Text
                    Коростелин А. В.
Импульсные
источники питания
Элементная база,
архитектура и ремонт
Москва
СОЛОН-Пресс
2020


УДК 621.397 ББК 32.85,32.94-5 К68 Коростелин А. В. Импульсные источники питания. Элементная база, архитектура и ремонт. — М.: СОЛОН-Пресс, 2020. — 392 с: ил.. В этой книге рассматривается элементная база, архитектура и ме- тодика ремонта импульсных источников питания, применяющихся в со- временной технике. В книге предоставлен актуальный материал (как теоретический, так и практический), достаточный для того, чтоб читатель научился пони- мать принципы работы устройства, познакомился с элементной базой, и, как следствие, смог самостоятельно нарабатывать опыт диагностики и ремонта различных источников питания. В приложении приводится информация о том, как определить и из- бежать покупки контрафактных компонентов. Также дана нормативно- правовая база деятельности мастерской по ремонту бытовой техники. Книга ориентирована на инженеров, разработчиков электронной аппаратуры, преподавателей и студентов вузов и колледжей, специ- алистов по ремонту электронной техники (мастеров, сервисных инжене- ров), желающих систематизировать и углубить свои знания об импульс- ных источниках питания различных видов. КНИГА—ПОЧТОЙ Книги издательства «СОЛОН-Пресс» можно заказать и оплатить в издательстве с пере- сылкой Почтой РФ. Заказ можно оформить одним из перечисленных способов: 1. Оформить заказ на сайте www.solon-press.ru в разделе «Книга — почтой». 2. Заказать книгу потел. (495) 617-39-64, (495) 617-39-65. 3. Отправить заявку на e-mail: kniga@solon-press.ru (указать наименование издания, обратный адрес и ФИО получателя). 4. Послать открытку или письмо по адресу: 123001, Москва, а/я 82. При оформлении заказа следует правильно и полностью указать адрес, по которому должны быть высланы книги, а также фамилию, имя и отчество получателя. Желательно указать дополнительно свой телефон и адрес электронной почты. Через Интернет вы можете в любое время получить свежий каталог издательства «СОЛОН-Пресс», считав его с адреса http://www.solon-press.ru/katalog. Интернет-магазин размещен на сайте www.solon-press.ru. По вопросам приобретения обращаться: ООО «СОЛОН-Пресс» Тел: (495) 617-39-64, (495) 617-39-65 E-mail: kniga@solon-press.ru, www.solon-press.ru ISBN 978-5-91359-412-9 © «СОЛОН-Пресс», 2020 © Коростелин А.В., 2020
Содержание Предисловие 6 Глава 1 - Общие сведения 8 Глава 2. Элементная база источников питания 13 2.1. Пассивные компоненты 13 2.1.1. Резисторы и шунты 13 2.1.2 Варисторы и термисторы 16 2.1.3. Конденсаторы — основные параметры 19 2.1.4. Плёночные конденсаторы 23 2.1.5. Электролитические конденсаторы 26 2.1.6. Керамические конденсаторы 31 2.1.7. Суперконденсаторы или ионисторы 32 2.2. Базовые узлы из пассивных компонентов 34 2.3. Диоды 38 2.3.1. Основные паспортные характеристики диодов 42 2.3.2. Диоды Шоттки 43 2.3.3. Защитные лавинные диоды 45 2.4. Основные типы выпрямителей 47 2.5. Тиристоры 50 2.5.1. Особенности работы на реактивную нагрузку 54 2.5.2. Особенности коммутации 54 2.6. Транзисторы в качестве электронных ключей 56 2.6.1. Электронный ключ на биполярном транзисторе 57 2.6.2. Транзисторы с изолированным затвором 67 2.6.3. Ключи на транзисторах с изолированным затвором.. 77 2.7. Операционные усилители и TL431 83 2.8. Линейные стабилизаторы напряжения 91 2.9. Оптопары 100 2.10. Измерение тока в цепи 103 2.11. Практические примеры 108 2.11.1. Блок питания на гасящем конденсаторе 108 2.11.2. Тиристор в качестве реле 111
4 Содержание 2.11.3. Импульсно-фазовый тиристорный регулятор 113 2.11.4. Задержка включения реле 116 Глава 3. Топологии импульсных источников питания 118 3.1. ИИП без гальванической развязки 118 3.1.1. Понижающий преобразователь и синхронный выпрямитель 118 3.1.2. Повышающий преобразователь 126 3.7.3. Инвертирующий преобразователь 128 3.1.4. Комбинированные преобразователи 128 3.1.5. Практический пример преобразователя 133 3.1.6. Преобразователи на переключаемых конденсаторах 135 3.1.7. Простейшие конденсаторные преобразователи.... 140 3.2. ИИП с трансформаторной развязкой 143 3.2.1. Обратноходовой преобразователь 146 3.2.2. Прямоходовой преобразователь 149 3.2.3. Push-pull преобразователь 153 3.2.4. Полумостовой преобразователь 155 3.2.4. Мостовой преобразователь 158 3.3. Отдельные реализации преобразователей 160 3.3.7. Коэффициент мощности и его коррекция 160 3.3.2. Резонансный LLC-преобразователь 165 3.3.3. Н-мост и управление двигателями 167 3.3.4 Источники бесперебойного питания 171 3.3.5. Блоки питания АТХ 180 3.3.6. Сварочные источники 194 3.3.7. Автоколебательные преобразователи 213 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 217 4.1. Снабберные цепи 218 4.2 Фильтрация помех в линии питания 221 4.3. Защита от перенапряжений в цепи питания 225 4.4. Практический пример сетевого фильтра 229 4.5. Защита сигнальных линий 230
Содержание 5 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания... 235 5.1. Интегральные драйверы затворов 235 5.2. Интегральные конверторы напряжения 245 5.3. Контроллеры обратноходовых ИИП с интегрированным ключом 253 5.4. ШИМ контроллеры однотактных ИИП 265 5.5 ШИМ контроллеры двухтактных ИИП 281 5.6. Контроллеры PFC 288 5.7. Супервайзеры 292 Глава 6. Практика ремонта 299 6.1. Оборудование мастерской 299 6.2. Идентификация и проверка компонентов 315 6.3. Общие рекомендации 332 6.4. Ремонт обратноходовых ИИП 339 6.5. Типовые дефекты ИИП других топологий и типов 349 Приложение 1. О контрафактных компонентах 356 Приложение 2. Нормативно-правовая база деятельности мастерской 371 Список литературы и интернет-источников 382
Предисловие Книга ориентирована на ремонтников электронной техники (ма- стеров, сервисных инженеров), желающих систематизировать и углубить свои знания об импульсных источниках питания различных видов. В первую очередь, материал предназначен для начинающих специалистов с неглубоким и разрозненным опытом в ремонте. Приведенная в книге информация будет полезна при ремонте лю- бой преобразовательной техники, поскольку, несмотря на суще- ствование огромного множества разнообразных импульсных источ- ников питания, в основе их функционирования лежат одни и те же базовые принципы, а в основе схемотехники — одни и те же тополо- гии. Будучи техническим руководителем, я регулярно помогаю своим сотрудникам и коллегам из других мастерских в поиске решений при ремонте тех или иных устройств, разъясняю особенности функ- ционирования различных узлов, и порой, к сожалению, наблюдаю серьёзные пробелы в их знаниях, препятствующие успешным само- стоятельным действиям. Именно так и возникла идея написания книги. Итак, эта книга не является ни сборником схем серийно вы- пускаемых устройств, ни альбомом самодельных конструкций, ни списком рецептом типового ремонта «по-быстрому». Эта книга и не учебник радиоэлектроники — подразумевается, что читатель зна- ком с законом Ома, понимает работу транзистора, способен вос- пользоваться мультиметром, паяльником, и уже обладает некото- рым, пусть даже и поверхностным, опытом ремонта. Основная за- дача, стоявшая передо мной — предоставить объем актуального материала (как теоретического, так и практического), достаточный для того, чтоб читатель научился понимать принципы работы устройства, познакомился с элементной базой, и, как следствие, смог самостоятельно нарабатывать опыт диагностики и ремонта различных источников питания. Следует понимать, что написание любой книги есть компромисс между избыточным объёмом, запутанной структурой и сложным тек- стом, с одной стороны, и чрезмерно сжатым материалом, покрыва- ющим только базовые основы, после прочтения которого вопросов остаётся больше, чем ответов. В этой книге не будет изобилия гра- фиков и формул, а множество информации останется за полями. Взамен вниманию читателя предлагается минимально-необходи- мый базис для самостоятельной практической работы.
Предисловие В каждом разделе имеются ссылки на различные источники ин- формации. Для более полного и всестороннего понимания я бы по- советовал читателям просмотреть эти материалы хотя бы «по диа- гонали». С этой же целью упоминаются определённые серии компо- нентов и модели оборудования — не поленитесь ознакомиться с каталогами и техническими описаниями. Также я рекомендую чи- тать все разделы последовательно и полностью, а не выбирать от- дельные фрагменты, поскольку информация в каждом из них связа- на с предыдущими — ведь практические схемы зачастую являются общеупотребительными. Например, рассмотрев источник дежурно- го питания в разд. 3.3.5, нет нужды снова подробно рассматривать практически идентичный источник в разд. 3.3.6 и т.д. Поскольку вся современная техническая информация (паспорт- ные данные электронных компонентов, рекомендации производи- телей, сервисные руководства и прочее) публикуется на английском языке, важной отличительной особенностью книги является упоми- нание устоявшихся англоязычных эквивалентов терминов и основ- ных понятий, с целью облегчить дальнейшее самообразование чи- тателя. Несколько слов о структуре книги. Очень краткая первая глава даёт основное понятие о предмете рассмотрения книги. Во второй главе дана справочная информация о современной элементной ба- зе, здесь же приводятся схемы простейших узлов, иллюстрирую- щие свойства и особенности рассмотренных компонентов. В тре- тьей главе приведены основные схемы импульсных преобразовате- лей и их практические реализации применительно к узлам и устройствам различного типа и назначения. Четвёртая глава посвя- щена дополнительным цепям, которые хоть не участвуют непосред- ственно в процессе преобразовании энергии, но, тем не менее, яв- ляются важными и неотъемлемыми частями импульсного преобра- зователя. В пятой главе на нескольких распространённых примерах разъясняется устройство и принцип работы основных типов инте- гральных микросхем, применяемых в современных преобразовате- лях. Наконец, шестая глава кратко поясняет практические приёмы и алгоритмы диагностики и ремонта. Я буду рад получить обратную связь от читателей, отзывы, крити- ку и дополнительные вопросы по адресу 4d.41.49.4c@gmail.com. С уважением, Коростелин А. В. г. Тюмень, январь 2020.
Глава 1 Общие сведения Как известно, все источники электрического питания могут быть разделены на две большие группы. Первичные источники превра- щают какой-либо иной вид энергии в электрическую. Таковыми ис- точниками являются, к примеру, аккумуляторы, солнечные панели и генераторы. Источники вторичного электропитания (ИВЭП) по- лучают электрическую энергию от первичных источников и форми- руют напряжения, требуемые для нормальной работы подключен- ной к ним нагрузки. Основные требования, предъявляемые к ИВЭП: - обеспечение требуемой стабильности величины выходного на- пряжения (напряжений, если их несколько) при изменениях на- грузки и величины входного напряжения в допустимых пределах; - обеспечение требуемого выходного тока (выходной мощности) в допустимых режимах работы; - наличие систем защиты, обеспечивающих возможность безо- пасно завершать или приостанавливать работу при возникнове- нии перегрева, перегрузки, или короткого замыкания на выходе; - соответствие предъявляемым нормативным ограничениям по электробезопасности, уровню создаваемых помех, значению ко- эффициента мощности и т.п. Конструктивно (см. предисловие) любые ИВЭП можно отнести либо к трансформаторным (более общее понятие — линейные, а трансформаторный — разновидность), либо к импульсным. Пер- вые используют трансформатор в качестве компонента, изменяю- щего величину напряжения. Очевидно, что питание трансформа- торных источников должно осуществляться переменным током. Эти источники имеют простую конструкцию, при больших выход- ных мощностях характеризуются значительными габаритами и массой. Также они требуют отдельных узлов стабилизации выход- ного напряжения. Отметим, что массогабаритные параметры трансформатора уменьшаются с ростом частоты. Иначе говоря, при равной выход- ной мощности, большой и тяжёлый трансформатор, работающий на частоте электрической сети 50 Гц, можно заменить гораздо бо- лее компактным, подняв частоту до, скажем, десятков кГц. Именно этот факт обусловил бурное развитие и распространение импульс-
Глава 1. Общие сведения 9 нЫХ ИВЭП, которые в итоге практически вытеснили классические трансформаторные источники. Импульсные источники вторично- го питания (ИИП, анг. switched-mode power supply, SMPS) обяза- тельно имеют в составе три компонента: полупроводниковый ключ, высокочастотный трансформатор или дроссель и схему управле- ния. Включаясь и выключаясь с большой частотой, ключ создаёт в обмотке трансформатора (дросселя) импульсы, что и дало назва- ние этому типу источников питания. Источник питания, изменяющий только величину напряжения, называют конвертором. Если же, помимо изменения величины напряжения, осуществляется преобразование постоянного тока в переменный или наоборот, такой источник называют инвертором. Примерами инверторов могут служить блоки питания компьютер- ной и бытовой техники (уменьшают напряжение, преобразуют пе- ременный ток в постоянный), источники бесперебойного питания (при работе от аккумуляторов увеличивают напряжение и преобра- зовывают постоянный ток в переменный). Примерами конверторов являются преобразователи питания процессора и чипсета на мате- ринской плате компьютера, которые регулируют величину напря- жения, при этом ток на входе и выходе конвертора постоянный. Тем не менее, в повседневном обиходе инвертором часто называ- ют силовую часть (транзисторные ключи и трансформатор) любого ИИП. Как правило, источник питания поддерживает стабильное напря- жения на выходе, величина которого равняется заданной. Такие ис- точники ещё называют источниками напряжения (англ. constant voltage, CV). Однако в ряде случаев требуется обеспечивать задан- ную величину тока в нагрузке, а выходное напряжение источника при этом может изменяться в довольно широких пределах (в зави- симости от потребляемой нагрузкой мощности). В этом случае при- менимо название источник тока (англ. constant current, CC). При- мерами источников тока могут служить зарядные устройства и сва- рочные аппараты. Перечислим основные функциональные узлы структурной схе- мы ИИП с питанием от сети (блока питания), изображённой на ри- сУнке 1.1. Напряжение сети через предохранитель F1 подаётся на Фильтр электромагнитных помех и выпрямляется. Пульсации вы- прямленного напряжения сглаживаются конденсаторным филь- тром. Полученное постоянное напряжение подаётся на полупрово- дниковые ключи (транзисторы), а также на источник собственного
10 Глава 1. Общие сведения питания, иначе называемый дежурным. Этот источник формирует низковольтное напряжение питания для собственных нужд, в част- ности, для схемы управления. Обычно дежурный источник являет- ся маломощным и имеет достаточно простую схему. Схема управления, как правило, основана на какой-либо на спе- циализированнной ИМС, также называемой контроллером. Её глав- ной задачей является управление полупроводниковыми ключами с целью поддержания заданной величины выходного напряжения (или тока), а также обеспечение защитных функций (например, от- ключение блока питания при перегреве или перегрузке). Включив- шись при появлении дежурного питания, контроллер генерирует импульсы, подаваемые на полупроводниковые ключи, что приводит к циклическому открытию и закрытию последних. При этом в пер- вичной обмотке трансформатора возникают импульсы тока, а на вторичной обмотке индуцируется напряжение. Количество генерируемых в единицу времени импульсов (ча- стота коммутации ключей) при работе источника питания остаётся неизменным. При этом, длительность отдельного импульса может варьироваться. Обычно оперируют понятием «коэффициент за- полнения» (англ. duty cycle, обозначается буквой D), который яв- ляется безразмерной величиной от 0 до 100 % (т.е. от 0 до 1). Чем выше значение коэффициента заполнения, тем большую длитель- ность имеют импульсы, соответственно, больше энергии переда- ётся в трансформатор, и наоборот. Схема управления посред- Фильтр ЭМП Г * Корректор I коэффициента мощности I Источник собственного (дежурного) питания Рис. 1.1. Структурная схема
Глава 1. Общие сведения 11 ством цепей обратной связи постоянно отслеживает величину вы- ходного напряжения (тока) и соответствующим образом регулирует коэффициент заполнения. Таким способом генерируется последо- вательность управляющих импульсов (англ. pulse train), при неиз- менной частоте следования характеризующихся переменной дли- тельностью, зависимой от условий работы преобразователя. На- пример, если нагрузка на источник питания повысилась, выходное напряжение начнёт снижаться, и контроллер увеличит коэффици- ент заполнения, что приведёт к передаче в нагрузку большего ко- личества энергии и выравниванию выходного напряжения до за- данного уровня. Если графически представить форму управляю- щих импульсов или, например, наблюдать их на экране осциллографа, мы заметим, что при работе источника изменяется ширина их изображения. Такой способ управления, при котором частота следования импульсов неизменна, а их длительность регу- лируется, называется широтно-импульсной модуляцией (ШИМ, англ. pulse-width modulation, PWM). Соответственно, контроллеры, обеспечивающие управление ключами по описанному способу, на- зывают ШИМ контроллерами. На сегодняшний день ШИМ управ- ление является самым часто применяемым в импульсных преобра- зователях, хотя существуют и другие методы, например, частотная модуляция (FM). Поступающее с вторичной обмотки импульсного трансформато- ра напряжение выпрямляется и сглаживается, а затем поступает в Ключ(и) Схема управления (контроллер) [ [ 1 1 1 ~ 8| 2 7| 3 6] ♦ 5] Импульсный трансформатор выходной выпрямитель А ШИМ упра*пв«ив Обратная связь < DC out ч ИИП с питанием от сети
Глава 1. Общие сведения нагрузку. Современные блоки питания, как правило, оснащены так- же и корректором коэффициента мощности, предназначенного для сглаживания неравномерности потребляемого из сети тока. Далее в книге будут рассмотрены конструктивные принципы и практические реализации перечисленных узлов. Также рекоменду- ется ознакомиться с подробным материалом по базовым топологи- ям и основным элементам ИИП [1].
Глава 2 Элементная база источников питания 2.1. Пассивные компоненты 2.1.1. Резисторы и шунты Резисторы — пожалуй, самые многочисленные компоненты лю- бой электронной схемы. Они применяются для ограничения тока в цепи, поглощения энергии, в качестве измерительных шунтов, в со- ставе делителей и RC-цепей, для подтягивания потенциала и тер- минирования сигнальных линий. Промышленностью выпускается широчайший ассортимент различных типов резисторов в разноо- бразных корпусах. Основными характеристиками резисторов являются номиналь- ное сопротивление (англ. resistance) и предельная рассеивае- мая мощность (англ. power rating). В высоковольтных цепях также учитывается максимальное рабочее напряжение (англ. maximum working voltage), зависящее от габаритов и конструкции резистора. Допустимое отклонение реального сопротивления от номинала характеризуется таким параметром, как точность (англ. resistance tolerance). Точность распространённых типов резисторов общего назначения обычно имеет значения ±5%, ±10% или ±15%. Выпуска- ются и прецизионные (англ. precision) серии резисторов с гораздо меньшим разбросом сопротивлений, вплоть до десятых долей про- цента. Как известно, величина сопротивления резистора зависит от его температуры. Данная зависимость нормирована как темпера- турный коэффициент сопротивления (ТКС, англ. TCR) и изме- ряется в миллионных долях номинального значения на градус Цельсия (ppm/eC) или Кельвина (ррт/К). Для распространённых Углеродистых резисторов общего назначения, ТКС составляет по- Рядка 350... 1500 ppm/eC, т.е. 0,035...0,15 %/°С. На самом деле, это Действительно огромное значение для ряда применений (напри-
14 Глава 2. Элементная база источников питания мер, частотозадающие цепи, измерительные шунты и т.п.). В этих случаях, применяются прецизионные компоненты с низким ТКС, например, токовые шунты Isabellenhutte серии РВН характеризуют- ся TCR < 30 ррт/К и точностью ±0,5%. Идеальный резистор обладает исключительно активным сопро- тивлением. Однако на практике сопротивление большинства из них имеет ненулевую реактивную составляющую, присутствие которой обусловлено наличием паразитной индуктивности (эквивалентная последовательная индуктивность, англ. ESL) в силу особенно- стей конструкции. Применение резисторов в импульсных цепях, на- пример, в качестве токоизмерительных шунтов в импульсных пре- образователях, предъявляет повышенные требования к величине этого параметра, поскольку наличие даже относительно небольшой величины ESL может существенным образом влиять на функциони- рование высокочастотных цепей. Для подобных случаев произво- дятся специальные типы резисторов, известные под собиратель- ным названием low-ESL (низкоиндуктивные) или non-ESL (безын- дуктивные). Наиболее распространёнными и дешёвыми являются плёночные резисторы. Типичная их конструкция — керамический цилиндр (пластина — в случае SMD), на поверхность которого тем или иным способом нанесён проводящий слой (плёнка). По материалу прово- дящего слоя можно выделить следующие основные типы плёночных выводных резисторов: - углеродистые (англ. carbon film), например, Yageo серии CFR; - металлооксидные (англ. metal oxide film), например, Yageo RSF; - металлоплёночные (англ. metal film), например, Yageo MFR; - металлодиэлектрические, в т.ч. металлокерамические (англ. ceramic metal, CerMet); - композиционные, в т.ч. композиционные углеродистые (англ. carbon composition film); - полупроводниковые и другие. Плёночные SMD резисторы принято различать по толщине про- водящего слоя, относя к одной из двух групп: - тонкоплёночные (англ. thinfilm), как правило, являются метал- лоплёночными, например, Bourns CRT, Yageo RT; - толстоплёночные (англ. thickfilm), как правило, металлооксид- ные или металлокерамические, например, Bourns CRL, Rohm MCR, Yageo RE.
Глава 2. Элементная база источников питания 15 Плёночные резисторы по большей части являются маломощны- ми. В цепях с большим током применяются мощные резисторы сле- дующих типов: - толстоплёночные мощные резисторы, например, Bourns PWR (выпускаются в стандартных корпусах ТО-220, ТО-247 и подоб- ных, для установки на радиатор); - проволочные резисторы (англ. wirewound), например, Yageo KNP (цилиндрические выводные) и SQP (в керамических корпу- сах); - металлические резисторы (англ. metal strip, metal plate и т.п.), характеризуются низкими значениями номинального сопротив- ления, ТКС и ESL и применяются в качестве шунтов. Могут быть корпусированными (например, Yageo SLR в керамических корпу- сах, Rohm PMR в SMD исполнении) и бескорпусными (например, Bourns CSS2H под пайку и CSM2F под винтовое крепление). Для регулирования параметров электрических цепей применяют потенциометры (переменные резисторы). Они обладают дополни- тельным третьим контактом, перемещаемым по поверхности про- водящего слоя. Наиболее распространёнными являются потенцио- метры с углеродистым проводящим слоем, однако существуют и металлодиэлектрические, а также проволочные типы. Переменные резисторы, предназначенные для регулировки в процессе наладки оборудования (т.е. недоступные пользователю) принято называть подстроечными (англ. trimmer potentiometer или trimpot). В отличие от обычных потенциометров с валом или пол- зунком, вращение подстроечного резистора производится отвёрт- кой или специальным инструментом. Для точной настройки применяют многооборотные переменные резисторы. Существуют также сдвоенные, строенные и счетверён- ные потенциометры (соответственно, 2, 3 или 4 электрически не связанных между собой потенциометра на общем валу), и совме- щённые с выключателями. Зависимость сопротивления потенциометра от угла поворота вала (или процента сдвига ползунка) определяется его функцио- нальной характеристикой (англ. taper). Маркировка наиболее ча- сто встречающихся характеристик приведена в таблице 2.1. Пример маркировки импортного переменного резистора: «В10К» или «В103» — номинальное сопротивление 10 кОм, линейная функ- циональная характеристика.
16 Глава 2. Элементная база источников питания Таблица 2.7. Маркировка функциональных характеристик потенциометров Характеристика Логарифмическая (т.н. «audio») Линейная Обратнологарифмическая Большинство импортных А В С Vishay L А F2 СНГ/СССР В1 А Б1 Примечания 1. Функциональная характеристика, называемая в отече- ственных деталях логарифмической, в импортных считает- ся обратнологарифмической. Соответственно, импортно- му потенциометру типа А (логарифмическая характеристи- ка) соответствует отечественный В, но в отечественной литературе последний может называться обратнолога- рифмическим. 2. В ассортименте продукции Vishay буквой F обозначают- ся не только обратнологарифмические потенциометры, но также и обладающие любыми прочими характеристиками. 2.1.2 Варисторы и термисторы В предыдущем разделе было показано, что температурная зави- симость сопротивления является паразитным свойством резисто- ров, от которого по возможности избавляются. Однако есть особые типы резисторов, где данная зависимость полезна. Они известны под общим названием термисторы (англ. thermistors) и подразде- ляются на две группы — с положительной и отрицательной зависи- мостью сопротивления от температуры. Термисторы с положительным ТКС, также называемые позисто- ры (англ. РТС), характеризуются практически неизменным сопро- тивлением в широком диапазоне температур до некоторого порога, называемого точкой Кюри. При температуре выше этой точки со- противление резко увеличивается. Позисторы применяются в качестве датчиков перегрева, с этой целью они монтируются на радиаторах силовых полупроводниковых элементов. Для этой цели подходят, например, позисторы Murata серий PRF (SMD-исполнение), PTFL (выводное исполнение), PTFM (выводные с крепёжным отверстием под винт). Другим важным применением позисторов является ограничение тока с целью защиты от перегрузки или короткого замыкания. Буду-
Глава 2. Элементная база источников питания 17 чи включенным последовательно с нагрузкой, позистор нагревает- ся, поскольку обладает некоторым (небольшим, в данном случае) сопротивлением. Величина выделяемой на нём мощности пропор- циональна падению напряжения. По мере увеличения тока в цепи, растёт и падение напряжения на позисторе, тепла выделяется всё больше, что приводит в конечном итоге к достижению температуры точки Кюри. После этого сопротивление элемента резко возраста- ет. Если оно возрастёт на порядки, позистор сработает подобно предохранителю, с той лишь разницей, что после охлаждения он вернётся в состояние низкого сопротивления. Такие элементы ещё называют самовосстанавливающимися предохранителями (англ. self-resettable fuse), например, Murata PRG. Если же рост со- противления не будет достаточно высок, такой позистор будет ра- ботать в качестве ограничителя тока нагрузки, подобно механиче- ским тепловым реле, что полезно, в частности, для защиты электро- двигателей, например, Murata PTGL Термисторы с отрицательным ТКС (англ. NTC) экспоненциально уменьшают сопротивление при увеличении температуры. Измене- ние обычно составляет порядка 3...5 %/°С. Применяются в качестве датчиков температуры (например, Murata NCU) и для ограничения пускового тока (например, Littelfuse ST, Yageo NT). Будучи включен- ным последовательно с нагрузкой, NTC, обладая относительно большим сопротивлением в холодном состоянии, ограничит бросок тока в момент включения (например, при зарядке входных конден- саторов импульсного источника питания). При этом он нагреется, и, уменьшив своё сопротивление, не будет существенно влиять на нормальную работу устройства. При необходимости точного измерения температуры в широких пределах, часто бывает удобнее использовать не термисторы, а ме- таллические резистивные температурные детекторы (RTD), напри- мер, Littelfuse PPG, обеспечивающие точность измерения вплоть до долей процента. Варисторы (англ. varistor, или voltage dependent resistor, VDR) — это резисторы, сопротивление которых зависит от приложенного напряжения. При малом напряжении сопротивление велико, но с превышением некоторого порога оно резко падает на порядки. По- скольку современные варисторы являются металлооксидными при- борами, их часто обозначают как MOV (англ. metal oxide varistor). Обычно они применяются для защиты от повышенного напряже- Ния и включаются в линию питания параллельно нагрузке. Перед ва-
18 Глава 2. Элементная база источников питания ристором обязательно устанавливается плавкий предохранитель или автоматический выключатель. При повышении напряжения, со. противления варистора уменьшится, и через него начнёт протекать значительный ток. Таким образом, короткие (импульсные) выбросы напряжения будут поглощены, а при длительном превышении пере- горит предохранитель (варистор также может быть разрушен, но главное, что величина напряжения на нагрузке не превысит падение напряжения на варисторе, поскольку они соединены параллельно). Классификационное (номинальное) напряжение варистора VN (или V1mA) (англ. [nominal] varistor voltage) — это величина прило- женного к варистору напряжения, при которой он начинает перехо- дить в состояние низкого сопротивления, и протекающий через не- го ток равен 1 мА. Максимальное напряжение (англ. [maximum] operating voltage; rated voltage; [maximum] continuous voltage) варистора, также назы- ваемое рабочим напряжением — максимальная величина прило- женного к варистору напряжения, при которой он гарантированно находится в состоянии высокого сопротивления (а, следовательно, в этих условиях варистор может работать неограниченно длитель- ное время). Этот параметр отдельно нормируется для постоянного и переменного синусоидального напряжений, VM(DC) и VM(AC) (или VM(rms)) соответственно. Нюанс состоит в том, что разные производители могут указывать в маркировке варисторов любое из этих трёх напряжений, а соста- вители каталогов интернет-магазинов не всегда это учитывают. Из- за этого при ремонте техники возникает серьёзная путаница, когда требуется подбор варистора на замену вышедшему из строя (для примера, в таблице 2.2 приведены маркировки аналогичных вари- сторов некоторых производителей). Максимальное напряжение ограничения Vc (англ. [maximum] clamping voltage) — максимальная величина напряжения, прило- женного к варистору, находящемуся в состоянии низкого сопротив- ления. Этот параметр нормируется для определённой величины протекающего через варистор тока (lc), при импульсе длительно- стью 8 мкс нарастание + 20 мкс спад. Также нормированы максимальная поглощаемая варистором энергия, максимальная рассеиваемая мощность и пиковый ток. Косвенно об этих параметрах свидетельствуют размеры корпуса (для дисковых выводных варисторов их диаметр указывается в мар- кировке).
Глава 2. Элементная база источников питания 19 дополнительную информацию о работе варисторов, их характе- ристиках и критериях выбора можно получить в материалах произ- водителей, например, Littelfuse [2] и [3], Vishay [4], TDK [5]. Таблица 2.2. Дисковые варисторы диаметром 14 мм, 230 В VM(AC), 300 В VM(DC), 360 В VN, 595 В Vc Joyin rJVR]14N361K Littelfuse P230L20 Keko Varicon CV230K14 TDK (Epcos) S14K230[E2]K1 KLS Electronic [KLS6-]05D361K Yageo (BrightKing) 361KH14 Примечания 1. В квадратных скобках даны элементы маркировки, не печатаемые на корпусе, но присутствующие в каталогах производителей. 2. Несложно заметить, что азиатские производители обыч- но указывают в маркировке классификационное напряже- ние, при этом последняя цифра указывает количество ну- лей; европейские же бренды обычно указывают макси- мальное рабочее напряжение для переменного тока. Для отечественных приборов принято указывать классифика- ционное напряжение. 2.1.3. Конденсаторы — основные параметры Другим не менее часто встречающимся элементом электронных схем является конденсатор. Цели и способы их применения опре- деляются двумя ключевыми свойствами: - способностью накапливать и отдавать энергию; - обратно-пропорциональной зависимостью сопротивления от ча- стоты протекающего тока. Благодаря этим свойствам, конденса- торы нашли широчайшее применением схемах различных филь- тров для подавления высокочастотных токов, поглощения им- пульсных выбросов, сглаживания питающего напряжения. Свойства конденсатора во многом определяются его конструк- цией и типом диэлектрика. За всю историю радиоэлектроники в ка- честве диэлектрика применялись самые разнообразные вещества: бумага, масло, воздух, стекло, слюда, керамика, полимеры и оксид- ные плёнки. Важно понимать, что до сих пор не существует универ- сального конденсатора, одинаково хорошо подходящего для всех возможных случаев. Наоборот, для каждого сценария использова-
20 Глава 2. Элементная база источников питания ния разработаны свои марки и серии. Номенклатура их весьма об- ширна и продолжает увеличиваться даже несмотря на то, что мно- гие типы устаревают и снимаются с производства. Впрочем, при ремонте преобразователей питания работать приходится в основ- ном с конденсаторами следующих типов: алюминиевые электроли- тические, плёночные, керамические. Гораздо реже могут встре- титься танталовые, а также суперконденсаторы (ионисторы). Основными характеристиками конденсаторов являются номи- нальная ёмкость (англ. capacitance) и номинальное рабочее на- пряжение (англ. rated voltage). Несмотря на то, что любой конден- сатор рассчитан на длительную работу при напряжении, меньшем либо равным номинальному, в определённых условиях (например, при повышении температуры или увеличении частоты) величина на- пряжения должна быть снижена (в англоязычной температуре это обозначается термином derating). Также следует иметь в виду, что величины номинального напряжения для постоянного и переменно- го токов различаются в зависимости от формы и частоты последне- го (для получения точных сведений следует обратиться к докумен- тации производителя того или иного типа конденсатора). Как и к резисторам, к конденсаторам применимо понятие точно- сти (англ. capacitance tolerance). Абсолютная величина различается в зависимости от типа, так, для стандартных алюминиевых электро- литических конденсаторов общего назначения точность составляет ±20%, для плёночных обычно ± 10... 15%. Температурный коэффициент ёмкости (ТКЕ, англ. ТС или ТКС, также используется обозначение ас) нормирует зависимость ёмкости от температуры; для высококачественных плёночных кон- денсаторов его значение составляет порядка десятков ррт/°С. Не все типы конденсаторов имеют линейную зависимость ёмкости от температуры, поэтому в документации вместо точного значения ТКЕ может изображаться соответствующий график. Кроме того, величина ёмкости обратно пропорционально зави- сит от частоты тока. Для любого типа конденсаторов ёмкость при использовании в цепях постоянного тока всегда будет наибольшей. Особенно сильно заметно влияние частоты на алюминиевые элек- тролитические конденсаторы; с некоторого момента они теряют ёмкость и начинают себя вести подобно индуктивным элементам. Помимо этого фактическое значение ёмкости снижается во вре- мени. Особенно подвержены этому эффекту алюминиевые электро- литические конденсаторы. Деградация конденсаторов ускоряется
Глава 2. Элементная база источников питания 21 при повышении температуры, напряжения, и величины протекающе- го тока, она не прекращается даже во время складского хранения. Диапазон рабочих температур (англ. operating temperature range) определяет, в каких условиях конденсатор может эксплуати- роваться без существенного ухудшения параметров и повышения риска выхода из строя. Особо важное значение данный параметр имеет для алюминиевых электролитических конденсаторов, по- скольку они быстро выходят из строя при превышении максималь- ной рабочей температуры (для конденсаторов общего применения верхняя граница составляет +85 °С или +105 °С, а срок службы при превышении на 10 °С сокращается примерно вдвое). Ток утечки (англ. leakage current) — ток, протекающий через ди- электрик конденсатора. Величина определяется сопротивлением диэлектрика и особо велика для алюминиевых электролитических конденсаторов. Наличием тока утечки обусловлен саморазряд кон- денсаторов. Однако в настоящее время существуют технологии производства, способные снизить ток утечки до единиц мкА и ме- нее, что открывает новую область применения конденсаторов — в качестве источников питания, способных заменить аккумуляторы (см. раздел 2.1.7). Поскольку конденсаторы большинства типов конструктивно представляют собой свёрнутую в рулон ленту из обкладок с проло- женным между ними изолятором, они обладают определённой ве- личиной собственной индуктивности, которая также известна как эквивалентная последовательная индуктивность (англ. ESL). Индуктивность является паразитным параметром, поскольку повы- шает импенданс конденсатора и, в сочетании с его ёмкостью, мо- жет образовывать колебательный контур. В целях борьбы с данным явлением применяются определённые конструктивные решения, в частности, короткозамкнутое соединение краёв обкладок с торцов рулона и/или использование узкой ленты с изменением направле- ния намотки в каждом слое. Такой способ намотки называется бе- зындуктивным (англ. non-inductive winding). Обкладки конденсатора, места их соединения с выводами и сами выводы обладают также некоторым омическим эквивалентным последовательным сопротивлением (ЭПС, англ. ESR). При по- вышении частоты наблюдается рост ЭПС вследствие скин-эффекта. Кроме того, под воздействием электрического поля часть энергии Рассеивается в диэлектрике конденсатора. Для измерения потерь в Диэлектрике используется показатель tg(6) (тангенс угла диэлек-
22 Глава 2. Элементная база источников питания трических потерь, англ. dissipation factor, DF), определяемый как отношение активной мощности к реактивной при подаче на конден- сатор синусоидального напряжения. Между собой эти показатели связаны следующим соотношени- ем: ESR = tg(6)/2nfC, где f — частота измерения, С — величина ём- кости конденсатора. Обратная тангенсу угла потерь величина называется добротно- стью (Q = 1/tg(6)). Очевидно, что идеальный элемент обладает ну- левым tg(6) и бесконечно большой добротностью. Кстати, эти поня- тия в полной мере применимы также и для индуктивных элементов, например, трансформаторов. Ток, протекающий через конденсатор, приводит к выделению тепла (в том числе из-за наличия паразитных потерь). Данный про- цесс называется саморазогревом (англ. self-heating), и становится проблемой в случае использования конденсаторов для сглаживания пульсаций напряжения и/или поглощения импульсных выбросов, а ведь это является едва ли не основным сценарием их применения в цепях питания. Для плёночных конденсаторов, обычно нормируется пиковый ток, возникающий при быстром изменении приложенного напряже- ния, либо скорость нарастания импульса. Эти параметры связаны соотношением lpeak = C-(du/dt). Для электролитических конденсаторов нормирован допусти- мый ток пульсаций при долговременной работе (англ. ripple current), который определяется следующим выражением: 'rippie= V(AT-S-p/ESR), где S-площадь поверхности конденсатора, (3 — коэффициент теплопроводности, пропорциональный объёму кон- денсатора, AT — разница температур между корпусом и окружаю- щей средой, определяется типом конденсатора. Отсюда очевидно, что более крупные конденсаторы с меньшим ESR способны перено- сить больший ток пульсаций. Чрезмерный и неконтролируемый саморазогрев существенно снижает срок службы конденсатора и даже может привести к мгно- венному выходу его из строя. Существует два пути, направленных на предотвращение подобных ситуаций. С одной стороны, ещё на этапе проектирования устройства должны предприниматься меры к обе- спечению достаточного охлаждения конденсаторов, через которые протекают токи большой величины, а при необходимости следует прибегнуть к использованию нескольких параллельно соединённых конденсаторов вместо одного. С другой стороны, производители по-
Глава 2. Элементная база источников питания 23 стоянно совершенствуют свои продуктовые линейки, и выпускают специальные серии как электролитических, так и плёночных конден- саторов, с меньшими потерями и большим допустимым током. В частности, все ведущие производители алюминиевых электролити- ческих конденсаторов выпускают серии «Low ESR»/«Low Impendance» и/или «High Ripple» для применения в целях сглаживания пульсирую- щего напряжения (например, Epcos серии В41858, Panasonic FR, YageoSJ). Конденсаторам присущ интересный эффект, под названием диэ- лектрическая абсорбция, или диэлектрическое поглощение (англ. dielectric absorption), выражающийся в способности сохранять оста- точный заряд после быстрого разряда до нулевого напряжения на выводах, например, низкоомной нагрузкой. После снятия нагрузки на выводах конденсатора снова появится напряжение некоторой ве- личины. Отношение величин остаточного напряжения к напряжению заряженного конденсатора называется коэффициентом абсорбции. Самым низким коэффициентом обладают плёночные конденсаторы (обычно менее 1 %), самым высоким — алюминиевые электролити- ческие (для некоторых типов достигает 15% и выше). 2.1.4. Плёночные конденсаторы Исторически эти конденсаторы состоят из фольговых обкладок, разделённых полимерной плёнкой. В современных конденсаторах также используется металлизированная полимерная плёнка, при этом металлизация выполняет роль обкладок. Возможны и комби- нации металлизированной плёнки и фольги. Маркировка типа осуществляется тремя буквами: первые буквы характеризуют конструктивные особенности (FK — фольговые об- кладки, МК — металлизированный полимер, MF — комбинация ме- таллизированного полимера и фольги), а последняя буква — мате- риал диэлектрика. На сегодняшний день, порядка 90 % применяе- мых в преобразовательной технике конденсаторов произведено с использованием полипропилена (буква Р) либо полиэтилентереф- талата (он же полиэстер, майлар или лавсан, буква Т). К сожалению, вышеприведённая маркировка не является стан- дартизованной, и многие производители отступают от неё. В част- ности, один из лидеров рынка плёночных конденсаторов, компания W|MA (см. таблицу 2.3), например, MKS2 — металлизированный по- лиэтилентерефталат, конденсатор серии 2.
24 Глава 2. Элементная база источников питания Таблица 2.3. Маркировка плёночных конденсаторов производства WIMA Первая буква М — металлизирован- ный полимер F — фольговые обкладки с полимер- ным диэлектриком Вторая буква К — пленочный конденсатор с полимерным диэлектриком Третья буква S — полиэтилентереф- талат Р — полипропилен М — комбинированный диэлектрик Число в конце Номера серий Конденсаторы с металлизированным диэлектриком отличаются компактностью, однако из-за тонкой металлизации не допускают больших токов. Другим интересным свойством данного типа явля- ется самовосстановление (англ. self-healing). При возникновении пробоя диэлектрика металлизация вокруг области пробоя испаря- ется под воздействием тока короткого замыкания, и конденсатор продолжает нормально функционировать. Использование фольговых обкладок с полимерным диэлектри- ком приводит к существенному увеличению размеров конденсато- ра, однако лучший контакт обкладок с выводами позволяет обе- спечить работу при высоких токах. Пробой таких конденсаторов приводит к короткому замыканию, поэтому толщина диэлектрика выбирается с запасом. Комбинация металлизированного полимера и фольги позволяет в некоторой степени совместить преимущества вышеописанных двух типов (увеличить допустимый ток при сохранении способности к самовосстановлению). Применение полиэтилентерефталата в качестве диэлектрика позволяет производить компактные и относительно недорогие кон- денсаторы с широким диапазоном рабочих температур (вплоть до +125 °С). При этом полипропилен обеспечивает очень низкие поте- ри, что незаменимо при производстве конденсаторов для импульс- ных цепей с большим током пульсаций. Кроме того, конденсаторы с полипропиленовым диэлектриком характеризуются слабой зави- симостью параметров от температуры и частоты тока, чем обуслов- лено их применение в фильтрах с высокой добротностью. Для на- глядности в таблице 2.4 приведено сравнение параметров конден- саторов одной и той же серии, но с разными диэлектриками. Комбинируя характеристики того или иного диэлектрика с осо- бенностями изготовления конденсатора (толщина обкладок, сече-
Глава 2. Элементная база источников питания 25 Таблица 2.4. Сравнение отдельных параметров МКТи МКР конденсаторов Arcotronics серии R71 "" Параметр Точность Сопротивление изоляции Т^5)при 1 кГц Коэффициент диэлектрической абсорбции Максимально допустимый прирост температу- ры корпуса вследствие саморазогрева Требуемое снижение рабочего напряжения (derating) при повышении температуры корпуса Необратимое изменение емкости в течение 2 лет хранения мкт ±10%, ±20% >3-104МОм <100-10"4 0,5 % 40 °С -1 %/°Спри Т>+85 °С ±3% МКР ±5%; ±10%, ±20 % > М05МОм <10-10"4 0,05 % 20 °С -4%/°Спри О+Ю5°С ±1 % ние выводов, и т.д.), производители формируют линейки продуктов, предназначенные для применения в тех или иных цепях. Именно та- кие конденсаторы, специально спроектированные под определён- ную узкую задачу, показывают наилучшие эксплуатационные харак- теристики (разумеется, при использовании по назначению). На ри- сунке 2.1 применяются следующие серии конденсаторов: - конденсатор С1 линейки «AC Filtering», предназначенный для применения в цепях фильтрации и сглаживания переменного на- пряжения (например, Iskra серии KNB1914, Vishay MKP1847); - конденсатор С2 линейки «Snubber» для поглощения выбросов напряжения при коммутации полупроводниковых ключей (напри- мер, Iskra KNO1914, Vishay MMKP386); - конденсатор СЗ линейки «DC Link» для накопления энергии и сглаживания выпрямленного напряжения на шине (например, Iskra KNG4914, Vishay MKP1848). = АС / / DC -§ тв -сз 00 / / AC i -C1 Рис. 2.1. Типичные применения различных серий конденсаторов в цепях преобразователей питания
26 Глава 2. Элементная база источников питания Следует упомянуть, что стандартные плёночные конденсаторы не предназначены для прямого включения в питающую сеть (или между питающей сетью и «землёй»). Запрет обусловлен тем, что в питающей сети могут присутствовать импульсные выбросы напря- жения большой амплитуды (например, при попадании молнии и прочих аварийных ситуациях), а пробой конденсатора приведёт к короткому замыканию и риску пожара или поражения пользователя электрическим током. Поскольку указанный способ включения кон- денсаторов применяется в основном в схемах фильтрации электро- магнитных помех, более подробно специальные типы защитных конденсаторов будут рассмотрены в главе 4.2. Существует и другой вид конденсаторов, также включающихся в питающую сеть — пусковые и рабочие конденсаторы асинхрон- ных электродвигателей (т.н. моторные конденсаторы). Они про- изводятся по технологии металлизированного диэлектрика с вы- сокой способностью к самовосстановлению, рассчитаны на дли- тельную работу при прямом включении в питающую сеть, обладают повышенной устойчивостью к ударам и вибрации. Они упаковыва- ются в пластиковые или металлические корпуса с выводами в виде клемм или изолированных проводов, что позволяет осуществлять подключение без пайки. Корпуса могут оснащаться крепёжными элементами (например, резьбовыми шпильками). В таблице 2.5 приведены краткие характеристики некоторых типов таких кон- денсаторов. Дополнительную информацию о свойствах и особенностях плё- ночных конденсаторов можно получить из публикаций производите- лей, например Illinois Capacitor [6], Kemet [7], TDK-Epcos [8], Vishay [9] и т.п. 2.1.5. Электролитические конденсаторы В конденсаторах этого типа диэлектриком служит оксидный слой на поверхности металлического электрода, а в качестве второго электрода выступает проводящий электролит. Поскольку оксидная плёнка обладает чрезвычайно малой толщиной, а электролит плот- но прилегает ко всем, даже микроскопическим, неровностям элек- трода, данный вид конденсаторов характеризуется чрезвычайно большой удельной ёмкостью. Вследствие физико-химических осо- бенностей, электролитические конденсаторы являются полярными, т.е. имеют анод (металл) и катод (электролит). Переполюсовка не-
Глава 2. Элементная база источников питания 27 Таблица 2.5. Сравнение некоторых серий моторных конденсаторов Производитель и серия Epcos1B33331V (СВВ65А) Italfarad2 RPC, RPN Italfarad2 MFR Motor Capacitors DAO, DAL, CBB5 Motor Capacitors CBB65 Motor Capacitors ADM Motor Capacitors ADP Motor Capacitors ADPS K78-36 K78-98 Корпус Алюминий, сухой Самозатухаю- щий пластик Алюминий, сухой Алюминий, заливка маслом Алюминий, заливка маслом Самозатухаю- щий пластик Самозатухаю- щий пластик Самозатухаю- щий пластик Самозатухаю- щий пластик Самозатухаю- щий пластик Диэлектрик МКР МКР МКР МКР МКР мкт МКР МКР3 МКР МКР du/dt; В/мкс н.д. 20 25 н.д. н.д. н.д. н.д. н.д. н.д. н.д. tg(6) при 50/60 Гц <10.10- <15-10"4 <15-10"4 <15-10"4 <15-10-4 <35.10-4 <20-10"4 <20-10-4 <15-10-4 <20-10-4 Темп, диапазон -40 .+85 вС -25...+85°С -4О...+85°С -25...+70°С -4О..+85°С -25..+70°С -25...+85°С -25..+85°С -45..+85°С -4О...+85°С Примечания 1. Тангенс угла потерь указан для частоты 120 Гц. В доку- ментации также нормированы ESR, пиковые токи, перена- пряжения для конденсаторов разных емкостей в серии. 2. Производитель нормирует максимальное рабочее на- пряжение 1,1-UH0M; пиковое перенапряжение 2,0-UHOM в те- чение <2с. 3. Согласно документации производителя конструкция ди- электрика такова, что при выходе из строя конденсатор уходит в обрыв, короткое замыкание невозможно. избежно приводит к разрушению оксидного слоя и необратимому повреждению конденсатора. По материалу анода можно выделить две основные группы: алю- миниевые и танталовые конденсаторы. На самом деле, существуют еЩё и ниобиевые конденсаторы, но они не могут похвастаться ши- Рокой распространённостью в современной технике, производятся
28 Глава 2. Элементная база источников питания ограниченным списком компаний, и не имеют радикальных отличий от танталовых, поскольку ниобий и тантал — родственные металлы со схожими свойствами. Возникновение ниобиевых конденсаторов обусловлено тем, что тантал является более редким и дорогим. Электролиты могут быть жидкими, твёрдыми и гелеобразными. Наибольшее распространение в современной технике получили следующие типы: - жидкие электролиты (органические, неорганические, и на во- дной основе) для алюминиевых конденсаторов; - диоксид марганца, твёрдый электролит для танталовых конден- саторов; - проводящие полимеры, твёрдый электролит для танталовых и алюминиевых конденсаторов. Применение органических электролитов в общем случае позво- ляет увеличить максимальную рабочую температуру, а электроли- тов на водной основе (англ. «aqueous» или «water-based») — снизить ЭПС и повысить допустимый ток пульсаций. Не следует путать состояние электролита («жидкий») с конструк- цией самого конденсатора («мокрый»). Так называемые «мокрые» конденсаторы (англ. «wet») состоят из металлических пластин, по- груженных в жидкий электролит, при этом электрический контакт с раствором осуществлялся посредством корпуса конденсатора. На данный момент конденсаторы производятся «сухими» (англ. «dry»). Они состоят из двух свёрнутых в рулон полос фольги, между кото- рыми проложен пропитанный электролитом сепаратор. При этом одна фольговая полоса, имеющая на поверхности оксидный слой, является анодом, вторая же призвана обеспечить надёжный элек- трический контакт с электролитом. Таким образом, современный «сухой» конденсатор представляет собой конденсатор с жидким электролитом, как бы необычно это не звучало. Итак, алюминиевые электролитические конденсаторы с жидким электролитом (англ. aluminium [liquid] electrolytic) являются, пожалуй, наиболее широко распространёнными (из всех электроли- тических). Существует множество производителей с развитыми продуктовыми линейками для разных применений. Их основные преимущества: самая низкая стоимость за единицу ёмкости, воз- можные рабочие напряжения до 600 В, возможная ёмкость до 2,7 Ф, способность заряжаться относительно большим током и разряжать- ся на низкоомную нагрузку без повреждений. На этом положитель- ные свойства таких конденсаторов заканчиваются, и все их осталь-
Глава 2. Элементная база источников питания 29 ные характеристики невысоки. В особенности выделяются низкий срок службы, невозможность работы на высоких частотах, сильная зависимость ёмкости от температуры и частоты тока, высокие пара- зитные потери (также сильно зависящие от температуры), приводя- щие к саморазогреву и требующие параллельной установки не- скольких конденсаторов при необходимости работы в условиях больших токов пульсаций. Последнее особенно актуально для недо- рогих конденсаторов общего назначения. Жидкий электролит, обеспечивающий присущие этому типу кон- денсаторов преимущества, одновременно является их недостат- ком. Он подвержен высыханию и химическому разложению, в ходе чего существенно падает ёмкость конденсатора и на порядки воз- растает ЭПС. Низкокачественный электролит производителей тре- тьего эшелона, изготовленный по упрощённым рецептурам, агрес- сивно реагирует с металлом обкладок, существенно снижая и без того короткий срок службы конденсатора. На скорость деградации конденсатора существенное влияние оказывает температура. Так, при эксплуатации вблизи верхнего температурного предела, срок службы стандартных конденсаторов общего применения, даже довольно качественных, не превышает 2 тыс. часов. Кроме того, не меньшее влияние оказывают ток пуль- саций и максимальное рабочее напряжение в цепи, поэтому, для обеспечения длительной бесперебойной работы конденсаторы подбирают со значительным запасом по этим параметрам. Деградация конденсатора зачастую заканчивается вскипанием электролита, что сопровождается газообразованием и резким уве- личением внутрикорпусного давления. Во избежание взрыва на верхнюю часть корпуса наносят насечку, играющую роль предохра- нительного клапана (англ. vent). Под действием давления, металл разрывается по насечке и газ выбрасывается в окружающее про- странство (в некоторых случаях — вместе с электролитом и обрыв- ками сепаратора). Повальное разрушение электролитических кон- денсаторов в различной технике приобрело с начала 2000-х годов настолько впечатляющие масштабы, что удостоилось собственного неофициального наименования «конденсаторная чума». Алюминиевые электролитические конденсаторы выпускаются в выводном исполнении, для поверхностного монтажа и с винтовыми клеммами. Корпуса всегда имеют цилиндрическую форму (англ. Can type), за редкими исключениями (например, плоские корпуса Cornell DubilierFlatPack).
30 Глава 2. Элементная база источников питания Усилия ведущих производителей позволили расширить темпе- ратурные диапазоны применения электролитических конденса- торов, снизить ЭПС, диэлектрические потери и даже придать способность к самовосстановлению. Однако настоящим проры- вом можно назвать создание конденсаторов с твёрдым полимер- ным электролитом, также называемых твердотельными (Kemet АО-CAP, Murata ECAS, Nichicon FPCAP, Sanyo/Panasonic OS-CON и другие). Твердотельные алюминиевые полимерные конденсаторы (англ. solid aluminum polymer) характеризуются значительно боль- шей температурной стабильностью основных параметров и, в об- щем случае, существенно превосходят своих конкурентов с жидким электролитом одновременно по следующим показателям: ЭПС, угол диэлектрических потерь и ТКЕ. Немаловажен также существен- ный прогресс в части увеличения срока службы, который может со- ставлять до 50 тыс. часов для специальных серий. Однако, на данный момент полимерные конденсаторы суще- ственно дороже, и производятся в основном на небольшие напря- жения и ёмкости. Например, среди семейства Panasonic OS-CON наибольшее рабочее напряжение составляет 100 В для серий SXV/ SXE, а ёмкость в этой же серии не превышает 68 мкФ. И наоборот, для серии SEPC наибольшая ёмкость составляет до 2700 мкФ, при напряжении не выше 16 В [10]. Твердотельные полимерные конденсаторы выпускаются не толь- ко цилиндрическими, но и в плоских прямоугольных корпусах для поверхностного монтажа (англ. chip type). В отличие от танталовых конденсаторов, корпуса которых обычно жёлтые, полимерные в ос- новном имеют чёрный цвет. Наконец, танталовые конденсаторы характеризуются превос- ходной температурной стабильностью, отсутствием зависимости ёмкости от напряжения, низкими потерями и длительным сроком службы, однако являются довольно дорогостоящими и в настоящее время плавно вытесняются керамическими и полимерными. При пробое они имеют склонность взрывоподобно разрушаться. Дополнительную информацию о свойствах и особенностях элек- тролитических конденсаторов можно получить из публикаций про- изводителей, например Cornell Dubilier [11], Murata [12], Nichicon [13] и т.п.
