/
Author: Гнатек Ю.Р.
Tags: компьютерные технологии электротехника вычислительная техника микропроцессоры электроника цифровая электроника
Year: 1982
Text
Ю.Е Гнатек
СПРАВОЧНИК
по цифроаналоговым
и аналогоцифровым
преобразователям
Перевод с английского
под редакцией Ю. А. РЮЖИНА
МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 1982
EUGENE R. HNATEK
DCA Reliability Laboratory Inc.
A USER’S HANDBOOK OF
D/А AND A/D CONVERTERS
A WILEY-INTERSCIENCE PUBLICATION
JOHN WILEY & SONS, New Yoik • London * Sydney * Toronto
EUGENE R. HNATEK
DCA Reliability Laboratory Inc.
A USER’S HANDBOOK OF
D/А AND A/D CONVERTERS
A WILEY-INTERSCIENCE PUBLICATION
JOHN WILEY & SONS, New York • London • Sydney • Toronto
ББК 32.97
Г56
УДК 681.335.2:621.3.049.77
Гнатек Ю. Р.
Г56 Справочник по цифроаналоговым и аналогоцифро-
вым преобразователям: Пер. с англ./Под ред.
Ю. А. Рюжина. — М.: Радио и связь, 1982. — 552 с., ил.
В пер.: 2 р. 90 к.
Показаны основные принципы реализации цифроаналоговых, аналого-
цифровых преобразователей, устройств выборки и хранения и мультиплек-
соров в интегральном исполнении. Даны сведения об источниках погреш-
ностей и о различных применениях рассматриваемых устройств.
Для инженеров, занимающихся разработкой и эксплуатацией анало-
гоцифровых и цифроаналоговых преобразователей.
2405010000-161 _
Г----------------11-82
046(01)-82
ББК 32.97
6Ф7.3
ПЕРЕВОДЧИКИ: Н. К. ВАУЛИН, А. С. МЕЛЬНИКОВ,
Ю. А. РЮЖИН
Редакция литературу по радиоэлектронике
© 1976, by John Wiley & Sons, Inc. All rights reserved.
Authorized translation from English language edition
published by John Wiley & Sons, Inc.
© Перевод на русский язык, предисловие и примечания редактора
перевода, издательство «Радио и связь», 1982.
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА
Предлагаемый вниманию советского читателя справочник
Ю. Р. Гнатека посвящен рассмотрению широкого круга вопросов,
связанных со схемотехническими и технологическими особенностя-
ми построения интегральных цифроаналоговых и аналогоцифро-
вых преобразователей (ЦАП, АЦП), мультиплексоров и уст-
ройств выборки и хранения (УВХ). Приведенные автором пере-
чень определений основных характеристик и (многочисленные при-
меры применения указанных устройств (хотя и не исчерпывающие
всех вариантов) дают весьма хорошее представление о возможно-
стях электронных систем, содержащих эти устройства, о взаимо-
действии таких устройств в системах и возникающих при этом в
некоторых случаях взаимных помехах.
Значительный интерес к данному справочнику в настоящее
время продиктован тем, что с появлением отечественных разрабо-
ток интегральных ЦАП, АЦП, УВХ и входящих в них элементов
существенно расширился круг специалистов, которые могут про-
ектировать АЦП и ЦАП из выпускаемых элементов и использо-
вать в своих разработках готовые преобразователи. Это в свою
очередь еще больше расширяет сферу применения рассматривае-
мых устройств и способствует развитию цифровых методов обра-
ботки сигналов.
К несомненным достоинствам справочника можно отнести
большое число практических рекомендаций и иллюстративных
примеров, позволяющих сделать его доступным и полезным самой
широкой аудитории. Однако нельзя не отметить и присущих ан-
глийскому оригиналу недостатков. Это — беглое описание. части
типов полупроводниковых АЦП и используемых в них элементов,
компараторов, фрагментарные сведения о некоторых погрешнос-
тях, вносимых АЦП и УВХ в систему, большое количество оши-
бок, явных и скрытых, противоречий между текстом и иллюстра-
тивным материалом, многочисленные повторы. Поскольку спра-
вочник носит компилятивный характер, то одни и те же элементы
на схемах изображаются и обозначаются по-разному, и эти обо-
значения не соответствуют отечественным и международным стан-
дартам. Некоторые сведения, приведенные в справочнике, спе-
циалистам могут показаться тривиальными, другие — недостаточ-
но корректными.
Все это существенно осложнило подготовку перевода для изда-
ния на русском языке. Коллектив, подготовивший данный труд к
печати, взял на себя нелегкую задачу: сохранить информацион-
ные достоинства справочника и по возможности устранить недо-
статки. Исправления были сделаны непосредственно в тексте и
на рисунках «и, где это возможно, без комментариев.
Над переводом работали: Н. К. Ваулин (гл. 3, 4, 6),
А. С. Мельников (гл. 5) и Ю. А. Рюжин (предисловие, гл. 1, 2).
Канд. техн, наук
Ю.А. Рюжин
5
Сьюзн, Стивну, Джеффри и Дэвиду
ПРЕДИСЛОВИЕ
Цель данной книги состоит в том, чтобы конкретными практи-
ческими рекомендациями помочь инженерам (разработчикам как
устройств, так и систем) и техникам разрабатывать, применять
и эксплуатировать цифроаналоговые и аналогоцифровые преобра-
зователи (ЦАП и АЦП).
Эта книга является справочником, и поэтому она содержит
классификацию различных распространенных типов ЦАП и АЦП,
перечень их достоинств и недостатков, определения характеристик
преобразователей и их кодов, анализ причин погрешностей пре-
образователей, сведения о целом ряде применений преобразова-
телей и, наконец, описание новой технологии изготовления ЦАП
в виде интегральной схемы (ИС) и данные о том, что эта техноло-
гия может дать потребителю.
В данной книге не приводятся подробные данные о конструк-
ции ЦАП и АЦП и выводы многих соотношений, необходимых
для проектирования. Это не является целью книги. Данные проб-
лемы рассматриваются в таких книгах, как классический труд
Analog-to-Digital/Digital-to-Analog Conversion Techniques, by Da-
vid F. Hoeschele, Jr., John Wiley & Sons, ib котором фундамен-
тально исследуются вопросы проектирования преобразователей и
их элементов (цифроаналоговых декодирующих устройств, муль-
типлексоров, АЦП, дискретных компараторов). Настоящая книга
также не представляет собой исчерпывающего исследования всех
существующих ЦАП и АЦП и их применений.
Эта книга ликвидирует разрыв между требованиями строгого,
проектирования ЦАП и АЦП и требованиями разработчиков систем.
В настоящее время (1975 г.) это чрезвычайно важно вследствие
широко распространенного применения интегральных микросхем.
Появление высококачественных и прецизионных ИС, в частности
ИС прецизионных операционных усилителей, быстродействующих
компараторов, двоичных счетчиков, логических элементов, тригге-
ров, устройств выборки и хранения, сдвигающих и запоминающих
регистров, мультиплексоров, многозвенных цепочек тонкопленоч-
ных резисторов и четверок ключей, существенно упростило проек-
тирование ЦАП и АЦП. Все, что должен делать конструктор или
разработчик систем, чтобы получить требуемые преобразователи
при наличии таких микросхем — это собирать их из надлежащих
«строительных блоков». Степень интеграции полупроводниковых
интегральных микросхем достигла такого уровня, который позво-
ляет создавать ЦАП и АЦП полностью на одном кремниевом ири-
6
сталле, что избавляет потребителя от необходимости разработки
данных устройств, но требует от него решения задач по объеди-
нению устройств в систему.
Большое внимание в книге уделяется использованию ИС в
ЦАП и АЦП и тому упрощению проектирования, к которому при-
водит это использование. Чтобы дать возможность понять, как
объединяются в единое целое основные элементы преобразовате-
лей и как технологические процессы изготовления ИС в сочетании
со схемной интеграцией обеспечивают требуемые рабочие харак-
теристики, в книге подробно описаны конструкции шести различ-
ных полупроводниковых интегральных ЦАП и одного АЦП. Все
это особенно важно знать разработчикам систем.
Кроме того, данная книга будет полезна и инженерам, круг
интересов которых лежит в других областях электроники, непос-
редственно не связанных с ЦАП и АЦП, таких как техника СВЧ,
антенны, системы управления и т. д., и которые хотят быть в
курсе современных разработок в других Областях техники.
Эта книга будет также полезна руководителям проектов и ин-
женерам из других областей техники, принципиально отличных от
электроники. Так как им часто приходится сталкиваться с незна-
комыми разделами техники, то возникает необходимость в быст-
ром приобретении соответствующих знаний.
Я глубоко признателен мистеру Гарри Вайнсу из компании
Analog Devices, Inc., мистеру Джерри Зису из компании Precision
Monolithic, Inc. и мистеру Фрэнку Эбрю из компании Harris
Semiconductor, Inc. за их помощь в подготовке этой рукописи и
за разрешение использовать отдельные технические публикации их
компаний.
Я также хотел выразить свою благодарность моему редактору
Джорджу Новотному за оказанную им помощь.
Юждин Р. Гнатек
Май 1975 г.
Глава 1
ОБЩИЕ СООБРАЖЕНИЯ
ВВЕДЕНИЕ
Преобразование между аналоговыми и цифровыми величина-
ми— основная операция в вычислительных и управляющих си-
стемах, поскольку физические параметры, такие, как температу-
ра, перемещение .и напряженность магнитного поля, являются ана-
логовыми, а большинство практических методов обработки, вычис-
ления и визуального представления информации—цифровыми.
Путем преобразования в цифровую форму с помощью АЦП, рас-
положенных у источника информации, таких реально существу-
ющих переменных, как давление, температура, скорость и звук, и
восстановления тех же самых сигналов с помощью ЦАП, располо-
женных в оконечном устройстве, реализуются высокоскоростные,
малошумящие, устойчивые и дешевые системы передачи данных
на большие расстояния.
Несмотря на широко распространенное применение преобразо-
вателей, стандартизации в этой области почти нет. Также отсут-
ствуют производственные линии, в которых производство преоб-
разователей доминирует настолько, чтобы обеспечить практичес-
кую основу для стандартизации. К тому же изготовители огова-
ривают определенные допустимые условия для своих приборов.
При анализе табличных данных следует уделять большое внима-
ние выявлению условий, при которых определяется каждый пара-
метр. Разные фирмы — изготовители преобразователей определя-
ют и проверяют одни и те же параметры различными способами.
В этом случае разработчик систем должен быть сам убежден в
том, что преобразователь будет согласован и совместим с систе-
мой.
Эти трудности дополнительно усугубляются многообразием в
терминологии и неточностью определений. Изменение технологии
производства, разработка новых полупроводниковых элементов и
изменяющиеся требования, продиктованные условиями минималь-
ной стандартизации, приводят к возрастающему разнообразию
имеющихся преобразователей. К тому же, поскольку методы пре-
образования различны, одинаково названные приборы могут про-
являть едва заметные, но существенные для эксплуатации отли-
чия. В результате выбор наилучшего преобразователя для кон-
кретного применения требует высокой степени .мастерства.
Так как АЦП и ЦАП по существу являются устройствами со-
пряжения, основную схему преобразования необходимо приспо-
сабливать для удовлетворения требований различных применений.
9
Для адаптации необходимы суммирующие регистры, буферы, циф-
ровой узел синхронизации и источник опорного напряжения: их
часто предусматривают внешними по отношению к преобразовате-
лю. Очевидно, что точное определение того, что содержится в мо-
дуле преобразователя, существенно влияет на цену и затрудняет
сравнение конкурирующих моделей.
Еще несколько лет тому назад такое сравнение приходилось
проводить буквально то множеству элементов, что было достаточ-
но дорого и сложно. В настоящее время с появлением преобразо-
вателей с высокой разрешающей способностью на дешевых эле-
ментах модульной конструкции, которые работают на высоких
скоростях, а стоят лишь часть того, что они стоили раньше, циф-
ровая обработка сигналов стала доступна любому разработчику,
который в ней нуждается. Это стало возможным благодаря успе-
хам в толсто- и тонкопленочной и полупроводниковой технологи-
ях, которые объединили множества элементов в единое целое в
области одного кристалла. В итоге значительно уменьшились раз-
меры, во многих случаях улучшились характеристики и, конечно,
снизилась удельная стоимость преобразователей.
ЦАП можно представить как цифровой управляемый потенцио-
метр, который создает на выходе аналоговый сигнал (напряже-
ние или ток), отображающий нормированную часть его заданной
полной шкалы. Выходное напряжение или ток зависят от значе-
ния опорного напряжения, выбираемого для задания полной
шкалы выходного сигнала. Если опорное напряжение изменяется
в соответствии с аналоговым сигналом, то выходной сигнал про-
порционален произведению цифрового числа и аналогового вход-
ного сигнала. Полярность произведения зависит от полярности
аналогового сигнала, цифровой системы кодирования и характе-
ра преобразования. Если ЦАП воспринимает опорные сигналы
как положительной, так и отрицательной полярности и 'цифровой
сигнал биполярный, то происходит четырехквадрантное умноже-
ние.
В АЦП цифровое число на выходе зависит от отношения пре-
образуемого входного сигнала к опорному сигналу, соответствую-
щему полной шкале. Если опорный сигнал изменяется согласно
изменению второго входного аналогового сигнала, то цифровой
сигнал на выходе будет пропорционален отношению аналогового
и опорного сигналов. Таким образом, «измеритель отношений»
АЦП может быть представлен как делитель аналоговых сигналов
с цифровым выходом.
ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ,
ОТНОСЯЩИЕСЯ К ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМ
На рис. 1.1 в виде структурной схемы изображены типичные
связи ЦАП и АЦП. Возможны также и другие связи, такие как по
входу или выходу генератора синхронизирующих импульсов, по
дополнительным логическим входам или выходам, и связи, ко-
Аналоговый выходной сигнал,
Аналоговый входной сигнал
Строб-импульс
Аналоговый опорный
сигнал - >
Напряжение
\ или ток /
Запуск преобразования
Состояние
Цифровой
входной код
ЦАП
АЦП
Цифровой
выходной код
(параллельный)
э» (параллельный)
Общая цифровая земля Вход
питания
логической
.части
Аналоговая земля
Источник
питания аналоговой части
~ Цифровая земля <
Вход
питания
логической
части
Рис. 1.1. Структурная схема типичных связей преобразователей
Таблица 1.1. Входные и выходные сигналы преобразователей
ЦАП АЦП
Аналоговый сигнал Выходной сигнал: напряжение или ток, полярность, величина Входной сигнал: обычно напряжение, полярность, величина
Цифровой код Входной сигнал: поступающий через бу- ферное запоминающее устройство или непо- средственно последовательный или параллельный, код, логические уровни Выходной сигнал: последовательный или параллельный, код, логические уровни, синхронизация
Напряжение питания Аналоговое: обычно ± 15 В Цифровое: +5 В (или другие) Аналоговое: обычно ±15 В Цифровое: +5 В (или другие)
Сигналы управления Входной сигнал: строб-импульс (ы) Входной сигнал: команда преобразова- ния Выходной сигнал: импульс «состояние»
Опорный сигнал Внутренний или внеш- ний, фиксированный или пе- ременный, полярность Внутренний или внеш- ний, фиксированный или пе- ременный, полярность
10
торые являются внутренними для преобразователя и выделены
для удобства будущего потребителя, как например: связи по вы-
водам источника опорного биполярного напряжения смещения.
Как видно из рис. 1.1, в преобразователях имеются по сущест-
ву электрические входы и выходы пяти категорий1: аналогового
сигнала, цифрового кода, напряжения питания сигналов, управ-
ления и опорного сигнала. Эти категории сведены в табл. 1.1
и рассмотрены в следующих параграфах.
УРОВНИ ЦИФРОВОЙ логики
В значительном большинстве ни цифроаналоговые, ни аналого-
цифровые преобразователи практически почти невозможно при-
менять без знания типа используемого на входе или выходе циф-
рового кода и значения представленного им как цифрового, так
и аналогового сигналов.
Преобразователи работают либо с однополярными, либо с
биполярными цифровыми кодами. К первым относятся прямой,
или обычный двоичный, и двоично-кодированный десятичный ко-
ды (ДДК). Ко вторым относятся двоичный код со смещением, код
с дополнением до 1 и код с дополнением до 2. Код Грея можно
использовать как три однополярном, так и биполярном примене-
ниях.
В обычном двоичном коде аналоговым величинам ставят в со-
ответствие числа в позиционной системе счисления, при которой
старший разряд имеет вес, равный 1/2=2-1, следующий за стар-
шим разряд имеет вес, равный 1/4 = 2~2, и так далее, вплоть до
младшего разряда с весом 1/2п. Значение двоичного числа опре-
деляется как полная сумма весов всех его ненулевых разрядов.
Этот тип кода пригоден только для однополярного режима ра-
боты.
При биполярных операциях применяют двоичный код со сме-
щением. Он является ничем иным, как обычным двоичным кодом,
за исключением того, что нуль двоичного числа и нуль аналого-
вой величины не совпадают, как в обычном двоичном коде, а сме-
щены таким образом, что двоичным нулем кодируется максимальное
отрицательное значение аналоговой величины. Это дает возмож-
ность устанавливать в старшем разряде «О» для всех отрицатель-
ных и «1» для всех положительных аналоговых величин.
Дополнительный код используют в основном тогда, когда в ди-
скретную форму необходимо преобразовать биполярные анало-
говые величины, но три условии, что нулю аналоговой величины
соответствует нуль двоичного числа. Данное условие обеспечива-
ется простым инвертированием двоичного кода и инвертировани-
ем каждого «О» в «1» и наоборот только в старшем разряде кода.
1 Understanding A/D and D/А Converters, by D. H. Sheingold and R. A. Fer-
rero, IEEE Spectrum, September 1972.
11
Этот код является просто двоичным кодом с инвертированным
старшим разрядом*).
При использовании дополнительного кода различия в преобра-
зовании аналогового нулевого уровня приводят либо к коду с до-
полнением до 1, либо к коду с дополнением до 2. Если аналого-
вому интервалу, у которого значение нижней границы равно ну-
лю, ставится в соответствие нуль двоичного числа, то получается
код с дополнением до 1. Для кода с дополнением до 2 двоичный
нуль ставится в соответствие аналоговому интервалу, в котором
значение нуля располагается в центре этого интервала.
Еще одним двоичным кодом является код Грея. Этот код ана-
логичен обычному двоичному коду в том цмысле, что каждая ха-
рактерная совокупность кодов отображает определенную часть
аналоговой области. Отсюда, однако, не следуют те же правила
весов, что в обычном двоичном коде. В некоторых применениях,
как, например, в кодирователях угла поворота вала, при этих
кодах обеспечиваются меньшие погрешности, чем при других ко-
дах.
Специфическую связь между обычным двоичным кодом и ко-
дом Грея наилучшим образом 'можно проиллюстрировать при пре-
образовании обычного двоичного кода в код Грея на приведенном
далее примере для двоичного эквивалента числа 27, которое изо-
бражается как 11011. Чтобы преобразовать это число в код Грея,
поступаем следующим образом. Старший разряд кода Грея будет
таким же, как и старший разряд обычного двоичного кода. Каж-
дый следующий после старшего разряд двоичного кода будет да-
вать в коде Грея «1» при изменении двоичного кода (при перехо-
де от «0» к «1» или наоборот) или «0» при отсутствии изменения
в двоичном коде. Таким образом, ПОП, или число 27 в обычном
двоичном коде, в коде Грея изображается как 10110.
Двоично-кодированный десятичный код (ДДК) типа
8—4—2—1 является кодом, в котором каждый разряд представ-
ляется четырьмя двоичными разрядами. Если исходить из стар-
шего разряда этого ДДК, следующий менее значащий разряд
представляет вес 0,1. Последующий за старшими разрядами млад-
ший разряд имеет вес 0,01, а каждой четверке может быть при-
своено любое значение от 1 до 9**\ Такой код широко применяет-
ся в цифровом вольтметре и на входах измерительного щита уп-
равления, а создается он входным АЦП.
Имеется несколько других кодов, многие из которых являются
сочетаниями или комбинациями данных основных кодов. Однако
основные коды уже упоминались при рассмотрении множества
*> В действительности это следует понимать так: «Данное условие обеспечива-
ется простым инвертированием обычного двоичного кода для отрицательных
аналоговых величин или инвертированием «0» в «1» и наоборот только в стар-
шем разряде двоичного кода со смещением. Этот код является просто двоич-
ным кодом со смещением с инвертированным старшим разрядом». (Прим, ред.)
♦*) Очевидно, в текст автора вкралась опечатка. В действительности каждой
четверке может быть присвоено любое значение от 0 до 9. (Прим, ред.)
12
кодов, используемых в настоящее время в аналогоцифровых и ци-
фроаналоговых преобразователях. Все эти коды перечислены в
табл. 1.2, из которой видно, кале они различаются для гипотетиче-
ского диапазона напряжений.
Таблица 1.2. Наиболее распространенные типы цифро-
вых кодов, применяемых в ЦАП и АЦП. Гипотетичес-
кий аналоговый диапазон напряжения от 0 до 1024 мВ
квантуется с помощью этих различных кодов на уровне
3 разрядов
Однополярные коды
Аналоговое напряже- ние, мВ прямой двоич- ный двоично-кодированный деся- тичный типа 8—4—2—1
0...128 ООО 0001 0010 1000
128...256 001 0010 0101 оно
256...384 010 ООН 1000 0100
384...512 011 0101 0001 0010
512...640 100 ОНО 0100 0000
640...768 101 0111 ОНО 1000
768...896 по 1000 1001 оно
896...1024 111 свыше 0,999 недопустимо
Биполярные коды
Аналоговое напряже-
ние, мВ двоичный со с дополнением
смещением до 1
—512...—384 000 100
—384...—256 001 101
—256...—128 010 НО
—128... 0 011 111
0L+128 100 000
+ 128...+256 101 001
+256...+384 НО 010
•+384...+512 111 ОН
Биполярные коды
Аналоговое напряже- ние, мВ с дополнением до 2 Грея
—576...—448 100 000
—448...—320 101 001
—320...—192 НО он
—192...— 64 111 010
— 64...+ 64 000 110
+ 64...+ 192 001 111
+ 192...+320 010 101
+320...+448 он 100
Существует множество уровней напряжения и допустимых то-
ков возбуждения, соответствующих логическому «0» и логической
«1». Наличие этого множества является результатом историчес-
ких компромиссов между требованиями, предъявляемыми к бы-
стродействию, достоверному различению состояний логических
13
схем, усложнению электрических схем, нагрузочной способности
по выходу, и ограничениями, связанными с технологией изготов-
ления схем. Логические уровни обозначают совокупностями за-
главных букв: РТЛ, ДТЛ, ТТЛ и ЭСЛ*\ Большинство изделий
современных модульных систем преобразования разрабатывают
так, чтобы они согласовывались с семейством ТТЛ, являющимся
в настоящее время наиболее широко применяемым. (Полные све-
дения о сериях интегральных микросхем, выполненных на бипо-
лярных транзисторах, содержатся в Chapter 4 of A User’s Han-
dbook of Integrated Circuits, by Eugene R. Hnatek, John Wiley
and Sons, Inc.) • I
В ТТЛ логический элемент должен устанавливаться в «О»,
если на его вход подано напряжение 0,8 В (максимально допус-
тимое) или менее, и в «1», если входное напряжение 2,0 В (мини-
мально допустимое) или более. На выходах же логических эле-
ментов (в пределах допустимых значений токов) должно быть нап-
ряжение минимум 2,4 В для «1» и максимум 0,4 В для «0», чтобы
обеспечивался определенный уровень защиты от шума, возникаю-
щего при передаче сигнала и включающего падения напряжений
постоянного тока.
В рамках семейства ТТЛ имеется дополнительная классифика-
ция элементов по нагрузочному множителю по выходу (числу ло-
гических элементов, на которое может быть нагружен данный эле-
мент) и по быстродействию. Для удобства входные или выход-
ные токи нормируют в единицах стандартной нагрузки ТТЛ, ко-
торой является положительный ток 40 мкА для «1» и —1,6 мА
(втекающий ток) для «0».
Наряду с логическими элементами на биполярных транзисто-
рах в настоящее время все больше применяют КМОП **) логиче-
ские элементы. Так как КМОП логический элемент может рабо-
тать при больших напряжениях с весьма высокой помехоустойчи-
востью, при низкой мощности потребления и соответственно ха-
рактеризуется очень высокой плотностью компоновки, то он най-
дет широкое применение в устройствах дистанционных и перенос-
ных систем.
Не вызывает сомнения, что для цифровых кодов в ЦАП и АЦП
наиболее широко используются уровни ТТЛ и некоторые уровни
ДТЛ. К тому же некоторые преобразователи совместимы с КМОП
логическими элементами. Цифроаналоговые преобразователи раз-
личаются по выходному напряжению: широко распространены
значения 2,5; 5; 10; 10,24 и даже 20 В. Наиболее часто встречают-
ся значения 10 и 10,24 В. Приборы с выходом по току, упоминае-
мые ранее, обеспечивают выходной ток вплоть до 10 мА при типо-
вых значениях 1; 1,2; 1,5; 2,4 мА и общераспространенном перепа-
де 5 мА.
♦> РТЛ — реостатно-транзисторные логические схемы; ДТЛ — диодно-транзис-
торные логические схемы; ТТЛ — транзисторно-транзисторные логические схемы;
ЭСЛ — эмиттерно-связанные логические схемы. (Прим, ред.)
♦♦) КМОП — комплементарный металло-оксидный полупроводник. (Прим, ред.)
14
Приборы, совместимые с ТТЛ, можно применять с другими
логическими элементами при выполнении соответствующих пре-
образований (сдвига уровня, усиления или ослабления, инверти-
рования полярности). Цифроаналоговые преобразователи, сов-
местимые с ТТЛ, будут способны работать и с ДТЛ входными сиг-
налами.
УПРАВЛЯЮЩИЙ ЛОГИЧЕСКИЙ СИГНАЛ —
ВЫХОДНОЙ СИГНАЛ «СОСТОЯНИЕ»
Большинству типов аналогоцифровых преобразователей, за
исключением тех, которые осуществляют преобразование в не-
прерывном режиме, для выполнения преобразования требуется
некоторый интервал времени, который может быть либо посто-
янным, либо переменным. В течение этого времени выходные сиг-
налы могут изменяться и не совпадать с (конечным результатом.
Если преобразователь опрашивается во время такого преобразо-
вания, то будет передана ошибочная информация. По этой причи-
не выходной сигнал управления, называемый «состояние» (или
«занято», «готов» и т. д.), при подаче команды преобразования
меняет свое значение для того, чтобы выделить начало преобра-
зования и предотвратить возврат в исходное положение до завер-
шения преобразования. Его можно использовать для запрещения
считывания или возбуждения выходного буферного регистра, хра-
нящего предыдущее выходное слово. Он также может служить
для предотвращения повторного преобразования после начала
преобразования до тех пор, пока не завершится предшествующее
преобразование.
УПРАВЛЯЮЩИЙ ЛОГИЧЕСКИЙ СИГНАЛ — СТРОБ-ИМПУЛЬС
Большинство цифроналоговых преобразователей, за исключе-
нием преобразователей последовательных типов (таких, которые
основаны на зарядке емкостей), имеют основную схему, реагиру-
ющую мгновенно и непрерывно, независимо от того, какие циф-
ровые сигналы поданы. Часто же желательно отделить основную
схему преобразователя от источника цифровой информации с по-
мощью регистра и по команде выдавать одновременно все разря-
ды. Эту входную команду называют «строб-импульс» (или «син-
хроимпульс», или «разрешение»).
АНАЛОГОВЫЕ СИГНАЛЫ
Обычно на вход аналогоцифровых преобразователей (АЦП)
подаются сигналы в виде напряжения. Цифроаналоговые преоб-
разователи (ЦАП) часто на выходе имеют сигналы в форме напря-
жения при малом значении полного выходного сопротивления опе-
рационного усилителя. Однако многие преобразователи дают на
выходе вместо напряжения ток. Более того, по своей сути процесс
основного преобразования может создавать на выходе ток, яв-
ляющийся довольно быстродействующим, линейным и свободным
от смещения. Для преобразования этого тока в напряжение мож-
15
но использовать встроенный операционный усилитель, однако
при современном уровне развития техники отсутствуют дешевые
ИС операционных усилителей, характеризуемые субмикросекунд-
ным временем установления при приемлемой разрешающей спо-
собности. В результате неизбежных компромиссов при проектиро-
вании усилитель будет ухудшать качество преобразователя, в
первую очередь за счет увеличения времени установления. Если
используется непосредственно ток, то потребитель может .контро-
лировать быстродействие, выбирая соответствующий внешний вы-
ходной операционный усилитель. Он также может выбирать ин-
вертирующий или неинвертирующий вариант включения операци-
онного усилителя. Например, для типичного 10-разрядного ЦАП
время установления выходного тока, соответствующего полной
шкале, на уровне 0,05% (Ч2 МР*> для 10 разрядов) равно 300 нс.
Время установления выходного напряжения той же самой основ-
ной схемы, в которой используется ИС операционного усилителя
общего назначения, при такой же разрешающей способности и
стоимости составляет 5 мкс.
Преобразователи, имеющие выход по напряжению (непосред-
ственно на резистивной нагрузке) или по току, можно рассматри-
вать как генераторы либо напряжения с последовательно соеди-
ненным сопротивлением, либо тока с параллельно соединенным
сопротивлением. Обычно их применяют с операционными усили-
телями в инвертирующем или в неинвертирующем включении.
ЦИФРОАНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Преобразование цифровых величин в пропорциональные ана-
логовые величины необходимо для того, чтобы результаты циф-
ровых вычислений могли быть использованы и без труда поня-
ты в аналоговой системе. Обычно для цифроаналогового (ЦА)
преобразования применяют две схемы: 1) суммирующий опера-
ционный усилитель с двоично-взвешенными резисторами на вхо-
де; 2) многозвенную цепоч1ку резисторов с постоянными сопротив-
лениями с отводами, коммутируемыми в зависимости от преобра-
зуемой цифровой величины.
ЦИФРОАНАЛОГОВОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
На рис. 1.2 показана структурная схема ЦАП, который прини-
мает 3-разрядное с дополнительным знаковым разрядом цифровое
слово и преобразует его в эквивалентное напряжение. Основными
узлами этого преобразователя являются запоминающий регистр,
стабилизированный источник опорного напряжения и цифроанало-
говый декодер, содержащий аналоговую цепочку прецизионных
резисторов. В этом примере входное преобразуемое цифровое
слово записывается в триггерный регистр. Каждый триггер управ-
ляет аналоговым ключом, который подсоединяет к соответствую-
*) МР — младший разряд. {Прим, ред.)
16
Источник
опорного
напряжения
Аналоговый
ключ знаково
го разряда
Цифроаналоговый
декодер
Модуль
входного f
цифрового^
числа
Рис. 1.2. 3-разрядный преобразователь с дополнительным знаковым разрядом
щему выводу резистивной цепочки напряжение опорного источни-
ка или «землю». В случае, 'когда в данном разряде единица, рези-
стивная цепочка делит опорное напряжение таким образом, что
образующееся на выходе ЦАП приращение напряжения пропор-
ционально эквивалентному весу этого конкретного разряда. Как
было показано, аналоговый ключ знакового разряда необходим,
если только требуются положительное и отрицательное выходные
напряжения. В случаях, когда требуемая точность 1крайне низкая,
возможно управление выводами резистивной цепочки непосредст-
венно от триггеров запоминающего регистра или входных прово-
дов цифрового слова.
ОСНОВНЫЕ ТИПЫ ЦАП
Как упоминалось ранее, в настоящее время подавляющее
большинство ЦАП, находящих сбыт, построены по двум основным
схемам: в виде цепочки взвешенных резисторов и типа R—2R.
Оба названия определяют тип резистивной многозвенной цепочки,
используемой в преобразователе. Эти два вида резистивных це-
почек наиболее хорошо описываются для случая ЦАП с выходом
по напряжению, т. е. для случая, когда цифровой входной сигнал
создает на выходе дискретный уровень напряжения.
ЦАП СО ВЗВЕШЕННЫМИ РЕЗИСТОРАМИ
Преобразователи со взвешенными резисторами (рис. 1.3) со-
держат источник опорного напряжения, набор ключей, набор дво-
ично-взвешенных прецизионных резисторов и операционный уси-
литель. Каждый двоичный разряд входного цифрового слова уп-
равляет своим ключом. Если разрядная цифра двоичная «1»,
ключ замыкается. Если разрядная цифра двоичный «О», ключ ос-
тается разомкнутым. Когда ключ замыкается, опорное напряже-
ние прикладывается к взвешенному резистору, соединенному пос-
ледовательно. с ключом, и ток течет в суммирующую шину. В тех
случаях, когда в усилителе суммируются токи со всех плеч много-
звенной цепочки взвешенных резисторов, выходное напряжение
усилителя пропорционально общему току и, следовательно, вели-
чине цифрового входного кода.
17
(Старший разряд)
Рис. 1.3. ЦАП, основанный на суммировании взвешенных токов
ЦАП С ЦЕПОЧКОЙ РЕЗИСТОРОВ ТИПА R—2R
ЦАП с цепочкой резисторов типа R— 2R также содержат ис-
точник опорного напряжения, набор ключей и операционный уси-
литель. Однако вместо набора двоично-взвешенных резисторов
они содержат по два резистора на разряд. Один включен после-
довательно с разрядным ключом, а другой, сопротивление кото-
рого равно половине сопротивления последовательно включенного
резистора, включен в суммирующую шину таким образом, что это
соединение в сочетании с последующими каскадами образует
П-образную цепочку (рис. 1.4)*).
Рис. 1.4. Простой декодер с многозвенной цепочкой типа R—2R для ЦАП
*> Обозначения условные выключателей и переключателей в английском ориги-
нале выполнены по-разному и не соответствуют ГОСТ 2.755—74. Обозначения
условные графические. Коммутационные устройства и контактные соединения.
Изменение обозначений согласно ГОСТу повлекло бы за собой перестройку
части рисунков. При подготовке перевода обозначения по возможности при-
ближены к принятым в ГОСТе без коренной перестройки схем. (Прим, ред.)
18
На рис. 1.4 показан простой 4-разрядный ЦАП с цепочкой ре-
зисторов типа R — 2R. Ключи являются аналоговыми в том смыс-
ле, что они должны коммутировать опорное напряжение постоян-
ного тока с высокой степенью точности. Теоретически это означа-
ет, что они должны иметь нулевое сопротивление в замкнутом и
бесконечное сопротивление в размокнутом состояниях. Выходное
сопротивление цепочки — постоянная величина, не зависящая от
положений ключей. Таким образом, фиксированная резистивная
нагрузка не вносит нелинейных ошибок. Чтобы продемонстриро-
вать это, рассмотрим положения ключей, показанные на рис. 1.4,
и пренебрежем сопротивлением нагрузки RH. Последовательно
включенный резистор старшего разряда 2R шунтируется эквива-
лентным резистором многозвенной цепочки в точке А относитель-
но «земли». Это эквивалентное сопротивление, без труда опреде-
ляемое при объединении параллельных и последовательных эле-
ментов, начиная с младшего разряда, равно 2R. Таким образом,
выходное напряжение в точке А при отсутствии нагрузки равно
Uon/2, а так как выходное сопротивление ЦАП равно R, то вы-
ходное напряжение на нагрузке определяется как
Uon[ RH 1
2 Lr + Rh] ’
Аналогичным образом каждый ключ вносит в .выходное напря-
жение свой соответственно взвешенный вклад, образуя в резуль-
тате суммарное выходное напряжение, пропорциональное входно-
му двоичному слову.
Данная цепочка сравнительно проста для изготовления, пото-
му что в ней используется только два значения сопротивлений:
R и 2R. Их можно выбрать из большой группы резисторов и
хорошо подобрать, так как важны лишь их относительные значе-
ния. Более того, поскольку точный подбор наиболее важен для ре-
зисторов, образующих старшие разряды, резисторы, выбор кото-
рых менее критичен, могут иметь широкие допуски без ухудше-
ния общей точности. Отношение значений сопротивлений должно
сохраняться и при работе преобразователя в диапазоне темпера-
тур; если необходимо подбирать температурные коэффициенты, то
резисторы R и 2R должны быть одного и того же типа. Иногда
резистор 2R составляют из двух последовательно соединенных ре-
зисторов R, что позволяет применять одни и те же резисторы для
всей многозвенной цепочки. Хотя это и увеличивает число элемен-
тов, однако упрощает подбор величин и температурных коэффици-
ентов.
Схема, приведенная на рис. 1.4, является быстродействующей,
практичной и надежной. В отличие от ЦАП со взвешенными ре-
зисторами (рис. 1.3) ЦАП с цепочкой резисторов типа R — 2R не
требует широкого диапазона сопротивлений резисторов и, следо-
вательно, чрезвычайно легко приспосабливается к полупроводни-
ковой или гибридной конструкции. Очевидно, что все резисторы и
ключи должны быть точно подобраны и их параметры должны
19
одинаково изменяться с температурой. Как правило, ЦАП со взве-
шенными резисторами сделать легче, чем преобразователь с це-
почкой резисторов типа R — 2R.
Преобразователь со взвешенными (резисторами очень простой
и дешевый, однако его /можно использовать только в качестве пре-
образователя со средней и низкой разрешающей способностью
(10 или менее разрядов) из-за ограничений, накладываемых мно-
гозвенной цепочкой. Он требует разных величин сопротивлений
для каждого /разряда входного цифрового кода. Так как значе-
ния сопротивлений двоично взвешены, их диапазон становится
очень большим, когда размер цифрового слова становится больше
8 или 10 разрядов. Рассмотрим конструкцию 12-разрядных пре-
образователей, построенных по данному способу. Так как сопро-
тивление младшего разряда в 2П раз больше сопротивления стар-
шего разряда, то при сопротивлении старшего разряда, равном
10 кОм, оно должно быть 4096 МОм (212-104 Ом). Ни толсто-, ни
тонкопленочная технологии, которые применяют для получения
хорошего температурного согласования резисторов, не могут обес-
печить такого диапазона сопротивлений. Дискретные резисторы
являются более дорогостоящими и просто не обладают достаточ-
но хорошим согласованием и стабильными характеристиками, что-
бы быть пригодными для этого. По мере того, /как увеличивается
разрешающая способность, ограничивающими факторами стано-
вятся также скорости переключения транзисторов и выходного на-
пряжения операционного усилителя.
Реальные преобразователи, в основу которых положена схема,
приведенная на рис. 1.4, проявляют при эксплуатации недостатки,
которые в большей или меньшей степени характерны для всех
схем ЦАП. В дополнение к погрешностям, вызванным погрешно-
стями резисторов и плохо подобранными их температурными коэф-
фициентами, паразитная ем<кость обусловливает задержку выход-
ного сигнала, особенно при больших значениях сопротивлений.
Аналогично малые значения сопротивлений вызывают падение на-
пряжения на полупроводниковых ключах, внося дополнительную
погрешность. Поскольку токи ключей разные, падения напряже-
ния трудно сделать равными; однако падения напряжения на клю-
чах по значимости быстро уменьшаются для младших разрядов.
Для преобразователей высокой точности становятся все более
трудно решаемыми проблемы паразитной индуктивности, взаим-
ной связи, наводок и шума. Время переключения обусловливает
задержки, которые ограничивают быстродействие преобразова-
ния.
Даже если при изменениях входных слов переключение в отдель-
ных разрядах происходит идеально, время преобразования увеличи-
вается с увеличением числа разрядов. Такое увеличение обусловле-
но временем установления, вызванным индуктивными и емкостными
элементами схемы. Составляющие выходного переходного процесса
должны затухнуть до величин, соответствующих требованиям точ-
ности преобразования; более точные преобразователи требуют
20
большего времени установления. Рассмотрим п-разрядный преоб-
разователь, построенный по схеме, показанной на рис. 1.4, но толь-
ко с выходным сопротивлением R и паразитной емкостью С на
выходе. Если подана входная цифровая команда, соответствующая
полной шкале сигнала, то выходной сигнал растет по экспоненци-
альному закону, как показано на левой диаграмме рис. 1.5.
Рис. 1.5. Формы выходного сигнала для схемы, приведенной на рис. 1.4.
Слева: экспоненциальное изменение напряжения на нагрузке, обусловленное скачкообраз-
ным изменением выходного сигнала декодера; R — эквивалентное выходное сопротивление
преобразователя; С — паразитная емкость со стороны выхода; AUBMX — перепад выходного
напряжения постоянного тока; Дин— мгновенное значение напряжения на нагрузке; t0 —
постоянная времени цепи RC, с; tyCT — время установления. Справа: число постоянных вре-
мени выходного напряжения, требуемых для того, чтобы погрешность установления стала
меньше заданного значения; Е=е и*100 — погрешность установления, %; и —число посто-
янных времени; е — основание натуральных логарифмов
Если выходной сигнал должен достичь своего установившего-
ся значения с точностью 7г МР, то допустимая погрешность Е в
процентах определяется как
Е= -^т-ЮО.
2п+1
Таким образом, 12-разрядный преобразователь имеет допустимую
погрешность установления
Е = — -100 = —=0,0122%.
21’ 8192
Согласно правому графику на рис. 1.5, изображенному в удобном
полулогарифмическом масштабе зависимость допустимой ошибки
установления (в процентах) от числа постоянных 'времени, тре-
буется девять постоянных времени. Например, если R = 2000 0m и
С = 250 пФ, то RC = 2000 • 250 • 10~12=0,5 mikc и время установле-
ния 4,5 мкс. 10-разрядный преобразователь потребует 7,7 посто-
янных времени и 3,85 мкс для установления в соответствующих
пределах. Чтобы определить аналитически число постоянных вре-
мени, допустим, что
E = 100e-u = ^j
21
и найдем u: eu = 2n+l; и= (п+1) 1п 2 = 0,69 (п +1). Таким образом,
число постоянных времени приблизительно пропорционально чис-
лу разрядов.
В действительности на практике процессы установления явля-
ются более сложными, чем проиллюстрированный с простой по-
стоянной времени RC. Как правило, на выходе применяют опера-
ционный усилитель. Операционный усилитель рассчитывают так,
чтобы обеспечить максимум произведения коэффициента усиления
на ширину полосы пропускания, и, как следствие этого, в ответ
на скачок входного сигнала он имеет на выходе выброс и затуха-
ющее колебание. Тем не менее приведенное рассуждение остается
справедливым в отношении постоянной времени огибающей зату-
хающего колебания, рассматриваемой в качестве параметра.
Можно показать, что для Р последовательно соединенных одина-
ковых усилителей эквивалентное время установления равно про-
изведению ]/Р” на время установления одного усилителя.
Изменения опорных напряжений ±UOn на рис. 1.4) непосред-
ственно пересчитываются в выходную погрешность. В частности,
температурный коэффициент опорного стабилитрона вносит про-
порциональный температурный коэффициент в масштабный ко-
эффициент выходного сигнала преобразователя. Для некоторых
применений желательно менять опорное напряжение так, чтобы
выходной сигнал представлял произведение цифрового входного
сигнала и изменяющегося опорного напряжения. Преобразовате-
ли, предназначенные для работы с изменяющимися опорными сиг-
налами, называют умножающими цифроаналоговыми преобразо-
вателями; преобразователи биполярного типа могут работать на
переменном токе и им присуща большая точность, так как в их
погрешность не входят погрешности источников опорного напря-
жения.
Точность цифроаналоговых преобразователей связана с точ-
ностью зависимости между цифровым входным сигналом и выход-
ным напряжением. На рис. 1.6 показана идеальная характеристи-
ка, у которой с ростом входного цифрового сигнала выходной сиг-
нал меняется равномерно и с постоянным масштабным коэффици-
ентом. Рисунок не отображает требуемой одновременности изме-
нений на входе и соответствующих установившихся изменений на
выходе, обеспечиваемой идеальным преобразователем.
Так как относительная важность отдельных составляющих по-
грешности зависит от применения и так как сведение к миниму-
му одних составляющих усиливает значимость других, важно раз-
делить их для удобства обозначения и проверки. Многие крупные
фирмы-изготовители дают справочные данные с обширными табли-
цами определений погрешностей, а также методов проверки и мер
предосторожности при применении. Составляющие погрешностей
цифровых*) преобразователей приблизительно сравнимы с состав-
ляющими погрешностей электромеханических резистивных потен-
Вероятно, автор имел в виду «цифроаналоговых». (Прим, ред.)
22
циометров, у которых, например, метод независимой линеаризации
позволяет получить хорошее совпадение функции выходного сиг-
нала с прямой линией; такое согласование достигается ценой под-
стройки элементов и специальной юстировки. Аналогия с преоб-
Рис. 1.7. Погрешность мо-
нотонности. Выходной сиг-
нал уменьшается с увеличе-
нием отсчета из-за накоп-
ления погрешностей в точ-
ках, соответствующих пере-
ключению старших разря-
дов
Рис. 1.6. Идеальная характеристика ЦАП с
биполярным выходным сигналом, поясняющая
погрешность квантования. Нуль смещен на
*/г МР с целью оптимального разбиения по-
грешности
разователем заключается в высокой точности при условии, что вал
потенциометра эквивалентен цифровому входному сигналу.
Рассмотрим составляющую немонотонности, показанную на
рис. 1.7. Монотонный выходной сигнал — это сигнал, являющийся
однозначным и увеличивающийся с увеличением цифрового вход-
ного сигнала. Выходной сигнал, уменьшающийся с увеличением
входного сигнала, может быть причиной возникновения проблем
в системе, даже если это уменьшение находится в пределах допу-
стимой точности преобразователя. В частности, немонотонность
может вносить неустойчивость в управляющие системы с обрат-
ной связью, имеющие в замкнутом контуре преобразователь.
Схема, изображенная на рис. 1.4, является чрезмерно упро-
щенной для практического применения. Как ранее отмечалось,
обычно требуется развязывающий выходной усилитель; если вход-
ной код представлен в последовательной форме, то может приме-
няться преобразователь последовательного кода в параллельный.
Чтобы синтезировать функционально полезный 'блок, требуются
преобразователи кодов, регистры, стабилизированные опорные ис-
точники, источники питания, регулирующие подстроечные потен-
циометры, мультиплексоры и другие вспомогательные элементы.
При сравнении преобразователей важно гарантировать, что эти
вспомогательные элементы являются эквивалентными. В против-
ном случае менее дорогостоящий преобразователь, если его пол-
ностью связать с системой, может стать более дорогим устройст-
вом. Стоимость работы по сопряжению и наладке становится
очень высокой, когда число систем мало. В этом случае наибо-
лее полно сопряженный блок оказывается более выгодным.
23
ДРУГИЕ ТИПЫ ЦАП
ЦАП в основном бывают либо с фиксированным внутренним
(или внешним), либо с внешним переменным источником опор-
ного напряжения (умножающие преобразователи). ЦАП с фикси-
рованным источником напряжения, не содержащие внутреннего
источника опорного напряжения, позволяют потребителю приме-
нять более стабильный внешний источник, чем он получил бы в
преобразователе со своим собственным встроенным источником
опорного напряжения. Вообще преобразователи с фиксированным
источником опорного напряжения являются более точными, чем
умножающие, вследствие того, что у последних опорное напряже-
ние переменное.
Умножающие цифроаналоговые преобразователи создают на
выходе сигналы, прямо 'пропорциональные произведению цифро-
вого входного сигнала и переменного аналогового опорного сиг-
нала. Их применяют в программируемом испытательном обору-
довании, решающем приборе и индикаторе на ЭЛТ, где выходную
информацию необходимо не только получать, но и располагать от-
носительно системы базовых координат.
Функционально ЦАП бывают с выходом как по току, так и по
напряжению. Первые не содержат выходных усилителей и не отя-
гощены их ограничениями по полосе частот. С выходными токами,
приблизительно равными 10 мА или менее (диапазон выходного на-
пряжения от 1 до 2 В), могут быть (получены времена установле-
ния порядка 1 мкс (до 25 нс).
Поскольку ЦАП с токовым выходом не содержат выходного
усилителя, они чаще всего стоят гораздо меньше, чем преобразо-
ватели с выходом по напряжению. Однако они не могут быть тем-
пературно стабильными, так как температурная нестабильность
резистивной многозвенной цепочки преобразователей непосредст-
венно сказывается на выходном сигнале. Их применяют в тех об-
ластях, где первостепенна скорость и где используются АЦП и
отклоняющие цепи на ЭЛТ.
Преобразователи же с выходом по напряжению содержат вы-
ходные усилители. Вследствие этого их времена установления
обычно располагаются выше 1-микросекундного диапазона. Тем не
менее, чтобы несколько уменьшить время установления выходно-
го напряжения, к быстродействующему преобразователю с токо-
вым выходом можно присоединить высококачественный и быстро-
действующий выходной усилитель, хотя это и может потребовать
довольно больших дополнительных денежных затрат.
Цифроаналоговые преобразователи находят применение в та-
ких областях, как воспроизведение аналоговых данных на экране,
цифровое управление двигателями, испытания, управляемые вычи-
слительной машиной, и программируемая контрольно-измеритель-
ная аппаратура. Умножающий ЦАП представляется очень полез-
ным в таких областях, как индикаторы графической информации,
где часто необходимо формировать векторы произведений.
24
АНАЛОГОЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
По существу аналогоцифровые преобразователи либо преобра-
зуют аналоговый входной сигнал (напряжение или ток) в частоту
или последовательность импульсов, длителвность которой измеря-
ют для обеспечения отображающего цифрового выходного сигна-
ла, либо, чтобы получить цифровой выходной сигнал, сравнивают
входной сигнал с переменным опорным сигналом, используя внут-
ренний ЦАП.
Существует три ведущих способа преобразования, основанных
на принципе измерения временного интервала: преобразование
напряжения .в частоту, метод с пилообразным напряжением и ме-
тод линейного интегрирования. На методе сравнения базируются
схемы последовательного приближения, параллельные и модифи-
цированные параллельные схемы.
АЦП является ключевым узлом промышленных, коммерческих
и военных систем, так как он служит устройством сопряжения ме-
жду аналоговыми и цифровыми системами. Применение интег-
ральных схем уменьшило размеры, увеличило возможности и к
тому же снизило стоимость АЦП. В дальнейшем эти достижения
расширили практическое применение цифровой аппаратуры во
многих областях, таких, как управление производственным процес-
сом, управление летательными аппаратами и телеметрия.
АНАЛОГОЦИФРОВОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
На рис. 1.8 показана элементарная модель аналогоцифрового
преобразования с ЦАП, составляющим простой блок в системе
преобразования. Импульс установки в начальное состояние уста-
Рис. 1.8. АЦП с ЦАП в цепй обратной связи
25
навливает счетчик в нуль и запускает генератор тактовых импуль-
сов. Счетчик считает импульсы генератора, управляя ЦАП, кото-
рый формирует равномерно увеличивающееся выходное напря-
жение. Когда выходное напряжение преобразователя чуть превы-
сит входной аналоговый сигнал, сигнал компаратора станет по-
ложительным и остановит генератор импульсов*’. В этот момент
выходной сигнал счетчика является цифровым отображением ана-
логового входного сигнала. Сигнал установки в начальное состо-
яние стирает показание счетчика, чтобы вновь начать процесс пре-
образования. Любой ЦАП .может работать как АЦП, если его
включить в контур обратной связи. Сравнивая выходной сигнал
ЦАП с аналоговым входным сигналом и используя полярность
разности для управления цифровым сигналом, преобразователь в
положении равновесия вырабатывает требуемый цифровой выход-
ной сигнал.
Существенным недостатком этого метода является сравнитель-
но большое время, требуемое для кодирования входного сигнала
(такое же большое, как и время отсчета полной шкалы); время
кодирования удваивается с добавлением каждого выходного раз-
ряда. Вследствие низкого быстродействия применение преобразо-
вателей счетного типа обычно ограничено цифровыми вольтметра-
ми, где 25 преобразований в секунду является приемлемой скоро-
стью; модификации подобных приборов (могут работать с несколь-
кими сотнями преобразований в секунду.
ОСНОВНЫЕ ТИПЫ АЦП
Как и в случае ЦАП, подавляющее большинство АЦП, нахо-
дящих сбыт, включают два основных типа: двухтактный интегри-
рующий АЦП и АЦП последовательного приближения. Каждый
из них принимает на входе напряжение, а выдает цифровой код,
пропорциональный входному напряжению.
ДВУХТАКТНЫЕ ИНТЕГРИРУЮЩИЕ АЦП
Двухтактный интегрирующий АЦП, как показано на рис. 1.9,
содержит интегратор, некоторый логический узел управления, ге-
нератор тактовых импульсов, компаратор и выходной счетчик.
Преобразователь этого типа подсчитывает последовательность
импульсов генератора, число которых зависит от амплитуды сиг-
нала, интегрируемого интегратором. Типичное время преобразо-
вания равно удвоенному произведению периода импульсов на
число уровней квантования. Таким образом, для 12-разрядно-
го преобразователя при частоте генератора импульсов 1 МГц вре-
мя преобразования будет 2-1 мкс-4096 или 8,192 мс. Это время
значительно больше, чем для преобразователя последовательного
приближения, имеющего такую же частоту генератора импульсов.
С другой стороны, для любой заданной точности интегрирующий
*) Вероятно, согласно рис. 1.8 автор имел в виду, что сигнал компаратора за-
претит доступ импульсов генератора на вход счетчика. (Прим, ред.)
26
преобразователь обычно стоит меньше, чем преобразователь пос-
ледовательного приближения, так как он почти не требует пре-
цизионных элементов.
Выходной сигнал
Рис. 1.9. Структурная
схема двухтактного интегрирующего АЦП
Согласно рис. 1.9, 1.10 сначала к интегратору подключается
входной сигнал и интегрируется в течение фиксированного интер-
вала времени ti. Если он устанавливается равным периоду часто-
ты питающей сети, то конечное значение выходного сигнала интег-
Рис. 1.10. Работа двухтактного интегрирующего АЦП
27
ратора неизменно (см. пунктирную кривую для UBX в интервале
времени ti). Цифровой счетчик определяет значение интервала ti
суммированием импульсов от стабильного генератора.
Когда счетчик переполняется, аналоговый входной сигнал от-
соединяется от интегратора и интегрируется опорное напряжение
(Uon имеет полярность, противоположную полярности входного
сигнала). Так как опорное напряжение постоянно, наклон в тече-
ние интервала времени ta всегда будет постоянным. Тогда, как
показано, интервал времени t2, необходимый для возвращения вы-
ходного напряжения интегратора в нуль, является функцией вход-
ного напряжения UBX. Цифровой счетчик, который установился в
конце интервала ti в исходное состояние, снова начинает считать
в течение интервала 1г. Когда выходное напряжение интегратора
достигает нуля, счетчик останавливается и его состояние пред-
ставляет цифровое слово, отображающее входной аналоговый сиг-
нал.
В интегрирующем преобразователе этого типа не важны ста-
бильность частоты генератора импульсов, если исходить из того,
что она остается постоянной за время преобразования, и стабиль-
ность «постоянной времени» интегратора. Как длительность на-
чального такта интегрирования, так и длительность такта разряда
пропорциональны частоте генератора тактовых импульсов, а ско-
рости интегрирования сигнала и разряда опорным сигналом про-
проциональны постоянной времени интегрирования.
Интегрирующий - преобразователь из-за наличия длительного
времени интегрирования не пригоден для преобразования в циф-
ровую форму высокоскоростных, быстро изменяющихся сигналов.
Тем не менее он весьма полезен для измерения медленно изменя-
ющихся сигналов, на которые могут быть наложены нежелатель-
ные сигналы, такие, как наводка частотой 60 Гц. Выбирая время
интегрирования равным одному или нескольким периодам сигна-
ла помехи, помеху можно исключить.
Двухтактный интегрирующий АЦП применим до 14-разрядной
точности и обеспечивает высокое подавление помех и превосход-
ную стабильность как во времени, так и по температуре, но он
относительно медленнодействующий. Его можно 'модифицировать
так, чтобы увеличить его скорость преобразования, и применять,
главным образом, в преобразователях с числом разрядов от 8 до
12 для цифровых вольтметров (ЦВ), цифровых панельных изме-
рительных приборов (ЦПИП) и цифровых многошкальных изме-
рительных приборов (ЦМИП). Очевидно, что двухтактный интег-
рирующий АЦП является слишком (медленнодействующим для
применений в обычных вычислительных устройствах.
АЦП ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ПРИБЛИЖЕНИЯ
Основные причины, по которым в вычислительных системах с
преобразованием информации почти повсеместно используется
способ последовательного приближения, заключаются в надежно-
сти этого способа преобразования, легкости, с которой достигает-
28
ся средняя скорость при монотонности преобразования, и в при-
сущей ему высокой скорости преобразования данных.
Этот тип преобразователя требует времени преобразования,
равного произведению периода частоты генератора тактовых им-
пульсов на число преобразованных разрядов. Таким образом, три
частоте генератора 1 МГц время преобразования 12-разрядного
преобразователя составит 12 мкс. В идеальном случае быстродей-
ствующие преобразователи должны осуществлять шреобразование
за время, равное нулю, и производить идеальную «математиче-
скую» точечную выборку. В случае реального преобразователя
всегда имеется вероятность того, что входной сигнал будет изме-
няться в течение периода преобразования. Это создает некоторую
неопределенность относительно того, какая в действительности
амплитуда была непосредственно в момент измерения. При нали-
чии перед преобразователем устройства выборки и хранения вре-
мя неопределенности уменьшается до времени апертурной неоп-
ределенности устройства выборки и хранения.
Преобразователь последовательного приближения состоит из
ЦАП, управляемого решающим логическим узлом*), выходной
сигнал которого сравнивается с входным напряжением
(рис. 1.11).
Рис. 1.11. АЦП последовательного приближения
Входное напряжение подается на один вход компаратора в то
время, как на другой вход поступает выходное напряжение внут-
реннего ЦАП. Каждая разрядная линия в ЦАП соответствует по-
ложению разряда в выходном регистре. При подаче команды пре-
образования преобразователь очищается и выходное напряжение
*> Здесь и 'везде далее на рисунках обозначение логических элементов не со-
ответствуют принятым в ГОСТ 2.743—72. Обозначения условные графические в
схемах. Двоичные логические элементы. Изменение обозначений согласно
ГОСТу повлекло бы за собой коренную перестройку рисунков английского ори-
гинала. (Прим, ред.)
29
старшего разряда ЦАП подается на компаратор для сравнения с
неизвестным уровнем входного сигнала. Конечно, выходное на-
пряжение старшего разряда эквивалентно половине полного диа-
пазона преобразователя. Если неизвестный сигнал больше, чем
напряжение старшего разряда, то в позицию старшего разряда
выходного регистра записывается логическая «1». Если неизвест-
ный сигнал меньше, чем напряжение старшего разряда, записыва-
ется логический «О». Затем схема опробывает следующий разряд
ЦАП. Если напряжение этого разряда не превышает входной сиг-
нал, то в соответствующую позицию выходного регистра поступа-
ет «1», если превышает, то устанавливается «О». Эта операция
продолжается до младшего разряда, с тактом которого преобразо-
вание завершается.
Основное достоинство АЦП последовательного приближе-
ния— скорость. Точность определяется главным образом точно-
стью внутреннего ЦАП. Однако высокая чувствительность к шу-
му является его существенным недостатком.
Работа АЦП последователь-
Рис. 1.12. Работа АЦП последова-
тельного приближения. Генерируемое
дискретное напряжение сходится к
уровню входного аналогового сигна-
ла с помощью ряда последователь-
ных приближений; каждый шаг ра-
вен половине предыдущего шага
Логическая «1» подается
ходному сигналу ЦАП
ного приближения будет описана
с помощью графика, приведенно-
го на рис. 1.12. Логическое уст-
ройство устанавливается в исход-
ное состояние, обеспечивая на
выходе старшего (первого) раз-
ряда логическую «1», а на выхо-
дах всех остальных разрядов —
логические «О», которые опреде-
ляют расположение выходного
сигнала внутреннего ЦАП на
уровне половины полной шкалы
(ПШ).
В течение временного интер-
вала от 0 до 1 выходной сигнал
ЦАП сравнивается с входным
аналоговым сигналом. Если вход-
ной сигнал больше, чем сигнал на
выходе ЦАП, то в 1-м разряде со-
храняется неизменной логическая
«1». Если входной сигнал меньше,
чем сигнал с выхода ЦАП, то ло-
гическая «1» в 1-м разряде стира-
ется и в него записывается посто-
янно логический «О».
,на 2-й разряд. Она добавляет к вы-
ПШ, устанавливая его либо на уров-
не
1 з
— ПШ, либо на уровне —
4 4
ПШ в зависимости от резуль-
тата предыдущего сравнения.
30
В течение временного интервала от 1 до 2 выходной сигнал
ЦАП снова сравнивается с входным сигналам. Если входной сиг-
нал больше, то во 2-м разряде сохраняется неизменной «1». Если
входной сигнал меньше, то логическая «1» стирается и во 2-й
разряд записывается логический «О».
Такая последовательность операций 'повторяется для каждого
разряда. Конечное состояние всех разрядов будет цифровым сло-
вом, отображающим аналоговый входной сигнал. Отметим, что
число приближений равно числу разрядов. Следовательно, име-
ется минимальное повторение логических циклов.
Скорость АЦП последовательного приближения определяется
временем установления логического устройства и многозвенной
цепочки резисторов в старшем разряде, а также компаратора. В
преобразователе, работающем на одной частоте, время преобра-
зования будет равно произведению п на время, требуемое для
одного разряда. Так как используется только один компаратор и
вспомогательная аппаратурная часть ограничена лишь логически-
ми схемами и многозвенной цепочкой, способ последовательного
приближения обеспечивает недорогое при среднем быстродейст-
вии конструктивное решение.
Преобразователи последовательного приближения применяют-
ся главным образом там, где либо входной сигнал непрерывно
изменяется с относительно высокой скоростью, либо с высокой
скоростью коммутируется последовательность входных сигналов
АЦП. Точность АЦП последовательного приближения не может
быть лучше, а мажет быть лишь существенно хуже точности внут-
реннего ЦАП.
ДРУГИЕ ТИПЫ АЦП
Преобразователи напряжения в частоту. На рис. 1.13 показан
типичный преобразователь напряжения в частоту. В нем входной
аналоговый сигнал интегрируется и подается на компаратор.
Когда компаратор меняет свое состояние, интегратор устанавли-
вается в исходное положение и этот процесс повторяется. Для по-
лучения цифрового выходного сигнала счетчик подсчитывает
число циклов интегрирования за фиксированное время.
Опорный сигнал
Рис. 1.13. АЦП напряжения в частоту
31
Принципиальное достоинство преобразования этого типа со-
стоит в его превосходном подавлении шума, обусловленном тем
фактом, что цифровой выходной сигнал отображает среднее зна-
чение входного сигнала. Однако преобразование напряжения в
частоту является слишком медленным для использования в систе-
мах обработки данных, так как оно осуществляется по принципу
последовательно разряд за разрядом (приблизительно до 1000
преобразований в секунду). Его применяют главным образом в
цифровых вольтметрах (ЦБ), в которых используются преобразо-
ватели с разрешающей способностью 10 разрядов или менее.
Преобразователи с пилообразным напряжением. Преобразо-
вание с пилообразным напряжением осуществляется путем непре-
рывного сравнения входного сигнала (который преобразуется в
импульс) с линейным опорным пилообразным сигналом с помо-
щью компаратора (рис. 1.14). Компаратор при изменении своего
Запуск Выходной сигнал
Рис. 1.14. Преобразова-
ние с пилообразным на-
пряжением является бы-
стродействующим и дает
очень хорошую диффе-
ренциальную линейность
при условии, что линей-
ность самого используе-
мого пилообразного сиг-
нала высокая
состояния запускает счетчик, который считает в течение времени,
пока компаратор имеет высокий логический уровень; в свою оче-
редь, это время пропорционально значению входного сигнала.
