/
Author: Манолов С.И. Тихчев Х.Г.
Tags: радиотехника електротехника инженерство електроника радиоелектроника генератори
Year: 1982
Text
Ст. н. с. к. т. н. инж. СТЕФАН ИВАНОВ ?ЛАНОЛОВ
Доц. к. т. н. ХРИСТО ГЕНОВ ТИХЧЕВ
ГЕНЕРАТОРИ
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО
„ ТЕХНИКА “
СОФИЯ, 1982 г.
УД;С621.38
Разгледани са принципы на работа на геиераторните схема
и въпросите, свързани с тяхното проектиране. Основнэ внима -
ние е обърнато на LC-, /?С-геиераторите и кварцовите генератора
с биполярии транзистора и операционни усилватели, като са от »
белязаин особеностите при използуването на полеви транзистори •
електроини лампи и тунелни диоди. Обясиен е принципы иа ра”
бота на различайте схема, дадени са сведения за настройката им-
Проектираието е нлюстрирано с много примеря, като са изло-
жена съображенията при избора иа отделяй решения и е показа-
но как се постъпва при различии конкретнн случаи.
Наръчиикът е предназначен за инженери и студента от сла-
ботоковите специалиости, техиици, работещи по поддръжката на
радиоелектронни апаратури, и радиолюбители.
© Стефан Иванов Манолов
Христо Генов Тихчев, 1982
с/о Jusautor, Sofia
621
ПРЕДГОВОР
Бурного развитие на научно-техническата революция през по-
следните десетилетия доведе до неимоверно бързо развитие на ра-
диоелектрониката. Създадоха се огромен брой апаратури с различно
предназначение: свързочни, измервателни, технологична изчисли-
телни и др. Повечето от тях използуват като първоизточник на
електрически сигнали електронни генератори. В зависимост от пред-
назначение™ на апаратурата изискванията към генераторите са
различии. Това обуславя огромното многообразие от схемни и
конструктивни решения. Общото между всички генератори е, че
те са предназначени да превръщат постояннотоковата енергия в
енергия на незатихващи електрически трептения с определена
честота и амплитуда.
Непрекъснатото увеличаване на броя на намиращите се в екс-
плоатация радиоелектронни апаратури води до увеличаване на
взаимните смущения. Борбата с тях, както и стремежът към по-
висока точност, налага все по-строги изисквания към стабилност-
та на генераторите.
За подобряване на стабилността на честотата постоянно се
усъвършенствуват схемите и градивните елементи. Чрез увелича-
ване на качественна фактор на бобините, отслабване на връзката
с активния триполюсник, намаляване на влиянието на следващите
стъпала и подбор на реактивни елементи с противоположни тем-
пературки коефициенти се постига висока еталонност на трептя-
щата система. Това позволява да се постига нестабилност на чес-
тотата на генерираните трептения от £С-генераторите от порядъка
на 1(Г4. Връзката между механичните и електрическите трепте-
ния— пиезоефект, позволява да се снижи нестабилността до 10-в.
Чрез прилагане на термостатиране и термокомпенсация и из-
ползуване на прецизни резонатори нестабилността може да до-
стигие 10-8 — 10-10.
На основата на цифровата техника микроелектрониката създа-
де специализирани интегрални схеми — синтезатори. С тяхна по-
мощ трептенията на настройваем £С-генератор се синхронизират
с трептенията на прецизен кварцев генератор. Това дава възмож-'
ноет да се получават стотици хиляди дискретни честоти със ста-
билността на един прецизен кварцов генератор.
5
Разви се и квантовата електроника. Квантовите генератора
достигнаха стабилност на честотата от порядъка на 10-14. Това
дава възможност да се измерват временни интервала с по-голяма
точност от досегашния еталон —периода на въртенето на Земята.
Стабилната честота на трептенията от атомните и молекулярните
генератори се използува за синхронизиране на честотата на квар-
цови генератори. Това са първичните и вторичните еталони на
честота.
Това огромно многообразие не може да бъде засегнато в на-
стоящий том от наръчника независимо от всеобхващащото загла-
вие „Генератори11. Тук са разгледэни основните схеми на LC-ve-
нераторите, кварцовите генератори и /?С-генераторите на хармо-
нични трептения. Глава / дава общи сведения за генераторните
схеми с нелинейни активни триполюсници. Разгледани са изходни-
те данни за проектирането. В глава 2 са дадени необходимее
сведения за биполярните транзистори при работата им в генерато-
рен режим. Обърнато е внимание на определянето на необходими-
те параметри на основата на каталожните данни за транзисторите.
В глава 3 са разгледани схемите на еднокръговите и многокръго-
вите ЛС-генератори с произволни иелинейни активни триполюсници в
произволен честотен обхват. Редът на изчисляване на оптималните за
дадения обхват схеми е показан в процеса на изчисляване на кон-
кретна примери. В глава 4 са разгледани схемите на кварцовите
генератори и е даден редът за изчисляването им. Необходимите
сведения за параметрите на резОнаторите и методите за измерва-
нето им са дадени в приложенията. Редът на изчисляване на раз-
личните видове схеми е показан с конкретни примери. Методика-
та на изчисляването на генераторните схеми съвпада с разгледа-
ната в глава 3 методика за изчисляване на оптималните схеми на
LC-генераторите. Специално място е отделено на определянето на
параметрите на кварцовите резонатори и отчитането им в еквива-
лентната трептяща система. В глава 5 са разгледани схемите на
/?С-генераторите с биполярни и полеви транзистори и операцион-
ки усилватели.
Книгата е предназначена за специалистите, занимаващи се с
конструирането и поддържането на радиоелектронни апаратури.
Ето защо всички формули са дадени като краен резултат, приго-
ден за практическо използуване без математически извеждания.
Обърнато е по-голямо внимание на принципите на работа на схе-
мите, техниге предимства и недостатъци. Това е абсолютно необ-
ходимо за правилен избор на схемно решение при нова разра-
ботка, както и за отстраняване на дефекта, възникнали в процеса
на работата.
6
Глави /, 2, 3, 4я приложенията са написани от Ст. Ив.
Манолов, а глава 5 — от Хр. Г. Тихчев.
Авторите изразяват своята благодарност на рецензентите—проф.
к. ф. м. н. инж. В. Златаров и ст. н. с. инж. П. Тенев за ценните
препоръки и забележки, помогнали за подобряването па ръкописа.
Предварително благодарим на всички читатели, конто ще от-
правят ценни препоръки и забележки към авторите за книгата.
Мненията изпращайте на адрес: 1000 София, бул. „Руски" № 6,
ДИ „Техника", редакция „Електроника".
София, 31 януари, 1981 г.
Авторите
7
ОСНОВНИ ОЗНАЧЕНИЯ
а b ^1> ^2> &3 Д1> &2i -®3 — нормирана инерционност на биполярен транзистор; — нормирано преднапрежение на биполярен транзистор; — реактивни компонента на външните проводимости; — реактивни компоненты на проводимостите в еквивалентна-
£с»; Ссп; сЕ С д', Со f ftifp Л /11! fl2i Ab f22 F11! ?lib Ла! Лй F, ёъ S2'’ ёз G-i, O2; G3 та трептяща система; —капацитети в еквивалентната схема на транзистора; —капацитети на кварцов резонатор; — честота; — резоиансни честоти на кварцов резонатор; — транзитна честота на биполярен транзистор; — параметри на веригата за обратна връзка; — усреднены параметри на активен трнполюсник; — комплексен товар на генератор от тип nF“; — активни компонента на външните проводимости; — активни компонента на проводимостите на еквивалентната
9' .. . ^11>’ ^12» ^21> ^22 Йт Нц< Н1г; H2i, H22 ^21E (₽o) Zsmax 9bo}> Л?гпах (Jco)> ^Етя* WEo) y?max» ^Cmaxi rEm ” r . r ‘BAV’ ‘CAV> ‘EAV Ib> c> ‘Bi ‘C'> ‘E К Ki, K2 трептяща система; — еквивалентна резонансна проводнмост; — параметри на веригата за обратна връзка; — комплексен товар на генератор от тип Н\ — усреднени параметри на активен трнполюсник; — статичен коефициент на усилване по ток; — максимално допустимы стойности за постоянните съставки на токовете в съответните електроди на транзистора; — максимално допустимы стойности на импулсните токове; — постоянны съставки на токовете при генерация; — променливи съставки на токовете при генерация; •—моментии стойности на токовете при генерация; — комплексен коефициент на обратна връзка; — реална и имагинерна част на коефициента на обратна
k T L ^Cmax Ptot Pli P Bli PCI PCAV Pc PL Q rl връзка; — коефициент на трансформация; — индуктивност; — максимално допустима разсейвана мощност на колектора; —- пълна разсейвана мощност в транзистора; — мощност на първата хармонична; — консумирана мощност; — мощност на загубите; — мощност в товара; — качествен фактор; — съпротивление на външния товар;
8
Re Rthict Rthja —резонансно съпротивление; — топлинни съпротивления преход-корпус и преход-околнэ среда;
ГВЬ' re rq S; SB \ Srp tj T ^EB max(^BEo) ^С£тш (У CEO) ^CB max (^CBo) ^BEM max UCEM max ^'cBM max ^CEsaV UBE sat Ub’> Uc'i &E Ubu Ucx, иEl — съпротивление на материала на базата; — съпротивление на загубите от рекомбинация в базата; — динамично съпротивление на загубите в кварцов резонатор; — средня стръмност на колекторния и базовия ток; — стръмиост на прехода на транзистора; — стръмност на граничиата линия; — температура на прехода на транзистора; — температура; — максимално допустими стойности на постоянните напреже- ния между електродите на транзистора; — максимално допустими стойкости на моментните напреже- ния между електродите на транзистора; — остатъчни напрежеиия при насшцане на транзистора; — стойност на постоянною захранващо иапрежение; — амплитуда на първата хармоничиа на променливото иапре- жение;
uB\ uc; ue U'b — моментиа стойност иа напреженията; — напрежение на запушване на идеализираиата характери-
стика на транзистора;
й^11; I^ig; 1^22 —обобщена система параметр:! на активния триполюсник;
Х-, X Аъ /121 Y21» Аг А; А; л Л А А1» Аг! А1> Аг А; z* z3 4 “«(в); М6); гл (в) 'Ш/ v^si) — реактивно съпротивление; — усреднени параметри на активния триполюсник; — комплексни проводимости на трептящата система; — комплексна товарна проводимое? на генератор от тип У; — комплексна външна товарна проводимост; — усреднени параметри на активния триполюсник; — комплексни съпротивления на веригата за обратна зръзка; — комплексен товар на генератор от тип Z; — комплексен въишен товар на генератора; — комплексно еквивалентно резонансно съпротивление; — коефициенти за разлагане на косинусов импулс; — коефициент на полезно действие; — нискочестотен и високочестотен токов ъгъл; — ефективна стойност на магнитната проницаемост; — времеконстанта на входната верига при отпушване на
транзистора; — времеконстанта на входната верига при преминаване на транзистора в запушено състояние;
VA' * — параметри на ииерционността на транзистора; — фазов ъгъл на коефициента на обратна връзка;
9
SPai — фазов ъгъл на товара на генератора; — фазов ъгъл на параметьра l'72j на активния триполюсник.
СЪКРАЩЕНИЯ
АЕ — активен елемент;
АТ — активен триполюсник;
ВОВ — верига за обратна връзка;
ОБ — обща база;
ОЕ — общ емитер;
ОК — общ колектор.
10
ГЛАВА 1
-ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ГЕНЕРАТОРИТЕ
1.1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ И ПРИНЦИП НА РАБОТА
Електронният генератор е автономна трептяща система, коя-
то самостоятелно (без външно въздействие) преобразува електри-
ческата енергия на захранващия постояннотоков източник в енер-
гия на незатихващи електрически трептения. Поддържането на
незатихващи електрически трептения в една такава система
формално може да се представи като
съпротивление, равно по стойиост на
пълното съпротивление на загубите й.
Принципът на работа на електрон-
ния генератор е илюстриран с функци-
оналната схема, показана на фиг. 1.1.
Тя съдържа електронен усилвател 1,
конто служи за компенсиране на загу-
бите на енергия в трептящата система,
т. е. той изпълняга ролята на отрица-
внасяне на отрицателио
телно съпротивление, източник на пос- ф^. }д.
тояннотокова енергия 2 и верига за об-
ратна връзка (ВОВ) 3, която служи за подаване на трептения-
та от изхода на усилвателя за възбуждане на собствения му
вход. Остава открит въпросът за възникване на трелтенията в
системата.
Първоначален тласък за възбуждане на генератора дава елек-
трическият импулс, получаващ се при включване на постоянного
захранващо напрежение, или флуктуациите на токовете и напре-
женията, конто съществуват във всяка електрическа верига. Съ-
стоянието, в което се намира системата в момента на включване
на захранващото напрежение, се нарича изходно равновесно съ-
стояние. До този момент трептения не съществуват. От този
момент започва преходен процес, наречен самовъзбуждане. Еле-
ментарните електрически флуктуации в системата постъпват на
входа на усилвателя. Те изменят неговата проводимост така, че
от постояннотоковия източник постъпва енергия в трептящата
•система. Електронният усилвател действува като вентил, който
пропуска енергия само от източника към системата. Ако внесена-
11
та енергия е по-голяма от изразходваната, амплитудата на треп-
тенията иг изхода на усилвателя нараства. Посредством веригата
за обратна връзка усилените трептения се подават отново на вхо-
да на усилвателя и процесът се повтаря. Условията, при конто-
постъпилата енергия в трептящата система превишава изразход-
ваната, осигуряват протичане на процеса по описания начин и се
наричат амплитудни условия за самовъзбуждане.
Ако всички елементи в системата са линейни, амплитудата на
трептенията ще нараства постоянно и преходният процес ще про-
дължава до безкрайност. За да се предотврати това, в генератор-
ната схема освен източник на постояннотокова енергия, вентил и-
ВОВ е необходим и нелинеен елемент, конто да ограничава ампли-
тудата на трептенията. Ролята на такъв елемент се изпълнява
обикновено от усилвателя. При нарастване на амплитудата на
трептенията се навлиза в нелинейните участъци от характеристи-
ката на активния елемент. В резултат на това се изменя електри-
ческият му режим, и усилването започва да намалява. В момента?
когато постъпващата и изразходваната енергия се изравнят, пре-
ходният процес завършва. В генератора се установяват трептения
с постоянна амплитуда. Преходният процес на самовъзбуждане
продължава от няколко микросекунди до няколко секунди.
Режимът на работа на генератора с постоянни по амплитуда
и честота трептения е равновесен и се нарича установен или ста-
ционарен режим.
За протичане на преходния процес на самовъзбуждане и до-
стигане до установен режим изпълнението на разгледаните дотук:
амплитудни условия е необходимо, но не и достатъчно условие.
Трябва и върнатите през ВОВ трептения да са синфазни с начал-
ните трептения. Това условие се нарича фазово условие за само-
възбуждане. То играе определяща роля за установяване на често-
тэта на генерираните трептения. Несъвпадението на фазата на
трептенията на входа на усилвателя с фазата на трептенията,
идващи от неговия изход през ВОВ, води до изменение на ам-
плитудата и фазата на резултатното трептение. То от своя страна,,
преминавайки през усилвателя и ВОВ, отново се появява на вхо-
да и отново амплитудата и фазата на възбудителното трептение
се изменят. Изменението на фазата на трептенията при премина-
ването им през усилвателя и ВОВ е честотно зависимо и предиз-
виква съответствуващо изменение на честотата, т. е. действува.
като честотно определят; елемент. При новата честота дефазира-
нето е различно и процесът на изменение на честотата продъл-
жава до момента, в който фазовата разлика между върнатото-
през ВОВ трептение и входного трептение стане равна на нула
12
или кратна на 2п радиана. В този момент се достига до устано-
вения режим, в конто генераторът работи с постоянна по ампли
туда и честота трептения.
За самовъзбуждането на генератора трябва едновременно да
се изпълнява както амплитудното, така и фазовото условие. Нару-
шаването поне на едното от тях позволява да се провежда ус-
пешна борба с паразитните трептения в усилвателите.
1.2. КЛАССИФИКАЦИЯ НА ГЕНЕРАТОРИТЕ
Класификацията на генераторните схеми може да бъде извър-
шена по редица признаци, например вида на активния елемент (АЕ),
схемата на усилвателя, формата на генерираните трептения, типа
на използуваната селективна система и др.
Според използуваните активни елементи генераторите биват
а) С нелинейии активни двуполюс-
ници. Това са електронни елемен-
ти с падащ участък във волт-ампер-
ната характеристика (фиг. 1.2), обик-
новено тунелни диоди. Използува се
обстоятелството, че в областта с об-
ратен наклон на волт-амперната ха-
рактеристика те притежават отрица-
телно съпротивление.
б) С нелинейни активни триполюс-
ници. Това са електронни лампи, би-
полярна и полеви транзистори. Йзпол-
зуват се за генериране на трептения с честоти от звуковите до
свръхвисоките включително.
в) С активни многополюсници. Това са клистронните генера-
тори, магнетронните генератор и, генераторите с лампи с бягаща
вълна (ЛБВ), лампите с обратна вълна (ЛОВ) и др. Намират при-
ложение в СВЧ обхват.
В зависимост от броя на активните елементи в схемата на усил-
вателя се различават едностъпални и многостъпални генератори.
Най-широко приложение иамират едностъпалните генератори.
В зависимост от формата на генерираните трептения се раз-
личават генератори на хармонични трептения, чиято форма е близ-
ка до синусоидната, и импулсни генератори.
Според елементите във веригата на обратната връзка и това-
ра на генератора се различават АС-генератори, /?С-генерато-
ри и кварцови генератори.
13
Според броя на трептящите кръгове в схемата на генератора
се различават еднокръгови и многокръгови генератори.
Обект на разглеждане в настоящий наръчник са схемите на
АС-генераторите, /?С-генераторите и кварцовите генератори
на хармонични трептения с нелинейни активни триполюсници, пре-
димно биполярни транзистори.
Използуваната методика за изчисление е обобщена и може да
се използува в произволен честотен обхват и при произволен ак-
тивен триполюсник.
1.3. ИЗХОДНИ ДАННИ ЗА ПРОЕКТИРАНЕТО
Всеки генератор се характеризира с определени технико-ико-
номически показатели, съответствуващи на предназначението му.
Те представляват изходыи данни за проектирането и определят
избора на схемни и конструктивни решения. Техническите пока-
затели могат да бъдат разделени на няколко основни групи: елек-
трически, конструктивни, експлоатационни и др.
1.3.1. Електрически показатели (параметри)
Основните електрически показатели, конто трябва да бъдат
известии преди започването на разработката на генератора, са ра-
ботен честотен обхват, амплитуда на генерираните трептения, ста-
билност на честотата, монохроматичност и др.
Работен честотен обхват на генератора се нарича съвкуп-
ността от честоти, на всяка от конто той трябва да може да ра-
боти. Характеризира се с граничните честоти /min, /шах и коефи-
циента на покритие Xq. Той представлява отношение между
максималната и минималната честота на обхвата и завися от кое-
фициента на покритие на елемента за настройка — при
променлив капацитет и Л7= -k~- при променлива индуктивност;
А -МПШ
<1Л>
При много широк честотен обхват се прйбягва до разделянето му
на подобхвати, като се осигурява съответно тяхното припокриване.
Броят на подобхватите се определи от израза
(1.2)
а мКс a \KL
14
Коефициентът а осигурява съответното припокриване на обхвата
и най-често се избира в границите от 0,99 до 0,995. При това
минималната гранична честота на всеки подобхват е /r'nin = a/min>
а максималната — /гаах=Л,1п. a №c=fmia -ajKL.
В зависимост от предназначениего на генератора той може да
работи само на една фиксирана честота от работния обхват, да
се настройва и да работи на няколко дискретни честоти в обхва-
та или да се настройва на всяка честота в обхвата. В случай че
обхватът се покрива с дискретни честоти, задава се стъпката на
дискретизация и времето за преминаване от една честота на дру-
га. Стъпката на дискретизация F се определи чрез широчината на
обхвата и броя на дискретните честоти N:
___________________________ fmax /min
Основният, най-важен качествен показател
стабилността на честотата, е способността
променена честотата на генерираните трептения
риод от време. За количествена оценка и сравнение на отделните
генератори се използува обратната величина — нестабилност на
честотата. Тя бива два вида — абсолютна и относителна. Под аб-
солютна нестабилност на честотата се разбира разликата между
честотата в момента на измерване и номиналната й стойност Д/=
=/—/ном- За сравняване на генераторите, работещи на различии
честоти, се използува показателят — относителна нестабилност
на честотата. Това е отношението между абсолютната неста-
билност на честотата и номиналната й стойност ( Е За пъл-
\ •'ном h
на генератора —
му да запазва не-
за определен пе-
но характеризиране на генератора относителната нестабилност се
подраздели на кратковременна и дълговременна. Кратковременната
нестабилност характеризира флуктуационните процеси в генерато-
ра и измерването й се извършва за кратък период от време (от
няколко милисекунди до няколко секунди). Продължителността
на периода, за който се измерва кратковременната нестабилност,
трябва да бъде по-голяма от продължителността на преходния
процес за установяване на трептенията.
Дълговременната нестабилност е усреднената за периода на наб-
людение™ нестабилност на честотата ( ,д--.-т-Д Тя завися от про-
\ J ном’Д /
дължителността на наблюдение™ и може да бъде часова, сед-
мична, годишна и т. н.
Дълговременната нестабилност зависи от въздействието на ре-
дица фактори, като температура на околната среда, изменение на
захранващото напрежение, атмосферно налягане, влажност на въз-
15
духа, изменение на товара на генератора, механични вибрации,
стареене на елементите (изменение на номиналната им стойност с
течение на времето) и др. Всички те носят обобщеното название
дестабилизиращи фактори.
Дестабилизиращите фактори не действуват едновременно. Ком-
•бинациите от отделните фактори имат вероятностен характер, по-
ряди което сумарната нестабилност не е алгебрична сума от от-
делните нестабилности. Най-често за определяне на сумарната
нестабилност се използува квадратично сумиране:
<1-4)
където е сумарната нестабилност, — нестабилност-
та на честотата под действие на всеки отделен дестабилизиращ
фактор.
За определяне на пълното изменение иа честотата трябва да
/ д/ \
•се има пред вид и точността на началното и установяване )
\ f /о
(точност на настройка на генератора). Пълната нестабилност е ал-
гебрична сума от неточността на настройка и сумарната неста-
билност под действието на дестабилизиращите фактори:
<1-5) (*<) .
\ J /2 \ J 10 \ J /а
За оценка на влиянието на всеки параметър от схемата на ге-
нератора върху нестабилността на честотата се използува поня-
тието коефициент на стабилизация. Под коефициент на стаби-
лизация за произволен параметър р се разбира отношението меж-
ду относителното изменение на параметъра и предизвиканото
( if \
от него изменение на честотата ( —-,1 :
\ ' 1ft
р _ ____и_______ д1* I /
(1.6) Г ! м ’
11 f h
От така направеното определение се вижда, че най-голямо де-
стабилизиращо влияние оказва параметърът р, чийто коефициент
на стабилизация е с най-малка стойност. Основната задача на про-
ектирането е да се подбират елементите на схемата така, че да
16
се получават колкото е възможно по-големи коефициенти на ста-
билизация и да се удовлетворяват изискванията за стабилност на
честотата.
Амплитудата на генерираните трептения определи мощност-
та на генератора. Тя може да бъде зададена като мощност Р£1
върху определено товарно съпротивление или като амплитуда
на напрежението ULl върху него.
И в двата случая товарного съпротивление трябва да бъ-
де известно. Освен номиналната му стойност трябва да бъде из-
вестна и иеговата стабилност. Колкото по-нестабилно е товарно-
го съпротивление, толкова по-силно е влиянието му върху неста-
билността на честотата и амплитудата на генерираните трептения.
Към диапазонните генератори обикновено се предявяват изисква-
ния за допустимо изменение на амплитудата при работа на раз-
личите честоти от обхвата.
Обикновено генераторът е маломощен (до няколко миливата).
Основного му предназначение е да произвежда стабилни по чес-
тота трептения, а необходимого усилване по мощиост се осъще-
ствява от следващите усилвателни стъпала. Изключение правят
само някои генератори за промишлени цели (генератори за ВЧ
нагряване и др.), при конто стабилността на честотата не е осно-
вен показател. Тяхната мощност може да достига до няколко де-
сетки киловата. В този случай от значение е получаването на
по-висок коефициент на полезно действие на генератора tj. По-
следният се дефинира като отношение на произвежданата промен-
ливотокова мощност към консумираната мощност от източни-
ка на постояннотокова енергия PAV
7Монохроматичността на генерираните трептения се дефи-
нира като отношение на мощността на страничните съставки в
спектъра на генерираните трептения към мощността на основно-
го трептение. Както вече беше споменато, в схемата на генерато-
ра е принципно необходимо наличието на нелинеен елемент за ог-
раничаване на амплитудата на трептенията. Това води до появата
в спектъра на напреженията на хармонични съставки на основно-
го трептение. В редица случаи, като например при измервателните
генератори, хетеродините на радиоприемниците и др., те са неже-
лателни. Тогава се налагат по-строги изисквания към филтровите
свойства на изходната верига на генератора.
Кратковременната нестабилност на честотата може да се раз-
глежда като честотна модуляция, вследствие на която в спектъра
.2 Генератор»
на изходното трептение се получават странични съставки. Те се
нарйчат високочестотен или фазов шум на генератора. Коефициен-
тът на високочестотен шум на генератора се дефинира като от-
ношение на мощността на шумовете в определена честотна лента
към произведението от мощността на основного трептение и ши-
рочината на честотната лента:
(1-7)
Р
ТУ’ __ ш
Лш Рс, V
1.3.2. Конструктивни показатели
Конструктивните показатели се определят главно от предиа-
значението на генератора и предявените към него механични и кли-
матични изисквания. Те са пряко свързани с условията на експло-
атация на апаратурата, в която ще бъде вграден генераторът, и
включват размери, тегло, устойчивост на удари, прахозащитеност,
влагозащитеност, топлоустойчиврст и др. Въз основа на тях се
избира типът на използуваните градивни елементи.
1.3.3. Експлоатационни показатели
Експлоатационните показатели определят удобствата при ра-
бота и включват бързина на пренастройка от една честота на
друга, удобства при контрола на електрическите показатели и др.
Тук може да бъде причислена и консумираната постояннотокова
мощност, която при апаратурите с ограничен капацитет на за-
хранващия източник ;е от съществено значение (например задава-
щите генератори на ръчните електронни часовници).
1.3.4. Икономически показатели
Към тях се отнасят цената на използуваните градивни елемен-
ти, разходите за труд, необходнмата измервателна апаратура, ин-
струменталното оборудване и др. Те са пряко свързани със се-
рийността на производството.
Основна задача при проектирането е да се подбира рационално
схемно и конструктивно решение, способно да удовлетворява всич-
ки технико-цкономически изисквания. В резултат на изчислението
се получават типът на активния елемент и неговият електрически-.
18
режим, видът на схемата и стойностите на елементите. Стабил-
ността на честотата се определя предимно експериментално.
1.4. ОБОБЩЕНИ СХЕМИ НА ГЕНЕРАТОРИ
С НЕЛИНЕЙНИ ИНЕРЦИОННИ АКТИВНИ ТРИПОЛЮСНИЦИ
Активните триполюсници в генераторните схеми могат да бъ-
дат радиолампи, биполярни или униполярни (полеви) транзистори.
В настоящий момент радаолампите намират приложение главно в
СВЧ обхвата, а полевите транзистори все още не са намерили
широко приложение. Най-често генераторните схеми се изграж-
дат с биполярни транзистори. Ето защо при по-нататъшните раз-
глеждания ще се имат пред вид главно те и ще се отбелязват
различията, конто налагат особеностите на другите прибори.
В най-общия случай процесите в генератора се описват с не-
линейни диференциални уравнения, решаването на конто може
да се извършва само приблизително. В резултат на решението се
получава законът на изменението на амплитудата в процеса на
самовъзбуждане, амплитудата и честотата на трептенията в уста-
новен режим и продължителността на преходния процес на само-
възбуждане.
В повечето практически случаи процесът на самовъзбуждане
не представлява особен интерес. Необходими са само данните в
установен режим, конто могат да се получават значително по-прос-
то при използуване на квазилинейния метод. Същността му се
състои в следното. Нелинейният активен триполюсник (радиолам-
па или транзистор) се замества с еквивалентен линеен триполюс-
ник, параметрите на който са усреднени за амплитудата на пър-
вата хармонична на входния и изходния сигнал. Те се наричат
параметра пра голям сигнал и се различават съществено от
диференциалните параметри. В резултат на това линеаризиране
генераторните схеми се изчисляват по известните методи за ли-
нейни вериги. По-голямата част от практически използуваните
схеми на генератори с активни триполюсници могат да се при-
веждат към т. нар. еквавалентна триточкова схема. Класиче-
ският вариант на еквивалентната триточкова схема е показан на
фиг. 1.3. Характерного за нея е, че веригата за обратна връзка е
П-образна. При достатъчно висок качествен фактор на елементите
във ВОВ формата на променливите напрежения на входа йх и на
изхода 6/2 на активния триполюсник е близка до синусоидната, а
токовете имат сложна форма. Най-удобна за описване на тази схема
е системата от К-параметри, поради което тя се нарича схема на
19
К-генератор. Ако активният триполюсник е електронни лампа или
полеви транзистор с високо входно и изходно съпротивление, реа-
лизирането на веригата за обратна връзка като паралелен треп-
тящ кръг е почти винаги възможно. При генераторите с бипо-
лярни транзистори не-
щата стоят малко по-
различно. Както е из-
вестно, биполярните
транзистори са прибори,
работещи при сравни-
телно ниски напреже-
ния и големи токове.
При това входното и
изходното им съпроти-
фиг j з вление се получават зна-
чително по-малки по
стойност и съгласуването им с трептящата система, из-
градена на базата на паралелния трептящ кръг, не винаги е въз-
можно. Тогава се прибягва до използуването на последователни
обратна връзка става
Т-образна. Обобще-
ната схема на такъв
генератор е показана
на фиг. 1.4. При нея
синусоидни са вход-
ният и изходният
ток на транзистора,
а напреженията имат
сложна форма. Най-
удобна за описване
на този тип схема е
системата от Z-napa-
трептящи кръгове, при което веригата за
Фиг. 1.4
метри, поради което
тя се нарича схема на Z-генератор. Между тези два ва-
рианта съществуват още две смесени комбинации схеми: //-гене-
ратори и /^-генератори. При //-генераторите хармонични са вход-
ният ток Д и изходното напрежение Ut на активния триполюсник,
а сложна форма имат входното напрежение и изходният ток /2.
Те се описват най-лесно с //-параметрите. Аналогично при F-генера-
торите синусоидна форма имат входното напрежение йг и изход-
ният ток /2, а входният ток /х и изходното напрежение /72 са със
сложна форма. Най-подходяща за $ описване на този тип схема е
системата от F-параметри. Обобщената схема на //-генератор е
показана на фиг. 1.5, а на F-генеоатор— на фиг. 1.6.
20
Основного уравнение, описващо стационарния режим на гене-
ратора, има една и съща структурна форма при всички видове
системи параметри, поради което ще бъде записано в обобщена-
та система от UZ-параметри:
Фиг. 1.5
Фш 1.6
(1-8)
1Г21ЛГ
Wt
където IF21 е комплексният имитанс (импеданс или адмитанс) на
активния трнполюсник, усреднен за амплитудата на сигнала, К е
комплексният коефициент на обратната връзка, a W* — еквива-
лентният товарен имитанс на активния трнполюсник.
Коефициентът на обратна връзка се дефинира като отноше-
ние между синусоидната величина (напрежение или ток) на вхо-
да на активния трнполюсник и синусоидната величина на изхода
на активния трнполюсник и ВОВ с израза
(1-9)
^12+^
21
Тук Wn и ^i2 са имитансите на активния триполюсник, усред-
нена за амплитудата на сигнала, a W°w. и W°n са имитансите на
ВОВ.
Комплексният еквивалентен товар на активния триполюсник
WT се изразява чрез параметрите на схемата и коефициента на
обратна връзка с израза
(1.Ю) ^T=ir23+w02Uw°2r
Преминаването от изразите с обобщеии параметра (1.8), (1.9) и
(1.10) към изразите за конкретен тип генератор става, като се
заместят формално обобщените параметра със съответните пара-
метри за конкретния случай. Така например за генератора от
фиг. 1.3 изразите са:
Ут
K=K1+jK2=^
h2+r?2B.
Ут — 1^22 + № >
където
(1Л1) ЛВ=Л+Л; у^=-Уз>
>ОВ = _^8. уов ^уг +J>3.
Зависимостите за четирите типа генератори са приведени в
табл. 1.1.
Величините К и W? са обобщена параметра на генератора. Как-
то се вижда от определящите ги изрази (1.9) и (1.10), те зави-
ят само от сумата на параметрите на активния триполюсник и
веригата за обратна връзка, като разпределението между тях е
без значение.
Комплексного уравнение на генератора в установен режим
(1.8) се разделя на две реални уравнения: уравнение за баланс на
амплитудите
(1.12)
W
и уравнение за баланс на фазовите ъгли
(1.13) ^21+^к—?т = (2л4-1)те, «=0,1,2,...
Ако с а известии параметрите на схемата, от първотото урав-
нение се олределя амплитудата на трептенията, а от второто -
22
ТаВлиця Z1
ХСхема. - . z-^y— XrdXX^W ,7i J? 0р -Л4. 1+ • щ пг _ <а д IPp _ It 13. ^-cntt=>-rA + ^pH+ fe'U
•|Ж rLzT.J T ' 1 г . 0S П • • # #/ и? 1 Vl^l W т, - - у' - 1
±_ 11 f 1 —
Параметр. _1 । • 1 * 1 1 * 1
i
'^^Уаим. при^У^ У-генератор Z-генератор И-генератор F~ генератор
V 1 . »r У-* , у 4 Нгт.К 1 л 1 Ft
wT
. .08 "W .08 1> - ut KU и г Wh к ^ -.- i* -х кн-$-г K> Jz и Fp2+flZ
= Й11^ Wil .
» 08 . » 08 * ft Ут°^гг + Угг+Кум Z-r ^а?+ %гг + к f>T“ f>S+ м!г F't” Fzz^fzh Kfjz 6.
aaos wn <- № ia-zpij г0В л ‘ 1 11 ^-z^ iU+-&
аЛ3 W12 ^2^3 z%-z3. . i,03^ <& hiz~. т+ня „оз Уз hz= Ур-9з
r • q& Wa '9%—Уз •08 л Zzt^Zj r.w^ Зя bn fO^ S3 - Fzi Уз +УЗ
• ЛЛ Угг~&3з 1%~2г+Ъ . '6b^m_9Z931 -hl2 9)ppg..„ hOS 4 . 1 Fzz-Zz + дг+д3 •
to
00
тяхната честота. На практика обикновено се решава обратната
задача: зададени са амплитудата и честотата на трелтенията, а тряб-
ва да се определят параметрите на схемата така, че генерато-
рът да произвежда трептения със зададената честота и амплиту-
да. Така поставената задача е неопределена, тъй като уравнения-
та са две', а параметрите на схемата са много повече. По тази
причина се налага част от тях да бъдат избирани, като се имат
пред вид някои допълнителни съображения.
24
ГЛАВА 2
БИПОЛЯРНИ ТРАНЗИСТОРИ В ГЕНЕРАТОРЕН РЕЖИМ
2.1. ОСНОВНИ СООБРАЖЕНИЯ ПРИ ИЗБОР НА ТРАНЗИСТОР
Всеки активен триполюсник се характеризира с определена съв-
купност от параметри, конто определят неговите възможности за
работа при определена честота, максималните стойности натоко-
вете и напреженията между електродите му, максималната раз-
сейвана мощност и др. Стойностите на тези параметри се нами-
рат в каталозите за съответния тип прибери и въз основа на тях
се избира подходящ транзистор за всеки конкретен случай.
йзборът на транзистор се определя главно от две съображения:
1. Полезната мощност Р1( конто трябва да се получава от
транзистора, трябва да бъде по-малка или най-много равна на мак-
сималната мощност Pjmax, конто транзисторът може да отда-
ва, т. е. трябва да бъде изпълнено неравенството Р^Рщах-
2. Максималната работна честота на генератора трябва да бъ-
де мвого по-малка от транзитната честота на транзистора
Обикновено се смята, че ако е изпълнено условието /^0,05/t,
транзисторът работи в безинерционен режим.
Данни за максималната променливотокова мощност, конто мо-
же да се получава от транвисторите, в каталозите не се дават..
В замяна на това винаги има данни за максимално допустимите
стойности на постоянните или импулсните токове и напрежения
между електродите. Въз основа на тези данни при пълно използу-
ване на транзистора по мощност в граничен режим и ъгъл на
отсечка 90° максималната полезна мощност на транзистора се
определя ориентировъчно по формулата
/О 1 1 D ^Cmax^Cfmax /сМтах&СМтах
Plmax^ ------5-----------f(f-----
Тук /стах и UcEmax са максимално допустимите стойности на пос-
тоянна съставка на колекторния ток и иа постоянното напреже-
ние между колектора и емитера на транзистора, а 1см max и Осмтах
са стойностите на максимално допустимите височина на импулса
на колекторния ток и моментно напрежение между колектора и.
емитера на транзистора.
25
Трябва да се обърне внимание на обстоятелството, че мощност-
та Рь която трябва да отдава транзисторът, се различава от
мощността P1L, която трябва да се получава в товарного съпро-
тивление на генератора RL- Те са свързани със зависимостта
<2.2) Р^^-,
чк
където т]к е коефициентът на полезно действие на трептящата си-
стема. За получаване на по-висока стабилност на честотата на ге-
нерираните трептения е желателно качественнят фактор на треп-
гящата сиетема да бъде възможно по-висок. Това се постига при
слаба връзка с товара, при което tjk има малка стойност. Обик-
новено се избира =0,05-i—0,15. В случайте, когато стабилността
на честотата е несъществена (например при промишлените гене-
ратори), стойността на т]к може да достига до 0,99.
Вторият важен параметър е работната честота. Споменатото по-
тере условие /Раб<0,05/т не е прецизно и трудно може да се удо-
влетворява при всички практически случаи. Така например за работа
при 100 MHz би трябвало да се разполага с транзистор, на който/т =
= 2GHz. Освен това още при честоти от порядъка на 25 — 30 MHz
започват да оказват влияние индуктивностите на изводите, забе-
лежимо става шунтиращото действие на капацитетите на прехо-
дите и т. н. Всичко това довежда до деформиране на импулсите
на токовете и напреженията. Ето защо при изчисляване на пара-
метрите на транзистора, дори и при ниски честоти, се използува
отсечково-линеен модел.
2.2. ВИСОКОЧЕСТОТЕН ОТСЕЧКОВО-ЛИНЕЕН
МОДЕЛ НА ТРАНЗИСТОРА
Високочестотният отсечково-лииеен модел на транзистора
(фиг. 2.1) е съставен на базата на физическата еквивалеитна схе-
ма, моделираща процесите на натрупване, рекомбинация и прена-
сяне на заряди. Тя достатъчно добре описва свойствата на тран-
зистора в широк честотен обхват и гарантира задоволителна точ-
ност при честоти, конто не превишават два пъти траизитната:
(/раб —2/т).
