тангажа самолета, нарушающих одновременность
прихода сигналов 1, 3. Используя выражение (2.20) при условии, что
углы крена и тангажа не очень велики, находим требование, аналогич-
ное (4.62):

(4// cos Во,A’ sin2 Во) (ус sin Г0 + йс cos Го) <ТС. (4.63)

Полагая, например, Го—45°, В0=65°, Ти=7,с = 1 мкс, Я=1000 м, полу-
чаем (ус + б’с) <13°. При /7=10 000 м и Тс = 4 мкс*) (ус + Ос) <5,2°.
Чтобы исключить влияние крена и тангажа в автокогерентных ДИСС,
производится стабилизация антенного устройства. При этом в большин-
стве ДИСС антенное устройство стабилизируется только по тангажу,
который может иметь место длительное время (статический тангаж).
Крен самолета обычно в 'Горизонтальном полете невелик и имеет колеба-
тельный характер. Большой же крен имеет место только относительно
короткое время при разворотах.

Наряду с указанными ограничениями импульсные ДИСС с автоко-
герентным приемом имеют одно преимущество перед когерентными из-
мерителями, которое особенно привлекало при разработке первых им-
пульсных ДИСС, когда не было генераторов с высокой стабильностью
частоты. Это преимущество заключается в очень низких требованиях
к стабильности частоты. Это объясняется тем, что при автокогерентном
приеме взаимодействуют два одновременно приходящих отраженных
сигнала 1, 3 и 2, 4 с одинаковых дальностей от одних и тех же излучае-

*) В первом приближении полагаем, что Тс не зависит от крена и тангажа.
мых импульсов генератора, так что фазовые (частотные) изменения обо-
их отраженных сигналов 1, 3 или 2, 4 одинаковы и при преобразовании
взаимно (Компенсируются.

Импульсный измеритель путевой скорости и угла
сноса самолетов

В качестве примера приведем основные характеристики измерителя
типа AN./APN-il53, разработанного американской фирмой General
Precision Laboratory (ныне Singer) [4.9] и предназначенного для самоле-
тов. Измеритель вошел в эксплуатацию в середине 60-х годов. Он по-
строен по рассмотренной выше функциональной схеме рис. 4.21, имеет
одну отрабатываемую в горизонтальной плоскости четырехлучевую ру-

Рис. 4.24. Общий вид блоков импульсного самолетного ДИСС с автокогерентным прие-
мом типа AN/APN-153 (США):

1 — антенна со стабилизацией по тангажу; 2 — блок управления, контроля и индикации путевой
скорости и угла сноса; 3 — электронный блок (приемопередатчик, УПФ, преобразователь-вычисли-
тель).

Таблица 4.3

Основные характеристики измерителя AN/APN-153

Наименование параметра	Значение параметра
Рабочая частота  Мощность излучения  Скважность импульсов  Частота коммутации полуканалов 1,3 и  2,4  Диапазон измеряемых скоростей  Диапазон измерения углов сноса  Диапазон рабочих высот  Диапазон углов:  крена  тангажа  Погрешности измерения (а): Гг  Потребляемая мощность	13 325+30 Мгц  +и=40 Вт, ДсР=10 Вт  4  1 Гц  130—1850 км ч или 258—3700 км/ч  + 40°  13—21 000 м  +50°  +25°  0,17%  0,17°  0,25%  425 В-А
порно-щелевую антенну с Х-расположением изочастотных лучей. В пере-
дающем устройстве в качестве СВЧ генератора 'используется .магнетрон.

Общий вид измерителя AN/APN-153 приведен на рис. 4.24. Измери-
тель состоит из трех блоков: антенны, приемопередатчика и блока
управления и индикации. Антенная 'система может быть в двух модифи-
кациях: со стабилизацией по тангажу (масса 4,25 кг) и со стабилиза-
цией по крену и тангажу (масса 9,8 кг). Масса приемопередатчика —
16 кг. Масса блока управления и индикации— 1,6 кг.

Основные тактико-технические характеристики измерителя приведе-
ны в табл. 4.3. Измеритель работает на относительно малой высоте, что
обеспечивается малым временем восстановления приемника (примерно
125 нс). Влияние слепых высот исключается изменением частоты повто-
рения импульсов.

4.6.	ДИСС С ОПРЕДЕЛЕНИЕМ ВЫСОТЫ ПОЛЕТА И ВЕРТИКАЛИ

К ОТРАЖАЮЩЕЙ ПОВЕРХНОСТИ

Для одновременного измерения в ДИСС высоты и вертикали отно-
сительно подстилающей отражающей поверхности необходимю опреде-
лить дальность до отражающей поверхности по направлению лучей
антенны (см. гл. 2). Для этого излучаемый сигнал ДИСС должен иметь
импульсную или частотную (фазовую) модуляцию.

При использовании в ДИСС импульсного режима излучения основ-
ные параметры аппаратуры для совместного измерения вектора скоро-
сти и дальностей по лучам антенны во всем диапазоне высот полета
ЛА должны удовлетворять ряду противоречивых требований. Прежде
всего в связи с необходимостью выполнения условия /7дМакс</7п/2 ча-
стота повторения в импульсных ДИСС должна иметь величину несколь-
ко десятков и сотен килогерц, что ограничивает возможность однознач-
ного измерения больших высот полета. Кроме того, минимальная из-
меряемая высота ограничена длительностью импульса излучения. При
автокогерентном ^приеме, когда смешиваются сигналы от двух лучей
антенны, вопрос может стоять только об измерении высоты полета,

В когерентных непрерывно-импульсных ДИСС вследствие раздель-
ного приема отраженного сигнала лучами антенны измерение дальности
возможно по фронту отраженного импульса, как это делается в обыч-
ных импульсных радиовысотомерах [4.10].

Для одновременного измерения в ДИСС вектора скорости, высоты
и вертикали оптимальными являются частотный и фазовый методы
дальнометрии при частотной модуляции излучаемых непрерывных коле-
баний [4.11, 4.12].

Рассмотрим вначале возможности определения в ДИСС высоты
полета и вертикали при частотном методе дальнометрии.

ДИСС с частотным методом дальнометрии

При частотном методе дальнометрии, как известно, о дальности до
цели судят по разнице частот излучаемого и отраженного сигналов,
образующейся за счет запаздывания отраженного сигнала на время рас-
пространения до цели и обратно. Так, например, если изменение частоты
излучаемого колебания в допплеровской РЛС будет осуществляться по
симметричному пилообразному закону, как это показано на рис. 4.25,а
сплошной линией, то изменение частоты отраженного сигнала при дви-
жении РЛС и положительном знаке допплеровской частоты (од будет
иметь вид, показанный на этом же рисунке пунктирной линией. В этом
случае изменение частоты преобразованного сигнала при (од>(од будет
происходить по закону, изображенному на рис. 4.25,6, где (Од— дально-
мерная частота, равная

= Va — 8Асо/?Д?Тм,	(4.64)

где = 4тгД//Т'м — крутизна изменения частоты; Дю — девиация частоты
(полный размах); R — дальность до отражающей площадки.

t

Рис. 4.25. К объяснению принципа выделения допплеровской и дальномерной частот
при симметричном пилообразном законе частотной модуляции:

/ — отраженный сигнал; 2 — излучаемый сигнал; 3 — преобразованный сигнал.

Как видно из рис. 4.25,5, частота преобразованного сигнала в каж-
дом полупериоде имеет два разных значения (ос = (од + (од и сор =
= озд—сод. Выделив с помощью коммутатора участки сигнала с частота-
ми (Ос и сор, можно определить значения частот (од и (Од:

(Ос—(Ор — 2(0д, (Ос 4“ (Ор—2(од,

(4.65)

а следовательно, найти дальность до отражающей поверхности и ско-
рость полета ЛА.

Комму- I,
татар

j БМ

\Перео1мР'	J _ Модуля- Синхрояи\

I тая *4,iepedarrwh^. тв затор I
I антрчна 1 !j ________________I > I

Рис. 4.26. Структурная схема ДИСС с дальнометрией при симметричном пилообразном
законе изменения частоты излучаемых колебаний.
Для однозначного определения частот сод и (ой, принимающих про-
извольные значения, не зависящие от направления вектора скорости
или соотношений между ними, следует измерять каждую из частот со
своим знаком. Измерение частоты с сохранением знака возможно при
квадратурной обработке сигналов, используемой в вертолетных ДИСС
(см. § 4.1).

Структурная схема допплеровской РЛС с одновременным измере-
нием вектора скорости, высоты и вертикали при изменении частоты
излучаемых колебаний по симметричному пилообразному закону при
<Од>®н приведена на рис. 4.26. Приемное устройство с двойнькм преоб-
разованием частоты состоит из трех (по числу лучей антенны) незави-
симых идентичных каналов. На рис. 4.26 показан один из каналов. По-
лоса пропускания УНЧ определяется минимальным значением разност-
ной частоты (ор и максимальным значением суммарной частоты (ос.

ДИСС с фазовым методом дальнометрии

Принцип построения ДИСС с фазовым методом измерения дально-
стей по лучам антенной системы рассмотрим на примере структурной
схемы допплеровского измерителя с ЧМ для вертолетов (рис. 4.27)
[4.12].

[приемная]
' антенна I

[Индикатор
! ил п

! Полосовой

1 УПЧ

[квадратур-',—Схема

J ный j __ j преодризо -
смеситель валил

НПФ

—-----А

I Н Вычислитель

; Фильтр

j одной боковой j

ГОЧ

БМ

П~Полосовой । ' Фильтр
\^'nw^e/,b I ' подавления i

। Индикатор

смс

J

Модулятор

j С Индикатоо

-*1

редающая

•>.нтенна

Рис. 4.27. Структурная схема ДИСС с фазовым методом дальнометрии.

Антенное устройство состоит из двух отдельных антенн на излуче-
ние и прием. Антенны формируют три луча, расположенные, например,
в виде %. Излучение и прием осуществляются одновременно по трем
лучам антенны и приемное устройство имеет три независимых идентич-
ных канала. На рис. 4.27 показан один приемный канал. Высокочастот-
ный генератор передатчика модулируется по частоте по гармоническому
закону с частотой (ом. Излучаемый сигнал ДИСС в этом случае может
быть представлен в виде (4.25), где для простоты пояснений АД/) пола-
гаем равным единице. Отраженные сигналы, принимаемые по каждому
из лучей антенны, поступают далее на балансный высокочастотный сме-
ситель РЧГ, гетеродинным сигналом для которого служит сигнал пере-
датчика, преобразованный на частоту (Оо + (оПр [см. выражение (4.12)].

Преобразованный отраженый сигнал в канале УПЧ представлен вы-
ражением (4.40). Усилитель промежуточной частоты выделяет из сигна-
143
ла (4.40) одну из составляющих с частотой (сопр+жом) [см. формулу
(4.41)], несущую допплеровскую информацию. Подавая этот сигнал
на квадратурный смеситель, в качестве опорного сигнала которого
используется сигнал с частотой ((Опр + шом), и далее на схему определе-
ния знака, можно получить аналог допплеровской частоты (од с инфор-
мацией о ее знаке, как это показано в § 4.1. Дальнейшие преобразова-
ния допплеровского сигнала аналогичны ранее рассмотренным (в § 4.1
для режима непрерывного излучения.

Рис. 4.28. Спектры сигналов в канале дальности
ДИСС с фазовым методом дальнометрии:

а — спектр сигнала на выходе полосового усилителя; б —
спектр сигнала на выходе квадратора; 1—частотная харак-
теристика полосового усилителя; 2 — частотная характери-
стика фильтра на выходе квадратора.

Сохранение знака допплеровской частоты в канале измерения
дальности не требуется. Опорным сигналом для смесителя СМ1 являет-
ся сигнал с частотой соПр.

Сигнал п-и гармоники на выходе полосового усилителя в канале
дальности на основании выражения (4.40) может быть записан в виде
мпу (0 = k^J-n (2 sin тс \ !cos Г-ф- (вд) t — /гтс -ф- ф01 Дд

\ Мм	1 М /	1 м	I

(4.66)

где знак « + » соответствует четным, а «—»— нечетным гармоникам
спектра.

Помимо полезного сигнала на выходе полосового усилителя обычно
имеет место просочившийся сигнал передатчика на частоте /г-й гармо-
ники. Поэтому после полосового усилителя сигнал подается на фильтр
подавления, который может быть выполнен в виде пассивного режек-
торного фильтра или квадратурной схемы преобразования сигнала на
допплеровскую частоту с последующим преобразованием сигнала на ча-
стоту ПСОм.

Как следует шз (4.66), преобразованный сигнал смещен относитель-
но частоты псом на частоту (од, как это показано на рис. 4.28,а. Вследст-
вие конечной ширины луча антенны каждая из боковых составляющих
сигнала представляет собой спектр допплеровских частот. Оба сигнала
144
на частотах (шом + (од) и (лсом—шд) являются когерентными относитель-
но друг друга, поскольку образованы из одной гармоники. Кроме того,
наличие в сигнале (4.66) случайной фазы фо, распределенной в диапа-
зоне 0—2л, исключает возможность однозначного измерения фазы
лл(Т3/Тм) и соответственно дальности. Чтобы исключить неоднознач-
ность фазовых отсчетов и уменьшить флюктуации фазы сигнала (4.66),
необходимо преобразовать сигнал с помощью нелинейного квадратично-
го элемента. Полезный сигнал «Кв(0 после квадратичного преобразова-
ния и прохождения фильтра, имеющего полосу пропускания вблизи
удвоенной частоты выбранной гармоники спектра, будет равен

/ у, 1 rl. fД Део •	Т$

(Л z— kJ । 2---------------sin it тД-

v 7	3 » к СОм 7м

+ -тг cos 2

nt»* — Юд) t — <р0 — пъ zt cos 2

(4.67)
м / J

Как видно из этого выражения и рис. 4.28, процесс квадратирования
приводит к образованию на частоте 2псом сигнала, не зависящего от
случайных допплеровских флюктуаций частоты. Фаза этого сигнала не
содержит случайной фазы ф0 и пропорциональна дальности до отражаю-
щей поверхности. Влияние допплеровского смещения частоты сод на дру-
гие составляющие сигнала (4.67) приводит только к амплитудной моду-
ляции этого сигнала спектром удвоенных допплеровских частот. Пода-
вая сигнал вида (4.67) на фазометр и измеряя запаздывание фазы
колебания на частоте 2п(ом относительно фазы удвоенной гармоники
модулирующего напряжения, можно найти дальность Ri до отражаю-
щей поверхности. Дальности, измеренные по трем лучам антенны, посту-
пают далее на вычислитель, в котором по формулам, приведенным
в § 2.6, производится вычисление высоты Н, углов крена ус и танга-
жа й'с. Измерение дальности может производиться также по сигналу
(4.38) схем рис. 4.12, 4.13. Для этого сигнал с выхода УПЧ подается на
отдельный синхронный детектор, опорный сигнал (4.37) на который по-
ступает через регулируемый фазовращатель. Фаза фоп при обнулении
сигнала (4.38) равна —птсТ^Т^, т. е. пропорциональна дальности. Фа-
зовые методы обычно используются в вертолетных ДИСС при п—1,
обеспечивая измерение высоты полета

Выбор параметров модуляции здесь подчинен в основном тем же
соображениям, что и для ДИСС с ЧМ (см. § 4.3). Однако, поскольку
максимальная измеряемая дальность ограничивается периодом модуля-
ции, для повышения точности и перекрытия большого диапазона изме-
ряемых высот в некоторых случаях необходимо использовать несколько
частот модуляции.

В качестве примера приведем некоторые параметры допплеровского
измерителя для вертолетов типа Helipath фирмы General Precision Labo-
ratory США [4.13]. Измеритель работает в 2-см диапазоне длин волн
в непрерывном режиме излучения с частотной модуляцией с частотой
39 кГц и обеспечивает измерение составляющих вектора скорости, пу-
тевой скорости, угла сноса и высоты полета вертолета. Схема приемного
устройства каналов скорости и дальности в основном аналогична схеме,
приведенной на рис. 4.27. Измерение фазы сигнала производится по
компенсационному методу [4.14] с использованием механически пере-
страиваемого фазовращателя, угол поворота оси которого пропорциона-
лен высоте полета.
Измерение высоты полета осуществляется по одному из трех лучей
стабилизированной антенны в диапазоне 0—760 м с погрешностью
±0,6 м на высотах до 30 м и 2% на высотах выше 30 м.

4.7.	ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ДИСС

Основным энергетическим параметром ДИСС, определяющим его
высотность при полете над различными видами отражающей местности,
является отношение мощности Рд спектра допплеровских частот к мощ-
ности шума в полосе частот сигнала на выходе приемника после пер-
вичной обработки сигнала. Это отношение, которое мы обозначим через
7д, может быть для всех режимов работы ДИСС записано в виде:

гд = (Р0/яш)Д	(4.68)

где

0	2-64тх3№	’	'	'

__ ( sin Во для карандашной антенны,

J ДА, sin Yo sin v0 для изочастотной антенны,

Яш=4-10-21	(4.70)

d— коэффициент эффективности, учитывающий потери сигнала из-за
влияния модуляции и преобразования в приемнике, а также особенно-
сти режимов работы; д3 — затухание сигнала в атмосфере и гидрометео-
рах; Рср— средняя мощность излучаемых колебаний; Я/Эфф— эффектив-
ный шум-фактор приемника, учитывающий влияние различных факто-
ров, в идеальном случае равный шум-фактору приемника; пт— пара-
метр, учитывающий свертывание шума в приемнике; А/ф— эффективная
ширина спектра допплеровского сигнала, равная А^д при когерентном
приеме и ]/2А/д при автокогерентном приеме [см. формулу (4.47)].

Величина Ро, как видно из (3.23), (3.43z), равна мощности отражен-
ного сигнала при излучении непрерывных немодулированных колебаний.
В табл. 4.4 приведены параметры пт, d, А/ф для основных режимов
ДИСС, параметры ДИСС и эффективность различных режимов относи-
тельно режима непрерывного излучения при условии, что значение Ро
и шум-фактор Я/дфф одинаковы для всех режимов. Сопоставление про-
изводится для достаточно больших высот полета, когда можно не учи-
тывать ограничения, присущие режимам работы с модуляцией, напри-
мер присущие импульсным ДИСС на малых высотах. При этом предпо-
лагается, что приняты все необходимые меры, исключающие влияние
эффекта слепых высот и просочившегося сигнала передатчика. Поэтому
для непрерывно-импульсного режима при когерентном приеме принято,
что Тд=ти/2, а для импульсных режимов с автокогерентным приемом
введен параметр dB, учитывающий ослабление сигнала при вобуляции
частоты повторения. Величина <7чм(Я) для непрерывного режима с ча-
стотной модуляцией принята для третьей гармоники (и=3), равной
—12 дБ для данных на рис. 3.27. Следует отметить, что для первой гар-
моники значение J4M составляет —8 дБ.

При автокогерентном приеме предполагается, что (см. стр. 136)

2н=Яо/4Я7:)фф. 10-21Afm.	(4.71)

Отметим, что при квадратурной обработке нш=1.
Из табл. 4.4 видно, что режим непрерывного излучения без модуля-
ции обладает наибольшей энергетической эффективностью. Режим не-
прерывного излучения является оптимальным не только из-за лучшего
использования излучаемой мощности, но также и из-за отсутствия сле-
пых высот, ограничений по рабочим высотам и диапазону измеряемых
скоростей и относительной простоты построения аппаратуры.

Т а б л и ц а 4.4

Относительная эффективность режимов ДИСС

Режим работы	п ш		d	4U	Параметры	Относительная эффектив- ность, дБ
Немодулированное не- прерывное излучение, приемник с двойным пре- образованием частоты		2	1		1	0
Непрерывно-импульс- ный режим щи когерент- ном приеме (см. рис. 4.18)		2	И J	^д	тд ~	— 6
Непрерывное излучение с частотной модуляцией (см. рис. 4.12, 4.13)		2	4^чм	Д/д	/2 = 3	— 6
Непрерывно-импульс- ный режим при автоко- герентном приеме (ти > > Те) (см. рис. 4.22)	х	d 		‘e*		t/B= 1 дБ, 2H> 1	— 11,5
		1  1 4	/ 1 \  -1 1	1			
		1+ 4ZH	\ J			
Импульсный режим при автокогерентном приеме Си<7,е) (см. рис. 4.22)		d 		1 v		dB = 1 дБ, i  ~n ~	4	»	
			16 A			— 17,5
	X	1 /	1 \ 74			
	1	+ 4ZH (	1-Qh J		XH> 1	
		T	и c		j	

Рассмотрим зависимость Ро от параметров ДИСС и отражающих
свойств местности и определим максимальную рабочую высоту ДИСС.
Преобразуем выражение для Ро. Так как

ав = ^ х,	<4-72)

где 5а — площадь раскрыва антенны, х — коэффициент использования
антенны, обычно имеющий величину 0,5—0,8 (см. гл. 5), то мощность
Ро будет равна

р __PepSaa° (Во) X2 sinYo sin v0	,, 7q.

Из последнего выражения следует, что мощность отраженного сигнала
при непрерывном режиме пропорциональна площади антенны и не зави-
сит явно от длины волны излучаемых колебаний.

10*	147
Величина б3 для используемых в ДИСС длин волн (Х = 2—3 см)
обычно невелика и при работе на высотах 30 км и выше не превыша-
ет — 1 дБ, даже если при расчете затухания учитывать небольшой
дождь или мокрый снег [4.15, 4.16]. Такие же метеорологические обра-
зования, как дождь большой интенсивности, кучево-дождевые облака,
которые являются 'более поглощающими, имеют, как правило, неболь-
шую протяженность и поэтому в расчет могут не приниматься.

Величина удельной эффективной площади обратного рассеяния
о0(В) в общем случае зависит от большого числа параметров: от длины
волны и поляризации излучаемых колебаний, вида отражающей поверх-
ности и ее характеристик и углов визирования.

Рис. 4.29. Зависимость удельной эффективной площади отражающей поверхности
суши (а) и моря (б) от угла визирования в вертикальной плоскости В.

На рис. 4.29,а приведены результаты экспериментальных измерений
величины 1<уа(В) для Х=3,2 см и различных видов отражающей поверх-
ности суши: пашня (среднепересеченная безлесная местность) (/),
лес (2), поле с зеленой травой (3), песчаная пустыня (4), поле, покры-
тое снегом (5), ледовая поверхность (6) [4.17, 4.18, 4.19]. Из приведен-
ных графиков видно, что величина оДВ) возрастает с увеличением
угла В. При этом крутизна изменения o'0(В) относительно велика для
гладких поверхностей типа льда, поверхности снега, песка и близка
к нулю для леса. Следует отметить, что приведенные данные являются
некоторыми средними значениями о°(В) и в зависимости от густоты
леса, травы, влажности отражающей поверхности и т. д. могут изме-
няться в пределах нескольких децибел. Для рабочих длин волн ДИСС,
равных 2—3 см, и диапазона углов Во=6О—70° отражение от суши не
зависит от поляризации излучаемых колебаний и практически не зави-
сит от длины волны [4.19]. Из рис. 4.29,а видно, что диапазон измене-
ния уровня отраженного сигнала при полете над сушей при В0 = 65° ра-
вен 10 дБ.

На рис. 4.29,6 приведены значения о0(В) для морской поверхности
при различной скорости ветра над морем и различном волнении при
Х=3,2 см [4. 17, 4.20]. Из данных рис. 4.29,6 следует, что значение
возрастает при увеличении угла В и ветрового волнения и при большой
148
Шкала для оценки состояния моря и перевода Силы ветра (в баллах) в скорость (в м/с)

Таблица 4.5

Состояние моря			Признаки для определения степени волнения	Ветер		
баллы	высота волны в от- крытом море, м	степень волнения		сила, бал- лы Бофор- та	скорость (средняя), м/с	характеристика
0	0	Совершенно спо- койное море	Зеркально-гладкое море	0	0—0,5	Штиль
1	0,25	Спокойное море	Рябь, небольшие чешуеоб- разные волны без пены	1	0,6—1,7 (1 Л)	Тихий ветер
2	0,25—0,50	Слабое волнение	Короткие волны. Гребни, опрокидываясь, образуют стек- ловидную пену	2  3	1,8—3,3 (2,5)  3,4—5,3 (4,4)	Слабый ветер  Легкий ветер
3	0,50—0,75	Легкое волнение	Волны удлиненные, мес- тами видны барашки. При- бой производит короткие шу- мы	4	5,3—7,4  (6,3)	Умеренный ветер
4	0,75—1,25	Умеренное волне- ние	Волны хорошо развиты, по- всюду белые барашки, от при- боя непрерывный шум, вор- чанье	5	7,5—9,8 (8,0)	Свежий ветер
5	1,25—2	Неспокойное море	Начало образования крупной волны. Белые пятнистые греб- ни занимают значительные площади. Рокот от прибоя	6	9,9—12,4 (ИЛ)	Сильный ветер
Продолжение табл. 4.5

Состояние моря				Признаки для определения степени волнения	Ветер		
баллы	высота ВОЛНЫ В от- крытой! море, м	степень волнения			сила, бал- лы Бофор- та	скорость (средняя), м/с	характеристика
6	2-3	Крупное	волнение	Волны громоздятся, срывая с гребней пену, пена ложится полосами по ветру. Рокот при- боя слышен на далекое рас- стояние	7	12,5—15,2  (13,8)	Крепкий ветер
7	3-5	Сильное	волнение	Высота и длина волны за- метно увеличены, полосы пе- ны ложатся по ветру тесными рядами. Слышны раскаты при- боя	8  9	15,3—18,2 (16,7);  18,3—21,5  (19,9)	Шторм
8	5—10	Жестокое	волнение	Высокие гороподобные вол- ны с длинными ломающимися гребнями. Пена ложится плот- ными полосами по ветру. По- верхность от пены становится белой. Раскаты прибоя сильные и отрывистые	10	21,6—25,1  (23,3)	Крепкий шторм
9	Более 10	Исключительное волнение		Высота волн настолько ве- лика, что небольшие суда временами скрываются из ви- ду. Море покрыто пеной. Ве- тер, срывая гребни, несет во- дяную пыль, уменьшающую видимость. Раскаты прибоя сливаются в сплошной все за- глушающий рев моря.	11  12	25,2—29 (27,1);  >29	Жестокий шторм  Ураганный шторм
скорости ветра может превышать п° для суши. Крутизна к изменения
величины 101g сг°(В) для всех данных, кроме о0 при ветре 48 км/ч,
больше, чем для всех видов отражающей поверхности суши. В области
рабочих углов и диапазона длин волн ДИСС величина п° морской по-
верхности не зависит от длины волны и поляризации излучаемых коле-
баний.

В табл. 4.5 для оценки связи величины п°(В) с силой ветра и вол-
нением моря (в баллах) приведена одна из шкал с наиболее характер-
ными признаками состояния водной поверхности и характеристиками
ветра по шкале Бофорта [4.21]. В некоторых случаях не довольствуют-
ся типовыми шкалами и применяют специальную шкалу оценки состоя-
ния моря с большим числом градаций при малом волнении [4.17].

Рис. 4.30. Зависимость относительно-
го уровня отраженного сигнала Рс/Р0
от волнения моря (пунктиром пока-
зана экстраполяция).

Рис. 4.31. Экспериментальная зависимость
относительного уровня мощности отражен-
ного сигнала Рс/Ро от высоты полета над
сушей (пашня) (/) и морем при волнении
в 1 балл (2).

Отметим, что состояние морской поверхности сильно зависит от си-
лы ветра, его турбулентности и продолжительности, протяженности
свободного пробега волн, удаленности от берегов и т. д.

На рис. 4.30 показана экспериментальная зависимость мощности
отраженного сигнала от волнения моря при Во = 6О° относительно неко-
торого уровня Ро. На этом же рисунке для сравнения показана мощ-
ность сигнала при отражении от суши (пашня). Как видно из рисунка,
отражение от пашни и от моря одинаково при волнении 3—4 балла.
Из рис. 4.30 видно, что мощность отраженного сигнала сильно падает
при волнении моря ниже 1 балла. Так, для волнения, соответствующего
высотам волн около 0,05 м, мощность отраженного сигнала на 10 дБ
меньше, чем для высот волн 0,15—0,25 м. Динамический диапазон Рс
при полете над морем равен 25—30 дБ.

В связи с этим точного соответствия баллов волнения по высоте волн и по со-
стоянию водной поверхности обычно нет, они могут совпадать только вдали от берегов
при длительном воздействии ветра в отсутствие волн зыби. Балл волнения по состоянию
водной поверхности практически всегда несколько выше, чем по высоте волн. Это рас-
хождение может увеличиваться при увеличении волнения. Так, шторм на море и океане
по состоянию водной поверхности может сильно отличаться по высоте волн. Однако,
поскольку с ЛА при отсутствии специальных средств высота волн не может быть опре-
делена, то обычно баллы волнения определяются по состоянию водной поверхности, и
при малых уровнях волнения при оценке потенциала ДИСС такая оценка близка к оцен-
ке балла волнения по высоте волн.
На рис. 4.31 показана экспериментальная зависимость мощности
отраженного сигнала при излучении немодулированных колебаний от
высоты полета ЛА при Во=6О° для суши (пашня) и моря при волнении
в 1 балл. Разность уровней сигнала равна примерно 10 дБ, что хорошо
согласуется с данными на рис. 4.29. При этом в соответствии с выраже-
нием (4.73) экспериментальная зависимость мощности отраженного сиг-
нала от высоты Н подчиняется закону \!Н2.

Сопоставление данных п°(В) для суши и моря показывает, что
обратное рассеяние от моря при малом волнении намного меньше, чем от
суши. В связи с этим расчет мощности отраженного сигнала ДИСС
производится для некоторого минимального волнения морской поверх-
ности. Обычно в качестве такого минимального волнения выбирается
волнение в 1 балл, высота максимальных волн при котором в соответст-
вии с табл. 4.5 не превышает 0,25 м. При меньшем волнении мощность
сигнала уменьшается и допускается, что аппаратура может перейти
в так называемый режим «Память». Определение уровня допплеровско-
го сигнала Рл по отношению к мощности шума Рш, достаточного для
нормальной работы ДИСС, производится обычно или в приемнике, или
в УПФ (см. гл. 7). Обычно порог Рд/Рш, ниже которого ДИСС перехо-
дит в режим «Память», зависит от типа устройства измерения доппле-
ровской частоты.

После перехода в режим «Память» ДИСС выдает запомненные зна-
чения путевой скорости, угла сноса, составляющих скорости, измеренные
непосредственно перед переходом в этот режим. Для оценки вероятнос-
ти отсутствия отраженного сигнала на входе ДИСС на рис. 4.32 показа-
на карта мирового океана с повторяемостью штиля (отсутствие волне-
ния) для наиболее спокойного месяца (августа) [4.22]. Данные
рис. 4.32 показывают, что вероятность штиля в океанах относительно
невелика (составляет единицы процентов) и только вблизи берегов мо-
жет достигать существенных значений. Однако такие участки относи-
тельно невелики по протяженности и ДИСС при трансатлантических
полетах самолетов в среднем редко переходит в режим «Память», поэто-
му это практически не оказывает влияния на точность счисления пути.

ДИСС может также переходить в режим «Память» при больших
углах крена и тангажа и уменьшении угла В [см. формулу (2.20)],
когда значение о°(В) падает настолько, что величина Рл/Рш становится
ниже порогового значения. При автокогерентном приеме сигнал на вы-
ходе приемника может также отсутствовать в связи с неодновремен-
ностью прихода отраженных импульсов при крене и тангаже или при
полете над гористой местностью. В этих случаях ДИСС также перехо-
дит в режим «Память».

Из рис. 4.29 следует, что для увеличения уровня отраженного сиг-
нала желательно максимально увеличивать угол Во. Однако при увели-
чении угла В уменьшается чувствительность допплеровской частоты по
скорости Wr [Гц/(км/ч)] и увеличиваются смещения dx, dz, определяе-
мые формулами (3.50), (3.56), ’(3.57). Поэтому угол Во выбирается
путем компромисса между этими факторами и равен обычно 60—70°.

В заключение приведем формулы для расчета максимальной рабо-
чей высоты ДИСС. Воспользовавшись выражениями (4.73), (3.22),
(3.92), найдем отношение Л)/А/д при 0 = 0, р~0:

Ро __ PepP^D^0 (Bp) X2 sin >0

д/д ~	8	\	)
Рис. 4.32. Распределение случаев отсутствия волнения в процентах в мировом океане (август).

60°

50°

4 О’

30°

го0

10°

0°

10°

20°

10°

ио"

so*

60°
где Z) , Dv—-линейные размеры антенны, определяющие ширину луча
Д Д9 соответственно, и 5а = D^D^. Из выражения (4.74) следует, что.
с увеличением скорости величина Р0/Д/д уменьшается. Пропорциональ-
ность отношения Д/Д/д величине D2 показывает эффективность исполь-
зования изочастотных антенн с большим размером D., при заданной ми-
нимальной площади выреза для антенны в фюзеляже ЛА.

Используя соотношения (4.68), (4.74), можно определить макси-
мальную ' рабочую высоту ДИСС как функцию параметров ДИСС и
вида отражающей местности:

Ямакс = 2,65-10^х

(Во) a3sin v0

Z^W Ш эфф^ш

(4.75)

Для примера найдем максимальную высоту, на которой обеспечивается
достаточное для работы УПФ значение Ид для режима непрерывного
излучения при следующих данных: Z?7 = 0,4m, Z>v =0,15 м, х = 0,7,
Рср — 0,1 Вт, vo=72°3O/, Во=65°, (т°(65°)=—21 дБ (море .при волнении
в 1 балл), 2д=10, 117=300 м/с, Л/Эфф=12 дБ, ;гш=2. Подставляя ука-
занные значения в формулу (4.75), находим, что ЯМак-с = 25 км. Если
принять, что минимальная высота работы ДИСС равна 2 м, то динами-
ческий диапазон сигналов из-за изменения высоты равен 82 дБ. С уче-
том о0 полный динамический диапазон сигналов ДИСС превышает
100 дБ.

Следует отметить, что если необходимо обеспечить работоспособ-
ность ДИСС на максимальной высоте при крене и тангаже ЛА, то по
формулам (2.20) необходимо определить уменьшение угла Во, используя
данные рис. 4.29, найти новое значение а°(В0) и воспользоваться им при
расчетах Ямакс (4.75).

Пользуясь табл. 4.4, нетрудно также определить максимальную
рабочую высоту ДИСС при работе в других режимах. Например, в ре-
жиме непрерывного излучения с частотной модуляцией для приведенных
выше данных Ямакс будет в два раза меньше, т. е. будет равна 12,5 км.

Глава 5

АНТЕННЫЕ СИСТЕМЫ

В главе приводятся основные радиотехнические характеристики антенных
устройств ДИСС и требования, предъявляемые к ним. Рассматриваются антенные
устройства волноводного и оптического типа, позволяющие сформировать три или
четыре луча с одного раскрыва.

Приводятся основные расчетные формулы и соображения по выбору конструктив-
ных параметров указанных антенн. Даны схемы антенн и отдельные конструктивные
решения.

Анализируются точностные характеристики антенн и факторы, влияющие на них,
с учетом особенностей работы антенны на борту летательного аппарата. Приводится
методика бесполетной калибровки антенн.
,5.1. ОСНОВНЫЕ РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
И ТРЕБОВАНИЯ

Антенные устройства ДИСС, как правило, формируют три -или че-
тыре разнесенных в пространстве луча. Возможные схемы расположе-
ния лучей были приведены в гл. 2.

Ориентация каждого луча в пространстве характеризуется некото-
рым средним направлением, которое проходит через центр тяжести
квадрата его диаграммы направленности (см. § 3.3). Среднее направле-
ние может быть определено любой парой углов, обозначенных на
рис. 5.1. Например, В и Г, у и а, у и v и др. (ом. гл. 2). Связь между
этими углами устанавливается посредством следующих тригонометри-
ческих соотношений:

cos у = cos В cos Г, cosv=—cos В sin Г,

sin В = cos a sin у, tgr = sinatgy.

(5.1)

От точности определения углов

непосредственно зависит точность

работы станции. При этом необходимо, чтобы
стабильна в процессе эксплуатации на борту
Наиболее жесткие требования предъявляются
к антеннам прецизионных ДИСС, для которых
углы должны быть известны с точностью при-
мерно 1—3'. Номиналы углов для ДИСС ле-
жат примерно в следующих пределах: Во =

ориентация лучей была
летательного аппарата.

= 60—75°,	Го=15—45°, у0=65—80°,

Рис. 5.1. Средние направле-
ния лучей и определяющие
их углы.

vo=

= 65—80°.

В допплеровских измерителях находят
применение антенные устройства, формирую-
щие диаграммы направленности карандашной
формы и так называемые изочастотные диа-
граммы (см. гл. 3). Карандашные диаграммы
присущи антеннам оптического типа — зер-
кальным и линзовым, изочастотные диаграм- -
мы — волноводно-щелевым антеннам. Шири-
на диаграммы направленности зависит от дей-
ствующего раскрыва антенны и длины рабочей
волны. В свою очередь, раскрыв антенны

ограничивается допустимой площадью выреза в фюзеляже летательного
аппарата. Обычно площадь выреза составляет 0,2—0,4 м2.

Для того чтобы наилучшим образом использовать эту площадь, це-
лесообразно применять многолучевые антенны, которые формируют все
лучи с одного раскрыва. Естественно не исключается возможность

использования отдельных антенн для формирования каждого луча.

В зависимости от режима работы ДИСС антенное устройство мо-
жет состоять либо из двух отдельных антенн — приемной и передающей,
либо может представлять собой одну совмещенную антенну. Две от-
дельные антенны применяются в ДИСС с непрерывным режимом излу-
чения, когда требуется обеспечить надежную развязку (80—90 дБ) меж-
ду приемным и передающим каналом. Совмещенные антенны применя-
ются в импульсных и непрерывно-импульсных ДИСС, а также
в некоторых ДИСС сЧМ, когда достаточна развязка примерно 40—50 дБ.
При использовании двух отдельных изочастотных антенн ширина
лучей в сантиметровом диапазоне волн обычно лежит в пределах 3—5°
в плоскости углов у и 5—10° в плоскости углов v. Для антенн с каран-
дашными лучами ширина лежит в пределах 3—6°.

Одним из основных требований, предъявляемых к антенному устрой-
ству ДИСС, является обеспечение низкого уровня боковых и дальних
лепестков. Это требуется прежде всего для получения необходимой раз-
вязки между приемными каналами. Если все лучи работают одновре-
менно, то величина паразитного сигнала, принятого с направлений, соот-
ветствующих соседним лучам, непосредственно определяется средним
уровнем боковых лепестков каждого из приемных лучей в направлении
соседних. Этот уровень должен быть не более 20—25 дБ. Если лучи
работают поочередно, т. е. коммутируются, связей между каналами
через боковые лепестки можно не опасаться и жестких ограничений
на боковые лепестки е направлении соседних лучей не наклады-
вается. Однако, независимо от режима работы лучей, важно обеспе-
чить малый уровень лепестков в направлениях, близких к вертикали,
так как на этих углах отражение от местности возрастает, особенно
при работе над морем, и при наличии больших лепестков возникают па-
разитные отраженные сигналы. Как известно, дальние лепестки у антен-
ны возникают из-за рассеянных полей, которые присущи любой реаль-
ной антенне. Эти рассеянные поля могут вызвать серьезные помехи при
работе ДИСС в режиме непрерывного излучения. Отражаясь от вибри-
рующих элементов конструкции, они модулируются по амплитуде и
фазе, создавая в приемном 'канале помехи, аналогичные полезным сиг-
налам. Сказанное особенно опасно для ДИСС, устанавливаемых на
летательных аппаратах, у которых требуется измерять малые скорости,
так как при этом допплеровские частоты оказываются соизмеримыми
с частотами механических вибраций. Поэтому при размещении антенны
необходимо учитывать распределение рассеянных полей в простран-
стве, в частности необходимо, чтобы вибрирующие элементы конструк-
ции не попадали в поле антенны 'или были защищены поглощающими
материалами.

Естественно, что антенное устройство ДИСС, как и все другие бло-
ки измерителя, должно иметь минимально возможные габариты и вес,
должно быть удобно и надежно в эксплуатации.

В допплеровских измерителях применяются различные типы антенн:
волноводно-щелевые, зеркальные и линзовые. Выбор той или иной
антенны зависит от требований к аппаратуре .и условий ее размещения
на ЛА. Антенны могут быть подвижными и неподвижными. Подвижные
антенны применяются в импульсных ДИСС с автокогерентным приемом
и в некоторых ДИСС, работающих в режиме непрерывного излучения
с частотной модуляцией. При этом в подвижном варианте используются
только волноводно-щелевые антенны с отношением >»1, которые
благодаря изочастотности (см. гл. 3), являются для этого наиболее
удобными.

Неподвижные антенны применяются практически во всех современ-
ных ДИСС с когерентным приемом. Неподвижные антенньГ значительно
проще по конструкции, имеют меньший вес и большую надежность. Для
их размещения на ЛА требуется меньший объем и меньшая площадь,
обтекателя, чем при применении подвижных антенн.
5.2.	СИММЕТРИЧНЫЕ ВОЛНОВОДНО-ЩЕЛЕВЫЕ АНТЕННЫ

Задача формирования нескольких лучей с одного раскрыва может
быть решена путем использования так называемых симметричных вол-
новодно-щелевых антенн. Обычная линейная волноводно-щелевая антен-
на показана на рис. 5.2. Она представляет собой многощелевой волно-
вод, на вход которого подается мощность PQ, а на его противоположном
конце располагается поглощающая нагрузка. При расстоянии между
щелевыми излучателями, не кратном Хв/2 (Ав— длина волны в волново-
де), в волноводе устанавливается режим бегущей волны, когда распро-
страняющаяся по волноводу волна возбуждает щели и излучается

Рис. 5.2. Линейная волноводно-щеле-
вая антенна.

Рис. 5.3. Амплитудное распределение Е(х)
и соответствующая ему функция связи б (%)
для линейной волноводно-щелевой антенны.

в свободное пространство. Угол у наклона диаграммы направленности
к оси волновода X однозначно определяется длиной волны, размером
волновода и расстоянием между щелями. Сама диаграмма зависит от
вида амплитудного распределения Е(х) поля, которое зависит от связи
щелей с волноводом. Обычно используют амплитудные распределения,
симметричные относительно центра излучающего раскрыва. Для полу-
чения симметричного амплитудного распределения функция связи щелей
с волноводом 6(х) должна быть принципиально 'несимметричной, как
показано на рис. 5.3. Это определяется тем, что, проходя по волноводу,
мощность Ро за счет излучения уменьшается, в связи с чем связь щелей,
расположенных симметрично относительно центра раскрыва, должна
быть разной и большей у щели, которая находится дальше от входа
волновода.

Подобный многощелевой волновод позволяет получить второй сим-
метрично расположенный луч. В самом деле, если поменять местами
вход и выход волновода, то новому входу будет соответствовать диа-
грамма направленности, составляющая тот же угол у с направлением
—X. Амплитудное распределение Е(х) будет при этом несимметрично,
диаграмма направленности значительно расширится, а коэффициент
усиления существенно уменьшится по сравнению с первым случаем.
Сказанное поясняется рис. 5.4.

Для того чтобы оба луча были идентичны, необходимо расположить
щели симметрично относительно обоих концов, т. е. функция связи ще-
лей с волноводом б(х) должна быть четной относительно середины
излучающего раскрыва. В этом случае амплитудное распределение Е(х)
уже не будет симметричным (рис. 5.5). Такой многощелевой волновод
называется симметричным. Простейшим примером подобного многоще-
левого волновода является волновод, у которого все щели смещены от
оси на одинаковые расстояния. Амплитудное распределение при этом
подчиняется экспоненциальному закону. В общем случае функция связи
может быть любой, но всегда четной. В зависимости от требуемого
уровня боковых лепестков она должна быть более или менее спадающей
к краям излучающего раскрыва, как показано на рис. 6.5.

Симметричый многощелевой волновод, позволяющий сформировать
два независимых симметрично расположенных идентичных луча, являет-
ся основным элементом плоскостных волноводно-щелевых антенн. При-

ведем методику его расчета.

Рис. 5.4. Симметричный луч и амплитуд-
ное распределение у линейной волновод-
но-щелевой антенны, запитанной с про-
тивоположного конца.

Рис. 5.5. Симметричная линейная волно-
водно-щелевая антенна и соответствую-
щие ей функции связи 6(%) и амплитуд-
ное распределение Е(х).

Рассмотрим вместо системы, состоящей из дискретных излучателей (щелей), си-
стему с непрерывным распределением поля. Та«сая замена допустима в случае боль-
шого числа излучателей, что практически всегда имеет место.

Обозначим через Е(х) амплитудное распределение поля в раскрыве, а через Р(х)
проходящую по волноводу мощность, где х — величина, нормированная к половине
длины антенны.

Положим, что

Р(-1) =РН = 1, Р(О)=Ро, Р(+1)=РК.	(5.2)

Обозначения, использованные в условиях (5.2), поясняются на рис. 5.6.

Можно показать, что

£(-х) = (Р0//>(х))£(х),	(5.3)

Несимметричная функция Е(х) может быть представлена как сумма четной Еч(х) и
нечетной ЕНч(х) составляющих. При этом

Е (х) + Е (— х)	Е (х) — Е (— х)

Еч (х) -	, Епч (х) = -	.г -----(5.4)

Выразим четную составляющую амплитудного распределения через четную нормиро-
ванную функцию f(x) следующим образом:

£ч(х) = (Д/2)Г(х).	(5.5)

Учитывая формулы (5.3) — (5.5), получаем

Енч(х)=ф(х)(Д/2)Нх),	(5.6)

где ф(х)=[7э(х)—Р0]/[Р(х) +Ро]. Можно показать, что функция Р(х) связана с функ-
цией f(x) посредством следующего трансцендентного уравнения:
Из уравнения (5.7) можно определить все характеристики антенны.

Амплитудное распределение Е(х) с учетом выражений (5.3) — (5.5) равно

E(x)=Af(x)/[l+P0/P(x)],	(5.9)

Зная амплитудное распределение Е(х), нетрудно вычислить диаграмму направлен-
ности G2(u).

Диаграмма направленности G2(u) от любого распределения поля Е(х) может
быть выражена через диаграммы направленности от четной и нечетной составляющих
этого распределения, т. е.

G2(tt)=G2(«) + G24(«),	(5.10)

где и = (2nx/%)sin у.

Диаграммы направленности Gq (а) и G^q («) с учетом соотношений (5.5), (5.6) равны

+ 1

А С

G4 («) = -ту- I f (%) cos uxdx,

(5.H)
+ 1

А Г

GH4 («) — — | Ф (%) f (%) sin ахах.

—1

Как правило, £ч(х) и £Нч(х)—медленно меняющиеся функции. Поэтому при
больших значениях параметра и максимумы G42(«) совпадают с нулями GH42(w),
и наоборот. В связи с этим уровень боковых лепестков суммарной диаграммы направ-
ленности мало отличается от уровня боковых лепестков четной диаграммы направлен-
ности. Благодаря этому расчет симметричной антенны, имеющей принципиально не-
симметричное амплитудное распределение, можно приближенно производить по чет-
ной составляющей этого распределения. Уравнение (5.7) позволяет также найти по-
стоянную затухания б(х):

8 (%) = 2	Р (%).	(5.12)

Затухание 6В, вносимое в волновод щелью с координатой х, может быть вычис-
лено по формуле

8В = 8,7 J 8(x)dx, дБ	(5.13)

X

где d=2IN — расстояние между соседними излучателями, N — число излучателей.
При большом числе излучателей (Л7>10) удобнее пользоваться приближенной фор-
мулой

6B«8,7[2d(x)/2V], дБ.

(5.14)

Коэффициент использования антенн, как известно, равен

x = G/G0=gr],

(5.15)

где G — коэффициент усиления реальной антенны; Go—коэффициент усиления иде-
альной антенны; g— коэффициент использования раскрыва, учитывающий неравномер-
ность амплитудного распределения; т] — коэффициент полезного действия.

Можно показать, что для симметричной антенны

(1_р2_2ро 1П ро)

------

+ 1	2

У f (х) dx

о

J f2 (%) dx

Коэффициент использования раскрыва g соответствует четной составляющей ампли-
тудного распределения и его величина для большинства практических случаев изве-
стна [5. 1].

Рис. 5.7. Зависимость коэффи-
циента полезного действия q
от Ро.

Из выражений (5.15) и (5.16) следует, что коэффициент использования симмет-
ричной антенны равен произведению двух сомножителей, один из которых зависит от
Ро, а другой от f(x). На рис. 5.7 представлен график
зависимости первого сомножителя от Ро. Как видно
из графика, максимальный коэффициент использова-
ния имеет место при Ро=О,28, ^к —А)2=0,08, т. е.
когда до конца антенны доходит 8% поданной на
вход мощности. Из выражений (5.15)и (5.16) также
следует, что х достигает максимума хмакс =0,818,
когда £'=1, что имеет место при f(x) =const, т. е.
при равномерном амплитудном распределении поля.

Проведем для примера расчет симметричной
антенны, диаграмма направленности которой

имеет уровень боковых лепестков около 2%. Положим /(х) = 1—0,5х2. Как по-
казано в работе (5.1], такое распределение обеспечивает уровень боковых лепе-
стков 2% и g=0,97. Из графика на рис. 5.7 выбираем для Ро значение 0,35 (Рк=12°/о),
при котором х близко к максимуму. Из выражения (5.8) находим А—1,5, С=0,735,
Ф(х) =х—0,ЗЗЗх3+0,05х5.

Уравнение (5.7) для определения Р(х) будет при этом иметь вид

Р(х) +о,71п Р(х)—0,1225/Р(х) =— 2,25(х—О,ЗЗЗх2+О,О5х5)—0,735.

На рис. 5.8 приведены графики левой и правой частей этого трансцендентного
уравнения, по которым можно определить функцию Р(х). На рис. 5.9 приведен гра-
фик Р(х). На рис. 5.10 построены графики Еч(х) и £нч(х). По ним на основании
формул (5.11) рассчитаны диаграммы G42(u), G^4 (ц) и суммарная диаграмма G2(u),
которые приведены на рис. 5.11. Уровень боковых лепестков у суммарной диаграммы
G2(u), как это видно из рис. 5.11, незначительно отличается от боковых лепестков ее
четной составляющей G^(u). Коэффициент использования антенны при заданных усло-
виях равен 0,775. На рис. 5.12 приведен график 6(х), вычисленный по формуле (5.12).

Из подобных симметричных щелевых волноводов строятся симме-
тричные плоскостные волноводно-щелевые антенны. Излучающий рас-
160
крыв таких антенн представляет собой двумерную решетку щелевых
излучателей с независимыми распределениями поля вдоль продольной Л'
и поперечной Z осей раскрыва (рис. 5.13). Как известно [5.1], диаграм-
ма направленности такого раскрыва G(y, v) может быть представлена

Рис. 5.8. Определение функции Р(х) путем
графического решения уравнения 5.7:

---- —правая часть;-------левая часть.

Рис. 5.9. График функции Р(х).

в виде произведения диаграмм направленности G(y) и G (у) линейных
решеток излучателей расположенных вдоль продольной и поперечной
осей антенны, т. е.

G(y, v) = G>(y)G(v).	(5.17)

Таким образом, диаграмма направленности
но-щелевой антенны равна произведению двух

плоскостной волновод-
воронкообразных диа-

грамм соответствующих щелевых волново-
дов. Главными сечениями такой простран-
ственной диаграммы являются участки двух
конических поверхностей, которые проходят
через максимум луча, а по оси вращения
совпадают соответственно с осями X и Z.
Линиями пересечения этих конических по-
верхностей с плоскостью Земли при гори-
зонтальном полете являются гиперболы.
Таким образом, волноводно-щелевые ан-
тенны с прямоугольным раскрывом являют-
ся изочастотными (см. гл. 3). Сказанное по-
ясняется рис. 3.9.

Как известно из работы [5.2], направле-

Рис. 5.10. Графики четной Еч и
нечетной Енч составляющих
амплитудного распределения.

ние максимума диаграммы направленности

линейной волноводно-щелевой антенны, возбуждаемой проходящей по

волноводу волной, определяется соотношением

cos у (у) = АДв + п (АД),

(5.18)

если излучатели возбуждаются синфазно, и

cosy(v) =—А,/А,в+А,/2б/—nOJd),	(5.19)

если соседние излучатели возбуждаются в противофазе (у (у)—острый
угол между осью ОХ (или OZ) антенны и направлением луча; X —
длина волны в свободном пространстве; d — расстояние между излуча-
телями, /г = 0, ±1, ±2 — номер рабочего спектра).
Обычно параметры многощелевого волновода выбираются так, что-
бы существовал только один спектр, т. е. один луч. Заметим, что в слу-
чае ускоряющих волноводов (АДв<1) используется нулевой спектр
(п= 0), а в случае замедляющих систем (АДВ>1) номер рабочего спек-
тра зависит от величины замедления.

Рис. 5.11. Суммарная диаграмма направленности G2(w) и диаграммы на-
правленности G24(u) и G2h4(m) соответственно от четной и нечетной со-
ставляющих амплитудного распределения.

Условие, которое обеспечивает существование только одного луча
под углом у, как известно, имеет вид:

cos Y 1 > 1 или -А-> 1 4-j cos Y |.	(5.20)

Отсюда следует, что при расстоянии между соседними щелями d<Z
<Х/2 невозможно существование более одного луча.

z

Рис. 5.13. Двумерная решетка излуча-
телей.

Рассмотрим некоторые типы многолучевых антенн, в которых
используются симметричные многощелевые волноводы. Простейшим
примером такой антенны может служить симметричный многощелевой
волновод, возбуждающий некоторое фокусирующее устройство, форми-
рующее диаграмму в поперечной плоскости, например рупор (рис. 5.14)
или параболический цилиндр (рис. 5.15). Такая антенна формирует два
162
луча, причем в плоскости у (вдоль волновода) диаграммы направленно-
сти формируются симметричным многощелевым волноводом, а в по
перечной плоскости v — фокусирующим устройством.

Рис. 5.14. Симметричная линейная волноводно-щелевая антенна с ру-
пором.

Рис. 5.15. Симметричная линейная волноводно-щелевая антенна с парабо-
лическим зеркалом.

Принципиальная схема другой антенны показана на рис. 5.16. Она
состоит из двух симметричных многощелевых волноводов, возбуждаю-
щих с двух сторон полотно из аналогичных волноводов. Энергия, под-
веденная к любому из четырех входов, распространяется по запиты-

вающему влноводу, последова-
тельно ответвляясь через щели
связи в излучающие многоще-
левые волноводы, которые фор-
мируют соответствующий луч
в пространстве. Такая двумер-
ная решетка излучателей имеет
линейные фазовые распределе-
ния поля по обеим осям рас-
крыва. Вследствие этого лучи
наклонены под углами унт
соответственно к продольной X
и поперечной Z осям антенны.

Конструкция подобной ан-
тенны ДИСС системы НАС-1
показана на рис. 5.17. Антенна
состоит из прямоугольных вол-
новодов стандартного сечения
с наклонными щелями на узкой
стенке. Антенна может обеспе-
чить как Х-образное, так и Л-об-
разное расположение лучей.
И*

Рис. 5.16. Схема симметричной волноводно-
щелевой антенны и расположение ее лучей.
Более компактной является антенна, у который в качестве излучаю-
щих элементов применены прямоугольные волноводы с продольными
щелями на широкой стенке, а в качестве запитывающего устройства
используется свернутый плоскопараболический облучатель (рис. 5.18)
или линза с двумя смещенными с оси рупорами. В зависимости от ве-
личины смещения рупора можно изменять положение лучей в простран*
стве, например, ориентировать один из лучей под другими углами.

Рис. 5.17. Симметричная волноводно-щелевая антенна ДИСС системы НАС-1 на пря-
моугольных волноводах с наклонными щелями на узкой стенке.

Рис. 5.18. Симметричная волноводно-щелевая антенна
с запитывающим устройством в виде плоскопараболи-
ческого облучателя.

Конструктивно удобным является вариант
возбуждения излучающего полотна посред-
ством щелевого волновода через переходные
параллельные пластины. Наличие параллель-
ных пластин позволяет расположить щели на
запитывающем волноводе, независимо от рас-
стояния между излучающими волноводами.
Благодаря этому удается излучающее полотно
и запитывающий волновод выполнить на вол-
новодах стандартного сечения. Кроме того, пу-
тем изгиба пластин 'можно в зависимости от
конструкции ДИСС менять положение запи-
тывающего волновода (рис. 5.19).

Рис. 5.19. Варианты сим-
метричной волноводно-
щелевой антенны с запи-
тывающим устройством
в виде щелевого волно-

вода между параллель-

ными пластинами.

5.3.	ЧАСТОТНО-НЕЗАВИСИМЫЕ ВОЛНОВОДНО-ЩЕЛЕВЫЕ АНТЕННЫ

В рассмотренных выше симметричных волноводно-щелевых антен-
нах, как следует из выражений (5.18) и (5.19), направление лучей за-
висит от длины рабочей волны. В связи с этим при изменении длины
волны изменяется и допплеровская частота принимаемых сигналов,
что может привести к погрешности измерения скорости.
Можно построить антенные системы, у которых закон изменения на-
правления лучей при изменении несущей частоты подобран таким обра-
зом, что допплеровская частота отраженных сигналов в определенных
пределах не зависит от рабочей длины волны. Такие антенны получили
название частотно-независимых. Условие, при котором Рдг- не зависит
от Л, непосредственно следует из формул (1.5) и имеет вид

cosy^ = frA, (& = const).

(5.21)

В ряде случаев, при Х-образном расположении лучей, оказывается
достаточным, чтобы от частоты генератора не зависела суммарная доп-
плеровская частота колебаний принимаемых диагональной парой лучей
(1, 3) (см. рис. 2.13), например, Ffli + Ffl3, в то время как Fnl и Fn3 njo
отдельности изменялись бы с частотой.

Условие частотной независимости для этого случая принима-
ет вид

cos Yi + cosy3 = cA,	(с = const).	(5.22)

Аналогичное условие должно быть записано и для второй пары лу-
чей (2, 4).

Условия (5.21) и (5.22) являются достаточными и обеспечивают ча-
стотную независимость по углу у, если продольная ось антенны совпада-
ет с линией пути. В общем случае они должны быть дополнены анало-
гичными условиями для угла v.

Для построения частотно-независимых антенн могут быть исполь-
зованы два различных принципа.

Первый заключается в использовании свойств линейной решетки
излучателей с постоянным, т. е. не зависящим от частоты, сдвигом
фаз между излучателями. Из работы [5.2] известно, что угол наклона
луча, к оси решетки определяется следующим уравнением:

cos у= (ф}/2л) (V^)+п('ХД0,	(5.23)

где — сдвиг фаз между соседними излучателями. При ф1 = сопз1 та-
кая решетка удовлетворяет условию (5.21).

Второй принцип заключается в использовании свойства многоще-
левых волноводов менять при определенных условиях знак углочастот-
ной зависимости, т. е. зависимости изменения угла наклона луча от
длины рабочей волны.

- Рассмотрим способы построения частотно-независимых антенн,
основанные на первом принципе.

В работе [5.2] показано, что линейная антенна из противофазных
излучателей формирует в пространстве два симметрично расположенных
луча. Углы у между лучами и осью антенны связаны с расстоянием d
между излучателями и длиной волны К уравнением

cos у=АДМ,	(5.24)

которое получается при подстановке я=0 и -ф1 = зт в формулу (5.23).

При п=£0 высшие спектры отсутствуют, когда выполняется условие

~ <^d	% или cosy>>-|- и у <70,5°.
Уравнение (5.24) удовлетворяет условию (5.21). Следовательно,
двухлучевая линейная антенна из противофазных излучателей является
частотно-независимой. Подобную антенну можно выполнить на много-
щелевом волноводе, работающем в режиме стоячей волны. Здесь воз-
можны два случая, показанные на рис. 5.20,а, б: щели расположены
по одну сторону от оси волновода с шагом б/ = А,в/2 и по обе стороны от
оси с шагом rf = XB.

Рис. 5.20. Двухлучевые частотно-независимые волноводы, работающие в режиме стоя-
чей волны:

а — щели расположены без поворота фазы на Л; б — щели расположены с поворотом фазы на Л.

В первом случае требуемое ускорение определяется соотношением
АДв = созу, что при у=70° возможно только при применении волново-
дов с очень большим ускорением А,ВД=2,92. При использовании таких
волноводов в режиме стоячей волны требуется выдерживать жесткие
допуски на все геометрические размеры и сокращать рабочий диапазон
частот. Во втором случае при прочих равных условиях можно в два

Рис. 5.21. Двухлучевой частотно-независимый волновод, работающий в режиме стоячей
волны с возбуждением в центре.

раза уменьшить длину волны в волноводе и использовать обычные вол-
новоды при ускорении около 1,5, т. е. в режиме, далеком от критическо-
го. В этом случае производственные допуски на геометрические размеры
ослабляются и более чем в два раза расширяется диапазон рабочих
частот. Диапазон частот может быть дополнительно увеличен, если воз-
буждать волноводы в центре, как показано на рис. 5.21.

Если совместно использовать два таких двухлучевых волновода и
возбуждать их со сдвигом фаз ±л/2 (например, через щелевой мост),
то можно сформировать два луча, каждому из которых будет соответ-
ствовать свой вход (рис. 5.22). Отметим, что при построении плоскост-
ной антенны на основе такого сдвоенного элемента, чтобы избежать
возникновения спектров высших порядков, необходимо сделать расстоя-
166
ние dz между излучающими элементами в поперечной плоскости мень-
ше Л,/2.

Рассмотрим некоторые способы построения частотно-независимых
антенн, основанных на втором принципе.

Один из них заключается в использовании двух отдельных волно-
водов с разным знаком углочастотной зависимости (рис. 5.23). При этом
для формирования одного луча под углом yi используется ускоряющий

Рис. 5.22. Сдвоенный частотно-независимый волновод, работающий в режиме стоячей
волны и формирующий два независимых луча.

волновод со щелями с дополнительным поворотом фазы на л, а для
формирования второго луча под углом у2—волновод со щелями
без поворота фазы на л. При я = 0 такие волноводы, как это следует из
формул (5.18), (5.19), имеют разный знак углочастотной зависимости и,
если А,в1 = А,в2=А,, di = d2=d, то cos yi + cos y2=A,/2d, т. е. выполняется
условие (5.22). При этом лучи располагаются симметрично относитель-

Рис. 5.23. Принцип построения частотно-независимой антенны на двух ускоряющих вол-
новодах, работающих в режиме бегущей волны.
но нормали к волноводам: у1 = у2 = у, если расстояние d между щелями
равно Ав/4. Однолучевая диаграмма имеет место при условии г/<ЗЛ,/4,
когда cos у>1/3, у<70,5° [формула (5.25)].

Вместо двух волноводов, как это описано выше, можно использо-
вать один с возбуждением в центре. При этом половина щелей, распо-

Рис. 5.24. Принцип построения частотно-независимой антенны на ускоряющем волново-
де с возбуждением в центре, работающем в режиме бегущей волны.

ложенных в одну сторону от центра, — без поворота фазы на л, а дру-
гая— с дополнительным поворотом фазы на л (рис. 5.24). Каждая по-
ловина волновода формирует парциальную диаграмму под углом у1' и
у" соответственно. Результирующая диаграмма направленности, форми-
руемая всем раскрывом волновода, имеет угол наклона у, причем

У= (у'+у")/2-

Из соотношений (5.18) и (5.19) при п = 0 находим

Рис. 5 25. Схема четырехлучевой ча-
стотно-независимой антенны.

COS у' -ф- COS у" = COS ——2^— cos Y =

X
~~2d •

При изменении частоты на
±1,5% разница в углах yz и у" не
превышает 5° и можно заменить ко-
синус полуразности углов единицей
с точностью до 0,1%'. Следователь-
но, в диапазоне ±4,5%Ьт /о cosy=
= т. е. результирующая диа-
грамма направленности оказывает-
ся частотно-независимой.

Приведем несколько примеров
построения волноводно-щелевых ан-
тенн, в которых используются мно-
гощелевые волноводы, работающие
в режиме стоячей волны.
На рис. 5.25 представлена схема четырехлучевой частотно-независи-
мой антенны. Излучатели антенны образуют противофазную двумерную
решетку с одним входом, формирующую одним раскрывом одновремен-

Рис. 5.26. Четырехлучевая частотно-независимая антенна.

но четыре луча. В антенне применены волноводы, работающие в ре-
жиме стоячей волны с возбуждением в центре. Антенна может быть

использована в качестве передающей в ДИСС с непрерывным излуче-

нием. Фотография такой
антенны представлена на
рис. 5.26.

На рис. 5.27 показа-
на схема антенны, обеспе-
чивающая формирование
двух пар лучей. Антенна
состоит из двух четырех-
лучевых антенн. При син-
фазном питании входов
обеих антенн (/, фаза 0)
работает одна диагональ-
ная пара лучей, при про-
тив о'фазном (II, фаза
л) —другая. Особен-
ностью этой системы яв-
ляется то, что каждый из
лучей формируется всем
излучающим раскрывом,
т. е. раскрыв использует-
ся четырехкратно.

На рис. 5.28 пред-
ставлена фотография по-
добной антенны, приме-
ненной в ДИСС-ЗП. Ан-
тенна построена из вол-
новодов стандартного се-
чения. Чтобы обеспечить допустимое расстояние dz между соседними
элементами в поперечном направлении, волноводы в антенне распола-
гают наклонно к поперечной оси.

Выше были рассмотрены частотно-независимые антенны, у которые
одновременно формируются либо четыре, либо два луча. В ДИСС с ко-
геретным приемом в ряде случаев требуется, чтобы каждому лучу со-
ответствовал отдельный вход (или выход).

Рис. 5.28. Частотно-независимая антенна, у которой диагональные пары
лучей имеют отдельные входы.

Рис. 5.29. Схема двухлучевой частотно-независимой
антенны с отдельным входом для каждого луча.
Рис.

Рис. 5.30. Антенна а П-образных волноводах, у которой для каждого»
луча имеется свой вход.

5.31. Схема антенны с двумя

частотно-независимыми лучами.

Рис. 5.32. Двухантенная схема, обеспечивающая частотную независимость
каждого луча:

а —приемная антенна; б — передающая антенна.
На рис. 5.29 показана схема антенны, формирующей два отдельных
луча. Антенна состоит из пары волноводных решеток, построенных на
двухлучевых волноводах. Входу каждой из решеток соответствует пара
лучей. При сдвиге фазы между входами решеток +л/2 компенсируется
один луч, а при сдвиге —л/2 — другой. Фазовые сдвиги ±л/2 создаются
щелевым мостом.

3

Рис. 5.33. Частотно-независимая

антенная система с оптической запиткой.

На рис. 5.30 представлена фотография такой антенны. Для того
чтобы расстояние между двумя соседними волноводами не превышало
Х/2, в антенне использованы П-волноводы с нормальным ускорением,
которые возбуждаются рупорами.

Приведем примеры частотно-независимых антенн, в которых исполь-
зуются многощелевые волноводы, работающие в режиме бегущей волны.

На рис. 5.31 показана схема частотно-независимой антенны, состоя-
щей из двух симметричных многощелевых волноводов с разным знаком
172
углочастотной зависимости. Волноводы формируют узкую диаграмму
в одной плоскости (у), а для формирования диаграммы в поперечной

плоскости в данном случае использованы рупоры. Диагональные пары
лучей 1, 3 и 2, 4 удовлетворяют условию (5.22).

На рис. 5.32 показана схема антенны, состоящей из двух симме-
тричных антенн: приемной (а) и передающей (б), которые имеют раз-

ные знаки углочастотной зависимости,
вследствие чего антенна в целом являет-
ся частотно-независимой.

На рис. 5.33 показана частотно-неза-
висимая антенна допплеровского измери-
теля ДИСС-013 (см. гл. И), в которой
применен описанный принцип. Антенны
построены на ускоряющих волноводах
с продольными щелями на" широкой стен-
ке. Возбуждаются антенны при помощи
плоскопараболических облучателей опти-
ческого типа (см. § 5.4), что обеспечива-
ет независимость ориентации лучей в по-
перечной плоскости от длины волны X.

На рис. 5.34 показаны для примера
диаграммы направленности одного луча
антенны ДИСС-013 в плоскости углов у
и а. Следует отметить, что из-за экспо-
ненциального распределения поля боко-

вые лепестки в плоскости у достигают^.^_ ___________ ;

уровня 7%' ОТ Рмакс-	Рис. 5-34- Диаграммы’ направлен-

Другим примером частотно-незави-
симой антенны, использующей принцип

ности в плоскости углов антенны
ДИСС-013:

1 — плоскость а; 2 — плоскость V.

разной углочастотнои зависимости у при-

емной и передающей антенн, является антенна ДИСС типа Десса-71

[4.2, 4.3], в которой применены ускоряющие волноводы со щелями на

узкой стенке.

5.4.	АНТЕННЫ ОПТИЧЕСКОГО ТИПА

Антеннами оптического типа называются зеркальные и линзовые
диэлектрические антенны. Эти антенны формируют диаграммы каран-
дашного типа. В отличие от волновода-щелевых антенн в антеннах опти-
ческого типа ориентация лучей принципиально не зависит от изменения
рабочей длины волны.

Рис. 5.35. Схема трехлучевой однозеркальной антенны:
а — вид сбоку; б — вид снизу.
Антенны оптического типа в отличие от волноводно-щелевых позво-
ляют в достаточной мере произвольно расположить лучи в пространст-
ве, причем число лучей у них принципиально не ограничено. Во-вторых,,
оптические антенны менее критичны к выбору рабочей длины волны и
могут быть использованы вплоть до оптического диапазона волн, где
щелевые антенны неприменимы. Кроме того, в некоторых случаях для
них не требуется обтекатель.

Рис. 5.36. Схема двухзеркальной антенны с поворотом плоскости поляри-
зации:

а —антенна; б — расположение векторов поля в антенне.

Простейшая осесимметричная трехлучевая зеркальная антенна
представляет собой параболическое зеркало, в фокальной плоскости ко-
торого расположены облучатели (рис. 5.35).

Для того чтобы получить требуемые диаграммы направленности
при смещении облучателей с оси, антенна должна быть достаточно
длиннофокусной. Так, при отклонении луча на 20° и диаметре антенны
D = 15X (ширина диаграммы около 5°) фокусное расстояние f должно
быть не менее D/2. Например, при работе в 2-см диапазоне волн диа-
метр антенны D равен 300 мм, а ее высота h=f составляет 150—200 мм.
Высоту антенны можно значительно уменьшить, если применить двух-
зеркальную схему, показанную на рис. 5.36,а.

При этом облучатели 3 располагаются непосредственно на зерка-
ле 1 и высота антенны h сокращается примерно вдвое. Работа такой
двухзеркальной антенны основана на извест-

Рис. 5.37. Схема двухзер-
кальной антенны Кассе-

грена.

ном принципе поворота плоскости поляриза-
ции, который поясняется рис. 5.36,6. При ра-
боте на передачу линейно-поляризованная
волна £Пад от облучателя 3 падает на зерка-
ло-фильтр 2, на котором имеется решетка из
параллельных проволочек, причем ориентация
проволочек совпадает с поляризацией падаю-
щей волны. Последняя отражается . от зерка-
ла 2 на внутреннюю поверхность зеркала 1.
На внутренней поверхности зеркала 1 рас-
положена также решетка из параллельных
проволочек, которые ориентированы под уг-
лом 45° к вектору поляризации £пад. Состав-
ляющая падающей волны £ц, поляризация
которой параллельна проволочкам, отражается
от решетки главного зеркала, а другая орто-
тональная составляющая Е^ проходит сквозь решетку и отражается от
металлической поверхности зеркала 1, расположенной за решеткой на
расстоянии, равном четверти длины волны. В результате после отраже-
ния от зеркала 1 составляющая Е поворачивается на 180°, а отражен-
ная от него волна ЕВых оказывается поляризованной ортогонально £пад
и беспрепятственно излучается через решетку зеркала-фильтра 2.

Остановимся кратко на возможных вариантах построения двухзеркальных ан-
тенн.

Простейшими двухзеркальными антеннами являются антенны, известные под
названием антенн Кассегрена (рис. 5.37). В этих антеннах в качестве зеркала 1
используется параболоид, а в качестве зеркала 2— гиперболоид. Когда фазовый центр
.облучателя находится в одном фокусе гиперболоида, а второй фокус гиперболоида
совмещен с фокусом параболоида, антенна формирует плоский фронт волны, перпен-
дикулярный оси У.

Поверхности зеркал у антенны Кассегрена описываются следующими уравне-
ниями:

z/j — (%2 + 2^)/4f (зеркало 7),

(5.26)
y2 = a-\-d— а/by/"fe2 +	(зеркало 2),

где а и Ь — полуоси гиперболы, причем а — (fМ)/2— h, Ь — V(f — 7И)2/4—а2; Л'1—
координата второго фокуса гиперболоида.

При /г<((+Л1)/2 вспомогательное зеркало является вогнутым гиперболоидом 2,
при h'> (f-j-M)/2— выпуклым гиперболоидом 2', при h"=(f-\-M)/2 гиперболоид вы-
рождается в плоскость 2".

При смещении облучателя из фокуса поперек оси У фронт волны у антенны
Кассегрена поворачивается и одновременно искажается. Величина этих искажений за-
висит от угла отклонения луча от оси У и геометрических параметров антенны. При
•угле отклонения луча около 25° требуемая диаграмма направленности обеспечивается
при следующих параметрах: Z) = 15X, f[D = G,5, h/D — Q,33. При увеличении электри-
ческих размеров антенны искажения будут возрастать. Для уменьшения искажений не-
обходимо увеличивать отношения f/D и h/D, т, е. увеличивать высоту антенны. В связи
с этим в некоторых случаях более целесообразно применять апланатическую двухзер-
кальную антенну, которая позволяет получить меньшие фазовые искажения в плоскости
отклонения луча и, следовательно, меньшие лепестки в области вертикали. Последнее
особенно важно для обеспечения устойчивой работы ДИСС над водной поверхностью.

Уравнения для расчета профилей зеркал апланатической антенны имеют вид:
для зеркала 1 Xi—f sin ф, г/2 = гсозф;

для зеркала 2 x2=rsinq>,

__ 4/г — h)f sin2 (f — 2г)

^2	2 [2h — r (1 — cos <f>)]	’	v •- )

где

/	<₽ \2h/(f—h)

h (h — Af) I cos 1

r ~	<p / <p \2h/(f—h) f f	»

(h — 44) sin2 -g- ( cos —j + h I 1 — -y sin2 \

‘Обозначения в формулах (5.27) поясняются на рис. 5.38.

Анализ фазовых искажений в апланатических антеннах при смещении облучате-
ля с оси показывает, что их величина в плоскости отклонения зависит от отношения
f/h. Для апланатической антенны диаметром 7) = 15Х оптимальные диаграммы направ-
ленноси в плоскости отклонения получаются при flh=\$ и hjD = 0,3- В рассмотрен-
ных выше двухзеркальных антеннах, при углах отклонения луча более 10° возникают
значительные фазовые искажения в плоскости, перпендикулярной плоскости отклоне-
ния луча. Устранить эти искажения можно, применяя в антенне специальные облуча-

Рис. 5.38. К расчету апланатической
двухзеркальной антенны.

Рис. 5.39. Рупорный облучатель с разнесен-
ными фазовыми центрами в плоскостях
Е и Н.

тели, у которых фазовые центры в плоскости векторов Е и Н разнесены. Один из
возможных облучателей такого типа показан на рис. 5.39. Он представляет собой пи-
рамидальный рупор с дополнительными пластинами.

Рис. 5 40. Экспериментальные диа-
граммы направленности апланати-
ческой антенны Z) = 15X при угле
отклонения 25°:

1 — плоскость а; 2 — плоскость V.

На рис. 5.40 приведены эксперимен-
тальные диаграммы направленности
трехлучевой апланатической антенны
о подобным облучателем в плоскости уг-
лов у (кривая 2) и а (кривая /). Антенна
имеет следующие параметры: /) = 300мм!>
h = 90 мм, угол отклонения луча от вер-
тикали — 25°.

На рис. 5.41 схематически показана
ее конструкция. Зеркало' 1 этой антенны
представляет собой отлитую деталь стре-
мя стаканами 2 из алюминиевого сплава.
Четвертьволновый слой 3 выполнен из
сотового материала. Зеркало 4 изготов-
лено из стеклотекстолита толщиной
1,8 мм. Рабочая поверхность зеркал
оклеена армированной стеклотканью 5.
Для увеличения коэффициента прохо-
ждения в стеклотекстолит зеркала 4 за-
прессована просветляющая сетка [5.4].
В стаканах главного зеркала установле-
ны рупорные облучатели 6 с дополни-
тельными пластинами. Зеркало 1 снаб-
жено цилиндрической обечайкой 7. На
внутреннюю поверхность обечайки приклеен поглощающий матери-
ал 8. Обечайка уменьшает боковое рассеяние, благодаря чему увели-
чивается развязка между приемной и передающей антеннами. При
расстоянии между краями -антенн, равном 25—30 мм, развязка со-
ставляет около 80 дБ, а при расстоянии 60 мм — около 85 дБ. Установ-
ка дополнительной перегородки, выступающей на 10—15 мм за рас-
крыв антенны, улучшает развязку до величины 85—90 дБ. Масса
одной антенны составляет 1,8 кг.

Рис. 5.41. Конструкция
грехлучевой апланатиче-
ской двухзеркальной ан-
тенны.

Фотография подобной антенны приведена на рис. 5.42. Антенна, если
позволяют условия эксплуатации, не требует дополнительной защиты
отдельным обтекателем. В такой антенне помимо трех необходимых для
ДИСС облучателей могут быть установлены дополнительные облучате-

ли другого целевого назначения, ра-
ботающие даже в другом диапазоне
волн. Другим видом оптических ан-
тенн являются линзовые диэлектри-
ческие антенны. Принцип работы
линзовой антенны поясняется на
рис. 5.43. Когда облучатель 1 нахо-
дится в фокусе 0 линзы 2, на выходе

Рис. 5.43. Принцип работы линзовой

антенны.

Рис. 5-.42. Трехлучевая двухзеркальная

апланатическая антенна.

линзы формируется плоский фронт волны аа, перпендикулярный ее оси
У. Если поместить облучатель в другую точку О' фокальной поверхно-
сти линзы ff', то фронт волны на выходе линзы преобразуется в на-
12—856	177
клонный фронт аа'. Угол наклона фронта ф и степень его искажений
зависят от величины смещения облучателя Ах, формы и материала лин-
зы. Для того чтобы получить от линзовой антенны три луча, необхо-
димо разместить на ее фокальной поверхности три облучателя.

Облучающие устройства линзовых антенн находятся за линзой и,
следовательно, не затеняют излучающий раскрыв.

Линзовые антенны могут быть подобно зеркальным антеннам, одно-
и двухповерхностными. Одноповерхностными называются линзы, у ко-
торых форма одной поверхности задана (обычно плоскость или часть
сферы), а форма второй поверхности определяется из условия получе-
ния плоского фронта волны, перпендикулярного оси линзы, когда облу-
чатель находится в ее фокусе. Расчет таких линз производят, исходя
только из условия равенства оптических путей (условия Ферма) с уче-
том закона преломления на границах линз.

Рис. 5.44. Схема облучающего устройства для линзовой антенны.

Двухповерхностными линзами называются линзы, у которых опре-
деляется форма обеих поверхностей. Для этого помимо условия Ферма
при расчете учитывается дополнительное условие, например условие ап-
ланатизма (аплапатические линзы), либо условие расфокусировки в двух
симметричных точках (бифокальные линзы). Расчет линзовых антенн
приведен, например, в [5.3].

В допплеровских измерителях нашли применение бифокальные
линзы. Отметим, что для уменьшения фазовых ошибок для всех типов
линз отношение fjD должно быть не менее 0,5, т. е. при диаметре линзы
Z) = 300 мм, ее высота h должна быть равна 150 мм.

Линзовые антенны в отличие от рассмотренных выше двухзеркаль-
ных антенн позволяют работать при круговой поляризации, благодаря
чему можно использовать одну антенну на прием и передачу. Схема
облучающего устройства для такой антенны представлена на рис. 5.44.

Облучающее устройство 'состоит из поля-
ризатора 1, фазирующей секции 2 и об-
лучателя 3. В качестве поляризатора
можно использовать поляризационный
тройник. Он выполняется из волновода
квадратного или круглого сечения и име-
ет два взаимно перпендикулярных кана-
ла — передающий А и приемный Б. Вы-
ход тройника В подсоединяется к фази-
рующей секции под углом 45°, чтобы воз-
будить в ней две взаимно перпендику-
лярные составляющие поля. Фазирующая

Рис. 5.45. Трехлучевая линзовая секция создает между этими составляю-

антенна.

щими сдвиг фаз 90°.
На рис. 5.44 схематически показано преобразование линейно-поля-
ризованной волны Ei, поданной на вход А поляризатора, в круговую
волну £Пад на выходе рупора. При работе на прием благодаря измене-
нию направления вращения вектора поляризации ЕОтр в отраженной
волне, после ее прохождения через фазирующую секцию, вектор Ei
поворачивается на 90° и попадает в приемный канал Б.

Поляризационные устройства подобного типа могут обеспечить раз-
вязку между приемным и передающим каналами не более 50 дБ. По-
этому линзовая антенна общая для излучения и приема находит при-
менение в ДИСС при непрерывном излучении с частотной модуляцией
и при непрерывно-импульсном когерентном излучении, например в доп-
плеровском измерителе AN/APN-131 (США) (4.7].

На рис. 5.45 показана для примера приемопередающая линзовая
антенна. По сравнению с двухзеркальными антеннами линзовая антен-
на имеет значительно больший вес и высоту. Вес линзовой антенны мо-
жет быть снижен путем зонирования. Однако зонированные линзы
имеют более низкий коэффициент использования и больший уровень
рассеянных полей.

5.5.	ТОЧНОСТНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АНТЕННЫХ СИСТЕМ

Допплеровская частота Ад, соответствующая направлению, задан-
ному углами у, v *>, при наличии угла сноса р в горизонтальном полете
ЛА определяется следующим выражением:

Рд = (2W/X) (cos |3cosy + sin |3cosv).	(5.28)

Средняя частота допплеровского спектра отраженного сигнала Ддср
(см. § 3.3) связана со средним направлением диаграммы направленно-
сти антенны, которое определяется углами уср и vcp следующим соот-
ношением:

Fn ср —. (2W[ty (cos р cos Yep + sin p cos vcp),	(5.29)

где

ТС 7C

f J cosy [a0 (Y, v)sinysinvG2 (y, v)] dydv

)	[a° (f. v) sin у sin vG2 (y, v)] d^dv

б о

(5.30)

J cos v[ a0 (Y> v) sin y sin vG2 (у, v)] d^dv

COS VCD =	-------------------------------------.

ТС IE

J f [a°(Y’ v) sin у sin vG2 (y, v)] d^dv
0 6

Влияние сомножителя or0 (у, v) sin у sin v на среднюю допплеров-
скую частоту подробно рассмотрено в гл. 3 и учитывается отдельно.
Выражения (5.30) для узких диаграмм направленности с достаточной

*) Соответствующие выражения для Ед могут быть получены и через другие углы.

179
для практики точностью в этом случае могут быть приведены к виду

^ср = pG2(^)^ Ис2й,	(5.31)

ь /

где д = у или v.

Таким образом, среднее направление луча проходит через центр
тяжести квадрата диаграммы направленности [см. формулу (3.38)].
Для симметричных диаграмм направленности центр тяжести лежит на
юси симметрии. Реальные диаграммы направленности нельзя считать

Рис. 5.46. Стенд для калибро-вки антенн. Рис. 5.47. Определение координаты
центра тяжести.

строго симметричными. Их форма и соответственно средние направле-
ния уср, vCp могут в некоторых пределах меняться от образца к образцу.
Случайные отклонения уср, vcp от расчетных средних направлений луча
уо, vo, обусловленные .производственными допусками, могут быть опреде-
лены по экспериментальным диаграммам направленности антенн.

Метод определения средних направлений по экспериментальным
диаграммам получил название бесполетной калибровки антенн. При
бесполетной калибровке снятие диаграмм направленности производится
на специальном стенде, который снабжен оптическими устройствами,
позволяющими фиксировать углы с точностью в несколько угловых
секунд, и соответствующими приспособлениями для точной установки
антенны. Фотография стенда показана на рис. 5.46.

Зная сечение диаграммы направленности (£=у или v), средний
угол £ср можно вычислить, пользуясь следующим приближенным вьь
ражением:

£ср= O,25£o,i5 +0,5£о,5+ О,25£о,85,	(5.32)

где ^о,15, ^о,5, £»э,85 — координаты середин сечений диаграммы по уровням
0,15, 0,5 и 0,85 Рмакс (рис. 5.47).

В условиях полигона из-за влияния земли и окружающих предме-
тов этот метод позволяет определить средние углы с максимальной по-
180
грешностью, равной 5—6'. При измерениях в безэховых камерах эта
погрешность может быть уменьшена.

В допплеровских измерителях определение составляющих вектора
скорости, путевой скорости и угла сноса происходит по средним доппле-
ровским частотам радиоколебаний, принимаемых по нескольким лучам
антенной системы (см. гл. 2). Так как средние углы, соответствующие
отдельным лучам, могут различаться между собой, то возникает задача
нахождения некоторых средних углов, характеризующих антенную си-
стему в целом.

Рассмотрим антенны с Х-образным (см. рис. 2.13) и А-образным
(см. рис. 2.8) расположением лучей, которые находят наибольшее прак-
тическое применение. Для Х-образного расположения лучей направле-
ния будем задавать углами у и v. Измерение путевой скорости и угла
сноса при одновременной работе двух лучей, например в автокогерент-
ных ДИСС (см. гл. 4), производится по суммарным допплеровским ча-
стотам и F2 сигналов, принимаемых по диагональным парам лу-
чей, т. е.

F^F^-F^, Е2=Ед4-Ед2.	(5.33)

В случае, когда все четыре луча антенной системы имеют одинаковые
средние углы у0, vo, определение составляющих вектора скорости Wx,
Wz, а также Wr и [3 производится по формулам (2.73), (2.75). Если же
углы уг, 'V; отличаются от номинальных на Дуг, Av;, то, как нетрудно
показать, используя формулу (2.73), значения Wx, Wz, Wr и [3 опреде-
ляются из следующих выражений:

Wx = 4--F1—— f 1 + Ay tg Yo + tg P	a v 4;

x 8	COS	Yo	у 1	I о	i ° I	or cos yo	Ay

IF = -X	f 1 +	Д v tg v, +	ctg p	Sb'i

2	8	COS	Vo	у 1	О	о i о I cos Vo	1A )

/ sinYo \ .

F P	1 ~ Av tg v0 — ctg p -v- I OYa

4p- q __	— cosYo ___________________\ cos v° >	.

P Д + F2 cos v0	/ sin v0 X 1

rr = U7x/cosp,

•где

Ay — 2 АТг/4; aV = 2 bVil4;
i	i

§Ya =	+ д7з) — (Ду2 + AYJ]/45

8va = [(AVj + Av3) - (Av2 + AvJ]/4.

