Text
                    OPERATIONAL
AMPLIFIERS
AND
LINEAR INTEGRATED
CIRCUITS
Robert F. Coughlin
and
Frederick F. Driscoll
Wentworth Institute
Prentice Hall, Inc. Englewood Cliffs
1977

Р. Кофлин Ф. Дрискол ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ЛИНЕЙНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ Перевод с английского Б. Н. Бронина под редакцией канд. техн, наук М. В. Гальперина Издательство «Мир» Москва 1979
ОГЛАВЛЕНИЕ Предисловие редактора перевода ..................................... £ Предисловие ........................................................ 7 Глава 1. Макетирование схем иа операционных усилителях ... 9 Глава 2. Принцип действия операционного усилителя................18 Глава 3. Инвертирующий и иеинвертирующий усилители .... 32 Глава 4. Компараторы.............................................49 Глава 5. Избранные применения операционных усилителей ... 68 Глава 6. Генераторы сигналов.....................................90 Глава 7. Источники питания и усилители мощности.................117 Глава 8. Дифференциальные, измерительные и мостовые усилители . 140 Глава 9. Смещение, сдвиги и дрейф.............................. 162 Глава 10. Полоса пропускания, скорость нарастания, шумы и частотная коррекция................................................... . 181 Глава 11. Модуляция, демодуляция и преобразование частоты с исполь- зованием аналогового перемножителя..................................200 Глава 12. Активные фильтры.........................................229 Глава 13. Интегральные таймеры.....................................255 Библиография..................................................... 286 Приложения 288 Предметный указатель ............................................. 356 Р. Кофлии, Ф. Дрискол ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ЛИНЕЙНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ Старший научный редактор Н. В. Серегина Младший научный редактор Н. Н. Титова Художник Ю. С. Урманчиев Художественный редактор Л. Е. Безручеиков Технический редактор Т. А. Максимова Корректор В. И. Киселева ИБ № 1665 Сдано в набор 25.07.79. Подписано к печати 12.11.79. Бумага типографская № 1. Формат 60X90716. Высокая печать. Объем 11,25 бум. л. Усл. печ. л. 22,50. Уч.-изд. л. 21,47. Изд. № 20/0027. Тираж 1.5 000 экз. Зак. 1718. Цена 1 р. 90 к. Издательство «Мир», Москва, 1-й Рижский пер., 2. Московская типография № 11 Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли, Москва, 113105, Нагатинская ул., Д. 1.

нию, автоматизированным системам управления, промышленной автоматике и телемеханике, так и для студентов и аспирантов со- ответствующих специальностей. М. Гальперин ЛИТЕРАТУРА 1. Корн Г., Корн Т. Электронные аналоговые и аналого-цифровые вычислитель- ные машины, т. II. Пер. с англ.—М.: Мир, 1968. 2. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. —М.: Сов. радио, 1979. 3. Современная теория фильтров н их проектирование. Пер. с англ./Под ред. Г. Темеша, С. Митра. — М.: Мир, 1977. 4. Полонников Д. Е. Решающие усилители.—М.: Энергия, 1973. 5. Аналоговые интегральные схемы. Пер. с англ./Под ред. Дж. Коннели. — М.: Мир, 1977. 6. Рутковский Дж. Интегральные операционные усилители. Пер. с англ. — М.: Мир, 1978. 7. Проектирование и применение операционных усилителей. Пер. с англ./Под ред. Дж. Грэма, Дж. Тоби, Л. Хьюлсмана.—М.: Мир, 1974. 8. Гальперин М. В., Злобин Ю. П., Павленко В. А. Усилители постоянного то- ка.— М.: Энергия, 1978.
Посвящается Бею, Фреду, Милли и Уолли ПРЕДИСЛОВИЕ Применение операционных усилителей (ОУ) и других линейных интегральных микросхем (ЛИМС) не вызывает затруднений, если не требуется, чтобы эти устройства работали вблизи границ их расчетных параметров. Цель данной книги и состоит в том, чтобы показать, насколько просто подобные устройства позволяют ре- шать целый ряд технических задач в таких областях, как измере- ние, генерирование сигналов и управление. При начальном изучении методов использования ОУ никогда не следует сразу ставить задачу квалифицированного выбора из множества имеющихся типов усилителей. Поэтому мы начинаем наш вводный курс с изучения недорогого и надежного ОУ, на ко- торый не влияют практически любые ошибки в монтаже, который не боится емкости длинных соединений и не сгорит при первой же возможности. Таким усилителем является ОУ 741; его параметры указаны в приложении 1, а схемы его использования проводятся по ходу изложения. о Если нам потребуется ОУ с несколько большим быстродейст- вием для получения более широкой полосы пропускания, то име- ется еще один недорогой и широко применяемый операционный усилитель — ОУ 301. Характеристики его приведены в приложе- нии 2, а из гл. 10 читатель узнает, в каких случаях этому усилите- лю стоит отдать предпочтение. В гл. 1—8 показано, каким образом можно использовать ОУ в целом ряде схем. При этом ограничения, присущие операцион- ным усилителям, не учитываются. Очень важно научиться строить схемы с применением ОУ прежде, чем пытаться использовать пре- дельные значения его характеристик. При изучении транзисторов или других устройств мы ведь не начинаем с присущих им огра- ничений! к сожалению, большинство книг по интегральным микро- схемам (ИМС) начинается сразу с оценки их предельных возмож- ностей, что затеняет свойственную им простоту и те преимущества, которыми обладают ИМС перед аналогичными схемами на дис- кретных биполярных транзисторах. По этим причинам ограничения, присущие схемам с применением ОУ, рассматриваются нами лишь в гл. 9 и 10. Более того, не все эти ограничения существенны для данной конкретной схемы. Например, такие параметры ОУ по
°Предисловие постоянному току, как напряжение сдвига, обычно не играют роли при использовании ОУ в схеме усилителя переменного тока. Вслед- ствие этого параметры ОУ по постоянному току (гл. 9) рассмат- риваются отдельно от его параметров по переменному току Б гл. 11 представлена ИМС перемножителя, замечательная тем, что ее использование сильно упрощает анализ и расчет схем связи. Перемножитель, ОУ и несколько резисторов позволяют создавать модуляторы, демодуляторы, удвоители частоты, фазо- вращатели и многие другие схемы. В гл. 12 показаны четыре основных типа активных фильтров: нижних и верхних частот, полосовой и режекторный. Вследствие простоты их расчета были выбраны фильтры Баттерворта. Если вы желаете рассчитать трехполюсный (с крутизной 60 дБ/декада) баттервортовский фильтр, то гл. 12 подскажет, как это сделать в четыре этапа с помощью карандаша и бумаги: калькулятор или ЭВМ при этом не потребуются. Вся математическая подготовка, необходимая при изучении книги, сводится к знанию основ ал- гебры. Гл. 13 посвящена другому классу ИМС, также широко исполь- зуемому и столь же разностороннему в применении, как и ОУ,— интегральным таймерам. Они недороги и просты в применении. Представленного в книге материала достаточно для курса на один семестр. Все приведенные здесь схемы прошли проверку в ла- боратории и были тщательно отобраны с тем, чтобы на их примере можно было проиллюстрировать (хотя бы частично) чрезвычайно широкую область, где применение ИМС обеспечивает недорогое решение практических задач. Излагаемый материал пригоден как для специалистов, не связанных непосредственно с электроникой, но которые хотят узнать кое-что о линейных ИМС, так и для сту- дентов, специализирующихся в области электроники и желающих научиться применять линейные интегральные микросхемы. Мы благодарны декану Ч. М. Томсону за то, что он вдохновил нас на написание этой книги, нашим студентам — за настоятель- ные требования дать учебный материал по злободневным вопросам полупроводниковой электроники, М. Хэтфилд, Б. Баум, Дж. Требах и М. Михэн — за мастерскую перепечатку рукописи, нашим колле- гам Р. С. Виллануччи и У. Мегоу — за разработку и создание си- стем макетирования, описанных в гл. 1, а также У. Брэдли и Дж. Рудису — за фотоснимки. Бостон, шт. Массачусетс Р. Ф. Кофлин, Ф. Ф. Дрискол
МАКЕТИРОВАНИЕ СХЕМ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ 1.0. Введение Линейные интегральные микросхемы (ИМС) с каждым днем все шире применяются в таких областях, как телефонная и радио- связь, медицинская техника, измерение, управление производством, а также в автомобилестроении. Причины их возросшего исполь- зования: малые габариты, простота применения, надежность и низ- кая стоимость. Схемы, на разработку которых еще несколько лет назад требовались недели, можно теперь приобрести в виде ИМС. Это позволяет использовать ИМС как функциональный блок. Не- сколько внешних компонентов, добавленных к ИМС, завершают его проектирование. Существенно, что анализ и поиск неисправ- ностей намного упрощаются в схеме на основе такого функцио- нального блока по сравнению с ее эквивалентом на дискретных компонентах. В настоящее время выпускаются два типа линейных интеграль- ных микросхем: монолитные и гибридные. Первые изготавливают на единой полупроводниковой подложке (обычно это кремний) вместе с некоторыми резисторами и конденсаторами. Гибридные ИМС представляют собой комбинацию дискретных компонентов, пассивных элементов и монолитных ИМС. В большинстве приве- денных ниже схем используются монолитные ИМС, однако некото- рые схемы, такие, как перемножители, описанные в гл. 11, имеют гибридную конструкцию. Несмотря на то что данная книга представляет собой вводный курс, все приведенные в ней схемы прошли лабораторную провер- ку. Эти схемы были отобраны с целью демонстрации широкого кру- га применений, а также для рассмотрения по ходу изложения основных характеристик микросхем. Многие читатели для провер- ки излагаемых результатов и формул, а также для более глубоко- го изучения приведенных схем захотят сами собрать эти схемы. В разд. 1.1 приведены макетные платы для линейных ИМС двух типов, позволяющие быстро и легко смакетировать схему на линей- ных ИМС. 1.1. Макетные платы для линейных ИМС 1.1.1. Требования, предъявляемые к макетной плате. Система макетирования должна позволять: 1) собирать схему с минимумом затрат по времени (для большинства приведенных в книге схем
10 Глава 1 это время не должно превышать 2 мин); 2) легко заменять внеш- ние элементы схемы для модификации схемы при ее проектирова- нии; 3) заменять ИМС без ее отпайки; 4) подключать провода от генераторов низких частот и сигналов специальной формы, вольт- метров и осциллографов и, кроме того, 5) система макетирования должна иметь положительный и отрицательный источники питания. В первом из двух типов макетных плат, которые мы рассмот- рим, в качестве источника питания используются две 9-вольтовые батареи. В макетной плате второго типа используется стабилизи- рованный биполярный источник питания, расчет которого приведен в гл. 7. 1.1.2. Макетная плата для ИМС с питанием от батареи. На рис. 1.1 показана недорогая макетная плата, позволяющая экспе- риментировать с операционным усилителем типа 741. Операцион- ный усилитель припаян с нижней стороны печатной платы, как показано на рис. 1.2. При включении тумблера питания на выво- ды 7 и 4 микросхемы подаются соответственно напряжения +9 и —9 В. При выключенном тумблере питания можно подать напря- Рис. 1.1. Плата для макетирования схем на ОУ 741.
Рис. 1 2. Вид снизу па макетную плату рис. 1.1 Рис. 1.3. Макетная плата для линейных ПЛАС.
12 Глава ! Рис. 1.4. Использование макетной платы рис. 1.3. жения питания на ОУ через пружинные зажимы от внешнего источника. Достоинства такой макетной платы: портативность, малая стоимость, легкость доступа к выводам и наличие дополни- тельных точек подключения. Недостаток ее состоит в том, что она разработана только для конкретной ИМС (ОУ 741 или 301), а так- же в необходимости периодической замены батарей. 1.1.3. Макетная плата для ИМС со стабилизированным источ- ником питания. На рис. 1.3 и 1.4 показана макетная плата для ли- нейных ИМС с большими возможностями. Она состоит просто из
Макетирование схем на операционных усилителях 13 экспорт Рис. 1.5. Размещение блока питания. коробчатой рамы, двух печатных плат и источника питания +15 В. Источник питания монтируется на задней стенке рамы с внутрен- ней стороны, как показано на рис. 1.5. На рис. 1.6 представлен вид макетной платы снизу. К трем центральным зажимам макетной платы подведены + 15 В, земля и —15 В. На рис. 1.4 показаны три смакетирован- ные схемы из анализируемых в книге. Две нижние ИМС включены по схеме генератора сигналов треугольной формы, представленной на рис. 6.10. Интегральная микросхема, расположенная на верхней печатной плате слева, — инвертирующий усилитель, собранный по схеме рис. 3.1. Как показано на рис. 1.4, можно изготовить бумажную наклад- ку (темплет )для обозначения выводов ОУ: входов, выхода, зажи-
14 Глава 1 Рис. 1.6. Вид со стороны печатного монтажа макетных плат рис. 1 3. мов питания п т. д. На верхней печатной плате справа показан темплет для ОУ 741 в корпусе с двухрядными выводами; справа внизу--для ОУ 301. Для более опытных пользователей такие темплеты не обязательны. В разд. 1.2 перечислены детали, необхо- димые для создания такой макетной платы. 1.2. Компоненты макетной платы для линейных ИМС 1.2.1. ИМС и панельки для них. Панельки для всех стандартных корпусов ИМС выпускаются промышленностью. Для большинства описанных в книге схем были выбраны ОУ 741 и 301 (см. приложе-
Макетирование схем на операционных усилителях 13 пия 1 и 2). Это было сделано из следующих соображений: 1) дан- ные операционные усилители — общего назначения; 2) на них мож- но продемонстрировать различия между ОУ с внутренней (741) и внешней (301) коррекцией (гл. 9 и 10); 3) эти усилители дешевы, их стоимость не превышает 1 долл.; 4) оба усилителя выпускают- ся в 14-контактном корпусе (DIP) и 8-контактном круглом корпу- се (ТО-99). Детальную нумерацию выводов и вид корпусов см. в приложениях 1 и 2П. 1.2.2. Пружинные контакты. Показанные на рис. 1.1 — 1.4 пру- жинные зажимы (OMNI—GRIPR; пат. США 3 150 911; с разреше- ния Cosmic Voice, Inc.) были выбраны по следующим причинам: 1) зажимы позволяют подключать провода практически любого диаметра, используемого в работе с электронной аппаратурой; 2) к одному и тому же пружинному зажиму можно подключать компоненты с различным диаметром выводов; 3) зажимы доста- точно велики, чтобы с ними было легко работать; 4) при их ис- пользовании не нужны зажимы типа «крокодил» и наконечники под винтовые соединения; 5) один пружинный зажим можно вы- брать в качестве общей или заземляющей точки; тем самым исклю- чается образование контуров заземления. 1.2.3. Перечень материалов для макетной платы. В макетной плате, показанной на рис. 1.3—1.5, используются следующие комп- лектующие изделия: 1. Коробчатая рама или шасси (что имеется в наличии); мы изготовили их из разобранного лампового источника питания, от- пилив половину шасси под углом. 2. Пружинные зажимы OMNI—GRIPR: 40 шт. для платы с па- нельками под корпуса DIP и 28 шт. для платы с 8-штырьковыми круглыми металлическими корпусами. Зажимы можно приобрести у фирмы General Electronic Associated, Inc. (P. О. Box 156, North- field, Ohio, 44067). 3. Панельки для ИМС: четыре для 14-контактных корпусов и четыре 8-контактные для круглых металлических корпусов. 4. Крепеж: набор из соответствующего количества пар гайка — винт. 5. Печатные платы из двухстороннего фольгированного гети- накса или стеклотекстолита. 6. Источник питания. Вариант 1: две 9-вольтовые батареи. Вариант 2: приобрести источник питания на +15 В, 50 мА стои- мостью приблизительно 40 долл. Вариант 3: изготовить источник, показанный на рис. 1.5, исполь- *> Соответствуют корпусам 201.14-1 и 301.8-2 по ГОСТ 17467-72. — Прим, ред.
16 Глава 1 зуя информацию, приведенную на рис, 7,2 и 7,16, и следующие компоненты (стоимость приблизительно 15 долл.): — один стабилизатор напряжения ±15 В RC4195T фирмы Raytheon; — один понижающий трансформатор на 30 В, 1 А; — четыре диода на 1 А; — четыре электролитических конденсатора на 500 мкФ, 50 В для источника нестабилизированного напряжения питания; — четыре электролитических танталовых конденсатора по 5 мкФ, 35 В на выход ИМС 4195; — два предохранительных резистора по 10 кОм, 0,25 Вт (один включается между зажимом + АВЫХ и землей, вто- рой— между зажимом —UBbtx и землей ИМС 4195); — держатель предохранителя и предохранитель на 0,5 А; — сетевой шнур и соединительные провода. 1.3. Использование макетной платы для ИМС 1.3.1. Макетирование схем на ИМС. После того как вы рассчи- тали и проанализировали схему, содержащую ИМС, и подобрали все компоненты, все готово для сборки схемы и проверки ваших расчетов. При наличии макетной платы для ИМС, аналогичной показанным на рис. 1.1—1.6, собрать прототип схемы будет минут- ным делом. Вставьте ИМС в панельку и, не включая питание, соедините зажимы +15 В и —15 В на монтажной плате с выводами +U и —U интегральной схемы. Подключите, если это возможно, все заземляющие провода к одному пружинному зажиму заземления. Соберите схему, подключив все ее элементы к соответствующим пружинным зажимам. Если необходимо, используйте дополнитель- ные зажимы. Теперь, что очень важно, еще раз проверьте все со- единения; если вы позволили себе перед этой проверкой отдохнуть, то уже тем самым совершили ошибку. Старайтесь делать соедини- тельные провода короче. 1.3.2. Испытание схемы на ИМС. После того как вы проверили монтаж, можно приступить к испытаниям: 1. Подключите источник питания к сети. 2. При помощи осциллографа на шкале 10 В/см постоянного тока или вольтметра постоянного тока проверьте, не перепутаны ли выводы питания ИМС.. 3. Подайте на вход схемы сигнал и измерьте его. 4. Измерьте выходное напряжение, чтобы удостовериться, что выход не находится в состоянии насыщения (гл. 2), а скорость на- растания не ограничена (гл. 10). Если входной сигнал перемен-
Макетирование схем на операционных усилителях 17 кого тока, сигнал с выхода схемы следует подать на осциллограф и посмотреть, нет ли перегрузки или искажений. 5. Все измерения проводите относительно земли. Например, если резистор подключен между двумя выводами ИМС, не подклю- чайте оба щупа вольтметра или осциллографа к резистору; измерь- те напряжение на одном выводе резистора, затем на другом, после чего вычислите напряжение, падающее на резисторе. 6. Если нет специальных указаний, постарайтесь не пользо- ваться амперметрами. Измерьте напряжение, как указано выше, и вычислите ток. 7. Сопротивление нагрузки не должно быть меньше 2 кОм; объяснение этому будет дано в разд. 2.1.2. 8. Отключайте источник входного сигнала до того, как будет выключено питание. В противном случае ИМС может выйти из строя. 9. Указанные ИМС выдержат многое, однако никогда а) не реверсируйте полярность источников питания; б) не подавайте на вход ОУ потенциалы выше + U и ниже —U-, в) не оставляйте входной сигнал при обесточенной ИМС. 10. Если на выходе схемы наблюдаются нежелательные коле- бания (генерация) и схемные соединения уже проверены, то а) подключите между выводом операционного усилителя + U и землей и между выводом —U и землей по конденсатору 0,1 мкФ; б) сделайте соединения короче; в) проследите за тем, чтобы заземленные провода измеритель- ного прибора, генератора сигналов, нагрузки и источника питания сходились вместе на одном пружинном зажиме (соединение земель звездой). 11. Описанные выше принципы применимы ко всем другим ли- нейным ИМС. Начнем теперь наши первые эксперименты с операционным усилителем. 2—1718
2 ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ 2.0. Введение Название операционный усилитель было дано первоначально усилителям с большим коэффициентом усиления, разработанным для выполнения математических операций сложения, вычитания, умножения и деления. Такие усилители работали с высокими на- пряжениями, порядка ±300 В0, но могли выполнять вычисления, проводить которые до их изобретения было экономически нецеле- сообразно. Линейный интегральный ОУ является современным преемни- ком указанных усилителей. Он унаследовал от них прежнее на- звание, работает при более низких напряжениях и по меньшей мере не хуже своих предшественников. Сегодняшние ОУ настолько де- шевы, что ежегодное их потребление исчисляется миллионами, Малая стоимость, гибкость в применении и надежность раздвину- ли область их использования далеко за границы, которые предви- дели первые разработчики. Некоторые современные применения ОУ лежат в областях управления процессами производства, связи, вычислительной техники; ОУ используются в источниках питания и генерации сигналов, в системах отображения данных и для из- мерений. При этом ОУ остается очень хорошим усилителем посто- янного тока с большим коэффициентом усиления. При первом знакомстве с линейной ИМС операционного уси- лителя следует сконцентрировать внимание на его наиболее важ- ных и существенных свойствах. В связи с этим данная глава по- свящается определению назначения выводов ОУ, некоторым предельным электрическим параметрам его и тому, как их исполь- зовать. У операционного усилителя пять основных выводов: два для подключения питания, два для подачи входных сигналов и один для снятия выходного сигнала. Как видно из рис. 2.1, внутреннее устройство ОУ сложно. Однако для того, чтобы применять ОУ, знать что-либо о его внутреннем функционировании не обязатель- *> Обычно ±100 В в аналоговых математических машинах на лампах.— Прим. ред.
но. Те, кто проектирует и строит операционные усилители, создали столь замечательное устройство, что выполняемые им операции определяются подключенными к нему внешними компонентами, а не собственно операционным усилителем. На рис. 2.2 показаны три обычных корпуса ИМС, а в прило- жении 1 —несколько корпусов других типов. Выводы микросхем нумеруются против часовой стрелки (если смотреть со стороны крышки корпуса), так же как у электронных ламп. Вывод 1 отме- чен на корпусе DIP вырезом (рис. 2.2,6), а на плоском корпусе с планарным расположением выводов (рис. 2.2, в) — точкой. У круглого металлического корпуса (рис. 2.2, а) около вывода 8 имеется ушко. 2*
Ушко-ключ Рис. 2.2. Корпусы и цоколевки операционного усилителя. а — 8-контактпый круглый корпус (ТО-99), вид сверху; б — 14-коптактный корпус DIP (ТО-116), вид сверху; в — 10-контактный плоский корпус (ТО-91), вид сверху. Н.П озна- чает <не подключен».
Принцип действия операционного усилителя 21 2.1. Выводы операционного усилителя На принципиальных схемах ОУ рисуют в виде наконечника стрелы, как показано на рис. 2.2. Наконечник символизирует уси- ление и показывает направление со входа на выход. 2.1.1. Выводы питания. Те выводы ОУ, около которых на схемах стоят обозначения + U и —U, должны подключаться к источнику питания (рис. 2.3 и приложения 1 и 2). Обратите внимание на то, Рис. 2.3. Подключение источника питания и нагрузки к ОУ. что источник питания имеет три зажима (положительный, отри- цательный и общий заземляющий). Такой тип источника называет- ся источником с расщепленным питанием; типичные значения на- пряжений источника составляют ±15, ±12 и ±6 В. Для ОУ специ- ального назначения может потребоваться несимметричное питание, например ±112 и —6 В, или даже однополярное питание, напри- мер + 30 В и земля. Обратите внимание на то, что в схеме рис. 2.3 земля не подключена к ОУ. Токи, возвращающиеся от ОУ к ис- точнику питания, проходят через внешние (навесные) элементы схемы, в данном случае через сопротивление нагрузки RH'}. Типичное значение максимального напряжения, которое можно приложить между выводами + Z7 и —V, составляет 36 В (т. е. ±18 В). 2.1.2. Вывод выхода. На рис. 2.3 выходной вывод ОУ соединен с одним из выводов резистора нагрузки RH. Второй 'вывод Rn под- ключен к земле. Выходное напряжение СДых измеряется относи- тельно земли. Поскольку ОУ имеет только один вывод выхода, ’> Очень малая доля этих токов проходит через сопротивления между вхо- дами и землей (токи смещения). — Прим. ред.
22 Глава 2 про него говорят, что он имеет несимметричный выход. Ток, кото- рый можно получить с выхода ОУ, ограничен некоторым значе- нием, обычно порядка 5—10 мА. Существуют также ограничения на уровни выходного напряжения; они определяются напряжения- ми питания и выходными транзисторами (7\б и Ти на рис. 2.1). (См. также «Зависимость шкалы выхода от напряжений питания» в приложении 1.) Чтобы эти транзисторы работали не как ключи, а как усилительные приборы, падение напряжения коллектор — эмиттер должно составлять 1—2 В. Таким образом, выходное напря- жение может увеличиваться до (+<7 —2) В в положительном и до (—U +2) В в отрицательном направлении. Верхний предел Ь'вых называется положительным напряжением насыщения (+ Uнас), а нижний — отрицательным напряжением насыщения (—t/нас). Например, при напряжении питания ±15 В + С/Нас = = + 13 В и —ЙНас=—13 В. Двойная амплитуда (7Вых, следователь- но, ограничена в пределах +13 В. Оба предела — по току и по на- пряжению — устанавливаются при минимальном сопротивлении нагрузки 7?н, равном 2 кОм. Некоторые ОУ, такие, как, например, ОУ 741, имеют встроен- ный схемный узел, автоматически ограничивающий выходной ток. Даже при коротком замыкании выхода на землю выходной ток ограничивается приблизительно на уровне 25 мА, как указано в приложении 1. Это предотвращает выход ОУ из строя при его коротком замыкании. Обычно на схемах не приводят полного изоб- ражения выходной цепи каждого ОУ с батареями питания; вместо этого используется упрощенное изображение, представленное на рис. 2.4. 2.1.3. Входные выводы. На рис. 2.4 показаны два входных вы- вода, помеченные знаками ( + ) и (—). Они называются дифферен- циальными (разностными) входными выводами, так как выходное напряжение UBbIX зависит от разности напряжений на них ЕЛ и коэффициента усиления К усилителя. На рис. 2.4, а видно, что вы- ходное напряжение положительно относительно земли, когда напряжение на входе ( + ) положительно по отношению к напря- жению на входе (—). При смене полярности £д (рис. 2.4,6), когда напряжение на входе ( + ) отрицательно по отношению к напряже- нию па входе (—), ДВЫх по отношению к земле становится отри- цательным. Из рассмотрения рис. 2.4 мы делаем вывод, что полярность вы- ходного напряжения совпадает с полярностью напряжения на вхо- де ( + ) [по отношению к напряжению на входе (—)] и противо- положна или инверсна полярности напряжения на входе (—) [от- носительно напряжения на входе ( + )]. Поэтому вход (—) обозначается как инверсный вход, а вход ( + ) —как неинверсный вход (приложение 1).
Принцип действия операционного усилителя 23 Рис. 2.4. Зависимость полярности ивъ,х от полярности дифференциального вход- ного напряжения Еп. Важно подчеркнуть тот факт, что полярность Епых зависит только от разности напряжений на инверсном и неинверсном вхо- дах. Это разностное напряжение можно определить как Ед=Напряжение на входе (-J-) — —Напряжение на входе (—). (2.1) Знак Ея говорит нам, во-первых, о полярности напряжения на входе ( + ) относительно напряжения на входе (—) и, во-вторых, о полярности выходного напряжения относительно земли. Данное выражение справедливо как при заземленном инверсном или неин-
24 Глава 2 версном входе, так и в том случае, когда потенциалы обоих входов выше или ниже потенциала земли. Еще одна важная особенность входной цепи — высокое значение полного сопротивления между входами, а также между каждым из входов и землей. 2.2. Усиление по напряжению без обратной связи 2.2.1. Определение. Обратимся к рис. 2.4. Если входное диффе- ренциальное напряжение £д достаточно мало, то выходное напря- жение будет определяться напряжением Ед и коэффициентом усиления по напряжению без обратной связи К- Этот коэффициент усиления называется так потому, что возможное подключение цепей обратной связи с выхода на входные зажимы в данном слу- чае не производится. Таким образом, в идеальном случае £/вых выражается простым соотношением: £/вых=^. (2.2) 2.2.2. Дифференциальное входное напряжение Еа. Величина К чрезвычайно велика; часто она составляет 200 000 и более. Напом- ним, что в соответствии с изложенным в разд. 2.1.2 Uewx в любом случае не может выйти за пределы положительного +£7нас или отрицательного —UKac напряжений насыщения. При питании ±15 В напряжения насыщения будут равны приблизительно ±13 В. Таким образом, для того чтобы ОУ действовал как усили- тель, £д должно быть в пределах ±65 мкВ. Этот вывод следует из уравнения (2.2): £д.макс = 200000 мкВ, Дд.макс= “ 200 000 ~ 65 мкВ. Зафиксировать напряжение 65 мкВ в условиях лаборатории пли производства трудно, поскольку в типичном измерительном приборе напряжения наведенных шумов, сетевого фона и напря- жения от токов утечки могут превысить 1 мВ (1000 мкВ). Измере- ние очень больших коэффициентов усиления поэтому является трудной задачей. Помимо всего прочего, в ОУ имеется некоторая внутренняя асимметрия, которая проявляется как смещение уровня входного напряжения; величина этого сдвига может также пре- вышать Ед. Это напряжение сдвига будет рассмотрено в гл. 9. 2.2.3. Выводы. Из приведенных выше кратких замечаний следу- ют три вывода. Во-первых, Г7ВЫх в схеме рис. 2.4 либо будет иметь одно из предельных значений +£7Иас и —UHac, либо будет колебать- ся между этими предельными значениями. Это не должно вызывать беспокойства, так как такое поведение обычно для усилителя с большим коэффициентом усиления. Во-вторых, чтобы £Вых оста- валось между этими предельными значениями, в схему необходи-
Принцип действия операционного усилителя 25 мо ввести обратную связь, которая вынудит Uвых зависеть от ста- бильных прецизионных элементов (например, резисторов) и от напряжения генератора сигналов, а не от К и ЕЛ. Последний и самый важный вывод заключается в том, что, если ЕЛ настолько мало, что его трудно измерить, для всех практических целей можно считать ЕЛ равным нулю. Этот вывод нетривиален. В дальнейшем мы будем часто использовать тот факт, что £д«0, если UBblK не равно напряжениям насыщения. Скажем это по-ино- му: если t/вых не равно напряжениям насыщения, то потенциал входа ( + ) приблизительно равен потенциалу входа (—). Ограни- чившись тем, что было сказано об ОУ, мы можем разобраться, как работает компаратор. В схеме компаратора ОУ работает не как усилитель, а как устройство, сигнализирующее о том, когда неиз- вестное напряжение ниже, выше или точно равно заданному опор- ному напряжению. Прежде чем изучать компаратор, рассмотрим пример, иллюстрирующий изложенные выше положения. Пример 2.1. На рис. 2.4 + 17=15 В, —(7=—15 В, +ПНас=13 В, —17нас= =—13 В п Д = 200 000. В предположении идеальных условий работы схемы найти величину и полярность (7ВЫХ для каждого из следующих значений вход- ных напряжений, измеренных относительно земли. Вариант Напряжение на входе (—) Напряжение на входе ( + ) Вариант Напряжение на входе (—) Напряжение на входе ( + ) п. «а» П. «б» п. «В» —10 мкВ —10 мкВ —10 мкВ —15 мкВ + 15 мкВ —5 мкВ П. «Г» П. «Д» п. «е» + 1,000001 в +5 мВ 0 в + 1,000000 в. 0 в +5 мВ Решение. Полярность (7BBIX совпадает с полярностью напряжения на входе (+) относительно напряжения на входе (—). Напряжение на входе ( + ) более отрицательно, чем напряжение на входе (—) в случаях пп. а, г н Д. Это сле- дует из выражения (2.1), и в указанных случаях [Дых будет отрицательным. Из соотношения (2.2) следует, что величина 17вых в К раз больше разности между напряжениями на входе (+) и входе (—). Однако, если КЕД будет больше, чем +U или —U, как в случаях пп. д и е, UBm должно остановиться на уровне + (7нас или — (7игс. Проведенные вычисления сведены в следующую таблицу: Вариант ЕдИЗ выражения (2.1) Полярность входа ( + ) относительно входа (—) (-'ВЬ1Х из выРажения (2.2) Полярность выходного напряжения относительно земли п. «а» —5 мкВ — 5 мкВх200 000=—1 В п. «б» 25 мкВ + 25 мкВX200 000=5,0 В + п. «в» 5 мкВ + 5 мкВ X 200 000'= 1 В + п. «г» —1 мкВ —1 мкВX 200 000=—0,2 В п. «д» —5 мВ — —13 В= —17нас — п. «е» 5 мВ + 13 В= +(7нас +
26 Глава 2 2.3. Понятие об идеальном компараторе') 2.3.1. Чувствительность к напряжению на входе ( + ). Па схеме рис. 2.5, а на вход (—) подано опорное напряжение земли или ОВ. Напряжение £вх, на которое должна реагировать схема, при- ложено к входу (+). Во входной цели компаратора Евх СрЗ'В’НИ” вается с нулевым опорным напряжением, и состояние выхода гово- рит нам, положительно или отрицательно £вх относительно этого опорного напряжения. Как видно из рис. 2,5, б, Евх положительно в течение времени от 0 до А. Потенциал входа ( + ) будет в это время положительным по отношению к потенциалу входа (—), так что £вых будет равно Рис. 2.5. Схема включения ОУ 741 как компаратора, чувствительного к пере- ходам через О В по входу ( + ) (а), и формы сигналов на входе и выходе (б). Цоколевка соответствует ОУ 741 в корпусе DIP. *> Принимается, что коэффициент усиления бесконечно велик, а сдвиг нуля отсутствует. — Прим. рсд.
Принцип действия операционного усилителя 27 Рис. 2.6. Компаратор, чувствительный к переходам через О В по входу (—) а — схема включения; б — форма сигналов на входе и выходе. + £/нас. В том случае, когда Евк отрицательно (в течение времени от А до В), ивъ1К равняется —<инас, поскольку потенциал входа ( + ) при этом ниже потенциала входа (—). Таким образом, 67ВЬ1Х пока- зывает нам, когда Евх положительно или отрицательно по отноше- нию к нулевому опорному напряжению. Кроме того, переход 67ВЫХ из одного состояния в другое показывает, когда и е каком направ- лении Евк пересекает уровень опорного напряжения. Когда £вх пересекает опорный уровень, равный ОВ, двигаясь в положитель- ном направлении (как это имеет место в моменты времени 0 и В), Uвых становится также положительным. Если Г7ВЫХ становится отрицательным (момент Д), это означает, что Евх только что пере- секло уровень опорного напряжения в отрицательном направле- нии.
28 Глава 2 2.3.2. Чувствительность к напряжению на входе (—). На рис. 2.6, а нулевое опорное напряжение (земля) подано на вход (+), а Евх приложено ко входу (—). Во входной цепи компарато- ра Евх сравнивается с опорным нулем так же, как в схеме на рис. 2.5, и. Однако, как показано на рис. 2.6,6, в данном случае £/вых становится равным —UKac при положительном Евх, т. е. на промежутке от 0 до Я. В течение времени от А до В, когда Евх ниже нулевого опорного уровня, С’вых равно —UBZC. Итак: когда UBbIX=—UBac, Евх больше ОВ; если t4bIX =-)-[7нас, Евх отрицательно. Схемы компараторов на рис. 2.5 и 2.6 называют детекторами нуля. 2.4. Детекторы ненулевого уровня 2.4.1. Детектор уровня напряжения. Схемы компараторов, пока- занные на рис. 2.5 и 2.6, можно использовать также для сравнения напряжений с опорным уровнем, отличным от О В. В схеме рис. 2.7, с ко входу (—) приложено опорное напряжение +2 В. В случае когда входное напряжение Евх меньше UOB, UBbIX равно —С'нас, поскольку напряжение на входе ( + ) по отношению к на- пряжению на входе (—) отрицательно. При Евх, превышающем Ноп, напряжение на входе ( + ) становится положительным по от- ношению к напряжению на входе (—) и 17Вых переходит в + ДНас. Как видно из рис. 2.7,6, UBblx показывает, больше или меньше Евх, чем Доп; в момент перехода UBbIX от одного напряжения насыще- ния к другому Евх равно Uon. Пример 2.2. Найти результирующую форму кривой СБЫх в схеме рис. 2.7, а при полярности Uon, обратной указанной на этой фигуре, и входном сигнале Евх треугольной формы, показанном на рис. 2.7, б. Решение. Когда £вх меньше Uon, напряжение на входе (--) более положи- тельное, чем на входе (+), и [7Вых=—С7нас. В момент пересечения Евх уровня Соп (—2 В) в положительном направлении С7„ых переключается в состояние + 6иас, как показано на рис. 2.8. При пересечении Евх уровня Uo„ в отрицатель- ном направлении (7ПНХ переключается на —Снас. Таким образом, Сих гово- рит о том, зыше £Вх, чем СОп. ниже его или равно ему. 2.4.2. Детектор уровня напряжения со светодиодами. На рис. 2.9 показана модифицированная схема детектора уровня на- пряжения, представленного на рис. 2.7. Когда Евх выше Uon, Ивых положительное и смещает в прямом направлении светоизлу- чающий диод (СИД) зеленого свечения. Включение этого свето- диода может индицировать состояние «включено» или «пуск». Если Евх ниже Uon, UBKX будет отрицательно и загорается красный СИД. Это может соответствовать состоянию «выключено» или «стоп». Уровень насыщения выходного тока ОУ 741 равен прибли- зительно 25 мА. Такого значения тока достаточно для довольно яркого свечения светодиода. В описанной схеме можно использо- вать выпускаемые промышленностью сборки СИД, содержащие в одном корпусе светодиоды красного и зеленого свечения.
Рис. 2.7. Детектор уровня напряжения (а) и форма сигналов на входе и выходе схемы (б). Рис. 2.8. Решение примера 2.2.
30 Глава 2 2.5. Получение опорных напряжений на практике Так как операционные усилители питаются обычно от хорошо стабилизированных источников, можно использовать этот отрад- ный факт для получения недорогого источника опорного напряже- ния. В качестве такого источника на рис. 2.10 служат резисторы Ri и Ri, которые делят напряжение питания в соответствии со сле- дующим выражением: £'»=ТАгг<+£'>- . (2-3> Пример 2.3. Вычислить Ucn для схемы рис. 2.10. Решение. Из соотношения (2.2) получаем 2 кОм U°n = (2 щ ТЗ) "кОм 15 в = 2 в- +/S В (стабилизированные) Рис. 2.10. Получение опорного напряжения с делителя напряжения.
Принцип действия операционного усилителя 31 2.6. Практические замечания Когда мы конструируем реальную схему компаратора, мы зна- ем, что между фактическими характеристиками ОУ и представлен- ной выше идеальной ситуацией имеются некоторые различия. Во-первых, выходное напряжение Евых не изменяется от —UKZC до + U„ac мгновенно. Этот переход происходит за конечный проме- жуток времени. Во-вторых, при равном нулю дифференциальном входном напряжении ЕЛ напряжение иВык не будет в точности рав- но нулю. И наконец, на выходе ОУ могут постоянно или при под- ходе Ед к О В возникать непредсказуемые колебания. Все это вы- зывает необходимость глубже изучить параметры ОУ и то, каким образом можно свести к минимуму различие между их идеальными и реальными характеристиками. Задачи 2.1. Перечислите основные выводы ОУ и нарисуйте его схемное обозначение. 2.2. Какие три типа корпусов используются обычно для герметизации ОУ? 2.3. Является вход ОУ дифференциальным или несимметричным? 2.4. Какой выход у ОУ — дифференциальный или несимметричный? 2.5. Чему равно максимальное напряжение питания большинства ОУ? 2.6. Какой величины максимальный ток можно получить с выхода ОУ, не до- стигая при этом состояния его насыщения? 2.7. Чему ранен ток короткого замыкания ОУ 741? 2.8. Если ОУ питается от источника ±10 В, то каковы должны быть при этом типичные значения +14шс п — Енас? 2.9. Положительное или отрицательное выходное напряжение ОУ, если напря- жение на его неинверсном входе выше напряжения на инверсном входе? 2.10. Дайте определение коэффициента усиления ОУ без обратной связи й вы- разите его через выходное и дифференциальное входное напряжения. - •• 2.11. Определите минимальное дифференциальное напряжение, вызывающее п<ь ложителыюе и отрицательное насыщение ОУ, если его коэффициент уси- ления без обратной связи равен 250 000, a ±17нас=±10 В. 2.12. Определите величину выходного напряжения ОУ для условии задачи 2.11, если напряжение на входе (—) ОУ составляет 3,02 мВ, а иа входе (+) напряжение равно 3,015 мВ. 2.13. Изменится ли форма выходного сигнала в схеме рис. 2.5, если амплитуда Евх изменится и станет равна 10 В? Объясните. 2.14. Пусть на рис. 2.7 17f,n=l В. Нарисуйте форму выходного сигнала для это- го случая. 2.15. Изобразите форму сигнала на выходе схемы рис. 2.7, в которой Евх и 17оп поменяли местами. 2.16. Вычислите Uon на рис. 2.10, если /?, = 24 кОм, а Т?2=6 кОм. 2.17. Найдите значение Uon на рнс. 2.10, если подключен не к +15 В, как на указанном рисунке, а к —15 В.
3 ИНВЕРТИРУЮЩИМ И НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛИ 3.0. Введение В этой главе рассматривается одно из наиболее важных приме- менений ОУ, а именно — в качестве усилителя. Усилитель — это схема, которая воспринимает сигнал, поступающий на ее вход, и выдает усиленную копию этого сигнала. Все приведенные в главе схемы имеют одно общее свойство: резистор обратной связи под- ключен между зажимами выхода и входа (—). Схема такого типа называется схемой с отрицательной обратной связью (ООС). Отрицательная обратная связь дает много преимуществ, и все они основаны на том факте, что характеристики схемы не зависят больше от коэффициента усиления без обратной связи К.^Дббав- ляя резистор обратной связи, мы формируем петлю с выхода на инверсный вход. В результате схема обладает теперь коэффициен- том усиления с обратной связью Ко.с, который не зависит от Д’. Ниже будет доказано, что коэффициент усиления с обратной связью Ко.с определяется только номиналами внешних (навесных) резисторов. Для получения наилучших результатов следует исполь- зовать резисторы с допуском в 1 % °; при этом Кс.с будет известно с точностью около 1%. Следует заметить, что добавление внешних резисторов не изменяет коэффициент усиления без обратной свя- зи К. Однако у разных экземпляров операционных усилителей К различны. Включение резистора обратной связи позволяет нам не учитывать эти изменения К., по крайней мере до тех пор, пока значение К велико. Продемонстрируем тот факт, что Ко.с опреде- ляется единственно отношением сопротивлений двух резисторов, на инвертирующем усилителе. 3.1. Инвертирующий усилитель 3.1.1. Введение. На рис. 3.1 показана схема на ОУ, получившая наиболее широкое применение. Это усилитель, у которого коэффи- циент усиления с обратной связью задается резисторами 7?о.с и 7?вх. Он способен усиливать сигналы как переменного, так и посто- янного тока. Чтобы понять, как работает схема, примем два упро- щающих предположения, введенных в гл. 2. ” Не более. — Прим. ред.
Инвертирующий и неинвертирующий усилители 33 Рис. 3.1. Инвертирующий усилитель при положительном напряжении на вхо- де (—). Номера контактов ОУ 741 в корпусе DIP проставлены рядом с ма- ленькими кружочками. 1. Напряжение £д между входами ( + ) и (—) фактически рав- но нулю. 2. Ток, потребляемый этими входами, пренебрежимо мал. 3.1.2. Подача на инверсный вход положительного напряжения. На рис. к инверсному входу ОУ через входной резистор £вх приложено положительное напряжение Евх. Отрицательная обрат- ная связь осуществляется резистором обратной связи Ro.c. Напря- жение между входами ( + ) и (—) практически равно О В. Поэтому неинверсный входной зажим также находится под нулевым потен- циалом, т. е. потенциалом земли. Вот почему говорят, что вход (—) потенциально заземлен. Так как на одном из выводов резистора £вх имеется потенциал £вх, а на другом — О В, то падение напряжения на £вх равно £вх. Ток / через резистор £вх находят по закону Ома: '=4^- (3.1а) Авх В £вх входит сопротивление генератора сигналов. Весь входной ток I протекает по £о.с, поскольку вход (—) ОУ потребляет ток пренебрежимо малой величины. Заметим, что ток в Ro.c определяется £вх и £вх, а не значениями Ro.c, UBbIK или пара- метрами операционного усилителя. 3—1718
34 Глава 8 Падение напряжения на Ro.c равно просто IRo.c или ^о.с=^о.с=^-/?о.с. (ЗЛб) Но из рис. 511 видно, что один вывод Ro.c соединен с нагрузкой Rn. Напряжение относительно земли в точке этого соединения рав- но Нвых- Вторые выводы /?о.с и /?„ находятся под потенциалом зем- ли. Следовательно, С7вых равно U Rос (напряжению на RQ.C). Для определения полярности t7BbIX заметим, что левый по схеме вывод Ro.c имеет потенциал земли. Направление тока, задаваемое £вх, таково, что правый вывод Ro,c находится под отрицательным потен- циалом. Отсюда следует, что при положительном напряжении Евх напряжение 1/вых отрицательное. Теперь, приравняв иБЫХ к UR ос и добавив знак минус, отражающий тот факт, что UBax имеет по- лярность, противоположную полярности Евх, имеем Uw=-E№^. (3.2а) АВХ Коэффициент усиления с обратной связью можно получить из (3.2а) в следующем виде: ___ t/вых ______ Ro.c о.с р р пвх ^вх (3.26) Знак минус в (3.26) указывает, что полярность выходного сиг- нала £Вых обратна (инверсна) полярности £вх. По этой причине схема рис. 3.1 называется инвертирующим усилителем. 3.1.3. Ток нагрузки и выходной ток. Ток нагрузки /н, который проходит по RH, определяется только £н и UBbIX, но отдает его в на- грузку выходная цепь ОУ. Таким образом, 7Н = UBbtx/RB. Ток в Rc.c также поступает из выходной цепи операционного усилителя. Выходной ток ОУ, следовательно, равен /вЫХ=/+'н. (3-3) Максимальное значение 1БЫХ определяется типом ОУ; обычно оно лежит между 5 и 10 мА. Пример 3.1. Пусть на рис. 3.1 /?о.с=Ю0 кОм, RBX—10 кОм и Евх—1 В. (Определите а)/, б) ОВЫХ и в) Ко.с. Решение, aj Из (3.1а) /=-^- = -Г7г4^ = 0.1 мА. RBX 10 кОм ’ б) Из (3.2а) ,, £о.с _______100 кОм Евых— ~ ^вх Евх 10 кОм
Инвертирующий и неинвертирующий усилители 35 в) Используя (3.26), получаем 7?о.с ЮО кОм А'°-с = — /?вх ~ — 10 кОм = —10- Последний результат можно проверить, взяв отношение (Лык и Еы: К —К — ^вых — ~10В _ in Ло.с —Л„— £вх — 1В — —1U. Пример 3.2. Используя данные предыдущего примера, а также приняв А’„=25 кОм, определите: а) 1Я и 6) суммарный ток, поступающий в выходной |.1жим ОУ. Решение, а) Используя значение Й7вых, вычисленное в примере 3.1, получаем 1 н б^вых Ян 10В = йлГ = °-4мА' Направление этого тока показано на рис. 3.1. 6) Используя (3.3) и значение I нз предыдущего примера, имеем /вых ~ / “Ь /и = 0 * 1 мА 0,4 мА = 0,5 мА. Входное сопротивление схемы рис, 3.1 для генератора Евх рав- но /?вх. Одним из оснований для использования ОУ в данной схе- ме является его высокое входное сопротивление. Чтобы сохранить высокое входное сопротивление всей схемы, собранной на ОУ, следует выбирать резистор RBX с сопротивлением не менее 10 кОм. 3.1.4. Подача на инверсный вход отрицательного напряжения. На рис. 3.2 на инверсный вход ОУ через резистор /?вх подано на- пряжение отрицательной полярности Евх. Все принципы анализа и Рис. 3.2. Инвертирующий усилитель при отрицательном напряжении на входе (—).
36 Глава 3 управления, приведенные в разд. 3.1.3, справедливы и в данном случае. Единственное, чем различаются рис. 3.1 и 3.2, — направ- лением токов. Реверсируя полярность ЕБХ, мы изменяем направле- ние всех токов и полярность всех напряжений на противополож- ные. Теперь, при отрицательном Евх, напряжение на выходе усили- теля будет положительным. Пример 3.3. Пусть в схеме на рис. 3.2 ₽о.о=250 кОм, /?Вх= 10 кОм и Евх=0,5 В. Определить: а) /; б) напряжение на Ro.c и в) 17Вых, (используя урав- нение (3.2а). Решение, а) Из (3.1а) £вх 0,5 В 1 = R^ = 10 кОм = 50 мкА “ °-05 мА- б) Из (3.16) имеем URoc=1roc = (50 мА) (250 кОм) = 12,5 В. в) Из (3.2а) Ro с 250 кОм 1/вых= —^-АЕх= -4070^0,5 В = -12,5 В. Таким образом, напряжение на выходе схемы равно падению напряжения на Ro.c и /Со.с=—25. Пример 3.4. Используя данные предыдущего примера, определить: а)7?в, при котором ток нагрузки равен 2 мА; б) 1ВЫ* и в) входное сопротивление схемы. Решение, а) Используя закон Ома и (3.3), получим „ ^вых 12,5 В =6-25 кОм- б) Из (3.3) и полученных в примере 3.3 значений следует, что /ЕЫХ = / + /н = 0,05 мА + 2 мА = 2,05 мА. в) Входное сопротивление схемы (для £вх) равно сопротивлению входного резистора RBX, т. е. 10 кОм. 3.1.5. Подача на инверсный вход переменного напряжения. На рис. 3.3 на инверсный вход ОУ подано переменное напряжение Евх. Для положительной полуволны сигнала полярность напряжений в данной схеме и направления токов совпадают с показанными на рис. 3.1, а для отрицательной — с теми, что показаны на рис. 3.2. Как показано на рис. 3.3, выходной сигнал имеет противополож- ный входному знак (находится с последним в противофазе), т. е. жогда £вх положительное, ивых отрицательное, и наоборот. Выве- денные в разд. 3.1.2 выражения справедливы и для схемы на рис. 3.3. Пример 3.5. Вычислить Ко с схемы на рис. 3.3 для /?о.с = 500 кОм и RBX= = 50 кОм.
Инвертирующий и неинвертирующий усилители 37 Рнс. 3.3. Инвертирующий усилитель при входном сигнале переменного тока. Решение. Из (3.26) следует Ro.c 500 кОм Ло.с-----Лвк-------go кОм-------- Пример 3.6. Определить амплитуду выходного напряжения в схеме при- мера 3.5, если пнковое значение входного напряжения составляет 0,1 В. Решение. Используя (3.2а), получаем ^ВЫХ.ПИК = -- ~р ^ВХ = Ко.сЕвх — 10x0, 1 В = --1,0В. Лвх 3.2. Инвертирующий сумматор и смеситель низких (звуковых) частот 3.2.1. Инвертирующий сумматор. В схеме на рис. 3.4. ивых рав- но сумме входных напряжений, взятых с обратным знаком. В фор- мульном виде это записывается так: С/вЫХ=-(£,+^+^з)- (3-4) Принцип работы схемы основан на том факте, что суммирующая точка S и инверсный вход имеют потенциал .земли. Ток h задают Ei и R, Л задают Е2 и R, h—Ез и R, т. е. Z2=-^-, (3.5) Так как в инверсный вход ответвляется пренебрежимо малый ток, Л, /г и /з полностью протекают по Rc.c, т. е. сумма входных токов протекает по Ro.c и создает на нем падение напряжения, равное {^вых* t/Bux=-(4+4+/3)^o.c-
38 Глава 3 Рнс. 3.4. Инвертирующий сумматор (7?=10 кОм). Подставив вместо токов их выражения из (3.5) и взяв RO.C = R, получаем уравнение (3.4): (р F F \ R + ^-+-7г)^=-(£1 + £2 + £з). Пример 3.7. На рис. 3.4 Е)=2 В, Е2=3 В, Е3=1 В, а все резисторы имеют сопротивление по 10 кОм. Вычислить ЙБЫх- Решение. Из (3.4) Пвых = — (2 В Ч- 3 В+ 1 В) = —6 В. Пример 3.8. Найти 17вых при смене полярности Е3 па рнс. 3.4. Все осталь- ные условия совпадают с приведенными в примере 3.7. Решение. Из (3.4) ИБЫХ = —(2В4- ЗВ- 1В) ==— 4 В. Если требуется просуммировать только два входных сигнала Et и Е2, то вход Ез просто закорачивают на землю. Если нам нужно сложить четыре сигнала, достаточно добавить еще один рези- стор R, включив его между четвертым источником сигналов и сум- мирующей точкой 2. При любом другом числе входных напряже- ний соответственно надо изменить уравнение (3.4). 3.2.2. Смеситель сигналов звуковых частот. В сумматоре по схеме рис. 3.4 все входные токи проходят по резистору обратной связи Ro.c- Это означает, что Л не влияет на величину 12 или /3- Вообще говоря, входные токи не влияют друг на друга, поскольку для каждого из них потенциал суммирующего узла равен потен-
Инвертирующий и неинвертирующий усилители 39 пиалу земли. Следовательно, входные токи, а значит, и входные напряжения Ei, Е2 и Е3 не взаимодействуют друг с другом. Это свойство исключительно полезно для смешения сигналов ни жой частоты (сигналов НЧ). Пусть в схеме рис. 3.4 вместо гене- раторов Ei, Е2 и Е3 включены микрофоны. Переменные напряже- ния с каждого из них в каждый данный момент времени будут сум- мироваться или смешиваться. Следовательно, если один из микро- фонов передает звук (направлен в сторону) гитары, то сигнал с этого микрофона не пройдет на микрофон, обращенный к певцу. Нели между каждым микрофоном с соответствующим входным резистором поместить регулятор громкости в 100 кОм, то относи- тельные уровни сигналов с каждого из этих регуляторов можно регулировать до их последующего суммирования. При этом можно, например, сделать так, что слабый голос певца будет звучать громче гитары. 3.3. Инвертирующий сумматор с усилением Трехвходовый усиливающий инвертирующий сумматор, пока- занный на рис. 3.5, аналогичен инвертирующему усилителю, за исключением того, что каждое входное напряжение в нем может быть умножено на постоянный коэффициент, равный коэффициен- ту усиления по данному входу, а результаты суммируются. Так же как и в простом сумматоре, каждый входной ток в данной схеме задается соответствующими входным напряжением и сопротивле- нием: '.=> <3-6> Рис. 3.5. Инвертирующий сумматор с усилением (Ro.c>Ri, R2 и/или R3).
40 Глава 3 Входные токи здесь, как и в схеме простого сумматора, полностью суммируются в /?о.с, создавая на выходе напряжение, равное произ- ведению /?о.с на сумму токов, т. е. Ц>ых=— (Л + 4 + ^з) ^о.с — __ / р Ro.С I р Ro.С I р Ro.c \ г1 *1 + 2 + Выражение (3.7) показывает, что можно регулировать усиление по каждому входу, выбирая нужное отношение Ro.c к каждому со- ответствующему входному сопротивлению. (3.7) Пример 3.9. На рис. 3.5 £о.с=100 кОм, /?i = 10 кОм, £2=20 кОм н R3= = 50 кОм. Определить: а) абсолютное значение коэффициента усиления для на- пряжения, подаваемого на каждый из трех входов, н б) напряжение на выходе при £1=£2=0,1 В н £3=—0,1 В. Решение, а) Из уравнения (3.7) по дедукции можно определить коэффи- циент усиления с обратной связью £о,с по каждому входу. Для £1 IX , 100 кОм 1П I Ло.с.,11 - Ri - ю ком = 10- Для £2 . „ . Ro.c ЮО кОм |Ло.с.,2| - - 20 кОм — Для £s . ., । _ Ro-C _ 100 кОм _ « |Ло.с.,з1 — Ra - 50 кОм б) Из уравнения (3.7) 17вых = —(0,1X10 + 0,1x5 —0,1x2) = —(1,0-;- 0,5 —0,2) =—1,3В. 3.4. Усредняющий инвертирующий усилитель Усредняющий усилитель дает на выходе напряжение, пропор- циональное среднему значению всех входных напряжений. При на- личии трех входов усреднитель должен просуммировать все три входных напряжения и разделить результат на три. Схема усред- нения имеет ту же схемную конфигурацию, что и инвертирующий сумматор на рис. 3.4 или инвертирующий сумматор с усилением, показанный на рис. 3.5. Отличие данной схемы состоит в том, что сопротивления всех входных резисторов делают равными некото- рому удобному значению R, а сопротивление резистора обратной связи — R, деленному на число входов. Пусть число входов рав- но п. Тогда для трехвходовой схемы усреднения п=3 и Ro.c=R/3. Подстановка в (3.7) R/3 вместо Ro.c и R вместо Ru R2 и R3 дока- зывает, что £, + £2+£3 п (3.8)
Инвертирующий и неинвертирующий усилители 41 Пример 3.10. На рис. 3.5 £|=/?2=£3=£=100 кОм, /?о,с=100 кОм/3= • '.I кОм. Найти 1Л,ЫХ, если £i=E2=5 В и £3=—1 В. Решение. Так как Ro.c—Rl3, усилитель является схемой усреднения н из <1К) при п = 3 имеем 5В+5В-1В 9В '-'ВЫХ ----------- -- 3 ~ = -О О. 3.5. Повторитель напряжения Схема на рис. 3.6 называется повторителем напряжения; встре- чаются также и другие названия данной схемы: усилитель с еди- ничным коэффициентом усиления (или просто с единичным усиле- нием), буферный усилитель или изолирующий усилитель. Входное напряжение Евх в схеме повторителя подается непосредственно на вход ( + ) ОУ. Так как напряжение между входами ( + ) и (—) операционного усилителя можно рассматривать как равное нулю, UB^=EBX. (3.9а) Заметим, что выходное и входное напряжения совпадают как по величине, так и по знаку. Следовательно, как на то указывает название схемы, выходное напряжение повторяет напряжение на входе или напряжение источника. Коэффициент усиления по на- пряжению равен 1 (единичное усиление), что видно из выражения ^о.с=-т^=1- (3-96) с вх Полное входное сопротивление схемы со стороны входа ( + ) очень велико, порядка нескольких мегаом0. Поэтому напряжение па выходе изолировано или отделено от входного напряжения. ° Для ОУ 741 на низких частотах — несколько гигаом. — Прим. ред.
42 Глава 3 Рис. 3.7. Схемы к примеру 3.11. Повторители напряжения при положитель- ном (а) и отрицательном (б) напряжениях на входе. Пример 3.11. Для рис. 3.7, а определить: а) 1/вых, б) 1Н и в) /вых. Решение, а) Из (3.9а) имеем Двых — -^вх-4 В. б) По закону Ома 4, Двых Ян 4В = 10 кОм — °-4мА- в) В соответствии с (3.3) Л'.ых ~ Ч~ 41 Одиако /«0, поскольку входные цепи ОУ потребляют пренебрежимо малый ток; следовательно, /ЕЫХ = 0+ 0,4 мА = 0,4 мА.
Инвертирующий и неинвертирующий усилители 43 llpn изменении полярности £вх полярность ивых и направления изменяются на противоположные, как показано на рис. 3.7,6. 3.6. Неинвертирующий усилитель На рис. 3.8,а и б показаны неинвертирующие усилители; это <> яiaчает, что выходное напряжение ивЪ1Х имеет ту же полярность, чк> и входное напряжение Евх. У инвертирующего усилителя вход- ное сопротивление равно RBX (см. разд. 3.1); входное же сопротив- ление неинвертирующего усилителя есть входное сопротивление ()У‘>, которое имеет исключительно большую величину, обычно свыше 100 МОм. Так как напряжение между инверсным и неин- версным входами ОУ практически равно нулю, оба этих входа находятся под одним и тем же потенциалом Евх. Отсюда следует, н о Евх падает на Ri и вызывает в нем ток /, равный (З.Юа) Направление этого тока зависит от полярности Евх. Сравним рис. 3,8,а и б. Ток через зажим входа (—) ОУ пренебрежимо мал, поэтому I течет по Ro.c и падение напряжения на нем можно вы- разить в следующем виде: = = <3-106) Выражения (З.Юа) и (3.106) подобны уравнениям (3.1а) и (3.16). Выходное напряжение ивых равно сумме падений напряжения на Ri (т. е. Евх) и на Ro.c (т. е. URoC): U —Е -I- R°-c Е ^вых —^вх~Г ^вх» Л ЛИ ив^=[1+^-)Е^ (3-11а> Чтобы получить выражение для коэффициента усиления по на- пряжению, преобразуем (3.11а); при этом имеем *o.c=-^2L=1+-^L. (З.Иб) Из последнего уравнения видно, что коэффициент усиления по напряжению неинвертирующего усилителя равен абсолютной вели- чине коэффициента усиления инвертирующего усилителя (Ro.JRi) плюс 1. » Умноженное на усиление в петле обратной связи. — Прим. ред.
URo.c~IRo.c ’ Рис. 3.8. Полярности напряжений и направления токов в неинвертирующем уси- лителе при положительном (а) и отрицательном (б) входных напряжениях.
Инвертирующий и неинвертирующий усилители 45 Ток нагрузки /н равен Ubmx/Rh и, 'Следовательно, зависит толь- ко от Uвых и R„. Ток 7BbIX, вытекающий из выходного ввода ОУ (пли втекающий в него), определяется выражением (3.3). Пример 3.12. Положим в схеме рис. 3.8, с 7?i=5 кОм, /?о с=20 кОм и /;,!х=2 В. Определить а)б/вых и б) Ко.с. Решение, а) Из (3.11а) / 20 кОм \ = +-5T6ir)2 б) * В= ’OB' б) Используя (3.116), получаем дг ^вых *'о.с ------------------- г Ьцх или 10 В ~ 2В ~5> = 1 + 4 = 5. 20 кОм 4“ 5 кОм Пример 3.13. Используя данные и результаты примера 3.12, а также то, что /?н=‘5 кОм, вычислить а) ток нагрузки /н и б) выходной ток ОУ /вых. Решение, а) Так как [/вых='1О В (из примера 3.12), то б) Используя (3.3) и значение 1—2 В/5 кОм=0,4 мА, получим 1вых = 4 = 0,4 мА-|- 2 мА = 2,4 мА. Пример 3.14. Рассчитать значение Ro.c в схеме рис. 3.8, б так, чтобы Л’о.с=16 при Pi = 2 кОм. Решение. Из уравнения (3.116) получаем -^^ = АОС_ 1 = 16- 1 = 15, откуда Ro.c = 15 Pi = 15-2 кОм = 30 кОм. 3.7. Неинвертирующий сумматор 3.7.1. Неинвертирующий сумматор с двумя входами. Такой сум- матор показан на рис. 3.9, а. Все резисторы в этой схеме имеют равные сопротивления. Чтобы определить напряжение Евх, прило- женное к входу ( + ), обратимся к рис. 3.9,6. Разность между Ei и Е2 распределяется поровну между входными резисторами R, так что ЕВх= (£i+£2)/2. На рис. 3.9,6 представлена упрощенная (по Тевенину) эквивалентная схема входной цепи, образующая со- вместно с ОУ неинвертирующий усилитель с коэффициентом уси- ления, равным 2 (см. разд. 3.6). Этот усилитель умножает (2л+1 .+ Е2)/2 на 2, давая на выходе напряжение ^вых— ^i + ^2- (3.12)
fioc= ft = 10 кОм Рис. 3.9. Неинвертирующий сумматор с двумя входами. а — схема включения; б —схема для вычисления £вх при Ei>E2; в — эквивалентная схе- ма для а.