Моделът съдържа три съществено нелинейни елемента, зави-
сещи от амплитудата на приложеното напрежение. Те са дифу-
зионният капацитет Сл(иЬ'е'), отразяващ процеса на натрупване на-
заряди в базовата облает, съпротивлението гХйб>')> отчитащо за-
губите при рекомбинацията между неосновните носители в базо-
26
вата облает и основните носители на тока през емитерния преход
и геяераторът на ток Колекторният ток е евързан с
яапрежението на прехода иь-е' посредством стръмността 5И с из.
раза ic=Snub’e’. В активната облает (времето, през което транзи-
Фиг. 2.1
сторът е отпушен) ключовете К са затворени. В пасивната облает
(времето, през което транзисторът е запушен, или облает на от-
сечката) ключовете се отварят. По този начин сложните зависи-
мости Сд(«4'е>), Гд («й’е') и 7с(и*'е') се заместват с отсечки от прави
линии. За времето, през което транзисторът е запушен, стойност-
та им се смята за нула, а при отпушване на транзистора те съе
скок приемат стойности, равни на средните. Останалите елементи
от схемата имат слабо изразена нелинейност, което дава основа-
ние с достатъчна точност да бъдат приети за постоянни и в два-
та случая.
Обръща се внимание, че превключването на транзистора става
в момента, в койтю напрежението на прехода преминава през
точката на запушване на идеализираната характеристика U'B. При
ниски честоти то следва формата на приложеното напрежение на
външните изводи на транзистора и се определя с израза иь'е'~
BErBb'+rfi +ГЕе '
В този случай пълната еквивалентна схема на транзистора
(фиг. 2.1) може да бъде опростена, като се првнебрегнат индук-
27
тивностите на изводите и съпротивленията гЕе' и гСс'. Тогава тя
добива вида, показан на фиг. 2.2.
При високи честоти индуктивностите на изводите и капаците-
тите на преходите СЕ и Сс оказват силно влияние. Тогава напре-
Фиг. 2.2
жението на прехода иь-е' се различава силно от приложеното на-
прежение на изводите на транзистора иВЕ и задоволителна точ-
ност може да се получи само от пълната високочестотна еквива-
лентна схема.
Параметрите на физическата еквивалентна схема нито могат
да се намерят в каталозите за полупроводникови прибори, нито
да се измерят директно. Ето защо ще бъде изяснено определянето
им с помощта на каталожните данни.
За практически начисления с достатъчна точност може да се
приеме, че индуктивността на 1mm дължина от извода е около
1 пН, т. е.
(2.3)
Трябва да се има предвид, че в каталозите е дадена максимал-
ната дължина на изводите lmia- При практическата реализация
обаче те биват скъсявани, което води до намаляване на индук-
тивността.
Стойността на пълния капацитет на колекторния преход
Сс^Сса+Ссп обикновено се дава в каталозите, но тя е измерена
при определено напрежение UCB, най-често 6V (за българските
транзистори — 5V). То почти винаги се различава от работното
напрежение Ucb№- Преизчисляването става по формулата
(2.4)
6-Сраб —С с < / С&
V исвр.б
28
където /п = 2 при транзистори с рязък преход и /п = 3 при тран-
зистори с плавен преход. Напомня се, че плавен преход имат
дифузните транзистори.
Освен стойността на пълния колекторен капацитет Сс за из-
численията са необходим!! и стойностите на активната ССА и па-
сивната Ссп компонента, данни за конто обикновено ннма. Тогава
се използува обстоятелството, че съотношението между капаци-
Ссп
тетите Kc = -.< е постоянна величина. Въз основа на това съот-
ССА
ношение се определя
Сс .
(2.6) Ссп^Сс—Сса •
За маломощните влсокочестотни транзистори а за мощ-
ните Кс^2-ь4.
В справочниците рядко се намират данни за стойността на
съпротивлението на материала на базата гВь>. В замяна на това
за високочестотните транзистори е дадена стойността на времекон-
стантата на веригата на вътрешната обратна връзка в транзистора
^с = гвь'сс- Тогава
(2-7) гвь'^.
%
Стръмността на характеристиката на колекторния ток във
функция от напрежението на емитерния преход 5П («*'<?-) е съще-
ствено нелинейна величина. Стойността й зависи силно от стой-
ността на колекторния ток. За да бъде грешката при определя-
нето й минимална, трябва да се използува амплитудата на пър-
вата хармонична на колекторния ток или половината'от работна-
та височина на импулса на колекторния ток. Изчисляването ста-
ва по формулата
/9 с - — 42,5/С1
~ kTnp ~ 1+3,66.10-з/пр •
Тук q е зарядът на електрона, k — константата на Болцман, Тпр—-
температурата на прехода в [К], a tnp— в [°C], 1С1 — колектор-
ният ток в [А]. Стръмността на колекторния ток 5П се получава
в [S]. За някои транзистори, например за българските, стръмност-
та 5П е с около 10% по-малка от определената по горната
формула.
29
Съпротивленито Гд е втората съществено нелинейна величи-
на в модела на транзистора. Стойността му при запушен транзи-
стор клони към безкрайност, а в отпущено състояние се опреде-
ли чрез стръмността на колекторния ток 5П и статичния коефи-
циент на усилване по ток в схема с общ емитер р0 (или h21E) по
формулата
(2-9) r,= J0-.
II
Честотата на преминаване (транзитната честота) /т е честота-
та, при която модулът на коефициента на усилване по ток на
транзистора става равен на единица. Тя обикновено е дадена в
каталозите. Ако няма данни за нея, обикновено е даден модулът
на коефициента на усилване по ток при определена честота на
измерване. Въз основа на тези данни транзитната честота се оп-
редели от израза
(2.Ю) Л=А-|₽|/и’
където |₽|/и (или 1^21/и) е модулът на коефициента на усилване
по ток, а /и — честотата, при която е измерен.
Дифузионният капацитет на емитерния преход Сд е третият
съществено нелинеен елемент в модела на транзистора. При за-
пушен транзистор се смята, че Сд =0, а в отпушено състояние
на транзистора Сд се определи по формулата
(2.Н) Сд
Трябва да се има предвид, че /т също силно завися от стойност-
та на тока през транзистора. Желателно е при възможност тя
да се определи при работната височина на импулса на колектор-
ния ток.
Данни за съпротивлението на материала на емитера в ката-
лозите няма. Нещо повече, то обикновено не се отчита в екви-
валентните схеми, като се смята, че е пренебрежимо малко. Дей-
ствително стойността му е много по-малка от стойността на
съпротивлението на материала на базата гвь„ но протичащият
през него ток е много голям и падът на напрежението не може
да се пренебрегва. В неговата стойност са включени и стойности-
те на изравнителните съпротивления при многоемитерните струк-
тура Общата му стойност се определи приблизително по фор-
мулата
(2Л ГЕе'= (l+3,667iW^y^ ’
30
Тук /пр е максималната температура на прехода в [°C], /£1— ам-
плитудата на първата хармонична или половината от работната
височина на импулса на емитерния ток в [А], г£е-_ в [2].
Съпротивлението на материала на колектора гСс, може да
се определя приблизително от напрежението колектор — емитер
в режим на насищане UcEsat и токовете 1с0 и 1во в същата точ-
ка по формула та
(2.13)
, _ ^CEsat Г£е'(^СО+^до)
Г(?г_ —
За определяне на параметрите на м одела на транзистора работ-
ната височина на импулса на колекторния ток. 1СМ се опреде-
ля приблизително по формулата
(2.14)
г
c^Uc-
Тя е необходима и при определяне на стръмността на гранична-
та линия от статичните характеристики. Стръмността на гранич-
ната линия може да се определя от каталожните данни и без.
статични характеристики по формулата
(2.15) $гр==2™_,
°C£sat
където Uс Esat е напрежението между колектора и емитера на
транзистора при насищане, а 1Со — стойността на колекторния
ток в същата точка.
Пример 2.1. Да се определят параметрите на високочестотния
модел на транзистора КТ326А при Uc — 54, 1С1 = ^так.. Каталож-
н.и данни: /T = 400MHz; £у=150°С; ро = 2О—70; UcEsat =1,2V при
/Со = 10тА и /Во = 1тА; тс = гВ4, Cc = 450pS; Cc = 5pF при
£/CB=5V; С£=4 pF.
Транзисторът е високочестотен, маломощен и следователно
Кс—\. Тогава по формули (2.5) и (2.6) се получава Ссл=Ссп =
= 2,5 pF. Съпротивлението на материала на базата се определя от
(2.7) гвь, — 90S. За стръмността на колекторния преход от (2.8) ее
получава =82,31 mA/V. При минималната стойност на р0 за
съпротивлението Гд по формула (2.9) се получава Гр =242,982, а при
^=70—7-0 = 850,4 Q. Следователно средната му стойност може да
се приеме rfi =5462. По формула (2.11) за дифузионния капацитет
се получава Сд=32,77рр. Общото емитерно съпротивление се
определя по формула (2.12). То е /^.=8,312. Ако се приеме, че
след спояването от точката на спойката до корпуса на транзис-
тора оставят изводи с дължина 5 mm, за индуктивностите може
да се приеме LB- Z.£=£c = 5nH.
31
2.3. Хармонпчен анализ на токовете и напреженяята
Високочестотният отсечково-линеен модел на транзистора поз-
волява изчисленията при ниски и при високи честоти да се из-
вършват по едни и същи формули, получени на базата на отсеч-
Мв'>илр
Фиг. 2.3
32
'3 Генератори
ково-линейната апроксимация на статичните характеристики. Ре-
алните характеристики се заместват с отрязъци от прави линии,
като токовете в който и да е от електродите са линейни функции
на напреженията на преходите и имат същия хармоничен състав.
При ниски за транзистора честоти напреженията на преходите
имат същата форма както напреженията, приложени на външните
изводи иа транзистора. Постоянната съставка и хармоничните в то-
зи случай се определят чрез височината на импулса на колекторния
ток и нискочестотния токов ъгъл на отсечка 9Н с помощта на
изчислените от академик Берг коефициенти ал (9), (9) и (9).
Коефициентите на разложение на островърх косинусоиден импулс
са приведени в приложение I.
При високи честоти амплитудата и формата на напреженията
на преходите се различават значително от приложените на вън-
шните изводи на транзистора (фиг. 2.3). За опростяване на изчис-
ленията в този случай сложните по форма импулси на токовете
ийнапреженията се заместват с отрязъци от косинусоида с екви-
валентен високочестотен токов ъгъл на отсечка 9В, както е пока-
зано на фиг. 2.3 6, с прекъсвана линия. Закъснението на напреже-
нието на прехода по отношение на напрежението на външните
изводи на транзистора при преминаването му от запушено (отво-
рени ключове в еквивалентната схема фиг. 2.1) в отпущено съ-
стояние (затворени ключове) при работната честота се отчита с вре-
меконстантата на входната верига vx(v^z ). Закъснението на нап-
режението на прехода при преминаване от отпущено в запушено
състояние се отчита с времеконстантата на входната верига v2
(v£). Те се наричат параметра на инерционността на транзистора.
Параметрите на инерционността се определят от физическите
параметри на еквивалентната схема. Поради това, че входната
верига на транзистора е различна при включването му в схема
с общ емитер (ОЕ), обща база (ОБ) илн общ колектор (ОК),
тези параметри се определят по различии формули. Освен то-
ва напрежението на прехода зависи и от това, дали на изводите
на транзистора е приложено хармонично напрежение или в даде-
ния електрод протича хармоничен ток, т. е. то зависи от схема-
та на генератора. Формулите за определяне на параметрите на
инерционността и нискочестотния токов ъгъл 9И в зависимост
от схемата на генератора (Y, Z, И или F) и общия електрод
са дадени в табл. 2.1. Чрез тях се определи високочестотният
токов ъгъл на отсечка 9В.
За удобство при определяне на високочестотния токов ъгъл
9В се въвеждат величините нормирано преднапрежение b и нор-
мирана инерционност а. Нормираното преднапрежение b при ге-
33
co
rf*.
Y- генератор
——~7~----
Z- генератор
= (1 + %)SrB£-p- V/°
v = Zxfrgb-(Cf сд) Zxfty ^e+cg1
COS0H ='“ -T-1JS-~U8 , . oosff# =-----80
\UbE+J<MCUce\ !е1
\>^(1 + V)SrBb'-^-
Ъг-2Я{ГдЬ'(С£+ССА) .
С059^~'\0ВЕ^йЛоЬс^
У^ЖрСдГ^'
VZ~2W'y(CfC[:)
COSBh = -
lE1
г. 7
Н-генератор
в
F- генератор
>r~~
}Л (1+X)retr~f
1 1 ^Srffh' Рт
^2Л/ГВ6’/С^Ссл)
eOsBH^-^^
________V BE+ 1 01081}
V; = 2л-[ СдГp_Q'
V2^P.X^(G^Cc)
еоз0ц = -
Iei
V, - (1+Х)гвь' -f
1 ~ 1+0 г в ' Рг
\>г = Zecfreb'CCz+CM)
СР3В^-^~и1>+ТсвГв1.
\UeeFTci0ei\
Таблица 2.1 (продолжение")
Ч- (I+Wreb'-J- Vf - ZnfCArBb> ^1“ ^(CyC^rp ^1“ ZnfCAnEB'
'Oz’“Znreb'(ctCcA}l Vf2nty(G£Cc) Рг= 2п{Гу(0^Сс) Hz“ Znfr^fCp'C^)
-JJ.b-u'b H. \uBE+icPkiJce CDSBH«- l£1 соз6ц = -r-r-lJlL—r— \lBi+ja&cU£E\ cosBM ^d- 1E1
Kttemt): п Й ,
*- л»«, 2'nfj-Le .
К гео'
Гяь'дСА
гу — й>про(пиЬленион'ау(прща между доза -емитер
"* ГеР до
нераторите с хармонична форма на възбудителното напрежение
(К- и Лгенераторите) се определи като
(2.16) & = cos9H +v2 ,
а нормираната инерционност а като
(2-17)
l+v2
а=\1—
УЦ-V2
За генераторите с хармонична форма на тока във входната
верига на транзистора (Z- и /7-генераторите) тези величини са
36
(2.18)
z>=—coseH^bj-v2.
Високочестотният токов ъгъл на отсечка 0В се определи от
графиките, показани на фиг. 2.4, по следния начин. При опреде-
лената стойност на нормираното преднапрежение b се прекарва
права, успоредна на ординатната ос до пресичането й с крива-
та 0в(6,й), чиято стойност на параметъра а съответствува на из-
числената за конкретния случай. Ординатата на пресечната точка,
отчетена по лявата ординатна ос, съответствува на високочестот-
ния токов ъгъл 0В при Y- или F- генератор.
При Z- или /7-генератор стойността на високочестотния токов
ъгъл се отчита от дясната ординатна ос.
Пример 2.2. Да се определи стойността на високочестотния тюков
ъгъл на отсечка за генератор, работещ при нормирано предна-
прежение Ь — — 0,2 и с нормирана инерционност на активния три-
полюсник а=0,8:
а) генераторът е от тип Y или F,
б) генераторът е от тип Н или Z.
За случай на Y- или Д-генератор от лявата ординатна ос се
отчита 9в:=120р.
За генератор от тип Z или Н от дясната ординатна ос на
фиг. 2,4 се отчита 9н = 6О°.
Използуването на високочестотния токов ъгъл на отсечка поз-
волява определянето на постоянната съставка и на хармоничните
да се извършва и при високи честоти със същите коефициенти
на разположение ая (0), ря(0) или (0), както и при ниски честоти.
Допусканата грешка при определяне на коефициентите на разло-
жение в процента не превишана стойността на jVi], а в граничния
случай, когато vx—»оо, грешката достига до 30%. Като се вземе
пред вид, че параметрите на отделните транзистори от един и съ-
щи тип се различават с по-големи толеранси, тазн точност е на-
пълно задоволителна за практически изчисления.
Същите графики могат да се използуват и за решаване на
обратната задача — определяне на необходимата стойност на по-
стоянного преднапрежение, така че транзисторът да работи с
определен ъгъл на ’отсечка 0В. В този случай се прекарва права,
успоредна иа абсцисната ос на височина 0В. Абсцисата на пре-
сечната й точка с крива та 0В(& ,а) при параметър изчислената
стойност за а определи нормираното преднапрежение Ь. Чрез не-
37
го се определи нискочестотният ъгъл на отсечка 0Н, конто за
Y- и /^-генераторите е
(2.20)
Л ъ
cos 9„ =
а за генераторите от тип Z и Н
(2.21) cos9H= — Л
Постоянного преднапрежение за конкретния тип генератор и схема
на свързване се определят по формулите от табл. 2.1.
За решаването на тази задача може да се използува и коефи-
циентът на разложение р1(9в), свървващ непосредствено предна-
прежението и първата хармонична на колекторния ток
(2.22)
it -п'
ив~ив aS9i(9) '
2.4. ПАРАМЕТРИ НА АКТИВНИЯ
ТРИПОЛЮСНИК, УСРЕДНЕНИ
ЗА АМПЛИТУДАТА НА ГЕНЕРИРАНИТЕ ТРЕПТЕНИЯ
Параметрите на активния триполюсник могат да се получават
непосредствено от еквивалентната схема (фиг. 2.1), като се из-
ползуват известные от теорията на линейните четириполюсниии
методи на късо съединение и празен ход. Както се вижда от
схемата, за всеки от параметрите IF(-7(г/= 1,2) могат да се по-
лучат по две стойности: едната IF/) при отпущен транзистор (за-
творени ключове) и втората — при запушен транзистор (от-
ворени ключове). Получените по този начин стойности за пара-
метрите на транзистора са стойности при малък сигнал.
При работа на транзистора в генераторен режим с голям сиг-
нал за част от периода на генерираните трептения (за време
7\ = 29О) транзисторы е отпушен и в схемата се оказват вклю-
чени параметрите, конто бяха означени с IF?/. За останалата част
от периода на трептението (за време 7'2 = 2(к—9В)) транзисторът
е запушен и в схемата се оказват включени параметрите Wij. Ус-
реднените за амплитудата на генерираните трептения екви-
валентни параметри на транзистора се получават в ре-
зултат на суперпозицията на малосигналните параметр» за отпу-
щения (IF?/) и запушения (JF?/) транзистор, умножени съответно
38
Таблица 2.2
ПАРАМ. ! ФОРМУЛА ЗА СХЕМА ОБЩ ЕМИТЕР I ФОРМУЛА ЗА СХЕМА ОБЩА БАЗА
1 2 3
Он 1+4 ,i(b) ^(l+v^sz.)
Ви П^‘(ШМ-+.Э l‘-«l e<1\2”) «('.I+t+ttI1 '‘CW1 Bd’(1+v£/
012 иСсХ* SL\k'1 |+J !+v5£ — G^LBCc—B.uwrBb.Cc
в12 ~w IC’cii+C’ca . . Ct (°b)1 + L jTz J si.
|гя1 s /; 2 o(0B) \p+vSL S / 2- Г1 (0B) у 1+vsz.
<?21 -arctgv5i arctg vsl~k
Орд w^CrBi,'^4SL / 4 (toCc)3 7 2 -Y1(0b)+ \ C! 1+V5A ГСс' ^CCAr ,S-iSL , . 2 11 W !+vSi
Ваз ^-+»Cc v5i _°?1_+шСс ^SL C
1 2 3
където Гр k а _ А . е __ кп п rBb-+^+rEe‘ ' в ’ х=2к/т-^; 5£=-^-; вь' • Ее S=knS„; г' « И5 (1+3,66. »0-з/пр) 1Е ’ v5i=(i+z)^, 2-; ✓ т v£ -=2nfrBb,CE; V _R / . V _ _ 2tf (Сд+Q) f ^°7Г’ Vt“ ft, 5n ~7T
Т а б л и ц а 2.3
ПАРАМ. ФОРМУЛА ЗА СХЕМА ОБЩ ЕМИТЕР ФОРМУЛА ЗА СХЕМА ОБЩА БАЗА
Re{/Zn} ГВЬ'+ГЕ!'+шт1-£П(9в)+ П(9В) I+v^ rEi>+rBb'~^Lli^ + Ll ао /<у (wCjp)3 1 i v\ Eb T "/ /Q v +- - ]+v,- -Yl(0B)
H^i} м/г_ 1-Г1(9в) , Wl£ - vCz i+v2 " A(9B) * p .. , , . 1-Х1(0я) ® (Ie+^b)- -Qz Ут1Ъ'-Мгву-^гд)1 Т1(вд) l+v*
Re{//13} —<eCc-Jm {//u} — iosLeCc
^с(ке{Я„}-^ cc ) ^CCArBb‘ = axC
с коефипиентите на разложение
за първата хармонична на сигна-
ла Т1(ев) и
С2.23)
Формулите за определяне
на усреднените по първа хар-
монична У-параметри на тран-
зистора при схема на включване
с общ емитер и при схема на
включване с обща база са даде-
ни в табл. 2.2. Същите формули
за /У-параметрите са приведена
в табл. 2.3.
Обръща се внимание, че ус-
реднените параметри на транзи-
стора при голям сигнал са функ-
ции на амплитудите на незави-
симее хармонични сигнала на
входа и изхода на транзистора
и следователно са валидни само
за определения тип генератор.
Това означава, че преминаване-
то от един тип параметри към
друг по формулите за линейни-
те четириполюсници в най-обь
щия случай е невъзможно. Тако-
ва преобразуване се допуска
само в случайте, когато нез ави-
симите хармонични сигнали (ток
или напрежение) на входа и из-
хода на транзистора са еднакви
за двата вида генератори. От
казаното дотук следва, че е
разрешено преминаването от
системата У-параметри в схема с
общ емитер към система У-па-
раметри в схема с обща база
или общ колектор. Не се до-
пуска обаче преминаването от
система У-параметри към сис-
тема Z-параметри и обратно.
41
Т а б л и ц а 2.4
Към От /-параметри схема с общ емитер /—ОБ /-параметри схема с обща базе /-—ОБ /•параметри схема с общ колектор /—ОК
< а. CD (V г., Угг 1 + ¥12+ ^214“ ^22 л,
«Ь О, Q Угг Угг — Угг— Угг -Г11-Г12
(J Н 1 rs о*’*4 р. Угг г„ -Угг-Угг -Л1-Г21
к X § У22 Угг Угг ^11+^12+^21+ Угг
i тЗ <у СП Угг~\-У 12+ У21+^22 Угг Угг
ри CJ ща б; -ОБ У12 -У12-У21 Угг -Угг-Угг
g О РЗ ° Угг -г21-уа2 Угг — Угг—Угг
? § Угг Угг Угг Угг+ Ti?+X2i+K22
GJ Л. и О Угг Угг У11+^12+^21+^22 л.
s g и а О Угг -Угг-Угг -Уи~Уа1 Т12
Ф я Cl Угг -Угг-Угг -yu-ri2 Г21
С _ о I W а. s Угг Угг^-Угг-^Угг + Угг Л1 Угг
Формулите за допустимите линейни преобразувания на усредне-
ните за амплитудата на генерираните трептения У-параметри са
дадени в табл. 2.4. Същите формули за системата Z-параметри
са дадени в табл. 2.5, а за //-параметрите — в табл. 2.6.
Поради съвпадането на системите нелинейни диференциални
уравнения, описващи отсечково-линейния модел на транзистора
при Z-генераторите с обща база, //-генераторите с обща база и
F-генераторите с общ колектор, линейните формули за премина-
ване от една система параметри към друга система параметри са
приложими само за тези видове генератори в съответната схема
на включване. Те са приведеии в табл. 2.7.
42
СО
//-параметри схема H— OK //-параметри схема И—OE От ЛГ-параметри схема с общ Към емитер Н~ОЕ
to to SC- CO H* £ го I ПЯ
£• to + >— 1 tc- to £• to £• to >
Sc. to to 1-» £• to C* <? to + в* 1 ы | /7-параметри схема с общ | колектор Н— ОК
la
S
Д
NO
Z-параметри схема с общ ко- лектор Z—ОК Z-параметри схема с обща база Z—ОБ Z-параметри схема с общ емитер Z—OE
N. ю to N- CO bj- co N- § N|. В to bl- N- 8 N- 60 bl- to Л4, / /5
N- to to N- В 1 N. to N- CO to 1 bj- to > 1 £>• to 1 N- CO + MN- 69 N- 4 J* to 1 N- to + ts- S ^1- N- £2 N- "i >• to s1' N- to to Nl- В bl- 69 Jb- Z-параметри схема c । общ емитер Z—OE
N- N- CO 1 N- to + co N. to to 1 £»• W N- to to 1 N. В bl- to to N- to Nj- В to bl- N- N- to 1 N- В + to bj- N- CO bl- “i bj- co ,bl- Z-параметри схема c обща база Z—ОБ
N- to to N- IO to N- 1-* H* 1 to 1 N. 6g b). 1 N- to 1 N. to + N- to to N- to to N- to 1 N. to N- S 1 b< to b). 1 bl- to 1 N- to + .bi- te Z-параметри схема с общ колектор Z—ОК
H
аз
Ok
la
S
Д
M
no
bi
о*
W * •
S N.
FВ
> > 5;.
В N- I
' “ »>•
ЕО
£•
I ^"ПЗрдМ^^'РИ В
схема с обц1 колек-
тор F— бК
.N-
М
ьи
N-
N-
В
Б
В Z-параметри схема с обща база Z—ОБ //-параметри в схема с обща база /7—ОБ
^2 N- DO f-b Ьо го t-1 8V/ 1
со го 1 ? 5:- 1Г to £
DO to N. В N. м s;- М^32 Kz/tzz- N- К _ N- to to s’’ to N- J2 N* to to
5- 0 12 )Д*11 XV/(VO 6 Ч- + _> 1 *ъ* tL I 2ч- to 1 >—* i-4i g”
Таблица 2.7
ГЛАВА 3
ZC-ГЕНЕРАТОРИ НА ХАРМОНИЧНИ ТРЕПТЕНИЯ
Генераторните схеми, чиято трептяща система представлява
трептящи кръгове, изградени с бобини и кондензатори, се наричат
ZC-генератори. В зависимост от броя на трептящите кръгове те
биват еднокръгови и многокръгови. Поради по-простата си кон-
струкция и по-лесната настройка на практика се използуват най-
често еднокръговите генератори. От многокръговите генератори
основно приложение намират двукръговите и по-рядко трикръго-
вите. Генераторните схеми, чиято трептяща система е изграденас
повече от три кръга, се настройват трудно и практическото им
приложение е извънредно ограничено.
Първата схема на електронен генератор се появява скоро след
създаването на триелектродната лампа. Това е схемата с транс-
форматорна обратна връзка, предложена от немския инженер
Майснер през 1913 г. Две години по-късно, през 1915 г., Хартлей
създава схемата с автотрансформаторна обратна връзка, известна
още като индуктивна триточкова схема или схема Хартлей. Пър-
вата двукръгова схема на електронен генератор е предложена през
1917 г. от Худ-Кюн. Тя съдържа два паралелни трептящи кръга,
единият от конто е включен между решетката и катода на гене-
раторната лампа, а вторият — между анода и катода. Капацитив-
ната триточкова схема или схема Колпитц е създадена през 1918 г.,
а през 1933 г. Шембел предлага двукръговата схема с електронна
връзка. Това са основните видове генераторни схеми, конто в раз-
личии модификации се използуват и днес.
3.1. ЕДНОКРЪГОВИ ГЕНЕРАТОРИ
3.1.1. Генератор с трансформаторна обратна връзка
Принципната електрическа схема на електронен генератор с транс-
форматорна обратна връзка, използуващ като активен триполюс-
ник електронна лампа, е показана на фиг. 3.1 а. Схемата е със за-
земен катод. Променливотоков товар в аиодната верига на лампа-
та е паралелният трептящ кръг ГаСа, долният край на който е
45
Фиг. 34
заземен по променлив ток чрез кондензатора Сб. Постоянного за-
хранващо напрежение на анода се подава последователно през
блокиращия високочестотен дросел L6 и кръговата индуктивност
Z,a, която същевременно е и първична намотка на високочестотния
трансформатор. Вторичната намотка на трансформатора—индук-
тивността Lg, е свързана с единия си край към решетката на лам-
пата, а другият й край е заземен по променлив ток чрез конден-
затора Cg. Резисторът Rg служи за получаване на автоматично
преднапрежение на решетката от протичащата през него постоянна
съставка на решетъчния ток.
Процесът на самовъзбуждане на генератора е илюстриран на
фиг. 3.1 б. В изходно равновесно състояние в момента на включ-
ване на захранващото напрежение постоянного напрежение между
решетката и катода на лампата е нула, тъй като не протича ре-
шетъчен ток. Началният импулс на анодния ток, който при нуле-
во преднапрежение е значителен, има широк честотен спектър.
Спектралните съставки на тока, чиято честота съвпада със соб-
, 1
ствената резонансна честота на трептящия кръг /о = съв'
дават върху кръга пад на напрежението. Чрез вторичната намотка
на трансформатора Lg част от това напрежение се подава на ре-
шетката на лампата и предизвиква съответно изменение на анод-
ния ток. Изменението на анодния ток е равносилно на протичане
на променлив ток със същата амплитуда и с честота, равна на
честотата на възбудителното напрежение, и следователно създава
нов пад на напрежението върху кръга. Ако този пад на промен-
ливото напрежение е във фаза с началното трептение, амплитуда-
та на променливото анодно напрежение нараства. Нараства и пре-
хвърленото през трансформатора напрежение в решетъчната ве-
рига и процесът продължава по същия начин. Ако то е в проти-
вофаза, амплитудата на анодното напрежение намалява и трептенията
затихват.
Както се вижда от фиг. 3.1 б, през положителния полупериод
на променливото решетъчно напрежение моментното напрежение
на решетката е по-голямо от нула и в решетъчната верига протича
ток. През отрицателния полупериод на променливото напрежение
на решетката моментната стойност на решетъчното напрежение
е отрицателна и в решетъчната верига ток не протича. Импулси-
те на решетъчния ток съдържат постоянна съставка и безкраен
ред от хармонични. Постоянната съставка протича във външната
верига от катода към решетката през резистора Rg и индуктив-
ността Lg, а променливите съставки протичат през индуктивността
Ls и кондензатора Cg. По този начин върху резистора Rg се по-
47
лучава пад на постоянного напрежение с полярност „ -ь “ към ка-
тода и „ —“ към решетката. Така с нарастване на амплитудата
на трептенията нараства и постоянната съставка на решетъчния
ток, а следователно и постоянното напрежение върху резистора
Rg, което се стреми автоматично да запушва лампата. Това до-
вежда до намаляване на усилването и забавя нарастването на
трептенията. Процееът продължава до момента, в който постъ-
пилата енергия в кръга е равна на изразходваната енергия в него
и в решетъчната верига. Настъпва равновесно състояние, при
което генераторът работа с постоянни по амплитуда и честота
трептения, т. е. достигнал е до установен режим.
Първата хармонична на анодния ток е във фаза с възбуди-
телното напрежение, т. е. през време на положителната полувълна
на възбудителното напрежение анодният ток нараства. Тъй като
посоката на анодния ток във външната верига е от положителния
полюс на източника на постоянно напрежение през кръга към>
анода на лампата, падът на променливото напрежение в анодния
трептящ кръг е в противофаза с анодния ток и възбудителното
напрежение. За да се получи положителна обратна връзка, е не-
обходимо прехвърленото през трансформатора напрежение да се
дефазира на 180° спрямо анодното. Това се постига, като намот-
ката Lg на високочестотния трансформатор се навие в противо-
положна посока на намотката £а. На фиг. 3.1 а началото на нави-
ване на всяка намотка е показано със звездичка. Ако посоките
на навиване не бъдат спазени, генераторът не се самовъзбужда.
В този случай е достатъчно да се разменят двата края на едната
от намотките (най-често решетъчната) и генераторът се самовъз-
бужда при достатъчен коефициент на обратна връзка.
Схемата с трансформаторна обратна връзка, реализирана с би-
полярен транзистор, е показана на фиг. 3.2 а. Тя се различава от
класическия лампов вариант, който току-що беше разгледан, сама
по начина на подаване на преднапрежение на базата. Както е из-
вестно, биполярните транзистори имат десни характеристики и при
нулево напрежение база — емитер транзисторът е запушен. Оттук
следва, че при включване на постоянното захранваща напрежение
колекторният ток е нула. Транзисторът не усилва и генераторът
не може да се самовъзбуди. Изходното равновесно състояние в
този случай е устойчиво. За извеждане на генератора от изход-
ното равновесно състояние посредством делителя на напрежение
изходната работна точка се премества надясно, както е по-
казано на фиг. 3.2 6. В тази точка транзисторът е отпушен, усил-
ването му е голямо и случаят става аналогичен на ламповия ге-
нератор. Освен това в емитера на транзистора е включен резисто-
48
Фиг. 3.2
4 Генератори
49
рът /?£, шунтиран по променлив ток с кондензатора СЕ. Той
стабилизира постояннотоковия режим на транзистора при измене-
ние на температурата и същевременно спомага за по-лесното му
запушване и достигане на установен режим. Постоянното пред-
напрежение база — емитер в този случай е комбинирано (автома-
тично чрез емитерния ток и фиксирано чрез делителя RiRz)
Обикновено токът през делителя се избира много по-голям от-
постоянния базов ток. Това осигурява независимост на автоматич-
ного преднапрежение от базовия ток и повишава температурната
стабилност на режима.
Основните предимства на схемата с трансформаторна обратна
връзка са:
а) възможност за плавно изменение на коефициента на обратна
връзка чрез изменение на взаимного разположение на бобините
La и Lg. За тази цел високочестотният трансформатор се прави
като вариометър;
б) възможност за едновременно последователно захранване на
базовата и колекторната верига по постоянен ток.
Недостатъците на схемата са:
а) трудно се постига голям коефициент на обратна връзка;
б) усложнена конструкция на високочестотния трансформатор,
особено когато се прави като вариометър;
в) големият входен капацитет на транзистора и паразитните
монтажни капацитети лесно я превръщат в двукръгова схема и
тогава тя се възбужда на паразитки честоти.
Посочените иедостатъци ограничават приложение™ на схемата
само в областта на ниските честоти. Дори и там за удовлетворя-
ване на уравнението за баланса на фазовите ъгли тя работи с
разстроен трептящ кръг. Това води до намаляване на стабилността
на честотата на генерираните трептения.
Ще бъдат разгледани особеностите на генераторните схеми,
активният триполюсник на конто е полеви транзистор. Както е
известно, полевите (униполярни) транзистори
73, работят на принципа на модулация на тока
от основните носители чрез изменението на
мшаная / дебелината на проводящий канал. Те могат
а//а" / да се разделят основно на два типа: полеви
/ транзистори с PN преход, входного съпро-
у тивление на конто е от порядъка наЮ6—109 Q,
________________е полеви транзистори с изолиран управляващ
о. ие- електрод(гейт), входного съпротивление на
конто се движи в границите от 1010до 10й Q.
фиг' 3-3________Това означава, че ток във входната верига
50
практически не протича. Следователно автоматичного преднапре-
жение на гейта трябва да се създаде от протичането на тока на
сорса през определено активно съпротивление.
Фиг. 3.4
Фиг. 3.5
Полевите транзистори с изолиран управляващ електрод от своя
страна също се разделят на два основни типа: полеви транзисто-
ри със собствен (вграден) канал и полеви транзистори с индуци-
ран канал. Статичните характеристики на тока на дрейна в гейтова
координатна система на транзисторите с PN преход и на транзи-
сторите със собствен канал са типично леви (фиг. 3.3), аналогични
Фиг. 3.6
Фиг. 3.7
51
аа ламповите характеристики, а характеристиките на полевите
транзистора с индуциран канал са типично десни (фиг. 3.4) и са
•аналогична на характеристиките на биполярните транзистора. Ето
защо генераторните схеми с полеви транзистора с PN преход
(фиг. 3.5) и тези с полеви транзистори със собствен канал (фиг. 3.6)
имат само по един резистор във веригата на сорса. За осигуряване
на възможност за меко самовъзбуждане на генераторите с полеви
транзистори с индуциран канал е необходимо включването на де-
лител във веригата на гейта, както е показано на фиг. 3.7.
3.1.2. Индуктивна триточкова схема
Пълната принципна електрическа схема на АС-генератор с би-
полярен транзистор по индуктивна триточкова схема е показана
на фиг. 3.8. Трептящият кръг на генератора се състои от конден-
затора Сс и индуктивността Lc, която е разделена на две части:
Lx и Z,2. Към единия край на
•Фиъ. 3.8
трептящия кръг е включен ко-
лекторът на транзистора, а към
противоположния му край — ба-
зата. Емитерът на транзистора
е заземен по променлив ток
чрез блокиращия кондензатор
С61, а чрез блокиращия конден-
затор С62 е свързан към общата
точка на индуктивностите Lr и
А2. По този начин напреженията
база — емитер и колектор —
емитер се оказват дефазирани
на 180°, което е необходимото
условие да бъде обратната връз-
ка положителна.
Постояннотоковото захранва-
не на колектора на транзистора се
осъществява последователно през блокиращия дросел L61 и кръ-
говата бобина Lc. Постояннотоковото захранване на базата на
транзистора се осъществява през блокиращия високочестотен дро-
сел L6i. Трябва да се отбележи, че вместо високочестотни дросели
в захранващите вериги на транзисторните генератори почти винаги
се иаползуват активни съпротивления. Възможност за това дава
обстоятелството, че те са маломощни и следователно големи за-
губи на постояннотокова енергия няма.
52
Друг вариант на индуктивната триточкова схема е показан на
фиг. 3.9. В този случай кръговата индуктивност е разделена на
две галванически отделени части. Това дава възможност посто-
яннотоковото захранване на базата и на колектора на транзистора
да се осъществи последова-
телно. Поради това, че по-
стояннотоковият делител за
положително преднапрежение
на базата е включен в точка с
нулев високочестотен потен-
циал, използуването на бло-
киращ дросел не е необхо-
димо.
Ако честотата на генери-
раните трептения трябва да
се изменя плавно в опреде-
лени граници, кръговият кон-
дензатор се правн промен лив
За да не внася ръката на
оператора паразитен капаци- , ф 3 g
тет в схемата и с това да
променя честотата по време на настройка, роторът на конден-
затора се заземява. Тогава схемата трябва да бъде с обща база,
както е показано на фиг. 3.10, или с общ колектор, както е пока-
зано на фиг. 3.11. И в двата случая емитерът на транзистора не
53
е с нулев ВЧ потенциал. Ролята на високочестотен дросел се из.
пълнява от емитерния резистор.
Основен недостатък на индуктивната триточкова схема е, че
коефициентът на обратна връзка не може да се изменя плавно.
3.1.3. Капацитивна триточкова схема
Принципната електрическа схема на транзисторен ДС-генератор
по капацитивна триточкова схема със заземен емнтер е показана
на фиг. 3.12. Схемата е с последователно захранване на колектор-
ната верига и паралелно захранване на базовата верига. Емитерът
на транзистора е заземен по висока
честота чрез блокиращия конденза-
тор СбР По този начин той се оказ-
ва включен между двата кръгови
кондензатора и С2. Единият край
на кръга е включен към колектора
на транзистора, а другият му край —
към базата през блокиращия кон-
дензатор Сб2. При този начин на свърз-
ване напреженията база — емитер и
колектор — емитер са дефазирани на
180° и обратната връзка е положи-
телна.
На фиг. 3.13 е показан вариант
на капацитивната триточкова схема
със заземена по висока честота база,
а на фиг. 3.14 — със заземен колек-
вместо блокиращ дросел във ве-
включено активно съпротивление —-
резисторът /?б, а в емитерната верига — резисторът /?£-. За да не
шунтира кръга и да не се влошава забележимо качественият му
фактор, което ще доведе до увеличаване на нестабилността на
честотата на генератора, съпротивлението на резистора RE трябва
да бъде значително по-голямо от еквивалентното съпротивление
на кръга в тези точки.