Счетчик формирует цифровое отображение входного сигнала.
Быстродействие этого метода несколько больше, чем преды-
дущего, однако для того, чтобы быть эффективным, он требует
очень высокой линейности источника пилообразного сигнала. Он
дает хорошую дифференциальную линейность от 8 до 12 разрядов
для аппаратуры, требующей высокой точности.
Параллельные АЦП. Последовательно-параллельный и просто
параллельный преобразователи применяются главным образом
там, где требуется максимально высокое быстродействие. После-
довательное преобразование обладает достоинством, заключаю-
щимся в том, что время распространения через цепочку усилите-
лей равно .квадратному корню из произведения числа каскадов
на время установления одного каскада в отличие от суммирова-
ния 'по каждому каскаду. Добавляя компаратор для каждого вы-
32
вода сетки, образованной по двоичному закону, как показано на
рис. 1.15, можно воспользоваться этим высоким быстродействием.,
В параллельном АЦП на рис. 1.15 используется один компара-
тор на каждый входной уровень квантования (т. е. 6-разрядный
преобразователь должен иметь 6 компараторов*). Преобразование
Рис. 1.15. Метод преобразования с параллельными компараторами — самый
быстродействующий и самый простой
осуществляется без обратной связи, единственное, что требуется
наряду с компараторами, так это логическое устройство для де-
кодирования выходных сигналов компараторов.
Так как между аналоговыми входами и цифровыми выходами
находятся только компараторы и логические элементы, то может
быть получено максимально высокое быстродействие: вплоть до
50 000 000 выборок в секунду при низких разрешающих способ-
ностях, до 6 разрядов или менее. Тот факт, что число компара-
торов и логических элементов увеличивается с повышением раз-
решающей способности, безусловно делает практически нереаль-
ной реализацию этого преобразователя для разрешающей спо-
собности выше 6 разрядов.
Модифицированные параллельные схемы, как, например, по-
следовательно-параллельные, могут обеспечить хороший компро-
мисс между объемом аппаратурной части и сочетанием разреша-
ющая способность — быстродействие за счет незначительного уве-
личения аппаратурной части и ухудшения быстродействия. Они
могут выполнять до 100 000 преобразований в секунду при разре-
шающей способности вплоть до 14 разрядов.
Последовательное преобразование применяется там, где тре-
буется высокоскоростное преобразование информации. Однако
из-за увеличения числа компараторов и необходимости использо-
вания усилителя для каждой взвешенной цепи, оно стоит дороже,
чем преобразование по методу последовательного приближения.
По-видимому, в текс! автора вкралась опечатка. В действительности 6-раз-
рядный преобразователь должен иметь 26—1 компараторов. (Прим, ред.)
2-61 33
Несмотря на то, что в последнее время был создан ряд изделий,
построенных по этой основной последовательной схеме, они не
получили столь широкого распространения, как их модифициро-
ванные варианты, в которых используется преимущество преоб-
разования в коде Грея для улучшения быстродействия или ком-
бинация последовательного метода и метода последовательного
приближения с целью снижения стоимости (рис. 1.16).
Рис. 1.16. Схема 10-разрядного АЦП на 80 МГц. Первый 4-разрядный преоб-
разователь дает 4 старших разряда в параллельной форме. Эти выходные сиг-
налы преобразуются обратно в аналоговое напряжение, которое вычитается
из входного напряжения. Разность подается на следующий преобразователь и
процесс продолжается до получения требуемых 10 разрядов. Такой подход к
решению дает хорошее сочетание скорости, точности и стоимости
ФАКТОРЫ ПРИМЕНЕНИЯ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ЦАП
При анализе табличных данных необходимо 'проявлять боль-
шую тщательность, чтобы выяснить условия, при которых опре-
деляется каждый параметр, а параметры наверняка определяются
по-разному. Например, некоторые фирмы-изготовители дают ха-
рактеристики своих изделий для температуры 25° С, другие — для
интервала 0—70° С. Иные совсем не оговаривают температуры.
Наиболее легко путаемыми характеристиками ЦАП являются
разрешающая способность, точность и быстродействие. Разреша-
ющую способность почти всегда определяют через разряды —
6, 8, 10, 12 или 16. Такое определение уже само по себе непра-
вильно. Разрешающая способность есть значение выходного сиг-
нала, соответствующее разности между двумя уровнями напряже-
ний, обусловленными подачей смежных входных цифровых ко-
дов, как, например, кода 000001 и следующего за ним кода
000010. Следовательно, разрешающая способность должна опре-
деляться как напряжение, обычно в милливольтах. Ее получают
делением полного диапазона напряжения на 2П, где п — число
разрядов, принятых во входном цифровом коде. Таким образом,
если полный диапазон равен 10 В, разрешающая способность дол-
жна быть 10/1024, или 9,75 мВ. С другой точки зрения, разрешаю-
34
щую способность рассматривают как значение напряжения, соот-
ветствующее единице младшего разряда (МР).
При рассмотрении разрешающей способности преобразователя
нужно четко различать полный диапазон, полную шкалу напряже-
ния и просто «полную шкалу». В биполярном преобразователе,
имеющем, например, диапазон выходного сигнала ±10 В, (полный
диапазон равен 20 В, полная шкала напряжения соответствует
10 В, и каждый изготовитель точно определяет полную шкалу
для своего преобразователя. Известно, что некоторые фирмы-изго-
товители в одних табличных данных используют полный диапазон,
а в других — полную шкалу напряжения.
Точность часто путают с разрешающей способностью. В дей-
ствительности же это две крайне слабо связанные между собой
характеристики. В то время как разрешающая способность дает
размер ступени выходного сигнала, точность устанавливает связь
конкретного напряжения любой заданной ступени с эталонным
вольтом, принятым в Национальном бюро стандартов. Такая
оценка иногда называется абсолютной точностью.
Иногда точность определяют исходя из связи действительного
значения напряжения с разрешающей способностью. При таком
подходе ее обычно приводят в долях МР. Широко распространен-
ной, но некорректной, является оценка точности ±7г МР. Она
просто гарантирует, что для некоторой номинальной температуры,
равной 25° С, выходное напряжение преобразователя находится
где-то в пределах разрешающей способности преобразователя. Но
она ничего не говорит о том, что происходит с изменением темпе-
ратуры. Для диапазона же температур точность оговаривают
редко; фирмы-изготовители либо ничего не говорят о температу-
ре, либо приводят отдельно температурный коэффициент точнос-
ти. Потребитель должен сам при наличии неполного перечня ха-
рактеристик прогнозировать возможный диапазон изменения тем-
пературы, при котором оценка точности не выходит за пределы
±72 МР. Такой диапазон температур 'может составить лишь не-
сколько градусов.
Так как точность относится к аналоговым величинам, ее более
целесообразно определять как отклонение в процентах. Если за-
дают температурный коэффициент, то его также необходимо да-
вать в процентах на градус стоградусной шкалы. Это позволило
бы инженерам легко рассчитывать изменения точности в диапазо-
не температур. К сожалению, многие фирмы-изготовители пред-
почитают давать этот коэффициент в миллионных долях на гра-
дус стоградусной шкалы. Такую оценку легко преобразовать а
проценты на градус стоградусной шкалы, однако почему ее обязД'
тельно преобразовывать? Характеристики должны даваться в
первую очередь совместимыми. К тому же отметим, что именно
указанные температурные коэффициенты часто являются типовы-
ми оценками. Немногие изготовители берут на себя труд точно
измерять температурные коэффициенты для большого числа при-
боров и получать достоверное максимальное значение температур-
2* , 35
ного коэффициента вследствие высокой стоимости выполнения та-
ких измерений.
Абсолютная точность определяется несколькими составляю-
щими. К числу наиболее важных относятся масштабный коэф-
фициент, линейность, напряжение смещения и коэффициент ос-
лабления нестабильности источника титания. Масштабный коэф-
фициент характеризует реальное выходное напряжение, соответ-
ствующее полной шкале выходного сигнала. Отклонение от тре-
буемого значения представляет 'погрешность масштаба. Ее сле-
дует давать в процентах от полной шкалы, но такая оценка встре-
чается редко. Если провести линию из отсчета, соответствующе-
го реальной полной шкале, через нуль, то отклонение от этой ли-
нии иногда называют относительной точностью. Его также иног-
да называют линейностью ЦАП, однако это неверно, потому что
при входном коде, требующем нулевого выходного сигнала, в
действительности выходной сигнал обычно имеет конечное нап-
ряжение. Оно называется напряжением смещения.
Чтобы правильно определять линейность, или, что более кор-
ректно, нелинейность преобразователя, линию следует проводить
из отсчета, соответствующего реальной полной шкале, через зна-
чение напряжения смещения. А отклонение от этой линии и яв-
ляется истинной нелинейностью преобразователя.
В большинстве случаев колебания напряжений источников пи-
тания будут вызывать изменение напряжения, соответствующего
полной шкале. Таким образом, будет изменяться линейность*) и,
в свою очередь, точность. Иногда, правда нечасто, предлагают
вниманию термин, называемый коэффициентом ослабления неста-
бильности источника питания. Обычно он имеет размерность «%
на %». Только в редких случаях инженеру понятно, что это озна-
чает. Обычно он означает изменение в процентах масштабного ко-
эффициента при изменении напряжения источника питания на
1%. Тем не менее иногда он означает изменение точности в про-
центах при изменении напряжения источника питания на 1%.
Этот термин также иногда называют чувствительностью к напряже-
нию источника питания. Данная специфическая характеристика
наиболее часто встречается в перечне характеристик АЦП.
Так как точность определяется всеми этими составляющими,
было бы важно знать, как изменяется каждая из них. Изменения
происходят как с изменением температуры, так и во времени. В
ряде случаев погрешности масштабного коэффициента и напря-
жения смещения можно скомпенсировать с помощью внешних по-
тенциометров. Источники же других погрешностей так легко не
скомпенсировать.
Линейность является особой, наиболее важной характеристи-
кой. Если она не находится всегда в пределах допуска ±7г МР,
то характеристика преобразователя может быть немонотонной, а
*) Почвидимому, в теист автора вкралась опечатка. В действительности будет
изменяться масштаб. {Прим, ред.)
36
это означает, что при подаче входного кода, требующего неболь-
шого увеличения выходного сигнала, выходной сигнал, наоборот,
может уменьшиться. Большинство потребителей оказывается в
трудном положении, если характеристики их преобразователей не-
монотонные: в системах с обратной связью может возникнуть ге-
нерация.
Каждая составляющая, влияющая на точность, изменяется с
температурой по-разному. Хорошо составленный .перечень харак-
теристик будет содержать отдельно температурные коэффициенты
для линейности, масштабного коэффициента и напряжения сме-
щения. К тому же температурные коэффициенты должны быть
максимальными, а не типовыми оценками. В действительности ми-
нимаксные оценки необходимо давать для всех характеристик.
«Типовые» оценки уже явились причиной многих дополнительных
затрат. Если в качестве источника опорного напряжения ЦАП
используется только стабилитрон и ничего больше, то опорное на-
пряжение необходимо время от времени заново калибровать. Со
временем оно изменяется, вызывая изменение масштабного коэф-
фициента. Однако в табличных данных редко указывается, как
часто необходимо его калибровать.
Изменения в многозвенной цепочке резисторов вызывают не-
обратимые изменения линейности. Сопротивления толстопленоч-
ных резисторов могут изменяться до 0,1% за год. Проволочные
резисторы лучше, но они дороже и 'более инерционные. Помимо
этого, на значения сопротивлений могут воздействовать тепловые
и электрические удары, возникающие во время эксплуатации. Из-
менение ®о времени характеристик влияет на повторяемость ре-
зультатов испытаний ЦАП. Некоторые ЦАП называют «прецизи-
онными». Прецизионность означает повторяемость результатов
испытаний. Однако очень немногие изготовители дают инженеру
какие-либо сведения о том, как будут вести себя их преобразо-
ватели при одном и том же коде через день, месяц или год.
Полными характеристиками точности обычно являются сред-
ние значения погрешностей различных видов. Иногда «точность»
оценивается средним квадратическим значением. Иногда же она
определяется измеренным значением погрешности.
Многие потребители полагают, что 12-разрядный ЦАП должен
иметь точность 0,01% для всего указанного температурного диа-
пазона преобразователя. Она соответствует +V2MP 12 разрядов.
Более вероятно, что преобразователь в некоторой узкой зоне око-
ло 25° С будет иметь точность ±*/2 МР, а затем ,в некотором ин-
тервале точность ±7г МР 11 разрядов, а потом 10 и далее 9
разрядов. В некоторых применениях такой преобразователь может
оказаться пригодным. Однако если он не пригоден, то инженер
выяснит это слишком поздно. Вполне возможно, что точность
12-разрядного ЦАП будет ±*/г МР 10 разрядов и ±7г МР 14 раз-
рядов, только для разных диапазонов температур. Необходимо
помнить, что разрешающая способность и монотонность являются
независимыми величинами. В большинстве управляющих систем с
37
цепью обратной связи более важно обеспечить разрешающую спо-
собность и монотоность, «ежели точность, в результате преобра-
зователь будет более дешевым.
Одна из наиболее важных характеристик преобразователя —
время установления — определяется при многих условиях; назо-
вем лишь некоторые из них: различные процентные значения от
полной шкалы, как максимальное возможное, так и типовое зна-
чение, а также заданный перепад входного напряжения (кото-
рый не всегда один и тот же у различных фирм-изготовителей).
Время установления часто дается как время, которое требу-
ется выходному напряжению, чтобы перейти с одного установив-
шегося уровня на соседний уровень с точностью ±72МР, при из-
менении входного кода на единицу. В других случаях оно дается
для изменения выходного сигнала от 0 до значения, соответству-
ющего полной шкале, при подаче кода, вызывающего такое изме-
нение. Время, требуемое для изменения на полную шкалу, явля-
ется максимальным временем преобразования и наиболее важ-
ным из этих двух. Иногда даются оба значения. Если время уста-
новления дается только для изменения на единицу МР, то преоб-
разователь будет представляться более быстродействующим, чем
он есть на самом деле. К тому же время установления может из-
меняться в зависимости от того, устройство представляет собой
ЦАП с выходом по напряжению или ЦАП с выходом по току. До-
полнительная путаница вызывается тем, что время установления
часто определяется для точности 0,1%; 0,05% и так далее от пол-
ной шкалы. Эти значения могут соответствовать или не соответ-
ствовать ±^/г'М.Р.
Скорость нарастания есть скорость изменения в В/мкс, кото-
рую способен развить выходной сигнал. Она определяется опера-
ционным усилителем.
Иногда дается время переключения. Это есть время установ-
ления без длительности затухающего колебания, возникающего
после того, как закончилось начальное изменение выходного сиг-
нала по линейному закону и этот сигнал превысил установивше-
еся значение.
После того, как рассматриваемая разрешающая способность
превышает 11 или 12 разрядов, важное значение приобретает шум.
Он бывает двух видов: генерируемый внутри преобразователя и
внешний, принимаемый от источника питания или от другой, рас-
положенной по соседству цепи. Изготовители могут оговаривать
внутренний шум либо в виде его среднего квадратического значе-
ния, Зег, либо в виде тикового значения напряжения шума в поло-
се частот преобразователя. Для ЦАП значения шума приводят
редко, тем не менее иногда их дают для ЦАП с высокой разреша-
ющей способностью.
С таким же успехом иногда оговаривают степень подавления
синфазной помехи или помехи нормального вида. Эти характерис-
*> Вероятно, в текст книги вкралась опечатка. В действительности следует чи-
тать «перепад выходного напряжения». (Прим, ред.)
38
тики относятся главным образом к внешнему шуму. Часто бывает
достаточно наводки от источника питания, чтобы точность преоб-
разования вышла за пределы своего номинального значения. Как
только разрешающая способность превышает 16 разрядов, сопро-
тивление даже короткого отрезка стандартного проводника вы-
зывает еще более сложную проблему. Например, рассмотрим слу-
чай 16-разрядного ЦАП с полным диапазоном 10 В. Выходной
ток, соответствующий полной шкале типового ЦАП данного клас-
са, равный лишь 15 мА и протекающий через проволоку 18-го ка-
либра длиной в 2 фута (0,6 м), создает падение напряжения приб-
лизительно 165 мкВ, которое чуть больше 1 МР для этого преоб-
разователя. Оно смещает преобразователь в целом на конечное
значение напряжения относительно общего провода, что более чем
достаточно, чтобы заметно ухудшить точность преобразователя.
Проблемы шума, такие, как эти, могут 'быть частично решены
тщательной защитой преобразователей, использованием развязы-
вающих цепей, располагаемых у выводов преобразователя по ис-
точникам питания, и другими техническими приемами аккурат-
ного конструирования схем. Одни фирмы-изготовители встраива-
ют такие устройства, другие нет. Единственный верный способ уз-
нать, будет ли преобразователь работать в вашей аппаратуре —
приобрести преобразователь и испытать его.
Особый характер проблемы шума в ЦАП заключается в нали-
чии на выходе всплесков напряжения, вызванных замыканием
ключей внутри преобразователя. По величине эти всплески сво-
бодно могут составлять несколько МР и могут создавать помехи
внешним устройствам. Некоторые 'преобразователи содержат
встроенные устройства для устранения всплесков — устройства
выборки и хранения, которые удерживают неизменным выходной
сигнал преобразователя в течение длительности каждого переклю-
чения, а затем разрешают ему перейти к следующему значению.
Однако эти устройства увеличивают стоимость преобразователя
и для многих применений не являются необходимыми.
Существует много вариантов ЦАП. Один из вариантов может
определяться входным кодом 'преобразователя. Наиболее распро-
страненными из имеющихся кодов являются прямой двоичный,
двоично-кодированный десятичный, код Грея, двоичный с допол-
нением до 1, двоичный с дополнением до 2, знак—модуль числа,
двоичный со смещением и ряд других модифицированных и до-
полнительных кодов. Преобразователь может содержать или не
содержать выходной буферный усилитель. В него может входить
или не входить внутренний источник опорного напряжения; для
получения очень высокой точности лучше обеспечить его вашим
собственным внешним источником опорного напряжения. Преоб-
разователь может характеризоваться рядом диапазонов выходно-
го напряжения или тока. Наконец, он может характеризоваться
разнообразием диапазонов рабочих температур. При сравнении
по стоимости необходимо быть уверенным, что все выбранные ва-
рианты однотипны.
39
ХАРАКТЕРИСТИКИ АЦП
Характеристики АЦП подобны характеристикам ЦАП. Кро-
ме того, почти все сказанное о характеристиках ЦАП справедли-
во и для характеристик АЦП. Они тоже чаще являются типовы-
ми, нежели минимаксными характеристиками и могут быть зада-
ны только для номинального значения температуры и постоянных
величин источников питания. Основное отличие заключается в
том, что выходной сигнал АЦП представляет собой последова-
тельность цифровых кодов. По этой причине точность и разреша-
ющую способность, как и большинство других характеристик,
следует давать скорее в цифровых единицах, чем в аналоговых.
Например, разрешающую способность давать в разрядах. Так
как число разрядов определяет число дискретных кодов на выхо-
де, на которое может быть разбит входной сигнал, правомерно
говорить о 8-, 12- или 16-разрядном АЦП.
Преобразователь с п разрядами необязательно является п-
разрядным преобразователем. Только то, что АЦП выдает на вы-
ходе п двоичных разрядов или ЦАП принимает п разрядов на
своем входе, не означает, что он также имеет разрешающую спо-
собность п разрядов или точность п разрядов. Конечно, разреша-
ющая способность не может быть лучше, чем число имеющихся
разрядов. Тем не менее есть много факторов, которые могут пре-
пятствовать тому, чтобы разрешающая способность реального пре-
образователя соответствовала числу выдаваемых или принимае-
мых им разрядов.
Все аналоговые цепи имеют внутренний шум. Если среднее
квадратическое значение шума, приведенного ко входу АЦП или к
выходу ЦАП, больше, чем определенная часть единицы МР, то
вследствие только этого фактора разрешающая способность ус-
тройства не будет равна п разрядам. (Большинство заслуживаю-
щих доверия фирм-изготовителей преобразователей оговаривают
уровень шума через Эст шума, который сам равен шести средним
квадратическим значениям. Уровень Зо есть такой уровень, для
которого вероятность того, что мгновенное значение шума превы-
сит этот уровень, меньше 1/500 или 0,2%.) Точность также мож-
но давать в разрядах. Следовательно, оценка точности в ±’/2 МР
является справедливой.
При рассмотрении точности передачи преобразователя необ-
ходимо различать относительную точность, линейность и абсолют-
ную точность. Абсолютная, точность есть способность АЦП созда-
вать выходной код, который отражает входное напряжение в еди-
ницах стандартного вольта. Если требуется абсолютная точность,
то в состав преобразователя должен входить источник опорного'
напряжения, поверяемый в Национальном бюро стандартов.
Как упоминалось ранее, относительная точность и линейность
в общем равнозначны. Обе характеризуют степень постоянства
масштабного коэффициента передачи преобразователя по его диа-
пазону относительно прямой линии, наилучшим образом проведен-
40
ной через все точки его характеристики. Проведенная оптималь-
ным образом прямая линия необязательно может проходить че-
рез нуль, и отклонение от нуля называется смещением. Все преоб-
разователи имеют некоторое смещение, а размер смещения и его
изменения с температурой могут быть очень важны в ряде приме-
нений. Точность АЦП определяют еще четыре дополнительных
фактора, которые не оговариваются для ЦАП. Это (погрешность
квантования, пропуск кодов, апертурная ошибка и дифференци-
альная линейность.
Поскольку дискретный цифровой код отображает интервал
аналоговых напряжений, имеет место погрешность квантования.
Ширина такого интервала равна 1 МР. Так как АЦП по своей
сути разбивает линейный сигнал на дискретные ступени, он кван-
тует этот сигнал. Внутренне любому АЦП присущая погрешность
квантования равна ±*/2 МР. Она занимает особое место среди
любых других составляющих, вносящих вклад в общую погреш-
ность преобразователя.
Если входное напряжение находится в интервале значений,
который должен отображаться конкретным кодом, а этот код от-
сутствует, то считают, что происходит пропуск кода. На его мес-
те появляется код, либо непосредственно предшествующий требу-
емому коду, либо непосредственно следующий за ним. Некоторые
преобразователи обеспечивают отсутствие пропусков кода, боль-
шинство же — нет. Если может происходить пропуск кодов, то
ставится под сомнение, будет ли разрешающая способность рав-
на ожидаемой.
Апертурная погрешность в преобразователе возникает из-за
неопределенности преобразуемого входного напряжения относи-
тельно истинного значения, если входной сигнал в течение време-
ни преобразования изменяется более чем на эквивалент 1 МР. На-
пример, неизвестно, будет ли выходной код отображать сигнал,
•относящийся к началу периода преобразования, или сигнал, отно-
сящийся точно к концу периода преобразования. Большинство
преобразователей дают код, соответствующий сигналу в начале
периода преобразования. Другие нет. Только очень немногие
фирмы-изготовители приводят апертурную погрешность в качест-
ве характеристики в табличных данных.
Дифференциальная линейность есть разность в размере ступе-
ней квантования, представленных цифровыми выходными кодами.
Например, если один код отображает 10 мВ диапазона входного
•сигнала, а другой только 8 мВ, дифференциальная линейность
равна 2 мВ. Если младшему разряду соответствует 10 imB, то
дифференциальная линейность, вероятно, может быть определена
как ±7ю МР, поскольку выходной сигнал является цифровым и
•его ошибки должны быть выражены в цифровой форме.
Существуют также и другие погрешности, такие, как погреш-
ность линейности, смещения, масштаба или коэффициента переда-
чи. Те же самые проблемы, что и в ЦАП, возникают в АЦП. Это
41
справедливо для погрешностей, температурных коэффициентов и
шума.
При попытке сравнить АЦП разработчик сразу же сталкива-
ется с проблемой: как лучше характеризовать быстродействие
преобразователей — временем преобразования, как это делают
некоторые фирмы-изготовители, или частотой преобразования сло-
ва, как утверждают другие? Большинство фирм-изготовителей мо-
дульных АЦП в своих табличных данных указывают только время
преобразования, и приходится допускать, что оно является величи-
ной, обратной частоте преобразования слова.
На самом деле и время преобразования, и частота преобразо-
вания слова, оговариваемые всеми фирмами-изготовителями аппа-
ратуры, включающей АЦП, важны для разработчика. Ему необ-
ходимо знать не только, сколько времени от входа до выхода мо-
жет протекать отдельное преобразование (время преобразовав
ния), но также и сколько преобразований он может совершить
за данный период времени (частота преобразования).
К тому же между преобразованиями необходим холостой ин-
тервал времени, называемый временем возвращения в
исходное состояние. Это есть время, которое требуется системе для
считывания результата и восстановления свойств ее усилителей.
Его редко приводят, тем не менее оно обычно имеет порядок не-
скольких сотен наносекунд. Для получения частоты преобразова-
ния сначала можно определить обратную ей величину, для чего к
времени преобразования необходимо прибавить время восстанов-
ления.
Кроме того, следует помнить, что для правильной работы в
системе модуль быстродействующего АЦП должен содержать ус-
тройство выборки и хранения, а иногда и буферные усилители.
Поэтому скорость преобразования модуля АЦП, рекомендуемого
в качестве 1-микросекундного, уже не составляет величины, оп-
ределяемой 1 мкс, если учесть все другие компоненты системы, а
может иметь скорость, считая от входа до выхода системы, оп-
ределяемую значением 10 мкс или хуже.
Как упоминалось ранее, температурный коэффициент (ТК)
иногда приводится в виде единственного значения или оговари-
вается отдельно для каждого из указанных нескольких парамет-
ров: для смещения, коэффициента передачи и диапазона. Иногда
ТК дают в миллионных долях на градус Цельсия или в процен-
тах на градус стоградусной шкалы. При этом слегка затрудняет-
ся эффективное сравнение преобразователей. Тем не менее тща-
тельное изучение опубликованных характеристик может принести
некоторую пользу для результата анализа.
Необходимо знать фирму-изготовителя изделий. Обеспечит
ли она своевременную поставку? Окажет ли она достаточную по-
мощь при применении своих изделий? Какова ее репутация? Зна-
ние этих факторов может сэкономить разработчику много полез-
ного времени и денег.
42
СОВМЕСТИМОСТЬ С СИСТЕМОЙ
Перечень характеристик, даваемый фирмами-изготовителями,
является лишь отправной точкой при выборе подходящего АЦП
или ЦАП. Некоторые системные требования, оказывающие влия-
ние на вы!бор преобразователя, очевидны. К ним относятся при-
меняемый цифровой код, диапазон входного или выходного напря-
жения, логические уровни на входе или выходе преобразователя,
номинальные значения логического «О» и логической «1» (с допус-
ками по напряжению), длительности импульсов, времена нараста-
ния и спада, значения токов возбуждения на выходах, а также
входное полное сопротивление для АЦП или выходное полное со-
противление и выходной ток для ЦАП. Кроме этого, разработчик
обязан обращать внимание на имеющиеся в распоряжении уров-
ни напряжений источников питания, нестабильность источников
(включая пульсацию и шум), допустимую мощность потребления
и физические размеры и форму преобразователя.
Преобразователь должен быть работоспособным в присутст-
вии помех источников питания и другого шума в системе; это мо-
жет потребовать защиты, разделения заземлений и других мер,
направленных на увеличение помехозащищенности. Шум в ана-
логовых цепях может легко привести к потере одного или более
разрядов информации цифровых устройств, особенно в быстродей-
ствующих и высокой точности преобразователях. Обеспечение по-
мехозащищенности является одним из наиболее трудных вопро-
сов, не поддающихся конкретизации, так как шум может быть
•обусловлен очень многими источниками. Наряду с шумом в ана-
логовом контуре на погрешности могут влиять помехи источников
питания, которые включают в себя переходные процессы в про-
водах и наводки из силовой и коммутирующей аппаратуры, рас-
положенной по соседству с преобразователем. Фирма-изготови-
тель преобразователей обязана уменьшать восприимчивость к по-
мехам до уровня, совместимого с требуемой разрешающей спо-
собностью в реальных условиях эксплуатации. Это легко доступ-
ные для обозрения факторы применения.
Однако некоторые факторы, связанные с применением в сис-
темах, могут не быть так очевидны. Например, в зависимости от
природы и источника входного сигнала может быть весьма важ-
но разделить «земли» входного и выходного сигналов или, по край-
ней мере, сделать отдельными выводы аналоговой и цифровой
«земли» для того, чтобы цифровые токи не интерферировали с
аналоговыми сигналами. Однако прежде необходимо убедиться в
том, что такое взаимное влияние отсутствует внутри самого моду-
ля преобразователя.
Если источник входного сигнала подключен к другой «земле»
или имеет переменный потенциал относительно общего провода,
то может быть необходимо оговаривать диференциальный вход-
ной сигнал и требуемую степень подавления синфазного сигна-
ла. При больших разностях потенциалов может потребоваться
43
гальваническая развязка между входом и выходом с помощью
трансформаторной или оптической связи.
Стабильность относится к способности преобразователя сохра-
нять параметры в пределах, оговоренных перечнем характеристик,
в условиях эксплуатации, отличающихся от условий измерений, и
по истечении периода времени. Поскольку параметры электричес-
ких элементов, таких, как резисторы, конденсаторы и полупровод-
никовые приборы, изменяются с изменением температуры, влаж-
ности, при вибрациях и во времени, а также и с определенными
изменениями окружающей среды, соответственно будет изменять-
ся и режим работы аналоговых частей АЦП и ЦАП. Сведение к
минимуму нестабильности, илц дрейфа, предполагает применение
высококачественных^ элемент^в-и проектирование схем, нечувст-
вительных .к изменениям параметров элементов. Если погреш-
ность должна |быть меньше 0,1 или 0,2%, то имеет смысл пере-
смотреть типы элементов, применяемых в преобразователе, в осо-
бенности это касается многозвенных цепочек резисторов. Там,
где требуется высокая точность (больше 12 разрядов), домини-
рующим фактором проектирования становится контроль элемен-
тов, включающий их отбор и электротренировку.
Поставщик, указывающий, что стабильность его внутреннего
опорного стабилитрона за 6 месяцев будет лучше 0,01%, вероят-
но, обманывает самого себя, а также и разработчика. Фирма-из-
готовитель, применяющая толстопленочные резисторы и указыва-
ющая долговременную стабильность, лучшую 0,2%, может давать
ложную информацию. Если разработчику требуется точность
0,01% или лучше, а он приобретает преобразователь без проволоч-
ных резисторов или 'без лучших, стабилизированных конструкци-
ей пленочных резисторов, он просто обречен на продолжительные
волнения.
Выбирая оптимальный для конкретного применения преобра-
зователь, убедитесь, что учтены воздействия времени и темпера-
туры, влажности, вибрации и колебаний источников питания, ко-
торые могут иметь место. Может оказаться, что преобразователь,
указанный в таблице данных как 10-разрядный, в действитель-
ности из-за условий эксплуатации и фактора времени является
7- или 8-разрядным преобразователем. В некоторых случаях 15-
разрядный преобразователь вследствие изменений лишь во време-
ни является на самом деле не лучше 13-разрядного.
Так как характеристики любого преобразователя будут в оп-
ределенной степени дрейфовать, чрезвычайно важно иметь сред-
ства для корректировки его точности до требуемой. Отдельные
фирмы-изготовители поставляют преобразователи, которые не
могут корректироваться или должны корректироваться с помо-
щью внешних потенциометров. Если такие потенциометры необ-
ходимы, то следует учитывать, что их характеристики, такие, как
температурная стабильность и старение, могут влиять на точность
передачи преобразователя.
44
Часто для снижения стоимости требования к долговременной
стабильности могут быть ослаблены, если допустить периодичес-
кую подстройку преобразователя. Характерно, что с помощью
подстроечных потенциометров периодическая установка нуля вы-
ходного сигнала и масштабного коэффициента может быть вы-
полнена за несколько минут, а в преобразователе могут быть
легко доступные контрольные точки, что позволяет еще заметнее
упростить дальнейшую эксплуатацию.
Возможно, что наименее (понятные факторы, которые следует
учитывать при эксплуатации преобразователя, связаны с его вос-
приимчивостью к окружающей среде. Поведение преобразователя
на лабораторном стенде или в экранированной комнате совсем
иное, чем на фактическом месте в аппаратуре. Мир полон импуль-
сных радиолокаторов, радио- и телевизионных станций и элект-
ромагнитных и электростатических полей. За исключением случа-
ев, когда окружающие условия полностью известны для того,'
чтобы их можно было точно учесть, целесообразно преобразова-
тели (особенно быстродействующие) заключать в электромагнит-
ные и электростатические экранирующие корпуса. Не требуется
очень сильной помехи, чтобы воздействовать на работу компара-
тора или чтобы вызвать уход нулевой точки на выходе усилителя
далеко за пределы номинальной точности большинства преобра-
зователей. Любой, кто (пытался поместить 12-разрядный быстро-
действующий АЦП рядом с устройством памяти на магнитных
сердечниках, ясно поймет, о чем идет речь.
Также важно учитывать восприимчивость к шуму, пульсациям
и выбросам источников питания. Разрабатывала ли фирма-изго-
товитель свою аппаратуру, чтобы она была нечувствительной к
шуму и выбросам, которые встретятся в системе? Предусмотрела
ли она проходные конденсаторы внутри модуля? Способность раз-
работчика системы ответить на эти вопросы является мерой его
уверенности в том, что преобразователь будет хорошо работать
в его системе.
СОВМЕСТИМОСТЬ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ (ВЗАИМОЗАМЕНЯЕМОСТЬ)
Большинство АЦП и ЦАП не являются универсально совмести-
мыми по физическим, а некоторые и по электрическим параметрам.
Физически корпуса различаются размерами, при этом наиболее
распространенными размерами являются 2x2x0,4 дюйм (50,8Х
Х50,8х0,16 мм) и 2X4X0,1 дюйм (50,8X101,6X2,54 вдм). Часто
выводы расположены не одинаково, поэтому потребитель должен
проектировать свою печатную плату таким образом, чтобы она
была пригодна для схем с различным расположением выводов,
поставляемых разными фирмами-изготовителями. Одна из фирм-
изготовителей винит в этой несовместимости быстро изменяющее-
ся и связанное с конкуренцией по габаритам производство преоб-
разователей, которое вынуждает изменять конструкции изделий,
что в свою очередь влечет за собой проблемы вторичных постав-
щиков.
45
Тем не менее наблюдается некоторая тенденция в улучшении
физической совместимости. Эта тенденция заключается в двух-
рядном расположении выводов и, в конечном счете, в появлении
корпусов с двухрядным расположением выводов (как в случае с
интегральными схемами преобразователей). Многие преобразова-
тели могут быть (приобретены по крайней <мере у одной из вторич-
ных фирм-изготовителей.
С электрической точки зрения картина более благоприятная.
Многие,’ хотя и не все, фирмы-изготовители предусматривают оди-
наковые уровни выходных сигналов ЦАП и входных сигналов
АЦП. К ним относятся общераспространенные значения выходных
напряжений биполярных и однополярных ЦАП, равные 2,5; 5 и
10 В, и входных напряжений биполярных и однополярных АЦП,
равные 5 и 10 В. Большинство преобразователей имеет источники
питания ±15 В и совместимо 'по входу с ТТЛ и ДТЛ. Некоторые
новые преобразователи совместимы с уровнями КМОП-элемен-
тов.
стоимость
Важнейшим обстоятельством при сравнении цен преобразова-
телей является уверенность в выборе единой основы для сравне-
ния. Легко сделать перечень характеристик дешевого преобразо-
вателя таким, что он окажется внешне эквивалентным перечню
характеристик преобразователя более высокой стоимости. Факто-
ры, относящиеся к стабильности, к чувствительности по шуму и
другим ранее упоминаемым параметрам, могут быть опущены
или неадекватно определены. Комплектность преобразователей с
точки зрения сопряжения с системой может существенно меняться
в зависимости от структуры системы, так что дешевое устройство
в конечном счете становится дорогостоящим, если учитываются
все дополнительные элементы сопряжения. Кроме того, обеспече-
ние сопряжения может потребовать значительных затрат на от-
ладку аппаратуры из-'за трудностей аппаратурной совместимости
и проблем, относящихся к компоновке и 'монтажу системы. В об-
щем, когда качество является высоким, а количество выпускае-
мых изделий лишь умеренным, сравнение цен обычно является
плохим критерием. Аналогичным образом при оценке стоимости
недорогого преобразователя необходимо проверить степень, с ко-
торой -фирма-изготовитель проверила и убедилась в годности на-
иболее важных компонентов и окончательного продукта. Заслу-
живающая доверия фирма-изготовитель должна поставлять все
необходимые дублирующие детали.
Все дополнительные требования к перечню данных, к точнос-
ти электрических параметров, к контролю нестандартного напря-
жения (уровня тока), уровней напряжения нестандартных источ-
ников питания и к специальному электрическому контролю значи-
тельно повышают цену преобразователя. Такие виды контроля,
Как измерение температурного коэффициента и стабильности, тре-
буют времени и, таким образом, в значительной степени увеличи-
46
вают цену основного преобразователя. Температурное испытание
также оказывает существенное влияние, на стоимость. Внимание
следует уделять определению только тех дополнительных требо-
ваний, которые абсолютно необходимы.
Глава 2
ХАРАКТЕРИСТИКИ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ВВЕДЕНИЕ1
Большинство аналогоцифровых и цифроаналоговых подсистем
обычно представляют структурными схемами, приведенными на
рис. 2.1. Как показано, такие системы преобразования могут при-
нимать самые разнообразные аналоговые входные сигналы и вы-
давать различные цифровые сигналы для передачи в запоминаю-
щее устройство или для вычислений. Аналогичным образом за-
помненные или переданные цифровые данные или данные вычис-
лений в свою очередь могут попользоваться для получения боль-
шого числа сигналов в аналоговой форме и управляющих сигна-
лов для последующего применения.
Чтобы успешно применять или иметь хорошее устройство,
разработчик систем должен учитывать не только уровни аналого-
вых сигналов и типы требуемых двоичных кодов, но также и
«реально существующие» физические ограничения элементов, та-
кие, как шум и наводка, которые присущи всем практическим си-
туациям. Трезвая инженерная мысль и усилия, направленные на
уяснение некоторых из этих ограничений, как практических, так
и теоретических, помогут разработчику системы предвидеть и пре-
одолевать проблемы, которые могут привести к низкому качеству
системы.
Первое, что должен разработчик — это в совершенстве разби-
раться в терминологии, используемой фирмой-изготовителем- для
определения различных характеристик преобразователя. Напри-
мер, он должен понимать разницу (между абсолютной и относи-
тельной точностью и различие в погрешностях, обусловленных
дрейфом нуля и масштабного коэффициента. Он должен пони-
мать, к чему приводят погрешности квантования, монотонности и
линейности.
После того, как он усвоил терминологию, применяемую в ана-
логоцифровых и цифроаналоговых преобразователях, мультиплек-
сорах и устройствах выборки и хранения, ему следует убедиться,
что поставщик, у которого он приобрел свою аппаратуру, в дей-
ствительности точно определил все разнообразные параметры,
требуемые для оценки правильного функционирования. Напри-
мер, результаты работы устройств выборки и хранения без соот-
ветствующего узла (подавления прямого прохождения сигнала мо-
1 The ABCs of A/D and D/А Converter Specifications, by Bernard M. Gordan,
EDN, August 15, 1972.
47
Аналоговые ЭВМ
Источники сигналов
звуковых частот
Источники видеосигна-
лов
Источники питания
Низковольтные мосты
Химические элементы
Сельсины, решающие
устройства
Датчики давления
Термоэлементы
Тензодатчики
Электроизмерительные
мосты
Фотоумножители
И так далее
Вспомогательные и
синхронизирующие
логические устройства
1
ФИЛЬТРЫ
11,.
Усилители /
сигналов /
&
Е ?
Устройство выборки -e-J
и хранения и
источники
опорного
напряжения
Каналы передачи
Устройства для
записи на магнит-
ную ленту
Запоминающие
устройства ЭВМ
Самописцы с вы-
водом данных на
бумажную ленту
Карточные перфо-
раторы
Процессоры, рабо-
тающие в реаль-
ном масштабе
времени
Компараторы
Устройства управ-
ления системами
и производствен-
ными процессами
Устройства управ-
ления цифровы-
ми машинами
н
й'S-
о
8g
- §•
Источники
питания и
источники
опорного
напряжени'
Устройства
отображения
Вспомогательные и
синхронизирующие
логические устройства
s
* §
Фильтры
Акустические системы
Контроллеры
Формирователи
Дисплеи на ЭЛТ
Аналоговые регистра-
торы
Аналоговые ЭВМ
Аналогоцифровые ЭВМ
Измерительные инди-
каторы
Выходные преобразо-
ватели
Сервоприводы
ХУ-графопостроители
Устройства для испыта-
ний схем
Устройства для испыта-
ний элементов
Сельсины, решающие
устройства
И так далее
Рис. 2.1, Все приведенные компоненты или часть из них входят в состав всех аналогоцифровых и цифроаналоговых систем
гут быть совершенно различными при динамических и статических
сигналах.
Потребитель должен отчетливо понимать, (какими возможнос-
тями при (передаче обладают различные двоичные коды.
Разработчику системы необходимо обращать особое внимание
на аналоговые источники погрешностей. Они могут быть обуслов-
лены либо шумом, генерируемым внутри модулей, собираемых
разработчиком, либо помехами, вызванными внешней наводкой,
либо синфазными сигналами. Очень важно, чтобы потребитель
полностью уяснил, каковы источники и меры защиты от помех.
Многие разработчики систем ранее были склонны оперировать
коэффициентами подавления помех, приводимыми в классифика-
циях, без полного понимания того, что подавление (помех достига-
ется только оптимальным сочетанием возможностей аппаратуры
с предполагаемыми характеристиками источника сигнала. Необ-
ходимо тщательно рассматривать потребность не только в фильт-
рах, но и в оптимальных фильтрах для каждого конкретного вида
предполагаемого шума или помехи.
Наиболее общей проблемой, возникающей при сопряжении
различных аналогоцифровых преобразователей, мультиплексоров,
устройств выборки и хранения и цифроаналоговых блоков, явля-
ется просто наличие сопротивлений соединений. Сопротивление
даже очень коротких отрезков медного провода стандартного раз-
мера и особенно отрезков печатных цепей оказывается значитель-
но больше предполагаемого, если такой монтаж не выполнен
тщательно и надлежащим образом; падения напряжений на от-
резках проводов и печатных цепей и обратные провода общего за-
земления могут быть существенными источниками погрешности.
Освоив терминологию, относящуюся к преобразователям, и ти-
пы (кодов, рассмотрев требования к разрешающей способности и
точности, уделив определенное внимание связям общего вида и
другим факторам, порождающим шум, а также рассмотрев свою
схему соединений, разработчик системы теперь уже в состоянии
как следует оценить проблему и выбрать те элементы, которые
лучше всего технически и экономически удовлетворяют требова-
ниям задания.
Применение аналогоцифровых и цифроаналоговых преобразо-
вателей весьма многообразно. В одних случаях вполне удовлет-
ворительными оказываются устройства с низкой точностью и ма-
лым быстродействием, в то время (как в других требуются очень
высокие точность, стабильность и быстродействие. Разработчик
системы должен отдавать себе отчет в том, что далеко не все пре-
образователи, некоторые из основных характеристик которых
внешне похожи, являются идентичными. Кроме того, он должен
представлять себе, что только поняв истинные возможности раз-
личных преобразователей, разобравшись с их характеристиками, а
также уяснив проблемы их применения в статическом и динами-
ческом режимах, можно сделать оптимальный выбор (преобразо-
вателя.
49
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
В табл. 2.1 и 2.2 представлены характеристики типичных ЦАП
и АЦП соответственно. В целях стандартизации важно полно-
стью понимать смысл параметров этого перечня и их значений.
Таблица 2.1. Типичные характеристики ЦАП (фирма Analog Devices)
Цифроаналоговые преобразователи DAC-QM
Характеристики [Типовые значения (а) для +25 С, если не оговорены другие условия]
Модель Разрешающая способность: DAC-QM
DAC-8QM 8 разрядов
DAC40QM 10 разрядов
DAC-12QM Цифровые входные сигналы: 12 разрядов
для «0» Е<1+0,8 В (а), —3,2 мА
для «1» +2<Е<+6 В (о), +80 мкА Совместимы с ТТЛ
Строб-импульс Информация переписывается со входов в ре-
гистр по переходу «0—1» строб-импульса. Минимальная длительность строб-импульса
50 нс, время предустановки данных относитель- но перехода «0—1» строб-импульса не менее
100 нс
Входные коды Обычный двоичный, с дополнением до двух, ДДК и их комбинации
Диапазон выходного сигнала 0...+5 В (а), 10 мА
(потребитель программирует 0...+ Ю В (а), 10 мА
с помощью перемычек) ±2,5 В, ±5 В, ±10 В (а), 10 мА
Выходное сопротивление 0,02 Ом
Быстродействие преобразова- 5 мкс с точностью до 0,01 %
ния
Скорость нарастания 20 В/мкс
Линейность ±42 МР
Абсолютная точность ±4 2 МР
Температурный коэффициент:
коэффициента передачи ±7-10“6 1/°С максимальный
смещения нуля Температурный диапазон: ±15 мкВ/°С максимальный
нормальный О...+7О°С
по согласованию с заказчи- ком —55...+ 125°С
Требуемые источники питания + 15 В (а), +25 мА —15 В (а), —30 мА +5 В (а), +150 мА
Чувствительность к напряже- 0,02 %/% изменения напряжения источника
нию источника питания питания (только для источников ±15 В)
Элементы регулировки:
(обеспечивает потребитель) коэффициента передачи Реостат 100 Ом
смещения нуля Потенциометр 20 кОм
50
Таблица 2.2. Типичные характеристики АЦП (фирма Analog Devices)
Характеристики [Типовые значения (а) для +25°С и номинальных напряжений
источников питания, если не оговорены другие условия]
Модель Разрешающая способность: ADC-QU
ADC-8QU ADC-10QU ADC-12QU Точность: 8 разрядов 10 разрядов 12 разрядов
относительная погрешность квантования монотонность Дифференциальная линейность Температурный коэффициент дифференциальной линейности Температурный коэффициент: ±‘/2 МР ±‘/2 МР Монотонный в диапазоне О...+7О°С ±4/2 МР ±3-10~6 1/°С максимальный (ADC-12QU)
коэффициента передачи смещения нуля Долговременная стабильность линейности Время преобразования, макси- мальное ADC-8QU ADC-10QU ADC-12QU Диапазон входного напряжения Входное сопротивление: ±5-10_® 1/°С в пределах диапазона ±50 мкВ/°С •> ±‘/2 МР типовое значение 6,4 мкс (от спада импульса команды пре- 8 мкс образования до перехода «1—0» 15 мкс сигнала «состояние») ±5 В; ±10 В; 0...+ 10 В; 0...+5 В, ±2,5 В
при включении преобразова- теля через буферный каскад при непосредственном вклю- чении преобразователя от 0 до +10 В, или ±5 В от 0 до +5 В, или ±2,5 В ±10 В Входной сигнал триггера (ко- манда преобразования) 100 МОм, минимальное 5 кОм 2,5 кОм 10 кОм Импульс положительной полярности, мини- мальная длительность 100 нс. Фронт импуль- са (переход от «0» к «1») сбрасывает преды- дущую информацию. Спад импульса (переход от «1» к «0») дает начало преобразования. Совместим с ТТЛ и ДТЛ. Нагрузка:
Выходные сигналы 1 ТТЛ или 1 ДТЛ Параллельные, совместимые с ТТЛ и ДТЛ. Нагрузка на разряд: 4 ТТЛ или 4 ДТЛ Последовательные, с возвращением к нулю, совместимые с ТТЛ и ДТЛ. Нагрузка 1 ТТЛ или 1 ДТЛ
Выходные коды:
однополярные биполярные Уровни выходных сигналов: Двоичный, ДДК (позитивная логика) Двоичный со смещением; код с дополнением до двух (позитивная логика)
«0» «1» >+2 4 В }совместимы с ТТЛ и ДТЛ
51
Окончание табл. 2.2
Характеристики [Типовые значения (а) для +25° С и номинальных напряжений
источников питания, если не оговорены другие условия]
Сигнал «состояние» «1» в течение времени преобразования. На- грузка: 10 ТТЛ или 10 ДТЛ
Инверсный сигнал «состояние» Требуемые источники питания (раздельные аналоговая и циф- ровая земли): «0» в течение времени преобразования. На- грузка: 4 ТТЛ или 4 ДТЛ
для аналоговых цепей + 15 В±3 % (а), +25 мА —15 В±3% (а), —50 мА
для цифровых цепей +5 В±5 % (а), 300 мА
Чувствительность к напряже- нию источника питания ±0,002 %/% ДиПит (только по ±15 В)
Температурный диапазон:
рабочий О...+7О°С
хранения Элементы регулировки (требуемые внешние потен- циометры) : —55...+125°С
смещения нуля Потенциометр 100 кОм, подключенный выво- дами к источникам питания с напряжением ±15 В, скользящий контакт потенциометра через резистор 3 МОм соединяется с выводом 20 преобразователя
коэффициента передачи Потенциометр 100 кОм, подключенный выво- дами к источникам питания с напряжением ±15 В, скользящий контакт потенциометра через 30 кОм соединяется с выводом 1 преоб- разователя
Размеры Номинальные 2"Х4"Х0,4" (50,8X101,6X10,16 мм), модуль
*) Вариант с расширенным рабочим циальному заказу. температурным диапазоном изготавливается по спе-
ТОЧНОСТЬ
АБСОЛЮТНАЯ ТОЧНОСТЬ
Точность очень часто путают с разрешающей способностью н
линейностью. В таблицах данных нередко приводят разрешающую
способность и точность попеременно, не акцентируя различия ме-
жду ними.
Точность учитывает погрешности квантования, нелинейности
многозвенной цепочки и формирователей, погрешности производ-
ственной настройки, шум и кратковременный дрейф (параметров.
Примером записи подобной характеристики может быть следую-
щая: 0,05% ±7гМР при 25° С. Существуют две важные разновид-
ности определения точности: абсолютная и относительная точ-
ность.
52
Абсолютная точность — это отношение (в процентах) дейст-
вительного выходного напряжения преобразователя, соответству-
ющего полной шкале, к его расчетному выходному напряжениюг
которое оговорецо стандартами Национального бюро стандартов.
Например, если оговорено, что выходное напряжение ЦАП 10 В
(здесь 10 В точно совпадает со значением стандарта Националь-
ного бюро стандартов), а в действительности оно составляет лишь
9,9 В, то ЦАП является абсолютно точным на 99% или неточным
на 1%. Говоря другими словами, погрешность преобразователя
равна 1%.
Внутри того же самого корпуса многие преобразователи со-
держат прецизионные источники опорного напряжения, обычно
стабилитроны. Некоторые этих источников не содержат. При оп-
ределении абсолютной точности тех преобразователей, которые
содержат источники опорного напряжения, необходимо учитывать
различие между напряжением внутреннего опорного источника
преобразователя и стандартом Национального бюро стандартов.
Теоретически такого различия не должно быть, но практически
оно существует. Определение же абсолютной точности тех преоб-
разователей, которые не имеют внутреннего источника опорного
напряжения, лишено смысла, так как внешний опорный источник
напряжения устанавливается самим потребителем.
• Фактически абсолютная точность представляет наибольший
интерес для тех потребителей АЦП, которые хотят знать, насколь-
ко хорошо они преобразовали входные аналоговые переменные
в соответствующие цифровые эквиваленты (например, для того,
кто использует АЦП в качестве входного устройства цифрового
вольтметра).
В АЦП абсолютная точность определяется тремя видами по-
грешностей: внутренне присущей преобразователям дискретной
погрешностью <±72 МР (младший разряд) или погрешностью
квантования, аналоговой погрешностью, обусловленной низким ка-
чеством элементов схемы (она обычно определяется в виде отно-
шения полной погрешности в процентах ко всему суммарному
входному сигналу), и апертурной погрешностью (все они впос-
ледствии обсуждаются).
В действительности абсолютная точность не может опреде-
ляться в виде некоторого заданного числа, так как она зависит
от многих факторов, находящихся под влиянием как времени, так
и температуры. Абсолютная точность редко оговаривается для
всего рабочего диапазона температур и еще реже для времени.
Двенадцатиразрядный преобразователь пойле нескольких меся-
цев эксплуатации может оказаться нестабильным, с разрешающей
способностью меньше 11 разрядов и даже хуже.
ОТНОСИТЕЛЬНАЯ ТОЧНОСТЬ И ЛИНЕЙНОСТЬ
Относительная точность и линейность вообще являются сино-
нимами. Как правило, линейность употребляют для ЦАП, в то
время как относительную точность для АЦП.
53
Если рассматривать выходное напряжение ЦАП, которое ха-
рактеризуется рядом дискретных точек, то погрешность линейнос-
ти или нелинейность можно определить как максимальное откло-
нение любой из этих дискретных точек от прямой линии, прове-
денной через крайние точки характеристики ЦАП (см. рис. 2.2)*).
Эти крайние точки (нуль и точка, соответствующая полной шкале
для однополярного преобразователя) устанавливаются потреби-
телем в процессе калибровочной настройки. Максимальная нели-
Полная шкала |- Оптимальным
образом проведенная
- прямая линия
Аналоговый
выходной сигнал
О
О 1 2345678
Разрешающая способность (разряды)
а)
Полная шкала-rjr
О
Реальный _
аналоговый
выходной сигнал
7
7
6
6
5
Верхняя граница
зоны погрешности^ Идеальная
характеристика
5
л
4
4
зоны погрешности
3
Зона неопределенности
2
1
Нуль-
Значения 1
выходного кода/
МР О
Двоичный J Q
выходной код Iqp q
2
1
О
О
4
1
1
О
5
О
О
1
6
1
О
1
7
О
1
1
8
1
1
1
3
о
1
о
2
б)
’Рис. 2.2. Линейность ЦАП (а) — это плотность расположения дискретных то-
чек относительно прямой линии, оптимальным образом проведенной через нуль
и точку, соответствующую полной шкале характеристики преобразования. Нели-
нейность не должна быть больше, чем отклонение на ±'/2 МР от оптималь-
ным образом проведенной прямой линии. Линейность, или относительная точ-
ность АЦП, (б) — это максимальное отклонение выходных цифровых кодов
от прямой линии, оптимальным образом проведенной через нуль и точку, соот-
ветствующую полной шкале характеристики преобразования
*) По-видимому, на рис. 2.2а по горизонтальной оси ошибочно указано «Раз-
решающая способность, разряды». Должно быть: «Входной цифровой сигнал».
•{Прим. ред.)
54
нейность должна составлять ±*/г МР. Изменение размеров сту-
пеней во всем диапазоне выходного аналогового сигнала преоб-
разователя, которые образуются при переходе от одного значения
входного цифрового сигнала к другому смежному значению, ха-
рактеризуется дифференциальной нелинейностью.
Относительная погрешность в АЦП — это (максимальное от-
клонение выходных цифровых кодов от прямой линии, проведен-
ной через нуль и точку, соответствующую полной шкале (см. рис.
2.2). Следует понимать, что всем АЦП присуща погрешность кван-
тования (см. рис. 2.2), которая никак не связана с относительной
погрешностью.
Не вполне осознаваемой проблемой является то, что при высо-
ких линейности и относительной точности, указанных в таблич-
ных данных, погрешности АЦП вследствие температурного дрей*
фа, старения элементов и изменения напряжения источников пи-
тания могут увеличиваться до недопустимых значений.
Устройства отображения информации в графическом виде час-
то используют ЦАП для формирования растра или знака. В этих
случаях предпочитают линейность, хорошо соответствующую пря-
мой линии, так как важны только равные дифференциальные из-
менения. Значения крайних точек ‘могут быть установлены с по-
мощью усилителей — формирователей электронно-лучевых тру-
бок (ЭЛТ). Конечно, существенным является наличие всплесков-
в выходном сигнале ЦАП, и они должны быть погашены с помо-
щью какого-либо устройства подавления воплесков. Дифференци-
альная линейность важна также и в других устройствах, таких,,
как контуры цифровых следящих систем, поскольку двузначность
выходных сигналов приводит к неправильным результатам.
К ЦАП, используемым в устройствах отображения информа-
ции в графическом виде, часто предъявляется вызывающее инте-
рес требование, согласно которому погрешность линейности ЦАП.
должна 'быть во много раз меньше его указанной разрешающей
способности. Например, 8-разрядный ЦАП, несмотря на то, что он
должен иметь разрешающую способность, равную 1/256 шкалы,,
может характеризоваться ll-разрядной линейностью, достигаемой
за счет снижения погрешности до величины, приблизительно рав-
ной 0,05%. Это можно обеспечить с помощью подстройки 8-раз-
рядного ЦАП до получения требуемой линейности.
Однако для большинства фирм-изготовителей подстройка яв-
ляется трудной, неэффективной и дорогостоящей операцией.
Вместо этого многие фирмы предлагают ЦАП с 12-разрядной
разрешающей способностью и калибруют их в динамическом ре-
жиме до получения линейности от 8 до 12 разрядов. Это, конеч-
но, обеспечивает единой конструкции более широкую область
применения и экономит затраты фирмы-изготовителя. Такая эко-
номия находит отражение и в оплате труда конструктора аппа-
ратуры.
Стоит упомянуть также и противоположный случай: ЦАП с
Н-разрядной разрешающей способностью и 8-разрядной линей-
55
иостью. Такое устройство может найти применение в ранее упо-
мянутом контуре цифровой следящей системы. На рис. 2.3 вход-
ным сигналом ЦАП служит ll-разрядный код, поступающий с
Рис. 2.3. Управляя входами линейного
ЦАП, коды вычислительной машины
могут управлять температурой нагре-
вательного элемента.
Примечание. Аналоговый контур должен
^поддерживать температуру с точностью до 1%
вычислительной машины, а вы*
ходной сигнал ЦАП управляет
нагревательным элементом, ко-
торый должен поддерживать
температуру постоянной с точ-
ностью до 1 % или около этого.
Требование, предъявляемое к
точности контура, меньше, чем
может обеспечить 11-разряд-
ный входной сигнал, и соответ-
ственно ЦАП должен стоить
дешевле.
В аппаратуре с электронно-
лучевой регистрацией (рис. 2.4)
нелинейность ЦАП может вы-
звать искажение изображения
на экране ЭЛТ. Один из путей
ослабить такое искажение, обу-
словленное присущей преобра-
зователю погрешностью линей-
ности ±*/2 МР, состоит в при-
менении ЦАП с более высокой
разрешающей способностью,
чем требуется в аппаратуре
(например, 16-разрядное уст-
ройство для 12-разрядной ап-
паратуры). Для обеспечения
Рис. 2.4. Точность ЦАП, используемого в устройстве с электронно-лучевой ре-
гистрацией, не имеет слишком большого значения. С другой стороны, из-за пло-
хой линейности преобразователя искажается изображение
66
очень хорошей равномерности при создании на экране ЭЛТ раст-
ровых разверток цифровым методом 12-разрядное устройство долж-
но формировать на экране ЭЛТ 4096 (212) горизонтальных развер-
ток, сжатых до 1/32 расстояния между строками.
Счетчик мерцаний, ядерная измерительная аппаратура и ион-
ная камера также требуют соответствующих приборов для сбора
данных, основанных на использовании преобразователей с высокой,
линейностью, чтобы классифицировать уровни энергии, заряд или
количество движения частиц во вполне определенных каналах.
Для создания развертки ЭЛТ очень нужна высокая линейность-
ЦАП (рис. 2.5). Например, 10-разрядный ЦАП может создавать-
Рис. 2.5. При формировании развертки ЭЛТ требуется хорошая линейность ЦАГБ
1024 ступени, образующие ступенчато-возрастающее напряжение'
от нуля до значения, соответствующего полной шкале, которое-
возвращается в нуль перед каждым повторным циклом работы
счетчика. Теоретически максимальное отклонение от прямой ли-
нии может быть ±7г МР. Это означает, что отклонение составля-
ет только одну из 2048 ступеней, или около 0,05%. Теперь рас-
смотрим «рекламируемый» 10-разрядный преобразователь. После
расчета погрешности нелинейности, обусловленной температурным
дрейфом, низким качествам элементов и изменением напряжения
источника питания, оказывается, что в результате получен 9-раз-
рядный прибор, который обеспечивает отклонение 0,1%, или в два1
раза больше ожидаемого.
В программируемых источниках питания (рис. 2.6), использу-
емых при автоматических испытаниях, когда для некоторых усло-
вий требуется высокая разрешающая способность, нужно уста-
навливать лишь несколько ступеней, соответствующих ЦАП с*
низкой разрешающей способностью, но с линейностью ступеней,,
соответствующей ЦАП с высокой разрешающей способностью. На-
пример, 256 ступеней 8-разрядного прибора должны устанавли-
ваться с линейностью не 8-, а 12-разрядного преобразователя, или
с линейностью 0,02 %.
Цифровые речевые системы связи и авиационные акустические-
распределенные системы представляют собой две широко распро-
страненные области применения преобразователей (рис. 2.7), где-
6Г
Рис. 2.6. В программируемых источниках питания часто необходимо устанав-
ливать лишь несколько ступеней, соответствующих ЦАП с низкой разрешаю-
щей способностью, но с линейностью ступеней, соответствующей ЦАП с высо-
кой разрешающей способностью. Хранимая цифровая информация использует-
ся для управления группой ЦАП, включенных параллельно, которые выдают
контрольные значения тока и напряжения на испытуемый прибор. Только стро-
бируемый преобразователь находится в активном режиме, в то время как по-
следний ЦАП устанавливает уровень параметра для принятия решения «го-
ден — негоден»
Рис. 2.7. Для малошумящих систем связи с кодово-импульсной модуляцией мо-
гут применяться преобразователи с низкой разрешающей способностью (6 или
8 разрядов). Сначала осуществляются выборки звуковых сообщений, затем они
синхронно с импульсами генератора преобразуются в цифровую форму и пере-
даются. На приемном конце 6- или 8-разрядное слово (в зависимости от раз-
решающей способности используемого преобразователя) поступает в регистр
сдвига и с помощью ЦАП обратно преобразуется в свою первоначальную
форму
58
не требуется очень хорошей линейности и относительной точности.
Здесь более чем достаточно использовать ЦАП с низкой разреша-
ющей способностью (6 или 8 разрядов).
ВРЕМЯ ВЫБОРКИ
Время выборки (рис. 2.8) — интервал времени между момен-
том подачи команды выборки и моментом, когда выходной сигнал
начинает следить за входным сигналом (в пределах установлен-
Начало команды
хранения
Рис. 2.8. Иллюстрация параметров устройства выборки и хранения
ной точности) независимо от предыдущего значения выходного
сигнала. Так как в некоторых случаях выходной сигнал может
полностью достичь уровня входного (и схема может быть пере-
ключена в режим хранения) прежде, чем он окончательно уста-
новится, необходимо убедиться, что понимает под этим термином
фирма-изготовитель, поскольку разговор о выходном сигнале ус-
тройства выборки и хранения, пока он окончательно не устано-
вился, лишен смысла.
АПЕРТУРНОЕ ВРЕМЯ
Апертурное время является параметром АЦП. После того, как
на АЦП поступает команда «кодировать», для преобразования
входного аналогового сигнала в цифровую форму АЦП требуется
время для того, чтобы действительно определить ^двоичное число,
соответствующее этому входному сигналу. Это есть время неоп-
ределенности между моментами подачи сигнала команды и появ-
ления цифрового кода. Оно обычно меньше 50 нс для наиболее-
высококачественных АЦП.
Эффективное время выборки связано с моментом поступления
команды кодирования через фиксированный временной интервал.
Никакие же из фиксированных-^адержек не могут быть названы
Истинными погрешностями.
