/
Text
С. БУНИМОВИЧ, Л. ЯЙЛЕНКО
UB5UN UT5AA
ТЕХНИКА
ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ
ОДНОПОЛОСНОЙ
РАДИОСВЯЗИ
ИЗДАТЕЛЬСТВО ДОСААФ • МОСКВА —1970
3-4-2
80-70
Бунимович Сергей Георгиевич
Яйлеико Леонид Петрович
ТЕХНИКА ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ
ОДНОПОЛОСНОЙ РАДИОСВЯЗИ
Редактор Ф. Е. Годинер.
Художественный редактор Г. Л. Ушаков.
Технический редактор 3. И. Сарвина.
Корректор В. В. Крылова
Г-74625 Сдано в набор 11/XII-69 г.
Подписано к печати 16/IX-70 г. Изд. №1/4684-
Формат 60Х90’/1б- Бумага типографская № 3.
Тираж 100 000 экз. Цена 72 коп. Усл. п. л.
19,5-}-вкладка 0,49. Уч.-изд. л. 18,07.
Издательство ДОСААФ, Москва, Б-66,
Ново-Рязанская ул, д. 26. Типография
изд-ва «Омская правда», г. Омск, пр.
Маркса, 39. Заказ 772.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Последние десятилетия нашего века характеризуются массовым проник-
новением радиоэлектронных средств в жизнь н быт человека, которого все
больше окружает незаметный мир электронных слуг и помощников. Одни
его снабжают информацией, другие развлекают, третьи связывают людей
друг с другом — по проводам и без проводов.
Профессия инженера-радиоэлектроника стала массовой. И тем не ме-
нее у нас-в стране гораздо больше радиолюбителей, чем радиоспециалистов.
Радиолюбителей буквально миллионы. Такая невиданная массовость люби-
тельства в области радио н его применений объясняется двумя причинами.
Во-первых, радиолюбительство дает простор для индивидуального техниче-
ского творчества в массовом масштабе. Во»%торых, радиолюбительство—на-
столько широкое поле деятельности, что оно смыкается с интересами и воз-
можностями самых разных людей. Стоит только назвать конструирование
электромузыкальных инструментов ji автоматизацию доильных установок,
дальний прием телевидения н «Охоту на лис», связь со всем миром на ко-
ротких волнах и измерение проводимости почв, чтобы не осталось никаких
сомнений в огромной будущности радиолюбительства.
Радиолюбительство — настоящая кузница кадров для народного хозяй-
ства, прекрасная школа для будущих связистов. Особенная роль в этом
случае принадлежит любительской радиосвязи на коротких и ультракорот-
ких волнах. Радиолюбители-коротковолновики ведут свои передачи на спе-
циально отведенных им волнах. Начинающие коротковолновики переговари-
ваются между собой при помощи телеграфной азбуки. Радиолюбители
более высокой квалификации часто используют и другие способы передачи
сигналов — амплитудную и однополосную модуляции, позволяющие вести
непосредственную радиотелефонную связь н слышать живой голос далеко-
го собеседника откуда-нибудь с Дальнего Востока, Австралии, Кубы, Ан-
тарктиды...
Радиолюбительская связь является одним из средств укрепления друж-
бы между народами н борьбы за мир во всем мире.
Радиолюбители не раз были пионерами в области радиосвязи. Они «от-
крыли» короткие волны, обнаружили усилительные свойства полупровод-
никовых кристаллов, освоили сверхдальний прием телевидения. Так полу-
чилось и с однополосной радиосвязью. Считалось, что она целесообразна
только на магистральных линиях радиосвязи и слишком сложна и дорога
для так называемой ннзовой связи, т. е. сетей радиостанций малой мощ-
ности для различных служб.
Массовый эксперимент коротковолновиков в области однополосной свя-
зи показал, что ее применение на этом уровне не только возможно, ио и
весьма эффективно. Этот метод модуляции имеет значительные преимуще-
ства перед другими, так как позволяет вести связь на больших расстояниях
без существенных помех со стороны других радиостанций. За 10—15 лет
3
однополосная модуляция стала доминирующей в телефонной коротковол-
новой связи.
Предлагаемая вниманию читателей книга написана двумя радиолюбите-
лями-энтузиастами внедрения однополосной радиосвязи, имеющими боль-
шой практический опыт конструирования радиоаппаратуры и ведения ско-
ростной и дальней связи. Оба они с юных лет принимали активное участие
в работе Донецкого радиоклуба и прошли путь от начинающих радиолюби-
телей до специалистов в области радиоэлектроники. С. Г. Бунимович и
Л. П. Яйленко входили в состав команды операторов радиостанции Донец-
кого радиоклуба UB5KAB, которая в течение шести лет (1957—1963-гг.)
была чемпионом СССР по радиосвязи, завоевали большое количество при-
зов и наград в международных соревнованиях радиоспортсменов. Например,
в 1959 г. они завоевали кубок имени А. С. Попова в соревнованиях, посвя-
щенных 100-летию со дня его рождения; в 1960 г. — золотой кубок на не-
официальном первенстве мира. Оба автора книги — мастера спорта СССР,
удостоены звания «Почетный радист СССР» и «Мастер-радиоконструктор
ДОСААФ». За этими званиями — свой, конкретный вклад в развитие оте-
чественного радиолюбительства. Они были в числе первых, кто освоил тех-
нику однополосной радиосвязи и радиотелетайп, предложили ряд оригиналь-
ных конструкций передатчиков, антенн н других устройств. Часть из них
приводится в дайной книге.
В настоящее время авторы книги занимаются научной работой. Несмот-
ря на занятость, они по-прежнему посвящают свой досуг коротковолновой
связи.
Изданная впервые в 1964 г., эта книга стала настольной для многих ра-
диолюбителей. За прошедшие годы техника однополосной связи развивалась
и совершенствовалась. Выпускаемая ныне вторым изданием книга Бунимо-
вича и Яйленко содержит систематическое описание узлов и комплектов пе-
редающей и приемной аппаратуры для любительской однополосной радио-
связи.
От первого издания книга отличается новыми главами н разделами—
о приемопередатчиках, о повышении эффективности передачи, а также до-
статочно большим числом транзисторных схем. В ней приведено много
разнообразных схем и описаний узлов однополосных передатчиков и при-
емников, разработанных в последние годы, что позволит читателю испытать
различные варианты схем и выбрать лучший, переходя от простых к более
сложным, соответственно своим возможностям.
Приведенные авторами советы по настройке н налаживанию аппарату-
ры помогут читателям построить высококачественные однополосные радио-
станции н подготовиться к ведению дальних н блнжних радиолюбительских
связен.
Книга может быть полезна также студентам и специалистам в области
радиосвязи.
Кандидат технических наук
Ю. Н. Прозоровский, UA3AW
Глава I. ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
1. НЕКОТОРЫЕ СВЕДЕНИЯ ИЗ ИСТОРИИ
ОДНОПОЛОСНОЙ РАДИОСВЯЗИ
Принцип однополосной связи известен почти так же дав-
но, как и радиотелефонирование вообще. Первые работы в
этом направлении относятся к 1915-1916 годам, когда незави-
симо друг от друга Д. Карсон, Г. Арнольд и М. В. Шулейкин
показали, что амплитудно-модулированное колебание состоит
из несущей частоты и двух боковых полос, 'Содержащих оди-
наковую информацию. Это и привело к мысли о возможности
использования для передачи сообщений лишь одной боковой
полосы.
В 20-30-х годах были сделаны основные изобретения в об-
ласти передачи и приема однополосных сигналов. Здесь сле-
дует отметить имена Е. Г. Момота, В. И. Сифорова, П. В.
Шмакова, Ширекса, Бельсиза и др. Ими была разработана
теория и созданы методы генерирования и приема однополос-
ных сигналов. В 30-х годах было построено несколько магист-
ральных однополосных линий дальней связи, в частности, в
Советском Союзе.
Первые радиолюбительские эксперименты в этой области
относятся, по-видимому, к 30-м годам, но тогда они распрост-
ранения не получили.' Практическое внедрение однополосной
модуляции в любительскую коротковолновую радиосвязь на-
чалось лишь после второй мировой войны, в конце 40-х—на-
чале 50-х годов. Преимущества однополосной связи в люби-
тельских условиях (т. е. при небольшой мощности передатчи-
ков, значительных перекрываемых расстояних и простых ан-
теннах) оказались столь очевидными, что за какие-то 15 лет
амплитудная модуляция отошла на второй план и в недале-
ком будущем, видимо, вообще будет вытеснена из коротко-
волновой связи, за исключением-, может быть, простейших ма-
ломощных устройств для местной связи.
5
Непрерывно возрастающая популярность однополоснои
модуляции (ОПМ. или SSB)* среди коротковолновиков
-объясняется многими значительными преимуществами ее пе-
ред амплитудной модуляцией (AM): более эффективным ис-
пользованием мощности передатчика, экономией частотного
спектра и высокой помехоустойчивостью.
Однополосная модуляция представляет собой комбиниро-
ванную АМ-ЧМ модуляцию, при которой амплитуда и частота
компонентов однополосного сигнала зависят соответственно
как от амплитуды, так <и от частоты составляющих низкочас-
тотного напряжения на входе передатчика.
Разобраться в сущности однополюсной модуляции и выяс-
нить ее преимущества перед AM трудно, не имея ясного пред-
ставления о процессах, происходящих при обычной амплиту-
дной модуляции, которую мы сейчас и рассмотрим.
2. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В режиме молчания AM передатчик генерирует колеба-
ния высокой частоты f неизменной амплитуды, называемые
колебаниями несущей частоты, или просто несущей (рис. 1,«).
Если пр смодулировать несущую синусоидальными колебани-
ями 31вуковой частоты F так называемым чистым тоном, мы
получим тональную модуляцию, простейший случай ампли-
тудной модуляции.
Аналитическое выражение для амплитудно-модулнрован-
ных колебаний при модуляции одной частотой записывается
так:
i~I0cos2nft — ^^cos2n(/-j-E) t-\- r~ cos2n{f~F) t,
где i— мгновенное значение тока ВЧ колебаний;
7о — средняя амплитуда тока ВЧ колебаний;
F— модулирующая частота;
f — несущая (радиочастота);
т— коэффициент глубины модуляции
Первый член выражения представляет несущую частоту
и не содержит ни т, ни F, т е. не зависит ни от глубины мо-
дуляции, ни от модулирующей частоты Второй и третий чле-
ны выражения описывают колебания боковых частот и вклю-
чают в себя как т, так и F. Амплитуда колебаний боковых
частот пропорциональна коэффициенту модуляции, а часто-
* В международной радиолюбительской практике для условного
обозначения однополосной модуляции принято сокращение «SSB» от
английского выражения Single Sideband. f
6
Рис 1 Временные и частотные диаграммы AM
сигнала с тональной модуляцией
та их равна сумме или разности (несущей и модулирующей
частот.
При тональной модуляции AM передатчик излучает уже
не колебания одной частоты, как в режиме молчания, а коле-
бания трех частот: несущей, верхней боковой (суммарной) и
нижней боковой (разностной, см рис. 1, б, в).
3. ВЕКТОРНОЕ ИЗОБРАЖЕНИЕ МОДУЛИРО-
ВАННЫХ КОЛЕБАНИИ
Электрическое колебание имеет д®а основных независи-
мых параметра: 1) амплитуду; 2) фазу и частоту. Фаза и час-
тота рассматриваются ©месте, так как они принципиально
связаны между собой: частота является производной вели-
7
чиной от фазы. Иными словами, частота есть скорость измене-
ния фазы колебания.
При модуляции указанные параметры высокочастотного
колебания могут изменяться как порознь, так и совместно.
В соответствии с параметром, изменяющимся при модуляции,
в общепринятой терминолепии имеются три названия: ампли-
тудная, фазовая и частотная модуляции.
Указанные виды модуляции в чистом виде почти не встре-
чаются. Так, если в амплитудно-модулированном передатчике
один из контуров не вполне точно настроен на рабочую час-
тоту, то AM колебание, проходя через этот контур, получит
дополнительную фазовую модуляцию. То же произойдет, ес-
ли приемник настроен неточно на частоту AM сигнала, либо
Характеристика полосы пропускания приемника несимметрич-
на. В этом случае вместо чистой амплитудной модуляции по-
лучается смешанная —«амплитудно-фазовая».
Существуют различные способы представления модулиро-
ванных колебаний — аналитические и графические (времен-
ные, спектральные, векторные). Разложение сложного коле-
бания в спектр простых синусоидальных составляющих с за-
писью в виде формулы (как было сделано выше) является
аналитическим методом выражения модулированного колеба-
ния. Если на основании полученного частотного спектра пост-
роить на оси частот график расположения синусоидальных
составляющих, отложив по оси ординат их относительную
амплитуду, то мы получим одно из возможных графических
изображений модулированного колебания — спектральный
график.
Различные способы представления модулированных коле-
баний имеют свои достоинства и недостатки. Графические ме-
тоды более наглядны и показательны, аналитические — удоб-
нее для вычислений и математического описания физических
процессов — модуляции, детектирования, преобразования и
т. д.
Самым полным и точным выражением формы высокочас-
тотного модулированного колебания является график измене-
ния тока (или напряжения) этого колебания во времени. Но
такое изображение неудобно для изучения модуляции, прояв-
ляющейся в виде относительно медленных изменений фазы
и амплитуды. Чтобы уловить эти изменения, нужно изобра-
зить 100—200 периодов, ибо форма кривой тока за один период
высокочастотного колебания практически не отличается от
синусоидальной. Это дает возможность несколько упростить
картину, сделав ее в то же время более наглядной. Соединив
плавной кривой точки графика, соответствующие амплитуд-
ным значениям тока, получим линию, которую принято назы-
вать огибающей. Заметим, что огибающая может быть и пря-
мой линией (см. рис. 1, а).
8
П,ри фазовой, частотной и однополосной модуляции с пода-
влением несущей (везде имеется в виду модуляция одним то-
ном) огибающая остается прямой линией независимо от 'Ви-
да модуляции, а также от амплитуды и частоты модулирую-
щего колебания. Только при чистой амплитудной модуляции
огибающая повторяет форму модулирующего колебания. Ес-
ли оно имеет сложную форму, то огибающая также повторяет
ее при амплитудной модуляции, остается прямой линией при
фазовой и частотной модуляции, а при однополосной модуля-
ции с подавлением несущей становится очень сложной и мало
похожей на модулирующий сигнал. Сохраняется лишь общее
соответствие амплитуд.
Более удобно и универсально представление модулирован-
ного колебания в виде векторной диаграммы, где длина век-
тора пропорциональна амплитуде колебания, а фаза выража-
ется углом поворота вектора около точки его начала. (Это
позволяет записать изменения амплитуды и фазы модулиро-
ванного колебания также аналитический комплексной форме).
В отсутствие модуляции высокочастотное колебание (несу-
щая в 'случае AM) изобразится в виде вектора U, пропорцио-
нального по длине амплитуде колебаний и вращающегося
около точки своего начала с частотой ®. Можно мысленно
«остановить» вращающийся вектор, придав плоскости враще-
ния вектора (так называемой фазовой плоскости) вращатель-
ное движение,'обратное движению вектора. Тогда вектор ока-
жется неподвижным. Можно, наоборот, представить наблю-
дателя вращающимся вместе с вектором — эффект будет тот
же.
В отсутствие модуляции изображающий вектор неподви-
жен. Наличие модуляции приведет к тому, что вектор будет
изменять величину и направление. Переменный вектор моду-
лированного колебания можно разложить на неподвижный
вектор несущей и переменный «вектор модуляции». Очень ха-
рактерным является перемещение конца вектора,, так назы-
ваемой «изображающей точки». Она будет совершать перио-
дическое движение по определенной линии. Тип модуляции
удобно определять именно траекторией и характером переме-
щения изображающей точки.
Траектория может иметь различную форму: отрезка пря-
мой, круга, эллипса, отрезка дуги. Простейший класс моду-
ляции в этом смысле, очевидно, линейный,— когда конец
вектора совершает гармоническое колебательное движение
по прямой линии. Линия эта может быть различным образом
ориентирована относительно вектора несущей: совпадать по
направлению, быть перпендикулярной или же проходить
под углом к нему (рис. 2й, б, в).
Рассмотрим более подробно векторную диаграмму ампли-
тудно-модулированного колебания (рис. 2,а). Вектор U (или
9
ОА) изображает несущую Колебания боковых частот изоб-
разятся двумя векторами Пт1и C7m2, вращающимися в ту же
сторону, что и вектор .несущей, но с разными угловыми ско-
ростями. Поскольку наша фазовая плоскость вращается в об-
Рис 2 Векторное изображение мо-
дулированных колебаний а—ам-
плитудная модуляция; б—квадра-
турная модуляция, в—смешанная
АМ-ФМ модуляция; г—полная ди-
аграмма амплитудной модуляции,
д—однополосная модуляция с не-
сущей; е—эллиптическая модуля-
ция, ж—фазовая и частотная мо-
дуляция
ратную сторону, вектор несу-
щей, естественно, будет непод-
вижен, а векторы боковых час-
тот будут вращаться в разные
стороны с частотой модуляции
Q, оставаясь симметричными
относительно направления век-
тора несущей. Если сложить
геометрически векторы боко-
вых частот, их результирующий
«вектор модуляции» всегда па-
раллелен вектору несущей, но-
изменяет свою величину и нап-
равление в соответствии с мо-
дулирующим напряжением. А
результирующий вектор моду-
лированного колебания изменя-
ется только по величине, край-
ние значения которой опреде-
ляются суммой и разностью
длин векторов несущей и век-
тора модуляции. Отсюда коэф-
фициент амплитудной модуля-
ции можно определить как от-
ношение длины вектора моду-
ляции к вектору несущей.
При чистой амплитудной
модуляции нет колебания век-
тора по направлению, т. е от-
сутствует фазовая (частотная}
модуляция (рис. 2,а и г). Если
вектор модуляции U перпен-
дикулярен вектору несущей
(рис. 2,6), такая модуляция на-
зывается квадратурной. Как
увидим ниже, она может быть
легко осуществлена в однопо-
лосном передатчике при фазо-
вом методе получения однопо-
лосного сигнала. Квадратурная модуляция является в основ-
ном фазовой, так как результирующий вектор изменяется
по направлению от положения ОВ до положения ОС, тогда
как длина его изменяется мало, т. е. амплитудная составляю
щая модуляции незначительна.
10
На рис 2, в показан? промежуточный случай, когда замет-
ною величину имеют и амплитудная, и фазовая модуляции.
Если вектор модуляции будет вращаться, оставаясь пос-
тоянным по величине, изображающая точка будет описывать
окружность, и такая модуляция может быть условно названа
круговой (рис. 2, д). Легко заметить, что она отличается от
амплитудной (рис. 2, а) только в одном отношении: отсутству-
ет вектор одной боковой, т. е. круговая модуляция является
однополосной. Длина вектора несущей не имеет особого зна-
чения; он может быть уменьшен до небольшой величины либо
вообще уничтожен, и тогда модуляция станет однополосной
с полным подавлением несущей. На диаграмме останется
только вектор модуляции, вращающийся с частотой Q, длина
которого пропорциональна низкочастотному модулирующему
напряжению. Таким образом, при модуляции одним тоном
однополосный сигнал с подавленной несущей представляет
собой высокочастотное колебание, амплитуда которого про-
порциональна амплитуде модулирующего колебания, а час-
тота отличается от несущей на величину модулирующей час-
тоты.
На векторной диаграмме может быть только два варианта.
Если вектор модуляции отстает от вращения вектора несу-
щей (на неподвижной фазовой плоскости), этот случай соот-
ветствует нижней боковой полосе, если же вектор модуляции
обгоняет вектор несущей, имеем дело с верхней боковой поло-
сой.
Можно представить и еще один класс модуляции — эллип-
тическую, в соответствии с характером движения изображаю-
щей точки на фазовой плоскости (рис 2, ё). Эллиптическую
модуляцию можно разложить На круговую и линейную, так
что рассмотренные выше типы модуляции являются ее част-
ными случаями. Такая модуляция иногда получается при по-
пытке синтезировать амплитудную модуляцию путем добав-
ления несущей с фазовым сдвигом в двухполосный сигнал с
неодинаковым уровнем боковых.
Если изображающая точка совершает колебательное дви-
жение по дуге с центром в начале вектора (рис. 2, ж,), такую
модуляцию можно назвать чисто фазовой или частотной.
Сравнивая рисунки 2, б и 2, ж, можно заметить, что при ма-
лых углах фазовая и квадратурная модуляции практически
не отличаются друг от друга, так как малый участок дуги
можно приближенно считать отрезком прямой.
Векторное изображение модуляции понадобится нам в
дальнейшем изложении материала, в частности, при объясне-
нии принципа работы фазокомпенсационных устройств полу-
чения однополосного сигнала.
11
4. ОДНОПОЛОСНЫЙ СИГНАЛ
Если полученную в результате амплитудной модуляции
одним тоном систему трех высокочастотных колебаний по-
дать на детектор, то на выходе его мы получим колебания
одной частоты F. Колебания на выходе детектора происходят
в (Соответствии с законом модуляции высокочастотного сигна-
ла, которая, в свою очередь, подчиняется закону модулирую-
щих колебаний в передатчике. Следовательно, напряжение
на выходе детектора повторяет модулирующее напряжение.
Возьмем для примера f—7000 кгц и F= 1 кгц. Боковые час-
тоты будут равны тогда 7001 и 6999 кгц, а после детектора
получим снова звуковую частоту 1 кгц. Передаваемая инфор-
мация при тональной телеграфии заключена в боковых часто-
тах, причем обе они содержат одинаковую информацию.
Допустим теперь, что мы каким-то образом удалили ниж-
нюю боковую частоту 6999 кгц. После детектора опять-таки
получатся низкочастотные колебания с частотой 1 кгц, но
вдвое меньшей амплитуды, так как теперь на выходе детекто-
ра не происходит сложения напряжений от детектирования
двух боковых частот.
Мы выяснили, что для передачи сообщений достаточно
воспользоваться одной из двух боковых частот (верхней или
нижней—безразлично) и несущей. Разберемся, однако, так
ли уж необходима для передачи сообщений несущая частота.
Поскольку параметры модуляции (F и т) не входят в первый
член выражения, описывающий колебания несущей, она при
AM не изменяется. Это позволяет исключить несущую из сиг-
нала без ущерба для передаваемого сообщения. Несущая AM
сигнала играет вспомогательную роль—переносит информа-
цию о точном значении частоты и фазы колебаний, необходи-
мых для правильного детектирования AM сигнала.
Попробуем удалить несущую частоту (7000 кгц в нашем
примере) и на детектор подадим только два колебания: с
частотой 7000 кгц от специального местного генератора и ос-
тавшуюся верхнюю боковую частоту 7001 кгц. Для работы
детектора происхождение частоты 7000 кгц безразлично; на
его выходе мы опять получим колебания с частотой 1 кгц.
Процесс воссоздания подавленной несущей частоты называ-
ется восстановлением несущей.
Как видно теперь, для передачи сообщений достаточно пе-
редавать лишь одну из боковых частот, восстанавливая несу-
щую в месте приема. Если в нашем примере частота местно-
го гетеродина будет не ровно 7000 кгц, а 7000,3 кгц, на выхо-
де детектора получатся колебания с частотой 7001—7000,3=
= 0,7 кгц. Изменяя частоту местного гетеродина, мы можем по-
лучить биения разной частоты, т. е. звук более высокого или
иизкого тона. Явление это хорошо известно всем коротковол-
12
a) ffM сигнал
6JSSB сигнал
Рис. 3. Частотные спектры: а—AM
сигнала; б—двухполосного сигнала с
подавленной несущей; в—однополос-
ного сигнала с подавленной несущей
частот, соответ-,
определенным
в звуковом мо-
спектре, при-
из частот
полосы
ниж-
имеет
ojDS В сигнал
новикам и широко используется при телеграфной работе.
Промодулируем теперь наш передатчик не чистым тоном,
а целым спектром речевых частот. (Речь, как известно, нель-
зя представить как колебания одной частоты; речь — пере-
менная сумма многих синусоидальных колебаний с меняю-
щейся амплитудой, образующих спектр речи). В результате
модуляции в эфир вместе с несущей излучаются уже не две
боковые частоты, а две полосы частот. Они располагаются вы-
ше и ниже несущей по оси
частот и называются соот-
ветственно верхней и ниж-
ней боковыми полосами.
Каждая такая полоса состо-
ит из многих
ствующих
компонентам
дулирующем
чем каждая
ней боковой
соответствующую ей частоту
в верхней боковой полосе,
являющуюся как бы ее зер-
кальным отражением. Их
амплитуды равны и располо-
жены они на одинаковом
расстоянии по оси частот от
несущей. Боковые частоты,
соответствующие низшим
частотам модулирующего
спектра, располагаются бли-
же к несущей частоте. Раз-
ность между боковыми час-
тотами, соответствующими
наивысшей частоте модуля-
ции Евысш, составляет 2 F высш*
ции равна 3 кгц, излучаемая полоса частот составляет 6 кгц
Несущая, естественно, располагается посредине этого участка
(рис. 3, а).
Обе боковые полосы идентичны по информации.
Здесь уместно заметить следующее.' Если выделение одной
боковой полосы производится в передатчике, мы имеем дело
с однополосной передачей, если в приемнике— получаем од-
нополосный прием. Когда ведется однополосный прием одно-
полосной же передачи, получается канал однополосной связи.
Возможен, однако, и однополосный прием двухполосной пе-
редачи.
Подавив в передатчике или приемнике одну из боковых
полос AM сигнала, мы сможем передать по каналу связи ту
Если высшая частота модуля-
13
же информацию, но при этом напряжение на выходе детекто-
ра уменьшится вдвое, что невыгодно. Гораздо более заманчи-
во подавить при передаче несущую частоту, сохранив боко-
вые полосы. Такая передача называется двухполосной с по-
давленной несущей — DSB" (рис 3, б) Технически осущест-
вить ее несложно.
К сожалению, при приеме двух боковых полос для пре-
дотвращения искажений должно выдерживаться совершенно
определенное фазовое соотношение между колебаниями вос-
становленной несущей и колебаниями боковых полос. Малей-
шее отклонение частоты восстановленной несущей делает
прием практически невозможным. Так, отклонение фазы вос-
становленной несущей на 90 или на 270° приводит к полному
исчезновению НЧ сигнала после детектора (при относитель-
ной фазе 180 или 0° и вблизи этих значений сигнал детекти-
руется нормально). Если же восстановленная несущая отли-
чается по частоте от подавленной, низкочастотные спектры
от детектирования боковых полос AM сигнала сдвигаются по
частоте один вверх, другой вниз, лишая передачу разборчи-
вости. Существующие методы поддержания правильного фа-
зового соотношения довольно сложны, и поэтому обычно при-
нимают лишь одну из двух излучаемых боковых однополос-
ным приемником. В этом случае нежелательная (или пора-
женная помехой) боковая подавляется до детектора. Тогда
оказывается допустимой некоторая неточность восстановле-
ния несущей частоты.
Итак, при двухполосной передаче с подавленной несущей
используется для приема, как правило, лишь одна боковая.
Другая же не только «пропадает зря», но, занимая в эфире
такой же участок, что и принимаемая полоса, создает помехи
близко расположенным по частоте станциям.
Гораздо более выгодным оказывается использование для
передачи сообщений только одной боковой полосы с подавле-
нием несущей и другой боковой (рис. 3, в). Здесь уже вся
мощность используется для передачи колебаний одной бо-
ковой полосы, принимаемой однополосным же приемником.
Мощность на передачу ненужной боковой и несущей не рас-
ходуется. Поэтому, как и при DSB, в режиме молчания пере-
датчик энергии не излучает. При детектировании несущая
частота вводится в детектор в месте приема.
При однополосной модуляции входной низкочастотный
сигнал преобразуется таким образом, что его спектральный
состав и амплитудные вариации сохраняются, а сигнал смеща-
ется вверх по оси частот на величину несущей частоты радио-
сигнала. При этом получается верхняя боковая полоса Воз-
можен также случай зеркального переворачивания исходного
спектра, когда высшие и низшие частоты модулирующего
* От английского выражения „Double Sideband'.
14
спектра меняются местами; при этом получается нижняя бо-
ковая полоса (так называемая инверсия боковой).
Следует заметить, что SSB, хотя и кажется более слож-
ным видом модуляции по сравнению с AM, на самом деле
ближе стоит к реальной речи в том смысле, что наша повсед-
невная речь после преобразования микрофоном в электричес-
кий ток в сущности уже «готовая» верхняя боковая полоса
при частоте подавленной (точнее, отсутствующей) несущей,
равной нулю. Иначе говоря, мы повседневно используем ана-
лог SSB при общении друг с другом по телефону. Сигнал же
амплитудной модуляции с его несущей и двумя зеркально
расположенными боковыми представляется с этой точки зре-
ния гораздо более усложненным, чем сигнал SSB, хотя и по-
лучить его технически значительно проще.
Формирование однополосного сигнала Производится фазо-
вым или фильтровым методом, причем несущая частота по-
давляется при помощи 'балансного модулятора. При* исполь-
зовании фильтрового метода нежелательная боковая полоса
и остаток несущей ослабляются фильтром, а оставшаяся бо-
ковая подается на преобразователи и усилители.
В фазовом методе получают несколько (чаще два) двух-
полосных сигналов, сдвинутых по фазе. Сигналы эти сумми-
руются, и при определенном фазовом и амплитудном их соот-
ношении одна боковая полоса уничтожается, а амплитуда
другой боковой, наоборот, увеличивается, т. е. получается
однополосный сигнал.
Оба метода формирования однополосного сигнала более
подробно рассматриваются в последующих главах.
5. СООТНОШЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ПРИ АМ-
ПЛИТУДНОЙ И ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯ-
ЦИЯХ
Мощностью телефонного AM передатчика считается его
мощность в режиме несущей частоты Ро, т. е. при отсутствии
модуляции. При этом ток в антенне имеет некоторое значение
io (см. рис. 1, а). Для простоты опять рассмотрим модуляцию
чистым тоном, когда ток в антенне симметрично изменяется
около среднего значения (т. е. когда коэффициенты модуля-
ции вверх и модуляции вниз равны). Средняя мощность, от-
даваемая AM передатчиком, определится по формуле’
/ пр \
Р —Р 1 -L- |
•гср—I 1 । 2 Г
Следовательно, при пг=\ (см. рис. 1, в) излучаемая мощ-
ность увеличивается в полтора раза по сравнению с мощнос-
15
тью в режиме молчания. Ток в антенне возрастает вУ Т5
раза, т. е. на 22%. Приращение 50% по мощности приходится
на долю двух боковых частот. При мощности AM передатчика
100 вт на долю каждой боковой приходится 25 вт, если m—l
(при модуляции чистым тоном).
При дальнейшем увеличении модулирующего напряжения
возникает перемодуляция (см. рис. 1, а). Вследствие искаже-
ния синусоидальной формы огибающей сигнала появляются
добавочные боковые частоты, соответствующие гармоникам
модулирующей частоты, и передатчик излучает не две боко-
вых, а гораздо больше (см. рис. 1, а), создавая помехи дру-
гим станциям.
Перемодуляция приводит к большим искажениям, сильно
снижая разборчивость речи. По этим причинам перемодуля-
ция передатчика недопустима.
Наибольшую мощность AM передатчик развивает на пи-
ках огибающей. В такие моменты он работает в телеграфном
режиме, т. е. в режиме максимальной мощности. Определим
соотношение между телеграфной (на пиках огибающей при
/и=1) и телефонной мощностью передатчика.
Очевидно, что ток в антенне не может быть меньше нуля
(при модуляции вниз). Следовательно, максимальное значе-
ние тока на пиках огибающей при условии сохранения ее неи-
скаженной (синусоидальной) формы равно двойному значе-
нию пока в антенне при отсутствии модуляции. Это означает,
что в такие моменты передатчик развивает вчетверо большую
мощность, т. е. отношение телеграфной мощности передатчи-
ка к телефонной равно 4.
На векторной диаграмме в этот момент все три вектора
(несущей, верхней и нижней боковых) направлены в одну сто-
рону. При tn = 1 напряжение колебаний каждой из боковых
частот вдвое меньше нацряжения колебаний несущей. Через
половину периода модулирующего колебания векторная диа-
грамма изменится: векторы колебаний боковых частот будут
направлены навстречу вектору несущей частоты. Следова-
тельно, результирующие напряжение и мощность равны нулю.
Пиковая мощность передатчика, хотя и достигается лишь
на пиках огибающей, является тем пределом, который ограни-
чивает величину полезной мощности, снимаемой с передат-
чика. Если телефонная мощность передатчика составляет
100 вт, на пиках огибающей он должен отдавать не менее
400 вт, иначе невозможно будет достичь 100% модуляции без
искажения формы модулирующего колебания. При этом мощ-
ность боковых частот, содержащих передаваемую смысловую
информацию, составляет всего лишь 50 вт (при передаче чис-
того тона)'. При передаче речи модулирующее колебание име-
ет сложную форму, и мощность боковых полос получается
еще меньшей.
16
Если удалить несущую частоту, амплитуду колебаний бо-
ковых частот можно удвоить (рис. 4,6}. Поскольку напряже-
ние колебаний каждой из боковых двухполосного сигнала
удвоилось по сравнению с AM (рис. 4, а), мощность каждой
из них возросла в четыре раза и равна теперь 100 вт, а сум-
нал, в—однополосный сигнал
марная их мощность составляет 200 вт. Как легко предста-
вить из векторной диаграммы, максимальная мгновенная ам-
плитуда колебаний в этом случае также будет равна 2L, что
соответствует пиковой мощности 400 вт в нашем примере.
Подавив одну из боковых частот, мы сможем амплитуду
колебаний другой боковой увеличить еще в два раза без уве-
17
личения пиковой мощности передатчика. Теперь мощность ко-
лебаний боковой частоты составляет 400 вт, т. е. равна телег-
рафной мощности передатчика (рис. 4, в).
Вся эта мощность используется для передачи информа-
ции. В однополосном передатчике с мощностью боковой поло-
сы 400 вт используются такие же лампы, что и в оконечном
каскаде AM передатчика, отдающего мощность боковых по-
лос нсего 50 вт. Следовательно, при переходе к однополосной
модуляции мы получаем по сравнению с амплитудной восьми-
кратный выигрыш в средней мощности боковых полос. Заме-
тим, что пиковая мощность двух боковых AM сигнала здесь
равна 100 вт.
Энергетическое преимущество было бы, однако, правиль-
нее оценивать на приемной стороне, после детектора. Здесь
показательным является соотношение не средних, а пиковых
мощностей, так как при детектировании AM сигнала общее
напряжение после детектора в два раза больше напряжения,
полученного детектированием каждой из боковых (вследствие
оийфазности НЧ составляющих, полученных из каждой боко-
вой). Другими словами, детектирование двух боковых (AM
сигнала) мощностью по 25 вт каждая дает такое же напря-
жение после детектора, как и детектирование одной боковой
мощностью 100 вт. При переходе на однополосную модуляцию-
этот же передатчик отдает 400 вт. Поэтому на приемной сто-
роне выигрыш оказывается в 4 раза по мощности, хотя на пе-
редающей стороне отношение средней мощности боковой SSB
сигнала к суммарной средней мощности боковых AM сигнала
равно восьми.
6. ПРЕИМУЩЕСТВА ОДНОПОЛОСНОЙ МО-
ДУЛЯЦИИ
Энергетический выигрыш, даваемый переходом с AM на
SSB, составляет 4 раза по мощности (6 дб) или 2 раза по
напряжению (что соответствует увеличению сигнала на 1
балл в системах РСТ и РСМ).
При хороших условиях радиосвязи, когда отношение сиг-
нал—шум велико, этим дело и ограничивается. Но для корот-
коволновика, ведущего дальние связи, более интересен слу-
чай, когда принимаемый сигнал слаб, прием сопровождается
замираниями и помехами. Здесь благодаря сужению полосы
пропускания приемника и некоторым другим факторам удает-
ся реализовать потенциальную помехоустойчивость канала
однополосной связи и увеличить отношение сигнал — шум.
Кроме того, благодаря специфическим свойствам детектора
однополосных сигналов (синхронного детектора) обнаружи-
18
заются дополнительные преимущества в реальной избира-
тельности приемника, связанные с отличием самого процесса
детектирования. Подробно об этом рассказано в главе VII.
Этим, однако, не исчерпываются преимущества однополос-
ной модуляции. Число одновременно работающих любитель-
ских радиостанций составляет много тысяч. Все они сосредо-
точены в участках диапазонов суммарной шириной порядка
одного мегагерца, так что на одну станцию приходится не бо-
лее 100-200 гц. Это положение, конечно, облегчается тем, что
в одной географической точке слышны не все любительские
радиостанции — ввиду небольшой мощности передатчиков и
нерегулярных условий прохождения радиосигналов из удален-
ных районов земного шара. Применение направленных ан-
тенн для передачи и приема также уменьшает взаимные по-
мехи. Тем не менее в Европе и Северной Америке, например,
эфир в часы прохождения настолько запружен, что найти
свободный канал (2-3 кгц) не всегда и удается.
В результате подавления одной боковой сокращается по-
лоса частот, занимаемая в эфире передатчиком, что позво-
ляет разместиться в том же участке вдвое большему количе-
ству радиостанций, чем при использовании AM.
AM передатчик, промодулцрованный спектром 300-3000 гц,
занимает в эфире полосу 6 кгц, тогда как однополосный пере-
датчик занимает всего 2700 гц, или 45% полосы AM сигнала,
так как в любительских условиях принято подавлять несущую
как можно больше, во всяком случае не менее чем на 30 дб.
При таком подавлении однополосный передатчик с пиковой
мощностью 100 вт излучает 0,1 вт на несущей частоте — сиг-
нал, который практически может быть слышен за несколько
тысяч километров. При подавлении несущей на 40 и 50 дб
мощность ее уменьшится соответственно до 0,01 и 0,001 вт.
Такой сигнал уже практически не даст помехи даже в преде-
лах одного города. В коммерческой же однополосной телефо-
нии несущая часто подавляется неполностью. Остаток несу-
щей с уровнем примерно на 20 дб ниже уровня боковой, назы-
ваемый пилот-сигналом, используется для детектирования од-
нополосного сигнала.
Поскольку при SSB несущая частота не излучается, око-
нечный каскад в режиме молчания энергии почти не потреб-
ляет. В паузах между словами и фразами лампы «отдыхают»,
что увеличивает срок их службы. Мощность на создание не-
сущей не расходуется, что значительно повышает экономич-
ность передатчика. При SSB отпадает также необходимость
в мощном модулирующем устройстве, что упрощает передат-
чик и увеличивает его к.п.д. Кроме того, оконечный каскад
однополосного передатчика может быть использован для ли-
нейного усиления амплитудно-модулированных и телеграф-
ных сигналов.
19
Отсутствие несущей и применение автоматического управ-
ления передатчиков от звуков голоса позволяет нескольким
радиостанциям работать на одной частоте, «за круглым сто-
лом», когда условия связи приближаются к обычному разго-
вору.
При прохождении радиосигналов в областях Арктики и
Антарктики наблюдаются очень частые и глубокие замира-
ния, сопровождающиеся потерей разборчивости не только
AM, но и телеграфных сигналов. В таких условиях однополос-
ная радиосвязь часто оказывается единственно возможным
видом связи.
К недостаткам однополосной модуляции '.следует отнести
большую сложность формирования сигнала сравнительно с
AM и потому большую стоимость передатчика. Кроме того,
при однополосной связи к стабильности частот передатчика и
приемника предъявляются более высокие требования.
Наконец, управление передатчиком и приемником при
SSB несколько более сложно, чем при AM, но для опытных
радиолюбителей-коротковолновиков это обстоятельство не
имеет существенного значения.
Г л а в a II. ФИЛЬТРОВЫЙ МЕТОД ФОРМИРО-
ВАНИЯ ОДНОПОЛОСНОГО СИГ-
НАЛА
Фильтровый метод формирования однополосного сигнала
завоевал наибольшую популярность у радиолюбителей. Это
объясняется рядом его преимуществ. К ним в первую очередь
следует отнести:
а) возможность получения высококачественного однопо-
лосного сигнала;
б) сравнительную простоту налаживания отдельных уз-
лов и всего передатчика в целом;
в) высокую стабильность показателей однополосного сиг-
нала.
Большую роль в преимущественном распространении это-
го способа формирования SSB сигнала сыграло и то, что в
последние годы промышленность начала широкий выпуск вы-
сококачественных электромеханических фильтров, стоимость
которых снижается с совершенствованием технологии их про-
изводства. Кроме того, радиолюбители освоили высокочастот-
ные кварцевые фильтры, обладающие достаточно хорошими
параметрами. Намечается также внедрение новых типов
фильтров — пьезокерамических, которые, очевидно, будут не-
дороги и смогут конкурировать с фильтрами, которые исполь-
зуются в настоящее время.
Для того, чтобы получить однополосный сигнал, необходи-
мо промодулировать высокую частоту звуковой, подавить не-
нужную боковую полосу и несущую и затем перенести полу-
ченный однополосный сигнал на нужную частоту или в диа-
пазон частот.
Подавление несущей частоты обычно осуществляется при
помощи специальных схем, называемых балансными модуля-
торами (БМ). Выделение боковой полосы в фильтровом мето-
де производится с помощью специальных фильтров, откуда
данный метод и получил свое название. И, наконец, перенос
сигнала на нужную частоту или в диапазон частот осущест-
вляется методом последовательных преобразований. При
этом однополосный сигнал, сформированный на определен-
ной частоте, при помощи системы смесителей и гетеродинов
переносится на необходимую частоту. Устройства, выполняю-
21
щие вышеперечисленные функции, являются основой филь-
трового однополосного возбудителя.' Рассмотрим подробнее
каждое из этих устройств.
1. БАЛАНСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
На рис. !э показаны две основные схемы балансных моду-
ляторов на электронных лампах с несимметричным и симмет-
ричным контуром <в анодной цепи. Работают они следующим
образом.
На управляющие сетки ламп подаются напряжения двух
Ир
частот: высокой f и низкой F.
В схеме 5, а каждое иэ этих
напряжений в любой момент
времени оказывается на сетках
в противофазе. Если на сетки
не подано низкочастотное мо-
дулирующее напряжение, то
напряжение высокой частоты
в анодном контуре отсутству-
ет, так как первые гармоники
анодных токов ламп в любое
' мгновение равны по величине,
но противоположны по фазе,
т. е. модулятор сбалансирован.
При подаче низкочастотного
напряжения происходит моду-
ляция высокочастотного сигна-
ла низкочастотным. Мгновен-
Рис 5 Основные схемы балансных ное значение анодных токов
модуляторов на триодах _ каждой из ламп БМ можно
определить по формулам.
z1=/m(l+Tncos2n/;?) cos2n/Y и у +/ncosi'2nFy у
Xcos(2n/+n)^=— Im(l —mcos2n/7) cos2n/^,
где I m— амплитуда тока ВЧ через лампу до подачи модули-
рующего напряжения;
m — коэффициент модуляции, равный отношению,где/т—
максимальная амплитуда тока при модуляции.
Раскрывая скобки, получаем после простых тригонометри-
ческих преобразований следующие выражения для токов
ламп БМ:
тп m
Н = у 4 cos2n(/-F) t+Im cos2n/^ + — Imcos2n (f+F) t-,
22
h= — Imcos2a[f-F)t—Imcos2nft+ — /mcos2n(/+E) t.
Как видно из последних выражений, анодные токи каждой
из ламп представляют собой сложные колебания, содержащие
токи несущей и боковых частот.
В анодном контуре БМ происходит сложение токов ц и i2.
и суммарный ток в контуре равен:
i=i1+i2=mlmcos2v (/—E)^+m/mcos2z(/-J-E) t.
Напряжение на контуре пропорционально току в нем и равно:
u = mUmcos2~ (f—F) t+mUmcos2~ (f+F) t,
где Um— падение напряжения на контуре, вызываемое током
1т. Как видно из последней формулы, в анодном контуре БМ
выделяется напряжение боковых полос и отсутствует напряже-
ние несущей. Это же выражение показывает, что напряжение
боковых полос пропорционально напряжению Um и коэффи-
циенту модуляции т.
Работа балансного модулятора по схеме 5,6 подобна
работе схемы 5,а с тем отличием, что в анодные цепи ламп
включен симметричный контур, а напряжение несущей пода-
ется на сетки ламп в одинаковой фазе. По своим показателям
обе схемы одинаковы и могут выбираться радиолюбителем
в зависимости от конструктивных соображений.
Если частоты f и F одного пррядка, то при соответствую-
щей настройке анодного контура БМ можно выделить одну
из боковых частот и ослабить другую. Однако при значитель-
ной разнице порядков обеих частот, например, при модуляции
колебаний с частотой от десятков килогерц и выше низкочас-
тотным спектром выделить одну боковую полосу с помощью
контура не удается из-за недостаточной его избирательности.
В контуре выделяются обе боковые полосы, т. е. мы получаем
двухполосный сигнал с подавленной несущей. Кроме того, при
работе БМ будут появляться боковые полосы высших поряд-
ков, соответствующие гармоникам несущей, возникающие
вследствие нелинейности ламповых характеристик. Амплиту-
да их обычно невелика, и они дополнительно ослабляются
анодным контуром, настроенным на несущую частоту.
Напряжение на выходе сбалансированного БМ появляет-
ся только при наличии на его входе двух напряжений — высо-
кочастотного и модулирующего. Если амплитуда одного из
напряжений изменяется, меняется и напряжение на выходе
БМ — происходит модуляция.
Напряжение несущей, подаваемое на вход БМ, должно в
несколько раз превышать модулирующее напряжение (10—15
раз). Тогда выходной сигнал БМ будет пропорционален толь-
ко более слабому сигналу НЧ, и нелинейные искажения ока-
23
зываюгся незначительными. Увеличение входных напряжений
выше определенных значений, зависящих от схемы БМ и от
типа применяемых в нем ламп, часто является причиной не-
линейных искажений выходного сигнала и резкого увеличения
амплитуды комбинационных частот.
Весьма важна для хорошей работы БМ. тщательная ба-
лансировка его плеч. Под балансировкой БМ понимают про-
цесс настройки, в результате которого напряжение несущей
на выходе его получается минимальным. Для получения элек-
трической симметрии плеч модулятора наряду с подбором
ламп с одинаковыми параметрами и рациональным монтажом
применяют еще дополнительные балансирующие элементы
как по высокой, так и по низкой частоте. Питающие напряже-
ния обычно стабилизируются. При хорошей балансировке БМ
подавление несущей может достигать 30 дб и более.
Практические схемы ламповых балансных модуляторов
Двухтактные балансные модуляторы
Рис. 6. Практическая схема балансного
модулятора на двойном триоде с симмет-
ричным контуром в анодной цепи
Балансные модуляторы, требующие подачи на вход одного
или двух напряжений, симметричных относительно земли, на-
зывают двухтактными. Источниками таких напряжений могут
быть симметричные коле-
бательные контуры, тран-
сформаторы и другие схе-
мы (например, низкоча-
стотный фазоинвертор).
На рис. 6 показана
практическая ’схема часто
используемого балансно-
го модулятора на двой--
ном триоде. Напряжение
ВЧ подается в фазе на
сетки триодов через кон-
денсаторы Ci и С2. Низ-
кочастотный модулирую-
щий сигнал подается с
трансформатора Tpi на
сетки ламп в противофа-
зе. Чтобы напряжение
ВЧ не' замыкалось на
землю через емкость обмоток трансформатора, в схеме име-
ются дроссели ВЧ Др1 и Др2. В анодную цепь включен сим-
метричный контур Li С5 С6, настроенный на частоту ВЧ сиг-
нала. Напряжение двух боковых без несущей снимается с
контура при помощи катушки связи Ь2. Для балансировки
схемы в катодные цепи триодов включен потенциометр R3.
24
Вместо лампы 6Н1П можно применить лампу 6Н2П и ей по-
добные.
На схеме рис. 7 показан двухтактный БМ. на пентодах. Мо-
дулирующее напряжение подается в этой схеме на экранные
сетки ламп. Балансировка схемы производится потенциомет-
ром Ri. Схему можно несколько видоизменить, применив та-
кие типы ламп, у которых третья сетка имеет отдельный вывод,
и подав НЧ напряжение на третью сетку. Балансировку схемы
можно производить также изменением соотношения емкостей
конденсаторов Ci и С2, если взять один из них меньшей емко-
сти и подключить к нему полупеременный конденсатор для
точной регулировки.
ежзп
Рис. 7. Практическая схе-
ма балансного модулято-
ра на двух пентодах с
модуляцией на экранные
сетки
В схемах балансных модуляторов, кроме триодов и пенто-
дов, можно применять и многосеточные лампы, специально
сконструированные для преобразования частоты. Напряже-
ние ВЧ подается на гетеродинные сетки ламп, а модулирую-
щее напряжение — на сигнальные. Балансировка схемы дости-
гается изменением напряжения на экранных сетках ламп.
Балансные модуляторы с несимметричными
входами и выходами
Недостатком описанных выше схем является необходимость
подачи на них напряжений с различных симметрирующих
устройств — трансформаторов или симметричных контуров.
Применение их усложняет и удорожает схемы. Поэтому были
созданы схемы БМ, не требующие противофазных входных на-
пряжений.
На рис. 8 показана одна из таких схем. Здесь напряжение
ВЧ подается одновременно на оба катода лампы 6Н1П. Так
как в анодную цепь включен симметричный контур с искусст-
25
венной средней точкой, то напряжение несущей в нем отсутст-
вует ввиду равенства и противофазное™ составляющих. Мо-
дулирующее напряжение поступает на сетку верхнего по схе-
ме триода. Катодный ток этого триода создает на резисторе
R2 напряжение НЧ. Так как сетка нижнего по схеме трио-
Рис. 8. Балансный моду-
лятор на двойном триоде
с несимметричными вхо-
дами и симметричным
контуром в анодной цепи
да заземлена, то низкочастотное напряжение на сетках трио-
дов сдвинуто на 180°. Схема эта эквивалентна схеме, показан-
ной на рис. 6, с той разницей, что ВЧ напряжение здесь при-
ложено к катодам лампы. Настройка анодного контура в этой
схеме производится изменением индуктивности катушки Ц при
помощи ферромагнитного сердечника. Для балансировки схе-
мы служит потенциометр R$. Особенностью схемы является
низкое входное сопротивление по ВЧ. Перед ней желательно
применять катодный повторитель. Недостаток схемы — пони-
женный коэффициент усиления сравнительна с ранее описан-
ными.
Рис. 9. Балансный моду-
лятор с несимметричны-
ми входами и выходом
На рис. 9 показана другая схема БМ, не требующая проти-
вофазных входных напряжений. ВЧ сигнал подается на катод
лампы Л2 и одновременно на управляющую сетку лампы Ль
Управляющая сетка лампы Л, заземлена по ВЧ; таким обра-
зом, напряжение ВЧ на сетках ламп оказывается в противофа-
зе. Модулирующее напряжение подается на катод лампы Ль
управляющая сетка которой заземлена по низкой частоте, и
26
одновременно через конденсатор С3 на управляющую сетку
лампы Л2. Следовательно, и низкочастотное напряжение пода-
ется на сетки в противофазе. Балансировка схемы осуществ-
ляется потенциометром R2. Выходное напряжение снимается
с анодного контура через конденсатор Си.
Еще одна схема балансного модулятора показана на рис.
10. Здесь напряжения ВЧ н НЧ подаются на различные сетки
двойного триода. НЧ напряже-
ние на сетке левого триода вызы-
вает падение напряжения на со-
противлении резистора R2 и пода-
ется на сетку правого триода в
противофазе. ВЧ напряжение на
сетке правого триода также вызы-
вает падение напряжения на соп-
ротивлении резистора R2, поэтому
напряжение ВЧ оказывается на
сетке левого триода в противофа-
зе. Промодулированное напряже-
ние ВЧ выделяется в анодных це-
6HZP CgO.OJ
пях на нагрузках в виде контура рис. ю Балансный модулятор
L1C4 и дросселя Др\. Фаза напря- на двойном триоде с несиммет-
жения несущей на этих нагруз- ричными входами и выходом
. ках сдвинута на 180°, а величи-
ны напряжения несущей могут несколько отличаться. Напря-
жение несущей на контуре Z-iC4 компенсируется напряжени-
ем несущей, снимаемым с дросселя Др\ через конденсатор
С3. Изменяя его емкость, мы можем изменять степень подав-
ления несущей.
Несколько иная схема изображена на рис. 11. Такой баланс-
Л]БНгП /Д^бНЫ
Рис. 11. Балансный модулятор с
катодными повторителями
ный модулятор работает сле-
дующим образом. Напряже-
ние несущей частоты поступа-
ет на сетку левого триода лам-
пы Л[ типа 6Н2П, которая ра-
ботает как катодный повтори-
тель. За счет катодного тока
левого триода на резисто-
ре Rz выделится напряжение
ВЧ с той же фазой, что и вхо-
дное напряжение. Это напря-
жение подается на катод лам-
пы Л2, которая работает как
усилитель с заземленной сет-
кой. Поэтому напряжение в
анодном контуре этой лампы
имеет такую же фазу, как
и входное напряжение. Одно-
27
временно на сетку лампы Л2 подается напряжение несущей,
снимаемое с потенциометра R\. Это напряжение лампа Л2
при усилении будет поворачивать на 180°. Изменяя положе-
ние движка потенциометра можно добиться подавления
несущей. Конденсатор С5 служит для компенсации влияния
паразитных емкостей ламп и монтажа. Подстройкой его мож-
но улучшить подавление несущей. Схема эта удобна тем, что
она не очень критична к величинам входных напряжений за
счет того, что оба триода лампы Л\ работают как катодные
повторители. Схема эта дает незначительные нелинейные ис-
кажения.
Наряду с вакуумными лампами в схемах балансных моду-
ляторов можно применять и транзисторы. На рис. 12 изобра-
жена простая схема баланс-
т,. s-y.-------------. ного модулятора на транзи-
те. 12. Балансный модулятор на
транзисторах
сторах. В балансных моду-
ляторах применяют тран-
зисторы, обладающие воз-
можно большей температур-
ной стабильностью пара-
метров (например, кремние-
вые). Кроме того, необходи-
мо применение цепей, стаби-
лизирующих токи транзис-
торов при изменении темпе-
ратуры. Тем не менее балан-
сные модуляторы на тран-
зисторах обладают меньшей
стабильностью величины по-
давления несущей, чем ламповые, и поэтому при конструиро-
вании схем на транзисторах балансные модуляторы обычно
выполняют на полупроводниковых диодах.
Режимы работы ламповых балансных модуляторов
Как уже было отмечено, качество работы балансных моду-
ляторов, .вносимые ими нелинейные искажения, наличие и ам-
плитуда комбинационных частот зависят в основном от режима
ламп БМ.
Обычно применяют один из двух режимов работы БМ на
лампах. Они отличаются выбором рабочей точки на статиче-
ской модуляционной характеристике. Такая характеристика
одного из плеч БМ (рис. 13) представляет собой зависимость
первой гармоники анодного тока от напряжения на модуля-
ционной сетке лампы.
Первый режим соответствует модуляции без отсечки оги-
бающей первой гармоники анодного тока по звуковой частоте.
Это значит, что рабочая точка лежит на линейном участке
28
модуляционной характеристики (точка А). Такой режим подо-
бен работе усилителя низкой частоты класса А. При этом не-
линейные искажения минимальны, но к.п.д. балансного моду-
лятора получается низким (не более 25—30%). Применять та-
кой режим работы следует ,в том случае, когда к. ,п. д. не ирра-
ет большой роли (например, ,в маломощных промежуточных
ступенях однополосного передатчика).
Иногда бывает необходимо, чтобы балансный модулятор
работал с достаточно высоким к. п. д. и отдавал определен-
ную мощность для возбуждения следующего каскада, работа-
ющего, например, с сеточными токами. В этом случае рекомен-
дуется применение режи-
ма работы БМ. с отсечкой
90° огибающей первой
гармоники анодного тока.
Рабочая точка выбирает-
ся на нижнем загибе мо-
дуляционой характерис-
тики (точка В); этот ре-
жим подобен режиму
класса В усилителя НЧ.
К. п.д. балансного моду-
лятора при этом увеличи-
вается, но и нелинейные
искажения также возра-
стают.
Квадратичный режим рис jg Статическая модуляционная ха-
(см. раздел «Диодные ба- рактеристика балансного модулятора
лансные модуляторы») в
ламповых БМ практически получается при работе на нижнем
загибе анодно-сеточной характеристики лампы с малыми ам-
плитудами входных сигналов.
Расчет режимов ламповых БМ имеет сходство с расчетом
генераторов с модуляцией на сетку. Прд выборе режима рабо-
ты А необходимо предварительно определить некоторые дан-
ные, исходя из того, что в режиме молчания вся подводимая
мощность выделяется на анодах ламп БМ. Во избежание вы-
хода ламп из строя эта мощность не должна превышать допу-
стимую суммарную мощность рассеивания на анодах. Зная на-
пряжение источника анодного питания Да. определяем макси-
мально допустимую величину постоянной составляющей анод-
ного тока каждой лампы:
ао мол
* мол
2£а ’
Следует отметить, что эквивалентное сопротивление конту-
ра, включенного в анодах ламд БМ, не должно превышать
определенной величины, при которой амплитуда напряжения
29
боковых полос становится больше критической. Предельное
значение экв'ивалелтногр сопротивления может быть найдено,,
если известна величина критического напряжения (из расчета
схемы с модуляцией на сетку):
О а кр
> ---,
мол
где т — коэффициент модуляции;
Iил мол—амплитуда первой гармоники анодного тока в ре-
жиме молчания.
Подобным же образом рассчитывают режимы работы сме-
сителей, речь о которых будет идти ниже,-
Отрицательная обратная связь в балансных
модуляторах
Степень подавления несущей в балансных модуляторах
ограничивается практической возможностью выполнения схе-
мы с достаточно высокой степенью симметрии, а также сим-
метрией высокочастотных и низкочастотных напряжений, пода-
ваемых на балансный модулятор.
Рис. 14 Схемы балансных мо-
дуляторов с обратной связью:
а—с раздельной; б—с общей
Помимо этого, подавление несу-
щей меняется в процессе работы
БМ из-за изменения параметров
элементов схемы (параметров
ламп, сопротивлений и т. д.), а
также питающих напряжений.
Действенным способом умень-
• шения влияния асимметрирую-
щих факторов на величину по-
давления несущей в балансных
модуляторах является примене-
ние отрицательной обратной свя-
зи.
Известно, что в случае измене-
ния амплитуды тока несущей ча-
стоты через одну из ламп балан-
сного модулятора одновременно
в той же мере меняется среднее
значение постоянной составляю-
щей анодного тока лампы. Поэ-
тому, если каким-либо образом
стабилизировать среднее значе-
ние постоянных составляющих
анодных токов ламп балансного
модулятора, то влияние асим-
метрирующих факторов на вели-
чину подавления несущей будет
30
значительно уменьшено. Такую стабилизацию можно выпол-
нить за счет отрицательной обратной связи по току в каждом
плече балансного модулятора.
На рис. 14, а изображена схема балансного модулятора с
обратной связью. Обратная связь осуществлена за счет изме-
нения падения напряжения на сопротивлениях R при измене-
нии постоянных составляющих анодных токов ламп. Конден-
саторы С служат для блокировки переменной составляющей.
В цепи сеток ламп Л\—Л2 включены источники высокоча-
стотного и низкочастотного напряжений. Знак «—» указывает
на противофазность напряжения.
Как показывают расчеты и эксперименты, степень умень-
шения влияния дестабилизирующих факторов прямо пропор-
циональна сопротивлениям R. Выбор максимальных значений
этих сопротивлений обычно ограничивается напряжением ис-
точника питания каскада, поскольку они определяют смеще-
ние для данного режима работы БМ.. Такой вид обратной свя-
зи довольно часто применяется в ламповых БМ (см., например,
рис. 6, 9).
Еще лучшие результаты дает схема с обратной связью,
изображенная на рис. 14, б. В отличие от предыдущей, здесь
изменение режима одного из плеч балансного модулятора ав-
томатически воздействует на режим обоих плеч.
При полной симметрии схемы напряжения между катодами
ламп равны между собой. При увеличении тока одной из ламп
между катодами появляется напряжение, которое в отрица-
тельной полярности подается на управляющую сетку этой же
лампы, уменьшая ее анодный ток, и в положительной — на
сетку другой лампы, уменьшая смещение на ней и увеличивая
ток через нее. Это”при водит к более значительному уменьше-
нию разности токов, чем в предыдущей схеме.
Дополнительную стабилизацию степени подавления боко-
вой полосы в БМ фазовых возбудителей можно получить, при-
меняя обратную связь не только по постоянной составляющей
анодного тока, но и по звуковой частоте.
Одним из способов осуществления такой обратной связи
может быть простое уменьшение емкости блокирующих кон-
денсаторов С в обеих вышеприведенных схемах до величины,
когда емкостное сопротивление конденсатора С на самой вы-
сокой из модулирующих частот становится значительно боль-
ше сопротивления R, и в то же время .для тока несущей час-
тоты еще невелико. Однако при этом уменьшается общий ко-
эффициент передачи балансного модулятора.
Отрицательная обратная связь в балансных модуляторах
должна найти применение в радиолюбительской практике, где
уровню подавления боковой и особенно несущей уделяется
особое внимание.
31
Диодные балансные модуляторы
Наряду оо схемам,и БМ на электронных лампах .в однопо-
лосной технике широко используются схемы БМ на диодах
(вакуумных и полупроводниковых).
На рис. 15,а показана основная схема диодного модулято-
ра. На диод Д подаются одновременно напряжение ВЧ и мо-
дулирующее НЧ напряжение. Форма огибающей тока, идуще-
Д
о)
Рис. 15. Основная схема диодного модулятора (а); б—частотная
диаграмма выходного сигнала
го через диод, зависит от формы кривой модулирующего нап-
ряжения. Допустим, что на диод подано модулирующее нап-
ряжение одной звуковой частоты. Напряжение на диоде будет
представлять сумму мгновенных 'значений модулируемого и
модулирующего напряжений. Диод представляет собой нели-
нейный элемент. На сопротивлении нагрузки jR выделяется
напряжение, определяемое током в цепи диода, содержащим
не только исходные, но и комбинационные частоты, среди кото-
рых имеются суммарная и разностная частоты, гармоники ис-
ходных частот ВЧ и НЧ и постоянная составляющая. Частот-
ная диаграмма напряжения на выходе диодного модулятора
Рис. 16. Балансный модулятор на двух диодах (а); б—час-
тотная диаграмма входного сигнала
представлена на рис. 15,6. Для .выделения нужного сигнала на
выходе диодного модулятора включают колебательный контур
или более сложный электрический фильтр.
32
На рис. 16, а показана схема простого БМ на двух диодах.
Диоды включены в цепи обмоток трансформаторов, имеющих
отводы от середины. Схема работает следующим образом. При
одном полупериоде ВЧ напряжения оба диода заперты и ток
через них не идет. При следующем полупериоде напряжение
оказывается приложенным к диодам в противоположной по-
лярности, и оба диода пропускают ток. Если при этом отсутст-
вует модулирующее напряжение, проводимость диодов одина-
кова, поэтому токи в обмотках трансформатора Тр2 равны и
направлены в противоположные стороны. Магнитный поток ра-
вен нулю, и на выходе не получается никакого сигнала — схе-
ма сбалансирована. Подадим теперь на первичную обмотку
трансформатора Трг модулирующее напряжение. Во вторичной
обмотке трансформатора появится переменная э. д. с. Она ока-
Рис. 17. Мостовой балансный модулятор (а); б—кольцевой ба-
лансный модулятор; в—временная диаграмма модулирующего
и выходного напряжений; г—частотная диаграмма выходного
напряжения
зывается приложенной к диодам в различной полярности. Ток
того диода, для которого полярность приложенной э. д. с. про-
тивоположна прямому току, уменьшится, а ток другого диода
увеличится. Поэтому магнитный поток в трансформаторе Тр2
не будет равен нулю, и во вторичной обмотке наведется э. д. с.
2 Заказ 772
33
При следующей полуволне модулирующего напряжения уве-
личится ток через другой диод, в результате чего также по-
явится э. д. с. во вторичной обмотке трансформатора Тр2. В ко-
нечном итоге напряжение на вторичной обмотке трансформа-
тора Тр2 будет определяться амплитудой и частотой модулиру-
ющего низкочастотного сигнала.
Напряжение на выходе сбалансированного БМ в общем
случае содержит суммарную и разностные частоты (боковые),
частоту модуляции и не содержит несущей частоты. Частотная
диаграмма выходного сигнала такого БМ показана на
рис. 16, б.
Если частота модуляции намного ниже несущей частоты,
выходной ВЧ трансформатор не пропускает ее, и на выходе
остается двухполосный сигнал с подавленной несущей.
На рис. 17 показаны другие широко распространенные схе-
мы БМ на диодах — мостовая и кольцевая.
В мостовой схеме (рис. 17, а) напряжения НЧ и ВЧ подают-
ся на различные диагонали моста, образованного четырьмя
диодами Д1—Д4. Конденсаторы Ci и С2 имеют небольшую ем-
кость и предотвращают замыкание НЧ напряжения на ка-
тушку Б3. Когда модулирующее напряжение отсутствует, на
выходе БМ нет никакого сигнала, так как благодаря равенст-
ву токов всех четырех диодов схема сбалансирована. Пода-
дим теперь НЧ напряжение. Пусть в первый момент в точке
А будет положительный потенциал, а в точке Б отрицатель-
ный. Так как напряжение приложено навстречу диодам Д\ и
Дз, их проводимость уменьшится. В то же время увеличится
ток через диоды Д2 и Д4. Они пропустят ток высокой частоты,
который пройдет по катушке Б3 и вызовет появление тока ВЧ
в катушке связи.
Когда НЧ напряжение изменит свою полярность, в точке
А окажется отрицательный потенциал, а в точке Б положи-
тельный. В этом случае больший ток будет проходить через
диоды Д1 и Дз и и наррузке опять появится ВЧ сигнал, но с об-
ратной фазой. Поэтому сигнал на выходе БМ имеет фазу, ме-
няющуюся на обратную каждый раз, когда модулирующий сиг-
нал проходит через нуль.
Огибающая выходного сигнала пульсирует с двойной час-
тотой модуляции. Это видно из рис. 17, в, где показаны моду-
лирующий сигнал одного тона и соответствующий ему сигнал
на выходе БМ. Несущей такой сигнал не содержит, так как
в течение всего процесса модуляции в нагрузке происходит
сложение равных по величине, но противоположных по фазе
токов несущей частоты.
Энергия образующихся боковых полос получается за счет
энергии модулирующего напряжения за вычетом потерь в
диодах.
34
В схеме кольцевого БМ каждые полпериода ВЧ колебания
происходит переключение концов катушки Д. В один полупе-
риод проводят горизонтально включенные диоды, во второй —
включенные накрест.
Важным свойством кольцевого и мостового БМ является
то, что в выходном напряжении отсутствует частота модули-
рующего напряжения и ее гармоники. Это особенно важно
тогда, когда несущая частота выбрана низкой и гармоники
модулирующего спектра могут непосредственно попадать в
выходной двухполосный сигнал. Кроме того, если при теле-
графной работе предполагается подавать НЧ тон на вход од-
нополосного передатчика, эти схемы БМ предпочтительнее, так
как они способствуют подавле-
нию паразитных излучений вбли-
зи основного сигнала. Другие
схемы БМ в этом случае часто
оказываются непригодными.
Частотная диаграмма выход-
ного напряжения кольцевого БМ
дана на рис. 17, а.
Наряду со схемами БМ на че-
тырех диодах применяются схе-
мы балансных модуляторов на
двух диодах (шунтовые и после-
довательные).
Основная схема шунтового БМ
на двух диодах показана на
рис. 18, а. Две схемы последова-
тельных БМ с использованием
двух и четырех диодов — на рис.
18, б, в. Работа этих схем также
основана на принципе изменения
токов ВЧ через диоды под дейст-
вием модулирующего напряже-
ния.
Рис. 18, Шунтовой (а), после-
довательные (б, в) диодные
балансные модуляторы
Диодные БМ дают наименьшие
нелинейные искажения при моду-
ляции, если амплитуда ВЧ сигна-
ла значительно превосходит мо-
дулирующее напряжение. Отношение амплитуд ВЧ к НЧ
сигналу в этих схемах берется 15 1 или даже 20:1 Амплиту-
да напряжения ВЧ составляет обычно несколько вольт.
Сказанное относится к линейному режиму работы БМ (при
относительно высоких уровнях напряжения гетеродина, когда
характеристику диода в первом приближении можно считать
линейной).
2*
35
Рис. 19. Вольтамперная ха-
рактеристика диода типа
Д2В
Возможен также квадратичный режим работы диодного ба-
лансного модулятора, когда напряжение на диоде не выходит
за пределы квадратичного участка характеристики (рис. 19).
Для большинства диодов это напряжение не превышает 0,2—
0,5 в. В этом случае отношение напряжения гетеродина к на-
пряжению сигнала можно уменьшить в несколько раз при том
же коэффициенте нелинейных искажений.
Интересно отметить, что при чисто квадратичной характе-
ристике нелинейного элемента в выходном сигнале отсутствуют
частота гетеродина и модулирующая частота, а имеются толь-
ко их вторые гармоники и, конечно, двухполосный сигнал.
Однако уровень выходного сигнала при квадратичном ре-
жиме БМ в несколько раз меньше, чем при линейном, вследст-
вие малых входных напряжений.
В связи с тем, что полупроводниковые диоды иногда имеют
большой разброс параметров, перед
монтажом рекомендуется подобрать
их по одинаковым значениям одно-
именных характеристик.
Частоты, на которых достаточно
хорошо работают диодные БМ, ле-
жат в зависимости от типов приме-
няемых диодов в пределах от десят-
ков кгц до 10—15 Мгц. На более
высоких частотах уже не удается
получить высокого и стабильного
подавления несущей из-за влияния
проходных емкостей диодов. По той
же причине с повышением частоты
значительно уменьшаются входные
и выходные сопротивления БМ. В
качестве примера можно сказать,
что кольцевой БМ, имеющий на ча-
стотах 200—300 кгц входное сопротивление 800—1 100 ом, уже
на частоте 7 Мгц имеет сопротивление 50—100 ом. Входные
и выходные сопротивления диодных БМ примерно равны.
Для уменьшения шунтирующего действия проходных ем*
костей диодов на высоких частотах пользуются нагрузочными
сопротивлениями, величина которых выбирается равной вы-
ходному сопротивлению БМ на этих частотах. На частотах
3—4 Мгц это соответствует 100—150 ом. Потери в диодах из-
меняются от 2—3 до 6—9 дб при изменении рабочей частоты
от десятков кгц до нескольких Мгц.
Общей чертой всех балансных модуляторов является воз-
можность высокой степени подавления несущей (до 35—40 дб).
Диодные БМ имеют низкие входные и выходные сопротивле-
ния, поэтому применение согласующих устройств обязательно.
36
Практические схемы диодных балансных
модуляторов
Рис. 20. Практическая схема мостового
балансного модулятора и генератора не-
сущей
Практическая схема мостового БМ и генератора несущей
показана на рис. 20. Напряжение НЧ подается через транс-
форматбр Тр}. Вторичная обмотка его должна рассчитываться
на сопротивление порядка 200—300 ом. Дроссели Др-, и Др2
введены в схему для предотвращения замыкания токов ВЧ че-
рез емкость низкочастотного трансформатора.
Выходная цепь БМ представляет последовательный контур
ЦСз, индуктивно связанный с контуром L4C4. Благодаря такой
схеме получается согласование низкого выходного сопротивле-
ния БМ с высоким вход-
ным сопротивлением пос-
ледующего каскада или
фильтра. Кроме того, пос-
ледовательная схема кон-
тура предотвращает за-
мыкание напряжения НЧ
на катушку £3.
Входное сопротивление
БМ для токов высокой
частоты мало, поэтому
катушка связи £2 состоит
из небольшого числа вит-
ков, намотанных на кар-
кас катушки генератора
несущей частоты, работа-
ющего на одном триоде
лампы 6Н2П. Генератор
собран по обычной осцил-
ляторной схеме и стаби-
лизирован кварцевой пла-
стиной ДВХ. Конденсаторы Cs и С7 служат для облегчения
возбуждения генератора.
В качестве диодов Д\—Дь применяются германиевые дио-
ды Д2Е. Такая схема на высоких частотах работает гораздо
лучше кольцевой.
Рис. 21. Практическая схема шунтового
балансного модулятора
На рис. 21 показана
практическая схема шун-
тового балансного моду-
лятора. Эта схема, как и
предыдущая, имеет малое
входное сопротивление.
Для согласования в схе-
му включен понижающий
трансформатор Тр{. Его
вторичная обмотка рас-
37
считана на сопротивление 500—600 ом. Выходное сопротивле-
ние этого БМ невелико, поэтому применена последовательная
схема выходного контура. Чтобы токи ВЧ не попадали в НЧ
трансформатор, он шунтирован конденсатором Сь Точная ба-
лансировка схемы осуществляется переменным резистором
/?з- Применение потенциометра позволяет не делать катуш-
ку L2 с отводом от середины. На рис. 22 показана
/д ен1п
ние 22. Последовательный балансный
модулятор с катодным повторителем (а);
б—вариант включения балансирующего
сопротивления
схема шунтового диодно-
го БМ без применения
низкочастотного модуля-
ционного трансформато-
ра. В качестве согласую-
щего элемента здесь при-
менен катодный повтори-
тель на триоде. Настрой-
ка контуров на выходе
БМ производится с по-
мощью сердечников. Кон-
денсатор С2 предохраня-
ет диоды Д\ и Д2 от по-
падания на них напряже-
ния смещения с катода
лампы. Улучшение степе-
ни подавления може!
быть получено включени-
ем балансирующего эле-
мента (рис. 22, б). В этом случае требуется большая мощ-
ность ВЧ для создания достаточного тока через диоды.
/г6Н1П
Рис 23 Практическая
схема кольцевого баланс^
ного модулятора с ка-
тодными повторителями
на входе (а); б—упро-
щенная схема включе-г
ния кольцевого БМ
38
Примером практических схем кольцевого БМ. могут слу-
жить схемы, показанные на рис. 23. Такие модуляторы хорошо
работают до частот порядка 1—2 Мгц. Балансировка схемы
23, а производится с помощью потенциометра и конденса-
тора С6, а схемы 23,6 — потенциометром Ri и конденсато-
ром С3.
Если в конструкции применяется электромеханический
фильтр, его можно непосредственно связать с диодным балан
сным модулятором, избежав при-
менения выходного ВЧ трансфор-
матора (так сделано в практиче-
ской схеме однополосного возбу-
дителя с использованием ЭМФ).
На рис. 24 показана еще одна
схема БМ. В этой схеме ВЧ иНЧ
напряжения подаются последо-
вательно на два диода через ба-
лансирующий потенциометр Ri.
Входное сопротивление такого
БМ низкое, особенно для токов
Рис 24 Схема балансного мо-
дулятора на двух диодах
ВЧ
Источники напряжений ВЧ и НЧ могут быть включены не
только последовательно, но и параллельно
’/гП,6НЗП
Рис 25. Балансный мо-
дулятор с двумя диода-
ми
Разновидность схемы упрощенного балансного модулятора
доказана на рис. 25. Этот балансный модулятор был создан
для работы с электромеханическим фильтром, но его можцо
использовать и с другими видами фильтров. Сигнал ВЧ в этой
схеме подается через фазовращающий каскад с раздельными
нагрузками, низкочастотный сигнал — через катодный повто-
ритель, используемый в качестве согласующего каскада. Ба-
лансировка схемы осуществляется потенциометром 51 ком и
подстроечным конденсатором.
39
Подавление несущей без балансных модуляторов
Подавить несущую частоту в принципе можно и без приме-
нения балансного модулятора. Если, например, после ступени,
в которой происходит модуляция, включить фильтр, пропус-
кающий сигналы всех частот, за исключением несущей, то
можно получить двухполосный сигнал без несущей.