Капацитивната триточкова схема има същия недостатък,както
и индуктивната триточкова схема — коефициентът на обратна
връзка, но трудно може да се регулира плавно.
В случайте, когато генераторът трябва да се пренастройва и
да генерира всички честоти в даден диапазон, променливият кон-
дензатор се включва паралелно на кръговата бобина, както е по-
Фиг. 3.12
тор. При тези две схеми
ригата на захранването е
54
казано на фиг. 3.15. Разбира се, честотата би се изменяла и ако
единият от кондензаторите С\ или С2 е променлив, но в този
случай ще се измени и коефициентът на обратна връзка. Изме-
нение™ на коефициента на обратна връзка е нежелателно, тъй
Фиг. 3.13
Фиг. 3.14
като наред с изменението на честотата ще се измени и амплиту-
дата на генерираните трептения. Този недостатък може да бъде
избягнат, като в схемата на фиг. 3.12 двата кондензатора се на-
правят променливи и роторите им се заземят. Направата на двоен
променлив кондензатор в кон-
структивно отношение е доста
трудна задача. В този случай
се препоръчва използуването на
два варикапа с еднакви парамет-
ри, както е показано нафиг. 3.1.6
Както е известно, транзис-
торите имат сравнително големи
входни и изходни проводимос-
ти, конто са включени паралел-
но на кръговите кондензатори.
По този начин реактивната им
част участвува при определя-
нето на общатэ реактивна про-
водимост на трептящата система
а активната им част увелича-
ва загубите и влошава каче-
Фиг. 3.15
55
ствения фактор. При изменение на режима на транзистора
(например при изменение на захранващите напрежения)
тези проводимости се изменят и предизвикват промяна на често-
тата на генерираните трептения. Същият ефект се получава и при
Фиг. 3.16
ламповите генератори, където при смяна на лампата или при из-
менение на режима й се измени честотата на трептенията. За на-
маляване на това вредно влияние Клап и Гурие независимо еди»
56
от друг са предложили схемата, показана на фиг. 3.17. Тя се раз-
личава от обикновената триточкова кападитивна схема по това, че
кръговите кондензатори и С2 са с много голям капацитет. По
този начин изменението на входните и изходните проводимости
на активния триполюсник се отразява незначително върху тяхната
стойност. Капацитетът на кондензатора С3 е значително по-малък
от капацитетите на кондензаторите Сг и С2 и фактически той
определи стойността на кръговия капацитет. Така относително
малкото изменение на капацитетите на кондензаторите Сг и С2
се трансформира в още по-незначително изменение на кръговия
капацитет. По такъв начин дестабилизиращото влияние на тран-
зисторните проводимости върху честотата на генерираните треп-
тения силно намалява.
Друго предимство на схемата на Клап-Гурие е, че честотата
на генерираните трептения може да се измени плавно само чрез
изменение на капацитета на кондензатора С3, чийто ротор лесно
може да се заземи.
3.2. ОПТИМАЛНИ СХЕМИ НА LC-ГЕНЕРАТОРИ
Оптимални по отношение на честотната нестабилност схеми
на генератори са тези, при конто честотата на генерираните треп-
тения съвпада със собствената резонансна честота на трептящата
система. Това означава, че генераторът работа с настроен товар
и следователно фазовият ъгъл ®т=0. При изпълнение на това
условие се получава максималната възможна стабилност на че-
стотата при използуване на елементи с един и същи качествен
фактор.
Предвид на казаното дотук уравнението за баланса на фазо-
вите ъгли на оптималния генератор е
(3.1) <Рк=(2я+1)л-фа1.
« = 0, 1,2,...
Оттук следва, че фазовият ъгъл на коефициента на обратна
връзка трябва да бъде определен така, че да компенсира фазовия
ъгъл на активния триполюсник.
Фазовият ъгъл на един и същи активен триполюсник зависи
както от работната честота, така и от електрическия му режим.
Ето защо при изменение на режима, изменение на честотата или
при смяната на един тип активен триполюсник с друг генераторът
трябва отново да се оптимизира. Оптимизацията се извършва
чрез подбиране на стойностите на елементите във веригата за
обратна връзка така, че да се получава необходимият коефициент
на обратна връзка и необходимата фаза на коефициента на об-
ратна връзка. Удовлетворяването на амплитудного условие за
самовъзбуждане на генератора е възможно при изменение на
модула на коефициента на обратна връзка в широки граници.
Изпълнението на фазовото условие на оптималния генератор (3.1)
е възможно само при подходящ избор както на реалната, така
и на имагинерната част на коефициента на обратна връзка. Във
всички останали случаи генераторът работи с разстроена екви-
валентна трептяща система. При това стабилността на честотата
на генерираните трептения е толкова по-малка, колкото е по-го-
ляма разстройката на трептящата система. Тъй като различните
генераторни схеми имат различии възможности за изменение на
фазовия ъгъл на коефициента на обратна връзка, особено важно
е да се избира подходяща за конкретния случай схема. Тогава
при правилно изчисляване на коефициента на обратна връзка мо-
же да се получава компенсация на фазовия ъгъл <р21 на активния
триполюсник.
При изменение на работната честота от нула до максималната
възможна честота на генерация постепенно се проявяват инерци-
онните свойства на активния триполюсник. Те се изразяват основ-
но в изоставане по фаза на колекторния ток от възбудителното
напрежение, т. е. фазовият ъгъл tp2t е отрицателен. Ако за услов-
на положителна посока на отчитане на фазовия ъгъл се приеме
посоката на движение на часовниковата стрелка, той може да се
смята за положителен, като се изменя от 2тс при нулеви честоти
до нула при^максималната честота /шах за дадения активен три-
58
полюсник. Това позволява целият работен честотен обхват да се
раздели на четири подобхвата, съответствуващи на четирите
квадранта, в конто може да се намира фазовият ъгъл <р21.
Фазовият ъгъл <рк се определи от реалната и имагинерна-
та (/<2) ча<?г на коефициента на обратна връзка посредством израза
(3-2) <pK = arctg •
Изразите за коефициента на обратна връзка /( във всички сис-
теми параметри имат една и съща структура. За определеност
ще се има предвид обобщената схема на У-генератор (фиг. 1.3),
като за преминаване към друга система параметри е достатъчно
да се направи формална замяна на параметрите. Реалната (7<i) и
имагинерната (/<2) част на коефициента на обратна връзка се оп-
ределят с изразите:
/ОТ) jf Оз(О1-гЙ8) + ^з('®1+^з) .
/О If _ Дз(Ох~1~&з)~Оз +
където
(3.5) 01=^1 + 011;
(3.6) В1 = Ь1-\-В11',
(3.7) G3=g3 G12;
(3.8) B3=d3-512.
Изразите (3.5) — (3.8) означават, че реалният активен трипо-
люсник е заменен с идеален, притежаващ само комплексна про
водимост К21. Всички оставили активни и реактивни проводимости
са включени в проводимостите на трептящата система.
При нулеви честоти <р21 = 2л. От (3.1) се получава срк =те. Тази
стойност на фазовия ъгъл на коефициента на обратна връзка се
получава, ако /(2=0 и ^<0. Условието Л\<0 се удовлетворява
от класическите капацитивна и индуктивна триточкови схеми. Вто-
рото условие — /<2 = 0, може да бъде изпълнено и от двете схеми
само при положение, че се пренебрегает загубите във външните
елементи на трептящата система и активните компоненти на про-
водимостите Уп, К12 и К22 на активния трнполюсник. При тез
условия двете схеми qa равностойни. Тъй като идеални елемент
няма, то и при нулеви честоти двете схеми удовлетворяват уело
вието за баланс на фазовите ъгли само приблизително. Трептя
59
I'BJ nodofaBarn IL~PUnoBofaiiarn
1 ?. 3 B-
V =%£ rzt 2. : %r> <№
ф -ЗП Vt ~~ZT ^<%<Z/7 ^K-0
K^O^K^O KrO-,K^O K-p-0', Кp<0 Ki>O-,K^
St t?S ЕП ifcjs fct H \ J E (№> i i i ря 1 1 1 Л 1 1 l i Л 1 1 1 1 14 !д 'щ 1 I 1 I , , >1^ ^sIm, I ! Л , Д , Ш ( 1 ' 1 L-'\ I 1 1 1 ^1 1 1 « 1 1 1 "<! _j j ; Ш __ §k I 1 I 1 Ш , ЕГ ] l I i j ь^4-^< ШГ) nr- '^Ul^yVL 1/7 "
ТаРл'.'ца 3.1
Ш ru подобхват ^"7tinoSc6xBan'i
5 6 7 п Ч-^К<Л
Ъ-Чг
0<Ч>к<^-
\<ГГ I
0 Ki>0',Kz>0 Kr0-,Kz>0 K^O-yK^O
Таблица 3.1 .
z 3 ц- 5 0 7
В, ЕЙ л ЙМ ту fh= Ht-^ Хч>—I - D —n—J— _ % |] u d-^H jtii_ И*
\Bj(BjT$\ Gjfiffa) 1ргЧ И %(B^<GS^ о ^-Л Bt ca ^(Bt'B^’B^G+g^)
кг к< б3 \в\ <|&|. кШРЖ’’ to < ш
Таблица 3.1
w
Таблица 3.1
щата система е разстроена, но разстройката е толкова по-малка,
колкото по-висок е качественият фактор на елементите УцУз и
у3 аг трептящата система и колкото по-малки са активните про-
водимости G1V Gia и G22 на активния трнполюсник. Его защо при
ламповите генератори и при тези с полеви транзистори при срав-
нително ниски честоти се смята, че честбтата на генерираните
трептения съвпада със собствената резонансна честота на треп-
тящата система, като за по-голяма прецизност се отчитат и меж-
дуелектродиите капацитети. При биполярните транзистори, дори
и при съвсем ниски честоти, поради големите стойности на про-
водимостите Кц, К12 и К22 в най-общия случай схемите работят
със значителна разстройка на трептящата система. За намалява-
нето й се препоръчва активният трнполюсник да се поставя да
работи в микротоков режим, при което активните му проводимо-
сти са по-малки. Необходнмото усилване на сигнала може лесно
да се получава чрез включване на следващо усилвателно стъпало.
Оптималните схеми на генератори за различиите честотни под-
обхвати се получават въз основа на уравнението за баланса на
фазовите ъгли на оптималния генератор без пренебрегване на
активните загуби в елементите и проводимостите на активния
трнполюсник. Обобщените им схеми по променлив ток са показа-
ни в табл. 3.1. Таблицата съдържа 7 колони, съответствуващи на
отделайте честотни подобхвати к граничните точки между тях,
катб. няма колона за ср21=2п и ср21=О. Поради периодичността на
тригонометричните функции както при нулеви честоти, така и при
максималните честоти на генерация оптимални схеми с три еле-
мента във веригата на обратната връзка не могат да се построят.
На първия ред в таблицата е записано условного означение иа
подобхвата, на втория ред са дадеии граничите на изменение на
фазовия ъгъл на активния трнполюсник ср21, а на третия — необ-
ходимите стойности на фазовия ъгъл <рк. На четвъртия ред е по-
казано какъв трябва да бъде знакът на реалната (Ki) и имаги-
нерната (/<2) част на коефициента на обратна връзка К, за да мо-
же да се получава необходимият фазов ъгъл срк. На следващия
ред е показано в графичен вид изпълнението на уравнението за
баланса на фазовите ъгли в целия работен честотен обхват на
активния триполюсцик от оптималните за дадения подобхват схе-
ми. На следващите редове. са показана обобщените по променлив
ток схеми на генераторите, като за всяка от тях са дадени и
условията, на конто трябва да отговарят елементите на еквива-
лентната й трептяща система, за да бъде тя оптимална за даде-
ния подобхват.
б Генератори
65
Въз основа иа таблицата за всеки конкретен случай могат да
бъдат избирани оптималните схеми. Изборът се илюстрира с
примеря.
Пример 3.1. Да се определи оптималната схема на К-генератор,
работещ на честоти от 10 до 30 MHz. При изчислението на елек-
Фиг. 3.18
Фиг, 3.19
трическия му режим е определено, че при 10 MHz
ср21 = —1° 20', а при 30 MHz ф21 — —33°.
Въз основа на данните се определя, че работнияг честотен
обхват на генератора попада изцяло в първи честотен подобхват.
От таблицата се вижда, че оптималната схема за него е капаци-
тивната триточкова схема (фиг. 3.18), чиито елементи в трептя-
щата система трябва да отговарят на условието
|Д3(В1+&з)|>03(01+^3).
Пример 3.2. Да се определи оптималната схема на генератор,
работещ на честота 300 MHz. От електрическото изчисление е
известно, че <р31= —150°.
Работната честота на генератора е във втори честотен под-
обхват. Тук има възможност за по-голям избор. Приема се една
от схемите, например показаната на фиг. 3.19. За нея е необхо-
димо да бъде изпълнено условието
A (G14-g3)|<|Gs(51+63)l.
От графиката на уравнението за баланса на фазовите ъгли се
вижда, че при правилно определяне на стойностите на реалната
(Ki) и на имагинерната (ЛГ2) част на коефициента на обратна връз-
ка <рк може да компенсира <рг1 за всяка точка от подобхвата. Ако
обаче схемата трябва да работи и в първи или и в трети подоб-
хват, тя ще работи с разстроена трептяща система. В четвърти
честотен подобхваг схемата въобще няма да работи поради на-
рушаване на уравнението за баланса на фазовите ъгли. Това
66
трябва да се има предвид при смява иа активния трнполюсник,
при промяна на режима^ му или на честотата.
В табл. 3.1 са показана само схемите на оптималните У-гене-
ратори с три елемента във веригата на обратната връзка. За
преминаване от схема на К-генератор към схема на Z-генератор
е необходимо да се преобразува схемата на трептящата система
от триъгълник в звезда. Формулите за правото и обратното пре-
образуване са дадени в табл. 3.2.
За улесняване на пресмятането на еквивалентните схеми реал-
ната и имагинерната част на еквивалентните импеданси Д- = /гН~
+jxt се определят по формулите
67
(3.9) gfiz+bjBz _ gj , а2г+в* ’ z=l, 2, 3.
(3.10) bjG.-gjB, bf_ d>+B'z z = l, 2, 3,
където (3-11) (3.12) o,=gigi+g1g3 +gigs-(b1b2+Мз+Мз); в г — gl (b2 + b3) +g2 (di •+• 63) -h g3 (&1 H-^z).
Аналогично реалната и имагинерната част на проводимбстите
yi—gi+Jbi се определят по формулите
z‘=l, 2 и 3
(3.13) o-._ l/= 1 2 я- a Z+X* f 1131
(3-14) 2, 3,
където (3.15) (3.16) /?r=+ r2r3—(xtx2+XjXg + x2x3); А’г = Г1(х2-|-х3) + /2(л:14-^3)+/'3 (%i+x2).
С помощта на еквивалентните преобразувания могат да се по-
лучават и схемите на /f-генераторите и на F-генераторите. Това
става по следния начин. Една от проводимостите, например се
разделя на две части както е показано на фиг. 3.20 а.
Фиг. 3.23
68
След еквивалентно преобразуване на триъгьлника, образуван от
проводимостите у к У-i и Уз> в звезда се получава схемата на 27-
генератор, показана на фиг. 3.20 б. По аналогичен начин може да
се постъпва с проводимостта уг (фиг. 3.21 а). След преобразуване
а
Фиг. 3.21
на триъгълника y"v у2 и _у3 в звезда се получава схемата на F-
генератор, показана на фиг/3.21 б. На фиг. 3.22 е показано как
чрез разделянето на проводимостта у3 се получава схема на 77-
генератор със заземена база. Получените по този начин последо-
вателно включени импеданси във веригата на електрода 7 — Zx,
във веригата на електрода 2 — Z2, или във веригата на електрода
3 — Z3, се наричат допълиителни фазиращи импеданси. Те позво-
ляват да се реализира оптималната генераторна схема и тогава,
когато стойностите на някои от проводимостите ylt у2 или у3 са
такива, че практически не могат да се реализират. Основание за
това дава обстоятелството, че определена стойност на реактив
ната проводимост Ь( може да се получава при производна ком
Фиг. 3.22
69
бинация от две реактивни проводимости с противоположим знаци.
Това ще бъде пояснено с пример. Нека за генератор, работещ
на честота 200 MHz, се е получило, че между електродите 2 и
3 трябва да се включи кондензатор с капацитет 0,3 pF. Вместо
Л
Фиг. 3.23
него може да се включи кондензатор с производна стойност
(например 4,7 pF) и паралелно да се включи бобина с индуктивност
(3.17) L2= = 4lt22002.101г(4,7-0,3). = 0Д 4 7 р.Н.
Тук С'2 е стойността на реално включения кондензатор, С2 — не-
обходимата стойност; на кондензатора, w — работната честота.
По-нататък вместо кондензатор може да се остави разстроеният
трептящ кръг, както е показано на фиг. 3.23 а, или да се преоб-
разува в еквивалентен 27-генератор, както е показано на фиг. 3.23 б
или фиг. 3.23 в.
Ако две от стойностите на проводимостите j>i, j>2 или _у3 на
еквивалентната трептяща система са реалнзирани по описания на«
70
чин (като разстроени трептящи кръгове), генераторът е двукръ-
гов. Възможните три вида двукръгови генератори са показами на
фиг. 3.24, 3.25 и 3.26. На фиг. 3.27 е показана4 схемата на три-
кръгов генератор. Характерът на еквивалентната проводимост на
Фиг. 3.26
Фиг. 3.24
Фиг. 3.25
всеки от кръговете в зависимост от честотния обхват трябва да
бъде такъв, че тя да съответствува на една от схемите, показа-
ни в табл. 3.1. В противен случай схемата не може да се само-
възбуди поради нарушаване на фазовите условия.
Както е известно, всяка система от два свързани трептящи
кръга има две собствени честоти — горна (по-внсока) и долна (по-
ниска) честота на връзката. Генераторът
се възбужда на тази честота на връз-
ката, при която се удовлетворява урав-
нението за баланса на фазовите ъгли.
В някои случаи обаче е възможно то
да бъде удовлетворено и за двете чес-
тоти на връзката. При такъв случай
генераторът се възбужда на тази чес-
тота, на която е удовлетворено и урав-
нението за баланса на амплитудите.
Практически е възможно и за двете
Фиг. 3.27
на работа прескача от
честоти на връзката амплитудното ус-
ловие да бъде удовлетворено. В такъв
случай генераторът работа на едната
или на другата честота, като по време
едната на другата.
Това явление се нарича „увличане" на честотата на генерато-
ра. Тъй като то е нежелателно, трябва да се намери начин за
нарушаване на едно от условията (фазовото или амплитудното)
71
за нежеланата честота. Такъв ефект може да се получи, като
във веригата на обратната връзка (например последователно с
електрода 1) се включва последователен (фиг. 3.28) или парале-
лен трептящ кръг (фиг. 3.29). Включването на последователния
Фиг. 3.28
трептящ кръг по начина, показан на фиг. 3.28, се предпочита, в
случай че трябва да се работи на по-ниската честота на връзка-
та. За нея той представлява малко съпротивление (приблизително
късо съединение), което не нарушава съществено фазовото и
амплитудного условие за самовъзбуждане. За по-високата често-
та на връзкатй той е разстроен, има голямо индуктивно съпро-
тивление и нарушава предимно амплитудного условие за само-
възбуждане на генератора.
Вторият възможен случай (фиг. 3.29) се предпочита, когато е
желателно да се работи на по-високата от двете честоти на връз-
ката. Паралелният трептящ кръг се настройва в резонанс с по-
ниската (нежеланата) честота на връзката. За нея съпротивлението
му е голямо и също нарушава предимно амплитудного условие
за самовъзбуждане. За по-високата честота той е разстроен и е
еквивалентен на капацитет. Съпротивлението му е малко и ампли-
тудного условие може да се удовлетворява.
72
Включването на допълнителни кръгове усложнява схемата и
затруднява настройката й. Ето защо многокръговите генератори
се използуват рядко. Изключение прави схемата с електронна
връзка на Шембел.
Фиг. 3.29
3.3. СХЕМА С ЕЛЕКТРОННА ВРЪЗКА (СХЕМА НА ШЕМБЕЛ)
Товар на генераторната схема обикновено е входного съпро-
тивление на следващото усилвателно стъпало. То шунтира треп-
тящия кръг и влошава качествения фактор на еквивалентната
трептяща система, при което се намалява стабилността на често-
тата на генерираните трептения. За избягване на това вредно
влияние първото стъпало след генератора обикновено е маломощ-
но, с възможно по-високо входно съпротивление. То изпъляява
ролята на буфер между кръга на генератора и мощните стъпала.
За да се избегне включването на буферно стъпало, Шембел лред-
73
лага двукръговата схема с електронна връзка, показана на фиг.
3.30. Тя е реализирана с пентодна лампа, чиято трета решетка не
е свързана към катода, а е заэемена. Тя служи за електростати-
чен екран между анода и останалите електроди на лампата. Вто-
Фиг. 3.30
рата решетка на лампата е заземена по висока честота, а като-
дът й е повдигнат на високочестотен потенциал. При това
включване частта от лампата, състояща се от катода, управлява-
щата решетка, и екранната решетка, може да се използува като
лампа със заземен по висока честота анод за построяване на една
от разгледаните вече генераторни схеми. В случая това е капаци-
тивна триточкова схема. Кръгът на генератора се нарича вътрешен
или още честотно определящ кръг. Той заедно с гореспоменатата
част от лампата се поставя в електростатичен екран и връзката
му с втория кръг, включен в анодната верига на лампата, е почти
напълно отстранена. Вторият кръг се нарича външен. Връзката меж-
ду двата кръга е само чрез протичащия през лампата електронен
поток и затова схемата се нарича още схема с електронна връзка.
Товарът на генератора се включва към външния кръг. За още
по-добро разделяне на двата кръга се препоръчва настройване
на втория кръг на втората или третата хармонична на генерира-
ните трептения.
74
При 1Транзисторните генератори разгледаната схема може да
се реализира с два транзистора, както е показано на фнг. 3.31.
Такова свързване обаче рядко се използува. Обикновено се из-
ползува един транзистор, като външният кръг се включва в ко-
Фиг. 3.31
Фиг. 3.32
75
ри този
яването
оничните
лекторната му верига, както е показано на фиг. 3.32.
.случай връзката между двата кръга е по-силна. За нам
й може външният кръг да се настрой на никоя от хар
или да се замени с активно съпротивление, както е прказано на
фиг. 3.33. Пр^димството
на активного
ние е, че то н
сни свойства
ъпротивле-
а резонан-
се избяг-
ва описаното] вредно яв-
ление „увлич^не“. Разбира
се, вредного; влияние на
входного сопротивление
на следващите стъпала не
може да бъдё напълно из-
бягнато, но все пак е на-
малено. Външният кръг
влияе върху фазовите съот-
ношения в транзисторния
генератор и това трябва
да се има предвид при из-
числяването на схемата.
"t •
Фиг. 3.33
3.4. ПРИМЕРИ ЗА ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА 1С-ГЕНЕРАТОРИ
Редът за изчисляване на оптималните схеми на АС-генератори-
те ще бъде показан с няколко примера. За да се илюстрира из-
менението на схемата в завнсимост от инерционните свойства на
транзистора, ще бъде използуван един и същи транзистор при
различии работни честоти. Разбира се, това би могло да се внди
и като се използуват различии транзистори с различии гранична
честоти при една и съща работна честота, но тогава се губи на-
гледността на примера.
3.4.1. Генератори на фиксирани честоти
с инерционни активни триполюсници
Пример 3.3. Да се изчисли транзисторен £С-генератор при
следните изходни данни: амплитуда на напрежението върху товар-
но съпротивление /?л=500 2—U[А = 1,5 V; постоянно захранващо
напрежение Z7C0 = 12,6 V; максимална работна температура на окол-
иата среда £max = -f-70°C; фиисирана работна честота:
76
/ох = 10 MHz; /02 = 30 MHz; /о3 = 50 MHz;
/о4 = 100 MHz; /06 = 300 MHz.
А. Избор на транзистор и изчисляване
на е\ле к тр и ч е с к и я режим на колекторната верига
1. Мощността PL1, отдавана във външния товар, е
<3.18) j Pu»-!-^!=4-!g-a25mW.
2. ПрЬменливотоковата мощност, която транзисторы трябва
да произ^ежда, се изчислява, като се приеме коефициент на по-
лезно действие на трептящата система на генератора ?]к=0,1 и
к. п. д. на веригата за връзка с товара — 7iCB=0,9. Тогава
77
<ЗЛ9> Pci=i-^r=ora-9-=25mW.
От справочника по полупроводникови прибори се избира сили-
циев NPN транзистор КТ339В. За него
р max • max 25.10~3 . 12,6
rtl max~----с-----=-----ё----= 63 Ш W.
a a
Следователно транзисторът може да осигури необходимата
полезна мощност. Освен това транзитната му честота /т=450 MHz
е по-висока от максималната работна честота /OB = 300MHz.
3. Каталожните данни за транзистора са
Urn = 40 V; Ic тах = 25 mA; тс =50 pS; fi = 450 MHz;
U =25 V' Pc=250mW; Сс=2 pF; //=120°С;
^Z=4V; ₽о=25; C-4>5>F; ^=°’5°G/W-
78
4. Ртръмността на граничната линия 51Р се изчислява, като
се приеме постоянно напрежение между колектора и емитера
(7C = 1(\V. При това напрежение се определи ориентировъчно ви-
сочинат& на импулса на колекторния ток
(3.20) । /Сж^5^Ск=-Щ-1-=12,5тА.
В подето на статичните характеристики в колекторната коор-
динатна Цистема (фиг. 3.34) се прекарва права, успоредна на абс-
цисната ос на височина 1СМ. Тя пресича статичната характери-
стика 1С (Цс) при параметър 1ВМ =0,15 mA в средата на коляното.
Отчита се! абсцисата на пресечната точка £7сея,1в= 1 V. При така
получените данни се определи стрц>мността на граничната линия
(3.21) ( 5ГР== 12 5: о°~-=12,5 mA/V.
иСЕ min ‘>и
5. Напрежението на запушване на идеализираната характе-
ристика се (определи, като в полето на статичните характеристи-
ки в базовата координатна система (фиг. 3.35) се прекара права,
успоредна на абсцисната ос на височина /ям = 150 рА. Тя пре-
сича характеристиката *в(£/в) в точка А. През пресечната точка
се прекарват две линии: допирателна към характеристиката в точ-
ка А, означена с /, и секуща, преминаваща през точка А и точката
на запушване на реалната характеристика. Тя е означена с циф-
рата 2. Правата 1 пресича абсцисната ос в точка (/Д1=0,64 V,
а правата 2 — в точка UB2 — 0,25 V. Напрежението на запуш-
ване на идеализираната характеристика е
(3.22) СГ;=^1±^=^+А25=о,445 V.
6. Еквивалентният токов ъгъл на отсечка 6В за работа в геие-
раторен режим обикновено се избира в границите от 60 до 90°.
В случая се приема 9в = 70°. От таблиците (приложение 1) се от-
чита: «0(9) = 0,253; а1(0) = О,436; То(6) = 0,166; т1(©) = 0,288; cos9 =
=0,342; р1(9) = 0,842; Т1 (п-9) = 0,173.
7. Коефициентът на използуване на колекторното напреже-
ние е
(3.23)
8Ры
5ГР^«1(6)
2 0 12,5.10s. 0,436 ) °’®98’
79
8. Амплитудата на колекторното напрежение е
(3.24) t/Ci=5rp^c=0,898.10=8,98 V.
9. Амплитудата на първата хармонична на колекторния
ток е
zoom , 2РС1 _2.25.10-з
(3.25) /С1 - - g-gg = 5,6 mA.
10. Постоянната съставка на колекторния ток е
(3.26) ^^5.6 »«.3,232гаА.
11. Консумираната мощност от колекторния токоизточник е
(3.27) /JCXR=tZc/<7xr=10-3’232-10-s=32,32mW.
12. Разсейваната мощност на колектора на транзистора е
(3.28) PC=PCAV-Pci-^32-25 = 7,32 mW<PCnI.
13. Еквивалентното съпротивление (проводимост) на това-
ра е /
(3.29) ».“K!“sS=s-|'6ka; ’
Cl j
(3.30) ^=^=^40=3=0,624 mS.
14. Електронният к. п. д. на колекторната верига е
(3.31) Чс^р^- Ю0=-з^2 • 100 = 77,35%.
Б. Определяне на параметрите на ВЧмодел
на транзистора
1. Стръмността на колекторния ток <$и е
с = 42,5/С1 _ 42.5.5.6.10-3
п 1 +3.66.10—«О “ 1+3,66.10-3 120"""165,37 m A/V-
2. Определи се съпротивлението rfi:
г __ Ро _ 25_______. —
rfi Sn ~ 165,37 . Ю-з - 101 u-
3. Съпротивлението на материала на базата гвь, е
Г _ гс _ 50.10-12
Г°*' ССА- 1.Ю-12-50а’
80
къдеп
\ 2 ~ 2 — ‘
\
4. К&ефициентът на предаване по напрежение на прехода
С \
(3-32) \ ^ = ^Т1Г=-5О+15Г = 0’751-
\ rBb‘ir^ OU-J-1OA
5. Стръмността на характеристиката на колекторния ток е
(3.33) \ S=k„Sn^ 0,751.165,37.1О-3 = 124,23 mA/V.
6. Стръмността на характеристиката на базовая ток е
(3.34) 'I 5а= 4n=O;7i1 =4-97 mA/V.
| Г/3 131
7. ИндукТивностите на изводите LB, LE и Lc се определят,
като се приёме, че при монтажа на транзистора от корпуса до
спойката на всеки извод ще бъде необходима дължииа около
10 mm. Тогава
' пН.
8. Параметрите на инерционността зависят от работната чес-
тота. Тъй като всички други изчисления не зависят от честотата,
за да не се првтарят, в тази точаа ще бъдат записани формулите,
а резултатите за четирите подусловия на задачата ще бъдат да-
дени в табл. 3.3. По същия начин ще се постъпва и в следващи-
те точки, където изчисленията са зависими от честотата. По този
начин ще се решат едновремено четирите условия на задачата.
(3.35) х=2я/т£Е/гвь,=271450.106.10.10“9/50 = 0,565;
Таблица 3.3
fio MHz 10 30 50 100 300
X —• 0,565 0,565 0,565 0,565 0,565
vsz — 0,216 0,648 1,080 2,160 6,48
— 0,01413 0,0424 0,0706 0,141 0,424
— 0,555 1.67 2,78 5,56 16,67
6 Генератори
81
(3.36)
<3.37)
<3.38)
V1 VSL~ 0 f ’
J T
v2 = v£. = htfr^Cg,
Ут
В. Определяне на параметрите натранзист/ора,
усреднени за амплитудата /
наганерираннгетрептения /
Резултатите от изчисленията за различните работай честоти
са дадени в табл. 3.4. Формулите, по конто се извършват изчис-
ленията, са: I
1. Реална част на входната проводимост Gu: /
/о ЭПЧ Г 5b(1+v(SvSi) , V£ '*Е Г1 А\Л
(3.39) Оц.-----(в)+г- Г+^И-ТхС )).
2. Имагинерна част на входната проводимост оп:
<340>
3. Реална част на обратната проходна проводимост Gi2:
<3.41) О,,--
^SL
4. Имагинерна част на обратната проходна проводимост В12:
<3.42) В12 = —со [сс/7-ьСсл -fJ- Г1 (0)]+-?^'
5. Модул на правата проходна проводимост |У21!:
<3.43) ' |р21|= S_T1(0).
6. Фаза на правата проходна проводимост cp2i:
<3.44) <р21 = 360—arctg vs£.
7. Реална част на правата проходна проводимост G2i:
<3.45) Gai =1^211 cos <р21.
8. Имагинерна част на правата проходна проводимост В^.
82
(3.46) \ 52i = jK21|sin<p21.
9. Реална част на изходната проводимост б22:
(3-47) \ G22 = 'BC^2-LY1(0)+(^c)2"-
\ ГСс'
10. Имагинерна част на изходната проводимост Вп:
(3.48) \ В22«^+шСс.
I ySL
i Таблица 3.4
fol MHz' 10 30 50 100 300
Gn mS 1,534 2,1245 2,7147 3,554 6,677
Ai mS ! 0,66 1.864 2,1246 2,828 7,527
012 p.S -1,452 -9,657 -17,58 -26,89 -31,89
A 2 pS j-81,08 -222,89 -362,93 -706 -2085
Й21 mS 34,97 30,025 24,308 15,03 5,457
<Pai grad 348 327 313 295 279
C?21 mS 34,2 25,182 16,58 6,35 0,853
Ai mS -7,27 -16,35 -17,78 -13,62 -5,389
О22 mS 0,023184 0,154 0,28 0,428 0.508
А» mS 0,1488 0,237 0,887 1,454 3,846
Г. Изчисляване на базовата верига
1. Определяне на модула на коефициента на обратна връзка.
За да бъде генераторът оптимален по отношение на честот-
ната нестабилност, е необходимо <рт = 0. Оттук следва, че дт = 0
и следователно =&• Тук gy е изчислената по фор-
мула (3.30) стойност на необходимата проводимост на товара
Ge=0,624 mS.
83
За удовлетворяване на уравнението за баланса на амплитуди-
те е необходимо модулът на коефициента на обратна връзка да
-бъде /
(ЗЛ9) ^Н=1> /
Понеже |F2i| е различен за различимте честоти, резултатите от
изчисленията са дадени в табл. 3.5. I
2. Амплитудата на възбудителното напрежение UL е
(3.50) Usl = \K\.Ucl. I
Резултатите от изчисленията са дадени в табл. 3.5. /
3. Определи се нормираната инерционност а: |
_. 11+''Е
I
Резултатите от изчисленията са дадени в табл. 3.5. I
4. Определи се постоянного преднапрежение на базата:
5. Максима л нот о обратно напрежение на прехрда е
(3.52)
,, — . I+COSJ._77'
BE max Sa 1— COS в в'
Таблица 3.5
fol MHz 10 30 50 100 300
1*1 1X10-3 17,84 20,78 25,67 41,52 114,35
V 0.16 0,187 0.231 0,373 1,027
а — 0,987 0,84 0,682 0,424 0,166
UB V 0,395 0,386 0,371 0,324 0,127
UBE V -0,229 -0,194 -0,131 0,052 0,825
РВ1 mW 0,065 0,249 0,543 1,789 17,53
Рtot mW 7,385 7,569 7,869 9,109 24,85
t max °C __ 116,3 116,2 116 115,4 107,5
«4
6. Възбудителната мощност е
<3.53) РВ} = А1/210вх=^_ IPbi (gx1- •
7. \Пълната разсейвана мощност в транзистора е
(3.54) у PM = Pc + PBv
8. й^аксимално допустимата температура на околяата среда е
(3.55) /раб max — tj ~~ Ptol Rthja'
Д. Изчисляване на веригата за постояннотоковня
\ режим
1. Нейбходимият пад на напрежението върху емитерното
съпротивление е
<3.56) URE = UCO-UC = 12,6-10 = 2,6 V.
2. Стойността на емитерния резистор е
<3-57) '«-fe-mp-w11
където
^EAV~ ^CAV^ ^BAV
Приема се стандартна стойност RP=680 Q±10’/o- Тогава действи-
телният пад на напрежението е
U„p=ipAv^F = 3,362.IO-3.680=2,29 V.
л\С С А у С
3. Стойността на постояиния ток през базовия делител /дед
се избира така, че да няма забележимо автоматично предяапре-
жение от постоянната съставка на базовия ток:
<3.58) /дед^(5-> 10)IBAV=&+ Ю)0,132.10-3 = 0,664-1,32 mA.
Приема се ток през делителя /дел = 0,8 mA.
4. Общото съпротинление на делителя е
<3.59) lo4-= 15’37 kQ-
5. Стойността на съпротивлението Rr е
<3.60) /?х== 3,356 кЙ,
л U.O
дел ’
85
където
(3.61) Ubo*=Ub+Ure= 0,395+2,29 = 2,685 V.
6. Стойността на съпротивлението /?2 е
(3.62) /?2=/?дел-/?1=15,37-3,356=12,014 к2.
Въз основа на така направените начисления се приема
/?j = 3,3kQ ±10% н /?2=12kQ ±10%.
7. Стойността на емитерния кондензатор се определи ;при най-
ниската работна честота /01 = 10MHz:
(3.63) 17-4,68) nF.
Приема се стандартна стойност C£. = 4,7nF ±10%.
8. Стойност на филтровото съпротивление /?ф.
Разликата от необходимия пад на постоянного напрежёние върху
емитерния резистор и постоянното захранващо напрежение е
MZ= 2,6-2,29 = 0,31 V. Тогава
<3'64) «‘=t^=<03+"^=76-92a
Приема се стандартна стойност /?Ф = 75Й ±5%.
9. Определяие на индуктивността на блокиращия дросел.
За да не щунтира забележимо трептящата система, съпротив-
лението на блокиращия дросел трябва да бъде много по-голямо
от Re-.
Резултатите от изчисленията за различните работни честоти
са дадени в табл. 3.6.
Таблица 3.6
/о/[MHz] 10 30 50 100 300
£ДР 1нН] 127+510 42,54-170 25,5+102 12,75+51 4,25+17
Приема се Ддр 1нН] 150 50 30 15 5
86
ifo. За най-ниската работна честота /01-=10MHz реактивното
съпротивление на филтровия кондензатор трябва да бъде Хф-<^?ф.
Тсгаэа
(3.66)\ Сф>- '^2-П > (9,7-38,8) nF.
Приема се Сф = 22пЕ±1О°/о-
j Е. И з ч и с л я в а и е на трептящата система
1. Фазовият ъгъл на коефициента на обратна връзка е
(3.67) <pK=(2/z-f-l)я—<э21; п= 1.
2. Реалната и имагинерната част на коефициента на обратна
връзка са
(3.68) = IАГ I cos <р21;
(3.69) К2= К\ sin <р21-
3. Определяне на проводимостта у3. От получените резулта-
ти за стойността на фазовия ъгъл на правата проходна проводи-
мост ср21 (табл. 3.4) се вижда, че всички работни честоти на ге-
нератора попадат в първи честотен подобхват на транзистора.
От табл. 2.1 се вижда, че оптимална за този случай е капаци-
тивната триточкова схема. Оттук следва, че характерът на прово-
димостта Ь3 е индуктивен, т. е. о3<0. Реалната част иа проводи-
мостта у3, g3>0, тъй като отрицателна активна проводимост в
пасивен елемент не сыцествува. Тогава качественият й фактор е
Q3 =-^-<0. Обръща се внимание, че за разлика от приетите в
литеритурата изрази за качествен фактор на реактивна прсводи-
мост тук тя не е взета по абсолютна стойност и следователно
качественият фактор носи знака на съответната проводимост. За
индуктивностите той е отрицателен, а за капацитетите — положи-
телен. Ако това не се спази, получените резултати от изчисле-
нията по следващите фэрмули няма да бъдат верни. Качественият
фактор за бобините се избира от конструктивни съображения,
като дебелина на проводника, диаметър на бобината, работна
честота, загуби във феритната сърцевина за донастройка, загуби
в тялото на бобината и др. За еднослойни бобини, навити върху
тяло от полистрол с диаметър 5 mm и с дебелииа на проводника
между 0,5 и 1 mm, той се получава от 100 до 300 в честотния
обхват от 10 до 300 MHz. Качественият фактор на кондензаторите
87
се определи чрез ъгъла на загубите tg 5. Така например за / мо-
нолитните керамични кондензатори тип КрМО IB tg 5 е 1 .ДО-3.
Оттук следва, че качественият им фактор е Qc = -^y=/1000.