Глава 2. Элементная база источников питания 31 2.1.6. Керамические конденсаторы Это неполярные конденсаторы, использующие керамику в каче- стве диэлектрика. Конструктивно они подразделяются на два типа — однослойные (англ. single layer), и многослойные (англ. multi layer, сокр. MLCC). Керамические конденсаторы характеризуются широ- ким диапазоном рабочих температур, малым ЭПС и высокой доброт- ностью, в том числе и на высоких частотах, а также длительным сро- ком службы. MLCC, вдобавок, обладают высочайшей удельной ёмко- стью, а потому незаменимы в малогабаритной электронной технике. Современные керамические конденсаторы обычно выпускаются в корпусах для поверхностного монтажа, однако существуют и вы- водные конденсаторы. Производится широчайший ассортимент конденсаторов на напряжение вплоть до десятков тысяч вольт и но- минальной ёмкостью до сотен мкФ. К примеру, в линейке много- слойных SMD-конденсаторов общего назначения Murata GRM име- ются модели ёмкостью до 0,1 мкФ на напряжение 1000 В, и ёмко- стью до 330 мкФ на напряжение до 4 В. По температурной стабильности керамические конденсаторы принято делить на два класса. Компоненты класса 1, также извест- ные как температурно-компенсированные (англ. temperature com- pensating) — конденсаторы с высокой добротностью, точностью, ли- нейным и чрезвычайно низким ТКЕ. К примеру, конденсатор типа NP0 (он же C0G) имеет ТКЕ 0±30 ррт/°С и точность ±5 % или ±10 % в диапазоне рабочих температур -55°С...+150вС. Они применяются в высокочастотных цепях с повышенными требованиями к стабильно- сти и точности (фильтры, резонансные контуры и т.п.). Конденсаторы класса 2, или с высокой диэлектрической посто- янной (англ. high dielectric constant) обладают большей удельной ёмкостью, но меньшими ТКЕ и точностью. К тому же их ёмкость сильно зависит от приложенного напряжения. Они подвержены старению, в процессе которого ёмкость снижается. Такие конден- саторы применяются для сглаживания пульсаций в преобразова- телях питания, в качестве разделительных конденсаторов и т.п. Маркировка отражает допустимый температурный диапазон и из- менение ёмкости в его пределах (см. таблицу 2.6). Широко рас- пространены типы X5R, X7R, Y5V. Особенностью MLCC класса 2 является пьезоэлектрический, или микрофонный, эффект — преобразование механических вибраций в электрический ток, что может создавать дополнительные помехи
32 Глава 2. Элементная база источников питания Таблица 2.6. Маркировки некоторых керамических конденсаторов класса 2 Первый символ — мин. температура, °С Х = -55 Y = -30 Z = +10 Второй символ — макс, температура, °С 4 = +65 5 = +85 6 = +105 7 = +125 8 = +150 9 = +200 Третий символ — изме- нение емкости* Р = ±10% R = ±15% S = ±22 % Т = +22%...-33% U =+22%...-56% V = +22%...-82% * — Конденсаторы класса 2 имеют нелинейный ТКЕ, максимум ёмкости находится приблизительно в диапазоне от 0 'С до комнатной температуры, при изменении температуры как в большую, так и в меньшую стороны, ёмкость снижается. для чувствительных сигнальных цепей. Также наблюдается и обрат- ный эффект — излучение звука под воздействием протекающего тока, что особенно актуально для конденсаторов, устанавливаемых в силовых цепях с большими пульсациями [14]. 2.1.7. Суперконденсаторы или ионисторы Существуют разные типы суперконденсаторов (англ. supercapacitor), однако в настоящее время наибольшее распро- странение получили приборы с двойным электрическим слоем (EDLC). Они имеют углеродные электроды и органический элек- тролит. Несмотря на то, что электроды разделены сепаратором, диэлектрик (в классическом понимании) в данных приборах отсут- ствует. Его роль выполняет промежуток между ионными слоями на границе раздела электрода и электролита. Отсюда следует отли- чительная особенность суперконденсаторов: очень большая ём- кость (до сотен и даже тысяч Ф) при небольшом напряжении (обыч- но в пределах 2,5...5,5 В). Поскольку ёмкость достаточно велика для использования суперконденсатора в качестве источника пита- ния, можно сказать, что эти приборы занимают промежуточное по- ложение между конденсаторами и аккумуляторами. Среди преимуществ суперконденсаторов: огромная удельная ёмкость; длительный срок службы (до десятков тысяч часов без ограничения количества циклов заряда/разряда); очень большой допустимый ток зарядки (позволяет очень быстро заряжать устрой- ство), широкий температурный диапазон эксплуатации (особенно в
Глава 2. Элементная база источников питания 33 сторону отрицательных температур). Однако они обладают и недо- статками: низкое напряжение, сильно зависящее от степени заря- да; высокая стоимость; саморязряд выше, чем у аккумуляторов; ток разряда ниже, чем у алюминиевых электролитических конденсато- ров специальных серий. Корпуса суперконденсаторов в основном цилиндрические, как и у алюминиевых электролитических, однако производится ряд моде- лей в плоском (прямоугольном и круглом) корпусе, а также для по- верхностного монтажа. Благодаря своим уникальным свойствам, суперконденсаторы по- лучают всё большее распространение в качестве источников питания как малой мощности (вместо литиевых батареек для питания энерго- зависимой памяти в разнообразных устройствах), так и большой (вме- сто аккумуляторных батарей в электротранспорте и энергетике). Для тех применений, где требуется большая мощность, суперконденсато- ры объединяют в модули, подобно ячейкам аккумуляторных батарей. В качестве иллюстрации ассортимента современных суперкон- денсаторов в таблице 2.7 приведены сравнительные характеристи- ки продукции Eaton. Также обширный ассортимент производят ком- пании ELNA, Kemet, Maxwell, Murata, Panasonic, Vishay и проч. В Рос- сии выпуск суперконденсаторов освоен заводом «Элеконд». Более подробную информацию об устройстве, принципах рабо- ты и особенностях применения суперконденсаторов, можно полу- чить в материалах [15], [16] и [17]. Таблица 2.7. Ассортимент суперконденсаторов Eaton (По материалам Eaton Technical Note 10594) Серия В нв HV TV хв __xv__ _рв^_рнв_ J<FU<W__ Диапазон емкостей, Ф 0,22...2,2 3... 110 1 . 100 6 .. 100 300; 400; 600 300; 400; 600 3000 0,1 ...5,0 0,47.. 3,0 0,1 .. 1,5 130 Номинальное напряжение, В 2,5 2,5 2,7 3,0 2,5 2,7 2,7 5,0 5,4 5,5 62,1 Температурный диапазон эксплуатации, °С -25...+70 -25 ...+70 -40...+65 -40...+65 -25...+70 -40 ..+65 -40 +65 -25 ...+70 -40 ...+65 -25 ...+70 -40 ...+65 Корпус Цилиндрический Цилиндрический Цилиндрический Цилиндрический Цилиндрический Цилиндрический Цилиндрический Плоский Плоский «Таблетка» Модуль
34 Глава 2. Элементная база источников питания 2.2. Базовые узлы из пассивных компонентов Простейшим узлом из двух резисторов является делитель напря- жения (рис. 2.2а). Выходное напряжение определяется по формуле Отметим, что данное соотношение справедливо только если R2 << RH, в противном случае влияние сопротивления нагрузки на выходное напряжение будет слишком велико. Делители широчай- шим образом применяются в сигнальных цепях, т.е. там, где ток на- грузки пренебрежимо мал. Однако в качестве источников питания они не подходят из-за очень низкого КПД и большого тепловыделе- ния на резисторах. Перейдём к схеме, изображённой на рис. 2.26. При подаче по- стоянного входного напряжения, конденсатор С, будет заряжаться, при этом ток зарядки ограничивается резистором Rv Напряжение на конденсаторе нарастает экспоненциально и по прошествии вре- мени t с начала зарядки определяется выражением: Цзых = ^вх (l - *т), где т = R^; e « 2,718 Время т, численно равное произведению величин R, и C1t назы- вается постоянной времени RC-цепи (англ. RC time constant). В расчётах удобно величину сопротивления указывать в кОм, а ёмко- сти — в мкФ, тогда постоянная времени будет выражена в мс. По- лезно запомнить следующие соотношения: - за время t = т, величина UBblx достигнет приблизительно 0,63UBX; = 3T, UBblx«0,95UBX; = 5T, UBblx«0,99UBX. Для обратного процесса (разряда) конденсатора действует то же самое соотношение: за время t= т, напряжение на заряженном кон- денсаторе уменьшится в 0,63 раза от первоначального значения, и так далее. Данная схема широко применяется, в частности, при необхо- димости формирования некоторой временной задержки. К при- меру, в мощных источниках питания силовое реле срабатывает
Глава 2. Элементная база источников питания 35 R2 1 v ивых RH | ! а) б) в) Рис. 2.2. Делитель напряжения и варианты RC-цепей спустя некоторое время после подачи сетевого напряжения, и эта пауза определяется именно временем зарядки конденсатора в RC-цепи. Известно, что конденсатор обладает некоторым сопротивлением переменному току (реактивное сопротивление Хс, обратно пропор- циональное частоте тока и величине ёмкости) и не пропускает посто- янный ток (утечку в расчёт не принимаем). Соответственно, при по- даче на вход рассматриваемой цепи переменного напряжения, или постоянного с переменной составляющей (пульсирующего, с им- пульсными выбросами, и т.п.), мы можем сказать, что постоянная со- ставляющая напряжения на выходе будет определяться параметра- ми делителя F^Rh, а переменная составляющая — делителем R^. Таким образом, чем выше частота на входе цепи, тем меньше ре- активное сопротивление конденсатора, и меньше амплитуда сигнала на выходе. Начиная с некоторой частоты, сопротивление конденсато- ра будет настолько мало, что выходной сигнал станет практически ну- левым. Эту частоту можно приблизительно определить по формуле: Частотой среза (англ. cutoff frequency) называется такая часто- та, при которой амплитуда сигнала на выходе составит примерно 71% от входной. Определяется следующим соотношением: Поскольку схема на рис. 2.26 пропускает сигналы низкой часто- Ть1 и подавляет высокочастотные, её также называют фильтром
36 Глава 2. Элементная база источников питания нижних частот (ФНЧ, англ. low-pass filter, LPF). Рассмотрим форму выходного сигнала такой цепи (рис. 2.3а). При подаче на вход ме- андра (последовательности прямоугольных импульсов), напряже- ние на выходе будет экспоненциально нарастать по мере зарядки конденсатора при каждом фронте импульса (ивыход1). Затем после спада каждого импульса выходное напряжение начнёт экспоненци- ально снижаться по мере разрядки конденсатора. При увеличении т форма сигнала на выходе приблизится к пилообразной (ивыход2). При дальнейшем увеличении т выходной сигнал всё более будет при- ближаться к постоянному (ивыход3). Можно сказать, что данная цепь стремится сгладить изменяющийся входной сигнал, превратив его в постоянный, при этом площадь под кривой остаётся неизменной. Именно поэтому цепь носит название интегрирующей. иВЫ! а) б) Рис. 2.3. Форма выходного сигнала RC-цепей
Глава 2. Элементная база источников питания 37 При достаточно большой величине т получится простейший сглаживающий фильтр, который можно увидеть в импульсном блоке питания. Постоянная составляющая входного напряжения будет проходить на выход без изменений, высокочастотные пуль- сации будут проходить через конденсатор на «землю», низкоча- стотные пульсации будут сглажены за счёт энергии, запасаемой в конденсаторе. Схема, изображённая на рис. 2.2в, функционирует наоборот. Поскольку конденсатор представляет собой бесконечно большое сопротивление для постоянного тока, на выход поступает только переменная составляющая входного сигнала, и амплитуда её бу- дет прямо пропорциональна ёмкости конденсатора и частоте. Та- ким образом, данная цепь представляет собой фильтр верхних частот (ФВЧ, англ. high-pass filter, HPF). Все вышеприведённые формулы в полной мере применимы и здесь, с той лишь разницей, что ФНЧ подавляет частоты выше частоты среза, а ФВЧ — ниже ча- стоты среза. Форма выходного сигнала такой цепи приведена на рис. 2.36. Выходное напряжение достигает максимума при каждом фронте входного импульса и затем экспоненциально снижается по мере зарядки конденсатора. После спада импульса конденсатор начи- нает разряжаться, выходное напряжение становится максималь- ным, но в инвертированной полярности, и экспоненциально сни- жается. При увеличении т, форма выходного сигнала всё более приближается к входной. Данная цепь также называется диффе- ренцирующей. Итак, можно сделать следующие краткие выводы. RC-цепь, изображённая на рис. 2.26, называется интегрирующей или фильтром нижних частот. Она выделяет постоянную составляю- щую сигнала, стремится сгладить переменное напряжение, блоки- рует сигнал с частотой выше частоты среза. Кроме того, она может быть использоваться как элемент формирования задержки, дли- тельность которой определяется временем зарядки конденсатора До некоторого порогового напряжения. RC-цепь, изображённая на рис. 2.2в, называется дифференци- рующей или фильтром верхних частот. Она не пропускает постоян- ную составляющую сигнала, выделяя переменную, блокирует сиг- нал с частотой ниже частоты среза. Применив в качестве реактивного элемента не конденсатор, а Дроссель, получим RL-фильтр (рис. 2.4). Поскольку дроссель в цепи
38 Глава 2. Элементная база источников питания ведёт себя обратно конденсато- ру (имеет малое сопротивление постоянному току и прямо про- порциональное частоте — пере- менному), при замене в инте- грирующей RC-цепи конденса- тора на дроссель, получим дифференцирующую RL-цепь, и наоборот. 2.3. Диоды б) Рис. 2.4. RL-цепи: а — дифференцирующая/ФВЧ, б — интегрирующая/ФНЧ Диод —двухвыводный полупроводниковый прибор, обладающий односторонней проводимостью. Данное свойство обуславливает классическую сферу применения — в качестве выпрямителей пере- менного напряжения, для предотвращения нежелательных токов из одного источника в другой, в т.ч. смешения различных сигналов в слаботочных цепях (иногда употребляется выражение «диодная развязка», «диодный вентиль»). Диоды, применяемые в подобных сценариях, называют выпрямительными (англ. rectifier diode). В зависимости от максимально допустимого прямого тока их можно разделить на силовые (англ. power diodes) и сигнальные (англ. signal diodes). Соответственно, первые используются в цепях пита- ния, вторые — в цепях контроля и управления. Типичным предста- вителем сигнальных диодов является чрезвычайно широко распро- странённый 1N4148. Диоды, использующиеся для защиты полупроводниковых клю- чей от выбросов напряжения при работе на индуктивную нагруз- ку, называют также демпферными (англ. damper diode), или га- сящими. В англоязычной литературе распространено наимено- вание freewheeling или flywheel diode (а также flyback или clamping diode). Когда потенциал анода выше потенциала катода, говорят, что диод включен в прямом направлении, или прямо смещён (англ. forward bias). Если величина приложенного в прямом направлении напряжения превышает порог открытия, для кремниевых диодов равный приблизительно 0,7 В, сопротивление диода резко умень- шается, и через него начинает протекать прямой ток (диод открыт).
Глава 2. Элементная база источников питания 39 Падение напряжения на открытом диоде практически неизменно во всём диапазоне рабочих токов и составляет приблизительно О 6...1>4ЕЗ для кремниевых диодов. Если потенциал катода выше потенциала анода, говорят, что ди- од включен в обратном направлении (обратно смещён, англ. reverse bias). Обратный ток через обратно смещённый диод пре- небрежимо мал (диод заперт). Важно понимать, что кремниевый диод (как и любой другой на р-п переходе) не способен мгновенно переключиться из открытого состояния в запертое. Процесс запирания диода занимает некото- рое время, требуемое на освобождение от накопленных носителей заряда (время обратного восстановления, англ. reverse recovery time). Восстановление более мощных диодов будет медленнее, чем маломощных. Время обратного восстановления критично в ряде применений, в том числе и в импульсных преобразователях, по- скольку ограничивает рабочую частоту. Поэтому производятся спе- циальные серии диодов с ускоренным запиранием, в частности, ди- оды FRD (fast recovery diodes) запираются приблизительно в 5 раз быстрее стандартных; диоды Ultra-Fast — в «5 раз быстрее FRD, a Hyperfast — в -2 раза быстрее, чем Ultra-Fast. На протяжении времени восстановления диода обратный ток вначале резко возрастает, а затем плавно снижается до обычного значения, причём для стандартных диодов длительность фазы на- растания обратного тока значительно меньше фазы снижения. По- мимо того, что сам факт наличия значительного обратного тока при- водит к существенному увеличению тепловых потерь, быстрое на- растание его становится причиной появления электромагнитных помех и подвергает полупроводниковую структуру сильным им- пульсным перенапряжениям. В целях уменьшения негативных по- следствий совместно с диодами в силовых цепях часто используют Цепи, поглощающие перенапряжения (см. раздел 4.1). Со своей стороны, производители также предпринимают определённые ме- Pbi, а именно стараются конструировать диоды таким образом, что- бы нарастание обратного тока было более плавным и затянутым, а снижение — более резким, что называется мягким восстановле- нием (англ. soft recovery). При прямом восстановлении диода (отпирании) также имеет ме- сто некоторая задержка, после которой следует нарастание проте- кающего тока. Однако время прямого восстановления имеет кри- тичное значение лишь в цепях с очень быстрым нарастанием тока
40 Глава 2. Элементная база источников питания (десятки и более А/мс), например, при использовании диода в каче- стве демпферного. При увеличении напряжения, приложенного к диоду в обратном направлении выше некоторого порога, происходит обратный про. бой перехода (англ. reverse breakdown) и резкое возрастание тока. На самом деле, существует два вида пробоя — туннельный, или Зе- неровский (англ. Zener breakdown) и лавинный (англ. avalanche breakdown). Первый обусловлен «просачиванием» свободных элек- тронов в зону проводимости, а второй — тем, что свободные элек- троны под действием поля приобретают достаточную кинетическую энергию для «выбивания» носителей заряда, которые, в свою оче- редь, также разгоняются полем, в итоге количество носителей за- ряда лавинообразно увеличивается. В реальности обычно имеет место комбинация двух эффектов: пробои при небольшом напряже- нии носят преимущественно туннельный характер, при возрастании напряжения — преимущественно лавинный. Пробой кремниевых диодов обратим — если в результате не бы- ла повреждена внутренняя структура, диод вернётся в режим одно- сторонней проводимости после уменьшения приложенного напря- жения. Именно это свойство позволило создать стабилитроны (англ. Zener diodes). Отличительной характеристикой стабилитрона является точно документированное напряжение обратного пробоя, практически идентичное для всех экземпляров одной модели, что позволяет использовать их в качестве источников стабилизирован- ного опорного напряжения (применительно к стабилитронам, на- пряжение пробоя обычно называют напряжением стабилизации). Современная промышленность выпускает множество видов стаби- литронов разной мощности с напряжением стабилизации от единиц до сотен вольт (например, в серии Microsemi SZL — 1,0... 2,4 В, Vishay BZX85 — 2,7...100 В, Rohm KDZLV — 51...150 В). С весьма подробным материалом о теории и применении стабилитронов можно ознакомиться в [18]. Стабисторы (англ. stabistor) — разновидность диодов, прямое падение напряжения которых нормировано с высокой точностью и отличается высокой стабильностью (в том числе температурной). Благодаря этому, могут применяться в качестве источников опорно- го напряжения небольшой величины. Другое англоязычное наиме- нование стабистора, forward reference diode, подчёркивает отличие от стабилитрона — работу в прямом смещении. В настоящее вре- мя по причине значительной эволюции стабилитронов на низкое на-
Глава 2. Элементная база источников питания 41 пряжение, стабисторы применяются довольно редко и производят- ся в ограниченном ассортименте. Типичный представитель стаби- ctopob-NXPBAS17. При прохождении тока через полупроводниковый переход может наблюдаться эффект электролюминесценции (излучение света). В классических кремниевых полупроводниковых приборах это прак- тически незаметно, но применение специально подобранных полу- проводниковых структур (например, арсенид, фосфид или нитрид галлия) позволяет значительно повысить яркость, что и легло в ос- нову светодиодов- Современная промышленность выпускает све- тодиоды ультрафиолетового, инфракрасного и видимого диапазо- нов свечения. Потребляемый ток может составлять от единиц мА (маломощные сигнальные светодиоды) до < 1 А (например, свето- диоды Cree SA1000, используемые в прожекторах и автомобильных фарах, потребляют до 1,5 А). В настоящее время активно развива- ются светодиоды на основе органических электролюминесцентных плёнок (OLED), применяемые в производстве дисплеев, а также ос- вещении (например, световые панели Lumiotec P13). Существует также и обратный эффект, называемый фотовольта- ическим — появление ЭДС под воздействием света. Существует не- сколько различных типов фотодиодов, в основном применяемых в качестве датчиков. В различной электронной технике используется множество иных видов диодов с интересными свойствами, например, варикапы, ёмкость которых в запертом состоянии зависит от величины при- ложенного напряжения, или pin-диоды, применяемые в СВЧ диапа- зоне в качестве быстродействующих переключателей, защитных элементов, и даже резисторов, управляемых приложенным напря- жением. Однако рассмотрение всех этих типов выходит за рамки данной книги. Отдельно можно упомянуть группу высоковольтных диодов, фактически представляющих собой несколько последовательно включенных диодов в общем корпусе (отсюда устаревшее отече- ственное название — выпрямительные столбы). Применяются обычно в схемах умножителей напряжения, к примеру, в узлах высо- ковольтного поджига сварочной дуги. Такие диоды производятся на обратное напряжение в единицы и десятки кВ, при прямом токе, как правило, до 1 А, а прямое падение напряжения может составлять еДиницы и десятки вольт. Типичные представители: серия 2CL69... 2CL77 (обратное напряжение 4...20 кВ; прямой ток 5 мА); BY4...BY16
42 Глава 2. Элементная база источников питания (4...16 кВ; 1,0...0,3 A); Sanken UX-*5B (4...8 кВ; 0,35 A), Sanken RP1H (2 кВ; 0,1 А). Помимо отдельных диодов, широко применяются также диод. ные сборки — два диода в одном корпусе. Диоды в составе сбор, ки могут быть соединены последовательно: анодами (общий анод) или катодами (общий катод). Использование сборок удобно как с конструкционной точки зрения (более компактно, уменьше- ние числа крепёжных элементов, точек пайки), так и с эксплуата- ционной (диоды в составе сборки изначально максимально близ- ки по параметрам, а в процессе работы тепло распределяется равномерно внутри корпуса, значит, и температурный дрейф па- раметров также одинаков). Пожалуй, набольшее распростране- ние получили диодные сборки с общим катодом в корпусах ТО- 220, ТО-247. Среди примеров можно упомянуть MBR20100C, БТТНбООЗит.п. 2.3.1. Основные паспортные характеристики диодов Ниже приведены краткие пояснения основных характеристик, которые можно встретить в технической документации. Материал основан на терминологии Vishay [19], разные производители мо- гут использовать слегка отличающиеся наименования и сокраще- ния. Жирным шрифтом выделены три параметра, имеющих перво- степенное значение при подборе аналогов диода. Максимальное (пиковое импульсное) обратное напряжение VRRM (англ. maximum [repetitive peak] reverse voltage) — максималь- ная величина напряжения, приложенного к диоду в обратном на- правлении, при которой не происходит пробой. Обычно параметр нормируется отдельно для импульсного режима работы и для по- стоянного тока. Напряжение пробоя VBR (breakdown voltage) — пороговое напря- жение, при незначительном превышении которого происходит об- ратный пробой диода. Обратный ток, или ток утечки IR (reverse [leakage] current) — вели- чина протекающего через обратно смещённый диод тока без учёта фазы обратного восстановления. Прямое падение напряжения Vf (forward voltage) — падение на- пряжения на прямо смещённом диоде при определённой темпера- туре и величине протекающего тока.
Глава 2. Элементная база источников питания 43 Максимальный (средневыпрямленный) прямой ток IF(AV) (maximum (average rectified) forward current) — максимально допу- стимое (среднее действующее) значение проходящего в прямом направлении тока. Пиковый повторяющийся импульсный ток IFRM (repetitive peak surge forward current) — максимальная величина импульсного пря- мого тока, которая не приведёт к разрушению перехода при долго- временном воздействии (при условии соблюдения заданных формы импульса, частоты и скважности). Пиковый однократный импульсный ток IFSM (non-repetitive peak surge forward current) — максимальная величина кратковременного выброса тока в прямом направлении, который не приведёт к разру- шению перехода при однократном воздействии. Пиковый ток обратного восстановления IRM (peak reverse recovery current) — максимальная величина обратного тока, протекающего через диод в фазе обратного восстановления. Время обратного восстановления tRR (reverse recovery time) — длительность фазы обратного восстановления. Рассеиваемая мощность Pv или PD (power dissipation) — макси- мальная мощность, которую диод может рассеивать в виде тепла при температуре окружающей среды 25 "С. Для стабилитронов вместо обратного напряжения нормируется напряжение стабилизации Vz (Zener voltage) при заданном токе ста- билизации lz, обычно в трёх значениях: номинальное, предельно- допустимые минимальное и максимальное. Достаточно подробный справочник стандартизованных наиме- нований параметров и соответствующих обозначений можно найти, к примеру, у ESA [20]. 2.3.2. Диоды Шоттки Диоды Шоттки (англ. Schottky barrier diode) построены на пере- ходе металл-полупроводник, благодаря чему обладают некоторыми свойствами, выгодно отличающими их от классических диодов с Р-п-переходом: - низкое падение напряжения (около 0,3...0,4 В для экземпляров с обратным напряжением приблизительно до 100 В, например, Littelfuse серии DST); малое время обратного восстановления и практически нулевой ток обратного восстановления (фактически, с точки зрения пере-
44 Глава 2. Элементная база источников питания ходных процессов, происходящих при коммутации, диод Шоттки представляет собой конденсатор малой ёмкости). При этом данному типу диодов присущи и недостатки: - обратный пробой необратим, и происходит даже при кратковре- менном импульсном превышении обратного напряжения; - сравнительно высокий ток утечки, экспоненциально возрастаю- щий с ростом температуры (что, в конечном итоге, вызывает те- пловой пробой при перегреве). Основная масса серийно выпускаемых диодов Шоттки рассчитана на напряжения порядка десятков вольт и, благодаря вышеперечис- ленным особенностям, широко применяются в выпрямителях им- пульсных преобразователей (силовые диоды), а также цепях контро- ля и защиты, где требуется быстрое срабатывание и/или невысокое падение напряжения (сигнальные диоды). Классическим представителем сигнальных диодов Шоттки явля- ется NXP BAT54. В таблице 2.8 приведены маркировки распростра- нённых силовых диодов небольшой мощности. В схемах выпрями- телей относительно мощных источников питания (в частности, для ПК) широко применяются одиночные и сдвоенные диоды на прямой ток порядка десятков ампер в корпусах ТО-220 или ТО-247 (напри- мер, серии MBR, STPS, SBL различных производителей). Сфера применения классических диодов Шоттки на данный мо- мент ограничена сравнительно небольшими напряжениями (обычно Таблица 2.8. Распространённые маломощные силовые диоды Шоттки vrrm,b\ 20 30 40 50 60 80 90 100 150 1 1N5817;SK12; SS12 1N5818;SK13; SS13 1N5819;SK14; SS14 SK15.SS15 SK16;SS16 SS18 SK19 SK110;SS110 SK150 2 SK22; SS22 SK23; SS23 SK24; SS24 SK25; SS25 SK26; SS26 SK28 SK29 SK210 SK215 3 1N5820;SB320;SK32; SS32 1N5821;SB330;SK33; SS33 1N5822,SB340;SK34; SS34 SB350; SK35; SS35 SB360; SK36; SS36 SB380; SS38 SB390; SK39 SB3100;SK310;SS310 SK315 5 SS52; SR52 SS53; SR53 SS54; SR54 SS55, SR55_ SS56; SR56_ SS58 _____ SS59 SS510
Глава 2. Элементная база источников питания 45 100...200 В), поскольку при увеличении возрастает и прямое падение напряжения, что, в сочетании с высоким током утечки и склонностью к тепловому пробою, практически сводит на нет основные преиму- щества перед обычными кремниевыми диодами. В настоящее время данная проблема успешно решается применением карбида крем- ния (SiC). Диоды Шоттки на основе SiC обладают прекрасными ком- мутационными характеристиками при высоких напряжениях и токах, а практически нулевой уровень потерь (в т.ч. за счёт низкого падения напряжения и небольшого тока утечки) в сочетании с высокой допу- стимой температурой полупроводникового перехода позволяют обе- спечить повышение коммутируемой мощности без необходимости наращивания площади радиаторов. Именно поэтому диоды данного типа находят широчайшее применение в мощных и компактных пре- образователях питания, работающих на высоких частотах [21 ]. Ярким представителем SiC-диодов является, например, семей- ство Infineon CoolSiC, которое включает в себя полупроводниковые приборы с обратным напряжением 600... 1200 В и прямым током 2...40 А. Весьма распространена также продукция компании Wolfspeed (Cree), предлагающая ещё более широкий ассортимент: до 1700 В и до 50 А. 2.3.3. Защитные лавинные диоды Лавинный диод — разновидность стабилитрона, в работе кото- рого преобладает режим обратного лавинного пробоя. В отличие от классических стабилитронов защитные, или ограничительные лавинные диоды предназначены для поглощения импульсов пере- напряжения и разрядов статического электричества [22], а потому обладают значительной допустимой рассеиваемой мощностью (на- пример, для серии STMicroelectronics 1.5KE пиковая импульсная мощность составляет до 1500 Вт). Защитные лавинные диоды часто именуются TVS-диодами (англ. transient voltage supressor) или русскоязычной калькой с ан- глийского термина «супрессоры», также изредка можно встретить название transorb. Супрессоры STMicroelectronics представлены на Рынке под фирменным наименованием TRANSIL®. По своему предназначению TVS-диоды сходны с варисторами, однако в отличие от последних характеризуются очень малым вре- менем включения (доли не). Производятся как одиночными, так и в виде диодных матриц в корпусах для поверхностного монтажа. По-
46 Глава 2. Элементная база источников питания следние предназначены для защиты разнообразных интерфейсов передачи данных от воздействия помех и статического электриче* ства. Для того чтобы подчеркнуть предназначение того или иного компонента, иногда могут использоваться названия EMI-диод (за* щита от электромагнитных помех, англ. ElectroMagnetic Interferen- ce) и ESD-диод (защита от статического электричества, англ. Electrostatic Discharge). Защитные диоды могут быть как однонаправленными (англ. uni- directional), имеющими анод и катод, так и двунаправленными (англ, bi-directional), способными работать в любой полярности включе- ния. Двунаправленный диод, по сути, можно представить как два обычных, соединённых встречно и последовательно. Ниже приведе- ны основные паспортные характеристики TVS-диодов. Рабочее напряжение VRM — величина напряжения, приложенного к диоду (для однонаправленного — в обратном направлении), при котором в течение неограниченно длительного времени не проис- ходит пробой. При этом напряжении нормируется ток утечки IRM. Напряжение пробоя VBR — номинальное и предельно-допусти- мые минимальное и максимальное напряжение, при котором про- исходит обратный пробой диода, и допустимые границы его откло- нения для отдельного экземпляра. Напряжение фиксации VCL — падение напряжения на диоде в со- стоянии обратного пробоя, нормируется для максимального им- пульсного тока 1рР. Пиковая импульсная рассеиваемая мощность Ррр — максималь- ная мощность, которую диод способен рассеивать в виде тепла, при прохождении через него импульса тока. Базовый принцип подбора защитного диода весьма прост: VRM больше максимально допустимого напряжения питания, при этом VCL меньше предельного допустимого импульсного перенапряжения защищаемой цепи. В маркировке TVS-диода обычно указывается пиковая импульс- ная мощность и рабочее напряжение либо номинальное напряже- ние пробоя. Например, STMicroelectronics SMA6F10A характери- зуется Ррр = 600 Вт, VRM = 10 В, VBR ~ 11,7 В; а Р6КЕ10А того же про- изводителя: РРР = 600 Вт, VRM = 8,55 В, VBR ~ 10 В. Из-за двойственности маркировок даже среди продукции одного произ- водителя подбор аналогов для вышедших из строя защитных дио- дов необходимо производить с обязательным учётом паспортных спецификаций.
Глава 2. Элементная база источников питания 47 2.4. Основные типы выпрямителей Как было сказано выше, одним из наиболее распространённых применений диодов является выпрямление переменного напряже- ния. Существуют различные схемы построения выпрямителей, каждая из которых обладает своими особенностями (таблица 2.9). На рис. 2.5 приведены наиболее распространённые схемы одно- фазных выпрямителей. В правой части рис. 2.5 приведены графи- ки напряжения на нагрузке для одно- и двухполупериодного вы- прямления. Однофазный однополупериодный выпрямитель (рис. 2.5а) яв- ляется простейшим, поскольку состоит из единственного диода. Ког- да напряжение на вторичной обмотке трансформатора приложено к диоду в прямом направлении, он открывается, и ток протекает через нагрузку. В противном случае диод заперт, и ток в цепи отсутствует. Таким образом, данный выпрямитель проводит ток только лишь в те- чение одного, положительного, полупериода. Именно поэтому он но- сит название однополупериодного. Как видно из таблицы 2.8, такой выпрямитель характеризуется высоким уровнем пульсаций, что обу- славливает необходимость применения фильтрующих конденсато- ров большей ёмкости. Поскольку ток через диод протекает только лишь в течение одного полупериода, необходимо применять диод с величиной максимально допустимого прямого тока вдвое большей номинального тока нагрузки. Однофазный двухполупериодный выпрямитель со средней точкой (рис. 2.56) используется совместно с трансформатором, имеющим две противофазно включенные вторичные обмотки. Бла- годаря этому, обеспечивается протекание тока через нагрузку в обоих полупериодах напряжения на первичной обмотке трансфор- матора (в положительном полупериоде — через верхний по схеме Диод, в отрицательном — через нижний). При этом среднеквадра- тичная величина напряжения на нагрузке будет вдвое выше, чем в случае однополупериодного выпрямления, а пульсации вдвое мень- ше. По сравнению же с мостовым выпрямителем, данная схема вы- игрывает в количестве диодов и величине потерь за счёт падения Спряжения на них. Однако, при прочих равных, выпрямитель со сРедней точкой требует наличие вдвое большего числа витков вто- ричной обмотки. Таким образом, применение данной схемы оправ- данно только в тех случаях, когда выгода от уменьшения числа дио-
48 Глава 2. Элементная база источников питания D1 Т1 а) !Г О А А б) и о D2 АААА в) Рис. 2.5 Выпрямители: а — однополупериодный; б — двухполупериодный со средней точкой; в — двухполупериодный мостовой дов и меньшего падения напряжения на них превышает издержки на увеличение числа витков в обмотке трансформатора. Конструктив- но, в этом типе выпрямителя удобно применять диодные сборки с общим катодом. Однофазный двухполупериодный мостовой выпрямитель (диодный мост) (рис. 2.5в) является фактически стандартом для выпрямления низкочастотного напряжения, например, сетевого. Ток через нагрузку протекает в обоих полупериодах через два дио- да, расположенных по диагонали (в положительном полуперио- де — D1, D3, в отрицательном — D2, D4). Благодаря такому вклю- чению можно применять диоды, рассчитанные на обратное напря- жение вдвое меньшее, чем номинальное напряжение на нагрузке. Однако потери за счёт падения напряжения на диодах будут вдвое больше, чем в других схемах выпрямления (впрочем, при выпрям- лении напряжений в десятки и сотни вольт это не играет особой роли).
Глава 2. Элементная база источников питания 49 Таблица 2.9. Сравнение некоторых параметров различных схем выпрямления Параметр Среднее значение напряжения на нагрузке; Пиковое обратное ИЯППЯЖРНМР прилагаемое к диоду, Коэффициент пульсации выходного напряжения >s 2 5 л н > к с; а О £ о т & О п 'F и Rh 1,57 о о >22 Н о ф^ S о 2л/2[/т1 /г 1' 0,67 >s луперио/ остовой о 5 и 2V2t/T1 я nURlt 2 0,67 Примечание. UT1 — среднеквадратичная величина напряжения на обмот- ке трансформатора; VF — падение напряжения на диоде. Снижение (сглаживание) пульсаций выпрямленного напряжения реализуется посредством установки фильтрующих конденсаторов на выходе выпрямителя параллельно нагрузке. Обычно с этой це- лью применяются электролитические конденсаторы, обладающие выгодными массогабаритным характеристиками и низкой стоимо- стью в пересчёте на единицу ёмкости. Также могут быть применены и Дроссели (включаются последовательно с нагрузкой). Наилучшие показатели обеспечивает LC-фильтр — комбинация и дросселя, и конденсаторов. Интересно, что на холостом ходу или малой нагрузке любого вы- прямителя со сглаживающим конденсатором его выходное напря- жение будет заметно выше среднего, рассчитанного по соответ- ствующей формуле из таблицы 2.9. Это происходит потому, что в
50 Глава 2. Элементная база источников питания отсутствие нагрузки конденсатор будет заряжаться до амплитудное го значения напряжения, поступающего на вход выпрямителя, а оно примерно в 1,4 раза выше среднеквадратичного. Если же использу. ется трансформаторный источник питания, не следует забывать и о том, что величина напряжения холостого хода на вторичной обмот- ке трансформатора также несколько превышает номинальную. Эти нюансы важны, в частности, для правильного выбора рабочего на- пряжения используемых в фильтре конденсаторов. Современная промышленность выпускает множество диодных мостов в виде монолитных сборок, и в источниках питания, как пра- вило, применяются именно они, а не дискретные диоды. Существу- ют как малогабаритные сборки для маломощных источников пита- ния (например, DFM*/DFS*), так и мощные, устанавливаемые на ра- диатор (GBJ*, GBU*, КВРС* и прочие). При величине выпрямленного тока порядка десятков и сотен ампер используются сборки с винто- выми клеммами (например, MDQ*). Широко распространены и ди- одные мосты для выпрямления трёхфазного напряжения питания (например, Semikron серии SKD). 2.5. Тиристоры В отличие от диодов, которые имеют один полупроводниковый переход, тиристоры являются многослойными приборами с не- сколькими переходами. По направлению протекающего тока тири- сторы могут быть однонаправленными (имеют анод и катод) и дву- направленными, т.н. симметричными. Выводы симметричного ти- ристора обычно называют либо анодами (А1 и А2), либо основными электродами (МТ1 и МТ2). При подаче напряжения на тиристор, находящийся в запертом (вы- ключенном) состоянии, протекающий через него ток пренебрежимо мал. Однако, при увеличении напряжения до некоторого порогового значения (напряжение открытия, англ. breakover voltage), происхо- дит открытие (включение) тиристора, сопровождающееся резким па- дением его сопротивления. В таком рассмотрении тиристоры весьма схожи со стабилитронами с той лишь разницей, что напряжение к ти- ристорам прилагается в прямом направлении, а не в обратном. Однако, существует существенное отличие — будучи открытым, тиристор не перейдёт в закрытое состояние то тех пор, пока величи-
Глава 2. Элементная база источников питания 51 на протекающего через него тока будет превышать некоторое значе- ние, называемое током удержания (англ. holding current). Посколь- ку ток удержания весьма мал, в некотором приближении можно ска- зать, что однажды включенный тиристор останется таковым до обесточивания схемы (этот эффект ещё называют защёлкиванием, англ. latch-up). Таким образом, можно рассматривать тиристор как частично управляемый бистабильный выключатель (т.е. имеющий два устойчивых состояния, включенное и выключенное, причём включить его можно, а выключить — нет). Подав кратковременный управляющий импульс на один из слоев внутренней структуры, можно переключить тиристор в проводящее состояние, даже если приложенное к нему напряжение недостаточ- но для открытия. Для этого служит отдельный вывод — управляю- щий электрод (англ. gate). Таким образом, можно классифицировать тиристоры по количе- ству выводов: не имеющие управляющего электрода двухвыводные (диодные тиристоры, или динисторы) и трёхвыводные (триодные тиристоры, или тринисторы), оснащённые им. Наиболее распространены следующие типы тиристоров: - симметричные динисторы (англ. DIAC), классический предста- витель DB3; - однонаправленные тринисторы (англ. SCR), например, ВТххх, TYNxx, MCR100; - симметричные тринисторы (симисторы, англ. TRIAC), напри- мер, ВТАххх. Поскольку напряжение открытия динисторов обычно не превос- ходит нескольких десятков вольт (например, 40 В для DB4), в опре- делённых случаях применяют тиристоры иной внутренней структу- ры, но с аналогичным поведением, известные как SIDAC. Напряже- ние открытия этих приборов может составлять сотни вольт, а пиковый импульсный ток — сотни ампер, что позволяет использо- вать их в защитных цепях, подобно варисторам и лавинным диодам. Защитные динисторы производства STMicroelectronics известны под фирменным названием TRISIL®, Littelfuse — SIDACtor®, Vishay — ThyZorb®. He только в обиходе, но, зачастую, и в литературе, под наимено- ванием «тиристор» часто подразумевают однонаправленный трини- ст°р. Например, можно услышать такую классификацию: динисто- РЬ|> тиристоры, симисторы. Безусловно, эта неточность создаёт определённую терминологическую путаницу. Кроме того, ряд ис-
52 Глава 2. Элементная база источников питания точников не делает различий между защитными лавинными диода, ми (TVS) и защитными динисторами (SIDAC). Как показано выше, тринисторы в любой момент времени могут быть включены посредством подачи управляющего импульса на от* дельный вывод, однако выключить их таким же простым способом невозможно из-за эффекта защёлкивания. В цепях переменного то- ка это не создаёт особых сложностей, поскольку в конце каждого полупериода, при переходе тока через ноль, тиристор сам по себе перейдёт в непроводящее состояние из-за нулевого тока удержа- ния (это называется естественной коммутацией). При необходимости принудительной коммутации, приходится прибегать к инженерным трюкам вроде разрядки на открытый тири- стор предварительно заряженного в обратной полярности конден- сатора, с тем чтоб ток разряда уравновесил протекающий рабочий ток, и, следовательно, суммарный ток через тиристор стал нулевым. На самом деле, существуют и полностью управляемые, они же за- пираемые, тиристоры, (англ. GTO и GCT), которые могут быть вы- ключены воздействием на управляющий электрод, но область их применения специфична. Одной из разновидностей запираемых тиристоров являются IGCT, например, ABB серии 5SHY. Преимуществами тиристоров перед транзисторными полупро- водниковыми ключами является способность работать в цепях пе- ременного тока, относительно низкая стоимость при высоких до- пустимых напряжениях и больших токах. Однако их применение в качестве коммутационных элементов преобразователей питания ограничивается из-за защёлкивания и неспособности работать на высоких частотах. С учётом своих особенностей, тиристоры нашли широчайшее применение1 в цепях управления нагрузкой по пере- менному току 50/60 Гц, в частности, электродвигателями, клапана- ми, исполнительными механизмами, в том числе в качестве комму- тационного элемента полупроводниковых (твердотельных) реле. Ведущими производителями тиристоров в этой сфере примене- ния являются, например, WeEn Semiconductors (бывш. NXP) и STMicroelectronics. Ниже приведены основные паспортные характеристики трини- сторов. 1 Справедливости ради следует упомянуть, что тиристоры безраздель- но властвуют в энергетике, где напряжения измеряются киловольтами, а токи — килоамперами, однако, это лежит далеко за пределами тематики данной книги.
Глава 2. Элементная база источников питания 53 Максимальное повторяющееся напряжение VRRM (англ. repetitive peak off-state voltage) — максимальная величина напряжения, при- ложенного к запертому тринистору, при которой не происходит пробой. Максимальный ток в открытом состоянии IT(Rms) (англ. RMS on- state current) — максимальное среднеквадратичное значение про- текающего через открытый тринистор тока. Пиковый однократный импульсный ток ITSM (non-repetitive peak on-state current) — максимальная величина кратковременного вы- броса тока, протекающего через открытый тринистор, который не приведёт к разрушению при однократном воздействии. Напряжение включения YGT (англ. gate trigger voltage) и ток управляющего электрода IGT (англ. gate current) — величина напря- жения на управляющем электроде, достаточная для устойчивого включения тринистора, и ток, протекающий через управляющий электрод при открытии. Приборы, для отпирания которых достаточ- но небольшого тока (~ 5 мА и менее) могут быть подключены напря- мую к, например, порту микроконтроллера. В каталогах такие три- нисторы обозначаются как Logic Level или Sensitive Gate. Величина тока утечки, протекающего через запертый тринистор, возрастает с температурой. При достаточно большом нагреве, это может спровоцировать самопроизвольное открытие. В общем слу- чае, чем меньше IGT, тем более тринистор подвержен данному эф- фекту. Ток удержания 1Н (англ. holding current) — минимальная величина протекающего через тринистор тока, при которой он остаётся в от- крытом состоянии. Ток защёлкивания IL (англ. latching current) — минимальная вели- чина протекающего через тиристор тока, при которой он переходит в устойчивое открытое состояние. Влияние максимальной скорости нарастания протекающего че- Рез тринистор тока dl/dt и максимальной скорости нарастания при- ложенного к тринистору напряжения dV/dt будут рассмотрены в Разделе 2.5.1. Более подробно узнать о распространённых типах тиристоров, их устройстве и характеристиках можно, например, в материале [23], а об особенностях применения и необходимых мерах предо- сторожности — в [24].
54 Глава 2. Элементная база источников питания 2.5.1. Особенности работы на реактивную нагрузку Из-за наличия паразитной ёмкостной связи между слоями вну. тренней структуры прибора, слишком быстрое нарастание прило- женного к тринистору напряжения может приводить к его самопро- извольному открытию, даже при отсутствии каких бы то ни было им- пульсов на управляющем электроде. В целях минимизации этого, во всех отношениях крайне нежелательного, эффекта между управ- ляющим электродом и катодом однонаправленного тринистора подсоединяют параллельно включенные резистор и конденсатор (тринисторы, не относящиеся к классу Sensitive Gate, обычно уже имеют такой резистор внутри). Однако, использование параллель- ной RC — цепи совместно с симисторами, наоборот ухудшает их ра- боту и повышает число отказов [25]. В частности, быстрое нарастание напряжения в момент запира- ния тиристора может быть вызвано индуктивным характером на- грузки. Для ограничения скорости изменения напряжения, парал- лельно основным электродам (аноду и катоду) устанавливают снаб- бер (он же демпфер). В простейшем случае, применяемый совместно с тиристорами снаббер представляет собой последова- тельно соединённые резистор сопротивлением порядка сотен ом и конденсатор ёмкостью порядка сотен нф (рис. 4.1а). Дополнитель- ная защита от импульсных перенапряжений, вызванных ЭДС само- индукции нагрузки, может быть реализована посредством шунтиро- вания тринистора мощным варистором [26], [27]. При включении тиристора, ток начинает проходить через «пятно» небольшой площади. В течение некоторого периода времени эта зо- на проводимости расширяется, и наконец охватывает весь переход. Если же ток нарастает слишком быстро, то высокая плотность тока в небольшом проводящем участке может вызвать локальный перегрев и необратимое повреждение прибора, причём наличие RC-снаббера может усугублять ситуацию. В целях замедления нарастания тока, последовательно с тиристором может быть включен индуктивный элемент (дроссель с индуктивностью порядка единиц мГн), см. [28]. 2.5.2. Особенности коммутации Однонаправленный тринистор, как и диод, проводит ток в одном направлении. Включение производится подачей на управляющий электрод импульса положительной полярности (рис. 2.6а). При этом
Глава 2. Элементная база источников питания 55 МТ2 А* Ill MT2- a) 6) Рис. 2.6. Полярности включения тринисторов (а) и симисторов (б) ток в цепи управляющего электрода должен быть > IGT, а ток, проте- кающий через тринистор, > IL. Длительность управляющего импуль- са должна быть достаточной для перехода структуры тринистора в проводящее состояние. Симисторы, будучи симметричными приборами, способны про- водить ток в любом направлении. Включение так же может произво- диться импульсом любой полярности. В зависимости от полярности приложенного к симистору напряжения и управляющего импульса, выделяют четыре квадранта коммутации (рис. 2.66). Таким обра- зом, классические симисторы являются четырёхквадрантными (4Q). В большинстве классических применений (управление посред- ством динистора или оптотиристора) симисторы работают в ква- дрантах I и III, т.е. полярности управляющего электрода и вывода МТ2 совпадают. В ряде случаев, например, когда источником управ- ляющих импульсов является микроконтроллер, осуществляется Управление однополярным напряжением (квадранты II и III). Коммутация в квадранте IV имеет некоторые особенности, в чис- ле которых большой ток управляющего электрода и длительное вре- мя перехода в проводящее состояние. Особенности внутренней структуры тринистора, позволяющие ему включаться в квадранте IV, одновременно обуславливают ограничение скорости нарастания Спряжения и тока. Некоторое видоизменение внутренней структу- ры делает невозможной работу в квадранте IV, но взамен суще-
56 Глава 2. Элементная база источников питания ственно повышает допустимые значения dl/dt и dV/dt, во многих слу. чаях позволяя исключить необходимость использования снабберных цепей. Подобные виды симисторов носят название трёхквадрантных (3Q или Hi-Com), также иногда их называют бесснабберными (англ. snubber-less). Более того, ЗО-симисторы также характеризуются су. щественно меньшим количеством случаев самопроизвольного от- крытия, даже при превышении рабочей температуры. Более подробную информацию об особенностях коммутации 3Q- и 4О-симисторов можно получить в [29] и [30] (перевод [31] и [32] соответственно). 2.6. Транзисторы в качестве электронных ключей Можно выделить два основных режима работы транзистора. Линейный режим, также называемый активный или усили- тельный. Ток протекает как в цепи базы, так и в цепи коллектора, почём величины токов линейно связаны следующим соотношением: /с =/?/*, где Р, он же hFE или h213 — коэффициент усиления транзистора. Оче- видно, что ток коллектора будет увеличиваться при увеличении тока базы, и наоборот. По этой причине можно сказать, что биполярный транзистор — это прибор, управляемый током. Ключевой режим работы, при котором транзистор выступает в роли электронного выключателя нагрузки (ключа), в каждый момент времени находясь в одном из двух состояний (включено или выклю- чено): - в состоянии насыщения (англ. saturation), ток в цепи коллектора максимален и ограничен сопротивлением внешней цепи, а даль- нейшее увеличение тока базы уже не приводит к изменению тока коллектора. Напряжение между эмиттером и коллектором в этом режиме минимально, и говорят, что транзистор полностью открыт. - в состоянии отсечки (англ. cut-off), при котором ток в цепи кол- лектора отсутствует (транзистор полностью заперт). В импульсных преобразователях питания транзисторы всегда находятся либо в состоянии отсечки, либо в состоянии насыщения, т.е. работают в ключевом режиме. Переход в линейный режим край-
Глава 2. Элементная база источников питания 57 не нежелателен и даже вреден, поэтому его избегают всеми доступ- ными методами. На самом деле, нюансы применения транзисторов в тех или иных силовых цепях весьма многогранны, и этого материала вполне хва- тило бы на отдельную книгу. В данном разделе будет приведена лишь краткая минимально-необходимая информация, а гораздо бо- лее развёрнуто эти вопросы освещены, например, в [33]. 2.6.1. Электронный ключ на биполярном транзисторе На протяжении весьма длительного времени, преобразователь- ная техника строилась на основе биполярных транзисторов (англ. Bipolar Junction Transistor, BJT). Несмотря на то, что в современной схемотехнике импульсных преобразователей их позиции суще- ственно потеснили транзисторы с изолированным затвором, ключи на биполярных транзисторах всё ещё широчайшим образом рас- пространены в сигнальных и слаботочных цепях. На рисунке 2.7 приведена классическая схема транзисторного ключа. Нагрузка RH включается в цепь коллектора транзистора, а эмиттер является общим для цепей управления и нагрузки, поэто- му данное включение известно как схема с общим эмиттером (англ. common emitter). Данная схема является усилителем мощ- ности, т.е. характеризуется усилением как по току, так и по напря- жению. Иначе говоря, напряжение, приложенное к нагрузке, будет выше Uynp, и ток, протекающий через нагрузку, будет больше, чем в управляющей цепи (цепи базы). При использовании транзистора структуры NPN (рис. 2.7а), по- тенциал коллектора должен быть выше потенциала эмиттера. Отпи- а) б) в) Рис. 2.7. Включение биполярного транзистора в ключевом режиме
58 Глава 2. Элементная база источников питания рание транзистора производится смещением перехода «база-эги. миттер» в прямом направлении, т.е. подачей положительного, отно. сительно эмиттера, управляющего напряжения Uynp. При открытом транзисторе, напряжение между базой и эмиттером должно превы- шать падение напряжения на открытом диоде (0,6...0,7 В). Вышеска- занное справедливо и для структуры PNP, с той лишь разницей, что полярности напряжений меняются на противоположные (рис. 2.76). В реальной схеме ключа используется как минимум два допол- нительных элемента (рис. 2.7в). Резистор R1 ограничивает ток ба- зы, а резистор R2 притягивает базу к потенциалу эмиттера, для обеспечения запирания транзистора при отсутствии управляюще- го сигнала. Иногда R2, или даже оба этих резистора, уже присут- ствуют внутри транзистора с завода — об этом обязательно упо- минается в документации. К примеру, для транзистора PDTD113ZT сопротивление R1 составляет 1 кОм, R2 — 10 кОм. Транзисторы со встроенными двумя резисторами обычно ис- пользуются как электронные ключи, соединяемые напрямую с вы- ходами логическими схем (портами микроконтроллеров), а пото- му часто называются цифровыми транзисторами (англ. digital transistor), например, Rohm серий DTA/DTC, NXP PDTC/PDTD. Так- же употребляются и другие названия: «транзистор, оснащённый резисторами» (RET — resistor-equipped transistor), «транзистор с резисторами смещения» (BRT — bias resistor transistor). Транзисторные ключи по схеме с общим эмиттером часто при- меняются в качестве выходных каскадов ИМС или отдельных схем- ных модулей. При этом эмиттеры ключей соединяются с общей схемной землёй, а коллекторы выводятся наружу (на ножки ИМС или контактные клеммы модуля). Соответственно, транзистор и управление им находятся внутри ИМС, а нагрузка подключается снаружи. Такое включение называется «выход с открытым коллектором»2 (англ. open collector). В схемах мощных преобразователей, зачастую приходится ком- мутировать настолько большие токи, что одиночный транзистор ли- бо не справится с этим, либо будет существенно дороже нескольких более распространённых с меньшей мощностью. В этих случаях, 2 Поскольку современные ИМС построены на полевых транзисторах, оо технологии КМОП, то и выход у них - с открытым стоком (англ. open drain), что, впрочем, не составляет функциональной разницы при рассмотрении ИМС как монолитного устройства.