Инвертирующий и неинвертирующий усилители 47 3.7.2. Неинвертирующий сумматор с N входами. Если необходи- мо просуммировать более двух входных сигналов, все резисторы, ;а исключением Ro.c, делают одинаковыми. При этом в сумматоре с п входами сопротивление Ro.c выбирают по формуле Яо.с=(«-1)Я. (3.13) /:ЕХ теперь равно сумме входных напряжений, деленной на число входов (т. е. среднему значению входных напряжений). При этом Пвых равно просто сумме входных напряжений. На рис. 3.10 пока- зана схема неинвертирующего сумматора с тремя входами. Пример 3.15. На рис. 3.10 £i=E2=2 В, Е3——1 В. Для /?!=/?= 10 кОм определить a) Ro.c и 6) U вых. Решение, а) При п=3 из (3.13) получаем Ro.c= (3—1) 10 кОм=20 кОм. б) [/вых=£1+£'2+£3=2 В+2 В—1 В=3 В. 3.8. Различие между измеренным и вычисленным значениями ивых При испытаниях схем, приведенных в этой главе, измеренное значение выходного напряжения может отличаться от вычисленно- го. Это следствие того, что мы не учитывали неизбежные погреш- ности ОУ. Анализ этих погрешностей в данной главе отвлек бы наше внимание и излишне усложнил понимание работы схем. Ниже в гл. 10 и 11 погрешности ОУ будут рассмотрены тщатель- ным образом.
48 Глава 3 Задачи 3.1. Какой тип обратной связи образуется при подключении навесного элемен- та между выходом и инверсным входом ОУ? 3.2. Чем определяется коэффициент усиления с обратной связью — внешними элементами илн операционным усилителем, если коэффициент усиления ОУ без ОС очень велик? 3.3. Какие два допущения приняты в данной главе при анализе схем? 3.4. Выполните пример 3.1 при £вх=50 кОм. 3.5. При £н=10 кОм в схеме рис. 3.1 определите а) 1В и б) /вых. £вх=1 В. 3.6. Если на рис. 3.1 £вх=50 кОм, то чему равно входное сопротивление схе- мы для источника £вх? 3.7. В примере 3.3 при £вх = 0,05 В вычислите а) /, б) Uro с и в) UBla. 3.8. Пусть в схеме по рис. 3.2 £вх=0,4 В и £„=5 кОм. Определите а) /м И б) /ПыХ. 3.9. Если £ос=100 кОм, а £вх=20 кОм, то будет ли коэффициент усиления схемы с обратной связью одним и тем же для входных сигналов постоян- ного и переменного тока. 3.10. Если в схеме по рис. 3.3 ±/7нас=±15 В, при какой двойной амплитуде £вх начинается насыщение выхода? 3.11. Вычислить UmK для рис. 3.4, если а) £]=—2 В, Е2=—1 В и £3=0,5 В;. б) £, = 2 В, £2=—3 В и £3=1 В. Все резисторы в схеме имеют номинал 20 кОм. 3.12. Используя данные примера 3.7, определите а) ток нагрузки и б) ток, по- ступающий в выходной зажим ОУ. £н=10 кОм. 3.13. Повторите пример 3.9 для £о.с=50 кОм. 3.14. Если в схеме по рис. 3.5 £3=0, а £ и £2 отличны от нуля, то почему ток Л + /2 проходит по Гос, а не через R3 на землю? 3.15. Найдите //вих в примере 3.10, если Д = —8 В, £2=+2 В, а £3=0. 3.16. Для схемы по рис. 3.7, а при £вх=10 В вычислите а) С/вых, б) /м И в) /Вых. 3.17. Приведите три других названия схемы повторителя напряжения (рис. 3.6). 3.18. Положим в схеме рис. 3.8 £) = 25 кОм, £п.с=100 кОм и £вх=2,5 В. Опре- делите а) Кох и б) //„ых- 3.19. Для схемы с параметрами, приведенными в предыдущей задаче, опреде- лите а) /.. и б) /вых. £„ = 20 кОм. 3.20. Рассчитайте схему рис. 38, б так, чтобы коэффициент усиления с обратной связью равнялся 10. £1=22 кОм. 3.21. Вычислите в схеме предыдущей задачи Uro , если £вх=440 мВ. 3.22. Пусть в схеме рис. 3.9, а все резисторы имеют номинал 10 кОм, £1=5 В и £2=—3 В. Определите а) £вх и б) Йвых. 3.23. Решите предыдущую задачу при условии, что £о.с=50 кОм. 3.24. Определите значение £ос в схеме рис. 3.10, если к этой схеме добавить четвертый вход £4. Положим £=20 кОм. 3.25. Обратимся к примеру 3.15. Определите а) ток нагрузки, если £„=6 кОм, н б) ток в £,,...
4 \ КОМПАРАТОРЫ \ । 4.0. Введение Компаратор сравнивает напряжение сигнала на одном входе е опорным напряжением, Имеющимся на его другом входе. В гл. 2 был описан этот принцип сравнения и показано, что опорное на- пряжение может быть положительным, отрицательным или рав- ным 0 В. Если в качестве компаратора используется ОУ общего назначения, то на его выходе будет устанавливаться положитель- ное или отрицательное напряжение насыщения в зависимости от того, какое из входных напряжений выше. Компаратор применяют в следующих схемах: 1. В триггере Шмитта или схеме формирования сигнала, преоб- разующей сигнал произвольной формы в прямоугольный или им- пульсный сигнал. 2. В детекторе нуля — схеме, индицирующей момент и направ- ление прохождения входного сигнала через 0 В. 3. В детекторе уровня — схеме, индицирующей момент дости- жения входным напряжением данного уровня опорного напряже- ния. 4. В генераторе сигналов треугольной или прямоугольной формы. В разд. 2.4 и 2.5 мы ввели основную схему компаратора, с тем чтобы показать, где может применяться операционный усилитель. Можно расширить возможности применения и увеличить надеж- ность основной схемы компаратора, добавив к ОУ общего назна- чения несколько навесных элементов. Мы рассмотрим также ин- тегральные микросхемы двух типов, разработанные специально для использования их в качестве компараторов и обеспечивающие при этом гораздо лучшие характеристики. Включим в основную схему компаратора на ОУ резистивную цепь, соединяющую выходной зажим и вход ( + ). Эта цепь являет- ся цепью положительной обратной связи (ПОС). Обычно ПОС ве- дет к нестабильной работе усилителя. Однако при определенных условиях при помощи контролируемой положительной обратной связи можно добиться улучшения характеристик основной схемы компаратора при использовании ее в качестве генератора прямо- угольных сигналов (мультивибратора), ждущего мультивибратора 4—1718
50 Глава 4 ------------------------------------------у---------------- (одновибратора) или детектора уровня. Начне/i эту главу с улуч- шенной модификации основной схемы компаратора на ОУ. Муль- тивибраторы и одновибраторы будут рассмотрены в гл. 6. / 4.1. Необходимость в улучшении схемы компаратора на ОУ На рис. 4.1 представлен график напряжения треугольной фор- мы Евх, приложенного ко входу (—) операционного усилителя. Вход ( + ) соединен с землей. Схема з^есь та же, что и на рис. 2.6, а, за исключением того, что в данном случае на вход по- дается сигнал треугольной формы. Принцип анализа схемы тот же, что и изложенный выше, а именно: когда Евх отрицательно, UKUX находится на уровне + [7нас, при положительном Евх ПБЫх--ИнаС- В момент прохождения Евх через 0 В в положительном направле- нии С7Вых переключается с + [7нас на уровень —Ниас, а при прохож- дении Евх через 0 В в отрицательном направлении ЕВ|,1Х перебрасы- вается с —'Енас на уровень +С7нас (рис. 4.1). В некоторых практических случаях Евх может очень медленно приближаться к опорному уровню 0 В и фактически останавливать- ся вблизи нуля. При этом напряжение ЙЕЫх может либо переклю- чаться недостаточно быстро, либо оно будет колебаться от одного уровня насыщения к другому. Такие колебания более чем вероят- ны из-за неизбежных наводок на провода, подходящие к входным зажимам ОУ. На рис. 4.2, а это напряжение шумов изображено для простоты в виде генератора синусоидальных сигналов, вклю- Рис. 4.1. Детектор нуля с входным сигналом треугольной формы н результи- рующая форма сигнала на выходе.
Рис. 4.2. Влияние шумов на работу детектора нуля. а — схема включения; б — суммарное напряжение (сигнал -Р помеха) на входе; в — фор- ма выходного напряжения. ченного последовательно с генератором полезного сигнала Евх. На рис. 4.2,6 представлен график наложенных друг на друга на- пряжений шумов и полезного сигнала, дающих в сумме напряже- ние, приложенное ко входу (—) операционного усилителя. Из это- го графика видно, как из-за наличия напряжения шумов суммар- 4*
52 Глава 4 ное входное напряжение пересекает опорный уровень О В в нескольких точках. При каждом таком пересечении [7ВЫХ изменяет- ся, как показано на рис. 4.2, в. Таким образом, [7ВЫХ фиксирует теперь прохождение опорного нуля суммарным напряжением, включающим в себя как Евх, так и напряжение шумов. Хотя мы, вероятно, не сможем исключить напряжение шумов, однако долж- ны предотвратить реакцию выходного напряжения на ложные пе- ресечения опорного нуля. Это достигается введением положитель- ной обратной связи. 4.2. Положительная обратная связь 4.2.1. Введение. Положительная обратная связь осуществляется путем подачи на неинверсный вход некоторой части выходного на- пряжения (7ВыХ. В схеме рис. 4.3, а выходное напряжение С/вых делится между резисторами Rt и R2. Часть UBbIX подается обратно на вход ( + ) и выполняет роль изменяемого в процессе работы опорного напряжения. При .введении в гл. 2 понятия «опорное на- пряжение» предусматривалось, что оно всегда является фиксиро- ванным. Теперь же это напряжение обратной связи будет иметь различные значения, поскольку оно зависит от С7ВЫХ. Рассмотрим подробно, что такое положительная обратная связь и как ее мож- но использовать для устранения вызываемых наличием шумов ложных изменений состояния выхода. 4.2.2. Верхнее пороговое напряжение. В схеме рис. 4.3, а выход- ное напряжение UBb,x делится между Rt и R2- Часть Евых подается обратно на вход ( + ) и называется верхним пороговым напряже- нием Un.a'1. Это напряжение определяется следующей формулой: ^.в=-^4^-( + ^ас)- (41) При Евх, имеющем значение ниже [7П.В, напряжение на входе ( + ) будет выше, чем напряжение .на входе (—). Следовательно, Йвых при этом будет иметь фиксированное значение +t7Hac- Если Евх станет несколько более положительным, чем Еп.в, то полярность Ед, как было показано выше, изменится и напряжение ЕВЬ1Х начнет снижаться. Теперь величина части С7ВыХ, подаваемая обратно на вход, будет меньше, так что Ед становится больше. Поэтому темп уменьшения 17вых будет все возрастать и в конце концов UBUX становится равным —UHBC (схема приходит в устой- чивое состояние, показанное на рис. 4.3,6). 4.2.3. Нижнее пороговое напряжение. Когда Евых равно —ЕНас, напряжение, подаваемое обратно на вход ( + ), называется нижним П Напряжением (верхнего) порога срабатывания. — Прим. ред.
Компараторы 53 Рис. 4.3. Схема компаратора с положительной обратной связью, образованной делителем RiRz между выходом и входом (+) ОУ. а — — верхнее пороговое напряжение; б — Uu и— нижнее пороговое напряжение- пороговым напряжением С/п.н0, величина которого определяется выражением <4-2> Обратите внимание на то, что Un.H имеет отрицательную относи- тельно земли полярность. Отсюда следует, что J7BbIX будет оставать- ся на уровне — UHac до тех пор, пока Евх будет выше или более *> Напряжение отпускания. — Прим. ред.
S4 Глава 4 положительно, чем С/П.н. Напряжение £7ВЫх переключится обратно в состояние +^нас. если Евх станет ниже Un.H. Мы установили, что положительная обратная связь создает эф- фект спускового механизма, ускоряя переключение (7ВЬ,Х из одного состояния в другое. Как только ПВых начинает изменяться, возни- кает регенеративная обратная связь, заставляющая (Лых изменять- ся еще быстрее. Если пороговые напряжения превышают по вели- чине амплитуду шумов, то положительная обратная связь не допу- стит ложных срабатываний выхода. Исследуем этот принцип на следующих примерах. Пример 4.1. Найдите U„.B в схеме рис. 4.3, а, если 4-{7нас= 14 В. Решение. Из уравнения (4.1) находим 100 Ом Еп.в = Tooioo Ом ’14в ~ 14 мВ- Пример 4.2. Найдите Un.« в схеме рис. 4.3,6, если — UHSQ=—13 В. Решение. Из уравнения (4.2) 100 Ом ^п.н= юс юо Ом (~13В) ~ —13 мВ- Рнс. 4.4. Решение примера 4.3.
Компараторы 55 поданное на вход (—) схемы, изображенной на рис. 4.3, а. Определите резуль- । нрующее выходное напряжение. Решение. Пунктирными линиями на графике Евх (рис. 4.4) отмечено поло- жение (/„.в и иП.И. В момент времени /=0 Евх ниже напряжения 17п.н, так что </вых=+С,вас (как показано на рис. 4.4). Когда ЕВ1 становится выше напряжения Ч„.ъ, как это имеет место в моменты времени б и <з, (4мх быстро переключает- я в состояние — иягс. В моменты, когда Евх становится ниже и„.И (например, t2 и t4), t/вых быстро перебрасывается на уровень +(7Нас. Обратите внимание на то, как положительная обратная связь устраняет ложные срабатывания схемы. 4.3. Гистерезис Существует стандартный способ изображения характеристик компаратора на одном графике вместо двух, представленных на рис. 4.4. Откладывая Евх по оси абсцисс, а Ееых — по оси ординат, мы получим характеристику вход — выход по напряжению (рис. 4.5). При Евх, меньших, чем Un.B, ПВых=+ С/нас. Вертикальная линия а показывает изменение ЕВых от + Енас до —UHac при уве- личении Евх сверх ип.в- Вертикальная линия б показывает, как Евых изменяется от —'С7нас до 4-Е7нас, когда Евх становится меньше напряжения Еп.н. Разность между напряжениями С7п.в и U„.„ на- зывается напряжением гистерезиса С7Гист- Рис. 4.5. График зависимости 17ВЫх от £вх в схеме компаратора, иллюстрирую’ щий образование напряжения гистерезиса.
56 Глава 4 Во всех случаях, когда какая-либо схема переходит из одного состояния в другое под воздействием входного сигнала одной ве- личины, а возвращается в прежнее состояние под воздействием сигнала другой величины, про схему говорят, что она обладает гистерезисом. Для компаратора с ПОС эта разность входных сиг- налов составляет ^ист=£4.в-*4.и. (4.3) Для примеров 4.1 и 4.2 напряжение гистерезиса равно 14 мВ— -—(—13 мВ) =27 мВ. Так как компаратор преобразует входной сигнал синусоидаль- ной или треугольной формы в выходной прямоугольный сигнал, его называют схемой формирования (прямоугольных импульсов). Схе- мы с триггерным изменением выходного напряжения при прохож- дении Двх через пороговые уровни называются схемами типа триг- гера Шмитта. 4.4. Ограничения, налагаемые на использование ОУ 741 и 301 в качестве компараторов Хотя ПОС ускоряет переключение выхода из одного насыщен- ного состояния в другое, однако время перехода остается довольно большим. Типичное время, которое требуется для изменения С7ВЫх от + UHac до —L/Hac и обратно, составляет несколько микросекунд. Более того, уровни выходного напряжения имеют фиксирован- ные значения + t/Hac и —Пнас, зависящие от напряжений питания. Они могут не совмещаться с уровнями напряжения, которые тре- буются для конкретно взятой нагрузки. Например, для транзистор- но-транзисторной логики (ТТЛ) требуется, чтобы на входе у нее было либо напряжение около +5 В, либо около 0 В. Совершенно очевидно, что напряжения насыщения + .14 и —13 В находятся за границами этих пределов. Введение ограничений пределов измене- ний выходного напряжения называется привязкой. Принципы ее проведения будут изложены в разд. 4.5. Для уменьшения времени переключения мы должны использовать операционные усилители, спроектированные специально для применений в схемах компара- торов. Два таких компаратора будут рассмотрены в разд. 4.6 и 4.7. 4.5. Привязка или ограничение выходного напряжения 4.5.1. Привязка с одним стабилитроном. На рис. 4.6 между вы- ходом и входом (—) ОУ включен стабилитрон. Если Евх возбуж- дает вход (—) отрицательным напряжением, вынуждая UBbIX из- меняться в положительном направлении, то, когда UBbtx достигает напряжения пробоя стабилитрона UCT, стабилитрон начинает про- водить ток. При этом напряжение на зажимах стабилитрона оста- ется неизменно равным номинальному значению UCT. На рис. 4.6
Компараторы 57 Рис. 4.6. Схема ограничения уровня С7ВЫХ при помощи стабилитрона. Положи- тельное напряжение выхода ограничено уровнем, равным напряжению стаби- лизации стабилитрона ( + 5 В). напряжение зенеровского пробоя стабилитрона [7ст = 5 В (исполь- зуется стабилитрон типа 1N5231). Дифференциальное входное на- пряжение Ед равно О В, так что потенциал на контакте 2 равен потенциалу земли. Отсюда следует, что ток через RBX и стабили- трон определяется значением Евх и номиналом RBX [поскольку ток, потребляемый входом (—), пренебрежимо мал]. Контакт 2 под- ключен к одному из выводов стабилитрона, сообщая ему потенциал земли; другой вывод стабилитрона соединен с выходным зажимом ОУ, на котором при этом поддерживается напряжение С7ст = 5 В. Если Евх изменяет свою величину, то при этом изменяется и ток через стабилитрон. Однако, как видно из рис. 4.6, стабилитрон удерживает на своих зажимах почти неизменное напряжение неза- висимо от того, какой величины ток протекает через него. Таким образом, [7СТ, а следовательно, и ЕЕЫх не зависят от Евх. Отсюда мы делаем вывод, что при любых отрицательных значениях Евх от нескольких милливольт до напряжения отрицательного источ- ника питания С7Вых будет ограничено уровнем (или привязано к уровню) {7СТ=5 В, а не + Ullac. Напряжение стабилизации стабилитрона должно быть меньше напряжения питания. Схема, показанная на рис. 4.6, — превосход- ный источник опорного напряжения. Любая нагрузка, подключае- мая к контакту 6 операционного усилителя, потребляет ток от ОУ, а не от стабилитрона; при этом на нагрузке будет падать неиз- менное по величине напряжение.
58 Глава 4 Рис. 4.7. Ограничение отрицательного уровня Двых в схеме со стабилитроном в ' цепи обратной связи происходит на уровне прямого падения напряжения на диоде (~0,6 В). 4.5.2. Привязка выходного напряжения отрицательной полярно- сти. Если мы изменим на рис. 4.6 полярность Евх на обратную, то направление тока через /?Вх изменится на противоположное, как показано на рис. 4.7. При этом стабилитрон будет смещен в прямом направлении и работать как любой другой кремниевый выпрямительный диод. То есть напряжение на диоде остается при- близительно равным 0,6 В независимо от того, какой величины ток проходит через диод. Величина этого тока задается EBX/RBX. Вход (—) поддерживает один вывод этого диода под потенциалом зем- ли, а действие диода приводит к тому, что ивых, снимаемое с дру- гого выхода стабилитрона, ограничено на уровне —0,6, а не на уровне — С7нас. Пример 4.4. Для обеих схем (рис. 4.6 н 4.7) дано: ДБХ=1 кОм и Евх= —2 В. Напряжение пробоя стабилитрона равно 4,5 В. Найти 11вых и ток через стабилитрон а) в схеме рис. 4.6 и б) в схеме рис. 4.7. Решение. В обеих схемах ток через стабилитрон I=EBXIRBX=2 В/1 кОм= 4-2 мА. а) В схеме рис. 4.6 UBIJX= Дст=4,5 В. б) В схеме рис. 4.7 ивых=—0,6 В. 4.5.3. Симметричное ограничение выходного напряжения. Dt и jD2 на рис. 4.8, а — идентичные стабилитроны. Когда Евх становит- ся положительным, C7BbIX становится отрицательным. По достиже- нии напряжением С7Вых уровня — 5,3 В диод Di проводит в прямом направлении, а диод Dz смещен в обратном направлении и вхо-
Компараторы 59 Рис. 4.8. Симметричное ограничение выхода компаратора на уровне +5,3 В. а — схема; б — формы сигналов па входе н выходе. дит в состояние зенеровского пробоя. Поскольку контакт 2 нахо- дится под потенциалом земли, суммарное падение напряжения на обоих стабилитронах, а следовательно и [7ВЫх, ограничено уровнем —5,3 В, а не —С/Нас- На рис. 4.8, б этому состоянию схемы соот- ветствует временной интервал от 0 до 5 мс. Когда Евх становится отрицательным (интервал от 5 до 10 мс), напряжение (/вых привяза- но к уровню +5,3 В. Диод Di при этом получает отрицательное смещение, и на нем падает напряжение до 4,7 В, а диод Д2 смещен в прямом направлении, и падение напряжения на нем равно 0,6 В.
€0 Глава 4 Из сказанного следует, что L7BbIX симметрично ограничено на уров- нях —5,3 и +5,3 В при положительной и отрицательной полярно- сти напряжения на входе соответственно. 4.6. ИМС компаратора 710 4.6.1. Характеристики микросхемы. ИМС 710 — популярная схе- ма быстродействующего компаратора. На рис. 4.9, сг показана цоколевка данной микросхемы, выпускаемой в металлическом Рис. 4.9. Детектор уровня напряжения на компараторе 710. л__схема включения; б — временные диаграммы входа и выхода; в — проходная харак- теристика схемы (петля гистерезиса растянута по горизонтали для большей наглядно- сти).
Компараторы 61 круглом корпусе ТО-99. Компаратор имеет следующие электриче- ские характеристики: 1. Напряжения питания: 4-12 В на выводе 8, —6 В на выводе 4 и земля на выводе 1. Обратите внимание на несимметрич- ное питание, необходимое для данной микросхемы. Это мо- жет вызывать трудности при проектировании всей системы. 2. Выходное напряжение UBblx: UBMX ограничено сверху напряже- нием + 3,2 В, а снизу — напряжением —0,5 В, так что сиг- нал с выхода микросхемы можно подавать прямо на циф- ровые интегральные логические микросхемы, такие, как, на- пример, ТТЛ-схемы (схемы транзисторно-транзисторной ло- гики) . 3. Дифференциальные входы: если напряжение на входе ( + ) (вывод 2) положительно по отношению к напряжению на входе (—) (вывод 3), то ивых будет изменяться в положи- тельном направлении до уровня +3,2 В. Реверс полярности дифференциального входного напряжения приведет к тому, что С7ВЫХ станет отрицательным и равным —0,5 В. Напряже- ние между выводами 2 и 3 никогда не должно превышать (по абсолютной величине) 5 В. Напряжение на выводе 2 или выводе 3 относительно земли не должно выходить за пределы ±7 В. 4. Время срабатывания: удалим из схемы рис. 4.9, а все рези- сторы, заземлим вывод 2 и подадим на вывод 3 напряжение 4-100 мВ. Напряжение на выходе С7вых станет равно —0,5 В. Вслед за этим приложим ко входу ( + ) (контакт 3) напря- жение —120 мВ. Временной интервал, который требуется для нарастания С/ВыХ до уровня +3,2 В, определяется как вре- мя нарастания; у ИМС 710 оно не превышает 40 нс. Для сравнения укажем, что у ОУ общего применения на ту же операцию понадобилось бы ~8000 нс. 5. Входные токи смещения: входные токи смещения велики (ти- пичное значение 16 мкА), что обусловлено необходимостью обеспечить малое время срабатывания. Отсюда следует, что входное сопротивление (или сопротивление источника) долж- но быть мало, по возможности меньше 1 кОм. Вопрос о вход- ных токах смещения будет рассмотрен в гл. 10. 4.6.2. Детектирование уровня напряжения при помощи компа- ратора 710. На рис. 4.9, а показан компаратор 710, включенный по схеме детектора уровня напряжения. В схеме имеется источник опорного напряжения, она обладает гистерезисом, а ИМС 710 сама ограничивает уровень выходного напряжения. Резисторы 100 кОм и 470 Ом обеспечивают напряжение гистерезиса ~15 мВ (разд. 4.3). Напряжение на выводе 2 всегда очень близко к Uon,
62 Глава 4 равному 1 .В, поскольку падение напряжения на резисторе 470 Ом никогда не бывает существенно выше 15 мВ. На рис. 4.9, б дан график временной зависимости £вх и 1/вш. При всех значениях Евх, меньших £оп, £ВЫх=+3,2 В, а когда Евк превышает UOB, ивых=—0,5 В. Обратите внимание на то, что от- рицательный уровень [/вых определяет момент пересечения на- пряжением £вх уровня [70П в положительном направлении. На рис. 4.9,6 дан график зависимости £ВЫх от £вх для сравнения с детектором нуля, показанным на рис. 4.5. 4.7. ИМС прецизионного компаратора 111/311 4.7.1. Электрические характеристики. Интегральная микросхема типа 111 (военного назначения) или типа 311 (коммерческого применения) — гораздо более универсальный компаратор, чем ИМС 710 (см. приложение 3), однако время срабатывания у него больше, чем у последнего (200 нс по сравнению с 40 нс у компара- тора 710). Преимущества ИМС 111 видны из сравнительной табли- цы типовых значений электрических параметров. Параметр 111/311 710 Напряжение питания 4 15 В или 0 и +5 В ±12 В, —6 В Входной ток смещения Дифференциальное входное 100 нА 13 мкА напряжение ±30 В ±5 В Входное напряжение Коэффициент усиления по ±14 В ±5 В {напряжению 200 000 800 Выходное напряжение см. разд. 4.7.2 от ±3,2 до —0,5 В Возможность стробирования Есть Нет 4.7.2. Работа выходной цепи. Из показанной на рис. 4.10, а упрощенной схемы ИМС 311 видно, что ее выходная цепь ведет себя как переключатель Ел, включенный между выводами 7 и 1. Выходной вывод 7 можно подключить к шине положительного источника питания U++1), причем это напряжение может иметь лю- бое значение, лишь бы оно не превышало напряжение —£ источ- ника питания более чем на 40 В. Когда потенциал на входе ( + ) (вывод 2) выше потенциала входа (—) (вывод 5), ключ, эквива- лентный выходной цепи ИМС 311, разомкнут. При этом значение £вых определяется напряжением £++ и при указанном на рисунке значении этого напряжения равно 5 В. При напряжении на входе (+), отрицательном относительно напряжения на входе (—), эквивалентный выходной ключ ИМС *> Через нагрузку. — Прим. ред.
Компараторы 63 Рис. 4.10. Детектор нуля с гистерезисом на компараторе 311. а — схема включения (показана упрощенная модель выходной цепи ИМС 311); б — фор- мы сигналов на входе и выходе. 311 замыкается и заземляет выходной вывод 7 микросхемы. Ре- зисторы Ro.c и /?вх обеспечивают гистерезис ~50 мВ, минимизируя влияние шумов, так что на контакте 2 напряжение фактически равно 0 В. На рис. 4.10,6 показаны формы сигналов £вх и t/BB,x- Напряжение С/вых = 0 В (ключ замкнут) для положительных полу-
64 Глава 4 Рис. 4.11. Работа стробирующего входа ИМС 311. а—схема; б — формы сигналов на входе и выходе. периодов £вх; на отрицательных полупериодах Еък напряжение £/Вых=+5 В (ключ разомкнут). Показанная схема является типич- ной схемой согласования уровней, т. е. входные напряжения могут изменяться в пределах от —15 до +15 В, однако UBbiX остается ограниченным уровнями +5 и О В, т. е. типичными уровнями циф-
Компараторы 65 ровых сигналов. Таким образом, ИМС 311 можно использовать 1ля преобразования уровней напряжения аналоговых микросхем в уровни напряжения цифровых ИМС (для согласования уровней). 4.7.3. Работа стробирующего входа. Роль стробирующего входа в ИМС 311 выполняет вывод 6 (см. приложение 3). Особенностью стробирующей цепи является то, что она позволяет блокировать выход компаратора, исключая его реакцию на входные сигналы. В схеме рис. 4.11 компаратор 311 используется как детектор нуля. Резистор 10 кОм подключен одним выводом к стробирующему входу, другой вывод этого резистора соединен с ключом. Когда ключ стробирования разомкнут, ИМС 311 работает в нормальном режиме, т. е. выходное напряжение равно U++ для отрицательных и 0 В для положительных значений £вх. При замкнутом ключе стробирования (т. е. при подключении резистора 10 кОм на землю) выходное напряжение будет иметь значение U++ независимо от величины входного сигнала. Напряжение ивых будет равно U++ все время, пока замкнут стробирующий ключ (рис. 4.11,6). При этом выходное напряжение не будет зависеть от состояния входов до тех пор, пока ключ стробирования вновь не разомкнется. Возможность стробирования полезна при использовании ком- паратора для вывода данных из памяти ЭВМ. До момента считы- вания ключ стробирования замкнут, чтобы исключить реакцию схемы на посторонние сигналы, которые могут появляться в это время на ее входе. На время считывания ключ размыкается, и ИМС 311 работает как нормальный компаратор. Ток в цепи стробирования следует ограничить величиной ~3 мА. Если стро- бирование не требуется, стробирующий вывод можно оставить не- подключенным или же соединить его с шиной +U (см. приложе- ние 3). 4.8. Детектор с окном 4.8. 1. Введение. Показанная на рис. 4.12 схема предназначена для слежения за уровнем входного напряжения и индикации его выхода за установленные пределы. Например, напряжение питания ТТЛ-схем должно быть стабильно равно 5,0 В. Если оно превысит уровень 5,5 В, то логический вентиль может выйти из строя; если же напряжение станет ниже 4,5 В, то это может привести к неста- бильной работе вентиля. Следовательно, допустимыми пределами напряжения питания ТТЛ-схем являются уровни 4,5 и 5,5 В, т. е. напряжение питания должно быть заключено в окно между ука- занными значениями; отсюда и название детектор с окном. Эту схему называют иногда также детектором с двумя пределами1'1. В схеме на рис. 4.12 входное напряжение £вх приложено ко входу (—) компаратора А и входу ( + ) компаратора В. На вход *• Или двухпороговым дискриминатором.—Прим, перев. 5—1718
Рис. 4.12. Детектор с окном.
Компараторы 67 ( I ) компаратора А подается напряжение верхнего предела £7П.В, к н> время как напряжение нижнего предела Un.a приложено ко и \иду (—) компаратора В. Когда Евх лежит между С/П.н и UK.B, ||ц|овая или звуковая сигнализация не работает, однако при ' мепьшении Евх ниже уровня 67п.н или его увеличении за предел /„ включается световой или звуковой сигнал, показывающий, что и.|пряжение Евх вышло за установленные пределы. 4.8. 2. Работа схемы. Схема работает следующим образом. Пусть I „х=5 В. Так как Евх больше, чем /7П.Н, и меньше, чем [7П.В, то на пыходе обоих компараторов будет напряжение U++. Звуковая и спотовая сигнализации выключены. Предположим теперь, что /•'их = 6 В, т. е. EBX>U„.B. Напряжение на выводе 3 компаратора А при этом положительно по отношению к напряжению на выводе 2, ак что на выходе этого компаратора будет тот же потенциал, что и на выводе 1, т. е. потенциал земли. При этом С7ВЬ1Х — О В и заго- рается сигнальная лампа. Теперь пусть Евх упадет до 4 В, так что /•их будет меньше Un.H. При этом напряжение на входе ( + ) ком- паратора В будет меньше напряжения входа (—), так что на вы- ходе компаратора будет напряжение О В, что опять-таки вызовет включение звуковой или световой сигнализации. Обратите внима- ние на то, что, как видно из данной схемы, выходные выводы ИМС 311 можно соединять между собой и что при этом напряже- ние на выходе схемы будет равно U++ тогда и только тогда, когда на выходе каждого компаратора будет напряжение U++. Задачи 4.1. Как называется схема, преобразующая сигнал произвольной формы в пря- моугольный или импульсный сигнал? 4.2. Для каких целей предназначен детектор нуля? 4.3. Как называется схема, индицирующая достижение входным сигналом оп- ределенного опорного уровня? 4.4. Какого типа обратная связь наблюдается при включении резистора меж- ду выходным зажимом и входом (+)? 4.5. Если в схеме рис. 4.3, а R2=200 Ом и С/нас=±1О В, то чему будут равны: а) верхнее пороговое напряжение н б) нижнее пороговое напряжение? 4.6. Определите для схемы из задачи 4.5 величину напряжения гистерезиса. 4.7. Вычислите для схемы рис. 4.3,6 значение Ri, при котором напряжение гисте- резиса будет равно 0,1 В. /?2= 100 Ом и 77Вас=± 15 В. 4.8. Что является ограничивающим фактором для выходного напряжения в предыдущей задаче? 4.9. Чему равны a) UBUX и б) ток через стабилитрон в схеме рис. 4.6, если Rbx=2 кОм, а Евх=10 В? •1.10. Если в схеме рис. 4.8 оба стабилитрона имеют 1/ст=8 В, то чему равны уровни ограничения выходного напряжения? 1.11. Укажите, какой недостаток имеет компаратор на ОУ 741 по сравнению с- компаратором на ИМС 311. 4.12. Нарисуйте форму выходного сигнала в схеме рис. 4.10, а, если 67++ = = 4-10 В.
5 ИЗБРАННЫЕ ПРИМЕНЕНИЯ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 5.0. Введение Почему операционный усилитель так популярен? Данная глава посвящена ответу на этот вопрос путем представления целого ряда различных применений ОУ. Эти схемы были выбраны так, чтобы показать, что ОУ является почти идеальным устройством. Более того, разнообразие операций, которые он может выполнить, почти безгранично. Действительно, многие, обычно очень трудно реализуемые функции, такие, например, как измерение тока корот- кого замыкания, при наличии ОУ осуществляются очень просто. Имея операционный усилитель, источник питания и несколько ре- зисторов, можно, например, измерять выходной ток фотодетекто- ров, осуществлять регулировку тембров в усилителе НЧ, уравни- вать амплитуды сигналов различных частот, управлять большими токами, осуществлять согласование характеристик полупроводни- ковых приборов. Мы начинаем с построения на ОУ схемы вольт- метра постоянного и переменного тока с высоким входным сопро- тивлением. 5.1. Вольтметр постоянного тока с высоким входным сопротивлением 5.1.1. Основная схема для измерения напряжения. На рис. 5.1 показан простой, но очень эффективный вольтметр постоянного тока с высоким входным сопротивлением. Напряжение Евх, которое необходимо измерить, подается на вход ( + ) ОУ. Так как диффе- ренциальное входное напряжение равно 0 В, все напряжение Евх падает на Евх. Ток через измерительный прибор /изм определяет- ся Евх и Ебх точно так же, как в неинвертирующем усилителе: (5.1) Если Евх=1 кОм, то при постоянном напряжении Евх=1 В через измерительный прибор будет протекать ток 1 мА. Миллиампер- метр, следовательно, можно калибровать непосредственно в воль- тах. Из рис. 5.1 видно, что данная схема позволяет измерять лю- бое постоянное напряжение в диапазоне от —1 до + 1 В. Пример 5.1. Определить Iизм нз рис. 5.1.
Рис. 5.1. Вольтметр постоянного тока с высоким входным сопротивлением. Решение. По формуле (5.1) определяем /Изм=0,5 В/1 кОм=0,5 мА. Стрелка измерительного прибора остановится посередине между делениями 0 и ±1 мА. Одно из преимуществ схемы на рис. 5.1 состоит в том, что вход ( + ) оказывает очень большое сопротивление источнику сиг- нала Евк. Так как вход ( + ) потребляет пренебрежимо малый ток, он не будет нагружать или изменять измеряемое напряжение. Дру- гое преимущество заключается в том, что благодаря включению измерительного прибора в контур обратной связи изменения сопро- тивления измерительного прибора не будут оказывать никакого влияния на ток через него. Даже если включить последовательно с измерительным прибором в контур обратной связи резистор, то и это >не повлияет ни /изм» объясняется это тем, что 1ИЗМ определя- ется только Евх. и Евх- Выходное напряжение при изменении сопро- тивления измерительного прибора будет изменяться, однако (7ВЫХ в данной схеме нас не интересует. Эту схему иногда называют пре- образователем напряжение — ток. 5.1.2. Изменение шкалы вольтметра. Поскольку входное напря- жение в схеме рис. 5.1 не должно превышать напряжений питания (±15 В), уместно взять за предел изменения ЕВх напряжение ±10 В. Наиболее просто преобразовать показанный на рис. 5.1 вольтметр со шкалой ±1 В в вольтметр со шкалой ±10 В, изменив номинал Rbx на 10 кОм. Другими словами, следует выбрать такой Rвх> ЧТО- бы полная шкала входного напряжения Ешк была равна произве- дению RBx на ток полной шкалы измерительного прибора /шк, т. е. *шк
70 Глава 5 Рис, 5.2. Вольтметр переменного така с высоким входным сопротивлением. Пример 5.2. В схему рис. 5.1 необходимо включить микроампермегр с ^ШК = 50 мкА. Определить RBX для £ш>:=5 В. Решение. Из (5.2) следует, что /?вх=5 В/50 мкА=100 кОм. Для измерения более высоких входных напряжений следует использовать делитель напряжения. Выход делителя подключается ко входу (+) операционного усилителя. 5.2. Вольтметр переменного тока с высоким входным сопротивлением На рис. 5.2 показана схема, представляющая собой вольтметр переменного тока с высоким входным сопротивлением. Переменное напряжение Еъх и сопротивление Rnx определяют мгновенное зна- чение тока, протекающего через RBX и контур обратной связи. Четыре диода, показанные на схеме, образуют двухполупериодный мостовой выпрямитель, в диагональ которого включен измеритель- ный прибор. Эти диоды включены таким образом, что ток через амперметр проходит только в одном направлении — от зажима ( + ) к зажиму (—). Таким образом, ток через измерительный при- бор /изм является выпрямленным повторением переменного тока, проходящего через RBX. Стрелка измерительного прибора постоян- ного тока реагирует на среднее значение выпрямленного тока. При синусоидальном Евх через измерительный прибор будет протекать ток /изм=0,636 =0 9—<И). , (5.3) Квх /?вх
Избранные применения операционных усилителей 71 где ^вх-пик — пиковое, а ЕЭфф — эффективное (действующее) зна- чение Евх- Пример 5.3. На рис. 5.2 1пзк соответствует отклонению стрелки микроам- перметра постоянного тока со шкалой 100 мкА. Требуется рассчитать схему так, чтобы стрелка микроамперметра отклонялась на всю шкалу при £вх= = 1 В (эфф.), т. е. определить /?вх, при котором шкалу микроамперметра мож- но было бы откалибровать на полное отклонение в 1 В. Решение. Преобразовав (5.3), получаем /?ЕХ = 0,9 = 0,9 100 мкА = 9 кОм< Следует подчеркнуть тот факт, что сопротивление диодов не влияет на 1пзы. Единственные параметры схемы, которые опреде- ляют 7нзм, — это Евх и Евх. Данную схему иногда называют преоб- разователем переменного напряжения в постоянный ток. Читатель уже мог заметить, что высокоомный вольтметр переменного тока с 1-вольтовой шкалой будет работать как вольтметр постоянного тока с высоким входным сопротивлением и шкалой 1 В, если мы изменим сопротивление Евх в примере 5.3 на 10 кОм. Следователь- но, все, что необходимо для превращения вольтметра переменного тока в вольтметр постоянного тока, — это включить последова- тельно с 9-килоомным резистором резистор в 1 кОм. 5.3. Преобразователи напряжение — ток: плавающие нагрузки 5.3.1. Управление током нагрузки от источника напряжения1). Из разд. 5.1 и 5.2 мы уяснили себе не только то, как работает вольтметр, но и то, что ток в контуре обратной связи зависит от входного напряжения и от Двх. В ряде случаев необходимо, чтобы через нагрузку протекал неизменный ток, хотя сопротивление на- грузки и напряжение па ней могут изменяться. Если нагрузку не требуется заземлять, то мы можем просто включить ее в контур обратной связи операционного усилителя и регулировать входной ток и ток нагрузки так, как было описано в разд. 5.1. 5.3.2. Схема для проверки стабилитронов. Предположим, что мы должны определить напряжение стабилизации ряда стабилитронов при токе точно 5 мА. Если мы включим стабилитрон в цепь обрат- ной связи, как показано на рис. 5.3, а, то схема вольтметра, пред- ставленная на рис. 5.1, превратится в схему для проверки стабили- тронов. В этом случае Евх и Е»х задают неизменный ток нагрузки Имеется в виду, что ток в нагрузке пропорционален входному напряже- нию схемы и не зависит от сопротивления нагрузки. — Прим. ред.
72 Глава 5 Рис. 5.3. Схемы, в которых входное напряжение задает ток в нагрузке, вклю- ченной в цепи обратной связи. о —схема для проверки стабилитронов потребляет от источника 2?вх ток пренебрежимо малой величины (ток в нагрузке создает ОУ); б —ток нагрузки в схеме проверки диодов равен току входной цепи. (т. е. ток через стабилитрон). £вх вынуждает [/вых становиться все более отрицательным до тех пор, пока не наступит пробой стаби- литрона и напряжение на нем не будет ограничено на уровне UCT. £вх преобразует £вх в ток, и, так как £Вх и Евх имеют неизменные значения, ток нагрузки будет неизменным независимо от значения напряжения пробоя стабилитрона. Поскольку стабилитрон питает- ся неизменным током, такую схему называют источником неизмен- ного тока. Однако по существу — это схема преобразователя на- пряжение— ток. Напряжение пробоя стабилитрона можно опре- делить ПО Uвых И £Вх Как £/ст=£^вых £вх-
Избранные применения операционных усилителей 73 Пример 5.4. Пусть в схеме рис. 5.3, а 1/ВЫх=Ю,3 В, Евх=5 В и RBx~ “ 1 кОм. Определить а) ток через стабилитрон и б) напряжение пробоя ста- билитрона. Решение, а) Из (3.1) I=Eex/RBx, или 1—5 В/1 кОм = 5 мА. б) Из рис. 5.3, а, переписав выражение для С/ВВ1Х, находим [7ст = [7вых — £ех= 10,3В —5В = 5,ЗВ. 5.3.3. Схема для проверки диодов. Предположим, что мы имеем партию диодов и нам необходимо подобрать пары, согласованные по падению напряжения при определенном значении тока через диод. Включим диод в цепь обратной связи, как показано на рис. 5.3, б. Напряжение Евх и сопротивление RBX определят значе- ние I. Вход (—) потребляет пренебрежимо малый ток, вследствие чего весь ток I проходит через диод. До тех пор пока Евх и RBX будут постоянны, ток через диод также будет неизменным и рав- ным: I—EBX/RBX. Напряжение Евых будет равно падению напряже- ния на диоде по тем же причинам, по которым С/Вых равнялось Е//?ос в инвертирующем усилителе (см. разд. 3.1). Пример 5.5. Пусть на рис. 5.3,6 £вх=1 В, /?вх=1 кОм и £7вих=0,6 В. Определить а) ток через диод и б) падение напряжения на нем. Решение, a) I=EBX!RBX='l В/ll кОм=1 мА. б) С/д=б7ВЫх=0,6 В. У схемы на рис. 5.3,6 есть один недостаток: требуемый ток через диод должен обеспечивать источник Евх. Обе схемы, пока- занные на рис. 5.3, могут отдавать ток не выше 10 мА, поскольку выходной ток ОУ ограничен. Более высокие токи нагрузки следует получать от источника питания, как показано в разд. 5.4. 5.4. Схема проверки светодиодов Показанная на рис. 5.4 схема преобразует Евх в ток нагрузки, равный 20 мА, работая как описано в разд. 5.1—5.3. Так как с вы- хода ОУ 741 можно получать ток, не превышающий 5—10 мА, мы не можем использовать для получения более высоких значений тока нагрузки схемы, представленные на рис. 5.1—5.3. Однако, если мы включим в схему дополнительный транзистор, как пока- зано на рис. 5.4, ток в нагрузку будет поступать с зажима источ- ника питания. При этом от ОУ требуется только формировать ток транзистора, который в типичном случае в 100 раз меньше тока нагрузки (в предположении, что коэффициент усиления транзисто- ра по току р=100). Так как ОУ может выдавать в базу транзисто- ра ток до 5 мА, данная схема способна отдавать в нагрузку ток до 5 мАХ 100=0,5 А. В спецификации на светодиод типа MLED 50 указано, что он имеет яркость 150 нт при прямом токе через диод 20 мА. Напряже- ние Евх и сопротивление RBX с указанными на схеме значениями
74 Глава 5 -IS в Рис. 5.4. Преобразователь напряжение — ток, обеспечивающий ток значительной величины, необходимый для проверки светодиодов. задают в диод ток IH=EBK/RBX=2 В/100 Ом=20 мА. Теперь легко можно измерить яркость свечения светодиодов, включая их в схе- му один за другим для проверки или подбора согласованных пар, поскольку ток, проходящий через каждый диод, будет равен в точ- ности 20 мА независимо от падения напряжения на каждом из них. Следует отметить, что можно включать в цепь обратной связи схемы нагрузку из двух последовательно включенных светодиодов, и через оба этих диода будет проходить ток в 20 мА. В схеме рис. 5.4 можно также включить нагрузку в разрыв цепи коллекто- ра между точками А и А', и через нагрузку при этом также будет проходить ток, равный 20 мА. Объясняется это тем, что токи эмит- тера и коллектора транзистора практически одинаковы. Нагрузка, включенная в цепи обратной связи, называется плавающей нагруз- кой. Если же один из зажимов нагрузки заземлен, то такая нагруз- ка называется заземленной. Для обеспечения неизменного тока в заземленной нагрузке необходимо использовать схему другого типа, показанную в разд. 5.5. 5.5. Обеспечение неизменного тока в заземленной нагрузке 5.5.1. Введение. В некоторых схемах требуется, чтобы один вы- вод нагрузки был заземлен, а ток нагрузки должен регулироваться входным напряжением. Ток нагрузки должен зависеть не от сопро- тивления нагрузки, а только от входного напряжения. На рис. 5.5 показана весьма универсальная схема, удовлетво- ряющая этому требованию. На входы схемы, помеченные как вход ( + ) и вход (—), можно подавать управляющие напряжения, как сразу на оба, так и на один из них. Маркировка входов была
Избранные применения операционных усилителей 75 Рис. 5.5. Преобразователь напряжение — ток с заземленной нагрузкой. Управ- ляющее напряжение подано на вход (+). Z?=10 кОм. выбрана так, чтобы они согласовывались с соответствующими входными зажимами операционного усилителя. 5.5.2. Управление током нагрузки со стороны входа ( + ). Ана- лиз схемы рис. 5.5 основан на том, что Т'вых должно делиться по- ровну между двумя верхними по схеме резисторами R. При этом на входе (—) ОУ устанавливается напряжение (7ВЫх/2 относитель- но земли. Так как £д«?0 В, напряжение на нагрузке £н = ^вых/2. Ток Твх поступает от £вх, а 7О.С — от С7ВЫХ. Токи 7ВХ и 1о.с склады- ваются в ток нагрузки: = 7ВХ - . Пвых --' R + R Поскольку С7Вых=2£н, это выражение можно упростить: = (5.4) Пример 5.6. Определить /„ на рис. 5.5, если Et=2 В и R=l кОм. Решение. Из уравнения (5.4) находим Z„=2 В/1 кОм=2 мА. Пример 5.7. Определить U„ и ИЕЫХ для значений, данных в примере 5.6 а при /?н=500 Ом. Решение. Uu=In, Rn—2 мА*500 Ом=1,0 В; UEEix—2Ua—2 В.
76 Глава 5 Рис. 5.6. Преобразователь напряжение — ток с заземленной нагрузкой. Управ- ляющее напряжение подано на вход (—). 5.5.3. Управление током нагрузки со входа (—). Управляющее напряжение можно перебросить со входа ( + ) (рис. 5.5) на вход (—), как показано на рис. 5.6. При этом ток нагрузки остается не зависящим от сопротивления нагрузки и определяется выраже- нием £, 4=-^-. (5.5> Из рис. 5.6 видно, что направление тока нагрузки, полярности Ua и t/вых обратны тем, что имели место на рис. 5.5. Пример 5.8. На рис. 5.6 7?в=500 Ом, Е2=2 В и R—1 кОм. Определить а) А, б) U„ и в) UВЫХ* Решение, а) Из (5.5) А=2 В/1 кОм=2 мА. б) 1/н=2 мА-500 Ом=1 В. в) Из рис. 5.6 С/ВЫх=2-1 В+2 В=4 В. 5.5.4. Задание тока дифференциальным напряжением. Имеется возможность и даже может быть желательно иметь ток, задавае- мый разностью двух напряжений. Эту задачу можно выполнить, подав оба напряжения Ei и £2 на входы ( + ) и (—) соответствен-
Избранные применения операционных усилителей 77 по, как показано на схемах рис. 5.5 и 5.6. Ток нагрузки определяет- I из выражения (5.6а) a Ubux — из выражения £/вых=2С/и-е2. (5.66) Изменяя в схеме рис. 5.5 полярность Е\, мы будем изменять направление /и. Направление /н на рис. 5.6 меняется на обратное при изменении полярности Ег. При использовании уравнений (5.6а) и (5.66) направления токов и полярности напряжений со- ответствуют показанным на рис. 5.5 при £i>£2, а показанным на рис. 5.6 при E\<Ei. 5.5.5. Источник большого неизменного тока в заземленной на- грузке. В некоторых случаях, например при гальваническом покрытии, требуется задавать в заземленную нагрузку большой ток с неизменным значением. Схема рис. 5.7 обеспечивает получе- ние неизменных токов свыше 500 мА за счет того, что транзистор имеет соответствующий теплоотвод (рассеивающий мощность свы- ше 5 Вт) и большой коэффициент усиления по току (£>100). Ра- ботает схема следующим образом. Напряжение стабилизации ста- билитрона подается на один из выводов токозадающего резистора и на вход (+) ОУ. Так как дифференциальное входное напряжение равно нулю, все напряжение стабилизации падает на £и- Резистор R,: и напряжение £Ст задают ток эмиттера 13, который имеет по- Рис. 5.7. Источник неизменного тока большой величины.
78 Глава Б стоянное значение UCT/RH. Эмиттерный и коллекторный токи бипо- лярного транзистора приблизительно одинаковы. Поскольку кол- лекторный ток есть ток нагрузки /н, а 7Н~Д, ток нагрузки /н опре- деляется значениями 1!ст и Rn. Если операционный усилитель способен выдавать в базу тран- зистора ток свыше 5 мА, а коэффициент усиления транзистора по току не менее 100, ток нагрузки /и может быть более 5 мАХ100= = 500 мА. Напряжение на нагрузке не должно превышать разности между напряжением питания и напряжением стабилизации, в про- тивном случае транзистор и ОУ будут входить в насыщение. 5.6. Измерение тока короткого замыкания 5.6.1. Введение. Датчики, такие, как, например, звукосниматели в электрофонах, преобразуют некоторую физическую величину в электрический сигнал. Для удобства датчик можно представить как генератор сигнала, как показано на рис. 5.8, а. Обычно жела- тельно измерить максимальный выходной ток с датчика в условиях короткого замыкания; иначе говоря, мы должны замкнуть накорот- ко выходные зажимы датчика и измерить ток через короткозамкну- тую цепь. Данный метод особенно пригоден для источников сигна- лов с очень высоким внутренним сопротивлением. Например, в схе- ме рис. 5.8, а ток короткого замыкания /к.з должен быть равен 2,5 В/50 кОм = 50 мкА. Однако если мы включим между выходны- ми зажимами генератора микроамперметр, то при этом мы будем иметь уже не короткозамкнутую цепь, а цепь с сопротивлением 5000 Ом. Микроамперметр покажет 2,5В .с . ък 1 е ~ 45 мкА. 50 кОм 4- 5 кОм Высокоомные источники лучше представлять в виде эквивалент- ной схемы Нортона. Эта схема представляет собой просто источник тока короткого замыкания Д.з, параллельно которому включено его собственное внутреннее сопротивление, как показано на рис. 5.8, б. На этом рисунке видно, что /к.з делится между собствен- ным сопротивлением источника и сопротивлением измерительного прибора. Чтобы исключить такое расщепление тока, будем исполь- зовать ОУ. 5.6.2. Использование ОУ для измерения тока короткого замы- кания. Схема рис. 5.8, в представляет собой эффективную цепь, накоротко замыкающую источник тока. Вход (—) потенциально заземлен, поскольку дифференциальное входное напряжение равно ^0 В. Источник тока имеет на обоих зажимах потенциал земли, что эквивалентно короткому замыканию этих зажимов. Весь ток Д.з протекает от источника ко входу (—) и далее через До.с. Про-
a 6 Рис. 5.8. Схемы измерения тока. а — сопротивление амперметра уменьшает величину тока короткого замыкания генерато- ра сигналов; б — модель генератора сигналов рис. а в виде источника тока; в исполь- зование для измерения /к 3 преобразователя напряжение — ток на ОУ.
80 Глава 5 текая по Ro.c, ток 7к.з преобразуется в выходное напряжение, отку- да видно, что данная схема по сути является преобразователем ток — напряжение. Пример 5.9. В схеме рис. 5.8,в Ro. с ='100 кОм, а измеренное на выходе напряжение 17Вых=5 В. Определить ток короткого замыкания в данной схеме. Решение. Из рис. 5.8, в , ___ _______5 В _____ к з ~ •Ro.c “ >00 кОм —50 мкА- Сопротивление 7?нзм — это сопротивление вольтметра либо осцил- лографа. Ток /изм, необходимый для возбуждения любого из этих приборов, отдает выходная цепь ОУ, а не источник 7К3. 5.7. Измерение тока фотодетекторов 5.7.1. Фоторезистор. Когда переключатель на рис. 5.9 находится в положении 1, фоторезистор, который иногда называют также фотоэлементом с внутренним фотоэффектом, оказывается вклю- ченным последовательно между источником Евх и входом (—) ОУ. Сопротивление фоторезистора в темноте очень велико; при освеще- нии последнего это сопротивление сильно уменьшается. Типичное значение темнового сопротивления превышает 500 кОм, а при ос- вещении ярким солнечным светом сопротивление фоторезистора равно ~5 кОм. Если £Вх=5 В, то через фоторезистор в темноте будет проходить ток 7 = 5 В/500 кОм =10 мкА, а при солнечном освещении 7 = 5 В/5 кОм=1 мА. Пример 5.10. На рис. 5.9 переключатель находится в положении 1, а /?о.с=10 кОм. Найти Нвых а) в темноте и б) на свету, если ток через фото- резистор в темноте равен 10 мкЛ, а при солнечном освещении 1 мА. Решение. Из рис. 5.9 ПБЫХ=/?о.с/. а) СВЫХ=Ю кОмХЮ мкА=0,1 В; б) (Л1ых=10 кОмХ1 мА=10 В. Таким образом, схема на рис. 5.9 преобразует выходной ток фоторезистора в выходное напряжение (преобразователь ток — напряжение). Рис. 5.9. Использование ОУ для измерения выходных токов фотодетекторов
Избранные применения операционных усилителей 81 5.7.2. Фотодиод. При положении 2 переключателя на рис. 5.9 на одном из выводов фотодиода имеется потенциал Евх, а второй вывод фотодиода потенциально заземлен. При этом фотодиод сме- щен в обратном направлении, как это и должно быть для нормаль- ной работы. В темноте через фотодиод проходит небольшой ток утечки порядка 'наноампер. Однако проходящий через него ток может составлять 50 мкА и более в зависимости от количества по- падающей на него лучистой энергии, причем ток I зависит только от энергии излучения, попадающего на фотодиод, и не зависит от Евх- Ток I преобразуется в напряжение резистором Ео.с. Пример 5.11. При положении 2 переключателя на рис. 5.9 и /?о.с=Ю0 кОм найти б’вых для случаев, когда свет изменяет ток фотодиода с а) 1 мкА на б) 50 мкА. Решение. U»m=Ro.J. а) С/ВЫх=Ю0 кОм-1 мкА=0,1 В. б) 1/вых=100 кОм- •50 мкА=5,0 В. 5.7.3. Солнечный элемент (полупроводниковый фотоэлемент). Солнечный фотоэлемент — это элемент с внешним фотоэлементом. Он преобразует энергию света непосредственно в электрическую энергию. Когда переключатель на рис. 5.9 находится в положе- нии 3, фотоэлемент из-за наличия потенциала земли на входе (—) фактически представляет собой короткозамкнутую цепь. В усло- виях короткого замыкания фотоэлемент генерирует ток величиной, пропорциональной падающей на его поверхность лучистой энергии. Этот ток преобразуется в напряжение точно так же, как это было описано в разд. 5.7.1 и 5.7.2. Все схемы, представленные в разд. 5.7, можно использовать не только для определения величины тока, но также для генерации выходного напряжения, пропорционального интенсивности излучения. 5.8. Усилитель тока Особенности цепей с высокоомными источниками сигналов были рассмотрены в разд. 5.6.1. Преобразование тока в равный ему ток не имеет смысла, однако схема, которая преобразует ток некото- рой величины в больший ток, может быть очень полезна. Показ'ан- ная на рис. 5.10 схема представляет собой умножитель или уси- литель тока (по технической терминологии это преобразователь ток—той). Источник сигнального тока /к.з фактически замкнут накоротко через входные зажимы ОУ. Весь ток /к.э проходит по резистору mR, и на нем падает напряжение tnRIK.3, (Резистор mR называется умножающим резистором, am — коэффициентом умно- жения). Поскольку R и mR включены параллельно, на резисторе R также падает напряжение mRIK,3. Следовательно, через R течет ток т/к.з. Оба этих тока, складываясь, образуют ток нагрузки 1В, 6—1718
82 Глава 5 Рис. 5.10. Усилитель тока с нагрузкой в виде оптрона. который является усиленной копией тока /к,3 и определяется вы- ражением /н=(1+/п)/к.э. (5.7) Пример 5.12. На рис. 5.10 /?=1 кОм, кОм, откуда т=99 кОм/ /1 кОм=99. Найти ток /н, протекающий через светодиод оптроиа. Решение. Из (5.7) /н= (1+99) • 100 мкА=10 мА. Немаловажным фактом является то, что нагрузка не влияет на ток в ней. Ток нагрузки зависит только от т и /к.з- Чтобы сде- лать коэффициент усиления по току переменным, можно заменить R и mR на потенциометр 100 кОм. Движок потенциометра соеди- няется со светодиодом, один крайний вывод — с землей, а вто- рой — со входом (—). Оптрон изолирует схему на ОУ от произ- вольной нагрузки, питающейся высоким напряжением. 5.9. Фазовращатель 5.9.1. Введение. Схема, обеспечивающая идеальный фазовый сдвиг, должна передавать сигнал, не изменяя его амплитуды, но сдвигая его фазу на определенный заданный угол. Пусть, напри- мер, на вход фазовращателя, показанного на рис. 5.11,6, подается синусоидальное напряжение £вх частотой 1 кГц и амплитудой 1 В (рис. 5.11, а). Сигнал на выходе (7Вых имеет ту же частоту и ампли- туду, что и входной сигнал, но запаздывает относительно Евх на 90°. Иначе говоря, ивых пересекает уровень 0 В спустя ’Л периода после момента, когда £вх проходит через 0 В. При этом Йвых мож- но записать в виде Г7вых=£вхе^э0°. В общем виде выражение для выходного напряжения схемы фазовращателя (рис. 5.11,6) имеет вид (5.8) где 0 — фазовый угол, который можно определить из соотношения (5.9а).