(5.34)

(5.35)

Система (5.34) позволяет определить точные значения Wx, Wz, Wr
и |3, если известны средние направления для каждого из лучей.

Оценим погрешность определения 1ЕГ и [3, обусловленную отличием
от нуля значений Ду, Да, буд, бед. Используя формулы (2.66) и (5.34),
•находим
8IFr = Ду tg у + (AyigYo + Avtg v0) sin2p + sinpcos p	+

sinr0

cos v0

△P = — 3ya — (Av tg v0 — Ду tg Y0)sin p cos p +

fllLYo. 5v 4

у cos Yo A 1

sin Yo

cos v0

)

Нетрудно видеть, что погрешности определения Wr и р зависят не
только от величины угловых отклонений, но и от режима полета, т. е.
величины угла р. Однако определяющими являются члены, не завися-
щие от режима полета.

Так, при р = 0 и yo = vo = 72'0 для обеспечения точности измерений
путевой скорости 0,2% и угла сноса 6Z величины Ду и бу’д не должны
превышать 2 мин. При Р=Н=О эти величины должны быть несколько,
уменьшены и, кроме того, должны быть наложены ограничения на до-
пустимую величину отклонения по углу v. Такие жесткие требования
проще выполнить при применении симметричных волноводно-щелевых
антенн, у которых по принципу работы ^уА = 0. Если при этом ввести
поправку в вычислитель, компенсирующую погрешность Ду, не завися-
щую от условий полета, то при р = 18° для обеспечения указанной выше
точности измерения скорости и угла сноса величины Av и 6vA не долж-
ны превышать 3,5Z.

При %-образном расположении лучей ориентацию их в простран-
стве зададим углами у и а, которые наиболее удобны при бесполетной
калибровке антенны на ётенде, показанном на рис. 5.46.

Можно показать, что соотношения, устанавливающие связь между
отклонениями лучей антенны от их номинального положения и погреш-

ностью измерения составляющих вектора скорости, имеют вид:

' ^Wx = axxWx+aXYWY + axaW^
Л	ЛЛ Л ‘ Л! I 1 л д д

^r=^x + “rr^r + “^z-	

&Wz = azxWx + azrWr + azzWz,

(5.37)

где

Ay, 4- Ay2 ,
ахх = '	2 tgy0;

Ay, — AY2	Aa, — Аа9 ,

aXY = "^“2—" C0S a°-----------~2---' tg Yo sm a°;

Ay, — Ay2 • i Aa, — Aa, .

axz =------" sm a° +	Yo cos a0;

__ AYi — Ay3 1 .

УХ	2 cos a0 *

Ay,	Дуч j । Act,	Act9

aYY = - ? J Ct£ Yo +...........a°;

AYi — Ay, .	, ~	Aa. — Aa,

aYz =------2	ctg Yo tg a0----------5;

__ Ay2 — AYj I .

ZX —	2	sin a0 ’
Ay2 — Ду, ,	, Да» — Да»

azY = - -2~ ct£ Ь Ctg а0-------------!;

Ду2 ~”Н ^Yi .	 ДсСл 4- Да,

azz =------- 2 Clg Yo +	— Ctg а°-

Из формул (5.37) следует, что погрешности AIFx, AlFr, &WZ со-
стоят из нескольких слагаемых — одноименных (с множителями ахх,
Uyy, azz) и разноименных (остальные).

Одноименные слагаемые определяются отличием суммы истинных
значений острых углов уь «г по двум лучам от суммы соответствующих
номинальных значений этих углов уо, «о- Разностные слагаемые зави-
сят от разности соответствующих отклонений, т. е. несимметрии распо-
ложения лучей в пространстве. Формулы (5.37) дают возможность, если
известны точные значения углов, найти поправки к значениям соответ-
ствующих составляющих скорости и вычислить их. Они позволяют так-
же решить и обратную задачу: при заданной погрешности измерителя
найти допустимые отклонения лучей антенного устройства и необходи-
мую точность определения средних направлений. Допустимые отклоне-
ния в свою очередь зависят от условий полета ЛА.

Определим, например, допустимые отклонения углов для самолетного ДИСС при

61Гг=0,1%, Д₽=3',
уо=72°, ссо=180, 0 = 17°,
WZIWX <$0,3, 1ГУ/1ГЛ^О,1.

Подставляя соотношения (5.37) в (2.66) и полагая cos р~1 и sin 0~ Wz/Wx, на-
ходим, что Дуг, Асо не должны превышать 1' Эти требования трудно выполнимы.
•Они несколько облегчаются, если антенная система симметрична и всё разностные
члены равны нулю, а в вычислитель вводится коррекция, которая исключает погреш-
ность от слагаемого (Ауз+Ауг)/2 по составляющей Wx- При этом Ауг и Ас^ТОЗ7.

Если в вычислитель ввести коррекцию на одноименные слагаемые по составляю-
щим Wx и Wz и исключить разностную ошибку (Ау2—Ayi)/2, то будем иметь сле-
дующие допуски на несимметрию антенны:

Как в первом, так и во втором случае при вводе коррекции необходимо обеспе-
чить выполнение условий

ДУз + Ду2 , , Ду2 — Ду, г
2	< 1 ’	2	1 ’

Из приведенных данных можно получить требования к точности определения
углового положения отдельных лучей антенны. Если принять, что точность определения
всех углов одинакова, то очевидно, что эти требования определяются исходя из наи-
более жестких условий, рассмотренных выше, т. е.

ДУа + ДУз ,,, Ду2-"ДУ1 Да3 — Да2
2	< 1 -	2	1 '	2

Так как углы определяются независимо и при применении отдельных антенн для
излучения и приема имеет место дополнительное усреднение, то точность определения
углов по каждому из лучей должна быть для углов у не хуже 2', а для углов а—6'.

Для вертолетов допустимы несколько большие отклонения лучей. В качестве
примера рассмотрим режим малых скоростей, при котором все составляющие скорости
одинаковы и равны 30 км/ч. Точность определения составляющих зададим равной
0,1 м/с. При этих условиях требования к угловому положению лучей следующие:
Ауь Atti^lO'.

Если в вычислитель ввести коррекцию на одноименные слагаемые по всем со-
ставляющим Wx, Wr, Wz, то можно существенно ослабить требования к симметрии,
оасположения лучей антенны, при этом





10',

Да, — Да»

—Ю',

10',

Да, — Да-

—4----

Приведенные значения допустимых отклонений носят оценочный ха-
рактер и должны уточняться в зависимости от условий полета носителя
и конкретных требований к точности измерителя. Напомним также, что
они относятся к средним углам антенной системы. Поэтому допустимые
отклонения лучей на каждую из антенн (для случая раздельных антенн
на прием и передачу) могут быть расширены в 2 раз.

Угловые отклонения средних направлений от их номинальных зна-
чений назовем точностными характеристиками антенного устройства.
Точностные характеристики антенной системы могут изменяться в про-
цессе серийного изготовления и при эксплуатации. Основными фактора-
ми, влияющими на точностные характеристики антенны, являются
производственные допуски, климатические условия, изменение рабочей
частоты, влияние обтекателя и элементов корпуса ЛА и др. В зависи-
мости от типа антенны и условий размещения степень влияния этих
факторов оказывается различной.

Влияние производственных допусков, вообще говоря, может быть учтено, если
производить калибровку каждого образца антенны. Однако, поскольку процесс калиб-
ровки трудоемок, представляется важным оценить влияние этих допусков и опреде-
лить их величину, гарантирующую сохранение точностных характеристик в допустимых
пределах.

Рассмотрим вначале симметричную плоскостную волноводно-щелевую антенну,
подобную антенне ДИСС системы НАС-1 (см. рис. 5.17). Выше было показано, что
наиболее жесткие допуски предъявляются к точностным характеристикам антенн само-
летных ДИСС. При этом особенно важно обеспечить минимальные ошибки вида

Д?! — Ду2 Дт2 + Ду3

=-----2--->	=-----2---’

от которых, главным образом, зависит точность определения 0 и И7Г.

Нетрудно видеть, что разностная ошибка буд у симметричных волноводно-щеле-
вых антенн принципиально отсутствует, так как у лучей 1 и 2 углы у одинаковы.
Суммарная же ошибка Ау определяется отличием размера широкой стенки волновода
а и шага между щелями d от номинальных. В соответствии с формулой (5.19) при
п=0 она равна

1

Ду = —-.---

1 sinyo

А2 Ав Ла

4а2 к а

(5.38)

Например, при А около 3 см, уэ=72° иАуг = 3', находим, чтоАб/=Ю,01 мм и Аа=0,03мм.
Существующая технология изготовления позволяет обеспечить эти допуски и поэто-
му волноводно-щелевые антенны такого типа, как правило, не требуют калибровки
каждого образца. Двухзеркальные антенны отличаются от щелевых тем, что для них
принципиально возможно настройкой выбрать производственные допуски и получить
заданную ориентацию лучей антенны. Настройка достигается путем небольших пере-
мещений во всех направлениях облучателя 6 и зеркала 4 (см. рис. 5.41). Следует за-
метить, что выдержать производственные допуски, обеспечивающие требуемую точ-
ность ориентации лучей у двухзеркальной антенны, весьма затруднительно и поэтому,
как правило, применяется настройка и калибровка двухзеркальных антенн.

То же самое справедливо и для линзовых антенн. В связи с тем, что при ка-
либровке антенн также неизбежны определенные ошибки, в прецизионных самолетных
измерителях предпочтительнее использовать плоскостные волноводно-щелевые антенны,
для которых калибровка не требуется.

Поведение волноводно-щелевых антенн при изменении климатических условий,
•в частности, при изменении температуры, хорошо известно. Отклонение луча связано
«с изменением температуры следующей линейной зависимостью:

1

Ду __ __------

sinYo.

'К \ .

-у — cos Yo j ,

(5.39)

где 6 — коэффициент линейного расширения.

Так, если антенна выполнена из стандартных алюминиевых волноводов, то луч
будет отклоняться на 15' при изменении температуры на 100°, что приведет к погреш-
ности измерений скорости. Изменения температуры могут быть значительно уменьше-
ны, если волноводы изготавливать из материалов с малым коэффициентом линейного

расширения. например, из ин-
вара, у которого 6— (1,5 н-
2,0) • 10-6. В этом случае луч
будет отклоняться всего на
1,5' при А(=100°.

Важно отметить, что рас-
смотренные выше частотно-не-
зависимые антенны в принципе
не имеют температурной зави-
симости.

Опыт эксплуатации
щелевых антенн показы-
вает, что их характери-
стики не меняются во
времени. Это подтверж-
дают неоднократные из-
мерения, проведенные че-
рез большие промежутки
воемени (2 года и

Рис. 5.48. Влияние климатических условий на
точностные характеристики двухзеркальной
антенны.

более). Исследование влияния изменения рабочей частоты и климати-

ческих условий при длительном хранении на точностные характеристи-
ки двухзеркальной антенны показывает, что точностные характеристики
этих антенн стабильны. Одна и та же антенна трижды' проверялась
в течение года: один раз зимой при t=—20 °C и два раза летом
(в июне и августе) при ( = 24 °C. На рис. 5.48 представлены результаты
измерений угла у. Разброс средних углов уг и «г по каждому из лучей
антенны на трех частотах рабочего диапазона носит случайный харак-
тер и определяется только ошибками измерений, не превышая 5—6'.

Изменение длины волны у волноводно-щелевых антенн, состоящих из волноводов
стандартного сечения, которые работают в режиме бегущей волны, связано с отклоне-
нием луча следующей зависимостью:

Ду = —;----

1 sinyo

ДА

А

(5.40)»

При уо = 72° изменение рабочей частоты на 1 °/о приводит к отклонению луча
на 60'.

В большинстве случаев ДИСС размещается в нижней части само-
лета или вертолета под радиопрозрачным обтекателем. Из-за наличия
рассеянных полей у антенны и отражений от обтекателя возникают
паразитные сигналы, которые могут привести к изменению направлений
лучей антенны и уменьшению развязки между приемным и передающим
каналами. Кроме того, из-за механических вибраций эти паразитные
сигналы могут модулироваться по амплитуде и фазе и восприниматься'

Рис. 5.49. Конструкции стенок обтекателя:

а — трехслойная; б— просветленная индуктивной решеткой; в — пятислойная.

как полезный сигнал. Последнее особенно опасно для вертолетных
ДИСС, у которых диапазон допплеровских частот включает в себя ча-
стоты, близкие к нулевым.

Поэтому обтекатели допплеровских станций должны иметь высо-
кий коэффициент полезного действия, т. е. должны быть достаточно
радиопрозрачными, и при размещении аппаратуры элементы конструк-
ции ЛА должны быть изолированы от рассеянных полей антенны.

Обтекатели допплеровских станций в зависимости от условий ра-
боты могут иметь полуволновую и многослойную конструкцию
(рис. 5.49). Если механические нагрузки на обтекатель невелики, целе-
сообразно использовать трехслойные (рис. 5.49,а) и тонкостенные кон-
струкции, просветленные индуктивной решеткой (5.4] (рис. 5.49,6). Если
же обтекатели должны работать при больших механических нагрузках,
то предпочтение следует отдать полуволновой или многослойной кон-
струкции (рис. 5.49,в).

Для трехслойной конструкции в 2-см диапазоне волн угловая ошиб-
ка не превышает 3—4 мин на луч и коэффициент полезного действия
составляет т] = 98%. Для пятислойной конструкции ошибка возрастает
до 6—7 мин, а т] падает до 90%.

Для того чтобы уменьшить влияние металлических конструкций от-
сека, в котором размещается ДИСС, на точностные характеристики
антенны и предотвратить ухудшение развязки при размещении ДИСС
с непрерывным режимом излучения, необходимо иметь расстояние меж-
ду краями раскрыва антенны и стенками отсека около 100 мм. Вну-
186
треннюю поверхность отсека и металлические конструкции, находящие-
ся в поле антенны, рекомендуется закрывать поглощающими материа-
лами. Между приемной и передающей антенной должна быть установ-
лена жесткая металлическая перегородка с поглощающим материалом,
вплотную прилегающая к обтекателю. Перечисленные меры позволяют
юбеспечить надежную развязку, равную 80—85 дБ, при т]обт ^>95%.

В некоторых случаях антенну и обтекатель объединяют в единый
моноблок с перегородкой, выступающей за обводы обтекателя. Эта
конструкция наиболее надежно обеспечивает сохранение номинальных
параметров антенны при эксплуатации. В частности, такое конструк-
тивное решение используется в допплеровском измерителе Decca-71
[4.2, 4.3].

Для ДИСС, работающих в импульсном режиме и в режиме непре-
рывного излучения с частотной модуляцией, применять указанные выше
меры не требуется. Конструктивно обтекатель выполняется по форме
фюзеляжа, не выступая за его обводы.

Г ла в а 6

ПРИЕМОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

В главе рассматриваются принципы построения и основные характеристики пере-
дающих и приемных устройств ДИСС. Дается краткое описание некоторых передаю-
щих и приемных устройств и приводятся их технические данные.

6.1.	ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ

В зависимости от режима работы ДИСС передающие устройства
подразделяются на передающие устройства с генерированием непре-
рывных колебаний и передающие импульсные устройства.

Передающие устройства ДИСС включают в себя в общем случае
следующие функциональные элементы:

— СВЧ генератор непрерывных или импульсных колебаний,

—	источник питания,

—	устройство стабилизации частоты,

—	модулятор (в импульсных и ЧМ ДИСС).

Передающие устройства ДИСС должны обладать высоким к. п. д.,
иметь малые вес и габариты и высокую эксплуатационную надежность.
Питающие напряжения СВЧ генераторов, чтобы исключить необходи-
мость герметизации передающих устройств, должны быть относительно
небольшими.

Основными требованиями, предъявляемыми к передатчикам ДИСС
с когерентным приемом, являются высокая стабильность частоты гене-
рируемых колебаний, низкий уровень шумов СВЧ генераторов, высокая
виброустойчивость. В передающих устройствах импульсных ДИСС
с автокогерентным приемом к стабильности частоты предъявляются су-
щественно более низкие требования. Их основной особенностью являет-
ся работа при малой скважности и высокой частоте повторения им-
пульсов.

Приемные устройства в зависимости от режима работы могут быть
разделены на две категории: когерентные и автокогерентные. К коге-
187
рентным приемникам относятся приемники ДИСС с непрерывным из-
лучением, с излучением непрерывных колебаний с ЧМ и приемники
ДИСС с непрерывно-импульсным режимом работы>/Мвтокогерентныс
импульсные приемники строятся на основе тех же принципов, что и
приемники обычных импульсных радиолокационных станций, отличаясь
от них в основном лишь способом обработки отраженных сигналов на
выходе для выделения сигналов допплеровской частоты. Как когерент-
ные, так и автокогерентные приемники ДИСС строятся по супергетеро-
динной схеме.

Приемное устройство ДИСС может быть функционально разделено-
на две части: радиочастотную головку и усилительный тракт (УТ). Ра-
диочастотная головка включает в себя высокочастотные преобразова-
тели частоты (смесители) и гетеродинный канал приемника. Усилитель-
ный тракт включает в себя усилители сигнала, цепи формирования
амплитудно-частотной характеристики, схему автоматической регули-
ровки усиления, схемы преобразования допплеровских сигналов и дру-
гие элементы.

Одним из основных требований, предъявляемых к приемнику,
является требование неискаженного прохождения через его линейные й
нелинейные цепи информации о средней допплеровской частоте. Необ-
ходимо подчеркнуть, что отсутствие искажений при прохождении доп-
плеровского сигнала через приемное устройство не предполагает нали-
чия в приемнике только линейных элементов. Например, преобразова-
ние частоты при стабильной частоте гетеродина может считаться «ли-
нейным», поскольку оно не вносит погрешности в допплеровскую инфор-
мацию.

Частотная характеристика всего приемного тракта в полосе сигнала
от входа до выхода должна быть строго равномерна, поскольку нерав-
номерность частотной характеристики может привести к искажению
допплеровского спектра и сдвигу измеряемой допплеровской частоты.

Наиболее существенным требованием к приемному устройству
ДИСС, как и других типов радиолокационной аппаратуры, является
требование максимальной чувствительности. Это требование, в частно-
сти, определяет необходимость исключить влияние вибраций элементов
приемного тракта, что особенно существенно при работе в режиме не-
прерывного излучения и наличии паразитной связи на несущей частоте
между передающим и приемным каналом. Наличие этой связи может
привести к ухудшению чувствительности приемника за счет амплитуд-
ных шумов передатчика. На чувствительность приемного устройства,
как известно, могут оказывать влияние также и шумы гетеродинных
сигналов (см. § 4.2).

Приемные устройства когерентных ДИСС могут быть как многока-
нальными (как правило, трехканальными), так и одноканальными..
В многоканальном приемнике вход каждого приемного канала под-
соединен к одному из выходов приемной антенны. В одноканальном
приемнике вход приемника последовательно подключается при помощи
СВЧ коммутатора к каждому из трех выходов приемной антенны. В не-
которых ДИСС, в частности в ДИСС с автокогерентным приемом, СВЧ
коммутатор последовательно подключает к одноканальному приемнику
две пары выходов приемной антенны (см. § 4.5).

Наиболее широкое распространение в настоящее время получили
когерентные ДИСС. Особенности работы передающих и приемных
устройств когерентных ДИСС могут быть показаны при рассмотрении
188
ДИСС с непрерывным излучением. В связи с этим в настоящей главе
основное внимание уделяется рассмотрению приемопередающих
устройств ДИСС с непрерывным излучением.

6.2.	ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА ДИСС С НЕПРЕРЫВНЫМ
ИЗЛУЧЕНИЕМ

По типу применяемых генераторов передающие устройства ДИСС
могут быть разделены на три группы:

—	клистронные передающие устройства,

—	магнетронные передающие устройства,

—	полупроводниковые передающие устройства.

Высокая эффективность режима непрерывного излучения позволяет
использовать в передающих устройствах сравнительно маломощные
низковольтные генераторы (мощность их обычно лежит в диапазоне-
0,1—5 Вт). Благодаря этому источники питания имеют малые вес и
габариты.

В клистронных передающих устройствах используют как отража-
тельные, так и двухрезонаторные прямопролетные клистроны. Основ-
ным достоинством клистрона по сравнению с магнетронным генерато-
ром является более низкий уровень собственных шумов и несколько
лучшая стабильность частоты. Существенными недостатками отража-
тельного клистрона являются низкий к. п. д. (примерно 1%) и необхо-
димость иметь три источника питания, из которых два (для питания
резонатора и отражателя) достаточно высоковольтные (300—3000 В).
В.отличие от клистронов современные маломощные магнетроны непре-
рывного генерирования имеют более высокий к. п. д. (10—15%) и отно-
сительно низкое напряжение питания (не более 600 В), что позволяет
построить передающее устройство меньшего веса и габаритов.

Для повышения стабильности частоты клистронов и магнетронов
при использовании их в передатчиках ДИСС, предназначенных для
высотных летательных аппаратов, применяется стабилизация частоты.

Развитие полупроводниковой техники позволило создать передаю-
щие устройства полностью на полупроводниковых приборах.

В допплеровской аппаратуре нашли применение три типа полупро-
водниковых передатчиков:

—	передающие устройства с умножением частоты;

—	передающие устройства с использованием СВЧ генераторов на
лавинно-пролетных диодах (ЛПД);

—	передающие устройства с использованием СВЧ генераторов на
диодах Ганна.

Полупроводниковые передатчики с умножением частоты низкоча-
стотного генератора, стабилизированного кварцевым резонатором, до
частот СВЧ диапазона обладают высокой стабильностью частоты, низ-
ким уровнем шумов, высокой надежностью. Основными недостатками
таких передатчиков являются низкий к. п. д. и схемотехническая слож-
ность.

СВЧ генераторы на диодах Ганна и ЛПД имеют относительно вы-
сокий к. п. д. (примерно 5%), низкий уровень шумов в области доп-
плеровских частот и высокую надежность. Стабилизация частоты СВЧ
колебаний таких генераторов достаточно просто осуществляется внеш-
ним контуром. Питание полупроводниковых СВЧ устройств осущест-
вляется от низковольтных (менее 100 В) источников питания.
Стабильность частоты

Стабильность частоты передатчика характеризуется величиной из-
менения частоты СВЧ генератора при воздействии различных дестабили-
зирующих факторов. Обычно различают два вида стабильности часто-
ты: долговременную и кратковременную. Медленные (долговременные)
изменения частоты определяются такими дестабилизирующими факто-
рами, как изменение температуры и давления окружающей среды,
«старение» в течение срока службы. Быстрые изменения частоты СВЧ
генератора могут быть вызваны вибрациями, изменением нагрузки ге-
нератора и пульсациями питающих напряжений.

: Та блица 6.1

Влияние дестабилизирующих факторов на частоту СВЧ ^генераторов

Тип генератора	^Изменение частоты			
	от температуры, МГц/град:	от изменения питания, МГц/B или МГц/А	от изменения нагрузки, МГц	от старения в течение срока службы, МГц
Магнетрон	— (0,25 — 0,35)	0,03*  0,25**	10—15	35—40
Клистрон	4-0,1 Ч- —0,3	0,05* 0,4—0,6** 0,8—1,5***	—	Менее 5
Полупроводниковый умножитель	±(Ю-7-1О-6)(о	—	—	1—2

* По цепи накала (для пульсаций напряжения).

** По цепи резонатора.

*** По цепи отражателя.

В табл. 6.1 приведена для примера зависимость нестабильности
частоты некоторых генераторов от влияния основных дестабилизирую-
щих факторов: температуры окружающей среды, изменения напряже-
ний питания, нагрузки, старения. Влияние температуры оценивается
температурным коэффициентом частоты (ТКЧ), равным уходу частоты
СВЧ генератора (в мегагерцах) при изменении температуры окружаю-
щей среды на 1 °C. Изменение частоты при изменении напряжения
источников питания характеризуется уходом частоты (в мегагерцах)
при изменении напряжения на 1 В для клистрона и тока на 1 А для
магнетрона. Влияние нагрузки на частоту СВЧ генератора определяется
затягиванием (изменением) частоты (в мегагерцах) при к. с. в. н. на-
грузки, равном 1,5, и изменении фазы нагрузки на 360°.

Как следует из приведенной таблицы, магнетрон обладает наи-
меньшей долговременной стабильностью частоты из-за большого ТКЧ
и изменения частоты в течение срока службы. Наиболее высокой ста-
бильностью обладает полупроводниковый генератор благодаря приме-
нению в задающем генераторе стабилизации частоты колебаний квар-
цевым резонатором.

Существенное влияние на работу ДИСС могут оказывать быстрые
изменения частоты, приводя к нарушению когерентности при приеме
сигналов (см. § 4.2). Эти изменения частоты, в частности, возникают
из-за вибраций аппаратуры, причем быстрые изменения частоты могут
происходить из-за вибраций элементов генератора, элементов СВЧ
тракта между генератором и нагрузкой, а также самой нагрузки. Что-
бы исключить влияние нагрузки, к выходу СВЧ генератора подключает -
.190


ся пассивный развязывающий элемент (ферритовый вентиль или фер-
ритовый циркулятор).

Для уменьшения влияния вибрационных воздействий на частоту
в современных СВЧ генераторах принимают специальные меры. Конст-
рукцию передающего устройства делают повышенной жесткости и
в ряде случаев применяют амортизацию. Для существенного повыше-
ния кратковременной стабильности частоты генератора, в частности
в ДИСС, предназначенных для -высотных
ЛА, производят стабилизацию частоты
СВЧ генератора. Обычно используют ме-
тод стабилизации частоты внешним вы-
сокодобротным резонатором [6.1].

На рис. 6.1 приведена схема стабилизации
частоты магнетрона внешним высокодобротным
резонатором. Стабилизация частоты основана на
явлении затягивания частоты генератора нагруз-
кой. Стабилизирующее действие внешнего конту-
ра с добротностью Q2, большей, чем добротность
контура генератора Qi, определяется тем, что вно-
симое им реактивное сопротивление превышает
активное, что равносильно увеличению добротно-
сти контура генератора, т. е. повышению его фи-
ксирующей способности.

Система стабилизации частоты характеризу-
ется коэффициентом стабилизации Act=A(0i/Aw2,

где Aoi—нестабильность частоты генератора без стабилизации, а Дсог — неста-
бильность частоты при стабилизации. Величина Лет зависит от добротности ста-
билизирующего контура Q2 и увеличивается с ее повышением. В приведенной схеме-
для подавления паразитных видов колебаний, отличных по частоте от частоты основ-
ного колебания, используется сопротивление нагрузки, включенное последовательно
с резонатором. Реактивная диафрагма служит для получения необходимой величины
поглощающего сопротивления. На частоте основного вида колебания сопротивление
резонатора велико, поэтому ток через резонатор и поглощающее сопротивление будет
мал. Для паразитных видов колебаний сопротивление резонатора резко уменьшается,
в результате чего ток через сопротивление увеличивается и создается большое зату-
хание для этих видов колебаний.

Рис. 6.1. Схема стабилизации ча-
стоты магнетрона:

1 — магнетрон; 2 — фазовращатель; 3 —
поглощающая нагрузка; 4 — реактив-
ная диафрагма; 5 — стабилизирующий-
резонатор.

В связи с тем, что расстояние от плоскости короткого замыкания генератора до
плоскости ответвления энергии к резонатору может изменяться от генератора к гене-
ратору, для обеспечения взаимозаменяемости магнетронов в процессе эксплуатации
в линию связи между генератором и тройником обычно устанавливают фазовраща-
тель.

Наряду с коэффициентом стабилизации схема характеризуется шириной области
захватывания и потерями мощности в системе. Ширина области захватывания падает,
а потери возрастают при увеличении коэффициента стабилизации. При собственной
добротности Q2 стабилизирующего резонатора в 3-см диапазоне волн, равной 20 000,,
как показывает опыт, могут быть получены следующие параметры системы стабилиза-
ции частоты магнетрона:

—	коэффициент стабилизации 8—10,

—	ширина области захватывания 20—30 МГц,

—	потери мощности 1—1,5 дБ.

Система стабилизации частоты при данных параметрах устойчиво работает при
длительном сроке эксплуатации в диапазоне температур от —60 до 4-60 °C.
Необходимо отметить, что при построении системы стабилизации
частоты внешним резонатором одной из основных задач является со-
пряжение СВЧ генератора и резонатора. Так как ТКЧ генераторов от-
носительно большой и имеет производственный разброс, а ширина обла-
сти захватывания относительно мала, то для обеспечения сопряжения
.резонатора с магнетроном или клистроном необходим тщательный под-
бор материала резонатора, выбор его добротности и специальная на-
стройка генераторов.

Шумы генераторов

Как известно, сигнал передатчика не является строго гармониче-
ским, а имеет конечную ширину спектра, обусловленную наличием мо-
дуляции по амплитуде и фазе по случайному закону. Составляющие
этой модуляции носят название амплитудных и фазовых шумов
(см. § 4.2).

Шумовые характеристики являются одними из наиболее важных
характеристик СВЧ генераторов. Наличие паразитной связи между
передатчиком и приемником в ДИСС с когерентным приемом приводит
к тому, что шумы просачивающегося на вход приемника сигнала могут
ухудшить чувствительность приемника.

В § 4.2 показано, что основное влияние на чувствительность прием-
ника ДИСС оказывают амплитудные шумы генератора. В области
допплеровских частот спектральная плот-
ность шумов возрастает по мере прибли-
жения к несущей частоте, причем закон
изменения спектральной плотности от ча-
стоты примерно описывается зависи-
мостью l/f. Для характеристики шумовых
свойств генераторов пользуются либо от-
носительной температурой шума /Шген,
либо отношением мощности генератора
Pq К МОЩНОСТИ его шумов Рщген. Если
шумовой спектр неравномерный, то. вво-
дят понятие дифференциальной относи-
тельной температуры шума /Шген(/:) на

частоте отстройки f и говорят об отношении мощности генератора
к мощности шума на этой частоте в полосе частот 1 Гц: Ро/Рш ген (П •

Для определения Рш ren(f) обычно измеряют мощность шума Р'ш ген в полосе
пропускания измерительного фильтра Af, отстроенного от несущей на частоту f, л
делят полученную величину на ширину полосы пропускания фильтра. Полоса про-
пускания фильтра при этом выбирается такой, чтобы спектральная плотность шума
S(f) в этой полосе изменялась незначительно

Ро/Ри

160

160

100L
О

10	100 ркГц

Рис. 6.2. Спектральная плотность
шумов клистрона.

Рш ген (/) — Р'ш ген/Af.	(6.1)

Установим связь между относительной температурой шума 1ш ген И Ро/Рш ген*
Дифференциальная относительная температура шума генератора при отстройке от не-
сущей на величину f может быть охарактеризована отношением мощности Ршген(/)
к мощности шума согласованного сопротивления kT в той же полосе частот 1 Гц:

1ш ген(0 = Рш ген(0 /kT,

где kT=^- 10~21 Дж.
Помножив числитель и знаменатель этого выражения на величину Ро, получим
Р

= кТ(Р0/Рш ген ())) '•	(6-2)

Как следует из выражения (6.2), tm ген при известном отношении Ро/Рш ген(|)
зависят от уровня мощности' Ро, что затрудняет сравнение шумов различных генера-
торов. Более просто сравнивать генераторы по отношению Ро/Рш ген- Именно эта ха-
рактеристика обычно и приводится в литературе для различных типов генераторов *>.

В табл. 6.2 приведены величины отношения Ро/Рш ген на различном удалении

Таблица 6.2

Шумы генераторов

Тип генератора	Отношение Ро1Рш ген, дБ, на частоте f, кГц			
	1	|	10			100
Магнетрон	120		130	—
Клистрон двухрезона- торный фирмы Sper- ry	140		145	150
Полупроводниковый передатчик фирмы RCA	130			140

от несущей частоты для генераторов разных типов ‘[6.2]. На рис. 6.2 показана пример-
ная зависимость Ро/Рш ген от частоты f для отражательного клистрона.

Схемы и конструкции передатчиков ДИСС
с непрерывным излучением

.Рассмотрим некоторые схемы передатчиков ДИСС с непрерывным
излучением.

На рис. 6.3 приведена структурная схема передающего устройства
самолетного ДИСС системы НАС-1 (см. § 11.1). В качестве генера-
тора СВЧ колебаний в этом передатчике применен магнетрон, частота

1158,чоо гц

Рис. 6.3. Структурная схема передатчика ДИСС системы НАС-1.

которого стабилизирована высокодобротным резонатором с коэффици-
ентом стабилизации, равным примерно 10. Питание накала магнетрона

*) Иногда /ш ген определяют по отношению к 1 Вт (или 1 мВт) мощности генера-
тора. В этом случае относительную температуру шума также можно использовать для
‘Сравнения шумов генераторов.

АЗ—856	193
осуществляется от /выпрямителя с пульсациями напряжения не боле
1 % от номинала, что исключает быстрые изменения частоты от влиу
ния накала.

Питание анодной цепи магнетрона осуществляется от специальное
выпрямителя через стабилизатор тока, который обеспечивает стабиль
ность номинального тока магнетрона не хуже 2% и пульсации пример
но 0,002—0,004% при нестабильности сети ±10%. Выбор метода стаби

Рис. 6.4. Вольт-амперная ха-
рактеристика магнетрона.

Рис. 6.5. Передатчик ДИСС системы НАС-1:

1 — магнетрон; 2 стабилизирующий резонатор; 3 — волновод-
ный тройник; 4 — фазовращатель; 5 — нагрузка; 6 — источник
питания; 7 —вентиль; 8 — выход.

лизации тока, а не напряжения обусловлен особенностями вольт-ампер-
ной характеристики магнетронов. Из рис. 6.4 видно, что в области
рабочей точки £/а₽аб вольт-амперная характеристика имеет большую кру-
тизну. В связи с этим для поддержания тока, необходимого для нор-
мальной работы магнетрона, потребовалась бы очень высокая стабили-

Таблица 6.3

Характеристики передатчика ДИСС системы НАС-1

Наименование характеристики	Значение характери- стики
Мощность СВЧ колебаний, Вт	5,5
Максимальная девиация частоты, кГц	1,5
Напряжения питания магнетрона, В: по накалу	4,5
по катоду	600
Диапазон рабочих токов магнетрона, мА	60—80
Охлаждение	Воздушное, венти-
Масса, кг	лятор  Около 7
зация напряжения на магнетроне, практически неосуществимая в само-
летных условиях.

Чтобы исключить влияние нагрузки на магнетрон, в качестве раз-
вязывающего элемента на выходе волноводного тракта передатчика
использован ферритовый вентиль.

На рис. 6.5 показан передатчик ДИСС системы НАС-1, а в табл. 6.3
приведены его основные характеристики.

На рис. 6.6 приведена схема полупроводникового передатчика фир-
мы RCA (США) с умножителями частоты на варакторах *) [6.4].

Задающий кварцевый генератор генерирует высокостабильные ко-
лебания на частоте 100 МГц, которые через буферный усилитель по-
даются на трехкаскадный транзисторный усилитель мощности с усиле-
нием примерно 30 дБ. В этом усилителе рассеивается около 40%. всей

+25 В

Рис. 6.6. Структурная схема полупроводникового передатчика фирмы RCA.

•потребляемой передатчиком мощности. В выхода усилителя сигнал ча-
стотой 100 МГц с мощностью примерно 20 Вт поступает на пятикаскад-
ный умножитель частоты. В результае умножения частоты на выходе
цепочки умножителей выделяется сигнал частотой 9,6 ГГц и мощностью
примерно 0,5 Вт. Величина к. п. д. первых умножительных каскадов
лежит в пределах 50—60%, а выходных — в пределах 30—40%. Сум-
марный к. п. д. передающего устройства при этом равен 2%. На выходе
передатчика установлен ферритовый вентиль и высокочастотный фильтр,
обеспечивающий подавление паразитных сигналов.

Одной из наиболее сложных задач при разработке таких передатчи-
ков является задача обеспечения нормального температурного режима
деталей и в первую очередь транзисторов и умножительных диодов.
В связи с этим в передатчике используются кремниевые полупроводни-
ковые приборы, допускающие высокую температуру на переходе. Кроме
того, принимаются специальные меры для отвода рассеиваемого тепла
на корпус передатчика и далее на корпус измерителя. В описываемом
передатчике для крепления и отвода тепла с корпусов транзисторов
используется эпоксидная смола с серебряным наполнителем и теплоот-
воды специальной конструкции.

*> Варакторами называют полупроводниковые диоды с нелинейной зависимостью
емкости от напряжения.
На рис. 6.7 показана фотография передатчика, а в табл. 6.4 приве-
дены его основные характеристики.

Таблица 6.4

Основные характеристики полупроводникового
передатчика фирмы RCA

Наименование характеристики	Значение характери- стики
Коэффициент умножения	96
Напряжение питания,В	25
Потребляемая мощность, Вт	25
Частота выходных СВЧ колебаний, ГГц	9,6
Выходная мощность, Вт	0,5
Уровень гармонических паразитных со-	Менее —75
ставляющих, дБ	
Масса (без источника питания), кг	0,9
Объем (без источника питания), см3	820
Интенсивность отказов на 1 млн. часов	10
работы (расчетная)	

На рис. 6.8 приведена фотография передатчика ДИСС, в котором
применен генератор на ЛПД [6.5]. Передатчик включает в себя СВЧ
генератор на ЛПД и источник питания со стабилизатором тока диода.
Диод помещают в резонатор из инвара, благодаря чему нестабильность.

Рис. 6.7. Полупроводниковый передатчик фир-
мы RCA:

1 — задающий генератор и буферный усилитель; 2 —
усилитель мощности; 3 — учетверитель; 4 — утрои-
тель; 5—7 — удвоители; 8 — ферритовый вентиль-
фильтр.

Рис. 6.8. Полупроводниковый пере-
датчик с генератором на ЛПД.

частоты СВЧ колебаний генератора не превышает 8 МГц в диапазоне
температур —54—1-7'2°C. Отношение сигнал/шум генератора в полосе
частот 1 Гц при удалении на 1 кГц от несущей частоты 13,3 ГГц со-
ставляет примерно 145 дБ. Мощность передатчика равна примерно
150 мВт.
6.3.	ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА ДИСС С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Передающие устройства ДИСС с ЧМ состоят из СВЧ генератора,
модулятора и источника питания. В качестве СВЧ генератора
обычно применяется отражательный клистрон, так как он позволяет
легко модулировать частоту генерируемых .им колебаний изменением
напряжения на отражательном электроде. Благодаря высокой крутизне
зависимости частоты клистрона от напряжения на отражателе и малой
мощности, необходимой для управления частотой по этой цепи, модуля-
ция может осуществляться маломощным модулятором с девиацией ча-
стоты до нескольких мегагерц.

Кроме этого, в ДИСС с ЧМ могут применяться и полупроводнико-
вые передатчики. Модуляция в передатчике с умножением частоты
обычно осуществляется изменением напряжения смещения одного из
умножйтельных диодов, что приводит к изменению параметров одного
из контуров умножителя. В генераторах на ЛПД и генераторах на ди-
одах Ганна изменение частоты достигается либо изменением питающих
напряжений, либо с помощью варакторного диода, помещенного в кон-
тур генератора или связанный с ним внешний контур.

Передающие устройства ДИСС с ЧМ кроме требований, аналогич-
ных предъявляемым к передатчикам ДИСС с непрерывным излучением,
должны удовлетворять ряду специфических требований:

—	'обеспечение необходимого индекса частотной модуляции;

—	минимальная величина паразитной амплитудной модуляции
(ПАМ) генерируемых колебаний с частотой модуляции и ее гар-
моник;

—	обеспечение вобуляции частоты модуляции.

Как показано в § 4.3, для обеспечения минимальных потерь сигна-
ла индекс модуляции СВЧ колебаний должен поддерживаться таким,
чтобы отраженный преобразованный сигнал на рабочей гармонике был
максимальным. Кроме того, этот оптимальный индекс должен поддер-
живаться примерно постоянным при вобуляции частоты модуляции, ко-
торая вводится для того, чтобы исключить влияние слепых высот.
Необходимый индекс ЧМ получают подачей на отражательный электрод
клистрона с выхода модулятора напряжения определенной величины
с частотой FM. Величина необходимого напряжения определяется исхо-
дя из крутизны электронной перестройки применяемого клистрона
Б[МГц/В]. Поддержание постоянного индекса &f/FM при вобуляции ча-
стоты модуляции Гм в пределах ±AFM производится пропорциональным
изменением напряжения модуляции.

Рассмотрим вопрос о паразитной амплитудной модуляции СВЧ колебаний кли-
строна (ПАМ), которая всегда сопровождает полезную частотную модуляцию *>. Воз-
никновение ПАМ происходит из-за зависимости выходной мощности генератора от
частоты колебаний. Эта зависимость в клистроне определяется изменением мощности
в пределах зоны генерации и показана на рис. 6.9. Напряжение t/опт соответствует
оптимальному напряжению на отражателе, при котором клистрон генерирует макси-
мальную мощность. Как следует из рисунка, наименьшее изменение мощности генери-
руемых колебаний происходит в районе максимума зоны генерации, соответствующем
Гмакс, что обеспечивает наименьшую величину ПАМ. Изменение напряжения в ту
или иную сторону от t/опт приводит к увеличению ПАМ, причем как следует из ри-

*	> Влияние ПАМ на характеристики сигналов (просочившегося и отраженного)
рассмотрено в § 4.3.
'•сунка, при настройке на максимальную мощность спектр колебаний содержит в ос-
новном четные гармоники, а при расстройке — нечетные.

Очевидно, что с целью обеспечения минимальной ПАМ работа должна произво-
диться в области, близкой к оптимальному напряжению на отражателе. При этом
мощность СВЧ колебаний — наибольшая, а искажения закона частотной модуляции —
минимальны.

Чтобы обеспечить работу в области оптимального напряжения на отражателе, ис-
точник питания клистрона делают с высокой степенью стабилизации. Например, в из-
мерителе ДИСС-013 (см. § 11.3) стабильность источников питания такова, что коэф-
фициент ПАМ на рабочей третьей гармонике (п = 3) частоты модуляции 1 МГц не пре-
вышает 1 %.

Рис. 6.9. Образование ПАМ в клистроне.

В 'Модуляторе передатчика формируется также гетеродинный сиг-
нал для когерентного преобразования сигналов в приемнике. Этот сиг-
нал получается умножением частоты F^ модулирующего сигнала и по-
следующей фильтрацией сигнала рабочей гармоники от других сигна-
лов, получающихся при умножении. Поскольку частота гетеродинного
сигнала изменяется вследствие вобуляции модулирующей частоты, по-
лоса пропускания фильтра выбирается равной n(FM±AFM), где п — но-
мер рабочей гармоники.

Необходимость исключения из спектра гетеродинного сигнала ча-
стот (n±l)FM накладывает на величину вобуляции модулирующей ча-
стоты определенные условия, которые могут быть получены из следую-
щих со отно'Ш ен и й:

n(FM—AFM) > (n— 1) (ЕМ + АЕМ),

n(FM+AFM)<(/i+i)(/7M-AFM).

Если необходимо повысить величину вобуляции частоты, фильтра-
цию рабочей'гармоники следует производить другими методами, напри-
мер с помощью синхронно перестраиваемого узкополосного фильтра.

На рис. 6.10 приведена структурная схема передающего устройст-
ва ДИСС-013, в котором в качестве СВЧ генератора применен отража-
тельный клистрон. Модулирующее устройство включает в себя собствен-
но модулятор, схему формирования вобулирующего пилообразного на-
пряжения и цепь формирования сигнала третьей гармоники, предназна-
ченного для подачи на синхронный детектор приемника. Задающий
автогенератор генерирует колебания, частота которых изменяется в пре-
делах 1 МГц±15% под воздействием пилообразного вобулирующето
198
напряжения. Эти колебания поступают на ограничитель 1, где исклю-
чается паразитная амплитудная модуляция, возникающая в автогенера-
торе при вобуляции.

В выходном каскаде 1 колебания усиливаются и подаются на отра-
жательный электрод через частотно-зависимую цепь, которая автомати-
чески изменяет модулирующее напряжение для сохранения постоянно-
го индекса модуляции при вобуляции.

Сыллеть\ Источник

0----—J питания

WO™ । клистрона

Клистрон f

\Раздязи:\

J о аю щи и 	------

j вентиль

Выход

Частотно - зависимая
цепь



Выходной _^(}граничитель2\
каскад 7	।	,

| Задающий j /1/1/1 1 Устройство J U L

[автогене- (с —I	вобиляиии --------------

ротор	! частоты , ^нхронизации

L---------1	--------------1 вооуляции частоты

^Выходной I
“^усилитель |

На синхронный
детектор
приемника.

Рис. 6.10. Структурная схема передатчика ДИСС-013.

Формирование гетеродинного сигнала с частотой третьей гармоники
производится симметричным ограничением сигнала модулирующей ча-
стоты в ограничителе 2. Ограниченный сигнал, по форме близкий к ме-
андру, поступает на фильтр, выделяющий сигналы с частотами 3 МГц±
±15%. В результате симметричного ограничения на выходе ограничите-
ля появляются практически только нечетные гармоники модулирующей
частоты, что позволяет существенно уменьшить в гетеродинном сигнале--
содержание второй и четвертой гармоник.

Рис. 6.11. Приемопередатчик ДИСС-013:

/—клистрон; 2 — развязывающий циркулятор; 3 — модулятор; 4 — РЧГ; 5 — УПЧ; 6 — УНЧ- 7 —
источник питания клистрона.
В табл. 6.5 приведены основные характеристики передатчика
ДИСС-013. На рис. 6.11 показан приемопередатчик ДИСС-013.

Таблица 6.5

Характеристики передатчика ДИСС-013

Наименование характеристики

Значение характери-
стики

Рабочий диапазон волн длин
Мощность СВЧ колебаний, Вт
Напряжения питания, В:
по накалу
по резонатору
по отражателю

Крутизна' электронной перестройки кли-
строна, МГц В

Средняя частота модуляции, МГц
Глубина вобуляции, °/0

Частота вобуляции, Гц

Напряжение гетеродинного сигнала на
третьей гармонике частоты модуля-
ции, В

3 см
0,4

6,3

500

Не более 350
^0,7

1

+ (15—20) '

3 (синхронно с ком-
мутацией лучей
антенны)
1—1,5

6.4.	ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА ДИСС С ИМПУЛЬСНЫМ
ИЗЛУЧЕНИЕМ

Импульсные передающие устройства используются как в когерент-
ных, так и в автокоге|рентных импульсных ДИСС. Как было показано
в § 4.4, передающие устройства когерентных ДИСС работают в им-
пульсном режиме со скважностью, равной 2. Кроме генерирования им-
пульсных СВЧ колебаний, в этих передатчиках производится формиро-
вание непрерывного гетеродинного сигнала для когерентного преобра-
зования отраженных сигналов в приемнике.

Dm длока гетеродинных

Рис. 6.12. Структурная схема передатчика ДИСС AN/APN-78.
На рис. 6.12 приведена структурная схема передатчика ДИСС типа AN/APN-78
фирмы Laboratory for Electronics (США) [6.6] *>. Маломощный отражательный клистрон
типа V-55, стабилизированный по частоте высокодобротным резонатором, генерирует
непрерывные СВЧ колебания с частотой 9800 МГц. Клистрон питает два балансных
модулятора, один из которых расположен в передающем тракте, а другой — в гете-
родинном тракте приемника. В модуляторах производится модуляция СВЧ- колебаний
сигналами частоты 9 и 51 МГц соответственно, поступающих из блока гетеродинных
сигналов. Сигналы с частотами /о+9 МГц и f0— 9 МГц поступают на узкополосный
полосовой фильтр, который отфильтровывает одну из составляющих спектра. Этот сиг-
нал усиливается в двухкаскадном клистронном импульсном усилителе на клистронах
V-8245 и подается на вход передающей антенны.

Питание импульсных клистронных усилителей осуществляется от модулятора им-
пульсов, обеспечивающего скважность QK = 2 при изменении частоты повторения от
15,6 до 125 кГц. Изменение частоты повторения производится по сигналам, поступаю-
щим от барометрического датчика высоты.

В табл. 6.6 приведены основные характеристики передатчика измерителя
AN/APN-78.

Таблица 6.6

Основные характеристики передатчика
измерителя AN/APN-78

Наименование характеристики

Частота СВЧ колебаний задающего генера-
тора f0, МГц

Частота СВЧ колебаний излучаемых импуль-
сов, МГц

Мощность СВЧ колебаний в импульсе, Вт

Скважность

Частота повторения, кГц

Значение харак-
теристики

9800

9809

1,5

2

15,6—125

' Далее кратко рассмотрим передающие устройства импульсных
автокогерентных ДИСС, которые подразделяются на три типа:

1)	импульсные передатчики, работающие в импульсном режиме
средней скважности;

2)	импульсные передатчики, работающие в пакетно-импульсном
режиме;

3)	импульсные передатчики, работающие в импульсном режиме
с малой скважностью (непрерывно-импульсный режим).

Характерной особенностью первых импульсных передающих устройств ДИСС яв-
лялось применение в них магнетронов импульсных обзорных радиолокационных стан-
ций. Эти передающие устройства имели сравнительно высокую скважность импульсов,
большую мощность в импульсе, малую длительность импульсов, хотя такие характери-
стики, как показано в § 4.5, являются неоптимальными.

Стремление оптимизировать характеристики измерителей, потребовало создания
специальных магнетронов, способных работать с пониженной скважностью. Примером
передатчика, работающего в импульсном режиме со средней скважностью (примерно
20), является передатчик ДИСС AN/APN-81 фирмы General Precision Laboratory
(США) [6.7].

*) Аналогично построен передатчик измерителя AN/APN-131 [4.6] той же фирмы.

201
В некоторой степени оптимизация характеристик ДИСС была достигнута при при-
менении пакетно-импульсного режима работы с использованием обычных импульсных
магнетронов (см. § 4.5). Примером передатчика, работающего в этом режиме, является
передатчик ДИСС AD2100 фирмы Marconi (Англия) [6.8].

Несмотря на все меры, которые принимались при разработке первых импульсных
ДИСС, по снижению веса и габаритов передатчиков, использование больших импульс-
ных мощностей приводило к необходимости применения высоких напряжений и в связи
с этим к герметизации передатчиков и выпрямителей. Резкое снижение веса и габари-
тов передатчиков было достигнуто во второй половине 50-х годов при переходе
в ДИСС на непрерывно-импульсный режим с малой скважностью, равной 4. При этом
длительность импульсов была увеличена, что' позволило снизить среднюю мощность
передатчика по сравнению с ранее применявшимися передатчиками. Применение не-
прерывно-импульсного режима позволило значительно снизить импульсную мощность
и питающие напряжения, отказаться от герметизации аппаратуры и повысить ее на-
дежность. Передатчики непрерывно-импульсных автокогерентных ДИСС работают, как
правило, на маломощных магнетронах.

Примером такой аппаратуры являются ДИСС типа AN/APN-102, AN/APN-153
[6.9, 4.9] и др. фирмы General Precision Laboratory.

Д УПЧ
приемника

Рис. 6.13. Структурная схема передатчика ДИСС AN/APN-102.

На рис. 6.13 приведена структурная схема передатчика ДИСС AN/APN-102
XRADAN). Задающий мультивибратор генерирует импульсы, длительность и частота
повторения которых для исключения влияния слепых высот изменяются по шумовому
закону при сохранении скважности импульсов, равной 4. Синхронизация задающего

Таблица 6.7

Характеристики передатчика измерителя AN/APN-102

Наименование характеристики	Значение харак- теристики
Импульсная мощность, Вт	40
Средняя мощность, Вт	10
Частота СВЧ колебаний, МГц	8 800+30
Длительность импульсов (в пределах), мкс	1,3—4,5 .
Частота повторения, кГц	200—55
Скважность	4
Вобуляция	Шумовая

генератора осуществляется от шумового газоразрядного генератора. Импульсы с за-
дающего генератора поступают на модулятор, где формируется импульсное напряже-
ние питания магнетрона. Магнетрон генерирует импульсные СВЧ колебания, которые
поступают В антенно-волноводный тракт ДИСС. Основные характеристики передатчика
ДИСС AN/APN-102 приведены в табл. 6.7.
6.5.	РАДИОЧАСТОТНЫЕ ГОЛОВКИ ПРИЕМНИКОВ ДИСС
С НЕПРЕРЫВНЫМ ИЗЛУЧЕНИЕМ

Радиочастотные головки приемников ДИСС с непрерывным излу-
чением не имеют антенного переключателя. Разделение излучаемых и
принимаемых сигналов осуществляется применением отдельных пере-
дающей и приемной антенн (пространственное дуплексирование).

Наиболее простой является РЧГ приемника с нулевой промежуточ-
ной частотой, состоящая из балансных смесителей, число которых рав-
но числу приемных каналов. Гетеродинный сигнал на несущей частоте
подается на балансные смесители непосредственно от передатчика при
помощи направленного ответвителя.

К антенне,

БМ Юо±(2пЫ)тпр

U)0+Wnp

От
стуедитчика,

А ттенюштр]

। Наира дленныи\—

1oinoemBumecb j---

Фильтр
поло собой-

Балансный
смеситель]

шг.р±тА

К ЗходуУПЧ

К синхронному
детектору



' Рис. 6.14. Функциональная схема одноканальной РЧГ с гетеродинирова-
. нием боковой составляющей.

Приемники с двойным преобразованием частоты имеют более слож-
ные РЧГ в связи с необходимостью преобразования принимаемых сиг-
налов на промежуточную частоту. Преобразование может быть осуще-
ствлено с помощью гетеродинного СВЧ сигнала, получаемого от отдель-
ного генератора (клистрона со схемой АПЧ или полупроводникового,
генератора). Часто применяется схема РЧГ, в которой гетеродинный'
сигнал формируется из сигнала передатчика на балансном модуляторе-
с последующей фильтрацией одной боковой составляющей выходного
сигнала балансного модулятора (рис. 6.14).

С этой целью часть мощности передатчика на частоте соо подводит-
ся к балансному модулятору БМ. Одновременно на БМ с генератора,

I

ч Частотная

/ Характеристика.

/	\ фильтра

и>с ^пр





Рис. 6.15. Спектр сигнала на выходе БМ.
опорной частоты ГОЧ подается напряжение частоты соПр, являющейся
промежуточной частотой.

В результате преобразования на выход БМ (в плечо 4) поступают
составляющие с комбинационными частотами оо± (2п + 1)соПр, а состав-
ляющие с частотами соо^^/гсопр подавляются (n=0, 1 ...). Спектр сиг-
нала на выходе БМ показан на рис. 6.16. Из этого сигнала при помощи
полосового фильтра отфильтровывается одна из боковых составляю-
щих, -например с частотой соо + сопр, которая и используется как гетеро-
динный сигнал.

Рис. 6.16. Трехканальная РЧГ с БМ:

/ — вход от передатчика; 2 — балансный модулятор; 3 — фильтр; 4 — сигнальные входы; 5 — баланс-
ные смесительные секции.

В качестве нелинейных элементов в БМ используются полупровод-
никовые диоды. В настоящее время, как правило, в БМ применяются
варакторные диоды, обладающие меньшими потерями при преобразова-
нии f6.10].z

Рассмотренная схема формирования гетеродинного сигнала характеризуется сле-
дующими параметрами:

а)	потерями преобразования в БМ

L\ = P бок/^БМ,

где Рбок — мощность одной боковой составляющей спектра; РБМ—мощность, по-
ступающая на БМ от передатчика;

б)	подавлением сигнала несущей частоты Рвес в БМ

L% = P neclP^’,

в)	потерями мощности в полосе пропускания фильтра L3;

г)	затуханием сигнала на несущей частоте в фильтре Li.

Обычно эти величины имеют следующие значения: Li = 5—10 дБ, L2=15—25 дБ,
£3=й—5 дБ и 2,4 = 40—60 дБ. В качестве примера на рис. 6.16 приведена фотография
трехканальной РЧГ с балансным модулятором и фильтром.
Шумовые характеристики РЧГ

Одной из наиболее важных характеристик приемника является ко-
эффициент шума. Основную долю собственных шумов 'приемника, как
известно, составляют шумы, возникающие на его входе, в частности
в РЧГ. Шумы радиочастотной головки складываются из шумов 'смеси-
тельных диодов и амплитудных шумов сигналов, поступающих в смеси-
тель по гетеродинному каналу.

Шумы смесителей характеризуются коэффициентом шума кристал-
лического диода ZZ/cM=iZJkp, где L — потери преобразования, а /кр—
относительная шумовая температура кристаллического диода.

Шумы гетеродинного канала характеризуются мощностью шумов,
поступающих на смеситель вместе с гетеродинным сигналом. При этом
учитывается мощность только тех шумов, которые попадают в полосу
.приемника.

Относительная температура шума смесителя /кр характеризует уро-
вень шумов кристаллических смесителей приемника. Известно, что вели-
чина шумов кристаллов зависит от частоты, возрастая по мере умень-
шения частоты. В области низких частот, называемой областью избы-
точных или низкочастотных шумов кристаллов, спектральная плотность
шумов изменяется .примерно по закону 1/f.

Так, например, кристаллические смесители типа Д405 на высоких
промежуточных частотах (30; 60 МГц) имеют /кр= 1 —1,5, а на частоте
10 кГц tKp= 103—104. В связи с этим коэффициент шума смесителя при-
емника с нулевой промежуточной частотой с этими смесителями не мо-
жет быть получен менее 35—40 дБ. Применение тех же диодов в смеси-
теле приемника с двойным преобразованием частоты позволяет полу-
чить малый коэффициент шума смесителя, такой же, как и в обычном
импульсном приемнике.

Стремление снизить уровень шумов смесителя в приемнике с нуле-
вой промежуточной частотой привело к тому, что в РЧГ этих приемни-
ков в настоящее время применяются малошумящие обращенные диоды.
.Эти диоды характеризуются сравнительно низкой величиной Др в обла-
сти низкочастотных шумов и малым требуемым уровнем гетеродинной
мощности, что в свою очередь также способствует уменьшению уровня
избыточных шумов кристаллов в области низких частот [6.11].

Обращенный диод представляет собой полупроводниковый диод
сплавного типа, работающий на принципе туннельного эффекта. Обра-
щенный диод имеет более высокую крутизну, чем обычные диоды, что
и определяет возможность его работы при малой мощности гетеродина
(равной примерно десяткам микроватт). Другой особенностью обращен-
ного диода является малое выходное сопротивление. Последнее несколь-
ко затрудняет его согласование со входом усилителя для получения оп-
тимального коэффициента шума.

Использование обращенных диодов позволяет снизить коэффициент
шума приемника с нулевой промежуточной частотой на 10—15 дБ по
-сравнению с приемником, в котором применяются обычные диоды.

В табл. 6.8 приведены характеристики обращенных диодов фирмы
Microwave Associates (США) [6.12]. Шумовые характеристики даются
на частоте 20 кГц. Величина коэффициента шума Шсм — расчетная при
коэффициенте шума усилителя Шус = 1,5 дБ. Расчет проводился по фор-
муле Шсм = £(Шус-Нкр— 1).
В допплеровских .когерентных приемниках шумы, поступающие по
гетеродинному каналу на смеситель, могут существенно ухудшить коэф-
фициент шума приемника. Источником этих шумов является сигнал
передатчика, часть которогопоступает на смеситель по гетеродинному ка-
налу. В приемнике с нулевой промежуточной частотой сигнал передат-
чика специально подается на смеситель для когерентного преобразова-
ния принятых сигналов. В приемнике с двойным преобразованием сиг-
нал передатчика йа несущей частоте (о0 может попадать на смеситель.

Таблица 6.8

Характеристики обращенных
диодов

Тип диода	Характеристики диодов		
	ДБ	*КР	L, дБ
МА4610	15	6	7
МА4610А	12	3	7

в. результате недостаточного его подавления в гетеродинном тракте..
Так, например, в приемнике с гетеродинированием боковой составляю-
щей этот паразитный сигнал и сопутствующие ему шумы попадают
в смеситель из балансного модулятора за счет конечной величины ослаб-
ления L2 и в балансном модуляторе и фильтре.

Оценим степень влияния шумов передатчика, поступающих по ге-
теродинному каналу, и сформулируем требования к их подавлению.

Относительная температура шума гетеродинного сигнала с учетом
выражения (6.2) будет равна

ш гет —’	ген

аР0
kT (Р./РШ^У

(6.3),

Коэффициент а представляет собой коэффициент связи между пе-
редатчиком и приемником по гетеродинному каналу на несущей частоте-
и определяет величину ослабления шумов передатчика. В приемнике
с нулевой промежуточной частотой этот коэффициент равен a=arai, где-
ar— величина ослабления мощности передатчика (и шумов) в гетеро-
динном тракте от выхода передатчика до входа смесителя; ai — коэф-
фициент подавления мощности шумов гетеродина в 'балансном смесите-
ле. Ослабление аг может быть определено следующим образом: аг=
= Р?/Ро, где Рг — мощность гетеродинного сигнала, необходимая для
нормальной работы смесительного диода.

В приемнике с двойным преобразованием частоты с гетеродиниро-
ванием боковой составляющей коэффициент ослабления шумов равен:
a—aiaxLzjU, где аг — величина ослабления мощности от выхода пере-
датчика до входа балансного модулятора.

Поскольку Ро/Ршген и Ро обычно известны, так как определяются
типом генератора передатчика, сформулируем требования к коэффици-
енту а исходя из следующего условия:

аР0/кТ(Р0/Рш ген) </кр.

Тогда

a<tKpkT (Ро/Рш ген)/Р0.

(6.4>
Для приемника с нулевой промежуточной частотой при /кр = 6, Ро=
= 5 Вт, (А/Апген) = 1012 коэффициент а не должен превышать 5-10~9.
Если принять, что для нормальной работы смесительного диода необхо-
дима мощность Рг=0,1 • 10~3 Вт, то аг^Рг/Ро = 2-10“5, a ai^a/ar=2,5X
Х10-4, т. е. подавление шумов в балансном смесителе должно быть не
менее 36 дБ. Обеспечить такое подавление шумов в балансном смесите-
ле возможно, но довольно трудно.

Для приемника с двойным преобразованием частоты при /кр=1 и
тех же характеристиках передатчика коэффициент а^Ю-9.

Если принять, как было указано выше, что • 10-2 и 10~4,
а «2= 10_2, то для приемника с гетеродинированием1 боковой составляю-
щей оц^З-Ю-2. Обеспечить в балансном смесителе подавление шумов,
равное примерно 15 дБ, не представляет трудности.

Необходимо указать на следующее обстоятельство, имеющее место
в приемнике с нулевой промежуточной частотой. Между гетеродинным
и входным плечами балансного смесителя всегда имеется связь, обу-
словленная неидеальностью балансировки гибридного соединения (ще-
левого моста или двойного тройника) и согласования смесительных ди-
одов. Попадая на вход приемника, часть гетеродинного сигнала на не-
сущей частоте соо из-за неоднородности входного антенно-волноводного
тракта отражается обратно на вход смесителя. Этот паразитный сигнал
несет шумы передатчика и может быть также промодулирован при виб-
рации антенно-волноводного тракта. Так, например, при переходном
затухании между гетеродинным и входным плечом смесителя 20 дБ и
к. с. в. н. тракта 1,5 ослабление паразитного сигнала до входа смесите-
ля равно примерно 35 дБ, что недостаточно для нормальной работы.

Чтобы исключить этот эффект, на вход смесителя в РЧГ приемников
с нулевой промежуточной частотой включают ферритовый вентиль,
уменьшающий уровень паразитного сигнала.

Виброустойчивость РЧГ

Амплитудная или фазовая модуляция в РЧГ просочившегося сиг-
нала от передатчика или гетеродинного сигнала при вибрациях аппа-
ратуры или при воздействии на нее акустических шумов может приве-
сти к появлению так называемых виброшумов и к нарушению работы
приемного устройства. Основные причины возникновения виброшумов
в РЧГ следующие:

—	трение или соприкосновение 'металлических поверхностей в СВЧ
поле;

—	микрофонный эффект СВЧ элементов.

При соприкосновении металлических предметов, находящихся
в СВЧ поле и имеющих разный потенциал, возникают шумы от импульс-
ных разрядов между поверхностями этих предметов. Наиболее часто
такие шумы возникают во фланцевых разъемных соединениях при виб-
рации аппаратуры. Другим источником такого рода шумов является со-
прикосновение или трение металлических предметов в непосредственной
близости от фланцевых соединений. В этом случае шумовые СВЧ по-
мехи могут попадать на вход приемника через входное фланцевое сое-
динение РЧГ.

Основным способом борьбы с такими виброшумами является умень-
шение количества разъемных фланцевых соединений в СВЧ тракте, по-
вышение электрогерметичности фланцевых соединений вплоть до их за-
паивания после сборки и настройки РЧГ.

Виброшумы, вызванные микрофонным эффектом СВЧ элементов
РЧГ, обусловлены наличием механических резонансов этих элементов.
Поскольку частоты вибрационных и акустических воздействий на аппа-
ратуру обычно лежат в области рабочих допплеровских частот, наличие’
собственных механических резонансов СВЧ элементов в этом диапазо-
не может привести к модуляции просачивающегося и гетеродинного»
сигналов как по амплитуде, так и по фазе. Например, изменение раз-
меров прямоугольного волновода при вибрациях приводит к фазовой
модуляции сигнала [6.13] с индексом модуляции, равным

АФ = (л//2а3) АвАа,
где I — длина волновода; лв— длина волны в волноводе; а — размер-
широкой стенки волновода; Аа—изменение размера широкой стенки
волновода при вибрации.

При Z = 50 см, Ав = 3 см (А = 2,25 см), <2= 1,7 см, Аа = 0,3-мкм нахо-
дим, что АФ = 0,00144 или примерно 0,087°. При этом мощность фазо-
вых шумов проходящего в волноводе сигнала, пропорциональная АФ2/2,
всего лишь на 57 дБ ниже уровня сигнала. При величине просачиваю-
щегося сигнала на входе приемника —(80—90) дБ/Вт мощность фазо-
вых шумов для указанного индекса модуляции может составить при-
мерно —140 дБ/Вт. При чувствительности приемника —(145 —
150) дБ/Вт эти виброшумы могут существенно ее ухудшить.

Основным способом борьбы с микрофонными виброшумами явля-
ется повышение жесткости конструкций СВЧ элементов и всей РЧГ, для’
того чтобы уменьшить амплитуды механических колебаний и исклю-
чить возможность резонансов конструкции в диапазоне рабочих доппле-
ровских частот. Необходимо отметить, что микрофонные виброшумы мо-
гут появляться также в смесительных диодах и других активных эле-
ментах СВЧ тракта. Увеличение жесткости всей конструкции приводит
также к снижению виброшумов этих элементов. Кроме, того, необходимо
стремиться к более компактной компоновке РЧГ без использования
длинных волноводных элементов.

6.6.	УСИЛИТЕЛЬНЫЕ ТРАКТЫ ПРИЕМНИКОВ ДИСС
С НЕПРЕРЫВНЫМ ИЗЛУЧЕНИЕМ

Основной задачей усилительного тракта приемника является усиле-
ние поступающих из РЧГ сигналов и преобразование их к виду, удоб-
ному для использования в измерительном канале ДИСС. УТ не должен
вносить частотных искажений в полезные сигналы, в связи с чем ампли-
тудно-частотные характеристики должны иметь высокую равномерность.
Вместе с тем УТ должен обладать такой амплитудной характеристикой,,
которая при большом диапазоне изменения уровня входного сигнала-
обеспечивала бы наряду с минимальными искажениями спектра сохра-
нение уровня выходного сигнала в пределах, необходимых для нормаль-
ной работы измерительного канала. В зависимости от типа измеритель-
ного устройства сохранение уровня выходных сигналов осуществляется
в УТ либо ограничением сигналов, либо применением схемы автомати-
ческой регулировки усиления.

Усилительные тракты с ограничением сигнала применяются при
использовании в измерительном канале в качестве измерителя доппле-
208
ровской частоты счетчика числа нулей сигнала (см. § 7.2). УТ этого
типа должны строиться с учетом следующих требований:

—	фильтр допплеровских частот должен устанавливаться в линей-
ной части тракта во избежание ухудшения отношения сигнал/шум;

—	полоса пропускания усилителя-ограничителя должна быть доста-
точно широкой для получения максимальной крутизны фронтов сиг-
нала;

—	усиление в тракте должно быть таким, чтобы счетчик числа ну-
лей реагировал на достаточно малые амплитуды сигнала;

—	усилитель-ограничитель должен обладать малой инерционностью
и высокой симметрией ограничения.

Сигнал опорной
частоты УПФ

а

о

Рис. 6.17. Структурные схемы усилительных трактов приемников самолётных ДИСС
с УПФ:

а — с нулевой промежуточной частотой; б — с двойным преобразованием частоты. '

Два последних требования обусловлены большим динамическим
диапазоном амплитуд допплеровского сигнала. Наряду с большими
амплитудами сигнал содержит и малые, причем иногда амплитуда сиг-
нала может падать до нуля (см. рис. 3.4). Поэтому практически невоз-
можно счетчиком просчитать все нули сигнала. Для реализации требуе-
мой точности ДИСС обычно считается допустимым потерять часть ну-
лей сигнала, связанных с амплитудами, лежащими ниже его среднего
значения на 30—40 дБ. В связи с этим усиление в тракте должно быть
таким, чтобы все амплитуды сигнала, лежащие в диапазоне от среднего
значения сигнала до значения, меньшего на (30—40) дБ, были доведе-
ны до уровня срабатывания счетчика числа нулей. Кроме того, часть
нулей сигнала может быть потеряна при неправильном выборе постоян-
ных времени переходных цепей в схеме ограничителя и связанной с этим
асимметрией ограничения сигнала.
В настоящее .время 'в измерительных каналах практически всех
ДИСС используют следящую схему УПФ (см. § 7.3), работающую на
высокой опорной частоте. В связи с этим УТ современных ДИСС строят
по структурным схемам, приведенным на рис. 6.17, с применением схе-
мы АРУ. На схеме рис. 6.17,а допплеровский сигнал, усиленный в по-
лосовом УНЧ, преобразовывается в БМ. на опорную частоту схемы
УПФ, которой может быть либо верхняя, либо нижняя составляющая
преобразованного сигнала.

На рис. 6.17,6 приведена схема усилительного тракта приемника
с двойным преобразованием частоты, который кроме низкочастотного
тракта содержит УПЧ и синхронный детектор. В синхронном детекторе
производится когерентное преобразование отраженных сигналов проме-
жуточной частоты на допплеровскую частоту.

Для обеспечения нормальной работы схемы УПФ усилительный
тракт не должен создавать помех. Допустимый уровень помех обычно
составляет —(15—20) дБ относительно уровня полезного допплеровско-
го сигнала. Это относится как к гармоникам усиливаемого сигнала, ко-
торые возникают за счет нелинейности амплитудной характеристики
тракта, так и к другим сигналам, например паразитному сигналу опор-
ной частоты, просачивающемуся на выход из-за асимметрии в баланс-
ном модуляторе. Приведенное выше требование к уровням паразитных
сигналов определяется особенностями работы схемы УПФ.

Рассмотрим некоторые характеристики усилительных трактов. .

Амплитудно-частотная характеристика усилительного
тракта

Обеспечение высокой равномерности сквозной амплитудно-частот-
ной характеристики (АЧХ) усилительного тракта имеет для допплеров-
ских измерителей существенное значение независимо от режима рабо-
ты измерителя. Неравномерность АЧХ усилительного тракта приводит
к искажению спектра допплеровских сигналов, что может привести
к изменению средней допплеровской частоты спектра и к появлению
погрешности измерения путевой скорости и угла снора летательного
аппарата.

Если форму допплеровского спектра принять гауссовой, а неравно-
мерность АЧХ постоянной в пределах спектра и равной k(со) =[(А—
—А)/А] [соо/ ((02—он)] (рис. 6.18), то относительная погрешность изме-
рения средней частоты может быть определена из следующего соотно-
шения:

6ЕД= (&((о)/2л).(А(Од/(Од)2.	(6.5)

Здесь А(0д — ширина допплеровского спектра; ®д — средняя частота доп-
плеровского спектра.

Например, если принять А®д/(од=О,2, а &((о) = 1, то погрешность,
вызванная неравномерностью АЧХ, оказывается равной 0,64%.

Если считать, что Л (со) есть неравномерность АЧХ в пределах ши-
рины спектра, т. е. (02—(01 = А(0Д, а (0о = (од, то выражение (6.5) можно
записать следующим образом:

Р   1 Р 2	Р1 ^СОд

л 2л Ро Ид

(6.6)
Рис. 6.18. Искажения спектра
сигнала в усилителе с неравно-
мерной АЧХ:

1 — спектр сигнала: 2 — квадрат
АЧХ фильтра.

в которых нижняя граница

Здесь (Рг—Pi)/Po показывает относительное изменение квадрата
АЧХ в пределах ширины спектра. Из выражения (6.6) можно сделать
важный вывод о том, что при постоянных (Р2—Pi)/Po и А(Од/(Од в высо-
кочастотной части АЧХ должна быть более равномерной, чем в низко-
частотной. Это в некоторых случаях позволяет уменьшить усиление
тракта в области нижних частот АЧХ с целью устранения низкочастот-
ных помех без ущерба для точности
ДИСС.

Как правило, формирование АЧХ
производится в УНЧ и может быть
осуществлено или при помощи пас-
сивных многозвенных полосовых АС-
фильтров или при помощи активных филь-
тров. Полосовые АС-фильтры облада-
ют рядом существенных недостатков, основ-
ными из которых являются большие
габариты и вес, обусловленные необходи-
мостью использовать для формирования
низкочастотной части характеристики
катушек с большой индуктивностью и кон-
денсаторов с большой емкостью. Примене-
ние таких фильтров практически невозмож-
но в приемниках вертолетных измерителей,

полосы пропускания обычно лежит в районе единиц герц. В связи с этим
формирование АЧХ обычно осуществляется с помощью так называемых
активных фильтров. Преимуществами такого формирования АЧХ явля-
ются простота схемы и достаточно высокая стабильность АЧХ в усло-
виях эксплуатации.

Рис. 6.19. Двухкаскадный УНЧ с формированием АЧХ:
а — схема усилителя; б — АЧХ усилителя.

Формирование АЧХ при помощи активного фильтра основано на
использовании в УНЧ частотно-зависимой отрицательной обратной свя-
зи. На рис. 6.19 приведены одна из возможных схем двухкаскадного
усилителя с частотно-зависимой отрицательной обратной связью и его
АЧХ. Отрицательная обратная связь, осуществляемая при помощи со-
противления R1, определяет усиление схемы на средних частотах поло-
сы пропускания, когда цепи обратной связи R3, СЗ и R2, С4, R6, С2
практически не влияют на усиление. В области низких частот усиление
14*	211
•схемы определяется в основном величиной отрицательной обратной
связи, создаваемой цепью \R3, СЗ, R2, которая шунтирует R1. При этом
затухание АЧХ в области нижних частот определяется соотношением
RI/(R2 + R3). Фаза и величина отрицательной обратной связи подбира-
ются такими, чтобы АЧХ в области низких частот имела некоторый
подъем, что улучшает крутизну спада АЧХ. Компенсация подъема АЧХ
осуществляется подбором величины переходного конденсатора С1.

В области высоких частот усиление схемы определяется обратной
связью, создаваемой цепью С4, R6, С2. Фаза и величина обратной свя-
зи для увеличения крутизны спада также подбираются такими, чтобы
АЧХ имела некоторый подъем в области высоких частот. Компенсация
подъема осуществляется шунтированием коллекторной нагрузки тран-
зистора Т2 емкостью С5.

Такой метод формированиях АЧХ дает хорошие результаты при
широкой полосе пропускания, когда соотношение верхней и нижней ча-
стот полосы составляет величину более 10, как это имеет место в ДИСС.

Распределение усиления в УТ приемника с двойным
преобразованием частоты

Одновременно с отраженным сигналом в УПЧ приемника с двойным преобразо-
ванием частоты усиливается преобразованный на промежуточную частоту просочив-
шийся сигнал передатчика, величина которого может значительно превышать уровень
отраженного сигнала. Поэтому чрезмерно большой коэффициент усиления УПЧ может
привести к перегрузке усилителя этим сигналом. Кроме того, для нормального пре-
образования необходимо, чтобы уровень гетеродинного сигнала на синхронном детек-
торе значительно (на 10—20 дБ) превосходил уровень просочившегося сигнала.

Таким образом, максимальное усиление УПЧ определяется не величиной отра-
женного сигнала, а уровнем просачивающегося сигнала Ппр и требуемым соотношением
между ним и гетеродинным сигналом на синхронном детекторе.

Величина просочившегося сигнала на входе УПЧ зависит от развязки между
передающей и приемной антенной р и от коэффициента подавления а мощности пере-
датчика в гетеродинном канале РЧГ. Таким образом, просачивающаяся мощность на
входе УПЧ равна (а-\-$)Р0/Ь, где Ро — мощность передатчика, a L — потери преоб-
разования в смесителе РЧГ.

Напряжение просочившегося сигнала на входе УПЧ определяется следующим
выражением:

t/np = f (а + Р) АРвх/б,

где Рвх — входное сопротивление УПЧ. Максимально возможное усиление УПЧ с уче-
том сказанного может быть записано в следующем виде:

Яупч макс = (0.1 - 0,3) Ut/]/(«+f) />„/?„/£. -	(6.7)

Если принять Пг=1 В (для полупроводникового диодного смесителя), Ро=1 Вт,
J3=10-9, а=10-12, L = 5, Pbx = 200 Ом, то максимальный коэффициент УПЧ не дол-
жен превышать 500—1500.

Малое усиление УПЧ является характерной особенностью приемника с двойным
преобразованием частоты. Основное усиление в таком приемнике осуществлятся
в УНЧ. Так как уровни сигналов в этом случае на входе УНЧ зачастую не превышают
нескольких десятков микровольт, то большое значение приобретают вопросы экрани-
ровки входных цепей УНЧ от наводок. Кроме этого, цепи питания входных каскадов
должны иметь фильтры, обеспечивающие хорошую фильтрацию пульсаций питающих
напряжений.
Усиление УНЧ до балансного модулятора обычно определяется степенью подав-
ления сигнала опорной частоты <х»оп в балансном модуляторе. Практически из-за имею-
щейся асимметрии плеч (разброс характеристик диодов модулятора, паразитное проса-
чивание опорного сигнала и др.) подавление опорного сигнала не может быть получено
более 40—50 дБ. Для получения необходимого соотношения между допплеровским и
паразитным опорным сигналом на выходе БМ. (примерно 20 дБ) усиление УНЧ долж-
но быть не менее

^унч ЮссмUoa/UBx.,	(6.8)

где Поп—напряжение опорного сигнала на балансном модуляторе; ам — коэффи-
циент подавления опорного сигнала в балансном модуляторе; Пвх—минимальное
напряжение сигнала на входе УНЧ.

В балансных модуляторах обычно применяются кольцевые схемы на полупровод-
никовых диодах [6.14].

Шумы усилительного тракта

Шумы усилительного тракта радиолокационного приемника, как
известно, определяются (практически шумами его входных каскадов.

Усилительный тракт приемника с нулевой промежуточной частотой
содержит на входе усилитель низкой частоты, полоса пропускания кото-
рого охватывает весь диапазон допплеровских частот. Шумы усилитель-
ных элементов (ламп, транзисторов) в области допплеровских частот
обычно выше шумов этих элементов в диапазоне более высоких (проме-
жуточных) частот, а их спектральная плотность неравномерна и, так
же как и у кристаллических смесителей, возрастает по мере уменьше-
ния частоты. Однако, поскольку коэффициент шума смесителя приемни-
ка весьма велик, шумы УНЧ при использовании малошумящих низко-
частотных транзисторов^ практически не оказывают влияния на общий
коэффициент шума приемника.

Входной усилитель приемника с двойным преобразованием частоты
работает в диапазоне промежуточных частот. Так как коэффициент шу-
ма смесителя в области промежуточной частоты достаточно мал, шумы
УПЧ могут влиять па общий коэффициент шума приемника. В связи
с этим во входных каскадах УПЧ обычно используются малошумящие
транзисторы или лампы.

Малое усиление УПЧ приемника с двойным преобразованием ча-
стоты приводит к тому, что шумы, возникающие в синхронном детекто-
ре, могут ухудшить отношение сигнал/шум на выходе УПЧ. Кроме того,
ухудшение отношения сигнал/шум может происходить за счет шумов,
поступающих по гетеродинному каналу синхронного детектора.

Влияние шумов гетеродинного сигнала

Как видно из рис. 4.2, в приемнике с гетеродинированием боковой составляющей
в качестве гетеродинного сигнала в синхронном детекторе используется напряжение
генератора опорной частоты. Как любой генератор, ГОЧ обладает шумами, которые
характеризуются относительной температурой шума ^шгоЧ’

Обычно необходимо выполнение условия

0> 1	упЧ’	(6-®)

где Я7пр— коэффициент шума приемника; КрУПЧ— коэффициент усиления УПЧ по
мощности. Так, например, при ZZZnP = 25, Крупч=10'1 находим, что гоч = 2,5-1О.
При мощности гетеродинного сигнала 1 мВт отношение Рй/Рш гоч = Ю13, что является
выполнимым, хотя и весьма жестким требованием для генератора на промежуточных
частотах.

Влияние шумов опорного сигнала

В приемнике ДИСС, схема которого приведена на рис. 4.4, формирование опор-
ного сигнала осуществляется преобразованием части мощности одного из передатчи-
ков на промежуточную частоту с последующим ее усилением перед подачей на син-
хронный детектор. В связи с этим шумы, сопутствующие опорному сигналу, могут
ухудшить отношение сигнал/шум на синхронном детекторе.

Исходя из этого, коэффициент связи между передатчиком и входом опорного ка-
нала роп определяется следующим выражением:

[Зон ЮО (^ш пер/Д^пр) (0С-|-|3).	(6.10)

При этом усиление опорного канала должно быть [по аналогии с (6.7)] не менее-.

Доп	Роп^ВхДo/L,

где Ро — мощность передатчика; Двх — входное сопротивление усилителя опорного ка-
нала; L — потери преобразования в смесителе опорного канала.

Автоматическая регулировка усиления УТ

' Динамический диапазон изменения входных сигналов, как показа-
но 'в гл. 4, определяется соотношением максимальной и минимальной
высот полета ЛА, изменением коэффициента отражения от подстилаю-
щей поверхности, изменением углов, под которыми производится облу-
чение поверхности при эволюциях летательного аппарата. В связи
с этим средний уровень сигнала может изменяться в сторону увеличе-
ния от уровня чувствительности приемника на величину более 100 дБ
(см. § 4.7). Здесь необходимо говорить о среднем уровне сигнала в свя-
зи с тем, что отраженный сигнал, как показано 'в гл. 3, имеет характер
узкополосного шума и, следовательно, флюктуирует.

По этой причине автоматическая регулировка усиления УТ делает-
ся, как правило, медленнодействующей. Обычно скорость отработки
в схеме АРУ выбирается исходя из компромисса между скоростью из-
менения сигнала вс времени за счет флюктуаций сигнала, обусловлен-
ных его структурой, и скоростью изменения среднего уровня сигнала.
При этом быстродействие схемы АРУ должно быть таким, чтобы схема
успевала отрабатывать изменения среднего уровня сигнала при эволю-
циях летательного аппарата и, с другой стороны, не демодулировала
сигнал.

Необходимо отметить, что повышение быстродействия схемы АРУ
в допплеровских приемниках ограничивается, кроме того, требования-
ми устойчивости работы схемы АРУ, поскольку полоса пропускания
УНЧ, в частности в вертолетных ДИСС, простирается в область весь-
ма низких частот.

Для снижения уровня шумов оконечной нерегулируемой части УТ
каскады, регулирующие усиление, обычно располагают как можно даль-
ше к выходу УТ. Это особенно важно при использовании в измеритель-
ном канале счетчика числа нулей сигнала, так как для обеспечения вы-
сокой точности измерения частоты счетчиком требуется большое отно-
шение сигнал/шум.
Если динамический диапазон сигнала велик и не удается обеспе-
чить малый уровень нелинейных искажений при регулировке усиления
в выходных каскадах УТ, то каскады, регулирующие усиление, включа-
ются также в УПЧ и во входные каскады УНЧ.

Обычно регулировка усиления УНЧ осуществляется при помощи
переменного аттенюатора с использованием нелинейных элементов. Од-
на из возможных схем регулирующего элемента приведена на рис. 6.20.

Вход Усилительный
~ *1 каскад

RBtM С"1

c=MF

РП2 RB>

Усилительный, Выход
каскад

к другим
регулирующим
элементам УТ

Uper

Сб

Управляющий \От cxeMbt А/1у
каскад АРУ ~~

Рис. 6.20. Схема регулирующего элемента АРУ.

В этой схеме в качестве нелинейных элементов применены полупровод-
никовые диоды Д7 и Д2, дифференциальное сопротивление которых па-
дает по мере увеличения положительного напряжения £7рег на выходе
управляющего каскада\схемы АРУ. Типичная зависимость дифферен-
циального сопротивления диода от напряжения Прег([/Д) приведена на

Рис. 6.21. Динамические характеристики диодов:
1 •<- германиевого; 2 — кремниевого.

рис. 6.21. Допплеровский сигнал при отсутствии £7рег не ослабляется
в регулирующем элементе, так как дифференциальное сопротивление
запертых диодов значительно больше сопротивлений ДВых- По мере уве-
личения .напряжения сигнал начинает делиться в отношении 2ДВых/Дд,
где — дифференциальное сопротивление одного диода.

Максимальная глубина регулировки усиления таким регулирующим
элементом определяется соотношением ДВЫх/^дмин и может составлять
30—40 дБ. Сопротивление Двх следующего каскада должно быть при
этом существенно больше 7?ВЬ1Х, чтобы ослабление сигнала при отсутст-
вии регулировки было незначительным.

В том случае, когда регулировка усиления в УНЧ производится од-
новременно несколькими регулирующими элементами, необходимо, что-
бы эти элементы были одинаковыми и в них использовались однотип-
ные полупроводниковые диоды, например германиевые. Как следует из
рис. 6.21, применение в одном регулирующем элементе германиевых
диодов, а в другом кремниевых может привести из-за различия их ди-
намических характеристик к тому, что будет работать лишь один из ре-
гулирующих элементов. В этом случае возникновение больших нелиней-
ных искажений практически неизбежно.

Особенности УТ вертолетных приемников

Усилительный тракт приемника вертолетных ДИСС наряду с неис-
каженным усилением сигналов должен обеспечивать сохранение знака
допплеровского смещения частоты. Кроме того, при применении в изме-
рительном канале ДИСС схемы УПФ, отраженный сигнал на выходе
УТ должен быть преобразован на опорную частоту УПФ с сохранением
знака сод.

Опорный сигнал
промежуточной частоты

Опорный сигнал УПФ

Рис. 6.22. Структурная схема усилительного тракта вертолетного прием-
ника.