Глава 2. Элементная база источников питания 59 а) б) в) Рис. 2.8. Соединение нескольких транзисторов может быть использовано параллельное соединение транзисто- ров (рис. 2.8а). Разумеется, их может быть и больше двух. Поскольку даже одинаковые модели транзисторов всё же немно- го отличаются по параметрам, при обычном параллельном соеди- нении токи через разные транзисторы не будут одинаковыми. Для выравнивания токов в цепь эммитера каждого транзистора включа- ется резистор небольшого сопротивления (R31 и R32). Принцип вы- равнивания токов прост — чем больший ток протекает через тран- зистор, тем больше будет падение напряжения на резисторе. На практике, для всех параллельно соединённых транзисторов обычно используют выравнивающие резисторы одинакового номинала, вы- бранные из расчёта нормальной работы в худшем случае. Само по себе наличие выравнивающих резисторов, да ещё и не совсем точ- но подобранных, уменьшает общий КПД схемы, так как на них рас- сеивается некоторая мощность. Однако в большинстве практиче- ских применений эти потери признаются приемлемыми. Поскольку транзистор, как показано выше, управляется током, можно ожидать, что для управления мощными транзисторами по- требуется в цепи базы создать ток, величина которого хоть и на по- Рядок меньше коллекторного, но всё равно чрезмерно велика, по меркам управляющих цепей. Один из вариантов выхода из ситуа- ции — включение транзисторов по составной схеме (рис. 2.86, в), когда менее мощный транзистор Q1 управляет более мощным Q2. Эти схемы можно рассматривать как единственный NPN- "Фанзистор с эмиттером в точке (Е) и коллектором в точке (С), об- ладающий очень большим коэффициентом усиления р — состав- ной транзистор. Схема, изображённая на рис. 2.86, называется тРанзистором Дарлингтона, а на рис. 2.8в — транзистором Ши-
60 Глава 2. Элементная база источников питания клаи. Коэффициент усиления составных транзисторов измеряется тысячами, в то время как одиночных — десятками или, в лучшем случае, сотнями. Однако следует заметить, что переключение со* ставных транзисторов происходит медленнее, что серьёзно ограни- чивает их применение в преобразовательной технике. Обычно не требуется прибегать к использованию двух отдельных транзисторов и расчёту составной схемы. Множество производите- лей выпускают обширный ассортимент транзисторов Дарлингтона, уже собранных на заводе в единый корпус. Зачастую они также ос- нащены встроенными резисторами и защитными элементами (дио- дами, стабилитронами). В качестве примера можно привести серии BD675-BD682, TIP140-TIP147, или предназначенные для автомо- бильных систем зажигания транзисторы BU931ZP, BU941ZP. Кроме того, в различной технике широко используются массивы из нескольких независимых транзисторов Дарлингтона в DIP- и SIP- корпусах, например, серии ULN/ULQ. В частности, ULN200x содер- жит 7 независимых составных транзисторов со встроенными рези- сторами в цепях баз, что позволяет подключаться к портам микро- контроллеров напрямую, без промежуточных компонентов. Среди бытовой техники, такие микросхемы можно встретить в кондиционе- рах, холодильниках, стиральных машинах — т.е. там, где один микро- контроллер управляет несколькими исполнительными механизмами. Разумеется, составные транзисторы также можно соединить па- раллельно, как и обычные. Например, в схеме сварочного источника Неон ВД-253 применено по 5 параллельно соединённых транзисто- ров Дарлингтона BUF420AW, с выравнивающими резисторами со- противлением по 0,05 Ом в эмиттерах. Вернёмся к схеме с общим эмиттером, изображённой на рис. 2.7. Нетрудно заметить, что один вывод нагрузки постоянно подсоеди- нён к источнику питания, но второй, при закрытом транзисторе, фактически остаётся «висящим в воздухе». В ряде случаев, это не- приемлемо, и тогда прибегают к двухтактной схеме транзисторно- го ключа, в англоязычной литературе известной как push-pull или totem pole (рис. 2.9). При высоком уровне управляющего сигнала открывается транзи- стор Q1, соединяя вывод нагрузки с линией питания. При низком уровне Q2 соединяет вывод нагрузки со схемной землёй. Если на- грузка имеет ёмкостной характер, при открытом верхнем транзи- сторе будет происходить зарядка ёмкости, а при открытом ниж- нем — её разряд. Таким образом, двухтактная схема представляет
Глава 2. Элементная база источников питания 61 собой пару транзисторных ключей, работающих на общую нагрузку, каждый в своей полярности. Если внимательно рассмотреть Рис. 2.9, несложно заметить, что У обоих транзисторных ключей выходной сигнал снимается с эмит- тера, а коллектор является общим для входной и выходной цепей. Такое включение называется эмиттерным повторителем, или схе- мой с общим коллектором. Эмиттерный повторитель не обеспечива- ет усиления по напряжению, даже наоборот, выходное напряжение будет меньше Uynp на величину падения на переходе Б-Э (-0,6 В, за- висит от коллекторного тока). Зато эмиттерный повторитель обла- дает очень высоким входным сопротивлением при очень малом вы- ходном. Говоря другими словами, он может отдавать в нагрузку зна- чительный ток при очень малом потреблении тока от источника управляющего сигнала. Двухтактная схема широко применяется для управления изоли- рованными затворами мощных транзисторов (MOSFET и IGBT). Кстати, ключи управления затворами в обиходе часто называют транзисторами раскачки — вы можете встретить такое выражение где-нибудь на интернет-форумах. В двухтактных схемах используют транзисторы, максимально близкие по параметрам, но с разной проводимостью. Такие пары называются комплементарными. Выпускается множество серий комплементарных транзисторов разной мощности, некоторые из них приведены в таблице 2.10. Существуют и комплементарные па- ры в общем корпусе, например, FMB2227A. В реальности, включение и выключение транзисторного ключа не происходит мгновенно (рис. 2.10). Ток коллектора lc появляется с Рис. 2.9. Двухтактный транзисторный каскад toff tc.tr tstf Рис. 2.10. Включение и выключение биполярного транзистора
62 Глава 2. Элементная база источников питания Таблица 2.10. Некоторые распространённы^ комплементарные транзистор Модель SS8050 SS8550 ММВТ2222А РМВТ2907А PBSS4350T PBSS5350T 2SD882 2SB772 BD135 BD136 BD681 BD682 TIP41C TIP42C Маркировка* J3Y;Y1;BKD 2TY; Y2; BLD 1Р;К1Р;7С* 2F; K2F ZC* ZD* D882 В772 Структура NPN PNP NPN PNP NPN PNP NPN PNP NPN PNP NPN PNP NPN PNP 40 -40 40 -60 50 -50 60 -60 45 -45 100 -100 100 -100 Vebo» В 5 -5 6 -5 5 -5 5 -5 5 -5 5 -5 5 -5 0,5*^ о.еТ^ -0,6^ 2 "- -2^ 3 ' ■О 1.5 -1,5 4 -4 6 -6 * Для транзисторов в SMD-исполнении, указывается маркировка на корпусе (варианты маркировки, разделённые точкой с запятой). Знак * указывает на любой символ (например,, ZC* = ZCw) некоторым запаздыванием относительно тока базы IB, и величина его плавно увеличивается в течение некоторого времени. Можно считать, что во время нарастания коллекторного тока транзистор ра- ботает в линейном режиме, что существенно повышает тепловыде- ление и снижает общий КПД схемы. При запирании транзистора на- блюдается обратный процесс — ток коллектора протекает в течение некоторого времени после спада тока базы (т.н. «токовый хвост»), затем плавно уменьшается до нулевого значения. Пауза перед из- менением величины коллекторного тока при включении (td) обуслов- лена наличием паразитной ёмкости перехода Б-Э, а при выключении (ts) — накоплением неосновных носителей заряда в базовой обла- сти. Также, на графике можно заметить, что общая продолжитель- ность задержки выключения toff существенно превышает длитель- ность включения ton. Поэтому в практических схемах предпринима- ются меры, направленные, в первую очередь, именно на снижение задержки выключения. Включение транзистора можно ускорить, увеличив ток базы. Од- нако одновременно произойдёт и увеличение накопленного заряда, следовательно, замедлится выключение. Поскольку при нулевом
Глава 2. Элементная база источников питания 63 0«е базы рассасывание неосновных носителей происходит только лИшь за счёт рекомбинации, что является процессом относительно длительным, ускорить запирание можно подачей небольшого отри- цательного смещения на базу, что приведёт к изменению направле- ния тока на противоположное и, как следствие, выталкиванию носи- телей из области базы. В общем случае можно сказать, что для более мощных транзи- сторов задержки будут более длительными при прочих равных. Превышение допустимых режимов работы транзистора приводит к его пробою. Различают три механизма возникновения пробоя: - лавинный пробой, происходящий при превышении максимально допустимого напряжения, приложенного к переходу; - токовый пробой, при превышении допустимого тока через пере- ход; - тепловой пробой, являющийся следствием перегрева кристалла. Если выход за пределы допустимых режимов был кратковремен- ным (единицы...десятки мкс), и внутренняя структура транзистора в результате пробоя не была повреждена, такой пробой называют первичным. Первичным пробой является обратимым. В противном случае развивается вторичный пробой, приводящий к потере управ- ляемости и разрушению кристалла. Кроме того, вторичный пробой может возникнуть и минуя фазу первичного. При этом, ток начинает протекать не по всей площади перехода, а концентрируется в не- больших участках (возникают т.н. «токовые шнуры»), что привозит к сильному локальному разогреву и расплавлению структуры транзи- стора. Обычно, используя выражение «вторичный пробой», имеют в виду именно такой вид пробоя. Не лишним будет напомнить, что переходы Б-К и Б-Э имеют раз- ное максимально допустимое обратное напряжение, причём, вели- чина его для эмиттерного перехода очень мала. Например, для рас- пространённого транзистора TIP42C максимальная величина на- пряжения, приложенного к коллекторному переходу, составляет 100 В, а к эмиттерному —- всего 5 В. Применительно к транзисторным ключам, можно выделить сле- дующие моменты: - при работе на индуктивную нагрузку повышается вероятность возникновения лавинного пробоя при запирании ключа, вслед- ствие воздействия ЭДС самоиндукции; ~* при работе на ёмкостную нагрузку возможен токовый пробой при включении, поскольку разряженный конденсатор представляет
64 Глава 2. Элементная база источников питания собой очень малое сопротивление, следовательно, потребляв значительный ток; - наибольшая мощность рассеивается на транзисторе при перехо. де из состояния отсечки в состояние насыщения, и наоборот, по. этому тепловой пробой вероятен при слишком высокой частоте коммутации (транзистор не успевает переключаться) или недо. статочном токе базы (транзистор находится в линейном режиме, не входя в насыщение). Вероятность теплового пробоя усугубляется положительной за- висимостью коллекторного тока от температуры. Увеличение тока коллектора, в свою очередь, приводит к ещё большему разогреву транзистора. Возможно стечение обстоятельств, которое вызовет неконтролируемый саморазогрев, вторичный пробой и выход тран- зистора из строя (англ. thermal runaway). Учитывая вышесказанное, можем изобразить схему транзистор- ного ключа так, как показано на рис. 2.11. Нам уже знакомы токоо- граничительный резистор R1, и резистор R2, притягивающий по- тенциал базы к «земле». R1 шунтирован форсирующим конденсато- ром С1 для кратковременного повышения тока базы при открывании и закрывании ключа, что, в свою очередь, ускоряет переключение транзистора. Во время нарастания управляющего импульса кон- денсатор заряжается, его сопротивление мало, и ток базы повы- шен. Зарядившись, конденсатор не оказывает влияния на работу схемы. При спаде управляющего импульса, конденсатор разряжа- ется, создавая отрицательное смещение на переходе Б-Э. В дан- ном случае, С1 и R2 можно рассматривать как дифферен- цирующую цепь (рис. 2.2в). Поскольку напряжение обрат- ного пробоя перехода Б-Э не- велико, он шунтирован дио- дом D1. Благодаря наличию этого диода, обратное смеще- ние базы ограничено величи- ной падения напряжения на нём («0,6 В для сигнальных диодов). Если нагрузка ключа явля- ется индуктивной (на схеме Рис. 2.11. Расширенная схема изображено реле, но может транзисторного ключа DZ
Глава 2. Элементная база источников питания 65 быть и другой компонент, к примеру, электродвигатель), во избежа- ние пробоя транзистора её шунтируют встречно включенным демп- ферным диодом D2, поглощающим обратный выброс напряжения при размыкании цепи. Возможно также включение демпферного диода встречно-параллельно выводам эмиттера и коллектора (D2' на схеме). Некоторые виды транзисторов уже имеют встроенный диод (например, в транзистор 2SD1555 встроен диод, обозначен- ный на схеме как D2', а также резистор R2). Перечислим важнейшие параметры биполярных транзисторов. Обратите внимание, что значения токов и напряжений для транзи- сторов NPN принято указывать положительными, а для PNP — отри- цательными, подчёркивая противоположную полярность включения. Максимальное напряжение «коллектор-эмиттер» VCE0, «эмиттер- база» VEB0, «коллектор-база» VCBO — максимальная величина напря- жения, приложенного между соответствующими выводами, при кото- рой не происходит пробой транзистора. Буква «О» в индексе означа- ет, что значение нормировано для изолированной базы. Также можно встретить индекс с буквой S (например, VCES), означающий, что значе- ние нормировано для случая, когда база замкнута на эмиттер. Максимально допустимая величина тока коллектора 1С (для по- стоянного тока) и 1СР (для работы в импульсном режиме). Может от- дельно указываться максимальная величина пикового тока 1СМ, не приводящая к разрушению транзистора в условиях соблюдения максимально допустимой температуры перехода, типичное значе- ние которой составляет 150 °С. Падение напряжения между коллектором и эмиттером транзи- стора в состоянии насыщения VCE(sat). Нормируется для определён- ной величины коллекторного тока, поскольку находится в зависимо- сти от него. Иногда взамен или в дополнение указывается эквива- лентное сопротивление между коллектором и эмиттером RCE<sat)- Коэффициент усиления по постоянному току hFE> он же Р, свя- зывающий величины тока коллектора и тока базы, как показано выше. Для примера, в таблице 2.10 приведены основные параметры некоторых широко распространённых комплементарных пар тран- зисторов. Следует учитывать, что транзистор не может работать при макси- мально допустимом напряжении К-Э с максимально допустимым то- ком коллектора. Во избежание пробоя, при работе в режимах, близ- ких к предельным, один из параметров занижается так, чтоб в уело-
66 Глава 2. Элементная база источников питания импульсный режим сео Рис. 2.72. Область безопасной работы биполярного транзистора виях эксплуатации транзистор не выходил за пределы обла- сти безопасной работы (ОБР, англ. Safe Operating Area, SOA) (рис. 1.12) ограничена на участке а — максимальным то- ком коллектора; б — макси- мальной рассеиваемой мощ- ностью, во избежание тепло- вого пробоя; в — вероятностью возникновения вторичного пробоя; г — максимальным на- пряжением, приложенным к переходу К-Э. На рисунке 2.12 изображён пример ОБР, кото- рая представлена как площадь под кривой. Она ограничена на участке а — максимальным током коллектора; б — максимальной рассеиваемой мощностью, во избежание теплового пробоя; в — ве- роятностью возникновения вторичного пробоя; г — максимальным напряжением, приложенным к переходу К-Э. Идеальная ОБР имеет квадратную форму (ограничена пунктирной линией на рисунке), но на практике наблюдается срез в верхней части. Для импульсного ре- жима площадь ОБР сокращается с увеличением длительности им- пульса, а для работы на постоянном токе (статический режим) — с ростом температуры. График области безопасной работы приводит- ся в документации транзистора. Также может быть предоставлен и график области безопасной работы при обратном смещении базы (англ. Reverse Bias SOA, RBSOA), иллюстрирующий предельные зна- чения параметров во время запирания транзистора. В характеристиках транзисторов, специально спроектированных для работы в ключевом режиме (англ. switching transistors), указыва- ются временные параметры переключения, а именно: время вклю- чения ton, определяемое как сумма времени задержки td и времени нарастания коллекторного тока tr; и время выключения toff, опреде- ляемое как сумма времени рассасывания носителей ts и времени спада коллекторного тока tf (см. рис. 2.10). Если говорить о ключах на биполярных транзисторах примени- тельно к импульсным преобразователям питания, можно выделить следующие основные особенности:
Глава 2. Элементная база источников питания 67 производится большой ассортимент высоковольтных транзисто- ров (к тому же, недорогих), но, в основном, их максимальный ток коллектора не превышает десяти ампер, что приводит к необхо- димости параллельного включения транзисторов в действитель- но мощных преобразователях; падение напряжения VCE(sat) обычно довольно мало, что обеспечи- вает низкие потери (и, следовательно, тепловыделение) на тран- зисторе в режиме насыщения; - биполярные транзисторы характеризуются медленным запира- нием, в первую очередь, из-за наличия «токового хвоста», что за- трудняет их применение на частотах преобразования, близких к 100 кГц и выше; - поскольку транзистор управляется током базы, в мощных преоб- разователях это приводит к относительно большим затратам энергии на управление. Таким образом, силовой биполярный транзистор можно услов- но охарактеризовать как относительно медленный прибор, работа- ющий на больших напряжениях, но при небольших токах. Вышепе- речисленные недостатки привели к тому, что биполярные транзи- сторы крайне редко применяются в качестве силовых ключей современной преобразовательной техники, даже несмотря на их относительную дешевизну и низкое падение напряжения. 2.6.2. Транзисторы с изолированным затвором Широчайшее распространение в качестве полупроводниковых ключей получили полевые транзисторы с изолированным затвором MOSFET (англ. Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), в русскоязычной литературе известные как МОП-транзисторы (сокр. Металл-Оксид-Полупроводник). Название «полевые» означает, что эти транзисторы управляются электрическим полем затвора, в от- личие от биполярных, управляемых током перехода Б-Э. Затвор изолирован от канала транзистора посредством тонкого слоя ок- сидной плёнки, поэтому ток между затвором и любым из электро- дов никогда не протекает. Структура «затвор-изолятор-полупрово- Дник» по сути представляет собой (паразитный) конденсатор, а энергетические затраты на управление заключаются в зарядке и Разрядке этого конденсатора, что и является очевидным преимуще- ством MOSFET перед биполярными транзисторами, которые в со- стоянии насыщения требуют постоянного протекания тока (и, для
68 Глава 2. Элементная база источников питания силовых транзисторов, довольно существенной величины) переход Б-Э. Благодаря отсутствию эффекта накопления неосновных лей, MOSFET не имеют токового хвоста и могут применяться на ча. стотах преобразования гораздо больших, нежели биполярны^ транзисторы. Также MOSFET не подвержены возникновению вто. ричного пробоя, благодаря чему их область безопасной работы ограничена лишь максимально допустимой рассеиваемой мощно. стью. Внутреннее строение MOSFET обуславливает наличие паразит- ного внутреннего диода (англ. Intrinsic body diode), включенного встречно между истоком и стоком, как показано на рис. 2.13. Он не всегда обозначается на схемах и в документации, но, тем не менее, всегда присутствует. Встречное включение этого диода позволяет возложить на него защитную функцию (подобно D2' на рис. 2.11), но, одновременно с этим, его время восстановления обычно остав- ляет желать лучшего и является сдерживающим фактором при уве- личении частоты коммутации. Канал MOSFET может рассматриваться как резистор с активным сопротивлением RDS(On)> обладающий положительным ТКС. То есть, при возрастании температуры будет расти и сопротивление канала, что приведёт к снижению величины протекающего тока. Благодаря этому свойству, MOSFET могут включаться параллельно без приме- нения каких-либо выравнивающих резисторов, что широко приме- няется на практике (например, силовые ключи сварочных источни- ков «Jasic TIG-315P AC/DC» и подобных, образованы 12-ю транзи- сторами IRFP260). При увеличении максимально допустимого обратного напряже- ния транзистора растёт и RDS(on). а> следовательно, и потери в канале. Так, MOSFET на небольшое на- пряжение (десятки вольт) могут характеризоваться сопротивле- нием порядка единиц мОм, но при высоких напряжениях они уступа- ют классическим биполярным транзисторам. В общем и целом, стоимость MOSFET выше, чем биполярных транзисторов. Кроме того, если Cgd :Cds Cgs Рис. 2.13. Паразитные элементы MOSFET
Глава 2. Элементная база источников питания 69 осмотреть каталоги производителей, можно заметить такую зако- РомерНость — MOSFET с высоким допустимым током через канал Hgbl4H0 обладают невысоким обратным напряжением, и наоборот, ысоковольтные MOSFET обычно не могут похвастаться большими значениями допустимого тока. Разумеется, есть и исключения, но их ассортимент ограничен, а стоимость слишком велика для массового применения в популярной преобразовательной технике. Рассмотрим основные статические параметры полевых транзи- сторов с изолированным затвором. Максимальное напряжение сток-исток VDSS характеризует верх- ний предел напряжения, которое может быть приложено к каналу транзистора без повреждения (пробоя) последнего. Максимальное напряжение затвор-исток VGS характеризует верх- ний предел напряжения, которое может быть приложено к затвору относительно истока без пробоя изоляции затвора. Максимально допустимая величина постоянного тока стока ID указывается обычно для температур 25 и 100 °С из-за положитель- ного ТКС канала; ID(25) и lD(1Oo>> соответственно. Также нормируется максимально допустимый ток при работе в импульсном режиме IDM (или IDP). Пороговое напряжение затвор-исток, при котором начинается открытие транзистора VGS(th); обычно указывается минимальное и максимальное значение, поскольку этот параметр может слегка различаться для отдельных экземпляров, а при подборе транзисто- ров обычно оперируют средним значением. И уже известный параметр RDS(On)> характеризующий сопротивле- ние канала транзистора в состоянии насыщения (т.е. полностью от- крытого). В паспортных характеристиках указывается значение, из- меренное при определённом напряжении на затворе (примерно Ю В для популярных силовых MOSFET). MOSFET, входящие в состояние насыщения при небольшом на- пряжении на затворе, обычно называют транзисторами с логиче- ским управлением (англ. logic level). Их сопротивление канала обычно нормировано для VGS ~ 5 В, а минимальный порог VGS(th) рав- няется примерно 1 ...2 В. Выключение и выключение полевых транзисторов с изолирован- ным затвором является весьма быстрым, но всё же не мгновенным процессом. Как и биполярные транзисторы, MOSFET характеризу- ются временем включения ton, определяемым как сумма времени задержки включения td(on) и времени нарастания тока в канале tr, и
70 Глава 2. Элементная база источников питания временем выключения toff, которое, в свою очередь, равняется ме времени задержки выключения td(off) и времени спада тока tf. За* держки обусловлены наличием паразитных емкостей (рис. 2.13), ко. торые можно эквивалентно представить в виде входной ёмкости Clss = CGS + CGD и выходной ёмкости Coss = CDS + CGD. При подаче напряжения на затвор, в течение времени td(on) проис- ходит зарядка входной ёмкости. Когда напряжение на ней превысит порог VGS(th), канал транзистора начнёт проводить ток. При этом транзистор работает в линейном (усилительном) режиме, причём вход и выход усилителя связаны паразитной ёмкостью CGD. Как ре- зультат, в момент открытия транзистора входная ёмкость как будто бы резко увеличивается, пропорционально коэффициенту усиле- ния, и на её зарядку требуется дополнительная энергия (т.н. эф- фект Миллера). Под воздействием этого эффекта, происходит за- медление нарастания тока в канале, и его величина достигает мак- симума по истечению времени tr, после чего транзистор входит в режим насыщения и влияние эффекта Миллера исчезает. При вы- ключении имеет место быть схожий процесс. Строго говоря, величины эквивалентных емкостей не являются фиксированными, и зависят, в том числе, от межэлектродных на- пряжений. Поэтому для оценки затрат мощности на управление транзистором обычно используют такой параметр, как общий заряд затвора Qg. Межэлектродная ёмкость CGD может явиться причиной ещё одно- го крайне опасного эффекта — самопроизвольного открытия тран- зистора. Суть заключается в том, что во время запирания величина напряжения, приложенного между стоком и истоком, очень быстро нарастает. Если скорость нарастания будет достаточно высокой, через паразитную ёмкость CGD к затвору будет приложено напряже- ние, достаточное для открытия транзистора. Среди способов пре- дотвращения самопроизвольного открытия можно назвать: - искусственное увеличение ёмкости CGS посредством включения дополнительного конденсатора (что увеличит затраты энергии на управление затвором); - подачу на затвор отрицательного смещения при запирании (что требует отдельного двуполярного источника питания для цепей управления); - применение снабберных цепей, ограничивающих скорость на- растания напряжения.
Глава 2. Элементная база источников питания 71 Более подвержены самопроизвольному открытию те транзисто- Ы| что обладают меньшим VGS(th), кроме того, вероятность возрас- тает с увеличением рабочей температуры. В качестве иллюстрации разнообразия современных MOSFET предлагается таблица 2.11, в которой приведены параметры не- скольких моделей транзисторов, относительно часто встречающих- ся в практике ремонта источников питания, и указано их типичное применение. В последние годы в силовой электронной технике вместо клас- сического кремния всё чаще и чаще используют полупроводники с широкой запрещённой зоной, такие как карбид кремния (SiC) и нитрид галлия (GaN). Причина состоит в том, что характеристики современных кремниевых полупроводниковых компонентов, в ряде применений, уже вплотную приблизились к теоретически достижи- мым максимумам; в этих условиях переход на широкозонные полу- проводники может обеспечить достижение гораздо более высоких предельных рабочих напряжений и температур с одновременным снижением массогабаритных параметров. Наибольшее распространение в данный момент получили SiC MOSFET. Пионерами развития и продвижения технологии на рынок являются такие производители, как Wolfspeed (Cree), Infineon, Texas Instruments, Rohm и ряд других производителей. В общем случае, применение карбида кремния позволяет: - существенно снизить (вплоть до двух порядков, в теории) сопро- тивление открытого канала; - снизить коммутационные потери; - улучшить охлаждение кристалла, благодаря намного более высо- кой теплопроводности карбида кремния; одновременно с этим, поднять верхний предел допустимой рабочей температуры кри- сталла. Ассортимент выпускаемых кремний-карбидных транзисторов и силовых модулей простирается в границах приблизительно от 600 До 1700 В напряжения «сток-исток» и от единиц до сотен ампер то- ка стока. В основном применяются привычные корпуса, вроде ТО- 247, что позволяет использовать их как прямую замену классиче- ским кремниевым MOSFET без внесения существенных изменений 8 Уже отработанные конструкции производимых приборов и узлов. Применяются SiC MOSFET, по большей части, в мощных ИВЭП, в частности, в составе промышленного оборудования и электро-
Таблица 2.11. Некоторые типы MOSFETn их типичное применение Тип vds,b vgs,b Vesttw» B (средн.) Id(25)» A "d(100)» А 1 А ■dm» м "DS(on)» ОМ Qg, НКЛ Корпус Цепи контроля и управления IRLML0030 IRLML9303 IRLL024N 2N7002A 30 -30 55 60 ±20 ±20 ±16 ±20 1,7 -1,9 1,5 2 5,3 -2,3 3,1 0,18 4,3 -1,8 2,5 0,12 21 -12 12 0,8 0,027 0,165 0,080 3,5 2,6 2,0 10,4 — SOT-23 SOT-23 SOT-223 SOT-23 Синхронные выпрямители АР4608Р PTP04N04N 40 40 ±20 ±20 3,5 3,0 192 206 192 140 780 480 0,0017 0,0030 166 51 ТО-220 ТО-220 Источники бесперебойного питания, батарейные инверторы IRF1010 IRF3205 STP80NF10 60 55 100 ±20 ±20 ±20 3,0 3,0 3,0 84 110 80 50 80 80 330 390 320 0,012 0,008 0,015 130 146 135 ТО-220 ТО-220 ТО-220 Мощные источники питания (от сети ~ 220 В) IRFP460LC FMH23N50E ТК31Е60Х TK39N60X IPW60R099C6 GP47S60 STW88N65M5 500 500 600 600 650 600 710 ±30 ±30 ±30 ±30 ±30 ±20 ±25 3,0 3,0 3,0 3,0 3,0 3,0 4,0 20 23 30,8 38,8 37,9 47 84 12 — — — 24 — 50,5 80 92 123 155 112 141 336 0,27 0,21 0,073 0,055 0,099 0,068 0,029 120 93 65 85 119 88 204 ТО-247 ТО-ЗР ТО-220 ТО-247 ТО-247 ТО-247 ТО-247 Маломощные источники питания (от сети ~ 220/380 В) IRFPE40 2SK3878 APT1204R7 STW9N150 800 900 1200 1500 ±20 ±30 ±30 ±30 3,0 3,0 4,0 4,0 5,4 9 3,5 8 3,4 - - 5 22 27 14 32 2,0 1,0 4,7 1,8 130 60 31 89 ТО-247 ТО-ЗР ТО-247 ТО-247
Глава 2. Элементная база источников питания 73 ранспорта. К примеру, преобразователь сварочного аппарата «ESAB Rebel EMP 320ic» выполнен на дискретных SiC MOSFET Cree C3M0065090D. Приборы на основе нитрида галлия, в общем случае, способны обеспечить: уменьшение массогабаритных параметров при равном напряже- нии сток-исток и сопротивлении канала; увеличение частоты коммутации при снижении энергозатрат на управление затворами; это, в свою очередь, позволяет снизить массогабаритные параметры сопутствующих пассивных компо- нентов—дросселей, трансформаторов, конденсаторов. Производимые сейчас приборы на основе нитрида галлия отно- сительно дороги и уступают кремний-карбидным с точки зрения максимально допустимых напряжений. Выпускаются они, как пра- вило, в корпусах для поверхностного монтажа, зачастую с интегри- рованными цепями управления, и ориентированы на вновь разраба- тываемую схемотехнику самых современных устройств с наиболее жёсткими требованиями в части энергоэффективности и габаритов. Например, одним из возможных сценарием широкого применения подобных приборов уже в ближайшем будущем может стать обе- спечение питания процессоров в серверных платформах. На сегод- няшний день, GaN полупроводники несложно отыскать, к примеру, в конструкции актуальных моделей адаптеров питания USB Туре-С («Anker A1622», «Baseus BS-E915» и прочие модели). Одним из веду- щих производителей интегрированных чипов для подобных им- пульсных преобразователей является компания Navitas (торговая марка GaN Fast). Дальнейшим развитием технологии транзисторных ключей явля- ются биполярные транзисторы с изолированным затвором (англ. Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) [34]. Эти приборы име- ют выходные характеристики биполярных транзисторов, но управ- ляются так же, как полевые, благодаря чему комбинируют в себе преимущества обоих видов, а именно: - как MOSFET, позволяют снизить затраты энергии на управление; - как биполярные транзисторы, при большом максимально допу- стимом обратном напряжении коллектор-эмиттер VCES обладают низким падением напряжения в состоянии насыщения VCE(sat); - в отличие от других типов транзисторов, одновременно характе- ризуются большим допустимым током коллектора lc и большим обратным напряжением VCES.
74 Глава 2. Элементная база источников питания При этом IGBT присущи и недостатки. Как и у биполярных зисторов, их скорость запирания определяется относительно про, должительным временем рассасывания неосновных носителей за* ряда. И если совместно с классическим биполярным транзисторов возможно применить схему управления, обеспечивающую обратное смещение базы для ускорения запирания, то у IGBT база недоступ- на извне. Впрочем, за последние годы производители добились су- щественного прогресса в плане ускорения работы IGBT, примером могут служить приборы STMicroelectronics серии V, которые произ- водитель называет не иначе как «tail-less», т.е. «не имеющие токово- го хвоста», или IGBT производства International Rectifier с индексом W. Тем не менее, область применения даже лучших моделей IGBT обычно ограничена частотами коммутации до 50... 150 кГц. Внутренняя структура IGBT имеет некоторое сходство с тиристо- ром, что может привести к эффекту защёлкивания, однако у совре- менных моделей вероятность этого, по заверениям производите- лей, пренебрежимо мала. Отличительной особенностью строения IGBT является отсут- ствие паразитного диода. Однако, поскольку в ряде включений всё равно возникает необходимость в шунтировании транзистора за- щитным диодом, многие модели выпускаются с отдельным кри- сталлом диода, встроенным в корпус. Здесь важно понимать, что этот диод, хоть и помещён в общий с транзистором корпус, являет- ся в прямом смысле слова отдельным компонентом, что даёт про- изводителям возможность варьировать его характеристики в лю- бых необходимых пределах, в отличие от MOSFET, где внутренний диод порой является «слабым местом». Существует и разновидность IGBT, у которых диод создаётся во внутренней структуре самого транзистора, их называют транзи- сторами с обратной, или реверсивной, проводимостью (англ. reverse-conducting IGBT). В качестве примера можно назвать Toshiba GT50JR22. Впрочем, на данный момент RC-IGBT не полу- чили широкого распространения в массовой потребительской электронике. Основные выходные параметры IGBT в общем совпадают с соот- ветствующими параметрами классических биполярных транзисто- ров: максимально допустимое напряжение между коллектором и эмиттером VCES; максимально допустимый ток коллектора постоян- ный 1С и импульсный 1СР; падение напряжения на транзисторе в со- стоянии насыщения VCE(sat). Область безопасной работы IGBT также
Глава 2. Элементная база источников питания 75 Таблица 2.12. Сравнение разных типов силовых транзисторов по данным [37] Упоавление Ток коллектора Падение напряжения Частота коммутации Биполярные Током базы Средний Среднее Низкая Силовые MOSFET Напряжением затвора Низкий Высокое Высокая IGBT Напряжением затвора Высокий Низкое Средняя подобна биполярному транзистору (рис. 2.12). Однако, допустимо параллельное включение IGBT без применения дополнительных вы- равнивающих резисторов (подобно MOSFET). При этом необходимо придерживаться следующих правил: каждый транзистор должен ос- нащаться собственным затворным резистором, а цепи эмиттера, по которым протекает ток управления и ток источника питания, должны быть физически разделены. Входные характеристики, соответственно, аналогичны MOSFET, с той лишь разницей, что истоку соответствует эмиттер: максималь- но допустимое напряжение между затвором и эмиттером VGES; по- роговое напряжение на затворе, при котором начинается открытие транзистора VGE(th). Также применимы понятия времени включения и выключения; входной и выходной емкостей, и заряда затвора. Од- нако из-за сложной внутренней структуры эти параметры плохо подходят для оценки потерь на управление транзистором, поэтому, в документации нормируются такие параметры, как энергия потерь при включении E0N и при выключении E0Ff- При наличии встроенного обратного диода, нормируется макси- мально допустимый постоянный IF и импульсный IFP токи через него. Некоторые линейки IGBT способны гарантированно выдерживать ток короткого замыкания в течение определённого периода времени *sc> не теряя управляемости и не выходя из строя. Как правило, этого времени достаточно для срабатывания схемы защиты и формирова- ния запирающих импульсов, которые приведут к выключению Устройства. Как показано в [35], величины tsc, VCE(sat) и E0FF взаимос- вязаны, причём с уменьшением падения напряжения VCE(sat) энергия потерь при выключении E0FF растёт, а время tsc уменьшается.
Таблица 2.13. Распространённые в сварочных источниках типы IGBT Тип, производитель FGH40N60SFD*, Fairchild / ON Semiconductor FGH60N60SFD, Fairchild/ON Semiconductor FGH75T65SHD, Fairchild / ON Semiconductor GT50JR22, Toshiba HGTG30N60A4D, Fairchild/ON Semiconductor IGW75N60H3, Infineon IGW100N60H3, Infineon IKW30N60H3, Infineon IKW40N60H3, Infineon IKW50N60H3, Infineon IRG4PC40UD, International Rectifier IRG4PC50UD, International Rectifier IRG4PSC71UD, International Rectifier IRGP4063D, International Rectifier MBQ60T65PES, MagnaChip NGTB40N60FLWG, ON Semiconductor NGTB50N60FLWG, ON Semiconductor RJH60F5DPK, Renesas RJH60F7DPK, Renesas SKW30N60HS, Infineon STGW30V60DF, STMicroelectronics STGW40V60DF, STMicroelectronics STGW60V60DF, STMicroelectronics I FGL40N120AND, Fairchild/ON Semiconductor IRG4PH50UD, International Rectifier IRG7PH42UD, International Rectifier VCE,B 600 600 650 600 600 600 600 600 600 600 600 600 600 600 650 600 600 600 600 600 600 600 600 1200 1200 1200 •с (25) » А 80 120 150 50 75 140 140 60 80 100 40 55 85 96 100 80 100 80 90 41 60 80 80 64 45 45 »С (1001» 40 60 75 44 60 75 120 30 40 50 20 27 60 48 60 40 50 40 50 30 30 40 60 40 24 30 \ * Буква D в маркировке транзистора часто указывает на присутствие интегрированного обратного+ Icp.A 120 180 225 100 240 225 300 120 160 200 160 220 200 200 180 160 200 160 180 112 120 160 240 160 180 90 1 ^CE(sat) > В 2,30 2,30 1,60 1,55 1,80 1,85 1,85 1,95 1,95 1,85 1,72 1,65 1,67 1,65 1,85 1,85 1,65 1,37 1,35 2,80 1,85 2,15 1,85 2,60 2,78 1,70 1
Глава 2. Элементная база источников питания 77 U, В 200 f, кГц Рис. 2.14. Сферы применения разных типов транзисторов учитывая особенности IGBT, неудивительно, что они получили распространение в преобразователях питания большой мощности с относи- тельно невысокой частотой коммутации. Классической сферой применения IGBT яв- ляются устройства управления двигателями, источники бес- перебойного питания, свароч- ные аппараты (см. таблицу 2.13). MOSFET же применяют- ся там, где необходимо до- стичь очень малых потерь при небольшом напряжении (к примеру, преобразователи питания ком- пьютерной и бытовой техники, автомобильная электроника) и/или при высоких частотах коммутации. На рисунке 2.14 изображены приблизительные границы сфер применения в зависимости от мак- симального напряжения и частоты коммутации. В практике ремонта преобразовательной техники порой возни- кает вопрос допустимости замены установленного в устройстве MOSFET на IGBT. Это неудивительно, учитывая тот факт, что в на- стоящий момент силовые IGBT более распространены и имеют меньшую стоимость. Конечно, каждый случай индивидуален, и луч- ше устанавливать именно те детали, которые выбраны разработчи- ками устройства, тем не менее, в общем и целом такую замену мож- но считать допустимой [36]. Однако, следует помнить о том, что MOSFET всегда имеет внутренний диод, в отличие от IGBT — это от- личие критично, например, в схемах двухтактных преобразовате- лей. Кроме того, может потребоваться небольшое увеличение но- минала резистора в цепи затвора, поскольку входная ёмкость IGBT намного меньше. 2.6.3. Ключи на транзисторах с изолированным затвором Транзистор с изолированным затвором, имеющий канал п-типа (n-MOSFET), включается как показано на рис. 2.15а. Отпирание про- изводится подачей управляющего напряжения на затвор в положи-
78 Глава 2. Элементная база источников питания -U J5>L +U Rh Q1 а) б) в) Рис. 2.15. Включение транзистора с изолированным затворов тельной отрицательно истока полярности, а для запирания достаточ- но притянуть затвор к потенциалу истока. Для транзисторов с р-каналом, полярности включения и управления меняются на проти- воположные (рис. 2.156). Таким образом, если рассматривать тран- зистор как выключатель, можно сказать, что n-MOSFET отключает на- грузку от схемной земли, a p-MOSFET — от шины питания. Входная характеристика IGBT позволяет рассматривать его как n-MOSFET, поэтому схема включения выглядит идентично (рис. 2.15в). На практике ток зарядки входной ёмкости транзистора ограничи- вают, включая резистор в цепь затвора (R1 на рис. 2.16 а), что позво- ляет избежать перегрузки цепей управления. Чем меньше сопротив- ление этого резистора, тем выше ток зарядки, что уменьшает время отпирания ton, тем самым снижая потери при коммутации. Однако слишком быстрое отпирание ключевых транзисторов в реальных схе- мах повышает уровень излучаемых электромагнитных помех и может приводить к возникновению паразитных высокочастотных колебаний в цепях управления, которые потенциально способны привести к про- бою затвора. В частности, это происходит из-за наличия паразитных емкостей в коммутируемой цепи. Поэтому величина сопротивления затворного резистора всегда выбирается компромиссной [38]. Как было показано ранее, включение транзисторного ключа в об- щем случае является более длительным процессом, нежели вклю- чение, и для ускорения запирания транзистора может использо- ваться подача управляющего напряжения обратной полярности. В этом случае затворный резистор может быть шунтирован диодом, чтоб добиться максимально быстрой перезарядки входной ёмкости (D1 на рис. 2.166). Таким образом, при положительном потенциале на затворе (отпирание транзистора) ток управления протекает че- рез резистор R1, а при отрицательном (запирание) — через диод D1, имеющий гораздо меньшее сопротивление.
Глава 2. Элементная база источников питания 79 а) -^ б) -"- в) рис. 2.16, Включение транзистора с изолированным затвором Другой вариант ускоренной разрядки входной ёмкости изобра- жён на рис. 2.16в. Он заключается в замыкании затвора на исток по- средством вспомогательного транзистора Q2, который будет за- перт при положительной полярности управляющего напряжения и открыт в противном случае. В отсутствие управляющего напряжения самопроизвольное от- крытие транзисторов исключается посредством резистора R2, при- тягивающего затвор к потенциалу истока. Поскольку в современных схемах управляющие сигналы обычно формируются логическими ИМС, выходы которых не являются ис- точниками тока достаточной для управления мощными транзистора- ми величины, широкое распространение получили вспомогательные двухтактные каскады (эмиттерные повторители), принцип работы которых рассмотрен выше. Подобная схема управления затворами изображена на рис. 2.17а, б (без отрицательного смещения и с ним, соответственно). Подача отрицательного смещения на затвор по- зволяет максимально быстро запереть транзистор, однако, такая схема управления требует двуполярного источника питания. а) б) Рис. 2.17. Двухтактный эмиттерный повторитель в управлении затвором
80 Глава 2. Элементная база источников питания Uynp -и А» Л С)°2 D3 R1 1 L ) 5 2di оз lZD1 Рис. 2. /8. Защита затвора Даже современные MOSFET и IGBT остаются подверженны- ми пробою диэлектрического слоя между затвором и исто- ком (эмиттером). Для многих широко распространённых си- ловых транзисторов величина максимально допустимого на- пряжения между этими выво- дами составляет примерно ±20 В. При этом, амплитуда управляющего напряжения в реальной схеме устройства достигает 12... 16 В, что достаточно близко к предельному значению. Очевидно, что помехи и наводки на линии управления с лёгкостью могут привести к пробою затвора, во избежание чего проводники на печатной плате выполняются макси- мально короткими, а в непосредственной близости к выводам тран- зистора устанавливается защитный элемент (стабилитрон или TVS- диод), обозначенный как ZD1 на рис. 2.18. Напряжение пробоя за- щитного диода выбирается несколько больше амплитуды управляющего сигнала (типично 16... 18 В). Если применяется управление в обеих полярностях, выбирают двунаправленный за- щитный диод, либо два обычных, включенных встречно-последова- тельно. Ряд производимых транзисторов уже имеют встроенный защит- ный стабилитрон, к примеру, STMicroelectronics STP3NK80Z. В ан- глоязычной литературе подобные транзисторы обычно называют zener- protected. Также на рис. 2.18 изображён дополнительный элемент защи- ты — диод Шоттки D1. На первый взгляд он не оказывает никакого влияния, поскольку при любой величине управляющего напряжения иупр будет смещён в обратном направлении, и это действительно так — при штатной работе цепи. Однако, если по какой-либо причи- не потенциал затвора превысит величину напряжения источника пи- тания +U, диод откроется, а импульс перенапряжения будет погло- щён фильтрующим конденсатором на шине питания (не изображён на рисунке). В частности, защитные диоды Шоттки широко применяются со- вместно с интегральными микросхемами управления затворами, ограничивая импульсные выбросы выходного сигнала, обусловлен-
Глава 2. Элементная база источников питания 81 нь,е наличием паразитных индуктивностей (так называемое перере- гулирование, англ. overshoot). Для нормальной работы этого способа зашиты требуется, чтоб фильтрующий конденсатор шины питания был установлен в непосредственной близости и к диоду, и к ИМС. Если рассматривать схемотехнику преобразователей сетевого напряжения, силовые цепи которых находятся под потенциалом пи- тающей сети, а управляющие — связаны с коммуникационными ин- терфейсами или органами управления, необходимо обеспечить гальваническую развязку низковольтной и высоковольтной частей во избежание поражения пользователя электрическим током и раз- вития масштабных повреждений не только самого источника пита- ния, но и связанных с ним устройств в случае пробоя транзисторов. Наиболее простым и распространённым способом изолировать цепи управления от высоковольтной части является применение развязывающего трансформатора, который также часто называют трансформатором гальванической развязки, сокр. ТГР. В англоя- зычной документации обычно используется термин pulse transformer, или [gate] drive transformer. Пример схемы изображён на рис. 2.19. Управляющие импульсы, формируемые двухтактным каскадом Q1, Q2, поступают на первичную обмотку развязывающего транс- форматора Т1. При этом, во вторичной обмотке индуцируется на- пряжение, управляющее затвором транзистора Q3. Первичная об- мотка включена через разделительный конденсатор С1, блокирую- щий постоянную составляющую во избежание подмагничивания сердечника. Кроме того, в фазе запирания транзистора Q3, конден- сатор С1 будет разряжаться через открытый Q2, и направление то- ка, протекающего в обмотках трансформатора, изменится на про- Рис. 2.19. Трансформаторная развязка цепей управления затвором
82 Глава 2. Элементная база источников питания тивоположное, тем самым будет сформировано отрицательно смещение затвора. Стоит упомянуть, что узел или интегральную схему, обеспечива- ющие управление затвором, общепринято называть драйверов затвора (англ. gate driver). Подробное рассмотрение разнообраз- нейших базовых схем драйверов приводится в [39], а в [40] можно ознакомиться с распространёнными практическими реализация- ми. Интегральные микросхемы драйверов будут рассмотрены в разделе 5.1. Реальная форма сигнала на затворе полевого транзистора, управ- ляемого посредством развязывающего трансформатора, приведена на рисунке 2.20. ИМС контроллера генерирует управляющий сигнал в виде меандра, однако из-за наличия индуктивности рассеяния трансформатора на фронтах и спадах присутствуют импульсные вы- бросы (т.н. «иголки»), за которыми следуют синусоидальные затуха- ющие колебания («звон»), обусловленные паразитными индуктивно- стями цепи управления. Именно для подавления этих нежелательных эффектов в схемы драйверов вводятся вышеописанные защитные элементы. До сих пор мы рассматривали ключи, исток (эмиттер) которых имеет потенциал схемной «земли». Соответственно, управление ими осуществляется также относительно потенциала «земли». Од- нако в реальных схемах так бывает не всегда, и исток (эмиттер) клю- чевого транзистора может иметь некоторый положительный потен- циал, и порой — довольно высокий. В таких случаях говорят, что ключ «поднят над землей» и называют его верхним (англ. high side switch). Соответственно, если исток (эмиттер) транзистора соеди- нён с «землёй» (накоротко или через небольшое сопротивление, на- пример, токоизмерительный шунт), такой ключ называют нижним (англ. low side switch). С примерами схем, где используются верхние и нижние ключи, мы познако- мимся в главе 3, где рассма- триваются основные тополо- гии импульсных источников питания. I Управление схемами, где Рис. 2.20. Реальная форма присутствуют верхние ключи, сигнала на затворе MOSFET
Глава 2. Элементная база источников питания 83 дСТавляет некоторые затруднения. Вызваны они тем, что сама о себе схема управления как правило формирует сигналы относи- рльно уровня «земли». Поэтому приходится применять изолиро- анные драйверы с отдельными линиями питания или трансформа- тором гальванической развязки, интегральные драйверы с оптиче- ской развязкой, либо драйверы с бутстрепным питанием. 2.7. Операционные усилители и TL431 Операционные усилители (ОУ, англ. operational amplifier) — не- отъемлемые элементы практически любой схемы управления сило- вым преобразователем, да и вообще, один из базовых компонентов огромного множества разнообразнейших устройств. ОУ применя- ются как в виде отдельных микросхем, так и в составе более круп- ных ИМС (таких как ШИМ контроллеры преобразователей питания). Примерами широко распространённых ОУ могут служить LM324, LM358, TL08X. В отличие от всех других типов усилителей, любой ОУ отличается следующими характеристиками: - огромный коэффициент усиления, порядка 106 (самое незначи- тельно изменение выходного сигнала приводит к существенному изменению выходного); - очень большое входное сопротивление, порядка 0,1... 1 ГОм (можно считать, что ОУ не потребляет входного тока, а значит, не оказывает влияния на источник сигнала); - нулевое выходное сопротивление (можно считать, что величина напряжения на выходе ОУ не зависит от потребляемого нагрузкой тока). Операционный усилитель имеет два входа и один выход (рис. 2.21). При этом, один вход является неинвертирующим (обо- значен как + на рисунке), другой, соответственно, инвертирующим (обозначен как -, или кружком). Если уровень сигнала на неинвер- тирующем входе становится больше, чем на инвертирующем, уро- вень выходного сигнала увеличивается, и наоборот. Учитывая очень большой коэффициент усиления, можно выразиться иначе: если на неинвертирующем входе напряжение больше, чем на инвертирую- щем, на выходе усилителя будет присутствовать положительное Спряжение питания, в противном случае — отрицательное напря-
84 Глава 2. Элементная база источников питания Рис. 2.21. Варианты условного графического изображения Оу Uex Uebix Рис. 2.22. ОУ с отрицательной обратной связью жение питания (либо потенци- ал схемной «земли» при одно- полярном питании). Итак, очевидное примене- ние ОУ — в качестве компара- тора, т.е. элемента, который сравнивает напряжения на входах и соответствующим об- разом, в зависимости от того, на каком входе величина боль- ше, изменяет полярность на- пряжения на выходе. На практике операционные усилители всегда используют- ся с обратной связью (англ. feedback), т.е. в таком включе- нии, когда часть выходного сигнала подаётся на вход. Если выходной сигнал подаётся на ин- вертирующий вход, такая обратная связь называется отрицатель- ной, сокр. ООС (рис. 2.22). При любом изменении входного сигнала ООС воздействует на вход таким образом, чтоб скомпенсировать это изменение, уменьшив его воздействие (т.е. гасит входной сиг- нал). Тем самым уменьшается коэффициент усиления, но повыша- ется стабильность работы и достигается большая линейность ха- рактеристик. Для понимания работы схем, охваченных отрицательной об- ратной связью, достаточно запомнить одно правило: ОУ всегда устанавливает такое напряжение на выходе, чтоб разница напря- жений между входами была нулевой. Посмотрим на рис. 2.22. На неинвертирующии вход подаётся входное напряжение некоторой величины UBX. При этом на инвертирующий вход поступает выход- ное напряжение UBblx, и ОУ устанавливает его величину такой, чтоб напряжения на входах были равны, т.е. UBblx = UBX, а коэффициент усиления Ku = UBblx/UBX = 1. Такая схема называется повторителем напряжения, или буфером, и применяется для согласования со- противлений различных узлов (например, источника сигнала и на- грузки). Например, такое включение может быть полезно для сня- тия сигнала с датчиков, резистивных делителей. В реальности не- обходимость включать ОУ именно таким способом возникает не столь часто, поскольку в широком ассортименте выпускаются
Глава 2. Элементная база источников питания 85 разнообразные специализиро- ванные буферные ИМС, напри- мер, CD4050. Связав инвертирующий вход с выходом через резистивныи де- литель, мы получим возможность регулировать коэффициент уси- ления, изменяя номиналы рези- сторов. Такое включение называ- ется неинвертирующим усили- телем (рис. 2.23). Напряжение на неинвертиру- ющем входе, снимаемое с рези- стивного делителя, будет равно: Uex Ueux Рис. 2.23. Неинвертирующий усилитель Одновременно с этим, мы помним, что ОУ будет стремиться установить такое напряжение на неинвертирующем входе, чтоб его величина не отличалась от UBX, т.е.: А коэффициент усиления: IX 1\л Т* rvo Ku = и, ■— Uex вх Нетрудно заметить, что рас- смотренный выше повторитель напряжения является частным случаем неинвертирующего усилителя, в котором сопро- тивление R2 бесконечно вели- ко, a R1 — пренебрежимо мало. Очевидно, существует так- *б инвертирующий усили- те ль (рис. 2.24). Неинвертиру- юЩий вход при таком включе- \R2 \R1 Рис. 2.24. Инвертирующий усилитель
86 Глава 2. Элементная база источников питания нии соединён со схемной землёй, а на инвертирующий подаётся входной сигнал, и сигнал обратной связи. При этом, ОУ стар^ уравновесить напряжения на входах, что в данном включении возможно при нулевом потенциале инвертирующего входа. ор достичь этого, выходное напряжение должно быть противополо^. ным входному по знаку, а токи через резисторы равны: п /? ~~ я вых ~ я Отсюда можно найти коэффициент усиления: В частности, при равенстве сопротивлений R1 и R2, входное и выходное напряжения равны по величине, но противоположны по знаку (Ки = -1), и такой узел называют инвертором напряжения. Если же в этом включении подать некоторый сигнал и на неин- вертирующий вход (через делитель), схема превратится в диффе- ренциальный усилитель (рис. 2.25). Выходное напряжение дифференциального усилителя пропор- ционально разности входных, причём, коэффициент усиления каж- дого входа определяется номиналами собственного резистивного делителя. В частности, при равенстве всех четырёх сопротивлений: ивых = ивх2-ивх1. Ранее в разделе 2.2 были рассмотрены интегрирующие и дифференцирующие цепи. Аналогичным образом можно использовать и ОУ, применив в цепи обратной связи нели- нейные элементы (рис. 2.26). Использование операционно- го усилителя позволяет изба- виться от главного недостатка всех резистивных цепочек, а именно, сильной зависимости их функционирования от со- противлении источника сиг- Рис. 2.25. Дифференциальный нала и нагрузки. Кроме того, усилитель
Глава 2. Элементная база источников питания 87 Uex С1 именение нелинейных элементов позволяет создавать на осно- П|Э ОУ разнообразнейшие фильтры частот, также превосходящие Вб своим характеристикам RC- и RL-цепи. П Если подавать выходной сигнал на неинвертирующий вход, полу- чим положительную обратную связь (ПОС). В отличие от ООС по- ложительная обратная связь наоборот усиливает внешнее воздей- ствие, что ускоряет реакцию схемы, но также и снижает стабиль- ность работы. Схемы, охваченные положительной обратной связью, склонны к возбуждению автогенераторных колебаний. Обычно, это- го стремятся избежать, но только не в том случае, если создание ге- нератора и является конечной целью. Вернёмся к идее применения ОУ в целях сравнения напряжений (рис. 2.27). На неинвертирующий вход подано некоторое заранее известное опорное напряжение. На рисунке этой цели служит рези- стивный делитель R1 R2, одна- ко, разумеется, может быть применён иной источник, на- пример, более точный и ста- бильный. Величина опорного напряжения определяет уро- вень переключения (срабаты- вания) компаратора. Одновременно, на инверти- рующий вход поступает неко- торый сигнал. Если величина этого сигнала будет превосхо- дить величину опорного на- пряжения, на выходе компара- тора будет присутствовать от- рицательное напряжение питания (или потенциал схем- ной земли). В противном слу- чае, на выходе будет положи- тельное напряжение питания. Для определённости ска- жем, что мы используем одно- полярное питание, а напряже- те на неинвертирующем б) Рис. 2.26. Интегратор (а) и дифференциатор (б) входе составляет +5,0 В. Со- ответственно: если UBX < 5,0 В, Рис. 2.27. Компаратор с гистерезистом (триггер Шмитта)
88 Глава 2. Элементная база источников питания то ивых = +U; а если UBX > 5,0 В, то UBblx равно потенциалу схемное «земли». Благодаря очень большому коэффициенту усиления, пе. реключение компаратора будет происходить даже при незначи. тельных колебаниях входного сигнала (например, от 5,001 В д0 4,998 В). Очевидно, что в реальных схемах, где присутствуют щу. мы, помехи, дребезг контактов кнопок и реле, да и питающее на- пряжение схемы не отличается идеальной стабильностью, такая высокая чувствительность не требуется; более того, она приведёт к многократным ложным переключениям выхода компаратора при нахождении величины входного сигнала вблизи уровня срабатьь вания. Во избежание ложных срабатываний, в схему вводится элемент ПОС — резистор R3. При низком уровне на выходе ОУ, величина опорного напряжения на неинвертирующем входе определяется делителем R1 и R2+R3 (т.е. уменьшается). При высоком уровне, ве- личина определяется делителем R1+R3 и R2 (т.е. возрастает). Скажем, мы подобрали номиналы так, что при низком уровне вы- ходного напряжения на неинвертирующий вход поступает 4,8 В, а при высоком, соответственно, 5,1 В. Если подать входной сигнал UBX < 4,8 В, на выходе установится высокий уровень, и опорное на- пряжение повысится до 5,1 В. Чтоб сменить состояние компаратора, потребуется увеличить входной сигнал до > 5,1 В. После этого прои- зойдёт обратный процесс, и опорное напряжение снова снизится. Таким образом, за счёт ПОС создаётся две точки — порог вклю- чения и порог выключения компаратора. Иначе говоря, при измене- нии входного сигнала в сторону увеличения, уровень срабатывания компаратора будет одним, а при уменьшении — другим. Данное свойство носит название гистерезис переключения; а компара- тор с гистерезисом — триггер Шмитта. На практике в качестве компараторов используют специально спроектированные ИМС, обладающие очень высокой скоростью пе- реключения; например, LM311 и LM339. В отличие от стандартных ОУ, выходной каскад которых имеет двухтактную схему (push-pull), на выходе компаратора обычно применяется NPN транзисторный ключ, эмиттер которого соединён со схемной землёй, а коллектор выведен наружу (т.н. выход с открытым коллектором). Данная осо- бенность выходного каскада обуславливает необходимость подтя- гивания выхода компаратора к линии питания (R4 на рис. 2.27). Выпускаются микросхемы, содержащие триггеры Шмитта со встроенным источником опорного напряжения. Они имеют два вы-
Глава 2. Элементная база источников питания 89 вода, вход и выход, а пороговые напряжения переключения, как и величина гистерезиса, жёстко заданы для каждой модели ИМС и нормированы в документации. Широко распространённым приме- ром может служить CD40106B, содержащая 6 триггеров Шмитта в 14-выводном корпусе. Говоря о компараторах, нельзя не упомянуть чрезвычайно рас- пространённую микросхему TL431, упрощённая блок-схема которой представлена на рисунке 2.28. В её основе лежит операционный усилитель, управляющий выходным транзистором. На инвертирую- щий вход ОУ подаётся опорное напряжение +2,5 В со встроенного источника. Неинвертирующий вход соединён с выводом Ret микро- схемы. Также, в схеме имеются диоды, защищающие ИМС от пере- полюсовки. При подаче на вход Ret напряжения величиной более 2,5 В, на выходе ОУ появится положительное напряжение, отпирающее вы- ходной транзистор. Транзистор, в свою очередь, создаст путь для протекания тока в направлении от вывода С (катода) к выводу А (аноду). Приложим к выводам А и С некоторое напряжение, и под- ключим внешний делитель R1, R2. Изменяя номиналы делителя, мы можем добиться включения выходного транзистора ИМС при любой величине приложенного напряжения, именно поэтому TL431 часто называют «регулируемым стабилитроном» (что отражено и в её ус- ловном графическом обозначении). Тем не менее, при её работе не наблюдается ни Зенеровско- го, ни лавинного пробоя, не- смотря на название. В англоя- зычной же литературе, как правило, используется наиме- нование «программируемый источник опорного напряже- ния» (programmable voltage reference). Вообще, простота включе- ния и хорошие эксплуатацион- ные характеристики обуслови- ли широчайшее применение TL431 и её аналогов в самых Разнообразных схемах. Упро- рис. 2.28. Блок-схема (слева) Щённо можно сказать, что и типичное включение (справа) 'L431 используется либо в ка- HMCTL431 Ref 2,5V п R1 A Ref « О R2
90 Глава 2. Элементная база источников питания честве регулируемого источника напряжения, либо в качестве пор0ч гового переключателя (компаратора). К примеру, дополнив резцч стивный делитель на рис. 2.28 термистором или фоторезисторо^ мы получим простое термо- или фотореле, как показано на рис. 2.29 На приведённой схеме необходимый гистерезис переключения д0. стигается применением элемента ПОС — резистора R5. Также неко. торые классические примеры использования данной ИМС приведи ны и в её техническом описании [41]. TL431 выпускается в разно- образных корпусах и имеет множество аналогов от разных производителей (например, AZ431, KIA431, LM431). Суще- ствуют также ИМС с идентич- ным принципом работы, но иными свойствами и характе- ристиками. В частности, TL432 отличается расположением выводов, TL431LI обладает большей стабильностью рабо- ты, a LMV431 переключается при вдвое меньшем напряже- нии на входе Ref (т.е. 1,24 В). Интересным применением компаратора является генера- ция импульсов (рис. 2.30). По- дадим на инвертирующий вход напряжение с конденсатора С1, входящего в состав RC- цепи R1 С1. При подаче пита- ния, на выходе ОУ установится высокий уровень, при этом начнётся зарядка конденсато- ра. Напряжение на конденса- торе будет нарастать, и в тот момент, когда оно превысит порог переключения, задавае- мый делителем R2R3, на выхо- де компаратора установится рис. 2.30. Простой низкий уровень, что приведёт к релаксационный генератор Рис. 2.29. Пример использования TL431 в качестве компаратора
Глава 2. Элементная база источников питания 91 разряду конденсатора. При этом, на инвертирующем входе будут наблюдаться пилообразные колебания (нарастание — зарядка кон- денсатора, спад — разряд), а на выходе, очевидно, — прямоуголь- ные. При равенстве номиналов R2 и R3, частота выходных импуль- сов определяется как: 0,455 ' * Я1С1 Генераторы, в основе которых лежит пороговый переключатель, управляемый RC-цепью, носят название релаксационных. Они ши- рочайшим образом распространены в составе более крупных ИМС, как элементы генератора тактовой частоты. В частности, далее мы рассмотрим различные контроллеры импульсных источников пита- ния, и практически все из них имеют вход для внешней RC-цепи, за- дающей частоту преобразования. А вот отдельные генераторы зача- стую более оправданно строить на специализированных микросхе- мах, наиболее известной из которых является, пожалуй, NE555 и её функциональные аналоги: LM555, ICM7555, и прочие. На самом деле, все приведённые выше схемы являются только лишь базовой обзорной экскурсией. Применение операционных усилителей весьма разнообразно, но подробное рассмотрение данного вопроса выходит далеко за рамки этой книги. 2.8. Линейные стабилизаторы напряжения Возможность нормального функционирования большинства уз- лов электронных устройств напрямую зависит от стабильности пи- тающего напряжения. Например, в предыдущем разделе были рас- смотрены различные узлы на основе операционных усилителей, в составе которых находятся резистивные делители, задающие опор- ное напряжение. Очевидно, что выходное напряжение делителя (а значит, и корректность работы такого узла) будет зависеть от вели- чины напряжения питания. Наиболее простым способом регулировки является применение некоторого балластного сопротивления, на котором падает избы- точное напряжение. Изменяя величину этого сопротивления таким
92 Глава 2. Элементная база источников питания образом, чтоб обеспечить постоянное напряжение на нагрузке широком диапазоне входных напряжений и выходных токов, полу, чим линейный стабилизатор напряжения (англ. linear voltage regulator). Исходя из принципа работы, можно выделить две основ. ные особенности линейных стабилизаторов — а именно, относи. тельная простота устройства и высокое тепловыделение (низкий КПД, в особенности при большом отношении величин входного на. пряжения к выходному). В качестве регулирующего элемента стабилизаторов применя- ются компоненты с нелинейной вольт-амперной характеристикой^ как нельзя лучше для этой цели подходят стабилитроны. Стабилиза- торы, построенные на основе элементов с нелинейной ВАХ, называ- ют параметрическими. Простейшая схема изображена на рис. 2.31. Её выходное напряжение будет равняться напряжению стабилизации применённого стабилитрона. Резистор R1 необходим для ограничения тока, протекающего через стабилитрон. Поскольку в данной схеме регулирующий элемент включен параллельно на- грузке, её также называют параллельный стабилизатор (англ. shunt voltage regulator). Однако простота схемы оборачивается существенными недо- статками. Во-первых, выходной ток этого стабилизатора ограничи- вается из соображений максимально допустимой рассеиваемой на стабилитроне мощности (а для большинства распространённых мо- делей это 0,5...1 Вт). Если же величина по- требляемого нагрузкой тока может изме- няться, ситуация становится ещё хуже, по- скольку диапазон изменения тока стабилизации у стабилитронов ограничен в относительно узких рамках. Во-вторых, на- пряжение стабилизации, даже у стабили- тронов из одной партии, изначально имеет некоторый разброс, кроме того, оно зави- сит и от величины протекающего через ста- билитрон тока, и от температуры полупро- водникового перехода. В итоге, выходное напряжение у схемотехнически идентичных стабилизаторов немного различается, и по- стоянно изменяется в процессе работы. Таким образом, на практике область применения параллельных стабилизаторов Уеых^ R1 ZD1 Рис. 2.31. Параллельный параметрический стабилизатор
Глава 2. Элементная база источников питания 93 основе стабилитронов ограничивается источниками опорного напряжения с не слишком строгими требованиями к температурной табильности и очень малым выходным током, величина которого практически неизменна во время работы. Ранее, рассматривая эмиттерный повторитель, мы упоминали, что одной из его особенностей является отсутствие усиления по на- пряжению одновременно с большим усилением по току. Использо- вав параллельный параметрический стабилизатор как источник сиг- нала для эмиттерного повторителя, как показано на рис. 2.32, мы можем избежать первого недостатка — увеличить выходной ток и несколько расширить допустимые границы его изменения (но не безгранично, поскольку величины токов базы и коллектора связа- ны). Выходное напряжение при этом будет несколько меньшим (а именно, уменьшится на величину падения на переходе Б-Э), при- близительно, на 0,6 В. Температурная нестабильность выходного напряжения увеличится, поскольку от температуры зависят напря- жения не только стабилизации, но и падения на переходе. Такую схему называют последовательный стабилизатор (англ. series voltage regulator), подчёркивая включение регулирующего элемента (транзистора) последовательно с нагрузкой. При необходимости, вместо отдельного транзистора можно применить и составной (на- пример, по схеме Дарлингтона), тем самым ещё более увеличив вы- ходную мощность. Наконец, наиболее совершенным линейным стабилизатором можно считать компенсацион- ный (рис. 2.33). В рассматривае- мой схеме, источником опор- ного напряжения (ИОН, англ. voltage reference) является пара- метрический стабилизатор R1 ZD1. Опорное напряжение пода- ётся на неинвертирующий вход ОУ. Сигнал с резистивного дели- теля R2 R3, пропорциональный выходному напряжению, подаёт- Ся на инвертирующий вход ОУ. Если напряжение, поступающее рис. 2.32. Параметрический с Делителя, меньше опорного, стабилизатор на транзисторе входной ток ОУ будет расти, (последовательный пРиводя к открытию регулирую- стабилизатор)
94 Глава 2. Элементная база источников питания Шых ZD1 Рис. 2.33. Базовая схема компенсационного стабилизатора щего транзистора Q1, а в противном случае — уменьшаться, приво- дя к его запиранию. Тем самым осуществляется непрерывное регу- лирование выходного напряжения. Благодаря наличию обратной связи, точность и стабильность выходного напряжения практически определяются только лишь соответствующими характеристиками источника опорного напря- жения. Величина выходного тока никак не влияет на работу ком- пенсационного стабилизатора, поскольку ток, потребляемый от ИОН, не зависит от выходного. Мощность такого стабилизатора ограничена только лишь характеристиками регулирующего тран- зистора. Фактически, популярные лабораторные источники питания, вро- де HY1503, представляют собой компенсационные стабилизаторы напряжения с транзистором Дарлингтона в качестве регулирующе- го элемента, к которым добавлена функция измерения и ограниче- ния выходного тока (обратная связь по току). Схема компенсационного стабилизатора лежит в основе чрезвы- чайно популярного семейства ИМС — интегральных стабилиза- торов, или регуляторов, напряжения (также называемых линейны- ми регуляторами, а на жаргоне ремонтников — «кренками», от обо- значения отечественной серии КР*ЕНхх). Существуют интегральные стабилизаторы как положительного, так и отрицательного напряжения (например, серии L78xx и L79xx соответственно). Выходное напряжение интегральных стабилизато- ров может быть как фиксированным, так и регулируемым с помо- щью внешнего резистивного делителя (рис. 2.34). Точность стаби- лизации обычно составляет единицы процентов, что вполне доста- точно для большинства применений. Максимально допустимое
Глава 2. Элементная база источников питания 95 +12В +1/6Х +Uebtx а) б) в) Рис. 2.34. Интегральные стабилизаторы: а — фиксированного положительного напряжения; б — фиксированного отрицательного напряжения; в — положительного регулируемого напряжения входное напряжение распространённых моделей находится в пре- делах 25...35 В, а максимальный выходной ток — от десятков мил- лиампер до единиц ампер. Возможно получение нестандартного выходного напряжения, по- средством включения стабилитрона в цепь общего вывода, тем са- мым «подняв над уровнем земли» стабилизатор (рис. 2.35а). Напря- жение на выходе такого узла будет равно сумме номинального на- пряжения ИМС и напряжения стабилизации стабилитрона. Для повышения максимально допустимого выходного тока параллельно стабилизатору включают более мощный транзистор, превращая ре- гулировочный транзистор внутри микросхемы в часть составного транзистора (рис. 2.356). Ещё больше схем включения можно найти в документации производителя, например, в [42], [43]. Для работы ИМС не требуются какие-либо внешние компоненты, однако, во избежание самовозбуждения и выхода из строя, реко- +С/вх Q1 L7805 ZDV 3V3 ' +8,ЗВ L7805 ± а) б) Рис. 2.35. Варианты включения интегральных 0табилизаторов: а — нестандартное выходное напряжение; б — увеличение выходной мощности
96 Глава 2. Элементная база источников питания мендуется устанавливать фильтрующие керамические конденсато ры в непосредственной близости от выводов микросхемы; кро^е того, при работе на реактивную нагрузку не лишним будет защИт, ный диод (рис. 2.36). Как правило, интегральные стабилизатор^ имеют встроенную защиту от перегрева и короткого замыкания на выходе. Из таблицы 2.14 несложно заметить, что большинство распро. странённых интегральных стабилизаторов характеризуются паде. нием напряжения около 2 В. Это означает, что входное напряжение должно быть, как минимум, на 2 В больше выходного, что бывает не- приемлемо (в частности, при питании устройства от аккумулятор- ных батарей). Также, относительно высокое падение напряжения увеличивает нагрев корпуса ИМС. Современной промышленностью выпускается широкий ассорти- мент стабилизаторов с низким падением напряжения (англ. low- dropout, LDO), порядка сотых долей вольта. Достижение такого пока- зателя стало возможным, в первую очередь, благодаря применению р-канальных MOSFET в качестве регулирующих элементов. Можно выделить и промежуточный класс стабилизаторов (quasi-LDO), с па- дением напряжения порядка 1 В, например, LD1117 или LT1085. В современных устройствах, особой популярностью пользуются малогабаритные LDO- стабилизаторы в корпусах для поверхност- ного монтажа — SOT-23-5 и WS0N-6, в первую очередь, а также SOT-23 и SO-8. Большинство из них характеризуется выходным то- ком до 0,25 А, номинальным выходным напряжением в единицы вольт и падением напряжения «0,25 В. В качестве примера, можно привести ADP1712, LP2985, TPS763xx. Как правило, назначение (таблица 2.15) выводов таких стаби- лизаторов, за исключением четвёр- того, одинаковое. В заключение, вернёмся к источ- никам опорного напряжения. Как уже сказано выше, обычно в каче- стве ИОН используются параметри- ческие параллельные стабилизато- ры на основе стабилитронов. Одна- рис. 2.36. Минимально ко, в тех случаях, когда критичны достаточная схема недостатки стабилитронов — раз- подключения внешних брос напряжений стабилизации, элементов 01 ч , N L7812 -С1 +ивых ! Ч -02
Таблица 2.14. Распространённые модели интегральных стабилизаторов положительного напряжения Модель1 *78Lxx LM317L *78Мхх LM317M *1117-хх *78хх L78xx LM317T L78Sxx 4085-хх LM350T *1084-хх LM338 Выходные напряжения, В 3,3; 5; 6; 8; 9; 10, 12; 15, 18; 24 регулируемое 5; 6; 8; 9; 10; 12; 15; 24 регулируемое 1,5; 1,8; 2,5; 2,85; 3,3; 5,0 и регулируемое 5; 6; 8; 9; 10; 12; 15; 18; 24 5; 6; 8; 8,5; 9; 10; 12; 15; 18; 24 регулируемое 5; 7,5; 9; 10; 12; 15; 18; 24 3,3; 3,6; 5; 12 и регулируемое регулируемое 3,3; 5; 12 и регулируемое регулируемое Максимальный выходной ток, А 0,1 0,1 0,5 0,5 0,8 1 1.5 1,5 2 3 3 5 5 Падение2 напряжения, В 2 2 2 2 1 2 2 2 2 1 2,5 1 2,5 Корпуса ТО-92; SOT-89; SO-8 ТО-92; SO-8; 6-DSBGA ТО-220; TO-220F; ТО-252 (D-PAK) SOT-223;TO-252(D-PAK) SOT-223; ТО-252 (D-PAK) ТО-220; TO-220F; TO-262(D2PAK) ТО-220; TO-220F; ТО-252 (D-PAK); TO-262(D2PAK) ТО-220; TO-220F; ТО-262 (D2PAK) ТО-220 ТО-220; ТО-263 (D2PAK); TO-3 ТО-220 ТО-220; ТО-263 (D2PAK); TO-3; TO-3P ТО-220; ТО-3 Примечания 1. Вместо * перед маркировкой ставятся буквы, означающие производителя, например: KA78Lxx, L78Lxx, LM78Lxx, MC78Lxx, TA78Lxx, UA78LxxnT.n. Символы «xx» заменяются на вели- чину выходного напряжения, например, 78L05 — номинальное напряжение 5 В; у стабилизато- ров с регулируемым напряжением вместо цифр используются буквы «ADJ», например, AMS1117-ADJ. 2. Поскольку падение напряжения зависит от тока через стабилизатор и температуры кристал- ла, указано приблизительное значение. У функциональных аналогов различных производите- лей паспортное падение напряжения также может отличаться.