5&
Обычно встречаются две разновидности апертурных погреш-
ностей: погрешность из-за фазовой модуляции команды хранения
в устройстве выборки и хранения и систематическая погрешность,
обусловленная неспособностью АЦП точно преобразовывать быст-
ро изменяющиеся входные сигналы.
В первом случае сигнал команды кодирования модулируется
по фазе шумом, сигналом электросети с частотой 60 Гц или не-
которых других источников (рис. 2.9). Значение этой погрешности
Усилитель Шум
Шум
Рис. 2.9. Модель реального АЦП
пропорционально dU/dt и поэтому квалифицируется как действи-
тельная апертурная погрешность.
Наряду с систематической апертурной погрешностью пара-
метром, вызывающим интерес, является апертурное время всей
аналогоцифровой системы, а не просто апертурное время устрой-
ства выборки и хранения.
Обычно эта погрешность обусловлена тем, что преобразующая
часть системы не может достигать установившегося значения с
достаточной точностью для каждого нового хранимого выходного
сигнала устройства выборки и хранения. Чем больше скорость из-
менения входного сигнала, тем чаще кодирующее устройство
должно правильно преобразовывать каждую новую выборку сиг-
нала.
Систематические погрешности кодирующего устройства, в ко-
тором используются АЦП, операционные усилители, линии за-
держки или другие узлы, в которых не может достигаться устано-
вившееся значение сигнала с достаточной точностью, обычно боль-
ше, чем у преобразователей с параллельно включенными компа-
раторами*).
*> Имеется в виду обычный параллельный АЦП. (Прим. ред.).
60
Так как апертурная погрешность является функцией входного
аналогового сигнала, а не частоты кодирования, то понятно, что
АЦП может (преобразовывать в цифровую форму с максимально
высокой частотой сигналы как постоянного тока, так и перемен-
ного тока низкой частоты. Однако устройство может оказаться
неспособным преобразовывать в цифровую форму сигналы вы-
сокой частоты даже при умеренных частотах кодирования.
ПРОПУСК КОДА, УВЕЛИЧЕНИЕ КВАНТА
Частными случаями нелинейности являются две известные
составляющие погрешности: пропуск кода и увеличение кванта.
Большей частью пропуски кодов на характеристике преобразова-
ния располагаются смежно с увеличениями квантов в то время,
как окружающие коды являются правильными. Обычно проблема,
связанная с данными погрешностями, проявляется во время быст-
рого изменения входного сигнала и тесно связана с переходами
старших разрядов.
На рис. 2.10 показана форма типичного пропуска кода около
старшего разряда. Рисунок построен для 8-разрядного преобразо-
Входное Идеальный Входное Реальный
напряжение код напряжение код
10000010 „ 10000010
+16 мВ
10000001 10000001
+8 мВ . _ _ +8 мВ
10000000 10000000
0 мВ ( Увеличенный квантj
—8 мВ 01111111 (20 мВ) (Пропуск кода )
01111110-12 мВ—• 01111110
—16 мВ -16 мВ(1“В> ( Уменьшенный квант
01111101 01111101
Рис. 2.10. Типичный пропуск кода около старшего разряда для 8-разрядного
АЦП с диапазоном входного сигнала ±1,024 В
вателя с диапазоном биполярного входного сигнала ±1,024 В, ко-
торый означает, что каждый квантованный уровень или изменение
на 1 МР составляет 8 мВ.
На рисунке пунктирные ‘горизонтальные линии, расположен-
ные напротив значений напряжений, отображают точки переходов
от одного кванта к другому; цифровые числа представляют значе-
ния кода, присутствующего-^ пределах этих квантов.
Как показано, увеличение кванта соответствует случаю, ког-
да код отображает два или более идеальных кванта вместо рас-
четного кванта величиной 1 МР при нормальном кодировании.
Этот тип нелинейности часто классифицируется как «местная
аберрация» в характеристике передачи.
Во многих случаях, когда входной сигнал ограничен постоян-
ным током или низкочастотными составляющими, погрешности
пропусков кода или увеличений квантов отсутствуют (или прене-
брежимо малы)^ и встречаются только, если входной сигнал со-
61
держит высокочастотные составляющие. Следовательно, чтобы
точно определить такие погрешности, характеристику передачи не-
обходимо измерять на высоких частотах.
Несмотря на то, что пропуск кода такого рода является яв-
ной погрешностью, на самом деле он вполне безобиден по сравне-
нию с другими нелинейностями при условии, что число пропусков
кода мало.
Пропуск кода почти не вызывает нелинейных или интермодуля-
ционных искажений; его самое худшее действие проявляется в
увеличении уровня шума и уменьшении разрешающей способнос-
ти в области пропусков кода. Отметим, что вообще в АЦП, рабо-
тающих с пропусками кода, отношение сигнал-шум (с/ш) обычно
значительно хуже, чем теоретическое отношение средних квадра-
тических значений гармонического сигнала и шума, определяемое
как 6п+1,8 дБ, где п — число разрядов.
В идеальном случае при отсутствии местных аберраций по-
грешность изменяется по закону пилообразной волны, а размах
погрешности от пика до пика равен 1 МР (рис. 2.11). Так как по-
Рис. 2.11. Характеристика передачи (а)
идеального 5-разрядного АЦП без мест-
ных аберраций и пилообразное измене-
ние погрешности с размахом от пика до
пика, равным 1 МР (б), и средним
квадратичным значением q 1/12
Рис. 2.12. Характеристика реального
5-разрядного АЦП (а) с местной
аберрацией в середине шкалы, из-за
чего погрешность увеличивается (б)
грешность от выборки .к выборке с равной вероятностью может
принять любое значение от —1 МР до +1 МР*\ то ее действие
аналогично действию аддитивного шума со средним квадратичес-
ким значением, равным 1 МР (в вольтах), деленной на корень
квадратный из 12 (q/ V 12).
*> Очевидно, в текст вкралась опечатка. В действительности следует читать:
« ... от —*/г МР до +‘/2 МР... ». (Прим, ред.)
62
В реальном случае, когда присутствует местная аберрация,
шум увеличивается (рис. 2.12). Так как аберрации могут прини-
мать многочисленные формы, отсутствует формула, с помощью
которой можно было бы определить увеличение уровня шума,' и
каждый случай необходимо анализировать индивидуально, чтобы
определить дополнительное среднее квадратическое значение
шума.
ДИАПАЗОН СИНФАЗНОГО СИГНАЛА
Ослабление синфазного сигнала обычно изменяется в зависи-
мости от диапазона, в пределах которого может меняться входной
сигнал и который определяется как сумма синфазного и диффе-
ренциального напряжений. Диапазон синфазного сигнала — диа-
пазон полного входного напряжения, внутри которого сохраняет-
ся заданное ослабление синфазного сигнала. Например, если син-
фазный сигнал ±5 В, а дифференциальный сигнал ±5 В, диапа-
зон синфазного сигнала составляет ±10 В.
ОСЛАБЛЕНИЕ СИНФАЗНОГО СИГНАЛА
Ослабление синфазного сигнала — это способность устройства
ослаблять действие напряжения, поданного на оба входных за-
жима одновременно. Она обычно выражается через коэффициент
ослабления синфазного сигнала (Косс=106) или в виде 20 1g это-
го коэффициента (Косс=120 дБ).
Коэффициент ослабления синфазного сигнала — это отношение
Ucc (синфазного напряжения) к вкладу в выходной сигнал, обус-
ловленному только исс, т. е. исс/иВыхпр, где иВыхпр — (приведен-
ное к входу выходное напряжение, вызванное синфазным сигна-
Рис. 2.13. Принципиальная схема операционного усилителя, поясняющая опре-
деление Косс
лом (рис. 2.13). Этот параметр обычно выражается в децибелах:
^осо = 201g(Ucc/U
вых пр)
и только для рассматриваемой схемы
Koec^Olgtl/^-A,)].
63
Так как Ai и Аг по своей .природе зависят от частоты и .могут
зависеть от амплитуды, поведение Косс устройства (как, напри-
мер, усилителя, показанного на схеме) является функцией часто-
ты, а иногда и амплитуды Ucc- Эффективное значение Косс всей
схемы зависит от баланса как внешних, так и внутренних полных
сопротивлений.
Почти всегда полные сопротивления ZOi и Z02 являются доста-
точно высокими (по сравнению с Zi, Z2 и реактивным сопротивле-
нием емкостей Ci и С2), чтобы ими можно было пренебречь. При
этих условиях внешний разбаланс схемы (включающей входные
емкости устройства) может вызвать существенное уменьшение об-
щего коэффициента ослабления Косс-
Если Косс =106, то это значит, что устройство реагирует на син-
фазное напряжение 10 В как на входной аддитивный дифференци-
альный сигнал напряжением 10 мкВ.
СИНФАЗНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ
Синфазное напряжение — напряжение, которое одновременно
появляется на обоих входных зажимах устройства относительно
его выходного базиса (обычно «земли»). Для входных напряже-
ний Ui и U2, отсчитываемых относительно «земли», Ucc=(Ui +
+ U2)/2. Синфазная погрешность — это любая погрешность выход-
ного сигнала, обусловленная воздействием входного синфазного
напряжения.
ВРЕМЯ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Время преобразования, или быстродействие преобразования,—
это время, которое требуется преобразователю для выполнения
полного измерения: от момента поступления на вход входного
кода или сигнала до момента появления на выходном зажиме со-
ответствующего сигнала или кода.
Типичными характеристиками 15-разрядного АЦП могут быть
начальное время установления 20 мкс и время преобразования
для каждого разряда 2 мкс. Таким образом, полное время преоб-
разования равно 50 мкс. Величину, обратную этой, иногда называ-
ют скоростью преобразования, или пропускной способностью.
Высокое быстродействие, т. е. высокую скорость обновления
информации преобразователя, очень важно обеспечивать в авто-
матической контрольной аппаратуре, в особенности при обработ-
ке больших объемов данных. Другой пример — формирование
знаков на экране ЭЛТ, на котором иногда необходимо записывать
и обновлять комплекс изображений за короткий интервал време-
„ 1
ни, равный — с или менее.
г 30
Первостепенное значение скорость имеет в системах сбора
данных с быстрорастущим объемом данных. Здесь необходим
разумный подход к учету скорости преобразователя, так как
мультиплексоры и устройства выборки и хранения, входящие в
систему сбора данных, могут 'быть медленными и приводить к
64
снижению эффективности высокой скорости преобразователя. На*
пример, если в системе требуется достичь 100 000 преобразований
в секунду, то может оказаться необходимым приобретение пре-
образователя со скоростью 300 000 преобразований в секунду или
более.
Быстродействие АЦП важно и при преобразовании в цифро-
вую форму высокоскоростной видеоинформации, как, например,
при передаче сигналов цветного телевидения. По теореме Шенно-
на2 вся передаваемая сигналом информация будет преобразована
в дискретную форму, если частота дискретизации этого сигнала
по крайней мере вдвое превышает наивысшую частоту составляю-
щих этого сигнала.
Наивысшая частота в сигнале коммерческого цветного телеви-
дения равна 5 МГц. Следовательно, необходимо применять АЦП
с частотой преобразования, равной по крайней мере 10 МГц.
Обычно такой преобразователь с подходящей разрешающей спо-
собностью 6—8 разрядов выпускается в стандартном корпусе.
Вообще время преобразования быстродействующих АЦП со-
ставляет приблизительно 20 мкс или менее (50 000 преобразова-
нийв секунду или более). Время преобразования АЦП среднего
быстродействия обычно равно 20—30 мкс (3 300—5000 преобразо-
ваний в секунду) и медленных АЦП — выше 300 мкс (меньше
3 300 преобразований в секунду).
ЦАП также могут быть классифицированы соответствующим
образом. Время преобразования быстродействующих ЦАП равно
приблизительно 10 мкс или менее (100 000 преобразований в се-
кунду или более). Время преобразования ЦАП среднего быстро-
действия от 10 до 100 мкс (10 000—100 000 преобразований в
секунду). Время преобразования медленных устройств равно
100 мкс или больше (до 10 000 преобразований в секунду).
ПЕРЕКРЕСТНАЯ НАВОДКА
Перекрестная наводка обусловлена взаимным просачиванием
сигналов в цепях или каналах многоканальных систем или уст-
ройств, таких, как, например, мультиплексоры. Перекрестная на-
зодка обычно определяется параметрами полных сопротивлений
физических цепей, а действительные величины параметров зави-
сят от частоты.
ОСЛАБЛЕНИЕ ПЕРЕКРЕСТНОЙ НАВОДКИ
Специальное испытательное напряжение фиксированной частоты
прикладывается ко входам всех закрытых каналов, соединенных
параллельно. Ослабление перекрестной наводки — это отношение
(в децибелах) испытательного напряжения к создаваемому им
выходному напряжению:
Койн = 20 1g (Ujicn/UBbix)*
2 The Mathematical Theory of Communication, by С. E. Shan-
non and W. Weaver, The University of Illionois Press, 1963.
3—61 65
МАКСИМАЛЬНАЯ СКОРОСТЬ СПАДА
Максимальная скорость спада (рис. 2.8) — это максимальная
скорость изменения выходного напряжения в режиме хранения *>.
УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПОДАВЛЕНИЯ ВСПЛЕСКОВ СИГНАЛА
{см. всплекс сигнала)
Устройство для подавления всплесков сигнала подавляет асим-
метричные во времени импульсы или уменьшает их воздействие
на цифроаналоговое преобразование. Оно обычно состоит из ус-
тройства выборки и хранения, которое до тех пор поддерживает
неизменным выходное напряжение ЦАП, пока ключи не достигнут
устойчивого состояния. Так как рассматриваемое явление может
быть чрезвычайно быстротечным, устройство для подавления
йсплесков сигнала скорее является частью цепи, нежели специаль-
ным модуляторным устройством широкого применения.
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КОЭФФИЦИЕНТ ПЕРЕДАЧИ, ФАЗА
Дифференциальный коэффициент передачи АЦП аналогичен
дифференциальному коэффициенту усиления усилителя. Он опре-
деляется как разность между отношениями амплитуд выходного и
входного сигналов (коэффициентами усиления) в режиме малого
.высокочастотного синусоидального сигнала, измеренными при
двух фиксированных уровнях входного смещения по постоянному
Току. Он выражается в процентах.
Дифференциальная фаза — это разность фаз выходного сигна-
ла в режиме малого высокочастотного синусоидального сигнала,
измеренного при двух фиксированных уровнях входного смещения
по постоянному току. Чтобы преобразование сигнала цветного те-
левидения было неискаженным, ни амплитуда, ни фаза хромати-
ческого сигнала не должны изменяться в зависимости от находя-
щегося во взаимно однозначном соответствии сигнала яркости; фа-
за и коэффициент передачи яркостного сигнала не должны под-
вергаться влиянию уровня хроматического сигнала.
Любая погрешность дифференциального коэффициента пере-
дачи в АЦП приводит к нежелательным изменениям частоты вос-
производимых цветов с изменением уровня яркости. Аналогичным
образом дифференциальная фаза, отличная от нуля, вызывает не-
желательные изменения в доминирующем цвете при изменении
уровня яркости.
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНАЯ НЕЛИНЕЙНОСТЬ
Дифференциальная нелинейность в преобразователе характе-
ризует изменение аналоговой величины, соответствующей пере-
ходу от одного цифрового числа к другому смежному числу,
по всему диапазону цифровых входных или выходных сигналов.
Если каждый переход по величине равен соседнему (т. е. 1 МР),
то дифференциальная нелинейность равна нулю. Если один пере-
*> Данный параметр характеризует устройство выборки и хранения. {Прим,
ред.)
66
ход отличается от своего соседнего на величину, большую 1 МР
(например, если при переходе от кода 011... 11 к коду 100... 00
старший разряд дает уменьшение на 1,1 МР), то ЦАП может
быть немонотонным или АЦП, в котором используется такой
ЦАП, сможет пропустить один код или более. Оговариваемая
максимальная дифференциальная нелинейность ±7г МР при
25° С означает, что в реальном диапазоне температур характерис-
тика будет монотонной или что каждая ступень может быть рак-
на (1±V2) МР.
ТЕМПЕРАТУРНЫЙ КОЭФФИЦИЕНТ
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОЙ НЕЛИНЕЙНОСТИ
Так как веса разрядов в некоторой степени изменяются при
воздействии температуры, погрешность 'преобразователя, имеюще-
го приемлемую дифференциальную нелинейность при 25° С, при
некоторой другой температуре может превышать 1 МР. Темпера-
турный коэффициент характеризует максимальное изменение диф-
ференциальной нелинейности с изменением температуры в пре-
делах оговоренного диапазона температур. Часто вместо темпера-
турного коэффициента в перечне характеристик на это устройство
может приводиться диапазон температур, в пределах которого
сохраняется монотонность характеристики преобразования.
СКОРОСТЬ СПАДА
Когда устройство выборки и хранения, в котором для запоми-
нания используется емкость, находится в режиме хранения, оно
не будет хранить информацию беспрестанно долго. Скорость спа-
да — это скорость, с которой изменяется выходное напряжение и,
следовательно, теряется информация. Как правило, при включе-
нии перед АЦП устройства выборки и хранения спад выходного
напряжения устройства выборки и хранения за время преобразо-
вания АЦП не должен быть больше 0,1 МР.
ДВУХТАКТНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
Это интегрирующий аналогоцифровой преобразователь, в ко-
тором неизвестный сигнал преобразуется в (пропорциональный
временной интервал, измеряемый затем цифровым способом. Это
выполняется интегрированием неизвестного сигнала за интервал
времени, задаваемый счетчиком. Затем к интегратору подключа-
ется входной опорный сигнал, который разряжает интегратор от
уровня, определяемого неизвестным сигналом, до тех пор, пока
не достигается нулевой уровень. Время второго такта интегриро-
вания пропорционально среднему значению неизвестного сигнала
за заданный интервал интегрирования (рис. 2.14). При этом из-
мерении используются те же, что и в первом такте, счетчик и
генератор импульсов, и поэтому выходной сигнал устойчив по от-
ношению к долговременным изменениям постоянной времени ин-
тегратора и частоты генератора импульсов. Цифровые данные вы-
дает счетчик.
3*
67
Выходной
Рис. 2.14. Зависимость напряжения от времени при двухтактном преобразовании
ПРЯМОЕ ПРОХОЖДЕНИЕ СИГНАЛА
Прямое шрохождение сигнала в цепи или устройстве проявляется
в виде паразитного сигнала утечки через ключи или другие при-
боры, которые предполагаются закрытыми или изолированными.
И цифровой, и аналоговый сигналы могут быть причиной погреш-
ности из-за прямого прохождения сигнала.
ПРОХОДНАЯ ЕМКОСТЬ ЗАКРЫТОГО КАНАЛА
Проходная емкость канала в мультиплексоре — это емкость,
связывающая входные и выходные зажимы закрытого канала.
ОСЛАБЛЕНИЕ ПРЯМОГО ПРОХОЖДЕНИЯ СИГНАЛА
Ослабление прямого прохождения сигнала — это отношение
(в децибелах) определенного входного сигнала к результирующе-
му сигналу на выходе, определяемое в режиме хранения для за-
данного диапазона частот*) (см. рис. 2.8).
ПОЛОСА ЧАСТОТ полной мощности
Полоса частот полной мощности (рис. 2.15) —это наибольшая
частота сигнала, при которой усилитель с нагрузкой на выходе,
потребляющей от него мак-
симальную расчетную мощ-
ность, будет следить за си-
нусоидальным сигналом, до-
статочно большим, чтобы
выходной сигнал смог до-
стичь своего расчетного зна-
Выходное
напряжение
Зона допустимой
погрешности
установления
Нормированный перепад
входного напряжения
(е • коэффициент передачи)
!мя установления
Максимальная скорость
Де0
нарастания =—У
At
Рис. 2.15. Эпюра выходного сиг-
нала при подаче на вход перепада
напряжения, поясняющая понятия
скорости нарастания и времени
установления
*) Имеется в виду устройство выборки и хранения. (Прим, ред.)
68
чения, соответствующего полной шкале при максимуме входного
сигнала. Теоретическая зависимость между полосой частот полной
мощности и скоростью слежения имеет вид
Скорость слежения = 2nfeпш,
где f — полоса частот полной мощности; епш — расчетное значение
выходного напряжения, соответствующего полной шкале.
Примечание. Если переходная характеристика цепи является нелиней-
ной, значение f может несколько превышать расчетное.
ЧЕТЫРЕХКВАДРАНТНЫЙ УМНОЖАЮЩИЙ ЦАП
В четырехквадрантном умножающем ЦАП (см. рис. 4.97) как
опорный сигнал, так и число, представленное входным сигналом,
могут быть биполярными, и, согласно правилам умножения в от-
ношении алгебраического знака для всех четырех квадрантов, вы-
ходной сигнал может быть либо положительным, либо отрицатель-
ным.
ТОЧНОСТЬ КОЭФФИЦИЕНТА ПЕРЕДАЧИ
Точность коэффициента передачи — это степень, с которой ко-
эффициент передачи по напряжению поддерживается относитель-
но номинального значения (она должна учитывать влияние ТК
коэффициента передачи и влияние колебаний напряжений источ-
ников питания, а также, если это существенно, изменения коэффи-
циента передачи за заданный период времени).
РЕГУЛИРОВКА КОЭФФИЦИЕНТА ПЕРЕДАЧИ
«Коэффициент передачи» преобразователя устанавливает та-
кой масштабный коэффициент, который обеспечивает номиналь-
ное соотношение преобразования. Например, коэффициент переда-
чи устанавливает полную шкалу 10 В. Он задается выбором либо
сопротивления в цепи обратной связи ЦАП, либо входного сопро-
тивления в цепи сравнения токов АЦП, либо уровня опорного сиг-
нала (напряжения или тока).
ВСПЛЕСК СИГНАЛА
Во время установления сигнала в зоне заданной погрешности
цифроаналоговые преобразователи, особенно быстродействующие,
могут проявлять большие пички, известные как «всплески» в вы-
ходном сигнале. Они обусловлены малыми длительностями на-
растания и спада входных цифровых сигналов, вызывающими по-
грешность прямого прохождения сигнала. Другой фактор — это
неравенство времен включения и выключения транзисторных клю-
чей ЦАП. В итоге происходит пропуск уровней выходного сигна-
ла, соответствующих цифровым входным сигналам.
Всплеск проявляется следующим образом: если для образова-
ния «ступенчатого» напряжения на вход ЦАП подается выходной
сигнал счетчика, то разряды, участвующие в изменении кода, соз-
дают «более значительные» и «менее значительные» переходы. На-
иболее значительный переход имеет место в середине шкалы,
69
когда ЦАП переключает все разряды, т. е. когда происходит чпе-
реход от кода 011 ... 111 к коду 1000 ... ООО. Если ключи устанав-
ливаются в положение «выключено» быстрее, чем в положение
«включено», то это значит, что в течение короткого интервала
времени ЦАП будет иметь нулевой выходной сигнал, а затем воз-
вратится к требуемому уровню, превышающему предшествующий
отсчет на 1 МР. Этот большой короткий пичбк известен как
«всплеск» (рис. 2.16). Чем лучше подобраны времена переключе-
10000000
01111111
Всплеск
С идеальным устройством
подавления всплесков
Рис. 2.16. Всплекс сигнала в точке харак-
теристики, соответствующей середине
шкалы
ния и чем более быстродействующими являются ключи, тем мень-
шая энергия будет содержаться во всплеске.
Всплеск недопустим в индикаторе на ЭЛТ и в автоматической
испытательной аппаратуре. Усилители системы отклонения луча
обычно 'просто интегрируют эти высокие пички и создают на вы-
ходе напряжения смещения постоянного тока, которые могут при-
вести к искажениям на экране ЭЛТ индикатора. В автоматической
испытательной аппаратуре они могут вызывать ложные срабаты-
вания триггеров и повреждение чувствительных полупроводнико-
вых приборов.
В аналогоцифровых преобразователях с высокой разрешаю-
щей способностью, большое время установления входного усили-
теля которых позволяет этим пичкам затухнуть задолго до того,
как произойдет полное преобразование, всплеск представляет
меньшую проблему. Однако ЦАП более восприимчивы к всплес-
кам, и их нужно проверять, чтобы определить необходимость вве-
дения (в них устройств подавления всплесков сигнала.
СПАД ХАРАКТЕРИСТИКИ НА ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ СИГНАЛА
Спад характеристики на высоких частотах сигнала — это от-
клонение характеристики входных цепей АЦП от идеальной функ-
ции передачи, обусловленное тем, что полоса пропускания частот
входной цепи и устройства выборки и хранения не бесконечна.
Предельной частотой входного сигнала АЦП является такая
частота, которая удовлетворяет теореме Найквиста о выборках
при условии воспроизводимости сигнала. Однако в ряде случаев
эта максимальная частота может быть даже больше.
Спад амплитудно-частотной характеристики следует включать
в перечень характеристик АЦП уже просто потому, что буферный
усилитель и устройство выборки и хранения имеют конечную по-
70
лосу пропускания частот. Тем самым любой практический АЦП
можно рассматривать как идеальный преобразователь с включен-
ным на его входе фильтром нижних частот (см. рис. 2.9).
С увеличением частоты фильтр вызывает определенную поте-
рю чувствительности, увеличение длительности нарастания вход-
ных импульсов, а также дает погрешности запаздывания, которые
проявляются в сдвиге момента времени выборки отсчета от ис-
тинного.
Высокоответственные фирмы-изготовители АЦП должны оце-
нивать и проверять пологость частотной характеристики. Обычно
такая оценка основывается на известной точке по уровню 3 дБ
для частотной характеристики входной цепи преобразователя. За-
тем фирма-изготовитель использует теоретические характеристики
спада, чтобы интерполировать известную точку обратно до макси-
мума частоты, ожидаемой по теореме Найквиста.
Если перед АЦП используется фильтр видеосигналов, напри-
мер согласованный фильтр для определенных форм импульсных
сигналов, то этот фильтр должен быть спроектирован как часть
некоторого сложного фильтра, состоящего из последовательного
соединения действительной фильтрующей цепи и эквивалентного
входного фильтра.
Типовая входная характеристика АЦП со спадом — это харак-
теристика однополюсника со спадом 6 дБ/октава. Полоса пропус-
кания на уровне 3 дБ для входной характеристики со спадом
должна быть по крайней мере в три раза больше частоты по
Найквисту. Более узкая полоса приводит к излишнему ослабле-
нию по Найквдсту и к фазовой нелинейности в .полосе пропуска-
ния, а это затрудняет разработку фильтра видеосигналов.
Иногда в таблице данных приводят значение полосы пропуска-
ния для малого сигнала, т. е. большее значение полосы, просто
для того, чтобы преобразователь выглядел лучше. Если дают по-
лосу пропускания для малого сигнала, то в перечень характерис-
тик следует включать и скорость слежения, чтобы можно было
знать реальные возможности АЦП.
Устройства, входные частотные характеристики которых обла-
дают спадом, могут искажать входные высокочастотные сигналы,
независимо от того, какова линейность этих устройств на постоян-
ном токе. Когда это имеет место, необходимо следить за монотон-
ным изгибом передаточной функции, вызывающим появление чет-
ных гармоник, а также необходимо следить за симметричной
компрессией вблизи плюсовой и минусовой точек полной шкалы,
приводящей к появлению нечетных гармоник (рис. 2.17).
Так как погрешности нелинейности этого вида могут приво-
дить к взаимной модуляции составляющих сложного сигнала внут-
ри преобразователя, то почти для всех применений необходимо
знать характеристику линейности на высоких частотах, чтобы оце-
нить качество системы. К сожалению, эта характеристика почти
всегда отсутствует в таблице данных, а также в документации о
результатах испытаний устройств.
71
Идеальная функция передачи
(прямая линия) —
5 о
Входной сигнал _______________1__
.Хкомпрессия вызывает]
^х^скажение за счет появления
нечетных гармоник
а) б)
Рис. 2.17. Спад на высоких частотах характеристики входной цепи АЦП при-
водит к отклонениям от идеальной функции передачи:
а — монотонный изгиб функции передачи вызывает искажение за счет появления четных
гармоник: б — компрессия при плюсовой и минусовой точках полной шкалы приводит к
появлению нечетных гармоник
Учитывать наличие составляющих взаимной модуляции слож-
ного сигнала особенно важно, когда АЦП используется для циф-
рового анализа спектра сигналов. Если на вход АЦП подаются
два синусоидальных сигнала или более, то составляющие взаим-
ной модуляции могут ограничивать динамический диапазон систе-
мы.
МЛАДШИЙ РАЗРЯД (МР)
В системе, в которой цифровая величина представляется ря-
дом двоичных (т. е. принимающих два значения) цифр, младшим
разрядом является та цифра (или разряд), которая несет наи-
меньшую величину или вес. Например, в нормальном двоичном
числе 1101 (в десятичной системе 13, или 1 -23+1 •22+0-21+1 -2°)
младшим разрядом является самая правая «1». Вес 1 МР по от-
ношению к полной шкале означает разрешающую способность
цифрового числа.
ЛИНЕЙНОСТЬ (см. точность относительная)
Нелинейность преобразователя — это отклонение от прямой
линии, проведенной через крайние точки характеристики преобра-
зования, откалиброванной в процессе обычной настройки.
МОНОТОННОСТЬ
Монотонность является одной из характеристик, наиболее час-
то отсутствующих в таблице данных, и это не удивительно, так
как ее очень трудно обеспечить.
Проще говоря, монотонный ЦАП или АЦП — это такой пре-
образователь, у которого ступени выходного сигнала либо увели-
чиваются, либо остаются неизменными при соответствующем уве-
личении ступеней входного сигнала. Если такому преобразовате-
лю присущи скачки или пропуски выходного кода, обусловленные
уменьшением уровня выходного сигнала при соответствующем
увеличении входного сигнала, то говорят, что преобразователь яв-
ляется немонотонным.
72
Одна из причин того, что монотонность оговаривается редко,
заключается в очень большой трудности обеспечить заданный до-
пуск i'^MP на ступенчатую нелинейность в рабочем диапазоне
температур. Значительно легче спроектировать преобразователи с
хорошей монотонностью только для ограниченного диапазона тем-
ператур.
Интегральные преобразователи по своему существу имеют тен-
денцию быть монотонными. Образцы быстродействующих преоб-
разователей, в которых используются ЦАП, можно легко под-
строить для достижения монотонности в узком диапазоне темпе-
ратур, однако для обеспечения высокой разрешающей способно-
сти в широком диапазоне температур необходимо очень хорошее
согласование по температурным уходам параметров ключей и ре-
зисторов. До тех пор, пока в последнее время не появились моно-
литные четверки ключей и пленочные резистивные многозвенные
цепочки, такие преобразователи продавались по достаточно высо-
кой цене.
В ряде случаев практического применения некоторые разработ-
чики могут избежать использования немонотонных преобразовате-
лей (и могут даже не знать этого, так как немонотонность труд-
но Обнаружить). Однако в таких применениях, как цифровые сле-
дящие системы, автоматические регулируемые системы нуляторов
и системы компараторов, немонотонность преобразователя может
оказаться роковой. Это особенно справедливо, если преобразова-
тель является немонотонным вблизи точки равновесия. В этом
случае увеличивающийся входной цифровой сигнал ЦАП будет
давать уменьшающийся выходной сигнал, и устройство будет
просто «рыскать» взад и вперед (колебаться) в пределах области
немонотонности характеристики передачи преобразователя, ни-
когда не достигнув равновесия.
Немонотонность обычно свойственна быстродействующим пре-
образователям, которые не обеспечивают достаточной компенса-
ции переходных процессов сигнала во время основных переходов.
Следовательно, приобретая быстродействующий (время преобра-
зования 20 мкс или меньше) АЦП или ЦАП, необходимо убе-
диться, насколько хорошо в нем скомпенсированы или подавлены
«всплески» сигнала в целях обеспечения монотонности характе-
ристики преобразования.
Линейность и монотонность проиллюстрированы на рис. 2.18.
В тех случаях, когда на входную шину подают последователь-
ность двоичных отсчетов, выходной сигнал преобразователя дол-
жен иметь форму ступенчатого напряжения со ступенями, равны-
ми 1 МР. Равномерность (одинаковость по ширине и высоте) этих
ступеней и характеризует линейность выходного сигнала. Значе-
ние допустимой нелинейности выходного сигнала определяется за-
данной точностью. Наихудшим видом нелинейности является не-
монотонность выходного сигнала, при которой уровень выходного
напряжения не изменяется монотонно с изменением входного дво-
73
Рис. 2.18. Графическая иллюстра-
ция различных нелинейностей,
встречающихся в выходном ана-
логовом сигнале
ичного кода. Немонотон-
ность в поведении выходно-
го сигнала может возник-
нуть вследствие накопления
разрядных погрешностей.
Линейность и монотонность
имеют тенденцию ухудшать-
ся при увеличении быстро-
действия преобразователя
вследствие неравенства по-
стоянных времени всех раз-
рядов.
СТАРШИЙ РАЗРЯД (СР)
В системе, в которой цифровая величина представляется ря-
дом двоичных (т. е. принимающих два значения) цифр, старшим
разрядом является та цифра (или разряд), которая несет наи-
большую величину или вес. Например, в нормальном двоичном
числе 1101 (в десятичной системе 13, или 1 -23-|-1 •22-j-0-21 + l -2°)
старшим разрядом является самая левая «1», имеющая вес, рав-
ный половине номинальной полной шкалы, соответствующей пол-
ному размаху сигнала. В биполярных устройствах старшим явля-
ется знаковый разряд. В АЦП с разрядами, выходящими за преде-
лы диапазона, старшим является разряд, наиболее значащий из
выходящих за пределы диапазона.
ПОГРЕШНОСТЬ МУЛЬТИПЛЕКСОРОВ
Погрешности мультиплексоров обусловлены дрейфом усилите-
ля (дрейфом смещения нуля), нелинейностью и конечным сопро-
тивлением переключающего транзистора в положении «включено»,
а также его утечкой в положении «выключено» (перекрестная
связь по постоянному току). Погрешность из-за перекрестной свя-
зи проявляется в виде прохождения паразитного напряжения из
одного канала в другой. Стандартное значение этой погрешности
приблизительно равно ±0,001%. Если на входах мультиплексора
имеются напряжения переменного тока, то связь по сигналу меж-
ду каналами увеличивается из-за наличия емкостей между ними.
Степень связи зависит от сопротивления источника сигнала, его
частоты и числа входных каналов. Смещение нуля — это мера от-
клонения напряжения постоянного тока этого мультиплексора при
изменениях со временем и от температуры.
74
УМНОЖАЮЩИЙ ЦАП
Умножающий ЦАП отличается от обычного ЦАП с постоян-
ным опорным источником тем, что он предназначен для работы с
опорными сигналами, которые изменяются и часто с высокими
скоростями. Выходной сигнал такого ЦАП пропорционален произ-
ведению опорного напряжения на дробный эквивалент цифрового
входного числа. Кроме обычных характеристик ЦАП для умно-
жающего ЦАП оговаривается наличие прямого прохождения ана-
логового сигнала на низких и высоких частотах и число квадран-
тов (1, 2 цифровых, 2 аналоговых или все 4).
ШУМ
В АЦП с высокой разрешающей способностью особенно важ-
но уделять внимание шуму, так как разрешающую способность
нельзя точно определить, когда выброс шума превышает 1 МР в
пределах умеренной полосы частот. В АЦП шум как входного
сигнала ц входной цепи, так и самого преобразующего устройства
фактически увеличивает размер зоны квантования и, следователь-
но, может придавать выходным числам статистические свойства,
из-за чего может потребоваться их дополнительная обработка с
целью успешной интерпретации результатов преобразования.
Во всех преобразователях, кроме интегрирующих, необходимо
тщательно учитывать выброс шума, особенно там, где происходит
считывание малых чисел и мощность средств обработки ограниче-
на. Среднее квадратическое значение шума для заданной полосы
частот позволяет предсказывать полный размах гауссова шума
(полный размах шума, больший 7 средних квадратических значе-
ний, будет, вероятно, встречаться в течение периода времени, мень-
шего 0,1% всего времени). Тем не менее необходимо обращать
внимание и на полный размах, и на среднее квадратическое значе-
ние шума, так как большие выбросы могут либо присутствовать
в выходном сигнале стабилизированного усилителя, либо появ-
ляться и в аналоговой части системы. Если такие выбросы узкие,
то их вклад будет невелик, чтобы вызвать выход среднего квад-
ратического значения шума за пределы заданного значения, но
тем не менее они могут быть значительно больше 7 средних квад-
ратических значений. Есди бы АЦП, в выходном сигнале которо-
го присутствуют выбросы шума, использовался в системе отобра-
жения информации, то шум вызвал бы искажение изображения
и уменьшил бы полезную разрешающую способность преобразо-
вателя.
Если величина выбросов шума после выполнения преобразо-
вателем фильтрации и (или) интегрирования (и после добавле-
ния их к другим неопределенностям суммарной погрешности пре-
образователя) превышает единицу младшего разряда, то шум
аналогового входного сигнала и внутренний шум АЦП будут вы-
зывать погрешности выходного кода. Долю времени (в процен-
тах), в течение которой заданный уровень шума будет превышать
75
Распределение плотности вероятности
значений шума
Рис. 2.19. Кривая распределения Гаусса
порог, соответствующий 1 раз-
ряду ♦), можно вычислить из
кривой распределения Гаусса
(рис. 2.19) и таблицы вероят-
ностей (табл. 2.3).
Из табл. 2.3 видно, что если
порог, соответствующий 1 раз-
ряду, превышает ±3о шума
(полное значение порога рав-
но 6 средним квадратическим
значениям шума), то биполяр-
ная погрешность кода, равная
1 разряду или более, будет
иметь место в течение менее
0,3% всего времени или одно-
Таблица 2.3
Полный заданный уровень шума
Доля времени, %, в течение
которого шум превышает задан-
ный уровень (в средних квад-
ратических значениях)
в любом на- в одном на-
правлении правлении
±1ст (2 средних квадратических значения)
±1,64ст (3,3 среднего квадратического значения)
±2ст (4 средних квадратических значения)
±3ст (6 средних квадратических значений)
±3,89<у (7,8 среднего квадратического значения)
31,8 15,9
20 10
4,6 2,3
ДЗ 0,15
0,02 0,01
полярная погрешность кода (например, п+1 разряд или больше
на выходе вместо п разрядов* **) будет встречаться в течение
менее 0,15% всего времени при условии, что другие источники пог-
решности отсутствуют.
СМЕЩЕНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Чтобы получать отрицательные выходные напряжения, соот-
ветствующие отрицательным числам, в подавляющем большинст-
ве биполярных преобразователей (например, с диапазоном выход-
ного напряжения ±10 В) используют однополярное устройство,
характеристику которого смещают на половину диапазона (вместо
того, чтобы дополнительно генерировать набор отрицательных
опорных уровней). Для достижения наилучших результатов обыч-
но такое смещающее напряжение или смещающий ток получают
от того же самого опорного источника, который определяет мас-
штабный коэффициент преобразователя. Это обеспечивает неза-
висимость нулевой точки выходного сигнала (ЦАП) от темпера-'
турного дрейфв опорного источника. Причина заключается в том,
*> Имеется в виду 1 младшему разряду. {Прим, ред.)
**) В действительности следует читать: «... (например, N+1 или большее число
на выходе вместо числа N) ...». {Прим, ред.)
76
что смещение, равное половине диапазона, полностью сводит на
нет влияние старшего разряда на нулевую точку выходного сиг-
нала, независимо от его величины.
ДРЕЙФ СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ
Дрейф смещения нуля есть максимальное изменение напряже-
ния смещения нуля на выходе, обусловленное изменением темпе-
ратуры окружающей среды (ТК смещения нуля), напряжений ис-
точников питания (коэффициент ослабления напряжения источни-
ка питания) и изменением за определенный промежуток времени.
НАПРЯЖЕНИЕ СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ НА ВЫХОДЕ
Напряжение смещения нуля на выходе — это максимальное
значение выходного напряжения при нулевом значении входного
сигнала для определенной температуры (обычно для 25° С).
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ К НАПРЯЖЕНИЮ ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ
Чувствительность к напряжению источника питания — это чув-
ствительность преобразователя к изменениям напряжения источ-
ника питания. Она обычно выражается через изменение (в про-
центах) аналоговой величины (выходного сигнала ЦАП, входного
сигнала АЦП) при изменении напряжения источника питания на
1%, например, 0,05%/% А£7ПИТ. Как правило, при изменении на-
пряжения источника питания на 3% изменение масштабного ко-
эффициента должно быть существенно меньше ±V2MP. В этом
случае не должно быть неблагоприятного воздействия на линей-
ность или смещение нуля. Если изменение напряжения источника
питания очень сильно влияет на точность преобразования, то ча-
ще всего основной причиной этого является цепь запитки опор-
ного стабилитрона постоянным током.
ПОГРЕШНОСТЬ КВАНТОВАНИЯ
Наряду с погрешностями, обусловленными действием темпера-
туры, старением элементов, производственным допуском и ограни-
ченными возможностями приборов, существует также погрешность
квантования. Эта погрешность характерна и для АЦП, работаю-
щего по методу последовательных приближений. Допустим, что
аналоговое входное напряжение равно напряжению наименьшей
используемой ступени, прибавленной к сумме всех предшествую-
щих созданных цифровым способом напряжений. Компаратор мо-
жет либо оставить, либо убрать эту ступень напряжения. Так как
АЦП настраивают на центр каждой наименьшей ступени, погреш-
ность квантования равна самое большее половине младшего раз-
ряда. Это записывается пак ±*/2 МР.
Погрешность квантования зависит от числа разрядов преоб-
разователя. Например, 15-разрядный преобразователь разобьет
полную шкалу напряжения на 214 частей, и с учетом знака вход-
ного напряжения его разрешающая способность будет .приблизи-
тельно равна 1/16 000. Половина младшего разряда равна 1/32 000
77
или приблизительно ±0,003%. Погрешность квантования неслож-
но сделать пренебрежимо малой, увеличивая разрешающую спо-
собность (т. е. число шагов в серии последовательных прибли-
жений). Увеличение разрешающей способности лишено смысла,
если преобладающее влияние на точность аналогоцифрового пре-
образования оказывает дрейф, нелинейность, шум и старение эле-
ментов.
ОТНОСИТЕЛЬНАЯ ПОГРЕШНОСТЬ (см. точность)
Относительная погрешность — это разность между номиналь-
ным и действительным отношениями аналоговой величины, соот-
ветствующей заданному цифровому входному сигналу, к полной
шкале независимо от калибровки последней. Эта погрешность яв-
ляется функцией линейности преобразователя и обычно задается
равной менее ±1/гМР.
РАЗРЕШАЮЩАЯ СПОСОБНОСТЬ
Разрешающая способность преобразователя есть наименьший
уровень входного аналогового сигнала (для АЦП), для которого
вырабатывается выходной цифровой код, и наименьший входной
цифровой код (для ЦАП), для которого образуется уро-
вень выходного аналогового сигнала. Таким образом, разре-
шающая способность 10-разрядного преобразователя состав-
ляет (1/2)10, или 1/1024, или приблизительно 0,1% значе-
ния полной шкалы. Однако на практике полезная разре-
шающая способность преобразователя довольно часто ока-
зывается меньше указанной, поскольку она ограничивается
из-за воздействия шума, температуры и факторов времени.
Полезная разрешающая способность (обычно не оговаривае-
мая в явном виде) —это наименьший возможный различимый
разряд для всех требуемых условий эксплуатации (времени, тем-
пературы и т. д.). Например, «12-разрядный» преобразователь в
своем температурном диапазоне может иметь полезную разреша-
ющую способность, соответствующую только 10 разрядам. Полез-
ная разрешающая способность ЦАП и использующих их уст-
ройств (включая АЦП) ограничена относительной точностью, но
разрешающая способность не ограничивает точности. Например,
4-разрядный ЦАП, применяемый в программируемом источнике
питания, имеет 16 уровней, тем не менее его требуемая точность
должна составлять 0,01% (абсолютная и (или) относительная).
Отметим, что точность дешевых полупроводниковых 8-разрядных
ЦАП не обязательно может быть достаточной для этого примене-
ния, хотя их разрешающей способности более чем достаточно.
Одна из причин путаницы заключается в том, что слишком
многие таблицы данных поочередно используют термины «точ-
ность» и «разрешающая способность». Например, номинальный
12-разрядный преобразователь часто называют преобразователем
с точностью 0,024%: (7г)12 или 1/4096. Такое название может
быть ошибочным, поскольку точность преобразователя может
78
быть и лучше и даже хуже, чем его разрешающая способность,
если 'принять во внимание влияние времени, температуры и шума.
Строго говоря, разрешающая способность и точность являются
независимыми понятиями. Точность 10-разрядного преобразовате-
ля могла бы составлять 0,05% и даже 0,5%, хотя в последнем
случае определение 10-разрядной разрешающей способности с
точностью 0,5% с практической точки зрения будет лишено смыс-
ла.
Разрешающую способность можно также определять и в еди-
ницах динамического диапазона. Шестнадцатиразрядный преоб-
разователь может обеспечить динамический диапазон 96 дБ. Та-
кой подход полезен в области научных измерений, в которой ди-
намические диапазоны сигналов весьма велики. Кроме того, он
очень полезен для программируемых источников питания (см. рис.
2.6), используемых в автоматической испытательной аппаратуре,
и в случае, когда нужно исключить предусилители с коммутируе-
мым коэффициентом усиления, применяемые в цифровых термо-
элементах, тензодатчиках и других датчиках (рис. 2.20).
Цифровой
выходной
сигнал
Рис. 2.20. 16-разрядный АЦП можно использовать в качестве программируемого
источника питания. Раньше для того, чтобы обработать сигналы в большом!
динамическом диапазоне с термоэлементов, тензодатчиков и других датчиков,,
использовали усилители с коммутируемым коэффициентом усиления (а). При-
меняя 16-разрядный АЦП, можно исключить большое количество дополнитель-
ных схем (б)
На рис. 2.21 показано использование 16-разрядного ЦАП, об-
ладающего высокой разрешающей способностью, в малошумящих
низкочастотных генераторах сигналов. Так как разрешающая
Способность преобразователя, равная 150 мкВ, составляет 1/65 356
от полной шкалы или приблизительно 0,0015% его выходного на-
пряжения, равного 10 В, ступенчатый характер выходных анало-
79
•говых функций создает шум квантования, или негладкость, экви-
валентную приблизительно —96 дБ.
Преобразователь можно использовать для формирования ли-
нейно изменяющихся, пилообразных, синусоидальных сигналов и
сигналов других форм по кодам, рассчитанным и хранимым в
Аналоговый
выходной сигнал
Цифровые входные*
сигналы со счетчика
Шум квантования
<96 дБ
Аналоговый
выходной сигнал
Рис. 2.21. Высокая разрешающая способность ЦАП обеспечивает малый шум
квантования при генерировании низкочастотных функций
£ Цифровые входные-^,
сигналы из ПЗУ
Нелинейные
искажения
<96 дБ
ПЗУ*) или полученным с помощью регистра сдвига. В качестве
независимой переменной может служить либо время (заданное
(генератором импульсов и счетчиком), либо цифровое число, кото-
рое позволяет получить аналоговый выходной сигнал как функ-
цию угла поворота вала, массы, давления, скорости или любой
другой переменной.
С другой стороны, нет необходимости в слишком высокой раз-
решающей способности для таких применений, как управление
ленточным самописцем с помощью выходных сигналов вычисли-
тельной машины. Здесь более чем достаточен 10-разрядный ЦАП.
Кроме того, он может быть вполне удовлетворительным и при уп-
равлении аналоговым счетчиком и некоторыми XY-графопострои-
телями.
ПОГРЕШНОСТИ УСТРОЙСТВА ВЫБОРКИ И ХРАНЕНИЯ
Устройство выборки и хранения вносит погрешность, обуслов-
ленную смещением исходного напряжения и медленным разрядом
самого напряжения. Кроме того, при воздействии температуры и
во времени изменяются параметры усилителя. Следует принимать
в расчет характерные значения этой погрешности 0,002—0,01%.
♦> ПЗУ — постоянное запоминающее устройство. (Прим, ред.)
80
Устройство выборки и хранения требует времени выборки око-
ло 5 мкс. В конце периода выборки устройство может отключать
входной сигнал и хранить его значение в течение последующего
интервала времени. Отключение входного сигнала происходит че-
рез небольшой интервал неопределенности, связанный с быстро-
действием устройства и задержками кодовых переходов. Типовое
значение этого интервала неопределенности, называемого апер-
турным временем, меньше 200 нс.
ВРЕМЯ УСТАНОВЛЕНИЯ
Время установления — это время, которое требуется для того,
чтобы выходной сигнал преобразователя*) при подаче на его вход
перепада сигнала (соответствующего изменению кода на полную
шкалу) установился в пределах некоторой заданной зоны погреш-
ности относительно его установившегося значения, обычно в пре-
делах ±’/2 МР. Время установления включает в себя и время, ха-
рактеризуемое скоростью нарастания сигнала. Этот параметр сле-
дует определять для нагрузки сопротивлением 100 Ом или менее,
так как высокоомная нагрузка может дать большие, но ошибоч-
ные значения времени установления.
Хорошо известно, что ЦАП с переключением токов имеют
меньшее время установления, чем ЦАП с переключением напря-
жений. Так как приборы с переключением токов не нуждаются в
'выходном усилителе, им не свойственно ограничение скорости на-
растания, которое замедляет процесс установления. Кроме того,
их выходные сигналы не имеют выбросов и колебаний, связанных
с наличием цепей Обратной связи в усилителях.
Полное время установления ЦАП с переключением токов оп-
ределяется как постоянной времени RC на выходе преобразова-
теля, так и временем установления выходного тока. Если время
установления определяется в основном постоянной времени RC, то
очень важным становится учет сопротивления и емкости на-
грузки.
Полное время установления**’ может включать в себя время
установления устройства выборки и хранения, мультиплексора,
ЦАП, АЦП и фактическое время преобразования (необходимо ос-
торожно подходить к толкованию времени установления преобра-
зователя. Оно иногда включает в себя часть составляющих или
все составляющие времени установления преобразования).
Переходная характеристика преобразователя приобретает важ-
ное значение при измерениях амплитуд импульсных сигналов, ге-
нерировании ступенчатых сигналов и в случае, когда ко входу од-
ного и того же АЦП поочередно во времени с помощью мульти-
плексоров подключаются два канала или более с аналоговой ин-
формацией.
♦> .Имеется в виду ЦАП. (Прим, ред.)
**) Очевидно, имеется в виду АЦП. (Прим, ред.)
81
При любом из перечисленных условий как входные цепи, так
и устройство выборки и хранения должны достигать установив-
шегося состояния достаточно быстро, чтобы гарантировалась точ-
ность кодируемого напряжения по крайней мере в 1 МР.
Время установления становится чрезвычайно важным пара-
метром, если потребитель хочет преобразовать в цифровую фор-
му импульсные сигналы. Точное знание переходной характеристи-
ки позволяет потребителю определить, сколько времени ему при-
дется ждать после подачи на вход сигнала в форме ступени, что-
бы реализовать заданную точность преобразователя.
Иногда в таблицах данных приводят время установления, оп-
ределенное из условия, что все цифровые входные сигналы изме-
няются от «О» до «1» или наоборот. На первый взгляд кажется,
что это наихудший случай измерения времени установления, так
как переключается максимальный ток; однако этот способ изме-
рения не учитывает того факта, что для всех типов логических
элементов, работающих в режиме насыщения, время задержки
распространения отрицательных перепадов входных сигналов от-
личается от времени задержки распространения их положитель-
ных перепадов. Задающие ТТЛ или ДТЛ логические элементы и
входные цифроаналоговые цепи ЦАП с переключением токов об-
ладают одинаковыми характеристиками. Асимметрия времен пе-
реключения отдельных токовых переключателей внутри, преоб-
разователя получается максимальной, если один входной разряд
Или более не совпадает по фазе с другими входными разрядами.
Это остается справедливым даже при идеальных условиях, когда
•цифровые входные сигналы поступают одновременно; конечно, ес-
ли существует асимметрия времен переключения этих разрядных
входных сигналов, то проблема становится еще’ более резко выра-
женной. Такие различия времен переключения вызывают скачок
или «всплеск» выходного сигнала, требующий времени на уста-
новление. Наибольший всплеск всегда получается при переключе-
нии СР (старшего разряда), или в центральной точке диапазона
выходного сигнала, так как в этом случае в преобразователе пе-
реключаются почти равные и противоположные по знаку токи.
При рассмотрении таблиц данных ЦАП с малым временем ус-
тановления будущему потребителю следует обращать внимание
на два момента.
1. Характеристика времени установления, определенная при
условии изменения состояний всех разрядов, одинаковым образом
не учитывает асимметрию времен переключения логических эле-
ментов и некоторые практические аспекты; имеется сравнительно
мало случаев, когда при последовательных изменениях входного
сигнала все входные разряды переходят из одного состояния в
другое; кроме того, СР (будет переключаться в противоположной
фазе по отношению ко всем другим разрядам каждый раз, когда
уровень аналогового выходного сигнала преобразователя пересе-
кает среднюю точку диапазона.
82
2. Время установления не должно определяться с нецелесооб-
разно низкоомной нагрузкой. Если постоянная времени RC на вы-
ходе преобразователя является главным фактором в образовании
времени установления (вследствие большой выходной емкости /И
(или) большого выходного сопротивления), то при низкоомной
'Нагрузке время установления будет казаться лучше, чем оно, ве-
роятно, будет на самом деле. Очень же высокоомная нагрузка, не-
обходимая для получения удобного для использования выходного
напряжения, в таком случае сведет на нет малое время установ-
ления, заданное в перечне характеристик.
СКОРОСТЬ НАРАСТАНИЯ
Скорость нарастания — это максимальная скорость изменения
выходного напряжения. Она обычно выражается в единицах
В/мкс. Как показано на рис. 2.15, эта скорость достигается тогда,
когда сигнал на входе имеет большой перепад? Скорость нараста-
ния используют, чтобы характеризовать быстродействие операци-
онного усилителя, и, по существу, эта характеристика относится
к выходному операционному усилителю преобразователя. Ско-
рость нарастания выходного напряжения преобразователей, кото-
рые поставляются без операционных усилителей, определяется
усилителем, который выбирает сам потребитель.
Если, например, поставщик измеряет апертурное время при
скорости нарастания 1 В/мкс, то потенциальный потребитель мо-
жет неправильно прогнозировать конкретный уровень этой харак-
теристики для скорости нарастания, скажем, 2 В/мкс. В данном
случае он может предположить, что апертурная погрешность бу-
дет в два раза больше, чем указанная в перечне характеристик.
На самом же деле она может оказаться и значительно хуже.
Таким образом, скорость нарастания, используемая при опре-
делении характеристик, должна быть меньше скорости измене-
ния синусоидального сигнала с частотой, определяемой по Найк-
висту, и размахом, соответствующим полной шкале. Для некото-
рых преобразователей апертурная погрешность на этой частоте
является малой: гораздо меньше 1 МР. Поэтому эти преобразова-
тели могут кодировать сигналы, если допускается их кодирование,
на /частотах более высоких, чем частота, определяемая по Найк-
висту^щлщтакие преобразователи могут обеспечивать с очень вы-
сокой точностью преобразование сигналов на частотах, меньших
частоты, определяемой по Найквисту.
Некоторые преобразователи — те, набор характеристик кото-
рых представлен достаточно полно, и те, которые имеют очень
хорошие апертурные времена, — могут работать на частотах сиг-
налов, в несколько раз превышающих частоту кодирования. От
других же преобразователей, значение апертурного времени ко-
торых таково, что на частоте определяемой по Найквисту, их
погрешность составляет 1 МР, можно ожидать пропуска кода,
уменьшения разрешающей способности на более высоких часто-
83
тах сигнала и только на частотах ниже частоты, определяемой по
Найквисту, приемлемого качества.
Если на частоте, определяемой по Найквисту, апертурная по-
грешность хуже 1 МР, степень применимости этого прибора на
'максимальной частоте кодирования ограничена. Рассмотрим пре-
образователь с максимальной частотой кодирования 100 МГц, раз-
решающей способностью 8 разрядов и апертурным временем 2 нс.
При частоте входного сигнала 50 МГц (расчетная по Найквисту
для частоты кодирования 100 МГц) апертурная 'погрешность со-
ставляет 30% от полной шкалы; в действительности это делает
8-разрядное устройство 2-разрядным АЦП. Или, с другой точки
зрения, максимальная полоса частот входного сигнала, для кото-
рой сохраняется 8-разрядная точность, должна быть меньше
4 МГц.
ПОЛОСА ЧАСТОТ ДЛЯ МАЛЫХ СИГНАЛОВ
Максимальная полоса частот для малых сигналов — это наи-
высшая частота синусоидального сигнала, при которой усилитель
будет следить (с точностью до установленного допуска, обычно
в пределах 3 дБ низкочастотной характеристики) за синусоидаль-
ным сигналом, имеющим амплитуду, меньшую той величины, при
которой ограничение по скорости нарастания является существен-
ным.
СТАБИЛЬНОСТЬ
Стабильность определяет невосприимчивость характеристик
преобразователя к воздействиям температуры и времени, а также
к старению элементов. Температурная нестабильность вносит са-
мый значительный вклад в погрешность даже некоторых хорошо
сконструированных преобразователей, в частности, преобразова-
телей с высокой разрешающей способностью. Температурную не-
стабильность определяют в единицах 10~6 1/°С.
Обычно отсутствие стабильности — следствие дрейфа парамет-
ров, вызванного темпер атурной^нестабильностью источника опор-
ного напряжения и многозвенной цепочки резисторов. Она также
зависит от нестабильности переключающей схемы. Поскольку про-
цесс заводского .производства тоже влияет на характеристики пре-
образователя, важно знать период перекалибровки АЦП, необ-
ходимый, чтобы обеспечить соответствующее качество преобразо-
вателя. Здесь оказываются полезными характеристики кратковре-
менной и долговременной стабильности.
'Одним из факторов, который может влиять на нестабильность,
является изменение напряжения источника питания преобразова-
теля. Невосприимчивость преобразователя к таким изменениям
характеризуется коэффициентом ослабления нестабильности ис-
точника питания Копп и выражается как изменение в процентах
аналогового напряжения при изменении в процентах напряжения
источника питания. Типичное значение Коип может составить
0,01%/% изменения напряжения источника питания.
-84
Нестабильность имеет прямое отношение к точности функции:
передачи преобразователя. Например, 12-разрядный ЦАП (разре-
шающая способность 0,024%) с температурным коэффициентом
100-'10_6 1/°С при температуре, превышающей 20°С, уже не яв-
ляется 12-разрядным устройством, а является 10-разрядным уст-
ройством, если учитываются все зависимые от температуры фак-
торы. Нестабильность во времени также может превратить 14-
разрядный преобразователь в 12-разрядное устройство.
Долговременная стабильность характеризует дополнительную
погрешность, обусловленную старением элементов. Ее измеряют
за некоторый период времени (обычно 1—3 месяца) при постоян-
ных условиях окружающей среды. Типичное номинальное значе-
ние для долговременной стабильности равно ±0,005%/90 дней.
В тех практических случаях, когда требуется высокая повто-
ряемость результатов, необходимо иметь сравнительно стабильные
преобразователи. Сюда можно отнести металлообрабатывающие
станки, где необходимо постоянство размеров в течение всего про-
изводственного процесса, день за днем, а также аппаратуру с вы-
ходом вычислительной машины на микрофильмирование, в кото-
рой ЦАП используется для управления отклонением и записью
на экране ЭЛТ и которая требует хорошей повторяемости резуль-
татов при обновлении предварительно записанного фотошаблона-
СПОСОБ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫХ ПРИБЛИЖЕНИИ
Этот способ — способ сравнения неизвестного сигнала с груп-
пой взвешенных (обычно по двоичному закону) опорных сигналов,
обеспечивающий высокую скорость преобразования. Процесс по-
следовательных приближений в АЦП обычно аналогичен процес-
су организованного взвешивания неизвестной величины на преци-
зионных химических весах при использовании такого набора
гирь, как 1; 0,5; 0,25 г и т. д.
ВРЕМЯ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
В ЦАП время переключения — это время, требуемое аналого-
вому переключателю, чтобы четко .перейти из предыдущего со-
стояния в новое. Оно включает в себя время задержки и время
нарастания, измеряемое между уровнями выходного сигнала ог
10 до 90%, но не включает времени установления.
ТЕМПЕРАТУРНЫЙ КОЭФФИЦИЕНТ (ТК)
Температурный коэффициент преобразователя характеризует
изменение полной погрешности с изменением температуры. Темпе-
ратурный коэффициент преобразователя можно разложить на со-
ставляющие, соответствующие элементам преобразователя.
Тогда в наихудшем случае температурный коэффициент пред-
ставляет сумму температурных коэффициентов всех элементов. В
этом случае и при других расчетах точности и стабильности не-
обходимо с осторожностью относиться к- данным, сообщаемым
поставщиками, которые определяют полную погрешность, вычис-
85*
ляя среднее квадратическое значение погрешностей элементов.
Например, возьмем ряд температурных коэффициентов и сравним
их среднее квадратическое значение и алгебраическую сумму:
ТК источника опорного напряжения = 0,0005%/° С
ТК компаратора =0,0004%/° С
ТК многозвеной цепочки резисторов =0,0003%/° С____________
Алгебраическая сумма =0,012%/° С
(Среднее квадратическое значение)2 = (0,0005) 2+(0,0004) 2+
+ (0,0003)2%/° С
Среднее квадратическое значение = 0,0007%/° С
Использование среднего квадратического значения, делая ха-
рактеристику АЦП более привлекательной, вводит потребителя
в заблуждение. Расчет средних квадратических значений пред-
назначен для большого числа составляющих и не справедлив,
если это число ограничено тремя, четырьмя или пятью членами.
Единственной надежной оценкой служит результат вычисления
наихудшего случая .при допущении, что все параметры элементов
дрейфуют в одном и ;гом же направлении. Необходимо также с
осторожностью относиться к «типовым» значениям в перечнях ха-
рактеристик, так как единственной имеющей смысл величиной
является максимальное значение.
Температурные коэффициенты коэффициента передачи и сме-
щения нуля определяются в виде «среднего».отклонения по диа-
пазону изменения температуры, т. е. (Ет, —Ет, )/(Ti—Тг). Для за-
данных диапазонов температур, которые простираются от темпе-
ратуры ниже комнатной до температуры выше комнатной, уст-
ройство устанавливается на нуль и калибруется при комнатной
температуре, и оба температурных коэффициента: для «верхнего»
диапазона (Тв—Тк) и нижнего диапазона (Тк—Тн)*} — сравни-
ваются с приведенным в перечне характеристик: оба должны
быть лучше заданного.
ТК КОЭФФИЦИЕНТА ПЕРЕДАЧИ
На него оказывают влияние стабилитрон (<5-106/°С для хо-
роших диодов) и схема источника опорного напряжения, вклю-
чающая в себя усилитель опорного напряжения и ключи. Суммар-
ное изменение коэффициента передачи (масштабного коэффициен-
та) задается в единицах 10-6 1/° С. —.
ТК СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ (ОДНОПОЛЯРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ)
Стабильность нуля однополярного ЦАП почти полностью оп-
ределяется стабильностью нуля выходного усилителя. Так как
обычно выходные усилители применяются по существу в качест-
ве .преобразователей тока в напряжение, они работают при малых
значениях коэффициента передачи замкнутого контура, и поэтому
*) Тв, Тн, Тк — верхняя, нижняя и комнатная температура соответственно.
(Прим. ред.).
В6
выбор значения программируемого коэффициента перед ачи «м
влияет заметно на ТК смещения нуля (т. е. О—5 В или 0—10 В).
Обычно ТК смещения нуля выражается в единицах мкВ/° С. ТК
смещения нуля АЦП большей частью зависит только от стабиль-
ности нуля входного буферного усилителя (если он включен в
АЦП) и компаратора и выражается в единицах мкВ/0 С, отнесен-
ных к значению входного сигнала.