Структурная схема такого УТ одного приемного канала приведена,
на рис. 6.22. Усилительный тракт включает в себя УПЧ, два идентич-
ных полуканала, состоящих из синхронных детекторов, УНЧ и баланс-
ных модуляторов БМ, и сумматор. Принцип работы схемы рассмотрен
в § 4.1. В результате квадратурной обработки сигналов в УТ на сумма-
торе происходит сложение выходных сигналов балансных модуляторов
полуканалов на рабочей частоте со0п + сод и вычитание на частоте (о0п—
юд-

Сформулируем требования к идентичности фазовых и амплитудных
характеристик полуканалов УТ для обеспечения необходимых соотно-
шений в выходном спектре между полезным сигналом на частоте <вОп+
+ сод и паразитным сигналом на частоте со0п—сод. Как было указано
в § 6.6, это соотношение должно быть не менее 15—20 дБ. Неполное
подавление паразитного сигнала частоты соо—сод обусловлено невозмож-
216
также за

Рис. 6.23. Векторные диаграммы
сигналов на сумматоре.

ностью точного выравнивания поступающих на вход сумматора ампли-
туд сигналов, вследствие разного усиления в полуканалах и неидентич-
ности их фазовых характеристик.

Неточность фазового сдвига сигналов в полуканалах может проис-
ходить в основном за счет погрешности сдвига на л/2 в фазовращателях
и их нестабильности в процессе работы, а
фазо-частотных характеристик УНЧ.
Кроме того, дополнительный фазо-
вый сдвиг может появляться из-за
присутствия на синхронных детекто-
рах 1 и 2 просочившегося сигнала на
частоте соПр, когерентного опорному сиг-
налу. Так, например, если уровень про-
сочившегося сигнала, поступающего из
УПЧ, на синхронных детекторах 1 и 2
составляет 10% от величины напряжения
'опорного сигнала, то при неблагоприят-
ной фазе просочившегося сигнала раз-
ность фаз сигналов на выходе детек-
торов 1 и 2 может отличаться от л/2
примерно на 6°. Этот фазовый сдвиг не
может быть скомпенсирован последую-
щей настройкой тракта, так как фаза
просачивающегося сигнала, как правило,
случайна.

Относительный фазовый сдвиг сигна-
лов за счет неидентичности фазо-частот-
ных характеристик УНЧ также практи-

чески не может быть скомпенсирован настройкой тракта, так как эта
компенсация необходима в широкой полосе допплеровских частот.

Рассмотрим соотношение между суммарным (полезным) и разност-
ным (паразитным) сигналами на выходе сумматора с учетом отличия
амплитуд сигналов на входе сумматора АП и дополнительного фазово-
го сдвига ф. Для простоты будем полагать сигналы синусоидальными,
что не влияет на конечный результат, а коэффициент передачи сумма-
тора равным 1. На рис. 6.23 изображены векторные диаграммы сигна-
лов.

На диаграмме Ui— амплитуды сигналов на выходе БМ1 на часто-
тах ©on—сод и сооп + юд, а Нг— амплитуды сигналов на выходе БМ2 на
тех же частотах. Амплитуда сигнала на суммарной частоте (о0п + сод
обозначена через ПЕ, а амплитуда сигнала на разностной частоте со0п—
(Од — через Пр.

Разностный сигнал равен

Цр=П1 sin (op/+ H2sin (сор/Н-л + ф).

Суммарный сигнал равен

wE = Hi sin %- П2 sin (соЕ/ ?),

(б.И)

(6-12)

где о)р = о)оп —с»д и (оЕ = (ооп + (Од.
Амплитуды этих сигналов будут равны

=	2t/,t/2 cos <р,	(6.13)

U, = У l/f + и\ + 2УД cos <р.

(6-14)

Проведя математические преобразования, получим следующее от-
ношение мощностей разностного и суммарного сигналов:

Рр  ((7д &U) (1 — cos у) А772	। г\

—2U. (U\ + MJ) (1 +cosy) + Д(72’

где &U= U%—

Выражение (6.Г5) может быть упрощено для большинства практи-
ческих случаев, когда <р и AU малы. При этом

+	(6.16}

Пользуясь выражениями (6.15) и (6.16), можно с достаточной для
практики точностью оценить соотношение между рабочей и зеркальной
составляющими в спектре сигнала на входе измерительного канала при
неидентичности полуканалов усилительного тракта. Так, например,
при ф=10° и AU/Ui = Q,2 это соотношение равно —17,5 дБ.

На основании полученных соотношений можно сформулировать сле-
дующие требования к усилительным трактам вертолетных приемников.
Во-первых, уровни сигналов на входе сумматора, поступающих с каж-
дого из полуканалов, не должны отличаться друг от друга более чем
на 10—20%. В связи с этим стабильность коэффициента усиления
в каждом полуканале УТ должна быть очень высокой, либо, если это
невозможно практически выполнить, уровни сигналов на выходе полу-
каналов должны поддерживаться идентичными схемами АРУ.

Во-вторых, идентичность фазовых характеристик полуканалов УТ
должна поддерживаться с точностью не хуже 5—10°. В связи с этим
необходимо принимать меры к получению идентичных и стабильных
фазовых характеристик УНЧ в области рабочих допплеровских частот,
а также стремиться к обеспечению достаточно большого превышения
на синхронном детекторе опорного гетеродинного сигнала над проса-
чивающимся сигналом.

Последнее может быть достигнуто соответствующим выбором уси-
ления УПЧ.

6.7.	ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ ПРИЕМНИКОВ КОГЕРЕНТНЫХ ДИСС

Пороговая чувствительность приемника характеризуется величиной
минимальной мощности на его входе,, при которой мощность сигнала на
выходе равна мощности собственных шумов приемника. Пороговая чув-
ствительность зависит только от уровня шумов приемника в отличие от
реальной чувствительности, которая определяется не только шумами
приемника, но и характеристиками измерительного канала ДИСС.

Пороговая чувствительность приемного устройства может быть как
выше, так и ниже реальной чувствительности ДИСС в зависимости от
типа измерителя частоты. Так, например, если в измерительном канале
218
.ДИСС применен счетчик числа нулей допплеровского сигнала, то реаль-
ная чувствительность существенно ниже пороговой, так как для нор-
мальной работы частотомера необходимо значительное превышение
мощности сигнала над мощностью шума. При применении в измеритель-
ном канале схемы УПФ реальная чувствительность может быть выше
.пороговой, поскольку эти схемы могут работать при отношении сиг-
нал/шум, меньшем единицы (см. § 7.3).

Мощность шумов на выходе приемника определяется следующим
выражением:

Рш^ = кТ^ШКр,	(6.17)

где А/ — шумовая полоса приемника; Кр— коэффициент усиления при-
емника по мощности; Ш — средний или интегральный коэффициент шу-
ма приемника.

Поскольку приемники когерентных ДИСС представляют собой ли-
нейные устройства, то можно считать, что шумы и сигналы усиливаются
и преобразовываются в них одинаково. Тогда пороговая чувствитель-
ность может характеризоваться уровнем шумов, приведенных ко входу
приемника:

/’nop = />niBX = ^AfZZ7.	(6.18)

Из выражения (6.18) следует, что чувствительность определяется
шумовой полосой приемника и средним коэффициентом шума. Рассмот-
рим эти характеристики.

Коэффициент шума

Коэффициент шума приемника ДИСС с непрерывным излучением
определяется следующим выражением:

ТП =	+ дШтр 4- дЙ7вцбР.	(6.19)

Величина Шпр представляет собой средний коэффициент шума приемни-
ка при отсутствии паразитной связи на несущей частоте передатчика
между входом приемника и передатчиком и определяется лишь собст-
венными шумами приемника. Величины АШтр и А//7ВИбр характеризуют
собой ухудшение среднего коэффициента шума приемника за счет шу-
мов передатчика, поступающих на вход приемника по каналам паразит-
ной связи между антеннами и другими путями, а также за счет вибро-
шумов паразитного просачивающегося сигнала.

Шумовые характеристики приемника, такие, как относительная
температура шума кристаллических смесителей, коэффициент шума УТ
и др., а также шумовые характеристики передатчика и модуляционные
виброшумы зависят от частоты, в связи с чем величины ШЩ), ЛШпер и
ДЯ/вибр также зависят от частоты. Рассмотрим дифференциальные или
одночастотные значения этих величин ZZZnp(f), AZZ7nep(f) и ДЯ7вибр(/).

Известно, что коэффициент шума приемника UIrrp(f) равен

777np(f)	+^кр(/) +^шгет(/)	!]•	(6.20)

Величина ухудшения коэффициента шума AZZZnep(f) за счет шумов
передатчика, просачивающихся по паразитному каналу между антенна-
219
ми на вход приемника, может быть определена следующим образом:
А///пер (f) =	ген (J),	(6.21)

где (3 — коэффициент связи между антеннами (величина, обратная раз-
вязке между антеннами). С учетом формулы (6.2) ухудшение коэффи-
циента шума за счет шумов передатчика может быть определено сле-
дующим выражением:

A/tfnep(f) =$PQ/kT(PQ/PmveH).	(6.22)

Формула (6.22) позволяет сформулировать требование к развязке
между антеннами, задавшись величиной допустимого ухудшения коэф-
фициента шума приемника. Если принять, что допустимо ухудшению ко-
эффициента шума приемника при наличии связи с передатчиком на 0,4 дБ,
т. е. A/Z/neP(f) =O,l/Z/’nPi(f), то

Р<	ШпМ.	(6.23}

Например, если Ро=1 Вт, //7Пр (f) = 25 и (Л)/Лп ген) = Ю13, то

т. е. минимальная требуемая развязка должна быть не менее 70 дБ.

Величина АЯЛзибр'(Л определяет ухудшение коэффициента шума
приемника из-за модуляции просачивающегося сигнала передатчика по
амплитуде и фазе. Эта модуляция, как указывалось выше, может про-
исходить в антенно-волноводном тракте и трактах передатчика и прием-
ника при вибрациях элементов трактов и конструкции, создавая на вы-
ходе приемника так называемые виброшумы.

Спектр виброшумов в бортовой аппаратуре достаточно широк, при-
чем на отдельных резонансных частотах элементов конструкции он
может иметь выбросы, создавая ложные сигналы.

Величина ухудшения коэффициента шума под действием вибраций
может быть оценена следующим выражением:

(f) = РА™* (f)IAkT,	(6.24)

где ma(f) —коэффициент паразитной амплитудной модуляции просачи-
вающегося сигнала передатчика.

Величина допустимого коэффициента обычно не должна пре-
вышать 10~6—10~7. Чтобы обеспечить такой уровень модуляции, конст-
рукцию СВЧ элементов передающего, приемного и антенно-волноводно-
го трактов, как уже указывалось выше, делают повышенной жесткости,
применяют специальные виброустойчивые генераторы, смесительные дио-
ды и др.

На основании проведенного рассмотрения с учетом формул (6.20),
(6.22), (6.24) и (6.3) можно записать развернутое выражение для диф-
ференциального коэффициента шума приемника когерентного ДИСС:

Ш(»=£[Шут (П + tet>(П-1]+	. (6.25)

Kl v о/гшген/

Для расчета среднего коэффициента шума, определяющего порого-
вую чувствительность приемника, необходимо пользоваться следующим
выражением, устанавливающим связь между средним и дифференциаль-
ным коэффициентами шума [6. 15]:

00

(6.26)

о
Здесь KP(f)—частотная характеристика приемника по мощности;
Кро—коэффициент усиления приемника по мощности на средней часто-
те полосы пропускания.

Рассчитаем в заключение дифференциальный коэффициент шума
на частоте 20 кГц приемников с нулевой промежуточной частотой и
двойным преобразованием частоты.

Для приемника с нулевой промежуточной частотой с обращенными
смесительными диодами примем Ро=1 Вт, Ро/Лпген== 1013, Шут = 3, tKp=
= Q, р=10”7, а=б-109, Л = 6, та=10-6. При этих условиях получим
Ш (20 кГц) =51,5 (17,1 дБ).

Для приемника с двойным преобразованием частоты, приняв Ро =
= 1 Вт, Ро/Ршген=1О13, Шут = 2, fKp=l, (3 = 1O-7, а=10-9, L = 3, та=10Л
получим Ш (20 кГц) =9 (9,5 дБ).

Шумовая полоса

Шумовая полоса приемника в общем виде определяется как

А/' = (1/Кр0)	(6.27)

о

В связи с тем, что приемно-усилительный тракт обычно является линейным,
а полоса пропускания СВЧ элементов и УПЧ весьма широка, амплитудно-частотная
характеристика приемника определяется в основном амплитудно-частотной характери-
стикой УНЧ. При когерентном преобразовании в приемнике с двойным преобразова-
нием частоты мощность шумов на синхронном детекторе удваивается (пш = 2, см.
§ 4.7).

Таким образом, можно считать, что шумовая полоса приемника с двойным пре-
образованием частоты равна удвоенной шумовой полосе УНЧ, а шумовая полоса при-
емника с нулевой промежуточной частотой равна шумовой полосе УНЧ.

Рассчитаем для примера пороговую чувствительность приемников.
Для приемника с нулевой промежуточной частотой, полагая, что сред-
ний коэффициент шума приемника в два раза выше дифференциально-
го коэффициента шума на частоте 20 кГц (Ш=103) и Af=19 кГц (при
полосе УНЧ от 1 до 20 кГц), получаем Pnov = kT&fIU^3 • 10-15 Вт
(—141дБ/Вт).	'	___

Для приемника с двойным преобразованием частоты при Ш=
= Ш (20 кГц) =9 и при той же полосе УНЧ имеем

Pnop = ^.2AfZZ7^ 7,2-Ю"16 ВД(— 151,5 дБ/Вт).

6.8.	НЕКОТОРЫЕ ОСОБЕННОСТИ ПРИЕМНИКОВ ДИСС

С ЧАСТОТНОЙ И ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

В гл. 4 отмечалось, что стремление уменьшить влияние просочивше-
гося сигнала передатчика на характеристики приемника привело к соз-
данию измерителей, использующих непрерывное излучение с частотной
модуляцией. Структурные схемы измерителей приведены на рис. 4.12,.
4.13.

Приемник ДИСС с ЧМ не является приемником частотно-модули-
рованных колебаний в обычном смысле, так как усиливаемый в нем сиг-
нал представляет собой лишь одну гармонику спектра отраженного пре-
образованного частотно-модулированного сигнала. Из указанных схем
видно, что приемник является фактически супергетеродинным приемни-
ком с нулевой промежуточной частотой. В качестве гетеродинного сиг-
нала в первом смесителе используется часть мощности передатчика.
В результате преобразования на выходе первого смесителя имеет место
спектр отраженного сигнала (см. рис. 4.15,в) с частотами составляющих
(и=0, 1, 2,...), а также составляющие паразитной амплитуд-
ной модуляции просочившегося сигнала передатчика на частотах nFM
(см. рис. 4.14,в). Одна из основных причин ПАМ. была рассмотрена
в § 6.2. Другой причиной возникновения ПАМ является неравномерность
частотных характеристик антенно-волноводного тракта измерителя и па-
разитного канала связи между передатчиком и приемником.

На работу приемника оказывают влияние только составляющие
спектра паразитного преобразованного сигнала, которые попадают
в полосу пропускания УПЧ. Мощность составляющей с частотой nFM
может быть выражена следующей формулой:

Дпар=(£а + р)Д0^/2’

(6.28)

где тп —коэффициент паразитной амплитудной модуляции просочив-
шегося сигнала на частоте nF^. Из формулы (6.28) видно, что величина
гармоники определяется не только развязкой между антеннами (про-
сочившимся сигналом), но и развязкой в гетеродинном канале прием-
ника.

Наличие на входе приемника этого паразитного сигнала, так же
.как и в приемнике с двойным преобразованием частоты при непрерыв-
ном излучении, приводит к необходимости ограничения усиления УПЧ.
Максимальный коэффициент усиления УПЧ по аналогии с выражением
(6.7) определяется следующей формулой:

^УПЧ макс

(0,1 — 0,3)(7т

V[(U + ^P0m2n/2L]Rj

(6.29)

Режим непрерывного излучения с ЧМ позволяет уменьшить динами-
ческий диапазон изменения сигнала. Величина сигнала на частоте рабо-
чей гармоники определяется индексом модуляции преобразованного
сигнала, равным Л1 = 2(Д®/й)м) sin (сомТ3/2), и зависит от высоты полета
.ЛА. На очень малых высотах, несмотря на возрастание мощности отра-
женного сигнала, уровень мощности на рабочей гармонике преобразо-
ванного сигнала уменьшается. Уменьшение уровня сигнала на малых
высотах (когда T3<1/FM) в ДИСС с ЧМ по сравнению с ДИСС с непре-
рывным излучением при равных мощностях может быть примерно
охарактеризовано отношением	где Jn(M)—функция Бесселя

первого рода, п — номер рабочей гармоники. Так, при Т3 = 0,Ы0~6 с,
« = 3, Ам=1 МГц и A(o/(Dm=2,4 величина рабочего сигнала в приемнике
ДИСС с ЧМ меньше, чем в приемнике ДИСС с непрерывным излуче-
нием, примерно на 23 дБ. Это позволяет снизить требования к АРУ
в приемнике ДИСС с ЧМ.

Полоса пропускания УПЧ приемника измерителя с ЧМ определя-
ется в основном не диапазоном частот допплеровских сигналов, а поло-
сой вобуляции частоты модуляции. Как было показано выше, вобуляция
частоты модуляции вводится в передатчик измерителя, чтобы исключить
влияние на работу измерителя слепых высот. Полоса пропускания УПЧ
.приемника может быть определена следующим образом:

△/уПЧ 2 (^^м Д макс) $/упч ’

(6.30)
где AFM— девиация частоты модуляции при вобуляции; Гдмакс — макси-
мальная допплеровская частота; 6ДПч— величина нестабильности на-
стройки УПЧ при воздействии дестабилизирующих факторов окружаю-
щей среды.

По аналогии с выражением (6.25) напишем формулу для дифферен-
циального коэффициента шума приемника ДИСС с ЧМ:

= Ь \Ш„ (f) +	(/)-!] + (La + р) Сш ген (D +

(т^ /2) (La Р) ген (f) -j- АШвкбр (/).	(6.31)

Первый член выражения (6.31), определяющий величину коэффи-
циента шума приемника без учета шумов передатчика, практически ра-
вен коэффициенту шума приемника с двойным преобразованием частоты,
так как шумы кристаллических смесителей в области рабочей гармоники
nFja примерно такие же, как и в области высоких промежуточных частот.

Второй и третий члены в выражении (6.31) определяют степень
ухудшения коэффициента шума приемника из-за вносимых шумов пере-
датчика, причем t'mген представляет собой относительную температуру
шума генератора в области рабочей гармоники пГм, а /Шген—относи-
тельную температуру шума генератора в области допплеровских частот.
Так как'относительная температура шума генератора обычно уменьша-
ется примерно пропорционально увеличению частоты, то можно полагать,
что /'шгенДшген —Т’д/пРм. Так, если Т'д лежит обычно в 'Области 1—'1'0 кГц,
а иГм— в области 1—10 МГц, температура шума /'шген примерно на
30 дБ .ниже температуры шума Апгеп.

На основании выражения (6.31) можно определить допустимую для
нормальной работы ДИСС ПАМ передатчика. Считая, что допустимым
является ухудшение коэффициента шума приемника за счет ПАМ не
более чем на 0,4 дБ, получаем

тп < У0,2Шпр/(Ла + р)/шгеа.	(6.32).

Необходимо указать на следующее обстоятельство, характерное для
приемника ДИСС с ЧМ как приемника с нулевой промежуточной часто-
той. При применении раздельных антенн для передачи и приема коэф-
фициент связи [3 между антеннами существенно меньше коэффициента
связи а между передатчиком и приемником по гетеродинному каналу.
Величина коэффициента а, как это было показано выше (см. § 6.5),
определяется мощностью передатчика, которую необходимо подавать на
смесительные диоды для обеспечения оптимального режима преобразо-
вания. Поэтому в приемниках такого типа связь между передающим и
приемным каналами определяется в основном величиной коэффици-
ента а.

Пользуясь выражением (6.31), можно сформулировать требования
к развязке между передающим и приемным каналами при условии, что'

(La Д- р) t'm ген -ф- (La Д- Р) (т^ /2) tm ген<0, lZZ/др.

Тогда

Ла + р < 0,1 П7пр/[Гш ген + (т2п (2) гея].	(6.33)

С учетом сказанного выше (а > р)

а < 0,1 LLl^jL [Гш ген Д- (т2п /2) tw ген].	(6.34)
Например, полагая Шпр = 20, L = 5, mn = 5%, /Шген = 0,25 • 108 и
/'шген==0,25• 105, получаем, что величина а ие должна превышать при-
мерно 10-5.

В табл. 6.9 приведены основные характеристики приемника
ДИСС-013, а на рис. 6.11 —общий вид приемопередатчика.

В заключение остановимся на некоторых особенностях приемников импульсных
ДИСС. В этих ДИСС используется одна антенна для передачи и приема, в связи с чем
в состав приемников входят устройства, защищающие их от воздействия излучаемого

Таблица 6.9

Характеристики приемного
устройства ДИСС-013

Наименование характеристики	Значение характери- стики
Рабочий диапазон длин волн	3 см
Промежуточная частота,	3
МГц  Полоса пропускания, МГц	1,2
Максимальное усиление	200
УПЧ	
Коэффициент шума, дБ Масса, кг	12  1

импульса при передаче и исключающие потери
слабого отраженного сигнала при приеме.
Так, в автокогерентных ДИСС, работающих
с большой скважностью и большой импульс-
ной мощностью, применяются антенные пере-
ключатели на газовых разрядниках защиты
приемника и блокировки передатчика.

В приемниках измерителей, работающих
в непрерывно-импульсном режиме, применя-
ются, как правило, безынерционные антенные
переключатели ((разделители) с использованием
ферритовых циркуляторов или турникетных
соединений {6,16]. Это становится возможным
благодаря малой мощности излучаемых
импульсов передатчика, которая обычно со-

ставляет несколько единиц или десятков ватт.
Требуемая развязка между передатчиком и входом приемника в разделителе для
предотвращения выгорания смесителей не превышает в этом случае 30—35 дБ.

В качестве разделителя может применяться либо ферритовый циркулятор, ис-
пользующий эффект Фарадея, либо трехплечий У-циркулятор.

Необходимо подчеркнуть, что одним из наиболее важных требований, предъявляе-
мых к импульсным приемникам ДИСС, является требование малого времени восста-

новления приемного тракта после окончания излучаемого импульса передатчика, что
обусловлено необходимостью обеспечить работоспособность ДИСС на малых высотах.
При применении безынерционного разделителя и малой мощности зондирующего им-
пульса передатчика время восстановления приемного тракта полностью определяется
временем восстановления УПЧ, которое при правильном выборе параметров' схем
стробирования и усилителя может быть весьма малым. Например, в измерителе
AN/APN-153 |[4.9] время восстановления УПЧ не превышает 125 нс.

Разделитель в когерентном приемнике импульсных сигналов, кроме защиты сме-
сителей приемника от выгорания при излучении, обеспечивает также и повышение
развязки между передающим и приемным каналами при приеме сигналов. Поскольку
задающий генератор передатчика работает в непрерывном режиме (см. § 4.4), часть
его мощности при приеме через запертые каскады СВЧ усилителя передатчика про-
сачивается в антенный тракт. Так же как и в режиме работы с непрерывным излуче-

нием, это может ухудшить чувствительность приемника за счет шумов задающего ге-
нератора и виброшумов. Необходимая величина суммарной развязки между задающим
генератором и входом балансного смесителя приемника, определяемая затуханием в за-
пертом СВЧ усилителе и разделителе прием — передача, может быть определена и^
следующего выражения:	'

Р = АД/зг&Т (Ро/Рщ Ген)/^о,	(6.35)

где АЛД г — допустимое ухудшение коэффициента шума за счет шумов задающего
генератора; Ро — мощность задающего генератора на входе импульсного СВЧ усили-
теля передатчика.
В связи с тем, что на вход приемника в режиме приема просачивается сигнал
на несущей частоте задающего генератора передатчика, максимальное усиление УПЧ,
так же как и в приемнике непрерывных сигналов, зависит от величины развязки по
сигналу несущей частоты. В случае, когда развязка такова, что просачивающаяся мощ-
ность превышает минимальный уровень отраженного сигнала, максимальное усиление
УПЧ определяется выражением (6.7).

Глава 7

ИЗМЕРЕНИЕ ДОППЛЕРОВСКИХ ЧАСТОТ

Рассматриваются две группы способов измерения средней частоты спектра доппле-
ровских частот сигнала, основанных на подсчете числа импульсов «нулей», т. е. числа
пересечений напряжением сигнала нулевой оси амплитуд, и на слежении за спектром
частот сигнала. Приводятся данные о погрешностях измерений и необходимом пре-
вышении сигнала над шумами на входе измерителя. Сопоставляются достоинства и
недостатки различных методов измерения средней частоты и кратко описываются
устройства, нашедшие практическое применение.

7.1.	СПОСОБЫ ИЗМЕРЕНИЯ СРЕДНЕЙ ДОППЛЕРОВСКОЙ ЧАСТОТЫ

Измерители частоты предназначены для преобразования доппле-
ровской информации в сигналы, поступающие в вычислитель ДИСС,
в навигационный вычислитель координат ЛА и другие бортовые устрой-
ства.

На -входе измерительного канала имеет место случайный процесс,
характеризуемый 'спектром допплеровских частот, и помехи, в основном
в виде шумовых флюктуаций. Задача сводится к определению с задан-
ной точностью положения спектра сигнала на оси частот. Эта задача
усложняется тем, что во многих станциях лучи антенны коммутируются
и, следовательно, информация о сигналах не непрерывная, а периоди-
ческая.

Определение положения спектра сигнала на оси частот предполага-
ет наличие элемента, чувствительного к частоте колебаний. Эту роль мо-
гут выполнить счетчик числа «нулей», автокоррелятор и частотные ди-
скриминаторы.

Счетчик числа «нулей»

В основе работы счетчика числа нулей лежит следующее. Положе-
ние спектра сигнала на оси частот может характеризоваться так назы-
ваемой средней квадратичной (среднеквадратической) частотой [7. 1]:

00

F2 = ^-fF2S(F)dF,	(7.1)

д ск	J 4 ’

О

где 5(F)—спектральная плотность сигнала; Рс— мощность сигнала*).

При нормальном распределении значений сигнала среднеквадрати-
ческая частота совпадает со средним числом пересечений сигналом нуле-

Так, например, если спектральная плотность сигнала со средней частотой F
постоянна в полосе частот А/7д и вне ее равна нулю, то при АТ'д^Т’до среднеквадрати-
ческая частота Fдск будет равна

F* ск = /Ft+ (Д77д)2/12 ~ ^до [1 + АТдААо)724].
вой оси амплитуд за секунду в одном направлении (вверх или вниз) при
бесконечном времени усреднения (рис. 7.1) *). Если время усреднения
ограничено интервалом (О, Г), то среднее число пересечений (нулей),
определяет среднеквадр этическую частоту с некоторой погрешностью.

Число нулей в интервале времени (О, Г) флюктуирует около сред-
ней величины N(T), определяемой из соотношения

N(Tr = N(T)+^[T],

где —мощность флюктуаций числа нулей за время Т [7.2].

Пусть на вход счетчика нулей поступает сигнал, спектр которого

s (о=-Дгехр н ”(F -	<7-2>

где ЛЕд — эффективная ширина спектра (рис. 7.2). Среднеквэдрэтичес-
кая относительная величина флюктуаций числа нулей в интервале (О, 7"),.

6

Ряс. 7.1. Импульсы нулей
сигнала, представленного
спектром допплеровских ча-
стот:

а — спектр допплеровских ча-
стот; б — напряжение на выхо-
де приемного канала; в —
импульсы нулей напряжения.

Si

т. е. среднеквадратическая
относительная погрешность
измерения средней квадра-
тичной частоты

4=4 Wf

Рис. 7.2. Счетчик числа нулей N (7) (а) и сиг-
нал на его входе (б).

при достаточно большом превышении сигнала над шумами определяется
выражением

3г=(0,42/Гда)/ДЩТ.	(7.3)

*) В работах [7.9, 7.11] величина Рдск называется средним числом выбросов на
нулевом уровне в единицу времени.
При .решении с помощью ДИСС задач управления и навигации ЛА
время получения (урреднения) информации о текущих значениях состав-
ляющих скорости, путевой скорости и угла сноса ограничено единицами
или десятками секунд. Значения среднеквадратических частот сигналов
(средних чисел нулей) за указанное время будут флюктуировать около
средних значений, приводя, естественно, к флюктуационным погрешно-
стям результатов измерений ДИСС. Так, например, при путевой скоро-
сти 1000 км/ч и времени усреднения Т, равном примерно 10 с, флюктуа-
ционные погрешности в реальных ДИСС составляют по путевой скоро-
сти менее 0,1% и по углу сноса -менее 0,1° (среднеквадратические зна-
чения).

Автокоррелятор

Схема автокоррелятора представлена на рис. 7.3. Среднее значение
сигнала на выходе представляет собой корреляционную функцию К(т)
входного сигнала. Пусть, например, входной сигнал задан спектром
(7.2). Корреляционная функция этого сигнала

к (х) = Рс е Д cos

впервые обращается в нуль при Ti== 1/4Гд0 (рис. 7.4), что дает основание
для определения средней (центральной) частоты спектра сигнала Fao
при найденном тр. При этом на выходе автокоррелятора будут иметь

Рис. 7.3. Схема автокоррелятора, измеряюще-
го среднюю частоту спектра сигнала.

Рис. 7.4. Корреляционная функция
сигнала на входе автокоррелятора.

место флюктуации, являющиеся колебаниями результата измерения
частоты Рд0. Среднеквадратическая относительная величина этих флюк-
туаций определяется выражением

О/. = (0,33/ГД0) ГдГдДГф,	(7.4)

где ДКф — эффективная ширина полосы частот пропускания выходного
фильтра устройства [7.3].

Полагая, например, что средняя частота спектра сигнала
Рдо=Ю кГц, ширина спектра частот ДРд=2 кГц и полоса пропускания
фильтра нижних частот ДГф = 0,2 Гц, получаем, что рреднеквадрэтичес-
кая величина флюктуаций составляет менее ОД %.

Частотный дискриминатор

При использовании простейшего частотного дискриминатора
(рис. 7.5) измеряется разность интенсивностей колебаний на выходах
15*	227
двух фильтров со сдвинутыми частотными характеристиками, что слу-
жит основанием для -определения отклонения средней (центральной)
частоты Рд0 спектра сигнала от частоты Fo настройки дискриминатора*).

Флюктуации выходного напряжения дискриминатора рассматрива-
ются в работе [7.3]. Среднеквадратическая относительная величина
флюктуаций, как и в случае автокоррелятора, определяется выражени-
ем (7.4). При принятых на стр. 227 данных менее 0,1%.

/ Напряжение

/ пропорциональное

ZZZT

Рис. 7.5. Измерение средней частоты
сигнала простейшим частотным ди-
скриминатором:

а — схема измерения; б — частотная ха-
рактеристика фильтров Fi и F2; в — ча-
стотная характеристика дискриминатора:
г — спектр сигнала.

Сопоставляя выражения (7.3) и (7.4) для показателей точности
в случаях измерения частоты с помощью счетчика нулей, автокорре-
лятора либо частотного дискриминатора, видим, что все три метода при-
мерно равны по точности (т. е. по уровню флюктуаций результата изме-
рений частоты), причем в случае счета нулей величина 1/Т формально
соответствует полосе пропускания фильтра нижних частот AF%. Посколь-
ку рассмотренные методы практически равноценны по точности, в ряде
случаев используется наиболее легко осуществимый метод счета числа
нулей (см. § 7.2).

Недостатком методов непосредственного измерения частоты сигнала
с помощью счетчика нулей, автокоррелятора либо частотного дискрими-
натора является необходимость достаточно большого превышения сиг-
нала над шумами на входе устройства для точного измерения частоты.
Минимально допустимое отношение сигнал/шум может 'быть существен-
но снижено, если элемент, чувствительный к частоте колебаний, будет

*) Частотные дискриминаторы более сложного вида рассматриваются в § 7.3.
использован в цепи обратной связи схемы слежения за спектром частот
сигнала, а ширина спектра шумов на входе этого элемента будет огра-
ничена шириной спектра сигнала или части спектра. Схемы слежения за
спектром сигнала (схемы узкополосном фильтрации) с использованием
различных элементов, чувствительных к частоте колебаний, рассматри-
ваются в § 7.3.

7.2.	ИЗМЕРЕНИЕ СРЕДНЕКВАДРАТИЧЕСКОЙ ЧАСТОТЫ
ПО МЕТОДУ СЧЕТА НУЛЕЙ

Превышение сигнала над шумами на входе частотомера

В соответствии с изменениями вектора путевой скорости ЛА спектр
допплеровских частот сигнала перемещается по шкале частот. Поэтому
полоса пропускания фильтра допплеровских частот на выходе приемного
канала ДИСС (например, для самолетов) определяется диапазоном
измеряемых путевых скоростей (с учетом возможных углов сноса), и
шириной спектра сигнала (рис. 7.6). Наряду с сигналом через фильтр
проходят шумы из приемного канала ДИСС.

5(F)



F

Рис. 7.6. Спектры допплеровских частот при минимальной и максимальной путевой ско-
рости (а) и полоса пропускания фильтра допплеровских частот (б).

В отсутствие шумов среднее число нулей за 1 с определяет средне-
квадратическую частоту сигнала. При наличии шумов число пересече-
ний нулевой оеи изменяется в зависимости от отношения мощностей
сигнала и шумов и взаимного расположения их спектров. Увеличение
показаний частотомера в случае шумов, спектр которых расположен
в основном справа от спектра сигнала, объясняется наложением на
переменное напряжение сигнала более высокочастотных флюктуаций
шума (рис. 7.7). Уменьшение -показаний частотомера в случае шумов,
спектр которых находится слева от сигнала, может быть наглядно объ-
яснено сокращением числа пересечений сигналом нулевой оси в области
малых амплитуд сигнала за счет сложения его с более низкочастотными
флюктуациями шума (рис. 7.8, например, область А). В результате это-
го показания частотомера будут искажаться так, как это представлено
на рис. 7.9. Степень искажения определяется при данном фильтре отно-
шением сигнал/шум на входе частотомера.
Отсюда следуют два возможных способа обеспечения требуемой
точности измерений частоты: 1) создание необходимого (достаточно
большого) превышения сигнала над шумами на входе частотомера;
2) учет погрешностей измерений частоты, вносимых шумами, при стаби-
лизации недостаточно большого отношения сигнал/шум на входе частото-
мера.

5

Рис. 7.7. Наложение на переменное
напряжение сигнала более высокоча-
стотных флюктуаций шума, приводя-
щее к увеличению показаний часто-
томера:

а — сигнал; б — шумы; в — сигнал с шу-
мами.

Рис. 7.8. Наложение на переменное
напряжение сигнала более низкоча-
стотных флюктуаций шума, приводя-
щее к уменьшению показаний часто-
томера:

а — сигнал; б — шумы; в — сигнал с шу-
мами.

Учет влияния шумов расчетным путем, основанный .на вычислении
среднеквадратической частоты сигнала с шумами, приводит к следую-
щему выражению для относительной погрешности измерения средне-
квадратической частоты сигнала:

др

Д СК -_

р

1 д ск

1

ск

F2

Д ск

(7.5)

где АГДСК— погрешность измерения среднеквадратической частоты сиг-
нала; FinCK и Гдск— среднеквадратические частоты шумов и сигнала;
г=Рс!Р-щ, — отношение мощностей сигнала и шума.

В случае, когда 2^>1, выражение (7.5) может быть представлено
в следующем виде:

ск

^Д ск

1 / Г2

1 I ш ск

2Z I р2
\ д. ск

(7.6)

1

Результаты расчета необходимого превышения мощности сигнала
над мощностью шума на входе частотомера самолетного ДИСС пред-
ставлены на рис. 7.10. Полоса пропускания фильтра выбрана равной
2,7—8,5 кГц, исходя из необходимости измерения путевых скоростей
в диапазоне 500—1100 км/ч*). Как видно из рис. 7.10, для обеспечения

о Эти данные относятся к аппаратуре НАС-1А (см. § 11.1).
относительной погрешности измерения частоты не более 0,2% превыше-
ние сигнала .над шумами должно составлять примерно 30 дБ на нижнем
краю диапазона и примерно 20 дБ при максимальной скорости. С при-
ближением среднеквадратической частоты спектра сигнала к середине
спектра шумов требуемое превышение, естественно, падает. Практически

Рис. 7.9. Влияние шухмов на по-
казания частотомера:

7 — в отсутствие шумов; 2 — при
наличии шумов.

Рис. 7.10. Необходимое превышение мощности
сигнала над мощностью шума при погрешно-
сти измерения частоты ^0,2% и полосе про-
пускания фильтра 2,7—8,5 кГц.

нет необходимости в столь большом превышении, поскольку наиболее
вероятные путевые скорости группируются возле крейсерской скорости
самолета в диапазоне ±15'0—200 км/ч. Уже при превышении сигнала
над шумами, равном 20 дБ, погрешность измерения частоты не будет
более 0,2% в диапазоне наиболее вероятных путевых скоростей, воз-

растая лишь при минимальных значениях путевой скорости.

В ряде случаев путевые ско-
рости ЛА в горизонтальном по-
лете группируются в узкой зоне,
не превышающей ±10% от но-
минального значения путевой ско-
рости (рис. 7.11). Превышение
сигнала над шумами, равное при-
мерно 17 дБ, обеспечивает при
этом во всем диапазоне путевых
скоростей погрешность измерения
среднекв а др этической частоты не
более 0,2%.

Из изложенного следует, что
использование счетчиков нулей

^ДСК ^шск(6*^ нГц)

Рис. 7.11. Необходимое превышение мощ-
ности сигнала над мощностью шума при
погрешности измерения частоты =<70,2% и
группировании путевых скоростей в зоне
±10% от Wr ном.

рационально в тех >^учаях,
когда перекрытие путевых

скоростей относительно невелико
(^г макс/Wr мин~ 1,5—2,5).

Стабилизация отношения сигнал/шум
на входе частотомера и учет погрешно-
стей измерений, вносимых шумами, имеет смысл в области превышений сигнала над шу-
мами, существенно меньших, чем указанные выше. Так, например, обеспечение результи-
рующей погрешности измерения частоты менее 0,2% при отношении сигнал/шум около
6 дБ требует стабилизации превышения сигнала над шумами с точностью порядка не-
скольких процентов (по напряжению), что трудно выполнимо. К недостаткам этого
способа решения задачи относится также нелинейность учитываемой погрешности из-
мерения частоты за счет шумов (поправки по частоте) в диапазоне измеряемых ча-
стот.

Частотомер-счетчик нулей

Практическое применение нашли счетчики нулей, основанные либо
на выделении постоянной составляющей тока через диод, пропорцио-
нальной частоте следования импульсов нулей, либо на непосредственном
счете этих импульсов за какой-то интервал времени или за все время по-
лета ЛА.

Рис 7.12. Схема измерителя частоты по методу счета
числа нулей.

В первом случае колебания с допплеровскими частотами поступают
вначале на схему формирования импульсов нулей (рис. 7.12), обеспечи-
вающую при пересечении сигналом нулевой оси амплитуд генерирование
кратковременных импульсов с амплитудой, формой и длительностью,
независимыми от уровня и частоты колебаний на входе. С этой целью
колебания, как правило, ограничиваются и дифференцируются. Возни-
кающие в результате этого импульсы запускают генератор импульсов
со стабильными амплитудой и длительностью. Эти импульсы поступают
на счетчик импульсов, выделяющий постоянную составляющую тока
через диод.

Принципы действия такого преобразователя частоты в напряжение
постоянного тока с помощью диодного интегратора с накопительной
емкостью изложены в § 8.2.

Напряжение на выходе интегратора в силу причин, изложенных
ранее, будет флюктуировать около среднего значения. Если на выходе
частотомера-счетчика нулей включен фильтр нижних частот с эффектив-
ной шириной полосы пропускания АГф, а на вход устройства поступает
сигнал, спектр которого представлен выражением (7.2) (см. рис. 7.2),
то среднеквадратическая относительная погрешность измерения частоты
за счет флюктуаций числа нулей определяется следующим соотноше-
нием *);

0,55 г г— 0,275,/"	/-г

Sp =-F- V &FФ = -ir- У	(7.7)

•7 ДО	7 ДО " J ф

где Тф, например,— постоянная времени однозвенного /?С-фильтра ниж-
них частот (7’ф=1/4ДЕф). Полагая, например, среднюю частоту Едо
равной 6 кГц, ширину спектра АЕД== 1200 Гц, постоянную времени

*> Предполагается достаточно большое превышение сигнала над шумами.
фильтра, равной 0,2 с (что соответствует, например, нагрузке диодного
интегратора 100 кОм и накопительной емкости 2 мкФ), получаем
Од = 0,4%.

Предельная инструментальная погрешность частотомера-счетчика
нулей в нормальных условиях составляет примерно ±0,2% в полосе
частот сигнала, например, 2,7—8,5 кГц. При климатических воздейст-
виях окружающей среды погрешность возрастает примерно на ±0,2%.
Подобный частотомер применен в ДИСС системы НАС-1 (см. § 11.1).

Дискретный счетчик нулей

В ряде случаев полетов ЛА с относительно малыми углами сноса
вычисление пройденного пути сводится к подсчету числа импульсов
нулей сигналов на выходах двух приемных каналов ДИСС. Действи-
тельно, полагая в выражении (1.21) cos [3 = 1, получаем следующее соот-
ношение для (определения расстояния, пройденного ЛА за время

А

4 cos Во cos Го

(А^ + АД,

где Ай, N2 — число импульсов нулей сигналов за время t полета ЛА.

Рис. 7.13. Схема дискретного счетчика нулей (блока дальности) для счис-
ления пройденного пути.

Дискретный счетчик нулей (блок дальности), используемый для решения таких
задач (рис. 7.13), состоит из двух*) схем формирования импульсов нулей, осуществляю-
щих «привязку» импульсов к нулям напряжений сигналов, электронного коммутатора,
суммирующего с частотой несколько герц две последовательности импульсов нулей,
пересчетной схемы, представляющей собой делитель частоты следования импульсов, и
интегратора — счетчика импульсов. Деление до частоты порядка десятков герц необ-
ходимо для того, чтобы в качестве счетчика импульсов можно было использовать
реверсивный импульсный мотор.

Предельная инструментальная погрешность такого счетчика нулей составляет ве-
личину порядка ±0,25% при всех условиях работы.

7.3. СЛЕЖЕНИЕ ЗА СПЕКТРОМ ЧАСТОТ СИГНАЛА

Радикальным методом снижения минимально допустимого отноше-
ния сигнал/шум на входе измерителя частоты является ограничение
полосы пропускания фильтра допплеровских частот до ширины спектра

*> Здесь в качестве примера рассматривается блок дальности, работающий с ДИСС
без коммутации лучей антенны. Если в ДИСС лучи антенны коммутируются и исполь-
зуется одноканальный приемник, то в блоке дальности применяется одна схема «при-
вязки» и отсутствует электронный коммутатор.
СсигКнапа\^Р^разова-
t—-----^\тель частоты

шумы < сигнала

Дискриминатор [
с ограничивающим I
фильтром j

S Перестраи-
ваемый
гетеродин

Схема управления
гетеродином
(интегратор,
схема поиска,
автомат захвата)

А ср

Рис. 7.14. Обобщенная схема из-
мерителя частоты, следящего за
спектром сигнала.

частот сигнала на входе измерителя или
даже части ширины этого спектра. По-
скольку спектр сигнала перемещается по
шкале частот, такие устройства, осуще-
ствляющие так называемую узкополос-
ную фильтрацию сигнала, строятся по ти-
пу следящей системы и выполняют функ-
ции поиска, захвата и слежения за спек-
тром сигнала (рис. 7.14).

В зависимости от того, какой тип ди-
скриминатора используется для выработ-
ки сигнала ошибки в следящей системе,

различают следующие (нашедшие практическое применение) устрой-

ства, следящие за спектром частот сигнала:

—	измерители с частотным стробированием спектра сигнала;

—	измерители с частотным дискриминатором или частотомером;

—	измерители с квадратурно-фазовым дискриминатором.

Эти устройства измеряют, как правило, среднюю частоту спектра
сигнала, определяемую выражением *)

СО

^=Р = 4- {FS(F)dF.

J

О

(7.8)

Если спектр сигнала симметричный и определяется, например, вы-
ражением (7.2), то средняя частота сигнала равна центральной частоте
спектра Ед0.

Измерители с частотным стробированием спектра
сигнала

Электромеханический измеритель. Принцип работы и схема измери-
теля поясняются рис. 7.15. Выделение сигнала ошибки происходит
в дискриминаторе, построенном по двухканальному принципу [7.4].

(Мера, средней
частоты спектра
сигнала)

А ср

Рис. 7.15. к принципу работы электромеханического измерителя с частотным стробиро-
ванием спектра сигнала (а), схема измерителя (б):

I — спектры сигнала и шумов на входе; 2 — частоты слежения; 3 — допплеровские частоты, по-
падающие в полосы пропускания фильтров; 4 — сигнал ошибки на выходе дискриминатора.

*> Средняя частота спектра сигнала и квадрат среднеквадратической частоты (7.1)
определены как весовые средние по спектральной плотности сигнала [7.1, 7.8].
Рис. 7.16. Образование сиг-
нала ошибки следящей си-
стемы в электромеханиче-
ском измерителе частоты:
1 — спектр сигнала; 2, 3—на-
пряжение во втором и в первом
каналах дискриминатора; 4 —
сигнал ошибки.

С этой целью следящей системой вырабатываются две частоты слеже-
ния F] и F2. Спектр сигнала преобразуется частотами слежения в об-
ласть низких (нулевых) частот. К выходам смесителей СМ подключены
низкочастотные фильтры Ф, полоса пропускания которых выбрана
меньше минимальной ширины спектра. При этом условии амплитуда ко-
лебаний на выходе низкочастотного фильтра
зависит от положения следящей частоты отно-
сительно спектра сигнала и пропорциональна
в среднем ординате огибающей спектра, соот-
ветствующей частоте слежения Ft или F2
(рис. 7.16). Сигналы с низкочастотных филь-
тров усиливаются и детектируются. Значения
напряжений на выходах детекторов Д1 и Д2
сдвинуты при этом по частотной оси на вели-
чину, равную сдвигу между частотами слеже-
ния Ft и F2. Разность этих напряжений явля-
ется сигналом ошибки следящей системы
(рис. 7.16). Сигнал ошибки поступает на ин-
тегратор, в качестве которого используется
двигатель с потенциометром на выходе. На-
пряжемте с потенциометра управляет генера-
тором частот слежения и является выходным
напряжением измерителя. В режиме слеже-
ния за спектром сигнала выполняется равен-
ство (Л+772)/2=/7дСр.

В схеме измерителя предусмотрен режим
поиска («наезд» частот слежения на спектр
сигнала) и переключение в режим слежения
за сигналом после срабатывания автомата за-
хвата АЗ, действующего по амплитуде сигна-
ла на выходе одного из фильтров Ф.

Предельная погрешность измерения средней часто-
ты сигнала не превышает 0,25% во всех условиях. Ми-
нимально допустимое отношение сигнал/шум определя-
ется следующим. Для уверенной работы автомата за-
хвата превышение сигнала над шумами должно быть
более 5 дБ в полосе низкочастотного фильтра, что со-
ответствует превышению сигнала над шумами в эффек-
тивной полосе сигнала, равному 8 дБ, ибо работа
устройства происходит на склоне огибающей сигнала,

как это видно из рис. 7J16. Если общая полоса допплеровских частот на входе изме-
рителя составляет, например 2—10 кГц, то при относительной ширине спектра сигна-
ла, равной 0,2, превышение сигнала над шумами на входе электромеханического изме-
рителя должно быть не менее 3 дБ. Сопоставляя это превышение, например, с вели-
чиной 20 дБ в случае частотомеров-счетчиков нулей, видим, насколько в энергети-
ческом отношении эффективен рассматриваемый измеритель,
следящий за спектром сигнала.

В качестве генератора частот слежения в измерителе используется электромехани-
ческий генератор либо электронный генератор с манипуляцией (перестройкой) частоты.
В первом случае два зубчатых колеса, соосные с двигателем, вращаются с частотой,
определяемой напряжением, снимаемым с потенциометра интегратора, и создают в двух
неподвижных катушках э. д. с. с частотами Ft и Fz. Измеритель с таким генератором
частот слежения известен под названием «велодин» и нашел применение в ряде ДИСС
50-х годов. Недостатком этого измерителя я-вляется большое число электромеханиче-
ских элементов.

При поочередном переключении частот слежения с электронного генератора
выделение сигнала ошибки происходит в фазовом детекторе, работающем на частоте
коммутации частот слежения.

Электронный измеритель. Практическое применение [7.5] нашел так-
же измеритель, следящий за спектром сигнала при преобразовании его
в область вспомогательной промежуточной частоты (примерно 30 кГц)

Рис. 7.17. К принципу работы
электронного измерителя с ча-
стотным стробированием спек-
тра сигнала:

1 — крайние положения спектра
сигнала при слежении; 2 — полоса
пропускания фильтра.

Рис. 7.18. Схема электронного измерителя
с частотным стробированием спектра сигнала.

и периодическом смещении (частотной модуляции) спектра сигнала по
шкале частот по отношению к узкополосному фильтру на этой промежу-
точной частоте (рис. 7.17). В основе работы измерителя лежит выделение
части мощности сигнала в полосе узкополосного фильтра, т. е. частотное
стробирование спектра сигнала.

Работа этого измерителя происходит следующим образом
(рис. 7.1-8). Спектр сигнала преобразуется смесителем СМ в область
промежуточной, частоты. Частота перестраиваемого гетеродина ПГ
модулируется частотным модулятором ЧМ с частотой слежения Гсл,
генерируемой генератором ГЧС. Преобразованный спектр сигнала пере-
мещается при этом по шкале частот по отношению к полосе пропускания
фильтра Ф со -средней частотой fo. На вых-оде амплитудного детектора
АД, включенного после фильтра Ф, образуются колебания с частотой
Fcji, амплитуда которых определяется рассогласованием между часто-
той fo и средней 'частотой преобразованного сигнала. Фаза колебаний
определяется знаком рассогласования. Эти колебания, наряду с опор-
ным колебанием частоты Fc:l, поступают на фазовый детектор слеже-
ния ФДС, на выходе которого выделяется сигнал ошибки следящей си-
стемы, подстраивающей через интегратор И и частотный модулятор ЧМ
среднюю частоту гетеродина таким образом, чтобы сумма этой средней
частоты и средней частоты сигнала на входе измерителя была равна
средней частоте полосы пропускания фильтра Ф. При этом постоянное
напряжение на выходе интегратора пропорционально средней частоте
спектра сигнала на входе измерителя.

Захват сигнала в этом измерителе в отличие от электромеханичес-
кого измерителя осуществляется путем дополнитлеьной частотной моду-
ляции гетеродина ПГ с частотой захвата F3 и выделения сигнала захвата
фазовым детектором захвата ФДЗ, прекращающим поиск гетеродина по
236
частоте. Такой автомат захвата, построенный по частотному принципу,
работает при меньшем отношении сигнал/шум (—1 дБ в полосе
2—10 кГц) и обеспечивает высокую надежность захвата.

Погрешность измерения средней частоты сигнала — та же, что и
в других измерителях с частотным стробированием спектра сигнала.
Достоинством данного измерителя является отсутствие электромехани-
ческих элементов. *>

Измерители с частотным дискриминатором
или частотомером

Измерители этого типа строятся по обобщенной схеме, представ-
ленной на рис. 7.19. Спектр сигнала преобразуется в область вспомога-
тельной (промежуточной) частоты, где осуществляется фильтрация
сигнала, от шумов при использовании гетеродина, управляемого через
интегратор выходным напряжением частотного дискриминатора, или вы-

Спектр сигнала

Рис. 7.19. Обобщенная схема измерителя с фильтрацией сигнала от шумов.

ходным напряжением частотомера-счетчика нулей. В результате этого
на выходе фильтра будет спектр частот сигнала, отфильтрованный от
шумов в его окрестности (рис. 7.20), а постоянное напряжение на вы-

ходе интегратора будет пропорцио-
нально средней (или среднеквадра-
тической) частоте спектра сигнала.

Измеритель с частотным
дискриминатором

Схема измерителя представле-
на на рис. 7.21. Сигнал с выхода
фильтра Ф, отфильтрованный от шу-
мов, вновь преобразуется смесите-
лем СМ2 в область допплеровских
частот. Выходными данными изме-

Рис. 7.20. К принципу работы измерителя
с фильтрацией сигнала от шумов:

а — спектр сигнала и шумов на входе; б — частот-
ная характеристика фильтра; в — сигнал па вы-
ходе фильтра.

!й) Описанные здесь измерители с частотным стробированием спектра сигнала пред-
назначены для измерения средней частоты спектра. Известны измерители крайней часто-
ты несимметричного спектра сигнала [7.6, 7.7], также основанные на частотном строби-
ровании спектра сигнала.
рителя является спектр частот сигнала, отфильтрованный от шумов,
либо постоянное напряжение на выходе интегратора.

Оценим энергетический выигрыш, который может быть обеспечен
измерителем с частотным дискриминатором по отношению к частотоме-
ру-счетчику нулей *) в случае, когда в качестве выходных данных
устройства используется спектр сигнала, отфильтрованный от шумов.

Рис. 7.21, Схема измерителя
с фильтрацией сигнала от
шумов при использовании
частотного дискриминатора.
СМ — смеситель; ПГ — пере-
страиваемый гетеродин; Ф —
фильтр на промежуточной ча-
стоте fol АЗ — автомат захва-
та; ЧД — частотный дискрими-
натор; И и СП — интегратор и
схема поиска.

Введем следующие обозначения:

AFni — ширина полосы пропускания широкополосного фильтра допплеровских
частот (см. рис. 7.6);

Сдск, fnicK — среднеквадратическая частота сигнала и шумов в полосе AFm;

(Рс/Рш)ш — отношение сигнал/шум в полосе частот широкополосного фильтра AFш>.
необходимое для обеспечения заданной точности измерения среднеквадра-
тической частоты сигнала частотомером-счетчиком нулей;

б^дск — допустимая относительная ошибка измерения частоты сигнала, обуслов-
ленная шумами;

А^ф — ширина полосы пропускания узкополосного фильтра Ф (рис. 7.21), рав-
ная в первом приближении максимальной ширине спектра частот сиг-
нала;

(73с//3ш)ф — отношение сигнал/шум на выходе узкополосного фильтра, необходимое-
для обеспечения заданной точности измерения среднеквадратической-
частоты частотомером-счетчиком нулей;

AFс — максимальное расхождение между среднеквадратическими частотами сиг-
нала и шума на выходе узкополосного фильтра;

А — отношение значений сигнал/шум для случаев частотомера с широкопо-
лосным фильтром допплеровских частот и рассматриваемой схемы узко-
полосной фильтрации, т. е. энергетический выигрыш.

Необходимое 'Отношение сигнал/шум на выходе узкополосного
фильтра на основании выражения (7.6), полагая z = (Рс/Лп)ф, пред-
ставим так:

( Ре \ _	1 Г (Т’дек+Д/Д)2 _ 1 '

2°FSCK	^дСК

С учетом соотношения полос пропускания фильтров АТ'ф и
необходимое отношение сигнал/шум .на выходе широкополосного
фильтра с полосой AFm, т. е. на входе измерителя, будет равно

(АТ'ф/АТ'ш) (7>с/7>ш)ф.	(7-9)'

Либо по отношению к дискретному счетчику пулей.
При непосредственном воздействии шумов в широкой полосе АГШ
и сигнала на частотомер на основании (7.6) имеем

(7.10)

На основании (7.9) и (7.10) получим выражение для энергетичес-
кого выигрыша А:

Д _ ____{f3_________Лп/^Д ср 1	/7 10

- (WAH,) (РеЛРш)ф - ДДФ |(Fxep+AW;cp]-l ‘	1	'

Полагая, например, АГШ=8 кГц, АГФ^=2 кГц, Гшск=5,28 кГц,
Лиск=9 кГц, AFc = 0,15 кГц, получаем Л —87 (19,4 дБ).

Превышение сигнала над шумами на выходе узкополосного фильтра, необходимое

для устойчивого захвата сигнала в рассматриваемом измерителе, составляет величину

около 5 дБ. Это меньше превышения, обеспечи-
ваемого на 'выходе узкополосного фильтра в ре-
жиме слежения за спектром сигнала с целью по-
следующего измерения частоты счетчиком нулей
с погрешностью, не превышающей, например
0,2% Ч

Достоинством измерителя с частот-
ным дискриминатором является возмож-
ность осуществления его без электроме-
ханических элементов *) **).

Измеритель с частотомером сочета-
ет слежение за спектром частот сигнала
с измерением среднеквадратической ча-
стоты сигнала пю методу счета нулей. Ра-
бота измерителя происходит следующим
образом (рис. 7.22).

Спектр сигнала преобразуется сме-
сителем СМ1 с помощью гетеродина
ПГ на промежуточную частоту /Пр~ 70

Рис. 7.22. Схема измерителя
с фильтрацией сигнала от шумов
при использовании частотомера.

кГц и поступает на электро-

механический фильтр Ф, полоса пропускания которого несколько шире
максимальной ширины спектра сигнала на входе измерителя. Сигнал
с выхода фильтра, отфильтрованный от шумов, преобразуется смесите-
лем СМ2 в область допплеровских частот и поступает на частото-
мер ЧМ.

*) В случае использования в качестве выходных данных измерителя не спектра
сигнала, а постоянного напряжения на выходе дискриминатора, необходимое превыше-
ние сигнала над шумами на входе измерителя снижается на 5—10 дБ. Однако при этом
исключается возможность непосредственного счета импульсов для счисления пути и
к погрешностям счисления пути добавляются инструментальные погрешности рассматри-
ваемого измерителя частоты.

**) Можно построить измеритель с использованием в цепи обратной связи авто-
коррелятора вместо частотного дискриминатора или частотомера. В i[7.3] показано, что
схема с автокоррелятором эквивалентна дискриминаторной схеме по точности (величи-
не флюктуаций) при заданном отношении мощностей сигнала и шума, но отличается
несколько большей сложностью.
На выходе частотомера будет постоянное напряжение, пропорцио-
нальное среднеквадратической частоте сигнала. Это напряжение с по-
мощью электромеханической следящей системы управляет частотой
гетеродина fr, обеспечивая при любой среднеквадратической частоте
сигнала Рд ск выполнение равенства

/пр = /г + -^д CK=fo,	(7.12)

где fo — средняя частота электромеханического фильтра.

Схема работает в режиме поиска и в режиме слежения. В режиме
поиска частота гетеродина /г непрерывно изменяется с помощью элект-
родвигателя по линейному закону. Режим поиска продолжается до мо-
мента появления сигнала промежуточной частоты на выходе узкополос-
ного фильтра, когда срабатывает автомат захвата АЗ, переводящий из-
меритель в режим слежения за сигналом.

Следящая система, замыкающаяся через частотомер ЧМ, вибропре-
образователь ВП, двигатель М, редуктор I и потенциометр отработки,
поворачивает ось этого потенциометра на угол, пропорциональный вы-
ходному напряжению частотомера и, следовательно, среднеквадрати-
ческой частоте сигнала. Так как потенциометр, управляющий частотой
гетеродина ПГ, жестко связан с потенциометром отработки, то при из-
менении среднеквадратической частоты сигнала на входе измерителя
частота гетеродина fT изменяется до тех пор, пока не наступит равенство
сигналов, подаваемых на вибропреобразователь. При этом спектр частот
сигнала попадает в полосу пропускания электромеханического фильтра,
а частота гетеродина устанавливается такой, что выполняется равенст-
во (7.12).

В случае отсутствия допплеровской информации, например при по-
лете над участком моря с очень слабым волнением измеритель перехо-
дит в режим поиска.

Минимально необходимое превышение сигнала над шумами на вхо-
де рассматриваемого измерителя определяется выражением (7.9). При
принятых на стр. 239 данных и АГф = 3 кГц это превышение на выходе
приемного устройства составляет 5—10 дБ *) при погрешности измере-
ния среднеквадратической частоты за счет шумов не более 0,2%.

Энергетический выигрыш рассматриваемого измерителя по сравне-
нию с частотомером-счетчиком нулей без узкополосной фильтрации
составляет около 17 дБ, примерно как и в случае измерителя с частот-
ным дискриминатором (см. рис. 7.21). Этот выигрыш обусловливается
не столько сужением полосы пропускания фильтра, сколько тем, что
после узкополосного фильтра среднеквадратическая частота шумов
весьма мало отличается от среднеквадратической частоты сигнала. От-
метим при этом, что следящая система не замкнута по входному сигна-
лу**), а схема захвата работает по амплитудному методу.

Выходными данными измерителя являются спектр частот сигнала,
отфильтрованный от шумов в его окрестности, и постоянное напряже-
ние, пропорциональное рреднеквадратической частоте спектра сигнала.

*) Для частоты ГДСк = 3 кГц—10 дБ и для частоты ГДСк = 9 кГц—5 дБ.

“) Следящая система отрабатывает рассогласование между напряжением на вы-
ходе частотомера и напряжением потенциометра отработки гетеродина. В связи с этим
полоса пропускания фильтра должна быть больше наиболее широкого спектра сиг-
нала с учетом нестабильностей частоты гетеродина, напряжения, питающего потенцио-
метр отработки, и полосы пропускания фильтра.
Достоинством измерителя с частотомером является относительная не-
сложность.

Измеритель с частотомером, осуществляющий слежение за двумя
коммутируемыми на его входе спектрами частот, применен в измерителе
путевой скорости и угла сноса ДИСС-3 (см. § 11.2). Минимально необ-
ходимое превышение сигнала над шумами на входе измерителя 6 дБ,
предельная инструментальная погрешность измерения среднеквадрати-
ческой частоты—не более ±0,4%, частота коммутации сигналов — 5 Гц.

Измеритель с квадратурно-фазовым дискриминатором

Измеритель с квадратурно-фазовым дискриминатором состоит из
трех частей (рис. 7.23): преобразователя сигналов входа и выхода,
квадратурно-фазового частотного дискриминатора и перестраиваемого
гетеродина со схемой управления. На вход измерителя поступает спектр
допплеровских частот сигнала и шумы, на выходе измерителя имеют

„ г о квадратурно-(разовый дискриминатор
Преодразователь________	___________-________-

сигналов входа [ 

и выхода

4Ц- БС

ilLcri
। j-

I гоч I

। \ФВ2 *(

LZZ-I

Ф2

гчз

и

а СП

ФВ1

LZJ I

лСигнал\
захватах

СМ3 Фр—
zpj
»Выход

L____

I W|—{•

______I

Перестраиваемый гетеродин
со схемой управления

Ф1 L



Рис. 7.23. Схема измерителя

с квадратурно-фазовым дискриминатором.

место колебания со средней частотой ЙдсрЧ неглубоко модулированные
по частоте частотой захвата й3 (рис. 7.24).

Рассмотрим работу измерителя. Сигнал на входе представим как
колебание, модулированное по амплитуде и фазе **)

z/д—Uд’соэ (йдср/ ср),	(7.13;

где (7Д(/) и.ф(0—медленно изменяющиеся функции времени.

Балансный смеситель БС с помощью колебаний генератора опорной
частоты ГОЧ преобразует сигнал (7.13) в область частот, составляющих
сотни килогерц:

mc = ^c'COS (cocf—фс),	(7.14)

где (ос = сооп + йд ср, а со0п — опорная частота.

Л) Здесь и далее указана круговая частота колебаний.

*0 Рассмотрение принципов работы измерителя проведено В. Б. Фитингофом

в 1963 г.
Сигнал (7.14) поступает на квадратурно-фазовый дискриминатор,
состоящий из смесителей СМ1 и СМ2, фильтров Ф1 и Ф2, фазовращате-
лей ФВ1 и ФВ2 и фазового детектора ФД1. На дискриминатор подается
также напряжение с перестраиваемого гетеродина ПГ. На выходе
дискриминатора появляется напряжение, характеризующее рассогласо-

чч on

' (модулям с члстоггол. ’

Н	Q

Чд ср

Рис. 7.24. Частоты колебаний в различных цепях измерителя с квадратур-
но-фазовым дискриминатором:

а — вход балансного смесителя; б — выход генератора опорной частоты-; в — выход
балансного смесителя; г — выход перестраиваемого гетеродина в режиме слежения;
д —- выход измерителя в режиме слежения.

ванне между средней частотой сос сигнала ас и частотой колебаний
перестраиваемого генератора (оПг. Это напряжение используется в даль-
нейшем для того, чтобы частота перестриваемого генератора соПг сле-
дила за средней частотой преобразованного сигнала <ос.

Квадратурно-фазовый дискриминатор работает следующим обра-
зом. На вход первого смесителя СМ1 поступает сигнал (7.14) и подает-
ся напряжение с перестраиваемого гетеродина

^пг== £7пг COS (Ош-/.	(7.15)

Учитывая наличие фазовращателя ФВ1, сдвигающего фазу сигнала
с выхода фильтра Ф1 на 90°, представим первый сигнал на входе фа-
зового детектора ФД1 в виде:

TZ1 — U1 COS [ (й)пг (0с_) “Ь фс—ГС/2] .

Второй сигнал на (входе фазового детектора. ФД1 образуется смеси-
телем СМ2 с помощью колебаний перестраиваемого гетеродина (7.15),
сдвинутых фазовращателем ФВ2 на 90°. Представим второй сигнал
в виде

U2=U2 cos[ (o)nr—СОсН+фс—л/2].

Видно, что если (йпг>сос5 то сигналы щ и zz2 на входе фазового
детектора совпадают по фазе. В этом случае на выходе фазового детек-
тора будет положительное напряжение.

В случае, когда (йпг<<Ос, первый сигнал будет представлен выра-
жением

. U'i= Ui COS [ (й)с—©пт)/—(рс—л/2].

Второй сигнал будет равен

и'2 = U2 COS [ ((Ос—(Опт) t—(рс + л/2].

Отсюда видно, что при (йпг<<Ос сигналы Ui и и2 на входе фазового
детектора противоположны по фазе и напряжение на выходе фазового
детектора будет отрицательным.

Из изложенного следует, что несовпадение частоты перестраиваемого
гетеродина соПг со средней частотой спектра сигнала (ос приводит к по-
явлению на выходе дискриминатора постоянного напряжения, знак
которого определяет направление рассогласования (рис. 7.25). Квадра-
турно-фазовый дискриминатор является в рассматриваемом случае ча-
стотным дискриминатором.

Напряжение с выхода фазового детектора ФД1 поступает на инте-
гратор и в режиме слежения управляет частотой перестраиваемого
гетеродина, подстраивая ее к средней частоте сигнала (ос. Далее
колебания перестраиваемого гетеродина вместе
частоты поступают на смеситель СМ3, обра-
зуя на его выходе колебания с частотой ср
(см. рис. 7.24), являющиеся выходным сигна-
лом устройства в целом.

Режиму слежения предшествует поиск
сигнала на шкале частот, когда перестраивае-
мый гетеродин управляется схемой поиска СП.
С целью создания сигнала захвата, прекра-
щающего режим поиска, перестраиваемый ге-
теродин с помощью генератора частоты захва-
та ГЧЗ неглубоко модулируется по частоте

частотой, называемой частотой захвата й3. Когда в
режиме поиска происходит совпадение частот (опг генератора ПГ и (йс
сигнала, на выходе фазового детектора захвата ФДЗ появляется сиг-
нал, прекращающий поиск по частоте. В последующем режиме слеже-
ния на выходе устройства будут иметь место почти гармонические
колебания со средней частотой ср, неглубоко модулированные по
частоте 'Частотой захвата Q3.

В связи с конечной шириной спектра частот сигнала на входе уст-
ройства и наличием шумов результат измерения средней частоты сиг-
нала должен флюктуировать около среднего значения. Определим
величину этих флюктуаций.

В [7.10]показано, что мощность флуюктуаций (дисперсия флюк-
туационной ошибки) определяется следующим соотношением:

(аШфл)2 — S3KB АТ’ф,

где S3KB — эквивалентная спектральная плотность низкочастотных флюк-
туаций на выходе измерителя; АКф — эффективная полоса пропускания
замкнутого следящего измерителя.

Величина S3KB выражается через эквивалентную спектральную
плотность так называемого оптимального частотного дискриминатора,
16*	243

с колебаниями опорной

Рис. 7.25. Частотная харак-
теристика квадратурно-фа-
зового дискриминатора.
обеспечивающего минимум флюктуационных ошибок:

SaKB^'kiSonT,

где к — коэффициент, показывающий, во сколько раз дисперсия флюк-
туационной ошибки на 'выходе рассматриваемого устройства слежения
превышает дисперсию на выходе оптимального дискриминатора *>.

Величина 50ПТ зависит от формы спектра сигнала, ширины спектра
и отношения сигнал/шум:

'$опт = 2Л/'д/ (h),

где h — отношение максимума спектральной плотности сигнала к спект-
ральной плотности аддитивного 'белого шума.

На основании приведенных выражений можно показать, что средне-
квадратическая относительная погрешность измерения частоты за счет
флюктуаций будет равна

0,32 Кk f (A)	zс •	/7 1

=(7.16)

Г Д СР

Рассмотрим значения функции /(Л) и коэффициента к. Функция
f(h) для сигнала, спектральная плотность которого соответствует бело-
му шуму, прошедшему через /?С-фильтр, определяется выражением **)

f (h) = VT+h (1 +]/Т+А)7А2.	(7.17)

При Л^>1 можно воспользоваться следующим приближением:

= 1 4-3/2 ]/7Г.

Таблица 7.1

Значения функции f(h) и коэффициента k

Функция fth) и коэффициент k	Значения h			
	1	|	10		100	/г->оо
к:	19,7	2,67	1,33	1
спектр сигнала соответствует бе- лому шуму, прошедшему через 7?С-фильтр; НЧ фильтр согласован с сигналом*	1,28	1,58	1,87	2,46
спектр сигнала гауссовой формы; НЧ фильтр имеет прямоугольную частотную характеристику	1	1,06	1,4	

* Коэффициент к мало зависит от вида НЧ фильтра дискриминатора. В связи с этим, значения к, приве-
денные во второй строке, можно распространить на другие виды НЧ фильтров, например 7?С-фильтр или
фильтр с прямоугольной частотной характеристикой. В области рабочих отношений сигнал/шум (к=1ч-100)
коэффициент к также относительно мало зависит от формы спектра сигнала, что видно из этой таблицы.

*) Синтез оптимального дискриминатора проведен в [7.10].

“> Выражение (7.17) получено в [7.10], где показано, что в области рабочих отно-
шений сигнал/шум (А = 1-т-100) зависимость /(А) от формы спектра сигнала невелика и
ею можно пренебречь, распространяя (7.17) на другие формы спектра сигнала, в том
числе гауссову. При больших А(А>100)/(А) существенно зависит от формы спектра
сигнала. Значение f(h) при h—*-оо уменьшается от 1 по мере сужения спектра сигнала
по сравнению со спектром сигнала в виде белого шума, прошедшего через /?С-фильтр.
В [7.10] также отмечается, что при очень больших h использованные расчетные форму-
лы становятся недостаточно точными.
Коэффициент к в (7.16) определяется формой спектра сигнала,
•отношением сигнал/шум и видом НЧ фильтра дискриминатора.
В табл. 7.1 приведены величины f(h) и к для некоторых значений h *).

Как видно из табл. 7.1, значения }/к = ]/’5экв/50ДТ в области h =
— 1ч-100 мало отличаются от 1. Следовательно, измеритель с квадра-
турно-фазовым дискриминатором весьма близок по флюктуационной
погрешности gf к измерителю с оптимальным дискриминатором.

Оценим величину gf- Полагая, например, FHCp = 10 кГц, А/7д = 2кГц,
Д/%=1 Гц, Л=10 и принимая на основании табл. 7.1 f\(h) =2,67 и
к= 1,06, получаем ар=О,24°/о.

Рассмотрим далее флюктуации измерителя в области очень боль-
ших значений отношения сигнал/шум, где вопрос сглаживания флюк-
туаций (оптимизации измерителя) гораздо менее важен, чем в области
малых h. Воспользовавшись значениями /(Л) и к из табл. 7.1 при
h—>юо, представим выражение (7.16) в следующем виде для условий,
приведенных во 'второй строке таблицы:

lira aF =(0,5/Гдср) /ДГдДГф.**)	(7.18)

1г —>оо

В заключение отметим, что измеритель с квадратурно-фазовым
дискриминатором весьма эффективен в энергетическом отношении и
может работать при мощности сигнала на входе ниже мощности шумов
в полосе измеряемых допплеровских частот. Это обусловлено высокой
симметрией дискриминатора ко входному сигналу и использованием всей
(а не части) мощности сигнала. Практически необходимое пороговое
превышение сигнала над шумами определяется неравномерностью шу-
мов приемного канала ДИСС и составляет, например, (—Зн-О) дБ ***'
при полосе шумов 2—10 кГц и неравномерности шумов 1—2% в полосе
спектра частот сигнала. При таком превышении сигнала над шумами
автомат захвата, построенный по частотному принципу, обеспечивает
надежный захват сигнала.

Отметим также, что измеритель с квадратурно-фазовым дискрими-
натором обладает высокой точностью. Инструментальные погрешности
измерения частоты в нормальных условиях не превышают 0,1—0,2%.

Устройство слежения измерителя путевой скорости
и угла сноса ДИСС-013

Измерители частоты с квадратурно-фазовым дискриминатором
нашли широкое применение в современных ДИСС. Рассмотрим в каче-
стве примера устройство слежения измерителя путевой скорости и угла
сноса ДИСС-013 [7.14], предназначенного для самолетов (см. § 11.3).
Устройство слежения в ДИСС-013 (схема узкополосной фильтрации)

*~> Формулы для вычисления коэффициента к и его значения получены В. Б. Фи-
тингофом.

Отметим, учитывая приведенное ранее замечание о величине fr(h) при боль-
ших h, что Of для других форм спектра сигнала, включая гауссову, меньше значе-
ния aF, определяемого (7.18). Это последнее может в связи с этим рассматриваться
как предельное значение Gf для целого семейства форм спектров сигнала. Для опти-
мального дискриминатора (7.18) принимает вид:

lim = (0,32//^ еР)

***) Это соответствует й = 2ч-4.
to

СП

К вычислителю
ри Wr

Рис. 7.26. Обобщенная функциональная схема устройства слежения измерителя ДИСС-013.
осуществляет слежение за тремя коммутируемыми на его входе спектра-
ми сигналов (по числу лучей ДИСС). Обобщенная функциональная
схема устройства представлена на рис. 7.26.

Три сигнала поступают на вход преобразователя последовательно
во времени и переносятся в область опорной частоты /Оп=500 кГц. Для
всех трех сигналов используется один общий канал преобразования и
выделения сигнала ошибки, состоящий из преобразователя и дискрими-
натора. Сигналы рассогласования между частотами управляемых (пере-
страиваемых) генераторов (генераторов — три, по числу сигналов) и

Рис. 7.27. Устройство слежения измерителя ДИСС-013:

/ — преобразователь; 2— дискриминатор; 3— управляемый генератор (3 шт.).

преобразованными средними частотами спектров сигналов в виде раз-
ностных частот поступают в квадратуре на фазовый детектор дискрими-
натора, где преобразуются в напряжения ошибок. Каждое напряжение
ошибки подается на соответствующий управляемый генератор, под-
страивая частоту его колебаний таким образом, чтобы ошибка рассо-
гласования была минимальной.

В управляемых генераторах имеются схемы обратных преобразо--
вателей, осуществляющих преобразование частот генераторов в после-
довательности выходных импульсов, следующих со средними допплеров-
скими частотами сигналов.

Цепь слежения каждого управляемого генератора оказывается за-
мкнутой, когда сигнал обнаружен, т. е. находится в узкой полосе НЧ
фильтра устройства. При этом схема поиска и захвата этого управляе-
мого генератора выдает сигнал прекращения поиска и перехода в ре-
жим слежения.

На рис. 7.27 представлено устройство слежения измерителя ДИСС-013. Основные
характеристики устройства следующие: время поиска сигнала—60 с; предельная
погрешность преобразования средних частот спектров сигналов на входе в частоты
выходных импульсов ±0,4% в диапазоне частот 0,8—11 кГц; минимально необходимое
отношение сигнал/шум—0 дБ в нормальных условиях и не более 3 дБ во всех условиях
работы*); общее число электрорадиоэлементов — 770**); масса —не более 2,2 кг.

*) Это соответствует h=5-^ 10.

**) При этом микромодуль считается за один элемент. Если учесть элементы
внутри микромодулей, то общее число элементов в устройстве — 1270.
248

Таблица 7.2

Характеристики измерителей частоты

Тип измерителя	Минимально необхо- димое превышение сигнала над шумами (дБ) в полосе 2 — 10 кГц при относительной ширине спектра 0,2		Инструментальная погреш- ность (предельная), +%		Предель- ная мето- дическая погреш- ность при равномер- ных шу- мах, %	Вид выходных данных	Примечание
	слежение (измере- ние)	захва!	в нормальных условиях	при климати- ческих воздей-  ствиях			
Измерение по методу счета нулей							
Частотомер-счетчик нулей	20	—	0,2	0,2(дополни- тельно)	0,2*	Напряжение постоянного тока	
Дискретный счетчик нулей	20	—	0,2	0,25	0,2*	Стандартизированные им- пульсы, отсчет цифрово- го счетчика	
Частотное стробирова" ние сигнала							
Электромеханический измери- тель („велодин”)	0	3	0,1—0,2	0,25	—	Напряжение постоянного тока, число оборотов двигателя	
Электронный измеритель	0	—1	0,1—0,2	0,25	—	Напряжение постоянного тока	
П родолжение табл. 7.2

Тип измерителя	Минимально необхо- димое превышение сигнала над шумами (дБ) в полосе 2—10 кГц при относительной ширине спектра 0,2		Инструментальная погреш- ность (предельная), %		Предель' ная мето- дическая погреш- ность при равномер- ных шу- мах, %	Вид выходных данных	Примечание	
	слежение (измере- ние)	захват	в нормальных условиях	при климати- ческих воздей- ствиях				
Фильтрация сигнала от шумов								
Измеритель с частотным дис- криминатором:  а) выход на постоянном токе	—3	—1	0,2	0,25	—	Напряжение постоянного тока		
б) на выходе сигнал, от- фильтрованный от шу- мов , с последующим измерением Г д ск по ме- тоду счета нулей	3—8,5	—1	0,2	0,25	0,2	Сигнал, отфильтрованный от шумов	3 дБ для =9 кГц;  8,5 дБ для — 3 кГц	F = д ДСК 	  F —  -* ДСК	
Измеритель с частотомером	5—10	1	0,2	0,2 дополнитель- но	0,2	Напряжение постоянного тока; сигнал, отфильт- рованный от шумов	5 дБ для =9 кГц;  10 дБ для —3 к! ц	F —• 1 ДСК 	  F £	  1 дек!	
Измеритель с квадра- турно-фазовым диск- риминатором	—Зч-О	—3^0	0,1—0,2	0,25	—	Синусоидальное напряже- ние, неглубоко модули- рованное по частоте		

В полосе частот 4—6,5 кГц
1А. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ

Подведем некоторые итоги проведенного в настоящей главе рас-
смотрения измерителей частоты.

1.	Применение рассмотренных выше измерителей частоты для ре-
шения конкретно поставленной задачи определяется необходимой точ-
ностью измерителя, минимально допустимым отношением сигнал/шум
на входе, допустимой сложностью, а также характером сопряжения
измерителя с вычислительным устройством, т. е. видом выходных
данных.

В табл. 7.2 приведены сравнительные данные измерителей по необ-
ходимому превышению сигнал/шум на входе, по погрешностям работы
и виду выходных данных.

2.	Наиболее простыми измерителями допплеровской частоты явля-
ются устройства, основанные на счете нулей. Они требуют большого
превышения сигнала над шумами и рациональны в тех случаях, когда
необходимо обеспечить высокую надежность при относительно узком
диапазоне измеряемых путевых скоростей:

макс/^г мин~ 1,5 4-2,5.

3.	Измерители, следящие за спектром сигнала при стробировании
его по частоте, обеспечивают весьма большой выигрыш по сравнению со
счетчиками нулей. Эти измерители содержат, как правило, ряд электро-
механических элементов и относительно громоздки.

4.	Измерители, следящие за спектром частот сигнала при фильтра-
ции сигнала от шумов и использовании частотомера-счетчика нулей на
выходе, уступают другим следящим устройствам в энергетическом отно-
шении на 5—10 дб. Эти измерители относительно несложны.

5.	Измерители с квадратурно-фазовым дискриминатором обеспечи-
вают работу при сигнале, равном и даже ниже уровня шумов в широ-
кой полосе частот, и высокую точность измерения. Эти измерители
широко применяются в современных ДИСС.

Глава 8

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДОППЛЕРОВСКИХ ЧАСТОТ,
ВЫЧИСЛЕНИЕ ПУТЕВОЙ СКОРОСТИ, УГЛА СНОСА
И СОСТАВЛЯЮЩИХ СКОРОСТИ

В данной главе рассмотрены способы преобразования допплеровских частот, при-
ведены сведения о структуре и функциональных элементах аналоговых и импульсных
вычислительных устройств, обоснованы рабочие формулы, рассмотрены примеры вычи-
слителей путевой скорости, угла сноса и составляющих скорости. Рассмотрены также
основные способы стабилизации подвижных антенн по углам сноса, тангажа и крена
250
8.1.	СТРУКТУРА И ОСНОВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ВЫЧИСЛИТЕЛЬНЫХ
УСТРОЙСТВ ДОППЛЕРОВСКОЙ АППАРАТУРЫ

Вычислительные устройства ДИСС предназначены для преобразо-
вания допплеровских частот, поступающих от измерителей частоты, и
автоматического вычисления навигационных параметров, необходимых
для определения местоположения ЛА и управления полетом по заданно-
му маршруту.

Как правило, вычислители угла сноса, путевой скорости или трех
составляющих скорости входят в состав ДИСС, а навигационные вычи-
слители (описываемые в гл. 9) выполняются в виде самостоятельных
устройств, действующих в комплексе с ДИСС и курсовыми системами.
Нередко информация от ДИСС передается в навигационное вычисли-
тельное устройство непосредственно в виде частот.

Преобразование частот_______________

Су^миро-\^р Преобразование
О иное h*- частдт(1 _ аналог
частот

I Умножение
частот
\уа масштаб-
ный ноэсрсри-

Вычислитель J3 и Уф

частот

Вычисление

Бдой поправки ,, суша- море "

Целение

. ... ..zr .jy1

I на тригонометричес-

чмчткение

; Умножение

произведение функций s .

------ ।	— -	I
Умножение \ \Воспроизведение\

(функции
гор

Зывача VIг

Инашш-

Вдоо^

Воспроизведение j

й*|

Индикация j

Выдача р

Вдов "Ц.

Воспроизбедение
Sin ’Вусозр.

кие функции





I

I

Рис. 8.1. Обобщенная структурная схема вычислителя ДИСС.

Математические зависимости, связывающие составляющие вектора
скорости ЛА W^i, WYi, Wzi, угол сноса |3 и путевую скорость Wr
с допплеровскими частотами Гд, выведены в гл. 2 [см. формулы (2.57),
(2.62), (2.73), (2.75)].

На рис. 8.1 представлена обобщенная структурная схема вычисли-
теля путевой скорости, угла сноса и трех составляющих скорости
в горизонтальной системе координат. Схема делится на три части, пер-
вая из которых выполняет функции преобразования входных допплеров-
ских частот, вторая—функции вычисления угла сноса и путевой
скорости, третья — вычисления составляющих скорости.

Средние допплеровские частоты Гф, Гф, Гд3, представленные в виде
частот следования импульсов напряжения, являются первичной фор-
мой информации. Для того чтобы использовать в вычислителе, их
надо предварительно преобразовать, т. е. ввести масштабные коэф-
фициенты в соответствии со значениями углов Во и Го данного ДИСС,
синхронизировать, вычислить суммарные частоты Fx, Fz, FY, пропор-
циональные проекциям скорости в связанной самолетной системе коор-
динат и, наконец, преобразовать результирующие частоты в аналоговые
величины или в цифровые коды, в зависимости от типа вычислителя.
В этой части вычислителя нередко выполняется и умножение на пере-
менный масштабный коэффициент по сигналу «суша — море».
Следует заметить, что порядок и способ выполнения операций пре-
образования, как показано при рассмотрении конкретных схем вычисли-
телей, могут быть различны.

Далее, преобразованная информация разветвляется и поступает
в каналы вычисления угла сноса, путевой скорости и трех составляю-
щих скорости.

Вычисление угла сноса |3 в соответствии с указанными выше фор-
мулами охватывает операции деления WZi на Wxi, умножения частного
на постоянный множитель ctglo и воспроизведения функции tg [3
с учетом знака. Кроме того, в этом вычислителе обычно воспроизводит-
ся функция sec i(3, необходимая для вычисления WF.

Вычисление путевой скорости Wr сводится к умножению продоль-
ной составляющей скорости Wxi на sec |3. Выработанные вычислителем
значения угла сноса и путевой скорости передаются на индикатор. Ин-
дикаторы ДИСС (см. § 9.7) обычно используются не только для инди-
кации параметров полета, но и для выполнения части вычислительных
операций, сглаживания флюктуаций, запоминания последних значений
WF и [3 по сигналу «Память».

В тех случаях, когда полет протекает при изменениях углов крена
и тангажа в больших пределах, возникает необходимость автоматиче-
ского преобразования вычисленных значений составляющих скорости
из связанной системы координат в горизонтальную.

Для этой цели, как показано на рис. 8.1, от гировертикали в вы-
числитель вводятся значения углов крена ус и тангажа ЛА и вос-
производятся их тригонометрические функции. Величины проекций ско-
рости WXi, Wzi и WYi в связанной системе координат, получаемые от
устройства преобразования частот, умножаются на тригонометрические
функции углов ус и Ос-

Произведения этих величин почленно складываются между собой
в соответствии с известными формулами поворота системы координат.
Результирующие величины проекций скорости в горизонтальной системе
координат Wxr, WZF, WYr передаются на индикатор.

Как показано в § 10.2 при углах крена и тангажа менее 10° влия-
ние их на суммарные погрешности ДИСС невелико, компенсация же
этого влияния повела бы к заметному усложнению аппаратуры, по-
этому она практически применяется только в ДИСС, предназначенных
для полетов со значительными углами крена и тангажа.

Способы преобразования допплеровских частот, вычисления угла
сноса и путевой скорости и вычисления трех составляющих скорости
в горизонтальной системе координат детально рассматриваются
(см. § 8.2, 8.3, 8.4) на конкретных примерах. Прежде чем перейти
к ним, следует остановиться на основных принципах представления
математических величин в вычислительных устройствах ДИСС п на
применяемых в них функциональных элементах.

Вычислительные устройства ДИСС по принципу представления ма-
тематических величин можно разделить на аналоговые, импульсные и
цифровые.

В аналоговых вычислительных устройствах величины, над которы-
ми производятся математические операции, моделируются определен-
ными физическими величинами: напряжениями постоянного или пере-
менного тока, углами поворота осей и т. п. При этом каждому
произвольно малому приращению моделируемой величины (путевая
скорость WF, угол сноса |3, координаты X и Z) соответствует пропор-
252
циональное приращение моделирующей величины (длительность им-
пульса, угол поворота оси, напряжение). Поскольу приращения модели-
рующих величин могут происходить непрерывно, аналоговые вычисли-
тели относятся к устройствам непрерывного действия.