98 Глава 2. Элементная база источников питания температурная нестабильность, дрейф выходного напряжения процессе работы — вместо них применяют специализированные микросхемы прецизионных источников опорного напряжения, г точки зрения подключения, существует два типа ИОН: включаемые параллельно (shunt reference) или последовательно (series reference) с нагрузкой. Схемотехнически параллельные ИОН включаются в общем так же, как и стабилитроны. Для иллюстрации их характеристик взгля- нем на относительно распространённые модели (LM329, LT1389 тб34ит.п.): - первоначальный разброс напряжений стабилизации <0,05%; - температурный дрейф напряжения <10 ррт/°С (миллионных до- лей номинального значения на градус Цельсия). Таблица 2.15. Типичное назначение выводов маломощных LDO-стабилизаторов Номер вывода SOT-23-5 1 2 3 4 5 WSON-6 4 2 3 1 6 Обозначение IN GND ON/OFF или EN п.с. ADJ или FB SS ВР TRK * OUT Описание Входное нестабилизированное напряжение Схемная «земля» Высокий уровень на этом выводе включает стабилизатор, уровень земли — отключает. Если требуется постоянная работа стабили- затора, соединяется с выводом IN Не используется, никуда не подключается В моделях стабилизаторов с регулируемым выходным напряжением, используется для его установки посредством внешнего резистивного делителя __ Между этим выводом и схемной «землей» включается конденсатор, в течение времени зарядки которого выходное напряжение стабилизатора будет плавно нарастать , Между этим выводом и схемной землей включается керамический конденсатор емкостью «10 нФ для снижения помех Выходное напряжение стабилизатора будет равно напряжению, подаваемому на этот вход (но не больше номинального) . Другие варианты Выходное стабилизированное напряжение^
Глава 2. Элементная база источников питания 99 (GND) а) б) Рис, 2.37. Типичное расположение выводов маломощных LDO-стабилизаторов, вид сверху: а — корпус SOT-23-5; б — корпус WSON-6 Например, LM399 со встроенным нагревательным элементом, обеспечивающим температурную стабилизацию, характеризуется дрейфом напряжения 0,5 ррт/°С. С базовыми схемами включения и формулами расчётов можно ознакомиться, к примеру, в техниче- ском описании параллельного ИОН LM4040 [44]. Последовательные ИОН обычно имеют три вывода — нестаби- лизированное входное напряжение, стабилизированное выход- ное напряжение, общий (схемная земля). Таким образом, их мож- но рассматривать как схемотехнически стандартный LDO-стаби- лизатор, но гораздо более точный и стабильный. Примером может служить серия REF31xx, предназначенная для использования в цепях питания портативного маломощного оборудования и харак- теризующаяся следующими параметрами: первоначальный раз- брос напряжений стабилизации <0,2%; температурный дрейф на- пряжения <15 ppm/eC; выходной ток до 10 мА; падение напряже- ния 5 мВ. Хотелось бы упомянуть и об ИМС AD584, которая имеет четыре выхода точных напряжений: 2,5; 5; 7,5 и 10 В. Сейчас в продаже имеются недорогие модули — источники точных напряжений на базе этой ИМС для применения в составе самодельных конструк- ций. Дополнительные сведения о типах ИОН, их особенностях и применении на примере продукции Analog Devices можно полу- читьв[45].
100 Глава 2. Элементная база источников питания 2.9. Оптопары Оптопара (англ. optocoupler), также называемая «оптрон», состо* ит из двух электрически изолированных элементов в едином корпу. се. Входной элемент (светодиод) излучает свет при протекании че- рез него электрического тока. Выходной элемент обладает нелиней. ной характеристикой, которая изменяется под воздействием света (светочувствительностью). В качестве такового обычно применяют- ся фототранзисторы и фототиристоры (динисторы, тринисторы, си- мисторы). Существуют и оптопары с более сложными выходными элементами, в частности, транзисторами Дарлингтона (например, TLP627) и двухтактным push-pull каскадом (например, HCPL-3120). В частности, последние широко применяются в построении схем гальванически развязанных драйверов силовых транзисторов. Большинство применяемых сегодня оптопар выпускается в кор- пусах типа DIP с четырьмя или шестью выводами. При этом наблю- дается рост применимости оптопар в корпусах для SMD-монтажа. Также существуют корпуса, содержащие 2, 3 или 4 изолированных друг от друга оптопары, например, РС847 и TLP627-4. Благодаря своей конструкции оптопара может передавать сиг- нал между двумя гальванически развязанными цепями. Типичное применение транзисторной оптопары в схеме импульсного источ- ника питания показано на рисунке 2.38. Трансформатор Т1 является силовым трансформатором блока питания. Его первичная обмотка связана с питающей сетью через транзисторный ключ, управляе- мый контроллером. В процессе работы блока питания на вторичной обмотке индуцируется напряжение, выпрямляемое диодом D1 и сглаживаемое конденсатором С1. Таким образом, первичная (нахо- дящаяся под потенциалом сети) и вторичная (связанная с корпусом устройства) части блока питания гальванически изолированы друг от друга. Выходное напряжение блока питания поступает на рези- стивный делитель R3 R4. Когда напряжение на делителе превысит порог переключения U1 (2,5 В для TL431), эта ИМС перейдёт в про- водящее состояние. При этом, ток начнёт протекать по цепи: токоо- граничивающий резистор R1, светодиод оптопары IC1, U1, схемная «земля». Протекание тока вызовет включение светодиода, которое, в свою очередь, приведёт к отпиранию фототранзистора оптопары. Контроллер блока питания получит сигнал о достижении требуемой величины выходного напряжения. Если же выходное напряжение
Глава 2. Элементная база источников питания 101 ивы* m Рис. 2.38. Применение оптопары для обеспечения обратной связи в ИИП снизится, U1 переключится в запертое состояние, при этом её пита- ния будет осуществляться через цепочку R1 R2, а светодиод опто- пары будет погашен. Элементы, обеспечивающие гистерезис пере- ключения U1, на схеме не показаны в целях упрощения. Существуют оптопары, специально спроектированные для цепей обратной связи источников питания. Внутри их уже содержится схе- ма, аналогичная TL431, что позволяет сократить число внешних компонентов, оставив только резистивный делитель. Примером мо- жет служить FOD2741, FOD2742. Тиристорные оптопары обычно применяют для гальванической развязки цепей управления тиристорными переключателями. Пример изображён на рис.2.39. Симистор Q1 включает и отключает электро- магнитный клапан КМ1, питающийся напрямую из сети. Микрокон- троллер же имеет собственный блок питания с гальванической развяз- кой. Когда на выходе микроконтроллера установится низкий уровень, ток будет протекать от блока питания через токоограничивающий ре- зистор R1 и светодиод оптопары IC1, что приведёт к открытию выход- ного тиристора оптопары. При этом, на управляющий электрод сими- Стора Q1 будет подано напряжение через резистор R2, что приведёт к открытию симистора и включению нагрузки КМ1. Таким образом, до- стигается полная изоляция микроконтроллера от питающей сети. Необходимо заметить, что в целях снижения помех и ограниче- ния пусковых токов коммутацию симисторных переключателей, ра-
102 Глава 2. Элементная база источников питания 1 Микро- контроллер / / С- / 1С1 МОСЗОхх R2 -230VAC I 1 J Ч 1 у Рис, 2.39. Применение оптопары для управления симисторным выключателем ботающих в цепях переменного тока, стремятся осуществлять при переходе напряжения через ноль. В ассортименте выпускаются оп- топары со встроенной схемой детектирования ноля, например, МОС308х. В таких оптопарах при включении светодиода схема управления дожидается нулевого напряжения в сети, и только по- том включает выходной тиристор [46]. В таблице 2.16 приведены примеры некоторых распространён- ных оптопар. Конфигурация выводов указывается в соответствии с рис. 2.40. Таблица 2.76. Распространённые модели оптопар Модель РС817, LTV817, FOD817M т.п. кюю.крюю.кзою Т1_Р627;КР4010 4N25...4N28, Н11А1 ... Н11А5 4N29...4N33;KP5010 4N35...4N38;KP6010 К2010, КР2010 CNY17, CNY17x,CNY75 МОС301хМ, МОС302хМ, МОС305хМ, МОС307хМ МОСЗОЗхМ, МОС304хМ, МОСЗОбхМ, МОС308хМ Выходной элемент Транзистор Транзистор Симистор Примечание Составной транзистор Дар- лингтона Составной транзистор Дар- лингтона Без детектора ноля С детектором ноля напряжения Выводы а б в
Глава 2. Элементная база источников питания 103 таблица 2.16. Распространённые модели оптопар (окончание) Модель ^25aTLP251,TLP350, Tip3fi1 ^^i90~PS9552 "^TboTpS9553 Выходной элемент push-pull Примечание FOD3120, VO3120, HCPL-3120 FOD3150, VO3120, HCPL-3150 "^Символ «х» заменяются на одну цифру, «*» — на любую последова- тельность букв. 2 на рис. 2.40г изображён выходной каскад на полевых транзисторах, в зависимости от модели оптопары могут быть применены и биполяр- ные с сохранением функционального назначения выводов Выводы г2 а) б) Рис. 2.40. Расположение выводов распространённых оптопар (точкой отмечен вывод 1) 2.10. Измерение тока в цепи Необходимым условием корректного функционирования множе- ства видов преобразователей напряжения является наличие обрат- ной связи по току. Контроль тока, потребляемого самими преобра- зователем, используется для работы цепей защиты. Контроль вы- ходного тока, потребляемого нагрузкой, необходим при работе преобразователя в качестве источника тока (например, в сварочных аппаратах и зарядных устройствах). Простым и очевидным способом измерения тока в цепи является шунт — элемент, обладающий заранее известным сопротивлением (см. раздел 2.1.1). Рассмотрим схему на рисунке 2.41. При включе- нии шунта последовательно с некоторой нагрузкой падение напря- жения на нём будет прямо пропорционально току, протекающему в Цепи. Согласно закону Ома, при известном сопротивлении шунта l
104 Глава 2. Элементная база источников питания Рис. 2.41. Включение токоизмерительного шунта Поскольку для увеличе- ния КПД схемы важно, чтобы сопротивление шунта было малым, величина падения напряжения на нём в реаль- ной схеме будет составлять доли вольта. Усилить сиг- нал, снимаемый с шунта, можно с помощью ОУ. ИМС управления импульсными преобразователями обычно имеют такой усилитель со своей внутренней структу- рой, а при необходимости использования отдельного усилителя мо- жет быть применена одна из выпускаемых специализированных ИМС, таких как AD848, INA180, МАХ4372 и подобных. Существуют также микросхемы, сочетающие в едином корпусе усилитель и шунт, например, INA250. При всей простоте такого решения, имеются как минимум три недостатка. Во-первых, величина сопротивления любого материа- ла зависит от температуры, более того, при протекании тока через шунт последний неизбежно будет нагреваться (поскольку, в любом случае, обладает некоторым сопротивлением), что также приведёт к ухудшению точности. Во-вторых, выделение мощности на шун- те — это снижение общего КПД схемы. Наконец, при использова- нии шунта сигнальные цепи неизбежно оказываются гальваниче- ски связаны с силовыми, что в ряде случаев категорически непри- емлемо. Набирают популярность MOSFET с отдельным (четвёртым) токо- измерительным выводом [47]. Они не имеют внутри шунтов или иных датчиков, как может показаться на первый взгляд. Всё дело в том, что мощный MOSFET упрощённо представляет собой тысячи абсолютно идентичных маломощных транзисторов, соединённых параллельно. Истоки нескольких из них подсоединяются к отдель- ному выводу. Соответственно, через этот вывод будут течь тысяч- ные доли общего тока транзистора, и для измерения такого малого тока вместо крупногабаритного шунта можно использовать стан- дартный маломощный прецизионный резистор. Умножив измерен- ное значение на указанный в документации коэффициент, можно вычислить полную величину тока в транзисторе.
R1 zC1 Глава 2. Элементная база источников питания 105 для измерения переменно- ч/ ^ ш 0 либо импульсного тока ши- I ^ Г око применяются трансфор- Заторы тока3. Конструктивно, такой трансформатор пред- ставляет собой сердечник с обмоткой (вторичной), а пер- вИчная обмотка формируется 2 42 Б|СЛЮче„„е путём продевания токоведу- трансформатора тока щей шины или провода через ^ сердечник. Рассмотрим схему на рис. 2.42. Ток нагрузки протекает через первичную обмотку трансформатора тока ТТ. Напряжение с вторич- ной обмотки выпрямляется диодом D1 и приложено к нагрузочному резистору R1. Величина падения напряжения на этом резисторе пропорциональна величине протекающего в первичной обмотке то- ка. Интегрирующая цепь R2, С1 сглаживает пульсации снимаемого с R1 сигнала, который далее может поступать, к примеру, на вход усилителя. При измерении переменного тока, вместо однополупе- риодного выпрямителя D1 может применяться диодный мост, если же измеряется импульсный ток, протекающий только в одном на- правлении — это не имеет смысла. Преимуществами трансформатора тока являются: - гальваническая развязка силовых и сигнальных цепей; - широкий диапазон измеряемых токов; - отсутствуют потери мощности (не ухудшает КПД); ~ допустимое напряжение в силовой цепи ограничено только свой- ствами изоляции обмоток. Основной недостаток — невозможность применения в цепях постоянного тока. Наличие постоянной составляющей в измеряе- мом токе приводит к подмагничиванию сердечника трансформа- тора и сильному снижению точности измерений. Кроме того, при обрыве балластного резистора, на выводах трансформатора бу- дет присутствовать довольно высокое напряжение, способное привести к выходу из строя элементов сигнальных цепей (кон- троллера или ОУ). 3 На самом деле, существуют измерительные трансформаторы и для постоянного тока. По сути, они представляют собой разновидность магнит- ного усилителя.
106 Глава 2. Элементная база источников питания В первичной части импульсных преобразователей напряжен^ ток протекает всегда в одном направлении. Хотелось бы обратив внимание ремонтников, что в таких цепях не допускается включат трансформатор «наоборот», перепутав конец и начало вторичное обмотки. При таком включении, выпрямительный диод будет всегда заперт, соответственно, сигнал с трансформатора не будет пода. ваться в цепи управления, а вторичная обмотка не будет нагружена на балластный резистор, что может привести к пробою диода высо. ким напряжением. Компромиссным вариантом можно считать применение токо- измерительных датчиков Холла. Принцип их действия основан на эффекте Холла — возникновении разности потенциалов на j краях помещённой в магнитное поле металлической (или полу. проводниковой) пластины, по которой протекает постоянный ток. Эта разность потенциалов будет тем больше, чем больше напряжённость магнитного поля. Поскольку ток, протекающий через проводники, создаёт вокруг них магнитное поле, эффект Холла может с успехом быть использован для измерения величи- ны этого тока. В настоящее время датчики Холла являются широко распростра- нёнными и относительно дешёвыми устройствами, обладающими высокой точностью измерений. Они не вносят никакого влияния в работу измеряемых цепей и могут применяться как при постоянном, так и при переменном токе. Такие датчики обеспечивают гальвани- ческую развязку силовых и сигнальных цепей. Однако для работы они требуют наличия собственного питания. Как правило, в корпусе датчика, помимо собственно измеритель- ного элемента, содержится и вспомогательная электронная схема (стабилизатор питания, усилитель сигнала, выходной каскад). В за- висимости от логики работы, выделяют два типа датчиков: - цифровые датчики Холла (также называемые «с цифровым, или логическим, выходом») имеют интегрированный триггер Шмитта, и служат индикаторами наличия магнитного поля; - амплитуда выходного сигнала линейных датчиков Холла (так- же называемых «с аналоговым выходом») изменяется пропорци- онально напряжённости магнитного поля, что позволяет исполь- зовать их в качестве измерительных элементов. Цифровые датчики Холла применяются в качестве сенсоров по- ложения, концевых выключателей, счётчиков оборотов либо датчи- ков перегрузки (предельного тока в цепи). Их работа подобна герко-
Глава 2. Элементная база источников питания 107 например: если напряжённость магнитного поля превышает не- НУторый порог (к датчику поднесли магнит) — на выходе высокий К овень, в противном случае (магнитудалён отдатчика на достаточ- ое расстояние) — низкий. Выход такого датчика может быть усилен ро мощности интегрированным транзисторным каскадом (напри- мер,. с открытым коллектором), для непосредственного управления исполнительными механизмами. Поскольку мы говорим о преобразовательной технике, в первую очередь нам интересны датчики с логическим выходом вроде Honeywell серии CSDA. Через них продевается силовой провод и, пока напряжённость магнитного поля вокруг этого провода мала, на выходе датчика присутствует напряжение питания (высокий уро- вень). Как только напряжённость магнитного поля возрастёт (ток в проводе превысит определённое значение), уровень выходного сигнала сменится на низкий. Время срабатывания указанной серии датчиков составляет 100 мкс. Таким образом, возможно примене- ние подобных датчиков для организации быстродействующей за- щиты от коротких замыканий и перегрузок. Если же требуется изме- рить величину тока, применяются линейные датчики, например, Honeywell серии CSLA. Внешне они выглядят так же, различие толь- ко в том, что выходное напряжение изменяется пропорционально величине измеряемого тока. Говоря о датчиках Холла, нельзя обойти вниманием продукцию Allegro Microsystems. Эта компания выпускает широчайший ассор- тимент токоизмерительных ИМС на основе эффекта Холла. Данные микросхемы устанавливаются в разрыв дорожки питания на печат- ной плате и способны с высокой точностью измерять токи величи- ной до сотен ампер, несмотря на свои малые габариты. Дополнительную информацию о способах измерения тока можно получить в [48]. Известны также способы измерения тока, не требующие до- полнительных компонентов (или специальных транзисторов). Они широко распространены в современных схемах управления пони- жающими импульсными преобразователями малогабаритной тех- ники (например, ноутбуков). В первом случае роль токоизмери- тельного шунта возлагается на сопротивление открытого канала силового MOSFET (RDS(on))- Управляющая ИМС определяет величи- НУ тока в цепи на основе измеренной величины падения напряже- ния на транзисторе. В качестве примера, можно привести ИМС рМб680.
108 Глава 2. Элементная база источников питания В главе 3 будет показано, что неотъемлемым компонентом По нижающего преобразователя является дроссель. Любой дрОс сель обладает активной (омической) составляющей сопротивле ния, существование которой обусловлено ненулевой величиной сопротивления обмотки. Поскольку дроссель используется как реактивный компонент, эта составляющая является паразитной но её присутствие неизбежно. Именно активное сопротивление дросселя (англ. DCR, от DC Resistance), может быть использовано для измерения тока в нём, например, так работает контроллер МАХ8744А. Существуют и контроллеры, способные применять любой из двух способов измерения, например, ISL6247. Также выпускаются от- дельные ИМС, измеряющие ток указанными способами, и форми- рующие пропорциональный выходной сигнал, что позволяет ис- пользовать их в паре со схемами управления, спроектированными под классические средства измерения (например, IR25750L). 2.11. Практические примеры В этом разделе будут приведены примеры того, как рассмотрен- ные выше свойства и особенности разнообразных электронных компонентов применяются на практике, в отдельных узлах серийно производящихся устройств. 2.11.1. Блок питания на гасящем конденсаторе В разделе 2.2 была рассмотрена простейшая схема делителя на- пряжения на резисторах. Как было указано, она совершенно непри- годна для питания нагрузки с более или менее существенным током потребления из-за огромного выделения тепла. Однако, как мы зна- ем, конденсатор представляет собой реактивное сопротивление и не греется при работе, а значит, схема делителя на конденсаторах вполне имеет право на существование (в цепях переменного тока, разумеется). На рис. 2.43 приведена схема вспомогательного блока питания сварочных источников «Торус», применяемая для питания вентиля- тора охлаждения. Плёночные конденсаторы С1 и С2 формируют делитель напряжения. На схеме указаны нестандартные номина-
Глава 2. Элементная база источников питания 109 С1 -230V 8v8400V С2_ 23»6 100V~ Рис. 2.43. Вспомогательный блок питания сварочного источника «Торус» лы, поскольку в реальности эти конденсаторы собраны из несколь- ких параллельно соединённых. Выходное напряжение делителя поступает на двухполупериодный мостовой выпрямитель (диод- ный мост) D1 и используется для питания двигателя вентилятора М1. Пульсации выпрямленного напряжения сглаживаются элек- тролитическим конденсатором СЗ. Выходное напряжение емкостного делителя будет определяться по формуле: Очевидно, что данный источник питания не является стабилизи- рованным. Его выходное напряжение линейно зависит от напряже- ния питающей сети и мощности нагрузки. Гораздо более распространённой является схема источника пи- тания на гасящем или балластном конденсаторе (рис. 2.44). Роль «верхнего» сопротивления делителя играет конденсатор С1, «ниж- FU1 -230V ' 1 SKE27A А =4= U1 02 78М05 22tyF35V 22yF 10V СЗ J . 2.44. Блок питания для микроконтроллера на гасящем конденсаторе
110 Глава 2. Элементная база источников питания него» — сама нагрузка. Блок питания защищен предохраните^ FU1. Резистор R1 ограничивает бросок тока при заряде конденсат0 ра. На выходе диодного моста установлен интегральный стабилиза тор (Ли сглаживающие конденсаторы С2, СЗ. Супрессор ZD1 защи щает ИМС стабилизатора от возможных скачков напряжения. ца рисунке приведён пример «максимальной» схемы, в реальное^ производители часто упрощают её в большей или меньшей степе. ни. Номиналы указаны приблизительные, только лишь для понима- ния порядка чисел. Расчёт ёмкости гасящего конденсатора производится по следу. ющей формуле: - ,;- - 2fJU£U£ где IH — максимальный ток, потребляемый нагрузкой, f — частота тока; UBX — напряжение питающей сети, UBblx — номинальное выход- ное напряжение блока питания. Подставив значение частоты и преобразовав результат для удоб- ства в мкФ, получим: 3184 ■/„ С = Подобные источники получили широкое распространение для питания устройств с низким потреблением энергии: реле времени, светодиодных индикаторов и ламп, модулей управления бытовой техникой и т.п. Преимущество блока питания на балластном конденсаторе - простота и низкая стоимость. Обычно сюда причисляют и компакт- ность, однако современные импульсные блоки питания сравнимой мощности обладают сопоставимыми габаритами. При этом конден- саторные блоки питания обладают громадным недостатком — от- сутствием гальванической развязки. Любая часть устройства, пита- емого через гасящий конденсатор, находится под потенциалом се- ти, и прикосновение к ней несёт потенциальную опасность для жизни. Другой недостаток — сильная зависимость выходного на- пряжения от тока нагрузки (чем меньше ток, тем больше напряже- ние), по причине чего эти блоки плохо подходят для питания нагруз- ки, мощность которой может значительно изменяется.
Глава 2. Элементная база источников питания 111 2.11.2. Тиристор в качестве реле Пожалуй, наиболее популярное применение тиристоров — в ка- тве коммутационных элементов, включающих и отключающих аГрузку в цепях переменного тока. Такое включение тиристора по- зволяет заменить традиционные электромагнитные реле. Функцио- нальный аналог реле, выполненный на основе полупроводниковых коммутационных компонентов, носит название твердотельного реле (англ. Solid State Relay, сокр. SSR). На рис. 2.45 изображена упрощённая схема входных цепей сва- рочного источника «Неон». Напряжение питающей сети поступает на диодный мост DB1, за которым находятся сглаживающие кон- денсаторы С1 общей ёмкостью около 2800 мкФ. В момент зарядки такой ёмкости возникнет бросок тока весьма большой величины, что может привести к пробою диодного моста или обгоранию сое- динений. Поэтому ток заряда конденсаторов ограничивается рези- стором R1. После зарядки конденсаторов происходит запуск сило- вого преобразователя и, когда выход источника нагружен, на R1 бу- дет выделяться значительная мощность, что приведёт к его перегоранию. Поэтому, параллельно ему включен тиристор VS1. После запуска преобразователя через первичную обмотку транс- форматора тока ТТ течёт ток, и на вторичной обмотке индуцируется D2-D5, 2.45. Узел плавной зарядки конденсаторов сварочного источника «Неон»
112 Глава 2. Элементная база источников питания напряжение. Это напряжение, выпрямленное мостом на д D2...D5, приложено к управляющему электроду тиристора, что приводит к открытию последнего. В результате резистор R1 оказы вается шунтирован тиристором. Изображённый на рис. 2.46 узел в общем и целом схемотехниче- ски аналогичен твердотельным реле. Он соответствует двум основ- ным отличительным признакам реле: коммутация относительно больших токов посредством слаботочного управляющего сигнала и гальваническая развязка силовых цепей и цепей управления. Управляющий сигнал от микроконтроллера включает транзи- сторный ключ Q1. При этом резистор R1 ограничивает ток базы, а резистор R2 предотвращает самопроизвольное открытие транзи- стора, притягивая потенциал базы к эмиттеру в отсутствие управля- ющего сигнала. Через открытый ключ Q1 напряжение источника пи- тания проходит через светодиод оптопары U1. Ток светодиода огра- ничивается резисторами R3 и R4. При включении светодиода фототиристор оптопары переходит в проводящее состояние. Через открытый фототиристор протекает ток управляющего электрода VS1, приводя к отпиранию последне- го. При этом, напряжение питающей сети будет приложено к на- грузке (электродвигателю М1) через предохранитель FU1. Поскольку в силовой цепи протекает переменный ток, тиристор VS1 будет естественным образом запираться в каждом полуперио- Рис. 2.46. Узел включения вентилятора сварочного источнике «Неон»
Глава 2. Элементная база источников питания 113 (при нулевом значении тока). Если светодиод оптопары в это ^пемя остаётся включенным, в наступающем полупериоде тиристор нова откроется, в противном случае — останется запертым, и на- грузка будет отключена. По очевидным причинам данная схема не- применима для коммутации нагрузки в сети постоянного тока (ведь открывшись один раз, тиристор останется в проводящем состоянии по обесточивания всей схемы, поскольку ток реально существую- щей нагрузки в любом случае будет превышать ток удержания). Параллельно светодиоду оптопары включен резистор R5. В ситу- ации, когда ток базы Q1 мал, ток коллектора также будет пропорци- онально небольшим. При этом присутствие R5 сделает ток через светодиод недостаточным для срабатывания оптопары. Таким об- разом, резистор R5 защищает схему от ложных срабатываний, ко- торые могут быть вызваны наводками на цепи управления. Элементы R6, С1 предотвращают самопроизвольное открытие тиристора из-за потенциала, индуцируемого на управляющем элек- троде вследствие быстрого нарастания напряжения на приборе. В схеме применён трёхквадрантный тиристор, что обусловило воз- можность отказа от установки снабберной цепи параллельно ему. Применённая модель оптопары включается при переходе напряже- ния сети через ноль, что позволяет снизить помехи, возникающие при коммутации тиристора. Дополнительную информацию касательно применения тиристо- ров в качестве выключателей и реле можно получить в [49]. 2.11.3. Импульсно-фазовый тиристорный регулятор Приведённая на рисунке 2.47 схема с небольшими вариациями получила широчайшее распространение в качестве регулятора: яр- кости ламп накаливания (диммера), мощности электронагреватель- ных приборов, скорости вращения коллекторных двигателей элек- троинструмента и бытовых приборов. При включении в сеть и подключении нагрузки, конденсатор С1 заряжается через резисторы R1-R3 и сопротивление нагрузки. На- пряжение на резисторе плавно нарастает и в момент, когда оно до- стигнет порога отпирания динистора VS2, последний перейдёт в проводящее состояние. После этого конденсатор С1 разрядится на Управляющий электрод симистора VS1, тем самым будет сформи- рован отпирающий импульс.
114 Глава 2. Элементная база источников питания нагрузка -230V Рис. 2.47. Симисторный импульсно-фазовыйрегулятор Симистор VS1 будет оставаться в проводящем состоянии до окончания полупериода сетевого напряжения, затем естественным образом закроется. В начале следующего полупериода процесс по- вторится — отпирающий импульс будет сформирован только после зарядки конденсатора. Таким образом, симистор VS1 запирается при переходе напря- жения сети через ноль, а отпирается — с некоторой задержкой или сдвигом фазы. Поскольку скорость зарядки конденсатора опреде- ляется величиной сопротивлений, включенных последовательно с ним, длительность этой задержки можно регулировать посредством переменного резистора. Цепь R4 С2 является снаббером, служащим для поглощения по- мех и защиты симистора от выбросов напряжения, возникающих при коммутации индуктивной нагрузки. Для лучшей защиты, парал- лельно снабберу может быть включен также и варистор. Рис. 2.48. Внешний вид симисторных регуляторов для различных применений
Глава 2. Элементная база источников питания 115 На рисунке 2.49 изображены графики формы напряжения на на- рузке. При достаточно быстрой зарядке конденсатора (суммар- ое сопротивление резисторов минимально, движок переменного езистора повёрнут в положение «максимум» или 100%), напряже- ние по форме будет повторять сетевое. В таком состоянии регуля- тор не вносит никаких изменений в работу нагрузки. Замедлив от- пирание симистора, мы «обрезаем» начало синусоиды, и усред- нённое напряжение на нагрузке немного уменьшается (график «80%» на рисунке). Продолжив поворачивать переменный рези- стор в сторону минимума, мы можем добиться того, что отпирание симистора будет происходить только в самом конце полупериода, вследствие чего усреднённое напряжение на нагрузке будет го- раздо меньше сетевого (график «20%» на рисунке). Указанные особенности управления отражены в названии регу- лятора. Импульсный — поскольку для отпирания коммутирующего прибора применяется специально сформированный импульс с кру- тым фронтом; фазовый — по- скольку регулировка выходно- го напряжения осуществляет- ся посредством изменения фазы отпирания. Фазовый метод регулиро- вания может быть применён для создания выпрямителя с изменяемым выходным напря- жением, т.е. управляемого вы- прямителя (рис. 2.50). В поло- жительной полуволне напря- жения ток проходит по цепи 20% Рис. 2.49. Напряжение на выходе регулятора D1 —■ сопротивление нагруз- ки — VS1, в отрицательной по- луволне — D2 — сопротивле- ние нагрузки — VS2. Изменяя Фазу отпирания тиристоров, можно регулировать усреднён- ную величину напряжения на нагрузке в каждой полуволне. Схема управляемого вы- пРямителя получила довольно Широкое распространение в Uynp2 Uynpi Рис. 2.50. Управляемый выпрямитель
116 Глава 2. Элементная база источников питания мощных источниках питания, в частности, отечественных и бежных сварочных выпрямителях (например, «Lincoln E за DC1000», «СэлмаУВПР-120»). Из графика на рис. 2.49 можно сделать вывод — при больщ0 сдвиге фазы отпирания тиристора напряжение на нагрузке приок* ретает сильно пульсирующий характер. Как правило, это обстой тельство не критично для нагрузок, обладающих большой инерци. онностью, таких как электродвигатели, ТЭНы, мощные лампы нака- ливания. Однако, при повышенных требованиях к уровню пульсаций для их сглаживания необходимо применять дополнительные эле- менты — дроссели, конденсаторы. В частности, для достижения в схеме с управляемым выпрямителем при большом сдвиге фазы от- пирания аналогичного обыкновенному диодному мосту уровня пульсаций, необходимо значительно увеличить номиналы конден- саторов и/или дросселя сглаживающего фильтра. +12V 2.11.4. Задержка включения реле Вернёмся к узлу плавной зарядки конденсаторов, рассмотренно- му в разделе 2.11.2 (рис. 2.45). Как было показано, логика его рабо- ты проста: после включения в сеть питание силовых цепей аппарата осуществляется через токоограничивающий резистор, а спустя не- которое время этот резистор шунтируется. Зачастую для этой цели используют реле, контакты которого замыкаются по истечению не- которого времени после появ- ления питания (то есть, с за- держкой). Как пример реали- зации, на рис. 2.51 изображена схема обеспечения задержки включения реле, применяемая в сварочных аппаратах «Ресан- таСАИ». Через резистор R1 от ис- точника питания заряжается конденсатор С1, при этом ско- рость зарядки определяется величинами сопротивления D1 1N4148 резистора и ёмкости конден- сатора. В процессе зарядки величина напряжения на кон- Рис. 2.51. Задержка включения реле в аппарате «Ресанта САИ»
Глава 2. Элементная база источников питания117 саторе растёт и стабилитрон ZD1 перейдёт в проводящее состо- ^еН как только она достигнет величины напряжения стабилизации. ЯН и этом переход Б-Э транзистора Q1 будет смещён в прямом на- влении, вследствие чего по цепи коллектора, через обмотку ре- ПР Ю начнёт протекать ток. При указанных на схеме номиналах за- Лержка включения реле составит порядка 1 с. При отключении источника питания, конденсатор С1 разряжает- ся через диод D1 на других потребителей, подключенных к этому же источнику питания. При включенном питании диод D1 обратно сме- щен и влияния на работу схемы не оказывает. Диод D2 защищает транзистор от выброса напряжения, обуслов- ленного индуктивностью обмотки реле в момент отключения по- следнего.
Глава 3 Топологии импульсных источников питания 3.1. ИИП без гальванической развязки Данный тип источников питания, также называемый конверто- рами или DC/DC-преобразователями, применяется для регули- ровки величины напряжения в тех случаях, когда не требуется обе- спечивать гальваническую развязку между входом и выходом. Так, это могут быть узлы питания устройств от батарей и аккумуляторов, а также вспомогательные преобразователи. 3.1.1. Понижающий преобразователь и синхронный выпрямитель Блоки питания различной электронной техники обычно формиру- ют одно или несколько стабилизированных выходных напряжений величиной 5,12, 24 В или около того (в частности, большинство бло- ков питания ноутбуков выдают напряжение 19 В). При этом ИМС обычно питаются напряжениями гораздо более низкой величины, что и обуславливает необходимость применения промежуточных понижающих преобразователей. Конечно, можно было бы применить блок питания с достаточно низким выходным напряжением, но при большой мощности нагруз- ки это ведёт к дополнительным проблемам. К примеру, централь- ный процессор компьютера имеет напряжение питания порядка 1 В, а потребляемый им ток составляет десятки ампер. Для тока та- кой величины потребовались бы весьма массивные дорожки на пе- чатной плате, соединительные кабели большого сечения, и очень мощные коммутационные устройства, что привело бы к существен- ному ухудшению массогабаритных показателей и увеличило стои- мость устройства. К тому же, коммутация таких токов происходила бы отнюдь не бесследно в плане электромагнитных помех. Таким образом, применение промежуточных преобразователей, разме-
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 119 £ННЫх в непосредственной близости от питаемых ими нагрузок, еСТ0 кажущегося усложнения конструкции, на самом деле при- воДИТ к удешевлению и снижению габаритов устройств. Именно по- тому понижающий импульсный преобразователь (англ. buck, или step-down, converter4) является, пожалуй, одним из самых рас- пространённых импульсных преобразователей. Он характеризует- ся он двумя следующими свойствами: величина выходного напряжения всегда меньше, чем входного; _ в отличие от линейного регулятора, величина тока, протекающе- го через нагрузку, больше, чем величина тока, потребляемого преобразователем от источника питания. К примеру, если питаемая от импульсного преобразователя на- грузка потребляет 65 Вт при напряжении питания 1,25 В, через неё будет течь ток 52 А. Сам преобразователь будет потреблять от блока питания те же 65 Вт5, что составит 3,42 А при выходном на- пряжении блока питания 19 В. Не требует доказательств тот факт, что шина питания, по которой протекает ток в 3...4 А, может быть выполнена гораздо более лёгкой и тонкой, по сравнению с пятиде- сятиамперной. Структурная схема понижающего преобразователя приведена на рисунке 3.1, где RH — нагрузка преобразователя. При замыкании ключа S1, ток от источника питания проходит по цепи S1 — L1 — RH. Наличие дросселя обеспечивает плавное нарастание величины то- ка. По мере увеличения тока в цепи, падение напряжения на дросселе уменьшается, соответственно напря- жение на нагрузке RH возрастает. Од- новременно с этим в дросселе нака- пливается энергия. Как только напря- жение на нагрузке достигнет требуемой величины, процесс преры- вается размыканием ключа S1 одно- временно с замыканием S2. После че- го накопленная в дросселе энергия расходуется на поддержание тока, протекающего в том же направлении Рис. 3.1. Понижающий импульсный преобразователь 4 Также, можно часто встретить название «чоппер» (англ. chopper). 5 Для простоты, примем КПД равным 100 %. Впрочем, для преобразова- телей на современной элементной базе это не так далеко от истины.