ТК СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ (БИПОЛЯРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ)
Преобразователи, в которых применено кодирование в двоич-
ном коде со смещением, устанавливаются в «нуль»*), когда все-
разряды выключены, а заданные значения их масштабных коэффи-
циентов устанавливаются, когда включены все разряды либо
происходит изменение старшего разряда. Тем не менее ТК смеще-
ния измеряется, когда переключается старший разряд (аналого-
вый нуль). На ТК смещения нуля оказывают воздействие ТК ис-
точника опорного напряжения, температурное изменение опорно-
го напряжения, задающего смещение характеристики преобразо-
вания, и температурные изменения сопротивлений резисторов в
цепях биполярного смещения и установки коэффициента пе-
редачи.
Самым большим источником погрешности в преобразователе
является температурный дрейф параметров. Если фирма-изгото-
витель гарантирует работоспособность АЦП при температурах от
0 до 55° С, то максимальное отклонение от центра этой шкалы
температур составляет 27,5° С. Если ТК системы равен 0,001 %/° С>.
то погрешность, обусловленная только этой характеристикой, рав-
на 0,028%. В 15-разрядном устройстве, 72МР которого соответст-
вует 0,003%, ТК системы* **) составляет девять квантов.
С другой стороны, при таком ТК ставится под сомнение во-
прос о достоверности 3 младших разрядов в .пределах заданного*
диапазона температур. Если МР соответствует изменению выход-
ного напряжения, равному 0,006%, то следующий за ним разряд
дает >в два раза, а третий от него разряд в четыре раза большее
изменение, чем МР, т. е. 0,024%. Следовательно, возможно, что
при изменениях температуры окружающей среды эти 3 разряда
будут менять свое состояние, даже если входное напряжение ос-
тается неизменным.
ПРОПУСКНАЯ СПОСОБНОСТЬ
Пропускная способность — это наибольшая скорость, с которой
мультиплексор будет осуществлять переключение с канала на ка-
нал при заданной точности. Она является величиной, обратной
сумме времени переключения и времени установления.
*> Имеется в виду нуль двоичного числа. (Прим, ред.)
**) Очевидно, в текст автора вкралась опечатка. В действительности следует
читать: «Погрешность, обусловленная ТК системы,... (Прим, ред.)
8Т
КОЭФФИЦИЕНТ ПЕРЕДАЧИ ПО НАПРЯЖЕНИЮ
Коэффициент передачи 'по напряжению есть номинальное от-
ношение выходного напряжения к входному в тот момент, когда
устройство выборки и хранения переходит из режима выборки в
режим хранения.
УСТАНОВКА НУЛЯ
Нулевой уровень однополярного ЦАП выставляется на нуль
вольт при коде, соответствующем О В. Переход младшего разря-
да смещается на V2 МР так, что все последующие кодовые пере-
ходы в идеальном случае происходят посредине между номиналь-
ными значениями кодов.
Глава 3
МЕТОДЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ1
Большинство реально существующих физических явлений
представляются в аналоговой форме. АЦП служат для преобразо-
вания аналоговой формы представления информации в цифровую
•форму, которая используется в системах передачи, вычислений и
обработки информации, а также в системах контроля. ЦАП ис-
пользуется для обратного преобразования переданной информа-
ции или результатов вычислений снова в аналоговую форму для
отображения и контроля этой информации или для последующей
аналоговой обработки.
АНАЛОГОВЫЕ ПЕРЕМЕННЫЕ
Наиболее часто аналоговые входные переменные, каково бы
ли было их первоначальное происхождение, преобразуют с по-
мощью датчиков в напряжения или токи. Эти электрические ве-
личины могут представлять результат как прямых измерений фи-
зических явлений по постоянному току, так и модулированных ко-
лебаний по переменному току (с использованием^ для этого широ-
кого ряда технических приемов модуляции/). Эди электрические
величины могут быть также результатом некоторой комбинации
пространственного расположения величин, связанных с представ-
лением угла поворота вала. Примерами величин первого типа яв-
ляются выходные сигналы аналоговых вычислительных машин,
термопар и потенциометров в опорных источниках постоянного
тока, второго типа — сигналы на выходах прерывателей оптиче-
ских измерений, тензодатчиков или мостов и третьего типа — сиг-
налы с выходов сельсинов и решающих устройств.
’* Часть материала данной главы заимствована из статьи Understanding A/D
and D/А Converters, by D. H. Sheingold and R. A. Ferrero. IEEE Spectrum,
‘September 1972.
«8
В качестве аналоговых переменных, рассматриваемых в этой
главе, будут выступать напряжения и токи как форма представ-
ления реальных физических явлений. Они могут быть либо широ-
кополосными, либо узкополосными. Они могут быть измерены не-
посредственно или предварительно подвергнуты некоторым анало-
говым преобразованиям; линеаризации, демодуляции, фильтрации^
выборке и запоминанию, а также комбинированным преобразова-
ниям. При необходимости напряжения и токи нормализуют по
отношению к заданным входным диапазонам преобразования.
ЦИФРОВЫЕ ПЕРЕМЕННЫЕ
Цифровые числа представляются наличием или отсутствием"
четко фиксированных уровней напряжения относительно «земли»
на выходах логических -схем или приложенных к~Их входам. Все
используемые цифровые числа являются в основном двоичными.
Каждая двоичная цифра или единица информации имеет одно ив
двух возможных состояний. Это — состояния «выключено», «нет»
или «О» и «включено», «да» или «1». Слова или группы уровней,,
представляющие числа в виде цифр, могут появляться одновре-
менно (параллельно) на входах или выходах групп логических
элементов или последовательно (во времени) на сигнальной шине.
В настоящее время наиболее широко применяются уровни, ис-
пользуемые в ТТЛ (транзисторно-транзисторная логическая схе-
ма), в которой логическая «1» соответствует минимальному вы-
ходному уровню +2,4 В (логические элементы однозначно реаги-
руют по входу на «1» для уровней, превышающих 2,0 В) и логи-
ческий «О» соответствует максимальному выходному уровню
+0,4 В (логические элементы однозначно реагируют по входу на
«0» для любых сигналов, меньших +0,8 В).
Каждой параллельной или последовательной комбинации дис-
кретных уровней или числу (или коду) приписывается свой ана-
логовый уровень, называемый квантованным (т. е. представлен-
ный некоторым единственным интервалом аналогового диапазо-
на). Типичный цифровой код 'будет иметь вид ряда
10 1110 10 1.
Он состоит из 9 двоичных цифр (разрядов). Крайнюю слева еди-
ницу называют «старшим разрядом» (СР или 1-й разряд), а еди-
ницу справа называют младшим разрядом (МР или n-й разряд; в
данном случае это 9-й разряд). Значение кода как числа или как
(представления величины аналогового сигнала неизвестно до тех
пор, пока не определены соотношения преобразования.
ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
По всей вероятности, зависимость между аналоговыми и циф-
ровыми сигналами преобразователя наиболее удо1бно представ-
лять в виде графика. Поскольку далее будут обсуждаться две
8В
взаимно дополняющие друг друга характеристики преобразова-
ния, то должно быть построено два графика: один для АЦП, дру-
гой для ЦАП.
На рис. 3.1 'показан график для идеального 3-разрядного ЦАП.
Этот 3-разрядный преобразователь имеет 8 дискретных закодиро-
ванных уровней, причем все 8 различных значений входного сиг-
нала и 8 соответствующих значений выходного сигнала распола-
гаются последовательно от нуля до 7/8 от полной шкалы. По-
скольку при^ таком кодировании других уровней существовать не
может, то характеристику преобразования строят в виде графика,
состоящего из отрезков.
Для обычных ЦАП отрезок на характеристике преобразова-
ния, соответствующий нулю, может быть не равен точно нулю
(имеет место погрешность смещения нуля). Выходной диапазон
преобразователя может точно не соответствовать заданному диа-
пазону от нуля до 7/8 полной шкалы (имеет место погрешность
коэффициента передачи). Разности значений вершин двух сосед-
них отрезков на характеристике преобразования могут быть не
равны или могут меняться неодинаково (имеет место погрешность
нелинейности). В случае, если погрешность нелинейности доста-
точно велика, то одно значение или более выходного аналогового
сигнала может быть меньше значений, соответствующих кодам с
меньшим весом (имеет место немонотонность характеристики пре-
образования, обусловленная большой величиной дифференциаль-
ной нелинейности).
На рис. 3.2 изображен график, соответствующий характерис-
тике преобразования для идеального 3-разрядного АЦП. Посколь-
ку предполагается, что все значения входного аналогового сигна-
ла существуют, то множество этих значений с помощью кванто-
вания должно быть разделено на 8 дискретных зон. Все аналого-
вые значения входного сигнала внутри данной зоны представля-
ются одним и тем же цифровым < кодом, который соответствует
полусумме номинальных значений Драниц этой зоны. Эти полусум-
мы соответствуют значениям вершин отрезков в характеристике
ЦАП.
Следовательно, при аналогоцифровом преобразовании имеет
место присущая квантованию неопределенность ±1/2iMP, которая
добавляется к погрешностям преобразования (рис. 3.2б,д), анало-
гичным тем, что существуют в ЦАП. Единственно верным спосо-
бом уменьшить эту неопределенность является увеличение числа
разрядов.
Поскольку легче определить положение перехода между зона-
ми, чем значение, соответствующее середине зоны, то погрешно-
сти и пределы регулировки в АЦП даются и измеряются для зна-
чений входного аналогового сигнала, при которых имеют место
переходы (смены кода на выходе), относительно значений вход-
ного аналогового сигнала, при которых осуществляются те же
переходы в идеальном АЦП. Последнему, как и ЦАП, присущи
погрешности преобразования, связанные: 1) со смещением нуля,
«о
Значение входного сигнала в виде кода и дробных значений
Рис. 3.1. Характеристика преобразования 3-разрядного ЦАП:
а — идеальная; б — при погрешности смещения нуля; в — при погрешности коэффициента
передачи; г — при погрешности нелинейности; д — при немонотонности, вызванной чрезмер-
ной дифференциальной нелинейностью
91
Значение выходного цифрового сигнала
(в виде кода и дробных значений)
б)
Пропуск кодов, обус-
ловленный чрезмер-р
ной дифференци ZJ
альной нели- \ .'
нейностью [7^
° т I 7 ПШ
д)
"Рис. 3.2. Характеристика преобразования 3-разрядного АЦП:
а — идеальная; б — при погрешности смещения нуля; в — при погрешности коэффициента
передачи; г — при погрешности нелинейности; д — при пропуске кодов
•92
т. e. самый первый переход между зонами происходит неточно
три +V2MP; 2) с погрешностью коэффициента передачи, т. е.
разница между значениями, при которых осуществляются первый
•и последний переходы, не равна точно (ПШ — 2 МР); 3) также
с погрешностью нелинейности, т. е. разности между значениями
двух соседних зон не все равны между собой или неодинаково
изменяются. Если погрешность дифференциальной линейности до-
статочно велика, то возможен пропуск одного или более кодов на
выходе АЦП (аналогично немонотонности в ЦАП).
Важными для характеристики преобразования являются вы-
бор значения полной шкалы преобразователя, величины МР и
точек характеристики, соответствующих границам перехода меж-
ду зонами. Для большинства преобразователей значение полной
шкалы составляет около 10 В: либо равно точно 10, либо 10,24 В.
Для шкалы 10 В значения, соответствующие разрядам, можно
легко получить в виде произведения 10 на 2 в отрицательной сте-
пени. Для шкалы 10,24 В размер МР может быть выражен в виде
«округленного» числа, умноженного на 10 мВ.
В табл. 3.1 приводятся: значения МР, значения входного сиг-
нала, при 'Котором на выходе все «1» '(т. е. ПШ—1 МР), значения
переходов для ’АМР (при установке нуля) и переходов при всех
Таблица 3.1. Значения входного напряжения для МР и (ПШ—МР)
при диапазонах преобразования входного сигнала 10 и 10,24 В
о Полная шкала 10 В Полная шкала 10,24 В
Число разряд X ь а 2 V для кода для аналогоцифро- вого перехода для кода для аналогоцифро- вого перехода
со всеми ..... ( К.МР к коду со + ‘-мр) “'"V- для МР со всеми ..... ( к / \ к к°дусо , — всеми «1>, + 2 №Р) в
1 БВ 5,0 2,5 В 2,5 5,12 В 5,12 2,56 В 2,56
2 2,5 7,5 1,25 6,25 2,56 7,68 1,28 6,40
3 1,25 8,75 625 мВ 8,13 1,28 8,96 640 мВ 8,32
4 625 мВ 9,38 312 9,07 640 мВ 9,60 320 9,28
б 312 9,69 156 9,53 320 9,92 160 9,76
« 156 9,84 78,1 9,76 160 10,08 80 10,00
7 78,1 9,92 39,1 9,88 80 10,16 40 10,12
8 39,1 9,961 19,5 9,941 40 10,20 20 10,18
9 19,5 9,980 9,77 9,970 20 10,220 10 10,21
10 9,77 9,990 4,88 9,985 10 10,230 5 10,225
11 4,88 9,9951 2,44 9,9927 5 1 0,235 2,5 10,232
12 2,44 9,9976 1 ,22 9,9964 2,5 10,2375 1 ,25 10,2362
13 1,22 9,9988 610 мкВ 9,9982 1 .24 10,2388 625 мкВ 10,2382
14 610 мкВ 9,9994 305 9,9991 625мкВ 10,2394 312 10,2391
15 305 9,99970 153 9,99955 312 10,23969 156 10,23953
16 153 9,99985 76 9,99977 156 10,23984 78,1 10,23976
17 76 9,99992 38 9,99988 78,1 10,23992 39,1 10,23988
18 38 9,999962 19 9,999943 39,1 10,239961 19,5 10,239941
19 19 9 .99998Г 9,5 9,999971 19,5 10,239980 9,77 10,239970
20 9,5 9,999990 4,8 9,999985 9,77 10,239990 4,88 10,239985
«1» на выходе АЦП (ПШ—1 V2 МР, при установке коэффициента
передачи). Все эти значения перечисляются для разрешающей
способности вплоть до 2~20 для двух диапазонов преобразования
93
10 В и 10,24 В. Если значение полной шкалы равно 5 В (тоже
широко распространенная величина), то в этом случае соответ-
ствующие числа просто делят на 2.
Обычно в АЦП и ЦАП используют один из стандартных ко-
дов, представленных в табл. 3.2.
Таблица 3.2. Краткий перечень кодов, используемых в АЦП и ЦАП
ЦАП АЦП
Однополярные коды
Прямой двоичный Прямой двоичный
Двоично-кодированный десятичный Двоично-кодированный десятичный
Дополнительный двоичный Прямой двоичный при инверсии анало-
гового сигнала
Дополнительный двоично-кодирован- Двоично-кодированный десятичный при
ный десятичный инверсии аналогового сигнала
Биполярные коды
Двоичный со смещением Двоичный со смещением
Дополнительный двоичный со смеще- Двоичный с дополнением до 2
нием
Двоичный с дополнением до 2 Двоичный со смещением при инверсии
аналогового сигнала
Двоичный с дополнением до 2 при ин-
версии аналогового сигнала
Знак — двоичный код модуля числа
Знак — двоично-кодированный десятич-
ный код модуля числа
Как отмечалось ранее, все используемые в преобразователях
коды основаны на двоичной системе счисления. Любое число в
двоичной системе может быть представлено в следующем виде:
N = an 2n + an—i 2П—1 + . . . + а2 22 + а, 21 + а0 2°,
где каждый коэффициент имеет значение 1 или 0. Дробное дво-
ичное число может быть представ л ^нокак
N= a12-1 + a22-2 + a32-s+ . . . +an2-n.
В таком случае характерная двоичная дробь записывается,
например, как 0,101101. В большинстве преобразователей двоич-
ная дробь используется как основной код преобразования. В этом
случае условно берут только дробную часть, а запятую опускают.
Такая 'кодовая структура удобна для преобразователей, по-
скольку весь используемый диапазон преобразователя просто ин-
терпретируется в виде дроби, в основании которой лежит значе-
ние полной шкалы. Например, дробное кодовое слово 10 1 10 1
имеет значение (1X0,5) + (0X0,25) + (1X0,125) + (1X0,0625) +
+ (0X0,03125) + (1Х0,015625) или 0,703125 от значения полной шка-
лы. Если все разряды равны 1, то результат не будет равен зна-
чению полной шкалы, а лишь (1—2-п) части от него. Так, 10-раз-
рядный ЦАП со всеми включенными разрядами имеет на входе
94
код 1111 1111 11. Если он имеет полный диапазон выходного
сигнала +10 В, то действительное значение аналогового сигнала
на выходе будет
(1—2“10) X Ю В =9,990235 В.
Размер кванта или вес младшего разряда находят делением
значения полной шкалы на 2П. В этом случае квант равен 9,77 мВ.
Наиболее простыми однополярными кодами являются четыре
(табл. 3.2): прямой двоичный код, дополнительный двоичный код,
двоично-кодированный десятичный код (ДДК) и дополнительный
ДДК. Наиболее распространенным из этих четырех кодов являет-
ся прямой двоичный код в позитивной логике. Под позитивной
донимается такая логика, в которой логическая «1» представляет-
ся уровнем напряжения наиболее высоким из двух возможных
для данного логического семейства.
Негативная логика определяется, наоборот, как логика, в кото-
рой самый низкий уровень называется «1», а другой уровень «0».
Так, для стандартной ТТЛ позитивная логика использует +5 В
на входе как логическую «1», а О В как «0». В негативной логи-
ке +5 В соответствует «0», а 0 В — «1».
Все четыре кода (см. табл. 3.7 и 3.10) служат для представ-
ления лишь части от значения полной шкалы преобразования.
В этих таблицах показаны значения 12-разрядных кодов для
полной шкалы преобразования +5 и +10 В.
КОДЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
ОДНОПОЛЯРНЫЕ коды
ДВОИЧНЫЙ код
Наиболее хорошо известным является обычный двоичный код.
В коде обычной двоичной дроби, состоящей из и разрядов, стар-
ший разряд имеет вес 1/2 (2-1), вес следующего разряда 1/4
.(2-2) и так вплоть до младшего разряда, вес которого 2~п. Значе-
ние двоичного числа получают путем сложения весов всех разря-
дов, имеющих коэффициенты 1. В качестве примера в табл. 3.3
перечисляются 16 перестановок 4-разрядного кода, состоящего из
11 и 0 со своими двоичными весами, и эквивалентные им числа,
которые выражены в виде двоичной и десятичной дроби.
Когда в обычном двоичном коде все разряды 1, то значение
этого числа будет равно (1—2~п) или в нормированном виде зна-
чению полной шкалы минус МР (в данном примере 1—1/16=
1=15/16). Строго говоря, представленное число, написанное с за-
пятой, имеет вид 0,1111 ( = 1—0,0001). Однако в существующей
практике код почти всегда записывают просто как целое число
1111 (т. е. 15), при этом понимается, что соответствующее ему зна-
чение определяется через дробь [1111->1111/(1111 + 1) или 15/16].
95
Таблица 3.3. Дробные двоичные коды
'Код
Десятичная дробь Двоичная дробь СР (XI /2) 2-й разряд ( XI /4) з-й разряд (XI /8) 4-й разряд (Х1/16)
0 0,0000 0 0 0 0
1/16=2"4 (МР) 0,0001 0 0 0 1
2/16=1/8 0,0010 0 0 1 0
3/16=1/8+1/16 0,0011, 0 0 1 1
4/16=1/4 0,0100 0 1 0 0
5/16=1/4+1/16 0,0101 0 1 0 1
6/16=1/4+1/8 0,0110 0 1 1 0
7/16=1/4+1/8+1/16 0,0111 0 1 1 1
8/16=1/2 (СР) 0,1000 1 0 0 0
9/16=1/2+1/16 0,1001 1 0 0 1
10/16=1/2+1/8 0,1010 1 0 1 0
11/16=1/2+1/8+1/16 0,1011 1 0 1 1
12/16=1/2+1/4 0,1100 1 1 0 0
13/16=1/2+1/4+1/16 0,1101 1 1 0 1
14/16=1/2+1/4+1/8 0,1110 1 1 1 0
15/16=1/2+1/4+1/8+1/16 0,1111 1 1 1 1
Для примера в табл. 3.4 приведены веса двоичных разрядов
для чисел, имеющих в своем составе до 20 разрядов. Для опре-
деления весов чисел, имеющих больше 20 разрядов, необходимо
Таблица 3.4. Вес младшего двоичного разряда или разрешающая способность
Форма представления 2 п
со (О 2 1 /2П ДБ Десятичная дробь % ю—6
ПШ 2° 1 0 X 100 1 000 000
СР 2~1 1/2 -6 ( 015 50,0 500 000
2 2-2 1/4 -12 ( 0,25 25,0 250 000
3 2-з 1/8 —18,1 \ 0,125 12,5 125 000
4 2-4 1/16 —24,1 0,0625 6,2 62 500
5 2-5 1/32 —30,1 0,03125 3,1 31 250
6 2-е 1/64 —36,1 0,015625 1,6 15 625
7 2-7 1/128 —42,1 0,007812 0,8 7 812
8 2-8 1/256 —48,2 0,003906 0,4 3 906
9 2-э 1/512 —54,2 0,001953 0,2 1 953
10 2-ю ‘ 1/1024 —60,2 0,0009766 0,1 977
11 2-и 1/2048 —66,2 0,00048828 0,05 < 488
12 2-12 1/4096 —72,2 0,00024414 0,024 244
13 2~1з 1/8192 —78,3 0,00012207 0,012 122
14 2-14 1/16384 —84,3 0,000061035 0,006 61
15 2-15 1/32768 —90,3 0,0000305176 0,003 31
16 2-16 1/65536 —96,3 0,0000152588 0,0015 15
17 2-17 1/181072 —102,3 0,00000762939 0,0008 7,6
18 2-18 1/262144 —108,4 0,000003814697 0,0004 3,8
19 2-‘9 1/524288 —114,4 0,000001907349 0,0002 1,9
20 2-20 1/1048576 —120,4 0,0000009536743 0,0001 0,95
продолжать деление на 2. На практике 'для подавляющего боль-
шинства применений этот ряд ограничивается 16 разрядами. Вес,
приписываемый младшему разряду, соответствует разрешающей
96
способности для чисел, имеющих п разрядов. В обычном двоич- ном коде нормированное значение 9-разрядного кода 101110101
будет равно -
0,5006 СР 1/2 = 256/512
0,1250 3-й разряд 1/8=64/512
0,0625 4-й разряд 1/16=32/512
0,0312 5-й разряд 1/32=16/512
0,0078 7-й разряд 1/128=4/512
0,0020 9-й разряд (МР) 1/512= + 1/512
0,7285 373/512 = 0,7285
ДВОИЧНО-КОДИРОВАННЫЙ ДЕСЯТИЧНЫЙ КОД (ДДК)
Несмотря на то, что самым широко применяемым является,
обычный двоичный код, существует ряд других распространенных:
кодов, используемых в системах интерфейса и зависящих от диа-
пазона и полярности сигнала, способа преобразования, специаль-
но требуемых характеристик и от назначения или начального про-
исхождения цифровой информации.
ДДК — это код, в котором каждая десятичная цифра представ-
лена группой из 4 двоичных цифр. Младший разряд старшей
группы, или тетрады, имеет вес 0,1, вес младшего разряда следую-
щей группы уже 0,01, младшего разряда последующей тетрады.
0,001 и т. д. Каждая тетрада имеет десять разрешенных уровней
с весами от 0 до 9. Значения в группе свыше 9 не разрешены.
Для примера в табл. 3.5 показан ДДК для различных чисел от
0 до 0,99.
Аналогоцифровые преобразователи с ДДК используют в ос-
новном в цифровых вольтметрах и в панельных измерительных
приборах, так как в этом случае выходной сигнал, соответствую-
щий каждой тетраде, можно декодировать, чтобы управлять циф-
ровой индикацией, в которой используются привычные десятичные
цифры. ЦАП, на вход которого поступает ДДК, можно использо-
вать в качестве источника выходного аналогового сигнала, управ-
ляемого теми же цифровыми ДДК, которые образуются в резуль-
тате обработки или передачи информации или вводятся на вход,
с помощью ручных переключателей в виде ДДК.
К сожалению, ДДК обладает некоторой избыточностью в том
смысле, что каждая двоично-кодированная десятичная тетрада
имеет только 10/16 разрешенных значений по сравнению с обыч-
ным двоичным кодом. Соотношение между разрешающей спо-
собностью ДДК и обычного двоичного кода показано в табл. 3.6*.
Многие АЦП с ДДК имеют дополнительный разряд с весом',
равным значению полной шкалы, занимающий положение, более
значащее, чем старший разряд. Этот дополнительный разряд,
обеспечивает максимальную 100%-ную перегрузочную способ-
ность. Дополнительные «сверхзначащие» разряды могут обеспе-
чивать в двоичной системе 300%-ную (2 разряда) и 700%-ную (3«
разряда) перегрузочную способность (или расширение диапазона
почти до 800% от значения полной шкалы). Перегрузочный раз-
4—61 97
Таблица 3.5. Примеры представления числа из двух десятичных цифр
в двоично-кодированном десятичном коде
Двоично-кодиро-
ванный десятичный
код
Двоично-кодиро-
ванный десятич-
ный код
Десятичная дробь
Десятичная дробь
0,00 = 0,00 + 0,00 0 0 0 0
0,01 = 0,00 + 0,01 0 0 0 0
0,02 = 0,00 + 0,02 0 0 0 0
0,03 = 0,00 + 0,03 0 0 0 0
0,04 = 0,00 + 0,04 0 0 0 0
0,05 = 0^00+0,05 0 0 0 0
0,06 = 0,00 + 0,06 0 0 0 0
0,07 = 0,00 + 0,07 0 0 0 0
0,08 = 0,00 + 0,08 0 0 0 0
0,09 = 0,00+0,09 0 0 0 0
0,10 = 0,10 + 0,00 0 0 0 1
0,11 = 0,10 + 0,01 0 0 0 1
0 0 0 0
0 0 0 1
0 0 10
0 0 11
0 10 0
0 10 1
0 110
0 111
10 0 0
10 0 1
0 0 0 0
0 0 0 1
0,30 = 0,30 + 0,00 0 0 1 1 0 0 0 0
0.90 = 0,90 + 0,00 1 0 0 1 0 0 0 0
0,91= 0,90 + 0,01 1 0 0 1 0 0 0 1
0,20 = 0,20 + 0,00 0 0 1 0 0 0 0 0
0,98 = 0,90 + 0,09 1 0 0 1 1 0 0 0
0,99 = 0,90 + 0,09 1 0 0 1 1 0 0 1
Таблица 3.6. Сравнение разрешающей способности двоичного
и двоично-кодированного десятичного кодов
Число разрядов Значение младшего разряда кода Число разрядов в двоичном коде, обеспечивающих такую же разрешающую способ- ность, как и двоично-коди- рованный десятичный код
двоичного Двоично-кодирова н- ного десятичного
4 0,062 о,1 4
8 0,0039 0,01 7
12 0,00024 0,001 10
16 0,000015 0,0001 14
20 0,000001 0,00001 17
24 0,0000002 0,000001 20
ряд наиболее часто используют в цифровых вольтметрах и па-
нельных измерительных приборах, когда нужно показать, что но-
минальное значение полной шкалы превышено и что визуальное
считывание может быть ошибочным.
Перегрузочные разряды не должны входить в состав ДДК. Их
используют как «флаг» в процессе преобразования, в котором пе-
регрузка <по входу может давать неоднозначное считывание ин-
формации или там, тде входная перегрузка служит показателем
аномального доведения аналоговой системы. Конечно, перегрузоч-
98
ный разряд должен обеспечивать достаточную точность, посколь-
ку юн является фактически старшим значащим разрядом.
В табл. 3.7 показаны значения трехдекадного ДДК и допол-
нительного ДДК, используемых в преобразователях, диапазон
преобразования которых составляет +5 и +>10 В. Каждая деся-
Таблица 3.7. Двоично-кодированный десятичный и дополнительный
двоично-кодированный десятичный коды
Значение шкалы
нормированное пш= =+ю в, в пш= =+5 В, В Двоично-кодирован- ный десятичный код Дополнительный дво- ично-кодированный десятичный код
+пш—1 МР +9,99 +4,95 1001 1001 1001 оно оно оно
+- пш 8 +8,75 +4,37 1110 0000 0000 0001 1111 1111
+ 1 пш +7,50 +3,75 1100 0000 0000 ООН 1111 1111
+- пш 1 8 +6,25 +3,12 1010 0000 0000 0101 1111 1111
+ 1 пш +5,00 +2,50 1000 0000 0000 0111 1111 1111
+$ пш +3,75 +1/87 оно 0000 0000 1001 ini 1111
+ 4 ПШ +2,50 +1,25 0100 0000 0000 1011 1111 1111
+ 1 пш + 1,25 +0,62 0010 0000 0000 1101 1111 1111
0 + 1 МР +0,01 +0,00 0000 0000 0001 1111 1111 1110
0 0,00 0,00 0000 0000 0000 НН 1111 1111
тичная цифра в ДДК состоит из 4 двоичных разрядов, веса кото-
рых относятся друг к другу, как 8—4—2—1. Этот код является
относительно неэффективным, поскольку в нем для каждой дека-
ды используется только десять из 16 кодовых состояний. Однако
он очень полезен при коммутации в цифровых системах и при
внешнем отображении информации в десятичной системе счисле-
ния. Особенно удобен ДДК при использовании ЦАП на входе в
таком оборудовании, как программируемый источник питания. В
АЦП же ДДК наиболее широко используется при двухтактном
интегрировании. В этом случае выход АЦП непосредственно со-
единен с цифровой системой индикации.
В преобразователях кодирование с помощью ДДК может быть
осуществлено двумя способами: преобразованием двоичного кода
в ДДК или непосредственным заданием веса с помощью встроен-
ной цепочки резисторов и источников тока. В настоящее время
почти всегда это делают с помощью цепочек со взвешенными ре-
зисторами (рис. 3.3). К каждому из взвешенных резисторов под-
ключают источник напряжения и таким способом генерируют
взвешенный ток, поступающий на вход усилителя. На рис. 3.3а
показана 8-разрядная многозвенная суммирующая цепочка резис-
торов. Благодаря относительному температурному согласованию
применяются отдельно группы из четырех резисторов. В этом слу-
чае соотношение сопротивлений всевозможных резисторов в груп-
пе не будет превышать 8 к 1.
4* 99
(Между группами из четырех резисторов располагается токо-
вый делитель, составленный из двух резисторов, которые обеспе-
чивают коэффициент деления между четверками резисторов, рав-
ный 16. Структура схемы для ДДК та же самая и имеет те же
значения сопротивлени"* резисторов в каждой четверке. Однако в
Рис. 3.3. Многозвенные це-
почки резисторов, реализую-
щие в ЦАП двоичный (а)
и двоично-кодированный де-
сятичный (б) коды, пост-
роены на одном и том же
принципе двоичного взвеши-
вания в четверке резисто-
ров, но с разными коэффи-
циентами деления между
этими четверками
этом случае коэффициент деления токового делителя между чет-
верками резисторов равен 10< Таким образом, из-за разности внут-
ренних взвешенных коэффициентов преобразователи с ДДК не
могут быть использованы для—работы с другими кодами. Они
должны работать только с ДДК.
ДВОИЧНО-КОДИРОВАННЫЙ ДЕСЯТИЧНЫЙ КОД ТИПА 2—4—2—1
ДДК типа 2—4—2—1 до сих пор имеет широкое употребле-
ние. Старший разряд в каждой тетраде этого кода имеет вес, рав-
ный 2, вместо обычного, равного 8, который является нормой для
ДДК. Соотношения весов внутри тетрады даны в табл. 3.8.
Таблица 3.8. Разрядные веса внутри каждой тетрады для двоично-
кодированного десятичного кода типа 2—4—2—1
Значение числа 2 (Х2) 4 (х4) 2 (Х2) 1 (Х1 )
о,о 0 0 0 0
0,1 =0,1 0 0 0 1
0,2 = 0,2 0 0 1 0
0,3 = 0,14-0,2 0 0 1 1
0,4 = 0,4 0 1 0 0
0,5 = 0,1 --0,4 0 1 0 1
0,6 = 0,2--0,4 0 1 1 0
0,7 = 0,1 4-0,2 4-0,4 0 1 1 1
0,8 = 0,2--0,4-f- 0,2 1 1 1 0
0,9 = 0,14-0,24-0,44-0,2 1 1 1 1
До того, как логические интегральные схемы стали простыми,
этот код был более экономичным при реализации. Такой код до-
сих пор имеет преимущество перед остальными кодами, заклю-
ЗД)О
чающееся в том, что когда все разряды равны 1, он обеспечивает
на выходе полный диапазон без МР и требует при этом в преоб-
разователе меньшего ряда номиналов резисторов цепочки, чем в
ЦАП с двоично-взвешенными резисторами.
КОД ГРЕЯ
Код Грея — это двоичный код, в котрром положение разряда
не отражает числового веса, однако в преобразователях, исполь-
зующих этот код, каждому значению кода все же соответствует
специфическая часть аналогового диапазона. Код Грея легко пере-
водится в обычный двоичный код (см. табл. 3.9). При изменении
значения кода Грея (в переходах от одного кода к следующему)
одновременно участвует лишь один разряд. В табл. 3.9 подчерк-
нуты разряды, которые меняются с увеличением числа.
Таблица 3.9. Сравнение 4-разрядных двоичного кода и кода Грея
Десятич- ная дробь Код Грея ДВОИЧНЫЙ код Десятич- ная дробь Код Грея ДВОИЧНЫЙ код
0 0 0 0 0 0 0 0 0 I 8/16 110 0 10 0 0
1/16 0 0 0 1 0 0 0 1 9/16 110 1 10 0 1
2/16 0 0 11 0 0 10 10/16 1111 10 10
3/16 0 0 10 0 0 11 11/16 1110 10 11
4/16 0 110 0 10 0 12/16 10 10 110 0
5/16 0 111 0 10 1 13/16 10 11 110 1
6/16 0 10 1 0 110 14/16 10 0 1 1110
7/16 0 10 0 0 111 15/16 10 0 0 1111
Примечание. Подчеркнутые разряды показывают изменение кода при увеличении
числа.
Обычный двоичный код преобразуется в код Грея следующим
образом: если старший разряд обычного двоичного кода нуль, то
в коде Грея он тоже будет нуль. Затем, при считывании кода от
старшего разряда к младшему, каждое изменение обычного дво-
ичного кода вызывает 1 в коде Грея, а каждое отсутствие изме-
нения вызывает 0. Например, 13 в обычном двоичном коде (1011)
в коде Грея становится 1110 (1-И, переход от 1 к 0, то 0->1, пе-
реход от 0 к 1, то 1->1, переход от 1 к 1, то 1->0). Другой при-
мер: 12-разрядное число — в обычном двоичном коде 101111000101
представляется как 111000100111 в коде Грея. На рис. 3.4 демон-
стрируется один из возможных способов, с помощью которого мо-
жет быть автоматизировано преобразование обычного двоичного
кода в код Грея.
Преобразование кода Грея в обычный двоичный код является
всего лишь обратным преобразованием обычного двоичного кода
в код Грея. Старший разряд в обычном двоичном коде будет та-
кой же, как старший разряд в коде Грея. Затем, считывая разря-
ды от старшего к младшему, полагают, что если следующий раз-
101
ряд в коде Грея 1, то следующий разряд в обычном двоичном ко-
де (будет дополнением от предыдущего разряда в обычном двоич-
ном коде. Например, если код Грея представлен числом 1110, то
соответствующий ему код в обычном двоичном коде будет 1011
(1->1; 1, то 1-И); 1, то 0->1; 0, то 1-И). В качестве другого при-
Рис. 3.4. Преобразование двоичного
кода в код Грея с использованием
логических элементов «исключающее
ИЛИ»
Рис. 3.5. Преобразование кода Грея
в двоичный код
мера 8-разрядное число в коде Грея 0111000 в обычном двоичном
коде будет представлено как 01011111. Автоматическое преобразо-
вание кода Грея в обычный двоичный код как показано на рис. 3.5.
Код Грея пригоден для кодирователей угла поворота вала
(.преобразователи угол — код), поскольку изменение только одно-
го разряда при каждом увеличении значения кода исключает по-
явление ложных .промежуточных кодов, которые могут возникнуть
в процессе преобразования в обычном двоичном коде. Для срав-
нения на рис. 3.6 показаны результаты кодирования в оптических
оП |45°| |90°| |135°| |18оД--4225°! |270°| |315°| |360°
/7/7/ W/ 7777/ W/a 777/7.
ж ////, ТТЛ 7777/ ^77 УМ
—> ж 47 777 ////, 777.
ж '////
W7 777/< ж 777/ '7777/ 7%. AM
—Э" 777/ W/. 7777 77/ AM>
77< 777 /М, w 77 7777
7/77
Рис. 3.6. Результаты двоичного кодирования в коде Грея:
квантованные углы равны ±11-^—
4
преобразователях угол — код с 4-разрядной разрешающей способ-
ностью в коде Грея и в обычном двоичном коде.
Отметим, что при каждом переходе в преобразователе, рабо-
тающем в коде Грея, изменяется лишь один разряд. Если граница
затемненной зоны слегка выходит за линию перехода, то кодиро-
вание 'будет происходить с погрешностью, которая определяется
102
небольшой частью младшего разряда. Однако в преобразователе
с обычным двоичным кодом при переходах 180 и 360° сразу ме-
няются все 4 разряда. Если бы затемненная зона 2-го разряда мог-
ла кончиться несколько левее от перехода 180°, то код в неболь-
шой зоне должен был бы быть 0011, т. е. преобразователь пока-
1° 1° 1°
зал бы 67—или 'фиктивный скачок от 1'57— до 67—и затем до
'180°. Катастрофические последствия таких погрешностей оставля-
ем воображению читателей.
Преобразователь угол — код — это преобразователь парал-
лельного типа. Все разряды появляются сразу и могут быть счи-
таны в любое время в параллельном коде. Существует электри-
ческий эквивалент АЦП параллельного типа с кодом Грея на вы-
ходе. В нем используется цепь смещенных по входу компарато-
ров, выходные сигналы которых обеспечивают показания входно-
го аналогового уровня после квантования. Если смещение
компараторов больше этого уровня, то на выходе будет «О», если
меньше, то «1». Затем с помощью многовходовых логических эле-
ментов выполняются преобразования, необходимые для получения
на выходе кода Грея. Такие преобразователи весьма быстродей-
ствующие. Некоторые из них характеризуются быстродействием в
10 миллионов полных преобразований в секунду. Но они требуют
большого количества компараторов, возрастающего в геометриче-
ской прогрессии от требуемой разрешающей способности (т. е.
2П—1), а также логических элементов с большим числом входов.
Вариантом схемы, также имеющей на выходе код Грея, яв-
ляется циклический преобразователь, который непрерывно следит
за входными сигналами. В этом преобразователе меньше компа-
раторов, но при этом для полного преобразования требуется
больше времени.
Использовать код Грея в быстродействующих преобразовате-
лях, обеспечивающих непрерывные преобразования, так же целе-
сообразно, как и в преобразователях угол — код. Любое значение
кода Грея на выходе, записываемое в регистр, будет находиться
'в интервале ±iMP от истинного значения, даже если запись осу-
ществляется в момент переключения разряда. Однако в обычном
двоичном коде, когда при одном переходе могут переключаться
сразу много разрядов, возможно совершенно неправильное считы-
вание кода в момент переключения из-за неодинаковых скоростей
включения и выключения разрядов.
ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ КОДЫ
Кодирование с помощью двоичного дополнительного кода в по-
зитивной логике тоже применяют в ЦАП, поскольку во многих
схемах преобразователей используют структуру со взвешенными
источниками тока.
На рис. 3.7 показаны две типичные схемы со взвешенными ис-
точниками тока. Источник тока на р—п—р-транзисторе (рис. 3.7а)
выдает на выходе положительный ток при прямом двоичном коде
103
в положительной логике. Когда на входе логическая «1», или
+5 В, т. е. до тех пор, пока входной диод смещен в обратном
направлении, источник тока находится во включенном состоянии.
Таким образом, ток от каждого включенного взвешенного источ-
ника тока суммируется на общей шине и выдается на выход. Ло-
а)
Рис. 3.7. Схемы источников взвешенных токов для реализации прямого (а/ и
дополнительного (б) двоичных кодов, вырабатывающие выходной ток различ-
ной полярности. Веса резисторов определяются типом входного кода
гический «О» на входе фиксирует потенциал катода входного дио-
да на уровне «земли» и отбирает в-цепь управления эмитгерный
ток из транзистора, удерживая егоув выключенном состоянии.
Использование в источниках токашгХр—n-транзисторов (рис.
3.716) позволяет получить отрицательный ток на выходе при дво-
ичном дополнительном коде в позитивной логике на входе. Источ-
ники тока на п—р—n-транзисторах управляются так же, как и в
предыдущей схеме. Но при этом коллектор р—п—р-транзистора,
с помощью которого переключается взвешенный источник тока,
соединен с эмиттером п—р—n-транзистора, на котором собран
источник тока. Этот основной метод находит широкое применение
в интегральных схемах счетверенных переключателей тока.
Двоичный дополнительный код в позитивной логике идентичен
двоичному прямому коду в негативной логике. Это лишь два оп-
ределения одного и того же кода. Двоичный прямой код в нега-
тивной логике обычно используют в устройствах интерфейса,
имеющих широко разветвленную сеть входных и выходных линий
связи с мини-ЭВМ.. Двоичный прямой код в позитивной логике
наиболее часто применяют в однополярных АЦП. Двоичный пря-
мой код также используют в АЦП при инвертировании аналого-
вого сигнала. В этом случае код, представляющий значение пол-
ной шкалы, соответствует и отрицательному значению полной
Шкалы аналогового сигнала.
В 4-разрядном преобразователе с двоичным дополнительным
кодом нулевое значение сигнала представляется как 1111, значе-
ние половины полной шкалы (значение СР) как 0111, а значение
104
полной шкалы (без 1 МР) как 0000. Это может быть легко полу-
чено путем инвертирования выходного сигнала регистра «Q», где
Q — нормальное значение кода на выходе регистра. В табл. 3.10
Таблица 3.10. Однополярные коды в 12-разрядном преобразователе.
Прямой и дополнительный двоичные коды
Значение шкалы Коды
ПШ= нормированное =-м о В, В ПШ= =4-5 В. В прямой двоичный дополнительный двоичный
4-пш—1 мр +9,9976 +4,9988 1111 1111 1111 0000 0000 0000
4-^-пш +8,7500 +4,3750 1110 0000 0000 0001 1111 1111
4-1ПШ +7,5000 +3,7500 1100 0000 0000 ООН 1111 1111
+ гПШ +6,2500 +3,1250 1010 0000 0000 0101 1111 1111
4-1 ПШ +5,0000 +2,5000 1000 0000 0000 0111 1111 1111
+-ПШ * 8 +3,7500 + 1,8750 ОНО 0000 0000 1001 1111 1111
4-1 ПШ +2,5000 + 1,2500 0100 0000 0000 1011 1111 1111
4-1ПШ + 1,2500 +0,6250 0010 0000 0000 1101 1111 1111
0 4-1 МР +0,0024 +0,0012 0000 0000 0001 1111 • 1111 1110
0 0,0000 0,0000 0000 0000 0000 1111 1111 1111
показаны трехдекадные двоичные прямые и дополнительные ко-
ды, которые используются в преобразователях, имеющих диапа--
зон 4-5 и 4-Ю В.
В преобразователе с двоично-кодированным десятичным кодом
дополнительный ДДК получают также, представляя все разряды
(для каждой тетрады) их дополнениями. В дополнительном ДДК
нуль представляют как 1111, а 9 как ОНО.
ПОЛЯРНОСТЬ АНАЛОГОВОГО СИГНАЛА
До сих пор характеристики преобразования рассматривались
для однополярных сигналов. В этом случае коды изображаются в
виде ряда чисел, которые представляют нормированные значе-
ния однополярного аналогового сигнала. На знак внимание не
обращается. Код Грея является исключением, поскольку он не
имеет количественных коэффициентов взвешивания. Он может
представлять любой диапазон аналогового сигнала-любой поляр-
ности.' Однополярный АЦП ‘будет реагировать на аналоговый сиг-
нал только одной полярности, и однополярный ЦАП будет выра-
батывать аналоговый сигнал только одной полярности.
Полярность аналогового сигнала определяет, какой преобразо-
ватель нужно использовать. Это может быть преобразователь, ис-
точник опорного напряжения и ключи (или узлы) которого по-
строены в соответствии с требованиями к полярности аналогового
сигнала. Но может быть и преобразователь с заранее заданной
полярностью (из экономических или других соображений пригод-
105
ности). В этом случае аналоговый сигнал подвергается перера-
ботке перед аналогоцифровым преобразованием или после цифро-
аналогового преобразования с помощью инвертирования полярно-
сти этого сигнала; если же для правильной работы нужно при-
способить диапазон аналогового сигнала, то делаются и другие
необходимые изменения шкалы преобразования.
БИПОЛЯРНЫЕ КОДЫ
Для преобразования биполярного аналогового сигнала в циф-
ровой код, содержащий информацию о знаке, необходим допол-
нительный разряд — знаковый. В биполярном преобразовании
наиболее часто используются следующие двоичные коды: знак —
модуль числа (модуль числа плюс знак), двоичный код со смеще-
нием, код с дополнением до двух и с дополнением до единицы. В
табл. 3.11 показан каждый из этих кодов, содержащий 4 разряда
>(3 разряда плюс знак).
Таблица 3.11. Наиболее широко используемые биполярные коды
Целое число Десятичная дробь при полярности опорного напряжения Троичные коды
положи- тельной отрица- тельной знак — мо- дуль числа с дополне- нием до 2 со смеще- нием с допол- нением до 1
+7 4-7/8 —7/8 0 111 0 111 1111 0 111
4-6 4-6/8 —6/8 0 110 0 110 1110 0 110
4-5 4-5/8 —5/8 0 10 1 0 10 1 110 1 0 10 1
4-4 4-4/8 —4/8 0 10 0 0 10 0 110 0 0 10 0
4-3 4-3/8 —3/8 0 0 11 0 0 11 10 11 0 0 11
4-2 4-2/8 —2/8 0 0 10 0 0 10 10 10 0 0 10
4-1 4-1/8 -1/8 0 0 0 1 0 0 0 1 10 0 1 0 0 0 1
0 04- 0— 0 0 0 0 0 0 0 0 10 0 0 0 0 0 0
0 0— 04- 10 0 0 (0 0 0 0) (1000) 1111
—1 -1/8 4-1/8 10 0 1 1111 0 111 1110
—2 —2/8 4-2/8 10 10 1110 0 110 110 1
—3 —3/8 4-3/8 10 11 110 1 0 10 1 110 0
—4/8 4-4/8 110 0 110 0 0 10 0 10 11
—5 —5/8 4-5/8 110 1 10 11 0 0 11 10 10
—6 —6/8 4-6/8 1110 10 10 0 0 10 10 0 1
—7 —7/8 4-7/8 1111 10 0 1 0 0 0 1 10 0 0
—8 —8/8 4-8/8 (1 0 0 0) (0 0 0 0)
Так как аналоговый сигнал в настоящее время может иметь
любую полярность, то необходимо быть осторожным с соотношени-
ями между кодом и полярностью аналовопо сигнала. Положи-
тельная 'полярность опорного напряжения преобразователя пока-
зывает, что аналоговый сигнал (на входе АЦП или на выходе
ЦАП) растет в положительную сторону с ростом цифрового чис-
ла, с другой стороны, отрицательная полярность опорного напря-
жения преобразователя показывает, что аналоговый сигнал убы-
вает в сторону отрицательных значений диапазона с увеличением
цифрового числа. Соотношения при идеальном преобразовании
106
для биполярных ЦАП показаны в графическом виде на рис. 3.8 и
3.9.
Чтобы самым прямым путем представить 'полярный аналого-
вый -сигнал в 'цифровом виде, можно использовать код типа
знак — модуль числа. При этом просто определяют код, соответ-
Двоичный код
с дополнением до 1
Двоичный код типз
знак — модуль числа
Двоичный код
с дополнением до 2
Рис. 3.8. Идеальная характеристика цифроаналогового преобразования для
4 разрядов (3 разряда плюс знаковый разряд) в двоичных кодах со смещени-
ем, с дополнением до 2, типа знак — модуль числа и с дополнением до 1
ствующий абсолютной величине аналогового сигнала, и к нему
добавляют разряд, определяющий полярность. Преимущественно
этот код используют в ЦАП, работающих вблизи нуля, где про-
исходят плавные и линейные переходы от малого положительного
напряжения к малому отрицательному напряжению. Как видно из
примера, приведенного в табл. 3.11, только в этом коде три зна-
чащих разряда не имеют основного перехода (т. е. Переходы всех
1 в 0 или похожие переходы) вблизи нуля. В биполярных циф-
ровых вольтметрах (АЦП) почти всегда используется ДДК типа
знак—модуль числа.
107
Несмотря на это, код типа знак — модуль числа имеет неко-
торые недостатки, из-за которых в процессе обработки данных
более пригодны другие коды, обладающие минимумом преобра-
При отрицательном
опорном
напряжении
Нормированное
значение входного
аналогового сигнала
При положительном
опорном
напряжении
1101
1100
1011
1010
1111
1110
lie
(относительно
полной шкалы)
Li i
1001
1000
0111
0110
0101
0100
Двоичный
код с допол-
нением до 1
<' код типа
знак — модуль
числа
0011
0010
0001
0000
Выхрдные цифровые коды
о ш
X S
5
2
0111 011Г 0111
0110 0110 0110
0101 0101 0101
0100 0100 0100
0011 0011 0011
0010 0010 0010
0001 0001 0001
0000 00001*0000'1* •
1111 1000J 1111J
1110 1001 1110
1101 1010 1101
1100 1011 1100
1011 1100 1011
1010 1101 1010
1001 1110 1001
1000 1111 1000
Рис. 3.9. Идеальная характеристика аналогоцифрового преобразования для 4
разрядов (3 разряда плюс знаковый разряд) в двоичных кодах со смещением,
с дополнением до 2, типа знак — модуль числа и с дополнением до 1
зований при вычислениях. Один из недостатков — то, что значе-
нию аналогового нуля соответствуют два кода. Это является до-
статочно серьезной причиной, препятствующей широкому приме-
нению кода типа знак — модуль числа, поскольку требует или до-
полнительных расчетов или дополнительного оборудования. К то-
му же электрическая схема преобразователя с кодом знак — мо-
дуль числа несколько сложнее и ее реализация дороже, чем схемы
преобразователей, в которых используются другие коды.
В преобразователе легче всего реализовать двоичный код со
смещением. Анализ двоичного кода со смещением, состоящего из
3 значащих разрядов плюс знаковый разряд, покажет, что на са-
мом деле он является обычным двоичным 4-разрядным кодом, за
исключением того, что его нуль соответствует отрицательному
значению диапазона аналогового сигнала. При этом значение
младшего разряда будет составлять 1/1-6 от всего биполярного
диапазона, а значение включенного старшего разряда будет нахо-
диться около нуля. Следовательно, чтобы построить 4-разрядный
биполярный преобразователь, работающий с двоичным кодом со
108
смещением (т. е. имеющий 3 значащих разряда плюс знаковый},,
необходимо удвоить коэффициент передачи обычного однополяр-
ного 4-разрядного ЦАП (т. е. если ЦАП имел диапазон от 0 до«
+ 10 В, то .новое значение 'полной шкалы будет 20 В) и сдвинуть-
нуль новой шкалы на величину, рав-ную половине диапазона
(—10 В). Эта операция несложная и недорогая. Подобным обра-
зом поступают и для АЦП. Только в этом случае аналоговый сиг-
нал на входе ослабляют в дра раза и сдвигают на величину, рав-
ную половине нового диапазона.
Кроме того, что двоичный код со смещением легко реализует-
ся, он имеет и другие достоинства. Эти достоинства обусловлены
тем, что он согласован с входными и выходными сигналами ЦВМ,
его легко преобразовать в код с дополнением до двух (достаточ-
но взять дополнение только старшего разряда), более удобный
при вычислениях, и к тому же в нем нуль представлен только од-
ним определенным кодом. В двоичном коде со смещением слово,,
в котором все разряды равны 0 (т. е. 0000), соответствующее от-
рицательному значению полной шкалы, при вычислениях не ис-
пользуется, так как самое отрицательное значение, которое ис-
пользуется при вычислениях, равно —ПШ <и +1 МР. Несмотря на
это, код 0000 необходим при настройке и контроле преобразова-
теля.
Основным недостатком двоичного кода со смещением является
существование главного перехода вблизи нуля (изменяются все
разряды при переходе кода от 0111 к 1000). В динамическом ре-
жиме работы из-за разности скорости включения и выключения
всех разрядов это может приводить к значительным выбросам
аналогового сигнала. В статическом режиме возникают погрешно-
сти линейности. Наибольшие погрешности линейности более ве-
роятны в точках основных переходов, поскольку переход являет-
ся по существу разностью между двумя большими значениями
аналогового сигнала. Кроме того, при использовании двоичного
кода со смещением погрешность сдвига нуля может быть больше,,
чем при использовании кода типа знак — модуль числа, посколь-
ку уровень аналогового нуля обычно получают как разность меж-
ду значениями старшего разряда (половина полного диапазона)
и смещения постоянного аналогового сигнала (тоже половина диа-
пазона), т. е. опять-таки между двумя большими значениями ана-
логового сигнала.
В зависимости от целей преобразования код с дополнением до
Двух может представлять собой обычный двоичный код (знаковый
разряд равен «0») для положительных значений аналогового сиг-
нала и код с дополнением до 2 для отрицательных значений ана-
логового сигнала. Арифметически код с дополнением до двух об-
разуется инвертированием- числа и добавлением к результату
1 МР. Например, дополнением до 2 числа 3/8 (000) будет его
инверсия плюс 1 МР, или 1100+0001 = 1101.
Код с дополнением до 2 удобен при вычислениях хотя бы по-
тому, что им можно представлять отрицательные числа. Следова-
109
тельно, вместо вычитания может быть использовано сложение. На-
пример, чтобы вычесть 3/8 из 4/8, необходимо сложить 4/8 с
(—3/8), или 0100 с 1101. Результат будет 0001 (если не обращать
внимания на единицу переноса), или 1/8.
Если сравнивать код с дополнением до 2 и двоичный код со
смещением, то можно понять, что разница между ними состоит в
том, что старший разряд одного кода заменен его инверсией в
другом коде. Поскольку большинство триггеров содержат оба вы-
хода: прямой и инверсный, то преобразователь, работающий с
двоичным кодом со смещением, может быть использован для ра-
боты с кодом с дополнением до 2. Для этого необходимо лишь
проинвертировать старший разряд на выходе АЦП или на выходе
приемного регистра ЦАП, и наоборот. Коду с дополнением до 2
присущи те же недостатки, что и двоичному коду со смещением,
поскольку их способы преобразования одинаковы.
Одним из способов представления отрицательных чисел явля-
ется код с дополнением до единицы, используемый иногда в вы-
числительных устройствах. Арифметически код с дополнением до
единицы получают с помощью простого инвертирования всех раз-
рядов. Так, 3/8 (000) в коде с дополнением до единицы будет
(П00). Когда вместо вычитания числа его суммируют в коде с
дополнением до единицы и при этом образуется единица перено-
са, которой пренебрегают, то ее в виде 1 МР добавляют к резуль-
тату суммы (без единицы переноса). Так, вычитание 3/8 из 4/8 бу-
дет 0100+1100 = 0000+0001=0001 (или 1/8). Код с дополнением
до единицы может быть сформирован с помощью инвертирования
каждого положительного значения, чтобы получить его соответ-
ствие отрицательному значению, включая и нулевой уровень, ко-
торый будет представлен двумя кодами: 0000 и 1111.
Кроме неоднозначности представления нуля существует и дру-
гой недостаток этого кода: он не так легко реализуем, как код с
дополнением до 2. Если код с дополнением до 1 перед ЦАП не
преобразован в код с дополнением до 2 путем сложения с 1 МР в
цифровом виде, когда старший разряд равен 1 (показатель от-
рицательного числа), то самый легкий способ его преобразования
в код с дополнением до 2 — добавление аналогового значения, со-
ответствующего младшему разряду (если старший разряд равен
1), к общему значению аналогового сигнала. Чтобы добавить этот
квант, можно просто поделить цифровой уровень старшего разря-
да на резистивном делителе до уровня младшего разряда и про-
суммировать его с общим аналоговым сигналом.
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ КОДА
Чтобы обеспечить возможность использования преобразова-
теля для получения лучших результатов при наименьших затра-
тах, когда возникает необходимость в преобразовании кода пос-
ле АЦП или перед ЦАП, можно воспользоваться табл. 3.12, в ко-
торой кратко описываются соотношения между биполярными ко-
дами.
110
Таблица 3.12. Соотношение между биполярными кодами
Переход к коду Переход от кода
знак—модуль числа двоичного с дополнением До 2 обыкновенного двоичного двоичного с дополнением1 До 1
Знак — мо- дуль числа Если СР=1, то инвенти- ровать ос- тальные разряды и к полученно- му коду до- бавить код 00...01 Инвертировать СР. Если но- вое значение СР=1, то ин- вертировать остальные раз- ряды и к по- лученному ко- ду добавить код 00...01 Если СР=1, то инверти- ровать ос- тальные разряды
Двоичному с дополне- нием до 2 Если СР=1, то инвертировать остальные раз- ряды и к по- лученному коду добавить код 00...01 Инвертировать СР Если СР— 1, то к коду добавить код 00...01
Двоичному со смеще- нием Инвертировать СР. Если новое значение СР=0, то инвертиро- вать остальные разряды и к полученному коду добавить код 00...01 Инвертиро- вать СР Инвертиро- вать СР. Если новое значение СР=0, то инвертиро- вать осталь- ные разря- ды и к по- лученному коду доба- вить код 00...01
Двоичному с дополне- нием до 1 Если СР= 1, ин- вертировать остальные раз- ряды Если СР=1, добавить к исходному коду КОД Инвертировать СР. Если новое значение СР= 1, то к коду до- бавить код Ш ...11
ДРУГИЕ БИПОЛЯРНЫЕ КОДЫ
Существует несколько вариантов более или менее распростра-
ненных кодов, о которых стоит упомянуть. К счастью, они легко
описываются, так как основаны на кодах, которые обсуждались
выше:
1. Модифицированный код типа знак — модуль числа. Это ва-
риант кода знак — модуль числа, в котором старший разряд ин-
вертирован (1—для положительного сигнала, 0 — для отрица-
тельного).
2. Модифицированный код с дополнением до 1. Как и в моди-
фицированном коде знак — модуль числа, в этом варианте стар-
ший разряд инвертирован (1—для положительного сигнала, 0 —
111
для отрицательного). Оба этих кода имеют знаковые разряды та-
кие же, как и в двоичном коде со смещением, представленном в
табл. 3.11.
3. Дополнения всех кодов. Все упомянутые двоичные коды мо-
гут быть целиком ироинвертированы до своих дополнений: инвер-
сия кода знак — модуль числа, инверсия двоичного .кода со сме-
щением, инверсия кода с дополнением до двух, инверсия кода с
дополнением до единицы.
Несмотря на то, что использование этих кодов может несколь-
ко усложнить жизнь, они необходимы для получения тех досто-
инств, которыми обладают некоторые лучшие образцы полупро-
водниковых схем, имеющихся в настоящее время на рынке. К
счастью, АЦП и ЦАП со встроенными регистрами выполняют опе-
рацию дополнения с помощью внутренних логических схем, так
•что потребитель, использующий эти преобразователи, подчас\И
не подозревает о внутренней сложности, присущей этим схемам^
•Однако потребители, использующие преобразователь без ветрен/
ных регистров, должны предусмотреть возможность применения
дополнительных кодов. В табл. 3.13 перечисляются все значения
упомянутых 4-разрядных кодов (знаковый разряд плюс 3 знача-
щих разряда).
Таблица 3.13. Модифицированные и дополнительные коды
Целое число Модифицированные двоичные коды Дополнительные двоичные коды
типа знак— модуль числа с допол- нением ДО 1 типа знак— модуль числа со сме- щением с допол- нением ДО 2 с допол- нением до 1
Н-7 1111 1111 1000 0000 1000 1000
Н-6 1110 1110 1001 0001 1001 1001
Н-5 1101 1101 1010 0010 1010 1010
4-4 1100 1100 1011 ООП 1011 1011
Н-3 1011 1011 1100 0100 1100 1100
4-2 1010 1010 1101 0101 1101 1101
-н 1001 1001 1110 оно 1110 1110
о+ 1000 1000 1111 0111 1111 1111
0— 0000 0111 0111 0111 1111 0000
—1 0001 оно оно 1000 0000 0001
—2 0010 0101 0101 1001 0001 0010
—3 ООП 0100 0100 1010 0010 ООП
-**—~4 0100 ООП ООП 1011 ООП 0100
—5 0101 0010 0010 1100 0100 0101
—6 оно 0001 0001 1101 0101 оно
—7 0111 0000 0000 1110 оно 0111
—8 — —— 1111 0111 —
л Так как обычно доступны обе полярности сигнала логической схемы, то до-
полнительные входы (или выходы) могут упростить связь с нагрузкой, монтаж
И проблемы размножения по выходу. Например, если в АЦП применяется
ЦАП, имеющий дополнительные входы, то для этого ЦАП используются ин-
версные выходы логических схем, а сигналы с неинвертированных выходов по-
ступают во внешние цепи.
112
ПРОИЗВОЛЬНЫЙ ВЫБОР СМЕЩЕНИЯ
И МАСШТАБА ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Характеристики преобразования, которые рассматривались ра-
нее, были или строго односторонние (от 0 до полной шкалы) или
симметричные (± полная шкала). Причиной этого является то,
что большинство имеющихся в продаже преобразователей спроек-
тированы как устройства широкого применения.
Однако поскольку между аналоговым сигналом и цифровым
числом существует пропорциональная зависимость, то определен-
ная совокупность кодов может представлять любую часть диапа-
зона аналогового напряжения или тока с данной разрешающей
способностью. Например, если необходимо закодировать напря-
жение в диапазоне от 4 до 7 В в двоичный код с помощью АЦП
с входным диапазоном от 0 до 10 В, то этот АЦП может просто
выполнить эту операцию без какого-либо преобразования, ис-
пользуя лишь 0,3 необходимых кодовых чисел. Однако было бы.
более эффективным сдвинуть входное напряжение на 4 В, усилить
его в 3,33 раза и подать результирующий меняющийся от 0 до
10 В сигнал в преобразователь, используя таким образом весь
набор наличных кодов и повышая разрешающую способность бо-
лее чем в 3 раза. Благодаря характеристике преобразования вы-
ходной код получается в виде двоичного кода со смещением. По-
следующую цифровую обработку можно произвести уже расчет-
ным путем.
Другой вид масштабирования может быть применен в случае,
если аналоговый сигнал пропорционален температурному диапа-
зону (например, 0—70° С) и требуется непосредственно считыва-
ние температуры с цифрового вольтметра. Типичным подходом в
этом случае может быть приведение масштаба напряжения к оп-
ределенным значениям температуры (например 107В) и выдача
этого напряжения в цифровой вольтметр с учетом положения де-
сятичной запятой. Цифровой вольтметр тогда может обеспечивать
считывание непосредственно в градусах.