В качестве элемента фильтра,
бягп
Рис 26 Схема подавления
несущей параллельным
включением кварцевой плас-
тины
подавляющего несущую частоту,
можно использовать кварцевый
резонатор, который обладает вы-
сокой электрической добротно-
стью и в связи с этим высокими
избирательными свойствами.
Для тока с частотой последо-
вательного резонанса кварц пред-
ставляет небольшое активное со-
противление, и если его вклю-
чить параллельно источнику ВЧ
колебаний с большим внутренним
сопротивлением, то сигнал с час-
тотой последовательного резо-
нанса будет подавлен.
На рис. 26 показана простей-
шая схема включения кварцевой
пластинки параллельно колебательному контуру. В качестве
модуляторной лампы здесь используется гептод Напряжение
ВЧ подается на гетеродинную сетку лампы, а модулирующее
НЧ напряжение—на сигнальную сетку. В анодном контуре
Рис 27 Блок-схема устройства для подавления несу-
щей без балансного модулятора
выделяется напряжение двух боковых полос. Несущая частота
подавляется кварцевой пластиной. Подавление несущей в та-
кой схеме может достигать 30—40 дб в зависимости от свойств
кварца и добротности анодного контура.
Другой способ подавления несущей без применения БМ. за-
ключается в том, что в промодулированный ВЧ сигнал, содер-
40
жащий несущую и две боковые, добавляется сигнал несущей,
равный по амплитуде и сдвинутый по фазе на 180°. Блок-схема
такого устройства показана на рис. 27. ВЧ сигнал подается
одновременно на модулятор и фазовращатель. На модулятор
также подается напряжение НЧ. На выходе его получается
AM сигнал, поступающий на следующий каскад—подавитель
несущей, куда подается также напряжение несущей, поверну-
тое на 180°. В случае равенства амплитуд несущих на выходе
подавителя несущей остается двухполосный сигнал, как после
балансного модулятора.
2. ФИЛЬТРЫ
Чтобы из двухполосного сигнала получить однополосный,
необходимо, очевидно, выделить нужную боковую полосу и по-
давить другую. Эту задачу при использовании фильтрового ме-
тода получения SSB выполняют специальные фильтры.
По своим характеристикам фильтры делятся на четыре ос-
новные группы, фильтры нижних частот, фильтры верхних час-
тот, полосовые и заградитель-
ные фильтры. Фильтры ниж-
них частот не пропускают сиг-
налы с частотой выше гранич-
ной, фильтры верхних частот,
наоборот, пропускают сигналы
выше граничной частоты. За-
градительные фильтры подав-
ляют сигналы определенного
диапазона частот, но в то же
время пропускают сигналы с
большими и меньшими часто-
тами. Полосовые фильтры про-
пускают определенную полосу
частот, ослабляя сигналы вне
этой полосы. В однополосной
технике находят наибольшее применение именно полосовые
фильтры. Полосовой фильтр настраивается таким образом,
чтобы через него проходили сигналы только желательной бо-
ковой полосы. Все остальные сигналы, в том числе и ненуж-
ная боковая, ослабляются фильтром.
На рис. 28 показана в качестве примера схема простого по-
лосового фильтра и его частотная характеристика. Он пред-
ставляет собой четыре резонансных контура, слабо связанных
между собой и настроенных на одну частоту. Связь между
контурами LiCb L2C2 и LSCS, ЦС4 индуктивная, а между кон-
турами L2C2 и £3С3 емкостная, через конденсатор С5. В силу
избирательных свойств контуров из всех поданных на вход
Рис 28 Схема и частотная харак-
теристика простого полосового
фильтра
41
фильтра сигналов на выходе останутся только сигналы с час-
тотами, близко лежащими к собственной частоте контуров.
Сигналы с более высокой или низкой частотой будут ослаб-
лены
К основным характеристикам полосового фильтра относят-
ся полоса пропускания, коэффициент прямоугольности, ос-
лабление за пределами полосы пропускания, волновое сопро-
тивление и потери в фильтре Полосой пропускания фильтра
называют тот диапазон частот, в котором напряжение на вы-
ходе фильтра не падает ниже 0,707 от максимального.
В связи с тем, что для хорошей разборчивости речи доста-
точна полоса частот порядка 2,5—3 кгц, полоса пропускания
фильтров в однополосной аппаратуре обычно имеет ту же ве-
личину
Коэффициент ирямоугольности позволяет оценить крутиз-
ну спада резонансной кривой фильтра Зная его, можно судить
о том, как резко будет ослабевать сигнал, если изменять его
частоту, уводя ее из пределов полосы пропускания Обычно
коэффициент ирямоугольности определяют отношением поло-
сы пропускания на уровне ослабления 60 дб к полосе пропус-
кания на уровне 6 дб
Для фильтров различных конструкций значение коэффи-
циента прямоугольности Кп лежит в широких пределах Чем
ближе к единице тем более высококачественным считается
фильтр В однополосной технике применяются фильтры с Кп
от 5 до 1,2
Ослабление за пределами полосы пропускания зависит от
конструкции, типа фильтра и его настройки Ослабление обыч-
но измеряется в относительных единицах или децибелах. Ста-
вя задачу как можно больше подавить нежелательную боко-
вую полосу, мы должны стремиться к тому, чтобы ослабление
вне полосы пропускания было как можно выше В любитель-
ской аппаратуре применяются фильтры с ослаблением от 30
до 70 дб.
Так как фильтр состоит из частотно-избирательных элемен-
тов, то каждое звено фильтра и фильтр в целом обладают оп-
ределенным волновым характеристическим сопротивлением.
Знание частотной зависимости волнового сопротивления филь-
тра также имеет большое практическое значение. При неравен-
стве волнового и нагрузочного сопротивления фильтра возни-
кают отражения, в результате чего ухудшается характеристи-
ка затухания и (возрастают потери.
Часто бывает необходимо знать и входное сопротивление
фильтра, которое определяется волновым и нагрузочным соп-
ротивлением При конструировании фильтров нужно стре-
миться к тому, чтобы волновое сопротивление в полосе про-
пускания обладало наибольшим постоянством.
42
Фильтр обладает определенным активным сопротивлением
и поэтому вносит некоторые потери Уровень сигнала, снимае-
мого с фильтра, всегда несколько меньше уровня подводимого
к нему сигнала Величина, характеризующая затухание сигна-
ла в полосе пропускания, выражается в децибелах и может ле-
жать в пределах от долей до десятков децибел
В радиолюбительской однополосной технике применяются
фильтры, которые в зависимости от используемых в них эле-
ментов можно разделить на три основные группы: индуктивно-
емкостные, кварцевые и электромеханические.
Индуктивно-емкостные фильтры
Полосовой фильтр, изображенный на рис 28, представляет
собой индуктивно-емкостный или, как его еще называют,
LC-полосовой фильтр. Фильтр, собранный по такой схеме, дает
сравнительно малое подавление нежелательной боковой, так
Рис 29 Полосовой LC фильтр
как его частотная характеристика имеет пологие скаты Бла-
годаря этому ослабление за пределами полосы пропускания
фильтра невелико, в связи с чем приходится прибегать к кон-
струированию более сложных LC фильтров, имеющих допол-
нительные резонансные цепи для улучшения прямоугольности
и затухания за пределами полосы пропускания. На рис. 29
изображена схема такого фильтра и приведена его частотная
характеристика
Этот фильтр рассчитан на пропускание нижней и подавле-
ние верхней боковой полосы Полоса пропускания фильтра
3 кгц, от 12 до 15 кгц Несущую частоту выбирают равной
15 кгц На этой частоте фильтр создает ослабление 20 дб.
Столь низкая частота несущей выбрана не случайно Обычно
43
LC фильтры с узкой полосой пропускания (3—5 кгц) делают
на частоты от 10 до 70—80 кгц, так как на более высоких час-
тотах трудно получить достаточную крутизну скатов частот-
ной характеристики и необходимое затухание вне полосы
фильтра.
Входное и выходное сопротивление фильтра на средней
частоте равно примерно 3 ком (клеммы 1—4 и 5—8) Это зна-
чение сопротивления не всегда удобно для практических це-
лей Поэтому для трансформации сопротивлений в схему вве-
дены катушки связи Лвх и L вых» которые наматываются на од-
ном каркасе с катушками Lx и Л7 (соответственно) и рассчи-
тываются на определенные заданные сопротивления. Считая,
например, что фильтр будет включен после кольцевого БМ,
мы должны выполнить катушку Лвх с таким расчетом, чтобы
трансформированное входное сопротивление фильтра было
равно 500—600 ом. При этом число витков ее должно состав-
лять около 40% числа витков катушки L{. Выходную катушку
рассчитывают для согласования выходного сопротивления
фильтра с рходным сопротивлением следующего каскада.
Добротность катушек фильтра должна быть возможно выше.
Катушки фильтра наматываются на каркасах с магнетито-
выми или альсиферовыми сердечниками. Можно использовать
ферритовые кольца с наружным диаметром 35—45 мм и шири-
ной кольца до 10 мм. Намотка ведется проводом ПЭЛШО ди-
аметром от 0,1 до 0,3 мм. Приблизительное число витков такой
тороидальной катушки на ферритовом кольце можно подсчи-
тать по формуле:
П~ 6,28pc(D-/D2-rf2)- 1Q-8 ’
где L — индуктивность катушки, Мгн;
D — средний диаметр тороида, см;
d — средний диаметр отдельного витка, см;
1*с — действующая магнитная проницаемость сердечника.
Рис 30. Контрольная схема для настройки конту-
ров ^С-фильтра
Выходная катушка имеет в два-три раза большее число
витков, чем катушка L7, так как она обычно включается в цепь
сетки следующей лампы (с высоким входным сопротивлением).
Настройка фильтра заключается в проверке частот отдель-
ных контуров. Резонансные частоты контуров указаны в
44
табл. 1. Для проверки их собирается схема, изображенная на
рис. 30. Испытываемый контур подключается к точкам А—В.
На контур подается напряжение от звукового генератора и
измеряется ламповым вольтметром. При подключении парал-
лельного контура резонанс определяется по максимуму пока-
заний вольтметра, а последовательного — по минимуму. Если
частота не совпадает с
нужной, немного изменя-
ют емкость контура (не
более чем на 10%, так
как в противном случае
возможно рассогласова-
ние сопротивлений от-
дельных звеньев фильт-
ра). После проверки час-
тот контуров фильтр со-
бирается и снимается его
полная частотная харак-
теристика. Она должна
иметь форму, показанную
на рис. 29.
Ростовский коротковол-
новик О. Иванов
(UA6LI) использует в
своем возбудителе индук-
тивно-емкостный фильтр
с полосой пропускания от
Рис 31. Дифференциально-мостовой LC
фильтр- а—схема фильтра; б—характе-
ристика ослабления
Таблица 1
Контур Резонансная частота, кгц Контур Резонансная частота, кгц
L& 13,5 А2С, 11,4
L3C3 13,8 15,7
Ъ£ъ 12,9 15,5
L,C-t 14,0 LiCS 14,0
13,0
* Резонансные частоты последовательных контуров, составленных из
указанных элементов.
45
15,3 до 17,8 кгц. Схема фильтра изображена на рис. 31, а.
Это так называемая дифференциально-мостовая схема.
Данные элементов фильтра и резонансные частоты контуров
приведены в табл. 2.
Таблица 2
Катушки Индукт., мгн Конденса- торы Емкость, пф Резонансная частота, кгц
Ц 15 сг 7200 15,3
L2 6 с. 16700 15,892
L3 6 С3 14310 17,186
Ц 15 G 5390 17,8
h 4 Съ 27100 15.3
L6 4 С6 20200 17,8
Катушки индуктивности выполняются на тороидальных
альсиферовых сердечниках. Трансформаторы Тр{ и Тр2 собра-
ны на железе Ш-12. Толщина набора 17 мм. Обмотки намота-
ны проводом ПЭВ 0 0,2. Первичная обмотка содержит 380
витков, вторичная — 2 секции по 80 витков. Частотная харак-
теристика фильтра приведена на рис. 31,6. Входное и выход-
ное сопротивление фильтра — 600 ом. Несущая (15 кгц) до-
полнительно ослабляется этим же фильтром на 23 дб. Ослаб-
ление нижней боковой полосы — не менее 40 дб.
Кварцевые фильтры
Индуктивно-емкостные фильтры можно применять на ча-
стотах ниже 100 кгц, поэтому в однополоойых возбудителях с
такими фильтрами приходится применять добавочные ступени
преобразования частоты.
На частотах выше 100 кгц часто применяются фильтры, в
которых в качестве основного частотно-избирательного эле-
мента используются кварцевые резонаторы.
Кварцевый резонатор состоит из кварцевой пластины с
электродами и держателя. Кварц, как и некоторые другие кри-
сталлы (синтетический кварц, виннокислый калий, пьезокера-
мика), обладает прямым и обратным пьезоэлектрическим эф-
46
фектом. Прямой пьезоэффект состоит в том, что приложенное
механическое напряжение (сжатие или растяжение) вызывает
появление зарядов на гранях кристалла, причем заряд пропор-
ционален механическому напряжению и меняет знак вместе с
ним. Обратным пьезоэффектом называют появление механи-
ческого напряжения в кристалле в результате приложения к
нему электрического поля.
Пластина, вырезанная особым образом из кристалла квар-
ца, имеет вполне определенную частоту механического резо-
нанса, зависящую от ко-
эффициента упругости,
затухания пьезоэлемента
и его геометрических раз-
меров.
При включении кварца
в электрическую схему он
ведет себя как некоторая
цепь, содержащая индук-
тивность, емкость и ак-
тивное сопротивление.
Эквивалентная схема
Рис. 32. Эквивалентная схема кварцево-
го резонатора (а); б—зависимость реак-
тивных сопротивлений кварцевого резо-
кварцевого резонатора натора от частоты
изображена на рис. 32, а.
Величины с 'индексом $ характеризуют собственные пара-
метры кварцевой пластины. Емкость Ср представляет собой
емкость конденсатора, образованного электродами с пласти-
ной кварца в качестве диэлектрика. Эквивалентная схема пред-
ставляет собой сложный контур. При изменении частоты в це-
пи, в которую включен резонатор, последний будет оказывать
различную реакцию на цепь. На рис. 32, б показана зависи-
мость реактивного сопротивления кварцевого резонатора от
частоты в случае, если Rs= 0. Практически кварц обладает
весьма высокими значениями добротности (104-^-106), и поэто-
му в первом приближении сопротивлением Rs можно пренеб-
речь.
Частота последовательного резонанса fs обусловлена резо-
нансом контура Ls Cs. Ее значение может быть определено вы-
ражением:
2r.VLs С/
Сопротивление кварцевой цепи при частоте fs равно нулю.
Частота пар аллельного резонанса зависит также и от ем-
кости иварцедержателя <и равна:
л=
С?4~
Ls Cs Ср
47
Сопротивление кварца на этой частоте в случае Rs “0 рав-
но бесконечности. Практически же оно достигает весьма боль-
ших значений и пропорционально добротности кварцевого ре-
зонатора.
Интервал fp fs называют резонансным промежутком
кварцевого резонатора. Резонансный промежуток равен:
-fs,
Ср
где г = ~.
Эта величина имеет важное значение при расчетах и кон-
струировании кварцевых фильтров, так как она в основном
определяет полосу пропускания полосовых кварцевых фильт-
ров, наиболее часто используемых в однополосной аппаратуре.
Значения Ls Cs и зависят от типа кварцевой пластины
(ее среза), от вида колебаний пластины и ее геометрических
размеров. Размеры, определяющие частоту колебаний резона-
торов, находятся по формуле:
, N
fi= —,
где h — размер в миллиметрах, определяющий частоту резо-
натора (длина, ширина или диаметр при колебаниях по
длине; толщина — при поперечных колебаниях);
N — частотный коэффициент, зависящий от среза пластины 4
(см. табл. 3);
f — собственная частота резонатора, кгц.
Таблица 3
Срез Форма пластин Вид колебаний Частотный коэф- фициент, кгц[мм
X Прямоугольная Поперечный 2870
АТ л 1662
БТ 2550
дт Круглая Продольный 2470
дт Квадратная я 2073
ДТ Квадратная 45° я 2341
ЦТ Круглая » 3766
ЦТ Квадратная я 3087
ЦТ Квадратная 45° 3583
жт Прямоугольная 3293
Значение резонансного промежутка зависит от типа среза
пластины и от конструкции кварцедержателя. У большинства
резонаторов на частоту от 100 до 1000 кгц значение г= 1804-
48
350, что приблизительно соответствует резонансному проме-
жутку 300->2500 гц. У более высокочастотных резонаторов
частотный промежуток имеет и большие значения (до не-
скольких тысяч герц).
Работу кварцевого фильтра рассмотрим на примере наи-
более часто встречающегося в любительской однополосной ап-
паратуре двухрезонаторного дифференциально-мостового
фильтра (рис. 33, а).
В схеме используются два резонатора, одноименные резо-
нансные частоты которых сдвинуты на величину резонансного
промежутка fp—fs.
Рис. 33. Дифференциаль-
но-мостовой фильтр с
двумя кварцевыми резо-
наторами: а—принци-
пиальная схема фильтра;
б—зависимость сопро-
тивлений плеч фильтра
от частоты и характери-
стика ослабления фильт-
ра
На оба резонатора с катушки L2 подаются одинаковые по
величине, но противоположные по фазе напряжения. На рис.
33, б показана зависимость сопротивления каждого плеча схе-
мы от частоты.
Напряжение на выходе фильтра определяется суммарным
значением затуханий обоих плеч. Поэтому для построения ха-
рактеристики затухания фильтра необходимо учесть значение
сопротивлений кварцевых резонаторов и их знаки.
Как видно из графика, полоса пропускания фильтра приб-
лизительно равна удвоенной величине резонансного промежут-
ка.
Аналогичным образом может быть построена характерис-
тика затухания однокварцевого фильтра, часто применяемого
в любительской аппаратуре, где один из резонаторов заменен
подстроечным конденсатором, сопротивление которого моно-
тонно уменьшается с частотой.
Сопротивление нагрузки /?ц в двухкристальном фильтре
оказывает большое влияние на форму плоской части резонан-
сной кривой и почти не оказывает влияния на ширину полосы
пропускания. Вместо активного сопротивления часто исполь-
зуют колебательный контур, настроенный на среднюю частоту
49
полосы пропускания. Максимальная полоса пропускания двух-
кристального фильтра обычно не превышает 0,8% резонанс-
ной частоты.
Для увеличения величины затухания вне полосы пропуска-
ния фильтры обычно выполняют многозвенными, включая не-
сколько одинаковых секций, одну за другой. При правильном
согласовании волновых сопротивлений этих секций общая час-
тотная характеристика (или обратная ей характеристика зату-
хания) фильтра определяется перемножением величин затуха-
ний звеньев.
Практические схемы кварцевых фильтров
При использовании однокристального фильтра в SSB ап-
паратуре настраивают фильтр так, чтобы частота бесконечного1
затухания совпадала со средней, наиболее значительной по
напряжению областью нежелательной боковой полосы. При
этом нужная боковая полоса должна находиться в полосе про-
пускания фильтра. Такой фильтр удобен тем, что позволяет
плавно изменять частоту затухания. Но с его помощью невоз-
О 464 465 466 467 468
Рис 34 Схема однокри-
стального фильтра, до-
полненная кварцевыми
резонаторами Kez и Квз
для улучшения подавле-
ния боковой полосы
можно добиться высокой степени подавления боковой полосы,
так как фильтр хорошо подавляет лишь незначительную часть
спектра боковой. Для улучшения подавления иногда применя-
ют два-три звена, включенных последовательно и настроенных
таким образом, чтобы частоты бесконечного затухания распо-
лагались равномерно в пределах спектра нежелательной боко-
вой полосы. Можно также включить в фильтр параллельно
контурам добавочные кварцевые резонаторы с частотами в
пределах нежелательной боковой полосы. Например, при не-
сущей частоте 465 кгц и подавлении верхней боковой полосы
кварцевые резонаторы могут быть следующими: КВХ—464 кгц,
КВ2—465,5 кгц, КВ3—467 кгц. Частота бесконечного затухания
кварцевого резонатора КВ\ устанавливается равной 466 кгц,
а контуры фильтра настраиваются на частоту 463,5 кгц. Час-
50
тотная характеристика такого фильтра показана на рис. 34.
На рис. 35 показана практическая схема дифференциаль-
но-мостового фильтра и виды его частотных характеристик
при различных вариантах настройки.
Разнос одноименных частот кварцевых резонаторов состав-
ляет около 0,5—0,6 от ширины полосы пропускания фильтра.
Частотная характеристика фильтра имеет вид, изображенный
на рис. 35, б (пунктиром показана частотная характеристика
того же фильтра при отсутствии кварцевых резонаторов). Кри-
вая имеет небольшой провал на вершине, достигающий 3—5 дб.
Коэффициент прямоугольности такого фильтра равен 5.
Увеличить крутизну ска-
тов кривой можно, подклю-
чив к кварцевому резонато-
ру с более высокой часто-
той конденсатор Сн емко-
стью 2—8 пф. При этом на-
рушается балансировка схе-
мы и появляются две часто-
ты бесконечного затухания,
лежащие на скатах частот-
ной характеристики фильт-
ра. Получаемая в этом слу-
чае частотная характеристи-
ка изображена на рис. 35, в.
Если конденсатор Сн под-
ключить параллельно квар-
цевому резонатору с низшей
частотой, крутизна скатов,
наоборот, уменьшается (рис.
35, г).
При увеличении емкости
конденсатора Сн частоты
Рис. 35. Схема двухкристального
фильтра и его частотные характера,
стики
бесконечного затухания
сближаются. При этом растет крутизна скатов кривой, но так-
же возрастают побочные «хвосты» (рис. 35, д), для уменьше-
ния которых параллельно контурам можно включить доба-
вочные кварцевые резонаторы, как на рис. 34.
С помощью одного звена двухкристального фильтра воз-
можно подавление боковой полосы до 25—30 дб (в зависимо-
сти от частоты).
Хорошей частотной характеристикой обладает фильтр, схе-
ма которого изображена на рис. 36, а. Частотная характеристи-
ка его (рис. 36, б) имеет большую крутизну скатов, строгую
симметрию и небольшие побочные «хвосты». Степень подав-
ления боковой полосы, которая может быть получена с по-
мощью одного звена такого фильтра, достигает 45 дб на ча-
стоте 1 Мгц.
51
В фильтре используются две пары кварцевых резонаторов.
Частоты каждой пары резонаторов одинаковы. Разнос между
частотами этих пар выбирается равным 0,8 полосы пропуска-
ния. При конструировании такого фильтра особое внимание
следует обращать на точность совпадения резонансных частот
Рис 36 Схема четырех-
кристального фильтра и
его частотная характери-
стика
кварцев в каждой паре, включенных накрест (КВ2) и горизон-
тально (K-Si). Разброс частот в паре кварцевых резонаторов
не должен превышать 20—30 гц Все резонаторы должны
быть одного среза и достаточно активными, потери — 12—
15 дб.
Представляют интерес схемы полосовых фильтров с одним
кварцевым резонатором. Две основ-
ные схемы таких фильтров изобра-
жены на рис. 37.
Рассматриваемые фильтры состо-
ят из двух связанных колебатель-
ных контуров. Связь между конту-
рами осуществляется следующими
путями: в схеме рис. 37, а — через
кварцевый резонатор Кв. емкость С,
взаимоиндуктивность М, а также
через общее для контуров сопротив-
ление R, о роли которого скажем
ниже; в схеме рис. 37, б — через
кварцевый резонатор Кв, емкость С
и катушку связи L.
Если на средней частоте фильтра
коэффициент емкостной связи по
своей абсолютной величине равен
коэффициенту индуктивной связи,
емкостная и индуктивная связь
взаимно уравновешиваются, и частотная характеристика
фильтра становится симметричной с достаточной прямоуголь-
ностью.
Ширина полосы пропускания такого фильтра зависит от
типа кварцевого резонатора, от величины связи между конту-
Рис 37 Схема однокварце-
вых полосовых фильтров
52
рами за счет емкости и индуктивности (или взаимоиндуктив-
ности) и от добротности самих контуров.
Добавочная связь за счет сопротивления 7? (рис. 37, а) слу-
жит для выравнивания частотной характеристики фильтра в
пределах полосы пропускания.
Влияние сопротивления R на форму частотной характерис-
тики фильтра показано на рис. 38.
, Рис 38. Форма частотной характеристики однокристального
фильтра при разных значениях сопротивления /?• а—/?мало,
б—R велико, в—величина R оптимальна
Практическая конструкция однокристального полосового
фильтра приведена в описании SSB передатчика на 80-метро-
вый диапазон в гл. IV.
Высокочастотные кварцевые фильтры
В последнее время все более широко применяются фильтры
на частоты свыше 1000 кгц (до 10 Мгц.). Это объясняется тем,
что высокочастотные кварцевые резонаторы дешевы, более дос-
тупны, их легче подтачивать на нужную частоту, так как необ-
ходимый сдвиг частоты относительно невелик. Кроме того, при
получении однополосного сигнала непосредственно на частоте
в несколько мегагерц отпадает необходимость в одной-двух
ступенях преобразования частоты, и в целом конструкция воз-
будителя получается проще и дешевле.
Высокочастотные кварцевые фильтры могут быть собраны
по обычным схемам, описанным выше. Однако большое внима-
ние должно быть уделено тщательности экранировки отдель-
ных звеньев фильтра и устранению паразитных связей, так как
с повышением частоты опасность прохождения сигнала за счет
таких связей, минуя сам фильтр, значительно возрастает. Для
работы в фильтре пригодны такие кварцы, у которых отноше-
ние емкости кварцедержателя Ср к собственной (динамичес-
кой) емкости кварцевого элемента имеет определенную вели-
чину, необходимую для обеспечения заданной полосы пропус-
кания (2,5—3 кгц). Этому условию удовлетворяют кварцевые
резонаторы с электродами из напыленного серебра. Наиболее
53
подходящими резонаторами считаются кварцевые пластины
среза АТ и БТ, имеющие резонансный промежуток порядка
1200—1800 гц, что обеспечивает полосу частот фильтра
приблизительно 2500—3500 гц (имеется в виду дифферен-
циально-мостовая или кольцевая схема фильтра).
м ini
|[ rcc | 0550 0550
Катодный
йольтпетр
или
осциллограф
Рис 39 Схема исследо-
вания кварцевых резона-
торов
Однако существуют кварцевые резонаторы, у кото-
рых резонансный промежуток имеет другие значе-
ния. Поэтому для отбора резонаторов полезно определить час-
тоты последовательного и параллельного резонансов, собрав
простую схему исследо-
вания (рис. 39).
При частоте последова-
тельного резонанса пока-
зания индикатора макси-
мальны, при частоте
параллельного — мини-
мальны. Схема позволяет
также проверить наличие
побочных резонансов пла-
стины. Если побочные ре-
зонансы расположены
вблизи от основных резо-
нансных частот, такие
пластины не следует ис-
пользовать в фильтрах.
Среди всех схем высо-
кочастотных кварцевых
фильтров наиболее попу-
лярна двухзвенная диф-
ференциально - мостовая
схема фильтра (рис.
40, а), представляющая
собой комбинацию двух
схем рис. 33, а, включен-
ных таким образом, что
Рис 40 Дифференциально-мостовой вы-
сокочастотный кварцевый фильтр: а—
принципиальная схема фильтра; б—спо-
соб намотки катушки L, в—частотная
характеристика фильтра
вход и выход фильтра оказываются несимметричными.
В фильтре используется четыре кварцевых резонатора. Час-
тота последовательного резонанса кварцев КВ\ и КВ3 должна
быть равна частоте параллельного резонанса кварцев КВ3 и
К.В4 или наоборот. Допустимо также, чтобы разность частот
54
кварцев была несколько меньше резонансного промежутка ре-
зонаторов.
Фазирующая катушка L выполняется на ферритовом коль-
це с действующим значением магнитной проницаемости 20—
100 на рабочей частоте. Для получения строгой симметрии на-
мотка выполняется «бифилярным» способом (рис. 40,6) прово-
дом ПЭЛШО 0,25—0,51. Количество витков выбирается таким
образом, чтобы контур LC резонировал на рабочей частоте
фильтра.
Возможен вариант фильтра и с ненастроенной симметриру-
ющей катушкой L. В этом случае магнитная проницаемость
сердечника может иметь
и-ббльшие значения. Чис-
ло витков может состав-
лять несколько десятков.
Резисторы Ri и R2 —
нагрузочные. Их сопро-
тивления в значительной
мере влияют на частотную
характеристику фильтра,
определяя как крутизну
скатов кривой, так и рав-
номерность в полосе про-
пускания. Величины соп-
ротивлений резисторов R\
и Т?2 также подбираются
при настройке в преде-
лах от нескольких сот ом
до нескольких килоом.
Вместо резисторов
и R2 также могут быть
использованы резонансные
Рис. 41 Трехзвенный высокочастотный
кварцевый фильтр а—принципиальная
схема фильтра; б—частотная характери-
стика фильтра
контуры, коэффициент включения
которых подбирается так, чтобы обеспечивались необходимые
нагрузочные сопротивления фильтра.
Для увеличения крутизны скатов кривой нужно подключить
подстроечные конденсаторы величиной 0,5—3 пф параллельно
более высокочастотным резонаторам.
Настройка контура LC позволяет увеличить коэффициент
передачи фильтра и уменьшить глубину провала частотной
характеристики в полосе пропускания фильтра. Для этого
контур LC должен быть настроен несколько выше средней
частоты фильтра.
Данный фильтр на частоте 5 Мгц обеспечивает подавление
боковой полосы до 40—45 дб и имеет коэффициент прямо-
угольности порядка 2 по уровням 6 и 40 дб.
Для увеличения затухания вне полосы пропускания и повы-
шения крутизны скатов может быть включена еще одна секция
(рие. 41, а).
55
Изменение частоты кварцевых пластин
в любительских условиях
При конструировании кварцевых фильтров наиболее слож-
ной операцией является точная подгонка резонаторов на тре-
буемую частоту. В основном изменение частоты кварцевых ре-
зонаторов производят в сторону повышения.
Мы рассмотрим способы незначительного изменения часто-
ты кварцевого резонатора, доступные в любительских ус-
ловиях.
Изменить частоту кварцевого резонатора можно путем из-
менения того геометрического размера, вдоль которого проис-
ходят колебания пластины. У продольно-колеблющихся плас-
тин это ширина, длина или диаметр, у поперечно-колеблющих-
ся — толщина Повысить или понизить частоту колебаний на
несколько сотых процента можно путем изменения массы квар-
ца стиранием серебряного покрытия или нанесением на пласти-
ну дополнительных покрытий.
Геометрические размеры пластины изменяют путем подточ-
ки, которая выполняется в следующем порядке. Сначала сни-
мают с пластины серебряное покрытие с помощью азотной кис-
лоты. Затем кусок зеркального стекла или полированная ме-
таллическая пластина смачивается водой с взвешенным в ней
мелким наждачным порошком. Наждачный порошок должен
быть по возможности более мелким, чтобы зерна на пластине
не оставляли царапин, видимых невооруженным глазом. Рав-
номерно прижимая пластину по всей плоскости с помощью,
например, карандашной резинки, производят возвратно-посту-
пательные или вращательные движения.
Хорошие результаты при подточке пластин получаются, ес-
ли вместо наждака применить карбид бора. По твердости он
приближается к алмазу и представляет собой порошок темно-
серого цвета, состоящий из очень мелких кристаллов. После
подточки и промывки пластины в спирте ее нужно вставить в
держатель, взятый от ненужного резонатора и зажимающий
пластину равномерно по плоскостям, с которых было снято се-
ребро. Таким способом можно повышать частоту кварцевых
резонаторов на 10—15%.
Повысить частоту кварцевых резонаторов с собственной ча-
стотой до 1 Мгц можно, снимая фаску с одного или нескольких
ребер продольных сторон пластины. Понижение частоты таких
резонаторов достигается вышлифованием канавки на одной
или двух боковых гранях с помощью алмаза или корундовой
иглы (от звукоснимателя для долгоиграющих пластинок).
Повышение частоты высокочастотных (выше 1 Мгц) резо-
наторов на несколько килогерц осуществляется путем частич-
ного стирания серебряного покрытия с помощью чернильной
резинки. Следует, однако, отметить, что измерение частоты
56
после каждого цикла стирания нужно проводить лишь спустя
некоторое время, в течение которого происходит частичное воз-
вращение частоты к первоначальной.
Некоторого понижения частоты пластин, колеблющихся по
толщине, можно добиться, нанося на них трением тонкий слой
чистого свинца. Следует учесть, что при нанесении слишком
большого количества свинца пластина становится значительно
менее активной. Это приводит к резкому ухудшению парамет-
ров фильтров и затрудняет возбуждение кварцевого генерато-
ра. В этом случае свинец удаляют чернильной резинкой.
Немного понизить частоту кварцевого резонатора можно
также, заштриховывая его металлизированные стороны прос-
тым графитным карандашом.
При работе с кварцевыми пластинами на руки полезно на-
деть резиновые перчатки. Нужно следить за тем, чтобы плас-
тина не загрязнялась, особенно опасно попадание жира. Брать
пластину голыми руками можно только за ребра; лучше поль-
зоваться пинцетом.
В процессе подгонки частоты пластины необходимо возмо-
жно чаще проверять частоту подтачиваемого резонатора, срав-
нивая ее с частотой другого, заранее известного резонатора
(например, другого кварца для конструируемого фильтра).
Для этого необходимо собрать схему из двух кварцевых гене-
раторов и смесителя (см., например, книгу А. Плонского «Квар-
цевые резонаторы». Госэнергоиздат, 1954, стр. 77.). Оба гене-
ратора должны быть совершенно идентичными, в особенности
если генерация происходит на частоте параллельного резо-
нанса кварца.
Электромеханические фильтры
Построить полосовой LC фильтр с частотной характерис-
тикой, по форме приближающейся к прямоугольной, весьма
трудно, так как добротность колебательных контуров, входя-
щих в фильтр, сравнительно низка (не более нескольких сот).
Увеличивая число звеньев фильтра, можно в какой-то мере
улучшить частотную характеристику. Однако при этом быст-
ро растут размеры фильтра, усложняется его настройка, уве-
личивается затухание в полосе пропускания и возникают
трудности в согласовании характеристических сопротивлений
звеньев фильтра.
Эти трудности побудили конструкторов применить в каче-
стве основных избирательных элементов механические резо-
наторы из специальных материалов. Они обладают высокой
добротностью (порядка нескольких тысяч), малым темпера-
турным коэффициентом, а размеры их на радиочастотах неве-
лики.
57
Принцип действия электромеханических фильтров (ЭМФ)
состоит в том, что высокочастотные электрические колебания
преобразуются в механические, пропускаются через фильтр,
состоящий из ряда механических резонаторов, а затем вновь
преобразуются в электрические. В качестве резонаторов при-
меняются стержни, шарики, диски или прямоугольные тонкие
пластинки, выполненные с высокой точностью из специальных
сплавов никеля или из феррита.
Lg/2 2Lg Lg Cg Lg Cg Lg Cg Lg Cg Lg/2 2Cg
I
Puc. 42. Электромеханический фильтр на шести
круглых дисках: а—механическая схема фильтра
(1—металлическая круглая пластинка; 2—конце-
вые металлические пластинки; 3—опорный диск;
4—проволочные связи между дисками; 5—магни-
тострикционные преобразователи из никелевой
проволоки; 6—возбуждающая катушка; 7—латун-
ный экран катушки, снимающей колебания; 8—
магниты смещения); б—эквивалентная электричес-
кая схема с сосредоточенными параметрами
Высокая добротность механических резонаторов позволяет
осуществить полосовые фильтры с полосой пропускания от
десятков герц до нескольких килогерц с очень крутыми скло-
нами и достаточно плоской вершиной частотной характеристи-
ки. Коэффициент прямоугольности ЭМФ лежит в пределах
1,2—2. Затухание вне полосы пропускания очень велико и ча-
сто достигает 60—75 дб.
Электромеханические фильтры выпускаются на частоты до
1 Мгц. Такие фильтры обладают малыми размерами, что вы-
годно отличает их даже от кварцевых фильтров.
На рис. 42 показаны механическая схема шестидискового
фильтра и его эквивалентная электрическая схема.
Наиболее распространены два типа выпускаемых нашей
промышленностью ЭМФ на 500 кгц. Один тип фильтра рас-
считан на нижнюю боковую. Другой тип фильтра рассчитан
58
на выделение верхней боковой. Выпускаются также 11-диско-
вые ЭМФ на эту частоту.
Рис. 43. Схемы включения механического фильтра: а—несиммет-
ричный предыдущий каскад; б—симметричный предыдущий кас-
кад; в—включение ЭМФ в транзисторной схеме
Две практические схемы включения электромеханических
фильтров в случае 'Симметричного и несимметричного выхода
предыдущей ступени показаны на рис. 43, а,б.
Заметим, что при составлении схемы передатчика не следу-
ет допускать прохождения постоянного тока по катушкам
фильтра, так как постоянное подмагничивание может ухуд-
шить его работу.
Налаживание каскада с электромеханическим фильтром
сводится к прдбору напряжения, подаваемого на фильтр, и к
настройке входного и выходного контуров фильтра в резонанс
59
с рабочей частотой. При настроенных контурах коэффициент
передачи фильтра значительно возрастает. Потери в таких
фильтрах составляют в среднем 3—10 дб по напряжению.
Переменное напряжение, требуемое для нормальной рабо-
ты большинства электромеханических фильтров, лежит в пре-
делах 0,2—1 в.
Частотная характеристика электромеханического фильтра
обычно достаточно симметрична, поэтому он может пропус-
кать как «верхнюю, так и нижнюю боковые полосы, в зависи-
мости от выбора несущей частоты. Несущая, как правило, поме-
щается на частоте, соответствующей точке 20 дб ослабления на
одном или другом спаде частотной характеристики (см.
рис. 31).
т,ть
1гП1Ь
Рис 44 Включение пье-
зокерамического фильтра
в транзисторной схеме
Применяются также электромеханические фильтры нового
вида, так называемые керамические. Основным их элементом
являются цилиндрики, диски или другие тела правильной гео-
метрической формы, изготовленные из особого сорта керами-
ки, обладающей высокой упругостью. Для возбуждения их ис-
пользуется переменное электрическое поле.
Легко реализуемые размеры керамических фильтров полу-
чаются для частот от десятков кгц до 1 — 1,5 Мгц. Ширина по-
лосы пропускания может составлять от долей процента до
нескольких процентов от средней частоты фильтра. Коэффи-
циент прямоугольное™ и ослабление за пределами полосы
пропускания у керамических фильтров почти не уступают ана-
логичным показателям обычных электромеханических фильт-
ров. Они относительно дешевы, так что следует ожидать их
широкого распространения в радиолюбительской практике.
В настоящее время простые модификации пьезокерамиче-
ских фильтров используются в качестве фильтрол сосредото-
ченной селекции промежуточной частоты главным образом в
транзисторных приемниках. На рис. 44 показано включение
пьезокерамического фильтра между двумя каскадами усиле-
ния на транзисторах.
60
3. БЛОК-СХЕМЫ ОДНОПОЛОСНЫХ ПЕРЕ-
ДАТЧИКОВ
Формирование однополосного сигнала в подавляющем
большинстве случаев производится на строго фиксированной
частоте. Исключение представляют приставки к уже имею-
щимся передатчикам или простые конструкции, использую-
щие фазовый метод получения однополосного сигнала.
Для работы в эфире, однако, необходимо не только полу-
чить однополосный сигнал на разных диапазонах, но также
иметь возможность плавной перестройки в пределах каждого
любительского диапазона.
Сформированный однополосный сигнал нельзя подвергать
умножению в удвоителях, утроителях и т.п., как это возмож-
но в случае частотной модуляции. Работа умножителей часто-
ты основана на том, что искажение формы импульса анодного
тока при умножении частоты приводит к появлению гармоник
основной частоты, которые выделяются посредством настроен-
ных контуров в анодной цепи.
Если даже отвлечься от неизбежного искажения огибаю-
щей однополосного сигнала при прохождении, например, че-
рез удвоитель, то оказывается, что все частотные интервалы
между составляющими однополосного сигнала увеличились
в два раза. Это явление вместе с сильнейшими нелинейными
искажениями приводит к потере разборчивости речи. Поэто-
му применяют метод последовательных преобразований час-
тоты, позволяющий перенести спектр SSB сигнала в нуж-
ный любительский диапазон без искажений. К смесительному
каскаду подводят преобразуемый SSB сигнал и колебания от
вспомогательного гетеродина. В анодной цепи этой лампы вы-
деляют колебания с частотой, равной сумме или разности ча-
стот колебаний, подведенных к смесителю.
Такая операция проделывается обычно два-три раза, чтобы
обеспечить работу на всех любительских диапазонах при плав-
ной перестройке частоты в пределах диапазона.
При выборе смешиваемых частот нужно учесть, что ни их
гармоники, ни разности или суммы этих гармоник не должны
попадать в рабочий диапазон, иначе передатчик будет излучать
на посторонних «паразитных» частотах, возникших в процессе
преобразования. Например, однополосный сигнал, полученный
на частоте 4,7 Мгц, нельзя смешивать с частотой 9,6 Мгц для
получения однополосного сигнала на частоте 14,3 Мгц, так как
при этом на 14,1 Мгц будет излучаться третья гармоника ча-
стоты 4,7 Мгц.
При смешении двух частот помеха может появиться и как
результат вычитания определенных гармоник частот, подавае-
мых на смеситель. Если, скажем, для получения 20-метрового
диапазона смешиваются частоты 5,55 и 8,45 Мгц, то любая из
61
гармоник этих частот не попадает в любительский диапазон.
Однако здесь появляется помеха вида 3fz—2fi, т. е. 8,45X3—
5,55X2=14,25 Мгц.
В приложениях к книге даны графики для выбора частот
преобразования и указания к пользованию ими (рис. 204 и
рис. 205).
Если частоты спектра однополосного сигнала вычитают-
ся из частоты гетеродина, происходит перемена боковой по-
лосы (верхней на нижнюю и наоборот), а если частота сиг-
нала складывается с частотой гетеродина, такого изменения
не происходит. Перемены боковой полосы не происходит и в
том случае, когда из частоты однополосного сигнала вычи-
тается частота гетеродина. Поясним это на примере. Допу-
стим, сигнал имеет спектр верхней боковой полосы 500—
503 кгц, т. е. подавленная несущая имела частоту 500 кгц.
Вычитая частоты спектра однополосного сигнала из частоты
гетеродина 2 Мгц, получим сигнал со спектром 1497—
1500 кгц. Составляющая спектра, имевшая до преобразова-
ния частоту 503 кгц (выше несущей частоты), теперь распо-
ложена ниже ее (1497 кгц), а несущая, если бы она не была
подавлена, оказалась бы на 1500 кгц. То же происходит со
всеми остальными частотами спектра, и, таким образом, вер-
хняя боковая полоса становится нижней.
Изменение боковой полосы при вычитании частоты одно-
полосного сигнала из частоты гетеродина используется в тех
случаях, когда при формировании однополосного сигнала
нет возможности выбирать верхнюю или нижнюю полосу пу-
тем перестройки фильтра или изменения частоты несущей.
Если выбрать частоту гетеродина переменной, оказыва-
ется возможной перестройка частоты однополосного сигнала,
полученного после смесителя, в пределах диапазона, опреде-
ляемого границами изменения частоты гетеродина. Этот спо-
соб используется для плавного изменения частоты однопо-
лосного сигнала в любительских диапазонах.
Теперь посмотрим, как практически выбрать блок-схему
любительского SSB передатчика. Предположим, что мы со-
бираемся применить ЭМФ или кварцевый фильтр на часто-
ту порядка 100—1000 кгц. В этом случае можно непосредст-
венно преобразовать частоту однополосного сигнала в часто-
ты любительских диапазонов. Тогда гетеродин должен иметь
плавную перестройку. Таким путем можно получить диапазо-
ны 3,5 и 7 Мгц. Чтобы работать на диапазоне 14 Мгц, потре-
бовалось бы применить гетеродин с частотой около 13 или
15 Мгц, что нежелательно, так как на этих частотах трудно
обеспечить необходимую стабильность частоты.
Кроме того, очень трудной задачей становится отфильтро-
вание нежелательных продуктов преобразования и частоты
62
гетеродина. Поэтому не следует использовать такой метод
для получения частот 20-метрового диапазона, в особеннос-
ти если формирование производится на частоте менее 1 Мгц.
Имеются удачные опыты построения однополосных пере-
датчиков с одним преобразованием частоты на всех КВ ди-
апазонах. Здесь SSB сигнал формируется фильтровым или
фазовым методом на сравнительно высокой частоте, обычно
около 5 или 9 Мгц, а затем с помощью плавного высокочас-
тотного гетеродина переносится в любительские диапазоны
Рис. 45. Блок-схема передатчика на 20- и 80-метровый диапа-
зоны
3,5—28 Мгц. Но в такой схеме весьма затруднительно обес-
печить достаточную стабильность частоты и одну шкалу на
все диапазоны.
Другой метод получения рабочих диапазонов состоит в
том, что однополосный сигнал с частоты, скажем, с 1 Мгц пе-
реносится на частоту 9 Мгц. Затем полученный сигнал под-
водится к смесителю вместе с колебаниями от генератора
плавного диапазона, перекрывающего частоты 5—5,5 Мгц.
В анодном контуре смесителя могут быть выделены частоты
20- и 80-метрового диапазонов, полученные в результате
сложения или вычитания частот. Переключать генератор
плавного диапазона здесь не требуется. Блок-схема такого
передатчика изображена на рис. 45. Если сформированный
на частоте 1 Мгц однополосный сигнал имеет верхнюю бо-
ковую, то для работы в диапазоне 20 м кварцевый гетеро-
дин должен генерировать колебания с частотой 8 Мгц, что-
бы на выходе сохранилась верхняя боковая полоса. Для ра-
боты в 80-метровом диапазоне частота кварцевого гетероди-
на должна быть равна 10 Мгц, чтобы на частоте 9 Мгц, а
значит и на рабочей получилась нижняя боковая полоса.
Такой метод очень удобен, если формировать однополос-
ный сигнал непосредственно на частоте 9 Мгц фазовым ме-
тодом. Поскольку в этом случае верхняя и нижняя боковые
полосы переключаются очень просто, отпадает необходи-
мость в одном каскаде преобразования, и в передатчике ос-
63
тается только один смеситель, на который подается однопо-
лосный сигнал с верхней или нижней боковой полосы на
частоте 9 Мгц и сигнал гетеродина с частотой от 5 до
5,5 Мгц. Схема получается очень простой и в то же время
удобной, так как обеспечивает работу на двух диапазонах.
Еще одна блок-схема передатчика изображена на рис. 46.
Здесь однополосный сигнал с нижней боковой формируется
на частоте 500 кгц кварцевым или электромеханическим
фильтром, затем вычитается из частоты плавного гетеродина
2,5—3,2 Мгц. Получается сигнал с верхней боковой полосы в
диапазоне 2—2,7 Мгц. Для перехода на любительские диа-
Рис. 46. Блок-схема передатчика на все коротковолно-
вые диапазоны
пазоны этот сигнал подается на следующий преобразова-
тель. Сюда же подаются колебания от гетеродина фиксиро-
ванной частоты. На 80-ме.тровом диапазоне частота его 6 Мгц,
на 40-метровом—9,5 Мгц, на 20-метровом—12 Мгц, на 14-
метровом 19 Мгц, на 10-метровом—26 Мгц. Частоты этого
гетеродина лучше всего стабилизировать кварцевыми резо-
наторами, используя либо основные частоты, либо способ-
ность кварца возбуждаться на нечетных механических гар-
мониках, что дает возможность получать сразу необходимые
высокие частоты. Можно применить умножение частоты
кварцевого генератора, но при этом следует в достаточной
мере ослабить ненужные гармоники кварцевой частоты,
иначе возможно появление большого числа вредных комби-
национных частот как в любительских диапазонах, так и по-
близости от них.
Данная блок-схема имеет то достоинство, что все диапа-
зоны, кроме 10-метрового, получаются с помощью всего двух
кварцев: 6 и 9,5 Мгц. На диапазонах 80 и 40 м используются
первые их гармоники, 20 и 14 м — вторые гармоники. В ди-
апазонах 80 и 40 м автоматически получается нижняя боко-
вая полоса, 20, 14 и 10 м — верхняя.
Совсем необязательно смешивать однополосный сигнал
вначале с колебаниями от ГПД для обеспечения плавной на-
стройки, а затем с кварцованной частотой — длй выхода в
нужный диапазон. Это приходится делать, если SSB сигнал
64
сформирован на сравнительно низкой частоте (менее 2 Мгц).
Если же частота формирования составляет несколько мега-
герц, можно первым преобразователем перенести SSB сигнал
на фиксированные частоты, отличающиеся от нужных диа-
пазонов на величину частоты ГПД, а затем, подав на второй
преобразователь колебания от ГПД, получить рабочие диа-
пазоны.
Рис 47. Блок-схема передатчика с формированием SSB
сигнала на 9 Мгц (частоты 1-го гетеродина см. в табл. 4 и 5)
Анодные контуры первого смесителя настраиваются на
фиксированные частоты. Это дает некоторые преимущества
сравнительно с описанной выше блок-схемой, где анодный
контур должен перестраиваться (2-(-2,7 Мгц). Но зато там
нужен один контур, а в описываемой схеме — несколько, по
числу диапазонов.
Рассмотрим практическую блок-схему такого рода. Если
SSB сигнал сформирован на частоте 9 Мгц или перенесен на
эту частоту, можно обеспечить все КВ диапазоны с помощью
только одного кварца — 7 Мгц. Такая блок-схёма показана
на рис. 47.
Генератор плавного диапазона на всех диапазонах гене-
рирует частоту от 5 до 5,5 Мгц. Порядок преобразования ча-
стот приведен в табл. 4.
Таблица 4
Диапазон SSB Частота 1-го Частота 1-го Частота 2-го Частота 2-го
сигнал гетеродина смесителя гетеродина смесителя
метры мегагерцы
80 9 0 9 5-5,5 3,5—3,65
40 9 7 2 5—5,5 7—7,1
20 9 0 9 5—5,5 14—14,35
14 9 7 16 5—5,5 21-21,45
10 9 14 23 5—5,5 28—28,5
В такой конструкции необходимо хорошо заэкранировать
кварцевый генератор на 7 Мгц и на выходе его поставить две
пары связанных контуров, настроенных на 7 и 14 Мгц соот-
ветственно, чтобы исключить просачивание на вход смесите-
3 Заказ 772.
65
ля ненужных гармоник частоты 7 Мгц. В данной блок-схеме
четвертая гармоника ГПД попадает в диапазон 21 Мгц, по-
этому нужно подобрать схему и режим генератора так, что-
бы он давал минимальное напряжение гармоник, а сигнал с
ГИД на смеситель подавать через катодный повторитель,
нагруженный на П-образный фильтр нижних частот с часто-
той среза 6—7 Мгц. П-фильтр, рассчитанный для этого слу-
чая, имеет следующие данные: fcp —7 Мгц, LBy. =ZBbIX =
200 ом, С; = С2=100 пф, L = 10 мкгн (65 витков провода
ПЭШО 0,2 на резисторе типа ВС-1 сопротивлением более
10 ком). В величину емкостей Ci и С2 входят также входная
и выходная емкости ламп и емкость монтажа.
Таблица 5
Диапазон SSB Частота 1-го Частота 1-го Частота 2-го Частота 2-го
сигнал гетеродина смесителя гетеродина смесителя
метры мегагерцы
80 9 0 9 5—5,5 3,65—3,5
40 9 21,5 12,5 5—5,5 7—7,1
20 9 0 9 5—5,5 14—14,35
14 9 25 16 5—5,5 21—21,45
10 9 24,5 33,5 5-5,5 28—28,5
10 9 25 34 5—5,5 28,5—29
Источником гармоник частоты гетеродина является, одна-
ко, не только ГПД, но и сам второй смеситель. Поэтому, не-
смотря на принятые меры, возможно небольшое паразитное
излучение в диапазоне 21 Мгц, что следует считать недостат-
ком данной блок-схемы. Это излучение можно уменьшить
подбором такого режима смесителя, который не дает интен-
сивного учетверения входных частот.
Нужно быть весьма осторожным при получении рабочих
диапазонов с помощью кварца 7 Мгц и его гармоник, так как
бывает трудно избавиться от излучения на частотах, крат-
ных 7 Мгц. Таким способом получения диапазонов прихо-
дится пользоваться, когда нет других необходимых кварцев.
При возможности нужно в блок-схеме рис. 47 поставить в
1-й гетеродин такие кварцы, как указано в табл. 5.
Поскольку кварцы выше 20 Мгц дефицитны, в 1-м гете-
родине можно применить кварцы на частоты в три раза
меньше необходимых, возбудив эти кварцы на третьей гар-
монике; тогда вместо кварцев 21,5; 25 и 24,5 Alez^ потребуют-
ся более доступные на частоты 7,167; 8,333 и 8,167 Мгц. Од-
нако не все кварцы удается возбудить на механических гар-
мониках.
66
В распоряжении радиолюбителей часто имеются кварцы
на частоты около 5 Мгц от различных устаревших радио-
станций. Используя достаточно активные кварцы (некоторые
из них заметно стареют и снижают свою активность), мож-
но собрать неплохой однополосный фильтр на эти частоты.
Тогда блок-схема с одним смесителем позволит получить на-
иболее популярные диапазоны — 80 и 20 м. Если SSB сигнал
формируется на частоте 5,3 Мгц с верхней боковой полосой,
а ГПД перекрывает диапазон от 8,7 до 9,05 Мгц, то на вы-
ходе смесителя получаются частоты 14,0—14,35 Мгц с верх-
ней боковой или 3,5—3,65 Мгц с нижней боковой полосой.
Если частота формирования несколько отличается от 5,3 Мгц,
придется расширить диапазон ГПД.
Рис 48. Блок-схема уст-
ройства для перемены
боковой полосы
У радиолюбителей нередко встречаются также кварцы на
частоты от 2 до 2,5 Мгц. В этом случае, сформировав SSB
сигнал на частоте, к примеру, 2,1 Мгц, удобно взять диапа-
зон ГПД от 5,1 до 6,1 Мгц, чтобы после первого смесителя
выделить SSB сигнал в диапазоне 3—4 Мгц.
80-метровый диапазон получается уже после первого сме-
сителя, остальные — на выходе второго. В диапазоне 40 м на
него подается кварцованная частота 11 Мгц (вычитание).
Можно использовать и сложение частот, взяв частоту гете-
родина 4 Мгц, но следует опасаться второй гармоники этого
гетеродина (8 Мгц), лежащей слишком близко к рабочей ча-
стоте (7 Мгц). Для ее ослабления придется подключить на
выход второго смесителя последовательный контур на 8 Мгц.
В диапазоне 20 м частота 2-го гетеродина может быть
11 или 18 Мгц, в диапазоне 14 м—18 или 25 Мгц, в диапа-
зоне 10 м— 25 или 32 Мгц. Здесь нужно помнить о возмож-
ной инверсии бо.ковой полосы.
Схема с переходом на любую полосу показана на рис. 48.
Здесь первый удвоитель удваивает несущую частоту до
1 Мгц, второй еще раз удваивает ее или утраивает до 2 или
3 Мгц. Эта частота подается на смеситель, сюда же подается
з*
67
однополосный сигнал на частоте 500 кгц, скажем, с верхней
боковой полосой. Если на смеситель подать от умножителей
2 Мгц, в анодном контуре смесителя можно выделить сигнал
на частоте 2,5 Мгц с верхней боковой; если же подать ЗМгц,
выделится нижняя боковая на той же частоте 2,5 Мгц. За-
тем сигнал преобразовывается в частоты любительских ди-
апазонов.
Перечисленные блок-схемы, разумеется, не исчерпывают
всех возможных вариантов. При самостоятельном составле-
нии блок-схемы передатчика следует руководствоваться об-
щими соображениями, высказанными выше.
Глава III. ЭЛЕМЕНТЫ СХЕМ ОДНОПОЛОС-
НЫХ ВОЗБУДИТЕЛЕЙ
1. МИКРОФОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Микрофоны
Качество однополосного сигнала зависит от показателей
всех узлов SSB передатчика. Большое значение имеет удач-
ный выбор микрофона. Радиолюбителями используются раз-
личные типы микрофонов, но предпочтение нужно отдать ди-
намическим и пьезокристаллическим.
Пьезоэлектрические микрофоны развивают значительно
большее звуковое напряжение, чем динамические; оно может
достигать десятков милливольт, тогда как выходное напря-
жение динамических микрофонов измеряется милливоль-
тами.
При использовании пьезомикрофонов важное значение
имеет величина нагрузочного сопротивления, на которое ра-
ботает микрофон. Пьезомикрофон с электрической точки
зрения представляет собой конденсатор емкостью в несколь-
ко сот или тысяч пикофарад Сопротивление его переменно-
му току, генератором которого он сам является, обратно про-
порционально частоте. Если нагрузочное сопротивление
имеет достаточно большую величину (несколько мегом), на-
пряжения высоких и низких частот на нем оказываются при-
мерно одного уровня. При нагрузочном же сопротивлении
порядка 0,5 Мом и менее уже имеет место значительное ос-
лабление низких звуковых частот. Точных данных здесь при-
вести нельзя, так как емкость различных пьезомикрофонов
может отличаться в несколько раз.
Пьезомикрофон нельзя подносить близко ко рту, так как
он боится влажности и со временем может испортиться.
69
Если есть возможность, лучше применить микрофон с яр-
ко выраженной направленностью. Он ослабит посторонние
шумы, которые могут быть в комнате радиолюбителя.
Довольно широко распространены микрофоны с кардио-
идной диаграммой направленности, имеющей минимум сзади
от микрофона. Если прием корреспондента осуществляется
на динамик, микрофон нужно расположить так, чтобы напра-
вление на динамик соответствовало минимуму в кардиоиде.
Микрофон можно подобрать, прослушивая на приемнике
уже сформированный однополосный сигнал, так как учиты-
вать отдельно характеристики голоса оператора, микрофона,
модулятора, однополосного фильтра весьма сложно.
Требования к микрофонным усилителям
Низкочастотные колебания с выхода микрофона имеют
обычно весьма низкий уровень и потому должны быть уси-
лены перед подачей их на балансный модулятор. В отличие
от AM- передатчиков однополосные не требуют столь значи-
тельных модулирующих напряжений, поэтому усилители
низкой частоты в них довольно просты. Во многих случаях
достаточно бывает одной ступени усиления на пентоде или
двух — на триодах. Более сложные передатчики имеют доба-
вочные каскады усиления низкой частоты для приведения в
действие системы голосового управления.
Напряжение, подаваемое с УНЧ на балансный модулятор,
не превышает обычно нескольких вольт, так что коэффици-
ент усиления УНЧ для динамического микрофона должен
быть от нескольких сотен до тысячи, а при использовании
пьезомикрофона достаточен коэффициент усиления порядка
50—100.
Схемы микрофонных усилителей мало отличаются от
обычных усилителей НЧ. Для них остается справедливым
требование малых нелинейных искажений (не более 1—2%).
При малых уровнях усиливаемых напряжений это легко вы-
полнимо.
Для уменьшения нелинейных искажений в микрофонных
усилителях однополосных передатчиков применяются обыч-
ные меры: правильный выбор ламп и их режима, отрицатель-
ные обратные связи. Часто применяют такой простейший
вид отрицательной обратной связи, как незашунтированное
емкостью катодное сопротивление. Заодно это упрощает
схему.
Весьма важным требованием к микрофонному усилителю
является полное отсутствие в модулирующем напряжении
фона переменного тока. Наличие фона приводит, во-первых,
к «журчанию» сигнала, во-вторых, к появлению по обе сто-
70
роны от подавленной несущей двух частот, отличающихся
от нее на 50 или 100 гц. Для уничтожения фона используют-
ся такие общеизвестные методы, как хорошая фильтрация
питающих напряжений, питание накала первой лампы пос-
тоянным током, продуманное размещение деталей и прово-
дов, подбор точки заземления деталей первого каскада, эк-
ранирование проводов и деталей. Можно также весь монтаж
первого каскада УНЧ заключить в экран, согнутый из тонкой
меди, алюминия или белой жести.
Микрофонные усилители нередко работают в условиях
сильных высокочастотных полей, которые могут вызвать
вредные явления. Высокочастотное напряжение иногда наво-
дится на микрофон, микрофонный шнур, детали и лампы
усилителя. На входе оно может достигать единиц или даже
десятков вольт. Это вызывает появление сеточного тока, рез-
кое нарушение режима работы УНЧ и очень большие иска-
жения. Может возникнуть также самовозбуждение усилите-
ля на частотах от нескольких единиц герц до десятков кило-
герц, которое будет причиной побочных излучений. Самовоз-
буждение на ультразвуковых частотах иной раз трудно
обнаружить в УНЧ, но легко, — прослушивая на приемнике
полосу на 50—100 кг^пообе стороны от SSB сигнала. Чтобы
избежать этих явлений, нужно прежде всего снизить до мини-
мума ВЧ поля в помещении радиостанции продуманным раз-
мещением антенных вводов и применением коаксиальных
фидеров вместо открытых проводов. Если микрофон не экра-
нирован, его нужно экранировать металлической сеткой или
решеткой. Часто помогает отдельное соединение микрофона
с заземлением или корпусом радиостанции.
Порой причиной больших ВЧ наводок бывает спиральный
экран в микрофонном кабеле. Можно применять кабели с
экраном типа «чулок», но лучше использовать гибкие коак-
сиальные кабели. Следует также соединять сетку первой
лампы с микрофонным кабелем не непосредственно, а через
дроссель 1—2 Мгн или резистор сопротивлением в несколько
десятков килоом. Сетку и анод первой лампы желательно за-
землить по ВЧ через конденсаторы емкостью 50—200 пф.
Может помочь также использование одно-, двухкаскадного
транзисторного предусилителя, смонтированного непосредст-
венно в корпусе микрофона. Это позволит повысить уровень
сигнала в кабеле и понизить сопротивление выхода микрофо-
на и входа УНЧ, что весьма полезно для уменьшения ВЧ на-
водок и фона переменного тока.
Если микрофонный УНЧ работает на низкоомный фильтр
звуковых частот или диодный балансный модулятор, следу-
ет применить согласующий трансформатор или обычный ка-
тодный повторитель.
П
Ограничение полосы частот в УНЧ
Как известно, компоненты речевого спектра простираются
примерно от 80—100 до 7000—8000 гц в зависимости от ин-
дивидуальных голосовых характеристик. На рис. 49 показана
усредненная зависимость относительной амплитуды высших
и низших звуковых частот в спектре речи. Установлено, од-
нако, что в технике связи нет необходимости передавать весь
спектр речи, можно ограничить его сверху частотой 2500—
3000 гц, а снизу — частотой 250—400 гц. При этом уменьша-
ется естественность голоса, но разборчивость, которая наибо-
лее важна для радиосвязи, практически не ухудшается. Ин-
Рис. 49. Относительный уровень различных звуковых
частот в спектре речи
дивидуальная окраска голоса также во многом сохраняется,
и при связи оказывается возможным узнавать голос коррес-
пондента даже при такой узкой полосе. Срезание низших
звуковых частот уменьшает натуральность звучания, но при
этом несколько увеличивается разборчивость речи.
Вообще разборчивость гораздо больше зависит от соглас-
ных звуков, нежели от гласных. Спектральные составляющие
согласных звуков располагаются в области частот выше
1 кгц, тогда как гласные дают составляющие порядка сотен
герц.
Микрофонный усилитель должен пропускать указанную
полосу частот (300—3000 гц), а более низкие и высокие —
задерживать. Это требование необязательно в случае ис-
пользования SSB фильтра с крутыми скатами характеристи-
ки (например, электромеханического). В случае же фазово-
го способа формирования ограничение спектра обязательно.
Такое ограничение производится с помощью RC и LC-
фильтров нижних и верхних частот. Рассмотрим вначале
схемы с RC цепями.
72
Для подавления низших частот используются так назы-
ваемые дифференцирующие цепи, для ограничения полосы
сверху — интегрирующие. Эти цепи используются в качестве
фильтров. На рис. 50 показаны такие цепи, их частотные ха-
рактеристики и основные зависимости между величинами
Рис. 50. Дифференцирую-
щая (а) и интегрирую-
щая (б)^?С-цепи, их час-
тотные характеристики и
расчетные соотношения
R, С и частотой среза Fcp, на которой они дают ослабление
в 2 раза по напряжению. На практике для их расчета удобно
пользоваться такой формулой:
RC=
160
F
где F — в герцах;
С — в тысячах пикофарад;
R — в мегомах.
Рассчитанная по этой формуле дифференцирующая цепь,
дающая ослабление в 2 раза на частоте 320 гц, имеет произ-
ведение /?С=0,5. Удобно взять /? = 0,1 Мгом и С = 5000 пф.
Ниже частоты 320 а/{эта
цепь дает ослабление око-
ло 5 дб на октаву (т. е. с
изменением частоты в 2
раза).
Ослабление частот, да-
ваемое одной интегриру-
ющей или дифференци-
рующей цепочкой, неве-
лико, поэтому нередко
включают две или три це-
Рис. 51. Двойная дифференцирующая
цепь (а); двойная интегрирующая цепь
(5)
почки последовательно.
Активное и реактивное сопротивления последующей цепочки
должны быть в несколько раз больше, чем предыдущей, что-
бы не слишком нагружать ее. На рис. 51 показаны такие це-
пи и формулы, выражающие зависимость произведения RC
от частоты среза Fcp, на которой ослабление составляет два
раза по напряжению. За пределами полосы пропускания
двойные RC цепи дают ослабление 10—12 дб на октаву.
73
Соединив на рис. 51 выход двойной дифференцирующей
цепи со входом интегрирующей, получим полосовой RC
фильтр. Выходное сопротивление каскада, после которого
включен такой фильтр, должно быть не более 20—30 ком, а
входное сопротивление следующего каскада — достаточно
высоким, поэтому выход фильтра подключается непосредст-
венно к сетке лампы. Роль резистора утечки выполняют ре-
зисторы фильтра.
Если ослабления, даваемого RC цепями, недостаточно,
применяют LC фильтры. Для срезания высших частот наи-
Рис. 52. Схема двухзвенного П-образного
фильтра (а); частотная характеристика
фильтра (б); фильтр для симметричных
цепей (в)
более часто применяют-
ся П-образные фильтры.
На рис. 52 показан двух-
звенный фильтр нижних
частот с частотой среза
3 кгц. На частоте 4 кгц
он дает ослабление 28 дб,
на частоте 6 кгц—46 дб.
Входное и выходное соп-
ротивления его составля-
ют 10 ком.
Если нужно уменьшить
эти сопротивления в нес-
колько раз (например,
для включения его меж-
ду катодным повторите-
лем и БМ на диодах), во
столько же раз уменьша-
ют индуктивности и уве-
личивают емкости филь-
тра. Так, если /?вх =
/?вых = 1 ком, ТО С] =
С3=0,05 мкф; Сг—0,1 мкф;
Л1 = £2=100 Мгн.
На рис. 52, в показан
вариант двухзвенной схемы, предназначенный для включения
в симметричные цепи. Входное и выходное сопротивления его
составляют 500 ом, частотная характеристика такая же, как
в схеме рис. 52, а.
Более сложный полосовой низкочастотный LC фильтр
показан на рис. 53. Левая часть схемы представляет собой
фильтр нижних частот, правая часть — фильтр верхних час-
тот. ЧастсУгы среза этого фильтра составляют 300 и 3000 гц.
На частотах ниже 200 гц он дает ослабление более 20 дб;
на частотах выше 3,8 кгц — более 40 дб. Резонансные часто-
ты контуров L\C%, L%Ci, L^Ci составляют соответственно
5,63 кгц, 3,92 кгц и 185 гц. Резисторы Ri, R2 и Р3 вклю-
чены для уменьшения взаимного влияния левой и правой ча-
74
стей фильтра и для согласования сопротивлений-. Входное
сопротивление фильтра составляет 1630 ом, выходное —
2150 ом. Чтобы фильтр давал наилучшие результаты, нужно
обеспечить согласование сопротивлений на его входе и вы-
ходе.
Потери в фильтре составляют 17—18 дб (8 раз по напря-
Рис. 53. Полосовой низ-
кочастотный LC фильтр
жению). Добротность катушек фильтра, измеренная на час-
тоте 1 кгц, должна быть не менее 20—30.
Схемы микрофонных усилителей приведены в описаниях
практических конструкций.
Частотное предыскажение модулирующего сигнала
Амплитуда составляющих спектра речи с повышением
частоты падает и на частоте 3 кгц оказывается в среднем на
20—25 дб ниже амплитуды составляющих с частотой
300—400 гц. Для получения разборчивой речи, как уже гово-
рилось, наиболее важны компоненты в области 1—3 кгц.
Рис. 54 Дифференцирующая цепь (а); частотная ха-
рактеристика этой цепи (б).
Поэтому иногда характеристике микрофонного усилителя
придают равномерный подъем (5—6 дб на октаву) в сторо-
ну высоких частот. Тогда частотная характеристика модули-
рующего сигнала перед подачей на БМ предварительно ис-
кажается и становится почти равномерной независимо от ча-
75
стоты. Такое частотное предыскажение называется также
дифференцированием.
Этот прием редко применяется при амплитудной модуля-
ции, так как при приеме в условиях избирательных замира-
ний повышенное содержание верхних звуковых частот в AM
сигнале приводит к сильным нелинейным искажениям. Иска-
жения такого происхождения отсутствуют при приеме одно-
полосных сигналов, потому дифференцирование НЧ сигнала
можно рекомендовать как простой способ улучшения каче-
ства связи (подробнее об этом сказано ниже).
На рис. 54 показана такая дифференцирующая цепь и ее
частотная характеристика. Частотная характеристика оста-
нется неизменной, если емкость увеличить, а сопротивление
уменьшить в одинаковое число раз.
2. ГЕНЕРАТОРЫ ПЛАВНОЙ И ФИКСИРОВАН-
НОЙ ЧАСТОТЫ
в
Одним из основных требований, предъявляемых к одно-
полосным возбудителям, является высокая стабильность ча-
стоты. Уход частоты SSB передатчика на 100—200 гц пони-
жает разборчивость передачи. При больших расстройках
связь оказывается невозможной и требуется подстройка час-
тоты передатчика или приемника. В качестве нормы принято
считать допустимый уход частоты за время связи не более
50 гц, что составляет для 20-метрового диапазона око-
ло 0,00036%. *
Генераторы плавного диапазона
Генератор плавного диапазона (ГПД) однополосного
возбудителя должен удовлетворять следующим условиям:
перекрывать необходимый диапазон частот; генерировать по-
стоянное по амплитуде напряжение с малым содержанием
гармоник; иметь достаточную стабильность частоты. Иног-
да также предъявляется требование линейности шкалы ге-
нератора.
Благодаря относительно малой ширине любительских ди-
апазонов перекрытие ГПД по частоте обычно невелико и сос-
тавляет 500—1000 кгц. Всегда стремятся уменьшить диапа-
зон перекрываемых частот, так как в этом случае проще
удовлетворить основным требованиям, предъявляемым к
ГПД. Если же указанного перекрытия недостаточно (напри-
мер, для 10-метрового диапазона, занимающего 1,7 Мгц), пол-
ное перекрытие осуществляется не за счет расширения диапа-
зона ГПД, а путем разбивки всего рабочего диапазона на уча-
76
стки, скажем, по 500 кгц, и переключения этих участков из-
менением частоты фиксированного генератора, служащего
для получения рабочих диапазонов.
Уменьшения содержания высших гармоник в выходном
сигнале ГПД достигают как выбором схемы, удовлетворяю-
щей этому требованию, так и постановкой генератора в нуж-
ный режим работы, а также применением фильтрующих уст-
ройств на выходе генератора.
Стабильность частоты — важнейший показатель генера-
тора плавного диапазона однополосного возбудителя. При
этом удобнее рассматривать не стабильность генератора во-
обще, а уход частоты за единицу времени. Эту величину на-
зывают скоростью ухода частоты.
Если считать, что любительская связь длится в среднем
10 минут и за это время частота не должна уйти более чем
на 50 гц, допустимая скорость ухода частоты составляет
5 гц/мин.
Основными факторами, ухудшающими стабильность час-
тоты ГПД, являются:
— механические деформации и вибрации монтажа и де-
талей генератора;
— изменение величин питающих напряжений и токов;
— изменение величины и характера 'нагрузки на ГПД со
стороны следующего каскада;
— изменение электрических параметров деталей генерато-
ра и геометрических размеров вследствие изменения их теп-
лового режима;
— наводки высокочастотных полей с более мощных кас-
кадов передатчика;
— изменение атмосферного давления и влажности воз-
духа.
Для уменьшения механических деформаций монтаж ге-
нераторов плавного диапазона должен быть выполнен весьма
жестко. Генераторы следует монтировать на достаточно про-
чных шасси, не склонных к вибрациям и изменениям формы.
Для этой цели лучше всего подходят литые каркасы и шас-
си с массивными стенками. Все детали должны быть прочно
укреплены. Монтаж высокочастотных цепей генератора сле-
дует производить толстым голым проводом, обращая внима-
ние на качество паек. Провода должны быть возможно коро-
че. Особое внимание следует уделить выбору конденсатора
переменной емкости. Лучше всего применять конденсаторы с
фрезерованными пластинами, укрепленными на массивных
фарфоровых изоляторах.
Лампа генератора должна быть укреплена таким образом,
чтобы, с одной стороны, у нее не было самостоятельных виб-
раций, а с другой — отсутствовал микрофонный эффект при
постукивании по коробке или шасси возбудителя. Для этого
77
между ламповой панелькой и шасси можно проложить слой
резины.
Для уменьшения нестабильности питающих напряжений
и токов применяются общеизвестные меры. Анодное напря-
жение стабилизируют газовыми и электронными стабилиза-
торами. Ток накала лампы ГПД иногда стабилизируют с по-
мощью баррегера.
Ослабление влияния нагрузки на ГПД со стороны следу-
ющего каскада возбудителя достигается посредством вклю-
чения буферного каскада, работающего без сеточных токов,
или уменьшением связи ГПД со следующим каскадом, а
также постановкой последнего в такой режим работы, когда
нагрузка на ГПД меняется в незначительных пределах. Как
правило, напряжение с генератора плавного диапазона пода-
ется на смеситель, который обычно удовлетворяет требова-
нию неизменной нагрузки. Связь со смесителем выбирается
по возможности небольшой.
Изменение температурного режима деталей генератора —
наиболее важная причина нестабильности частоты ламповых
генераторов. Нагрев деталей происходит под действием теп-
ла, выделяемого лампами возбудителя и за счет тепла, рас-
сеиваемого в самих деталях при прохождении через них
тока.
Наибольший уход частоты происходит за первые 20—40
минут работы генератора. За последующее время частота из-
меняется не так существенно, и примерно через 1—1,5 часа
наступает установившийся режим, при котором уход частоты
невелик.
Уменьшение температурного влияния осуществляется в
основном тремя путями: термостатированием основных узлов
и элементов генератора, применением деталей с малыми тем-
пературными коэффициентами и термокомпенсацией. Термо-
статирование применяют, как правило, в высокостабильных
и дорогих устройствах. В радиолюбительских условиях тер-
мостатирование иногда применяется в несколько необычном
варианте, а именно—путем помещения колебательного кон-
тура генератора в отдельном блоке вне передатчика. Контур
соединяется с возбудителем коаксиальным кабелем. Таким
образом, колебательный контур работает при комнатной тем-
пературе, которая более или менее стабильна. Но здесь воз-
можна нестабильность из-за плохого контакта в разъеме.
В качестве термостабильных элементов контура следует
применять катушки индуктивности, намотанные на каркасах
с малым температурным коэффициентом линейного расшире-
ния и диэлектрической проницаемости. К числу материалов
для таких каркасов относятся радиофарфор, плавленый
кварц, пирофилит, фторопласт и некоторые другие. Намотку
провода следует производить в горячем состоянии, чтобы он
78
хорошо прилегал к каркасу. Хорошие результаты (несмотря
на некоторое снижение добротности) дают катушки индук-
тивности, изготовленные методом вжигания серебра или ме-
ди в специальные пазы на каркасе, а также намотка катуш-
ки индуктивности посеребренным проводом с малым темпе-
ратурным коэффициентом сопротивления, например, сереб-
рённым константаном.