В цифровых вычислительных устройствах, как известно, любой
величине, над которой производится математическая операция, соот-
ветствует двоичное число, записанное в виде нулей и единиц в последо-
вательности, соответствующей данному числу. Единице может соответ-
ствовать, например, присутствие напряжения, а нулю — отсутствие его
либо напряжение противоположной полярности. Цифровые устройства
действуют дискретно, т. е. приращения вводимых или вычисляемых
величин, происходят порциями, цена которых равна цене младшего
разряда кода.

мации:

а — непрерывно-частотная форма; б — дискретная частотно-импульсная форма; в —
время-импульсная форма; г — число-импульсная форма.

Импульсные дискретно-аналоговые вычислительные устройства
находятся между цифровыми и аналоговыми, так как обладают некото-
рыми свойствами и тех и других.

Наибольшее распространение в ДИСС нашли следующие формы
представления импульсной информации (рис. 8.2).

1.	Непрерывная частотно-импульсная форма (рис. 8.2,й), когда
изменяющаяся во времени физическая величина x{t) модулируется
непрерывной последовательностью импульсов с переменной частотой
F (t) =kix(t). Текущее значение частоты F (/) соответствует в этом слу-
чае мгновенному значению величины х(Т).

Такая форма соответствует представлению информации о состав-
ляющих скорости летательного аппарата в виде допплеровских частот
Ед i.

2.	Дискретная частотно-импульсная форма (рис. 8.2,6), когда мгно-
венные значения x(t) в дискретные моменты времени tj==TQj представ-
ляются пачками коротких импульсов с частотой повторения F(t), опре-
деляемой текущим значением x(t). Длительность пачек имеет при этом
постоянное значение т0, а период повторения пачек — постоянное значе-
ние То. Такая форма представления информации имеет место при ком-
мутации приемных каналов ДИСС.
3.	В>ремя-импульсная форма (рис. 8.2,в), когда физическая величи-
на х(/) моделируется длительностью прямоугольных импульсов Т;(/),
следующих с постоянным периодом повторения То:

x(TOj)=k2x(Toj), тде /= 1, 2,...

Время-импульсная форма удобна для преобразования импульсной
информации в аналоговую, например, путем сглаживания последова-
тельности прямоугольных импульсов, калиброванных по амплитуде и
длительности. При этом £/ср.(0 = k3x(t).

4.	Число-импульсная форма (рис. 8.2,г), позволяющая представить
мгновенные значения x(t) в дискретные моменты времени tj — Toj в виде
пачек коротких импульсов с постоянной частотой следования. Число им-
пульсов Nj в очередной пачке определяется по формуле

7Vj=i^4(Toj) •

Период повторения пачек То — постоянный, а длительность пачек Tj
в отличие от предыдущего случая (рис. 8.2,6)—переменная. Число-им-
пульсная форма удобна для преобразования импульсной информации
в цифровую, например, путем счета импульсов заполняющих прямо-
угольный строб-импульс [8.1].

В развитии вычислительных устройств ДИСС наблюдается опреде-
ленная тенденция: вначале они выполнялись как аналоговые, электро-
механические, затем как электронные аналоговые; позднее стали преоб-
ладать импульсно-аналоговые устройства с использованием различных
форм представления импульсной информации и цифроаналоговые
устройства.

Функциональные элементы вычислительных устройств ДИСС удоб-
но подразделить независимо от их технического выполнения на три
класса: элементы дискретного действия (импульсные), элементы непре-
рывного действия (аналоговые) и преобразующие элементы.

У импульсных элементов входная и выходная информация дискретна
и характеризуется наличием импульса напряжения или отсутствием
его (паузой) в данном интервале времени.

У аналоговых элементов входная и выходная информация непре-
рывна и характеризуется уровнем моделирующей величины (напряже-
ния, механического перемещения, скорости вращения вала и т. п.).

У преобразующих элементов входная информация дискретна,
а 'выходная непрерывна или, наоборот, входная непрерывна, а выходная
дискретна.

Набор функциональных элементов, позволяющий осуществить все необходимые
преобразования информации и решения элементарных математических операций, обра-
зует систему элементов. Укажем часто употребляемые импульсные элементы.

Генератор стабильной частоты предназначен для генерирования импульсов со
стабильной частотой повторения и используется для синхронизации и точной калибров-
ки импульсных сигналов по длительности.

Триггер предназначен для запоминания импульсной информации и переключения
цепей напряжения постоянного тока при поступлении на его вход импульсов. Триггер
имеет три входа: установочный вход «О», установочный вход «1» и общий счетный
вход. При поступлении импульса на вход «О» напряжение переключается с выхода «1»
на выход «О» и соответственно при поступлении импульса на вход «1» напряжение
переключается на выход «О». При поступлении импульса на счетный вход напряжение
переключается с одного выхода (любого) на другой.
Вентиль-формирователь предназначен для выполнения логических операций И—
НЕ и ИЛИ — НЕ. Он имеет три входа и один выход. Для пропускания импульса на
выход достаточно, чтобы входные импульсы напряжения поступали одновременно на
три любых входа либо на двух входах имелось постоянное напряжение, а на третий
поступил импульс. Вентиль-формирователь может быть использован так же, как уси-
литель импульсов и инвертор.

Мультивибратор ждущий предназначен для генерирования импульса постоянной
длительности при поступлении на вход запускающего импульса. Мультивибратор имеет
один вход и два выхода, напряжения на которых имеют противоположные значения
«О» и «1» ([8.3].

Аналоговые элементы делятся по виду связи между ними на элементы на посто-
янном токе и на переменном токе. В аппаратуре ДИСС с поворотными антеннами
более просто реализуется связь между элементами на переменном токе. Это объясня-
ется тем, что при наличии механических приводов антенны наиболее удобно переда-
вать информацию о тригонометрических функциях углов поворота антенны с помощью
вращающихся трансформаторов. Иначе обстоит дело с неподвижными антеннами.
Здесь допплеровская информация о составляющих скорости по лучам антенны исполь-
зуется в импульсном вычислительном устройстве непосредственно в виде частот либо
может быть преобразована для аналогового вычислительного устройства в напряже-
ния постоянного тока.

К элементам на постоянном токе относятся операционный усилитель и следящая
система (усилитель, элемент сравнения и потенциометрический узел).

Операционный усилитель представляет собой усилитель постоянного тока с авто-
матической стабилизацией нуля. Он используется для умножения переменной величины
на постоянную, перемены знака (инвертирования), суммирования, интегрирования,
а также для согласования нагрузок. Напряжение на выходе операционного усилителя
равно сумме входных напряжений, умноженной на коэффициент передачи.

Следящая система выполняет функции умножения и деления переменных величин,
возведения в степень и извлечения корня, воспроизведения тригонометрических и таб-
личных функций, а также решения уравнений в неявной форме. При наличии обратной
связи по скорости следящая система может служить для интегрирования по вре-
мени [8.2].

Для допплеровской аппаратуры наиболее характерно преобразование частоты сле-
дования импульсов в напряжение постоянного тока и обратное преобразование напря-
жения постоянного тока в частоту. Им соответствуют два преобразующих элемента:
ключ и управляемый генератор частоты [8.3, 8Л2].

Ключ предназначен для формирования импульсов постоянной амплитуды при
поступлении на его импульсный вход запускающих импульсов и при наличии на потен-
циальном входе опорного напряжения. Если опорное напряжение — фиксированное, то
ключ в сочетании с фильтром может быть использован для преобразования частоты
следования импульсов в напряжение постоянного тока. Если же опорное напряжение
изменяется пропорционально некотор )й независимой переменной, а входная частота—
пропорционально второй переменной, то ключ может быть использован для перемно-
жения этих переменных.

Управляемый генератор частоты предназначен для генерирования импульсов с ча-
стотой следования, пропорциональной управляющему напряжению постоянного тока.
Он используется для преобразования напряжения в частоту.

8.2.	ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДОППЛЕРОВСКИХ ЧАСТОТ

Для того чтобы использовать допплеровскую информацию в анало-
говых, импульсных или цифровых вычислительных устройствах, необ-
ходимо преобразовать средние допплеровские частоты в моделирующие
255
величины, либо в двоичный код. Операции преобразования частот иног-
да выполняются в выходной части измерителей частоты, но чаще —
в вычислительных устройствах.

Свойства последовательностей импульсов

Рассмотрим некоторые свойства последовательностей импульсов,
которые поступают на устройства преобразования с выходов измерите-
лей допплеровских частот.

Скважность. Отношение среднего периода повторения импульсов
Ти к средней длительности импульса ти (скважность) равна:

Р Ai/Tii = 1 /ТцА и.

Нередко приходится оперировать с относительной длительностью
импульса, т. е. величиной, обратной скважности

0 = XthITi1 = FиТи-

Диапазон изменения частот. В принципе входная допплеровская
частота может изменяться от нуля до некоторой максимальной величи-
ны, однако реально имеется минимальный предел, который определя-
ется измерителем частоты.

Для пассажирских самолетов диапазон частот Емакс«20F МИН,
а для вертолетов ЛМакс~400/7Мин.

Форма представления знака скорости. Проекция вектора скорости
на направление луча антенны может быть знакопеременной, но про-
порциональная ей частота следования импульсов сама по себе знака
не характеризует. Применяются три способа представления знака ско-
рости, отображаемой допплеровской частотой:

—	«положительная» и «отрицательная» частоты передаются по
разным каналам;

—	частота (абсолютное значение) передается по одному каналу,
а сигнал знака характеризуется полярностью напряжения в другом
канале;

—	частота и знак передаются по одному каналу, причем знак ха-
рактеризуется полярностью импульсов.

Неравномерность. Прерывность последовательностей импульсов мо-
жет возникать по разным причинам, например при коммутации лучей
антенны, при вводе поправочных коэффициентов методом наложения
строба и т. и. В этих случаях последовательность импульсов состоит из
пачек импульсов и пауз между пачками. Прерывность характеризуется
длительностью пачек (или числом импульсов в пачке) и периодом пов-
торения пачек. Наряду с пропусками импульсов наблюдаются также
флюктуации допплеровских частот, которые возникают как вследствие
того, что отраженный сигнал является случайным процессом (см. гл. 3),
так и в результате колебаний ЛА относительно центра тяжести и флюк-
туаций скорости ЛА. Импульсы частот, поступающих по разным кана-
лам, могут совпадать по времени между собой. Если флюктуации
частот малы, а значения частот кратны (или близки к кратности), то
наблюдается совпадение нескольких импульсов подряд.
Выравнивание и расстановка

Для того чтобы уменьшить погрешности вычислений навигационных
параметров, обусловливаемые неравномерностью последовательностей
импульсов и возможностью их совпадения во времени, целесообразно
до ввода частот в вычислительное устройство произвести два предвари-
тельных преобразования:

1)	выравнивание (усреднение), т. е. получение равномерной скваж-
ности на протяжении заданного периода времени при сохранении сред-
ней частоты за этот период;

2)	расстановку (синхронизацию), т. е. сдвиг между собой импуль-
сов двух или более независимых последовательностей, чтобы исключить
совпадение их по времени.

р А А А АЛА________AJLA_____АЛ_А____AJLA_

4 8__4_______i______Л__i______t_______*__L.

< S ,y JULlJ___Д_А_Л_А_Л А Л A

р А___А___А _А_____А______—

Р*_____К_____А______А----А------А----Л—_—.

rz

Рис. 8.3. Упорядочение последовательностей импульсов:
а — выравнивание последовательности импульсов; б — расстановка импульсов (син-
хронизация).	а

Самый простой способ выравнивания — это деление частоты. Вы-
равнивание последовательности импульсов, состоящей из пачек, иллюст-
рируется диаграммой на рис. 8.3,а. Деление производится на коэффи-
циент, равный числу импульсов в пачке, в результате чего выходная
последовательность импульсов после деления имеет по одному импульсу
на каждый период повторения пачек, т. е., иными словами, пачки отсут-
ствуют. Если используется простейший двоичный делитель частоты, то
необходимое число разрядов делителя легко получить из соотношения
17—856	257
N^2n, где N — число импульсов в пачке; п — число разрядов делителя
частоты. Недостаток такого способа выравнивания заключается в том,
что после деления частоты повышается цена импульса, что равносильно
уменьшению масштаба.

Расстановка импульсов двух частот достигается путем синхрониза-
ции их более высокой частотой (рис. 8.3,6). Пусть две независимые
последовательности импульсов с частотами Fx и Fz, не равными между
собой, поступают по двум каналам. При этом импульсы входной часто-
ты Fz вследствие неравенства частот постепенно сдвигаются по фазе
относительно импульсов частоты Fx так, что через некоторые проме-
жутки времени происходят совпадения входных импульсов во времени.

В синхронизирующем устройстве поступивший импульс частоты Fx
или Fz запоминается до прихода ближайшего синхронизирующего им-
пульса стабильной частоты F'o или F"q соответственно. Синхронизирую-
щие импульсы подаются по двум каналам, причем импульсы F"o во
втором канале сдвинуты относительно импульсов F'o в первом канале
на постоянное время расстановки тр. Благодаря этому выходные им-
пульсы частот Fx и Fz всегда разделены между собой паузой не мень-
шей чем тр. Очевидно, что синхронизация может действовать при усло-
вии F(F>Fвх макс-

Наряду с этим должно быть соблюдено условие Р0<Рэкр, где
Л>кр — максимальная'(критическая) частота повторения импульсов, при
которой еще нормально действуют элементы преобразователей частоты
и вычислительных устройств.

Необходимость соблюдения этих двух условий является недостат-
ком рассматриваемого метода, так как ограничивает диапазон частот
Ft и Fz.

Сложение и вычитание частот

Для того чтобы из проекций вектора скорости на направления
лучей антенны получить продольную и поперечную составляющие век-
тора скорости в связанной системе координат, наиболее удобно предва-
рительно произвести сложение и вычитание соответствующих частот
методом коммутации либо методом смешения [8.4].

Простейшая схема сложения частот методом коммутации (рис. 8.4)
состоит из мультивибратора, триггера коммутации и трех вентилей.
Действие ее основано на принципе симметричной^ коммутации двух
суммируемых частот Fx и Fz. Входные частоты подаются порознь на два
входных вентиля И1 и И2, прохождение пачек импульсов через которые
разрешает поочередно коммутатор, состоящий из мультивибратора МВ
и триггера коммутации Т. Мультивибратор служит в этой схеме для
генерирования непрерывной последовательности коммутирующих им-
пульсов, а триггер коммутации обеспечивает симметричность коммута-
ции, т. е. равенство периодов пропускания импульсов обоих входных
частот.

Пачки импульсов частот Fx и Fz с выходов вентилей И1 и И2 посту-
пают на вентиль ИЛИ. Средняя за два такта частота следования им-
пульсов на выходе вентиля ИЛИ равна F(^— (Fx-]-Fz)/2.

Основным недостатком'рассматриваемого метода сложения являет-
ся неравномерность выходной последовательности импульсов. Чем ко-
роче строб-импульсы, тем меньше становится неравномерность, но зато
возрастает погрешность суммирования, которая вызывается тем, что
258
запирание и отпирание вентилей происходят не мгновенно. Если
импульс одной из входных частот приходит в момент переключения, то
может произойти сбой счетного импульса либо прохождение ложного
импульса. Относительная ошибка от дискретности, обусловленная тем,
что в длительность строб-импульса не укладывается целое число перио-
дов суммируемой частоты, также возрастает с укорочением строб-им-
пульса. Эти факторы ограничивают возможное увеличение частоты
коммутации Гс.

Рис. 8.4. Сложение частот методом коммутации.

Второй недостаток, ограничивающий область применения,—непри-
годность метода коммутации для случая, когда входные частоты выда-
ются в виде пачек импульсов.

Схема сложения по методу смешения в простейшем случае может
состоять только из одного вентиля ИЛИ, на котором смешиваются
поступающие не синхронно входные частоты Fi и Ея. Если исключить
ошибку от совпадения импульсов, то результирующая частота на выхо-
де будет Есум~Е1Н-Е2. При конечном значении скважности такая схема
может давать ошибку, вызываемую пропусканием одного импульса
вместо двух при совпадении во времени импульсов частот Fi и Ег.
47*	259
Устранение этой ошибки достигается синхронизацией (расстановкой)
импульсов.

Схема суммирования частот методом смешения с предварительной
расстановкой дана на рис. 8.5. Она состоит из вентиля ИЛИ, двух
триггеров синхронизации Т1 и Т2, колебательного мультивибратора МВ.

Импульсы суммируемых частот Fi и F2 поступают на установочные
входы триггеров Т1 и Т2. Вторые установочные входы триггеров соеди-
нены с выходами мультивибратора МВ. Импульсы синхронизации ча-

F1

Fz

Fez

'Твых од МВ

*Опвыход МВ

Выход Т1

Выход Т2

всум

Рис. 8.5. Сложение частот с расстановкой импульсов.

стопой Fc от мультивибратора поступают на триггеры поочередно. Пред-
положим, что на триггер Т1 пришел импульс частоты F± и установил
его в положение «1». Частота Fc^>Fi, поэтому до прихода следующего
импульса частоты Ft обязательно придет импульс частоты Fc, перебрасы-
вающий триггер в положение «О». В момент переключения пройдет
импульс через вентиль ИЛИ на выход. Также проходят через триггер
Т2 все импульсы частоты F2, с той разницей, что они сдвинуты по
времени относительно ближайших импульсов частоты Л на половину
периода коммутации. Благодаря этому исключаются совпадения им-
пульсов на входе вентиля ИЛИ. Для выравнивания результирующей
частоты целесообразно за вентилем ИЛИ поместить триггер ТЗ. Тогда
результирующая частота будет равна 7?Сум= (Fi + F^/Z.
Перейдем к схемам вычитания частот. Простейшая схема вычита-
ния с автосинхронизацией импульсов (рис. 8.6) состоит из триггера
синхронизации Т с раздельным запуском по двум входам и двух венти-
лей И1 и И2. Устройство вычитания действует следующим образом.

Пусть на входы устройства поступают две независимые частоты А
и F2, причем FF>Fz, т. е. знак разности (Fi—F2)—положительный.
Если первым пришел импульс более низкой частоты F2, то он установит
триггер Т в положение «О», благодаря чему на вход вентиля И2 посту-

Рпс. 8.6. Вычитание частот методом автосинхронизации.

пит напряжение, которое разрешает прохождение последующих импуль-
сов частоты F2, но сам не пройдет через вентиль И2 из-за задержки D.
Первый пришедший после этого импульс частоты Fi не пройдет через
вентиль И1, потому что на него такое разрешение подано не было.
Однако этот импульс перебросит триггер Т в положение «1» и этим
снимет разрешение с вентиля И2 и даст разрешение на вентиль И1 для
прохождения последующих импульсов своей частоты Fy.

Частота Fi больше, чем F2, поэтому следующим придет снова им-
пульс частоты Fi и пройдет через вентиль И1 на выход (Л—F2). Триг-
гер Т при этом не перебросится, разрешение на вентиле И1 сохранится,
что обеспечит свободное прохождение через вентиль И1 всех последую-
261
щих импульсов 'частоты F\ до тех пор, пока не придет импульс частоты
F2. Этот импульс сам не пройдет на выход, но снимет разрешение
с вентиля И1 и даст разрешение на вентиль И2 и т. д. Таким образом,
каждый импульс одной частоты запрещает прохождение одного импуль-
са другой частоты. На выход устройства проходят лишь избыточные
импульсы большей частоты. Результирующая частота, равная Ера3н=
= Fi—F2, имеет место на том выходе устройства, который соответствует
знаку разности.

Простейшая схема вычитания имеет два существенных недостатка.
Во-первых, при совпадении импульсов возможны сбои и, как следствие,
ошибки вычитания. Во-вторых, схема не усредняет флюктуаций. Если
входные частоты флюктуируют, то вместе с импульсами разностной
частоты будут появляться попеременно на обоих выходах схемы допол-
нительные импульсы в равном количестве. Первый недостаток устраня-
ется предварительной расстановкой импульсов, а второй — включением
последовательно двух простейших схем вычитания. Первая из них бу-
дет выполнять основную операцию вычитания, а вторая исключать
попарно дополнительные импульсы, прошедшие через первую схему
вследствие флюктуаций.

Изменение масштаба

Изменение масштаба допплеровской частоты сводится к умножению
средней частоты следования импульсов на постоянный коэффициент
[8.5].

а.

Рис. 8.7. Изменение масштаба (умножение частоты на постоянный коэффициент):
а — умножение с помощью делителя частоты с отводами; б — умножение с помощью делителя ча-
стоты с обратными связями.

Делитель частоты с промежуточными отводами (рис. 8.7,а) позво-
ляет умножить частоту F на постоянный коэффициент в пределах от
1/2те до 1 -ф-1/2-(1 +1/2+ ... +1/2п-1] с точностью 1/271, где п — число
разрядов делителя. Для этой цели применяется также делитель частоты
с обратной связью (рис. 8.7,6).
Преобразование частоты в напряжение постоянного тока

К 'наиболее простым способам преобразования частоты в напряже-
ние относится способ преобразования с помощью диодного интегратора
с накопительной емкостью [8.6]. Схема, поясняющая этот способ, изо-
бражена на рис. 8.8,а.

Действие диодного интегратора основано на том, что на -накопи-
тельном конденсаторе происходит суммирование единичных зарядов
дозирующего конденсатора при поступлении входных импульсов с ча-

Рис. 8.8. Преобразование частоты в напряжение с помощью диодного интегратора:
а — интегратор с положительным выходом; б — интегратор с двойным отрицательным выходом.

стотой FBX. Эти импульсы, близкие по форме к прямоугольным, фор-
мируются по длительности с помощью ждущего мультивибратора и по
амплитуде с помощью ключа.

Формирование по длительности выполняется неточно, что вполне
допустимо, поскольку, как показано ниже, изменения длительности
импульсов на входе диодного интегратора не оказывают заметного
влияния на уровень выходного напряжения.
Основным звеном интегратора являются цепочка 7?С, состоящая из
нагрузки RH на выходе интегратора и дозирующей емкости С1, а также
накопительный конденсатор С2 и диод Д2.

С началом очередного импульса дозирующая емкость С1 сравни-
тельно быстро заряжается до максимального напряжения, близкого
к величине опорного постоянного напряжения £’о, а конденсатор С2 под-
заряжается до напряжения, несколько большего, чем в конце предыду-
щего импульса. Емкость дозирующего конденсатора С1 выбирается
весьма малой по сравнению с емкостью накопительного конденсатора
С2, благодаря чему постоянная времени зарядной цепи определяется
в первом приближении емкостью дозирующего конденсатора С1 и пря-
мым сопротивлением диода Д2. Постоянная времени зарядной цепи вы-
бирается много меньше длительности импульса, чем и обеспечивается
независимость выходного напряжения интегратора от изменений дли-
тельности входных импульсов в малых пределах.

В интервале между импульсами накопительный конденсатор С2
медленно разряжается через сопротивление нагрузки 7?н, а конденсатор
С1 сравнительно быстро через диод Д1 и выходное сопротивление ис-
точника 7?вых, до величины напряжения в точке В. Так как постоянная
времени R^C2 велика по сравнению с периодом повторения импульсов,
то конденсатор С2 за время между импульсами будет разряжаться
только частично. С приходом следующего импульса заряд на емкости
С2 снова увеличься и т. д.

Напряжение на выходе интегратора будет нарастать до тех пор,
пока количество электричества, приобретаемое накопительным конден-
сатором С2, в течение весьма краткого промежутка времени при его
подзаряде станет равным количеству электричества, теряемому конден-
сатором С2 в результате его разряда в течение всего периода.

При наличии обратной связи зависимость между выходным напря-
жением Пвых и частотой входной последовательности импульсов Евх
определится при условии, что С2'^>С1 и 1/Ёвх>ти, исходя из следующих
соображений.

По условию в состоянии равновесия системы

А^зар — А<Уразр.	(8.1)

где

А^/зар^С/ (Ео Uвых + kUвых) ,

А'^разр 1 ( Uвых/Rr)(1/Fвх) ,

где Лвх — частота следования импульсов; k — коэффициент передачи
усилителя в цепи обратной связи; £/вых— напряжение на выходе инте-
гратора в конце периода.

Подставив в уравнение (8.1) значения А^зар и Д^разр и решая его
относительно (7ВЫХ, получим

j f __ д'	Е^С 1

1>вых—^вх 1+(1_^С/^н/7вх •

При k~ 1

&вых== FbxEqCIRh-	(8.2)

Из формулы (8.2) видно, что выходное напряжение прямо пропор-
ционально входной частоте и опорному напряжению на ключе и, следо-
вательно, точность преобразования зависит от стабильности этого на-
пряжения.
Благодаря обратной связи через усилитель У начальный потенциал
на дозирующем конденсаторе С1 следует за выходным напряжением
на интеграторе. В результате этого конденсатор С1 всегда заряжается
на величину Ео независимо от напряжения на выходе. Этим обеспечи-
вается постоянство приращения напряжения на емкости С2 при измене-
нии частоты и, следовательно, линейная зависимость между выходным
напряжением интегратора и частотой следования входных импульсов.
Из принципа действия схемы вытекает, что она может действовать нор-
мально лишь при условии, что период повторения импульсов много
меньше постоянной времени емкости С2, т. е. схема непригодна для
малых частот.

Другой недостаток схемы заключается в том, что параметры ее
прямо зависят от стабильности емкости С1 при изменении внешних
условий, а также постоянства величины 7?п. И то и другое нелегко осу-
ществить с достаточной точностью.

В тех случаях, когда последовательности импульсов вводятся в виде
пачей (например, при коммутации лучей антенны, для запоминания ин-
формации на время паузы между пачками необходимо отключать выход
накопительной емкости G2 от нагрузки Для того чтобы сохранить
непрерывность выдачи информации в этом случае в составе интегратора
предусматриваются две накопительные емкости С2 и С2', которые поо-
чередно подключаются к зарядно-разрядной цепи с помощью коммута-
тора (рис. 8.8,6).

В первом полупериоде (поступает частота /щз) подключена емкость
С2, соединенная с выходом интегратора Ui, а во втором полупериоде
(поступает Частота Г2,ь) подключена емкость С2', соединенная с выхо-
дом I/2. Если нагрузка интегратора высокоомная, например вход опера-
ционного усилителя, то за половину периода коммутации накопитель-
ная емкость не успевает заметно разрядиться, т. е. напряжение на ней
запомнится. Для преобразования знакопеременной величины, когда
входная частота может поступать в зависимости от знака по одному из
двух каналов — «отрицательному» или «положительному», требуется
включение параллельно двух интеграторов.

Повысить точность преобразования частоты в напряжение можно,
применив такую схему формирования (калибровки) импульсов по дли-
тельности и по амплитуде, параметры которой не зависели бы от ста-
бильности величин 7?п и С1.

Формирование импульсов по длительности с высокой стабильностью
можно реализовать, введя в схему опорную частоту от генератора им-
пульсов, стабилизированного кварцем, и использовав периоды этой
частоты как эталоны длительности [8.7]. Стабильность современных
кварцевых резонаторой, характеризуемая отклонениями частоты в пре-
делах 10-5, вполне достаточна для этой цели.

Одна из возможных схем, позволяющих выполнить калибровку
длительности частотным методом, представлена на рис. 8.9,а. Схема дей-
ствует следующим образом. В исходном состоянии триггеры Т1 и Т2
находятся в положении «О». Каждый приходящий импульс входной
частоты устанавливает триггер Т1 в положение «1». Первый пришедший
после этого импульс опорной частоты Ео возвращает триггер Т1 в поло-
жение «О». В момент этого переключения триггер Т2 устанавливается
в положение «1», что соответствует началу калиброванного по длитель-
ности импульса то. Следующий за этим второй импульс опорной частоты
Ео возвращает триггер Т2 в положение «О», что соответствует окончанию
калиброванного по длительности импульса. Очевидно, что длительность
импульса то равна периоду повторения: то= 1/Fq = Tq. Состояние триг-
геров Т1 и Т2 не изменяется после этого до тех пор, пока не придет
новый импульс входной частоты FBX. Таким образом, частота повторе-
ния калиброванных имлульсов равна FBX.

Выход

В

Выход

Т2

Рис. 8.9. Преобразование частоты в напряжение с помощью формирователя длительно-
сти импульсов и ключа:

а — схема преобразователя; б — временная диаграмма; в — диаграмма напряжений на входе и на
выходе фильтра.

Калиброванные по длительности импульсы поступают на вход клю-
ча, где они точно калибруются по амплитуде. Амплитуда импульсов на
выходе ключа близка к опорному напряжению Eq. Выходная последова-
тельность калиброванных импульсов сглаживается фильтром. На выхо-
де преобразователя образуется пульсирующее напряжение постоянного
тока со средним значением

^ВЬ1Х ~£()То^Вх^кл>	(3.3)

где ^кл—-коэффициент передачи ключа, равный &кл =[AiTo—А2(Твх
—То)]/£/Вых; Ai — разность между опорным напряжением и амплитудой
импульса; Да — остаточное напряжение на выходе ключа при отсутст-
266
вии сигнала на входе. При Ai —Аг, То~Твх/2,	Временная диа-

грамма преобразования приведена на рис. 8.9,6.

По сравнению со схемой диодного интегратора схема частотного
калибратора имеет более высокую стабильность при изменении внешних
условий. Воспроизведение знакопеременной функции требует удвоения
схемы преобразователя. Для работы на низкоомную нагрузку на выходе
преобразователя включается, если это необходимо, усилитель.

Важным преимуществом метода калибровки длительности является
возможность работы в области малых входных частот.

Преобразование частоты в двоичный код

Преобразование частоты следования импульсов в двоичный код наи-
более просто может быть выполнено путем счета и запоминания числа
импульсов, поступивших в единицу времени. При этом получается код,
соответствующий средней частоте за данный отрезок времени [8.8]. Та-
кое простейшее устройство неудобно тем, что при выдаче информации
от преобразователя будут (если не приняты специальные меры) пере-
рывы, необходимые для очищения счетчика и записи новых данных.

На рис. 8.10 представлена функциональная схема преобразователя
частоты в двоичный код, действующего без перерыва выходной инфор-
мации. Устройство состоит из двоичного счетчика, предназначенного
для пересчета импульсов входной частоты, регистра, предназначенного
для хранения кода, и коммутатора, который служит для выработки
управляющих сигналов. В состав коммутатора входят генератор Г сиг-
налов стабильной частоты Fo, делители частоты ДЧ и дешифратор ДШ,
в котором в течение цикла преобразования ztnp=2n/F0 вырабатываются
продолжительный сигнал «запись» и кратковременные сигналы «пере-
пись» и «сброс».

Преобразование частоты FBX в соответствующий ей двоичный код
происходит следующим образом. Цикл преобразования начинается сиг-
налом «запись» от коммутатора, которым разрешается прохождение
импульсов входной частоты Рвх через вентиль И на первый триггер
двоичного счетчика. Через определенное время ^зап в счетчике будет за-
писано в -виде двоичного кода число импульсов N, прошедших за это
время. Этот код, очевидно, будет соответствовать частоте FBX=N/t3an-

По сигналу «перепись» от коммутатора открываются вентили
управления регистром, содержимое счетчика переписывается в регистр
и запоминается, т. е. триггеры разрядов последнего устанавливаются
в положения «О» или «1» в соответствии с положениями триггеров счет-
чика. При этом на выходных контактах устройства также будет иметь
место двоичный код, соответствующий FBX. Вслед за этим от коммута-
тора поступает сигнал «сброс», по которому очищается счетчик, т. е.
все его триггеры устанавливаются в положение «О». Запомненный код
остается в регистре до следующего сигнала «перепись». Далее по сиг-

Рис. 8.11. Преобразование двоичного кода в напряжение.

налу «запись» начинается новый цикл счета. Для описываемого преоб-
разователя характерно, что информация с выходного регистра выдается
без перерывов, включая и время очищения счетчика. Длительность
цикла преобразования /цр=/3ап +Дбр выбирается таким образом, чтобы
в эксплуатационном режиме число, записанное в регистре, изменялось
бы за один цикл на единицу младшего разряда кода.

Погрешность преобразования определяется дискретностью выходной
информации, т. е. ценой младшего разряда кода. Для 11 двоичных разря-
дов сна не превышает 0,05%. Длительность цикла преобразования при
частоте /7вх=б кГц составит ^ — 0,4 с. Погрешность от пропуска части
входных импульсов, поступающих в интервалы времени между сигна-
лами «сброс» и «запись», может быть исключена ценою некоторого
усложнения схемы, при котором входные импульсы будут запоминаться
до прихода сигнала «запись».

В цифро-аналоговых вычислительных устройствах преобразование
частоты в двоичный код иногда используется как промежуточное для по-
вышения точности преобразования частоты в аналоговую величину. Так,
например, для преобразования в напряжение постоянного тока к выходу
преобразователя «частота — код», изображенному на рис. 8.10, подклю-
чается последовательно преобразователь «код — напряжение», схема ко-
торого приведена на рис. 8.11 П.реобразователь «код — напряжение»
состоит из общего для всех разрядов источника эталонного напряжения
цепи сопротивлений двух номиналов R и 2R, ключей, управляющих
включением эталонного напряжения в разрядах преобразователя, а так-
же операционного усилителя, развязывающего преобразователь от на-
грузки [8.9]. В качестве триггеров, управляющих ключами, могут быть
использованы триггеры выходного регистра преобразователя частоты
в двоичный код, описанного выше.
В зависимости от цифры, записанной в данном разряде регистра,
ключи переходят в одно из двух устойчивых состояний, причем в состоя-
нии «1» эталонное напряжение E0Ti подключается в данном разряде
в точке ai, а в состоянии «О» точка щ подсоединяется к земле. Выход-
ное сопротивление преобразователя постоянно и не зависит от исходного
кода.

Коэффициент передачи напряжения от точки Ь{ к точке ^г-ч-i равен
1/2. Зависимость выходного напряжения от кода описывается выраже-
нием

п—1

(8.4)

j=0

где п — число разрядов в исходном коде; — цифра в разряде кода
(1 или 0); kor — коэффициент передачи операционного усилителя.

Из формулы (8.4) следует, что погрешность преобразования кода
в напряжение складывается из ошибки коэффициента передачи опера-
ционного усилителя &Оу, нестабильности эталонного напряжения Ет, не-
идеальности переключения величины сц из-за нестабильности переход-
ного сопротивления ключей и неточности коэффициента передачи, рав-
ного 2, между разрядами преобразователя. Последняя ошибка определя-
ется неправильным подбором сопротивлений R и 2R или их изменением
в процессе эксплуатации. Влияние нестабильности эталонного напряже-
ния может быть компенсировано, если его использовать и для питания
решающих цепей вычислительного устройства. Ошибка операционного
усилителя может быть доведена до величины, меньшей 0,05%.

Наибольшее влияние на точность преобразования оказывают сопро-
тивления в старших разрядах преобразователя. Обеспечение весьма
малого переходного сопротивления замкнутых ключей и весьма боль-
шого сопротивления разомкнутых ключей необходимо для точной запи-
си числа сц. Переходное сопротивление ключей обычно учитывается при
подборе сопротивлений R и 2R, но отклонения сопротивлений ключей от
номинала дают заметные ошибки.

Таким образом, коренными недостатками рассматриваемого способа
преобразования являются весьма высокие требования к качеству дета-
лей. При использовании высококачественных деталей удается реализо-
вать преобразование с точностью до 10 двоичных разрядов.

В заключение следует отметить, что все способы преобразования
частоты в напряжение, которые были рассмотрены, нашли применение
в допплеровской аппаратуре.

8.3.	ВЫЧИСЛЕНИЕ УГЛА СНОСА И ПУТЕВОЙ СКОРОСТИ

Математические зависимости, связывающие угол сноса [3 и путевую
скорость WF летательного аппарата с радиальными скоростями Wi и
соответствующими допплеровскими частотами F^, выведены в гл. 2.

Если для четырехлучевой антенны в горизонтальном полете
^1=ВД1-ЬЕДЗ и Е2—Ед24~Ед4, то продольная и поперечная составляющие
скорости равны:

Wxi = {kw/2 cos Го) (Fi-^-Fz),

= (^w/2 sin Го) {Fi—Fz),
где kw — масштабный коэффициент. Путевая скорость и угол сноса
описываются выражениями
IFr= Wxjcos P = ^w(77i + /72)/2 cos p,	(8.5)
W 7	p 	p  Fx + Fz F°-	(8.6)
Для трехлучевой антенны типа X, как рассмотрено в гл. мулы принимают вид (при	2, рабочие фор-
IF — ъ	f Д2  ^г — «w 2 cos р ’	(8.7)
Г Д1 “г ГД2	(8.8)

в зависимости от положения лучей антенны.

Формулы (8.5) — (8.8) *) являются исходными при составлении ра-
бочих формул, реализуемых в конкретных вычислительных устройствах.
Их можно преобразовать и представить в таком виде, который наиболее
удобен для инструментовки при выбранных моделирующих величинах и
системе элементов. Иногда бывает удобнее вычислить сначала составля-
ющие скорости и уже по ним угол сноса и путевую скорость.

В других случаях, например для вычисления угла сноса и путевой
скорости с помощью электромеханических следящих систем, уравнения
удобно представить в неявной форме:

([7i+l72)sin	—I72)cosp, IFrcos p = (ku/2) (17i+172),

где m=ctgTo; kv— коэффициент пропорциональности; Ui — напряжение
постоянного тока, пропорциональное частоте

На рис. 8.12 приведена функциональная схема аналогового вычисли-
теля угла сноса и путевой скорости ДИСС системы НАС-1 (см. §.11.1).
Вычислитель предназначен для решения уравнений:

(72—([/i + U2)— (171+ 1/2) tg р//тг = О,	(8.9}

Wp/ku= (Ui + U2) sec р.	(8.10)

Рабочая формула (8.9) аналогична зависимости (8.6). Действитель-
но, если учесть, что 171—(72= ([/1 +(72)—2(72, tg p = simp/cos р, то зави-
симость (8.6) можно представить так:

(L7i+'£72) tgP = m([7i+[72)-2m[72.

Решая это уравнение относительно (72, получаем

тт  (Pi + Pg) — (Pi 4~ 17g) *g ft(171 + Uz) — (£7i +172) tg ft/m

2m	~~	2

Уравнение (8.9) удобно для инструментовки в аналоговом вычисли-
теле потому, что позволяет исключить операцию вычитания (Ui—U2),
а также заменить воспроизведение двух тригонометрических функций
одной функцией **).

В вычислителе ДИСС системы НАС-1 в качестве моделирующих ве-
личин приняты напряжение постоянного тока и угол поворота оси. Вы-

*> В формулах (8.5) — (8.8) частоты Ft взяты по модулю, что соответствует реа-
лизуемым в вычислителях операциям.

**) В формулах (8.9), (8.10) Ui и £7г — напряжения, пропорциональные средне-
квадратическим частотам пар лучей.
числитель состоит из двух операционных усилителей ОУ1 и ОУ2 с набо-
рами суммирующих сопротивлений и двух следящих систем (вибропре-
образователи ВП1 и ВП2, усилители УС1 и УС2 и потенциометрические
узлы к ним).

Операционный усилитель 0У1 предназначен для получения суммы
— (L\4-[/2), а усилитель 0У2—для инвертирования, т. е. для получения
суммы +‘(Ui + Uz). Эти величины необходимы для формирования чле-
нов уравнений (8.9) и (8.10). Совместное решение уравнений (8.9) и
(8.10) реализуется с помощью следящих систем |3 и lFr.

Рис. 8.12. Функциональная схема аналогового вычислителя путевой скоро-
сти и угла сноса ДИСС системы НАС-1.

Для воспроизведения тригонометрических функций tg р и sec [3 ис-
пользуются нагруженные линейные потенциометры R9 и R10.

Выходные величины (3 и Wr снимаются о движков потенциометров
R8 и R12, соединенных с осями следящих систем |3 и Wr.

Проследим по схеме вычислителя выполнение отдельных математических опера-
ций. Математические основы аналоговых вычислителей изложены в [8.10, 10.16]. Доп-
плеровские частоты Pi и А2 поступают с выхода формирователя импульсов измерителя
частоты на преобразователь «частота—напряжение» ПЧН, который представляет собой
диодный интегратор с одной дозирующей емкостью и двумя накопительными емкостя-
ми, коммутируемыми электромеханическим коммутатором КОМ >(см. § 8.2). Интегра-
тор имеет один вход, по которому поступают поочередно обе входные частоты Fi и
F2, и два выхода, с которых на входы аналогового вычислительного устройства выда-
ются непрерывно два напряжения постоянного тока £7± и С72, пропорциональные доп-
плеровским частотам Fi и F2 соответственно. Практически интегратор объединен в одно
целое с измерителем частоты (счетчиком нулей и формирователем импульсов).

Вычисление угла сноса р по формуле >(8.9) производится следующим образом.
Напряжения постоянного тока, пропорциональные частотам Fi и F2, поступающие
с выходов преобразователя ПЧН, суммируются на прецизионных сопротивлениях R1
и R2, включенных на входе операционного усилителя ОУ1.

В общем случае, если п суммируемых напряжений Ui поступают на п суммиру-
ющих сопротивлений Ri, то результирующее напряжение, снимаемое с общей точки
на нагрузочном сопротивлении Rn, будет равно [8.11]

..	_ U>/Ri + U2/Rz + --- + Un/Rn	f, n

Увых- 1/Я1+1/Я2 +... + l/Fn+ 1/V	(	;

В рассматриваемой схеме сопротивление нагрузки Rn мало и заведомо имеет
йеременную величину, что могло бы вызывать прй отсутствии развязывающего опера-
ционного усилителя большие погрешности суммирования. Выходное напряжение опера-
ционного усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, не зависит от сопро-
тивления нагрузки, а зависит лишь от входного напряжения и коэффициента передачи.
Это свойство использовано для исключения влияния нагрузки.

Если коэффициент усиления усилителя с разомкнутой обратной связью ky доста-
точно велик (примерно 104), то выходное напряжение t/вых для п слагаемых опре-
делится из выражения

—U^=tR0IR1)U1+‘(R0fR2)U2+ ... +\R0/Rn)Un,	(8.12)

где Ro — сопротивление в цепи обратной связи.

При Ri=R2=Ro ивыт=—(Ui + Uz). Для формирования выражения +|((/1 + (/2),
т. е. инвертирования, предусмотрен операционный усилитель ОУ2. Напряжениями, про-
порциональными + (t/i+(/2) и —'(t/i + t/2), питается обмотка прецизионного линейного
потенциометра R9, нагруженного сопротивлениями R13 и R14. Ось потенциометра R9
связана с выходной осью следящей системы угла сноса.

Выходное напряжение нагруженного линейного потенциометра определяется изве-
стным выражением [8.40]

и,

,________Uyx (Rx/Ro) Rn

вых - Ru_Rx(Ro_Rx)/Ro ’

(8.13)

где Rx — текущее сопротивление потенциометра при угле поворота х; Fo —полное со-
противление потенциометра; Rn=R13+R14 — сопротивление нагрузки.

Как видно из уравнения '(8.13), зависимость между £/ВЫх, t/BX и RX[RQ нелинейна.
Сопротивления R13 и R14 рассчитаны так, что выходное напряжение изменяется по за-
кону

t/Bbix~m(tg Р)(/вх tg р.

Методическая погрешность такой аппросимации в пределах |р[ ^40° не превы-
шает 0,1 % [8.2].

Таким образом, при помощи операционных усилителей ОУ1 и ОУ2 и нагружен-
ного линейного потенциометра R9 формируются все члены уравнения (8.9), которое
решается следящей системой р. Если на входы цепи суммирования (R6 и R7) поданы
напряжения +(t/i + t/2) и —(t7i + (/2)tg P/m, то на выходе схемы суммирования будет
и»еть место напряжение, равное (t7i + t72) — (t7i + t/2)tg Р/т.
В зависимости от величины и направления поворота оси потенциометра R9 отно-
сительно его средней точки будет изменяться и величина (Ci + U2)tg film до тех пор,
пока сигнал ошибки не станет равным нулю с некоторой погрешностью, соответствую-
щей порогу чувствительности следящей системы. В положении равновесия угол пово-
рота выходной оси системы равен искомой величине угла сноса 0, т. е. уравнение
(8.9) автоматически решено.

Для решения уравнения (8.10), также в неявной форме; предназначена следящая
система Соединенный с осью следящей системы 0 линейный потенциометр R10,
нагруженный сопротивлением R15, используется для формирования функции sec 0.
Для этого напряжение + (Uy+U2) подается с выхода операционного усилителя ОУ2
на оба конца обмотки потенциометра R10, что позволяет аппроксимировать четную
функцию sec р [8.2]. Методическая погрешность аппроксимации в пределах ±40° не
превышает 0,2%.

Напряжение (Uy + U2)sec |3 сравнивается на входе следящей системы с напря-
жением обратной связи. В состоянии равновесия системы

(Uy + U2)sec Р"—(Ео/ао)=0.

Следовательно, автоматически решено уравнение (8.10), и угол поворота оси сис-
темы представляет искомую величину путевой скорости W? в. заданном масштабе.
Остановимся кратко на погрешностях вычислителя. Погрешность по углу Р складывает-
ся из первичных ошибок: суммирования (£Л + £Л) на операционном усилителе; инверти-
рования — (f/i + U2) на операционном усилителе; аппроксимации тригонометрической
функции tg р на нагруженном линейном потенциометре; деления на постоянный коэф-
фициент т; суммирования; сравнения правой и левой частей уравнения на следящей
систёме.

Погрешность по путевой скорости складывается из первичных ошибок: суммиро-
вания (£Л + £Л) на операционном усилителе; аппроксимации функции cos Р на нагру-
женном линейном потенциометре; умножения на постоянный коэффициент 2/ku;
установки опорного напряжения Во; сравнения правой и левой частей уравнения.

Максимальные инструментальные погрешности описываемого вычислителя по углу
сноса (при Рмакс = 20°) составляют 25' и по путевой скорости ±0,6% (За). Здесь не
учтены ошибки преобразования частот в напряжения, которые, как показано в гл. 7,
достигают нескольких десятых процента.

Стремление исключить, или существенно сократить, ошибки преоб-
разования повело к изменениям вычислительных устройств в трех на-
правлениях.

Первое направление — повышение точности формирования импуль-’
сов по длительности и амплитуде, реализовано в способах преобразова-
ния частот, описанных в § 8.2.

Второе направление — совмещение операции преобразования с ма-
тематическими операциями во входной части аналогового вычислителя,
привело к созданию аналого-импульсных вычислителей.

Наконец, третье направление, которое заключается в замене мате-
матических операций над аналоговыми величинами операциями непо-
средственно над частотами и перенесении операции преобразования
в выходную часть вычислителя, привело к созданию импульсных вычис-
лителей.

Рассмотрим, как пример, схему аналого-импульсного вычислителя
угла сноса и путевой скорости для ДИСС-013, имеющего трехлучевую
йнтенну типа Л (рис. 8.13). В этом вычислителе для повышения точно-
сти преобразование частот в напряжения выполняется с промежуточным
преобразованием частотно-импульсной информации во время-импульс-
ную (см. § 11.3).
В состав вычислителя включены три преобразователя «частота —
длительность» ПЧД с общим генератором стабильной (квасцованной)
частоты ГК. С помощью прибора ПЧД входные допплеровские частоты
Гд1, Fz, Рд3 преобразуются с высокой точностью в относительные дли-
тельности строб-импульсов. По амплитуде строб-импульсы калибруются
ключами К. Сформированные по длительности и амплитуде импульсы
подаются на ^С-фильтры, на выходе которых образуются напряжения
постоянного тока Uu U2, U3, пропорциональные допплеровским частотам.
Чтобы исключить погрешности, обусловливаемые нестабильностью ис-
точников питания, все ключи, а также цепи отработки путевой 'скорости
питаются общими спорными напряжениями +£0 и —Ео.

Рис 8.13. Функциональная схема аналого-импульсного вычислителя путевой скорости
и угла сноса ДИСС-013.

Путевая скорость вычисляется по формуле (8.7). Выше было пока-
зано, что для воспроизведения тригонометрической функции (СЙ4-
Uz)tg$ в формуле (8.9) необходимы два равных по абсолютной вели-
чине напряжения +<(Ui + UJz) и —(бй + бй), которые можно получить
с помощью дополнительного инвертирующего операционного усилителя.
Чтобы исключить этот усилитель, в рассматриваемом вычислителе при-
менена специальная потенциометрическая схема, воспроизводящая
функцию (Ut+Uz) tg$/m — 0,5, которая требует питающего напряжения
только одной полярности [8.2]. Для удобства такой инструментовки при
вычислении угла р реализуется формула

61 + иг   61	62 /1 2 tg |?\ и JL [J

2	2	( т j 1 '	3'

(8.14)

Формула (8.14) тождественна формуле (8.8). Действительно, если на-
пряжения Ui, U2, U3, моделирующие частоты ГД1, Гд2, F%3, связаны зави-
274
си местью

uz — t/a,
2 т ’	2’

то прибавление (£Л+ Uz) к обеим частям равенства дает

^1 4~ ^2 I ^1 Ч~ ^2 /1 __ 2 tg [3 \_ JJ |

2	'	2	\ т j 1 ' 1 3'

По принципу действия аналоговая часть вычислителя ДИСС-013
близка к вычислителю системы НАС-1. Вычислитель имеет три следя-
щих системы. Для получения суммы (U1 + U2) служит следящая система
с выходного потенциометра которой (Д7) напряжение (Ui + Uz)
подается на вход следящей системы [3, а также на схему воспроизведе-
ния тангенса (RIO, Rll, R12). С движка потенциометра R10 напряжение
обратной связи, равное [(£Д + [72)/2](1—2tgp/m), подается на вход сле-
дящей системы куда одновременно поступают напряжения Uif Us,
((71 + П2)/2. В состоянии равновесия следящей системы

А + (1 _ ИЛ= и. 4- и3,
2	1	2 у mJ its

т. е. угол поворота оси следящей системы равен углу сноса р. Вычисле-
ние путевой скорости осуществляется следящей системой IFr.

Аналого-импульсный вычислитель ДИОС-013 легче, надежнее и точнее почти в два
раза, чем его предшественник — вычислитель ДИСС системы НАС-1. Максимальные
инструментальные погрешности (включая преобразование частоты в напряжение) не
превышают 0,5% по путевой скорости и 20' по углу сноса (За).

Примером аналого-импульсного вычислителя путевой скорости и угла сноса может
служить также вычислитель ДИСС Decca-71 фирмы Decca Navigator (8.15].

8.4.	ВЫЧИСЛЕНИЕ СОСТАВЛЯЮЩИХ СКОРОСТИ

Задача вычисления трех составляющих вектора скорости ЛА в гори-
зонтальной системе координат с началом в центре тяжести ЛА приоб-
рела практическое значение в связи с навигацией вертолетов, у которых
в отличие от самолетов имеются режимы малой скорости и висения.
В этих режимах вертикальная и поперечная горизонтальная составляю-
щие могут быть соизмеримы с продольной составляющей скорости. Не-
маловажным фактором является и то, что в полете углы крена и танга-
жа вертолета достигают больших значений, чем у самолета.

Математические зависимости, которые связывают величины состав-
ляющих скорости с измеренными допплер.овскими частотами, числом и
взаимным расположением лучей, а также углами крена и тангажа лета-
тельного аппарата, подробно рассмотрены в гл. 2.

Для полета с тангажом и кренохм бс^О и ус^О в случае трехлуче-
вой неподвижной антенны типа X составляющие путевой скорости Wxr,
WYr и могут быть определены на основании зависимостей (2.56),
(2.57).

Наметились три основных направления реализации этих зависимо-
стей:

а)	вычисление составляющих скорости в связанной системе коорди-
нат и ввод поправок на крен и тангаж в выходные данные вычислителя;

б)	вычисление составляющих скорости по упрощенным формулам,
учитывающим тангаж и крен;

18*	275
в)	преобразование координат из связанной системы в горизонталь-
ную' систему до преобразования частот в аналоговые величины.

В простейшем случае преобразование координат можно ограничить
поворотом в продольной вертикальной плоскости. Некоторые основания
для этого есть, поскольку длительный полет с заметным статическим
креном представляет собой исключение. Если считать ^=0 и выразить
и WZ1 через допплеровские частоты, то формулы вычисления
составляющих скорости с учетом влияния тангажа примут следующий
вид:

^хг=^х(ЕД14-Ед2) cos-Ос—&у(ЕД1—Ед3) sin6c,	(8.15)

и7уг=^х(^д1 + Ед2) sin<lc + /2y(Fm—Едз) cos^o	(8.16)

WZY=kz(F-^~F^.	(8.17)

Вычисление составляющих скорости в горизонтальной системе коорди-
нат при этом сведется к суммированию частот Exi = (Е1Д + Ед2) и
Еу1=(ЕД1—Едз), умножению суммарных частот Ел и ЕУ1 на sinOc и
cos и, наконец к попарному суммированию произведений.

Рис. 8.14. Схема вычисления составляющей скорости W? с учетом угла
тангажа.

Схема устройства, выполняющего подобные операции, дана на
рис. 8.14. Оно позволяет вычислять вертикальную составляющую скоро-
сти ТГУг. Горизонтальная продольная составляющая Wxr вычисляется
таким же способом. На входы устройства от измерителей частоты пода-
ются три допплеровские частоты: ±ЕД1, ±Ед2, ±Ед3. Суммирование
частот выполняется двумя импульсными устройствами вычитания (схе-
мами разности) СР1 м СР2, каждая из которых выдает с двух выходов
частоты +Ел или —FXi. Умножение частоты на напряжения постоян-
ного тока, пропорциональные этфс и cos бу, выполняется ключевыми
множительными устройствами I pi II, которые включают в себя по два
формирователя длительности импульсов ФИ и по два ключа К. В зави-
симости от знака импульсы частоты Fzl поступают на «положительное»
или «отрицательное» множительное устройство, на ключи которых пода-
ны равные по абсолютной величине, но противоположные по знаку опор-
276
ные напряжения, чем определяется знак произведения. Для ввода функ-
ции sin Ос предусмотрен синусно-косинусный вращающийся трансформа-
тор сквт.

Напряжение £0sinOc на множительное ключевое устройство I по-
дается от выпрямителя I. Частоты —£у1 и + £yi от устройства вычита-
ния СР2 поступают на входы множительного ключевого устройства II
точно такого, как I. Различие заключается в том, что на устройство II
подаются два постоянных опорных напряжения + £0 и —Ео от выпрями-
теля II. При коэффициентах передачи множительных устройств, равных
kx п на входе усилителя УС следящей системы, отрабатывающей
вертикальную составляющую суммируются величины	и

sin у.

В состоянии равновесия системы напряжение, снимаемое с потен-
циометра отработки U=m(kYFY\. + kxFx\ sin f>c), пропорционально вер-
тикальной составляющей скорости Й7уг.

Основными источниками ошибок вычислителя являются неидентич-
ность выпрямителей I и //; зависимость коэффициентов передачи клю-
чей от входной частоты; отклонение прецизионных сопротивлений от
номиналов; дискретность информации в импульсной части схемы. Иден-
тичность каналов преобразования величин -±FXi и ±FYl способствует
снижению общей инструментальной погрешности. Суммарная инстру-
ментальная ошибка вычислителя (без следящей системы, которая на-
ходится в индикаторе) составляет около 0,5%.

Рассмотрим реализацию более сложной задачи вычисления трех
составляющих вектора скорости вертолета с учетом влияния тангажа
и крена. Инструментовка исходных зависимостей (2.56), (2.57) требует
сравнительно сложного аналогового вычислительного устройства. Учиты-
вая, что углы крена и тангажа только в редких случаях выходят за пре-
дел ±10°, можно упростить рабочие формулы. Для этого надо по воз-
можности линеаризовать тригонометрические функции и исключить чле-
ны, требующие перемножения трех переменных. Упрощенные таким
путем формулы имеют вид:

«Д=4 [(1 -0,071 &си	а,,

(8.18)

«д= 4 4 We co^nr.'-K1+°’°w4bn4]-

(8.20)

Методические погрешности приближения составляют 0,3—О,4с/о по WXr
и Гуг и 0,1% по Wzr.

Вычисление составляющих вектора скорости по формулам (8.18) —
(8.20) логически разбивается на три последовательные операции: сум-
мирование частот и преобразование, умножение на функции углов Фс и
ус, суммирование членов уравнений. Примерная схема устройства, вы-
полняющего первую операцию, представлена на рис. 8.15. Суммирование
допплеровских частот совмещено с преобразованием их в напряжения
постоянного тока таким образом, что с входов комбинированного пре-
образователя «частота — напряжение» выдаются одновременно напря-
277
жения, пропорциональные составляющим вектора скорости в связанной
системе координат:	—^(Ли-гЛ#); ±№zi=&z(A$—Лиз); ±№ri=

— kY (F д1 F дз).

Примерная схема аналогового вычислительного устройства, выпол-
няющего вторую и третью операции, приведена на рис. 8.16.

Углы крена ус и тангажа йс вводятся с помощью двух следящих
систем ус и Фс (сельсины-датчики СД,. сельсины-приемники СП, усили-
тели УС1 и УС2 и потенциометрические узлы). На потенциометрах этих
систем производится умножение величин WXt, WZi, WYt на функции
углов Фс и ус. Вычисление величин WXr, WZr, Wy? выполняется с по-
мощью следящих систем.

Рис, 8.15, Схема вычисления трех составляющих скорости в связанной
системе координат.

Такая схема преобразования координат, простая по своей логике,
имеет несколько существенных недостатков. Точность вычислений невы-
сока, причем инструментальные погрешности вычислителя не исключа-
ются и в горизонтальном полете. Наряду с этим, упрощенные ’формулы
имеют заметные методические погрешности. Обилие электромеханичес-
ких узлов обусловливает малый срок службы устройства.

Общая погрешность вычисления составляющих вектора скорости в горизонтальной
системе координат складывается из следующих частных погрешностей: преобразования
частоты; выделения знака (инвертирования); ввода у с и Фс; потенциометрического
умножения составляющих на функции углов ус и '0,с; суммирования членов уравнений;
неравенства опорных напряжений; следящих систем. Максимальная инструментальная
погрешность ±0,4%.

Рассмотрим способ определения составляющих скорости, при кото-
ром преобразование координат выполняется непосредственно на сум-
марных частотах Fxl = (F^+F^), Fyi=i(F^—Fh3), Fz1= (F^-F^) до
их преобразования в аналоговые величины.

Величины FXr, FZr и FYr получаются при этом посредством проме-
жуточного преобразования произведений вида FXi cos ус или /^zisinyc
278
Рис. 8.16. Схема преобразования составляющих скорости из связанной в горизонтальную систему координат.

to
с©
в напряжения постоянного тока, суммирования полученных напряжений
и обратного преобразования результирующего суммарного напряжения
в частоту.

Заменив в формулах (8.15) — (8.17), для удобства инструментовки,
cos'0’c=l—^sin2'0’c и объединив масштабные коэффициенты, получим
рабочие формулы, в которых составляющие вектора скорости Wxv, WZr,
WYf моделируются частотами FXf, FZr, FYf.

Fxr==kxFxi ~ (MsFxi sin $c + kyFyi cos Yc — k7Fzi sin YcJsin&c, (8.21)

Fzr = kYFYi sin Yc + kzFzl cos Yc>	(8.22)

FYr= kxFxisin + (kYFYi cos Yc + kzFzi sin Yc) cos ft. (8.23)

В пределах углов тангажа ±30° коэффициент можно принять
равным 0,53, что дает методическую погрешность до 0,17%.

Рис. 8.17. Структурная схема аналого-импульсного вычислителя составляю-
щей скорости Wz в горизонтальной системе координат.

Постоянные напряжения ±Ео, а также напряжения ±ЕоСОЬус,
±Eosinyc, +Ео cos O’c, ±£osinO’c вырабатываются в устройстве сопря-
жения с гировертикалью и используются в качестве опорных напряже-
ний в ключевых множительных устройствах. Устройство сопряжения
может быть выполнено по-разному, в зависимости от типа датчиков
углов тЭ’с и ус и типа вычислительного устройства. В рассмотренном вы-
ше примере аналоговому вычислительному устройству ооютветствовало
электромеханическое устройство ввода функций фс и ус. Для вычисли-
тельного устройства импульсно-аналогового типа более удобен элек-
тронный преобразователь.

Вычислитель составляющих скорости функционально разделяется
на три канала для вычисления составляющих FXf, FYr, FZf. На рис. 8.17
представлена структурная схема одного канала FZf. Вычисление состав-
ляющей скорости FZf происходит следующим образом.

На входы ключевых множительных устройств К1 и К2 поступают
частоты ±Уп и ±Fzl. На ключ KJ подается опорное напряжение
Eosinус, а на ключ К2— напряжение E0cosyc. При этом, как было
показано выше, на выходах К1 и К2 имеют место соответственно на-
пряжения, пропорциональные FYi sin ус и Fzl cos ус, которые суммиру-
ются на входе операционного усилителя ОУ.

Далее суммарное напряжение с помощью управляемого генератора
УГ, генератора стабильной частоты ГК и схемы разности СР, преобра-
280
зуется в частоту /?zr=^z/7zi cos ус+^уАу1 sin ус, пропорциональную по-
перечной горизонтальной составляющей скорости, которая подается на
выход вычислителя. Одновременно эта частота преобразуется с помо-
щью ключа КЗ в напряжение и сравнивается на входе ОУ с суммой
входных напряжений, благодаря чему обеспечивается точность отра-
ботки FZf. По такому же принципу выполняются вычисления в каналах
Fxr, FYt.

8.5.	АВТОМАТИЧЕСКАЯ ОТРАБОТКА УГЛА СНОСА И ПУТЕВОЙ
СКОРОСТИ ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ ПОДВИЖНОЙ АНТЕННЫ

В некоторых ДИСС применяются антенны, подвижные в азиму-
тальной плоскости. При определении скорости и сноса, антенна авто-
матически поворачивается по азимуту с помощью следящей системы
в направлении максимума измеряемой скорости. Измеренное значение
угла между продольной осью самолета X и продольной осью антенны
Ха принимается равным углу сноса (3, а измеренное значение полусуммы
допплеровских частот принимается пропорциональным путевой скоро-
сти lFr.

При жестком креплении антенной платформы к корпусу ЛА воз-
никают погрешности измерения, обуславливаемые углами крена ус и
тангажа Oc ЛА, поэтому, как правило, подвижная антенна снабжена
устройством для автоматической стабилизации относительно горизонта.

В практике нашли применение три метода стабилизации подвиж-
ной антенны:

а)	гиростабилизация антенны, при которой путем доворота основа-
ния антенны по тангажу и крену азимутальная плоскость антенны удер-
живается в горизонтальной плоскости независимо от эволюций ЛА;

б)	частичная гиростабилизация антенны, когда наклоном основания
антенны компенсируется угол тангажа ЛА;

в)	стабилизация антенны по углу атаки.

Первый из перечисленных методов стабилизации удобен для ЛА,
совершающих длительные эволюции с большими углами тангажа и кре-
на, например для вертолетов. Очевидный недостаток метода — сложная
механика антенного устройства.

Второй метод приемлем для ЛА, имеющих в прямолинейном по-
лете небольшие колебания по крену, т. е.для большинства типов само-
летов, но не исключает ошибок, возникающих на виражах.

Преимущество третьего метода заключается в том, что он не тре-
бует получения информации от гировертикали.

Одна из возможных схем стабилизации антенны по крену, тангажу и азимуту,
изображена на рис. 8.18. Антенна вместе с приводом поворота в азимутальной плоско-
сти закреплена в двойном карданном подвесе, причем наружное кольцо позволяет на-
клонять платформу по тангажу, а внутреннее кольцо — по крену. На схеме антенна
изображена в положении, когда угол сноса |3 отработан неполностью, т. е. между
проекцией вектора скорости W на азимутальную плоскость антенны и электрической
осью антенны имеетсй угол рассогласования Д|3.

К устройствам управления и индикации относятся: следящие системы отработки
азимута, тангажа йс и крена ус, следящая система отработки сноса |3, индикатор пу-
тевой скорости и угла сноса.

Следящая система отработки угла тангажа состоит из усилителя сигнала ошибки
УСЗ, двигателя М3, редуктора и связанного с ним вращающегося трансформатора ВТ1,
включенного в цепь обратной связи. На вход усилителя УСЗ подается разность напря-
жений переменного тока, поступающих от гировертикали и от привода антенны (ВТ/).
Система находится в равновесии, если продольный угол наклона антенной платформы
равен углу тангажа, измеренному гировертикалью. Так же действует и следящая си-
стема отработки угла крена.

К следящим системам стабилизации предъявляются сравнительно простые требо-
вания, так как скорость крена и тангажа ЛА невелика и обычно не превышает 10—
20%, а максимальная ошибка стибилизации может лежать в пределах 1,5—2° [8.11].

Устройство управления поворотом антенны по азимуту (т. е. отработки угла
сноса) состоит из преобразователя частоты в напряжение ПЧН, узла сравнения сле-
дящей системы (вибропреобразователь ВП), усилителя сигнала ошибки УС1, двигателя
Ml, редуктора и тахометрической обратной связи.

Рис. 8.18. Схема стабилизации подвижной антенны по углам крена, танга-
жа и сноса.

Если электрическая ось антенны (обозначенная на рис. 8.18 символом Ха) не
совпадает с проекцией вектора путевой скорости IF на азимутальную плоскость антен-
ны, то частоты Ед1 и /% будут различаться между собой по величине. При наличии
рассогласования Д|3 разностная частота ЕД1—Ед2 с измерителя разности частот посту-
пает на вход преобразователя ПЧН1. Для этого используются два канала, по одному
из которых передается разностная частота (абсолютная величина), а по другому —
сигнал знака.

Когда на один из входов преобразователя ПЧН1, поступает разностная частота
4-(Ед!—Ед2) или —(Ед!—Адг), то на выходе ПЧН1 возникает сигнал ошибки в виде
напряжения, пропорционального по абсолютной величине входной разностной частоте.
Полярность этого напряжения соответствует знаку разности или, что то же самое,
знаку угла сноса.

-Следящая система приходит в равновесие при условии, когда частоты Fai и Вд2
равны между собой, т. е. электрическая ось антенны развернута относительно про-
дольной оси самолета на угол, равный углу сноса. Величина угла сноса |3 передается
на индикатор с помощью сельсина-датчика СД и сельсина-приемника СП. Требования
по чувствительности следящей системы угла сноса сравнительно высоки (примерно-
10—157), поэтому для устранения автоколебаний предусмотрена отрицательная обрат-
ная связь, реализуемая с помощью тахогенератора ТГ.

В положении антенны, при котором угол сноса отработан, путевую скорость
можно определить как величину, пропорциональную сумме частот /%+/%. Реализу-
ется это в рассматриваемом устройстве с помощью следящей системы путевой скоро-
сти, на вход которой поступает от измерителя суммарная частота Fnl+F^2. Величина
путевой скорости 1КГ передается на индикатор с помощью следящей системы.
Способы отработки угла сноса |3 и путевой скорости IFr при стабилизации под-
вижной антенны по тангажу не отличаются от способов, применяемых при стабилиза-
ции относительно горизонта. Стабилизация антенны только по тангажу и азимуту
позволяет существенно упростить конструкцию поворотной платформы и уменьшить
вес.

Вариантом стабилизации подвижной антенны является метод стабилизации по
углу атаки. Как будет показано в §10.2, поворотом антенны в продольной вертикаль-
ной плоскости по сигналу ошибки, пропорциональному	—Fn2, можно достигнуть

стабилизации антенны по углу атаки, подобно тому, как поворот антенны' в азиму-
тальной плоскости по сигналу ошибки, пропорциональному Рд2—Рдз, дает стабилиза-
цию антенны по углу сноса.

Рис. 8.19. Функциональная схема устройства отработки путевой скорости
и угла сноса ДИСС AD-560 фирмы Marconi.

На рис. 8.19 приведена в качестве примера функциональная схема низкочастот-
ной части ДИСС AD-570 [8.17]. В блоке слежения реализован метод, который основан
на непрерывной ориентации антенны в пространстве с тем, чтобы значения допплеров-
ских частот в сигналах, поступающих от всех четырех лучей антенны, были равны
между собой.

Слежение за допплеровской частотой осуществляется путем сравнения частоты при-
нятого сигнала с частотой весьма стабильного управляемого генератора частоты.
В блоке слежения имеется система поиска, которая определяет приближенное значение
допплеровских частот и вырабатывает сигналы управления для приводов отработки
скорости поворота антенны. После срабатывания системы поиска функции слежения
автоматически переходят к системе точного слежения, которая имеет ограниченный
частотный диапазон.

Система точного слежения устанавливает антенну ДИСС таким образом, что
по каждому лучу проходят допплеровские спектры частот с равными между собой
средними частотами. При этом частота управляемого генератора слежения устанавли-
вается равной средней частоте допплеровского спектра.

Допплеровские частоты от узла точного слежения через коммутатор поступают
на узлы сноса, тангажа и скорости, где вырабатываются сигналы управления приво-
дами поворота антенны, а также сигнал, подаваемый на генератор слежения.

Датчики, установленные на редукторах поворотной антенны, вырабатывают на-
вигационные параметры. С осью угла сноса связаны дифференциальный сельсин ДС,
питаемый от курсовой системы напряжением, пропорциональным курсовому углу, с ко-
торого снимается путевой угол, а также синусно-косинусный вращающийся трансфор-
матор С КВТ, с которого снимаются величины V cos (3 и V sin |3.

Напряжение, пропорциональное углу наклона траектории 0='в’о + се, получается
от дифференциального сельсина ДС, механически связанного с осью угла а и питаемо-
го от гировертикали. Управляемый генератор точного слежения соединен с интегра-
тором, который обеспечивает вычисление общего пройденного пути.

При автоматической отработке угла сноса возникают погрешности, обусловленные
неидеальностью преобразования частот в напряжения; ошибкой следящей системы;
люфтами в механическом приводе. Существенно, что ошибки следящей системы и при-
вода имеют тенденцию увеличения в процессе эксплуатации, кроме того, они заметно
растут при низких температурах.

Недостатками подвижных стабилизированных антенн являются громоздкость пово-
ротного устройства и увеличенные размеры необходимого выреза в обшивке самолета.
В ДИСС с непрерывным излучением колебаний при использовании подвижной антен-
ны трудно обеспечить высокий уровень развязки между приемным и передающим ка-
налами. Это ограничивает применение в ДИСС подвижных антенн со стабилизацией.

Глава 9

ВЫЧИСЛЕНИЕ КООРДИНАТ МЕСТА ЛЕТАТЕЛЬНОГО
АППАРАТА

Допплеровская информация в сочетании с информацией о заданном и фактиче-
ском курсе дает возможность автоматически вычислять текущие координаты места лета-
тельного аппарата, угол доворота на заданную линию пути, оставшееся расстояние до
пункта назначения, а также вырабатывать сигналы для системы автоматического уп-
равления полетом.

Известно, что навигационные вычислительные устройства бывают либо комплекс-
ные, обрабатывающие информацию от всех основных ее источников, имеющихся на
борту, либо специализированные, входящие в состав отдельных систем автономной и
неавтономной навигации.

В Данной главе рассмотрены специализированные вычислительные устройства,
входящие в состав допплеровских систем навигации, для которых допплеровская ин-
формация является основной. Изложены основные принципы вычисления координат
места ЛА и выработки сигналов для автоматического управления полетом. Описаны
примеры аналоговых, импульсных и цифро-аналоговых вычислительных устройств, при-
ведены сведения о типах индикаторов навигационных параметров, применяемых в оте-
чественной и зарубежной технике. Расмотрены принципы построения навигационных
планшетов.

9.1. АНАЛОГОВЫЕ УСТРОЙСТВА ВЫЧИСЛЕНИЯ КООРДИНАТ

Определение текущих координат места ЛА методом счисления пути
возможно как в географической системе координат, так и в ортодроми-
ческой системе координат [9.1, 9.2].

Географические координаты точки А —широта ф и долгота л, опре-
деляются соответственно относительно экватора и нулевого меридиана
(рис. 9.1). Навигационные уравнения для вычисления географических
координат места самолета могут быть записаны в следующем виде:
284
ti

<? — <p0 4- -1^- ( №7 cos ПУ dt,

1	1 пк3 j 1

t,

ti

Лт —	л0 +	)	—-—	Wr sin	ПУ dt,

4	0 1	7t/?3 J	COSfr 1

ti

(9-1)

(9.2)

где Rs— радиус земного шара; ПУ — путевой угол, т. е. угол между
северным направлением меридиана и направлением движения самолета
относительно земной поверхности; срт, лт— текущие географические ко-
ординаты места ЛА (широта и долгота); <р0, До— географические коор-
динаты начального пункта маршрута

(НИМ).

Рис. 9.1. Географическая система ко-
ординат.

Рис. 9.2. Ортодромическая систе-
ма координат.

Определение места ЛА в географической системе координат удобно
при большой протяженности маршрутов. Однако при полетах в поляр-
ных районах, где из-за сходимости меридианов очень быстро изменяет-
ся долгота, пользоваться такой системой трудно. В непосредственной
близости к географическим полюсам эта система вообще непригодна
для автоматического счисления пути.

В отличие от географической ортодромическая система координат
позволяет вести автоматическое счисление пути в любых районах, вклю-
чая и полярные области. Ортодромической системой координат принято
называть систему сферических координат с полюсом в произвольной
точке, не совмещенной с географическим полюсом Земли (точка 0 на
рис. 9.2). Одна из осей этой системы, направленная вдоль произвольно
выбранной дуги большого круга, называется главной ортодромией. Дуга
окружности большого круга является кратчайшим расстоянием между
двумя точками на земном шаре. Вторая ось ортодромической системы
направлена по сферическому перпендикуляру к дуге большого круга.
Так как экватор и меридианы представляют собой частные случаи орто-
дромии, то исходные навигационные уравнения в географической и орто-
дромической системах одинаковы, с той разницей, что место величин ср
и % занимают величины форт и АОрт. Однако в ортодромической системе
координат положение ЛА принято определять не в угловых величинах
ср п X, а в соответствующих им расстояниях по осям системы.
В районах, близких к главной ортодромии, положив, что направле-
ние главной ортодромии соответствует линии заданного пути, навига-
ционные уравнения можно записать в следующем виде:

t

х = + f WT cos (ПУ — ЗПУ) dt,	(9.3)

io
t

Z = Zo + £ Fr sin (ПУ - ЗПУ) dt	(9.4)

to

где ЗПУ — угол между северным направлением меридиана и осью X
ортодромической системы координат.

Из-за малости влияния сферичности Земли эти уравнения решаются
на плоскости. Такая система называется условной прямоугольной орто-
дромической системой координат (рис. 9.3). Преобразуем уравнения
(9.3), (9.4), введя в них величины, измеряемые ДИСС и курсовой си-
стемой ЛА. Связь между путевым углом ПУ, курсом К, т. е. углом

Рис. 9.3. Условная прямо-
угольная система коорди-
нат с произвольной ориен-
тацией осей.

между северным направлением меридиана и продольной осью ЛА и
углом сноса (3, т._е. углом между продольной осью самолета и вектором
путей скорости Wr, выражается известной формулой /7У=К + Р [9.1].
Следовательно, навигационные уравнения в прямоугольной ортодроми-
ческой системе можно записать так

t

х = х0+ CvCrcos(K-3Z7y-}-p)t/C
to

t

z = z0 + f U7r sin (К — ЗПУ + P)dt
to

(9.5)

(9.6)

Подынтегральные выражения в (9-5) и (9.6) представляют собой про-
екции вектора путей скорости Wr на оси ортодромической системы
координат, т. е. Wx и Wz. Ниже будет показано, что для решения
некоторых задач полезно выразить эти величины как функции соответ-
286
ствующих проекций вектора воздушной скорости V и вектора скорости
ветра U.

На рис. 9.4 изображен так называемый навигационный треугольник
скоростей [9.3]. Обозначим ф = К—ЗПУ. Угол ф можно назвать орто-
дромическим курсом._Рабочие формулы, связывающие между собой про-
екции векторов TFr, V и U на оси ортодромической системы координат,
имеют (при условии, что угол скольжения |3Ск<Сф) следующий вид:

№x=Fcosi|) + t/x,	(9.7)

Wz= У sin ф + Uz,	(9.8)

где V—воздушная скорость; Ux и Uz — составляющие скорости ветра.

Таким образом, если в навигационный вычислитель введены коор-
динаты начального и конечного (промежуточного) пунктов маршрута
и вводится непрерывно информация о текущих значениях угла курса,
угла сноса, путевой скорости либо составляющих скорости, то он может
автоматически вырабатывать текущие координаты летательного аппа-
рата, угол доворота на цель, оставшееся расстояние до цели, а также
сигналы для системы автоматического управления полетом.

Для решения этих задач в состав допплеровской навигационной
системы, как правило, включается навигационное вычислительное
устройство — аналоговое, импульсное или цифро-аналоговое. В первом
случае допплеровская информация используется в виде напряжений
постоянного или переменного тока, а во втором и третьем случаях —
в частотно-импульсной форме [9.4, 9.5]. Аналоговые вычислительные
устройства наиболее просты по схеме и удобно сопрягаются с ДИСС,
имеющими аналоговые выходы. Характерным примером является анало-
говое вычислительное устройство АНУ-1, которое входит в состав авто-
номной допплеровской навигационной системы НАС-1.

В навигационном вычислительном устройстве АНУ-1 в основу по-
ложена ортодроМ'Ическая система координат. Это устройство предназ-
начено для решения системы уравнений (9.5) — (9.8), а также уравне-
ний (9.9) и (9.10). При этом преобразование частот в напряжения вы-
полняется в ДИСС. В качестве моделирующих величин в АНУ-1 исполь-
зуются напряжение постоянного тока и угол поворота оси.

Устройство АНУ-1 имеет три режима работы. В первом режиме
используются данные о путевой скорости и угле сноса, получаемые от
ДИСС. Вычисление текущих координат места ЛА в этом режиме ведет-
ся по формулам (9.5) и (9.6). Кроме того, вычисляются составляющие
скорости ветра Ux и Uz по формулам:

СД = lFrcos (ф+р)— Усозф,	(9.9)

Uz= 1УГsin (ф+'Р) — Hsinф.	(9.10)

Во втором режиме используются запомненные в АНУ-1 величины
Ux и Uz, а также воздушная скорость V, измеренная датчиком воз-
душной скорости (ДВС). Вычисление координат ведется по преобразо-
ванным формулам:

х = j* (Ux 4“ V cos ф) dt,	(9.5а)

tl

z = j* (Uz-{-V sintydt.	(9.6a)

7
В третьем режиме используется информация о воздушной скорости
от ДВС и параметры ветра, вводимые вручную.

АНУ-1 включает в себя пять следящих систем: путевой скорости, ортодромическо-
го путевого угла, ортодромического курса, памяти Ux, памяти Uz (рис. 9.5).

Напряжение, пропорциональное путевой скорости IFr, выдаваемое с потенциомет-
ра вычислителя ДИСС, передается в АНУ-1 с помощью следящей системы на постоян-
ном токе. Передача данных об угле сноса 0 от индикатора ДИСС в АНУ-1 осуще-
ствляется через дифференциальный сельсин ДС. На этом сельсине происходит алге-
браическое суммирование угла сноса 0 с ортодромическим курсом ф = К—ЗПУ (кото-
рый подается от АНУ-1).

Uz

Г~Ввод ~Т~
j ®ernPa | Система 'путевой
-----------------, скорости

Индикатор j

L /Z

Система памяти. 1К

Система памяти LC
РУ?

Индикатор
докового
акия z

Система ортодромического путе-





VKypcoBapy
i система i

“Д

вого иона а +я

ф

С и с т °ма ортодрома
чес ко г о курса

Д Т 7



ГДатчик^
; воздушном
I скорости г

V cos у

У sin ф

У,

Рис. 9.5. Функциональная схема аналогового вычислителя координат АНУ-1:

УС — усилитель следящей системы; МУ — магнитный усилитель; М — двигатель; ИМ — интегрирую-
щий двигатель; СКП — синусно-косинусный потенциометр; СД — сельсин-датчик; СП — сельсин-
приемник; ДС — дифференциальный сельсин; Р — реле.

Таким образом, с помощью сельсинной передачи ДС—СП1 в АНУ-1 вводится
угол '(ф + 0), т. е. угол между фактическим направлением линии пути и заданной орто-
дромией, который можно назвать ортодромическим путевым углом ОПУ. Ортодроми-
ческий курс ф поступает в АНУ-1 от прибора, где величина угла курса К, измеренного
курсовой системой КС, суммимруется алгебраически с вводимым вручную заданным
путевым углом ЗПУ.

Для передачи ортодромического курса ф служат сельсин-датчик СД2 и сельсин-
приемник СП2 в АНУ-1. Следящая система ортодромического курса в АНУ-1 отраба-
тывает этот угол и передает его с помощью сельсина-датчика СД1 на дифференциаль-
ный сельсин угла сноса ДС, упомянутый выше. Таким образом, с помощью трех сле-
дящих систем в АНУ-1 отрабатываются величины путевой скорости IFr, ортодромиче-
ского курса ф и ортодромического путевого угла (ф+0).

Вычисление проекций путевой скорости Wx и Wz происходит следующим обра-
зом. Напряжениями, пропорциональными + lFr и — Wr, с потенциометров R1 и R2
следящей системы путевой скорости питается обмотка синусно-косинусного потенцио-
метра СКП2, ось которого механически связана с осью системы ортодромического
288
путевого угла. Поэтому с движков потенциометра CKJI2 снимаются напряже-
ния, пропорциональные составляющим путевой скорости:

Wx= Ггсоз(ф + р),	=	sin(x|)+p).

В режиме работы АНУ-1 ст ДИСС составляющие путевой скорости отрабатыва-
ются следящими системами памяти Ux и памяти Uz и подаются с движков потен-
циометров R4 и R5 на интегрирующие двигатели ИД1 и ИД2, которые осуществляют
вычисление пройденного пути вдоль ортодромии и бокового уклонения от ортодромии
по формулам (9.5) и (9.6).

Составляющие скорости ветра Ux п U z вычисляются с помощью двух следящих
систем памяти Ux и памяти Uz по формулам (9.9) и (9.10). На вход следящей
системы памяти Ux подается с потенциометра СКП1 напряжение, пропорциональ-
ное Wх. На среднюю точку потенциометра отработки R4 поступает напряжение от
потенциометра С КП 2. Таким образом, при перемещении движка потенциометра R4 напря-
жение обратной связи, снимаемое с него, равно сумме напряжений Ух+Во^а/амакс),
где Во-—опорное напряжение на потенциометре R4; а/амакс — относительный угол
поворота движка потенциометра R4.

В состоянии равновесия следящей системы

ТУ у — (	4- Во----- ) = 0, т. е; Во----= Ux.

X	X ' амаке у	амакс х-

Таким же образом отрабатывается составляющая скорости ветра Uz на следя-
щей системе памяти Uz. Напряжения, пропорциональные Ух = Уооэф и l/z = Vsini|),
т. е. составляющим воздушной скорости, вырабатываются на следящей системе орто-
дромического курса. Для этого напряжение, пропорциональное воздушной скорости,
снимаемое с потенциометра датчика воздушной скорости ДВС, подается на обмотку
синусно-косинусного потенциометра CKJ12, ось которого поворачивается на угол ф.

В режиме «Память ДИСС» автоматически по сигналу от схемы контроля ДИСС
срабатывает реле R1, после чего поступление информации от ДИСС на следящие сис-
темы памяти Ux и памяти Uz прекращается, а сами системы затормаживаются. После
этого на интегрирующие моторы подаются суммарные напряжения, складывающиеся
из запомненных значений составляющих ветра и текущих значений воздушной
скорости, которые поступают на следящие системы памяти Ux и памяти Uz с по-
тенциометра CKJ12. В этом случае для вычисления пройденного пути и бокового укло-
нения реализуются уравнения (9.5а) и (9.6а).

В режиме работы от ДВС включается реле Р2. При этом интегрирующие моторы
отключаются от движков потенциометров R4 и R5 и подключаются к цепям ввода Ux
и Uг от задатчика ветра ЗВ.

Общая погрешность аналогового навигационного вычислительного устройства, при
идеальной точности измерения курса, путевой скорости и угла сноса, складывается из
следующих основных четных погрешностей: суммирования ф = К—ЗПУ, передачи угла ф,
отработка угла ф следящей системой, суммирования ф + Р на дифференциальном
сельсине, отработки угла ф + р следящей системой, отработки ИД следящей системой,
раскладки 1Гг и V на синусно-косинусных потенциометрах, отработки Ux и Uz на
следящих системах. Суммарная инструментальная погрешность АНУ-1 (2о) составля-
ет ±2%.

В качестве примеров зарубежных аналоговых навигационных вычислителей мож-
но указать СРА-24 фирмы Bendix £9.7].

Стремление использовать допплеровскую информацию непосредственно без преоб-
разования частоты в напряжение или в угол поворота оси и сократить по возможно-
сти количество электромеханических узлов, имеющих относительно малый срок службы,
привело к постепенной замене аналоговых электромеханических вычислителей импульс-
ными и цифро-аналоговыми.
9.2. ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА ВЫЧИСЛЕНИЯ КООРДИНАТ

В импульсных вычислителях координат математические операции
производятся непосредственно над допплеровскими частотами без про-
межуточного преобразования частот в напряжения. Преобразуем исход-
ные уравнения, приведя их к виду, удобному для инструментовки в им-
пульсном вычислительном устройстве.

Проекции вектора путевой скорости в прямоугольной ортодром иче-
ской системе координат выражаются через проекции скорости в гори-
зонтальной системе координат, начало которой совпадает с центром
тяжести ЛА, следующим образом:

Wx = Wxr cos (К—ЗЛУ) —WZT sin (К—ЗЛУ),	(9.11 >

1FZ = sin (К—ЗЛУ) + WXv cos (К—ЗЛУ),	(9.12)

где WXr и WZr — продольная и поперечная составляющие скорости в го-
ризонтальной системе координат.

Для четырехлучевой антенны, принимая для горизонтального, пря-
молинейного полета Wxl, W'zv^Wzi и подставляя значения WXc„
lEZr, ф = К—ЗЛУ в уравнения (9.11), (9.12), получаем

cos Ф + F2 cos ф 4- F. sin ф ctg го — F2 sin ф ctg Го], (9.13}
Z LUc x q

W’2= • 2 соГг~ cos ctg r° + F* cos ctg r° — F1 sin + ^2 sin Ф]. (9.14)

Для решения этих уравнений в импульсном вычислительном устрой-
стве может быть применен метод временного стробирования, основанный
на число-импульсной форме представления информации [8.1]. Этот ме-
тод заключается в следующем (рис. 9.6,а). Если в непрерывной после-
довательности импульсов с частотой Л (Ei или Е2) выделить равные
между собой промежутки времени (такты), то среднее число им-
пульсов, поступивших за один такт, будет равно

iNrl = FiT(ij.