Избранные применения операционных усилителей 83 Рис. 5.11. Фазовращатель. а — формы сигналов на входе и выходе при 6——90°; б — схема. 5.9.2. Схема фазовращателя. Операционный усилитель, три ре- зистора и один конденсатор — вот и все, что требуется, как видно из рис. 5.11,6, для получения превосходного фазовращателя. Рези- сторы R должны иметь одинаковые сопротивления; можно исполь- зовать любой удобный номинал от 10 до 220 кОм. Фазовый угол 0 зависит только от 7?Вх, Свх и от частоты f входного сигнала Евх. Они связаны следующим соотношением: 0 « —2 arctg 2лД?вхСвх, (5.9а) где 0 измеряется в градусах, f — в герцах, R— в омах, а С — в фарадах. Уравнение (5.9а) полезно для определения фазового 6*
84 Глава 5 угла, если f, RBX, Свх известны. Если определен требуемый фазовый угол, выбираем Свх и решаем это уравнение относительно RBX: <5'96) Пример 5.13. Определить /?вх на рис. 5.11,6, при котором 1/вых будет от- ставать по фазе от Евх на 90°. Частота равна 1 кГц. Решение. Поскольку 0=—90°, tg(—90°/2)=tg(—45°)=—1; из (5.96) Явх = 2л-1000-^0,01-10-» = 15,9 кОм- При /?вх=15,9 кОм l/вых будет иметь фазовый сдвиг, показанный на рис. 5.11,0. Этот сигнал имеет форму косинусоиды, взятой со знаком минус. Пример 5.14. Определить фазовый сдвиг 0 в схеме на рис. 5.11,6, если Rbx= 100 кОм. Решение. Из (5.9а) 0 = — 2arctg2n(l-103) (100-103) (0,0110-») = = —2 arctg 6.28 = -2-81° = —162°. Из (5.9а) следует, что 6 = —90° тогда, когда RBX равно реактив- ному сопротивлению Свх, т. е. 1/(2л/С’вх). При изменении RBX от 1 до 100 кОм 0 изменяется приблизительно от —12 до —168°. Таким образом, фазовращатель может сдвигать фазовый угол в диапазо- не почти до 180°. Если RBX и Сах на рис. 5.11,6 поменять местами, фазовый угол будет положительным. 5.10. Предусилитель для звукоснимателя 5.10.1. Коррекция частотной характеристики грамзаписи. При грамзаписи резец движется со скоростью, постоянной при задан- ной амплитуде напряжения сигнала. Если амплитуду поперечных колебаний резца установить такой, чтобы он на частоте 1 кГц про- резал дорожку шириной в шаг записи, то более низкие частоты будут заставлять резец заходить на соседние дорожки. Более вы- сокие частоты будут вызывать меньшее перемещение резца. Но поперечные колебания резца должны быть одинаковы на всех частотах. Отсюда следует, что сигналы с частотой от 500 до 50 Гц должны быть ослаблены, а в диапазоне от 2 до 20 кГц—-усилены. С другой стороны, высокочастотные шумы необходимо ослаблять. Все эти операции в целом называются коррекцией частотной характеристики грамзаписи. 5.10.2. Коррекция характеристики воспроизведения грамзаписи (стандарт RIAA). При воспроизведении грамзаписи схема пред- усилителя должна обеспечивать процесс, обратный частотной коррекции записи. Амплитудно-частотная характеристика, необхо-
Избранные применения операционных усилителей 85 Рис. 5.12. Схема предусилителя для электромагнитного звукоснимателя (а), обеспечивающая частотную коррекцию воспроизведения грамзаписи по стан- дарту и ее амплитудно-частотная характеристика (б). димая для предусилителя сигналов с электромагнитной головки звукоснимателя, показана на рис. 5.12, а. Идеальная кривая, изо- браженная пунктиром, называется кривой RIAA частотной коррек- ции воспроизведения грамзаписи. (Данная кривая частотной кор- рекции является стандартной кривой характеристики воспроизведе- ния, принятой американской ассоциацией производства грампла- стинок для долгоиграющих записей.) Левая ось ординат на рис. 5.12,а показывает в децибелах (дБ), насколько должен быть
86 Глава 5 увеличен или уменьшен коэффициент усиления относительно зна- чения при частоте в 1 кГц. Предусилитель должен также обеспечивать усиление по напря- жению, с тем чтобы усилить сигнал от звукоснимателя с типичным значением 5 мВ по меньшей мере до 0,5 В для подачи на вход усилителя низких частот. Правая ось ординат на рис. 5.12, а справа показывает величину коэффициента усиления предусилителя по напряжению. На частоте 1 кГц этот коэффициент усиления ра- вен 100, и если сигнал на входе равен 5 мВ, то на выходе будет сигнал 5 мВ-100 = 0,5 В. Сигнал с выхода предусилителя до по- дачи его на вход следующего каскада можно пропустить через регулятор громкости. 5.10.3. Схема предусилителя. На рис. 5.12,6 показана недорогая схема, корректирующая частотную характеристику сигналов, по- ступающих с электромагнитных звукоснимателей. ИМС RC 4739 содержит два малошумящих ОУ в одном кристалле. Эти операци- онные усилители имеют внутреннюю частотную коррекцию (см. гл. 10). (В качестве замены можно использовать также ИМС рА739, или МС 1303, цоколевка которых идентична цоколевке RC 4739, при условии, что будет обеспечена внешняя коррекция частотных характеристик этих ОУ.) Одна ИМС RC 4739 может обес- печить коррекцию в обоих каналах стереосистемы. Первый номер каждого вывода на рис. 5.12,6 относится к ОУ канала А, а вто- рой — к ОУ канала В. Резистор Ri обеспечивает равенство входного сопротивления предусилителя внутреннему сопротивлению головки звукоснимате- ля. RBX и резистор обратной связи 100 кОм задают на частоте 1 кГц коэффициент усиления 100. Rnx и резистор 1 Мом определя- ют коэффициент усиления 1000 на частоте 50 Гц. Конденсатор 750 пФ на частотах свыше 2 кГц шунтирует резистор 100 кОм и обеспечивает спад усиления до 10 на частоте 20 кГц. RBX и С дают спад усиления на частоте ниже 30 Гц. Результирующая кривая коррекции частотной характеристики воспроизведения, получаемая на практике, показана на рис. 5.12, а сплошной линией. 5.11. Регулировка тембра 5.11.1. Введение. Суммарная частотная характеристика на выхо- де предусилителя, показанного в разд. 5.10, будет иметь вид пло- ской кривой. В большинстве высококачественных систем пользо- ватель желает иметь возможность регулировки тембра, что позво- ляет ему осуществлять подъем или спад уровня на низких или вы- соких частотах. Можно включить с этой целью последовательно с выходом предусилителя регулируемую частотно-зависимую RC-цепь. Однако такая цепь будет ослаблять некоторые частоты по меньшей мере в 10 раз, т. е. на 20 дБ, но при этом значитель-
Избранные применения операционных усилителей 87 ]jq = Cgq =0,068 мкФ; i?BJ[ =RO с =R—5 кОм. Подключение + 17 и —V см. на С. рис. 5.12, б. пая часть коэффициента усиления, с большими трудностями полу- ченного в предусилителе, будет потеряна. 5.11.2. Схема регулятора тембра. Практическая схема регуля- тора тембра, показанная на рис. 5.13, а, во-первых, обеспечивает подъем или завал ниже 500 Гц и свыше 2 кГц и, во-вторых, не дает ослабления на средних частотах. Верхний по схеме 50-килоомный
•88 Глава Б потенциометр является регулятором нижних частот (басов). При выведенном в левое крайнее 1положение ползунке этого потенцио- метра (подъем) коэффициент усиления по напряжению на частоте 10 Гц равен приблизительно 10R/R, т. е. 10. При крайнем правом (спад) положении движка этого потенциометра коэффициент усиле- ния на частоте 10 Гц равен приблизительно /?/10 /? = 0,1. В действи- тельности потенциометр 10 R включен так, что он работает последовательно с R0.c в первом и с RBX — во втором положении. Конденсаторы СНА начинают шунтировать этот потенциометр на частотах между 50 и 500 Гц, как показано на рис. 5.13,6. При крайнем левом по схеме положении регулятора верхних частот цепь, состоящая из этого регулятора, резистора R/3 и кон- денсаторов Сн4, задает коэффициент усиления 10 на частоте 20 кГц; при крайнем правом положении регулятора коэффициент передачи на той же частоте равен 0,1 (рис. 5.13,6). Когда ползун- ки обоих регуляторов (низших и верхних частот) находятся в сред- нем положении, схема регулятора тембров имеет плоскую частот- ную характеристику. Напряжение входного сигнала Евх, ПОСТуПЗЮ- щего с предусилителя на частоте 1 кГц, должно быть равно при- близительно 0,2 В (эфф.). Следовательно, и напряжение па выходе регулятора тембров должно иметь приблизительно тот же уровень. В приложениях 1 и 2 приведены и другие схемы, в которых используются ОУ 741 и 301 соответственно. Задачи 5.1. Если в схеме рис. 5.1 £’вх=0,75 В, то чему равен Лзм? 5.2. Повторите пример 5.2 для Ешк=10 В. 5.3. В схеме на рис. 5.1 включен микроамперметр с /Шк=100 мкА. Чему равно Ешк, если RBX—40 кОм? 5.4. На рис. 5.2 ток полного отклонения микроамперметра равен 50 мкА. Опре- делите значение RBX, при котором стрелка прибора отклонялась бы на всю шкалу при £вх=10 В (эфф.). 5.5. Решите задачу 5.4 прн пиковом значении £вх=10 В. 5.6. Какие диоды на рис. 5.2 проводят ток при а) положительном и б) отри- цательном полупериодах Евх? 5.7. К какому типу принадлежат схемы, у которых нагрузка включена в цепь обратной связи? 5.8. Измеренное в схеме рис. 5.3, а напряжение Пвых равно 12 В; чему равно напряжение стабилизации 1/Ст? 5.9. Определите а) приблизительное значение t/Bblx и б) I в схеме рис. 5.3, б, если диод в цепи обратной связи германиевый. .5.10. Определите а) I и б) 1/вых в схеме рис. 5.3,6, если £вх=5 В. 5.11. Найдите, чему равны а) ток через светодиод и б) ZBbIX в схеме рис. 5.4, если транзистор в этой схеме имеет р=50. 5.12. Как называется схема, у которой ток нагрузки ие зависит от ее сопро- тивления? 5.13. Пусть в схеме рис. 5.5 £1 = 5 В, £=20 кОм и £в=4 кОм; найдите a) /в, б) Пн, в) U ПЫХ, г) /вх И д) /о.с- 5.14. Для UBBSX= 10 В и £2=4 В на схеме рис. 5.6 вычислите значения a) U„ и б) /н. RB=6 кОм.
Избранные применения операционных усилителей 89 15. Используя данные предыдущей задачи, определите, чему равен общий ток /пых, втекающий в выходной зажим ОУ; £=10 кОм. 16. Определите в схеме рис. 5.6, чему равен а) (Лых, б) /н и в) U„, если на- пряжение на входе (+) £1=6 В, а напряжение иа выходе (—) £2=10 В; £=10 кОм и £н=500 Ом. 1.17. Вычислите значения а) тока нагрузки и б) тока, протекающего через контакт 10 в схеме рис. 5.7, если 1/Ст=10 В, £н=40 Ом и 0=100. >.18. Чему равен ток через стабилитрон в схеме рис. 5.7 при условиях зада- чи 5.17? 5.19. Определите ток через микроамперметр в схемах рис. 5.8, а и б, если со- противление микроамперметра равно 10 кОм. 5.20. Приняв в схеме рис. 5.8, в £Вых=12 В и £о.с=200 кОм, определите, чему равны а) /к.в и б) напряжение па резисторе 50 кОм. 5.21. Если в схеме рис. 5.10 /к.з=50 мкА, то при каком значении m 7Я=2 мА? 5.22. Вычислите величину 1В в схеме рис. 5.10, если m £=49 кОм. 5.23. Вычислите величину фазового сдвига на рис. 5.11,6, если £вх=25 кОм и f=l кГц. 5.24. Определите значение £вх на рис. 5.11,6 для фазового сдвига —135° пр» f=2 кГц.
6 ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ 6.0. Введение До сих пор мы рассматривали использование операционных усилителей в схемах обработки сигналов. В данной главе мы обра- щаемся к схемам на базе ОУ, предназначенным для генерации сиг- налов. По форме сигналов, наблюдаемой на экране осциллографа, можно выделить четыре типа наиболее известных и используемых на практике сигналов: прямоугольной, треугольной, пилообразной и синусоидальной формы. Генераторы сигналов классифицируются соответственно форме генерируемых ими сигналов. Некоторые из схем генераторов настолько широко используются, что получили специальные названия. Например, первая схема в разд. 6.1 — муль- тивибратор, генерирующий главным образом сигналы прямоуголь- ной формы. 6.1. Автоколебательный мультивибратор 6.1.1. Принцип действия. Автоколебательный мультивибратор — это генератор сигналов прямоугольной формы. Схема мультиви- братора (рис. 6.1) похожа на схему компаратора с гистерезисом (гл. 4), только в отличие от последнего здесь генератор входного напряжения заменен конденсатором. Резисторы Rt и R2 образуют делитель напряжения, с которого часть выходного напряжения подается обратно на вход ( + ). При ПВых=+'Пнас (рис. 6.1,а) это напряжение обратной связи называется верхним пороговым напря- жением [7п.в. Величина его определяется уравнением (4.1), кото- рое уместно записать здесь еще раз: ^П.в = ^4^( + ^нае)- (6-1) Резистор Ro.c образует цепь обратной связи15, присоединенную ко входу (—). Когда ДВых =+Пнас, ток 1+ проходит через Ro.c, за- ряжая конденсатор С. До тех пор пока напряжение на конденса- торе Uс остается ниже Дп.в, на выходе сохраняется напряжение 4" R нас- В момент заряда конденсатора до величины Uc, несколько боль- шей ип.в, напряжение на входе (—) становится положительным по ° Отрицательной обратной связи. — Прим. ред.
Рис. 6.1. Автоколебательный мультивибратор. Когда конденсатор заряжается током /+ до (7п.в, Овчх переключается к — l/„ac (а); когда конденсатор заряжа- ется током 1~ до (б), переключается иа уровень + 1/нас. Pi=100 кОм, /?2=86 кОм. Формы сигналов на выходе и конденсаторе см. иа рис. 6.2.
"92 Глава 6 отношению к напряжению на входе ( + ). При этом выход схемы переключается от уровня + (7нас к —иВйс. На входе ( + ) будет теперь поддерживаться отрицательный по отношению к земле по- тенциал, поскольку напряжение обратной связи в этом случае отрицательно и равно ^п-“ = Я1 + Я2 —^нас^‘ Уравнение (6.2) совпадает с (4.2). В момент переключения выхода схемы в состояние иВЫх ——47нас начальное напряжение на конден- саторе равно t7n.B (рис. 6.1,6). Теперь через конденсатор С будет протекать ток /~, разряжающий его до О В и перезаряжающий его до ип.к. Когда Uc становится чуть более отрицательным, чем на- пряжение обратной связи U„.K, схема переключается обратно к ПВых= + U„ac. При этом схема возвращается в первоначальное состояние (рис. 6.1, а), причем С имеет начальный заряд, равный Уп.н. Конденсатор будет разряжаться от до О В и перезаря- жаться вновь до [7п.в, после чего описанный процесс повторяется. Итак, вкратце работу автоколебательного мультивибратора мож- но описать следующим образом: 1) при Пвых=+ Ннас конденсатор С перезаряжается от (7п.н до ип.в и переключает схему в состояние ивых=—иигс', 2) при [/Вых=—'Пнас конденсатор С перезаряжается от (7П.В до 77п.н и переключает схему в состояние иВЫх = + Uuac- Время, необхо- димое для заряда и разряда С, определяет частоту работы муль- тивибратора. 6.1.2. Частота генерации. На рис. 6.2 показана форма напряже- ний на конденсаторе и выходе схемы автоколебательного мульти- вибратора. Сопротивление резистора R2 выбрано равным 0,86 Ri для упрощения вычисления времени заряда конденсатора. Интер- валы Л и t2 показывают, как Uc и ПВых изменяются во времени в схемах рис. 6.1, а и б соответственно. Эти интервалы равны произ- ведению Ro.c на С. Период колебаний Т—это время одного полного цикла. Так как Т равно сумме Л и i2, то при 7?2=0,86 У??5 Т=27?ОЛС. (6.3а) Частота колебаний f — величина, обратная периоду Т-. ^=~f~ 27?о.сС ’ (6.36) где Т измеряется в секундах, f — в герцах, Ro.c — в омах, а С — в фарадах. *> Соотношение (6.3а) будет абсолютно точным при /?2=[(е—l)/2]^h где 2,7318... — основание натуральных логарифмов. — Прим. ред.
Генераторы сигналов 93 Пример 6.1. Требуется найти a) U,, в и б) Un п в схеме рис. 6.1, если /?1= = 100 кОм, Л2=86 кОм, 4-1/нас=+15 В и —(Лас=—15 В. Решение, а) По уравнению (6.1) 15В~7В- б) Из уравнения (6.2) С/п.И=-^Йг(-15В)«-7В. Пример 6.2. Определить период колебаний мультивибратора в примере 6.1, если /?о.с=Ю0 кОм и С=0,1 мкФ. Решение. Используя (6.3а), получаем 7=2(100 кОм) • (0,1 мкФ) = 0,02 с= —20 мс. Пример 6.3. Найти частоту колебаний для мультивибратора из приме- ра 6.2. Решение. Из (6.36) 20-10-3 с 50 ВЦ' 6.2. Ждущий мультивибратор 6.2.1. Введение. Ждущий мультивибратор (одновибратор) под действием входного сигнала запуска генерирует одиночный им- пульс. Длительность этого импульса зависит только от внешних
94 Глава 6 Рис. 6.3. Входной сигнал Двх и выходной импульс в схеме одновибратора. навесных элементов (резисторов и конденсаторов), подключенных к ОУ. Из рис. 6.3 видно, что одновибратор срабатывает по отрица- тельному фронту входного импульса Еж, длительность которого может быть больше или меньше собственной длительности т вы- ходного импульса одновибратора. Так как т изменяется только при изменении параметров резисторов или конденсаторов, ждущий мультивибратор в случае, когда длительность импульса на выходе превышает длительность входного импульса, можно рассматривать как расширитель импульсов. Более того, ждущий мультивибратор позволяет получить регулируемую задержку, т. е. регулируемое время между отрицательным фронтом ЕВх и положительным фрон- том Uвых- Рассмотрим три режима работы ждущего мультивибратора: 1) ждущий режим, 2) процесс перехода в состояние выдержки и 3) состояние выдержки (квазиустойчивый режим). 6.2.2. Ждущий режим. На рис. 6.4, а ивых равно + 17иас. На вход ( + ) ОУ с делителя напряжения R}R2 поступает напряжение обрат- ной связи и„.в, величина которого определяется уравнением (6.1). Диод Di фиксирует на входе (—) положительное напряжение на уровне ~0,5 В. При этом напряжение на входе (4~) положительно
Генераторы сигналов 95 а — устойчивое Рис. 6.4. Ждущий мультивибратор (одновибратор). состояние; б — в течение 2 мс после подачи отрицательного фронта Евх ^вых 6>'ЛСТ отрицательным. по отношению к напряжению на входе (—), и ОУ усиливает это дифференциальное входное напряжение (£д=2,1—0,5= 1,6 В), под- держивая на выходе £7Вых= + UHac. 6.2.3. Переход в состояние выдержки. Если входной сигнал пред- ставляет собой постоянное напряжение с установившимся значени-
S6 Глава 6 ем (как на рис. 6.4,а), на входе ( + ) сохраняется положительный относительно входа (—) потенциал и {7ВЫх= + Енас. Если, однако, Евх скачком становится отрицательным и принимает 'пиковое зна- чение Евх.пик, равное — 2 Un.B, напряжение на входе (+) упадет ниже уровня напряжения на входе (—). Как только это произой- дет, выход схемы переключается к 6/ВЫх =—UHac, и одновибратор переходит в режим выдержки. Для четкого срабатывания схемы следует выбирать Сах емкостью не менее 0,005 мкФ. 6.2.4. Режим выдержки. Это неустойчивое состояние — ждущий мультивибратор не может очень долго находиться в нем. Рассмот- рим, почему это так. С делителя R1R2 (рис. 6.4,6) на .вход ( + ) поступает отрицательное напряжение обратной связи Дп.н=—2,1 В. При этом диод Di смещен напряжением —Пнас'в обратном направ- лении и фактически представляет собой разомкнутую цепь. Кон- денсатор С разряжается до 0 В и перезаряжается к полярности, противоположной той, что была показана на рис. 6.4, а. По мере перезарядки конденсатора С потенциал на входе (—) относитель- но земли становится все более отрицательным. Когда напряжение на этом конденсаторе станет чуть больше по абсолютной величине, чем 6/п.и, выход схемы переключается к Пвых= + UKac. Это момент окончания цикла работы ждущего мультивибратора; выходной им- пульс кончился и схема вернулась в устойчивое состояние (рис. 6.4,о). Поскольку ждущий мультивибратор имеет только одно устойчивое состояние, его часто называют также мультивиб- ратором с одним устойчивым состоянием или одновибратором. 6.2.5. Длительность выходного импульса. Если R? на рис. 6.4 выбрать так, чтобы его сопротивление равнялось Vs сопротивле- ния Ri, то выходной импульс будет иметь длительность т~ (6.4) Пример 6.4. Вычислить значение т в схеме рис. 6.4. Решение. Из (6.4) (100 кОм) (0,1 мкФ) т 5 м При проверке схемы можно брать £вх от генератора прямо- угольных сигналов или от генератора импульсов. Диод Ь2 предот- вращает преждевременный возврат одновибратора из состояния выдержки при положительном перепаде £вх. Чтобы получить одно- вибратор, генерирующий положительный импульс при возбужде- нии положительным входным сигналом, достаточно изменить по- лярности включения диодов.
Генераторы сигналов 97 6.3. Генератор линейно-нарастающего напряжения 6.3.1. Введение. Операционный усилитель можно использовать для генерации сигналов напряжений не только прямоугольной формы, но также и лпнейно-нарастающей, треугольной, пилообраз- ной и многих других форм сигналов. Схемы, генерирующие сигнал линейно-<нарастающей, треугольной или пилообразной формы, имеют одну общую черту: все они содержат конденсатор, заряжаю- щийся неизменным током. В качестве примера рассмотрим схему рис. 6.5, а, в которой ключ замыкается ,в момент времени <=0 и ток / заряжает конденсатор С. Чтобы получить напряжение на конденсаторе, выраженное через ток, введем сначала соотношение между током, 'величиной 'заряда конденсатора и временем: или Q=/t. (6.5а) Напряжение на конденсаторе связано с зарядом и емкостью сле- дующим уравнением: Q ('с^=с- (6.56) Подставив (6.5а) в (6.56) с целью исключения из них Q, получим Uc=~^t, (6.5в) где Uс измеряется в вольтах, t — в секундах, / — в амперах, а С — в фарадах. Если значения / и С нам известны и постоянны, то на- Рис. 6,5. Схема (а) и кривая (б) заряда конденсатора неизменным током. 7—1718
98 Глава 6 пряжение на конденсаторе Uc прямо пропорционально времени, прошедшему с момента замыкания ключа. Пример 6.5. Вычислить, чему равно напряжение иа конденсаторе в схеме рис. 6.5, а через 5 с после замыкания ключа. Решение. Из (6.5в) получим 1 мкЛ UC = 1 мкф 5с = 5 В. График на рис. 6.5,6 показывает зависимость Uc от времени. Точка А на этом графике—'решение примера 6.5. Чтобы вычис- лить скорость роста или спада £7ВЫх, можно преобразовать урав- нение (6.5в): ^ = -^. (6.5г) Для данных примера 6.5 Значение Uc непрерывно показывает, какой величины заряд накоплен на конденсаторе. Например, через 1 с после замыкания ключа Uc= 1 В. Каждую следующую секунду напряжение на кон- денсаторе становится на 1 В больше. Таким образом, Uc фактиче- ски суммирует напряжение за весь исследуемый период времени и является суммарным напряжением. Вот почему такая схема на- зывается интегратором. Форма Uc с постоянным наклоном (нара- станием пли спадом) является основой для генерации многих по- лезных для управления сигналов. Для получения генератора оди- ночного сигнала линейно-изменяющегося напряжения мы будем ис- пользовать ОУ. 6.3.2. Схема генератора линейно-изменяющегося напряжения. Заменим источник тока на рис. 6.5, а генератором входного напря- жения Двх, резистором /?вх и операционным усилителем, как пока- зано на рис. 6.6. Напряжение Евх и резистор Явх задают ток /= =Ebx/Rbx. Подставив это значение I в (6;5в), получим UBax, выра- женное через Евх и время t: UB^-EBX-^-t, (6.6) ^вхьвх где /?вх измеряется в омах, Свх—в фарадах, t-—в секундах, а t/вых и £Вх — в вольтах. Знак минус в этом уравнении отобра- жает тот факт, что £вх приложено через RBX ко входу (—) ОУ. Следует отметить, что напряжение на конденсаторе Uc равно
Генераторы сигналов 99 Рис. 6.6. Генератор линейно-изменяющегося напряжения на ОУ. t/вых, так что ток в нагрузку в этой схеме будет поступать с вы- ходного зажима ОУ, а не через конденсатор. Схема рис. 6.6 обладает двумя недостатками. Первый, и наибо- лее очевидный, заключается в том, что t/вых может изменяться в отрицательном направлении только до уровня —1/нас. Второй, не столь явный недостаток схемы — то, что ивых не остается рав- ным О В при £'вх=О В. Причиной тому является неизбежное нали- чие небольших токов смещения, которые будут заряжать конден- сатор (эти токи рассматриваются в гл. 9). Один из способов пред- отвратить заряд конденсатора — замкнуть его накоротко. При этом ис и t/вых будут оставаться на уровне О В. Чтобы повторить процесс получения линейно-спадающего сигнала, нужно просто разомкнуть эту короткозамкнутую цепь. Если нам необходим сигнал с положительным наклоном (ли- нейно-нарастающий сигнал), достаточно изменить полярность Евх. Описанный выше принцип работы генератора одиночного сигнала с линейно-изменяющейся формой понадобится нам при создании схем с регулируемым интервалом выдержки. 6.4. Таймер с регулируемым временем отсчета 6.4.1. Описание схемы. Генератор одиночного линейно-изменяю- щегося сигнала по рис. 6.6 генерирует напряжение, зависящее от времени в соответствии с уравнением (6.6). Если известно //Вых, до которого должен зарядиться конденсатор с момента начала за- ряда, можно вычислить время, которое на это требуется. Этот принцип положен в основу схемы таймера, показанного на рис. 6.7, а. Операционный усилитель А здесь генератор линейно-из- меняющегося напряжения, который генерирует линейно-спадаю- щий сигнал при переключении переключателя в положение «пуск». 7*
Ой/Г Рис. 6.7. Таймер с регулируемым временем отсчета. а — схема; б — формы Улин и 1/вых.
Генераторы сигналов 101 Операционный усилитель В — компаратор, отрабатывающий это линейно-спадающее напряжение по входу (—). На вход ( + ) опе- рационного усилителя В подается регулируемое положительное опорное напряжение. В момент перехода линейно-изменяющегося напряжения через уровень опорного напряжения выход компара- тора быстро перебрасывается в состояние ивых= + Unac (это пока- зано на рис. 6.7,6). В качестве RH можно использовать чувстви- тельное реле или другое устройство, которое управляет мощной цепью, включая, например, звуковую сигнализацию или выключая освещение. Включенный последовательно Rn диод пропускает ток только при положительном С7Вых- 6.4.2. Анализ работы схемы. Начнем анализ схемы с примера. Пример 6.6. а) Найти, чему равна скорость изменения напряжения на вы- ходе генератора линейно-изменяющегося сигнала А на схеме рис. 6.7, а в В/с. б) Выразить эту скорость спада в вольтах в минуту. Решение, а) Перепишем (6.6) так, чтобы получить скорость спада напря- жения ил'кк: 6 ДИН Евх t ~ RbxC ' МОм * 60 мкФ = 60 с. Подставим ЕвХ и RbX С в (6.6): 6ЛИН 1В 1 R t ~ ~ 60с-------60 а/с- б) Переведем секунды в минуты: бдин 1В 60с = - ~ббс Т™ = -> в/мии- Из примера 6.6 видно, что можно при помощи Евх регулиро- вать скорость спада /7ЛНИ. Если, например удвоить Евх, то £7Л„Н бу- дет спадать вдвое быстрее, со скоростью 2 В/мин. Пример 6.7. Если в схеме рис. 6.7 UOB=—10 В, то сколько времени прой- дет с момента размыкания переключателя (перевода его в положение «пуск») до достижения 7/вых уровня +77нас? Решение. Из разд. 2.4 следует, что компаратор переключается при 1Л,„Н= — иоП. Время выдержки (интервал отсчета) можно определить из выражения Уоп 10В <в “ 1/лин/< - 1 В/мин ~ 10 мин‘ Теперь, когда компаратор подключен к генератору линейно- изменяющегося напряжения, естественно возникает вопрос: нельзя ли сделать так, чтобы выход компаратора в свою очередь управ- лял входом этого генератора? На это следует утвердительный ответ, и такая схема используется для построения генератора на- пряжения треугольной формы.
102 Глава 6 6.5. Генератор напряжения треугольной формы 6.5.1. Введение. Для генератора напряжения треугольной фор- мы необходимо как минимум два ОУ. Сразу проанализировать ра- боту всей схемы генератора достаточно сложно. Дело упростится, если выполнить анализ в три логически следующих друг за другом этапа. Покажем, во-первых, как можно при ручном управлении создать сигнал треугольной формы в схеме, содержащей один опе- рационный усилитель, резистор, конденсатор и переключатель. Затем подберем компаратор, который заменит переключатель с ручной манипуляцией. На третьем этапе соединим вместе этот компаратор с генератором напряжения треугольной формы. Нач- нем с применения принципов работы генератора одиночного линей- но-изменяющегося сигнала, которые мы рассмотрели в разд. 6.3. 6.5.2. Принцип работы. Добавив к схеме генератора одиноч- ного линейно-из меняющегося сигнала (рис. 6.6) переключатель и еще один источник управляющего постоянного напряжения, можно получить генератор напряжения треугольной формы, управляемый вручную (рис. 6.8, а). Когда переключатель находится в верхнем по схеме положении, £вх =—15 В и напряжение £вых нарастает; при нижнем положении переключателя £вх = + 15В, и С/Вых спадает. Скорость изменения £вых находится из уравнения (6.6) и для £вх= + 15В ^вых £вх 15 В 1 с р, t Rnfi ~ 1 МОм-1 мкФ- 1 При £вх =—15 В ПВыХ/^=15 В/с. Чтобы понять, как линейно-изменяющиеся напряжения образу- ют сигнал треугольной формы, обратимся к рис. 6.8, б. В момент г=0 на схему подается питание; переключатель при этом находит- ся в нижнем положении («спад»). £вх положительно, так что ивых спадает со скоростью —15 В/с. При достижении напряжением Дых заданного нижнего порогового напряжения переклю- чаем ключ в положение «подъем». При этом £вх становится рав- ным —15 В и Дых нарастает со скоростью +15 В/с. В момент, когда Пвых достигнет выбранного нами верхнего порогового напря- жения t/п.в, вернем ключ в положение «спад». С этого времени мы должны изменять положение переключателя всякий раз, когда линейно-изменяющееся напряжение Длин пересекает один из этих пороговых уровней. Чтобы добиться автоматического переключения, можно заме- нить управляющий переключателькомпаратором. Необходимый для генератора сигнала треугольной формы тип компаратора в гл. 4 не рассматривался, поэтому мы опишем его здесь. 6.5.3. Компаратор с гистерезисом и управлением по входу ( + ). Подадим напряжение 67ЛИн с выхода схемы рис. 6.8 на вход ком-
Рис. 6.8. Генератор сигналов треугольной формы с ручной манипуляцией (а) и форма выходного напряжения (б).
104 Глава 6 Рис. 6.9. Работа компаратора, предназначенного для включения в генератор напряжения треугольной формы. а-^комПпеРеключается на уровень -Рнас, когда Рлин = ^п.н; б-при 17Л1Щ =РП.В, уровень выхода компаратора переключается с —С7„__на ridv ИЛЬ.. I паратора (рис. 6.9,а). Для анализа работы компаратора предполо- жим, что напряжение с его выхода ЙКомП зафиксировано на уровне + t/нас. При любом положительном напряжении илик напряжение на входе ( + ) ОУ (рис. 6.9, а) будет положительно по отношению к напряжению на входе (—) и t/KOMn остается на уровне + 1/Нас. Чтобы изменить состояние компаратора на Г/КОмп=—t/„ac, напря- жение 1/лин на его входе должно стать ниже некоторого порогового напряжения 1/п.н. Только тогда напряжение на входе ( + ) ОУ компаратора станет равно О В (потенциалу земли). В этот момент на резисторе R падает напряжение —t/n.H> а на резисторе aR — на- пряжение + t/нас. При этом можно записать —t/п.н -Ь^нас R aR ’
Генераторы сигналов 105 ИЛИ ^п.«==--^ при Ед^0В. (6.7а) В этом состоянии при любом отрицательном входном напря- жении, превышающем по абсолютной величине (7п.н, вход ( + ) име- ет отрицательный по отношению ко входу (—) потенциал и (7КОМп фиксируется на уровне —UHac. Чтобы (7Комп переключилось обрат- но к + L/нас, ^лнн должно стать положительным (как показано на рис. 6.9,6) и превысить верхнее пороговое напряжение (7п.в- Когда (Лин достигает (7п.в, все напряжение Un.B падает на резисторе R, а напряжение —(7нас— на резисторе aR, так что Ед~0 В. Отсюда следует, что б;п.11. б^нас R aR ’ или ^п.в=—=^- при Ед«0В. (6.76) Напряжение ширины петли гистерезиса (Лист (разд. 4.3) будет равно разности между пороговыми напряжениями: ^исТ=^п.в-^п.н. (6.7в) Пример 6.8. На рис. 6.9 10 кОм, а а/? = 20 кОм, так что а = 2. Пред- положим, что 1/Нас = + 15 В, а —ияас = —15 В. Найти a) Un.B, б)б/п.н и в) бЛ-ист. Решение, а) В соответствии с (6.76) 1/п.в=—=F-=7,5B. б) Из уравнения (6.7а) Цьн——7,5В- в) бГИст находим из (6.7в): (7гист=7,5 В—(-7,5 В) = 15 В. Форма сигналов в таком компараторе будет показана в сле- дующем разделе. 6.5.4. Генератор напряжения треугольной формы. Подключим выход генератора линейно-изменяющегося напряжения (рис. 6.8) ко входу компаратора (рис. 6.9), а выход компаратора — йо входу генератора. При этом получается схема генератора напряжения треугольной формы, показанная на рис. 6.10, а. Для анализа этой схемы обратимся к рис. 6.10,6, на котором представлены кривые напряжений на входах операционных усили- телей. В течение времени от 0 до А напряжение на выходе компа-
106 Глава 6 Рис. 6.10. Генератор напряжения треугольной формы (я) и формы напряжений на выходах ОУ (б). ратора равно + Пнас. Это соответствует состоянию, показанному на рис. 6.8,а. В этот промежуток времени положительное напря- жение с выхода компаратора вынуждает линейно спадать напря- жение на выходе генератора линейно-изменяющегося напряжения, что соответствует на схеме рис. 6.8, а положению переключателя «спад». Когда линейно-спадающее напряжение достигает уровня Пп.н, компаратор переключается в положение UKOKn =—{7нас, что заставляет линейно нарастать выходное напряжение генератора. По достижении напряжением [/лин уровня Un,e компаратор пере- ключается обратно в положение ПКомп= + UHac и напряжение на
Генераторы сигналов 107 выходе генератора вновь начинает линейно уменьшаться. Описан- ный процесс повторяется вновь, и мы получаем, таким образом, генератор напряжения треугольной формы. Пример 6.9. Какое время требуется для завершения полного цикла рабо- ты генератора напряжения треугольной формы? Другими словами, чему равен интервал от Л до С на рис. 6.10,6? Решение. Преобразуем уравнение (6.6) применительно к рис. 6.10. Назовем интервал от Л до В временем нарастания t„ и, подставив в указанное уравнение б',ист вместо 17Вых, а вместо Евх — напряжение —Uнас> ПОЛучИМ t„= — _[; RBXC = — _15g-(l МОм-1 мкФ) = 1 с. (6.8а) Назовем интервал от В до С временем спада tQ, заменим в (6.6) бВЫ1! на Пгист и Ввх на +t/Hac. В результате имеем ,с = - ~5"нст J?BXC = - (1 МОм-1 мкФ) = 1 с. (6.86) “г^-'нас ° Интервал от А до С есть период колебаний Т: T=/H + /C=lc4-Ic=2c. (6.8.в) Частота генерации f есть величина, обратная периоду Т: f-4-=^=0’5 Гп- (6-8г) 6.6. Генератор пилообразного напряжения (ГПН) 6.6.1. Введение. Мы использовали генератор одиночного линей- но-изменяющегося сигнала (рис. 6.7) как таймер с выдержкой в несколько минут. Слегка видоизменив эту схему, мы можем по- лучить генератор пилообразного напряжения, который представ- ляет собой таймер с периодическим сбросом (рис. 6.11,а). Пусть, например, ключ в этой схеме разомкнут. Напряжение £7Вых при этом растет со скоростью (см. пример 6.6) t ~ R^C — 1В 100 кОм-0,1 мкФ 0,1 В/мс. Отсюда следует, что каждые 10 мс (Лых увеличивается на 1 В. Если ключ замкнуть, конденсатор быстро разрядится через него и Нвых упадет до 0 В. При размыкании ключа конденсатор вновь начнет заряжаться и £7Вых будет расти. Быстро замыкая и размы- кая ключ всякий раз, когда (7ВЬ1Х достигает пикового напряжения Нпик (например, 5 В), мы получим сигнал пилообразной формы (рис. 6.11, б). Частота генерации f определяется выражением 7Г-’ <6’9’а) и пнк
108 Глава 6 7"х 50 мс Ключ разомкнут Рис. 6.11. Генератор пилообразного напряжения с ручным разрядом конденса- тора (а) и форма сигнала на выходе схемы (б). Ключ Кл замыкается на 0,5 мс каждый раз, когда t/BbIX достигает уровня 5 В. а период колебаний (6.9б> Пример 6.10. Чему равны а) частота и б) период колебаний в схеме рис. 6.11? Решение, а) Из (6.9а) 1 В 1 f-йПГс ет. -20"* б) Уравнение (6.96) дает -Г — 1 1 20 Гц ~ 50 мс‘
Генераторы сигналов 1С9 Для автоматической генерации пилообразного сигнала нам 'ужно устройство, которое будет .выполнять четыре операции в \ казанной последовательности: 1) фиксировать момент достижения напряжением на конден- аторе С требуемого пикового значения (7Пик; 2) шунтировать конденсатор короткозамкнутой цепью; 3) фиксировать момент, когда конденсатор почти полностью разрядится; 4) размыкать цепь, шунтирующую конденсатор. Такое устройство имеется. Оно недорого — это управляемый вен- гиль или триодный тиристор — тринистор (сокращенно КУВ — кремниевый управляемый вентиль). 6.6.2. Триодный тиристор (КУВ). КУВ представляет собой уст- ройство с тремя выводами, работающее как чувствительный к на- пряжению ключ (на рис. 6.12, а показано его схемное обозначе- ние). Ток через ключ течет только от анода А к катоду К, как по- казано стрелкой. В нормальном состоянии ключ работает как разомкнутая цепь. Чтобы сделать ключ в момент достижения требуемого уровня напряжения £7ПИК короткозамкнутой цепью, КУВ должен сравнивать это изменяющееся напряжение с фиксирован- ным опорным напряжением. Отсюда следует, что необходим третий вывод, на который будет подаваться опорное напряжение. Этот вывод называется управляющим электродом (УЭ). На него подает- ся напряжение, которое мы хотим фиксировать по анодному вы- воду. Когда анодное напряжение станет выше напряжения на управляющем электроде (на несколько десятых вольта), КУВ мгновенно включается и образует короткозамкнутую цепь, вклю- ченную между анодом и катодом, причем это состояние сохра- няется теперь независимо от потенциала на выводе УЭ до тех пор, пока ток анод—катод не упадет ниже уровня тока удержания''1 КУВ /Уд (этот ток имеет типичное значение в несколько миллиампер), после чего тиристор мгновенно разрывает цепь между анодом и катодом. Катод тиристора следует подключать к земле (на рис. 6.12, а ею служит потенциально заземленная точка 2). В сле- дующем разделе показано, как описанные характеристики КУВ используются в генераторе напряжения пилообразной формы. 6.6.3. Работа генератора пилообразного напряжения. Простей- ший генератор пилообразного напряжения показан на рис. 6.12, а. На УЭ тринистора подается напряжение (7ПИк, равное ампли- тудному значению пилообразного напряжения. £вх вынуждает Йвых расти со скоростью 0,1 В/мс до тех пор, пока оно не пре- высит на несколько десятых вольта напряжение {7ПИк- Промежу- ’> Ток выключения. — Прим. ред.
по Глава 6 Рис. 6.12. Генератор пилообразного напряжения с тринистором в цепи разря- да (с) и форма напряжения на его выходе (б). ток анод—катод тринистора скачком замыкается и разряжает кон- денсатор С до напряжения ~ 1 В. Когда ток разряда конденсато- ра станет меньше тока удержания КУВ, последний мгновенно раз- мыкается. К сожалению, КУВ не является идеальной короткозамк- нутой цепью, поскольку напряжение на участке А — К падает не до О В, а лишь до уровня прямого падения напряжения Unp, рав- ного ~1 В. Однако, увеличив, как показано на рис. 6.12, б, UnKK приблизительно на 1 В с целью компенсации f7np, мы можем полу- чить схему, генерирующую пилообразное напряжение с частотой
Генераторы сигналов 111 ”0 Гц. Обратите внимание на то, что 1/Вых изменяется теперь в диа- пазоне от Unpx 1 В до Г'пик^б В. Частота генерации Г___ Евх } ЕвхЕ б^пик I (6.10) Г>олее подробно мы исследуем это уравнение в разд. 6.7. 6.7. Преобразователи напряжение — частота 6.7.1. Генератор, управляемый напряжением (ГУН). Из урав- нения (6.10) видно, что частота работы генератора пилообразного напряжения зависит от двух факторов: 1) от того, насколько быст- ро нарастает t/вых. т. е. от Еех/(RbxC), и 2) от напряжения (t/пик—1) В, до которого растет 0Вых. Отсюда следует, что частоту можно регулировать любым из напряжений Евх и t/пик. Покажем это на двух примерах. Пример 6.11. Если увеличить Ев11 на рис. 6.12, а вдвое, то чему будет рав- на новая частота генерации? Решение. Из выражения (6.10) 2 В 1 ЮОкОм-0,1 мкФ (6—1) В =40Гц- Частота удвоилась, поскольку 6/сых растет в данном случае вдвое быстрее. Пример 6.12. Если в схеме рис. 6.12, а уменьшить ипик приблизительно в два раза (до 3,5 В), то чему будет равна новая частота колебаний? £вх=1 В. Решение. Из выражения (6.10) 1В 1 1В 1 ЮОкОм-0,1 мкФ (3,5-1) В "0,01с 2,5 В -40 Гц- Частота удвоилась, так как (4ЫХ увеличивается теперь только на 2,5 В, а не на 5 В, как в исходной схеме. Оба приведенных примера показывают, что генератор пилооб- разного напряжения может преобразовывать напряжения ЕВх или Г'пик в частоту; следовательно, он является преобразователем на- пряжение — частота. 6.7.2. Частотная модуляция и манипуляция сдвигом частоты. Примеры 6.11 и 6.12 указывают один из путей получения частот- ной модуляции (ЧМ). Действительно, если амплитуда Евк изме- няется, то будет изменяться или модулироваться частота работы ГУН. При двухуровневом переключении напряжения ЕВх генератор пилообразного напряжения генерирует сигнал двух фиксирован- ных частот. Такой тип работы называется манипуляцией сдвигом
112 Глава 6 частоты (МСЧ); она используется для передачи данных. Две фик- сированные частоты при МСЧ соответствуют двоичным состоя- ниям «О» и «1» (обычно они называются «пробел» и «знак»), 6.8. Генератор синусоидальных колебаний 6.8.1. Теория генерации. Схема генератора синусоидальных ко- лебаний должна генерировать синусоиду только одной частоты. Предположим, что в некоторой исходной точке схемы имеется сиг- нал, представляющий собой смесь гармонических колебаний раз- ных частот (гармоник). Эти гармоники поступают на вход частот- но-избирательной (селективной) цепи, которая в различной степе- ни уменьшает их амплитуду и пропускает на выход с различными фазовыми сдвигами. Вслед за тем гармоники проходят через уси- литель для компенсации амплитудных потерь, внесенных в них схемой селекции. Пусть только одна из этих гармоник на выходе усилителя будет точной копией исходной гармоники, совпадая с ней по амплитуде и фазе. Тогда, подав сигнал с выхода усилите- ля обратно .в избранную нами исходную точку схемы, мы получим генератор, в котором создаются колебания только одной частоты. Для детального исследования этого принципа обратимся к рис. 6.13,а, ограничившись рассмотрением трех представленных здесь гармоник. £0 — требуемая частота колебаний, £в и £н — ко- лебания с частотами соответственно выше и ниже частоты £0. На выходе частотного селектора напряжение Е'о совпадает по фа- зе с входным сигналом £0, хотя его амплитудное значение меньше амплитуды последнего в три раза. (Обратите внимание на то, что масштабы входного и выходного напряжений на данной фигуре различны.) Фаза же £в не совпадает с фазой £в. То же можно ска- зать о £н и £н. Представим себе, что все три гармоники с выхода частотного селектора подаются на неинвертирующий усилитель с коэффициен- том усиления, равным 3. Из рис. 6.13,6 видно, что только одна гармоника £0 будет выходить из усилителя точно с той же ампли- тудой и, что более важно, точно с той же фазой, что и исходная гармоника £о- Замкнем контур обратной связи, подключив выход усилителя ко входу частотного селектора. При этом по всему замкнутому контуру без изменения амплитуды и фазы будут проходить сиг- налы только одной частоты. Иначе говоря, только на одной частоте петлевое усиление равно 1. Сигналы всех других частот после каждого прохождения замкнутого контура будут ослабляться и по- лучать дополнительный фазовый сдвиг, что в результате приводит к их подавлению. Еще один, последний вопрос: где первоначально возникает £0? Источником служат либо напряжение переходного процесса при
Генераторы сигналов 113 Рис. 6.13. Диаграммы, поясняющие теорию работы генератора синусоидальных сигналов о —частотный селектор пропускает сигнал только одной частоты Ев, не изменяя его фазы- б — усилитель восстанавливает сигнал Е0 до получения его точной копии в исход- ной точке. включении питания, либо шумы, неизбежно существующие в замк- нутом контуре и содержащие бесконечное множество гармоник; среди них будет одна (Ео), Для которой петлевое усиление равно 1. Фактически петлевое усиление для возникновения генерации Ео должно быть несколько больше 1. В разд. 6.8.3 будет показано, что мы должны принять меры к тому, чтобы Ео не возрастало неограниченно и не вводило усилитель в насыщение. 8—1718
114 Глава 6 6.8.2. Построение генератора. На рис. 6.14 представлена прак- тическая схема, иллюстрирующая положения предыдущего разде- ла. Евх здесь напряжение с выхода генератора звуковой частоты; ЕС-цепь —частотный селектор по схеме моста Вина. Напряже- ние Е' с выхода'этого моста поступает на неинвертирующий уси- литель, коэффициент усиления которого регулируется потенциомет- ром 50 кОм. Если изменять частоту сигнала Евх, то только на одной частоте напряжение Е' на выходе частотного селектора бу- дет иметь фазовый сдвиг, равный 0°. Эта частота определяется вы- ражением 2nRC • (6.И) Частотный селектор ослабляет сигнал с частотой fo в три раза, т. е. на частоте fo Регулируя коэффициент усиления усилителя (потенциометром 50 кОм), можно усилить Е' в 3 раза, так что напряжение на выхо- де усилителя Евых будет в точности равно Евх нз частоте fo. Подключим теперь к выходу усилителя осциллограф и поста- вим переключатель в положение «генерация». При этом замыка- ется контур обратной связи, общий коэффициент усиления которо- го равен 1-7з-3=1). На экране осциллографа будет наблюдаться один из двух возможных случаев: напряжение [7Вых будет либо резко переключаться от + [7нас к —Енас (и обратно) с частотой fo, либо ОНО примет ОДНО ИЗ ЭТИХ значений (+(7иас ИЛИ ---Ниас) и генерация не возникнет. Регулируя усиление потенциометром 50 кОм, мы будем наблюдать воплески синусоиды с очень хорошей формой; амплитуда этой синусоиды будет либо расти, либо затухать. Генератор почти работает, но ему необходима ка- кая-нибудь регулировка амплитуды. В следующем разделе дан один из методов такой регулировки. 6.8.3. Мостовой генератор Вина. Опыт работы с испытуемой схемой рис. 6.14 показал, что выходное напряжение [7ВЫх после начала генерации может неограниченно возрастать. Необходима схема, которая бы чувствовала амплитуду выходного напряжения и уменьшала коэффициент усиления усилителя, когда это напря- жение превышает установленный уровень. Включим с этой целью в схему рис. 6.14 два встречно-включенных стабилитрона и один резистор и получим практическую схему генератора с мостом Вина, показанную на рис. 6.15. Когда напряжение на выходе генератора становится больше напряжения пробоя стабилитрона, тот или дру-
Рис. 6.14. Практическая схема для проверки теоретических положений и полу- чения генерации на частоте fo= ll(2nRC). 8*
116 Глава 6 гой стабилитрон (в зависимости от полярности Uвых) открывается и шунтирует резистор 10 кОм, уменьшая коэффициент усиления усилителя и предотвращая тем самым достижение напряжением ивых уровня ±t/нас Потенциометр 25 кОм позволяет регулировать амплитуду t/вых в пределах от 1,5 t/CT»8 В до ±t/Hac. Получаемая в результате синусоида имеет очень малые нелинейные искажения. Чтобы исключить влияние нагрузки на генератор в особо важных случаях, следует подключать к его выходу повторитель напряже- ния. Задачи 6.1. В примере 6.1 напряжения насыщения равны ±10 В. Найдите 1)ЯЛ И 1/п.н- 6.2. Определите период колебаний мультивибратора на рис. 6.1, если йо.с- = 10 кОм, а С=0,01 мкФ. 6.3. Определите частоту колебаний в задаче 6.2. 6.4. Каков должен быть отрицательный перепад £пх на рис. 6.4, а, чтобы пе- реключить ждущий мультивибратор в режим отсчета времени (выдержки)? 6.5. Какие еще названия ждущего мультивибратора Вы знаете? 6.6. На рис. 6.4 7?о.с=10 кОм, С=0,1 мкФ. Вычислите длительность импульса на выходе схемы. 6.7. Если на рис. 6.4 изменить полярность включения Д1 на обратную, то как это повлияет на работу схемы? 6.8. Вычислите, чему равно напряжение на конденсаторе на рис. 6.5, а через 10 с после замыкания ключа. 6.9. На схеме рис. 6.7, о резистор £вх заменен на 10 МОм, а конденсатор С — на 10 мкФ. С какой скоростью (в В/с) будет падать £вых? 6.10. В примере 6.7 значение Ооп изменено на 5 В. Сколько времени пройдет до вхождения ОУ в насыщение? 6.11. В примере 6.8 напряжения насыщения равны ±10 В. Найдите новые зна- чения бп в, U„.K И (Лист. 6.12. Напряжения насыщения в примере 6.9 изменены до ±10 В. Чему равна новая частота генерации. 6.13. На рис. 6.ill,a 7?Bx=|lil МОм, С=1 мкФ. Чему равна частота колебаний, если ключ на короткий промежуток времени замыкается при Uc=5 В? 6.14. Если £ех на рис. 6.12, с уменьшить в 2 раза (до 0,5 В), то чему будет равна новая частота генерации?
7 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ И УСИЛИТЕЛИ мощности 7.0. Введение Для работы большинства электронных устройств необходимы источники литания постоянного тока. В маломощных или порта- тивных устройствах используются батареи, однако время их рабо- ты ограничено и батареи нужно заменять (а аккумуляторы заря- жать). Наиболее доступным источником питания является силовая сеть переменного напряжения НО В, 60 Гц'). Схема, которая преоб- разует переменное напряжение в постоянное, называется источни- ком питания постоянного тока. Самый экономичный источник питания постоянного тока — вы- прямитель. К сожалению, на выходе этой схемы на постоянное напряжение наложена значительная пульсация, поэтому схема выпрямителя не дает действительно постоянного напряжения. Другое, столь же нежелательное свойство этой схемы источника — уменьшение постоянной составляющей выходного напряжения при увеличении тока, отбираемого от источника. Поскольку в выпря- мителе постоянное напряжение не стабилизировано (т. е. изменяет- ся при изменении тока нагрузки), источник питания такого типа называется нестабилизированным (в разд. 7.1 и 7.2 даются основ- ные понятия о такого рода источнике). Прежде чем мы сможем за счет введения стабилизации свести к минимуму или устранить нежелательные свойства, присущие нестабилизированным источни- кам, необходимо с этими свойствами ознакомиться. Схема, которая эффективно устраняет (компенсирует) колеба- ния напряжения питания при изменении тока нагрузки, называется стабилизатором напряжения. Обычно эта схема также полностью уничтожает пульсации входного напряжения. В результате подклю- чения стабилизатора напряжения к схеме .выпрямителя мы полу- чаем стабилизированный источник питания. Стабилизаторы напряжения с очень хорошими характеристика- ми нетрудно создать, используя ОУ. Операционный усилитель мо- жет дать даже больше чем простую стабилизацию: с его помощью- легко реализуются дополнительные функции, например защита- стабилизированного источника питания от короткого замыкания *> В СССР частота сети равна 50 Гц, а напряжение сети составляет 220' и.чн 127 В.—Прим. ред.
118 Глава 7 на выходе. Путем некоторых незначительных изменений при весьма небольших затратах стабилизатор можно превратить в усилитель мощности, способный соперничать по своим параметрам с высоко- качественными усилителями низкой частоты11. 7.1. Введение в нестабилизированный источник питания 7.1.1. Силовой трансформатор. Трансформатор необходим для понижения переменного напряжения сети ПО В21 до уровня, тре- буемого для работы транзисторов, ИМС и других электронных устройств. Напряжения на обмотках трансформатора даются в эффективных (действующих) значениях. Показанный на рис. 7.1 трансформатор обозначается в документации как понижающий со ПО на 24 В со средней точкой; при подаче на первичную обмотку этого трансформатора ПО В (эфф.) на вторичной обмотке его Рис. 7.1. Силовой трансформатор. Амплитуды напряжений для положительного (с) и отрицательного (б) полупериодов. ” Так называемыми усилителями с высокой верностью воспроизведения (хай-фи-усилители). — Прим, перев. 2) См. примечание на предыдущей странице. — Прим. ред.
Источники питанияи усилители мощности 119 ИО В (э<р<р.) 60 Гц Рис. 7.2. Нестабилизированный источник питания. а — трансформатор и мостовой выпрямитель; б — мостовой выпрямитель и конденсатор фильтра. между зажимами 1 и 2 выделяется напряжение 24 В (эфф.). Тре- тий провод, идущий от середины вторичной обмотки, называется средней точкой (СТ). Напряжение между зажимами СТ и 1 или СТ и 2 равно 12 В (эфф.). На этом же рисунке показаны синусоидальные напряжения, ко- торые можно увидеть на экране осциллографа. Максимальное мгновенное значение Емакс связано с эффективным значением Еэфф соотношением ’> Еыакс = 1,4 Еэфф. ‘ (7.1) На рис. 7.1,а полярность напряжений дана для положительного полупериода входного напряжения; для отрицательного полуперио- да полярность показана на рис. 7.1,6. ’> Точнее £макс=]12£эФФ- — Прим. ред.
120 Глава 7 Пример 7.1. Найти £ыакс между зажимами 1 и 2 на рис. 7.1. Решение. Из уравнения (7.1) имеем £макс=1,4-24 В«34 В. 7.1.2. Выпрямительные диоды. Четыре диода на рис. 7.2, а обра- зуют структуру в виде ромба, называемую двухполупериодным мостовым выпрямителем. Этот выпрямитель включен между зажи- мами 1 и 2 трансформатора, изображенного на рис. 7.1. При поло- жительном напряжении на зажиме 1 относительно зажима 2 про- водят диоды Д[ и Д2. При обратной полярности напряжения меж- ду зажимами 1 и 2 проводят диоды Д3 и Д4. В результате между выходными зажимами моста выделяется пульсирующее напряже- ние. 7.1.3. Конденсатор фильтра. Пульсирующее напряжение на рис. 7.2,а, хотя и содержит постоянную составляющую, не является постоянным, поэтому мы подключим к выходным зажимам мосто- вого выпрямителя фильтрующий конденсатор, как показано на рис. 7.2, б. Этот конденсатор сглаживает пульсации и обеспечивает 4 =/>? К мостовому выпрямителю tnnn (рис. 7.2) ’000кф -о ин.в 40 10 Uh при полной нагрузке У пост. х. г: 30 24 20 = AU (измеряется по осциллографу) _____l£ 8,3 Я* Цюст. пн=24 В (измеряется вольтметром постоянного тока) 16,6. I, мс О - О А в Фис. ние 7.3. Подключение нагрузки к источнику питания по рис. 7.2 (с) и измене- иапряження на выходе источника питания при таком подключении (б).
Источники питания и усилители мощности 121 получение почти неизменного напряжения постоянного тока UB. В качестве фильтрующего конденсатора обычно используют элек- тролитический конденсатор большой емкости (500 мкФ и более). 7.1.4. Нагрузка. На выходе схемы рис. 7.2,6 включен только конденсатор фильтра. Про такой нестабилизированный источник питания говорят, что он не имеет нагрузки. Это означает, что на выходе источника протекает ток холостого хода. Обычно макси- мально ожидаемый ток нагрузки или ток полной нагрузки, который должен отдавать источник питания, известен. Эта нагрузка моде- лируется резистором RH (рис. 7.3,а). Как указывалось во введении к главе, напряжение на нагрузке в нестабилизированном источни- ке при изменении тока нагрузки изменяется. Ниже рассматривает- ся, как это происходит. 7.2. Определение коэффициента стабилизации и величины пульсаций 7.2.1. Вариации напряжения на нагрузке при изменении тока нагрузки. Вольтметр постоянного тока, подключенный к выходным1 зажимам схемы рис. 7.2, б, измеряет напряжение холостого хода U —Е wnOcT.x.x ‘-'макс* Из примера 7.1 следует, что ДПост.х.х = 34 В. Осциллограф покажет то же самое напряжение без пульсаций (рис. 7.3,6). Подключим теперь нагрузку RH (рис. 7.3,а), отбирающую от источника макси- мальный ток /ц=1 А. На экране осциллографа мы увидим при этом, что среднее значение напряжения на нагрузке UH (или посто- янное напряжение С/ПОст) при этом уменьшается. Кроме того, на- пряжение имеет пульсирующую составляющую АН, наложенную на это постоянное значение. Среднее значение, измеренное вольт- метром постоянного тока, составит 24 В. Двойная амплитуда на- пряжения пульсаций АД равна 5 В. Из рис. 7.3,6 следуют два вывода. Во-первых, постоянное на- пряжение нагрузки падает при увеличении тока нагрузки; насколько- сильно оно падает, можно определить очень просто, восполь- зовавшись способом, описанным в разд. 7.2.2. Во-вторых, напря- жение пульсаций увеличивается от О В на холостом ходу до боль- шого значения (при токе полной нагрузки). Фактически оно про- порционально току нагрузки. Величину пульсаций можно оценить способом, изложенным в разд. 7.2.3. 7.2.2. Характеристика стабилизации. В схеме нестабилизпрован- ного источника питания (рис. 7.4,а) сопротивление нагрузки Rh можно изменять, записывая соответствующие значения тока и напряжения нагрузки. Приборы постоянного тока реагируют толь-
Рис. 7.4. Схема измерения (а) и характеристика стабилизации (б) нестабили- зироваиного источника питания.
Источники питания и усилители мощности 123 Рис. 7.5. График для определения значения постоянного напряжения на нагруз- ке нестабилизированного источника питания. ко на среднее (постоянное) значение тока или напряжения. Если построить график для соответствующих значений тока и напряже- ния, то получим нагрузочную характеристику (рис. 7.4,6). Точка О на этой кривой соответствует состоянию без нагрузки (7н=0 и t/пост.х.х = 34 В); точка А соответствует условиям полной нагрузки (/н=1 А и Е^пост.п.н — 24 В). Существует общий способ определения значения напряжения на нагрузке при любом токе нагрузки. При емкости конденсатора фильтра С выше 200 мкФ напряжение на нагрузке при фиксиро- ванном /н зависит в основном от параметров трансформатора. В паспорте на силовой трансформатор указываются отношение действующих значений напряжений на его обмотках и максималь- но допустимый ток во вторичной обмотке 1ц- Пусть, например, трансформатор на рис. 7.4, а имеет следующие параметры: ПО В/24 В при 1 А. Найдем отношение необходимого тока нагруз- ки 1Н к 1ц и отложим найденное значение на оси абсцисс рис. 7.5. Проведем вертикальную прямую до пересечения с прямой графика и затем из точки пересечения — горизонтальную прямую и опреде- лим по оси ординат, какую часть от £макс составляет [7ПОст. Проил- люстрируем сказанное примером. Пример 7.2. На рис. 7.4 £„акс=24 В-1,4=34 В. Ток /ц=1 А. Найти зна- чения постоянного напряжения на нагрузке 1/пост при а) /„=0,5 А и б) /„=1 А. Решение, а) /н//ц=0,5 А/1,0 А=0,5. Фиксируем на рис. 7.5 точку М и по- лучаем 1/пост = 0,85Емакс = 0,85-34 В = 29 В. б) /и/7ц=1,0 А/1,0 А=1,0. Это соответствует точке максимальной нагрузки, где //„ост = 0,7£макс = 0,7• 34 В='24 В. Если бы трансформатор имел параметры ПО В/24 В при /ц=2 А, то (/пост в примере 7.2 было бы равно соответственно 31 и 29 В. 7.2.3. Определение значения и способ уменьшения напряжения пульсаций. Как было показано в разд. 7.2.1 и на рис. 7.3,6, пульса-
124 Глава 7 Рис. 7.6. График для определения напряжения пульсаций на выходе нестаби- лизированного источника питания. ции увеличиваются с ростом тока нагрузки. Наибольшее напряже- ние пульсации наблюдается при максимальном токе нагрузки. Двойную амплитуду напряжения пульсаций \U можно определить по рис. 7.6. Пример 7.3. Чему равно ДГ7 для источника питания рис. 7.4, если ток на- грузки равен 1 А и а) С=1000 мкФ, б) С=2000 мкФ, в) С=5000 мкФ? Решение. Проведем на рис. 7.6 вертикальную прямую из точки /н=1 А и отметим пересечение ее с прямыми, соответствующими емкостям С, равным 1000, 2000 и 5000 мкФ соответственно точками А, В и С. На оси абсцисс полу- чим а) Д[7='5 В; б) Д(7=2,5 Вив) Д(7=1 В. Из рис. 7.6 видно, что напряжение пульсаций уменьшается с увеличением емкости конденсатора фильтра С. Увеличение зна- чения этой емкости в два раза приводит к уменьшению пульсации вдвое. В случае отсутствия осциллографа можно подключить па- раллельно нагрузке RK вольтметр переменного тока и измерить приблизительное эффективное значение напряжения пульсаций t/пульс, которое связано с АГ/ следующим соотношением: <7-2) Пример 7.4. Чему равны показания вольтметра переменного тока в при- мере 7.3? Решение, а) 1/ПУльс=5 В/3«1,7 В; б) 1Л>ульс=2,5 В/3~0,8 В; в) (7Пулье = = 1 В/3«0,3 В.
Источники питания и усилители мощности 125 7.2.4. Минимальное мгновенное значение напряжения на нагруз- ке. Обратимся к рис. 7,3, б и заметим, что постоянное напряжение нагрузки С7пост делит промежуток Д?7 пополам. Минимальное мгно- венное значение напряжения нагрузки U =U —— Н .МИН ПОСТ 2 (7-3) Поскольку с ростом тока нагрузки {7ПОСт уменьшается, а Д?7 рас- тет, наименьшее значение Дн.мин наблюдается при максимальном токе нагрузки. Это значение налагает ограничение на выходное напряжение любого стабилизатора напряжения, подключаемого к нестабилизированному источнику питания. Однако прежде, чем перейти к изучению стабилизатора напряжения, рассмотрим еще один тип нестабилизированного источника, который можно исполь- зовать для питания усилителя мощности. 7.3. Биполярный источник питания и источник питания с двумя номиналами напряжений 7.3.1. Биполярный источник питания1*. Многим электронным устройствам требуются как положительное, так и отрицательное напряжения питания. Эти напряжения измеряются относительно третьего общего (или заземленного) зажима. Чтобы получить по- ложительное и отрицательное напряжения, трансформатор должен иметь либо две вторичные обмотки, либо одну обмотку с централь- ным отводом. На рис. 7.7 показан трансформатор 110 В/24 В со средней точ- кой. Диоды Д1 и Д2 обеспечивают на зажиме 1 положительное от- ” Иногда называется источником расщепленного питания. — Прим. ред.
126 Глава 7 Рис. 7.8. Биполярный (а) источник питания и источники питания с двумя номиналами напряжения (б, а). носительно средней точки (С. Т) напряжение, а диоды Д3, Д4 — отрицательное напряжение на зажиме 2 относительно С. Т. Из соотношения (7.1) и разд. 7.2.1 следует, что оба эти напряжения при ненагруженном источнике имеют эффективное значение 12 В-1,4^ 16 В. Конденсаторы Ci и С2 фильтруют соответственно положительное и отрицательное напряжения питания. Для обоих напряжений можно определить среднее значение и величину пуль- саций под нагрузкой (рис. 7.5 и 7.6). 7.3.2. Источники с двумя номиналами напряжений. Если сред- нюю точку источника питания на рис. 7.7 заземлить, то получим биполярный источник (рис. 7.8, а). Если заземлить зажим 2 (рис. 7.8,6), то получится источник двух положительных напряже- ний. И наконец, заземлив зажим 1 (рис. 7.8,в), получим источник двух отрицательных напряжений. Сказанное иллюстрирует гиб- кость применения трансформатора со средней точкой. Биполярные источники используются для питания усилителей мощности звуко- вых частот (разд. 7.11).