120 Глава 3. Топологии импульсных источников питания _ по цепи RH, S2. По мере расхода энергии, напряжение на у3 уменьшается. Затем ключ S2 размыкается, a S1 — замыкается процесс повторяется. Пульсации напряжения на нагрузке сглажив ются фильтрующим конденсатором С1. Таким образом, в раб0]С понижающего преобразователя можно выделить две фазы —- накс пление энергии в дросселе L1 (S1 замкнут, S2 разомкнут), и её рас ходование (S2 замкнут, S1 разомкнут). Постоянно контролируя величину напряжения на нагрузке, схем; управления (не изображена на рисунке) меняет коэффициент за. полнения последовательности управляющих импульсов, тем самьну варьируя длительность промежутков времени, в течение которы> ключи находятся в проводящем состоянии. Тем самым, обеспечи- вается стабильность выходного напряжения как при переменной мощности, потребляемой нагрузкой, так и при отклонениях величи- ны входного напряжения от номинальной. При достаточно большой величине потребляемого нагрузкой то- ка преобразователь работает в режиме непрерывного тока (т.е. ток в дросселе никогда не уменьшается до нуля или, другими словами, запасённая в дросселе энергия не расходуется полностью). Тогда величины напряжений на входе и выходе будут связаны следующим соотношением, где D — коэффициент заполнения управляющих им- пульсов: Цэых = DUBX Как видно, в режиме непрерывного тока величина выходного на- пряжения зависит только от коэффициента заполнения. При входе в режим прерывающегося тока, величина выходного напряжения на- чинает зависеть и от частоты работы преобразователя, индуктивно- сти дросселя, и величины выходного тока. Если выходное напряжение намного меньше входного, а ток на- грузки невелик, длительность периода накопления энергии в дрос- селе будет гораздо меньше, чем расходования этой энергии. Гово- ря иначе, ключ S2 будет замкнут гораздо дольше, чем S1, т.е. вы- ходной ток преобразователя по большей части будет протекать через S2. Чуть ниже будет пояснено, почему это обстоятельство яв- ляется значимым. В реальности, роли попеременно замыкаемых ключей S1 и S2 вы- полняют полупроводниковые элементы. Ключ S1, осуществляющий коммутацию напряжения питания, обычно называют «верхним» (англ. high side switch) — на схеме он также изображён вверху, а ключ
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 121 Рис. 3.2. Асинхронный понижающий импульсный преобразователь q2 замыкающий цепь в ьазе расходования за- пасённой в дросселе энергии, соответствен- н0> «нижним» (англ. low side switch). Поскольку поляр- ность напряжения на вы- водах дросселя в обеих фазах работы будет про- тивоположной, очевид- ным решением является использование транзи- стора в качестве ключа S1, и диода — как S2. Такая схема носит на- звание асинхронной (рис. 3.2). После запирания верхнего ключа Q1 в схеме асинхронного пре- образователя нижний ключ D1 будет смещён в прямом направлении и автоматически перейдёт в проводящее состояние. После отпира- ния Q1 произойдёт обратный процесс. Схема управления осущест- вляет коммутацию только одного ключа (верхнего), основываясь на обратной связи по напряжению на нагрузке RH. При небольших выходных напряжениях (до десятков вольт) в ка- честве D1 отлично применимы диоды Шоттки. Однако вернёмся к примеру с процессором выше. Мало того, что падение на диоде, пусть даже и Шоттки, соизмеримо с выходным напряжением, так ещё и ток в десятки ампер приведёт к выделению достаточно боль- шого количества теплоты. Итоговый КПД понижающего преобразо- вателя в указанных условиях оказывается не таким высоким, как мог бы быть. К тому же, потребляемая процессором мощность изменя- ется в зависимости от выполняемых задач, что усугубляет ситуа- цию — ведь при небольшой нагрузке выходной ток протекает в ос- новном через нижний ключ, как показано ранее. Само по себе вы- деление тепла, даже если это всего несколько «лишних» ватт, уже может быть критичным фактором, особенно в свете тенденции к ми- ниатюризации электронного оборудования. Добиться снижения потерь в нижнем ключе возможно заменой Диода на MOSFET из линейки моделей с очень низким значением сопротивления канала RDS(on)- Такая схема преобразователя называ- йся синхронной (рис. 3.3). Принцип её действия полностью анало-
122 Глава 3. Топологии импульсных источников питания гичен. Попеременное отпирание ключей Q1 и Q2 обеспечиваете схемой управления (на рис. 3.3 не показана). Вообще, применение синхронных выпрями- телей, т.е. замена в це- пях с низкими напряже- ниями и большими тока- ми выпрямительных диодов на транзисторы с целью снижения по- терь является популяр- ным решением в совре- менной технике. Как показано в разд. 2.6, реальный транзи- сторный ключ не спосо- бен запираться мгновенно. Поэтому в схеме синхронного преобра- зователя потенциально возможно возникновение аварийной ситуа- ции, когда один из ключей уже открыт, а второй не успел закрыться. Тоже самое произойдёт при сбое системы управления или дефекте в её цепях. При этом линия питания будет закорочена на «землю», и через транзисторы потечёт значительный сквозной ток, приводя- щий к выходу их из строя (англ. shoot-through current). Защита от сквозного тока реализовывается посредством введе- ния паузы между управляющими импульсами, как показано на рис. 3.4. Длительность паузы выбирается такой, чтоб транзистор га- рантированно успел закрыться. В англоязычной документации эта Рис. 3.3. Синхронный понижающий импульсный преобразователь U упр.1 и упр.2 Г. пауза (dead time) Рис. 3.4. Пауза между импульсами управления для защиты от сквозного тока
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 123 за носит название dead time, и часто можно встретить дослов- ъМ перевод — «мёртвое время». Н согласно примеру [50], замена асинхронной схемы на синхрон- ю в преобразователе 24 -> 5 В мощностью 15 Вт позволяет повы- сь КПД с 94 до 98 %. Однако, это приводит к удорожанию преоб- разователя на 70 %. В организации управления верхним и нижним ключами наблю- дается существенное отличие. Как известно, управляющий сигнал на затвор транзистора подаётся относительно его истока (эмитте- ра, при использовании IGBT). И если исток нижнего ключа соеди- нён со схемной «землёй», что не создаёт никаких сложностей в конструкции цепи управления, то в случае верхнего ключа это не так. Из схемы на рис. 3.3 видно, что потенциал истока Q1 отличен от потенциала схемной «земли». Из-за этого, приходится приме- нять особые схемы управления, формирующие гальванически раз- вязанные сигналы для верхнего и нижнего ключей, что приводит к дополнительному усложнению конструкции (а значит, и увеличива- ет стоимость). При выходных токах в десятки и сотни ампер зачастую исполь- зуют многофазный (англ. multiphase) преобразователь — не- сколько параллельно соединённых понижающих преобразовате- лей с общей схемой управления. Количество преобразователей в составе обозначают как количество фаз. Пример блок-схемы пре- образователя с четырьмя фазами изображён на рисунке 3.5, где имеется четыре синхронных преобразователя и схема управле- ния, на вход которой поступает сигнал обратной связи (отслежи- вание напряжения на нагрузке), на выходе формируются четыре пары сигналов, отпирающих верхние и нижние ключи каждого из преобразователей. Также в многофазную схему могут быть объединены преобразо- ватели с разными выходными напряжениями. Например, преобра- зователь 6+2 имеет два выходных напряжения, формируемых ше- стью и двумя фазами соответственно. Если потребляемая нагрузкой мощность переменна, схема Управления включает преобразователи ступенчато. При небольшой н^грузке работает только один, при её увеличении подключается второй и так далее, до задействования всех преобразователей. Та- кой подход позволяет обеспечивать стабильно высокий КПД в ши- Роком диапазоне нагрузочных токов. Для реализации ступенчатого подключения, схема управления должна иметь обратную связь не
124 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Преобразователь 1 Преобразователь 2 Преобразователь 3 Преобразователь 4 ос \Rh Упр.4 .Упр.2. Схема управл-я Рис. 3,5. Многофазный понижающий импульсный преобразователь только по напряжению, но и по току. Дли измерения тока обычно применяют шунты, устанавливаемые на выходе каждого преобразо- вателя. При очень низких выходных напряжениях, что типично для процессоров, токовым шунтом может выступать сам дроссель пре- образователя, поскольку его обмотка также имеет некоторое актив- ное сопротивление. Импульсы управления разными преобразователями в составе многофазной схемы могут быть сдвинуты во времени друг относи- тельно друга. Когда размыкается верхний ключ первого преобразо- вателя — замыкается верхний ключ второго, когда размыкается верхний ключ второго, то приходит очередь третьего, и так далее. В результате наблюдается существенное снижение пульсаций на- пряжения на выходе. Если в обычном преобразователе самыми «горячими» элемента- ми являются два ключевых транзистора, то многофазная техноло- гия позволяет распределить токи (а значит, и тепловыделение) между несколькими парами ключей. Это займёт больше места на
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 125 чатной плате, обеспечив лучший естественный теплоотвод, что Пчень важно для компактных устройств. Вообще, такая идея хорошо °огласуется с тенденциями дизайна потребительской электроники, едь установить пару массивных радиаторов и один габаритный дроссель мощного однофазного преобразователя в тонком корпусе современного ноутбука или телевизора попросту негде. Зато, пло- щадь позволяет заменить этот преобразователь на многофазный, состоящий из необходимого количества планарных элементов, пусть даже их будет полтора десятка. Кстати, многофазные преобразователи, питающие процессоры, видеоядра и прочие компоненты компьютерных систем, принято на- зывать VRM (англ. voltage regulator module, модуль регулировки на- пряжения). Как упоминалось, такие преобразователи отдают в на- грузку ток в десятки и сотни ампер при выходном напряжении где- то в пределах 0,5...3,5 В. При этом, величина выходного напряжения поддерживается с очень большой точностью, вплоть до сотых долей вольта. Отличительной особенностью также является программное задание требуемой величины выходного напряжения, которая во время работы так же программно может быть изменена без оста- новки и перезапуска системы. Что касается управления импульсными понижающими преоб- разователями, на данный момент выпускается широчайший ас- сортимент специально предназначенных ИМС от разных произво- дителей, в числе которых Maxim, Monolithic Power Systems (MPS), Richtek, STMicroelectronics, Texas Instruments. Помимо микро- схем, управляющих внешними ключами (например,, UC3573), су- ществует множество ИМС, в структуру которых ключи уже инте- грированы (например, распространено семейство «Simple Switcher» от Texas Instruments, в частности, LM257x, LM259x и Ш267х, требующие для полноценной работы всего 4-5 внешних элементов). Более подробно ИМС преобразователей будут рас- смотрены в разд. 5.2. 3.1.2. Повышающий преобразователь Повышающий импульсный преобразователь (англ. boost, или step-up, converter) в электронной технике чаще всего, пожалуй, встречается в качестве узла коррекции коэффициента мощности. Также повышающие преобразователи широко применяются при ор- ганизации питания от аккумуляторных батарей, солнечных панелей.
126 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Работа повышающего преобразователя характеризуется ющими свойствами: - величина выходного напряжения всегда больше, чем входного- - величина тока, протекающего через нагрузку, меньше, чем вели чина тока, потребляемого преобразователем от источника пита ния. Схема преобразователя приведена на рисунке 3.6. В фазе нако. пления энергии ключ S1 замкнут, a S2 разомкнут. Ток протекает че- рез дроссель L1, и полярность его верхнего по схеме вывода явля- ется положительной. Нагрузка отсоединена от преобразователя и её питание поддерживается за счёт заряда конденсатора С1. В фа. зе передачи энергии в нагрузку ключ S1 размыкается, a S2 замыка- ется. Накопленная в дросселе энергия расходуется на поддержание тока, протекающего в том же направлении, а полярность напряже- ния на выводах дросселя меняется на противоположную. Таким образом, можно представить, что дроссель сое- диняется последовательно с источни- ком питания схемы, благодаря чему к нагрузке через замкнутый ключ S2 прилагается повышенное напряжение. В этой же фазе осуществляется заряд- ка конденсатора С1, затем процесс по- вторяется. Иначе говоря, дроссель в этой схе- ме является не накопительным (как в понижающем или инвертирующем преобразователях), а вольтодобавочным, по- скольку питает нагрузку совместно с источником питания схемы, а не вме- сто него. Благодаря это- му обстоятельству, дрос- сели повышающих пре- образователей обычно отличаются несколько меньшими габаритами. В качестве ключа S2 Рис. 3.7. Асинхронный повышающий может применяться диод импульсный преобразователь Рис. 3.6. Повышающий импульсный преобразователь D1 С1: \RH
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 127 инхронная схема, рис. 3.7) либо транзистор (синхронная схема). (аС. сКазанное о синхронных и асинхронных понижающих преобра- 0сватеЛях в предыдущем разделе полностью применимо и к повы- шающим. Как и в схеме понижающего преобразователя, регулировка вы- одного напряжения осуществляется посредством изменения ко- эффициента заполнения управляющих импульсов. Величины напря- жений на входе и выходе связаны соотношением: увых Из схемы преобразователя (рис. 3.7) видно, что напряжение на нагрузке не может быть ниже входного. Даже если транзистор Q1 постоянно заперт, ток будет проходить через дроссель L1 и диод D1 (при синхронном выпрямлении — внутренний диод MOSFET). Из этого вытекает не самая приятная особенность — если на выходе преобразователя произойдёт короткое замыкание, даже при запер- тых транзисторах, пробой диода D1 (или соответствующего MOSFET) практически неизбежен. Кстати, это может произойти да- же при обесточенном устройстве, если в фильтрующих конденсато- рах на шине питания +U ещё сохранился достаточный заряд. 3.1.3. Инвертирующий преобразователь Инвертирующий преобразователь (англ. inverting buck-boost) может как повышать, так и понижать входное напряжение, однако, полярность на его выходе инвертирована. Данное обстоятельство полезно при организации двуполярного питания от однополярного +U LCU J>w (Ш. Q1 D1 Ct I> Рис. З.8. Инвертирующий импульсный преобразователь
128 Глава 3. Топологии импульсных источников питания источника. Также, инвертирующий преобразователь может при няться для питания устройств от батарей, поскольку обычно нет n ^ ницы, какая из клемм батареи будет соединена со схемной землёй3 Взглянув на схему (рис. 3.8), нетрудно заметить, что инвертИп ющий преобразователь — тот же повышающий, но дроссель Li ключ S1 поменяны местами. Инвертирующий преобразователь и повышающий, может быть выполнен и по синхронной, и по асии хронной схемам. В фазе накопления энергии, ключ S1 замкнут, a S2 разомкнут Ток протекает через дроссель L1, на верхнем по схеме выводе кото^ рого положительный потенциал. В фазе передачи энергии в нагру3. ку ключ S1 разомкнут, a S2 замкнут. Ток в дросселе течёт в том же направлении, при этом полярность на его выводах меняется на про- тивоположную. Соответственно, вывод дросселя, имеющий отрица- тельный потенциал, подключается к нагрузке через замкнутый ключ S2, а положительный вывод — к схемной «земле». Выходное напряжение преобразователя связано с коэффициен- том заполнения следующим соотношением: Как показано в источниках [51], [52], ИМС управления понижаю- щими преобразователями, имеющие в своём составе интегриро- ванные ключи, могут быть применены для создания инвертирующе- го преобразователя при соблюдении определённой схемы включе- ния и некоторых ограничений. 3.1.4. Комбинированные преобразователи Довольно часто возникает необходимость создания универсаль- ного преобразователя, штатно функционирующего при переменной величине входного напряжения, которая в произвольный момент времени может быть выше, ниже, либо равна выходному. Напри- мер, некоторая схема питается напряжением 3,3 В от литиевого ак- кумулятора типа 18650, выходное напряжение которого в ходе раз- рядки уменьшается от 4,2 до 2,5 В. Соответственно, напряжение нужно понижать, если аккумулятор заряжен, и повышать, если он разряжен. В подобных случаях применяются комбинированные (англ. buck-boost) преобразователи.
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 129 и рисунке 3.9 изображены последовательно соеди- преобразователя - по- аюий (элементы S1, S2, ) и повышающий (L1, S3, S4). Такая схема известна как пре- образователь на четырёх клю- чах (англ. 4-switch converter). Если ключи S1 и S3 посто- янно замкнуты, a S2 и S4 по- стоянно разомкнуты, напряже- ние на нагрузке будет равно напряжению источника питания. Оставив ключ S3 замкнутым, a S4 разомкнутым, и управляя ключами S1 и S2 как в обычном понижающем преобразователе, можно уменьшить величину поступающего на нагрузку напряжения. Оставив ключ S1 замкнутым, a S2 разомкнутым, и управляя ключами S3 и S4 как в обычном повышающем преобразователе, возможно увели- чить величину поступающего не на- грузку напряжения. Обычно данная топология реали- зовывается в виде синхронной схе- мы, как показано на рис. 3.10. Одна- ко, возможно построение и асин- хронного преобразователя [53], как показано на рис. 3.11. Как и в случае ранее рассмотрен- ных топологий, для управления ком- бинированными преобразователями выпускаются специальные серии ИМС (например, LTC3780). Существу- ет и микросхемы с интегрированны- ми ключами, например, TPS6300x. Широкое распространение полу- чили комбинированные схемы с ис- Рис. 3.9. Комбинированный преобразователь на 4 ключах Увых Рис. 3.10. Синхронный комбинированный преобразователь на 4 ключах Рис. 3.11. Асинхронный комбинированный преобразователь на 2 ключах
130 Глава 3. Топологии импульсных источников питания пользованием двух ключей. Три основных топологии изображены и. рисунке 3.12. Преобразователь SEPIC (рис. 3.12а) работает приближенно сл^ дующим образом. Элементы L1, Q1 и D1 фактически представляв собой обычный повышающий преобразователь. Рассматривая схе< му на рис. 3.7 выше, мы отмечали, что выходное напряжение повы. шающего преобразователя не может стать меньше входного, по. скольку в этом случае, независимо от состояния ключа Q1, диод Di неизбежно сместится в прямом направлении, и полное напряжение источника питания будет приложено к нагрузке. Однако, в тополо- гии SEPIC постоянная составляющая блокируется конденсатором С1, который включен между дросселем и диодом. Когда ключ Q1 открыт, ток от источника питания протекает через дроссель L1. Одновременно с этим, С1 и L2 соединены параллель- но, и дроссель L2 получает энергию от конденсатора. Нагрузка от- ключена обратно смещённым диодом D1, и питается энергией, за- пасённой в конденсаторе С2. В следующей фа- зе Q1 запирается. Полярность выводов дросселя L2 меняет- ся, и верхний по схе- ме вывод, обладая положительным по- тенциалом, смещает диод D1 в прямом направлении. На- грузка в этой фазе питается за счёт энергии, запасённой в дросселе L2. Одно- временно, конденса- тор С1 заряжается накопленной в L1 энергией, при этом ток зарядки также протекает через на- грузку. а) С1 D1 С2 : L1 в) Рис. 3.12. Комбинированные преобразователи: а — SEPIC, б — Кука, в — Zeta
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 131 Выходное напряжение преобразователя: вых Топология Кука (Чука) изображена на рис. 3.126. Схемотехниче- ски он идентичен SEPIC, но диод D1 и дроссель L2 поменяны места- ми. Из-за этого, полярность выходного напряжения инвертирована: При открытом ключе Q1 ток протекает через дроссель L1. Ток в нагрузке поддерживается за счёт энергии заряженного конденсато- ра С1, протекая по цепи С1 — L2 — Rh. Полярность левого по схеме вывода дросселя L2 отрицательна. После запирания ключа полярность напряжения на выводах дросселя L2 меняется, и диод D1 смещается в прямом направле- нии. Накопленная в дросселе L1 энергия заряжает конденсатор С1 (ток протекает по цепи L1, С1, D1). Источником тока нагрузки в этой фазе является дроссель L2 (ток протекает по цепи L2, D1, Rh). На рис. 3.12в изображена схема преобразователя Zeta, также известная как «инверсный SEPIC». Полярность выходного напряже- ния этого преобразователя неинвертирована, зависимость величи- ны напряжения от коэффициента заполнения управляющих импуль- сов также соответствует SEPIC. Обратите внимание на характерную особенность — применение р-канального MOSFET Q1. Среди отличительных особенностей трёх топологий можно выде- лить следующие: - топология SEPIC характеризуется низким уровнем пульсаций по- требляемого тока, что уменьшает помехи и позволяет применить более дешевый и компактный фильтрующий конденсатор на ши- не питания; - топология Zeta характеризуется низким уровнем пульсаций вы- ходного тока, что позволяет использовать более дешевый и компактный накопительный конденсатор (С2 на схеме), однако схема управления усложняется из-за наличия верхнего p-MOS ключа; ~" топология Кука обеспечивает низкие пульсации как входного, так и выходного тока, и может быть хорошим выбором для использо- вания в чувствительных схемах, однако инвертированная поляр- ность выходного напряжения усложняет цепь обратной связи.
132 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Q1 Q3 Рис. 3.13. Преобразователь Split-Pi Разумеется, все три топологии могут быть выполнены по сиь хронной схеме, с заменой диодов транзисторами. Дроссели мог использовать общий сердечник. В заключение хотелось бы упомянуть ещё одну интересную топе логию Split-Pi (Split-n) преобразователь (рис. 3.13). Он может быт представлен в виде двух отдельных преобразователей: повышаю щего (элементы L1, Q1, Q2) и понижающего (L2, Q3, Q4). В зависи мости от того, требуется ли повысить или понизить входное напря жение, работает только одна половина, а верхний ключ противопо ложной половины постоянно открыт. Таким образом, наблюдает очевидное сходство с комбинированным преобразователем на че тырёх ключах, который был рассмотрен ранее. Отличие же заключается в следующих моментах. Во-первых, элементом накопления энергии является конденсатор (СЗ на схе- ме), а не дроссель. Во-вторых, с обеих сторон преобразователя находятся накопительные дроссели, что существенно снижает пульсации как на входе, так и на выходе. Наконец, преобразова- тель является полностью двусторонним — несмотря на то, что на рисунке отмечены вход (слева) и выход (справа), во время работы ток может протекать и в обратную сторону в произвольные перио- ды времени. Это не требует ни отключения преобразователя, ни использования каких-либо дополнительных коммутационных эле- ментов. Благодаря данной особенности, преобразователь Split-Pi предлагается в первую очередь как решение, максимально подхо- дящее для электротранспорта с рекуперативным торможением. Также перспективным считается применение этой топологии в си- стемах преобразования энергии, получаемой от аккумуляторных батарей, солнечных панелей и топливных элементов (в частности, с применением суперконденсаторов в качестве накопительных элементов).
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 133 По заявлениям производителя [54], [55], преобразователи Split- ляются источниками напряжения с чрезвычайно малым вну- Р' я ниМ сопротивлением и во всём диапазоне выходных напряже- тр(? и токов характеризуются высоким КПД (от 97 до 99 %), высокой НИчностью поддержания заданного напряжения, пренебрежимо ма- т0 уровнем пульсаций и выдающейся стабильностью работы. 3.1.5. Практический пример преобразователя В качестве иллюстрации применения преобразователей напря- жения в серийно производящейся технике, на рисунке 3.14 приве- дена схема блока питания сварочного аппарата «Rilon ARC250». На первичную обмотку трансформатора Т1 подаётся напряжение сети через выключатель (на схеме не показан). Номинальные напряже- ния вторичных обмоток составляют 15 В. Блок питания формирует три выходных напряжения: 5, 12 и 24 В. Диоды D1, D2 образуют двухполупериодный выпрямитель со средней точкой. Пульсации на выходе выпрямителя сглаживаются конденсатором С1. Выпрямленное напряжение, средняя величина которого составит около 13 В, поступает на интегральный стабили- затор U1 типа L7805. Здесь мы видим довольно часто встречающе- еся решение — токоограничительный резистор R1, по совмести- тельству выполняющий роль медленно срабатывающего предохра- нителя. При долговременном превышении потребляемого тока выделяющаяся на резисторе мощность приведёт к его перегреву и перегоранию. Стабилизатор U2 включен через диодную развязку. Обратим внимание, что падение напряжения на стабилизаторах серии L78xx составляет около 2 В, следовательно, для нормальной работы в Данном случае напряжение на входе U2 должно составлять никак не менее 14 В. Первоначально, стабилизатор питается от выпрямителя через диод D3. Выходным напряжением стабилизатора, помимо прочего, запитана ИМС контроллера импульсного преобразователя U3. После подачи питания на ИМС происходит запуск преобразова- теля с выходным напряжением 24 В, которое попадает на вход U2 через диод D5. При этом диод D3 смещается в обратном направле- Нии, и не пропускает ток далее, на вход U1. В итоге, после выхода всего блока в рабочий режим, стабилизатор U1 и повышающий пре- °бразователь питаются от сетевого выпрямителя, а стабилизатор ^2 — от повышающего преобразователя.
134 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Рис, 3.14. Блок питания сварочного аппарата «Rilon ARC250»
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 135 Наконец, перейдём к импульсному повышающему преобразова- ла Его основными элементами являются MOSFET Q1, дроссель м и быстродействующий диод D4. Управляет стабилизатором, как сказано, ИМС U3 — ШИМ контроллер UC3843B. На схеме при- едены только цепи обратной связи — полная схема включения кон- троллера будет рассмотрена в разд. 5.4. После подачи питающего напряжения на вывод 7 U3 ИМС начи- нает формировать управляющие импульсы. С вывода 6 они посту- пают на затвор ключевого транзистора Q1 через токоограничитель- ный резистор R4. Исток транзистора соединён со схемной «землёй» через шунт R2, обеспечивающий измерение тока, что необходимо для функционирования встроенного в контроллер узла защиты. На- пряжение с шунта, величина которого пропорциональна протекаю- щему току, поступает на вывод 3 ИМС через интегрирующую цепь R3, Сб. Сигнал с резистивного делителя R5 R6, пропорциональный вели- чине выходного напряжения преобразователя, поступает на вывод 2 ИМС. Пульсации этого сигнала сглаживаются конденсатором С7. Таким образом, ИМС U3 осуществляет ШИМ управление ключом преобразователя, контролируя и величину выходного напряжения, и величину протекающего через ключ тока. В данном примере, гальваническая развязка нагрузки и питаю- щей сети осуществляется посредством сетевого трансформатора Т1. Все выходы блока питания гальванически связаны друг с другом и вторичной обмоткой трансформатора. 3.1.6. Преобразователи на переключаемых конденсаторах Все рассмотренные выше топологии преобразователей напря- жения используют индуктивные компоненты (дроссели) в качестве элементов накопления энергии. К сожалению, даже на высоких ча- стотах преобразования, дроссель остаётся тяжёлой крупногабарит- ной деталью. Вдобавок (и мы уже упоминали об этом ранее), совре- менная электроника, в особенности портативная, становится не просто компактнее, но, в особенности, тоньше. Именно толщина корпуса зачастую становится тем фактором, который ограничивает применение дросселей. Существует отдельный класс преобразователей, в схеме кото- рых дроссели не используются вообще — это преобразователи
136 Глава 3. Топологии импульсных источников питания 01 S3 S2 02: Rh напряжения на переключаемых конденсаторах (англ. switch^ capacitor voltage converters). Регулировка выходного напряжени при этом осуществляется посредством коммутации предваритель. но заряженных конденсаторов. Иным словам, переключаемые ко^ денсаторы используются для переноса, «перекачки» порций энер. гии от источника в нагрузку, из-за чего такие преобразователи ча- сто называют зарядовыми насосами (англ. charge pump). Для иллюстрации принципов работы, рассмотрим классическую схему инвертирующего преобразователя (рис. 3.15). При замыкании ключей S1, S2 конденсатор С1 заряжается от ис- точника питания. При этом левый по схеме вывод заряженного кон- денсатора имеет положительный потенциал, а правый, соответ- ственно, отрицательный. После окончания фазы зарядки, ключи S1, S2 размыкаются, а S3 и S4 — замыкаются. Тем самым заряжен- ный конденсатор под- ключается к нагрузке, обеспечивая протека- ние тока в ней и, одно- временно, подзарядку сглаживающего кон- денсатора С2. Затем процесс повторяется. В течение фазы заряд- ки, питание нагрузки осуществляется от конденсатора С2. На схеме видно, что нако- пительный конденса- тор подключается к нагрузке «перевёрну- тым», так что верхний по схеме вывод на- грузки получает по- тенциал ниже уровня схемной «земли». В частности, инвертиру- ющие конденсаторные рис. 3.16. Пример преобразователя на преобразователи ши- переключаемых конденсаторах Рис. 3.15. Инвертирующий преобразователь на переключаемом конденсаторе
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 137 чайшим образом распространены там, где необходимо сформи- Ровать отрицательное питание (например, для операционных уси- лителей). На рис. 3.16 изображена более сложная схема, которая может как повышать, так и понижать напряжение на выходе. На ней мы ви- дим два накопительных конденсатора С1 и С2, нагрузку и включен- ный параллельно ей сглаживающий конденсатор СЗ, а также массив ключей (обведён пунктирной линией). Если ключ S1 (входной) замкнут, a S2 (выходной) разомкнут, то схема подключена к источнику питания и находится в фазе зарядки (накопления энергии). При этом питание нагрузки поддерживается за счёт заряда сглаживающего конденсатора СЗ. Если же выходной ключ S2 замкнут, схема находится в фазе передачи («накачки») энергии в нагрузку. Остальные ключи определяют схему соединений между кон- денсаторами. Чтоб не запутаться в вариантах их состояний, рас- смотрим упрощённые схемы. На рисунке 3.17а конденсаторы скоммутированы последовательно, на рис. 3.176 — параллельно. Условившись, что их ёмкости равны, можем получить два варианта преобразования: - если в фазе зарядки конденсаторы соединены параллельно, а в фазе разрядки последовательно, то выходное напряжение будет равно удвоенному входному; - если в фазе зарядки конденсаторы соединены последовательно, а в фазе разрядки параллельно, выходное напряжение будет равно половине входного. Возможен и третий вариант. Зарядив параллельно включенные конденсаторы, получим на каждом из них напряжение, равное вход- ному. В фазе разрядки, соединим их последовательно друг с дру- гом и с источником питания, как показано на рис. 3.17в. При этом, все напряжения сложатся, и выходное станет равно утроенному входному. Описанным способом комбинируя различное количество кон- денсаторов посредством разнообразных матриц коммутации, мож- но получать умножители (делители) напряжения с любым необ- ходимым множителем. Очевидно, что для получения больших значений выходных токов потребуются конденсаторы очень большой ёмкости, что в корне противоречит условию, упомянутому в самом начале — компактно- сти. Из-за этого сфера применения зарядовых насосов такова, что
138 Глава 3. Топологии импульсных источников питания их нагрузки (а это, в ос- новном, малогабаритные экономичные ИМС, вы- полненные по КМОП- технологии) в большин- стве случаев потребляют ток не более 100 мА. Со- временные преобразо- ватели на переключае- мых конденсаторах ра- ботают на частотах в сотни кГц, что позволяет дополнительно умень- шить требуемые величи- ны емкостей (типичны значения порядка еди- ниц мкФ для накопитель- ных и десятков мкФ для сглаживающего конден- саторов). Из-за высокой частоты и повышенных требований к компактно- сти, в составе преобра- зователей применяют, как правило, керамиче- ские многослойные кон- денсаторы. Другим очевидным нюансом является сту- пенчатый характер регу- лирования. Для получе- ния выходного напряже- ния промежуточной величины, используют линейный участок рабо- ты выходного ключа, по принципу компенсацион- ного LDO-стабилизатора. Поскольку выходной ток невелик, и диапазон из- Uex S1 S2 S3 S4 $5. S6 S7 ZC2 Рис. 3.17. Варианты состояний ключей преобразователя
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 139 неНИя входного напряжения также ограничен, это не приводит к сильному нагреву ключа. далее, совсем нетрудно заметить, что схема на переключаемых конденсаторах требует очень большого количества ключевых эле- ментов. Настолько большого, что реализовать её с соблюдением приемлемых характеристик на дискретных компонентах чрезвы- чайно сложно. Тем не менее, КМОП-микросхемы подходят для та- кой задачи как нельзя лучше. Именно поэтому все зарядовые на- сосы, за исключением самых примитивных, реализованы в виде готовой ИМС, к которой следует только подключить внешние кон- денсаторы. Эти ИМС выпускаются с фиксированным или регули- руемым выходным напряжением, как и интегральные стабилиза- торы. Зачастую они оснащаются некоторым дополнительным функционалом, полезным для применения в портативной электро- нике, вроде перехода в энергосберегающий режим при уменьше- нии потребляемого тока и автоматического отключения при паде- нии входного напряжения (контроль разрядки батареи). Подводя итоги, можно сказать, что интегральные преобразова- тели на переключаемых конденсаторах имеют следующие особен- ности: - чрезвычайно компактны (не только по площади, но и по высоте); - в большинстве случаев не требуют никаких внешних компонен- тов, кроме нескольких керамических конденсаторов; - практически не создают помех и пульсаций; - обладают небольшой мощностью; - КПД зависит от того, требуется ли задействовать линейную ста- билизацию, или достаточно «переключить множитель». В качестве иллюстрации характеристик, предлагается табли- ца 3.1, содержащая основные параметры некоторых ИМС зарядо- вых насосов. Таблица 3.7. Примеры ИМС преобразователей на переключаемых конденсаторах Модель .LTC3255 TPS60204 LM2663 [fAN5602 ивх,в 4...48 1,8...3,6 1,5...5,5 2,7...5,5 иВых, В 2,4...12,5 3,3 4,5/5,0 ■ВЫХ. макс.I МА 50 100...300 200 100 fosc» кГц 500 200...800 150 1000 Размер корпуса, мм 3x3 3x5 5x4 3x3
140 Глава 3. Топологии импульсных источников питания 3.1.7. Простейшие конденсаторные преобразователи Простейшие схемы на переключаемых конденсаторах (заряд0 вые насосы) питаются переменным или пульсирующим напряжен^ ем, а в качестве ключевых элементов применяются диоды. Посколь- ку диод переключается в проводящее состояние естественным об- разом, в зависимости от полярности приложенного к нему напряжения, в таких схемах отсутствует необходимость применения каких-либо контроллеров или иных схем управления ключами. Так, на рис. 3.18 приведён вариант практической реализации ин- вертирующего преобразователя. Данный узел применяется для пи- тания контрольной цепи определения замыкания выходных клемм в сварочном аппарате «Rivcen SW2500» и аналогичных. На элементах U1, R1, С1 собран генератор прямоугольных им- пульсов, управляющий двухтактным каскадом Q1, Q2. При высоком уровне на выходе генератора открывается ключ Q1, при этом диод D1 смещается в прямом направлении и происходит зарядка конден- сатора С1. При низком уровне на выходе генератора открывается ключ Q2, соединяя положительно заряженную обкладку конденса- тора со схемной «землёй». При этом диод D2 смещается в прямом направлении, и заряженный конденсатор С1 подзаряжает выходной конденсатор С2. Элементы R1, ZD1 формируют параметрический стабилизатор, ограничивающий величину выходного напряжения преобразовате- ля на уровне-5 В. На рисунке 3.19 изображён фрагмент схемы формирования вы- соковольтных импульсов, необходимых для бесконтактного поджи- +12 В Рис. 3.18. Простейший источник отрицательного напряжения
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 141 ния ДУГИ в аппаРатах аргонодуговой сварки и/или плазменной г ки металла. Вариации схемы можно встретить в аппаратах «Rilon TIG200», «Сварог CUT40/CUT70» и других. В основе её лежит после- овательное соединение зарядовых насосов, образованное эле- ментами С1-С4 и D1-D4, известное как высоковольтный умножи- тель или каскадный генератор (а также генератор Кокрофта-Уол- тона, умножитель Грейнахера, каскад Вилларда). На первичную обмотку повышающего трансформатора Т1 с си- лового импульсного преобразователя подаётся переменное напря- жение. Умножитель питается от вторичной обмотки. Последова- тельно с нагрузкой умножителя включен разделительный конденса- тор С5. Таким образом, через нагрузку в данной схеме проходит только переменная составляющая выходного тока. Поскольку при- менённые диоды являются маломощными, нагрузка умножителя включена через резистор R1, ограничивающий абсолютную величи- ну выходного тока. Также, параллельно выходу установлен воздуш- ный разрядник SG1, ограничивающий максимальную величину вы- ходного напряжения. Рассмотрим принцип работы умножителя. Для удобства на рис. 3.20 изображены только те компоненты схемы, которые прово- дят ток в рассматриваемый момент времени. Пусть амплитудная величина выходного напряжения трансформатора Т1 равна U. В положительном полупериоде происходит зарядка конденсато- ра С1 через диод D1 до напряжения U (рис. 3.20а). В отрицательном полупериоде заряженный конденсатор С1 соединён последова- тельно со вторичной обмоткой трансформатора. При этом напряже- С1\ SG1 D2 RP1H сз к нагрузке 1n3kV Рис, 3.19. Фрагмент схемы блока бесконтактного по джига дуги
142 Глава 3. Топологии импульсных источников питания D1\7 \Г С1\ Ih. C1n+ С2ц+ 02 в) Т1 C2i |+ \а -f 1| • ~f -^ Cf||+ T . C3|r T T1 C2i 04 \ 13! D2 Of I i-i- C3|i+ Рис. 3.20. Последовательность запуска умножителя ния складываются и конденсатор С2 заряжается до напряжения около 2U через прямо смещённый диод D2 (рис. 3.206). В следующем, положительном, полупериоде (рис. 3.20в) проис- ходит зарядка конденсатора С1. Одновременно, заряженный кон- денсатор С2 заряжает СЗ через диод D3 до напряжения около 2U. При очередной смене полупериодов (рис. 3.20г) конденсатор СЗ заряжает С4 через диод D4 до напряжения около 2U. Одновремен- но, заряженный конденсатор С1 соединён последовательно с вто- ричной обмоткой трансформатора, и происходит зарядка С2 до на- пряжения около 2U через диод D2. Таким образом, для выхода умножителя в рабочий режим потре- буется не менее двух периодов питающего напряжения. После это- го, напряжение на С1 будет равно U, а на всех остальных конденса- торах — около 2U. Поскольку выходное напряжение умножителя снимается с последовательно соединённых С2 и С4, как показано на рис. 3.19, величина его составит приблизительно 4U.
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 143 3.2- ИИП с трансформаторной развязкой Большинство блоков питания (как отдельных, так и встроенных в различную технику), с которыми мы имеем дело в повседневной жизни, рассчитаны на входное напряжение 230 В переменного тока, и характеризуются выходным напряжением в единицы и десятки в0Льт постоянного тока. При этом к любому из них предъявляется важное требование — обеспечение надёжной гальванической раз- вязки выходных цепей от питающей сети во избежание поражения пользователя электрическим током. В источниках питания с трансформаторной развязкой разделе- ние первичной части, находящейся под потенциалом сети (т.н. «го- рячая» сторона, англ. hot side) и вторичной (т.н. «холодная» сторо- на, англ. cold side) осуществляется изоляцией между обмотками силового трансформатора. Существует множество схем построе- ния подобных ИИП. В этом разделе на основе материалов [56], [57] будут рассмотрены основные, наиболее часто встречающиеся, то- пологии. Все эти топологии могут быть разделены на две группы: одно- тактные и двухтактные. В однотактных преобразователях (англ. asymmetrical) полярность включения первичной обмотки трансфор- матора всегда остаётся неизменной. Если следовать общепринято- му начертанию схем, где «земля» изображается внизу, а шины пита- ния — вверху, то верхний по схеме вывод трансформатора всегда подсоединяется к положительному полюсу источника питания, а нижний — к отрицательному (схемной «земле»). В каждом периоде коммутации таких преобразователей можно выделить две фазы: в течение одной происходит передача энергии в нагрузку, в течение второй — намагничивание либо размагничива- ние трансформатора, в зависимости от топологии. Таким образом, не менее половины периода трансформатор «простаивает», и на- Фузка питается энергией, запасённой в выходном фильтре. Соот- ветственно, чем больше выходная мощность, тем сильнее увеличи- вается в габаритах выходной фильтр. Это является общим недо- статком однотактных преобразователей. Преимуществами же можно считать относительную простоту и дешевизну конструкции. Однотактные преобразователи, в свою очередь, делятся на об- Ратноходовые и прямоходовые. В обратноходовой топологии пере-
-|44 Глава 3. Топологии импульсных источников питания дача энергии в нагрузку происходит при запертом ключевом тр зисторе, а в прямоходовых — при открытом. н* В двухтактных преобразователях (англ. symmetrical) попеп менно отпирающиеся ключевые транзисторы меняют полярное включения первичной обмотки трансформатора, и передача энен* гии в нагрузку происходит всегда, когда в обмотке протекает ток Соответственно, трансформатор используется наиболее полным образом. Однако нужно предпринимать особые меры, направлен- ные на исключение ситуации, когда оба транзистора открыты одно- временно, поскольку это вызовет короткое замыкание (т.н. сквоз- ной ток, см. раздел 3.1.1). Наиболее вероятно возникновение сквоз- ного тока, когда один транзистор ещё не успел запереться, а второй уже начал отпираться. Именно поэтому схема управления всегда выдерживает паузу (т.н. dead time, рис. 3.4) между переключения- ми. Другим нюансом конструкции является необходимость обеспе- чения одинакового магнитного потока в трансформаторе при обоих направлениях тока в первичной обмотке. В противном случае, сер- дечник трансформатора будет с каждым периодом коммутации подмагничиваться, и в конце концов перейдёт в состояние насыще- ния. Ток первичной обмотки резко вырастет, что с высокой долей вероятности приведёт к пробою ключей. Таким образом, двухтактные преобразователи максимально эф- фективны, но имеют более сложные схемы управления и большее число компонентов. Основные их топологии: push-pull, полумост и (полный) мост. Основные особенности этих топологий приведены в таблице 3.2. С точки зрения ремонтника, о двухтактных преобразователях всегда нужно помнить две вещи. Во-первых, для их нормальной ра- боты жизненно необходимо шунтирование транзисторов встречно включенными диодами. И, если MOSFET неизбежно имеют в своей структуре внутренний диод, то IGBT бывают и без них. Это следует учитывать, выбирая аналоги вышедших из строя запчастей. В одно- тактных преобразователях такой тонкости нет, поскольку внутрен- ние диоды их ключей ток не проводят ни в одной из фаз работы. Во-вторых, ключевые транзисторы двухтактных преобразовате- лей всегда должны быть строго одинаковыми, как минимум, по вре- мени включения и сопротивлению канала (падению напряжения на канале). Эти параметры должны быть идентичны не только в доку- ментации, но и одинаково изменяться при работе: под воздействи- ем температуры, при изменении тока нагрузки и так далее. Отсюда
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 145 дует простой вывод — если требуется замена транзисторов на СЛдлоги, то меняются все, а не только вышедший из строя. Исполь- аН ание транзисторов разных моделей в разных диагоналях моста 30 чаХ push-pull преобразователя) категорически недопустимо, даже если замена производится на ту же самую модель — меня- тся все транзисторы, работающие последовательно в одной цепи (т е. диагональ моста целиком), пусть и повреждена только часть из них. Как известно, ток, протекающий через каждый из последова- тельно соединённых элементов, одинаков и равен току, протекаю- щему через всю цепь. Если один транзистор пробит, а другой нет — означает не то, что этот другой транзистор исправен, а лишь то, что он выйдет из строя чуть позже. Ток короткого замыкания через него Таблица 3.2. Основные особенности топологий двухтактных преобразователей Топология Количество транзисторов Особенности управления Особенности конструкции Симметрирова- ние магнитного потока Величина напряжения, прилагаемого к ЛРанзистору Величина тока, протекающего Л^Р?3 транзистор Push-pull 2 Оба ключа нижние (управляются относительно схемной «земли») Удвоенное число витков первичной обмотки импульс- ного трансформа- тора Защита от односто- роннего подмагни- чивания сердечни- ка реализуется только средствами схемы управления VDSS > 2[/вхмакс Полумост 2 1 верхний, 1 нижний Дорогостоящие конденсаторы больших габаритов (с высоким допустимым током пульсаций и низким ESR, рассчитанные на величину Жг входного напряжения) Возможно использова- ние разделительного конденсатора Vdss ^ ^вх.макс / ~ ^*вых/ Мост 4 2 верхних, 2 нижних — Возможно использование разделительного конденсатора Vdss — ^вх.макс 1 ~ °ВЫХ/ Idm ~ /ивх
146 Глава 3. Топологии импульсных источников питания уже протекал, и кристалл уже имеет необратимые повреждени проявление которых — только вопрос времени. Я' 3.2.1. Обратноходовой преобразователь Обратноходовой преобразователь (англ. flyback) является наиболее распространённой топологией для маломощных (типично единицы... десятки ватт) блоков питания. Он отличается малым ко- личеством компонентов и простотой конструкции, благодаря чему является относительно недорогим решением. Обратноходовые пре- образователи можно встретить практически в любой технике, пита- ющейся от сети переменного тока — от малогабаритных бытовых устройств до промышленного оборудования. Также, эта топология хорошо подходит для построения повышающих источников питания. Этот тип преобразователя основан на конструкции инвертирую- щего преобразователя, базовая схема которого приведена на рис. 3.21а. Представим, что дроссель навит двойной проволокой, и выводы обмоток соединены параллельно (3.216). Затем разделим эти выводы, получив две отдельных обмотки, тем самым изолиро- Рис. 3.21. Эволюция инвертирующего преобразователя в обратноходовой
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 147 вХодную цепь от выходной (3.21 в). Перевернув выводы второй Шмотки для привычного схемотехнического изображения, получим °братноходовой преобразователь (3.21 г). действительно, в обратноходовом преобразователе использует- ся дроссель с двумя (или более) обмотками, несмотря на то, что этот элемент обычно называют трансформатором. Ведь в транс- форматоре передача энергии во вторичную обмотку происходит тогда, когда по первичной протекает ток источника питания, а в об- ратноходовом преобразователе это не так. Рассмотрим схему, изображённую на рис. 3.22. Входное напря- жение питающей сети выпрямляется диодным мостом DB1, пульса- ции выпрямленного напряжения сглаживаются конденсатором С1. При подаче управляющего напряжения на затвор ключевого транзи- стора Q1 происходит его отпирание, при этом ток в первичной об- мотке Т1 нарастает. Поскольку вторичная обмотка ориентирована противофазно, выпрямительный диод D2 обратносмещён, и ток в нагрузке поддерживается за счёт заряда выходного конденсатора СЗ. В это время происходит намагничивание сердечника, и дрос- сель (трансформатор) Т1 накапливает энергию. После запирания транзистора Q1, полярности напряжения на выводах обмоток меняются на противоположные. Диод D2 смеща- ется в прямом направлении, и накопленная вТ1 энергия передаётся в нагрузку, одновременно подзаряжая выходной конденсатор СЗ. Таким образом, в работе обратноходового преобразователя можно выделить две фазы: накопление энергии и передача её в на- грузку. Поскольку передача энергии в нагрузку происходит только в течение одной фазы из двух, данный преобразователь относится к однотактным. Рис. 3.22. Базовая схема обратноходового преобразователя
148 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Выходное напряжение преобразователя определяется следую щим соотношением: "вых - n(1_D)> где D — коэффициент заполнения управляющих импульсов, а п ^ коэффициент трансформации. Неидеальность дросселя (трансформатора) Т1 приводит к появ- лению выброса напряжения весьма большой амплитуды в момент запирания ключевого транзистора. Во избежание повреждения по- следнего, обязательно предпринимаются меры к подавлению этого выброса. Классическим решением является применение RCD- снаббера (элементы D1, R1, С1). При запирании ключа Q1 диод D1 смещается в прямом направлении, и ток начинает протекать через него, заряжая конденсатор С2. При отпирании ключа D1 обратно смещён, а С2 разряжается резистором R1. Вместо снаббера для подавления перенапряжений могут быть применены и TVS-диоды. Максимальное обратное напряжение ключевого транзистора Q1, применяемого в данной схеме, (без учёта воздействия импульса перенапряжения) должно быть не менее: На практике, максимальный коэффициент заполнения обратно- ходовых преобразователей часто составляет 50 %, соответственно из вышеприведённых выражений мы можем увидеть, что транзи- стор должен быть рассчитан минимум на удвоенную величину пита- ющего напряжения. Это приводит к увеличению стоимости решения и уменьшению КПД, ведь с ростом VDSS, уменьшается ассортимент доступных моделей транзисторов и растёт их стоимость, также как растёт сопротивление канала (потери во включенном состоянии) и затраты энергии на управление. С другой стороны, внутренний диод MOSFET в данной топологии не проводит ток ни в одной из фаз работы. Соответственно, если в качестве ключа используется IGBT, нет необходимости применять более дорогие модели со встроенным диодом. Максимальное обратное напряжение выпрямительного диода D2 должно быть не менее: VRRM — ^вых ~« ~
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 149 Средневыпрямленный ток через диод, очевидно, составляет не еНее величины выходного тока преобразователя. Сердечник Т1 при работе преобразователя испытывает подмаг- ничивание постоянным током, поэтому обязательно наличие воз- душного зазора (либо использование материалов с распределен- ии^ зазором). При необходимости получения нескольких выходных напряже- ний, достаточно лишь добавить соответствующие вторичные об- мотки. При изменении величин входного напряжения или потребля- емой нагрузкой мощности, напряжения на всех вторичных обмотках изменяются пропорционально, что облегчает стабилизацию. Фак- тически, для большинства применений достаточно обратной связи по напряжению только на одной из обмоток, напряжения на осталь- ных также будут находиться в допустимых пределах. Что касается недостатков топологии, можно выделить следую- щее: - Большая величина импульсных токов, что повышает потери, уве- личивает уровень излучаемых электромагнитных помех и приво- дит к необходимости применения относительно дорогих Low ESR / High Ripple выходных конденсаторов большой ёмкости. - Повышенные требования к максимально допустимому обратно- му напряжению ключевого транзистора. - При большой мощности нагрузки, сильно возрастают габариты дросселя (трансформатора). - Усложнение схемы управления и снижение эффективности рабо- ты в случае применения синхронного выпрямителя. 3.2.2. Прямоходовой преобразователь Прямоходовой преобразователь (англ. forward) также являет- ся однотактным. В отличие от обратноходового, передача энергии в нагрузку происходит при открытом ключевом транзисторе, и нако- пление энергии в трансформаторе не требуется. Импульсы напряжения на первичной обмотке трансформатора Т1 формируются ключом Q1 (рис. 3.23). При отпирании ключа, по ней протекает ток, одновременно происходит передача энергии во вторичную обмотку. В этой фазе работы диод D2 прямо смещён. Че- рез него ток протекает в нагрузку, а в дросселе L1 и конденсаторе С2 запасается энергия.
150 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Рис. 3.23. Базовая схема прямоходового преобразователя После запирания ключа, полярность напряжения на дросселе меняется. Диод D3 смещается в прямом направлении, и запасённая в дросселе энергия, равно как и заряд конденсатора С2, расходуют- ся на поддержание тока в нагрузке. Поскольку трансформатор не идеален, при каждом включении Q1 происходит накопление энергии, и её необходимо расходовать во из- бежание входа сердечника в насыщение. Этой цели служит вспомога- тельная (размагничивающая, или рекуперативная) обмотка, подсое- динённая к диоду D1. При запертом ключе на нижнем по схеме выво- де этой обмотки будет отрицательный потенциал, смещающий D1 в прямом направлении, и через этот диод запасённая в трансформато- ре энергия возвращается в источник питания. После отпирания ключа полярности выводов обмотки меняются и D1 смещается в обратном направлении, отключая обмотку от источника питания. Таким обра- зом, в работе преобразователя можно выделить две фазы: передача энергии в нагрузку и размагничивание трансформатора. Как правило, в размагничивающей обмотке столько же витков, сколько и в первичной. Следовательно, для гарантированно полно- го размагничивания обмотки длительность фазы передачи энергии должна быть меньше или равной длительности фазы размагничива- ния (иначе говоря, DMaKC < 50%). Выходное напряжение преобразователя составляет: " вых = BX In Максимальное обратное напряжение ключевого транзистора Q1 (без учёта воздействия импульса перенапряжения) должно быть не менее:
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 151 Т/ — VDSS — 1 + Ь ^размагн./ е w — количество витков соответствующей обмотки. Как видно, ели число витков первичной и размагничивающей обмоток одина- eQB0> транзистор должен быть рассчитан как минимум на удвоенную величину входного напряжения. Это приводит к увеличению стои- мости решения и уменьшению КПД, ведь с ростом VDSS, уменьшает- ся ассортимент доступных моделей транзисторов и растёт их стои- мость, также как растёт сопротивление канала (потери во включен- ном состоянии) и затраты энергии на управление. С другой стороны, внутренний диод MOSFET в данной топологии не проводит ток ни в одной из фаз работы. Соответственно, если в качестве ключа используется IGBT, нет необходимости применять более дорогие модели со встроенным диодом. Максимальное обратное напряжение верхнего выпрямительного диода D2 должно быть не менее: Т/ — 11 WBTOPH4H. VRRM D2 ~~ ^ ^размагн. То же, для нижнего диода D3: ^вх.максС^вых + Кр Vrrm d3 - j ивх.мин Средневыпрямленный ток через диоды составляет не менее: h(AV) D2 = АзыхАиакс '» h(AV) D3 = ^вых Очевидно, что верхний диод является гораздо менее нагружен- ным по току, чем зачастую охотно пользуются производители мощ- ных преобразователей питания, выбирая для этой позиции более слабый (соответственно, более дешёвый) диод. Если сравнить обратноходовой преобразователь с прямоходо- вым, второй будет обладать существенно меньшим уровнем выход- ных пульсаций, меньшими размерами трансформатора и несколько большим КПД. Также он очень хорошо работает с синхронными вы- прямителями без каких-либо схемотехнических ухищрений. При этом прямоходовой преобразователь требует гораздо большего ко- личества полупроводниковых компонентов, «лишней» дополнитель- ной обмотки трансформатора, накопительного дросселя на выходе.