Далее, если наложить на каждый такт строб-импульс, относитель-
ная длительность которого т/7Д<1 пропорциональна переменной вели-
чине Ф(/), то число N импульсов, прошедших за интервал времени ту
будет равно

N = Fix=FTOj®(t),	(9.15>

т. е. будет пропорционально произведению входной частоты Fi на пере-
менную величину Ф (0 •

Используя эту зависимость для реализации формул (9.13) и (9.14)^
необходимо разбить цикл вычислений на 4 равных такта, наложить
в каждом такте на частоты Ei и Е2 строб-импульсы, принимающие по-
следовательно значения cos тф, sinxp, cos ф ctg Го, sin^ctgTo и далее-
просуммировать число импульсов, прошедших за 4 такта.

Суммарное число импульсов, прошедших за 4 такта стробирования,,
будет, очевидно, пропорционально величине Wx или Wz в зависимости-
от состава и знаков слагаемых в соответствии с формулами (9.13) и-
(9.14). Операция интегрирования, необходимая для определения прой-
денного пути вдоль ортодромии х и бокового уклонения z, в число-им-
290
пулъсной форме сводится к счету импульсов, проходящих в каналах
Wx, Wz.

Обобщенная структурная схема импульсного вычислительного
устройства, реализующего формулы (9.13) и (9.14), представлена на
рис. 9.7. Проследим выполнение операций формирования временных
интервалов, почленного умножения частот на временные интервалы,
суммирования пачек импульсов, ввода поправок и интегрирования.

Тактовые
.анпульсы

Т1

Т2

Входные
частоты

Fi	I	F, |

!,‘Л А ' А А А А А И Ат'ААА'ЧШ'.‘«‘‘ИАН А

Вт род- импульсы*-
канала х



£

Выход
канала а

Л/ cos ф

I Fz cos ф

Строд- импульсы
канала а



Тг

Выход
канала а

Fisincp
kAJUULA

j Fz sin ф

Рис. 9.6. Вычисление составляющих скорости в ортодромической системе координат
методом временного стробирования частот:

-а — умножение частот на временные интервалы; б — временные интервалы импульсного вычислите-
ля координат.

Функции ортодромического курса cos гр и sin гр вводятся в вычисли-
тель в виде двоичных кодов, которые далее преобразуются во временные
интервалы ti и т2. На протяжении рабочего такта Тщ на устройство
умножения поступают от ДИСС импульсы входной частоты Fy они
пропускаются в канал счета импульсов в течение временного интерва-
ла Ti, пропорционального тригонометрической функции cosxp, или вре-
менного интервала т2, пропорционального функции sin гр. Импульсы
входной частоты, поступающие во время паузы между оконча-
нием строб-импульса и окончанием рабочего такта, запрещаются. При
-этом, если относительная длительность строб-импульса равна 01 =
= Ti/Toi = cosxp или '02=T2/To2 = sin хр, то число счетных импульсов, выда-
ваемых устройством умножения в первом такте, равно /ц cos гр или
Fi sin гр.
Аналогично, число импульсов, выдаваемых на протяжении работы
во втором такте, когда на вход поступает от ДИСС частота F2, равно-
F2 cos ф или F2 sin ф.

Формирование постоянных временных интервалов Т01 и Т()2 произ-
водится с помощью генератора стартовых и тактовых импульсов, вхо-
дящего в состав синхронизатора. На рис. 9.6,6 изображена временная
диаграмма чередования стартовых и тактовых импульсов. Каждому ра-
бочему такту, используемому для умножения частоты на временной
интервал методом стробирования, должен предшествовать стартовый

Рис. 9.7. Структурная схема импульсного вычислителя координат:

ФКУ — функциональное кодирующее устройство; ДЧ — делитель частоты; УДЧ — управляемый де-
литель частоты; ДШ — дешифратор; ЦП — циклический преобразователь; РСЧ—реверсивный счет-
чик импульсов; УШД — схема управления шаговым двигателем; ШД — шаговый двигатель.

интервал /с, необходимый для ввода поправок и сменных масштабных
коэффициентов. Таким образом, полное время цикла обработки инфор-
мации равно 7'\j=4(71Oj+/c). Начало каждой четверти цикла дается стар-
товым импульсом СИ, а начало рабочего такта — тактовым импульсом
ТИ. Конец рабочего такта и вместе с тем начало следующей четверти
цикла снова дается стартовым импульсом СИ.

Формирование переменных временных интервалов, пропорциональ-
ных функциям созф и sin ф, выполняется следующим образом. Величина
заданного путевого угла ЗПУ, а также текущее значение курса К от
курсовой системы вводятся с помощью дифференциального сельсина
ДС. С осью этого сельсина соединена ось функционального кодирую-
щего устройства ФКУ, вырабатывающего циклические двоичные коды
синуса и косинуса угла. Достаточной для целей навигации точностью
при малых габаритах и весе обладают однооборотные оптоэлектронные
кодирующие устройства [9.8].

Схема оптоэлектронного функционального кодирующего устройства
(преобразователя «угол — код») показана на рис. 9.8. На прозрачном
диске ФКУ нанесен рисунок в виде десятиразрядной синусной маски
в циклическом коде и дорожки знакового разряда. По одну сторону
диска размещены в двух линейках фотоприемники, по другую — источ-
ники света и собирающие линзы. Косинусная линейка смещена относи-
тельно синусной на 90°. Последовательно с фотоприемниками включены
выходные усилители-ограничители соответственно числу разрядов.
292
Циклические коды cosxp и sirup, снятые с ФКУ (см. рис. 9.7), пре-
образуются в натуральные двоичные коды в двух электронных цикли-
ческих преобразователях. Двоичные коды хранятся в статических ре-
гистрах.

Преобразование двоичных кодов во временные интервалы осуще-
ствляется управляемыми делителями частоты УДЧ, коэффициент деле-
ния которых и, следовательно, интервал времени т от начала счета
импульсов стабильной частоты F® до переполнения меняется в зависи-
мости от кодов, записанных в регистрах cosxp и sirup. Умножение ча-
стот Fi и Fz на временные интервалы происходит на вентилях Их и И*

Диск с кодовой маской

Рис. 9.8. Схема оптоэлектронного преобразователя «угол—код».

Входные вентили Их и И, реверсивных счетчиков каналов х и z
открываются тактовым импульсом и закрываются импульсами перепол-
нения от управляемых делителей частоты УДЧ. Следовательно, на вен-
тилях Их и Иг формируются необходимые временные интервалы т£
и Т2.

Импульсы допплеровских частот Fi и Г2 в течение временных ин-
тервалов стробирования проходят через коммутатор слагаемых и вен-
тили Их и И2 на реверсивные счетчики каналов х и z в порядке, опре-
деляемом коммутатором слагаемых. За один такт Т на счетчик прохо-
дит пачка импульсов, число импульсов в которой определяется времен-
ным интервалом т и частотой F.

Для того чтобы получить значения Wx и Wz, нео-боходимо просум-
мировать за 4 такта пачки импульсов, умножив их на постоянные ко-
эффициенты. Суммирование обычно производится на реверсивных счет-
чиках. Умножение части членов уравнения на m = ctgF0 можно произ-
вести путем вторичного наложения стробов, пропорциональных по дли-
тельности величине ctg Го. Общие масштабные коэффициенты в каналах
х и z можно устанавливать в счетчиках и в индикаторных устройствах
соответствующим выбором передаточных чисел.

Как указывалось выше, отдельные образцы ДИСС имеют разброс
по углам визирования антенн Го. Возможность изменения масштабного
коэффициента m = ctgro достигается с помощью дополнительных дели-
телей частоты с дешифраторами ДЧ и ДШ масштаба. Коммутатор
слагаемых обеспечивает поступление в каналы счета х и z импульсов,
прошедших через ДЧ и ДШ масштаба по тактам, в соответствии с фор-
мулами (9.13), (9.14). Направление счета реверсивных счетчиков опре-
деляется коммутатором слагаемых.

Деление частот Ft и F2 до величины, воспринимаемой шаговыми
двигателями ШД со схемами управления УШД, выполняют реверсивные
счетчики. Эти счетчики сохраняют и суммируют малые изменения коор-
динат в пределах своей емкости. Суммарный угол поворота ШД про-
порционален пройденному пути х или боковому уклонению z.

Поправка на характер отражающей поверхности может быть вве-
дена изменением интервала времени tc между стартовым и тактовым
импульсами на величину АС-

К основным погрешностям входной части импульсного вычислителя координат
можно отнести погрешности ввода и преобразования угла К—ЗПУ, а именно: ввода
заданного путевого угла ЗПУ, отработки курса К, функционального кодирующего
устройства. Если во входные частоты 7% и F2 не введены поправки на углы ус и 'в'с,
то следует учитывать соответствующие методические погрешности.

>В импульсной части вычислителя можно отметить ошибки из-за дискретности
установки масштаба и ввода поправочного коэффициента «суша — море», ошибки из-за
наличия остатка в реверсивном счетчике, возникающие по каналу бокового уклонения
при перемене знака уклонения. В выходной части имеют место ошибки установки на-
чальных значений х0 и z0 и пропуски импульсов при перемене направления вращения
в канале z. Суммарные погрешности составляют 0,5 — 0,7%.

9.3.	ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ УСТРОЙСТВА ВЫЧИСЛЕНИЯ КООРДИНАТ

Для решения задач автономной навигации удобны цифровые диф-
ференциальные анализаторы (ЦДА), которые могут быть отнесены
к цифро-аналоговым устройствам. Обеспечивая точность более высо-
кую, чем может быть достигнута в аналоговых вычислителях, ЦДА
имеет объем оборудования, примерно в три раза меньший, чем цифро-
вая вычислительная машйна арифметического типа, выполняющая те
же функции. Известно, например, навигационное вычислительное устрой-
ство, действующее по принципу ЦДА, типа AD-670 фирмы Marconi
[9.11].

Основным элементом цифрового дифференциального анализатора
является цифровой интегратор, действие которого подобно действию

Рис. 9.9. Схема цифрового интегратора.
широко известного механического интегратора [9.12]. Определение с по-
мощью цифрового интегратора текущего значения заданной функции
y=f(x) основано на суммировании приращений dy и получении на вы-
ходе интегратора величины d,z, с которой у и dx связаны соотношением
dz — ydx или в интегральной форме z = jydx. Для получения в инте-
граторе величины dz используется метод численного интегрирования.

При описании принципа действия цифрового интегратора удобно
воспользоваться геометрическим представлением определенного инте-
грала (рис. 9.9,6). Рассмотрим процесс, выполняемый в интеграторах,
для численного интегрирования по методу Эйлера. Точное значение ин-
теграла от функции y=f(x) на отрезке [хо, хп] представляет собой
площадь, ограниченную отрезком оси X, заключенным между значения-
ми Хо и хп, ординатами у® и уп и участком кривой функции г/=Д(х),
ограниченной этими ординатами. Приближенное значение интеграла
определяется суммой площадей прямоугольников ’

хп	п—\

^ydx^^
х0	i—О

где AXi=Xi+i—Х{. Если все отрезки Ах* по оси X одинаковы, то прибли-
женное значение интеграла

П—1

s„ =	[1/, + у, + „•+!/„_,]= Дл £ yt (9.16)

г=0

пропорционально сумме значений функции в точках, равноотстоящих
друг от друга. Приняв для упрощения Лх=1, получим

п—1

2 Ui'
i

Значение суммы в каждой i-й точке равно Si = Si-i + yi-i. Таким об-
разом, процесс численного интегрирования сводится к суммированию
значений подынтегральной функции. При этом на вход Аг/ интегратора
могут поступать приращения по нескольким каналам. Для каждой
точки они суммируются между собой и полученная сумма ЕАг/ прибав-
ляется к текущему значению функции.

Для выполнения этих действий в каждом цифровом интеграторе
необходимо обеспечить:

а)	хранение получаемой суммы Д-;

б)	возможность прибавления к этой сумме значения функции г/г-;

в)	хранение значения подынтегральной функции уе,

г)	возможность прибавления суммы входных приращений ЕА^
к функции г/г;

д)	возможность накопления входных приращений Ху, поступающих
по нескольким каналам.

Структурная схема цифрового интегратора приведена на рис. 9.9,а.
Интегратор состоит из двух регистров равного числа разрядов: регистра
Y — для накопления величины подынтегральной функции и регистра
R — для накопления суммы, двух сумматоров СМ1 и СМ2, а также на-
копителя приращений Ху. За каждый шаг интегрирования в накопителе
подсчитывается сумма импульсов Ху, которая представляет собой при-
ращение подынтегральной функции ЕАу. Величина ЕАу на каждом
шаге интегрирования с помощью сумматора СМ1 прибавляется к зна-
чению функции t/i, хранимому в У-регистре. Результат суммирования
снова записывается в У-регистр.

При поступлении импульса приращения A%i содержимое У-регистра
складывается или вычитается в сумматоре СМ2 с содержимым /?-реги-
етра. Результат суммирования снова записывается в -^-регистр.

Сумма переполнений /^-регистра, накапливаемая в ЦДА, представ-
ляет собой приближенное значение интеграла, округленное с точностью
до п старших разрядов. Переполнения /^-регистра данного интегратора
могут в дальнейшем передаваться на вход приращений Ах или At/ дру-
гого интегратора в соответствии с математической схемой ЦДА.

Известен ряд схем соединения интеграторов между собой, позволя-
ющих решать все необходимые для практики элементарные математи-
ческие операции.

При решении некоторых задач, в частности при преобразовании и
выдаче результатов вычислений ЦДА, требуется выполнение операции
сравнения величин между собой. Для этой операции используются спе-
циальные следящие интеграторы. Сравниваемые величины поступают
на вход У-регистра следящего интегратора с разными знаками. С вы-
хода /^-регистра выдаются переполнения, знак которых соответствует
знаку рассогласования входных величин.

В навигационных вычислительных устройствах часто приходится
выполнять операции изменения масштаба величины, например, для
уравнивания масштабов суммируемых величин, введения поправочных
коэффициентов и т. п. Для этой цели применяются масштабные инте-
граторы, в У-регистрах которых располагается постоянный масштабный
множитель kj.

Соединение интеграторов в определенной последовательности, опре-
деляемой математической схемой ЦДА, позволяет выполнять матема-
тические операции, необходимые для вычисления навигационных пара-
метров. В ЦДА последовательного типа отдельный интегратор не явля-
ется целиком самостоятельным устройством. Содержимое каждого инте-
гратора хранится в ячейках общего запоминающего устройства по по-
рядку следования номеров интеграторов.

Обобщенная структурная схема навигационного вычислительного
устройства типа ЦДА может быть представлена в виде, показанном на
рис. 9.10. В его состав входят: собственно ЦДА, устройства ввода и
выдачи информации, индикатор координат.

Входные допплеровские частоты FRi, Рд2, Адз вводятся непосредст-
венно в ЦДА.

Для ввода курса К и заданного путевого ЗПУ могут быть приме-
нены разные способы, например:

а)	преобразование углов К и ЗПУ в циклические коды тригономет-
рических функций sin К, sin3/7<y, cos К, соэЗ/УУ;

б)	ввод угла К — так же как и по первому способу, а угла ЗПУ—
в виде линейного кода с последующим воспроизведением функций
sin3/7y и cos 3ПУ в самом ЦДА;

в)	суммирование углов К — ЗПУ в аналоговой форме и преобра-
зование суммарного угла ф в циклические коды тригонометрических
функций sinip, соэф.

На рис. 9.10 представлен ввод углов К и ЗПУ по третьему способу.

Математическая схема ЦДА составляется на основе реализуемой
системы уравнений. Исходными рабочими формулами вычисления орто-
дромических координат в цифровой форме могут явиться формулы, по-
296
добные (9.11), (9.12). В случае трехлучевой антенны (см. рис. 2.8) ис-
ходные зависимости при Wxr~Wxi, Wzr~WZi принимают вид

Wx = mkxon (^д! + ^дг) cos гр—и/гХОп (^дг—Дц) sin гр *),	(9.17)

Wz = mkX01l (ГД1 + ГД2) sin ф 4- nkxoa (Т’дз — FA3) cos ф,	(9.18)

х = х0 J Wxdt, z = nt j* W zdt,
tl	/1

где &xon — масштабный коэффициент, зависящий от характера отражаю-
щей поверхности; т, п — масштабные коэффициенты, учитывающие углы
визирования антенны. Коэффициент &ХОп удобно вводить непосредствен-
но во входные частоты.

Рис. 9.10. Структурная схема цифро-аналогового навигационного вычислителя ЦДА:
ЗПУ — задатчик путевого угла; КС — курсовая система; ЦП — циклический преобразователь; ЗУ —
запоминающее устройство; ГИ — генератор импульсов; ФКУ — функциональное кодирующее устрой-
ство; ЛКУ — линейное кодирующее устройство; САУ — система автоматического управления.

Пример математической схемы ЦДА для решения данной системы
уравнений приведен на рис. 9.11. Схема включает в себя три счетчика
коррекции и двенадцать интеграторов. Допплеровские частоты Др, F^
и Ад3 поступают от измерителей частоты ДИСС на три счетчика коррек-
ции, имеющие переключаемые обратные связи. Изменение коэффици-
ента деления счетчиков на коэффициент ^хоп производится одновремен-
но по сигналу от ДИСС.

С выходов счетчиков импульсы переполнения поступают на мас-
штабные интеграторы 1 и 2, которые служат для умножения частот на
масштабные коэффициенты т и п. Схема соединения интеграторов по-
строена так, что на входе интегратора 1 происходит суммирование ча-
стот (Дц + Дз), а на входе интегратора 2— вычитание частот (Т’дг—
—Адз). Таким образом, частоты переполнений на выходах интеграторов
1 и 2 соответствуют величинам k^oum(FKi+FKz) и kX0Ufi(FKz—Ад3).

Для преобразования и ввода в ЦДА величин заданного путевого
угла ЗПУ и текущего угла курса К применяются различные устройст-
ва. В рассматриваемой схеме в ЦДА вводятся двоичные коды триго-

*) В формулах (9.17), (9.18) частоты Fai, Fд2, /^дз взяты по модулю.
неметрических функций разности этих углов, т. е. sin гр и соэф. Как
было показано выше, преобразователи «угол — код» вырабатывают эти
величины в виде циклического кода, следовательно, между преобразо-
вателем «угол — код» и ЦДА должен быть включен преобразователь
циклического кода в нормальный двоичный код. Коды тригонометриче-
ских функций sirup и eosip поступают на интеграторы 3, 4, 5, 6, с по-
мощью которых образуются члены уравнений (9.17) и (9.18).



Рис. 9.П. Математическая схема навигационного вычислителя ЦДА.

В результате суммирования на выходах интеграторов 7 и 11 полу-
чаются значения пройденного пути х и бокового уклонения z. Интегра-
торы 8 и 12 служат для согласования выходных масштабов ЦДА с мас-
штабами индикаторов х и z. Величина ±z, отражающая знак и скорость
изменения бокового уклонения, вырабатывается с помощью следящего
интегратора 10. Интегратор 9 служит для согласования масштаба ве-
личины z.

Погрешности собственно ЦДА складываются из ошибки дискретности, определяе-
мой ценой младшего разряда разрядной сетки ЦДА, методической ошибки, также опре-
деляемой ценой младшего разряда, и фазовой ошибки, возникающей при длительном
вычислении медленно изменяющихся величин [9.1)2].

Первые две ошибки могут быть уменьшены до заданной малой величины выбо-
ром надлежащего числа разрядов, третья ошибка также устраняется принятием специ-
альных мер [9.13]. Благодаря этому точность собственно ЦДА, без существенного уве-
личения объема оборудования может быть достигнута около 0,1%, т. е. более высокая,
чем в аналоговых и импульсных навигационных вычислителях. Практически реализо-
вать эту точность в навигационной системе нелегко, так как существенные ограниче-
ния накладываются погрешностями ввода начальных данных, а также измерения и
ввода курсового угла.

Далее коротко рассмотрим достоинства и недостатки аналоговых, цифровых
и импульсных устройств при использовании их в допплеровских навигационных систе-
мах. Точность, реализуемая в настоящее время в аналоговых вычислительных устройст-
вах, характеризуется величинами порядка 10"2. Точность выполнения математических
операций в цифровой форме ограничивается лишь принятым числом разрядов. Уже
298
при 15-разрядной сетке погрешность от дискретности в собственно вычислительном
устройстве меньше 10~3. Следует иметь в виду, что практически реализуемая точность
вычислений ограничивается ошибками аналого-цифровых преобразователей. Применяя
функциональные преобразователи на 10—12 двоичных разрядов, можно реализовать
цифро-аналоговые вычислители с точностью до 10~3. Точность, обеспечиваемая им-
пульсными вычислительными устройствами, находится между точностью аналоговых
и цифровых устройств.

По объему оборудования, необходимому для вычисления навигационных пара-
метров, между цифровыми и аналоговыми вычислительными устройствами имеется
принципиальное различие. Оно заключается в том, что уменьшение объема решаемых
задач не приводит к заметному сокращению объема оборудования ЦВМ. Следователь-
но, цифровые вычислительные устройства подходят для систем с большим объемом
решаемых задач, а для более простых задач удобнее аналоговые или импульсные
устройства.

Цифровые вычислительные машины обладают широкой возможностью решения
логических задач: ввода поправок на характер отражающей поверхности, перехода
с одной ортодромии на другую, переключения масштабных коэффициентов, выработки
предупредительных сигналов при достижении заданных точек маршрута, ввода кор-
рекции выработанных величин х и z по данным от иных источников информации
и т. п.

Сопряжение с датчиками входных данных и с устройствами автоматики легче
достигается в аналоговых вычислительных устройствах, чем в цифровых вычислитель-
ных устройствах, где оно требует преобразования входных данных из аналоговой
формы в цифровую и выходных — из цифровой в аналоговую.

Информация, получаемая от допплеровских измерителей в частотно-импульсной
форме, легко преобразуется без потери точности в относительную длительность
строб-импульса для выполнения операций в импульсных устройствах. Кроме того, вы-
числение пройденного пути по осям координат удобнее всего производить путем счета
импульсов. Достаточно удобно вводятся в этом случае и поправки (исключением или
добавлением счетных импульсов). Благодаря этому импульсные навигационные вычис-
лители получаются проще, чем цифровые.

Таким образом, ни чисто аналоговые, ни чисто цифровые вычислительные устрой-
ства не являются оптимальными при использовании в автономной допплеровской на-
вигационной системе. Наиболее удобны для этой цели импульсные и цифро-аналоговые
устройства, которые, сочетая преимущества дискретной техники в отношении точно-
сти, простоты ввода допплеровских частот и возможности миниатюризации, могут об-
ладать также достоинствами аналоговых устройств в отношении сопряжения с нави-
гационным индикатором и системой автоматического управления полетом, а также ра-
боты в натуральном масштабе времени.

9.4.	ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ УПРАВЛЕНИЯ ПО КУРСУ

Рассмотрим, как 'Осуществляется автоматическое управление ЛА
по курсу при использовании ДИСС и курсовой системы (КС) (9.15].
Для того чтобы направление вектора путевой скорости ЛА совпало с за-
данным направлением полета, надо свести к нулю алгебраическую сум-
му угла сноса р и ортодромического курса ф (рис. 9.12).

Приведенное условие может быть выполнено подачей сигнала
(Ф + Р) в курсовой канал автопилота. Следует учитывать, что углы
ф и р будут иметь противоположные знаки. Однако это условие недо-
статочно, ибо при каждом новом возмущении ветра в силу инерции
системы управления ЛА будет переходить на линию пути, парал-
направление
ортодромии X

Z=0

дельную заданной. Для того чтобы
удержать ЛА на заданной траектории,
необходимо, чтобы к нулю стремилась
величина бокового уклонения г.

Примечательной особенностью си-
стемы управления ЛА по направлению
с использованием допплеровской ин-
формации является то, что в полете
компенсируется не только снос ЛА
ветром, но и снос вследствие аэроди-
намического скольжения.

Сравнительно сложную структуру
имеют управляющие сигналы систем
управления полетом (САУ) тех лета-
тельных аппаратов, у которых измене-
ние курса достигается одновременным
воздействием на элероны и на руль
направления. При использовании авто-
пилота с жесткой обратной связью за-
кон управления по курсу и боковому
уклонению с учетом стабилизации ЛА
относительно его центра масс мо-
жет быть записан следующим обра-
зом:

Зн = У + k. ф 4- k.. ф + Ye + k. Yc+

+ kzz + k z,	(9.19)

8э = МсЧ~6. Yc+^-Yc L
<	7	7

+ M + +V’ (9<20)

где бн — угол отклонения руля направ-
ления; бэ — угол отклонения элеронов;
k^,	— передаточные числа автопи-

лота.

Рис. 9.12. Траектория полета по за- В реальных системах автома-
данной ортодромии.	тического управления нет необходимо-

сти формировать все сигналы управ-
ления по формулам (9.19) и (9.20).

Рассмотрим в качестве примера реализации закона управления систему
автоматического управления пассажирским самолетом по произвольному
маршруту. При таком полете выполняются развороты на углы до 90°
и более, угол сноса может достигать ±20°. Поскольку углы разворота
велики, то для быстрого выполнения разворотов необходимо использо-
вать элероны. При этом по условиям эксплуатации пассажирских само-
летов разворот должен быть координированным. С другой стороны,
при развороте со значительным креном влияние сигналов, пропорцио-
нальных kzz и kzi, в канале руля направления пренебрежимо мало. На
основании этих соображений частную форму закона управления можно
записать в таком виде:

ЪЯ = У> +	+	(9.21)

Зэ = ki Yc + kzz + k.^ z.	(9.22)

В уравнении (9.22) члены kz и kz z :при формировании нх с использо-
ванием допплеровской информации примут вид:

z = Ц7Г sin (ф -ф-р),	(9.23)

А

z — i 81’п(ф -J- р; dt.	(9.24)

и

Наличие перекрестных связей между каналами, обусловливаемое
уравнениями (9.21) и (9.22), может явиться источником возникновения
дестабилизирующих сигналов в некоторых режимах полета, в частности

КС

Рис. 9.13. Схема связи ДИСС с системой автоматического управления:

МП — модулятор; ЦГВ—центральная гировертикаль: МУ — магнитный усилитель; РМ — рулевая
машинка; ДОС — датчик обратной связи; ДВС — датчик воздушной скорости; САУ—система авто-
матического управления; КС — курсовая система.

при выполнении разворотов с большим креном над морем. При полетах
над морем в целях повышения устойчивости системы за счет некоторого
увеличения статической ошибки иногда используется формула

z = WT sintp.

Пример схемы связи вычислителя координат АНУ-1 системы НАС-1 с системой
автоматического управления полетом (САУ) показан на рис. 9.13. В этой САУ реали-
зуется закон управления, описываемый уравнениями (9.21) и (9.22), для которых
характерно то, что допплеровская информация используется лишь в канале управ-
ления элеронами. Связь между ДИСС, АНУ-1 и автопилотом осуществляется с по-
мощью блока связи, в который входят электромеханический интегратор и следящая
система сигнала управления.

От АНУ-1 на блок связи подается напряжение kzWz, пропорциональное проек-
ции путевой скорости на направление, перпендикулярное ортодромии. Это напряжение
снимается с синусно-косинусного потенциометра СКП и поступает на вход усилителя
УС1 электромеханического интегратора, где сравнивается с напряжением обратной
связи. Сигнал ошибки управляет скоростью и направлением вращения двигателя-
генератора М — Г. Напряжение обратной связи, пропорциональное скорости вращения,,
т. е. kzWz, снимается с генератора и подается на вход усилителя.

Таким образом, напряжение, снимаемое с потенциометра, соединенного через,
редуктор, имеющий большое передаточное число, с двигателем-генератором, пропор-
ционально интегралу поперечной составляющей путевой скорости, т. е.

С

LL =kt f W7dt.

ii

Напряжение, пропорциональное kz § W zdt, складывается на входе усилителя УС2 сле-
Л

дящей системы с напряжением, пропорциональным k. Wz, которое поступает от АНУ-1.
Результирующее напряжение, снимаемое со следящей системы суммарного сигнала управ-
ления, равно (7Э = &. z-\-k2z, т. е. удовлетворяет уравнению (9.22).

Выходной потенциометр блока связи питается опорным напряжением от курсовой
системы, благодаря чему компенсируются погрешности от нестабильности источников,
питания. Выходное напряжение от блока связи подается на магнитный усилитель МУ
автопилота, где суммируется с сигналом ус, поступающим от центральной гировер-
тикали цгв.

На начальном участке полета происходит боковой снос, при этом
вырабатывается сигнал U3=k^z-r-ikzz, выдаваемый в автопилот. В ре-
зультате воздействия автопилота на руль направления и элероны, па-
рирующего боковой снос, изменяется кур-с самолета. В состоянии равно-
весия системы ортодромический курс хр равен по величине и противо-
положен по знаку углу сноса |3. При этом условии парируется боковой
снос. Поскольку для отклонения самолета по курсу требуется наличие
постоянного сигнала VQ, то стабилизация полета по траектории совер-
шается со статической ошибкой.

При полете по прямолинейному маршруту с крейсерской скоростью,
изменяющейся в небольших пределах, и при сравнительно малых углах
сноса возможна более простая схема выработки сигналов управления
для САУ. Действительно, при Wr—const и sinip — xp уравнения (9.23)
и (9.24) принимают более простой вид

k- * ~ М + k^,

kzz — kz J \Fcp (ф + p) dt = ks (ф + p) dt,
/1	к

где — среднее (расчетное) значение путевой скорости, ^s=^2IFCp*
Закон управления при этих условиях может быть записан в виде

К

8.=М+^ + Ц(Ф+Р)<*+*А	(9-25>

8Э = £дс 4- k.\c + k.j.	(9.26)
Как видно из уравнений (9.25)
и (9.26), в этом случае управ-
ление по курсу выполняется
полностью с помощью руля
направления, элероны же
используются ТОЛЬКО ДЛЯ СТЗ”
билизации самолета по крену.
Подобный способ управления
становится возможным благо-
даря тому, что в заданных вы-
ше условиях требуются лишь
небольшие довороты, чтобы
парировать боковой снос, для
чего достаточна эффективность
руля направления.

Достоинство этого способа
управления заключается в том,

Рис. 9.14. Схема формирования сигнала управ-
ления по боковому отклонению:

ЧТО каналы управления развя- ИД — интегрирующий двигатель.

.заны между собой. Благодаря

отсутствию перекрестных связей повышается стабильность системы
управления, а также упрощаются устройства формирования сигналов

управления.

с

В уравнении (9.25) члены &8$(Ф + Р)^ и служат для управле-
ц

ния траекторным движением ЛА, а член £ ф служит для демпфирова-
ния собственных колебаний ЛА вокруг центра масс.

ts

На рис. 9.14 представлена примерная схема формирования сигнала ks § (Ф + Р) dt,
А
действующая на постоянном токе. Величины угла сноса |3 <и путевой скорости IFr по-
ступают от вычислительного устройства ДИСС на блок связи с САУ. Угол ф = К—ЗПУ
поступает от курсовой системы, имеющей потенциометрический выход. Управление по
боковому уклонению i±Az осуществляется линейно в узком коридоре. За пределами
этого коридора сигнал управления максимальный, независимо от величины уклонения.
Благодаря этому нагрузка на потенциометр R2, с которого снимается величина lFr, ме-
няется в небольших пределах, и нет необходимости включать между потенциометрами
R2 и R3 развязывающий усилитель. Для повышения точности суммирования ф + |3 пи-
тание потенциометров ф и |3 идет от одного общего источника.

S.5. ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ УПРАВЛЕНИЯ ПО ДАЛЬНОСТИ

Управление ЛА по дальности полета, т. е. выполнение таких опера-
ций, как переход на новую ортодромию, изменение высоты полета и т. п.,
на определенных расстояниях от конечного (КПМ) или промежуточного
(ППМ) пункта маршрута может выполняться летным составом по ука-
зателю оставшегося расстояния до ППМ на индикаторе координат. Для
этой цели в начальном пункте маршрута надо установить на счетчике
индикатора координат расчетное значение дальности 5Р от начального
пункта маршрута (НПМ) до ППМ и включить в контрольной точке счет
пройденного пути. По мере движения самолета по заданному направле-
нию значение пройденного пути 5Т будет автоматически вычитаться из
начальной дальности Sp и, следовательно, указатель дальности будет
показывать расстояние, оставшееся до ППМ.

Управление по дальности может выполняться автоматически с по-
мощью программного устройства. Оставшаяся горизонтальная дальность
до цели

<$ост — <Sp- J г^-

ц

Учитывая, что

sec p =	sec ^(Fhi + Fh2)/2,

удобно ввод заданной дистанции в программное устройство, а также
отработку пройденного пути реализовать прямо в импульсной форме.

Рис. 9.15. Траектория полета по частным ортодромиям.

Тогда ввод расчетной дальности сведется к накоплению определенного
числа импульсов в реверсивном счетчике, а отработка — к вычитанию
из содержимого счетчика числа импульсов, пропорционального пройден-
ному пути. Введение поправки, пропорциональной seep, облегчается тем,
что seep — функция четная, т. е. направление бокового сноса при вы-
числении пройденного пути учитывать не надо. Кроме того, на точность
вычисления пройденного пути влияет не текущее значение сноса, а его
среднее значение на протяжении всего расчетного участка пути. Учи-
тывая это, в простейшем случае можно принять sec р = sec Ро=const.
Произведя необходимые преобразования, получаем

A5 = /2S[Ap-(^i + ^2)W2,

где п — коэффициент деления счетчика; ks — цена импульса в единицах
пути; N— число импульсов. При наличии вычислителя координат для
управления по дальности используются предупредительные сигналы, вы-
даваемые при достижении определенных значений оставшегося расстоя-
ния до ППМ.

Более сложно определяется расчетная дальность при полете по
ломаному маршруту со сменой ортодромии. Полеты пассажирских само-
летов в большинстве случаев совершаются по неоднократно повторяю-
щемуся маршруту, состоящему из нескольких частных ортодромий,
параметры которых хорошо известны. Это обусловило, появление доп-
плеровской аппаратуры автономной навигации, рассчитанной на после-
довательную смену нескольких ортодромий в пути с автоматическим
переходом с одной ортодромии на другую.
Траектория полета по частным ортодромиям изображена наг
рис. 9.15. В данном случае маршрут состоит из трех частных ортодромий,
с дальностями Si, S2, S3 и заданными путевыми углами ЗПУ1, ЗПУъ,.
ЗПУ3 соответственно.

Для обеспечения траекторного управления с автоматическим разво-
ротом применяется способ определения начальных данных и выработки
сигналов управления, основанный на том допущении, что разворот про-
исходит с постоянным радиусом и выходом на новую ортодромию по
апериодическому закону без перерегулирования. Тогда, зная заданные
углы разворота, нетрудно заранее, до полета, определить линейное
упреждение разворота (ЛУР) для всех частных ортодромий. Переход,
от счисления в системе координат текущей z-й ортодромии к счислению
в системе следующей (t-T 1)-й ортодромии совершается в точке начала
разворота Аг-; этому соответствует начало расчетной (z' +1) -й ортодро-
мии Ог+1-

Расчетные расстояния от начала счисления пути по данной частной
ортодромии до начала счисления пути по следующей ортодромии можно
найти исходя из следующих соотношений. Расчетная длина пути по>,
(г+1)-й частной ортодромии равна

Spi=Sj + ЛУРг COS УР—ЛУРг+1,

где 5г- — длина ортодромии между ППУЦ и	(измерения по

карте); Sp<— расчетная длина пути вдоль z-й ортодромии; ЛУРг — ли-
нейное упреждение разворота до выхода на данную ортодромию;
ЛУРг+\ — линейное упреждение разворота с данной ортодромии на сле-
дующую, УР — угол разворота.

Из построения на рис. 9.15 очевидно, что линейное упреждение раз-
ворота равно ЛУР{=Р tg (УР/2), где R — радиус разворота. По усло-
вию 7? = const, начальное боковое уклонение равно 2о = /?(1—соэУР).
Таким образом, имеется возможность определить заранее величины УР,
ЛУРг, 20 и Sp, свести в таблицу для всех участков данного маршрута
и вводить эти параметры на протяжении полета, в качестве начальных
данных, в вычислительное устройство.

Автоматический разворот совершается следующим образом. Во
время полета по текущей ортодромии набираются на пульте управле-
ния и индикации начальные данные «упрежденной» ортодромии: за-
данный путевой угол ЗПУ, расчетное расстояние с учетом ЛУР до точки
начала разворота Sp и расчетное боковое уклонение разворота z0.

В момент включения счета по данной ортодромии, когда она из
«упрежденной» становится «текущей», вычислительное устройство начи-
нает счислять текущие координаты в системе данной ортодромии —
оставшееся расстояние до точки начала разворота и текущее боковое
уклонение z. Одновременно вырабатываются сигналы для автоматиче-
ского управления полетом на прямолинейном участке траектории

утр= kzz-\- k. z.
2

В точке начала разворота (точка Ai на рис. 9.15) оставшееся расстоя-
ние становится равным нулю

/а

S0CT = Spz- JlFr^ = O.

й

20—856

305
’В этот момент вырабатывается сигнал автоматического разворота, ко-
торый посылается в САУ. Вычислительное устройство начинает счисле-
ние координат в системе следующей ортодромии, которая до этого была
«упрежденной». Самолет выполняет разворот. В начале разворота, ког-
да сигнал уТр — максимальный. Затем он постепенно уменьшает-
ся, а вместе с этим уменьшается и крен самолета.

В точке конца разворота достигаются условия: утр = 0, у = 0, /7У=
= ЗПУ, 2=0, т. е. самолет летит прямолинейно по новой частной орто-
дромии.

9.6.	ИНДИКАЦИЯ НАВИГАЦИОННЫХ ПАРАМЕТРОВ

Аппаратура автономной навигации дает пилоту и штурману инфор-
мацию, достаточную, чтобы определить:

а)	где находится летательный аппарат, т. е. каковы его координа-
ты места:

б)	в каком направлении он должен перемещаться, чтобы прибыть
к пункту назначения;

в)	сколько километров (или времени) осталось пролететь до пунк-
та назначения [9.14].

Отсчет угла
сноса

Отсчет заданного
путевого угла

Отсчет угла отклонения
от ортодромии



Скорость

ff Отсчет
путевого угла

Рис. 9.16. Индикаторы для полета по заданной линии пути:

а—'Индикатор угла сноса и путевой скорости; б — индикатор путевого угла; в — нуль-
индикатор путевого угла.

В режиме ручного управления полетом эта информация получается
ют индикаторов, установленных на приборных досках пилота и штурма-
на. Для того чтобы самолет (или вертолет) следовал по заданной линии
пути, фактический путевой угол ПУ должен быть равен заданному пу-
тевому углу ЗПУ.

Для достижения этого штурман (или пилот) должен располагать
либо стрелочным индикатором угла сноса, либо индикатором путевого
угла, либо нуль-индикатором путевого угла (рис. 9.16). В первом случае,
считывая с индикаторов значения угла сноса и угла курса, самолет
(или вертолет) доворачивают по курсу таким образом, чтобы сумма
угла курса и угла сноса была равна заданному путевому углу. Во вто-
ром случае стрелочный прибор имеет два указателя: один из них .(по-
движный) дает фактический путевой угол, а второй (установочный)
определяет заданный путевой угол. Самолет доворачивают по курсу
так, чтобы оба указателя совпадали. В третьем случае указатель опре-
.деляет непосредственно разность между фактическим и заданным путе-
306
выми углами (К + Р)—ЗПУ. Самолет доворачивают так, чтобы указа-
тель стоял на нуле.

Для того чтобы самолет следовал по заданной линии пути, прохо-
дящей через пункт назначения, необходимо свести к нулю боковое укло-
нение 2, т. е. выполнить условие 2=0. В режиме ручного управления-
для парирования уклонений от заданной линии пути пилот может вос-
пользоваться индикатором координат (см. рис. 9.22), либо командным
прибором.

В первом случае боковое уклонение 2 от заданной линии пути if
оставшееся расстояние S0CT до пункта назначения отображаются на
индикаторе в виде двух чисел, набранных на цифровых десятичных счет-
чиках. Число, обозначающее боковое уклонение, может быть положи-
тельным (уклонение вправо) или отрицательным (уклонение влево)..
Направление движения счетчика показывает, увеличивается или умень-
шается уклонение.

Во втором случае стрелочный командный прибор показывает сумму
величин уклонения 2 и скорости бокового уклонения z, умноженных на
их весовые коэффициенты kz и • Это позволяет, сводя к нулю сигнал
ошибки по показаниям прибора, плавно выводить самолет на заданную
линию пути без перерегулирования.

Наряду с указателями текущих данных на индикаторах помещаются-
указатели начальных и установочных величин: заданного путевого угла

Рис. 9.17. Индикатор ДИСС-013:
1 — шильдик регламентных работ; 2 —
табло памяти «П»; 3 —стрелка индика-
ции угла сноса; 4—ручка управле-
ния «С—И» (суша—море); 5 —табло
цифрового счетчика скорости; 6 — руч-
ка управления «Р—К» (работа—
контроль).

Рис. 9.18. Лицевая панель инди-
катора координат АНУ-1.

ЗПУ, заданного расстояния до.
ППМ, заданного бокового уклоне-
ния от ортодромии, направления

разворота, величин коррекции по
дальности и боковому уклонению. Имеются также указатели предупре-
дительных сигналов, например: «16 км до точки разворота», «Начало-
разворота», «Память», «Отказ», «Ортодромия А», «Ортодромия В» и др.

Нередко на индикаторах располагают органы управления, предна-
значенные для изменения режимов работы, ввода начальных данных
и коррекции вычисленных значений координат по данным от других
источников информации. В этом случае индикатор выполняет функции
пульта управления и индикации.

Выходные данные вычислительных устройств передаются к индика-
торам различными способами в зависимости от типа вычислительного
устройства. Чаще всего используются аналоговые следящие системы,
 сельсинные передачи, а также импульсные электромеханические пере-
дачи.

На рис. 9.17 представлен внешний вид индикатора угла сноса и
путевой скорости ДИСС-013. На круглой передней панели индикатора
размещены стрелочный указатель угла сноса со шкалой ±32° (цена
деления—1 градус) и цифровой электромеханический указатель путе-

9505	дзоз	9385

Рис. 9.19. Блок-схема индикаторного устройства Decca-71.

Рис. 9.20. Индикатор висения
Decca-9306.

вой скорости на четыре десятичных разряда (цена младшего разряда —
1 км/ч). Такая конструкция индикатора получила широкое распростра-
нение.

Примером индикатора координат стрелочной конструкции может
служить индикатор, входящий в комплект навигационного вычислитель-
ного устройства типа АНУ-1 (рис. 9.18).
Индикатор имеет шкалу расстояний до
1000 км. Цена деления шкалы — 10 км.
Относительно шкалы вращаются две со-
осные стрелки С и В, по которым произ-
водится отсчет (расстояния, пройденного
самолетом по направлениям Север —Юг
и Восток — Запад. При полете по произ-
вольно ориентированной ортодромии по-
казания стрелки С соответствуют пути,
пройденному вдоль ортодромии, а пока-
зания стрелки В — боковому уклонению
от ортодромии.

Индикатор этот прост по конструк-
ции, однако имеет недостатки. Во-пер-
вых, оператору неудобно производить
установку начальных данных ортодро-
мии, во-вторых, мала точность отсчета
расстояний, в-третьих, нельзя заранее
установить начальные данные для сле-
дующей ортодромии.

Взаимосвязь вычислительных и индикаторных устройств допплеровской навига-
ционной аппаратуры Decca-71 иллюстрирует рис. 9.19. ДИСС Decca-71 (Англия) пред-
назначен для снабжения вертолетов в различных комплектациях [8. 15]. В первой ком'п-
.лектации аппаратура выпускается только с индикатором висения, во-второй — с индика-
торами путевой скорости, угла сноса и оставшегося расстояния до цели, а в третьей
комплектации добавляются индикатор координат и навигационный планшет.

Индикатор висения типа Decca-9306, изображенный на рис. 9.20, представляет со-
бой пилотажный прибор. Панель индикатора выполнена в виде полусферы со шкалами
308
.продольной и поперечной составляющих путевой скорости. По поверхности полусферы
перемещаются две линейки, образующие плавающее перекрестье. В режиме висения
пилот, воздействуя на органы управления вертолета, совмещает перекрестье с центром
.неподвижного кружка, достигая при этом обнуления составляющих скорости. Сбоку
индикатора имеется стрелочный линейный указатель вертикальной составляющей ско-

рости.

Входной информацией для индикатора являются три последовательности импуль-
сов, частоты которых пропорциональны составляющим путевой скорости. В каждом
.канале частота поступает -по одному из входов, поло-
жительному или отрицательному в зависимости от
направления движения вертолета. С помощью полу-
проводниковых схем, размещенных в индикаторе,
входная частота преобразуется в постоянный то-к,
направление которого зависит от знака частоты. Be-
личина этого тока измеряется магнитоэлектрическим
прибором, указатель которого перемещается по сфе-
рической поверхности лицевой панели индикатора.
Предусмотрен встроенный красный подсвет.

Благодаря применению магнитоэлектрического
прибора индикатор имеет простую конструкцию без
редукторов и потенциометров. Недостатками такого

типа приборов являются дрожание стрелок при вибрациях, а также отсутствие запоми-
нания при кратковременном перерыве поступления входной информации.

Индикатор координат, совмещенный с пультом управления типа Decca-9476B
(рис. 9.21), предназначен для полета по трассам с ломаной траекторией и позволяет
производить набор начальных данных на следующую «упрежденную» частную ортодро-
мию во время полета по «текущей» ортодромии. На левой половине прямоугольной
панели индикатора находятся указатели, относящиеся к ортодромии «А», а на правой
половине — к ортодромии «В», каждая из которых поочередно становится «текущей»
.либо «упрежденной». Ортодромии «А» (так же как и «В») соответствуют трехразряд-
ный десятичный счетчик расстояния, оставшегося до промежуточного пункта маршрута,
с ценой деления младшего разряда 1 км, трехразрядный счетчик заданного путевого
угла с -ценой деления младшего разряда 1°, две кнопки («+» и «—») для набора на-
чальной дальности (расстояния между поворотными точками маршрута) и верньер
для набора ЗПУ.

В средней части панели размещены: трехразрядный счетчик бокового уклонения
с автоматическим указателем «Право — лево», переключатель ортодромий с положения-
ми «А», «В», «Автомат», кнопки направления разворота, переключатель режима, счет-
чики и верньеры набора заданных путевых углов.

Предусматриваются два режима использования пульта управления и индикации
при перемене ортодромии: автоматический и ручной.

Данные от навигационного вычислительного устройства в виде по-
следовательностей импульсов передаются на индикатор координат или
на навигационный планшет с помощью шаговых двигателей, которые,
накапливая приращения пути в виде дискретных углов поворота осей,
служат интегрирующими устройствами.

Навигационные планшеты с автоматически перемещающейся мет-
кой на карте существенно облегчают работу летного состава. Планшеты
предназначаются для наглядного отображения воздушной обстановки,
местоположения летательного аппарата относительно географических
ориентиров (береговая линия, реки, города, аэродромы). На карту
планшета могут быть нанесены, по мере необходимости, заданная трасса
полета с поворотными точками маршрута и значениями углов разворо-
та, воздушные коридоры, направление и сила ветра по данным метео-
службы и сделаны другие служебные отметки. Карта самопишущего*
планшета может служить отчетным документом, свидетельствующим
о точности выполнения заданного маршрута. На некоторых типах план-
шетов размещаются также устройства управления и ввода начальных;
данных.

Рис. 9.22. Навигационный планшет Decca-9275:

/ — подвижная карта (пройденный путь); 2 — путевой угол; 3 — ввод расчетных дан-
ных; 4 — ввод данных ДИСС; 5 — путевая скорость; 6 — подвижная лента (боковое
уклонение); 7—включено—отключено; 8—-индекс самолета.

Рассмотрим в качестве примера навигационный планшет типа Decca-9275-
(рис. 9.22). Планшет дает наглядное отображение места самолета на стандартной
топографической карте во все время движения по маршруту. Положение ЛА отме-
чается треугольным индексом, нанесенным на узкой прозрачной ленте, пересекающей
поле планшета, причем движение вдоль ортодромии имитируется продольным пере-
мещением карты под индексом ЛА, а 'боковое уклонение — поперечным перемещением
ленты вместе с индексом ЛА. Скорости перемещений карты и ленты пропорциональны
составляющим Wx и 1FZ в ортодромической системе координат. Карта представляет
собой ленту, концы которой намотаны на две катушки, укрепляемые на подающей и
приемной осях планшета.

Передача данных от навигационного вычислителя к планшету осуществляется
с помощью шаговых двигателей. Поддержание постоянства масштаба линейного пере-
мещения карты при изменении диаметра рулона по мере перематывания карты до-
стигается с помощью специального регулирующего рычажка. Если полет совершается
по ломаному маршруту, то маршрутная карта склеивается из нескольких кусков таким
образом, что частные ортодромии вытягиваются в одну прямую линию. На карте,,
кроме постоянных географических ориентиров, наносятся и другие полезные данные:
расположение маяков с градусными сетками, аэродромов, воздушных коридоров, за-
метных ориентиров. Масштабы карт: 1/100 000; 1/250 000; 1/500 000. В конструкции
планшета предусмотрен подсвет карты. На боковой панели планшета размещены орга-
ны управления: тумблер включения движения карты и индекса, переключатель мас-
штабов (скоростей), верньеры для установки начальных значений координат и их кор-
рекции по мере необходимости [9.17].

Наряду с картографическими планшетами, действующими в орто-
дромической системе; имеются конструкции планшетов., приспособленные
3 10
для географической системы координат. Картографические планшеты
удобны для заранее известных маршрутов и требуют заблаговременной
подготовки специальных маршрутных карт; пользование ими встречает
трудности при изменении плана полета. Поэтому для полетов по мар-
шрутам большой протяженности со счислением координат в географи-
ческой системе созданы оптические проекционные индикаторы (планше-
ты) навигационной обстановки (ПИНО).

Такие планшеты удобно сочетаются с цифровыми навигационными
вычислительными устройствами. Для работы с планшетом карта района
полетов разбивается на квадраты, на них* наносятся необходимые для
штурмана или пилота данные, после чего квадраты склеиваются в опре-
деленном порядке и микрофильмируются. Подготовленные карты по-
мещаются в специальный проекционный аппарат, в котором предусмот-
рен поворот изображения карты в соответствии с путевым углом и
перемещение оптического перекрестья в направлении полета со скоро-
стью, пропорциональной путевой скорости, либо (в другом варианте)
предусмотрено перемещение изображения карты по широте и долготе.

Смена кадров при перелете в соседний квадрат производится авто-
матически с помощью цифрового логического устройства. Таким обра-
зом, ПИНО не требует смены карт при изменении программы полета.

Дальнейшее развитие индикаторных устройств характеризуется дву-
мя тенденциями: комплексированием, т. е. использованием одного инди-
катора для отображения данных от нескольких источников информа-
ции, и переходом от электромеханических устройств к более гибким,
технологичным и надежным электронным устройствам. Следует иметь
в виду, что наряду с общей тенденцией к централизации обработки ин-
формации и автоматизации процессов управления полетом задача по-
вышения надежности системы управления в целом, по-видимому, тре-
бует сохранения простых независимых индикаторов навигационных па-
раметров.

Глава 10

ПОГРЕШНОСТИ АВТОНОМНЫХ ДОППЛЕРОВСКИХ
УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ НАВИГАЦИИ

В главе рассматриваются погрешности измерения составляющих вектора скорости,
путевой скорости и угла сноса ДИСС, а также погрешности счисления координат
допплеровской навигационной системой. Описываются основные источники погрешности
и производится сопоставление расчетных погрешностей и результатов наземных и
летных испытаний допплеровской аппаратуры по точности.

Составляющие суммарной погрешности ДИСС принято подразделять на две ос-
новные группы.

Первую группу образуют методические погрешности, обусловленные течениями
«а морях и океанах, переходами ДИСС в режим «Память», влиянием крена и тан-
гажа. Эти погрешности принципиально не могут быть исключены без дополнительной
внешней информации. Кроме того, к методическим следует отнести погрешности из-за
изменения отражающих свойств местности, флюктуаций, определяемых природой от-
ражения, а также из-за влияния слепых высот в ДИСС с частотной' И’ импульсной
модуляцией

Ко второй группе относятся инструментальные погрешности, возникающие при
прохождении допплеровского сигнала через антенный, приемный и измерительно-вычис-
лительный тракты. Сюда же следует отнести и погрешности, вносимые нестабильно-
стью частоты излучаемого сигнала. Инструментальные погрешности, обусловленные-
неидеальностью характеристик отдельных узлов и блоков ДИСС, весьма разнообразны!
по составу и зависят от схемных, конструктивных и технологических особенностей
аппаратуры.

Суммарные погрешности автономной допплеровской системы навигации включа-
ют в себя погрешности ДИСС, ошибки курсовой системы, ошибки навигационного»
вычислительного устройства, неточность выставки антенны на летательном аппарате,,
неточность вводимых начальных данных в вычислитель координат и т. п.

В данной главе материал изложен согласно приведенной выше классификации^
причем основное внимание уделено методическим и инструментальным ошибкам соб-
ственно ДИСС и способам их снижения.

ЮЛ. МЕТОДИЧЕСКИЕ ПОГРЕШНОСТИ ДИСС, ОБУСЛОВЛЕННЫЕ
ВЛИЯНИЕМ ОТРАЖАЮЩЕЙ ПОВЕРХНОСТИ

Погрешности от влияния течений

Если отражающая поверхность моря или океана вследствие нали-
чия течений перемещается направленно относительно .неподвижной зем-
ной системы координат, то возникают погрешности измерения горизон-
тальных составляющих вектора скорости ЛА, которые, как следует из-
формулы (3.98), равны

A1Fxr VTcos<pB AWzr _ VTsin<f>B	/ш ik

------------='----------W	’	---W7----’
W Xr----------------------------------W Xr-W\Zr

Рис. 10.1. Относительное располо-
жение составляющих скорости
самолета и течения.

где VT— скорость течения; фв — угол между курсом ЛА и направлением
течения (рис. 10.1).

Погрешности измерения путевой скорости и угла сноса от влияния
течений могут быть определены путем подстановки соотношений (10.1)
в формулы (2.66). При этом нетрудно
видеть, что величина относительной по-
грешности от влияния течений уменьша-
ется с увеличением составляющих скоро-
сти полета ЛА.

Причинами возникновения течений на морях
и океанах, как отмечалось в § 3.2, в основном'
являются ветер и приливы, причем влиянием по-
следних в открытом море можно пренебречь. Ско-
рость дрейфового течения воды или перемещения’
сплошных льдов, возникающего из-за влияния'
ветра, достигает, как указывалось выше, 0,02—
0,04 от скорости ветра.

Кроме местных ветровых течений в мировом
океане имеет место система устойчивых так назы-
ваемых пассатных течений (рис. 10.2) 1[10.1]. Ве-

личина скорости пассатных течений, тянущихся на тысячи километров, составляет-
в среднем 0,25—0,5 м/с, достигая на отдельных участках значений 1 м/с. Так как эти.

*) Влияние последних рассмотрено в § 3.4, 4.3 и 4.5.
!

Рис. 10.2. Течения мирового океана (лето).

CO

co
течения хорошо изучены, в некоторых случаях целесообразно при полетах по извест-
ным маршрутам, по картам течений, аналогичным карте на рис. 10.2, 'вводить коррек-
цию масштабных коэффициентов ДИСС. Ранее указывалось, что кроме движения са-
мой водной поверхности на точность измерения составляющих скорости ЛА оказыва-
ют также влияние так называемые орбитальные течения. Величина орбитального тече-
ния зависит от ветра и достигает значений'0,2 U (см. рис. 3.20). Максимальная вели-
чина орбитального течения не превышает 11 км/ч.

Учет влияния орбитального течения возможен по данным о скорости и направ-
лении ветра над водной поверхностью или по оценке уровня волнения (см. табл. 4.6)
и направления движения волн. Учет величины VT может производиться по данным
о скорости ветра по графику, аналогичному приведенному на рис. 3.20.

Погрешности, обусловленные изменением коэффициента
отражения местности в пределах диаграммы направленности
антенны

Одна из основных методических погрешностей ДИСС возникает
из-за того, что в облучаемом антенной ДИСС участке часть местности
облучается под большими углами визирования и создает больший уро-
вень отраженного сигнала, чем часть местности, облучаемая под мень-
шими углами. Это явление приводит к смещению средней частоты доп-
плеровского спектра (см. гл. 3).

Величина относительной погрешности составляющих вектора ско-
рости дх, 8У, dz определяется выражениями (3.50), (3.56) — (3.58).
В табл. 10.1 в качестве примера приведены значения бх, 6V, 6Z с учетомг

Таблица ЮЛ-

Влияние отражающих свойств местности

Вид отражающей местности	Карандашная антенна		Изочастотная антенна		
	Д=Д- %	Д’ %	Д’ %	Д- %	Д- %
Лес	—0,08	0,02	—0,09	—0,36	0,05
Пашня, сухой снег	—0,43	0,1	—0,48	— 1,9	0,25
Сухой песок	—0,65	0,17	—0,72	—2,9	0,4
Лед	—0,81	0,18	—0,94	—3,75	0,5
Море (скорость ветра  48 км/ч)	—0,87	0,19	—0,97	—3,81	0,55
Море (скорость ветра  37 км/ч)	— 1,22	0,27	— 1,35	—5,35	0,74
Море (скорость ветра 0—11 км/ч)	—2,1	0,41	—2,3	, —9,2	1,27

знаков смещений для карандашной и изочастотной антенн при Во=65°;
Го = 45°, Дв = Дт = 5°, Ду = 10°.

Рассмотрим основные методы уменьшения этих погрешностей.

Ввод средних значений поправки. Данный метод основан на прогно-
зировании видов отражающей местности, над которыми будет прохо-
дить полет, и вводе средних значений поправки. Обычно вводятся дв&
поправки — для суши и для моря. Перелет с суши на море и обратно
определяется по внешним данным, например по индикатору координат,
и в момент перелета переключателем «Суша — море» вводится та ила
иная поправка. Например, как следует из табл. 10.1, при Ав = 5°, Во=65°
величина смещения бх для карандашной антенны при полете над сушей
314
может изменяться в пределах от 0,08 до 0,65%. Полагая все виды отра-
жающей поверхности условно равновероятными, целесообразно ввести
среднюю поправку для суши 0,37% с разбросом возможных значений
±0,3%. Смещение 6Х при полете над морем может меняться в пределах
от 0,87 до 2,1%. Диапазон наиболее вероятных волнений с высокой
степенью вероятности для морей и океанов равен 1—5 балла. Поэтому
средняя поправка определяется для волнения 2—3 балла и составляет
в данном случае 1,65%.

Изменение характеристик антенного устройства. Из формул (3.50),
(3.56) — (3.58) следует, что прямым способом уменьшения величин 8Х,
8У, бг является изменение значений параметров, определяющих их вели-
чину. Так как угол Во нецелесообразно существенно уменьшать из-за

Рис. 10.3. След диаграммы антенны
вида б1,(у)С2(В) на отражающей по-
верхности.

Рис. 10.4. Положение следов диаграммы
четырехлучевой изочастотной антенны
на отражающей поверхности.

«связанного с этим уменьшения уровня отраженного сигнала, a sin у»
и sin-vo обычно близки к sin Во, то следует уменьшать ширину лучей
• антенны Ав, А , Так, при уменьшении ширины луча в 2 раза вели-
чина смещения уменьшается в 4 раза и, следовательно, для указанных
выше условий (табл. 10.1) величина смещения бх для карандашной
антенны при полете над сушей будет лежать в диапазоне 0,02—0,092%,
• а при полете над морем — 0,21—0,53%. Использование предыдущего
метода — ввода средних значений поправок, в данном случае является
весьма эффективным.

Поскольку ширина луча А обратно пропорциональна раскрыву
антенны D (см. формулу (3.92)], то уменьшение А при данной длине вол-
ны X излучаемых колебаний ограничивается допустимым увеличением
размеров антенны. Более целесообразным поэтому может явиться
уменьшение длины волны к.

Как указано выше, смещение б возникает потому, что различные
•составляющие допплеровского спектра из-за влияния о°(В) имеют раз-
ную мощность. Очевидно, что если создать такую диаграмму антенны,
чтобы все составляющие имели одинаковую мощность, то смещение бу-
дет отсутствовать. Это будет иметь место при диаграмме антенны типа
(/(у, В) =Gi(у) 6г(В) (рис. 10.3). В этом случае спектр будет опреде-
ляться функцией G(у) и не будет зависеть от о0(В).

Так как диаграмма антенны в данном случае должна быть точно
ориентирована относительно изочастотных линий на отражающей по-
верхности, то требуется стабилизация антенны по углам сноса, крена и
тангажа [10.2]. Кроме этого необходимо, чтобы WYr было равно нулю.
Подобная же идея может быть реализована путем применения
обычных изочастотных антенн с отработкой по углу сноса. Из формул
(3.48), (3.49) следует, что если обеспечить при 1Гуг = 0 выполнение усло-
вия содУбЛ =—(OflzSz, то смещения бх и 6г в формуле (3.48) для <од будут
компенсировать друг друга. Для этого необходимо повернуть изочастот-
ные лучи в сторону оси Z, как это показано на рис. 10.4, на угол фа,
определяемый из следующего соотношения:

tg^a =[(△? sin2 у0)/(д2 sin2 v0)] ctg Го,	(10.2>

где yc, vo, Го — первоначальные углы визирования лучей.

Данный поворот лучей создает как бы искусственный угол сноса,,
благодаря чему выполняется условие (10.2). Например, при Го = 45°>
А /Ду =0,25 угол фа равен 3,5°.

Рис. 10.5. Два карандашных луча антен- Рис. 10.6. Два дополнительных луча
ны с различными углами визирования антенн (2 и 5) для коррекции влияния
в вертикальной плоскости.	о°(В).

Рис. 10.4 иллюстрирует расположение четырех антенных лучей при
использовании данного метода. Поворот лучей антенны на угол фа мо-
жет быть затем учтен в масштабном коэффициенте путевой скорости
заменой cos Го на cos (Г0 + фа). Благодаря симметрии лучей отработка
угла сноса будет производиться без погрешности. Ограничения относи-
тельно углов крена и тангажа и вертикальной скорости — те же, что и
в предыдущем случае [10.3].

Мощностные методы. В мощностных методах влияние оДВ) исклю-
чается путем использования информации о мощности отраженных сиг-
налов, принимаемых по лучам с разными углами визирования в верти-
кальной плоскости. При этом поправки «Суша — море» можно вводить
автоматически, используя в качестве сигнала переключения разность
уровней отраженных сигналов, принятых по лучу антенны ДИСС и по
дополнительному лучу, направленному вертикально вниз [10.4]. Как:
видно из рис. 4.29, разность уровней сигналов для суши относительно
невелика, в то время как для моря она может достигать десятков;
децибел.

Рассмотрим другой мощностной метод. Как следует из формул-
(3.50), (3.56) — (3.58), значения ошибок дх, бг определяются постоян-
ными для данной аппаратуры величинами: углами визирования лучей
антенны и шириной лучей, а также величиной коэффициента к, завися-
316
щего от вида отражающей поверхности. В связи с этим для определения,
поправок 8х, 8У, б2. достаточно знать величину к. Значение к можно опре-
делить, измерив отношение мощностей сигналов, принятых по двум
отдельным лучам с несколько отличающимися углами в вертикальной,,
плоскости (рис. 10.5).

Так как мощности отраженных сигналов Pt, Р2 пропорциональны
величине сг°(В) (см. гл. 3), которая в области углов визирования антен-
ных лучей ДИСС аппроксимируется показательной функцией (3.10)

Л^зДВ^е*81, Д^з°(В2)-к. е'в\	(10.3>

то, определив логарифм отношения мощностей Р1/Р2, можно найти зна-
чение к, характеризующее крутизну изменения о°(В),

In (Л/Р2)

(В,-В2) •

(10.4)*

Подставив значение к в формулы (3.50), (3.56) — (3.58), можно вы-
числить величины б.г, 8У, 8Z-

Для этих целей можно использовать два дополнительных луча [10.5],
один из которых (2) имеет угол В, чуть больше угла Во основного лу-
ча (/), а другой луч (3)—чуть меньше (рис. 10.6). Можно также
использовать лучи 1, 2 или 1, 3, или непрерывно изменять положение
луча 1 в вертикальной плоскости. Ввод поправки может производиться
автоматически. Поскольку определение к производится по отраженной'
мощности, то положение вектора скорости в данном методе некритично'
и IFyr может быть отлична от нуля. Влияние крена и тангажа может
быть исключено или стабилизацией антенны, или стабилизацией данных.

Частотные методы. В частотных методах влияние о0 (В) исключается'
путем использования информации о средних частотах двух допплеров-
ских спектров сигналов, принятых по разным лучам. Рассмотрим эти.
методы.

Предположим, что два луча антенной системы, направленные, на-
пример, по линии пути, имеют различные углы визирования в вертикаль-
ной плоскости (см. рис. 10.5) и 1ГУг = 0. В этом случае средние доппле-
ровские частоты отраженных сигналов могут быть записаны в виде

(10.5/

где Oj, 62 — соответственно смещения средних допплеровских частот для
лучей I и 2 из-за влияния о0 (В); F^, F0^—средние допплеровские час-
тоты при л: = 0.

В соответствии с формулами (3.50), (3.56) — (3.58) бц 62 пропор-
циональны крутизне к:

6i = Kai, 82 = ка2.	(10.6)

где щ, ал — коэффициенты пропорциональности.

Решая уравнения (10.5), (10.6), находим к:

__	2	^Д2 COS Y10 • FД1 COS Y20	/ I Q
04 — a2 ^д! cos Y20 + ^д2 cosYio ’	V • /

где yio, узо — углы .визирования антенных лучей 1 и 2. Так как щ и
известны, то, определив из формулы (10.7) величину к, можно ввести
по формулам (10.6) коррекцию в масштабные коэффициенты [10.6].
Предположим далее, что имеются два соосных карандашных луча
*с отличающимися по ширине диаграммами (рис. 10.7). В этом случае,
‘если антенна стабилизирована по углу сноса и 1ГУг = 0, средние частоты
могут быть записаны также в виде (10.5). Величина к определяется
В этом случае выражением (10.7), в котором необходимо принять
cos Yio = cos у20:

К—(2/(ai аг)) '[(Z7д2 Fд1)/(ТД + Тдг)].	(10.8)

В рассматриваемом случае
лога к угол поворота одного из
и Гд2 [10.7].

можно использовать в качестве ана-
двух лучей до совпадения частот

Рис. 10.7. Два карандашных луча
антенн с различной шириной диа-
граммы направленности Ai и Д2.

Рис. 10.8. Следы изочастотных диаграмм
антенн на отражающей поверхности, фор-
мирующие равносигнальную зону.

Предположим, что имеются два одинаковых изочастотных луча,
которые частично перекрываются (рис. 10.8) и расположены достаточно
близко, чтобы считать для них величины 61 и 62 одинаковыми. Можно
найти такое относительное положение лучей при отработанном угле
сноса и IFyr = 0, при котором частота, соответствующая точке пересече-
ния огибающих обоих допплеровских спектров, не зависит от вида отра-
жающей поверхности (рис. 10.9). Для этого необходимо, чтобы при
некоторой частоте F'% всегда выполнялось соотношение Sr(F\) =82(РЯ)
или же в соответствии с (3.39)

_ (^'д - Вд2)2 1

-- 7Г------5----

<2

□’’(BJexp

тс-----------5-------

д1

= 0° (В2) ехр

(10.9)

где ЗД/Д), S2(F^) —допплеровские спектры сигналов, принятых по лу-
чам 1 и 2; Гд!, Дд2 — средние частоты допплеровских спектров, опреде-
ляемые выражениями (10.5).

Принимая, что Л/?д1=А/?Д2 и о0(В) ~ехр(кВ), определяем из (10.9)
зависимость между сдвигом осей антенн по углу у и углам В, Г:

ДВ = Ду

sin 2у0

sin 2В0’

ДГ= Ду

sin Yo sin Го
cos Во

(10.10)

Величину Ay, равную разности yi—у2 средних направлений лучей 1, 2
в плоскости углов у, целесообразно выбирать равной



(10.11)
где —ширина антенных лучей в плоскости у. В этом случае пере-
сечение огибающих допплеровских спектров при к = 0 происходит на.
уровне —3 дБ.

Следует отметить, что изочастотные диаграммы должны иметь оди-
наковые углы Vo-

Таким образом, если две одинаковые диаграммы антенны имеют
относительные положения осей, определяемые соотношениями (10.10),.

Рис. 10.9. Изменение спектров сигналов
из-за влияния отражающих характеристик
местности (к=0) в методе равносигналъной
зоны (область Р'д).

(10.11),	то частота Р'д (рис. 10.9), соответствующая точке пересечения-
огибающих допплеровских спектров отраженных сигналов, принятых по--
этим лучам, оказывается практически несмещенной при любых видах
местности (10.8]. Следует отметить, что этот метод требует применения
специальной схемы для измерения частоты F\, соответствующей, пере.-
сечению огибающих двух допплеровских спектров.

Ед ~ COS(J
5

Рис. 10.10. Форма диаграммы направ-
ленности антенны с нулевым уров-
нем (а) и соответствующий ей доппле-
ровский спектр (б).

Рис. 10.11. Расположение следов антен--
ных лучей на отражающей поверхности'
при использовании антенн с нулевым
уровнем в диаграммах (/, 3).

В качестве равносигнальной зоны в антенне можно также исполь-
зовать и «нулевой» уровень. Если сформировать диаграммы антенны
таким образом, чтобы в некотором направлении в плоскости углов у
усиление было равно нулю (рис. 10.10), то положение нулевого уровня
(при стабилизации антенны по углу сноса и условии IFyr = 0) не будет-
зависеть от отражающих свойств местности и спектр допплеровских:
частот на частоте, соответствующей этому углу у, будет иметь провал.
Специальная схема измерения частоты должна определять положение-
этого нулевого уровня. Так как направление нуля диаграммы направ-
ценности антенны в плоскости углов у точно известно и не зависит от
вида местности, то калибровка ДИСС будет также не зависеть от вида
местности.

На рис. 10.11 показано расположение антенных лучей при исполь-
зовании данного метода [10.9]. Боковые однолепестковые лучи 2, 4 обес-
печивают сигнал поворота антенной системы на угол сноса, а лучи 1, 3
(направленные по линии пути) служат для определения значения IFr.
Метод требует стабилизации антенны по углу сноса и углам крена и
тангажа.

Кроме описанных методов, для исключения влияния отражающих свойств местно-
сти можно использовать также поляризационный метод. Поляризационный метод ос-
нован на использовании явления деполяризации отраженного сигнала при излучении
плоскополяризованной волны, которое зависит от волнения (шероховатости) поверх-
ности. Так, при излучении вертикально поляризованного сигнала отраженный от ше-
роховатой поверхности сигнал имеет также и горизонтально поляризованную состав-
ляющую. Измеряя отношение уровней сигналов с вертикальной и горизонтальной
поляризацией, .можно судить о степени шероховатости или волнении моря [10.К

10.2.	МЕТОДИЧЕСКИЕ ПОГРЕШНОСТИ ДИСС, ОБУСЛОВЛЕННЫЕ
ВЛИЯНИЕМ КРЕНА И ТАНГАЖА, ВЛИЯНИЕМ ФЛЮКТУАЦИЙ
ОТРАЖЕННОГО СИГНАЛА И ДРУГИМИ ПРИЧИНАМИ

ДИСС определяет составляющие вектора скорости ЛА Wxr, WYi,
WZi в антенной системе координат, которая при неподвижной антенне
совпадает со связанной системой координат ЛА. Для навигации тре-
буется знать составляющие 1Г'лт, WYr, WZr [см. формулы (2.8)] в гори-
зонтальной системе координат. Значение модуля вектора скорости
в обеих системах координат естественно одинаково, но из-за крена и
тангажа происходит перераспределение составляющих по осям коорди-
нат ЛА. Табл. 2.1 и формулы (2.56) дают связь между данными гори-
зонтальной и связанной с ЛА систем координат.

Большой практический интерес представляют условия, при которых
.для определения WXr, ^гг, W Zr, Wr, ]3 можно пользоваться, допуская
определенную методическую погрешность, непосредственно данными
Wxi, WYl, Wzi. Используя формулы (2.65), при относительно неболь-
ших углах крена ус и тангажа Ос находим погрешность такой замены

^х = '‘Щ - WXr = -	2 + ГуД-

ДГу = Wrt-Wrr=- WXt^ - Wrr (^+	2 + wzrfc,

Д1Гг=1Гг1-1Ггг = 1ГщА-1ГУгТс- U7ziy/2. (10.12)

Из данных формул видно, что одни составляющие скорости вносят
погрешность, пропорциональную квадратам углов крена и тангажа или
их произведению, а другие — пропорциональную первой степени
углов ус, Ос-

Предположим, например, что в режиме малых скоростей вертолета
W7xr=^7zr=15 км/ч, 1^Уг = 5 км/ч,

и что допустимые погрешности по всем составляющим одинаковы и не
превышают 0,5 км/ч. Проводя расчеты, находим, что ус, Ос для AWx,
&WZ не должны превышать 6°, а для AWY— 4° *). При 0с = ус = 6о зна-

*) Углы ус и Ос считаем независимыми.
чение Л1^у = 0,75 км/ч. Для горизонтального полета, когда 1^Уг=0,
допуски расширяются и ус, 'О’с могут достигать 15°. Погрешность ЛЭДД
при этом может составить 2 км/ч.

Для оценки допустимых углов ус, 'О’с при определении IFr, |3 вос-
пользуемся формулами (2.71)

др=Тс(0-&с),

ДЕГ = Д1ЕГ/1ЕГ = —^/2 4- 0&с.	(10.13)

Пример зависимости Л|3, 61ЕГ от углов крена и тангажа для некоторых
условий полета показан на рис. 2.12.

Примем, например, что допустимые погрешности Л|3, 6lFr равны 15'
и 0,4% соответственно. Допустимые значения бд и ус при 0 = 0 в этом
случае равны 5 и 2,5° соответственно. Следует отметить, что крен в го-
ризонтальном полете носит знакопеременный характер, в то время как
угол тангажа равен углу атаки, отличен от нуля и имеет положительный
знак. В связи с этим антенна ДИСС обычно устанавливается на ЛА
с некоторым средним для данного типа ЛА углом бс, отрицательным
по знаку. В этом случае в формулах (10.12), (10.13) необходимо бс
заменить на (Ос—Ос).

Для случая негоризонтального полета из второй формулы (10.13)
находим

&с = a dr ]/(а—V 4- 2ЖГ,

где а = &с — 0 — угол атаки самолета. Полагая 0с = а = 4° при 81$7Г =
= 0,4%, находим—1,3°<&с<9,5°. Значение ^с = —1,5° соответст-
вует снижению, а $с = 9,5°—набору высоты. Величина ус при &с=а не-
критична. При а, например при |а—&с [ < 2°, допустимая величина
крена не превышает 6°. В заключение следует отметить, что' указанные
выше погрешнозви относительно велики, и поэтому замена Wxr, Wyv,
WZr на Wyi, Wzi допустима в большинстве случаев только для
режима горизонтального полета и при использовании информации
ДИСС для счисления пути. Отметим, что формулы (10.12), (10.13) мо-
гут быть использованы также для определения требований к точности
выставки антенной системы на борту ЛА относительно осей последнего.

В случае, когда необходимы точные мгновенные данные составляю-
щих, путевой скорости и угла сноса при крене и тангаже применяется
метод стабилизации выходных данных ДИСС по формулам (2.56) или
стабилизация антенного устройства.

Стабилизация выходных данных ДИСС

Метод стабилизации данных заключается в использовании формул
пересчета составляющих 1^У1, Ц721 в горизонтальную систему коор-
динат WYr, WZr с вводом в формулы (2.56) данных об углах кре-
на ус и тангажа Фс- Выражения (2.56) в зависимости от диапазона
углов крена и тангажа, заданной точности, условий полета для облег-
чения инструментовки вычислителя можно несколько упростить (см.
гл. 8). Если требуется высокая точность определения составляющих,
путевой скорости и угла сноса, например AW^0,2 км/ч, 61$7г^0,1%,
A|3<C3Z, то упрощение формул при углах крена и тангажа свыше 10°
недопустимо.

2'1—856	321
Определим, используя формулы (2.56), (2.22), требования к точно-
сти вводимых значений углов крена и тангажа при стабилизации дан-
ных. Считая, что погрешности Ду, Ай относительно невелики и ограни-
чиваясь членами второго порядка малости, находим:

Д№х = №Хг (---2----sm &cj +

+ WYr Д& —	sin &с cos 9C j ~i~WZr (Ду sin $с ф- Д& • Ду cos &с),

дГг = Ц7Хг(д&+^81п!>ссо5&с)+ГГг(-^-	{1014)

---cos2 Э-с) -j- 1У2г (ДЭ- • Ду sin 9-с — Ду cos Э-с),

АГ z = - №ХгДу sin Э-с + 1УГгД у cos Э-с -WZr^f.

J

Из формул (10.14) видно, что погрешности не зависят от абсолют-
ного значения угла крена ус. Примем, например, что 1Ухг = WYr= WZr =
= 10 км/ч, AW7x = AW7y=A 1^г = 0,15 км/ч. Проводя вычисления, находим,
что при заданной погрешности измерения для А1Ух, А1Уг значения Ay,
АО1 не должны превышать 52', а для А1Уу— 37Л.

Используя формулы (10.14) и (2.66), можно определить погреш-
ности 6IFr и Ар, связанные с неточностью вводимых в формулы (2.56)
значений углов крена и тангажа. Оставляя основные значащие члены,
которые максимальны при |3 = 0, записываем

А0«Ау(йс—9), 6ГГ~— Ай2/2—Ай0.	(10.15)

Зададим, например, погрешности б!Уг и А0 равными 0,1% и 3,5Л
соответственно. Для горизонтального полета (0=0) при произвольных
значениях угла крена и угле тангажа до 6° из формул (10.15) находим,
что Ай^2,5°, АугС35'. Для облегчения требований к Ау целесообразно,
как это уже указывалось выше, произвести установку антенны с отри-
цательным по знаку углом тангажа йс. Например, полагая йс =—4°,
находим, что Ау<1°40/. Для режима негоризонтального полета, задавая,
например, йс=12°, 0 = 6°, йс=—4°, находим, что Ай^Зб', Ay^ lo40'.

Стабилизация антенной системы

Вторым методом исключения погрешностей от крена и тангажа
является метод стабилизации подвижной антенны. Обычно в таких
антеннах стабилизация по углам крена и тангажа сочетается с поворо-
том антенны в азимутальной плоскости до совмещения направления
горизонтальной оси антенны с направлением линии пути. При таком
совмещении электрической оси антенны с линией пути поперечная
составляющая вектора скорости в системе координат антенны равна
нулю. Угол сноса >0' в системе координат ЛА, как это следует из фор-
мул (2.22), определяется следующим образом:

, л, sin cos 9 cos yc+cos 9 cos p sinye sin$c—sin 9 sin ye cos %	ri n i

$9	cos p cos 9 cos % -|- sin 9 sin %	’	(  )

При повороте антенны на угол 0' продольная составляющая век-
тора скорости в антенной системе координат равна, с некоторой погреш-
322
иостью, путевой скорости IFr:

IF'r -- IF cos O' = W V1 — sin2 6',	(10.17)

где	sin O' = sin 0 cos ftc cos yc—cos 6 cos p sin ftc cos yc +cos 0 sin p sin yc.

Полагая углы Ос, ус, 0, р не очень большими и ограничиваясь членами
второго порядка малости относительно этих переменных, находим

др = ус (6 — &с), Жг= — ^/2 + М-	(10.18)

Из сопоставления выражения (10.13) с выражением (10.18) видно,
что они идентичны. Следовательно, погрешность от влияния крена и
тангажа при антенне, отрабатываемой по углу сноса, имеет ту же вели-
чину, что и при неподвижной антенне.

Подвижную антенну можно стабилизировать по обеим углам ус, 'О’с-
Нередко также выполняют стабилизацию антенны только по углу тан-
гажа Ос. Для случая стабилизации по обеим углам из (10.18) имеем

др=Ду(9-А$), 8ГГ = - 4^ + Д0-9,	(10.19)

где ЛО1, Ду— погрешности стабилизации. Задавая 6lFr^0,l %,
при горизонтальном полете из первого выражения (10.19) находим
ДО, Аус: r°50z. При негоризонтальном полете, принимая 0 = 6°, полу-
чаем ДО1, Лу^35Л.

Следует отметить, что при негоризонтальном полете требования
по Ду при стабилизации антенны отличаются от требований в случае
стабилизации данных. Это объясняется тем, что в первом случае по-
грешность Др пропорциональна углу О, в то время как во втором случае
ДР [см. формулу (10.15)] пропорциональна углу атаки а. Последний для
данного типа ЛА меняется в зависимости от условий полета в более
узких пределах, чем угол 0.

В случае стабилизации только по углу тангажа изменяется выра-
жение для Др-.

Др= (0—ДзЕН) Yc-

Полагая, например, 0 = 0, ДО = 35' и Лр = 3,5Л, находим, что для горизон-
тального полета значение угла крена ус не должно превышать 6°. При
0 = 2° точность Др = 3,5' обеспечивается, как следует из предыдущего
рассмотрения, при ус^Г40/. Поэтому стабилизация только по углу
тангажа эффективна для горизонтального полета при небольших углах
крена.

Стабилизация антенны по допплеровским частотам

При горизонтальном полете ЛА (lFyr=0) и отработке подвижной
антенны по углу сноса допплеровская частота, как это следует из фор-
мул (2.21), (2.22), с точностью до величин второго порядка малости
относительно 'О’с, Yc равна Fni = (2IF/X) (cos Bi cos Гг + Ос sin Вг). Разность
абсолютных значений допплеровских частот сигналов, принимаемых по
лучам 1, 3 (см. рис. 2.8), равна

| Fni | — | Рлз | = (4 TF/A) Ос sin Во.

(10.20)

323
Если подать сигнал, пропорциональный разности |ЕД1|— |Ед3|, на уст-
ройство поворота антенны по углу тангажа и повернуть антенну до
нулевого значения этой разности, то антенна будет стабилизироваться
по углу тЭ'с. Поскольку точность измерения частот Fn в ДИСС составляет
десятые доли процента, а крутизна изменения Рд на градус тангажа при
Во = 65°, Го = 45° равна 5,2%, то данный способ может обеспечить ста-
билизацию с погрешностью в несколько минут.

При негоризонтальном полете, как нетрудно видеть из формул
(2.21), (2.22), разность |/%i| — |Дцз| оказывается пропорциональной
(йс—0), т. е. происходит стабилизация по углу атаки.

Влияние крена и тангажа на счисление пути

Используя формулы (9.3), (9.4), (10.12), (2.66), при некоторых
упрощениях можно показать, что

(10.21)

)

где волнистая черта означает усреднение за время полета Та. Следова-
тельно, при использовании выходных данных ДИСС для счисления
пути погрешности усредняются. При этом погрешности, вносимые сла-
гаемыми, четными относительно ус, йс, суммируются. В формулах
(10.12) — это слагаемые с сомножителями йс2, ус2- Влияние этих членов
вследствие квадратичного закона относительно невелико. Поскольку
в полете угол крена ус, траекторный угол 0, угол |3 и величина (йс—йс)
меняются не только по величине, но и по знаку, то нечетные слагаемые
усредняются, не внося существенных погрешностей. Следует также
отметить, что в большинстве случаев большие значения ус, йс, 0 явля-
ются кратковременными.

Определение погрешности счисления пути для дальних полетов
самолетов по маршруту с учетом реальных углов тангажа и крена
(в том числе и на разворотах) показывает, что величина методической
погрешности при работе по данным IFxi, WZi не превышает 0,1% и
коррекция влияния ус, йс на результаты счисления пути не требуется.
Аналогичные расчеты для маневренных самолетов с учетом набора
высоты и снижения показывают, что методическая погрешность счисле-
ния пути от влияния крена и тангажа не превышает 1,5%.

В некоторых случаях можно при углах крена, например, более 10°
специально переводить ДИСС в режим «Память», работая при кратко-
временных разворотах по последним запомненным данным о векторе
скорости.

Флюктуационная погрешность

Ранее указывалось, что отраженный от местности сигнал флюктуи-
рует по амплитуде и по частоте. В связи с этим выходные сигналы изме-
рителя также являются флюктуирующими (см. гл. 7). Флюктуационная
погрешность ДИСС определяется шириной ЛЕД спектра допплеровского
324
сигнала и полосой пропускания сглаживающей цепи Л/'ф или временем
усреднения данных измерения.

Величина среднеквадратической флюктуационной inorpemnoicra Gf
измерения средней частоты допплеровского спектра при условии
АГД>АГФ, как показано в гл. 7, может быть записана в виде

3/=(к0/?д)Цдцд?ф),

где к0 — параметр, зависящий от отношения сигнал/шум и схемы по-
строения измерителя частоты.

В соответствии с этим флюктуационные погрешности измерения
составляющих скорости при Х-образном расположении лучей равны:

oirx = -4^V	Л/7* .

=ДДг+		(10.22)

°W2 =	+	.

где А/Дг-— ширина спектра сигнала, принятого по г-му лучу.

Как показано в § 3.2, ширина спектра определяется (при соизмери-
мых значениях составляющих) горизонтальными составляющими 1ГДг,
Поэтому при определении А/Д можно ограничиться учетом AFX,
kFz. Для изочастотных антенн всегда выполняется условие АуД> △ и
для оценки максимальной флюктуационной погрешности при полете
в режиме малых скоростей можно ограничиться только членом &JFZ.

Флюктуационные погрешности измерения путевой скорости и угла
сноса определяются при А/Дг = А/Д = const следующими соотношениями:

aFr	k r 1

Хг И / Гд	।

о	ko ctg Го t|/- ь p \ p |

(10.23)

Примем, например, что уо=уо=72°ЗО', Bo=65°, W Хт~ 1ГУг= WZr~
= 30 км/ч, Дт=5°, Ду=10°, А/7д=100 Гц. Полагая ко=0,5 (см. формулу
(7.18)], АГф = 0,1 Гц, находим gWx — а№Д=0,16 км/ч, о'й7у=0,045 км/ч.

Для определения GWr/Wr, оф примем Ц7г=2000 км/ч и, используя
приведенные выше данные, из формул (10.23) при А/Д —0,05 Гц, полу-
чим оЖЖ = 0,022%, 03=1,5'.

Выбор постоянной времени измерительно-вычислительной части
ДИСС определяется, исходя из минимума суммарной среднеквадратиче-
ской ошибки от методической флюктуационной погрешности и динами-
ческой погрешности.

На рис. 10.12 для примера показаны зависимости уровня флюктуа-
ций на выходе ДИСС по углу сноса офд и путевой скорости обус-
ловленных конечной шириной спектра А/Д, флюктуаций сг|Зв, olFB, обус-
Рис. 10.12. Уровни допплеровских
флюктуаций сфя, oWj, флюктуа-
ций от воздействий ветра сфв,
о IF в и суммарных флюктуаций
в выходных данных ДИСС в за-
висимости от полосы пропускания
A.F сглаживающей цепи.