Характеристики преобразователей при кодировании в коде с
дополнением до 2 и в двоичном коде со смещением будут асим-
метричны, потому что для крайнего отрицательного значения 'пол-
ной шкалы (—1) код существует, а для максимального положи-
тельного значения полной шкалы отсутствует (крайнее значение
кода для положительного диапазона представляет величину 1—
—2~(п-1>). В ЭВМ не используется код, соответствующий крайне-
му отрицательному значению полной шкалы (—ПШ). Так как
для вычислений необходимы симметричные коды, то код, соот-
ветствующий —ПШ, в действительности будет потерян. Однако
для некоторых целей, таких, как передача данных, может ока-
заться желательным сохранять информацию во всех кодах, иметь
кодированные значения полной шкалы, а также иметь симмет-
ричную характеристику. Это может быть выполнено с помощью
сдвига аналогового сигнала на величину ПШ/(2П—1) и умноже-
113
Рис. ЗЛО. Характеристи-
ка преобразования 3-раз-
рядного (2 разряда плюс
знаковый разряд) ЦАП,
у которого в целях сим-
метрирования диапазона
выходного аналогового
сигнала изменен мас-
штаб и введено смеще-
ние нуля. Заметим, что
здесь отсутствует код_
соответствующий анало-
говому нулю
яия опорного напряжения на величину 1/(1—2-п). Хотя в этойг
схеме характеристика полностью симметрирована, тем не менее
она обладает одним недостатком: на выходе ЦАП в этом случае
не будет строгого положения аналогового нуля (р.ис. 3.10).
Глава 4
ЦИФРОАНАЛОГОВЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Как упоминалось ранее, ЦАП воспринимает цифровую инфор-
мацию и вырабатывает ток или напряжение, значение которого
пропорционально числовому значению этой информации на его
входе. Информация на входе может быть в виде любого кода и
может представлять положительные или отрицательные значения
аналогового сигнала или оба значения для биполярного сигнала.
Например, на рис. 4.1 показана зависимость выходного аналого-
вого сигнала от входного цифрового сигнала 3-разрядного ЦАП,
в котором отрицательные значения аналогового сигнала представ-
ляются прямым двоичным кодом.
Одним из достоинств использования ЦАП в аналоговой техни-
ке является способность хранить аналоговую информацию в циф-
ровом виде, что позволяет обеспечить независимость этой инфор-
мации от времени и температурного дрейфа, а также сделать ее
более помехозащищенной.
114
Выходное
Рис. 4.1. Зависимость выходного напряжения ЦАП от цифрового входного
сигнала
МЕТОДЫ ЦИФРОАНАЛОГОВОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Существуют два наиболее широко распространенных метода
цифроаналогового преобразования: с использованием взвешенных
резисторов и многозвенной цепочки резисторов.
ЦАП С ДВОИЧНО-ВЗВЕШЕННЫМИ РЕЗИСТОРАМИ *
Как показано на рис. 4.2, ЦАП с двоично-взвешенными рези-
сторами состоит из следующих компонентов: а) п ключей, по од-
ному на каждый разряд, управляемых входным сигналом, б) це-
почки взвешенных резисторов, в) источника опорного напряжения
иоп и г) суммирующего элемента (обычно операционный усили-
тель)1 2, с помощью которого суммируются токи, протекающие че-
рез цепочку резисторов, чтобы получить аналоговый сигнал, про-
порциональный цифровому сигналу на входе.
1 Integrated Circuits in Digital Electronics, by A. Barna and
D. Parat, John Wiley and Sons, 1973.
2 Детальное рассмотрение операционных усилителей можно найти в книгах:
A. User’s Handbook of Integrated Circuits, by Eugene R. Hnatek,
John Wiley & Sons, Chaps. 10 and 11, 1973; Applications of Linear
Integrated Circuits, by Eugene R. Hnatek, John Wiley & Son., 1975.
115
Регистр, который предполагается внешним по отношению к
ЦАП, вырабатывает двоичное число N, состоящее из п двоичных
разрядов:
N=a„_i2"-4-a„_22"-2+ . . .+а, 24-а, 2" = g а, 2>. (4.1)
Рис. 4.2. ЦАП с двоично-взвешенными резисторами
Каждый i-й разряд управляет ключом Ki, который подключается
к источнику опорного напряжения Uon, когда aj=l, или к земле,
когда aj = O. Предполагается, что внутреннее сопротивление источ-
ника опорного напряжения Ron равно нулю. Сопротивления рези-
сторов, соединенных с ключами, таковы, что обеспечивается про-
порциональность протекающего в них тока двоичному весу соот-
ветствующего входного разряда. Так, сопротивление резистора в
старшем разряде имеет значение R, сопротивление следующего ре-
зистора 2R и так далее, вплоть до сопротивления резистора в
младшем разряде, значение которого 2n-1R. Следовательно, ток,
протекающий на входе суммирующего элемента, будет
R 2 R ' 2П-2 R 2П—1 R
Это уравнение может быть переписано как
I = _U22_(an_12n-i + a„_22"-2+ . . .+а121+а() 2») =
2П“1 R
ТТ п—1
За*21’ <4-2>
2n—1 R i=o
т. е. выходное напряжение ЦАП пропорционально числу, отобра-
жающему те ключи, которые подключены к источнику Uon (т. е.
ai= 1). Максимальный выходной ток будет протекать, когда все
коэффициенты aj будут равны 1:
Imax = Uon-(2n-l)/(R-2^). (4.3)
В действительности ключи представляют собой конечные со-
противления, которые включены последовательно со взвешенными
резисторами, и при разработке ЦАП необходимо учитывать эти
116
сопротивления и их возможные отклонения. Поскольку вклад в
общий выходной ток для каждого более младшего разряда умень-
шается в два раза, требования, предъявляемые к точности и ста-
бильности резисторов, стоящих в более младших разрядах, менее
жесткие, чем предъявляемые к этим параметрам резисторов более
старших разрядов.
В практических применениях, например для 12-разрядного
ЦАП, диапазон сопротивлений резисторов будет 4096: 1, т. е. если
в старшем разряде 10 кОм, то в младшем будет 40 МОм. Если бы
эти резисторы стали изготавливать по толсто- или тонкопленоч-
ной технологии или по полупроводниковой интегральной техноло-
гии, то такой диапазон был бы абсолютно нереализуем. Если ис-
пользовать объемные резисторы, то увеличиваются размеры и
стоимость устройства, предполагаемые преимущества утрачива-
ются, а разработка становится проблематичной.
ЦАП С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ МНОГОЗВЕННОЙ ЦЕПОЧКИ РЕЗИСТОРОВ3
Если требуется преобразование с высокой точностью, то ЦАП
со взвешенными резисторами, изображенный на рис. 4.2, должен
содержать резисторы широкого ряда номиналов сопротивлений и
подобранные для каждого разряда в зависимости от его положе-
ния полупроводниковые ключи. ЦАП с многозвенной цепочкой ре-
зисторов типа R—2R, как показано на рис. 4.3, исключает эти
сложности ценой включения дополнительного резистора в каж-
дом разряде. При использовании цепочки резисторов типа R—2R
вклад каждого разряда в выходной сигнал пропорционален его
двоичному весу.
Поскольку эта цепочка резисторов является линейной цепью,
то ее работу можно проанализировать методом суперпозиции, т. е.
вклад в выходное напряжение от каждого источника рассчитать
независимо от других источников. Окончательно все вклады от
каждого разряда суммируются для получения на выходе резуль-
тата в виде напряжения иВых-
3 Ом. примечание 1.
117
Рассмотрим (n—1)-й ключ СР, подключенный к источнику
опорного напряжения Uon при условии, что все остальные ключи
замкнуты на землю. Эквивалентное сопротивление цепи слева от
(п—1)-го узла равно 2R, поскольку входной вывод операционного
усилителя фактически имеет потенциал земли. Рассматривая каж-
дый узел этой цепи, можно легко проверить, что эквивалентное
сопротивление с любой стороны от этого узла равно 2R при усло-
вии, что в конце цепочка резисторов нагружена на резистор 2R.
Таким образом, ток, вызванный источником опорного напряжения
а)
61
Рис. 4.4. Эквивалентные схемы цепочки резисторов, изображенной на рис. 4.3:
а — выходные токи и напряжения в узле СР при подключенном к источнику опорного на-
пряжения только ключа Kn_i', б — токи и напряжения в узлах п—2 и n—1 при подклю-
чении к источнику опорного напряжения только ключа Кп—2
2
Ьтоп, делится пополам, как показано на рис. 4.4, обеспечивая на
выходе (п—1)-го узла напряжение, равное
ип_ 1 = UonR/(3 R) =Uon/3, (4.4)
где иоп — опорное напряжение. Поскольку коэффициент переда-
чи операционного усилителя относительно (п—1)-го узла вы-
бран— 3/2 (R0C = 3R на рис. 4.3), то выходное напряжение, обус-
ловленное одним старшим разрядом, будет
= (4-5)
Рассматривая следующий ключ Кп-2» подключенный к источ-
нику иоп, при условии, что все остальные ключи выключены (см.
рис. 4.46), видим ситуацию, подобную предыдущей. Так, токи, вы-
118
текающие направо и налево из (п—2)-го узла, одинаковы и в ре-
зультате напряжение в (и—2)-м узле будет
Un-2 = Uon/3. • (4.6)
Это напряжение относительно (п—1)-го узла делится на два, как
показано на эквивалентной схеме, изображенной на рис. 4.46. Та-
ким образом, его вклад в напряжение, пересчитанный на выход
операционного усилителя, будет
г) = —V-- (47)
\ & / \ £ / \ “
То же самое происходит и с напряжениями в остальных узлах,
пересчитанных на выход, т. е.
U.b,x = -Uon(an-i2-1+an_a2^+ . . .+а,а.2-”) =
= -Uon2-"(an_12”-1+an_!!2"-2+ . . . + а, 2“'+ а0 2") =
п—1
= —Uon2~n 2 ai 21 , (4.8)
1=0
где ai = 0 или at = 1 в зависимости от того, подключен ли i-й ключ
соответственно к нулевому потенциалу или к источнику иоп.
Таким образом, выходное напряжение ЦАП пропорционально
сумме напряжений со своими весами, обусловленных лишь теми
ключами, которые подключены к источнику Uon.
Цепочка резисторов типа R—2R может быть использована в
качестве неинвертированного стабильного источника напряжения
при условии высокоомной нагрузки на выходе, такой, как, напри-
мер, входное сопротивление последовательно включенного опера-
ционного усилителя (рис. 4.5). Если продолжить ход рассужде-
Входной цифровой код
Рис. 4.5. ЦАП с выходом по 'напряжению, в котором используется цепочка ре-
зисторов типа R—2R
ний предыдущего абзаца, то можно увидеть, что напряжение на
выходе от старшего разряда будет VaUon (делитель 2R—2R) от
второго разряда V^on (эквивалентный генератор ’/aUon и дели-
тель 2R—2R) и так далее. Поскольку всю схему можно рассмат-
119
ривать как эквивалентный генератор с выходным напряжением
NUon, где N — дробное число, и с внутренним сопротивлением R,
то при необходимости существует возможность точно менять мас-
штаб выходного напряжения в сторону уменьшения, подключая
прецизионный резистор между выходом схемы и «землей». Цепоч-
ка резисторов типа R—2R, благодаря симметричности и обрати-
мости, может быть использована и при другом включении. На
рис. 4.6 показан один из примеров включения схемы в которой
включение цепочки резисторов типа R—2R в режиме пе-
Выходное
напряжение
Рис. 4.6. Инверсное
реключения токов
входные выводы цепочки резисторов стали выходными, а выход-
ные — входными. В этом случае преобразование осуществляется
с помощью переключателей тока.
Схема, представленная на рис. 4.3, обладает высокой ско-
ростью, практична, надежна и легко реализуется с помощью инте-
гральной технологии. В отличие от ЦАП со взвешенными рези-
сторами (рис. 4.2) ЦАП с цепочкой резисторов типа R—2R не
требуют широкого диапазона номиналов резисторов и поэтому
практически легко согласовываются с полупроводниковой инте-
гральной технологией. Существуют два типа ЦАП с цепочкой ре-
зисторов типа R—2R, удобных для интегральной технологии: одни,
в которых эта цепочка используется для формирования двОично-
взвешенных токов, и другие, в которых она используется в качест-
ве делителя напряжения.
Упрощенная схема ЦАП с цепочкой резисторов типа R—2R,
используемой для формирования двоично-взвешенных токов, пока-
зана на рис. 4.7. На этом рисунке изображен 3-разрядный преоб-
разователь, работающий по принципу суммирования коллекторных
токов транзисторов VT1, VT2 и VT3. Эти токи поступают на вы-
ход с помощью ключей KI, К2 и КЗ, управляемых цифровым сиг-
налом. Значения этих токов подчиняются двоичному закону, ко-
торый реализуется с помощью многозвенной цепочки резисторов
типа R—2R. Поскольку каждый транзистор работает с разными
коллекторными токами, то геометрия каждого транзистора долж-
120
на быть согласована со 'значением этих токов таким образом, что-
бы обеспечивалась одинаковая плотность тока через транзистор
и, следовательно, равные падения напряжения база—эмиттер
иБЭ
Рис. 4.7. ЦАП с цепочкой резисторов типа R—2R для формирования двоично-
взвешенных токов
Разности значений напряжения иБЭ в источниках тока изменя-
ют значения потенциалов со стороны выводов резисторов цепочки
R—2R, подходящих к транзисторам, что приводит к погрешностям
коэффициентов двоичного взвешивания. Наличие погрешностей
становится острой проблемой при разработке преобразователей
высокой точности. Так, 10-разрядный ЦАП требует соотношения
токов 512:1. Из-за взвешивания эмиттерных токов на резисторах
в эмиттерной цепи образуется двоично-взвешенное падение напря-
жения. Это представляет проблему при изготовлении устройства
в виде полупроводниковой интегральной схемы, в которой резисто-
ры обычно создаются с помощью обратно-смещенных р—п-пере-
ходов в полупроводниках, очень чувствительных к изменению на-
пряжения4.
Удельное сопротивление слоя резисторов ps растет с падением
напряжения на них, что вызывает нелинейные искажения выход-
ного сигнала ЦАП. Это явление, характеризуемое коэффициентом
зависимости сопротивлений от напряжения (КСН), похоже на
пинч-эффект в канале полевого транзистора обедненного типа. По-
скольку КСН пропорционален удельному сопротивлению слоя, то
проблему можно упростить, используя для многозвенной цепочки
резисторов слабое легирование базы резистивного слоя (например,
для ps=135 Ом/D КСН = 0,025 %/В). Но значение сопротивления
R в многозвенной цепочке резисторов не может быть сделано
сколь угодно малым, поскольку падение напряжения на резисто-
рах в эмиттерной цепи (IXR) должно быть значительно больше
разброса значений иБЭ транзисторов в источниках тока. Таким
образом, для исключения жесткого подбора транзисторов необ-
ходимо увеличивать произведение IXR. Оптимизация в этом слу-
чае требует увеличения рассеиваемой мощности и площади под-
4 См. примечание 1.
121
ложки или очень жестких допусков при маскировании и конт-
роле.
ЦАП с двоичным делителем типа R—2R, показанный на рис.
4.8, позволяет решить некоторые проблемы, свойственные ЦАП с
Рис. 4.8. ЦАП с двоичным делителем типа R—2R
цепочкой резисторов типа R—2R, используемой для формирова-
ния двоично-взвешенных токов путем разделения цепочки R—2R
и резисторов, обеспечивающих последовательную обратную связь
по току. Источники тока, собранные на транзисторах VT1, VT2 и
VT3 вместе с резисторами R3, вырабатывают одинаковые токи.
Эти токи подключаются к двоичному делителю, который ослабля-
ет их на выходе в соответствии с весовыми коэффициентами. Так
как падение напряжения на R3 одинаковое во всех разрядах, то
КСН не будет вносить никакой погрешности, вызывающей рас-
согласование токов, допуская таким образом изготовление рези-
стора R3 большого номинала с использованием технологии получе-
ния высокоомного резистивного слоя. В двоичном делителе на ре-
зисторах все же образуются разные падения напряжения, но по-
скольку резистор R без потери точности можно сделать низкоом-
ным, то существенно уменьшить эти падения напряжения не пред-
ставляет трудностей. Таким образом, оптимизация произведения
IXR при согласовании напряжения ЦБЭ транзисторов может не
потребовать большой площади подложки или увеличения рассеи-
ваемой мощности.
Благодаря идентичности источников тока, эта схема имеет два
дополнительных преимущества. Согласование напряжений UB э
одинаковых транзисторов, работающих в одинаковом режиме, луч-
ше, чем согласование транзисторов, работающих с разными тока-
ми. К тому же при переключении переходные характеристики всех
источников одинаковы, благодаря чему сигнал на выходе устанав-
ливается быстрее для младших разрядов и его всплески становят-
ся меньше.
122
ЭЛЕМЕНТЫ ЦАП
ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ
Качество работы прецизионных цифроаналоговых преобразо-
вателей было улучшено благодаря усовершенствованию переклю-
чателей. Имеются переключаемые двоично-взвешенные источники
тока, сумма токов которых, протекая через резистор, создает на
нем падение напряжения, эквивалентное цифровому сигналу на
входе. Для каждого цифрового входа в преобразователе преду-
сматривается один переключатель, который должен включать или
выключать ток в соответствии с командой на входе.
Лучшее дискретные переключатели выполняют на полевых
транзисторах с малыми остаточным напряжением или сопротивле-
нием во включенном состоянии. Для получения требуемого качест-
ва переключателей на полупроводниковых интегральных микро-
схемах используют различные методы интегральной технологии.
В схеме, изображенной на рис. 4.5, применяются переключа-
тели напряжения, необходимые для переключения резистора либо
на источник опорного напряжения, либо на землю, чтобы обеспе-
чивалось постоянное полное сопротивление. Четверки ключей в
интегральном исполнении используются с тонкопленочными мно-
гозвенными цепочками резисторов типа R—2R и обеспечивают
12-разрядную разрешающую способность с соответствующей точ-
ностью. Поскольку они представляют собой источники опорного
напряжения любой полярности, то могут быть использованы в
4-квадрантных умножающих ЦАП.
Цифровые элементы, используемые в качестве ключей. Разра-
ботку ЦАП со взвешенными резисторами можно упростить, если
использовать в качестве ключа цифровой элемент, управляемый
входными цифровыми данными (рис. 4.9). Такой подход при ис-
пользовании стандартных логических элементов с открытым кол-
лектором позволяет строить преобразователи с высокой разре-
шающей способностью. При 1%-ной точности резисторов можно
обеспечить разрешающую способность, соответствующую 5 разря-
дам. При ужесточении допуска на сопротивление резисторов до
0,1% и отборе цифровых элементов можно обеспечить разрешаю-
щую способность до 7 разрядов.
ЦАП (рис. 4.9а) обычно содержит входные ключи, набор рези-
сторов и операционный усилитель, который обеспечивает на выхо-
де усиленное аналоговое напряжение и малое выходное сопротив-
ление. Поступающие на вход цифровые данные обычно представ-
ляются стандартными логическими уровнями, например уровнями
транзисторно-транзисторных (ТТЛ) или диодно-транзисторных
логических схем (ДТЛ). Таким образом, логические элементы,
управляющие преобразователем, могут быть использованы в ка-
честве его входных ключей (рис. 4.96).
Однако цифровые элементы в отдельных корпусах ограничива-
ют размер выходного слова 2—3 разрядами из-за заметных откло-
нений от элемента к элементу значений низких и высоких логиче-
123
124
Входная
цифровая
информация
Входная
цифровая
информация
ских уровней на выходе. Например, значения высокого уровня в
ТТЛ гарантируются в диапазоне 2,4 В ... 5,0 В, а низкого в диапа-
зоне 0 ... 0,4 В. Выходное сопротивление также значительно меня-
ется от элемента к элементу. Несмотря на это, отличное согласова-
ние уровней напряжения может быть получено при использовании
цифровых элементов, расположенных на одной подложке, если
они работают на одинаковые нагрузки. Пятиразрядный ЦАП
(рис. 4.9в) может быть построен в одном корпусе, содержащем
6 инверторов с открытым коллектором, выполняющих функции
входных переключателей.
Если уровни 'выходного напряжения цифровых элементов с от-
крытым коллектором низкие, то каждый элемент имеет нагрузку
500 Ом, и напряжения насыщения коллектор—эмиттер выходных
транзисторов в цифровых элементах отличаются друг от друга
буквально на милливольты. Если выходные уровни высокие, то
каждый выходной транзистор такого элемента находится в режи-
ме отсечки, и резистор цепочки подключен к источнику питающе-
го напряжения иПиТ.
Таким образом можно увеличить длину выходного слова, ис-
пользуя два корпуса с 6 инверторами. Хотя выходные напряже-
ния, соответствующие низкому уровню, могут быть различны для
разных корпусов, но это различие можно уменьшить, отбирая два
корпуса из одной и той же партии (по данным документации на
ИС).
Переключатели тока. Основными источниками погрешностей в
ЦАП являются ключи. Чтобы устранить влияние этих погрешно-
стей, используют некоторые схемные решения. Одной из основных
проблем, с которой столкнулись разработчики при реализации вы-
сокоточных и быстродействующих ЦАП, является наличие време-
ни установления выходного сигнала, связанное с тепловыделением
при изменении состояния (ВКЛ и ВЫКЛ) транзисторов источни-
ка тока. Переход от диодно-транзисторных переключателей на ди-
скретных элементах к переключателям с управлением по току ре-
шил эти проблемы. Различные варианты переключателей тока бу-
дут рассмотрены далее.
Диодно-транзисторный (п—р—п) переключатель на дискрет-
ных элементах. Схема диодно-транзисторного (п—р—и) переклю-
чателя была одной из первых схем переключателей тока. В ней
использовался дискретный транзистор в качестве переключаемого
источника тока. На рис. 4.10 транзистор VT1 и резистор R образу-
ют один источник тока, а транзистор VT2 и резистор 2R другой
источник, ток в котором составляет половину от тока первого ис-
точника. Стабилитрон с напряжением стабилизации 12,4 В фикси-
рует потенциал базы транзистора VT3 на уровне (—15 +12,4 В),
т. е. —2,6 В.
Напряжение база—эмиттер иБЭ транзистора VT3 приближен-
но равно иБЭ транзисторов VT1 и VT2, таким образом, падение
напряжения на резисторах R и 2R приближенно равно напряже-
нию на стабилитроне (12,4 В). Цепь логического сигнала связана
125
с эмиттером транзистора через диод. Когда уровень логического
сигнала высокий (—1,0 В), транзистор закрывается, и ток на вы-
ход не поступает. Когда уровень входного логического сигнала низ*
Рис. 4.10. Диодно-транзисторные (и—р—п) переключатели
кий (—3,2 В), диод запирается, а транзистор открывается, и ток,
протекающий через резистор, поступает на выход.
Быстродействие этой схемы зависит от времени рассасывания
управляющих диодов и предельного значения постоянной времени
изменения напряжения на эмиттерах VT1 и VT2, которая также
ухудшает переключение и снижает скорость установления сигна-
ла на выходе. Различия в скорости переключения от транзистора
к транзистору вызывают всплески выходного сигнала преобразо-
вателя.
Также существенными являются проблемы, связанные с теп-
лом. Различия в значениях иБэ транзисторов VT1 и VT2 приво-
дят к различию напряжений на резисторах R и 2R, что вызывает
таким образом погрешность в соотношении между разрядами и,
следовательно, влияет на линейность. Даже если эти различия
вначале могли бы быть исключены выравниванием сопротивлений
резисторов R и 2R, тем не менее неодинаковое нагревание или
охлаждение VT1 и VT2 могло бы вызвать последующие изменения
в напряжениях база—эмиттер (UB3 ) и, как следствие, привести
к погрешностям в соотношении разрядов.
Когда логическая команда включает транзистор, мощность,
рассеиваемая в нем, меняется, и окончательное значение сигнала
на выходе не будет достигнуто до тех пор, пока тепловое состоя-
ние транзистора не застабилизируется. Основная причина этого
явления состоит в зависимости напряжения иБЭ от температуры.
Сборка объемных компонентов обычно имеет большую тепловую
постоянную времени и плохую связь по теплу между переключа-
126
•телями, что приводит в конце концов к большому времени уста-
новления.
В схеме диодно-транзисторного (п—р—п) переключателя, изо-
браженной на рис. 4.10, изменения а*) (коэффициента передачи
ло току), обусловленные изменением температуры транзисторов
VT1 и VT2, не компенсируются. Напряжение стабилитрона, повто-
ренное на резисторах R и 2R, определяет взвешенные токи через
R и 2R, но они являются эмиттерными токами транзисторов. По-
скольку а<1 (ограничивается током базы), при изменении темпе-
ратуры транзисторов VT1 и VT2 их коллекторные токи (состав-
ляющие выходной ток) будут меняться. Если с помощью следя-
щей системы или согласования а транзисторов VT1 и VT2 меня-
•ется одинаково, то погрешности в соотношении между разрядами
может и не быть, но масштабный коэффициент преобразователя
будет иметь погрешность. Напряжения иБЭ (и—р—и)-транзисто-
ров VT1 и VT2 по существу компенсируются противоположным
напряжением иБЭ р—п—р-транзистора VT3. Это полезная, но в об-
щем грубая компенсация, поскольку практически очень трудно
подобрать одинаковые переходы разной проводимости. Кроме то-
го, при повышенной температуре утечка тока через управляющий
диод, когда разряд включен, может вызвать существенную погреш-
ность, из-за которой разрешающая способность обычно ограничи-
вается значением не выше <12 разрядов.
Последним недостатком этой схемы является ее чувствитель-
ность к изменениям напряжения источника питания. При измене-
ниях напряжения питания также меняется и логический порог сра-
батывания.
Диодно-транзисторный (р—п—р) переключатель. Схема диодно-
транзисторного (р—п—р) переключателя на рис. 4.11 является
логическим продолжением варианта схемы, изображенной на
рис. 4.10, и широко используется в преобразователях. Эта схема
непосредственно совместима с уровнями ДТЛ и ТТЛ по входу (с
небольшим отклонением от стандартов для высокого уровня ТТЛ),
чем исключается один из недостатков схемы, приведенной на рис.
4.10. Во всех других отношениях, проблемы, возникающие при реа-
лизации этой схемы и диодно-транзисторной (п—р—п) схемы,
очень похожи. В этой схеме уровень логического порога срабаты-
вания также зависит от изменений напряжения питания.
Транзисторно (р—п—р)-транзисторные (р—п—р) переключате-
ли. В схеме транзисторно (р—п—р)-транзисторного (р—п—р) пе-
реключателя, приведенной на рис. 4.12, управляющий диод на
рис. 4.11 заменен транзистором, и тем самым проблемы, связан-
а—'статический коэффициент передачи тока биполярного транзистора в схе-
ме с общей базой. ГОСТ 20003—74 (Транзисторы биполярные, электрические
параметры, термины, определения и буквенные обозначения) не предусматрива-
ет соответствующего обозначения для этого параметра. Он может быть выра-
жен через предусмотренный ГОСТом параметр h21g (статический коэффициент
передачи тока биполярного транзистора в схеме с общим эмиттером) в виде
Ь21э/(1+Ь21э)- (ПРим- Ред-)
127
ные с временем рассасывания заряда в диоде и током утечки, сни-
маются. Также достоинством этой схемы является малый входной
ток, потребляемый от логической цепи, особенно при согласовании
Рис. 4.11. Диодно-транзисторные (р—и—р) переключатели
Рис. 4.12. Транзисторно (р — и — р)-транзисторные (р — п — р) переключатели
переключателя с другими логическими уровнями. Отсутствие проб-
лемы, связанной с рассасыванием заряда в диоде, позволяет по-
высить скорость работы переключателя, но все эти схемные усо-
вершенствования не решают проблем, связанных с изменениями
коэффициента передачи по току а и напряжения иБЭ транзисто-
ров в источниках тока.
128
Переключатель с операционным усилителем в цепи источника
опорного напряжения. Операционный усилитель, введенный в
транзисторно-транзисторный (р—и—р) переключатель (рис. 4.13),
Рис. 4.13. Переключатель с операционным усилителем в цепи источника опор-
ного напряжения
позволяет компенсировать изменения коэффициента передачи по
току а и иБЭ в ключевых транзисторах.
В данном случае функция транзистора VT3 та же, что и в пре*
дыдущих схемах (установка напряжения на разрядных резисто*
рах), только несколько иная схемотехническая реализация. Тран-
зистор VT3 включен как источник тока, похожий на источник то-
ка, собранный на VT1. Этот источник иногда называют холостым
разрядом. К коллектору транзистора VT3 подключен резистор
Ron, который питается от источника отрицательного опорного на-
пряжения.
Операционный усилитель У1 с помощью общей шины управ-
ляет напряжением на базах транзисторов таким образом, чтобы
коллекторный ток VT3 поддерживал напряжение на неинвертиро-
ванном ( + ) входе операционного усилителя на уровне О В (для это-
го через резистор Ron подают напряжение от источника опорного
напряжения Uon). Если эталонный резистор Rvt3, взвешенные ре-
зисторы R и 2R подобраны в определенном соотношении, а тран-
зисторы VT1, VT2 и VT3 согласованы так, что а у них одинако-
вые, то изменения последних подавляются с помощью действия
контура обратной связи, состоящего из У1 и VT3. (Например, если
а уменьшается, то уменьшается и 1к, а следовательно, и напря-
жение на Ron. Операционный усилитель в этом случае противо-
действует этим изменениям, снижая напряжение на базе и увели-
5—61 129
чивая 1к.) Так как следящий контур стабилизирует 1к транзи-
стора VT3, то он будет обеспечивать и стабильность значения 1к
группы подобранных транзисторов, а следовательно, и выходного
тока транзисторов VT1 и VT2.
Такое схемное усовершенствование к тому же обеспечивает бо-
лее эффективную компенсацию иБЭ и при изменении температуры
дает малую погрешность масштабного коэффициента преобразова-
теля. Хорошая компенсация является прямым результатом исполь-
зования иБэ р—п—р-транзистора для согласования и компенса-
ции U БЭ аналогичных р—п—р-транзисторов. Компенсация будет
наилучшей, если 1к компенсирующего транзистора VT3 выбрать
таким же, как 1к транзистора VT1 или VT2.
Переключатели с управлением по току. Управление по току —
это метод, при котором токовые переключатели используются для
переключения тока либо в суммирующую точку операционного
усилителя, либо в землю. Переключатели тока имеют во много
раз большее быстродействие, чем переключатели напряжения, по-
скольку опорный ток не прерывается, а необходимые изменения
напряжения (реакция на изменения входного кода) появляются
лишь на выходе, а не на переключателях. Упрощенная схема пе-
реключателя тока показана на рис. 4.14. В этой схеме ключевые
Рис. 4.14. ЦАП, в котором
используется метод управления по току
транзисторы в сущности изолируют взвешенные резисторы от вы-
ходной шины.
Чтобы понять работу схемы на рис. 4.14, достаточно рассмот-
реть работу транзистора VT1. Если напряжение иБЭ транзистора
VT1 равно иБЭ транзистора VTon, то напряжение на резисторе 2R
будет равно Uon. Ток через этот резистор будет 0,5Uon/R. Если
предположить, что ток через диод отсутствует, а 0*> транзистора
*> р — статический коэффициент передачи тока транзистора в схеме с общим
эмиттером. Согласно ГОСТ 20003—74 (Транзисторы биполярные, электрические
параметры, термины, определения и буквенные обозначения) Р = Ь21Э (Прим,
ред.)
130
очень велик, то такой же ток будет течь и в коллекторной цепи
(т. е. на выходе). Чтобы это имело место, напряжение на катоде
диода должно быть выше потенциала анода (т. е. логическая «1»).
Для этих условий напряжение 2 В на аноде диода (минималь-
ное значение логической «1» в ТТЛ) будет достаточным, если на
базах транзисторов обеспечить 1,4 В, предполагая, что на откры-
том переходе падает 0,6 В. Если в данный момент на катод диода
yDl подан «0» (0,8 В или меньше), то транзистор VT1 будет на-
ходиться в режиме отсечки, поскольку весь ток течет через диод
VD1, а потенциал эмиттера транзистора находится на уровне по-
тенциала его базы или ниже, и таким образом исключается вклад
транзистора VT1 в выходной ток. Поскольку ток не прерывается
и изменение напряжения мало, то время установления при пере-
ключении с точностью до единицы младшего разряда будет не-
большим и обычно составляет порядка 200 нс.
Если транзисторы VT1 и VTon согласованы по напряжению иБЭ и
имеют одинаковые эмиттерные токи, то при изменении температуры
напряжение на 2R будет следить за Uon, делая ток в старшем раз-
ряде полностью температурно-независимым, остается лишь зависи-
мость от изменений 0. Более младшие разряды работают таким же
образом, за исключением того, что ключевые транзисторы согласо-
ваны с опорным в соответствии с уровнями двоично-взвешенных то-
ков. Степень отслеживания этих уровней при изменении темпера-
туры вполне достаточна.
Часто переключатели и резисторы группируют в четверки с
сопротивлениями взвешенных резисторов 2R, 4R, 8R, 16R и мак-
симальным соотношением разрядных токов 8:1. Ток младшего
разряда в преобразователе до выхода делят с помощью резистив-
ного делителя (рис. 4.15). Основное удобство счетверенной струк-
туры состоит в том, что имеется лишь четыре различных значения
тока. Это позволяет значительно уменьшить проблемы, связанные
с согласованием токов, а также обеспечивает достаточную ско-
рость переключения в младших разрядах. Благодаря промежуточ-
ному делителю, требования к допускам на параметры резисторов
и транзисторов в младшей четверке заметно снижаются по сравне-
нию с аналогичными требованиями для более старших четверок.
В четверках в интегральном исполнении ключевые транзисторы
имеют двоичное соотношение площадей эмиттеров, что обеспечи-
вает одинаковую плотность тока через транзисторы, а следователь-
но, одинаковые иБЭ и 0 (и согласование по температурным изме-
нениям). Опорный транзистор в том же кристалле выполняют
идентичным одному из ключевых транзисторов.
Полупроводниковые интегральные переключатели. В техноло-
гии изготовления переключателей достигнут определенный про-
гресс, однако некоторые проблемы остаются до сих пор нерешен-
ными. Дискретные сборки, например, до сих пор обладают недо-
статками, связанными с тепловыделением, причиной которых яв-
ляются большие расстояния и плохая температурная связь между
отдельными узлами. Быстродействие ключа ограничивается време-
5* 131
нами переключения тока и тепловым временем установления. Это
стало, может быть, даже более заметным, поскольку улучшение
компенсации изменений а и иБЭ сделало реальным получение
Источники взвешенного тока
Рис. 4.15. Структурная схема 12-разрядного ЦАП на переключателях тока с
взвешенным делением выходных токов четверок при двоичном кодировании
разрешающей способности 12 ... 14 разрядов (что соизмеримо с
влиянием тепловых процессов), а тепловое время установления
больше времени установления ключа с точностью младшего раз-
ряда.
При разработке преобразователей с более высокой разрешаю-
щей способностью пришлось обратить внимание на дополнитель-
ную проблему, связанную с изменением иБЭ , ранее не принимав-
шуюся во внимание. Чтобы достичь хорошего соотношения раз-
рядных токов и, таким образом, обеспечить линейность во всем
температурном диапазоне, необходимо отслеживать изменения
U БЭ в каждом транзисторе источника тока. Хорошее отслежива-
ние изменений иБЭ в группе согласованных транзисторов возмож-
но лишь при условии, что токи через эти транзисторы одинаковые.
Необходимость обеспечения разрешающей способности, более вы-
сокой, чем достигается в схеме на рис. 4.15, потребовала решения
проблемы, связанной с более тонкой компенсацией изменений
БЭ.
Большую часть паразитных параметров в полупроводниковой
микросхеме составляют емкости. Поэтому для ЦАП в интеграль-
ном исполнении переключение тока почти всегда предпочтитель-
нее переключения напряжения. Был разработан ряд схем пере-
ключателей тока, удобных для изготовления по технологии полу-
проводниковых ИС. Некоторые из этих схем будут рассмотрены в
этом разделе.
132
Чтобы быть пригодной для использования в ЦАП, схема с пе-
реключателями тока должна иметь следующие свойства:
а) высокое быстродействие (быстрое переключение с мини-
мальным временем установления или переходного процесса);
б) хорошую развязку (обеспечение хорошей изоляции между
цифровой и аналоговой частями схемы);
в) малые утечки (утечка тока через закрытый ключ должна
быть пренебрежимо мала).
Работа переключателя тока осуществляется путем смещения
в прямом или обратном направлении перехода диода или транзи-
сторного перехода. Поскольку утечки тока, связанные с кремние-
выми р—n-переходами, при нормальных условиях эксплуатации
могут быть сделаны пренебрежимо малыми по сравнению с раз-
рядными токами, то требование обеспечения малых токов утечки
обычно не представляет проблемы, за исключением случая, когда
устройство работает при повышенных температурах.
На рис. 4.16 показаны две практические схемы переключате-
лей тока, обычно используемые в разработках полупроводниковых
Рис. 4.16. Практические схемы токовых переключателей
интегральных ЦАП. В схеме на рис. 4.16а разрядный ток 1п созда-
ется с помощью транзистора VT3, который смещен относительно
постоянного опорного напряжения. Ток через транзистор VT3 опре-
деляется опорным напряжением Uon, падением напряжения иБЭ
транзистора VT3 и падением напряжения на взвешенном резисто-
ре в эмиттерной цепи. Следовательно, VT3 работает как источник
постоянного тока, в котором ток 1п протекает независимо от по-
лярности цифрового сигнала управления. Когда цифровой сигнал
имеет низкий уровень, соответствующий логическому нулю, тран-
зисторы VT1, VT2 и диод VD1 закрыты и, следовательно, весь
разрядный ток 1п вытекает из выходной шины через прямосме-
133
щенный диод VD2. Когда на базу транзистора VT1 подается по-
ложительный импульс (логическая «1»), транзисторы VT1, VT2 и
диод VD1 начинают проводить, напряжение в точке А повышается
и диод VD2 закрывается. Таким образом, разрядный ток 1п, гене-
рируемый транзистором VT3, отключается от выходной шины и
вместо этого подключается к цепи транзисторов VT1 и VT2.
В схеме переключателя на рис. 4.166 в качестве ключевого
элемента используют р—п—р-транзистор. Он может быть любой
структуры: и горизонтальной, и вертикальной. В этой схеме ток
переключается с помощью запирания разрядного транзистора VT1,
и, таким образом, полного отключения разрядного тока 1п. Если
на управляющий вход подается «О», то транзистор VT2 запирает-
ся, и разрядный ток 1п потечет через транзистор VT1. Если на
управляющий вход подается «1», то транзистор VT2 открывается,
уровень напряжения на эмиттере VT1 поднимается и транзистор
VT1 запирается. В переключателе с такой схемой ток, вытекаю-
щий из узла Б, когда VT1 заперт, не равен разрядному току 1п.
Поэтому такой переключатель тока используется лишь в преобра-
зователях с цепочкой двоично-взвешенных резисторов или в пре-
образователях с равными токами.
На рис. 4.17а показан вариант схемы переключателя тока,
удобной для интегральной технологии. В этой схеме для сдвига
Рис. 4.17. Схемы быстродействующего токового переключателя:
а — упрощенная; б — рабочая
уровня по постоянному напряжению используется диод VD1 с ла-
винным пробоем перехода база—эмиттер. При логическом «О» на
управляющем входе диод VD1 и транзистор VT1 закрыты, а тран-
зистор VT2 проводит разрядный ток 1п, вытекающий из выходной
шины. Если на базу транзистора VT1 подана логическая «1», то
VT1 и VD1 начинают проводить. При этом повышается уровень
134
напряжения в точке A, VT2 закрывается и ток 1п становится рав-
ным нулю. За исключением того, что здесь применяется п—р—п-
транзистор, являющийся более быстродействующим, чем р—п—р-
транзистор, схема основного ключа на рис. 4.17а аналогична схе-
ме на рис. 4.166.
В схемах переключателей, приведенных на рис. 4.16 и 4.17а,
уровень напряжения в ключевой точке меняется в зависимости от
изменения входного управляющего сигнала. Поскольку управляю-
щий диод VD2 на рис. 4.16а и переходы база—эмиттер транзисто-
ров VT1 и VT2 на рис. 4.166 и 4.17 имеют конечную емкость, свя-
занную с р—n-переходом, то большие изменения напряжения в
ключевой точке могут приводить к значительным задержкам пе-
реключения. Чтобы использовать все скоростные преимущества
переключения тока, более быстрого по сравнению с переключе-
нием напряжения, амплитуда изменений напряжения в ключевой
точке должна быть минимальной. Это может быть реализовано
при использовании схемы переключателя тока с фиксацией напря-
жения в ключевой точке. На рис. 4.176 показан усовершенствован-
ный вариант принципиальной схемы переключателя, в котором ис-
пользуется такая фиксация. Принцип действия этой схемы сле-
дующий.
При логическом «О» на входе диод VD1 открыт, транзистор
VT1 и диод VD5 заперты, а транзистор VT2 открыт. В этом слу-
чае токовый 1ключ открыт. Если на вход подается «1», диод VD1
закрывается, транзистор VT1 и диод VD5 начинают проводить, а
транзистор VT2 входит в режим отсечки. Таким образом, ключ за-
крывается и 1п=0. Когда транзистор VT1 открыт, напряжение
на его базе будет UB , причем значение потенциала UB в этом
случае не зависит от амплитуды управляющего сигнала и равно
иБ~Пх-иБЭ, ‘ (4.9)
где Ux — уровень сдвига по постоянному напряжению на базе
транзистора VT3. Напряжение на эмиттере транзистора
иА = их—2UB3 —UCT, (4.10)
где UCT — падение напряжения на стабилитроне VD5. Если паде-
ние напряжения на диодах VD2 и VD3 такое же, как 1)Бэ в тран-
зисторах, а диод VD5 идентичен диоду VD4, то напряжение на
базе транзистора
UD =UX-2 иБЭ-U„ (4.11)
и будет таким же, как на эмиттере, т. е. UA.
Таким образом, когда транзистор VT2 выключен, максималь-
ное обратное смещение напряжения на его переходе база—эмит-
тер фиксируется на уровне 0 В, независимо от уровня управляю-
щего сигнала и напряжения источника питания. Поскольку на-
пряжения UCT и иБэ одинаково меняются от температуры, то
фиксация уровня напряжения на транзисторе VT2 будет также
нечувствительна к изменениям температуры. По литературным
данным можно судить, что при использовании схемы с фиксацией
135
для ограничения амплитуды изменения напряжения на ключе, при*
веденной на рис. 4.176, можно получить почти 5-кратный выигрыш
в скорости установления выходного сигнала переключателя.
Полупроводниковые интегральные п—р—п-переключатели. На
рис. 4.18 изображена полупроводниковая интегральная схема чет*
Логические входы
Рис. 4.18. Полупроводниковый интегральный и—р—n-переключатель. Параллель-
но соединенные транзисторы в разрядных переключателях обеспечивают равные
токи через каждый транзистор и, таким образом, одинаковые напряжения ба-
ва •— эмиттер
верки переключателей тока, содержащих цепи сдвига уровня для
согласования с уровнями входного логического сигнала. Этот пе-
реключатель представляет собой доступное, широко используемое
стандартное изделие со вспомогательным разрядом, который ис*
пользуется'для компенсации изменений иБЭ и а в следящем уст-
ройстве, таком же, как в переключателе на рис. 4.13.
Проблема различия иБЭ, вызываемая неодинаковостью раз-
рядных токов, решается при помощи параллельного соединения
нескольких транзисторов таким образом, чтобы через каждый из
них протекал одинаковый ток. Полупроводниковая интегральная
конструкция позволяет реализовать хорошее согласование перво-
начальных значений иБЭ и а, а также хорошую связь по теплу,
недостижимую в дискретных сборках. Чтобы получить приемле-
мое качество в этих устройствах при стандартной технологии из-
готовления линейных интегральных схем, полупроводниковые пе-
.реключатели строят на п—р—п-транзисторах.
Однако и эта схема порождает свои проблемы. Требуется вве-
дение цепи сдвига уровня. Структура с изоляцией с помощью за*
136
пертых р—n-переходов обладает утечками, которые ограничивают
точность разряда, особенно при повышенной температуре. К тому
же разряды коммутируются путем включения и выключения тран-
зисторов, источников тока, что приводит к скоростным проблемам,
обусловленным постоянной времени эмиттерной цепи, а также к
проблемам времени установления, обусловленным процессами
теплового характера, которые связаны с изменениями рассеивае-
мой мощности в разных элементах устройства.
Транзисторы в этом типе переключателя геометрически распо-
ложены таким образом, что восемь транзисторов старшего разря-
да располагаются в один ряд. Ниже, в такой же ряд выстраива-
ются четыре транзистора 2-го разряда, затем два транзистора 3-го
разряда и один транзистор 4-го разряда.
Эта геометрия приводит к проблемам, которые сразу не явст-
вуют из графического изображения схемы. Температурный гра-
диент в кристалле (обычно вдоль линии расположения транзи-
сторов) будет вызывать значительную погрешность в согласовании
иБэ, которая ухудшает линейность устройства. Причиной возник-
новения этого градиента может быть внешний источник тепла
или источник тепла внутри кристалла.
Параметры внутренних источников тепла меняются во времени,
поскольку зависят от состояния цифровых команд на входе. Это
вызывает другой вид температурного градиента, который еще бо-
.лее ограничивает высокоскоростные характеристики ключа. Рас-
положение транзисторов в одну линию создает дополнительную
проблему, связанную с рассогласованием этих транзисторов из-за
технологической неодинаковости процессов диффузии в разных
точках подложки. Это будет уменьшать выход годных устройств
с высокой разрешающей способностью.
Полупроводниковый интегральный переключатель с управле-
нием по току. На рис. 4.19 показана электрическая схема четвер-
ки переключателей с управлением по току в интегральном испол-
нении, выпускаемая фирмой Teledyne Philbrick. Как уже упомина-
лось, управление по току — это метод, при котором транзисторы
источника тока работают непрерывно, в то время как выходной
ток переключается с помощью вспомогательного транзистора. Ме-
тод управления по току не нов, раньше его использовали при раз-
работках устройств на дискретных компонентах. Но когда такое
устройство выполняется в виде полупроводниковой интегральной
схемы, это позволяет существенно улучшить скоростные и темпе-
ратурные характеристики преобразователя.
В этой схеме применяется новая топология разрядных пере-
ключателей с управлением по току с использованием диэлектриче-
ской изоляции р—п—р-транзисторов. Транзисторы располагаются
таким образом, что исключается влияние температурных градиен-
тов в кристалле, кроме того, малая выходная емкость позволяет по-
лучить лучшее время установления, чем это было возможно рань-
ше. К тому же, поскольку транзисторы выполняются по полупро-
137
+15В
в параллель в параллель в параллель
в параллель
К опорной
следящей
системе
Полупровод
никовый
кристалл
мрх
Логические входы
Рис. 4.19. Полупроводниковый переключатель с управлением по току фирмы
Teledyne Philbrick. Транзисторы источников тока в разрядах работают непре-
рывно, в то время как выходной ток переключается с помощью логических
сигналов либо на землю, либо в выходную шину, что исключает таким обра-
зом влияние тепловой постоянной времени. Параллельное включение несколь-
ких транзисторов в каждом разряде помогает обеспечить согласование напря-
жений база — эмиттер
водниковой технологии, экономически целесообразно использовать
методы деления токов в разрядах, чтобы обеспечить равенство на-
пряжений иБЭ и, таким образом, уменьшить погрешности.
Параллельное соединение транзисторов в источниках тока по-
зволяет работать транзисторам в одинаковом режиме по току.
Использование же р—п—р-транзисторов обеспечивает непосред-
ственную совместимость входов с уровнями ТТЛ, исключая, таким
образом, связанные со сдвигом уровня задержку и ухудшение
скорости. Кроме того, управляемый логический порог в этой схе-
ме делает ее более гибкой по сравнению с предыдущими.
Поскольку при управлении по току источники тока работают
непрерывно, то исключаются проблемы, связанные с температур-
ным градиентом из-за переключения транзисторов источников то-
ка. Разрядные токи переключаются на выходе с помощью входно-
го транзистора, управляемого логическими уровнями. При высо-
ком логическом уровне этот транзистор запирается, и ток от раз-
рядного источника тока через проходной транзистор поступает на
выход. Когда управляемый транзистор открыт (низкий логический
уровень), проходной транзистор заперт обратным напряжением
138
смещения, и весь ток через управляемый транзистор течет в
землю.
Существуют две основные причины, по которым метод управле-
ния по току улучшает динамические характеристики переключа-
теля. Во-первых, благодаря непрерывной работе источников тока
исключаются температурные градиенты, что уменьшает'время, тре-
буемое для установления выходного тока с точностью до очень
малой погрешности. Во-вторых, резистор, задающий ток в источ-
нике тока, работает только на постоянном токе и не влияет на
время установления. Таким образом, в этом случае нет необходи-
мости использовать высокочастотные резисторы, для этих целей
можно применять проволочные резисторы.
Быстродействие разрядного переключателя существенно воз-
растает благодаря малой паразитной емкости, что является резуль-
татом использования диэлектрической изоляции, а также благода-
ря малой емкости СВб, образованной общей базовой шиной и вы-
ходами разрядных ключевых транзисторов. Постоянная времени
эмиттерной цепи управляемых транзисторов очень невелика из-за
малой выходной емкости транзистора источника тока и малой па-
разитной проходной емкости, что является результатом отсутст-
вия связи с внешней цепью.
Общая выходная емкость, ограничивающая быстродействие
любого преобразования тока в напряжение, следующего за пере-
ключением тока, исключительно мала (суммарное значение от
всех восьми коллекторов, соединенных в Выходной точке, прибли-
зительно равно 5 пФ). Малая выходная емкость также позволяет
реализовать широкую полосу в преобразователях высокой точно-
сти при работе на широкополосный операционный усилитель и
обеспечить лучшее время установления при использовании рези-
стивной нагрузки, чем получаемое в более ранних разработках.
Кроме того, дополнительным достоинством диэлектрической изо-
ляции является малый ток утечки между элементами схемы.
Компенсация тока базы и иБЭ . На рис. 4.20 изображена базо-
вая схема для ЦАП со взвешенными токами, в которой использу-
ются взвешенные резисторы или цепочка резисторов типа R—2R.
Для простоты на рисунке показана только одна 4-разрядная сек-
ция. В преобразователе этого типа через каждый разрядный тран-
зистор VT1, VT2, VT3 и т. д. протекает ток, составляющий поло-
вину от тока, протекающего в предыдущем каскаде. Так, напри-
мер, ток через транзистор VT4 составляет лишь 1/8 от значения
тока через транзистор VT1. Следовательно, если тщательно не вы-
бирать геометрические размеры каждого разрядного транзистора
так, чтобы обеспечить одинаковую плотность тока через их пере-
ходы база—эмиттер, то падения напряжения иБЭ в этих транзи-
сторах будут разными. Аналогичным образом в преобразователях,
приведенных на рис. 4.20, разрядные токи суммируются или изме-
ряются на коллекторах разрядных транзисторов, а их значения
определяются сопротивлениями взвешенных резисторов в эмит-
терных цепях. Следовательно, фактические и измеренные разряд-
139
ные токи отличаются на величину базового тока разрядного тран-
зистора. Рассмотрим ток старшего разряда в схемах, приведен-
ных на рис. 4.20. Измеренный ток Ii отличается от фактического
тока в разряде I'i как
Ii=Ii lei» (4.12)
где I бт — ток базы транзистора VT1.
Рис. 4.20. Схема 4-разрядного ЦАП с источниками взвешенных токов
Источник этой погрешности можно скомпенсировать вычита-
нием из тока I'i тока, приблизительно равного Ibi . Это называет*
ся компенсацией тока базы. Такую компенсацию можно реализо-
вать, как показано на рис. 4.21, для случая цепочки взвешенных
резисторов.
Согласно рис. 4.21 разрядный ток h для транзистора VT1 мо-
жет быть представлен как
1=(и0„-иБЭ1)/К + (1Б1-1'Б1). ’ (4.13)
Если правильно выбрать резистор R', а уровень тока через тран-
зистор VT1' выбрать равным Ц, то Ibi~Izbih второе слагаемое в
выражении (4.13) станет пренебрежимо мало. Такая компенсация
140
может быть сделана и для второго разрядного транзистора VT2
как показано на рис. 4.21. В этом случае 1
12 (Uon UB32)/2R- (4.14)
Рис. 4.21. Компенсация изменений тока базы и напряжения 1)БЭ
Если площадь эмиттера транзистора VT1 в два раза больше пло-
щади эмиттера транзистора VT2, то падения напряжения иБэ на
обоих транзисторах равны и
Il=2It. (4.15)
На рис. 4.21 показана схема компенсации изменений иБЭ и тока
базы лишь для первых двух разрядов. Однако такая схема ком-
пенсации может быть использована и для остальных разрядов.
Практическое ограничение компенсации изменений иБЭ с по-
мощью разных площадей эмиттера вызвано соображениями, ка-
сающимися размеров транзисторов. Чтобы обеспечить одинаковую
плотность тока в транзисторах, площади эмиттеров в транзисторах
старшего и младшего разрядов должны определяться соотноше-
нием
SCP/SMP = 2П-1. (4.16)
Минимальные размеры площади эмиттера определяются допуска-
ми на фотомаскирование. По мере увеличения числа разрядов п
площадь эмиттера в транзисторе старшего разряда становится
чрезмерно большой. Например, для 8-разрядного преобразователя
требуется соотношение площадей 128:1.
Как видно из формул (4.13) и (4.14), напряжение UB3 входит
в каждое выражение для тока. Это в свою очередь вносит зависи-
мость уровней каждого разрядного тока от температуры. В прак-
тических разработках эта зависимость компенсируется внесением
эквивалентного дрейфа в опорное напряжение путем последова-
141
тельного включения диода в цепь источника опорного напряже-
ния. При этом формируется новое опорное напряжение, равное
и'„„ = иоп + иБэ. (4.17)
Для обеспечения хорошего температурного коэффициента плот-
ность тока через диод, последовательно включенный с Uon, долж-
на быть такой же, как и в разрядном транзисторе.
Полупроводниковые интегральные аналоговые переключатели.
Многочисленные фирмы-изготовители интегральных схем выпуска-
ют продукцию, широко доступную для потребления, такую, на-
пример, как представленные в этом разделе стандартные анало-
логовые переключатели, которые были разработаны специально
для использования в ЦАП и АЦП, что значительно упрощает раз-
работку этих преобразователей. Рассмотренные здесь переключа-
тели выпускаются фирмой National Semiconductor Corporation, а
также некоторыми другими фирмами-изготовителями.
На рис. 4.22 и 4.23 показаны схемы серии АН0100, которая
представляет собой единую законченную серию аналоговых клю-
чей на полевых транзисторах. Схемотехническая гибкость, прису-
щая этой серии, позволяет разработчику использовать набор этих
устройств для конкретных применений. Изображенные схемы,
Рис. 4.22. Электрические схемы аналоговых переключателей серии АН0100:
а — сдвоенные двухполюсный и однополюсный выключатели (в последнем не используются
узлы, обозначенные штриховой рамкой); б — двухполюсный и однополюсный переключатели
с дифференциальным управлением (в последнем не используются узлы, обозначенные штри-
ховой рамьой)
142
"•«ai
_ о 13
Вход 2 о—
8
14
о—
об
2
о—
Вход 1 <>£.
= 2,5В
—оК2
—о КЗ
3
—°К4
9
Вход 1 о—
„ ~ 13
Вход 2 о—
оН
1ХТ1оложение переключателя
пРиивХ1 =лог."1"ии
(напряжение смещения) ।
Положение переключателя
при 0ьа1 = лог. "1" и U ’ =2,5В
(напряжение смещения) ВХ|
Up (разрешение)
в)
-U
пит
UP
(разрешение)
Г)
пит
Рис. 4.23. функциональные схемы аналоговых переключателей серии АНО 100:
а — сдвоенный двухполюсный выключатель, для большого диапазона (±10 В) модели
АН0140 (10 Ом), АН0129 (30 Ом), АН0126 (80 Ом), для среднего диапазона (±7,5 В) —
АН0153 (15 Ом), АН0154 (50 Ом); б — сдвоенный однополюсный выключатель, для большого
диапазона (±10 В) модели АН0141 (10 Ом), АН0133 (30 Ом), АН0134 (80 Ом), для среднего
Диапазона (±7,5 В)—АН0151 (15 Ом), АН0152 (50 Ом); в — двухполюсный переключатель
с дифференциальным управлением, для большого диапазона (±10 В) модели АН0145 (10 Ом),
АН0139 (30 Ом), АН0142 (80 Ом), для среднего диапазона (±7,5 В)—АН0163 (15 Ом),
АН0164 (50 Ом); г — однополюсный переключатель с дифференциальным управлением, для
большого диапазона (±10 В) модели АН0146 (10 Ом), АН0144 (30 Ом), АН0143 (80 Ом),
Для среднего диапазона (±7,5 В) — АН0144 (30 Ом), АН0143 (80 Ом)
представляют собой сдвоенные двухполюсные и однополюсные вы-
ключатели, а также двухполюсные и однополюсные переключате-
ли. Диапазон значений внутреннего сопротивления замкнутого
ключа составляет 10 ... 100 Ом. Все ключи серии выпускаются
или в плоском или в DIP корпусе с 14 выводами. Схемы имеют
следующие основные характеристики:
— входные уровни совместимы с уровнями ДТЛ/ТТЛ и РТЛ,
— диапазон входного аналогового сигнала 20 В,
143
— внутреннее сопротивление замкнутого ключа не более 10 Ом
(АН0140, АН0141, АН0145, АН0146),
— частота входного сигнала свыше 1 МГц,
— рассеиваемая мощность в разомкнутом состоянии менее
1 мВт,
— сопротивления утечки между затвором и стоком исключены,
— типичное время включения 0,4 мкс, выключения 1,0 мкс,
— работа осуществляется при стандартных для операционных
усилителей номиналах питающих напряжений ±15 В (серии
1
Рис. 4.24. Определение порогового
напряжения входного сигнала ана-
логового ключа
АН0150/АН0160). Серия АН0100
разработана с учетом требований
широкого разнообразия примене-
ния переключателей аналогового
сигнала: в коммутаторах, муль-
типлексорах, ЦАП, устройствах
выборки и хранения, а также мо-
дуляторах — демодуляторах.
Согласование входного логи-
ческого уровня. Соображения, ка-
сающиеся выбора напряжения.
Вся серия АН0100 в основном со-
гласована по входу с большинст-
вом семейств ДТЛ, ТТЛ и РТЛ.
Значение входного порогового на-
пряжения, при котором ключ зам-
кнут (рис.4.24),определяется на-
пряжением U БЭ входного транзи-
стора плюс Ud — напряжение на
открытом диоде в эмиттерной
цепи, плюс IRi, плюс Up. При комнатной температуре и при Up =
= 0 В значение порогового напряжения входного сигнала для зам-
кнутого ключа будет (0,7 + 0,74-0,2) В=1,6 В. В диапазоне тем-
ператур и с учетом производственных допусков значение порогово-
го напряжения входного сигнала может меняться от самого мало-
го значения 0,8 В до самого большого 2,5 В. Следовательно, для
правильной работы необходимы следующие условия:
UBX—Up^>2,5В (все ключи включены),
(4.18)
UBX—UP^0,8B (все ключи (выключены). (4.19)
Соображения, касающиеся выбора входного тока. 1ВХ(ВКл) —*
входной ток, отбираемый цепью управления при UBX=2,5 В, име-
ет типичное значение 20 мкА при температуре 25°С, а во всем
температурном диапазоне (военный стандарт) гарантируется не
более 120 мкА. Элементы ДТЛ, как например серии 930, могут
обеспечить выходной ток 180 мкА (при логической «1» на выходе,
соответствующей напряжению свыше 2,5 В), а в ТТЛ уровни вы-
ходного тока составляют примерно 400 мкА. Таким образом, ДТЛ
и ТТЛ могут управлять серией АН0100 непосредственно. Однако
144
в ДТЛ при низкой температуре напряжение, соответствующее
нижней границе^разброса выходных уровней для логической «1»,
уменьшается. Чтобы обеспечить работу от ДТЛ в широком темпе-
ратурном диапазоне, рекомендуется соединять выход ДТЛ с поло-
жительным источникам питания через резистор нагрузки 10 кОм.
Если логический элемент серии 930 (6 К) работает более чем
на один управляемый вход, то необходимо на выход этого логиче-
ского элемента включать резистор нагрузки, соединенный с поло-
жительным полюсом источника питания. Сопротивление этого ре-
зистора выбирают из соотношения
RH=11/(N—1) для N>2, (4.20)
где RH — сопротивление резистора нагрузки на выходе логическо-
го элемента, N — число управляемых входов.
Скорость нарастания входного управляющего сигнала. Чтобы
обеспечивалась правильная работа аналогового ключа, скорость
нарастания входного логического сигнала должна быть не менее
0,3 В/мкс. Скорость нарастания выходного сигнала элементов
ТТЛ, ДТЛ и РТЛ существенно выше минимально необходимого
значения. Однако при использовании нетиповых цифровых уст-
ройств необходимо учитывать скорость нарастания логического
сигнала.
Управление по входу «разрешение». Приложение положитель-
ного напряжения к зажимам Up приведет к размыканию всех клю-
чей. Значение сигнала «разрешение» Up для обеспечения запира-
ния ключей при ивх(вкл) должно быть не более 0,8 В относительно
ивХ(вкл) и должно создавать увеличенный ток 1Р(ВКл) при открытом
ключе (Ubx(bkji)—Up>2,5 В). На зажимы Up можно подавать сигна-
лы от большинства ТТЛ и ДТЛ.
Соображения, связанные с дифференциальным входом. Ключ
с дифференциальным управлением на входе, является по сущест-
ву дифференциальным усилителем. Для правильной работы необ-
ходимы следующие входные соотношения:
!Ubxi-Ubx2|>0,3B, (4.21)
2,5 В < (UBX х или UBX 2) -ир < 5 В. (4.22)
Схему управления с дифференциальным входом можно использо-
вать и при постоянном смещении одного из входов, как показано
на рис. 4.25. Напряжение смещения может быть подано с помощью
делителя напряжения от источника питания + ипИт или от источ-
ника питания элементов ДТЛ ипИт= + 15 В. Чтобы обеспечива-
лась правильная работа, этот делитель не должен быть чувстви-
телен к 1вх2. Шунтирование R1 конденсатором 0,1 мкФ будет пред-
отвращать ухудшение времени включения и выключения 1Выкл-
Как вариант, ключ с дифференциальным входом может управ-
ляться от триггера или инвертора (рис. 4.26). Включение источ-
ника тока 1 мА между Up и —иПИт позволит-обеспечить работу в
диапазоне напряжений больше ±10 В (синфазный сигнал). Во из-
бежание выхода устройства из строя входное дифференциальное
145
Рис. 4.25. Схемы
управления с диф-
ференциальными
входами, на один
из которых подан
постоянный уро-
вень напряжения
Рис. 4.26. Ключ с
дифференциаль-
ным входом, уп-
равляемый от
триггера или ин-
вертора ТТЛ
Рис. 4.27. Управ-
ление аналогового
ключа серии
АН0100 напряже-
нием, превышаю-
щим стандартный
диапазон ±10 В
146
напряжение должно быть меньше 6 В, но, как правило, порого-
вое напряжение входного сигнала составляет 2,5 В при дифферен-
циальной.перегрузке 300 мВ (рис. 4.27).
Соображения, касающиеся выбора аналогового напряжения.