При паралелно свързани кипацитет и индуктивност общата' реак-
тивна проводимост е be~bc—bL, а еквивалентния качествен фактор
6 КЪДеТ° Se=gL + gc. I
За разглеждания пример се приема Q3= —100. Тогава реалната
част на проводимостта j>8 е £3~ — 0,01 b3. ]
Имагинерната част на проводимостта j>3 се изчисл|ява чрез
реалната и имагинерната част на коефициента на обратнй връзка
качествения
транзистора
формулата
(3.70)
фактор Q3, еквивалентната товарна проводимост на
Ge и приетия к. п. д. на трептящата система по
[Ge(l-4K)-Ga3-gw-(l-^1)OWJI]Qs
а индуктивността на бобината L3 — —. Резултатите от изчис-
ленията по т, 1, 2 и 3 са дадени в табл. 3.7.
Таблица 3.7
1 1. fol MHz 10 30 50 100 310
grad 192 213 227 245 261
Ki I. lO—з -17,453 -17,431 -17,507 -17,545 -17,884
1.10-s -3.71 -11,318 -18,775 -37,627 -112,943
^3 mS -38,995 -18,776 -9,476 -2,592 -0,35
& mS 0,38995 0,18776 0,09476 0,02592 0,9035
^3 цН 0,408 0,283 0,336 0,614 1,51
4. Проводимостта се определи така, че да се получи необ-
ходима фазов ъгъл <рк. За целта първо се определят реални-
88
те й имагинерните части на проводимостите j/2 и Уз от еквива"
лентната трептяща система:
(3.71\ G2=^Gn+g3-l-Gae„',
(3.72) £s=Bu + d3;
(3.73) Оз = (?12 g3 ^дел >
(3.74) В3 — В^2—
(3.75) ; Om=^+&-Sg-=0386mS.
Въз основа на избраната от табл. 3.1 схема се определи очак-
ваният Характер на реактивната апроводимост 62. Въз основа на
това се определи качественият ф ктор Qi по начина, описан в т. 3.
За случая се очаква и за това се приема Qx = 1000. При така
определения качествен фактор Qi и изчисления по формула (3.36)
параметър на инерционността vSL се определят помощните вели-
чини Ai и Л2:
Таблица 3.8
foi [MHZ] 10 30 53' 100 303
G2 [mS] 2,3103 2,6985 3,1957 3,996 7,0667
j32 [mS] -38,335 -16,71 -7.3514 0,231 7,117
G3 [mS] -0,3914 -0,1974 -0,11234 -0,0528 -0,03539
[mS] 38,914 18,553 9,113 1,886 -1,735
A [1.10-6] 397,316 248 131,04 7,0033 69,627
/2[1.10-3] 7,975 11,806 9,72 4,019 -11,293 J
bi [mS] 49,82 21,006 10,3945 1,7425 -6.165
! С\ fpF] 793 111,44 33,09 2,77 —
Приема ce Q [pF] 820 110 33 2,7
Й [pH] — — — — O.OS6J
89
(3-76) Al = B3G2—G3B2—vsi (G2G3+S2B3) ,
(3.77) A=vSr(^+B3)+G3-A.
Реактивната проводимост bx e
(3.78) »,= •
В зависимост от режима на транзистора и работната честота
за Ьг може да се получи положителна, отрицателна илй нулева
стойност. Ако di>0, капацитетът на кондензатора Сг е =
В случай че &i<0, трябва да се приеме съответната стойност за
Qi и да се повтори изчислението за Л2 и Ьг. Индуктивността на
бобината ще бъде — —юу~- Резултатите от изчисленията
по посочення начин за различните работки честоти са дадени в
табл. 3.8.
Както се вижда or табл. 3.8, при честота 300MHz о необхо-
димо проводимостта Ьх да бъде с индуктивен характер. Това не
означава, че трябва да се използува друга оптимална схема, а
просто за тази честота и за този режим на транзистота неговият
входен капацитет е по-голям от необходимия и част от него тряб-
ва да се компенсира чрез включване на паралелна проводимост с
индуктивен характер, т. е. в базовата веоига ще има разстроен
трептящ кръг.
5. Изчисляване на връзката с товара и проводимостта &2.
За да работи генераторът при начисления електрически режим на
транзистора, е необходимо общата еквивалентна товарна прово-
димост gt да бъде равна на изчислената проводимост Ge=0,624mS.
В тази стойност се включва както проводимостта на еквивалент-
ната трептяща система, така и приведената към точките 2 и 3
проводимост на външния товар. При избраната в началото стой-
ност на к. п. д. на трептящата система т;к = 0,1 приведената прово-
димост на товара е
g‘T — GertK=0,624.0,1= 0,0624 mS.
Проводимостта на външния товар е зададе :а и рядко съвпада
с необходимата стойност за g'r. В конкретния случай
(3-79) Gl=^-= ^y = 2mS.
За привеждането Hat: проводимостта на външния товар към
необходимата стойност g'T се използува частично включване на
90
товара в кръга или съгласуване с реактивен четириполюсник. Импе-
дансно-съгласуващият реактивен четириполюсник (ИСЧ)дава по-го-
леми възможности. Коефициентът на трансформация се получава
(3.80)
=5,661.
2.10-3
0,0624. 1J-3
Фиг. 3.36
Ако необходимият коефициент на трансформация на външната
товарка проводимост е по-голям от 10, прибягва се до използува-
нето на две или на повече реактивни Г-звена, всяко от конто има
коефициент на трансформация, по-малък от необходимия. Общият
коефициент е равен на произведением от коефициентите на от-
деляйте звена йт = ^тг. йт2 -.. В конкретния случай необходимият
коефициент на трансформация е 5,66 и следователно ще се из-
ползува едио реактивно Г-звено.
Ймпедансът на свързващия реактивен елемент е
(3.81) %св= ±RL\Г%-\ = ±500 ^5£6^Т- ±2786,2Q.
Той може да бъде както положителен, когато се използува свърз-
ваща индуктивност (фиг. 3.36), така и отрицателен (фиг. 3.37),
когато връзката е капацитивна. Индуктивността на свързващата
бобина се получава LCB— , а капацитетът на свързващия
СВ
Реактивната проводимост Ьр компенсира еквивалентната реак-
тивна проводимост, която се получава от преобразуването на по-
следователно свързаните Хсъ и /?£ в паралелно свързани активна
и реактивна проводимост. По този начин в точките на включване
91
остава да действува само трансформиращата стойност на актив-
ната проводимост на товара. При двузвенно съгласуване включва-
нето на проводимостта Ьр е задължително. При двузвенно съ-
Фиг. 3.37
гласуване, както е в конкретния случай, стойността й се отчита
при определяне на реактивната проводимост Ь2- Тя е
(3.82)
h
Р 4в+Я2£
Реактивната проводимост Ь2, която трябва да се включи между
електродите 2 и 3 на активния трнполюсник, се определи от из-
раза
(3.83) b2 — Kjbs + Kz (ёз+^дел) Ьз~В22—Ь№ Ьр
При положителна стойност на 62 капацитетът на кондензатора
се определи от зависимостта С2=-^-, а при отрицателна стойност
на Ь2 индуктивността на бобината се определи от израза
т -1
Резултатите от изчисленинта по описании начин са дадени в
табл. 3.9.
Схемите, получени в резултат на изчислението, са показани, както
следва: за /01 = 10MHz на фиг. 3.38, за /o2=30MHz— на фиг. 3.39
и за /03 = 50 MHz — на фиг. 3.40. Схемите за честоти 100 и 300 MHz
със съгласуваща индуктивност са показани на фиг. 3.41 и 3.42.
Поради това, че при/0Б=300 MHz, стойностите на входния и из-
ходния капацитет на транзистора са по-големи от необходимите
за реализиране на оптималната схема част от тях се компенсира
92
Таблица 3.91
Го/ [MHz] 13 за 50 103 393
[PF] 5,7 1.9 1,1 0,57 0,19
Дсв [НН] 44,37 14,79 8,87 4,44 1,48
Приема се Ссв [PF] 5,6 2,0 1,1 0,57 0,19
*св И —2842,95 -2652,58 -2893,73 -2792,19 -2792,19
[mS] 0,3412 0,364 0,336 0,347 0,347
gT [raS] 0,06094 0,0686 0,05798 0,06214 0,06214
b? [mS] при 39,289 18,606 8,523 0,941 -3,621
G ipF] 625,62 98,76 27,14 1,498 —
Поиема ce Ъ [pF] 620 100 27 1,5 —
I, [pH] — — — — 0,1465
b2 [mS] при £CB 39,978 19,318 9,297 1,636 -2,926
C2 [pF] 636,6 102,54 29,932 2,695 —
Приема ce C2 [pF] 683 100 30 2,7 —
£a [pH] — — — — 0,181
чрез паралелно включване на външните индуктивности Z.J и
По този начин схемата става многокръгова — еквивалентната про-
водимост Ьх е реализирана като разстроен паралелен трептящ кръг,,
съставен от СЕх и Lit а еквивалентната проводимост д2 е раз-
строеният трептящ кръг, образуван от Сизх и Z,2. Наличието на
93
индуктивността £2 позволява да се осъществява последователю»
захранване на колекторната верига, като по този начин отпада
необходимостта от включването на високочестотен дросел.
Фиг. 3.38
94
О Св
2.
Cz
100
Ji
dZ
Фиг. 3.39
95
56
Фиг. 3.42
7 Генератори
97
Фиг. 3.43
98
-Фиг. 3 44
99
При капацитивна връзка с товара за честоти /от —100 MHz и
/OB = 300MHz стойността на свързващия кондензатор се получава
много малка (внж табл. 3.9), поради което се налага включването
на по-голям кондензатор и част от неговата проводимост се ком-
пенсира с отрицателната проводимост на паралелно свързаната
индуктивност LCB (фиг. 3.43 а и 3.44 а). Ако за кондензатора
на фиг. 3.43 а се приема реална стойност, равна на 5,1 pF, индук-
тивността на компенсиращата бобина е
Асв НСсв-Ссв)
=0,56 pH.
Аналогично за капацитета на фиг. 3.44<z се приема C^B==l,5pF
при което индуктивността на компенсиращата бобина е £св~
=0,215 pH. Същият ефект може да се постигне и чрез последо-
вателно включване на компенсиращата индуктивност, както е по-
казано на фиг. 3.43 б и 3.44 б. Този начин на включване е за
предпочитане пред паралелното включване, понеже отпада необ-
ходимостта от включване на блокиращия кондензатор Сб2. На
пътя на постоянния ток от захранващия токоизточник към товара
се оказва включен свързващият кондензатор QB.
Сега ще бъдат разгледани подробно схемите, показана на-
фиг. 3.42 и 3.43, при конто трите външни проводимости от екви-
валентната трептяща система имат индуктивен характер. Както
вече беше споменато, те образуват разстроени резонансни кръго-
ве с входния и изходния капацитет на транзистора. Транзистор-
ните капацитети са много нестабилни и силно зависят от режима.,
Това довежда до разстройка на трептящата система и в крайна
сметка до нестабилност на честотата на генерираните трептения.
За да се излезе от това положение, се постъпва по следния начин.
Приема се, че една от външните проводимости, например Уъ е
съставена от две паралелно включени проводимости с противопо-
ложен характер на реак-
тивността, както е пока-
зано на фиг. 3.45. Поло-
жителната реактивна
проводимост Ь'-, може да
бъде избрана производ-
но в рамките на практи-
чески реализуемте стой-
ности-^Прнема се, че Ь'2 =
= 10,566 mS, което съ-
ответствува на капаци-
тет със стандартна
стойност 5,6 pF. Тогава отрицателната реактивна
проводимост 6" трябва да бъде b''2=b2—b2 = — 14,177 mS, ако се
използува стойността на Ь2 при капацитивна връзка с товара.
При индуктивна връзка с товара се получава д"= —13,482 mS.
При така получената
изходна схема има две
възможности: да се пре-
образу ва триъгълникът,
образуван от проводи-
мостите ylt у"2 и у3, в
звезда, при което се по-
лучава схемата, показана
на фиг. 3.46 а, или да се
преобразува триъгъл-
никът, образуван от
проводимостите уг, у2
и у3, в звезда, при което
Т аблица 3.1J
Схема Параметър Фиг. 3.46 а Фиг. 3.46 б При L и С-връзка
При С-връзка j при £*връзка
л [2] 1,4996 1,498 0,398
[2] 149,97 149,797 158,463
й InHJ 0,0796 0,0795 0,0841
ъ [2] 2,349 2,313 0,112
х2 [2] 65,217 68,493 -92,547
ГнН] 0,0346 0,0363 —
fliH] 0,222 0,224 —
^2 [PF] — — 5,73
’’з [21 0,0371 0.J389 0,0448
101
Продължение на табл. 3.10
*3 [й] 3,702 3,889 —5,254
L3 [пН] 1,964 2,063
[pH] 0,1897 0,1887 —
С3 [pF] — — 100,97
се получава схемата на фиг. 3.46 б. Реалните rt и имагинерните xt
(за г=1, 2 и 3) частина импедансите г2 и z3 и еквивалентни-
те схеми (фиг. 3.46) се определят по формули (3.9) и (3.10). По-
лучените стойности са приведени в табл. 3.10. При х,->0 индук-
тивността на бобината е 7,, = -^-, а при xz<0 капацитетът на
1
кондензатора е С, = —-^г.
Като се вземе пред вид, че бобини с индуктивност, по-малка
от 0,06 р.Н, трудно се реализират на практика, необходимо е да
се постъпи по същия начин както при малките кондензатори.
Приема се, че последователно с малките индуктивности се включва
кондензатор Cs с капацитет 1,5 pF. Тогава индуктивността на
реалната бобина, която трябва да се включи, е
* u>-Cs
Пълните електрически схеми са показани на фиг. 3.47 и 3.48.
3.4.2. Генератори с плавна настройка
с инерционни активни триполюсници
Пример 3.4. Да се изчисли транзисторен LC-генератор по
схема с електронна връзка при следните изходйи данни: ампли-
туда на напрежението ULX~2 V върху товарно съпротивление
/?£=1 кЙ; постоянно захранващо напрежение Uco=12,6 V. Гене-
раторът трябва да може да се настройва плавно на всички чес-
тоти в обхвата от /min=40MHz до /тах = 60 MHz.
102
Фиг. 3.47
103
12,6V
Фиг. 3.48
104
А. Набор на транзистор и изчисляване
иа електрическия режим на колевторната верига
1. Мощността PL1, отдавана във външния товар, е
U„ 2®
Pli~~2Rl = 2.1.103=2mW‘
2. Пълна променливотокова мощност на транзистора. Поради
това, че генераторът трябва да се настройва плавно в диапазона
от 40 до 60 MHz, освен честотноопределящия кръг би трябвало
да се настройва и външният кръг. За да се избегне тази на-
стройка, външният кръг може да се направи апериодичен, като
вместо паралелен трептящ кръг се включи високочестотен дросел
или активно съпротивление. Поради това, че високочестотният
дросел ще има различно съпротивление за различните честоти от
обхвата, за по-целесъобразно се приема използуването на активно
съпротивление. Мощността във външния кръг на генератора е
Pcv Приема се к. п. д. на външния кръг rj"=0,5 и за P"j се из-
числява
Рт. 2
^1=-^—o,5=4raW-
Мощността от първата хармонична в честотноопределящия кръг
се означава с Р'С}, а съотношецието между мощностите Р'д и Р'С1
с X.X се избира в границите от 1 до 10. Приема се W—2 То-
гава мощността във вътрешния кръг е
/^=^-=2 mW.
Пълната променливотокова мощност РС1, която транзисторът
трябва да генерира, е
^с1'=/эс1+'Рс1ас2Н’4 = 6 mW-
Следователно може да бъде използуван същият транзистор, как-
то в пример 3.3 — КТ339В, каталожните даини за който са даде-
ни в т. А.З.
3. Необходимо постоянно напрежение колектор-емитер.
Приема се коефициент на използуване на транзистора по мощност
Л^ = 0,6. Тогава за необходимата стойност на постоянното нап-
режение между колектора и емитера Uc се получава
(3‘81) Uc Кр1См~ 0,6.12,5 10-3 —4V-
105
Тук се приема същата максимална височина на импулса на ко-
лекторния ток както в пример 3.3 и затова може да се използу-
ват същите стойности за 5гр и U'B.
4. Еквивалентният високочестотен ъгъл на отсечка 0В се прие-
ма 70°, при което от таблиците в приложение / се отчитат
ао(0)=О,253; а1(0)=О,436; уо(0) = О,136; Т1(0)=О,288;
cos 0 = 0,342; р1(0)=О,842 и Т1(п—0)=О,173.
5. Коефициентът на използуване на колекторното напре-
жение е
5гр = 4(1+----------Ji^12T?j436 r0’835-
\ у 5гр0са1(®) I у 14 .O.loty
6. Амплитудата на колекторното напрежение е
£7С1=£гр£/с = 0,835.4 = 3,341 V.
7. Амплитудата на първата хармонична на колекторния
ток е
, 2РС1 2.6.10—3
С1~ иС1'~ 3.341 —3,592 mA.
8. Постояината съставка на колекторния ток е
/ = = 3,592 ° = 2,08 mA.
ели > 0,436
9. Консумираната мощност от колекторния токоизточник е
Pcav=/cav^c = 2,08.10-3.4 = 8,337 mW.
10. Разсейваната мощиост на колектора на транзистора е
Рс=Рcav—Pci=8.337—6 = 2,337 mW<Pc max.
11. Еквивилентното съпротивление (проводимост) на то-
вара е
г> __________3,341 -пдз VQ-
Ке~1С1 ~ 3,592.10-8 -и’у<5
Ge=^-= 1,075 mS.
12. Еквивалентиото съпротивление иа външния кръг R'e е
(3-82) =Ц^ = 310 2.
Еквивалентиото съпротивление на външния кръг /?" е
(3.83) /?" = AT?; = Re~R'e =2.310 = 620 Q.
106
За въшиния кръг на генератора беше прието, че ще бъде реа-
лизиран като активно съпротивление — резистора Rc, свързано
паралелно по променлив ток с външния товар на генератора RL,
Фиг. 3.49
както е показано на фиг. 3.49. Тогава необходимого съпротивле-
ние на резистора се определи от израза
(3.84) Q.
V R, _R 1000-620
Приема се стандартна стойност /?с = 1,5 kfi±10%. При последо-
ватели© захранване на колекторната верига падът на постоянно-
то напрежение върху резистора Rc ще бъде
(3.85) Urc=IcavRc=2№.Ю-з 1,5.103=3,12 V.
Разсейваната мощност от протичащия постоянен ток през Rc е
(3.86) PRC = PCAVRc = 2,082. IO-6.1,5.103=6,489 mW.
14. Коефициентът на полезно действие на външния кръг е
<3'87*
15. Пълната разсейвана мощност върху резистора Rc е
и"2
(3.88) = PRC+=PRC +Р'й (1 -<')=8,089 mW.
107
Избира се резистоо РПМ-0,05 W, 1,5 кй±1Ои/о— БДС
10157—72 г.
16. Определяне на емитерния резистор RE.
За да не шунтира забележимо вътрешния кръг, съпротивлението
на резистора RE трябва да бъде
(3.89) 7?£^(5-10)/?; = (1550—3100) Q.
Същевременно при зададеното постоянно захранващо напре-
жение Uco падът на постоянното напрежение върху него не бива
да бъде по-голям от
(3.90) C7/?J&=£7CO—C7c—C7sc = 12,6—4—3,12 = 5,48 V.
Ако се приеме, че IEav^Icav ^1+-^-j = 2,163 mA, за RE се
получава
(3.91) ^=^-«33 И.
Приема се 7?/;=2,2 kQ±10%.
Б. Параметри на високочестотния м о д е л
на транзистора
1. Стръмността на прехода е
42,5
* ^-^зда Ю-о-106’07 mA'V-
2. Съпротивлението г? има стойност
q7—-Q_- = 235,7 Q.
3. Капацитет на колекторния преход Сс. Тъй като беше
прието постоянно напрежение между колектора и емитера на тран-
зистора на £7C = 4V, а стойността на С'с в каталога е дадена при
£7c=10V, прави се преизчисляване:
Cc=c^V^=2VAr-3-16 ре
Активната част на капацитета на колекторния преход ССА е
=l,58pF, а пасивната му част — Сса~Сс—ССА-=* 1,58 pF.
4. Съпротивлението на материала на базата гЕ'ь е
^- = Й->=31’65 Q-
108
5. Коефициентът на предаване по напрежение на прехода е
6. Стр-ы^ността на характеристиката на колекторния ток е
5=£П5П =93,51 mA/V.
7. Стръмнсстта на характеристиката на базовия ток е
SB=-B = 3,74 mA/V.
8. Индуктивност на изводите.
Приема се дължина на изводите —10 mm. Тогава
LB^ iLE^Lc = 10 пН.
9. Параметрите на инерционността на транзистора са раз-
личии в зависимост от работната честота. Затова те се определят
за минималната, средната и максималната работна честота. Резул-
татите от изчисленията са записани в табл. 3.11.
Таблица 3.11
Параметър 40 MHz 50 MHz 60 MHz
х=2я frLE!rBb, 0,893 0,893 0,893
v5£=(1+’'-) SrBb'flfr 0,498 0,623 ' 0,748
vE=2vfrBb. CE 0,036 0,045 0,054
V/i =₽o///T 2,222 2,778 3,333
В. Параметри на транзистора, успореднн
за амплитудата на генерираните трептения
Параметрите на транзистора също се определят за три точки
от работния честотен обхват. Резултатите са записани в табл. 3.12.
Таблица 3.12
Пар1метър при честота 40 MHz 50 MHz 60 MHz
Зв(1+уДу5£) 4 [1 -71 (9) ] <711-- , , 2~" ’Т1(в)+-7 — rB5'(1+v£) mS 1,838 2,162 2,475
-^)Ylw+^[t~T1(9)1 1 + VSZ r5*-(l + v£) mS 2,27 2,647 2,938
n <»CCA^5L[kn-^+^] IM — - 71 (9) |iS —18,72 —26,32 —33,76
Продължение на табл. 3.12
В12= — Ь> Ccn+Cc4i_|_x Ti(9) , 612 1 1 VSL mS —0,489 —0,606 —0,713
, . , S |Ya|—, g- И (9) mS 24,107 22,8(5 21,565
<?2i=360-arctg vSL grad 354 328 323
Gu-| ^211 C0S<p21 mS 21,667 19,386 17,268
#12=1^21 sin?>2i mS —10,57 —12,114 12,978
(>) mS 1,444 2,032 2,604
^22 ““7 ySL mS 0,797 0,996 1,195
Г. Изчисляване на базовата верига
Амплитудата на колекторното напрежение UCJ се раздели
на две части U'C1 и (фиг. 3.50) пропорционално на еквива-
лентните съпротивления /?' и /?". Следователно напрежението
R r”
U'CJ е V, а напрежението е
= 2,203 V.
Фиг. 3.50
по
По дефиниция коефициент на обратна връзка се нарича отно-
шението Поради това, че напрежението UC1 е разделено
на две части, пропорционални на съпротивленията /?' и /?", за
модула на коефициента на обратна връзка могат да се намерят
две различии стойности:
г G'
(3.92)
Ако се работи по първата формула, амплитудата на възбуди-
гелното напрежение UB1 се определи чрез пълното напрежение
Up а в случай че се използува втората формула — чрез напреже-
нието U'C1. Независимо от това, коя от двете формули се изпол-
зува, за UВ1 трябва да се получи една и съща стойност.
Резултатите от изчислението на базовата верига са дадени в
табл. 3.13.
Таблица 3.13
Параметър при честота: 40 MHz 50 MHz 6# MHz
1а и‘-га — 0,0446 0,047 0,05
Iff — 0,134 0,141 0,15
2 ^4*11 1/с1==И2 tf'ci V 0,150 0,157 0,167
3 — 0,896 0,85 0,802
4 г г G&+G' mS 4,05 4,689 5,148
5 UB-UB- aSM} V 0,399 0,396 0,393
6 п [см l+cosfl UBE max aS ’1— cos 9 V 0,2 0,211 0,224
7 pBv=~2^U BlGm mW 0,046 0,058 0,0718
8 1 i i sL 5 11 ! «. a । 5=“ 1 — 0,023 0,029 0,0359
111
9. Постоя нната съставка на базовия ток е
(3.93) 7вли=а5в(77в-£/д)а1(6)=0,083 mA.
10. Падът на постоянного напрежение върху емитерния
резистор е
Ure=Re<Jbav+1ca^—4,759 V.
11. Постоянного преднапрежение на базата е
UB0^UB + URE=5,152 V.
12. Общото съпротивление на делителя се намира, като се
приеме
/дел=0,8 mA. Тогава
/?яел = ^2- = 15,75 к2.
•'дел
13. Съпротивлението на резистора е
р — — 5.152 А 44 кй
Удел °-8 • 10~3 0,44
Приема се /?х=6,8 кй+10%.
14. Съпротивлението на резистора /?2 е
/?2=₽Дел~₽i = B,95 кй.
Приема се /?г=9,1 кй.
15. Необходимият пад на напрежението върху филтровия
резистор е
U^UCO-UC~URC-URE=№ V.
16. Съпротивлението на филтровия резистор е
₽Ф=т^г- = 191 Й.
'СЛК"Г/дел
Приема се /?ф= 180 2±10%.
17. Капацитетът на филтровия кондензатор се определи от
израза
nF.
Приема се стандартна стойност Сф = 4,7 nF.
112
18. Разсейваната мощност върху емитерния резистор е
Pre=РЕАVRE= 10,293 mW.
19. Разсейваната мощност върху филтровия резистор е
Р58 mW.
Въз оснойа на така направените начисления се приема, че
всички резистори ще бъдат РПМ — 0,05 W, БДС 10157—72.
20. Пълиата консумирана мощност от колекторния токо-
източник е
(3.94) Р0=(/сду+7Дел)77со=36,288 mW.
21. Промишленият к. п. д. на генератора е
(3.95) т,=Р“-100 = 6,69%. .
"в
Д. И а ч и с л я в а н е на трептящата система
Изчисляването на трептящата система, както вече беше спо-
менато, трябва да осигурява изпълнението на условието за опти-
мален генератор <рт=0. При схемите с електронна връзка в об-
щия случай има две трептящи системи— външен кръг R” и вът-
решен кръг R'e. За да бъде вътрешният кръг настроен в резо-
нанс с честотата на трептенията (<р' =0), проводимостта на вън-
шния кръг трябва да се отнесе към проводимостта К22 на актив-
ная трипополюсник съгласно изразите
('Х QR'i С + б2я)+(О32— B22Ge XZWBJ
l ) 22 ~ (g;4g23)24K+W
Q71 К _(^23 &е )~()( G2aGe —В^ ве )
( (G22+G22)4(b;'+M2
където и В',а са реалната и имагинерната част на еквивалент-
ната изходна проводимост на активния триполюсник, G" и В* са
реалната и имагинерната част на проводимостта на външния кръг
на генератора, a G22 и Д2з са реалната н имагинерната част на
изходната проводимост на активния триполюсник. В случай че са
определени реалната и имагинерната част /?" и А'" на външния
кръг, формулите за определяне на еквивалентната изходна про-
водимост са
8 Гежератори
113
Таблица 3.14
Параметър на честота 40 MHz 50 MHz 60 MHz
1 q' )+-®22^г (1+б2з/?е )2+(-S32/?e j2 mS 0,829 / 0,996 / 1,524
2 „ (l+Gsa^e )-®22— G22B22 Re 22 (1+О?2^е )'+( -^22 Rg ‘2 mS 0,215 / 0,18^ 1,195
1 3 <?к== (2/24-1) z: — q;2i; Л—1 grad 206 2ii 217
‘ 4 АГ1=|^2 cos ?к — —0,1264 +0,1196 / -0,1198
5 Af2= К\г sin 9К — —0,059 i- 0,075 —0,093
Параметър при честота
Таблица 3.15
I 40 MHz | 50 MHz | 60 MHZ
6 /-3 |1H 0,351 0,351 0,351
7 ^3~ — ш£3 mS —11,34 —9,069 —7,557
8 i wl e» II CO mS 0,1134 0,0907 0,0756
9 G2—0п-|-й>4-0дел mS 2,2084 2,5097 | 2,8076
10 B2=Bn-|-ft3 mS —9,07 —6,422 1 —4,619
И -£з-Одел mS —0,1321 -0,117 —0,1094
12 1 Cl a? II oq mS 10,851 8,463 6,8443
U LIO-6 71,923 54,531 42,588
14 7G3 \ Вя +63 j-f-Gj—p— 1.10-s 5,217 5,113 4,976
15 h A1 *1=Л2 mS 13,786 10,666 8,56
16 bi Cx=— 1 co pF- 54,85 33,95 22,7
17 бг^Лдбз+ХгОГз+Одел)~ 63— mS 12,484 9,958 7,2605
18 ' cs=^- 1 - co pF 49,67 31,698 19,26
114
(3.98)
q, Огз( 1-|-С?23 е —B^Xg )~Ь^22(^22 4~^22^г)
22 ( I+Gzs Re ~^22-)!’e)2+(G22^e +^22^е)2
& ___ В%2 (l+Oaa^e—В.^Хе )— 0^(012-^е -i-B^R^
( 1 "j"^22 Re — В22 Хе j2~j“(^22 Xg -\-B22 Re )2
така йаправената трансформация вътрешният кръг на ге-
ирчислява по начина, разгледан в пример 3.3. Тряб-
G'
(3.99)
При
нератора се
ва само да се има предвид, че АГХ и се определят, като се
вземе |/С|г> а при определянето на Ь3 се взема рк. Резултатите
от изчисленията са приведени в табл. 3.14. Приема се, че гене-
раторът ще се настройва с променливите кондензатори Сх и С2.
В такъв случай индуктивността L3 може да не бъде променлива,
поради което стойността й се определи при максималната работ-
на честота 60 MHz. Приема се, че качественият фактор Q3~
= —100. Тогава
(3.100) mS;
2 — AiH-AgVS
115
L3 = —-.-=0,351 pH.
d abi r
Вместо с променливи кондензатори генер,аторът може да се
•настройва и с варикапи. Качественият фактор на вйрикапите за-
виси от работната честота, запушващото напреженир, амплитуда-
Фиг. 3.5 2
та на променливото напре-
жение и др'. За изчисле-
нията се приема ориенти-
ровъчна стойност Q^ = Q2=
= 200. Рёактивните про-
водимости dj и д2 при
крайните честоти и в сре-
дата на обхвата се опреде-
лят по начина, използуван
в пример 3.3. Резултатите
от изчисленията са дадени
в табл. 3-15.
19. Необходимият кое-
фициент на покритие за
капацитета Сг е
(3.101)
Ка== 2,42.
G1 min
20. Необходимият коефициент на покритие за капацитета С2 е
<3.102) ^2=^=4^ = 2,58.
Трябва да се избере варикап с коефициент на покритие /Гс, по-
годам от 2,6. От каталога за полупроводнимови прибори се изби-
ра варикап КА201. Той има коефициент на покритие А'с =
C(3V) „ „
— — Зависимостта на капацитета на варикапа от стой-
С* V ) 1
ността на приложеното обратно напрежение е показана на фиг. 3.51.
21. Долна и горна гранична стойност на управляващото
напрежение. При определяне на минималната стойност на запущ-
ващото напрежение, с което се управляла капацитетът на вари-
капа, трябва да се имат предвид две съображения: при това на-
лрежение варикапът трябва да има иеобходимия капацитет ==
= Cmax и това напрежение трябва да бъде по-голямо от ампли-
тудата на променливото напрежение върху варикапа. Ако послед-
него условие не е спазено, диодът ще се отушва за част от пе-
116
риода на високочестотното трептение и силно ще влошава ка-
чественна фактор на трептящата система. Това води до намаля-
ване на стабилността на честотата. В разглеждания пример мак-
сималната стойност на променливото напрежение върху варикапа
172 (фиг. 3.52) е £7^ = 1,! 14 V, а върху варикапа Vx — £7Я1=0,167 V.
Удобно е двата варикапа да се управляват с едно и също на-
прежение. По тази причина се приема £7обртт>1,114 V. В полето
иа волт-фарадната характеристика (фиг. 3.51) се прекарва пра-
ва, успоредна на абсцисната ос на височина CB==Cimax = 54,85pF.
Тя пресича характеристиката в точка с абсциса £7обр — 1,5 V. Ми-
нималната стойност на капацитета е 22,7 pF. Прекарва се дру-
га права, успоредна на абсцисната ос с ордината Св = 22,7рЕ. Тя
пресича волт-фарадната характеристика в точка с абсциса £70бр=
= 9,2 V. Следователно за реализирането на капацитета Сг е необ-
ходимо управляващото напрежение да се измени от 1,5 до 9,2 V.
По аналогичен начин се определя, че за реализиране на капацкте-
та С2 е необходимо управляващото напрежение да се измени в
граничите от 2 до 11,7 V. Приема се, че двата варикапа ще се
управляват от едно и също напрежение, което ще се измени от
2 до 11,7 V. При това за получаване на максималната стойност
на капацитета Сг е необходимо паралелно на варикапа да се
включи дополнителен кондензатор с капацитет
Сд = Cimax-C2max=54,85 -49,67 = 5,18 pF.
Аналогично за получаване на минималната стойност на капацитета
е необходим дополнителен кондензатор с капацитет Сд=С1а11П—
- C8min=22,7-19,26 = 3,44 pF.
Средната стойност на допълнителния капацитет е
Сдср- д2 д=4,31 pF.
Приема се стандартна стойност Cflcp = 4,3pF.
22. Изчисляване на управляващите вериги. Тъй като макси-
малното обратно напрежение на варикапите не превишава постоян-
ното захранващо напрежение Uс0, управление™ може да се
извършва с потенциометър, свързан към източника на постоянно-
токово захранване на колекторната верига. Постоянният ток през
делителя трябва да бъде /д;>(10—20)/о6р. От справочните данни
за варикапа се отчита, че максималният обратен ток се получава
при температура +50° С при £7o6p=30V и. е 7o6PS5pА. Следова-
телно 7д;>(50—100) рА. Приема се /д = 100рА. Тогава общото
съпротивление на делителя ще бъде
117
(3.103) Дд=^°=й1М~_|2бкВ.
Резисторът /?3 ограничава минималното обратно напрежение
Ц>бртш — 2 V. Стойността му се определи от израза
(3.104) /?8 = ^P^!.=__2^_=20kQ.
Резисторът /?3 представлява тример-потенциометър 20 кй, кой-
то дава възможност да се регулира минималното обратно напре-
жение така, че да се компенсират толерансите в капацитетите на
отделяйте варикапи. Максималната стойност на съпротивлението
на потенциометъра се определи така, че при горно положение
на плъзгача да се получава максималното обратно управляващо
напрежение 11,7 V:
(3.105) Rl=-^-6prna< ^o6p,?-in -=И ~21°3- = 97 кЙ.
За /?4 се избира потенциометър с номинална стойност 100 кй. За
ограничаване на максималната стойност на обратното напрежение
се добавя резисторът /?5. Съпротивлението му се изчислява по
формулата
zq 1Az?\ d UCO ^обргпах 12,6 '11,7 о ЪО
(3.106) /?6 =-----------___-_8. = 9kQ.
За /?б се избира тример-потенциометър 10 кй.
За да не протичат високочестотни токове през потенциометъ-
ра за управление на варикапите, се включва веригата /?б1Сб8
(вж. фиг. 3.53).
Съпротивлението на резистора /?б1 се сравнява с еквивалент-
ното съпротивление на трептящия кръг /?'. То трябва да бъде
(3.107) ₽«>(20-50)/?;=(6,2- 15,5)кЙ.
Приема се /?б1=15кЙ+10%.
Кондензаторът Сб8 трябва да има пренебрежимо малко съпро-
тивление за най-ниската работна честота спрямо съпротивление-
то /?3:
(3.108) C68^=^s(9,95-39,8) pF.
Приема се стандартна стойност C68=220pF.
118
Кондензаторите С61 и С63 блокират пътя на постоянная ток
от базата и емитера на транзистора към веригата за управление
на варикапите. Стойностите им се определят от изразите
(3.109)
C^ag0) ^(2,3-9,2) nF;
(3.110)
Сб2>(--°—2°— ^(642-2567) pF.
Приема се C61 = 4,7nF, C62 = 2,2nF.
Кондензаторът Сб3 служи само за блокиране на пътя на пос-
тоянния ток от колекгора на транзистора към външния товар.
Следователно съпротивлението му трябва да бъде пренебрежимо
малко спрямо стойността на /?£;
Сбз^-^^->(200-н800) pF.
Приема се стандартна стойност C63 = 330pF.
Пълната принципна електрическа схема на начисления генера-
тор е показана на фиг. 3.53. Напомня се, че напрежението UCQ
трябва да е стабилизирано.
Фиг. 3-53
119
3.4.3. Съкратен метод за изчисляване
на £С-генератор
При ниски честоти инерционността на транзистора може да
се пренебрегне и ако изчисленията са с ориентировъчен характер,
обемът им може да бъде съкратен.
Пример 3.5. Да се изчисли транзисторен ТС-генератор за чес-
тота 1 MHz при /?£=500Я, ULr = 1,5V, Uco~ 12,6V.
Избира ce транзистор KT339B с транзитна честота /l = 450MHz.
Очевидно работната честота е много ниска за транзистора и инер-
ционността му може да се пренебрегне. Каталожните данни за
транзистора са приведени в пример 3.3. За изчисляването ще се
използуват Srp=12,5mA/V, £7^=0,445 V и rSb'—50Q.
1. Електрически режим на колекторната верига. Ъгълът на
отсечка на колекторния ток се избира в граничите от 60 до 90°.
Приема се 6 = 80°. От таблицата в приложение 7 се отчитат:
а0 (9)=0,286; аД9)=0,472; -Г1(0)=О,39; ^(9) = 2,247.
Определя се коефициентът на използуване на колекторното напре-
жение
j \ 5гРУсв1<в)/ 2 \ + Т ”12'5.10*.0,472/ °>906-
Тогава за амплитудата на променливото напрежение се получава
£7С1=5гР£7с=0-906.10 = 9,06 V.
Изчислява се амплитудата на първата хармонична на колекторния
ток
7ci = 2/->ci/£/c i=5,52 mA
и постоянната съставка
/CAV (8)/«i (9)=5,52.0,286/0,472=3,34 mA.
Чрез амплитудите на първата хармонична на колекторния ток и
на колекторното напрежение се изчислява проводимостта на то-
вара:
°'=41'='S=0’f>09 “S-
2. Параметри на модела на транзистора. Стръмността на
колекторния ток се определя по формулата
42,5/С1 _ 42,5.5,52.10-3
п~ 1-|-3,66.10-47“ 1+3;бб. 10-3.120 “ 106 mA/v-
120
Тогава за съпротивлението rff се получава
/> = Po/Sn = 153Q.
Оттук се определи коефициентът на предаване по напрежение на
прехода
ka = r^(rBb. +re) = \ 53/(50 + 153) = 0,754.
Стръмността на характеристиката на колекторния ток е
5=0,754.163 = 123 mA/V,
а на базовия ток—
0,754/153 = 4,93 mA/V.
Тогава усреднената за амплитудата на генерираните трептения
активна част на входната проводимост е
Gu=^bYi (0)=4.93.0,39 = 1,92 mS,
а модулът на правата проходна проводимост е
1^211=^71(9)=47,97 mS.
3. Изчисляване на базовата верига.
Модулът на коефициента на обратна връзка е
W=Ge/ |К21| = 0,609/47,97=0,0127.
Тогава за амплитудата на възбудителното напрежение се получава
UB1==0,0127.9,06 = 0,115 V.