152 Глава 3. Топологии импульсных источников питания В «чистом» виде такой тип преобразователя встречается не бенно часто. Однако широчайшую популярность приобрело нейшее его развитие: двухтранзисторный прямоходовой Об разователь (англ. 2-switch forward или two transistor forward), он * однотактный полумостовой преобразователь, в обиходе часто называемый «косой мост». Именно по этой топологии построено подавляющее большинство бытовых сварочных аппаратов, а также широкое разнообразие блоков питания, в т.ч. компьютерной и теле- коммуникационной техники. Схема ДПП отличается наличием пары ключевых транзисторов пары рекуперативных диодов и отсутствием размагничивающей об- мотки (рис. 3.24). Транзисторы Q1 и Q2 управляются синфазно, ина- че говоря, их состояние в любой момент времени одинаково. Когда транзисторы открыты, ток источника питания протекает через пер- вичную обмотку трансформатора Т1; одновременно происходит пе- редача энергии во вторичную обмотку и ток нагрузки протекает че- рез верхний выпрямительный диод D3. После запирания транзисто- ров полярность напряжения на выводах первичной обмотки меняется на противоположную, вследствие чего рекуперативные диоды D1 и D2 смещаются в прямом направлении и через них в ис- точник питания возвращается накопленная в трансформаторе энер- гия. Таким образом, первичная обмотка трансформатора одновре- менно является также и размагничивающей. В остальном, всё вышесказанное касательно обычного прямохо- дового преобразователя применимо и к его двухтранзисторной разновидности, за очень важным исключением: поскольку ключе- вые транзисторы соединены последовательно, максимальное об- ратное напряжение каждого из них уменьшается вдвое от расчётно- Рис. 3.24. Базовая схема двухтранзисторного прямоходового преобразователя
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 153 При этом (что особенно важно в ремонте) применяемые модели Гпанзисторов должны быть одинаковы. Ведь при отличающихся па- раметрах RDS(on) (VcE(sat) Для IGBT) на одном из транзисторов будет ассеиваться существенно большая мощность, что приведёт к его перегРеву и ускоренному выходу из строя. Как было отмечено ранее, фазы управления обоих транзисторов совпадают, поэтому может использоваться один и тот же управляю- щий сигнал. Однако нетрудно заметить, что потенциал истока (эмиттера, при использовании IGBT) транзистора Q1 выше потенци- ала схемной «земли», что требует применения специальной схемы драйвера верхнего ключа для управления им. 3.2.3. Push-pull преобразователь Рассмотрим схему, приведённую на рисунке 3.25. Первичная об- мотка трансформатора Т1 имеет центральный отвод, подсоединён- ный к положительной шине источника питания. Ключевые транзи- сторы Q1 и Q2 открываются поочерёдно. В первой фазе работы Q1 открыт и Q2 закрыт, а ток протекает через верхнюю по схеме поло- вину обмотки в направлении снизу вверх. Во второй фазе Q1 закрыт и Q2 открыт, а ток течёт через нижнюю половину обмотки в направ- лении сверху вниз. При этом попеременно изменяется направление магнитного потока в трансформаторе и на вторичной обмотке инду- цируется напряжение. После запирания ключевого транзистора, через его внутренний диод протекает ток размагничивания соответствующей половины обмотки. Поэтому внутренние диоды транзисторов являются необ- Рис. 3.25. Базовая схема Push-pull преобразователя
154 Глава 3. Топологии импульсных источников питания ходимыми и неотъемлемыми элементами схемы push-pull зователя. Поскольку передача энергии в нагрузку происходит независим от того, какой из транзисторов открыт, а какой закрыт, данный пр^ образователь относится к двухтактным. Благодаря этому, станови) ся оправданным применение двухполупериодного выпрямителя ь стороне вторичной обмотки. На схеме изображён выпрямитель с средней точкой на диодах D1 и D2. Выходные пульсации сглажива ются накопительным дросселем L1 и конденсатором С2. Выходное напряжение преобразователя составляет: ивых= вх /п; где D — коэффициент заполнения управляющих импульсов одногс ключа преобразователя. Из схемы нетрудно заметить, что в каждом такте включена только одна половина первичной обмотки, а вторая простаивает. Эта не- эффективность использования обмотки относится к недостаткам топологии. Во время работы преобразователя на разомкнутой половине первичной обмотки индуцируется напряжение. Поскольку количе- ство витков в половинах обмотки одинаковое, величина этого на- пряжения равняется напряжению источника питания. Так как поло- вины обмоток фактически включены последовательно, к разомкну- тому ключу будет приложена сумма этих напряжений, то есть, удвоенное напряжение источника питания (на самом деле даже не- сколько больше, так как при запирании ключа на него будет воздей- ствовать импульсный выброс напряжения, обусловленный индук- тивностью обмотки трансформатора): Vdss ^ 2[/вхмакс Вследствие данного обстоятельства push-pull преобразователи не получили большого распространения в узлах с питанием от сети, зато они широчайшим образом применяются в устройствах с бата- рейным питанием. В частности, большинство бытовых и офисных ИБП построено именно по такой топологии. Для обеспечения штатной работы преобразователя и исключе- ния возможного повреждения ключей сквозным током важно обе- спечивать между включениями транзисторов паузу, имеющую до- статочную длительность для запирания ключа и восстановления
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 155 утреннего диода (dead time; см. гл. 3.1.1, рис. 3.4). Поскольку вре- в обратного восстановления внутреннего диодов MOSFET обычно м авЛяет желать лучшего, дополнительно могут устанавливаться °нешние, более быстрые, обратные диоды из соображений сокра- щения длительности паузы. для правильной работы push-pull преобразователя очень важна симметрия — индуктивности половин первичной обмотки, время включения обоих транзисторов и падения напряжения на диодах выпрямителя должны быть строго одинаковыми. В противном слу- чае в разных фазах работы магнитный поток в трансформаторе бу- дет разным и возникнет односторонняя намагниченность сердечни- ка, возрастающая с каждым переключением транзисторов. В конеч- ном итоге это приведёт к насыщению сердечника, многократному увеличению тока первичной обмотки и выходу транзисторов из строя. Можно отметить, что использование в выпрямителе диодных сборок с общим катодом удобно не только конструктивно, но и по соображениям обеспечения идентичности их параметров при на- греве во время работы. Используемые при ремонте преобразователя модели транзисто- ров обязательно должны быть идентичными. В противном случае нельзя гарантировать равенство их параметров, а этом может при- вести к нарушению симметрии магнитного потока в разных фазах работы. К преимуществам топологии push-pull можно отнести относи- тельную дешевизну и общую простоту конструкции. В частности, управление обоими транзисторными ключами осуществляется от- носительно схемной земли. Иначе говоря, отсутствует необходи- мость использования драйвера верхнего ключа, что существенно упрощает схему управления. 3.2.4. Полумостовой преобразователь Полумостовой преобразователь (англ. half-bridge) имеет па- ру ключей, которые, поочерёдно отпираясь, подключают вывод пер- вичной обмотки трансформатора то к линии питания, то к схемной «земле». Второй вывод обмотки при этом соединён с емкостным Делителем. Данный тип преобразователя также относится к двух- тактным. До недавнего времени, топология полумостового преобразова- теля де-факто являлась стандартной для блоков питания компьюте-
156 Глава 3. Топологии импульсных источников питания ров. Сейчас такие блоки строятся в основном по другим схемам, Од нако, полумостовые преобразователи остаются весьма шир0(, распространёнными в разнообразной преобразовательной техиц° ке. Рассмотрим схему, приведенную на рис. 3.26. Соединённые по. следовательно конденсаторы С1 и С2 равной ёмкости подключены^ источнику питания. Нижний по Схеме вывод первичной обмот^ трансформатора Т1 подключен к средней точке между конденсато. рами. Таким образом, потенциал этого вывода всегда равен поло. вине напряжения источника питания. Если ключ Q1 открыт, a Q2 — заперт, верхний по схеме вывод первичной обмотки трансформатора имеет потенциал источника питания, ток протекает в направлении сверху вниз, а величина при- ложенного к обмотке напряжения составляет половину напряжения источника питания. При изменении состояния транзисторов поляр- ность приложенного к первичной обмотке напряжения, как и на- правление тока в ней, меняются на противоположные. Таким обра- зом, при поочерёдном отпирании ключей попеременно изменяется направление магнитного потока в трансформаторе и на вторичной обмотке индуцируется напряжение. При запирании ключевого транзистора ток размагничивания первичной обмотки протекает через внутренний диод противопо- ложного транзистора. Поэтому внутренние диоды транзисторов яв- ляются необходимыми и неотъемлемыми элементами схемы. На схеме наглядно видно, что при одновременном открытии транзисторов Q1 и Q2 источник питания будет замкнут накоротко. Во избежание аварийной ситуации между запиранием одного тран- зистора и отпиранием другого выдерживается пауза (dead time), L1 Рис. 3,26. Базовая схема полумостового преобразователя
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 157 еЮЩая достаточную длительность для запирания ключа и восста- новления внутреннего диода. Выходное напряжение преобразователя составляет: где D — коэффициент заполнения управляющих импульсов одного ключа преобразователя. Поскольку приложенное к первичной обмотке напряжение вдвое меньше напряжения источника питания, полумостовой преобразо- ватель будет потреблять ток будет в два раза больший, чем push- pull при равной выходной мощности, соответственно и максималь- ный ток стока ключевых транзисторов должен быть вдвое большим. С другой стороны, по этой же причине пропорционально снижаются требования к максимальному напряжению «сток-исток» ключевых транзисторов: V ^ ^вх.макс Для получения достаточно большой выходной мощности конден- саторы С1 и С2 должны иметь большую ёмкость (известно эмпири- ческое правило: ёмкость каждого конденсатора не менее 1 мкФ на каждый ватт выходной мощности) и, одновременно, обеспечивать протекание импульсных токов большой величины. Обычно в полу- мостовых преобразователях применяют электролитические кон- денсаторы. Но, даже несмотря на их относительную дешевизну, при повышении выходной мощности конденсаторы становятся одной из самых дорогих частей преобразователя, и обладают, к тому же, зна- чительными габаритами. В качестве примера можно привести рас- пространённую в ИБП серию конденсаторов Cornell Dubilier 400C. Впрочем, снижение требуемой ёмкости (следовательно, и габари- тов) конденсаторов может быть достигнуто посредством увеличе- ния частоты работы преобразователя, однако этот подход также имеет свои недостатки, среди которых: повышенные требования к Динамическим характеристикам ключевых транзисторов, ESL и ESR конденсаторов. В полумостовой топологии, как и в push-pull, очень важна симме- трия магнитного потока в трансформаторе во избежание нараста- ния односторонней намагниченности сердечника и входа его в на- сыщение. Как минимум, для обеспечения симметрии модели обоих ключевых транзисторов должны быть одинаковы, а ёмкости конден-
158 Глава 3. Топологии импульсных источников питания саторов равны. Последнее является особо сложно выполнимым тре% бованием, ведь мощные источники питания требуют применения конденсаторов большой ёмкости, поэтому приходится использовать электролитические конденсаторы, а они характеризуются большим разбросом параметров и сильно подвержены деградации в процес* се эксплуатации. При этом, разумеется, никто не гарантирует, что параметры двух конденсаторов будут ухудшаться строго одинаково, В ряде практических реализаций для выравнивания напряжения на конденсаторах параллельно им включают резисторы одинакового сопротивления (порядка сотен кОм; на схеме — R1 и R2). К счастью, в большинстве случаев достаточно эффективным способом борьбы с подмагничиванием сердечника трансформатора оказывается включение первичной обмотки через развязывающий конденсатор СЗ, блокирующий постоянную составляющую напряжения. 3.2.5. Мостовой преобразователь Мостовой преобразователь (англ. bridge) имеет наибольшее из всех двухтактных число ключей — четыре. Соответствующие пары ключей (называемые диагоналями моста), поочерёдно отпираясь, меняют полярность включения первичной обмотки трансформатора. Базовая схема мостового преобразователя приведена на рис. 3.27. Если открыта пара Q1 и Q3 (одна диагональ), тогда верх- ний вывод обмотки подсоединён к схемной «земле», а нижний — к положительному выводу источника питания, при этом ток в обмотке протекает в направлении снизу вверх. Если же открыты Q2 и Q4 (другая диагональ), полярность включения первичной обмотки и на- правление протекания тока в ней изменяются на противоположные. Как и в других топологиях двухтактных преобразователей, между переключениями ключевых транзисторов выдерживается пауза (dead-time) до окончания процесса их запирания во избежание воз- никновения сквозного тока. Таким образом, транзисторы, составля- ющие одну диагональ, управляются синфазно, а транзисторы, при- надлежащие противоположным диагоналям — противофазно с пау- зой. При этом в каждой диагонали верхний транзистор управляется относительно схемной «земли», а у нижнего транзистора потенциал истока не равен потенциалу схемной «земли». Итого, схема управ- ления должна формировать четыре различных сигнала. При запирании ключевых транзисторов ток размагничивания первичной обмотки протекает через внутренние диоды ключей про-
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 159 Рис. 3.27. Базовая схема мостового преобразователя тивоположной диагонали. Как и в схеме полумостового преобразо- вателя, первичная обмотка включена через развязывающий кон- денсатор (С2), блокирующий постоянную составляющую тока во из- бежание одностороннего подмагничивания сердечника. Выходное напряжение преобразователя составляет: ^вых = In I где D — коэффициент заполнения управляющих импульсов одного ключа преобразователя. Максимальное напряжение «сток-исток» ключевых транзисто- ров: Т/ > 11 — ивх.макс Мостовой преобразователь можно считать наиболее эффектив- ной топологией. Он сочетает в себе главные преимущества push- pull и полумоста, при этом будучи свободным от их недостатков. Од- нако за это приходится платить удвоенным числом транзисторов и наиболее сложной схемой управления. Для достаточно мощных преобразователей питания мостовая то- пология является основной и наиболее распространённой, но также очень часто она встречается и в устройствах средней и малой мощ- ности.
160 Глава 3. Топологии импульсных источников питания 3.3. Отдельные реализации преобразователей 3.3.1. Коэффициент мощности и его коррекция Коэффициент мощности, сокр. КМ (англ. Power Factor, PF) ^ это безразмерная единица, определяемая как отношение активной мощности к полной, потребляемой устройством от сети электропи- тания. Другими словами, чем ниже значение коэффициента, тем больше реактивная составляющая потребляемой мощности. Если ток и напряжение в цепи имеют синусоидальную форму, что харак- терно, например, для электродвигателей, коэффициент мощности численно равняется cos cp (косинусу сдвига фазы между протекаю- щим в нагрузке током и приложенным к ней напряжением), однако, не следует смешивать эти понятия. Снижение коэффициента мощности приводит к увеличению по- терь в проводах, кабелях и трансформаторах питающей сети. Из-за этого приходится прибегать к средствам коррекции реактивной со- ставляющей. Если нагрузка носит индуктивный характер (электро- двигатель), параллельно ему включается компенсационный конден- сатор (при большой мощности двигателей — конденсаторная бата- рея). При емкостном характере нагрузки последовательно включают дроссели. В не столь давнем прошлом всё это было «головной болью» энер- гетиков крупных предприятий, однако с массовым распространени- ем в быту импульсных источников питания ситуация изменилась. Любой ИИП представляет собой нелинейную нагрузку, потребляю- щую мощность короткими импульсами на пике сетевого напряже- ния (рис. 3.28), из-за чего пиковое значение потребляемого тока су- щественно превосходит среднеквадратичное, а также генерируют- ся многочисленные помехи. Коэффициент мощности при этом составляет порядка 0,65. Для увеличения коэффициента мощности в состав ИИП вводятся специальные узлы — корректоры коэффициента мощности, сокр. ККМ (англ. Power Factor Correction, PFC). Применение коррек- торов позволяет сгладить импульсы потребления, «растягивая» их длительность в пределах каждого полупериода, тем самым снижая пиковое значение потребляемого тока (рис. 3.28). В итоге, коэффи-
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 161 и вход. '■вход. I вход-PFC А безККМ Т активный ККМ Рис. 3.28. Форма тока, потребляемого из сети импульсным источником питания циент мощности для устройств, оснащённых современными схема- ми активных корректоров, вырастает до значений 0,96...0,99. Очевидным способом коррекции является использование дрос- селя, включаемого последовательно с источником питания с целью сглаживания потребляемого тока. Такое решение носит название пассивный ККМ. Эффективность его невелика — в среднем увели- чение коэффициента мощности составляет порядка 0,1. Поскольку дроссель работает на частоте питающей сети, он имеет достаточно большие габариты, что также относится к недостаткам. По указан- ным причинам, в современной технике широко применяются актив- ные ККМ (англ. Active PFC, APFC). С точки зрения производителя устройства использование APFC, помимо соответствия современным стандартам и нормативам, по- зволяет снизить сечение подводящих проводов (шин, дорожек пла- ты) и применить коммутационные элементы (разъёмы, выключате- ли), рассчитанные на меньший ток. Кроме того, так как APFC по своей сути является повышающим преобразователем со стабилизирован- ным выходным напряжением, благодаря его применению становится возможным существенно сдвинуть нижнюю границу допустимого Диапазона питающих напряжений и обеспечить стабильную работу в Условиях колебаний величины питающего напряжения.
162 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Однако хотелось бы отдельно упомянуть о распространенном за. блуждении, старательно поддерживаемом продавцами техники ^ наличие APFC не делает устройство автоматически пригодным к эксплуатации в условиях заниженного напряжения питания, этот сценарий использования возможен, только если производитель из- начально спроектировал узел APFC соответствующим образом. Ведь при неизменной потребляемой мощности величина протекаю- щего через корректор тока будет обратно пропорциональна величи- не питающего напряжения. Соответственно, для обеспечения штат- ной работы устройства при заниженном входном напряжении, эле- менты узла APFC должны быть выбраны со значительным запасом по рабочему току. Если говорить о мощных преобразователях (например, свароч- ных источниках), то с точки зрения пользователя большая линей- ность потребляемого устройством тока, обеспечиваемая наличием APFC, позволяет: - снизить восприимчивость к колебаниям питающего напряжения (например, при подключении длинным кабелем, ведь при прочих Рис. 3.29. Базовая схема APFC
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 163 равных просадка напряжения во время работы будет прямо про- порциональна значению потребляемого тока); обеспечить нормальную работу от генератора без существенно- го запаса по выходной мощности последнего. Типичная схема узла APFC приведена на рисунке 3.29. Элементы U, Q1, D1 образуют повышающий преобразователь, работа которо- го рассмотрена в 3.1.2. Здесь используется одно из естественных свойств повышающих преобразователей — низкий уровень пульса- ций потребляемого тока. Пульсации выходного напряжения сглажи- ваются электролитическим конденсатором С2. Также на схеме изображён дополнительный диод D2, через кото- рый происходит зарядка выходного конденсатора С1 при первона- чальном включении устройства. Благодаря наличию этого диода ток зарядки (имеющий весьма большую величину) не проходит через дроссель L1, что предупреждает возникновение выброса напряже- ния при первом включении ключевого транзистора Q1. Рис. 3.30. Базовая схема APFC с чередованием фаз (двухфазный APFC)
164 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Схема управления отслеживает величину выходного напряжения посредством делителя R2 R3 и соответствующим образом регулИч рует коэффициент заполнения управляющих импульсов, поступаю. щих на затвор ключа. Для измерения величины потребляемого используется шунт R1. Входной конденсатор С1 служит для фильтрации высокочастот. ных помех, вызванных работой преобразователя. На практике обыч. но используются плёночные конденсаторы ёмкостью порядка еди. ницмкФ. Корректор коэффициента мощности может работать в одном из трёх режимов. Если накопленная в дросселе энергия расходуется до окончания периода коммутации, т.е. в каждом периоде величина тока в дросселе уменьшается до нуля, говорят, что корректор рабо- тает в режиме прерывистой проводимости (англ. discontinuous conduction mode, сокр. DCM). Если же к окончанию периода в дрос- селе остаётся некоторое количество энергии (величина тока в дрос- селе не уменьшается до нуля), то это режим непрерывной проводи- мости (англ. continuous conduction mode, сокр. ССМ). И в первом, и во втором случае, длительность периода (частота преобразования) является фиксированной и неизменной. Частным случаем прерыви- стой проводимости можно считать режим критической (гранич- ной) проводимости (англ. critical (boundary) conduction mode, сокр. CrM или ВСМ). В таком режиме процесс отпирания ключевого тран- зистора начинается именно в тот момент, когда ток в дросселе уменьшится до нуля. Очевидно, что частота коммутации преобразо- вателя в режиме СгМ/ВСМ, в отличие от двух других, будет зависеть от величины потребляемой нагрузкой мощности, динамически из- меняясь во время работы. Режим DCM наиболее прост в реализации, однако характеризу- ется большими импульсными токами в ключевом транзисторе, что повышает его нагрев и приводит к увеличению излучаемых электро- магнитных помех. Улучшить ситуацию можно переходом в режим СгМ/ВСМ, но это приводит к усложнению схемы. В частности, требу- ется каким-то способом отслеживать величину тока в дросселе. Го- раздо меньшие импульсные токи, а значит, меньшие потери в клю- чевых транзисторах и сердечнике дросселя характеризуют режим ССМ. Но для работы в этом режиме подходят только очень быстрые диоды, имеющие относительно высокую стоимость. Можно сделать вывод, что выбор режима проводимости всегда представляет собой компромисс между эффективностью работы, стоимостью узла и
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 165 повнем излучаемых помех. Как правило, в маломощных корректо- рах используется режим СгМ/ВСМ, а в более мощных — ССМ. Если входное напряжение и/или потребляемая нагрузкой мощ- ность изменяются в широких пределах, несколько параллельно ра- ботающих преобразователей могут быть объединены в единый узел ррРС с чередованием фаз (англ. Interleaved APFC), как показано на рис. 3.30. Если потребляемый нагрузкой ток невелик, работает только один преобразователь (одна фаза). По мере увеличения то- ка, поочерёдно включаются остальные фазы. Такой подход позволя- ет обеспечить высокий КПД во всём диапазоне рабочих режимов и улучшить отвод тепла от компонентов корректора. Импульсы управ- ления разными преобразователями в составе многофазной схемы могут быть сдвинуты во времени друг относительно друга в целях снижения пульсаций и помех. Более подробно об активных корректорах мощности можно уз- нать в [58]. Пример реальной схемы приведён на рис. 3.48. 3.3.2. Резонансный LLC-преобразователь Рассматривая различные топологии преобразователей, мы от- мечали, что выходное напряжение зависит от длительности нахож- дения ключевого транзистора в открытом состоянии. Говоря не об одиночном периоде коммутации, а достаточно продолжительном промежутке времени, мы связываем выходное напряжение с коэф- фициентом заполнения D. Соответственно, мы понимаем, что схема управления уменьшает коэффициент заполнения в тех случаях, ког- да требуется снизить выходное напряжение. Это происходит при уменьшении потребляемой нагрузкой мощности, либо при росте напряжения на входе преобразователя. Одновременно мы знаем о том, что нельзя прервать протекание тока в индуктивной нагрузке (обмотке трансформатора). Запирание транзистора неизбежно приводит к возникновению импульса на- пряжения обратной полярности. Величина этого напряжения в лю- бом случае достаточна для гарантированного выхода ключевого транзистора из строя, по причине чего в схемы вводятся дополни- тельные элементы (снабберные цепи и защитные диоды), подавля- юЩие подобные выбросы напряжения и создающие цепь для про- тыкания обратного тока в обход ключевого транзистора. Такой ре- Жим работы транзисторов называется жёсткой коммутацией, или жёстким переключением (англ. hard switching).
166 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Проблема состоит в том, что защитные диоды, какими бы ^ стрыми они ни были, не могут мгновенно включиться (перейти проводящее состояние). Также мгновенно открыться или закрыт^ не может и транзистор. Всё это приводит к тому, что в момент ко^ мутации, когда ключевой транзистор находится где-то между Сс стояниями отсечки и насыщения, между его истоком и стоко( (эмиттером и коллектором) растёт напряжение, одновременно протеканием через транзистор ненулевого тока. Этот «перехлёст тока и напряжения определяет величину коммутационных потерь, \ они довольно велики. Большинство практических реализаций импульсных преобразо вателей работают именно в режиме жёсткой коммутации, что суще. ственно ограничивает их КПД, а также сокращает срок службы клю- чевых транзисторов, поскольку они постоянно подвергаются им- пульсным перенапряжениям, на них выделяется значительная тепловая мощность, повышающая температуру кристалла и ускоря- ющая деградацию. Выходом может быть применение резонансных преобразова- телей (англ. resonant converters). Схемотехнически это достигается применением в схеме дополнительных реактивных компонентов, параметры которых выбраны таким образом, чтоб резонансная ча- стота цепи совпадала с частотой преобразования. Поскольку при резонансе формы тока и напряжения синусоидальны, мы можем выбирать такие моменты для коммутации, когда ток (либо напряже- ние) естественным образом спадут до нулевого значения. Соответ- ственно, преобразователь будет работать в режиме коммутации при нуле напряжения (англ. zero voltage switching, ZVS) или же при нуле тока (англ. zero current switching, ZCS). В зависимости от кон- струкции преобразователя он работает либо в одном режиме, либо в другом. Некоторые могут работать в обоих режимах, но не одно- временно, поскольку из-за реактивного характера сопротивления в цепи будет наблюдаться фазовый сдвиг между током и напряжени- ем. В любом случае коммутация при нуле напряжения или при нуле тока позволяет существенно снизить потери, помехи, и продлить срок службы полупроводниковых компонентов. Оба режима носят название мягкой коммутации, или мягкого переключения (англ. soft switching). Наиболее перспективной на сегодняшний день можно считать топологию LLC. Базовая схема мостового LLC-преобразователя приведена на рис. 3.31. Как можно увидеть, данная схема ничем не
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 167 Рис. 3.31. Базовая схема мостового LLC-преобразователя отличается от обычного мо- хового преобразователя, за исключением дополнитель- ных компонентов в цепи пер- вичной обмотки трансфор- матора, образующих резо- нансный контур: L1, L2, С1. Именно отсюда происходит название топологии, сокра- щение «LLC» можно пони- мать как две индуктивности и одна ёмкость. Если рассматривать схе- му с точки зрения элементов на плате устройства, то мы увидим только один дроссель и один конденсатор. Элемент L2 явля- ется виртуальным, он представляет собой индуктивность намагни- чивания трансформатора Т1. Для управления резонансным преобразователем используется частотная модуляция. В зависимости оттого, насколько много энер- гии необходимо передать в нагрузку, частота преобразования сдви- гается ближе или дальше от частоты резонанса, при этом коэффи- циент заполнения остаётся постоянным. К сожалению, работа в ре- зонансном режиме преобразования при малой нагрузке или на холостом ходу сопряжена с определёнными трудностями. Поэтому, обнаружив такие условия, контроллеры обычно переключаются в режим традиционного ШИМ управления (фиксированная частота и регулируемый коэффициент заполнения). Рассмотрение процессов, происходящих в LLC-преобра- зователя, требует глубокого понимания теории и однозначно выхо- дит за рамки книги. Самостоятельное изучение можно начать с до- вольно подробной статьи [59]. 3.3.3. Н-мост и управление двигателями Включение транзисторных ключей по мостовой схеме, подобно Рассмотренному в разд. 3.2.4, может применяться в самых разноо- бразных случаях, где требуется попеременное изменение полярно- сти приложенного к нагрузке напряжения. Разумеется, нагрузкой моста при этом может быть не только трансформатор. К подобным
168 Глава 3. Топологии импульсных источников питания схемам часто применяется об- щее название Н-мост (англ. H-Bridge) из-за визуального сходства с этой буквой (рис. 3.32). Если открыты клю- чи Q1 и Q3, левый по схеме вы- вод нагрузки положителен, и ток протекает через ней слева направо. Если же эти ключи за- крыты, а открыты Q2 и Q4, по- лярность приложенного к на- грузке напряжения и направ- ление протекающего в ней тока меняются на противопо- ложные. Очень распространено ис- пользование Н-мостов в источниках бесперебойного питания и для управления электродвигателями (изменения направления враще- ния и регулировки оборотов). Рассмотрим включение электродвигателя (рис. 3.33). Как из- вестно, направление вращения коллекторного двигателя зависит от Рис, 3.32. Базовая схема Н-моста Схема управления Рис. 3.33. Схема управления двигателем посредством Н-моста
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 169 полярности приложенного к нему напряжения. Таким образом, от- пирая транзисторы той или иной диагонали, можно обеспечить пря- мое и реверсивное направление вращения. Резистор R1 небольшо- го сопротивления является токоизмерительным шунтом. Схема управления отслеживает величину падения напряжения на этом ре- зисторе, которая превысит пороговое значение, если потребляе- мый двигателем ток возрастёт (например, из-за заклинивания ва- ла). Это позволяет реализовать защиту ключевых транзисторов и самого двигателя от перегрузки. Параллельно двигателю может устанавливаться конденсатор С1, поглощающий импульсы перена- пряжения, которые возникают при изменении направления враще- ния вследствие индуктивности обмоток. Обороты коллекторного двигателя зависят от приложенного к нему напряжения. Поскольку двигатель является достаточно инер- ционной нагрузкой, как электрически (из-за индуктивности обмо- ток), так и механически (из-за инерции вращающегося ротора), вполне возможно применить ШИМ управление одним из транзисто- ров диагонали моста без каких-либо доработок схемы. При этом обороты двигателя будут такими, как если бы к нему было приложе- но некоторое напряжение, величина которого определяется коэф- фициентом заполнения управляющих импульсов. Графически эта зависимость представлена на рис. 3.34. При уве- личении коэффициента заполнения, средняя величина напряжения на нагрузке (показана пунктирной линией) будет возрастать. Соот- ветственно будут расти и обороты двигателя. Как правило, в мосто- вой схеме управления верхний ключ диагонали остаётся по- стоянно открытым всё время, пока работает двигатель, а нижний открывается и закры- вается в каждом периоде ком- мутации оставаясь в проводя- щем состоянии ровно столько, чтоб средняя величина напря- жения на нагрузке равнялась требуемой (рис. 3.35). Если не требуется обеспе- чивать реверсивное вращение Двигателя, одну из диагоналей моста можно заменить диода- D=25% D=50% D=99% дададада ! l l ! I ! 444JL Рис. 3.34. Зависимость средней величины напряжения на нагрузке от коэффициента заполнения управляющих импульсов
170 Глава 3. Топологии импульсных источников питания и упр.верх. и упр.ниж. ппп ппппп Рис, 3.35. Управляющие сигналы транзисторов диагонали моста ми. Если же заменить одну сторону моста на емкостной делитель, получим полумостовую схему (англ. half-H). Для управления асин- хронными двигателями переменного тока (например, в бытовой технике) часто применяется трёхфазный мост, состоящий из трёх пар транзисторов. Для управления шаговыми двигателями исполь- зуют два Н-моста одно- временно. В общем и целом, мосто- вые схемы управления дви- гателями чрез- вычайно широко распространены в разнообраз- нейших сферах применения: от детских игрушек до автомобилей, от электроин- струмента до производствен- ного оборудова- ния, от бытовой аппаратуры до медицинского рИСа з. 36. Варианты реализации мостов: оборудования. а _ полумост; б — нереверсивный мост; Соответственно, в - трёхфазный мост б)
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 171 ировой промышленностью выпускается огромный ассортимент цМС управления. В некоторые из них могут быть интегрированы силовые ключи, защитные диоды и даже датчики тока, другие обе- спечивают только управление внешними силовыми компонентами. Среди ведущих производителей таких ИМС можно упомянуть STMicroelectronlcs, Texas Instruments, On Semiconductor, Sanken. В различных самодельных устройствах и конструкторах (напри- мер, на базе Arduino) большой популярностью пользуются устарев- шие семейства контроллеров L293 и L298. Внутри такой ИМС инте- грированы два Н-моста на биполярных транзисторах и схема управ- ления. ИМС L293 выпускаются в корпусе DIP-16, а более мощная L298 — в корпусах Multiwatt-15 и PowerSO-20. 3.3.4. Источники бесперебойного питания Источники бесперебойного питания (ИБП, англ. uninterruptible power supply, UPS) образуют обширную отдельную группу преобра- зовательной техники. В общем и целом, любой из них характеризу- ется следующими особенностями. Во-первых, ИБП является повы- шающим преобразователем. Типичное входное напряжение разных моделей составляет от 12 до 96 В, а выходное — 220 вольт6 (чем больше выходная мощность — тем выше входное напряжение, крат- но напряжению стандартной свинцовой АКБ, т.е. 12 В). Соответ- ственно, входной ток в разы или десятки раз превышает выходной. Во-вторых, ИБП не имеет выходного выпрямителя, поскольку к на- грузке должно быть приложено переменное напряжение. Более то- го, выходное напряжение должно иметь синусоидальную форму и частоту строго 50 Гц (по крайней мере, в идеальном случае). Нако- нец, ИБП должен не только разряжать аккумулятор, но и заряжать его, для чего в составе устройства предусматривается отдельный узел зарядки (англ. charger). Выходное напряжение источника бесперебойного питания мо- жет иметь синусоидальную форму (такие ИБП маркируются как pure sine, true sine, real sine и т.п.) или некоторую иную (трапецеидальную или ступенчатую). Во втором случае, распространены маркетинго- 6 Разумеется, существуют ИБП с трёхфазным выходом 380...480 В, при- меняемые для питания промышленного, лабораторного, медицинского и прочего оборудования. Однако, распространены они гораздо меньше, и в Ремонте встречаются существенно реже.
172 Глава 3. Топологии импульсных источников питания вые наименования «аппроксимация синусоиды» или «ступенчатая/ модифицированная синусоида» (англ. stepped sine, modified sine). Также можно встретить разделение устройств на источники бес. перебойного питания и инверторы батарейного питания. Граница между этими категориями весьма размыта, но в общем случае мо*. но сказать следующее: - ИБП предназначены для кратковременного обеспечения питания (единицы, реже десятки минут), в основном компьютерной и офисной техники, штатным для них является режим работы от сети; - Инверторы батарейного питания рассчитаны на длительную ра- боту (часы) от аккумуляторных батарей, могут питать нагрузки значительной мощности, штатным является режим работы от АКБ. В данной книге не делается различий между категориями, если прямо не указано иное. С точки зрения основных характеристик и внутреннего устрой- ства серийно производимые ИБП можно разделить на три катего- рии: - резервные, или оффлайн, ИБП (англ. backup, offline, standby); - линейно-интерактивные (line-interactive) ИБП; - онлайн ИБП (online). Резервные ИБП являются самыми недорогими и простыми в устройстве (рис. 3.37). До тех пор, пока величина сетевого напря- жения находится в допустимых пределах, нагрузка ИБП соединена с входом через нормально зам- кнутые контакты реле К1. При этом работает узел за- рядки, подзаря- жающий АКБ. Как только напряже- ние в сети снизит- ся или увеличит- ся, схема управ- ления включит инвертор, и реле К1. Контакты реле подключат на- грузку к вторич- Напряж-е сети Схема управления Напряж-е АКБ Узел зарядки ! т- m Инвертор Трансф-р Рис. 3.37. Блок-схема резервного ИБП
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 173 ной обмотке трансформатора инвертора. После разрядки аккумуля- тора, схема управления отключает ИБП. Инвертор резервного ИБП обычно выполняется по топологии push-pull и работает на низкой частоте (в идеале 50 Гц). Поскольку нагрузка подключена напрямую к трансформатору без каких-либо дополнительных преобразований, форма выходного напряжения напоминает прямоугольную (трапецеидальную). Во многих моделях резервных ИБП радиаторы транзисторов инвертора не обладают достаточной площадью, принудительное охлаждение отсутствует, а сердечник трансформатора работает с заходом в область насыще- ния. Из-за этого такие модели не рассчитаны на длительную работу и отключаются таймером в схеме управления, либо цепью термоза- щиты, через несколько минут работы от батареи. Поскольку частота на выходе ИБП должна быть максимально близкой к стандартной частоте питающей сети (50 Гц), становится невозможным использовать высокочастотное преобразование и вытекающие из него преимущества. Инвертор работает на низкой частоте, а трансформатор имеет значительные массогабаритные показатели. Линейно-интерактивные ИБП — пожалуй, самый массовый вид ИБП. Их трансформатор оснащён дополнительно вольтдобавочной обмоткой (либо отводами от первичной обмотки), что позволяет осу- ществлять релейное регулирование напряжения по принципу авто- трансформатора. Для этого в конструкции ИБП предусмотрен узел регулировки напряжения (AVR). Когда возможности регулировки по- средством AVR исчерпаны, включается инвертор и нагрузка питается от АКБ. Таким образом, источники этого типа можно рассматривать как комбинацию релейного стабилизатора напряжения с резервным ИБП. В зависимости от схемотехники линейно-интерактивный ИБП может иметь выходное синусоидальное напряжение и может быть рассчитан на длительную работу от батарей. Базовая схема силовых цепей простейшего ИБП изображена на рисунке 3.38. Реле К1 коммутирует выход источника при работе от сети (line) или от АКБ (battery). При включении ИБП схема управле- ния начинает отслеживать величину напряжения в сети. Если она находится в допустимых пределах, включается реле К1 и соединяет выход ИБП с входом (рис. 3.39а). В противном случае, вход и выход ИБП разъединены. Если величина напряжения в сети находится в допустимых пре- делах, но выходит за границы номинальных, включается узел AVR,
174 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Рис, 3.38. AVR и инвертор простейшего линейно- интерактивного ИБП Lin К1 Lout Lin КЗ К4 К1 Т1 К2 Nin Lout Т1 КЗ К2 Nin Nout Nout а) б) Lin К1 Lout Lin КЗ К2 К4 К1 Т1 Nin Lout КЗ { К4 Т1 К2 Nin Nout в) г) Рис, 3.39. Состояния коммутационных реле в разных режимах работы, где: а —от сети (line); б —от сети с повышением напряжения (line boost), в —от сети с понижением напряжения (line trim), г— от батарей (автономный режим, battery)
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 175 боазованный дополнительной вольтдобавочной обмоткой транс- форматора Т1 совместно с реле КЗ, К4. При работающем AVR пер- яная обмотка Т1 через включенные реле К1, К2 подключена к пи- аюЩей сети. Если напряжение в сети необходимо повысить, вклю- чается реле К4 (boost). Контакты этого реле подключают выход ИБП к началу вольтдобавочной обмотки, а её конец соединяется с нача- лом первичной обмотки через нормально замкнутые контакты реле КЗ. Таким образом, обмотки включаются синфазно и Т1 начинает работать как автотрансформатор, повышающий напряжение (рис. 3.396). Если напряжение в сети необходимо понизить, включа- ется реле КЗ (trim). При этом обмотки соединяются противофазно и выходное напряжение становится ниже входного (рис. З.ЗЭв). Повышающий трансформатор Т1 и ключевые транзисторы Q1, Q2 образуют push-pull преобразователь. Питание преобразователя поступает от аккумуляторной батареи через плавкий предохрани- тель FU1, пульсации питающего напряжения сглаживаются конден- сатором С1. При работе от АКБ реле К2 включено, все остальные реле выключены (рис. 3.39г). Напряжение с вторичной обмотки трансформатора поступает на выход ИБП через замкнутые контакты К2 и нормально замкнутые контакты реле КЗ, К4, а выключенное ре- ле К1 препятствует попаданию выходного напряжения ИБП в питаю- щую сеть. Если исключить из описанной схемы узел AVR, получим простей- ший резервный ИБП. Соответственно, трансформатор и преобра- зователь линейно-интерактивного ИБП также низкочастотные. Также возможно использование трансформатора для зарядки аккумуляторной батареи постоянным напряжением. Если, замкнув реле К5, включить отвод первичной обмотки в сеть, на выводах вто- ричной будет индуцировано напряжение, а внутренние диоды MOSFET образуют выпрямитель, подключенный к АКБ. Предохрани- тель FU2 защищает трансформатор от перегрузки при превышении зарядного тока или одновременном включении реле К2 и К5 (напри- мер, из-за спекания контактов). Однако, схема в том виде, в кото- ром она приведена, не позволяет ни регулировать ток зарядки, ни стабилизировать напряжение. В большинстве ИБП для зарядки ба- тарей используется отдельный импульсный преобразователь пита- ния (как правило, обратноходовой). Онлайн ИБП являются наиболее дорогими и сложными устрой- ствами. Входное сетевое напряжение выпрямляется и повышается До величины напряжения внутренней шины питания (DC-link, около
176 Глава 3. Топологии импульсных источников питания AC in Выпрямитель Повышающий преобразов-ль Узел зарядки I т- Инвертор Инвертор AC out Рис. 3.40. Блок-схема онлайн ИБП 400 В). Напряжение, поступающее от АКБ, отдельным преобразова- телем повышается до того же значения и подаётся на ту же шину. Наконец, от внутренней шины питания запитывается выходной пре- образователь, формирующий переменное напряжение (рис. 3.40). Обратите внимание, выход онлайн ИБП никогда не соединяется со входом, а выходной инвертор постоянно включен — в этом и заклю- чается основополагающее отличие от других конструкций. Такая схема обеспечивается практически моментальное переключение от сети на батареи (отсутствует пауза на коммутацию реле), строгое поддержание частоты и формы напряжения на выходе, защиту от скачков и выбросов напряжения. Взамен приходится расплачивать- ся относительно большими габаритами, высокой стоимостью, сложностью цепей управления. Поскольку в онлайн ИБП в любой момент времени работают два независимых преобразователя (выходной и один из повышающих), их также называют ИБП с двойным преобразованием. Однако двойное преобразование очень широко применяется и в резервных источниках средней и большой мощности, поскольку не требует применения низкочастотных моточных компонентов, что, в свою очередь, позволяет уменьшить стоимость и существенно снизить массогабаритные показатели устройства. Поэтому следует пони- мать, что определяющим признаком онлайн ИБП является не двой- ное преобразование как таковое, а постоянно, в любом режиме, ра- ботающий на нагрузку выходной инвертор. В роли повышающего преобразователя сетевого напряжения, как правило, выступает узел APFC (см. раздел 3.3.1). Инвертор ба- тарейного питания обычно реализован по топологии push-pull. Но, поскольку выходной инвертор является отдельным узлом, становит-
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 177 вОЗможным использовать высокочастотное преобразование и, ^ответственно, малогабаритный импульсный трансформатор с • еррИтовым сердечником. Выходной инвертор имеет мостовую или полумостовую топологию (Н- или half-H bridge). Использование п0Лумоста позволяет сократить вдвое количество транзисторных ключей, но внутренняя шина питания становится двуполярной, кро- ме того, требуется использование двух электролитических конден- саторов большой ёмкости с высоким допустимым током пульсаций. Если выход нейтрали ИБП соединён с нейтралью на входе, такой источник называют со сквозной нейтралью. Как видно из схем вы- ше, ИБП без двойного преобразования по определению имеет сквозную нейтраль. А вот при двойном преобразовании становятся возможными как соединение, так и изоляция нейтралей входа и вы- хода. На практике используются оба варианта в зависимости от ха- рактера нагрузки. Так, наличие сквозной нейтрали важно для нор- мального функционирования фазозависимых нагрузок, например, датчиков пламени газовых котлов. Наоборот, для чувствительного лабораторного и медицинского оборудования предпочитают полно- стью изолированную схему питания во избежание проникновения помех со стороны электросети. Базовая схема силовых цепей ИБП с двойным преобразованием, полумостовым выходным инвертором, и сквозной нейтралью, при- ведена на рис. 3.41. Ключевые транзисторы Q1 и Q2, трансформа- тор Т1, сглаживающий конденсатор С1 и мостовый выпрямитель D1-D4 образуют повышающий push-pull преобразователь. На вход его подаётся питание от АКБ через плавкий предохранитель FU1. Конденсаторы внутренней шины питания С2, СЗ и транзисторы Q3, Q4 образуют выходной полумостовой преобразователь. К его выхо- ду подключается нагрузка через сглаживающий фильтр L1, С4. Если данная схема двойного преобразования используется в ре- зервном ИБП, обязательно будет применено переключающее реле К1, уже знакомое по схемам выше. При пропадании сетевого пита- ния будут запущены оба преобразователя и реле переключит на- грузку на их выход. В онлайн ИБП выходной инвертор (Q3, Q4) включен постоянно, а Для питания внутренней шины от сети будет присутствовать ещё °Дин преобразователь (изображён в верхней части схемы). На пер- ВЬ|й взгляд, схема кажется непривычной, но, на самом деле, это стандартный повышающий преобразователь, просто совмещённый с выпрямителем.
178 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Рис, 3.41. Силовые цепи ИБП с двойным преобразованием
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 179 Диодный мост D5-D8 обеспечивает подключение ключевого транзистора Q5 в правильной полярности в каждом полупериоде сетевого напряжения. В положительном полупериоде вход фазы бу- дет положителен относительно нейтрали. При отпирании Q5 ток бу- дет протекать по цепи L2, D5, Q5, D8, и в дросселе будет запасаться энергия. При этом левый по схеме вывод дросселя L2 будет обла- дать положительным потенциалом. После запирания Q5 полярности выводов дросселя меняются на противоположные. Таким образом, можно представить, что он соединяется последовательно с питаю- щей сетью. Диод D10 смещается в прямом направлении, и проис- ходит зарядка конденсатора С2. В отрицательном полупериоде процесс идентичен, но все полярности противоположны. В фазе на- копления энергии ток протекает через L2, D6, Q5, D7. В фазе пере- дачи энергии прямо смещён диод D9, и происходит зарядка конден- сатора СЗ. Важным вопросом функционирования ИБП является способ формирования синусоидального выходного напряжения. В разделе 3.3.1 мы рассматривали способы получения различных величин среднего напряжения на нагрузке путём изменения коэффициента заполнения импульсов управления ключом мостового преобразова- теля. Здесь применяется идентичный принцип (рис. 3.42). Для фор- мирования положительного и отрицательного полупериодов ис- пользуется отпирание верхнего или нижнего ключей полумоста, что и определяет полярность напряжения на нагрузке. Соответственно, частота переменного тока на выходе определяется частотой смены рабочего транзистора. Транзисторы управляются ШИМ сигналом, и выход и пппппппп в и пппппппп и Рис. 3.42. Формирование синусоиды полумостовым преобразователем
180 Глава 3. Топологии импульсных источников питания _L 1 О ПППППППП И IПППППППП О Рис. 3.43. Формирование синусоиды мостовым преобразователем амплитудное значение напряжения на нагрузке зависит от длитель- ности импульса. В начале полупериода длительность импульсов не- велика (малый коэффициент заполнения), и за счёт присутствия в схеме сглаживающего фильтра (L1, С4) выходное напряжение плав- но нарастает. В середине полупериода длительность импульсов максимальна, и выходное напряжение достигает максимума. Затем длительность импульсов начинает снижаться, и выходное напряже- ние также снижается. После этого транзистор закрывается до конца периода, а импульсы управления начинают поступать на противопо- ложный ключ. В случае применения выходного инвертора, построенного по мо- стовой топологии, управление осуществляется аналогичным же об- разом. Верхние транзисторы диагоналей отпираются и запираются с частотой 50 Гц, на нижние поступает ШИМ сигнал (рис. 3.43). Несмотря на то, что на рисунках изображено всего 10 управля- ющих импульсов на полупериод, что соответствует частоте комму- тации 1 кГц, реально существующие преобразователи работают на гораздо более высоких частотах. Если частота преобразования не- достаточна, форма напряжения на выходе ИБП будет иметь сту- пенчатый вид (та самая «ступенчатая или модифицированная си- нусоида»). 3.3.5. Блоки питания АТХ Отдельную, широко распространённую группу составляют «ком- пьютерные» блоки питания, подавляющее большинство которых со-
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 181 тВетствуют стандарту АТХ. В составе блока АТХ имеется дежурный сТ0Чник питания, работающий всё время, пока на вход подано на- пряжение сети, и основной преобразователь, включаемый низким уровнем на сигнальной линии PS_ON. Блок питания генерирует три осНовных выходных напряжения (+3,3; +5 и +12 В); при этом наи- большая мощность отдаётся по линии +12 В. Также изначально предусматривалось два отрицательных выходных напряжения: ли- ния питания -5 В была упразднена в версии стандарта v2.01 в 2004, а линия -12 В присутствует до сих пор, хотя и не используется в большинстве устройств. В состав блока питания включена схема отслеживания величин основных выходных напряжений, генерирующая сигнал FWR_OK (он же Power Good, сокр. PG) при их соответствии допускам стандарта. Как правило, это происходит в течение 0,1...0,5 с после включения блока. Обычно отслеживает напряжения специальная ИМС, часто называемая супервайзер (от англ. supervisor; см. разд. 5.7). Таблица 3.3. Контакты разъёма блока питания АТХ Номер 1,2 3,5,7 4,6 8 9 10, 11 12,13 14 15-19 16 20 21-23 [24^ Цвет Оранжевый Черный Красный Серый Фиолетовый Желтый Оранжевый Синий Черный Зеленый Белый Красный Черный Назначение Линия питания +3,3 В Общий (схемная «земля») Линия питания +5,0 В Сигнал PG (высокий уровень сигнализирует о соответ- ствии выходных напряжений допускам стандарта) Дежурное питание +5В Линия питания +12 В Линия питания +3,3 В Линия питания-12 В Общий (схемная земля) Сигнал S_ON (низкий уровень — включение блока питания) Линия питания -5 В (упразднена с 2004) Линия питания +5,0 В Общий (схемная «земля») На рис. 3.44 приведена схема входных цепей классического бло- ка питания. Входное напряжение поступает через выключатель SW1, выпрямляется диодным мостом BD1 и заряжает конденсаторы Фильтра С1, С2. Конденсаторы СХ1, CY1, CY2 и дроссель L1 состав- ляют фильтр электромагнитных помех (см. разд. 4.2). Варистор ZV1
182 Глава 3. Топологии импульсных источников питания защищает от превышения вход- ного напряжения. Если величина напряжения выходит за допусти- мые пределы, сопротивление ва- ристора резко уменьшается, и повышенный ток в цепи приводит к перегоранию предохранителя F1. Термистор RT1, характеризу- ющийся отрицательным ТКС, уменьшает бросок потребляемо- го от сети тока при первоначаль- ной зарядке конденсаторов фильтра С1 и С2. При этом за счёт выделяемой на термисторе мощности он разогревается, со- противление сильно уменьшает- ся, и в дальнейшем не оказывает существенного влияния на рабо- ту схемы. Переключатель SW2 служит для выбора напряжения питаю- щей сети. Его разомкнутое состо- яние соответствует напряжению 220 В. При этом, диоды в составе моста BD1 образуют двухполупе- риодный мостовой выпрямитель, а конденсаторы С1 и С2 включа- ются последовательно друг с другом. В таком включении, ве- личина приложенного к каждому из них напряжения составляет половину выпрямленного, что по- зволяет использовать конденса- торы с максимальным напряже- нием 200 В. При замыкании переключателя SW2 рассматриваемый узел пре- вращается в удвоитель напряже- ния, представляющий собой один из вариантов простейшего пре- Рис. 3.44. Входные цепи блока питания АТХ с ручным выбором напряжения сети
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 183 бразователя напряжения на переключаемых конденсаторах (см. а3д. 3.1.7). Диоды в составе моста BD1 всё так же образуют двухпо- лупериодный выпрямитель. В положительном полупериоде сетево- го напряжения через диод BD1.2 и замкнутые контакты SW2 конден- сатор С2 заряжается до выходного напряжения этого выпрямителя. В следующем, отрицательном, полупериоде через диод BD1.1 и SW2 заряжается конденсатор С1, до той же величины напряжения, по- следовательно с ним включен конденсатор С2, уже заряженный в предыдущем полупериоде. Благодаря последовательному соедине- нию конденсаторов выходное напряжение узла равняется сумме на- пряжений на них, т.е. удвоенному напряжению выпрямителя. Следует отметить, что ошибочная установка переключателя в по- ложение «110» не приведёт к срабатыванию защитного варистора ZV1 и неминуемо станет причиной выхода конденсаторов фильтра из строя. В некоторых блоках питания в качестве защиты от таких действий пользователя применяются дополнительные варисторы на номинальное напряжение около 240 В, установленные парал- лельно конденсаторам. Современные блоки питания обычно рассчитаны на широкий ди- апазон входных напряжений (типичным можно считать 90...230 В), поэтому не имеют соответствующего переключателя. Источник дежурного питания большинства БП выполняется по топологии обратноходового преобразователя, пример схемы при- ведён на рис. 3.45. Поскольку принцип работы уже был рассмотрен (разд. 3.2.1), остановимся лишь на характерных схемотехнических решениях. Для управления преобразователем используется ИМС контрол- лера IC1. В рассматриваемом примере, как и в большинстве совре- менных блоков, применена ИМС с высокой степенью интеграции, содержащая в своём составе ключевой транзистор и цепь первона- чального запуска. Импульсный трансформатор Т1 имеет две вторичных обмотки. Одна из них (на схеме справа) гальванически изолирована от пита- ющей сети, именно с неё и снимается выходное напряжение, вы- прямленное диодом D2. По стандарту АТХ величина напряжения де- журного питания составляет 5 В. Однако эта обмотка может иметь и Дополнительные витки для формирования более высокого напряже- ния (например, 15 В), которое используется для питания внутренних Узлов блока. Дополнительный выпрямитель на схеме изображён пунктиром.
184 Глава 3. Топологии импульсных источников питания +310 V >—f- +15V hot RnycKi RnycK2 Rnycx3 IC1 P4SMA200A [D4 US1M T1 +15V_sb D2 +5V sb D1 R4 30R D RS1D СЗ 22fjF50V /77 D Vcc г*4 ЕМ8564А ;S Впо Gnd Cmp 1 -C5 - WOn PC817 7143^ \2k49 /77 Рис. 3.45. Упрощённая схема источника дежурного питания блока АТХ Другая вторичная обмотка, на схеме изображённая слева, связана с высоковольтной частью (использует общую схемную «землю»). По- ступающее с неё напряжение выпрямляется диодом D1 и использует- ся для питания IC1, поэтому данную обмотку называют вспомогатель- ной (англ. auxiliary winding), или обмоткой самопитания. Также вспомо- гательная обмотка может быть использована и для питания других служебных цепей блока. Пульсации выпрямленного напряжения со вспомогательной обмотки сглаживаются конденсатором СЗ. Здесь же мы видим часто используемое решение — применение резистора в качестве предохранителя. Пока протекающий ток мал, на резисторе R4 не выделяется значительная мощность, если же величина тока сильно вырастет, резистор перегреется и сгорит, разомкнув цепь.
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 185 Напряжение сетевого выпрямителя подаётся на верхний по схе- ме вывод (начало) первичной обмотки импульсного трансформато- ра Т1 • Нижний вывод (конец) этой обмотки соединён со стоком клю- чевого транзистора (выводы 8 и 7IC1). Очевидно, для работы любой микросхемы на неё должно быть подано питание, однако, для появ- ления напряжения на вторичных обмотках необходимо запустить преобразователь, для чего микросхема должна работать. Для выхо- да из этого замкнутого круга любой блок питания имеет цепь пер- воначального запуска. Как правило, её формируют конденсатор, подключенный к выводу питания ИМС, и цепь последовательно сое- динённых резисторов общим сопротивлением порядка сотен кОм — единиц МОм, включенных между этим конденсатором (СЗ на рисун- ке) и положительной шиной выпрямленного напряжения сети. При первоначальном включении через пусковую цепь происходит за- рядка конденсатора. По мере зарядки, напряжение на выводе пита- ния ИМС возрастает, и как только оно превысит порог включения, ИМС включается. В промежутке между достижением порога вклю- чения и появлением напряжения на выходе выпрямителя вспомога- тельной обмотки питание ИМС осуществляется за счёт заряда, на- копленного в конденсаторе. Затем конденсатор выполняет функ- цию сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения. Поскольку указанная ИМС имеет встроенную цепь запуска, пусковые резисто- ры на схеме отсутствуют, места их установки отмечены как RnyCK. Внутренние цепи ИМС IC1 соединяются со схемной «землёй» по- средством вывода 3. Исток ключевого транзистора имеет отдель- ный вывод (номер 1). Между ним и «землёй» включен резистор не- большого номинала R5, выполняющий роль токоизмерительного шунта. Снабберная цепь D3 D4 ограничивает импульс перенапряжения, возникающий на выводах первичной обмотки во время размыкания ключевого транзистора, и способный привести к его пробою. Выходное напряжение блока питания через делитель R7 R8 посту- пает на управляющий вход U2 TL431. Когда напряжение на этом вхо- де превысит 2,5 В, через TL431 начнёт протекать ток, что приведёт к включению светодиода оптопары U1. Для указанных на схеме номи- налов это произойдёт при достижении величины выходного напря- жения 5,12 В. Произойдёт отпирание выходного транзистора опто- пары, и контроллер IC1 получит сигнал о достижении предельного входного напряжения, после чего уменьшится коэффициент запол- нения управляющих импульсов, поступающих на затвор ключевого
186 Глава 3. Топологии импульсных источников питания транзистора. Длительность на- хождения последнего в откры- том состоянии уменьшится, со- ответственно уменьшится и ко- личество передаваемой в нагрузку энергии, что приведёт к снижению выходного напря- жения. Данный процесс регули- ровки будет происходить всё время, пока работает преобра- зователь. Основной преобразователь блока питания может быть вы- полнен по разным топологиям. В прошлом фактически стан- дартом было использование полумоста. В качестве ключей наиболее часто применялись биполярные транзисторы * 13007 и * 13009 различных про- изводителей. Для примера, на рис. 3.46 изображён упрощён- ный вариант схемы такого пре- образователя. Принципы его работы полностью соответству- ют изложенным в разделе 3.2.4. В такой топологии управляю- щая ИМС находится на «холод- ной» стороне блока, то есть не находится под потенциалом се- ти, и управление ключевыми транзисторами производится посредством трансформатора гальванической развязки ТЗ. Поскольку биполярный транзи- стор не имеет встроенного об- ратного диода, в схеме присут- ствуют защитные диоды D5, D6. В более современных блоках питания используются двух- Рис. 3.46. Упрощённая схема полумостового преобразователя блока АТХ
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 187 анзисторные прямоходовые преобразователи (т.н. «косой мост», Тм Разд> 3-2-2)- На Рис* 3-47 приводится упрощённая схема основ- ого преобразователя блоков АТХ различных производителей на- чального и среднего ценового сегмента с заявленной выходной ощНостью 350...450 Вт. Рассмотрим характерные особенности схемы. ИМС управления преобразователем (таковой может быть, к при- меру» UC3845) обычно располагается на «горячей» стороне блока и питается от вспомогательной обмотки дежурного источника. Как из- вестно, на оба ключевых транзистора «косого моста» подаётся оди- наковый по форме сигнал управления, при этом, потенциалы затво- ров верхнего и нижнего ключей различаются. Иначе говоря, на за- твор нижнего ключа Q2 сигнал управления подаётся относительно схемной «земли». На затвор верхнего ключа Q1 сигнал управления подаётся относительно его же истока, потенциал которого выше «земли». Из-за этого затвор нижнего ключа соединён со схемой управления напрямую, а верхнего — через трансформатор гальва- нической развязки (ТГР) ТЗ. Выходные цепи блока питания АТХ имеют важную конструктив- ную особенность. Выходной дроссель L1 на общем сердечнике не- сёт отдельные обмотки для разных каналов. Такая конструкция но- сит название связанные дроссели (англ. coupled inductors). При- менительно к АТХ блокам питания обычно используют название «дроссель групповой стабилизации» (сокр. ДГС), хоть это и нельзя считать правильным. На самом деле, никакой особой стабилизации, или, как часто считают, перераспределения энергии менее нагру- женного канала в пользу более нагруженного, дроссель не произво- дит. Как показано в [60], использование связанных фильтрующих дросселей позволяет: - практически исключить выбросы (провалы) выходного напряже- ния на каналах при резком изменении потребляемого тока по любому из них; - уменьшить общие габариты фильтра (если считать суммарно по всем каналам); "" снизить минимально требуемую для нормальной работы мощ- ность нагрузки. Также, благодаря связанным дросселям можно «перенаправить» вЬ1ходные пульсации на один из каналов, сократив количество филь- трующих конденсаторов на остальных. Выгода здесь состоит в том, Что при прочих равных максимально допустимое ЭПС фильтрующих
188 Глава 3. Топологии импульсных источников питания ни- si si w II 44- 44- st SA g! $л TUT 4- 009NZldd0d О 8 8 44- Tl t Ir Рис. 3.47. Упрощённая схема двухтранзисторного преобразователя блока АТХ
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 189 оНденсаторов пропорционально квадрату выходного напряжения. с другой стороны, чем ниже ЭПС, тем выше стоимость и больше га- бариты конденсатора. Таким образом, используя для фильтрации преимущественно канал +12 В, допустимо применить более ком- пактные и дешёвые конденсаторы, пусть даже и с увеличенным ЭПС. Пульсирующий ток, протекающий по обмоткам каналов +12 и +5 (Li .1 и L1.2), индуцирует ЭДС в дополнительной обмотке L1.3. В та- ком рассмотрении работа выходного дросселя чем-то сходна с ра- ботой обычного трансформатора. Поскольку обмотка L1.3 включена в обратной полярности, с неё снимается отрицательное напряже- ние, формирующее канал -12 В. Напряжение в этом канале может стабилизироваться интегральным регулятором U7, впрочем, во многих реализациях стабилизатор отсутствует. Ещё одна интересная особенность блока питания состоит в спо- собе получения напряжения +3,3 В. В некоторых реализациях это напряжение снимается с отдельной обмотки (отвода обмотки) си- лового трансформатора Т2 подобно остальным каналам. В самых дешёвых и маломощных блоках используется обычный параметри- ческий стабилизатор (линейный регулятор) на мощном транзисто- ре, формирующий напряжение +3,3 В из +5 В. Однако, наиболее распространённым является использование магнитного усилите- ля (англ. magnetic amplifier, сокр. mag amp) [61]. Ключевым элементом этого узла является насыщающийся дрос- сель L2, сердечник которого обладает практически прямоугольной петлёй гистерезиса, что позволяет использовать дроссель в каче- стве «выключателя». Если сердечник не находится в состоянии на- сыщения, индуктивность дросселя препятствует нарастанию тока в нагрузке («выключатель» размокнут). При этом ток в нагрузке под- держивается за счёт энергии, запасённой в сглаживающем дроссе- ле L3, и протекает через диод D10.2, а напряжение на нагрузке сни- жается. Наоборот, в состоянии насыщения дроссель не препятству- ет протеканию тока через диод D10.1 и сглаживающий дроссель L3 в нагрузку («выключатель» замкнут). При этом сердечник L3 намаг- ничивается, в нём запасается энергия, и напряжение на нагрузке возрастает. Таким образом, в работе узла L2, D10, L3 прослежива- ется очевидная аналогия с функционированием понижающего им- пульсного преобразователя. При работе блока питания на вторич- ной обмотке трансформатора Т2 индуцируются импульсы напряже- ния, и чем раньше дроссель L2 войдёт в состояние насыщения в
190 Глава 3. Топологии импульсных источников питания каждом периоде коммутации, тем больше энергии успеет на- копить сглаживающий дрос- сель L3, соответственно, выше будет среднее напряжение на нагрузке. Управлять насыще- нием дросселя можно, пода- вая постоянный ток подмагни- чивания небольшой величины, для чего в схеме и установлен маломощный транзистор Q3. ИМС управления преобра- зователем получает обратную связь по выходному напряже- нию с помощью классического узла на TL431 и резистивных делителях, а гальваническая изоляция сигнала ОС осущест- вляется посредством оптопа- ры U3 (подобный пример был рассмотрен в разделе 2.9, рис. 2.38). Величины выходных напря- жений отслеживаются и схе- мой контроля (супервайзе- ром). Эта же схема формирует выходной сигнал PG, если все напряжения присутствуют и их величины укладываются в рам- ки допусков. В противном слу- чае выполняется остановка ли- бо перезапуск основного пре- образователя. Также супервайзер останавливает основной преобразователь при снятии сигнала PS_ON. Сигнал включения/выключе- ния передаётся в «горячую» сторону блока посредством оптопары U4. Её фототранзи- Рис. 3.48, Упрощённая схема входных цепей и узла APFC блока АТХ
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 191 тор управляет подачей питания на ИМС управления силовым пре- бразователем, либо контролирует её иным доступным способом /например, подавая сигнал на вход блокировки). В современных блоках питания, за исключением моделей бюд- жетного сегмента, всегда применяются активные корректоры коэф- фициента мощности (APFC). Упрощённый пример схемы входных цепей такого блока изображён на рис. 3.48. На входе установлены конденсаторы фильтрации помех СХ1, CY1, CY2 и защитный вари- стор ZV1. Предохранитель F1 разрывает цепь при коротком замыка- нии или срабатывании варистора из-за превышения величины вход- ного напряжения. Диодный мост BD1 выпрямляет напряжение. Да- лее следует классическая схема APFC, рассмотренная в разд. 3.3.1. для ограничения тока зарядки входных конденсаторов С2 использу- ется термистор RT1 (или обычный резистор). После успешного за- пуска блока питания термистор (резистор) шунтируется контактами реле RL1 и не оказывает влияния на дальнейшую работу. В наиболее мощных (или дорогих) блоках используют мостовую либо полумостовую топологии, причём в последнее время массо- вое распространение получают резонансные преобразователи (разд. 3.3.2). В этих случаях, как правило, основной преобразователь форми- рует только одно выходное напряжение, а именно +12 В. Остальные напряжения (+3,3 и +5 В) создаются посредством стандартных им- пульсных понижающих преобразователей. При этом отпадает необ- ходимость использования магнитного усилителя и связанных вы- ходных дросселей. Для снижения потерь в диодах выходного вы- прямителя используют схемы синхронного выпрямления на мощных низковольтных MOSFET с очень низким сопротивлением канала. Пример подобной схемы, на основе мостового LLC-преобразователя и синхронного выпрямителя изображён на рис. 3.49. Транзисторы Q4-Q7 образуют мостовой преобразователь. По- следовательно с первичной обмоткой импульсного трансформато- ра Т2 включены резонансный дроссель L2 и конденсатор СЗ. Кон- троллер преобразователя формирует два противофазных сигнала PWM__A и PWM_B с паузами между импульсами, во избежание воз- никновения сквозных токов. Для управления транзисторами ис- пользуются трансформаторные драйверы, обеспечивающие галь- ваническую развязку как между «холодной» и «горячей» сторонами блока питания, так и между верхними и нижними транзисторами. Аля этого оба ТГР имеют по две идентичных вторичных обмотки.