Конденсаторы в высокочастотных цепях генератора также
должны иметь возможно малый температурный коэффици-
ент емкости (ТКЕ). Наиболее подходящими являются кон-
денсаторы с воздушным диэлектриком, а также слюдяные
конденсаторы с пластинами из напыленного серебра и неко-
торые типы керамических конденсаторов.
Термокомпенсация осуществляется путем подключения к
контуру конденсатора, температурный коэффициент которо-
го по знаку противоположен эквивалентному температурно-
му коэффициенту контура, а по величине равен ему. Как
правило, эквивалентный температурный коэффициент конту-
ра имеет положительный знак. Это значит, что с повышени-
ем температуры частота понижается. Следовательно, для
компенсации ухода необходимо подключить конденсатор с
отрицательным температурным коэффициентом. Подбор кон-
денсатора термокомпенсации нужной величины и темпера-
турного коэффициента производится для каждого возбуди-
теля индивидуально — путем контроля их частоты с помощью
гетеродинного волномера или приемника с достаточно высо-
кой стабильностью.
Наиболее подходящими для термокомпенсации являются
керамические конденсаторы типа КТ и КД, имеющие уста-
новленные ГОСТом ТКЕ.
Нестабильность частоты ГПД обусловливается также и
изменением параметров лампы генератора, главным образом
изменением ее междуэлектродных емкостей в процессе рабо-
ты. Для уменьшения влияния лампы на стабильность часто-
ты колебаний применяют следующие меры.
1. Увеличивают собственную емкость контура. Благодаря
этому относительное изменение частоты, вследствие измене-
ния междуэлектродных емкостей, оказывается несуществен-
ным. При этом следует, однако, иметь в виду, что увеличение
емкости вызывает падение добротности контура, что также
сказывается отрицательно на стабильности частоты генера-
тора.
2. Уменьшают связь контура с лампой. Ослабление влия-
ния лампы на частоту приблизительно обратно пропорцио-
нально квадрату коэффициента связи. При этом, однако,
уменьшается напряжение на выходе генератора. При слиш-
ком слабой связи колебания становятся неустойчивыми, ам-
плитуда их в значительной мере зависит от частоты. Исполь-
79
и накал лампы, должны
6Ж1П
6Х1П
зование в генераторе ламп с высокой крутизной позволяет
устранить этот недостаток.
3. Лампу генератора ставят в легкий режим работы, ког-
да рассеиваемые на электродах мощности во много раз
меньше допустимых.
Устранение наводок электромагнитных полей с других
ступеней передатчика достигается экранировкой генератора
плавного^ диапазона и правильным конструктивным разме-
щением его на шасси. Цепи питания генератора, в том числе
[еть хорошую развязку от осталь-
ных каскадов. Рекомендуется
применять проходные конденса-
торы и высокочастотные дроссе-
ли.
Указанные меры в той или иной
степени применимы и к гене-
раторам плавного диапазона,
собранным на транзисторах. Сле-
дует иметь в виду и то обстоя-
тельство, что транзисторы, в об-
щем, более подвержены измене-
ниям температуры, чем лампы, и
имеют большой разброс пара-
метров. Вследствие нагрева у
них изменяются обратный ток
коллекторного перехода, вход-
ные и выходные проводимости,
коэффициент усиления по току и
т. д. Поэтому при разработке ге-
нераторов на транзисторах обя-
зательно предусматриваются це-
пи термостабилизации. С другой
стороны, транзисторы выделяют
значительно меньше тепла, чем
электронные лампы, что сказы-
вается положительно на общем
тепловом режиме ГПД. Тип
транзистора для ГПД нужно выбирать как из соображений
термостабильности, так и граничной частоты генерации, ко-
торая должна быть выше рабочей частоты. С точки зрения
термостабильности лучше кремниевые транзисторы, нежели
германиевые.
Стабильность генератора зависит не только от указанных
выше причин, но и от выбора схемы. Мы приводим неко-
торые практические схемы генераторов плавного диапазона
на лампах и транзисторах, хорошо зарекомендовавшие себя
при работе в однополосной аппаратуре.
Рис. 55. Трехточечные схемы
генераторов: a—с кондуктивной
связью; б—с емкостной связью
80
Одна из наиболее распространенных—•трехточечная схе-
ма генератора. На рис. 55 изображены варианты этой схемы
с кондуктивной и емкостной связью. Конденсаторы Ci в схе-
мах применены для выбора перекрытия по диапазону в слу-
чае, если емкость конденсатора С2 больше требуемой. В ка-
честве анодной нагрузки схемы вместо резистора R2 может
быть использован выеокочастотный дроссель.
Отвод на катушке ин-
дуктивности подбирается
экспериментально, начи-
ная с холодного конца
катушки до тех пор, пока
получатся устойчивые ко-
лебания во всем диапазо-
не частот. Такой выбор
будет соответствовать ми-
нимально возможной- свя-
зи контура с лампой. От-
Рис. 56. Двухконтурный генератор с
электронной связью
вод при этом должен
быть не более чем от 1/3 катушки.
В схеме рис. 55, б отношение емкости конденсаторов свя-
зи С^/Су берется равным 1-^-3.
Большое распространение получила также схема двух-
контурного генератора с электронной связью (схема Шембе-
ля), показанная на рис. 56. Анодный контур генератора мо-
жет быть настроен как на частоту сеточного контура, так и
Рис. 57. Схема высокостабильного ге-
нератора на пентоде
на ее гармонику. В табл.
6 указаны данные эле-
ментов схемы для раз-
личных часто применяе-
мых радиолюбителями
диапазонов частот в слу-
чае работы схемы с по-
вышенной емкостью кон-
тура.
На рис. 57 показана
схема высокостабильного
генератора на пентоде
(схема Вакара), отлича-
ющаяся тем, что катод
этому отсутствует частот-
возникать в
лампы.
лампы в ней заземлен. Благодаря
ная модуляция 50-периодным током, могущая
других схемах вследствие наводок с нити накала
Для получения высокой стабильности должно быть выпол-
С С
нено соотношение емкостей 6. Приблизи-
С4-|-Сб С2
тельные величины емкостей для диапазона 1,7—2 Мгц сле-
дующие: Cj—7500 пф, С2—100 пф, С3—620 пф, С4—100 пф,
8'1
Таблица 6
Диапазон, Мгц Емкости, пф Катушка Lx Катушка
сетка анод с, сс3 Сс мкгн витки мкгн ВИТКИ
1,75—1,825 3,5-3,65 15—300 4000 30 3 18 30-60 —
3,5—3,55 7,0-7,1 10-230 2500 50 1,3 11 6—13 —
3,5—3,65 3,5—3,65 15-300 2000 30 1,6 12 30—60 —
5,0—5,5 5,0—5,5 10-230 2000 20 09 9 30—40 —
7,0-7,175 14,0—14,35 8-140 2000 20 05 6 4 19
8,0-8,2 24,0-24,6 6-100 2000 60 0 35 5 1 —
Примечание. Каркасы диаметром 12 ММ с сердечниками.
Рис. 58 Схема генерато-
ра на двойном триоде
двойном триоде с катод-
ной связью
С6—1000 пф. Для работы на более высоких частотах емкости
пропорционально уменьшаются,
В однополосных устройствах часто применяют и двухлам-
повые схемы генераторов плавного диапазона. На рис. 58
показана схема генератора на двой-
ном триоде (схема Франклина). Дру-
гая схема на двойном триоде, показан-
ная на рис. 59, имеет низкое выходное
сопротивление.
Транзисторные схемы генераторов
плавного диапазона также могут быть
собраны на одном и двух триодах На
рис. 60 показана одна из схем ГПД на
транзисторах. С целью ослабления
влияния последующих каскадов на ча-
стоту в схеме имеется эмиттерный пов-
торитель, выполняющий роль буфер-
ной ступени.
На рис. 61 изображена схема гене-
ратора на двух транзисторах, облада-
ющая повышеной стабильностью час-
тоты. В схеме использованы кремниевые транзисторы.
При налаживании генератора на транзисторах необходим
предварительный отбор экземпляров транзисторов, обладаю-
щих возможно меньшим обратным током коллектора. Полез-
но испытание схемы генератора при вариациях окружающей
82
температуры в рабочих пределах и одновременный подбор
транзисторов с целью получения минимального ухода ча-
стоты.
Рис 60 Транзисторный генератор плавного диапазо-
на с эмиттерным повторителем
Рис 61 Генератор плав-
ного диапазона на двух
транзисторах
Генераторы фиксирования частоты
Наряду с генераторами плавного диапазона в однополос-
ных устройствах используются генераторы фиксированной
частоты. Основное требование, предъявляемое к таким гене-
раторам,— стабильность частоты.
При формировании однополосного сигнала с помощью
фильтров, применяемых в современных устройствах, уход
частоты несущей относительно фильтра в несколько десятков
герц уже ухудшает качество сигнала, а при уходе более 150—
200 гц сигнал становится непригодным для работы в эфире
Например, если частота опорного генератора слишком уда-
лена от полосы пропускания фильтра, при прослушивании
сигнала на приемнике можно убедиться, что голос оператора
утрачивает свою естественность, приобретает металлический
тембр, и настройка на такой сигнал существенно затрудня-
ется. Наоборот, при приближении несущей к полосе пропуска-
ния речь излишне обогащается низшими звуковыми состав-
ляющими и увеличивается уровень несущей, так как умень-
шается дополнительное ослабление ее фильтром. Кроме того,
83
HOf) L выХОЙ
при недостаточной крутизне скатов фильтра возможно появ-
ление второй боковой полосы.
Важно отметить, что если общий уход частоты однопо-
лосного передатчика можно скомпенсировать подстройкой
приемника, то искажения, вызванные неточностью установки
опорной частоты в фильтровом возбудителе, при приеме
скомпенсировать нельзя.
Генераторы опорной частоты работают на частотах от
10—15 кгц до нескольких мегагерц, в зависимости от частоты
фильтра или избранной частоты формирования сигнала при
фазовом методе.
Частоты генераторов для переноса (преобразования) одно-
полосного сигнала в нужные
диапазоны достигают 30—35
Мгц.
В качестве генераторов фик-
сированной частоты могут
быть использованы разнооб-
разные схемы генераторов, в
том числе и описанные ра-
нее, но без элементов пере-
стройки по диапазону. Порой,
однако, специфика некоторых
узлов однополосной аппарату-
ры накладывает свой отпеча-
ток и на построение схем ге-
нераторов. Так, на рис. 62
изображена двухтактная схе-
ма генератора опорной часто-
ты 50 кгц. С выхода генерато-
напряжение порядка 7—10 в,
которое подается на балансный модулятор.
Очень часто в генераторах фиксированной частоты в ка-
честве колебательной системы используется кварцевый резо-
натор, обладающий весьма высокой добротностью и неболь-
шим температурным коэффициентом. Поэтому кварцевые ге-
нераторы имеют большую стабильность частоты, достигаю-
щую порядка 1 10 6, даже без термостатирования. Из двух
видов схем кварцевых генераторов — осцилляторных и схем
с затягиванием — в однополосной аппаратуре чаще всего
применяются осцилляторные схемы.
Существует множество схем генераторов на кварцах. На
рис. 63 показаны некоторые из них (на триодах). В схемах
рис. 63, а,в,г,д используется последовательный резонанс квар-
ца, в схемах рис. 63, б и е — параллельный. В схеме 63, б гене-
рация наступает только в том случае, когда частота анодно-
го контура несколько выше частоты кварца. Выбор той или
.иной схемы зависит от конструктивных соображений. В схе-
енгп
Рис 62. Двухтактный генератор
опорной частоты 50 кгц
ра снимается симметричное
84
Рис 63 Схемы кварцевых генераторов на триодах
мах в, г, д и е могут работать «малоактивные» кварцы, кото-
рые не возбуждаются в схемах а или б.
На рис. 64 изображена схема кварцевого генератора на
пентоде с включением кварца между управляющей и экрани-
рующей сетками (экранирующая сетка выполняет роль ано-
да). Меняя емкость подстроечного конденсатора С1; можно в
небольших пределах менять частоту генератора.
Рис 64 Кварцевый генератор на
пентоде
Рис 65 Схема кварцевого
генератора на двойном триоде
85
Рис 66 Схема обертон-
ного -генератора
На рис. 65 показана схема кварцевого генератора на двой-
ном триоде.
Обычные кварцевые резонаторы рассчитаны для рабо-
ты на частотах до 12—15 Мгц. Для получения более вы-
соких частот применяют кварцевые резонаторы, работающие
на нечетных механических гармониках (главным образом
кварцы среза АТ и X), или используют умножение частоты.
На рис. 66 и 63, б показаны схемы
обертонных генераторов (т. е. таких,
где кварцы работают на своих нечет-
ных гармониках-обертонах). Анодные
контуры в этих схемах настраивают
на нужную гармонику кварца (точнее,
чуть выше ее). Схема рис. 66 дает хо-
рошие результаты при получении вы-
соких гармоник кварца (5-я и выше).
Отвод от катушки выполняется приб-
лизительно от 1/3 витков, считая от
верхнего по схеме конца.
В обертонных схемах с увеличением
номера гармоники падает амплитуда напряжения, получае-
мого с генератора, и кварц работает в более тяжелом режи-
ме. Поэтому требуется особая осторожность при работе с
кварцевыми резонаторами, собствен-
ная частота которых достаточно высо-
ка (10—15 Мгц), поскольку пластины
весьма тонки.
В качестве примера схемы с умно-
жением частоты на рис. 67 изображе-
на схема генератора-умножителя на
двойном триоде, позволяющая полу-
чить напряжения высоких гармоник
кварца (вплоть до 15-й). Контур в
аноде левого по схеме триода настра-
ивают на 3-ю гармонику, выходной
контур — на 9—15-е гармоники.
Примеры генераторов фиксирован-
ной частоты на транзисторах показа-
ны на рис. 68.
В некоторых схемах однополосной
аппаратуры встречаются кварцевые генераторы с переменной
частотой. Изменение их частоты осуществляется путем вклю-
чения параллельно кварцу или последовательно с ним пере-
менных реактивных элементов (конденсаторов или катушек
индуктивности). При этом меняется частота одного из резо-
нансов эквивалентной кварцевой цепи, в результате чего уда-
ется несколько изменить частоту колебаний. Такие генерато-
ры с уводом частоты кварца используются в переносной и
86
Рис 67 Схема кварцево-
го генератора и умножи-
теля частоты
т, пьоз
-Зв
Т.Г&ОЗ
Рис 68. Генераторы
опорной частоты на тран-
зисторах
передвижной однополосной аппарату-
ре, где применение генераторов плав-
ного диапазона затруднительно ввиду
тряски, вибраций и т. д.
Генераторы с уводом частоты квар-
ца обладают повышенной по сравне-
нию с генераторами плавного диапа-
зона стабильностью, причем стабиль-
ность остается достаточно высокой при
ударах и вибрациях. Однако относи-
тельный диапазон частот в них неве-
лик—до 0,5%. Кроме того, амплитуда
колебаний сильно изменяется при пе-
рестройке такого генератора. Для
расширения перекрываемого диапазо-
на иногда применяется умножение
частоты. Генераторы с уводом часто-
ты кварца очень удобны для создания
плавных узкополосных задающих ге-
нераторов для УКВ диапазона.
На рис. 69 изображена схема квар-
цевого генератора с уводом частоты
кварца, работающая на радиолампе,
на рис. 70 — такая же схема на тран-
зисторе. В схеме рис. 69 изменение ча-
стоты кварца производится путем пе-
рестройки последовательной цепи, состоящей из катушки ин-
дуктивности и конденсаторов Ci—С3. При изменении емкос-
ти С2 меняется знак и величина реактивного сопротивления
этой цепи, включенной в контур генератора последовательно
с кварцем. В схеме рис. 70 изменение частоты производится
конденсатором Сь Режим гене-
рации подбирается сопротивле-
нием резистора Ri.
Проблеме манипуляции (вклю-
чение на прием и передачу) при
работе с однополосным передат-
чиком должно быть уделено не
меньше внимания, чем при теле-
графе. Любые переходные про-
цессы, сопровождающиеся крат-
ковременным уходом частоты
при переключениях, достаточно
заметны на приемной стороне и
отмечаются как неприятные ще-
лчки, утомляющие слух опера-
тора, или даже при значитель-
ных уходах частоты, как измене-
Рис. 69. Кварцевый генератор
с уводом частоты
87
ние тембра голоса. С точки зрения стабильности частоты не
рекомендуется делать какие-либо переключения в высокоча-
стотных генераторах. Это в первую очередь относится к гене-
раторам плавного диапазона. Однако манипуляция других
каскадов передатчика—смесителей и усилителей — порой не
дает достаточных результатов, так как в положении «прием»
наблюдается просачивание излучений в эфир через вся-
кого рода паразитные связи в самом передатчике. Поэто-
му приходится прибегать к
манипуляции какого-либо из
генераторов. Иногда таким гене-
ратором выбирается кварцевый,
как более стабильный.
Известно, что чем выше доб-
ротность контура, тем более дли-
тельное время происходит процесс
установления амплитуды колеба-
ний в нем. Добротность кварцево-
го генератора весьма высока, но
„ IZ . в схеме она зависит также и от
Рис 70. Кварцевый генератор _ п-
с уводом частоты на транзисто- режима генератора. При слиш-
ре ком легком режиме (связь квар-
ца с лампой мала) нарастание
колебаний происходит сравнительно медленно, в результате
чего сигнал на выходе передатчика появляется не мгновенно,
а спустя некоторое время. При пользовании системой голосо-
вого управления это приводит к «срезанию» начальных зву-
ков первого слова.
При слишком тяжелом режиме (ток в цепи кварца велик)
колебания также становятся неустойчивыми, нередко наблю-
дается нестабильность частоты (кратковременные сдвиги и
перескакивания частоты в процессе генерации).
Кроме того, при включении и выключении генератора
наблюдается некоторое «хлюпание» сигнала." Учитывая ска-
занное выше, выбору режима манипулируемого кварцевого
генератора должно быть уделено достаточное внимание.
Запирание смесительных и усилительных каскадов пере-
датчика во время приема является, по-кидимому, наиболее
целесообразным способом манипуляции передатчика, несу-
щественно ухудшающим стабильность частоты.
3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Задачей преобразователей частоты в однополосном воз-
будителе является перенос однополосного сигнала с частоты
формирования на частоты любительских диапазонов.
Процесс преобразования состоит в подведении к нелиней-
38
ному элементу колебаний двух частот и выделении колеба-
ний суммарной или разностной частоты избирательной цепью.
Нужно сказать, что нет никакой принципиальной разницы
между физическим содержанием таких терминов, как преоб-
разование частот, смешение, гетеродинирование, модуляция.
Тот или иной термин используется в зависимости от конеч-
ной цели процесса, от соотношения входных и выходных ча-
стот или просто в силу традиции.
В качестве нелинейных элементов в преобразователях
могут применяться такие же полупроводниковые диоды, как
в описанных выше балансных модуляторах. Но в них велики
потери на радиочастотах, и потому, как правило, для этой це-
ли используются радиолампы или транзисторы, позволяющие
вместе с преобразованием частоты получить некоторое уси-
ление сигнала.
Эффект образования суммарной или разностной частоты
обеспечивается кривизной второго порядка вольтамперной
характеристики нелинейного элемента, т. е. ее квадратичном
составляющей. Если бы характеристика преобразователя бы-
ла чисто квадратичной, на выходе его присутствовали бы
только сумма и разность входных частот и их вторые гармо-
ники. Но характеристики ламп, и в особенности транзисто-
ров, имеют обычно кривизну не только второго, но и более
высоких порядков — третьего (кубическую составляющую),
четвертого и т. д. Поэтому выходной спектр реального преоб-
разователя имеет более высокие гармоники входных сигналов
и продукты их взаимной модуляции — комбинационные ча-
стоты. С повышением номера гармоники и порядка комбина-
ционных частот их амплитуда уменьшается.
Чтобы снизить уровень этих нежелательных продуктов
преобразования, нужно использовать начальные участки
ламповых характеристик, где наиболее выражена их квад-
ратичность, т. е. где характеристика больше всего прибли-
жается к параболе. Это заставляет ограничивать уровень
входных сигналов. Отношение напряжения гетеродина к нап-
ряжению сигнала должно быть порядка 5—10 для того, чтобы
мгновенная крутизна характеристики в рабочей точке опреде-
лялась практически только напряжением гетеродина. С дру-
гой стороны, напряжение гетеродина не должно быть очень
большим, так как при этом в выходном сигнале возрастает
уровень колебаний гетеродина, его гармоник и побочных сиг-
налов преобразования.
Если преобразование осуществляется на весьма низком
уровне и желательно значительное усиление, лучше исполь-
зовать специальные преобразовательные лампы — 6А2П,
6И1П и им подобные. Входное напряжение SSB сигнала
здесь не должно превышать 0,2—0,3 в. эфф.^Амплитудное
значение напряжения на сетке должно быть всегда меньше от-
89
рицательного напряжения смещения, так как работа преобра-
зователя с токами сеток весьма нежелательна.
Иногда используется преобразование на второй гармони-
ке гетеродина, но оно менее эффективно. В этом случае ча-
стота гетеродина берется в два раза меньше необходимой для
переноса частоты, а амплитуда его напряжения увеличи-
вается.
На уровне сигналов порядка нескольких вольт больше
подходят балансные преобразователи на двойных триодах.
Хорошие результаты в преобразователях дают также пенто-
ды с высокой крутизной, но с достаточно большим нормаль-
ным отрицательным смещением, чтобы возможна была рабо-
та без токов управляющей сетки.
На выходе реального преобразователя по крайней мере
три сигнала имеют большую амплитуду, чем сигнал суммар-
ной и разностной частот. Это—оба входных напряжения и
вторая (а то и третья) гармоника гетеродина. Чтобы доста-
точно простыми средствами отфильтровать ненужные состав-
ляющие, необходимо обеспечить’ соответствующий выбор ре-
жима преобразователя и частот входных сигналов (см.
гл. II и приложения).
Если частота гетеродина значительно выше частоты од-
нополосного сигнала (в 10—15 и более раз), то продукты
преобразования будут располагаться сравнительно близко к
частоте гетеродина и одним-двумя контурами нельзя добить-
ся хорошего ослабления нежелательных частот, в частности,
сильных колебаний гетеродина. Для подавления их использу-
ются балансные смесители, которые в принципе не отлича-
ются от балансных модуляторов, рассмотренных ранее. Прак-
тически все схемы БМ в приведенном выше виде или с не-
большими переделками могут использоваться и для смеше-
ния частот.
Следует отметить, что гармоники гетеродинов, проникаю-
щие на вход смесителя вместе с основной частотой, очень ча-
сто являются причиной вредных паразитных излучений и
ложных настроек. Поэтому следует вести с гармониками
всемерную борьбу, включая различные фильтры, подобные
описанным выше, шунтируя выходы катодных повторителей
возможно большими емкостями (при которых напряжение
первой гармоники гетеродина еще достаточно велико) и при-
меняя в крайнем случае последовательные контуры, настро-
енные на наиболее вредные гармоники.
Балансные смесители требуют хотя бы одного противо-
фазного входного напряжения. Поскольку получить его
иногда несколько затруднительно (например, при работе ге-
теродина на нескольких диапазонах), его подают в фазе на
оба элемента балансного смесителя, а напряжение однопо-
лосного сигнала —в противофазе.
90
Для получения противофазного напряжения однополосно-
го сигнала, сформированного на фиксированной частоте,
можно сделать вывод средней точки ВЧ трансформатора или
создать искусственную среднюю точку. В этом случае в пос-
ВхоВ Тр.вч 6НЗП
Рис. 71. Балансный смеситель ла двойном триоде
леднем контуре включают вместо одного два контурных кон-
денсатора удвоенной емкости, соединенных последовательно,
и точку их соединения заземляют или непосредственно, или
через конденсатор. Пример такой схемы смесителя показан
на рис. 71. Здесь однополосный сигнал с частотой несколько
сот килогерц подается через входной трансформатор ВЧ на
сетки двойного триода в противофазе. Колебания гетеродина
Рис. 72. Балансный сме-
ситель, не требующий
симметричных входных
напряжений
(плавного или кварцевого) с частотой в несколько мегагерц
подаются,в фазе на обе сетки через фильтр Cj Li Cs, задер-
живающий гармоники гетеродина. Катушка Li имеет индук-
тивность 8—12 мкгн. Напряжение ВЧ на этот фильтр следу-
ет подавать через катодный повторитель. Данные входного
и выходного трансформаторов ВЧ на схеме не приводятся,
так как они зависят в каждом случае от конкретно выбран-
ных частот. Схема балансируется при помощи потенциометра
/?3. Если в конструкции используется электромеханический
фильтр, применение входного трансформатора ВЧ не обяза-
тельно, вместо него можно использовать ЭМФ. В этом случае
напряжение однополосного сигнала на сетки смесителя пода-
91
порядка 2—5 в, а напряжение
Рис 73 Балансный смеситель на
двойном триоде с нессиметричным
выходным контуром.
через конденсатор Cj. Ем-
чтобы уменьшить связь
ПЬОЗ
Рис 74 Балансный смеситель
на транзисторах
ется непосредственно с выходной катушки фильтра с искус-
ственной средней точкой.
Напряжение гетеродина в схеме рис. 71 должно быть
однополосного сигнала на сет-
ках 0,2—0,5 в, причем если взя-
та меньшая величина напряже-
ния гетеродина (скажем, 2 в),
то нужно брать соответствен-
но небольшое напряжение од-
нополосного сигнала (0,2—
0,3 в).
Другая схема смесителя
изображена на рис. 72. Одно-
полосный сигнал, сформиро-
ванный на частоте в несколько
сот килогерц, подается на сет-
ку верхнего по схеме триода
лампы типа 6Н1П. На об-
щем катодном сопротивлении
создается напряжение этой же
частоты. Сетка нижнего по схеме триода заземлена. Таким
образом, однополосный сигнал оказывается на сетках в про-
тивофазе. Сигнал с гетеродина (с частотой несколько Мгц) по-
дается через катодный повторитель (не показанный на схеме)
на оба катода лампы смесите.)
кость его выбрана неболыш
на частоте однополосного сиг-
нала (на частоте 500 кгц его ре-
активное сопротивление около
6 ком). В анодной цепи вклю-
чен симметричный контур. Точ-
ная балансировка схемы про-
изводится полупеременным кон-
денсатором С3.
На рис. 73 показана еще
одна схема балансного сме-
сителя. Напряжение гетероди-
на с катодного повторителя или
согласующего трансформатора
подается на катод левого (по
схеме) триода лампы 6НЗП (входное сопротивление около
200 ом) и одновременно через конденсатор С3 на сетку пра-
вого триода. Однополосный сигнал подается на сетку левого
по схеме триода. Эта схема удобна тем, что не требует вклю-
чения симметричного контура в анодной цепи.
На рис. 74 изображена схема балансного смесителя на
транзисторах. В таких схемах нужно применять-транзисторы
с граничной частотой в несколько раз выше, чем рабочая.
i
Г л а в a IV. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ФИЛЬТ-
РОВЫХ ОДНОПОЛОСНЫХ ВОЗБУДИ-
ТЕЛЕЙ
I. ПРОСТОЙ ВОЗБУДИТЕЛЬ НА ДИАПАЗО-
НЫ 14 И 21 Мгц
Описываемый однополосный возбудитель несложен по
конструкции и отличается простотой в налаживании. Фор-
мирование сигнала производится на частоте 1 Мгц кварце-
вым фильтром, описанным в главе II.
Схема возбудителя изображена на рис. 75, 76. Звуковой
сигнал с микрофона усиливается трехкаскадным усилителем
низкой частоты на трех триодах (оба триода лампы Л\ и ле-
вый по схеме триод лампы Л2). Усиление по низкой частоте
регулируется потенциометром R7 Усиленный НЧ сигнал дол-
жен быть свободен от фона переменного тока, иначе этот фон
появится на выходе возбудителя и ухудшит качество одно-
полосного сигнала
Правый триод лампы Л2 типа 6Н1П служит генератором
колебаний несущей. Частота кварца КВ\ равна 1 Мгц. Коле-
бания ВЧ после генератора подаются на катодный повтори-
тель, согласующий выход генератора с входным сопротивле-
нием следующего каскада — балансного модулятора, на ка-
тод которого подается напряжение несущей.
Балансный модулятор собран на двойном триоде Л5 типа
6Н1П по схеме, не требующей симметричных напряжений по
низкой и высокой частоте. Напряжение высокой частоты с
катодного повторителя через конденсатор Си поступает на
катод балансного модулятора, обе сетки которого заземлены
по высокой частоте. Нагрузка балансного модулятора собра-
на по симметричной схеме с искусственной средней точкой.
Переменный резистор /?21 служит для балансировки схе-
мы. Полученный двухполосный сигнал с подавленной не-
93
л,бнгп лгбН1п /гл3бшп л5вн1п льлжзп
Рис. 75. Схема простого возбудителя
на диапазоны 14 и 21 Мгц (каскады
формирования однополосного сигна-
ла)
Л^бЖЗП ЧгП36Н1П
ЛдбЖЗП
Г/2Л/О6Н1П
’25
14,7%
0—
+2508
^3/
Юк
R36^1 к
4^0,01
Cw10~100 Сзгюо
С.п 10+1 00 ^50 _
[Ж||Ж1
I---------„----1
Л37 С34\---------
38
1к
100 38
ZC 0,01
^36
4700
100*
^43'
430
п44
11к
тр.
О I---
6
Л78Н1П
^33
100*
Ч?7
0,01
\L30
I47-
С?8\
Ц Ск100
Дрз '
Ri,n100K\
1001 47
^4!
8.^30
080
! ^4S
\a,ot
h
\+150
Л36ЖЗП Став.
^оа\
юоо
ДРч
'« i
+250 aL дд;
/г 6 нт
Сцп
ЮЧОО^В
Рис. 76. Схема простого возбудителя на диапазоны 14 и 21 Мгц (каскады преобразо-
вания частоты и усилительный)
сущей подается на фильтр основной селекции, собранный на
кварцевых резонаторах. Полоса пропускания фильтра про-
стирается от 1000,4 до 1002,8 кгц, т. е. фильтр выделяет вер-
хнюю боковую полосу. При желании работать на нижней бо-
ковой можно ввести в схему генератора несущей частоты еще
один кварц с частотой несколько выше 1003 кгц.
Сформированный на частоте 1 Мгц однополосный сигнал
поступает на усилитель, собранный на пентоде 6ЖЗП. На-
грузкой усилителя служит фильтр промежуточной частоты,
настроенный на частоту 1 Мгц. Лампа Л4 типа 6ЖЗП рабо-
тает в схеме кварцевого генератора на частоте 8500 кгц. Кон-
денсатором С]8 производится изменение частоты кварцевого
генератора в некоторых пределах. Половина двойного триода
Лz типа 6Н1П работает как удвоитель, анодный контур кото-
рого настроен на частоту. 17 Мгц. Напряжение этой частоты
подается в фазе на сетки балансного смесителя, собранного
на ламйе Л7 типа 6Н1П. Сюда же в противофазе поступает
однополосный сигнал с частотой 1 Мгц. Анодный контур сме-
сителя настраивается на суммарную частоту 18,0 Мгц. Сле-
дующая лампа Л8 типа 6ЖЗП работает как смеситель. Од-
нополосный сигнал с частотой 18,0 Мгц подается на его сет-
ку с контура L3C33, индуктивно связанного с контуром
Сюда же подается , напряжение ВЧ от генератора
плавного диапазона (ГПД), работающего в диапазоне
3,0—4,0 Мгц. В этом генераторе применены обычные меры
стабилизации частоты.
Анодный контур смесителя настраивается либо на часто-
ты 14—14,35 Мгц, либо на 21,0—21,45 Мгц.
Однополосный сигнал, полученный на частотах любитель-
Таблица 7
Катушка Количество витков Диаметр провода, мм Диаметр каркаса, мм Длина намотки, м м
10 1,о 15 25
Le, 9 1,0 15 25
Lt 42 1,0 25 50
7 1,2 15 22
l7 1,5 0,6 Наматывается возле хо- лодного конца катушки
96
ских диапазонов, усиливается каскадным усилителем, собран-
ным на двойном триоде Лю типа 6Н1П. Усилитель отличает-
ся хорошей линейностью и стабильностью. Выход возбудите-
ля рассчитан на подключение коаксиального кабеля. Мощ-
ность, отдаваемая им, достаточна для возбуждения следую-
щего усилительного каскада, работающего на лампах Г-807,
ГУ-29 или ГУ-50 в режиме
Возбудитель при тщательном налаживании и применении
четырехкристального фильтра обеспечивает подавление не-
сущей и боковой более 40 дб. Уровень побочных продуктов
преобразования — минус 35 дб.
Данные контурных катушек приведены в табл. 7,
2. ОДНОПОЛОСНЫЙ ВОЗБУДИТЕЛЬ С ИН-
ДУКТИВНО-ЕМКОСТНЫМ ФИЛЬТРОМ
Возбудитель рассчитан на работу в двух любительских
диапазонах — 80 и 20 м. Схема его изображена на рис. 77,78.
Напряжение звуковой частоты усиливается двухкаскадным
усилителем на лампе Л\ типа 6Н2П. В анодную цепь правого
триода этой лампы включен трансформатор низкой частоты,
вторичная обмотка которого имеет среднюю точку. Транс-
форматор рассчитан на согласование сопротивлений 10 ком
(Первичная обмотка) и 600 ом (вторичная обмотка).
Низкочастотное напряжение с трансформатора подается
на кольцевой балансный модулятор. Сюда же подается на-
пряжение от генератора с частотой 15 кгц, собранного на од-
ном триоде лампы Л2 типа 6Н1П. Индуктивно-емкостный
фильтр, включенный после балансного модулятора, выделяет
нижнюю боковую полосу (12—15 кгц). Данные фильтра при-
водились в гл. II. Входная катушка связи разделяется попо-
лам, между ее половинами включается резистор R^.
Сформированный на частоте 15 кгц однополосный сигнал
подается на балансный модулятор, работающий на двух пен-
тодах типа 6ЖЗП (Лз и Л4). Сюда же подается напряжение
ВЧ от стабилизированного кварцем генератора с частотой
465 кгц. В анодной цепи балансного модулятора включен
фильтр, настроенный на частоту 450 кгц Полученный на этой
частоте сигнал имеет верхнюю боковую полосу. Трансфор-
маторы Тр2 и Тр2 представляют собой обычные трансформа-
торы ПЧ, перестроенные на 450 кгц.
Далее следует усилитель SSB сигнала на лампе Л3 типа
6ЖЗП, после которого сигнал поступает на балансный сме-
ситель на двойном триоде Л6 типа бНШ.На этот же баланс-
ный смеситель подается напряжение ВЧ от генератора, соб-
ранного на пентоде Л7 типа 6ЖЗП. Частота его составляет
4 Заказ 772
97
Л'бнгп
гооо
*s
ггк
+Z5O60---------
^/77,0 К5
‘ЗООЙ^. 47к
47/7
2к
Бд
47л
0,5
С8о,1 406
нн-
Микр
С6 Jj-
50,0
Сю ^11
OjOZ^ 500
П Г'Ю
1/гЛгВН1П
RigblK
Гр/ Лц 220
— 11Ч 1
Лг|
220
30
МА
Д/-Д4
Я/sSfx
Яц51к
Сп
0,01
^/4
Юк
юок
±>15кщ
, Л 150
Ь65Ш1
С/з
Фильтр J &Кго Се
-I г-^
| ^/7
I Si-30
Кгг
гок
P^ZZ
[4,7л
л3вжзп
я
Л'ЗЮк
6
лжзп
$
С ig
о,or
Рис 77 Схема однополосною возбу-
дителя с LC-филыром (каскады фор-
мирования сшнала и первый преобра-
зователь)
\^!3
5+30
н>
£гз
0,1
Л56ЖЗП
л8бнт
Лг64,7к
Л
Тр,
^47
100
П10ЬП15П
Лдбягп
а+25О8
'ЮОк gZ4
too'
с44«*«
юо "Г
£51
Cl,
+Z5O6
45
ЮОк.
сге
zoo
Соо
47
0,1
Л1,3
15к
"Гпг7
0,01
^27
р 1/1 *^4
•'З!
07
Л1,2
300
\Сг10,01
‘Яге 07 к
ЛыЮОн
• ^зг
0,01
°33
69К
43
ю-
^42
Д01
L5
?3S
0,01 *4*
ЛздЮОк^^*
Сов
0,01
ЛздЮОк
C37fOO
L30
100
Дре
2ZK»+Z505
Н^>—
ЛтбЖЗП
бр
5,0-5,501гц Пв6ЖЗП ЛПСГ1П
ггок
С3дЮ0
___Сгз/5
Лзо
1,0
663
9,05
сзз
680
•ft38
±0,01
Рис. 78 Схема однопо-
лосного возбудителя с
7-С-фильтром (усилитель,
второй и третий преобра-
зователи, плавный гете-
родин и оконечный уси-
литель)
8,55 или 9,45 Мгц (переключается). В анодном контуре ба-
лансного смесителя оказывается возможным выделить одно-
полосный сигнал с верхней или нижней боковой на часто-
те 9 Мгц.
В дальнейшем однополосный сигнал подается на смеси-
тель на лампе Л9 типа 6А2П. На гетеродинную сетку этой же
лампы подается напряжение ВЧ от генератора плавного ди-
апазона, перекрывающего частоты 5,0—5,5 Мгц.
В анодной цепи этого смесителя выделяются частоты в
пределах 80- ил'и 20-метрового диапазонов. Далее сигнал под-
вергается усилению в следующем каскаде, собранном на лам-
пе 6П15П.
Возбудитель отдает мощность, достаточную для возбуж-
денйя оконечного каскада мощностью 200 вт в режиме АВ]
или АВ%.
Катушка Ц содержит 300 витков провода 0,5 мм на фер-
ритовом кольце диаметром 45 мм. Катушка связи Ь2 имеет
30 витков того же провода.
Катушка L3 имеет 40 витков провода 1,1 мм. Диаметр ка-
тушки 25 мм, длина намотки 65 мм. Катушки L4 и Ls смен-
ные, для 80-метрового диапазона обе они имеют по 42 витка
провода 1 мм на каркасе диаметром 25 мм. Длина намотки
50 мм. Эти же катушки для 20-метрового диапазона имеют
по 12 витков провода 1,2 мм на каркасе диаметром 20 мм при
длине намотки 25 мм. Катушка связи для 80-метрового
диапазона имеет пять витков, для 20-метрового — два витка
провода 0,5 мм. Обе катушки связи располагаются возле «хо-
лодного» конца катушки Ь5.
Дроссели Др1 и Др2 имеют индуктивность 2—3 Мгн, кон-
струкция любая. Катушки L? и Ь8 имеют по 13 витков прово-
да 0,6 мм на общем каркасе диаметром 25 мм. Катушка Ls
размещается рядом с L?.
3. ОДНОПОЛОСНЫЙ ПЕРЕДАТЧИК С ВЫСО-
КОЧАСТОТНЫМ КВАРЦЕВЫМ ФИЛЬТРОМ
Описываемый универсальный возбудитель-передатчик
предназначен для работы телеграфом и телефоном с ампли-
тудной или однополосной модуляцией на всех любительских
диапазонах. Конструкция содержит 14 ламп и может быть ис-
пользована как самостоятельный передатчик мощностью 40—
50 ат, либо как возбудитель к более мощному оконечному кас-
каду. Схема передатчика приведена на рис. 79, 80, 81.
Низкочастотный сигнал с микрофона подается на двух-
каскадный усилитель, собранный на двойном триоде 6Н1П.
В схеме предусмотрено устройство для голосового управле-
ния.. С усилителя НЧ звуковое напряжение подается на ка-
100
Ми кр>
/г^внт
пгбнт
7
5 Мги секция фильтра
& _
‘'ОД
•3000
-J*
Де
о.о
'-3000
ДгДЗГ
I fм
д3дгг сь
RiMz; -
/л
\зоо
Cisfoo
П56ТШ
CW
Sfyi
0,01
-0
Л
Д/б
ЗООк
Сг/^
‘tlOO Л.
rSSB
Д,Д2Г
К 21fy*
V07K
fflt6Hrn
Кгз
Зк
'Д
47л
Сгв
15
Сгт-
3000
Л36Н1П
RgylOOK
Дгз
Юк
^sp
wo X
ДРз
4 или /4 Мгц
ДР/^ДРг
Дрв ;
J^SOQO
Бг»
то
1ЦБН1П
^25 1/1^
М Id 47л:
Дз/
на
Д13
ISO
В
-0
79 Схема переда г-
с ВЧ кварцевым
Рис
чика
фильтром (усилитель НЧ,
генератор
лансный
кварцевый
усилитель)
несущей, ба-
модулятор,
1етеродин,
Рис. 80 Схема передатчика с ВЧ кварцевым фильтром (преобразователь, усилитель,
второй смеситель и плавный гетеродин с буфером). Контур Lio С50 (верхний вывод) сле-
дует подключить к управляющей сетке Л10
Рис. 81. Схема передатчика с ВЧ кварцевым фильтром (третий преобразователь и
усилители)
годный повторитель, работающий на одном триоде лампы Л2
типа 6Н1П. Катодный повторитель 'необходим для перехода
к низкому входному сопротивлению последовательного баланс-
ного модулятора, собранного на двух полупроводниковых
диодах типа Д2Г, Д2Е или им подобных. Балансировка про-
изводится потенциометром /?12. Напряжение ВЧ (5 Мгц) гене-
рируется левым по схеме триодом лампы Л3 типа 6Н1П Пра-
вый триод, в анодную и катодную цепь которого включены
дроссели, служит для получения противофазного напряжения
с частотой 5 Мгц, необходимого для балансного модулятора.
Переключатель П\ служит для выбора рода работы. Регу-
лировка уровня восстановленной несущей производится потен-
циометром /?1з.
С балансного модулятора через фильтр ЬСН—L2C15 двух-
полосный сигнал с частотой 5 Мгц подается на первое звено
кварцевого фильтра, а затем на усилитель на лампе Л$ типа
6ЖЗП. Разнос частот кварцевых резонаторов в фильтре сос-
тавляет 2,5 кгц. После усилителя включено второе звено
кварцевого фильтра, вслед за которым однополосный сигнал
с частотой 5 Мгц подается на смеситель, работающий на лам-
пе Л6 типа 6А2П На эту же лампу подается напряжение ВЧ
от гетеродина. Кварцевые резонаторы имеют частоты 4 и
14 Мгц. Переключением кварцев производится выбор желае-
мой боковой полосы.
Анодный контур смесителя настроен на частоту 9 Мгц. Од-
нополосный сигнал с этой частотой усиливается одним каска-
дом усиления на лампе Лз типа 6К1П. Лампа с переменной
крутизной выбрана не случайно: в схеме предусмотрено уст-
ройство для предотвращения перегрузки, работающее следу-
ющим образом. Часть напряжения ВЧ с выхода передатчика
выпрямляется и с отрицательной полярностью подается на
сетку лампы 6К1П. По достижении некоторого уровня выход-
ного напряжения благодаря увеличению напряжения смеще-
ния крутизна характеристики лампы 6К1П падает и общий
уровень сигнала возрастает значительно медленнее, чем вход-
ное напряжение, т. е. предотвращаются перегрузка и связан-
ные с ней сильные искажения. Отрицательное напряжение,
подаваемое на сетку лампы 6К1П, регулируется потенциомет-
ром Ree-
За усилителем следует смеситель на лампе Л9 типа 6А2П,
на который подается напряжение ВЧ с кварцевого гетероди-
на и умножителя, собранных на триод-пентоде 6Ф1П В анод-
ной цепи смесителя выделяются суммарные частоты от сло-
жения однополосного сигнала 9 Мгц и кварцованных частот,
указанных на схеме.
Чтобы получить однополосный сигнал в пределах люби-
тельских диапазонов и сделать возможной перестройку по
диапазону, в схеме имеется еще один смеситель на лампе Л{2
101
типа 6А2П. Высокостабильный гетеродин плавного диапазона
в лампе Лю типа 6Н2П имеет пределы изменения частоты
5,0—5,5 Мгц. В схеме предусмотрен буферный каскад на пен-
тоде Лц типа 6Ж5П для лучшей изоляции плавного генерато-
ра от смесителя.
Полученный в пределах любительских диапазонов сигнал
усиливается двухкаскадным линейным усилителем, работаю-
щим на лампах 6Ж5П и ГУ-29.
Выходной контур собран по П-образной схеме. Контур
Л17С92 служит для предотвращения излучений в местном теле-
визионном канале.
Переключатель /73 позволяет подключать миллиамперметр
к цепи анода или управляющей сетке оконечного усилителя.
Экранное напряжение и напряжение смещения лампы ГУ-
29 должно быть стабилизировано. Все дроссели высокой час-
тоты имеют индуктивность 2—3 мгн Данные контурных кату-
шек сведены в табл. 8.
Таблица 8
Катушка Частота, Мгц Количе- ство витков Диаметр провода, мм Диаметр каркаса, мм Длина намотки, мм
£умн 3,5 36 0,8 30 50
17,5 8 1,0 20 30
24,5 6 1,0 16 20
25,0 6 1,0 16 20
Мз 5-5,5 40 1,0 * 25 65
^см—1 9 14 0,8 16 30
12.5 12 1,0 16 26
19,5 8 1,0 16 22
26,5 6 1,0 16 18
34 4 1,0 16 12
^СМ—2> 3,5 32 0,8 25 50
^ус 7 18 1,0 20 30
14 10 1,0 16 30
21 7 1,2 16 22
28 5 1,2 16 16
^15 28 4 2,0 25 20
Катушки Li—L\2 переделываются из телевизионных транс-
форматоров промежуточной частоты звукового канала.
Катушка £ю оконечного каскада может быть выполнена
как с отводами, так и вращающейся, с ползунком. Полная ин-
дуктивность ее 12 мкгн, отводы подбираются по гетеродинно-
му индикатору резонанса. Катушка намотана на резисторе
105
Re7 и состоит из десяти витков провода диаметром 1 мм. Ка-
тушки Li—Li2 переделываются из телевизионных трансфор-
маторов ПЧ, рассчитанных на частоту 8,4 Мгц.
4. ПЯТИДИАПАЗОННЫЙ ОДНОПОЛОСНЫЙ
ПЕРЕДАТЧИК С ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИМ
ФИЛЬТРОМ
В данной конструкции для получения однополосного сиг-
нала применяется электромеханический фильтр на частоту
500 кгц с полосой пропускания 3 кгц. Передатчик позволяет
работать также телеграфом и телефоном с амплитудной мо
дуляцией. Мощность в телеграфном режиме составляет
200 вт, в режиме AM—50 вт, в режиме SSB—400 вт (пиковая
мощность).
Схема передатчика изображена на рис. 82, 83, 84. Низко-
частотный сигнал с микрофона усиливается двухкаскадным
усилителем, работающим на лампе Л\ типа 6ЖЗП и левом
(по схеме) триоде лампы Л2 типа 6Н1П. Переключатель /7>
«Настройка—Работа» ib верхнем положении превращает пер-
вый каскад УНЧ в генератор низкочастотных колебаний, что
весьма удобно при различных регулировках и настройке воз-
будителя.
После первого каскада УНЧ снимается напряжение для
усилителя системы голосового управления. Усилитель этот
собран на левом триоде лампы Л3 типа 6Н1П. В анодную
пепь правого триода этой же лампы включено исполнительное
реле. Низкочастотный сигнал подается на катодный повтори-
тель и затем на кольцевой балансный модулятор, собранный
на четырех диодах типа Д2Е, двойной триод Л4 типа 6Н1П
работает в качестве генератора колебаний несущей частоты и
катодного повторителя. В генераторе использованы две
кварцевые пластины, подобранные так, чтобы давать частоты,
лежащие соответственно на нижнем или верхнем скатах
фильтра, что позволяет работать на верхней или нижней бо-
ковой полосе. Кварцы переключаются переключателем Пз.
Напряжение несущей с катодного повторителя подается на
балансный модулятор. Баланс схемы подбирается перемен-
ным резистором /?1б.
После балансного модулятора двухполосный сигнал пода-
ется на электромеханический фильтр с полосой пропускания
3 кгц.
Однополосный сигнал, сформированный на частоте 500 кгц,
усиливается каскадом на лампе Л5 типа 6ЖЗП. На управляю-
щую сетку этой же лампы переключателем П2 с катодного
повторителя подается напряжение несущей частоты при рабо-
те с амплитудной модуляцией.
10G
Рис. 82. Схема передатчика с электромеханическим фильтром (каскады формирования
однополосного сигнала)
Рис 8,3. Схема передатчика с электромеханическим фильтром (усилительные и преоб-
разовательные каскады)
П10БЖ5П П„-П1гГУ-50
Рис 84 Схема передатчика с электромеханическим фильтром (предоконечный и око-
нечный усилители)
Для работы телеграфом включается звуковой генератор
на лампе Л\.
В анодную цепь лампы Л~а включен трансформатор ПЧ,
настроенный на частоту 500 кгц. Однополосный сигнал после
усиления подается на балансный смеситель, собранный на
двойном триоде Л5 типа 6Н1П. Сюда же подается напряже-
ние от генератора плавного диапазона (2,5—3 Мгц), собран-
ного на лампе Л8 типа 6ЖЗП. Анодный контур балансного
смесителя настраивается на частоты 3—3,5 Мгц.
Таблица 9
Катушка Диа- па- зон, Мгц Коли- чест- во вит- ков Диа- метр про- вода, мм Диа- метр ка- туш- ки, мм Дли- на на- мотки мм Примечание
3-3,5 36 1,0 25 50
Lt 2,5—3 40 1,0 25 50
3,5 32 0,8 25 44 Настраивается кон-
LyC 7 18 1,0 20 30 деисаторами Ссм и
14 11 1,2 16 30 Сус на необходимую
21 28 7 4,5 1,2 1,2 16 16 22 16 частоту
^гет 11 15 1,0 20 30 Настраивается кон-
18 9 1,2 16 25 денсатором СГет на
25 6 1.2 16 15 необходимую часто- ту
^7 is — 10 1,0 На резисторах Ri9 и R^
28 4 2,0 25 25 Бескаркасная
21— 3,5 20 1,6 65 100 Отводы от 10, 5, 3-го витков
Двойной триод Л9 типа 6Н1П служит генератором стаби-
лизированных кварцем частот (левый триод) и умножителем
(правый триод), создающими вспомогательные частоты для
получения любительских диапазонов. На смеситель, собран-
ный на лампе Л7 типа 6Н1П, подается напряжение однопо-
лосного сигнала (3—3,5 Мгц) от предыдущего балансного
смесителя и напряжение необходимой кварцованной частоты
для получения каждого из любительских диапазонов. 10-мет-
ровый диапазон разбит на два участка: 28—28,5 и 28,5—
ПО
29 Мгц. Анодные контуры смесителя выделяют суммарные
частоты, лежащие в любительских диапазонах.
Полученный однополосный сигнал усиливается предвари-
тельным усилителем на лампе>6Ж5П :и подается на оконеч-
ный усилитель, собранный на двух пентодах ГУ-50, включен-
ных параллельно. Миллиамперметр Mi служит для измерения
анодного или сеточного токов оконечного каскада. Выходной
контур передатчика собран по П-образной схеме. Последова-
тельный контур Г?Сб9 настраивается на частоту местного теле-
центра. чтобы предотвратить излучение в этом канале. Дрос-
сели Др1—Дрд имеют индуктивность 2—3 мгн, дроссель Дрю
имеет прогрессивную намотку, индуктивность его около
200 мкгн.
Данные контурных катушек сведены в табл. 9.
5. ПРОСТОЙ ТРАНЗИСТОРНЫЙ ВОЗБУДИ-
ТЕЛЬ НА ДИАПАЗОН 20 м
Радиолюбителям, интересующимся малогабаритной эконо-
мичной аппаратурой для работы в полевых условиях, может
быть полезна описанная ниже конструкция: транзисторный
однополосный возбудитель на диапазон 20 м.
Этот возбудитель питается от батареи или аккумулятора
напряжением 12 в. Потребляемый ток—около 30 ма. Схема
возбудителя показана на рис. 85.
Возбудитель собран иа восьми транзисторах; габариты
конструкции, как у транзисторного приемника средних разме-
ров. Транзисторы Т5 и Т6 — низкочастотные (П13—П16, П39—
П41), остальные — типа П402 или П403.
Схема работает следующим образом. На транзисторе Д
собран генератор несущей частоты с кварцем Ав] (5200 кгц),
включенным между коллектором и базой транзистора.
С эмиттера этого же транзистора ВЧ напряжение подается на
балансный модулятор, собранный на двух диодах типа ДЭВ.
Сюда же через дроссель Др2 подается низкочастотное моду-
лирующее напряжение с двухкаскадного микрофонного уси-
лителя, собранного на двух транзисторах (Т5 и Т6).
Трансформатор Tpi намотан на ферритовом кольце с про-
ницаемостью порядка 20—100 и наружным диаметром 12—
16 мм. Катушка Д—2x8 витков, Д—3 витка провода ПЭШО-
0,2. Этот трансформатор лучше настроить емкостью на рабо-
чую частоту 5,2 Мгц. С катушки Д двухполосный сигнал по-
ступает на базу транзистора Т2 усилителя напряжения.. Кол-
лекторной нагрузкой его служит сопротивление 1 ком, с кото-
рого усиленное напряжение двухполосного сигнала подается
на фильтр, выделяющий верхнюю боковую полосу. Фильтр
собран по дифференциально-мостовой схеме на четырех квар-
цевых резонаторах—Кв2, Кв$ (оба 5202,5 кгц) и Дв3,
Ш
Рис. 85. Принципиальная схема простого транзисторного возбудителя на диапазон 20 м
(оба 5200,7 кгц). Катушка Аз намотана на таком же феррито-
вом кольце, что и Д—L2. Число витков ее нужно подобрать,
чтобы контур фильтра резонировал на частоте 5200 кгц. Мето
дика настройки такого фильтра приведена в гл. II.
С выхода фильтра напряжение верхней боковой полосы по-
ступает на базу смесителя, собранного на транзисторе Тъ.
Задающий генератор возбудителя собран на транзисторе
Т7 по схеме с заземленной (по ВЧ) базой и перекрывает диа-
пазон от 8,9 до 9,15 Мгц (с таким расчетом, чтобы получить
диапазон 14,1—14,35 Мгц). Катушка контура задающего ге-
нератора Ls намотана на керамическом каркасе диаметром
10 мм с подстроечным сердечником. Длина намотки 10 мм,
число витков 20, провод ПЭВ-0,5. Намотка ведется с натяже-
нием и подогревом провода до 100—120°. Отводы сделаны от
5-го и 10-го витков, считая от «холодного» конца катушки.
С части катушки контура напряжение гетеродина пода-
ется на базу буферного каскада, работающего на транзисто-
ре Т&, усиленное напряжение гетеродина поступает на базу
смесителя Т3. Коллекторной нагрузкой смесителя является
контур, настроенный на частоту 14,2 Мгц.
Катушки Llt Ls, L6 и L7 намотаны на каркасах диаметром
6 мм с ферритовыми сердечниками. Катушки L\ и Ls имеют по
26 витков провода ПЭВ-0,5 виток к витку, отвод от 16-го вит-
ка, считая от «холодного» конца катушки. Катушки связи
Ls и L7 имеют по 5 витков и намотаны возле «холодного» кон-
ца катушек Д и L6.
На транзисторе Т4 собран усилитель напряжения, настро-
енный на частоту 14,2 Мгц. Напряжение сигнала на его кол-
лекторной катушке достигает 4—6 в, что позволяет подать его
непосредственно на сетку лампового усилителя. Если у ра-
диолюбителя имеются мощные высокочастотные транзисторы
типа П-607, П-608 или П-609, можно усилитель мощности соб-
рать на таком транзисторе и получить в нагрузке до 1 вт.
Дроссели Др1—Дрз намотаны на ферритовых кольцах
(Ф-600) диаметром 10—12 мм и имеют по 50—80 витков про-
вода ПЭШО-0,1.
6. SSB ПЕРЕДАТЧИК С ОДНОКРИСТАЛЬ-
НЫМ ФИЛЬТРОМ НА 80-МЕТРОВЫЙ ДИАПА-
ЗОН
Данная конструкция разработана запорожскими радиолю-
бителями А. Серебренниковым (UY5ZA) и Б. Клочаном
(UB5GKV). Передатчик построен по фильтровой схеме с од-
нократным преобразованием частоты сформированного сигна-
ла (рис. 86, вкладка).
113
Низкочастотный сигнал с динамического микрофона уси-
ливается трехкаскадным усилителем на лампах Л\ и Л2 ти-
па 6Н9С и 6П6С. В анодную цепь лампы 6П6С включен вы-
ходной трансформатор Трь со вторичной обмотки которого
НЧ сигнал подается на шунтовой балансный модулятор.
Генератор несущей собран на пентоде Л3 типа 6Ж4, в
анодную цепь которого включен понижающий ВЧ трансформа-
тор. Подавление несущей осуществляется балансным модуля-
тором на диодах. Баланс схемы БМ устанавливается сопро-
тивлением резистора /?!5.
Однополосный сигнал, сформированный на частоте 500 кгц,
Рис. 87. Развертка экрана и монтажная схема фильтра
усиливается лампой Л4—6Ж5П и подается на смеситель Л5—
6А7. На гетеродинную сетку смесителя подается напряжение
от генератора плавного диапазона с частотой от 3100 до
3150 кгц. Анодный контур смесителя выделяет суммарную час-
тоту, которая усиливается предоконечным каскадом на лампе
Л7—6П9. Выходной каскад собран на лампе ГУ-50 по схеме с
тремя заземленными сетками.
114
Наиболее ответственный узел передатчика — фильтр ос-
новной селекции. Основным является среднее звено фильтра,
которое и формирует его частотную характеристику. В описы-
ваемой конструкции использован кварц на частоту 500 кгц.
Контуры фильтра изготовлены на базе серийных контуров ПЧ
от вещательных приемников. Их добротность порядка 80—
120. Все конденсаторы фильтра типа КСО, КТК и КДК. Ре-
зистор сопротивлением 0,7—1,5 ом выполнен из манга-
ниновой проволоки длиной 70—150 мм и диаметром 0,18—
0,25 мм. Сопротивление подбирается при настройке.
Допускаемое отклонение величин деталей—10% от номи-
нала.
В балансном модуляторе могут быть использованы крем-
ниевые диоды Д101—ДЮ8, но с несколько худшими результа-
ми можно применить германиевые диоды серии Д9, которые
нужно подобрать по равенству прямых и обратных сопротив-
лений.
Корпус фильтра может быть изготовлен из латуни, жести
или железа. Монтажная схема фильтра и развертка корпуса
показаны на рис. 87. Моточные данные катушек указаны в
табл. 10.
Таблица 10
тушка Данные каркаса К-во витков Марка провода Диаметр, мм Примечание
L, СБ-23-1 la, СБ-23-17а 110 ПЭЛ шо 0.1 Внавал
На каркасе 30 пэлшо 0,1
L, СБ-12А 90 ПЭЛ 0,12
Lt 200
L;, 200 я
Ц 90
Керамич. 012 мм 22 пэшо •п 3 секции
Керамич. 0 20 мм, 1 = 45мм 30 0,25 Однослойная
^9 Поверх L8 15 •п
^10 Керамич. 0 20 мм, 1=45 мм 30 ПЭЛ 0,5 Шаг 0,5 мм Отвод от 10-го витка
Lu Керамич. 0=40 мм 40 Серебр. 0,8 От р/ст. 10-РТ
Для правильной настройки передатчика необходимы: гене-
ратор сигналов, обеспечивающий возможность отсчета часто-
ты с точностью 100 гц (типа 526,527), и ламповый милли-
вольтметр со шкалой на 10 мв.
Перед сборкой фильтра необходимо настроить все его
контуры на частоту кварца Дв2. После сборки фильтра на
вход его подключается генератор сигналов, сопротивление
резистора 7?i6 устанавливается порядка 1 ом, конденсатор
Си ставится в положение минимальной емкости, кварц Кво
115
из схемы выключается, на выход фильтра включается лампо-
вый милливольтметр. Если фильтр настраивается уже уста-
новленным в передатчике, вольтметр удобнее подсоединить к
аноду лампы Л4, а балансный модулятор от фильтра от-
ключить.
На вход фильтра подается сигнал с частотой 500 кгц, и все
контуры настраивают по максимальным показаниям вольт-
метра.. Затем увеличивают емкость конденсатора С14, не изме-
няя амплитуды и частоты сигнала на входе фильтра. При этом
показания вольтметра должны уменьшаться до нуля, а затем
по мере увеличения емкости конденсатора Ci4 снова увеличи-
ваться.
Если при увеличении емкости от минимального значения
показания вольтметра сразу увеличиваются, это значит, что
емкостная связь не компенсирует индуктивную, а дополняет
ее, что полностью нарушает работу фильтра. В этом случае
нужно поменять местами концы одной из катушек.
Если емкости конденсатора Си недостаточно (что бывает,
когда взаимоиндукция велика), параллельно ему включается
дополнительный конденсатор емкостью 20—50 пф. После это-
го включают в схему кварц /Св2, на вход фильтра подают
сигнал с частотой 502 кгц и конденсатором Си добиваются
получения минимального сигнала на выходе фильтра. Изме-
няя частоту генератора сигналов и записывая показания
вольтметра, снимают по точкам частотную характеристику
фильтра. Нормальная частотная характеристика показана на
рис. 38, в. Симметрия частотной характеристики достигается
изменением сопротивления резистора Rie. Вид частотной ха-
рактеристики при различных значениях 7?i6 приведен на
рис. 38, а, б.
Если полоса пропускания фильтра на уровне 6 дб получает-
ся значительно меньше 2 кгц, то необходимо увеличивать ин->
дуктивную связь между контурами фильтра (уменьшить рас-
стояние между катушками). Изменение емкости конденсатора
Си перемещает максимум затухания на рис. 40, в по оси
частот. Если не удается добиться хорошего подавления несу-
щей в БМ, можно установить на эту частоту максимум зату-
хания фильтра, но при этом несколько ухудшается подавле-
ние второй боковой полосы.
Более высокое качество сигнала получается, когда сам БМ
обеспечивает подавление 'несущей на 40—45 дб. Для улучшен
ния подавления рекомендуется включить между одним из
крайних (подбирается) и средним выводами резистора /?|5
подстроечный конденсатор емкостью 5—30 пф, компенсирую-
щий паразитные монтажные емкости. В этом случае макси-
мум затухания перемещают на середину второй боковой по-
лосы, улучшая ее подавление.
Остальные узлы настраиваются обычным порядком.
116
Глава V. ФАЗОВЫЙ МЕТОД ФОРМИРОВА-
НИЯ ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА
Фазовый метод формирования однополосного сигнала —
второй по популярности после фильтрового метода. Этот ме-
тод имеет некоторые преимущества сравнительно с рассмот-
ренным ранее фильтровым методом. К ним относятся:
1. Отсутствие дефицитных деталей (кварцевые фильтры,
Э’ Ф).
2. Возможность получения однополосного сигнала на ра-
бочих частотах без применения последовательных преобра-
зований.
3. Дешевизна конструкции.
Однако фазовому методу свойственны и существенные
недостатки, среди которых в первую очередь следует отме-
тить:
1. Невозможность подавления боковой полосы более чем
на 40—45 <56.
2. Повышение требования к деталям отдельных узлов ус-
тройства (например, к элементам низкочастотного фазовра-
щателя) .
3. Меньшая стабильность подавления боковой полосы и
несущей в процессе эксплуатации,' чем у фильтровых схем.
Тем не менее, фазовый метод находит распространение
среди радиолюбителей, поскольку фазовые возбудители
обычно менее сложны, чем фильтровые. Налаживание воз-
будителя при наличии необходимых приборов и некоторого
опыта не вызывает особых затруднений. Конструирование
узлов схемы, требующих повышенной точности номиналов де-
талей, также вполне возможно в любительских условиях.
117
1. ПОЛУЧЕНИЕ ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА
Принцип получения SSB сигнала фазовым (фазокомпен-
сационным) методом наиболее удобно объяснить при помо-
щи векторных диаграмм. На рис. 88 показана векторная ди-
аграмма обычного AM сигнала при модуляции одним тоном.
Вектором ОА показан вектор колебаний несущей частоты,
вращающийся с угловой скоростью ® вокруг точки О. Век-
торы ОВ и ОС представляют колебания верхней и нижней
боковых частот. Они вращаются в ту же сторону, что и век-
й
6
е с
Рис. 88 Векторные диа-
граммы AM сигналов
тор несущей, но с несколько отличными скоростями. Вектор
верхней боковой -вращается быстрее вектора несущей на
величину угловой скорости 2 вектора модулирующих коле-
баний (на диаграмме не показан). Вектор нижней боковой
отстает от вектора несущей на ту же величину. Таким обра-
зом, получается, что векторы боковых частот вращаются с
частотой модулирующего сигнала в противоположные сторо-
ны по отношению к вектору несущей.
В любой момент времени эти векторы симметричны отно-
сительно оси ОА, так как относительные скорости вращения
векторов равны по величине и противоположны по направле-
нию. В каждый момент времени все три вектора ОА, ОВ и
ОС можно геометрически сложить и таким образом полу-
чить график огибающей модулированного сигнала.
Допустим, что мы имеем в данный момент времени поло-
жение векторов составляющих AM сигнала, показанное на
118
диаграмме рис. 88, б. Здесь векторы боковых частот повер-
нуты на 90° по отношению к несущей частоте.
Возьмем теперь другой AM сигнал, векторная диаграмма
которого показана на рис. 88, в. Несущая частота его равна
частоте первого AM сигнала, но фаза первого отличается на
90° от фазы второго. Направление векторов боковых частот
совпадает с направлением вектора несущей, т. е. фаза моду-
лирующих колебаний отличается на 90° от фазы модулирую-
щих колебаний первого AM сигнала.
Предположим, что оба сигнала мы подвели к общей на-
грузке. В нагрузке произойдет сложение этих колебаний.
Графически оно выражается геометрическим сложением век-
торов. Векторы колебаний несущих частот образуют новый
вектор, фаза которого отличается на 45° от фаз колебаний
несущих.
Более важным для нас является, однако, результат сло-
жения колебаний боковых частот. Рассмотрим рис. 88, б и в.
Векторы верхней боковой ОВ направлены в одну сторону.
Поэтому их геометрическая сумма равна арифметической
сумме, т. е. суммарный вектор верхней боковой будет вдвое
больше каждого из векторов в случае их равенства. Векторы
нижней боковой ОС направлены в противоположные сто-
роны. Поэтому их сумма равна нулю, если они равны по ве-
личине.
В результате сложения двух AM сигналов с определен-
ными фазами в общей нагрузке мы получаем новый сигнал,
состоящий из несущей и одной боковой. Подавить несущую
частоту несложно. Это делается с помощью уже известных
нам балансных модуляторов.
Основной задачей при формировании однополосного сиг-
нала фазовым методом является поворот фаз высокочастот-
ного и низкочастотного сигналов на определенный угол.
Такой поворот осуществляется с помощью цепей, называе-
мых фазовращателями.
Блок-схема устройства для получения однополосного сиг-
нала фазовым методом показана на рис. 89. Напряжение
звуковой частоты от микрофона подается на усилитель НЧ
(’ лдулятор) и поступает затем на низкочастотный фазовра-
щатель, имеющий на выходе два канала. Низкочастотные
напряжения в каждом канале сдвинуты по фазе на 90° по
отношению друг к другу. Каждое из этих напряжений подво-
дится к балансным модуляторам БМ-1 и БМ-2. На эти же
балансные модуляторы подается напряжение ВЧ через высо-
кочастотный фазовращатель. Его выходные напряжения также
имеют между собой фазовый сдвиг 90°. В каждом балансном
модуляторе получаются напряжения двух боковых полос без
несущих, сдвинутые по фазе, как показано на рис. 88, б и в
(векторы ОВ и ОС). Оба балансных модулятора работают
119
на общую нагрузку, за счет чего на выходе всего устройства
имеется лишь сигнал одной боковой полосы. ‘
Переключение одной или другой полосы в фазовом возбу-
дителе можно осуществить, изменив фазовый сдвиг одного
из сигналов, поступающих с высокочастотного или низко-
частотного фазовращателя, на 180°. При этом векторы коле-
баний боковых полос в одном или другом БМ меняют свои
направления на противоположные, и в результате сложения
выделяются колебания другой боковой полосы. На практике
Рис. 89. Блок-схема устройства для получения однополосного сигна-
ла фазовым методом
всегда изменяют на 180° фазу колебаний одного из каналов
НЧ фазовращателя в связи с тем, что такое переключение
проще выполнить на низкой частоте.
Интересно отметить, что с помощью SSB возбудителя,
работающего по фазовому методу, можно получить другие
виды модуляции. Если отключить один из балансных моду-
ляторов, на выходе мы получим двухполосный сигнал. Если
теперь подать в нагрузку сигнал несущей в определенном
амплитудном соотношении, мы получим обычный AM сигнал.
Можно получить AM сигнал, состоящий из одной боковой
полосы и несущей. Для этого нужно включить оба балансных
модулятора, но один из них разбалансировать, чтобы он
не подавлял несущую. Наконец, с помощью такой схемы
можно получить фазовую модуляцию. Для этого нужно по-
вернуть на 90° вектор несущей частоты. Это условие просто
выполнить, если один балансный модулятор оставить вклю-
ченным и сбалансированным, а несущую со сдвигом 90° взять
с другого, разбалансированного БМ, с которого снято моду-
лирующее напряжение.
В фазовых однополосных возбудителях в качестве ВЧ ге-
нератора может применяться задающий генератор непосредст-
венно на требуемый любительский диапазон (или с умножи-
телями после задающего). Таким образом, схема возбудителя
освобождается от преобразователей и в значительной степени
120
упрощается. Но при изменении частоты задающего ухудша-
ются показатели работы ВЧ фазовращателя, за счет чего
изменяется величина подавления нежелательной боковой. По-
этому в большинстве современных конструкций генератор ВЧ
выполняется на фиксированную частоту. Однополосный сиг-
нал, полученный на этой частоте, затем переносится в нужные
любительские диапазоны с помощью преобразователей.
Все узлы схемы, за исключением фазовращателей, уже
встречались в схемах фильтровых возбудителей, поэтому мы
рассмотрим лишь фазовращатели.
2. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ
Фазовращателем называют устройство, обеспечивающее
определенный поворот фазы электрических колебаний на од-
ной частоте или в полосе частот. К основным характеристикам
фазовращателей относятся: угол поворота фазы; диапазон
частот, в котором выдерживается заданный угол поворота;
точность, с которой выдерживается угол поворота фазы, и ча-
стота, на которой работает фазовращатель.
В зависимости от диапазона частот, в котором работают
фазовращатели, они делятся на узкополосные и широкопо-
лосные. В SSB аппаратуре' применяются и те и другие фазо-
вращатели. Во всем заданном диапазоне фазовращатель дол-
жен строго выдержать соотношение фаз. Чем выше постоян-
ство сдвига фаз, тем выше степень подавления нежелательной
боковой полосы.
Подавление в дб = 201gctg
где а — отклонение сдвига фазы от требуемого.
Из формулы видно, что отклонение фазы на 1° дает по-
давление боковой 40 дб, 2° — 35 дб, 3,5° — 30 дб. Как видно
из этого примера, точность сдвига фазы должна быть весьма
высокой. На практике удается выдержать сдвиг в рабочем
диапазоне с точностью до 0,5°.
Важным условием работы фазовращателя является стро-
гое постоянство выходного напряжения (или постоянство
отношен’.я напряжений обоих каналов) фазовращателя. Если
считать, что фазовращатель дает точный сдвиг фазы, но раз-
личные напряжения по выходным каналам, то подавление
боковой будет равно:
_. -.у- 1 200+К
Подавление в oo=201g———,
где К—разница между двумя напряжениями в процентах.
121
Так, если разница в 1% обеспечивает подавление 45 дб,
то в 2%-—40 дб, в 3%—37 дб.
Столь высокие требования, предъявляемые к фазовраща-
телям, заставляют обращать особое внимание на эти узлы
возбудителя. Детали для фазовращателей, особенно широко-
полосных, выбираются с повышенной точностью номинальных
величин параметров. Большое значение имеют и рациональ-
ный монтаж схемы, ее тепловой режим и температурные от-
клонения параметров деталей.
Высокочастотные фазовращатели
В однополосных возбудителях, как правило, применяются
узкополосные ВЧ фазовращатели, работающие в диапазоне,
ширина которого составляет несколько процентов от средней
частоты. Поэтому могут быть выбраны сравнительно про-
стые схемы, обеспечивающие поворот фазы на 90°.
Рис 90 Высокочастотный
фазовращатель со слабо
связанными контурами
Bfnd в Ч
Рис 91. ВЧ фазовращатель
с расстроенными последова-
тельными контурами
На рис. 90 изображена одна из таких схем. Напряжение
ВЧ подается в контур LiCi. Контур L2C2 очень слабо связан
с первым контуром, индуктивно или через конденсатор С3
(2—3 пф). Оба они настроены на частоту ВЧ сигнала. На-
пряжение в контуре L2C2 имеет сдвиг на 90° по отношению
к напряжению в контуре Изменяя настройку второго
контура, можно менять и сдвиг фаз.
Несколько иной тип ВЧ фазовращателя показан на схеме
рис. 91. Здесь напряжение ВЧ подводится к двум последова-
тельным контурам. Если контур L\C\ расстроить в сторону
понижения частоты так, чтобы напряжение на катушке Li
составляло 0,707 от напряжения при резонансе, а контур
Ь2С2 расстроить вверх по частоте с тем же условием, то
напряжения на катушках L\ и L2 будут иметь сдвиг фаз 90°.
На рис. 92 показана схема фазовращателя, основными
элементами которого являются L, С и 7?. Выходные напря-
жения сдвинуты на 90° в том случае, если реактивные сопро-
тивления катушки и конденсатора равны активному сопро-
122
тивлению резисторов — R. Входное сопротивление такой схе-
мы также равно R. Поэтому если напряжение на фазовра-
щатель подается по коаксиальному кабелю с волновым сопро-
тивлением 75 ом, то активные сопротивления также берутся
равными 75 ом. Значения индуктивности L и емкости С для
различных любительских диапазонов сведены в табл. И. Вы-
ходное сопротивление такого фазовращателя очень велико, что
следует учитывать при конструировании следующего каскада
Сопротивление резистора утечки сетки лампы следующего
каскада должно быть не менее 1 мгом. Совершенно недопус-
тима работа этого каскада с сеточными токами. При монтаже
фазовращателя следует делать все проводники как можно
короче, чтобы уменьшить влияние паразитных емкостей.
Таблица 11
Частота, Мгц Сопротивле- ние резисто- ров, ом Емкость конденсатора С, пф Индуктивность катушки А, мкгн
3.6 75 602 3,32
7,05 75 301 1,69
14,25 75 150 0,84
21,4 75 100 0,56
28,5 75 75 0,419
Этот фазовращатель имеет достаточную точность сдвига
фазы в пределах любительского диапазона, но выходное на-
пряжение при этом не остается постоянным. Например, при
перестройке в 80-метровом диапазоне величина напряжений
меняется на 4%, т. е. подавление на краях диапазона при
прочих идеальных условиях будет не более 34 дб. Этот не-
Рис 92 Высокочастотный
фазовращатель на L,C и R
Рис. 93. ВЧ фазовраща-
тель на R и С
достаток схемы данного фазовращателя, впрочем как и боль-
шинства узкополосных фазовращателей, заставляет создавать
схемг в которых формирование сигнала производится на
фиксированной частоте, а затем с помощью преобразователя
получать необходимые любительские диапазоны.
Еще одна схема фазовращателя показана на рис. 93. Ос-
новным условием нормальной работы этой схемы является
123
равенство реактивного сопротивления конденсаторов С актив-
ным сопротивлениям резисторов R (которые одинаковы).