За да работи транзисторът в избрания режим, постоянното пред-
напрежение на базата трябва да бъде
UB=UB-ICI)/S^ (0)=0,445-5,52/123.2,247 = 0,425 V.
Съпротивлението на емитерния резистор трябва да бъде
Re^uco~ UcIIca v = (12,6 -10)/3,34.10-з=778 Q.
Приема се стандартна стойност /?д=820й.
Избира се ток през делителя в граничите
/дел ^(5 -10) 1СА к/₽о = (0,67 4-1,34) mA.
Приема се /дел = 1тА. Тогава общото съпротивление на дели-
теля е
/?дел -•= ис0!^л = 12,6/1.10-3=12,6 к£2,
121
а съпротивлението на резистора е
/?> = (UB+Re Ica vI /дел = (0,425 + 0,82.3,34) = 3,15 kQ.
Приема се стандартна стойност 3,3 кй и се определи съпро-
тивлението на резистора /?2. То е
/?2=^дел- R1 = 12,6—3,3 = 9,3 кй.
Приема се стандартна стойност 10 кй.
4. Изчисляване на трептящата система. Приема се капаци-
тивна триточкова схема. Тогава проводимостта 63<0 и се изби-
ра в граничите от 2 до 10 mS. Приема се Ь3 = — 6 mS. Индук-
тивността на бобината трябва да бъде
£3 = — 1/со&8 = —1/(—2. rc. 1.108.6. IO-3) = 26,5pH.
Приема се качествен фактор на бобината Q3 = —100, а на кон-
дензаторите— Q1 = Q2 = 1000. Определи се реактивната проводи-
мост д] по формулата
Q.A1/CQ3 - Qi) = -1000.100.1,92.10~3/(-100 -1000) =
= 174,5 mS.
Тогава капацитетът на кондензатора Су е
= dj/w = 174,5 ЛО-з/2. rc. 10s = 27,7 nF.
Приема се стандартна стойност 27 nF.
Реактивната проводимост Ь2 е
b, = -b3 +1)=6. Ю-s (0;0127 +1) = 6,08 mS,
а капацитетът на кондензатора С2 е
С2 = Ь2/ы = 6,08.10-3/2. rc. 103 = 976 pF.
Приема се стандартна стойност 1000 pF.
122
ГЛАВА 4
ГЕНЕРАТОРИ С КВАРЦОВА СТАБИЛИЗАЦИЯ НА ЧЕСТОТАТА
4.1. ПИЕЗОЕФЕКТ И ПИЕЗОЕЛЕКТРИЧЕСКИ РЕЗОНАТОРИ
За стабилизация на честотата на генерираните трептения най-
често се използува връзката между механичните и електрически-
те трептения. Тя се основава на явлението пиезоефект.
При прилагане на механично усилие (опън или натиск) върху
определеии типове кристали по стените им се натрупват електри-
чески заряди — кристалът се поляризира. Поляризацията е про-
порционална на степента на механичната деформация и променя
знака си при промяна на механичного въздействие, например при
замяна на опъна с натиск. Това явление е открито през 1880 г.
от Пиер и Жак Кюри и се нарича прав пиезоефект.
Съществува и обратен пиезоефект — при електрическа поля-
ризация на кристала в него настъпват механични деформа-
ции, конто също са пропорционални на интензитета на приложе-
но™ електрическо поле.
Пиезоефёктът е тясно свързан със структурата на кристал-
ната решетка. Тя може да притежава оси на симетрия, равнина
на симетрия или център на симетрия. В зависимост от съчетания-
та между отделните елементи на симетрия съществуват 32 вида
кристалографски класове. Пиезоефект съществува само в 20 от
тях, конто не притежават център на симетрия. Само тогава е въз-
можно при механична деформация на решетката да настъпва
преразпределение на електрическите заряди.
Пиезоефект проявяват редица монокристални и поликристални
вещества: кварц, турмалин, сегнетова сол, различии видове кера-
мики, като бариев титанат и др. От тях за стабилизация на чес-
тотата се използува предимно кварцът поради подходящите си
физикохимични свойства и сравнително ниската себестойност. Той
е почти идеално твърдо тяло, устойчив е на механични и темпе-
ратурив въздействия, има нищожно триене между частиците при
механични деформации и др.
Кварцовият кристал (фиг. 4.1 а) е шестостепенна призма с две
шестостенни пирамиди от двата края. Той е анизотропно тяло и
123
физическите му свойства са различии в зависимост от посоката
на разглеждане. Има няколко кристалографски оси. Ос се нарича
посоката, в която свойствата на кристала са еднакви.
Ос Z е оптичната ос на кристала. Тя съвпада с надлъжната
Фиг. 4.1
му геометрична ос. По нея електропроводимостта му е макси-
мална и светлината преминава без пречупване.
Ос X е електрическата ос на кварцовия кристал. Успоредна
е на една от стените на призмата (фиг. 4.1 б). Приложените по
оста X механични усилия предизвикват най-интензивно отделяне
на електрически заряди.
Оста Y е механичната ос на кристала. Насочена е перпенди-
кулярно на раввината, образувана от осите X и Z.
Кварцът представлява силициев двуокис — SiO2. В структура-
та на кристала се съдържат силициеви йони, всеки от конто при-
тежава положителен електрически заряд, равен на +4е(е — еле-
ментарен електрически заряд на електрона). Йоните на кислорода
са с отрицателен електрически заряд, равен на —2^. Всеки йон
кислород се свързва с два йона силиций, а всеки силициев йон —
с четири йона кислород, при което електрическите заряди в кри-
сталната решетка взаимно се компенсират. Структурата на еДна
елементарна градивна клетка е показана на фиг. 4.2 а. При при-
124
лагане на механичен натиск по оста X клетката се деформира, как-
то е показано на фиг. 4.2 б, при което по стената А се натрупват
отрицателни заряди, а по стената Б — положителни. Аналогично при
прилагане на натиск по оста Y, което е равносилно на прилагане
на опън по оста X, на стените А и Б се отделят съответно по-
ложителни и отрицателни заряди, както е показано на фиг. 4.2 в.
Като се има предвид моделът на елементарната клетка, не е
трудно да се обясни и обратният пиезоефект.
Кварцовият резонатор се състои от пиезоелемент (кварцова
пластина, изрязана по подходящ начин от кристала), електроди и
държател. Тъй като свойствата на кристала са различии в зави-
симост от посоката на осите, то и пиезоелементите, изрязани в
различии посоки, имат различии свойства. Това обуславя и раз-
личного им приложение.
За означаване на среза се използува понятието първоначална
ориентация-на пластината. Това е такъв срез, при който всич-
ки ребра на пластината са успоредни на кристалографските оси.
Условного означение на първоначалната ориентацията е с две от
буквите, X, Y или Z. Първата показва коя от осите е успоредна
на, дебелината на пластината, а втората — коя е успоредна на
надлъжната стена на пластината. Условного означение на пласти-
ни, чиито стени сключват ъгли с кристалографските оси, се състои
от първоначалната ориентация, към която се добавят още еднаг
две или три букви (Z, b, s) в зависимост от броя на завъртанията.
125
Първата буква означава кое ребро служи за ос на първото завър-
тане (Z — дължината, 5 — дебелината и b — широчината). Следва-
щите букви (ако съществуват) означават осите на следващите за-
въртания. Цифрите след буквеното означение дават стойността
на ъгъла на всяко завър-
тане. За положителна по-
сока на завъртането се
смята посоката, обратна на
часовниковата стрелка.
Ъгълът на завъртане около
реброто 5 се означава с а,
около реброто I — с р и
около ребротоb — су. Оз-
начението XYsl (8°33'/—
45°30') означава първона-
чална ориентация XY, пър-
во завъртане около ребро-
то 5 на ъгъл а = 8°33' и
второ завъртане около реб-
рото I на ъглл [3= — 45°30'
(фиг. 4.3).
Освен описаното озна-
чение в литературата се
срещат още и буквени
означения на най-често
срещаните срезове. Те се
състоят от две букви, ка-
то АТ, БТ, ЖТ и др. Оз-
наченията на най-разпро-
странените срезове, типа на
трептенията и честотните
обхвати, в конто се прила-
гав са дадени в приложе-
ние 11.
Ако зарядите се поя-
вяват на стените, на конто
е приложено механичного
усилие, пиезоефектът се
Фиг. 4-3
нарича надлъжен, а ако се
появяват на другите две
стени — напречен.
При включване на кварцовия резонатор във верига за промен-
лив ток вследствие на правия и обратния пиезоефект се получа-
126
ва връзка между механичните и електрическите трептения. В за-
висимост от формата на пластината, типа на среза, електродите
и Др. в кварцовата пластина могат да възникват различии видове
трептения: на свиване и разтягане (фиг. 4.4 а), на огъване
Фиг. 4.4
(фиг. 4.4 5), на извъртане (фиг. 4.4 в), на преместване по конту-
рите. (фиг. 4.4 г) или на преместване по дебелина (фиг. 4.4 д). За
ниски честоти се използуват трептения на огъване или извъртане
и преместване по контурите, а за високи честоти — предимно сви-
ване и разтягане или преместване по дебелина.
Механичните трептения могат да бъдат на основната честота,
когато по посоката на трептеиието в пластината се помества са-
мо една полувълна (фиг. 4.4 а-д), или на механичните хармонични
на кварца, когато в пластината се поместват цяло число полу-
вълни (фиг. 4.4 е). Механичните хармонични трептения на квар-
цовите резонатори се наричат обертонове. Честотата на обертоно-
вете се различава от умножената по номера на обертона основна
честота. Тази разлика се дължи на натрупване на пространствени
заряди вътре в пластината, което е еквивалентно на изменение на
геометричните й размери. Тя е различит за различните резонатори
и зависи от среза. Така например при електромеханична констан-
та на материала 7f=0,05, -^-=3,0027, ^г- = 5,0048 и у-= 7,0069,
а при #=0,15 —-^- = 3,0247, -^-=5,0446, 7,0637 и т. н.
Jl Jl J1
127
Електромеханичната константа /< за АТ срез е /С=0,1, а за БТ
срез — /<=0,04.
Освея горепосоченото обстоятелство трябва да се има пред-
вид, че кварцовите резонатори, конто трептят по дължина, могат
да се възбуждат само на четни обертонове, а тези с напречнн —
само на нечетни.
Максималната честота, на която в резонатора могат да въз-
никват трептения на основен тон, се ограничава от възможността
за механична обработка на тънки пластини. Границата на тази
възможност зависи от технологията и се движи около 20—30 MHz.
За по-високите честоти обикновено резонаторите работят на ня-
коя от механичните си хармонични. Това трябва да се има пред-
вид при избора на схемно решение, тъй като, ако не са взети
мерки схемата да работи на желания обертон, кварцовият резо-
натор се възбужда на основната си честота.
Кварцовите резонатори се произвеждат в различно оформле-
ние с различии габарити и конфигурация. Основните видове квар-
цови резонатори, произвеждани в НРБ, както и тяхното означе-
вие, са дадени в приложение III.
Върху корпуса на резонатора се маркира условно означение,
което дава възможност да се получат най-необходимите данни
за използуването му: иоминална честота, вид на резонанса, точ-
ност на настройка, допустимо изменение на честотата в работния
температурен интервал и др. Основните означения съгласно БДС
"9169—71 са дадени в приложение III.
4.2. ЕКВИВАЛЕНТНА СХЕМА И ПАРАМЕТРИ
НА КВАРЦОВИТЕ РЕЗОНАТОРИ
Кварцовият резонатор е система с разпределени параметри, но
в ограничен интервал около честотата на механичния резонанс
може да бъде заместен с еквивалентната електрическа схема, по-
казана на фиг. 4.5. Тя е паралелен трептящ кръг със съсредото-
чени параметри: динамична индуктивност Lq, динамичен капацитет
С# статичен капацитет Со и динамично съпротивление на загу-
бите rq.
Изразите за определяне на динамичните параметри на кварцо-
вия резонатор се получават от решаването на уравнението за
разпространение на плоска вълна в кварцовата пластина. Трябва
да се има предвид, че поради ограничените размери на пластина-
та амплитудата иа трептенията е неравномерно разпределена по
повърхността й, което оказва влияние върху еквивалентните па-
128
право пропор-
Фиг. 4.5
е дебелината
раметри. Освен това трябва да се има предвид и типът на треп-
тенията.
Динамичната индуктивност отчита инерционните свойства на
резонатора като механична трептяща система. Тя е
ционална на действуващата маса на пиезоеле-
мента и стойността й не зависи от номера на
механичната хармонична. Движи се в граничите
от няколко милихенри до няколко хенри. За
резонатори с трептения на преместване по де-
белина тя се определя от израза
(4.1) Lq^KL-f-
деф
Тук KL е коефициент, зависещ от ориентацията
на пластиката, 5еф е ефективната повърхност
на кварцовата пластина, конто е равна на по-
върхността на такава пластина, в конто разпре-
делението на амплитудите е равномерно, и d
на пластината.
Динамичният капацитет Cq отчита еластичните свойства на
резонатора като механична трептяща система. Стойността му
при основната честота е от няколко десети до няколко хилядни
от пикофарада. При мехаиичните хармонични тя е обратно про-
порционална на квадрата от номера на хармоничната. За резона-
тори с трептения на преместване по дебелина С? се определя от
израза
О
(4.2)
Тук Кс е коефициент, зависещ от ориентацията на пластината, а
п — номерът на механичната хармонична.
Статичният капацитет Со отчита капацитета между електро-
дите на пластината и капацитета на кварцодържателя Сл. Стой-
ността му не зависи от честотата и се намира в граничите от 2
до 10 pF. Определя се от израза
(4.3) С0 = Ся+Кг^-,
където Se е площта на електродите, а /С отчита изменението на
с в зависимост от ориентацията на пластината.
Динамичното еквивалентно съпротивление на загубите rq отчи-
та всички загуби на енергия при трептене на резонатора. Те са
излъчване на ултразвук, триене между частиците иа кварца,
9 Генератори
129
триене между кварца и електродите, триене между частиците на
метала, от който са направени електродите, триене на механич-
ния контакт на държателя в електродите и др. Стойността му се
движи в граничите от няколко ома до няколко килоома и е раз-
лична за механичните хармонични. За резонатори с трептения на
преместване по дебелина (най-често използуваните) то се опреде-
ли по формулата
(4.4)
Г^г-^г
Коефициентът Кг зависи от ориентацията на пластината, степента
на механична обработка (полираие на пластината), дебелината на
електрода и др.
Най-често използуваната форма на кварцовите пластини е
крылата. Ефективната повърхност на крылата пластина се опре-
дели с израза
<We
а.пге
(4.5)
rfisin —
cos ~—
• п
където Sn е действителната повърхност на кварцовата пластина,.
ге — радиусът на електрода, гп — радиусът на пластината, а кое-
фициентът а характеризира неравномерността на разпределение
на амплитудите по повърхността на пластината и зависи от ней-
ната форма. За плоски пластини а<1, за пластини с фаска
а за изпъкнали лещовидни пластини — а>1.
За пластини с правоъгълна форма 5еф се определя от израза
>
(4.6) 5еф = ^04 +sin л ax-t j (л«2 + sin л
където 1е е дължината на електрода, 1П — дължината на пласти-
ната, Ь„ и Ье са съответно широчината на пластината и широчи-
ната на електрода, а коефициентите а, и а2 характеризират из-
менението на амплитудите по дължината и широчината на пласти-
ната.
За съвсем ниски честоти се използуват и други видове плас-
тини, например от камертонен тип, конто позволяват да се нама-
лят размерите на резонатора.
Чрез основните параметри на еквивалентната схема се опреде-
лят вторичните параметри иа резонатора: характеристично съпро-
тивление качествен^ фактор Qe=~~ и капа-
130
цитивно отношение Поради това, че динамичната индук-
тивност на резонатора е с много висока стойност, а динамичният
капацитет е много малък, характеристичного съпротивление на
резонатора се получава изключително голямо. Благодарение на
това независимо от голямата стойност на динамичного съпротив-
ление на загубите качественият фактор на резонатора се получа-
ва изключително висок — от няколко десетки хиляди до няколко
милиона. Това определи високата му еталонност като трептяща
система, която се включва частично към външната верига. Коефи-
циентът на включване се определи от капацитивното отношение.
То е от няколко стотни до няколко десетохилядни, поради което
външната верига слабо влияе на параметрите на кварцовия резо-
натор като трептяща система.
Трептящите кръгове с конфигурацията, показана на фиг. 4.5,
имат две собствени резонансни честоти: последователна резонанс-
на честота fg и паралелна резонансна честота fp. Последовател-
ната резонансна честота се определя чрез Lq и Сд:
1
(4.7)
^TZ^LqCq
При тази честота резонаторът се отнася като последователен
трептящ кръг и е еквивалентен на активно съпротивление гд. За
основната честота се смята, че шунтиращото влияние на ста-
тичная капацитет Со е пренебрежимо. За обертоновете обаче то
е забележимо и затова в генераторните схеми се вземат мерки
за намаляването му.
Паралелната резонансна честота Д се определя, като се вземе
предвид и статичният капацитет на резонатора Со:
(4-8) Д=-------,
V QzH-C()
От (4.8) се вижда, че колкото по-голямо е
отношение, толкова по-голям е интервалът между
ната и паралелната резонансна честота. При това обаче връзката
на резонатора с външната верига е по-силна и тя влияе в по-го-
ляма степей върху параметрите на резонатора.
За изчисляване на генераторните схеми е необходимо да се
знае еквивалентното съпротивление или еквивалентната проводи-
мост на резонатора. Тъй като еквивалентната електрическа схема
съдържа два паралелни клона, по-удобно е да се работи с про-
водимости.
2 Со )
ен
Со
капацитивното
последовател-
131
Резонаторы се представя като еквивалентна проводимост yq.
Реалната част gq на еквивалентната проводимост се определя от
израза
(4.9) а ..
Имагинерната част bq на еквивалентната прозодимост е
(4.Ю) ( “,7~4 +a,’tu9c?r?
Качественият фактор на еквивалентната проводимост за генера-
торната схема е
(4.П) ' gq Da
Коефициентите А, В и D са:
(4.12)
4.13) 5 = ^C0Cq’,
(4-14)
Честотите, при конто еквивалентната проводимост на резона-
тора се анулира, се различават малко> от определените по фор-
мули (4.7) и (4.8) паралелна и последователна резонансна честота.
Те са
(4.15)
(4-16)
4= +
-А- ^А^~4С0В
2С0
„ _ I-А+>1А»-4С0В
Ыр _-у— 2Со
При тези честоти и качественият фактор на еквивалентната
проводимост, включена в генераторната схема, е нула. Само меж-
ду тях кварцовият резонатор е еквивалентен на индуктивност. За
всички останали честоти той е еквивалентен на капацитет, а при
самите резонансни честоти е активно съпротивление. Използува-
нето на кварцовия резонатор на честота, при конто той е еквива-
лентен на капацитет, е нежелателно, тъй като схемата може да
се възбужда и само поради наличието на Со.
Максималната стойност на качественна фактор на еквизалент-
132
ната индуктивност се получава при честота, лежаща между Две"
те резовансни честоти:
(4.17) wmaX(?— -
При тази честота условието за самовъзбуждане на генератора
се изпълнява най-добре. За да работи резонаторът при тази
честота, пълният еквивалентен товарен капацитет CL (капаците-
тът на генераторната схема, трансформиран паралелно на изво-
дите на резонатора) трябва да бъде
со^Со
(4.18) Q—-У-Со.
“-MXQ м q
За съжаление това условие не винаги може да бъде изпъл-
нено, тъй като стойностите на товарния капацитет CL, при конто
резонаторите се настройват по честота, са стандартизирани. Те са
10 pF, 20 pF и 32 pF (виж приложение ///).
Основните параметри на еквивалентната електрически схема
на кварцовите резонатори обикновено се определят експеримен-
тално. Методите за тяхното йзмерване са дадени в приложе-
ние IV.
4.3. ГЕНЕРАТОРНИ СХЕМИ С КВАРЦОВА СТАБИЛИЗАЦИЯ
Съществува огромно многообразие от схеми на генератори,
честотата на които е стабилнзирана с кварцов резонатор. Класн-
фикацията им може да се извършна по редица признаци: рабо-
тен честотен обхват, стабилност ла честотата, аъзможност за
пренастройка, работен температурен интервал и др. Най харак-
терен признак за функционирането на генераторната схема е
съотношението между честотата на генерираните трептениа и
резонансните честоти на кварцовия резонатор. Въз основа иа не-
го генераторните схеми могат да се разделят на две големи гру-
пп: генератори, при конто честотата на генерираните трептения
съвпада с последователната резонансна честота на резонатора, и
генератори, при които честотата на генерираните трептения се нами-
ра между последователната fg и паралелната fp резонансни честоти
(фиг. 4.6). Първата трупа се нарича схеми за последователен
резонанс. Те могат да работят като генератори и без кварцов
резонатор, ако точките, между които е включен той, се евържат
накъсо по променлив ток. За работата на генераторите от втора-
183’
Кварц
В кръга
КослеВоВагпелен
резонанс
------Д--------
КВарцоВи
генератори
==4—
~ЕкВ ив. кварце ой
инВуктионнан
_____
Кварц Вин Вук- Кварц В каоа-
тивен клон цитивенклон
без електро-
нна връзка
Фиг. 4.6
С еле к тро-
пна връзка
ИбарцбвР
Веригата на
ODO BpipKll
кварц мтк-
дв виза -
емитер
Кварц мел- ' iZ L,,—
Ви коле к тор вр база -
емитер \ коле кто,
Кварц мел -
колекгпор
Многоств-
оапни
бВностъ-
палии
без олвктро-
нна връзка
С елвктро -
она Връзка.
Кварц В
Вазовата
Верига.
без компен
Кварц
Вемитерна-
та Верига
сацин и ней iSeH ~
трализаЦЬя с ацил
_____EZZZ
Вез електро-
ннаВрвзка
Кварц
вколвктор-
нота Верига
.....1
С нвипра -
пизация
С електро-
нна Връзка
та трупа е абсолютно необходимо включването на кварцов резо-
натор, еквивалентната проводимост на който за работната често-
та има индуктивен характер. Широко разпространено название иа
тази трупа генератори е схема за паралелен резонанс или осци-
латорни схема. Първото название — схеми за паралелен резо-
нанс, е неправилно, понеже точно иа честотата на паралелния резо-
нанс резонаторът е еквивалентен на активно съпротивление и
схемата не може да работи като генератор. Причината е в нару-
шаването на фазовите условия за самовъзбуждане. Второто назва-
ние—осцилаторни схеми, не означава ннщо друго освен генера-
торни схеми, което е много по-общо понятие и не дава инфор-
мация за конкретната схема. Ето защо те ще бъдат наричани
схеми с еквивалентна кварцова индуктивност.
4.3.1. Схеми за последователен резонанс
Трупа та схеми за последователен резонанс може да се разде-
ли на две големи подгрупи: схеми, при конто кварцовият резона-
тор е включен последователно с някой от елементите на трептя-
щата система, и схеми, при конто кварцовият резонатор е вклю-
чен между някой от електродите на активния триполюсник и
външните елементи на трептящата система. Първите от тях се
наричат схеми с кварц в кръга, а вторите — схеми с кварц във
веригата на обратната връзка. Названията също не са много
прецизни, но не са и абсолютно неправилни, поради което ще се
използуват в текста.
Генераторните схеми с кварц в кръга (фиг. 4.7) се получа-
ват от схемите на АС-генераторите, разгледани в глава 3, като
последователно с някой от елементите на кръга ylt у2 или j>3 се
включи кварцов резонатор. Тъй като честотата на генерираните
трептения съвпада с последователната резонансна често-
та на резонатора, той е еквивалентен на активното си съпро-
тивление Гд.
Съпротивлението rg не измени характера на реактивната про-
водимост, с конто е включен последователно, и затова оптимал-
ните схемни конфигурации на генераторите с кварц в кръга съв-
падат с разгледаните оптимални схеми на ЛС-генераторите. Уве-
личаването на активното съпротивление на съответния елемент
обаче влошава качествения му фактор и би следвало да се очак-
ва, че стабилността на честотата ще се намали. В действителност
това не става, тъй като резонансната крива на кварцовия резона-
135
в
Фиг. 4.7
136
тор е много остра. При минимална разстройка около последова-
телната му резонансна честота резонаторът престава да бъде
еквивалентен на активно съпротивление и последователно с еле-
ментите на трептящата система се оказва включена реактивност.
При понижаване на честотата на генерираните трептения по от-
ношение на fq резонаторът е еквивалентен на капацитет. Включ-
ването иа капацитет последователно с останалите реактивни еле-
менти на кръга води до повишаване на резонансната честота иа
еквивалентната трептяща система. Аналогично при повишаване на
честотата на генерираните трептения кварцовият резонатор става
еквиналентен иа индуктивност. Включването на тази индуктивност
води до увеличаване на общата индуктивност и оттук до пони-
жаване на резонансната честота на трептящата система като ця-
ло. По този начин честотата на генерираните трептения се за-
пазва близка до последователната резонансна честота на резонатора.
Колкото по-висок е качественият фактор на резонатора, толкова
по-рязко се измени реактивното му съпротивление при промяна
на честотата на трептенията. Това означава, че с по-малка раз-
стройка в кръга се включва същото компенсиращо реактивно
съпротивление и следователно абсолютната нестабилност на често-
тата на генерираните трептения намалява.
Схемата с кварц в кръга може да се използува както за ста-
билизиране на честотата при работа на основна честота, така и
при работа на обертон на резонатора. С увеличаване на номера
на обертона динамичного съпротивление на резонатора също се
увеличава, а реактивното съпротивление на статичния капацитет Со
намалява. Статичният капацитет започва да шунтира забележимо
кварцовия резонатор и е възможно схемата да се възбуди на
паразитна честота, неконтролирана от пиезоефекта на кварцовия
елемент. За да се избегне това нежелано явление, паралелно на
кварцовия резонатор винаги се включва активно съпротивление /?ш,
както е показано на фиг. 4.7. Като се преобразува паралелната
верига Со в последователна, в кръга се оказва включено-
активно съпротивление Rs=Rm/(l + и>2С2/?ш). То увеличава загуби-
те на трептящата система и нарушава амплитудного условие за
самовъзбуждане на генератора. По този начин се предотвратява
самовъзбуждане на по-високи честоти, неконтролирани от кварца.
Съпротивлението /?ш има и друго предназначение. Ако треп-
тящата система е значително разстроена по отношение на после-
дователната резонансна честота на резонатора, той се възбужда
на основната си честота и работи като еквивалентна индуктив-
ност. Това явление също е нежелателно, тъй като честотата се
различава от необходимата. За да се попречи на резонатора да
137
работи като еквивалентна индуктивност, съпротивлението /?ш
трябва да бъде сравнително малко. От друга страна, за да не
оказва забележимо влияние на работата при последователен резо-
нанс, то трябва да бъде поне 5—10 пъти по-голямо от динамич-
ного съпротивление на резонатора rq. Двете изисквания са про-
тиворечиви и затова се избира /?ш>(5-т-10) гд, като стойността
му се уточнява експериментално.
Кварцовият резонатор може да бъде включен както в индук-
тивния (фиг. 4.7 г), така и в капацитивния клон на кръга (фиг.
4.7 д). Препоръчва се включването му в индуктивния клон, поне-
же опасността от паразитни трептения в този случай е по-малка.
Схемите с кварц в кръга могат да бъдат без електронна
връзка (фиг. 4.7 б, в, г) и с електронна връзка, като товарът при,
последните може да бъде настроен (фиг. 4.7 д') или апериодичен
(фиг. 4.7 е). При схемите с електронна връзка се препоръчва вън-
шният кръг да е настроен на някоя от хармоничните на генери-
раните трептения, т. е. колекторната верига да работи в режим
на умножение на честотата. В противен случай за предпочитане
е товарът да е апериодичен.
При изменение на стойностите на реактивните проводимости в
трептящата система в малки граници се измени и честотата на
генерираните трептения. За да се получи изменение на честотата
с Д/, е необходимо еквивалентният реактанс на кръга да се из-
мени с ДЛ:
(4.19) Д%=
______
/ &f\
2к/9СЦ1--^-)
За понижаване на честотата под последователната резонансна
честота на рзонатора е необходимо индуктивността на бобината
увеличава с
да се
(4.20)
За
повишаване на честотата над последователния резонанс на
резонатора е необходимо включването на кондензатор с капацитет
/
(4.21) С, = С0|~--1
138
Ако СкР е стойността на кръговия капацитет, последователно с
него трябва да се включи кондензатор с капацитет
с ( С? \
C^fCg-fqCq) ^\fq 2С0 /
s fqCq—2^f(С'о—б'кр) cq ( б'кр
2СЬ_7Г\ Со'(
(4.22)
Най-висока стабилност на честота се получава при настройка
на собствената резонансна честота на резонатора. При нея напре-
жението върху кварцовият резонатор е минимално.
Според броя на обхванатите от обратната връзка стъпала
схемите на генераторите с кварц във веригата на обратната
връзка се разделят на едностъпални и многостъпални. Трептящи-
ят кръг на едностъпалните генератори от този тип има същата
конфигурация както кръга на едностъпалните LC-генератори, т. е.
оптималните схеми са същите.
Схемите на генераторите с кварц във веригата на обратната
връзка се получават от едностъпалните схеми на LC-генератори-
те (фиг. 4.8 а), като се прекъсне връзката на някой от електро-
дите на активния триполюсник с кръга и между точките на пре-
късване се включи кварцов резонатор. Според названието на
съответната верига схемите се наричат: схема с кварц в базовата
(решетъчна или гейтова) верига, схема с кварц в емитерната (ка-
тодна или сорсова) верига и схеми с кварц в колекторната (анод-
на или дрейнова) верига (фиг. 4.8 б, в, г).
При работа на основната честота реактивното съпротивление
на статичния капацитет Со може да се пренебрегне спрямо rq.
При работа на обертон динамичного съпротивление нараства, но
много по-бързо намалява реактивното съпротивление на Со и той
започва да шунтира резонатора. Създава се реална опасност от
възбуждане на трептения на честота, неконтролирана от резона-
тора. В този случай се прибягва до компенсиране на статич-
ния капацитет чрез включване на компенсираща бобина £к пара-
лелно на резонатора (фиг. 4.8 д). За работната честота тя трябва
да образува с Со настроен паралелен трептящ кръг. Следователно
индуктивността й трябва да бъде £к =
1
Недостатък на ком-
пенсацията е, че тя е честотно зависима. За разширяване на лен-
тата, в конто действува тя, бобината се прави с нисък Q-фактор.
Това не е достатъчно и се налага последователно с резонатора
да се включва последователен трептящ кръг, настроен на работ-
ната честота фиг. (4.8 д'). За всички останали честоти той има
голямо реактивно съпротивление и генераторът не може да работи.
139
он
8'f --шф
Друг метод за отстраняване на вредного влияние на статичния
капацитет Со е неутрализацията (фиг. 4.8 е, ж). Капацитетите Ci,
С2, Со и CN образуват четирираменен мост. При баланс на моста
напрежението в диагонали му е нула и генераторът не работи.
При възбуждане на резонатора на последователен резонанс ди-
намичного съпротивление гч шунтира едното рамо на моста (ка-
пацитета Со), разбалансира го и е възможно самовъзбуждане.
Предимството на неутрализацията е, че е честотно независима.
Освен това тя може да се прилага и при по-високи честоти от
компенсацията. Причината е, че при висока честота индиктивност-
та на компенсиращата бобина става малка и тя не може да се
реализира. Принципно е все едко дали кварцовият резонатар ще
се включи във веригата на положителната или на отрицателната
братна връзка. Експериментално е установено, че включването му
в отрицателната обратка връзка дава по-добри резултати (склонно-
стта на схемата към паразитни трептения е по-слабо изразена).
Настройката на схимите с компенсация се извършва по след-
ния начин. Веригата за обратна връзка се шунтира с кондензатор
с голям капацитет. Трептящият кръг се настройва до получаване
на точната честота. Деблонира се последователният кръг и се
настройва по максимална амплитуда на генерираните трептения.
Деблокират се точките, в конто се включва кварцовият резонатор
и между тях се включва кондензатор с капацитет, равен на Со.
Регулира се индуктивността на компенсиращата бобина дотогава,
докато трептенията изчезнат. Заменя са блокиращият кондензатор
с кварцов резонатор. Тогава вече може да се донасгройва по
честота чрез регулиране на колекторния трептящ кръг.
Настройката на схемата с неутрализация се извършва по подобен
начин. На мястото На кварцовия резонатор се поставя конденза-
тор с капацитет, равен на Со. Неутродинният кондензатор CN се
регулира, докато трептенията изчезнат. Работният кондензатор се
заменя с кварцов резонатор. Ако се наложи, честотата може да
се коригира чрез колекторния трептящ кръг. Трябва да се от-
бележи, че настройката е доста трудна и критична. Толерансите
в параметрите на резонаторите създават възможност за разбалан-
сиране на схемите и възникване на паразитни трептения.
Кварцовият резонатор, включен в базовата или емитерната
верига, образува с входного съпротивление фазовъртяща трупа.
Тя влияе върху баланса на фазовите ъгли, а оттам и върху че-
стотата. В някои случаи за получаване на оптимална фаза на
коефициента на обратна връзка паралелно на входната проводи-
мост иа активния триполюсник се включва допълнителна фззира-
ща проводимост (фиг. 4.8 з). При подбиране на оптималната стой-
ност стабилността на честотата се повишава значително.
141
От многостъпалните схеми с кварц във веригата на обратната
връзка ще бъдат разгледани само някои двустъпални схеми, кои-
то поради добрите си качествени показатели се използуват по-
често. Те са мостовата схема, филтровата схема и схемата на
Бътлер.
Фиг. 4.9
Кварцовит генератор, показан на фиг. 4.9, се състои от дву-
стъпален резонансен усилвател и четирираменен мост, образуван
от резисторите /?7, /?8, варистора /?9 и кварцовия резонатор Q.
Напрежението от изхода на усилвателя чрез високочестотния
трансформатор L2L3 се подава в единия диагонал на моста. На-
прежението от другия диагонал на моста се подава на входа
на усилвателя. От резисторите в моста непосредствено зависи
амплитудата и фазата на трептенията, поради което те трябва да
бъдат безиндуктивни. В момента на включване на генератора съ-
противлението на варистора е малко и мостът е разбаланс Иран.
С нарастване на амплитудата на трептенията съпротивлението
на варистора се увеличава и мостът се приближава към баланс.
Това води до намаляване на изходното напрежение и съпро-
тивлението на варистора /?9 отново се изменя. По този на-
чин при достигане на установен режим се поддържа постоянна
амплитуда на трептенията. При изменение на честотата се изменя
еквивалентният импеданс на кварцовия резонатор, което освен
разбалансиране на моста предизвиква и изменение на фазата на
142
възбудително трептение. Ако честотата е по-висока от последо-
вателната резонансна честота на кварцовия резонатор, последният е
еквивалентен на индуктивност, дефазирането е отрицателно и
честотата се намалява. Аналогично при по-ниска честота кварцовият
Км "f/Z
Фиг. 4.10
резонатор има капацитивен характер на импеданса, трептението
на изхода на моста избързва по фаза и честотата се повишава.
Тази схема позволява при честоти от порядъка на 1 MHz да се
получава нестабилност от порядъка на (1—2). 10-9. При по-високи
честоти започват да се проверяват паразитните реактивности на
схемата и стабилността й намалява. Също така, ако усилвателят
е с повече от две стъпала, има опасност от възникване на пара-
зитни трептения. Това ограничава приложение™ на схемата.
Схемата, показана на фиг. 4.10, също представлява двустъпа-
лен усилвател, трептенията от изхода на конто се подават за
възбуждане на собствения му вход. Връзката между двете стъ-
пала се осъществява чрез кварцовия резонатор. Той образува че-
стотно зависим делител с входния импенданс на травзистора. Ако
честотата на генерираните трептения съвпада с последователната
резонансна честота на резонатора, модулът на коефициента на
предаване е максимален. При малко изменение на честотата резо-
наторът се разстройва, изменя се модулът и фазата на въэбуди-
телното напрежение на транзистора Т2, а оттам посредством урав-
нението за баланса на фазовите ъгли се променя и честотата на
генерираните трептения. При честоти, които се различават значи-
телно от честотата на последователнця резонанс, се нарушава ампли-
тудного условие на генератора и трептения не възникват. Недо-
статък на схемата е, че при нисоки честоти могат да възникват
143
6
Фиг. 4.11
144
трептения и само вследствие на статичния капацитет Со. За борба
с тях може да се използува компенсация на Со посредством ин-
дуктивността L*, показана на фигурата с прекъсвана линия. Също
гака е възможно да се включи последователно с резонатора и
последователен трептящ кръг. Друг недостатък на тази схема е,
че при последователен резонанс кварцовият резонатор трепти във
верига, в конто са включени последователно сравнително високо-
то изходно съпротивление на транзистора 7\ и високото входно.
съпротивление на транзистора Т2. Това влошава еквивалентния
качествен фактор и намалява стръмността на фазовата характе-
ристика което води до увеличаване на нестабилността на честотата
Последният недостатък се избягва при схемата на Бътлер, пока-
зана на фиг. 4.11. Кварцовият резонатор е включен между значи-
телно но-нискоомните изходно съпротивление на емитерния повто-
рител — транзистора Т2, и входното съпротивление на транзистора
със заменена база — 7\. Стъпалото със заземена база може да
бъде както с настроен товар (фиг. 4.11 а), така и с апериодичен
товар (фиг. 4.11 б, в). При тази схема също може да се прилага
компенсация на статичния капацитет С0(фиг. 4.11 в).
В зависимост от мястото на включване на кварцовия резонатор
схемите с кварц във веригата на обратната връзка биват генера-
тори от тип Н или от тип F. В зависимост от това при изчисля-
ването им трябва да се използува съответният тип параметри на
активния триполюсник.
4.3.2. Схеми с еквивалентна кварцова индуктивност
Втората основна трупа схеми — с еквивалентна кварцова ин-
дуктивност (фиг. 4.12), също се получават от едностъпалните схеми
на АС-генераторите. За разлика от схемите с кварц в кръга тук
резонаторът замества един от елементите ва трептящата система—
(фиг. 4.12 б), J>2 (фиг. 4.12 в) или j/3 (фиг. 4.12 г). Схемите,
показани на фиг. 4.12 б, в, са индуктивни триточкови, а тази на
фиг. 4.12 г — капацитивна триточкова. В зависимост от това, между
кои електроди е включен кварцовият резонатор, схемите биват
схема с кварц между база — емитер, база — колектор или колек-
тор— емитер. Ако активният триполюсник е лампа или полеви
транзистор, те носят имената на съответните електроди. Те могат
да бъдат без електронна връзка (фиг. 4.12 а-г) или с електронна
връзка (фиг. 4.12 д, е). Реализират се предимно на основната че-
стота на резонатора. За работата нм на обертон е необходимо да
се вземат мерки, за да не се позволява на резонатора да се възбуж-
£0 Генератори
145
Фиг. 4.12
146
да на основната си честота, където качественият му фактор е
най-висок. Това се постига, като един от кондензаторите в треп-
тящата система, например С2> се реализира като разстроен треп-
тящ кръг (фиг. 4.12 ж). При основната честота той е еквивален-
тен на индуктивност и фазовото условие е нарушено.