192 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Рис. 3.49. Упрощённая схема мостового преобразователя блока АТХ
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 193 Величина тока в первичной обмотке трансформатора контроли- руется последовательно включенным трансформатором тока Т5. Напряжение с его вторичной обмотки выпрямляется диодным мо- стом D8-D11. Нагрузкой трансформатора является резистор R21. Сигнал Him, величина которого прямо пропорциональна току, про- теКающему в первичной обмотке силового трансформатора, пода- ётся на соответствующий вход ИМС контроллера. Выходные цепи образованы двухполупериодным синхронным выпрямителем со средней точкой на элементах Q12, Q13 и батаре- ей сглаживающих конденсаторов С6, С7. Затворами транзисторов управляет контроллер преобразователя, формирующий два проти- вофазных сигнала SR_A и SFM3, синхронизированных с сигналами PWM. Очевидно, что при отсутствии импульсов на затворах транзи- сторы Q12, Q13 будут заперты и выпрямление осуществляется по классической схеме, благодаря наличию встроенных обратных дио- дов в структуре MOSFET. Контроллер преобразователя поочерёдно отпирает транзисторы в те моменты, когда напряжение на катоде встроенного диода меньше, чем на аноде, тем самым шунтируя встроенный диод открытым каналом. Величина выходного напряжения блока питания отслеживается схемой управления посредством резистивного делителя R31 R32. Мы уже упоминали, что использование синхронного способа вы- прямления позволяет снизить потери. Применительно к блокам пи- тания АТХ это можно проиллюстрировать следующим примером. Пусть наш блок питания выдаёт 100 А выходного тока по шине +12 В (а для современных БП это отнюдь не редкость). Для распростра- нённых диодов Шоттки, применимых в подобных блоках питания, падение напряжения, в зависимости от температуры и величины протекающего тока, составляет 0,6...0,8 В. Элементарным подсчё- том получаем, что в виде тепла будет выделено порядка 80 Вт. Для охлаждения такого выпрямителя, очевидно, потребуется массив- ный радиатор большой площади, и мощный поток воздуха. При этом, общеизвестно, что сопротивление открытого канала низко- вольтных MOSFET измеряется единицами миллиом. Например, для недорогого транзистора IRFB7437 — не более 2 мОм при lD=100 A, что при тех же вводных сокращает тепловыделение в четыре раза, Ао приблизительно 20 Вт. Таким образом, отказ от диодов, пусть Даже и Шоттки, в пользу синхронных выпрямителей стал очевидным Решением вопроса улучшения эффективности мощных блоков пи- тания.
194 Глава 3. Топологии импульсных источников питания 3.3.6. Сварочные источники На практике сложилось так, что сферы ремонта сварочного рудования и ремонта блоков питания различной техники редко пе ресекаются. Между тем эти устройства имеют гораздо больше об. щего, чем кажется на первый взгляд. Тем не менее, для успешной диагностики и ремонта сварочных аппаратов требуется иметь ми- нимальное представление о сварочных процессах и соответствую- щих свойствах оборудования. Всё сварочное оборудование можно разделить на две больших категории: источники тока и источники напряжения. Такое деление обусловлено особенностями горения дуги и требуемыми её свой- ствами в зависимости от используемого сварочного процесса. Источники тока (англ. constant current, сокр. СС) стремятся под- держивать заданный выходной ток в широком диапазоне изменения выходного напряжения. Выходную вольт-амперную характеристику (ВАХ, график взаимосвязи тока и напряжения дуги) таких источни- ков принято называть «падающей». Источники тока применяются в таких сварочных процессах, как ММА (ручная дуговая сварка) и TIG (аргонодуговая сварка неплавящимся электродом). Источники напряжения (англ. constant voltage, сокр. CV) стремят- ся поддерживать заданное выходное напряжение независимо от ве- личины выходного тока. ВАХ этих источников принято называть «жёсткой». Источники напряжения применяют при полуавтомати- ческой сварке — в среде защитных газов (MIG/MAG) или порошко- вой самозащитной проволокой. Поскольку данный тип сварки вы- полняется не сменными электродами, а посредством непрерывной подачи проволоки в сварочную ванну, аппараты полуавтоматиче- ской сварки оснащаются подающим механизмом (электродвига- тель с редуктором и системой роликов). Включение подачи защит- ного газа осуществляется электромагнитным клапаном. Когда аппарат ММА включен, его инвертор постоянно работает, и на выходных клеммах присутствует напряжение холостого хода (обычно 40...80 В, в зависимости от модели). В минимальной кон- фигурации сварщику доступен лишь один настраиваемый параметр (и, соответственно, один орган управления) — величина заданного сварочного тока. Для обеспечения соответствия требованиям охра- ны труда при выполнении сварочных работ в определённых услови- ях (например, во влажных помещениях или внутри металлических ёмкостей) сварочные аппараты ММА оснащаются узлом снижения
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 195 аПрЯжения холостого хода (Voltage Reduction Device, сокр. VRD). После начала сварки напряжение поднимается до обычного значе- ния. Из дополнительных функций, в аппарате могут присутствовать: Антизалипание (англ. antistick) — снижение выходного тока, если после касания детали электродом не произошло зажигания дуги. Функция предотвращает разогрев электрода и отслоение его обмазки, если при попытке поджига он прилип к детали. За- липание электрода отслеживается по величине выходного на- пряжения. При касании детали происходит практически короткое замыкание, и напряжение снижается до минимума. Впослед- ствии, при возникновении дуги, оно должно вырасти. - Горячий старт (англ. hotstart) — облегчает зажигание дуги в на- чале сварки, когда электрод и деталь ещё не прогреты. Отследив касание детали электродом по снижению выходного напряже- ния, аппарат кратковременно повышает величину выходного то- ка для ускорения прогрева. - Форсаж (англ. arc force) — предотвращает погасание дуги при образовании капли металла на кончике электрода. Когда напря- жение дуги становится ниже некоторой величины, выходной ток кратковременно повышается, что способствует переносу метал- ла в сварочную ванну. Источники полуавтоматической сварки MIG/MAG включают ин- вертор только при нажатии кнопки горелки. Одновременно включа- ется подача проволоки и газа. Всё остальное время преобразова- тель отключен, и выходное напряжение отсутствует. При работе «полуавтоматом», сварщик настраивает два параметра: скорость подачи проволоки и выходное напряжение. Поскольку эти аппараты являются источниками напряжения, функция задания сварочного тока в них отсутствует; хотя выходной ток и связан со скоростью по- Дачи, и на шкале аппарата часто пишут «Ток/Подача», чтоб не сму- щать пользователя. Более продвинутые аппараты зачастую имеют следующие функции: - Предварительная продувка, или «предгаз» — служит для улучше- ния качества шва в его начале. После нажатия кнопки горелки, клапан подачи газа включается сразу, а инвертор и подающий механизм — спустя некоторый настраиваемый промежуток вре- мени. "" Продувка после сварки, или «постгаз» — дополнительно защи- щает остывающую сварочную ванну после окончания сварки. По- сле отпускания кнопки горелки, инвертор отключается, а клапан
196 Глава 3. Топологии импульсных источников питания остаётся открытым в течение настраиваемого промежутка вп мени. - Плавный, или мягкий, пуск (softstart) — замедленная подан проволоки после нажатия кнопки горелки и до поджига дуги. - Заварка кратера —- замедленная подача проволоки и уменьшен. ный ток сварки после отпускания кнопки горелки для качествен. ного окончания шва. Вышеописанная привязка к состоянию кнопки горелки справед. лива для двухтактного (2Т) управления источником. При таком способе управления, сварка начинается при нажатии кнопки горел- ки, и длится до её отпускания. Применяется также четырёхтактный (4Т) режим управления — первое нажатие с последующим отпуска- нием кнопки начинает сварку, а следующее нажатие с отпускани- ем — завершает. Таким образом, в четырёхтактном режиме нет не- обходимости удерживать кнопку горелки нажатой во время сварки. Возможен также и точечный режим — при нажатии кнопки подаётся небольшая порция проволоки, инвертор источника и подача газа включаются на короткий промежуток времени. Аппараты аргонодуговой сварки также управляются кнопкой го- релки по аналогичным алгоритмам. Кроме того, они обычно осна- щаются блоком высокочастотного бесконтактного поджига (HF), что позволяет осуществлять поджиг дуги посредством пробоя воздуш- ного промежутка между электродом и деталью высоковольтным разрядом, без касания. Блок поджига в обиходе принято называть осциллятором. Как правило, он представляет собой повышающий трансформатор с умножителем напряжения на выходе (см. разд. 3.1.7, рис. 3.19). В аппаратах профессионального уровня часто используется им- пульсный режим сварки (англ. pulse). Примечание. Не следует путать импульсную сварку с точечной (англ. spot). При точечной сварке на выходе источника (часто на- зываемого споттером) формируется очень короткий оди- ночный импульс, после чего подача тока прекращается. Обычно это осуществляется разрядкой батареи конденса- торов на свариваемые детали, после чего следует фаза за- рядки. Помимо прочего, импульсная сварка является единственным на- дёжным способом получения качественного соединения деталей из
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 197 или нержавеющих сталей. В этом режиме на выходе ап- вместо постоянного тока присутствуют импульсы с регули- мОй вручную либо автоматически частотой и длительностью. ФНИ могут быть однополярными (режим DC Pulse) либо разнополяр- |МИ (режим AC Pulse). Строго говоря, импульсный источник нель- зя отнести ни к типу СС, ни к CV, поскольку его ВАХ зависит от мно- гих факторов и меняется в ходе сварки. Среди сварочных источников выделяется особая группа обору- дования, а именно аппараты воздушно-плазменной резки металла. Как следует из названия, они не сваривают, а наоборот, разрезают деталь. Конструктивно, плазморезы являются источниками тока и обычно оснащены блоком бесконтактного поджига. Рабочим телом является разогретый до высокой температуры ионизированный газ (воздух), исходящий из сопла горелки. В основе всех этих аппаратов лежит импульсный преобразова- тель. Бытовые маломощные источники обычно построены по топо- логии двухтранзисторного прямоходового преобразователя (т.н. «косой мост»), более мощные — по мостовой топологии. Всё оби- лие типов, режимов и настроек обусловлено исключительно отличи- ями схем управления. Грубо говоря, аппарат ручной сварки превра- щается в полуавтомат или плазморез заменой платы и органов управления (разумеется, без учёта очевидных различий в разъёмах, горелках и т.д.), благодаря чему множество представленных на рын- ке моделей имеют абсолютно одинаковую силовую часть. Наиболее простые модели сварочных источников имеют полно- стью аналоговое управление. Это хорошо работает и просто ремон- тируется в несложных устройствах начального уровня, вроде чрез- вычайно популярных аппаратов «Ресанта», но в моделях с обилием настроек (Pulse TIG, к примеру) схема управления приобретает по- истине монструозные масштабы с чуть ли не хаотичным нагромож- дением операционных усилителей, триггеров и коммутаторов. Учи- тывая многообразие схемных реализаций и недокументированную предпродажную «доводку» отдельных партий оборудования вруч- нУю, что так любят китайские производители, ремонтопригодность подобных плат существенно снижается, а вероятность возникнове- ния сложно диагностируемых проблем увеличивается. Ряд аппаратов можно считать «гибридными» — они имеют тради- ционные аналоговые цепи управления и обратной связи, однако схема управления построена на базе микроконтроллера. Пожалуй, наиболее распространённым примером можно считать инверторы
198 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Fubag серии IN и их конструктивные аналоги (Gysmi, ToolUp). о нец, наиболее дорогостоящие брендовые аппараты промышленно. го назначения зачастую имеют полностью цифровое управление вплоть до использования CAN-шины для межблочной связи, д^ диагностирования и программирования таких устройств примени ется компьютер в паре с фирменным адаптером шины (например ESAT компании ESAB), в чём можно усмотреть прямую аналогию с современными автомобилями. Применение цифрового управления в том или ином виде позво ляет реализовывать разнообразные программные комплексы цен. трализованного управления производством, выполняющие функ- ции сбора, мониторинга и анализа разнообразнейших данных (к примеру, Kemppi WeldEye). Кроме того, цифровое управление сва- рочным источником даёт возможность воплотить в жизнь полностью автоматическое управление сварочной дугой при полуавтоматиче- ской сварке: так называемый режим синергетического управления (англ. synergic welding). При этом сварщику необходимо выбрать подходящую программу (тип и диаметр проволоки) и задать ско- рость подачи, все остальные параметры будут подстраиваться ав- томатически, в результате чего достигается наилучшее качество сварки. Синергетические сварочные источники всегда работают в импульсном режиме. В зключение рассмотрим ещё один важный параметр сварочно- го источника. В работе аппарата можно выделить следующие пе- риоды: 1. Нагруженное состояние, когда инвертор работает и в выходных цепях протекает ток некоторой величины, и состояние холостого хода, когда выходной ток отсутствует. 2. Включенное состояние, когда инвертор работает (неважно, на на- грузку или в режиме холостого хода), и выключенное состояние, когда силовые цепи обесточены. Этот вариант актуален для ис- точников MIG и TIG сварки, так как их инвертор включается кноп- кой горелки. Поскольку силовая часть и токоведущие элементы аппарата не- избежно выделяют тепло, с целью исключения перегрева установ- лены ограничения длительности работы: продолжительность нагрузки (ПН) или продолжительность включения (ПВ) для ва- риантов 1 и 2 соответственно. Измеряются они в процентном со- отношении длительности нагрузки или включения к длительности рабочего цикла. Если исходить из десятиминутного цикла,
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 199 ^ при выходном токе 120 А означает, что аппарат может от- давать в нагрузку ток указанной величины в течение шести минут, следующие 4 минуты должен охлаждаться в режиме холостого хода- Для более коротких циклов (например, пятиминутного) абсо- лютное значение будет выше. Кроме того, существенное влияние оказывает температура окружающей среды. Этими обстоятель- ствами часто пользуются производители «третьего эшелона», ука- зывая запредельные значения ПН/ПВ. Уважающие себя бренды обязательно указывают в документации и длительность цикла, и температуру, при которых нормируется ПН/ПВ. В качестве примера конструкции рассмотрим типовую конструк- цию бытового источника для ручной дуговой сварки, выполненного по топологии «косой мост». Нижеприведённые фрагменты схем ос- нованы на линейках сварочных аппаратов «Ресанта САИ» (они же Eurolux IWM, Energolux WMI) и AikenWeld Ranger (они же ProfHelper DaVinci, DeFort DWI, «Диолд АСИ»). Эти аппараты можно считать производными от BlueWeld Prestige (Telwin Tecnica) моделей 141/161 и 111/144/164 соответственно. На рисунке 3.50 приведена типовая схема инвертора и входных цепей бытового сварочного аппарата. Питание поступает через плавкий предохранитель F1 (во многих аппаратах используют стан- дартные модульные автоматические выключатели). Варистор ZV1 предназначен дли защиты от повышения напряжения. Если величи- на напряжения выходит за допустимые пределы, сопротивление ва- ристора резко уменьшается, и повышенный ток в цепи приводит к перегоранию предохранителя F1. Через проволочный резистор R1 сопротивлением порядка десятков ом, напряжение сети поступает на диодные мосты В1, В2. Пульсации выпрямленного напряжения сглаживаются батареей параллельно соединённых конденсаторов С1. Резистор R1 предназначен для ограничения тока зарядки кон- денсаторов в момент первоначального включения аппарата в сеть. После запуска аппарата и в течение всего времени работы он шун- тирован контактами реле К1. Инвертор собран по классической схеме двухтранзисторного пРямоходового преобразователя. Верхний ключ образован двумя параллельно включенными IGBT Q1 и Q2, нижний — Q3 и Q4. Диоды *И D5 размагничивают трансформатор Т1 во время фазы обратно- го хода (т.е. при запертых ключах), возвращая накопленную в нём Энергию обратно в батарею конденсаторов. Параллельно каналам к установлены снабберные цепи R14 D6 С6 и R15 D7 С7 (см.
200 Глава 3. Топологии импульсных источников питания IT1 LJ Рис. 3.50. Типовая организация входных цепей и инвертора сварочного аппарата
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 201 оазд- 4.1). В непосредственной близости от выводов затворов тран- зисторов установлены токоограничительные резисторы R6-R8 и R10-R12, защитные стабилитроны ZD1-ZD4, предотвращающие пробой затвора импульсами перенапряжения и резисторы R9 и R13, подтягивающие затвор к потенциалу эмиттера во избежание само- произвольного открытия транзисторов в отсутствие управляющего сигнала. Последовательно с первичной обмоткой силового транс- форматора включен трансформатор тока Т2, сигнал с которой по- ступает на схему управления. В приведённой на рис. 3.50 схеме отсутствует отдельный преоб- разователь питания для собственных нужд (источник дежурного пи- тания). Питание схемы управления и вентиляторов охлаждения осу- ществляется от вспомогательной обмотки силового трансформато- ра (обмотки самопитания). Поступающее с неё напряжение выпрямляется диодом D1, пульсации сглаживаются конденсатором С5. Выпрямленным напряжением запитываются вентиляторы ох- лаждения М1, М2, обмотка реле К1 и светодиод индикации LED1. Также напряжение через диод D2 подаётся на вход стабилизатора U1, который и обеспечивает питание схемы управления. Очевидно, что напряжение на вторичных обмотках (в т. ч. и об- мотке самопитания) трансформатора Т1 возникнет только после за- пуска инвертора. Однако для его запуска необходимо обеспечить питание схемы управления и драйверов затворов. Поэтому для пер- воначального запуска в схему вводится цепь R2 R3, через которую подзаряжается конденсатор С2. Когда напряжение на нём возра- стёт до уровня, достаточного для включения стабилизатора U1, про- изойдёт включение аппарата. Всё это время диод D2 остаётся сме- щённым в обратном направлении, не пропуская ток на вентиляторы и реле. После запуска инвертора ток через резисторы R2, R3 прак- тически не протекает. Подобная организация питания очень проста в реализации, но имеет два существенных недостатка. Во-первых, отсутствует галь- ваническая развязка управляющих цепей (в том числе и органов Управления) от питающей сети. Во-вторых, величина выходного на- пряжения обмотки самопитания очень сильно зависима от нагрузки аппарата. На холостом ходу напряжение на конденсаторе С5 может Достигать 30 В, а при максимальной нагрузке снижаться до 20 В и Даже ниже. Вследствие этого при длительной работе на холостом ходу перегреваются стабилизатор U1 и резистор R4, ограничиваю- щий ток через вентиляторы; напротив, при работе под большой на-
202 Глава 3. Топологии импульсных источников питания грузкой скорость вращения вентиляторов существенно снижается что приводит к ухудшению теплоотвода. В некоторых случаях аппа! рат может даже отключаться под нагрузкой из-за того, что напряже. ние на обмотке реле становится недостаточным для удержания кон. тактной группы, при этом контакты быстро обгорают, а резисторы R1-R3 перегреваются. Во избежание перечисленных недостатков большинство произ- водителей оснащают сварочные источники отдельными блоками собственного питания. За некоторыми исключениями, эти блоки выполняются по топологии обратноходового преобразователя (flyback). Реже встречается трансформаторное питание (например, рис. 3.14, раздел 3.1.5) и автоколебательные преобразователи (рассмотрены в разделе 3.3.7). Пример схемы блока питания сварочного аппарата приведён на рис. 3.51. Это типичный обратноходовой преобразователь, выпол- ненный на контроллере UC3842 (IC1). Не будем повторяться, ещё раз объясняя принцип его работы, просто перечислим основные компоненты. Выходное напряжение сетевого выпрямителя через резистор R2, выполняющий роль предохранителя, поступает на первичную об- мотку трансформатора ТЗ. Резисторы R3-R5 и конденсатор С5 об- разуют цепь первоначального запуска. После включения преобра- зователя, питание контроллера осуществляется с вторичной обмот- ки через диоды D1, D2 и резистор R16. Сигнал обратной связи для контроля выходного напряжения формируется делителем R25 R26. Стабилизатор U1 формирует питание схемы управления сварочным аппаратом. Узел на транзисторе Q6 и связанным с ним элементах обеспечивает задержку включения реле К1 (работа этого узла рас- смотрена в разделе 2.11.4). Также, могут быть применены контроллеры, интегрированные с ключевым транзистором, как показано на рис. 3.52. Как вы можете заметить, эта схема практически идентична блоку дежурного пита- ния, рассмотренному в разделе 3.3.5. На рис. 3.53 приведена типовая схема выходных цепей бытового сварочного аппарата. В течение фазы прямого хода преобразовате- ля (при открытых ключевых транзисторах) энергия в нагрузку пере- даётся через верхние диоды выпрямителя D13 D14, одновременно запасаясь в дросселе L1. Во время обратного хода, под действием ЭДС самоиндукции дросселя отпираются нижние диоды D15-D17, и ток в нагрузке поддерживается за счёт запасённой в дросселе энер-
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 203 гиИ. Параллельно диодам включены снабберные це- пИ R31 С21 и R32 С22. Так- )Kej на выходе имеются конденсаторы подавления поМехС23-С25. На схеме наглядно про- иллюстрирована одна из «хитростей» производите- ля, о которой мы говорили ранее. Поскольку длитель- ность фазы обратного хода на практике сильно превы- шает длительность прямо- го хода, верхние диоды вы- прямителя являются менее нагруженными, и их число сокращают в целях эконо- мии. В некоторых аппаратах (например, Fubag серии IN), дроссель L1 отсутству- ет, но это не означает какого-то иного принципа работы выпрямителя. Про- сто, роль дросселя возла- гается на паразитную ин- дуктивность сварочных проводов. Несложно заметить, что Данная реализация выход- ных цепей не предполагает какого-либо способа изме- рения выходного тока ис- точника. Действительно, в бытовых аппаратах не- большой мощности схема Управления измеряет ток только лишь в первичной части, с помощью транс- Рис. 3.51. Вариант схемы блока питания Ресанта САИ (контроллер UC3842)
204 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Рис. 3.52. Вариант схемы блока питания Ресанта САИ (контроллер SD6835)
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 205 НЭ РИС' 3"50) ИЛИ vhtob в цепях эмиттеров клю- QBb\x транзисторов инвертора. Параллельно выходным леммам (OUT+.и OUT-) вклю- чен узел контроля наличия вы- ходного напряжения. Через ди- од D18 выходное напряжение источника подаётся на стабили- затор R33 ZD7. Выходным на- пряжением стабилизатора 18 В через делитель R34-R35 вклю- чается светодиод оптопары U3. При сильном уменьшении на- пряжения на выходе источника (например, из-за залипания электрода, замыкания клемм или пробоя выходных диодов) светодиод будет некоторое вре- мя питаться энергией, нако- пленной конденсатором С20, и, если за это время напряжение не повысится, фототранзистор оптопары закроется. Поскольку питание узла проходит через нормально замкнутый термо- предохранитель ST1, фототран- зистор оптопары будет анало-. гичным образом заперт при пе- регреве. Конструктивно термопредохранитель разме- щают в наиболее сильно нагре- вающейся части аппарата (как правило, это радиатор диодов выпрямителя). Для понимания процессов, происходящих в цепях управле- ния сварочным источником, рас- смотрим относительно неслож- ную схему аппаратов AikenWeld Рис. 3.53. Типовая организация выходных цепей сварочного аппарата
206 Глава 3. Топологии импульсных источников питания / \ / \ Л i \ А • \ Sl ^ Si I «1 Рис. 3.54. Схема цепей управления AikenWeld Ranger
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 207 Ranger и подобных (рис. 3.54). Конструктивно эта схема реализова- на отдельном модуле, соединяющемся с основной платой штырь- ковыми контактами (т.н. «гребёнка»). На схеме дана нумерация кон- тактов. цепи контроля собраны на счетверённом операционном усили- теле IC2 LM334 (один из четырёх ОУ не используется). ШИМ сигнал управления ключевыми транзисторами инвертора формируется контроллером ЮЗ UC3845A. Напряжение +15 В поступает от блока собственного питания ап- парата через выводы 4 и 15 модуля на транзисторный ключ Q7 R42 R43, включающий питание ШИМ контроллера IC3. Также, из линии +15 В токоограничительным резистором R38 и стабилитроном ZD8 формируется опорный сигнал величиной 4,7 В, возможные пульса- ции которого сглаживаются конденсатором С26. Опорное напряже- ние подаётся на ОУ IC2.1 (инвертирующий вход) и IC2.2 (неинверти- рующий вход). На инвертирующий вход IC2.2 с делителя R39 R40 подаётся сиг- нал, пропорциональный величине выпрямленного нестабилизиро- ванного напряжения обмотки самопитания (см. Т1, рис. 3.50). Если величина этого сигнала меньше величины опорного, на выходе ОУ формируется высокий уровень, запирающий Q7 и, тем самым, от- ключающий питание IC3. Таким образом, ОУ IC2.2 обеспечивает за- щиту от пониженного напряжения собственного источника питания аппарата. Если данная защита отключена, напряжение +15 В через откры- тый транзистор Q7 подаётся на элементы R41, D20, несколько по- вышая уровень сигнала на инвертирующем входе IC2.2. Таким об- разом, формируется гистерезис срабатывания — защита от пони- женного напряжения будет включаться при уровне напряжения несколько меньшем, чем требуется для её отключения. Это необхо- димо для предотвращения «дребезга» — многократных пеерключе- ний выхода компаратора при колебаниях контролируемого напря- жения в районе порога переключения (см. разд. 2.7). К неинвертирующему входу IC2.1 подключен сумматор на рези- сторах R44 -R46, на один вход которого подаётся пропорциональ- ный выпрямленному сетевому напряжению сигнал с цепочки R50-R55. Второй вход сумматора может быть подтянут к схемной «земле» при открытии транзистора Q9, который, в свою очередь, остаётся открытым до тех пор, пока открыт фототранзистор оптопа- Ры U3 узла контроля наличия выходного напряжения (рис. 3.53), ра-
208 Глава 3. Топологии импульсных источников питания бота которого рассмотрена выше. При первоначальном запуск сварочного источника, когда инвертор ещё не включен, Q9 на неко торое время открывается током зарядки конденсатора С29. Если величина сигнала на выходе сумматора превышает величи- ну опорного, на выходе ОУ IC2.1 устанавливается высокий уровень который открывает транзисторный ключ Q8 R48 R49, а также вклю- чает светодиод LED2 «Перегрев/Авария». Аналогично предыдущее ОУ для предотвращения дребезга введён гистерезис срабатывания посредством резистора обратной связи R47. Как показано ранее, транзистор оптопары U3 открыт при нор- мальной работе инвертора, следовательно, открыт и Q9. В таких ус- ловиях величина сигнала на неинвертирующем входе ОУ IC2.1 фак- тически определяется делителем R50-R55 R45 R46 и превысит ве- личину опорного при напряжении на сетевом выпрямителе порядка 390 В. При запертом Q9 сигнал с цепочки R50-R55 будет выше опор- ного при любом напряжении сети, соответственно, ключ Q8 всегда будет открыт. Таким образом, ОУ IC2.1, совместно с узлом контроля наличия выходного напряжения формирует сигнал аварии и вклю- чает соответствующий индикатор в случае обнаружения превыше- ния сетевого напряжения либо перегрева, либо короткого замыка- ния на выходе источника. Напряжение с вторичной обмотки токового трансформатора Т2, пропорциональное величине тока в первичной обмотке трансфор- матора Т1 (рис. 3.50), подаётся на диод D22. Во время прямого хода преобразователя вторичная обмотка Т2 нагружена шунтом R59 че- рез диод D22.2. Сигнал токовой обратной связи через резистор R58 подаётся на инвертирующий вход ОУ IC2.3, а также на вход датчика тока ШИМ ЮЗ. Во время обратного хода преобразователя к вторич- ной обмотке Т2 через диод D22.1 будет подключен стабилитрон ZD9, обеспечивающий размагничивание сердечника трансформа- тора и поглощающий выброс ЭДС самоиндукции. Узел задания сварочного тока построен на резисторах R65-R70 и переменном резисторе R76. Он представляет собой резистивный делитель с регулируемым соотношением, на который подаётся опор- ное напряжение 5 В, формируемое контроллером ЮЗ. Сигнал зада- ния сварочного тока подаётся на неинвертирующий вход ОУ Ю2.3. Если уровень сигнала на инвертирующем входе Ю2.3 (токовая обратная связь) превышает уровень сигнала на неинвертирующем входе (задание сварочного тока), то на выходе ОУ устанавливается низкий уровень, через диод D23 поступающий на вход усилителя
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 209 шибки ЮЗ, запрещая формирование выходных импульсов до тех пор* пока выходной ток не снизится до заданного значения. Кроме того, снова обратим внимание на транзистор Q8, который открывается сигналом с выхода IC2.1 при возникновении аварийной сИТуации. Он притягивает сигнал задания сварочного тока к уровню «земли», тем самым неизбежно приводя к появлению низкого уров- ня на выходе IC2.3. Таким образом, ОУ IC2.3 контролирует соответствие выходного тока заданному, а также отключает инвертор при возникновении аварийной ситуации, которая, в свою очередь, будет обнаружен ОУ IC2.1. ШИМ контроллер IC3 включен по стандартной схеме. Элементы R74, С35, С36 представляют собой частотозадающую цепочку, фильтр С38 R73 подавляет импульсные выбросы на входе датчика тока. Транзистор Q10 подмешивает на вход датчика тока пилоо- бразное напряжение с частотозадающего входа для повышения стабильности работы контроллера. Выходной ШИМ сигнал кон- троллера подаётся на драйвер транзисторов инвертора. Как пра- вило, используется схема с развязывающим трансформатором (рис. 3.55). +15 В Рис. 3.55. Схема драйвера с трансформаторной развязкой
210 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Рис. 3,56. Схема драйвера с оптической развязкой ШИМ сигнал с модуля управления управляет транзистором Q11. При открытии данного транзистора по первичной обмотке ТГР Т4 протекает ток, при закрытии полярность напряжения на первичной обмотке меняется на противоположную и сердечник ТГР размагни- чивается по цепи ZD10 ZD11 D24. При открытом транзисторе Q11, индуцируемое во вторичных об- мотках напряжение приложено к диодам D25, D26 (D28, D29) в пря- мом направлении, и через них попадает на затворы транзисторов инвертора, приводя к их открытию. Транзистор Q12 (Q13) при этом закрыт. При закрытом Q11 полярность напряжения на вторичных обмот- ках меняется на противоположную. Так как в данном случае конден- сатор С40 (С41) через диод D27 (D30) фактически подключен парал- лельно вторичной обмотке, то практически весь ток протекает через него, пока конденсатор не зарядится. После этого ток начинает про- текать через резистор R81 (R83) в базу транзистора Q12 (Q13), при- водя к его открытию. Накопленная в конденсаторе энергия в сово- купности с энергией трансформатора через открытый транзистор расходуется на перезаряд затворной ёмкости ключевых транзисто- ров инвертора. Таким образом, достигается форсирование пере- ключения транзисторов инвертора, снижающее коммутационные потери. Несколько реже применяются драйверы с оптической развязкой. Пример такой схемы показан на рис. 3.56. Для питания оптронов
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 211 рансформатор блока пи- тания имеет две дополни- тельных вторичных об- мотки ТЗ.З, Т3.4 (схемы блоков питания были при- ведены выше, однако данные обмотки не были изображены в целях упро- щения). Использование отдельных обмоток необ- ходимо для обеспечения гальванической развязки, ведь потенциал эмиттера верхнего ключа инверто- ра не равен потенциалу общей схемной «земли». При высоком уровне входного ШИМ сигнала через открытый верхний транзистор двухтактного выходного каскада оптро- на (выводы 8-7) положи- тельное напряжение пита- ния подаётся на затворы ключевых транзисторов инвертора. Одновремен- но с этим через резистор R480 (R81) происходит за- рядка конденсатора С43 (С44). Величина напряже- ния на конденсаторе огра- ничивается стабилитро- ном ZD10 (ZD11) на уров- не 10 В. При низком уровне ШИМ сигнала открывает- ся нижний транзистор вы- ходного каскада оптрона (выводы 5-6), тем самым соединяя отрицательный Рис. 3.57. Силовые цепи сварочных аппаратов Jasic/RUon и подобных
212 Глава 3. Топологии импульсных источников питания вывод конденсатора С43 (С44) с затворами транзисторов инвертОч ра. Очевидно, эта цепь работает подобно инвертирующему преоб. разователю на переключаемом конденсаторе (разд. 3.1.6). Таким образом, напряжение на затворах относительно эмиттеров в мо- мент переключения составляет-10 В. Отрицательное смещение по* зволяет ускорить время закрытия ключевых транзисторов инверто- ра, обеспечив существенное снижение коммутационных потерь. Напоследок, рассмотрим вкратце ещё одну чрезвычайно попу. лярную конструкцию, на основе которой построены аппараты цело- го ряда производителей, в числе которых Jasic (Сварог), Rilon и дру. гие. Эти сварочные аппараты имеют мостовую топологию (рис. 3.57). Отличительной особенностью является использование большого количества параллельно соединённых MOSFET в качестве ключей и разнесение конструкции на несколько плат, расположен- ных друг над другом (именно поэтому в обиходе ремонтников такие аппараты часто называют «трёхэтажками»). Входной выпрямитель образован одним или несколькими парал- лельно соединёнными диодными мостами типа KBPC* (DB1). Пуль- сации выпрямленного напряжения сглаживаются параллельно сое- динёнными электролитическими конденсаторами С1. Ток заряда конденсатора ограничен цепочкой термисторов или проволочных резисторов RT1, которые шунтируются контактами реле RT1 спустя некоторое время после включения аппарата. Мостовой преобразо- ватель образован ключами Q1-Q4, последовательно с ним включен токовый трансформатор Т4. На плате выходного выпрямителя расположено несколько парал- лельно соединённых силовых трансформаторов Т1-ТЗ и выпрями- тельные диоды D1-D6. Величина выходного тока контролируется шунтом RS1. В аппаратах типа AC/DC Pulse выходные клеммы сое- диняются с выпрямителем через дополнительный выходной Н-мост, образованный ключами Q5-Q8. Из-за большого количества транзи- сторов конструктивно этот мост размещён ещё на двух дополни- тельных платах. В зависимости от настроек пользователя работает либо одна из диагоналей моста (режим DC), либо обе поочерёдно (режим АС). Таким образом, возможно изменение полярности вы- ходных клемм и формирование на выходе импульсов требуемой ча- стоты и длительности (см. разд. 3.3.3). В цепи одной из выходных клемм устанавливается дроссель L1. Если аппарат оснащён блоком бесконтактного поджига, поверх это- го дросселя наматывается обмотка, являющаяся нагрузкой умно-
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 213 ителя (см. разд. 3.1.7, рис. 3.19). При этом дроссель L1 работает по принципу трансформатора, индуцируя высоковольтные импуль- сы в сварочной цепи. цепи управления сварочных аппаратов данного типа, как прави- ло, построены на контроллере UC3525A и его аналогах различных производителей. Подробное рассмотрение не имеет смысла в об- щем случае, поскольку на рынке представлены десятки разнообраз- ных вариаций. Также и блоки собственного питания этих аппаратах могут быть самых разнообразных типов — трансформаторные (при- мер см. в разд. 3.1.5), обратноходовые, автоколебательные. Дальнейшую информацию о конструкции и ремонте распростра- нённых моделей сварочных источников можно получить в моих ста- тьях [62], [63], [64], [65]. И, конечно же, в этой теме я не могу не по- советовать книгу [66], ставшую своего рода настольным пособием для множества мастеров. 3.3.7. Автоколебательные преобразователи Автоколебательные (англ. self-oscillating) преобразователи не имеют в своём составе специализированных ИМС или иных узлов, генерирующих импульсы управления ключевым транзистором. Они построены на основе релаксационного генератора с трансформа- торной обратной связью, который носит название блокинг-генера- тор. Как правило, такие преобразователи имеют обратноходовую топологию. Для построения автоколебательного преобразователя, в про- стейшем случае, требуется очень малое число деталей, что обу- славливает его чрезвычайно низкую стоимость. Именно благодаря простоте и дешевизне маломощные автоколеба- тельные схемы получили широчайшую популяр- ность, например, в каче- стве блоков собственного (дежурного) питания раз- нообразных устройств и Для зарядки аккумулято- ров электроинструмента Рис 3.58. Обратноходовой и портативной техники. автоколебательный преобразователь
214 Глава 3. Топологии импульсных источников питания Простейшая схема изображена на рис. 3.58. В первичной части можно выделить следующие элементы: ключевой транзистор q-j (изображён MOSFET, но на практике, пожалуй, одинаково часто встречаются и биполярные транзисторы), резистор R2, ограничи- вающий ток базы, первичная обмотка трансформатора Т1. Обрат- ная связь образована вспомогательной обмоткой, один из выво- дов которой соединён с затвором транзистора через конденсатор С1. Первоначальный запуск осуществляется посредством рези- стора R1. При подаче напряжения питания, начинается зарядка конденса- тора С1 через резистор R1. При достижении некоторой величины напряжения на конденсаторе, начинается процесс отпирания тран- зистора Q1, сопровождающийся ростом тока в цепи стока, проте- кающего через первичную обмотку трансформатора Т1. Измене- ние тока в первичной обмотке порождает изменение магнитного поля в сердечнике трансформатора, благодаря чему на выводах вспомогательной обмотки индуцируется напряжение. Это напря- жение складывается с напряжением на конденсаторе, в результате положительное смещение затвора увеличивается, и ток стока воз- растает, из-за чего напряжение на вспомогательной обмотке воз- растает ещё сильнее. Это лавинообразный процесс протекает очень быстро и завершается достижением одного из условий: на- сыщение транзистора или насыщение сердечника трансформато- ра. И в том, и в другом случае, изменение (нарастание) тока в пер- вичной обмотке прекращается, а значит, на вторичной обмотке на- пряжение больше не может индуцироваться. Фаза накопления энергии (прямой блокинг-процесс) на этом завершена. Потенциал затвора начинает снижаться, транзистор выходит из состояния на- сыщения и начинает запираться, что приводит к снижению тока в первичной обмотке. Изменение тока, в свою очередь, индуцирует напряжения на вспомогательной и вторичной обмотках, однако те- перь их полярности противоположны. Диод D1 смещается в пря- мом направлении и начинается фаза передачи накопленной в трансформаторе энергии в нагрузку (обратный блокинг-процесс). Конденсатор С1 заряжается в противоположной полярности, и за- пирание транзистора ускоряется. Процесс завершается входом транзистора в режим отсечки, после чего всё повторяется. Частота колебаний определяется параметрами трансформатора и времен- ной постоянной цепочки R1 С1.
Глава 3. Топологии импульсных источников питания 215 разумеется, как и в других конструкциях обратноходовых пре- образователей, для защиты транзистора целесообразен снаббер того или иного вида, включаемый параллельно первичной обмотке трансформатора. Очевидно, что данная схема не способна формировать стабили- зированное напряжение на нагрузке, поскольку не имеет соответ- ствующей цепи обратной связи. Один из вариантов практической реализации преобразователя с ОС по выходному напряжению, ос- нованный на схемотехнике зарядных устройств электроинструмен- та «Bosch AL1115/AL1814/AL2215», изображён на рис. 3.59. В общем и целом данный пример полностью аналогичен рассмо- тренной ранее базовой схеме, за исключением некоторых дополни- тельных элементов и цепей. Затвор ключевого транзистора Q1 под- тянут к потенциалу истока резистором R4 во избежание самопроиз- D1 +27V ZC3 330fjF 35V ZD1 27V R10\] гп Рис 3.59. Практическая реализация автоколебательного преобразователя
216 Глава 3. Топологии импульсных источников питания вольного отпирания. На самом деле, между затвором и включен также и защитный стабилитрон, не изображённый на хе ме — он интегрирован в применённую модель транзистора. Рези. стор R3 ограничивает ток в цепи затвора, исходящий из вспомога- тельной обмотки трансформатора Т1. Зарядка конденсатора связи С1 производится через резисторы R1 и R2 (и R3, на самом деле, но его сопротивление в данном случае несущественно). Параллельно первичной обмотке трансформатора включена снабберная цепь D3 R11 R12 С4. Во вторичной части видим классический выпрямитель на диоде D1 с фильтрующим конденсатором СЗ. На элементах ZD1, U1, Q2 и связанных с ними построена цепь об- ратной связи по выходному напряжению с гальванической развяз- кой. Регулирование напряжения осуществляется посредством за- пирания ключевого транзистора до естественного завершения фа- зы накопления энергии. По превышению выходного напряжения происходит отпирание стабилитрона ZD1 и ток протекает через све- тодиод оптопары U1. Величина этого тока ограничена резистором R10. При этом отпирается фототранзистор оптопары и подаёт на- пряжение со вспомогательной обмотки на базу транзистора Q2, тем самым приводя к отпиранию последнего. Q2 соединяет затвор Q1 со схемной «землёй» «горячей» стороны преобразователя через ре- зистор R6, вследствие чего Q1 запирается, прерывая передачу энергии в трансформатор. При выключении оптопары транзистор Q2 удерживается в запертом состоянии благодаря наличию рези- стора R5 между его базой и эмиттером. В цепи истока ключевого транзистора установлен резистор R8, выполняющий роль шунта. При каждом отпирании ключевого тран- зистора, в цепи (первичная обмотка Т1 — канал Q1 — R8 — схемная «земля») быстро нарастает ток. Соответственно, на R8 возникает падение напряжения, величина которого пропорциональна величие протекающего в цепи тока. Если предположить, что ток большой ве- личины и нарастает достаточно быстро, импульс напряжения на R8, попадающий на базу Q2 через конденсатор С2 и ограничительный резистор R9, будет достаточен для отпирания Q2 и, соответственно, запирания Q1. Таким образом, реализована защита ключевого транзистора от перегрузки.
Глава 4 Элементы и цепи защиты и фильтрации Должная защита устройств и их компонентов от разнообразных нежелательных воздействий и эффектов, как порождённых внутри схемы устройства, так и вне её, является залогом длительной и на- дёжной работы. Кроме того, согласно действующим нормам и пра- вилам, само устройство не должно оказывать нежелательного и, тем более, потенциально опасного влияния на любые другие, как и на питающую сеть. Условно мы можем выделить следующие негативные факторы, для защиты от каждого из которых применяются определённые ме- тоды: - импульсные перегрузки, воздействующие на полупроводнико- вые ключи (способны привести к их пробою); - электромагнитные помехи, возникающие при работе схемы, в частности, при коммутации полупроводниковых элементов (мо- гут влиять как на само устройство, так и на другие); - электромагнитные помехи, наведённые извне, в том числе пере- данные по питающей сети (могут нарушать режим работы устройства, в частности, цепей контроля и управления); - аварийный режим работы схемы, сопровождающийся коротким замыканием (перегрузка питающей сети, опасность пожара) или утечкой на корпус (опасность поражения током); - внешние воздействия, такие как перенапряжения, способные вызвать аварийный режим работы схемы. Конструктивно предусматриваются некоторые способы защиты от аварийных ситуаций: определённая компоновка элементов, уста- новка дополнительных изоляторов, выполнение пропилов в печат- Ных платах, формирующих воздушные промежутки для защиты от поверхностного пробоя. Помимо этого, применяются отдельные за- Щитные элементы и их цепи, предупреждающие воздействие одно- го или одновременно нескольких перечисленных факторов.
218 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации __^ 4.1. Снабберные цепи Снабберы (англ. snubbers) предназначены для защиты полу. проводниковых ключей или диодов от нежелательного воздействия (например, «звона7» и выбросов напряжения), обусловленного на- личием реактивных составляющих схемы, в том числе, паразитных емкостей и индуктивностей. Работа снаббера заключается в погло- щении энергии, запасённой реактивными составляющими, с даль- нейшим её рассеянием (рассеивающие снабберы, англ. dissipative snubbers) или возвращением в источник (регенеративные снаббе- ры, англ. regenerative или non-dissipative). Второй тип имеет более сложную схему и применяется гораздо реже, но позволяет добить- ся большей эффективности. Наличие снаббера позволяет облегчить режим работы ключа и снизить потери при коммутации, что, в свою очередь, даёт возмож- ность уменьшить габариты, повысить КПД, увеличить надёжность схемы. Немаловажен также и тот факт, что применение снаббера существенно снижает уровень излучаемых преобразователем элек- тромагнитных помех. Снабберы, предназначенные для ограничения величины им- пульсных перенапряжений, или скорости нарастания напряжения, называют снабберами напряжения (англ. voltage snubbers). На- против, токовые снабберы (англ. current snubbers) применяются в целях ограничения скорости нарастания тока. Важно, что эти два вида снабберов работают противоположным, в некотором смысле, образом: снаббер напряжения ограничивает величину перенапря- жения при запирании ключа, но приводит к появлению выброса тока при отпирании. Наоборот, токовый снаббер ограничивает бросок тока при отпирании ключа, но создаёт импульс перенапряжения при запирании. Физически снабберы размещают в непосредственной близости к выводам транзисторов (диодов), поскольку только в этом случае достигается максимальная эффективность работы. Вообще, ско- 7 «Звоном» (англ. ringing) называют затухающие синусоидальные коле- бания тока или напряжения в цепи, возникающие при коммутации из-за на- личия паразитных реактивных составляющих, например, таких, как выход- ная ёмкость полупроводникового ключа и индуктивность рассеяния транс- форматора. Звон приводит к дополнительным потерям в цепи и может вызывать кратковременные перегрузки элементов потоку или напряжению-
Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 219 D1 TVS1 Рис. 4.1. Снабберы напряжения: а — RC; б — RCD, ограничивающий величину напряжения на ключе; в — RCD, ограничивающий величину или скорость нарастания напряжения; г — RCD в комбинации с защитным диодом рость изменения тока в снаббере очень велика, и это предъявляет повышенные требования как к выбору компонентов, так и их разме- щению. Наличие даже небольших паразитных емкостей и индуктив- ностей может привести к тому, что от снаббера будет больше вреда, чем пользы. Снабберы напряжения устанавливаются параллельно защищае- мому элементу, как показано на рис. 4.1. Также их часто включают параллельно первичной обмотке трансформатора импульсного преобразователя (см. рис. 3.22, 3.52). Простейший, и наиболее распространённый, RC-снаббер на- пряжения представляет собой последовательно соединённые рези- стор и конденсатор (рис. 4.1а). Такие снабберы замедляют нарас- тание напряжения, ограничивают импульсы перенапряжения, пода- вляют «звон», и снижают излучение помех. Если элементы RC-снаббера корректно подобраны и оптимально размещены кон- структивно, может быть достигнуто снижение коммутационных по- терь вплоть до 40%.
220 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации RC-цепи являются симметричными, и работают независимо полярности приложенного напряжения. Существуют и полярньТ снабберы напряжения, состоящие из резистора, конденсатора е диода (RCD-снаббер). В зависимости от схемы соединения компо. нентов, RCD-снабберы применяются для ограничения скорости на* растания напряжения на ключе (рис. 4.16) или для ограничения ве- личины приложенного к ключу напряжения (рис. 4.1 в). Если рассматривать полностью открытый транзистор как ни- чтожно малое сопротивление, включенное параллельно снабберной цепи, становится очевидным, что практически весь ток преобразо- вателя течёт через транзистор, а влияние снаббера пренебрежимо мало. Во время запирания транзистора его сопротивление начина- ет увеличиваться, и конденсатор снаббера С1 начинает заряжаться через прямосмещённый диод D1. Иначе говоря, часть тока, проте- кавшего через открытый транзистор, начинает течь через снаббер, что обеспечивает существенное снижение коммутационных потерь в транзисторе. К окончанию периода запирания ключа конденсатор С1 заряжается до напряжения источника питания и диод D1 запира- ется. В цепи, изображённой на рис. 4.16, конденсатор С1 разряжа- ется резистором R1. В цепи, изображённой на рис. 4.2в, конденса- тор С1 разряжается при открытии ключа через сам ключ и резистор R1. Так как сопротивление открытого транзистора очень мало, вы- деление тепла происходит на резисторе. Таким образом, в обоих вариантах запасённая в конденсаторе С1 энергия расходуется на нагрев резистора R1. Приведённый на рис. 4.1 в вариант цепи может быть применён для замедления нарастания напряжения на ключевом транзисторе или для ограничения его величины. Как именно будет функциониро- вать снаббер, зависит от постоянной времени цепи R1 С1. Для ограничения напряжения на ключе также могут быть исполь- зованы лавинные диоды (TVS) или защитные динисторы (SIDAC), как в виде самостоятельных элементов (см. рис. 3.45), так и в соста- ве RCD-снаббера (рис. 4.1 г). Во втором случае снабберная цепь бу- дет одновременно ограничивать величину приложенного к ключу напряжения и скорость его нарастания. Токовые снабберы применяются до ограничения скорости на- растания тока в ключевом элементе и основаны на соответствую- щем свойстве дросселей. Простейшим является RL-снаббер, изо- бражённый на рис. 4.2а. При открывании ключа дроссель L1 замед- ляет нарастание тока, и к тому времени, когда величина тока в цепи
Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 221 стигнет максимума, транзистор будет полностью открыт (войдёт в ежим насыщения), что и позво- ляет существенно снизить комму- тационные потери. Запасённая в дросселе энергия выделяется на резисторе R1 в виде тепла. На практике, резистор R1 выделяет значительную мощность, а его со- противление должно быть очень маленьким, что ограничивает при- менение RL-цепей в буквальном понимании, как состоящих из двух отдельных элементов. В реальных схемах RL-снаббер может фор- мироваться ферритовым кольцом, надетым на вывод транзистора или трансформатора. На рис. 4.26 изображён вариант полярного токового RLD- снаббера. Применение диода в цепи позволяет снизить тепловы- деление на резисторе, поскольку через него протекает исключи- тельно ток размагничивания дросселя. Регенеративные снабберы в массовой электронике применяются гораздо реже, а их схемы более многообразны. Более подробные сведения о снабберах, в т.ч. и регенеративных, можно получить в [67]. Рис. 4.2. Токовые снабберы 4.2. Фильтрация помех в линии питания Одним из важнейших требований, предъявляемых к современ- ным импульсным источникам питания, является отсутствие элек- тромагнитных помех, передаваемых в питающую сеть. Для соответ- ствия этому требованию устройства оснащаются фильтрами элек- тромагнитных помех (сокр. ЭМП, англ. EMI или ЕМС). Фильтр ЭМП Устанавливается на входе устройства, и выполняет двойную функ- цию: с одной стороны, он не позволяет помехам, возникшим во вре- мя работы преобразователя, попасть в питающую сеть, а с другой стороны —- не пропускает помехи, распространяющиеся по прово- дам питающей сети, в устройство.