Схема имеет тот недостаток, что в зависимости от частоты
изменяются ее входное сопротивление и напряжение на вы-
ходе обоих каналов фазовращателя. Потому и в этом случае
в bi ЛОО
Рис 94 ВЧ фазовраща-
тель с низкоомным выхо-
дом
формирование сигнала на одной частоте выгоднее. Данные
фазовращателей рис. 92 и 93 у казаны
в табл. 11.
Часто в SSB возбудителях применя-
ются диодные балансные модуляторы.
В таком случае применять ВЧ фазо-
вращатели с высоким выходным соп-
ротивлением нельзя, так как входное
сопротивление диодных БМ обычно не
превышает 1 ком. Для работы с диод-
ными БМ была предложена схема
фазовращателя, показанная на рис. 94.
Номиналы деталей указаны для часто-
ты 9 Мгц. Индуктивность катушки L\
компенсирует емкостную реакцию диодов балансного моду-
лятора, к которому присоединен фазовращатель, в момент,
когда к диодам приложено обратное напряжение. Выходное
сопротивление здесь примерно 200 ом.
Низкочастотные фазовращатели
Создать устройство, которое давало бы достаточно точ-
ный поворот фазы в диапазоне частот 300—3000 гц при усло-
вии равенства выходных напряжений обоих каналов,— задача
вполне выполнимая в любительских условиях. При этом
можно собрать так называемый пассивный фазовращатель.
Одна из таких схем показана на рис 95 На вход пода-
ется напряжение, симметричное относительно земли. Напря-
Рис 95. Пассивный широкополосный НЧ
фазовращатель с симметричным входом.
Рис. 96 Пассивный НЧ фа-
зовращатель с номинальны-
ми значениями емкостей
124
жения на выходе повернуты на 90° в диапазоне от 300 до
3500 гц. Равенство напряжений подбирается потенциометром
500 ком. Большинство деталей схемы может иметь отклоне-
ния величин в 1 % Выходное сопротивление фазовращателя
несколько изменяется в зависимости от частоты и лежит в
пределах 5—8 ком.
Более простые схемы
широкополосных (300—3000
гц) НЧ фазовращателей
показаны на рис. 96 и 97
Разница между ними в том,
что в одной из них (рис. 96)
выбраны номинальные зна-
чения емкостей конденсато- рис ду Пассивный НЧ фазовраща-
ров, а сопротивления резне тель с номинальными значениями со-
торов подбираются. В дру- противлений
гой взяты резисторы номи-
нальных сопротивлений, но подбираются емкости конденса-
торов. В зависимости от возможностей радиолюбителя выби-
рается одна из этих схем. Обе они требуют подачи противо-
фазного напряжения. Их входные сопротивления определяют-
ся сопротивлениями резисторов, подключенных параллельно
Рис 98 НЧ фазовращатель с фазоинвертором и
усилителями
входу. Переменные резисторы на входе фазовращателей слу-
жат для уравнивания напряжений на выходе фазовращателя,
причем при правильной регулировке ползунки не находятся в
среднем положении. Это объясняется различным затуханием
в ветвях схемы.
Выходные сопротивления Н4 фазовращателей велики, по-
этому после них йключают два усилителя (по одному на
канал).
125
Напряжение на вход этих фазовращателей нужно пода-
вать с НЧ трансформатора, который необходим для транс-
формации сопротивлений и для симметрирования входа.
Существует схема фазовращателя, обладающая повышен-
ным входным сопротивлением, в которой вместо трансформа-
тора применен ламповый фазоинвертор. Схема фазовраща-
теля с фазоинвентором и усилителями обоих каналов пока-
зана на рис. 98.
В любительских условиях подбор деталей для широко-
полосного НЧ фазовращателя ведут следующим образом.
Берут несколько деталей с допуском более 1%, измеряют их
параметры точными приборами и отбирают те из них, которые
имеют отклонение не более 1%. Иногда оказывается, что из
всех измеренных деталей нет ни одной с отклонением менее
1%. Тогда берут ближайшие, но меньшие величины; парал-
лельно конденсаторам подключаются другие, небольшой ем-
кости, а сопротивления резисторов подгоняют стиранием токо-
проводящего слоя (это увеличивает сопротивление). Стирание
производится очень мелким наждаком и осторожно. После
подгонки резисторы покрывают лаком. Фазовращатель разме-
щают в возбудителе так, чтобы он не нагревался и не нахо-
дился в поле рассеивания трансформаторов или в высоко-
частотном поле.
Все описанные фазовращатели при тщательном подборе
деталей хорошо работают в диапазоне 300—3 000 гц, давая
точность сдвига фаз до 0,5%. При подаче на фазовращатель
напряжений другой частоты угол сдвига меняется и подав-
ление боковой получается небольшим. Поэтому в усилителях
НЧ перед фазовращателями обязательно принимаются меры
по ограничению спектра. Частоты ниже 300 гц обычно ослаб-
ляют уменьшением емкости переходных конденсаторов или
шунтированием катодных сопротивлений УНЧ относительно
малыми емкостями (0,1—0,3 мкф). Частоты свыше 3000 гц
ограничивают фильтрами нижних частот.
3. МНОГОФАЗНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Описанный способ получения SSB сигнала представляет
собой так называемую двухфазную модуляцию. Она требует
наличия двух фаз напряжений НЧ и ВЧ. Этот способ полу-
чил распространение ввиду своей простоты и дешевизны.
Но двухфазная модуляция сама по себе дает возможность
подавить только одну боковую, а для подавления несущей
применяются балансные модуляторы. Существуют системы
многофазной модуляции, характерной особенностью которых
является наличие напряжений НЧ и ВЧ, с числом фаз боль-
ше двух. В зависимости от этого имеются трехфазные, четы-
126
рехфазные системы получения одной боковой. Достоинством
многофазных систем является отсутствие балансных модуля-
торов и несколько меньшие требования к точности фазовра-
щателей. Однако они более сложны и дороги, поэтому пока
еще редко используются радиолюбителями.
Рис. 99. Векторная диаграмма получения однополос-
ного сигнала при трехфазной модуляции.
Рассмотрим с помощью векторных диаграмм способ полу-
чения однополосного сигнала при трехфазной модуляции
(рис. 99). Векторы ОА, ОВ и ОС показывают напряжения
несущих частот. Фазовый сдвиг между ними равен 120°. Не-
сущая каждой фазы промодулирована напряжением НЧ.
Низкочастотные напряжения также сдвинуты по фазе на 120°.
Поэтому векторы боковых полос в каждый момент времени
сдвинуты по отношению к векторам несущих на углы ср,
ср +120° и ср4~240°, где ср—мгновенные значения угла.
В результате сложения этих трех AM сигналов результи-
рующий вектор несущих и одной из боковых будет равен
127
нулю. Результирующий вектор другой боковой полосы будет
равен арифметической сумме составляющих векторов (рис. 99,
б), так как они имеют одинаковое направление.
Блок-схема возбудителя, работающего по принципу трех-
фазной модуляции, показана на рис. 100.
При четырехфазной модуляции имеются четыре фазы на-
пряжений НЧ и ВЧ, и угол между фазами напряжений со-
ставляет 90°. .
Определенный интерес представляет способ получения
однополосного сигнала с помощью двух двухфазных схем.
В обычных двухфазных схемах степень подавления боко-
вой полосы обратно пропорциональна отклонению фазового
сдвига от требуемого.
В двойной двухфазной системе остаток боковой пропор-
ционален квадрату относительной ошибки фазового сдв'ига, в
результате чего подавление боковой полосы оказывается во
много раз больше, чем в одиночной двухфазной схеме.
128
Блок-схема устройства, работающего по данному прин-
ципу (схема Вилларда) показана на рис. 101. Два двухфазных
однополосных устройства, подобных описанным в разделе
«Получение однополосного сигнала», работают на общую на-
грузку, однако низкочастотный и высокочастотный сигналы
на одно из двухфазных устройств подаются через фазовра-
щатели 90°. В результате сигнал, получаемый с этого устрой-
ства, оказывается повернутым по фазе таким образом, что
вектор остатка второй боковой полосы противоположен по
фазе вектору остатка той же боковой полосы на выходе дру-
гой двухфазной схемы, вследствие чего происходит дополни-
тельное подавление боковой полосы.
Как показывают расчеты, при ошибке в фазовом сдвиге
до 1° при прочих идеальных условиях указанная схема обес-
печивает подавление нерабочей боковой полосы до 76 дб.
Практически при некотором неравенстве амплитуд сигналов,
имеющихся в каналах после низкочастотных фазовращате-
лей, подавление с помощью такой схемы достигает 50—55 дб.
Эта величина сравнима с величинами подавления боковой
полосы в хороших фильтровых возбудителях. Двойная двух-
фазная схема, однако, сложнее, чем простая двухфазная.
В схеме необходимы три одинаковых низкочастотных широ-
кополосных фазовращателя и три высокочастотных. Регули-
ровка схемы также несколько усложняется в связи с необхо-
димостью получения на выходе обоих каналов равных по
амплитуде однополосных сигналов.
4. БАЛАНСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ К ФАЗО-
ВЫМ ОДНОПОЛОСНЫМ ВОЗБУДИТЕЛЯМ
Балансные модуляторы, применяемые в фазовых возбуди-
телях, несколько отличаются от обычных. Отличие состоит
в том, что они работают на общую нагрузку, в которой вы-
деляется однополосный сигнал. Схемы таких БМ обычно
представляют собой одну общую конструкцию, совмещающую
два балансных модулятора.
На рис. 102 показана схема балансного модулятора для
фазового возбудителя, собранная на лучевых тетродах типа
6П6С или 6П1П. На управляющие сетки ламп Лг и Л2 пода-
ется напряжение ВЧ, сдвинутое по фазе на 90° относительно
напряжения, подаваемого на управляющие сетки ламп Л3 и
Л4. Эти напряжения снимаются с ВЧ фазовращателя.
Низкочастотные напряжения, снимаемые с широкополос-
ного НЧ фазовращателя, после усилителей через трансфор-
маторы Трх п Тр2 подаются на экранные сетки ламп. Аноды
ламп присоединены к симметричному контуру таким обра-
зом, чтобы подавить несущую и одну из боковых полос.
5 Заказ 772
129
Л,ЬП6С
Рис. 102 Мощный балансный модулятор.
Выбор боковой полосы производится переключением пер-
вичной обмотки трансформатора Тр\. При этом фаза напря-
жения на вторичной обмотке меняется на йротивоположную
и подавляться будет другая боковая полоса.
Схема балансируется при помощи потенциометров R% и
Rs. Экранное напряжение стабилизировано стабилизатором
СГ-4С.
Такой балансный модулятор развивает выходную мощ-
ность порядка нескольких ватт, что достаточно для возбуж-
дения линейных усилителей в режиме АВ или В на лампах
ГК-71 и ГУ-13.
Рис. 103. Диодный ба-
лансный модулятор для
фазового возбудителя
130
Балансный модулятор по такой схеме можно построить и
на триодах. В этом случае НЧ напряжения разных фаз по-
даются на управляющие сетки ламп через ВЧ дроссели.
Схема диодного БМ для фазового возбудителя показана
на рис. 103. Она представляет собой два параллельно вклю-
ченных балансных модулятора (по схеме рис. 24). Напряже-
ния ВЧ со сдвигом фаз на 90° подаются на ползунки потен-
циометров и Т?2- Туда же подаются НЧ напряжения с
фазовращателя через усилители и согласующие трансформа-
торы. Балансировка осуществляется потенциометрами RiuR%.
При конструировании такого БМ следует помнить, что его
выходное сопротивление мало, а потому невелико и напряже-
ние, получаемое с БМ. Поэтому после него включается кас-
кад усиления напряжения.
5. ДРУГИЕ МЕТОДЫ ПОЛУЧЕНИЯ ОДНОПО-
ЛОСНОГО СИГНАЛА
Рассмотренные два метода формирования однополосного
сигнала — фильтровый и фазовый — дают хорошие результа-
ты. Но фильтровый метод требует применения довольно
сложного и дорогого фильтра, а затем нескольких ступеней
преобразования. В фазовом методе число преобразований
можно сократить, но приходится применять сложные широ-
кополосные фазовращатели, требования к которым очень вы-
соки.
Поэтому были сделаны попытки найти новый метод полу-
чения однополосного сигнала, не требующий особенно высо-
кокачественных деталей. Такой метод был предложен не-
сколько лет назад и получил название «фазофильтровый»,
или «третий» метод, так как он соединяет элементы и прин-
ципы обоих методов. Сущность его заключается в том, что
путем двукратной модуляции и фильтрования на выходе по-
лучается однополосный сигнал. В схеме применяются и фа-
зовращатели, и фильтры. Но фазовращатели не должы быть
широкополосными (как в чисто фазовом методе), а фильтры
работают в пределах звуковых частот, потому могут быть
сконструированы с достаточно хорошими характеристиками
без применения дефицитных и дорогих деталей.
Соединяя в определенной мере преимущества обоих мето-
дов, третий метод не свободен и от недостатков. Прежде
всего возбудитель получается громоздким и сложным в кон-
струировании и налаживании. Схема его содержит много
весьма критичных к настройке узлов, что приводит к невы-
сокой стабильности параметров однополосного сигнала во
времени. Далее, сам по себе он не обеспечивает достаточной
диапазонности, т. е. применение преобразователей остается
5*
131
Рис 104 Блок-схема устройства для получения однополосного сигнала синтетическим
методом
необходимым для получения различных любительских диапа-
зонов и плавной перестройки в их пределах.
И, наконец, несмотря на высокую крутизну скатов НЧ
фильтров (до 100 дб на октаву), подавление боковой и несу-
щей все же ухудшается как 'неточностью фазовращателей, так
и неточностью баланса напряжений.
По этим причинам в любительских условиях третий ме-
тод формирования однополосного сигнала применения прак-
тически не нашел.
При рассмотрении однополосного сигнала было выяснено,
что однополосно-мюдулцрованный сигнал является колеба-
нием с амплитудно-частотной модуляцией, причем амплитуд-
ная модуляция осуществляется по закону изменения мгно-
венных амплитуд модулирующего сигнала, а частотная — по
закону изменения его мгновенной частоты.
Это свойство SSB сигнала было положено в основу так
называемого синтетического метода.
Использовать низкочастотный сигнал в качестве исход-
ного для разделения частотной и амплитудной составляющих
не представляется возможным, поэтому используется пред-
варительно сформированный однополосный сигнал.
Блок-схема устройства, работающего указанным методом,
представлена на рис. 104. Модулирующий сигнал подается
на балансный модулятор, куда поступает сигнал с генератора
поднесущей Частота fa обычно берется в области 10—50 кгц.
На выходе балансного модулятора получается двухполосный
сигнал, который превращается в однополосный после прохож-
дения через полосовой фильтр, подавляющий вторую боко-
вую полосу. Полученный однополосный сигнал на низкой
вспомогательной частоте является исходным для дальней-
ших преобразований.
После усиления однополосный сигнал поступает на два
канала. В одном из них с помощью амплитудного детектора
выделяется огибающая сигнала, в другом происходит огра-
ничение сигнала до уровня, когда полностью устраняется
составляющая амплитудной модуляции. После ограничения
частотно-модулированный сигнал подается на дискримина-
тор, напряжение на выходе которого пропорционально мгно-
венной частоте модулирующего напряжения.
Напряжение с дискриминатора подается в качестве управ-
ляющего сигнала на реактивную лампу, которая управляет
частотой возбудителя, работающего уже на высокой часто-
те f0 Частотно-модулированный сигнал после усиления пода-
ется на выходную ступень, куда поступает также усиленный
сигнал огибающей. В выходной ступени, выполняющей однов-
ременно роль синтезирующего устройства, при соблюдении
определенных амплитудно-фазовых соотношений .огибающей
133
и частотно-модулированного заполнения, восстанавливается
однополосный сигнал на частоте f0.
Для того чтобы предотвратить излучение в эфир несущей
частоты в отсутствие модуляции, оконечная ступень передат-
чика обычно находится в запертом состоянии и отпирается
только при поступлении постоянного напряжения с отпираю-
щего детектора, который указывает на наличие сигнала в
тракте.
Достоинство данного метода по сравнению с предыдущи-
ми заключается в том, что таким образом можно получить
SSB сигнал практически на любой частоте fQ, в том числе и
на УКВ. Кроме того, часть каскадов-передатчика, предназна-
ченная для усиления частотно-модулированной составляю-
щей, работает в нелинейном режиме класса С с высокими
энергетическими показателями. Первичный однополосный
сигнал получается на относительно низкой частоте, где мож-
но применить сравнительно дешевые АС-фильтры.
Синтетический метод является, в сущности, способом пе-
реноса уже сформированного однополосного сигнала на лю-
бую рабочую частоту, так как исходным для него является не
низкочастотный сигнал, как в трех предыдущих методах, а
однополосный сигнал.
Глава VI. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ФАЗО-
ВЫХ ОДНОПОЛОСНЫХ ВОЗБУДИТЕ-
ЛЕЙ
1. ФАЗОВЫЙ ВОЗБУДИТЕЛЬ ДЛЯ РАБОТЫ
НА 20-МЕТРОВОМ ДИАПАЗОНЕ
Схема однополосного возбудителя для работы на 20-мет-
ровом диапазоне показана на рис. 105, 106 Следует сказать,
что этот же возбудитель можно использовать для работы на
80-метровом диапазоне, если перестроить анодные контуры
смесителя и усилителя. Никаких изменений в предыдущих
каскадах при этом не потребуется.
Напряжение НЧ с микрофона усиливается двумя каска-
дами усиления, собранными на триод-пентоде типа 6Ф1П.
Для снижения уровня низких частот в цепь автоматического
смещения пентодной части лампы включен конденсатор С\
сравнительно небольшой емкости. Для той же цели емкость
переходного конденсатора между каскадами НЧ выбрана
небольшой. Частоты выше 3 000 гц ослабляются при помощи
конденсаторов С4 и Cs- Во второй каскад УНЧ введена отри-
цательная обратная связь по току, служащая для стабилиза-
ции коэффициента усиления.
Низкочастотное напряжение с выхода второго каскада
УНЧ через согласующий трансформатор Трх подается на ши-
рокополосный НЧ фазовращатель. Два полученных на выхо-
де фазовращателя напряжения низкой частоты, примерно
равные по величине и сдвинутые по фазе на 90°, подаются на
двухканальный усилитель напряжения на лампе Л%. Точная
балансировка напряжений на выходе обоих каналов произво-
дится резистором Т?8. Далее низкочастотные напряжения
через согласующие трансформаторы Tp2 и Трз подаются на
диодный балансный модулятор. Туда же подается напряже-
135
Pit 105. Фазовый возбудитель на диапазон 20 м (предварительные каскады и баланс-
ный модулятор)
Рис 106. Фазовый возбудитель на диапазон 20 м (смесительный и усилительные
каскады), третья сетка Л5 должна быть заземлена.
ние с частотой 9 Мгц ют генератора Л3 через ВЧ фазовраща-
тель. На выходе балансного модулятора получается напряже-
ние одной боковой полосы без несущей. Степень подавления
несущей регулируется потенциометрами Т?9 и /?ю- Выбор вер-
хней или нижней боковой производится переключателем Пь
Однополосный сигнал снимается с балансного модулятора
при помощи катушки связи Ь5 и подается на смеситель, соб-
ранный на гептоде 6А2П. Контур Ь5С]7 настраивается на час-
тоту 9 Мгц. На гетеродинную сетку смесителя подается нап-
ряжение от генератора плавного диапазона 5—5,5 Мгц (5—•
7 в). Анодный контур смесителя настроен на частоту 14200 кгц.
Сопротивление Ri7 необходимо для расширения полосы про-
пускания контура. Однополосный сигнал усиливается двух-
каскадным усилителем на лампах 6Ж5П и 6П15П. Проход-
ная емкость лампы 6П15П нейтрализована (емкость С29—
Сзо). Цепь Л87?25 служит для предотвращения самовозбужде-
ния каскада. Сопротивление R22 служит для регулировки
усиления.
Таблица 12
Катушка Число витков Диаметр катушки, мм Провод Шаг намотки, мм
7, 12 25 ПЭЛ 0,8 1,6
7; 4 25 ПЭЛ 0,5 вплотную
73 8 20 ПЭЛ 0,8 2
. L4 7 12 ПЭЛ 0,8 1,2
Ц 14 12 ПЭЛ 0,5 0,5
7(5 7 20 ПЭЛ 0,8 1,0
77 7 20 ПЭЛ 0,8 1,0
7в 4 Вокруг ПЭЛ 0.5 1,0
7g 8 25 МГ 1,5 Q О v, v
138
В возбудителе имеется устройство, ограничивающее пики
сигнала для предотвращения нелинейных искажений. Рабо-
тает оно следующим образом. Небольшое напряжение ВЧ,
снятое с анода выходной лампы возбудителя при помощи де-
лителя, состоящего из конденсаторов С34 и С37, подается на
германиевый диод Д7А. Выпрямленное напряжение подается
с отрицательной полярностью на управляющую сетку лампы
Л5 и снижает усиление каскада. Фильтр, состоящий из дрос-
селя Др?, и конденсатора С38, предупреждает попадание высо-
кой частоты на сетку лампы Л5. Дополнительное отрицатель-
ное смещение на лампу Л5 подается не все время, а только
во время наиболее высоких пиков модуляции, так как на катод
диода подано положительное напряжение, запирающее его.
Это напряжение снимается с делителя, образованного резис-
торами 7?28 и 7?29- Уровень срабатывания ограничителя регу-
лируется потенциометром /?2э и конденсатором С37.
Моточные данные катушек индуктивности приведены в
табл. 12. Первичные обмотки НЧ трансформаторов Tplt Тр2
и Тр3 рассчитываются на сопротивление 8—10 ком. Выходная
мощность возбудителя достаточна для возбуждения оконеч-
ного каскада передатчика мощностью 200 вт в режиме АВ
или В.
2. ФАЗОВЫЙ ОДНОПОЛОСНЫЙ ВОЗБУДИ-
ТЕЛЬ НА ВСЕ КОРОТКОВОЛНОВЫЕ ДИАПА-
ЗОНЫ
В описываемом возбудителе (рис. 107, 108, 109) однопо-
лосный сигнал формируется на частоте 2 250 кгц. Применение
в нем балансного модулятора на двух триодах (Л4 и Л5)
позволило исключить из схемы трансформаторы после двух-
канального усилителя НЧ на лампе Л3 типа 6Н1П. Регули-
ровка балансного модулятора производится потенциометра-
ми R2i И #25-
В усилителе НЧ приняты меры для коррекции частотной
характеристики с целью некоторого подъема высших частот
речевого спектра (1 500—3 000 гц) и ослабления колебаний с
частотами ниже 300 гц. Фильтр низших частот, состоящий из
дросселей Дрь Др2 и конденсаторов С10, Си, подавляет ча-
стоты выше 3 000 гц. Если при работе используется устрой-
ство голосового управления, низкочастотное напряжение на
него снимается с потенциометра R{, служащего регулятором
уровня срабатывания. Конденсатор С21 в высокочастотном
фазовращателе служит для коррекции угла поворота фазы.
139
ihBHih ’/гпгбнт
П3БН1П
Лs SHIP]
Рис 107. Фазовый возбудитель па все диапазоны (каскады усиления НЧ, гене-
ратор несущей и балансный модулятор)
Пе6И1П
Лв6И1П
Рш 108. Фазовый возбудитель на все диапазоны (промежуточные нреобразо-
ва юл иные каскады)
Однополосный сигнал с частотой 2 250 кгц снимается с
балансного модулятора и подается на смеситель на лампе Л6
типа 6И1П. Плавный гетеродин перекрывает диапазон от 5,25
до 6,25 Мгц. На 'выходе первого смесителя выделяется одно-
полосный сигнал с частотой от 3 до 4 Мгц. В анодную цепь
смесителя включен двухконтурный полосовой фильтр, кото-
рый перестраивается вместе с изменением частоты гетероди-
на. Конденсаторы С39, С40 и Си — сопрягающие.
Второй смеситель на лампе Jig типа 6И1П дает возмож-
ность получить непосредственно частоты любительских диа-
пазонов 40, 20, 14 и 10 м (80
Рис. 109. Оконечный каскад фазового
возбудителя на все диапазоны.
м получается уже на выходе
первого смесителя). Здесь
однополосный сигнал с ча-
стотой от 3 до 4 Мгц смеши-
вается с сигналами кварце-
вого гетеродина (на лампе
Л9 типа 6ЖЗП). Анодный
контур гетеродина настраи-
вается на, вторую гармонику
кварца на всех диапазо-
нах, кроме 40 м. На диапа-
зоне 80 м гетеродин выклю-
чается. На 40-метровом ди-
апазоне параллельно анод-
ному контуру смесителя, на-
строенному на 7 050 кгц,
включается последователь-
ный контур настроен-
ный на частоту 8 Мгц для подавления второй гармоники квар-
ца 4 Мгц.
После второго смесителя однополосный сигнал подается
на линейный усилитель, собранный на лампе 6П15П. Схема
усилителя обычная, за исключением конструкции выходного
контура, перекрывающего без переключений все диапазоны.
Если возникнет по какой-либо причине самовозбуждение
этого каскада, следует применить схему нейтрализации, как
в предыдущей конструкции. Связь выхода возбудителя с
входным контуром передатчика осуществляется при помощи
катушки связи 1и&.
Все дроссели ВЧ, используемые в возбудителе, могут быть
любой конструкции, с индуктивностью 2—3 мгн. Дроссели
Др\ и Др2 имеют индуктивность 26 мгн и наматываются на
ферритовых кольцах диаметром 30—35 мм.
Моточные данные контурных катушек указаны в табл. 13.
Трансформатор Тр{ служит для согласования сопротивле-
ний 20 ком (первичная обмотка) и 600 ом (вторичная обмот*
ка).
142
Таблица 13
Катушка Диаметр каркаса, мм Провод, мм Число витков Тип намотки
1 12 0,9 45 Виток к витку
2 12 0,9 2 То же
3 17 ' 0,55 70 »
4 17 0,55 35 я
5 12 0,75 40
6 12 0,75 40
7 20 0,75 25 Шаг 0,7 мм
8 12 0,55 75 Виток к витку
9 15 0,9 30 Шаг 1 мм
10 15 1,1 20 То же
И 15 1,1 10
12 15 1,1 7 я
13 15 1,1 15 я
14 15 1,1 13 Я
15 15 1,1 10 Я
16 25 1,4 9 Длина намотки 28 мм
17 25 1,2 21 То же
18 30 U 8 Длина намотки 18 мм во- круг
143
3. ФАЗОВЫЙ ОДНОПОЛОСНЫЙ ВОЗБУДИ-
ТЕЛЬ БЕЗ БАЛАНСНОГО МОДУЛЯТОРА
Датский коротковолновик OZ7T предложил схему фазово-
го возбудителя, в которой несущая частота подавляется без
балансного модулятора. Здесь используется способ подавле-
ния несущей, описанный в гл. II. Напряжение несущей ча-
стоты, поданное на возбудитель (оформленный в виде прис-
тавки к уже имеющемуся передатчику), разделяется на два
канала, а затем вновь складывается в анодном контуре возбу-
дителя. Напряжение одного из каналов поворачивается на
180°, так что при подборе равенства напряжений обоих кана-
лов результирующее напряжение несущей будет равно нулю.
Рис. ПО. Фазовая приставка для получения однополосного
сигнала без балансного модулятора
Схема такого возбудителя показана на рис. ПО. Напряже-
ние ВЧ подается ib контур L\C\, а затем через катушку связи
со средней точкой на фазовращатель R}R2CzLz и на усилитель
несущей (ламп# Л3). Напряжение на сетке лампы Л3 проти-
воположно по фазе напряжению на входе фазовращателя.
На экранные сетки ламп модулятора подается напряже-
ние НЧ со сдвигом фаз на 90° от двухканального усилителя
НЧ, включенного после широкополосного фазовращателя, а
на управляющие сетки тех же ламп — ВЧ напряжение с Ви
144
фазовращателя, также имеющее сдвиг фаз на 90°. В резуль-
тате в анодном контуре ЦС* выделяется напряжение одной бо-
ковой и несущей. К этому же контуру присоединен и анод лам-
пы Л3, которая служит для компенсации несущей. Уровень
подавления регулируется сопротивлением резистора Rg. Все
питающие напряжения должны быть достаточно стабильными
(необходим стабилизированный выпрямитель).
Формирование однополосного сигнала в этой схеме может
происходить непосредственно на рабочей частоте. Переклю-
чение боковой производится изменением фазы НЧ напряже-
ния одного из каналов фазовращателя на 180° при помощи пе-
реключателя 77ь
В этом возбудителе использованы сравнительно мощные
лампы, поэтому его можно присоединять непосредственно к
оконечному каскаду передатчика с выходной мощностью
100—200 вт.
Г л а в a VII. ПРИЕМ ОДНОПОЛОСНЫХ СИГ-
НАЛОВ
1. ОСОБЕННОСТИ ПРИЕМА ОДНОПОЛОС-
НЫХ СИГНАЛОВ
При однополосной модуляции эффективность и помехоус-
тойчивость канала связи значительно возрастают. Это. объяс-
няется не только увеличением полезной мощности передатчи-
ка, но и в значительной мере специфическими особенностями
приема однополосных сигналов.
Сужение излучаемой полосы частот в два раза по сравне-
нию с AM сигналом позволяет уменьшить полосу пропуска-
ния приемника вдвое. Благодаря этому напряжение шумов
на выходе приемника уменьшается в ]Л2 раз, что соответст-
вует выигрышу в отношении сигнал — шум в два раза по мощ-
ности.
Следующее важное преимущество однополосной модуля-
ции— отсутствие несущей частоты и, как следствие, отсут-
ствие интерференционных свистов при приеме однополосных
сигналов. Это позволяет станциям располагаться не через
3 кгц, а через 2 кгц. При этом, хотя и будут прослуши-
ваться помехи от соседних станций, разборчивость при оди-
наковой силе сигналов все же останется достаточной для
уверенного приема, так как частотный спектр мешающих
станций будет искажен до неузнаваемости и сигналы их
вследствие неразборчивости будут мешать мало.
Поскольку любительская радиосвязь ведется на коротких
волнах, нельзя не считаться с возможностью замирания ра-
диосигналов. Замирания общего характера (более часто
встречающиеся), когда все спектральные составляющие сиг-
нала изменяются пропорционально, одинаково влияют на
прием AM и SSB сигналов. Но при избирательных замира-
146
ниях, когда изменение спектральных составляющих сигнала
происходит неодновременно, однополосная модуляция имеет
значительные преимущества перед AM.
При избирательных замираниях может иметь место ослаб-
ление несущей по отношению к уровню боковых полос, что
равносильно углублению модуляции. Приемник AM сигналов
с системой АРУ, увеличивающей усиление при уменьшении
уровня несущей, дает при этом увеличение громкости приема.
Падение уровня несущей ниже суммарного уровня боковых
полос приводит к относительной перемодуляции, огибающая
AM сигнала искажается, возникают значительные нелиней-
ные искажения, возрастающие с уменьшением уровня несу-
щей Если несущая полностью исчезнет, на выходе детектора
останутся лишь четные гармоники частот модуляции, нели-
нейные искажения достигают предела и сигнал становится
практически неразборчивым. При приеме SSB такое явление
исключено, ибо несущая вырабатывается в самом приемнике,
и условия распространения радиоволн не оказывают никако-
го влияния на ее уровень.
Избирательным замираниям, однако, может подвергаться
не только несущая AM сигнала, но и боковые полосы. При
этом происходит поворот фазы колебаний верхней боковой
относительно нижней. Поэтому НЧ составляющие после де-
тектора оказываются не в фазе и складываются геометриче-
ски, а не арифметически, как при их синфазности. В наиболее
неблагоприятном случае они оказываются в противофазе и
сигнал на выходе детектора становится равным нулю на зна-
чительной части звукового спектра. Поскольку в обеих боко-
вых полосах имеется множество составляющих с разным
сдвигом фаз и разной степенью понижения уровня, сложение
НЧ составляющих после детектора приближается к суммиро-
ванию случайных колебаний. Поскольку при приеме SSB
каждый звуковой компонент получается в результате детекти-
рования одного ВЧ компонента боковой, здесь фазовый сдвиг
компонентов боковой не играет роли. В условиях сильных из-
бирательных замираний применение SSB дает выигрыш по
напряжению в -/21 раз, а по мощности в два раза.
Если учесть, что за счет сужения полосы пропускания при-
емника уменьшается вероятность попадания в эту полосу ча-
стот сигналов мешающих станций, эффективность канала свя-
зи еще более увеличивается. Поскольку помехи от соседних
станций в переполненных любительских диапазонах пред-
ставляют серьезную проблему, это преимущество SSB связи
приобретает особое значение. Статистическая обработка дан-
ных, полученных при изучении распределения силы сигналов
мешающих станций в КВ диапазонах, показывает, что это
преимущество SSB связи эквивалентно выигрышу по мощ-
ности примерно до 6 дб (в четыре раза) для случая, когда ме-
147
шающие сигналы имеют сравнительно узкий спектр. Выигрыш
этот несколько уменьшается для помех с более широким спек-
тром сигнала, когда вероятности появления мешающего сиг-
нала в каждом из соседних каналов SSB связи (шириной
3 кгц) уже не оказываются более независимыми, так как
если помеха имеет достаточно широкий спектр, переход на
соседний канал (или перемена верхней боковой на нижнюю
без перестройки несущей) не всегда дает избавление от
помехи.
К этим преимуществам однополосного приема следует до-
бавить такое важное достоинство, как ослабление влияния
помех перекрестной модуляции. Перекрестная модуляция наб-
людается тогда, когда при наличии на входе приемника двух
сигналов разных частот амплитуда выходного напряжения од-
ного из сигналов зависит от амплитуды другого сигнала, при-
чем влияние это взаимное. Перекрестная модуляция заметно
снижает реальную избирательность приемника. Когда один из
сигналов модулирован по амплитуде, перекрестная модуляция
проявляется в том, что амплитуда другого сигнала будет из-
меняться в соответствии с огибающей модулированного сиг-
нала, т. е. происходит перенос модуляции. В случае приема
AM сигналов перекрестная модуляция вызывает следующее
явление: в паузах модуляции принимаемого сигнала прослу-
шивается модуляция мешающего сигнала, которая при исчез-
новении несущей желаемого сигнала также исчезает.
При приеме однополосных сигналов благодаря отсутствию
несущей такое явление, разумеется, исключено.
Еще одно важное преимущество приема SSB заключается
в том, что синхронному SSB детектору свойственна частотная
избирательность, позволяющая принимать слабые сигналы в
условиях помех от сильных соседних сигналов. Наиболее сла-
бые принимаемые сигналы любительских радиостанций име-
ют величину порядка нескольких десятых долей (0,1—0,5)
микровольта, тогда как наиболее сильные могут доходить до
нескольких милливольт, а то и более, т. е. отличаются по силе
в тысячи раз. Вследствие загруженности диапазонов в люби-
тельских условиях часты случаи, когда слабую станцию при-
ходится принимать в непосредственном соседстве по частоте
с сильными сигналами мешающих станций.
Обычный диодный детектор AM сигналов при не очень ма-
лых входных напряжениях является линейным детектором,
т. е. выходное напряжение его пропорционально входному. Ес-
ли на линейный детектор с выхода усилителя ПЧ подаются
два AM сигнала равной амплитуды, разнеренных по частоте
достаточно далеко, чтобы биения между их несущими не были
слышны (15—20 кгц), то на выходе детектора получаются НЧ
колебания от детектирования обоих сигналов, т. е. будет слыш-
на модуляция как одного, так и другого сигнала, хотя мешаю-
148
щий сигнал весьма удален по частоте. Если разность междч
несущими находится в пределах звукового диапазона, на вы-
ходе детектора появятся еще и сильные колебания соответст-
вующей звуковой частоты. Поэтому, в частности, рекоменду-
ется в связных радиотелефонных приемниках применять уси-
лители НЧ с частотной характеристикой, ограниченной сверху
частотой около 3 кгц (хотя бы простейший LC фильтр).
Если же амплитуда одного из AM сигналов, подаваемых
на линейный детектор, будет, например, в два раза меньше
амплитуды другого, то эффект подавления сильным сигналом
модуляции слабого сигнала будет уже заметен. Происходит это
явление именно благодаря свойствам линейного детектора.
При дальнейшем возрастании амплитуды одного из сигналов
модуляция более слабого полностью подавляется, и на выхо-
де детектора остаются только звуковые колебания от сильного
сигнала.
Если принимаемый AM сигнал является сильным, а меша-
ющий слабым, это свойство линейного детектора является
весьма данным, поскольку увеличивает реальную избиратель-
ность приемника. Но если желаемый AM сигнал слаб, это свой-
ство линейного детектора оборачивается негативной стороной.
Появление по соседству более сильной (в три-четыре раза) ме-
шающей станции приводит к полному исчезновению желаемо-
го сигнала после детектора. Прослушивается только передача
мешающей станции. К несчастью, такое «неприятное соседст-
во» в любительских диапазонах явление обычное; к тому же
радиолюбителя-коротковолновика- наиболее привлекают даль-
ние, а потому (в общем случае) и более слабые сигналы, что
еще более усложняет дело. Избирательность же приемников
обычно недостаточна для ослабления сильных соседних сигна-
лов до такого уровня, чтобы они не мешали приему слабых
AM сигналов.
Использование однополосной модуляции меняет картину.
При приеме SSB сигналов применяется иной способ детекти-
рования— преобразованием частоты, а не выпрямлением сиг-
нала с целью выделения его огибающей. Физические процессы,
протекающие в том и другом случаях, различны, а потому раз-
личаются и свойства детекторов AM и SSB сигналов. Детек-
тор, работающий по принципу преобразования частоты, при
выключенном местном гетеродине не реагирует на сигнал (по-
лезный или мешающий — безразлично), т. е. низкочастотного
сигнала на выходе его не получается. Если же включить ге-
теродин и добиться совпадения частоты и фазы его колебаний
с колебаниями несущей AM сигнала (при приеме AM) или ус-
тановить частоту его равной частоте подавленной несущей (при
приеме SSB), мы получим неискаженный НЧ сигнал.
Сравним на примере прием слабых AM и SSB сигналов в
условиях помех от сильного AM сигнала (см. рис. 111, а). До-
149
пустим, мы принимаем относительно слабый AM сигнал, про-
модулированный спектром-с наивысшей частотой модуляции
3 кгц, на приемник с обычным диодным детектором. Пусть на
7 кгц выше по частоте появился мощный мешающий AM сиг-
нал, также промодулированный НЧ спектром до 3 кгц и соз-
дающий на детекторе в несколько раз большее напряжение,
Принимаем ыи
дм сигнал
ХМ помехе
принимаемый
SS8 сигнал
Ам помеха
SS& помета
Принимаемый
SSB сигнал
Рис. 111. Различные ва-
рианты помех при прие-
ме
i
чем желаемый сигнал. После детектора появятся сильные ко-
лебания с частотой 7 кгц, но усилитель НЧ, пропускающий
лишь частоты ниже 3 кгц, «срежет» их. Однако вследствие по-
давления модуляции слабого сигнала мешающим сильным
принимаемая передача исчезнет и на выходе останется лишь
продетектированный сигнал мешающей станции, потому что
диодный детектор, в сущности, безразличен к частоте сигна-
ла :и дает на выходе только модуляцию более сильного сигна-
ла. Связь, таким образом, сорвана.
Представим теперь, что мы принимаем слабый SSB сиг-
нал приемником с детектором смесительного типа и на 7 кгц
выше (или ниже) по частоте появляется AM сигнал со зна-
чительной амплитудой. Такой случай показан на рис. 111, б.
На выходе смесительного детектора будут следующие сиг-
налы:
1) биения местной несущей с принимаемым SSB сигна-
лом (полезный сигнал с частотой 0,3—3 кгц);
.2) биения местной несущей с AM помехой (составляющие
с частотами от 4 до 10 кгц);
150
3) биения между несущей AM сигнала и принимаемой бо-
ковой полосой (составляющие от 4 до 7 кгц);
4) помеха за счет прямого детектирования мешающего
AM сигнала.
Если после детектора включить хороший фильтр нижних
частот с частотой среза 3 кгц он подавит помехи, перечислен-
ные в пунктах 2 и 3.
Влияние эффекта .прямого детектирования зависит от ти-
па лампы, схемы и режима детектора. При тщательном .под-
боре напряжения отрицательного смещения очень хорошие
результаты дают специальные частотопреобразовательные
лампы—6А7, 6А2П, 6И1П, так как в них сигналы подаются
на разные сетки, что улучшает взаимную развязку входных
цепей. Напряжение гетеродина не следует выбирать высоким,
более 4—5 в (амплитудное значение). Такой детектор с хоро-
шим НЧ фильтром может обладать весьма высокой реальной
избирательностью по соседнему каналу. Он как бы трансфор-
мирует характеристику НЧ фильтра с крутым скатом на ча-
стоту гетеродина.
Эффект прямого детектирования помехи гораздо сильнее
сказывается, если преобразователем является пентод или три-
од. Поэтому в приемниках с недостаточно высокой избира-
тельностью по ПЧ лучше применить тщательно налаженный
детектор на лампе 6И1П или 6А2П и высокоизбирательный
НЧ фильтр, нежели детектор на триоде или пентоде.
Если же избирательность по ПЧ достаточная (используется
электромеханический или хороший кварцевый фильтр), поме-
ха по соседнему каналу подавляется еще до детектора, и здесь
требования к детектору значительно снижаются.
Применение балансной схемы детектора во всех случаях
предпочтительнее, так как позволяет снизить эффект прямого
детектирования.
Если помеха представляет собой не AM, a SSB сигнал,
сдвинутый по частоте относительно полезного (рис. 111,в), де-
ло обстоит значительно лучше, чем при AM помехе. Прежде
всего нет свиста от несущей. Далее, даже прямое детектиро-
вание SSB помехи не восстанавливает ее исходного НЧ спек-
тра. И, наконец, благодаря различию в частотах биения SSB.
помехи с местной несущей дадут после детектора неразборчи-
вый сигнал, меньше отвлекающий внимание оператора. Да-
же при частичном наложении спектров полезного сигнала и
помехи связь возможна.
Из этих примеров видно, насколько увеличивается реаль-
ная избирательность приемника. Как показал советский уче-
ный Е. Г. Момот, увеличение это в зависимости от наличия и
силы мешающих станций может быть в десятки и даже сотни
раз.
151
Следовательно, использование всех вышеперечисленных
достоинств приема однополосных сигналов позволяет полу-
чить значительный выигрыш по сравнению с приемом AM сиг-
налов. В зависимости от условий распространения радиоволн
и наличия мешающих станций этот выигрыш может достигать
10 дб и более, что равносильно увеличению мощности пере-
датчика в 10 и более раз. Причем чем хуже условия радио-
связи, тем сильнее проявляются преимущества SSB, т. е. ра-
диосвязь с однополосной модуляцией обладает высокой по-
мехоустойчивостью и надежностью. Отсюда становится яс-
ным, насколько велико значение приемной аппаратуры для
использования преимуществ, даваемых однополосной модуля-
цией.
Специфика ее накладывает на приемники, предназначен-
ные для приема SSB, характерные черты, в большей или мень-
шей степени отличающие ,их от приемников AM и телеграф-
ных сигналов.
2. ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ К ПРИЕМНИ-
КАМ SSB СИГНАЛОВ. СХЕМНЫЕ РЕШЕНИЯ
Повышение избирательности приемника
Однополосный сигнал занимает в эфире полосу 2,5—3 кгц.
Поэтому приемник в лучшем случае должен иметь такую же
полосу пропускания.. Если она будет несколько шире, возрас-
тут уровень шумов приемника и помехи от соседних станций.
Если полоса пропускания приемника несколько уже полосы
однополосного сигнала, то приемником будет приниматься не
вся энергия боковой полосы и. кроме того, будут наблюдаться
частотные искажения.
Частотные искажения появятся и в том случае, если усиле-
ние приемника неравномерно в пределах полосы пропускания.
Поэтому частотная характеристика приемника в идеальном
случае должна представлять собой П-образную кривую, за-
нимающую полосу частот, излучаемую передатчиком.
Как известно, избирательность приемника по соседнему
каналу определяется главным образом избирательностью уси-
лителя промежуточной частоты, точнее — избирательностью
его резонансных систем. Получить высокую избирательность
при достаточном коэффициенте прямоугольности можно, ис-
пользуя в усилителе ПЧ многоконтурные полосовые фильтры.
152
Такие фильтры на связанных контурах применяются, как
правило, в приемниках, имеющих низкую промежуточную час-
тоту (до 100 кгц). Наиболее часто такие фильтры с перемен-
ной полосой пропускания используются в приемниках с двой-
ным преобразованием частоты в цепях усилителей второй
ПЧ. Фильтры на частоты выше 100 кгц с полосой пропускания
до 3 кгц имеют сравнительно низкий коэффициент прямоу-
гольное™. Улучшения его можно добиться путем усложне-
ния фильтра, что, в св'ою
очередь, приводит к услож-
нению всего приемника.
На рис. 112, а показана
схема полосового фильтра с
переменной полосой пропус-
кания на частоту 56 кгц.
Полоса пропускания может
меняться от 500 гц до 6 кгц.
Это позволяет применять
такой фильтр не только в
а
специальных однополосных,
но и в телефонно-телеграф-
ных приемниках. Регулиров-
ка полосы пропускания про-
изводится путем изменения
связи и внесения добавоч- *
ного затухания в фильтр. §
Связь между контурами
фильтра осуществляется в
основном через конденсато-
ры С5—Сэ. Чем меньше ем-
Рис. 112. Фильтр с переменной поло-
сой пропускания (а) и его частотная
характеристика (б) при различной
связи между контурами
кость конденсатора связи,
тем больше связь между
контурами и, следовательно,
шире полоса пропускания.
Добавочное затухание для выравнивания характеристики
фильтра вносится при помощи переменного резистора /?2-
Для удобства управления приемником органы регулировки
связи и затухания можно механически объединить. Можно
также вместо переменного резистора подобрать несколько
постоянных и выбирать их тем же переключателем, который
переключает конденсаторы связи. Катушки L\—L2 должны
быть возможно более высокого качества, с добротностью на
рабочей частоте не менее 130—150. Такая добротность может
быть получена, если катушки намотать литцендратом и поме-
стить в горшкообразные сердечники.
Ориентировочная форма частотной характеристики фильт-
ра при различных значениях связи между контурами и затуха-
нием показана на рис. 112, б.
153
Если промежуточная частота приемника лежит в пределах
100—4000 кгц, то можно применить любой из описанных выше
кварцевых фильтров. Наиболее часто применяются двухкрис-
талъные и четырехкристальные фильтры, так как они облада-
ют значительной равномерностью частотной характеристики и
хорошей прямоугольностью.
На рис. 113 изображена принципиальная схема двух ступе-
ней усилителя ПЧ с кварцевыми фильтрами. Переключателем
/7; можно изменять полосу пропускания. В положении 1 квар-
цевые резонаторы выключены, и приемник имеет самую широ-
кую полосу пропускания, определяемую избирательностью
трансформаторов ПЧ Тр\ и Тр^. В таком положении произво-
дится обычно прием AM сигналов. При переключении в поло-
Рис. 113. Двухкаскадный усилитель ПЧ с переменной полосой
пропускания
жение 2 схема представляет собой УПЧ с двумя двухкристаль-
ными фильтрами. Если разность между частотами кварцев
фильтра сделать равной 2 кгц, то фильтр будет иметь полосу
пропускания примерно 2,5 кгц с крутыми скатами. В этом по-
ложении производится прием однополосных сигналов. В поло-
жении 3 переключателя ГЦ при разности частот кварцев КВ>
и КВ3, равной 200—300 гц, полоса пропускания будет равна
250—400 гц. В этом положении принимают телеграфные сигна-
лы.
Если у радиолюбителя нет кварцевых резонаторов или они
имеют частоту, отличную от промежуточной частоты приемни-
ка, то можно воспользоваться способом переноса спектра при-
нимаемого сигнала на более низкие частоты (где легко создать
фильтр с достаточно высокой прямоугольностью) или на час-
тоту имеющихся кварцев. После селекции принимаемого сиг-
нала последний снова переносится на исходную частоту. Блок-
схема приставки к приемнику, работающей по такому принци-
пу, показана на рис. 114, а.
Сигнал снимается с усилителя промежуточной частоты при-
емника и подается на первый смеситель, куда поступает также
сигнал от гетеродина. Частота гетеродина выбирается такой,
чтобы разность частот ПЧ приемника и гетеродина была рав-
154
I Приемник |
Рис 114. Устройство для повышения избирательности приемника, а —
блок-схема; б — принципиальная схема
на частоте фильтра. После селекции однополосный сигнал по-
ступает на второй смеситель, куда вновь подается сигнал от
гетеродина. Во втором смесителе происходит смешение час-
тот, за счет чего однополосный сигнал оказывается снова на
промежуточной частоте и вводится в приемник.
Принципиальная схема такого устройства показана на
рис. 114, б
Достоинством такой схемы является то, что она не требует
значительных вмешательств в схему самого приемника. Един-
ственное изменение схемы заключается в том, что первый кон-
155
тур трансформатора ПЧ в аноде смесителя приемника отсое-
диняется от лампы *и на его место включается дроссель Др, ко-
торый теперь является нагрузкой лампы и с которого снимает-
ся сигнал ПЧ. Отсоединенный первый контур, как видно из
схемы, становится входным для первого каскада УПЧ.
При конструировании особое внимание следует обратить на
исключение возможности прямого прохождения сигнала
из анодной цепи смесителя на сетку первого УПЧ, так как это
сведет на нет результаты селекции сигнала с помощью при-
ставки. Гетеродин устройства может быть как перестраиваю-
щимся в небольших пределах (для совмещения спектра прини-
Рис. 115 Схема режек-
торного моста на частоту
56 кгц
маемого SSB сигнала с полосой пропускания фильтра),так и с
кварцевой стабилизацией. При выборе частоты гетеродина и
частоты фильтра следует руководствоваться правилами, сфор-
мулированными в гл. II относительно комбинационных частот
Сужение полосы пропускания до значения ширины спектра
однополосного сигнала — не единственный способ борьбы с
сигналами мешающих радиостанций. Часто в полосу пропус-
кания приемника наряду с основным принимаемым сигналом
попадает помеха в виде сигналов телеграфной станции или
несущая амплитудно-модулированного сигнала. Такая помеха
существенно затрудняет прием корреспондента, утомляет опе-
ратора, а при больших уровнях делает связь невозможной.
Для борьбы с такого рода узкополосными помехами в сов-
ременных приемниках применяются два типа устройств, мос-
товые режекторные схемы и регенеративные устройства, час-
то называемые множителями Q.
На рис. 115 показана схема режекторного моста, включен-
ного непосредственно в цепь управляющей сетки лампы уси-
лителя промежуточной частоты 56 кгц. Катушка L\ в этой
схеме—регулятор размера строк (РРС) от телевизионного
приемника (с верньером).
Режекторный контур ДС1С2 перестраивается в пределах
полосы пропускания приемника. При некотором положении
ползунка потенциометра R\ схема оказывается сбалансиро-
ванной, в результате чего все сигналы, близкие к частоте на-
стройки режекторного контура, оказываются значительно ос-
лабленными. Степень ослабления зависит в первую очередь от
156
добротности режекторного контура и от величины балансиру-
ющего сопротивления R1R2- Полоса ослабляемых частот так-
же определяется добротностью режекторного контура.
На рис. 116 показана частотная характеристика тракта
промежуточной частоты приемника с включенным режектор-
ным мостом.
Степень подавления помехи возрастает с понижением про-
межуточной частоты приемника и на частотах 50—75 кгц до-
стигает 40—45 дб.
Рис 117 ' Схема простого мно-
жителя Q
Рис 116 Вид частотной характери-
стики УПЧ приемника при включен-
ной режекторной схеме
Регенеративные схемы, одна из которых показана на рис.
117, также дают возможность «вырезать» узкую полосу из
частотной характеристики приемника. Схема представляет со-
бой недовозбужденный генератор с отрицательной обратной
связью, регулируемой резистором R3. В этой схеме в контур
усилителя ПЧ вносится затухание на частоте настройки кон-
тура множителя Q.
Степень режекции с помощью множителя Q может дости-
гать 50—55 дб при полосе режекции 150—200 гц.
Множители Q могут применяться в приемниках, промежу-
точная частота которых лежит в пределах 50—500 кгц. Чем
ниже промежуточная частота, тем выше эффект увеличения
избирательности. Контур L\C\C2 настраивается на промежу-
точную частоту приемника. Степень режекции устройства ре-
гулируется потенциометром R3. Множитель Q подключают
обычно к анодному контуру смесителя. Соединительный про-
вод должен быть как можно короче.
С помощью множителя Q возможно не только подавление
ненужного сигнала, но и наоборот, выделение какого-либо уз-
кополосного сигнала (например, сигнала телеграфной стан-
ции). Для этого нужно изменить на обратную фазу напряже-
ние, снимаемое с множителя Q и подаваемое в контур ПЧ.
157
Такое изменение может быть осуществлено переключением
соединительного провода в ту точку контура регенеративного
каскада, где фаза колебаний имеет обратный знак (например,
на сетку лампы 6СШ в схеме рис. 117).
Рис. 118. Схема множи-
теля Q с фазовращаю-
щим каскадом. Положе-
ния переключателя Пь
1—выключено; 2—выде-
ление сигнала (пик); 3—
подавление сигнала
Однако лучше переворот фазы выполнять при помощи
включения фазоинверсного каскада, поскольку при этом мень-
ше меняются настройка и режим регенератора.
Схема множителя Q с фазоинверсным каскадом показана
на рис. 118. Посредством переменных резисторов /?4 и
/?5 подбирается режим работы регенератора в каждом из ва-
Рис 119. Схема совме-
щенного режекторного
моста и множителя Q
риантов использования схемы — на выделение сигнала и на
подавление его. Изменение частоты в пределах полосы про-
пускания приемника производится конденсатором Сз. Катушку
L можно взять от трансформатора ПЧ радиовещательного
приемника.
Контур L/C', настроенный на частоту 2-го гетеродина при-
емника, иногда включается в схему для уменьшения влияния
напряжения гетеродина на работу множителя Q.
158
Общим недостатком схем множителей Q является неста-
бильность их работы во времени (особенно заметная в ре-
жиме выделения сигнала), что приводит к необходимости
постоянно следить как за частотой режекции (или выделения),
так и за степенью подавления помехи.
Интересна схема, представляющая собой комбинацию
схем режекторного моста и множителя Q (рис. 119). Схе-
ма разработана для применения в приемнике с промежуточ-
ной частотой 465 кгц. Сигнал ПЧ через катодный повторитель
(левый триод лампы 6НЗП) поступает на усилитель ПЧ
(правый по схеме триод), в анод которого включен режек-
енгп SHZn
Рис. 120. Схема узкополосного RC фильтра. Положения переключа-
теля Пх: 1—выделение сигнала (генератор); 2—подавление сигнала
торный мост. Этот триод одновременно выполняет роль мно-
жителя Q, анодным контуром которого является тот же са-
мый режекторный мост. Благодаря эффекту восполнения по-
терь эквивалентная добротность режекторного контура ока-
зывается в несколько раз выше, чем в пассивной схеме, в
результате чего возрастают его избирательные свойства и
степень подавления мешающего сигнала.
Используются также устройства для селекции или подав-
ления узкополосных сигналов в звуковом диапазоне.. На рис.
120 представлена схема одного из таких устройств. Выделе-
ние или подавление сигнала той или иной частоты (точнее,
узкого спектра частот) обеспечивается за счет изменения фа-
зы сигнала этой частоты по отношению к фазе сигнала той
же частоты в исходном спектре. Выбор режима работы про-
изводится переключателем ГЦ, а частота устанавливается
сдвоенным потенциометром /?6- Степень режекции регулиру-
ется потенциометром
Устройство может быть также использовано и как низко-
частотный генератор для настройки радиоаппаратуры.
159
Стабильность частоты приемника
Восстановление несущей частоты при приеме SSB обычно
сопряжено с некоторой ошибкой как по частоте, так и по фа-
зе. Отклонение фазы восстановленных колебаний несущей от
собственной несущей сигнала при приеме радиотелефонии не
вносит искажений, так как ухо не реагирует на изменение
фазовых сдвигов. Ошибка по частоте, однако, при приеме
SSB сигналов приводит к искажениям. Рассмотрим причины
этих искажений.
Звуковые колебания, создаваемые человеческим голосом,
помимо основных колебаний, содержат большое количество их
гармоник. Каждой частоте в звуковом спектре соответствует
определенная частота в спектре однополосного сигнала. Ес-
ли несущая частота восстанавливается с ошибкой в сторону
удаления от боковой полосы, все компоненты звукового спек-
тра на выходе приемника оказываются сдвинутыми вверх на
величину ошибки. Если несущая располагается ближе, чем
это необходимо, к боковой полосе, все компоненты звукового
спектра соответственно понижаются. Замечено, что пониже-
ние частоты компонентов сильнее ухудшает разборчивость ре-
чи, чем повышение.
Кроме того, ошибка в частоте восстановленной несущей
лишает передаваемые звуковые колебания гармонического
состава. Например, если передаются основное колебание
500 гц и его вторая и третья гармоники (1000 и 1500 гц), то
при ошибке в 50 гц ближе к боковой мы на выходе приемни-
ка получим частоты 450, 950 и 1450 гц. Как видим, частоты
950 и 1450 гц больше не кратны частоте основного колебания
450 гц. Ухо легко отмечает это изменение окраски голоса.
Может случиться, что полученные звуковые частоты будут
кратны расстройке. В приведенном примере колебания с час-
тотой 450, 950 и 1450 гц являются гармониками частоты
50 гц, так что оператор воспримет сигнал на выходе как ко-
лебание с частотой 50 гц и ярко выраженными гармониками.
Полученные звуковые колебания в общем случае не будут
кратны величине расстройки, но изменение частоты компо-
нентов спектра и отсутствие между ними гармонических соот-
ношений не только лишают передачу естественности, но и
ухудшают разборчивость. Для неискаженного воспроизведе-
ния всех передач ошибка в частоте восстановленной несу-
щей не должна превышать 2—3 гц. Если же ограничиться
разборчивой передачей речи и не ставить условием ее пол-
ную естественность, оказываются допустимыми и гораздо
большие ошибки..
Опыты показывают, что ошибка в частоте несущей при
условии сохранения естественности речи не должна превы-
шать 20—30 гц ближе к боковой и 30—40 гц в направле-
но
нии удаления от боковой полосы. Однако и при больших
ошибках удается сравнительно легко принимать однополос-
ную передачу с шириной спектра от 300 гц до 3 кгц. Имея
некоторый навык, можно без пропусков принимать такую пе-
редачу даже при ошибке в частоте несущей до 200—300 гц.
Здесь важно отметить, что чем ниже минимальная частота
передаваемого спектра, тем точнее должна быть восстанов-
лена несущая. Например, при низшей частоте модуляции
300 гц и ошибке 50 гц ближе к боковой мы получим частоту
250 гц, а при низшей модулирующей частоте 100 гц и той же
ошибке — частоту 50 гц. В первом случае изменение частоты
сравнительно невелико, тогда как во втором—двукратное,
что, конечно, недопустимо. Поэтому также желательно огра-
ничение спектра модулирующих колебаний однополосного пе-
редатчика ниже 300 гц.
Небольшое допустимое отклонение частоты восстановлен-
ной несущей от собственной несущей предъявляет весьма
жесткие требования к стабильности приемника по частоте.
Если исходить из допустимой ошибки в 100 гц, то допусти-
мый уход частоты передатчика и гетеродинов приемника за
время связи уже на частоте 80-метрового любительского диа-
пазона составляет 3-10'5. С увеличением частоты требова-
ния к , стабильности еще более возрастают. Поэтому в про-
фессиональной однополосной связи на КВ восстановление не-
сущей с требуемой точностью осуществляется обычно с
помощью метода автоматической подстройки по пилот-сиг-
налу.
Есть два основных варианта использования пилот-сигна-
ла. В одном пилот-сигнал выделяется узкополосным фильт-
ром, усиливается в отдельном канале, ограничивается и по-
дается на детектор. В другом варианте пилот-сигнал исполь-
зуется для автоподстройки частоты местного гетеродина.
Иногда в качестве пилот-сипнала используется «не остаток
несущей, а специальный сигнал, расстройка которого относи-
тельно несущей заранее задана.
Однако при таком способе синхронизации частоты гетеро-
динов приемника уменьшается мощность передатчика, иду-
щая на передачу полезной информации, так как часть
мощности идет на излучение пилот-сигнала. Кроме того, зна-
чительно усложняется схема приемника, требующего специ-
ального устройства автоподстройки. Поэтому радиолюбители
отказались от метода автоподстройки.
При конструировании специального однополосного при-
емника вопрос о стабилизации частоты имеет первостепенное
значение. Так как стабильность приемника определяется ста-
бильностью его гетеродинов, то стабилизируют все гетероди-
ны приемника. В простейшем случае это делают путем ста-
билизации анодных напряжений газовыми и электронными
6 Заказ 772
161
стабилизаторами, введением в контуры гетеродинов элементов
гермокомпенсации при достаточно жестком монтаже приемни-
ка. Наиболее совершенные приемники выполняются по схе-
мам, в которых первый гетеродин стабилизирован кварцами.
При такой конструкции первая промежуточная частота при-
емника оказывается переменной. Второй гетеродин с плавным
диапазоном работает на более низких частотах и потому дает
меньший уход.
Кроме того, кварцевые пластины применяют и в гетероди-
нах, предназначенных для восстановления несущей.
Теперь обратимся к вопросу детектирования однополосных
сигналов.
Детектирование SSB сигналов
Радиолюбитель-коротковолновик, как правило, имеет в
своем распоряжении обычный связной приемник без специ-
альных устройств для детектирования SSB. В подавляющем
большинстве связных приемников, предназначенных для при-
ема AM. и телеграфных сигналов, применяются диодные де-
текторы. В таких детекторах выделение НЧ напряжения про-
исходит за счет выпрямления одного или двух полупериодов
ВЧ напряжения, и такой процесс в общем обратен процессу
модуляции при помощи диодов.
При приеме телеграфных сигналов функцию детектора до-
статочно хорошо выполняет тот же диод, что используется
для детектирования AM сигналов. На него вместе с сигналом
с УПЧ приемника подается сигнал от местного гетеродина
с несколько отличной частотой. Огибающая сигнала, получен-
ного при наложении этих двух синусоидальных колебаний,
пульсирует с их разностной частотой. Сигнал выпрямляется,
высокочастотные составляющие отфильтровываются, а на вы-
ходе детектора остается разностная частота (и, возможно, ее
гармоники).
Как правило, напряжение гетеродина, подаваемое на та-
кой детектор, невелико, порядка 2—3 в, тогда как напряже-
ние сигнала от мощных станций может достигать 10—15 в и
более. Но даже если напряжение телеграфного сигнала пре-
вышает напряжение гетеродина, детектор работает вполне
удовлетворительно. Более того, он в некоторой мере выполня-
ет роль ограничителя по отношению к сильным сигналам.
Появление же за счет нелинейных искажений гармоник то-
нального сигнала, полученного на выходе детектора, даже
улучшает тембр, делая его более приятным для слуха.
В процессе приема однополосных сигналов частота гетеро-
дина устанавливается равной частоте подавленной несущей.
При подаче на вход детектора спектра боковой полосы
вместе с восстановленной несущей также возникают нелиней-
162
ные искажения, степень которых зависит от соотношения ме-
жду уровнем восстановленной (несущей и суммарным значе-
нием пиковых мгновенных амплитуд составляющих боковой
полосы. Эти искажения тем меньше, чем выше относительный
уровень несущей. Для получения нелинейных искажений не
более 5% необходимо подавать на детектор напряжение вос-
станавливаемой несущей по крайней мере в пять раз больше,
чем боковой. Практически уровень несущей с гетеродина бе-
рется раз в 10 большим, чем максимальный уровень боковой.
Так как гетеродин обычно дает неизменное по величине
напряжение, то для поддержания указанного соотношения
приходится регулировать усиление по высокой и промежуточ-
ной частоте. Именно этим и объясняется необходимость
уменьшать усиление УВЧ и УПЧ при приеме SSB на обыч-
ном телеграфном приемнике. Однако это ухудшает отношение
сигнала к шуму. Кроме того, уровень выходного сигнала с
детектора оказывается низким и скомпенсировать это усиле-
нием по низкой частоте не всегда удается, к тому же это
чревато увеличением фона переменного тока и прочих шумов.
Для увеличения сигнала после детектора нужно пропор-
ционально увеличить как напряжение несущей от гетеродина,
так и напряжение боковой полосы. Но при этом диодный де-
тектор оказывается перегруженным, и в результате мы снова
получаем значительные нелинейные искажения. Если нелиней-
ные искажения при приеме телеграфных сигналов не играют
существенной роли, то при приеме SSB нелинейные искаже-
ния приводят к резкому ухудшению разборчивости. Именно
свойствами диодного детектора объясняется распространен-
ное среди некоторой части радиолюбителей мнение, что при
однополосной связи нельзя достичь такого качества модуля-
ции, как при работе амплитудной модуляцией.
Диодный детектор в роли детектора SSB сигналов имеет
еще один недостаток. На сильные мешающие сигналы с амп-
литудной модуляцией он реагирует не только как смеситель,
но и как выпрямитель. Если принимаемый SSB сигнал имеет
уровень в 10 раз меньший уровня восстановленной несущей,
то сильный сигнал помехи может оказаться сравнимым с
уровнем несущей, и детектирование такого сигнала
вызовет появление сильных нелинейных искажений, которые
могут замаскировать принимаемый сигнал. Кроме того, в за-
висимости от силы мешающего AM. сигнала даже при вклю-
ченном гетеродине может появиться выходное напряжение не
только за счет преобразования частоты, но и за счет прямого
детектирования AM сигнала. В этом случае, даже если ме-
шающий сигнал и удален по частоте, все равно будет прослу-
шиваться его модуляция.
Как видим, при приеме SSB диодный детектор недоста-
точно хорошо работает в качестве смесителя.
в* 163
Указанные недостатки диодного детектирования однопо-
лосных сигналов привели к тому, что для этой цели стали
применять детекторы чисто смесительного типа, ничем по су-
ществу не отличающиеся от других смесителей приемника.
Иногда их (называют также продукт-детекторами от англий-
ского слова «product», что значит «произведение». В отечест-
венной литературе утвердился термин «синхронный детектор»,
т. е. такой, в котором частота гетеродина синхронизирована
с несущей частотой AM сигнала, а при приеме SSB — с по-
давленной несущей. Применяют также термин «гетеродинный
детектор».
Рис. 121. Синхронный детектор на гептоде
К синхронному детектору также подводится напряжение
однополосного сигнала с УПЧ приемника и колебания от ге-
теродина. В результате преобразования появляются суммар-
ные и разностные частоты (верхняя и нижняя боковые). Низ-
кочастотный сигнал на выходе SSB детектора представляег
собой нижнюю боковую полосу. Математически он выражает-
ся произведением («product») двух входных напряжений как
функций времени. Произведение это, вообще говоря, содер-
жит как верхнюю, так и нижнюю боковые, но верхняя, сум-
марная (вдвое выше промежуточной частоты) вместе с дру-
гими ВЧ составляющими на выходе детектора отфильтровы-
вается, и остается лишь низкочастотный сигнал.
Если к правильно сконструированному синхронному детек-
тору подвести AM сигнал, то при выключенном местном гете-
родине мы не получим НЧ сигнала на выходе детектора. Он
будет работать как обычный линейный усилитель ПЧ. При
включенном же гетеродине он работает только как смеситель.
Это нужно учесть при конструировании приемника, и если он
предназначен также и для приема AM сигналов, установить
в нем для этой цели обычный диодный детектор.
Синхронный детектор дает хорошие результаты не только
при приеме SSB, но и телеграфных сигналов. В частности,
применение такого детектора значительно уменьшает помехи
164
от близлежащих по частоте мощных телеграфных станций
при приеме слабых дальних сигналов.
Схема синхронного детектора показана на рис. 121. Нап-
ряжение одной боковой полосы с последнего УПЧ через ем-
костный делитель подается на сигнальную сетку гептода
Рис. 122. Синхронный де-
тектор на двойном трио-
де
ТрПЧ
6А2П. На его гетеродинную сетку подается сигнал от местно-
го гетеродина — восстановителя несущей. В анодной цепи
лампы выделяется низкочастотное напряжение. Высокочастот-
ные слагающие выходного напряжения замыкаются на землю
конденсатором С4.
Рис. 123. Синхронный детектор с катодными повтори-
телями
Такой детектор позволяет изменять напряжение боковой
на входе в широких пределах без появления нелинейных иска-
жений, поэтому детектор дает большее выходное напряжение,
чем диодный. Благодаря такому свойству его называют иног-
да линейным детектором. Употребляя это название, необходи-
мо помнить его условность: данный детектор имеет лишь бо-
лее удлиненную линейную амплитудную характеристику.
165
Синхронный детектор может быть собран не только на
многосеточной лампе. На рис. 122 показана схема детектора
на двойном триоде. Напряжения боковой и несущей подаются
на сетки левого и правого триодов соответственно. Левый
триод работает как катодный повторитель, правый же явля-
ется смесителем. В анодной цепи его имеется фильтр (ДДр^СД,
предотвращающий попадание ВЧ напряжения на последую-
щий каскад — усилитель НЧ. Дроссель Др\ может быть заме-
нен резистором с сопротивлением 20—30 ком.
Рис. 124. Балансный детектор на двух гептодах
Интересная схема детектора изображена на рис. 123. Ле-
вый и средний триоды в этой схеме работают как катодные пов-
торители с общим сопротивлением нагрузки — резистором/^.
Третий триод, смесительный, также присоединен к этому со-
противлению. В его анодной цепи имеется резистор с боль-
шим сопротивлением /?5. Сетка этого триода практически за-
землена для сигнала, причем на нее подано отрицательное
смещение, снимаемое с потенциометра R$. Такое включение
делает невозможным попадание добавочного смещения на
сетки ламп катодных повторителей. Регулируя смещение на
сетке правого триода-смесителя, можно получить наименьшие
искажения.
В однополосных приемниках применяют также балансные
детекторы. Они позволяют получить еще меньший уровень
нелинейных искажений при большом разбросе амплитуд вхо-
дных сигналов и несколько увеличить реальную избиратель-
ность приемника за счет ослабления эффекта анодного детек-
тирования мешающих амплитудно-модулированных сигналов.
Схема балансного детектора показана на рис. 124. Напряже-
ние несущей подается в противофазе на гетеродинные сетки
ламп. Сигнал боковой полосы на сигнальных сетках обеих
ламп находится в фазе. В анодной цепи детектора выделяется
звуковая частота, так как для нее имеется нагрузка в виде
166
НЧ трансформатора Трь Высокая частота, равная сумме час-
тот боковой и восстановленной несущей, замыкается на зем-
лю через конденсаторы С7 и Cs.
Наряду с лампами в балансных детекторах могут исполь-
зоваться диоды. Схема балансного детектора на диодах по-
казана на рис. 125.
От гетеродина
несущей
Рис. 125. Схема балансного детектора на диодах
При настройке такого детектора следует обратить внима-
ние на балансировку схемы, которая выполняется с помощью
потенциометра /?3. Балансировку можно произвести на слух
по уменьшению шума на выходе приемника при включенном
гетеродине несущей и отсутствии принимаемого сигнала с
усилителя ПЧ.
Рис. 126. Схема балансного детектора на диодах с не-
симметричным контуром ПЧ
При переключении переключателя J7j в положение AM
схема работает как обычный диодный детектор. При этом
верхний диод работает в схеме детектора АРУ. Дроссель Др2
и конденсаторы С2 и С2 предотвращают попадание высокочас-
тотной составляющей на усилитель НЧ. Резистор R4 —
регулятор усиления по низкой частоте.
167
Другой вариант этой схемы с двухтактным сигналом ге-
теродина 'несущей и несимметричным контуром усилителя ПЧ
показан на рис. 126.
Катушка связи Лсв выполняется «бифилярным» способом,
т. е. наматывается в два провода одновременно, начало одно-
го соединяется с концом другого и заземляется, а оставшиеся
два конца свиваются вместе и подключаются к диодам в схе-
ме балансного детектора.
Схема мостового балансного детектора на диодах показа-
на на рис. 127.
Рис. 127. Схема мостового балансного детектора
Детектор может быть использован только при приеме SSB
и телеграфных сигналов. Его преимущество по сравнению с
рассмотренными выше — меньший уровень нелинейных иска-
жений. Баланс схемы подбирается потенциометром Д5. При
монтаже схемы нужно подобрать диоды по равенству прямых
и обратных сопротивлений.
Во всех описанных схемах могут быть использованы дио-
ды тех же типов, что и в схемах диодных балансных модуля-
торов.
Автоматическая регулировка усиления в SSB приемниках
В однополосном приемнике, как и в приемнике AM. сигна-
лов, желательно иметь автоматическую регулировку усиления.
В связи с тем, что уровень однополосного сигнала все время
меняется в весьма широких пределах, обычная схема АРУ не
может быть использована, так как она непрерывно изменяла
бы усиление приемника, следуя не за общим изменением уров-
ня, связанным с замираниями, а за кратковременными пиками
модуляции. Поэтому при профессиональном приеме SSB сиг-
налов для автоматической регулировки усиления приемника
используется пилот-сигнал, излучаемый передатчиком вместе
с боковой полосой.
При любительской однополосной радиосвязи стремятся к
полному подавлению несущей частоты в передатчике и не из-
168
лучают пилот-сигнал. Поэтому невозможно управление АРУ
таким способом. Системы АРУ, применяемые в любительских
SSB приемниках, работают по другому принципу. Выпрямлен-
ное при помощи диодного детектора напряжение боковой по-
лосы заряжает конденсатор сравнительно большой емкости
(до 2—3 мкф). Напряжение с конденсатора, имеющее отрица-
тельную полярность, через резисторы подводится к управ-
ляющим сеткам ламп каскадов высокой и промежуточной час-
тоты. Заряд конденсатора происходит при первом же пике
сигнала одной боковой полосы очень быстро (доли секунды).
В дальнейшем выпрямленное напряжение одной боковой по-
лосы постоянно пополняет энергию на конденсаторе. Разряд
конденсатора происходит медленно за счет большого сопро-
тивления разрядной цепи. Время разряда обычно выбирается
порядка нескольких секунд. Благодаря этому напряжение на
конденсаторе пропорционально среднему значению уровня од-
нополосного сигнала.
Рис. 128. Схема АРУ для однополосного прием-
ника
На рис. 128 показана схема АРУ, работающая по описан-
ному принципу. Выпрямленное напряжение с диодного детек-
тора Д] подается на конденсатор С] через дополнительный
диод Дг- Он нужен, чтобы предотвратить быстрый разряд кон-
денсатора Ci через резисторы R5 и R6. Диод должен обла-
дать возможно большим сопротивлением обратному току.
Резистор Rt служит для подачи отрицательного напря-
жения на диодный детектор для создания потенциала задерж-
ки АРУ. На этой же схеме показано, как включается усили-
тель S-метра, измеряющего уровень принимаемого однополос-
ного сипнала. Постоянная времени цепи C4R7 выбирается
меньшей, чем цепи АРУ.
169
Последний
УПЧ
Дг
£ X. К детектору
<—3" Д+tfDS
RgZAotyRi
Дз
Напряжение
Cz!,0 АРУ
Рис 129 Схема задержанной ав-
томатической регулировки усиле-
ния с использованием сигнала ПЧ
Еще одна схема автоматической регулировки усиления
приемника, применяемая при приеме SSB и телеграфа, изоб-
ражена на рис. 129.
Напряжение сигнала снимается с анода лампы последнего
каскада УПЧ и через конденсатор С] подается на детектор
АРУ (диод Д1). Напряжение АРУ, выделяющееся на рези-
сторе заряжает емкость С2 через диод Д2, если это на-
пряжение превышает напряжение задержки, равное напряже-
нию отпирания диода Д3. Время заряда конденсатора С2—
миллисекунды, так как прямое сопротивление диода Д2 неве-
лико. Напряжение с конденса-
тора С2 подается на сетки
ламп регулируемых каскадов
приемника. Разряд конденса-
тора С2 осуществляется через
резисторы и R2. Диод
Дз совместно с резистором
Дз определяет напряжение
задержки цепи АРУ. Диод
Дз — кремниевого типа, про-
хождение тока через него на-
чинается при приложении пря-
мого напряжения около одно-
го вольта (например, Д-102).