ловленных флюктуациями ветра при по-
лете ^самолета ТУ-104 со скоростью около
800 км/ч в турбулентной атмосфере при
среднеквадрэтическом значении флюкту-
аций ветра ot7=l м/с, а также суммар-
ных флюктуаций	от полосы про-

пускания сглаживающего 7?С-фильтра
АТ7.

Из приведенных графиков видно,
что среднеквадратические значения сум-
марных погрешностей при A/%=0,l Гц
равны сф£=6' и aWz =0,1 м/с. При этом
выбор полосы АТ7, как это видно из гра-
фиков, в некоторых пределах не крити-
чен.

В заключение следует отметить, что
при полете ЛА в турбулентной атмосфе-
ре флюктуации от ветровых возмущений
могут существенно превышать доппле-
ровские флюктуации измеряемых вели-
чин. Так, для о/7=1 м/с полезные ветро-
вые флюктуации по углу сноса сфв со-
ставляют 5,5', а допплеровские флюктуа-
ции офд, как это видно из рис. 10.12, рав-
ны 2,5'. Это необходимо учитывать в част-
ности при оценке результатов летных
исследований.

Погрешности из-за перехода ДИСС

в режим «Память»

ДИСС при полете над поверхностью

моря при малом волнении или при штиле
из-за отсутствия сигнала переходит в режим «Память» (см. § 4.7).
Общая продолжительность работы в режиме «Память» в зависимости

от трассы полета может меняться в широких пределах.

Таблица 10.2

Время работы в режиме „Память"

Номер полета	Месяц	Время нахождения в режиме „Память", мин				Время полета, ч
		2—4	4—6	8	10	
1	Май	4	3	1	0	30,7
2	Июнь	3	0	0	0	29,3
3	Ноябрь	0	0	0	0	29,3
Всего		7	3	1	0	89,8

В табл. 10.2 приведены данные о работе в режиме «Память» при
полете самолета ТУ-114 (крейсерская скорость 900 км/ч) с системой
НАС-1 по трассе Москва — Гавана, около 85%'которой проходит над
морем. Общее время работы в режиме «Память» составило 45 мин или
0,83% от полного полетного времени. В табл. 10.2 приводится число
случаев работы в режиме «Память» при различной продолжительности
нахождения в этом режиме во времени.

Из таблицы видно, что время работы в режиме «Память» зависит
от сезонных условий. Следует отметить, что пролет береговой черты
сопровождался, как правило, кратковременным (на 10—20 с) включе-
нием «Памяти».

На рис. 10.13 показана гистограмма 142 случаев работы в режиме
«Память» в зависимости от их длительности в одном из полетов само-
лета с ДИСС фирмы Marconi типа AD-2300 по ма.ршуру Лондон — Сид-
ней— Лондон [10.11], где 40% трассы проходит над морем, причем
часто встречаются участки штилевого моря. Гистограмма рис. 10.13
с учетом скорости полета (около 600 км/ч) позволяет также судить
о протяженности участков моря с малым волнением. В течение 10 поле-
тов (около 650 летных часов) аппаратура работала в режиме «Память»
0,64% времени. При этом максимальное время нахождения ДИСС
в режиме «Память» равно 27 мин.

Таким образом, время работы в режиме «Память» при полетах над
протяженными участками морей и океанов не превышает 1 % от общего
полетного времени. Над сушей, как правило, перехода в режим «Па-
мять» не наблюдается. Оценим возможную погрешность выдачи путевой
скорости, угла сноса и счисления пути из-за перехода ДИСС в режим
«Память».

В работе [10.12] приведены экспериментальные значения изменчиво-
сти ветра по расстоянию и во времени

MJs = 2K&VS, =	(10.24)

где 5 — протяженность пути, км; Тп — время полета, ч; Ks, Kt — коэф-
фициенты, зависящие от времени года и высоты полета.
Рис. 1014. Изменчивость
вектора ветра U в зависи-
мости от расстояния S и
времени Та полета по
трассе.

Величины А(Д и &Ut определяют с веро-
ятностью 95%, что изменение скорости ветра
AU не выйдет из круга радиусом &US и AUt
(рис. 10.14). Величина К8 для наихудших
условий (зима, Н= 10 000 м) равна 2,3, a Kt
для наихудших условий (//=10 000) равна 9.
Таким образом, для оценки влияния работы
в режиме «Память» примем At/S=4,6 ]/" 5
,АСТ = 18 ]/Тп. Если учесть, что при Wr=
= 1000 км/ч пути 5=1000 км/ч соответствует
время Тп=1 ч, то влиянием изменчивости вет-
ра со временем можно пренебречь по сравне-
нию с изменчивостью ветра с расстоянием. Ве-

личина изменения модуля путевой скорости и угла сноса из-за изменчи-
вости ветра с вероятностью 95 % определяется следующими формулами:

8IEr=(140Ks/lFr)/IFrTnaM, «/о, 1
Др = (80/Д/1ЕД ]/>гТпам, град, j

(10.25)

где Епам— время полета при работе ДИСС в режиме «Память», ч.

Определим влияние работы в режиме «Память» на точность счи-
сления пути. Предположим, что при общем времени нахождения в ре-
жиме «Память», равном Гпам, распределение вероятности длительностей
нахождения в режиме «Память» АГПам описывается экспоненциальной
функцией

Р (АТпам) == (/пам/ЕСр) ехр ( А/пам/Тср),	(10.26)

где Гср — среднее время нахождения в режиме «Память» для одного
случая; 7"пам/ЕСр — число случаев перехода в режим «Память».

Такая аппроксимация, как можно судить по экспериментальным
данным (см. рис. 10.13) [10.11], может быть принята для проводимой
далее оценки. В этом случае из формулы (10.25) можно найти ошибку
счисления пути по продольной Ах и поперечной составляющим Аг. От-
носительная величина погрешности с 95%-ной вероятностью равна

Дх Дг	г 194 к Т

gg __________пам ' J cP

“T" x — 7n

Полагая например, TnSM/Tn = 0,01, Тср = 0,5 мин, 1ЕГ= 1000 км/ч, находим
65 = 0,02%. Особенности процесса перехода ДИСС от нормального ре-
жима к режиму «Память» рассмотрены в § 10.3.

10.3.	ИНСТРУМЕНТАЛЬНЫЕ ПОГРЕШНОСТИ ОСНОВНЫХ
УСТРОЙСТВ ДИСС

К группе инструментальных погрешностей, как указано выше, относятся погреш-
ности, обусловленные неидеальностью характеристик блоков ДИСС: антенны, приемо-
передатчика, измерителя допплеровской частоты, вычислителя составляющих скоро-
сти, путевой скорости и угла сноса. Состав и источники возникновения этих погреш-
ностей зависят от структуры устройств, характеристик входящих в них элементов и
других причин. Инструментальные погрешности отдельных устройств ДИСС рассмот-
рены в гл. 5—8. Ниже приводится только краткое обобщение результатов этого рас-
смотрения и основных путей уменьшения погрешностей.
Погрешности, обусловленные антенным устройством

В антенное устройство ДИСС входит собственно антенна и обтекатель (см. гл. 5).
Источниками погрешностей антенного устройства являются:

—	отличия средних углов визирования (уСр, vcp, «ср) от номинальных;

—	несимметрия расположения лучей;

—	погрешности определения средних углов визирования лучей (бесполетной ка-
либровки) ;

—	зависимость средних направлений лучей от частоты передатчика и температуры
окружающей среды;

—	влияние лепестков;

— влияние обтекателя на средние углы визирования.

Отличие средних углов визирования от номинальных определяется в основном
производственными допусками. При этом в антеннах оптического типа эти отличия
могут быть относительно большими, в связи с чем такие антенны требуют настройки
и калибровки. Волноводно-щелевые антенны обычно не требуют настройки. На рис. 10.15

Рис. 10.15. Интегральный закон распределения отклонений средних углов
антенны от номинального значения.

приведены для примера экспериментальная и теоретическая (для нормального закона
распределения) кривые интегральных законов распределения отклонений среднего на-
правления лучей антенны усР от номинального значения для волноводно-щелевой
антенны. Оценка по критерию согласия Колмогорова [10.14] показывает, что экспе-
риментальное распределение с вероятностью 0,999 может описываться нормальным
законом. Величина о? равна 4,9Z, что соответствует при уо = 72°ЗО/ погрешности oU7r
около 0,4%. Если данная погрешность неприемлема, то необходимо либо уменьшить
производственные допуски, либо проводить бесполетную калибровку каждого образца
антенны. Описанная в гл. 5 методика определения средних направлений луча в процес-
се бесполетной калибровки дает погрешность а? а около 2'. При этом среднеквадра-
тическая погрешность определения средних значений углов по двум лучам двух антенн
(приемной и передающей) составляет Г. Для реализации этой точности целесообразно
ввести в формулу для определения Wr поправку вида (Ау1+Ау2)/2, не зависящую от
условий полета.

Требования к симметрии расположения лучей в основном определяются необходи-
мой точностью определения угла (5.38). Отклонения лучей от расчетных направле-
ний, обусловленные производственными допусками, могут быть найдены для каждого-
образца антенны по экспериментально снятым диаграммам направленности. Зная от-
клонения лучей, определяют истинное направление продольной оси антенны, по кото-
рому производят выставку антенны на ЛА. Оптимальными являются волноводно-ще-
левые антенны, у которых несимметрия лучей практически отсутствует.

Зависимость средних направлений лучей от частоты передатчика и температуры
окружающей среды [см. формулы (5.39), (5.40)] может иметь место только у обычных
волноводно-щелевых антенн и отсутствует у антенн оптического типа. Влияние указан-
ных факторов на характеристики волноводно-щелевых антенн может быть исключе ю
путем использования инваровых волноводов и высокостабильных полупроводниковых
генераторов в передатчике. При этом изменение углов визирования в диапазоне тем-
ператур ±50 °C не превышает 1,5''. Частотно-независимые волноводно-щелевые антенны
выполняются так, что изменение допплеровских частот, вызываемое изменением несу-
щей частоты генератора, компенсируется изменением угла визирования луча антенны
и, таким образом, допплеровская частота становится независящей от значения несущей
частоты. Остаточная погрешность при этом пренебрежимо мала.

Влияние лепестков проявляется в изменении формы допплеровского спектра вне
основного лепестка и в связанном с ним смещении средней допплеровской частоты.
Особенно опасно влияние лепестков при полете над морем, где велика крутизна из-
менения о0(В). Для оценки этого влияния представим диаграмму направленности
волноводно-щелевой антенны в плоскости углов у в следующем виде:

G(y) = (sin х/х)2, x=rt(L/A,)sin(y—у0),	(10.28)

где L — линейный размер антенны; у0 — угол, соответствующий направлению макси-
мума G(y).

Первый боковой лепесток G(y), как известно, составляет 4,7%’ (—13,3 дБ) отно-
сительно максимума, а второй—1,4% (—17,9 дБ). Для оценки влияния боковых ле-
пестков на среднюю допплеровскую частоту можно воспользоваться формулой

3FB=2(Pi/Po)AYitgYo;	(Ю.29)

i

где 5/Д— относительная погрешность определения средней допплеровской частоты; Pt=
—мощность отраженного сигнала, принимаемого по лепестку; а0—коэффициент
общий для всех лепестков (в том числе и для основного); Aj — ширина лепестка в пло-
скости углов у; уд— угол, соответствующий максимуму бокового лепестка; Ду; =
=Уг—уо; <Т1°(уг)—удельная эффективная отражающая площадь в направлении г-го
лепестка.

Положим, например, x = 33sin(y—у0), yo=72°3Oz. Ширина данной диаграммы
направленности по уровню —3 дБ равна примерно 5,5°, а ширина боковых лепестков—
2,75°. Углы уг, соответствующие максимуму первых лепестков, равны 65 и 81°, а вто-
рых — 60 и 86°.

Если принять, что aj (Yi) = aj (Yo) и имеется только один первый лепесток, то из
выражения (10.29) находим 6АД = О,О4%. Влияние второго лепестка при этом пре-
небрежимо мало. При наличии двух симметричных лепестков 6Ад=0.

Для случая полета над морем при волнении около 1 балла («=12,9) при аппрок-
симации о°(В) показательной функцией (10.3) <71°(уг) будет равно

°? (Yt) ~expf— /ст (Yf — Yo)],
где к.,, определяемое по формуле

= к (sin Yo cos Yo/sin Bo cos Bo),

при yo=72030z, В = 65° равно 9,65.

В данном случае основное влияние оказывают лепестки с углами уг-, большими
Уо. Проводя расчеты, находим, что погрешность 6FH=0,25%, причем основная часть
330
погрешности (2/3) вносится первым лепестком с уг = 81°. Поскольку допплеровская ча-
стота сигнала, принимаемого по второму лепестку, в 1,7 раз меньше, чем по основному
лепестку, то этот сигнал обычно не попадает в полосу фильтра УПФ и влияние вто-
рого лепестка можно не учитывать. Влияние дальних лепестков увеличивается при
волнении меньше 1 балла. Особенно опасным является влияние лепестков вблизи вер-
тикали в вертолетных ДИСС при волненйи моря, близком к штилю, когда основной
сигнал может отсутствовать. В этом случае отраженный сигнал может поступать
только по лепесткам, что приводит к большим погрешностям ДИСС. Поэтому необхо-
димо обеспечивать малый уровень лепестков вблизи вертикали.

Влияние обтекателя проявляется в смещении средних углов визирования лучей
антенны. При этом для высокотемпературных многослойных обтекателей смещение
может достигать 5—8Z (см. гл. 5). Поскольку подобное смещение случайно, то един-
ственным способом его исключения является калибровка антенны вместе с обтекателем.
Данный способ применим при неподвижных антеннах, когда положение антенны отно-
сительно обтека^Ья фиксировано. Как отмечено в гл. 5, в ряде случаев обтекатель
выполняется ка^/часть конструкции непосредственно антенны, что позволяет прово-
дить бесполетную калибровку антенн вместе с обтекателем.

Опыт показывает, что, принимая необходимые меры для исключения влияния
антенного устройства на точность ДИСС, можно уменьшить суммарные антенные
погрешности до 1—3Z.

Погрешности, обусловленные передающим устройством

Источниками погрешностей являются:

—	отклонение несущей частоты излучаемых колебаний от номинального зна-
чения;

—	амплитудная и частотная паразитная модуляция сигнала передатчика.

Первая из перечисленных погрешностей возникает вследствие медленных уходов
частоты генератора передатчика ДИСС при изменении температуры, изменении питаю-
щих напряжений, старении в течение срока службы, при смене генератора. Из формулы
для допплеровской частоты можно видеть, что погрешность A IF пропорциональна из-
менению несущей частоты Д/о:

kW/W='kf0/f0.	(10.30)

Эта погрешность исключается, как показано выше, при применении частотно-не-
зависимых волноводно-щелевых антенн. В случае использования антенн оптического-
типа ее нужно учитывать. Для этого необходимо измерить фактическую частоту гене-
ратора и ввести поправочный коэффициент в вычислительное устройство. Снижение
погрешности AIF/IF при этом ограничивается возможной точностью измерения гене-
рируемой частоты.

Применение высокостабильных генераторов СВЧ, особенно полупроводниковых,
существенно уменьшает эту погрешность. Так, полагая /0= 10 000 МГц, А/о=1О МГц,
находим AIF/IF=O,1 %.

Влияние паразитной амплитудной и частотной модуляции (шумовой, от пульса-
ций питающих напряжений и от вибраций) рассмотрено в § 4.2, где показано, что эти
факторы могут приводить к расширению допплеровского спектра отраженного сигнала.
Расширение спектра увеличивает флюктуационную погрешность. При принятии указан-
ных в гл. 4 и 6 мер влияние паразитной модуляции может быть практически исклю-
чено.

Погрешности, обусловленные приемным устройством

Источниками погрешностей являются:

—	неравномерность частотной характеристики приемного тракта;

—	шумы и их неравномерность;
—	влияние паразитных узкополосных сигналов: наводок, недоподавленных сигна-
лов несущей, боковой частоты и т. п.;

влияние АРУ.

Эти факторы ограничивают точность измерения средней допплеровской частоты
отраженного сигнала в УПФ.

Погрешность 8FnK, вносимая неравномерностью частотной характеристики прием-
ника kB(f) (по мощности), равна (см гл. 6)

бРдн = 0,16А:н(ЛАРд(АРд/Рд),	(Ю.31)

где ka(f) определяется в процентах на один килогерц; АРД— ширина допплеровского
спектра, кГц.

Положив допустимую погрешность 6Рдн = 0,05% и АРд/Рд = 0,15, определим до-
пустимую неравномерность &н(/) — 13,9/Рд = 2,08/АРд, %/кГц. Так, например, при Рд =
= 10 кГц допустимая неравномерность kB(f) равна 1,4%/кГц, а при Гд =
= 1 кГц—13,9 %/кГц, т. е. при увеличении Fn требование к &н(/) ужесточается.

Влияние неравномерности шума приводит к появлению погрешности 6РДШ изме-
рения средней допплеровской частоты блоком УПФ. Значение бРдга при ширине
полосы пропускания УПФ, равной ширине спектра сигнала AFa, и при отношении спект-
ральных плотностей сигнала в точке максимума и шума, равном h, определяется сле-
дующим выражением:

6ГДШ = 0Жш (/) АГД (АРД/РД) lh,	(10.32)

где km(f) —неравномерность мощности шума, %/кГц.

Положив, как и ранее, бРдш = О,О5о/о, АРд/Рд = 0,15, определим допустимую нерав-
номерность шума

^ш(П=4/1/Рд = 0,6/г/АРд, %/кГц,

где Рд, АРД выражены в килогерцах.

Влияние паразитных сигналов с полосой намного уже ширины допплеровского
спектра также проявляется в появлении погрешности 6РДГ, которая для УПФ с квад-
ратурно-фазовым дискриминатором (см. гл. 7) зависит от отношения мощности доппле-
ровского сигнала Рд к мощности помехи Рг следующим образом:

6РдГ= (Рг/Рд) (АРд/Рд)/2,	(10.33)

причем предполагается, что паразитная составляющая находится на краю полосы
фильтра блока УПФ.

Например, при бРдг=0,05°/о, АРд/Рд = 0,15 из формулы (10.33) находим, что
Рг/Рд должно быть не более —22 дБ.

Влияние неточности работы АРУ на погрешность измерения средней допплеров-
ской частоты проявляется в нестабильности уровня сигнала, поступающего на вход
УПФ. Снижение уровня сигнала приводит к уменьшению крутизны дискриминаторной
кривой УПФ и пропорциональному увеличению погрешности дискриминатора. Для
стабилизации уровня сигнала на входе УПФ, особенно при работе с малым отноше-
нием Рд/Рш, целесообразно брать сигнал регулировки усиления от УПФ.

Погрешности устройства измерения средней
допплеровской частоты

Как показано в гл. 7, измерители допплеровских частот существенно различаются
между собой как па принципу действия, так и по технике исполнения. Простейшими
являются устройства, основанные на счете нулей. Погрешность преобразования сред-
ней частоты спектра в частоту следования импульсов, т. е. при заданном уровне
ограничения Uorp погрешность, обусловленная потерей нулей вследствие неидеальности
ограничения, может быть представлена следующим выражением [10.13]:

ДГ,/Г,==П2гр/21/2ффс,	(10.34)

где t/orp — уровень ограничения; ПЭфф с— эффективное напряжение сигнала на входе
ограничителя (£70Гр/£7Эфф с<1).

Общая погрешность аналоговых измерителей частоты, основанных на принципе
счета нулей, при тщательной регулировке может составлять около ±0,5%.

В большинстве ДИСС нашли применение следящие измерители частоты. В соот-
ветствии с функпиона.мр-ами схемами УПФ, приведенными в гл. 7, погрешность изме-
рения частоты в общ^тТлучае складывается из следующих основных составляющих:

—	погрешностей, вносимых усилителями, фильтрами, фазовращателями,

—	погрешностей формирования сигнала ошибки в дискриминаторе,

—	погрешностей интегрирующего устройства,

 — погрешностей, обусловленных влиянием шума, помех и коммутацией,

— динамических и флюктуационных погрешностей,

— погрешностей сохранения данных при кратковременном пропадании отражен-
ного сигнала (режим «Память»),

Первые три составляющие погрешности, являющиеся основными, зависят от прин-
ципа измерения средней допплеровской частоты и схемотехнического построения УПФ.
Суммарная величина этих погрешностей в современных электронных блоках УПФ не
превышает ОД—0,2%.

Влияние шума и помех рассмотрено в предыдущем разделе. Влияние коммутации
на точность измерения 7% проявляется в изменении выходного сигнала интегратора
и соответственно выходных данных во время работы других лучей. Эта погрешность
при правильном выборе периода коммутации и постоянной времени интегратора может
быть сделана пренебрежимо малой.

Флюктуационные погрешности были рассмотрены в гл. 7 и § 10.2. Следует отме-
тить, что в случае работы УПФ при малом отношении сигнал/шум необходимо учиты-
вать влияние шума. С учетом влияния шума величина флюктуационной погрешности
для УПФ с квадратурно-фазовым дискриминатором [см. формулу (7.16)] может быть
записана в следующем виде:

= °’32.У^ (/г) /ДСДДСФ,	(10.35)

где h — отношение спектральной плотности сигнала в точке максимума к спектральной
плотности шума в этой топке. Например, при /г = 2 велш
грешности возрастает в 2,2 раза по сравнению с погреш-
ностью в отсутствие шума (/г=оо).

Выбор постоянной времени схемы УПФ определяется
путем компромисса между допустимой динамической по-
грешностью из-за запаздывания выходных данных и допу-
стимой флюктуационной погрешностью. При высоких тре-
бованиях к динамике, что может явиться необходимым при
использовании ДИСС в контуре управления ЛА, динами-
ческие и флюктуационные погрешности обычно выбираются
примерно одинаковыми.

Сохранение правильности выходных данных при крат-
ковременных пропаданиях отраженного сигнала, нащример
при полете над морем, является относительно сложной за-
дачей, поскольку перед пропаданием сигнала, как правило,
происходит искажение поступающей допплеровской инфор-
мации. При этом при подходе к штилевому участку моря
уровень сигнала начинает сильно изменяться и работа УПФ

/ационнои по-

Рис. 10.16. Пример раз-
деления ошибок измери-
теля допплеровской ча-
стоты:

1 — фазосдвигающие цепоч-
ки; 2 — утечки интегратора;
3 — нелинейность интеграто-
ра; 4— частотный дискри-
минатор.
становится неустойчивой. Искажение допплеровского спектра при подходе к таким
участкам проявляется в увеличении его низкочастотных составляющих и увеличении
уровня сигналов от боковых лепестков к вертикали. Уменьшить влияние этих факто-
ров можно, увеличив порог схемы захвата УПФ и сократив время перехода УПФ в ре-
жим «Память».

Пример разделения инструментальных ошибок УПФ приведен на рис. 10.16.

Погрешность преобразования допплеровской информации

В том случае, если исходная допплеровская информация в виде частот ЕД1, Кд2г
Удз преобразуется из импульсной формы в аналоговую, например Wr и |3, возникают
дополнительные инструментальные ошибки. Ошибка преобразования частоты следова-

Рис. 10.17. Ошибки формирования импульса
ключевым устройством.

ния импульсов в напряжение посто-
янного тока, как показано в § 8.2,
складывается из ошибок формирова-
ния импульсов по длительности, по
амплитуде и ошибок интегрирования.

Ошибка от дискретности вход-
ной информации при тех частотах,
которые имеют место во время поле-
та по маршруту, пренебрежимо ма-
ла. Заметной она становится на ма-
лой скорости и в режиме висения
вертолета. Если для формирования
импульсов используется накапливаю-
щая емкость, то по опытным данным
ошибка преобразования составляет
примерно 0,2—0,3%. Она обусловле-
на смещением нуля усилителя, зави-
симостью величин R и С от измене-
ния температуры, отклонением пи-
тающих напряжений.

Если для формирования им-
пульсов по длительности использует-

ся метод отсчета определенного числа импульсов более высокой опорной частоты, то
погрешность преобразования составляет 0,1—0,15%!. Обусловлена она неидеальностью

переключения опорного напряжения ключевым устройством и растягиванием фронтов
импульсов (рис. 10.17).

(Вычисление путевой скорости и угла сноса аналоговыми и импульсно-аналоговыми
вычислителями можно разбить на два этапа:

1)	вычисление продольной и поперечной составляющих путевой скорости Wxi
и Wzi,

2)	вычисление величин (3 и Wr.

Как указывалось в § 8.3, вычисление угла сноса выполняется чаще всего в не-
явной форме. Так, для допплеровского измерителя, имеющего трехлучевую антенну
с ctg Го= 1 и аналоговый вычислитель, рабочие формулы принимают вид

Wzi+W^—	1 (1(3),	(10.36)

IFr=rxl+IFxi(sec ₽—1).	(10.37)

Как видно из формул (10.36) и (10.37), общая погрешность вычисления угла сноса
складывается из 'следующих первичных ошибок: вычисления Wzi, вычисления Wxi
и —воспроизведения 'функции Wxi (1 -f-tg р), суммирования членов уравнения
(10.36) и сравнения (обнуления разности между правой и левой частью уравнения).
334
вычислителях с помощью

Рис. 10.18. Пример раз-
деления ошибок анало-
гового вычислителя угла
сноса:

1 — усилитель: 2 — мас-
штабный делитель; 3 — вы-
ходной потенциометр; 4 —
следящая система ₽; 5 —
схема tg 3.

инструментальных ошибок

Погрешность вычисления путевой скорости складывается из следующих ошибок: вы-
числения Wxi, воспроизведения функции ’R7xl(sec|3—1), суммирования членов урав-
нения (10.37) и сравнения. Рассмотрим погрешности выполнения отдельных операций.

Операции вычисления Wxi и Wzi сводятся к алгебраическому суммированию ча-
стот Рд1-\-Рд2 и Fx2—Рдз и умножению суммарных частот на масштабные коэффи-
циенты. Эти операции в импульсно-аналоговых вычислителях совершаются одновремен-
но с преобразованием частот в напряжения и дополнительных ошибок не вносят.
Перемена знака величины Wxi, реализуемая в аналоговые
операционных усилителей, дает ошибку около 0,1%,
обусловленную нелинейностью характеристики усилителя,
смещением нуля усилителя и неточностью подбора сумми-
рующих сопротивлений.

Воспроизведение функций TFxitgfJ и WXi sec |3
в аналоговых вычислителях дает ошибку 0,07—0,15%,
обусловленную методом аппроксимации тригонометриче-
ских функций на линейных нагруженных потенциометрах
и нелинейностью потенциометров. Повышение точности до-
стигается применением многооборотных потенциометров и
безлюфтовых передач между потенциометрами.

Ошибка суммирования членов и сравнения правой и
левой частей уравнений на следящих системах при исполь-
зовании многооборотных потенциометров составляет 0,1—•
0,2%. При наличии передачи величин |3 и Wr во внешние
устройства следует учитывать также ошибки съема этих
параметров, обусловленные неточностью выставки нулей
и нелинейностью выходных датчиков. Пример разделения

аналогового вычислителя угла сноса иллюстрируется диаграммой на рис. 10.18.

Максимальная суммарная погрешность вычисления путевой скорости вместе
с ошибкой преобразования составляет для аналоговых вычислителей 0,4—0,6% в за-
висимости от диапазона скоростей и для импульсно-аналоговых — 0,2—0,3%.

Рис. 10.19. Интегральный закон распределения ошибок аналогового вычис-
лителя угла сноса ((3 = 2,5°).

Максимальная суммарная погрешность по углу сноса составляет для аналоговых
вычислителей 15—25' в зависимости от типа вычислителя и диапазона вычисляемых
углов сноса, а для импульсно-аналоговых вычислителей—10—15'. Как видно из гра-
фиков, представленных на рис. 10.19, экспериментальное распределение погрешностей
аналогового вычислителя угла сноса с достаточной степенью вероятности описывается
нормальным законом.

10.4.	СУММАРНЫЕ ПОГРЕШНОСТИ ДИСС

Навигационные параметры, вырабатываемые ДИСС, являются
функциями многих переменных, которые вводятся или измеряются
с определенной степенью точности. Известно, что если измеряемая ве-
личина W является функцией ряда параметров qi, q%, ..., qn: W=W(qi,
qz,   qn), то погрешность определения величины W связана с откло-
нениями параметров Aqi, Aq^, ..., Aqn от номинальных значений диффе-
ренциальным уравнением погрешности

ДГ =	дГ (71’Д2’	7п)	(10.38)

i=i

dW	q2, ,,,, gn)	\qt	dqt

W 7 J	dqt	W	qt ’	(10.39)

i=i

Выражение (10.38) определяет абсолютную погрешность AW как
функцию абсолютных значений составляющих погрешностей Aqi. Выра-
жение (10.39) определяет относительную погрешность. Величины
dW/dqi и (dWfdqi) (qi/W) представляют собой коэффициенты влияния,
характеризующие зависимость суммарной погрешности выходного па-
раметоа от погрешностей измерения определяющих его переменных
[10.14

Поскольку последние являются величинами независимыми и слу-
чайными, то в соответствии с теорией вероятностей к ним применимы
следующие правила суммирования:

а)	алгебраическое сложение величин, характеризующих центры
группирования погрешностей, т. е. средних значений;

б)	квадратическое суммирование величин, характеризующих рас-
сеяние погрешности, т. е. среднеквадратических отклонений.

Уравнение погрешности однозначно определяет AW при данных
значениях погрешностей Aq^ Поскольку одно измеренное значение по-
грешности Aqi не определяет всей области возможных значений Aqi, то
уравнение погрешности без знания области значений Aqi не дает доста-
точной характеристики суммарной погрешности.

Законы распределения вероятностей случайных отклонений могут
быть в общем случае любыми (нормальный закон, закон равной веро-
ятности, закон Симпсона и др.). Независимо от этого закон распределе-
ния суммарной погрешности при числе составляющих более трех в со-
ответствии с предельной теоремой теории случайных процессов будет
нормальным. Это положение справедливо, если все погрешности не
очень сильно отличаются между собой по величине и по коэффициенту
влияния.

Получить аналитическое выражение для AW и трудно, если за-
коны распределения составляющих погрешностей отличны от нормаль-
336
ного, однако практически из-за множественности влияния различных
факторов, определяющих А^, эти законы обычно достаточно хорошо
описываются кривой Гаусса.

Каждую составляющую погрешность, как известно, можно характе-
ризовать ее усредненным значением Л<7г0 и дисперсией

~ д7г0)2-

Погрешность W также будет характеризоваться двумя величинами:
средним значением AW7 и дисперсией Зависимость величины Д1Г от
составляющих погрешностей определяется простым соотношением
10.38).

Величина ДМ/ представляет собой систематическую ошибку. ’ Вели-
чина дисперсии будет определяться соотношением

(10.40)

Таким образом, методика расчета погрешностей, не зависящих от
времени, сводится к определению коэффициентов влияния, оценке до-
статочности приближения законов распределения частных погрешностей
Д^г к нормальному закону и нахождению по формулам (10.38) и (10.40)
величин ДИ7 и

Аналогичным путем можно получить и величины относительных по-
грешностей.

Учитывая, что практически в ДИСС корреляционные связи явля-
ются относительно слабыми вследствие малости ошибок (десятые доли
процентов) по сравнению со средними значениями параметров, вычи-
сление суммарных погрешностей ДИСС с достаточной для практиче-
ских целей точностью можно производить без учета этих связей.

При использовании выражений (10.38) и (10.40) для аналитическо-
го определения ожидаемых суммарных погрешностей ДИСС следует
обратить внимание на некоторые дополнительные обстоятельства.

Во-первых, инструментальные погрешности отдельных устройств
ДИСС, как было показано выше, в свою очередь складываются из ряда
ошибок, возникающих в элементах этих устройств.

Во-вторых, среди составляющих погрешностей ДИСС имеются та-
кие, законы распределения которых отличаются от нормального. К ним
следует отнести, например, ошибки от морских течений, ошибки уста-
новки начальных данных и др.

В-третьих, целью инженерного расчета часто является нахождение
не среднеквадратической, а практически предельной суммарной ошибки
исследуемой системы. Такому подходу способствует то, что на стадии,
когда наиболее полезно аналитическое определение ожидаемых погреш-
ностей новой системы, среднеквадратические ошибки многих элементов
ДИСС еще неизвестны, так как не накоплены статистические данные.

Так как суммарная ошибка при большом числе слагаемых являет-
ся нормально распределенной случайной величиной, то в качестве прак-
22—856	337
тически предельной ошибки можно принимать

3пР---

2

пр<7 ’

(10.41)

где о — 3-

При этом вероятность того, что погрешность системы фактически
будет лежать в интервале ±опр, равна 0,997, если ошибки элементов
системы имеют нормальный закон распределения, или 0,95, если они
имеют равновероятный [8.2] закон распределения.

В-четвертых, известно, что допплеровская навигационная аппарату-
ра до внедрения в эксплуатацию подвергается наземным и летным
испытаниям, в процессе которых выявляются, исследуются и устраня-
ются путем калибровки систематические ошибки. Остаются лишь слу-
чайные ошибки и ошибки калибровки.

В предыдущих параграфах данной главы рассмотрены важнейшие
источники методических и инструментальных погрешностей, возникаю-
щих при измерении допплеровских частот и вычислении путевой скоро-
сти и угла сноса. Очевидно, что для расчета суммарных погрешностей
конкретной модели допплеровской аппаратуры следует исходить из тех
схемных и конструктивных решений, которые в ней заложены. При
этом величины отдельных составляющих погрешностей и соотношения
между ними для разных моделей будут различаться между собой.

Тем не менее для определенного уровня техники, обобщая резуль-
таты расчетов и испытаний аппаратуры, можно представить общую кар-
тину распределения первичных погрешностей и оценить типичные по-
грешности ДИСС в целом.

Характеристики отдельных узлов и блоков ДИСС, внешняя среда,
а также характеристики датчиков, крена и тангажа ЛА влияют на вы-
ходную информацию, вызывая различие между выдаваемыми данными
и истинными значениями. Это влияние в известной мере можно осла-
бить за счет усложнения аппаратуры или компенсировать специальной
калибровкой ДИСС для определенной трассы полета, однако полно-
стью исключить его невозможно.

Для большинства типов самолетов ограниченная дальность авто-
номного полета позволяет несколько поступиться точностью ДИСС, что-
бы выиграть в стоимости и весе. В некоторых ДИСС требование повы-
шенной точности определения путевой скорости и угла сноса заставляет
предусматривать устройства для автоматической компенсации методи-
ческих погрешностей. Подобные ДИСС можно назвать прецизионными.
Что же касается ДИСС для вертолетов, то их особенностью является
обеспечение точности на малых скоростях и в режиме висения.

Приведем обобщенные данные по точности ДИСС, соответствующие
вероятности 2о. В связи с тем, что флюктуации входных сигналов влия-
ют на мгновенное значение измеренных радиальных скоростей, но не
оказывают заметного влияния на точность счисления пути и определе-
ния местоположения самолета, в этих таблицах погрешности скорости
представлены как погрешности по дальности (пройденному пути).
В табл. 10.3 приведены типичные величины суммарных погрешностей
навигационной системы по дальности, обусловленные погрешностями
ДИСС. Погрешности вертолетных ДИСС даны в режиме малых скоро-
стей. В табл. 10.4 приведены соответствующие данные по углу сноса.
338
Таблица 10.3

Погрешности навигационной системы по дальности, обусловленные ДИСС

Наименовнние погрешности	Величина погрешности ДИСС, %		
	самолетных	самолетных  (прецизионных)	вертолетных
Погрешности антенны и приемопере- датчика	0,1	0,1	0,1
Погрешности измерителя частоты	0,2	0,2	0,3
Погрешности преобразователя часто- ты и вычислителя путевой скорости	0,3	—	0,3
Погрешность из-за изменения углов тангажа и крена	0,1	0,1	0,2
Погрешность из-за изменения характе- ра отражающей поверхности суши	0,1	0,05	0,15
Суммарная погрешность при полетах над сушей	0,38	0,25	0,5
Погрешность из-за изменения интен- сивности волнения на море	0,3	0,1	0,3
Погрешность из-за ветрового движе- ния частиц морской поверхности	0,2	0,1	0,2
Суммарная погрешность при полетах нац морем	0,52	0,27	0,6

(Проанализировав данные, приведенные в табл. 1'0.3 и 10.4, можно
сделать следующие выводы:

а)	погрешности по боковому уклонению от заданной линии пути,
обусловленные ДИСС, примерно совпадают с погрешностями вдоль ли-
нии пути;

Таблица 10.4

Погрешности навигационной системы по углу сноса, обусловленные ДИСС

Наименование погрешности	Величина погрешности ДИСС, у гл. мин		
	самолетных	самолетных  (прецизионных)	вертолетных
Погрешности измерителя частоты	6	5	10
Погрешности преобразователя частоты и вы- числителя угла сноса	10	—	12
Неточность установки антенны, искажения в обтекателе	6	5	6
Погрешность из-за изменения углов крена и тангажа	6	3	8
Суммарная погрешность при полетах над сушей	15	8	18
Погрешность из-за ветрового движения ча- стиц морской поверхности	7	5	7
Суммарная погрешность при полетах над морем	17	9	19
Суммарная погрешность по боковому укло- нению от заданной линии пути над морем	0,53%	0,27%	0,6%
б)	при полете над морем методические погрешности преобладают
в суммарной погрешности. Так, например, в некоторых условиях удель-
ный вес методических погрешностей может достигать 55%;

в)	меры, принимаемые в некоторых ДИСС для исключения мето-
дических погрешностей (автоматический ввод поправок на изменение
характера отражающей поверхности и учет ветрового движения воды),
позволяют снизить суммарные погрешности при полете над поверхно-
стью моря почти вдвое. При полете над сушей эффект от этих усложне-
ний аппаратуры не столь велик;

г)	(вертолетная допплеровская аппаратура должна снабжаться
устройствами компенсации влияния тангажа и крена.

Принимаются меры, ограничивающие увеличение инструментальных
погрешностей измерения частоты при малых скоростях полета. Так как
вертолеты летают над морской поверхностью на небольшой высоте
в ограниченном районе, где волнение моря известно, то удается снизить
методическую погрешность из-за изменения интенсивности волнения
моря путем неавтоматического ввода поправки.

10.5.	ПОГРЕШНОСТИ НАВИГАЦИОННЫХ ВЫЧИСЛИТЕЛЬНЫХ

УСТРОЙСТВ И КУРСОВЫХ СИСТЕМ

Текущие координаты места ЛА в ортодромической системе вычи-
сляются с использованием допплеровской информации по формулам
(9.5), (9.6). Общая погрешность определения координат х и z, как вид-
но из этих формул, складывается из следующих основных ошибок:

—	определения допплеровским измерителем величин (3 и IFr;

—	определения курсовой системой величины угла К;

•	— реализации в навигационном вычислительном устройстве рабо-
чих формул, включая ввод величины ЗПУ.

Погрешности курсовых систем

Рассмотрим кратко основные погрешности курсовых систем со сво-
бодным гироскопом, наиболее часто применяемых в автономных доп-
плеровских системах навигации.

При измерении ортодромического курса ЛА, т. е. угла между про-
дольной осью ЛА и направлением заданной ортодромии, имеют место
погрешности, обусловленные вращением Земли, неидеальностью выстав-
ки заданного курса, «уходом» курсового гироскопа в полете, неточ-
ностью передачи угла курса [10.15].

Влияние вращения Земли. Вследствие суточного вращения Земли и
перемещения ЛА относительно Земли ось ротора азимутально свобод-
ного гироскопа, установленного на ЛА, поворачивается относительно
меридиана. Для того чтобы превратить азимутально свободный гироскоп
в датчик курса, его снабжают корректирующим устройством, которое
заставляет ось гироскопа прецессировать вокруг направления истинной
вертикали, и этим компенсируют вертикальную составляющую скорости
вращения Земли: Q3sin<ро, где Q3—вертикальная составляющая угло-
вой скорости вращения Земли; ф0 — заданная широта места.

При изменении географической широты <р в полете ось ротора кур-
сового гироскопа начинает поворачиваться относительно меридиана, что
вызывает погрешность измерения угла К. Погрешность по боковому
уклонению ЛА, связанная с изменением широты места в полете (наи-
340
большая при полете по меридиану от экватора), может быть вычислена
по формуле

Дг = Й3 coi^Tu .4-.	-	(Ю.42)

где Аф — изменение широты места ЛА; S — дальность полета; Тп— вре-
мя полета.

В том случае, когда заданная трасса и скорость полета известны,
выставка курса на НИМ. может быть произведена с упреждением, т. е.
с учетом средней широты места фср заданной трассы. Это позволяет для
дальних полетов свести погрешность от вращения Земли до уровня не-
точности выставки курса на НПМ.

Неточность выставки курса. Приведем в качестве примера опытные
данные ошибки выставки заданного курса с помощью нуль-индикатор а:
а) ошибка заданного курса —±>5';

б)	ошибка сравнения заданного курса с установленным — ±10';

в)	«уход» курсового гироскопа за время ожидания на старте после
выставки — ±3'.

Общая ошибка выставки курса в данном примере может достигать
±12—15'. Боковое уклонение ДКвыст, обусловленное ошибкой выставки,
пропорционально дальности полета:

Дг«ДАвыст5.	(10.43)

«Уход» курсового гироскопа. «Уход» курсового гироскопа в полете
вызывается, главным образом, смещением центра тяжести ротора гиро-
скопа, трением в подшипниках опор, воздействием вибраций. «Уход»
гироскопа вызывает относительную погрешность по баковому уклоне-
нию, возрастающую с увеличением дальности полета. Средняя ошибка
по углу курса за время полета Тп при постоянной скорости «ухода» ®к
составит

ДКгир^кПА	(10.44)

Если принять, в качестве примера, время полета Тп=1 ч, скорость
«ухода» равной 0,5°/ч, то средняя ошибка по углу К от «ухода» курсо-
вого гироскопа составит 15'. При полете по трассам с поворотами на
точность влияют также послевиражные погрешности, возникающие
в результате скачкообразного «ухода» курсового гироскопа за время
виража.

Ошибка дистанционной передачи угла К. Ошибка дистанционной
передачи угла К от измерительной оси курсового гироскопа до навига-
ционного вычислительного устройства изменяется в широких преде-
лах— от 6 до 30' в зависимости от способа передачи (сельсины, вра-
щающиеся трансформаторы, потенциометры и др.), нестабильности пи-
тающего напряжения, температуры и других факторов. Ошибка ди-
станционной передачи может быть устранена, если преобразователь
«угол—код», вырабатывающий тригонометрические функции угла кур-
са в виде двоичных кодов, соединен непосредственно с измерительной
осью курсового гироскопа.

Следует учитывать также установочную ошибку по курсу, связан-
ную с тем, что осевые линии основания КС и антенны ДИСС не парал-
лельны продольной оси ЛА. При установке аппаратуры на ЛА возни-
кают две независимые установочные ошибки. Их можно скомпенсиро-
341
вать, если оси основания КС и антенны ДИСС устанавливать парал-
лельно между собой: наилучшие результаты может дать установка ан-
тенны ДИСС и КС на одном основании.

Погрешности навигационных вычислительных устройств

Инструментальные погрешности вычисления координат места ЛА
навигационным вычислительным устройством (ИВУ) обусловлены сово-
купностью первичных ошибок, возникающих при выполнении элемен-
тарных математических операций, последовательность которых зависит
от типа и функциональной схемы ИВУ. Основы анализа ошибок вычи-
слительных устройств изложены в (10.16] и других работах.

При всем разнообразии функциональных схем НВУ выполняемые
ими элементарные операции при реализации формул (9.5), (9.6) можно
свести к нескольким группам операций, общим для всех типов
устройств, а именно:

—	ввод заданного путевого угла;

—	ввод сменных масштабных коэффициентов;

—	вычисление фактического путевого угла;

—	вычисление тригонометрических функций путевого угла и проек-
ций путевой скорости на оси координат;

—	интегрирование составляющих скорости по осям координат.

Ошибки отсчета начальных координат Хо и Zo относятся к погреш-
ностям считывания показаний индикатора.

При анализе источников первичных ошибок удобно рассматривать
отдельно три основных типа НВУ: аналоговые, импульсные и цифро-
аналоговые (см. гл. 9). Различие между ними обнаруживается уже
в источниках ошибок ввода допплеровских частот. Вырабатываемые
ДИСС допплеровские частоты для ввода в аналоговое НВУ предвари-
тельно преобразуются в путевую скорость и угол сноса, представляемые
в виде напряжений постоянного или переменного тока. При этом воз-
никает погрешность преобразования.

В импульсные и цифро-аналоговые НВУ вводятся непосредствен-
но допплеровские частоты ЕД1, Ад2, Едз либо суммарная и разностная
частоты Fx, Fz. Погрешности сложения и вычитания частот при пра-
вильном построении схемы пренебрежимо малы, что является сущест-
венным преимуществом подобных НВУ.

Ошибка ввода заданного путевого угла при точной установке его
значения на пульте управления и индикации НВУ обусловливается
ошибкой передачи угла и ошибкой преобразования угла поворота оси
в иную моделирующую величину, если такое преобразование требуется
для выполнения последующих операций. В аналоговых вычислителях
ввод заданного путевого угла чаще всего достигается поворотом стато-
ра дифференциального сельсина либо поворотом оси синусно-косинусно-
го потенциометра через механический дифференциал. Ошибка преобра-
зования угла в данном случае отсутствует; доминирует ошибка механи-
ческой передачи (искажение формы зуба, эксцентриситет шестерен,
люфт и т. п.). Если, например, ошибка зубчатой передачи Ае= 10', то
приведенная ошибка по боковому уклонению составит 0,3%'. Ввод за-
данного путевого угла в импульсные и цифро-аналоговые НВУ выпол-
няют иногда таким же способом, как и ввод в аналоговые НВУ, но не-
редко используют для этой цели кодирующее устройство, устанавливае-
мое в пульте индикации и управления соосно с указателем заданного
342
путевого угла. В этом случае исключается ошибка механической пере-
дачи, но добавляется значительно меньшая по величине ошибка преоб-
разования угла во временной интервал или в двоичный код. Малогаба-
ритные многооборотные контактные кодирующие устройства выполня-
ются на 10—13 двоичных разрядов, что соответствует ошибке
0,1—0,01%.

Неточность установки масштабных коэффициентов. Неточность уста-
новки сменных масштабных коэффициентов обусловливается в аналого-
вых вычислителях неточностью подбора и нестабильностью прецизион-
ных сопротивлений (0,1—0,15%), из которых составляются масштабные
делители напряжений, а в импульсных вычислителях — числом разря-
дов масштабных двоичных делителей частоты (0,05—0,1%). В цифро-
аналоговых вычислителях неточность установки масштабов также опре-
деляется используемым числом двоичных разрядов кода. Уже при 15
двоичных разрядах ошибка масштаба становится пренебрежимо малой.

В импульсных вычислителях число разрядов маштабных делителей
частоты ограничено допустимым интервалом смены выходной инфор-
мации Тъых. Так, например, при 7'ВЫх^ 100 мс, 77ДМИн=2,5 кГц допусти-
мое число разрядов масштабного делителя п<у8.

Ошибка вычисления фактического путевого угла. Точность вычисле-
ния фактического путевого угла зависит от точности суммирования на-
пряжений, пропорциональных углам курса и сноса. В импульсных вы-
числителях, где для вычисления составляющих скорости используется
метод стробирования, такая ошибка практически отсутствует.

Ошибка вычисления проекций путевой скорости на оси координат.
Операция вычисления проекций путевой скорости на оси координат
часто объединяется с операцией воспроизведения функций путевого
угла. Например, в аналоговом НВУ, действующем на постоянном токе,
обе эти операции выполняются с помощью синусно-косинусного потен-
циометра (СКП), ось которого поворачивается на угол, равный путево-
му углу, а обмотка питается напряжением, пропорциональным путевой
скорости. Ошибки составляют 0,2—0,4%. В импульсном НВУ погреш-
ность воспроизведения тригонометрических функций путевого угла и
умножения их на частоты Fx и Fz, определяемая ошибкой преобразо-
вания напряжений во временные интервалы, составляет 0,1—0,2%. Вы-
числение синусных и косинусных функций в цифро-аналоговом НВУ
требует затраты времени тем большей, чем выше требуемая точность,
поэтому применение цифровых методов для выполнения данных опе-
раций практически не дает большого выигрыша в точности по сравне-
нию с импульсными методами.

Погрешность интегрирования. Операция интегрирования составляю-
щих путевой скорости в аналоговых НВУ дает значительные ошибки:
до 0,4—1,0%. Это объясняется тем, что характеристики двигателей-ге-
нераторов, которые применяются в следящих системах с обратной
связью по скорости, в сильной степени зависят от температуры и диа-
пазона скоростей. Последнее особенно важно для вертолетов, где нави-
гационная аппаратура' должна сохранять точность в режиме малых и
знакопеременных скоростей.

В импульсных НВУ, где для интегрирования применяются электрон-
ные двоичные счетчики и шаговые двигатели, точность интегрирования
значительно выше (примерно 0,05—0,1 %). В цифро-аналоговых вычи-
слителях ошибка интегрирования пренебрежимо мала.
Обобщенные значения максимальных (2о) погрешностей навига-
ционных вычислительных координат приведены в табл. 10.5. Как видно
из таблицы, наихудшие точностные характеристики имеют аналоговые
НВУ, а наилучшие — цифро-аналоговые.

Таблица 10.5

Инструментальные погрешности вычисления координат места
летательного аппарата

Выполняемая операция	Ошибка вычисления НВУ, %		
	аналоговых	импульсных	цифро-аналоговых
Установка заданного путевого угла	0,3	0,2	0,1
Устанока сменных масштабных коэффициен- тов	0,2	0,1	Менее 0,03
Вычисление фактического путевого угла	0,2	0,2	Менее 0,03
Воспроизведение функций путевого угла и вычисление проекций путевой скорости на оси координат	0,3—0,6	0,2	0,1
Интегрирование составляющих путевой ско- рости	0,4—0,8	0,1	0,05
Суммарная погрешность	0,65—1,1	• 0,4	Менее 0,15

10.6. СУММАРНЫЕ ПОГРЕШНОСТИ АВТОНОМНЫХ ДОППЛЕРОВСКИХ
СИСТЕМ НАВИГАЦИИ

Требования к точности допплеровских систем навигации

Опыт применения допплеровских автономных систем навигации на
коммерческих авиалиниях позволил в конце 50-х годов выработать еди-
ные международные требования к допплеровским измерителям скоро-
сти и сноса, навигационным вычислительным устройствам и курсовым
системам. Технические требования ARINC *\ составленные в 1958 г. и
дополненные в 1962 г., трактовали вопросы допустимых погрешностей
ДИСС следующим образом.

Точность сигнала путевой скорости на сельсинном выходе должна
лежать в пределах ±0,6%+1,85 км/ч от истинной путевой скорости при
усреднении на ряде 18 км участков прямолинейного и горизонтального’
полета в 95% случаев. При полете над морем с волнением выше 1/2 бал-
ла (спокойное море, рябь 0—5 см, ветер 0—3,7 км/ч) допускается уве-
личение погрешности на ±1%±5,5 км/ч.

Точность сигнала угла сноса на сельсинном выходе должна лежать
в пределах ±0,5°. Все погрешности, обусловленные неточностью уста-
новки антенны и влиянием обтекателя, не должны превышать 0,25°
[10.20].

Ошибка навигационного вычислителя согласно требованиям ARINC
не должна превышать вдоль линии пути ±0,5%) и перпендикулярно ли-
нии пути ±0,5%) (от пройденного пути) в 95% случаев [10.21]. Ошибка
датчика курса, применяемого в навигационной системе, по требованиям
IATA4*) (1960 г.) не должна превышать 2,0° в 95% случаев [10.22].

Технические требования ARINC и IATA фиксировали возможности
технических средств автономной навигации на определенном уровне * **

ARINC — Aeronautical Radio Incorporation.

** IATA—International Air Transport Assotiation.
развития. Перспективные требования к точности автономных допплеров-
ских систем навигации диктуются двумя основными условиями: безопас-
ностью полетов на трассах с большой напряженностью воздушного дви-
жения и возможностью дальних перелетов над океаном и над малонасе-
ленными районами Дальнего Севера и Юга планеты.

В первом случае должна быть обеспечена возможность движения
в пределах заданного коридора по боковому уклонению, а также воз-
можность определения своей путевой скорости, оставшегося расстояния
по линии пути и расчетного времени прибытия на аэродром. Во втором

Рис. 10.20. Пример зависимости суммарных относительных погрешностей
допплеровской навигационной системы от дальности полета.

случае должна быть обеспечена возможность выхода в заданную точку
с ошибкой, меньшей минимального радиуса действия аэродромных
средств ближней неавтономной навигации.

В мире наблюдается тенденция быстрого возрастания плотности
воздушного движения, особенно быстро увеличивается объем грузовых
перевозок авиатранспортом, поэтому проблема управления воздушным
движением в зонах крупных аэропортов становится все более сложной,
повышаются требования и к средствам автономной навигации. Посколь-
ку действие допплеровской автономной системы навигации основано на
счислении пройденного расстояния от начального пункта маршрута по
составляющим путевой скорости, то возможность выполнения этих тре-
бований в большей степени зависит от того, как изменяются относи-
тельная и абсолютная погрешности системы в зависимости от дальности
и скорости полета.
Рассмотрим в качестве примера навигационную систему, у которой
зависимости между ошибками (2<т) местоположения в ортодромической
системе координат и дальностью полета характеризуются графиками
на рис. 10.20. При построении этих графиков считалось, что относитель-
ные погрешности ДИСС и НВУ с увеличением дальности полета D
изменяются по закону

^дисс“	и <7НВУ = QJ.VD,

а относительные погрешности КС изменяются по закону 7кс = 7з4-'?Д\
причем при некоторой дальности полета суммарная погрешность систе-
мы в направлении, перпендикулярном линии пути, становится в два
раза больше по абсолютной величине, чем ошибка вдоль линии пути.

Рис. 10.21. Пример зависимости абсолютных погрешностей допплеровской
навигационной системы от дальности полета.

Ниже показано, что эти условия близки к реальным характеристикам
систем, получаемым в процессе летных испытаний. Определим связь
между требованиями УВД, характеристиками навигационной системы,
и дальностью полетов, приняв, для примера, требования двух градаций
[10.19]:

а)	минимальные — интервал времени прибытия 3 мин и ширина
коридора полета ±40 км;

б)	повышенные—- интервал времени прибытия 1 мин и ширина ко-
ридора полета ±15 км.

Графики на рис. 10. 21 показывают, что при скорости полета
900 км/ч система, характеризуемая по точности графиками на рис. 10.20,
может обеспечить минимальные требования по времени прибытия при
дальности полета значительно более 3000 км и по точности движения
в заданном коридоре при дальности полета не более 2100 км. Повышен-
ные требования рассматриваемая система может обеспечить при даль-
ности полета до 1000 и 600 км соответственно.
Связь между дальностью полета и суммарными ошибками
навигационной системы

Как видно из предшествующего изложения, важное практическое
значение имеет зависимость ошибок определения местоположения ле-
тательного аппарата от дальности полета. 'По этому критерию погреш-
ности допплеровской системы можно разбить на несколько групп.

К первой группе относятся погрешности, относительная величина
которых быстро убывает с увеличением дальности полета. К их числу
принадлежат, например, ошибки, вызываемые рысканием самолета,
колебаниями по тангажу и крену, флюктуациями отраженных сигна-
лов и др. При правильном выборе характеристик элементов системы
эти погрешности начиная с некоторой дальности полета практически
не влияют на относительную погрешность по счислению пройденного
пути и бокового уклонения от линии пути.

Вторую, самую большую по составу группу погрешностей, образу-
ют ошибки, абсолютная величина и знак которых могут несколько раз
изменяться за время полета, причем вероятность таких изменений воз-
растает с увеличением дальности полета. К этой группе относятся ошиб-
ки из-за изменения интенсивности волнения морской поверхности, из-за
движения поверхности воды, а также большая часть инструментальных
ошибок. Средняя относительная величина подобных ошибок уменьшает-
ся с увеличением пройденного пути, а абсолютная ошибка возрастает
медленнее, чем пройденный путь.

Третью группу составляют погрешности, относительная величина
которых постоянна, а абсолютная величина пропорциональна расстоя-
нию. Такими ошибками являются неточность установки оси антенны,
неточность выставки курсовой системы, ошибки установки масштабов.

В суммарную погрешность системы входит также боковое уклоне-
ние от «ухода» курсового гироскопа, которое на прямолинейных участ-
ках трассы растет пропорционально квадрату времени полета, а при
постоянной скорости полета пропорционально квадрату пройденного
пути.

Таким образом, суммарные относительные погрешности допплеров-
ской системы навигации вдоль линии пути содержат составляющие,
часть из которых уменьшается, а часть — остаются практически неиз-
менными с увеличением дальности полета. Суммарные относительные
погрешности в направлении, перпендикулярном линии пути, имеют так-
же составляющую, которая возрастает по абсолютной величине с уве-
личением дальности полета.

Анализ результатов испытаний допплеровских систем показывает
также, что закон распределения ошибок по положению самолета близок
к двумерному (эллиптическому). Ошибка системы по дальности может
быть найдена как сумма ошибок определения ДИСС путевой скорости
и вычисления НВУ пройденного пути: = jZ"

Ошибка системы по боковому уклонению может быть вычислена
как сумма ошибок определения ДИСС угла сноса, определения и вво-
да от КС угла курса и вычисления НВУ бокового уклонения az —
=	. Эти ошибки будут соответствовать малой и большой осям

эллипса ошибок.

Суммарную ошибку системы навигации по положению ЛА можно
вычислить, зная ошибку по боковому уклонению и отношение ошибки
по дальности к ошибке по боковому уклонению, с помощью таблиц
интегральных функций распределения вероятностей двумерного нор-
мального закона. Представляют интерес два цлучая:

а)	ошибки ox = oz, т. е. распределение ошибок релеевское, эллипс
ошибок представляет собой круг. Для этого случая максимальная ошиб-
ка (вероятность 95 %) примерно равна 2,45а, а вероятная ошибка (ве-
роятность 50 %) равна 1,18а;

б)	ошибки связаны соотношением ог = 2вх, т. е. эллипс вытянут
в поперечном направлении. Такое распределение ошибок весьма близко
к тому, которое получается при обработке результатов испытаний су-
ществующих систем. Для этого случая максимальная ошибка по поло-
жению (вероятность 95%) равна 2,04az, а вероятная ошибка по поло-
жению (вероятность 50%) 0,87аг.

Экспериментальные данные

С приведенными выше соображениями хорошо согласуются резуль-
таты проведенных в 1963 г. испытаний отечественной системы автоном-
ной навигации НАС-1. Летные испытания проводились на высоте
7000—11 000 м над различными отражающими поверхностями: средне-
пересеченной равниной, горами, морем, песками. Точность системы

навигации НАС-1 по дан-
ным испытаний, проведенных
в 1963 г.

определялась по методу двух отметок места
самолета. В результате испытаний были
получены следующие данные:

а)	при уходе курсового гироскопа со-
скоростью не более 1,7 °/ч максимальная
погрешность системы по боковому уклоне-
нию достигала 3,2%;

б)	максимальная погрешность системы
по дальности не превышала 1,43% от прой-
денного пути.

На рис. 10.22 показан пример эллипса
погрешностей по результатам испытания
допплеровской системы навигации НАС-1.

Полезно привести данные статической обработ-
ки результатов летных испытаний ДИСС, проведен-
ных в США [10.23]. Всего было сделано 788 полетов,,
что дало достаточно большое число наблюдений,
чтобы судить о законе распределения вероятностей
погрешностей. В результате этих испытаний было

показано, что относительные ошибки ДИСС уменьшаются с увеличением протяженно-

сти маршрутов.

Как и следовало ожидать, во всех случаях ошибка в поперечном направлении
была больше, чем ошибка в продольном направлении, в среднем приблизительно
в два раза. В результате обработки измерений были выведены эмпирические соотно-
шения, связывающие суммарные ошибки системы с протяженностью маршрута.

Среднеквадратическое значение ошибки в направлении вдоль линии пути пропор-
ционально VS, где S — полный пройденный путь.

Ошибка курсовой системы, обусловленная «уходом» курсового гироскопа, воз-
растает нелинейно с увеличением времени полета, поэтому следует ожидать, что на
трассах большой протяженности относительная погрешность по боковому уклонению
будет убывать только до некоторого значения дальности полета, а затем снова начнет

возрастать.
Это положение подтверждают графики на рис. 10.23, построенные по результа-
там испытаний, проведенных в Северной Атлантике в 1963 г. авиакомпанией Suissair
(Швейцария) на самолетах CV-990 [10.24].

Результаты испытаний допплеровской навигационной системы в составе ДИСС
типа СМА-620 и типа DN-101 фирмы Collins в комплексе с вычислителем и точно

Рис. 10.23. Зависимость погрешностей допплеровской навигационной си-
стемы от дальности полета (данные авиакомпании Suissair, 1963 г.).

отъюстированным гирокомпасом, проведенных на самолете DC-7 скандинавской авиа-
транспортной компанией SAS, характеризуются эллипсами ошибок, показанными на
рис. 10.24. При полете над сушей средняя ошибка составила +1,0%. В случае полета
над морем средняя ошибка по дальности составила ±1,25%, а круговая ошибка —
±1,6%.

Заслуживают внимания результаты исследования

Лондон—Дальний Восток .«а высоте 6000—6700 м,
при скоростях полета около 600 км/ч, составленные
по данным большого количества полетов в самых
различных условиях (рис. 10.25). Характерно, что
углы сноса более 10° наблюдались всего лишь в 2%
случаев, причем кратковременно [10.25].

Рис. 10.24. Эллипс погрешностей допплеровской на-
вигационной системы (по данным авиакомпании
SAS 1958—1960 гг.):

X — погрешности над сушей; ф — погрешности над морем;

О — погрешности, -когда часть трассы проходит над морем;
--------суша;----------- море.

величины угла сноса на трассе
Точность допплеровских навигационных систем
в условиях эксплуатации

Между характеристиками точности ДИСС по материалам полигонных испытаний
и характеристиками систем навигации, получаемыми в условиях эксплуатации, можно
установить связь, если учесть дополнительные ошибки, возникающие в системе.

Рис. 10.25. Частота наблюдаемых значений угла сноса на трассе. Лондон—
Дальний Восток (по данным авиакомпании SAS).

В качестве примера воспользуемся сведениями авиатранспортной компании TWA,
которая проводила в 1960—1961 гг. испытания аппаратуры DRA-12 на самолете
Boeing-707 (крейсерская скорость 965 км/ч). Испытания проводились в Северной Ат-
лантике в три этапа: на первом этапе проводилась, по-существу, отработка системы,
на втором система действовала полностью автономно, а на третьем вводилась коррек-
ция по данным неавтономных навигационных систем Loran и Consul. На втором этапе
испытаний (34 полета) были получены следующие результаты (вероятность 95%)
[10.26]: ошибки вдоль линии пути — ±1,2%; ошибки перпендикулярно линии пути —
±2,2%.

Собственная точность ДИСС DRA-12 характеризовалась в 1960 г. по данньпм
фирмы-изготовителя ошибкой по путевой скорости 0,6%+ 1,8 км/ч и ошибкой по углу
сноса 0,5° (вероятность 95%) |[10.27]. Здесь, очевидно, имелись в виду инструменталь-
ные ошибки ДИСС. Следует учитывать и дополнительные погрешности, возникающие
в системе, а именно: методические, установки антенны ДИСС на корпусе самолета,
навигационного вычислительного устройства, курсовой системы, вносимые штурманом
при вводе начальных данных.

Оценим приближенно величины этих погрешностей. При скорости полета Wr =
= 1000 км/ч ошибки аппаратуры DRA-12 составляют: бхi=0,78%; nzi=0,87%. В ДИСС
DRA-12 предусматривается ввод поправки «суша — море» переключением, с коэффи-
350
циентом поправки 0,5%. Известно, что при длительном полете над океаном с разной
интенсивностью волнения возникает дополнительная погрешность, которая на основа-
нии приведенных выше статистических данных достигает 0x2 = ^22 = 0,45%.

На самолете Boeing-707 аппаратура DRA-12 сопрягается с аналоговым электро-
механическим НВУ типа СРА-24 фирмы Bendix. Примем ошибки НВУ, равными 2Охз =
= 2<jz3 = 0,75%.

По данным, опубликованным в США [10.28], курсовые датчики повышенного ка-
чества, находившиеся в эксплуатации в 1961—1963 гг., на дальности примерно 3000 км
«при скорости полета 1100 км/ч в направлении восток — запад давали среднеквадрати-
ческую ошибку (включая неточность начальной выставки и ошибку передачи курса)
около 0,6—0,4°. Соответствующая максимальная ошибка в автономной навигационной
системе перпендикулярно линии пути составляет 2,1 —1,4% от пройденного пути. Для
расчета можно принять 2qZ4=1,8%.

Юстировка антенн при установке допплеровской аппаратуры на самолетах граж-
данской авиации США производилась, по данным за 1965 г., с точностью 0,25°; по-
грешность, вносимая обтекателем, составляла 0,07% [10.24]. Примем ошибки за счет
неидеальности обтекателя и неточности установки антенны, равными 20x4 = 0,1% и
2oz5 = 0,4%.

К погрешностям системы следует отнести также умеренные ошибки штурмана,
связанные с неточностью отсчета по шкалам. Учитывая, что шкалы пульта управления
и индикации DRA-12 имеют оцифровку через 1 милю и 1° и деления через 0,5 мили
и 0,5°, уместно принять следующие величины ошибок, вносимых штурманом: ввода даль-
ности 20x5=0,1%, ввода путевого угла 2oz6 = 0,4%. Вычислим ожидаемую суммарную
относительную погрешность системы (вероятность 95%);

+ ^2 + 6'2ХЗ + 0Л1. + ^5	1.20/0,

сум

sz = К§221»+ й222 + й223 + й224 + й225 + й226 = 2,3о/о.
сум

Таким образом, ожидаемые погрешности системы с учетом дополнительных ошибок
сопоставимы с фактическими результатами испытаний в условиях эксплуатации, приве-
денными выше.

По более поздним данным авиакомпании TWA (1967 г.), система, состоящая из
двух допплеровских измерителей DRA-12, двух навигационных вычислителей СРА-24,
блока управления и курсовой системы Polar Path в результате 2045 полетов в Северной
Атлантике имела погрешности вдоль линии пути до ±1%, а перпендикулярно ей до
±1,5% в 90% случаев. Коррекции, которые экипаж мог вводить в систему, в расчет
не принимались, поэтому приведенные данные характеризуют точность, присущую соб-
ственно системе. В пересчете на вероятность в 95% случаев эти ошибки соответствуют
6х = ±1,25% и 6Z= ± 1,9%.

Собственная точность DRA-12 по данным, опубликованным в 1967 г., составляет:
— по путевой скорости—0,2% (о),
— по углу сноса—0,2° (о).

Ожидаемые суммарные погрешности системы с этими характеристиками аппара-
туры составят бх сум —1,2%. бг Сум^1,9%, что сравнимо с фактическими результатами
испытаний [10.30].

Положительные результаты проверки точности и надежности доп-
плеровских навигационных систем на авиалиниях послужили толчком
к широкому их внедрению в авиации и к разработке в СССР и за ру-
бежом ряда моделей ДИСС, КС и НВУ, обладающих более высокой
инструментальной точностью. Повышение точности ДИСС достигнуто,
в частности, за счет использования частотно-независимых антенн, улуч-
шенных устройств слежения за допплеровской частотой, применения
сменных масштабных коэффициентов, аналого-импульсных и импульс-
ных вычислителей путевой скорости и угла сноса и др. Благодаря этому
влияние инструментальных погрешностей ДИСС на суммарную погреш-
ность ДИСС снизилось. В связи с этим ошибка вдоль линии пути обу-
славливается методическими погрешностями ДИСС, возникающими при
полетах над морской поверхностью. Существенно уменьшить их удается,
применяя автоматический ввод поправок на коэффициент отражения
местности. Кроме того, на некоторых постоянных трассах эти погреш-
ности могут быть уменьшены путем статистической обработки резуль-
татов /полетов и ввода поправок в масштабные коэффициенты, т. е. пу-
тем специальной калибровки ДИСС.

Рис. 10.26. Диаграмма повышения точности
ДИСС.

Ошибки навигационных вычислительных устройств аналогового ти-
па оказывали заметное влияние на суммарную погрешность системы, но
по мере внедрения импульсных и особенно цифро-аналоговых устройств
это влияние резко снизилось.

Как было показано выше, в настоящее время наибольшая доля
суммарной погрешности системы по определению местоположения ЛА
приходится на определение и передачу угла курса. Из-за этого погреш-
ности допплеровских систем навигации в направлении, перпендикуляр-
ном линии пути, почти в два раза больше, чем погрешности вдоль ли-
нии пути. В процессе эксплуатации принимаются меры для уменьшения
этой погрешности. Наиболее эффективными из них являются промежу-
точная коррекция местоположения с помощью неавтономной системы
навигации, а также индивидуальная коррекция курсовых систем на по-
стоянных трассах большой протяженности. В работе [10.26] приведены
следующие данные об эффективности промежуточной коррекции по ре-
зультатам испытаний на авиалинии. Погрешность системы без коррек-
ции: бх=0,61%, 6Z=1,2%; погрешность системы с коррекцией: 8Х=
= 0,64%, 6z=0,85%. Из этих данных следует, что промежуточная кор-
рекция эффективна лишь в направлении, перпендикулярном линии
пути. На некоторых типах ЛА предусматривается использование ДИСС
в комплексе с другими навигационными приборами, в частности для
коррекции работы инерциальной системы (инерциально-допплеровская
система навигации).

Общая тенденция повышения точности ДИСС характеризуется
диаграммой на рис. 10.26.
Глава И

ДОППЛЕРОВСКАЯ НАВИГАЦИОННАЯ АППАРАТУРА
ДЛЯ САМОЛЕТОВ ГРАЖДАНСКОЙ АВИАЦИИ

В этой главе приведены основные сведения об отечественной допплеровской нави-
гационной аппаратуре НАС-1, ДИСС-3, ДИСС-013, ДИСС-013-134 и ДИСС-013-154 для
самолетов гражданской авиации. Излагаются основные принципы работы, тактико-
технические данные, состав аппаратуры, сведения о размещении ее на самолетах, а так-
же некоторые результаты летных испытаний.

11.1. НАВИГАЦИОННАЯ АВТОНОМНАЯ СИСТЕМА НАС-1
(«ТРАССА»)

Автономная система навигации НАС-1 предназначена для автома-
тического непрерывного измерения путевой скорости и угла сноса са-
молета, счисления пройденного пути в прямоугольной ортодромической
системе координат, а также выдачи данных, пропорциональных вели-
чине и скорости бокового уклонения самолета от ортодромии, в авто-
пилот для автоматической стабилизации самолета на заданной линии
пути. Система НАС-1 состоит из допплеровского измерителя путевой
скорости и угла сноса (ДИСС) и вычислителя координат (АНУ) [11.1].

Основные принципы работы

Функциональная схема системы НАС-1 представлена на рис. 11.1.
Измеритель путевой (Скорости и угла сноса работает в режиме излуче-
ния непрерывных немодулированных колебаний. С целью уменьшения
влияния на работу измерителя тангажа и крена самолета (см. § 1.3, 2.4)
применена четырехлучевая антенна (рис. 11.2). Лучи антенны вклю-
чаются попарно (влево — вперед — 1 и вправо — назад — 3, затем впра-
во— вперед — 4 и влево — назад — 2) и коммутируются с помощью
СВЧ переключателей одновременно в обеих антеннах — передающей и
приемной.

Для того чтобы оборудование измерителя было максимально про-
стым, сигналы, принятые двумя лучами от двух отражающих площадок
местности (лучами 1, 3 либо 2, 4), одновременно выделяются и усили-
ваются одним и тем же приемным каналом измерителя [11.2]. При этом
на его низкочастотном выходе в одно и то же время имеют место спек-
тры допплеровских частот сигналов от двух отражающих площадок
местности, совпадающие по положению на оси частот в горизонтальном
полете (рис. 11.3,в) и смещающиеся относительно друг друга симме-
трично в обе стороны от прежнего положения (рис. 11.3,а) при изме-
нении угла тангажа самолета или при неточной начальной выставке
антенны измерителя на самолете по вертикали. Поскольку эти спектры
частот с выхода приемника поступают на частотомер-счетчик нулей,
измеряющий среднеквадратическую частоту суммарного спектра двух
сигналов (FHi)3 или Гд2л), то показания его изменяются несущественно,
что и объясняет устойчивость измерителя к изменениям угла тангажа
самолета.

Среднеквадратические частоты FRlj3 и Fr2^ в соседних периодах
коммутации двух пар лучей антенны определяются следующими выра-
жениями:

23—856	353
и

УПЧ

Фильтр

Е

L.

Узел
питания

Схема
АПЧ

смеситель
АПЧ

Приемная
решетка

Клистронныи
гетеродин

Балансный fnp

Схема

„памяти” |

Приемник I

Ферритодый. Г"[ I
коммутатор I Ц/

Магнетронный
генератор

Узел
стабилизации

Включение
станции;
Включение
памяти"

Л

| Передающая
। решетка

От синхро-1
низатора |

Узел питания

| .______________

! Море, сдала

। Контроль 1	।

i Контроль 2 ~j ’

L.

Передатчик I

Пульт ।
управления j



1 л

т

г



Рис. 11.1. Функциональна®

FM .. = W) cos Во cos (Г, + р), 1
F„.4 = (2U7r/l)cosB0cos(r0 —р), /

(11.1>

откуда получим

Г Д1.3 Г д2,4

(Лт,3~Ь Лиз л) 4 cos Во cos Го COS Р

Итак, на выходе приемного канала ДИСС в соответствии с частотой
коммутации двух пар лучей антенны последовательно во времени имеют
место два спектра допплеровских частот, рассогласование положений
которых на оси частот является мерой угла сноса самолета и совмест-
ное положение которых на той же оси частот является мерой путевой
скорости.

Для вычисления значений угла сноса и путевой скорости с выхода
частотомера на вход вычислителя в электронном блоке ДИСС посту-
пают два напряжения, пропорциональные частотам Fai,s и FrZ,a и комму-
тируемые синхронно с коммутацией двух пар лучей антенны. Вычисли-
тель решает уравнения (8.9), (8.10), как показано в § 8.3, в результате
чего стрелочный индикатор угла сноса и цифровой индикатор путевой
скорости отрабатывают значения скорости и угла сноса (Wr, р). Эти
данные передаются в навигационное устройство АНУ, осуществляющее
счисление пути в прямоугольной ортодромической системе координат
354
В автопилот

схема системы НАС-1.

путем интегрирования вычисленных этим же устройством составляющих
вектора путевой скорости вдоль ортодромии и перпендикулярно к ней
(см. § 9.1).

В случае отсутствия допплеровской информации либо при углах
крена самолета, превышающих 12°, система НАС-1 переходит в режим
«Память». Счисление пути производится при этом путем интегрирова-
ния суммарных величин запомненных значений составляющих скорости
ветра и непрерывно поступающих значений составляющих воздушной
скорости.

В ряде модификаций системы НАС-1 осуществляется связь с авто-
пилотом самолета с помощью блока связи. Блок связи совместно с ин-
дикатором бокового уклонения позволяет автоматизировать выполнение
в полете двух задач: стабилизацию самолета на заданной ортодромии и
разворот самолета и выход на новую ортодромию. Как показано
в § 9.4, 9.5, это достигается передачей данных о боковом уклонении от
ортодромии и скорости изменения этого уклонения в курсовой канал
автопилота. Экипаж самолета освобождается при этом от необходимо-
сти доворачивать самолет по курсу для удержания его на заданной
траектории полета при изменении угла сноса ветром или угла скольже-
ния. Наряду с этим система НАС-1 — автопилот обеспечивает полуавто-
матические развороты самолета на углы до 90° *> и возвращение на за-
данную ортодромию при отклонениях до ±25 км от нее.

*> Для этого необходимо ввести вручную величину линейного упреждения разворо-
та по шкале индикатора бокового уклонения и установить новый заданный путевой
угол (новый угол карты).

23*	355
356

Рис. 11.2. Расположение в пространстве четырех лучей антенны ДИСС
системы НАС-1,

а

Сигнал	Сигнал

з	1

б

* ‘ Сигналы

1,3

^ДСК ~FA1,3

б

Сигнал 1

Сигнал 3

О'----uuuy-----

FA CK=FA.1,3

г

Рис. Н.З. Спектры допплеровских частот
в ДИСС с использованием четырехлучевой
антенны:

а — излучаемые колебания; б — сигналы на входе
приемника; в — сигналы на выходе приемника;
г—сигналы на выходе приемника при изменении
угла статического тангажа.
Основные технические характеристики аппаратуры

Дальность счисления пути

Диапазон измеряемых путе-
вых скоростей

. Диапазон измеряемых углов
сноса

Диапазон рабочих высот

Погрешности:

по путевой скорости

по углу сноса

по пройденному пути

Вид излучения

Мощность передатчика

Число лучей и вид располо-
жения их на земной поверхно-
сти

Частота коммутации лучей

Чувствительность приемника

Диапазон допплеровских ча-
стот (полоса пропускания прием-
ного тракта по низкой частоте)
Потребление электроэнергии

Время непрерывной работы

Срок службы

Число радиоламп и полупро-
водниковых приборов

Масса системы без кабелей
(включая АНУ)

—до 10 000 км (при боковом уклонении
до + 1000 км)

—500—1100 км/ч (для модификаций

НАС-1А)*,

—300—800 км/ч (для модификаций

НАС-1 Б)

— ±20°

—500 м—15 км (для всех модифика-
ций, кроме НАС-1Б1, НАС-1Б1-28),

—300 м—10 км (для модификаций
НАС-1Б1, НАС-1Б1-28)

—не более 0,5% (среднеквадратичес-
кая)

—не более 0°20' (среднеквадратичес-
кая)

—не более+3% с учетом погрешности
курсовой системы (максимальная)

—непрерывные радиоколебания

—не менее 5,5 Вт

—4 луча, Х-расположение

—	5 Гц

—	не менее 111 дБ/мВт (для всех мо-
дификаций, кроме НАС-1Б1, НАС-1Б1-28);

—	не менее 106 дБ/мВт (для модифи-
каций НАС-1Б1, НАС-1Б1-28)

—	2,7—8,5 кГц (для модификаций
НАС-1А); 1,7—6 кГц (для модифика-
ций НАС-1 Б)

—	7,5 А по цепи~115В, 400 Гц; 5А по
цепи +27 В

—	15 ч

—1500 ч

—	73 радиолампы, 53 диода, 14 тран-
зисторов

—	77 кг (без блока связи с автопило-
том); 83 кг (включая блок связи с авто-
пилотом и индикатор бокового уклонения)

* Модификации НАС-1 А, НАС-1А6 предназначены для самолетов ТУ-104 и ТУ-134; моди-
фикации НАС-1А, НАС-1А15—для самолетов ТУ-114; модификации НАС-1Б, НАС-1Б6—
для самолетов ИЛ-18; модификации НАС-1Б1 и НАС-1Б1-28—для самолетов АН-12.

Состав аппаратуры и размещение на самолете

Система НАС-1 представляет собой комплект блоков, выполненных
для децентрализованного размещения их на самолете. Это позволяет
разместить блоки без существенных доработок корпуса самолета.

Блоки, входящие в состав ДИСС, представлены на рис. 11.4*),
а блоки, входящие в состав автоматического навигационного устройства
АНУ-1, представлены на рис. 11.5.

Пульт управления ДИСС, индикатор путевой скорости и угла сноса,
индикатор бокового уклонения и блоки из комплекта АНУ-1—счетчик,
задатчик угла карты и задатчик ветра, как правило, размещаются на

') Пульт контроля измерителя (блок 9) не устанавливается на борту самолета.

357
приборной доске штурмана. Электронный блок ДИСС, блок питания,
блок связи с автопилотом, а также блок коммутации и датчик воздуш-
ной скорости из комплекта АНУ-1 размещаются в герметизированной
части самолета. Вне ее находятся антенна, передатчик и приемник
ДИСС. Эта группа блоков, конструктивно объединенная в один высо-
кочастотный узел, обычно устанавливается на специальной раме, кото-

Рис. 11.4. Общий вид допплеровского измерителя системы НАС-1:

1'—антенный блок; 2—передатчик; 3— приемник; 4— электронный блок; 5—индикатор; 6 — пульт
управления; 7 — блок питания; 8 — индикатор бокового уклонения; 9 — пульт контроля; 10 — блок
связи с автопилотом; И — вентилятор.

рая может откидываться в случае необходимости замены отдельных
приборов или доступа к ним при техническом обслуживании (рис. 11.6).
Высокочастотный узел закрывается снизу радиопрозрачным обтекате-
лем, не выступающим за обвод самолета (рис. 11.7).

Для улучшения развязки между передающей и приемной антенна-
ми и уменьшения паразитного просачивания СВЧ колебаний из пере-
дающего тракта в приемный к радиопрозрачному обтекателю крепится
перегородка, оклеенная поглощающей резиной ХВ-ЗА и отделяющая
передатчик с передающей антенной от приемника с приемной антен-

Рис. 11.5. Общий вид автоматического навигационного устройства АНУ-1:

/ — блок коммутации; 2 —счетчик; 3 — задатчик угла карты; 4— датчик воздушной скорости;
5 — задатчик ветра.

ной. Этим же материалом оклеен внутри по периметру обтекателя отсек
самолета, где размещается высокочастотный узел. Величина развязки
между приемным и передающим каналами измерителя в реальных
условиях размещения на самолете должна быть не ниже 80 дБ.

Высокочастотный узел устанавливается на самолете таким обра-
зом, чтобы электрическая ось антенного блока совпадала (или была
358
параллельной) со строительной (продельной) осью самолета с точ-
ностью не хуже ±15', а плоскость зеркал «антенного блока совпадала
бы с горизонтальной плоскостью с точностью не хуже ±0,5° с учетом
средней величины угла статического тангажа самолета.

Рис. 11.7. Размещение обтекателя (/)
системы НАС-1 на самолете ТУ-104Б.

Рис. 11.6. Размещение высокочастотного
узла системы НАС-1 на откидной раме са-
молета ТУ-104 (положение для техническо-
го обслуживания).

На самолетах ТУ-104 и ТУ-134 высокочастотный узел размещен
в районе центроплана у основания крыла самолета (рис. 11.6, 11.7). На
самолете ТУ-114 высокочастотный узел размещен в отсеке гондолы воз-
духозаборника.

Результаты летных испытаний системы

Система НАС-1 подвергалась многочисленным летным испытаниям.
Полеты проходили над различными видами земной поверхности, а так-
же над морем и льдами. Предельные погрешности счисления пути со-
ставили ±2—3%, включая погрешности курсовой системы. В полетах
по ортодромическим маршрутам протяженностью 2000—3000 км по-
грешности счисления пути не превышали 1%. Так, например, в полете
самолета ТУ-104 по ортодромическому маршруту Москва — Новоси-
бирск протяженностью 2640 км боковое и продольное отклонения от ко-
нечной точки маршрута не превысили 20 км.

При испытаниях системы НАС-1 на самолете ТУ-104Б и сопряже-
нии с гирополукомпасом ГПК-52 предельные погрешности счисления
пути без корректировки курса на участках маршрута порядка 500 км
не превышали 10 км (2%) по дальности и 7 км (1,4%) по боковому
уклонению.

Испытания системы НАС-1 на самолете ТУ-114 показали, что точ-
ность определения местоположения достаточна для выполнения полетов
в пределах коридора воздушной трассы на участках 500—600 км над
сушей и 1200—1500 км над морем без промежуточной коррекции прш.
условии предварительной коррекции курса перед началом каждого
участка.
Система НАС-1 успешно использовалась также для определения
скорости и направления струйных течений и ветра с целью исследования
сезонных и господствующих ветров для создания метеорологических
карт.

11.2.	ДОППЛЕРОВСКИЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ ПУТЕВОЙ СКОРОСТИ
И УГЛА СНОСА ДИСС-3

Допплеровский измеритель ДИСС-3 предназначен для автоматиче-
ского непрерывного измерения путевой скорости и угла сноса самолета,
индикации этих данных и выдачи их в навигационный вычислитель,
в систему автоматического управления самолетом и в другие бортовые
устройства.

Измеритель выпускается в двух модификациях: ДИСС-ЗА и
ДИСС-ЗП, отличающихся диапазонами измеряемых путевых скоростей
и схемами внешних связей.

Основные принципы работы

Структурная схема измерителя ДИСС-ЗП представлена на рис. 11.8.
Измеритель работает в режиме излучения непрерывных немодулиро-
ванных колебаний и построен с использованием тех же основных прин-
ципов, что и ДИСС системы НАС-1 (четырехлучевая антенна, комму-
тация двух пар лучей, прием сигналов от двух отражающих площадок
местности одним и тем же приемным каналом). С целью увеличения

Рис. 11.8. Структурная схема измерителя ДИСС-ЗП.

диапазона рабочих высот, расширения диапазона измеряемых путевых
скоростей, повышения точности работы и обеспечения работоспособно-
сти при больших углах крена и тангажа самолета в измеритель ДИСС-3
введен ряд новых по отношению к ДИСС системы НАС-1 технических
решений, состоящих в основном в следующем.

В измерителе применена частотно-независимая антенна, обеспечи-
вающая, как это показано в § 5.3, неизменность величины cosy/X и,
следовательно, постоянство допплеровских частот при изменении ча-
стоты передатчика. В результате этого при смене магнетрона передат-
чика отпадает необходимость изменения калибровки измерителя.

В приемный канал измерителя введена схема АРУ, исключающая
перегрузку его при больших уровнях входного сигнала. В связи с этим
стала возможной работа измерителя на малых высотах полета само-
лета.
В измеритель введена схема узкополосной фильтрации (УПФ),
обеспечивающая, как это показано в § 7.3, выделение и измерение доп-
плеровских частот с высокой точностью при относительно небольших
превышениях сигнала над шумами. Для достижения этого спектр доп-
плеровских частот сигнала с выхода приемного канала измерителя пре-
образуется в область вспомогательной промежуточной частоты 70 кГц,
где осуществляется фильтрация сигнала от шумов при использовании
узкополосного фильтра со средней частотой 70 кГц и гетеродина, управ-
ляемого через интегратор выходным напряжением частотомера-счет-
чика нулей (см. рис. 7.22). На выходе фильтра имеет место, спектр ча-
стот сигнала, отфильтрованный от шумов в его окрестности. Этот спектр
преобразуется смесителем в область допплеровских частот и поступает
на частотомер-счетчик нулей, напряжение на выходе которого пропор-
ционально среднеквадратической частоте спектра допплеровских частот
сигнала на входе схемы УПФ.

Благодаря введению в измеритель ДИСС-3 схемы УПФ и связан-
ному с этим существенному повышению потенциала, увеличилась ма-
ксимальная рабочая высота измерителя, расширился диапазон измеряе-
мых путевых скоростей и повысилась точность измерения путевой ско-
рости и угла сноса по сравнению с ДИСС системы НАС-1.