222 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации АС I ex CY1 Рис. 4.3. Базовая схема фильтра ЭМП Распространяющиеся в сети питания помехи можно разделить на две категории — синфазные (англ. common-mode noise, сокр СМ, также llne-to-ground noise) и дифференциальные (англ. differential-mode noise, сокр. DM, также normal-mode и line-to-line noise). Напряжение синфазной помехи приложено между «землёй» электросети (РЕ-проводником) и обоими питающими проводами одновременно, соответственно, ток помехи протекает из проводов питания в «землю». Напряжение дифференциальной помехи прило- жено между двумя питающими проводами, ток помехи протекает из одного провода питания в другой. Поскольку помехи характеризуются очень высокой частотой (де- сятки-сотни кГц и выше) по сравнению с частотой тока питающей сети, то для их фильтрации применяются конденсаторы и дроссели. Как известно, импеданс конденсатора обратно пропорционален ча- стоте, то есть, для токов высокой частоты конденсатор представля- ет собой малое сопротивление. Если включить конденсатор таким образом, чтобы напряжение помехи было приложено к его обклад- кам, он шунтирует цепь, и ток помехи будет протекать через него. Напротив, импеданс дросселя прямо пропорционален частоте. Бу- дучи включенным в цепь протекания тока помехи, дроссель создаст высокое сопротивление, подавляющее эту помеху, и не будет ока- зывать существенного влияния на ток частотой 50 Гц. Рассмотрим типичную схему фильтра ЭМП, изображённую на рис. 4.3. Для фильтрации синфазных помех защитные конденсато- ры устанавливаются между каждым проводом питания и «землёй» (CY1, CY2), а для фильтрации дифференциальных помех —- между проводами питания (СХ1, СХ2). Разряд конденсаторов после обе- сточивания устройства осуществляется резистором R1 сопротивле- нием порядка сотен кОм. Кроме того, присутствует помехоподавля- ющий двухобмоточный дроссель L1. Поскольку обмотки L1 намотаны в одном направлении, он имеет большое сопротивление для тока синфазных помех и эффективно
Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 223 DM I I CM L а) б) Рис. 4.4. Дроссели подавления синфазных и дифференциальных помех их подавляет. В случае дифференциальных помех, направления то- ка в обмотках дросселя будут противоположными, соответственно магнитные поля обмоток будут уравновешивать друг друга, и пода- вление помех не будет существенным (в теории). На самом деле, наличие индуктивности рассеяния обеспечивает также и подавле- ние дифференциальных помех. Используя специально подобран- ные материалы сердечников и способы намотки, производители выпускают гибридные дроссели, достаточно хорошо работающие и против синфазных, и против дифференциальных помех. Другими решениями могут быть: установка ещё одного двухобмоточного дросселя, но с противоположным направлением обмоток (L2, рис. 4.4а), либо использование дополнительного дросселя только в одном из проводников питания (L2, рис. 4.46). Помимо питающей сети, создаваемые импульсным преобразо- вателем помехи могут проникать и в его выходные цепи через пара- зитную ёмкость, существующую между обмотками трансформато- ра. На рис. 4.5 изображён фрагмент схемы обратноходового преоб- разователя, и межобмоточная ёмкость трансформатора Т1 обозначена как С. Защитный конденсатор СУЗ, включенный между схемными «землями» «горячей» и «холодной» частей преобразователя, замыкает Цепь для прохождения тока по- мехи, предотвращая её попа- дание на выход устройства. Отдельно остановимся на типах защитных конденсато- Рис. 4.5. Фильтрация помех, Ров. Х-конденсаторы включа- проникающих во вторичную Ются между проводами пита- часть преобразователя
224 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации ния, соответственно, могут подвергаться воздействиям импульсны перенапряжений, а в случае их пробоя существует риск возгорания Y-конденсаторы включаются между проводом питания и «землёй» которая, в свою очередь, может соединяться с корпусом устрой! ства. Также, они могут связывать выходную низковольтную часть преобразователя с входной, как на рис. 4.5. Соответственно, при пробое Y-конденсатора существует риск поражения пользователя электрическим током. Из-за этого, к защитным конденсаторам предъявляются особые требования и применяются отдельные про* цедуры тестирования. Применять вместо них обычные универсаль- ные конденсаторы строго воспрещается. Поскольку защитные конденсаторы используются в линиях пита- ния, для них указывается номинальное среднеквадратичное значе- ние переменного напряжения. Эти конденсаторы подразделяются на классы: - Х1 предназначен для трёхфазных линий и гарантированно вы- держивает импульсные перенапряжения вплоть до 4 кВ; - Х2 для однофазных линий номинальным напряжением до ~ 250 В, импульсное перенапряжение до 2,5 кВ; - ХЗ рассчитаны на импульсное перенапряжение до 1,5 кВ, но не тестируются; - Y1 на номинальное напряжение от ~ 250 В, импульсное перена- пряжение до 8 кВ; - Y2 на номинальное напряжение ~ 250 В, импульсное перенапря- жение до 5 кВ; - Y3 на номинальное напряжение до ~ 250 В, импульсное перена- пряжение не тестируется; - Y4 на номинальное напряжение до ~ 150 В, импульсное перена- пряжение до 2,5 кВ. Как правило, в бытовой и компьютерной технике используются конденсаторы классов Х2 и Y2. Классы ХЗ и Y3 практически не ис- пользуются и не выпускаются. Конденсаторы класса Y4 также при- меняются весьма редко. В общем случае, предъявляемые KY-конденсаторам требования являются более жёсткими, и замену X на Y можно считать допусти- мой (не ни в коем случае не наоборот). Соответственно, многие мо- дели Y-конденсаторов имеют двойную маркировку на корпусе, на- пример, Y2/X1. Х-конденсаторы, как правило, плёночного типа с металлизиро- ванным диэлектриком и способны к самовосстановлению. Y-koh-
Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 225 нсаторы могут быть как плёночными, так и керамическими. Ём- ^ сТЬ общеупотребительных Х-конденсаторов обычно выбирается з диапазона от сотых до десятых долей мкФ. Ёмкость у-конденсаторов типично в 10 раз меньшая (единицы нф). Во многих бюджетных устройствах фильтр ЭМП не распаян, хотя на плате и предусмотрены посадочные места, и мастера порой уста- навливают недостающие элементы самостоятельно. Если Х-конден- саторы выбираются по простому правилу «чем выше ёмкость, тем лучше», то с Y этот подход неприменим. Ведь при большой ёмкости этих конденсаторов на корпусе устройства будет присутствовать значительный потенциал, и эксплуатация станет опасной. Ряд производителей (напр., Schaffner [68]) выпускает готовые блоки универсальных фильтров ЭМП, которые находят широчай- шее применение в различном бытовом и промышленном обору- довании. В ассортименте представлены фильтры, рассчитанные на токи от единиц до сотен ампер, в отдельных корпусах с клем- мами и винтовыми выводами, для монтажа на печатные платы, а также совмещённые с розетками питания и держателями предо- хранителей. 4.3. Защита от перенапряжений в цепи питания Другой важной функцией, выполняемой входными цепями устройства, является защита от превышения питающего напряже- ния, которое может иметь импульсный характер (англ. surge) или долговременный (англ. overvoltage). К импульсным перенапря- жениям относят сильные, но кратковременные, превышения вели- чины напряжения питающей сети. Причиной возникновения могут служить изменения режимов работы питающей сети (например, вследствие коммутации мощных нагрузок, возникновения корот- ких замыканий на линии, включения или выключения систем ре- зервного электропитания), природные воздействия (удар молнии), аварийные ситуации (перехлёст проводов ЛЭП). Долговременные превышения величины питающего напряжения обычно являются бедствием аварийного режима работы электросетей (ошибки коммутации или т.н. «отгорание нуля»).
226 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации Все защитные элементы можно условно разделить на два типа- - Коммутирующего типа (англ. crowbar type), после своего сра батывания характеризуется очень малым сопротивлением и ocv ществляет шунтирование нагрузки, при этом весь ток источника питания протекает через защитный элемент, что эквивалентно короткому замыканию в цепи и приводит к срабатыванию авто. матического выключателя или перегоранию предохранителя, к этому типу относятся разрядники, защитные динисторы (SIDAC) тиристорные схемы. - Ограничивающего типа (англ. clamp type), ограничивает напря- жение на нагрузке на безопасном уровне, поглощая энергию им- пульса перенапряжения. К этому типу относятся варисторы и за- щитные лавинные диоды (TVS). Все перечисленные элементы уже знакомы по материалам главы 1, исключением являются лишь разрядники. В общем случае, раз- рядник состоит из двух электродов, находящихся на определённом расстоянии друг от друга. Пространство между электродами (ис- кровой промежуток) заполнено воздухом (воздушный разрядник) или иным газом (газовый разрядник). Воздушные разрядники, не имеющие корпуса, называют разрядниками открытого типа (англ. air gap protector); соответственно, заключенные в корпус — закры- того типа. Если величина напряжения, приложенного к разряднику, превышает некоторый предел, определяемый конструкцией элек- тродов, длиной искрового промежутка и типом газовой смести, происходит ионизация газа и пробой искрового промежутка. При этом, между электродами возникает дуга, и сопротивление разряд- ника резко уменьшается до очень малого значения. Наиболее попу- лярным видом разрядников в современной электронике являются газовые (англ. Gas Discharge Tube, сокр. GDT). Они выпускаются различными производителями, в числе которых Bourns, Bussmann, Epcos, Littelfuse. Особенность заключается в том, что для гашения дуги после про- боя искрового промежутка приложенное к разряднику напряжение должно снизиться до величины гораздо меньшей напряжения сраба- тывания. Это не имеет особого значения, если в результате срабаты- вания разрядника произошло отключение участка цепи предохрани- телем (или автоматическим выключателем), однако, если импульс перенапряжения был коротким, необходимо погасить возникшую ДУ~ гу до срабатывания предохранителя для продолжения работы без от- ключения. Один из вариантов гашения дуги — последовательное
Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 227 варистора с разрядником. Выпускаются и гибридные при- pi, сочетающие эти элементы в едином корпусе, т.н. GMOV. Элементы и схемы коммутирующего типа могут обладать боль- и0 мощностью, но отличаются сравнительно длительной задерж- кой срабатывания. Элементы ограничивающего типа могут быть бы- стродействующими, но энергия перенапряжения, которую они спо- собны поглотить, относительно невелика. Поэтому в хороших схемах защиты комбинируются разные элементы в целях достиже- ния максимальной эффективности. Таблица 4.1. Сравнение элементов защиты от импульсных перенапряжений [69] Тип Время срабатывания Паразитная емкость Ток утечки (в выключен- ном состоянии) Максимальный импульс- ный ток Относительная стои- мость Разрядник GDT Тиристор Коммутирующий < 1 МКС < 1 пФ < 1 пА 20 кА 1 < 0,1 мкс 50 пФ 50 нА 0,5 кА 1.5 Варистор TVS-диод Ограничивающий < 0,1 мкс 45 пФ 10 мкА 0,2 кА 0,5 < 0,1 мкс 50 пФ 10 мкА 0,05 кА 1,5 Дополнительную информацию об элементах защиты от импульс- ных перенапряжений и их сравнение можно получить в [70]. В [71] приводится простой пример реализации быстродействующего за- щитного узла коммутирующего типа на симисторе, схема которого изображена на рис. 4.6. Двунаправленные TVS-диоды D1, D2 пере- ходят в проводящее состояние при повышении напряжения в сети, вследствие чего через управляющий электрод симистора VS1 начи- нает протекать ток, приводящий к его отпиранию. При этом ток в це- пи существенно повышается, приводя к перегоранию предохрани- теля F1. В промежутке времени между открытием симистора и пе- Регоранием предохранителя величина приложенного к нагрузке Спряжения будет очень мала, поскольку нагрузка шунтирована не- значительным сопротивлением открытого симистора. Для указан- ных на схеме диодов, отпирание тиристора произойдёт при ампли- тудном напряжении в сети выше 2*171=342 В (что эквивалентно сРеднеквадратичному значению >240 В).
228 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации F1 к нагрузке D1 D2 Ей Ей Р6КЕ200СА Р6КЕ20ОСА :vsi > BTB16-8Q0BW3G Рис. 4.6. Симисторная защита нагрузки от перенапряжения Если длительность импульса перенапряжения относительно ма- ла, а количество выделившейся при срабатывании защитного эле- мента энергии не превышает его паспортных ограничений, тогда защищаемое устройство и схема защиты продолжат дальнейшую работу в штатном режиме. В противном случае, когда защитный элемент не может поглотить и рассеять всю энергию перенапряже- ния, он зачастую перегревается и разрушается, а устройство отклю- чается предохранителем. Процесс разрушения защитного элемен- та похож на небольшой взрыв, поэтому, во избежание повреждения внутренней схемы устройства, должны предприниматься особые конструктивные меры, например, дополнительная изоляция эле- ментов термоусаживающимися трубками. В частности, могут быть применены варисторы со встроенной схемой температурной защи- ты, например,, LittelfuseTMOV. Для защиты от долговременных превышений питающего напря- жения, используют отдельные устройства — реле контроля напря- жения. Их принцип действия основан на измерении величины на- пряжения в сети с помощью резистивного делителя и схемы на ОУ или микроконтроллере, которая управляет мощным реле, отключая нагрузку при выходе питающего напряжения за допустимые/задан- ные пределы. Ряд производителей («Меандр», «Новатек-Электро», «Бастион» и прочие) выпускают разнообразные модели реле напря- жения, как в стандартном корпусе под DIN-рейку для монтажа в электрощиток, так и в виде промежуточных устройств, включаемых в розетку. Подобные устройства незаменимы, если требуется обе- зопасить технику от долговременного перенапряжения из-за пере- хлёста проводов или «отгорания нуля», но при этом неэффективны против кратковременных импульсных перенапряжений.
Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 229 4.4. Практический пример сетевого фильтра Защитные цепи и входные филь- тры многих устройств низшего це- нового сегмента весьма примитив- ны, а порой вовсе отсутствуют. Но даже если эти узлы реализованы на должном уровне, в условиях неста- бильного питающего напряжения и сильных электромагнитных помех, их эффективность может быть не- достаточной. В таких ситуациях технику включают через внешнее устройство — сетевой фильтр, конструктивно представляющее собой удлинитель с несколькими розетками, в корпусе которого раз- мещены элементы защиты от пере- напряжений и фильтрации электро- магнитных помех. Пример схемы сетевого фильтра приведён на рисунке 4.7. Х-конден- сатор СХ1 и Y-конденсаторы CY1, CY2, совместно с несвязанными дросселями L1, L2 образуют типич- ный фильтр ЭМП. Резистор R1 обе- спечивает разряд конденсаторов при обесточивании устройства. За- щита от перенапряжений обеспечи- вается варисторами ZV1, ZV2 и газо- вым разрядником GDT1. Разрядник срабатывает при перенапряжении на любом из проводов относительно «земли» электросети. Гашение дуги в разряднике обеспечивается вари- сторами ZV3, ZV4. HHh i,—гХп—и Рис. 4.7. Один из вариантов схемы сетевого фильтра
230 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации В случае перегрузки или короткого замыкания срабатывает авто. матический выключатель QF1 и/или плавкий предохранитель F1. Та* кое дублирование элементов с различающимися временными ха* рактеристиками срабатывания повышает надёжность. Кстати, роль плавкого предохранителя в подобных схемах зачастую выполняет локальное утончение проводника печатной платы. Различные производители вносят свои коррективы в типовую схему, используя разные компоненты, увеличивая или уменьшая их количество. Тем самым изменяется эффективность работы сетево- го фильтра в отношении защиты от перенапряжений или подавле- ния электромагнитных помех. В худшем случае схема вырождается до автоматического выключателя QF1, варистора ZV1 и, возможно, конденсатора СХ1. К сожалению, большинство недорогих моделей, в широком ассортименте представленных на рынке, относятся именно к худшему случаю, и «сетевыми фильтрами», строго говоря, называться не могут. Порой даже единственный конденсатор, уста- новленный в них — и тот не типа X. Традиционно хорошо себя заре- комендовали сетевые фильтры производства АРС и ZIS («Pilot»). 4.5. Защита сигнальных линий Неотъемлемой частью любого устройства являются схемы управления и контроля, для работы которых требуется обеспечи- вать надёжную передачу сигналов управления и обратной связи. В настоящее время очень многие устройства оснащаются цифровыми схемами управления, и могут иметь интерфейсы передачи данных, направленные в т. ч. и «наружу» — для связи с другим оборудовани- ем, централизованным системами управления, передачи телеме- трической информации. Все эти линии связи в электротехническом плане объединяются следующими особенностями: в них протекают очень малые токи, уровни сигналов типично составляют единицы вольт, а сами проводники могут иметь значительную протяжён- ность. Соответственно, входы используемых в управляющих цепях микросхем (контроллеры, преобразователи, трансмиттеры, ОУ) имеют очень высокую чувствительность. Возникающие при работе мощного оборудования (или его сило- вых узлов) электромагнитные поля способны индуцировать в сиг- нальных линиях напряжения, по величине сопоставимые и даже
Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 231 превышающие уровни полезных сигналов. Кроме того, длинные ли- нии работают подобно антеннам, принимающим радиочастотные сигналы из окружающего пространства. Всё это приводит к возник- новению в сигнальных цепях шумов и помех, способных нарушать нОрмальную работу схем контроля и приводить к сбоям передачи цифровой информации. А при возникновении в цепи достаточно сильных импульсов перенапряжения, чувствительные ИМС могут быть необратимо повреждены. В этой связи особенную опасность представляют разряды статического электричества (англ. electrostatic discharge, сокр. ESD). Таким образом, сигнальные линии подвержены влиянию (а зна- чит, требуют защиты) от, как минимум, трёх негативных факторов: - электромагнитные помехи (ЭМП/EMI/EMC); - радиочастотные помехи (RFI8); - разряды статического электричества (ESD), а также импульсные перенапряжения иной природы. Для защиты от помех предпринимаются, в первую очередь, кон- структивные меры. Самым очевидным и распространённым спосо- бом является экранирование (англ. shielding) как проводников (ка- белей, жгутов, плоских шлейфов), так и самих схем управления в сборе. Для этого выпускается широкий ассортимент экранирован- ных кабелей, шлейфов и разъёмов, а также соответствующие рас- ходные материалы: клейкие ленты на металлической основе или из металлизированных полимеров и тканей (например, Wurth WE-CF, WE-TS), клейкие металлизированные листы для экранирования пе- чатных плат (Wurth WE-FAS), металлизированные уплотнители (Wurth WE-LT,WE-LTS). Разумеется, для достижения необходимой степени защиты от по- мех важным является грамотное расположение компонентов и про- кладка проводников как внутри корпуса устройства, так и за его пре- делами, с целью достижения максимального удаления чувствитель- 8 По сути, электромагнитные и радиочастотные помехи, очевидно, есть одно и то же явление. Различие заключается лишь в частоте. Под EMI обыч- но понимают относительно низкочастотные помехи от работы силовых пре- образователей, электродвигателей, системы зажигания автомобиля и т.п. RFI же — это более высокочастотные помехи, генерируемые, к примеру, Различными радиопередатчиками, в частности, сотовых сетей. Конкретные границы частотных диапазонов здесь довольно размыты и зависят как от типа рассматриваемого устройства, так и от технических условий конкрет- ных производителей.
232 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации ных сигнальных цепей от силовых. В общем случае для защиты от низкочастотных помех экран соединяется с «землёй» только с одной стороны. Если же требуется защита от высокочастотных помех, за* земление экрана производится на обоих концах кабеля. Дополни* тельно, для уменьшения влияния помех, схемная «земля» цепи управ* ления отделяется от общей «земли», соединённой с корпусом устрой* ства, а заземление экрана производится именно на корпус [72]. Проводники передачи данных в дифференциальных линиях (т.е. в таких, где информация передаётся двумя противофазными сигна- лами по паре проводников) свивают между собой, тем самым соз- давая подобие дросселя подавления синфазных помех. Такие про- водники называют витыми парами (англ. twisted pair) и широчайшим образом применяют в цифровых интерфейсах передачи данных (в частности, CAN, Ethernet, RS-485, USB). Разумеется, для улучшения степени защищённости, витые пары могут быть дополнительно экранированы. Наконец, активно применяются ферритовые фильтры кольцевой или цилиндрической формы, увеличивающие индуктивность линии, формируя дроссель, очевидно обладающий высоким импедансом в отношении высокочастотных помех. Эти фильтры могут быть как разъёмными, надевающимися на кабель или жгут, так и цельными, через которые продеваются проводники или даже навивается не- сколько витков [73]. В дополнение, некоторые исследования пока- зывают определённую эффективность подобных фильтров также и в отношении импульсных перенапряжений [74]. Защита от перенапряжений в сигнальных линиях, как индуциро- ванных электромагнитными полями, так и вызванных разрядами статического электричества или иными причинами, обычно достига- ется рассмотренными в разделе 4.3 элементами. Для длинных ли- ний, прокладываемых в основном вне помещений (к примеру, теле- фонных) широко применяют воздушные или газовые разрядники. Цифровые же интерфейсы обычно защищают быстродействующими TVS-диодами. Разумеется, возможна и комбинация защитных эле- ментов. Сравнение свойств различных элементов приводится в [75], а примеры применения TVS-диодов в разнообразных цепях — в [76]. В общем случае, диодная защита сигнальной линии организова- на так, как показано на рис. 4.8, где U1 — некоторая микросхема, взаимодействующая с линией «I/O». Изображённая на рисунке ли- ния экранирована, и экран её соединён с корпусом устройства.
Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации 233 Если допустимый диапазон изменения величины напряжения сигнальной линии ограничен напряжением питания, может быть применено диодное ограни- чение (рис. 4.8а). При нормаль- ной работе узла, диоды D1, D2 обратно смещены и не проводят ток. Если же напряжение в линии превысит величину напряжения питания узла более чем на вели- чину падения напряжения на дио- де, D1 сместится в прямом на- правлении, и ток потечёт в цепи питания. Наоборот, если величи- на напряжения в линии станет меньше потенциала сигнальной «земли» на величину падения на- пряжения на диоде, D2 будет пря- мо смещён. Таким образом, ве- личина напряжения в сигнальной линии фиксируется на уровне на- пряжения питания плюс/минус падение напряжения на защит- ном диоде. Соответственно, во многих случаях оправданно ис- пользование диодов Шоттки, как имеющих небольшую величину падения. Другим вариантов защиты яв- ляется классическое включение Двунаправленного TVS-диода (рис. 4.86), который будет защи- щать линию от перенапряжений любой полярности. При этом ве- личина напряжения в сигнальной линии определяется характери- стиками диода. Следует учитывать, что диод неизбежно обладает некоторой Рис. 4.8. Диодная защита сигнальной линии
234 Глава 4. Элементы и цепи защиты и фильтрации паразитной ёмкостью, и в запертом состоянии эквивалентен кои денсатору, соединяющему сигнальную линию с «землёй». Для нор. мальной работы современных скоростных интерфейсов переда^ данных величина этой ёмкости имеет критическое значение, и ди0. ды со слишком большой ёмкостью будут вносить нежелательное влияние, вплоть до полной неработоспособности. С другой сторо. ны, величина паразитной ёмкости прямо пропорциональна физиче- ским размерам и, следовательно, максимальной рассеиваемой мощности диода. Таким образом, к сожалению, не представляется возможным использование очень мощных защитных диодов, спо- собных гарантированно защитить линию в тяжёлых условиях экс- плуатации. В целях упрощения на рисунке изображена только одна сигналь- ная линия. Разумеется, в реальных устройствах и интерфейсах их гораздо больше, соответственно увеличивается и число диодов. В целях обеспечения идентичности характеристик, уменьшения пара- зитных емкостей и индуктивностей монтажа, упрощения проектиро- вания и производства устройств, производятся диодные сборки, специально предназначенные для защиты тех или иных интерфей- сов. Ознакомиться с их ассортиментом можно, например, в катало- ге Texas instruments [77].
Глава 5 Интегральные микросхемы источников питания Применение микросхем в конструкции импульсных источников питания позволяет существенно упростить разработку, повысить надёжность, добиться максимально возможной компактности и эко- номичности. Учитывая огромное разнообразие мощностей, выход- ных напряжений и сфер применения ИИП, промышленностью выпу- скаются тысячи моделей микросхем для самых различных примене- ний. Разумеется, объёма этой книги катастрофически недостаточно даже для беглого перечисления и базового описания всего разноо- бразия решений, даже если брать в расчёт исключительно продук- цию ведущих производителей. В этой главе на нескольких практи- ческих примерах я постараюсь описать основные функциональные категории ИМС (каждая в отдельном разделе) и общие принципы их функционирования. Используя техническое описание от произво- дителя (datasheet) интересующей модели, вы сможете провести па- раллели и без труда самостоятельно разобраться, как работает та или иная ИМС, даже не упомянутая здесь. 5.1. Интегральные драйверы затворов Как рассматривалось выше, одной из наиболее распространён- ных схем управления затвором мощного транзистора является Двухтактный каскад (рис. 2.17). Промышленностью выпускается множество ИМС, содержащих в себе такой каскад и все необходи- мые для его работы компоненты, называемых драйверами. Ис- пользование интегрального драйвера позволяет сэкономить про- странство на печатной плате и добиться высокой повторяемости характеристик цепи управления затвором. Современные драйверы
236 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания устойчивы к защёлкиванию, защищены от помех и наводок, имеют высокую скорость работы и способны отдавать (принимать) токи за^ ряда (разряда) затвора порядка единиц ампер. На рисунке 5.1 изображена упрощённая схема ИМС драйвера Сигнал управления (например, от контроллера) поступает на вход IN и управляет затвором входного ключа, через который протекает ток встроенного источника. Сигнал с этого ключа поступает на вну. треннюю логическую цепь, которая формирует импульсы управле- ния выходным двухтактным каскадом с нормированным временем нарастания и падения. Питание схемы поступает на вывод Veld, a вывод GND соединяется со схемной «землёй». Очевидно, что приведённый на рис. 5.1а вариант схемы пригоден для управления только лишь нижним ключом, поскольку и входной сигнал, и выходной формируются относительно общей с истоком (эмиттером) ключа Q1 схемной «земли». Рассматривая топологии импульсных преобразователей, мы отмечали, что во многих случаях применяются верхние ключи, потенциал истока (эмиттера) которых существенно выше потенциала схемной «земли». В этих случаях для управления применяются ИМС драйверов верхних ключей (рис. 5.16). Как видно на схеме, «земли» входного (GND) и выходно- го (Vs) каскадов такого драйвера разделены. Разумеется, общий источник питания схемы управления в этом случае непригоден для выходного каскада, поскольку питание осу- ществляется относительно схемной «земли», к которой выходной каскад не подключен, и не может быть подключен. Выходом может являться использование отдельной линии питания, гальванически развязанной с остальными, которая будет подавать напряжение Vb относительно Vs. О подобном способе организации питания мы уже упоминали, рассматривая схемотехнику сварочного аппарата с оп- тодрайверами ключевых транзисторов (разд. 3.3.6, рис. 3.56). Мож- но предположить, что этот способ является относительно затрат- ным, поскольку усложняет конструкцию источника собственного пи- тания, ведь потребуется, как минимум, отдельная обмотка трансформатора и отдельный выпрямитель. Однако практически всегда можно выйти из ситуации, применив бутстрепное питание (от англ. bootstrap) [78]. Фактически, для этого потребуется лишь два дополнительных элемента — диод D1 и конденсатор С1. По- скольку верхний и нижний ключи преобразователя отпираются по-
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 237 еременно, можно прийти к выводу, что при открытом нижнем клю- че Q1, происходит зарядка конденсатора С1 по цепи: Vdd — D1 — ^1 — Q1 — схемная «земля». Когда потребуется открыть верхний ^юч Q2, заряженный конденсатор С1 предоставит энергию пита- ния выходного каскада драйвера, а диод D1 предотвратит разряд конденсатора на вывод Vdd. Кстати, ряд моделей ИМС драйверов уже имеют интегрированный бутстрепный диод, и требуют только лишь подключения внешнего конденсатора. ТС4420 Vdd GND Схема формирования импульсов OUT а) D1 Vdd IR2117 GND Схема формирования импульсов JS Vb но Vs zC1 б) Q1 Рис. 5.1. Интегральные драйверы затворов нижнего (а) и верхнего (б) ключей
238 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания Снова вернувшись к оптодрайверам, мы можем заключить, что ним не имеет смысла применять разделение на драйверы верхних нижних ключей. Одна и та же ИМС с оптической развязкой может использоваться в любом включении, всё зависит лишь от способа подачи питания на выходной каскад. В зависимости от логики работы схемы формирования импуль- сов, выделяют инвертирующие и неинвертирующие драйверы. При подаче на вход высокого уровня, неинвертирующий драйвер отпи- рает верхний транзистор выходного каскада, тем самым обеспечи- вая появление на своём выходе напряжения питания. Напротив, ин- вертирующий драйвер, при высоком уровне на входе, будет отпи- рать нижний транзистор, соединяя свой выход с «землёй» выходного каскада. Также могут использоваться названия «синфазный» и «про- тивофазный» драйвер, соответственно. UCC37324 Vdd INA INB GND Схема формирования импульсов А J Схема формирования импульсов В Q1 Q2 оитв а) Рис. 5.2. Сдвоенные драйверы: а — нижних
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 239 Кроме того, производится широкая номенклатура сдвоенных оайверов. На рисунке 5.2а приведена схема сдвоенного драйвера нижних ключей. Он имеет пару независимых входов (INA, INB) и вы- д0В (OUTA, OUTB). На рисунке 5.26 изображён драйвер верхнего нижнего ключей. Он также имеет отдельные входы (LIN для управ- ление нижним ключом, HIN — верхним) и выходы. Соответственно разделены и питания: входы и логические части питаются от вывода Vdd относительно схемной земли Vss, выходной каскад нижнего ключа — от вывода Vcc относительно схемной земли, и выходной каскад верхнего ключа имеет отдельный вывод питания Vb относи- тельно Vs. Для питания верхнего каскада также применена бут- стрепная схема на элементах D1, С1. На сдвоенные драйверы верхнего и нижнего ключей очень похо- жи драйверы полумостовых преобразователей. Они также имеют два отдельных выхода для управления верхним и нижним ключами, Vdd HIN LIN Vss Схема формирования импульсов Н Схема формирования импульсов L IR2110 JE Vb но Vs Vcc Q2 LO COM 6) ключей, б — нижнего и верхнего ключей
240 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания [ [ [ 1[ [ [ [ Vdd IN n.c GND Vdd OUT OUT GND О8 1fl a) Vdd IN n.c GND Vb HO HO Vs nx INA GND INB n.c. OUTA Vdd OUTB в) однако устройство и логика работы схемы формирования импульсов несколько отлича- ется (в частности, присутству- ет узел формирования паузы dead-time, а вход может быть общим). Помимо описанных функций, ИМС драйверов мо- гут иметь и дополнительные. Например, IR2122 измеряет ток в ключевом транзисторе с помощью внешнего шунта; IR21834/IR21844 позволяют задавать время паузы dead- time посредством внешнего резистора; IR2010 имеет от- дельный вход отключения и так далее. В таблице 5.1 перечислены примеры некоторых распро- странённых моделей инте- гральных драйверов. Многие из этих ИМС имеют одинако- вое расположение выводов, которое приведено на рис. 5.3. Кстати, в разделе 2.9 мы упоминали о существовании оптодрайве- ров, отличительной особенностью которых является наличие гальва- нической развязки между входными цепями и выходным каскадом. В остальном, включение оптодрайверов полностью аналогично. Примечание. На рис. 5.3 выводы 3 и 6 ИМС одиночных драйверов могут быть задействованы для реализации дополнительной функ- циональности, например, сигнала включения/выключения микросхемы. Все перечисленные драйверы управляют выходными каскадами в соответствии уровням входного сигнала, поступающего извне —* например, от ШИМ-контроллера или микропроцессора, обеспечи- вающих ШИМ-регулирование в зависимости от параметров работы схемы. Грубо говоря, драйвер можно рассматривать как отдельно Рис. 5.3 Типичное расположение выводов драйверов в корпусах DIPS/ SOP-8: а — одиночный драйвер нижнего ключа, б — одиночный драйвер верхнего ключа, в — сдвоенный драйвер нижних ключей, г — оптодрайвер
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 241 Таблица 5.1. Некоторые примеры интегральных драйверов f~ Модель ^54420ДС4422, UCC37322, |R21?L— ^Л42Т7ТС4429, UCC37321 Tp5T25JR2127 •jp5i22JR2128 TC4427JJCC37324, TPS2812, IR4427 JC4426, UCC37323, TPS2811, IR4426 TC4428, UCC37325, TPS2813, IR4428 IR2010, IR2110, IR2113, L6385-L6388, L6498 IR2184, L6384, L6494 IR2183, L6491 TLP250,TLP251,TLP350, TLP351 PS9552, FOD3120, VO3120, HCPL-3120 PS9553,FOD3150,VO3120, HCPL-3150 Тип Одиночный, нижнего ключа Одиночный, нижнего ключа Одиночный, верхнего ключа Одиночный, верхнего ключа Сдвоенный, нижних ключей Сдвоенный, нижних ключей Сдвоенный, нижних ключей Сдвоенный, верхнего и нижнего ключа Драйвер полумоста Драйвер полумоста Одиночный оптодрайвер Примечание Неинвертирующий Инвертирующий Неинвертирующий Инвертирующий Оба драйвера неинвертирующие Оба драйвера инвертирующие Инвертирующий + неинвертирующий Общий вход Раздельные входы В качестве входно- го каскада исполь- зуется светодиод стоящий усилитель мощности управляющего сигнала. Однако в ря- де случаев сигнал управления ключевыми транзисторами никак не изменяется в процессе работы устройства, соответственно, отпа- дает необходимость во внешнем контроллере. В подобных сцена- риях работы оправданно применение драйверов со встроенным за- дающим генератором, которые также называют самотактируемы- ми, или автоколебательными (англ. self-oscillating). Блок-схема автоколебательного драйвера и его типовое включе- ние приведены на рис. 5.4. Как видно из схемы, такой драйвер не имеет внешнего входа для последовательности управляющих им- пульсов. Взамен в структуру драйвера встроен релаксационный ге- нератор. При появлении питания ИМС схема генератора подаёт на- пряжение на вывод Rt. Этим напряжением заряжается конденсатор С1 через резистор R1. При этом величина напряжения на конденса- торе (соответственно, и на входе Ct) нарастает. По достижению не- которого порогового напряжения на входе Ct, схема генератора Формирует выходной импульс и замыкает вход Ct на «землю» по- средством соответствующего ключевого транзистора, быстро раз-
242 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания ряжая конденсатор. После этого процесс начинается сначала. Та. ким образом, частота следования выходных импульсов задающего генератора определяется временной постоянной цепи R1 С1. На выводе Rt присутствует некоторое постоянное напряжение, а на вы- воде Ct напряжение имеет пилообразную форму с экспоненциально нарастающим передним фронтом и круто спадающим задним. Схема формирования импульсов на основе поступающей с зада- ющего генератора последовательности управляет выходными ка- скадами, что приводит к попеременному открытию ключевых тран- зисторов Q1, Q2. Между переключениями выдерживается пауза (dead time) во избежание возникновения сквозного тока, длитель- ность которой определена конструкцией схемы формирования им- пульсов. Напряжение на выводе Ct никогда не достигнет пороговой вели- чины, если он будет притянут к потенциалу схемной «земли» внеш- ним транзистором Q3. Соответственно, задающий генератор не бу- дет формировать импульсы, и выходы НО LO будут иметь нулевой потенциал как угодно долго. Этим способом реализовывается ши- роко распространённый приём — блокирование задающего генера- тора в целях остановки преобразователя. Приведённая модель драйвера (IR2153) отличается низким по- треблением энергии, и для её питания не требуется внешний источ- ник. Достаточным является классический параметрический стаби- лизатор на резисторе R2 и встроенном в ИМС стабилитроне. При подаче высокого напряжения на шину +U, стабилизатор начинает работать, и конденсатор С2 заряжается. Когда напряжение на нём достигнет порога запуска (9 В для IR2153), драйвер начнёт работу. Накопленный в конденсаторе С2 заряд обеспечивает достаточное питание ИМС в пиках её потребления, наблюдающихся во время включения верхних транзисторов выходных каскадов. Питание выходного каскада управления верхним ключом осу- ществляется по рассмотренной ранее бутстрепной схеме посред- ством элементов D1, СЗ. При открытом ключе Q2 ток протекает по цепи: Vcc (положительный вывод конденсатора С2) — D1 — СЗ — Q2, и осуществляется зарядка конденсатора СЗ. После запирания ключа Q2 заряженный конденсатор СЗ подключен к выводам Vb и Vs и способен предоставить достаточное питание для выходного каскада ИМС. В этой фазе работы протекание тока разрядки кон- денсатора СЗ в другие цепи блокируется встречно включенным ди- одом D1.
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 243 S —Ш 8 8 . LJ И) 8 IhH Рис. 5.4. Полумостовой преобразователь на основе автоколебательного драйвера
244 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания Ключевые транзисторы Q1, Q2, емкостной делитель С5, Сб и трансформатор Т1 с разделительным конденсатором С4 образую типовую схему полумостового выпрямителя, рассмотренную в разд. 3.2.4. В различных конструкциях широчайшее распространение полу, чила серия полумостовых автоколебательных драйверов IR215x, a также их усовершенствованные версии: IRS215x, IR215x1 (x — цИф. ра от 1 до 5; например,: IR2154, IRS2154, IR21531 и т.п.). Существу, ют вариации со встроенным бутстрепным диодом, они имеют ин- декс D в маркировке (например,, IR2153D). Данные ИМС выпуска- ются в 8-выводных корпусах DIP/SOP, расположение выводов совпадает с рис. 5.4, если считать Vcc первым, a Vb — восьмым. Функционально аналогичны и совпадают по расположению выводов ИМС L6569 (интегрирован бутстрепный диод) и L6571 (без диода). Продолжающие линейку микросхемы IR2156, IR2157 предназна- чены для построения блоков электронного балласта люминесцент- ных ламп. Они также являются автоколебательными драйверами, но имеют дополнительные входы управления для переключения раз- личных режимов работы (например, фазы розжига ламп) и реализа- ции настраиваемых защит от перегрузки и перегрева. Fbt Vin Выкл. On/Off С1 Вкл. Источник собственного питания 1k7 - 3,3V Зк1- 5 OV 8k84-12V 11k3-15V \1kO Gnd 1.23V Рис. 5.5. Устройство*
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 245 5.2. Интегральные конверторы напряжения В главе 3.1 были рассмотрены основные топологии понижаю- щих, повышающих и комбинированных конверторов напряжения. На приведённых схемах показано, что регулировка величины прило- женного к нагрузке напряжения осуществляется путём изменения количества запасаемой в дросселе и передаваемой в нагрузку энергии, для чего используются полупроводниковые ключи, управ- ляемые внешней схемой. В целях миниатюризации устройств, упро- щения конструкции и повышения эффективности чрезвычайно ши- рокое распространение получили интегральные микросхемы, соче- тающие в своей конструкции и цепи управления, и силовые ключи. Для получения готового узла преобразования напряжения к подоб- ной ИМС достаточно подсоединить лишь несколько простейших внешних компонентов. В различной технике очень часто можно встретить представите- лей семейства ИМС «Simple Switcher» от Texas Instruments (а также аналоги других производителей). Простота построения готового к применению преобразователя подчёркивается названием. В каче- стве примера на рис. 5.5 приводится схема включения и внутренне- го устройства понижающего (buck) преобразователя LM2575. LM2575 V Схема формирования импульсов Драйвер L1 Out ' D1 02: \Rh включение LM2575
246 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания Внешние компоненты L1, D1 и встроенный в ИМС ключевой зистор образуют типовую схему понижающего импульсного преоб. разователя. Для питания собственных цепей управления в составе ИМС имеется источник питания, включение и выключение которого осуществляется внешним сигналом, подаваемым на вывод On/Off, Высокий уровень сигнала на этом выводе отключает преобразова- тель, а низкий — включает. Схемотехника внутренних цепей ИМС совместима с уровнями сигналов ТТЛ/КМОП, но допустимо и непо- средственное соединение вывода с шиной питания, без использо- вания дополнительных резисторов. Величина выходного напряжения преобразователя отслеживает- ся посредством цепи обратной связи. Сигнал ОС через вывод Fb по- даётся на встроенный делитель напряжения, выходной сигнал кото- рого, в свою очередь, подаётся на один из входов компаратора. На другой вход подаётся опорное напряжение величиной 1,23 В. Если уровень сигнала с делителя превысит величину опорного напряже- ния, произойдёт переключение компаратора, и схема управления уменьшит коэффициент заполнения импульсов управления ключе- вым транзистором, что приведёт к уменьшению количества переда- ваемой в нагрузку энергии и, как следствие, снижению выходного напряжения. В зависимости от версии ИМС номиналы резисторов делителя различаются. Всего производится четыре версии, рассчи- танных на выходное напряжение 3,3, 5, 12 и 15 В. Кроме того, суще- FB Vi Вкл. EN 01 Выкл. Источник собственного питания Gnd 0.5V Рис. 5.6. Устройство И
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 247 твует версия с регулируемым выходным напряжением LM2575- ADJ- В её составе отсутствует делитель, и вывод Fb подключается к внешнему. Соответственно, изменением номиналов внешнего дели- теля возможно установить любую величину выходного напряжения. LM2575 оснащена узлами защиты от перегрева и превышения тока выходного транзистора. Частота преобразования составляет 52 кГц, максимальное входное напряжение 40 В (или 60 В для вер- сии LM2575HV), максимальный входной ток 1 А. ИМС производится в различных корпусах, наиболее популярными являются ТО-220-5 (для монтажа в печатную плату) и ТО-263-5 (для поверхностного монтажа). В общем случае, серия Simple Switcher и её аналоги являются до- статочно старыми разработками. Об этом можно сделать вывод да- же косвенно, исходя из относительно габаритных корпусов при не самом большом выходном токе и применению выходных каскадов на биполярных транзисторах. В современной технике предпочтение обычно отдают более компактным современным ИМС, в частности, широко распространены синхронные преобразователи в корпусе SOT-23-5 для поверхностного монтажа. Такие ИМС построены по технологии КМОП, что позволяет существенно сократить размеры, понизить собственное энергопотребление, повысить частоту пре- образования. Типичным представителем является серия TPS6220x (где х — цифра от 0 до 8). TPS6220X Схема формирования импульсов Драйвер включение TPS6220x
248 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания Как видно из рис. 5.6, внутреннее устройство и схема включения в общем аналогичны LM2575, за некоторыми исключениями. Во. первых, уровни сигнала на входе EN противоположны (высокий ур0, вень включает преобразователь, низкий — отключает). Во-вторых благодаря синхронному выпрямлению, отсутствует необходимость в установке внешнего диода. Что касается обратной связи, здесь устройство абсолютно аналогичное — применяется внешний рези- стивный делитель для модели TPS62200, имеющей регулируемое выходное напряжение, и встроенные делители для остальных моде- лей серии, выходное напряжение которых фиксировано (1,2, 2,5, 3,3 В и промежуточные Значения). Преобразователи серии TPS6220x имеют защиту от превышения выходного тока и автоматически отключаются при чрезмерном по- нижении входного напряжения. Частота преобразования составля- ет 1 МГц, благодаря чему вместо электролитических фильтрующих конденсаторов С1 и С2 применяются керамические, на порядок меньшей ёмкости. ИМС серии предназначены, в первую очередь, для питания электронных схем от аккумуляторных батарей, потому характеризуются небольшим максимально допустимым входным напряжением (до 7 В). Максимальный выходной ток равняется 0,3 А. На рынке широко представлены и более мощные ИМС с анало- гичным устройством и в таких же корпусах, к примеру, ADP2108 (вы- ходной ток — до 0,6 А, рабочая частота — 3 МГц) и NCP1529 (1 А, 2 МГц). Имеются и версии с более широким диапазоном допусти- мых входных напряжений, к примеру, TPS560200 (от 4,5 до 17 В, вы- ходной ток — до 0,5 А). Расположение выводов большинства пони- жающих конверторов в корпусе SOT-23-5 соответствует одному из изображённых на рис. 5.7 вариантов (в зависимости от производи- теля, наименования выводов могут отличаться, но их функциональ- ное назначение остаётся идентичным). 5 i—i SW Vi GND i—i FB EN 5 i—i FB EN GND i—i Vi SW Рис. 5.7. Типичное расположение выводов понижающих конверторов напряжения в корпусе SOT-23-5
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 249 разумеется, помимо понижающих преобразователей напряже- ния, применяются и повышающие. Одним из частых сценариев, тре- бующих повышения величины напряжения, является организация питания светодиодной подсветки дисплеев. При этом для обеспе- чения номинального режима работы светодиодов, преобразователь должен поддерживать определённую величину выходного тока. Из- вестно, что яркость свечения светодиодов регулируется посред- ством изменения величины протекающего через них тока (в отличие от ламп накаливания, регулируемых напряжением). Поэтому при наличии функции регулировки яркости преобразователь должен быть способен изменять величину тока по внешнему сигналу. ИМС, предназначенные для питания светодиодов, часто называют свето- диодными драйверами или драйверами подсветки (англ. LED [backlight] drivers). В качестве примера на рис. 5.8 приведено вну- треннее устройство ИМС LT1618 и схема её включения именно в ка- честве источника питания светодиодов. LT1618 является универсальным интегрированным конвертором, предназначенным для использования в топологии повышающего (boost) или комбинированного (SEPIC) преобразователя. Её отличи- тельной особенностью является возможность применения как в ка- честве источника напряжения, так и источника тока, для чего пред- усмотрены две цепи обратной связи. ИМС работает на частоте 1,4 МГц, допустимый диапазон входных напряжений от 1,6 до 18 В, выходное напряжение может достигать 35 В, а выходной ток 2 А. Внешний дроссель L1 и диод D1 совместно со встроенным в ИМС ключевым транзистором образуют типовую схему повышающего импульсного преобразователя. На входе и выходе преобразователя установлены фильтрующие керамические конденсаторы С1 и С2. Нагрузкой преобразователя выступает цепь светодиодов LED1- LEDn. Для защиты ключевого транзистора от превышения допусти- мого тока, в цепи его эмиттера установлен шунт, сигнал которого подаётся на схему управления. Отключение ИМС производится низ- ким уровнем на выводе SHDN; включение, соответственно, высоким (более 1 В). Величина выходного напряжения отслеживается посредством соответствующей цепи обратной связи: с делителя R2 R3 пропор- циональный выходному напряжению сигнал подаётся на вывод FB и Далее на компаратор. Если уровень сигнала на выводе FB превысит 1,263 В, произойдёт переключение компаратора и схема управле- ния начнёт снижать коэффициент заполнения генерируемой после-
250 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания довательности импульсов, приводя тем самым к уменьшению коли. чества передаваемой в нагрузку энергии. Поскольку ИМС снабжена функцией ограничения выходного тока имеется и ещё одна цепь обратной связи: шунт R1 в цепи нагрузки, сигнал с которого подаётся на входы ISP, ISN. Когда разность напря- жений на этих входах превысит пороговую величину в 50 мВ, напря- жение на выходе компаратора токовой обратной связи превысит 1,263 В, что обеспечит регулировку выхода преобразователя по опи- санному выше механизму. Для достижения требуемых характеристик цепи ОС, к выводу Vc подключается компенсационная цепь R5 СЗ. Величину порога разности напряжений можно уменьшить, пода- вая положительное смещение на вход ladj. To есть, чем большее напряжение подано на вход ladj, тем меньшей будет разность на- пряжений входов ISP, ISN, при которой произойдёт переключение компаратора. Соответственно, величина выходного тока преобра- зователя будет уменьшаться с ростом напряжения на ladj. Если данный функционал не требуется, вход ladj соединяют со схемной L1 Vin Вкл. Выкп. SHDN SW Источник собственного питания D1 ■и Драйвер Схема формирования импульсов П GND Рис. 5.8. ИМС LT1618nee включение
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 251 «землёй». В рассматриваемом же включении на него подаётся LijHM сигнал регулировки яркости свечения диодов через интегри- рующую цепь R4, С4. Как известно, интегрирующая цепь сглажива- ем «усредняет», поступающий на неё сигнал. Благодаря ей, на вхо- де ladj будет присутствовать некоторое напряжение, увеличиваю- щееся с ростом коэффициента заполнения поступающего ШИМ сигнала, что, в свою очередь, будет приводить к снижению выход- ного тока и уменьшению яркости свечения диодов. В малогабаритной технике, не требующей больших токов пита- ния светодиодов подсветки, часто применяются специально спро- ектированные интегральные повышающие драйверы. Примером может служить LM3410, схема включения которой изображена на рис. 5.9. Там же приведено расположение её выводов, являющееся типовым для многих функционально аналогичных ИМС в корпусе SOT-23-5. Как и в предыдущем примере, внешние элементы L1, D1 и встро- енный в микросхему ключевой транзистор образуют повышающий PWM в качестве драйвера подсветки
252 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания импульсный преобразователь, на входе и выходе которого устанав- ливаются фильтрующие керамические конденсаторы С1, С2. По- следовательно с нагрузкой включен шунт R1, сигнал с которого пропорциональный величине выходного тока, подаётся на вход об- ратной связи FB. Указанная ИМС оснащена защитой от чрезмерного понижения питающего напряжения, реализованной на компараторе, и защитой от превышения допустимого тока через ключевой транзистор, для чего в цепи его истока установлен измерительный шунт. Вход DIM (также может обозначаться EN) при подаче на него вы- сокого уровня сигнала включает преобразователь. Также, на него может быть подан низкочастотный ШИМ сигнал регулировки ярко- сти. Максимальная яркость свечения диодов (т.е. максимальный выходной ток) достигается при коэффициенте заполнения подавае- мого сигнала, равном 100 %. В этом состоит отличие от предыдуще- го примера на основе LT1618, где управление яркостью инвертиро- вано (максимальный выходной ток соответствует минимальному коэффициенту заполнения сигнала управления яркостью). Факти- чески, при подаче ШИМ сигнала на вход EN/DIM, контроллер будет постоянно включаться и отключаться. Поскольку наше зрение обла- +и Рис. 5.9. Типовой драйвер подсветки
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 253 дает инерционностью, мигающие светодиоды будут при этом вос- приниматься как постоянно светящиеся, а кажущаяся яркость будет зависеть от отношения продолжительности времени свечения к времени отключенного состояния. Типовым способом использования высокочастотного (десятки кГц) ШИМ сигнала регулировки яркости, является его подача на вход FB через интегрирующую цепь. Тем самым, уровни поступаю- щего с токового шунта и подаваемого извне сигналов складывают- ся, и максимальному коэффициенту заполнения сигнала регулиров- ки будет соответствовать минимальная яркость (минимальный ток). 5.3. Контроллеры обратноходовых ИИП с интегрированным ключом Не думаю, что сильно ошибусь, назвав обратноходовую тополо- гию наиболее популярной, если считать общее количество произве- дённых устройств. Ведь даже мощные преобразователи, мостовые или полумостовые, содержат в своём составе небольшой обратно- 5 i—i Vi SW GND i 1 EN /DIM FB корпусе SOT-23-5 на примере LM3410
254 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания Рис. 5.10. Устройство и включение контроллеров NCP101X
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 255 хОдовой источник для собственных нужд или дежурного питания, а помимо них имеется огромное количество всевозможных сетевых адаптеров для обеспечения питанием разнообразнейшей техники. Неудивительно, что число производимых микросхем — контролле- ров обратноходовых ИИП, с учётом всевозможных вариаций, моди- фикаций и копий, поистине грандиозно и вряд ли даже поддаётся точному исчислению. В данном разделе сосредоточимся на ШИМ контроллерах с вы- сокой степенью интеграции, содержащих в своём составе в том числе и ключевые транзисторы. Учитывая базовую схемотехнику об- ратноходового преобразователя, можно заключить, что такой кон- троллер должен иметь, как минимум, следующие выводы: схемной «земли», стока (коллектора) ключевого транзистора, обратной свя- зи. Кроме того, ИМС каким-либо способом должна получать пита- ние: или от вспомогательной обмотки трансформатора, или от сети, используя внутренний преобразователь. В случае использования обмотки самопитания, необходимо тем или иным образом обеспе- чить первоначальный холодный запуск ИМС, для появления на этой обмотке напряжения. Дополнительно контроллер может иметь вхо- ды для установки рабочей частоты и реализации дополнительного функционала, в том числе, и систем защиты. На рисунке 5.10 изображена схема включения и внутреннего устройства контроллеров линейки NCP101x (NCP1010-NCP1014) производства ON Semiconductor, предназначенных для построения маломощных обратноходовых ИИП. В состав этих контроллеров ин- тегрирован полупроводниковый ключ, образованный MOSFET с максимальным напряжением «сток-исток» 700 В. Мощность этого транзистора зависит от модели; минимальна для NCP1010 и макси- мальна для NCP1014. Производятся три разных версии каждой мо- дели, с частотой преобразования 65,100, и 130 кГц. Отличительной особенностью является наличие встроенного ис- точника собственного питания, не требующего ни вспомогательной обмотки трансформатора, ни внешней связи с выходом сетевого выпрямителя. Во время «холодного» старта, к выводу Drain через первичную обмотку трансформатора приложено выходное напря- жение выпрямителя DB1. Питаясь от этого вывода, источник соб- ственного питания заряжает конденсатор С2 через вывод Vcc. По мере зарядки напряжение на конденсаторе возрастает, и как только оно достигнет верхнего порогового значения (около 8,5 В), проис- ходит запуск контроллера. При этом питание его внутренних цепей
256 Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания осуществляется запасённой в конденсаторе энергией. Когда жение на конденсаторе опустится до нижнего порогового значения (около 7,5 В), его зарядка начнётся снова. Таким образом, во время штатной работы контроллера напряжение на выводе Vcc постоянно меняется в диапазоне 7,5...8,5 В. В цепи ключевого транзистора находится шунт, посредством ко- торого схема управления измеряет величину протекающего тока в каждом периоде коммутации. Обнаружив достижение верхнего до- пустимого предела, контроллер запирает транзистор до начала следующего периода, предотвращая возможное повреждение. Та- кая схема защиты называется попериодное ограничение тока (англ. pulse-by-pulse current limiting). Кроме того, контроллер обору- дован защитой от короткого замыкания выходной цепи (англ. short circuit protection, сокр. SCP), она же защита от перегрузки (англ. overload protection, сокр. OLP). На приведённой схеме упрощённо показан классический вари- ант обратной связи9, позволяющий контролировать величину вы- ходного напряжения. Когда напряжение на выходе преобразовате- ля достигнет некоторого максимального значения, определяемого порогом срабатывания стабилитрона ZD1, через светодиод оптопа- ры РС1 начинает протекать ток (величина его ограничена на безо- пасном уровне резистором R1). В результате отпирается фототран- зистор оптопары и притягивает вход обратной связи контроллера Fb к потенциалу схемной «земли» «горячей» стороны преобразова- теля. Предположим, что выходная цепь преобразователя замкнута на- коротко. Как показано ранее, контроллер запускается по достиже- нию 8,5 В на выводе Vcc, после чего пытается передать в нагрузку наибольшее возможное количество энергии, генерируя последова- тельность импульсов управления затвором ключевого транзистора с максимальным коэффициентом заполнения. Но, несмотря на это, выходное напряжение преобразователя будет около нуля, ведь вся передаваемая энергия будет рассеиваться короткозамкнутым ком- понентом. Поскольку номинальная выходная мощность преобразо- вателя многократно ниже той, что способна рассеять короткозам- кнутая цепь, будут соблюдаться два условия: околонулевое выход- ное напряжение (а значит, запертый фототранзистор оптопары, и 9 В реальных схемах вместо стабилитрона обычно используется TL431, обеспечивающая более высокую точность регулирования.
Глава 5. Интегральные микросхемы источников питания 257 отсутствие сигнала обратной связи на выводе Fb) при максимально допустимом токе через ключевой транзистор. Обнаружив одновременное существование таких условий, для- щееся до снижения напряжения на выводе Vcc до нижнего порога (7,5 В), контроллер отключается и переходит в состояние блокиров- ки. Конденсатор питания С2 медленно разряжается до напряжения около 4,7 В. Затем источник собственного питания начинает фазу зарядки конденсатора, после чего происходит повторный запуск. И снова, если контроллер не получил сигнал ОС за время разрядки к