Диоды Д1 и Д2—типа Д9.
Часто в схемах АРУ однополосных приемников используют
низкочастотный сигнал. На рис. 130 изображена схема такой
системы автоматической регулировки усиления.
Напряжение низкой частоты, снимаемое с детектора при-
емника, усиливается лампой Л]. Усиленное напряжение через
конденсатор С4 подается на диод Дь выпрямляется им и в от-
рицательной полярности через диод Д2 заряжает конденсатор
Ci. Конденсатор Ci заряжается сравнительно быстро. Напря-
жение с конденсатора С] подается на сетки ламп регулируе-
мых каскадов приемника. Напряжение на конденсаторе Ci
удерживается до тех пор, пока не произойдет его разряд через
лампу Л2.
Напряжение низкой частоты после усиления также посту-
пает на трансформатор Тр, во вторичной обмотке которого
включен диод Дз. Со вторичной обмотки трансформатора вы-
прямленное диодом Дз напряжение в отрицательной полярно-
сти заряжает конденсатор С2 и тем самым запирает лампу Л2,
так как напряжение на сетке лампы оказывается большим,
чем на катоде лампы, за счет повышения в трансформато-
ре Тр.
Время задержки, в течение которого лампа Л2 оказывается
запертой, определяется коэффициентом трансформации транс-
форматора Тр и постоянной времени R2 С2. Обычно постоян-
170
ную времени этой цепи выбирают в пределах от 1 до 3 секунд.
В данной же схеме она выбрана порядка 10 мсек по причине,
указанной ниже
Резисторы ₽4, Rz и Р6 служат для создания напряже-
ния задержки на катодах диодов Д\ и Дз- Система автомати-
ческой регулировки работает только в том случае, если напря-
жение сигнала превышает напряжение задержки.
Рис 130. Схема автома-
тической регулировки
усиления с использовани-
ем НЧ сигнала
>/гл,енгп
Недостатком систем АРУ с быстрым зарядом и медленным
разрядом является то, что такие системы понижают усиление
приемиика в момент действия импульсных помех. Усиление
оказывается пониженным в течение некоторого времени после
действия помехи, определяемого амплитудой помехи и посто-
янной времени разряда цепи АРУ, в результате чего прием
корреспондента производится с пониженной громкостью и
возможна потеря некоторой части принимаемой информации
(пропуск отдельных слов или даже фраз).
Для борьбы с этим недостатком в данной схеме имеется
цепь, состоящая из диода Д4, резистора и конденсато-
ра С3. Отрицательное напряжение со вторичной обмотки
’трансформатора Тр заряжает конденсатор С2 и конденсатор
С3, заряд которых производится через резистор Rb Ес-
ли сигнал ПЧ имеет малую длительность (в случае действия
импульсной помехи), то заряжается главным образом конден-
сатор С2, так как он, во-первых, имеет меньшую, чем С3, ве-
личину емкости, а, во-вторых, конденсатор С3 заряжается че-
рез резистор Ri, сопротивление которого имеет значительную
величину. Постоянная времени цепи разряда C2R2 оказывает-
ся также небольшой, и восстановление первоначального уси-
ления приемника происходит за короткое время (порядка
10 мсек).
При действии полезного сигнала, имеющего большую дли-
тельность, до полного напряжения успевает зарядиться кон-
денсатор С3, и потому время восстановления цепи АРУ опре-
171
делится теперь величиной Д2С2 и С3. Диод Д4 выполняет в
этой схеме функцию переключателя конденсатора С3 в заряд-
ную и разрядную цепи. Все диоды в схеме кремниевого типа
с большим обратным сопротивлением, например Д-101.
При разработке цепей АРУ SSB приемника, работающих
по аналогичному принципу, следует учесть некоторые особен-
ности. Разряд конденсатора цепи АРУ (С^ должен опреде-
ляться только состоянием цепи разряда (лампы Л2). Это зна-
чит, что цепи сеток ламп приемника не должны иметь соеди-
нения с землей по постоянному току.
Вторая особенность состоит в том, что время срабатыва-
ния цепи АРУ определяется не только скоростью срабатыва-
ния самой схемы АРУ (временем заряда конденсатора Ci),
но также и скоростью подачи напряжения АРУ на сетки регу-
лируемых ламп. Обычно в цепях АРУ приемника имеются
собственные конденсаторы развязки, а резисторы в цепях
управляющих сеток регулируемых ламп имеют значительную
величину. Поэтому отрицательное напряжение на сетке ламп
в момент действия сигнала подается не мгновенно, а спустя
некоторое время, определяемое постоянной времени этих це-
пей. В результате первые пики сигнала поступают на выход
приемника при полном его усилении и проявляются в виде
выкриков, хлопков и т. п., сильно утомляющих оператора.
В связи с этим необходимо сводить собственные постоян-
ные времени сеточных цепей регулируемых ламп приемника
до минимума путем уменьшения емкости развязывающих кон-
денсаторов и замены резисторов высокочастотными дроссе-
лями.
Выбор принимаемой боковой полосы
Выбор принимаемой боковой полосы при однополосном
приеме обычно производится изменением частоты гетероди-
на—восстановителя несущей на величину полосы пропускания
фильтра ПЧ, т. е. на 3 кгц. При приеме нижней боковой несу-
щая лежит выше полосы пропускания, при приеме верхней —
ниже. Заметим следующее: если частота первого гетеродина
приемника выше частоты входного сигнала, спектр сигнала
в канале ПЧ будет обратным, т. е. при приеме верхней боко-
вой в канале ПЧ получается нижняя боковая.
Выбор принимаемой боковой полосы в приемниках с двой-
ным преобразованием частоты можно сделать без изменения
частоты гетеродина — восстановителя несущей. Для этого до-
статочно изменить частоту второго гетеродина (подающегона-*
пряжение на второй смеситель приемника) на величину, рав-
ную двойному значению второй промежуточной частоты. На-
пример, если промежуточные частоты приемника равны 1600
и 100 кгц, то при частоте второго гетеродина 1500 кгц для пе-
172
ремены принимаемой боковой необходимо изменить частоту
второго гетеродина на 100x2=200 кгц, т. е. взять равной
1700 кгц. При этом не нужно перестраивать приемник, как
это необходимо делать в случае изменения частоты последнего
гетеродина.
Избежать такой перестройки можно и несколько иным
способом, изменив одновременно частоту первого или второго
гетеродина на величину расстройки гетеродина несущей (око-
ло 3 кгц). Такое изменение частоты можно сделать посредст-
вом подключения к контуру гетеродина небольшой емкости.
Это более удобно делать в тех гетеродинах, частота которых
на всех диапазонах остается неизменной, так как в противном
случае на каждом диапазоне при одной и той же добавочной
емкости сдвиг не будет постоянным и равным 3 кгц.
Весьма важным фактором, от которого зависит оператив-
ность при работе на SSB, является достаточная растяжка ди-
апазонов однополосного приемника. Обычные телеграфные
(связные) приемники не всегда имеют достаточно растянутые
диапазоны. Прием однополосных сигналов на такие приемни-
ки возможен, но часто затруднен тем, что плотность настрой-
ки приемника (отношение изменения частоты к углу поворота
ручки настройки) слишком высока. При прослушивании диа-
пазонов, в которых работают SSB станции, приходится вра-
щать ручку настройки очень медленно, чтобы настроиться для
получения неискаженного сигнала. Поэтому при конструиро-
вании однополосных приемников рекомендуется так выбирать
степень растяжки диапазона, чтобы на один оборот ручки на-
стройки приходилось не более 50—60 кгц.
Фазовый метод детектирования SSB сигнала
Некоторые радиотехнические схемы обладают той особен-
ностью, что с их помощью можно не только формировать
сигнал из различных составляющих, но и, наоборот, выделять
исходные составляющие из уже имеющегося сложного коле-
бания (обратимые схемы). Именно таким свойством обладают
фазокомпенсационные устройства для получения однополос-
ного сигнала. С процессом формирования SSB сигнала при
помощи фазовых схем мы уже знакомы. Оказывается, если на
балансный модулятор подать однополосный сигнал и два на-
пряжения несущей частоты от местного гетеродина, сдвинутые
по фазе на 90° по отношению друг к другу, а затем пропус-
тить полученные колебания через широкополосный НЧ фазо-
вращатель, то на выходе его мы получим исходный спектр
НЧ модулирующего сигнала. Одна из таких фазовых схем
для детектирования однополосного сигнала фазовым методом
показана на рис. 131.
173
Здесь напряжение одной боковой полосы с тракта УПЧ
приемника подается на диодный балансный детектор. Сюда
же через ВЧ фазовращатель подается напряжение гетеродина.
Рис. 131. Приставка для детектирования однопо-
лосного сигнала фазовым методом
В балансном детекторе выделяются два напряжения низкой
частоты, сдвинутые по фазе на 90° по отношению друг к дру-
гу. После усиления лампой Л2 они подаются на широ-
174
а
Рис. 132. Частотная характеристи-
ка при приеме однополосных сиг-
налов фазовым методом: 1 — час-
тотная характеристика тракта ПЧ
приемника; 2—частная характери-
стика приставки
кополосный НЧ фазовраща-
тель. На выходе фазовращате-
ля имеется устройство, позво-
ляющее выбирать одну 'из бо-
ковых полос и принимать те-
лефонные и телеграфные сиг-
налы. Выбор полосы и рода
работы производится переклю-
чателем 771.
Это устройство эффективно
«отрезает» половину полосы
пропускания приемника (если
восстановленная несущая рас-
положена посредине этой по-
лосы) .
Кроме того, использование
фазокомпенсационного спосо-
ба демодуляции AM сигнала
позволяет путем изменения частоты местного гетеродина пе-
рестраивать в некоторых пределах детектор, получив эффект
перестраиваемого фильтра. Вид частотной характеристики при
приеме сигналов фазовым методом показан на рис. 132.
Однополосный прием AM сигналов
Методы однополосного приема применимы также к сиг-
налам с амплитудной модуляцией. Если из всего спектра AM
сигнала выделить только одну боковую полосу без несущей
и подать ее на детектор, куда подается напряжение высокой
частоты от местного гетеродина, то можно несколько улуч-
шить качество приема. Если мешающие сигналы оказались
в пределах выделяемой боковой полосы, можно переключить-
ся на прием другой боковой. Это достоинство особенно важно
в условиях сильных помех от других радиостанций. Кроме
того, однополосный прием AM сигналов, так же как и при
SSB, предотвращает возможность проявления избирательных
замираний несущей, особенно заметных при дальних радио-
связях. При таком приеме, кроме подавления одной из боко-
вых полос, необходимо подавить и несущую AM сигнала уз-
кополосным (200—300 гц) фильтром.
3. ПРАКТИЧЕСКАЯ СХЕМА ОДНОПОЛОСНО-
ГО ПРИЕМНИКА
На рис. 133 (вкладка) показана принципиальная схема
приемника на любительские КВ диапазоны. В приемнике ис-
пользуется тройное преобразование частоты, что позволяет
175
получить высокую избирательность по соседнему и зеркаль-
ному каналам.
Сигнал со входа приемника усиливается одним каскадом
усиления ВЧ (Л\) и подается на односеточный смеситель
(пентод Лг), куда также поступает сигнал от кварцевого
гетеродина (триод Лг). Выбор односеточного преобразования
частоты обусловлен стремлением получить минимальные шу-
мы при первом преобразовании. Кварцевый гетеродин дает
на выходе сигнал с частотой на 4 Мгц выше начала диапа-
зонов, за исключением 10-метрового, где частота гетеродина
ниже частоты сигнала. На 80-метровом диапазоне этот гете-
родин выключается, и смеситель используется как усилитель.
В гетеродине используются четыре кварца, три из которых
(Кв2, Квз и Кв4) обертонного типа. Можно также применить
обычные кварцы и выделить нужные гармоники настроенным
контуром.
В анодной цепи первого смесителя выделяется переменная
промежуточная частота 3,5—4 Мгц. Следующим каскадом
является второй преобразователь частоты (Лз). Гетеродин
второго преобразователя перекрывает частоты 3,95—4,55 Мгц.
В анодной цепи выделяется сигнал второй промежуточной
частоты 465 кгц.
Непосредственно после второго преобразователя следует
третий (Л4), на выходе которого частота сигнала равна
50 кгц. В анодную цепь его включен фильтр сосредоточенной
селекции на 50 кгц, который и обеспечивает основную изби-
рательность по соседнему каналу. Схема фильтра аналогич-
на показанной на рис. 112. Три положения переключателя
полосы частот обеспечивают оптимальные полосы при при-
еме телеграфа (0,5 кгц), SSB (2,5 кгц) и AM станций
(4 кгц) посредством изменения связи между контурами
фильтра.
За фильтром следует резонансный усилитель промежуточ-
ной частоты (Лз), с которого сигнал подается на гетеродин-
ный детектор (Л7) и на усилитель ПЧ (триод Л6). С выхода
этого усилителя ПЧ сигнал поступает на AM детектор (пра-
вый диод Ле) и детектор АРУ (левый диод Л6). Двухкаскад-
ный усилитель низкой частоты (Ле) подключается к выходу
гетеродинного или диодного детектора в зависимости от вида
принимаемых сигналов.
В схеме имеется также диодный ограничитель помех (ди-
од Д2). Цепь АРУ имеет две постоянные времени. S-метр
позволяет судить об относительной силе принимаемого сиг-
нала и может быть проградуирован в баллах шкалы РСТ
и РСМ.
При помощи разъемов Шр{ и Шръ к приемнику можно
подключить кварцевый калибратор и множитель Q.
Глава VIII. ЛИНЕЙНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ОДНО-
ПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ
Формирование однополосного сигнала производится, как
правило, при мощности в доли ватта, так как при малых
уровнях легче обеспечить высокое подавление нежелательной
боковой и несущей, а также различных комбинационных
частот.
Сформированный тем или иным образом сигнал перед по-
дачей в антенну необходимо усилить до требуемого уровня,
причем произвести усиление нужно так, чтобы сохранились
неизменными все основные характеристики однополосного
сигнала. Неискаженное усиление SSB сигнала выполняется
в так называемом линейном усилителе. Напряжение на вы-
ходе такого усилителя изменяется пропорционально напря-
жению, приложенному к его входу; иначе говоря, амплитуд-
ная характеристика имеет линейный характер. Отсюда и про-
исходят термины «линейное усиление», «линейный усили-
тель».
Одного каскада усиления обычно оказывается недостаточ-
но, и в любительской практике используются два-три, иногда
четыре каскада.
Основным требованием при конструировании и налажива-
нии усилительных каскадов однополосного передатчика яв-
ляется следующее: усиление модулированных колебаний вы-
сокой частоты должно быть линейным, иначе сигнал не будет
свободен от искажений.
Требование линейности усилителя находится в противоре-
чии со стремлением увеличить к.п.д. каскада и получить от
него максимальную мощность. Поэтому при конструировании
линейного усилителя приходится искать компромиссное ре-
шение, отвечающее в определенной мере обоим требованиям.
177
1. РЕЖИМЫ РАБОТЫ ЛИНЕЙНЫХ УСИЛИ-
ТЕЛЕЙ
В зависимости от режима работы усилители принято раз-
делять на классы (Л, В, С, АВ и т. д.). Перевод усилителя
из одного класса работы в другой достигается в основном
изменением отрицательного напряжения смещения и напря-
жения возбуждения на управляющей сетке лампы усилителя.
Рис. 134. График анодного то-
ка усилителей класса А и клас-
са В (колебания первого и вто-
рого рода)
Рис. 135. График изменения сеточного
напряжения: а—в усилителе класса А
или ABi- б—в усилителе класса ABz или
В
Наиболее широко р-аспространены линейные усилители
класса А. Линейность такого усилителя довольно высока, но
коэффициент полезного действия сравнительно низок. Теоре-
тически максимально возможный к.п.д. усилителя класса А
составляет ]/2> на практике же колеблется в пределах 7з—'Л-
Форма кривой анодного тока усилителя класса А идентич-
на форме кривой приложенного к управляющей сетке лампы
напряжения. Анодный ток такого усилителя не прерывается в
течение периода управляющего колебания, лишь изменяясь
по величине. В таких случаях принято говорить, что усили-
тель работает колебаниями первого рода (рис. 134,а). Пока-
зания анодного миллиамперметра усилителя класса А оста-
ются неизменными независимо от того, велик или мал сигнал
или он отсутствует совершенно. Отсюда видно, что макси-
мальную подводимую мощность для такого усилителя нельзя
178
выбирать больше предельно допустимой мощности рассея-
ния на аноде, в противном случае сократится срок службы
лампы.
Напряжение на управляющей сетке лампы усилителя клас-
са А не заходит в положительную область. Следовательно,
ток управляющей сетки в усилителе класса А отсутствует
(рис. 135,а).
При мощности усилителя более нескольких ватт низкий
к.п.д. такого усилителя уже становится его существенным не-
достатком.
Здесь уместно заметить следующее. Между к.п.д. усили-
теля и мощностью, которую можно с него снять без превы-
шения максимально допустимой мощности рассеивания на
аноде, существует зависимость, выражаемая формулой:
где Р —отдаваемая мощность;
Ра—предельная мощность, рассеиваемая анодом;
т] —к.п.д. усилителя.
Например, при Ра = 120 вт н к.п.д.=25 % усилитель может
отдать мощность:
120
Р=- - - -0,25=40 вт.
1-0,75
При к.п.д. = 75°/о (класс В) имеем:
120
Р=------X— -0,75=360 вт.
1-0,75
В обоих случаях на аноде рассеивается 120 вт.
Следовательно, увеличение к.п.д. усилителя от 25 до 75%,
т. е. в три раза, увеличивает мощность, которую можно снять
с усилителя, в девять раз. Поэтому мощные усилители одно-
полосных сигналов, как правило, не работают в режиме клас-
са А.
Линейные усилители класса ABj имеют несколько боль-
ший к.п.д., чем усилители класса А, достигающий примерно
55%. Отрицательное напряжение смещения и напряжение
возбуждения здесь немного выше, зато линейность усилителя
несколько ниже, чем в случае класса А. Сеточный ток также
отсутствует.
Усилители класса АВ2 занимают промежуточное положе-
ние между усилителями классов АВ^ и В. Сеточный ток в та-
ких усилителях появляется на положительных пиках напря-
жения на управляющей сетке (рис. 135,6). Анодный ток
покоя имеет существенно меньшую величину, чем ток при по-
па
даче сигнала (речь идет не о мгновенном, а среднем значе-
нии тока, показываемом анодным миллиамперметром).
' Усилители класса В отличаются большим сравнительно
с предыдущими классами усиления отрицательным напряже-
нием смещения и напряжением возбуждения на управляю-
щей сетке. Ток анода здесь становится прерывистым, с от-
сечкой нижней полуволны, и протекает примерно в течение
половины периода колебания (режим работы колебаниями
второго рода, см. рис. 134, б).
Половину той части периода, в течение которой протекает
анодный ток, принято называть нижним углом отсечки анод-
ного тока. Обозначается этот угол буквой Т. Для усилителей
класса В угол отсечки Т составляет 90°.
Коэффициент полезного действия линейного усилителя
класса В теоретическим пределом имеет т. е. 78,5% при
полной мощности усилителя. Практический к.п.д. колеблется
около 60—70%. К.п.д. усилителя класса В пропорционален
уровню усиливаемого сигнала и достигает наибольшей вели-
чины при его максимальном уровне. Возможна работа с се-
точными токами (класс В2) или без них (класс В]).
Линейные усилители класса В широко используются в
практике мощного усиления низкочастотных сигналов.
Если входную цепь обычного усилителя низкой частоты,
не дающего заметных искажений, заменить настроенным кон-
туром, а в качестве анодной нагрузки использовать контур,
связанный с антенной или ее эквивалентом, мы получим ли-
нейный усилитель радиосигналов, пригодный для усиления
любых как модулированных, так и немодулированных коле-
баний высокой частоты. Этот усилитель может быть исполь-
зован в качестве оконечного каскада однополосного передат-
чика, причем коэффициент нелинейных искажений останется
на таком же уровне, как и при усилении низкочастотных
сигналов. Мощность и к.п.д. усилителя также существенно не
изменятся, если, разумеется, лампы его пригодны для рабо-
ты на высоких частотах.
Если в низкочастотных усилителях класса В с целью
уменьшения искажений применяется двухтактная схема, то
при усилении ВЧ сигналов такая необходимость отсутствует,
потому что недостающая половина цикла высокочастотного
колебания восполняется за счет энергии, запасенной в анод-
ном контуре усилителя. Это обстоятельство упрощает кон-
струирование и налаживание подобных усилителей.
Напряжение на управляющей сетке лампы усилителя клас-
са В2 может заходить в положительную область, и сеточный
ток (рис. 135,6) больше, чем в усилителях класса АВ2. Анод-
ный ток покоя, наоборот, меньше, че^1 в усилителях классов
A, ABi и ДВ2.
180
Правильно настроенный усилитель класса В хотя и дает
несколько большие сравнительно с усилителями предыдущих
классов искажения, но с ними вполне можно мириться, так
как они оказываются в допустимых пределах.
Усилители класса С характеризуются еще большим на-
пряжением отрицательного смещения и напряжением возбу-
ждения. Форма импульса анодного тока не соответствует
форме полуволны возбуждающего колебания: он становится
усеченным или даже имеет впадину. В анодном токе содер-
жится большое количество высших гармонических составля-
ющих.
Рис. 136. Выбор рабочей
точки усилителя класса А
и класса В на аиодно-се-
точной характеристике
Напряжение смещения для различных режимов определя-
ется следующим образом. В случае класса А необходимо
найти среднюю точку А прямолинейной части ДС анодно-
сеточной характеристики лампы (рис. 136).
Из этой точки на ось абсцисс опускаем перпендикуляр и
читаем на оси значение смещения.
Для режима В напряжение смещения определится путем
продолжения прямолинейной части характеристики до пере-
сечения с осью абсцисс. В точке пересечения В можно про-
честь значение необходимого напряжения смещения.
Ток покоя усилителя класса В можно определить, восста-
новив из точки В, найденной на оси абсцисс, перпендикуляр
до пересечения с линией характеристики лампы, а из точки
пересечения опустить перпендикуляр на ось ординат, где
можно прочесть значение тока покоя.
Для режима класса С напряжение смещения выбирается
еще большее, чем для класса В. Ток покоя отсутствует,
т. е. лампа заперта отрицательным напряжением.
Напряжение возбуждения при переходе от класса А к
классам АВ, В и С необходимо также последовательно уве-
личивать.
18?
2. ВЛИЯНИЕ НЕЛИНЕЙНОСТИ УСИЛИТЕЛЯ
НА СПЕКТР ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА
В идеальном линейном усилителе выходное напряжение
строго пропорционально входному. Например, при увеличении
входного напряжения от 10 до 15 в напряжение на выходе
такого усилителя изменится точно в полтора раза (допустим,
от 200 до 300 в). Если выходное напряжение увеличилось,
скажем, до 280 или 320 в, наблюдается нелинейность усиле-
ния. При этом форма огибающей сигнала неизбежно иска-
жается и в составе импульса анодного тока, кроме первой
гармоники, появляются гармонические составляющие высше-
го порядка.
Нагрузкой линейного усилителя мощности служит колеба-
тельный контур, настроенный в резонанс с первой гармони-
кой импульса анодного тока. Контур, настроенный на первую
гармонику, для переменной составляющей анодного тока
основной частоты имеет сопротивление, которое можно опре-
делить по формуле:
„ , L (мкгн)
= Ю6 --------/—.
С {пф) R (ом)
Для токов высших гармонических составляющих сопро-
тивление колебательного контура невелико, поэтому на нем
выделяется незначительное напряжение колебаний этих час-
' тот, т. е. в антенну они почти не попадут.
Совершенно иначе дело обстоит, когда нелинейным усили-
телем производится усиление сигнала, содержащего состав-
ляющие с разными частотами, например усиление однополос-
ного сигнала, соответствующего спектру речи. Кроме того,
что возникают гармоники каждой из составляющих, эти гар-
моники взаимодействуют друг с другом и с основными час-
тотами, в результате чего возникают комбинационные часто-
ты, часть которых попадает в рабочий диапазон.
Иногда радиолюбители, имеющие в возбудителе электро-
механический фильтр и, как следствие, очень хорошее подав-
ление нежелательных частот, удивляются, откуда же появля-
ются на выходе передатчика составляющие с частотами, ле-
жащими вне пределов полосы пропускания электромеханиче-
ского фильтра. Возникают эти составляющие в процессе
преобразования и особенно нелинейного усиления однополос-
ного сигнала.
Разберем это явление на примере. Примем подавленную
несущую частоту передатчика равной 7000 кгц. Допустим,
возбудитель генерирует верхнюю боковую полосу и на усили-
тель поступает сигнал, состоящий из колебаний двух частот—
7001 и 7002 кгц, что соответствует в низкочастотном спектре
частотам 1 и 2 кгц. При нелинейном усилении в анодном то-
182
ке будут присутствовать составляющие как основных частот,,
так и их гармоник, в нашем случае 14 002 (вторая гармоника-
частоты 7001 кгц) и 14 004 кгц (вторая гармоника частоты
7002 кгц), 21 003 и 21 006 кгц (третьи гармоники), 28004 и
28 008 кгц и т.,д„ Гармоники эти, однако, будут ослаблены
анодным контуром усилителя. Тем не менее их действие про-
является иным, более неприятным образом.
Как уже было сказано, некоторые комбинационные часто-
ты, возникшие в процессе взаимной модуляции, оказываются
расположенными в рабочем диапазоне частот.
Произведем в качестве примера анализ комбинационных
частот, ограничиваясь для простоты третьими гармоникам®
основных частот 7 001 и 7 002 кгц.
и
Расположение на оси частот
взаимодействия гармоник
Рис. 137.
продуктов
двухтонового сигнала
Здесь возможны четыре случая.
1. Колебания основной частоты 7 002 кгц взаимодействуют
с колебаниями второй гармоники частоты 7 001 кгц, т. е. с ча-
стотой 14 002 кгц. В ре-
зультате получаются ко-
лебания с частотой 7 000
кгц ровно и с частотой
21 004 кгц. Колебания с
частотой 21 004 кгц ос-
лабятся анодным кон-
туром, колебания же с
частотой 7000 кгц свобод-
но пройдут в антенну и
будут восприняты как не-
достаточно подавленная
несущая.
2. Колебания основной
частоты 7001 кгц взаимодействуют с колебаниями второй гар-
моники частоты 7002 кгц, т. е. с частотой 14 004 кгц. Суммар-
ная частота 21 005 кгц ослабится, частота же 7003 кгц (раз-
ностная) проходит в антенну.
3. Колебания второй гармоники частоты 7 001 кгц (14 002
кгц) взаимодействуют с колебаниями третьей гармоники ча-
стоты 7 002 кгц (21 006 кгц), получаются колебания с часто-
тами 35 008 и 7 004кг^. Последняя беспрепятственно прохо-
дит в антенну.
4. Наконец, колебания второй гармоники частоты 7 002 кгц
взаимодействуют с колебаниями третьей гармоники частоты
7 001 кгц. В результате получаются колебания с частотами
35 007 кгц и 6 999 кгц. Колебания с частотой 6 999 кгц, прохо-
дящие в антенну, оказываются расположенными в районе
нижней боковой полосы, тогда как передатчик должен излу-
чать только верхнюю боковую. Если переключить приемник
на другую боковую полосу, легко удастся обнаружить эти не-
желательные составляющие, хотя разобрать ничего и не уда-
183
ется. Точно так же можно проанализировать и взаимодей-
ствие гармоник более высокого порядка.
Если мы обозначим основные частоты буквами А и Б, то
в рабочий диапазон попадут составляющие вида 2А—\Б
(третьего порядка, так как 2+1=3), 2Б—1А (также третьего
порядка); ЗА—2Б и ЗБ—2А (обе составляющие — пятого по-
рядка); 4А—ЗБ и 4Б—ЗА (седьмого порядка) и т. д. Состав-
ляющие четных порядков (вида 2А—2Б, 4А-$-2Б и т. п.) и
часть составляющих нечетных порядков (например, 4A-f-l£>,
6Б—ЗА и т.п.) в рабочий диапазон не попадают. Разнос ча-
стот продуктов взаимной модуляции, попадающих в рабочий
диапазон, всегда равен разности между основными частотами
(рис. 137).
Как видно из примера, нелинейность усилителя значитель-
но ухудшает основные параметры однополосного сигнала.
Есть такая радиолюбительская пословица: передатчик никог-
да не лучше своего оконечного каскада, т. е. даже безукориз-
ненная работа возбудителя может быть сведена на нет пло-
хой работой оконечного каскада. Уровень комбинационных
частот пропорционален степени нелинейности усилителя, по-
этому качеству работы линейного усилителя должно быть
уделено особое внимание.
3. РЕЖИМ РАБОТЫ И ПРИЧИНЫ НЕЛИНЕЙ-
НОСТИ УСИЛИТЕЛЕЙ
Хорошая линейность усилителя колебании высокой часто-
ты зависит от многих факторов; от величины анодного напря-
жения, напряжения смещения, напряжения возбуждения,
Рис. 138 Различные формы характерис-
тики усилителя
анодной нагрузки, на-
пряжения экранной сет-
ки и степени его ста-
бильности (у пентодов и
тетродов), от выходного
сопротивления предыду-
щего каскада и т. д.
Искажения вызывают-
ся нелинейностью харак-
теристики лампы, неста-
бильностью питающих
напряжений и изменени-
ем нагрузки предыдуще-
го каскада вследствие
появления тока управля-
ющей сеткй лампы око-
нечного каскада, а также паразитными связями и наводками.
Амплитудные характеристики линейных усилителей мо-
284
гут иметь отклонения от линейности двух видов: с завалом
верхней части характеристики (рис. 138, а) и с ее чрезмерным
подъемом (рис. 138, б).
Встречаются также и более сложные искажения характе-
ристики, например вида, показанного на рис. 138, в. Отметим
попутно, что искажение нижней части характеристики вызы-
вается неправильным выбором напряжений на электродах
лампы; оно может быть исправлено соответствующим подбо-
ром' напряжения смещения, а также напряжения экранной
сетки (для пентодов и тетродов).
Степень искажений, вносимых усилителем, определяется
при испытании двумя тонами (см. ниже) как отношение ам-
плитуды колебаний основной частоты к амплитуде колебаний
составляющей третьего порядка и выражается в децибелах.
Чем больше это соотношение, тем выше линейность усилителя.
На практике его величина лежит в пределах 25—40 дб, т. е.
316—10 000 раз по мощности.
Согласно нормам Международной контрольной комиссии
радиосвязи (МККР), общая мощность паразитных излучений
радиопередающего устройства, работающего в диапазоне от
10 кгц до 60 Мгц, должна быть не менее чем на 40 дб ниже
уровня основного сигнала, но не более 0,2 вт по абсолютному
значению.
Если ориентироваться на мощность побочных излучений
не более 0,2 вт, любительский передатчик мощностью 200 вт
должен подавлять эти излучения в = Ю00 раз, или на
30 дб. Эту величину можно считать допустимой нормой для
любительских передатчиков (30 дб =5 баллов шкалы гром-
кости в системе РСМ).
Чтобы не вносить искажений, все предварительные каска-
ды усиления напряжения и предоконечный каскад обычно ста-
вят в режим А или ABh Оконечный каскад из энергетических
соображений чаще всего работает в режиме В.
Если напряжение смещения на управляющей сетке слиш-
ком велико, лампа работает в начальной, нелинейной части
характеристики. Если же это напряжение слишком мало, ток
покоя имеет значительную величину, и анод лампы находит-
ся в тяжелом тепловом режиме. Напряжение смещения для
усилителя ориентировочно следует выбирать таким, чтобы
рассеиваемая анодом мощность в режиме молчания не пре-
вышала 1/3 максимально допустимой.
Обязательным условием работы линейного усилителя явля-
ется также стабильность напряжения смещения. Следователь-
но, наличие резисторов в цепи сеточного тока недопусти-
мо, так как на них будет создаваться дополнительное отрица-
тельное смещение. Источник отрицательного напряжения по
185
той же причине должен иметь небольшое внутреннее сопро-
тивление. Дроссель высокой частоты, включенный в цепи сет-
ки, также должен обладать незначительным сопротивлением
постоянному току.
Другим решением вопроса о постоянстве смещения может
быть применение в усилителе ламп, работающих вообще без
смещения рабочей точки, т. е. при напряжении управляющей
сетки, равном нулю. Существуют специальные типы ламп, раз-
работанные для использования их в усилителях класса В и
не требующие напряжения смещения («правые» лампы).
Применение триодов, работающих без отрицательного на-
пряжения на управляющей сетке, дает определенные преиму-
щества. Входное сопротивление таких усилителей мало зави-
сит от напряжения возбуждения. Коэффициент полезного дей-
ствия усилителей с такими лампами достигает 70%.
Если усилитель работает без сеточных токов (режим АВ\},
он практически не потребляет мощности от предоконечного
каскада. Входное сопротивление каскада постоянно. Если же
потенциал управляющей сетки во время пика напряжения
/возбуждения становится положительным (режим АВ% или В^),
появляется сеточный ток и, следовательно, от передоконечно-
го каскада потребляется определенная мощность. Входное
сопротивление такого усилителя не остается постоянным.
Цепь сетки ведет себя как нелинейное сопротивление, величи-
на которого зависит от приложенного к нему напряжения.
В моменты появления сеточного тока напряжение возбуж-
дения уменьшается, и вершина огибающей становится более
плоской. Характеристика усилителя приобретает вид, пока-
занный на рис. 138, а.
Относительный уровень образующихся при этом побочных
излучений можно определить из табл. 14, где приведены зна-
чения N (степень уменьшения высоты огибающей) в процен-
тах и соответствующие им отношения амплитуды колебаний
основной частоты к амплитуде колебаний составляющих тре-
тьего порядка, выраженные в децибелах.
Таблица 14
Отношение N, % 1 3 5 10 15 20
Ослабление, дб 50 40 35 29 25 22
Для уменьшения вредного влияния сеточного тока парал-
лельно входному контуру оконечного каскада можно также
включить нагрузочный безындуйторный резистор. При нали-
чии такого резистора некоторая мощность от предоконечного
каскада будет потребляться не в течение части периода уп-
186
равляющего колебания, а в течение всего периода, что делает
нагрузку более постоянной.
Сопротивление резистора, включенного параллельно вхо-
ду, выбирается обычно раз в 10 меньше сопротивления цепи
сетки /?с. Во столько же раз нужно увеличивать и мощность
возбуждения.
Чтобы избежать этих усложнений, в оконечном 'каскаде
иногда применяются триоды с низким и оредним коэффициен-
том усиления, работающие в режиме ABi с относительно боль-
шим смещением. Полная мощность в этом случае может быть
достигнута без захода в область сеточных токов при сравни-
тельно высоком напряжении возбуждения. Необходимость
применения большого напряжения возбуждения является не-
достатком усилителей этого типа. Другим их недостатком яв-
ляется низкий к.п.д. (50—55%).
В режиме ABh однако, выгоднее вместо триодов применять
тетроды и пентоды, так как они для получения такого же
импульса анодного тока требуют значительно меньшего напря-
жения возбуждения. Напряжение экранной сетки ® таких слу-
чаях увеличивают примерно в полтора раза против телеграф-
ного режима, что дает возможность достигнуть больших зна-
чений импульса анодного тока без захода в область положи-
тельных напряжений на первой сетке.
С точки зрения максимального коэффициента усиления (а
потому и меньшего числа каскадов) в оконечных каскадах лю-
бительских передатчиков тетроды и пентоды предпочтительны
по сравнению с триодами. Их недостатком является потреб-
ность в источнике напряжения экранной сетки, которое при
линейном усилении однополосных сигналов должно быть ста-
билизированным.
Нелинейность характеристики усилителя, подобная изобра-
женной на рис. 138, а, может возникнуть также вследствие яв-
ления насыщения. Когда напряжение на управляющей сетке
достаточно велико, амплитуда переменного напряжения на
нагрузке приближается к значению постоянного анодного на-
пряжения и не может далее увеличиваться с увеличением нап-
ряжения возбуждения, т. е. имеет место насыщение. Поэтому
вершина огибающей усиливаемого сигнала оказывается сре-
занной или притупленной.
При 'слишком малюй связи предварительного каскада с
оконечным сопротивление анодной! нагрузки предоконечного
каскада становится слишком большим, что приводит к воз-
никновению описанных искажений уже в предоконечном кас-
каде.
Если проходная емкость лампы усилителя велика, необхо-
димо применить нейтрализацию ее, чтобы устранить возмож-
ность самовозбуждения на всех диапазонах и при всех уров-
нях усиливаемого сигнала. Нейтрализация особенно важна в
187
линейных усилителях, так как они более склонны к самовоз-
буждению, чем усилители класса С.
Если проходная емкость не нейтрализована, она является
также причиной побочных излучений. Дело в том, что проход-
ная емкость, умноженная на коэффициент усиления каскада
по напряжению (порядка 5—20), входит в динамическую
входную емкость усилителя наряду с емкостью между сеткой
и катодом. Если коэффициент усиления каскада не постоянен
(т. е. имеет место некоторая нелинейность), входная емкость
изменяется в такт ВЧ колебаниям и периодически расстраи-
вает сеточный контур усилителя.
Рис. 139. Анодно-сеточные характеристики и зависимость уров-
ня комбинационных частот третьего порядка (Аз) от напряже-
ния смещения у ламп ГУ-80 и ГУ-43Б.
Уровень вносимых усилителем искажений (т. е. уровень
побочных излучений) при прочих идеальных условиях—пра-
вильно подобранном режиме, согласовании с нагрузкой, ста-
бильности питающих напряжений — в конечном счете зави-
сит от линейности и крутизны анодно-сеточной характеристи-
ки лампы. Чем больше крутизна и лучше линейность харак-
теристики, тем меньше искажений вносит усилитель.
На рис. 139 показаны для сравнения анодно-сеточные ха-
рактеристики лампы ГУ-80 и лампы ГУ-43Б, имеющей очень
хорошие показатели при усилении однополосного сигнала. На
этих же графиках показана зависимость относительно уровня
побочных излучений от напряжения смещения в режиме В.
Уровень этот отложен на левой вертикальной оси графика.
Крутизна характеристики лампы ГУ-80 составляет 5,5 ма/в,
лампы ГУ-43Б — 40 ма/в, а побочные продукты имеют уро-
вень соответственно —30 и —53 дб в идеальных условиях. Из
этих графиков видно, что уровень побочных излучений зависит
188
также от напряжения смещения и достигает минимума при
таком смещении, которое получается при продолжении прямо-
линейной части характеристики до пересечения с горизонталь-
ной осью графика (угол отсечки—90%). Видно также, что
ошибка в подборе смещения у ламп с малой крутизной
(ГУ-80) незначительно увеличивает уровень побочных продук-
тов, тогда как у ламп с высокой крутизной (ГУ-43Б) даже не-
значительное изменение напряжения смещения резко увели-
чивает процент искажений. Поэтому при работе с такими
лампами напряжение смещения должно подбираться очень
точно и поддерживаться весьма стабильным. Экранное напря-
жение также нужно хорошо стабилизировать.
Вообще, чем меньшие искажения вносит лампа, тем жестче
должен поддерживаться ее режим. Поскольку лампы с высо-
кой крутизной имеют довольно значительный разброс харак-
теристик, в частности крутизны и напряжения смещения, при
замене однотипных ламп, возможно, потребуется подобрать
напряжение смещения индивидуально для каждой лампы. Ес-
ли предполагается соединение нескольких ламп в параллель,
нужно выбрать такие экземпляры, которые требуют одинако-
вого напряжении смещения в режиме наименьших искажений.
Такой подбор можно произвести двумя путями — либо сняти-
ем индивидуальных характеристик лампы и их сравнением, ли-
бо непосредственно в работе — при подаче двухтоновото сиг-
нала и измерении уровня побочных продуктов в зависимости
от напряжения смещения. Судить об уровне побочных излуче-
ний можно с помощью специального прибора-анализатора
спектра или же, весьма прубо, с помощью узкополосного при-
емника, имеющего индикатор выхода и настроенного на бли-
жайшую побочную частоту (третьего порядка).
При налаживании передатчика режим малых искажений
можно ориентировочно установить следующим образом. По
усредненной анодно-сеточной характеристике находим напря-
жение смещения, продолжив прямолинейную часть характе-
ристики до пересечения с горизонтальной осью, затем из точки
пересечения восстановим вертикаль до пересечения с линией
характеристики лампы и справа от этой точки на оаи тока
прочтем значение тока покоя. Затем следует регулировкой
смещения установить это значение тока покоя, не обращая
внимания на величину напряжения смещения. При этом рабо-
чая точка будет установлена на характеристике данного экзем-
пляра лампы более правильно, чем если подать найденное по
усредненной характеристике напряжение смещения, так как
разброс характеристик ламп проявляется не столько в изме-
нении формы, сколько в виде смещения всей характеристики
влево или вправо.
Чтобы подобрать режим минимальных искажений (при но-
минальной мощности), пррдется отрегулировать смещение
189
непосредственно по минимальному уровню пооочных продук-
тов.
В дальнейшем при замене ламп можно ограничиваться ре-
гулировкой смещения для установки такого тока покоя, кото-
рый ранее получился при минимальном уровне искажений
Нередко при найденном по графику напряжении смеще-
ния получается такой большой ток покоя, который вызывает
превышение допустимой мощности рассеяния на аноде в ре-
жиме молчания при рабочем анодном напряжении. В этом
случае следует выбрать другую, более подходящую лампу или
же увеличить смещение и принять специальные меры для
уменьшения искажений — например, введением отрицателв-
ной обратной связи по ВЧ.
Из генераторных ламп средней мощности, часто применяе-
мых радиолюбителями, довольно хорошей линейностью обла-
дает лампа ГК-71 при токе покоя 40—50 ма. Затем в порядке
возрастания искажений следуют ГУ-50 и ГУ-13. Эти лампы в'
усилителях однополосных сигналов лучше применять в схеме
с заземленной сеткой. Малые искажения в такой схеме дают
металлокерамические и металлостеклянные лампы с высокой
крутизной (порядка 20—50 ма/в) типа ГС-1Б, ГС-ЗБ, ГИ-7Б,
ГУ-34Б, ГУ-43Б и им подобные, а также разработанные для
модуляторов режима В «правые» триоды типа Г-811.
4. РАСЧЕТ АНОДНОГО КОНТУРА
Большое влияние на линейность усилителя имеет (величина
анодной нагрузки, в качестве которой в линейных усилителях
однополосных сигналов используется настроенный контур,
связанный с антенной. Контур этот является устройством, пе-
редающим высокочастотную энергию от усилителя к антенне.
Слабо связанный с антенной (недогруженный) контур пред-
ставляет для переменной составляющей анодного тока лампы
слишком большое сопротивление, и искажение формы огиба-
ющей происходит еще задолго до достижения максимальной
подводимой мощности. Слишком перегруженный (при очень
большой связи с антенной) контур, наоборот, представляет
небольшое сопротивление. Поэтому на нем выделяется неболь-
шая мощность полезного сигнала, а основная часть подводи-
мой к оконечному каскаду мощности рассеивается на аноде
лампы усилителя. K-п.д. каскада при этом значительно сни-
жается, а срок службы лампы сокращается.
Чтобы обеспечить правильную трансформацию высоко-
частотной энергии и необходимую величину анодной нагрузки,
анодный контур должен быть соответствующим образом рас-
считан и изготовлен.
190
Добротность контура должна быть достаточно высокой,
чтобы обеспечить хорошую фильтрацию гармоник и восполне-
ние недостающей полуволны тока при работе колебаниями
второго рода. Однако с увеличением добротности возрастает
ток в контуре, что приводит к увеличению потерь Оптималь-
ным значением добротности нагруженного на антенну конту-
ра принято считать 10—15. При расчетах обычно пользуются
средней величиной 12.
Эквивалентное сопротивление нагруженного и настроен-
ного в резонанс с первой гармоникой контура должно рав-
няться оптимальной величине сопротивления анодной наг-
рузки.
Для параллельного контура, настроенного в резонанс, из-
вестно следующее соотношение:
Zp=QX,
где Zp—эквивалентное сопротивление контура при резонансе;
Q — добротность контура;
X — реактивное сопротивление (емкостное Хс или индук-
тивное Хф).
Поскольку оптимальное сопротивление анодной нагрузки
и добротность контура известны, по цриведенной формуле
легко найти емкостное реактивное сопротивление Хс Зная эту
(величину, находим емкость С по формуле:
106
2~fXc ’
где С — емкость конденсатора контура, пф-,
f — рабочая частота, Мгц;
Хс—реактивное (емкостное) сопротивление, ом.
Зная емкость контура С и рабочую частоту Д можно найти
индуктивность контура по формуле:
_ 25330
С/2 ’
где L — индуктивность, мкгн;
С — емкость контура, пф;
f — частота, Мгц.
Можно также воспользоваться формулой:
где L — индуктивность контурной катушки, мкгн;
Xl—реактивное сопротивление индуктивное (равное ем-
костному) , ом;
f — рабочая частота, Мгц.
191
Для примера рассчитаем анодный контур линейного уси-
лителя на лампе ГУ-29. Для этой лампы в режиме В опти-
мальная величина сопротивления анодной нагрузки—4800 ом
при двухтактной схеме. При параллельном включении обеих
половинок лампы эта величина уменьшится в четыре раза и
составит 1200 ом. Следовательно, при Q=12
у Zp 1200 1ПЛ
ХГ = —— =-------= 100 ом
Q 12
(при условии, что величина анодной нагрузки Дое равна эк-
вивалентному сопротивлению контура Zp).
Находим емкость конденсатора контура для диапазона
20 м (14,1 Мгц):
10е
О — _
106
113 пф
2vfXc 2-3,14-14,1-100
Находим индуктивность контура:
100
2к/
= 1.13 мкгн.
2-3,14-14,1
Конденсатор контура следует выбирать с некоторым запасом
для точной подстройки.
Для диапазона 7Мгц найденные величины следует удво-
ить; емкость 1и индуктивность контура в этом случае должны
быть равны соответственно 226 пф и 2,26 мкгн. Следует пом-
нить, что выходная емкость лампы усилителя, емкость монта-
жа и емкость контурной катушки входят в общую емкость
контура.
Точно так же рассчитывается сеточный контур усилителя,
нагруженный на эквивалентное сопротивление цепи сетки, ко-
торое определялось ранее.
Для быстрого нахождения необходимой емкости контура
усилителя можно воспользоваться графиком рис. 140. График
составлен для добротности контура <2=12. На вертикальной
оси отложены значения емкости, на горизонтальной — отно-
шение анодного напряжения Еа в вольтах к току анода 1а
(постоянная составляющая) в миллиамперах, т. е. сопротив-
ление постоянному току анодной цепи усилителя (в кило-
омах). Каждому диапазону соответствует своя наклонная
прямая.
Например, если усилитель на лампе ГУ-50 потребляет ток
600
120 ма при напряжении анода 600 в, отношение у^=*—= 5.
/д 12U
Чтобы определить необходимую емкость контура на диа-
пазоне, скажем, 80 м, находим цифру 5 на горизонтально!
оси графика, восстанавливаем перпендикуляр до пересечения
192
Отношение- ЕТА
1д
конту*
Рис. 140. График для определения емкости
ра в зависимости от отношения ~-
‘ а
с наклонной прямой для 3,5 Мгц и слева от точки пересече-
ния на вертикальной оси читаем значение емкости: 175 пф..
Аналогичным путем находится емкость сеточного контура, на-
груженного на эквивалентное сопротивление цепи сетки.
Найденное значение емкости относится к параллельному
контуру. Но выходной контур передатчика в последнее время
выполняется, как правило, по П-образной схеме (рис. 141, а).
В ней конденсатор контура заменен двумя, включенными пос-
ледовательно, которые можно рассматривать как емкостный
делитель с заземленной средней точкой. Чтобы найти величи-
ны емкостей Ci и С2 и индуктивности Li П-образного контура,
(Можно воспользоваться графиками рис. 141 и 142.
На рис. 141, б, в, г показана зависимость реактивных со-
7 Заказ 772
193
противлений индуктивности Lj и конденсаторов С] и С2 от
Е
отношения выходного каскада и добротности контура. Это
'а
отношение отложено по горизонтальной оси графиков рис.
141, б, в, г. Графики эти построены для различных значений
добротности контура — 10, 12, 15, 20., Емкость конденсатора
С2, определяющая выходное сопротивление передатчика, за-
висит от сопротивления нагрузки. Наиболее употребительны
Рис. 141. Схема П-контура (а); б, в, г—зависимость реактивных со-
Е„
противлений Cj А 1 и Сз от отношения 7“> отложенного по горизон-
* а
тальной оси
кабели с волновыми сопротивлениями 50 и 75 ом, поэтому
график рис. 141, г построен для среднего значения 60 ом.
Найденные по этому графику значения емкости С2 можно с
достаточной для практики точностью применять для кабелей
50 и 75 ом.
Определив по графикам рис. 141 реактивные сопротивле-
ния обоих конденсаторов и катушки, по графику рис. 142 на-
ходим значения емкостей и индуктивности для каждого из
194
диапазонов Линии индуктивности идут на графике из нижне-
го левого угла в верхний правый, линии емкости — перпенди-
кулярно им.
Для примера определим параметры П-контура с доброт-
ностью Q=10 для усилителя на лампе ГК-71 при Еа = 1500 в
и токе анода/а=250 ма для 20-метрового диапазона. Вначале
1500 „
— = ------=о.
находим отношение 1а 250
Рис 142 Зависимость реактивных сопротивлений
Хс и XL от величины емкости и индуктивности на
каждом из диапазонов 10—80 м
По графикам рис. 141 находим реактивные сопротивления
Ci, Li и С2, которые составляют около 300, 350 и 60 ом соот-
ветственно Затем по графику рис 142 находим значения ем-
костей и индуктивности для диапазона 14 Мгц- 35 пф, 4 мкгн
и 180 пф
По этому же графику можно найти и обратную величи-
ну— реактивное сопротивление данной емкости или индук-
тивности на каждом из любительских КВ диапазонов. Можно
7*
191»
также определить по известной емкости необходимую для ре-
зонанса индуктивность (и наоборот) на каждом из диапазо-
нов, используя тот факт, что на резонансной частоте реактив-
ные сопротивления емкости и индуктивности контура равны.
Например, нужно узнать индуктивность, которая с емкостью
90 пф образует контур, настроенный на 7 Мгц. Находим ре-
активное сопротивление этой емкости на 7 Мгц-. 250 ом. Да-
лее отыскиваем пересечение этой же вертикали (соответст-
вующей реактивному сопротивлению 250 ом) с линией индук-
тивности на 7 Мгц и справа на оси читаем значение индук-
тивности: 5,5 мкгн.
5. РАСЧЕТ РЕЖИМА ЛИНЕЙНОГО ОКОНЕЧ-
НОГО УСИЛИТЕЛЯ КЛАССА
В справочной литературе имеются данные режима В для
многих генераторных ламп при работе их в усилителях низ-
кой частоты. Данные эти с успехом можно использовать для
оконечного каскада класса В, работающего усилителем одно-
полосных сигналов.
В то же время имеется обширная группа генераторных
ламп, для которых в справочной литературе нет данных по
режиму В или другому режиму линейного усиления, но при-
водятся данные для режима С.
В этом случае можно произвести упрощенный расчет око-
нечного каскада с целью определения:
а) отрицательного напряжения смещения;
б) анодного тока при отсутствии сигнала;
в) тока при максимальном сигнале;
г) мощности и напряжения возбуждения;
д) максимальной подводимой и отдаваемой мощности;
е) оптимального значения сопротивления анодной на-
грузки.
Расчет ведется по сеточной, анодно-сеточной и анодной
характеристикам лампы усилителя.
Произведем примерный расчет для лампы ГК-71 в режиме
В. Анодное напряжение выбираем равным 1500 в, напряжение
экранной сетки 400 в. Максимальная мощность, длительно
рассеиваемая анодом, составляет для лампы ГК-71 125 вт,
максимальный ток эмиссии катода не менее 900 ма.
Отрицательное напряжение смещения выбираем таким,
чтобы мощность, рассеиваемая на аноде вследствие наличия
тока покоя, составляла от одной трети до половины макси-
мальной. Находим ток покоя:
Ро-О,5
125-0,5
1500
= 0,042а.
196
Пользуясь анодно-сеточной характеристикой лампы ГК-71,
находим по найденному значению тока покоя отрицательное
смещение Ес, которое составляет в нашем случае—72 в (при
напряжении экранной сетки 400 в).
Для пентодов коэффициент использования анодного нап-
ряжения £ выбирается обычно порядка 0,8—0,85. Остановим-
ся на значении £ = 0,83. Для усилителя класса В к.п.д. оп-
ределяется так:
- Q 14
^,кп.д. =— • 8= -Д—. 0,83=0,65.
4 4
Находим максимальную подводимую мощность:
Р - ^>" — 125 —357 вт
*0 макс------- —ОО/
l-т; 1-0,65
Определяем максимальную колебательную мощность:
7’=/’о.макс—357—125=232 вт.
Рассеиваемая на аноде мощность будет изменяться от,
62 вт в режиме молчания до 125 вт при максимальном сигна-
ле. Находим анодный ток при максимальном сигнале:
Р 357
/,0 = — =-----=0,238 а (постоянная составляющая).
Да 1500
Импульсы анодного тока лампы представляют собой полу-
периоды синусоидального колебания, так как для усилителей
класса В угол отсечки ф составляет 90°. В этом случае макси-
мальное мгновенное значение анодного тока в 3,14 раза пре-
вышает показания анодного миллиамперметра. Находим это
значение тока:
Zm=3,14-Zao=3,14-0,238=0,747 а,
т. е. не превышает максимального тока эмиссии катода (0,9 а).
По анодным характеристикам лампы находим, что ток
750 ма достигается при напряжении на управляющей сетке
+ 80 в, и в этот момент напряжение анода Е а МИн составляет
250 в.
Определяем амплитуду напряжения возбуждения:
иж=Еж—Ес=80—(—72) = 152 в.
Пользуясь сеточными характеристиками, находим, что ток
управляющей сетки Zci при напряжении +80 в составляет
26 ма. Мощность возбуждения приближенно можно опреде-
лить по формуле:
Рс1= — Umc/cl = — -152-0,026=1 вт
4 4
(без учета потерь во входном контуре, линии и т. п.).
197
1500-250
-------- = 3350 ом.
0,5—0,747
Сопротивление анодной нагрузки можно найти по фор-
муле:
г) __ + Еамин
°е“ 0,5-/ш
Находим эквивалентное сопротивление цепи сетки:
U2
1522 „ г
----=11,5 ком.
2РС1 2-1
Напряжение на сетке заходит далеко в положительную об-
ласть (до +80 в). Для уменьшения влияния сеточного тока
на форму входного напряжения параллельно входу подклю-
чим резистор с таким сопротивлением R, чтобы входное сопро-
тивление каскада уменьшилось в k раз. Выберем й=10. Опре-
деляем величину сопротивления R-.
R = _11А - 1 28 ком.
к-\ 9
При отрицательном напряжении на сетке входное сопро-
тивление будет 1,28 ком, при положительном—1,15 ком. По-
скольку входное сопротивление уменьшилось в 10 раз, во
столько же раз нужно увеличить мощность возбуждения (до
10 вт).
Сделаем выходное сопротивление предоконечного каскада
равным 1,15 ком (согласуем с нагрузкой). Определим, на-
сколько изменится положительное напряжение сетки Ес из-за
сеточного тока:
ДЕ — F
2R
^вых+ R
sol- 21-28-
Д,15+1,28
= 4 в.
Вычислим степень уменьшения максимальной амплитуды
огибающей:
N= = -1_=2,5%,
Птс 152
что соответствует уровню побочных частот третьего порядка
—42 дб. Лампа ГК-71 довольно линейна, и побочные излу-
чения при усилении однополосных сигналов за счет нелиней-
ности ее анодно-сеточной характеристики при правильном
подборе режима имеют уровень примерно — 35 дб. Побочные
продукты, полученные за счет нелинейности входа, имеют уро-
вень— 42 дб, т. е. на 7 дб меньше, поэтому они повышают
общий уровень побочных излучений на 1,5 дб, с чем можно
мириться.
Резистор (1,28 ком), на котором на пиках огибающей
выделяется 9 вт, может иметь в несколько раз меньшую
198
среднюю мощность, порядка 2—3 вт. Но чтобы не сжечь его
во время настройки, когда усилитель работает в телеграфном
режиме, имеет смысл увеличить его мощность до 5—6 вт. На-
пример, удобно выполнить его из трех соединенных парал-
лельно двухваттных резисторов с сопротивлением 3,9 ком.
6. ЛИНЕЙНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ЗАЗЕМЛЕН-
НОЙ СЕТКОЙ
одним из важнейших эле-
Напряжение возбуждения
Рис. 143. Усилитель с заземлен,
ной сеткой
Среди радиолюбителей, работающих на одной боковой по-
лосе, все большее распространение получает схема усилителя
с заземленной (общей) сеткой. Растущая популярность этой
схемы объясняется многими присущими ей достоинствами.
Схема с заземленной сеткой впервые была предложена
М. А. Бонч-Бруевичем. Наибольшее применение она нашла в
метровой и дециметровой технике, где триод, включенный по
схеме с заземленной сеткой, стал
ментов приемо-передающих схем.
Обратимся к схеме рис. 143.
здесь, как и в обычной схеме,
приложено между катодом и уп-
равляющей сеткой. Сетка зазем-
лена или непосредственно, или
(в случае подачи напряжения
смещения) через конденсатор
достаточно большой емкрсти.
Катод лампы усилителя нахо-
дится под потенциалом высокой
частоты. В случае применения
ламп с катодом прямого накала
ется дроссель высокой частоты.
Важные преимущества усилителя с заземленной сеткой —
хорошая линейность, более высокие энергетические показате-
ли и малая связь между входной и выходной цепями. У трио-
да, работающего в схеме с заземленным катодом, между
сеткой и анодом существует паразитная связь через проход-
ную емкость. Емкость эта обусловливает прямое прохождение
энергии из анодной цепи в сеточную и может повлечь само-
возбуждение усилителя.
В усилителе с заземленной сеткой управляющая сетка
лампы является электростатическим экраном с нулевым по-
тенциалом, помещенным между анодом и катодом, т. е. меж-
ду входом и выходом усилителя. Емкость анод — катод в та-
кой схеме составляет обычно доли пикофарады, тогда как в
схеме с заземленным катодом она достигает у триодов десят-
ков пикофарад.
За счет уменьшения емкости связи в схеме с общей сеткой
в накальную цепь включа-
199
появляется возможность повысить граничную частоту эффек-
тивно усиливаемых колебаний сравнительно с обычной схе-
мой. Кроме того, в большинстве случаев можно избежать
нейтродинирования, что несколько упрощает конструкцию и
налаживание линейного усилителя.
В случае применения в усилителе с общей сеткой тетродов
и пентодов наличие еще одной сетки, заземленной по высокой
частоте, также улучшает развязку. Этим объясняется тот
факт, что лампы, предназначенные для работы на сравнитель-
но низких частотах, хорошо работают в схеме с заземленной
сеткой на коротких волнах даже при параллельном соедине-
нии. Благодаря вышеперечисленным достоинствам схема уси-
лителя с заземленной сеткой часто находит применение в око-
нечных каскадах вещательных коротковолновых передатчи-
ков, где используются лампы больших размеров со значитель-
ными междуэлектродными емкостями.
Хорошая линейность усилителя с общей сеткой объясняет-
ся тем, что в его схеме автоматически, без специальных мер,
осуществляется отрицательная обратная связь по току (так
как ток нагрузки проходит через цепь входа в направлении,
обратном возбуждающему току). Величина обратной связи
6 дб; примерно на столько же падает уровень побочных из-
лучений.
В случае применения в усилителях с заземленной сеткой
тетродов и особенно пентодов (у которых динамическое внут-
реннее сопротивление значительно больше, а проницаемость
значительно меньше, чем у триодов), оказывается, что коэф-
фициент вносимых каскадом искажений очень мало зависит
от выбора рабочей точки на статической анодно-сеточной ха-
рактеристике и определяется только ее кривизной. Это позво-
ляет сделать ток покоя раз в 10 меньше, чем в обычной схеме,
так что расход мощности по анодной цепи и нагревание ано-
да в паузах почти отсутствует. В результате оказывается воз-
можным получить большую полезную мощность и к. п. д. с
той же лампой при малом коэффициенте искажений (за счет
отрицательной обратной связи по току).
Усилитель с заземленной сеткой требует существенно боль-
шей мощности возбуждения, чем такой же усилитель с зазем-
ленным катодом. Мощность возбуждения, рассеиваемая сет-
кой, т. е. обращаемая в итоге в тепловую энергию, одинакова
для схем с заземленной сеткой и заземленным катодом. Вся
дополнительно требуемая мощность возбуждения передается
в нагрузку.
Входное сопротивление усилителя с заземленной сеткой
невелико (порядка десятков или сотен ом), что должно быть
учтено при выборе связи с предыдущим каскадом.
Знание входного сопротивления и требуемой мощности
возбуждения совершенно необходимо при конструировании
2®0
усилителя с заземленной сеткой, но в справочных материалах
эти данные обычно не приводятся. Тем не менее величины эти
Рис 144 Упрощенная схема уси.
лителя с заземленной сеткой и его
эквивалентные схемы
легко определить расчетным путем.
Для определения входного сопротивления и мощности воз-
буждения рассмотрим эквивалентную схему усилителя с за-
земленной сеткой (рис. 144).
На рис. 144,а дана упрощен-
ная схема такого усилителя,
на рис. 144, б—его эквивалент-
ная схема. Здесь Г-1—генера-
тор колебаний высокой часто-
ты (предоконечный каскад),
Ri—его внутреннее сопротив-
ление, Ei—напряжение ВЧ,
вырабатываемое генератором
Г-1, R с — сопротивление,
имитирующее потери на
управляющей сетке (мощ-
ность, рассеиваемая на этом
сопротивлении, равна мощно-
сти, необходимой для «раскач-
ки» обычного усилителя с за-
земленным катодом), Г-2—ге-
нератор колебаний ВЧ (око-
нечный каскад), R2—его внут-
реннее сопротивление, Е2—на-
пряжение ВЧ, вырабатывае-
мое этим генератором, RH—
сопротивление нагрузки.
На рис. 144, в изображена еще более упрощенная эквива-
лентная схема. В этой схеме /н—ток через нагрузку, /с —
ток в цепи сетки. Остальные обозначения те же. Из послед-
ней схемы ясно, что оба генератора, Г-1 и Г-2, соединены по-
следовательно и работают на общую нагрузку RK . Общее на-
пряжение Е на сопротивлении нагрузки равно сумме напря-
жений Ei и Е2. Таким образом, избыточная сравнительно с
обычной схемой усилителя мощность возбуждения не пропа-
дает, а передается в выходной контур. Это повышает общий
к.п.д. передатчика.
Выясним, как находится входное сопротивление каскада
с заземленной сеткой и какая доля мощности возбуждения
присутствует в нагрузке. Ток через нагрузку /н (не путать
с анодным током!) находится по следующей формуле:
/_±
7н— , где
Р — мощность, отдаваемая усилителем;
/н — эффективное значение тока высокой частоты через
, нагрузку;
201
Е2 — эффективное значение напряжения ВЧ на нагрузке.
Так как оба генератора и сопротивление нагрузки соеди-
нены последовательно, через них протекает одинаковый ток
/н . Мощность, поступающая в сопротивление нагрузки из ге-
нератора Г-1, равна:
Но генератор Г-1 отдает часть энергии также и на эквива-
лентное сопротивление цепи сетки Rc. Через генератор Г-1
протекает суммарный ток 4+4 Отсюда входное сопротив-
ление каскада определится по формуле:
Требуемая мощность возбуждения находится по формуле:
’ 4юзб=4 (4+4)-
Поскольку 4 значительно больше /с, основная часть
мощности возбудителя присутствует в нагрузке.
Рассмотрим на примере, как определяются входное соп-
ротивление и другие характеристики каскада с заземленной
сеткой. Возьмем усилитель с такими данными: подводимая
мощность 360 вт, отдаваемая мощность 240 вт, напряжение
анода 1500 в, напряжение смещения 80 в, амплитудное зна-
чение напряжения возбуждения 165 в, мощность, рассеивае-
мая на управляющей сетке, 1 вт. Эти данные могут быть
найдены в таблицах рекомендуемых режимов ламп. Чтобы
найти входное сопротивление и другие данные для усилителя
с заземленной сеткой, поступаем следующим образом. Опре-
делим минимальное напряжение на аноде лампы из условия,
чтобы оно не было меньше тройного пикового положительно-
го напряжения на управляющей сетке.
£амин = 3£смакс= (<4C-£C) 3= (165-80) 3^250 в.
Амплитуда высокочастотного напряжения на сопротивле-
нии нагрузки при полной «раскачке» составит:
С/ч=£а-£,чин= 1500-250=1250 в.
Находим эффективное значение напряжения ВЧ:
Е2=иы-0,707=1250-0,707=880 в.
Ток высокой частоты через нагрузку составляет:
4= —
Е>
240
880
0,273 а.
Находим эффективное значение напряжения возбужде-
ния:
202
Д = ^мС-0,707-165-0,707= 117 в.
Мощность, выделяемая предоконечным каскадом на на-
грузке, составляет:
Pi=EiIH= 117-0,273 = 32 вт.
Общая мощность, потребляемая от предоконечного каска-
да (мощность возбуждения), составит:
Лозб=Р1 + 75с=32+1 =33 вт.
Находим входное
^вх =
возб
Общая мощность, отдаваемая в нагрузку оконечным и
предоконечным каскадами, составляет:
РОбш=£>+Л=240+32=272 вт.
сопротивление усилителя:
= Ш =415 оя.
Коэффициент усиления каскада по мощности получается:
К ус= = -^-=8,25.
Рвоз6 33
В схеме с общей сеткой коэффициенты усиления по нап-
ряжению и по мощности практически совпадают, так как оба
генератора (оконечный и предоконечный каскады) включены
последовательно, работают на общую нагрузку и через ник
течет одинаковый ток. Для
увеличения коэффициента уси-
ления необходимо применять
лампы с более высокой кру-
тизной, которые требуют
меньшего напряжения воз-
буждения. С повышением нап-
ряжения анода коэффициент
усиления также возрастает,
Рис 145 Усилитель на пентоде с так как выходное напряжение
тремя заземленными сетками увеличивается, а входное ос-
тается неизменным. У хоро-
ших ламп в схеме с общей сеткой усиление может дости-
гать нескольких десятков.
Низкое входное сопротивление усилителя с общей сеткой
является достаточной нагрузкой для предоконечного каскада
(драйвера), так что если даже сеточный ток появляется в те-
чение части полупериода (в режиме АВ2 или В2), он несуще-
ственно изменяет общее входное сопротивление мощного кас-
када. Это освобождает от необходимости включать парал-
лельно входу нагрузочные сопротивления, которые нужны в
схеме с общим катодом в режиме АВ2 или В2.
203
Существует очень интересная разновидность усилителя с
заземленной сеткой (рис. 145). В этой схеме все сетки непос-
редственно соединены с землей. Тетрод или пентод при этом
превращается в триод с высоким коэффициентом усиления с
заземленной сеткой..
Как видно из схемы, здесь не нужны входные контуры,
поскольку напряжение возбуждения подается ВЧ кабелем
непосредственно на катод; отпадает необходимость в нейтра-
лизации каскада, становятся излишними источник экранного
напряжения и источник отрицательного напряжения смеще-
ния. Полученный в результате такого соединения сеток триод
не требует напряжения смещения, так как ток покоя при нор-
мальном анодном напряжении составляет для большинства
ламп несколько миллиампер. Если учесть к тому же, что при
усилении однополосных сигналов экранное напряжение и на-
пряжение смещения должны быть стабилизированы, преиму-
щества этой схемы усилителя становятся еще более внуши-
тельными. Усилитель, собранный по такой схеме, требует не-
сколько большей мощности возбуждения, но, как мы уже зна-
ем, почти вся эта мощность поступает в антенну, так что не-
которое умощнение предварительного каскада вполне себя
оправдывает.
Тетроды и пентоды, у которых третья сетка или лучеобра-
зующие пластины соединены с катодом внутри лампы, не ре-
комендуются для работы в такой схеме, потому что уже в
40-метровом любительском диапазоне они склонны к самовоз-
буждению, не говоря о более высоких частотах. Происходит
это 410 той причине, что между заземленными сетками и
анодом в этих лампах находится электрод, соединенный с ка-
тодом. Этот электрод находится под потенциалом высокой
частоты, поскольку относится к входной цепи, и в то же вре-
мя расположен в непосредственной близости около анода,
что и приводит к генерации. Когда заземлены все три сетки,
возможность самовозбуждения практически исключена, так
как они представляют превосходный экран между анодом
и катодом.
Линейность такого усилителя весьма высока, так -что бла-
годаря всем своим достоинствам он должен завоевать широ-
кую популярность.
При использовании ламп прямого накала в накальную
цепь включается дроссель высокой частоты. Конструктивно
такой дроссель представляет катушку круглого или прямо-
угольного сечения диаметром от 20 до 40 мм. Длина намотки
15—25 см, намотка однослойная. Дроссель наматывается ви-
ток к витку одновременно двумя проводами, диаметр провода
определяется током накала лампы. Плотность тока может со-
ставлять 4—6 а на 1 мм2 в зависимости от условий охлаж-
дения. С одной стороны дросселя к двум концам подключа-
204
ется -накальная обмотка трансформатора, с другой — нить на-
кала лампы. Изготовляя накальный трансформатор, следует
учесть небольшое падение напряжения на дросселе.
Накальный дроссель для уменьшения габаритов можно
выполнить также с сердечником из магнитодиэлектрика. Для
этой цели подходят альсиферовые тороидальные сердечники
с наружным диаметром 40—50 мм и сечением 1—2 см2.. Про-
ницаемость альсифера около 60. Даже для 80-метрового диа-
пазона бывает достаточно сделать 25—30 витков. Намотка
ведется опять-таки двойным проводом, чтобы избежать под-
магничивания сердечника током накала лампы. Чтобы пред-
отвратить подмагничивание сердечника постоянной составля-
ющей анодного тока, накальную обмотку трансформатора
заземлять не следует. Для постоянной составляющей лучше
обеспечить отдельную цепь, соединив катод или нить накала
с землей через ВЧ дроссель, рассчитанный на максимальный
анодный ток плюс ток сеток.
С несколько худшими результатами вместо тороидального
сердечника можно применить стержень из магнитодиэлектри-
ка, приняв те же меры к устранению подмагничивания его то-
ком накала и постоянным анодным током.
Токи сеток в таком усилителе могут иметь значительную
величину. Основная часть тока соединенных вместе сеток при-
ходится на управляющую сетку.
Мощность, рассеиваемую управляющей ‘сеткой, можно
подсчитать по формуле:
^расс- g ,
где t/MC — амплитуда напряжения возбуждения;
/м —амплитуда сеточного тока.
Если рассеиваемая сеткой мощность превышает допусти-
мую, то следует вывод сетки отсоединить от земли и подклю-
чить примерно к половине витков накалыного дросселя. Ток
сетки значительно уменьшится. Если он будет опять выше
нормы, нужно передвинуть вывод сетки ближе к тому концу
дросселя, который соединен с катодом. Дроссель здесь исполь-
зуется как делитель напряжения. Чем ближе передвинут вывод
управляющей сетки по виткам дросселя к катоду, тем больше
потребуется мощности для возбуждения каскада, но вся до-
полнительно требуемая мощность выделится на сопротивлении
нагрузки.
Усилитель с общей сеткой без контура в катоде (рис. 145)
обладает и некоторыми недостатками. Входное сопротивление
его часто не соответствует волновому сопротивлению имею-
щихся кабелей. Отсутствие на входе резонансного контура
приводит к тому, что входное напряжение становится неско-
лько несимметричным, так "как нагрузка на возбудитель су-
205
ществует лишь в один (отрицательный) полупериод входно-
го напряжения, соответствующий положительному напряже-
нию сеток относительно катода. Уровень побочных излучений
при этом возрастает на 3—4 дб сравнительно со схемой, где
имеется контур на входе, а к. п. д. падает на 4—5%.
Это явление устраняется включением на входе усилителя
настроенного контура невысокой добротности. Контур можно
кондуктивно связать с кабелем и катодом лампы. Связь под-
бирается перемещением отвода по виткам.. Удобно применить
для этой цели также П-образ-
ный контур, позволяющий
плавно изменять связь с на-
грузкой (рис. 146). Это облег-
чает согласование с кабелем
входного сопротивления усили-
теля, ‘т. е. уменьшает необходи-
мую мощность возбуждения.
Для гармоник рабочей часто-
ты создается малое сопротив-
Рис. 146 П-образнын согласующий
контур
ление между входом и землей, что несколько уменьшает по-
бочные излучения. Поскольку добротность входного контура
невелика, подстройки его в пределах одного диапазона не тре-
буется.
Катушка Ц имеет 17 витков провода диаметром 1,3 мм,
диаметр каркаса — 30 мм, длина намотки — 60 мм, отво-
ды от 2-, 4- и 10-го витков, считая от правого по схеме кон-
ца. Полная индуктивность — 4,2 мкгн. Катушка Ь2
(0,45 мкгн) — бескаркасная, имеет 5 витков провода диамет-
ром 2 мм. Диаметр и длина катушки—25 мм.
Важное значение имеет длина кабеля, соединяющего воз-
будитель с усилителем, так как он может оказывать транс-
формирующее действие. На каком-нибудь из диапазонов он
может работать как четвертьволновый трансформатор, на
другом—как полуволновый повторитель. Последний режим
характерен тем, что если электрическая длина кабеля равна
целому числу полуволн и он нагружен на некоторое сопро-
тивление Д , то на входе кабеля сопротивление также будет
равно R независимо от волнового сопротивления самого ка-
беля. Этим свойством полуволнового повторителя можно вос-
пользоваться в данном случае. Так, если электрическую дли-
ну соединительного коаксиального кабеля сделать равной по-
ловине длины волны в диапазоне 40 м (геометрическая дли-
на около 14 м), на этом же отрезке в диапазоне 20 м будут
укладываться две полуволны, на 14 м — три, а на 10 м —
четыре. Во всех случаях кабель будет работать как транс-
форматор 1:1, т. е.. если входное сопротивление усилителя
200 ом, это же сопротивление будет подсоединено к выходу
возбудителя независимо от того, имеет сам кабель сопро-
206
тивление 50, 75 или 100 ом. В диапазоне 80 м этот же отре-
зок будет работать как четвертьволновый трансформатор.
Это значит, что если, к примеру, входное сопротивление уси«
лтеля будет 200 ом, а волновое сопротивление четвертьвол-
нового отрезка кабеля 100 ом (1:2), то к выходу возбудите-
ля будет подсоединена нагрузка вдвое меньшая, чем сопро-
тивление кабеля, т. е. 50 ом.
Чтобы сделать соединительный кабель полуволновым на
диапазоне 80 м, нужно вдвое увеличить его длину (до 28 м).
Той же цели можно достичь другим путем—заменить недо-
стающий четвертьволновый отрезок кабеля четырехполюс-
ником с сосредоточенными параметрами — хотя бы простей-
шим П-образным, состоящим из двух конденсаторов и кату-
шки, как обычный П-контур. Для кабеля 75 ом обе емкости
равны 560 пф, индуктивность 3,3 мкгн, а для кабеля 50 ом
емкости берутся по 820 пф, а индуктивность 2,3 мкгн.. Эти
данные приведены для 80-метрового диапазона, где П-кон-
тур с такими данными эквивалентен четвертьволновому от-
резку линии.
Хотя волновое сопротивление полуволнового соединительно-
го кабеля в принципе может быть любым, обычно старают-
ся сделать его равным или близким входному сопротивле-
нию усилителя, чтобы уменьшить потери в кабеле.