Использование в серии АН0100 других питающих напряжений,
отличных от оговоренных, существенно ухудшает характеристики
включения и выключения. Условия выключения определяются
максимальным значением переключаемого отрицательного напря-
жения и напряжением размыкания ключа на полевом транзисто-
ре. В разомкнутом состоянии напряжение на затворе полевого
транзистора —ипИт + иБЭ + UHac*), или приблизительно на 1,0 В вы-
ше потенциала — ипит- Максимальное пороговое напряжение за-
пирания Unop в ключах на полевых транзисторах 7 В. Отсюда
наибольшее рабочее значение переключаемого отрицательного на-
пряжения при любом заданном напряжении питания
|Ua|<| Unirr | Unop Ugg UHdC, или
|UaKI-ипит|-8,0 В, или I-ипит| >I UaI+ 8,0в. (4.23)
Для стандартных высоковольтных ключей справедливо соотно-
шение Ua^ | —18| +8= —10 В. Значение положительного напря-
жения питания + ипит определяется максимальным положитель-
ным значением входного сигнала. Переход коллектор—база вклю-
ченного транзистора по существу должен оставаться обратно-сме-
щенным при всех положительных значениях входного аналогового
сигнала. Напряжение на базе р—п—р-транзистора находится на
уровне + иПит—инас—иБЭ или + ипит—1,0 В. Напряжение обрат-
ного смещения на переходе коллектор—база р—п—р-транзистора
должно быть как минимум 1 В. Отсюда максимальное рабочее
положительное напряжение входного сигнала при заданном поло-
жительном питающем напряжении +ипит равно
Ua ^^ + UnHT инас Нбэ В, или ,
иа< + ипит-2,0В,или +НПИТ> Ua + 2,0B. (4.24)
Для стандартных высоковольтных ключей справедливо соотноше-
ние Ua= 12—2,0 В= + 10 В.
Переходной процесс переключения. Вследствие заряда, накап-
ливаемого на емкостях затвор—исток и затвор—сток, на выходе
полевого ключа при переключении будут появляться переходные
процессы. Это особенно заметно при переключении из разомкну-
того состояния в замкнутое. Амплитуда и длительность переход-
ного процесса могут быть уменьшены, если обеспечить минималь-
но возможное на практике значение выходного сопротивления ис-
точника и сопротивления нагрузки.
Кроме того, переходной процесс может быть уменьшен при ис-
пользовании режима работы переключателя с дифференциальным
управлением (на двух полевых транзисторах). При этом заряд,
’s> Инас—напряжение насыщения р-п-р-транзистора, ИБЭ—напряжение на
открытом переходе база — эмиттер, —иПИт — отрицательное напряжение пита-
ния. (Прим, ред.)
147
поступающий на емкостную нагрузку в течение времени включе-
ния одного транзистора, будет компенсироваться противополож-
ным зарядом, поступающим в течение времени выключения друго-
го транзистора (рис. 4.28).
Рис. 4.28. Схема, иллюстрирующая способ
ослабления переходного процесса при пере-
ключении
Обычное использование
этих ключей показано на
рис. 4.29 и 4.30.
Аналоговые ключи се-
рии АН5009 (рис. 4.31)
предназначены в основ-
ном для работы в пере-
ключателях тока; при
этом потенциалы стоков
полевых транзисторов*) в
ключах фиксируют на
уровне земли с помощью
Рис. 4.29. Программируемый источник питания с током 1 А:
^вых=( ± полярность) XNддк XUon; 1ВЬц=2 А в импульсе, 1 А постоянного тока; выход-
ной диапазон ±12 В; время установления напряжения, соответствующего ПШ, равно 8 мкс
*> На рис. 4.31 и на других последующих рисунках условные обозначения по-
левых транзисторов (вывод затвора) несколько отличаются от принятых в
ГОСТ 2.730—73. Обозначения условные графические в схемах. Полупроводни-
ковые приборы. Изменение этих обозначений согласно ГОСТу в ряде случаев
привело бы к значительной перестройке схем. (Прим, ред.)
148
Рис. 4.30. Четверка ключей для 10-разрядного ЦАП:
время установления 1 мкс, точность 0,2%; разброс сопротивлений всех резисторов 1%,
Рис. 4.31. Функциональные и электрические принципиальные схемы аналоговых^
ключей серии АН5009:
а — 4-канальный мультиплексор на выключателях, стоки объединены; ~б — четверка одно-
полюсных выключателей, раздельные стоки
149’
ючки операционного усилителя. Ограничение напря-
жения на стоке величиной около нескольких сотен милливольт по-
зволяет обойтись без специальных цепей управления затвором. Та-
ким образом, ключ может управляться от обычного элемента ТТЛ
(5 В) или элемента с открытым коллектором (15 В).
Существуют две основные схемы ключей: набор независимых
ключей (N однополюсных выключателей) и многополюсные ключи
для использования в многоканальной связи (N-полюсные выклю-
чатели— мультиплексоры). Вариант мультиплексора, как напри-
мер АН5009, включает в себя ряд полевых транзисторов, проводя-
щих при напряжении затвор—исток изи =0 В и имеющих общий
сток. Чтобы компенсировать сопротивление замкнутого ключа на
полевом транзисторе, в цепь обратной связи включают дополни-
тельный полевой транзистор, как показано на рис. 4.32. Коэффи-
Последовательно
включенный
Компенсирующий
транзистор
Аналоговый R1
вход
U.
10к
IR2
Юк
о Аналоговый
выход
Рис. 4.32. Использование компенсирующего транзистора
циент обратной связи устройства, выполненного по схеме на рис.
4.32, определяется как
Т^ос = (^2 + ГСИ(вкл)УТ2)/(К1 + ГСИ(ВКЛ)УТ1)- (4.25)
При Ri = R2 точность коэффициента передачи определяется со-
гласованием гСИ(вкЛ) транзисторов VT1 и VT2. Рассогласование
гси(вь-л) транзисторов VT1 и VT2 обычно около 50 Ом, что обес-
печивает точность коэффициента передачи 0,5% (при Ri = R2 =
= 10 кОм). Существуют варианты и более жесткого согласова-
ния ГСИ(вкЛ).
Помехозащищенность. Ключи с заземленными диодами в цепи
истока проявляют лучшую помехозащищенность в разомкнутом со-
стоянии при положительных аналоговых сигналах на входе (Ua).
При UBX=15 В и Ua= + 10 В исток VT1 фиксируется диодом на
уровне 0,6 В (Пзи =14,4 В). Сопротивление открытого диода, рав-
ное приблизительно 26 Ом, гарантирует, что при значении пере-
менного аналогового сигнала +10 В затвор полевого транзистора
не откроется.
Выбор резистора установки коэффициента передачи. Посколь-
ку аналоговые ключи серии АН5009 работают в режиме коммута-
ции тока, то в большинстве случаев целесообразно выбирать как
можно больший входной ток. Однако ток, протекающий через
ключ на полевом транзисторе, приводит к смещению в прямом
150
направлении перехода затвор—исток, которое вызывает протека-
ние тока через этот переход. Этот ток утечки 1ут(вкл) увеличивает-
ся экспоненциально с увеличением тока истока 1и. Как показано»
на рис. 4.33, 1уТ(вкл) представляет некоторую конечную погреш-
Рис. 4.33. Ток утечки 1Ут(вкл) при включенном состоянии транзистора
ность по току, достигающему суммирующей точки операционного*
усилителя.
К тому же внутреннее сопротивление открытого полевого тран-
зистора гис(вкл) начинает расти по мере приближения тока исто-
ка I и к току насыщения полевого транзистора 1ИСНас • Практиче-
ски. ток истока 1и выбирается не более 1/10 тока насыщения'
1ИС нас- Учитывая приведенные замечания, получаем:
Rltmin) Ua (тах) ' АтДут (вкл) (4.26а)
или более грубое соотношение
Rl(min) иа(тах)/(^сИнас/1®)> (4.266)
где Ua(max) — максимальная амплитуда входного аналогового сиг-
нала; Ат — требуемая точность; 1уТ(вкл) — ток утечки при задан-
ном токе истока; 1ИСНас —20 мА — ток насыщения полевого тран-
зистора.
Рассмотрим практический случай Ua=±10 В, Ат = 0,1°/ог.
0°С^ТОкр^85оС. Используя выражение (4.266), получаем
Ri(min)> ЮВ/(20мА/Ю) = 5кОм. (4.27)
Для серии АН5010С при Ri —5 кОм, 1и = 10В/5 кОм, т. е. 1И==
= 2мА гарантируется 1уТ(вкл)^11 мкА при 85°С. Согласно выра-
жению (4.26а) получаем, что
Ri<rnm> > > 10 кОм . (4.28)
Так как из формулы (4.26а) следует, что Rf^slO кОм, то необхо-
димо использовать резистор сопротивлением именно 10 кОм.
В выключенном состоянии полевой транзистор также влияет'
на точность коэффициента передачи. Как показано на рис. 4.34,
ток утечки через транзистор VT2 вызывает некоторую конечную'
погрешность по току, достигающему суммирующей точки опера-
ционного усилителя. Поэтому
^l(max) Ua(min) Ат/ (N 1ут(выкл)) , (4.29)>
где Ua(min) — минимальное напряжение аналогового входного сигна-
151.
ла; Ат — требуемая точность; N — число каналов; 1Ут(выкл) —
ток утечки через данный ключ на полевом транзисторе.
Так, например, если N=10, Ат=0,1%» а 1с(выкл)=Ю нА при
85°С для серии АН5009С
к1(тах)< 1В-1?Г------Ю кОм. (4.30)
10.Ю.10-9 V ’
Рис. 4.34. Влияние выключенного транзистора на точность коэффициента пере-
лачи
'Конечно, выбор R2 зависит от требуемого коэффициента переда-
чи, и при коэффициенте передачи, равном 1, Ri = R2-
До сих пор не рассматривались требования к допускам на со-
противление резисторов, к входному току и напряжению смещения
-операционного усилителя, каждое из которых должно учитывать-
-ся при расчете полной точности коэффициента передачи в схеме.
Совместимость с уровнями ТТЛ. В серии АН5009 возможны
.два варианта управления по логическим входам. Схемы, имеющие
четные номера, должны управляться от стандартного элемента
‘ТТЛ, имеющего питание + 5 В, а схемы с нечетными номерами от
Тис. 4.35. Согласование с логическим элементом, имеющим напряжение питания
+5 В
2152
элемента ТТЛ с открытым коллектором, имеющего питание-
+ 15 В.
Стандартное напряжение на выходе элемента ТТЛ равно-
3,5 В (без нагрузки). Чтобы обеспечить выключение ключей с
четными номерами, как например АН5010, необходимо между ис*
точником питания иПИт=5 В и выходом логического элемента
ввести смещающий вверх резистор, сопротивление которого равно-
по крайней мере 10 кОм, как показано на рис. 4.35.
На выходах высоковольтного элемента ТТЛ с открытым кол*
лектором также необходимо использовать смещающий вверх рези*
стор, как показано на рис. 4.36. В обоих случаях уменьшение но*
Рис. 4.36. Согласование с логическим элементом с открытым коллектором,
имеющим напряжение питания +15 В
минала внешнего резистора приводит к улучшению времени вы*
ключения 1выкл, но ценой увеличения рассеиваемой мощности при
низком уровне сигнала на выходе. Типичные схемы использова*
ния ключей показаны на рисунках 4.37—4.40.
На рис. 4.41 изображена схема шестиканального мультиплек*
сора АМ2009/АМ2009С/ММ4504/ММ5504, конструктивно изготов*
ленного в одном кремниевом кристалле с использованием низко-
пороговой р-канальной МОП-технологии. Каждый МОП- элемент
имеет диодную цепь защиты.
Ключи АМ2009/АМ2009С/ММ4504/ММ5504 разработаны для
специального применения, такого, как, например, временное уп*
лотнение каналов аналоговых или цифровых сигналов. Скорости
переключения определяются в основном внешними условиями, та-
кими, как выходное сопротивление источника сигнала, нагрузоч-
ная емкость, общее количество параллельных каналов. Типичные
схемы применения этих ключей изображены на рис. 4.42 и 4.43.
153
Ключи на КМОП-структуре. Типичная схема ключа на КМОП-
структуре показана на рис. 4.44. Изменение уровня входного ло-
гического сигнала вызывает сдвиг выходного напряжения в сторо-
ну положительного или отрицательного напряжения питания.
Мощность потребления низкая, обычно от нескольких микроватт
Рис. 4.37. Усилитель с управляемым коэффициентом передачи (коэффициент
лередачи = иВых/1вх = Кос)
до нескольких милливатт, зависит от сопротивления нагрузочного
резистора цепочки резисторов и выбранного напряжения. Для
уменьшения влияния сопротивления ключа в цепочке резисторов
ЦАП могут быть использованы резисторы больших номиналов.
На рис. 4.45 показаны зависимости минимального сопротивления
многозвенной цепочки резисторов от заданного значения внутрен-
него сопротивления открытого ключа, обеспечивающего точность
’/гМР; параметром здесь является число двоичных разрядов. На-
пример, ключ CD4007A, сопротивление канала которого прибли-
зительно 250 Ом (UCH = 10 В), требует минимального сопротив-
ления цепочки резисторов 100 кОм для 9-разрядной точности. Об-
ращаясь к штриховой линии «время установления» и к правой
ординате, видим, что приблизительное время установления такой
цепочки, имеющей емкость узла 10 пФ, равно 6 мкс. Это время
установления составляет 6 постоянных времени при точности уста-
154
Рис. 4.38. Шестнадцатиканальный мультиплексор:
сопротивление всех резисторов 10 кОм; аналоговые ключи, расположенные между ОУ И
16 входными ключами, служат для уменьшения погрешностей из-за тока утечки; характе-
ристики? типовое значение погрешности 0,4 мкВ при 25° С и 10 мкВ при 70° С
155
новления V2 МР и является средним значением для рассмотренно-
го интервала разрядов. Если требуется меньшее время установле-
ния, то можно использовать устройства типа CD4041 фирмы
RCA.
Схема CD4041 теоретически может управлять 6-разрядной мно-
гозвенной цепочкой с сопротивлениями 4 кОм, обеспечивая время
установления около 250 нс. Такое быстродействие находится на
уровне лучших интегральных биполярных ключей, существующих
в настоящее время: Для сохранения данного быстродействия не-
обходимо иметь повторители на операционных усилителях с высо-
кой скоростью нарастания выходного напряжения. У биполярных
КМОП-операционных усилителей скорость нарастания выходного
напряжения около 30 В/мкс, а время установления примерно сот-
ни наносекунд для перепада сигнала 10 В, соответствующего
полной шкале. Эти характеристики приближаются к уровню ха-
рактеристик лучших полупроводниковых интегральных операци-
онных усилителей, особенно в недорогих системах. На самом де-
ле высокоскоростных операционных усилителей, способных к от-
клонению в сторону отрицательного напряжения питания, вообще
нет.
156
и = 20В
пит
Рис. 4.41. Электрическая схе-
ма мультиплексора серии
АМ2009. Номера выводов со-
ответствуют моделям ММ4504
и ММ5504
Рис. 4.42. Шестиканальный
мультиплексор, совместимый с
уровнями элементов ТТЛ
Входы
{уровни ТТЛ)
Аналоговые
Аналоговый
выход
157
Входные
каналы
входные
каналы
Выбор адреса 1—6 Выбор адреса 7—12
Рис. 4.43. Тридцатидвухканаль-
ный мультиплексор
Вывод 14 — напряжение Uc
Вывод 7 — напряжение U..
И
Рис. 4.44. Электрическая схема
ключа CD4007A
Внутреннее сопротивление, Ом
Минимальное сопротивление в старшем
разовое цепочки резисторов, Ом
Рис. 4.45. Требования к
цепочке резисторов в
ЦАП с переключателями
напряжения на КМОП-
структуре:
------ зависимости сопро-
тивления цепочки резисто-
ров от внутреннего сопро-
тивления открытого ключа
(точность ‘/г МР для всех
зависимостей);-------за-
висимости времени установ-
ления от сопротивления це-
почки резисторов
158
На рис. 4.46 показана структурная схема ключа CD4016A
Ключ CD4016A состоит из четырех независимых двунаправленны?
ключей, расположенных в одном кремниевом полупроводниковой
Рис. 4.46. Конструктивная схе
ма ключа CD4016A (вид]
сверху)
Рис. 4.47. Электрическая
схема ключа CD4016A.
Все ключи с p-каналами имеют
внутреннее соединение с выво-
дом 14, все ключи с п-каналами
имеют внутренней соединение с
выводом 7.
Сдвиг управляющего сигнала
(нормальный режим работы):
при включенном ключе (логи-
ческая «!>) Uynp = Uc; при вы-
ключенном ключе (логический
«0>) Uynp=U^; 1, 4, 8, 11 —
выводы входных сигналов: 2, 3,
9, 10 — выводы выходных сиг-
налов
и,
Управляющее
напряжение (U
ис
Вход
Ключ А
Диапазон
входного
сигнала
ии
Ключ Б Ключ В Ключ Г
кристалле. Каждый ключ содержит n-канальный и р-канальный
транзисторы. Исток р-канального транзистора соединен со стоком
n-канального транзистора и наоборот. Для каждого ключа требу-
ется только один сигнал управления ЦуПр. Сигнал Uynp управляет
непосредственно n-канальным транзистором, а р-канальный тран-
зистор управляется инвертированным сигналом Uynp (инвертор
159
расположен в том же кристалле). Управляющий сигнал Uyn
включает один и выключает второй транзисторы одновременно
Электрическая схема ключа CD4016A показана на рис. 4.47.
В отличие от биполярного ключа ключ на КМОП-структуре hi
имеет напряжения смещения. Это двунаправленный ключ. Клю’
на КМОП-структуре не требует слишком большого управляющей
напряжения (по сравнению с входным сигналом), как однока
нальный МОП-ключ. Амплитуда управляющего напряжения, не
обходимого для управления ключом на КМОП-структуре, прибли
зительно такая же, как у входного сигнала. Диапазон возможны;
напряжений питания определяется диапазоном входного сигнал?
и может быть максимум | (+иПИт) — (—ипит)| = 15 В или мини
МуМ I ( + ипит) ( Пиит) | = 3 В.
На рис. 4.48 и 4.49 показаны типичные передаточные характе
ристики включенных ключей на КМОП-структуре.
На рис. 4.50 показана передаточная характеристика однока
нального МОП-ключа на полевом транзисторе с р-каналом (<
большим сопротивлением нагрузки RH) во включенном состоянии
Если предположить, что он применяется для входного сигнал?
(UBX), изменяющегося в диапазоне ±5 В, и что выходное напря
жение иВЫх линейно повторяет входное напряжение в том же диа
пазоне, то условия включения должны быть следующие:
напряжение порога UnOp=—5 В,
напряжение затвора U3=—10 В,
напряжение на подложке ипод=+5 В.
Когда ключ включен, напряжение входного сигнала передает-
ся на выход (при соблюдении вышеуказанных условий). Однакс
если напряжение входного сигнала при отсоединенной подложка
будет ниже —б В (т. е. ниже UnOp), то ключ будет работать кав
истоковый повторитель. Во избежание этого необходимо увели
чить напряжение на затворе р-канального транзистора так, чтобь
оно было не меньше суммы порогового напряжения и максималь-
ного ВХОДНОГО напряжения (UBx(max) + Unop).
Проблемы, с которыми сталкиваются в одноканальных ключа;
на МОП-структуре, могут быть исключены при использование
комплементарной МОП-структуры (КМОП), показанной на рис
4.51а. Передаточные характеристики по напряжению (ивЫх кав
функция от UBX) показаны на рис. 4.516 (р-канальный МОП-
транзистор), на рис. 4.51в (n-канальный МОП-транзистор) -и нг
рис. 4.51г (параллельное включение обоих МОП-транзисторов)
Предполагается, что сопротивление нагрузки RH велико по срав-
нению с внутренним сопротивлением включенного ключа на МОП-
структуре (Rbkh). Общую характеристику КМОП-структуры полу-
чают графическим сложением отдельных характеристик МОП-
транзисторов. Из передаточной характеристики включенного клю-
ча на КМОП-структуре видно, что в любой заданный момент пс
крайней мере один МОП-транзистор включен, поскольку один за-
твор управляется сигналом Uynp, а другой инвертированным сиг-
налом Uynp.
160
Рис. 4.48. Типовые ха-
рактеристики включения
для одного из четырех
ключей модели CD4016A
при напряжениях пита-
ния Uc= + 10 В, U и=
= 0 В и температуре
окружающей среды
ТокР=25°С
Рис. 4.49. Типовые ха-
рактеристики включения
для одного из четырех
ключей модели CD4016A
при напряжениях пита-
ния Uc=+5B, ии =
=—5 В и температуре
окружающей среды
ТОкр = 25°С
Рис. 4.50. Характеристики ключа на р-канальной МОП-структуре:
UBx— входной сигнал, В; UBbIX — выходной сигнал, В; U
затворе, В; ипод — напряжение на подложке, В
3
— управляющее напряжение на
6—61
161
Требуемое напряжение управления на затворе должно быть
равно лишь абсолютному значению пикового напряжения входно-
го сигнала (в нашем случае ±5 В). Максимальный диапазон вход-
в)
Рис. 4.51. Ключ (проходной элемент) на полевой КМОП-структуре (а) и ха-
рактеристики МОП-элемента р-канального (б), n-канального (в) и КМОП-
структуры (г)
кого напряжения ограничивается напряжениями питания
+ ипит ( + 5 В) и —Uпит (—5 В). В этом случае управляющее на-
пряжение на затворе должно быть соответственно +5 и —5 В. Это
значит, что существует минимальное пороговое напряжение
(UnOp), требуемое для включения ключа. Для правильной работы
это условие всегда должно выполняться.
На рис. 4.52 показан 4-разрядный ЦАП, в котором использует-
ся цепочка двоично-взвешенных резисторов и две четверки клю-
чей CD4016A. Сопротивление каждого резистора обратно пропор-
ционально весу конкретного декодируемого разряда. При этом на
выходе обеспечивается 16 возможных ступенек напряжения и каж-
1 тт
дая ступенька равна — иоп.
Если управляющие входы CD4016A подключены к двоичному
счетчику (CD4004A), то на выходе формируется пилообразное
ступенчатое напряжение. В качестве опорного напряжения можно
использовать любой аналоговый сигнал.
162
Рис. 4.52. ЦАП с цепочкой взвешенных резисторов, в котором используются
четверки двунаправленных ключей CD4016A
Несмотря на то, что простота конфигурации схемы с цепочкой
взвешенных резисторов является ее достоинством, эта схема пред-
полагает широкий ряд номиналов резисторов и жесткие требова-
ния к ключам. Точность выходного напряжения зависит от точно-
сти сопротивлений резисторов и степени их согласования по тем-
пературе. По мере увеличения количества разрядов сопротивле-
ния резисторов становятся физически не реализуемыми.
На рис. 4.53 показана схема ЦАП с переключателями напря-
жения, использующая два ключа CD4016A и цепочку сопротивле-
ний резисторов типа R—2R. Схема обеспечивает 2П равных ступе-
нек напряжения, где п — число двоичных разрядов. Входным на-
пряжением является постоянное опорное напряжение Uon. Цепоч-
ка резисторов типа R—2R работает как последовательный дели-
тель напряжения. Каждый ключ CD4016A подключает свой вы-
ходной вывод к источнику опорного напряжения или к потенциа-
лу земли, при этом выходное напряжение пропорционально вход-
ному, опорному напряжению, как это было рассмотрено в преды-
дущем разделе. Таким образом, для изображенной 4-разрядной
системы вклад младшего разряда в суммарное выходное напря-
жение составляет UOn/24 или Uon/16. Двоичный счетчик CD4004A
служит для получения на выходе ЦАП ступенчатого пилообразно-
го напряжения. В качестве входного напряжения можно исполь-
зовать аналоговое опорное напряжение.
На рис. 4.54 показан ЦАП с переключателями тока. Характе-
ристики этого ЦАП и ЦАП с переключателями напряжений и ре-
зистивной цепочкой R—2R аналогичны, за исключением того, что
пРи использовании переключателей тока достигается более высо-
кая точность. Высокая точность получается потому, что для широ-
кого ряда значений нагрузки (включая и внутреннее сопротивле-
ние ключей CD4016A) используется тот же самый ток от источни-
6* 163
всех резисторов 1%
*1 -CD4009A
О
Рис. 4.53. ЦАП с переключателями напряжения и цепочкой резисторов типа R—2R, в котором используются четверки
двунаправленных ключей CD4016A
ка постоянного тока. Точность этой схемы ограничивается лишь
точностью используемых резисторов. Цепочка резисторов типа
р—2R в ней запитывается от источников постоянного тока с по-
*Регулировка смещения
Рис. 4.54. ЦАП с цепочкой резисторов типа R—2R на переключателях тока
мощью ключей CD4016A. Ток делится каждым звеном так же,
как делится напряжение в схеме с переключателями напряжения:
Пцых = Пх Rh) >
^вых(тах) = ^пост Rh П — 1 /2П ] >
где 1пост — ток источника постоянного тока.
В примере на рис. 4.54 1ПОст = 500 мкА, n = 4, RH=2 кОм и
ивых(тах) = (500 мкА) • ;(2кОм) Г1 —^-1 = 0,938 В.
ИСТОЧНИКИ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Параметры источника опорного напряжения и их стабильность
при изменениях напряжения, тока и температуры имеют наиболее
важное значение при использовании в ЦАП. Как раз рассмотре-
нию различных типов схем источников опорного напряжения и
будет посвящена эта часть.
165
Опорный элемент на стабилитроне (с температурной компенса^
цией). Наиболее широко используемым опорным элементом явля-
ется стабилитрон с температурной компенсацией, показанный на
рис. 4.55. Он состоит из последовательно включенных прямосме-
VD1,
|-----------------1
I ¥ Трямосмещенный диод
I " I
I I
! 4 Обратносмещенный
I | диод (работает в
I режиме пробоя)
Рис. 4.55. Опорный элемент на ста- Рис. 4.56. Опорный диод с источнп-
билитроне ком постоянного тока на транзисторе
щенного диода с отрицательным температурным коэффициентом и
стабилитрона с таким же по величине, но положительным темпера-
турным коэффициентом. Это включение гарантирует постоянство»
напряжения на обоих диодах при изменении температуры. Точное
согласование обоих коэффициентов представляется очень трудной
задачей, но все же ряд фирм-изготовителей выпускает некоторые
опорные элементы на базе стабилитрона, в которых степень со-
гласования обоих коэффициентов позволяет достигнуть результи-
рующего температурного коэффициента около ±0,0002 %/°C. Не-
которые стабилитроны, имеющие плохой температурный коэффи-
циент, включают последовательно с двумя прямосмещенными дио-
дами.
Важным соображением, на которое следует обращать внимание
при использовании опорного элемента на стабилитроне с темпе-
ратурной компенсацией, является то, что для получения необходи-
мого температурного коэффициента применяемые диоды должньв
работать при определенном токе смещения или в оговоренном:
диапазоне токов смещения. Это объясняется тем, что температур-
ные коэффициенты стабилитронов и прямосмещенных диодов за-
висят от тока и при разных значениях протекающего через них
тока могут изменяться в противоположные стороны на разную*
величину.
Опорный элемент с источником постоянного тока на транзисто-
ре5. На рис. 4.56 изображена схема опорного элемента, более со-
временная, чем на рис. 4.55. Назначение этой схемы — ослабить
изменения входного напряжения (UBx) так, чтобы значительно*
5 А n а 1 о g-t o-D i g i t a 1/D i g i t a 1-t o-A nalog Conversion ’Techniques},
by D. F. Hoeschele, John Wiley and Sons, 1968.
166
уменьшить изменения опорного выходного напряжения (—Uon).
На рис. 4.56 транзистор VT1 работает в активном режиме как ис-
точник постоянного тока, питающий обратным током стабилитрон
VD3.
Транзистор работает в активном режиме, т. е. переход база—
эмиттер смещен в прямом направлении, а переход база—коллек-
тор — в обратном. В этом режиме коллекторное сопротивление
транзистора очень велико по сравнению с динамическим сопротив-
лением стабилитрона (VD3), так что получается хороший источ-
ник тока.
Стабилитрон VD2 и прямосмещенный диод VD1 задают напря-
жение между —UBX и базой транзистора VT1. Диод VD1 компен-
сирует изменения напряжения (UB3) на переходе база—эмиттер
транзистора VT1 от температуры, так что падение напряжения на
R2 зависит в основном от напряжения пробоя стабилитрона VD2.
Падение напряжения на R2 определяет эмиттерный ток транзисто-
ра VT1. Отсюда постоянный ток на выходе равен этому эмиттер-
ному току за исключением тока базы транзистора VT1 и токов
утечек.
Источник опорного напряжения с эмиттерным повторителем в
качестве буферной развязывающей цепи6. Уменьшение нестабиль-
ности опорного напряжения Uon, вызванной изменениями тока че-
рез стабилитрон из-за изменений
тока нагрузки, может быть обес- оивх
печено уменьшением выходного ди- ______|________
намического сопротивления источ- 1
ника иоп и развязкой цепи стаби- ||R1
литрона от цепи с большими из- |
менениями тока нагрузки. На рис. _____________
4.57 показана схема, в которой JL К.
используется эмиттерный повтори- ^pVD1 j- °+и0*
тель для уменьшения изменений | П
тока через стабилитрон и в то yVD2 U
же самое время для уменьшения_______________|
выходного динамического сопротив- Г
ления источника опорного напря- ~
жения Uon. Диод VD2 введен В Рис- 4-57- Источник опорного на-
пряжения с эмиттерным повтори-
схему для компенсации температур- телем в качестве буферной раз-
ного коэффициента напряжения вязывающей цепи
4/бэ транзистора VT1.
Источник опорного напряжения с дифференциальным усилите-
лем в качестве буферной развязывающей цепи7. На рис. 4.58 по-
казана схема, применяемая в устройствах, в которых требуется
большая точность опорного напряжения, чем может обеспечить
схема с эмиттерным повторителем, приведенная на рис. 4.57. В
-этой схеме может быть легко достигнута абсолютная точность луч-
6 См. примечание 5.
7 См. примечание 5.
167
ше, чем ± 1 мВ. Развязка от изменений входного напряжения осу.
ществляется с помощью стабилитронов VD1 и VD2. Стабилитрон
VD3 является температурно-компенсированным, а резисторы R4 ц
R5 служат для задания необходимого значения опорного напряже-
Рис. 4.58. Источник опорного напряжения с усилителем в качестве буферной
развязывающей цепи
ния. На транзисторах VT1 и VT2 собран входной каскад диффе-
ренциального усилителя. Любая разность между напряжениями
на базах транзисторов VT1 и VT2 усиливается на коллекторах
этих транзисторов. Эта усиленная разность напряжений поступает
на входы второго каскада дифференциального усилителя, собран-
ного на транзисторах VT3 и VT4. На выходе транзистора VT3
включен эмиттерный повторитель на транзисторе VT5, с помощью
которого обеспечивается малое выходное сопротивление усилите-
ля. Сигнал, поданный на вход транзистора VT1, инвертируется на
коллекторе транзистора VT1 (сдвиг по фазе на 180°), затем инвер-
тируется транзистором VT3. Следовательно, поскольку эмиттер-
ный повторитель напряжения не инвертирует, а сигнал на входе
транзистора VT1, проходя через весь усилитель, инвертируется
дважды, то сигнал на выход приходит в той же фазе, что и сиг-
нал на входе. Так как напряжение на выходе меняется в той же
фазе, что и на входе транзистора VT1, то соединение выходной
шины усилителя со входом транзистора VT2 будет вызывать сле-
жение выходного напряжения за напряжением на входе VT1. От-
сюда любая малая разность входных напряжений транзисторов
VT1 и VT2 усиливается и через цепь обратной связи поступает на
вход VT2, уменьшая эту разность. Следовательно, если коэффи-
циент передачи по напряжению усилителя достаточно велик и уси-
литель не обладает погрешностями, то опорное напряжение Uon
будет точно равно напряжению на выходе делителя R5, R4. Одна-
ко усилитель имеет погрешность. Например, чтобы выставить оди-
наковые коллекторные токи транзисторов VT1 и VT2, могут по-
требоваться разные напряжения на их входных зажимах, соответ-
168
ствующих переходам база—эмиттер. Другими словами, напряже-
ния база—эмиттер этих транзисторов могут быть не согласованы.
Тогда напряжение на выходе Uon будет отличаться от напряжения
на входе на величину рассогласования между иБЭ транзисторов
VT1 и VT2. Так получается, поскольку любое рассогласование
коллекторных токов транзисторов VT1 и VT2 усиливается с по-
мощью транзисторов VT3 и VT4 и через цепь обратной связи по-
дается на вход транзистора VT2. Благодаря такому направлению
обратной связи токи в коллекторах VT1 и VT2 выравниваются.
Детальное рассмотрение дифференциальных усилителей можно
найти в книге Differential Amplifiers, by R. D. Middlebrook, John
Wiley and Sons, 1964.
Эта схема достаточно сложна и имеет большое количество
компонентов, а следовательно, возникает и трудность их согласо-
вания. Использование операционных усилителей в совокупности
со стабилитроном упрощает схему источника опорного напряже-
ния.
Опорный элемент в интегральном исполнении. На рис. 4.59
представлена схема температурно-компенсированного низковольт-
Рис. 4.59. Принципиальная схема опорного элемента в интегральном исполнении
LM113
169
ного опорного элемента LM113. Особенностью этой схемы являет-
ся исключительно жесткая стабилизация в широком диапазоне ра-
бочих токов наряду с необычно низким напряжением пробоя и
хорошей температурной стабильностью.
Опорный элемент синтезирован с помощью транзисторов и ре-
зисторов в виде полупроводниковой интегральной схемы. Эта схе-
ма имеет такой же низкий уровень шума и долговременную ста-
бильность, как и современные интегральные схемы операционных
усилителей. К тому же напряжение на выходе этого опорного эле-
мента зависит только от легко
Рис. 4.60. Принципиальная схема
использования ИС LM113 в цепи
смещения источника тока усили-
теля для обеспечения постоянного
коэффициента усиления
прогнозируемых свойств компонен-
тов, определяемых интегральной
технологией. Поэтому схема мо-
жет изготавливаться и постав-
ляться с очень жесткими допу-
сками. Наибольший интерес пред-
ставляют следующие параметры:
— низкое напряжение про-
боя: 1,220 В;
— динамическое сопротивле-
ние 0,3 Ом в диапазоне рабочих
токов 500 мкА... 20 мА;
— температурная стабиль-
ность обычно не хуже 1% в диа-
пазоне температур — 55...
... +125°С;
— допуски: стандартный
±5%, Для специальных примене-
ний ±2% и ±1%.
Такие характеристики опорно-
го элемента позволяют использо-
вать его в устройствах регули-
ровки смещения в низковольтных
источниках питания или в обору-
довании с батарейным питанием
(рис. 4.60). Тот факт, что напряжение пробоя равно физическому
параметру кремния — напряжению, соответствующему ширине за-
прещенной энергетической зоны, — позволяет применять эту схе-
му во многих практических случаях, когда необходимы темпера-
турная стабилизация и измерения температуры.
Источник опорного напряжения с операционным усилителем3.
Температурно-компенсированный стабилитрон часто используют
в комбинации с операционным усилителем, который не нагружает
опорный элемент, для стабилизации рабочей точки или для пре-
образования в ток. Типичные реализации подобных схем показа-
ны на рис. 4.61. Некоторые из большого числа возможных реали-
8 Applications of Linear Integrated Circuits, by E. R. Hnatek,
John Wiley & Sons, 1975.
170
задии источников опорного напряжения и тока, в которых исполь-
зуются операционные усилители в совокупности с температурно-
компенсированными стабилитронами, рассматриваются в следую-
щих разделах.
Рис. 4.61. Примеры использования операционного усилителя для получения
опорных напряжения и тока
Регулируемые источники опорного напряжения. Схемы регули-
руемых источников опорного напряжения показаны на рис. 4.62 и
4.63. Эти две схемы имеют разные области применения. Основное
различие между ними заключается в том, что в схеме, изображен-
ной на рис. 4.62, выходное напряжение источника больше, чем на-
пряжение на стабилитроне, а в схеме, изображенной на рис. 4.63,
наоборот, выходное напряжение меньше напряжения на стабили-
троне. На каждом рисунке показаны источники с положительным
и отрицательным напряжениями.
При использовании схемы, изображенной на рис. 4.62, в уст-
ройствах, где необходима высокая точность в широком диапазоне
температур, на регулировку значения выходного напряжения на-
кладываются ограничения. В этом случае R1 выбирают таким об-
разом, чтобы задать оптимальный ток через стабилитрон, при ко-
тором обеспечивается минимальный ТК (температурный коэффи-
171
циент). Поскольку в этой схеме ток через стабилитрон 1Ст не за-
висит от + иПит, то и температурный коэффициент стабилитрона
не будет зависеть от напряжения +11Пит.
Рис. 4.62. Выходное напряжение источника опорного напряжения больше на-
пряжения стабилитрона:
а — источник положительного опорного напряжения; б — источник отрицательного опорного
напряжения
Схему, изображенную на рис. 4.63, используют в качестве ис-
точника опорного напряжения высокой точности, работающего в
широком диапазоне температур, лишь при условии, что напряже-
VD1
IN4611
6,6В
а — источник положительного опорного напряжения; б — источник от-
рицательного опорного напряжения
ние + ипит достаточно стабильно, поскольку ток через стабили-
трон 1Ст зависит от этого напряжения. Сопротивления резисторов
Rl, R2, R3 и R4 выбирают из условия обеспечения оптимального
тока через стабилитрон, при котором минимален температурный
коэффициент последнего и минимальна погрешность из-за входно-
го тока смещения операционного усилителя.
172
При работе с единичным коэффициентом передачи операцион-
ного. усилителя обе схемы необходимо компенсировать или пере-
компенсировать, если предполагается большая емкостная нагруз-
ка. Уровень шума на выходе в обеих схемах может быть умень-
шен включением шунтирующей емкости на входе операционного
усилителя.
В рассмотренных схемах используется только один источник
питания. Это в свою очередь требует, чтобы при выборе операци-
онного усилителя учитывался допустимый диапазон его синфазно-
го напряжения. Если требования к диапазону синфазного напря-
жения превышают возможность операционного усилителя, то
можно подключать два источника питания. На рис. 4.64, 4.65 по-
казаны еще две дополнительные схемы источников опорного
напряжения. В любой из схем, изображенных на рис. 4.62—4.64,
могут быть использованы либо операционные усилители LM101A,
I.M107, либо J1A641.
Высокостабильные источники опорного напряжения. При реа-
лизации обычных источников опорного напряжения возникает
проблема, связанная не столько с использованием температурно-
компенсированного стабилитрона, сколько с неудобством подстрой-
ки и экспериментального подбора элементов, обеспечивающих ток
через стабилитрон, и зачастую с неопределенной стабильностью
токозадающей цепи.
В схеме на рис. 4.669 ток через стабилитрон совершенно не за-
висит от напряжения источника питания, которое может иметь
значение до 10 В. Этот ток определяется самим стабилитроном,
следовательно, исключаются подстройка и подбор компонентов, не-
обходимые в других схемах.
9 Reference Voltage Source, Leonard Accardi, EDN, May 15, 1972.
173
Чтобы понять, как работает схема, временно исключим иу нее
элементы VD3, VD2, VT1, R4, R5 и R6. Предположим, что стаби-
литрон VD1 работает в режиме пробоя. Напряжение в точ^е со-
единения резисторов R1 и R2 будем считать равным —Uj. Тогда
напряжение на выходе операционного усилителя будет равно
VD3
IN3064
Рис. 4.66. В этом источнике опорного напряжения ток через стабилитрон ста-
билизируется самим стабилитроном
— (Ui + Uct). Но резисторы R1 и R2 образуют делитель напряже-
ния и, следовательно:
-(^ + UCT) R2/(Ri + R2) = - Ux. (4.31)
Если сопротивление Ri выбрать равным 10R2, то
U1 = UCT/1O. (4.32)
Следовательно, ток через стабилитрон будет определяться следую-
щим соотношением:
Ui/R3 = UCT/10R3. (4.33)
Отсюда можно подсчитать сопротивление R3, которое необходимо
для обеспечения определенного тока через стабилитрон, в данном
случае 7,5 мА.
Резистор R6 включен в схему для того, чтобы довести ток ста-
билитрона примерно до 7,5 мА, поскольку большинство дешевых
операционных усилителей, не выходя зъ~ пределы номинала, мо-
гут обеспечить на выходе только 5 мА. Остальные вспомогатель-
ные элементы обеспечивают стабильное состояние тока в схеме
при включении питания.
Температурно-компенсированные стабилитроны содержат внут-
ренние прямосмещенные диоды. Так, в эту схему включен диод
VD3, ограничивающий положительное напряжение на выходе на
уровне 1 В для нежелательного устойчивого состояния с положи-
тельной полярностью выходного напряжения. В этом состоянии
транзистор VT1 включается, и на неинвертирующем входе опера-
174
ционного усилителя У1 появляется отрицательный потенциал, оп-
ределяемый сопротивлениями Rl, R2, R4, R5, напряжением —U
и внутренним сопротивлением открытого транзистора VT1 (100 Ом).
Это приводит к возвращению схемы в требуемое устойчивое
состояние с отрицательной полярностью выходного напряжения,
при этом выключается транзистор VT1 и восстанавливается нор-
мальный режим вспомогательных элементов.
При (наличии специальных элементов стабильность выходного
напряжения приближается к стабильности самого стабилитрона.
Операцирнный усилитель цА741 обеспечивает на выходе измене-
ния напряжения обычно не более 1 мВ в диапазоне температур
100°С. Используя лучшие образцы серии 741, изменения напряже-
ния на выходе из-за операционного усилителя можно уменьшить
до 150 мкВ в том же температурном диапазоне 100°С. Операцион-
ный усилитель в этой схеме должен быть частотно компенсирован
при работе с единичным коэффициентом передачи, поскольку ди-
намическое сопротивление стабилитрона мало и, следовательно,
обеспечивается почти 100%-ная обратная связь по постоянному
току.
Способность операционного усилителя обеспечивать на выходе
необходимый ток может быть повышена без ухудшения стабиль-
ности введением в цепь обратной связи операционного усилителя
У1 дополнительного усилительного транзистора. Кроме того, эта
схема может быть построена как опорный источник с положитель-
ным напряжением при использовании полевого транзистора с
p-каналом, смене полярности включения диодов и изменении на-
пряжения, предназначенного для дополнительного смещения вы-
ходного тока, на +U.
Источник, опорного напряжения с одним источником питания.
При использовании интегральной схемы дифференциального опе-
рационного усилителя в источниках опорного напряжения, как
правило, необходимо два источника напряжения питания — поло-
жительного и отрицательного. Более того, для установления опре-
деленной полярности на выходе обычно требуются вспомогатель-
ные цепи. Но если одна шина питания заземляется, то в этом слу-
чае становится необходимым лишь один источник питания, поляр-
ность которого определяется требуемой полярностью выходного
источника опорного напряжения.
Пока на неинвертирующем входе операционного усилителя от-
носительно другого входа поддерживается некоторый положи-
тельный потенциал, пусть даже самый маленький, напряжение на
выходе источника опорного напряжения будет положительным.
Точно так же любой самый маленький отрицательный потенциал
на неинвертирующем входе операционного усилителя будет вызы-
вать только отрицательное напряжение на выходе.
Источник опорного напряжения, изображенный на рис. 4.67,
питается от одного источника питания +15 В для получения на
выходе положительного напряжения. Для получения на выходе от-
рицательного напряжения положительную шину питания заземля-
175
Рис. 4.67. Схема с одним источником
питания. Полярность напряжения на
выходе источника опорного напряже-
ния может быть как положительная,
так и отрицательная в зависимости
от полярности напряжения питания
операционного усилителя
ют, на отрицательную шину пи-
тания подают —15 В, а поляр-
ность включения стабилитрона
меняют на противоположную.
В этой схеме с помощью ста-
билитрона VDCT устанавливается
опорное напряжение (UCT) и
опорный ток (1ст), что обеспечи-
вается цепью источника постоян-
ного тока, образуемого резисто-
ром R1 и операционный усилите-
лем, выступающим в качестве бу-
ферной развязывающей цепи. Ток
стабилитрона
1СТ —ист R2/(RX R3).
(4.34)
Благодаря электрической схе-
ме выходного каскада операцион-
ного усилителя напряжение на
выходе схемы (Uon) будет всегда
больше 0,5 В при условии, что схема питается напряжением
+ 15 В, а отрицательный вывод источника питания заземлен. Сле-
довательно, несколько десятков милливольт будут всегда появ-
ляться на неинвертирующем входе операционного усилителя, соз-
давая в конечном итоге положительное напряжение на выходе:
Uon = UCT(l+R2/R3). (4.35)
При питании схемы напряжением —15 В и заземленной поло-
жительной шине источника питания, „напряжение на выходе
(UOn) будет всегда ниже, чем —0,5 В. Отрицательное напряжение
на неинвертирующем входе операционного усилителя вызывает
отрицательное напряжение на выходе:
Uon=-UCT(1+R2/R3). (4.36)
В данной схеме напряжение на стабилитроне 6,4 В вызывает
ток через стабилитрон около 2 мА. Для положительного напряже-
ния питания выходное напряжение равно 9,547 В, при этом тем-
пературный коэффициент равен 1,9- 10~6/°С, стабильность напря-
жения 9,5«10-6/В и выходное сопротивление 0,053 Ом. Для отри-
цательного напряжения питания температурный коэффициент со-
храняется тем же самым, но выходное напряжение становится рав-
ным —9,560 В, стабильность напряжения на выходе равна
2,6-10_6/В, а выходное сопротивление 0,021 Ом.
На рис. 4.68 показана еще одна схема источника опорного на-
пряжения с одним источником питания. Источник опорного напря-
жения с такой схемой обеспечивает на выходе номинальное напря-
жение 10 В, стабильность которого поддерживается с точностью
±7 мВ. Этот источник может работать при изменении напряже-
176
нмя питания в диапазоне от 12 до 18 В. При напряжении на выхо-
де\иоп ток через стабилитрон
IcT^(Uon-UCT)/Rr (4.37)
\ +ипит
\ 12-18В
Рис. 4.68. Источник опорного напряжения с одним источником питания
С помощью транзистора усилителя тока, работающего в активном
режиме, на инвертирующем входе операционного усилителя под-
держивается напряжение
U1 = UonR2/(R2+R3) = ICIR1. (4.38)
Ток стабилитрона может быть представлен в виде
ICT = UonR2/[R1(R2 + Ri,)]. (4.39)
Опорное напряжение поддерживается равным
UOn = Ucl(R2 + R3)/R3- (4.40)
Недостатком любых схем с эмиттерным повторителем, как и
этой схемы, является возможность существования на выходе ста-
бильных напряжений, отличных от тех, которые требуются. Для
рассматриваемой схемы такое состояние существует, когда выход-
ное напряжение равно нулю. Включение конденсатора между ис-
точником питания и компенсационным выводом операционного
усилителя предохраняет схему от попадания в состояние с нуле-
вым напряжением на выходе в первый момент включения. Нали-
чие конденсатора вызывает переходной процесс при включении,
что обеспечивает вывод схемы в заданный рабочий режим с на-
пряжением на выходе Uon.
Для показанных на рисунке компонентов стабильность выход-
ного напряжения обеспечивается с точностью ±7 мВ в темпера-
турном диапазоне 0—75°С даже при изменении напряжения пита-
ния на ±10%. Максимальный выходной ток составляет 20 мА.
Конденсатор, шунтирующий стабилитрон, служит для ослабления
177
шума, который может генерировать стабилитрон в области высо-
ких частот. /
Отрицательное выходное напряжение можно получить при/об-
ратном включении стабилитрона, при использовании р—п—р-
вместо п—р—n-транзистора и заземлении положительного вь/вода
источника питания операционного усилителя.
СХЕМЫ МНОГОЗВЕННЫХ ЦЕПОЧЕК РЕЗИСТОРОВ
В схеме ЦАП, изображенной на рис. 4.2, взвешенные токи
обеспечиваются с помощью цепочки двоично-взвешенных резисто-
ров, состоящей из п параллельных независимых звеньев, сопро-
тивления которых соответственно равны R, 2R, 4R, 8R и т. д. В
таких цепочках значения сопротивления резисторов увеличивают-
ся очень быстро по мере роста номера разряда: сопротивление ре-
зистора в старшем разряде относится к сопротивлению резистора
в младшем разряде как
Rcp/RMP = l/2n-1. (4.41)
Так, например, для обеспечения разрешающей способности 8 раз-
рядов необходимо иметь точные резисторы, диапазон относитель-
ных значений сопротивлений которых простирается от R до 128R.
Реализовать такой широкий диапазон сопротивлений с достаточ-
ной точностью в полупроводниковых интегральных схемах или в
схемах с использованием тонкопленочной технологии, не прибегая
к дорогостоящему отбору и юстировке (в случае пленочных рези-
сторов), представляется весьма трудной задачей.
Схемой, в которой исключается недостаток, связанный с боль-
шим количеством номиналов резисторов, как в схеме с двоично-
взвешенными резисторами на рис. 4.2, является цепочка резисторов
типа R—2R, изображенная на рис. 4.3. В этой схеме двоичное де-
ление токов Ii, 12, 13 и т. д. осуществляется с помощью последова-
тельного деления тока между шунтирующими резисторами с со-
противлениями 2R и последовательно за ними включенными вет-
вями цепочки резисторов с сопротивлениями R. Тем самым токи
в ветвях такой цепочки резисторов удовлетворяют двоичному со-
отношению:
11 = 212 = 413= . . . =2"-Чп. (4.42)
В то же время сопротивления резисторов, входящих в цепочку,
сохраняют соотношение 2/1, которое достаточно легко реализует-
ся. В цепочке резисторов типа R—2R используется в два раза
больше резисторов, чем в цепочке с двоично-взвешенными рези-
сторами, кроме того, для правильной работы цепочка типа R—2R
на конце должна быть нагружена на согласующий резистор (см.
рис. 4.3). Особенным достоинством цепочки резисторов типа
R—2R является то, что она может быть использована в схеме циф-
роаналогового преобразования при работе с источниками тока,
имеющими равные выходные токи, как показано на рис. 4.6, 4.69.
В полупроводниковых интегральных схемах, где может быть по-
178
лучено хорошее согласование между электронными узлами, имею-
щими одинаковую геометрию и работающими с одинаковыми уров-
нями тока, цифроаналоговое преобразование, основанное на ис-
Рис. 4.69. 4-разрядный ЦАП, в котором используется цепочка резисторов типа
R—2R и источники тока с одинаковыми значениями выходного тока
пользовании одинаковых источников тока, обладает существенны-
ми преимуществами перед другими способами преобразования,
особенно в схемах со сложностью 8 разрядов и более.
В полупроводниковых интегральных ЦАП с разрешающей спо-
собностью 6 разрядов и выше предпочтение отдается цепочке
резисторов типа R—2R, а не цепочке двоично-взвешенных рези-
сторов, поскольку в этом случае необходимое количество номина-
лов резисторов гораздо меньше. Однако цепочка двоично-взве-
шенных резисторов более удобна при реализации 4-разрядного
ЦАП, из которых как из строительных блоков могут быть по-
строены ЦАП с более высокой разрешающей способностью. На
рис. 4.70 показан метод комбинации двух 4-разрядных ЦАП, ко-
торые соединяются между собой с помощью делителя тока, реа-
Рис. 4.70. Схема, в которой используется каскадирование двух 4-разрядных
цепочек двоично-взвешенных резисторов для обеспечения разрешающей способ-
ности 8 разрядов
179
лизующего коэффициент деления 16/1 (резисторы R1 и 15R1 на
рис. 4.70). В этой схеме, когда все ключи замкнуты, токи 1а и 1б
в каждой 4-разрядной секции цепочки резисторов будут равны
Ia=Ib=Ii[‘+(t)+(t) + (t)]’ (4-43)
где 11 — ток старшего разряда. Наличие делителя 16/1 между
двумя секциями цепочек резисторов обеспечивает общий ток на
выходе ЦАП
’вых = 1в+^ 1а =113 -ГТ' <4'44)
16 i=i 21—1
эквивалентный выходному току ЦАП с 8-разрядной цепочкой дво-
ично-взвешенных резисторов.
В схеме, изображенной на рис. 4.5, можно использовать ключи
с КМОП-структурой, похожие на те, которые показаны на рис.
4.44. Выходной потенциал в этой схеме получается непосредствен-
но с помощью соединения каждой ветви цепочки резисторов с ис-
точником напряжения положительной или отрицательной поляр-
ности. Каждая пара выходных КМОП-элементов работает как
переключатель. Если сопротивление замкнутого ключа (канала)
достаточно мало по сравнению с последовательно включенным
сопротивлением ветви цепочки резисторов, то точность будет оп-
ределяться исключительно соотношением сопротивления цепочки
резисторов и переключаемым напряжением питания. Рассмотрим
кратко динамику работы такой схемы. Ток в каждой ветви цепоч-
ки резисторов меняет направление в зависимости от состояния
логического сигнала. Следовательно, проходная емкость (или ин-
дуктивность проволочных резисторов) может ограничивать ско-
рость переключения. Как правило, время установления в таких
случаях составляет несколько микросекунд. Однако соответст-
вующий выбор параллельного соединения ключей в старшем раз-
ряде для минимизации сопротивления канала ключа может обес-
печить скорость ЦАП на ключах с КМОП-структурой близкой к
скорости лучших биполярных систем, особенно когда основной
причиной ограничения скорости является выходной повторитель.
На рис. 4.5 изображена модификация схемы, в которой исполь-
зуется цепочка резисторов, обеспечивающая выход по напряже-
нию. Использование в такой цепочке металлоокисных пленочных
резисторов с 1%-ными допусками дает возможность без особен-
ных затрат обеспечить в преобразователях разрешающую способ-
ность до 10 разрядов. Такие цепочки легко макетируются при раз-
работке систем и могут оказаться удобными также и для произ-
водства. Практические соображения по поводу допусков требуют
отклонений структуры цепочки от чистой модификации R—2R.
Функцией цепочки резисторов является обеспечение двоичного
деления тока каждым последующим звеном. Абсолютные значения
токов являются второстепенными характеристиками, их же соот-
ношения должны быть обеспечены с очень жесткими допусками.
180
Это значит, что абсолютные значения сопротивлений цепочки ре-
зисторов не являются столь (важными для обеспечения точности,,
как их согласование и одинаковость относительных изменений при
изменении температуры.
Многозвенные цепочки с тонкопленочными резисторами. В на-
стоящее время в большинстве дискретных цепочек резисторов ис-
пользуют точные проволочные и тонкопленочные резисторы. Тем-
пературный коэффициент сопротивления проволочных и объем-
ных металлопленочных резисторов не более 10-6/°С. В этом случае-
при изменении температуры на 30°С сопротивление резисторов из-
менится относительно своего значения не более чем на 0,003%.
Резисторы первоначально согласуют относительно друг друга с
точностью до 0,001%. Со временем в процессе старения изменение-
точности согласования доходит до 0,002 %/год.
На рис. 4.71 показана типичная прецизионная цепочка на тон-
копленочных резисторах тйпа R—2R для 10-разрядного ЦАП, со-
Рис. 4.71. Типичная схема цепочки тонкопленочных резисторов для 10-разряд-
ного ЦАП
стоящая из резисторов R1—R7, R12, R23, R34, R45 и R56. Чтобы
обеспечить согласование на конце цепочки, (сопротивление рези-
стора R7 должно быть таким же, как и резисторов R1—R6. Рези-
стор R8 обеспечивает ток для разрядов 9 и 10, который в даль-
нейшем делится внутри схемы. В этом параграфе рассматривают-
ся некоторые высокоточные схемы цепочек на тонкопленочных ре-
зисторах производства фирмы Resistor Products Division of Analog
Devices.
Эти цепочки резисторов являются основными элементами, оп-
ределяющими точность большинства наиболее распространенных
ЦАП (см. применения цепочек резисторов). Используя изделия
фирмы Analog Devices Inc.: ключи AD550, AD555 и операцион-
ные усилители в совокупности с этими цепочками резисторов, вы
можете легко построить широкий ряд быстродействующих, ста-
бильных и надежных ЦАП с высокой точностью (8... 14 разрядов).
Каждая из этих цепочек резисторов выпускается в стандарт-
ных плоских корпусах с двойным рядом выводов. Для расшире-
ния возможности применения этих цепочек их выпускают также-
и в виде отдельных узлов, которые можно использовать в гибрид-
ных сборках. Такие цепочки резисторов изготовляют напылением
181
эезистивного слоя на отдельных подложках, что позволяет легко
контролировать весь процесс их изготовления. Основными достоин-
ствами таких узлов являются: высокий процент выхода годных из-
делий, обеспечиваемый благодаря технологии изготовления сразу
целой партии, высокая плотность сборки резисторов и их автома-
гическая лазерная подгонка и, как следствие, отличные характе-
ристики, надежность и эффективное использование свободного
пространства между узлами при небольших затратах.
ДВА СЕМЕЙСТВА ЦЕПОЧЕК РЕЗИСТОРОВ,
ИЗГОТАВЛИВАЕМЫХ ПРОМЫШЛЕННОСТЬЮ
Чтобы обеспечить максимальную гибкость при разработке уст-
ройств для вашей системы, мы предлагаем два семейства функ-
ционально-эквивалентных цепочек резисторов, одно из которых
вам необходимо выбрать в качестве рабочего, что обеспечило бы
наибольшую эффективность соотношения цены и коэффициента
полезного действия.
ПОЧЕМУ СЛЕДУЕТ ВЫБИРАТЬ ТОНКОПЛЕНОЧНЫЕ РЕЗИСТОРЫ?
В преобразователях, где необходимы хорошая долговременная
стабильность, малые размеры, широкий диапазон сопротивлений
резисторов, расположенных на одной подложке, и отличные ха-
рактеристики в широком диапазоне изменения условий окружаю-
щей среды, обычно предпочтение отдается цепочкам тонко-, а не
толстопленочных резисторов. Что касается реализации очень вы-
соких уровней точности, то здесь характеристики обоих типов ре-
зисторов близки, и выбор необходимо делать лишь после прак-
тических исследований. Цепочки тонкопленочных резисторов фир-
мы Analog характеризуются хорошим согласованием (до 0,01%
для стандартных элементов), низким относительным температур-
ным коэффициентом (до 0,5-10~6/°С), крайне низким уровнем
шума (35 дБ ниже шума Джонсона), малым временным дрейфом
сопротивлений (до 50-10-6/год при 25° С) и нулевым коэффициен-
том напряжения (исключая эффекты саморазогрева).
ЦЕПОЧКИ РЕЗИСТОРОВ AD850, 851, 852/3, 855, 856
ДЛЯ УСТРОЙСТВ С ОЧЕНЬ ВЫСОКИМИ ТОЧНОСТЬЮ
И НАДЕЖНОСТЬЮ
Многие разработчики преобразователей выбирают эти семей-
ства цепочек резисторов, предпочитая их подобранным дискрет-
ным резисторам или изготовленным другими технологическими
способами, исходи из следующих соображений.
Характеристика. Гарантированная точность во всем рабочем
диапазоне. Каждая цепочка предназначена специально для рабо-
ты в своем рабочем диапазоне в пределах точности, оговоренной
ниже в таблице. В дополнение к таким свойствам схем как: хоро-
шее согласование резисторов, малое относительное температур-
ное изменение, хорошая повторяемость, малые размеры монолит-
ной конструкции (одна подложка), точность ’подстройки, эквива-
182
лентная ’Д МР при температуре 25° С, обеспечивает точность 14
разрядов при этой температуре.
Удобство. Каждая функционально законченная цепочка, вы-
полненная в стандартных корпусах, позволяет уменьшить общую,
площадь изделия, снизить объем ручного труда и упростить
сборку.
Высокая надежность. Имеются S, Т, U группы схем, отбрако-
ванные согласно MIL-STD-883 (военный стандарт) методом
5004.1 для систем авиационного и космического назначения, кото-
рые требуют характеристик самого высокого уровня.
Классификация по точности цепочек резисторов AD850, 852, 852/3, 855, 856
(AD851)
Точность ±‘/2 МР ±‘/2 МР ±‘/2 МР
при 12 раз- при 10 раз- при 8 раз-
рядах рядах рядах
Максимальная совокупная погрешность ±0,012 % ±0,05 % ±0,2 %
во всем рабочем диапазоне (±0,03 %) (±0,12%)
Группы в рабочем диапазоне: 0...+70°С L К J
—155...+ 125°С и т S
ЦЕПОЧКИ РЕЗИСТОРОВ AD1850, 1851, 1852/3, 1855, 1856
ДЛЯ ДЕШЕВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ВЫСОКОЙ ТОЧНОСТИ,
РАБОТАЮЩИХ В УЗКОМ ТЕМПЕРАТУРНОМ ДИАПАЗОНЕ
Наше последнее предложение — это цепочки резисторов, раз-
работанные для использования в системах, требующих высокой
точности, но работающих в небольшом диапазоне температур-
вблизи +25° С. Точность масштаба гарантируется при +25° С с
максимальным температурным коэффициентом масштаба
10~6/°С. Классификация по точности приведена ниже.
В свои разработки вы можете смело включать без потери точ-
ности цепочки тонкопленочных резисторов низкой стоимости.
Классификация по точности AD1850, 1852, 1852/1853, 1855, 1856 (AD1851)
Точность ±‘/2 МР ±‘/2 МР ±‘/2 МР
при 12 раз- при 10 раз- при 8 раз-
рядах рядах рядах
Максимальная совокупная погрешность ±0,012 % ±0,05 % ±0,2 %
при +25°С (±0,03 %) (±0,12%)
Группы в рабочем диапазоне 0...+70°С L К .1
Необходимо упомянуть о различных методах изготовления
цепочек резисторов в интегральных ЦАП, 'поскольку цепочка пре-
цизионных резисторов является основным элементом, определяю-
щим линейность ЦАП. Экономия при изготовлении интегральных
преобразователей достигается благодаря производству сразу це-
лой партии, где исключается подгонка резисторов. Однако техно-
183!
югия с использованием обычных процессов диффузии115 не дает
1остаточно точного согласования резисторов для реализации раз-
жигающей способности выше 8 разрядов. Погрешность должна
5ыть уменьшена вдвое с каждым дополнительным разрядом. Не-
<оторые фирмы-изготовители основывают свои разработки на спе-
циальных технологических процессах. Однако эти процессы более
дорогостоящие и трудоемкие и вносят свои неудобства при эк-
сплуатации и контроле. Они сводят на нет основное достоинство
интегральной технологии — изготовление сразу целой партии мик-
росхем.
Технология ионной имплантации позволяет изготовить в од-
ном кристалле полностью готовую микросхему за исключением
прецизионных резисторов, которые 'получают на заключительном
этапе технологического процесса бомбардировкой между резис-
торными электродами в специальном устройстве. Количество ио-
нов, внедряемых в резистивный объем кристалла, контролируется,
что позволяет обеспечить очень точное сопротивление резистора.
Резисторы, полученные с помощью ионной имплантации, значи-
тельно меньше по размерам и лучше согласованы, чем тонкопле-
ночные или диффузионные.
Цепочки тонкопленочных прецизионных резисторов обладают
двумя очень важными свойствами: умеренно низкоомные резисто-
ры получить легче, чем высокоомные; абсолютное значение темпе-
ратурного коэффициента относительно велико. Если исходить из
соображений выбора номинала резистора, то достоинство цепочки
резисторов типа R—2R для минимизации требуемого значения со-
противления совершенно очевидно. Цепочки на тонкопленочных
резисторах могут иметь относительно большое абсолютное значе-
ние температурного коэффициента (ТКС), как, например, 100—
200-10~6/°С, но при этом обеспечивается очень близкое относи-
тельное отслеживание изменений между ТКС каждого отдельно-
го резистора. Поэтому очень важно точные резисторы располо-
жить в цепочке так, чтббы относительные изменения ТКС были
как можно 'меньше. Наиболее критичные резисторы всегда распо-
лагают в непосредственной 'близости (физически возможной) друг
от друга, чтобы обеспечить самый минимально возможный на-
чальный допуск и уменьшить эффект от саморазогрева и темпера-
турных градиентов. Более детальное рассмотрение интегральных
цепочек резисторов приводится в разделе «Полупроводниковые
интегральные ЦАП».