Источники питания и усилители мощности 127 Г-------------------------------------------------------------------------п Рис. 7.9. Источник стабилизированного напряжения, полученный соединением иестабилизированного источника питания и стабилизатора напряжения. 7.4. Цель стабилизации напряжения В предыдущих разделах мы показали, что у нестабилизирован- ного источника питания есть два недостатка: при увеличении тока нагрузки постоянная составляющая напряжения на выходе источ- ника падает, а напряжение пульсаций растет. Эти нежелательные явления можно свести к минимуму, подключив к нестабилизиро- ванному источнику схему стабилизатора напряжения, как показано на рис. 7.9. Полученную при этом схему называют источником стабилизированного напряжения. Прежде чем обратиться к тому, как на основе ОУ получается схема почти идеального стабилизато- ра напряжения, необходимо сначала сказать кое-что о стабилитро- не — элементе, который обеспечивает стабильное опорное напря- жение. В разд. 7.5 мы рассмотрим стабилитрон и его применение в качестве простейшей схемы стабилизатора напряжения. 7.5. Стабилизатор напряжения на стабилитроне 7.5.1. Характеристики стабилитрона. На рис. 7.10 представлено два включения стабилитрона. При прямом включении (первый квадрант графика) стабилитрон работает как кремниевый диод. Напряжение на его зажимах мало зависит от тока и составляет приблизительно 0,6—0,7 В. Подключим теперь к стабилитрону напряжение обратной полярности (третий квадрант графика). По мере увеличения напряжения обратного смещения напряжение на стабилитроне будет увеличиваться, пока не достигнет напряжения пробоя (стабилизации) UCT. При всех значениях £Вх, превышаю- щих ист, напряжение на зажимах стабилитрона остается почти не- изменным независимо от того, какой величины ток проходит через стабилитрон. Этому режиму работы стабилитрона соответствует на графике рис. 7.10 область пробоя. Стабилитроны рассчитаны на
128 Глава 7 работу в этой области. Выпускаются стабилитроны с номинальным напряжением стабилизации от нескольких вольт до нескольких сотен вольт. На рис. 7.10 17ст = 5 В. 7.5.2. Стабилизатор на основе стабилитрона. Если параллельно стабилитрону подключить нагрузку (рис. 7.11,а), то напряжение на ней будет равно напряжению стабилизации. При изменении тока нагрузки до нуля (рис. 7.11,6) напряжение на ней остается равным Ucr. Весь ток, который не потребляет нагрузка, отводится в стабилитрон. Мы не будем вдаваться в анализ и расчет стабили- заторов на стабилитронах. Ограничимся следующими выводами: 1) при обратном смещении стабилитрона напряжение на его зажи- мах остается неизменно равным UCT, которое определяется типом стабилитрона; 2) чтобы на стабилитроне установилось указанное опорное напряжение, необходимо на него подать напряжение об- ратной полярности, вводящее его в состояние пробоя. Чтобы гаран- тировать это состояние, мы должны пропускать через стабилитрон ток, превышающий минимальный ток стабилизации /Ст.мин (типич- ное значение Лт.мин составляет 5 мА). Ток через стабилитрон за-
Источники питания и усилители мощности 129 Рис. 7.11. Стабилизатор напряжения на стабилитроне с включенной (а) и от- ключенной (б) нагрузкой. дается резистором Re напряжением стабилизации (7СТ и входным напряжением Ёвх: / 5 мд. IX (7.4) (7-5) 7.6. Основная схема стабилизатора напряжения на ОУ 7.6.1. Стабилизатор на ОУ. При ближайшем рассмотрении схе- мы стабилизатора на рис. 7.12, а оказывается, что это неинверти- рующий усилитель, рассмотренный в разд. 3.6. Напряжение на выходе стабилизатора Uвых задается элементом опорного напря~ жения и резисторами /?о.с и /?вх: и _____ Ro.c + RВХ 7 ] '“'вых п иОН’ АВХ Из уравнения следует, что при изменении тока нагрузки {„ напря- жение {/Вых не меняется. Напряжение пульсаций и изменения сред- него значения напряжения выхода нестабилизированного источни- ка питания поглощаются (сглаживаются) операционным усили- телем. Напряжение между выводами 11 и 6 не должно превышать 36 В. Напряжение на выходе (вывод 10) и неинверсном входе (вы- вод 5) всегда должно быть по меньшей мере на 2 В ниже напря- 9—1718
130 Глава 7 Рис. 7.12. Схема, поясняющая принцип действия (а), и практическая схема (б) стабилизированного источника питания на ОУ. жения на выводе 11, в противном случае ОУ войдет в состояние по- ложительного или отрицательного насыщения. Любой из резисторов 7?о.с и либо элемент Uor, можно раз- местить вдали от операционного усилителя, и их значение можно изменять с тем, чтобы менялось выходное напряжение (7ВЫХ; это называется дистанционным управлением'^. Описанная схема стаби- ” При этом следует принять меры защиты от помех. — Прим, персе.
Источники питания и усилители мощности 13» лизирует напряжение на нагрузке, делая его неизменным и не зависящим от тока нагрузки. 7.6.2. Стабилизатор на ОУ с опорным стабилитроном. На рис. 7.12,6 элемент, задающий С7ОП, заменен на стабилитрон и ре- зистор смещения R, величину которого определяют из соотношения (7.4). Чтобы стабилитрон работал в области пробоя, напряжение на выводе 10 всегда должно быть на несколько вольт выше напря- жения на выводе 51). - Напряжение на выводе 11 всегда должно быть приблизительно на 2 В выше напряжения на выводе 10, чтобы избежать насыще- ния у операционного усилителя. Эта разность в 2 В между мини- мальным напряжением нестабилизированного источника питания ^иест.мни и напряжением на выходе стабилизатора 67вых настолько важна, что для всех интегральных стабилизированных источников питания она определяется специальным термином: минимальное разностное напряжение вход—выход. Проиллюстрируем сказанное расчетным примером. Требуется рассчитать стабилизатор напряжения на 15 В по схе- ме рис. 7.12,6. 1. Выберем стабилитрон с напряжением стабилизации, равным, приблизительно ('/з-—’/г) Ubmx, Uct = 5 В. 2. Определим значение R из уравнения (7.4): D 15В —5В „ „ R =—=—s-----=2 кОм. 5 мА 3. Подберем Ro.c+RBx так, чтобы это сопротивление отводило от выхода стабилизированного источника С7Вых = 15 В ток, прибли- зительно равный 1 мА: 7?о.с + /?вх = 15 В/1 мА=15 кОм; выберем потенциометр сопротивлением 10 кОм. 4. Из уравнения (7.5) определим Явх = (Яо.с+ RBx) Т^- = 10 кОм ^|-~3»33 кОм- установим движок потенциометра в положение /?вх = 3,33 кОм или заменим его на два постоянных резистора 7?вх = 3,33 кОм и /?о.с=Ю кОм—3,33 кОм=6,67 кОм. 5. Минимальное напряжение нестабилизированного источника (напряжение на выводе 11) должно быть равно Пвых+2 В=17 В. 7.7. Стабилизатор на ОУ с мощным выходом по току 7.7.1. Проходной транзистор. Стабилизатор на ОУ по схеме рис. 7.12 способен выдавать в нагрузку ток не свыше 5 мА. Доба- вив в эту схему проходной транзистор (рис.7.13,а), мы расширим диапазон тока нагрузки приблизительно в 100 раз, т. е. до 0,5 А. ° Коэффициент стабилизации в такой схеме определяется дифференциаль- ным сопротивлением стабилитрона. — Прим. ред.
132 Глава 7 ।. К метаболизированному источнику питания ЪК Б Б выводу 10 ОУ Проходной транзистор X бустерный [^транзистор 2N3055 1М >1А К нагрузке,. Рос и fiff Рис. 7.13. Увеличение отдачи по току стабилизатора напряжения на ОУ. а — стабилизатор напряжения с проходным транзистором; б — включение дополнительного транзистора для усиления тока. Чтобы посмотреть, как это происходит, предположим, что ивых установлено на уровне 15 В в соответствии с уравнением (7.5) или расчетным примером в разд. 7.6.2. Пусть теперь /?н = 30 Ом, так что ток нагрузки /н= ПВЫх/7?н= 15 В/30 Ом = 0,5 А. Этот ток отдает в нагрузку — эмиттер (Э)—проходного транзистора. Если тран-
Источники питания и усилители мощности зпстор имеет [3 (коэффициент усиления по току), равным 100, то в базу транзистора требуется подавать ток /н/|3 = 500 мА/100=5 мА. Операционный усилитель может отдать от своего выходного зажи- ма (вывод 10) в базу (Б) ток, равный 5 мА. Изменения дестабилизированного напряжения (7неСт в результа- те пульсаций или из-за плохой стабильности постоянного напря- жения выделяются на коллекторном переходе проходного тран- зистора. Проходной транзистор следует поставить на радиатор, способный рассеять мощность ^расс (^нест ^вых) -макс* ( Аб) Пример 7.5. Определить мощность, рассеиваемую на проходном транзи- сторе в схеме рис. 7.13, а, если б„ест=24 В, 7Н Макс=О,5 А и бВЫх=15 В. Решение. Из уравнения (7.6) следует Ррасс = (24В — 15В)0,5А = 4,5 Вт. 7.7.2. Составной транзистор. Проходной транзистор в схеме рис. 7.1.3, а можно заменить составным транзистором, еще более увеличив способность стабилизатора отдавать ток в нагрузку (на- грузочную способность). Из рис. 7.13,6 видно, что ОУ может от- дать в базу первого транзистора составной пары ток до 5 мА. Ток с эммиттера этого транзистора, усиленный в 100 раз и равный 0,5 А, поступает в базу мощного (бустерного) транзистора. Уси- ление по току этого транзистора позволяет получить в цепи эмит- тера (т. е. в цепи нагрузки) ток свыше 1 А. На практике мощ- ность, рассеиваемая на мощном транзисторе, ограничивает ток на- грузки несколькими амперами. Для получения больших токов на- грузки мы должны подключить параллельно (бустерному) транзи- стору дополнительно еще несколько (бустерных) транзисторов (см. Solid State Devices and Applications by Driscoll and Coughlin, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, N. J., 1975, p. 224). 7.8. Защита от короткого замыкания или перегрузки Защиту от короткого замыкания выхода стабилизатора напря- жения легко ввести, добавив в его схему токоограничивающий транзистор Т3 и измерительный резистор Ри, как показано на рис. 7.14. Ток нагрузки /н протекает через /?и- Обычно стабилиза- тор рассчитан на определенный максимальный ток нагрузки /н.макс, который намного превышает токи через R и До.с. Резистор следит за тем, чтобы стабилизатор не пропускал в нагрузку слишком большой ток. Когда /и достигает уровня Д.макс, падение напряжения на Rlt возрастает приблизительно до 0,6 В. При этом транзистор Т3 открывается, и через его коллектор ток с выхода ОУ отводится от базы проходного транзистора
134 Глава 1 схема ограничения тока Рис. 7.14. Схема стабилизатора напряжения с защитой от короткого замыкания или перегрузки по току. Даже при коротком замыкании ток нагрузки /„ не пре- вышает 0,5 А. 2N3055. Ток эмиттера проходного транзистора, а тем самым и ток нагрузки, остается на уровне /н.макс, который задается величиной 7?и в соответствии с уравнением / _О,6В Яи (7.7) н .макс для максимального тока нагрузки 0,5 А 0,6В ~ 0,5 А ~ 1,2 Ом- Пример 7.6. Выбрать значение R, стабилизатора по схеме рис. 7.14. Решение. Из уравнения (7.7) 0,6В Rh — ! 'if.макс Наибольшая перегрузка имеет место при коротком замыкании выходных зажимов стабилизатора. В этом случае радиатор про- ходного транзистора должен рассеивать мощность Т^расс ^нест^и.макс* (/.8) Если, например, 6,иест = 20 В и /н.макс = 0,5 А, транзистор должен рассеивать мощность 10 Вт. Возможность регулировки напряжения, мощный токовый выход
Источники питания и усилители мощности 135 и защита от короткого замыкания предусмотрены в интегральных стабилизаторах. Такие стабилизаторы просты в применении, срав- нительно недороги и выпускаются следующих четырех типов: на положительное и отрицательное напряжение, биполярные стабили- заторы и стабилизаторы для специальных целей. Изготовители ИМС стабилизаторов дают листки спецификаций (без указания стоимости) и наметки по применению этих устройств. Из огромно- го числа имеющихся интегральных стабилизаторов мы выбрали два, чтобы показать, как можно самим рассчитать и изготовить стабилизатор. 7.9. Стабилизатор напряжения на 5 В ИМС 109 Для распространенного семейства цифровых логических схем, так называемой транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ), необ- ходим источник стабилизированного положительного напряжения 5 В. Сделать такой стабилизатор очень легко: купите стабилиза- тор напряжения LM109 и припаяйте к нему три провода. Как пока- зано на рпс. 7.15, входной провод и заземляющий провод подклю- чаются к нестабилизированному источнику питания с напряже- нием от 7 до 35 В. Выход стабилизатора дает стабилизированное напряжение, равное +5 В относительно провода земли. Рис. 7.15. Стабилизатор напряжения 5 В на ИМС LM109 или RC109. а — цоколевка микросхем: б — схема включения.
136 Глава 7 Напряжение нестабилизированного источника следует по воз- можности выбирать ближе к 7, а не к 35 В. ИМС 109 желательно снабдить радиатором с тепловым сопротивлением /?т.с= 10 °С/Вт. Можно также прикрепить ИМС стабилизатора к металлическому шасси через прокладку из слюды или же к пластине из алюминия размером приблизительно 12X12 см. Кроме того, следует подклю- чить между входным зажимом ИМС 109 и землей конденсатор 0,22 мкФ, чтобы предотвратить генерацию, которая может возник- нуть при большом расстоянии между микросхемой и источником нестабилизированного напряжения. ИМС 109 имеет встроенную защиту от короткого замыкания выхода и обеспечивает стабилизацию напряжения при токах на- грузки до 1 А. В стабилизаторе имеется также схема теплового реле. В этой схеме используется зависимость характеристик одно- го из переходов транзистора от температуры, и, когда температура проходного транзистора достигает 175 °C, стабилизатор выключает- ся. После снятия чрезмерного тока нагрузки, вызвавшего перегрев, ИМС 109 охлаждается и вновь самопроизвольно включается. Это эффективно предотвращает ее выход из строя. 7.10. Биполярный стабилизированный источник питания В рассмотренных выше схемах на операционных усилителях требовался источник биполярного стабилизированного напряжения. Именно для этой цели фирмой Raytheon Semi-Conductor Division был выпущен превосходный интегральный стабилизатор напряже- ния RC 4195. Использовать ИМС 4195 очень просто: необходимо лишь под- ключить два его входных вывода ( + UBx и —£7ВХ) и заземляющий вывод (земля) к нестабилизированному источнику питания с на- пряжением от ±18 до ±30 В. Пусть, к примеру, у нас имеется трансформатор 110/30 В со средней точкой, включенный по схеме рис. 7.7, которая дает на зажимах 1 и 2 постоянное нестабилизи- рованное напряжение +21 и —21 В соответственно. Произведем следующие подключения: Рис, 7.7 Рис. 7.16 Зажим 1 4- £Л.х Средняя точка (СТ) Земля Зажим 2 На выходных выводах + 0/Еых и —{7ВЫХ ИМС 4195 будет +15 и — 15 В относительно земли. Изготовители рекомендуют ставить на
Источники питания и усилители мощности 137 * (18-30) В -(18-30) В 4195 Земля ±0. Ц)ыс ----*-±15 В (100 мА) ЮмкФ -15 В (100 мА) Рис. 7.16. Биполярный интегральный стабилизатор напряжения ±15 В типа RC4195. а — цоколевка микросхем; б — схема включения. выходе стабилизатора два (шунтирующих) конденсатора по 10 мкФ, как показано на рис. 7.16,6. ИМС 4195 имеет встроенную защиту от перегрева и короткого ;амыкания. От одной микросхемы стабилизатора RG 4195 можно питать не менее десяти операционных усилителей. В случае когда необходимо увеличить выход по току, на корпус ИМС следует поставить радиатор. Именно эта микросхема используется в блоке штания систем макетирования, описанных в гл. 1. 7.11. Усилитель мощности Используя совместно идеи усилителя тока, примененного в ста- •нлизаторе на ОУ и инвертирующего усилителя, можно сделать m-дорогой, но хороший усилитель мощности (рис. 7.17). Коррекция : п тотной характеристики ОУ 301 осуществляется подачей спина-
138 Глава 7 ла вперед (гл. 10), что улучшает его характеристики на высоких частотах. Резисторы Ro.c и RBX задают коэффициент усиления усилителя по напряжению, равный 27. Когда £вх отрицательно, проводит транзистор Т\, обеспечивая на выходе положительное напряжение. Если коэффициент усиления по току этого транзисто- ра велик (р^ЮО), то Т{ увеличивает шкалу выходного тока, рав- ную приблизительно 10 мА, по меньшей мере до 1 А. При положи- тельном Евх в нагрузку проходит ток через Т2, и на ней выделя- ется отрицательное напряжение. Амплитудно-частотная характеристика данного усилителя практически плоская от 0 до 20 кГц. Максимальная выходная мощность, отдаваемая в громкоговоритель сопротивлением 8 Ом (или 4 Ом)0, равна ~5 Вт. Представленную схему усилителя можно также использовать для стабилизации напряжения любой полярности от —12 до +12 В. Для этого Евх заменяется источником постоянного напря- жения. Схема рис. 7.17 имеет конфигурацию инвертирующего уси- лителя, следовательно, полярность Евх должна быть противопо- ложна полярности стабилизированного напряжения на нагрузке. Чтобы получить требуемое значение С7Вых, нужно выбрать Ro.c и Евх ИЗ СООТНОШеНИЯ £вых = —Евх#о.с/#вх. 11 При нагрузке 8 Ом шкала выхода составляет, таким образом, прибли- зительно ±9 В; при 7?н = 4 Ом она уменьшается в |'2 раз и будет равна ±6 В. — Прим. ред.
Источники питания и усилители мощности 139 Задачи 7.1. Трансформатор понижает 115 В (эфф.) до 28 В (эфф.) при токе 1 А. Чему равта амплитуда напряжения на вторичной обмотке? 7.2. В схеме рис. 7.4; а используется трансформатор 115/28 В. Определи- те Он,х.Х* 7.3. Что происходит а) с постоянным напряжением иа нагрузке и б) с напря- жением пульсаций при уменьшении тока нагрузки? 7.4. Трансформатор на рис. 7.4 дает 28 В при токе 1 А. Чему равно напряже- ние 1)пес1 при полном токе нагрузки /н=0,5 А? 7.5. Повторите пример 7.3 при токе нагрузки 0,5 А. 7.6. Что покажет вольтметр переменного тока при напряжениях пульсаций с двойной амплитудой а) I В и б) 3 В? 7.7. Источник питания имеет на выходе при полной нагрузке постоянное на- пряжение 28 В и напряжение пульсаций с двойной амплитудой 6 В. Оп- ределите минимальное мгновенное напряжение на нагрузке. 7.8. В схеме рис. 7.7 поставлен трансформатор 110/28 В со средней точкой. Чему равно при отсутствии нагрузки постоянное иапряжеиие между за- жимами а) 1 и 2, б) / и СТ и в) 2 и СТ? 7.9. На рпс. 7.12 /?о.с=7?вх= 10 кОм. Покажите, что С/ВЫх=10 В. 7.10. Определите на рис. 7.12 значения /?о.с и /?в>, при которых Пвых=10 В, если ГЛт=5 В. 7.11. Вычислите значение R иа рис. 7.12, если t/CT=5 В и <7ВЫх=Ю В. 7.12. Если в примере 7.5 Пвых уменьшить до 10 В, то какая мощность при этом рассеивается на проходном транзисторе? 7.13. В схеме рис. 7.14 /?„=1 Ом. Определите максимальный ток нагрузки. 7.14. Чему будет равен коэффициент усиления схемы рис. 7.17, если изменить сопротивление /?о.с с 270 на 220 кОм?
8 ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ, ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ И МОСТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ 8.0. Введение Наилучшим усилителем для измерения, контроля и управления является измерительный усилитель. Схема его содержит несколько’ операционных усилителей и прецизионные резисторы, что делает ее исключительно стабильной и пригодной в случаях, когда важна точность. В настоящее время существует большое число интеграль- ных микросхем измерительного усилителя и модульных вариантов в одном корпусе. К сожалению, они сравнительно дороги (по- 10—100 долл, за штуку). Однако там, где требуются качество и точность, измерительный усилитель оправдывает затраченные сред- ства, так как его характеристики нельзя даже сравнивать с харак- теристиками среднего операционного усилителя — настолько они лучше, чем у последнего. Ближайшим родственником измерительного усилителя является недорогой дифференциальный усилитель. С него мы и начнем дан- ную главу, чтобы показать, в каких случаях дифференциальный усилитель может быть лучше, чем обычный инвертирующий или неинвертирующий усилитель. Добавив к дифференциальному уси- лителю некоторые дополнительные элементы, мы получаем изме- рительный усилитель, обсуждаемый во второй части этой главы. В последних разделах рассмотрены мостовые усилители, объеди- няющие в себе одновременно измерительный и дифференциаль- ный усилители. 8.1. Основная схема дифференциального усилителя 8.1.1. Введение. Дифференциальный усилитель дает возмож- ность измерять, а также усиливать слабые сигналы, замаскирован- ные намного более сильными сигналами. Каким образом он выпол- няет эту задачу, показано в разд. 8.2; но сначала рассмотрим, как выполнена основная схема дифференциального усилителя, и про- анализируем его характеристики. Четыре -прецизионных резистора с допуском в 1 % и операцион- ный усилитель дают нам дифференциальный усилитель (рис. 8.1). Он имеет два входных зажима, обозначенных на схеме как вход (—) и вход ( + ) в соответствии с наименованием ближайших к ним выводов ОУ. Если £] заменить короткозамкнутой цепью, то
Измерительные усилители 141 для источника Ег схема будет выглядеть как инвертирующий уси- литель с коэффициентом усиления, равным —т. Следовательно, при этом на выходе будет напряжение —тЕ2. Теперь представим себе, что замкнут накоротко источник £2; тогда Е\ делился между резисторами R и mR, и на входе (+) ОУ оказывается напряжение Eim/(\+m). Для этого напряжения схема представляет собой неинвертирующий усилитель с коэффициентом усиления (1+т). Напряжение на выходе, вызванное наличием Е}, равно этому на- пряжению £im/(l+m), умноженному на коэффициент усиления неинвертирующего усилителя (1 +т), т. е. т£,; следовательно, £i усиливается схемой в т раз. Когда на входах ( + ) и (—) присут- ствуют оба напряжения, Е\ и £2 соответственно, напряжение на выходе усилителя Une^mEi—mE^miEi—Е2). (8.1) ~>то уравнение показывает, что выходное напряжение дифференци- ального усилителя ивЫх пропорционально разности напряжений, приложенных ко входам ( + ) и (—). Коэффициент т называется дифференциальным коэффициентом усиления-, определяется он со- " сношением сопротивлений резисторов в схеме. Пример 8.1 На схеме рис. 8.1 Найти, чему равно С7аых, если Ei=10 мВ и а) Е2=10 мВ, б) Е2=0 мВ и и) Е2=—20 мВ.
142 Глава 8 Решение. В соответствии с (8.1) имеем: а) {/ВЫх=100 (10 мВ—10 мВ)=0; 6) £/ВЫ1= 100(10 мВ—0 мВ) = 1 В; в) Г7Вых=100[|10 мВ—(—20 мВ)] = 1.00х ХЗО мВ=3 В. Как и следовало ожидать, при Е\*-Е2 выходное напряжение равно нулю. Другими словами, для синфазного входного напряжения {Дых = 0. Рассмотрим более детально понятие о синфазном напря- жении. 8.1.2. Синфазное напряжение. Как уже говорилось, при ЕХ=Е2 на выходе должно быть напряжение, равное 0 В. Проще всего эти входные напряжения можно уравнять, соединив оба входа уси- лителя и подав на них напряжение от источника, как показано на рис. 8.2. Это напряжение называется синфазным входным напря- жением £синф. При таком соединении 1/1Ых будет равно 0, если рав- ны между собой отношения сопротивлений резисторов mR и R, за- дающих коэффициент усиления инвертирующего усилителя, и ре- зисторов mR и R цепи делителя напряжения [на входе ( + )]. На практике равенства этих отношений добиваются установкой по- следовательно с одним из резисторов потенциометра (например, так, как показано на рис. 8.2). Этот потенциометр подстраивают так, чтобы Пвых стало пренебрежимо мало. При этом коэффициент усиления синфазного напряжения ПВых/£синф приближается к 0. Именно это свойство дифференциального усилителя позволяет выделить слабый сигнал из сильной помехи. Можно построить схе- /77/? 100 кОм Рис. 8.2. Схема балансировки (симметрирования) дифференциального усилите- ля для полного подавления синфазного сигнала.
Измерительные усилители 143 му таким образом, что сильный нежелательный сигнал (помеха) будет синфазным входным напряжением1’, а слабый полезный сиг- нал — дифференциальным. Тогда на выходе дифференциального усилителя мы будем иметь усиленную копию только дифферен- циального входного напряжения. 8.2. Дистанционное измерение напряжения 8.2.1. Измерение усилителем с несимметричным входом. Естест- венно было бы попытаться усилить сигналы от удаленного источ- ника Евх так, как это показано на рис. 8.3, а. На этой схеме генера- тор сигналов подключен к усилителю двумя проводами с сопротив- лением /?Ир 1 и Евр 2. Третий зажим генератора сигналов соединен с землей. По возвратному проводу заземления с сопротивлением Ез неизбежно будут протекать возвратные токи от других уст- ройств, подключенных к тому же силовому фидеру, что и измери- тельный усилитель. Величина этих токов может быть порядка ампер, и они создают на проводе заземления падение напряже- ния Ё3. Влияние U3 на работу схемы хорошо видно из упрощенных схем рис. 8.3,6 и в. Так как U3 выделяется также на Епр2, это сопротивление можно не учитывать и U3 оказывается включенным последовательно с Евх, как показано на рис. 8.3, в. Понятно, что напряжение с частотой сети или сигналы шумов, выделяющиеся на проводе заземления, усиливаются схемой во столько же раз, как и полезный сигнал Евх. Напряжение на выходе, возникшее благодаря наличию [73, может быть намного больше, чем то, кото- рое дает Евх (на рис. 8.3,6 они равны соответственно 10 и 1 В). Применим теперь для измерения Евх дифференциальный усилитель и покажем, что в этом случае усиливается только Евх, тогда как U3 симметрируется и подавляется. 8.2.2. Измерение дифференциальным усилителем. На рис. 8.4, а генератор сигналов подключен к входным зажимам дифференци- ального усилителя. И в этой схеме токи в проводе заземления соз- дают на нем падение напряжения U3. Однако, как видно из рис. 8.4,6, это напряжение шумов приложено к дифференциально- му усилителю синфазно, а в разд. 8.1.2 мы видели, что синфазное напряжение дифференциальный усилитель не усиливает. Таким об- разом, в соответствии с тем, что установлено в разд. 8.1.1., диффе- ренциальный усилитель может усилить слабый сигнал (Евх = — 10 мВ), который в нормальных условиях был бы перекрыт (за- маскирован) намного большим сигналом (773 = 0,1 В). 11 Продольная помеха — по терминологии, принятой в СССР. — Прим. ред.
Усилителе д}=0.1 Ом /(другим ____ потребителям ----------- -------*. Л земле силовой возвратный тон в сети проводе заземления^ 1А в Рис. 8.3. Схемы, показывающие механизм появления ошибки измерения из-за наличия синфазного напряжения. а — схема измерения сигналов от удаленного источника инвертирующим усилителем; б— упрощенная схема; в — эквивалентная схема, показывающая, что U оказывается включенным последовательно Е ЙХ
Измерительные усилители 145 К другим потребителям fa, --------- > —----------силовой * Возвратнь/й тон сети в проводе заземления 5 Рис. 8.4. Схема измерения сигналов от удаленного источника с применением дифференциального усилителя. а —полная схема: б — упрощенная схема, из которой видно, что П3 — синфазное напря- жение, которое не усиливается дифференциальным усилителем. 8.3. Улучшение основной схемы дифференциального усилителя 8.3.1. Увеличение входного сопротивления. Описанный выше дифференциальный усилитель имеет два недостатка: у него низкое входное сопротивление, а кроме того, трудно изменять его коэффи- циент усиления, так как соотношение сопротивлений должно быть точно согласовано. Первый из указанных недостатков устраняется изоляцией или развязкой входов повторителями напряжения. Это 10—1718
8.5. Улучшенные схемы дифференциального усилителя. а — построение усилителя с дифференциальным входом и выходом на повторителях на- пряжения, обеспечивающих высокое входное сопротивление; б — то же самое, но с воз- можностью регулировки коэффициента усиления.
Измерительные усилители 147 (.остигается включением двух ОУ по схеме повторителей напряже- ния (рис. 8.5,о). Напряжение на выходе операционного усилите- ля У1 относительно земли равно £ь а на выходе У2—Е2. Диффе- ренциальное выходное напряжение йВых выделяется на резисторе нагрузки /?н. Оно равно разности между напряжениями Ei и Е2 (Евъа = Ех—Е2). Обратите внимание на то, что основная схема дифференциального усилителя (рис. 8.1) имеет несимметричный выход, т. е. один из выводов £н подключен к земле и £Вых изме- ряется между выходным зажимом ОУ и землей. Буферный диффе- ренциальный усилитель, собранный на двух ОУ по схеме рис. 8.5, а, обладает дифференциальным выходом; это означает, что ни один из выводов /?и не подключен к земле, и иъых измеряется только на R„. Операционные усилители совместно образуют дифференциаль- ный вход, при этом входное напряжение равно разности между £1 и £2. 8.3.2. Регулируемый коэффициент усиления. Второй недостаток основной схемы дифференциального усилителя — невозможность регулировать его усиление. Включение трех дополнительных рези- сторов в схему буферного дифференциального усилителя (рис. 8.5, а) решает эту проблему. Полученная при этом схема уси- лителя с дифференциальным входом и выходом и регулируемым коэффициентом усиления показана на рис. 8.5, б. Повторители на- пряжения обеспечивают высокое входное напряжение. Поскольку дифференциальное входное напряжение каждого ОУ равно О В, напряжения в точках 1 и 2 (по отношению к земле) равны соответственно £| и Е2. Отсюда следует, что на резисторе aR падает напряжение Е\—Е2 (указанной на схеме полярности этого напряжения соответствует случай, когда £i>£2). Резистор aR — переменный; он используется для регулировки коэффициен- та усиления. Через резистор aR протекает ток '=++• (8.2а) При £i>£2 направление тока I совпадает с показанным на рис. 8.5,6. Ток протекает также по обоим резисторам R, и падение напряжения на всех трех резисторах определяет величину ивых: £ВЬ1Х=/(п£4 27?) = (aR + 2R), или, учитывая, что aR/R = a, ^-(^-£2) (1 + 4). (8.26) Пример 8.2. На рис. 8.5,6 Ei—10 мВ, а Ег=5 мВ. Определить величину Рвых, если aR=2 кОм, а /?=9 кОм. Ю*
148 ГлаваS Решение. Вычислим значение а aR 2 кОм 2 ° = = 9 кОм- = - д-. Из уравнения (8.26) получим 2 2 1+v = 1 + w = 10- И, наконец, {Увых = (10 мВ — 5 мВ) 10 = 50 мВ. Выводы.. Для изменения величины коэффициента усиления рас- сматриваемого усилителя необходимо изменять величину только одного резистора, а именно aR. Однако дифференциальный уси- литель с буферными каскадами имеет один недостаток: он может работать только на незаземленную (плавающую) нагрузку, ни один из выводов которой не имеет соединения с землей. Чтобы схема могла работать на заземленную нагрузку, необходимо до- бавить к ней каскад, преобразующий дифференциальное входное напряжение в несимметричное напряжение на выходе. Таким кас- кадом является основная схема дифференциального усилителя. Полученная в результате такой модификации схема, которую мы рассмотрим в следующем разделе, называется измерительным усилителем. 8.4. Измерительный усилитель 8.4.1. Работа схемы. Измерительный усилитель — один из наи- более широко применяемых, точных и многофункциональных среди имеющихся на сегодняшний день усилителей. Собирают его из трех ОУ и семи резисторов, как показано на рис. 8.6. Для упроще- ния анализа схемы отметим, что измерительный усилитель факти- чески состоит из дифференциального усилителя с буферными кас- кадами (рис. 8.5,6), соединенного с базовым дифференциальным усилителем (рис. 8.1). Операционный усилитель У3 со своими че- тырьмя навесными резисторами, имеющими равные сопротивле- ния R, образует дифференциальный усилитель с коэффициентом усиления, равным 1. В данной схеме должны быть согласованы только резисторы, соединенные с У3. Резистор предварительной регулировки схемы R' можно выполнить в виде подстроечного, что- бы сбалансировать любое синфазное напряжение, как показано на рис. 8.2. Коэффициент усиления задается всего одним резисто- ром aR в соответствии с выражением бвых 1 । 2 Е1-Е2 ~ а • (8.3) где a=aR/R.
Измерительные усилители 149 Рис. 8.6. Измерительный усилитель. Симметрирование схемы для полного по- давления синфазного напряжения осуществляется с помощью R'. Напряжение Et прикладывается ко входу ( + ), а Е2 —ко вхо- ду (—). Напряжение ПБЫХ пропорционально разности входных на- пряжений. Итак, измерительный усилитель обладает следующими свойствами: 1. Коэффициент усиления от дифференциального входа (£\—- —Е2) до несимметричного выхода задается одним резисто- ром. 2. Входное сопротивление схемы по обоим входам очень велико и при изменении коэффициента усиления не меняется. 3. ПВых не зависит от напряжения, общего для Ei и Е2 (син- фазного напряжения), а зависит только от разности этих напряжений. Пример 8.3. На рис. 8.6 /?=25 кОм, а с/?=50 Ом. Вычислить, чему ра- вен коэффициент усиления. Решение. Из уравнения (8.3) aR 50 1 о= R = 25 000 ~ 500 • еУ-е, = 1 + ПГ =1 +17500“= 1001 •
150 Глава 8 Пример 8.4. Если из схемы рис. 8.6 удалить резистор aR (при этом п/?= •=ос), то чему будет равен коэффициент усиления? Решение, а —со, откуда ^вых . , 2 Е\ - £2 “ 1 + оо “ 1 • Пример 8.5. На входы схемы рис. 8.6 поданы напряжения, значения ко- торых указаны ниже. Полярность этих напряжений указана относительно зем- ли. Найти, предполагая, что коэффициент усиления схемы равен 1001 (как в примере 8.3), напряжение £Вых при а) £1 = 5,001 В и £2 = 5,002 В; б) £,= = 5,001 В и £2=5,000 В и в) £i=—1,001 В и £2=—1,002 В. Решение, а) Гвых = 1001 (£j—£2) = 1001 (5,001—5,002) В= 1001 (—0,001) В= = — 1,001 В; б) £Вых=1001 (5,001—5,000) В = 1001-0,001 В = 1,001 В; в) (7ВЫХ = = 1001 [—1,001—(—1,002)] В = 1001-0,001 В = 1,001 в. 8.4.2. Введение опорного уровня выходного напряжения. В неко- торых случаях желательно сдвинуть выходное .напряжение до ве- личины, отличающейся от нулевого опорного уровня. Это удобно, например, для выбора положения пера самописца или базовой линии осциллографа, на которые 'поступает сигнал с измеритель- ного усилителя. Выполнить такой сдвиг можно очень просто, вклю- чив последовательно с одним .из резисторов основной схемы диф- ференциального усилителя источник опорного напряжения. Пред- положим, что в схеме рис. 8.6 Ei и £2 равны 0 В. При этом напря- жения на выходах У1 и У2 также будут равны 0 В, и мы можем показать, что на входах дифференциального усилителя (рис. 8.7) окажутся напряжения Ei и Ё2, равные 0 В. Источник опорного напряжения [7ОП подключен последователь- но с резистором R (к его опорному выводу), его напряжение де- лится пополам и прикладывается ко входу ( + ) операционного Рис. 8.7. Смещение выходного напряжения путем введения опорного уровня.
Измерительные- усилители 151 усилителя У3. Этот неинвертирующий усилитель имеет коэффи- циент усиления, равный 2, так что UBblx будет равно Uon. Теперь, подстраивая UOn, можно задать любое требуемое опорное значение напряжения UBblx. На 'практике Uon берется с выхода схемы повто- рителя напряжения. 8.5. Обнаружение и измерение сигнала измерительным усилителем 8.5.1. Измерительный вход. Возможности и характеристики из- мерительного усилителя можно улучшить, разорвав контур, отрицательной обратной связи операционного усилителя Уз и вы- ведя из него три зажима: выхода, измерительный и опорный (рис. 8.8). Если между измерительным усилителем и нагрузкой требуется включить длинную соединительную линию или токовый бустер на транзисторе, то на соединительных проводах будет падать значительное по величине напряжение. Чтобы этого не про- изошло, измерительный и опорный зажимы подключают непосред- ственно к нагрузке. При этом последовательно с резисторами в целях измерительного и опорного зажимов включены равные со- противления проводников и эти цепи остаются симметричными. Кроме того, что еще более важно, отрабатывая напряжение на- грузки, а не выходного зажима усилителя, обратная связь поддер- живает напряжение нагрузки на неизменном уровне, соответствую- Рис. 8.8. Схема управления напряжением на удаленной нагрузке.
152 Глава 8 щем входным сигналам. В случае когда используется базовый дифференциальный усилитель, напряжение на выходе определяет- ся уравнением (8.1) при т — 1. При использовании измерительного усилителя выходное напряжение находят по уравнению (8.3). Описанный метод измерения называется также дистанционным измерением напряжения, поскольку при нем воспринимается и ре- гулируется напряжение на удаленной нагрузке, а не на выходных зажимах усилителя. 8.5.2. Измерение тока и дифференциального напряжения. На рис. 8.9, а показана схема измерительного усилителя; здесь Изм — измерительный, а On — опорный зажим. С помощью измерительно- ^Рнс. 8.9. Схемы измерения (а) и управления (б) током при помощи измери- тельного усилителя.
Измерительные усилители 153 го усилителя легко ключим входы ( + ) метром, после чего Е,—Е2: измерить напряжение на резисторе Ri. Под- и (—) к Ri и измерим ивых ламповым вольт- вычислим падение напряжения на Ri или 1^ВЫХ Е, — Е2 — -г-,—ол—. 1 2 14- 2/а (8.3а> Эту же схему можно использовать для определения тока в це- пи. Предположим, что мы включим в цепь Ri с сопротивлением, достаточно малым, чтобы оно не влияло на работу схемы, но в то же время достаточно большим, чтобы можно было обнаружить- проходящий по нему ток. Теперь, если мы знаем значение Ri и можем измерить Ei—Е2, как было показано выше, можно опреде- лить ток I из следующего уравнения: 1__Ei Ri (8.4) Пример 8.6. Найти падение напряжения на резисторе Ri в схеме по рис. 8.9, а, если а=’/2 и 17ВЫх=10 В. Решение. Из уравнения (8.3) следует р _ F______________________^ых_____ 1+2/а ~ 5 10В = 2В. Пример 8.7. Если в примере 8.6 /?1 = 1 кОм, то чему равен ток /? Решение. б'вых Ю В 2 В 1 = 7?! (1 2/а) = 1 кОм.5 = 1 кОм = 2 мА- В схеме на рис. 8.9, б чувствительный резистор /?н также слу- жит для восприятия усилителем тока нагрузки. Токи в цепях изме- рительного и опорного зажимов пренебрежимо малы в сравнении с током нагрузки /н, который проходит через оба резистора RK и /?н и определяется уравнением /"=4л(1+4)- <8-5> Пример 8.8. Вычислить ток нагрузки 1Н в схеме рис. 8.9,6, если £вх= = 0,1 В, а=7г и /?и=100 Ом. Решение. Из уравнения (8.5) находим 0,1В / 2 \ 0,1В /н ~ 100 Ом + 1/2 / “ ЮО Ом *5 “ 5 мА- Напряжение Евх управляет током в нагрузке, и мы имеем уп- равляемый напряжением источник неизменного тока.
154 Глава 8 8.6. Основная схема мостового усилителя 8. 6.1. Введение. Операционный усилитель, три резистора с рав- ным сопротивлением и резистивный датчик образуют основную схему мостового усилителя, показанную на рис. 8.10, а. Датчик в данном случае — это любой прибор, преобразующий изменения параметров окружающей среды в изменение сопротивления. К при- меру, термистор — датчик, сопротивление которого увеличивается при уменьшении температуры; резистивный фотоэлемент представ- ляет собой датчик, сопротивление которого по мере роста освещен- ности падает. Для удобства анализа схемы датчик изображен как резистор R плюс изменение его сопротивления Л/?. Здесь R — зна- чение сопротивления на требуемом опорном уровне, а ДЕ — вели- / чина изменения R. Например, термистор имеет при опорной температуре 40 °C со- противление Е = 5 кОм. Пусть теперь при уменьшении температу- ры до 20 °C сопротивление термистора станет равным 7500 Ом; при этом изменение сопротивления Л/? составит (7500—5000)= = 2500 Ом, и датчик можно представить в виде резистора с R = 5 кОм при опорной температуре 40 °C и ДЕ = 2,5 кОм при понижении температуры на 20 °C. Чтобы мост работал, нам нужно стабильное напряжение пита- ния моста Е, которое может быть либо переменным, либо постоян- ным. Простейший путь получения Е — использование делителя на- пряжения в цепи стабильных источников напряжения (рис. 8.10,6). После делителя включается простой повторитель напряжения. При указанных на схеме значениях сопротивлений напряжение Е мож- но регулировать в пределах от +5 до —5 В. 8. 6.2. Работа схемы. Ранее мы предположили, что три согласо- ванных резистора на рис. 8.10, а имеют сопротивление, равное сопротивлению датчика при опорных условиях. К сожалению, так случается редко. Более практичная мостовая схема показана на рис. 8.10,в. Здесь требуется согласование только двух резисто- ров /?|. Подстроечный резистор А*1 составлен из последовательно соединенных постоянного и переменного резисторов (причины это- го те же, что и рассмотренные в разд. 8.2). Методика подстрой- ки R' аналогична описанной в разд. 8.2, однако, как показано ни- же, для мостовой схемы она несколько видоизменяется. Процедура настройки нуля 1. Поместите схему, собранную по рис. 8.10,6, в окружающую среду с опорными условиями. Например, если R — термистор, рас- смотренный в разд. 8.6.1, поместите схему при температуре 40 °C так, чтобы Е~5000 Ом.
Рис. 8.10. Основная (а) и практическая (в) дорогой источник напряжения Е с низким схемы мостового усилителя и не- выходным сопротивлением (б).
156 Глава 8 2. Подстройте R' таким образом, чтобы ПВых = 0. При этом R' будет точно равно опорному значению R. 3. Желательно задать возможно большее значение Е. Типич- ным является значение Е от 5 до 15 В. Теперь мост откалиброван, и выходное напряжение будет пропорционально изменению сопро- тивления датчика А/?. Значение ПВЫх можно вычислить по следую- щей формуле: (8.6> Знак минус означает, что Евых уменьшается (движется в отрица- тельном направлении) при увеличении А/?. / 8. 6.3. Термометр на ИМС. Схему на рис. 8.10,в можно исполь- зовать как термометр. Предположим, что у нас есть термистор, работающий в качестве датчика температуры, а схема настроена на нуль; с помощью калиброванного измерительного прибора мож- но легко измерить температуру, как будет показано в следующем примере. Пример 8.9. В схеме по рис. 8.10, в Ah = 10 кОм, Р=5 кОм при 100°С и Е——15 В. Найдите значения Свых при следующих температурах: а) 100°С (Я=5 кОм); б) 50°C (7?=7,5 кОм, ДЯ=2,5 кОм), в) 0°С (Я=10 кОм, Д/? = =5 кОм) и г) 120°С (/?=4 кОм, Д/?=—1 кОм). Решение. Из уравнения (8.6) находим (—15 В) 10к0м+5к0м , ИЛИ 15В An 1В А_. Ц.ых = Те ^R= гл ~ ^R- вых 15 кОм 1 кОм Сведем данные, полученные при решении задачи, в таблицу: Вариант Температура. °C &R, кОм "вых- в п. «а» 100 0 0 п. «б> 50 2,5 2,5 п. «в» 0 5 5 п. «г» 120 —1 — 1 Пример 8.10. Пользуясь результатами примера 8-9, показать, каким обра- зом можно откалибровать вольтметр с пределами от —5 до 4-5 В как термо- метр, показывающий температуру в градусах Цельсия.
Измерительные усилители 157 Решение. Решение примера показано на рис. 8.11. Вольтметр с такой шка- лой можно подключить к схеме по рис. 8.10, в для отсчета показаний Z7Bh,x. Рис. 8.11. Решение примера 8.10. 8.7. Расширение возможностей мостового усилителя 8.7.1. Заземленный датчик. В некоторых случаях может возник- нуть необходимость в датчике, подключенном одним выводом к земле. Стандартный способ включения такого датчика показан на рис. 8.12, а. Следует отметить, что £7Выз< при увеличении сопро- тивления датчика будет иметь ту же полярность, что и Е. Резис- тор R' сделан подстроечным, и его сопротивление устанавливают равным сопротивлению R датчика в соответствии с процедурой настройки нуля, приведенной в разд. 8.6.2. 8.7.2. Датчики больших токов. Если ток, необходимый для ра- боты датчика, превышает нагрузочную способность (шкалу тока) ОУ (5 мА), используют схему рис. 8.12,6. Ток в датчик поступает от источника Е. Сопротивления резисторов mR достаточно велики, с тем чтобы токи через .них были равны ~1 мА (типичное значе- ние этих сопротивлений— 10 кОм). Ток в датчике и выходное на- пряжение можно определить, пользуясь выражениями, приведен- ными на рис. 8.12,6. Если ток датчика очень мал (в случае высо- коомных датчиков), то можно использовать ту же схему, за исклю- чением того, что сопротивление резисторов mR берут меньше, чем R, чтобы выходной ток ОУ остался ~ 1 мА.
158 Глава 8 Рис. 8.12. Мостовые усилители с заземленными датчиками. а — обычная схема; б—схема для датчика с большим потреблением по току. 8.8. Измерение малых изменений сопротивления Обычно трудно измерить изменения сопротивления меньше 1%. Однако задача упрощается, если использовать мостовую резистив- ную цепь и измерительный усилитель, как показано на рис. 8.13. Резисторы Ri здесь проволочные или металлопленочные, согласо- ванные с точностью до 1%. Испытуемый резистор, у которого из- меряется изменение сопротивления (например, под воздействием давления, вибрации или при ударе), показан на схеме как Десятиоборотный потенциометр R подстраивают так, чтобы его сопротивление было в точности равно сопротивлению R измеряе- мого резистора. Делают это путем подключения измерительного усилителя и подстройкой до тех пор, пока СДых не станет равным О В. При этом мы устанавливаем опорное значение резистора R, поэтому такая операция называется настройкой нуля. Соотноше-
Измерительные усилители 159 ние между UBbiK и процентным изменением сопротивления выводит- ся ниже. Поскольку резисторы £, на рис. 8.13 согласованы между со- бой, Е\ = Е1'2.. Чтобы найти Ег, заметим, что Е делится между R и £ + Л£, так что Е = 2 Е. Для определения разности между Е\ и £2 вычтем полученные для них значения р __р ___ Е ( \ 12 2 2fl+ ЛЯ ] В нашем случае малое изменение А£ пренебрежимо мало в срав- нении с 2£ и его можно не учитывать в знаменателе. Получаем Р р ____£ Коэффициент усиления дифференциального усилителя £Вых/(£1— —£2) можно сделать равным 400 (так, как показано в разд. 8.4); при этом {7вых=400(£* —£2) =4004- Теперь можно выразить Евых просто как £вых = 100£-^-. 8.7а)
160 Глава 8 При Е=1 В <4»=-^-100В, (8.76) т. е. напряжение на выходе, выраженное в вольтах, численно равно изменению сопротивления в % пример 8.11. Найти Пвых в примере 8.10, пользуясь уравнением (8.7а), если £=10 кОм, Д£=100 Ом и £Вх=1 В. Решение. А£ ЮО___________।___,0, f> ~ 10 000 - 100 - 1 /0- Из (8.7а) получаем 1 U вых = юо 1 • юр = 1 В. \ Обратите внимание на то, что в соответствии с (8.76) измене- ние (Увых «а 1 В соответствует изменению сопротивления на 1%. 8.9. Измерение силы, давления или ускорения Когда к объекту прикладывается сила, давление или на него воздействует ускорение, объект испытывает нагрузку. Величина этой нагрузки преобразуется в пропорциональное ей напряжение при помощи тензодатчика, представляющего собой просто провод малого диаметра, фольгу или полупроводниковый материал с высо- ким сопротивлением. Этот измерительный элемент для хранения и транспортировки крепится на тонком листе пластмассы. Чтобы измерить с помощью тензодатчика нагрузку, приложен- ную к объекту, датчик осторожно приклеивают к последнему тон- ким слоем эпоксидной смолы. В ненагруженном состоянии датчик имеет сопротивление 7?. При сжатии или растяжении (силой, давле- нием или ускорением) сопротивление датчика соответственно умень- шается или увеличивается. Изменение сопротивления А/?, которое будет пропорционально величине нагрузки, или отношение \RfR можно определить с помощью схемы, показанной на рис. 8.13; при этом измеряются ивых и £ и вычисляется \R/R по уравнению (8.7а). По данным изготовителя датчика или путем калибровки по месту можно связать А/? с силой, давлением или ускорением. Задачи 8.1. На рис. 8.1 т=20, £1 = 0,2 В и Е2——0,25 В. Определите 77ВЫх. 8.2. Вычислите, чему равно т на рис. 8.1, если 7/Вых=10 В, £] = 7,5 В и Et— = 7,4 В. 8.3. Когда входное напряжение дифференциального усилителя является син- фазным?
Измерительные усилители 161 8.4. Если <7с1111ф на рис. 8.2 равно 5 В, то чему равно (/вых? 8.5. На рис. 8.4,а (73=0,15 В, а £вх=0,1 В. Чему равно выходное напряжение, вызываемое a) U3 и б) £вх? 8.6. Чему равно выходное напряжение UBUX на рис. 8.5, а, если £(=6 В и £2=4 В? 8.7. В схеме по рис. 8.5,6 £=10 кОм и aR=2 кОм. Определите а) а, б) (Л>ых и в} £ £1 = 3 В и £2=2 В. 8.8. Выходное напряжение Ивых на рис. 8.6 при £1=1,5 В и £2=1 В равно. 8 В. Вычислите значение а. 8.9. а) Вычислите а на рис. 8.6 для случая, когда общий коэффициент усиле- ния (7Вых/(£1—£2)=21. б) Определите (£]—£2), если (7еЫх=3 В. 8.10. Вычислите величину тока нагрузки /« на рис. 8.9,6, если £вх=0,2 В, а= = 0,1 и £«=200 Ом. 8.11. Используя данные предыдущей задачи, определите, чему равно опорное напряжение (напряжение между зажимом Оп и землей). £«=10 кОм. 8.12. Термистор иа рис. 8.10, о имеет при опорной температуре 75°C сопротив- ление 10 кОм. Если температура уменьшается до 50 °C, сопротивление уве- личивается до 15 кОм. Определите а) А£ н б) Е=4 В. 8.13. На рис. 8.10 в £i=20 кОм, £=10 кОм при 40 °C, а £=10 В; определите (/«ых при 50 °C, когда £ = 7,5 кОм. 8.14. Определите Ивых при 50 °C в схеме по рис. 8.12, с, если в ней использует- ся термистор, имеющий параметры, приведенные в предыдущей задаче. 8.15. На рис. 8.12,6 £=6 В, £=10 кОм и Д£=5 кОм. Найдите a) б) m— такое, при котором ток, поступающий в выходной зажим ОУ, составлял бы 0,02 мА, и в) /. 11-1718
СМЕЩЕНИЕ, СДВИГИ И ДРЕЙФ 9.0. Введение Операционный усилитель широко используется в схемах уси- ления сигналов постоянного или переменного тока либо их ком- бинаций. При использовании ОУ в схеме усилителя постоянного тока некоторые электрические параметры ОУ могут вызвать по- явление больших ошибок в выходном напряжении. В идеальном случае выходное напряжение должно быть равно произведению входного сигнала постоянного тока на коэффициент усиления уси- лителя с обратной связью. Однако к этому входному напряжению может добавляться составляющая ошибки, которая возникает из- за различия между идеальным и реальным ОУ. Если идеальное значение выходного напряжения велико по сравнению с составляю- щей ошибки, то мы можем не принимать во внимание те парамет- ры ОУ, которые ее вызвали. Однако если составляющая ошибки сравнима с идеальным значением выходного напряжения или да- же превосходит последнее, в этом случае мы должны попытаться свести ошибку к минимуму. Существуют следующие параметры ОУ, которые вносят вклад в ошибку в выходном напряжении на постоянном токе: входные токи смещения, входной ток сдвига, вход- ное напряжение сдвига и дрейф. При использовании ОУ в усилителе переменного тока ошибка в выходном напряжении по постоянному току исключается бла- годаря наличию конденсаторов связи. По этой причине указанные выше четыре параметра в схемах переменного тока несуществен- ны. Однако в этом случае возникают новые проблемы, связанные с частотной характеристикой и скоростью нарастания. Частотная характеристика показывает, как изменяется коэффициент усиле- ния по напряжению с изменением частоты. Чаще всею эти дан- ные представляют в виде графической зависимости коэффициента усиления от частоты. Изготовители ОУ дают такие графики для усилителя без обратной связи. Достаточно беглого взгляда, что- бы определить из этого графика, какой величины коэффициент усиления можно получить на определенной частоте. Если ОУ дает на определенной (интересующей нас) частоте достаточный коэффициент усиления, все же остается вероятность внесения ошибки в ивых. Причиной тому являются коренные огра- ничения, налагаемые операционным усилителем (а иногда кон- денсаторами схемы) на скорость, с которой может изменяться вы-
Смещение, сдвиги и дрейф 16» ходное напряжение. Если входной сигнал пытается заставить вы- ходное напряжение ОУ изменяться быстрее, чем оно способно это’ • делать, форма выходного сигнала искажается. Этот вид ошибки возникает из-за наличия емкостей в ОУ и называется ограниче- нием скорости нарастания. На рис. 9.1 сведены в таблицу те параметры ОУ, которые мо- гут вызвать ошибку в различных схемных применениях операци- онного усилителя. Первые четыре параметра могут ограничить точ- ные характеристики по постоянному току, последние две — по пе- ременному. Область применения ОУ Параметры ОУ, которые могут влиять на характеристику схемы усилитель постоянного тока усилитель переменного тока ^вых мало ивых велнко Гвых мало С/ вых велико Входной ток смещения Да Может быть Нет Нет Гок сдвига » » » » »• Входное напряжение сдвига » » » » » Дрейф » Нет » Частотная характеристика Нет » Да Да Скорость •нарастания » Да Нет » Рис. 9.1. Параметры ОУ, влияющие на его работу в различных схемах. Те параметры ОУ, которые вызывают ошибки в основном по постоянному току, рассмотрены в этой главе. Параметры, дающие ошибки при усилении сигналов переменного тока, будут изучаться в гл. 10. Начнем с входных токов смещения и того, каким образом пни могут внести ошибки в постоянное выходное напряжение схе- мы на ОУ. 9.1. Входные токи смещения Прежде чем на ОУ будет подано какое-либо напряжёййе сигна- транзисторы операционного усилителя должны получить пра- вильное (соответствующее) смещение. Верно выполненное смеще- ние гарантирует правильные (подходящие) значения токов в базе; в коллекторе, а также нужную величину падения напряжения на >чистке коллектор — эмиттер транзистора. До сих пор мы считали,. п<> входные зажимы ОУ не потребляют ток. Это идеальное поло- кеппе. На практике через входные зажимы ОУ проходит неболь- шой постоянный ток смешения транзисторов (см. приложения 1 н 2). На рис, 9.2, а показана упрощенная схема операционного' мплптеля. При рассмотрении влияния входных токов смещения! их обычно представляют в виде источников тока, включенных по.- и
164 Глава 9 Рис. 9.2. Упрощенная схема входной цепи ОУ (а) и ее модель для входных токов смещения (б). следовательно с каждым из входных зажимов, как показано на рис. 9.2,6. Обычно ток смещения входа (—) Iсм не равен току смещения входа ( + ) /см- Изготовители приводят в спецификации на ОУ средний входной ток смещения /см, который находят сложением абсолютных значений I См и /с« и делением полученной суммы на 2. В формульном виде это выглядит так: / Рст» I +1 ^см 1 (9 1)
Смещение, сдвиги и дрейф 165 Величина /см лежит в диапазоне от I мкА и больше для ОУ об- щего применения до 1 пА и меньше у ОУ с полевыми транзисто- рами на входе. 9.2. Входной ток сдвига Разность между абсолютными значениями /см и /см называет- ся входным током сдвига: Изготовители ОУ определяют /вх. сдв при Пих = 0 В и температуре 25 °C. Типичное значение /вх.СдВ по крайней мере в 4 раза меньше среднего входного тока смещения /см (см. приложения 1 и 2). Пример 9.1. Определить а) средний ток смещения /см и б) ток сдвига /вх.сдв, если 7см=0,4 мкА и 7см=0,3 мкА. Решение, а) Из уравнения (9.1) получим . (0,44-0,3) мкА /см =-------2----- =0,35 мкА. б) Из (9.2) имеем /вх.сдв = (0,4 — 0,3) мкА = 0,1 мкА. 9.3. Влияние токов смещения на выходное напряжение 9.3.1. Принятые упрощения. В этом разделе мы предполагаем, что токи смещения — единственный параметр ОУ, который будет вносить нежелательную составляющую в выходное напряжение. Влияние других параметров ОУ на [Увых будет рассмотрено от- дельно. 9.3.2. Влияние тока смещения входа (—). В идеальном случае напряжение на выходе каждой из схем на рис. 9.3 должно равнять- ся 0 В, поскольку входное напряжение £вх = 0 В. То напряжение, которое будет измерено, определяется целиком наличием Цх. На рис. 9.3,0 ток смещения поступает с выходного зажима ОУ. По- скольку отрицательная обратная связь стремится привести диф- ференциальное входное напряжение к 0 В, [7ВЫХ должно расти, чтобы создать на резисторе Ro. с падение напряжения. Таким об- разом, ошибка выходного напряжения из-за наличия /см определя- ется как //ВыХ=/?о.с/см- Ток /См протекает по сопротивлению, рав- ному 0 Ом, и не создает ошибки в выходном напряжении (напря- жения ошибки). Схема на рис. 9.3,6 имеет то же выражение для ошибки в выходном напряжении, что и предыдущая. Через рези- стор RBX в этой схеме ток не течет, так как на обоих, его выводах
Рис. 9.3. Влияние тока смещения входа (—) на выходное напряжение в по- вторителе напряжения (а) и инвертирующем усилителе — обычном (б) и с включенным резистором RyMH (в). Включение резистора /?уын усиливает влия- ние /см на иВЫх-
Смещение, сдвиги и дрейф 167 присутствует потенциал О В. Отсюда следует, что весь ток проходит через Ro. с. [Напомним, что в идеальном усилителе с от- рицательной обратной связью разность потенциалов между вхо- дами ( + ) и (—) равна нулю.] Пример 9.2. На рис. 9.3, а С/ВЫх=0,4 В. Найти 1~ы. Решение. б^ВЫХ ОД В ZCM - Roc — 1М0м ~~ °-4мкА- Поместив последовательно со входом (—) умножающий резистор /?умн (рис. 9.3,в), мы усиливаем влияние 7™ на (7ЬыХ. Ток 7\, за- дает на резисторе А\М11 падение напряжения, которое (в свою оче- редь) устанавливает такое же падение напряжения на резисторе RBX. Теперь через Ro. с будут проходить оба тока: ток резистора Rbx и 7см. При этом ошибка намного возрастает. В обычной схе- ме наличие RyMH нежелательно, однако, если надо измерить малые токи смещения, схема на рис. 9.3, в показывает, как это сделать. При указанных на схеме величинах резисторов ПВЫх~ 107?о.с/ст- 9.3.3. Влияние тока смещения входа ( + ). Так как Евх па рис. 9.4 равно О В, то в идеальном случае L7BI1IX должно быть рав- но нулю. Однако через внутреннее сопротивление генератора сиг- налов протекает входной ток смещения 7сМ. Внутреннее сопротив- ление генератора представлено на рис. 9.4 резистором Rv. Ток 7™ создает на Rr падение напряжения 7?г/см, которое оказывается приложенным ко входу ( + ). Дифференциальное входное напря- жение равно О В, так что на входе (—) напряжение также равно RJcm . (Возвратная цепь тока 7™ лежит через источник питания —U на землю). О В Рис. 9.4. Влияние тока смещения входа (+) на выходное напряжение.
168 Глава 9 Пример 9.3. На рис. 9.4 {Л,ык=0,3 В. Найти /^м. Решение. РВых 0,3В ^ = ^Г=ТмбГ = О^мкА. 9.4. Влияние тока сдвига на выходное напряжение 9.4.1. Компенсация токов в повторителе напряжения. Если бы /см И I см были всегда равны, можно было бы скомпенсировать их влияние на [7ВЬ1Х. Например, в повторителе напряжения на рис. 9.5,а ток /сМ течет через сопротивление генератора сигналов Rr. Если мы включим в цепь обратной связи резистор Ro. C — Rr, ток /7м создаст на Ro. с падение напряжения Ro. с/7м- Если Ро. с= = /?г и 1см—см, то создаваемые ими падения напряжения будут компенсировать друг друга, и при Евх=0 В напряжение U,tbtx бу- дет равно О В. К сожалению, /сч и /7м чаще всего не равны друг другу, и в этом случае 17вых (при Евх = 0 В) равно Rr, умноженно- му на разность между /7м и /7, (/7М — /7м = /вх.сдв). Следователь- но, сделав Ro.c—Rr, мы уменьшаем ошибку в [7ВЫх с /?г/см (рис. 9.4) до /?г/вх.сдв (рис. 9,5,а). Напомним, что обычно /цХ.сДв составляет ~25% /см. Если такое значение /вх. сдв слишком вели- ко, необходимо выбрать ОУ с меньшей величиной /зх. сдв- 9.4.2. Компенсация токов у других усилителей. Чтобы миними- зировать ошибки в Свых от токов смешения у инвертирующего пли неинвертирующего усилителя, необходимо добавить в схему резистор R, как показано на рис. 9.5,6. В отсутствие сигнала на входе ПВых зависит от Ro. с, умноженного на /вх. сдв, которое опре- деляется выражением (9.2). Резистор R называется резистором, компенсации по току, и его сопротивление равно сопротивлению параллельно соединенных резисторов /?Вх и Ro. с- • (9-3) ^ВХТ АО.С Резисторы Rbx и R должны включать в себя сопротивления гене- раторов сигналов. При наличии в схеме резистора R ошибка в на- пряжении Uвых уменьшится по сравнению со схемой рис. 9.3 до 25% Ro. J 7м, т. е. до величины Ro. J в*. сдв (рис. 9.5,6). В предельном случае при /7м =/7м ток /вх. сдв=0 и (7Вых=0. « 9.4.3. Общие рекомендации по компенсации токов. Всегда (за исключением ОУ с ПТ на входе) последовательно с неинверсным входным зажимом включайте резистор компенсации токов сме- щения R. Сопротивление этого резистора следует выбрать равным!