Если же соединительный кабель имеет случайную длину
и нагрузка (входное сопротивление усилителя) имеет значи-
тельную нелинейность, может оказаться так, что вследствие
изменяющегося КСВ кабель внесет свою переменную реактив-
ность в контур возбудителя, расстраивая его в такт ВЧ коле-
баниям и вызывая тем самым фазовую модуляцию составля-
ющих однополосного сигнала, что приведет к появлению но-
вых частот в спектре сигнала.
Для согласования возбудителя с усилителем в соедини-
тельный кабель полезно включить измеритель коэффициен-
та стоячей волны и добиться минимального значения КСВ.
Эта операция производится при полной мощности возбужде-
ния.
Предоконечный усилитель не сдедует выполнять по схе-
ме с заземленной сеткой, если его нагрузка (вход оконечного
усилителя) нелинейна, т. е. изменяется во времени с измене-
нием напряжения (например, в режиме АВ2).
Если обратиться к эквивалентной схеме (рис, 144, в), соп-
ротивление RH представит в этом случае входную цепь око-
нечного каскада, генератор Г-1 — предоконечный каскад с за-
земленной сеткой, генератор Г-2 — каскад, ему предшествую-
щий (обычно усилитель напряжения). Поскольку генераторы
Г-1 и Г-2 включены последовательно и работают на общую
нагрузку R„, изменение входного сопротивления оконечного
каскада (RH) приведет к изменению нагрузки не только на
207
генератор Г-1, но и на Г-2, что вызовет появление нелинейных
искажений уже в этом каскаде (т. е. в предварительном уси-
лителе).
7. ИСПЫТАНИЕ ДВУМЯ ТОНАМИ И МОЩ-
НОСТЬ ЛИНЕЙНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Выходная мощность усилителей низкой частоты обычно
указывается при определенной величине нелинейных иска-
жений. Очевидно, что эти две характеристики усилителя на-
ходятся в тесной связи. По достижении некоторого уровня
мощности процент нелинейных искажений начинает быстро
возрастать. Сказанное справедливо как в отношении усилите-
лей низкой частоты, так и в отношении линейных усилите-
лей радиочастотных колебаний.
Определить, какую мощность может отдать линейный
усилитель без превышения допустимой величины искажении,
затруднительно, если на вход усилителя подавать синусои-
дальные колебания одной частоты. В этом случае нелегко
заметить уровень сигнала, при котором усилитель перегружа-
ется и искажения превышают норму, так как искажения эти
приводят только к появлению гармоник основной частоты, не
лежащих в рабочем диапазоне и подавляемых анодным кон-
туром.
Как же оценивать мощность линейного усилителя? Во вре-
мя разговора стрелка анодного миллиамперметра все время
находится в движении и взять какой-то определенный отсчет
совершенно невозможно. При произнесении длинного звука
«а-а» перед микрофоном стрелка более или менее успокаива-
ется, но и здесь мы ничего определенного сказать не можем,
поскольку показания миллиамперметра зависят от громкости
и индивидуальных свойств голоса оператора. Если перед мик-
рофоном будет звучать голос другого оператора, показания
того же миллиамперметра будут другими, тогда как никаких
изменений в усилителе не произошло.
При оценке мощности линейного усилителя принято поль-
зоваться пиковой мощностью, поскольку она является тем
пределом, превышение которого приводит к значительным
нелинейным искажениям. Пиковая мощность усилителя мо-
жет быть достигнута при существенно меньшей средней или
эффективной мощности. Соотношение между пиковой и эф-
фективной мощностью зависит от формы огибающей модули-
рованных высокочастотных колебаний. При подаче на вход
усилителя немодулированных колебаний эффективная мощ-
ность достигает значения пиковой, тогда как при усилении од-
нополосного сигнала, соответствующего спектру речи, пиковая
мощность достигается при значительно меньшей средней мощ-
ности. Причиной этого является наличие в голосовом спектре
208
множества колебаний различной частоты и амплитуды. В оп-
ределенные моменты времени амплитуды этих колебаний сум-
мируются и достигается пиковая мощность. Следует заметить,
что слово «пиковый» относится к мощности на пиках модуля-
ции, когда достигается наибольшая амплитуда огибающей.
Резюмируя, можно сказать, что пиковая мощность усилив
теля есть максимальная эффективная мощность колебаний вы-
сокой частоты, достигаемая на пиках огибающей модулирован- '
ного сигнала при условии, что искажения, вносимые усилите-
лем, находятся в допустимых пределах.
Из сказанного ранее вытекает, что определять мощность
усилителя во время возбуждения его голосовым однополос-
ным спектром радиочастот невозможно. Пользоваться для
этой цели колебаниями одной частоты (незатухающими) так-
же практически бесполезно.
Определение пиковой мощности усилителя, при которой
искажения еще не выходят из нормы, производится при ис-
пытании усилителя «двумя тонами». Если на вход линейного
усилителя подать синусоидальные колебания двух частот,
разнесенных на один-два килогерца, напряжение высокой
частоты на входе и выходе усилителя будет изменяться от
нуля до максимума по определенному закону. Колебания вы-
сокой частоты с выхода усилителя подаются на вертикально-
отклоняющие пластины осциллоскопической трубки; наблю-
дая на экране осциллографа форму огибающей, легко заме-
тить момент, когда усилитель перегружается и вершина оги-
бающей становится более плоской (подробнее об испытании
двумя тонами и характере осциллограмм однополосного сиг-
нала рассказывается в гл. X).
Показания анодного миллиамперметра при испытании
усилителя двумя тонами значительно меньше показаний его
при подаче на вход усилителя немодулированных колебаний
ВЧ. Для вычисления пиковой мощности используется специ-
альный коэффициент, который мы для удобства обозначим
буквой К. Коэффициент К показывает, во сколько раз пико-
вое значение анодного тока превышает показания анодного
миллиамперметра. Зная пиковое значение анодногб тока и
величину анодного напряжения, легко определить пиковую
подводимую мощность.
Для идеального линейного усилителя класса В коэффици-
ент К имеет значение 1,57, т. е. пиковая мощность в таком
усилителе в 1,57 раза превышает вычисленную по показани-
ям приборов. Для усилителя класса А коэффициент К, оче-
видно, равен 1, так как анодный ток такого усилителя не из-
меняется (имеются в виду показания анодного миллиампер-
метра). Для усилителей класса АВ\ и АВ2 значения К лежат
между 1 и 1,57.. Заметим, что /(=1,57, если анодный ток по-
коя равен или очень близок к нулю, а характеристика усили-
209
теля линейна. Если ток покоя /о имеет заметную величину,
для вычисления пикового значения мощности можно восполь-
зоваться формулой:
>/’nK = /nKt/a=l,57(/a-O,363/o) ия,
где 1ПК— пиковое значение анодного тока;
Ua — анодное напряжение;
/а —показания анодного миллиамперметра при испытании
усилителя двумя тонами и отсутствии искажений;
/о — анодный ток покоя.
Для суждения о возможностях усилителя можно пользо-
ваться не только пиковой мощностью, но и мощностью при
испытании двумя тонами.
Найдя пиковую подводимую мощность, мы можем судить
о величине пиковой отдаваемой мощности. Подводимая мощ-
ность может превышать отдаваемую примерно от 1,4 до 2
раз.
Для линейного усилителя режима В при усилении двухто-
нового сигнала известны следующие соотношения.
21 lj /г. \
Подводимая мощность Рд——”2 а > т- е- в 1,57 раза
меньше, чем при усилении одного тона.
I
Пиковая отдаваемая мощность РПик= —- —такая же,
как и при усилении однотонового сигнала.
I | U
Средняя отдаваемая мощность Рср = а а вдвое меньше
пиковой. ° 2/
Постоянная составляющая анодного тока /о=-^г, или в
1,57 раза меньше, чем при усилении одного тона.
К-п.д. каскада v - -jg I, т. е. в Раз меньше> чем
при усилении одного тона.
При одинаковой подводимой мощности бдльшую мощность
отдает та лампа, которая при условии сохранения линейности
усилителя допускает наименьшее остаточное напряжение ано-
да и наименьший ток покоя.
В первой главе говорилось, что переход с амплитудной мо-
дуляции на однополосную эквивалентен на передающей сто-
роне четырехкратному увеличению мощности передатчика.
Сравнение это проводилось при одинаковой пиковой мощно-
сти в обоих случаях, так что если радиолюбитель использо-
вал AM передатчик с лампой ГК-71 при анодном напряжении
1500 в с сеточной модуляцией, при переходе на SSB он смог
получить с той же лампой', при том же анодном напряжении
выигрыш в пиковой мощности боковых полос в 4.раза.
Если же ранее использовалась 100%-ная анодная модуля-
210
ция, пиковая мощность такого передатчика уже в 4 раза
больше, чем при сеточной модуляции, а анодное напряжение
на пиках модуляции достигает двойного значения, т. е. в на-
шем примере 3000 в. Чтобы и в этом случае получить четы-
рехкратный выигрыш при переходе на SSB, нужно сравнять
пиковую мощность анодно-модулируемого оконечного каска-
да AM передатчика и выходного линейного усилителя SSB
передатчика, т. о. удвоить его анодное напряжение, подняв
его до 3000 в. При соблюдении нормального теплового режи-
ма такое напряжение не опасно, так как является рабочим
при AM. Но из соображений техники безопасности анодное
напряжение повышают обычно не в два, а в полтора раза, хо-
тя при этом выигрыш в мощности получается примерно
вдвое, а не вчетверо.
8. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ ОДНО-
ПОЛОСНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
При усилении однополосного сигнала важнейшее значе-
ние имеет тот факт, что его амплитуда не остается постоян-
ной. Мгновенное значение амплитуды SSB сигнала пропор-
ционально мгновенной амплитуде модулирующего напряже-
ния.
Модулирующее напряжение меняется во времени в значи-
тельных пределах. Для характеристики этого свойства НЧ
сигнала приняты два параметра: пикфактор и динамический
диапазон.
Пикфактором телефонного сигнала (р) называется отно-
шение максимального встречаемого напряжения к среднем}
(эффективному) его значению за достаточно большой отрезок
времени. Поскольку модулирующее напряжение является
случайной функцией времени, вероятность появления в нем
колебаний с большой амплитудой обратно пропорциональна
их амплитуде, т. е. большие «пики» встречаются редко—тем
реже, чем больше их амплитуда. Зависимость эта, однако, не-
линейна. Вычисления показывают, что с вероятностью 0,999
можно считать пикфактор речи р равным 3,3 (т. е. 10—11 дб
по мощности).
Динамический диапазон речи составляет примерно 40 дб,
т. е. отношение наибольшего напряжения к наименьшему око-
ло 100. В коммерческой и любительской радиосвязи, особенно
при тщательном «выговаривании» слов перед микрофоном,
динамический диапазон речи может быть значительно сни-
жен. Той же цели служат модуляторы с динамической комп-
рессией сигнала. Тем не менее уровень однополосного сигнала
в процессе модуляции изменяется в широких пределах. Зави-
симость средней мощности, отдаваемой в нагрузку, от пик-
фактора р имеет такой вид:
211
макс
т. е„ средняя мощность однополосного сигнала при р = 3,3 в
пять-шесть раз меньше максимальной мощности, отдаваемой
линейным усилителем.
Если коэффициент, показывающий степень изменения ам-
плитуды однополосного сигнала, обозначить через М и при-
нять ЛГмакс =1, можно выразить зависимость среднего зна-
уу
чения М от пикфактора р: Мср = ------. При р = 3,3 Мср —
= 0,43.
Обозначим максимальную подводимую мощность через
Л)макс.Тогда средняя подводимая мощность за время передачи
РОср может быть определена по формуле:
^>Оср = -^ср -^Омакс •
Средний к.п.д. усилителя при усилении SSB сигнала вычис-
ляется так:
Т]Ср = Л4Ср Т]макс •
Возьмем для примера линейный усилитель с пиковой под-
водимой МОЩНОСТЬЮ РОмакс =1 КвТ И МЭКСИМЭЛЬНЫМ К.П.Д. (СО-
ответствующим максимальной мощности), равным 70% В теле-
графном режиме такой усилитель отдает в нагрузку мощность
Амане =700 вт, на аноде лампы рассеивается мощность Ра =
300 вт. При пикфакторе р=3,3 коэффициент Л4ср = 0,43; тог-
да' РОср =0,43- 1000 вт = 430 вт.
Если принять, что постоянная составляющая анодного тока
Iаомакс в нашем усилителе при максимальной мощности сос-
тавляет 1 а, среднее значение постоянной составляющей I аоср
будет такое:
7аоср = Яр Л„макс = 0,43• 1 =0,43я.
Стрелки магнитоэлектрических приборов быстро следуют
за изменением анодного тока, но если применить прибор с
большой постоянной времени (например, тепловой ампер-
метр), он должен показать анодный ток в среднем 0,43 а.
Отсюда следует еще один важный вывод: питающее устрой-
ство для такого усилителя может быть практически рассчи-
тано на длительную мощность порядка 500 вт.»Пиковая мощ-
ность этого выпрямителя должна быть 1 кет.
Средний к.п.д. нашего усилителя:
^=0,43-70% =30%.
Вычислим отдаваемую в нагрузку мощность:
^нсР = Аср ’Icp =430-0,3= 130 вт, т.е. в 5—6 раз меньше мак-
симальной отдаваемой мощности.
212
Средняя рассеиваемая мощность Р^р тем не менее ока-
зывается равной: Л-1Ср=Л)ср—Л<ср=430—130=300 вт.
На рис. 147 показана зависимость подводимой мощности
Ро, мощности в нагрузке Рн и рассеиваемой на аноде мощ-
ности Р:. от коэффициента М для усилителя с пиковой под-
водимой мощностью 1 кет и максимальным к.п.д. 70%.
В реальных условиях при
усилении SSB сигнала коэф-
фициент М меняется в широ-
ких пределах. Для наглядно-
сти область Рг—рассеивае-
мой на аноде мощности—заш-
трихована. Из графика видно,
что при малых значениях М
почти вся подводимая мощ-
ность рассеивается на аноде,
и лишь при М>0,7 отдавае-
мая мощность превышает рас-
сеиваемую. Видно также, что
если в максимальном режиме
(М=1) на аноде рассеивает-
ся 300 вт, при значениях М
менее 1 и более 0,45 рассеива-
емая анодом мощность превы-
шает эту величину, достигая
почти 360 вт. Усилитель SSB
сигналов, таким образом, из-
Рис. 147. Зависимость подводимой
мощности Ра, рассеиваемой на
аноде мощности и мощности в
нагрузке Рн от коэффициента М.
Пиковая мощность передатчика —
1 кет, к. п. д.=70%
за значительного пикфактора
работает большую часть времени в чрезвычайно невыгодном
режиме. .Реальный к.п.д. его составляет всего 30%, а отно-
шение средней отдаваемой мощности к пиковой получается
равным:
_ ...130 . = 18,4 %.
Рнмакс 700
Впрочем, можно легко показать, что в оконечном каска-
де AM передатчика с той же пиковой мощностью (1 кет) и
тем же к.п.д. (70%) при передаче речи с пикфактором 3,3 на
долю двух боковых полос приходится всего 16 вт средней
мощности. При этом его средняя подводимая мощность сос-
1 6
тавляет 273 вт, реальный к.п.д. равен лишь — =6%, а одно-
2. / О
шение средней мощности двух боковых полос к пиковой
1 6
мощности AM сигнала всего лишьу^ =2,3%.
Очевидно, для улучшения энергетических показателей
оконечной ступени нужно уменьшать пикфактор усиливае-
мого сигнала. Так, если пикфактор снизить с 3,3 до 2, при
213
усилении SSB сигнала отдаваемая мощность будет уже не
130, а 350 вт (в киловаттном усилителе из нашего примера),
т. е. почти втрое выше.
Есть два основных пути уменьшения пикфактора SSB
сигнала. Первый, косвенный, состоит в том, что снижается
динамический диапазон низкочастотного модулирующего на-
пряжения. Второй метод заключается в снижении пикфакто-
ра самого SSB сигнала путем его ограничения.
Рис. 148. Микрофонный усилитель с компрессией
*
Рассмотрим подробнее первый метод.
В радиолюбительской практике чаще всего используются
два способа компрессии (сжатия) динамического диапазона
модулирующего напряжения: симметричное двустороннее ог-
раничение и автоматическая регулировка усиления (АРУ) в
зависимости от уровня входного сигнала. Первый способ
принято называть просто ограничением (или клиппировани-
ем), второй — компрессией. При этом время заряда цепи
АРУ бер.ется минимальным, порядка нескольких миллисе-
кунд, время разряда — от 0,5 до 2—3 секунд.
На рис. 148 показана одна из схем УНЧ с компрессией
сигнала. Вход схемы подключается к предварительному уси-
лителю. Усиленное триодом НЧ напряжение детектируется
и в отрицательной полярности заряжает конденсатор емкос-
тью 1 мф, который постепенно разряжается через резистор
сопротивлением 1 Мом. Отрицательное регулирующее напря-
жение подается сразу на две управляющие сетки лампы
6А2П для увеличения эффективности регулировки.
Регулирующее напряжение иногда подают также на уп-
равляющие сетки пентодов с переменной крутизной (6К1П,
6КЗ и т. д.), либо на их пентодные сетки.
В технике связи для уменьшения пикфактора модулирую-
щего напряжения уже давно применяется симметричное дву-
стороннее ограничение, что позволяет повысить среднюю
мощность сигнала. Описанный выше компрессор практически
214
не искажает формы модулирующего напряжения, тогда как
ограничение есть сильное нелинейное искажение сигнала.
Если постоянная времени описанного компрессора имеет зна-
чительную величину, то постояная времени ограничителя, на-
против, практически равна нулю. На рис. 149 показана одна
из схем ограничителя, а также форма исходного и ограничен-
ного напряжений.
Рис L49 Схема последо-
вательного ограничителя
(а); б—временная диа-
грамма ограниченного
сигнала
Степень ограничения может быть различной. Величиной
ограничения считается отношение максимальной амплитуды
входного сигнала к уровню ограничения. При сильном огра-
ничении (25—40 дб) модулирующий сигнал сложной формы
превращается в последовательность прямоугольных импуль-
сов, длительность которых, в общем, пропорциональна дли-
тельности первоначального колебания, а частота следования
определяется мгновенной частотой исходного сигнала.
С точки зрения теории информации речь обладает большой
избыточностью, т. е. при передаче речи по каналу связи прохо-
дит гораздо большее количество информации, чем необходимо
для передачи смыслового сообщения, содержащегося в речи.
Поэтому даже если по пути происходит потеря части информа-
ции (уменьшение избыточности речи), передаваемое сообщение
все же может быть принято полностью.
Ограничение приводит к уменьшению избыточности речи,
так как в амплитудных изменениях содержится определенная
часть информации. Тем не менее сильное амплитудное огра-
ничение телефонного сигнала вызывает незначительное ухуд-
шение разборчивости, поскольку основная доля информации
заключена не в амплитудных вариациях, а в изменениях
мгновенной частоты модулирующего напряжения.
Поскольку ограничение вызывает большие искажения
формы сигнала, в выходном спектре после ограничителя со-
держится много гармоник исходных частот и их комбинации,
что приводит к расширению спектра в несколько раз. Поэто-
215
му после ограничителя обязательно ставят фильтр нижних
частот с частотой среза 3—4 кгц.
На рис. 150 изображена еще одна схема ограничителя, ра-
ботающая на двух диодах. Уровень ограничения устанавли-
вается потенциометром, включенным в катодную цепь второ-
го триода. Диоды должны иметь одинаковое обратное сопро-
тивление, чтобы ограничение было симметричным.
Если не удастся подобрать двух таких диодов, можно за-
шунтировать имеющиеся диоды резисторами с одинаковыми
сопротивлениями по 50—100 ком.
При ограничении НЧ сигнала резко возрастает относите-
льный уровень различных шумов —• шуршание бумаг на столе,
дыхание, даже тикание часов. Поэтому ограничение не сле-
дует применять, если в комнате шумно.
Рис. 150. Параллельный
ограничитель НЧ сигна-
ла
Если ограничение или частотное предыскажение применя-
ются в фазовом возбудителе, нужно перед подачей НЧ сигна-
ла на фазовращатели пропустить его через хороший фильтр
нижних частот.
Как ограничение, так и дифференцирование требуют значи-
тельного запаса по усилению в микрофонном усилителе.
Следует заметить, что ограниченная речь разбирается не-
сколько хуже неограниченной, что снижает помехоустойчи-
вость линии связи. В хороших условиях связи (при большом
отношении сигнал — помеха) не следует применять ограниче-
ние, так как оно ухудшает качество сигнала. Но зато ограни-
чение позволяет в несколько раз увеличить мощность полез-
ного сигнала в передатчике, т. е. улучшить условия связи, да-
же несмотря на некоторое ухудшение разборчивости, с кото-
рым можно мириться.
Поскольку продуктом ограничения являются в основном
нечетные (3-я, 5-я и т. д.) гармоники частот звукового спек-
тра, а комбинационные частоты выражены слабее, для умень-
шения нелинейных искажений в этом случае можно восполь-
зоваться методом разделения звукового спектра на несколько
каналов, в каждом из которых отношение высшей частоты к
низшей менее 3 (чтобы не прошла 3-я и более высокие гар-
моники). Имеются трехканальные системы, передающие по-
лосу от 200 до 3000 гц (200—500, 500—1200, 1200—3000 гц).
В любительском варианте можно ограничиться двумя кана-
лами (400—1000, 1000—2500 гц). В каждом из каналов сиг-
216
нал проходит последовательно через фильтр высших частот,
двусторонний амплитудный ограничитель и фильтр нижних
частот. При этом срезание низших частот производится до
ограничителя, а гармоник и высших частот — после него. За-
тем оба канала вновь объединяются в один (рис. 151).
В предельно ограниченном сигнале (содержащем очень
большое число составляющих) эти составляющие сфазиро-
ваны таким образом, что их сумма равна некоторой постоян-
ной величине (уровню ограничения). При прохождении огра-
ниченного сигнала через фильтр происходит изменение от-
носительного фазового сдвига спектральных составляющих,
Рис. 151. Блок-схема двухканальной системы с ограничением
сигнала и удалением нечетных гармоник
особенно расположенных на скате характеристики фильтра,
а часть составляющих вообще исчезает. То и другое приво-
дит к некоторому увеличению пикфактора. Если при ограни-
чении 25 дб пикфактор речи составляет 1 дб (без фильтра-
ции), то при частоте среза фильтра 4 кгц пикфактор увеличи-
вается только до 2 дб. Если же сделать частоту среза равной
3 кгц, пикфактор достигнет 4,8 дб. Это уже заметно снижает
энергетический эффект ограничения. Пикфактор получается
еще больше в многоканальной системе с удалением нечетных
гармоник. Поэтому в AM передатчиках для сохранения выиг-
рыша по мощности, с одной стороны, и предотвращения зна-
чительного расширения спектра радиотелефонного сигнала
с другой частоту среза ФНЧ следует делать равной 4 кгц с
крутым скатом.
Поскольку огибающая AM сигнала повторяет форму мо-
дулирующего напряжения, при модуляции ограниченньш сиг-
налом AM передатчик во время положительных полуперио-
дов модулирующего напряжения работает в режиме, близ-
ком к максимальному (телеграфному). Выигрыш в помехо-
устойчивости благодаря ограничению в AM передатчике дос-
тигает 6 дб (4 раза по мощности).
Перейдем теперь к вопросу эффективности ограничения
НЧ сигнала в модуляторах однополосных передатчиков. Пре-
жде всего связная однополосная аппаратура рассчитана, как
правило, для полосы не шире 3 кгц. Такую полосу имеют ме-
217
ханические и кварцевые фильтры, применяемые в приемни-
ках и передатчиках, а также низкочастотные фазовращатели.
С точки зрения сохранения энергетического выигрыша от ог-
раничения частоту среза фильтра НЧ после ограничения же-
лательно иметь около 4 кгц. Но строить любительский одно-
полосный передатчик с полосой 4 кгц, во-первых, трудно, так
как нужно конструировать специальный фильтр или относи-
тельно широкополосный фазовращатель; во-вторых, — беспо-
лезно, так как у подавляющего большинства корреспонден-
тов полоса пропускания приемников составляет 2,5—3 кгц,
и, в-третьих, нежела-
тельно, как и всякое рас-
Рис. 152. Временные диаграммы: а—мо-
дулирующего сигнала (прямоугольные
импульсы); б—соответствующего одно-
полосного сигнала
ширение излучаемого
спектра. Итак, k люби-
тельском однополосном
передатчике после огра-
ничения придется сре-
зать частоты выше Зкгц,
что снижает выигрыш в
мощности.
Есть и еще одна осо-
бенность применения ог-
раниченного сигнала для
модуляции однополосно-
го передатчика. Как от-
мечалось в гл. I, огиба-
ющая однополосного сиг-
нала не повторяет форму
модулирующего напряже-
ния. В частности, при модуляции прямоугольным импульсом
(полученным после ограничения НЧ сигнала) огибающая
однополосного сигнала будет не прямоугольной, а такой,как
показано на рис. 152. В момент перепада модулирующего на-
пряжения огибающая однополосного сигнала сильно возра-
стает. Дело здесь вот в чем. Если разложить прямоугольный
импульс в ряд гармонических составляющих, получим весь-
ма широкий спектр, медленно убывающий с частотой. Спек-
тральные составляющие в этом ряду сфазированы таким об-
разом, что сумма его членов оказывается сходящейся. Физи-
чески это выражается в том, что суммарное напряжение
составляющих в течение длительности Импульса равняется
уровню ограничения. Смещение частоты спектральных сос-
тавляющих на величину частоты несущей, происходящее при
однополосной модуляции, приводит к нарушению их взаим-
ной фазировки, поскольку они больше не являются оберто-
нами первой гармоники. Поэтому в некоторые моменты, со-
ответствующие появлению и исчезновению прямоугольного
модулирующего импульса, сумма членов ряда оказывается
218
расходящейся. В принципе это должно привести к бесконеч-
ному по амплитуде выбросу огибающей. Но реальный им-
пульс, полученный ограничением из модулирующего напря-
жения, имеет конечную скорость изменения напряжения
(конечную крутизну переднего и заднего фронтов). Крутизна
эта еще уменьшается при ограничении сверху полосы сигна-
ла до 3 кгц. Поскольку однополосный фильтр также имеет
конечную ширину полосы, бесконечных выбросов огибающей
не будет, но пикфактор сигнала будет заметно больше, чем в
AM передатчике. При модуляции SSB передатчика ограни-
ченным НЧ сигналом
пикфактор однополос-
ного сигнала оказыва-
ется равным 6—8 дб.
Если считать пикфа-
ктор нормального SSB
сигнала 12 дб, макси-
мально достижимый
выигрыш по мощности
получается в 2,5 — 3
раза.
Ограничение НЧ
сигнала удобно приме-
нять в фильтровых пе-
редатчиках с хороши-
ми фильтрами: тогда
не нужно ставить пос-
ле ограничителя ФНЧ,
Рис. 153. Зависимость выигрыша в мощ-
ности от степени ограничения SSB сиг-
нала
так как эту роль вы-
полняет фильтр основной селекции; в случае же фазового
способа формирования нужно обязательно ставить после ог-
раничителя хороший фильтр с частотой среза 3 кгц, иначе
не удастся в достаточной мере подавить нежелательную бо-
ковую.
Более эффективным способом улучшения энергетических
показателей однополосного передатчика является ограниче-
ние уже сформированного SSB сигнала. Это позволяет уме-
ньшить его пикфактор до 3,5—4 дб и получить выигрыш в
6—7 раз по мощности. На рис. 153 показана зависимость
получаемого выигрыша от степени ограничения однополосно-
го сигнала. В любительских условиях оптимальным ограниче-
нием можно считать 10—15 "дб; дальнейшее ограничение поч-
ти не дает эффекта. Энергетический выигрыш Q, даваемый
ограничением сигнала, можно легко узнать по следующей
формуле:
Q = —
* Раз pj2 »
219
где р и П — соответственно пикфакторы неограниченного и
ограниченного SSB сигналов. Эту же зависимость можно запи-
сать еще проще:
Q(d6)=p (дб)-П(дб).
Например, если пикфактор был 12 дб, а после ограничения
стал 5 дб, выигрыш составляет 7 дб (примерно 5 раз по мощ-
ности). Нужно учесть, что ограничение SSB сигнала соответ-
ственно поднимает уровень несущей и фона.
Заметим, что если пикфактор р предельно ограниченного
НЧ сигнала может быть сделан как угодно близким к еди-
нице (0 дб), то пикфактор П ограниченного однополосного
сигнала даже при полном ограничении не может быть меньше
пикфактора синусоиды, т. е. 1,41 (3 дб). Объясняется это тем,
что ограниченный НЧ сигнал представляет собой постоянные
по величине импульсы тока, тогда как огибающая ограничен-
ного SSB сигнала имеет высокочастотное заполнение, ко-
торое является практически синусоидальным.
Рассмотрим влияние ограничения на спектр SSB сигнала,
Здесь происходит то же явление, которое подробно описыва-
лось в разделе 2 («Влияние нелинейности усилителя на
спектр однополосного сигнала»), но в гораздо большей мере,
так как нелинейные искажения сигнала очень велики. Это
вызывает появление в полосе сигнала и вблизи нее большого
количества комбинационных частот.
Тем не менее оказывается, что при ограничении SSB сиг-
нала речь звучит гораздо более разборчиво, чем при ограни-
чении НЧ сигнала. Это объясняется тем, что при ограничении
НЧ сигнала в полосу его попадает большинство гармоник ис-
ходных частот и их комбинации, тогда как при ограничении
SSB сигнала гармоники его лежат далеко за пределами по-
лосы пропускания фильтров основной селекции, а в полосе
сигнала и поблизости от нее оказываются лишь некоторые
комбинации этих гармоник — третьего, пятого и других не-
четных порядков.
Если в модулирующем НЧ спектре сохраняется естествен-
ное (экспоненциальное) частотное распределение амплитуд,
т. е. преобладают низкочастотные составляющие, то спектр
ограниченного SSB сигнала также оказывается несимметрич-
ным (рис. 154, а). Исходный SSB спектр показан там же
пунктиром. Легко увидеть, что уровень побочных составляю-
щих неодинаков по разные стороны от боковой. Уровень этот
выше со стороны несущей частоты (подавленной, разумеется)
и простирается в область подавленной боковой, создавая 'впе-
чатление ее плохого подавления. Настройка приемника на
такой сигнал затруднена даже больше, чем на сигнал с пло-
хо подавленной боковой, потому что в этом последнем сигна-
ле имеется между боковыми свободный участок 0,5—0,6 кгц
220
в области несущей, обусловленный отсутствием в модулирую-
щем спектре частот ниже 300 гц.
Уровень побочных продуктов ограничения, примыкающих
к боковой полосе со стороны несущей, по данным М. С. Не-
мировского, составляет 12 —15 дб (что, конечно, недопусти-
мо при работе в эфире на КВ), тогда как с другой стороны
боковой уровень побочных продуктов невелик, и им можно пре-
небречь в любительских условиях ввиду небольшой мощности
передатчиков. Таким образом, ограничение однополосного сиг-
нала, имеющего экспоненциальный спектр, приводит к рас-
ширению полосы примерно в два раза.
Рис 154. Спектр ограни- |\ |
ценного SSB сигнала с I \ I
нормальным исходным / \ /У
НЧ спектром (а); б — /\ \ /\ \
спектр ограниченного / | | / ; \
SSB сигнала с равномер- / I \
тром °
Если исходный модулирующий спектр равномерный, т. е.
составляющие различных частот имеют одинаковую ампли-
туду, спектр ограниченного однополосного сигнала получает-
ся также симметричным (рис. 154, б). Уровень побочных про-
дуктов ограничения, примыкающих непосредственно к боко-
вой полосе, весьма велик (—10 -15 дб), а спектр расширяет-
ся примерно в три раза.
Таким образом, вводить частотное предыскажение (диф-
ференцирование) модулирующего НЧ сигнала перед ограни-
чением SSB сигнала не следует, поскольку энергетического
выигрыша это не дает, а только расширяет спектр ограничен-
ного сигнала, и вообще после ограничения на слух невозмож-
но уловить, был исходный спектр равномерным или экспонен-
циальным.
Ограничение сигнала следует производить в маломощных
промежуточных каскадах передатчика на фиксированной ча-
стоте— обычно на частоте формирования сигнала. С расшире-
нием излучаемого спектра в два-три раза можно мириться
лишь на УКВ, а на частотах ниже 30 Мгц (особенно в люби-
тельских диапазонах) это недопустимо. Поэтому ограничен-
ный SSB сигнал необходимо пропустить через фильтр, анало-
гичный используемому для формирования сигнала.
Например, если SSB сигнал сформирован с помощью ме-
ханического фильтра на 500 кгц, после ограничения нужно
обязательно ставить второй механический фильтр с той же
полосой пропускания. Фильтры с меньшей крутизной ската
(например, ЕС-фильтры) здесь не помогут. Если радиолюби-
тель не располагает двумя механическими фильтрами, можно
221
Существует много схем
рис. 155, а показана схема
SSB сигнал сформировать на частоте 500 кгц фазовым мето-
дом, усилить его, ограничить и затем пропустить через меха-
нический фильтр. Можно, разумеется, использовать и квар-
цевые фильтры, но второй должен быть не хуже первого, ос-
новного. После вторичной фильтрации пикфактор ограничен-
ного SSB сигнала несколько возрастает.
мплитудных ограничителей. На
амплитудного ограничителя на
пентоде, работающего за счет
отсечки анодного тока. Подоб-
ные схемы широко применя-
ются в приемниках ЧМ сигна-
лов перед дискриминаторами.
Режим лампы выбирается
так, чтобы получить, с одной
стороны, достаточное выход-
ное напряжение, а с другой,—
нужную степень ограничения.
Напряжение анода составля-
ет обычно 7-5-15 в, а экранной
сетки—30--50 в. Напряжение
начала ограничения около
1—2 в, а выходное напряже-
ние составляет несколько
вольт. Эта схема дает ограни-
чение до 20 дб.
Еще одна схема ограничи-
теля работающего за счет се-
точных токов, показана на
рис. 155, б. Схема представля-
ет собой обычный усилитель с
большим сопротивлением в це-
появлении сеточного тока на-
резисторе утечки /?с, «подпи-
ее усиление. Сопротивление R
можно подобрать так, что отрицательное смещение будет при-
мерно пропорционально уровню сигнала, т. е. будет иметь ме-
сто ограничение. Наилучшее ограничение в данной схеме по-
лучается при /?с=80 ком. Ограничение начинается при вход-
ном напряжении 2—3 в. Выходное напряжение зависит от
величины анодной нагрузки. Эта схема дает ограничение
15—20 дб. Широко используются здесь также диодные огра-
ничители-
Наряду с ограничением можно применять другой, гораздо
бЬлее простой способ увеличения помехоустойчивости одно-
полосного сигнала — путем предварительного частотного пре-
дыскажения НЧ сигнала таким образом, чтобы модулирую-
щий (а потому и однополосный) сигнал стал равномерным.
Рис. 155. Схемы амплитудных
ограничителей: а—за счет от-
сечки анодного тока; б—за счет
сеточного тока
пи управляющей сетки. При
пряжение, возникающее на
рает» лампу и уменьшает
222
SSB сигнал с равномерным спектром п£имерно в два раза
более помехоустойчив, чем сигнал с экспоненциальным спект-
ром. Разборчивость речи зависит в основном от хорошего вос-
произведения согласных звуков, дающих составляющие с час-
тотами выше 1 кгц. Относительный уровень их в сигнале с
нормальным спектром невелик, и при помехах в канале связи
они могут оказаться ниже уровня шумов и будут замаскиро-
ваны ими. Это может привести к срыву связи. В SSB сигнале
с равномерным спектром частоты, соответствующие соглас-
ным звукам, приподняты над уровнем помех, чем и достига-
ется увеличение помехоустойчивости.
В заключение необходимо отметить, что использование
ограничения однополосного сигнала можно рекомендовать
радиолюбителям с достаточным опытом налаживания и экс-
плуатации однополосной аппаратуры, имеющим возможность
произвести все необходимые при настройке измерения.
9. УМЕНЬШЕНИЕ ИСКАЖЕНИЙ В ЛИНЕЙ-
НЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
Для уменьшения нелинейных искажений в линейных уси-
лителях SSB сигналов применяются различные виды отрица-
тельной обратной связи, а также метод устранения и восста-
новления огибающей.
Весьма эффективным средством уменьшения искажений
является отрицательная обратная связь (ООС) по высокой
частоте. При этом часть выходного напряжения ВЧ подается
на вход со сдвигом фазы на 180° (т. е. в противофазе).
ООС используется в тех случаях, когда другие методы
улучшения линейности (тщательный выбор ламп, режима
и т. д.) не позволяют достичь высокого качества сигнала.
Величина обратной связи А выражается формулой:
Л=1+₽/<ус,
где р — коэффициент передачи цепи ООС, а Кус — коэффи-
циент усиления каскада (или каскадов) без ООС. Введение
ООС уменьшает усиление в А раз, что, конечно, нежелатель-
но, но зато ООС во столько же раз уменьшает и искажения
усиливаемого сигнала.
Так как нелинейные искажения возникают в основном в
предоконечном и оконечном каскадах, имеет смысл применять
ООС именно здесь, а ослабление уровня сигнала компенсиро-
вать увеличением усиления в предварительном усилителе на-
пряжения, работающем в режиме класса А, что не связано
с увеличением искажений.
Усилители SSB сигналов содержат резонансные контуры,
которые могут сдвигать фазу проходящих через них сигналов
223
в зависимости от настройки. Если контуры неточно настроены
на частоту сигнала, фаза напряжения ООС будет отличаться
от 180° в ту или другую сторону. Это, во-первых, изменяет
величину ООС и тем самым коэффициент усиления усилите-
ля и уровень вносимых искажений; кроме того, большой сдвиг
фазы напряжения ООС может вызвать самовозбуждение уси-
лителя. Поэтому в усилителях, охваченных ООС, не применя-
ются контуры с высокой добротностью, а ООС делают не
слишком большой, порядка 10—15 дб. Примерно на столько
же падает и уровень побочных излучений.
Рис. 156. Двухкаскадный
усилитель с отрицатель-
ной обратной связью
по ВЧ
При величине ООС в 10 дб усиление каскадов, охвачен-
ных ею, падает в 3,16 раза, при 12 дб—в 4 раза, при 15 дб—
в 5,6 раза, поэтому нужно иметь соответствующий запас уси-
ления.
На рис. 156 показана схема двухкаскадного усилителя на
лампах 6П15П и ГУ-50, охваченного ООС. Напряжение ООС
снимается с емкостного делителя С7С&. Произведем расчет де-
лителя. Для этого необходимо знать коэффициент усиления
усилителя Кус и величину обратной связи А. Принимаем А =
= 12 дб (4 раза по напряжению), а Кус нашего двухкаскад-
ного усилителя равен примерно 500 -/С2—50-10=500)
Q
Коэффициент передачи цепи ООС равен отношению .
С®
Из общей формулы:
А = 1 3 /Сус
выводим расчетную формулу для коэффициента передачи:
А—1
Кус
4-1
500
0,006 =
6
1000'
Чтобы не увеличивать заметно начальную емкость выход-
ного контура усилителя, выбираем С? = 6 пф и С8 = 1000 пф.
Коэффициент усиления с ООС теперь будет не 500, а 125.
Напряжение ООС с делителя С7 С8 подается на катод лам-
пы 6П15П, изолированный от земли по ВЧ с помощью дрос-
224
селя Др\ (20 мкгн). Резистор R2 служит для создания напря-
жения смещения.
Каждый из каскадов усиления с заземленным катодом из-
меняет фазу сигнала на 180°, так что фазы входного и выход-
ного напряжений совпадают. Но, поскольку напряжение ООС
подается не на сетку, а на катод 1-го каскада, связь оказы-
вается отрицательной.
Напряжение ООС с катода лампы 6П15П частично попа-
дает во входной контур через емкость сетки — катод (Свх).
Чтобы скомпенсировать это напряжение, катод связывается
с «холодным» концом входного контура через полупеременный
конденсатор С4. Регулировка его производится следующим об-
разом. На катод 6П15П подается ВЧ сигнал, с входным кон-
туром индуктивно связывается чувствительный индикатор ВЧ
напряжения (емкостную связь более 1 пф применять нельзя,
так как это расстроит контур), и по минимуму показаний ин-
дикатора устанавливается емкость С4. Нужно отметить, что
входная емкость лампы в холодном состоянии отливается от
той же емкости горячей лампы.
Оба каскада нейтрализованы; первый — цепью Cs Сз, вто-
рой—цепью С5 Сб. Емкости цепей нейтрализации С2 С5 регу-
лируются обычным порядком. Например, можно увеличить
напряжение возбуждения до появления сеточного тока и, ре-
гулируя нейтрализующую емкость, добиться минимального
влияния настройки анодного контура на величину сеточного
тока.
Дроссель Др1 в катоде 6П15П и конденсатор Cs образуют
параллельный контур, настроенный на частоту около 1 Мгц.
Частота этого контура должна быть гораздо ниже самой низ-
кой рабочей частоты усилителя, иначе фаза напряжения ООС
будет отличной от 180°.
В более сложных схемах ООС для изоляции цепи ООС от
входного контура усилителя применяется система из двух
катодных повторителей (КП), работающих на общую нагруз-
ку. На сетку одного КП подается входное напряжение, на
сетку другого — напряжение ООС, а с их общей катодной на-
грузки напряжение подается на сетку первой лампы усилите-
ля. Напряжения на сетках КП должны быть, разумеется, в
противофазе. Такую схему можно использовать, к примеру,
в трехкаскадном усилителе, у которого фаза выходного на-
пряжения отличается на 180° от фазы входного.
Усилителям с заземленной сеткой, как уже говорилось,
свойственна ООС около 6 дб в каждом каскаде. На рис. 157
приведена схема усилителя с общей сеткой, имеющего допол-
нительную ООС. Усилитель с общей сеткой не изменяет фазы
усиливаемого сигнала, поэтому, если подать напряжение с
выхода (с анода) на вход (на катод), связь получится поло-
жительной. В данной схеме напряжение ООС подается на сет-
7i 8 Заказ 772
225
ку с делителя Ci Ci, и связь получается отрицательной, так
как увеличение анодного тока приводит к понижению потен-
циала анода, понижению потенциала сетки (через цепь ООС),
и потому — к уменьшению приращения тока анода. Величина
дополнительной ООС здесь около 3,5 дб, так что общая ве-
личина ООС в этом каскаде достигает 9—10 дб.
Для уменьшения искажений в усилителях SSB сигналов
наряду с ООС по высокой частоте применяется также ООС
Рис 157 Усилитель с общей
сеткой с отрицательной обрат-
ной связью
Рис 158 Схема ALC с регулируе-
мым порогом отпирания
по огибающей. Идея ООС по огибающей заключается в том,
что огибающие входного и выходного напряжений усилителя
детектируются линейными амплитудными детекторами, срав-
ниваются и выделяется их разностное напряжение, обуслов-
ленное искажением огибающей в усилителе. Затем разностное
напряжение усиливается и им производится амплитудная мо-
дуляция предоконечного каскада, чем и достигается исправ-
ление формы огибающей. Полного исправления, конечно, быть
не может, так как в этом случае отсутствовало бы разностное
напряжение.
Несмотря на сравнительную простоту идеи ООС по огиба-
ющей, практическое осуществление ее наталкивается на из-
вестные трудности Так, нужно обеспечить точный баланс
напряжений на амплитудных детекторах, в схеме нужно пре-
дусмотреть выравниватель фазы, чтобы напряжения, поступа-
ющие на амплитудные детекторы, были строго синфазными и
т. д. Поэтому ООС по огибающей, применяемая в мощных
SSB передатчиках, в любительских условиях пока не исполь-
зуется.
К одному из видов ООС, используемых радиолюбителями
в линейных усилителях, относится также ООС по общему
уровню сигнала. В этом случае часть выходного ВЧ напряже-
ния детектируется и подается в отрицательной полярности на
сетку одного или нескольких предварительных усилителей.
226
Такие системы имеют обычно некоторый порог срабатывания,
превышение которого и приводит к появлению управляющего
напряжения на выходе схемы Порог этот устанавливается
так, чтобы не перегружать усилитель слишком сильным сиг-
налом.
В международной радиолюбительской практике эта систе-
ма называется Automatic Loading Control или сокращенно
ALC Работа ALC подобна работе, задержанной АРУ в веща-
тельных приемниках.
На рис 158 показана одна из схем ALC. Работа схемы
пояснений не требует. Время заряда выбирается обычно не-
большим, порядка сотых долей секунды, время разряда—
порядка 0,5—1 сек.
Рис 159 Схема ALC для режи-
ма АВ,
Рис 160 Схема ALC с переходным
трансформатором для режима АВ,
Напряжение для схемы ALC можно снимать как с оконеч-
ного или предоконечного каскадов, так и с обоих, и подавать
оба регулирующих напряжения в общую цепь Усилитель,
который будет раньше перегружен, подаст «сигнал бедствия»
в виде отрицательного регулирующего напряжения цепи
ALC.
Если усилитель работает в режиме АВ, (без сеточных то-
ков), можно применить другую схему ALC, имеющую то пре-
имущество, что порог срабатывания в пей устанавливается
автоматически, за счет появления уже самого малого сеточ-
ного тока.
На рис. 159 показана одна из таких схем. Отрицательное
напряжение на сетке лампы ГУ-50 составляет здесь 60 в.
При появлении даже небольшого сеточного тока на резисто-
рах создается напряжение частот звуко'вого диапазона
(от детектирования SSB сигнала промежутком сетка — ка-
тод). Это напряжение через конденсатор С3 поступает на
выпрямитель с удвоением напряжения, собранный на дио-
дах типа Д2В — Д2Е. Нагрузкой его являются резисторы
и /?2- Данная схема ALC имеет два выхода. Емкости С,
и С2 подобраны так, что напряжение на выходе 1 изменяет-
'< 8*
227
ся медленнее, чем на выходе 2. Регулирующее напряжение с
выхода 1 подается на тот усилитель ВЧ, который ближе к
микрофонному входу передатчика, например, на усилитель,
стоящий после фильтра основной селекции. Напряжение с
выхода 2 подается на один из последующих каскадов усиле-
ния, настроенный уже на рабочий диапазон.
Две постоянные времени разряда обеспечивают более эф-
фективную регулировку при колебаниях громкости голоса,
при изменении расстояния между оператором и микрофоном
и т. д. Напряжение на выходе 1 зависит от общего уровня сы-
пала, тогда как напряжение на выходе 2 следует за пи-
ками сигнала, и потому слабые пики, следующие непосред-
ственно за сильными, получают большее усиление. Это при-
водит к увеличению среднего уровня сигнала (уменьшается
его пикфактор), что улучшает энергетические показатели пе-
редатчика. Увеличение средней мощности может достигать
двух-трех раз.
Действие такой системы ALC может быть улучшено, а вы-
hi рыш в мощности увеличен, если перед детектированием
напряжение ALC усилить хотя бы однокаскадным триодным
усилителем НЧ, собранным по обычной схеме.
На рис. 160 показана другая схема получения напряжения
для цепи ALC. Здесь появление сеточного тока индуцирует
напряжение во вторичной обмотке трансформатора Tpi (ма-
ломощный с коэффициентом трансформации 1 1, 7?вх:=^вых=
= 5—20 ком) Это напряжение через емкость С2 подается на
выпрямитель с удвоением напряжения и далее для регули-
ровки усиления Конденсаторы Сь С3, С4 и дроссель Др\ слу-
жат для фильтрации напряжения ВЧ. Преимущество этой
схемы состоит в том, что в цепи сетки лампы мощного каскада
отсутствует большое сопротивление, имеющееся в схеме
рис. 159.
Известен еще один радикальный метод борьбы с искаже-
ниями в линейных усилителях — метод устранения и восста-
новления огибающей. Блок-схема устройства с применением
такого метода показана на рис. 161.
Сформированный SSB сигнал поступает одновременно на
амплитудный детектор (АД) и двусторонний амплитудный
ограничитель (ДАО). На выходе АД получается напряже-
ние огибающей (амплитудная составляющая SSB сигнала),
на выходе ДАО — сигнал с постоянной амплитудой (частот-
ная составляющая). Предельно ограниченный сигнал, -ли-
шенный амплитудных вариаций, может быть усилен каскада-
ми, работающими в перенапряженном режиме (класс С).
При этом допустима нелинейность характеристики, так как
огибающая все равно остается прямой линией. Кроме того,
работа в режиме класса С обеспечивает постоянство выход-
ного напряжения (что особенно важно в широкодиапазонных
228
передатчиках), так как в перенапряженном режиме амплиту-
да напряжения на контуре почти не зависит от величины его
сопротивления, изменяющегося при перестройке по диапа-
зону.
Перед усилением частотная составляющая SSB сигнала
может быть перенесена в нужный диапазон с помощью сме-
сителя и гетеродина. Эти каскады, конечно, необязательны.
Тракт частотной составляете/!
Рис 161 Блок-схема системы с устранением и восстановле-
нием огибающей БФ—блок формирования SSB сигнала,
АД—амплитудный детектор, Д4О—двусторонний ампли-
тудный ограничитель
Усиленная частотная составляющая поступает на оконеч-
ный каскад, который модулируется по амплитуде усиленным
напряжением огибающей. Здесь восстанавливается исходная
форма однополосного сигнала. Если применить анодную мо-
дуляцию, оконечный каскад тоже сможет работать в высоко-
эффективном режиме класса С с к. п. д. до 80%. Линейность
его характеристики также не важна.
Качество полученного таким образом SSB сигнала зави-
сит от соответствия формы его огибающей форме первона-
чального сигнала, т.е. определяется теперь линейностью ам-
плитудного тракта. Требование высокой линейности перено-
сится здесь с высокочастотного усилителя на низкочастотный.
Усиление же огибающей SSB сигнала без искажений — не
совсем простая задача, так как для этого нужно, чтобы по-
лоса пропускания усилителя была в 5—7 раз выше самой
высокой передаваемой звуковой частоты, т. е. при передава-
емой полосе 300—3000 гц усилитель огибающей должен про-
пускать частоты до 15—20 кгц. Кроме того, поскольку выде-
ленная огибающая SSB сигнала содержит постоянную состав-
ляющую, усилитель должен пропускать и ее. Схема модуля-
& 8 Заказ 772,
229
ции с трансформатором или дросселем здесь также непри-
менима, так как должна пропускать постоянную составляю-
щую. Лучше всего здесь подходит схема последовательной
анодной модуляции, разработанная М. А. Бонч-Бруевичем,
в которой модуляторная и генераторная лампы включены по-
следовательно по постоянному току.
Далее, в реальной схеме должен быть после ДАО вырав-
ниватель фазы, необходимый для обеспечения одинаковой
временной задержки при усилении AM и ЧМ составляющих в
раздельных каналах. Есть и другие требования к этой сис-
теме, которые затрудняют ее использование в любительских
условиях.
При восстановлении фазы огибающей с точностью до 5°
(что вполне осуществимо) уровень побочйых излучений по-
лучается — 50 дб. Это вряд ли достижимо в обычной схеме
линейного усилителя.
Кроме высокого к. п. д. и малого уровня искажений, дан-
ная система обладает еще тем преимуществом, что в ней при
переходе с AM на SSB могут быть использованы такие кас-
кады AM. передатчика, как предварительные ступени и мощ-
ный усилитель класса С, а также мощный модулятор.
Система с устранением и восстановлением огибающей при-
меняется в мощных однополосных передатчиках.
Если в блок-схеме рис. 161 удалить смеситель и гетеродин,
а на их место поставить частотный детектор и задающий ге-
нератор с частотным модулятором, мы получим блок-схему
рассмотренного ранее способа переноса SSB сигнала с низ-
кой на любую высокую частоту, предложенного М. В. Верзу-
новым.
10. ПРАКТИЧЕСКИЕ КОНСТРУКЦИИ ЛИНЕЙ-
НЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Усилитель мощностью 100 вт
В усилителе работает двойной тетрод типа ГУ-29 с парал-
лельным соединением обоих тетродов. Схема усилителя, изо-
браженная на рис. 162, сравнительно проста и особых поясне-
ний не требует. Однополосный сигнал подается на катушку
связи Li, индуктивно связанную с контуром L2C1C2, перекры-
вающим диапазон 10—80 м без переключений. Конденсаторы
Сз и Се служат для нейтрализации каскада, которая может
понадобиться при работе на высоких частотах. Дроссели Др2
и Др3, а также резисторы Кз и /?4 служат для предотвращения
самовозбуждения усилителя. Конденсаторы С4, С5, С5 и Сэ—
блокировочные. Отрицательное напряжение смещения пода-
ется на управляющие сетки через дроссель высокой частоты
230
Др! индуктивностью 2,5 мгн. Напряжение смещения составля-
ет 25 в, так как усилитель работает в режиме АВ).
Анодный контур усилителя построен так, что позволяет со-
гласовывать с выходом усилителя как симметричную, так и
несимметричную нагрузку. Выходной конденсатор контура
СцС\2—скво&нный агрегат конденсаторов переменной емкос-
ти от радиоприемника. Конденсатор следует брать не мало-
габаритного типа, применяемого в современных радиоприем-
Рис. 162. Практическая схема линейного усилите-
ля на двойном лучевом тетроде ГУ-29 (а); б—ва-
риант схемы входа
никах, а более раннего образца, так как у них большее рас-
стояние между пластинами. Переключатель Пх к выходным
конденсаторам контура Си С12 подключает добавочные—Сю и
С14, надобность в которых может появиться при согласовании
выхода с низкоомной нагрузкой на 40- и 80-метровом диапа-
зонах.. Если нет необходимости в симметричном выходе, кон-
денсаторы С12 и Си можно из схемы исключить, заземлив ро-
тор конденсатора Сю. Можно также поставить перемычку ме-
жду клеммами выхода «А2» и «5». При необходимости в сим-
метричном выходе перемычка снимается, а нагрузка подклю-
чается к клеммам «Ар> и «А2»
’Л 8*
231
Анодное напряжение усилителя составляет 1000 в. Это
значение хотя и превышает паспортные данные (для режима
непрерывной генерации), но для лампы вполне безопасно как
с точки зрения пробоя, поскольку при анодной модуляции на-
пряжение анода достигает более высоких значений, так и с
точки зрения перегрева анода, поскольку при усилении одно-
полосного сигнала максимальную мощность усилитель разви-
вает лишь в отдельные моменты времени.
Поскольку амплитуда напряжения возбуждения не превы-
шает напряжения смещения, сеточный ток отсутствует. Мощ-
ность, необходимая для возбуждения усилителя, определяется
в основном потерями во входной цепи усилителя и составляет
доли ватта.
На рис. 162,6 изображена упрощенная схема входа этого
усилителя. Резистор Ri, включенный вместо входного
контура, должен быть безындукционным. Благодаря низкому
входному сопротивлению усилителя с таким входом отпадает
необходимость в нейтрализации каскада, хотя мощность, тре-
буемая для раскачки усилителя, возрастает до 3—3,5 вт.
Анодный ток покоя должен быть не более 12—15 ма. Мил-
лиамперметр в катодной цепи рассчитан на 250 ма. Экранное
напряжение 225 в. стабилизировано. Для получения такого
напряжения можно последовательно включить два стабили-
трона на 150 и 75 в.
Данные контурных катушек:
Li — 4 витка одномиллиметрового провода возле холодно-
го конца катушки L2.
L2— 30 витков одномиллиметрового провода с отводом от
15-го витка. Диаметр каркаса 25 мм, длина намотки 50 мм.
L3 — 4 витка двухмиллиметрового провода, бескаркасная.
Диаметр катушки 25 мм, длина 30 мм.
Ц — катушка переменной индуктивности. Индуктивность
ее равна 12 мкгн. Можно заменить катушкой с отводами и пе-
реключателем.
Усилитель отдает пиковую мощность 70—90 вт в зависи-
мости от рабочего диапазона и может быть использован как
линейный усилитель амплитудно-модулированных колебаний,
а также для усиления телеграфных сигналов. В последнем
случае выгоднее перевести усилитель в режим С, увеличив
напряжение смещения и напряжение возбуждения.
Мощный усилитель к универсальному возбудителю
Усилитель представляет собой самостоятельную конструк-
цию, выполненную в отдельном ящике, и предназначен для
усиления сигналов как одной боковой полосы, так и телеграф-
232
них и амплитудно-модулированных в диапазоне 10—80 м
(рис. 163).
Переключателем к сетке усилительной лампы ГУ-13 под-
ключается сответствующая контурная катушка L2, индуктив-
но связанная с катушкой Li. В режиме усиления SSB сигна-
лов выключатель П2 замкнут, и сетка получает стабилизиро-
ванное напряжение смещения от стабилитрона СГ16П (тре-
буемое напряжение смещения составляет 90 в). При усилении
Рис. 163. Мощный усилитель к универсальному возбудителю
телеграфных сигналов (режим С) переключатель П2 размы-
кается и добавочное напряжение смещения около 50 в созда-
ется за счет сеточного тока на резисторе R2. Нормальная ве-
личина тока составляет около 15 ма. При использовании ста-
билитрона СГ4С можно в режиме класса С подать на сетку
все стабилизированное напряжение (—150 в). Для стабилиза-
ции экранного напряжения 750 в применены пять последова-
тельно включенных стабилитронов типа СГ4С. Цепь экранной
сетки через резистор 7?е питается от источника анодного
напряжения. При работе в режиме класса ABi или АВ2 ток
экранной сетки невелик, и напряжение на ней составляет 750 в.
При работе в режиме класса С увеличение напряжения воз-
буждения приводит к увеличению тока экранной сетки и боль-
233
шему падению напряжения на резисторе Re- Стабилитро-
ны при этом гаснут, а напряжение экранной сетки снижает-
ся до 400—450 в, что как раз необходимо для класса С.
Анодный контур выполнен по П-образной схеме. Конден-
сатор С14 подключается переключателем П3 при работе на 80-
метровом диапазоне. Вместо катушки переменной индуктивно-
сти (вращающейся, с ползунком) можно применить катушку
с отводами и переключатель диапазонов, подобрав отводы с
помощью гетеродинного индикатора резонанса. Конденсатор
Cis вместе с конденсаторами Сю—С22, подключаемыми по-
средством переключателя IJiy служат для изменения связи с
антенной.
Таблица 15
Диапа- зон, м' Число витков L. Диаметр катушки, мм Длина намотки, мм Диаметр провода, м м Число витков Л
80 32 25 50 1,2 5
40 18 20 30 1,2 3
20 10 16 32 1,5 2
14 7 16 22 1,5 1,5
10 5 16 16 2 1
Миллиамперметр mA на 50 ма подключается к резисторам
или /?5, включенным в цепь управляющей и экранной
сеток.
Конденсаторы Сю, Сю, С[6 должны быть рассчитаны на ра-
бочее напряжение 5 кв, а при использовании анодно-экранной
модуляции на 10 кв. Конденсаторы Сю—Ci2, Си, Сю—С22 рас-
считаны -на 2,5 кв. Расстояние между пластинами конденса-
тора Си должно быть таким, чтобы выдерживать напряже-
ние высокой частоты 2—3 кв, а при анодной или анодно-эк-
ранной модуляции до 5 кв. Требования к конденсатору С18
в три-четыре раза меньше.
Катушка £3 имеет четыре витка медной трубки диамет-
ром 5 мм. Диаметр катушки 30 мм, длина 40 мм. Катушка Д
имеет максимальную индуктивность 15 мкгн. Катушка L=,
с ^конденсатором С23 образует последовательный контур, на-
строенный (на частоту местного телецентра. Для уменьшения
помех телевидению следует цени питания экранировать, а
234
также подключать передатчик к сети переменного тока через
специальный фильтр, заграждающий путь колебаниям высо-
кой частоты.
Данные катушек входного контура для (всех диапазонов
указаны в табл. 15. Дроссели Др{ и Дрз имеют индуктив-
ность 2—2,5 мгн, дроссель Др2— около 150 мкгн.
Нейтрализующий конденсатор подстраивается в отсут-
ствие анодного и экранного напряжения по минимуму высо-
кочастотной энергии, проникающей из сеточного контура.
При усилении амплитудно^-модулированных колебаний
переключатель /72 замкнут, и усилитель работает в линейном
режиме. При анодно-экранной модуляции переключатель /72
следует разомкнуть, чтобы поставить усилитель в режим
класса С.
Мощный усилитель с заземленной сеткой
Усилитель работает на мощном пентоде ГК-71, все три
сетки которого непосредственно соединены с землей (рис.
164). Нить накала лампы ГК-71 потребляет ток всего 3 а, что
значительно облегчает конструирование накального дросселя.
Дроссель намотан на квадратном каркасе со стороной квад-
Рис. 164. Мощный усилитель с тремя заземленными
сетками
рата 40 мм. Намотка (ведется одновременно двумя проводами
диаметром 1,5 мм. Дроссель содержит 75 пар витков. С одной
стороны подключена нить накала лампы, с другой— накаль-
ная обмотка трансформатора. Входное сопротивление усили-
теля равно примерно 200 ом. Контур предоконечного каскада
выполняется по П-образной схеме для удобства согласования
его выхода со входом оконечного усилителя.
Ток покоя лампы составляет 10—12 ма при анодном напря-
жении 1500 в. Усилитель обладает очень хорошей линей-
ностью.
235
Требования к мощности 'возбудителя сравнительно невели-
ки. Чтобы «раскачать» лампу ГК-71 в этой схеме до тока
140 ма (что при анодном напряжении 1 500 в дает 210 вт под-
водимой мощности), требуется всего 15—20 вт. Для достиже-
ния анодного тока 300 ма требуется вчетверо большая мощ-
ность.
Катушка Ц имеет три витка медной трубки диаметром
5 мм. Диаметр катушки 40 мм, длина 30 мм. Катушка L2 пе-
ременной индуктивности имеет максимальную индуктивность
12 мкгн.
Усилитель содержит индикатор выхода (ВЧ вольтметр),
облегчающий настройку анодного контура и правильное сог-
ласование с антенной.
В анодную цепь усилителя включен миллиамперметр на
500 ма для контроля за анодным током лампы.
Линейный усилитель для передатчика
первой категории
Усилитель может быть использован для усиления однопо-
лосных, AM и телеграфных сигналов без каких-либо переклю-
чений. При подводимой мощности 200 вт отдаваемая мощ-
ность составляет 120—130 вт.
Усилитель работает на двух пентодах ГУ-50 по схеме с
тремя заземленными сетками. Лампы используются как трио-
ды с высоким коэффициентом усиления, работающие при ну-
левом потенциале управляющей сетки.
Схема усилителя изображена на рис. 165. Благодаря при-
менению схемы с тремя заземленными сетками усилитель не
содержит дорогостоящих деталей и очень прост в конструк-
ции и налаживании. Кроме того, усилителю не требуется на-
пряжения смещения и экранного напряжения.
Благодаря тому, что лампы ГУ-50 имеют подогревный ка-
тод, оказалось возможным избежать применения накального
165. Простой усили-
на двух лампах ти-
ГУ-50 с заземлении-
сетками
236
дросселя. Шунтирующее действие емкости катод—подогрева-
тель в диапазоне 14 Мгц почти не сказывается, однако в слу-
чае недостаточного напряжения возбуждения на 28 Мгц мо-
жет оказаться полезным включение небольшого накального
дросселя. Входное сопротивление усилителя составляет 50—
70 ом, что позволяет соединить его с возбудителем отрезком
коаксиального кабеля с таким же волновым сопротивлением.
Для достижения тока 200 ма при напряжении анода 1200 в
требуется мощность возбуждения 7—10 вт. Ток покоя состав-
ляет несколько миллиампер. Пиковая мощность (подводимая)
может быть доведена при усилении однополосных сигналов
до 400 вт без опасности для ламп, поскольку средняя подво-
димая мощность будет около 200 вт. Дроссель Дрг индуктив-
ностью около 300—500 мкгн должен быть рассчитан на ток
200—250 ма. Дроссели Др2 и Др3 служат для предотвраще-
ния самовозбуждения усилителя на ультравысоких частотах
и состоят каждый из десяти витков одномиллиметрового про-
вода, намотанных на резисторах /?1 и R2 мощностью 1 вт.
Анодный дроссель (на ток 250 ма) должен хорошо работать
на частотах 3,5—28 Мгц.
Последовательный контур L2C3 настраивается на частоту
местного телецентра для предотвращения помех телевидению.
При хорошей экранировке и изоляции от питающей сети уси-
литель практически не создает помех телевидению.
Благодаря своей простоте и очень хорошим показателям
этот усилитель может быть рекомендован широкому кругу
радиолюбителей.
Линейный усилитель на лампе ГУ-13
Несколько необычная схема усилителя предложена ново-
зеландским радиолюбителем Лестером Эрншоу (ZLIAAX).
Как видно из схемы, изображенной на рис. 166, в цепь уп-
равляющей сетки включено большое сопротивление Ri, чтэг
казалось бы, для линейных усилителей недопустимо. К эк-
ранной сетке присоединен анод регулирующей лампы Л2 ти-
па 6ПЗС.
Схема работает следующим образом. В отсутствие напря-
жения возбуждения смещение на сетке лампы 6ПЗС равно ну-
лю, и для постоянного тока она представляет небольшое со-
противление, с которым последовательно включен резистор
/?з, подключенный другим концом к источнику анодного на-
пряжения. К этому своеобразному делителю присоединена
экранная сетка лампы ГУ-13. Лампа 6ПЗС отперта, поэтому
через нее протекает относительно большой ток, и напряжение
экранной сетки невелико. Невелик и анодный ток (20—
30 ма).
237
Рис. 166. Мощный усилитель с регулирующей лампой в цепи экран-
ной сетки
При появлении напряжения возбуждения в цепи управляю-
щей сетки лампы ГУ-13 начинает протекать ток, создающий
на резисторе Ri отрицательное напряжение относительно
земли. Напряжение это приложено к управляющей сетке
лампы 6ПЗС. Сопротивление ее постоянному току при увели-
чении напряжения смещения возрастает, и напряжение на дели-
теле перераспределяется. Экранное напряжение лампы ГУ-13
возрастает, растет и анодный ток. Приращение анодного тока
пропорционально приращению напряжения возбуждения, т. е.
характеристика усилителя линейна. В качестве регулирую-
щей лампы можно также применять лампы типа 6П6 и по-
добные.
В отношении нагрузки предоконечного каскада эта схема
оказывает такое же влияние, как усилитель с лампой, работа-
ющей с нулевым напряжением на сетке. Слишком 'большое
напряжение возбуждения переводит усилитель в режим С.
При анодном напряжении 1500 в сеточный ток не должен пре-
вышать 2—2,5 ма.
В такой схеме могут работать лампы типа ГК-71, ГУ-50,
Г-807, ГУ-29 и другие им подобные. При применении ламп
средней мощности (ГУ-29, ГУ-50) статический ток через
резистор R3 должен составлять 15—20 ма, при применении
мощных ламп (ГК-71, ГУ-13) ток должен быть 30—50 ма.
Данные анодного контура могут быть взяты из описания
конструкции усилителя к универсальному возбудителю (с
лампой ГУ-13). Катушка Li сеточного контура имеет 25 вит-
ков провода диаметром 1 мм, намотанных виток к витку на
каркасе диаметром 30 мм с отводом от 12-го витка, считая от
холодного конца катушки. Катушка связи, намотанная с это-
го же конца, имеет 3 витка провода 0,6 мм. Катушка Ьг име-
238
ет 8 витков провода 1,5 мм. Диаметр катушки 30 мм, длина
намотки 25 мм. Отводы от 2-го и 4-го витков, считая от холод-
ного конца катушки. Катушка связи, размещенная у этого же
конца, имеет 2 витка провода диаметром 1 мм.
Существует несколько иной вариант схемы этого усилите-
ля. Отличается он (схема рис. 167) способом получения отри-
Рис. 167. Усилитель с регулирующей лампой и от-
дельным диодом для получения регулирующего
напряжения
Рис. 168. Схема получения
экранного напряжения из
цепи возбуждения
нательного напряжения для управляющей лампы. Если в пре-
дыдущей схеме напряжение это получалось за счет выпрям-
ления тока высокой частоты участком сетка—катод генера-
торной лампы, то здесь для этой цели имеется специальный
ДИОД.
При анодном 1напряж'ении до 2 кв лампа работает /с нуле-
вым потенциалом (статическим) на управляющей сетке, при-
чем анодный ток покоя составляет
25—30 ма. При увеличении анодно-
го напряжения до 3 кв требуется
отрицательное напряжение смеще-
ния около 12 в.
Вместо лампового диода может
быть применен кристаллический,
желательно с линейной характерис-
тикой. Диод должен выдерживать
обратное напряжение до 200 в.
Обе эти схемы в отношении ли-
нейности и требований к напряже-
нию возбуждения практически оди-
наковы.
На рис. 168 показана другая
схема получения экранного напряжения. Схема представляет
239
собой обычный усилитель с пассивным входом. От источника
напряжения возбуждения питается выпрямитель с удвоением
напряжения, собранный на двух диодах типа Д7Ж.
Выпрямленное напряжение подается на экранную сетку.
Оно получается пропорциональным напряжению возбужде-
ния. Анодная цепь усилителя строится по обычной схеме.
Усилитель с заземленной сеткой и регулирующей
лампой
Обычная схема усилителя с заземленной по высокой ча-
стоте сеткой дополнена здесь специальной лампой 6Л6, пода-
ющей экранное напряжение на лампу ГК-71, в моменты по-
дачи напряжения возбуждения (рис. 169). Регулирующая
Рис. 169. Усилитель с заземленной сеткой и регулирующей лампой
лампа здесь включена иначекнежелй в двух предыдущих схе-
мах. Лампа соединяется пос^Лдовательно с источником экран-
ного напряжения и экранной сеткой- Катод лампы 6Л6 соеди-
няется с землей через резистор с большим сопротивлением Z?i,
а к катоду ее присоединяется экранная сетка лампы ГК-71.
Резистор Pj зашунтирован конденсатором Cq емкостью 2 мкф,
рассчйтанным на рабочее напряжение 600 в. В отсутствие на-
пряжения возбуждения анодный ток лампы 6Л6 близок к
нулю, так как в ее катодной цепи стоит большое сопротивле-
ние. Поскольку ток через лампу 6Л6 мал, напряжение на эк-
ранной сетке лампы ГК-71 также невелико. При подаче на-
пряжения возбуждения ток лампы 6Л6 возрастает, возраста-
ет и экранное напряжение лампы ГК-71. Приращение анодно-
го тока генераторной лампы пропорционально приращению
напряжения возбуждения, т. е. усилитель обладает линейной
характеристикой,
240
Напряжение 400 в для питания экранной сетки должно
иметь стабилизацию не хуже 10—15%.
Анодный контур усилителя собран по П-юбразной схеме.
В схеме имеется индикатор выхода для удобства настройки.
Данные катушек анодного контура:
80 и 40 м— 20 витков 2-мм провода, диаметр катушки
65 мм, длина намотки 100 мм, отвод от 10-го витка;
Ь2, 20 и 14 м — 9 витков медной трубки диаметром 5 мм,
длина катушки 85 мм, диаметр 35 мм по оси трубки, отвод
от 6-го витка;
Л3, 10 м — 4 витка медной шины 10X2 мм, диаметр катушки
35 мм, длина 70 мм.
Накальный дроссель, как и в предыдущих схемах, можно
выполнить либо без сердечника, либо на тороидальном фер-
ромагнитном кольце с проницаемостью порядка 25—100.
Применение его позволяет уменьшить число витков дросселя,
упростив тем самым конструкцию последнего и снизив потери
накального напряжения. Габариты дросселя также уменьша-
ются. Диаметр кольца должен быть порядка 50—80 мм.
Усилитель на металлокерамическом триоде
Металлокерамический триод типа ГИ-7Б предназначен
для генерирования н усиления колебаний с частотой до 2 700
Мгц как в непрерывном, так и в импульсном режимах. Кру-
тизна характеристики его составляет 22 Mafe. На анод лам-
пы навинчивается специальный радиатор, при интенсивном
<Рис 170. Усилитель с за-
земленной сеткой на ме-
таллокерамическом трио-
де типа ГИ-7Б
+1500
обдуве которого анод может рассеивать мощность до 350 вт.
Без принудительного охлаждения эта величина снижается до
80 вт. Тем не менее этого достаточно, чтобы построить пере-
датчик 1-й категории мощностью 200 вт.
Триод типа ГИ-7Б предназначен для работы в схеме с
заземленной сеткой. Напряжение смещения составляет 40—
50 в в зависимости от анодного напряжения и крутизны ха-
241
рактеристики данного экземпляра лампы. По цепи накала
лампа потребляет ток 2,1 а пр‘и напряжении 12,6 в.
Схема усилителя изображена на рис. 170. Сетка заземлена
по ’высокой частоте через конденсатор Катод лампы, сое-
диненный с нитью накала, находится под потенциалом высо-
кой частоты. Дроссель в цепи накала должен быть рассчитан
на ток накала плюс анодный ток. По конструкции он может
быть йодобен дросселю для лампы ГК-71, описанному ранее.
Накальный трансформатор должен давать немного больше
12,6 в для компенсации падения напряжения на накальном
дросселе. Данные анодного контура могут быть взяты из при-
веденных выше конструкций.
Благодаря своим небольшим размерам лампа очень удоб-
на для малогабаритных настольных передатчиков. Темпера-
тура анода при работе не должна превышать 150—160°. Что-
бы «раскачать» лампу до подводимой мощности 200 вт при
анодном напряжены ib 1 500 в, требуется всего 10—15 вт мощ-
ности возбуждения. На 10-метровом диапазоне лампа отдает
такую же мощность, как и ша 80-метровом, что также выгод-
но отличает ее о г равных ей по мощности ламп старых конст-
рукций.
Линейный усилитель с заземленной сеткой
на лампах Г-811
Линейные усилители однополосных сигналов на лампах
Г-811 завоевали широкую популярность среди радиолюби-
телей. af **
Лампа Г-811 — триод с большим коэффициентом усиления
и «правой» характеристикой. Лампы были разработаны в кон-
це 40-х годов для использования главным образом в модуля-
торах передатчиков средней мощности. Однако эти лампы за-
рекомендовали себя очень хорошо при использовании их и в
линейных усилителях однополосных сигналов по схеме с за-
землённой сеткой. Относительный уровень побочных излуче-
ний с этими лампами оказался не хуже, чем у высокочастот-
ных генераторных ламп.
Кроме того, лампы Г-811 работают при нулевом смещении
на сетке, в связи с чем отпадает необходимость в источнике
напряжения смещения.
Анодный ток лампы Г-811 при усилении SSB сигнала мо-
жет достигать довольно большой величины — до 210 ма. При
включении нескольких ламп в параллель анодный ток увели-
чивается пропорционально числу ламп, что эквивалентно при-
менению лампы с большим импульсом анодного тока при не
очень большом анодном напряжении (1500 в). Такая лампа,
как известно, требует небольшого эквивалентного сопротив-
242
ления анодной нагрузки. Это наряду с малой выходной
емкостью ламп Г-811 весьма удобно при работе на диапазо-
нах 10—15 м, где создать контур с большим эквивалентным
сопротивлением довольно трудно.
Входное сопротивление в схеме с заземленной сеткой у двух
ламп Г-811 составляет примерно 150 ом, у четырех — 75 ом.
Это позволяет применить соответствующий коаксиальный ка-
бель для подачи возбуждения на усилитель.
Рис. 171. Схема усилителя с заземленными сетками на лампах Г-811
На рис. 171 показана схема линейного усилителя на двух
лампах Г-811. Конструкции большинства элементов схемы
были описаны ранее. Реле Р\— антенное. В режиме «переда-
ча» оно подключает антенну к выходу усилителя и закорачи-
вает вход приемника на землю, в режиме «прием»—подклю-
чает антенну к входу приемника. Реле Р% в режиме «прием»
запирает лампы усилителя большим отрицательным напряже-
нием для предотвращения генерации шумов лампами за счет
начального тока. В режиме «передача» сетки ламп закорачи-
ваются на землю.