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ЦАП
Полупроводниковые интегральные ЦАП не только заменяют
традиционные конструкции преобразователей на дискретных эле-
ментах, но также создают предпосылки для новых применений. В
10 Для более детального ознакомления с процессами диффузии, ионной имплан-
тации и тонкопленочной технологии можно обратиться к книге A U s е r’s Hand-
book of Integrated Circuits, by Eugene R. Hnatek, John Wiley and
Sons, 1973.
184
этих ЦАП такие свойства преобразователей, как экономичность,
небольшие размеры, малая мощность рассеивания и надежная ра-
бота во всех экстремальных условиях окружающей среды впервые-
заложены одновременно. С уменьшением и даже исключением
проблем, связанных с внешними соединениями, разработчики схем
и систем теперь могут использовать в своих разработках лучшие
достижения в области цифровой и аналоговой техники.
Некоторые фирмы-изготовители ИС предлагают отдельные
элементы ЦАП в качестве строительных блоков, но большинства
потребителей предпочитают функционально-законченные преобра-
зователи. В настоящее время лучшие полупроводниковые ЦАП,
выполненные в одном кристалле, обеспечивают полное функцио-
нирование, а также обладают некоторыми особенностями, чта
обеспечивает их более гибкое использование. Применение полу-
проводниковых преобразователей позволяет значительно умень-
шить, а порой и вовсе исключить затраты и усилия на разработ-
ку, выпуск документации, монтаж и настройку приборов, состоя-
щих из различных элементов, необходимых для их изготовления.
Чтобы затраты на изготовление ЦАП были минимальными, ре-
зисторы, входящие в него, должны быть расположены в том же
кристалле, что и активные элементы. В процессе изготовления по-
лупроводниковых интегральных схем значительно легче получить
хорошее согласование между резисторами, чем их точные абсо-
лютные значения. К счастью, точные значения сопротивлений ре-
зисторов в цепочке не являются столь, важным параметром, как
точность относительного согласования между ними. Диффузион-
ные резисторы, используемые в полупроводниковых ИС, имеют
достаточно большую паразитную емкость. Чтобы получить макси-
мальную скорость переключения в каждом разряде преобразова-
теля, где токи разные, разрядные токи переключают таким обра-
зом, чтобы токи, протекающие через резисторы цепочки, были
всегда постоянными. Этого обычно достигают с помощью цепей,
подключаемых на выходе каждого разряда цепочки резисторов и
обеспечивающих единичный коэффициент передачи по току в со-
четании с переключателями тока.
На рис. 4.72, 4.73, 4.78, 4.79, 4.80, 4.86 представлен ряд схем
полупроводниковых интегральных ЦАП. На рис. 4.72 показана
схема ЦАП фирмы Precision Monolithic типа monoDAC-02
Этот ЦАП выполнен в одном кристалле размерами 82X148 мил*>
и обеспечивает время установления не более 1,5 мкс при гаранти-
рованной линейности 0,05% в температурном диапазоне 0 ...
... + 75° С. В схеме объединены все элементы, необходимые для пре-
образователя, имеющего 10 разрядов плюс знаковый разряд,
включая источник опорного напряжения и встроенный быстродей-
ствующий выходной операционный усилитель с внутренней ком-
11 Applying Monolithic 1 О-Bit D/А Converter, D. J. Dooley Precision Monolithics-
Application Note.
*> 1 мил = 0,001 дюйма = 0,0254 мм, т. е. размеры кристалла 2,08X3,6 мм_
(Прим, ред.)
185-
00
о
Логические входы
Выход
аналогового
—о сигнала
Рис. 4.72. 10-разрядный ЦАП типа monoDA002 фирмы Precision Monolithic
пенсацией. В состав схемы также входят следующие встроен-
ные узлы: буферный усилитель в цепи источника опорного на-
пряжения, температурно-компенсированный усилитель управле-
ния источниками тока, источники тока, инвертирующий усили-
тель Шотки 'и многозвенная цепочка резисторов типа R—2R, вы-
полненная по диффузионной технологии.
Преобразователь кода в напряжение monoDAC-02 содержит
внутренний источник опорного напряжения, питаемый с помощью»
температурно-компенсированного источника тока, с хорошим по-
давлением нестабильности напряжения источников питания. Вы-
ход этого источника опорного напряжения соединен с внешним,
выводом корпуса. Вход буферного каскада в цепи источника
опорного напряжения также соединен с внешним выводом кор-
пуса. Это позволяет разработчику, применяющему эту схему, ис-
пользовать по своему усмотрению встроенный, или дополнитель-
ный внешний источник опорного напряжения, что значительно рас-
ширяет возможности использования схемы. Например, она при-
годна там, где требуется работа нескольких ЦАП друг от друга%
или в замкнутых следящих системах, в которых эталонные напря-
жения потенциометров обратной связи должны отслеживать опор-
ные напряжения ЦАП. Шкала выходного напряжения ЦАП регу-
лируется путем деления опорного напряжения с помощью потен-
циометра и подачи поделенного напряжения на вывод входа ис-
точника опорного напряжения схемы. ТКС потенциометра в дан-
ном случае является не очень критичным параметром, (поскольку
его значения для обоих частей потенциометра согласованы. Ис-
пользуя вывод входа источника опорного напряжения, можно по-
лучить двухквадрантный умножающий ЦАП (среднего быстродей-
ствия.
Напряжение на выходе буферного усилителя в цепи источника
опорного напряжения используется для установления напряжения
на выходе регулирующего усилителя, с помощью которого управ-
ляются базы транзисторов источников тока в каждом двоичном
разряде. Этот регулирующий усилитель предназначен для компен-
сации изменений U БЭ и р транзисторов источников тока три по-
мощи дополнительного источника тока, включенного в цепь об-
ратной связи и идентичного источнику тока, установленному в
третьем разряде. Коллекторный ток этого вспомогательного ис-
точника тока с помощью регулирующего усилителя поддержива-
ется равным Uon/Ron**). Чтобы обеспечить компенсацию иБЭ и £
во всех разрядах, плотности рабочих токов в каждом разряде де-
лают одинаковыми, обеспечивая пропорциональное соответствие
между геометрией (площадью) эмиттерного перехода транзисто-
ра источника тока и эмиттерным током этого транзистора. Эта
компенсация выполняется во всем рабочем диапазоне изменений
*> При аналоговом перемножении двух чисел. (Прим, ред.)
**'> Uon — напряжение на выходе буферного усилителя в цепи источника опор-
ного напряжения, a Ron — сопротивление на выходе буферного усилителя.
(Прим, ред.)
187
температуры и напряжения питания. Поскольку резистор Ron и
выходной суммирующий резистор расположены в одном кристал-
ле и оба выполнены по диффузионной технологии, что обеспечива-
ет хорошее взаимное согласование во всем температурном диапа-
зоне, то температурный коэффициент изменения выходного напря-
жения ЦАП в сущности так же мал, как и температурный коэф-
•фициент изменения опорного напряжения Uon.
Так как напряжения на эмиттерах всех транзисторов источни-
ков тока равны, то при соответствующем включении цепочка рези-
сторов типа R—2R может быть использована для получения дво-
ично-взвешенных токов. Чтобы получить неподстраиваемые диф-
фузионные резисторы с взаимным согласованием по ТКС не хуже
0,05% во всем рабочем температурном диапазоне, применяют спе-
циальные конструктивные решения и особые технологические про-
цессы. Это позволяет на два порядка улучшить качество ИС по
сравнению с тем, которое обеспечивалось при традиционных про-
цессах изготовления линейных ИС.
В ЦАП monoDAC-02 для управления по входам логических
сигналов используется позитивная логика как для разрядов, ото-
бражающих модуль числа, так и для знакового. Если на цифро-
вые входы ЦАП поданы все логические «единицы», то на выходе
будет напряжение положительной полярности, соответствующее
полной шкале, если же на вход подан код (0) 1111111111, то ему
на выходе эквивалентно напряжение отрицательной полярности,
соответствующее полной шкале. Наихудшие значения логических
уровней 2,0 В и 0,8 В, при которых ЦАП еще уверенно срабатыва-
ет, обеспечивают совместимость с ТТЛ и ДТЛ элементами при
полной нечувствительности к шуму во всем рабочем температур-
ном диапазоне. В то же время максимальные значения входных
логических уровней от 4-15 В до —5 В дают преобразователю до-
полнительное преимущество, заключающееся в возможности непо-
средственной связи с логическими элементами на КМОП-струк-
турах.
Устройство выполнено по принципу управления током, протека-
ющим в коллекторах транзисторов источников тока, при котором
происходит переключение этого тока в каждом разряде. Высокий
логический уровень на входе разряда вызывает протекание тока
в этом разряде через суммирующую шину, тогда как при низком
логическом уровне на входе разряда — через общую земляную
шину, а не через суммирующую. В зависимости от состояния зна-
кового разряда ток, протекающий в суммирующей шине, поступа-
ет или прямо на вход суммирующего усилителя, или предвари-
тельно инвертируется с помощью токового инвертора на операци-
онном усилителе. Этот ток затем преобразуется в напряжение
с помощью быстродействующего инвертирующего операционного
усилителя с внутренней коррекцией и резистором в цепи обрат-
ной связи, согласованным с Ron по ТКС. В этом усилителе исполь-
зована внутренняя частотная коррекция, что обеспечивает ско-
рость нарастания выходного напряжения 40 В/мкс и время уста-
188
Таблица 4.1. Параметры monoDAC-02 в диапазоне О...7О°С
Разрешающая способность Линейность 10 разрядов+знаковый разряд (11 разрядов) 0,05 %, 0,2 % максимальная
Время' установления Температурный коэффициент коэффициента передачи с внутренним источником опорного 1,5 мкс с точностью до 0,05 %
напряжения Температурный коэффициент коэффициента передачи с внешним источником опорного на- ±60-10-6/°С
пряжения ±ю-ю-в/°с
Диапазон выходного напряжения Входной ток смещения усилителя в цепи ис- О...±5 В, О...±1О В
точника опорного напряжения 100 нА
Входное сопротивление усилителя в цепи ис- точника опорного напряжения 5 мВ
Напряжение смещения нуля 200 МОм
Скорость нарастания выходного напряжения 40 В/мкс
Напряжения источников питания Коэффициент подавления нестабильности на- ±12...±18 В
пряжения источника питания Мощность рассеяния при напряжении пита- 0,015 % полной шкалы на вольт
ния ±15 В 300 мВт максимальная
Входной ток по входу логического сигнала Логические уровни: 1 мкА
Ubx выс 2,0 В минимальный
Нвх низ 0,8 В максимальный
новления не более 1,5 мкс с точностью до 0,05%. Основные пара-
метры DАС-02 приведены в табл. 4.1.
Перечислим наиболее интересные особенности этого преобра-
зователя. А. Прецизионный источник опорного напряжения обес-
печивает низкий температурный коэффициент и хорошее подавле-
ние нестабильности напряжения источников питания. Если ис-
пользовать внешний вывод источника опорного напряжения, то
становится возможным организация работы ЦАП в режиме ум-
ножения и зависимой работы. Б. Регулирующий усилитель в цепи
источника опорного напряжения устанавливает диапазон выход-
ного тока, компенсирует изменения иБЭ и [3 транзисторов источ-
ников токов в каждом разряде и изменения сопротивления сум-
мирующего резистора во всем рабочем температурном диапазоне.
В. Логические управляющие узлы переключают токи в каждом
разряде согласно логическому сигналу на цифровом входе и со-
вместимы со всеми наиболее распространенными цифровыми эле-
ментами. Г. Быстродействующий суммирующий операционный
усилитель с внутренней коррекцией преобразует аналоговый вы-
ходной сигнал в виде тока в развязанное от входных цепей на-
пряжение на выходе ЦАП. Д. Расположение всех резисторов в
одном кристалле позволяет уменьшить дрейф масштабирующего
коэффициента передачи во всем рабочем диапазоне изменения
температуры. Набор встроенных резисторов обеспечивает гибкость
в выборе масштабирующего коэффициента передачи.
189
190
-о
'вых
Рис, 4,73. Полная принципиальная схема 6-разрядного ЦАП типа MCI406 фирмы Motorola
На рис. 4.73 показана принципиальная схема 6-разрядного
ЦАП типа MCI406 фирмы Motorola12. Выход по току в этом ЦАП
выбран для того, чтобы обеспечивалась возможность использова-
ния его высокоскоростных свойств. Выход <по напряжению в нем
можно получить'с помощью внешнего операционного усилителя,
но скорость преобразования в этом случае будет ограничена ско-
ростью нарастания выходного напряжения операционного усили-
теля.
Источник тока, питающий многозвенную цепочку резисторов в
ЦАП МС1406, управляется уровнем выходного сигнала внешнего
источника опорного напряжения. Это позволяет потребителю вы-
брать такое опорное напряжение или такой опорный ток, чтобы
удовлетворялись все необходимые требования к стабильности и
точности в его системе. В зависимости от рабочего температурно-
го диапазона это может быть просто стабилитрон или интеграль-
ная схема регулируемого стабилизатора напряжения. К тому же
потребитель может использовать для ЦАП внешний источник
опорного напряжения со стабильностью, значительно более высо-
кой, чем у источника, который по экономическим соображениям
следовало бы расположить в том же кристалле, что и ЦАП. Кро-
ме того, этот единственный внешний источник опорного напряже-
ния может питать сразу несколько ЦАП.
Еще одним достоинством преобразователя такого типа являет-
ся возможность использования
напряжения. Преобразова-
тель МС1406 можно рас-
сматривать как умножаю- <
щий ЦАП, поскольку его
выходной сигнал представ- о
ляет собой произведение
аналогового опорного и |
входного 6-разрядного циф- £
рового сигналов. Зависи- m
мость тока на выходе
МС1406 от цифрового кода
в нем (модулированного опорного
на входе показана на рис. рис. 474. Зависимость выходного тока от
4.74. Заметим, ЧТО преобра- входного цифрового сигнала
зователь работает в инверс-
ном режиме, т. е. низким уровням на всех цифровых входах соот-
ветствует максимальный ток на выходе.
Следует особо упомянуть о двух схемотехнических решениях,
используемых в МС1406. Во-первых, это схема управления рабо-
чим током для питания многозвенной резистивной цепочки резис-
торов, обеспечивающая постоянство рабочего тока. Значение это-
го рабочего тока регулируется уровнем опорного напряжения или
тока. На рис. 4.75 показаны две упрощенные схемы, иллюстриру-
12 Low Cost Monolithic D/А Opens New Areas of Electronic Design, by J. Schoeff
Electronic Products, December 18, 1972.
191
ющие работу устройства управления рабочим током при двух спо-
собах включения источника опорного напряжения.
В верхней части рис. 4.75 показана схема, в которой (положи-
тельное опорное напряжение подано через резистор R на вывод
12, а вывод 13 через такой же резистор R заземлен. Резистор, сое-
диненный с выводом 13, необходим не во всех случаях, лишь при
изменении температуры он помогает компенсировать изменения
тока смещения операционного усилителя. Таким образом, в этой
схеме опорный ток 1оп, равный Uon/R (в типичном случае 2 мА),
будет протекать через вывод 12 благодаря наличию виртуальной
земли, которая обеспечивается большим коэффициентом передачи
операционного усилителя. В свою очередь операционный усили-
тель будет создавать такой ток в базу транзистора, который необ-
ходим, чтобы разрешить 'протекание 1оп через коллектор этого
транзистора. Второй такой же транзистор работает при тех же
условиях смещения, что и первый, и, следовательно, его коллек-
торный ток будет также равен 1оп- Этот второй транзистор и обе-
спечивает рабочий ток для питания цепочки резисторов.
В схеме, изображенной в нижней части рис. 4.75, использует-
ся источник отрицательного опорного напряжения, которое подво-
дится через вывод 13, в то время как вывод 12 через R заземлен.
Источник опорного напряжения в этом случае служит лишь для
обеспечения тока смещения дифференциального усилителя (око-
ло 4 мкА). При этом коллекторный ток протекает по цепи зем-
ля— резистор R — коллектор транзистора. В обоих случаях рабо-
чий ток, питающий резистивную цепочку, не зависит от изменений
отрицательного напряжения питания —ипит-
Второй особенностью МС1406, заслуживающей особого внима-
ния, является наличие цепи, на которую работает резистивная це-
почка, и узлов, связанных с переключением тока. Цепь, являю-
щаяся нагрузкой для резистивной цепочки (рис. 4.76), должна
обеспечивать одинаковые потенциалы на всех выводах этой це-
почки, иметь низкое входное сопротивление и единичный коэффи-
циент передачи по току. Если потенциалы на разных выводах ре-
зистивной цепочки будут не одинаковые, то это приведет к тому,
что не будет выполняться двоичное соотношение токов во всех
разрядах ЦАП. Если входное сопротивление цепи, на которую ра-
ботает резистивная цепочка, не является относительно малым по
сравнению с сопротивлением резистивной цепочки, то это также
будет приводить к ухудшению точности. Для реализации всех
этих условий используют усилитель с большим коэффициентом
передачи, выполненный на транзисторе, включенном по схеме с
общим эмиттером с единичным коэффициентом обратной связи.
Обратная связь, выполненная с помощью эмиттерного повторите-
ля, собранного по схеме Дарлингтона, обеспечивает малое вход-
ное сопротивление и одинаковый потенциал на входных зажимах
цепи. К тому же использование составного транзистора Дарлинг-
тона позволяет получить малую разность между его коллектор-
ным и эмиттерным токами.
192
11
К цепочке
резисторов
R
Источник опорного
тока при отрицательном
опорном напряжении
12
| Рис. 4.75. Схема вклю-
чения источников поло-
жительного опорного
(вверху) и отрицатель-
Цепочка
резисторов R-2R
Напряжение
смещения
ного опорного напряже-
ний (внизу) в ЦАП
MCI 406
Рис. 4.76. Упрощенная
схема разрядного пере-
ключателя тока и отво-
да цепочку резисторов в
MCI 406
7-61
193
Переключение тока в каждом разряде этой схемы состоит в
том, что при поступлении на цифровой вход разряда логического
сигнала высокого уровня рабочий выходной ток отводится от
суммирующей выходной шины. Таким образом, когда на всех ло-
гических входах преобразователя будут «1», ток на выходе будет
отсутствовать. Высокий логический уровень на входе схемы
(рис. 4.76) включает транзистор VT1 и весь рабокий ток течет че-
рез этот транзистор, минуя выходную шину. Низкий логический
уровень выключает транзистор VT1 и разрешает протекание рабо-
чего тока через диод VD1 в выходную шину. Для правильной ра-
боты ключа напряжение на его выходе не должно выходить за
рамки диапазона ±0,6 В.
Добавление операционного усилителя к основной ИС преобра-
зователя дает возможность получить ЦАП с выходом по напря-
жению (рис. 4.77). Подстановка выражения 1ВЫх 'из характерис-
Рис. 4.77. Добавление операционного усилителя к MCI406 обеспечивает выход
по напряжению
тики, приведенной на рис. 4.74, в формулу иВых = 1выхКос дает
окончательную зависимость 'между входным цифровым сигналом
и выходным напряжением и показывает, что эта зависимость
функционально представляет собой произведение.
На рис. 4.78 изображена упрощенная схема полупроводнико-
вого 6-разрядного ЦАП типа D АС-01 фирмы Precision Monolithic,
выполненного в одном корпусе. В этой конструкции все основные
узлы преобразователя, включая источник опорного напряжения и
суммирующий усилитель, расположены в одном полупроводнико-
вом кристалле. В основной схеме преобразователя используется
принцип переключения двоично-взвешенных токов. Переключате-
ли тока К1—Кб реализованы по той же схеме, что и на рис. 4.16а.
Цепочка резисторов типа R—2R выполнена с помощью общепри-
нятого метода изготовления диффузионных резисторов. Встроен-
ный источник опорного напряжения Uon задает напряжение сме-
щения на базе транзисторов VT1—VT6.
В большинстве случаев использования ЦАП требуется, чтобы
напряжение на выходе преобразователя в зависимости от цифро-
вого сигнала на входе менялось от нуля до значения, соответству-
ющего полной шкале UnuI. Такой режим работы, когда сигнал на
выходе, не меняет своей полярности, называют униполярным. В
некоторых практических случаях необходимо иметь на выходе би-
полярный сигнал, т. е. иметь симметричные изменения сигнала от
194
Рис. 4.78. Упрощенная схема полупроводникового 6-разрядного ЦАП типа
DAC-01 фирмы Precision Monolithic
—UnuI/2 до +UnuI/2. Схема, изображенная на рис. 4.78, может
быть использована для работы как в униполярном, так и в бипо-
лярном режиме, в зависимости от соединения внешних выводов
микросхемы. Эти дополнительные возможности обеспечиваются с
помощью компенсирующего источника тока 1х и добавочного раз-
ряда на транзисторе VT7 (рис. 4.78).
Когда схему используют в униполярном режиме работы, вы-
вод 12 заземляют, отводя таким образом ток смещения 1х в зем-
лю. В этом случае выходное напряжение будет меняться от нуля
до + Uпш как функция выходного тока 1Вых. Выходное напряже-
ние равно Uniu, когда 1ВЫх максимально и равно 1ПШ. Биполяр-
ный режим (работы реализуется с помощью цепи смещения. Осу-
ществляется это путем подключения вывода 12 к суммирующей
точке (вывод 11) вместо земли. В этом случае ток смещения, рав-
ный (1х—I?), втекает в суммирующий узел так, что
U.HI = [IBb,x-(Ix-I,)]Roe. (4-45)
где Roc — общее сопротивление в цепи обратной связи суммиру-
ющего усилителя. Если сделать (1х—h) равным 1Пш/2, то на вы-
ходе можно получить смещение шкалы ровно на Uniu/2:
1пш/2=1ср ^мр/2« (4.46)
Смещение выходного тока ровно на 1Пщ/2 можно (получить, сде-
лав 1х=1ср, а 17=1мр/2. Такое техническое решение для органи-
зации биполярного режима работы использовано в схеме, изоб-
7* 195
раженной на рис. 4.78, т. е. ток, равный по величине току стар-
шего разряда 1ср, получают от источника тока смещения 1х и вы-
читают из него малый поправочный ток 17, равный по величине
1мр/2, чтобы обеспечить правильное смещение согласно выраже-
нию (4.46).
В схеме, реализованной в кристалле размерами 0,07x0,106",
используются только диффузионные компоненты. Транзисторы,
стоящие в первых четырех разрядах VT1—VT4 (рис. 4.78) имеют
такие размеры эмиттерных областей, при которых обеспечивают-
ся одинаковые падения напряжения иБЭ . Чтобы улучшить отно-
сительное согласование между транзисторами VT1—VT4, их дела-
ют большими по 'площади с кольцевой конфигурацией эмиттеров.
Чтобы обеспечить малые допустимые отклонения для токов в пер-
вых четырех разрядах, используют также и 'компенсацию базовых
токов, как в схеме на рис. 4.21. Суммирующий усилитель облада-
ет внутренней коррекцией и имеет следующие типовые характери-
стики:
Входной ток смещения.....................100 мкА
Напряжение смещения нуля.................75 мВ
Коэффициент передачи без цепи обратной связи 15 000
Скорость нарастания выходного напряжения 30 В/мкс
Краткий перечень характеристик законченного полупроводникового
ЦАП представлен ниже:
Разрешающая способность.....................6 разрядов
Точность....................................±‘/2 МР
Дрейф масштабного коэффициента .... 80-10-6/0 С
Выходной диапазон (регулируемый) . . . 10 В, ±5 В, ±10 В
Время установления..........................1,5 мкс
Рассеиваемая мощность....................... 200 мВт
Напряжение питания..........................±15В
Рабочий температурный диапазон «... —55...+ 1250С
На рис. 4.79 изображена упрощенная схема полупроводниково-
то ЦАП типа HI-1080 фирмы Harris Semiconductor, выполненного
в одном кристалле. В этой конструкции суммирующий усилитель и
источник опорного напряжения вынесены за пределы полупровод-
никового кристалла. Номера внешних выводов в схеме, обозначен-
ные на рисунке, соответствуют номерам выводов для стандартного
24-выводного корпуса. Эта схема построена по методу, согласно ко-
торому используются источники с одинаковыми токами во всех
разрядах. Это значит, что через все транзисторы VT1—VT8, на
которых собраны эти источники тока, протекает одинаковый ток
I. Переключатели тока построены по схеме, изображенной
на рис. 4.166. При изготовлении этих переключателей ис-
пользуется технология получения р—п—р-транзисторов (для пе-
реключателей тока) не с боковой, и с вертикальной структурой
и диэлектрической изоляцией. Такой тип р—п—р-транзисторов
может быть легко получен с помощью технологических методов из-
готовления интегральных структур с диэлектрической изоляцией и
обладает значительным преимуществом в быстродействии по срав-
нению с р—п—р транзисторами с боковой структурой.
196 '
Рис. 4.79. Полупроводниковый 8-разрядный цифроаналоговый преобразователь
типа HI-1080
Схема может работать от внешнего источника опорного напря-
жения как положительной, так неотрицательной полярности, при
этом неиспользуемый вывод микросхемы заземляют. Отводы в цепи
источника опорного напряжения Р1—РЗ служат для удобства регу-
лировки масштаба выходного напряжения. Встроенное устройст-
во сдвига уровня и компенсации преобразует входное опорное на-
пряжение в требуемый уровень постоянного напряжения смещения
на 'базах транзисторов во всех разрядах и обеспечивает в тех же
транзисторах компенсацию изменений напряжения иБЭ. К тому
же цепочка резисторов на выходе имеет специально предусмотрен-
ные резисторы сопротивлением R и 2R, которые при желании могут
быть включены в цепь обратной связи, охватывающей внешний
суммирующий усилитель. Использование резистивной цепочки ти-
па R—2R и источников с одинаковыми токами во всех разрядах
обладает известным достоинством, заключающимся в том, что
сопротивления резисторов в цепочке могут отличаться друг от дру-
га лишь в два раза. Однако поскольку через транзисторы во всех
разрядах протекает одинаковый ток, равный току в старшем раз-
ряде, то общая мощность рассеивания в данном случае значитель-
но возрастает.
4 Для обеспечения погрешности относительного рассогласования
в пределах ±7г МР используют тонкопленочные Ni—Сг резисторы.
Перечень типовых основных характеристик 8-разрядного ЦАП
типа HI-1080, справедливых «в температурном диапазоне —55...
... +125° С, приведен ниже:
197
Разрешающая способность . ..... 8 разрядов
Точность............................±‘/2 МР
Дрейф масштабного коэффициента .... 20-10-6/°С
Время установления............... 0,75 мкс
Рассеиваемая мощность............... 450 мВт
Напряжение питания . +5 В, —15 В
На >рис. 4.80 изображена схема 10-ризрядного умножающего
ЦАП на КМОП-структурах типа AD7520 фирмы Analog
Devices13. Этот ЦАП состоит из 10 однофазных на два положения
Аналоговый 10,01В
ВХ°Д Uon°“
R = 10k R = 10 к R = 10k R = 10k
2R
20 k
2R
20 к
5,01В , 2,51В ,__ 1,25В
0,5 мА | 025 мА I 0,125 мА 0,0625 мА I
I I | | 1 мкА
I 2Rn I 2Rfl | 2RO I 2R П I
f 20kU| 20kU| 20 к U у 20kU|
Рис. 4.80. Функциональная схема ЦАП AD7520 с опорным напряжением Uon =
= 10,01 В. Разряды 5—9 для упрощения не приведены
управляемых переключателей тока на КМОП-структурах, управ-*
ляющих логических схем и инверсно включенной цепочки тонкопле-
ночных резисторов типа R—2R, напыленных на КМОП-кристалле.
По цифровому входу ЦАП управляется напряжением с большим
перепадом, соответствующим логическим уровням КМОП-цифро-*
вых схем, а также совместим с логическими уровнями ТТЛ и ДТЛ.
Для использования ЦАП совместно с инвертирующим операцион-
ным усилителем в нем предусмотрены два выхода по току.
Кроме 10-разрядной разрешающей способности семейство ЦАП
AD7520 имеет максимальную нелинейность до ±0,05% от опорного
напряжения Uon, температурный коэффициент нелинейности при-
мерно 2-10~6/°С и максимальную амплитуду погрешности прямого
прохождения напряжения опорного сигнала !/2 МР (0,1%) на час-
тоте 100 кГц. Типовое время установления выходного сигнала при
изменении цифрового сигнала на входе на ПШ равно 500 нс.
13 А 10 Bit Monolithic CMOS D/А Converter, by J. Cecil and J. Whitmore, Ana-
log Dialogues—1 (1974).
198
Несмотря на то, что разрешающая способность 6—8 разрядов в
полупроводниковых ЦАП была легко достигнута, намного труднее
было реализовать Поразрядное преобразование с высоким произ-
водственным выходом годных схем (и небольшой стоимостью) из-
за конечного коэффициента передачи то току р в ключах, необхо-
димого требования по согласованию напряжения иБЭ в транзис-
торах, необходимых условий по относительному согласованию и
взаимному температурному изменению сопротивлений резисторов
в цепочке и из-за ограничений согласованного изменения парамет-
ров элементов, вызываемого внутренними температурными гради-
ентами (вследствие повышенной мощности рассеивания).
Все эти проблемы могут быть разрешены или вовсе исключены
при использовании КМОП-структур. Они имеют почти бесконеч-
ный коэффициент передачи по току, исключая таким образом
проблемы, связанные с 0. Ключи на КМОП-структуре не имеют
параметра, эквивалентного падению напряжения иБЭ в биполяр-
ных транзисторах; вместо этого ключи на КМОП-структуре ха-
рактеризуются проходным сопротивлением во включенном состоя-
нии, величина которого определяется геометрией устройства.
Проблемы, связанные с температурным согласованием изменений
сопротивления диффузионных {резисторов, разрешены в этой схе-
ме очень легко; эти резисторы просто не используются.
Цепочку резисторов типа R—2R формируют из Si—Сг резис-
торов с удельным сопротивлением 2 кОм/О (резистор 10 кОм име-
ет легко реализуемое соотношение длина — ширина 5:1), напы-
ленных на КМОП-кристалле. Хотя абсолютный температурный
коэффициент этих резисторов равен 150-Ю-6/0 С, их относительное
согласование (при изменении температуры не хуже 10“6/°С. Рези-
стор цепи обратной связи для выходного усилителя располагают
на этом же кристалле, чтобы благодаря компенсации абсолютного
температурного коэффициента обеспечить в ЦАП температурный
коэффициент коэффициента передачи не хуже 10-Ю-6/0 С.
В конечном счете низкая мощность рассеивания в кристалле
(лишь 20 мВт, включая рассеивание на резисторах цепочки) в
совокупности с отличными способностями согласованного измене-
ния от температуры сопротивлений тонкопленочных резисторов
уменьшает проблемы, связанные с изменением линейности и вы-
зываемые внутренними температурными градиентами. Это также
облегчает требования к мощности и отводу тепла в устройствах,
в которых используются ЦАП AD7520.
Из |рис. 4.80 видно, что двоично-взвешенные токи (постоянно
протекают по отводам резистивной цепочки. При опорном напря-
жении 10 В на аналоговом входе ЦАП в первом отводе резистив-
ной цепочки протекает ток 0,5 мА, во втором отводе 0,25 мА, в
третьем 0,125 мА и т. д. На выходных (шинах 1Вых1 и 1ВЫх2 поддер-
живается потенциал земли, в одном случае через цепь обратной
связи операционного усилителя, в другом — путем непосредствен-
ного соединения с общим земляным проводом.
199
Переключатели направляют ток в выходную шину в зависимо-
сти от уровня логического сигнала на входе каждого разряда. На-
пример, высокий уровень логического сигнала на цифровом вхо-
де ключа вызывает 1протекание тока старшего разряда, равного
0,5 мА, в выходную шину 1ВЫх ь Когда же на цифровом входе это-
го ключа будет низкий логический уровень, то ток (потечет в вы-
ходную шину 1вых2- Если ток, протекающий в выходной шине
1выхь течет в суммирующую точку операционного усилителя, а ток
в шине 1Вых2 течет в землю, то высокий логический уровень будет
определять номинальное напряжение на выходе операционного
усилителя, т. е.— (0,5 мА)Х(10 кОм) =—5 В для опорного на-
пряжения 10 В положительной полярности, в то время как низкий
логический уровень обеспечит на выходе нулевой вклад от перво-
го разряда. Если все разряды будут включены (т. е. на все разря-
ды подан высокий логический уровень), то номинальное напряже-
ние на выходе 'будет равно — 9,99 В. Если же все разряды выклю-
чены, на выходе будет нуль.
Погрешность линейности и более важная характеристика —<
изменение этой погрешности от температуры вызывается измене-
нием сопротивлений как в резистивной цепочке, так и в ключах^
Температурное согласование резисторов цепочки обеспечено хоро-
шее. Однако ключи, имеющие хорошее температурное согласова-
ние относительно друг друга, не отслеживают изменений сопроти-
вления в цепочке резисторов. В схеме с одинаковыми ключами,
имеющими конечное проходное сопротивление (скажем, 100 Ом),
можно ожидать, что с изменением температуры изменения сопро-
тивлений в отводах резистивной цепочки приведут к ее трансфор-
мации в цепочку типа R—nR, в которой значение и существенно
отлично от 2 и достаточно для того, чтобы нарушить двоичный
характер этой цепочки и сделать характеристику (преобразователя
немонотонной.
Линейность ЦАП AD 7520 обусловлена геометрией ключей. Они
сконструированы так, чтобы обеспечивалось двоичное соотношение
между значениями их проходных сопротивлений во включенном
режиме для первых шести разрядов. Таким образом, диапазон
возможных номинальных значений сопротивления ключей будет
простираться от 20 Ом в первом разряде, 40 Ом во втором раз-
ряде и так до 640 Ом в последних пяти разрядах. Эффект от
использования такой конструкции, как можно увидеть на рис. 4.80,
состоит в обеспечении одинаковых потенциалов на концах шести
отводов резистивной цепочки (0,5 мА) X (20 Ом)>= (0,25 мА) X
X (40 Ом)= .., =10 мВ. Поскольку это падение напряжения вклю-
чено последовательно ic опорным напряжением, то оно вызывает
лишь начальную погрешность коэффициента передачи 0,1 % (ко-
торая, как правило, приводится в перечне характеристик), но
никак не влияет на линейность ЦАП. Так как ключи температур-
но согласованы друг с другом, то изменения температуры на ли-
нейность существенно не влияют, а погрешность коэффициента
передачи сохраняется 10-10~6/°С.
200
Линейность 10 разрядов можно было бы получить, уменьшая
проходное сопротивление включенного ключа во всех разрядах
до пренебрежимо малой величины (скажем, 10 Ом), но для реали-
зации ключей в этом случае потребовалась бы большая площадь,
что привело бы к увеличению размеров кристалла на 30—50% и
существенному повышению стоимости микросхемы.
На рис. 4.81 .показана схема одного из 10 переключателей тока
со своей внутренней цепью управления. Геометрическая конфигу*
Рис. 4.81. КМОП-переключатель, используемый в ЦАП AD7520. Уровни вход-
ного цифрового сигнала совместимы с уровнями ДТЛ, ТТЛ или КМОП-эле-
ментов
рация элементов 1 и 2 выбрана такой, чтобы обеспечивался по-
рог переключения, равный 1,4 В, что позволяет получить совмес-
тимость по цифровому входу с логическими уровнями ТТЛ, ДТЛ
и КМОП-схем. Входной каскад управляет двумя инверторами
(4—7), которые в icboio очередь управляют выходными п-ка-
нальными МОП-ключами.
На рис. 4.82 изображена эквивалентная схема ЦАП AD7520
для двух крайних значений входного сигнала: когда на всех циф-
ровых входах высокий логический уровень (а) и низкий логичес-
кий уровень (б). Источник опорного напряжения Uon (или тока
Ion, если используется источник опорного тока) нагружен на рези-
стор сопротивлением 10 кОм независимо от состояния ключей.
Источник тока 1ОП/Ю24 представляет ток, равный 1 МР, протекаю-
щий через резистор 20 кОм на конце резистивной цепочки, пока-
занной на рис. 4.80. Сопротивление Рвкл в этом случае является
эквивалентным сопротивлением всех переключателей, подключен-
ных к шине 1вых1 (рис. 4.82а) или к шине 1ВЫх2 (рис. 4.826). Ис-
точник тока 1вых1 отображает токи утечки в переходе и поверхно-
стные тока утечки на подложку. Емкости СВЫх1 и СВЫх2 являются
-выходными емкостями относительно земли соответственно в режи-
мах, когда все ключи включены и все ключи выключены; Сси—-
проходная емкость разомкнутого ключа.
Соотношение 1000:1 между сопротивлением резистивной це-
почки RPu и сопротивлением включенного ключа Рвкл определяет
ряд достоинств схемы: все они связаны с малым падением напря-
жения на РвкЛ:
201
1. Значение опорного напряжения Uon может (превышать маю
симальное абсолютное значение напряжения питания ключей на
КМОП-структуре Uc. Например, опорное напряжение Uon может
иметь значения вплоть ±25 В, даже если напряжение питания
AD7520 было лишь Uc= + 17 В.
с > 0,2 пФ
пао
а)
С > 0,2 пФ
пар
б)
Рис. 4.82. Эквивалентные схемы ЦАП AD7520:
а — на всех цифровых входах высокий уровень; б — на всех цифровых входах низкий
уровень
2. Температурный коэффициент нелинейности зависит в основ-
ном от того, насколько хорошо температурно согласованы резис-
торы цепочки. Поскольку сопротивление включенного ключа Рвкл
составляет лишь малую часть от сопротивления резистивной це-
почки RpU, то погрешность из-за температурного рассогласования
Квкл будет иметь второй или третий порядок малости от общей
погрешности температурного рассогласования.
3. Те же аргументы справедливы и для изменений напряжения
питания. Любое изменение сопротивления включенного ключа,
как, скажем, при изменении питающего напряжения, будет вно-
сить погрешность в работу ЦАП ic относительным коэффициентом
1: 1000. Подавление нестабильности напряжения питания в этой
схеме лучше */з МР/В.
4. Если на аналоговый вход схемы поступает быстроменяю-
щийся опорный сигнал Uon, то прямое прохождение через емкость
202
разомкнутого ключа Сси будет пренебрежимо мало, опять же
из-за того, что перепад напряжения на входе этой емкости будет
поделен с коэффициентом 1000:1. Паразитные емкости между
источником опорного напряжения Uon и выходными шинами
1вых1 и 1вых2 являются основными источниками прямого прохож-
дения переменного опорного сигнала на выход. Тщательная отра-
ботка конструктивного расположения микросхемы на плате может
обеспечить прямое прохождение на частоте 100 кГц менее V2 МР.
Поскольку сопротивление замкнутого ключа зависит лишь от
напряжения Ътс и не зависит от тока, протекающего через этот
ключ, а опорное напряжение не влияет на сопротивления резис-
тивной цепочки, то номинальное значение шкалы выходного то-
ка (когда на входе всех разрядов высокий логический уровень)
будет равно Uon/10,01 кОм, за исключением постоянных потерь
тока, отмеченных на рис. 4.82. Это означает, что выходной ток
1вых почти прямо пропорционален опорному напряжению во всем
диапазоне от —10 до +10 В. Важно также, что погрешность ли-
нейности преобразования (0,05%) не зависит от знака и величи-
ны опорного напряжения Uon.
Крайне низкая погрешность линейности аналогового сигнала
при постоянном цифровом сигнале на логическом входе обеспечи-
вает высокую точность воспроизведения входного переменного
сигнала, что предполагает некоторые интересные возможности при
использовании преобразователя AD7520 для калибровки и управ-
ления коэффициентом передачи генераторов сигналов, высокока-
чественных усилителей и испытательных систем.
Существует два наиболее распространенных способа использо-
вания такого ЦАП. Это униполярное цифроаналоговое (двухквад-
рантное умножающее) преобразование и биполярное с двоичным
кодом со смещением (четырехквадрантное умножающее) преоб-
разование. Оба способа использования ЦАП показаны на
рис. 4.83 и 4.84.
Выражение для выходного сигнала при униполярном преобра-
зовании (рис. 4.83) имеет вид
Цвых =--ЫдвПоп/ 1 024.
Значения сигнала на выходе, соответствующие типичным кодам
на входе, сведены в таблицу*). Двухквадрантное умножающее
преобразование в этом преобразователе возможно благодаря то-
му, что полярность опорного напряжения может быть как поло-
жительной, так и отрицательной. Коэффициент передачи схемы
легко подстраивается с помощью регулирования опорного напря-
жения Uon или сопротивления подстроечного резистора, включен-
ного последовательно с источником опорного напряжения или с
резистором обратной связи Roc, а также путем подстройки мас-
штабного коэффициента в каком-либо другом месте в системе.
> См. рис. 4.83. (Прим, ред.)
203
Цифровые входы
1Р о
(СР) 2
"ЮР
(МР)
Номинальное значение
Входной аналогового выходного
код сигнала
13
11111 11111 -U (1 —2-10
оп
1023 и
1024 '
on
Земля
U
15
14
+ 15В
3 J
2 1
Аналоговый
и + =__ 513 11
10000 00001 ~иоп 1 2 + 2 ’ Ю24 1
10000 00000 -U (2-1) = - 4 и
on z оп
01111 11111 _и ( 1 2~10) ~ 511 и
• on 2 1024 '
00000 00001 -иоп (2-1 °) - - иоп
выход 00000 00Q00
Рис. 4.83. AD7520 в качестве униполярного преобразователя двоичного кода в
напряжение (двухквадрантный умножающий ЦАП)
1Р
(СР) 2
Цифровые
входы
910Р
(МР)
Номинальное значение
аналогового выходного
Входной код сигнала
U _°—*1
оп
ЮМ- г
Компенси-1
рующий 1
резистор МР
13
14
iiin
11111 —U (1 — 2”9) = —-грт U
» on 5Т2 он
4 5
15
3
Земля
'вых2.
+15В
16
R
ОС
Е,
10000
10000
01111
Аналоговый
выход
00000
00000
Прецизи-
онный
инвертор
тока
00001 -U _(2“9) =-— U
оп 512
0 0
U п (2-9) = + —1—U
оп 512 оп
00000
11111
00001
00000
U (1 - 2-9) = +— U
on' 1 5i2 or?
U = +1 х U „
оп
•Абсолютная точность сопротивлений
не важна, главное — относительное
согласование и взаимное
температурное отслеживание
Рис. 4.84. AD7520 в качестве биполярного преобразователя двоичного кода со
смещением в напряжение (четырехквадрантный умножающий ЦАП)
f
и
4 5
и
Как было отмечено ранее, 'выставленное однажды сопротивление
подстроечного резистора с низким ТКС обеспечивает высокую ста-
бильность коэффициента передачи при изменении температуры.
Выражение для выходного напряжения при биполярном пре-
образовании двоичного кода со смещением (рис. 4.84) имеет вид
U =_____________1 Атт
вых \5i2 > оп>
Значения сигнала на выходе, соответствующие типичным вход*
204
ным кодам, сведены в таблицу*). Если старший разряд представ-
лен в дополнительном коде, то уравнение 'преобразования будет
справедливо для входного сигнала, представленного кодом с
дополнением до 2, но с отрицательным масштабным коэффициен-
том. Старший разряд определяет знак, а остальные 9 разрядов
определяют значение входного сигнала, представленного кодом с
дополнением до 2. Четырехквадрантное умножающее преобразова-
ние в этом преобразователе возможно опять же благодаря тому,
что опорное напряжение может иметь как положительную, так и
отрицательную полярность.
В этой схеме ток 1Вых г, который является дополнительным по
отношению к току 1ВЫх1, инвертируется и суммируется с током
1выхь в результате чего в два раза уменьшается разрешающая
способность преобразователя (для каждой полярности) и удваи-
вается коэффициент передачи. Резистор 10 МОм выравнивает
разность между токами 1Вых1 и 1ВЫх2 (технически присущую этой
схеме) на 1/1024 от диапазона выходного сигнала в точке харак-
теристики, соответствующей нулевому выходному сигналу
(1000000000). Усилитель У2 включен по схеме инвертора тока.
Чтобы .получить биполярный преобразователь с полной раз-
решающей способностью 10 разрядов плюс знак, работающий от
кода типа знак — модуль числа, можно воспользоваться однопо-
лярным преобразователем, применяя на выходе ЦАП схему, изо-
браженную на рис. 4.85.
ю к
Рис. 4.85. Схема, позволяющая реализовать биполярный преобразователь, ра-
ботающий по входу от кода «знак — модуль числа»
На рис. 4.86 изображена структурная схема 10-разрядного
ЦАП с цепочкой резисторов типа R—2R фирмы Signetics Corpo-
ration* 14, в котором использованы схемотехнические решения, от-
личные от тех, что применялись в полупроводниковых ЦАП, изоб-
раженных на рис. 4.72, 4.73, 4.78 — 4.80. В данном случае разра-
ботка и производство ЦАП потребовали оптимизации как схемо-
технической, так и технологической. Чтобы в сложной системе вы-
*) См. рис. 4.84. (Прим, ред.)
14 A Monolithic 1 О-Bit Digital-to-Analog Converter Using Ion Implantation, by
G. Kelson, H. H. Stellrecht, and D. S. Perloff, IEEE Journal of Solid-
state Circuits SC-8, № 6, December, 1973.
205
полнились жесткие требования к точности (0,05%), прецизионные
резисторы цепочки были созданы с помощью технологии ионной
имплантации. В этой полупроводниковой интегральной схеме бы-
ла обеспечена степень точности (0,05%), ранее достижимая лишь
при использовании дискретной гибридной технологии производ-
ства.
На рис. 4.86 показаны десять источников с равными значения-
ми выходного тока, которые смещены одинаково с источником
опорного тока, включенным в цепь отрицательной обратной связи.
Упрощенная схема одного из десяти одинаковых источников тока
с переключателем на эмиттерно-связанной паре транзисторов при-
ведена на рис. 4.87. Ток источника тока формируется с помощью
транзистора VT5 и последовательно включенного резистора обрат-
ной связи Ян- Транзистор VT5 по базе управляется током от об-
щей шины управления с помощью компенсирующего усилителя,
как показано на рис. 4.87. Временно пренебрегая наличием тран-
зистора VT6 и резистора ИЭ2, получаем
I = —₽_ и»* + и. = а им+£. _ (4.47)
Р + 1 Rat Rai
Если источники тока в ЦАП должны иметь погрешность отно-
сительного согласования не хуже 0,1%, то и погрешность согласо-
вания коэффициентов передачи по току а в транзисторах, управ-
ляемых от общей базовой шины, также не должна превышать
0,1%. Для наихудшего случая рассогласования 0 на 25% мини-
мальная абсолютная величина 0 должна была бы быть равной
почти 400. Хотя технологические ограничения в настоящее время
(1975 г.) позволяют реализовать такие значения 0, это тем не
менее требует использования некоторых специальных технологи-
206
ческих приемов, что нежелательно «при изготовлении сложных
схем. Ограничения на минимальные значения 0 могут быть ос-
лаблены, если дополнительно ввести в схему транзистор VT6 и ре-
зистор Ra2. Если ток 1э6 сделать равным току 135, а 0,75<
<3vt5/Pvt6< 1,25, то в худшем случае ток, протекающий через
Рис. 4.87. Упрощенная схема разрядного переключателя тока
резистор R3i и вызывающий погрешность из-за конечной величины
Р в транзисторе VT5, делится как минимум на четыре или, други-
ми словами, уменьшаются требования к минимальной абсолютной
величине коэффициента передачи 3=400/4=100.
Эмиттерно-связанный переключатель тока, составленный из
транзисторов VT1, VT2 и VT7, управляет током источника пос-
тоянного тока, направляя его либо в шину питания +иПиТ, либо
в цепочку резисторов. Включение транзисторов VT1 и VT7 по
схеме Дарлингтона позволяет уменьшить погрешность передачи
тока к цепочке резисторов и опять же уменьшить требования к
минимальному значению 0 для лучшего согласования транзисто-
ров. Ограничение перепада напряжения в коллекторе транзистора
VT5 обеспечивает высокую скорость переключения ключа, Чтобы
обеспечить уверенное срабатывание ключа при этих условиях, на-
пряжение вспомогательного смещения UBC и напряжение порого-
вого смещения Unc должны отслеживать изменения как падения
напряжения на сдвигающем стабилитроне VD1 от температуры,
так и разброса этого падения напряжения по абсолютной величи-
не. Эти напряжения смещения формируются с помощью специ-
альной схемы смещения, приведенной на рис. 4.88, где
ивс = иБЭ (1 + R,/R8) -и„, (4.48)
= иБЭ (2 + R5/R, + R,/Re). (4.49)
207
Эмиттерно-связанная пара транзисторов VT1 и VT2 (рис. 4.87)
будет переключаться при условии UE1~ UB2, следовательно,
UBx(nor.noPora) ист — UBC (4.50)
или
ивх(лог.порога) “ ^БЭ (4.51)
ю -U
Рис. 4.88. Схема смещения для разрядных переключателей тока
т. е. напряжение логического порога не зависит от напряжения
на стабилитроне UCT- Кроме этого, перепад напряжения на кол-
лекторе транзистора VT5 получается
ди =ипс-ЗиБЭ-UCT-(UBC—2иБЭ) = иБЭ . (4.52)
Кв
Для совместимости по цифровому входу с ТТЛ уровнями
ивХ(лог порога) = 1,5 В. Отсюда R7/R8=2,15. Если AU = 450 мВ, то
Rs/R6 = 0,69. При этих условиях задержка распространения и вре-
мя установления с точностью 0,1% выходного тока 1Вых.а прибли-
зительно равны 10 и 100 нс соответственно.
Источник опорного напряжения для 10-разрядного ЦАП дол-
жен иметь очень низкий температурный коэффициент, если от пре-
образователя требуется работа в широком температурном диапа-
зоне. Например, если ЦАП должен обеспечивать точность МР
в пределах коммерческого температурного диапазона (0—70° С),
то температурный дрейф функционально законченного преобразо-
вателя не должен быть хуже 10-10—6/° С. Так как при существую-
щем уровне развития технологии трудно обеспечить такой темпера-
турный дрейф, то обычно дрейф полной шкалы выходного сигна-
ла ЦАП принято оговаривать в общем перечне его характеристик.
*> Это выражение справедливо при условии UB3 = Uvd2 (рис. 4.87). (ПриМ-
ред.)
208
В настоящее время существует два вида схем источников опор-
ных напряжений, пригодных для исполнения по полупроводнико-
вой технологии: это схемы, в которых в качестве опорного элемен-
та применяется стабилитрон, и схемы, в которых используется
принцип управления шириной потенциального барьера р—п-пере-
хода15. Второй тип выбран для 10-разрядных ЦАП из-за того, что
температурная компенсация в этих устройствах зависит в первом
приближении лишь от согласования напряжений иБЭ и соотноше-
ний сопротивлений резисторов. Опорный элемент — стабилитрон,
как правило, более чувствителен к качеству поверхности кристал-
ла и его параметры зависят от абсолютной величины сопротив-
ления подложки, которое очень трудно поддается контролю.
Упрощенная принципиальная схема источника опорного напря-
жения приведена на рис. 4.89. Эта схема основана на компенсации
Рис. 4.89. Упрощенная схема источника опорного напряжения
отрицательного температурного дрейфа абсолютной величины на-
пряжения эмиттер — база с помощью положительного темпера-
турного дрейфа разности напряжений иБЭ (AUB3 ) транзисторов,
работающих при различных плотностях тока. Совокупность тран-
зисторов VT1—VT3 дает положительную результирующую со-
ставляющую температурного дрейфа в виде тока, получаемого с
помощью AUB3 на параллельном соединении резисторов R1 и R2.
Этот дрейф в виде напряжения определяется произведением
AU Бэ (—Rs) • (Ri + R2)/(R1R2) и компенсирует отрицательный
дрейф пары транзисторов VT5 и VT6, собранных по схеме Дар-
лингтона. Транзисторы VT5—VT8 образуют контур обратной связи
с большим коэффициентом усиления, который обеспечивает регу-
лировку опорного напряжения и малое выходное сопротивление
15 IС Provides О n-C ard Regulation for Logic Circuits, by
R. J. Widlar, AN42 National Semiconductor Corp., February, 1971.
209
источника этого напряжения. Приблизительное значение опорного
напряжения (Uon) определяется выражением
и0„ иБЭ5 + иБЭ в + k_I In _k-, (4.53)
RiR2 q Ji.2
где Ji,2, J3 — соответственно плотности токов в транзисторах
VT1—VT3. Эти плотности токов определяются сопротивлениями
резисторов R1—R3 с таким же соотношением, как и между пло-
щадями эмиттерных переходов в соответствующих транзисторах
VT1—VT3. Чтобы обеспечить хорошее температурное согласова-
ние элементов, входящих в источник опорного напряжения, и
уменьшить влияние на них температурных градиентов по кристал-
лу, транзисторы VT1—VT3 делают в виде группы параллельно
соединенных транзисторов, получая таким образом технологичес-
кую симметрию относительно транзисторов VT5 и VT6. Такое же
решение было использовано и при расположении резисторов
R1—R3 и R5. При такой схеме получен температурный дрейф ис-
точника меньше 10-10~6/°С для рабочего температурного диапа-
зона 0—70° С.
Упрощенная схема суммирующего усилителя приведена на
рис. 4.90. Чтобы выровнить частотную характеристику усилителя
Рис. 4.90. Упрощенная схема суммирующего усилителя
без ухудшения стабильности по постоянному току, используют мо-
дифицированную схему второго поколения q прямой частотной
компенсацией (см. подстрочное примечание 2). Транзисторы типа
р—п—р с боковой структурой VT3 и VT4 имеют разветвленные
коллекторы, что позволяет уменьшить крутизну в первом каскаде
и упростить цепь смещения. Такое техническое решение обеспечи-
вает высокую скорость нарастания выходного напряжения благо-
даря возможности увеличения тока смещения в первом каскаде
без увеличения компенсирующей емкости С2.
210
Второй каскад усилителя, собранный на транзисторе VT9,
включенном по схеме с общим эмиттером, нагружен на резистор
R4. Для обеспечения широкой полосы пропускания усилителя в
качестве R4 используют резистор с низкими значениями паразит-
ных параметров, который получают с помощью технологии ион-
ной имплантации. Высокочастотный входной сигнал с помощью
конденсатора С1 и резистора R9 подается прямо в выходную цепь
в обход узкополосного входного каскада. Частотно-компенсирую-
щий конденсатор С2 (емкостью около 5 пФ) используется для ре-
гулирования коэффициента затухания или ©ремени установления
сигнала на выходе. Несмотря на то, что мощность, рассеиваемая
в суммирующем усилителе, менее 25 мВт, его скорость нарастания
составляет 20 В/мкс, а время установления выходного сигнала с
точностью до 0,05% равно 2 мкс.
Поскольку резисторы в ЦАП являются такими важными эле-
ментами, было проведено сравнение между наиболее распростра-
ненными технологическими методами получения резисторов в по-
лупроводниковых микросхемах в отношении удельного сопротив-
ления, взаимного согласования и температурной чувствительнос-
ти. Рассматривались следующие технологические методы:
1) диффузионная технология, 2) тонкопленочная технология,
3) технология ионной имплантации. Схематическое изображение
поперечного сечения резистора, полученного каждым из этих спо-
собов, приведено на рис. 4.91.
Технология получения диффузионных резисторов (рис. 4.91а)
является наиболее простой с точки зрения числа технологических
Е -Ж0»
Cf. s р+ ДиФФУзионнь,й слой
n I
а)
Оксидный слой .
Пассивирующий слой,
Тонкопленочный
слой тантала*-
SiO2--------------
Кремниевая подложка
б)
имплантации
в)
Рис. 4.91. Поперечные сечения полупроводниковых резисторов, полученных раз-
ными технологическими методами:
а — диффузионный резистор; б — тонкопленочный резистор; в — резистор, полученный мето-
дом ионной имплантации
211
процессов, поскольку стандартная биполярная технология не тре-
бует дополнительных технологических стадий. Однако удельное
сопротивление при этом обычно ограничивается величиной ниже
200 Ом/D.
Тонкопленочные резисторы, показанные на рис. 4.916, полу-
чают путем напыления тонкого слоя резистивного материала, в
данном случае тантала, на оксидированную подложку. Поскольку
тонкопленочные резисторы расположены на поверхности подлож-
ки, они требуют тщательной пассивации тела резистора, чтобы со-
хранялась долговременная термостабильность. Обычно, чтобы
обеспечить стабильность параметров резисторов, достаточную для
использования в ЦАП, требуется два пассивированных слоя. С
точки зрения технологических процессов этот метод получения
резисторов является самым сложным.
Поперечное сечение резистора, полученного методом ионной
имплантации, показано на рис. 4.91в. Обычно проводящий слой
получают с помощью базовой диффузии. Затем методом ионной
имплантации получают p-слой. И наконец, чтобы электрически ак-
тивировать ионы для реализации необходимого удельного сопро-
тивления, используют термообработку. Удельное сопротивление
проводящего слоя после ионной имплантации, как правило, значи-
тельно выше, чем первоначального диффузионного слоя, так что
значение сопротивления почти полностью определяется процессом
ионной имплантации.
Количество внедряемых ионов может быть строго проконтро-
лировано, что позволяет обеспечить высокую точность абсолютно-
го значения сопротивлений резисторов, а также хорошее согласо-
вание между парами резисторов. Кроме того, поскольку эти рези-
сторы в отличие от тонкопленочных формируют внутри полупро-
водникового кристалла, они пассивированы с помощью двуокиси
нремния точно так же, как и диффузионные резисторы. Другими
словами, в резисторах, полученных методом ионной имплантации,
сочетаются такие достоинства, как размеры диффузионных резис-
торов и высокое удельное сопротивление тонкопленочных резисто-
ров.
Подробное сравнение резисторов по ряду основных парамет-
ров приведено в табл. 4.2. Результаты этого сравнения показыва-
Таблица 4.2. Экспериментальные результаты сравнительной оценки резисторов
Технологиче- ский метод Номинальное удельное со- противление, Огл/czr Допуск взаимного согласования Температурный фициент, 10 коэф- ’6/°с
<т. 1 0 мкм % 40 мкм Средний, %
1 0 мкм 4 0 мкм
Диффузион- ный 135 0,44 0,23 —о,1 0,07 1500
Тонкопле- ночный 1000 0,24 0,11 —0,1 —0,06 —200
Ионной им- плантации 1250 0,34 0,12 —0,04 0,05 -{-400
212
ют, что согласование резисторов, полученных методом ионной им-
плантации, такое же, как у диффузионных резисторов, или даже
лучше, а удельное сопротивление первых при этом почти на поря-
док выше. Это может быть получено в результате технологическо-
го процесса, имеющего лишь одну дополнительную стадию маски-
рования в сочетании с легко контролируемой стадией ионной им-
плантации. Кроме того, поскольку резисторы, полученные мето-
дом ионной имплантации, не требуют никаких высокотемператур-
ных процессов, то на результаты всех предварительных диффузи-
онных стадий последующие технологические процессы влияния не
оказывают. Это является основной особенностью данного способа
получения резисторов, так как позволяет изготовить все активные
элементы в схеме с помощью стандартной диффузионной техноло-
гии и наряду с этим получить резисторы с высокой точностью на
следующей технологической стадии без влияния на результаты
предыдущих стадий.
Собственная точность ЦАП, о которой здесь велся разговор,,
сильно зависит от согласования элементов, входящих в его состав.
Об этом уже неоднократно упоминалось при описании каждого из
узлов преобразователя. Объединение всех этих узлов на одной
кремниевой подложке вызывает многочисленные проблемы. Быст-
роменяющиеся сигналы в цепях переключения должны быть изо-
лированы от прецизионных опорных сигналов. Мощность, рассеи-
ваемая в кристалле, должна быть распределена так, чтобы изме-
нения уровня выходного сигнала не создавали обратной связи па
теплу, которая может существенно повлиять на линейность выход-
ного сигнала. Чтобы облегчить решение этих возможных проблем,,
переключатели тока и цепочку резисторов типа R—2R геометри-
чески располагают на подложке в форме подковы. При таком рас-
положении центральная линия мощности рассеяния не зависит от
входного кода. Шины питания располагают симметрично, а раз-
водку питания организуют таким образом, чтобы активные паде-
ния напряжения на металлической шине не влияли на точность.
Суммирующий усилитель располагают симметрично относительно
источника опорного напряжения и резисторов цепи обратной
связи так же, как и источник опорного напряжения относительно*
компенсирующего усилителя. При таком расположении линей-
ность выходного сигнала практически не зависит от тока нагруз-
ки. При этом кристалл размерами 0,113x0,124" (2,87x3,15 мм)*
содержит в себе 140 транзисторов, 25 диодов и имеет общее со-
противление всех прецизионных резисторов 530 кОм.
На рис. 4.92 показана схема типового соединения внешних эле-
ментов ЦАП, в которой для обеспечения 10-разрядной точности
используются всего две внешних цепи регулировки. Регулировка
нуля устанавливает в нуль напряжение смещения нуля на выходе-
системы (которое, как правило, не превышает 5 мВ) путем изме-
нения напряжения на неинвертирующем входе суммирующего уси-
лителя. Регулировка масштаба осуществляется путем изменения
эффективного значения опорного напряжения на умножающем
21»
10-разрядный
цифровой
вход
(уровни
ТТЛ или
ДТЛ)
частотная
коррекция
Рис. 4.92. Типовое соединение внешних элементов ЦАП
входе ЦАП. Благодаря отсутствию обратной связи по теплу этих
двух регулировок достаточно, чтобы обеспечить точность преобра-
зователя на уровне ’/2 МР в рабочем диапазоне температур 0—
50° С. Параметры преобразователя приведены в табл. 4.3. Темпе-
Таблица 4.3. Параметры 10-разрядного ЦАП
Выходное напряжение О.../±5 В, 0...±10 В,
Линейность 0,05%
Температурный дрейф полной шкалы при ±15- 10-6/°С
наличии внутреннего опорного источника
Дрейф опорного напряжения ±10-ю-б/°с
Подавление нестабильности напряжения питания 0,005 %/%
Параметры переключения
Время установления:
выходного тока 200 нс с точностью
до 0,05 %
выходного напряжения 2 мкс с точностью
до 0,05 %
Скорость нарастания выходного сигнала:
при изменении цифрового сигнала 20 В/мкс
при изменении аналогового сигнала (Цумн) 5 В/мкс
Мощность рассеяния .350 мВт
214
ратурный коэффициент основной схемы преобразователя с внеш-
ним источником опорного напряжения, имеющим нулевой темпе-
ратурный коэффициент, не превышает 5-10-6/°С. Скорость нара-
стания выходного сигнала ЦАП в умножающем режиме работы
ограничена 5 В/мкс из-за компенсирующего усилителя в цепи
смещения источников тока.
Фирма Analog Devices, Inc. недавно объявила о 12-разрядном-
ЦАП AD562. Этот ЦАП состоит из двух объединенных кристал-
лов, расположенных в одном герметически запаянном керамичес-
ком DIP-Kopnyce с 24 выводами.
Использование принципа переключения в разрядах коллектор-
ных, а не эмиттерных токов позволяет уменьшить тепловыделение
в этом ЦАП. Минимизация тепловыделения обеспечивается тем,,
что транзисторы, работающие с одинаковыми постоянными тока-
ми, не выключаются. Тепловые переходные процессы и нелиней-
ности преобразования, вызванные этими процессами при переклю-
чении различных разрядов, уменьшаются.
Совершенная дифференциальная структура схемы прецизион-
ного переключателя тока также обеспечивает повышенную устой-
чивость к изменениям напряжения питания. Значение чувстви-
тельности коэффициента передачи к изменению напряжения пи-
тания сохраняется в пределах 2-10—6 от полного диапазона при
изменении напряжения питания на 1%. Поскольку в транзисторах
источников постоянного тока коллекторные напряжения не меня-
ются в процессе переключения разряда, то и мощность рассеива-
ния в этих транзисторах не меняется по мере коммутации различ-
ных комбинаций разрядов.