За донастройка на честотата паралелно (фиг. 4.12 ) или по-
след ователно (фиг. 4.12 е) на резонатора се включва променлив
кондензатор Ст. При зададено изменение на честотата ~~ необ-
ходимого изменение на капацитета на тримера се определя от
съотношението
±LC’
fq °
(4.23)
fq 2Cq
където Cq е динамичният капацитет на резонатора, а Со — е су-
мата от статичния капацитет на резонатора Со и общия начален
капацитет на схемата, отнесен паралелно на изводите на резона-
тора. При паралелно включване той е
(4.24) Со =C0-)-CT0-l-CKp = Co-|-Ci,
а при последователно включване
(4.25) С'о =С0+ =Co+CL .
сто кр
От сравнителннте изследвания на кварцови генератори с ек-
вивалентна кварцова индуктивност, изпълнени с един и същи
транзистор и един и същи резонатор, е установено, че най-голяма
стабилност на честотата се получава от схемите с кварц между
базата и колектора (капацитивна триточкова схема). Това е на-
пълно естествен©, тъй като при работа на резонатора на осно-
вен тон (до около 20 MHz) схемите попадат в първи честотен
подобхват, където оптимална е само капацитивната триточкова
схема.
Сравнителннте изследвания между схемите с кварц в кръга,
кварц в обратната връзка и схемите с еквивалентна кварцова
индуктивност показват, че най-висока стабилност се получава
от схемите с еквивалентна кварцова индуктивност и най-вече от
схемата с кварцов резонатор между базата и колектора. На вто-
ро място е схемата с кварц в кръга и на трето място се нареж-
да схемата с кварц във веригата на обратната връзка. По от-
147
ношение на амплитудата на генерираните трептения схемите се
кчасират в обратен ред — на първо място е схемата с кварц във
веригата на обратната връзка, на второ схемата с кварц в кръга
и на последно — схемата с кварц между базата и колектора.
Предимствата на схемата с еквивалентна кварцова индуктив-
ност преД-останалите схеми са, че се реализира с най малък брой
елементи, изпълнява се най-лесно в конструктивно отношение,
понеже няма бобини, и дава най-висока стабилност на честотата.
Основните й недостатъци са ниската амплитуда на генерираните
трептения и иеудобството за работа на обертон.
Основното предимство на схемите с кварц в кръга и кварц
във веригата на обратната връзка е, че могат да работят на
обертон на резонатора.
Сравнението на схемите с кварц в кръга и с кварц във вери-
гата на обратната връзка показва, че втората може да работа на
значително по-висока честота (гао-големи номера на механичните
хармонични).
От експериментални изследвания на редица автори е устано-
вено, че най-силно влияе върху стабилността на честотата раз-
стройката на колекторната трептяща система (товара на генера-
тора). При разстройки от порядъка на 1% стабилността на чес-
тотата се влошава 2—4 пъти, а при разстройка от порядъка на
2—3% стабилността се снижава с два порядъка. Това е най-силно
изразено при схемите с кварц във веригата на обратната връзка,
конто могат да работят при значителни разстройки на трептяща-
та система.
От ехемите с кварц във веригата на обратната връзка при
сравнително ниски честоти най-устойчива на влиянието на деста-
билизиращите фактори е схемата на Бътлер, а най-критична —
схемата с неутрализация. При по-високи честоти емитерният пов-
торится губи свойствата си и схемата на Бътлер няма тези качества.
Използуването й за работни честоти, по-високи от 60—70 MHz,
нецелесъобразно.
е4.3.3. Превключване на кварцовите резонатори
В редица случаи се налага да получават няколко кваэцово-
стабилизирани честота в тесен честотен обхват. Тогава е възмож-
но да се използува един генератор, като се превключват само
кварцовите резонатори. Превключването може да се извършва
механично или електронно. Механичного презклгочване изисква
превключвателят да бъде разположен близо до генератора за из-
148
a.
Фиг. 4.13
149
Фиг. 4.14
150
бягване на паразитните реактивности на свързващите проводница.
Освен това габаритите на апаратурата се увеличават. За безкон-
тактното електронно превключване се използуват предимно полу-
проводникови диоди. Изискванията към превключващите диоди
Фиг. 4.15
са малък капацитет, голямо съпротивление в запушено състояния
и малко съпротивление в права посока.
Възможно е диодите да се включват в точка с нулев ВЧ по-
тенциал, както е показано на фиг. 4.13 а или в точка с висок
потенциал (фиг. 4.13 6, в). Включването в точка с нулев ВЧ по-
тенциал може да се прилага при сравнително ниски честоти, къ-
дето паразитните капацитети на схемата и на запушените диоди
все още не влияят. При по-високи честоти се използува включва-
нето, показано на фиг. 4.13 б, в. Когато броят на резонаторите е
151
по-голям от 8—10, предпочита се те да се разделят на групи,
като за всяка трупа се използува още един диод, както е показано
на фиг. 4.14. Този начин на включване води до намаляване на
паразитните капацитетите, включени паралелно на работещия
резонатор.
Фиг. 4.16
За получаване на по-малко активно съпротивление на прев
ключващия диод се препоръчва да се увеличи токът през него
Желателно е той да не бъде по-малък от 6—8 mA. В някой
случаи, за да се избегне излишната постояниотокова консумация,
може да се използува протичащият постоянен ток през транзис-
тора. Такава схема е показана на фиг. 4.15. За да не се отпушват
превключващите диоди от амплитудата на променливото напреже-
ние, желателно е стойността на постоянного запушващо напрежение
да не бъде по-малка от 5 V. Трябва да се помни, че свързването
на отпушващия диод последователно в трептящата система на
генератора влошава качествените й показатели и най-вече качест-
вения й фактор. Това от своя страна води до влошаване на ус-
ловията за самовъзбуждане и до повишаване на нестабилността
на честотата. Неработещите резонатори и веригите за превключ-
ването им също се влошават качествените показатели на генера-
торите. Ето защо в някой случаи се практикува за всяка честота
да има отделен генератор, а с диоди се превключва само захран-
ващото им напрежение (фиг. 4.16).
152
4.3.4. Кварцови генератори с тунелни диоди
Както вече беше споменато, в областта на падащия участък
от характеристиката на тунелния диод диференциалното му съ-
противление е отрицателно. Това обстоятелство може да се из-
ползува за компенсиране на загубите в трептящата система и за
Фиг. 4.17
построяване на генератор. Очевидно е, че са възможни два вари-
анта на схемите на генераторите с тунелни диоди: последователно
(4.17 а) и паралелно (фиг. 4.17 б) включване на диода в трептя-
щата система.
И в двата случая кварцовият резонатор работи на последова-
телен резонанс. Той е включен в кажацитивния клон на кръга, а
индуктивността се използува и за протичане на постоянната със-
тавка на тока през диода.
Волтамперната характеристика на тунелния диод (фиг. 4.18а) има
два екстремума — точките А и В, и една ннфлексна точка С. В точка
А тунелният ток е максимален — /тах, а напрежението £/х е срав-
ннтелно ниско. В точка В тунелният ток достига минималната си
стойност —/min, а напрежението £72 е по-високо. Началната работ-
на точка се избира в средата на падащия участък от характе-
ристиката и най-често съвпада с инфлексната точка. По този начин
се осигурява режим на меко самовъзбуждане. След възникване
на трептенията вследствие на протичането на постоянната съ-
ставка на тока през токоизточника и трептящата система е въз-
можно работната точка да се измести автоматично вляво и да
излезе от падащия участък. Това води до лавинообразно измене-
ние на режима и е нежелателно. За избягването му е необходимо
източникът на постоянно захранващо напрежение да е с много
малко вътрешно съпротивление. Постояннотоковото съпротивление
на схемата и източника трябва да бъде по-малко от диференци-
153
о
I
Фиг. 4.18
154
алното съпротивление на тунелния диод — /?о<|£д|- Напомня се,
че нормално напрежението U2 на тунелния диод не надвишава
няколкостотин миливолта, а радиоапаратурите се захранват
обикновено с напрежение от 6 до 24 V. Това налага използуване-
го на делител от постоянни съпротивления (фиг. 4.17). Постоянно-
R R
токовото съпротивление на схемите от фиг. 4.17 е 7?0 =
За да бъде това съпротивление по-малко от 1/?д|, необходимо е
резисторите и R2 да бъдат нискоомни, а това води до пови-
шаване на постояннотоковата консумация, съответно до вамалява-
не на промишления к. п. д. на генераторите.
За удобство при изчисленията характеристиката на тунелния
диод може да се апроксимира с отсечки от прави линии, както е
показано на фиг. 4.18 6. Стръмността на линията, апроксимираща
възходящия участък от характеристиката, се определя по фор-
мулата
(4.27) ,
а на падащият участък — по формулата
(4.28) 5 — /max~/fnitl ,
2
където t/' е напрежението, при което идеализираната характерис-
тика на падащия участък достига минималния ток /га1п.
При въздействие на хармонично напрежение импулсът на тока
през тунелния диод по форма наподобява импулса на колекторния
ток в напрегнат режим (фиг. 4.18 в). Горният (9г) и долният (9Х)
ъгъл на отсечка се определят по формулите:
(4.29) 6| = arccos ;
V т\
и3-и'2
(4.30) 0»=arccos—--------.
U т\
Тук U3 е постоянного преднапрежение в работната точка, a UmX —
амплитудата на променливото напрежение върху трептящия кръг.
Височината на импулса на тока се означава с /а1ах, а дълбочината
на провала — с /Пр- Те се определят с изразите
(4.31) /;ах »S2Uml (cos 02—с os 0х);
(4.32) Int>=SrUml (1 — cos 62).
155
Въз основа на така определените параметри на импулса се
определят постоянната съставка /0 и амплитудите на висшите
хармонични на тока:
(4.33) 4) = /min + «О (9 D %) /max ао(б2) /"Р>
(4.34) /л=ая(9ъ ®г)/тах ал(®2)/пр-
Коефициентите на разположение за постоянната съставка
а0(92; 92) и за висшите хармонични 92) се определят по фор-
мулите:
, /а . Д X 1 sin 0J—0, cos 0j—sin 92+ 02 cos 02 .
(4.33) И2)- к COS02-COS0J
(4.36) ах (0Ж; fi2) = Х ^-^.29,-2^+^
' ' 14 *’ 2/ 2к cos 02—cos ’
а«(01’ = лтп (л2—f)
(4-37)
sin n0( cos 0j—n sin 9j cos nOj—sin n02 cos 02—n sin 02 cos n02
* COS02—COS0J
При избор на токови ъгли се препоръчва 9j да бъде в грани-
чите от 110 до 115°, а 92— от 30 до 35°.
Усреднената проводимост на тунелния диод за амплитудата на
генерираните трептения е
(4.38) |Уср| = 5’2а1(бр 92)(cos92-cose1)-S1a1(02Xl—cos62).
От нея се определи необходимата стойност на еквивалентното-
съпротивление на трептящия кръг в точките на включването му
към тунелния диод
(4.39) Z,-Re = -^.
За отбелязване е, че тунелният днод запазва характеристиките
почти без изменение в широк температурен интервал. Кварцовият
резонатор обаче измени еквивалентните си параметри много по-
силно с изменение на температурата и това води до изменение
на параметрите на трептящата система. Като следствие от това
се понижава амплитудата на генерираните трептения и се увели-
чава нестабилността на честотата им. Възможно е даже преуста-
новяване на генерациите. Ето защо е необходимо кварцовите
резонатори за работа в генератор с тунелен диод да са прецизни.
Голямата постояннотокова консумация, ниското ниво на генери-
раните трептения, необходимостта от прецизни резонатори извън-
1-56
редно много затрудняват използуването на кварцовите генератори
с тунелни диоди. Те намират ограничено приложение в някой
малогабаритии апаратури и в прецизни термостатирани кварцови
генератори.
4.4. ПРИМЕРИ ЗА ИЗЧИСЛЯВАНЕ
НА КВАРЦОВИ ГЕНЕРАТОРИ
Редът за изчисляване на кварцовите генератори по същество
не се различава от реда за изчисляване на оптималните схеми на
LC-генераторите. Разликата се състои в определянето на еквива-
лентните параметри на кварцовите резонатори и отчитането им в
трептящата система. Ето защо тук ще бъде обърнато внимание
главно на това, а изчисляването на електрическия режим на тран-
зистора, което беше изяснено подробно в глава 3, ще бъде дадено
в съкратен вид.
Пример 4.1. Да се изчисли транзисторен кварцов генератор с
електронна връзка при следните изходни данни: постоянно захран-
ващо напрежение t/co= 12,6 V; товарно съпротивление /?£ = 500 й;
напрежение върху товарного съпротивление t/iX = lV; работна
честота 10,7 MHz и 54,675 MHz; точност на установяване на
честотата ±5.10~~е; допустима нестабилност на честотата в тем-
пературния интервал от —20 до +60° С—±20.10~6.
А. И з б о р на транзистор и изчисляване
на електрическия му режим
1. Ориентировъчни изчисления. Избира се същият транзистор
който беше използуван при изчисляването на ЛС-генераторите.
Данните и характеристиките му са приведени в глава 3. Поради
това, че изходните данни се различават, отново трябва да се
определят някой величини:
£7*
= 1 mW-
Приема се ±—0,5, откъдето
Р г\
mW.
Приема се коефициент на съотношение между мощностите
=2. Оттук
157
Рс,
рс^~r=lmW;
РС1 =Р'сг + Рс^т^-
Приема се коефициент на използуване на транзистора по мощ-
ност /Ср=0,5. Определя се необходимого постоянно напрежение
между колектора и емитера:
Избира се ъгъл на отсечка 9В=65°. От таблиците в приложе-
ние 7 се отчитат:
ао(0)=0,236; То(0)=О,136; а1(0)=О,411; Т1(0) = 0,239;
₽1(9) ~ 0,565; cos 9 = 0,423.
2. Електрическият режим на колекторната верига е
?гр=0,5( 1 +J----у? Uo,717; 77^=^=1,722 7;
7ci=47" = 3,484 mA; 7слк=-^^=2,0007 mA;
Pcav ~ IcavUс=4,8 mW; Рс=Pcav~~ ра — 1 >8 mW;
/?г=-^-=0,494 kQ; GP = -l- = 2,023 mS; 7?> -/*-=165 2;
e let Re e l-h*
7?" = 2/?'= 330 2; 7?c= -^-^- = 966,3 2.
Rl~ Re
Приема ce 7?c = l k2+10%. Падът на постоянното напрежение
върху колекторното съпротивление е
Urc~ ^cavPc — 2 V.
За да не шунтира забележимо честотноопределящия кръг, еми-
терното съпротивление трябва да бъде
/?^(5 -10)/?е=(825 -1650) 2.
Приема се ориентировъчно, че стойността на постоянния емитерен
ток е
^eav—^cav( 4 -f- 2,08 mA.
X РО /
Тогава
158
= 3,94 kQ.
£ ‘EAV
Тук URE e възможният пад на постоянното напрежение върху
емитерното съпротивление
Ure=Uco—Uc—U/fc = 8,2V.
Приёма се /?А=3,3 kQ + 10%.
3. Параметри на ВЧ модел на транзистора.
Стръмяостта на колекторния ток е
*^п 1+3,66 40-3 Ю2,88 mA/V,
а съпротивлението
rfi = А=243 а.
Работното напрежение колектор—емитер се различава от напреже-
нието, при което са измерени стойностите на Сс и тс, приведен»
в каталога. По та:ж причина стойността на колекторния капацитет
се преизчислява:
Сс=Сс^-^=4,08 pF; ССА~Сс„ = 2 pF.
Тогава съпротивлението на базата е
»«
гвь'~ г'
сСА
= 50 Q, където СЕА
каталожиата
стойност,
из-
е
мерена при t7/,= 10 V.
Овределя се коефициентът на предаване по напрежение на пре-
хода
Ап=-^—=0,824.
гвь+г»
Чрез него се определи стръмността на характеристиката на ко-
лекторния ток
5=АП5П = 84,77 mA/V
и на базовия ток
k
5В=—5-=3,52 mA/V.
Приема се ориентировъчна дължина на изводите на транзистора
10 mm и тогава индуктивността им е
159
LB^Lc^LE^10nH.
Тогава
x = 2тг/т-4^-=0,565.
гвь
4. Параметри на инерционността на транзистора.
Те се определят одновременно при двете зададени честоти
/о1=10,7 MHz и /02 = 54,675 MHz.
Формула Димен- сяя Стойност при честота 10,7 MHz | 54,675 MHz
Sr'BbflfT — 0,158 0,809
| -2-/7BbC Е — 0,015 0,0774
i f 1 0,594 3,043
5. У-параметри иа транзистора, усреднени за амплитудата на генери-
раните трептения
Формула Димен- сня Стойност на чеетота
10,7 MHz 54,675 MHz
г V2(1_T1) °"- "+ й mS 0,901 1,845
n = yH- 1+4 V^(l+V£) mS 0,583 2,229
‘ " ‘1+4, r’ [iS -2,294 -37,242
Bla= -ш(сСп+сСАТЛ-Т1)-ь-^- mS -0,161 -0,794
1 ^211 -—2- Y1 Vi+4 mS 20,012 15,751
160
0>21=360—arctg vsr grad 351 321
mS 19,766 12,241
Sai—1^81' sin ?ai mS -3,131 -8,220
' ®CCA ГБЬ’ VSL i °22“ 1+v2£ Y1 mS 0,248 4,022
; s22 ’ 4-toCc SL mS 1,838 6,348
Б. Изчисляване на базовата верига
Фор.м'ули Димен- СИЯ Стойност на честота
10,7 MHz 54,675 MHz
Ucx^Ucx Re V 0,575 0,575
... G'e №=y- Z 21 — 0,303 0,385
UBl=\K\lUCl V 0,174 0,221
n_ 1 l + v? \ H-v25£ — : 0,988 0,78
mS 1,143 3,222
РЛ=4^вх mW 0,0173 0,0787
IT — II' — ^C1 UB UB a5W9) V 0,376 0,357
11 Генератори
161
-<SL G Q, и, II ! 5 к — 0,02 0,08
^Av=aS^B-u‘^ mA 0,143 0,144
^RE~ ^e^BAV^CAV^ V 7,072 7,08
UB<TUb+URE V 7,448 ' 7,432
За намаляване на влиянието на постоянния базов ток върху
преднапрежението е необходимо
/д^(5-10)7влу=(0,72-1,44) mA.
Приема се /д=0,8 mA. Тогава общото съпротивление на дели-
теля е
15,75 кй.
А J
д
Съпротивлението на резистора
/?1==-^о=9,Зкй,
д
а на резистора
/?2=7?д—7?!=6,65 кЙ.
Приемат се стандартна стойности 7?i = 9,l кй; —6,8кЙ.
Необходимият пад на постоянното напрежение върху филтровия
резистор е
£Л?Ф=£7со—Urb—UC—С7дС=1,128 V.
Тогава
/?Ф = ^ф/(/слу+/д)=403Й;
Сф>-~~^= 1,9-7,6 nF.
Приемат се стандартна стойности /?ф=390 й±10% и Сф=6,8пР±:
±20%.
В. Изчисляване на трептящата система
1. Коефициент на обратна връзка. Тъй като генераторът е
с електронна връзка, преизздсляват се реалната и имагинерналса
162
част на изходната проводимост и тогава се определят необходи-
мее стойности за реалната и имагинерната част на коефициента
на обратна връзка.
Формула Димен- сия ; Стойност па честот а
10,7 MHz 54,675 MHz
, G^l-j-CggR^+B^^e z2 (l+G2a^?<,)+( Взг^е)2 mS 0,899 2,311
, (1 + G^R'^-G^R" в™~ (i+g33/?:)2+(b28/?'<:)2' mS 1,195 1,198
<f> =(2«+1>-<й! к Л=1 grad 189 219
А'1=|ЛГ| cos <₽к — -0,299 -0,299
/С2=|/С| sin <рк — —0,0474 -0,242
2. Избор на резонатор и определяне на параметрите му.
Когато се проектира един генератор и се разполага с конкретен
резонатор, най-добре е еквивалентните му параметри да се опре-
делят експериментално по някой от методите, дадеии в приложе-
ние IV. Ако се проектират генератори за серийно производство,
трябва да се използуват данните от приложение Ill. Приема се,
че ще бъде използувай херметизиран миниатюрен резонатор тип
М2 съгласно БДС 9169—71 г. Качественият фактор на тези ре-
зонатори, работещи в обхвата от 5 до 100 MHz, е Q'_-40000.
Приема се най-неблагоприятният случай — Q = 40 000. От табл.
П.Ш.5 се взема максималната стойност на динамичното съпротив-
ление на загубите на резонаторите за честоти 10,7 MHz (г?=50Й)
и 54,675 MHz (г9=200£2). Изчисляват се динамнчният капацитет
и дииамичната нндуктивност на резонатора.
3. Точност на настройка на резонатора. Зададеиата точност
на установяване на честотата на генератора е ±5.10~6. От табл.
П.1П.З се вижда, че най-прецизните резонатори по БДС са с точ-
ност на настройката +10.10-6. Следователно трябва да се пред-
видя възможност за донастройка на генерираната честота. За
определяне на необходимата стойност на изменението на капацн-
‘ 163.
Формула Димен- сяя Стойност на честота
10,7 MHz 54,675 (4Hz
г —отчита се от табл. П.3.5 (или се измерва) 2 50 200
г Qmin ra max ? гаш <0 н 0,0297 0,0233
4^?Ч PF 0,00745 0,000364
тета на донастройващия тример трябва да се знае статичният
капацитет на резонатора Со. Той зависи от големината и конструк-
цията на електроднте, дебелината на пластината и се движи в
граничите от 2 до 10 pF. Приема се средна стойност Со=6 pF.
За миииатюрните резонатори той обикновено е между 5,5 и 6,5 pF.
Следващите начисления са в зависимост от вида на схемата и
затова ще се правят поотделно.
Схема с еквивалентна кварцова индуктивност с паралелно
включен тример
За компенсиране на неточността в настройката на резонатора
(±5.10-0) е необходимо
ДСТ =
I с'
±__С0
4-
/’ 2С0
_ ±5.10-8.38 _
'1П_в °’00745
±5Л0 6-^.зГ
±2,04 pF.
Тук се приема, че резонаторът ще бъде с товарен капацитет
C£ = 32pF, т. е. СО = 6±32 = 38 pF.
Избира се керамичен тример КТ 4 21 В 4—20 pF. Средната
стойност на капацитета на тримера е Сто = —-т_” =12 pF,
а възможното изменение на капацитета е ACT=±8pF. Тогава
максималното възможно изменение на честотата, което може да
се получи, е
(AL) ==±__L£l£?_______= + 17Л0-в.
\ / /шах 2С0(С0
Като се вземе пред вид, че е допустимо честотата на генерирани-
те трептения да се различава от номиналната с ±5.10~6, за до-
пустимата точност на настройка на резонатора се получава
164
(v-) =(^) =+(17.10-6 + 5.10~6) =+22.10“6.
\ J /настр. \ J /max \ j /OCT v
При така определената стойност от табл. П.Ш.З се определя клас
на точност на настройка на резонатора 75. Работният температу-
ре» интервал на резонатора трябва да бъде по-голям или равен
на този на генератора — от —20 до +60° С. От табл. П.1П.2 се
определя, че температурният интервал на резонатора трябва да
се означи с В (от —20 до +70° С), а от табл. П.1П.4 се вижда,
че максимално допустимата нестабилност ±20.10~6 се получава
от резонаторите клас П. Следователно типът на резонатора е
Резонатор 11-15 ВПЗ 10700,000 kHz, М2, БДС 9169—71.
При товарен капацитет Су. =32 pF резонаторът работи на
паралелен разонанс с честота 10 700 kHz. Последователната му
честота е
=, ‘1'7»‘Т;7-4-г=10И8'951 kHz-
+ 2 Со4-С2 + 2 6+32
Активната част на проводимостта на резонатора се определя
при честота на генерираните трептения 10 700 kHz и средна стой-
ност на донастройващия тример CT0 = 12pF по формулата
g -_______ =0,324 mS.
Реактивната част на проводимостта на резонатора е
^ = r^-^-hiFb + <o(Co+CTo)=-l,315mS.
Еквивалентният качествен фактор на проводимостта у3 е
Q3^ =-4,059.
Стойността на реактивната проводимост на генератора е
__7>i8mg
Z — Л1 + Л2ч/з
Поради това,че реактивната проводимост b3, конто трябва да
се включи в генератора, се увеличава от проводимостта на резо-
натора при честотата 10700 kHz, последователно с резонатора се
включва реактивно съпротивление Xs:
x,=+^±e^-+L__492,87Q.
165
Такова съпротивление има кондензатор с капацитет
С,=-----=30,18 pF.
5
Загубите в кондензатора са значително по-малки от еквнвалент-
ното съпротивление на загубите на резонатора и те се пренебрег-
ват. Приема се стандартна стойност за капацитета на кондензатора
Cs — 30 pF. Определи се еквивалентното активно съпротивление
на кварцовия резонатор /?кп и се трансформира в еквивалентна
активна проводимост g3e:
Ккв~ 0,3243-4-1,3152 • ш 1/7 “4*
S9~T Ч
е* - Л™_____0,638 ms.
S3e' „2 , v'2 1772-|-49э2
"кв । As
И така
Уз = (0,638 -/7,6) mS.
Определянето на реактивната проводимост Ьг се извършва
по същия начин както за оптималните схеми на £,С-генераторите
G2 = Gn +g3e+Од == 0,901 + 0,638+0,257 = 1,796 mS;
В2 = Вп+Ь3 = 0,583-7,6 = - 7,017 mS;
О3 = О12-^з-Од= -2,294.10-3-0,638-0,257= -0,898 mS;
53 = 512 - &з = - 0,161-Ь 7,6 = 7,439 mS;
А1 = 53О3 - G3 В2 - vSL (О2О3 + В2В3) = 15,562.10~с;
А , = vSL +ВзуО3 - А-=0,278.10"3;
-^- = 55,915 mS; С1 = -^-=831 pF.
х А2 1 to г
Приема се стандартна стойност С1 = 820 pF± 10%.
Реактивната. проводимост Ь2 е
Ь2 = КФз+К2 (g3 + Од)—Ьз—В'1г = 8,635 mS;
С2=-^ = 128,4 pF.
Приема се стандартна стойност 120pF±10%.
Схема с еквивалентна кварцова индуктивност с последова-
телно включен тример.
Ще бъдат използувани същите стойности на кондензаторите
С! и С2, получени при паралелно включен тример. Еквивалентният
кръгов капацитет е
166
= =104,68 pF.
Като се вземе пред вид, че резонаторът е за товареи капацитет
32 pF, средната стойност на последователно включения тример
трябва да бъде
cts0=cC^c;=46>089pe
За да се използува сыцият тример, паралелно с него трябва да
се включи постоянен кондензатор с капацитет
C>CTS0-CT0 = 34pF.
Приема се стандартна стойност 33 pF и се намира
С? 5 min — С'3+Сг
min — 37 pF; CtS max — C3 + CT max — 53 pF.
Минималната и максималната стойност на капацитета Q са
СЛ1 = -^min'L/p-=27,34 pF;
min 1 ^кр
^^^ = 35,19 pF,
С__________________
12 С 4-Г? „
кр ‘ ит5 max
т. e. изменението на товарния капацитет на резонатора е
С/о —Ст,
± ДС£ = = 3,925 pF.
Това е значително по-малко от изменението, което се получава
при паралелно включване на тримера (±ДСЛ =±8pF). Максимал-
ната неточност в настройката на резонатора може да бъде
/ Д/ \ Г/Д/\ kCL.Cq
"Ц 7 /на стр. ~ |_\ f /ост. Jr2C3 (C'^CL )
= ±(5+9,42) 10“6=± 14,42.10“+
Ако по начало е избрана схема с последователно включен три
мер, изчислението се провежда по следния начин. Определят се
активната и реактивната част на проводимостта. на резонатора за
работната честота 10,7 MHz. В случая активната проводимост
167
не се променя (g9—0,324 mS). Реактивната проводимост се измен;
понеже паралелно на Со няма включен кондензатор:
СОбЛ С„ (сЛ — (О2)
(ш2-ш2/+Л^г7+“ о = -2,122 ms.
Ориентировъчната стойност на качествения фактор е
О.^-=-6,55.
сг
Общата реактивна проводимост Ь3 се определя по формулата
=-11,053 mS.
^з
2-/<i+^Qs
За получаване на такава стойност на реактивната проводимост
последователно с резонатора трябва да се включи кондензатор с
реактивно съпротивление
Xs== -405,869 S.
(4+^)
Еквивалентиото активно съпротивление на кварцовия резонатор е
Д^-70,31а.
Загубите в последователно включения кондензатор са rCs =
= -^г- = 0,4 2 (при QCs —1000) и могат да се пренебрегнат. То-
гава еквивалентната активна проводимост g3e е
Реалните и имдгинерните части на проводимостите у2 и у3 от ек-
вивалентната трептяща система на генератора са
Оа=Оц+^+Од= 1,572 mS; B2=Su+63= -10,47 mS;
G3 = О12—£3—Сд= -0,6733 mS; B3=Blt~b3 = 10,822 mS.
Определят ce помощните величини At и Л2 по формулите
41=В3О>-О3В2-у5£((?А+ад)=28,258 . Ю~6;
л2=vs L + b3)+О3— = 1,0366.10"3.
168
Чрез тях се определят реактивната'проводимост и капацитетът
на кондензатора Q по формулите
=4-=27,259'mS; С, = -2-=405,5 pF.
‘ Аг со
Реактивната проводимост Ь2 и капацитетът на кондензатора С2 са
^2~Kib3 -ьА’д (§2 +Сц) 13,131 mS;
С2 = А = 195 pF.
За и С2 се приемат стандартна стойности 390 pF и 200 pF
Тогава еквивалентният кръгов капацитет е
С.,= ^-132рГ.
За да се осигури номиналната стойност на товарная капацитет
на резонатора CL =32 pF, средната стойност на тримера трябва да
бъде
^5.--г--3'=42’24рг'-
кр '’L
За получаване на същото изменение на капацитета (ACg=±8pF|
както в случая с паралелно включения тример капацитетът на
последователно включения тример трябва да се изменя с
д£ = + Д(?о (Стдэ+СКр )8 _
TS “^р + дс'(сти+скр)
= ±12,87 pF,
т. е. минималната му стойност трябва да бъде
min ~ ^тХО АСТ$ — 29 pF,
а максималната —
^т5 max = ^тХО ^tS = ^5 pF.
Изчислените схеми са показами на фиг. 4.19.
Схема с кварц в кръга
Схемата с кварц в кръга се използува предимно на обертон
на кварцовия резонатор. За това изчислението ще бъде направено
за работната честота 54,675 MHz, където резонаторът работа на
трети обертон. Избира се Резонатор 11-15 ВПС 54,675000 MHz
М2БДС 9169 — 71г. Той е с точностна настройка ±20.10-6. За
16$
Фиг. 4.19
компенсиране на такава неточност трябва да има възможност за
изменяне на реактивното съпротивление на кръга спрямо точките,
в конто е включен резонаторът, със
170
ЬХ= ±-----f~.—±159,944 2.
Приема се, че резонаторът е включен в индуктивния клон на
кръга и настройката ще се извършва чрез изменение на индуктив-
ността на бобината. Необходимою изменение на индуктивността
ДА е
Д£ = ±±^ = ±0,466 pH.
Настройката на бобината ще се извършва с феритна сърцевина
рг//=1,8. Тогава минималната стойност на индуктивността трябва
да бъде
Lmia=-^r = 1,456 pH,
където /Си=0,8 е коефициент, отчитащ обстоятелството, че сър-
цевината на бобината не може да се извади напълно. Индуктив-
ността на бобината за резонатор, чиято честота съвпада с номи-
налната, е
Аер = Amin ± ДА = 1,922 pH,
а индуктивното й съпротивление е
XL =wAcp=660,271 2.
За да не влошава работата на резонатора при последователен
резонанс, съпротивлението на шунтиращият резистор /?ш трябва
да бъде
10)r9 = (l—2,2)кй.
Приема се стандартна стойност 1,2 кй. Тогава при последователен
резонанс в кръга ще бъде включено съпротивление
Ако качественият фактор на кръговата бобина е от порядъка на
100, съпротивлението на загубите й ще бъде
X.
rL~-±-=6,6Q
171
и следователно то може да се пренебрегав спрямо съпротивление-
то на резонатора. Последователно свързаните индуктивност и
съпротивление се трансформират в паралелно свързани активна
gqe и реактивна Ьде проводимост:
ёде — —— 0,368 inS;
rq
гд+*1
Определи се еквивалеятният качествен фактор на кръга на гене-
ратора:
= -3,86.
&де
Той се използува за определяне на необходимата стойност на
еквивалентната реактивна проводимост &3:
, _ ~Ge -G.U-Wb
8 1—А, +
5,17 mS.
За да се реализира такава реактивна проводимост, е необхо-
димо последователно с бобината да се включи кондензатор. Реак-
тивното му съпротивление се определи от израза
X,= _508>7 2
( bqe + Qqe )
Капацитетът на кондензатора С3 е
С3 =-----—=5,72 pF.
* 0>А г
S
Приема се стандартна стойност 5,6 pF.
Реалните и имагинерните части на проводимостите _у2 и Уз от ек-
вивалентната трептяща система са
G<i — +0ц—2,47 mS;
В2 — Вц+Ьг=— 2,942 mS;
О3 = G]2—gqe ~—Сц ~ —0,662 mS;
53 = 5i2—6з = 4,376 tnS.
Помощните величини Аг и А2 се изчисляват по формулите
172
Al — B3G2—G3B2—^SI (OjO34-ВД) = 20,599.10~°;
Л2 = v« (-£-+#з) + Оз- = 2,873.10-3.
Въз основа на така направениге начисления се пресмята реактив-
ната проводимост на кондензатора Сг:
&1 = ^- = 7,169.10-3S
Тогава капацитетът му трябва да бъде
Сх=-^-=20,87 pF.
Приема се стандартна стойност 22 pF.
Реактивната проводимост Ьг се изчислява по формулата
Ь2 = Kfi3 + K^gqe — b3—В'22 = 5,429 mS.
Капацитетът на кондензатора С2 е
С3=--2 =15,8pF.
Приема се стандартна стойност 16 pF.
Получената в резултат на изчисленията схема е показана на
фиг. 4.20.
Фиг. 4.20
1 7.Q
ГЛАВА 5
RC-ГЕНЕРАТОРИ
5.1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ, КЛАСИФИКАЦИЯ, ПАРАМЕТРИ
/?С-генераторите представляват генератори на синусни (хармо-
нични) трептения, характеризиращи се с това, че честотно опре-
делящото им звено е съставено само от /?- и С-елементи. Пос-
леднего им дава някой предимства пред ТС-генераторите, в които
честотно определящото звено представлява един или няколко
трептящи кръга, състоящи се от L- и С-елементи. /?С-генерато-
рите имат ниска себестойност, малки размери (позволяват изпъл-
нение чрез интегрална технология), не се влияят от разсеяни маг-
нитив полета и др. Наред с тези предимства обаче /?С-генерато-
рите притежават и някой недостатъци, например по-голяма неста-
билност на честотата на генерираните от тях трептения спрямо
тази на ЛС-генераторите. Поради тази причина 7?С-генераторите
намират приложение в тези случаи, когато от тях се изисква не
толкова малка нестабилност на честотата, колкото миниатюрно
изпълнение, ниска себестойност или защитеност от силйи разсеяни
Магнитки полетй^. Те намират широко приложение в съвременните
радиоелектронни апаратури. Използуват се в различии електронни
измервателни уреди, като генератори на звукови честоти (тон-гене-
ратори) и др., в различии радиосвързочни устройства, в апаратури за
телеизмерване, телеуправление и телесигнализация, в електромеди-
цински апарати. Ос новното им приложение обикновено в досега
призвежданите апаратури е в областта на виските и свръхниските
честоти. Напоследък обаче /?С-генераторите започнаха да намират
приложение и в областта на по-високите честоти. В интегрално из-
пълнение те се произвеждат до честоти от порядъка на 50 MHz.
/?С-генераторите се класифицират по различии признаци. Така
например, ако се изхожда от характера на /?С-честотно опреде-
лящото звено, /?С-генераторите се разделят на два големи класа:
а) /?С-генератори със селективно честотно определящо звено
(фиг. 5.1);
б) /?С-генератори с апериодично честотно определящо звено
(фиг. 5.2 и 5.3).
174
От тях по-богат по разновидности е първият клас, при който
съществува резонанс за определена честота в някой от коефици-
,0в 70.
Kz~ —oj-» напрежение в ток Кн~—или ток в напрежение
/2 и2
Кр~ ,0b )’
J2 1
Според вида на екстремума на коефициента на предаване гене-
раторите със селективни честотно определящи звена се разделят
на два подкласа:
а) /?С-генератори със селективно честотно определящо звено
с максимум в коефициента на предаване (фиг. 5.1);
б) /?С-генератори със селективно определящо звено с минимум
в коефициента на предаване (фиг. 5.4).
Първият подклас има по-голям брой схемни варианта.
Ако се изхожда от изискванията, конто предявява конфигура-
цията на честотно определящото /?С-звено към характеристиките
на активния елемент (усилвателя) на генераторите, последните
се разделят на четири големи класа:
175
Фиг. 5.2
176
217Hz
Фиг. 5.4
и-генератор
Z ~ генератор
ФИг-ТО
F-генератор
178
а) Клас Y — активният елемент трябва да има голямо входно и
голямо изходно съпротивление (малка входна и малка изходна прово-
димост). Обобщената триточкова (триполюсна) схема на този клас ге-
770в I
нератори с коефициент на обратна връзка Ку =—U- ё показана на
^2
фиг. 5.5 а.
б) Клас Z—активният елемент трябва да има малко входно
и малко изходно съпротивление. Обобщената триточкова схема
на този клас генератори с коефициент на обратна връзка Kz =
/«•
е показана на фиг. 5.5 б.
в) Клас Н—активният елемент трябва да има малко входно
и голямо изходно съпротивление (фиг. 5.5 в);
г) Клас F—активният елемент трябва да има голямо входно
и малко изходно съпротивление (фиг. 5.5 г).
Според множество™ честоти на генерираните трептения, кои-
то генераторът може да произвежда, има три класа генератори:
а) А’С-генератори, конто са предвидена да работят само с
една фиксирана честота;
б) /?С-генератори, конто са предвидени да работят чрез прев-
ключване на множество дискретни честоти.
в) RC- генератори, конто са предвидени да работят в плавен
честотен обхват.
/?С-генераторите на синусни трептения се характеризират със същите
параметри (качествени показатели), както и £С-генераторите: работ-
на честота или работен честотен обхват, максимална нестабилност
на честотата, амплитуда на изходния сигнал върху зададено то-
варно съпротивление, коефициент на нелинейни изкривявания,
работен температурен интервал и т. н. Подчертава се отново, че
7?С-генераторите превъзхождат ЛС-генераторите по размери, себе-
стойност и др. при ниските и особено при свръхниските честоти,
но им отстъпват по нестабилност на честотата, конто е по-голяма
с един-два порядъка.
Както се вижда от фиг. 1.3 —1.6 обобщените триточкови
схеми на ЛС-генераторите и тези на /?С-генераторите от класовите
У. Z, Н и F са еднакви. Оттук следва, че обобщените комплексни
изрази за уравнението на стационарния режим, за коефициента
на положителна обратна връзка и за товарния имитанс са в сила
както при ЛС-генераторите, така и при /<С-генераторите. Те са
дадани в табл. 1.1.
На фиг. 5.5 и 5.6 са показани обобщените триточкови схеми иа
179
най-често използуваните в практиката /?С-генератори. Всеки от
елементите на тези обобщен» триточкови схеми, който е означен
като У или Z, може да бъде резистор или кондензатор, или ком-
Н-или F-генератори
F- генератор
Н - генератор
Фиг. 5.6
180
бинация от резистор и кондензатор, свързани паралелно или пц,
следователно.