При выполнении общих правил монтажа и экранировки
усилитель устойчиво работает на всех КВ диапазонах с вы-
соким к. п. д.
243
Глава IX. ОДНОПОЛОСНЫЕ ПРИЕМОПЕРЕ-
ДАТЧИКИ
При подробном рассмотрении схем однополосных передат-
чиков и приемников оказывается, что они содержат много
идентичных узлов и каскадов, используемых попеременно ли-
бо во время передачи, либо во время приема. К таким узлам
можно отнести усилители высокой, низкой и промежуточной
частоты, однополосные фильтры и т. д. Это приводит к мыс-
ли о создании такой конструкции, в которой если не все, то
большая часть каскадов работала бы как во время передачи,
так и при приеме, т. е. использовалась бы обратимость схем.
Например, усилитель НЧ приемника можно использовать при
передаче как микрофонный усилитель, УПЧ приемника с
фильтром — как усилитель однополосного сигнала. Фильтр
также работает и в цепях передатчика, и в цепях приемника.
Все это позволяет почти вдвое сократить число лам,п, рабо-
тающих в аппаратуре радиостанции, а также выполнить всю
конструкцию в виде единого целого.
Передавать и принимать такой трансивер (приемопере-
датчик) будет на одной и той же частоте, что весьма удобно
при работе на одной боковой полосе. При необходимости мо-
жно изготовить отдельный генератор плавного диапазона для
передатчика, чтобы сделать его настройку независимой от на-
стройки приемника.
Можно также на время приема подключать к контуру
ГПД небольшой ,переменный конденсатор вместо постоянно-
го, имеющего такую же среднюю емкость. Это обеспечит в по-
ложении «прием» возможность небольшой расстройки прием-
ника (обычно не более ±5 кгц) относительно частоты пере-
датчика. Переключение можно производить либо высокочас-
тотным реле, либо с помощью диодов.
Неработающие каскады удобно запирать большим отрица-
тельным напряжением; можно также в дополнение к этому
снимать экранное напряжение. Все необходимые переключе-
244
ния можно производить при помощи двух-трех реле, приво-
димых в действие ,путем нажатия одной кнопки (система «на-
жал — говори»). При наличии отдельного микрофонного
усилителя и системы голосового управления эти переключе-
ния можно автоматизировать. Конструкции трансиверов
вследствие малого объема и веса очень удобны как в поход-
ных условиях, так и при стационарной работе.
1. ПЯТИДИАПАЗОННЫЙ ПРИЕМОПЕРЕДАТЧИК
С ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИМ ФИЛЬТРОМ
Данная конструкция представляет собой сложное приемо-
передающее устройство и может быть рекомендована для
повторения радиолюбителям, имеющим достаточный опыт
конструирования и налаживания однополосной аппаратуры
На рис. 172 изображена блок-схема приемопередатчика.
Рассмотрим его работу в режиме передачи. Путь сигналов
при дередаче показан сплошной линией, при приеме — пунк-
тирной.
Низкочастотный сигнал от микрофона, усиленный двумя
каскадами усиления низкой частоты (УНЧ-1 и УНЧ-2), через
катодный повторитель (КП) подается на балансный модуля-
тор (БМ), куда также поступает сигнал с частотой 500 кгц
от генератора несущей частоты (ГНЧ). Двухполосный сигнал
с подавленной несущей поступает на усилитель промежуточ-
ной частоты (УПЧ), а затем подается на электромеханиче-
ский фильтр (ЭМФ), где происходит выделение одной боко-
вой полосы.
Однополосный сигнал поступает затем на первый смеси-
тель передатчика (СМ-1). Сюда также подается сигнал от ге-
нератора плавного диапазона (ГПД) с частотами в пределах
2,5—3 Мгц. Сигнал с разностной частотой с выхода смесите-
ля пропускается через полосовой фильтр (ПФ), имеющий по-
лосу пропускания 2—2,5 Мгц (этот фильтр лучше сделать
перестраиваемым в указанных пределах). Отсюда сигнал по-
ступает на второй смеситель передающей части (СМ-2).
На этот смеситель подается сигнал от кварцевого генератора
(КГ), частота которого определяется выбором того или ино-
го диапазона. Этот генератор на диапазоне 80 м имеет часто-
ту 6 Мгц, 40 .и — 9,5 Мгц, 20 .и — 12 Мгц, 14 ж — 19 Мгц,
10 м — 26,5 Мгц. На 10-метровом диапазоне перекрывается
участок от 28,5 до 29 Мгц. При желании охватить весь диапа-
зон нужно применить переключатель с большим числом поло-
жений и соответственно большее число кварцев (26 и 27 Мгц).
Частоты кварцевого генератора получаются путем возбужде-
ния кварцев на основной частоте либо на третьей механиче-
ской гармонике. Частоты же 12 и 19 Мгц получаются путем
удвоения частот кварцев 6 и 9.5 Мгц.
245
Рис 172 Блок-схема приемопередатчика с электромеханическим фильтром па все люби-
тельские коротковолновые диапазоны
На выходе смесителя на диапазонах 80 и 40 м выделяют-
ся разностные частоты, на 20—14—10 м — суммарные. Одно-
полосный сигнал досле смесителя усиливается двумя каска-
дами усилителей высокой частоты (УВЧ-1 и УВЧ-2) и подает-
ся на оконечный каскад (ОК), производящий основное
усиление мощности, после чего сигнал поступает в антенну.
Рассмотрим теперь прохождение сигнала в режиме «при-
ем» (пунктирная линия). Сигнал из антенны через реле пода-
ется на вход усилителя высокой частоты (УВЧ-1), который
использовался и при передаче. После усиления высокочастот-
ный сигнал подводится к первому смесителю приемника
(СМ-1). На смеситель поступает также сигнал от кварцевого
генератора (КГ), в результате чего на выходе получается сиг-
нал первой (переменной) промежуточной частоты 2—2,5 Мгц.
Он пропускается через полосовой фильтр (ПФ) и подается
на второй смеситель приемника (СМ-2). Во втором смесителе
сигнал преобразуется, и на его выходе получается однополос-
ный сигнал с частотой 500 кгц. Пройдя через электромехани-
ческий фильтр (ЭМФ), являющийся основным узлом, опреде-
ляющим избирательность приемника по соседнему каналу,
сигнал усиливается двумя ступенями усиления промежуточной
частоты (УПЧ-1 и УПЧ-2). Затем сигнал подается на гетеро-
динный детектор (ГД), на выходе которого выделяется низко-
частотный спектр с полосой 300—3000 гц. Низкочастотный
сигнал усиливается двумя каскадами усиления низкой часто-
ты (УНЧ-1 и УНЧ-2) и подается на головные телефоны или
динамик.
В схеме имеется автоматическая регулировка усиления
(АРУ), охватывающая два каскада УПЧ.
Устройство голосового управления осуществляет переклю-
чение с приема на дередачу как при работе на SSB, так и при
телеграфной работе путем переключения запирающего нап-
ряжения (—65 в) с каскадов передатчика на приемные кас-
кады. Достоинством такой системы переключения является
отсутствие механических реле в высокочастотных цепях при-
емопередатчика (кроме антенны).
Телеграфная работа осуществляется следующим образом.
Звуковой генератор (ЗГ) дает частоту 1350 гц. Сигнал с ЗГ
подается на второй усилитель низкой частоты передатчика
(УНЧ-2). При нажатии на ключ снимается запирающее нап-
ряжение с маломощных каскадов дередатчика (в том числе и
с УНЧ-2). При этом срабатывает система голосового управле-
ния, отпирающая остальные каскады передатчика и перебра-
сывающая антенну на его оконечный каскад. При отжатии
ключа большое отрицательное напряжение запирает все ма--
ломощные каскады. Антенна остается подключенной к око-
нечному каскаду в течение некоторого времени, определяемо-
го постоянной времени цепи голосового управления. При те-
247
леграфной работе осуществляется контроль своей передачи
путем прослушивания сигнала с выхода приемника. Для это-
го проманипулированный сигнал НЧ с частотой 1350 гц пода-
ется на вход УНЧ приемника. *
Принципиальная схема трансивера изображена на рис. 173
(вкладка), где показаны номинальные величины большинства
деталей. Частоты кварцевых резонаторов генератора несущей
Кв\ и Кв2 определяются по характеристике имеющегося элек-
тромеханического фильтра. Их частоты должны соответство-
вать точкам —20 дб на склонах частотной характеристики
фильтра. Контур в анодной цепи кварцевого генератора на-
страивается на его выходную частоту (т. е. на соответствую-
щую гармонику кварца).
Настройка контуров производится обычным порядком.
Удобно воспользоваться для этой цели гетеродинным индика-
тором резонанса. Контуры второй промежуточной частоты
приемника могут быть взяты от радиовещательных приемни-
ков и немного перестроены. Качество их не играет особой ро-
ли, так как избирательность приемника определяется не ими,
а электромеханическим фильтром.
Связь между катушками L3 и L4 должна быть больше кри-
тической для обеспечения широкой полосы фильтра. Возмож-
но, при настройке для этой же цели потребуется включить
параллельно катушкам сопротивления, величина которых за-
висит от первоначальной добротности катушек.
Данные катушек оконечного каскада могут быть взяты
из описаний схем линейных усилителей.
Контур L17C160—фильтр-пробка для второй гармоники
плавного генератора (т. е. на 5,5 Мгц). Катушка связи L7
должна иметь одну пятую числа витков катушки L6. Она на-
матывается на одном каркасе с Ls около «горячего» конца ее.
Реле голосового управления — от радиостанции типа АРС
или типа РС-13 на ток срабатывания до 10 ма.
Выходной трансформатор Тр — от лампового радиовеща-
тельного приемника 2-го — 3-го класса.
2. ПРИЕМОПЕРЕДАТЧИК С ВЫСОКОЧАСТОТ-
НЫМ КВАРЦЕВЫМ ФИЛЬТРОМ
Конструктивный интерес представляют схемы трансиверов
с высокочастотными кварцевыми фильтрами. Высокая частота,
на которой может быть .получен однополосный сигнал с по-
мощью такого фильтра, позволяет обойтись одним преобразс
ванием для получения частот любительских КВ диапазоно
С другой стороны, приемник с высокой промежуточной чаете
той обладает хорошей избирательностью по зеркальному ка-
налу. В то же время фильтр обеспечивает достаточную изби-
248
рательность и по соседнему кана-
лу. Приемник с одним преобразо-
ванием частоты проще по схеме
и свободен от 'внутренних комби-
национных помех.
На рис. 174 представлена
блок-схема однополосного тран-
сивера с высокочастотным квар-
цевым фильтром (5,3 Мгц) на
20, 40 и 80-метровый любитель-
ские диапазоны. Путь прохожде-
ния сигналов при передаче обоз-
начен сплошной линией, при при-
еме — пунктирной.
Как видно из блок-схемы, об-
щими для приемной и передаю-
щей части трансивера являются
кварцевый фильтр и усилитель
промежуточной частоты (УПЧ-1),
кварцевый генератор опорной ча-
стоты и генератор плавного диа-
пазона (ГПД).
На рис. 175 (вкладка) показа-
на принципиальная схема тран-
сивера. Условные обозначения
каскадов, работающих только при
передаче, подчеркнуты сплошны-
ми линиями, работающих только
при приеме — пунктирными, об-
щие каскады — сплошной и пунк-
тирной линиями.
Большинство каскадов пост-
роено по обычным схемам. Оста-
новимся на некоторых особеннос-
тях данной конструкции. Выход-
ной П-образный контур передат-
чика является одновременно
входным контуром приемника.
Это позволяет избежать примене-
ния антенного реле и упрощает
переключения в схеме.
В оконечном и предоконечном
аскадах передатчика выполнена
гйтрализация проходных емко-
ей ламп для повышения устой-
.1В0СТИ работы (предоконечный
каскад нейтрализован только на
20-метровом диапазоне).
Рис. 174. Блок-схема приемо-
передатчика с высокочас-
тотным кварцевым фильтром
9 Заказ 772
249
Последовательный контур L&Cei, включенный между зем-
лей и управляющей сеткой УВЧ приемника, настроен на час-
тоту 5,3 Мгц и служит для подавления сигналов с промежу-
точной частотой, проникающих на вход приемника.
Генератор плавного диапазона на 20 и 80 м ,перекрывает
частоты 8,7—9,05 Мгц. При переходе на 40-метровый диапа-
зон конденсатор С5& выключается из схемы анодной цепи гене-
ратора; к сеточной цепи подключаются конденсаторы С49 и
С50. При этом частота колебаний в сеточном контуре генера-
тора понижается до 6,15—6,2 Мгц. Анодный контур настроен
на вторую гармонику этих частот (12,3—12,4 Мгц), которая
и подается на смеситель.
Конденсатор Cs2 имеет отрицательный температурный ко-
эффициент. Уменьшения ухода частоты генератора добивают-
ся регулировкой емкости конденсатора С53, который изменяет
коэффициент включения конденсатора С52 в контур.
Кварцевый фильтр трансивера выделяет верхнюю боковую
полосу. Эта же боковая излучается и принимается на 20-мет -
ровом диапазоне. При переключении на 40- или 80-метровый
диапазон происходит автоматический переход на нижнюю бо-
ковую полосу за счет того, что частота однополосного сигна-
ла вычитается из частоты гетеродина.
Налаживание трансивера несложно и сводится к подбору
режима ламп и настройке колебательных контуров.
Реле Р типа РС-13 или РПТ-100. Можно применить любое
реле с достаточным числом контактов.
При работе в эфире настройка трансивера производится в
режиме «передача». При этом переключатель Й2 должен на-
ходиться в положении «настройка». Этим самым уменьшается
напряжение на экранной сетке выходной ламры во избежание
перегрева ее при расстроенном выходном контуре.
Главах. НАЛАЖИВАНИЕ ОДНОПОЛОСНЫХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
Как и всякая более или менее сложная радиотехническая
конструкция, однополосный возбудитель или линейный усили-
тель после сборки требуют налаживания. При этом от тща-
тельности налаживания однополосного устройства будет за-
висеть как качество его работы, так и стабильность всех по-
казателей в процессе работы (например, степени подавления
несущей).
Налаживание является последним этапом перед выходом
в эфир. Здесь выявляются всевозможные недоработки схемы
и конструкции. Поэтому налаживание аппаратуры порой за-
ключается не только в регулировании специально предназ-
наченных для этого деталей схемы, но даже в переделке ее
отдельных узлов. Так, например, если не удается получить до-
статочного подавления несущей за счет неудачного монтажа
балансного модулятора, то приходится изменить его конструк-
цию, размещение деталей, а иногда даже выбрать другую
схему этого каскада.
К сожалению, некоторые радиолюбители, конструируя од-
нополосные передатчики, уделяют недостаточно внимания на-
лаживанию их и поэтому в полной мере не используют воз-
можности, заложенные в конструкции.
При работе на одной боковой полосе плохо нагаженные
передатчики не только не позволяют получить хороших ре-
зультатов в работе радиостанции, но и создают значительные
помехи в эфире другим радиостанциям.
В данной главе описаны лишь основные методы налажи-
вания возбудителей и усилителей однополосных сигналов.
Всех затруднений, возникающих у радиолюбителя в процессе
налаживания однополосных устройств, учесть невозможно, и
здесь может помочь только опыт.
9*
251
1. НАЛАЖИВАНИЕ ОДНОПОЛОСНЫХ ВОЗ-
БУДИТЕЛЕЙ
Налаживание возбудителей, построенных по фильтровой
и фазовой схемам, начинается обычно с усилителя низкой
частоты (модулятора). Усилитель НЧ однополосного возбу-
дителя должен удовлетворять следующим требованиям: нап-
ряжение на выходе УНЧ должно быть достаточным для по-
дачи на балансный модулятор; частотная характеристика уси-
лителя— иметь подъем высокочастотной части (1500—
2500 гц) для улучшения разборчивости речи; нелинейные ис-
кажения — быть как можно меньше; УНЧ не должен пропус-
кать частоты ниже 300 и выше 3000 гц. Последнее обстоя-
телы. гво особенно важно в фазовых возбудителях, гак как на
часютах ниже 300 и выше 3 000 гц ^писанные НЧ фазовра-
щатели дают поворот фазы, отличный от 90°, а потому уро-
вень подавления нежелательной боковой полосы на этих час-
ч тотах будет недостаточным. При значительных нелинейных
искажениях в УНЧ уровень подавления второй боковой
уменьшается за счет того, что гармоники на выходе низкочас-
тотною фазовращателя оказываются не в нужной фазе.
/Методы налаживания усилителя НЧ не имеют особенно-
стей по сравнению с УНЧ приемников, за исключением того,
что здесь особенно тщательно нужно избавляться от фона пе-
ременного тока.
Настройка балансных модуляторов сводится к баланси-
ровке плеч для получения наибольшего подавления несущей
и к подбору значений подводимых к модулятору низкочастот-
ного и* высокочастотного напряжений с целью получения наи-
меньших нелинейных искажений в процессе модуляции.
Регулировка балансных модуляторов производится с по-
мои; ью подстроечных элементов, имеющихся в схеме. Иногда
этого бывает недостаточно из-за неудачного монтажа схемы
или чрезмерного разброса параметров ламп или диодов. Тог-
да применяются добавочные балансирующие элементы. Очень
часто дополнительную балансировку производят путем под-
клю ения к одному из плеч балансного модулятора неболь-
шого полупеременного конденсатора, соединенного другим
кою <'м с землей. ;
При монтаже балансного модулятора следует стремиться
к tomv чтобы уменьшить паразитные связи между входными
и вы о. иными цепями. Это позволяет добиться лучшего по-
давления несущей.
Значения подводимых напряжений зависят от схемы ба-
лансного модулятора и от типа применяемых ламп или дио-
дов В большинстве схем отношение высокочастотного сигна-
ла к модулирующему берется в пределах 10:1—15:1. Здесь
речь идет о линейном режиме работы балансных модулято-
25-2
ров, т. е. при относительно больших уровнях входных сигна-
лов. В случае квадратичного режима работы, когда входные
напряжения не превышают десятых долей вольта, указанное
соотношение может быть меньше, однако в этом случае необ-
ходимо следить, чтобы сигналы не превосходили некоторый
критический уровень, не выходящий за пределы квадратич-
ного участка характеристики нелинейных элементов, приме-
ненных в БМ.
Весьма полезным при подборе необходимых напряжений
является прослушивание сигнала, полученного после баланс-
ного модулятора, на приемнике. Кроме того, можно рекомен-
довать простой метод контроля линейности ламповых баланс-
ных модуляторов или смесителей путем измерения постоянной
составляющей анодного тока ламп.
Если лампы балансного модулятора работают в режиме
без отсечки анодного тока (точка А, рис. 15), постоянная со-
ставляющая анодного тока при всех уровнях напряжения
низкой частоты должна быть неизменной. В случае режима
с отсечкой анодного тока (точка В) увеличение постоянной
составляющей анодного тока каждой из ламп должно быть
пропорционально величине низкочастотного напряжения. На-
рушение этой пропорциональности говорит о выходе за ли-
нейный участок характеристики и увеличении уровня нелиней-
ных искажений.
В фильтровых схемах наибольшее внимание следует об-
ратить на настройку полосовых фильтров. Методика настрой-
ки того или иного фильтра зависит от его конструкции и схе-
мы. Индуктивно-емкостные фильтры настраиваются еще в
процессе конструирования путем подгонки резонансных час-
тот отдельных контуров. Но бывает, что после сборки фильт-
ра частотная характеристика его окажется отличной от за-
данной. Здесь можно попытаться исправить дело изменением
емкости тех контуров, которые вносят расстройку.
Регулировка кварцевых фильтров невозможна без снятия
их частотных характеристик. Лучше всего делать это посред-
ством генератора качающейся частоты и осциллографа.
Отечественной промышленностью выпускается целый ряд
измерителей частотных характеристик, представляющих со-
бой приборы, состоящие из генератора качающейся частоты
и осциллографа, развертка которого синхронизирована с ка-
чанием частоты генератора (ИЧХ-1, ИЧХ-59, приборы серии
XI). Однако пользоваться ими не всегда удобно. Дело в том,
что они предназначены для снятия характеристик главным
образом широкополосных устройств. Поэтому девиация час-
тоты в них велика, частота развертки также слишком боль-
шая, в результате чего разрешающая способность таких при-
боров по частоте оказывается недостаточно высокой. Про-
смотр характеристик узкополосных фильтров с элементами
?53
высокой добротности (кварцы, механические резонаторы) на
них невозможен из-за того, что при быстрой развертке в
фильтре не успевают завершиться переходные процессы, что
сильно искажает изображение частотной характеристики на
экране прибора, а за счет большой девиации частоты харак-
теристика занимает слишком мало места на экране по оси
развертки.
Поэтому для просмотра характеристики узкополосных
фильтров приборы следует подвергнуть переделке, цель кото-
рой— уменьшить величину частотной девиации до 10 кгц и
частоту развертки до 10—15 гц. Схема переделки в каждом
случае зависит от схемы измерителя частотной характеристи-
ки. Уменьшение величины девиации достигается уменьшени-
ем напряжения или тока, воздействующего на частотный мо-
дулятор. Частоту развертки уменьшают путем понижения час-
тоты пилообразного напряжения и тока, подаваемых на час-
тотный модулятор и горизонтальные пластины осциллографа.
При такой переделке нужно следить за тем, чтобы частота
генератора изменялась строго пропорционально величине сме-
щения пятна на экране трубки. В противном случае форма
частотной характеристики на экране не будет соответствовать
действительной.
Если в распоряжении радиолюбителя нет этих приборов,
можно воспользоваться генератором стандартных сигналов и
ламповым ВЧ вольтметром. Медленно изменяя частоту гене-
ратора около полосы пропускания фильтра, записывают по-
казания вольтметра, по которым йатем строят график частот-
ной характеристики. Настройка кварцевых фильтров заклю-
чается в изменении частот бесконечного затухания. О том,
как изменять эту частоту, было сказано при описании филь-
тров.
В многокристальных фильтрах хорошая частотная харак-
теристика должна получаться уже при первом включении
кварцев. Если этого не происходит, значит точность резонанс-
ных частот кварцевых пластин не отвечает заданной. Чаще
всего при снятии частотной характеристики оказывается, что
крутизна скатов кривой достаточна, но в пределах полосы
пропускания фильтра имеются провалы. Здесь нужно попы-
таться исправить дело, изменив немного частоту кварцев.
Впадины в характеристике фильтра можно уменьшить под-
стройкой всех контуров фильтра. На очень узкие провалы
(шириной несколько десятков герц) можно не обращать осо-
бого внимания, так как наличие одного или двух таких узких
провалов почти не отражается на качестве (Передачи речи.
Механические фильтры не регулируются, но для увеличе-
ния коэффициента передачи фильтра нужно входную и вы-
ходную катушки фильтра настраивать на среднюю частоту
полосы пропускания.
254
В зависимости от расположения подавленной несущей по
отношению к полосе пропускания фильтра будет изменяться
частотная характеристика сигнала. Если несущая частота ле-
жит слишком близко к полосе пропускания фильтра, он бу-
дет пропускать низшие составляющие звукового спектра, что
ухудшит разборчивость передачи, затруднит настройку на сиг-
нал и несколько ухудшит подавление другой боковой при не-
достаточной крутизне скатов фильтра. Наоборот, если несу-
щая слишком далеко отстоит от полосы пропускания, сигнал
приобретает звенящий, металлический тембр, дропадает ес-
тественно :ть голоса. Это также затрудняет настройку на
сигнал. Генератор несущей должен обладать достаточной ста-
бильностью частоты, чтобы тембр сигнала не менялся во вре-
мя передачи. Несущая частота помещается на скате фильтра,
на частоте, соответствующей ослаблению 20 дб, за счет чего
получается дополнительное подавление несущей на 20 дб.
После полосового фильтра в возбудителе следуют каскады
усиления и смесители для получения нужных рабочих диапа-
зонов.
В связи с тем, что однополосный сигнал формируется на
сравнительно низких уровнях, схемы и налаживание проме-
жуточных усилителей однополосного возбудителя ничем не
отличаются от усилителей ВЧ и ПЧ, применяемых в прием-
никах.
При смешении двух частот в смесителе напряжение сум-
марной или разностной частот оказывается тем больше, чем
больше входные напряжения. С этой точки зрения желатель-
на подача на вход смесителя возможно больших напряжений.
Однако при слишком больших напряжениях однополосного
сигнала и гетеродина на выходе смесителя возникают напря-
жения вредных комбинационных частот. Поэтому при регули-
ровке напряжений, подаваемых на смеситель, следует по воз-
можности выбирать их небольшими, в соответствии с нор-
мальным режимом смесительного каскада.
Порядок настройки фазовых возбудителей несколько иной.
Степень подавления несущей здесь определяется только каче-
ством работы балансного модулятора. Подавление боковой
полосы зависит от точности фазовых и амплитудных соотно-
шений.
Налаживание фазового возбудителя начинается с испыта-
ния и налаживания широкополосного фазовращателя. Для
этого собирают схему, показанную на рис. 176. Примененный
здесь звуковой генератор должен иметь выход на сопротив-
ление 500—600 ом, а вторичная обмотка выходного транс-
форматора должна быть отсоединена от земли (подобно то-
му, как это сделано в генераторе ЗГ-10). Напряжение низкой
частоты с выхода звукового генератора подают на вход фа-
зовращателя. Полученные на выходе фазовращателя напря-
255
жения с фазовыми сдвигами подаются на вертикальный и го-
ризонтальный входы осциллографа (развертка его должна
быть выключена). Усиление обоих каналов осциллографа
устанавливают примерно одинаковым. Подав звуковой сиг-
нал с частотой 900—1000 гц, медленно вращают ручку потен-
циометра на входе фазовращателя и получают на экране
осциллографа окружность. Усиление по вертикальному и го-
ризонтальному каналу следует установить таким, чтобы на
экране наблюдалась замкнутая кривая, близкая по форме к
окружности. Бывает, что на экране вместо окружности по-
лучается эллипс, большая ось которого наклонена к горизон-
тали ,под углами, отличными от 90 и 0°. Следовательно, сдвиг
фаз между напряжениями не равен 90°. Необходимо подо-
брать положение ручки потенциометра, входящего в схему
фазовращателя.
Рис. 176 Схема испыта-
ния широкополосного
НЧ фазовращателя
Получив окружность, увеличАают ее размеры до возмож-
ных пределов и затем медленно изменяют частоту звукового
генератора в диапазоне 300—3 000 гц. При этом форма ок-
ружности совершенно не должна искажаться. Она может
только увеличиваться или уменьшаться, не теряя своей фор-
мы. Появление эллиптичности говорит о плохой работе фазо-
вращателя. Если эллипс вытягивается вдоль вертикальной
или горизонтальной осей, это указывает на неравномерное
сопротивление обоих каналов фазовращателя в пределах зву-
кового спектра. Если эллипс отклоняется от вертикальной или
горизонтальной осей, фазовый угол между выходными напря-
жениями отличается от 90°. И то и другое при работе такого
фазовращателя в возбудителе будет .понижать подавление
боковой полосы.
Точность таких испытаний НЧ фазовращателей тем выше,
чем больше экран осциллографа и, следовательно, чем более
заметны искажения окружности. В лучшем случае можно
заметить отклонение фазы на 3—4°.
Для более точного измерения фазового угла применяют
способ, заключающийся в сравнении суммарного напряже-
ния обеих фаз с напряжением на выходе одного из каналов
фазовращателя. Для этой цели собирают вспомогательный
катодный повторитель (рис. 177). К катодному резистору
Rx подключают точный ламповый вольтметр. Подав на-
пряжения с фазовращателя на сетки лампы и поочередно за-
256
мыкая переключатели, добиваются равенства показаний
вольтметра. При этом напряжения на сетках двойного триода
уравниваются. Так как фазовращатели обычно дают неоди-
наковое напряжение по каналам, испытание удобно прово-
дить, подавая напряжение на катодный повторитель уже пос-
ле двухканального усилителя, стоящего после фазовращате-
ля и имеющего потенциометры для регулировки усиления
каналов. Добившись равенства показаний вольтметра при
включении одного и другого каналов фазовращателя, подают
на сетки лампы катодного повторителя оба напряжения одно-
временно и отсчитывают показания вольтметра. После этого
вычисляют отклонение фазы от 90° по формуле:
ент
Рис 177. Схема измере-
ния фазового сдвига с
помощью точного вольт-
метра
где U й = ^2Ur = V 2U2.
В этой формуле U[ и U2—показания вольтметра при по-
даче на вход катодного повторителя напряжения любого од-
ного канала, a Ui,2—показания вольтметра при одновремен-
ной подаче напряжений обоих кана-
лов.
Если напряжение Ui,2 оказывается
меньше 1)й, угол между напряжения-
ми Ui и U2 более 90° и наоборот. Это
иллюстрируется векторной диаграм-
мой, показанной на рис. 178. При
этом способе точность измерения фа-
зовых углов зависит от точности из-
мерения напряжений. Обычно делают
пять-шесть измерений на различных
частотах звукового спектра.
И, наконец, если имеется такая воз-
можность, лучше всего для проверки
фазовращателя использовать точный фазометр.
Высокочастотные фазовращатели не настраивают отдель-
но, так как измерение фазового угла на высоких частотах
представляет известную трудность в связи с тем, что подклю-
чение к фазовращателю измерительных приборов заметно
расстраивает его. Регулировка ВЧ фазовращателей произво-
дится уже после сборки всего возбудителя по наибольшему
подавлению нежелательной боковой полосы.
Степени подавления несущей и боковой полосы в возбуди-
телях всех типов можно измерять при помощи схемы, изоб-
раженной на рис. 179,а. На микрофонный вход возбудителя
через потенциометр 7?] подается напряжение от звукового ге-
нератора с частотой около 1000 гц. К выходу возбудителя
подключается нагрузочный резистор. При помощи вит-
257
ка связи часть напряжения высокой частоты подается в кон-
тур LiCi, настроенный на частоту сигнала. Напряжение с кон-
тура подается на вертикально отклоняющие пластины элек-
тронной трубки осциллографа, минуя вход усилителя, обычно
не рассчитанного на высокие частоты (клеммы, соединен-
ные непосредственно с пластинами трубки, как правило, нахо-
дятся на задней стенке осциллографа). Частота развертки
устанавливается равной 100—200 гц и плавно регулируется
Рис 178 Векторные диаграммы, объясняющие зависимость
суммарного напряжения от фазового угла между составляю-
щими
так, чтобы на экране наблюдаюсь неподвижное изображение.
При полном подавлении несущей и боковой на выходе возбу-
дителя будет существовать только ВЧ напряжение с частотой
на 1000 гц выше или ниже несущей — в зависимости от то-
го, какая боковая полоса подавляется. Осциллограмма такого
сигнала дана на рис. 179, б.
При неполном подавлении нежелательной боковой появ-
ляются биения с частотой, равной разности между частотами
боковых полос (в нашем примере 2000 гц), и на экране ос-
циллографа появляются модулированные колебания (рис.
179,в). Если при этом окажется плохо подавленной несущая,
мы ,получим колебания высокой частоты, промодулированные
сразу двумя тонами, равными разности между боковыми час-
тотами и между несущей и боковой полосой (т. е. в нашем
примере 2000 и 1000 гц). Осциллограмма будет иметь вид,
показанный на рис. 179,г.
Степень подавления несущей или боковой можно просто
вычислить по отношению амплитуды огибающей модулирую-
щего сигнала к амплитуде немодуЛированного ВЧ сигнала
(рис. 179,в) по формуле:
Подавление <?6 = 201g—.
а
В табл. 16 указана степень подавления для разных отно-
шений указанных величин.
После измерения степени подавления несущей и боковой
258
в фазовом возбудителе подстраивают ВЧ фазовращатель, из-
меняя соответствующий переменный элемент его схемы, бо-
лее точно ;подбирают положение движка потенциометра, сто-
ящего на входе НЧ фазовращателя, и подбирают усиление
обоих каналов усилителя НЧ, стоящего после фазовращате-
ля. Операции эти приходится повторять несколько раз. По-
давление боковой проверяется в нескольких точках диапазо-
на 300—3000 гц. Следует помнить, что с течением времени
Рис 179. Схема измере-
ния степени подавления
боковой и осциллограм-
мы
из-за старения деталей и ламп балансировка фазовых уст-
ройств нарушается. Поэтому полезно время от времени про-
верять качество сигнала на выходе возбудителя.
Стабильность частоты однополосного сигнала зависит от
стабильности всех гетеродинов возбудителя. Так как стабиль-
ность кварцованных гетеродинов очень высока, то основное
внимание при налаживании возбудителей уделяется генерато-
рам плавного диапазона. Повышение их стабильности дости-
гается общеизвестными методами: стабилизацией всех питаю-
щих напряжений, применением термокомпенсирующих эле-
ментов, высококачественных деталей, а также выполнением
достаточно жесткого монтажа и постановкой генератора в
легкий режим работы.
259
Таблица 16
б Отношение — Подавление, дб
1 10 20
1 15 24
1 20 26
1 30 30
1 50 34
1 100 40
В отличие от телеграфных возбудителей в плавных гете-
родинах однополосных возбудителей манипуляция не произ-
водится (за редким исключением), так как она значительно
ухудшает стабильность частоты.
Манипуляцию лучше всего производить в маломощных
усилителях или смесителях Ее можно осуществить одновре-
менно в нескольких каскадах для предотвращения «пролеза-
ния» сигнала через проходные емкости ламп и паразитные
связи в монтаже
2. НАЛАЖИВАНИЕ ЛИНЕЙНЫХ УСИЛИ-
ТЕЛЕЙ
Первоочередным требованием к усилительным каскадам
(предварительным и оконечному) однополосного передатчи-
ка является их линейность. Нарушение линейности приводит
к появлению вредных излучений на рабочей и соседних часто-
тах, к ухудшению разборчивости и подавления боковой. Зна-
чительно увеличиваются также помехи телевидению. Нала-
живание линейного усилителя однополосного передатчика сво-
дится к получению линейности его характеристики при всех
уровнях мощности, вплоть до максимально допустимого.
Руководствуясь лишь показаниями анодного и сеточного
миллиамперметров, судить о степени линейности и наличии
искажений почти невозможно. Поэтому совершенно необхо-
димым прибором для достижения высококачественной рабо-
ты линейного усилителя является электронный осциллограф.
260
Чтобы исследовать характеристику усилителя и устано-
вить, насколько она линейна, нужно тем или иным образом
периодически изменять величину напряжения на входе возбу-
дителя, наблюдая на экране осциллографа за изменением
выходного напряжения. Зная закон изменения входного нап-
ряжения (или задавая этот закон) и наблюдая форму коле-
бании на выходе, можно судить о наличии и степени иска-
жений
Изучение характеристики усилителя и выявление нелиней-
ности производится методом испытания двумя тонами Если
при подаче на вход однополосного возбудителя одного тона
на выходе его появляются колебания ВЧ неизменной ампли-
туды, то при подаче двух тонов (от двух звуковых генерато-
ров) сигнал на выходе возбудителя (т. е на входе усилителя)
будет периодически изменяться от нуля (при условии равен-
ства входных напряжений обоих тонов) до максимального
(суммарного) значения Период изменения зависит от разно-
са частот на входе возбудителя. Причину этого явления лег-
ко уяснить, если представить ВЧ колебания двух тонов как
два вектора, вращающихся в одну сторону с разными угло-
выми скоростями. Если эти вращающиеся векторы сложить,
то вследствие постоянно изменяющегося фазового сдвига их
геометрическая сумма будет изменяться во времени от раз-
ностного до суммарного значений, а при равенстве векторов—
от нуля до удвоенного значения величины каждого вектора.
Получение двух тонов весьма просто производится в фазо-
вых возбудителях, где для этой цели достаточно выключить
один из балансных модуляторов, а на вход возбудителя по-
дать синусоидальные колебания звуковой частоты (скажем,
1000 гц). Фазовый возбудитель будет теперь генерировать
двухполюсный сигнал без несущей. Разнос частот между сос-
тавляющими сигналами на выходе возбудителя будет равен
двойной частоте низкочастотных колебаний (т. е. 2 кгц в на-
шем случае). Амплитуда выходного сигнала с удвоенной час-
тотой будет изменяться от нуля до максимального значения.
В схеме фильтрового возбудителя можно подать на вход
его колебания НЧ от звукового генератора и восстановить
несущую (удобно подавать ее в обход балансного модулято-
ра и фильтра, так как несущая находится на скате характе-
ристики фильтра). Можно применить также два НЧ генера-
тора (скажем, 500 и 2000 гц). Уровни НЧ нужно отрегулиро-
вать так, чтобы на выходе возбудителя амплитуды составля-
ющих были равны (в двухполосном сигнале это условие вы-
полняется автоматически).
Изображение суммарных колебаний можно получить на
экране осциллографа, если на вертикально отклоняющую пару
пластин подать исследуемые колебания высокой частоты, а
на горизонтально отклоняющие пластины — пилообразное на-
261
пряжение, частота которого синхронизирована с модулирую-
щими колебаниями (метод линейной развертки).
Поскольку усилители в осциллографе редко имеют полосу
пропускания выше 10 Мгц, ВЧ напряжение необходимо подать
непосредственно на отклоняющие пластины, минуя усилитель
(по 'схеме, изображенной на рис. 179, а). Контур Д1С1 настра-
ивается на рабочую частоту. Виток связи располагается в по-
ле анодной катушки усилителя, нагруженного на активное
сопротивление. Регулировка напряжения, подаваемого на от-
клоняющие пластины, производится конденсатором Сх за счет
расстройки контура. Развертку можно синхронизировать не
Рис. 180. Осциллограм-
мы, полученные при ис-
пытании усилителя дву-
мя тонами
только с частотой модулирующего сигнала, но и с частотой
питающей сети 50 гц. В этом случае изображение на экране
осциллографа может поддерживаться неподвижным соответ-
ствующим подбором частоты звукового генератора. При ус-
ловии, что оба модулирующих колебания имеют синусоидаль-
ную форму и (равны по амплитуде, осциллограмма сигнала на
выходе возбудителя будет иметь вид, изображенный на рис.
180, а. Для сравнения можшо вернуться к рис. 179, б и в, где
показаны осциллограммы немодулированных и амплитудно-
модулированных колебаний при модуляции одним тоном. Ос-
циллограмма амплитудно-модулированных колебаний состоит
из двух синусоид, сдвинутых на 180°, равных по амплитуде
и симметрично расположенных относительно границ осцил-
лограммы немодулированной несущей. Напротив, осцилло-
грамма однополосного сигнала при испытании двумя тонами
состоит из двух синусоид, симметрично расположенных около
одной оси, как бы «вдвинутых» друг в друга. Равенство амп-
литуд и фазовый сдвиг на 180° сохраняются. Ось симметрии
262
такой осциллограммы совпадает с линией, прочерченной на
экране лучо'м при отсутствии колебаний на входе осцилло-
графа. Если усилитель вносит нелинейные искажения (т. е.
характеристика его нелинейна), осциллограмма выходного
напряжения будет иметь вид, отличный от изображенного на
рис 180, а.
Наиболее распространенные случаи искажения огибаю-
щей приведены на рис. 180, б, в, г. Осциллограмма рис. 180, б
получается при слишком большом напряжении смещения.
Скаты синусоид не перекрещиваются, как на рис. 180, а, а
искривляются при подходе к горизонтальной оси симметрии
осциллограммы. При слишком большом напряжении возбуж-
дения и слабой связи с антенной осциллограмма выходного
напряжения приобретает вид, изображенный на рис. 180, в.
Наблюдается значительное искажение синусоидальной полу-
волны, срезанной в верхней части. Тогда следует увеличить
связь с нагрузкой и уменьшить напряжение возбуждения.
263
Изменение формы огибающей может быть выражено не
так ярко, как на рис. 180, в. Например, осциллограмма мо-
жет иметь вид, изображенный на рис. 180, г. Полуво на
синусоиды утолщается, а вершина ее закругляется. В этом
случае следует отрегулировать напряжение возбуждения, на-
пряжение смещения и связь с нагрузкой. Перед подачей на
усилитель сигнала двух тонов от фазового возбудителя сле-
дует проверить, не «пролезает» ли несущая частота и нет ли
самовозбуждения. То и другое немедленно обнаруживается
на экране осциллографа. Такие явления следует устранить и
только после этого исследовать форму огибающей.
Рис 182. Осциллограммы, получаемые при испытании усили-
теля по методу трапеции
После того как подбором напряжений смещения, возбуж»
дения изменением связи с антенной на экране получена неис-
каженная осциллограмма, может оказаться, что усилитель
работает не в наивыгоднейшем режиме и к.п.д. его невелик,
Тогда, увеличивая напряжение возбуждения и связь с нагруз-
кой, следует добиться увеличения отдаваемой мощности, все
время наблюдая за осциллограммой. При увеличении ампли-
туды ВЧ колебаний на выходе усилителя высота синусоид
также возрастает, но при некотором значении амплитуды фор-
ма синусоиды уже искажается. Если осциллограф постоянно
находится на радиостанции и служит для контроля работы
передатчика, что весьма и весьма желательно, на его экране
следует прочертить две линии, ограничивающие амплитуду
264
неискаженных синусоид. В таком случае при усилении одно-
полосного речевого сигнала пики на экране осциллографа не
должны выходить за пределы прочерченных линий, иначе
возникают все те неприятные явления, о которых говорилось
ранее.
Кроме метода линейной развертки, для проверки линей-
ности усилителя может использоваться метод трапеции, ши-
роко употребляемый в практике контроля за работой передат-
чиков с амплитудной модуляцией. При использовании метода
трапеции модулированные колебания подводятся к вертикаль-
но отклоняющей ларе пластин, а к другой паре подводится мо-
дулирующее низкочастотное напряжение.
Рис 183. Процесс образования осциллограммы двухтонового
сигнала при испытаниях по методу трапеции
Процесс образования трапеции на экране трубки понятен
из рис. 181. В случае амплитудной модуляции при идентич-
ности формы огибающей AM сигнала форме модулирующих
колебаний и при отсутствии фазовых сдвигов трапеция обра-
щается в треугольник, если коэффициент модуляции равен
единице (рис. 182, а). Если он меньше единицы, получается
трапеция, подобная изображенной на рис. 182, б (М=50°/о).
Трапеция возникает на экране осциллографа независимо от
формы модулирующих колебаний.
Осциллограмма .выходного напряжения при испытании
двумя тонами, полученная методом трапеции, имеет вид двух
треугольников, обращенных вершинами друг к другу (рис.
182, в). Процесс образования такой осциллограммы показан
265
на рис. 183. При наличии фазового сдвига между модулигую-
щим напряжением и огибающей ВЧ сигнала осциллограмма
приобретает вид, показанный на рис. 182, д. В случае появле-
ния нелинейных искажений прямые KN и МР (см. рис. 182, в)
искривляются. Поскольку искривление прямой обнаружива-
ется легче, чем отклонение формы кривой от синусоидальной,
метод трапеции позволяет обнаружить меньшую нелиней-
ность, чем метод линейной развертки, описанный выше. Слож-
ный случай искривления правильной фигуры приведен на
Рис. 184. Осциллограммы, полученные при испытании усили-
теля по методу выделения огибающих
рис. 182, г. Если амплитуды колебаний двух тонов не равны,
осциллограмма приобретает (вид, изображенный на рис. 182, е.
Случаи искажения осциллограмм, полученных методом тра-
пеции, легко представить из соответствующих осциллограмм,
полученных методом линейной развертки, проделав построе-
ния, показанные на рис. 183
Во время налаживания усилителя однополосного сигнала
следует попробовать присоединить к источнику напряжения
смещения конденсатор емкостью 60—100 мф. Если линейность
усилителя улучшится, следует емкость этого конденсатора
еще увеличить или стабилизировать источник питания.
Для определения линейности усилителя можно также вос-
пользоваться не самим высокочастотным сигналом, а пред-
варительно выделить его огибающую детектированием и по-
дать на вертикально отклоняющие пластины осциллографа.
При подаче на горизонтально отклоняющие пластины пило-
образного напряжения, синхронизированного с модулирующим
напряжением, луч прочертит на экране трубки коммутирован-
ную синусоиду (подобную графику тока в двухполупериодном
выпрямителе).
Чтобы проверить линейность не всей системы, а только
линейного усилителя, для получения напряжения развертки
можно воспользоваться напряжением огибающей, получен-
ным в результате детектирования сигнала на входе усилите-
ля, а на вертикально отклоняющие пластины подать напряже-
266
ние, полученное от детектирования выходного сигнала. При
отсутствии искажений в усилителе соответствующей подстрой-
кой органов управления осциллографа на экране можно по-
лучить прямую линию под углом 45° к горизонтали независи-
мо от формы модулирующего колебания (рис. 184,а). Этот
способ очень удобен, поскольку позволяет обнаружить даже
незначительное искривление прямой, и следовательно, не-
линейность усилителя.
Пользуясь этим методом,
очень легко обнаружить
искривление характери-
стики усилителя вследст-
вие неправильно выбран-
ного напряжения смеще-
ния (рис. 184,6) или пе-
ревозбуждения усилите-
ля (рис. 184,в), так как
на экране получается, cot
ВходВЧ Дрггмгн
I ( уооошоо] -----------0
Рис 185 Схема детектора для выде-
ления огибающей двухтонового сигна-
ла
енно говоря, уже сама характе-
ристика усилителя.
На рис. 185 изображена схема детектора, употребляемого
для выделения огибающей модулированного сигнала с целью
подачи на осциллограф. Необходимо изготовить два таких
детектора, причем диоды должны иметь возможно меньший
разброс характеристик Чтобы избежать работы в нелиней-
ной части характеристики диода, на него следует подавать не
менее 1—2 в напряжения высокой частоты. Детекторы долж-
ны быть хорошо экранированы от посторонних наводок Ре-
зисторы jRi и R2 образуют делитель, общее сопротивление
которого составляет 50—100 ком. На оба детектора, присое-
диненные один к входу, другой к выходу усилителя, нужно по-
давать одинаковое напряжение ВЧ, что и достигается изме-
нением соотношения сопротивлений делителя Выходы детек-
торов присоединяются к соответствующим входам осцилло-
графа.
Осциллографические методы контроля модуляции очень
удобны, и радиолюбителям-коротковолновикам следует сме-
лее использовать их в своей деятельности.
ГлаваХ!. ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТ-
ВА ДЛЯ ОДНОПОЛОСНОЙ АППАРА-
ТУРЫ
1. СИСТЕМА ГОЛОСОВОГО УПРАВЛЕНИЯ
РАДИОСТАНЦИЕЙ
При переходе радиостанции с приема на передачу обычно
бывает необходимо произвести некоторые изменения и пере-
ключения в схемах. Поскольку такие переходы во время ра-
боты происходят очень часто, напрашивается мысль об их
автоматизации. Наиболее удобно, чтобы все переключения
совершались от звуков голоса оператора.
Схема голосового управления радиостанцией должна
выполнять следующие функции:
1. Включать передатчик при произнесении перед микрофо-
ном достаточно громкого звука.
2. Уменьшать усиление приемника или выключать его на
время передачи.
3. Переключать антенну с приемника на передатчик (если
работа ведется на одну направленную на корреспондента
антенну).
4. Обеспечивать невозможность выполнения действий, ука-
занных в пунктах 1, 2 и 3, в то время, когда корреспондент
ведет передачу.
Наиболее очевидна необходимость автоматического вклю-
чения передатчика. Другие задачи представляются на пер-
вый взгляд не столь необходимыми. Но имея опыт работы с
такой системой, уже трудно отказаться от всех преимуществ,
которые она обеспечивает. Достоинства такой системы могут
быть вполне оценены, когда корреспондент имеет аналогич-
ную систему у себя на радиостанции.
Система голосового управления, выполняющая описанные
функции, настолько приближает условия радиосвязи на одной
боковой полосе к обычному разговору, что легкость ведения
связи и удовлетворение от работы «со всеми удобствами»
268
вполне окупают время и труд, затраченные на создание тако-
го устройства
Первую задачу — включение передатчика от звуков го-
лоса— можно осуществить многими способами В основе
наиболее простых и удобных решений лежит следующая схе-
ма. Часть звукового напряжения с микрофонного усилителя
подается на выпрямитель (иногда перед выпрямлением сиг-
нал еще раз подвергается усилению). Полученное постоян-
ное напряжение положительной или отрицательной полярно-
Рис 186 Схемы голосо-
вого управления а—схе-
ма включения передатчи-
ка от звуков голоса, б —
схема голосового уп-
равления с параллель-
ной лампой, в—схема го-
лосового управления с
последовательной лам-
пой, г—схема голосово-
го управления с манипу-
ляцией в цепи управляю-
щих сеток
Л катоду
задающего
| генератора
Из
сти используется для управления триодом, в анодной цепи
которого включено либо обычное, либо электронное реле. Ре-
ле это может включать как передатчик, так и другие вспомо-
гательные реле, выполняющие необходимые переключения.
Простейшая схема включения задающего генератора от
звуков голоса приведена на рис 186, а. Напряжение звуковой
частоты, поступающее с трансформатора Tplt выпрямляется
диодом Лг. Полученное напряжение отрицательной полярно-
сти прилагается к сетке триода Л2 и запирает его Ток через
реле, включенное в анодную цепь триода, прекращается, кон-
такты его замыкаются и включают передатчик.
Схема содержит резистор Ri и конденсатор С\. Пе-
редатчик должен включаться сразу, при первом звуке, чтобы
не «срезать» части первого слова. По прекращении слова он
269
не должен выключаться мгновенно, иначе он будет включать-
ся от следующего слова, первые звуки которого, возможно,
окажутся также срезанными., Слушать такую передачу не
очень приятно, разборчивость падает, и корреспондент в кон-
це концов попросит выключить такое голосовое управление.
Если же в схему будет введено устройство для задержки на
некоторое время возвращения системы в первоначальное сос-
тояние, передатчик будет выключаться не после каждого сло-
ва, а лишь в достаточно длительных паузах между фразами и,
разумеется, после окончания передачи. Опыт показывает, что
время задержки удобно выбирать в пределах 0,5—1 секунды.
В схеме рис. 186, а конденсатор быстро заряжаясь через
небольшое сопротивление диода приблизительно до амплитуд-
ного значения приложенного звукового напряжения, значи-
тельно медленнее разряжается через сопротивление резистора
Ri, поддерживая отрицательное напряжение на сетке триода
Л2 спустя некоторое время после прекращения звука. Время
это определяется произведением величин Ci и Для умень-
шения времени задержки величины эти нужно уменьшать и
наоборот.
Желательно, чтобы выпрямляющий диод был вакуумным,
так как большинство кристаллических диодов имеет недоста-
точное (для этой схемы) обратное сопротивление, которое к
тому же изменяется в зависимости от температуры, поэтому
время задержки по мере прогревания передатчика будет из-
меняться. Схема рис. 186, а может быть изменена таким об-
разом, чтобы на сетку триода Л2 все время подавалось отри-
цательное напряжение, достаточное для полного запирания
лампы. При этом анод и катод диода Л\ нужно поменять мес-
тами. Тогда выпрямленное напряжение будет иметь обратную
полярность и будет не запирать триод Л2, а отпирать его.
Контактная группа реле Р\ в этом случае должна быть соот-
ветствующим образом изменена.
В схемах голосового управления часто применяются элект-
ромагнитные реле с мнопоконтактной группой, выполняющие
несколько переключений. Недостатками таких реле являются
наличие времени запаздывания, помехи при искрении контак-
тов, окисление и нарушение контактов и т.д. Поэтому предпоч-
тение следует отдать электронным реле. На рис. 186, б изобра-
жена схема с электронным реле. Выпрямленное диодом Л\
напряжение имеет отрицательную полярность. Анод триода Л2
соединен с экранирующей сеткой или анодом лампы за-
дающего генератора. Когда на сетке триода нет отрицательно-
го напряжения, сопротивление его постоянному току невелико
и при достаточном сопротивлении в цепи экранной сетки зада-
ющего генератора на ней оказывается отрицательное напряже-
ние за счет хорошей проводимости управляющего триода Л2,
так как к его катоду приложено постоянное напряжение минус
270
100 в. При подаче звукового иапряжения на диод на сетке три-
ода появляется отрицательное напряжение, триод запирается и
напряжение на экранной сетке или аноде задающего генерато-
ра восстанавливается до нормальной величины. Схема эта удоб-
на тем, что после запирания триода Л2 она работает в устано-
вившемся режиме, поскольку проводимость этого триода после
запирания не изменяется. Управление работой задающего ге-
нератора или других каскадов можно производить примерно
таким же образом в цепях управляющей или защитной сеток.
Для управления катодной цепью можно воспользоваться
схемой, изображенной на рис. 186, в. Диод Л3 включен в схе-
му для уменьшения влияния изменяющегося сопротивления
постоянному току триода Л2, так как оно зависит от напряже-
ния смещения на его сетке, т. е. от амплитуды приложенного
'звукового напряжения.
Схема голосового управления, изображенная на рис. 186, г,
рассчитана на манипуляцию в цепи управляющей сетки (или
сеток). Резисторы R2 и R3 представляют собой сопротивле-
ние утечки сетки манипулируемой лампы, разделенное таким
образом, чтобы на сопротивлении резистора R2 при прохож-
дении по нему анодного тока триода Л2 выделялось достаточ-
ное напряжение для запирания управляемой лампы. Вместо
резистора Rz можно включить дроссель высокой частоты, то-
гда резистор R2 просто представляет собой сопротивление
утечки сетки.
Все описанные схемы обеспечивают управление только пе-
редатчиком. Для одновременного автоматизированного уп-
равления передатчиком и приемником может быть использо-
вана схема рис. 186, а, если реле имеет дополнительные кон-
такты. Они служат для уменьшения усиления приемника или
даже для выключения его.
В схеме приемника имеется много точек, где можно осу-
ществить эффективное управление для перехода с приема на
передачу. Например, можно закорачивать или разрывать вто-
ричную обмотку выходного трансформатора усилителя НЧ.
Если эта цепь разрывается, нужно предусмотреть подключе-
ние к обмотке соответствующего резистора вместо телефонов
или громкоговорителя. В случае применения электронных
реле удобнее использовать для приемника отдельные управ-
ляющие лампы.
Одна из комбинированных схем такого рода приведена на
рис. 187, а и представляет собой комбинацию схем рис. 186, б
и в. Анод левой (по схеме) половины двойного триода присое-
диняется к катоду задающего генератора, а анод правого
триода — к экранирующей сетке (или сеткам) лампы прием-
ника (или к цепи АРУ, если постоянная времени ее не слиш-
ком велика).
, Несколько иная схема изображена на рис. 187, б. Здесь
271
при подаче звукового напряжения на трансформатор Трх
верхний диод лампы Л\ создает положительное напряжение,
нижний—отрицательное. На сетку правого триода лампы
Л2 подано отрицательное напряжение с потенциометра 7?3.
Во время приема левый триод лампы Л2 проводит ток, сни-
мая напряжение с экранных сеток лампы передатчика или
даже доводя его до отрицательной величины. Правый триод
в это время заперт. При передаче, наоборот, правый триод
отпирается, снижая усиление приемника или запирая его, а
левый триод запирается и включает передатчик.
Рис 187. Системы голосо-
вого управления: а—схе-
ма управления приемни-
ком и передатчиком с об-
щей цепочкой задержки;
б—схема голосового уп-
равления с раздельными
цепочками задержки для
приемника и передатчика
Если мы хотим, чтобы приемник выключался мгновением
раньше, чем включается передатчик (иначе свой сигнал бу-
дет «бить по ушам»), напряжение смещения на сетке правого
триода нужно подобрать так, чтобы уже незначительное на-
пряжение, не запирающее левого триода, отпирало правый.
'Чтобы приемник включался мгновением позже, чем выклю-
чится передатчик, постоянная времени цепи RC в сетке трио-
да, регулирующего усиление приемника, должна быть не-
сколько больше, чегл у триода, управляющего передатчиком.
Более совершенная (но зато и более сложная) схема уп-
равления передатчиком от звуков голоса приведена на рис.
188. Собственно схема управления содержит три триода и
один диод. Триод Л5 представляет собой первую ступень
усилителя низкой частоты приемника.
Когда на трансформаторе Тр\ нет звукового напряжения,
триод Л2 проводит ток, снимая напряжение с экранных сеток
ламп передатчика. Триод Л3 заперт, так как вследствие нали-
чия проводимости лампы Л2 его сетка находится под отрица-
тельным напряжением относительно земли- Поскольку триод
Л3 заперт, его катодный ток через резистор 7?3 не течет,
и напряжение смещения на управляющей сетке триода Л$ оп-
272
ределяется только сопротивлением резистора Каскад УНЧ
дает при этом нормальное усиление. Резисторы Р6 и R7 обра-
зуют делитель, напряжение с которого поступает на анод
триода Л3.
При подаче звукового напряжения на трансформатор Tpi
триод Л2 запирается, напряжение на экранных сетках ламп
передатчика восстанавливается, анод триода Л2 приобретает
положительный потенциал, который через предохранительный
резистор подается на сетку триода Л3 и отпирает его.
В анодной цепи этого триода начинает протекать ток, создаю-
щий на резисторе Rs напряжение, приложенное в отри-
цательной полярности к 'сетке триода Л5. Напряжение это за-
пирает триод, и усилитель низкой частоты приемника выклю-
чается.
Рис. 188. Схема голосового управления приемником и пере-
датчиком
Триод Ла служит для следующей цели. На его сетку пода-
но с потенциометра Rw отрицательное напряжение цепи АРУ.
Ползунок потенциометра может быть установлен таким обра-
зом, что уже небольшой сигнал на входе приемника будет
запирать триод Ла, а напряжение от шумов запирать не будет.
Триод Ла должен иметь высокую крутизну и короткую харак-
теристику (лучше даже использовать пентод) Лампа Ла
действует таким же образом, что и Л3, т. е. в отсутствие сиг-
нала, когда напряжение АРУ недостаточно для запирания
лампы Л4, через резистор Rs протекает ток и первая ступень
усилителя НЧ заперта. В телефонах или динамике шумы при
этом отсутствуют. Когда появляется сигнал, напряжение АРУ
запирает триод Л4, напряжение смещения триода Л-, снижа-
ется до нормальной величины, и УНЧ усиливает сигнал. Ра-
бота этой схемы способствует уменьшению утомляемости опе-
ратора.
Четвертая функция системы голосового управления (пред-
отвращение включения передатчика, если на входе приемни-
ка имеется сигнал корреспондента) совершенно необходима в
273
том случае, когда прием 1ведется на динамик, но очень жела-
тельна и в случае использования телефонов.
Чтобы передатчик не включался от звуков, попадающих в
микрофон из динамика, обычно поступают следующим обра-
зом. Часть напряжения с усилителя НЧ приемника выпрям-
ляется (можно воспользоваться также напряжением системы
АРУ) и подается на сетку триода, управляющего включением
передатчика, запирая его на все время, пока присутствует
сигнал корреспондента. Запирающее напряжение должно
Рис. 189. Схема голосового управления с неоновой лампочкой
быть больше положительного напряжения от микрофонного
усилителя, иначе звук из динамика все же включит передат-
чик. Существует и несколько иной вариант решения. Для вы-
• прямления напряжения НЧ с микрофонного усилителя можно
воспользоваться не диодом, а триодом, подав на его управ-
ляющую сетку напряжение системы АРУ приемника. При по-
явлении сигнала напряжение АРУ (или выпрямленное на-
пряжение соответствующей полярности с УНЧ приемника) за-
пирает выпрямляющий триод и передатчик не может быть
включен.
На рис. 189 показана еще одна схема голосового управле-
ния. Она отличается тем, что имеет очень небольшой передний
порог, т. е.. срабатывает при первых звуковых колебаниях пе-
ред микрофоном. Диоды в этой схеме дают выпрямленное на-
пряжение разной полярности, прилагаемое к сетке левого по
схеме триода лампы Л3. Триод этот нормально открыт, и его
274
анод находится под небольшим положительным потенциалом.
Когда поступающее с нижнего диода лампы Л% отрицательное
напряжение запирает триод, потенциал его анода возрастает,
неоновая лампочка зажигается и на сетке правого триода
лампы Л3 появляется положительное напряжение, подаваемое
через резистор, ограничивающий сеточный ток. Лампа от-
пирается, и реле в ее анодной цепи выполняет необходимые
переключения. Особенность этой схемы состоит в том, что ток
правого триода лампы Л3 (в цепь которого включено исполни-
тельное реле) или отсутствует совершенно, или имеет
максимальную величину, что способствует улучшению
работы реле.. Кроме того, эта схема не требует ис-
точника отрицательного напряжения, что весьма удобно.
Налаживание схемы также несложно.. Ползунки потенциомет-
ров на входе устанавливаются в нижнее положение (мини-
мум), потенциометр Ru в катоде правого триода лампы Л3
устанавливается так, чтобы анодный ток прекратился. Пол-
зунок потенциометра Rz устанавливается в такое положение,
чтобы система срабатывала при средней громкости речи пе-
ред микрофоном. Затем потенциометр R\ регулируется так,
чтобы в нормальном положении регулятора громкости прием-
ника, настроенного на не очень слабую станцию, система не
могла включиться на передачу.
При самостоятельной разработке подобных схем следует
учесть, что выпрямители звуковой частоты, присоединенные
непосредственно к микрофонному усилителю, могут в значи-
тельной мере шунтировать источник звукового напряжения.
Желательно поэтому, чтобы система имела простейшие одно-
каскадные усилители в каждом из каналов.
Схема голосового управления может быть выполнена так-
же целиком на транзисторах (см., например, журнал «Радио»
№ 7 за 1966 г.).
Лампы линейных усилителей однополосных сигналов обыч-
но не запираются полностью в режиме молчания и поэтому
представляют собой диодные генераторы шумов. Чтобы пред-
отвратить помехи приему, усилители эти необходимо на время
приема запирать отрицательным напряжением, что следует
учесть при разработке системы голосового управления радио-
станцией.
Описанные выше системы голосового управления с неболь-
шими переделками или непосредственно могут использоваться
и при работе амплитудной модуляцией, но здесь неизбежны
щелчки от включения и выключения несущей, если не принять
специальных мер. Избавиться от щелчков можно, применив
амплитудную .модуляцию с автоматически регулируемым
уровнем несущей. Щелчки почти полностью исчезнут, так как
в этом случае в паузах мощность несущей весьма невелика.
275
2. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ ОДНОПОЛОСНОЙ
АППАРАТУРЫ
Однополосный сигнал в отличие от AM сигнала быстро из-
меняется от нуля до максимального значения. Поэтому источ-
ники питания многих узлов SSB аппаратуры должны быть хо-
рошо стабилизированы.
Следует различать статическую и динамическую стабили-
зацию. Степень статической стабилизации выпрямителя мож-
но оценить следующим образом. К выходным клеммам выпря-
мителя присоединяются вольтметр и переменный нагрузоч-
ный резистор. Определение статической нагрузочной харак-
теристики производится при разных, но постоянных во времени
токах нагрузки. Уменьшая сопротивление резистора, записы-
вают показания вольтметра и миллиамперметра, включенных
в цепь нагрузки. Статическую характеристику выпрямителя
можно построить, отложив на оси абсцисс значения тока, а
на оси ординат.— соответствующие значения напряжения.
Характеристика выпрямителя в этих координатах в общем
случае будет полого наклонена вправо.
Рис. 190. Графики изме-
нения напряжения вы-
прямителя от короткого
включения нагрузки при
различных схемах фильт-
ров
Если нагрузка изменяется очень быстро, изменение напря-
жения на выходе выпрямителя будет уже происходить не так,
как это следует из статической характеристики. При внезапном
увеличении нагрузки (т. е. уменьшении нагрузочного сопротив-
ления) в течение некоторого промежутка времени практически
единственным источником тока, отдаваемого в нагрузку, явля-
ется выходной конденсатор фильтра (так как ток через дрос-
сель возрастает сравнительно медленно). В таких условиях
напряжение на усилителе однополосного сигнала может упасть
в два и более раза сравнительно с напряжением, которое дает
276
выпрямитель при такой же нагрузке в установившемся режи-
ме. Следовательно, выходная мощность ограничивается, что
приводит к искажению формы огибающей SSB сигнала.
Динамическую характеристику выпрямителя (т. е. в неус-
тановившемся режиме) нельзя определить при помощи вольт-
метра и амперметра; приходится прибегать к помощи осцил-
лографа.
На рис.. 190 изображены графики изменения напряжения
на нагрузке при мгновенном коротком включении большой на-
грузки на выпрямитель с дроссельным (рис. 190, а) и конден-
саторным (рис. 190, б) фильтрами. Как видно из сравнения
рисунков, конденсаторный фильтр предпочтительнее.
Однако коэффициент пульсации в схеме без дросселя полу-
чается довольно значительным. Кроме того, при использовании
в выпрямителе газотронов применение чисто емкостного филь-
тра недопустимо. Все это заставляет применять выпрямители
с дросселем на входе фильтра. Если его индуктивность пра-
вильно рассчитана (достаточна по величине), выпрямитель
имеет более пологую статическую нагрузочную характеристи-
ку, чем в случае работы выпрямителя на емкость. Фильтр с
дросселем со значительной индуктивностью на входе потреб-
ляет ток от выпрямителя непрерывно, тогда как в фильтр с
конденсатором на входе ток из выпрямителя поступает преры-
висто, толчками — лишь в те моменты, когда положительный
потенциал анода вентиля превышает напряжение на конден-
саторе, т. е. в течение небольшой части периода.. Выпрямители
с таким фильтром имеют более крутую статическую нагрузоч-
ную характеристику, значительно худший коэффициент ис-
пользования трансформатора и большие импульсы тока через
вентили относительно его среднего значения. Эти соображе-
ния также говорят в пользу использования фильтров с индук-
тивным входом.
Минимальная входная индуктивность фильтра, обеспечи-
вающая непрерывность тока из выпрямителя в фильтр, назы-
вается критической индуктивностью. Выпрямители с индук-
тивностью на входе фильтра меньше критической ведут себя
как выпрямители с емкостью на входе, у которых действую-
щая в цепи индуктивность слагается из индуктивности рассея-
ния трансформатора и входной индуктивности фильтра. Нап-
ряжение на входе фильтра при этом увеличивается, а нагру-
зочная характеристика становится круче, чем при применении
входного дросселя достаточной индуктивности.
Критическую индуктивность можно определить по фор-
муле:
где Rэ — действующее сопротивление нагрузки (сумма дейст-
277
вительной нагрузки, сопротивления фильтра и эквивалент-
ного сопротивления вентилей и трансформатора).
Действующее сопротивление обычно превышает сопротив-
ление нагрузки на 10—15%, так что критическую индуктив-
ность дросселя (в генри) можно с достаточной для практики
точностью считать равной сопротивлению нагрузки в кило-
омах, умноженному на коэффициент К=1,15. Например, ес-
ли выпрямитель рассчитывается на ток 300 ма при напряже-
нии 1500 в, сопротивление нагрузки получается 5 ком. Следо-
вательно, индуктивность дросселя должна быть равна или
больше 5X1,15=5,75 ан~6 гн. Но характер потребления тока
оконечным линейным усилителем в режиме В таков, что ток
молчания составляет 10—15% от максимального, т. е. сопро-
тивление нагрузки в режиме молчания увеличивается в семь-
десять раз. Поэтому индуктивность 6 гн оказывается доста-
точной лишь на пиках модуляции, а при меньших токах и осо-
бенно в режиме молчания выпрямитель будет работать на
фильтр с практически емкостным входом. Это приведет к то-
му, что в режиме молчания и при небольших потребляемых
токах напряжение выпрямителя будет заметно подниматься,
т. е. нагрузочная характеристика выпрямителя будет доволь-
но крутой. Практически может быть так, что выпрямитель с
трансформатором на 1500 в в режиме молчания будет давать
1650—1700 в, а при произнесении длительного «а-а» перед
микрофоном анодное напряжение упадет до 1200—1300 в.
Выпрямитель с такой характеристикой непригоден для высо-
кокачественного однополосного передатчика.
Практическим выходом из этого положения является при-
менение дросселей с переменной индуктивностью. Такие дрос-
сели имеют конструктивное отличие от обычно применяе-
мых: они собираются вперекрышку, без воздушного зазора.
Это приводит к тому, что индуктивность дросселя в отсутствие
тока подмагничивания и при небольших его значениях возрас-
тает в пять-семь раз по сравнению с состоянием насыщения.
Так, если индуктивность дросселя в нашем примере при токе
300 ма составляет 6 гн, при токе 30—50 ма она может быть
30—60 гн, если сердечник его собрать вперекрышку. Анодное
напряжение при таком дросселе будет изменяться уже не от
1700 до 1300 в, а примерно от 1550 до 1400 в.
Коэффициент изменения индуктивности зависит от степени
насыщения, материала сердечника и конструкции дросселя.
Следовательно, удачным вариантом анодного выпрямите-
ля для питания оконечного каскада однополосного передатчи-
ка является схема с дросселем достаточной индуктивности на
входе фильтра (сердечник собирается без воздушного зазора)
и возможно большей емкостью после дросселя. Такой выпря-
митель обладает достаточно хорошими статической и динами-
ческой нагрузочными характеристиками. Он имеет и еще одно
278
положительное свойство: при небольших уровнях сигнала ко-
эффициент пульсаций уменьшается благодаря увеличению ин-
дуктивности дросселя.
Уменьшения напряжения холостого хода выпрямителя
можно добиться также путем включения параллельно дроссе-
лю фильтра конденсатора такой емкости, чтобы получился
контур, настроенный на основную частоту пульсаций (для
двухполупериодного выпрямителя— 100 гц). Кроме того, эта
мера уменьшает коэффициент пульсаций. Зная индуктивность
дросселя, необходимую для резонанса на 100 гц, емкость'
можно определить по формуле:
2,53
С\мкф)= ------.
Значения этой емкости обычно лежат в пределах 0,1—
0,5 мкф. Точную величину ее нужно подобрать практически
следующим путем. Без нагрузки напряжение выпрямителя
будет, очевидно, в 1,41 раза больше эффективного напряже-
ния вторичной обмотки. Этого допускать нельзя, поэтому к
выпрямителю подсоединяют небольшую постоянную нагруз-
ку. Через нагрузочное сопротивление обычно протекает от 10
до 20% максимального тока нагрузки.
Предположим, мы конструируем выпрямитель на напря-
жение 1500 в при токе 300 ма. Выбираем нагрузочный резис-
тор сопротивлением 30 ком и мощностью 100 вт. При 1500 в
он потребляет ток 50 ма и рассеивает мощность 75 вт. Пред-
положим далее, что напряжение на такой нагрузке составляет
1800 в. Подбирая емкость конденсатора, подключенного па-
раллельно дросселю, добиваемся минимального выходного
напряжения выпрямителя. Оно получится в тот момент, ког-
да параллельный контур в цепи выпрямленного тока будет
настроен в резонанс с основной частотой толчков выпрямлен-
ного тока.
Добротность такого контура обычно невелика, порядка
2—4. Во столько же раз возрастает и сопротивление току с
частотой 100 гц. Для увеличения добротности контура дрос-
сель должен иметь минимальное омическое сопротивление и
сердечник из высококачественной стали. Может оказаться да-
же, что напряжение на выходе выпрямителя упадет ниже же-
лаемого, например до 1300 в. В этом случае придется умень-
шить ток, потребляемый сопротивлением нагрузки, до тех пор,
когда напряжение выпрямителя снова достигнет 1500 в на хо-
лостом ходу.
Если же выпрямленное напряжение даже при резонансе
превышает эффективное напряжение повышающей обмотки,
нужно увеличить ток, потребляемый нагрузочным резистором,
чтобы напряжение холостого хода довести до указанной
величины.
279
При увеличении потребляемого тока до рабочего значения
индуктивность дросселя вследствие подмагничивания упадет,
контур будет расстроен и не окажет столь большого сопро-
тивления импульсам выпрямленного тока с частотой 100 гц
Желательно снять статическую нагрузочную характеристику
выпрямителя и, изменяя начальный ток и емкость конденса-
тора контура, подобрать наилучший вариант Конденсатор
этот, равно как и дроссель, должен иметь рабочее напряже-
ние примерно в два раза большее, чем выпрямленное напря-
жение.
Настройка дросселя в резонанс значительно улучшает
статическую характеристику выпрямителя, но здесь появляе:-
ся другая опасность. Наличие резонансного контура в цепи
тока может привести к увеличению пиков напряжения при пе-
ременной нагрузке (рис. 190, а), т. е. к ухудшению динамиче-
ской стабилизации. Для ее улучшения емкость выходного кон-
денсатора фильтра должна быть значительной, чтобы запа-
сти возможно больше энергии.
При индуктивности дросселя 20 гн и одной лампе ГК-71
(Zo=25O ма) конденсатора емкостью в 10 мкф оказывается
явно недостаточно- в первое мгновение после включения на-
грузки напряжение падает раза в полтора. Чтобы уменьшить
этот «провал», нужно уменьшить индуктивность дросселя. Ес-
ли сделать ее равной 6—7 гн (немного больше критической,
рассчитанной выше), а емкость фильтра увеличить до 20 мкф,
динамическая стабильность будет уже неплохой, но луч-
ше увеличить емкость до 30—40 мкф. Набирать такие емко-
сти из бумажных конденсаторов довольно дорого, но можно
применить последовательное и групповое соединение электро-
литических конденсаторов. Например, емкость 20 жкфХ1800в
можно составить из четырех конденсаторов 80 лгкфх450 в
или из шести— 120 лгкфХЗОО в.
Большинству однополосных возбудителей и передатчиков
малой мощности (30—50 вт) для питания необходимы два
напряжения: +250—300 в и + 600—800 в. Можно, конечно,
сделать два отдельных выпрямителя, но это получается доро-
го и тяжеловесно. Можно изготовить специальный трансфор-
матор с двумя повышающими обмотками или даже с одной
повышающей обмоткой и несколькими отводами Здесь объем
и вес блока питания получаются меньше, но усложняется кон-
струкция трансформатора и трудоемкость его изготовления.
Есть, наконец, третий путь — применение особых схем выпря-
мителей, обеспечивающих получение двух указанных напря-
жений.
У многих радиолюбителей имеются силовые трансформа-
торы мощностью 120—200 вт (от телевизоров, мощных УНЧ
и т. п ) с повышающей обмоткой 2x300 в или 2X350 в, име-
ющей отвод от средней точки. Эти трансформаторы можно
280
использовать для получения обоих анодных напряжений как
для предварительных каскадов, так и для выходного.
Можно, например, собрать схему рис. 191, а. Это обычная
мостовая схема, но со среднего отвода повышающей обмотки.
можно снять положи-
тельное напряжение, рав-
ное половине максималь-
ного. Для уменьшения
взаимного влияния нап-
ряжений фильтры следу-
ет делать раздельными.
Если же в этой схеме
среднюю точку повыша-
ющей обмотки зазем-
лить, на выходе можно
снять два напряжения:+
300 в и —300 в
Рис 191 Мостовые схемы для получе-
ния двух напряжении
Весьма полезными могут быть также схемы с умножением
напряжения Например, имея силовой трансформатор мощ-
ностью 120—150 вт с повышающей обмоткой 2 ><300 в, мож-
но собрать выпрямитель на 1000—1200 в для питания лам-
пы типа ГУ 50, если применить параллельную схему с удвое-
нием напряжения (рис 192,а). Эта схема имеет перед
мостовой то преимущество, что для получения одинакового
выпрямленного напряжения в ней нужно вдвое меньшее пе-
ременное напряжение и вдвое меньше диодов, но зато пико-
вый ток через диоды здесь значительно больше, и требуются
большие емкости конденсаторов фильтра
Рис 192 Схемы с удво-
ением напряжения, а —
параллельная схема уд-
воения, б—последова-
тельная схема удвоения
Последовательная схема удвоения (рис. 192. б) имеет по
сравнению с параллельной больший коэффициент пульсаций,
но в последовательной схеме один конец источника перемен-
ного тока может быть соединен с минусом выпрямленного на-
пряжения, что оказывается решающим в случае применения
бестрансформаторных схем.
Если нет подходящего источника отрицательного напря-
жения, можно взять небольшой накальный (или другой пони-
жающий) трансформатор и его низковольтную обмотку под-
соединить к общей цепи накала ламп, тогда на сетевой сторо-
не получится повышенное переменное напряжение, которое
затем выпрямляется и используется в качестве напряжения
смещения.