Основные технические характеристики измерителя ДИСС-ЗП

Диапазон измеряемых путе-
вых скоростей

Диапазон измеряемых углов
сноса

Диапазон рабочих высот

Погрешности:

по путевой скорости

по углу сноса

Вид излучения

Мощность передатчика

Число лучей и вид расположе-
ния их на земной поверхности

Частота коммутации лучей
антенны

Чувствительность по захвату

Потребление электроэнергии

Время непрерывной работы

Срок службы

Количество радиоламп и по-
лупроводниковых приборов

Масса аппаратуры без кабе-
лей

—(200—1300) км/ч

+25°

— (20—20 000) м

—не более 0,35% (среднеквадратичес-
кая),

—не более 0°15' (среднеквадратическая)

—непрерывные радиоколебания

—не менее 5 Вт

—4 луча, Х-расположение

—	5 Гц

—	не менее 103 дБ/мВт

—	6,5 А по цепи ~ 115 В, 400 Гц,

—	6 А по цепи Д-27 В

—20 ч

—1500 ч

—67 радиоламп, 51 транзистор, 127
диодов

—не более 68 кг

Состав аппаратуры и размещение на самолете

Общий вид измерителя ДИСС-ЗА представлен на рис. 11.9. Общий
вид измерителя ДИСС-ЗП отличается тем, что в нем отсутствует инди-
катор путевой скорости и угла сноса.

Особенности размещения блоков измерителя на самолете (в част-
ности, высокочастотного узла) остаются теми же, что и для измерителя

361
Рис. 11.9. Общий вид измерителя ДИСС-ЗА:

/ — пульт контроля; 2—блок питания; 3 — электронный блок; 4 — пульт управления; 5—узел ВЧ;

6 — вентилятор; 7 — индикатор; 8 — вычислитель; 9 — распределительная коробка.

системы НАС-1. Пульт контроля измерителя ДИСС-ЗП служит для
предполетной и послеполетной проверки измерителя и на самолете не
устанавливается.

Измеритель ДИСС-ЗП предназначен для самолетов ИЛ-62 и
ТУ-154. На рис. 11.10 представлено размещение блоков измерителя на
самолете ИЛ-62.

11.3.	ДОППЛЕРОВСКИЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ ПУТЕВОЙ СКОРОСТИ
И УГЛА СНОСА ДИСС-013

Измеритель ДИСС-013 является облегченной допплеровской аппа-
ратурой, предназначенной для гражданских самолетов (11.3]. Основные
задачи при создании этой аппаратуры состояли в снижении веса не
менее чем в два раза по сравнению с измерителем ДИСС-3, повышении
надежности работы, упрощении эксплуатации и увеличении точности
измерений путевой скорости и угла сноса.

К новым (по отношению к ДИСС-3) принципиальным решениям
при построении измерителя относятся: частотная модуляция излучае-
мых колебаний, используемая с целью снижения требуемого уровня
развязки между приемным и передающим каналами, раздельный прием
сигналов по каждому из трех лучей антенны, применение высокоэффек-
тивной схемы узкополосной фильтрации, следящей за спектром доппле-
ровских частот сигнала.

Основные принципы работы

В измерителях системы НАС-1 и ДИСС-3 излучаются и принима-
ются непрерывные немодулированные колебания в связи с необходи-
мостью получения относительно большого превышения сигнала над шу-
мами на выходе приемника. Ранее указывалось, что при этом на само-
лете должна быть обеспечена высокая (не менее 80 дБ) развязка между
приемным и передающим каналами измерителя, что требует принятия
ряда специальных мер.

Для того чтобы ослабить требования к величине развязки между
приемным и передающим каналами (см. § 4.3), в ДИСС-013 исполь-
зуется частотная модуляция излучаемых колебаний. При этом излучае-
мый и отраженный сигналы сдвигаются по частоте настолько, чтобы
прием сигналов проходил в области малой интенсивности шумов пере-
датчика. В результате этого необходимая величина развязки сущест-
венно снижается (с 80 до примерно 50 дБ), приемная и передающая ан-
тенны сдвигаются вплотную друг к другу, отпадает необходимость
амортизации высокочастотного блока, а требования к размещению
362
Рис. 11.10. Размещение блоков ДИСС-ЗП на самолете ИЛ-62.

/ — узел ВЧ; 2 — вентилятор: 3— пульт управления; 4 — электронный блок: 5 — блок питания; 6 — вычислитель; / — рас-
пределительная коробка.
измерителя на самолете существенно облегчаются, ибо становятся
ненужными перегородка между антеннами и оклейка поглощающей
резиной ^отсека самолета, где размещается высокочастотный блок
измерителя.

В качестве генератора СВЧ колебаний в измерителе ДИСС-013
использован низковольтный клистронный генератор со сроком службы
1000 ч, в четыре раза большим, чем срок службы магнетронных гене-
раторов, используемых в ДИСС системы НАС-1 и ДИСС-3. Это позво-
ляет сократить регламентные работы и увеличить время между ними.

Рис. 11.11. Расположение в пространстве трех лучей антенны измерителя
ДИСС-013.

Антенна измерителя ДИСС-013 формирует в пространстве три раз-
дельных луча (один вперед и два назад) (рис. 11.11). Приемник и пе-
редатчик с помощью СВЧ переключателей поочередно подключаются
к каждому из трех входов антенны. При таком построении измерителя,
когда отраженные сигналы принимаются раздельно по каждому лучу
антенны, обеспечивается более высокая устойчивость выходных данных
измерителя к колебаниям самолета по крену и тангажу и снижаются
флюктуационные погрешности измерителя по скорости и углу сноса.

Измерение средних допплеровских частот сигналов, принимаемых
по лучам антенны, осуществляется в измерителе ДИСС-013 высокоэф-
фективной схемой узкополосной фильтрации (УПФ), работающей при
мощности порогового сигнала, равной интегральной мощности шумов на
выходе приемника измерителя (см. § 7.3). Благодаря этому обеспечи-
вается диапазон рабочих высот измерителя до 15 000 м при относитель-
364
но малой мощности клистронного генератора Рг^>0,3 Вт, что на поря-
док ниже мощности магнетронных генераторов, используемых в измёри-
телях системы НАС-1 и ДИСС-3 с излучением непрерывных немодули-
рованных колебаний.

Рис. 11.12. Общий вид измерителя ДИСС-013:

1 — высокочастотный блок; 2 — индикатор; 3 — низкочастотный блок.

Таким образом, использование в измерителе ДИСС-013 режима
частотной модуляции, клистронного генератора СВЧ колебаний и вы-
сокоэффективной схемы измерения допплеровских частот в сочетании
с раздельным приемом сигналов по лучам антенны позволяет облегчить
размещение измерителя на самолете, упростить эксплуатацию измери-
теля, улучшить его конструкцию и повысить точность работы по срав-
нению с ДИСС системы НАС-1 и ДИСС-3.

Рис. 11.13. Функциональня схема измерителя ДИСС-013.

Блоки, входящие в состав измерителя ДИСС-013, изображены на
рис. 11.12. Функциональная схема (Измерителя приведена на рис. 11.13.

Высокочастотный блок измерителя содержит передающую и при-
емную антенны, волноводный тракт с СВЧ переключателями лучей,
365
приемопередатчик (см. рис. 6.11) и высоковольтный выпрямитель,.
В низкочастотном блоке размещены: схема УПФ (устройство слежения,
см. рис. 7.27), схема синхронизации и коммутации (устройство управ-
ления), вычислитель скорости и угла сноса <(см. рис. 8.13), устройство
встроенного контроля, а также низковольтный выпрямитель. На индика-
торе путевой скорости и угла сноса, обеспечивающем также выдачу дан-
ных потребителям, размещены переключатели «Суша — море» и «Рабо-
та— контроль». Это позволяет обойтись без специального пульта управ-
ления измерителем.

В измерителе применены плоские волноводно-щелевые частотно-не-
зависимые антенны. Каждая антенная решетка запитывается от двух
сегментно-параболических антенн с тремя рупорными облучателями
(см. § 5.3).

Передатчик измерителя построен на отражательном клистроне, ра-
ботающем на международной (для ДИСС) частоте 8800 МГц. Пере-
датчик работает в режиме частотной модуляции, осуществляемой путем
изменения напряжения на отражателе клистрона по синусоидальному
закону. Частота модуляции—1 МГц (см. § 6.3).

Для предотвращения влияния слепых высот, свойственных режиму
частотной модуляции СВЧ колебаний в измерителе (см. § 3.4), модули-
рующая частота изменяется (вобулируется) по пилообразному закону
на ± (150—200) кГц синхронно с коммутацией лучей антенны.

Часть мощности передатчика через направленный ответвитель по-
дается на радиочастотную головку (РЧГ) приемника (см. рис. 4.12).
На РЧГ поступает сигнал, отраженный от земной поверхности и приня-
тый приемной антенной. Из ряда боковых частот, излучаемых антенной
измерителя при частотной модуляции СВЧ колебаний, используется сос-
тавляющая, сдвинутая относительно несущей на частоту третьей гармо-
ники модулирующего сигнала, т. е. на 3 МГц. На эту частоту настроен
УПЧ приемника (см. рис. 4.15), на выходе которого имеется синхрон-
ный детектор. В качестве опорного сигнала детектора используется
третья гармоника модулирующей частоты. На выходе синхронного де-
тектора выделяется спектр допплеровских частот сигнала, который уси-
ливается УНЧ и подается на вход устройства слежения (УПФ).

Устройство слежения (см. § 7.3) работает синхронно с коммутацией
лучей антенны измерителя таким образом, что информация от трех лу-
чей антенны, поступающая с выхода приемника последовательно во вре-
мени, обрабатывается поочередно, а выходная информация с устройства
слежения поступает далее по трем каналам непрерывно.

С устройства слежения три последовательности импульсов с часто-
тами повторения, равными средним допплеровским частотам сигналов,,
принятых по трем лучам антенны, передаются на вычислитель путевой
скорости и угла сноса, находящийся в низкочастотном блоке измери-
теля, и, при необходимости, одновременно поступают на импульсный
или цифровой навигационный вычислитель координат самолета *>.

Вычислитель путевой скорости и угла сноса вместе с индикатором
производят вычисление (см. § 8.3), индикацию и выдачу потребителям
аналоговых данных о путевой скорости и угле сноса в соответствии с
формулами (8.7), (8.8).

В период выдачи с измерителя сигнала «Память» к потребителям

*> Такой способ выдачи информации от ДИСС в виде последовательностей им-
пульсов называется импульсным, в отличие от выдачи аналоговых значений путевой
скорости и угла сноса.
информации измерителя по аналоговым выходам поступают запомнен-
ные значения путевой скорости и угла сноса, соответствующие послед-
ним измеренным данным до перехода измерителя в режим «Память».
‘Сигналы по импульсному каналу в режиме «Память» не могут исполь-
зоваться.

Схемотехнические устройства измерителя выполнены в основном
на этажерочных микромодулях и миниатюрных навесных элементах.
В 140 микромодулях заключена почти половина всех элементов измери-
теля (общее число их 3400). Поэтому плотность заполнения единицы
объема элементами на порядок выше, чем, например в ДИСС-ЗП.

Основные технические характеристики измерителя

Диапазон измеряемых путевых
скоростей

Диапазон измеряемых углов
сноса

Диапазон рабочих высот

Погрешности измерений (2s):
по путевой скорости

по углу сноса

Вид излучения

Мощность передатчика

Число лучей и вид располо-
жения их на земной поверх-
ности

Частота коммутации лучей
антенны

Чувствительность по захвату

Потребление электроэнергии

Время непрерывной работы

Срок службы

Количество радиоламп и полу-
проводниковых приборов

Масса измерителя

—180—1300 км/ч

— ±30°

—10—1500 мм

—не более 0,35% по импульсному вы-
ходу; не более 0,5% по аналоговому
выходу

—не более 15' по импульсному выходу;
не более 20' по аналоговому выходу

—непрерывные частотно-модулирован-
ные радиоколебания

—не менее 0,3 Вт

—3 луча, Х-расположение

—3 Гц

—не менее 109 дБ/мВт

—2,5 А по цепи ~115 В, 400 Гц,
1,5 А по цепи +27 В

—15 ч

—2000 ч

—16 радиоламп, 202 транзистора, 192
диода

—27 кг

Размещение измерителя на самолете и результаты
летных испытаний

Высокочастотный блок измерителя размещается на самолете на от-
кидной раме, закрытой снизу обтекателем. Необходимая площадь вы-
реза в фюзеляже составляет 0,25 м2 (для ДИСС-3—0,4 м2). На
рис. 11.14 представлено, например, размещение высокочастотного бло-
ка на самолете ТУ-134А на месте установки высокочастотного узла
ДИСС системы НАС-1. Отсек самолета, где размещается «высокоча-
стотный блок измерителя ДИСС-013, не оклеивается поглощающей
резиной, перегородка между антеннами не устанавливается. Требова-
ния к точности установки на самолете высокочастотного блока по отно-
шению к продольной оси самолета остаются теми же, что и для высо-
кочастотного узла ДИСС системы НАС-1 или ДИСС-ЗП.

Измеритель ДИСС-013 проходил испытания на самолетах ТУ-104
и ТУ-134. Испытания показали, что удвоенные среднеквадратические
погрешности (2о) измеренных средних значений путевой скорости и
угла сноса составляют: над сушей — по путевой скорости 0,25—0,4%
Рис. 11.14. Размещение высокочастотного бло-
ка измерителя ДИСС-013 на самолете ТУ-134А
на месте установки высокочастотного узла
ДИСС системы НАС-1.

(в зависимости от вида выходных дан-
ных),- по углу сноса 16—20'; над
морем с волнением 1—3 балла — по
путевой скорости до 0,5% и по углу
сноса до 28'.

Сопоставляя основные данные
измерителей ДИСС-ЗП и ДИСС-013,.
отметим, что в измерителе ДИСС-013
по сравнению с измерителем ДИСС-ЗП
масса снижена в 2,5 раза, точность и
надежность повышены в 1,5—2 раза^
а также обеспечен ряд важных эксплу-
атационных преимуществ, связанных
с размещением измерителя на самоле-
те и упрощением эксплуатации.

11.4. ДОППЛЕРОВСКАЯ СИСТЕМА НАВИГАЦИИ ДИСС-013-134.
АППАРАТУРА ДИСС-013-154

Измеритель ДИСС-013 предназначен как для новых самолетов, так
и для самолетов, серийно выпускаемых в настоящее время с аппарату-
рой НАС-1 и ДИСС-ЗП или находящихся в эксплуатации с этой аппа-
ратурой. Меьший объем высокой астатного блока измерителя ДИСС-
013 и сокращение площади антенны позволяют разместить на самолете
высокочастотный блок измерителя ДИСС-013 вместо высокочастотного
узла ДИСС системы НАС-1 или ДИСС-ЗП.

Для того чтобы обеспечить связь измерителя ДИСС-013 с борто-
вым оборудованием самолетов и сохранить существующие связи изме-
рителей систем НАС-1 и ДИСС-ЗП с бортовым оборудованием при за-
мене этих измерителей на измеритель ДИСС-013, разработаны блоки
связи (переходные устройства) для самолетов ТУ-134, ТУ-154, ИЛ-62.

Допплеровская система навигации ДИСС-013-134 с измерителем
ДИСС-013 предназначена для самолетов ТУ-134 и ТУ-134А, выпускав-
шихся ранее с аппаратурой НАС-1А6; аппаратура ДИСС-013-154 пред-
назначена для самолетов ТУ-154; аппаратура ДИСС-013-С1 (состоящая
из ДИСС-013 и блока связи БС-4) предназначена для самолетов ИЛ-62,,
выпускавшихся ранее с ДИСС-ЗП, и для самолетов ИЛ-62М.

Допплеровская система навигации ДИСС-013-134

Допплеровская система навигации ДИСС-013-134 [11.3], как и на-
вигационная система НАС-1, предназначена для автоматического непре-
рывного измерения путевой скорости и угла сноса самолета, счисления
пройденного пути в прямоугольной ортодромической системе координат,
а также выдачи данных, пропорциональных величине и скорости боко-
вого уклонения самолета от ортодромии, в автопилот для автоматичес-
кой стабилизации самолета на заданной линии пути. В состав системы
ДИСС-013-134 (рис. 11.15) входят: измеритель путевой скорости и угла
сноса ДИСС-013, навигационное устройство АНУ-1к и блоки связи
(БС-1, блоки 15, 16). Блок БС-1 предназначен для связи измерителя
368
Рис. 11.15. Общий вид системы ДИСС-013-134:

/ — блок 15; 2—блок 16; 3 — блок Счк; 4 — блок ДВС; 5 — блок ЗВ-1к; 6 — блок ЗУК-1к; 7—блок
БС-1; 8 — индикатор ДИСС-013; 9 — блок НЧ; 10 — блок ВЧ; // — приемники температур П-1: 12--
блок БК-1.

\связь с автопилотов

I Прием

j' Излучение

Высокочастот-
ный
блок

Низкочас-
тотный
блок

Ua

wz

kz

Блок связи
с автопилотом
( Блок 15)

j В автопилот

иА!; k2z+k}Z

I Измеритель
| ДИСС-013

Лам.

Индикатор

UWr

Индикатор
бокового
уклонения
( блок 16) '

Блок БС-1

Сигналы
контроль”,
суша-море',
' память”

Выдача сигналов
„море”и „память”

Море (М)

wr

Следящая
система
отработки

Следящая
система
отработки
fiu<p+fi

Память (П)

В систему
путь-УМПА

wr

--->!	Блок
коммутации
СХ	(БК-1)

Счетчик
пройденного
пути
(НИ-50 Счк)

У>=К-ЗПУ

Задатчик
угла карты-
- угла ЗПУ
(ЗУК- 1к)

I

Датчик
воздушной
скорости
(НИ-50БМ-ДВС)

И cos (5-ЗПУ)

От ь	,

курсовой	ДНУ-1 К

системы ।-----------

кс-8

Usinfr-ЗтА ——----------1

IL Заоатчик I
LZ ветра	I

(ЗВ- 1к)

М[

J

П

1

Р V



к

V 



Рис. 11.16. Функциональная схема системы ДИСС-013-134.

с устройством АНУ-1к и бортовым оборудованием самолета; блок 15—
для связи с автопилотом, блок 16 — индикатор бокового уклонения.
Устройство АНУ-1 и блоки 15, 16 заимствованы из системы НАС-1.

Функциональная схема системы ДИСС-013-134 представлена на
рис. 11.16. Основные принципы работы аппаратуры те же, что в системе
24—856	369
НАС-1, с той лишь разницей, что величины путевой скорости и угла
сноса поступают с измерителя ДИСС-013.

Основные технические характеристики системы

Дальность счисления пути

Диапазон измеряемых путевых
скоростей

Диапазон измеряемых углов
сноса

Диапазон рабочих высот
Погрешности измерений:
по путевой скорости (2а)

по углу сноса (2а)

по пройденному пути
(максимальная)

Потребление электроэнергии

Масса аппаратуры

—до 10 000 км (при боковом уклонении
до +1000 км)

—180—1300 км/ч

— + 30°

—10—15 000 м

—не более 0,35—0,5% (в зависимо-
сти от вида выходных данных)

—не более 15—20'

—+2,5% с учетом погрешности кур-
совой системы

—5 А по цепи ~115 В, 400 Гц; 3,6 А

по цепи 4-27 В

—59 кг

Размещение блоков системы ДИСС-013-134 на самолете ТУ-134А
производится в соответствии с рис. 11.17. Блок ВЧ измерителя ДИСС-
013 размещается на раме в вырезе обшивки левого крыла самолета и
закрывается радиопрозрачным обтекателем (см. рис. 11.14). Блок НЧ
и блок БС-1 устанавливаются на общей амортизационной раме в при-
борном отсеке, там же устанавливается блок БК-1. Индикатор путевой
скорости и угла сноса и индикатор бокового уклонения размещаются на
приборной доске штурмана. Там же размещаются все индикаторные
блоки устройства АНУ-1к. Блок связи с автопилотом устанавливается

под полом пассажирского салона.

Летные испытания системы ДИСС-013 на самолете ТУ-134А пока-

зали, что удвоенная среднеквадратическая погрешность счисления пути
не превышает 2%'. Во время автоматического полета по маршруту при
коррекции местоположения через 300 км (по данным системы РСБН-2)
боковое уклонение от заданной линии пути не превышало 5 км.

Таким образом, использование ~на самолете ТУ-134А измерителя
ДИСС-013 в системе ДИСС-013-134 позволяет улучшить технические
характеристики автономной навигационной системы, снизить вес борто-
вого оборудования, увеличить точность и надежность работы и облег-
чить эксплуатацию.

Аппаратура ДИСС-013-154

Относительно малый вес измерителя ДИСС-013 позволяет в случае
необходимости обеспечить повышенную надежность работы допплеровс-
кой аппаратуры в полете путем размещения на самолете двух измери-
телей ДИСС-013 с блоком резервирования. Этот блок автоматически
включает резервный комплект измерителя при отказе основного рабоче-
го комплекта. Аппаратура ДИСС-013-154 предназначена для решения
такой задачи на самолете ТУ-154.

В состав аппаратуры ДИСС-013-154 (рис. 11.18) входят: два ком-
плекта блоков измерителя ДИСС-013 (без индикаторов путевой скоро-
сти и угла сноса); блок резервирования БР; блок связи БС-2, предназна-
ченный для связи аппаратуры с навигационным вычислителем, системой
автоматического управления и системой воздушных сигналов *).

*> Индикатор этой системы отрабатывает значения воздушной или путевой ско-
рости.
В качестве исходного критерия отказа измерителя ДИСС-013 при
автоматическом переключении блоком БР принят сигнал «Память».
В связи е тем, что этот сигнал может выдаваться исправным измерите-
лем при полете над водной поверхностью с волнением менее 1—2 бал-
лов, в блоке БР производится логическая оценка работоспособности
измерителя после выдачи им 'сигнала «Память». Это достигается путем

Рис. 11.17. Размещение блоков системы ДИСС-013-134 на самолете:

/ — блок коммутации; 2 — индикатор путевой скорости и угла сноса; 3 — переключатель «Режи-
мы АНУ»; 4— выключатель счетчика; 5 — штепсельный разъем; 6 — счетчик пути НИ-50Счк; 7 — за-
датчик ветра ЗВ-1 к; 8— задатчик угла карты. ЗУК-1 к; 9— индикатор бокового уклонения; 10—
лампа сигнализации связи автопилота с ДИСС-013-134; 11 — высокочастотный блок с вентилятором;
12 — приемники температуры; 13 — блок связи с автопилотом; 14 — блок БС-1; /5 — низкочастотный
блок; 16—сигнальное табло АП+АНУ; 17 — кнопка включения связи автопилота с ДИСС-013-134;
18 — датчик воздушной скорости.

Рис. 11.18. Общий вид аппаратуры ДИСС-013-154:

/ — блоки ВЧ; 2 — вентиляторы; 3 — блок БС-2; 4 — блок НЧ основного комплекта ДИСС-013;

5 — блок БР; 6 — блок НЧ резервного комплекта ДИСС-013.
включения с некоторой выдержкой во времени (через 1,5 мин) режима
контроля измерителя и определения после этого .(в течение 50 с) по-
вторного наличия (или отсутствия) сигнала «Память».

Расчетная надежность аппаратуры ДИСС-013-154 составляет около
2000 ч на один отказ при восстановлении исчерпанного резерва через
30 ч. Полная масса комплекта аппаратуры (включая вентиляторы и
рамы) —62,4 кг. Потребление электроэнергии: 2,5 А по цепи ~ 115 В,
400 Гц и 2 А по цепи +27 В.

Аппаратура ДИСС-013-154 размещается на самолете ТУ-154 в но-
совой части фюзеляжа (рис. 11.19). Оба блока ВЧ размещаются рядом
друг с другом (перпендикулярно линии по-
лета) над одним общим радиопрозрачным
обтекателем. Блоки НЧ основного и резерв-
ного комплектов измерителей устанавлива-
ются на амортизационных рамах вместе
с блоком БС-2 и блоком БР соответственно
и размещаются в техническом отсеке под
кабиной пилота.

Применение в аппаратуре ДИСС-013-154
двух одинаковых измерителей ДИСС-013
позволяет оперативно восстанавливать меж-
ду полетами отказавшие блоки. В случае
невозможности восстановления резерва от-
казавший блок снимается для ремонта,
а эксплуатация самолета продолжается при
крайней необходимости с одинарным комп-
лектом измерителя.

Отметим в заключение, что ряд само-
летов ТУ-154 первых серий оборудованы
измерителями ДИСС-ЗП. Общая масса из-
мерителя и поглощающего материала в от-
секе высокочастотного узла составляет при
этом 76 кг. Сопоставляя эти данные с дан-

ными аппаратуры ДИСС-013-154, видим, что использование на само-
лете ТУ-154 двух измерителей ДИСС-013 позволяет существенно повы-
сить надежность работы допплеровского оборудования при одновремен-
ном снижении его массы. Ранее указывалось, что применение измери-
телей ДИСС-013 влечет за собой также ряд других эксплуатационных
преимуществ.

Рис. 11.19. Размещение блоков
аппаратуры ДИСС-013-154 на
самолете ТУ-154:

1 — блок ВЧ (основной); 2 — блок
ВЧ (резервный); 3 — этажерка; 4 —
блок БР; 5 — блок НЧ (основной);
6—блок НЧ (резервный); 7—блок
БС-2.

Глава 12

МЕТОДЫ НАЗЕМНОГО КОНТРОЛЯ ТОЧНОСТИ
ДОППЛЕРОВСКОЙ АППАРАТУРЫ

Допплеровская навигационная аппаратура для обеспечения нормального функцио-
нирования в течение всего срока службы должна быть снабжена контрольно-прове-
рочной аппаратурой, обеспечивающей проверку основных технических характеристик.
В главе рассматриваются методы контроля работоспособности и точности ДИСС, кото-
рый производится перед установкой станции на летательный аппарат, при проведении
регламентных работ, а также перед полетом.
Поскольку в основе действия ДИСС лежит измерение средних допплеровских
частот и вычисление по ним навигационных параметров, то специальные методы конт-
роля точности ДИСС связаны с имитацией допплеровских сигналов и решением конт-
рольных задач. В главе описываются принципы построения имитаторов высокочастот-
ных сигналов, имитаторов спектров допплеровских частот и счетчиков частот. Приво-
дятся сведения о приборах встроенного контроля ДИСС

12.1.	КОНТРОЛИРУЕМЫЕ ПАРАМЕТРЫ ДИСС И СТИМУЛИРУЮЩИЕ
СИГНАЛЫ

Наземный контроль аппаратуры ДИСС в комплексе позволяет про-
верить работоспособность ДИСС, определить инструментальные погреш-
ности и прогнозировать на основании полученных данных будет ли обе-
спечиваться требуемая точность ДИСС в полете. Для того чтобы осу-
ществить этот контроль, необходимо подключить ДИСС к внешним
источникам питания, установить режим работы и подать стимулирую-
щие сигналы, заменяющие сигналы, отраженные от местности, а также
сигналы от внешних датчиков. При этом в аппаратуре вырабатываются
сигналы-реакции, которые должны находиться в определенном соотно-
шении со стимулирующими сигналами.

Непосредственными целями контроля технических параметров
ДИСС в наземных условиях являются:

а)	проверка нормального функционирования ДИСС, т е. приема
всех внешних сигналов, выполнения необходимых операций обработки
допплеровской информации и выдачи всех предусмотренных выходных
сигналов для систем автоматического управления и для индикации;

б)	оценка мощности передатчика и чувствительности приемника
(достаточна ли будет величина полезного сигнала в полете, чтобы обе-
спечить необходимую точность измерения допплеровских частот);

в)	определение точности измерения допплеровских частот и вычис-
ления по ним путевой скорости, угла сноса, составляющих скорости.

Выясним, какие параметры необходимо измерить и какие стимули-
рующие сигналы подать в процессе наземного контроля, с учетом тре-
бований экономии оборудования и сокращения времени проверки.

Максимальная высота полета Н, на которой может быть обеспечено
точное измерение допплеровских частот, связана с основными техничес-
кими параметрами ДИСС зависимостью (3.161). Рассматривая уравне-
ние (3.171) с точки зрения выбора контролируемых параметров, следу-
ет иметь в виду, что в составе ДИСС имеются элементы, характеристи-
ки которых после измерения их на заводе-изготовителе, изменяются в
процессе эксплуатации в пренебрежимо малых пределах. К таким ста-
бильным характеристикам можно отнести, например, величины конст-
руктивных углов антенны, коэффициент усиления антенны, затухание
в волноводном тракте, потери в обтекателе. Очевидно, что проверять эти
параметры в процессе эксплуатации допплеровской аппаратуры нет не-
обходимости. Их можно учитывать как постоянные коэффициенты по
паспортным данным ДИСС.

Учитывая эти замечания, преобразуем уравнение (3.161), заменив
стабильные величины постоянными коэффициентами и сгруппировав ве-
личины, родственные по способам их контроля. Тогда уравнение примет
вид

т_т2 7\ен f С &энт ,	/19 11

п   р \ f ] Ь Kxow

\ Io J «-тР
Рис. 12.1. Зависимость между
Отношением Рген/Рс и высотой
полета Н, до которой обеспе-
чивается точность ДИСС:
1 — гарантируемая высота полета
с нормальной точностью ДИСС;
2 — допустимое минимальное отно-
шение Рген/Рс.

где Рген— мощность генерируемых высокочастотных колебаний на выхо-
де передатчика; Рс — минимальная мощность отраженного сигнала, до-
статочная для точного измерения допплеровской частоты; &aHT~
= G2oAiA2 sin Во/(2-64л3)—коэффициент, учитывающий стабильные кон-
структивные характеристики антенны; £хоп=а°(Во)/&атм— коэффициент,
характеризующий распространение и отражение радиоволн, &атм— за-
тухание сигнала в атмосфере; &Тр— потери сигнала в волноводном трак-
те и обтекателе.

Из уравнения (12.1) следует, что для проверки потенциальных воз-
можностей ДИСС достаточно экспериментально определить отношение
Рген/Рс и в некоторых случаях дополнительно проверить частоту /о. Гра-
фик, иллюстрирующий зависимость вы-
соты полета Н от потенциала ДИСС, т. е.
от отношения PTenfPc, приведен на
рис. 12.1.

Работоспособность и точность ДИСС
в принципе можно проверить, пользуясь-
одним из трех методов. Первый возмож-
ный метод заключается в создании кон-
трольного режима, наиболее близкого1
к режиму работы ДИСС в полете. Отли-
чие от реальных условий состоит в том,
что в контрольном режиме ослабление от-
раженного сигнала по сравнению с гене-
рируемым искусственно воспроизводится
в имитаторе. Очевидно, что для получе-
ния точных результатов имитированный

сигнал по своим характеристикам должен быть как можно ближе к ха-
рактеристикам реального отраженного сигнала.

Как показано в § 3.2, отраженный сигнал ДИСС представляет со-
бой сумму сигналов, имеющих случайную фазу, следовательно, резуль-
тирующий сигнал с точки зрения его статистических характеристик
представляет собой шумовой сигнал, в котором распределение амплитуд
соответствует нормальному закону. Поэтому спектр допплеровского сиг-
нала может быть описан шумовыми характеристиками. Максимуму спек-
тральной плотности соответствует средняя допплеровская частота Рд Ср.

Для проверки ДИСС по этому методу необходимо отвести строго
определенную часть энергии высокочастотных колебаний на имитатор,
промодулировать высокочастотные колебания низкими частотами, ими-
тирующими допплеровский спектр частот, ввести затухание полезного
сигнала. Полное максимальное затухание сигнала между выходом пе-
редатчика и входом приемника, при котором сохраняется точность из-
мерения допплеровских частот, будет представлять собой эквивалент
выражения Ргев/Рс в формуле (12.1).

Для определения иструментальной точности ДИСС необходимо из-
мерить частоту высокочастотных колебаний, частоты модуляции высо-
кочастотных колебаний, имитирующие допплеровские частоты, величины
напряжений, пропорциональных Wr и £, которые выдаются из вычисли-
теля ДИСС.

Такой метод контроля, несмотря на привлекательность основной
идеи, не нашел практического применения из-за трудности дозирования
строго определенной части мощности передатчика, отбираемой для при-
374
емника, трудности исключения просачивания энергии высокочастотных
колебаний, а также громоздкости контрольной аппаратуры.

Второй возможный метод контроля основан на отделении измере-
ний, необходимых для проверки инстументальной точности ДИСС, от
«измерений, необходимых для определения Ргеа/Рс. Стимулирующими
сигналами при проверке точности этим методом могут быть низкочас-
тотные колебания от стабилизированных генераторов частоты, которые
подаются на усилитель низкой частоты ДИСС, что позволяет вводить
контрольные задачи с высокой степенью точности. Коммутируя и деля
контрольные частоты, можно проверить точность ДИСС на большой и
на малой путевых скоростях, при правом и левом сносе. При использо-
вании в имитаторе контрольных задач кварцевых генераторов со ста-
бильностью до 10-5 измерение контрольных частот не требуется.

Проверка мощности передатчика и чувствительности приемника
осуществляется по этому методу косвенными измерениями, содержание
которых зависит от схемотехнического выполнения проверяемой аппара-
туры и ее назначения. Во многих случаях можно ограничиться измере-
нием токов кристаллических смесителей и (напряжения шумов прием-
ника.

Третий метод контроля основан на том положении, что сохранение
параметров ДИСС будет обеспечено, если параметры всех входящих
в него блоков (устройств) будут находиться в пределах допусков.
В этом случае проверяются основные технические характеристики всех
устройств ДИСС: мощность и частота высокочастотных колебаний на
выходе передатчика, чувствительность приемника, точность измерения
допплеровских частот, точность вычисления путевой скорости и угла
сноса и отработки их индикатором. Проверяются также и напряжения
от вторичных источников питания. Этот метод контроля не только дает
знать о появлении неисправности в проверяемой аппаратуре, но и поз-
воляет быстро отыскать место повреждения.

Контрольно-проверочная аппаратура основывается на современных
методах автоматизации измерений [12.1]. Применяемые методы наземно-
го контроля бортовой допплеровской аппаратуры позволяют с достаточ-
ной полнотой и точностью проверить параметры ДИСС. При этом пред-
полетная проверка производится по второму методу, а регламентные ра-
боты — по третьему.

12.2.	ИМИТАТОРЫ ДОППЛЕРОВСКИХ СИГНАЛОВ

В практике нашли применение различные типы имитаторов доппле-
ровских сигналов [12.3]. Их можно разделить на три основные группы:
а) имитаторы высокочастотных сигналов;

б)	имитаторы низкочастотных спектров;

в)	генераторы стабильных контрольных частот.

Имитатор высокочастотных сигналов

Измерение чувствительности приемного канала допплеровских из-
мерителей с непрерывным излучением с помощью имитатора высокоча-
стотных допплеровских сигналов производится путем сравнения мощ-
ности собственных шумов приемника с мощностью модулированного по
амплитуде сигнала передатчика. Критерием 'служит удвоение мощности
сигнала на выходе приемника при наличии измерительного сигнала, по
375
сравнению с мощностью шумов на выходе в отсутствие этого сигнала.

Сущность метода рассмотрим на примере приемника с нулевой про-
межуточной частотой, описанного в § 6.5. Если на вход балансного мо-
дулятора подать высокочастотный сигнал передатчика вида A sin со0^ и
промо дул ирювать его низкочастотным сигналом вида BsinoW, то на
выходе модулятора будет получен высокочастотный сигнал вида
Ceos (юо——С cos (ю0+®м)С 'в составе которого отсутствует сиг-
нал несущей частоты. Здесь соо—несущая частота передатчика; ®м—
частота модуляции, лежащая в полосе допплеровских частот; А, Вг
С — амплитуды сигналов. Подавление несущей частоты необходимо для
того, чтобы измерительный прибор имитатора измерял истинную мощ-
ность полезного сигнала, заключенного в боковых полосах. Этот сигнал

в смесителе приемника преобразуется на нулевую промежуточную час-
тоту при помощи гетеродинного сигнала вида D sin (®0/—ср) (где ф—
относительный фазовый сдвиг между гетеродинным сигналом и модули-
рованным сигналом на входе смесителя); в результате будет получен
сигнал вида Е cos ср sin Из этого выражения следует, что на выхо-
де приемника уровень сигнала будет зависеть от фазового сдвига <р, при-
чем полная мощность подаваемых на вход модулированных колебаний
будет выделена на выходе приемника лишь при ф = пл, где /г = 0, ±К
±2,... Аналогично можно показать, что в приемнике с двойным пре-
образованием частоты измерительный сигнал может подавляться на
втором когерентном смесителе.

Структурная схема имитатора высокочастотных сигналов приведена на рис. 1'2.2.
Имитатор состоит из четырех основных частей: входного устройства, модуля-
тора, индикатора мощности, измерительного аттенюатора. Входное устройство вклю-
чает в себя калибровочный аттенюатор, при помощи которого производится уста-
новка начального уровня мощности модулированных колебаний (как правило, 1 мВт)
на входе измерительного аттенюатора, и фазовращатель, при помощи которого ком-
пенсируется начальный фазовый сдвиг ср, чтобы исключить подавление сигнала
в приемнике при когерентном преобразовании.

Модулятор состоит из балансного модулятора на кристаллических диодах, генера-
тора модулирующих низкочастотных колебаний частоты сом и индикатора установки
балансное™ модуляции.

Модулированные колебания с выхода модулятора поступают на измеритель мощ-
ности для установки начального уровня мощности и одновременно через калиброван-
ный по затуханию направленный ответвитель«—на вход измерительного аттенюатора.
Сумма затуханий направленного ответвителя, измерительного аттенюатора и соедини-
тельных элементов между выходом прибора и входом приемника определяет уровень
мощности на входе приемника.

Погрешность измерения чувствительности таким прибором зависит в основном от
неполного подавления сигнала несущей частоты в балансном модуляторе, ошибки
измерения начального уровня мощности, неточности калибровки измерительных атте-
нюаторов и ошибки измерения шумов и сигналов на выходе приемника. Точность изме-
рения приборами подобного типа лежит в пределах ±3—4 дБ.

Описанные выше технические решения получили реализацию в имитаторах высо-
кочастотных сигналов типа ГС-10 и ГС-4А.

Технические характеристики прибора ГС-10

Диапазон мощности выходного сигнала

Точность установки мощности выходного сигнала

Точность установки частоты модуляции

IO-6—10-’з Вт,
не хуже + 3 дБ
не хуже + 5%.

Имитатор спектров допплеровских сигналов

Имитатор допплеровских спектров используется для проверки низ-
кочастотного тракта ДИСС. Метод создания низкочастотного спектра
основывается на принципе переноса сформированного узкополосного
шумового спектра из области высоких частот в область низких частот.

Сигнал источника белого шума, т. е. непрерывного спектра частот
с равномерной характеристикой в широкой полосе, поступает на устрой-
ство, которое формирует шумовой спектр со спектральной характеристи-
кой, выражаемой нормальным законом распределения:

F (<«) — Д2е[—ш°)2/(д“)2)л

где юо— средняя круговая частота; Аю — эффективная ширина спектра.
Среднеквадратическая частота этого спектра равна

<о2 = f со2/72 (со) d(n I С F2 (<о) d(J3

СК J	V/	J V /

0	/ 0

где F(ю) —частотная характеристика формирующего устройства.

Сформированный спектр смещается в область низких частот с по-
мощью смесителя и гетеродина. Далее полученный спектр необходимо
очистить от комбинационных составляющих высшего порядка, возник-
ших в процессе преобразования, а также спектра в районе нуля частот,
а затем усилить до определенного уровня.

Структурная схема имитатора низкочастотных спектров приведена на рис. 12.3.
Имитатор состоит из генератора белого шума, формирующего устройства, гетеродина,
смесителя, выходных фильтров, усилителя, аттенюатора, ограничителя, вольтметра и
узла питания.

Функции основных элементов имитатора можно охарактеризовать следующим
образом.

Генератор белого шума предназначен для создания непрерывного спектра частот
о равномерной частотной характеристикой в широкой полосе. Формирующее устройство
обеспечивает формирование узкополосного спектра с определенной среднеквадратиче-
ской частотой и шириной. Гетеродин служит для генерации сигнала стабильной часто-
ты, необходимого для переноса высокочастотного спектра в область низких частот.
В смесителе осуществляется частотное преобразование сигнала, в результате которого
получается спектр низкой частоты, спектры комбинационных составляющих высшего*
порядка и спектр в районе нуля частот.

Выходные фильтры и усилитель служат для подавления спектров комбинацион-
ных составляющих высшего порядка, спектра в районе нуля частот и для усиления
выходного сигнала до заданного уровня.

Аттенюатор предназначен для скачкообразного ослабления выходного напряжения.
Ограничитель служит для преобразования шумового спектра в последовательность
прямоугольных импульсов той же частоты. Он используется для запуска счетчика
импульсов, подключаемого к имитатору при измерении выходной частоты. Вольтметр
используется для контроля уровня сигнала на выходе усилителя.

Рис. 12.3. Структурная схема имитатора низкочастотных сиг-
налов.

Подобное устройство реализовано в приборе ГЧ-53, который обладает следующи-
ми характеристиками:

—	диапазон значений среднеквадратических частот спектра — от 2 до 32 кГц при
полосе спектра соответственно от 400 до 3600 Гц;

—	точность выдаваемых частот —не хуже ±0,5%;

—	точность измерения частот—не хуже ±0,1%;

—	амплитуда спектра высших гармоник и вблизи нуля частот —не более 4—2%
от амплитуды полезного сигнала.

Генератор контрольных частот

Генераторы стабильных контрольных частот, имитирующих доппле-
ровские частоты, служат для проверки усилителя низкой частоты
приемника, измерителя частоты и вычислителя путевой скорости и угла
сноса. Генератор контрольных частот состоит из задающего кварцевого
генератора, двух делителей частоты на триггерах и схемы синхрониза-
ции. Пример схемы генератора показан на рис. 12.4. Задающий генера-
тор включает в себя два усилителя с обратной связью, замкнутой
через кварцевый резонатор, и согласующий эмиттерный повторитель.

Рис. 12.4. Схема генератора стабильных контрольных частот.
Последовательно с ним включен видеоусилитель, который служит для
повышения крутизны нарастания сигнала до величины, необходимой
для надежного запуска первого триггера делителя частоты.

Получение сдвига фаз, равного 1/4 периода (90°) между сигналами
одной частоты, обеспечивается тем, что триггеры, входящие в делители
частоты ДЧ1 и ДЧ2 и выдающие одну и ту же частоту, запускаются
с разных плеч коммутирующего триггера Т1. Для поддержания посто-
янства знака фазы с выходного триггера через дифференцирующую
цепочку подается импульс на установочные входы всех триггеров ДЧ1
и ДЧ2, приводя их всегда в одно и то же начальное состояние. Для
сглаживания нежелательных выбросов выходных сигналов, снимаемых
с триггеров, в выходной цепи применяют интегрирующие цепочки.
Сдвиг фаз между последовательностями импульсов /синхронизация)
предупреждает возможность сбоя в контролируемой аппаратуре из-за
совпадения импульсов контрольных частот во времени.

Генераторы контрольных частот намного проще всех других типов
имитаторов и наиболее удобны для специальной контрольно-измеритель-
ной аппаратуры.

12.3. КОНТРОЛЬНО-ПРОВЕРОЧНЫЕ ПУЛЬТЫ

Для упрощения операций проверки параметров ДИСС при регла-
ментных работах наряду с измерительной аппаратурой общего назначе-
ния могут использоваться также специализированные контрольно-про-
верочные пульты (КПП). В задачи контрольно-проверочного пульта
ДИСС могут входить:

а)	проверка функционирования изделия;

б)	определение косвенными методами потенциала высокочастотного
тракта;

в)	контроль точности низкочастотного тракта;

г)	проверка напряжений от вторичного источника питания.

Применительно к этим задачам можно составить обобщенную струк-
турную схему контрольно-проверочного пульта и определить его мини-
мально необходимый состав. Такая схема представлена на рис. 12.5.

Рис. 12.5. Схема контрольно-проверочного пульта.
Контрольно-проверочный пульт имеет два основных 'канала: провер-
ки параметров передатчика и приемника ДИСС и проверки инструмен-
тальной точности.

Первый канал включает в себя преобразователь, коммутатор изме-
ряемых параметров, автокомпенсатор и индикатор КПП. Измеряемые-
величины поступают от блоков ДИСС на преобразователь, где они

преобразуются, если это необходимо, в

Рис. 12.6. Автокомпенсатор:

а — схема измерения напряжений: б — схема до-
пускового контроля.

напряжения постоянного тока.
Далее они приводятся к значе-
ниям, удобным для измерения
автокомпенсатором.

Коммутатор измеряемых
параметров подключает одно
из измеряемых напряжений, а
также соответствующее опор-
ное напряжение ко входу авто-
компенсатора. Управление ком-
мутатором производится от
пульта оператора КПП.

Автокомпенсатор служит
для измерения всех контроли-
руемых параметров, поступа-
ющих в виде напряжений по-
стоянного тока. К выходу ав-
т о к о мп енс а т ор а п о до о ед ин е н
простейший индикатор с от-
меткой допуска на измеряе-
мые величины.

Второй канал образован
генератором контрольных ча-
стот и коммутатором кон-
трольных задач. Назначение-
генератора контрольных частот
очевидно: он генерирует три
частоты, имитирующие доп-
плеровские частоты. Коммута-
тор контрольных задач комму-
тирует эти частоты, распреде-

ляя их по входам проверяемо-
го измерителя частоты ДИСС в соответствии с контрольной задачей.
С помощью коммутатора можно изменять также величину подаваемых
на ДИСС частот, деля любую из них на коэффициент, пропорциональ-
ный 2П.

Результаты измерения выходных частот в проверяемом ДИСС и
вычисления путевой скорости и угла сноса, считываемые с индикатора
ДИСС, сравниваются с таблицей контрольных задач.

Генератор сигналов контрольных задач вырабатывает сигналы, раз-
личающиеся по частоте: Го; Г0/2; Г0/4; Го/8. При этом на каждой из
четырех частот выдаются два сигнала со взаимной разностью фаз 9'0°,
Отклонения частот сигналов контрольных задач от номинала не превы-
шают в нормальных условиях 2- 10~4. Контрольные частоты с помощью
коммутатора контрольных задач подаются в различных сочетаниях на
выходы контрольно-проверочного пульта, соответствующие выходам
трех допплеровских частот.
Автокомпенсатор состоит из двух основных частей:

а)	следящей системы, к которой относятся элемент сравнения,,
усилитель переменного тока и потенциометрический узел;

б)	измерительной части, в которую входят измерительный пре-
цизионный потенциометр, дополнительные прецизионные сопротивления

и схема коммутации.

Принцип действия автокомпенсатора при измерении напряжения
заключается в следующем (рис. 12.6, а)Модулятор МП, используемый
как элемент сравнения, поочередно с частотой коммутации 400 Гц по-
дает на вход усилителя УС измеряемое напряжение Ux, поступающее
от ДИСС через масштабный делитель, а также компенсирующее напря-
жение иизм с движка измерительного потенциометра 7?и. Если эти на-
пряжения неравны между собой, то на входе усилителя УС появляется
переменное напряжение сигнала ошибки 6И с частотой 400 Гц и
с фазой, зависящей от того, какое из сравниваемых напряжений больше.

Сигнал ошибки y = mUx—усиливается и подается на управля-
ющую обмотку двигателя М., который через редуктор потенциометриче-
ского узла вращает ось потенциометра Ди в сторону уменьшения (ком-
пенсации) сигнала ошибки.

Для измерения абсолютной величины напряжения на измеритель-
ный потенциометр подается через делитель опорное постоянное напря-
жение Ео от высокостабильного источника. Если делитель напряжения
составлен из резисторов Дд3, Дд4, а сопротивление дополнительного ре-
зистора /?Д1 = 0, то в состоянии равновесия системы

’	^Д4	____ С* -^ИЗМ __

ХДи+Ди °Ядг+Яи ’

(12.2)

где Дизм — сопротивление между движком измерительного потенциомет-
ра и корпусом.

В некоторых случаях удобно определять относительную величину
проверяемого напряжения. Для этого на контролируемое устройство и
на измерительный потенциометр автокомпенсатора подается одно общее
опорное напряжение. При этом благодаря исключению ошибки от
нестабильности источников питания повышается точность измерения.

Автокомпенсатор обеспечивает также допускбвый контроль, т. е.
проверку отклонения контролируемого параметра от номинала. Принцип
допускбвого контроля с помощью автокомпенсатора заключается в том,
что измерительный потенциометр включается последовательно с допол-
нительными сопротивлениями, рассчитанными таким образом, что пол-
ное перемещение движка потенциометра и соответственно полное пере-
мещение индекса по шкале автокомпенсатора соответствует допуску на
контролируемый параметр.

Схема допускбвого контроля приведена на рис. 12.6 6. Она состав-
лена применительно к способу выдачи навигационных параметров от
ДИСС с помощью потенциометра Двых с заземленной средней точкой.
Когда на ДИСС выдаются от КПП имитирующие частоты в соответст-
вии с одной из контрольных задач, то при нормальном действии ДИСС
выходной параметр должен вырабатываться той величины и знака,
которые соответствуют данной задаче. В зависимости от условий кон-
трольной задачи на измерительный потенциометр КПП подается опорное
напряжение + £0 или —Ео и подключается пара дополнительных
сопротивлений для данной задачи. Величины этих сопротивлений опре-
деляются исходя из следующих соображений:
а)	допуск на контролируемый параметр составляет величину п
{в процентах) от его значения в данной контрольной задаче;

б)	при максимальном допускаемом отклонении параметра движок
измерительного потенциометра должен находиться в крайней точке;

в)	при равенстве фактического значения параметра номиналу дви-
жок измерительного потенциометра должен находиться в средней точке.

Дополнительные сопротивления при этих условиях можно вычислить
по формулам

7?д1=<(£и/2) (100/п—1),	(12 3)

р  160 //?вых	1 п \	/1 О дд

2 “ 'V2/?K	1	60 )’	’	'

где — полное сопротивление измерительного потенциометра; 7?Д1,
— дополнительные сопротивления; Евых— полное сопротивление вы-
ходного потенциометра ДИСС; RK— сопротивление между движком по-
тенциометра ДИСС и средней точкой при номинальном значении пара-
метра для данной контрольной задачи.

Проверка относительной разности абсолютных величин «следящих»
напряжений + £0 и — Eq в режиме самоконтроля также выполняется
КПП с помощью автокомпенсатора. С этой целью контролируемые на-
пряжения +£0 и —Ео подаются на оба конца измерительного потен-
циометра через одинаковые добавочнце сопротивления, подобранные
таким образом, что полное сопротивление £и/2 составляет 1 % от общего
сопротивления делителя.

Укажем возможные источники погрешностей автокомпенсатора: нестабильность
источника питания <(±0,1—0,15%); неточность подбора сопротивлений делителя (ОД %);
нелинейность измерительного потенциометра (0,05—0,1%); ошибка, обусловленная не-
чувствительностью и смещением нуля усилителя (0,05 — 0,1%); неточность установки
шкалы (0,05—ОД %).

Суммарная максимальная погрешность ориентировочно составляет: при решении
контрольных задач —0,45 — 0,2%, при измерении абсолютной величины напряжений—
'О, <2 — 0,25%.

Внедрение автоматического допускбвого контроля открывает прямой путь к авто-
матизации предполетного контроля, которая позволяет сократить время контроля и
исключить субъективные ошибки, зависящие от уровня квалификации и опыта обслу-
живающего персонала (12,4, 12,5]. Автоматический допусковый контроль напряжений
может быть реализован с помощью аналоговых либо дискретных схем.

Наряду с автоматическим контролем «В допуске» — «Вне допуска» желательно
получить количественную оценку величины параметра. Эта информация может выда-
ваться .по-разному, например:

—	абсолютное значение параметра;

—	отклонение параметра от номинала ((абсолютное или относительное);

—	отклонение параметра, отнесенное к величине допуска.

Для регулировки блоков, прогнозирования отказов, а также наглядности индика-
ции наиболее удобен последний способ. Можно установить две градации количествен-
ного контроля: ±50% и ±100% допуска, т. е. «Вне допуска».

Двоичные коды удобно контролировать путем параллельного поразрядного анали-
за кода. Допусками на параметры, вырабатываемые в виде кода, могут явиться при
этом единица младшего разряда кода для сигнала «50% допуска» и единица пред-
последнего младшего разряда для сигнала «Вне допуска».

Автоматический контрольно-проверочный пульт ДИСС, построенный по принципу
допускбвого контроля, должен выполнять следующие функции:

— выдавать сигнал дистанционного включения проверяемого устройства;
—	имитировать допплеровские частоты FRi, FR2, -Рдз с погрешностью ±0,01%;.

—	имитировать углы ус, 'О’с |(при необходимости) с погрешностью ±6';

—	автоматически отсчитывать интервалы времени с погрешностью ±0,01%;

—	измерять активные параметры ДИСС — мощность и несущую частоту передат-
чика;

—	вводить стимулирующие сигналы в испытуемую аппаратуру и переключать-
контрольные цепи в соответствии с программой;

—	снимать с испытуемой аппаратуры сигналы-реакции и преобразовывать их
в форму, удобную для автоматического сравнения;

—	производить допускбвый контроль параметров — двоичных кодов, питающих
напряжений, выходных напряжений. Погрешность контроля —не более 30% допуска;.

—	запоминать и индицировать результаты допускбвого контроля;

—	обеспечивать самоконтроль исправности пульта.

Ujfa Щвх

Рис. 12.7. Схема автоматического допускового контроля напряжений.

Реализация автоматизированной проверки параметров ДИСС требует контроля
измеряемых величин, которые чаще всего представлены в виде частоты, напряжения
или цифрового двоичного кода. Рассмотрим примеры автоматического допускбвого
контроля напряжений и контроля двоичных кодов.

Принцип автоматического допускбвого контроля напряжений постоянного тока
различных номиналов заключается в том, что различные величины допусков приводятся
к общему для всех параметров допуску. Предположим, что в качестве единого допуска
Д1/ед, исходя из диапазона пропускаемых напряжений и чувствительности измеритель-
ных усилителей, удобно принять величину, равную ±190 мВ. Для того чтобы привести
допуски к этой величине, необходимо каждое проверяемое напряжение ПНОм< разде-
лить на свой постоянный коэффициент АИЗмй
Если номинальное значение допуска на t-й проверяемый параметр равно At/номг,
то &Измг = Д'^номг/А^ед. Очевидно, что для автоматического контроля необходимо
напряжение [/эт от источника эталонного напряжения также разделить на постоянный
коэффициент /гэц'.

kan =''(^эт/^’ но Mi) ^H3Mi

Схема автоматического допускбвого контроля напряжений (рис. 12.7) включает
в себя источник эталонного напряжения, узел делителей эталонного напряжения, узел
делителей измеряемых напряжений, измерительный усилитель с модулятором и узел
допускбвого контроля. Источник эталонного напряжения формирует высокостабильное
напряжение постоянного тока, которое подается на узел делителя эталонного напря-

Рис. 12.8. Схема автоматического допускового контроля двоичных кодов.

жения. Здесь для каждой операции измерения формируется приведенное эталонное
напряжение ^эт прив. Приведенные измеряемые напряжения Пизмприв формируются
на своих узлах делителей.

Приведенные эталонные и измеряемые напряжения поступают на измерительный
усилитель напряжения с включенным на его входе модулятором, на котором проис-
ходит их сравнение. Усиленный сигнал ошибки подается одновременно на два канала
допускбвого контроля с чувствительностью 50 и 100 мВ. Канал I состоит из амплитуд-
ного селектора, усилителя импульсов, фазочувствительного выпрямителя и электромаг-
нитного реле. В том случае, если напряжение сигнала ошибки превышает порог, соот-
ветствующий 50% допуска, то с выхода амплитудного селектора выдаются импульсы,
которые усиливаются далее усилителем импульсов и выпрямляются фазочувствитель-
ным выпрямителем. Напряжение с фазочувствительного выпрямителя в зависимости
от полярности заставляет сработать ключ «Отклонение +» или «Отклонение —».

Канал // имеет один выход. В случае, если отклонение напряжения превысило
100% допуска, то срабатывает ключ «Вне допуска». Общая погрешность допускбвого
контроля, помимо погрешности измерительного устройства (8—10% допуска), включа-
ет в себя нестабильность питающего напряжения (10—15% допуска) и неточность
юстировки двух делителей напряжения (около 10% допуска).

В основу контроля параметров, вырабатываемых в виде параллельного потенци-
ального кода, может быть положен метод поразрядного сравнения измеряемого кода
с обратным эталонным кодом.
Схема контроля кодов по этому методу приведена на рис. 12.8. Проверяемый
и эталонный коды выдаются на вентили И—0 и И—1, один из которых предназначен
для проверки «О», а второй для проверки «1».

Вентили И—0 и И—1 включены таким образом, что первый выдает напряжение
положительной полярности при наличии на его входах одновременно двух сигналов
«О», а второй выдает напряжение отрицательной полярности при наличии на его вхо-
дах одновременно двух сигналов «1».

С выходов вентилей ИЛИ—1 и ИЛИ—0 сигналы подаются на вентиль ИЛИО—1
общий для единиц и нулей '(сигнал от вентиля И—0 инвертируется). Если код прове-
ряемого параметра це соответствует эталонному коду, то вентиль ИЛИО—1 формиру-
ет на выходе сигнал, который поступает в запоминающее устройство, где хранится до
конца цикла проверки. В случае, когда код хотя бы одного разряда проверяемого
параметра не соответствует эталонному коду, то на выходе устройства контроля кбдов
формируется сигнал «Вне допуска».

Автоматический допусковый контроль частоты может быть реали-
зован с помощью промежуточного преобразования в напряжение или
цифровой двоичный код.

12.4. ВСТРОЕННЫЙ КОНТРОЛЬ

Встроенный контроль дает возможность летному персоналу до по-
лета, а в случае необходимости и в полете проверить нормальное
функционирование и инструментальную точность низкочастотной части
ДИСС, а также мощность передатчика и чувствительность приемника.
К устройствам встроенного контроля предъявляются некоторые важные
требования, которые влияют на выбор технических решений.

Во-первых, приборы встроенного контроля размещаются на борту,
являясь добавочной нагрузкой к основному оборудованию ДИСС и,
очевидно, должны иметь минимальные габариты и вес.

Во-вторых, надежность средств контроля должна быть на порядок
выше надежности контролируемых устройств, при тех же климатических
условиях работы и механических нагрузках.

Рис. 12.9. Схема встроенного контроля ДИСС системы НАС-1.
В-третьих, управление приборами встроенного контроля и оценка
результатов контроля должны быть предельно простыми. Отсюда сле-
дует, что в схемах встроенного контроля применяются простейшие спо-
собы измерений, операции контроля по возможности автоматизированы^
а оценка исправности ДИСС делается летным персоналом непосредст-
венно по наглядным сигналам на пульте управления и индикации ДИСС.
При этом, как правило, используется метод фиксированных контроль-
ных задач.

Рассмотрим -схему встренного контроля ДИСС системы НАС-1
(§ 11.1). Схему можно разбить на две части: имитатор контрольных,
частот и схему переключения режимов (рис. 12.9). Имитатор предна-
значен для генерирования двух стабильных 'частот в соответствии
с контрольными задачами. Он состоит из генератора частоты F', равной
3,5 кГц, умножителя этой частоты на 2 и генератора частоты F", рав-
ной 6 кГц. Эти частоты поступают на электронный коммутатор. Во вре-
мя .нормальной работы ДИСС напряжение питания 4-150 В, необходи-
мое для генераторов, на имитатор не подается, и он не действует. Это
сделано для того, чтобы исключить возможность помех от имитатора
основному полезному сигналу. Проверка ДИСС производится при вклю-
ченном высоком напряжении.

В режиме «Контроль 1» имитированная допплеровская частота по-
дается на узел питания магнетронного генератора передатчика. Благо-
даря этому генерируемые передатчиком колебания высокой частоты
модулируются низкой частотой имитатора. Часть энергии этих колеба-
ний просачивается в приемник.

Наличие имитированного полезного сигнала на входе приемника
позволяет проверить работоспособность всего ДИСС, а также точность
измерения частоты И вычисления путевой скорости и угла сноса. По-
следнее достигается благодаря тому, что на вход измерителя частоты
с частотой коммутации 5 Гц подаются разные имитированные частоты
(6 и 7 кГц).

Кроме того, в режиме «Контроль 2» можно проверить точность вы-
числения путевой скорости в нижней части диапазона скоростей. Встро-
енный контроль ДИСС системы НАС-1 прост, однако объем проверок
не позволяет полностью судить о потенциале ДИСС—нет проверки
мощности передатчика и чувствительности приемника. Имитированные
допплеровские сигналы маночастотны, что не позволяет проверить дейст-
вие измерителя частоты при поступлении на его вход спектра частот.

Встроенный контроль ДИСС-013 более развит, чем измерителя типа
НАС-1 и позволяет проверить не только инструментальную точность
определения угла сноса и путевой скорости, но и важнейшие параметры
передающего и приемного устройства, которое построено на принципе
частотной модуляции излучаемых колебаний (§ 11.3). Мощность генера-
тора СВЧ проверяется по величине тока кристаллических смесителей,
которая должна находиться в пределах допуска. Исправность модуля-
тора определяется по наличию и величине (в пределах допуска) напря-
жения гетеродина.

Работоспособность усилителей промежуточной и низкой частоты
подтверждается проверкой напряжения шумов приемника. Работоспо-
собность и точность канала, состоящего из усилителя низкой частоты,
синхронизатора, ©ычислителя и индикатора, проверяются в комплексе
путем решения контрольных задач.
Схема выдачи контрольных задач (рис. 12.10) состоит из двух квар-
цевых генераторов, электронного коммутатора, реле, переключателя В2
и кнопки В1. Кварцевые генераторы генерируют синусоидальные коле-
бания с частотами Ли = 4080 Гц и Г02=6850 Гц, что соответствует опре-
деленным величинам путевой скорости и угла сноса. В зависимости от
номера контрольной задачи коммутация контрольных частот изменяется,
что позволяет проверить отработку правого и левого сноса.

Рис. 12.10. Схема выдачи контрольных задач ДИСС-013.

Включение первой контрольной задачи осуществляется поворотом
ручки переключателя Р—К на индикаторе в положение К. При этом
реле Р2 'срабатывает и с кварцевого генератора синусоидальное напря-
жение стабильной контрольной частоты 4080 Гц поступает на усилитель
низкой частоты. Контрольные частоты отрабатываются измерителем
частоты ДИСС (в данной схеме устройством слежения) и выдаются на
вычислитель путевой скорости и угла сноса. Результаты вычисления про-
веряются по индикатору ДИСС.
Токи кристаллических смесителей измеряются по схеме, изображен-
ной на рис. 12.11, а напряжение второго смесителя — по схеме на
рис. 12.12. Напряжение шумов на выходе УНЧ измеряется с помощью
детекторного вольтметра (рис. 12.13). В качестве детектора использует-
ся диодный мост.

Рис. 12.11. Схема измерения токов смесительных кристаллов.

лад:

Рис. 12.12. Схема измерения напряжения гетеродина.

Рис. 12.13. Схема измерения шумов на выходе усилителя низкой
частоты.
Измерение высокого напряжения на генераторе СВЧ производится
методом сравнения следующим образом (рис. 12.14). С помощью дели-
теля, стоящего в схеме высоковольтного выпрямителя, создается напря-
жение, равное примерно 16,5 В. От стабильного источника — 27 В ст.
с помощью делителя и высокостабильных стабилитронов получают
такое же напряжение, снимаемое с движка потенциометра, которое ре-

Блок Б Ч

Борт-сеть

выпрямитель высоко-

§ -дрова вольтный.

S! R65 А

-I 2,1 к II

-27 В сп'

R2 П

R6H
22 к

R85
22 к

R72
680 к

R71
680к

R62H

/. 7 ,,

R6G П R70
67К ! \300к

Л5 I
\СГ?8Г

R68 П

Рис. 12.14. Схема измерения высокого напряжения на генераторе
СВЧ.

| Низковольтный выпрямитель

Цепь	Конт
+ 60В ст.	21
-27 В ст.	22
+ 12,6 В ст	23
-12,6 В ст	26
+ 6,5В ст	25
-6,3В ст	26
+5 В ст	27
Корпус	20
Контр, нап.	19
	

В2а	В2в

Рис 12 15. Схема измерения напряжений низковольтного
выпрямителя.



f-M"

1


гулируют, изменяя режим генератора СВЧ. Эти два напряжения сравни-
ваются между собой с помощью микроамперметра.

Кроме того, включенный в схему встроенного контроля микроампер-
метр позволяет проверить напряжения вторичных источников питания,
для чего каждое из напряжений нормализуется. Схема измерения на-
пряжений низковольтного выпрямителя приведена на рис. 12.15.

Как показывают приведенные примеры, хорошо продуманный
встроенный контроль позволяет за счет незначительного усложнения
оборудования обеспечить предполетную проверку без специального кон-
трольно-проверочного пульта. Поэтому практически все современные
ДИСС снабжены устройствами встроенного контроля.

Г л а в а 13

МЕТОДЫ ЛЕТНЫХ ИСПЫТАНИЙ ТОЧНОСТИ

ДОППЛЕРОВСКИХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ НАВИГАЦИИ

В данной главе изложены основные методы летных испытаний точ-
ности, способы проведения испытательных полетов и обработки резуль-
татов испытаний допплеровских устройств и систем навигации.

Летные испытания проводятся при создании новых образцов аппа-
ратуры, при размещении их на новых ЛА, а также при специальных
исследованиях воздействия тех или иных внешних факторов на точность
системы.

В процессе летных испытаний могут подвергаться проверке не толь-
ко точность, но'и другие технические и эксплуатационные характеристики
аппаратуры, такие, как потенциал ДИСС, влияние характера отража-
ющей поверхности, эксплуатационная надежность, однако во всех слу-
чаях мерилом качества действия устройства или системы служит точ-
ность определения навигационных параметров в заданных условиях
испытаний. Например, критерием потенциала ДИСС является макси-
мальная высота полета, на которой обеспечивается заданная точность
измерения допплеровских частот и определения навигационных парамет-
ров, критерием оптимальной калибровки ДИСС — величина системати-
ческой ошибки на данной трассе полетов и т. д.

Задачи летных испытаний точности можно подразделить на сле-
дующие виды:

а)	проверка в реальных условиях точности вновь разработанной или
серийно выпускаемой аппаратуры и разделение погрешностей, вносимых
составными частями системы;

б)	оптимизация калибровки аппаратуры применительно к опреде-
ленным условиям эксплуатации;

в)	исследование влияния на действие системы различных внешних
факторов: дальности полета, характера отражающей поверхности, ста-
тического крена ЛА и т. п.

Летные испытания сводятся к тому, что ЛА. с установленной на нем
испытываемой аппаратурой совершает полеты по заранее выбранному
маршруту, обладающему характерными особенностями, важными для
выполнения основной цели испытаний (наличие гор, морских течений,
покрытых льдом поверхностей и т. п.). Во время испытательных полетов,
390
совершаемых при ручном или автомавизированном управлении, состав-
ляющие скорости летательного аппарата, угол сноса, путевая скорость
и текущие координаты определяются испытываемой допплеровской
навигационной аппаратурой и в определенные моменты времени дру-
гими средствами, например неавтономной навигационной системой опре-
деляется истинное местоположение летательного аппарата. Результаты
измерений регистрируются в течение полета, затем обрабатываются и
сопоставляются между собой.

Различные методы летных испытаний допплеровских устройств и
систем можно разделить по физическим принципам, заложенным в ис-
пользуемой для внешнетраекторных измерений контрольной системе, на
фотограмметрический, радиолокационный, радионавигационный, опти-
ческий и метеорологический. Пригодность контрольной системы для
определения точности испытываемого допплеровского устройства или
системы определяется несколькими основными факторами:

а)	точностью определения местоположения ЛА, более высокой, чем
точность испытываемой допплеровской системы;

б)	обеспечением точности измерений в том же диапазоне условий
полета по дальности, скорости и высоте полета, что и испытываемая
система;

в)	возможностью разделения ошибок составных частей испытывае-
мой системы: ДИСС, датчика курса, навигационного вычислительного
устройства;

г)	экономичностью, т. е. относительно невысокой затратой времени
и материальных средств при подготовке системы к действию и обработ-
ке результатов измерений;

д)	возможностью быстрого получения экспресс-информации после
каждого полета.

13.1.	ФОТОГРАММЕТРИЧЕСКИЙ МЕТОД

Фотограмметрический метод определения навигационных парамет-
ров — пройденного пути, бокового уклонения, путевой скорости и угла
сноса, принадлежит к числу наиболее точных. Достоинством его являет-
ся также то, что он не связан с громоздким наземным оборудованием
и не накладывает ограничений на дальность полета ЛА.

Недостатки метода заключаются в том, что условиями его примене-
ния служат видимость земной поверхности и наличие на ней ориентиров.

Сущность фотограмметрического метода состоит в том, что в тече-
ние испытательного полета производится серия плановых аэроснимков
местности; при этом для определения угла сноса используются взаимно
перекрывающиеся снимки. Измерения двух соседних снимков позволяют
определить положение ЛА в моменты фотографирования и затем опре-
делить продольное и боковое перемещения, а также поворот продольной
оси ЛА [13.2].

Благодаря тому, что аэрофотоаппарат, а следовательно, и аэрофо-
тоснимки строго ориентированы относительно продольной оси самолета,
рассматриваемый метод позволяет с высокой точностью отделить боко-
вой снос, вызванный ветром, от бокового уклонения, обусловленного
«уходом» курсового гироскопа.

Схема аэрофотографирования изображена на рис. 13.1. Местополо-
жение ЛА на снимке определяется точкой надира аэроснимка п, кото-
рая находится там, где вертикаль, проходящая через узловую точку So
фотоаппарата, пересекается с плоскостью аэроснимка Р. Ей соответст-
вует точка надира N на местности. Узловая точка s0 называется также
точкой фотографирования.

Расстояние Os0 от точки s0 до плоскости аэроснимка представляет
собой фокусное расстояние камеры фотоаппарата f.

Главной точкой снимка О называется основание перпендикуляра,
опущенного из точки So на плоскость аэроснимка. Положение главной
точки О на аэроснимке находят как пересечение прямых, соединяющих:
координатные метки.

Рис. 13.1. Определение точки фотографирования:

а — схема аэрофотографирования; б — перенос центра аэроснимка на карту;

1 — метки ориентиров; 2— центр аэроснимка; 3 — карта.

При горизонтальном положении снимка в момент аэрофотосъемки
точка надира аэроснимка совпадает с главной точкой О, находящейся-
на пересечении оптической оси OOi фотоаппарата с плоскостью аэро-
снимка.

Для определения положения точек в пространстве с помощью аэро-
снимков необходимо иметь, по крайней мере, два аэроснимка, на кото-
рых изображен один и тот же участок местности, но полученный с раз-
ных точек фотографирования, расположенных на концах базиса фото-
графирования Вх. Два таких снимка составляют стереопару.

Основные математические зависимости

При движении ЛА по маршруту в целях получения цепочки стерео-
пар аэрофотосъемка производится с перекрытием.

Базис фотографирования, т. е. расстояние между двумя последова-
тельными снимками, вычисляется в соответствии с размером снимка,
масштабом фотографирования и заданным процентохм перекрытия по-
формуле

Вх = #/х(100-£х)Д100,	(13.1)

где 1Х— размер снимка в направлении полета; Н — высота полета; f—•
фокусное расстояние аэрофотоаппарата; gx — процент перекрытия. Ве-
личина m=f!H называется масштабом фотографирования. Интервал
времени, через который производится фотографирование, равен t=BxIWT.

Расстояние, пройденное, самолетом, может быть определено по ко-
ординатам двух точек, измеренных на карте (рис. 13.2 а), по формуле

5Ф	V (х2 — х,)2 -ф (г, — zj?.

113.2),
Величина фактической путевой скорости находится по формуле

^гф— 5ф/ (^2-В) ,

(13.3)

где tt и tz—моменты пролета над начальным и конечным ориентирами^
фиксируемые с помощью аэрофотоаппарата (АФА).

Определение угла сноса заключается в том, что лара снимков с на-
несенными на них главными точками Oi, О2 ориентируется по начальным
направлениям, а затем измеряются углы между начальным направлени-
ем (линия базиса Оь Ог) и осью снимка (рис. 13.2, б). Как видно ив

Рис. 13.2. Определение навигационных параметров методом фотограммет-
рирования:

а — определение путевой скорости по двум базовым аэроснимкам; б — определение
угла сноса по паре перекрывающихся аэроснимков.

рисунка, угол сноса измеренный между базисной линией О^О2 и кур-
совой линией первого снимка, отличается от угла сноса {Зг, измеренного'
между базисной и курсовой линиями второго- снимка. Это различие обу-
словлено взамным поворотом снимков ib результате рыскания самолета
по курсу, а также погрешностями измерения.

С учетом этих факторов усреднение измеренных углов сноса может
быть произведено по формуле

31—2= (Pi +>Рг) /2.	(13.4)

В полученное по этой формуле значение угла сноса следует -внести
поправку на взаимный наклон аэроснимков, связанную со взаимным
изменением углов крена следующей зависимостью:

ДЗf == (Я/В J Дус,

где Лус — взаимное изменение угла крена, которое определяется по за-
писи показаний гировертикали на осциллографе.

С учетом характеристик фотоаппарата (фокусное расстояние Д раз-
мер снимка в направлении полета /х) и процента перекрытия снимков:
gx поправка на взаимный наклон снимков*вычисляется по формуле

После ввода поправки расчетное уравнение примет вид

₽ = (ft + fc)/2 + %

Среднее значение угла £ для данной серии из п снимков определя-
ется с учетом поправок по формуле

п

₽*=4- S	<13-5>

1

где Луст — поправка на установочный угол между продольной осью ЛА
и продольной осью аэрофотоаппарата.
Если точно определены по карте расстояние Зф от начального до
'конечного пункта испытательного маршрута и фактический путевой
угол ПУ, то, задав путевой угол ортодромии ЗПУ, можно вычислить
ортодромические координаты места ЛА в момент прохождения конечно-
го ориентира по формулам:

Хорт = 5ф cos (ЗЛУ—ПУ),	(13.6)

гОрТ = Зф sin (ЗПУ—ПУ).

(13.7)

Подготовка и проведение испытательного полета

Для выполнения аэрофотосъемки в полетах на малых высотах ле-
тательный аппарат оборудуется короткофокусными аэрофотоаппарата-
ми, например АФА-41/7,5, а для полета на больших высотах — более
длиннофокусными аэрофотоаппаратами, например АФА-41/20. Кроме
того, ЛА оборудуется аппаратурой для непре-
рывной регистрации данных допплеровского из-
мерителя и самолетных датчиков: шлейфовым
осциллографом К20-21, фотоаппаратом типа
РФК для регистрации показаний индикаторов,
счетчиком импульсов СБ-1М, частотомером, им-
пульсными часами АЧХ для привязки всех реги-
стрируемых данных к системе единого времени.
На каждом аэроснимке .фиксируются показания

Рис. 13.3. Схема испита- часов.

тельного полета при Для лучшей привязки аэроснимка к карте,
использовании аэрофото- полеты следует производить над местностью,
грамметрического	ме- имеЮщей достаточное число четко фиксируемых

ориентиров. При этом масштаб фотосъемки же-
лательно иметь близкий к масштабу карты. Достаточно удобны для
этой цели карты масштаба 1 : 100 000 и 1 : 50 000.

Перед началом испытаний измеряется установочный угол АуСт
между курсовой линией фотоаппарата и продольной осью ЛА. Схема
испытательного полета приведена на рис. 13.3. Линия пути маршрута
может не совпадать с направлением расчетной ортодромии, параметры
которой (ЗПУ и Зрасч) вводятся перед полетом в навигационное вычи-

слительное устройство. *

Испытательный полет производится на участках, протяженностью
не менее 100 км на постоянной высоте. Рыскания по курсу, крен и тан-
гаж во время испытательного полета не должны превышать ±2°.

Аэросъемка производится сериями 15—25 снимков с интервалами
между ними. Перекрытие соседних снимков составляет примерно 60%.
Для исключения ошибок курсовой системы, а также для определения

наклона снимков из-за углов крена и тангажа текущие значения углов
курса, крена и тангажа фиксируются по показаниям курсовой системы
и гировертикали. В течение полета синхронно с работой АФА произво-
дится фотографирование индикаторов ДИСС и приборов, регистрирую-

щих режимы полета.

Время прохождения начального и конечного ориентиров определя-
ется по показаниям часов на аэроснимках.
Обработка результатов измерений

На кадрах планового фильма по меткам на стекле прикладной
рамки аэрофотоаппарата нанесены главные точки. Точки надира нахо-
дятся с учетом поправок на крен и тангаж и переносятся на карту по
методу обратных засечек. Для этого вокруг точки надира (или центра
снимка) отмечают три ориентира: А, В, С, которые отчетливо видны как
на аэроснимке, так и на карте. Центр аэроснимка и ориентиры наносят
на кальку и соединяют тремя лучами (рис. 13.1, б).

Размеченную таким образом кальку накладывают на карту и пере-
мещают, находя такое положение, в котором каждый луч с меткой ори-
ентира на аэроснимке проходит через метку этого ориентира на карте.

В этом положении центр аэроснимка переносится (накалывается)
на карту. Координаты положения ЛА снимаются с карты.

По известным координатам двух точек вычисляется расстояние и,
следовательно, пройденный путь за время полета между ними по форму-
ле (13.2) и средняя путевая скорость на участке по формуле (13.3).

Фактический угол сноса определяется следующим образом. По на-
чальным направлениям, т. е. по изображениям ориентиров в зоне пере-
крытия (см. рис. 13.2,6), ориентируется пара аэроснимков, затем на
этих снимках измеряются углы сноса Pi и (32 'и вычисляется среднее зна-
чение угла сноса данной пары по формуле (13.4).

Ориентирование в целях повышения точности предпочтительно вы-
полнять на стереокомпараторе. В измеренное значение угла сноса Pi-2
вводится поправка на взаимный поперечный угол наклона снимков.
Далее определяется среднее значение фактического угла сноса для дан-
ной серии снимков по формуле (13.5), при этом в полученное среднее
значение угла сноса для каждой серии вводится поправка на устано-
вочный угол между продольной осью ЛА и курсовой линией аэрофото-
аппарата. Угол сноса по данным ДИСС определяется путем усреднения
показаний индикатора.

Относительная погрешность испытываемой системы по путевой
скорости на участке определяется по формуле

А Гг/Тг= (Гг изм-Гг Ф) /Гг Ф.	(13.8)

Погрешность системы по углу сноса на участке

Ар=1рИзм—Рф-	(13.9)

Общая погрешность системы по дальности и по боковому уклоне-
нию на участке

Az— ^изм ^расч-

Для определения погрешности выдачи импульсной информации
ДИСС в течение полета по каждому участку пути фотографируются
показания счетчиков импульсов, подключенных к импульсным выходам
ДИСС.

Весь участок пути разбивается на отдельные отрезки, длина кото-
рых выбирается такой, чтобы колебания по углу сноса на этих отрезках
лежали в пределах не более ±1,5°.

На каждом отрезке по данным о приращении количества импульсов
на счетчиках Nt, N2, N3 и по величине угла сноса определяются значения
395
путевой скорости. Для этого рассчитываются средние на отрезках зна-
чения выходных частот

F1)2 3 =.	&сч ...,	(13.10}

где N(t2)—показания счетчика данного канала в конце отрезка пути;
N(ti)—показания счетчика данного канала в начале отрезка пути;
/гсч— коэффициент деления счетчика.

Затем определяется среднее на отрезке пути значение угла сноса из
выражения

tg р.= ctg Го(F2—F3) /(Fi+F2).

Среднее значение путевой скорости на отрезке пути определяется
по формуле

Wri=tiw sec^(Fi+F2)/2.

По полученным расчетным средним значениям путевой скорости на
каждом отрезке данного участка пути определяется средняя измеренная
путевая скорость на участке:

i—1

которая сравнивается со средней фактической скоростью на /-м участке,
и определяется погрешность ДИСС по импульсному выходу на данном
участке пути |б!^г;имп.

Флюктуационные погрешности определяются по путевой скорости,
углу сноса и допплеровским частотам по шлейфограммам. Допплеров-
ские частоты записываются на шлейфовом осциллографе через преоб-
разующее устройство, обеспечивающее выдачу постоянных напряжений,
пропорциональных частотам.

Для определения флюктуационных погрешностей выбираются уча-
стки длительностью 100—120 с, в которых выдерживалось постоянство
путевой скорости и угла сноса.

На шлейфограмме, соответствующей выбранному участку, с интер-
валом 1 с измеряются значения параметра (например, угла сноса) и
определяется среднеквадратическое значение флюктуационной поцреш-
ности по формуле

где Рг—значения угла сноса, измеренные с интервалом 1 с; [3 — сред-
нее значение угла сноса на участке; п — число измеренных значений |Зг-
на участке.

Аналогично определяются флюктуационные погрешности по путе-
вой скорости и допплеровским частотам.

Погрешности фотограмметрического метода

Погрешность определения путевой скорости ЛА фотограмметрическим методом
складывается из ошибки определения базиса фотографирования AS; и ошибки опреде-
ления времени пролета базиса фотографирования А/$. Ошибка нахождения общей дли-
396
1НЫ маршрута определяется только ошибками определения координат внешних точек
первого и последнего базиса фотографирования AS{. Точность фиксации момента вре-
мени определяется применяемым типом часов.

Графическая точность опознавания и отметки на карте точки фотографирования
.лежит в пределах а3=0,5 мм. Очевидно, что обусловленная этим ошибка определения
путевой скорости зависит от масштаба карты и протяженности маршрута. При масшта-
бе карты 1:100000 и 200 км ошибка равна oWs~ 2 0,025=0,035%.

Точность фиксации момента фотографирования может быть реализована до
Оз=0,5 с. При скорости полета У=900 км/ч и 5$ = 200 км максимальная ошибка
.равна о1Г/~||/'2-0,6^0,09%.

Погрешность определения угла сноса фотограмметрическим способом складыва-
ется из ошибок: отсчета угла поворота снимка i(onoB~7z) определения направления
линии базиса фотографирования (gq^Q'), определения установочного угла фотографи-
рования (Оуст—Т').

Для серии из 10—15 снимков среднеквадратическая ошибка по углу сноса состав-
ляет приблизительно 6—8'.

Среднеквадратические ошибки фотограмметрического метода составляют; по путе-
вой скорости 0,1 %; по пройденному пути 0,1%.

В некоторых случаях, например при испытаниях вертолетной доппле-
ровской аппаратуры в режиме висения вертолета или самолетной аппа-
ратуры в режиме взлета и снижения самолета, применяется в дополне-
ние к фотограмметрическому методу также кинофототеодолитный метод.

Сущность кинофототеодолитного метода заключается в том, что во
время испытательного полета на сравнительно короткой мерной базе
(до 50 км) в определенные моменты времени ЛА синхронно фотогра-
фируется кинотеодолитами, база между которыми определена геодези-
ческим путем. Одновременно на борту ЛА фотографируются показания
индикаторов испытываемой допплеровской аппаратуры. Сопоставление
данных внешних измерений, проведенных с помощью кинотеодолитов,
с данными индикаторов ДИСС позволяет определить траекторию поле-
та в пространстве и вычислить ошибки ДИСС по составляющим ско-
рости.

13.2.	МЕТОД ДВУХ ОТМЕТОК МЕСТА САМОЛЕТА

Сущность метода двух отметок места ЛА заключается в том, что
с помощью бортовой радиолокационной станции (РЛС) обзора земной
поверхности или оптического визира определяется истинное местоположе-
ние ЛА в начале и в конце полета по испытательной трассе. «Уход»
курсового гироскопа определяется путем наземных измерений перед
взлетом и после посадки самолета.

Метод двух отметок используется при проверке навигационных си-
стем в процессе эксплуатации и дает удовлетворительную точность
.лишь на сравнительно большой базе (не менее 300 км). Он эффективен
на трассах большой протяженности, пролегающих над морем.

Погрешность счисления пути вдоль ортодромии может быть опреде-
лена сравнением фактически пройденного самолетом пути, вычислен-
ного по результатам двух отметок места, с пройденным путем, рассчи-
танным по данным ДИСС.

Погрешность измерения путевой скорости определяется путем срав-
нения средней фактической путевой скорости на участке (измеряемой
путем деления фактически пройденного пути на время пролета участка)
с усредненными за то же время показаниями индикатора путевой ско-
рости испытываемого ДИСС.

Погрешность по углу сноса определяется путем сравнения среднего
фактического угла сноса на участке, измеряемого как разность факти-
ческих значений ортодромического путевого угла и ортодромического
курса, с усредненными показаниями индикатора угла сноса испытывае-
мой системы.

Основные математические зависимости

Обратимся к схеме испытательного полета, приведенной на рис. 13.4.
Проекция средней путевой скорости на ось X за время полета /2—ti от
точки 01 до точки 02 определится, очевидно, простым выражением

Рис. 13.4. Схема испытательного полета при использовании метода двух
отметок места самолета.

Если ri и г2 суть горизонтальные дальности до ориентиров в момен-
ты А и tz нахождения ЛА на траверсах начального и конечного
ориентиров 01 и 02, то суммарное отклонение ЛА за время полета
равно гСум = /*2—ri или, переходя к измеренным наклонным дальностям
Ri и R2 при высоте полета Н, получаем

гс„ =	R\ — H2.	(13.14)

Отклонение 2СуМ представляет собой сумму частных отклонений

^сум ='2выст — 2ГИр± 2В ZC ^ск>

где 2Выст — отклонение вследствие неточности выставки курса на старте;
^гир — отклонение, вызванное «уходом» курсового гироскопа; zB— боко-
вой снос ветром; гск — боковой снос, вызванный аэродинамическим
скольжением.

Среднее значение угла сноса за время полета Тп равно

Pep=arctg-^-^ ск .

w Хер7 п

Если принять, что установка курса в испытательном полете делается
с пренебрежимо малой погрешностью, то

^в + 2ск~ 2сум ^гир~^2 ^гир,	(13.15)

откуда

pcp=arctg Z2~Z'~Z™ ,	(13.16).

w Хер7 п
Подготовка и проведение испытательного полета

Для проведения испытаний по методу двух отметок места на ЛА.
устанавливается следующее оборудование:

1)	РЛС обзора земной поверхности;

2)	фотосъемочный аппарат типа АКС-1 или РФК для фотографиро-

, на которой
ель курса;

монтируются индика-

Рис. 13.5. Определение «ухода» курсово-
го гироскопа за время полета.

вания индикаторов;

3)	специальная приборная доек;
торы ДИСС, часы типа АЧХ и указаг
4) вспомогательные приборы
для регистрации режимов полета,
указатели крена, тангажа, воздуш-
ной скорости, высоты полета.

Перед полетом на карте прокла-
дывается маршрут полета, который
разбивается на прямолинейные уча-
стки. Каждому участку должны со-
ответствовать четко различимые на
экране бортового радиолокатора
ориентиры начала и конца участка,
координаты центра которых точно
известны. Кроме того, выбирается
несколько промежуточных ориенти-
ров по бокам трассы (изгиб реки,
мост), которые могут быть исполь-
зованы в полете для проверки от-
клонения от заданной ортодромии.