Както вече беше споменато, всеки един от класовете генера,
тори YZ, Н и F изисква активен елемент (усилвател) с опреде-
лени характеристики на входния и изходния имитанс. Идеалният
активен елемент за създаване на генератори е трансакторып.
На фиг. 5.7 са показани четирите основни видове трансактори:
Y, Z, Н и F, които са подходящи за създаване съответно на
181
Y, Z, H и F-генератори. Вдясно от трансакторите (фиг. 5.8) са
показани реалните активни елементи с техните входни и изходни
имитанси. При избор на активен елемент за построяване на гене-
ратор от даден клас е желателно той да се приближава колкото
се може повече до трансактора от същия клас. Необходимо е да
се подчертае, че понятието активен елемент тук има широк сми-
съл. В най-общия случай това може да бъде многостъпален усил-
вател с изискваните входен и изходен имитанс и коефициент на
усилване и само в най-простия случай ще представлява едностъ-
пален усилвател.
5.2. ЯС-ГЕНЕРАТОРИ ОТ КЛАС F
Започва разглеждането на /?С-генераторите от клас F, тъй като
те са най-разпространени в практиката. От тях най-много се из-
ползува /?С-генераторът на Вин.
52.1. /?С-генератор на Вин
Опростената принципна схема на генератора на Вин е показана
на фиг. 5.1, а неговата обобщена триточкова схема — нафиг. 5.5 г.
Както вече беше отбелязано, този клас генератори (клас F) изиск-
ва активен елемент с голямо входно и малко изходно съпротив-
ление. Освен това общо за класа изискване към активния елемент
се добавят и допълнителните изисквания на конкретного /?С-звено.
Те се определят от амплитудно-честотната и фазово-честотната
характеристика на управляващия параметър на честотноопре-
делящото /?С-звено. Този параметър представлява произведение
Ц°в
от коефициента на предаване Kf = —и товарния адмитанс
^2
>0в
у =
I т г/Ов
t7?B
(5.1) N'p=Kp-Y = -^-.
и2
Както се вижда, управляващият параметър NE при F-генератори-
те представлява всъщност коефициент на предаване по напре-
182
женве. За разглежданото /?С'-звено той има максимум в своята
амплитудно-честотна характеристика NF(f) за резонансната честота
на звеното f—ff (фиг. 5.1 б). Стойността на управляващия пара-
метър при резонансната честота е означен с NPp. Фазовочестотна-
Фиг. 5.9
та характеристика на управляващия параметър vNP(f) пресича
абсцисната ос точно при резонансната честота (фиг. 5.1 в), т. е.
при резонанс фазата на управляващия параметър е равна на нула.
Оттук следва важният извод —
ако трябва честотата на генери-
раните трептения /г да съвпада
с резонансната честота на RC-
звеното, необходимо е фазата
уР21 на параметъра FS1=F21 е 1грр,л
на активния елемент (за работ-
ната честота на генератора) да
бъде равна на нула. Това след-
ва от уравнението на баланса
на фазите на генератора:
(5.2) Тга 'Нда=0.
Тъй като честотата на автко-
лебанията трябва да съвпада
с резонансната честота /р, а
при нея срЛ7?=О, от (5.2) следва,
че фазата cpF21 трябва да бъде
fr-fr-10кНг
—о +
10т20У
—о_
равна на нула. Това условие се Ф иг.5.10
183
удовлетворява например от един операционен усилвател. За създава-
не на генератор на Вин е необходимо честотно определящото звено
да се включи между изхода и неинвертиращия вход на операци-
онная усилвател. Същото условие удовлетворява и един двустъ-
пален /?5-усилвател, в който и двете стъпала са по схема общ
емитер (ОЕ). На фиг. 5.9 и 5.10 са показани схеми на 7?С-генера-
тори на Вин с такива активни елементи. 7?С-честотно определящото
звено в тях е оградено с прекъсвана линия.
За да се удолетворява условието за самовъзбуждане на гене-
ратора
(5.3) F21o^>1,
е необходимо при зададено 7?С-честотно определящо звено, т. е
при зададена стойност на управляващия параметър NP, усилвате-
лят (активният елемент) да бъде поставен в такъв режим, че не-
говият коефициент на усилване Р21 за малки сигнала да има стой-
ност F2i0, която да удовлетворява равенство™
(5.4) F210A/f=1,1-M,2.
През време на преходния процес на самовъзбуждане на гене
ратора от момента на включване на захранващото напрежение дс
момента на установяваие на стационарная му режим амплитуда-
та на трептенията нараства. Тя започва от нищожно малка стой-
ност и достига в края на преходния процес стойността в стацио-
нарния режим. Успоредно с нарастване на амплитудата на треп-
тенията намалява стойността на параметъра F21 на активния еле
мент, започвайки от F21o и достнгайки в стационарен режик
стойността F2i ср» при която се удовлетворява уравнението
(5.5) F21cpA/f=l,
наречено уравнение на стационарная режим на генератора. В неге
величината F2i ср представлява усреднената по първа хармоничн!
стойност на параметъра F21 за устаиовените трептения в стацио-
нарен режим..
Необходимо е да се отбележи, че ако се избере по-голям за
пас по самовъзбуждане от този, посочен в (5.4), стационарният
режим се установява при по-голяма амплитуда на трептенията
при което нелинейните изкривявания са по-големи. 7?С-селектив
ните Звена имат качествен фактор от части от единицата до ня
колко единици и не могат ефикасно да филтрират възникналите
в активния елемент висши хармонични, както това става при LC
генераторите. Трептящият кръг при LC-генераторите има голял
качествен фактор (от порядъка на 50—100). Това им позволявг
184
да работят в режим на отсечка на тока (режим клас АВ, В, Су
и въпреки това да произвеждат трептения с ниско съдържание-
на висши хармонични (малък коефициент на нелинейни изкривя-
вания). /?С-генераторите обикновено работят само в режим клас
А и при това с не много голяма амплитуда, при която не се на-
влиза в нелинейните участъци на статичните характеристики на
активния елемент.
Изчисляването на /?С-генераторите може да се извършва пре-
цизно с помощта на методи и программ за оптимално машинно
проектиране или ориентировъчно с помощта на опростени нема-
шинни (ръчни) методи. Машинните методи са значително по-слож-
ни но те позволяват по зададена целева функция, която се изби-
ра в зависимост от предназначението на генератора (например
минимална нестабилност на честотата при минимални нелинейни
изкривявания), да се изчислява оптимално както режимът на ра-
бота на активния елемент (усилвателя), така и стойностите на
елементите на рС-честотно определящото звено. Немашинните
методи са значително по-прости, ио за сметка на това са по-не-
точни. Те обаче се използуват незначително по-често и особен»
в случайте, когато ориентировъчните резултати са със гадоволи-
телна точност. По-долу са дадени примери за изчисляване на ге-
нератори, конто илюстрират немашинните методи за проектиране..
5.2.2. Изчисляване на /?С-генератор
на Вин с транзистори
Пример 5.1. Да се изчисли транзисторен PC-генератор на Вин
при следните изходни данни: фиксирана работна честота /г =
= 10 kHz; полезен товар 7?т=1 кй с капацитет Ст=100 pF; ампли-
туда на изходното напрежение t7H3X=3V.
Като се вземат предвид амплитудно-честотната и фазово-
честотната характеристика на честотно определящото 7?С-звено>
(фиг. 5.1 б и 5.1 в), както и уравнеиието на баланса на фазите-
на генератора (5.2), за активен елемент се избира двустъпален
усилвател по схема ОЕ — ОЕ с български силнциеви маломощни
средночестотни транзистори 2Т3511В с параметри: максимално-
допустимо напрежение колектор — база £/свтаХ=20 V; максимал-
но допустимо напрежение емитер — база UEBmsx = 51\l; максимално
допустим колекторен ток /с max = 150 mA; максимално допустима^
колекторна мощност РСтах = 200 m W; максимално допуснима тем-
пература на колекторния преход /Утах=125°С.
Приема се, че устройството, в което работи генераторът, се
захранва от общ източник на напрежение със стандартно напре-
185.
жение 24 V, а генераторът се захранва с напрежение 18 V, по-
лучено от общия източник след иреминаване през развързващ
филтър и стабилизатор на напрежение. За постояннотоковите ре-
жима на двата транзистора (фиг. 5.9) се приема:
i/C£t=10V; 4 = 2 mA;
UcEt~ Ю V; /с2=5 mA.
При тези режима първият транзистор има
4 = 170 MHz; /zlle=3,5kQ; 42г = 2.10~4;
Zj2je=250; А2^=22э; А22г = ЗОрЗ,
а вториэт—
/т2=350 MHz; А11е= 1,5 kQ; й12(? = 1,8.10~4;
k21e=300; h22e = 170 pS; A2U?=260.
Собствената резонансна честота на честотно определящото
звено се намира от израза
<5.5) /р=-—1_______-•
Както се знае, входният и изходният имитанс на активния еле-
мент също влияят върху стойността на резонансната честота,
тъй като са включени към входа и изхода на /?С-звеното. Заед-
но с тях се образува едно еквивалентно честотно определящо
звено със своя резонансна честота /р, която се различава от /р.
Тя може да бъде (в зависимост от конкретния случай) както по-
голяма, така и по-малка от /р. Необходимо е да се припомни още,
че честотата на трептенията на генератора /г в най-общия слу-
чай не съвпада с честотата на еквивалентиото честотно опреде-
лящо звено (/гФ/'J. Последното следва от уравнението на балан-
са на фазите (5.2). Само в частния случай, когато фазата ср^21 на
параметъра 41 на активния елемент е равна на нула, т. е. кога-
то за честотата на генератора /г активният елемент е практичес-
ки безинерционен, е изпълнено равенството /г=/р.
При оптимално машинно проектиране на генератора обикнове-
но параметрите Rlt R2, Ci и С2 не са равна помежду си. При
ръчно проектиране за опростяване на пресмятанията се въвежда
следната връзка между параметрите (фиг. 5.9 и 5.10):
(5.6) R2=R С2 = С; Rl=nR; Сг = -~-
При диапазонни генератори тази връзка се опростява още по-
вече:
186
(5.7) С1=С2 = С.
При тази връзка собствената резонансна честота на /?С-звеното
се определя с израза
fp~ ~2r.RC ’
а максималната стойност на управляващия параметър Л^гаах,
то се
нието
(5.8)
коя-
получава при резонанс при пренебрегване на влия-
на
(5-9)
активния елемент, се определя с израза
^F max ~ = *
1+5Г
се намали влиянието на входния и изходния имитанс на
елемент както върху резонансната честота на /?С-зве-
За
активния
ното, така и върху модула на управляващия параметър при ре-
зонанс NPp, необходимо е стойността на съпротивлението в
(5.7) да се подбере съгласно с израза
(5.Ю) ^(54-10)-^^.........,
1 * изх
където Gmx е изходната проводимост на активния елемент. Тъй
като засега точната стойност на GlI3x не е известна, тя се замест-
ва с параметъра Агзен на втория транзистор на усилвателя:
(5.11) GIf3x^A22di=0,17 mS.
Оттук минималната стойност на е
^(5-10) -,+1.1о.-'о°’17.1^. -4,27^8,55 кй.
Приема се /?=5кй.
От същите съображения се определя и стойността на пара-
метъра л:
R
(5.12) л<(0,2-0,1)
където /?вх е входното съпротивление на активния елемент (усил-
вателя). Тъй като, преди да е изчислен усилвателят, точната стой-
ност на Rex не се знае, вместо нея се използува параметърът Аци
на първия транзистор, т. е.
(5.13) /?8Х
Оттук за п се получава
л^(0,2-0,1) ^-=(0,2-0,!) ^-=0,284-0,14.
Приема се л = 0,2.
да
А1ш = 7 kQ.
187
След окончателното начисление на усилвателя се прави срав-
нение на приетите стойности за /?Вх и ОИ31 с действителиите. Ако
изчислените стойности на RBX и ОВ31С са по-големи съответно от
Anei и hiiew, резултатите оставят непроменени. В противен слу-
чай R и п се пресмятат отново, като във формулите се използу-
ват /?вх 72вх И Оизх-
След като се знаят R и п, може да се определи и капаците-’
тът с на А?С-честотно определящото звено:
С=~ . 10*. б. Ю3 — 3,183 nF,
както и максималната стойност на управляващия параметър A^as
при резонанс:
A^max=ArFp = -l-=——g- = 0,091.
Сега може да се определи диферечциалната (малосигналната)
стойност на параметъра F21 на усилвателя, необходим за удов-
летворяване на условието за самовъзбуждане на генератора:
F21=(1,1^1,2)F21CP=(1,14-1,2)J?-*—=(1,14-1,2)(1 + 4) =
max \ п /
-1Л(1+®-)=1ВД.
Второто стъпало на усилвателя се изчислява в следния ред.
1. Определи се стойността на съпротивлението на емитерния
резистор
R&== -Д— = 1080 Q ~ 1 kQ.
2. Капацитетът на шунтиращия кондензатор в емитера е
с _ 100 _. 100________ Ю0 - — 1 59 itF^2 u,F
u>RE2 ~ 2afTRE2 “2». 104. юз
3. Токът през базовия делител RsRi се приема
/дел 2-(3=20) а^7 = 20 = 3,8.10'4^0,4mA.
4. За резистора R3 на базовия делител се получава
^^=^ = 29816^30 k£L
/дед2+^ о-1-10^-^—
188
За силициеви транзистори се приема t7B₽=0,5V, а за германие-
зи Ube—0,2 V.
5. Съпротивлението на резистора от делителя в базата е
D _1с^Еъ+иВЕ__ 5.10~з. 10®4-0,5
Kl~ 0Л710-3 = 13,75 кй.
Лрави се проверка дали /?4 удовлетворява неравенството
/?4>(3^-5)/?вх2^(Зн-5>11е=(3-^5) 1500=4,5=7,5 kQ.
В случая Т?4= 13,75 кй> 7,5 кй, следователно това условие е
удовлетворено.
6. Съпротивлението на колекторния резистор /?С2 се изчисля-
ва чрез израза
7. Еквивалентиото товарно съпротивление на второто усилва
телно стъпало без 7?С-селективното звено е
ЛЕГ+7?; = 680+Тооб^2’47-10 3;
8. Определя се коефициентът на усилване на второто стъпа-
ло при разкъсана връзка към селективното 7?С-звено:
А'“=-ё-'?-2=-ет-400“-80-
9. Определя се изходната проводимост на второто стъпало:
ОИзх=А22е^^ = 170.10-6+~ =l,65mS>/z22Hi =0,17 mS.
10. Входното съпротивление на второто усилвателно стъпало
-се изчислява от израза
-L1 , 2 1 _
/?вх2ст R3 Rt fin е 30.10»^ 13,75.104 1500
= 7,73.10-4; /?ВХ2СТ^1,3 кй.
Редът на начисление на първото усилвателно стъпало е след-
«ият:
1. Изчислява се емитерният резистор:
_ (0,14-0,3) и0 _ 0,1.18
Hei~ Ici ---------2710-3 U’9 кУ>
2. Определя се входного променливотоково съпротивление на
първото усилвателно стъпало:
R^=-hlle+h2ieRE^3,5. 103 + 250.0,9.103= 228,5 кЙ.
3. Съпротивлението на резистора /?2 от базовия делител се
избира
R2 = (3 4- 5) /?вх1 = 3.228,5.103^680 кй.
4. Определя се токът през базовия делител R^R^:
Т УсгЪи+ивЕ- 2.10-з.0,9.103+0,5 _ , „ _ д
дел1 /?2 ~ 680.1-03 —о,-*, iv п.
5. Съпротивлението на резистора Rt от базовия делител е
„ _ Uo-IciRe^-Ube _18—2. Ю-з.0,9.103-0,5 MQ
1----- ------------------------2. 10-е 1 МУ-
3,4.Ю-в+—
6. Входното съпротивление на първото стъпало се намира от
израза
1 1_J_ L4. 1__1 . 1 , 1
RBX 1 СТ R1 Rz Г RBX 1 ~ 1.3 . 10s "г 0,68.106 "Г 0,2285.106
=6,6.10е:
Rbx 1 ст«4150 кй.
Стойността на /?вх i ст не нарушава неравенството за изчисляване
на п:
Rbx 1 ст = 150 кй>(5ч-10) «/?=(54-10) 0,2.5.103 = 54-10 кй.
7. Съпротивлението на колекторния резистор RC1 е
р _ U0-UCe-IciRes 18-10-2.10-3.0,9.103
Ксх—-------j~-------=--------2-10=з-----= 3,1 кй.
8. Еквивалентното товарно съпротивление на първото стъпало
се намира от израза
—1 = -J— J------1_______I____I---!----= 1 1 10-»
*С1+Явх2ст 3,1.103 + 1,3.103 - ’
7?екв1 = 916 2.
9. Коефициентът на усилване по напрежение е
^=-fe-'?-“'=-TxV-916=-65-
10. Общият коефициент на усилване на усилвателя е
Лл21=Ки=Ких. Ки2=(-65). (-80) = 5200.
Капацитетите на разделните кондензатори се изчисляват по
формулите
190
100 _ 100 ^'-'1(1 nF*
2n дявх ! ст ~ 2<z. 101. is] t 10i ~1U nr’
10j __ 100 _« 9 — 9 Hp«
Сб2"2л/ДПст “Зя. 101.1300“ ’ И ’
r 100(/?T+/?)_ 100(10’4-5.10b _9llF
63 2re/r/?T/? ~2-.10i. 103.5. lO'1^
Както се вижда от направеното изчисление на усилвателя, не-
говият общ коефициент на усилване по напрежение /Qz=5200 е
много по-голям от необходимия коефициент на усилване F21 за
самовъзбуждане на 7?С-генератора R'u—F2i —13,2. В този си вид
генераторът би заработал като импулсен. За да се получат хар-
монични (синусоидни по форма) трептения, коефициентът на усил-
ване на усилвателя Кц трябва да се намали до стойността К'^.
Това се постига чрез въвеждане на отрицателча обратна връзка,.
обхващаща двете усилвателни стъпала. Като се имат предвид
свойствата на отрицателните обратни връзки, в случая се прила-
га обратна връзка, която одновременно с намаляването на кое-
фициента на усилване да намали изходното съпротивление на
усилвателя и да увеличи входното му съпротивление, т. е. да го
приближи до идеалния активен елемент (/’-трансактор). Отрицател-
ната обратна връзка е осъществена чрез резисторите /?6 и RE1. Тя е
паралелна по отношение на нзхода на усилвателя (или както още
се казва, ООВ по напрежение) и последователна по отношение
на входа на усилвателя.
Коефициентът на отрицателна обратна връзка е
- бов К„-Кп 13,2-5200
В= -------=-0,076; 8 = 0,076.
г Уизх Ки.Ки 13,2.5200 ‘
Оттук за съпротивлението на резистора /?5 се получава
о Re\ (1-₽)_ 0,9. юз (1-0,076) _. . Q
Кб-—р — 07076 —11 к«-
На фиг. 5.9 резисторите Rit R3 и R6 са означени със звездич
ка. Това означава, че стойностите им подлежат на доуточняване
при конкретна практическа реализация.
191
5.2.3. /?С-генератор на Вин
•с операционни усилватели
Както е известно, операционните усилватели са активни еле-
менти с голямо входно и малко изходно съпротивление и с до-
статъчна за практиката точност се приближават до идеалните
активни елементи от типа F-транс актор. Поради тази причина те
•са особено подходящи за всички схемни разновидности на F-re-
нераторите.
На фиг. 5.10 е показана принципна електрическа схема на
А’С-генератор на Вин с операционен усилвател. Честотно опреде-
лящото /?О-звено е включено във веригата на положителната
обратна връзка, а отрицателната обратна връзка (ООВ) е реали-
зирана с резисторите fa и fa. С тяхна помощ дълбочината на
•отрицателната обратна връзка се регулира така, че да се изпъл-
мява условието за самовъзбуждане (5.3), т. е. при слаб сигнал,
когато започва процесът на самовъзбуждане, усилването на усил-
вателя да превишава затихването във веригата на положителна-
та обратна връзка с 10—20%. За да се получат синусоидни треп-
тения, необходимо е амплитудата им да се ограничава до една
не много голяма стойност, при която усилвателят е все още ли-
яеен. Това ограничение се осъществява с двата диода Дг и Д2,
включени паралелно на резистора fa (във веригата на ООВ). До-
като амплитудата на трептенията е по-малка от напрежението на
ютнушване на диодите (около 0,5 V при силициеви диоди и 0,2 V
при германиеви), те не оказват влияние. Коефициентът на ООВ
се определя само от fa и fa. При по-голяма амплитуда диодите
се отпушват (единият при положителна, а другият при отрицател-
ната полувълна на променливото напрежение) изапочват да шун-
тират резистора fa. Това води до увеличаване на коефициента на
ООВ и до намаляване на коефициента на усилване на операци-
•онния усилвател, а следователно и до ограничаване на амплиту-
дата на трептенията.
Изчислението на /?С-генератора с операционен усилвател е
много по-просто в сравнение със случая, когато се използува тран-
зисторен усилвател.
На фиг. 5.10 е показана принципиата електрическа схема на
А’С-генератор на Вин с операционен усилвател тип рА741 със
същото /?С-честотно определящо звено, каквото има транзистор-
ният 7?С-генератор на Вин, изчислен в предния пример.
На фиг. 5.11 е показана схема на /?С-генератор на Вин със
същия операционен усилвател, но с ранни fa и С-елементи. Той
работи на честота /г=/р= 1,59 kHz. Тук е показано как се осъ-
ществява захранване по постоянен ток от обикновен източник
192
(симетричен по отношение на земя), конто няма нито една от две-
та изводни клеми към маса (земя). В показания на тази фигура
генератор управляващият параметър има стойност
Л— -^“Ода,
1+ п 1+ 1
Фиг. 5.11
която определя необходимия коефициент на условието по напре-
жение на операционния усилвател:
4-1.3=33.
'Vmax
Точиата стойност на коефициента на усилване на операционния
усилвател се регулира с потенциометъра във веригата на от-
рицателната обратна връзка.
5.2.4. Други схемни разновидности
на F-генератори
На фиг. 5.12 и 5.13 са дадени схемите на два F-генератора с
/?С-честотно определящо звено, имащо двойно F-образна конфи-
13 Генератори
193
гурация. Схемите са оптимизирани машинно. Както се вижда,
стойностите на R- и С-елемеитите при оптимално проектираните
генератори са различии (те не съвпадат по двойки). На фиг. 5.14
Фиг. 5.12
и 5.15 са дадени схемите на същите по конфигурация генерато-
ри, ио изпълнени с операционен усилвател рА741.
На фнг. 5.2 е изобразена принципната електрическа схема на
/•’-генератор с апериодично честотно определящо звено. Както се
Фиг. 5.13
вижда от фиг. 5.2 б, амплитудно-честотната характеристика на
управляващия параметър lVF(f) няма резонанс. Ако такова RC-че-
стотно определящо звено се свърже между изхода на операцион-
ния усилвател и неговия инвертиращ вход, чрез него се получава
положителна обратна връзка за честота, при която фазата иа
управляващия параметър (коефициента на предаване по иапреже-
ние) става 180°. Съгласно условието за баланс на фазите генера-
торът заработва точно на тази честота.
194
Честотата, при която фазата на управляващия параметър ста-
ва точно 180°, се определя с формулата
А-/180 '
Фиг. 5.14
Както се вижда от тази формула, честотата на генератора /г за-
вися не само от /?- и С-елементите на честотно определящото
звено, но и от изходното съпротивление на активния елемент.
Ако /?изх е много по-малко от Д?, формулата за честотата на ге-
нератора се опростява до вида
a==/i8o°=^W’
Фиг. 5.15
195
При операционните усилватели, използувани като активен елемент
на /?С-генератора, може да се работи с опростената формула,,
тъй като те имат много малко изходно съпротивление.
Втората разновидност на подобен /?С-генератор с апериодич-
но /?С-звено е изобразена на фиг. 5.3. Принципът на действие е
аналогичен на този на първия вид генератор с тази разлика, че
тук дефазирането е на—180°. За уравнението на баланса на фа-
зите това е равностойно. Ето защо и тук честотата на генерация
/г съвпада с честотата, при която се получава дефазиране 180°:
(5.17)
За разлика от първата схема тук в израза за честотата на генера-
ция участвува не изходното, а входного съпротивление на актив-
ния елемент. В случайте, когато е много по-голямо от съпро-
тивлението на /?С-звеното, формулата за честотата се опростя-
ва и придобива същия вид, като на опростената формула за чес-
тотата на първия вид генератор (5.16). И тук може да се отбе-
лежи, че операционният усилвател е особено подходящ като акти-
вен елемент, тъй като има голямо входно съпротивление.
И при двата вида генератори с апериодично честотно опреде-
лящо звено (фиг. 5.2 и 5.3) точната стойност на коефициента на
усилване по напрежение на операционния усилвател се нагласява
с потенциометъра който регулира дълбочината на отрицател-
ната обратна връзка.
5.3 ЯС-ГЕНЕРАТОР И ОТ КЛАС У
При използуване само на четири /?- и С-елемента са възмож-
ни само две разновидности К-генератори.
Фиг. 5.16
196
J3V
Фиг. 5.17
Фиг. 5.18
Фиг. 5.19
197
На фиг. 5.16 и 5.17 са дадени принципни електрически схеми
на два транзисторни варианта на четириелементни А?С-генератори
от клас У. Те са оптимално проектирани със съответна програма
за ЦЕИМ с цел да се минимизира нестабилността на честотата.
Същите две конфигурации, изпълнени с операционен усилва-
тел като активен елемент, са дадени на фиг. 5.18 и 5.19. Тук за-
служава да се отбележи, че операционните усилватели (като актив-
ни елементи) в К-генераторите отговарят напълно на изисквания-
та само по отношение на входното си съпротивление, което е
много голямо.
5.4. ЯС-ГЕНЕРАТОРИ ОТ КЛАС Z
При /?С-генераторите с четири /?- и С-елемента съществуват
само две разновидности -генератори от клас Z. Напомня се, че за
тях оптимален активен елемент е този, който има малко входно
Фиг. 5.20
Фиг. 5.21
198
и малко изходно съпротивление. От това изискване става ясно,
че и за Z-генераторите операционните усилватели не са оптимал-
ни активни елементи. Те удовлетворяват изискването само за
малко изходно съпротивление. Налага се входът на операцион-
Фиг. 5.22
Фиг. 5.23
Фиг. 5.24
199
ния усилвател, когато същият се използува в Z-генератор, да се
шунтира със сравнително малко съпротивление.
На фиг. 5.20 и 5.21 са дадени двете разновидности на Z-гене-
ратори с четириелементно /?С-звено, изпълнени с операционен
усилвател рА741.
Същите две конфигурации, но с транзисторен усилвател по
схема ОЕ — ОЕ са дадени1^ на фиг. 5.22 и 5.23. Тяхното проек-
тиране е извършено с оптимизационна програма за ЦЕЙМ.
Н'ай-добър схемеи вариант на транзисторен Z-генератор с че-
тири елемента е показан на фиг. 5.24. Тук първото стъпало е по
схема ОБ (с възможно най-малко входно съпротивление), а вто-
рого усилвателно стъпало е изпълнено по схема ОК (с възмож-
но най-малко изходно съпротивление). Изчисляването на R- и
С-елементите и на този генератор е извършено с оптимизационна
компютърна програма за получаване на минимална нестабилност
на честотата.
5.5. /?С-ГЕНЕРАТОРИ ОТ КЛАС Н
Напомня се, че генераторите от клас Н изискват активен еле-
мент с малко входно и голямо изходно съпротивление. Ясно е
Фиг. 5.25
Фиг. 5-26
200
че операционните усилватели съвсем не са подходящи за създа-
ване на генератори от този клас.
На фиг. 5.25 и 5.26 са дадени принципни електрически схеми
на два варианта транзисторни /?С-генератори от клас 77. Елемен-
тите в техните селективни /?С-звена са изчислени с оптимизацион-
на машинна програма.
5.6. ЯС-ГЕНЕРАТОР И С МИНИМУМ В КОЕФИЦИЕНТА НА ПРЕДАВАНЕ
НА СЕЛЕКТИВНОГО ЯС-ЗВЕНО
Когато селективного А?С-звено има минимум в амплитудно-
честотиата характеристика на управляващия параметър и за резо-
нансната честота фазата на същия параметър е равна на нула
=0), то се включва във веригата па отрицателната обратна
Фиг. 5.37
връзка на генератора. За всички други честоти, с изклю-
чение на резонансната, обратната връзка е много дълбока и гене-
раторът не може да се самовъзбужда независимо от това, че
той е обхванат и от положителна обратна връзка, която обикно-
вено в този случай е апериодична. Ако двете обратни връзки са
правилно изчислени, при резонанс на селективного звено отрица-
телната обратна връзка става минимална и освен това тя е по-
слаба от положителната обратна връзка, за да може да бъде
изпълнено условието за самовъзбуждане на генератора. От този
201
вид са трите разновидности на /?С-генератори, схемите на конто
са показани на фиг. 5.27, 5.28 и 5.29.
Ако при резонанс, когато амплитудно-честотната характерис*
тика има минимум, фазово-честотната характеристика минава преа
Фиг. 5.28
стойност 180°, в такъв случай селективното звено се включва
между изхода на активния елемент и неинвертиращия му вход,
при което се осъществява отрицателна обратна връзка, и прин-
---а+7,51107
51
ив- 151-го /
51
-----------O-7J1-10V
fr’Thr3™2
Фиг. 5.29
ципът на действие на генератора остава същйя както в предния
случай. Схема на такъв вид /?С-генератор със селективно /?С-зве-
но на Скот е показана на фиг. 5.30.
202
Както се вижда от разгледаните дотук /?С-генератори, тяхно-
то схемно разнообразие е доста голямо. Теоретичните и експе-
рименталните изследвания са показали, че по отношение на ста-
билността на честотата всички тези схеми, ако са изпълнени с
Фиг. 5.30
оптимален за тях активен елемент (практически приближаващ се
до съответния тип трансактор), са почти равностойни. При прило-
жение в практиката обаче предимство имат тези генератори, кон-
то имат най-прост и с най-ииска себестойност оптимален активен
елемент. Така например всички /?С-генератори от клас F могат
да се правят с оптималния за тях активен елемент — операционен
усилвател, конто е компактен и евтин. Ето защо на практика то-
зи клас /?С-генератори намира най-голямо приложение. Много е
възможно в бъдеще да бъдат раэработени и други видове опе-
рационни усилватели, съответно с голямо входно и голямо изход-
но съиротивлеиие, с малко входно и малко изходно съпротивле-
ние и с малко входно и голямо изходно съпротивление, конто са
така необходими и за останалите три класа генератори К, Z и Н.
203
ПРИЛОЖЕНИЕ I
Таблица на коефициентите за разлагай е на островърх
косинусоиде» импулс
1 в° cos 0 «о (в) «1ОТ 7l> (в) Л W
i 1 2 3 4 5 6 7
0 1,000 0,000 0,000 0,0000 0,0000 0,0000
1 1,000 0,004 0,007 0,0000 0,0000 0,0000
2 0,999 0,007 0,015 0,0000 0,0000 0,0000
3 0,999 0,011 0,022 0,0000 0,0000 0,0000
4 0,998 0,014 0,030 0,0000 0,0000 0,0000
5 0,996 0 018 0,037 0,0000 0,0000 0,0009
6 0,991 0,022 0,041 0,0001 0,6002 0,0002
7 0,993 0,025 0,052 0,0002 0,0004 0,0004
8 0,9.)0 0,029 0,059 0,0003 0,0006 0,0006
9 0,988 0,032 0,066 0,0004 0,0008 0,0008
10 0,985 0,036 0,073 0,0005 0,0010 0,0010
И 0,982 0,040 0,080 0,9007 0,0014 0,0014
12 0,978 0,044 0,088 0,0010 0,0020 0,0020
13 0,974 0,047 0,095 0,0012 0,0024 0,0024
14 0,970 0,051 0,102 0,0015 0,0030 0,0030
15 0,966 0,055 0,110 0,0019 0,0038 0,0038
16 0,961 0,059 0,117 0,0023 0,0046 0,0047
17 0,956 0,063 0,124 0,0023 0,0055 0,0057
18 0,951 0,066 0,131 0,0032 0,0064 0,0067
19 0,945 0,070 0,138 0,0038 0,0075 0,0079
20 0,940 0,074 0,146 0,0045 0,0088 0,0093 !
21 0,934 0,078 0,153 0,0052 0,0100 0,0107 i
22 0,927 0,082 0,160 0,0060 0,0117 0,0127
23 0,920 0,085 0,167 0,0068 0,0133 0,0145
24 0,914 0,089 0,174 0,0077 0,0150 0,0164
25 0,906 0,093 0,181 0,0087 0,0170 0,0187
26 0,899 0,097 0,188 0,010 0,019 0,021
27 0,891 0,100 0,195 0,011 0,021 0,023
28 0.883 0,104 0,202 0,012 0,024 0,027
2-1 0,875 0,107 0,209 0,013 0,026 0,030
30 0,866 0,111 0,215 0,015 0,029 0,033
204
Прэдължение
1 2 3 4 5 6 1 7
31 0,357 0,113 0,222 0,017 0,032 0,037
32 0,818 0,118 0,229 0,018 0,035 0.041
O,j 0,83.9 0,122 0.235 0,020 0,038 0,045
34 0,829 0,125 0,241 0,021 0,041 0,050
35 0,819 0,129 0,218 0,023 1 0,0-15 0,055
35 0,809 0,133 0,255 0,025 0,019 0,060
37 0,799 0,136 0.261 0,027 0,053 0.066
33 0,788 0,140 0,268 0,030 0,057 O,’J72
3) 0,777 0,143 0.274 0,032 0,061 0,079
40 0,766 0.117 0.280 0,031 0,066 0,086
- £3
41 0,755 0,151 0,286 0,037 0,070 0,093
42 0,743 0,154 0,292 0,040 0.075 0,101
43 0,731 0,158 0,298 0.012 0,080 0,110
44 0,719 0,162 0,304 0,046 0,085 0,118
45 0.707 0,165 0,311 0,048 0,091 0,129
46 0,695 0,161 0,316 0,052 0,096 0,139
47 0,682 0,172 0,322 0,055 0.102 0,150
48 0,669 0,176 0,327 0,051 0,10» 0,162
49 0,656 0,179 0,333 0,062 0,115 0,175
50 0,613 0,183 0,339 0,03 > 1.121 0,188
51 0,629 0,187 0,344 0,069 0,128 0,203
52 0,616 0,190 0,350 0,073 0 135 0,218
53 0,602 0,194 0,355 0,077 0,141 0.235
54 0,538 0,197 0,360 0,081 0,148 0,253
55 0,574 0,201 0,366 0,086 0,156 0,272
56 0,559 0,204 0,371 0,090 0,164 0,292
57 0,545 0,208 0,376 0,095 0,171 0,314
53 0,530 0,211 0,381 ' 0,099 0,179 0,338
59 0,515 0.215 0,386 0,104 0,187 0,363
60 0,500 0,218 0,391 0,109 0,196 0,391
61 0,485 0,222 0,396 0,115 0,204 0,421
62 0,469 0,225 0,400 0,119 0.212 0,448
63 0,451 0,229 0,405 0,125 0,222 0,489
64 0,438 0,232 0,410 0,130 0,230 0,525
65 0,423 0,236 0,414 0,136 I 0,239 0,565
66 0,407 0,239 0,419 0,142 0,248 0,610
67 0,391 0,243 0,423 0.148 0,258 0,661
68 1 0,375 0,246 0,427 0,154 0,268 0,715
69 0,358 0,249 0,432 0,160 1 0,277 0,763
70 ! 0,342 0,253 0,436 0,166 0,288 0,842
205
Продолжение
1 2 3 4 1 5 6 7
71 0,326 0,256 0,440 0,172 0,298 0,916
72 0,309 0,259 0,444 0,179 0,307 0,993
73 0,292 0,263 0,448 0,186 0,316 1,071
74 0,276 0,266 0,452 0,192 0,326 1,171
75 0,259 0,269 0,455 0,199 0,337 1,302
76 0,242 0,273 0,459 0,208 0,348 1,438
77 0,225 0,276 0,463 0,214 0,359 1,596
78 0,208 0,279 0,466 0,221 0,368 1,770
79 0,191 0,283 0,469 0,229 0,380 1,992
80 0,174 0,286 0,472 0,236 0,390 2,247
81 0,156 0,289 0,475 0,244 0,400 2,557
82 0,139 0,293 0,478 0,253 0,413 2,960
83 0,122 0,296 0,481 0,259 0,422 3,460
84 0,105 0,299 0,484 0,267 0,434 4,152
85 0,087 0,302 0,437 0,276 0,445 5,106
86 0,070 0,305 0.490 0,284 0,456 6,536
87 0,052 0,308 0,493 0,293 0,467 8,922
88 0,035 0,312 0.496 - 0,301 0,479 13,725
89 0,017 0,315 0,498 0.309 0,489 28,023
90 0,000 0,319 0,500 0,319 0,500
91 -0,017 0,322 0,502 0,328 0,511 -29,283
92 -0,035 0,325 0,504 0,337 0,522 -14,927
93 —0,052 0,328 0,506 0,345 0,532 -10,164
94 -0,070 0,331 0,508 0,354 0,543 -7,784
95 -0,087 0,334 0,510 0,363 0,554 —6,356
96 -0,105 0,337 0,512 0,372 0,566 -5,492
98 -0,122 0,340 0,514 0,381 0,577 -4,734
97 -0,139 0.343 0,516 0,391 0,588 -4,232
99 -0,156 0,347 0,518 0,401 0,599 -3,829
100 -0,174 ' 0,350 0,520 0,411 0,611 -3,518
101 -0,191 0,353 0,521 0,420 0,622 • —3,259
102 -0,208 0,355 0,522 0,429 0,631 -3,030
103 -0,225 0,358 0,524 0,438 0,642 -2,854
104 -0,242 0,361 0,525 0,449 0,652 -2,736
105 —0,259 0,364 0,526 0,458 0,662 —2,558
106 -0.276 0,366 0,527 0,476 0.674 -2,445
107 -0,292 0,36 J 0.528 0,477 0,682 -2.332
108 - 0,3О9 0,373 0,529 0,488 0,692 -2,239
109 —0,326 0,376 0.530 0,498 0,701 -2,150
ПО -0,342 0,379 0,531 0,509 0,713 -2,085
206
Продължение
1 2 1 3 1 4 5 1 6 1 7
ш -0,358 0,382 0,532 0,519 0,722 -2,037
112 -0,375 0,384 0,532 0,528 0,731 -1,951
113 -0,391 0,387 0,533 0,538 0,741 -1.896
114 -0,407 0,390 0,534 0,548 0,751 -1,846
115 -0,423 0,392 0,534 0,558 0,760 -1,799
116 -0,438 0,395 0,535 0,568 0,770 -1,757
117 -0,454 0,398 0,535 0,579 0,778 -1,714
118 -0,469 0,401 0,535 0,589 0,786 -1,675
119 -0,485 0,404 0,536 0,600 0,796 -1,642
120 -0,500 0,406 0,536 0,609 0,805 -1,610
121 -0,515 0,408 0,536 0,618 0,812 — 1,574
122 -0,530 0,411 0,536 0,629 0,820 -1,547
123 -0,545 0,413 0,536 0,638 0,828 -1,523
124 -0,559 0,416 0,536 0,649 0,836 -1,495
125 -0,574 0,419 0,536 0,659 0,843 -1,469
126 -0,588 0,422 0,536 0,670 0,851 -1,448
127 -0,602 0,424 0,535 0,679 0,857 -1,424
128 -0,616 0,426 0,535 0,686 0,863 -1,402
129 -0,629 0,428 0,535 0,694 0,872 -1,369
130 -0,643 0,431 ' 0,534 0,708 0,878 -1,350
131 -0,656 0,433 0,534 0,717 0,884 -1,347
132 -0,669 0,436 0,533 0,728 0,890 -1,330
133 -0,682 0,438 0,533 0,737 0,897 -1,314
134 -0,695 0,440 0,532 0,746 0,902 -1,298
135 -0,707 0,443 0,532 0,756 0,908 -1,284
136 -0,719 0,445 0,531 0,765 0,913 -1,269
137 -0,731 0,447 0,530 0,774 0,918 -1,254
138 -0,743 0,449 0,530 0,783 0,924 -1,243
139 -0,755 0,451 0,529 0,791 0,929 -1,231
140 -0,766 0,453 0,528 0,801 0,934 -1,216
141 -0,777 0,455 0,527 0,809 0,937 -1,206
142 -0,788 0,457 0,527 0,817 0,942 -1,195
143 -0,799 0,459 0,526 0,825 0,946 -1,185
144 —0,809 0,461 0,526 0.834 0,952 -1,177
145 -0,819 0,463 0,525 0,842 0,955 -1,166
146 -0,829 0,465 0,524 0,851 0,958 -1,156
147 -0,839 0,467 0,523 0,859 0,962 -1,147
148 -0,848 0,468 0,522 0,865 0,965 -1,138
149 -0,857 0,470 0,521 0,873 0,968 -1,129
150 -0,866 0,472 0,520 0,881 0,979 -1,120
207
Продължение
1 i 2 4 1 S 1 6 7
151 -0,857 0,474 0,519 0,888 0,973 -1,112
152 -0,883 0,475 0,517 0,894 0,974 -1,104
153 -0,891 0,477 0,517 0,902 0,978 -1,098
154 -0,899 0,479 0,516 0,910 0,980 -1,090
155 -0,906 0,480 0,515 0,917 0.983 -1,085
156 -0,914 0,481 0,514 0,922 0,984 -1,077
157 -0,920 0,483 0,513 0,927 0,985 -1,070
158 -0,927 0,485 0,512 0,935 0,987 -1,064
159 -0,934 0,486 0,511 0,940 0,988 -1,058
160 -0,940 0,487 0,510 0,944 0,989 -1,052
161 -0,946 0,488 0,509 0,949 0,990 -1,047
162 -0,951 0,489 0,509 0,954 0,993 -1,043
163 -0,956 0,490 0,508 0,959 0,994 -1,039
164 -0,961 0,491 0,507 0,963 0.995 -1 034
165 -0,966 0,492 0,506 0,967 0,996 -1,030
166 -0,970 0,493 0,506 0,971 0,097 -1,027
167 -0,974 0,494 0,505 0.975 0.997 — 1,023
168 -0,978 0,495 0,504 0,979 0,997 -1,019
169 -0,982 0,496 0,503 0,983 0,997 -1,016
170 -0,985 0.496 0,502 0,985 0,997 -1,012
171 —0,988 0,497 0,502 0,988 0,998 -1,011
172 -0,990 0,498 0,501 0,991 0,998 -1,008 1
173 -0,993 0,498 0,501 0,992 0,988 -1,005 1
174 -0,994 0,499 0,501 0,995 0,999 -1,004 I
175 -0,996 0,499 0,500 0,996 0,999 -1,003 |
176 -0,998 0,499 0,500 0,997 0,999 -1,002
177 -0,999 0,500 0,500 0,990 0,999 -1,000
178 -0,999 0,500 0,500 1,000 1,000 -1,000
179 -1,000 0,500 0,500 | 1,000 1,000 -1,000
180 - 1,000 ’ 0,500 0,500 1,000 1,000 — 1,000
Ако е необходимо да се определят висшите хармонични, кое-
фициентите ул(9), ал(9) и Р„(6) се изчисляват по формулите
/дч 1 Г sin (л—1)0 sin («+1)0 1
Y« v птс л—1 я-j-i J ’
л=1, 2, 3...