Смещение, сдвиги и дрейф 169 Рис. 9.5. Компенсация влияния токов смешения в повторителе напряжения (а) и в инвертирующем и неинвертирующем усилителях (б). параллельному сопротивлению всех резистивных ветвей, подклю- ченных к зажиму (—). В расчетные соотношения необходимо включать также внутренние сопротивления всех имеющихся источ- ников сигналов. В схемах, у которых по входу (+) подключено более одного резистора, компенсация токов смещения выполняется с учетом следующего принципа: сопротивление постоянному току между и ходом (+) и землей должно быть равно сопротивлению постоян- ному токи входом (—) и землей. При этом источники сигналов за-
170 Глава 9 меняются на их (заземленные) внутренние сопротивления, а по- тенциал выходного зажима полагается равным потенциалу земли. Пример 9.4. а) На рис. 9.5,6 Яо.е=100 кОм и 7?вх=10 кОм. Найти R. б) Найти R, если 7?о.с=7?вх=100 кОм. Решение, а) Из (9.3) получаем 100 кОм-10 кОм R = 100 кОм + 10 кОм = 9’1 кОм- о) Из того же уравнения (9.3) 100кОм-100кОм л R = 100 кОм 4- 100 кОм = 50 кОм- 9.5. Входное напряжение сдвига \ 9.5.1. Определение и модель. На рис. 9.6, а выходное напряже- ние НЕых должно равняться О В. Однако в реальном случае t/вых будет содержать небольшую составляющую ошибки, величина ко- торой лежит в диапазоне от микровольт до милливольт; ошибка эта вызывается очень малым, однако неизбежно имеющимся раз- балансом внутри ОУ. Суммарный эффект всех этих внутренних небалансов проще всего можно учесть, мысленно представив себе источник небольшого постоянного напряжения, включенный после- довательно с одним из входных зажимов. На рис. 9.6, б источник изображен в виде батареи, создающей напряжение, называемое входным напряжением сдвига UBXCKB. (Типичные значения этого напряжения см. в приложениях 1 и 2.) На рис. 9,6,6 ивх.СДВ вклю- чено последовательно с входным зажимом ( + ) операционного усилителя. Безразлично, куда включается t/ox. сдв — в цепь входа (—) или в цепь входа ( + ). Однако если источник б/вх. сЯВ вклю- чен последовательно с входом ( + ), легче определить его поляр- ность. Например, если напряжение на выходном зажиме (относи- тельно земли) положительно, источник ивх.СДВ следует нарисовать в виде батареи, положительный зажим которой соединен с входом ( + ) идеального ОУ. 9.5.2. Влияние входного напряжения сдвига на выходное напря- жение. На рис. 9.7, а показано, что t/BX. сдв и большой коэффици- ент усиления операционного усилителя без ОС вынуждают напря- жение t/вых стать равным отрицательному напряжению насыще- ния. Обратите внимание на разную полярность UBX. сдв на рис. 9.6,6 и 9.7, а. Если имеется несколько экземпляров ОУ и мы будем вклю- чать их в схему по рис. 9.7, а, то некоторые ОУ будут фиксиро- ваться В СОСТОЯНИИ йвых= + t/нас, 3 Другие — В СОСТОЯНИИ t/BbIx = =—Б'нас. Отсюда можно сделать вывод, что величина и поляр-
Смещение, сдвиги и дрейф 171 Входные Выводы Рис. 9.6. Проявление действия входного напряжения сдвига на реальный ОУ (а) и его представление в виде идеального ОУ с включенным на входе источни- ком Ивх.СДВ (О* ность Ивх.СДВ варьируется от одного ОУ к другому. Кроме того, мы видим, что приведенная схема непригодна для измерения ^вх.сдв. Чтоб^>1 понять, каким образом UBX. сдв влияет на усилитель с ООС, посмотрим, как можно измерить это напряжение. 9.5.3. Измерение входного напряжения сдвига. В следующих ниже рассуждениях мы для простоты пренебрежем влиянием то- ков смещения. На рис. 9.7, б показано, как измеряется UBx. сдв. Здесь же показано, как вычислить величину ошибки, вносимой
172 Глава 9 Рис. 9.7. Влияние входного напряжения сдвига на ОУ без обратной связи (а) и на инвертирующий усилитель (б). (Ошибки от токов смещения здесь не учи- тываются.) t/вх. сдс в выходное напряжение. Поскольку Евх=0 В, UB:JX также должно быть равным нулю. Однако 1/вх. сдв действует как сигнал, включенный последовательно с неинверсным входом. Следователь- но, Ь'вх. сдв усиливается точно так же, как любой сигнал, прило- женный к входу ( + ) неинвертирующего усилителя (разд. 3.6). Ошибка в t/вых, вызываемая наличием Г7ИХ. сдв, определяется вы-
Смещение, сдвиги и дрейф па ражением Ошибка от ^Вх.ГДв=^вХ.сдв^ Выражение (9.4) справедливо независимо от того, в каком включении используется схема рис. 9.7,6—как инвертирующий пли как неинвертирующий усилитель. То есть Евх можно включать как последовательно с R3x (инвертирующий усилитель), получая коэффициент усиления, равный —Ro. c/Rbx, так и последовательно с входом ( + ) (неинвертирующий усилитель) для получения ко- эффициента усиления, равного 1+ RO. JRbx- Резистор компенсации токов смещения [включаемый последовательно с входом ( + )]! не влияет на данного рода ошибку. Выводы. Чтобы измерить UBX. сдв, следует использовать схему по рис. 9.7, б. Конденсатор, шунтирующий Ro. с, минимизирует шумы на входе. Измерив ивых, Ro.c и RBX, следует вычислить UBX. сдв по формуле U — —Ч™* (9.5) ^ВХ.СДВ 1 + т?о.с/7?вх • V ’ Обратите внимание на то, что сопротивление резистора Ro. с вы- бирается небольшой величины; это делается для минимизации влияния входного тока смещения. Пример 9.5. В спецификации на ОУ 741 указано, что он имеет 17м.сдв= = 1 мВ. Предсказать величину которая будет измерена в схеме по рис. 9.7, б. Решение. Из уравнения (9.5) находим / 10 000 С^ВЫХ - I 1 + ЮО 1 мВ = 101 мВ. 9.6. Входной ток сдвига в схеме сумматора 9.6.1. Сравнение коэффициентов усиления для сигнала и для напряжения сдвига. В обеих схемах — инвертирующего и неинвер- тирующего усилителей — входное напряжение сдвига (7ВХ. Сдв умно- жается на (1 +Ro.с/Rbx)- Входной сигнал в каждой из этих схем также усиливается приблизительно в такое же число раз (это справедливо только для величины, но не для полярности сигна- ла). Коэффициенту усиления (их абсолютное значение) равны Ro.dRbx для инвертора и (1 -1-Ro.c/Rbx) для неинвертирующего усилителя. В схеме ' инвертирующего сумматора, показанной на рис. 9.8,о., напряженйе С7вх.сдв усиливается в большее число раз, чем сигнал с каждого из входов (токи смещения в этой схеме не учитываются).
Я74 Глава 9 Рис. 9.8. Инвертирующий сумматор с тремя входами (а) и его упрощенная схе- ма (б), показывающая влияние 17вх.сдв на ивык. Каждый из суммируемых сиг- налов усиливается схемой в —1 раз, в то время как UBX.caB усиливается в 4 раза. Например, в схеме на рис. 9.8, а величина каждого из сигналов £i и £г больше величины 1/Ех. сдв, причем £t умножается на —Ro. с/Rbx и дает на выходе составляющую, равную —5 мВ. Точ- но так же Ег умножается на —1 и добавляет в икых —5 мВ. Сле- довательно, правильное значение ивых должно быть равно —10 мВ f£3 = 0, и его вклад в 1/ЕЫХ равен 0 (разд. 3.2)].
Смещение, сдвиги и дрейф 175 Если теперь положить Е1 = Ег=0 В, то в результате вход (—) <>удет заземлен через три резистора равного сопротивления, со- единенных параллельно. На рис. 9.8, б они представлены одним эк- вивалентным сопротивлением RBX. Если эти три одинаковых па- раллельно соединенных резистора имеют сопротивления по 10 кОм, их эквивалентное сопротивление /?Вх=Ю кОм/3 = 3,33 кОм. Напря- жение UBX. СДЕ в данной схеме усиливается так же, как и на рис. 9.7, б, давая на выходе ошибку + 10 мВ. Следовательно, истин- ное результирующее напряжение на выходе схемы при напряже- ниях, показанных на рис. 9.8, а, будет равно 0, а не правильному значению —10 мВ. Выводы. В схеме сумматора входное напряжение сдвига усилива- ется в число раз, равно 1 плюс число входов. Чем больше входов, тем Дольше ошибка в выходном напряжении. Поскольку коэффи- циент усиления по каждому из входов равен —1, коэффициент усиления напряжения сдвига всегда больше коэффициента усиле- ния напряжения сигнала. 9.6.2. Как не нужно компенсировать влияние напряжения сдви- га. Заманчиво было бы попытаться скомпенсировать влияние UBX. сдв, используя дополнительный вход сумматора (в качестве такового на рис. 9.8, а можно использовать Е3). Например, если сде- лать Е’з=Ю мВ, то Е3, Ro. с и /?нх создадут в составляющую —10 мВ, которая скомпенсирует +10 мВ, вызванные наличием (7ВХ. сдв- Такой подход имеет два недостатка. Во-первых, такие ма- лые значения Е3 мы вынуждены будем получать с цепи резистив- ного делителя, включаемого между выводами +U и —U источни- ка питания. Второй недостаток заключается в том, что любое со- противление, добавляемое между входом (—) и землей, увеличи- вает коэффициент усиления по шумам®. (Данная ситуация будет рассмотрена в разд. 10.5.3 и 10.5.4.) В следующем разделе показано, как минимизируют ошибки в выходном напряжении, вызываемые токами смещения и входным напряжением сдвига. 9.7. Устранение влияния токов смещения и напряжения сдвига 9.7.1. Последовательность расчета или анализа. При минимиза- ции напряжений ошибки по постоянному току в выходном напря- жении придерживайтесь следующего порядка: ') И дрейфу напряжения сдвига.—Прим. ред.
Я 76 Глава 9 1. Выберите резистор компенсации токов смещения в соответ- ствии с правилом, выделенным курсивом в разд. 9.4.3. 2. Возьмите схему минимизации влияния входного напряжения сдвига из листков-спецификаций изготовителя. Этот принцип бо- лее детально рассмотрен в разд. 9.7.2 и приложениях 1 и 2. Рис. 9.9. Типовые схемы минимизации ошибки входного напряжения, вызывае- мой входным напряжением сдвига (см. также приложения 1 и 2). а — у операционного усилителя на дискретных компонентах используется подстроечный резистор О — 50 кОм или постоянный резистор сопротивления 25 кОм; б — компенсация напряжения сдвнга у ОУ 741 в корпусе DIP; в — компенсация напряжения сдвига ОУ 301 или 748 в корпусе ТО 99; г — компенсация напряжения сдвнга у ОУ 537.
Смещение, сдвиги и дрейф 177 3. Проделайте настройку нуля выходного напряжения в соот- ветствии с процедурой, приведенной в разд. 9.7.3. 9.7.2. Схемы балансировки напряжения сдвига. Можно спроекти- ровать достаточно сложную цепь резистивного делителя, которая давала бы небольшое напряжение на входы (—) или ( + ) с воз- можностью изменения величины этого напряжения, что компенси- ровало бы влияние как входных токов смещения, так и входного напряжения сдвига. Однако эти дополнительные элементы намно- го увеличивают стоимость и объем схемы. Гораздо лучше обра- титься за справкой к изготовителю ОУ. В спецификации на имею- щейся у вас ОУ уже содержится рекомендованная схема балан- сировки напряжения сдвига. Специалисты уже спроектировали схему для минимизации ошибок сдвига, требующую от пользо- вателя минимальных затрат (см. приложения 1 и 2). На рис. 9.9 представлены некоторые типичные схемы настрой- ки нуля выходного напряжения. На схеме рис. 9.9, а между зажи- мом + U источника питания и выводом ОУ «подстройка» включен один переменный резистор. В комплекте с недорогим ОУ изготови- тель может поставлять металлопленочный резистор, подобранный специально для данного экземпляра усилителя. На рис. 9.9, б меж- ду зажимами, называемыми выводами «баланс нуля», включен по- тенциометр 10 кОм. Более сложные схемы настройки нуля пока- заны на рис. 9.9, в и г. Обратите внимание на то, что изготовители показывают только резисторы компенсации напряжения сдвига. Они предполагают, что последовательно с входом ( + ) будет уста- новлен резистор компенсации токов смещения. 9.7.3. Методика настройки нуля выходного напряжения. 1. Соберите схему. Включите в нее резистор компенсации то- ков (разд. 9.4.3) и схему балансировки напряжения сдвига (разд. 9.7.2). 2. Уменьшите до нуля сигналы всех генераторов. Если это не- возможно, замените их резисторами с сопротивлениями, равными их внутренним сопротивлениям. Такая замена не нужна в случае, если внутренние сопротивления генераторов пренебрежимо малы (т. е. составляют не более 1%) по сравнению с любым из после- довательно включенных с генератором резисторов RBX- 3. Подключите нагрузку к выходному зажиму. 4. Включите питание и подождите несколько минут, пока уста- новится режим. 5. Подключите вольтметр постоянного тока или осциллограф (с открытым входом, т. е. входом по постоянному току) к нагруз- ке для измерения [7ВЫХ. (Чувствительность прибора должна быть такой, чтобы можно было обнаружить напряжение в несколько милливольт.) 12—1718
178 Глава 9 6. Подкручивайте подстроечный потенциометр балансировки сдвига до тех пор, пока прибор не покажет ДВыХ = 0 В; этим ком- пенсируются ошибки в выходном напряжении как от входного на- пряжения сдвига, так и от входного тока сдвига. 7. Восстановите цепи источников сигналов и больше не трогай- те резистор подстройки нуля сдвига. 9.8. Дрейф В этой главе было показано, что составляющие ошибки по по- стоянному току в [7ВЫХ можно минимизировать, включив последо- вательно с входом (+) резистор компенсации токов и подстраи- вая резистор регулировки напряжения сдвига. Необходимо под- черкнуть тот факт, что настройка нуля сохраняется только при той температуре, при которой она производилась, и в течение опре- деленного промежутка времени. Ток и напряжение сдвига с течением времени изменяются из- за старения элементов схемы. Они будут изменяться также при изменении температуры. Кроме того, токи смещения, а следова- тельно, и ток сдвига изменяются при изменении напряжения пи- тания. Применяя стабилизированный источник питания, можно свести на нет изменение выходного напряжения, вызываемое коле- баниями напряжений питания. Однако температурные колебания сдвигов можно свести к минимуму только в двух случаях: 1) если мы будем поддерживать неизменной температуру среды, окружаю- щей схему, и 2) если мы подберем ОУ, у которого ток и напря- жение сдвига изменяются очень мало при изменении темпера- туры. Температурные изменения тока и напряжения сдвига выража- ют понятием дрейф. Дрейф тока сдвига дается обычно в специ- фикациях в нА/°С (наноамперы на градус Цельсия), а для на- пряжения сдвига — в мкВ/°С (микровольты на градус Цельсия). Дрейф при разных значениях температуры может иметь различ- ную величину и даже знак; например, при низких температурах может быть дрейф Цвх.сдВ=+20 мкВ/°С (увеличивается с ростом температуры), а при высоких температурах Uex. СДВ может изме- няться па —10 мкВ/°С (уменьшаться с ростом температуры). По- этому изготовители могут оговаривать в спецификации на ОУ ли- бо среднее, либо максимальное значение дрейфа в определенном температурном диапазоне. Еще лучше, если есть график темпера- турной зависимости дрейфа. Приведенный ниже пример показы- вает, как вычисляется влияние дрейфа на выходное напряжение. Пример 9.6. ОУ 301 в схеме на рис. 9.10 имеет следующие параметры, характеризующие дрейф. При изменении температуры от 25 до 75 °C ток /м.сдв изменяется не более чем на 0,3 нА/°С, а напряжение 1/вх.сдв — не более чем иа
Смещение, сдвиги и дрейф 179 и> мкВ/°С. Предположим, что иеых было настроено на нуль при 25 °C, после че- окружающая температура возросла до 75 °C. Определить максимальную иппбку, вносимую при этом в выходное напряжение дрейфом а) 1/Вх.сдв и ' ’ ) 7 их сдв- Решение, а) Напряжение С7вх.сдв будет изменяться не более чем на 30 мкВ _ 10С -(75 - 25) °C = ± 1,5 мВ. В соответствии с (9.4) изменение /7Вых из-за колебаний //вх.сдв составит 1,5мВ( 1 I = 1,5 мВ-101 а 150 мВ. \ Квх ) б) Ток /вх.сдв будет максимально изменяться на 0,3 нА ± pg--50°C = ± 15 нА. Из соотношений на рис. 9.5, б следует, что изменение UBtIK из-за изменений I вх.сдв составляет ±15 нА-/?0.с=±15 нА-1 М0м=±15 мВ. Изменения в иВЫх, вызванные Пвх.сдв и /вх.сдв, могут либо складываться друг с другом, либо вычитаться. Поэтому в наихудшем случае изменения ивык могут составить либо ±165, либо —165 мВ относительно нулевого значения при 25 °C. Задачи 9.1. Какие параметры ОУ обычно наиболее сильно влияют на характеристики усилителя а) по постоянному току и б) по переменному току? 12*
180 Глава 9 9.2 Если /*м = 0,2 мкА н /~м=0,1 мкА, определите а) средний ток смещения 1см и б) ток сдвига /вх.СДВ* __ 9.3. В примере 9.2 17ВЫх=0,2 В. Найдите 1^и. 9.4. В примере 9.3 17ВЬ1х=0,2 В. Найдите, чему равен /*м. 9.5. На рис. 9.3, в ток /~м=0,2 мкА. Найдите UEm. 9.6. На рис. 0.5,a Ro. с = /?ч=,100 кОм, 1^ы =0,3 мкА, 1~ы =0,2 мкА. Найди- те UЦЫХ- 9.7. На рис. 9.5,6 ₽вх=25 кОм, 7?=12,5 кОм. Найдите ивых, если /вх.СдВ = =0,1 мкА. 9.8. На рис. 9.7,6 17вых=2ОО мВ. Найдите (Увх.сдб. 9.9. На рис. 9.8, a Rl=R2=R3=Roc=20 кОм, £1=£2=£з=1Л>х.сдВ- Найдите а) фактическое значение ивых и б) 17вь,х в предположении, что [/вх.СдВ=0. 9.10. Какой величины сопротивление следует включить в схему предыдущей задачи для компенсации токов смещения? 9.11. Что из себя представляет в общих чертах процедура настройки нуля ОУ? 9.12. Напряжение 1/вх.сдв изменяется на ±1 мВ (рис. 9.10) при изменении тем- пературы на 50 °C. Чему равно изменение ОВиХ, вызванное таким измене- нием £ВХ.СДВ? 9.13. Гок /вх.сдВ изменяется па ±20 нА (рис. 9.10) при изменении температуры а 50 °C. Чему равно результирующее изменение 1/вых?
10 ПОЛОСА ПРОПУСКАНИЯ, СКОРОСТЬ НАРАСТАНИЯ, ШУМЫ И ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ 10.0. Введение В том случае, когда ОУ используется в схеме, усиливающей он палы только переменного тока, следует различать, какой ве- личины переменные напряжения будут на выходе — малой (с ам- плитудой ниже ~1 В) или большой (с амплитудой свыше 1 В). I < ли на выходе присутствуют только малые сигналы переменного' напряжения, то важными параметрами ОУ, ограничивающими его пшможности, являются шумы и частотная характеристика. Если па выходе ожидаются сигналы переменного напряжения большой величины, то, будет или нет ОУ вносить искажения в этот сигнал, определяется параметром операционного усилителя, который назы- вается максимальной скоростью нарастания. Токи смещения и напряжение сдвига влияют на характеристи- ку ОУ по постоянному току и обычно при рассмотрении характе- ристики по переменному току не учитываются. Это правильно, по- скольку обычно в последнем случае в схеме имеется конденсатор связи, пропускающий сигналы переменного тока и блокирующий, постоянные токи и напряжения. 10.1. Частотная характеристика ОУ 10.1.1. Внутренняя частотная коррекция. Многие типы операци- онных усилителей общего и специального назначения имеют внут- реннюю (встроенную) коррекцию, т. е. изготовителями в схему та- ких ОУ включен конденсатор малой емкости, обычно 30 пФ. Такой конденсатор внутренней частотной коррекции предотвращает гене- рацию ОУ на высоких частотах. Это происходит за счет уменьше- ния усиления ОУ с ростом частоты. Если бы коррекция отсутство- вала, то коэффициент усиления и сдвиг сигнала по фазе были бы достаточно велики на некоторой высокой частоте, чтобы любой сигнал на выходе, будучи подан обратно на вход, вызывал гене- рацию (см. приложение 1). Из основ теории цепей известно, что реактивное сопротивление конденсатора с ростом частоты падает: Хс = l/(2nfC). Например, если частота увеличивается в 10 раз, емкостное сопротивление в 10 раз уменьшается. Поэтому не удивительно, что при десятикрат- ном увеличении частоты входного сигнала коэффициент усиления
'182 Глава 10 ОУ по напряжению становится в 10 раз меньше. Интервал частот, на котором частота изменяется в 10 раз, называется декадой. Из- готовители представляют частотную зависимость усиления ОУ без. обратной связи в виде кривой, называемой амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) без ОС. Эта характеристика называется также малосигнальной. 10.1.2. Амплитудно-частотная характеристика. На рис. 10.1 пред- ставлена ЛЧХ, типичная для ОУ с внутренней коррекцией, таких, как ОУ 741 и 747 (см. также приложения 1 и 2). На низких ча- стотах (менее 0,1 Гц) коэффициент усиления без ОС очень ве- лик. Типичное значение его равно 200 000 (106 дБ), и именно эта величина записывается в спецификацию в том случае, когда в ней приводится АЧХ. Точка А на рис. 10.1 фиксирует сопрягающую частоту (переги- ба), на которой коэффициент усиления по напряжению составляет <0,707 его значения на очень низких частотах. Следовательно, в точ- Рис. 10.1. Зависимость коэффициента усиления ОУ без обратной связи от частоты.
Полоса пропускания и др. частотные характеристики<83- h< 1 (где частота ЕВх равна 5 Гц) коэффициент усиления по на- пряжению равен 140 000 (0,707-200 000). Значения переменных в точках С и D показывают, что усиле- ние падает в 10 раз при увеличении частоты в 10 раз. Об измене- нии усиления или частоты в 10 раз более принято говорить как изменении на декаду («декада» значит десять). На правой оси •р тпнат графика рис. 10.1 даны значения коэффициента усиления по напряжению в децибелах (дБ). Усиление по напряжению при хпеличении частоты на одну декаду уменьшается на 20 дБ. Имен- но поэтому про участок АЧХ от А до В говорят, что здесь кривая имеет спад в —20 дБ/декада. Другое обозначение того же факта: < над в 6 дБ/октава («октава» означает изменение частоты в 2 ра- .1). Следовательно, всякий раз, когда частота удваивается, уси- ление по напряжению уменьшается на 6 дБ. 10.1.3. Полоса единичного усиления. Точка В на рис. 10.1 обо- иачает полосу единичного усиления ОУ на малом сигнале. Она расположена на частоте, где коэффициент усиления по напряже- нию без ОС равен В паспортах на некоторые ОУ не приводится значение полосы единичного усиления или кривой, подобной рис. 10.1. Взамен в них \ называется другой параметр, называемый временем нарастания переходного процесса (при единичном усилении). Для ОУ 741 этот параметр имеет типичное значение 0,25 мкс и максимальное 0,8 мкс. Полоса пропускания В вычисляется по времени нараста- ния как B = (10.1) те В измеряется в герцах, a tK— в секундах. Понятие времени нарастания определено в разд. 10.1.4. Пример 10.1. ОУ 741 имеет время нарастания, равное 0,35 мкс. Найти ширину полосы пропускания па малом сигнале (полосу единичного усиления). Решение. Из уравнения (10.1) Д= °-35 =1 МГц. 0,35 мкс Пример 10.2. Чему равен коэффициент усиления ОУ из предыдущего при- мера без обратной связи на частоте 1 МГц? Решение. Из определения В следует, что коэффициент усиления равен 1. Пример 10.3. Чему равен коэффициент усиления без ОС того же ОУ, что- и в примерах 10.1 и 10.2, на частоте 100 кГц? Решение. Из рис. 10.1 видно, что при уменьшении частоты в 10 раз усиле- ние становится больше во столько же раз. Следовательно, поскольку по сравне--
184 Глава 10 нию с примером 10.2 частота уменьшилась на декаду (с 1 МГц до 100 кГц), коэффициент усиления должен увеличиваться также на декаду — от 1 (при 1 МГц) до 10 (при 100 кГц). Пример 10.3 подводит к выводу, что если мы разделим полосу единичного усиления В на частоту входного сигнала f, то получим в результате коэффициент усиления ОУ на данной частоте сигна- .ла. Или математически: Усиление без ОС на частоте Полоса пропускания Частота входного сигнала ’ (Ю.2) Пример 10.4. Чему равен коэффициент усиления без обратной связи ОУ, который имеет полосу единичного усиления 1,5 МГц, для сигнала частотой 1 кГц? Решение. Из выражения (10.2) усиление без ОС на 1 кГц равно 1,5 МГц 1 кГц = 1500. Данные, представленные иа рис. 10.1, полезны для изучения изложенных выше понятий, но вполне возможно, что они не по- дойдут к имеющемуся у вас операционному усилителю. Напри- мер, в то время как типичным является коэффициент усиления без ОС, равный 200 000, изготовитель недорогого ОУ гарантирует усиление не менее 20 000. Этой величины, однако, может быть до- статочно для ваших целей. Подробно этот вопрос рассмотрен в разд. 10.2. 10.1.4. Время нарастания. Пусть напряжение Евх на входе уси- лителя с единичным усилением изменяется очень быстро (т. е. име- ет вид прямоугольного или импульсного сигнала). В идеальном случае Екх должно было бы изменяться от 0 до +20 мВ мгновен- но; на практике на такое изменение требуется несколько наносе- кунд (см. приложение 1). При коэффициенте усиления, равном единице, сигнал на выходе также должен был бы изменяться с 0 до +20 мВ за те же несколько наносекунд. Однако на прохожде- ние (распространение) сигнала через все транзисторы ОУ требу- ется время. Время требуется также на нарастание выходного на- пряжения до своего конечного значения. Время нарастания определяется как время, необходимое для на- растания выходного напряжения с 10 до 90% от своего конечного значения. В предыдущем разделе (пример 10.1) было указано, что ОУ 741 имеет /н=0,35 мкс. Следовательно, на изменение напряже- ния на его выходе с 2 до 18 мВ требуется время 0,35 мкс.
Полоса пропускания и др. частотные характеристики 1S5 10.2. Частотная характеристика усилителя при малых сигналах 10.2.1. Усиление при замкнутом и разомкнутом контуре обрат- ной связи. В идеальном случае коэффициент усиления усилителя ОС, изображенного на рис. 10.2, во-первых, определялся бы элько сопротивлениями резисторов Ко. с и /Кх; во-вторых, он имел "Ы одну и ту же величину на всех частотах и, в-третьих, не зави- сел бы от параметров конкретного ОУ. Однако, как было показа- но в разд. 10.1, коэффициент усиления ОУ без ОС зависит от ча- стоты. Следовательно, любая схема усилителя, содержащая ОУ,, будет иметь коэффициент усиления с ОС, зависящий в некотором диапазоне частот от коэффициента усиления ОУ без ОС. Необхо- димо, чтобы каждый ясно понимал значение обоик терминов. Ко- >'ффициент усиления операционного усилителя называется коэф- фициентом усиления без обратной связи и обозначается буквой К. Коэффициент усиления усилителя (т. е. ОУ плюс резисторы обрат- ной связи) называется коэффициентом усиления с ОС Ко. с, так как резисторы обратной связи образуют замкнутый контур с вы- хода ОУ на его инверсный входной зажим. Суммируем сказанное: коэффициент усиления усилителя или схемы на нем есть коэффи- циент усиления с обратной связью; коэффициент усиления ОУ есть коэффициент усиления без обратной связи. 10.2.2. Влияние коэффициента усиления без ОС на величину усиления с ОС. Из рис. 10.2 видно, что коэффициент усиления ОУ определяется выражением К= К'вых/Кд- Коэффициент усиления усилителя Ко. с= О'вых/Вв.к. У неинвертирующего усилителя этот ко- эффициент равен 1+Ко.с/Квх, т. е. для схемы рис. 10.2 Ко.с=Ю1. Следовательно, при Квх=1 мВ напряжение KEblx должно быть рав- но 101 мВ. Такой вывод основан на предположении, что ЕЛ при- близительно равно 0. Однако, если К имеет не очень большую Рис. 10.2. Схема к примеру 10.5
186 Глава 10 величину, Ед не будет равно нулю. В случае если величина Ед со- ставляет более 1 % от величины Евх, напряжение ЕВых будет опре-' делиться не только значением выражения (1+Ео. c/R вх), но также л величиной К. Рассмотрим пример, иллюстрирующий это поло- жение. Пример 10.5. Пусть коэффициент усиления ОУ К на рнс. 10.2 в первом случае равен 10 000. а во втором — 1000. Результирующие значения Е0.с и £ц для каждого из этих случаев представлены в следующей таблице: к £Д-В *о.с Ошибка, % Точка на рис. 10.1 фактический идеальный <> + «о.Лх> 10 000 0,0099 99,9 101 1 Е 1 000 0,091 91,8 101 10 С Эти результаты имеют следующее толкование. Когда К в десятки раз превы- шает величину (1+Ро.с/Рвх), реальный коэффициент усиления Ко.с будет иметь ошибку —-10%. При К, в сотни раз большем (1+Яо.с/Явх), Ко.с будет отличать- ся от своего идеального значения, а именно от (1+Яо с№х), не более чем на 1 %. Сравнив эти данные с характеристикой рис. 10.1, мы можем связать их с частотой. Обратите внимание на то, что значения ко- эффициента усиления без ОС в примере 10.5 соответствуют точ- кам Е и С. В разд. 10.2.3—10.2.4 дан простой способ определения диапазона частот для ошибки Ко. с инвертирующего или неинвер- тирующего усилителя в 1 и 10% • 10.2.3. Диапазон частот для прецизионного усилителя с погреш- ностью Ко.С не более 1%. Ниже приводится графическая процеду- ра, позволяющая за три этапа определить диапазон частот, в ко- тором фактический К(,_ с усилителя отличается от своего идеально- го значения (1+Ео.с/^вх) не более чем на 1%. 1. Определите, где на амплитудно-частотной характеристике в прилагаемой к вашему ОУ спецификации находится точка В, определяющая полосу единичного усиления (см. рис. 10.3 и приложения 1 и 2). Умножьте значение полосы пропуска- ния В на 1% (т. е. на 0,01). Отметьте на оси абсцисс полу- ченное значение /\ = В/100 (на рис. 10.3 это точка /). 2. Проведите из точки 1 линию параллельно АЧХ без ОС. По- лученная кривая называется графиком максимальной часто- ты для погрешности усиления в /%- Обратите внимание на то, что каждая точка на этой кривой лежит на 2 декады ни- же АЧХ без ОС.
Полоса пропускания и др. частотные характеристики 187' 3. Отметьте на оси ординат идеальное значение Л’о. с усилите- ля, равное Ro.c/Rbx для инвертирующего и 1+Roj'c/Rbx. для неинвертирующего усилителя. Прочертите из этой точки го- ризонтальную прямую до пересечения с кривой максимальной частоты для погрешности усиления в 1% (точка 3 на рис. 10.3). Максимальную частоту при точности в 1% отсчи- тываем прямо под точкой 3 по шкале частот. Пример 10.6. Усилитель на рис. 10.2 имеет Ао.с=1+7?о.с//?Вх=1 + 1 МОм/' /10 кОм=101. ОУ имеет АЧХ, представленную на рис. 10.3. В каком диапазоне частот малые входные сигналы Евх будут усиливаться в 101 раз с погрешностью •ie свыше 1%? Решение. Нарисуем на графике рис. 10.3 кривую максимальной частоты 1%-ной ошибки усиления. Проведем на уровне /Со.с=101 пунктирную линию, чтобы определить положение точки 3. Проведем из точки 3 вертикальную ли- нию и получим на оси абсцисс 100 Гц. Данный усилитель будет усиливать сиг- налы в 101 раз (с точностью 1%) до частоты 100 Гц. Диапазон частот, в котором коэффициент усиления усилителя отличается от своего идеального значения не более чем на 1%, иногда называют прецизионным диапазоном частот. Из рис. 10.3 видно, что прецизионный диапазон частот для усилителя с Ко.с = = 10 составляет 1 кГц, а для усилителя с Ко с=Ю00 он равен 10 Гц. 10.2.4. Диапазон частот для усиления с точностью 10%. Чтобы определить диапазон частот, в котором Ко. с отличается от своего
я 88 Глава 10 Рис. 10.4. Порядок определения «полезного» или рабочего диапазона частот, в котором Кос определяется резисторами обратной связи с точностью в 10%. Сравните с рис. 10.3. идеального значения, задаваемого /?о. с и /?вх, не более чем на 10%, необходимо проделать следующую процедуру, аналогичную опи- санной в разд. 10.2.3. 1. Вычисляем значение /ю=В/Ю. Фиксируем в виде точки / на оси абсцисс АЧХ (рис. 10.4). 2. Проводим кривую 10%-ной ошибки из точки 1 параллельно АЧХ без ОС. 3. Проводим горизонтальную прямую, на уровне идеального Ко. с до пересечения с кривой 10%-ной ошибки (в точке 3 на рис. 10.4). 4. Отсчитываем значение максимальной частоты пли диапазо- на частот для 10%-ной ошибки усиления на оси абсцисс пря- мо под точкой 3. Пример 10.7. Чему равен диапазон частот 10%-ной точности усиления для усилителя из примера 10.6? Решение. Идеальное значение Л'о.с=14Ч?о.с/1?вх= 101. Прямая с такой ор- динатой пересекает линию 10%-ной ошибки усиления в точке 3 (рис. 10.4). Под этой точкой лежит значение f=l кГц. Таким образом, усилитель, показанный на рис. 10.2, усиливает слабые сигналы в 101 раз с ошибкой, не превышающей 10%. в диапазоне от постоянного тока до частоты 1 кГц. Продолжив пример 10.7, мы видим из рис. 10.4, что усилитель с /Са с=10 усиливает сигналы с точностью в 10% вплоть др ча-
Полоса пропускания и др. частотные характеристики 189 Рис. 10.5. Полоса пропускания на малом сигнале. стоты 10 кГц. Для усилителя с единичным усилением диапазон часто будет равен 100 кГц. 1О°/о-ный 10.2.5. Полоса пропускания на малом сигнале. Диапазон рабо- чих частот для любого усилителя (с ОС или без нее) определяется предельными верхней Д и нижней частотами. На этих частотах коэффициент усиления по напряжению уменьшается до 0,707 мак- симального значения, которое он имеет в середине полезного диа- пазона частот. Выражая в децибелах, можно сказать, что на ча- стотах fB и усиление падает на 3 дБ. Указанные положения ил- люстрируются АЧХ общего вида на рис. 10.5. Полоса пропускания на малом сигнале есть разность между fB и Частота fH мала по сравнению с fB, а у усилителей постоян- ного тока она равна 0. Следовательно, полоса пропускания на ма- лом сигнале приблизительно равна верхней предельной частоте /Б. На рис. 10.1 по точке А видно, что полоса пропускания ОУ на ма- лом сигнале составляет 5 Гц. Полоса пропускания усилителя на малом сигнале определяется как полосой единичного усиления В (разд. 10.1.3), так и коэффи- циентом усиления с ОС Ко. с- Она связана с ними простым соотно- шением: Полоса пропускания на малом сигнале с ОС=^—. (10.3) *'О.С Это уравнение можно выразить графически, как это сделано на рис. 10.6. Вычислим идеальное значение Ко. C = R<>. с//?вх= 1000. Про- ведем из точки Ко. с на оси ординат горизонтальную прямую до пересечения с АЧХ без ОС в точке fB. Полоса пропускания на ма-
190 Глааа t0 Частота, Гц Рис. 10.6. Определение полосы пропускания на и с ОС. малом сигнале по АЧХ без ОС лом сигнале будет равна fB=l кГц. Из графика видно, что коэф- фициент усиления с ОС на частоте fB равен 0,707-Ло. с (идеаль- ный) =0,707-1000=700. На частотах, превышающих fB, коэффици- ент усиления определяется характеристикой операционного усили- теля, а не значениями Ro. с и /?вх. Пример 10.8. Полоса единичного усиления ОУ 741 равна 1 МГц. Опреде- лить: а) полосу пропускания на малом сигнале, б) Ко.с на частоте fB усилителя, в котором используется данный ОУ с Ко с на постоянном токе, равным 100, и в) те же параметры для усилителя с идеальным Ао.с = 10. Решение, а) Из соотношения (10.3) имеем 106 Гц полоса пропускания=—= 10 кГц. б) Ао.с//в= 100-0,707»70. в) Из соотношения (10.3) 10е Гц Полоса пропускания = —jg—=100 кГц Kox/f»= 10-0,707 «7.
Полоса пропускания и др. частотные характеристики 191 Пример 10.8 и соотношение (10.3) показывают, что коэффици- ент усиления на малом сигнале и полоса пропускания связаны между собой обратно пропорциональной зависимостью. Если мы >. величии коэффициент усиления в 10 раз, то полоса пропускания сменьшится во столько же раз. Обратите внимание на тот факт, что произведение коэффициента усиления с ОС на полосу пропу- скания на малом сигнале всегда равно полосе единичного усиле- ния В. По этой причине полосу единичного усиления называют также произведением усиления на полосу пропускания, и она слу- жит показателем качества ОУ. 10.3. Максимальная скорость нарастания и выходное напряжение 10.3.1. Определение скорости нарастания. Скорость нарастания ОУ говорит о том, как быстро может изменяться выходное напря- жение. У операционного усилителя общего назначения, такого, как, например, ОУ 741, максимальная скорость нарастания составляет 0,5 В/мкс. Это означает, что напряжение на выходе может изме- няться за 1 мкс максимум на 0,5 В. Скорость нарастания зависит от многих факторов: коэффициента усиления усилителя, наличия и величины емкости корректирующих конденсаторов и даже от то- го, в каком направлении (положительном или отрицательном) из- меняется выходное напряжение. Наихудший случай или наимень- шая скорость нарастания имеет место при единичном усилении. Поэтому скорость нарастания указывают в спецификации для /Со.с=1 (см. приложение 1 и 2). 10.3.2. Причина ограничения скорости нарастания. В самом ОУ или вне его всегда имеется по меньшей мере один конденсатор, необходимый для предотвращения генерации (разд. 10.1.1). К это- му конденсатору подключается некоторая часть схемы ОУ; как и всякая цепь, она способна отдать ток, максимальная величина ко- торого ограничена конструкцией ОУ. Отношение этого максималь- ного тока I и емкости корректирующего конденсатора С и есть максимальная скорость нарастания. Пусть, например, ОУ 741 мо- жет отдать в имеющуюся у него корректирующую емкость С= = 30 пФ ток с максимальным значением 15 мкА (см. приложе- ние 1). Тогда Скорость Изменение выходного напряжения нарастания =---------------время-----~--------= _ I _ 15 мкА _ р - В ~~С~ 30 пФ “мкс • (10.4) Из этого уравнения следует, что для получения большей ско- рости нарастания требуется ОУ, либо .способный выдать больший
192 Глава 10 максимальный ток заряда корректирующего конденсатора, либо требующий меньшую емкость коррекции. Например, операцион^ ный усилитель AD 518 имеет скорость нарастания 80 В/мкс при! 400 мкА и С = 50 пФ. Пример 10.9. На вход инвертирующего усилителя с единичным усилением подается изменяющееся скачком напряжение 10 В. Если усилитель собран на ОУ 741, то сколько времени потребуется на изменение выходного напряжения на 10 В? Решение. Из выражения (10.4) находим 0,5В Скорость нарастания = —^-~с ЮВ-мкс Время = —о~5в— = 20 мкс. 10 В Время ’ Ю.З.З. Ограничение скорости нарастания в случае синусоидаль- ных сигналов. В повторителе напряжения на рис. 10.7 Евх— сину- соидальное напряжение с амплитудным значением £’ПИк. Макси- мальная скорость изменения Евх зависит от частоты сигнала и его амплитуды и равна 2л/ЕШ1К. Если скорость изменения Евх превы- шает максимальную скорость нарастания ОУ, то форма выходно- го сигнала t/Bb[x будет искажена. Это значит, что t/BKX пытается, но не может следовать за Евх, поскольку скорость нарастания ограничена. Результатом будет искажение формы напряжения t/вых, которая будет напоминать треугольную (рис. 10.7). Макси- мальная частота /маКс. при которой мы можем получить неиска- Рис. 10.7. Пример искажения 17вых за счет ограничения скорости нарастания.
Полоса пропускания и др. частотные характеристики 193 ленное выходное напряжение с амплитудой t/вых. пик, определяет- • я скоростью нарастания в соответствии с выражением с ______ Скорость нарастания / макс к 9я"77 o,zo ВЫХ.пик (10.5) где /макс — максимальная частота в герцах, UBhlx. пик — максималь- ное неискаженное выходное напряжение в вольтах, а скорость на- растания измеряется в вольтах на микросекунду. Пример 10.10. Скорость нарастания ОУ 741 равна 0,5 В/мкс. На какой максимальной частоте можно получить неискаженное выходное напряжение с амплитудой а) 10 В и б) 1 В? Решение, а) Из выражения (10.5) 1 0,5В (макс = 6,2810В мкс ~8кГц- б) Из (10.5) (макс ® 80 кГц. Пример 10.11. ОУ 741 при питании ±15 В может выдать напряжение с амплитудой 13 В. Это напряжение называется выходом при полной мощности^. Чему равна максимальная частота для выхода ОУ 741 на полной мощности? Замечание: частота выхода на полной мощности часто приводится изготовите- лями в спецификации на ОУ (см. приложение 1, «Шкала выхода как функция частоты»). Решение. Из выражения (10.5) 1 0,5В (макс.п.м— 6,28-13В мкс ~6кГц- Примеры 10.10 и 10.11 показывают, что скорость нарастания огра- ничивает сверху частоту выходных напряжений большой амплиту- ды. При уменьшении требуемой от ОУ амплитуды выходного на- пряжения верхний частотный предел, налагаемый скоростью на- растания ОУ, возрастает. Напомним, что верхний частотный предел, налагаемый мало- сигнальной характеристикой ОУ, увеличивается при уменьшении Ко. с. В каждой конкретной схеме усилителя необходимо вычис- лять верхние частотные пределы, налагаемые ограничением ско- рости нарастания (разд. 10.3.3) и полосой пропускания на малом сигнале (разд. 10.2.5). Наименьшее из этих двух значений опре- деляет фактическую предельную верхнюю частоту. В общем слу- чае скорость нарастания есть ограничивающий частоту фактор в условиях больших сигналов, а АЧХ ограничивает частоту на ма- лых сигналах. *> В отечественной литературе обычно называется шкалой выходного на- пряжения. — Прим. ред. 13—1718
194 Глава 10 Максимальная частота синусоидального сигнала, кГц Рис. 10.8. Номограмма для быстрого определения fMaKc. 10.3.4. Номограмма для определения fMaKC. Рис. 10.8 упрощает нахождение fMaKC для любой амплитуды выходного напряжения при скорости нарастания от 0,5 до 5 В/мкс. Например, чтобы от- ветить на вопрос п. «а» примера 10.10, следует определить, где горизонтальная линия с t/вых. пик= 10 В пересекает линию со ско- ростью нарастания 0,5 В/мкс. Под точкой пересечения получаем значение /макс = 8 кГц. 10.4. Шумы на выходе 10.4.1. Введение. Нежелательные электрические сигналы, при- сутствующие на выходе усилителя, определяются как шумы. Дрейф (гл. 9) и сдвиги можно рассматривать как шумы на очень низких частотах. Если наблюдать за выходным напряжением при помощи чувствительного осциллографа (со шкалой 1 мВ/см), то будут видны хаотические колебания напряжения шумов, называе- мые помехами. Частота этих напряжений шумов лежит в диапа- зоне от 0,01 Гц до нескольких мегагерц. Шумы возникают в любом веществе, находящимся при темпе- ратуре выше абсолютного нуля (—273 °C). Они генерируются так- же всеми электрическими устройствами и контролирующими их приборами. Например, в автомобиле система зажигания, свечи, регулятор напряжения, двигатель вентилятора, кондиционер и ге-
Полоса пропускания и др. частотные характеристики 195 Рис. 10.9. Моделирование шумов ОУ включением последовательно с входом (+) генератора шума. нератор генерируют шумы. Шумы возникают даже при включении (или выключении) фар, когда ток в них изменяется скачком. Та- кого рода шумы являются внешними по отношению к ОУ. Их влияние можно свести к минимуму выбором соответствующей схе- мы и конструкции (разд. 10.4.3—10.4.5). 10.4.2. Шумы в операционном усилителе. Даже в отсутствие внешних шумов в выходном напряжении могут оставаться шумы, вызванные самой схемой ОУ. Эти внутренние шумы ОУ проще все- го моделируются источником напряжений шумов Еш. Как показа- но на рис. 10.9, Еш включается последовательно с входом ( + ). В спецификациях на ОУ напряжения шумов указываются в мик- ровольтах (эффективное значение) для различных величин сопро- тивления источника в определенном диапазоне частот. Например, ОУ 741 имеет суммарные шумы 2 мкВ в диапазоне частот от 10 Гц, до 10 кГц. Это значение справедливо для сопротивлений источни- ка (/?вх) от 100 Ом до 20 кОм. При /?вх свыше 20 кОм напряже- ние шумов возрастает прямо пропорционально /?вх. Поэтому для минимизации шумов на выходе Двх следует выбирать не более 20 кОм (см. приложение 1). 10.4.3. Коэффициент усиления по шумам. Напряжение шумов усиливается так же, как и напряжение сдвига, т. е. коэффициент усиления напряжения шумов равен коэффициенту усиления неин- вертирующего усилителя, а именно: |3*
196 Глава 10 Что можно сделать для минимизации ошибок в выходном напря- жении, вызываемых шумами? Во-первых, избегайте, по возможности больших величин Ro. с- Включите параллельно Ro. с конденсатор малой емкости (3 пФ), который будет шунтировать резистор по шумам на высоких частотах. При этом высокочастотные состав- ляющие шумов будут усиливаться слабее. Во-вторых, не шунти- руйте емкостью Rbx', в противном случае цепь RBXC будет иметь на высоких частотах меньший импеданс, чем /?вх, и усиление с ростом частоты будет увеличиваться, что ухудшит ситуацию. И, наконец, старайтесь выбрать 10 кОм. Токи шумов, так же как и токи смещения, присутствуют на каждом из входных зажимов ОУ. Если в схему установлен рези- стор компенсации токов смещения (гл. 9), то влияние токов шумов на выходное напряжение будет ослаблено. Как и в случае тока сдвига, влияние токов шумов зависит от величины сопротивления обратной связи. Поэтому по возможности уменьшайте величину Ro. с для минимизации влияния токов шумов. 10.4.4. Шумы в инвертирующем сумматоре. В инвертирующем сумматоре (разд. 3.2) коэффициент усиления напряжения по каж- дому из входов равен 1. Однако коэффициент усиления по шумам будет равен 1 плюс число входов; например, четырехвходовый сумматор имеет коэффициент усиления по шумам, равный 5. Та- ким образом, напряжение шумов усиливается в 5 раз сильнее, чем каждый из входных сигналов. Поэтому сигналы с малой амплиту- дой перед подачей на сумматор следует предварительно усилить. 10.4.5. Выводы. Для уменьшения влияния шумов ОУ: 1. Никогда не включайте параллельно входному резистору или со входа (—) на землю конденсатор. В любой схеме между входом (—) и землей имеется паразитная емкость соедини- тельных линий в несколько пикофарад, поэтому 2. Всегда подключайте параллельно резистору обратной связи конденсатор малой емкости (3 пФ). Это уменьшит коэффи- циент усиления по шумам на высокой частоте1’. 3. Если возможно, избегайте применения резисторов с большим сопротивлением. 10.5. Внешняя частотная коррекция 10.5.1. Необходимость внешней частотной коррекции. Операци- онные усилители с внутренней частотной коррекцией (разд. 10.2 и приложение 1) сохраняют устойчивость независимо от частоты ** Это целесообразно также из соображений устойчивости и монотонности переходных процессов. — Прим. ред.
Полоса пропускания и др. частотные характеристики 197 • in нала. Они не входят в состояние генерации ни самопроизволь- Н'•, пп под действием сигналов. Однако за эту устойчивость при- ч.тится расплачиваться тем, что такие ОУ имеют ограниченные по- гну пропускания на малых сигналах, скорость нарастания и по- ниженную полосу пропускания на полной мощности. Операцион- ные усилители с внутренней коррекцией хороши в качестве усили- к-лей низкой частоты, но плохо работают на высоких частотах. ОУ 741, который имеет произведение усиления на полосу про- пускания 1 МГц, будет давать усиление, равное 1000 только до •|.1стоты ~1 кГц. Чтобы получить больший коэффициент усиления па более высоких частотах, мы должны удалить конденсатор внут- ренней коррекции. Полученная при этом структура ОУ имеет бо- iee высокую скорость и большую полосу пропускания на полной мощности. Однако эти улучшения будут сведены на нет тем, что ОУ будет входить в генерацию. Как и везде, здесь приходится вы- бирать: частотная стабильность или большие полоса пропускания и скорость нарастания. Чтобы сделать возможным такой выбор, изготовители ОУ вы- водят из них от 1 до 3 выводов частотной коррекции. Эти зажимы позволяют пользователю выбрать наилучшую из возможных ком- бинаций стабильности и полосы пропускания. Делается это под- ключением к выводам коррекции внешних (навесных) конденса- торов. Операционный усилитель такого типа с гибким примене- нием называется ОУ с внешней частотной коррекцией (см. при- Рис. 10.10. Расширение частотного диапазона включением конденсатора внеш- ней коррекции.
198 Глава 10 Рис. 10.11. Расширение полосы пропускания за счет частотной коррекции по- дачей сигнала вперед. 10.5.2. Коррекция одним конденсатором. Частотную характери- стику ОУ 101 общего назначения можно изменять одним конден- сатором Clt подключенным к выводам 1 и 8. Как показано на рис. 10.10 и в приложении 2, при Ci = 3 пФ ОУ 101 имеет АЧХ без ОС с полосой пропускания на малых сигналах, равный 10 МГц. Увеличение С1 в 10 раз (до 30 пФ) влечет за собой десятикратное уменьшение малосигнальной полосы пропускания (до 1 МГц). Следовательно, ОУ 101 можно скорректировать внешними элемен- тами таким образом, что он будет иметь такую же полосу на ма- лом сигнале, что и ОУ 741. При включении ОУ 101 в схему усилителя диапазон полезных частот усилителя будет зависеть от емкости корректирующего конденсатора. Например, при Ro.JRux., задающем коэффициент усиления усилителя, равный 100, полоса пропускания усилителя на малом сигнале при Ci=30 пФ составит 10 кГц. Уменьшив Ct до 3 пФ, мы увеличим полосу до 100 кГц. Полоса пропускания на полной мощности при этом также увеличивается с 6 до 60 кГц. 10.5.3. Частотная коррекция подачей сигнала вперед. Сущест- вует много других видов частотной коррекции. Среди наиболее популярных — метод коррекции двумя конденсаторами или двух- полосной коррекции, а также коррекция подачей сигнала вперед''1. О Этот метод называется также методом параллельных каналов или мето- дом выключения каскадов. — Прим. ред.
Полоса пропускания и др. частотные характеристики 199 I' • пецификациях изготовителей приводятся подробные инструк- ции, какой тип коррекции лучше всего подходит для вашего при- мгнения. Коррекция подачей сигнала вперед для ОУ 101 показана на pin. 10.11. Конденсатор С, осуществляющий такого вида коррек- цию, включается с входа (—) на вывод коррекции 1. Для обеспе- чения частотной стабильности необходим конденсатор малой ем- |."1ги Со. с, включаемый параллельно Ro.c- Скорость нарастания и ,акой схеме увеличивается до 10 В/мкс, а полоса пропускания и.। полной мощности становится больше 200 кГц. Разумеется, уве- шчение усиления на высоких частотах увеличит также усиление г.ысокочастотных шумов. Следует сделать вывод, что методы частотной коррекции пе- юходимо выбирать в соответствии с конкретным применением. Не .|давайте коэффициент усиления на высоких частотах сверх ми- нимально необходимого; в противном случае вы будете иметь на выходе ненужные высокочастотные шумы. 1адачи 10.1. Чему равно типичное значение коэффициента усиления ОУ без ОС на очень низких частотах? 10.2. Коэффициент усиления ОУ без ОС на постоянном токе равен 100 000. Чему равен его коэффициент усиления без ОС на сопрягающей частоте 10.3. Время нарастания переходного процесса при единичном усилении состав- ляет 0,07 мкс. Найдите значение полосы единичного усиления на малом сигнале. 10.4. Чему равен коэффициент усиления по напряжению без ОС операционного усилителя из предыдущей задачи на частоте 5 МГц? 10.5. ОУ имеет полосу единичного усиления 2 МГц. Чему равен его коэффи- циент усиления без ОС на частоте 200 кГц? 10.6. Каково различие между коэффициентами усиления без ОС и с ОС? 10.7. В примере 10.6 Ко.с усилителя равен 50. Чему равна максимальная час- тота для ошибки усиления в 1%? 10.8. Чему равна максимальная частота для усилителя из предыдущей задачи при ошибке усиления в 10%? 10.9. Коэффициент усиления усилителя постоянного тока с ОС равен 10, а по- лоса единичного усиления ОУ составляет 10 МГц. Найдите полосу про- пускания усилителя на малом сигнале. 10,10. За какое время выходное напряжение ОУ может изменяться на 10 В, если скорость нарастания ОУ равна 1 В/мкс? 10.11. Чему равна максимальная частота для ОУ из предыдущей задачи при амплитуде выходного напряжения 10 В? 10.12. Используйте рис. 10.8 для определения максимальной частоты выходного напряжения амплитудой 5 В при максимальной скорости нарастания 5 В/мкс. 10.13. Чему равен коэффициент усиления по шумам инвертирующего усилителя с Ко.с=7?о.с/7?вх=10? 10.14. Чему равен коэффициент усиления по шумам инвертирующего сумматора с шестью входами? 10.15. Увеличивает или, уменьшает увеличение емкости конденсатора коррекции полосу единичного усиления? , , .
II МОДУЛЯЦИЯ, ДЕМОДУЛЯЦИЯ И ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТЫ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ АНАЛОГОВОГО ПЕРЕМНОЖИТЕЛЯ 11.0. Введение Аналоговые перемножители — сложные устройства, состоящие из операционных усилителей и других схемных элементов, выпу- скаются в настоящее время в виде интегральных микросхем или функциональных модулей. Перемножители просты в пользовании; измерение мощности, удвоение и сдвиг частоты, определение сдви- га фаз двух сигналов одинаковой частоты, перемножение двух сигналов, деление одного сигнала на другой, вычисление квадрат- ного корня величины сигнала и возведение сигнала в квадрат — вот лишь некоторые из применений перемножителей. Еще одно очевидное применение перемножителей — амплитудная модуляция и демодуляция. На рис. 11.1, а показано обычное изображение пе- ремножителя на схеме. У перемножителя имеется два входных зажима х и у, на которые подаются два напряжения, которые не- обходимо перемножить. Типичное значение входного сопротивле- ния для каждого из входов составляет не менее 10 кОм. От каж- дого выходного вывода можно отобрать ток приблизительно такой Рис. 11.1. Изображение перемножителя на НИЯ (б). схемах (а) и схема его включе-
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 201 л.<- величины, как и от ОУ с заземленной нагрузкой (от 5 до in мА). Напряжение на выходе равно произведению входных на- пряжений и масштабного коэффициента. Понятие масштабный ко- ‘ффцциент объясняется в разд. 11.1. 11.1. Перемножение постоянных напряжений 11.1.1. Масштабный коэффициент перемножителя. На функцио- нальном изображении перемножителя, показанном на рис. 11.1, а, может присутствовать знак «X», символизирующий умножение. Другое изображение перемножителя (рис. 11.1,6) содержит обо- значения входов и выражение для выходного напряжения. В об- щем виде выходное напряжение ивых пропорционально произведе- нию входных напряжений х и у и выражается формулой (11.1а) Постоянная k называется масштабным коэффициентом и выбира- ется обычно равной 0,1. Этот выбор объясняется тем, что перемно- жители рассчитываются на работу от тех нее источников питания, |то и ОУ, а именно на питание ±15 В. Для получения наилучших результатов напряжения, подаваемые на вход х или у, не должны |ревышать +10 и —10 В относительно земли. Этот предел ±10 В охраняется также для выходного напряжения, так что масштаб- ный коэффициент обычно берут равным обратной величине предель- ного значения напряжения, т. е. 0,1. Если оба входных напряже- ния имеют положительные предельные значения +10 В, то напря- жение на выходе будет иметь положительное предельное значение + 10 В. Таким образом, для большинства перемножителей урав- нение (11.1а) имеет вид U (П 1б) В1« ю 10 - и 1.10/ 11.1.2. Квадранты перемножителя. Перемножители классифици- руются по числу квадрантов, в которых они работают; например, существуют одноквадрантные, двухквадрантные и четырехквад- рантные перемножители. Данная классификация объясняется на рис. 11.2 двумя способами. На рис. 11.2, а входные напряжения могут иметь четыре возможные комбинации полярностей. Если оба напряжения х и у положительны, работа происходит в квадран- те 1; при положительном х и отрицательном у результатом явля- ется работа в квадранте 4, и так далее. Пример 11.1. Найти 1/ВЫх для следующих комбинаций входных сигналов: а) х=у=10 В; б) х=—10 В, у=10 В; в) х=10 В, у——10 В и г) х=у= = 10 В.
-у Рис. 11.2. Графики, показывающие положение рабочей точки входных сигна- лов перемножителя (с) и зависимость Г7ВЫХ от сигнала на входе х при различ- ных значениях напряжения на входе у (б).
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 203 Решение. Из уравнения (11.16) следует: 10-10 (—10)10 а) |0 —10 В; б) t/вых— |0--------10 В; 10(—10) „ (-10) (-10) в) Ubwx— IQ ——Ю В, г) t/вых— |0 — 10 В. На рис. 11.2,6 UБых откладывается по оси ординат, а х — по ни абсцисс. Если на вход у подать 10 В и изменять х от —10 до + 10 В, то в результате получим прямую ab, помеченную как у= = 10 В. При изменении значения у на —10 В получим прямую cd с отметкой у = —10 В. Эти прямые можно наблюдать на экране осциллографа, подав UDW. с перемножителя на вход вертикального отклонения луча осциллографа, а сигнал со входа х перемножи- теля — на вход горизонтального отклонения луча осциллографа. Для получения точных значений (7ВЫх должно быть равно 0 В при нулевом напряжении на любом из входов перемножителя. Если это не так, необходимо произвести подстройку нуля, как описано в разд. 11.1.3. 11.1.3 . Подстройка нуля. Для получения на выходе перемножи- теля 0 В при равных нулю входных напряжениях может потребо- ваться проведение подстройки нуля (выходного напряжения сдви- га). Эта возможность предусмотрена разработчиками перемножи- теля, как показано на рис. 11.3, а, для перемножителя/делителя модели 4450 фирмы «Теледайн филбрик нексас». Пользователь подключает подстроечный потенциометр 50 кОм, как показано на рисунке, заземляет оба входа и подстраивает потенциометр до по- лучения Двых = 0 В. Диапазон подстройки составляет обычно от —0,5 до +0,5 В. Для получения еще более высокой точности сле- дует выполнить подстройку масштабного коэффициента, описан- ную в разд. 11.1.4. 11.1.4 . Подстройка величины масштабного коэффициента. Пред- положим, что на вход у перемножителя (рис. 11.3,6) подано на- пряжение + 10,0 В. Если при этом подать на вход х +10,0 В или —10,0 В, то Двых должно быть равно соответственно +10,0 В или —10,0 В. На практике это условие может не выполняться. Поэто- му в перемножителе предусмотрена возможность подстройки мас- штабного коэффициента. Для такой подстройки пользователь вклю- чает, как показано на рис. 11.3, последовательно с входом «под- стройка» потенциометр подстройки масштабного коэффициента. Теперь входное напряжение х поступает на потенциометр под- стройки. Переключая Ех с +10,0 на •—10,0 В, потенциометр под- страивают до получения (/Вых= + 10,0 В при Ех= +10,0 В и Е'В,,[Х= = —10,0 В при Ех = —10,0 В.
204 Глава 11 Рис. 11.3. Методы увеличения точности работы перемиожителя. а — компенсация напряжения сдвига на выходе схемы; б — подстройка масштабного коэф- фициента. 11.2. Возведение в квадрат числа или постоянного напряжения С помощью перемиожителя можно возвести в квадрат любое положительное или отрицательное число при условии, что это чис- ло может быть представлено напряжением от 0 до 10 В. Для это- го нужно просто подать напряжение Евх на оба входа, как пока- зано на рис. 11.4. Включение такого вида известно под названием схемы возведения в квадрат^. Пример 11.2. Найти (Лых на рис. 11.4, если а) ЕВх= + Ю В и б) Ет= =—10 В. '> Иногда говорят «квадратор» или «квадратичный преобразователь». — Прим. ред.
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 205 Рис. 11.4. Схема возведения в квадрат постоянного напряжения. Решение. Из выражения для ГВЬ1Х на рис. 11.4 следует: 102 а) СБЬ1Х= pg = 10 В; (-10)2 б) Свых= Др-.....- = 10В. Из примера 11.2 видно, что напряжение на выходе перемно- жителя подчиняется алгебраическим правилам, т. е. при возведе- нии в квадрат как положительного, так и отрицательного числа, в результате получается положительное число. 11.3. Удвоение частоты 11.3.1. Принцип действия удвоителя частоты. Идеальный удвои- тель частоты должен давать на выходе напряжение с частотой, вдвое большей частоты входного напряжения. В схеме удвоителя не должно быть цепи подстройки, поскольку эта цепь может под- страиваться только для одной частоты. Истинный удвоитель дол- жен удваивать любую частоту. Перемножитель очень близок к идеальному удвоителю при подаче на оба входа перемножителя сигнала одной и той же частоты. Напряжение на выходе схемы удвоителя подчиняется следующему тригонометрическому тожде- ству: (si п 2л#)2=-1-cos 2з^ z . (Ц.2) Из уравнения (11.2) следует, что возведение в квадрат синусои- дального напряжения с частотой, например, f=10 кГц дает отри- цательный сигнал косинусоидальной формы с частотой 2f или 20 кГц плюс постоянную составляющую */2. Следует отметить, что любая входная частота f будет удваиваться при прохождении че- рез схему возведения в квадрат. 11.3.2. Возведение в квадрат синусоидального напряжения. На- рис. 11.5,а на оба входа перемножителя подано синусоидальное
206 Глава 11 Рис. 11.5. Удвоитель частоты иа схеме возведения в квадрат. напряжение Евк амплитудой 5 В и частотой 10 кГц. На графике рис. 11.5,6 показано также напряжение 17ЕЫХ, вычисленное в при- мере 11.3. Пример 11.3. Вычислить t/Eblx в схеме возведения в квадрат или удвоите- ля частоты по рис. 11.5. Решение. Входные напряжения £х=£у=£вх определяются (в вольтах) как £вх = Ех — Еу — 5 sin 2л 10 000/. Подставив это значение в уравнение (11.16), получим £|х 52 ПБЫХ = -Jq- = -jQ- (sin 2л 10 ООО/)2. (11.3) Применим тождество (11.2), в результате / 1 cos 2л 20 000/\ 6ЕЫХ = 2,5 I -2- — - - 2 -1 В = 1,25 В — 1,25 cos 2л 20 000/ В, т. е. напряжение на выходе содержит постоянную составляющую 1,25 В и от- рицательную косинусоиду с удвоенной частотой 20 000 Гц н амплитудой 1.25 В.
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 207 Оба напряжения, Евх и ПЕЫХ, показаны на рис. 11.5,6. Если вы ните убрать постоянную составляющую на выходе, то нужно просто включить между /? и выходным зажимом блокирующий । "нденсатор 1 мкФ. При желании можно измерить постоянную оставляющую, подключив вольтметр постоянного тока к выходу < \емы. Ныводы. иБЫХ содержит две компоненты: постоянное напряжение, равное ’/2о (Евх.пик)2, и переменный синусоидальный сигнал с ам- плитудой, равной у2о (Евх. шш)2, и частотой, в два раза большей частоты Евх. Пример 11.4. Чему равны постоянная и переменная составляющие выход- ного напряжения в схеме рис. 11.5, если а) £Вхмк=10 В (f—1 кГц) и б) £Вх.пик=2 В ()=2,5 кГц)? Решение, а) бвкх.пост=1(10)2/20=5 В; 17Вых.перем (амплитудное значение) = = (10)2/20=5 В с частотой 2 кГц. б) f^BHX.nOCT — (2)2/20=0,2 В; ПБ ых.перем (амп- литудное значение) = (2) 2/20=0,2 В с частотой 5 кГц. 11.4. Определение сдвига фаз 11.4.1. Основы теории. Если на входы перемножителя (рис. 11.6, а) подать два синусоидальных сигнала одинаковой ча- стоты, то напряжение на выходе В’ЕЫХ будет иметь постоянную со- ставляющую и переменную составляющую с частотой, в два раза большей частоты входных сигналов. К этому выводу мы пришли в разд. 11.3.2. Постоянное напряжение на выходе фактически про- порционально разности фаз 0 входных сигналов Ех и Еу. На рис. 11.6,6 разность фаз равна 90°, следовательно, 0=90°. Если один входной сигнал отличается по фазе от другого, то можно вычислить пли измерить эту разность фаз по постоянной составляющей UBblx. Эта составляющая определяется следующим выражением: Е'пых.пос^—COS0, (11.4а) где (EWK)X и (ЕПКК)у — амплитудные значения Ех и Еу. Например, если (Епик)х=10 В и (Епик)?/ = 5 В и они совпадают по фазе, вольт- метр постоянного тока покажет ПЕЫХ. Пост=2,5 В. Это значение можно отметить на вольтметре как сдвиг по фазе 0° (cosO°=l). Если 0=45° (cos 45° » 0,707), вольтметр постоянного тока покажет 0,707X2,5 В«1,75 В. Мы можем откалибровать вольтметр так, чтобы он служил измерителем разности фаз, отмаркировав шкалу следующим образом: 0° при 2,5 В, 45° при 1,75 В и 90° при 0 В. Уравнение (11.4а) можно записать также в следующем виде: C0S6 = 20^вых.пост_ (]! 4б} (^пик)х(^пик)у
Рис. 11.6. Схема измерителя сдвига фаз двух сигналов одинаковой частоты (а) и формы входных (б) и выходного (в) сигналов схемы.