Тщательно измеряются по карте расстояния и истинные путевые углы
И ПУ каждого участка с указанием долготы измерения истинного путе-
вого угла (рис. 13.5).

Истинные путевые углы ИПУ пересчитываются в заданные путевые
углы ЗПУ относительно меридиана аэродрома взлета по формуле

ЗПУ = ИПУ + (Хо—XH)sin(pCp,	(13.17)

где Хо— долгота аэродрома взлета; Хи — долгота измерения ИПУ\
<рСр — средняя широта на участке.

На пульте управления и индикации устанавливается определенный
для данного участка угол ЗПУ\ указатели вычислителя пути х и боково-
го уклонения z устанавливаются на нуль.

Для измерения курса ЛА используется весьма тщательно отбалан-
сированная курсовая система. Измерение «ухода» курсового гироскопа
за время полета производится следующим образом. Перед взлетом оп-
ределяется истинный курс ЛА на стоянке путем точного пеленгования.
После разгона ротора гироскопа на указателе курса выставляется
истинный курс стоянки ЛА КстЬ

После посадки ЛА записываются данные указателя курса, вновь
измеряется пеленгованием истинный курс ЛА на стоянке Кст2. Истин-
ный курс ЛА Кст2 на аэродроме посадки переводится в курс Ко относи-
тельно аэродрома взлета по формуле

Ко—КстгЗ- (Хо Хи) sin фер,

(13.18)

где ХИ = ХП — долгота аэродрома посадки.

«Уход» показаний указателя курса за время полета находится по
формуле АК=Ко—Кизм-
Принимается допущение, что «уход» показаний указателя курса
происходит равномерно за время Т'п от пеленгования ЛА перед взле-
том до пеленгования после посадки:

d (ДК) _ ДК „ _ ДКГпг
dt	Гп ’

где 7'пг — время от пеленгования ЛА перед излетом до момента ti из-
мерения угла курса в полете.

В течение испытательного полета курс задается экипажу с учетом
парирования угла сноса (по показаниям индикатора ДИСС) либо, при
наличии САУ, поддерживается автоматически.

В момент прохождения начала каждого участка (начального ориен-
тира) по бортовому радиолокатору точно определяется боковое уклоне-
ние ЛА от заданной линии пути (21) время пролета ориентира (А) и
показания вычислителя пройденного пути. Для этого метка дальности
подводится к центру опознанного ориентира и все время удерживается
на нем. Высота полета поддерживается постоянной. По мере движения
ЛА с заданным путевым углом ориентир приближается к поперечной
оси азимутального круга. В момент пересечения центром ориентира
оси Z, т. е. когда ЛА находится на траверсе ориентира, фиксирует-
ся время А и наклонная дальность до ориентира. В дальнейшем она
пересчитывается в горизонтальную дальность с учетом высоты полета
Н. Во избежание попадания этого ориентира в мертвую зону удобно
выдерживать наклонную дальность на траверсе равной 10 км.

В момент прохождения конца участка соответственно определяются
t2, z2 и показание вычислителя пройденного пути.

При полете над каждым участком трассы периодически через 1 мин
фиксируются данные указателя курса и через 10—20 с фотографируют-
ся все индикаторы, установленные на специальной приборной доске
(W, р, х, z, t). Крен и тангаж ЛА во время испытательного полета не
должны превышать 2—3°.

Обработка результатов измерений

При обработке материалов полета данные указателя курса, зафик-
сированные через определенные промежутки времени, корректируются,
исходя из равномерного «ухода» курсового гироскопа за время полета.

Фактический курс на участках маршрута вычисляется по формуле

КФ= 3Kj/n,

/=1

где Kj — показания указателя курса на /-м участке, скорректированные
с учетом «ухода» курсовой системы; п — общее число зафиксированных
показаний.

Зная фактические боковые уклонения 22—Zi на участке, можно оп-
ределить фактический путевой угол на участке

77Уф=377У +arc tg[ (22—Zi)/xj],	(13.19)

где 21 — боковое уклонение ЛА в начале участка; z2— боковое уклоне-
ние ЛА в конце участка; xj— длина участка.

Отсюда фактический средний угол сноса на участке определится
по формуле

рср = ПУф—Кф.	(13.20)
Определение средней фактической путевой скорости на участке вы-
полняется по формуле (13.3). -Показания ДИСС по углу сноса и путевой
скорости получаются путем усреднения показаний индикаторов на при-
борной доске.

Усредненные показания ДИСС по путевой скорости на /-м участке

i=l

Соответственно усредненные показания ДИСС по углу сноса на
j-м участке

ризм j =
1=1
где |3i, Wi — показания индикатора путевой скорости, сфотографирован-
ные через каждые 10—20 с.

Погрешности метода двух отметок места самолета

Ошибки измерения времени пролета базы и фактического отклонения от ортодро-
мии по боковому направлению в рассматриваемом методе испытаний складываются
из ошибок определения азимута и наклонной дальности до ориентира и ошибок засеч-
ки момента времени пролета ориентира.

При использовании бортовой РЛС обзора земной поверхности могут быть при-
няты следующие среднеквадратические ошибки;

а)	определение момента времени пролета ориентира по экрану радиолокатора
a(0Kp~2 с;

б)	регистрации момента времени сНчас~0,5 с;

в)	определение бокового отклонения от ориентира в момент пролета его агЭкр~
~;1 км.

Суммарные погрешности складываются из погрешностей при пролете начального
и конечного ориентиров. Пусть

at сум	У 2	ЭКр °; час С,

®z сум ~ У % экр 114 км.

При этих условиях среднеквадратические погрешности данного метода испытаний
на базе 500 км при скорости полета 900 км/ч составят;

—	по путевой скорости Ow ^0,2%,

—	по углу сноса a^«15\

Следует заметить, что при этом не учитываются погрешности от рысканий ЛА
по курсу, неточность выставки курсовой системы, неравномерность ухода курсо-
вого гироскопа во времени, ошибки измерения расстояния между центрами ориентиров
по карте и другие второстепенные погрешности метода.

13.3.	РАДИОЛОКАЦИОННЫЙ ВЕКТОРНО-КОМПЕНСАЦИОННЫЙ МЕТОД

Сущность метода заключается в том, что при прямолинейном полете
на постоянной высоте измеряются на борту ЛА в точно фиксированные
моменты времени радиус-векторы относительно специального точеч-
ного ориентира на местности. По результатам этих измерений, осущест-
вляемых с помощью бортовой РЛС, определяется истинная траектория
полета, боковой снос, путевая скорость. Векторно-компенсационный ме-
тод позволяет производить испытания на короткой базе порядка 50—
100 км, благодаря чему «уход» курсового гироскопа за время полета
26—856	401
относительно мал п не оказывает значительного влияния на точность
полученных результатов Ч

Углы крена и тангажа существенно изменяют результат измерений,
поэтому они определяются в процессе испытательного полета и учиты-
ваются при обработке материалов. Для повышения точности измерений
смещение изображения ориентира на экране РЛС по дальности и ази-
муту компенсируется в .процессе определения угла сноса, путевой скоро-
сти, пройденного расстояния, почему метод и называется компенса-
ционным.

Известно, что во многих типах бортовых РЛС развертку и метку
дальности можно установить на любую дальность в пределах от 0 до
50—100 км, изменяя время задержки развертки относительно излучен-
ного импульса передатчика. Тем самым предоставляется возможность
непрерывно наблюдать изображения ориентира, удерживая его на метке
дальности (компенсируя смещение изображения по дальности). По ка-
либрационным меткам дальности можно отсчитать дальность до ориен-
тира в определенный момент времени и точно измерить курсовые углы
ориентира.

К недостаткам векторно-компенсационного метода следует отнести
жесткие требования к режиму полета, резкое снижение точности при
полете на милой высоте, а также трудность использования такого мето-
да на море.

Основные математические зависимости

Схема испытательного полета с использованием векторно-компен-
сационного метода изображена на рис. 13.6,а.

Рассмотрим полет ЛА на неизменной высоте по прямой с углом сно-
са р относительно ориентира О. Перемещение ЛА относительно ориен-

Рис. 13.6. Определение угла сноса векторно-радиолокационным методом:
а — схема испытательного полета; б — изображение ориентира на экране РЛС;

1 — метка дальности; 2 — изображения ориентира.

*>	Метод предложен Э. Ф. Крымским.
402
тира можно заменить перемещением ориентира относительно условно
неподвижного ЛА. Если бы движение происходило без бокового сноса,
то линия пути O1O3 ориентира была бы параллельна продольной оси
ЛА. При наличии бокового сноса эти линии пересекаются под углом 8.

Для того чтобы определить положение линии пути относительно
продольной оси ЛА, а значит, и определить величину угла сноса, доста-
точно иметь три радиус-вектора п, гг, Гз, соответствующие трем последо-
вательным положениям ориентира СА, О2, О3 на линии пути [13.3].

Для этих положений можно составить три уравнения:

G^^cos^ —<pa)4-S2_1cos9,	1

r2 = r3cos(<pi — ф3)+ (52_i+ S3_2) cos9, z	(13.21)

r2 з1п(ф1 — ф2) = r3 sin (Ф1 —- ф3) — S3_2sin9. )

Полагая, что на небольших участках пути путевая скорость оста-
ется постоянной, можно заменить

S2-l=Wv(t2-tl) и S3_2=WT(t3-t2),

tlf t2, t3 — моменты времени измерения курсовых углов i|h, фг, фз- Сов-
местно решая уравнения (13.14) и учитывая, что |3=|0+ф, получаем
формулу для вычисления угла сноса по результатам измерений

р = arcctg	[ctg (ф2 — ф2) — сtg (ф, - ф3)] - ctg (ф1 — ф3) + ф, •

(13.22)

Таким образом, для определения угла сноса на участке прямоли-
нейного полета достаточно измерить в трех точках курсовые углы выб-
ранного точечного ориентира с помощью бортовой РЛС и точно зафик-
сировать время измерения.

Для уменьшения погрешностей, связанных с рысканием ЛА, целе-
сообразно измерения радиус-векторов производить во многих точках и
далее вычислять [А для п различных комбинаций трех последователь-
ных положений ориентира.

Средние значения фактического |3ф угла сноса на участке трассы
определятся из равенства

Рф~^|Ргф/^-	,

1

Приведенные выше формулы действительны для горизонтального
полета. Влияние углов крена и тангажа учитывается путем ввода по-
правки в измеренные значения курсовых углов.

Если обозначить: ф"— измеренный курсовой угол при наличии кре-
на и тангажа; Н — высоту полета над ориентиром; R — наклонную даль-
ность до ориентира, то истинный курсовой угол определится из изме-
ренного путем преобразования геометрических соотношений выражения

ф --- arc sin ,-7=^ — — arcsin 1Z. -F^=,	(13.23)

+	V R2+№ Va2 4- b2	'

где a = tg ф" cos $c — sin yc cos $c;

b=cosxc; £ = tg ф" sin + sin ус cos $c.

26*	403
Подготовка и проведение испытательного полета

Для применения векторно-компенсационного метода на ЛА уста-
навливается следующая аппаратура:

1)	РЛС обзора земной поверхности, используемая для измерения5
координат точечного наземного ориентира по экрану крупномасштаб-
ного индикатора типа В и для выдачи синхронизирующих импульсов
для остальных приборов;

2)	фотоаппарат, 'например, типа ФАРМ-2, для автоматического фо-
тографирования индикатора РЛС через заданные интервалы времени;

3)	регистрирующее устройство, включающее в себя часы точного
отсчета времени, указатели угла крена и тангажа ЛА и схему
управления для обеспечения одновременно регистрации значений вре-
мени, углов крена и тангажа с фотографированием радиолокационного
изображения;

4)	фотоустановка, например, типа АКС-1 или РФК, для фотогра-
фирования индикаторов ДИСС.

Перед полетом с помощью переносного уголкового отражателя про-
изводится тщательная градуировка по дальности и по азимуту индика-
тора типа В РЛС и определяются масштабы фотоснимков. Во время по-
лета в качестве ориентира используется специальный отражатель, обес-
печивающий четкое точечное изображение на экране радиолокатора.

Для определения угла сноса полет выполняется таким образом,,
чтобы вначале захода радиолокационное изображение ориентира нахо-
дилось вблизи продольной черты (метки) на экране индикатора, соот-
ветствующей продольной оси самолетами в дальнейшем пересекало эту
черту. Иными словами, полет необходимо начинать таким курсом, чтобы
при правом сносе изображение точечного ориентира находилось справа
от электронной черты на экране, а при левом сносе — слева от элек-
тронной черты.

При выполнении испытательной части полета выдерживается строто
заданная высота полета. Заход начинается с дальности порядка 70 км.
Моменты прохождения дальностей Д=60 км и Д = 20 км фиксируются..
Во время захода фотографируется экран индикатора РЛС при сектор-
ном обзоре местности, с фиксацией времени фотографирования, углов-
крена и тангажа. Одновременно фотографируется индикатор ДИСС.

В течение полета изображение ориентира на экране индикатора-
поддерживается неподвижным по дальности и перемещается лишь в по-
перечном направлении (рис. 13,6,6). В РЛС обзора это достигается ра-
ботой в режиме синхронизации.

В устройство синхронизации РЛС вводится значение путевой скоро-
сти Wr по показаниям индикатора ДИСС.

Для определения путевой скорости выполняются дополнительные
заходы на точечный ориентир по схеме, изображенной на рис. 13.7.

В начале полета ЛА задается такой курс, чтобы линия пути при-
мерно (с точностью ±2°) проходила через выбранный точечный ориен-
тир. Изображение точечного ориентира наблюдается на крупномасштаб-
ной развертке индикатора при секторном обзоре местности, подобно’
тому как это делается при определении угла сноса. В течение полета
изображение должно перемещаться параллельно отметке продольной'
оси на индикаторе (рис. 13.7,6).

Предварительно в схему визирования РЛС по дальности вводятся
две расчетные наклонные дальности до ориентира и Rz, соответству-
404
ющие точкам 1 и 2, при этом

г, = //^-№ и г2 = ]/«2-Йг.

Для практических измерений удобно принять У? = 60 км и /?2=И/cos
при сро = 6О° дальность R^ = 2H.

Рис. 13.7. Определение путевой скорости векторно-радиолокационным ме-
тодом:

а — схема испытательного полета; б — изображение ориентира на экране РЛС;

1 — изображения ориентира; 2—метка дальности.

В моменты достижения ЛА дальностей Ri и R% фиксируется время
/1 и /2.

Очевидно, что средняя путевая 'скорость на участке составит

W г ср-----	/ ___ /

(13.24)

Фотографирование экрана производится ,в режиме слежения от
дальности до дальности R2.

Обработка результатов измерений

Как указывалось выше, каждому курсовому углу ф в фиксирован-
ный момент времени полета соответствует боковое смещение центра
изображения ориентира относительно продольной оси на фотоснимке
экрана индикатора.

Масштабы снимка по азимуту и дальности определяются по фор-
мулам

= mRi = Ri!pi,	(13.25)

где масштаб снимка по азимуту, град/мм; ^—расстояние по сним-
ку вдоль метки дальности, соответствующее курсовому углу ф<, мм;
tnRi—-масштаб снимка по дальности, км/мм; Ri—-значение дальности
в i-й точке, км; р<—-расстояние по снимку от метки дальности д€>
i-й точки развертки индикатора по дальности, мм.

Углы ф", полученные в результате обработки фотоснимков, пересчи-
тываются в истинные курсовые углы ф по формуле (13.23).

Значения углов сноса для нескольких вариантов трех положений
ориентира определяются по формуле (13.22). Далее вычисляется сред-
нее значение угла сноса по радиолокационным измерениям.

При определении путевой скорости по фотоснимкам, снятым во
время заходов для определения путевей скорости, определяется момент
ti прохождения дальности Ri (изображение ориентира пересекает метку
дальности) и момент tz прохождения дальности Rz. Фактическая путе-
вая скорость вычисляется по формуле (13.24). Погрешность ДИСС по
углу сноса и по путевой скорости определяется как разность средних
значений этих величин, полученных по данным ДИСС и по данным ра-
диолокационных измерений.

Погрешности векторно-компенсационного метода

Погрешность определения угла сноса векторно-компенсационным методом склады-
вается из ошибки измерения первого курсового угла 4> разброса разностей курсовых
углов 4’1—4а и 41—4з> ошибки .измерения отрезков времени (С—С) и (/з—Н), «ухода»
курсового гироскопа.

Ошибки определения курсовых углов в свою очередь зависят от неточности опре-
деления положения продольной оси самолета на снимке, неточности определения ази-
мута точечного ориентира на снимке, ошибок измерения и индикации углов крена и
тангажа.

(Последней ошибкой можно пренебречь, так как она лишь незначительно меняет
величину поправки.

Погрешность от «ухода» курсового гироскопа на 1° в час за время прямолинейно-
го полета со скоростью более 600 км/ч на дистанции 60 км не превышает 3'.

Неточность определения положения продольной оси ЛА на снимке с помощью
переносного уголкового отражателя может быть принята на основании опытных дан-
ных равной "фсум^4'-

Среднеквадратическая ошибка определения азимута специального точечного ори-
ентира по экспериментальным данным оценивается величиной афОр==^/- Отсюда сред-
неквадратическая ошибка определения курсового угла <Тф = 7/. Следовательно, ошибка
определения разности углов составляет Ю'. Ошибка определения наклонной дальности
до специального точечного ориентира в тех же условиях —100 м. Ошибка измерения
отрезка времени прибором ХР-6 составляет 0,04 с. Среднеквадратическую погрешность
ввода путевой скорости можно принять равной 5 км/ч.

При этих условиях суммарные среднеквадратические погрешности радиолокаци-
онного векторно-компенсационного метода составляют; по путевой скорости 0,2%, по
углу сноса 10'.

13.4.	РАДИОЛОКАЦИОННО-МЕТЕОРОЛОГИЧЕСКИЙ МЕТОД

Радиолокационно-метеорологический метод оонован на том, что
фактическая траектория полета ЛА определяется по данным наземных
РЛС, которые определяют время пролета заданных ориентиров, и по
информации от метеопостов, которые измеряют направление и скорость
ветра на трассе.

Вычисленные по этим данным боковое уклонение, путевая скорость
и угол сноса сопоставляются с величинами путевой скорости и угла
сноса, вырабатываемыми ДИСС испытываемой системы, а также с ве-
личиной курсового угла.

Достоинство метода заключается в том, что он не требует работы
оператора на борту. Основными недостатками метода являются сравни-
тельно низкая точность, вызванная в первую очередь несовершенством
измерений параметров ветра, а также необходимость расположения
вдоль трассы громоздкого наземного оборудования.

Для того чтобы уменьшить среднеквадратические погрешности ме-
тода, прибегают к многократным измерениям ветра. Курсовая система
должна быть тщательно отбалансирована и выставлена на старте.
406
Основные математические зависимости

По аналогии с методом двух отметок места самолета для вычисле-
ния путевой скорости можно воспользоваться выражением (13.3).

Угол сноса ЛА складывается из угла сноса от ветра 0виугла аэро-
динамического сноса Рек:

Р — Рв + Рек-

Если известны скорость ветра U и угол между направлением меридиана
и линией действия ветра 6, то фактический угол сноса ветром определя-
ется зависимостью

рв = arctg	= arctg r/sln^-~ K) •	(13.26)

X	X

В установившемся режиме полета признаком наличия угла сколь-
жения является отклонение руля направления от нулевого положения
при прямолинейном полете либо наличие статического крена. Угол
скольжения может быть вычислен по приближенной формуле

^ск “ "Й” °н	(13.27)

где бы — отклонение руля направления; Ьь, — коэффициенты, значения
которых вычисляются исходя из характеристик самолета.

Например: для тяжелого самолета типа ТУ-114 при 77 = 9000 м
рек — —36н + 0,8ус; для легкого самолета при Н— 1000 м рСк — —0,158дн +
+О,3ус. При величине угла крена ус<1° можно пренебречь вторым чле-
ном, а при д<0,5°— первым членом уравнения (13.27).

Подготовка и проведение испытательного полета

Вдоль намеченной трассы располагаются наземные РЛС, действу-
ющие в режиме поиска и автосопровождения, а также контрольно-из-
мерительные пункты, снабженные средствами для аэрометеорологиче-
ских измерений. На борту ЛА устанавливаются средства, предназна-
ченные тля автоматической записи измеренных данных:

—	путевой скорости и угла сноса по данным ДИСС;

—	курса;

—	пройденного пути S, бокового отклонения г;

—	углов крена ус и тангажа фс;

—	угла отклонения руля бн.

Масштабы записи величины '3 и ф должны обеспечивать точность
расшифровки не хуже 57 Все виды измерений должны быть отнесены
к единой шкале времени.

На каждом контрольно-измерительном пункте (КИП) в день испы-
тательного полета производится серия измерений скорости и направле-
ния ветра, разнесенных по времени таким образом, чтобы на каждом
пункте было произведено, по крайней мере, одно измерение до пролета
над ним летательного аппарата с испытываемой аппаратурой и одно
измерение после пролета.

При испытаниях на море определяется также высота волн (балль-
ность) на участках трассы, пролегающих над морем. Схема испыта-

407
тельного полета приведена на рис. 13.8. Во время испытательного поле-
та боковой снос по данным ДИСС компенсируется пилотом или систе-
мой автоматического управления, благодаря чему полет совершается
с максимальным приближением к заданной линии пути. В течение
полета:

а)	автоматически измеряются и записываются контролируемые па-
раметры аппаратуры;

б)	измеряются и записываются наземными контрольно-измеритель-
ными пунктами скорость и направление ветра на трассе;

Рис. 13.8. Схема испытательного полета при использовании радиолокацион-
но-метеорологического метода.

в)	измеряются текущие координаты места летательного аппарата
относительно наземных РЛС, время пролета над ними и минимальные
дальности ri,

г)	ведется отсчет единого времени.

Обработка результатов измерений

Поперечная составляющая скорости ветра Uz определяется по дан-
ным метеосводок, поступающих с контрольно-измерительных пунктов,
отнесенным к шкале единого времени. Кроме того, по расстоянию дан-
ного контрольно-измерительного пункта от начального пункта маршрута
НПМ и по измеренной скорости полета должно быть определено истин-
ное время пролета ЛА над данным пунктом.

Значения параметров ветра по «-разовым замерам определяются
по формулам, учитывающим статистические данные о погрешности еди-
ничного замера вследствие неидеальности метода измерения, изменчи-
вости скорости и направления ветра во времени, непоказательности еди-
ничного измерения [13.5].

При «-разовом методе рабочие формулы для скорости и направле-
ния ветра будут следующими:

(/—	1 4~Л2[724~... Рпип	(12 28)

2 л

8 = fA + ЛЛЧ--- +PJn,	. j3 29)

2^

i

где Pi — относительные удельные веса замеров; Ui, 8i — значения изме-
ряемых параметров ветра.

408
При пятиразовом методе (с интервалом Л/Мин) рабочая формула
для скорости ветра имеет следующий вид:

Уф = [ 1,5Ц, + 1,1 (U_u + у+д() + 0,65 (U^t + У+2„]/5.

Поперечная составляющая скорости ветра Uz$ определяется по
формуле £/2ф=Пф5т(6—К).

Угол сноса ветром т. е. угол между вектором воздушной скоро-
сти и вектором путевой скорости в данной точке, определяется по фор-
муле

tg |3В = Uz$/Wx$-

Продольная составляющая путевой скорости Wx$ берется по дан-
ным радиолокационных измерений, произведенных в той же точке, что и
измерение ветра. Если колебания путевой скорости по маршруту невели-
ки, то на отдельных участках можно принять для расчета |3В среднее зна-
чение Wx$ в данном полете. Угол сноса £д, выдаваемый допплеровским
измерителем, определяется на основании расшифровки записей, выпол-
ненных на борту летательного аппарата.

Ошибка выработки угла сноса ДИСС в точке / траектории полета
определяется по формуле

APj— (fb д Pj ск) |3j в-

Для определения средней погрешности по углу сноса в данном полете графическая
определяются средневзвешенные по маршруту значения 0Д Ср, Рв ср и |3СК ср. Разница
между ними дает среднюю ошибку допплеровского измерителя за полет.

При обработке графика Рд = ДО последний разбивается на участки, соответст-
вующие участку трассы протяженностью 20—30 км по обе стороны каждого контроль-
но-измерительного пункта, после чего определяется внутри участков средневзвешенное
значение Р^д. Из графика исключаются участки, на которых ДИСС выдавал сигнал
«Память».

Определенные таким образом значения 0Д на указанных участках наносятся на
графике в виде линий, параллельных оси времени. Далее надо из величины угла сноса
Рд исключить расчетное значение угла аэродинамического сноса Рек в течение полета.
Если по записям бн<0,5° и у<1с, то скольжением рск можно пренебречь, считая,
что допплеровский измеритель отрабатывает лишь угол ветра, т. е. р«рв.

Фактическое значение средней путевой скорости на каждом участке определяется
как отношение расстояния между двумя контрольно-измерительными постами к дли-
тельности времени прохождения участка пути между ними. Поскольку ЛА обычно про-
летает не над самым контрольно-измерительным постом, а несколько в стороне, то мо-
мент пролета определяется по фотоснимкам индикаторов РЛС.

Погрешности радиолокационно-метеорологического метода

Основным источником погрешностей радиолокационно-метеорологического метода
является неточность определения направления и скорости ветра, которая в свою очередь
складывается из ряда независимых ошибок <[13.4]:

—	метода измерения;

—	непоказательности единичного измерения вследствие турбулентности движения
воздуха;

—	от изменчивости ветра по времени;

—	от изменчивости ветра по расстоянию.
Расчеты показывают, что среднеквадратические погрешности измерения парамет-
ров ветра с учетом усреднения по данным семи замеров можно принять равными:
Си =0,35 м/с, а8=2с.

Среднеквадратическая погрешность расшифровки и усреднения записей угла 0Д
на участке ±20 км при масштабе записи 4 мм/° и ширине линии 0,5 мм равна Лрз^З'.

Суммарная среднеквадратическая погрешность метода по углу сноса сум
«10—15'.

Среднеквадратическая погрешность метода по путевой скорости при дальности
испытательного полета порядка 300 км составляет 0,2 — 0,5% в зависимости от высоты
полета.

13.5. РАДИОНАВИГАЦИОННЫЙ МЕТОД

Для испытаний точности допплеровских систем применяются также
неавтономные радионавигационные системы, основанные на измерении
разности -фаз двух электромагнитных колебаний [13.5].

Схема измерений с помощью разностно-дальномерной навигацион-
ной системы, используемой в качестве контрольной системы, приведена
на рис. 13,9. В фиксированных наземных пунктах А, В и С расположе-

Рис. 13.9. Схема испытательного полета при использовании радионавига-
ционного метода.

ны ненаправленные передающие радиостанции. Все они работают на
одной частоте. Станция А является ведущей, а станции В и С—ведо-
мыми. Частота и фаза излучаемых колебаний ведомых станций синхро-
низированы с ведущей. На летательном аппарате установлен бортовой
приемоиндикатор, который осуществляет прием сигналов наземных
станций навигационной системы и измеряет разность фаз между сигна-
лами ведущей и ведомых станций. Прием сигналов от ведущей и ведо-
мых станций происходит поочередно по тактам. В такте приема сиг-
нала ведущей станции производится запоминание частоты и фазы при-
нятого сигнала путем подстройки им опорного генератора. В следующие
такты, соответствующие приему сигналов ведомых станций, сравнива-
ются фазы сигналов ведомых станций, поступающих с выхода прием-
ника на фазовые индикаторы, с фазой опорного генератора.
При распространении до подвижного объекта Р радиоколебания
сдвигаются по фазе на углы, пропорциональные расстояниям Dt и D?.
Линиями положения для данной разности фаз -в системе являются ги-
перболы 1—1 и 2—2, действительные оси которых совпадают с 'базами
и &2, а фокусы — с точками размещения станций. На карту рабочего
района системы наносятся два семейства гипербол: одно относительно
точек размещения ведущей и ведомой станций А и В, второе — относи-
тельно точек размещения ведущей и ведомой станций Л и С. В резуль-
тате на карте образуется гиперболическая сетка. Истинное местополо-
жение ЛА, оборудованного испытываемой допплеровской аппаратурой,
в данный момент времени определяется точкой пересечения гипербол,
которые соответствуют измеренным разностям фаз по показаниям бор-
товых индикаторов. Определяя координаты ЛА по измеряемым синхрон-
но данным ДИСС и данным контрольной радионавигационной системы
и сравнивая их между собой, можно определить ошибки испытываемой
системы по координатам X и Z.

Преимуществом радионавигационного метода является то, что он
не требует размещения радиолокаторов вдоль трассы полетов, пригоден
для полетов на больших и малых высотах. Основной недостаток метода
состоит в том, что высокую точность радионавигационный метод обес-
печивает лишь в определенном секторе углов пересечения гипербол.

Основная математическая зависимость

В месте приема разность фаз синхронизированных колебаний ве-
дущей и ведомой станций за один фазовый цикл будет равна

Дф=<Рп2—Фп1= (фго + фг) (фю+ф1) =d)(Z>2 А)/с+ (ф20 фю), (13.30)
где (fni — фаза сигнала ведомой станции; со — несущая частота радио-
колебаний.

Наличие синхронизации по фазе означает, что разность начальных
фаз фго—фю поддерживается постоянной. Измеряемая разность фаз Аф
фактически зависит лишь от разности расстояний D2—Di от передаю-
щих станций до точки приема.

Подготовка и проведение испытательного полета

В состав контрольной радионавигационной системы входят борто-
вые приемоиндикаторы и три наземные станции. В составе наземных
станций имеются контрольно-измерительные пункты, которые обеспечи-
вают наблюдение за стабильностью линий положения.

Для испытаний на борту ЛА устанавливается комплект приемоин-
дикаторов вместе с органами управления, контроля и питания, а также
киносъемочный аппарат РФК для фотографирования индикаторов и
вспомогательные регистрирующие приборы. Для измерения курса ис-
пользуется тщательно отбалансированная курсовая система.

При подготовке испытаний заблаговременно определяются точные
координаты места установки наземных станций радионавигационной си-
стемы. Далее по основной формуле системы рассчитываются и по точ-
кам наносятся на географическую карту масштаба 1:10'0000 (или
более крупномасштабную) линии положения (гиперболы).

Перед взлетом при работающей наземной контрольной системе вы-
полняется начальная привязка отсчета на индикаторах, т. е. выставля-
411
ются гиперболические координаты исходного пункта маршрута (аэро-
дрома взлета). После этого работа индикатора до начала замеров
в воздухе не прерывается. Начальная привязка отсчета устраняет мно-
гозначность фазового отсчета по индикаторам. В полете проводится
непрерывная регистрация показаний индикаторов. Фотографирование
производится через 4 с синхронно с регистрацией параметров полета и
данных ДИСС. Перед взлетом и после посадки производятся измерения
курса, необходимые для определения фактического курса ЛА на участ-
ках маршрута, по методике, описанной в § 13.2.

Обработка результатов измерений

Обработка результатов измерений испытательного полета начинает-
ся с увязки во времени данных ДИСС с показаниями индикаторов конт-
рольной радионавигационной системы. Затем считываются через опреде-
ленные интервалы гиперболические координаты с обоих индикаторов.

По отсчетам фазовых индикаторов отыскиваются на карте района
испытаний соответствующие линии положения обоих семейств. Место
самолета определяется точкой пересечения двух гипербол. Далее по
карте считываются широта и долгота точек пересечения и при необхо-
димости производится их перевод в прямоугольные координаты X и Z.
Зная геодезические координаты отдельных точек и заданную линию
пути, можно определить пройденные расстояние и боковые уклонения
на участках маршрута. На основании этих исходных данных можно
вычислить фактическую путевую скорость на каждом участке по фор-
муле (13.3). Для вычисления фактического угла сноса по формуле
(13.10) необходимо предварительно вычислить боковые уклонения на
участках, обусловленные ошибкой курсовой системы. Погрешности
ДИСС определяются путем сравнения полученных значений 1Пгф и |3ф
с показаниями индикатора испытываемой допплеровской аппаратуры.
По координатам отдельных точек при необходимости строится траекто-
рия полета.

Погрешность радионавигационного метода

Погрешность определения координат ЛА радионавигационным методом обусловли-
вается методической ошибкой, инструментальными ошибками при измерении разности
фаз и ошибками отклонения линий положения, нанесенных на карте, от реальных линий
над земной поверхностью, возникающих при излучении наземных станций системы.

Линии положения могут изменяться из-за нестабильности фазы излучения .сигнала
на ведомой станции и вследствие изменения условий распространения радиоволн. Мето-
дическая ошибка заключается в том, что точность определения места в фазовой радио-
навигационной системе зависит от места самолета относительно треугольника наземных
станций, т. е. от отношения расстояния до ведущей станции к длине базы и от угла
пересечения линий положения, соответствующих обеим базам.

Среднеквадратическую ошибку определения координат, обусловленную техниче-
скими данными системы, можно оценить величиной около 300 м /при углах пересече-
ния линий положения не менее 30°). При длине маршрута 300 км это соответствует
ошибке определения средней фактической скорости 0,15%. Ошибка определения факти-
ческого угла сноса зависит также от неточности оценки среднего «ухода» курсового
гироскопа на маршруте.

Как видно из предшествующего изложения, в настоящее время ни
один из применяемых методов испытаний автономных допплеровских
412
систем навигации и управления не может считаться универсальным,
так как каждый из них имеет ограниченную область применения.

Наиболее точным из практически применяемых методов является
'фотограмметрический. Большим преимуществом фотограмметрического
метода является удобство разделения ошибок курсовой системы и
„ДИСС, однако этот метод требует измерения углов тангажа и крена и
применим не во всех случаях. Он не пригоден для испытаний над морем
и в условиях плохой видимости. По этой причине при испытаниях доп-
плеровской аппаратуры на прямолинейных трассах большой протяжен-
ности нередко используется радиолокационный метод двух отметок
места ЛА, пригодный лишь при условии тщательной выставки курсового
гироскопа и измерения его уходов на аэродромах взлета и посадки.

Этот метод применим не для всех типов ЛА, так как для работы
в условиях плохой видимости требует наличия на борту РЛС обзора
земной поверхности. Если РЛС на борту ЛА нет, то иногда применяет-
ся менее точный радиолокационно-метеорологический метод.

При испытаниях над открытым морем ни один из вышеназванных
методов не дает достаточной точности, так как размещение всякого
рода плавучих средств-—искусственных ориентиров, метеопостов, РЛС,
связано с возникновением дополнительных погрешностей при определе-
нии их истинных координат в момент измерения. С этой точки зрения
перспективным является радионавигационный метод, обеспечивающий
высокую точность измерений независимо от условий полета. Недостатки
этого метода-—сложность наземного оборудования и трудность разде-
ления ошибок курсовой системы и ДИСС.

Методы, основанные на использовании наземных оптических прибо-
ров, опирается на освоенную аппаратуру, но малая дальность действия
и зависимость от атмосферных условий делают их непригодными для
трасс средней и большой протяженности. Вследствие этого они приме-
няются только как вспомогательные для исследований на участках
взлета и посадки самолета, а также режимов малых скоростей верто-
лета.

При испытаниях на коротких, специально оборудованных трассах
нашел применение векторно-радиолокационный метод.

Точность допплеровских навигационных систем в настоящее время
соизмерима с точностью, обеспечиваемой методами контроля, поэтому
для получения достоверных результатов испытаний приходится прибе-
гать к специальным мерам, важнейшие из которых:

а)	особо точное юстирование всех устройств контрольной аппара-
туры;

б)	учет погрешности самого метода измерений при оценке погреш-
ности допплеровской системы;

в)	исключение при обработке результатов измерений тех отклоне-
ний, которые были вызваны нарушениями нормального действия испы-
тываемой аппаратуры ДИСС, контрольной аппаратуры, а также ошиб-
ками обслуживающего персонала;

г)	увеличение числа независимых измерений.

Обработка данных летных испытаний, состоящих из большого количества единич-
ных измерений, проводится согласно общим правилам статистической обработки. Она
еключает в себя вычисление систематической ошибки, среднеквадратического отконе-
нения и эллипса ошибок. Иногда исследуется также вопрос о том, соответствует ли
’наблюдаемое распределение ошибок нормальному закону или нет [10.24]. Статистиче-
ская ошибка, или, иначе, среднее арифметическое единичных значений, рассчитывается
по формуле, x = Txln, где Tx=Sxi— сумма всех единичных значений; п — обшее чис-
ло единичных значений; Хг—единичное значение.

Единичное значение представляет собой ошибку по дальности или по боковому
уклонению в одном полете (заходе) на прямолинейном участке пути между двумя
ориентирами, координаты которых точно известны.

Разумеется, в полигонных, равно как и в эксплуатационных испытаниях на воз-
душных трассах полеты (заходы) над одним и тем же участком совершаются неодно-
кратно; при этом результаты каждого полета дают единичное значение ошибки.

Среднеквадратическое отклонение является мерой разброса единичных значений и
определяется по формуле

а = VSxx/(n — 1),

где Seeee=S(x1-7)2 = S2xt —(Т2х/п).

Примеры эллипсов ошибок приведены в § 10.6. Расчет их производится на основе
общей формулы эллипса

(и/а)2+Д/&)2=х2.

Значения х берутся из заранее рассчитанных таблиц для требуемого уровня вероят-
ности (например, 50%, или 95%) и для двух степеней свободы.

Две постоянные величины а и Ь могут быть определены по формулам

$хх 4~ 522 + 2 SXXSZZ S
+ ьу =-------------’

Sxx = S2xt-—Tx/п,

где Sxi — сумма квадратов всех единичных значений ошибки вдоль линии пути

= SzZj Tj п;

SxiSzj — сумма всех единичных значений вдоль и поперек линии пути.

Szz=SxiSzj—TxTz/n,

SxiSzj — сумма всех единичных значений вдоль и поперек линии пути.

Угол а между осями U и X определяется по формуле

522 — Sxx 4- j/43^4- (SK5C 4- *$22)2
tg a --------------Дё----------------

Наряду с испытаниями допплеровской навигационной аппаратуры
на специально оборудованных трассах или испытательных полигонах
широкое распространение получили испытания, проводимые авиатран-
спортными компаниями или организациями в ходе коммерческих поле-
тов с применением простейших средств оценки точностных характери-
стик ДИСС.

При подготовке подобных испытаний тщательно рассматриваются
особенности трасс, на которых предполагается проведение испытаний.
Для того чтобы снизить ошибки измерения истинных координат место-
положения самолета, предпочтение отдается таким участкам трассы, на
которых можно пролетать над радиомаяком как непосредственно после
взлета, так и перед посадкой, т. е. на небольшой высоте.

В случае полета над морем с целью исключения влияния морских
течений участки пути туда и обратно рассматриваются совместно, при-
чем величины погрешностей на пути туда и обратно усредняются на
каждом участке.

414
Кроме того, принимаются меры с тем, чтобы расстояние между дву-
мя контрольными точками определялось с максимально возможной точ-
ностью. Наконец, курсовая система самолета тщательно выверяется и
юстируется.

Испытания подобного рода проводятся чаще всего по методу двух
отметок места ЛА. Моменты пролета контрольных точек маршру-
та фиксируются по сигналам радиомаяков либо по наземным ориенти-
рам. Показания индикаторов ДИСС и курсовой системы фиксируются
на борту с помощью автоматической записывающей аппаратуры, фото-
аппаратов либо, в наихудшем случае, записями оператора в журнале.
Испытания допплеровских навигационных устройств и систем в процес-
се эксплуатации весьма полезны для накопления статистики, выявления
ошибок, вносимых обслуживающим персоналом, изучения условий пере-
хода в режим «Память», выявления систематических ошибок навига-
ционной системы, уточнения масштабных коэффициентов при полетах
над сушей и над морской поверхностью и т. п.
НАИБОЛЕЕ УПОТРЕБИТЕЛЬНЫЕ УСЛОВНЫЕ ОБОЗНАЧЕНИЯ

с —скорость распространения электромагнитных колебаний

% —длина волны излучаемых колебаний ДИСС

fo, оо — несущая частота излучаемых колебаний ДИСС

/пр, (Опр — промежуточная частота

/м, (Ом — частота модуляции

Д/, Асо — дивиация частоты

Ад, (Од, Од — допплеровская частота

Дд1, Дд2, Ад3 — допплеровские частоты по первому, второму и третьему каналам
ДИСС

F2 — допплеровские частоты, выдаваемые после смешения сигналов ог
первого и третьего, а также от второго и четвертого лучей антен-
ны ДИСС

Го—горизонтальный угол визирования (угол между проекцией луча
антенны на плоскость XiOZi и продольной осью ЛА)

Во — вертикальный угол визирования (угол между лучом антенны и*
проекцией этого луча на плоскость XiOZi ЛА).

у — угол между лучом антенны и осью Xi ЛА

V— угол между лучом антенны и осью Zi ЛА

G — коэффициент усиления антенны

Рш —• мощность шума

Рс —• мощность отраженного сигнала

Т3, t3—время задержки отраженного сигнала относительно излучаемого*
Тв— период повторения импульсов
ти — длительность импульса

а — угол атаки ЛА

'б'с — угол тангажа ((угол между горизонтальной плоскостью и продоль-
ной осью ЛА)

Ус — угол крена '(угол между горизонтальной плоскостью и попереч-
ной осью ЛА)

0—угол наклона траектории (угол между касательной к траекторий'
в вертикальной плоскости и горизонтом)

р—угол сноса '(угол между вектором путевой скорости и продоль-
ной осью ЛА)

рек—угол скольжения или угол аэродинамического сноса (угол между
продольной осью ЛА и вектором воздушной скорости)

рв — угол сноса ветром <(угол между вектором воздушной скорости
и вектором путевой скорости)

U — скорость ветра (скорость перемещения воздушной массы относи-
тельно земной поверхности)

V— воздушная скорость (скорость перемещения ЛА относительно воз-
душной массы)


W — вектор полной скорости ЛА

6 — угол ветра (угол между северным направлением меридиана
вектором скорости ветра)

ИА — путевая скорость ЛА

л, Wyi, Wzi — составляющие скорости в связанной системе координат

1г, Wyt, Wzt—составляющие скорости в горизонтальной системе координат

VP*, Wyj yffz — составляющие скорости в .ортодромической системе координат

Хь Уь Zi — продольная, вертикальная и поперечная оси связанной системы'
координат

 Хг, Уг, Zr — продольная, вертикальная и поперечная оси горизонтальной сис-
темы координат

х, z — текущие координаты ЛА в ортодромической системе координат
ЗПУ.— заданный путевой угол (угол между северным направлением
меридиана и линией заданного пути)

ПУ — путевой угол (угол между северным направлением меридиана и
вектором путевой скорости)

К — курс (угол между северным направлением меридиана и продоль-
ной осью ЛА)

ф — ортодромический курсовой угол (угол между линией заданного,
пути и продольной осью ЛА)

ф — географическая широта

%—географическая долгота

Н — высота полета ЛА
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

К главе 1

1.1.	Авиационный справочник. Под ред. В. М. Лавского. М. Воениздат, 1964.

1.2.	Селезнев В. П. Навигационные устройства. М., Оборонгиз, 1961.

1.3.	Астафьев Г. П., Ш е б ш а е в и ч В. С., Юрков Ю. А. Радиотехнические
средства навигации летательных аппаратов. М., «Сов. радио», 1962.

1.4.	Передвижная лаборатория на Луне — Луноход-1. Под ред. А. П. Виногра-
дова. М., «Наука», 1971.

1.5.	Виницкий А. С. Очерк основ радиолокации при непрерывном излучении
радиоволн. М., «Сов. радио», 1961.

1.6.	Тузов Г. И. Выделение и обработка информации в допплеровских систе-
мах. М., «Сов. радио», 1967.

1.7.	Фейнман Р., Лейтон Р., Сэндс М. Фейнмановские лекции по физике.
Т. 3, М., «Мир», 1966.

1.8.	Berger F. В. The Nature of doopler velocity measurement. — «IRE Trans.»,
1957, v. ANE-4.

1.9.	Fried W. R. Pninciples and performance analysis of doppler navigation
systems. — «IRE Trans.», 1957, Dec.

1.10.	Фельдман Ю. И. Исследование флюктуаций сигналов, отраженных от
протяженных целей. Канд, дисс., 1958.

1.11.	К о л ч и и с к и й В. Е. и др. Измеритель угла сноса и путевой скорости
летательных аппаратов. Авт. свидетельство № 168342. — «БИ», 1965, № 4. Авт. изобре-
тения: В. Е. Колчинский, А. Е. Черный, И. А. Мандуровский, Ю. И. Карев.

1.12.	Дудко Г. К., Р е з н и к о в Г. Б. Допплеровские измерители скорости и
угла сноса самолета. М., «Сов. радио», 1964.

1.13.	Cheng R. Terminal guidance for Mars softlander. — In: Proc. 5th. Int’l.
Symposium on Space Technology and Science. Tokio, 1969.

1.14.	Петров В. П., Сочи в ко А. А. Управление ракетами. М., Воениздаг,
1963.

1.15.	Hammond G. Hovercraft navigation. — «Journ. of the Institute of Naviga-
tion (G. B)», 1966, v. 19, № 1.

1.16.	Самолетные навигационные системы. Сборник материалов. Пер. с англ. Под
ред. В. Ю. Поляка. М., Воениздат, 1973.

1.17.	«Луна-16»: космический геолог. М., «Известия», 1970.

К главе 2

2.1.	Д у б н о в Я. С. Основы векторного исчисления. Т. 1. М., 1949.

2.2.	Литвин-Седой Л. 3. Введение в механику управляемого полета. М.,
«Высшая школа», 1962.

2.3.	Doppler radar Sytsem. Pat. Engl., № 938956, св. 40(7), 1960, April 8.

2.4.	Белавин О. В., Зернова М. В. Современные средства радионавигации.
М., «Сов. радио», 1965.

2.5.	В a dewitz Ch. J. (Ryan) Terrain slope or pitch and roll computer. US Pat.,
№ 3.337.867, cl. '343-7, 13.06.66.

К главе 3

3.1.	Бунимович В. И. Флюктуационные процессы в радиоприемных устрой-
ствах. М., «Сов. радио», 1951.

3.2.	«Антенны сантиметровых волн». Пер. с англ. Под ред. Я. Н. Фельда. М„
«Сов. радио», 1950.
3.3.	Шулейкин В. В. Физика моря. Изд. АН СССР, 1953.

3.4.	Зубов Н. Н. Динамическая океанология. М., Гидрометеоиз дат, 1947.

3.5.	G г о с о 11 D. F. Н. Doppler correction for surface movement. — «J. of the
Institute of Navigation, 1963, v. 16, № 1.

3.6.	Barlow E. J. Doppler radar. — «Proc. IRE», 1949, April.

3.7.	Рыжик И. M., Градштейн И. С. Таблицы интегралов, рядов, сумм и
произведений. М.—Л., Гостехиздат, 1951.

К главе 4

4.1.	Logue S. Н. Measuring Rate—of Climb by Doppler Radar «Electronic In-
dustries and Tele-Tech.», 1956, v. X, p. 74.

4.2.	Decca Doppler Type 70 series for v/stol Aircraft. Проспект фирмы Decca Na-
vigator.

4.3.	Decca Doppler Type 71 for Rotary wing Aircraft. Проспект фирмы Decca
Navigator.

4.4.	Малахов А. И. Флюктуации в автоколебательных системах. М., «Наука»,
1968.

4.5.	Harmer J. D., О’Н are W. S. Some advancis in CW radar Techniqes». —
In: Proc. 5th nat. conv. on military electronics, 1961.

4.6.	Navigation Systems for aircraft and space vehicles,— «Pergamon Press», 1962.

4.7.	LSE Doppler instrumentation. — «Interavia», 1962, v. 17, № 9.

4.8.	Допплеровская радиолокационная станция AN/APN-96.— «Зарубежная радио-
электроника», 1959, № 1.

4.9.	Doppler navigator radar AN/APN-153 (V). Проспект фирмы General Precision,
1963.

4.10.	Aviation Week, 1963, v. 28, № 16, p. 71.

4.11.	Ba dewitz Ch. I. (Ryan) Werticality, altitude and velocity sensing radar.
US Pat., № 3.362.024, cl. 343-7, f. 10.01, 4966, p. 2.01. 1968.

4.12.	Фрайд. РЛС непрерывного излучения с частотной модуляцией для одно-
временного измерения трех составляющих скорости и высоты. — «Зарубежная радио-
электроника», 1964, № 11.

4.13.	Helipath Doppler Velocity — Altimeter System for Helicopters, VTOL, and
Fixed Wing Aircraft. Проспект фирмы General Precision, представленный на выставке
в Париже в 1967 г.

4.14.	Ремез Г. А. Курс основных радиотехнических измерений. М., Связьиздат,
1955.

4.15.	Радиолокационные устройства. Под ред. В. В. Григорина-Рябова. М., «Сов.
радио», 1970.

4.16.	Haroules G. G. The simultaneous investigation of attenuation and emis-
sion by the earth’s atmosphere at wavelengths from 4 cm to 8 mm. — «J. Geophys. Res.»,
1969, v. 74, № 18.

4.17.	Campbell J. P. Back-scattering characteristics of land and sea at X-band.—
In: Proc. National Conf, on aeronautical electronics. IRE, 1958, May.

4.18.	Taylor R. C. Terrain return measurements of X, Kn, Kz band. — In: National
Conv Record. IRE, 1959, pt. 1.

4.19.	Зубкович С. Г. Статистические характеристики радиосигналов, отражен-
ных от земной поверхности. М., «Сов. радио», 1968.

4.20.	W i 1 s t е J. С. et al. Back-scattering characteristics of the sea in the region
from 10 to 50 kmc. — «Proc. IRE», v. 45, № 2, p. 157.

4.21.	Березкин В. А. Динамика моря. M, Гидрометеоиздат, 1947.

4.22.	Морской атлас. Т. II. Физико-географический. Изд. Главного Штаба Военно-
Морских Сил, 1953.

К главе 5

5.1.	Антенны сантиметровых волн. Ч. I. Под ред. Л. Н. Фельда. М., «Сов. радио»,
1950.

5.2.	Ф е л ь д Я. М., Бененсон Л. С. Антенны сантиметровых и дециметровых
волн. Ч. I. Изд. ВВИА им. проф. И. Е. Жуковского, 1955.

5.3.	Фра дин А. 3. Антенны сверхвысоких частот. М., «Сов. радио», 1957.

5.4.	Каплун В. А. Дифракция плоской электромагнитной волны на диэлектри-
ческом слое с решеткой вибраторов. — «Радиотехника и электроника», 1967, т. 12,
№ 2.

К главе 6

6.1.	Бычков С. И., Буренин Н. И., Сафоров Р. Т. Стабилизация ча-
стоты генераторов СВЧ. М., «Сов. радио», 1962.
6.2.	Джонсон, Смит, Колдер. Характеристика шумового спектра малошу-
-мящих СВЧ ламп и твердотельных приборов. — «ТИИЭР», 1966, т. 54, № 2.

6.3.	Miller G. М. Design Considerations for the APN-79 Airborne Doppler Na-
vigation System. — «Navigation», 1958, v. 6, № 3.

6.4.	Разработка блоков радиолокационного передатчика на полупроводниковых
приборах для лунной кабины. — «Радиоэлектроника за рубежом», 1966, № 3.

6.5.	Impatts and a 4-beam phased arrey planned for Mars landing radar.—«Micro-
waves», 1971, VIII, v. 10, № 8, p. 16, 18.

6.6.	Laschever N. L. AN/APN-78 a Doppler Navigation for Helicopters. — In:
Proc. Nat. Conf, on Aeron. Electronics, 1958.

6.7.	Мак-Махон. Допплеровская навигационная система типа AN/APN-81. —
«Вопросы радиолокационной техники», 1958, № 5.

6.8.	Marconi Aircraft Radio, 1957. Каталог фирмы Marconi. Англия.

6.9.	Hol a han J. First Commercial Doppler Navigation System. — «Aviation Age»,
1958, January, v. 28, № 7.

6.10.	Альтман Д. А. Устройства сверхвысоких частот. M., «Мир», 1968.

6.11.	Кораблев И. В , П о т е м к.и д В. В., Ю н о с о в Ф. Низкочастотные шумы
обращенных диодов. — «Радиотехника и электроника», '1968, т. XIII, № 4.

6.12.	Каталог фирмы Microwave Associates, США, 1968.

6.13.	O’Hara F. J., М о о г 1 G. М. A high performance CW receiver using fe-
edthru nulling. — «The microwave J.», 1963, v. VI, № 9.

6.14.	Жуховицкий Б. Я. Сигналы телемеханики и их преобразования. Л.,
«Энергия», 1968.

6.15.	Крейнгель И. С. Шумовые параметры радиоприемных устройств. Л.,
«Энергия», 1969.

6.16.	Допплеровская радиолокационная станция AN/APN-96.— «Зарубежная ра-
диоэлектроника», 1959, № 1.

К главе 7

7.1.	Бунимович В. И. Флюктуационные процессы в радиоприемных устрой-
ствах. М.. «Сов. радио», 1951.

7.2.	Short-time frequency measurement of narrow-band random signals by means of
a zero counting process.— «J. Appl. Phys.», 1955, v. 26, № 2. Aut: H. Steinberg,
P. M. Shultheiss, G. A. Worgen, F. Zweig.

7.3.	Shultheiss P. M., Worgen G. A., Z w e i g F. Short-time frequency mea-
surement of narrow-band random signals in the precense of wide-band Noise. — «J. Appl.
Phys.», 1954, v. 25, № 8.

7.4.	Detection of coherent and noncoherent signal. — «IRE Conv. Record», 1955,
pt. 4, p. 114—118. Aut: R. F. Drenik et. al.

7.5.	Система AN/APN-81. — «Вопросы радиолокационной техники», 1958, № 5.

7.6.	Попов Р. И., В и н и ц к и й А. С. Динамический измеритель крайней часто-
ты переменного спектра. — «Труды НИИ», Оборонгиз, 1947, № 23.

7.7.	Виницкий А. С. Очерк основ радиолокации при непрерывном излучении
радиоволн. М., «Сов. радио», 1961.

7.8.	Р ы т о в С. М. Модулированные колебания и волны. — «Труды физического
института», 4940, вып. 1.

7.9.	Тихонов В. И. Статистическая радиотехника. М., «Сов. радио», 1966.

7.10.	Вопросы статистической теории радиолокации. Под ред. Г. П. Тар таковского.
М., «Сов. радио», 1964, т. 2. Авт.: П. А. Бакут, И. А. Большаков, Б. М. Герасимов
и др.

7.11.	Левин Б. Р. Теоретические основы статистической радиотехники. М.,
«Сов. радио», 1966.

7.12.	Стратонович Р. Л. Оптимальный прием узкополосного сигнала с не-
известной частотой на фоне шумов. — «Радиотехника и электроника», 1964, т. VI, № 7.

7.13.	К у л и к о в Е. И. Предельная точность измерения центральной частоты узко-
полосного нормального случайного процесса на фоне белого шума. — «Радиотехника
я электроника», 1964, т. IX, № 10.

7.14.	Допплеровская система навигации ДИСС-013-134. Инструкция по эксплуа-
тации. М., Авиаэкспорт, ч. 1.

К главе 8

8.1.	Карпов Р. Г. Техника частотно-импульсного моделирования. М., «Машино-
строение», 1969.

8.2.	Константиновский М. И. Малогабаритные аналоговые вычислители.
:М., «Энергия», 1966.
8.3.	Основы импульсной техники. Под ред. В. Г. Миленина. М., Воениздат, 1966,
Авт.: Г. Р. Базь, В. Ю. Булыбенко, Г. П. Муромцев и др.

8.4.	Вычислительная техника. Под ред. Б. В. Анисимова. Вып. 4. М., «Машино-
строение», 1964.

8.5.	Касаткин А. С. Автоматическая обработка сигналов частотных датчиков.
М., «Энергия», 1966.

8.6.	Кривицкий Б. X. Элементы и устройства импульсной техники. М., «Сов.
радио», 1961.

8.7.	Круг Е. К-, Александриди Т. М., Дилигенский С. Н. Цифровые
.регуляторы. М., «Энергия», 1962.

8.8.	Гитис Э. И. Преобразователи информации для электронных цифровых
.вычислительных устройств. М., «Энергия», 1970.

8.9.	Полупроводниковые кодирующие и декодирующие преобразователи напряже-
ния. Под ред. В. Б. Смолова, И. А. Смирнова, М., «Энергия», 1967.

8.10.	Лебедев А. Н. Счетно-решающие устройства, М., Машгиз, 1958.

8.11.	Гйтис Э. И. Автоматика радиоустановок. М., «Энергия», 1964.

8.12.	Константиновский М. И., Растеряев Ю. И. Ключевое устрой-
ство для перемножения двух величин. Авт. свидетельство № 331485. — «БИ», 1972,
№ 9.

8.13.	И ц х о к и- Я- С. Импульсные устройства. М., «Сов. радио», 1959.

8.14.	Decca Doppler-62. Техническая документация фирмы Decca Navigator, 1962.

8.15.	Doppler Radar Type 71 Jssue ALJ. 1968. Техническая документация фирмы
Decca Navigator.

8.16.	Doppler Navigation Sensor System AD-560. Проспект фирмы Marconi, 1965.

8.17.	Doppler Navigation Sensor System AD-570. Проспект фирмы Marconi, 1965

8.18.	Вычислительная техника. Справочник. Под ред. Г. Д. Хаски и Г. А. Корна.
Аналоговые вычислительные устройства. Пер. с англ. М., «Энергия», 1964.

К главе 9

9.1.	Денисов В. Г. Навигационное оборудование летательных аппаратов. М.,
Юборонгиз, 1963.

9.2.	Селезнев В. П. Навигационные устройства. М., Оборонгиз, 1961.

9.3.	Авиационный справочник. Под ред. В. М. Лавского. М., Воениздат, 1964.

9.4.	Дудко Г. К. и Резников Г. Б. Допплеровские измерители скорости и
угла сноса самолета. М., «Сов. радио», 1964.

9.5.	Сытина Н. В. Автономные допплеровские радионавигационные приборы
(краткий обзор зарубежной печати). М., «Сов. радио», 1957.

9.6.	«Avionics Navigation Systems». Ed. M. Kayton, W. Fried. John Wiley & sons,
N-Y 1969.

9.7.	White R. N. Airborne Doppler radar navigation of jet transport aircraft.—
«IRE Trans.», 1962, III, v. ANE-9, № 1, p. 11—21.

9.8.	Дроздов E. А., Пятибратов А. П. Автоматическое преобразование и
кодирование информации. М., «Сов. радио», 1964.

9.9.	Вычислительные машины непрерывного действия. Под ред. Б. В. Смолова
а А. Н. Лебедева. М., «Высшая школа», 1964.

9.10.	Bath С. С. Application of Doppler Radar to the Navigation Problem.—
In: The 6th Annual. IRE East Coast Conf, on Aeronautical and Navigational Electronics,
1959.

9.11.	AD-670. Airborne Digital Computer with Moving Map Display. Техническая
документация фирмы Marconi, 1968.

9.12.	Неслуховский H. С. Цифровые дифференциальные анализаторы. М.,
«Машиностроение», 1968.

9.13.	Суммирующее устройство дискретных приращений для цифрового диффе-
ренциального анализатора. Авт. свидетельство № 279191. — «БИ», 1970, № 26. Авт.
изобретения: В. Г. Суровцев, М. И. Константиновский, В. А. Полторапавлов, Э. В. Лип-
пинг, И. Б. Барцевич.

9.14.	Браславский Д. А., Логунов С. С., Пельпор Д. С. Авиационные
приборы. М., Машиностроение, 1964.

9.15.	Боднер В. А. Теория автоматического управления полетом. М., «Наука»,
1964.

9.16.	Навигационно-пилотажные системы для вертолетов. — «Зарубженая радио-
электроника», 1963, № 3, с. 68—88.

9.17.	Decca Roller Мар. Проспект фирмы Decca Navigation 1968.

9.18.	Корн Г., Корн Т. Электронные аналоговые и аналого-цифровые вычис-
лительные машины. М., «Мир», 1968.
К главе 10

10.1.	Морской атлас. Т. II. Физико-географический. Изд. Главного штаба Военно-
Морских Сил, 1953.

10.2.	Rearw in R. Н. Planar Array of Microwave Antennas. US Pat., № 2.983.920,
f. 9.5.1961.

10.3.	Tober H. R. Doppler Radar System. US Pat., № 3. 259.898, 5.7. 1966.

10.4.	В a s i m' D. S. and etc. Doppler System Land-Water Detector. US Pat.,
№ 3.023.407, 27.2.1962.

10.5.	Lurie W. B. Doppler Navigator Land-Water Corrector. US Pat., № 3.192 523,
29.6.1965.

10.6.	Flower R. A. and etc. Calibration Correcting System for Doppler Naviga-
tors. US Pat. № 3.235.865, 15.2.1966.

10.7.	Marconies Improvements in or Relating to Doppler Radar Systems. Pat Engl.
№ 847.350, 7.9.1960.

10.8.	St avis G. Apparatus for Measuring Doppler Frequency Differencies. US
Pat. № 3.113.308, 3.12.1963.

10.9.	Smith P. G. Null-tracking Doppler-Navigation Radar. — «IEEE Trans.»,
1963, ANE-10, № 1.

10.10.	Kramp К. M. Systems for the Measurement of sea state and the Like.
US Pat. № 3.016.529, 9.1.1962.

10.11.	Ansi ou N. G. V. Self-contained Navigation Aids. — «Brit. Commun. Elec-
tronics», 1961, v. 9, № 9.

10.12.	Молоканов Г. Ф. Точность и надежность навигации летательных аппа-
ратов. М., «Машиностроение», 1967.

10.13.	Бунимович В. И. Флюктуационные процессы в радиоприемных устрой-
ствах. М., «Сов. радио», 1951.

10.14.	Вентцель Е. С. Теория вероятностей. М., «Наука», 1964.

10.15.	Браславский Д. А., Логунов С. С., Пельпор Д. С. Авиационные
приборы. М., «Машиностроение», 1964.

10.16.	Бруевич Н. Г. и Доступов Б. Г. Основы теории счетнорешающих
устройств. М., «Сов. радио», 1964.

10.17.	Operational Experience of dual Doppler on Navigation System accuracy.—
In: Proc. IATA, 16th. Techn. Conf., Miami, 1965, Conf. 16/WP-5.

10.18.	The third Generation Decca Doppler System. — In: Proc. IATA, 16th Techn.
Conf., Miami, 1965, Conf. 16/WP-44.

10.19.	Evoluation of Doppler as a Long Range self Contained Aid to Navigation
(Qantas Airways). — In: Proc. IATA, 16th Techn. Conf. Miami, 1965, Conf. 16/WP-5.

10.20.	Airborne Doppler Radar ARJNC Characteristic № 0540, Reprinted March 15,
1962.

10.21.	Doppler Radar Mark 1 Computer ARJNC characteristic № 0543, issued reb-
ruary 6, 1959.

10.22.	International Air Transport Association, Committe A. Agenda, Item № 1, 2,
1960.

10.23.	Фрид В. Анализ принципов и характеристик допплеровских навигацион-
ных систем. — «Радиотехника и радиоэлектроника за рубежом», 1959, вып. 7.

10.24.	Doppler Radar Accuracy Investigation (Swissair). — In: Proc. IATA, 16th
Techn. Conf., AAiami, 1965, Conf. 16/WP-4.

10.25.	Pedersen E. S. Doppler Navigation in SAS. — «J. of the Institute of Na-
vigation» (England), 1961, v. XIII, № 01 January.

10.26.	White R. Airborne Doppler Radar Navigation by Jet transport.— «IRE
Transactions», 1962, v. ANE-9, March.

10.27.	Проспект фирмы Bendix Aviation Corp., 1960.

10.28.	«Avionics Navigation Systems». Ed. M. Kayton, W. Fried. John Wiley & sons,
Inc. N—Y, 1969.

10.29.	The Effect of Doppler on Navigation System Accuracy (Air Canada).— In:
Proc. IATA 16th Techn. Conf., Miami, 1965, Conf. 16/WP-13.

10.30.	Doppler Navigation Accuracy Investigation. — In: Proc. IATA, 16th Techn.
Conf., Miami, 1965, Conf. 16/WP-70.

К главе 11

11.1.	Автономная допплеровская система навигации «Трасса», М., Авиаэкспорт.

11.2.	К о л ч и н с к и й В. Е. и др. Измеритель угла сноса и путевой скорости ле-
тательных аппаратов. Авт. свидетельство № 168342.—«БИ», 1965, № 4. Авт. изобре-
тения: В. Е. Колчинский, А. Е. Черный, И. А. Мандуровский, Ю. И. Карев.
11.3.	Допплеровская система навигации ДИСС-013-134. Инструкция по эксплуа-
тации. М., Авиаэкспорт, ч. I.

К главе 12

12.1.	Автоматизация радиоизмерений. Под ред. В. П. Балашова. М., «Сов. радио»,
1966.

12.2.	Куликовский Л. Ф. Автоматические информационно-измерительные при-
боры. М., «Энергия», 1966.

12.3.	Stahl Р. D. Fundamental Techniques in Doppler Radar Navigation system
Reliability Measurements. — In; Nat. Conv. Record. IRE, 1958.

12.4.	Сытина H. В. Автоматизация испытаний электронного оборудования. М.,
«Сов. радио», 1959.

12.5.	Автоматическая проверка оборудования самолетов и ракет. Пер. с англ.
И. Д. Алимова. Под ред. В. А. Боднера. М. ИЛ, 1962.

К главе 13

13.1.	Cooper G. Doppler Navigator Accuracy by Photogrammetric Measurement.—
In: Proc. 6th Annual IRE East Coast Conf. Aeron, and Navig. Electronics, 1959.

13.2.	Кожевников H. П., Крашенинников И. П. Фотограмметрия. M.,
Геодезиздат, 1960.

13.3.	Авиационный справочник. Под ред. В. М. Лавского, М., Воениздат, 1964.

13.4.	Молоканов Г. Ф. Учет ветра в дальних полетах. М., Воениздат, 1957.

13.5.	Астафьев Г. П., Шебшаевич В. С. и Юрков Ю. А. Радиотехни-
ческие средства навигации летательных аппаратов. М., «Сов. радио», 1962.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ

Автокомпенсатор 381

Автокоррелятор 227 см. измеритель частоты
Антенна:

волноводно-щелевая симметричная 157

—	частотнонезависимая 165

изочастотная 58, 155

карандашная 58, 155

неподвижная см. антенна фиксированная
оптического типа 173
---- апланатическая 175

—	— двухзеркальная 174

---- зеркальная 174

----Кассегрена 175

---- линзовая диэлектрическая 177

------- двухповерхностная 178

------- одноповерхностная 178

подвижная 19, 44, 281

стабилизированная 21, 281, 322

— по углу крена 21, 323

— по углу тангажа 21, 323

фиксированная 19

Аппарат летательный (ЛА) 6

Аппаратура ДИСС-013-С1 368

— ДИСС-013-154 370

Аэрофотографирование 391

Бесселя функция 80, 81

Бофорта шкала 151

Вектор воздушной скорости ЛА 6

—	полной скорости 6

—	путевой скорости 6

—	скорости ветра 6

Виброшум РЧГ 207

---микрофонный 208

Вобуляция частоты 86, 124, 137

Волновод многощелевой симметричный 157

Выигрыш следящего измерителя частоты
энергетический 239

Высота слепая 82, 131, 137

Вычисление:

угла сноса и путевой скорости 269

составляющих вектора скорости 275

Гаусса кривая 57

Генератор белого шума 377"

—	контрольных частот 378

Географическая широта 285

—	долгота 285

Гиростабилизация антенны 281, 322'

---- частичная 281, 323

Головка радиочастотная 188

----для непрерывного режима 203

«Горка» отраженных импульсных сигналов
92

Дальность вдоль ортодромии от НПМ 6».
303

-------оставшаяся до КПМ 303

Девиация частоты 80, 142

Детектор синхронный 102

Диапазон динамический сигнала 148, 151».

154, 214

Дискриминатор частотный 227

— квадратурно-фазовый 242

Дисперсия флюктуационной ошибки 243

ДИСС 6

— автокогерентный (с внешней когерент-
ностью) 27, 43, 133

— вертолетный 23, 104

— когерентный (с внутренней когерентно-
стью) 25, 27

— самолетный 23, 100

----ДИСС-3 360

— — ДИСС-013 362

Диод обращенный 205

Длительность отраженного сигнала эффек-
тивная 91

Допплера эффект 10

----при непрерывном излучении 10

----при импульсном излучении 15

— — вторичный 18

Емкость дозирующая 264

— накопительная 264

Законы вобуляции 124
атягивание частоты 191

нак допплеровской частоты 11, 31, 105

ПУ см. угол путевой заданный

1з мерен не:

высоты полета 45, 141

вектора скорости 8, 28

местной вертикали 45, 141

путевой скорости 24, 30

составляющих вектора скорости 21, 29

угла атаки 30

угла сноса 24, 30

1змеритель вектора скорости допплеров-
ский см. ДИСС вертолетный

4змеритель путевой скорости и угла сноса
допплеровский см. ДИСС самолетный

Измеритель частоты 225

автокоррелятор 227

дискриминатор частотный 228

счетчик числа «нулей» 225, 229

[Измеритель частоты следящий 233

с квадратурно-фазовым дискриминато-
ром 241

с частотным дискриминатором 237

с частотомером 239

с частотным стробированием спектра
сигнала 234

электромеханический 234

электронный 236

Изодопа см. линия изочастотная

Имитатор допплеровских спектров 377

Индикатор координат 307

-----стрелочный 308

— — цифровой электромеханический 308

— навигационной обстановки проекционный

311

— путевого угла 306

— угла сноса и путевой скорости 306

Интегратор цифровой 294

ИПУ см. угол путевой истинный

Испытания допплеровских устройств летные

390

Калибратор частотный 265

Калибровка ДИСС бесполетная 63, 180

Колмогорова критерий согласия 329

.•Контроль автоматический допусковый 383

— ДИСС встроенный 385

— инструментальной точности ДИСС 374

— ДИСС наземный 373

Координаты ЛА текущие 6, 287

Корреляционная функция отраженного сиг-

нала 56, 80

Коэффициент ветровой 75

— использования антенны 147, 160

—	связи между антеннами 220

---передатчика и приемника ДИСС по
гетеродинному каналу 206

—	стабилизации 191

—	шума диода кристаллического 205

---приемника 219, 223

-------средний (интегральный) 219, 220

—	эффективности режима 146

Крутизна изменения допплеровской часто-
ты 33

Курс 7, 286

ЛА см. аппарат летательный

Линза апланатическая 178

—	бифокальная 178

Линия изочастотная 13

—	пути 13

Лорентца преобразования 11

—	— обратные 12

Метод временного стробирования 290

—	дальнометрии частотный 141

		фазовый 143

—	измерения фазы компенсационный 145

—	коммутации 258

Метод определения навигационных пара-
метров:

двух отметок места ЛА 397

кинофототеодолитный 397

радиолокационный векторно-компенса-

ционный 401

радиолокационно-метеорологический 406

радионавигационный 410

фотограмметрический 391

Метод снижения методических погрешно-

стей:

ввод средних значений поправки 314

измерение характеристик антенного
устройства 315

мощностной 316

стабилизации антенной системы 322

— выходных данных 21, 321

частотный 317

Модулятор балансный 102, 203

Модуляция амплитудная паразитная 120,
197, 222

— импульсная 87

—	сигнала «естественная» шумовая 109

--- «техническая» 109

—	частотная гармоническая 115

—	частотная пилообразная 141
Направление луча среднее 63, 180

Нуль-индикатор 306

Обработка данных летных испытаний 413

Обтекатель 186

—	многослойный 186

—	полуволновый 186

—	просветленный с индуктивной решеткой
186

—	радиопрозрачность 186

Однозначность измерения 130, 134

Ортодромия 6

—	«текущая» 305

—	«упрежденная» 305

— частная 304

Отклонение (уклонение) боковое 6

Отношение сигнал/шум в ДИСС 146

ПАМ см. модуляция амплитудная паразит-
ная

Парадокс гладкой поверхности 53

—	гористой местности 55

ПИНО см. индикатор навигационной обста-
новки проекционный

Планшет навигационный 309, 311

	картографический 310

Площадь обратного рассеяния удельная эф-
фективная 58, 148

—	разрешаемая 92

Погрешность инструментальная 328

— антенного устройства 329

—	вычисления путевой скорости и угла
сноса 334

—	измерения допплеровской частоты 248,
332

— обусловленная передающим устрой-
ством 331

— обусловленная приемным устройством
331

— преобразования допплеровской инфор-
мации 334

Погрешность измерения методическая 312
из-за влияния отражающей поверхности
312

из-за перехода в режим «Память» 326
флюктуационная 324

суммарная ДИСС 312, 336

— допплеровских систем навигации 344

Погрешность курсовых систем:

влияние вращения Земли 340

неточность выставки курса 341

ошибка дистанционной передачи угла
курса 341

«уход» курсового гироскопа 341

Погрешность навигационных вычислитель-
ных устройств:

неточность установки масштабных коэф-
фициентов 343

ошибка ввода ЗПУ 342

—	вычисления проекций путевой скоро-
сти 343

—	— фактического путевого угла 343
погрешность интегрирования 343

Полоса приемника шумовая 219, 221

Потенциал ДИСС 146

Преобразование частоты в напряжение по-
стоянного тока 263

--- в двоичный код 267

Приемное устройство ДИСС:

автокогерентное 188

когерентное 188

Просачивание сигнала 100, 109

Процент перекрытия 392

ПУ см. угол путевой

Пульт контрольно-проверочный 375

Разворот полуавтоматический 355

Размещение ДИСС на ЛА 357, 361, 367

Расстановка импульсов (синхронизация) 257

Режим висения и посадки вертолетов 8

— импульсный 26, 131

— импульсных колебаний см. режим им-
пульсный

— квазинепрерывный см. режим непрерыв-
но-импульсный

— мягкой посадки космического аппарата 9

— непрерывно-импульсный 26, 127, 136

— непрерывно-импульсных колебаний см.
режим непрерывно-импульсный

— непрерывный 26, 99

— непрерывных смодулированных колеба-
ний см. режим непрерывный

— непрерывных частотно-модулированных
колебаний см. режим частотной моду-
ляции

— «пакетный» 26, 136

— «Память» 152, 326, 334

—	полета по маршруту 7

—	частотной модуляции 26, 114

—	ЧМ см. режим частотной модуляции

Резервирование ДИСС 370

РЧГ см. головка радиочастотная

«Свертывание» шума 116

СВЧ герметичность 109, 129

Сигнал излучаемый 10, 56

—	отраженный 14, 50

—	управления по курсу 299
— — по дальности 303

Синхронизация импульсов см. расстановка
импульсов

Система ДИСС:
двухлучевая 35
— типа V 35
— типа К 35
однолучевая 33
трехлучевая 38
— с вертикальным лучом 40
— типа Y 39
-------X 24, 39, 47
-------Т 40

четырехлучевая типа X 43

— типа +47

—.-----подвижная в горизонтальной

плоскости 44

Система координат антенная 19

—	— географическая 7, 284

—	— горизонтальная 8, 19

—	— ортодромическая 285

--- связанная 21

---условно-прямоугольная 6, 286

Система навигации и управления 8

—	навигационная автономная НАС-1 134

—	навигации допплеровская ДИСС-013 134

Скважность 135, 256

Скорость воздушная 6

. — путевая 6, 30

—	радиальная 11

Сложение и вычитание частот 258

Смеситель балансный 100

—	квадратурный 104

Смещение частоты допплеровское 11

—- средней допплеровской частоты из-за
влияния о°(В) 61, 64, 66

— средней допплеровской частоты из-за
влияния дальности 61, 63

Спектр допплеровских частот 14, 53

Спектр отраженного сигнала при излучении
непрерывных немодулированных колеба-
ний 57, 59

при горизонтальном полете 59

при произвольном положении вектора
скорости 64, 68

при крене и тангаже ЛА 66

при полете на малых высотах 69

при отдельных приемной и передающей
антеннах 69

при вращении антенны 74

при отражении от морской поверхно-
сти 74

Спектр отраженного сигнала:

учет боковых лепестков антенны 57, 330
при излучении ЧМ колебаний 79
при импульсном излучении 79

—	средний 88

—	мгновенный 90

Способ выделения допплеровской информа-
ции:

автокогерентный 26

когерентный 25

— стабилизации данных 21, 321

Стабилизация антенны по углу атаки 283,
324

-----по углам крена и тангажа 21, 282

Стабильность частоты передатчика 113, 139,
190

—-------долговременная 190

-------- кратковременная 190

Стереопара 392

Схема обобщенная измерителя вектора ско-
рости 23

Схема структурная вертолетного ДИСС:
режим непрерывный 99
--------с двойным преобразованием ча-
стоты 107

----- с «нулевой» промежуточной часто-
той 107

Схема структурная вычислителя ДИСС 251

Схема структурная самолетного ДИСС:
режим импульсный 132
— непрерывно-импульсный 127
— непрерывный 99
--------с двойным преобразованием ча-
стоты 101, 103

-----с «нулевой» промежуточной ча-
стотой 100

— частотной модуляции 116, 117

Схема структурная УТ приемника ДИСС:
вертолетного 216
самолетного 209

Счетчик числа нулей 225
дискретный 233
с диодным интегратором 263

Температура шумовая относительная 192
генератора 192
гетеродина 206
смесителя 205

Течение дрейфовое 75

— орбитальное 76, 314

— пассатное 75, 312

— приливно-отливное 75

Точка надира 392
Точка снимка главная 392

— узловая 391

— фотографирования см. точка узловая

'Точность допплеровских систем навигации
344, 350

Тракт усилительный (УТ) 188

Треугольник скоростей навигационный 6,
286

Угол атаки 21, 30

—	аэродинамического скольжения 7

—	визирования вертикальный 21, 31

----горизонтальный 21, 31

—	крена 21

— курса см. курс

----ортодромический 288

— путевой 285

----заданный 7

----истинный 399

— сноса 7, 30, 286

—	— ветром 7

—	тангажа 21, 29

—	— статический 22

— траекторный 30

Умножение частоты на постоянный коэф-
фициент 262

Условие апланатизма 178

— некомпланарности 19, 29

— частотной независимости 165

Устройство вычислительное ДИСС 251

аналоговое 252

импульсное 252

цифровое 253

Устройство вычисления координат места ЛА
284
аналоговое 284
импульсное 290
цифро-аналоговое 294

Фильтр активный 211

— пассивный 211

Флюктуация на выходе измерителя часто-
ты 226, 232, 244

Форма представления информации 253

время-импульсная 254
частотно-импульсная 253
— — дискретная 253

— число-импульсная 254

Формирование импульсов по длительности1
265

-------по амплитуде 266

Характеристика антенного устройства точ-
ностная 184

— ДИСС энергетическая 146

Характеристика измерителей частоты 248,.

249

Частота допплеровская 10, 12, 32

вторичная 18

средняя 14, 61, 234

среднеквадратическая 225

центральная 234

Чувствительность допплеровской частоты
32

—	пороговая 219

—	реальная 218

—	приемника 218

Ширина спектра эффективная 60, 146, 226

Шкала оценки состояния моря и перевода
силы ветра в скорость 149

Шлейфограмма 396

Шум генератора амплитудный 111, 192

— фазовый 111

Шум-фактор 130, 146, 219

Элемент функциональный вычислителя:
дискретного действия (импульсный) 254
-------вентиль-формирователь 255

— — генератор стабильной частоты 254

----мультивибратор ждущий 255
непрерывного действия (аналоговый).

254, 255

— — следящая система. 255

----усилитель операционный 255
преобразующий 254, 255

—генератор частоты управляемый 255.

—	интегратор диодный 263

—	калибратор частотный 265

—	ключ 255

Эффективность режимов ДИСС энергетиче-
ская 147

Элипс погрешностей 348,
ОГЛАВЛЕНИЕ

Предисловие .................................................................. 3

Глава 1. Эффект Допплера и его использование для автономной навигации
летательных аппаратов.................................................... 6

1.1.	Задачи, решаемые допплеровскими устройствами и системами ...	6

1.2.	Эффект Допплера......................................................10

1.3.	Допплеровские измерители вектора	скорости...........................194

Глава 2. Определение вектора скорости летательного аппарата по допплеров-
ским частотам............................................................28

2.1.	Общие соотношения................................................28^

2.2.	Допплеровская частота при произвольных условиях полета ЛА ...	31

2.3.	Однолучевые и	двухлучевые	системы................................33

2.4.	Трехлучевые и	четырехлучевые	системы.............................38

2.5.	Системы с антенной, подвижной в горизонтальной плоскости ...	44

2.6.	Определение высоты полета и местной вертикали в ДИСС ....	45

Глава 3. Статистические характеристики отраженных от местности сигналов 49

3.1.	Образование отраженного сигнала......................................50

3.2.	Корреляционная функция и спектр сигнала, отраженного от земной по-
верхности ............................................................... 55

3.3.	Спектр отраженного сигнала при излучении непрерывных немодулиро-
ванных колебаний.........................................................59’

3.4.	Спектр отраженного сигнала при излучении непрерывных частотно-моду-
лиро'ванных колебаний.....................................................79

3.5.	Спектр отраженного сигнала	при излучении импульсных колебаний .	87

3.6.	Корреляционная функция и спектр отраженного сигнала при представ-
лении сигнала в виде ряда Фурье...........................................97

Глава 4. Принципы построения допплеровских измерителей вектора скорости 99

4.1.	ДИСС с излучением непрерывных немодулированных колебаний ...	99

4.2.	Особенности когерентных ДИСС........................................109

4.3.	ДИСС с частотной модуляцией излучаемых	колебаний....................114

4.4.	Непрерывно-импульсные ДИСС с когерентным	приемом...................127

4.5.	Импульсные автокогерентные ДИСС.....................................131

4.6.	ДИСС с определением высоты полета и вертикали к отражающей по-
верхности ...............................................................141

4.7.	Энергетические характеристики ДИСС..................................146

Глава 5. Антенные системы....................................................154

5.1.	Основные радиотехнические характеристики и требования ....	155’

5.2.	Симметричные волноводно-щелевые антенны.............................157

5.3.	Частотно-независимые волноводно-щелевые антенны.....................164

5.4.	Антенны оптического типа............................................173

5.5.	Точностные характеристики антенных систем...........................177

Глава 6. Приемопередающие устройства .	..............................187

6.1.	Основные требования................................................187'

6.2.	Передающие	устройства	ДИСС с непрерывным	излучением	.	.	.	.	189’

6.3.	Передающие	устройства	ДИСС с частотной	модуляцией	.	.	.	.	197

6.4.	Передающие	устройства	ДИСС с импульсным	излучением	....	200'

6.5.	Радиочастотные головки	приемников ДИСС с	непрерывным	излучением	203-
6.6.	Усилительные тракты приемников ДИСС с непрерывным излучением .	208

6.7.	Чувствительность приемников когерентных ДИСС......................218

6.8.	Некоторые особенности приемников ДИСС с частотной и импульсной
модуляцией.............................................................221

Глава 7. Измерение допплеровских частот....................................225

7.1.	Способы измерения средней допплеровской частоты...................225

7.2.	Измерение среднеквадратической частоты по методу счета нулей .	.	229

7.3.	Слежение за спектром частот сигнала...............................233

7.4.	Основные характеристики измерителей частоты.......................250

Глава 8. Преобразование допплеровских частот, вычисление путевой скорости,
угла сноса и составляющих скорости......................................250

8.1.	Структура и основные элементы вычислительных устройств допплеров-
ской аппаратуры........................................................251

8.2.	Преобразование допплеровских частот...............................255

8.3.	Вычисление угла сноса и путевой скорости..........................269

8.4.	Вычисление составляющих скорости..................................275

8.5.	Автоматическая отработка угла сноса и путевой скорости при исполь-
зовании подвижной антенны..............................................281

Глава 9 Вычисление координат места летательного аппарата...................284

9.1.	Аналоговые устройства вычисления координат........................284

9.2.	Импульсные устройства вычисления координат........................290

9.3.	Цифро-аналоговые устройства вычисления координат..................294

9.4.	Формирование сигналов управления по курсу.........................299

9.5.	Формирование сигналов управления по дальности.....................303

9.6.	Индикация навигационных параметров................................306

Глава 10. Погрешности автономных допплеровских устройств и систем нави-
гации ..................................................................311

10.1.	Методические погрешности ДИСС, обусловленные влиянием отражаю-
щей поверхности.........................................................312

10.2.	Методические погрешности ДИСС, обусловленные влиянием крена и тан-
гажа, влиянием флюктуаций отраженного сигнала и другими причинами	320

10.3.	Инструментальные погрешности основных устройств ДИСС ....	328

10.4.	Суммарные погрешности ДИСС........................................336

10.5.	Погрешности навигационных вычислительных устройств и курсовых систем 340

10.6.	Суммарные погрешности автономных допплеровских систем навигации 344

Глава 11. Допплеровская навигационная аппаратура для самолетов граждан-
ской авиации............................................................353

11.1.	Навигационная автономная система НАС-1 («Трасса») .	....	353

11.2.	Допплеровский измеритель путевой скорости и угла сноса ДИСС-3	360

11.3.	Допплеровский измеритель путевой скорости и угла сноса ДИСС-013 362

11.4.	Допплеровская система навигации ДИСС-013-134. Аппаратура
ДИСС-013-154	................................................ 368

Глава 12. Методы наземного контроля точности допплеровской аппаратуры .	372

12.1.	Контролируемые параметры ДИСС и стимулирующие сигналы .	.	.	373

12.2.	Имитаторы допплеровских сигналов.............................’	375

12.3.	Контрольно-проверочные пульты....................'................379

12.4.	Встроенный контроль...............................................385

Глава 13. Методы летных испытаний точности допплеровских устройств и си-
стем навигации..........................................................390

13.1.	Фотограмметрический метод.........................................391

13.2.	Метод двух отметок места самолета.................................397

13.3.	Радиолокационный векторно-компенсационный метод...................401

13.4.	Радиолокационно-метеорологический метод	..........................406

13.5.	Радионавигационный метод..........................................410

Наиболее употребительные	условные обозначения ........................... 416

Список литературы..........................................................418

Предметный указатель.....................................................:	424
Владимир Ефимович Колчинский

Игорь Алексеевич Мандуровский
Михаил Иосифович Константиновский.

Автономные допплеровские устройства
и системы навигации летательных
аппаратов

Редактор И. И. Звигунова

Художественный редактор 3. Е. Вендрова

Обложка художника Б. К- Шаповалова
Технический редактор О. Д. Кузнецова
Корректор И И. Лоскутова

Сдано в набор 16/VII 1974 г.

Подписано в печать 4/XI 1974 г. Т-19026

Формат 70хЮ0/1в Бумага типографская № 2
Объем 35,1 усл. п. л., 33,279 уч.-изд. л.

Тираж 5 800 экз. Зак. 856 Цена 1 р. 99 к.

Издательство «Советское радио», Москва,
Главпочтамт, а/я 693

Московская типография № 10 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета
Министров СССР по делам издательств,
полиграфии и книжной торговли.

Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10.