п /о\ Тл(®) .
“«('’) 1—cos 0 ’
^(9) = ^^
1 п ' •' cos 0
Тук п е номерът на хармоничната.
208
ПРИЛОЖЕНИЕ И
ОСНОВНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА КВАРЦОВИТЕ РЕЗОНАТОРИ
Работна честота
Кварцовият резонатор се характеризира с честотите на после-
дователния и на паралелния резонанс. В генераторната схема обик-
новено той работи разстроен по отношение на собствените си
Фиг. ПЛ
Фиг. П.2
14 ГенераториJ
209
резонансни честоти. Честотата на трептенията в генераторната
схема се нарича работна честота на кварцовия резонатор.
Номимална честота на кварцовия резонатор се нарича чес-
тотата, която е маркирана на корпуса му. Работната честота се
различава от номиналната. Разликата се дължи на технологичните
отклонения при настройката на резонатора. Тази разлика се на-
рича точност на настройка на резонатора. Тя се измерва при
25±5°С и съгласно БДС 9169—71г. може да бъде в граничите
от ±5.10-6 до ±300.10~6. За термостатираните кварцови ре-
зонатори точността на настройката се измерва при номиналната
температура, за която са предназначена
Трябва да се обърне внимание на обстоятелството, че и гене-
раторните схеми влияят на работната честота на резонатора. Ето
защо съгласно БДС 9169—71 г. последователната резонансна чес-
тота на кварцовите резонатори се проверява в схемата, показана
на фиг. П.1, а паралелната — в схемата, показана на фиг. П.2. При
някои снециални случаи по споразумение между производителя и
потребителя се допуска кварцовите резонатори да се настройват
в еквивалентен генератор, съответствуващ на реалната схема, в
която ще работят те.
Устойчивост на механични и климатични въздействия
При прилагане на механични и климатични въздействия върху
кварцовите резонатори работната честота се измени необратимо.
Разликата между работната честота на резонатора преди и след
въздействието, когато резоиаторът се намира при нормални ус-
ловия, се нарича отклонение на работната честота при въздейст-
вие на механични и климатични фактори. Стойността на това от-
клонение е мярка за устойчивостта на резонатора. Допустимото
отклонение на, работната честота се регламентира с БДС 9169—
71 г. и е ±10.10“6 при механични въздействия на резонатори с
работна честота в обхвата от 5 до 100 MHz, ±15.1О-0 за резо-
натори с работиа честота в обхвата от 2 до 5 MHz и ±20.10“®
за резонатори с честота на трептенията в обхвата от 0,75 до
2 MHz. Допустимото отклонение на честотата след въздействие
на граничната отрицателна температура или циклично въздействие
на температура е ±5.10“6. Максималното сумарно изменение на
работната честота след въздействие на всички механични и кли-
матични фактори също се регламентира и е ±20.10-6 за резона-
торите с работначестота в обхвата от 5 до 100MHz и ±25.10“6
за резонаторите в честотния обхват от 0,75 до 2 MHz.
210
Причините за невъзвратимото изменение на честотата на квар“
цовите резонатори са изменение на структурата на електродите,
недостатьчна чистота на кварцовия елемент преди нанасяне на
електродите, механични напрежения в кварцовата пластина и квар*
цодържателя и др.
Стареене
С течение на времето работната честота на кварцовите резо-
натори се измени необратимо. Този процес се нарича стареене
и протича независимо от това, дали резонаторът работи или стон
на склад. Причините за стареенето са няколко. При рязане и
шлайфане на пластините в повърхностния им слой се образуват
микроскопични пукнатини, конто с течение на времето се задъл-
бочават и постепенно го разрушават. Това води до влошаваие на
контакта с електродите. Самите електроди също се изменят по-
ради окисляване и др. Всичко това предизвиква необратими струк-
турни изменения в пиезоелемента и съответно изменение иа чес-
тотата и активното съпротивление.
За намаляване на стареенето се препоръчва полиране на плас-
тините, идеално почистване преди метализация, нанасяне на ус-
тойчиви на корозия метални електроди (по възможност златни),
Таблица П.П.1
Работен темпера- турен обхват» °C Допустимо относителио изменение на честотата на резонатора за времето на съхранение
от ДО за първата година съхранение или 2500 часа работа за 5,5 годинн съхра- неиие или 5000 часа работа за 8,5 годинн съх- ранениа
+ 5 -10 —20 -40 -50 4-20 4-45 4-55 4-45 4-60 4-70 4-70 4-80 4-30 4-55 4-65 ±20.10-6 ±30.10-6 ±37,5.10-6
ООО ОФФ ' 1 1 1 + 90 4-Ю5 4-125 ±25.10~в ± 40.10-6 ±52.10-6
+75 4-85 ±30.10-е ±50. 10-6 ±65. IO”8
211
специални термотренировки и изкуствено стареене, подбиране на
такъв начин на закрепване в кварцодържателя, че да се отстра-
ни влиянието му върху честотата и др.
Гарантираният срок на работа на кварцовите резонатори спо-
ред БДС 9169—71 г. е 5000 часа или срок на съхранение 8,5
години. Допустимото изменение на честотата поради стареене в
зависимост от условията на експлоатация е дадено в табл. П.П.1.
Разсейвана мощност
При работа на кварцовия резонатор в генераторна схема в
него се разсейва активна мощност. Тя може да се определи чрез
напрежението върху резонатора и активната част на проводимост-
та му при работната честота:
(П.2.1) ёг
Мощността, която се разсейва в кварцовия резонатор, причи-
нява неговото загряване. Поради това че структурата на кристала
не е идеална, в местата със структурни изменения могат да се
получат локални прегрявания. На мястото с по-висока темпера-
тура материалът се разширява повече и притиска съседните по-
студени области. Това механично въздействие е причина за поя-
ва на пиезоефект. По този начин могат да възникнат паразитни
резонанси. Освен това с увеличаване на разсейваната мощност
в резонаторите се изменят техните параметри и генерираната чес-
тота. Характерът и законът на изменение на честотата зависи от
среза. Така например за резонаторите с АТ срез честотата може
да се повишава с увеличаване на разсейваната мощност, а при
БТ среза може да се понижава.
Допустимата разсейвана мощност в херметизираните кварцови
резонатори, работещи на основна честота в обхвата от 750 kHz
до 5 MHz, е 10 mW, за резонаторите, работещи на основна чес-
тота в обхвата от 5 до 20 MHz, е 4 mW, а за тези, работещи на
обертон в обхвата от 5 до 100 MHz, е 2 mW. Трябва да се има
пред вид, че с повишаване на околната температура се намалява
допустимата мощност на разсейване от резонатора. Така напри-
мер за херметизираните резонатори, работещи на основна честота
при околна температура +50° С, допустимата мощност на раз-
сейване е 2 mW, а за тези, работещи на обертон — 1 mW.
212
Паразитки резонансн в кварцовия резонатор
При работа на кварцовия резонатор в пиезоелемента възник-
ват и трептения, различии по характер от основного трептение.
За тях резонансната честота на резонатора се различава от ос-
новната, т. е. в него едновременно съществуват няколко вида
трептения и той има няколко резонансни честотн. Това явление
е известно като немоночестотност на кварцовия резонатор. Съ-
пътствуващнте резонансни честоти се наричат паразитни резо-
нанса. Те са особено вредни за работата на генератора, тъй ка-
то честотата на генерираните трептения прескача от една често-
та на друга. Ето защо е необходимо паразитните резонанси да
бъдат подтиснати поне с 10—15dB по отношение на осиовния
резонанс в лента от 0,5 до 1 % около основната честота. За пре-
цизните генератори това изискване е още по-строго — от 15 до
40 dB. Мярка за подтискането на паразитните резонанси е отно-
шението между динамичного съпротивление при последователен
резонанс на основната честота и при паразитен резонанс.
За високочестотните пластини (/>10 MHz) разликата между
честотите на основного и паразитного трептение завися от отно-
шение™ на диаметъра на пластината към нейната дебелина и от-
ношение™ на диаметъра на електрода към дебелината на плас-
тината. С намаляване на електродите се увеличава честотното
отстояние между основния и паразитами резонанс.
Температурка нестабилност на честотата
С изменение на околната температура се изменя собствената
резонансна честота на резонаторите. Зависимостта на работната
честота от изменението на температурата се нарича температур-
ночестотна характеристика (ТЧХ) на резонатора. Тя зависи от
ориентацията на пластината (среза) и от разстройката на работ-
ната честота по отношение на собствената резонансна честота на
резонатора. Тя зависи и от разсейваната мощност в резонатора.
Тъй като температурната стабилност на честотата на кварцовите
генератори се определя главно от температурната стабилност на
кварцовия резонатор, а всички останали елементи влияят с един
или два порядъка по-малко, особено важно е да се подбере пра-
вили о кварцовият резонатор.
На фиг. П.З са показани температурночестотните характери-
стики на основните видове срезове. От нея се вижда, че най-доб-
ра стабилност на честотата се получава от резонаторите с АТ
213
срез. На същата фигура са показан» две характеристики за АТ
срез при различна начална ориентация. Вижда се, че с изменение
на ориентацията се измеия температуриият интервал и стабилиост-
та на резонатора. Например за характеристиката А Т (0о) в интер-
вала от —20 до -f-70° С се
получава температурна не-
стабилност ± 10.10~6, а за
втората характеристика —
Л7'(0|), в същия интервал
нестабилносттае ilS.lO-6,
но в замяна на това
същата стабилност се за-
пазва и в интервала от
—60 до 4-100° С. Ето
защо, ако се работа в по-
тесей температурен интер-
вал, не трябва да се из-
ползува кварц за по-ши-
рок интервал и да се смя-
та, че в по-тесния интер-
вал той ще бъде по-ста-
билен. Нагледен пример за
това е характеристиката
Фиг. п.З zlTCOj, която има неста-
билност 4-15.10-6 за —10°С, докато другата за същата темпе-
ратура е едва — 5.10~6.
Общата нестабилност на кварцовия резонатор, като се вземе
пред внд разстройката на работната честота от резоиансната
честота на резонатора и температурната нестабилност, се опреде-
ли по формулата
(П.2.2) (t)s=( «р)м+^2+^3>
ibf \
където е относителната
\ / /2
разстройка на работната
от последователната резонансна честота на резонатора,
честота
А/— из-
менението на температурата, ар — температуриият коефициент на
капацитивното отношение , а коефициентите — ав, 8Й и гя
зависят от типа на среза и усреднените им стойности са приве-
дени в табл. П.П.2.
Температуриият коефициент на капацитивното отношение за
АТ срез е арАТ=3.10~4, а за БТ срез — арБТ=—9,5.10-4.
214
Таблица П.П.2
Коефици- ент Димеисия Срез
АТ БТ ДТ РТ ЦТ
ч 10-6/°С 0 0 0 0 0
ч ю-»/°с 0,4 -40 -19 > 1 ! Я* Си -68
ч 10-18/’С 109,5 -12,8 75 -2 -151
Кварцовите резонатори имат
толеранс в ъгъла на ориента-
цията, който измени ТЧХ. Изме-
нението се състои в изменение
на стойностите на коефициенти-
те ав, и хв • Тяхната зави-
симост от толеранса в ъгъла на
ориентацията се дава с форму-
лите
(П.2.3) a»i = %+AT« ДО;
(П.2.4) АО;
(П.2.5) Тв1=Ч+КгД9,
където ДО е толерансът в ъгъ-
ла на ориентацията, а коефи-
циентите Ка, Кр и К? зави-
сят от типа на среза и са да-
дени в табл. П.П.З.
Фиг. П.4
Таблица П.П.З
Коефици- ент Дименсия Срез
АТ БТ ДТ РТ ЦТ
10-б/°С -5,15 1,8 -2,3 1,7 5,3
10-9/°С -4,7 2,0 -2,0 — 4,75
10-12/°С -2,0 10 -1,1 — 2,1
215
На фиг. П.4 е показана температурночестотната характерис-
тика на АТ срез при точна ориентация — Д0о = О и две други
характеристики при Д01=+5' и Д02 = — 5'.
ПРИЛОЖЕНИЕ II
Таблица П.П.4
Данни за иай-разпространените срезове на кварцовите пиезоелементи
Букве- ио оз- начение Означение Стойност на ъглите Тип на трептенията Честотен об- хват kHz
АТ YXl'fi ₽= ±34°4-35°30' преместване по дебелина 500-Т-150000
БТ YXI/9 p^-48°--50° преместване по добелина 1000 ч-50000
дт YXlft fj=—51°4-—58° преместване по дебелина ЮО-т-800
жт YXlsffia. p = 4-51°^+52° a = +45° свиване и разтяга- не на широчина 100-7-300
ИТ YXbl/m Y = —20° -|-34O4—1-35° преместване на широчина 10004-20000
мт XYslIaft a= + 6°-=--|-8o33' 0==-34°4—-50° свиване и разтяга- не на дължина 504-250
нт XYsl/x^ a = -f-6°4--j-8°03' p=—50°-j- —70° извиване 104-300
РТ YXblh;^ Y= —15° jj=—35°_l.—35° преместване по дебелина 10004-20000
ЦТ YXl/9 p=4-36°~+38° преместване на контурите 1504-850
X XYs/a a=-2°4--9° свиване и разтяга- не на дължина 504-250
X XYsla a=-5°4--|-6°30' извиване 14-60
— XYlft ₽=. ±35°4- ±55° извъртане 304-130
216
ПРИЛОЖЕНИЕ HI
ХЕРМЕТИЗИРАНИ КВАРЦОВИ РЕЗОНАТОРИ
Основните типове херметизирани кварцови резонатори, отго-
варящй на изискванията на БДС 9169—71 г., са два: тип М и тип
Б. Резонаторите от тип М са миниатюрки и резонансната им
честота може да бъде в обхвата от 5 до 100 MHz. Резонаторите
от тип, 5 са малогабаритки и резонансната им честота може да
бъде в граничите от 0,75 до 100MHz. Всеки от типовете се раздели
яа три вида в зависимост от конструкцията на изводите. Типове-
те Ml и Б1 (фиг. П.5 а) са с твърди изводи за поставяне в цо-
къл, типовете М2 и Б2 (фиг. П.5 б) — с меки изводи за запоява-
не> в схемите, а типовете М3 и БЗ (фиг. П.5 а) — с твърди изводи
с отвор, в който може да се поставя проводник и да се запоява
за извода. Основните размери на всеки от типовете са дадени в
табл. П. III. 1.
Означението на всеки резонатор съдържа 9 елемента. Пър-
вият елемент от означението е думата резонатор. Вторият еле-
мент е римска цифра I, II или III и означава групатаТмеханични
217
Таблица П. III. I
Тип Я [mm] В [mm] b [mm] A [mtn] d [mm] k [mm] I?] мае a
МД М2, М3 13,5 11,0 4.6 4,9 1,0 1,5 2
Б1, Б2, БЗ 19,7 19,2 8,9 12,35 1,2 1,3 6 i
Табллца П. III. 2.
Трупа Вибрации У дари с уско- рение g Един, удари с уско- рение £ Линей- ни на- товар- вания g Работен температурен интервал Влаж- ност, % Атмос- ферно наляга- не, kN/m2
често- та Hz уско- рение g
от °C ДО °C означе- ние
I от 5 до 2500 15 150 500 50 + 5 -10 -20 -10 -50 -60 -60 -60 +20 +45 +о5 +65 +75 + 45 + 60 + 70 + 70 + 80 + 90 + 105 + 125 + 30 + 55 + 65 + 75 + 85 А Б Б Г Д Е Ж 3 И к л м н 98 при темпе- рату- ра +40°С от 0,13 до 133 |
II от 5 до 1000 от 5 ДО 80 10 35 300 25
III 7,5 35 150 —
и климатични условия, при конто резонаторът може да работи,
като запазва параметрите си. Условията, на конто отговаря всяка
трупа, са дадени в табл. П.Ш.2. Третият елемент е число от 13
до 22, което означава точността на настройка на резонатора
при нормални условия. Означенията на класовете по точност на
настройка са дадени в първата колона на табл. П.1П.З, а във вто-
рата колона са дадени допустимите отклонения на работната
честота от номиналната. В третата колона са дадени условните
означения на работайте температурни интервали, в конто могат
да се произвеждат резонатори с дадената точност на настройка.
218
Таблица П.III.3
Означение на класо- вете Точност на настройка Работен температурен! интервал 1 i <емпература на на- стройка, °C
и 25+1
к 50+1
13 ±10.10-6 л 60+1
м 70+1
1 и 80±1
i ! 14 + 15 . 10~" А, Б, В, Г, Д, Е,
Ж, 3, 25+5
И 25+1
к 50+1
15 +20. 10—» л 60+1
м 70+1
н 80±1
16 +25.10-6
17 +30.10-6
18 +50. 10-6 А, Б, В, Г, Д, Е, 25±5
19 +75.10-6 Ж, 3
20* ±100.10-6
22* ±200. 10-6 В, Г, Д, Е, ж, з 25 +5
* Изработват се само при специална заявка.
В четвъртата колона е дадена температурата, при която се
настройват резонаторите и при която трябва да се измерва точ-
ността на настройката.
Четвъртият елемент от означението е буква от А до Н без
Й и означава работник температурен обхват, даден в табл. П.П.1.
Петият елемент от означението е видът на резонанса, при
който се получава номиналната честота. Последователен резонанс
се означава с буквата С, а паралелен резонанс —с арабска циф-
ра от I до 3. Цифрата 1 означава, че паралелната резонансна
честота се измерва с товарен капацитет Cz=10pF, цифрата 2
означава товарен капацитет CL — 20 pF и цифрата 3 означава то-
варен капацитет СL =32 pF. Допустимият товарен капацитет е
свързан с работния честотен обхват. Резонаторите в честотния
обхват от 0,75 до 20 MHz могат да бъдат с товарен капацитет
до 32 pF, тези в обхвата от 20 до 30 MHz могат да бъдат с то-
варен капацитет най-много 20 pF, а резонаторите за честотния
219
Таблица П. III. 4
Означение на класо- аете Максимална температурка нестабил- ност на работната честота Означение на температурните интервала
м +5. 10-» А, И, К, Л, М, И
н ±10. ю-в А, В, И, К, Л, М, Н
О ±15. 10-6 А, Б, В, И, К, Л, М, И
и ±20. 10—0 А, Б, В, Г, И, К, Л, М, Н
р с ±25. 10—в ±30. И)-’ А, Б, В, Г, Д, Е, И, К Л, М, 1-1
т ±50. 10—0 А, Б, В, Г, Д, Е, Ж, И. К, Л, м, н
У ф ц* ±75. 10-6 ±100.10—с ±150. 10-s ±200. 10—6 А, Б, В, Г, Д, Е, Ж, 3
±300. io-» В, Г, Д, Е, ж, з ' 1
* Изработват се само при специаляа заявка.
обхват от 30 MHz нагоре могат да бъдат само стоварен капаци-
тет 10 pF.
Шестият елемент от означението е буква от М до Ч и озна-
чава температурната нестабилност на работната честота. До-
пустимого отклонение на работната честота при температурно
въздействие спрямо работната честота при нормални условия е
дадено във втората колона на табл. П.Ш.4. В първата колона са
дадени означенията на класовете, а в третата колона с а дадени
температурните интервали, в които могат да бъдат изработвани
резонатори с дадената нестабилност за съответния клас. Седмият
220
елемент от означението е номиналната резонансна честота на
резонатора. Ако тя е записана в kHz, резонаторът работи на ос-
новна честота, а ако е в MHz — резонаторът работи на механич-
на хармонична. Това трябва да се има предвид при избор на
схема и резонатор, тъй като не във всяка генераторна схема
резонаторът може да бъде възбуден на обертон. Ако схемата е
неподходяще избрана, резонаторът може да се възбуди на ос-
новната си честота, което е нежалателно.
Осмият елемент от означението определя типа на резонато-
ра — М или Б, и вида на изводите (цифра от 1 до 3).
Деветият елемент от означението е номерът на стандарта, по
който се произвежда резонаторът (БДС 9169—71 г. или специал-
ни технически условия).
Пример П. ИМ. Означено е Резонатор 11-14 ГИЗ 10526,
ООО kHz М2 БДС 9169—71 г. Този резонатор е миниатюрен с
меки изводи за непосредствено запояване в схемата; трупа 11 по
условия на експлоатация; точност на настройката ±15.10-6;
температурка нестабилност—- ±20.10~6 в температурния интервал
от —40 до ±70° С; предназначен за работа на паралелен резо-
нанс с товарен капацитет —32 pF; работи на освовна честота
10562 kHz.
Пример П. III. 2. Резонатор 1-15 ДРС 83,925 850 MHz Б1
БДС 9169—71 г. Резонаторът е малогабаритен с твърди изводи
за поставяне в цокъл; трупа 1 по условия на експлоатация; точ-
ността на настройката му е ±20.10-с; максималното отклонение
от работната честота при 25° С в температурния интервал от
— 50 до +80° С е ±25.10-6; честотата 33,925 850MHz се полу-
чава при последователен резонанс на механична хармонична на
резонатора.
Пример П.Ш.З. Резонатор 111-13 ДМ3 10 000,000 kHz Б2
БДС 9169—71 г. Това е резонатор от трупа III по условия на
експлоатация; малогабаритен с меки изводи за запояване; точност
на настройка ±10.10~6; предназначен е за работа в термостат,
в който температурата се измени от ±55 до ±65° С. В този
температурен обхват има нестабилност ±5.10-6. Работи на па-
ралелен резонанс с товарен капацитет 32 pF на основна честота
10000 kHz. Настройван е в завода-производнтел при ±60 ±1°С.
Върху корпуса на всеки резонатор се нанасят следните дан-
ни: знак на предприятието-производител, номинална честота, ме-
сецът и двете последни цифри на годината, през която е произ-
веден, условного означение на температурния интервал, темпера-
турната нестабилност, видът на резонанса. Освен посочените по-
тере означения за паралелен (1, 2 и 3) и за последователен
221
резонанс — (С), може да бъде нанесено още и означение Е. Това
значи, че резонаторът е настройван в еквивалентен генератор.
Всички данни съответствуват на описаните по-горе означения.
Липсват само думата Резонатор и типът на резонатора, тъй като
той може да се определя зрително.
Качественият фактор на резонаторите при нормални клима-
тичяи условия е не по-малък от 50000 за тип Б и не по-малък
от 40000 за тип М в честотния обхват от 5 до 100 MHz, не
по-малък от 30 000 за обхвата от 1 до 5 MHz и не по-малък от
15 000 за обхвата от 0,75 до 1 MHz.
Динамичната индуктивност и динамичното съпротивление на
резонаторите в зависимост от честотния обхват са дадени в
табл. П.1П.5. Данните са ориентировъчни.
Таблица П. III. 5
Честотен обхват Lq 1Н] Гд [к&1 не по- веяв от Забележка
7504-1000 14-45 1,3
10004-1500 14-45 0,6
15004-2000 0,34-6,0 0,4
20004-3000 0,094-2,5 0,3 Основна честота
30004-5000 0,024-1,0 0,1
50004-10000 0,024-0,35 0,08
100004-15000 0,024-0,04 0,05
150004-30000 0,0024-0,04 0,05
150004-20000 0,0014-0,01 | 0,2 Механични хармонични
200004-100000 0,0014-0,35 : I 0,2 (трета, пета, седма)
222
ПРИЛОЖЕНИЕ IV
МЕТОДИ ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА ПАРАМЕТРИТЕ
НА КВАРЦОВИТЕ РЕЗОНАТОРИ
Съществуват различии методи за измерване на параметрите на
кварцовите резонатори: генераторен метод, метод на пасивния чети-
риполюсник, метод на свободно затихващите трептения и др. За
измерване по генераторния метод се използуват схемите, показа-
фиг. П.6
ни на фиг. ПЛ и П.2. Те позволяват сравнително точно да се
определят резонансните честоти fp и fq. Ако в схемата, показана
на фиг. ПЛ, последователно с кварцовия резонатор се включи
еталонен капацитет Се, както е показано на фиг. П.6, при отворен
ключ се измерва една резонансна честота /2, а при затворен
ключ — друга честота fr. Честотата е близка до последовател-
ната резонансна честота fq. Еквивалентният динамичен капацитет
на резонатора се определи по формулата
(П.4.1) С^2(С04-Се)(-^— 1V
а еквивалентната динамична индуктивност — по формулата
(П.4.2)
I =______I____.
’ 4я»/«Сг
Тук Се е еталонният капацитет, а Со — статичният капацитет на
резонатора. Статичният капацитет Со може да се измерва по
223
всеки от методите за измерване на кондензатори, стига честота-
та, на която става измерването, да бъде достатъчно далече от
резонансните честоти на резонатора. Ако не се разполага с уред
за измерване на кондензатори, необходимо е да има още един
еталонен кондензатор Се1, с който да се замести кондензаторът
Се в схемата на фиг. П.6. Измерената честота в този случай се
означава с /3. Тогава стойността иа Со се определя от фор-
мулата
(П.4.3)
Cel(/s-/D-Ce(/2-/1J
/а~ f?,
Стойността на динамичного съпротивление на резонатора мо-
же да се определя по показанията на волтметрите и V2
(фиг. П.6.). Ако показанието иа волтметъра Vr се означи с (J,, а
на волтметъра 1/2— с 6/2, за гд се получава
(П.4.4)
г-А»
където К = а 7?к1 е стойността на катодного съпротивле-
ние на лампата.
Измерването по описания метод се извършва сравнително
бързо, но точността е малка поради това, че при определяне на
честотата на трептенията участвунат и параметрите на лампите
и трептящият кръг. По-голяма точност осигурява методът на па-
Фиг. П.7
сивния четириполюсник. Препоръчаната от МЕК схема за работа
по този метод е показана на фиг. П.7. Тя съдържа еталонен ге-
нератор, честотата на който може да се измени плавно. Съпро-
тивленията Rp2 трябва да имат сравнително малка стойност, за-
224
щото те са включени последователно иа резонатора и също
влияят на последователната резонансна честота на еквивалентната
верига. Последователно включените резистори се избират от
отображения за съгласуване иа изходното съпротивление на ге-
нератора с входното съпротивление на четириполюсника, а ос-
вей това те намаляват паразитного влияние на изходния капацитет
на генератора (капацитета на кабела) и входния капацитет на сон-
дата иа волтметъра. Чрез плавно изменение на честотата на гене-
ратора се намира последователният резонанс на веригата. При
нег® показанието на волтметъра '/2 е максимално, понеже им-
пендансът на кварцовия резонатор е минимален. По този начин
се определят две резонансни честоти както по генераторния ме-
тод. Изчислението на динамичния капацитет и на динамичната
индуктивност иа резонатора се извършва по същите формули.
Динамичного съпротивление може да бъде определено чрез
коефициента на предаване иа веригата rqRP2, като се отчита кое-
фициентът на предаване на входната верига
(П-4.5) - о-Н— •
KS1 + КР1
Тогава входното напрежение е
(Ц4.6) U^Ua.K^.
Изходното напрежение може да се приеме равно на показанието
на волтметъра Vlt тъй като последователното съпротивление
/?52 е значително по-малко от входното съпротивление на висо-
кочестотните волтметри (/?52-«40—45 Q). Динамичного съпротив-
ление г9 се определя по формула (П.4.4). За по-голяма прециз-
ност се препоръчва да се използува набор от еталонни съпро-
тивления, с които се замества резонаторът. Стойността на дина-
мичного съпротивление е равна на съпротивлението, с което
показанието на изходния волтметър се изравнява с показа-
нието му при последователен резонанс. Този метод има не-
достатъка, че при по-високи честоти статичният капацитет за-
почва да шунтира динамичного съпротивление rq и грешката се
увеличава. За избягването му може да се прилага компенсация
или неутрализация иа Со, но това усложнява схемата и измер-
ването.
Методът на свободно затихващите трептения гарантира по-
голяма точност, но изисква по-сложна апаратура. Структурната
схема на измервателната постановка по този метод е показана
на фиг. П.8. Тя съдържа измервателен генератор 1, усилвател 2,
амплитудни селектора 3 и 4 и цифров честотомер, измерващ ин-
тервали от време. При затворен ключ ЛГ2 с ключа се изключ-
15 Генератори
225
ва генераторът. Определи се времето за затихване на трептения-
та ty. При отворен ключ Л”2 (включено еталонно съпротивление
/?е) се отчита друго време за затихване на трептенията —ts, С
Фиг. П.8
първата стойност се определи качественият фактор на резона-
тора по формулата
(П.4.7)
1:1
Тук Ао е амплитудата на трептенията в момента на изключване на
генератора. Тя се определи от амплитуднин селектор 3. Ау е
амплитудата на затихналите след време ty трептения и се опре-
дели от прага на задействуване на селектора 4. С така измере-
ните времена на затихване на трептенията в резонатора до опре-
делено ниво, едното от конто (/т) зависи само от собственото
•съпротивление на загубите — гд, а второго — от сумата на rq
и /?е, се определи динамичного съпротивление на резонатора
(П.4.8) rq=R&
*•1 ‘a
Динамичната индуктивност и динамичният капацитет на резо-
натора се определят чрез качествения фактор Qq и съпротивле-
«ието на загубите г9:
(П.4.9) 1^-,
По описания метод се измерват еквивалентните параметри на
прецизните резонатори.
Честотите на паразитните резонанси и динамичного съпро-
тивление на резонатора при тях могат да се измерят по един от
описаните методи. Най-често се практикува методът на пасивния
четириполюсник, като генераторът е свързан с анализатор на
226
спектъра. При това от екрана на спектралния анализатор могат
да се отчитат направо стойностите на подтискането на паразитни-
те резонансни в децибели, а техните честоти се измерват с циф-
ров честотомер.
Ако по метода на пасивния четириполюсник са определени
нивата на изходните напрежения U20 при основния резонанс и
£/2пар ПРИ паразитния, потискането се определя по формулата
(П.4.11) /<под [dB] =20 lg -^20- •
и 2 пар
227
ЛИТЕРАТУРА
I. А л е к с а и д р о в, А. И. Генераторы высокостсбнльных колебаний. М....
Связь, 1976.
2. Альтшуллер, Г. Б. Кварцевая стабилизация частоты. М„ Связь, 1974
3. Альтшуллер, Г. Б. и др. Экономические миниатюрные кварцевые ге-
нераторы. М., Связь, 1979.
4. Барсуков, Ф. И. Генерирование и селекция сигналов низкой частоты.
Л., Энергия, 1968.
5. Богачев, В. М., В. В. В о л к о в. Синтез схем высокочастотных авто-
генераторов. МЭИ, 1969—доклад НТК по итогом НИР.
6. Богачев, В. М., В. В. Никифоров. Транзисторные усилители мощ-
ности. М., Энергия, 1978.
7. Боянов, Й. Машинен анализ на електронни схеми. Т., Техника, 1989.
8. БДС 916 9—7 1— Резонатори кварцови херметизирани, изд. ККСМ.
9. Ганчев, И. Радиопредавателни устройства. С., Техника, 1966.
10. Евтянов, С. И. Ламповые генераторы. М„ Связь, 1967.
11. Жуховицкая, В. П. О расчёте и сравнении генераторов с кварцем,.
НДВШ Радиотехника и электроника, № 1, Москва, 1959.
12. Жуховицкая, В. П. Автогенератор с кварцем в цепи обратной связи,.
НДВШ Радиотехника и электроника, № 3, Москва, 1958.
13. Жуховицкая, В. П. Автогенератор с кварцем в контуре, НДВШ Ра-
диотехника и электроника, № 3, Москва, 1958.
14. Козынцева, Л. П. Усилители на полевых транзисторах. М., Связь,
1975.
15. Корнеев, Л. А. Расчёт автогенераторов с нейтрализацией, — Элек-
тросвязь, 1961, № 7.
16. Корнеев, Л. А. Кварцевые генераторы с нейтрализацией.—Электро-
связь, 1958, № 12.
17. Корнеев, Л. А. Резонансный способ измерения эквивалентных парамет-
ров резонаторов. — Радиотехника, 1958. № 11.
18. Кунина, С. Л. Нестабильность частоты автогенератора на полупровод-
никовом триоде П403. —Электросвязь, 1960.
19. Малинин, Р. М. Справочник по транзисторным схемам. М., Энергия
1968.
20. М а нас ев и ч, В. Синтезаторы частот. М., Связь, 1979.
21. М а н о л о в, С. И. Оптимални схемнн решения на кварцови генератори,
кандидатска дисертация, ВМЕИ „Ленин*, София, 1975.
22. М а н о л о в, С. И., X. Г. Т и х ч е в. Синтез на генератори по индуктив-
на триточкова схема, Известия на ВМЕИ, Том XXXIV, кн. 11, София, 1976.
23. М а н о л о в, С. И. Изследване на възможността за реализация на опре-
делен коефициент на трансформация, ИСЕ, София, 1977.
24. Майо лов, С. И. Влияние на параметрите на колебателната система
върху нестабилността на честотата на кварцов генератор, ИСЕ, С., 1977.
25. М а и о л о в, С. И. Еквивалентна двуполюсна схема на триточков генера-
тор, ИСЕ, София, 1978.
26. М а н о л о в, С. И., X. Г. Т и х ч е в. Оптимизиране на веригата иа об-
ратна връзка на транзисторен кварпов генератор, НИПКИРЕ, София, 1971.
228
27. Пл окский, А. Ф. и др. Транзисторные автогенераторы метровых волн,
стабилизированные иа механических гармониках кварца. М., Связь, 1969.
28. Под редакцией Валитова Р. А. и А. И. П о п о в а. Радиопередающие
устройства на полупроводниковых приборах-проектирование и расчет. М,; Сов.
Радио, 1973.
29. Под редакцией Ш а х г и л ь д я н а В. В. Проектирование радиопередаю-
щих устройств. М., Связь, 1976.
30. С е р в и н с к и й, Е. Г. Управление частоты кварцевых автогенераторов.
Киев, Техника, 1964.
31. С маг ин, А. Г., М. И. Ярославский. Пьезоэлектричество кварца и квар-
цевые резонаторы, М., Энергия, 1970.
32. Сигорский, В. П., А. И. Петренко. Основы теории электроных схем.
Киев, Вища школа, 1971.
33. Т и х ч е в. X. Г., С. И. Мая о лов. Върху синтеза на генератории схе-
ми с паралелен трептящ кръг. Известия на В.МЕИ, том XXXIV, кн. 11, София,
1976.
34. Т и х ч е в, X. Г., С. И. Ма но л о в. Влияние на параметрите на активния
трнполюсник върху нестабилността на честотата. Сборник доклади на НС по слу-
чай 7 май, ВМЕИ .Ленин', София, 1976.
35. Утки и, Г. М., М. В. Благовещенский и др. Проектирование ра-
диопередающих устройств СВЧ. М„ Сов. радио, 1979.
36. Шитиков, Г. Т. Стабильные диапазонные генераторы. М., Сов. радио,
1974.
37. Шитиков, Г. Т. и др. Высокостабильные кварцевые автогенераторы.
М„ Сов. радио, 1974.
38. A w е n d е г Н., S а п п К. Z u г klassifizierung der Quartzoscilatorschal-
tungen, F и n c und Ton, № 4, 1954.
39. Gerber E. A., Sykes R. A., State of the art-quartz cristal unit and
oscilators, PIEEE, 1966, vol. 54, № 2.
40. Hafner E., Blewer R. S. Low Aging Quartz cristal units, PIEEE, vol
56, 1968, № 3
41. Klimek G., M a d a I H. Generatory kwarcowe WMON, Warzhawa, 1966.
42. P a j e w s k i W. Oscilatory piezoelektriczne owertonowe, prace institutu
adiotechnicznego, 1954, 8, № 1.
229