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 209 Если бы мы смогли сделать так, чтобы произведение (/чик)Л(£пик)1/ было равно 20, то можно было бы использовать вольтметр постоянного тока со шкалой 0—1 В для прямого от- счета по шкале вольтметра, откалиброванной в градусах по табли- це косинусов. То есть уравнение (11.46) при этом упрощается: ^вых.пост=cos е при (£пнк)я=(£'пик)г/==4,47В. (11.4в) Это положение использовано ниже, в разд. 11.4.2. Пример ZZ.5. На рис. 11.6 (£,™K)*= (£’пик)в=5 В и постоянная составляю- щая 1/ЕЫ1 в соответствии с уравнением (11.46) равна 1,25 В. Доказать, что сдвиг по фазе между Ех и Ev равен 0°. Решение. Нз уравнения (11.46) получаем 20-1,25 „ 25 5-5 = cos0 =-gg- = 1. Поскольку cosO°=l, можно заключить, что 0=0°. 11.4.2. Измеритель разности фаз. Уравнение (11.46) указывает путь построения и измерителя разности фаз. Пусть амплитуда Ех и Еу на рис. 11.6, а приведена к 4,47 В при помощи усилителей или делителей напряжения, после чего к выходу схемы подключен вольтметр постоянного тока, измеряющий только постоянную со- ставляющую выходного напряжения. Шкалу вольтметра при этом можно откалибровать непосредственно в градусах. Процедура ка- либровки изложена в примерах 11.6 и 11.7. Пример 11.6. Среднее значение на рнс. 11.6, в равно 0, так что по- стоянная составляющая ДВых.иост=0 В. Вычислить 6. Решение. Из уравнения (11.46) cos 6=0, откуда 0=90°. Пример 11.7. Вычислить П0Ст для разностей фаз а) 0 = 30°, 6) 6=45° и в) 0=60°. Решение. Возьмем значения cos 6 из тригонометрической таблицы и под- ставим их в уравнение (11.46). Получим 6, град cos е и в вых. ПОСТ’ 30 0,866 0,866 45 0,707 0,707 60 0,500 0,500 0 1,000 1,000 90 0,000 0,000 (Две последние строки этой таблицы взяты нз примеров 11.5 и 11.6.) 14—1718
210 Глава 11 Вольтметр со шкалой 0—1 В можно теперь откалибровать в гра- дусах, при этом 0 В будет соответствовать сдвигу фаз 90°, а 1,0 В — сдвигу фаз 0°. При 0,866 В 0=30° и так далее. Данный измери тель разности фаз не указывает, является ли 0 опережением ил1 запаздыванием по фазе, а дает лишь разность фаз между Ех и Еу\ 11.4.3. Сдвиг по фазе свыше 90°. Косинус разности фаз, превы- шающей ±90° или —90°, имеет отрицательное значение. Следова-; тельно, Двых при этом будет отрицательным. Это расширяет воз- можности измерителя фаз, приведенного в примере 11.7. Пример 11.8. Г = ±120°, в) е=±135°, г) 0=±15О° и Решение. Используя уравнение получим Вычислить t/вых пост для разностей фаз Д) е=±180°. (11.46) и табличные а) 6=±90°, б) 0= значения косинусов, 6, град 1/вых.пост, В ±90 о ±120 ±135 4-150 ±180 —0,5 —0,70 —0,866 —1 Используя результаты примеров 11.7 и 11.8, можно откалибро- вать вольтметр со шкалой ± 1 В для отсчета разности фаз от 0 до 180°. 11.5. Введение в амплитудную модуляцию 11.5.1. Цели амплитудной модуляции. Сигналы звуковой часто- ты невозможно передать при помощи антенн, имеющих размеры в разумных пределах. Эти сигналы можно передать, изменяя или модулируя некоторые характеристики высокочастотной несущей волны. Если амплитуда несущей волны изменяется пропорциональ- но величине звукового сигнала, такой процесс называется ампли- тудной модуляцией (AM). Изменения частоты или фазы несущей дают соответственно частотную (ЧМ) или фазовую модуляцию (ФМ). Разумеется, первоначальный сигнал звуковой частоты должен быть в конечном счете восстановлен в процессе так называемой демодуляции. В оставшейся части этого раздела мы рассмотрим использование перемножителя для амплитудной модуляции. 11.5.2. Определение понятия амплитудной модуляции. Введение в амплитудную модуляцию начнем с усилителя, показанного на рис. 11.7, а. Входное напряжение ЕНес усиливается в постоянное число раз, равное коэффициенту усиления К. Напряжение на вы- ходе усилителя (7Еых равно произведению К. на £Нес- Предположим теперь, что коэффициент усиления усилителя изменяется. Это по- ложение отражено стрелкой, проведенной через К на рис. 11.7,6. Пусть К изменяется до максимального значения и обратно до 0, как показано на графике временной зависимости К (рис. 11.7,6).
й Рис. 11.7. Введение в принципы модуляции. .• — усилитель с постоянным коэффициентом усиления К усиливает входной сигнал £вх> гавая на выходе напряжение 17ВЫХ=К£вх'- б — при изменении во времени коэффициента усиления усилителя огибающая С7ВЫх также изменяется; в —если 7?МОд изменяется как К на рис. б, то напряжение на выходе перемножителя С7ВЫХ будет иметь ту же форму, что и на рис. б. 14'
212 Глава 11 Это означает, что усилитель умножает входное напряжение £нео| на различные за рассматриваемый период времени значения. С/ВЫх| теперь равно амплитуде входного напряжения £Пес, умноженной I на изменяемую по амплитуде величину К. Данный процесс слу-1 жит примером амплитудной модуляции, а получающееся выходное! напряжение £ВЫх называется промодулированным по амплитуде I сигналом. Следовательно, для получения амплитудно-модулирован- I ного сигнала UBMX амплитуда высокочастотного несущего сигнала ] £нес должна изменяться под воздействием информационного сиг-1 нала К- I 11.5.3. Перемножитель в качестве модулятора. Из сказанного] выше видно, что {7ВЫХ на рис. 11.7,6 равно £Нес, умноженному] на К- Следовательно, амплитудная модуляция есть процесс умно- I жения. На рис. 11.7, в показано, что £нес подается на вход х пе- ремножителя. Сигнал £мод (имеющий ту же форму, что и К на рис. 11.7,6), подается на вход у перемножителя. Сигнал £Иес ум- ножается в этой схеме на напряжение, изменяющееся от 0 до мак- симального значения и далее вновь до 0. Следовательно, £вых имеет форму огибающей, совпадающую с формой £мод. Перемно- житель можно рассматривать как устройство с коэффициентом усиления, управляемым напряжением или как амплитудный мо- дулятор. Форма сигнала на его выходе такая же, как у балансно- го модулятора. Причину такого названия мы укажем в разд. 11.6.3. Отметим особо, что £нес на рис. 11.7, в имеет форму синусоиды, т. е. амплитудные значения сигнала в последовательные полупе- риоды различны. Этот принцип будет использован в разд. 11.10 для объяснения работы схемы сдвига частот (гетеродина)1). Но вначале мы рассмотрим более подробно амплитудную модуляцию. 11.5.4. Математические выражения для балансного модулятора. Высокочастотный синусоидальный несущий сигнал Етс подается на один из входов перемножителя. Низкочастотный речевой или информационный сигнал подается на второй вход перемножителя; будем называть этот сигнал модулирующим сигналом £МоД- Пред- положим для упрощения анализа и измерений, что оба сигнала £Нес и £МОд имеют синусоидальную форму. Несущий сигнал ^иес ==-^иес.пик SIH 2л)нес^, 01.5а) где £Нсс. пик — амплитудное значение несущей, a fHec — ее частота. ’> Который надо отличать от смесителя частот. В последнем сигналы раз- ных частот суммируются. В отечественной литературе гетеродином часто назы- вают генератор опорной частоты. — Прим. ред.
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 213 Модулирующий сигнал ^мод ==^мод .пнк sin 2jl/мОДГ, ( i i 56) । "• й'мод. пик — амплитуда модулирующего сигнала, а /мод— часто- i.i модуляции. Пусть теперь напряжение несущей Ewc подано на вход х пе- |н множителя в качестве сигнала Ех, а модулирующее напряжение / \,<>д приложено ко входу у перемножителя и выполняет роль сиг- нала Еу. Напряжение на выходе перемножителя UDbIX выражается г. виде произведения этих членов в соответствии с уравнением (11.16): 7/вых =-^f^ ^мод.ПИкЕ.Нес.пик (sin 2я/мод0 (sin 2л/неЛ (1 1,6) Правая часть уравнения (11.6) называется мультипликативной со- । гавляющей, поскольку она представляет собой произведение двух «инусоид различной частоты. Однако в радиотехнике это уравне- ние не используется в приведенной форме. Обычно предпочитают выражение, получаемое подстановкой в (11.6) тригонометрического тождества: sin A sin В=*/2 [cos (Д—В)—cos (Д + В)]. (11.7) Подставив (11.7) в (11.6) с заменой А на Енес и В на ЕЫОд, по- лучаем л ____Енес. пикЕмод. пик /г f ____ ^вых--------20 eoszjiyHec /модН -^^^ССО82п(^ес + ^1. (118) Это уравнение анализируется в разд. 11.5.5. 11.5.5. Суммарная и разностная частоты. Напомним, что в со- ответствии с разд. 11.5.3 Внес и ЕМОд— синусоидальные сигналы, по ивых не является синусоидой. Напряжение Евых на рис. 11.7, в выражается математически либо уравнением (11.6), либо уравне- нием (11.8). Но уравнение (11.8) показывает, что Евых состоит из двух синусоид, частоты которых отличаются как от частоты ЕМОд, так и от частоты Енес. Они имеют суммарную частоту /вес+/мод и разностную частоту /нес—/мод. Эти суммарная и разностная часто- ты вычисляются в примере 11.9. Пример 11.9. На рис. 11.8 несущий сигнал Еиес имеет амплитуду Енес.пик=5 В и частоту /нес=10 000 Гц. Модулирующий сигнал Емоя имеет амп- литуду ЕмОд.пвк=5 В и частоту /ВОд=Ю00 Гц. Требуется вычислить амплитуду и частоту сигналов а) суммарной и б) разностной частоты.
214 Глава 11 Решение. Из уравнения (11.8) амплитудные значения обоих напряжений — суммарной и разностной частот — равны Емод.пнк^нес.пик 5В-5В 90 ~ 90 — ИЛИ. Суммарная частота /иес+Гмод= 10000 Гц+1000 Гц=11000 Гц; разностная час- тота /нес—/мол =10 000 Гц—1000 Гц=9000 Гц. Таким образом, 1/ВЫх состоит из разности двух косинусоидальных сигналов: Пвых==1,25 cos 2л 9000 /В—1,25 cos 2л 11 000 г В. .Этот результат можно проверить, подключив к выходу перемножителя анализа- тор спектра; прибор покажет отклонение в 1,25 В на частотах 11 и 9 кГц. Рис. 11.8. Перемножитель в качестве балансного модулятора.
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 215 Для наблюдения входных и выходных сигналов перемножителя (рис. 11.8) можно использовать осциллограф. Мультипликативная . х тавляющая 1Дых находится из уравнения (11.6): t/BbIX=2,5B(sin2n 10 ООО/) (sin 2л 1000/). ‘“'нес мод В верхней части рисунка ЕВЫх показано совместно с EMOR, а в ниж- ней части рисунка — совместно с Е,к.с. Обратите внимание на то, что Емод и Енес имеют амплитуду 5 В. Амплитудное значение /7ЕЫх равно 2,5 В. 11.5.6. Боковые частоты и боковые полосы. Другой способ пред- ставления выходного сигнала модулятора — диаграмма, на кото- рой амплитуда для каждой частоты представлена в виде верти- кального отрезка прямой. Результирующий частотный спектр по- казан на рис. 11.9, а. Суммарная и разностная частоты ивых на- зываются верхней и нижней боковыми частотами, поскольку они расположены на графике выше и ниже несущей частоты. Входы , Е-мод и ^нес Модулирующий, у В-- сигнал Несущая J----* f, кГц 10 Входы Выход двых SB 1,25 В О 5В Разностная ила нижняя боковая Суммарная или верхняя боковая частота частота -----1— 5 Выход Уцых 58- 1,25 В- 0 •Нижняя боковая Верхняя боковая полоса полоса 6 9 10 11 14 f, кГц б Рис. 11.9. Частотные спектры на входе и выходе балансного модулятора. а — при/Иес = 10 кГц и /Мод=1 кГц (см. пример 11.8); б — при fHec =10 кГц, /модЛ — = ! кГц и /мОД 2=4 кГц.
216 Глава 11 Когда на модулятор (на его вход у) подается больше одного модулирующего сигнала, каждый из этих сигналов создает на выходе суммарную и разностную частоты. Таким образом, у каж- дой входной частоты будут по две боковые частоты, расположен- ные симметрично по обе стороны от несущей. Если известен ожи- даемый диапазон частот модуляции, то можно оценить результи- рующий диапазон боковых частот. Например, при изменении ча- стот модуляции в диапазоне от 1 до 4 кГц нижние боковые частоты попадают в полосу между (10—4) кГц=6 кГц и (10—1) кГц= = 9 кГц. Полоса между 6 и 9 кГц называется нижней боковой по- лосой. В этом же примере верхняя боковая полоса лежит между (10-4-1) кГц=11 кГц и (10 + 4) кГц=14 кГц. Обе боковые полосы, верхняя и нижняя, показаны на рис. 11.9,6. 11.6. Стандартная амплитудная модуляция 11.6.1. Схема амплитудного модулятора. Схема, описанная в разд. 11.5, перемножает несущий и модулирующий сигналы, давая на выходе балансный сигнал, который выражается либо в виде произведения синусоид, либо через суммарную и разностную ча- стоты. В классическом или стандартном амплитудном модуляторе ж выходному сигналу добавляется несущая составляющая. Один из способов добавления несущей для получения AM-выхода пока- зан на рис. 11.10, а. Модулирующий сигнал поступает на один из входов сумматора. Постоянное напряжение, равное амплитудному значению напряжения несущей Внес, пик, подается на другой вход сумматора. Затем выход сумматора подключают ко входу у пе- ремножителя, как показано на рис. 11.10,6. Сигнал несущей пода- ют на вход х перемножителя. Последний перемножает Ех и Еу, и его выходное напряжение есть стандартное АМ-напряжение, определяемое любым из следующих выражений: £^ес пИк —25S422C sin 2л/„ес/ (несущая составляющая) ^вых = + (И.9) (sin 2<к0 (sin2«W) ИЛИ £2 иеспик sin2HfHee; (несущая составляющая) 4- (11.10) ^БЫх ~ ^нес.пию|мод.пмк cos 2 л (Д)ес—fMOp)t (нижняя боковая частота) «с-пи^од-пик CQS 2^ _|_ д^j f (верхняя боковая частота).
мод. пик s^n мод 10 кОм 10 кОм ~ ~ к Входу у | перемножите//# Еу=Енес.пик + + ^мод. пик s^n мод. $ Еу с Выхода сумматора (см. Верхний рисунок} -*-о— "Енес.пик sln fa&ес I Сигнал V несущей ^вых 8 Рис. 11.10. Схема для демонстрации принципов амплитудной и балансной мо- дуляции. а —схема для добаплення несущей для получения AM-выхода; б—модулятор на пе- ~ ремножителе.
218 Глава 11 Форма выходного напряжения UBbIK показана на рис. 11.10,6. Уровни этого напряжения взяты из следующего примера. Пример 11.10. На рис. 11.10 £Нес.пик=£мод.пнк=5 В. Частота несущей /нес = 10 кГц, а частота модуляции (Мод=1 кГц. Определить пиковые значения несущей и мультипликативной составляющих на выходе. Решение. Из уравнения (11.9) определим пиковое значение несущей состав- ляющей: .'Максимальная амплитуда мультипликативной составляющей равна 5В-5В 10 = 2,5В. Форма (/вых показана на рис. 11.10,6. Обратите внимание на то, что огибающая {/Вых имеет ту же форму, что и £Мод. Это является отличительной особенностью стандартного амплитудного (ЛМ), но не балансного модулятора. 11.6.2. Частотный спектр стандартного модулятора AM. Часто- ты сигналов, присутствующих в (7Вых стандартного АМ-модулиро- ванного выхода (рис. 11.10), находят из уравнения (11.10). Ис- пользуем значения напряжений из примера 11.10. Несущая составляющая =2,5 В (в пике) при 10 000 Гц; Нижняя боковая частота=1,25 В (в пике) при 9 000 Гц; Верхняя боковая частота =1,25 В (в пике) при 11 000 Гц. Амплитуды этих частот отложены на диаграмме рис. 11.11, и их можно сравнить с частотным спектром балансного модулятора (рис. 11.9). Постоянная составляющая Ниоюняя Не- выход ивых О Рис. 11.11. Частотный спектр стандартного AM-модулятора. /нес=10 кГц, /мод“1 кГц.
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 219 Модулирующий сигнал SB, 1кГц Чых (балансная модуляция) Рис. 11.12. Сравнение балансной модуляции и стандартной AM (рис. 11.10). 11.6.3. Сравнение стандартных модуляторов AM и балансных мо- дуляторов. Если переключатель на рис. 11.10, а находится в поло- жении «АМ», то Е'вых будет содержать три частоты: fneci )несЗ /мод п /нес—/мод- Заметим, что огибающая 1УЕых имеет ту же форму, что и информационный сигнал Емоя. Этот факт можно использовать для восстановления Емод из AM-сигнала. Если переключатель на рис. 11.10, а находится в положении «балансная», то иБ1ЛХ будет содержат только мультипликативную составляющую, имеющую всего две частоты: /кес+/ыод и /нес—/мод. Огибающая UBWX не повто- ряет ЁМод. Поскольку ЁЕЫХ не содержит /Нес, модуляция такого ти- па называется балансной модуляцией в том смысле, что несущая на выходе отсутствует благодаря балансной компенсации. Ее на- зывают также модуляцией с подавлением несущей, так как несу- щая на выходе подавлена. На рис. 11.12 для сравнения балансной и стандартной ампли- тудной модуляций показаны выходные сигналы модуляторов обо- их типов. 11.7. Демодуляция амплитудно-модулированного напряжения Демодуляция, или детектирование, есть процесс восстановления модулирующего сигнала Емод из модулированного выходного на- пряжения иБЫх- Для объяснения того, как осуществляется демо- дуляция, подадим AM-сигнал на вход у перемножителя, как пока- зано на рис. 11.13. Сигнал каждой частоты на входе у умножает- ся на частоту несущей на входе х, создавая суммарную и разност- ную частоты, как показано на рис. 11.13,6. Поскольку только частота 1 кГц является модулирующим сигналом, применим для выделения ЕМод фильтр нижних частот. Таким образом, демодуля- тор — это просто перемножитель, на один вход которого подается1 несущая частота, а на другой — подлежащий демодуляции
220 Глава 11 Вход 2,6 в; 10 кГц - иеых со схемы рос. 11.106 9,10 и 11 кГц £х2~2.se (ампли- туда), 10 к Гц мо9 1,25 В 11 кГц Вход у 2,5 В 10 кГц + 1,25 В 9 кГц 0,31 В + 0,31В 20 кГц 0,1.5 В 19 кГц 0,15В ' 1 кГц 0,15 В 1 кГц . 0,15 В 21 кГц tybix 2 Фильтра Етд Рис. 11.13. Демодулятор на перемножителе и фильтре нижних частот (а) и амплитуды и частоты компонент сигналов на входах х, у, выходе перемножи- теля и фильтра (б). AM-сигнал. Сигнал с выхода перемножителя подается на фильтр нижних частот, с выхода которого снимается первоначальный мо- дулирующий информационный сигнал £мод. Итак, перемножитель плюс фильтр нижних частот и сигнал несущей дают демодулятор. На рис. 11.14 показаны формы входных и выходных сигналов модулятора и демодулятора AM. Обратите внимание на необыч- ную форму Uвых. 2, являющуюся следствием того, что это напряже- ние содержит шесть составляющих (подробно см. рис. 11.13,6). 11.8. Демодуляция напряжения балансного модулятора Модулирующий сигнал ЕМод восстанавливается с выхода ба- лансного модулятора тем же способом, который был применен на рис. 11.13 и в разд. 11.7. Единственное отличие состоит в отсут-

Рис. 11.15. Демонстрация принципа балансной модуляции и демодуляции,
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 223 । наш несущей частоты 10 кГц на входе у демодулятора. Отсутст- вие этой частоты 10 кГц устраняет также постоянную составляю- IIIмо и составляющую 20 кГц в [7ВЫх.2- Для демонстрации данного способа демодуляции и для показа результирующих сигналов бы- i.i собрана схема на рис. 11.15. Демодулированный сигнал £мод представляет собой не чистую синусоиду, поскольку был использо- 1мн простой фильтр. Если /нес увеличить до 100 кГц, форма £МоД тдет ближе к идеальной синусоиде. Частота несущей, подаваемой на демодулятор, должна в точ- ности равняться частоте несущей, возбуждающей модулятор. 11.9. Модуляция и демодуляция с одной боковой полосой На выход балансного модулятора (рис. 11.8 и 11.9) можно включить фильтр верхних частот (гл. 12). Если этот фильтр по- давляет все нижние боковые частоты, то на выходе будет присут- ствовать одна боковая полоса (SSB)1). Если фильтр не устраня- ет, а только ослабляет нижние боковые частоты (оставляя часть нижней боковой полосы), то мы имеем дело с модулятором с ча- стичным подавлением боковой полосы. Предположим, что на наш SSB-модулятор наряду с несущей /пес подана только одна модулирующая частота /МОд. На выходе модулятора будет только одна верхняя боковая частота /Нес+/моД- Все, что мы должны сделать для демодуляции этого сигнала и восстановления /мод,— это подать SSB-сигнал /Нес+/мод на один, а /Нес — на другой вход перемножителя. В соответствии с положе- ниями, изложенными в конце разд. 11.5.4, на выходе демодулято- ра должны появиться сигналы с суммарной (/Нес+/моД) +/Нес и раз- ностной (/Нес+/мод)—/нес = /мод ЧЭСТОТаМН. Фильтр НИЖНИХ ЧЭСТОТ восстановит модулирующий сигнал /мод и легко подавит сигнал ВЫСОКОЙ частоты 2/нес + /мол- 11. 10. Сдвиг частот В схемах радиосвязи часто бывает необходимо сдвинуть несу- щую частоту /нес вместе со связанными в ней боковыми частотами до более низкой промежуточной частоты /пр. Такой сдвиг каждой из указанных частот осуществляется при помощи перемножителя, включенного по схеме рис. 11.16, а. Промодулированный несущий сигнал подается на вход у. Местный генератор настраивается на частоту /о, равную сумме несущей и требуемой промежуточной ча- стот, и сигнал с него подается на вход х. Частоты, присутствую- Ч Аббревиатура английского написания термина «одна боковая полоса» (single side band) — SSB широко распространена в международной практике ра- диосвязи и технической литературе. — Прим, перев.
Лромодулированная несущая /нес + fмод /нес /нес ~~ /мод_ См. таблицу бнизу +/мод /лч Генератор ПЧ Сигнал на выходе перемножителя Частота сигнала на входе у, кГц Амплитуда, В Частота, кГц 1005 1-5 1455+ 1005 = 2460 20 —и, ио 1455 — 1005 =450 1000 4-5 = 1.0 1455+ 1000 = 2455 20 1455 — 1000 — 455 995 1-5 Л 9Г 1455+ 995 = 2450 1455 — 995 = 460 20 —U, в Рис. 11.16. Схема сдвига частот на перемножителе (а), частотные составляю щие сигнала на выходе перемножителя (6) и демонстрация сдвига частот вхо да у к промежуточной частоте (в).
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 225 пп на выходе перемножителя, вычисляются в следующем при- м-т-с. Пример 11.11. На рнс. 11.16, и сигналы на каждом из входов имеют сле- ' иицие амплитуды и частоты. На входе у: Амплитуда, В Частота, кГц 1 (/нес + /мод) = Ю05 4 /нес — 10^0 1 (/нес /мод) ~ 095 где f„ec — несущая частота станции радиовещания, а (/несТ/мол) и (/нес— /мод) — верхняя и нижняя боковые частоты, вызванные наличием частоты мо- дуляции 5 кГц. На входе х: Местный генератор настроен на частоту 1455 кГц (амплитуда синусоиды равна 5 В), поскольку требуемая промежуточная частота равна 455 кГц1’. Най- ти пиковое значение и частоту каждой составляющей сигнала на выходе пере- мпожителя. _ Решение. Из уравнения (11.10) следует, что максимальная амплитуда каж- дой частотной составляющей па входе у умножается иа амплитуду сигнала местного генератора. Чтобы получить пиковые значения результирующих сиг- налов суммарной п разностной частот на выходе перемножителя, это произве- дение надо умножить еще на '/го (масштабный коэффициент VioX’/a из триго- нометрического тождества). Результаты вычислений сведены в таблицу на рнс. 11.16, б. Все частотные составляющие выхода перемножителя отобра- жены на частотном спектре рис. 11.16, в. В схеме используются фильтры нижних и верхних частот, пропускающие только три ниж- ние промежуточные частоты 450, 455 и 460 кГц2). Верхние проме- жуточные частоты 2450, 2455 и 2460 кГц можно при желании ис- пользовать, однако обычно они. отфильтровываются. Из примера 11.11 можно сделать вывод, что каждая частота, присутствующая на входе у, сдвигается вниз и принимает значе- ние новой промежуточной частоты. Нижняя группа промежуточ- ных частот может быть выделена фильтром. Таким образом, ин- формация, содержащаяся в несущей /Нес, сохраняется и сдвигается в область другой поднесущей или промежуточной частоты. Такой процесс сдвига частот называют также гетеродинированием. 11 В СССР ц, многих странах Европы принята стандартная промежуточная частота 465 кГц. — Прим. реа. 21 Обычно применяется полосовой фильтр, настроенный на полосу (для данн ного примера) 450—460 кГц. — Прим. ред. 15—1718
226 Глава 11 11.11. Аналоговый делитель ' Аналоговый делитель будет давать отношение двух сигналов или обеспечивать управление коэффициентом усиления. Схеме его образуется, как показано на рис. 11.17, включением перемно- жителя в цепь обратной связи операционного усилителя. Посколь- ку вход (—) ОУ потребляет пренебрежимо малый ток, через ре- зисторы с равным сопротивлением R течет один и тот же ток /, Следовательно, напряжение на выходе перемножителя [/перемн рав. но по величине напряжению Ez (относительно земли), но имеет полярность, обратную полярности последнего: Е. ’^перемн' (11.11а) Но Пперемн равно также [/ю (масштабный коэффициент) от про- изведения входного сигнала Ех и выходного напряжения операци- онного усилителя t/вых- Подставляя это значение вместо б/перемн» получаем Разрешив (11.116) относительно (/ВЫх, имеем Ех * (П.Ив) [/вых--- Последнее уравнение показывает, что напряжение на выходе де- лителя [/вых пропорционально отношению входных сигналов Ег и Рис. 11.17. Делитель на ОУ и перемножителе.
Модуляция, демодуляция и преобразование частоты 227 I . Следует не допускать, чтобы Ех становилось равным О В или п| и нимало отрицательные значения, так как при этом операцион- |ц.:н усилитель будет насыщаться. Сигнал Е2 может иметь любое и шение: положительное, отрицательное или равное О В. Отме- |||и, что такой усилитель можно рассматривать как устройство с । >ффициентом усиления Ю/Ех, имеющее Ег в качестве входного tin пала, в котором при изменении х будет изменяться и коэффи- 1ПН ит усиления. Такое управление коэффициентом усиления при пи мощи напряжения полезно для схем с автоматической регули- ровкой усиления (АРУ). 11.12. Нахождение квадратного корня Делитель можно приспособить для нахождения квадратных । орней, подключив оба входа перемножителя к выходу ОУ (рис. 11.18). Уравнение (11.11а) применимо также и к этой схеме, "днако теперь и„еремв равно '/ю (масштабный коэффициент) от 1Лшх’£^вых ИЛИ U2 -Ег=У„=^~- (11.12а) Решение этого уравнения относительно С7ВЫХ (исключаем из рас- смотрения ]/—1) дает 1/вЫХ=уТ0|ЁД. (11.126) Рис. II 18. Схема вычисления корня квадратного па ОУ и перемножителе. 1',’
228 Глава 11 Из этого уравнения следует, что t/вых равно корню квадратному! из десятикратного абсолютного значения Ez. Напряжение Ez долж- но быть отрицательным, иначе ОУ будет насыщаться. Диапазон изменения Ez лежит между —1 и —10 В. Напряжения, величина которых (по модулю) меньше —1 В, будут давать неточные pe--j зультаты. Задачи 1 11.1. Найти 17Вых на рис. 11.1 для следующих комбинаций на входах: a) x=z/=j = 5 В; б) х——5 В; у=5 В; в) х=5 В, у=—5 В и г) —5 В. 1 11.2. Укажите квадрант рабочей точки для каждой комбинации входов преды-' дущей задачи (рис. 11.2,я). 11.3. Как называется процедура, используемая для приведения 17ВЬ1Х к 0 В при равных 0 В напряжениях на обоих входах х и у? 11.4. Найдите 17вых на рис. 11.4, если Евх=—3 В. 11.5. Амплитуда Е1Х на рис. 11.5 равна 5 В, а частота составляет 400 Гц. Оп- ределите, чему равны а) постоянная и б) переменная составляющие вы- ходного напряжения. 11.6. На рис. 11.6 (Епик)х= (£,пвк)0=1О В, а 0 = 30°. Найдите UBax. 11.7. Повторите задачу 11.6 для 0=—30°. 11.8. В балансном модуляторе по рис. 11.8 Ех — синусоида амплитудой 8 В и частотой 15 кГц, а Еу — синусоида амплитудой 5 В и частотой 3 кГц. Определите пиковое значение каждой частотной составляющей на выходе. 11.9. На рис. 11.8 несущая частота равна 15 кГц. Частоты модуляции лежат в диапазоне от 1 до 2 кГц. Найдите верхнюю и нижнюю боковые полосы. 11.10. Переключатель на рис. 11.10 находится в положении «АМ». Модулирую- щий сигнал имеет частоту 10 кГц и амплитуду 5 В. Несущая имеет час- тоту 100 кГц при амплитуде 8 В. Определите пиковое значение и частоту каждой частотной составляющей на выходе. 11.11. Что изменится на выходе схемы из предыдущей задачи, если перевести переключатель в положение «балансная»? 11.12. На вход х (рис. 11.13) подано три синусоидальных сигнала: 5 В, 20 кГц; 2 В; 21 кГц и 2 В, 19 кГц. На входе у — сигнал 5 В частотой 20 кГц. Какие частотные составляющие будут на выходе? 11.13. Желательно сдвинуть сигнал 550 кГц до промежуточной частоты 455 кГц. Какую частоту должен выдавать местный генератор? 11.14. На рис. 11.7 £х=10 В, a Ez=—1 В. Найдите 1УВЫХ.
12 АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ 12.0. Введение Фильтр — это схема, рассчитанная на пропускание сигналов г. определенной полосе частот и подавление сигналов за предела- ми этой полосы. Цепи фильтрации могут быть пассивными и ак- । шпыми. Пассивные фильтры содержат только резисторы, катуш- iji индуктивности и конденсаторы. Активные фильтры, из которых г. ной книге рассматривается лишь один тип, включают в себя на- ряду с резисторами, катушками индуктивности и конденсаторами транзисторы или операционные усилители. Катушки индуктивности г. активных фильтрах используются редко, поскольку они громозд- п, дорогостоящи и могут иметь большие собственные резистивные оставляющие (большое внутреннее сопротивление обмоток). Существует четыре типа фильтров: фильтры нижних и верхних истот, полосовые и заграждающие (или режекторные) фильтры. Иа рис. 12.1 представлены частотные характеристики фильтров н-ех четырех указанных типов. Фильтр нижних частот — это схе- ia, напряжение на выходе которой неизменно от постоянного то- а до частоты среза fcp. По мере увеличения частоты сигнала сверх •J выходное напряжение ослабляется (уменьшается). На рис. 12.1, а дан график зависимости выходного напряжения филь- ра нижних частот от частоты. Сплошная линия графика соответ - гвует идеальному фильтру, тогда как пунктирные линии показы- ают характеристики фильтров нижних частот, получаемые на .рантике. Диапазон частот, в котором сигнал проходит через Ьильтр, известен под названием полосы пропускания. Частоты, на ..оторых сигнал ослабляется, проходя через фильтр, образуют по- лосу заграждения. Частоту среза fCp называют также частотой на уровне 0,707 или —3 дБ, частотой перегиба или излома характе- ристики. Фильтр верхних частот ослабляет выходное напряжение на всех шстотах ниже частоты среза fCp- Выше fCp амплитуда напряжения иа выходе фильтра постоянна. Графики частотных характеристик идеального и реальных фильтров верхних частот даны на рис. 12.1,6; сплошная линия — это идеальная характеристика, т пунктирные кривые показывают, как реальные фильтры верхних частот отличаются от идеального.
о cu Рис. 12.1. Частотные характеристики четырех типов фильтров: нижних (а) и верхних (б) частот, полосового (в) жекторного, (г). ...........................
Активные фильтры 231 11олосовые фильтры пропускают сигналы только в определен- ....юлосе частот и ослабляют все частоты за пределами этой по- Л'" I.'., Режекторные фильтры действуют прямо противоположным oi'p.i iOM, т. е. вырезают определенную полосу частот, пропуская п<|' частоты за пределами этой полосы. Типичные частотные харак- к рпстики полосового и режекторного фильтров представлены на рис 12.1,в и г. Здесь, как и на предыдущих графиках, сплошные линии представляют идеальные кривые, а пунктирные — ре- :1.п.пые. 12.1. Основная схема фильтра нижних частот 12.1.1. Введение. Схема на рис. 12.2, и представляет собой обыч- ный активный фильтр нижних частот (ФНЧ). Фильтрацию выпол- н |ст RC-цепь, а ОУ используется как усилитель с единичным уси- лением. Сопротивление резистора Ro.c равно сопротивлению ре- |ч тора R; оно включено в схему для компенсации сдвига по по- • тянному току. На нулевой частоте емкостное сопротивление бес- конечно велико, а сопротивление постоянному току с обоих вход- ных зажимов па землю должно быть одинаково (см. разд. 9.4). Дифференциальное напряжение между выводами 2 и 3 факти- • • ки равно О В. Отсюда следует, что напряжение на копденсато- !>•• С равно выходному напряжению Пвых, поскольку данная exe- ч.i является повторителем напряжения. £вх делится между R и С. Напряжение на конденсаторе равно (7ВМХ и вычисляется по фор- муле ^выХ— g-Ji/juc (12.1а) ; ш со— частота £ЕХ в радианах в секунду (со = 2л/), а /=У—1. Перепишем уравнение (12.1а) так, чтобы получить коэффициент иления по напряжению с обратной связью Ко. с- При этом мы ;еем К „-Cgbix. _____!___ МО ос £вх 1 + /<о£С* (iz.iuj Чля того чтобы показать, что схема на рис. 12.2, а является филь- ром нижних частот, рассмотрим, как изменяется Ко. с в уравне- нии (12.16) при изменении частоты. На очень низких частотах, г. е. при приближении со к О I Ко. с| = 1, а на очень высоких часто- |.чх, когда со стремится к бесконечности, |Ко. с|=0. (Обратите внимание на то, что здесь речь идет об амплитуде Ко. с, что отра^ -кено знаком модуля.) На рис. 12.2,6 дан график зависимости |Ко. с| от со и показа- но, что на частотах, превышающих частоту среза соср, |КО. с| уменьшается со скоростью 20 дБ/декада. Это то же самое, что ска-
232 Глава 12 Рис. 12.2. Схема (а) и амплитудно-частотная характеристика (б) фильтра нижних частот с крутизной спада —20 дБ/декада. зать: коэффициент усиления по напряжению падает в 10 раз при увеличении частоты со в 10 раз. 12.1.2. Расчет фильтра. Частота среза соСр определяется как ча- стота £ех, на которой |7<о. с| уменьшается до 0,707 от того значе- ния, которое она имела на низких частотах. Это важное положе- ние будет подробно рассмотрено в разд. 12.1.3. Частоту среза вы- числяют по формуле <вср= RC ~ 2л/ср, (12.2а)
Активные фильтры 233 | л. <1>ср — частота среза в радианах в секунду, /ср —частота среза И к-рцах, R — в омах, а С —в фарадах. Уравнение (12.2а) можно п< р< писать, разрешив его относительно С: С=—*—=-^4_________. (12.26) (ОсрЯ 2л/CPR Пример 12.1. Пусть в схеме рис. 12.2, с /?=10 кОм, а С=0,001 мкФ. ye- n'. равна частота среза? Решение. Из (12.2а) “ср = (10-Ю3) (0,001-Ю-6) = 100000 рад/с к а, СОср 105 г. г- Кр ~ ’6^28" = 6,28 = 15,9 к* ц- Пример 12.2. Для фильтра нижних частот по рис. 12.2, а с частотой среза ’ Гц вычислить значение С, если R=\0 кОм. Решение. Из уравнения (12.26) получаем С = 2nfcpR “ 6,28 (2-103) (10 103) ~ °’008 мкФ’ Пример 12.3. Вычислить С для схемы рис. 12.2, а, имеющей частоту среза ’."ООО рад/с и R=l0 кОм. Решение. Из (12.26) С = ~“RpR = (30-Ю3) (10-103) ~ 0,0033 мкф- Выводы. Расчет фильтра нижних частот, аналогичного тому, что и -казан на рис. 12.2, а, осуществляется в три этапа: 1. Выбираем частоту среза соСр или fCp- 2. Выбираем входное сопротивление R, обычно между 10 и и)0 кОм. 3. Вычисляем значение С из уравнения (12.26). 12.1.3. Частотная характеристика фильтра. Значение Ко. с на частоте соср находят, положив в уравнении (12.16) &>КС=1: Ко е=^4т-= 7-Л-45- « 0,707^5». •с /+1 р 2 е'45 Итак, амплитуда Ко. с на частоте ыСр 14,1=^ 0,707 =-3 дБ, । сдвиг по фазе (выхода относительно входа) составляет —45°.
234 Глава 12 Таблица 12.1 Значения модуля коэффициента передачи и фазового сдвига фильтра нижних частот по схеме рис. 12.2, а G)1 Ио. с! 6, град 0,1 С0сР 1 0 —6 0,25 <1)ср 0,97 —14 0,5 0,89 —27 С0ср 0,707 —45 2 ысР 0,445 —63 4 <0ср 0,25 —76 10 соср 0,1 —84 Сплошная кривая на рис. 12.2,6 показывает, чем амплитуда ре- альной частотной характеристики отличается от прямолинейной аппроксимации (показанной пунктиром) в окрестности частоты Мер. На частоте О,1соСр |Ло.с| = 1 (0 дБ), а на частоте 1Ососр. |Ко.с 1=0,1 (—20 дБ). В табл. 12.1 даны амплитуда и сдвиг по фазе при различных значениях и в диапазоне от 0,1соСр до 10©ср, Во многих случаях требуется более крутой спад характеристи- ки выше частоты среза. Одной из широко известных конфигура- ций, которая дает такой спад, является фильтр Баттерворта. 12.2. Первое знакомство с фильтром Баттерворта Во многих применениях фильтров нижних частот необходимо, чтобы коэффициент усиления с обратной связью в пределах поло- сы пропускания был как можно ближе к 1. Для случаев такого рода как нельзя лучше подходит фильтр Баттерворта. Этот фильтр называют также фильтром с максимально плоской характеристи- кой; все фильтры, которые мы будем рассматривать в этой главе, баттервортовского типа. На рис. 12.3 показаны идеальная (сплош- ная линия) и реальные (пунктирные линии) частотные характе- ристики трех типов фильтра Баттерворта. По мере увеличения крутизны спада эти характеристики все больше приближаются к характеристике идеального фильтра. Для получения спада в —40 дБ/декада можно включить после- довательно два активных фильтра, собранных по схеме рис. 12.2, а. Это будет не самое экономное решение вопроса, поскольку здесь требуется два ОУ. В разд. 12.3.1 показано, как можно на одном ОУ построить фильтр Баттерворта, обеспечивающий спад —40 дБ/декада. В разд. 12.4 такой фильтр будет включен после- довательно с фильтром, имеющим характеристику со спадом —20 дБ/декада; при этом мы получим спад —60 дБ/декада. Фильтры Баттерворта не рассчитаны на поддержание посто-
Активные фильтры 235 1’нс. 12.3. Амплитудно-частотные характеристики трех типов фильтров нижних частот по Баттерворту. явного фазового сдвига на частоте среза. Основной фильтр ниж- них частот со спадом — 20 дБ/декада имеет на частоте иСр сдвиг но фазе —45°. Фильтр Баттерворта со спадом —40 дБ/декада имеет на частоте иср фазовый сдвиг, равный —90°, а фильтр со спадом —60 дБ/декада — фазовый сдвиг —135 °C. Таким образом, при каждом увеличении крутизны спада на 20 дБ/декада сдвиг по фазе будет увеличиваться на —45°. Рассмотрим фильтр Бат- терворта, имеющий более крутой спад характеристики, чем —20 дБ/декада. 12.3. Фильтр нижних частот по Баттерворту с наклоном —40 дБ/декада 12.3.1. Упрощенный расчет. Схема на рис. 12.4, а — одна из наи- более широко применяемых схем фильтра нижних частот. Она дает спад —40 дБ/декада, т. е. при увеличении частоты со от ча- стоты среза до 10 соср амплитуда Ко. с уменьшается до 40 дБ. Сплошная линия на рис. 12.4, б представляет собой график фак- тической АЧХ, которая будет рассмотрена более детально в разд. 12.3.2. Операционный усилитель в данной схеме включен так, что на постоянном токе он имеет единичное усиление. Резистор Ко. с обеспечивает компенсацию сдвига на нулевой частоте, как это рассматривалось в разд. 9.4. Поскольку схему ОУ является по существу повторителем на- пряжения (усилителем с единичным усилением), напряжение на С( равно выходному напряжению
236 Глава 12 Рис. 12.4. Схема (а) и амплитудно-частотная характеристика (б) фильтра ниж- них частот с крутизной —40 дБ/декада. Расчет фильтра нижних частот по схеме рис. 12.4, а сильно упрощается, если сделать сопротивления резисторов Pi и Р2 рав- ными друг другу. Расчет производится всего в четыре этапа: 1. Выбираем частоту среза «(р или fcp. 2. Полагаем Pi = /?2=P; обычно значение этого сопротивле- ния выбирается в диапазоне от 10 до 100 кОм. Берем Ро. с=2Р.
Активные фильтры 237 3. Вычисляем значение С! по формуле г ~ °>707 СОсрЯ ' (12.3)' 4. Выбираем С,=2СР (12.4) Пример 12.4. Определить a) Ct и б) С2 для схемы по рис. 12.4, а, имеющей частоту среза 30 000 рад/с. Пусть 10 кОм. Решение, а) Из уравнения (12.3) 0,707 С1 ~ (30.103) (10 -103) °’0024 мкф- б) С2=2 Ci=2 (0,0024 мкФ) =0,0048 мкФ. 12.3.2. Частотная характеристика фильтра. Из показанных пунктиром на рис. 12.4, б кривых видно, что фильтр по схеме рис. 12.4, а не только имеет более крутой спад характеристики на частотах свыше соСр, чем фильтр по схеме рис. 12.2, а, но он, кро- ме того, обеспечивает плоскую характеристику на уровне 0 дБ до частоты почти 0,25 юСр- Фазовые сдвиги, которые дает схема рис. 12.4, а, лежат в диапазоне от 0° при со = 0 рад/с (постоянный ток) до —180° при со, стремящейся к оо (бесконечности). В табл. 12.2 приведено сравнение амплитуд и фазовых сдвигов сигналов в фильтрах нижних частот по схемам рис. 12.2, а и 12.4, а от 0,1 соср до 10 соср. И наконец, для получения спада —60 дБ/декада фильтр по схеме рис. 12.2, а соединяется каскадно с фильтром по схеме рис. 12.4, а. Как мы увидим, все, что необходимо вычислить в этом слу- чае, — это значение емкости конденсаторов. 12.4. Фильтр нижних частот по Баттерворту с наклоном —60 дБ/декада 12.4.1. Упрощенный расчет. Фильтр нижних частот, показанный на рис. 12.5, а, построен на каскадно соединенных фильтрах ниж- них частот с наклоном характеристики —40 и —20 дб/декада, что дает суммарный наклон, равный —60 дБ/декада. Общий ко- эффициент усиления с обратной связью Ко. с равен произведению коэффициентов усиления первого и второго фильтров: ft' > _ 17вь1х UВЫХ, 1 17вых /'о.с р р fl ^ВХ ПВХ иБЫХ,1 (12.5) Для фильтра Баттерворта амплитуда Ко. с на частоте соСр должна быть равна 0,707; чтобы гарантировать в полосе пропускания
Рис. 12.5. Схема (о) и амплитудно-частотная характеристика (б) фильтра ниж- них частот, рассчитанного на обеспечение спада АЧХ — 60 дБ/декада.
Активные фильтры 239 Таблица 12.2 Значения модулей коэффициентов передачи и фазовых сдвигов в фильтрах по схемам рис. 12.2, а и 12.4, а СО 1КО. с1 0, град рнс. 12.2,а рис. 12.4,о рис. 12.2,а рис. 12.4,а <1,1 <оср 1,0 1,0 —6 5-8 о,25 а>ср 0,97 0,998 —14 —21 , 5 ^ср (Оср 0,89 0,707 0,97 0,707 —27 —45 -43 —90 2 ысР 0.445 0.24 —63 — 137 4 йср 0,25 0,053 -76 — 143 10 0,1 0,01 —84 —172 плоскую частотную характеристику, проводим расчет в следую- щем порядке: 1. Выбираем частоту среза соСр или fcp. 2. Выбираем все входные резисторы с равными сопротивле- ниями (7?1 = 7?2=7?з = /?); типичной является величина сопротивле- ния от 10 до 100 кОм. 3. Вычисляем значение Сз из (12.26), которое перепишем в следующем виде: и =____!___ 3 Ь>с.р/? ' 4. 5. CS=2C3. Пример 12.5. Для фильтра нижних частот по схеме рис. 12.5, я, частоту среза 30 000 рад/с и /?1=/?2=/?з=/?, вычислить значения а) и в) С2. Решение, а) Из уравнения (12.6) получаем Сз = (30-108) (10-103) = °’0033 мкФ- б) С1=1/2С3=0,0017 мкФ. в) С2=2СЭ=0,0064 мкФ. Из примера 12.5 видно, что конденсаторы G рис. 12.5, а имеют номиналы, отличные от емкостей рис. 12.4, а, хотя частота среза та же самая. Это необходимо для того, чтобы | Ко. с | в полосе пропускания при приближении часто- ты сигнала к частоте среза оставалась на уровне 0 дБ; в этом случае на частоте ®ср |Лк с| =0,707. (12.6) (12.7) (12.8) имеющего Сз, б) Ci и С2 на схемы
240 Глава 12 Таблица 12.3 |Ло.с| для фильтров нижних частот по схемам рис. 12.2, а, 12.4, а и 12.5, а (0 —20 дБ/декада рис. 12.2,а —40 дБ/декада рис. 12.4,а —60 дБ/декада рис. i2.S,a 0,1 <оср 1.0 1,0 1,0 0 ,^S^tocp 0,97 0,998 0,999 0,5 tocp 0,89 0,97 0,992 СОср 0,707 0,707 0,707 2 ыср 0,445 0,24 0,124 4 (Оср 0,25 0,053 0,022 10 to^p 0,1 0,01 0,001 Таблица 12.4 Запаздывание по фазе в фильтрах пижних частот по схемам рис. 12.2, а, 12,4, а и 12.5, а fi> —20 дБ/декада рис. 12.2,a —40 дБ/декада рис. I2.4,a —60 дБ/декада рис. 12.5,а 0,1 to^p —6° —8° — 12° 0,25 tocp — 14° —21° —29° 0 f 5 tocp —27° —43° —60° “cP —45° —90° —135° 2 tocp —63° —137° —210° 4 tocp —76° — 143° —226° 10 tocp —84° — 172° —256° 12.4.2. Частотная характеристика фильтра. На рис. 12.5,6 сплошной линией дан график реальной АЧХ схемы рис. 12.5, а. Пунктирной линией вблизи перегиба этой характеристики пока- зана ее линейная аппроксимация. В табл. 12.3 проведено сравне- ние амплитуд Ко. с всех трех типов фильтров, представленных в этой главе. Обратите внимание на то, что в схеме по рис. 12.5, а | Ко. с | остается очень близкой к 1 (0 дБ) вплоть до частоты сре- за (оСр, после чего наблюдается ее крутой спад. Сдвиг по фазе в схеме фильтра нижних частот по рис. 12.5, а лежит в диапазоне от 0° при и = 0 (постоянный ток) до —270° при стремлении со к оо. Сравнение фазовых характеристик всех трех рассмотренных фильтров нижних частот дано в табл. 12.4. 12.5. Фильтры Баттерворта верхних частот 12.5.1. Введение. Фильтр верхних частот — это схема, которая ослабляет все сигналы с частотой ниже определенной частоты среза соср и пропускает все сигналы, частота которых выше этой
Активные фильтры 241 Рис. 12.6. Сравнение частотных характеристик трех фильтров верхних частот по Баттерворту. частоты среза. Тем самым фильтр верхних частот выполняет •функцию, противоположную той, что осуществляет фильтр ниж- них частот. На рис. 12.6 даны графики зависимостей коэффициента усиле- ния с обратной связью от частоты со для трех типов фильтра Бат- терворта. Фазовый сдвиг для схемы с наклоном характеристики 20 дБ/декада составляет на частоте соср +45°. Сдвиг сигнала по фазе на частоте <оср увеличивается на 45° при каждом увеличении наклона на 20 дБ/декада. Сравнение фазовых характеристик этих трех типов фильтров верхних частот будет проведено в разд. 12.5.5. Приводимый ниже расчет фильтров верхних частот аналогичен расчету фильтров нижних частот. Фактически вся разница заклю- чается в расположении конденсаторов и резисторов цепей фильт- рацйи. 12.5.2. Фильтр с наклоном характеристики 20 дБ/декада. Срав- ните фильтр верхних частот по схеме рис. 12.7, а с фильтром ниж- них частот по схеме рис. 12.2, а и обратите внимание на то, что С и R здесь поменялись местами. Резистор Ro. с включен для мини- мизации сдвига по постоянному току. Поскольку ОУ включен на рис. 12.7, а как повторитель напряжения, выходное напряжение t/вых равно падению напряжения на R и выражается в следую- 16—1718
242 Глава 12 щем виде: ---J-r-£Bx. (12.9) 1 — 7 <aRC При приближении частоты со в уравнении (12.9) к 0 рад/с t/вых приближается к О В. На высокой частоте, когда со стремит- ся к бесконечности, 1/Вых равно £вх. Так как данная схема не яв- ляется идеальным фильтром, ее частотная характеристика не •идеальна (рис. 12.7, б). Сплошная линия на этом рисунке пред- ставляет реальную АЧХ, а пунктиром показана ее линейная ап- проксимация. Амплитуда коэффициента усиления с обратной связью при со£С=1 равна 0,707. Следовательно, частота среза “ср=-^=2л/ср (12.10а) или «=тфг“т^гг- <12|0б> Причина, по которой (12.106) разрешено относительно R, а не относительно С, состоит в том, что обычно в фильтрах верхних частот выбирается величина С наряду с соСр> a R вычисляется. Расчет схемы рис. 12.7, а включает следующие этапы: 1. Выбор частоты среза соСр или fcp. 2. Выбор удобного значения С. 3. Вычисление значения R из уравнения (12.106). 4. Выбор Ro. C = R. Пример 12.7. Вычислите а) соСр и б) /ср для схемы рис. 12.7, а, если /?= =22 кОм и С=0,01 мкФ. Решение, а) Из (12.10а) имеем 1 ь>ср — (22. юз) (0,01 • IO-6) - 4540 рад(с’ б) f _ ИСР _ 4540 _ 70, г (ср- 2л — 6,28 - 724 Гц. 12.5.3. Фильтр с наклоном характеристики 40 дБ/декада. Схема на рис. 12.8, а должна по расчету служить фильтром Баттерворта верхних частот с наклоном характеристики ниже частоты среза Фер, равным 40 дБ/декада. Чтобы удовлетворить критериям, предъявляемым к фильтрам Баттерворта, АЧХ должна быть на уровне 0,707 при частоте (dcp и на уровне 0 дБ в пределах полосы пропускания. Эти условия будут выполнены, если придерживать- ся следующей процедуры расчета:
Активные фильтры 243 Рис. 12.7. Основная схема (а) и частотная характеристика (б) фильтра верх- них частот с крутизной 20 дБ/декада. 1. Выбираем частоту среза соСР или fCp- 2. Положим Ci = C2 = C и выберем подходящее значение этой емкости. 3. Вычислим значение по формуле ч СОсрС 4. (12.12) 5. Для минимизации сдвига по постоянному току примем Ro. c=Ri- 16*
a Рис. 12.8. Схема (а) и амплитудно-частотная характеристика (б) фильтра верхних частот с наклоном характеристики 40 дБ/декада.
Активные фильтры 245 Пример 12.8. Пусть в схеме по рис. 12.8, a С] = С2=0,01 мкФ. Вычис- ли II, значения a) R\ и б) R2 для частоты среза 1 кГц. Решение, а) Из уравнения (12.11) 1,414 = 6,28 (1 -103) (0,01 • 10-6) ~ 22 ’5 кОм- б) Т?2== 1/2 (22,5 кОм) « 11,3 кОм. Пример 12.9. Вычислить а) R\ и б) R2 для схемы рис. 12.8,а, имеющей частоту среза 80 000 рад/с. С1=С2=125 пФ. Решение, а) Из (12.11) 1,414 “ (80 -103) (125-10~12) = 140 кОм‘ б) 7?2=1/2(140 кОм) =70 кОм. 12.5.4. Фильтр с наклоном характеристики 60 дБ/декада. Как и в случае фильтра нижних частот по рис. 12.5, фильтр верхних частот с наклоном 60 дБ/декада можно сконструировать каскад- ным соединением фильтров с наклоном 40 и 20 дБ/декада. Эта схема (как и другие фильтры верхних и нижних частот) рассчи- тывается как фильтр Баттерворта, имеющий АЧХ, представлен- ную на рис. 12.9,6. Расчет схемы рис. 12.9, а производится в сле- дующем порядке: 1. Выбираем частоту среза юср или fcp. 2. Полагаем С1 = С2 = Сз = С и выбираем подходящий номинал. 3. Определяем /?3 по формуле (12.13) 4. Полагаем 7?1-2/?3. (12.14)1 5. Берем (12.15) 6. Для минимизации сдвига по постоянному току выбираем Ро.с, 1~Р1 И ^?о.с, 2 — Пример 12.10. Пусть в схеме рис. 12.9, с С|=С2=С3=С=0,1 мкФ. Опре- делить а) 7?3, б) Ri и в) R2 для частоты среза 1000 рад/с. Решение, а) Из уравнения (12.13) = (1.ЮЗ) (0,Ы0-6) = 10 кОм' б) Rl = 2Rs=2-10 кОм = 20 кОм. в) ^2=1/У?з=|/2’ Ю кОм=5 кОм. Пример 12.11. Определить а) /Д, б) /?| и в) R2 для схемы рис. 12.9, а, имеющей частоту среза 60 кГц и С1=С2=С3=С=220 пФ.
Рис. 12.9. Схема (а) и частотная характеристика (б) фильтра верхних частот по Баттерворту, обеспечивающая наклон характеристики 60 дБ/декада.
Активные фильтры 247 Решение, а) Из (12.13) *з == 6,28 (60-103) (220-10-12) = 12 кОм' б) 7?1=27?3=2-12 кОм=24 кОм. в) 7?2=1/2^3=1/2-12 кОм=6 кОм. При желании можно включить фильтр с наклоном АЧХ ?0 дБ/декада перед фильтром, имеющим наклон АЧХ 40 дБ/де- када, поскольку операционные усилители, имеющие развязку вы- хода от входа, не нагружают друг друга. 12.5.5 . Сравнение коэффициентов передачи и фазовых сдвигов. В табл. 12.5 приведено сравнение модулей Ко. с трех описанных выше фильтров верхних частот. При каждом увеличении крутиз- ны на 20 дБ/декада схема фильтра обеспечивает лучшее прибли- жение к 0 дБ на частотах свыше <оср. Фильтр Баттерворта верхних частот с крутизной 20 дБ/дека- да на частоте юСр сдвигает фазу сигнала на 45°. Фильтр с крутиз- ной 40 дБ/декада в тех же условиях обеспечивает сдвиг по фазе, Таблица 12.5 Сравнение |Л0. с| для схем по рис. 12.7, а, 12.8, а и 12.9, а СО 20 дБ/декада рис. 12.7, а 40 дБ/декада рис. 12.8, а 60 дБ/декада рис. 12.9, а 0,1 соср о,1 0,01 0,001 0,25й)ср 0,25 0,053 0,022 0,5а»ср 0,445 0,24 0,124 исР 0,707 0,707 0,707 2сосР 0,89 0,97 0,992 4соср 0,97 0,998 0,999 1 OtDcp 1,0 1,0 1,0 Таблица 12.5 Сравнение опережения по фазе в схемах по рис. 12.7, а, 12.8, а и 12.9, а (0 20 дБ/декада рис. 12.7, а 40 дБ/декада рис. 12.8, а 60 дБ/декада рис. 12.9, а 0,1сосР 84° 1729 256° 0,25й>сР 76° 143° 226° 63° 137° 210°' (0ср 45° 90° 135е 2tocp 27° 43° 60° 4сосР 14° 21° 29° 1 OcDqp 6° 8° 12°
248 Глава 12 равный 90°, а фильтр с крутизной 60 дБ/декада—135°. Значения фазового сдвига в окрестности <вср, создаваемого фильтрами трех указанных типов, даны в табл. 12.6. 12.6. Полосовые фильтры 12.6.1. Введение. Полосовый фильтр—это схема, рассчитанная на пропускание сигналов только в определенной полосе частот и режекцию (подавление) сигналов за пределами этой полосы. Час- и схема (б) полосового фильтра. /Г Рис. 12.10. Частотная характеристика (а)
Активные фильтры 249- ютная характеристика полосового фильтра показана парне. 12.1, в и 12.10,а. Фильтр такого типа дает на выходе максимальное на- пряжение С7Макс/ т. е. имеет максимальное усиление по напряже- нию только на одной частоте, называемой резонансной часто- той сор. Если частота сигнала отличается от резонансной, выход- ное напряжение уменьшается. Существует одна частота выше и одна — ниже <ор, на которых коэффициент усиления по напряже- нию равен 0,707 Лр. Эти частоты обозначаются соответственно как <ов (верхняя частота среза) и <ои (нижняя частота среза). Полоса частот между сов и <он есть полоса пропускания В=юв—«>н. (12.16) Полосовые фильтры делятся на узкополосные и широкополос- ные. Узкополосным считается фильтр, полоса пропускания кото- рого непревышает однойдесятой резонансной частоты (7?<0,1 сор). В противном случае (при В>0,1 сор) фильтр будет широкополос- ным. Отношение частоты резонанса к полосе пропускания назы- вается коэффициентом добротности (или просто добротностью) Q схемы. Q характеризует избирательность схемы. В формульном виде (12.17а) или (12.176) У узкополосных фильтров Q> 10, а у широкополосных Q<10. 12.6.2. Узкополосные фильтры. Схему на рис. 12.10,6 можно рассчитать как широкополосный фильтр (с Q<10), так и как узкополосный (с Q> 10) фильтр. В отличие от фильтров нижних или верхних частот, описанных в разд. 12.1—12.5, фильтр, показанный на рис. 12.10, б. можно вы- полнить с Ко. с>Е Максимальное усиление Кр имеет место на частоте резонанса (рис. 12.10, а). Обычно разработчик выбирает сначала частоту резонанса юр и полюсу пропускания В, после че- го вычисляет Q по уравнению (12.17а). В некоторых случаях вы- бираются о)р и Q, а вычисляется В —по уравнению (12.176). Для упрощения расчета и вычислений выберем Ct = C2 = C и определим Д1, Дг и А’3 из следующих выражений: (12.18) «.“Л- (12.19).
.250 Глава 12 Чтобы Z?3 было положительным, необходимо, чтобы 4Q2>2/fp. В уравнении (12.18) В измеряется в радианах в секунду. Пример 12.12. Рассчитать полосовый фильтр по схеме рис. 12.10,6, имею- щий <ор=10 000 рад/с, Кр=40, <2=20 и С,=С2=С=0.01 мкФ. Решение. В соответствии с уравнением (12.176) имеем п 10- Юз в = —2Q— — 500 рад/с. Из (12.18)—(12.20) получаем 2 500 (0,01 10-в) =400 к0м. 400-103 Ki ~ - 2-40 " = 5 кОм> 400.10s ^з = (4.400) —(2-40) = 263 Ом Пример 12.13 Если полосу пропускания в предыдущем примере требуется увеличить до 1000 рад/с, то чему в этом случае будут равны a) Q, 6) R2, в) Bi и г) Rs? Решение, а) Из (12.17а) б) Из (12.18) 2 (ЫО3) (0,01-10-в) —200 кОм. в) Из (12.19) 200-1О3 Rt = 2. Ю =2,5 кОм. г) Из (12.20) 200 103 ~ (4-400) — (2-40) ~ 625 Ом- 12.6.3. Широкополосные фильтры. Как указывалось выше, по- лосовой фильтр с широкой полосой пропускания — это схема, у которой Q<10. Схему, показанную на рис. 12.10, б, можно рас- считать так, чтобы она служила широкополосным фильтром, и в расчете можно использовать уравнения (12.18) — (12.20) при ус- ловии, что 4Q2>2Kp. Пример 12.14. Рассчитать схему по рис. 12.10,6, имеющую сор=20 000 рад/с, Кр=10, Q=5 и С, = С2=С=0,01 мкФ. Решение. В соответствии с уравнением (12.176) 20-103 В = —g— = 4000 рад/с.
Активные фильтры 25D Рис. 12.11. Частотная характеристика широкополосного фильтра, полученного- последовательным включением фильтров по рис. 12.5, а и 12.9, о. Из уравнений (12.18)—(12.20) имеем 2 = (4 - 10s) (0,01-Ю"6) = 50 кОм 50-103 °" = 2-10 ~~ 2,5 к®м* 50-103 = (4-25) - (2 10) = 625 С “• Существует еще один способ получения широкополосного- фильтра, состоящий в последовательном включении фильтров нижних и верхних частот. Например, подключение фильтра ниж- них частот из примера 12.5 к фильтру верхних частот из примера 12.10 дает частотную характеристику, показанную на рис. 12.11. Хотя в таком широкополосном фильтре используется четыре ОУ, однако в этом случае мы имеем спад за пределами нижней и верхней частот среза, равный 60 дБ/декада. Усиление в полосе пропускания равно 1, поскольку и ФНЧ, и ФВЧ имеют единичное усиление. При построении широкополосного фильтра такого типа- безразлично, какой фильтр стоит первым, а какой — вторым; 12.7. Режекторные фильтры Схема на рис. 12.12, а представляет собой режекторный или- заграждающий фильтр. Его ЛЧХ показана на рис. 12.1, г и 12.12,6. Сигналы нежелательной частоты, лежащие в полосе за- граждения, ослабляются. Например, может возникнуть необхо- димость в ослаблении сигналов шумов частотой 60 или 400 Гц,.
252- Глава 12 Рис. 12.12. Схема (а) и частотная характеристика (б) режекторного фильтра. наводимых на схему генератором. Расчет .режекторного фильтра выполняют в пять этапов. Обычно вам известны или становятся известны в процессе проектирования требуемая полоса пропуска- ния В или добротность Q, а также резонансная частота ©р. При этом расчет производится следующим образом: 1. Выбираем Ct = C2=C (некоторое удобное для нас значение).