10 Заказ 772
281
Рис. 193. Различ-
ные схемы включе-
ния газовых и
кремниевых стаби-
литронов
Для стабилизации анодных и экранных напряжений широ-
ко используются газовые стабилизаторы, но если ток нагруз-
ки изменяется более чем на 25 ма, одного стабилитрона ока-
зывается недостаточно, а два параллельно включать нельзя,
так как зажигается только один. В этом случае можно вос-
пользоваться схемой рис. 193, а. Здесь нагрузка подключает-
ся к стабилизаторам через диоды, поэтому зажигание одного
не снижает напряжения на другом, и он то-
же зажигается. Таким образом можно
включать также три и более стабилизато-
ров.
Для стабилизации малых напряжений
смещения (7—40 в) удобно применять кре-
мниевые стабилитроны типа Д808—Д814Д.
Схемы включения их аналогичны включе-
нию газовых стабилитронов. Их можно
включать последовательно в любом коли-
честве. Эти диоды имеют малую мощность
рассеяния (0,3 вт), и ток стабилизации у
них невелик — порядка 20—30 ма. Но этот
ток можно увеличить до сотен миллиампер,
если улучшить теплоотдачу от диодов. Для
этого они очищаются от краски, на них на-
девается специальный радиатор (см. жур-
нал «Радио» № 2,1966 г.).
Такие стабилитроны можно использо-
вать для создания стабилизированного
смещения даже без отдельного источника
отрицательного напряжения. Для этого
кремниевый стабилитрон включается в катодную цепь усили-
теля вместо резистора автоматич'еского смещения, а сетка
соединяется по постоянному току с землей. При изменении
анодного тока падение напряжения на стабилитронах (а по-
тому и напряжение смещения) остается постоянным. При
больших токах используются диоды Д815—Д816.
На рис. 193, б показана такая схема получения напряже-
ния смещения в предоконечном усилителе на лампе 6П13С,
работающем в режиме В\ (без сеточных токов). Напряжение
анода — 300 в; напряжение смещения—18 в получается от
двух последовательно соединенных стабилитронов типа Д809.
Анодный ток на пике огибающей — 80 ма, ток покоя — 20 ма,
напряжение возбуждения—12 в (эфф).. Ток сети отсутствует.
Отдаваемая мощность в таком режиме — порядка 10—15 вт.
В последнее время вследствие широкого распространения
полупроводниковых диодов наметилась тенденция к замене
ими газотронов в высоковольтных выпрямителях для питания
оконечного каскада. Нужно сказать, что в сети иногда быва-
ют мгновенные перенапряжения вследствие нестационарных
282
процессов, длящиеся сотые или тысячные доли секунды. Но
этого бывает достаточно для пробоя полупроводниковых дио-
дов, так как перенапряжения иногда достигают двойного (и
более) напряжения сети. Диоды могут быть пробиты, остава-
ясь холодными,— здесь происходит не тепловой, а электриче-
ский пробой.
Чтобы увеличить надежность полупроводниковых выпрями-
телей, нужно каждый диод шунтировать не только резисто-
ром, но и конденсатором емкостью 1—10 тыс. пф на рабочее
напряжение не меньше обратного напряжения диода (прак-
тически— на 500—1000 в). Эти конденсаторы будут погло-
щать и равномерно распределять мгновенные пики напряже
ния сети.
Поскольку полупроводниковые диоды имеют малое сопро-
тивление в момент включения, когда конденсаторы фильтра
не заряжены, через них пройдет очень большой импульс тока,
который может их вывести из строя. Поэтому в цепь выпрям-
ленного тока включается ограничивающий резистор сопро-
тивлением 5—20 ом. Иногда такой резистор включается в
первичную обмотку повышающего трансформатора, а затем
замыкается накоротко. Во время настройки передатчика этот
резистор также используется для ограничения максималь-
ного тока.
Нужно отметить еще одно положительное свойство полу-
проводниковых диодов, важное для коротковолновика: в от-
личие от газотронов они не являются генераторами шума.
3. СИНХРОНИЗАЦИЯ НАСТРОЙКИ ПРИЕМНИ-
КА И ПЕРЕДАТЧИКА
При работе на одной боковой полосе требуется очень точ-
ная настройка передатчика на частоту приемника в отличие
от работы в эфире телеграфом и амплитудной модуляцией.
В радиолюбительской практике применяются методы, поз-
воляющие автоматически управлять частотой передатчика
при перестройке приемника таким образом, что передатчик
оказывается всегда точно настроенным на частоту приемника,
т. е. обеспечивается одноручечное управление настройкой
всей радиостанции.. Это создает большие удобства даже при
обычной телефонной и телеграфной работе. Во время сорев-
нований, когда дорога каждая секунда, эта система дает оп-
ределенные преимущества, так как для вызова услышанной
станции нужно только нажать на ключ или кнопку микрофо-
на, а передатчик уже настроен на частоту корреспондента
Преимущества такой системы полностью проявляются при
работе на SSB, так как она обеспечивает абсолютную точ-
ность совпадения настроек в любой точке диапазона. Эффек-
нх
283
тивность такой системы очень велика во время работы на
SSB в соревнованиях. Применение ее намного повышает опе-
ративность и существенно улучшает достигнутые в соревнова-
ниях результаты.
Наиболее просто синхронная перестройка приемника и пе-
редатчика осуществляется в том случае, когда они построены
по аналогичным схемам. Например, если приемник имеет
кварцованный первый гетеродин и переменную первую проме-
жуточную частоту, а однополосный сигнал генерируется на
частоте, равной второй промежуточной частоте приемника,
можно для дальнейших преобразований SSB сигнала вос-
пользоваться частотами плавного и кварцованного гетероди-
нов приемника. Здесь уже не только настройка передатчика
совпадает с настройкой приемника, но одновременно пере-
ключается рабочий диапазон того и другого (переключением
пластин в кварцованном гетеродине).
Рис. 194. Схема синхронизации настройки приемника и пе-
редатчика
Возможен и другой вариант. В большинстве приемников
гетеродин работает на частоте выше принимаемой. Скажем,
при приеме частоты 14300 кгц гетеродин дает частоту 15300
кгц. Допустим также, что однополосный сигнал формируется
на частоте 9 Мгц или формируется на более низкой частоте,
но переносится на 9 Мгц. Тогда, подав на смеситель колеба-
ния 8т гетеродина приемника с частотой 15300 кгц и колеба-
ния от кварцованного гетеродина с частотой 10 Мгц, мы смо-
жем в анодной цепи смесителя выделить частоту 5300 кгц. За-
тем, смешав однополосный сигнал 9 Мгц с полученной часто-
той 5300 кгц, получим однополосный сигнал на частоте 14300
284
кгц. При перестройке приемника на 14310 кгц гетеродин его
генерирует частоту 15310 кгц. После смешения с частотой 10
Мгц получается 5310 кгц, а однополосный сигнал получает-
ся на частоте 14310 кгц, т. е. опять-таки настройка передат-
чика совпадает с настройкой приемника.
Одна из возможных схем такого рода показана на рис
194. Напряжение гетеродина приемника снимается через ка-
тодный повторитель
Можно построить блок-схему такого устройства не-
сколько иначе. Частоты возьмем из предыдущего примера.
Однополосный сигнал 9 Мгц и колебания гетеродина прием-
ника 15300 кгц подаются на смеситель, в анодной цепи кото-
рого выделяется суммарная частота 24300 кгц. Эта схема мо-
жет оказаться удобнее потому, что полосу пропускания 300—
400 кгц легче обеспечить на частоте 24 Мгц, чем на 5 Мгц.
Однополосный сигнал с частотой 24300 кгц подается на смеси-
тель, куда подан также сигнал от кварцованного гетеродина
с частотой 10 Мгц. В анодном контуре выделяется однополос-
ный сигнал на частоте 14300 кгц, усиливается и передается в
эфир. Настройка передатчика опять-таки синхронизирова-
на с настройкой приемника.
Радиолюбитель может отыскать и другие пути решения
этой задачи.
4. ЭЛЕКТРОННЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ АН-
ТЕННЫ
До сих пор многие радиолюбители при приеме исполь-
зуют одну антенну, а при передаче — другую. В принципе
это неправильно. Поскольку все антенны имеют какую-то
направленность в той или иной плоскости, желательно ис-
пользовать одну антенну как для приема, так и для передачи
При использовании направленных антенн это становится уже
обязательным. Следовательно, встает вопрос о переключении
антенны с приемника на передатчик. Особенно остро стоит
эта проблема при работе на одной боковой полосе, где обмен
ведется короткими фразами и переключения должны совер-
шаться гораздо чаще, чем при работе другими способами.
Нередко антенна переключается специальным электромаг-
нитным реле, приводимым в действие системой голосового
управления. Реле должно подключать антенну к передатчику
раньше, чем на выходе его возникнет сигнал, иначе контакты
будут подгорать. К тому же механические реле обладают
инерционностью, контакты их нужно время*от времени чис-
тить; сами реле должны быть высокочастотными, малоемко-
стными, с хорошим диэлектриком. Поэтому применение элек-
тромагнитных реле нежелательно.
285
Имеется, однако, и другой путь решёния, позволяющий
обойтись без антенного реле. Антенна постоянно соединяется
с передатчиком, а приемник подключается к ней через элект-
ронное устройство, автоматически отключающее приемник
при появлении на антенне большого ВЧ потенциала. Все та-
кие устройства обладают нелинейной амплитудной характери-
стикой, т. е. слабые сигналы они пропускают почти без ос-
лабления (некоторые схемы даже с усилением), а сильный
собственный сигнал ограничивают до безопасной величины.
Рис. 195. Электронный
переключатель антенны
Электронные переключатели антенн могут присоединяться
не только к антенне, но и к аноду выходной лампы передат-
чика через небольшую емкость. Этот вариант удобнее тем,
что при согласовании передатчика с антенной сопротивления
всех антенн приводятся к одной величине, и потому пред-
ставляется возможным более объективно оценить усиление
антенн с различными волновыми сопротивлениями.
Существует много вариантов подобных схем. Одна из них
показана на рис. 195., Схему эту можно применять с антенна-
ми, питающимися коаксиальными кабелями с волновым соп-
ротивлениед! 50—100 ом при мощности несколько сот ватт и
коэффициенте стоячей волны не более 2. Один триод лампы
6НЗП служит здесь усилителем с заземленной сеткой, анод-
ной нагрузкой которого является сложный контур Z-iCiZ^G,
перекрывающий все любительские КВ диапазоны одним по-
воротом ручки конденсатора. Второй триод этой же лампы
работает как катодный повторитель с низкоомным выходом,
рассчитанным на коаксиальный кабель. Накал лампы 6НЗП
подключен к накальному трансформатору не непосредствен-
но, а через дроссель, чтобы уменьшить действие емкости ка-
тод— нить накала. Дроссель наматывается одновременно
двумя проводами диаметром 0,5—0,6 мм на каркасе из изо-
лирующего материала диаметром 20—25 мм. Длина намотки
(виток к витку) • составляет 50 мм. Электронный переключа-
тель желательно питать от отдельного небольшого выпрями-
теля на полупроводниковых диодах, трансформатор которого
питается от сети через фильтр, состоящий из двух дросселей
286
Рис. 196 Электронный переключа-
тель антенны с шунтирующими ди-
одами
по 5—10 мгн, включенных в сетевые провода, и четырех кон-
денсаторов, заземляющих по высокой частоте оба конца каж-
дого дросселя. Агрегат конденсаторов CiC2 имеет емкость
каждой секции 250 пф. Катушка Li содержит 19 витков на
каркасе диаметром 25 мм. Провод 0,7 мм, длина намотки
15 мм. Катушка L2 содержит 23 витка того же провода на
каркасе диаметром 12 мм, длина намотки 32 мм.
На рис. 196 показана еще одна схема электронного пере-
ключателя антенны. Здесь отсутствует настроенный контур.
Схема достаточно хорошо ра-
ботает на волнах от 10 до 80 м
(в основном это зависит от
дросселя ВЧ в анодной цепи).
Схема представляет собой уси-
литель с заземленной сеткой.
Оба триода включены парал-
лельно. Усиление, даваемое
каскадом, зависит от рабоче-
го диапазона.
Напряжение сигнала пода-
ется с коаксиального кабеля
на катод. Во время передачи
появляется сеточный ток, ко-
торый создает на сеточном сопротивлении отрицательное нап-
ряжение, запирающее лампу. Выходное напряжение с анод-
ного дросселя подается на приемник. Клемма выхода соеди-
нена с землей через два диода, включенных в противо-
положной полярности. Это сделано для ограничения обе-
их полуволн выходного напряжения во время передачи,
т. е. для предотвращения попадания сильного сигнала на вход
приемника. Когда уровень принимаемых сигналов не превы-
шает нескольких милливольт, диоды не шунтируют вход прием-
ника. Как только*напряжение достигнет определенного пре-
дела, зависящего от типа диодов, в дальнейшем оно остается
почти постоянным, так как диоды эффективно ограничивают
его. Это бывает полезно и в гом случае, когда сигналы от близ-
кого передатчика наводят в антенне большую э. д. с. (доли
вольта или даже вольты). Здесь можно применить любые
диоды, предназначенные для детектирования.
Для увеличения общей крутизны лампы лучше включить
параллельно еще один двойной триод. При мощности несколь-
ко сот ватт в этой схеме могут работать практически любые
октальные или пальчиковые двойные триоды. Нужно стре-
миться к тому, чтобы суммарная крутизна параллельно сое-
диненных триодов была порядка 12—20 Maje- Это позволит
лучше согласовать входное сопротивление усилителя с зазем-
ленной сеткой с широко распространенными коаксиальными
кабелями и уменьшит опасность пробоя лампы.
287
» Кабель, соединяющий выход переключателя с приемни-
ком, должен быть как можно короче. Дроссели в катодной и
анодной цепях должны быть вседиапазонными, т.. е. от 10 до
80 м, желательно малоемкостными.
Недостатком описанных выше схем является необходи-
мость применения электронных ламп, а также возможность
появления помех телевизионному приему на расположенных
вблизи телевизорах в связи с тем, что при передаче в фидер-
ной линии находится нелинейный элемент (промежуток сет-
ка— катод лампы), искажающий форму сигнала в фидере,
вследствие чего появляются высшие гармоники. Кроме того,
коэффициент передачи переключателя при изменении диапа-
зонов в большой мере зависит от качества анодной нагрузки
(контура или дросселя).
, К антенне 1 Электростатический
!экран
(21 А> I п
дгоо । Лг05 то
1000
Q Л/м'
Др
г.эмгн
К передатчику
0,0)
P.z j Д, р Z,5fWH
0-2ЧЬ
‘,7D0,__а+25ОЬ
i Контакты пере-
ключающего реле
Ьсзбудитепя
Прием Передача
Рис. 197. Диодный пере-
ключатель «прием—пере:
дача»
Ниже описывается антенный переключатель «прием — пе-
редача», лишенный указанных'недостатков (рис. 197). Прав-
да, переключение в нем производится не автоматически сиг-
налом с передатчика, а системой голосового управления. В ка-
честве переключающих элементов в схеме используются
кремниевые диоды типа Д-205. В режиме' «передача» на диод
Д1 подается обратное напряжение, а на диод Д2—прямое.
При этом диод Д1 закрывается, а диод Д2 Открывается. В ре-
зультате вход приемника оказывается отключенным от фиде-
ра и закороченным на землю.
В режиме «прием» на диоды подаются противоположные
напряжения, диод Д1 открывается, Д2 закрывается, и вход
приемника оказывается подключенным к фидеру.
Переключатель рассчитан для работы с коаксиальными
фидерами, но принципиально возможно использование его и
с открытыми линиями.
Основным условием нормальной работы переключателя
является то, что запирающее напряжение на диоде Д1 должно
быть больше амплитудного значения ВЧ напряжения в фиде-
ре. Запирающее напряжение можно определить по формуле:
773ап>1,41 .
где: Р — выходная мощность передатчика, вт;
288
р — волновое сопротивление фидера, ом.
Формула справедлива при коэффициенте стоячей волны в
фидере, равном 1. При других значениях КСВ запирающее
напряжение должно быть увеличено пропорционально коэф-
фициенту стоячей волны.
При выходной мощности передатчика 120 вт, волновом
сопротивлении фидера 75 ом и КСВ менее 2 запирающее на-
пряжение должно быть порядка 250 в. Такое напряжение
обычно имеется на радиостанции.
Прямое напряжейие на диод Ду в режиме «прием» подает-
ся с целью вывода рабочей точки диода на прямолинейный
участок характеристики, чтобы избежать перекрестных помех.
Резисторы Ry и R2 служат для ограничения тока через диоды
в их открытом состоянии.
При испытании переключателя в режиме «передача» на
частоте 28 Мгц ослабление по напряжению было более 1000
раз.
5. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ В ОДНО-
ПОЛОСНЫХ ПЕРЕДАТЧИКАХ
Иногда необходимо переключиться на AM для связи с теми
радиолюбителями, которые еще не освоили прием однополос-
ных сигналов и работают амплитудной модуляцией.
Радиолюбители, имеющие фильтровые SSB передатчики,
нередко пытаются получить амплитудную модуляцию путем
восстановления несущей. При этом несущая «добавляется» к
однополосному сигналу, в результате чего получается AM сиг-
нал с одной боковой полосой. Такой сигнал занимает вдвое
меньшую полосу частот. Вместе с тем он имеет довольно су-
щественный недостаток: при детектировании такого сигнала с
большой глубиной,модуляции (более 30%) возникают силь-
ные искажения. Для объяснения этого явления рассмотрим
векторную диаграмму однополосного AM сигнала при 100%
модуляции одним тоном (рис. 198, а). Вектор несущей равен
по длине вектору боковой. Вектор боковой вращается отно-
сительно вектора несущей с угловой скоростью Q, зависящей
от частоты модуляции. Значение сигнала в каждый момент
времени определяется результирующим вектором, представля-
ющим геометрическую сумму векторов несущей и боковой.
Как видно из графика, величина результирующего вектора
меняется от нуля до максимального значения, равногр сумме
длин векторов несущей и боковой, а его фаза в пределе ме-
няется от плюс 90° до минус 90° по отношению к вектору не-
сущей, т. е. имеется фазовая модуляция.
Если построить зависимость длины результирующего век-
тора от времени при модуляции одним Тоном, т. е. график
289
огибающей однополосного сигнала с несущей (рис. 198,6),
можно увидеть, что огибающая такого сигнала, а потому и
напряжение после детектора, отличается от синусоидального
модулирующего сигнала.
Показанный на рис. 198,6 сигнал содержит высшие гармо-
ники основного тона, которые при модуляции передатчика
звуковым сигналом проявляются на приемной стороне как
сильные нелинейные искажения. Для уменьшения нелинейных
искажений при работе таким сигналом приходится уменьшать
глубину модуляции до уровня не более 30%. При этом, как
Рис 198. Искажения од-
нополосного AM сигнала
при 100% модуляции:
а — векторная диаграм-
ма однополосного AM
сигнала; б — форма си-
гнала после детектора
легко представить, фазовая модуляция результирующего век-
тора уменьшается, а длина его будет меняться во времени
по закону, более близкому к синусоидальному. Но эффектив-
ность передатчика со столь малой глубиной модуляции полу-
чается невысокой.
Несколько лучше обстоит дело при получении AM сигна-
ла в фазовом возбудителе. Если выключить один из баланс-
ных модуляторов и полностью разбалансировать другой, на
выходе получается обычный двухполосный AM сигнал. Одна-
ко при переходе на SSB придется каждый раз заново балан-
сировать БМ, что неудобно. Поэтому несущую в фазовых
возбудителях восстанавливают не путем разбалансировки
БМ, а введением ее в один из последующих каскадов (как в
фильтровом возбудителе). При этом возникает новая труд-
ность: фаза восстановленной несущей может не совпасть с
фазой подавленной несущей имеющегося двухполосного сиг-
нала’. В результате, в общем случае, получится не чисто
290
амплитудная, а амплитудно-фазовая модуляция. Это хорошо
видно при рассмотрении векторной диаграммы рис. 2, в
(см. гл. I).
В зависимости от разности фаз восстановленной и подав-
ленной несущей происходит плавный переход от одного вида
модуляции к другому, т. е. от амплитудной к фазовой и на-
оборот. Так, при совпадении фаз или отличий их на 180° по-
лучается чистый AM. сигнал. Если же разность фаз состав-
ляет 90°, получается фазовая (точнее, квадратурная) модуля-
ция (диаграмма рис. 2, б). Поскольку AM детектор не реаги-
рует на фазовую модуляцию, при приеме такого сигнала от-
мечается только уменьшение глубины амплитудной модуля-
ции. Поэтому в цепи восстановления несущей фазового воз-
будителя желательно иметь простой фазовращатель, позво-
ляющий плавно менять фазу на 90° с целью установления
максимальной глубины амплитудной модуляции при настрой-
ке возбудителя в режиме AM.
Другой способ получения AM сигнала в однополосных воз-
будителях состоит в том, что AM сигнал получается точно
так, как и в обычных AM передатчиках, т. е. путем модуля-
ции несущей по амплитуде. Однако в отличие от обычных AM
передатчиков с умножителями частоты в однополосных воз-
будителях такая модуляция в принципе может осуществлять-
ся в любом маломощном каскаде даже до преобразовате-
лей частоты, поскольку все каскады SSB передатчика ра-
ботают в линейном режиме. При этом требуется небольшая
мощность от модулятора. Но линейный усилитель при усиле-
нии обычного AM сигнала работает все время в недонапря-
женном режиме с низким к.п.д., порядка 30%, что весьма
невыгодно. Поэтому амплитудную модуляцию лучше произво-
дить в оконечном каскаде по классическим схемам.
6. ТЕЛЕГРАФНАЯ МАНИПУЛЯЦИЯ В ОДНО-
ПОЛОСНЫХ передатчиках
В любительскйх SSB передатчиках нередко предусматри-
вается возможность работы телеграфом. Используются раз-
личные способы получения телеграфного сигнала. Одним из
них является подача сигнала несущей частоты в каскады, сле-
дующие за БМ и фильтром. Микрофонный усилитель при
этом выключается во избежание излучения ненужных сигна-
лов. При таком виде работы телеграфом необходимо преду-
смотреть те же меры по борьбе с побочными излучениями за
счет манипуляции, что и в обычных телеграфных передатчи-
ках («смягчение» формы сигнала, подбор режимов и т. д.).
Некоторым преимуществом с точки зрения уменьшения
помех в эфире обладают два других способа. Первый из них
291
состоит в том, что в фильтровом возбудителе в генератор не-
сущей включается кварц с частотой, равной средней частоте
фильтра. Манипулированный сигнал проходит при этом через
фильтр, минуя БМ без каких-либо ослаблений. Фильтр по-
давляет все сигналы, частоты которых лежат за пределами
его полосы, и, таким образом, существенно уменьшает щелч-
ки, которые могут возникнуть в результате манипуляции.
Другой способ состоит в том, что
л / етмм памп
Рис 199 Схема ключевания
с регулировкой формы сиг-
нала
в качестве первичного телеграфно-
го сигнала используется НЧ сигнал
с частотой 1000—1500 гц. При дос-
таточно • высоком подавлении несу-
щей и боковой в эфир будет излу-
чаться однотоновый сигнал, ничем
не отличающийся от телеграфного.
При этом благодаря фильтру так-
,же уменьшаются помехи от мани-
пуляции. Возможны, однако, поме-
хи местным станциям за счет остат-
ка несущей и подавленной боковой.
Низкочастотный сигнал здесь получается с помощью ге-
нератора звуковой частоты, имеющегося в схеме передатчика.
В режиме генератора нередко используется первый каскад
усилителя НЧ передатчика, для чего он превращается в RC
или ЛС-генератор. При работе телеграфом с помощью то-
нального НЧ сигнала оказывается возможным использование
системы голосового управления для переключения с приема
на передачу.
Манипуляцию можно осуществить также следующим спо-
собом. На сетки нескольких смесителей и усилителей через
резисторы с большими сопротивлениями подается отрицатель-
ное запирающее напряжение. В момент передачи это напря-
жение замыкается на землю ключом и запертые ранее кас-
кады отпираются. Такая схема манипуляции (рис. 199) поз-
воляет легко осуществить регулировку формы сигнала (время
нарастания и спада).
При манипуляции в кварцевых генераторах нужно учи-
тывать особенности таких генераторов, изложенные в гл. III.
Для повышения к. п. д мощный усилитель желательно пе-
реводить в режим класса С.
7. ПЕРЕДАЧА БУКВОПЕЧАТАНИЯ С ПО-
МОЩЬЮ ОДНОПОЛОСНОГО ВОЗБУДИТЕЛЯ
Для работы буквопечатанием по радио радиолюбители
используют частотную манипуляцию. Разность по частоте
между сигналом токовой и бестоковой посылки — частотная
девиация — в настоящее время принята равной 850 гц.
292
Для получения частотной манипуляции в телеграфных
передатчиках исполняется увод частоты задающего генерато-
ра на 850 гц с помощью реактивной лампы или путем подклю-
чения к контуру задающего генератора емкости, для чего
часто применяются диодные переключатели. Но этот способ
имеет тот недостаток, что при умножении частоты в передат-
чике на разных диапазонах получается различная девиация
частоты, пропорциональная коэффициенту умножения.
Этого недостатка лишены однополосные передатчики, у
которых нет умножения частоты.
0.030
Передающий J
распределитель
телеграфного^
аппарата
г, П!6 ТгП!6
С5 а,01
^4 7л
/л
ЗЗк
КуЗк
%
ОМ
. ‘306
HIE
4,7л
г пп, На микро-
цюнный
''Рыод Оозбу-
Л дителя
—в
+SS -
Рис. 200. Тональный генератор для работы буквопечатанием
Есть и другой способ осуществления частотной манипуля-
ции в SSB передатчиках, не применимый в обычных передат-
чиках. Если однополосный передатчик модулировать попе-
ременно двумя звуковыми тонами с разностью по частоте
850*ai{, то ВЧ сигнал на выходе передатчика будет также час-
тотно-манипулированным с девиацией 850 гц. Поэтому мно-
гие радиолюбители, имеющие SSB передатчики, при работе
радиотелетайпом используют именно такой способ передачи.
На рис. 200 изображена схема тонального генератора на
транзисторах. Каскад на транзисторе Ti — генератор звуко-
вых частот. Транзистор Т2 выполняет роль буфера усилителя.
При разомкнутом положении передающего распределителя
телеграфного аппарата генератор дает частоту 2975 гц. При
замыкании распределителя к контуру генератора подключа-
ется конденсатор емкостью Ci посредством диодного переклю-
чателя (диоды Д[, Д2). При этом частота генератора изменя-
ется на 850 гц и становится равной 2125 гц. Сигнал с выхода
тонального генератора подается на микрофонный вход одно-
полосного возбудителя.
В процессе настройки тонального генератора производит-
ся точная установка частоты колебаний путем подбора емко-
стей конденсаторов (Д и С2, а также контроль за формой вы-
ходного напряжения, которая должна быть чисто синусоидаль-
ной. Искажение формы выходного напряжения обусловлива-
ется неправильным режимом транзисторов Л и Т2. В этом
случае требуется регулировка их режима по постоянному току.
293
8. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ОДНОПОЛОСНОЙ МО-
ДУЛЯЦИИ НА УКВ
Работая телефоном в диапазоне 144 Мгц, большинство
наших радиолюбителей использует почти исключительно ам-
плитудную модуляцию, и лишь очень немногие работают с
ЧМ. Между тем однополосная модуляция и на УКВ сохраня-
ет все преимущества перед AM. Здесь она может оказаться
даже более полезной, чем на коротких волнах, так как ультра-
коротковолновики очень часто имеют дело с весьма слабыми
сигналами.
Рис. 201. Балансный сме-
ситель для диапазона
144 Мгц
При малых отношениях сигнал — шум однополосная мо-
дуляция даже выгоднее частотной, которая, вообще говоря,
отличается хорошей помехоустойчивостью и подавлением по-
сторонних шумов и импульсных помех. Но эти свойства ЧМ
проявляются лишь тогда, когда отношение сигнал — шум до-
статочно велико, т. е. при хороших условиях радиосвязи.
Радиолюбитель, имеющий однополосный возбудитель на
диапазоне 14 Мгц, может с достаточно простыми средствами
осуществит^ выход на SSB и в диапазоне 144 Мгц. Для этого
необходим преобразователь частоты. Одна из возможных
схем такого преобразователя показана на рис. 201.
На сетки двойного тетрода ГУ-32 подается стабилизиро-
ванный кварцем ВЧ сигнал с частотой 130—131 Мгц. Он по-
лучается умножением частоты 8,666—8,75 Мгц в 15 раз. Ум-
ножители (на лампах 6Ж5П и 6Ж9П) не показаны на схеме,
так как для опытного ультракоротковолновика, собирающего-
ся применить однополосную модуляцию, их изготовление не
представляет труда.
Однополосный сигнал с частотой 14 Мгц подается на катод
ГУ-32. Для этой частоты сетки тетрода заземлены. Анодный
контур настраивается на 144—145 М?Ц- Нить накала включа-
ется через накальные дроссели, чтобы напряжение SSB сиг-
нала не замыкалось на землю через емкость катод — нить на-
294
кала. Если имеется достаточная мощность SSB сигнала, на-
кальный дроссель можно не ставить. Входное сопротивление
для частоты 14 Мгц в этой схеме низкое (десятки ом), и не-
обходимая мощность возбуждения составляет несколько
ватт.
Потенциометр R2 служит для регулировки смещения.
Катушка Li имеет 4 витка провода 0,8 мм, диаметр катуш-
ки— 6 мм. Катушка L2 содержит 2x3 витка провода 0,4 мм,
диаметр тот же — 6 мм. Катушка £3 имеет 6 витков провода
1 мм, диаметр катушки — 9 мм, длина намотки — 18 мм.
В середине этой катушки расположена катушка связи Lit
имеющая 3 витка провода 0,8 мм. Диаметр намотки — тот же.
Все провода желательно посеребрить.
Выход с частотой 130 Мгц можно использовать для кон-
вертера на 2 м.
9. УСТРОЙСТВО ДЛЯ КОНТРОЛЯ НАСТРОЙ-
КИ ЛИНЕЙНОГО УСИЛИТЕЛЯ (КОМПАРАТОР)
В правильно настроенном и нагруженном линейном усили-
теле отношение выходного напряжения к входному (коэффи-
циент усиления) есть величина постоянная (для данного уси-
лителя). Эта особенность позволяет осуществить простой спо-
соб контроля настройки, нагрузки и линейности усилителя.
Схема такого устройства, называемого компаратором, пока-
зана на рис. 202.
Часть входного напряжения снимается с точки А делите-
ля, состоящего из конденсаторов Ci и С2> и выпрямляется ди-
одом Дь За счет это го _в точке
С создается отрицательное на-
пряжение. Но одновременно
происходит детектирование
диодом Д2 части выходного
напряжения, снимаемого с
точки В делителя С3, С4. Это
напряжение также подается в
точку С, но уже в положитель-
ной полярности. И если оба
переменных напряжения (в
точках А и В) равны, потен-
циал точки С равен нулю, и стрелка прибора, имеющего нуль
посредине шкалы, также стоит на нуле.
Налаживание компаратора производится следующим об-
разом. Усилитель настраивается в режиме усиления двух-
тонового сигнала на максимальную мощность в нагрузке
при малом уровне искажений, затем конденсатором С2 и по-
тенциометром R2 стрелка прибора устанавливается на нуль.
295
Если в дальнейшем усилитель окажется нагружен слабо,
переменное напряжение в точке В больше, чем в точке А, и
стрелка прибора отклоняется в одну сторону. Если же связь с
антенной слишком велика, стрелка отклоняется в другую сто-
рону.
Если усилитель линеен, т. е. его коэффициент усиления пос-
тоянен, стрелка прибора будет стоять на нуле при всех уров-
нях сигнала от нуля до максимального. Если же при измене-
нии уровня усиливаемого сигнала стрелка колеблется, это
свидетельствует о нелинейности усилителя.
Применение компаратора позволяет настроить усилитель
и подобрать связь с антенной по нулевому положению стрелки
прибора при пониженном анодном напряжении (в режиме
«настройка»). Затем после увеличения напряжения анода до
полного усилитель оказывается настроенным на максималь-
ную отдачу. Таким образом, исключается опасный для усили-
теля режим — настройка при полном анодном напряжении.
10. ПРОСТОЙ ДВУХТОНОВЫИ ГЕНЕРАТОР
При настройке однополосных передатчиков нередко воз-
никает необходимость в получении двухтонового низкочастот-
ного сигнала.
Рис 203 Схема двухто-
нового генератора на
транзисторах
На рис. 203 изображена схема такого генератора на тран-
зисторах. Схема состоит из двух генераторов с обратной
связью через двойной Т-образный мост, параметры которого
определяют частоту колебаний. В схеме предусмотрен потен-
циометр для выравнивания амплитуды сигналов. Здесь можно
использовать любые низкочастотные транзисторы типов
П13-П16, П39-П41. При хороших транзисторах схема начина-
ет генерировать сразу после сборки. В небольших пределах
частоту генераторов можно изменять сопротивлениями моста,
соединенными с землей (1,5 и 1,8 ком).
Глава XII. РАБОТА В ЭФИРЕ
1. КАК ПРИНИМАТЬ ОДНОПОЛОСНЫЙ СИГ-
НАЛ
В отличие от приема AM и ЧМ сигналов прием однополос-
ных сигналов несколько сл*ожнее и требует известных на-
выков.
Желательно иметь специальный приемник с полосой про- .
пускания по промежуточной частоте 2,5—3 кгц и синхронным
детектором. Вполне удовлетворительные результаты можно
получить также с обычным связным приемником, сузив поло-
су пропускания до 3 кгц и пользуясь гетеродином, предназна-
ченным для приема телеграфных сигналов. Способы передел-
ки связных приемников для приема SSB рассматриваются в
гл. VI.
Работа на одной боковой полосе ведется, как правило,
в определенных участках каждого радиолюбительского диапа-
зона. Укажем эти участки.
На 80-метровом диапазоне — от 3600 до 3650 кгц (зару-
бежные станции ведут передачи на частотах примерно от
3600 до 3800 кгц, а выше 3800 кгц работают станции амери-
канского континента).
На 40-метровом — в основном от 7040 до 7100 кгц. 'Стан-
ции Северной и Южной Америки — на частотах от 7200 до
7300 кгц передают, а слушают при связи с дальними станци-
ями на 7040—7100 кгц.
На 20-метровом диапазоне—14100—14350 кгц.
На 14-метровом — в основном от 21250 до 21450 кгц.
На 10-метровом — примерно от 28500 до 28700 кгц.
Для приема SSB станций прежде всего необходимо сов-
местить спектр принимаемой боковой полосы с полосой про-
297
пускания приемника. Это может быть сделано двумя путями:
по максимальным отклонениям стрелки S-метра или просто
на слух по максимальной громкости сигнала (с выключенной
АРУ). Регулятор громкости (УНЧ) нужно установить в поло-
жение максимального усиления, а регулировку уровня про-
изводить только ручкой усиления по высокой и промежуточ-
ной частоте. Это делается для того, чтобы не перегружать
детектор сильным сигналом. Совместив полосу пропускания
приемника с принимаемой боковой полосой, нужно включить
телеграфный гетеродин. Медленно вращая ручку подстройки
его частоты, добиваемся разборчивого и естественного звуча-
ния речи. Если речь имеет ярко выраженный басовый тембр, ча-
стоту гетеродина следует удалить от полосы пропускания при-
емника. Если же речь имеет высокий, звенящий металличес-
кий тембр, частоту гетородина нужно приблизить к полосе
пропускания В дальнейшем следует заметить положение руч-
ки телеграфного гетеродина и перестройку с одной станции
на другую производить только главной ручкой настройки при-
емника. Желательно иметь плотность настройки (отношение
изменения частоты к углу поворота ручки настройки) не бо-
лее 50—60 кгц на один оборот, иначе точная настройка на
станции будет затруднительна.
Если при найденном ранее положении ручки телеграфного
гетеродина не удается добиться разборчивой речи при при-
еме другой станции, это означает, что принимаемая станция
излучает другую боковую полосу.
В диапазонах 80 и 40 м радиолюбители работают обычно
на нижней боковой, в диапазонах 20, 14 и 10 м — на верхней
боковой.
Определить, верхнюю или нижнюю боковую полосу излу-
чает принимаемая станция, можно так. Большинство супер-
гетеродинных приемников имеет частоту гетеродина выше
частоты сигнала. При этом происходит изменение верхней
боковой полосы на нижнюю и наоборот, поэтому частоту вто-
рого гетеродина для приема верхней боковой нужно устанав-
ливать не ниже, а выше полосы пропускания. Для приема
нижней боковой частота гетеродина устанавливается ниже
полосы пропускания.
В приемниках с двойным преобразованием частоты воп-
рос несколько сложнее Если частота второго гетеродина ни-
же первой промежуточной, приведенное выше правило сохра-
няется. В противном случае следует для приема верхней
боковой устанавливать частоту гетеродина ниже полосы про-
пускания приемника и наоборот, поскольку двукратное «пе-
реворачивание» сигнала возвращает его к первоначальному
виду.
298
2 ПРИЕМЫ ВЕДЕНИЯ ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ
ОДНОПОЛОСНОЙ СВЯЗИ
Практика работы в эфире на одной боковой полосе выра-
ботала специфические методы и приемы ведения любитель-
ской однополосной связи.
В этой главе описываются некоторые общепринятые пра-
вила, соблюдение которых поможет успешной работе на SSB.
Для работы на SSB необязательно знать английский
язык, хотя такое знание очень и очень желательно. Следует,
тем не менее, твердо запомнить и усвоить произношение
цифр, букв и соответствующих буквам слов, а также произ-
ношение основных сокращений Q-кода и радиолюбительского
жаргона. Эти сведения можно найти в «Карманном справоч-
нике коротковолновика» на стр. 42—45 (составлен Н. В. Ка-
занским и Ф. И. Бурдейным) Приведенной там информации
достаточно для того, чтобы выйти в эфир и научиться вести
лаконичные связи. В дальнейшем многому можно научиться
непосредственно при ведении регулярных связей.
Перед общим вызовом следует внимательно прослушать
тот участок диапазона, где предполагается давать общий вы-
зов. Возможно, именно на этой частоте работает радиостан-
ция какой-либо далекой страны: Сейшельские острова, Непал
или Гондурас. Следует избегать длинных общих вызовов.
Лучше дать два-три коротких, по 30—40 секунд. Общий вы-
зов дается примерно в такой форме: «CQ- CQ, CQ. This is
Ukraine calling, и-В-5-К-А-В(ю-би-файв-кэй-эй-би), Uncle,
Baker, figure 5, King, Able, Baker. Вместо слов «This is» мо-
жно употреблять слова «Неге is», «from», а позывной рас-
шифровывать иным образом, например- «United-Boston-five
(5)-Kilowatt-America-Boston». После окончания общего вы-
зова приглашение к ответу дается примерно так: «This is
UB5KAB, calling and listening» («Здесь УБ5КАБ, вызывает
и слушает»), или так: «Come in, somebody, please» («Отве-
чайте, пожалуйста, кто-нибудь»), или же так: «UB5KAB lis-
tening to any possible call» («УБ5КАБ слушает любой вы-
зов»).
После вызова следует внимательно прослушать диапазон
в пределах 0,5—1 кгц в обе стороны от частоты вызова. Ког-
да вызов и позывной корреспондента принят, начинать пере-
дачу следует словом «Roger», которое расшифровывает бук-
ву «R» («принял», радиолюбительский жаргон), затем на-
звать позывной корреспондента и свой. Если вызов не при-
нят, следует попросить повторения вызова словами: «QRZ,
QRZ (Queen, Radio, Zanzibar). I am UB5KAB. Please repeat
299
your call again» («Кто меня вызывает? Я УБ5КАБ. Пожа-
луйста, повторите ваш позывной (вызов) снова») или же так:
«Give your callsign once more» («Дайте ваш позывной еще
раз»).
Во время ведения радиосвязи многие коротковолновики
'после приветствия называют прежде всего свое имя (как бы
знакомясь), а затем уже сообщают слышимость, местонахож-
дение и пр.
При переходе с приема на передачу, после того как на-
зван позывной корреспондента и свой позывной, для пригла-
шения к ответу принято пользоваться словами «over» или
«go ahead» («иди вперед»).
Для окончания связи обычно употребляется выражение
вида: «UB5KAB is signing off and clear with 9NIGW. 73, old
man».
Специфическим приемом работы на одной боковой полосе
является работа «за круглым столом» (round table). Заклю-
чается этот метод в том, что три или более (иногда до деся-
ти-двенадцати) корреспондентов работают на одной частоте,
последовательно передавая слово друг другу. Начинается
«круглый стол», когда к двум работающим между собой
станциям подключается еще одна, затем еще и т. д. Вхож-
дение в «круглый стол» производится следующим образом.
Следует точно настроиться на частоту и передать коротко:
«break-break» («брэк-брэк»). Не следует быть назойливым.
Тот корреспондент, который в данный момент слушает, отве-
тит: «Roger, QRX please». Ответ может последовать не сра-
зу, а при очередном «over» (переходе с приема на передачу
и наоборот). В дальнейшем связь ведется уже обычным обра-
зом. Во время работы «за круглым столом» при переходе с
передачи на прием нужно указывать, кому передается слово,
например: «VS4JT to take it (VS4JT, берите слово), here is
UB5KAB and the group listening (UB5KAB и группа слуша-
ют)», или так: «VK9NT, take the mike, this is UB5KAB with
DL4SV on the side» («VK9NT, берите микрофон, здесь
UB5KAB c DL4SV»).
Очень интересным и, разумеется, редким явлением быва-
ют такие «круглые столы», когда встречаются между собой
представители всех шести континентов мира. Такие «круглые
столы» имеют особое название: «Round table WAC (Worked
All Continents)», т. e. «работа co всеми континентами за
круглым столом».
Система голосового управления передатчиком позволяет
быстро переходить с приема на передачу, что дает возмож-
ность вести связь не длинными монологами, как обычно бы-
вает при использовании AM, а короткими вопросами и отве-
300
тами. Тем не менее, следует каждые 5—10 минут называть
свой позывной и позывной корреспондента.
Если радиостанция дает общий вызов, пользуясь голосо-
вым управлением, ее можно вызывать, не дожидаясь конца
передачи, поскольку в паузах между фразами оператор этой
станции может принять сигналы вызывающей станции.,
Ближние, громко слышимые станции, следует звать корот-
ко, часто переходя на прием во время вызова. Можно давать
только позывной вызываемой станции и лишь после ее за-
проса назвать свой позывной.
’ Следует твердо запомнить и соблюдать такое правило: ес-
ли интересную или редкую станцию звали сразу несколько *
станций и она ответила не вам, звать ее нельзя, когда ей от-
вечает и дает текст связи другой корреспондент. Можно лишь
дать свой позывной один раз, когда желаемая станция пере-
ходит с приема на передачу. В противном случае некоррект-
ной работой можно вызвать недовольство оператора редкой
радиостанции, который, возможно, не захочет затем отвечать
вам.
Многие редкие станции (очень часто — экспедиции), что-
бы предотвратить «кашу» на своей частоте, приглашают от-
вечать на несколько килогерц ниже или выше своей частоты
словами: «Listening 5 kilocycles down (up), т. e. «слушаю на
5 кгц ниже (или выше)». Следует это иметь в виду и быть
внимательном, чтобы, не теряя времени на вызовы редкого
корреспондента на его же частоте и не создавая помех слу-
шающим его станциям, быстро перестроиться выше или ни-
же и позвать его.
Иногда при работе на одной боковой полосе на общий
вызов отвечают радиостанции, работающие амплитудной мо-
дуляцией. Следует избегать связей с 'Ними, иначе многие
AM станции будут часто работать в SSB участках диапазо-
на и своими несущими и двумя боковыми создадут невыно-
симые условия работы.
На карточках, подтверждающих двусторонние связи на
одной боковой полосе, в графе «Род работы» следует всегда
проставлять «2-Way SSB». Это будет подтверждением того,
что оба корреспондента во время связи использовали однопо-
лосную модуляцию. Если же написать просто «SSB», 'это бу-
дет подтверждением того, что ваш корреспондент работал на
одной боковой полосе и ничего не сообщит о вашей модуля-
ции. Такая карточка не является подтверждением двусторон-
ней однополосной связи и с этой точки зрения совершенно
бесполезна.
Советские любительские радиостанции пользуются в эфи-
ре широкой популярностью. Поэтому часто случается, что на
общий вызов отвечают сразу несколько станций. Ту из них,
которая кончит вызов раньше, можно попросить подождать
301
л дослушать другие вызовы., Возможно, среди них окажется
интересный и редкий корреспондент. Тогда отвечать следует
по крайней мере двум: интересующему оператора редкому
корреспонденту и тому, кого попросили подождать.
Переходя с диапазона на диапазон, нужно не забывать
переключаться на соответствующую боковую полосу во избе-
жание недоразумений.
Случается иногда, что из-за сильных помех не удается
принять позывной вызывающей станции даже после несколь-
ких попыток. В этом случае можно попросить корреспонден-
та дать свой позывной телеграфом, сузить полосу пропуска-
ния до 200—300 гц, принять позывной, а затем снова перейти
на SSB. Точно так же, если станция не отвечает на много-
кратные вызовы, можно попытаться позвать ее телеграфом,
установив частоту передатчика такой, чтобы она лежала в
пределах боковой полосы той радиостанции, которую пред-
полагается звать. Лучше всего частоту своего передатчика
выбирать отличной на 1 кгц от подавленной несущей, так как
ухо наиболее чувствительно к частоте около 1 кгц.
Если после многократных попыток принять вызов не уда-
ется, следует извиниться перед зовущим корреспондентом.
Можно попросить его позвать в такое время, когда наблю-
дается хорошее прохождение.
Соблюдение вышеприведенных «неписаных законов эфира»
(утвержденных тем не менее многолетней практикой работы
радиолюбителей) будет в значительной мере содействовать
как порядку в эфире, который абсолютно необходим при ны-
нешнем количестве радиостанций, так и спортивным дости-
жениям наших коротковолновиков.
Для поощрения и популяризации радиолюбительской ра-
боты на одной боковой полосе учреждены специальные дип-
ломы. Известный диплом WAZ также выдается за связи на од-
ной боковой полосе. На диплом наклеивается ромб золотого
цвета с надписью, подтверждающей, что диплом выдан не
просто за телефонные связи, а за связи на SSB.
Популярный радиолюбительский журнал CQ установил
дипломы за связи на одной боковой полосе со 100, 125
и т. д. странами. Широко известный диплом WAZ также ус-
тановлен этим журналом. К чести советских радиолюбителей
следует сказать, чго именно они первыми в мире установили
двусторонние связи на SSB со всеми сорока зонами земного
шара и получили первые дипломы WAZ SSB.
Регулярно появляются в эфире на одной боковой полосе
все новые и новые позывные советских радиолюбителей. Все
советские республики уже представлены на SSB. Темпы рос-
та числа советских SSB станций все больше нарастают и
будут нарастать, что еще выше поднимет престиж советского
радиоспорта.,
приложения
Приложение 1
ГРАФИКИ ДЛЯ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ТОЧЕК ДИАПАЗОНА,
ПОРАЖЕННЫХ КОМБИНАЦИОННЫМИ ПОМЕХАМИ
График 1 (рис. 204) используется при сложении частот (/i+/2), график
2 (рис. 205) — при выделении разностной частоты (Л—f,). Вверх по оси
ординат отложено отношение большей из исходных частот к результиру-
ющей частоте /0. Вправо и влево по оси абсцисс отложено относительное
отклонение частоты помехи в долях от /0 (например, если /о = 5 Мгц, то
точке (—0,1) на оси абсцисс соответствует частота (/0—0,1/0)=(5—0,1X5)=
4,5 Мгц).
Линии, пересекающие оси координат под различными углами,— геомет-
рические места точек комбинационных частот. На графике нанесены на-
клонные, соответствующие комбинационным частотам вплоть до седьмого-
восьмого порядка (порядок определяется как сумма абсолютных значений
коэффициентов, т. е. без учета знака). На краях графика против каждой
наклонной прямой имеются индексы, состоящие из двух целых чисел. Пер-
вое число относится к большей исходной частоте (Л), второе — к мень-
шей исходной частоте (/2)- Например, если протез линии стоит индекс
(4, —2), эта наклонная соответствует комбинационной частоте 4/1—2/
(шестого порядка, так как 4+2=6).
СПОСОБ ПОЛЬЗОВАНИЯ ГРАФИКАМИ
1. График 1 (сложение частот). Допустим, для получения 80-метрового-
диапазона (3,50—3,65 Мгц) мы складываем однополосный сигнал с часто-
той 2.38 Мгц, с частотой плавного гетеродина в пределах 1,12—1,27 Мгц.
Большую из исходных частот (2,38 Мги) обозначим как Д. Проведем ана-
лиз для нижнего края диапазона (/о=3,5О Мгц), когда /2 = 1,12 Мгц Оп-
f 2 38
ределим отношение ==+=,=0,68. На оси ординат находим точку, соответ-
/о 3,50
ствующую отношению 0,68, и проводим в обе стороны горизонтальную пря-
мою (на графике показана пунктиром) до пересечения с ближайшими
наклонными. Из точек пересечения опускаем перпендикуляры на ось абс-
цисс и читаем относительные отклонения от суммарной частоты/о: (+0,04)-
и (—0,04).
Определяем точки, пораженные комбинационными частотами.
/1= (3,50 - 0,04 X 3,50) = 3,64 Мгц; Д, = (3,50 —0,04 X 3,50) = 3,36 Мгц
Проверим эти величины по индексам наклонных. В нашем примере они
оказываются: (2,— 1) и (0,4-3). Вычисляем: 2Д—/2+(2х2,38—1,12) = 3.6
Мгц; 0X/i+3x/2=3X 1,12=3,36 Мгц. Таким образом, одна из комбина-
ционных частот оказывается в рабочем диапазоне (3,64 Мгц), другая по-
близости от него (3,36 Мгц). Если продолжить горизонтальную прямую,
она пересечет также и другие наклонные, которые соответствуют комби-
национным частотам 3,22 и 3,78 Мгц.
303
Рис. 204. График 1. Сложение
Выясним, что произойдет при изменении частоты плавного гетеродина
от 1,12 до 1,27 Мгц. Для верхнего края диапазона (3,65 Мгц) отношение
i 2 38
Д= Д—=0,652. Проведя горизонтальную прямую до пересечения с на-
/о 3,65
клонными, можно определить комбинационные частоты и для этого случая,
но здесь важно другое: как видно из графика, наша «рабочая точка», пере-
мещаясь по оси ординат от значения 0,68 до значения 0,652, проходит через
точку (0,667), где четыре наклонных пересекают ось ординат. Следователь-
но, в рабочем диапазоне имеется целая область, пораженная несколькими
комбинационными частотами (3-го и 6-го порядка), так что этот вариант
слагаемых частот должен быть отброшен. Нужно выбирать такие отноше-
ния частот Л к /0> которые лежат на оси ординат в областях, свободных
от комбинационных частот. Области эти хорошо видны на графике.
II. График 2 (вычитание частот). Допустим, для получения диапазона
10—10,3 Мгц из частоты 16,5 Мгц вычитается частота плавного гетеродина,
изменяющаяся от 6,5 до 6,2 Мгц. Большую из исходных частот (16,5 Мгц)
обозначаем через /1; меньшую (6,5 Мгц) через/2. При этом /0= 10 Мгц.
Отношение Л к /0 равно 1,65. Находим на оси ординат соответствующую
точку и проводим горизонтальную прямую до пересечения с (Нижайшими
наклонными. Из точек пересечения опускаем перпендикуляры на ось абс-
цисс и находим относительные отклонения комбинационных частот от ре-
304
зультирующей частоты/0 : ( + 0,05) и (—0,05). Следовательно, частоты
(10+0,05 X 10) = 10 5 Мгц и (10—0,05X10) =9,5 Мгц будут поражены поме-
хами. Как видим, они достаточно близко лежат от необходимого рабочего
диапазона (10—10,3 Мгц), так что этот вариант тоже нельзя признать
удачным, хотя комбинационные частоты здесь не ниже 5-го порядка.
При перемещении рабочей частоты к другому краю диапазона рабочая
точка сдвигается вниз по оси ординат и комбинационные частоты удаляют-
ся от границ диапазона.
Если сравнить оба графика, легко заметить, что второй график имеет
больше областей, свободных от комбинационных частот, и с этой точки
зрения вычитание частот предпочтительнее.
При определении вероятной силы помехи нужно учесть, что гармоники
более высоких порядков (5—9) от сильных колебаний гетеродина могут
иметь большую величину, чем гармоники более низких порядков (3—5) от-
носительно слабого однополосного сигнала, поданного на смеситель, хотя в
общем случае с повышением номера гармоники мощность ее убывает.
Следует сказать, что при использовании балансных смесителей можно
не опасаться некоторых комбинационных частот, так как оии оказываются
значительно ослабленными.
305
306
11 риложение г
РЕЖИМЫ ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП
ДЛЯ ЛИНЕЙНОГО УСИЛЕНИЯ ОДНОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ
Тип лампы Класс усиления Напря- жение* анода, в Напря- жение ^кран- ной сетки, в Напря- жение управля- ющей сетки, в Ток покоя анода, ма То к анода (максим, сигнал), ма Ампли- туда напря- жения возбуж- дения Мощ- ность возбуж- дения, вт Сопро- тивление нагруз- ки, ом Полез- ная мощ- ность, вт
6ПЗ ав2 400 300 —20 30 100 25 0,2 2 400 22
в 500 300 —25 16 120 35 0,5 2 500 40
Г-807 АВ, 750 300 —35 15 71 35 0 6 250 35
ав2 750 300 —35 15 120 48 0,2 3 650 60
ГУ-32 В 500 225 —30 10 90 35 0,15 3 400 30
ГУ-29 АВ, 750 225 —25 20 132 25 0 3 400 68
В 500 225 —18 27 230 28 0,4 1 300 76
ГУ-50 АВ, 1 000 300 -52 25 90 52 0 6700 52
В 1 000 300 —58 15 120 68 0,6 5000 80
В с общей сеткой 1 200 0 0 15 . 125 62 8,5 6 000 96
ГК-71 Дй, 1 500 100 —68 -10 160 68 0 5 700 140
й 1 500 450 —80 27 210 170 1,2 3 800 240
В с общей сеткой 2 000 0 0 18 220 133 36 5 500 290
ГУ-13 Лй| 2 500 750 —95 . 25 - 115 90 0 9 660 245
АВ, 2 250 750 —90 23 158 115 0,1 8 700 258
АВ, ' 2 500 750 —95 25 180 118 0,2 8 300 325
- 13 с обшей сеткой 2 000 2 500 0 0 0 0 2-1 30 121 200 87 137 10 25 9 800 7 500 158 345
Г-811 в 1 250 — 0 27 150 85 2 5 000 125
В с общей сеткой 1 500 — 0 30 150 85 15 6 200 160
Примечание. Для ламп ГУ-29 и ГУ-32 данные приведены для случая соединения обоих тетродов в па-
раллель. Входное сопротивление четырех ламп Г-811 в параллель с обшей сеткой составляет 75 ом.
Приложение 3
СПЕЦИАЛЬНЫЕ ТЕРМИНЫ И СОКРАЩЕНИЯ, ПРИМЕНЯЕМЫЕ
В ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ ОДНОПОЛОСНОЙ ТЕХНИКЕ
И ПРИ РАДИОСВЯЗЯХ
AALC — Amplified Automatic Loading Control — устройство уси-
ленного автоматического контроля для предотвращения перегрузки пере-
датчика сильным сигналом.
AFC — Automatic Frequency Control — автоматическая подстройка
1ЭСТОТЫ.
ALC — Automatic Loading Control — автоматический контроль для
предотвращения перегрузки передатчика сильным сигналом.
Anti-trip—устройство, предотвращающее включение передатчика от
случайных звуков перед микрофоном, когда корреспондент работает на пе-
редачу (часть системы голосового управления).
AVC —Automatic Volume Control — автоматическая регулировка уси-
ления, АРУ.
Barefoot operation — работа с возбудителя непосредственно иа антен-
ну (без мощного усилителя).
Carrier —несущая.
Clipper — устройство для срезания пиков модулирующего напряже-
ния.
DSB — Double Sideband — двухполосная модуляция (с подавлением
несущей).
Envelope— огибающая.
GG Amplifier (Grounded Grid) —усилитель с заземленной сеткой.
ISB — Independable sidebands — независимые боковые полосы (систе-
ма двухполосной связи, когда каждая боковая полоса, излучаемая одним
передатчиком, содержит различную, независимую информацию, в отличие
от DSB).
LSB — Lower Sideband — нижняя боковая полоса.
РЕР — Peak Envelope Power — мощность на пике огибающей.
Push-to-talk— «нажал — говори» — система управления радиостан-
цией, когда для перехода с приема на передачу необходимо нажать одну
кнопку или клапан.
RIT— Receiver Incremental Tuning (в трансивере) независимая от
частоты передатчика настройка приемника (в небольших пределах).
Round Table — «круглый стол»—оперативный прием, заключающий-
ся в том, что несколько корреспондентов работают на одной частоте (с
совмещением частот подавленных несущих), по очереди передавая друг
другу слово.
Sideband — боковая.
Slicer — приставка для приема однополосных сигналов фазовым ме-
тодом.
Splatter — явление увеличения ширины излучаемого спектра за счет
нелинейных искажений в передающих устройствах.
SSB — Single Sideband — одна боковая полоса, однополосный.
SSSC — Single Sideband, Suppressed Carrier — одна боковая полоса
с подавлением несущей (устаревшее сокращение, то же что и SSB).
Two way SSB — двусторонняя однополосная связь, когда оба кор-
респондента используют однополосную модуляцию.
USB — Upper Sideband — верхняя боковая полоса.
Voice opepated control — см. VOX.
VOX — (латинск. «голос») — система голосового управления.
Zero in—совмещение частоты восстанавливаемой несущей приемника с
подавленной несущей передатчика (точная настройка на однополосный
сигнал).
ЛИТЕРАТУРА ПО ОДНОПОЛОСНОЙ ТЕХНИКЕ
1. Агафонов Б. Теория и расчет радиотелефонных режимов генера-
торных ламп. Изд. «Советское радио», М., 1954.
2. Анисимов А. Однополосная радиосвязь. Воениздат, 1961.
3. Асеев Б. Фазовые соотношения в радиотехнике. Связьиздат, 1954.
4. Босый Н. Электрические фильтры. Гостехиздат УССР, Киев, 1959.
5. Бунимович С. Универсальный коротковолновый передатчик-возбу-
дитель. Журнал «Радио» № 12, 1959.
6. Бунимович С., Яйленко Л. Новое в конструировании люби-
тельских передатчиков. Журнал «Радио» № 7, 1960.
7. Бурдейный Ф., Казанский Н., Камалягин А., Шуль-
гин К- Справочник коротковолновика. Изд. ДОСААФ, М., 1959.
8. Верзунов М, Семенов А., Лобанов И. Однополосная мо-
дуляция. Связьиздат, М., 1962.
9. Воробьев В., Гученк о. В. Фазофильтровый метод формирова-
ния однополосного сигнала. Журнал «Радио» № 11, 1959.
10. Вышков Е. Радиостанция НЕДРА-1. Журнал «Радио» № 1, 1961.
11. Голубцов М. Электромеханические фильтры радиочастот. ГЭИ,
-1957.
12. Грейжа Б. Приставка к КВМ для приема ССБ. Журнал «Радио»
№ 6, 1962.
13. Е в т я н о в С. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
14. Ершов С. Как работает кольцевой балансный модулятор. Журнал
«Радио» № 6, 1955.
15. Ж ел н о в В. Фазовый ССБ возбудитель для работы на 14 и 21 Мгц.
Журнал «Радио» № 5, 1960.
16. Жомов Ю. ССБ передатчик для любительских диапазонов. Жур-
нал «Радио» № 10—-И, 1961.
17. Инженерно-технический справочник по электросвязи, VII. Связьиз-
дат, 1956.
18. Калласте А., Калласе X. Бесконтурный фильтр для формиро-
вания ССБ сигнала. Журнал «Радио» № 9, 1962.
19. Камалягин А. Как принимать работу на ССБ. ЖУРнал «Радио»
№ 11,1960.
20. К о м ы л е в и ч В. Диапазонный коротковолновый радиоприемник.
Журнал «Радио» № 1, 1961. •
21. Кона шинский Д. Электрические фильтры. ГЭИ, 1949.
22. Л а б у т и н Л. ССБ передатчик. Журнал «Радио» № 7, 1958.
23. Л абутин Л. Что такое ССБ? Журнал «Радио» № 9, 1963.
24. М а с л о в П. Корректирование частоты кварцевых генераторов. Жур-
нал «Радио» № 1, 1961.
25. Немировский М. Помехоустойчивость радиосвязи. Изд. «Энер-
гия», 1966.
26. Островский И. Радиосвязь на одной боковой полосе частот.
Связьиздат, 1952.
309
27. Рассадин Б. Получение однополосного сигнала по методу по-
следовательных преобразований. Журнал «Радио» № 6, 1958.
28. С а н к и и Н., Тимофеева Г. Радиосвязь на одной боковой по-
лосе. Журнал «Радио» № 11, 1953.
29. Семенов А., В ер зу но в М. Повышение устойчивости' уст-
ройств, формирующих однополосный сигнал. Журнал «Электросвязь» № 4,
1956.
30. Семенов А., Верзунов М. Фазокомпенсационные способы
формирования однополосного сигнала. Журнал «Радио» № 6, 1958. ,
31. Сифоров В. Радиоприемные устройства. Воениздат, 1954.
32. Справочник по радиотехнике под общей ред. Б. Смиренина. ГЭИ,
М—Л., 1950.
33. ССБ передвижка. Журнал «Радио» № 2, 1962.
34. Т и ш и н С. Двухканальный однополосный приемник. Журнал
«Электросвязь» № 1, 1956.
35. Т о м с о и Т. О перспективах развития ССБ. Журнал «Радио» № 8,
1963.
36. У с т ь я н о в Л. ССБ приставка. Журнал «Радио» № 8, 1963.
37. Чистяков Н. и др. Радиоприемные устройства. Связьиздат, М.,
1959.
38. Ч е н ц о в В. Детектор для приема ССБ. Журнал «Радио» А» 5, 1963.
39. Штейн Б., Черняк Н. Однополосная модуляция с помощью фа-
зовых схем. Связьиздат, М., 1959.
40. Ш у л ь г и н К. Конструирование любительских коротковолновых
приемников. ГЭИ, 1953.
41. Electronics, vol. 32, No. 50, Dec. 11, 1959.
- 42 Proceedings of IRE, No. 7, 1952.
43. Proceedings of IRE, No. 12, 1956.
44. Single Sideband FOR the Radio Amateurs, ARRL, 1962.
45. D. Stoner, „New Sideband Handbook*1. Cowan Pub. Co., N. Y,
1959.
46. J. Sima, «Technika vysilani s jednim postrannim pasmem a potla-
cenou nosnou vlnou — SSB». Amaterske Radio, 4, 1959.
47. F. Brown, «А simple Phasing—Type Exciter» CQ No. 12, 1959.
48. W. Bruene. «Distortion in Single Sideband Linear Amplifiers» QST
No. II, 1954.
49. Autorenkollektiv, «Amateufunk» Verlag Sport und Technik, 1956.
50. H. Hooton® Single-Sideband Communication Handbook, 1962.
51. Collins Radio Company. Amateuk Single Sideband, 1962.
52. General Electric Ham Newc. Sideband Handbook, 1961.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ................................................. 3
Глава I. ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ ............................... 5
1, Некоторые сведения из истории однополосной радиосвязи 5
2. Амплитудная модуляция.................................. 6
3. Векторное изображение модулированных колебаний . . 7
4. Однополосный сигнал ................................. 12
5. Соотношение мощности при амплитудной и однополосной
модуляциях........................................... 15
6. Преимущества однополосной модуляции ...... 18
Глава II. ФИЛЬТРОВЫЙ МЕТОД ФОРМИРОВАНИЯ ОДНОПО-
ЛОСНОГО СИГНАЛА ............................................21
1. Балансные модуляторы ..................................22
2. Фильтры ............................................. 41
3. Блок-схемы однополосных передатчиков . . . . 61
Глава III. ЭЛЕМЕНТЫ СХЕМ ОДНОПОЛОСНЫХ ВОЗБУДИ-
ТЕЛЕЙ .................................................... 69
1. Микрофонные усилители . ...........................69
2. Генераторы плавной и фиксированной частоты .... 76
3. Преобразователи частоты.............................. 88
Глава IV. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ФИЛЬТРОВЫХ ОДНОПО-
ЛОСНЫХ ВОЗБУДИТЕЛЕЙ ........................................93
I Простой возбудитель на диапазоны 14 и 21 Мгц ... 93
2. Однополосный возбудитель с индуктивно-емкостным фильт-
ром ......................................... ...... 97
3. Однополосный передатчик с высокочастотным кварцевым
фильтром ................................................100
4. Пятидиапазонный однополосный передатчик с электромеха-
ническим фильтром.....................................106
5. Простой транзисторный возбудитель на диапазон 20 м 111
6 SSB передатчик с однокристальным фильтром на 80-мег-
ровый диапазон . 113
Глава V. ФАЗОВЫЙ МЕТОД ФОРМИРОВАНИЯ ОДНОПОЛОС-
НОГО СИГНАЛА ..............................................117
1. Получение однополосного сигнала . . . . . . . 118
2. Фазовращатели..................................121
3. Многофазная модуляция ..........................126
4. Балансные модуляторы к фазовым сд юполосным возбудите-
лям ........................................... .... 129
5. Другие методы получения однополосного сигнала . . . 131
Глава VI, ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ФАЗОВЫХ ОДНОПОЛОС-
НЫХ ВОЗБУДИТЕЛЕЙ...........................................135
1. Фазовый возбудитель для работы на 20-метровом диапазоне 135
2, Фазовый однополосный возбудитель на все коротковолновые
диапазоны ............................................139
3. Фазовый однополосный возбудитель без балансного модуля-
тора ................... . ....... 144
311
Г л а в a VII. ПРИЕМ ОДНОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ . . . . Кб
1. Особенности приела однополосных сигналов . I '6
2. Основные треоования к приемникам SSB сигналов.
Схемные решения............................... .... 152
3. Практическая схема однополосного приемника .... 176
Глава VIII. ЛИНЕЙНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ОДНОПОЛОСНЫХ
СИГНАЛОВ . . . .............178
1. Режимы рйботы линейных усилителей.....................179
2 Влияние нелинейности усилителя на спектр однополосного
сигнала ..... ... 183
3. Режим работы и причины нелинейности усилителей . . . - 185
4. Расчет анодного контура .......... 191
5. Расчет режима линейного оконечного усилителя класса В 197
6. Линейный усилитель с заземленной сеткой...............200
7. Испытание двумя тонами и мощность линейного усилителя . 209
8. Повышение эффективности однополосных передатчиков . 212
9. Уменьшение искажений в линейных усилителях . . . 224
10. Практические конструкции линейных усилителей . . . 231
Глава IX. ОДНОПОЛОСНЫЕ ПРИЕМОПЕРЕДАТЧИКИ . . 245
1. Пятидиапазонный приемопередатчик с электромеханическим
фильтром......................................... . 246
2. Приемопередатчик с высококачественным кварцевым
фильтром ......................................... 249
Глава X. НАЛАЖИВАНИЕ ОДНОПОЛОСНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ 253
1. Налаживание однополосных возбудителей.................254
2. Налаживание линейных усилителей.......................262
Глава XI. ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА ДЛЯ ОДНОПО-
ЛОСНОЙ АППАРАТУРЫ ......... 270
1. Система голосового управления радиостанцией . . . 270
2. Источники питания однополосной аппаратуры .... 278
3. Синхронизация настройки приемника и передатчика . . 285
4. Электронные переключатели антенны.................... 287
5. Амплитудная модуляция в однополосных передатчиках . 291
6. Телеграфная манипуляция в однополосных передатчиках . 293
7. Передача буквопечатания с помощью однополосного возбу-
дителя . ............................. 294
8. Использование однополосной модуляции на УКВ . . . 296
9. Устройство для контроля настройки линейного усилителя
(компаратор) .......................................297
10. Простой двухтоновый генератор.........................298
Глав а XII. РАБОТА В ЭФИРЕ . .................................299
1. Как принимать однополосный сигнал . ..... '299
2. Приемы ведения любительской однополосной связи . . . 301
Приложения . ............................................305
Литература по однополосной технике ......................... 311
С. БУНИМОВИЧ,
Л. ЯЙЛЕНКО
ТЕХНИКА ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ
ОДНОПОЛОСНОЙ РАДИОСВЯЗИ
ИЗДАТЕЛЬСТВО ДОСААФ •МОСКВА — 1970
+3506
КШ3
Рис. 86. Принципиальная схема однополосного передатчика на 80-метровыйдиапазон. Между экранной сеткой и общим
чить конденсатор емкостью 0,1 мкф.
проводом следует вклю-
Схемы к книге С. Бунимовича, Л. Яйленко «ТЕХНИКА ЛЮБИТЕЛЬСКОЙ ОДНОПОЛОСНОЙ РАДИОСВЯЗИ».
да
да
Кб3 J—L_L^
кб3250мги.
4/ '
ару. г
АРУZ Аг
Аг
к
5-метр
I
I
Сго\
\L!4 2'ей
L-1-Sz
'гооо
'гчоА
330\
\330
Аг I
75*
11
/Ж I
с7ги
Лг’/г6Ф1П
Аз
снес
510
5 '105.
Аз
шп
\0.oi
да
«да
Сие
Кзв№
КзебЗк
£45
''150
2Z0
Кзг220
[Усиление
Йет
Оы»
А.3
/да
4/
4?
«У?
К}1:о
2400
070
А
Кю
1.5 к
р35
15К
5100
JljSAZn
SSB/0W Нет
Агч
5к
.Азе
'220
Т1г7г6Ф1П
КВ
генератор
fig 7гьфзп
УНЧ
Aha J
15 20f 40 SO
0.71
001
и».
Шл
Фильтр ПЧ
50 кгц
0g 2
hi
% А
15 Z0JW 80
Счг и ОД
LLJ
— l.g!
Вык
Пилосидои
‘ 4^ rh фильтр
560 \^8in0,0l '<{$мгц
A Tfl А А
’0 Ю 15 20X40 80
ni6\
гн--
! \Др’
рцО.01
о о А А о о
Ю 10 15 ZOXm 80
1'550.01 КччЗЗОААОЗОк
Гетер ’ ~------
дет ______
^£s С^п‘‘ pLp,
К.сз500.к
Ау
8/9 ^К
АРУ Z
Мн отит О
передача
Я, 11 КП
fiblA
Агз
ЗЗк
^57
270
Сблго.ои
• woe В
Ачг
Ю.ол
250
Им
163
r.Si 101).
woo
Кипение
I—\ 8'1
С49 ^юоо\голо6ные
—ui-| | \теле(р^ы
4 Угбфзп
УПЧ
Рис. 133. Принципиальная схема КВ приемника.
fel
08к\
47к
Иемму.
АР1
tMiH’
hl /7
Н«да o.oi\\(8k
~ll 1 11~ 465кги.
:~п
Ус мокр. !
~7h’ksnzn
Кг
Ю
—Р------- / 6КШ
’« С лвч
_ 165 ^10
Преселектору jj
C3Z70
4|_
ё^о.01
OphSHZH Ус, миKp. 2
1К7
WOc
1000
A1Z
ZZk
К?715к
Калибр f
метра j
Сзь
0.1
Л.о X
50кгц
5
Л36А2П
Опреобр 0</7
б,8к
I ‘Тда/Ф%-От
I ------------ в
ННастроика |----
I
Сгз2^___________
Lit
ШУ. Ант 3 АРУ пр ка 3
З.зЗ-чммгц,
ШРг
л ftr-rf
I t 1
Л)0А2П
Шпреобр
Ла
окоп
ЦПУ
^26
К3!
ггк\
015.0
8^:51 MS(^&a\L
>—Г=И-<^/?П*
АРЧ °
8^2.0
—J 8; с. 680К
"йОООр J
L22 бОкги,
056^5
1мЯ00
'Куо
150
0)3 Cst
от ’ооо
Лр X ся>
бозп "Гоого
УсАРудЛ.
АМ0етДгД1О,
и............
Диодный
огр помех ()_|
Кт
Z70
Рис. 173. Принципиальная схема пятидиапазонного приемопередатчика с электромеханическим фильтром.
41-
5100 к.
ВЗООкгР-
УПЧ-1
Л9 6К4П
\Ргзб1
'\C396i
ЛШ6МП
0.015
К37!
wo\
Ко
100
tZ5 626
+2Z06 r 86
____Л CtfQ.ot
O37
0,01
4F
ЗЗООкго
Фш>ьтв
-----Л-'43 5
Дре 1мен
ОК
Л/рЮ-гз
р
51
о.01^
К53
A
--------©
. ft»
'470
*3kB
20 n c83
—^pa >80
^~80
КВг.Кбг, -5300,5кгц
К63. Klj -5302.5МЦ
W I
К5&0к
Кб
150к
I -] I
"ts
L3 .
80
40
5300кги n
j-----1
1 S- CwZ-ZpO *20008
iKr-HVrib
Сб5
унтг.
ЛрВтп
Кцз 470к
Л„6Н15П
ЁМ
5Z751 A-2Z0S
Cyi510IT-c}sz70 ,
10.0'255
Кзготк
к 62
2к
/к
Оз:
100.07
506
К,3Юк
ЧсВЧ
Kgj О2к
баланс
&
50,0'2.58
8ег
\К}/
W0.
ОзгА.
5/0^
Кз
1.0
•ШАН щ V
5300т го
C7W00
з-гш Кп
5300кгц
Настройка
Кг31к
Наапр
Работа0 Ki
к _
Cm л.
50 T
£»± ; icsoZ-25
C5425 H
л5 7гбнт •Mfii 'op^se ly wo
C62Z0
л3'/гбН2П
£&
л4 1
'/zSH2n\
0% UZ70K ' i
"iook} -
ft л
ZZO^f
ПереОача
Прием
ргз
Z7K
(Й
Добавочное
реле
. o.ot
Ого
WK Г"
ср~-
ZZO *
J^oio
сгг
S ~гооо
Р\Ус.НЧ
Сгрпоо
Л36Ш
AeropAPlL
11 £42
-100!
I
1к
8-7200
Л!36Ж?.П
СМ_Ч
Кы,77к
Ару
2мгн
"Izf'lhwg
Л166Ш5П
W
+Z706
с»'
ле'/гбшп
кп
-^-IF
c/swoo
80 ГПД_
\л!г6Ж5П
di---------
Czf710
| С co 50
IF
. Г
7» Ча
c50A
50 i
\Кк
I w
-1-1506
-1006
+246
Ку7\
150к\
Т
CnOOt
4Н
Головные Примечание
телрфспм * подбираются
или динамик при настройке
C70 . tKocTp
ОогО.0!
см-г
С.Ы50
—11~~
ЛцОКЧП
УВЧ ,
z^zo
Pgi.ZZ.K КтРЛк
ПеигпрализаииярЛ.. . i
-HF
с„гоо
i
y^Bum
VOX 07on,
>20 I
APSj-vmT/Z-
Apg 2mн
+2756—-----
Сдг X Sgt
0,01 WOO
П,56Ж7П
^8
Z7K
+2756; KnWKKsstO
Устанобка
смещения OK
+2206
\ZO
<&>||^
Усладные обозначения
----- работает только при передаче
-----работает только при приеме
=^== работает и при передаче и
при приеме
Лц
СИП
Передаче Keil 800
Ко^,2к
накал
ламп
£зо
~гооо
+2758
+8008
0)7
Рис. 175. Принципиальная сдема приемопередатчика с высокочастотным кварцевым фильтром.
I V V w
800*4508^. 1----------------
-1- -1006 -Z96 ^6,30
Корпус
гЧг
+2750+8060