Активные фильтры 253 2. Определяем Rz из формулы (12.21) ю В измеряется в радианах в секунду. 3. Вычисляем Ri по формуле (12.22) 4. Выбираем удобное значение Ra, например 1 кОм. 5. Вычисляем Rb по формуле Rb=2Q2Ra. (12.23) Описанная процедура расчета иллюстрируется примером. Пример 12.15. Рассчитать режекторный фильтр по схеме рис. 12.12, а, так, чтобы fp=400 Гц и Q=5. Пусть Ci=C2=C=0,01 мкФ. Решение. мр=2л/р~6,28-400=2510 рад/с. Из (12.17а) 2.51-Юз В = ——е---~ 500 рад/с. э Из (12.21) получаем 2 = 500 (0,0110 <;) = 400 кОм‘ Из (12.22) Выбираем Ra = l кОм и из (12.23) получаем Rb = 2 • 25 • 1 кОм = 50 кОм. При настройке режекторного фильтра по рис. 12.12 следует выполнить следующие операции: 1. Заземлить .вход ( + ) ОУ. Полученная в результате цепь яв- ляется полосовым фильтром, аналогичным показанному на рис. 12.10,6, но без R3. Усиление этого полосового фильтра на ча- стоте ®р равно 2Q2. (Например, в примере 12.15 усиление рав- но 50.) Подгоните сопротивление RI и Rz для точной настройки на ojp и подстройки В. 2. Удалите заземление с входа (+) и подстройте Rb до зна- чения, полученного из (12.23). На рис. 12.12,6 показана частотная характеристика режектор- ного фильтра. Обратите внимание на то, что полоса пропускания фильтра определяется как полоса частот на уровне —3 дБ от мак- симального значения характеристики.
254 Глава 12 Задачи 12.1. Перечислите четыре типа фильтров. 12.2. Какого типа фильтр дает на выходе напряжение, имеющее неизменное значение от постоянного тока до частоты среза? 12.3. Какой фильтр пропускает сигналы в определенной полосе частот, ослаб- ляя все частоты за пределами указанной полосы? 12.4. Чему равна частота среза в схеме по рис. 12.2, а, если К=Ю0 кОм и С=* =0,02 мкФ? 12.5. Фильтр нижних частот на рис. 12.2, а рассчитан на частоту среза 4,5 кГц. Вычислите R, если С= 0,005 мкФ. 12.6. Определите величину С на рис. 12.2, а, если частота среза ыср = = 50 000 рад/с и R=20 кОм. 12.7. Каковы две отличительные особенности фильтра Баттерворта? 12.8. Рассчитайте фильтр нижних частот с крутизной —40 дБ/декада и часто- той среза 10 000 рад/с. Пусть 7?1=/?2=50 кОм. 12.9. Вычислите частоту среза /Ср схемы на рис. 12.4, о, если /?1=Т?2=10 кОм, С] = 0,001 мкФ, а С2=0.002 мкФ. 12.10. Вычислите значения а) С3, б) Ci и в) С2 для схемы по рис. 12.5, а, имею- щей частоту среза 10 000 рад/с. /?i=/?2=R3=10 кОм. 12.11. Определите частоту среза соср на рис. 12.5, а, если 7?1=/?2=/?3==20 кОм, С(=0,002 мкФ, С2=0,008 мкФ и С3=0,004 мкФ. 12.12. На рис. 12.5,0 С| = 0,01 мкФ, С2=0,04 мкФ и С3=0,002 мкФ. Вычислите R для частоты среза 1 кГц. 12.13. Вычислите значение R на рис. 12.7, о, если С=0,04 мкФ и /ср=500 Гц. 12.14. Вычислите для схемы по рис. 12.7, а шСр и /ср, если 7?=10 кОм и С= = 0,001 мкФ. 12.15. Рассчитайте фильтр верхних частот с крутизной 40 дБ/декада, имеющий о>ср=5000 рад/с, С!=С2=0,02 мкФ. 12.16. Вычислите a) Rt и б) R2 для схемы по рис. 12.8, а с частотой среза 40 000 рад/с. Ci = C2=250 пФ. 12.17. Пусть на рис. 12.9, с С\ = С2=С3=0,05 мкФ. Определите a) R->„ б) Rt и в) R2 для получения частоты среза 500 Гц. 12.18. Схема по рнс. 12.9, о имеет следующие расчетные значения элементов: С| = С2=С3=400 пФ, 7?, = 100 кОм, 7?2=25 кОм и R3=50 кОм. Вычислите частоту среза /гр. 12.19. Если в полосовом фильтре ы„=22 500 рад/с и ым=22 100 рад/с, то чему равна полоса пропускания, выраженная а) в рад/с в б) в герцах? 12.20. Для значений, приведенных в предыдущей задаче, определите коэффици- ент добротности Q. 12.21. Рассчитайте полосовой фильтр по схеме рис. 12.10,6, имеющий ыр= = 10 000 рад/с, КР=5, Q=10 и С(=С2=0,001 мкФ. 12.22. Если усиление на резонансной частоте в предыдущей задаче увеличить до 10, то чему будут равны Ri, R2 и 7?3? 12.23. В полосовом фильтре по рис. 12.10,6 Ci = C2=0,01 мкФ, Ri=40 кОм, R2=400 кОм и /?3=252 Ом; определите а) полосу пропускания (в рад/с), б) усиление на частоте резонанса, в) Q и г) частоту резонанса (в Гц). 12.24. Рассчитайте режекторный фильтр по схеме рис. 12.12, а, имеющий о>Р = =2000 рад/с, Q = 10 и С| = С2=0,1 мкФ. Примем Ra~l кОм.
13 ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ТАЙМЕРЫ 13.0. Введение Генераторы синусоидальных колебаний и импульсов пилооб- разного или прямоугольного напряжения, одновибраторы, схемы охранной сигнализации и индикаторы напряжения —все это схе- мы, в которых необходимо обеспечить получение точных интер- валов времени. Наиболее популярная (на сегодняшний день) ин- тегральная микросхема таймера ИМС 555 была создана и выпу- щена впервые фирмой Signetics Corporation (приложение 4). ИМС 555, как и операционные усилители общего применения, об- ладает такими качествами, как надежность, простота использова- ния в целом ряде применений и низкая стоимость. Кроме того, таймер 555 может работать от напряжений питания от 5 до 18 В, что делает его совместимым как с ТТЛ-схемами (схемами тран- зисторно-транзисторной логики), так и со схемами на операцион- ных усилителях. Данную ИМС можно рассматривать как функ- циональный блок, содержащий два компаратора, два транзисто- ра, три резистора с одинаковым сопротивлением, триггер и выход- ной каскад; функциональная схема ИМС 555 показана на рис. 13.1. Наряду с таймером 555 имеются также счетные таймеры. При- мером такого таймера служит ИМС XR-2240, выпускаемая фир- мой Ехаг (приложение 5). XR-2240 объединяет в одном корпусе с 16 выводами таймер 555 и программируемый двоичный счетчик. Взятый отдельно таймер 555 обеспечивает максимальное время выдержки 15 мин. Счетные таймеры имеют время выдержки, ко- торое может составлять несколько дней. Как в первом, так и во втором случае это время можно увеличить до месяцев, включая таймеры последовательно. Начнем рассмотрение таймеров с ИМС 555 и*ее применений, а затем перейдем к счетным таймерам. f 13.1. Режимы работы таймера 555 ИМС таймера 555 имеет два режима работы; он может рабо- тать либо как мультивибратор, либо как одновибратор (жду- Ш1Ц1 мультивибратор). На рис. 13.2,а показана микросхема 555 в режиме генерации свободных колебаний, при котором выходное напряжение переключается с высокого на низкий уровень и об-
a Импульс запуска ^вьа: О A t 6 i Рис. 13.2. Режимы таймера 555: автоколебательный (а) и ждущий (б).
Интегральные таймеры 257 ратно. Длительность поддержания на выходе ИМС высокого или низкого уровня напряжения определяется параметрами ЯС-цепи, подключаемой к таймер}' 555 (разд. 13.2). Значение высокого уровня напряжения чуть меньше Ек. Выходное напряжение в со- стоянии низкого уровня составляет ~0,1 В. Когда таймер работает в режиме одновибратора, выходное напряжение остается низким до тех пор, пока на таймер не по- ступит отрицательный перепад запускающего импульса, после чего выход переключается на высокий уровень. Время, в течение которого на выходе сохраняется этот высокий уровень напряже- ния, определяется номиналами резистора и конденсатора, под- ключенных к ИМС таймера. По окончании интервала выдержки выход возвращается в состояние с низким уровнем. Более под- робно работа таймера в режиме с одним устойчивым состоянием исследуется в разд. 13.5 и 13.6. Для того чтобы понять, как работает таймер 555, приведем краткое описание функции каждого вывода микросхемы. 13.2. Выводы ИМС 555 13.2.1. Корпусы и выводы питания. ИМС таймера 555 выпуска- ется в корпусах двух типов: ТО 99 и Д1Р (рис. 13.3 и приложе- ние 4). Вывод 1 — общий или земляной, а на контакт 8 подается положительное напряжение питания Ек, которое может быть лю- бым в диапазоне от +5 до +18 В. Таким образом, ИМС 555 можно питать от источников питания цифровой логики ( + 5 В), линейных ИМС ( + 15 В), автомобильных аккумуляторов или ба- тарей сухих элементов. Схема ИМС 555 требует для обеспечения токов смещения своих внутренних цепей приблизительно 0,7 мА на каждый вольт питания (т. е. 10 мА для Ек= + 15 В). Макси- мальная мощность, рассеиваемая одним корпусом, составляет 600 мВт. 13.2.2. Выход. Выходом ИМС 555 служит вывод 3, и его режи- мы можно показать на основе моделей рис. 13.4. Выход микро- Запуск |(5) Земля Разряд @| Порог @ 'Управляющее напряжение Земля С Запуск CZ Выход С Сброс Q 2 з Выход Сброс а Рис. 13.3! Цоколевка ИМС 555 в круглом i корпусе DIP (б). Вид сверху. 7 □ Разряд 6 □ Порог 5 □ Управляющее [ напряжение ' 8 металлическом (а) и 8-контактном 17—1718
Е* Ек г Рис. 13.4. Включение нагрузки и работа выходной цепи таймера 555.
Интегральные таймеры 259 хсмы имеет два состояния — с низким и высоким уровнем вы- ходного напряжения. В первом состоянии выход ИМС 555 экви- и.1лентен цепи, заземленной через низкое (~10 Ом) сопротивле- ние (рис. 13.4, а и в). Когда уровень напряжения на выходе тай- мера высокий, его выходная цепь эквивалентна резистору 10 Ом, включенному, как показано на рис. 13.4, биг, между зажимом источника питания Ек и выводом 3 ИМС. Нагрузку к выходному зажиму микросхемы можно подклю- чить двумя способами: 1) между выводом 3 и шиной £к и 2) меж- ду выводом 3 и землей. На рис. 13.4, а уровень выхода ИМС 555 низкий и по нагрузке течет ток. Этот ток втекает в выходной за- жим микросхемы, и при его величине, не превышающей 10 мА, напряжение на выходе составляет приблизительно 0,1 В. При та- ком типе подключения нагрузки последняя отключается (т. е. по ней не течет ток), когда уровень выходного напряжения стано- вится высоким (рис. 13.4, б). На рис. 13.4, в показана заземленная нагрузка. Ток в этой на- грузке выключается, когда на выходе ИМС 555 низкий уровень напряжения. При переключении уровня выхода на высокий из выходного зажима ИМС в нагрузку поступает ток (см. рис. 13.4, г). Максимальный ток, который микросхема таймера 555 может ком- мутировать в нагрузке, составляет 200 мА. Высокий уровень вы- ходного напряжения приблизительно на 0,5 В ниже Ек. 13.2.3. Вход «запуск». Таким входом в таймере 555 является вы- вод 2. Если напряжение на этом выводе держится на уровне, пре- вышающем 2/3 £к, на выходе сохраняется «низкий» уровень на- пряжения. Отрицательный фронт импульса достаточной амплиту- ды, поданного на вывод 2, вызывает спусковое переключение вы- хода на «высокий» уровень. Длительность импульса запуска должна быть меньше ожидаемой длительности выходного им- пульса. Если на зажиме «запуск» поддерживать «низкий» уро- вень напряжения, то выход остается в состоянии «высокого» уровня, однако надолго заземлять эту цепь не следует. Детально эти положения будут рассмотрены в разд. 13.3. 13.2.4. Вход «блокировка». Эта цепь (вывод 4) позволяет бло- кировать командные сигналы, подаваемые на вход запуска. Когда блокировка не нужна, вывод 4 следует подключать к шине £к. Если йывод блокировки заземлен или потенциал на нем ниже 0,4 В, обе цепи, выходная (вывод 3) и разряда (вывод 7), на- ходятся приблизительно под потенциалом земли. Другими сло- вами, при этом на выходе поддерживается «низкий» уровень на- пряжения. Если уровень выхода был «высоким», то заземление зажима блокировки немедленно переводит его на «низкий» уро- вень. 17*
260 Глава 13 Рис. 13.5. Моделирование разрядной цепи при «низком» (а) и «высоком» (б) уровне напряжения на выходе. 13.2.5. Цепь разряда. Эта цепь (вывод 7) используется для раз- ряда навесного конденсатора в период выдержки, когда уровень выхода низкий. Когда выход имеет высокий уровень, цепь выво- да 7 разомкнута, что позволяет конденсатору заряжаться со ско- ростью, определяемой номиналами навесного резистора (или ре- зисторов) и конденсатора. На рис. 13.5 показана модель цепи разряда для моментов разряда и заряда конденсатора С.
Интегральные таймеры 261 13.2.6. Вывод порогового напряжения. На этом входе (вывод 6) Икнется напряжение, соответствующее верхнему пределу напря- жения на навесном конденсаторе. Это значит, что, как только ИМС 555 переключается в состояние с «высоким» уровнем выхо- д.|, напряжение на конденсаторе Uc начинает изменяться так, как Показано на рис. 13.5,6, а когда Uc достигнет порогового напря- жения, приблизительно равного 2/3 Ек, выход ИМС 555 переклю- чится в состояние «низкого» уровня. 13.2.7. Вход управляющего напряжения. Обычно между этим плодом (вывод 5) и землей подключается конденсатор фильтра емкостью 0,01 мкФ. Этот конденсатор шунтирует напряжение на- водок и (или) пульсаций от источника питания, уменьшая до ми- нимума их влияние на пороговое напряжение. Вывод задания управляющего напряжения можно также использовать для одно- временного изменения уровней порогового напряжения и напря- жения запуска. Подключив, например, между выводами 5 и 8 резистор 5 кОм, мы изменим пороговое напряжение до 0,8 Ек, а напряжение запуска — до 0,2 Ек. Поданное на вывод 5 извне на- пряжение будет изменять оба этих напряжения — пороговое и запуска, и это можно использовать, кроме того, для модуляции сигнала на выходе микросхемы. 13.3. ИМС 555 в режиме генерации свободных колебаний 13.3.1. Работа схемы. На рис. 13.6, а ИМС 555 включена по схе- ме мультивибратора. Конденсатор С заряжается через Ra и Rb от источника Ек. Разряжается конденсатор через резистор RB и вывод 7. Когда конденсатор заряжается, уровень напряжения на выходе «высокий» (~4,5 В, если Ек=5 В). По достижении на- пряжением на конденсаторе Uc уровня 2/3 Ек компаратор 1 (на рис. 13.1) переключает выходной каскад таймера в состояние «низкого» уровня, как показано на рис. 13.6, в. В момент, когда конденсатор разрядится до напряжения */з Ев, сработает компа- ратор 2, что вызывает переключение выходного напряжения на «высокий» уровень, и цикл повторяется. Форма напряжений на конденсаторе и выходе ИМС показана на рис. 13.6. 13.3.2. Частота генерации. «Высокий» уровень напряжения на выходе держится в течение времени, пока С заряжается от */з Ек до 2/3 Ev, как показано на рис. 13.6, б и в. Это время определяется выражением f =0,695 (Ra + Rb) С. (13.1) Выход имеет «низкий» уровень в течение времени, пока С разря- жается от?/3 Ек до */3 Ек, т. е. t°=0,695RBC. (13.2)
Рис, 13.6. Схема включения (а) и формы напряжений на конденсаторе и выходе (в) таймера 555 для работы в режиме автоколебаний.
Интегральные таймеры I -'Ким обра:;уом> период колебаний Т=t' +1°=0,695 (RA 4- 2RB) С. ___263 (13.3) Частота колебаний М=7^и,- На рис. 13.7 дан график уравнения (13.4) для различных значе- ний (7?л+27?в); из этого графика при расчете автоколебательно- ;о мультивибратора можно быстро определить, какие значения сопротивления и емкости необходимы. Пример 13.1. Вычислить: a) Р, б) t° и в) частоту свободных колебаний схемы таймера на рис. 13.6, а. Решение. Из уравнения (13.1) /'=(),695(6,8 кОм+3,3 кОм)0,1 мкФ=0,7 мс. б) Из уравнения (13.2) б>=0,695-3,3 кОм-0,1 мкФ=0,23 мс. в) Из (13.4) 1,44 f = (6,28 кОм + 2-3,3 кОм) 0,1 мкФ = 1,07 кГц' Последний результат согласуется с тем, который можно получить из графика рис. 13.7. Рнс. 13.7. Номограмма для определения частоты колебаний в схеме рис. 13.6. 1 1,44 ' f= T = (КЛ+2ЯВ)С •
264 Глава 13 13.3.3. Скважность импульсов. Отношение интервала t°, в течв ние которого выход имеет «низкий» уровень, к общему периоду называется скважностью импульсов QB. В виде формулы это оп| ределение записывается так: I П — /14 к] Q„_ т = Ra+2Rb . Пример 13.2. Вычислить скважность импульсов для значений элементом данных на рис. 13.6, а. - Решение. Из формулы (13.5) j З.ЗкОм i ~' 6,28кОм+ 2-3,ЗкОм -°-25- Этот результат можно проверить по рис. 13.6, в, из которого вид^ но, что уровень выхода «низкий» в течение приблизительно 25%' времени всего периода Т. Уравнение (13.5) показывает, что не-, возможно получить скважность, равную 1/2, или 50%• Следова- тельно, схема рис. 13.6, а не способна выдавать прямоугольные колебания типа «меандр». Имеется только одна возможность по- лучить в уравнении (13.5) QH=1/2: сделать RA=0. Это достигает- ся замыканием накоротко вывода 7 на шину Ек. Однако RA долж- но быть достаточно велико, чтобы при открытом разрядном тран- зисторе ограничить в нем ток величиной, меньшей 0,2 А. Учиты- вая малость f7K-0.Hac в сравнении с Ек, можно записать, что ми- нимальное значение RA в омах ШМЙИ~ 0^4-. (13.6а) или (Е/[)мин ~ 5ЕК. (13.66) Из последнего выражения следует, что RA не может быть рав- но 0. Следовательно, для увеличения скважности импульсов не- обходимо искать другой путь. 13.3.4. Увеличение скважности. Выше было показано, что скваж- ность импульсов в схеме рис. 13.6, а никогда не может быть сде- лана равной или больше 50%. Этого можно достичь, включив па- раллельно RB диод, как показано на рис. 13.8, а. Теперь конден- сатор заряжается через RA и диод, а разряжается через Rb- Вы- ходной сигнал имеет временные параметры: =0,695/?/?, (13/7а) =0,695/?/?, (13.76) T=0,695(Ra+Rb)C. (13.7b) Из (13.7а) и (13.76) видно, что при RA = RB скважность QB рав- на 50%, как это показано на рис. 13.8, бив.
Рис. 13.8. Включение диода параллельно RB для получения скважностей ^50%. а— схема; б — форма напряжения на конденсаторе; в —форма выходного напряжения.
266 Глава 13 13.4. Применения мультивибратора на ИМС 555 13.4.1. Генератор тональных посылок. Когда переключатель н| рис. 13.9 установлен в положение «непрерывный», таймер В ра« ботает как мультивибратор. Частоту его колебаний можно изме- нять от 1,3 до 14 кГц, при помощи потенциометра 10 кОм. Если этот потенциометр заменить термистором или фоторезистором, ча- стота колебаний будет пропорциональна соответственно темпера- туре или интенсивности освещения (освещенности). Таймер А генерирует колебания более низкой частоты. Ниж- ний предел частоты колебаний, задаваемый потенциометром 1 МОм, составляет ~1,5 Гц. Можно получить еще более низкук частоту, заменив конденсатор 1 мкФ большей емкостью. При установке переключателя в положение «пачки» с выхода тайме- ра А (вывод 3) на вывод «блокировка» 4 таймера В попеременно- поступает либо потенциал земли, либо высокий уровень напря- жения. Когда вывод 4 таймера В заземлен, генерация невозмож- на; при снятии заземления таймер В работает как генератор. В результате таймер В выдает импульсы пачками. Выходной сиг- нал генератора тональных посылок 47вых берется с вывода 3 тай- мера В. Напряжение 17Вых можно подавать либо на усилитель НЧ. либо через понижающий трансформатор тель. прямо на громкоговори- Интегральная микросхема таймера 14-штырьковом планарном корпусе два тональных посылок можно выполнить на 556 содержит в одном таймера 555. Генератор одной ИМ.С 556. 13.4.2. Генератор с перестраиваемой схему с 50%-ной скважностью импульсов, скважностью. Добавив в- на показанную
Интегральные таймеры 267 Рис. 13.10. Генератор прямоугольных импульсов с регулируемой скважностью. рис. 13.8, а, еще один диод, резистор и потенциометр, можно скон- струировать генератор прямоугольных колебаний с перестраивае- мой скважностью. Результат показан на рис. 13.10, где диоды Да и Дв создают независимые цепи заряда и разряда конденсато- ра С. Заряд последнего происходит от источника Ек через Ra и Да, а разряд —через Дв, Rb и вывод 7 на землю. Времена заря- да tl и разряда /° определяются соответственно уравнениями (13.7а) и (13.76). Период Т и скважность QH определяются следу- ющими выражениями: Т=0,7 (Ra + Rb) С, (13.8а) «-=Л- <13-8б> В данной схеме можно получить скважность от 1 до 99%. Пример 13.3. Вычислить скважность импульсов в схеме рис. 13.10, если движок потенциометра установлен а) в верхнее и б) в нижнее по схеме по- ложение. Решение, a) Ra — 1 кОм, a Rb='1i1 кОм, так что 11 кОм <?и= 1 кОм+11 кОм~°’92’ или 92%: это означает, что t° составляет 92% от общего периода Т. б) Ra=H кОм, a Rb=1 кОм, так что 1 кОм 11 кОм+1 кОм~°’082’ или8>2%-
268 Глава 13 В этом положении движка t° занимает всего 8,2% общего периода Т. 13.5. Работа ИМС 555 в режиме одновибратора 13.5.1. Введение. Не всегда требуется иметь постоянно повтД ряющийся сигнал, в частности такой, как сигнал на выходе аЛ токолебательного мультивибратора. Во многих случаях бывав необходимо получить только один импульс определенной длителЛ ности. В таких схемах требуется ждущий мультивибратор или о Л новибратор. На рис. 13.11, а показана схема, в которой ИМС 55я включена так, что она будет работать в режиме с одним устойчив вым состоянием. При подаче на вывод 2 импульса выход микро! схемы по отрицательному фронту последнего переходит в состоя! ние высокого уровня и цепь с вывода 7 на землю, шунтирующая накоротко конденсатор С, разрывается. Напряжение на С растея со скоростью, определяемой значениями RA и С. Когда это на! пряжение достигнет уровня 2/3 Ev, компаратор 1 (рис. 13.1) сраба-1 тывает и вызывает переключение выхода с «высокого» уровня на! «низкий». Формы сигналов на входе и выходе схемы показаны на! рис. 13.11, а. Выход имеет высокий уровень в течение времени,! определенного выражением p=i,i/?/?. (13.9> График уравнения (13.9), представленный на рис. 13.11,6, пока- зывает, насколько широкий диапазон выдержки можно получить от одной схемы, и позволяет быстро определить требуемые зна- чения Ra и С. Пример 13.4. Определить величину С для получения выходного импульса длительностью 1 мс, если 7?л=9,1 кОм. Решение. Преобразовав уравнение (13.9), получим t1 110-3с = 1, 1КЛ = 1,1 (9,1 103) Ом = °’1 мкф- Этот результат совпадает с точкой В на рис. 13.11,6. Для чет- кого запуска таймера 555 в таком режиме работы длительность импульса запуска должна быть меньше /1, а на входе необходи- ма такая цепь запуска, чтобы выход не переключался от положи- тельного фронта импульса запуска (точка Р). 13.5.2. Схема входной цепи. На рис. 13.12 показан мультивибра- тор, включенный так, что он имеет одно устойчивое состояние (как на рис. 13.11, а). Рвх, Свт и диод Д необходимы для того, чтобы на один входной импульс схема отвечала одиночным им- пульсом на выходе.
& Рис. 13.11. Схема включения таймера 555 в ждущем режиме (с) и номограмма для определения длительности выходного импульса (б). Для правильного за- пуска должно выполняться соотношение Еп.тк^31ъЕк. f = l,l RaC.
270 Глава 13 Рис. 13.12. Включение входной цепи /?ВХСВХД, обеспечивающее надежный запуск ждущего мультивибратора. Резистор RA и конденсатор С определяют время, в течение ко- торого выход имеет «высокий» уровень рв соответствии с урав- нением (13.9)]. Включением резистора /?Вх между шиной Ек и вы- водом 2 преследуются две цели: до тех пор пока не пришел от- рицательный фронт импульса запуска, RBX обеспечивает, во-пер- вых, поддержание «низкого» уровня на выходе схемы и, во-вто- рых, заряд Свх до напряжения Ек. Постоянная времени RBXCBX должна быть мала по сравнению с длительностью выходного им- пульса Р. Диод Д предотвращает запуск таймера 555 от положи- тельных фронтов Евх. На рис. 13.12 показаны формы входного Евх и выходного UBbIX импульсов, а также импульсы на выводе 2. Пример 13.5. а) Найти иа рис. 13.12 б, если /?л=Ю кОм и С=0,2 мкФ. б) Чему равна постоянная времени цепи 7?ВХСВХ на рис. 13.12? Решение, а) Из уравнения (13.9) V = 1,1 (10-10s) (0,2-ю-6) =2,2 мс. б) Постоянная времени=/?вхСвх= (10-108) (0,001-Ю-6) =0,01 мс. Как и в случае автоколебательного режима работы, в данной схеме вход блокировки (вывод 4) обычно подключают к источни- ку питания Ек. При заземлении вывода 4 квазиустойчивое состоя- ние (выдержка) прерывается. При этом на выходном (вывод 3) п разрядном (вывод 7) зажимах устанавливается потенциал зем- ли. Таким образом, на выходе устанавливается «низкий» уровень,
Интегральные таймеры 271 .1 любой заряд, накопленный на времязадающем конденсаторе С, нимается с последнего. Это состояние сохраняется до тех пор, по- ка на выводе блокировки поддерживается потенциал земли. 13.6. Применения одновибратора на ИМС 555 13.6.1. Регулятор уровня заполнения бака водой. На рис. 13.13, а ключ «пуск» разомкнут, и напряжение на выходе ИМ.С 555 имеет «низкий» уровень. При замыкании ключа выход становится «высо- ким», и это вызывает включение насоса. Время, в течение которо- го на выходе будет поддерживаться «высокий» уровень напряже- ния, определяется уравнением (13.9). По окончании времени вы- держки ИМС 555 вновь возвращается в состояние с «низким» уровнем выхода, вызывая тем самым выключение насоса. Уровень воды, нагнетаемой насосом, определяется временем выдержки, ко- торое в свою очередь задается /?А и С. Для предотвращения воз- можного переполнения резервуара необходимо поставить конце- вой выключатель переполнения, включив его между землей и вы- водом блокировки 4; при замыкании этого выключателя выход таймера переключится в «низкое» состояние и остановит насос. 13.6.2. Сенсорный выключатель. Включенный по схеме рпс. 13.13,5 одновибратор на ИМС 555 работает как сенсорный выключатель. Резистор 22 МОм, подключенный к выводу 2 ИМС 555, поддерживает его в ждущем режиме. Поскольку у человека на поверхности кожи всегда имеется некоторый статический заряд, при касании пальцем контактной площадки ИМС 555 будет выдавать короткий одиночный импульс. В случае наличия помех высокого уровня (например, от флуоресцентных ламп) микросхема в мо- мент касания контактной площади может самовозбуждаться. На- дежный и четкий запуск обеспечивает схема, в которой кисть руки лежит на заземленной пластине, а контактного участка касаются пальцами той же руки. В целях безопасности в данной схеме следует использовать изолированный от сети источник питания или батареи. 13.6.3. Делитель частоты. Схему на рис. 13.11, а можно исполь- зовать как делитель частоты при условии такой регулировки схе- мы, что время выдержки будет превышать период входного сиг- нала £вх- Предположим, например, что частота Евх равна 1 кГц, так что период входного сигнала составляет 1 мс. Если Ra — = 10 кОм, а С=0,1 мкФ, то время выдержки, определяемое из (13.9), составит £ = 1,1 мс. Следовательно, одновибратор будет запускаться отрицательным фронтом первого импульса ЕВх, одна- ко в момент прихода второго отрицательного фронта входного сигнала выход будет еще иметь «высокий» уровень. Третий отри-
Рис. 13.13. Примеры применения ждущего мультивибратора на ИМС 555. а регулятор уровня воды; б — сенсорный переключатель.
Интегральные таймеры дательный фронт снова запустит одновибратор. В данном примере одновибратор срабатывает на каждый второй импульс EBXj так что на каждые два входных импульса приходится только один выходной; следовательно, частота Евх делится на 2. Пример 13.6. а) Вычислить время выдержки на рис. 13.11, а, если Ra-= •10 кОм, С=0,1 мкФ. б) Какой номинал Ra следует выбрать, чтобы схема делила входной сигнал частотой 1 кГц на 3? Решение, а) Из (13.9) 1,1 (10-108) (0,1 • 10~e) = 1,1 мс. б) Р ДОЛЖНО быть больше двух периодов Ею, т. е. 2 мс, и меньше трех периодов, т. е. 3 мс. Вы- берем t'=2,2 мс; тогда 2,2 мс*=1,1 Ra (0,1 • 10*® Ф); /?л—20 кОм. Рис. 13.14. Схема (с) и формы сигналов (б) детектора пропуска импульса. 18—1718
_____________________________Глава 13 ____________________ 13.6.4. Детектор пропущенного импульса. Одновибратор на ИМС 555 совместно с транзистором Т (рис. 13.14, а) образуют детектор пропущенного импульса. При нулевом Евх эмиттерный диод транзистора Т фиксирует на конденсаторе С напряже- ние, превышающее потенциал земли на несколько десятых вольта. Таймер 555 находится при этом в состоянии с «высоким» уровнем ^вых (вывод 3). Когда Евх становится «высоким», транзистор Т запирается и начинается заряд конденсатора С. (Этот процесс показан иа рис. 13.14,6.) Если Евх снова переходит на «низкий» уровень прежде, чем окончится время выдержки, напряжение на конденсаторе С будет сброшено приблизительно до О В. Если же, однако, такой переход Евх до окончания цикла выдержки не про- изошел, схема переходит в устойчивое состояние с «низким» уров- нем L/BbIx. То же самое происходит в случае, когда длительность выдержки RaC несколько превышает период Евх. Такая схема может использоваться для обнаружения сбоев и пульсаций. Если импульсы Евх поступают на схему от тахогенератора, укреплен- ного на вращающемся валу, то по сигналу на выходе, схемы мы можем определить, когда скорость вращения вала станет ниже заданной величины. Таким образом, схема детектора пропуска импульсов может быть использована также для измерения и ре- гулирования скорости. 13.7. Введение в счетные таймеры Если мы включим таймер по схеме генератора и подадим сиг- нал с его выхода на счетчик, то получим схему счетного таймера. Обычно счетчик имеет много раздельных выходных зажимов. На одном из них за каждый период Т работы генератора возникает один импульс. На втором выходном зажиме один импульс прихо- дится на каждые два периода (2Т), на третьем — на каждые че- тыре периода (4 Т) работы генератора и т. д.!) Некоторые счетчики имеют структуру, допускающую объеди- нение выходов. При этом результирующая импульсная последо- вательность на выходе представляет собой сумму импульсных по- следовательностей каждого из выходов. Так, например, если мы соединим вместе первый, второй и третий выход счетчика, то в результате получим один выходной импульс на каждые .17+27+ +47=77 периодов работы генератора. Про такой счетчик гово- рят, что он программируемый, поскольку пользователь может за- давать программу получения одного импульса для любой комби- нации выходов таймера. Примером такого программируемого таймера-счетчика служит ИМС XR-2240 фирмы Ехаг, являющая- ся представителем целого семейства счетных таймеров. ** Имеется в виду двоичный счетчик. — Прим, перев.
Интегральные таймеры 275 13.8. Программируемый таймер-счетчик XR-2240 13.8.1. Описание схемы. Из рис. 13.15 и приложения 5 видно, что ИМС XR-2240 содержит в одном 16-контактном корпусе с планарным расположением выводов один модифицированный тай- мер 555, один 8-разрядный двоичный счетчик и схему управления. Положительный фронт импульса, поданного на вход запуска (вывод И), .запускает задающий генератор — таймер 555. Оста- новка генератора происходит по положительному фронту импуль- са, поданного на вход сброса (вывод 10). Пороговые напряжения по обоим входам («запуск» и «сброс») составляют около +1,4 В. Основной период Т, соответствующий одному циклу работы ге- нератора 555, задается внешней RC-цепью, подключаемой к выво- ду 13 («основной цикл»). Т вычисляется по формуле T=RC, (13.10) где R измеряется в омах, С — в фарадах, а Т — в секун- дах. 7? может иметь номинал от 1 кОм до 10 МОм, а С—от 0,005 до 1000 мкФ. Благодаря этому период генерации ИМС 555 мо- жет лежать в диапазоне от микросекунд до часов. В схеме предусмотрена возможность измерения выходного сигнала с задающего генератора на таймере 555, для чего служит вывод 14. Кроме того, сигнал с выхода таймера 555 подается на Рис. 13.15. Блок-схема программируемого таймера-счетчика XR-2240. 18*
276 Глава 13 вход 8-разрядного двоичного счетчика. Работа счетчика рассмат- ривается в разд. 13.8.2. 13.8.2. Работа счетчика. На рис. 13.16 представлена упрощен- ная схема двоичного 8-разрядного счетчика. Выход задающего генератора 555 показан здесь в виде ключа, один контакт кото- рого заземлен, а другой подключен к резистору подпора 20 кОм. Стабилизированное напряжение для этой цепи можно взять с вывода 15. Каждый отрицательный перепад выходного сигнала 555 увеличивает содержание счетчика на единицу. Нормальным (исходным) для ИМС 2240 является состояние сброса. В этом состоянии все 8 выходных цепей микросхемы (вы- воды с 1 по 8) ведут себя как разомкнутые цепи, что позволяет представить их в виде выходных ключей, показанных на рис. 13.16. К тем выходным зажимам, которые предполагается ис- пользовать, следует подключить напряжение подпора через рези- сторы 10 кОм (рис. 13.16). В показанной на рисунке схеме в исход- ном состоянии на выходах 1 и 4 будет высокий уровень напряже- ния. При запуске ИМС 2240 (поданным на вывод 11 импульсом) все выходные ключи счетчика замыкаются сигналом, поступаю- щим от схемы управления, и на выходах 1—8 устанавливается низкий уровень напряжения. Таким образом, в начале счета все выходы счетчика фактически заземлены. В конце каждого основ- ного периода генератор 555 один раз переключает счетчик. Ключ Т счетчика (в цепи вывода 1) размыкается (выход 1 стано- вится «высоким») после первого, а замыкается после второго пе- риода работы задающего генератора. Процесс счета показан на рис. 13.16, б. Выходной вывод 2 обозначен на рис. 13.16, а меткой 2Т. Из рис. 13.16, б видно, что уровень выходного напряжения на выво- де 2 остается низким в течение двух периодов работы задающего генератора; за это время дважды меняется состояние первого вы- хода. Это замечание можно обобщить на все выходы двоичного счетчика, а именно: длительность сигнала с «низким» уровнем на каждом из выходов равна двум временным интервалам предшест- вующего выхода. На рис. 13.16, б показаны временные диаграм- мы выходов с 1 по 5, а в табл. 13.1—всех выходов счетчика. Пример 13.7. Сколь долго после запуска сохраняется низкий уровень на- пряжения на следующих выходах: а) выводе 3; б) выводе 4; в) выводе 7 и г) выводе 8? R—100 кОм, а С= 0,01 мкФ. Решение. Из уравнения (13.10) определяем основной период колебаний за- дающего генератора: Г = (100-103) (0,01-10-6) = 1 мс. Из табл. 13.1 следует: a) f°=4-l мс=4 мс; б) /°=8-1 мс=8 мс; в) /°=64-1 мс= =64 мс; г) /°= 128-1 мс=128 мс.
+Z7 7 64Т 8 1Z8T -о---- б Рис. 13.16. Работа счетчика. а — упрощенная схема выходных цепей ИМС XR-2240; б — временная диаграмма сигналов на выходах ИМС.
278 Глава 13 Таблица 13.1 Временные задержки на выходах таймера-счетчика Номер пывода ИМС 1 2 3 4 5 6 7 8 Длительность «низкого» уровня выхода с момента запуска Т 2Т 47 87 167 327 647 1287 Из примера 13.7 можно сделать вывод, что после запуска со счет- ного таймера можно снять восемь импульсов, имеющих различ- ные временные интервалы. 13.8.3. Программирование выходов. Выходные цепи спроектиро- ваны с таким учетом, чтобы их можно было использовать либо раздельно, либо в соединении друг с другом; такое соединение называется «.проводным ИЛИ». Этот термин означает, что два или более выходных зажима можно соединять с общим проводом (выходной шиной), подключенным к одному нагрузочному рези- стору, как показано, например, на рис. 13.17, а. Найдем резуль- тирующую длительность выдержки l/BbB, перерисовав временные диаграммы выходов 4 и 5 на рис. 13.17, б. Из этого рисунка вид- но, что ПВых будет иметь «низкий» уровень, пока хотя бы один из выходов, выход 4 или выход 5, имеет «низкое» напряжение. Толь- ко тогда, когда оба выхода становятся «высокими» (выходные ключи размыкаются), уровень общего выхода становится «высо- ким». Таким образом, цикл выдержки сигнала на выходной шине находится просто как сумма циклов выдержки отдельно взятых выходов, подключенных к этой шине. Пример 13.8. Вычислить длительность цикла выдержки 7сум для а) рис. 13.17, а и б) схемы, в которой выводы 3, 6 и 7 соединены с общей шиной. При- мем 7=1 с. Решение, a) 7СУм =87+167=247=24 -1 с=24 с. б) 7сум=47+327+647= = 1007= 100-1 с=100с. Присоединяя ключи к шине выхода, Тсум можно легко изменять или программировать, получая любую требуемую длительность выдержки от Т до 2557.
Интегральные таймеры 279 24Г "\вьксод (Выводы 4 и S) ТСум~8Т*16Т 6 О---- Рис. 13.17. Программирование выходов. о —выводы 4 и 5 соединены между собой для получения Т(.уМ=24Г; б— Г7ВЫХ на шине выхода остается на «низком» уровне, когда хотя бы на одном нз выводов (4 или 5> сохраняется «низкий» уровень напряжения. 13.9. Применения таймера-счетчика 13.9.1. Реле времени. На рис. 13.18 показана схема программи- руемого таймера, в которой ИМС 2240 включена так, что она имеет одно устойчивое состояние. При подаче на вход запуска положительного импульса напряжение на выходной шине падает, и в течение цикла выдержки длительностью Тсум имеет «низкий» уровень (разд. 13.8.3). В конце цикла выдержки сигнал на выход- ной шине меняет состояние и становится «высоким». Выходная шина через резистор 51 кОм соединена с выводом сброса 10, что
280 Глава 13 Рис. 13.18. Программируемый таймер, обеспечивающий выдержку от 5 с до 21,4 мин с интервалом 5 с. обеспечивает сброс таймера в момент, когда уровень напряжения на выходной шине становится высоким. Таким образом, после каждого импульса запуска ИМС 2240 дает выдержку в течение времени, задаваемого подключением программируемых выходных ключей. Пример 13.9. На рис. 13.18 С=1 мкФ и /? = 5 МОм, что обеспечивает по- лучение основного периода [в соответствии с (13.10)], равного 5 с. Чему рав- ны: а) цикл выдержки для положения ключей, представленного иа рис. 13.18; б) минимальный и в) максимальный программируемые циклы выдержки. Решение, а) 7'Сум=4Т+87' —12Т—12-5с=60с=1 мин; б) минимальный программируемый цикл выдержки составляет 1Т=5 с; в) при всех замкнутых программных ключах Тсум=Г+2Т+4Т+8г’+16Г4-32Г+64Г+1287’=2557’=255.5с= =1275с=21 мин 15 с. 13.9.2. Генератор с синхронизированными выходами. В схеме на рис. 13.19 ИМС 2240 работает как генератор свободных коле- баний. Зажим сброса заземлен, так что микросхема, будучи раз запущена, остается после этого в состоянии выдержки. При пода- че питания через цепочку ЯзацСзап на вход «запуск» поступает импульс, положительный фронт которого вызывает начало генера- ции с собственной частотой, определенной элементами R и С.
Интегральные таймеры 281 Рис. 13.19. Генератор свободных колебаний с синхронизированными выходами. Каждый выход микросхемы через выходной ключ1) соединен с нагрузочным резистором. С каждого выхода счетчика можно снять напряжение прямоугольной формы; частоты этих напряже- ний относятся друг к другу как двоичные числа, т. е. частота сиг- нала на каждом выходе, начиная со второго, равна половине частоты сигнала на выходе, у которого номер на единицу мень- ше. Форма выходных сигналов в этой схеме та же, что и на рис. 13.16, б. Обратите внимание на то, что период колебаний на выходе 1 (с частотой ft) равен двум периодам основных колеба- ний Т, т. е. 2Т. Таким образом, fi = l/27’. На выводе 4 микросхе- мы период равен 2-ЪТ и f4= 1/16 Т. Пример 13.10. На рис. 13.19 Г=2,5 мс; чему равна частота колебаний: а) на выходе 1, б) на выходе 2, в) на выходе Зиг) на выходе 4? Решение. Сведем результаты вычислений в таблицу: № контакта Время выдержки Период, мс Частота, Гц 1 т 27=5 200 2 2Т 47 = 10 100 3 4Т 87 = 20 50 4 8Т 167 = 40 i 25 *> На схеме ключи не показаны.—Прим, перев.
282 Глава 13 Можно ОТКЛЮЧИТЬ цепочку ЯзапСзап от ВЫВОДОВ 10 и 11; это даст возможность запускать генератор положительным фронтом импульса запуска подаваемого на вывод 11. Чтобы остановить генератор в этом случае, необходимо подать импульс на вывод 10 (вход «сброс»). 13.9.3. Генератор импульсной последовательности. Импульсную последовательность типа представленной на рис. 13.20 получают на модифицированной схеме рис. 13.19. Модификация заключает- ся в том, что вместо восьми выходных резисторов программные ключи присоединяются к одному резистору 10 кОм так, как это сделано в схеме на рис. 13.18, однако при этом резистор 51 кОм не используется. Выходной сигнал схемы представляет собой последователь- иость импульсов (как показано в приложении 5, рис. 22), вид ко- торой зависит от того, какие программные ключи присоединены к выходной шине. Период повторения импульсной последователь- ности определяется максимальным номером используемого выход- ного ключа, а длительность импульса— минимальным номером из всех номеров используемых ключей. Например, если на выход- ную шину замкнуты ключи 4Т (вывод 3) и 17 (вывод 1), импульс- ная последовательность будет повторяться каждые 2-47=87’ се- кунд (рис. 13.20). Минимальная длительность импульса равна 17. Чтобы определить вид импульсной последовательности, обратимся к временной диаграмме на рис. 13.16,6. Если используются клю- чи 17 и 47, то на выходе схемы будет импульс только в том слу- Рис. 13.20. Получение двоичных импульсных последовательностей на модифи- цированном генераторе рис. 13.19. Показан случай, когда к выходной шине подключены выходы Т и 4 Т.
+ U=J5B + U-15B Рис. 13.21. Схема (а) и вр^ленная диаграмма (б) сигналов синтезатора частот. 7=1 мс, f=166 Гц.
284 Глава 13 чае, когда на обоих этих выходных цепях будет «.высокий» уро- вень напряжения. Повторяющаяся последовательность импульсов для данного случая показана на рис. 13.20. 13.9.4. Синтезатор частот. Схема, показанная на рис. 13.21,а, может генерировать сигнал любой из 255 частот. Частота выход- ного напряжения 6'Вых выбирается замыканием нужных програм- мных ключей. Рассмотрим, как работает схема. Пусть напряжение на выход- ной шине переключается на высокий уровень. Это вызовет появле- ние высокого уровня на выходе 10 («оброс») и положительного импульса на выводе 11 («запуск»). Цепь сброса, приобретая по- ложительный потенциал, сбрасывает ИМС 2240 в нуль (т. е. в состояние, в котором все выходы имеют «низкий» уровень). По- ложительный импульс, поступающий на вывод 11, вновь запуска- ет задающий генератор на ИМС 2240, вызывая начало отсчета (выдержки), длительность которого зависит от того, какие про- граммные ключи были замкнуты на выходную шину. На схеме рис. 13.21,а показан случай, когда подключены ключи Т и 4Т. Временные диаграммы для этих выходов показаны на рис. 13.21,6. На выходной шине сохраняется низкий уровень на- пряжения в течение времени 4Т от выхода 3 и 17 от выхода 1, после чего на выходной шине появляется положительный импульс, вызывающий описанную выше последовательность сброса — пере- запуска. Период и частота выходного сигнала ПВЫх определяются следующими выражениями: Период ==7сум + Т, (13.11а) а ' Период ’ где 7сум находится сложением времен нахождения в состоянии высокого уровня каждого из выходных зажимов, подключенных к выходной шине. Пример 13.11. Найти частоту выходного сигнала в схеме рис. 13.21, а. Решение. Из выражения (13.11а) ТСум= 17+47=57, и период=7Сум+7= =67=6 мс. Из выражения (13.116) /=бЛ<кг~166Гц- Другие применения ИМС XR-2240 показаны в приложении 5.
Интегральные таймеры 285 Задачи 13.1. Какие режимы работы таймера 555 вы знаете? 13.2. На рис. 13.6,a Ra=Rb=10 кОм, С=0,1 мкФ. Найти а) /*, б) t° и в) час- тоту колебаний 13.3. Используя график рис. 13.7, определите частоту генерации f, если 7?л+ +2Лв=1 МОм, а С=0,02 мкФ. 13.4. Чему равна скважность импульсов в задаче 13.2? 13.5. В примере 13.1 номиналы Ra и Rb увеличены в 10 раз (т. е. до 68 и 33 кОм соответственно). Найдите новую частоту генерации. 13.6. На рис. 13.8 Ra и Rb оба уменьшены до 5 кОм. Как это повлияло а) иа скважность импульсов и б) на период Т выходного сигнала? 13.7. Какой номинал резистора, имеющего на схеме рис. 13.9 сопротивление 10 кОм, следует выбрать, чтобы получить иа выходе микросхемы В сиг- нал частотой 2 кГц? 13.8. Чему равна скважность импульсов в схеме на рис. 13.10, если движок по- тенциометра 10 кОм установлен точно посередине (по 5 кОм по обе сто- роны от движка)? 13.9. На рис. 13.9,а /?л=Ю0 кОм, С=0,1 мкФ. Найти f1. 13.10. Номинал Ra в примере 13.5 изменен иа 20 кОм. Найти 1*. 13.11. Какой величины сопротивление Ra необходимо в примере 13.6 (п. «б>), чтобы поделить частоту сигнала 1 кГц на 2? 13.12. Обратимся к примеру 13.7. Как долго остается низкий уровень напряже- ния иа а) контакте 1, б) контакте 2, в) контакте 5 и г) контакте 6. 13.13. В схеме рис. 13.17, а Т задано равным 1 мс, а контакты 2, 4, 6 и 8 ИМС подключены к выходной шиие. Найти время выдержки. 13.14. Решить предыдущую задачу для случая, когда к выходной шине под- ключены контакты ИМС с нечетными номерами: 1, 3, 5 и 7. 13.15. В примере 13.9 номинал С изменен иа 0,1 мкФ, a R сделано равным 500 кОм. Найти: а) период основных колебаний, б) время выдержки для положения ключей, показанного на рис. 13.18, и в) максимальное время выдержки. 13.16. Чему равна частота колебаний в примере 13.10 иа контактах а) 5, б) 6, в) 7 и г) 8? 13.17. В схеме иа рис. 13.21 замкнуты только ключи контактов 1, 2. 3 и 4. Най- ти частоту выходного сигнала.
БИБЛИОГРАФИЯ AN 273А, More Value Out of Integrated Operational Amplifier Data Sheets, Mol torola Semiconductor Products Inc., Phoenix, Ariz., 1970. j Applications Manual for Computing Amplifiers for Modeling, Measuring, Mani»* pulating and Much Else, Philbrick Researchers, Inc., Nimrod Press, Inc., Bos-' ton, 1966. Beckett F., A Practical Approach to Differential Amplifiers and Measurements, Tekscope, Tektronix Inc., Beaverton, Ore, 1972, 1973. Birman P.. Operational Power Supply Technology, Kepco Inc., Flushing, N. Y., 1968. Clayton G. B., Operational Amplifiers, Butterworth & Co. (Publishers) Ltd., Lon- don, 1971. Coughlin R. F., Principles and Applications of Semiconductors and Circuits, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1971. Coughlin R. F., Driscoll F. F., Semiconductor Fundamentals, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1976. Cromwell L., et al., Biomedical Instrumentation and Measurements, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1973. Data Sheet Timer, 555, Signetics, 811 East Arques Ave., Sunnyvale, Ca., 1972. Demrow R. J., Narrowing the Margin of Error, Electronics, April 15 (1968) [имеет- ся перевод: Демроу, Уменьшение пределов погрешности операционных уси- лителей.— Электроника, 1968, т. 41, Ns 8.] Demrow R. J., Protecting Data from the Ground Up, Electronics, April 29 (1968), [Имеется перевод: Демроу, Уменьшение пределов погрешности операцион- ных усилителей. — Электроника, 1968, т. 41, Ns 9.] Driscoll F. F., Analysis of Electric Circuits, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1973. Driscoll F. F., Coughlin R. F., Solid State Devices and Applications, Prentice- Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1975. Ehrsam W., Audio Power Generation Using IC Op Amps, Motorola Semiconduc- tor Products Inc., Phoenix, Ariz., 1968. Godden A. K-, Amplify Biological Signals with IC’s, Electronic Design, 17, August 16 (1969). Graeme J., Have a 50 V Swing on a 30 Swing on a 30 V Supply, EDN/EEE, January 1 (1972). Handbook of Operational Amplifier Applications, Burr-Brown Research Corpora- tion, Tucson, Ariz., 1963. Heater J. C., Monolithic Timer Makes Convenient Touch Switch, EDN, Boston, Mass. (April 1973). Hewlett-Pachard Company, Palo Alto, Calif., Floating Measurements and Guar- ding, 1970. Hoover M. V., A Medley of Linear ICs ... and Some of Their Applications, ST 4777A, RCA Solid State Division, Somerville, N. J., 1972. The Linear Integrated Circuits Data Catalog, Fairchild Semiconductor, Mountain View, Ca., 1973.
Библиография 287 Model 4450 Multiplier/Divider, Data Sheet, Teledyne Philbrick Nexus, Dedham, Mass., 1970. Morrison R., Grounding and Shielding Techniques in Instrumentation, John Wi- ley & Sons, Inc., New York, 1967. National Semiconductor Corporation, Linear Applications, 1972. Paynter H. M., A Palimpsest on the Electronic Analog Art, Geo. A. Philbrick Researches Inc., 1965. Pouliot F., Simplify Amplifier Selection, Electronic Design, 16, August 2 (1973). Renschler E., Analysis and Basic Operation of the MC 1595, AN 489, Motorola Semiconductor Products Inc., Phoenix, Ariz., 1970. Renschler E., The MC 1539 Op Amp and Its Applications, AN 439, Motorola Semiconductor Products Inc., Phoenix, Ariz, 1968. Signetics, Digital Linear MOS Applications, Signetics Corporation, Sunnyvale Ca., 1971. Signetics Linear Volume 1 Data Book, Signetics Corporation, Sunnyvale, Ca., 1972. Smith J. I., Modern Operational Circuit Design, John Wiley & Sons, Inc., New York, 1971. Total Linears, Roytheon Semiconductor, Mountain View, Ca. Vander Kooi M. K-, Simple IC Meter Amplifier Circuit Measures 100 Nanoamps, Full-Scale, EDN/EEE, April 15 (1972). Vander Kooi M. K., L144 Programmable Micro-power Triple Op Amp, Silconix Inc., Santa Clara, Ca., 1974. Villanucci R„ et al.. Electronic Techniques, Shop Practices and Construction, Prencice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1974. Voltage Regulator Applications Handbook, Fairchild Semiconductor Corp., Moun- tain View, Ca., 1974. Wiseman L. L„ A High Voltage Monolithic Operational Amplifier, Motorola Se- miconductor Products, Inc., Phoenix, Ariz., 1967.
ПРИЛОЖЕНИЯ 1 ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ВНУТРЕННЕЙ КОРРЕКЦИЕЙ р.А741П Общее описание. цА 741 —высококачественный монолитный опера- ционный усилитель, выполненный с использованием планарного эпитаксиального процесса фирмы Fairchild2). Данный ОУ предна- значен для широкого круга применений при обработке аналого- вых сигналов. Большой диапазон допустимых синфазных напря- жений и отсутствие тенденции к «защелкиванию» делают рА741 идеальным устройством с точки зрения его использования в ка- честве повторителя напряжения. Большой коэффициент усиления и широкий диапазон рабочих напряжений обеспечивают превос- ходные характеристики интеграторов, суммирующих усилителей и вообще всех схем с обратной связью, выполненных на основе данного ОУ. Отличительные особенности: 9 Не требуется проведение частотной коррекции • Имеется защита от короткого замыкания • Предусмотрена возможность настройки нуля сдвига • Большие диапазоны синфазных и дифференциальных напря- жений • Малое потребление мощности • Нет «зашелкивания» Эквивалентная схема. > С разрешения Fairchild Semiconductor, отделения фирмы Fairchild Came- ra and Instrument Corporation. 2) Патентованный процесс фирмы Fairchild. 288
Цоколевка [вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса)] Круглый .металлический корпус Н.П. Болане Инверсный вход< Неин$ерсныц&!‘1 вход ^р- Плоский корпус Выход 'Баланс г 9 Иноерсныцохоо \ Не инверсный вход \ 7 —। Выход Баланс s Примечание: вывод 4 соединен с кор- пусом Информация для заказа Тип № по каталогу Информация для заказа Тип № по каталогу 741 741FM 741 741С 741 НМ 741 НС Корпхс М’ШИ-DIP Корпус DIP А/7С 74 /7.77С г 13 5а/7 балансу 3 12 □ Л/7 Инверсный вход С 11 3!/’ Неинверсный вход Р 3 ЗЗБыход 36алане И. ПС. 7 . 3 р//./7. Информация для заказа Тип № по каталогу нала нс с г Инверсный BxotHa - Неинверсный Вхоос,- В'а п Выход s щ Баланс Информация для заказа Тип № по каталогу 741С 741 ТС 741 74IC 741 DM 7 Н DC Предельные эксплуатационные данные: Напряжение питания рА741 (военного назначения) рА741С (коммерческого применения) Собственная мощность рассеяния (примеча- ние 1) металлический круглый корпус корпус DIP корпус мини-DIP плоский корпус Дифференциальное входное напряжение Входное напряжение (примечание 2) Диапазон температур при хранения корпуса: металлический круглый, DIP и плоский корпус Minni-DIP Диапазон рабочих температур рА741 рЛ741С ±22 В ±18 В 500 мВт 670 мВт 310 мВт 570 мВт ±30 В ±15 В от 65 до Д150 °C от 55 до Д125°С от 55 до-ф!25°С от 0 до ±70 °C 19-1718 289
Электрические параметры ОУ 741. £П = ±15В, 7'окР=25°С (если нет других указаний) О Параметры (см. определения в приложении 2) Условия измерения Мин. Тип. Макс. Единицы измерения Входное напряжение сдвига Входной ток сдвига Входной ток смещения Входное сопротивление Входная емкость Диапазон подстройки напряж Усиление по напряжению при Выходное сопротивление Ток короткого замыкания вых Потребляемый ток Мощность рассеяния Переходная характеристика (единичное усиление) • Скорость нарастания ения сдвига большом сигнале ода Время нарастания Перерегулирование Rr С 10 кОм RH 2 кОм, {/вых = ±10 В £вх = 20 мВ, /?„ = 2 кОм, Сн < 100 пФ 7?н > 2 кОм 0,3 50000 1,0 20 80 2,0 1,4 ±15 200000 1,7 50 0,3 5,0 0,5 5,0 200 500 75 25 2,8 85 мВ нА нА МОм пФ мВ Ом мА мА мВт мкс % В/мкс Следующие параметры справедливы при —55 ’С^ТокрС +125 °C: Входное напряжение сдвига £г 10 кОм 1,0 6,0 мВ Входной ток сдвига Токр = +125°С 7,0 200 нА Т’окр 55 °C 85 500 нА Т’окр = ±125 °C 0,03 0,5 мкА Входной ток смещения Т’окр — —55 °C 0,3 1,5 мкА Диапазон входных .напряжений ±12 ±13 В Коэффициент ослабления синфазного сигнала 7?г С 10 кОм 70 90 дБ Коэффициент ослабления пульсаций питания Rr < 10 кОм 30 150 мкВ/В Усиление по напряжению при большом сигнале /?п > 2 кОм, {/вых = ±10 В 25000 £н > 10 кОм ±12 ±14 В Шкала выходного напряжения £н > 2 кОм ±10 ±13 В Токр= ±125 °C 1,5 2,5 мА Потребляемый ток Т’окр = -55 °C 2,0 3,3 мА Т’окр = ±125 °C 45 75 мВт Мощность рассеяния Т’окр = -55 °C 60 100 мВт
Температура «выводов при пайке корпуса: металлический круглый, DIP и плоский (60 с) корпус мини-DIP (10 с) Длительность короткого замыкания выхода (примечание В) 300 °C 260 °C Не ограничена Примечания: 1. Для окружающей температуры до 70 °C. Свыше 70 °C мощность рассеяния линейно падает на 6,3 мВт/°С у круглого металлического корпуса, на 8,3 мВт/°С — у корпуса DIP, на 5,6 мВт/°С — у корпуса мини-DIP и на 7,1 мВт/°С у плоского корпуса с планарными выводами. 2. При напряжениях питания ниже ±15 В абсолютное значение максимально- допустимого входного напряжения равно напряжению питания. 3. Допускается короткое замыкание выхода как на землю, так и на любой из выводов источника питания при температуре корпуса не выше 125 °C или же окружающей температуре, не превышающей 70 °C.
Типовые характеристики ОУ 741 Напряжение питания, ±В Зависимость шкалы выхода от на- пряжения питания. Зависимость усиления по напряже- нию без ОС от напряжения пита- ния. Зависимость входного тока смеще- ния от температуры окружающей напряжения Зависимость диапазона входных ешь фазных напряжений от Зависимость входного сопротивления от температуры окружающей среды 20-1718 293
Зависимость тока короткого замы- кания выхода от температуры окру- жающей среды. Зависимость входного тока сдвига от температуры окружающей среды. Зависимость частотных параметров от температуры окружающей среды. Зависимость потребляемой мощности от температуры окружающей среды. 294
Типовые характеристики ОУ 741С Зависимость усиления по напряже- нию без ОС от напряжения питания. Зависимость шкалы выхода от на- пряжения питания. Зависимость диапазона входных син- фазных напряжений от напряжения питания. Зависимость входного тока смеще- ния от температуры окружающей среды. 20* 295
8 га 5 § Яс Электрические параметры цА?41С. £п = ±15 В, 7,Окр=25‘С (если йет других указаний) Параметры (определения см. в приложении 2) Условия измерения Мин. Тип, Макс. Единицы измерения Входное напряжение сдвига Входной ток сдвига Входной ток смещения Входное сопротивление Входная емкость Диапазон подстройки напряж Коэффициент ослабления сине Диапазом входных напряжени Коэффициент ослабления пул Усиление по напряжению при Шкала выходного напряжени Выходное сопротивление Ток короткого замыкания вы. Потребляемый ток Мощность рассеяния Переходная характеристика (единичное усиление) Скорость нарастания Входное напряжение сдвига Входной ток сдвига Входной ток смещения Усиление при большом сигнал Шкала выходного напряжени ения сдвига эазного сигнала н эсацин питания большом сигнале я года Время нарастания Rr 10 кОм Rr s< 10 кОм Rr С Ю кОм R„ ' 2 кОм, Uвых = +10 В R„ > 10 кОм RH 2 кОм £вх = 20 мВ, R,, = 2 кОм, Сн 100 пФ £Rh > 2 кОм справедливы при O’Csg' R„ > 2 кОм, 7/рых = ±10 В RH > 2 кОм 0,3 70 12 20000 ±12 .-•-10 2,0 20 80 2,0 1,4 ±15 90 ±13 30 200000 ±14 ±13 75 25 1,7 50 0,3 6,0 200 500 150 2,8 85 мВ нЛ нА МОм пФ мВ дБ В мкВ/В В В Ом мА мА мВт мкс Перерегулирование Следующие характеристики е i окр ± + 7( 15000 dt ю 5,0 0,5 °C: ±13 7,5 300 800 % В/мкс мВ нА нА В
Типовые характеристики ОУ 741 и 741С Зависимость потребляемой мощности от напряжения питания. Амплитудно-частотная характеристи- ка ОУ без ОС. Частота, Гц Фазо-частотная характеристика ОУ без ОС. Зависимость входного тока сдвига от напряжения питания. 298
Частотные зависимости входных со- противления и емкости. Частотная зависимость выходного сопротивления. Зависимость шкалы выхода от со- противления нагрузки. Часточная зависимость, шкалы вы- хода. Температура, °C Зависимость предельно-допустимой мощности рассеяния от температуры окру- жающей среды. 299
Частотная зависимость входного на- пряжения шумов. Частотная зависимость тока вход- ных шумов. Сопротивление источника, Ом Переходная характеристика. Зависимость широкополосного шума от сопротивления источника при раз- личных значениях полосы пропуска- ния. Схема для измерения переходной характеристики.. 300
Частота, Гц Зависимость коэффициента ослабле- ния синфазных сигналов -от частоты. Зависимость частотных параметров от напряжения питания. Схема настройки нуля ОУ. Импульсная реакция повторителя напряжения на большой сигнал. Типовые применения Повторитель напряжения с единичным усилением R = 400 МОм, С = 1 пФ, R < 1 Ом, Б = I МГц. и*» ал вы л 301
Вссод --о Выход *1**2 Неинвертирующий усилитель. К. «2 В ю 100 1000 1 кОм 100 Ом 100 Ом 9 кОм 9.9 кОм 99,9 кОм 100 кГц 10 кГц 1 кГц 400 МОм 280 МОм 80 МОм Вход *1**2 Выход Инвертирующий усилитель. Ло.е Л1 «2 В /?вх 1 10 кОм 10 кОм 1 МГц 10 кОм 10 1 кОм 10 кОм 100 кГц 1 кОм 100 1 кОм 100 кОм 10 кГц 1 кОм юоо 100 Ом 100 кОм 1 кГц 100 Ом Усилитель-ограничитель. если |£/вых [<[/„ +0,7 В вх 41 (С7ст—напряжение зенеровского пробоя стабилитрона^ 302
—о Выход Простой дифференциатор. dEax Малошумящий усилитель с малым дрейфом, ft. =103; дрейф и =0,6 мкВ/°С; дрейф 1 =2,0 пА/’С.
Усилитель мощности с большой скоростью нарастания- Режекторный фильтр с ОУ рА 741 в качестве гиратора- Rs подбирается так. чтобы «2 * Зависимость частоты режекции от емкости 304 >
Чертежи корпусов (все размеры в мм) Круглый металлический корпус 70-99. Примечания: Выводы имеют золотое покрытие. Вес корпуса 1,22 г. ширина устаноSo vново отверстия Герметизированный корпус DIP. Примечания: Расстояние между центрами двух рядов отверстий в печатной плате, предназначенных для установки ИМС, должно составлять 7,5 мм. Выводам специально придан некоторый «положительный» наклон, облегчающий установку ИМС на печатной плате. Диамет- ры отверстий в печатной плате должны быть такими, чтобы в них входили выводы ИМС, имеющие ширину 0,51 мм. Выводы залу- жены. Вес корпуса 2,0 г. 305
Плоскость установки w.o 3.2 Корпус мини-DIP. Примечания: Расстояние между центрами двух рядов отверстий в печатной пла- те, предназначенных для установки ИМС, должно составлять 7,5 мм. Выводам специально придан некоторый «положительный» наклон, облегчающий установку ИМС на печатной плате. Диамет- ры отверстий в печатной плате должны быть такими, чтобы в них входили выводы ИМС, имеющие ширину 0,51 мм. Выводы залу- жены или покрыты пленкой золота. Вес корпуса 0,6 г. Плоский корпус ТО-91. Примечания: Выводы имеют золотое покрытие. Вес корпуса 0,26 г.
ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ LM301AO Общее описание. LM301A — операционный усилитель общего при- менения, имеющий улучшенные по сравнению с ОУ 709С и дру- гими общедоступными усилителями характеристики. Современные методы производства позволили на порядок уменьшить входные токи, а новая схема подачи смещения обеспечила уменьшение температурного дрейфа входного тока. Данный усилитель имеет ряд особенностей, практически избавля- ющих пользователя от ошибок в его применении: входы и выход защищены от перегрузки, при превышении синфазным напряже- нием допустимого диапазона отсутствует «защелкивание», ОУ не входит в самовозбуждение, а частотная коррекция осуществляет- ся всего одним конденсатором 30 пФ. Перед операционными уси- лителями с внутренней коррекцией ОУ 301 имеет то преимущест- во, что его частотную характеристику можно корректировать с учетом данного конкретного применения. Например, на ОУ 301 можно собрать суммирующий усилитель со скоростью нараста- > ния 10 В/мкс и полосой пропускания 10 МГц. Кроме того, LM301A можно использовать в качестве компаратора, допускаю- щего подачу на его вход дифференциальных напряжений до ±30 В, а выходное напряжение схемы можно ограничить на лю- бом нужном нам уровне, чтобы сделать схему совместимой с ло- гическими схемами. *> С разрешения фирмы National Semiconductor Corporation. 307 I
В схемах с высоким входным сопротивлением LM301A обеспечи- вает более высокую точность обработки сигналов и меньший уро- вень шумов по сравнению с ранее выпускавшимися ОУ. Малый уровень входных токов делает этот операционный усилитель осо- бенно пригодным' для построения интеграторов или таймеров с длительным интервалом интегрирования или выдержки, схем вы- борки-— хранения и генераторов сигналов низкой частоты. Кроме того, заменяя схемы, в которых на входы обычного ОУ ставится буферный каскад из согласованной пары транзисторов, LM301A может обеспечить более низкие значения сдвига и дрейфа при меньшей стоимости. Определение терминов Входное напряжение сдвига — такое напряжение, которое необхо- димо приложить через два равных сопротивления ко входным зажимам, чтобы получить на выходе напряжение, равное 0. Входной ток сдвига — разность токов, втекающих в два входных зажима ОУ при нулевом напряжении выхода. Диапазон входного напряжения — диапазон напряжения (синфаз- ного) на входах, в котором справедливы паспортные данные по сдвигу. Входной ток смещения — среднее значение двух входных токов. Коэффициент ослабления синфазного сигнала — отношение диапа- зона входного напряжения к двойной амплитуде результирующе- го изменения входного напряжения сдвига. Входное сопротивление — отношение изменения входного напряже- ния к изменению входного тока в любом из входов усилителя при заземленном втором входе. Потребляемый ток — ток, потребляемый усилителем от источника питания в отсутствие нагрузки и при нулевом напряжении на вы- ходе. Шкала выходного напряжения—пиковое (амплитудное) значение неискаженного напряжения, которое можно получить на выходе усилителя. Коэффициент усиления при большом сигнале — отношение отклоне- ния выходного напряжения иа всю шкалу к вызывающему это от- клонение изменению дифференциального входного напряжения. Коэффициент ослабления пульсаций питания — отношение измене- ния входного напряжения сдвига к вызывающему его изменению напряжений питания. 308
Предельные эксплуатационные данные: Напряжение питания Мощность рассеяния (примечание 1) Дифференциальное входное напряжение1 Входное напряжение (примечание 2)2 Длительность короткого замыкания выхода (примечание 3) Диапазон рабочих температур Диапазон температур при хранении Температура выводов при пайке (60 с) ±18 В 500 мВт ±30 В ±15 В Не ограничена От 0 до 70 °C От—65 до 150 °C 300 °C 1 Показывает максимальные разности потенциалов между входами и шинами питания. — Прим. ред. 3 Синфазное. — Прим. ред. Типовые применения Быстродействующий суммирующий усилитель. Полоса пропускания па полной мощности 250 кГц. Малосигиальная полоса пропу- скания 3,5 МГц. Скорость нарастания 10 В/мкс. Быстродействующий повторитель на- пряжения. Полоса пропускания на полной мощно- сти 15 кГц. Скорость нарастания 1 В/мкс. кОм Стандартная схема частотной кор- рекции и балансировки сдвига. Интегратор с компенсацией тока смещения. Резистор /?2 подбирается по минимуму дрейфа интегратора. Типовое значение дрейфа по току 0,1 нА/°С в диапазоне температур 0—70 °C. 21-1718 309
Электрические параметры (примечание 4) Параметр Условия измерения Мин. Тип. Макс. Единицы измерения Входное напряжение сдвига ?окр — 25 °C, 7?г 50 кОм 2,0 7,5 мВ Входной ток сдвига окр = 25 °C 3 50 нА Входной ток смешения ТОкр = 25 °C 70 250 нА Входное сопротивление Токр = 25 °C 0,5 2 МОм Потребляемый ток Токр = 25 °C, £п = ±15 В 1,8 3,0 мА Коэффициент усиления при большом сигнале 7окр=25 °C, £„ = ±15 В, £вых = ± 10 В, RH > 2 кОм 25 160 В/мВ Входное напряжение сдвига £г °C 50 кОм 10 мВ Средний температурный коэффициент входного напряжения сдвига 6,0 30 мкВ/°С Входной ток сдвига 70 нА Средний температурный коэффициент входного тока сдвига 25 °C 70кр < 70 °C 0 °C < 7окр < 25 °C 0,01 0,02 0,3 0,6 нА/°С нА/°C Входной ток смещения 300 нА Коэффициент усиления при большом сигнале £п = ±15 В, ^вых = i Ю В, > 2 кОм 15 В/мВ Шкала выходного напря- жения Еп = ± 15 В, R„ 2 кОм ±12 ±14 В Диапазон входных на- пряжений Еп = ± 15 В ±12 В Коэффициент ослабле- ния синфазного сигна- ла Rr < 50 кОм 70 90 дБ Коэффициент ослабле- ния пульсаций пита- ния Rr С 50 кОм 70 96 дБ Примечания: 1. Для работы при повышенных температурах следует использовать теплоотвод, обеспечи- вающий температуру перехода ,не свыше 100 °C и тепловые сопротивления переход — сре- да 150 °С/Вт или переход — корпус 45 °С/Вт. 2. Для напряжений питания ниже ±15 В максимально допустимое входное напряжение равно напряжению питания. 3. Продолжительное короткое замыкание допускается при температуре корпуса до 70 °C или температуре окружающей среды не свыше 55 °C. 4. Значения параметров справедливы (если нет других указаний) для 0 °C < Г D< 70 °C и ±5 В<ЕП<±15 В. Р 310
Генератор прямоугольных сигналов низкой частоты Биполярный источник тока. Компаратор напряжения, работаю- щий на ТТЛ или ДТЛ ИМС. 'Пых=Д^ЕВХ- «з = «О + «5, Яг = «2. Детектор с окном. ивых = 4-6ВпРиС/п.И<£вх<С/п.в; С'вых = ° В "Р" Евх < или Евх > УП.₽. 21 311
Гарантируемые характеристики Шкала выхода. Диапазон входных напряжений. Усиление по напряжению. Типовые характеристики Потребляемый ток. Усиление ло напряжению , S5 Напряжение питания, - В Усиление по напряжению. 312
Температура, °C Ограничение по току. Входной ток. Входное напряжение шумов. Входной ток шумов. Усиление не напряжению, дБ Частотная характеристика без ОС. Частотная характеристика при боль- шом сигнале. 313
Импульсная переходная характеристика в режиме повторителя напряжения. Размеры корпуса (в мм) *.7 12,7мин. f, О макс. Изолятор 1,3 макс. Номер для заказа: LM301AH Цоколевка [вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса)] Примечание: вывод 4 соединен с корпусом. 314
3 КОМПАРАТОР НАПРЯЖЕНИЯ LM3H» Общее описание. LM311 —компаратор нацряжения, у которого по сравнению с такими устройствами, как LM306 или LM710C, бо- лее чем на два порядка снижены значения «входных токов. Кроме того, LM311 рассчитан на работу от напряжений питания, имею- щих более широкий диапазон: от стандартного для ОУ питания ±15 В до однополярного питания 5 В, применяемого для логиче- ских ИМС. Его выход совместим с РТЛ, ДТЛ и ТТЛ, а также со схемами на МОП-транзисторах. Кроме того, данный компаратор может работать на сигнальные лампочки или реле, переключая напряжение до 40 В при токах до 50 мА. ИМС LM311 имеет сле- дующие отличительные характеристики: 9 Максимальный входной ток: 250 нА • Максимальный ток сдвига: 50 нА • Диапазон дифференциальных входных напряжений: ±30 В • Мощность рассеяния: 135 мВт при напряжении питания ±15 В Как вход, так и выход LM311 могут быть изолированы от земли системы, и выходная цепь микросхемы может работать как на заземленную нагрузку, так и на нагрузку, подключенную к поло- жительному или отрицательному зажиму источника питания. В схеме компаратора предусмотрена возможность балансировки сдвига и стробирования, а выходы нескольких ИМС LM311 мож- но соединять по схеме «проводное ИЛИ». Хотя данная микро- схема обладает меньшим быстродействием по сравнению CLM306 и LM710C (время срабатывания 200 нс по сравнению с 40 нс), однако у нее гораздо меньше вероятность возникновения ложных срабатываний. Цоколевка ИМС LM311 совпадает с цоколевкой LM306 и LM710C. *> С разрешения фирмы National Semiconductor Corporation. 315
316
Электрические характеристики (примечание 3) Параметр Условия измерения Мин. Тип. Макс. Единицы измерения входное напряжение сдвига (примечание 4) Гокр = 25 °C 2,0 7,5 мВ входной ток сдвига (примечание 4) То же 6,0 50 нА Входной ток смещения » » 100 250 нА Коэффициент усиления по напряжению Время срабатывания (примечание 5) 11апряжение насыщения Ток утечки выходной це- пи Входное напряжение сдвига (примечание 4) Входной ток сдвига (примечание 4) Входной ток смещения Диапазон входных на- пряжений Напряжение насыщения Ток, потребляемый от от- рицательного вывода источника питания » » » » £вх —10 мВ, Л(ЫХ ~ 50 мА, Гокр = 25 °C £вх > 10 мВ, 6Дых = 35 В, Токр = 25 °C £вх ^-10 мВ, 7 ВЫХ 6 МА Токр = 25 °C 200 200 0,75 0,2 ±14 0,23 5,1 1,5 50 10 70 300 0,4 7,5 В/мВ нс В нА мВ нА нА В В мА Ток, потребляемый от положительного выво- да источника питания 4,1 5,0 мА П римечания: 1. Это значение справедливо при напряжениях питания ±15 В. Предельное значение по- ложительного входного напряжения выше напряжения отрицательного вывода источника- питания на 30 В. Предельное отрицательное значение входного напряжения равно либо напряжению отрицательного вывода источника питания, либо величине на 30 В меньшей напряжения положительного вывода источника питания (тому из этих двух значений, которое меньше по абсолютной величине). 2. Максимально-допустимая температура переходов в LM311 равна 85 °C. Для расчета ра- ботоспособности устройства при повышенных температурах следует учитывать следую- щее: у устройств в корпусе ТО-5 тепловые сопротивления переход — среда и переход — корпус равны соответственно 150 и 45°С/Вт; у плоского корпуса при монтаже его на пе- чатной плате из стеклотекстолита толщиной 1,5 мм и ширине печатных проводников ~ 0,8 мм тепловое сопротивление переход—среда составляет 185°С/Вт; у корпуса DIP' тот же параметр имеет значение 100 °С/Вт. З. 'Эти характеристики справедливы (если нет других указаний) при Еп=±15 Ви0°С< <Токр<70°С. 4. Приводимые здесь величины напряжений и токов сдвига — это максимальные значения (входного сигнала), которые требуются для того, чтобы выходное напряжение на на- грузке 7,5 кОм либо упало до 1 В, либо возросло до 14 В1. Таким образом, эти парамет- ры определяют зону ошибки для наихудшего случая с учетом влияния конечного коэф- фициента усиления по напряжению и входного сопротивления устройства. 5. Время срабатывания (см. определения) указано для входного скачка 100 мВ с перевоз- буждением 5 мВ. 1 То есть уровень выходного сигнала принял бы значение, соответствующее знаку входного напряжения. — Прим. ред. 317
Предельные эксплуатационные данные: Суммарное напряжение питания (между выво- дами 8 и 4) Напряжение между выходом (вывод 7) и от- рицательной шиной источника питания (вы- вод 4) Напряжение между зажимом земли (вывод /) и отрицательной шиной источника питания (вывод 4) Дифференциальное входное напряжение Входное напряжение (примечание 1) Длительность короткого замыкания выхода Рассеиваемая мощность (примечание 2) Диапазон рабочих температур Диапазон температур при хранении Температура выводов при пайке (не более 10 с) 36 В 40 В 30 В ±30 В ±15 В 10 d 500 мВт От 0 до 70 °C От —65 .до 150 °C 300 °C ОПРЕДЕЛЕНИЕ ТЕРМИНОВ Входное напряжение сдвига — напряжение, которое требуется при- ложить между входными зажимами компаратора, чтобы получить на выходе напряжение, которое будет выше либо ниже установ- ленных значений. Входной ток сдвига — разность двух входных токов, при которой выходное напряжение становится выше или ниже установленных значений. Входной ток смещения — среднее значение двух входных токов. Диапазон входных напряжений — диапазон синфазных напряжений на входных зажимах, в котором справедливы все приводимые па- раметры. Коэффициент усиления по напряжению — отношение изменения вы- ходного напряжения к вызвавшему его изменению напряжения между входными зажимами. Время срабатывания—время от момента подачи входного скачка до момента, когда выходное напряжение пересечет уровень поро- гового напряжения логической схемы. Входной скачок переключает выход компаратора из состояния насыщения до уровня порога срабатывания логических схем, при- чем величина скачка выбирается так, чтобы она была чуть боль- ше минимально-необходимой для такого переключения. Это пре- вышение уровня называется перевозбуждением. Напряжение насыщения — нижний уровень выходного напряжения при входном сигнале, равном или превышающем указанное зна- чение. 318
Ток утечки выходной цепи — ток, втекающий в выходной зажим устройства при оговоренном в спецификации значении выходного, напряжения относительно земли и входном сигнале, равном или превышающем (по абсолютной величине) указанное значение. Потребляемый ток — ток, который требуется от положительного! или отрицательного зажима источника питания для работы ком- паратора в отсутствие нагрузки на выходе. Потребляемая мощ- ность будет зависеть от входного напряжения, однако в специфи- кации указывается максимальное значение, которое она имеет во> всем диапазоне входных напряжений. Типовые характеристики Входной ток смещения. Входной ток сдвига. Погрешность сдвига. 31»
Передаточная характеристика. Предельно-допустимые синфазные напряжения на входе. Время срабатывания при различных условиях возбуждения. Время срабатывания при различных условиях возбуждения. Напряжение насыщения выхода. Время срабатывания при различных условиях возбуждения. 320
Время срабатывания при различных условиях возбуждения. О 5 10 15 го 25 30 Напряжение питания, В О 10 20 30 40 50 60 70 80 Температура, “С Потребляемый ток. Потребляемый ток. Типовые применения Автоколебательный мультивибратор на 100 кГц. Коэффициент разветвле- ния при работе иа ДТЛ пли ТТЛ равен 2. 321
Типовые применения Детектор нуля с МОП-ключом на выходе. Детектор для магнитного датчика. Управляемый напряжением генератор 10 Гц—10 кГц. ^регулирует симметрию прямоугольного сигнала прн £вх =5 мВ. Минимальное значение Ci=20 пФ. Максимальная частота 50 кГц. Регулируемый источник низкого Детектор нуля с выходом на МОП- опорного напряжения. логику. 322
Удвоитель частоты. Диапазон частот: входа 5—50 кГц, выхода 10—100 кГц. От резисти8-_ ной матрицы 2 LM3’C^Tu/-e6ixod Д1'ЛД2У. / Л’/П 1—•—•— Лналого1ьй Вход ' Схема включения заземленной на- грузки (полярность входных сигна- лов обратна обычно принятой). Использование фиксирующих диодов для улучшения динамических харак- теристик. Кварцевый генератор Схема согласования уровней высоко- пороговой логики (ВПЛ) и ТТЛ. Номиналы компонентов соответствуют ло- гическим уровням на входе 0 и 30 В в порогу 15 В; С можно включать в схему для уменьшения скорости срабатывания и восприимчивости (чувствительности) к им- пульсным помехам. 323
Компаратор — возбудитель соленоида. Прецизионная схема возведения в квадрат. Ci — танталовый электролитический конденсатор. Ре- зистор Яз задает уровень ограничения. Детектор положительных пиковых на- пряжений. Ci — танталовый электролитический конденса- тор. Детектор отрицательных пиковых напряжений. — электролитический танталовый конденсатор. Схема защиты от перенапря- жений. С2 задает динамическую характе- ристику срабатывания. Делитель R2R3 определяет порог срабатыва- ния. При указанных на схеме но- миналах порог равен 5 В. 324
Схема электрической развязки цифровых микросхем. Схема выборки—хранения со строби- рованием. При подаче стробирующего сигнала входы оказываются изолированными, и токи утеч- ки входных цепей при этом не превышают 50 пА. Прецизионный компаратор с фо- тодиодом. R2 задает уровень срабатывания ком- паратора. Компаратор срабатывает, когда падение напряжения на R2, обус- ловленное током утечки через фото- диод, становится на 5 мВ меньше на- пряжения на Т2. Ключевой усилитель мощности. Компаратор — возбудитель ре- ле со стробированием. Д1 га- сит обратные индуктивные выбросы и защищает ИМС от переходных напряжений на шине L/++. 325
и* \RS R4 Ro ArfS m RH \SW 300k 39 К U SCO к S10 Опорный Вход Ключевой усилитель мощности. Цоколевка [вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса)] Круглый металлический корпус Примечание: вывод 4 соединен с корпусом. Плоский корпус в IT* Воход ^збаланс/строВ Палане Примечание: вывод 5 соединен с основанием корпуса. Корпус DIP Примечание: вывод 6 соединен с основанием корпуса. 326
Номер для заказа: LM311F Номер для заказа: LM311H Номер для заказа: LM311D I
4 ТАЙМЕР 555» «Общее описание. Монолитная интегральная микросхема времен- ной выдержки NE555/SE555 — высокостабильный контроллер, способный обеспечить точные временные задержки, а также гене- рацию импульсов. В схеме предусмотрены дополнительные выво- ды для запуска и сброса. В режиме выдержки времени последняя задается с большой точностью одним навесным резистором и од- ним конденсатором. При непрерывной генерации сигналов часто- та следования и скважность .импульсов регулируются двумя ре- зисторами и одним конденсатором. В схеме предусмотрена воз- можность запуска и останова (сброса в исходное состояние), а выходная цепь микросхемы способна отдать ток до 200 мА; кро- ме того, уровень выходного сигнала можно сделать совместимым с уровнями ТТЛ-схем. Характерные особенности: • Время выдержки от микросекунд до часов • Работа в автоколебательном и ждущем режимах • Регулируемая скважность импульсов • Большая отдача по току (до 200 мА) • Возможность работы на ТТЛ-схемы • Температурная стабильность 0,005%/°С • Нормально-замкнутый и нормально-разомкнутый выход П рименения: Прецизионная выдержка времени Генерация импульсов Последовательная .задержка Широтно-импульсная модуляция (ШИМ) Частотно-импульсная модуляция (ЧИМ) Детектирование (обнаружение) сбоя в импульсной последователь- ности Предельные паспортные данные: Напряжение питания Мощность .рассеяния Диапазон рабочих температур NE555 SE555 Диапазон температур при хранении Температура выводов при пайке (до 60 с) + 18 В 600 мВт 0 °C +70 °C От —55 до +125 °C От —65 до +150 °C +300 °C ” С разрешения фирмы Signetics Corporation, copyright. 1974. 328 329
Уровень управляющего £к= 15 В 9,6 10 10,4 9,0 10 11 В напряжения £в = 5 В 2,9 3,33 3,8 2,6 3,33 4 В Выходное напряжение («низкий» уровень) £в = 15 В /вых =10 мА 0,1 0,15 0,1 0,25 В /вых ~ 50 мА 0,4 0,5 0,4 0,75 В /вых = 150 мА 2,0 2,2 2,0 2,5 в /вых ~ 200 мА 2,5 2,5 в £в = 5 В /вых “ 5 мА 0,1 0,25 в / вых = 5 мА 0,25 0,35 в Падение напряжения на нагрузке («низкий» уровень выхода) /вых = 200 мА £в = 15 В /вых “ ЮО мА 12,5 12,5 в £в= 15 В 13 0 13,3 12,75 13,3 в £в = 5 В 3,0 3,3 2,75 3,3 в Время нарастания вы- ходного сигнала 100 100 нс Время спада выходного сигнала 100 100 нс 1. Прн «высоком» уровне выхода потребляемый ток обычно па 1 мА меньше указанных значений. 2. Измерено при Ек = Б В и Ек = 15 В. 3. Пороговый ток определяет максимальное значение R ~ R .< + R в- При Е,, = 15 В Л..-,,„ = 20 МОм. /1 D п- МаЛС on сл ел СП <
Эквивалентная схема. Типовые характеристики Минимальная длительность импульса запуска. Зависимость потребляемого тока от напряжения питания.
Зависимость «высокого» уровня вы- ходного напряжения от выходного тока. Зависимость «низкого» уровня вы- ходного напряжения от выходного тока. Зависимость «низкого» уровня вы- ходного напряжения от выходного тока. Зависимость «низкого» уровня вы- ходного напряжения от выходного тока.
Зависимость времени выдержки от напряжения питания. Температурная зависимость времени выдержки. Нижний уробень импульса запуска, х£к Зависимость времени распространения сигнала от уровня напряжения импульса запуска.
5 ПРОГРАММИРУЕМЫЙ ТАЙМЕР/СЧЕТЧИК1) Программируемый таймер/счетчик XR-2240 — это монолитная микросхема, способная обеспечить сверхдлительные точные вре- менные задержки. В большинстве случаев эта микросхема может непосредственно заменять механические или электромеханические реле времени; при этом она обеспечивает программируемую вы- держку от микросекунд до пяти суток. Две ИМС XR-2240 можно включить последовательно, получив при этом выдержку до трех лет. Размеры корпуса (в мм) Как показано на рис. I, данная ИМС состоит из задающего ге- нератора, программируемого 8-разрядного двоичного счетчика и управляющего триггера. Время выдержки задается внешней RC-цепью и может устанавливаться по программе в пределах от 1 до 255 RC. В автоколебательном режиме схема может генерировать сигналы 256 различных частот или импульсные последовательности при установке одной внешней RC-цепи; имеется возможность синхро- низации внешним стробирующим сигналом. Как управляющие входы, так и выходы ИМС совместимы по уровню с ТТЛ- и ДТЛ-схемамп. ” С разрешения фирмы Exar Integrated Systems, Inc. 335
Рис, 1. Функциональная блок-схема. Рис. 2. Обобщенная тест-схема. Рис. 3. Тест-схема для режима ра- боты с уменьшенной (потребляемой) мощностью. Рис. 4. Тест-схема для проверки работы счетчика. Характерные особенности: • Выдержка от микросекунд до нескольких суток • Программируемая выдержка от 1 до 255 RC • Широкий диапазон напряжений питания: от 4 до 15 В 336
• Выходы совместимы с ТТЛ и ДТЛ • Высокая точность: 0,5% • Возможность внешней синхронизации и модуляции 9 Превосходное подавление пульсаций питания: 0,2 %/В Применения: Прецизионный отсчет времени Генерация длительной временной задержки Последовательный отсчет времени Генерация двоичной последовательности импульсов Синтез частот Счет или суммирование импульсов Аналого-цифровое пр еоб р азов ан ие Цифровая выборка — хранение Предельные паспортные данные: Напряжение питания Рассеиваемая мощность Керамический корпус Уменьшение Ррасс при 7,окр>25с’С Пластмассовый корпус Уменьшение Ррасс при ГОкр>25°С Рабочая температура XR-2240M XR-2240C Температура хранения 18 В 750 мВт 6 мВТ/°C 625 мВт 5 мВт/°С От —55 до 4-125 СС 0 до 4-75 °C От —65 до 4-150 °C Принцип работы Цикл выдержки времени у ИМС XR-2240 начинается с момента подачи на вывод 11 импульса запуска с положительным передним фронтом. Этот входной сигнал возбуждает времязадающий гене- ратор, разрешает работу счетчика и устанавливает все выходы последнего в «низкое» состояние. Задающий генератор выдает импульсы с периодом следования Т, равным 1 RC. Эти импульсы считает двоичный счетчик. При подаче на вывод 10 импульса сброса с положительным передним фронтом цикл выдержки за- вершается. На рис. 5 представлена временная диаграмма сигналов на раз- личных зажимах схемы, следующих за подачей импульса запус- ка. Когда схема находится в сброшенном (ждущем) состоянии, задающий генератор и счетчик заблокированы и все выходы счет- чика имеют «высокий» уровень напряжения. В большинстве схем выдержки времени на ИМС XR-2240 один или несколько выходов счетчика соединяют со входом «сброс», как показано на рис. 6. При замкнутом ключе КД1 работа схемы 337
Электрические характеристики Условия измерения: см. рис. 2, [/+=5 В, 7,окр=25С°, Л=10 кОм, С=0,1 мкФ (если нет других указаний) Параметры XR-2240M XR-2240C Единицы измерения Условия измерения МИН. тип. макс. МИН. ТИП. макс. Общие характеристики Напряжение питания Ток, потребляемый всей схемой только счетчиком Выход стабилизатора 4 4,1 6,0 3,5 12 1 4,4 6,3 15 6 16 6,6 4 3,9 5,8 4 13 1,5 4,4 6,3 15 7 18 6,8 В мА мА мА В В При П+<^4,5 В замкнуть выводы 15 и 16 U+ = 5 В, Узап=0, Усбр = 5 В U+ = 15 В, Изап = 0, 7/сбр = 5 В См. рис. 3 Измеряется на выводе 15, U* =5 В (/+ = 15 В, см. рис. 4 Задающий генератор См. рис. 2 Погрешность1 Температурный дрейф Дрейф по питанию Максимальная частота 100 0,5 150 80 0,05 130 2,0 300 0,2 0,5 200 80 0,08 130 5 о.з % хю-« l/°c Х10-" 1/°С %/в кГц ^сбр — 3, Uзап — 5 В U+ = 5 В, 0 °C < Токр < 75 °C U+ = 15 В U+ > 8 В, см. рис. 11 R = 1 кОм, С = 0,007 мкФ Уровень напряжения модуля- ции 3,0 3,5 10,5 4,0 2,8 3,5 10,5 4,2 В В Измеряется на выводе 12' U+ = 5 В У+= 15 В й*-, Рекомендуемый диапазон вре- мязадающих элементов: сопротивление /? емкость С 0,001 0,007 10 1000 0,001 0,01 10 1000 МОм мкФ См. рис. 8 Управление запуском и сбросом Запуск Порог запуска Ток запуска Входное сопротивление Бремя срабатывания2 Сброс Порог сброса Ток сброса Входное сопротивление Время срабатывания2 1,4 8 25 1 1,4 8 25 0,8 2,0 2,0 1,4 10 25 1 1,4 10 25 0,8 2,0 2,0 в мкА кОм мкс В мкА кОм мкс Измеряется на выводе 11 ^сбр = 0 ^сбр = 0, Uзап = 2 В Измеряется иа выводе 10 5^зап = 0 5^зап = 0, i/сбр = 2 В Параметры счетчика ^м. рис. 4, Ц+ 5 В Максимальная частота счета Вход сопротивление порог Выход время нарастания время стада ток в нагрузку ток утечки 1 Ошибка, вносимая самим XR-22 ы 2 Задержка распространения с w счетчика (на контакте /). со _ 0,8 1,0 3 40, изме яомента 1,5 20 1,4 180 180 5 0,01 ряется е подачи 8 % ОТ 11 сигнал 1,0 2 остоянн а на вх 1,5 20 1,4 180 180 4 0,01 ой врем од зап) 15 ени вре ска (сб МГц кОм В нс нс мА мкА мязадающей цс роса) до соотвс Измеряется на выводе 14 1^сбр = 0 С7зап — 5 В Измеряется на выводе 1+8 R„ = 3 кОм, Сн = 10 пФ 17ВЫК. низк С 0,4 В U ВЫХ. ВЫС = 1 5 В пи Т—1,00 PC, гтствующего изменения состояния выхода
I п Вход „запуск” 1-11-------------------(вывод ft) ГПТГП Г1Г111111111111111 е(вь№) ЙЛПЛЛЛЛЛЛЖПГ _ts^0fvemvum Ь_____О_ЕЕ__О_ЕН_ЕН____ЕЕ —t Вывод 2 Й-----1 I--1 I--1 —L > t Вывод 3 1—1------1 .—J---------1—^/ Вывода Й--------------1 >. t Вывод S Рис. 5. Временная диаграмма сигналов на выходах XR-2240. Рис. 6. Обобщенная схема соединений для работы в режиме выдержки време- ни (режим автоколебаний соответствует замкнутому, а ждущий режим — ра- зомкнутому КЛЮЧу КЛ1). начинается с момента подачи импульса запуска, и по окончании счета запрограммированного числа импульсов схема автоматиче- ски сбрасывается в исходное состояние, завершая цикл выдерж- ки. Если ни один из выходов схемы счетчика не имеет соединения со входом «сброс» (ключ Кл1 разомкнут), схема после подачи импульса запуска будет работать в режиме автоколебаний. Возможность программирования Выходные цепи двоичного счетчика (выводы с 1 по 8) выполнены по схеме каскадов с открытым коллектором, и их можно соеди- нять между собой, подключая к общему резистору нагрузки, что 340
равносильно образованию соединения «проводное ИЛИ». Комби- нированный выход будет находиться в «низком» состоянии до тех пор, пока хотя бы на одном из образующих его выходов счетчика будет «низкий» уровень напряжения. Отсюда следует, что можно «суммировать» временные задержки каждого из выходов счет- чика, просто подключая их к общей шине выхода, как показано на рис. 6. Например, в случае, когда к выходной шине подклю- чен только вывод 6, а вход «сброс» оставлен неподключенным (ключ Кл1 разомкнут), длительность цикла выдержки Твых бу- дет равна 32 Т. Если же с выходной шиной соединены выводы 1, 5 и 6, то суммарная временная задержка 7Вых = (1 +16 + 32)?= =49 Т. Таким образом, соответствующим выбором зажимов счет- Типовые характеристики Рис. 7. Зависимость потребляемого тока от напряжения питания в жду- щем режиме. (В режиме счета по- требляемый ток приблизительно на 7 мА меньше.) Рис. 8. Рекомендуемый диапазон но- миналов времизадающих элементов. Рис. 9. Зависимость длительности ос- новного цикла от параметров внеш- ней РС-цепи. Рис. 10. Минимальные длительности импульсов запуска и сброса. 341
Рис. 11. Дрейф по питанию. 0.01 0,1 1 10 100 Емкости Времязадающей цели С, мкФ Рис. 12. ------минимальное время задержки им- пульса запуска после включения питания; ------ минимальная задержка переза- пуска после сброса таймера. /ИоВутруюсцее напряжение, ^мод, В Рис. 13. Зависимость основного цикла от модулирующего напряжения на выводе 12 ИМС. Рис. 14. Температурный дрейф основного цикла Т. 342
чика, подключаемых к выходной шине, можно программировать цикл выдержки в пределах 17'^7'вых <255 7’, где T=RC. Условия запуска и сброса При подаче питания на ИМС XR-2240 в отсутствие сигналов на входах «запуск» и «сброс» схема устанавливается в сброшенное (ждущее) состояние. После того как на схему поступит первый импульс запуска, схема становится невосприимчива к дополни- тельным импульсам запуска до тех пор, пока не завершится цикл выдержки или пока не будет подан сигнал на вход «сброс». Если возбудить оба входа («запуск» и «сброс») одновременно, то сра- ботает цепь запуска, а не сброса. Описание управляющих цепей схемы Выходы счетчика (выводы с 1 по 8) Выходы двоичного счетчика выполнены по схеме буферных кас- кадов с «открытым» коллектором (см. рис. 15). Каждая выход- ная цепь может пропускать в нагрузку ток мА. В сброшен- Рис. 15. Упрощенная принципиальная схема ИМС XR-2240. ном (ждущем) состоянии все выходы счетчика находятся в «вы- соком» или непроводящем состоянии. Вслед за подачей сигнала запуска выходы изменяют свое состояние в соответствии с вре- менной диаграммой рис. 5. Выходы счетчика можно использовать раздельно либо соединять их по схеме «проводное ИЛИ», как было описано в разделе «Воз- можность программирования». Входы «сброс» и «запуск» (выводы 10 и 11) Схема XR-2240 сбрасывается (запускается) положительными фронтами импульсов, подаваемых на вывод 10 (11). Порог сраба- 343
тывания обеих цепей относительно земли приблизительно равен падению напряжения на двух диодах (—1,4 В). Минимальная длительность импульсов сброса и запуска показа- на на рис. 10. Получив однажды импульс запуска, схема не вос- принимает дополнительные импульсы запуска до окончания цик- ла выдержки. Вход модуляции и синхронизации (вывод 12) Период Т задающего генератора можно изменять (модулировать), подавая на вывод 12 постоянное напряжение (см. рис. 13). Рабо- ту задающего генератора можно привязывать к внешним импуль- сам синхронизации, подаваемым на вывод 12, как показано на рис. 16. На этом же рисунке даны рекомендуемые значения дли- тельности и амплитуды импульсов синхронизации. Синхронизация гармониками Импульсы задающего генератора можно синхронизировать гар- мониками входного синхронизирующего сигнала, устанавливая период следования основных импульсов Т равным целому числу периодов импульсов синхронизации Тсиихр- Этого можно добиться, O,f мкФ о,зпти^о,зт Вход синхро- 5,1 К сигнала Рис. 16. Схема подачи и рекомендуемая форма сигнала внешней синхронизации. Рис. 17. Типовой диапазон захвата при синхронизации гармониками. выбирая параметры времязадающих элементов Я и С, подклю- чаемых к выводу 13, так, чтобы выполнялось равенство T—RC—T синхр/т, где ш = 1,2,3,..., 10. 344
На рис. 17 показана графическая зависимость полосы захвата (втягивания в синхронизм) от номера гармоники т. При /п<10 полоса захвата имеет типичное значение не менее ±4% от основ- ной частоты работы задающего генератора. Зажим «задание цикла» (вывод 13) Период колебаний на выходе задающего генератора Т определя- ется параметрами внешней 7?С-цепи, подключаемой к выводу 13. При запуске задающего генератора на выводе «задание цикла» появляется сигнал в виде нарастающей экспоненты с периодом следования 7= 1,0 RC. Выход задающего генератора (вывод 14) Выходной каскад задающего генератора выполнен, как показано на рис. 15, по схеме с открытым коллектором, и для того, чтобы схема работала соответствующим образом, вывод 14 .следует подключить к выводу 15 через резистор 20 кОм. В сброшенном (ждущем) состоянии выход задающего генератора имеет «вы- сокий» уровень. После запуска этот генератор выдает последо- вательность импульсов с периодом T=RC, как показано на вре- менной диаграмме рис. 5. Рис. 18. Схема включения ИМС в ждущий режим работы (TBM=NRC, где КЛГС255). 23—1718 345
Выход задающего генератора соединен с входом двоичного счет- чика; кроме того, при работе с внешней синхронизацией этот вы- вод служит для подачи импульсов синхронизации. Счетчик срабатывает по отрицательному фронту времязадающих (хронирующих) или синхронизирующих импульсов, подаваемых на вывод 14. Порог срабатывания счетного входа составляет ~1,5 В. Счетчик можно блокировать, ограничив напряжение на выводе 14 потенциалом земли. Примечание: В некоторых случаях, например при работе с большим напряже- нием питания (U+>7 В) и малых значениях времязадающей ем- кости (С<0,1 мкФ) длительность импульсов на выходе времяза- выход RC Рис. 19. Последовательное (каскадное) включение для получения длительной выдержки. дающего генератора (вывод 14) может быть недостаточна для запуска счетчика. Положение можно исправить, включив между выводом 14 и землей конденсатор 300 пФ. Стабилизированный выход (вывод 15) Этот зажим может служить источником напряжения питания LH для дополнительных ИМС XR-2240 при последовательном (кас- кадном) их соединении (см. рис. 20); такое питание уменьшает мощность, потребляемую схемой. При работе микросхемы в ре- жиме синхронизации внешним сигналом внутренний задающий генератор можно питать напряжением, снимаемым с вывода 15. Это также уменьшает мощность рассеяния. При напряжении питания (7+^4,5 В следует соединить вывод 15 ИМС с выводом 16. 346
Рис. 20. Уменьшение потребляемой мощности в каскадио соединенных тай- мерах. Информация по применению Прецизионная выдержка времени (ждущий режим) В схемах получения прецизионной выдержки времени ИМС XR-2240 работает в ждущем режиме или режиме «самосброса». На рис. 18 показана употребляемая обычно в таких случаях схе- ма включения. Нормально вывод схемы находится в «высоком» состоянии; уро- вень выходного сигнала становится «низким» в ответ на входной сигнал запуска. В этом состоянии выход остается в течение вре- мени Твых, после чего схема вновь возвращается в состояние с «высоким» уровнем выхода. Длительность цикла выдержки оп- ределяется выражением где T=RC-—основной период колебаний задающего генератора, определяемый выбором величин времязадающих элементов, под- ключенных к выводу 13 (см. рис. 9); N — целое число от 1 до 255, причем его значение определяется комбинацией выходов счетчика (выводы с / по 8), подключаемых к выходной шине, как описано ниже. Программирование выходов счетчика. Выходные цепи двоич- ного счетчика (выводы с 1 по 8) выполнены по схеме каскадов с открытым коллектором, поэтому их можно соединять между со- _бой и подключать к общему нагрузочному резистору, образуя соединение «проводное ИЛИ», при котором на выходе схемы бу- дет «низкий» уровень сигнала, если хотя бы один .из выходов счетчика, образующих это соединение, имеет «низкий» уровень напряжения. Таким образом, временные задержки каждого из 23* 347
выходов счетчика можно суммировать, просто соединяя их в вы- ходной шиной, как показано на рис. 18. Если, например, соеди- нить с выходом схемы только вывод 6, а остальные выходы счет- чика оставить неподключенными, то общая длительность цикла выдержки Гвых будет равна 32 Т. В том случае, когда с выходной шиной соединены выводы 1, 5 и 6, суммарное время выдержки составит 71Вых= (1 + 16+32) Г=49 Т. Таким образом, соответству- ющим выбором зажимов счетчика, подключаемых к выходной ши- не, можно программировать цикл выдержки в пределах 17^7’ЕЬ1Х^255Т. Генерация сверхдлительной выдержки Как показано на рис. 19, две ИМС XR-2240 можно включить последовательно с тем, чтобы получить исключительно длитель- ную выдержку времени. В этом случае одноименные выводы за- пуска и сброса обеих микросхем соединяют между собой, а зада- ющий генератор второго таймера блокируют. При этом в нормальном (сброшенном) состоянии уровень напряжения на вы- ходе схемы будет «высоким». После подачи сигнала запуска вы- ход переходит в состояние с «низким» уровнем и остается в нем в течение 2562 или 65 536 циклов колебаний задающего генера- тора. Программирование. Суммарный цикл временной задержки двух каскадно-соединенных ИМС можно выбирать по программе из 256 дискретных значений в диапазоне от Твых = 256 RC до Гвых = 65 536 RC, выборочно подключая к выходной шине схемы один или несколько (в определенной комбинации) выходов счетчи- ка второго таймера. Работа при пониженном напряжении питания В схеме с каскадным (последовательным) включением двух мик- росхем задающий генератор блока 2 можно питать (с целью уменьшения потребляемой мощности) пониженным напряжением, включая его по схеме рис. 20. В этом случае зажим. «6/+» бло- ка 2 (вывод 16) остается неподключенным, а питание на этот блок подается со стабилизированного выхода блока 1 (выво- ды 15 обеих микросхем соединяются вместе). Режим автоколебаний Отключив зажим «сброс» (вывод 10) от выходов счетчика, можно заставить XR-2240 работать в режиме автоколебаний (т. е. сво- бодных колебаний). На рис. 21 приведены две схемы включения, обеспечивающие такой режим работы ИМС. Схема, показанная на рис. 21, а, работает в режиме свободных колебаний с запуском 348
и сбросом внешними сигналами. После подачи сигнала запуска схема начинает счет и выдержку времени, продолжающиеся до прихода внешнего сигнала сброса. Положительный фронт импуль- са сброса, поданного на вывод 10, возвращает схему в исходное (ждущее) состояние. Схема рис. 21, а совпадает со схемой рис. 6, когда в последней разомкнут ключ обратной связи Кль Рис. 21. Схемы автоколебательного генератора. а — с внешним сбросом и запуском; б — с самозапуском по питанию (см. также рис. 12). Схема рис. 21,6 рассчитана на непрерывную работу. При вклю- чении питания схема автоматически запускается и будет работать в режиме автоколебаний не останавливаясь. В режиме автоколебаний можно использовать каждый выход счет- чика как отдельный синхронизированный генератор; можно так- же соединять эти выходы между собой, получая при этом на вы- ходе схемы сложные импульсные последовательности. Генератор двоичной импульсной последовательности В режиме автоколебаний сигнал на выходе ИМС XR-2240, вклю- ченной по схеме рис. 21, имеет вид сложной импульсной последо- вательности, причем ее форму можно определить непосредственно 349
из временной диаграммы рис. 5, на которой показаны фазовые соотношения между сигналами на выходах счетчика. Некоторые из получаемых таким образом последовательностей импульсов представлены на рис. 22. Последовательность импульсов повто- ряется с периодом, равным периоду следования импульсов на том выходе счетчика из числа подключенных к общей шине выхода, ’ _П_Л_П_П—TL ПППП ПППП —»] 1*-*1 —Н н—~ Т ЗТ Т Закорочены выводы 1u.(t Закорочены выводе/ Ти2 > _ПЛ—лл_________________________пл_ |trjt L________21Т_______ ЗТ ST Закорочены выводы 1, 3 и 5 Закорочены выводы 1} 3t 3и? Рис. 22. Двоичные импульсные последовательности при различных взаимных соединениях выходов счетчика. который имеет наибольший номер. Минимальная длительность импульса в импульсной последовательности определяется наи- меньшим разрядом выхода счетчика из числа подключенных к выходу схемы. Работа с внешним счетным сигналом XR-2240 можно включить таким образом, что он будет работать от внешних синхронизирующих сигналов, блокировав внутренний задающий генератор и подав внешний счетный сигнал на вы- вод 14 ИМС. Рекомендуемая схема такого включения показана на рис. 23. Внутренний задающий генератор можно выключить, соединив вывод 13 с землей через резистор 1 кОм. Счетчик сра- батывает по отрицательным фронтам внешних счетных импуль- сов. Для устойчивой работы рекомендуется амплитуда счетных импульсов не менее 3 В. Длительность этих импульсов должна быть не менее 1 мкс. При работе от источника питания напряжением 6 В и менее мож- но уменьшить мощность, потребляемую схемой, отключив вы- вод 16 от шины U+ и подав это напряжение на вывод 15 микро- схемы. При таком включении внутренний задающий генератор не потребляет тока, что уменьшает общий ток потребления до величины ~3 мА. 350
П П П Внешний ° J U и \_ счетный сигнал Рис. 23. Работа с внешним счетным сигналом. Синтезатор частот Программируемый счетчик ИМС XR-2240 можно использовать для генерации 255 различных частот, определяемых основной ча- стотой задающего генератора; схема включения показана на Рис. 24. Синтез частот из сигналов внутреннего задающего генератора. рис. 24, Сигнал на выходе данной схемы представляет собой по- следовательность импульсов, причем длительность импульсов рав- на Т, а период следования— (Л7+1) 7\ где N— суммарный модуль счета, соответствующий выходам счетчика, подключенным к ши- не выхода. Например, при соединении с выходной шиной контак- тов 1, 3 и 4 суммарный модуль счета N= 1+4+8= 13 и период выходного сигнала составляет (jV+I)?’ или 14 Т. Таким образом, 351
из частоты сигнала задающего генератора можно синтезировать 256 .различных частот. Синтез с синхронизацией гармониками. Возможность синхро- низации ИМС XR-2240 гармониками основной частоты можно ис- пользовать для генерации широкого ряда дискретных частот, Рис. 25. Синтез частот при синхронизации гармониками внешнего опорного сигнала. Задаем T—RC, Ton=l/fon(m=Ton/T, !<m<10), W(KA'< 255); при этом f вых= =fon (т/(1+ЛГ). кратных данной опорной частоте. Схема, работающая по этому принципу, показана на рис. 25, а на рис. 16 и 17 даны рекомен- дуемая форма сигнала внешней синхронизации и график диапа- зона захвата гармоник. Если основная частота синхронизирует- ся zn-й гармоникой опорной частоты, где l^m^lO, как это были описано в разделе «Синхронизация гармониками», то частота /вых выходного сигнала в схеме рис. 25 относится к опорной ча- стоте /оп как f =f /вых /оп jV-f- 1 ’ где m— номер гармоники, a N — программируемый модуль сче- та. При 1 <;Л?гС255 схема рис. 25 при одной фиксированной часто- те опорного сигнала может выдавать сигналы 2550 различных ча- стот. Особым случаем применения схемы, показанной на рис. 25, яв- ляется генерация частот, не кратных опорной частоте. Например, 352
выбрав номиналы RC-цепи так, чтобы /п=10, и задав М=5, мож- но получить на выходе схемы сигнал частотой 100 Гц, синхрони- зированный частотой сети 60 Гц. Генератор сигналов ступенчатой формы Соединив таймер/счетчик XR-2240 с внешним операционным уси- лителем и цепочкой прецизионных резисторов, как показано на рис. 26, мы получим генератор ступенчатых сигналов. В ждущем Рис. 26. Генератор сигналов ступенчатой формы. состоянии выход схемы имеет «низкий» уровень. При подаче сиг- нала запуска выход переходит в состояние с «высоким» уровнем сигнала, и схема генерирует ступснчато-спадающий сигнал, со- стоящий из 256 ступенек равного уровня. Длительность каждой ступеньки равна основному периоду Т. Генерацию ступенчатого сигнала можно остановить на любом требуемом уровне, подав через диод сигнал «блокировка» на вывод 14 микросхемы, как показано на рис. 26. Счет прекращается при фиксации напря- жения на этом выводе на уровне ниже 1,4 В. Цифровая схема выборки — хранения На рис. 27 показана схема цифровой выборки и хранения сиг- нала с использованием ИМС XR-2240. Принцип работы этой схе- мы аналогичен принципу действия генератора ступенчатого сиг- нала, описанного в предыдущем разделе. При подаче стробирую- щего сигнала RC-цепь нижних частот, включенная между входа- 353
Рис. 27. Цифровая схема выборки — хранения. Рис. 28. Аналого-цифровой преобразователь. ми «сброс» и «запуск», вызывает вначале сброс, а затем запуск таймера одним и тем же стробирующим сигналом. Этот сигнал, кроме того, устанавливает внешний триггер в состояние с «вы- соким» уровнем выхода, запуская тем самым счетчик. Схема ге- нерирует напряжение ступенчатой формы, получаемой на выхо- 354
де ОУ. Когда уровень очередной ступеньки достигает уровня из- меряемого аналогового сигнала, компаратор изменяет свое со- стояние, сбрасывая внешний триггер и останавливая счет. В этой точке уровень напряжения на выходе ОУ соответствует уровню отслеживаемого аналогового сигнала. Выбранный аналоговый сигнал будет храниться до прихода следующего стробирующего сигнала. Минимальная длительность повторения цикла выборки — хранения составляет ~6 мкс. Аналого-цифровой преобразователь На рис. 28 показана простая система 8-разрядного АЦП, выпол- ненного с использованием ИМС XR-2240. Работа этой схемы очень похожа на работу описанной выше схемы цифровой выбор- ки-хранения. В случае А/Ц-иреобразования сигнал в цифровой форме получается в виде параллельного кода на выходах двоич- ного счетчика микросхемы, причем сигнал на выходе 8 соответ- ствует старшему значащему разряду (СЭР). Время цикла пре- образования данного АЦП составляет ~6 мкс. Информация для заказа Номер по ката- логу Диапазон рабочих температуру Максимальная ошибка выдержки Корпус XR-2240M —55 — 125 °C % Керамический XR-2240N 0— +75 "С % » XR-2240P 0 J-75 °C % 11ластмассовый XR-224OCN 0 — +75 СС % Керамический XR-2240CP 0—+75 °C % Пластмассовый
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ Анализатор спектра 214 Анод трииистора 109 АРУ см. Регулировка усиления авто- матическая Балансировка сдвига ОУ см. Настрой- ка нуля ОУ Вольтметр высокоомный переменного тока 70, 71 ----постоянного тока 68—70 Время выдержки 101 — нарастания 107 ----переходного процесса 183, 184 — спада 107 Выключатель сенсорный 271, 272 Выпрямитель мостовой двухполупе- риодиый 120 Выход ОУ несимметричный 21 Генератор импульсной последователь- ности 282 — кварцевый 322 — линейно-изменяющегося напряже- ния 97—99 — мостовой Вина 114—116 — напряжения треугольной формы 102—107 — пилообразного напряжения (ГПН) 107—111 — прямоугольных импульсов иа инте- гральном таймере 261—266 ------с регулируемой скважностью 266—268 ---------синхронизированными вы- ходами 280—282 -----сигналов 311 —-сигналов ступенчатой формы 352 — синусоидальных сигналов 112—116 — стабильного тока см. Источник не- изменного тока — тональных посылок 266 — управляемый напряжением 111 Гетеродинирование см. Сдвиг частот Гистерезис 55 Гиратор 304 Декада 182 Делитель аналоговый 226, 227 — частоты 269, 271, 273 Демодуляция 210, 219 — АМ-сигнала 219—221 — напряжения балансного модулято- ра 220, 222, 223 — с одной боковой полосой 223 Детектирование см. Демодуляция Детектор для магнитного датчика 322 — ненулевого уровня 28—30, 60—62 — нуля 26—28, 50—52, 322 ----с гистерезисом 63 — пиковый 324 — пропуска импульса 273, 274 — с окном 65—67, 311 Диапазон частот прецизионный 186 ----рабочий 187—189 Диоды фиксирующие 323 Дискриминатор двухпороговый см. Детектор с окном Дифференциатор 303 Добротность 249 Дрейф ОУ 178, 179 Заземление потенциальное 33 Защита от короткого замыкания и пе- регрузки 133—135 — от перенапряжений 324 Измерение дифференциального напря- жения 152 — малых изменений сопротивления 158—160 — напряжения дистанционное 143— 145, 151, 152 — переходной характеристики ОУ 300 — сдвига фаз 207—210 — силы, давления, ускорения 160 — тока короткого замыкания 78—80 Интегратор 303 — с компенсацией тока смещения 309 Источник неизменного тока 74, 153 ----большой величины 77, 78 — низкого опорного напряжения 321 — питания биполярный 125, 126 ----нестабилизированный 117—126 — — постоянного тока 117 ----стабилизированный 117, 127 — с расщепленным питанием 21 — тока биполярный 311 Катод трииистора 109 Квадранты работы перемиожителя 201—203 Компаратор напряжения 26, 27, 49— 67, 311, 315—326 ----быстродействующий 60, 61 ----на ОУ 56 ----определение терминов 318 ----основные характеристики 61 ----прецизионный 62 ----с фотодиодом 325
Предметный указатель 357 ----привязка уровня выходного на- пряжения 56—60 ----применение 49, 321—326 ----с гистерезисом 102—105 ----со стробированием выхода 62— 65, 325 Компенсация токов смещения 168 Конденсатор внутренней частотной коррекции 181 — фильтра 120, 121, 126 Корпуса ИМС 305, 306 Коррекция частотная 137, 181, 182 ----внешняя 196—199 ------ внутренняя 181 ----воспроизведения грамзаписи 85 — — двумя конденсаторами см. Кор- рекция частотная .двухполосная ----двухполосная 198 ----одним конденсатором >198 ----подачей сигнала вперед см. Ме- тод параллельных каналов Коэффициент добротности см. Доб- ротность — масштабный 201 — ослабления пульсаций питания 308 — — синфазного сигнала (КОСС) 308 — усиления дифференциальный >141 ——измерительного усилителя 148 ----инвертирующего усилителя 34 ----компаратора 318 ----напряжения шумов 195, 196 ----неинвертирующего усилителя 43 ----повторителя напряжения 41 ----при большом сигнале 308 —• — с обратной связью 32, 34 Крутизна спада ЛЧХ см. Спад АЧХ КУВ см. Тринистор Манипуляция сдвигом частоты (МСЧ) 111, 112 Метод выключения каскадов см. Ме- тод параллельных каналов — параллельных каналов 198, 199 Модуляция амплитудная (AM) 210— 212, 216—219 — балансная 212—216, 218, 219, 222 — с одной боковой полосой 223 Модуляция с подавлением .несущей см. Модуляция балансная у— частичным подавлением боковой полосы 223 — фазовая (ФМ) 210 — частотная (ЧМ) 111, 112, 210 Мультивибратор автоколебательный 90—93, 261—263, 321 — ждущий 93—96 Нагрузка 121 — заземленная 74—78 ----определение 74 ----схема включения 323 — плавающая 71—74, 148 ---- определение 74 Напряжение гистерезиса 56, 60 — дифференциальное входное 24 — насыщения выхода компаратора 318 -------ОУ 22 — пороговое верхнее 52, 102 ----иижнее 52, 53, 102 — — таймера 261 — пробоя (стабилизации) 127, 1.28 — пульсаций 121, 124, 125 — сдвига входное 24, 162, 170—178, 308, 318 Настройка нуля ОУ 177, 178, 301 Область пробоя 127 Обратная связь отрицательная 32 ----положительная (ПОС) 49, 52 Ограничение уровня выхода однопо- лярное 56—58 ------симметричное 58—60 Одновибратор см. Мультивибратор ждущий Падение напряжения прямое ПО Перемножитель аналоговый 200 ----в качестве демодулятора 221 --------модулятора 212, 214, 218 ----масштабный коэффициент 201 ----подстройка нуля 203 -------— масштабного коэффициента 203 Плата макетная для ИМС 9—17 ------— материалы 15 ---------с батарейным питанием 10—12 -----------питанием от сети 12—14 Повторитель напряжения 41—43, 301 ----быстродействующий 309 Полоса боковая верхняя 215 ----нижняя 215 — единичного усиления 183 — заграждения фильтра 229 — пропускания ОУ малосигнальиая 189—191 ------на полной мощности См. Ча- стота выхода на полной мощно- сти — — фильтра 229 Помехи см. Шумы
58 Предметный указатель Предусилитель—корректор для элек- тромагнитного звукоснимателя 34—86 Преобразователь аналого-цифровой (АЦП) 354, 355 — напряжение — ток 71—77 ------с заземленной нагрузкой 74— 78 — -------плавающей нагрузкой 71— 74 — напряжение — частота 111 Привязка выходного напряжения см. Ограничение уровня выхода Произведение усиления на полосу пропускания 191 Расширитель .импульсов 95 Регулировка усиления автоматическая (АРУ) 227 Регулятор тембра 86—88 — уровня заполнения бака водой 271, ' 272 Резистор компенсации по току 168, 196 Реле времени 278—280 — тепловое 136 Сдвиг частот 223—225 Сигнал модулирующий 212, 213 — несущий 212 — промодулнроваииый 212 Синтезатор частот 283, 284, 351 Скважность импульсов 264 Скорость нарастания 191—194 Смеситель сигналов НЧ 38, 39 Сопротивление входное 308 Составляющая мультипликативная 213, 216 Спад АЧХ 183 Спектр частотный 215, 217, 224, 225 Стабилизатор напряжения 1117, 127— 137 ----интегральный биполярный 136 ------однополярный 135, 136 ----на стабилитроне 127—129 ----на операционном усилителе 129—135 Стабилитрон 127, 128 Сумматор инвертирующий 37, 38, 196, 309 —— с усилением 39, 40 — неиивертирутощий 45 ----с двумя входами 45, 46 ----сп входами 47 Схема балансировки напряжения сдвига 176, 177, 299 — возведения 'в квадрат 204—207, 324 — выборки-хранения 323, 353 — вычисления корня квадратного 227 — измерения переходной характери- стики 229 ----тока фото декторов 80, 81 -------короткого замыкания 78—80 — предусилителя-корректора 85 — проверки диодов 73 ----светодиодов 73—74 ----стабилитронов 71—73 — регулятора тембра 87 —'согласования уровней 321 — с отрицательной обратной связью 32 — фазовращателя 83 — формирования прямоугольных им- пульсов 56 — электрической развязки 325 Таймер интегральный счетный 274— 284, 335—355 -------описание схемы 275 —------применения 278—284 ----блок-схема 256, 331 ----в автоколебательном режиме •261—268 -----------применения 266—268 ----в J режиме одновибратора 268— -----------применения 271—274 ----режимы работы 255—257 ----типа 555 255—274, 328—334 ----типовые характеристики 332— 334 — — цоколевка 257, 331 ----эквивалентная схема 332 ----электрические характеристики 329, 330 — иа операционном усилителе 99— 101 Тензодатчик 160 Термометр на ИМС 156, 157 Тиристор триодный см. Тринистор Ток потребляемый 308. 319 Ток сдвига входной 1,62. 163, 165, ЗОЯ 318 --------влияние на выходное напря- жение 468—170 —смещения входной 162—168, 308. 318 -------влияние на выходное напря- жение 165—168 — удержания тринистора 109 — утечки выходной цепи 318 Токи шумов 196
Предметный указатель 359 Транзистор проходной 13’1—133 — составной 133 Триггер Шмитта 56 Тринистор 109 Удвоитель частоты 205, 206, 323 Усиление петлевое 113 Усилитель буферный см. Повторитель напряжения — дифференциальный 140—148 -----коэффициент усиления синфаз- ного напряжения 142 -----с большим входным сопротивле- нием 145—147 -------- регулируемым коэффициентом усиления 146, 147 — измерительный 140, 148—151 -----применения 151—153 — изолирующий см. Повторитель на- пряжения — инвертирующий 32—41, 302 -----коэффициент усиления 34 — — ток нагрузки 34, 35 — ------ выхода 34, 35 — —усредняющий 40, 41 — неиивертирующий 43—47, 302 -----коэффициент усиления 43 — — ток выхода 34, 35, 45 — ----нагрузки 34, 35, 45 — малошумящий 303 — мостовой 154—160 — мощности 137, 138 —• — ключевой 323, 326 — — с большой скоростью иарасга- иия 304 Усилитель-ограничитель 302 — с дифференциальными входом и выходом 146 -----единичным усилением см. Повто- ритель напряжения — тока 81, 82 Усилитель операционный в схеме из- мерения тока короткого замыка- ния 78—80 ---------фазовращателя 83 -----вход инверсный 22 -----неинверсный 22 -----избранные применения 68—89 -----интегральный 18 -----коэффициент усиления 22 -----напряжение насыщения 22 -----определение 18 -----паваметвов 308 -----с внешней коррекцией 307—314 ----- внутренней коррекцией 288— 306 ---сопротивление нагрузки мини- мальное 22 Фазовращатель 82—84 Фильтр 229 — активный 229—254 — верхних частот 229, 240—248 — —— Баттерворта 242—247 ------ основная схема 243 ------ —расчет 243, 245 ------фазовые сдвиги 247 ---— частотная характеристика 241, 243, 244, 246 — нижних частот 229—240 ------ Баттерворта 234—240 ------—основная схема 231, 232 ------расчет 232, 233, 235—237, 239 ------фазовое запаздывание 240 ---— частотная характеристика 233, 234 — пассивный 229 — полосовой 229, 248—251 ------ узкополосный 249, 250 ---широкополосный 250, 251 — режекторный 251—253, 304 — с максимально плоской характери- стикой 215 Характеристика амплитудно-частот- ная (АЧХ) 182, 183 — малосигнальная см. Характеристи- ка амплитудно-частотная — нагрузочная см. Характеристика стабилизации — стабилизации 121—123 — частотная ОУ 181—183 Частота верхняя предельная 193, 194 — выхода на полной мощности 193 — излома АЧХ см. Частота среза АЧХ — перегиба АЧХ см. Частота среза АЧХ — разностная 213 — резонансная 249 — свободных колебаний 263 —сопрягающая 182 —среза АЧХ 229, 232, 242 верхняя 249 • нижняя 249 — суммарная 213 Шкала выходного напряжения 193. 308 Шумы 194—196 — в инвертирующем сумматоре 196 — в ОУ 195 Электрод управляющий тринистора
УДК 621,375.147.3 Систематический курс по линейным интегральным схемам. Авторы рассматривают все аспекты их приме- нения в цепях линейного преобразования сигналов, ком- параторах, генераторах сигнала, измерительных при- борах, усилителях мощности, источниках питания, активных фильтрах и таймерах. Ряд вопросов, например построение таймеров, в данной книге освещается впер- вые. Приведены подробные справочные данные. Четкость изложения, конкретные примеры и ориен- тированность на разработчиков приборов и систем де- лают книгу незаменимым пособием для специалистов по приборостроению, автоматизированным системам управления, промышленной автоматике и телемеханике. Она может использоваться студентами и аспирантами соответствующих специальностей. Редакция литературы по новой технике 2403000000 30404—475 К 041(01)—79 159—80 © 1977 by Prentice-Hall, Inc. © Перевод на русский язык, «Мир», 1979
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА Среди изданий по интегральным микросхемам, выпущенных за рубежом и переведенных на русский язык, предлагаемая вниманию читателей книга выделяется простотой и наглядностью в сочетании с полнотой изложения. Она доступна не только подготовленным специалистам, но и лицам, впервые приступающим к изучению предмета. Книга является систематическим курсом по применению линей- ных интегральных схем в приборостроении, автоматике, телемеха- нике и измерительной технике, охватывает всю совокупность во- просов, связанных с использованием интегральных операционных усилителей и линейных схем, начиная с методов монтажа на пе- чатных платах и элементарных схем включения и кончая построе- нием и расчетом субсистем по обработке линейных сигналов с учетом погрешностей реальных элементов. Ряд вопросов излага- ется с такой полнотой впервые. Это прежде всего относится к схемотехнике и применению таймеров — устройств для задания временных интервалов. Ограничившись только необходимым ми- нимумом сведений по микросхемотехнике и несколькими типами зарекомендовавших себя на практике современных микросхем (операционные усилители 741 и 301, компаратор 311, таймеры 555 и XR-2240), авторы соср&доточивают свое внимание на характери- стиках схем, которые наиболее важны для пользователей — разра- ботчиков приборов и систем. В СССР выпускаются аналоги основ- ных типов этих схем (серии ИМС KI40, К153 и др.). При переводе мы сохранили особенности терминологии авторов, давая в некото- рых случаях варианты терминов, принятые в отечественной литера- туре. Библиография дополнена небольшим перечнем изданий на русском языке, приведенным ниже. Книга предназначена как для специалистов по приборострое-