Транзисторы постоянных источников тока с двоичным соотно-
шением площадей эмиттерных переходов в четырех старших раз-
рядах располагают по оси симметрии между каждыми соответст-
вующими им парами транзисторов дифференциальных переключа-
телей тока. В результате в этом устройстве фактически отсутству-
ют нелинейность и погрешность из-за тепловых переходных про-
цессов, вызываемых разным нагревом элементов.
Устройства, отобранные для использования в температурном:
диапазоне, удовлетворяющем требованиям военных стандартов,,
имеют максимальную общую погрешность при температуре 25° С
всего лишь ±0,1 МР по всей шкале. Температурный коэффициент
дифференциальной нелинейности равен 10-6/°С относительно пол-
ной шкалы, что гарантирует монотонность характеристики при из-
менении температуры в диапазоне 100° С. Максимальный темпе-
ратурный коэффициент передачи равен 3-10-6/°С.
Коэффициент передачи преобразователя AD562 имеет очень
высокую стабильность и при изменениях напряжения питания.
Максимальное значение чувствительности коэффициента переда-
чи к изменению напряжения питания гарантируется на уровне-
10-6 от значения полной шкалы при изменении положительного-
напряжения питания на 1% в диапазоне от 4,75 до 15,8 В. При
215-
напряжении питания —15 В значение этой чувствительности воз-
растает до 2« 10~6.
Высокая устойчивость к изменениям напряжения питания обе-
спечивается использованием сбалансированной по теплу современ-
ной дифференциальной структуры переключателей тока, при ко-
торой транзисторы в этих переключателях не работают в режиме
насыщения. Уровни токов в переключаемых разрядах выбраны та-
кими, чтобы обеспечивалась максимальная скорость переключе-
ния во всех разрядах, и, как следствие, уменьшалось время за-
держки переключения в более младших разрядах.
Помимо этого, ЦАП AD562 наряду с лучшими, чем у таких же
12-разрядных ЦАП в модульном или гибридном исполнении, тем-
пературными коэффициентами нелинейности и коэффициента пе-
редачи имеют некоторые характерные особенности.
Оригинальная конструкция входной цепи обеспечивает рабо-
ту по входу в позитивной логике и совместима с уровнями ТТЛ,
ДТЛ, а также с высокими и низкими уровнями КМОП логических
элементов. Та же входная цепь предохраняет ЦАП AD562 от по-
вреждений в положении, когда активная логика на входе функци-
онирует, а питание на ЦАП еще не подано. При использовании пе-
ременного опорного напряжения преобразователь AD562 стано-
вится двухквадрантным умножающим ЦАП.
Этот ЦАП обладает средним быстродействием. С дополнитель-
ными внешними резистором и конденсатором он имеет время ус-
тановления выходного сигнала с точностью до ±’/2 МР менее чем
1,5 мкс. Преобразователь AD562 выпускается в различных вари-
антах, которые могут работать по входу либо от двоичного, либо
от двоично-кодированного десятичного кода. Этот ЦАП характе-
ризуется наличием двух внутренних масштабирующих резисторов
и одного внутреннего резистора биполярного смещения. При ис-
пользовании соответствующего усилителя и масштабирующие ре-
зисторы, и резистор биполярного смещения позволяют потребите-
лю программировать диапазон цыходного напряжения (пять воз-
можных диапазонов): от 0 до 5 В, от —2,5 до 2,5 В, от 0 до 10 В,
от -5 до 5 В и от — 10 до 10 В. Внутренние масштабирующие ре-
зисторы также могут быть использованы как входные резисторы,
когда ЦАП AD562 управляет входом компаратора в случае исполь-
зования его в цепи обратной связи АЦП последовательного при-
ближения или АЦП следящего типа.
Для более детального ознакомления с конструкцией преобра-
зователя AD562 следует обратиться к публикации «Ап Integrated
^Circuit 12-Bit D/А Converter», by R. B. Croven, 1975 IEEE ISSCC
Digest of Technical Papers.
При использовании ЦАП AD562 в АЦП последовательного
приближения, показанного ниже, возможно преобразование с час-
тотой 40 кГц и разрешающей способностью 12 разрядов. И конеч-
но же, необходимо пользоваться такими достоинствами ЦАП
AD562, как высокая точность и линейность, малые размеры и не-
большая стоимость.
U16
+5В
13
21
24
14
з Запуск преобразования
Вход
тактовых
импульсов
Регистр последовательного
приближения
(25L04 или подобный)
3 Конец преобразования
Выход последовательного
кода
11
20 19 18 17 16 9 8 7
5
6
4
О 1Р(СР)
100 0м, 15Т
Рис. Использование ЦАП AD562 в АЦП последовательного приближения
3
2
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ИНЖЕКЦИОННЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ СТРУКТУРЫ (И2Л)
Интегральные инжекционные логические структуры, являясь
результатом нового подхода к разработке биполярных полупро-
водниковых схем, обеспечивают высокую плотность упаковки и
такие параметры, как наносекундные времена задержки и микро-
ваттную мощность рассеивания. В перспективе структуры И2Л
позволят получить качественно новый уровень проектирования
полупроводниковых ЦАП.
В конструкции элемента И2Л обращает на себя внимание от-
сутствие источников тока, потребляющих мощность и занимающих
площадь в кристалле, и нагрузочных резисторов, присутствующих
в транзисторно-транзисторных логических элементах. В результа-
те такого упрощения в одном высокопроизводительном кристалле
может быть размещено более 3000 элементов или память объемом
217
10 000 бит. Более того, такой .параметр, как произведение скоро-
сти на мощность, может уменьшаться при низкой мощности до
0,13-10~12 Дж, что в 1000 раз лучше, чем в современных элементах
ТТЛ.
Таким образом, при работе со скоростями, близкими к скорос-
тям элементов ТТЛ, тысячи инжекционных элементов будут рас-
сеивать мощность, не большую, чем сотня элементов ТТЛ. Или
там, где скорость работы не существенна, 'как например в элект-
ронных часах, структуры И2Л рассеивают микроваттную мощ-
ность, обеспечивая при этом возможность непосредственного уп-
равления большим током светоизлучающих диодов в индикато-
рах.
Благодаря тому, что для производства структур И2Л использу-
ется обычная биполярная технология, разработчики могут закла-
дывать в конструкцию одного кристалла оба типа схем: цифровые
и аналоговые, — что обеспечивает низкую стоимость устройств
и позволяет использовать их во всех областях применения микро-
схем. Среди них: однокристалльные цифровые устройства обработ-
ки информации, наборы логических БИС, .полупроводниковые ИС
для электронных часов, ИС для цифровых вольтметров, высоко-
скоростные счетчики, цифровые органы настройки, элементы ПЗУ,
сдвиговые регистры, ЦАП, АЦП и логические узлы управления
для сложных калькуляторов.
В инжекционной логике функциональный элемент сведен до
одной комплементарной пары транзисторов. Вертикальный
и—р—n-транзистор с разветвленными коллекторами работает как
инвертор, а р—п—р-транзистор с боковой структурой служит од-
новременно источником тока и выступает как нагрузка, а омичес-
кие резисторы в данном случае не используются ни в источнике то-
ка, ни в качестве нагрузки. В отличие от инжекционных структур
обычный вентиль ТТЛ состоит из 6 или 8 транзисторов так же,
как источники тока и нагрузочные элементы.
При разработке топологии структуры И2Л в кремниевом крис-
талле оба элемента этой структуры можно совместить в области
одного транзистора, совершенно избавляясь при этом от необхо-
димости выделять место для изоляции 'между этими элементами.
Сложность структуры при этом резко снижается, поскольку она
упрощается до одного планарного транзистора.
Все это плюс отсутствие резисторов и источников тока объяс-
няет сильно возросшую плотность упаковки инжекционной логи-
ческой микросхемы. В основе структуры инжекционных логичес-
ких микросхем лежит структура давно известных транзисторных
интегральных микросхем с непосредственной связью между логи-
ческими элементами (DCTL)16, показанная на рис. 4.93а. Функ-
циональный каскад между штриховыми линиями*) состоит из
16 См. A Users Handbook of Integrated Circuits. Chapter 4, Eugene R. Hnatek,
John Wiley & Sons, 1973.
Упоминаемые штриховые линии на рисунке в английском оригинале отсут-
ствовали. (Прим, ред.)
218
ряда параллельно включенных транзисторов. Очевидно, что ког-
да один или несколько из этих транзисторов включены, они ведут
себя как короткозамкнутая цепь и ток не поступает в вентили на-
грузки. Наоборот, когда они все находятся в выключенном состо-
янии, ток течет в базы транзисторов вентилей нагрузки.
Если два транзистора, базы которых соединены на рис. 4.93а,
расположить в одном месте, то в результате получится функцио-
♦Ч.ИГ |
б) Промежуточная
структура И2Л
в)
г) Структура И2Л
Рис. 4.93. Транзисторные микросхемы с непосредственной связью между логи-
ческими элементами (DCTL) можно преобразовать в интегральные инжекцион-
ные логические схемы (И2Л), если транзисторы с соединенными базами (а)
расположить в одном месте (б) и, наконец, заменить на многоколлекторный
п—р—п-транзистор (в). Резистор на рисунке б заменен источником тока на
р—п—р-транзисторе, коллектор которого соединен с базой п—р—п-транзисто-
ра, как показано на рисунке г
219
нальный каскад между штриховыми линиями на рис. 4.936.
Затем резистор на рис. 4.936 заменим на активный источник
тока (рассмотрим его позже), и транзисторы с соединенными ба-
зами заменим на один многоколлекторный транзистор, это тем
более просто сделать, поскольку все транзисторы в структуре
И2Л имеют общий эмиттер, соединенный с землей. Эта схема, яв-
ляющаяся базовой схемой структуры И2Л, изображена на
рис. 4.93в.
Обычный р’—и—р-транзистор, показанный на рис. 4.93г, может
служить в качестве источника тока при инжектировании неоснов-
ных носителей в область эмиттера п—р—п-транзистора.
Легко заметить, что база и—р—n-транзистора объединена с
коллектором транзистора источника тока, тогда как база р—п—р-
транзистора источника тока объединена с эмиттером п—р—п-
транзистора. Общий для всех вентилей эмиттер р—п—р-
транзистора называют инжектором. Инжекционный элемент за-
нимает внутри кремниевого кристалла объем одного многоэмит-
терного транзистора.
Исходная структура (DCTL) все же имела свои недостатки.
Ссылаясь снова на схему, изображенную на рис. 4.93а, рассмот-
рим случай, когда все транзисторы между штриховыми линиями
находятся в выключенном состоянии и ток поступает в базы на-
грузочных транзисторов. Вследствие того, что разбросы парамет-
ров элементов, возникающие на обычных стадиях (производства, и
различия температур на элементах, возникающие в процессе эк-
сплуатации, вызывают неодинаковость напряжений на переходах
база — эмиттер, не через все базы будут протекать одинаковые
токи. Например, через транзистор, работающий при более высо-
кой температуре, будет протекать ток больший, чем через транзи-
стор, работающий при меньшей температуре.
К счастью, это явление, известное как искажение тока, не
присуще структурам И2Л, поскольку различные базы и эмиттеры
в данном случае объединены в одном многоколлекторном транзис-
торе и формируются на диффузионной стадии технологического
процесса изготовления микросхемы. Более того, это искажение
входных токов из-за значительного разветвления входов вентилей
(другой тип искажения тока в структуре ДСТЬ) пренебрежимо
мало в вентилях структуры И2Л благодаря высокому коэффициен-
ту усиления тока инверсно включенных р—п—р-транзисторов.
На рис. 4.94 показано поперечное сечение типичной микросхе-
мы, которая представляет собой комбинацию структуры И2Л с
обычными изолированными транзисторами. Производство такой
микросхемы начинается с изготовления подложки p-типа, содер-
жащей отдельные глубинные п+-слои. Этот глубинный слой в час-
ти И2Л микросхемы действует как общий эмиттер для п—р—п-
транзисторов, тогда как в обычных схемах ТТЛ или ЭСЛ он дей-
ствует как коллектор для изолированных транзисторов.
После того, как выращен эпитаксиальный слой n-типа,. выпол-
няется глубокая р+-диффузия для изоляции обычных транзисто-
220
ров, в то же время в части И2Л схемы и в области коллекторного
и эмиттерного контактов для обычной транзисторной структуры
требуется еще две дополнительные стадии маскирования для об-
разования контактных окон и металлизации.
Элементы ЭСЛ.ТТЛ,
•Элементы И2Л
Рис. 4.94. Характерным преимуществом биполярной технологии И2Л является
возможность комбинировать в одном кристалле структуры И2Л с обычными
изолированными транзисторами. Справа — элементы И2Л, слева — обычные
транзисторные структуры. Левая часть кристалла может быть использована
для изготовления элементов ТТЛ, ЭСЛ или аналоговых схем, или их комби-
наций, любая из которых требует всего лишь семь стадий маскирования
Для изготовления обычных изолированных транзисторов и
структуры И2Л в одном и том же кристалле необходимо всего
лишь семь стадий маскирования. Других процессов не требуется.
Самое главное заключается в том, что для изготовления элемен-
тов в такой микросхеме можно использовать стандартную бипо-
лярную технологию, но с одним ограничением: в этом случае нель-
зя применять легирование золотом в обычных транзисторах для
повышения их быстродействия и улучшения их нагрузочной спо-
собности, (поскольку это уменьшает коэффициент передачи инвер-
сного тока транзисторов в структурах И2Л.
Исходя из сказанного и рассматривая поперечные сечения не-
которых типовых элементов И2Л на рис. 4.95, можно сделать вы-
вод о том, что глубинный п+-слой действует (как общая эмиттер-
ная область для многоколлекторных п—р—n-транзисторов, а
длинная узкая область p-типа (инжектор) — как эмиттер р—п—р-
транзистора. Сами вентили расположены по обе стороны от ин-
жектора.
Такое расположение гарантирует, что весь ток, поступающий
через внешний резистор в шину инжектора, делится поровну ме-
жду вентилями.
ЦАП, схематично изображенный на рис. 4.96а, 'может быть по-
строен на основе структур И2Л с использованием базового уси-
лителя тока (транзисторы VT2, VT5 и т. д.) и буферного выходно-
го каскада на р—п—р-транзисторе с боковой структурой. Если на
входе транзистора VT2 сигнал высокого уровня, то ток I, пере-
даваемый горизонтальным транзистором р—п—p-типа VT1, замы-
кается на землю через транзистор VT2, и ток в этом случае не
221
Рис. 4.95. В кристалле элементы И2Л (а) - расположены по обе стороны от
шины инжектора, которая образует эмиттер бокового р—и—р-транзистора источ-
ника тока. Сильно легированная изолирующая п+-область повышает коэффи-
циент усиления тока и—р—n-транзистора и уменьшает паразитное влияние
р—и—р-транзисторов между двумя смежными элементами И2Л. На рисунке
(б) показано, как экономится площадь при технологии И2Л
попадает в коллектор выходного транзистора VT3. С другой сто-
роны, если на входе А транзистора VT2 низкий уровень, то он
запрещает протекание тока через транзистор VT2, а вместо этого
разрешает протекание тока al в коллекторе транзистора VT3, где
a — коэффициент передачи тока транзистора VT3 в схеме с об-
щей базой.
Это первый усилительный каскад преобразователя. Каждый
последующий каскад состоит из удвоенного по сравнению с пре-
дыдущим количеством элементов, и для реализации требуемой раз-
решающей способности преобразователя можно наращивать не-
обходимое количество каскадов: четыре для 4-разрядного ЦАП,
шесть для 6-разрядного и т. д.
Конструктивное расположение элементов для 4-разрядного
ЦАП показано на рис. 4.96,6, где структура И2Л используется для
реализации транзистора VT2 и где правильное суммирование то-
ков достигается с помощью удвоения этих транзисторов в каж-
дом последующем каскаде. В кристалле это означает параллель-
ное расположение двух транзисторов типа VT1 для образования
общего транзистора VT4, параллельное расположение двух тран-
зисторов типа VT3 для образования общего транзистора VT6
222
и т. д. В результате транзистор VT5 (рис. 4.96а) должен быть спо-
собен пропускать ток 21, т. е. удовлетворять требованию, которое
можно реализовать простым удвоением площади его коллектора.
Рис. 4.96. Схематическое изображе-
ние первого и второго каскадов
4-разрядного ЦАП (а) показывает,
что путем параллельного располо-
жения нужного числа транзисторных
структур типа VT1, VT2 и VT3 (а)
можно реализовать любое количе-
ство разрядов. В конструкции 4-раз-
рядного ЦАП (б) транзисторы VT4,
VT7 и VT10 образованы параллель-
ным расположением нескольких
транзисторов типа VT1. То же са-
мое сделано и с транзисторами
VT6, VT9 и VT12
Таким же способом в последующих каскадах можно реализо-
вать уровни токов и 41, и 81, а на выходе преобразователя воз-
можные значения тока от 0 до 15 а! в зависимости от логическо-
го уровня на четырех входах: А, Б, В и Г. Высокую разрешающую
способность можно получить благодаря тому, что при построении
схемы используется ряд идентичных транзисторов. Для реализа-
ции 2-го, 3-го и 4-го каскадов просто параллельно располагают
нужное число элементарных транзисторов.
Все эти .последние достижения демонстрируют быстро меня-
ющийся набор технологических способов получения ЦАП.
223
ТИПЫ ЦИФРОАНАЛОГОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
УМНОЖАЮЩИЕ ЦАП
Выходное напряжение цифроаналогового преобразователя как
функцию входного сигнала можно представить в виде
(4.54)
где ki — коэффициент, пропорциональный цифровому сигналу на
входе ЦАП. Допустим, что иоц заменяется сигналом Ц'вых, кото-
рый получается с помощью другого ЦАП, имеющего входной ко-
эффициент кз:
и'вы1 = и'опк!!. (4.55)
Подставляя это выражение в формулу (4.54), получаем
ивы1 - и',ы1 к,=U'on к, к» (4.56)
что представляет собой аналоговое напряжение, пропорциональное
произведению двух чисел.
На рис. 4.97 показана структурная схема типичного четырёк-
квадрантного умножающего ЦАП. Эта схема обеспечивает на вы-
Рис. 4.97. Четырехквадрантный умножающий ЦАП
ходе аналоговое напряжение, пропорциональное произведению
обоих входных сигналов: аналогового (опорного) и цифрового.
Она допускает работу с входными биполярными аналоговыми и
биполярными цифровыми сигналами, вырабатывает на выходе би-
полярный сигнал с надлежащим знаком и обеспечивает высокое
входное сопротивление на входе аналогового сигнала без допол-
нительных устройств. Чтобы на выходе в результате перемножения
получался правильный аналоговый сигнал, в схеме используется
компаратор для определения полярности входного аналогового си-
гнала и переключатель знакового разряда, который вырабатывает
высокий уровень при положительной полярности и низкий — при
отрицательной полярности входного сигнала.
224
Недорогой умножающий ЦАП можно получить с помощью
операционного усилителя и резистивной мостовой схемы (рис.
4.98)17. Поскольку оба входа операционного усилителя имеют
R2
Регулировка
коэффициента
подавления
синфазного
напряжения
-о U
вых
Рис. 4.98. Дешевый умножающий ЦАП
одинаковый потенциал, то напряжение на выходе этой схемы бу-
дет равно нулю, если сопротивления всех резисторов от R1 до R4
одинаковы. Добавление резистивной цепочки уменьшает напряже-
ние на инвертирующем входе операционного усилителя, вызывая
нарушение баланса на его входах. В этом случае напряжение на
выходе меняется без инверсии и определяется выражением
ивЫх^(^-¥рц)ии> (4.57)
где Yp4 — проводимость шунтирующей резистивной цепочки,, а
выражение, заключенное в скобки, является коэффициентом пере-
дачи всего ЦАП.
Использование управляемых цифровым способом проводимос-
тей позволяет обеспечить управление коэффициентом передачи
ЦАП по двоичному закону или по любому другому закону взве-
________ I
17 Resistive Bridge And Op Amp Form A Multiplying DAC, by K. R. Johnson,
Electronic Design 19, September 13, 1973.
8—61 225
тпивания. Каждый ключ реализует двоичное или двоично-кодиро-
ванное десятичное взвешивание этой проводимости.
При конструировании ЦАП по этой схеме необходимо выбрать
значения масштабного коэффициента G и сопротивления R. Вы-
бор сопротивления R определяет значения сопротивлений резис-
тивной цепочки. Резисторы от R1 до R4 имеют одинаковые со-
противления. Сопротивление R1 находят подстановкой требуемо-
го масштабного коэффициента и проводимости Урц (при макси-
мальных значениях, которые могут быть представлены ключами)
в выражение
Ri = 2 Ощах/Урц тах. (4.58)
БИПОЛЯРНЫЕ ЦАП
Рассматриваемые до сих пор сигналы на .выходе ЦАП зависели
ют полярности опорного напряжения иоц и от способов суммиро-
вания токов. При суммировании на резисторах выходной сигнал
имеет ту же полярность, что и опорное напряжение Uon. При ис-
пользовании операционного усилителя полярность выходного сиг-
нала зависит от того, приложен ли этот сигнал к неинвертирую-
щему или к инвертирующему входу усилителя, причем последний
вариант включения является наиболее распространенным.
Биполярную работу преобразователя можно обеспечить с по-
мощью переключения полярности опорного напряжения Uon в за-
висимости от знака входного сигнала. Цифровой сигнал на входе
ЦАП может быть представлен кодом типа «знак — модуль числа»,
при этом сопротивление переключателя полярности должно быть
пренебрежимо мало. С другой стороны, входной цифровой сигнал
может быть в виде кода с дополнением до 1 или с дополнением
до 2.
Биполярную работу ЦАП можно также обеспечить, подавая
на один из двух входов операционного усилителя ток смещения.
Чтобы получить сдвиг кода ровно на половину полной шкалы,
значение этого тока смещения выбирают равным значению тока
в .старшем разряде; полярность при этом определяется тем, по-
.Сигнал Входной код Выходной аналоговый сигнал
с дополнением до 2 со смещением на полшкалы
— Полная шкала 10000001 00000001 “ивых
-МР 11111111 01111111 - и.мх'<27-П
Нуль 00000000 10000000 0
+ МР 00000001 10000001 Чмх^27-’»
4- Полная шкала 01111111 11111111 +ивых
Рис. 4.99. Коды с дополнением до 2 и со смещением на полшкалы и выходные
напряжения, соответствующие этим кодам для 7-разрядного ЦАП
226
дан ли ток смещения на инвертирующий или на неинвертирующий
вход операционного усилителя. Сравнивая код с дополнением до
2 и код со смещением, показанные на рис. 4.99, замечаем, что
они отличаются только старшими разрядами; таким образом, дво-
ичное значение этого разряда определяет, включен ли ток сме-
щения.
В качестве примера на рис. 4.100 показано соединение преоб-
разователя на переключателях тока со схемой, реализующей би.-
СР — для двоичного кода
со смещением
Рис. 4.100. Биполярный ЦАП на переключателях тока, работающий по входу
от двоичных кодов с дополнением до 2 и со смещением. (С разрешения фир-
мы Analog Devices.)
пблярный сигнал на выходе. Заметим, что поскольку усилитель в
данном случае работает как инвертор, то общая характеристика
преобразователя как бы представляет собой характеристику ис-
точника отрицательного опорного сигнала, так что на выходе при
всех «0» на входе (двоичный код со смещением) будет положи-
тельное значение полной шкалы, а при всех «1» — отрицательное
значение полной шкалы без младшего разряда.
При использовании варианта схемы без инверсии выходного
сигнала сопротивление и напряжение смещения выбираются таки-
ми же, но соответствующее значение коэффициента передачи вы-
ходного напряжения в этом случае зависит от нагрузки, которая
представляет собой параллельное соединение внутреннего сопро-
тивления преобразователя, сопротивления цепи смещения и внеш-
него сопротивления нагрузки (рис. 4.101).
Одним из методов получения биполярного цифроаналогового
преобразования, при котором используются переключатели напря-
жения и резистивная цепочка типа R—2R (рис. 4.5) и двоичный
код со смещением или код с дополнением до 2 на входе, является
соединение тех выводов схемы, которые обычно заземляют при
униполярном режиме работы (одна из шин переключателей и ко-
нец цепочки резисторов R—2R со стороны младшего разряда) с
источником опорного сигнала противоположной полярности. Если
8* 227
конец цепочки резисторов R—2R со стороны младшего разряда
оставить заземленным, то на выходе будет симметричное напря-
жение х .нормализованным коэффициентом передачи, приведенным
Рис. 4.W1. 'ЦАП на переключателях тока без инверсии выходного сигнала.
(С разрешения фирмы Analog Devices.)
к величине 1—2_(п+1>; при этом кода, который представлял бы
аналоговый нуль, не существует.
Для преобразования входного кода типа знак — модуль числа
токи на выходе преобразователя могут быть инвертированы с по-
мощью инвертора тока. Схема переключателя, управляемая стар-
шим разрядом, определяет, будет ли на входе выходного усилите-
ля прямой сигнал или же прошедший через токовый инвертор.
Одна из реализаций такого метода показана на рис. 4.102.
Рис. 4.102. Биполярный ЦАП, работающий по входу от кода типа знак — мо-
дуль числа и содержащий униполярный ЦАП совместно с переключаемыми по
выходу операционными усилителями. (С разрешения фирмы Analog Devices.)
РЕГИСТРЫ ЦАП
Рассматриваемые до сих пор основные схемы ЦАП с парал-
лельным вводом входного кода имеют общее свойство, заключаю-
щееся в том, что сигнал на аналоговом выходе ЦАП непрерывно
228
отражает состояние на логических входах. Если перед основной
схемой преобразования ставят регистр (рис. 4.103), то такое уст-
ройство будет реагировать лишь на логические сигналы, посту-
пающие в преобразователь после стробирования. Такое свойство
ЦАП очень полезно в системах распределения данных, в которых
Информация
после
информация непрерывно обновляется, но в то же время, требует-
ся, чтобы ЦАП реагировал на нее лишь в определенные моменты
времени, а затем хранил на выходе эту информацию в виде посто-
янного аналогового сигнала до следующей перезаписи информа-
ции. В этом смысле ЦАП с буферной памятью 'можно рассматри-
вать как устройство выборки и хранения с цифровым входом, ана-
логовым выходом и практически бесконечным временем хранения.
Управление регистром осуществляется с помощью строб-им-
пульса, по которому происходит обновление информации в реги-
стре. Ограничение темпа, с которым строб-импульс мог бы управ-
лять регистром, определяется двумя факторами: временем уста-
новления ЦАП и временем срабатывания логических схем. Как
правило, время установления сигнала на выходе аналоговых це-
пей ЦАП по меньшей мере на порядок медленнее, чем время сра-
батывания современных быстродействующих элементов ТТЛ, и,
следовательно, является основным фактором ограничения про-
пускной способности системы ЦАП с буферным регистром на
входе.
Быстродействие цифровых элементов в ЦАП становится важ-
ным фактором лишь в моменты времени, когда на выходе ЦАП
образуются выбросы аналогового сигнала, вызываемые неодина-
ковостью времени включения и выключения разрядов. Цифровые
сигналы поступают на входы ЦАП с логических цепей, для кото-
рых характерна несимметрия выходных сигналов или, другими
словами, у которых неодинаковое время включения и выключения.
Переключатели, используемые в ЦАП, тоже обладают несиммет-
рией; однако даже если переключатель специально спроектирован
так, чтобы максимально уменьшилась эта несимметрия, все равно
она будет существовать из-за минимально допустимых разбросов
229
под этим подразумевается,
выходного напряжения AUn
выходным диапазоном UnIII
ди„= ± — МР=±Д^г.
этого параметра в цифровых схемах. В таких случаях энергети-
ческую характеристику выбросов можно уменьшить, применяя
высокоскоростные логические устройства.
О ТОЧНОСТИ
Точность ЦАП определяется через максимально допустимую
погрешность уровня выходного аналогового сигнала. Погрешность
выходного сигнала представляет собой разность между измерен-
ным и расчетным значениями выходного сигнала и обычно выра-
жается в процентах от полной шкалы выходного напряжения
U пш. Как было замечено ранее, точность и разрешающая спо-
собность— это не одно и то же. Однако схемы преобразователей
с высокой точностью и низкой разрешающей способностью, и
наоборот, имеют крайне ограниченный спрос у разработчиков си-
стем. Поэтому на практике, как правило, предпочитают сравни-
вать характеристики как точности, так и разрешающей способно-
сти. Типичная точность, требуемая от ЦАП, составляет V2 МР.
что общая допустимая погрешность
для n-разрядного преобразователя с
имеет значение
(4.59)
Следовательно, общая допустимая на выходе погрешность в про-
центах еОбщ для точности ± 7г МР равна
во5щ = ±^Т%. (4.60)
Таким образом, требования к точности растут очень быстро по
мере увеличения числа разрядов. Например, 4-разрядный преоб-
разователь с точностью ± 7г МР может давать погрешность на
выходе ±3,12%, а допустимая погрешность 6- и 8-'разрядных пре-
образователей уменьшается соответственно до ±0,78 и ±0,195%.
Общую погрешность еОбщ можно разделить на две составляю-
щие:
8 общ = ®о + 8 (Т), (4.61)
где ео — это независимая от температуры начальная погреш-
ность смещения нуля, а е(Т) —температурно-зависимая составля-
ющая погрешности, возникающая в результате температурного
дрейфа параметров и несовершенного температурного согласова-
ния элементов ЦАП. В ЦАП с разрешающей способностью 6 раз-
рядов и более величина во обычно обеспечивается равной 0 с по-
мощью регулировки смещения нуля.
Каждый ЦАП обычно состоит из четырех основных узлов: ис-
точника опорного напряжения, двоичных ключей, резистивной
многозвенной цепочки и суммирующего токи усилителя. Каждый
из этих узлов в свою очередь вносит вклад в общую выходную
погрешность:
8 общ = ®оп Н- 8кл 8рц ± 8су, (4.62)
230
где еОп — погрешность источника опорного напряжения; еКл —
погрешность разрядных ключей; еРЦ — погрешность резистивной
цепочки; еСу — погрешность суммирующего усилителя.
В ЦАП, использующих переключатели напряжения, погреш-
ность разрядных ключей является существенной из-за конечного
сопротивления ключей в замкнутом состоянии. В ЦАП на пере-
ключателях тока проблемы могут возникнуть из-за утечек тока в
переключателях в разомкнутом состоянии, если схема работает
при низких уровнях тока (т. е. ток МР менее 10 мкА). В большин-
стве конструкций, где обеспечиваются достаточно высокие уровни
токов, токи утечки пренебрежимо малы, за исключением случаев,
когда ЦАП работает при очень высоких температурах. Поэтому в
полупроводниковых конструкциях на переключателях тока по-
грешностью екл, как правило, пренебрегают. Значения оставшихся
трех составляющих погрешности приблизительно одинаковы. В
существующих преобразователях верхний предел погрешности
Бобщ определяется требуемой точностью [см. выражение (4.60)].
Поэтому для определения еОбщ в выражении (4.60)
необходимо действовать от противного и устанавливать макси-
мальные пределы для каждой составляющей погрешности в выра-
жении (4.62). Аналитически худший случай будет, если допустить,
что все эти составляющие погрешности аддитивные, и предста-
вить, например, каждую составляющую в виде равной части от
максимально допустимой общей погрешности (пренебрегая еКл).
Тогда в процентном соотношении
еоп~ерц^есу<^=-^г%. (4.63)
При более оптимистическом подходе можно допустить, что все
источники погрешностей в целом некоррелированы и суммируют-
ся в виде средних квадратичных значений, т. е.
»20бщ — е20п + е2рц + е2су, (4.64)
что приводит к распределению общей погрешности в виде
®оп ~ ®рц — ®су (4.65)
Для большинства разработанных преобразователей такое распре-
деление средней квадратичной погрешности является несколько
оптимистичным, реальное же ее значение располагается где-то ме-
жду значениями, определяемыми выражениями (4.63) и (4.65).
Следует отметить, что одинаковое распределение составляю-
щих погрешности в выражениях (4.63) и (4.65) правдо-
подобно, но с некоторой степенью условно, поскольку кон-
кретные свойства источников погрешностей зависят от част-
ных свойств устройства, заложенных в данную конструк-
цию. В некоторых случаях источник опорного напряжения или
суммирующий усилитель, либо оба эти устройства могут быть вы-
несены за пределы интегральной схемы, оставляя, таким образом,
в базовой полупроводниковой схеме преобразователя лишь основ-
231
ные источники погрешностей еКл и ерц. Каждая из этих составля-
ющих определенным образом зависит от температуры, поэтому их
вклад в составляющие общей погрешности ео и е(Т) необходимо
рассматривать отдельно.
Здесь было бы поучительно рассмотреть типовой расчет точ-
ности и требований к температурному согласованию для практи-
ческого случая проектирования 'преобразователя. В целях иллюст-
рации такого расчета рассмотрим 8-разрядный полупроводнико-
вый ЦАП с точностью ±7г МР, обеспечиваемой в температурном
диапазоне от —55 до +125° С. Требования к точности для каждо-
го узла будем рассматривать отдельно, суммируя эти составляю-
щие погрешностей в виде одинаковых средних квадратичных зна-
чений [выражение (4.65)].
ПОГРЕШНОСТЬ ИСТОЧНИКА ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Предполагая, что начальную погрешность смещения нуля
е0по источника опорного напряжения можно скомпенсировать с
помощью элемента подстройки нуля, будем рассматривать только
температурно-зависимую составляющую погрешности источника
опорного напряжения еоп (Т). Для 8-разрядной точности это озна-
чает, что
(4.66)
Следовательно, для удовлетворения заданных требований необхо-
димо использовать источник опорного напряжения с температур-
ным коэффициентом ±10-10-6/°С.
ПОГРЕШНОСТЬ ЦЕПОЧКИ РЕЗИСТОРОВ
Погрешность резистивной цепочки ерц складывается из погреш-
ности относительного согласования сопротивлений резисторов
многозвенной цепочки и погрешности взаимного температурного
согласования этих резисторов. Погрешность относительного согла-
сования, обусловленную разбросом сопротивлений резисторов, ис-
ключить нельзя, поскольку эти резисторы все время отключаются
или подключаются к выходным цепям в зависимости от цифрового
сигнала на входе. Поэтому при расчете распределения общей по-
грешности цепочки резисторов необходимо рассматривать как по-
грешность согласования сопротивлений резисторов, так и погреш-
ность температурного согласования этих резисторов. Самый боль-
шой вклад в погрешность резистивной цепочки вносят резисторы,
стоящие в старшем и в следующем по значению разряде, а каж-
дый последующий разряд, в свою очередь, вносит уменьшающую-
ся по мере увеличения номера разряда додю в эту погрешность.
Старший разряд определяет погрешность лишь для ’/2 йПш> сле-
довательно, общая погрешность согласования сопротивлений и
температурного согласования от старшего разряда и всех после-
дующих разрядов вместе может быть вплоть до 2 ерц, т. е.
~±0,2%. Если предположить, что погрешности согласования со-
противлений и температурного согласования приблизительно рав-
232
ны, то погрешность согласования сопротивлений резисторов в пер-
вых двух разрядах должна быть менее 0,1%, а погрешность их
температурного согласования менее +10-10-6/°С для 8 разрядов
и точности ± 7г МР. Такое качество согласования сопротивлений
и температурного согласования нельзя получить с диффузионными
резисторами. Для его обеспечения требуется использование на-
пыленных тонкопленочных резисторов.
ПОГРЕШНОСТЬ СУММИРУЮЩЕГО УСИЛИТЕЛЯ
Суммирующий усилитель имеет три источника погрешностей:
входной ток смещения 1Б0, напряжение смещения нуля и темпе-
ратурный дрейф смещения нуля. Основная задача проектирова-
ния в данном случае заключается в том, чтобы обеспечить уро-
вень входного тока 1Б0 не более 5% от значения тока в младшем
разряде. В 8-разрядном преобразователе, ток в старшем разря-
де которого равен 1 мА, ток младшего разряда около 8 мкА. Сле-
довательно, ток смещения. в усилителе должен быть меньше
400 нА во всем температурном диапазоне.
Предположим, что суммирующий усилитель с единичным коэф-
фициентом передачи работает с диапазоном выходного напряже-
ния 5 В, а общая допустимая погрешность на выходе, обусловлен-
ная напряжением смещения нуля усилителя, равна ±0,1% от
Unui, или ±5 мВ. У типового полупроводникового операционного
усилителя напряжение смещения нуля около ±3 мВ и темпера-
турный дрейф смещения нуля порядка ±15 мкВ/0 С, который во
всем температурном диапазоне в худшем случае может давать
погрешность ±4,5 мВ. Поэтому требования, предъявляемые к
суммирующему усилителю, легко реализуются в полупроводнико-
вой технологии.
ПРИМЕНЕНИЯ ЦАП
РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ИНФОРМАЦИИ ‘8
Разработчики систем преобразования цифровой информации в аналоговую
и устройств отображения этой информации стоят перед выбором между двумя
возможными вариантами реализации таких систем: использовать ЦАП с вход-
ным регистром памяти (рис. 4.104) в каждом канале системы или использо-
вать один ЦАП на всю систему, но с устройствами выборки и хранения в каж-
дом канале (рис. 4Л05).
ЦАП с входным регистром, в которой однажды записана информация, бу-
дет хранить эту информацию на выходе в виде уровня аналогового сигнала
сколь угодно долго, во всяком случае пока подведено напряжение питания. В
противоположность этому устройство выборки и хранения, поскольку анало-
говая информация хранится в конденсаторе, обладает свойством, которое ха-
рактеризуется спадом (положительным или отрицательным) аналогового сигна-
ла на выходе по мере того, как меняется заряд на конденсаторе из-за утечек
через ключ, через входную цепь суммирующего усилителя, или по цепи питания
(возможно, даже из-за собственного сопротивления утечек конденсатора или
из-за диэлектрической абсорбции). Таким образом, даже если цифровая инфор-
мация на входе совершенно не меняется, необходимо периодически включать
13 An а 1 о g-d i g i t a 1 Conversion Handbook, Analog Devices, 1972.
233
устройство выборки и хранения в режим выборки, чтобы скорректировать спад
выходного сигнала. С другой стороны, пока цифровая информация сохраняет-
ся .неизменной, распределительные системы, основанные на ЦАП с входным ре-
гистром памяти, не требуют периодического восстановления информации.
Рис. 4.104. Распределительная си-
стема с ЦАП в каждом информа-
ционном канале. Распределение ин-
формации в параллельном виде.
(С разрешения фирмы Analog De-
vices.)
ЦАП с входным
Рис. 4.105. Распределительная си-
стема с устройством выборки и хра-
нения в каждом информационном
канале и одним общим быстродей-
ствующим точным ЦАП. Многока-
нальная передача информации осу-
ществляется по принципу запоми-
нания этой информации в каждом
канале по мере того, как на вход-
ной шине появляется информацион-
ный сигнал, предназначенный для
данного канала. (С разрешения фир-
мы Analog Devices.)
Способность ЦАП сохранять информацию без погрешности лежит в осно-
ве принципа перезаписи со стиранием предыдущей информации, при котором
смена информации в каналах происходит, только если меняется входная инфор-
мация. В противном случае, ЭВМ оставляет информацию на выходе ЦАП без
изменений.
Если принять во внимание время выборки и время установления, то это
будет еще одним соображением в пользу применения ЦАП по сравнению с
устройствами выборки и хранения. Согласно справочным данным для обычных
234
распределительных систем с устройствами выборки и хранения, продаваемых по
умеренной цене, времена выборки могут иметь значения от 2 до 20 мкс и бо-
лее. Поэтому зачастую необходимо, чтобы ЭВМ оставалась подключенной к
каждому каналу в течение времени выборки (если нет буферных устройств),
на которое может расходоваться заметная часть основного времени системы. В
противоположность этому, регистр памяти на входе ЦАП может быть загружен
новой информацией за доли микросекунд, поэтому вполне вероятно, что в сис-
теме распределения информации, содержащей ЦАП в каждом канале, можно
обработать информацию сразу десяти каналов за время, требуемое на переза-
пись информации лишь в одном канале с устройством выборки и хранения.
За определенную гибкость метода распределения информации с использо-
ванием ЦАП в каждом канале приходится расплачиваться сложностью уст-
ройства связи этих ЦАП с источником информации. Параллельный код на
уровне 10 разрядов требует по крайней мере 12 концов, связывающих ЭВМ
с ЦАП (10 информационных, земляной и стробирующий), которые для обес-
печения высокой скорости передачи информации должны выполняться в виде
дорогостоящих витых пар. Если информационная система имеет широкоразвет-
вленные каналы с ЦАП, как, например, в сталепрокатных станах, то затраты
только на монтаж кабеля могут стать одним из преобладающих экономиче-
ских факторов, значительно превышая расходы на сам ЦАП. Затраты на ка-
бель и его монтаж в некоторой степени можно уменьшить, используя вместо
параллельного последовательный принцип передачи информации. Однако ценой
этого в данном случае является более сложная логика и дополнительное вре-
мя на перезапись (расходование которого вовсе может и не являться пробле-
мой), поскольку каждые 10 каналов требуют по крайней мере в 10 раз боль-
ше .времени на перезапись.
На рис. 4.104 показаны основные устройства, входящие в состав системы
распределения информации, основанной на использовании одного ЦАП в каж-
дом информационном канале. Информация с ЭВМ в параллельном виде с по-
мощью соединительного кабеля подводится ко всем входным регистрам ЦАП,
тогда как команда на перезапись поступает на каждый регистр отдельно. Вся-
кий раз, когда ЭВМ разрешает прохождение нового кода в информационный
канал, она вырабатывает команду, по которой происходит запись этого нового
кода в соответствующий регистр памяти ЦАП. Затем последовательность па-
раллельных кодов и команд на перезапись регистров завершает цикл переза-
писи. Преобразователи могут быть стробированы случайным образом (и с раз-
ном количеством обращений к информационным каналам), или последователь-1
ность адресации может задавать ЭВМ, если запрограммирован тот же поря-
док поступления информации.
В некоторых случаях, например в устройствах контроля полупроводнико-
вых интегральных микросхем, полезно обновлять информацию во всех кана-
лах одновременно, минимизируя тем самым время установления как выходных
усилителей ЦАП, так и контролируемых ИС. Структурная схема распредели-
тельной системы, в которой исключаются задержки, вызываемые последова-
тельным переключением каждого ЦАП, показана на рис. 4.106.
В этой структурной схеме присутствует дополнительный буферный регистр,
стоящий между регистром ЭВМ и входным регистром ЦАП. В этой системе в
то время, как происходит контроль ИС по предыдущей программе, в буферные
регистры последовательно записывается новая информация. Затем, как только
потребуется новый ряд значений аналоговых напряжений и токов, приходит
команда, разрешающая прохождение новой цифровой информации из буфер-
ного регистра во входной регистр ЦАП и, пока схема управляется этими уже
новыми значениями напряжения и тока, в буферных регистрах снова проис-
ходит последовательная перезапись информации для следующего этапа.
Последовательная передача информации к выносным ЦАП (с гальваниче-
ской развязкой или без нее) осуществляется почти также: с помощью двух
проводников для передачи информации и дополнительного проводника для пе-
редачи команды. Однако буферный регистр в этом случае будет сдвиговым
регистром, принимающим информацию последовательно, но передающим ее в
ЦАП в параллельном виде.
235
Буферные Входные
Буферные
регистры
Рис. 4.106. Система распреде-
ления информации, в которой
можно исключить последова-
тельную смену информации в
каждом ЦАП. (С разрешения
фирмы Analog Devices.)
мации по отдельным каналам. В этом случае
реагируют на любые сигналы,
На рис. 4.105 и 4.107 по-
казаны два варианта организа-
ции перезаписи в системах, в
которых используются устрой-
ства выборки и хранения. В
схеме, показанной на рис. 4.105,
аналоговая информация, запи-
сываемая во все устройства
выборки и хранения, поступает
по одному общему кабелю. Од-
нако каждое устройство вы-
борки и хранения, нормально
находящееся в режиме хране-
ния, остается в этом состоя-
нии, когда входная информация
не воспринимается, до тех пор
пока по сигналу команды не
произойдет подключения на ко-
роткое время информационной
шины ко входу этого устрой-
ства (режим выборки). Уст-
ройство выборки л хранения
после приема импульса на его
перезапись воспринимает ана-
логовую информацию, появля-
ющуюся в этот момент на ин-
формационной шине, и хранит
ее значения до следующей
команды на получение нового
значения аналогового сигнала.
На рис. 4.107 показан вто-
рой вариант системы, в кото-
рой используется модульный
(де) мультиплексор для рас-
пределения аналоговой инфор-
устройства выборки и хранения
поступающие на их входные зажимы, и запо-
минают эти значения сигналов на время, когда отсутствует связь с источником
аналогового сигнала. Ключи мультиплексора выполняют двойную функцию:
обеспечивают многоканальную передачу информации и заряд запоминающего
конденсатора. Эта система дешевая и простая, хотя больше подвержена токам
утечки и помехам преобразования, чем система на рис. 4.105.
На рис. 4.108 представлена система распределения информации, которая
исключает устройство выборки и хранения. В данном случае основная цель
заключается в том, чтобы использовать запоминающее свойство, присущее уст-
ройству, которое периодически приводится в действие. Например, можно легко
распределять информацию среди нескольких индикаторов Д’Арсонваля на
обычных электроподстанциях с помощью естественной инерции подвижной
части измерительного прибора. Пока информацию можно коммутировать с до-
статочной скоростью, среднее значение отклонения измерительного прибора за-
236
Рис. 4.107. Многоканальная си-
стема передачи информации, в
которой используется многока-
нальное устройство выборки и
хранения с аналоговым мульти-
плексором. (С разрешения фир-
мы Analog Devices.)
Мультиплексор с
висит лишь от коэффициента за-
полнения (от отношения времени
взаимодействия с каждым прибо-
ром к периоду обращения). Таким
ключами на
КМОП-структуре,
разомкнутыми
в режиме
хранения
импульсным способом можно уп-
равлять термостатами, сервомеха-
низмами и другими устройствами,
которым присуща инерция того
или иного типа. В такого рода
применениях преобразователь дол-
жен обладать необходимой пико-
вой нагрузочной способностью по
выходному току, а ключи должны
иметь достаточно малое сопротив-
ление (возможно, даже электро-
механические реле) во избежание
появления погрешностей.
В системах, где используется
много недорогих ЦАП, можно по-
лучить выходной сигнал, который
имеет абсолютную точность, огра-
Мультиплексор
повторитель
устройства
выборки
и хранения
ниченную только их собственной
разрешающей способностью. Это
делается с помощью слежения их
выходных сигналов за выходным
Рис. 4.108. Система распределения информации, в которой используются инер-
ционные свойства выходных устройств для усреднения и хранения этой инфор-
мации. (С разрешения фирмы Analog Devices.)
сигналом точно калиброванного, температурно-стабилизированного ведущего
ЦАП с высокой разрешающей способнрстью (рис. 4.109).
На рис. 4.109а иллюстрируется основной принцип такой системы, в кото-
рой используются ведущий и ведомый ЦАП. Информация, поступающая с ЭВМ
на вход ЦАП1, преобразуется и подается на вход компаратора, который срав-
нивает ее с выходным сигналом ведомого ЦАП2. Компаратор с помощью вы-
ходного сигнала управляет реверсивным счетчиком, определяя соответствующее
направление счета так, чтобы поднять уровень выходного сигнала ведомого
ЦАП, если он ниже уровня выходного сигнала ведущего ЦАП, и понизить уро-
вень выходного сигнала ЦАП2, если он выше, чем у ЦАП1. Таким образом,
Рис. 4.109. ЦАП с управляемым выходным сигналом (а) и недорогая система
распределения информации с высокой точностью (б). (С разрешения фирмы
Analog Devices.)
при балансе значение выходного сигнала ведомого ЦАП будет находиться меж-
ду двумя соседними уровнями, смежными с необходимым уровнем выходного
сигнала.
238
Этот принцип распространен на многоканальную систему передачи инфор-
мации для записи информации в несколько ЦАП с низкой разрешающей спо-
собностью (рис. 4.1096). Использование обратной связи в процессе перезаписи
информации позволяет получить на выходах нескольких недорогих с низкой
разрешающей способностью, но монотонных ЦАП точно контролируемые напря-
жения независимо от дрейфа калибровки, но ограниченные их разрешающей
способностью. Принципиальным недостатком этой схемы является ее низкое
быстродействие, обусловленное тем, что сначала должен установиться выход-
ной сигнал прецизионного ЦАП, затем, прежде чем может быть подан в счет-
чик очередной тактовый импульс, должен установиться до следующего пробно-
го значения выходной сигнал ведомого ЦАП и т. д.
9-РАЗРЯДНЫЙ ЦАП НА КМОП-СТРУКТУРЕ
Пример 9-разрядного ЦАП показан на рис. 4.110. Три ИС
CD4007A представляют* переключающую часть устройств, в кото-
рой используются логические уровни с напряжением 10 В (см.
рис. 4.44). Один 'источник питания с напряжением 15 В обеспечи-
вает положительное напряжение питания для повторителя и стаби-
лизатора напряжения СА3085. Подстройка масштаба обеспечивает-
ся с помощью регулирующего элемента на выходе, который устанав-
ливает в этой системе номинальное напряжение 10 В. Стабиль-
ность напряжения (приблизительно 0,2%) обеспечивает 9-разряд-
ную точность при изменении питающего напряжения на несколько*
вольт. Мощность рассеивания в системе колеблется от 70 до>
200 мВт. Основная мощность рассеивается в нагрузочном резисто-
ре и операционном усилителе. Стабилизатор обеспечивает макси-
мальный ток 440 мкА, из которых 370 мкА текут через вывод регу-
лировки масштаба.
Резистивная щепочка составлена из металлооксидных пленоч-
ных резисторов с 1%-ными допусками, изготовляемых рядом
фирм за умеренную стоимость. Пять разрядов, от которых требу-
ется наибольшая точность, составлены из последовательных и па-
раллельных комбинаций резисторов 806 кОм из одной и той же
производственной партии. Относительное согласование между
значениями сопротивлений равно примерно 0,2%, и, как правило,
их специальный подбор не требуется. Образование «эталона» с
помощью восьми параллельно включенных резисторов гарантиру-
ет большую вероятность того, что относительное согласование бу-
дет удовлетворительным. Если обычное предположение, что раз-
брос результирующих сопротивлений можно уменьшить в корень-
квадратный раз из выбранного числа параллельно включенных
резисторов, справедливо, то увеличение разброса сопротивлений
резисторов по направлению к МР идет медленнее, чем падают
требования к их допуску с ростом сопротивления. Следовательно;
после того, как было достигнуто необходимое согласование в на-
иболее критической точке резистивной цепочки, в следующих точ-
ках относительное согласование должно быть более чем достаточ-
ное. Между пятым и шестым разрядами используют резистор, со-
гласованный с выходным .сопротивлением резистивной цепочки,
чтобы обеспечить возможность применения в конце этой цепочки
отдельных резисторов с подходящими значениями сопротивлений
239
и достаточным 1%-ным разбросом. Сопротивление этого резисто-
ра выбирают равным R5—’/aRe, чтобы обеспечить в конце первых
пяти разрядов такое же сопротивление, как и в 5-м разряде (вы-
Разряд
Т ребуемое
относительное
согласование
1
2
3
4
5
6-9
Эталон
±0,1%
±0,2%
±0,4%
±0,8%
± 1% Абсолют.
9-разрядный ЦАП, в котором
КМОП сдвоенные компле-
Рис. 4.110. !
используется
ментарные пары CD4007A
ходное сопротивление первых пяти разрядов, если смотреть слева
от этого узла, равно V2 Re) -
Повторитель на операционном усилителе имеет регулировку
смещения нуля, с помощью которой при нулевом сигнале на вхо-
де на выходе устанавливается напряжение около 1 В. Положи-
тельное напряжение для питания резистивной цепочки выставля-
240
ют до значения 10,01 В, чтобы компенсировать сопротивление
ключа в старшем разряде.
В этом 9-разрядном ЦАП на КМОП-элементах точность и
простота сочетаются с низкой ценой составляющих узлов и не-
большими требованиями к напряжению источника питания. В до-
полнение к этому гибкость конструкции, состоящей из узлов на
КМОП-элементах, упрощает производство систем ЦАП, выполнен-
ных по индивидуальным заказам. Ключи, выполненные на КМОП-
структуре и используемые в сочетании со счетчиками на КМОП-
структуре, также находят применение в системах аналогоцифрово-
го преобразования. Такие особенности этих устройств, как малое
потребление мощности и хорошая помехозащищенность, делают
привлекательными их применение в качестве составляющих эле-
ментов в аналогоцифровых системах.
ЦАП НА ЦИФРОВЫХ ЭЛЕМЕНТАХ ‘9
На рис. 4.111 иллюстрируется способ цифроаналогового преоб-
разования, при котором используются только цифровые элементы
со средней степенью интеграции, что сводит к минимуму общее
Тактовые
Рис. 4.111. Полная схема ЦАП содержит два счетчика с коэффициентом пе-
ресчета 256 (как показано на рис. 4.ПГ2) и устройства выделения сигналов
количество компонентов и значительно снижает стоимость пре-
образователя.
Оба счетчика в этом ЦАП имеют один и тот же коэффициент
пересчета (число сосчитанных импульсов, при котором происхо- 19
19 All Digital D/А Eliminates Precision Resistor Ladder, by D Guzeman. Elect-
ronic Products, November 20, 1972.
241
дит переполнение счетчика) и управляются от одного и того же
генератора тактовых импульсов. Каждый из этих счетчиков име-
ет выход переноса, на котором всякий раз, как только счетчик пе-
реполняется, появляется единичный импульс. Счетчик, работаю-
щий, например, с циклом 256, будет вырабатывать единичный им-
пульс на каждый 255-й импульс (первый предназначен для обну-
ления счетчика). К тому же предусматривается и инверсный вы-
ход переноса, чтобы можно было воспользоваться как высоким,
так и низким рабочими уровнями сигнала на обоих выходах пере-
носа счетчика. Когда эти счетчики соединены, как показано на
рис. 4.112, импульс с выхода переноса счетчика А устанавливает
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
Тактовые лшпгишгишгкгкгитпл^
импульсы
Сигнал
переноса
Сигнал
переноса
Q
КЗ = 50%
Рис. 4.112. Эти счетчики с коэффициентом пересчета 4 (между каждым вы-
ходным импульсом происходит четыре отсчета) работают в противофазе, обес-
печивая коэффициент заполнения 50%
триггер в состояние логической «1», а импульс с выхода переноса
счетчика Б сбрасывает этот триггер в ноль (в этом случае пред-
полагается, что счетчики работают не в фазе, т. е. оба импульса
с выходов переноса счетчика не могут появиться одновременно).
В примере, показанном на рис. 4.112, коэффициент заполнения
(КЗ) импульсного сигнала на выходе триггера составляет 50%
(высокий уровень сигнала появляется от каждого импульса счет-
чика А, а низкий уровень от каждого импульса счетчика Б). Ко-
эффициент заполнения 50% (получается из-за того, что эти счетчи-
ки с коэффициентом пересчета 4 имеют сдвиг по фазе, т. е. отличают-
ся по фазе на два периода повторения счетных импульсов. Если
фазы счетчиков сдвинуты лишь на один период повторения счет-
ных импульсов, как показано на рис. 4.113, то коэффициент за-
242
полнения импульсного сигнала на выходе триггера будет равен
25%. Итак, должно быть ясно, что коэффициент заполнения вы-
ходного сигнала триггера всецело зависит от фазовых соотноше-
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17
jTnmuinjmrmrLruinrirL^
Сигнал переноса Счетчик А | 1 । 1 । 1 ।—
Сигнал переноса с,ет”'к Б~1 In П j r~1 ! Г- i i i 1 i I
Q Триггер- ' 1 i- i 1 1 I— КЗ =25%
Рис. 4.113. Путем выбора сдвига между фазами счетчиков на рис. 4J112 на
один период счетных импульсов коэффициент заполнения уменьшается до 26%
ний обоих счетчиков и что минимально возможное значение коэф-
фициента заполнения почти целиком зависит от коэффициента
пересчета счетчиков. При использовании счетчиков, считающих
до 100, можно получить коэффициент заполнения, равный одной
сотой, т. е. 1 %.
Перед тем как использовать такую систему, необходимо обра-
тить внимание на одну ее особенность, которая заключается в
том, что оба счетчика могут работать в фазе. Когда это происхо-
дит, необходимо, чтобы на выходе Q триггера был низкий уровень
сигнала на протяжении всего времени, пока счетчики работают в
фазе. К сожалению, если оба счетчика работают в фазе, то им-
пульсы на обоих выходах переноса этих счетчиков будут появ-
ляться одновременно. Обычно это должно вызывать такое состоя-
ние триггера, при котором на его выходе Q появлялся бы высо-
кий уровень сигнала (таков принцип работы J—К-триггера). Та-
кое состояние было исключено при использовании сигнала с ин-
версного выхода переноса счетчика Б (рис. 4.114), чтобы на вы-
ходе Q триггера был низкий уровень сигнала.
Принцип использования разности между фазами двух счетчи-
ков, как здесь показано, теоретически можно было бы непосредст-
венно применять в области цифроаналогового преобразования.
Рис. 4.114. При использовании сигнала с инверсного выхода переноса счетчика
Б для обнуления триггера выходные сигналы счетчиков могут поступать в фазе
243
Однако существует проблема, связанная с тем, что в такой систе-
ме должно быть периодическое обнуление счетчиков, а затем за-
пись в счетчик А определенного числа, которое будет представ-
лять разность фаз. В этом случае счетчик А становится ведущим.
Трудность состоит в том, что эта схема становится неудобной, ес-
ли может потребоваться, чтобы любой из счетчиков был ведущим.
Однако уже разработана схема, содержащая два счетчика с уст-
ройством выделения входных импульсов, с помощью которого ис-
ключается проблема, связанная с необходимостью иметь один ве-
дущий счетчик. Этот метод можно реализовать в динамической
системе, которая следит с высокой чувствительностью за цифро-
выми сигналами на входе.
На рис. 4.115 показано устройство выделения сигналов, ис-
пользуемое для детектирования импульсного сигнала на входной
Рис. 4.115. Устройство выделения сигналов детектирует входной импульс и
запрещает поступление на счетчик одного счетного импульса
шине. Это устройство запрещает поступление на счетчик одного
счетного импульса всякий раз, как на ее входной шине появляет-
ся импульсный сигнал. Первый J — К-триггер работает по входу
в противофазе, поскольку на входе К этого триггера включен ин-
вертор. При отсутствии сигнала на входной шине, триггер А нахо-
дится в состоянии, при котором на его выходе Q будет низкий
уровень. Второй триггер Б устанавливается триггером А в такое
же состояние, т. е. на его выходе Q также низкий уровень. Любой
низкий уровень сигнала на входе вентиля А будет вызывать на
входе «разрешение счета» счетчика сигнал, соответствующий ло-
гической «1». Таким образом, при отсутствии сигнала на входной
шине счетчик может делать один отсчет всякий раз, как на его
счетном входе появляется положительный фронт тактового им-
пульса.
Когда на входной шине появляется импульс длительностью в
несколько периодов тактовых импульсов, он сразу подготавлива-
ет J — К-триггер А к такому состоянию, что как только от зада-
ющего генератора тактовых импульсов приходит отрицательный
фронт счетного импульса (J — К-триггеры, используемые в этой
схеме, представляют собой устройства с памятью на элементах с
накоплением заряда, которые срабатывают по отрицательному
фронту счетного импульса), на выходе Q этого триггера появляет-
ся высокий уровень. Это тотчас же вызывает появление на выхо-
244
де вентиля А низкого уровня, который запрещает счет счетчика-
Следует заметить, что счетчик успевает сделать отсчёт по этому
импульсу, поскольку он срабатывает по положительному фронту
счетного импульса. Для следующего тактового импульса, который
проходит на счетный вход, счетчик заперт, и этот второй счетный
импульс уже не воспринимается счетчиком. Однако триггер Б
срабатывает по этому импульсу. Он переключается в то же состоя-
ние, что и триггер А, т. е. на выходе Q будет высокий уровень. На
выходе Q триггера Б в этом случае будет низкий уровень, что вы-
зывает появление на выходе вентиля А высокого уровня, который
снова разрешает счет счетчика. Триггеры будут оставаться в та-
ком состоянии до тех пор, пока не пропадет импульс на входной-
шине и последующие два тактовых импульса не обнулят оба триг-
гера. Следовательно, для правильной работы этого устройства не-
обходимо, чтобы период тактовых импульсов от задающего гене-
ратора тактовых импульсов был по крайней мере в 2 раза меньше-
длительности входных импульсов. Назначение второго триггера со-
стоит в том, чтобы гарантировать при любой длительности входных
импульсов блокирование на входе счетчика всего лишь одного
счетного импульса. Суть эффекта, получаемого от устройства вы-
деления сигналов, состоит в том, чтобы задержать счет счетчика
на один такт всякий раз, как на выходную шину поступает один-
импульс.
ДИСПЛЕИ НА ЭЛТ (ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫХ ТРУБКАХ) 20
Дисплеи на электронно-лучевых трубках в основном состоят из процессо-
ра, устройства индикации и собственно блока индикатора. Процессор, как пра-
вило, содержит: информацию, необходимую при регенерации; программы пред-
ставления этой информации; сигналы, необходимые для работы элементов уст-
ройства индикации, цифроаналоговые устройства, а также может включать в
себя устройства оперативной памяти. Собственно индикатор состоит из источни-
ков питания, ЭЛТ, узла модуляции яркости луча, узла фокусировки и коррек-
ции нелинейности.
На рис. 4.116 показана обобщенная схема системы с последовательным
приемом, обработкой, хранением и отображением информации на экране ЭЛТ.
Чисто конторская система, как правило, не содержит датчиков и аналогоциф-
ровых устройств интерфейса, но, с другой стороны, может включать в себя
другие виды периферийных информационных каналов. В качестве примера прак-
тического использования дисплея на ЭЛТ для согласованного управления и
представления сложной информации может служить система управления воз-
душным движением.
Ручные органы управления обеспечивают связь человека с системой, давая-
возможность оператору выводить на экран отдельные изображения (или часть
изображения), вводить новую информацию в' систему, задавать иной вид рабо-
ты, производить различную обработку информации и ее индикацию. Запоми-
нающее устройство большой емкости образует часть общей памяти для обра-
ботки информации, но, кроме этого, часто требуется дополнительная память
(если устройство отображения не снабжено запоминающими ЭЛТ) для реге-
нерации изображения во избежание раздражающего мерцания. Логическое уст-
ройство управления осуществляет связь между ЭВМ и различными периферий-
ными устройствами, включая индикаторы, запоминающие устройства, линии
связи, устройства распределения информации и человека-оператора.
20 Ом. примечание 18
24$
Генерация символов в системах с небольшими мини-ЭВМ, содержащих ин-
дикаторы на ЭЛТ, представляет собой проблему, в основном из^за объема па-
мяти, необходимой для хранения первичной информации о точечных матрицах
символов, и времени, требуемого для построчного вывода символов на экран
индикатора. Например, в индикаторе Tektronix 611 для индикации одной точки
требуется 100 мкс. Поэтому, когда генераторы символов с большой точечной
Обмен информацией
с оператором
'Рис. 4.116. Обобщенная схема дисплея
матрицей работают вместе с существующими устройствами индикации на ЭЛТ,
.желательно использовать метод, который позволяет сканировать только те эле-
менты символов, которые должны быть изображены на экране.
На рис. 4.117 изображен высокоскоростной генератор символов для графи-
ческих устройств вывода. Эта схема уменьшает типовое время сканирования от
значения [(iX j) +i] Xt, где i — число строк, j—число столбцов в матрице, а
4—^период тактовых импульсов, до значения (d+i)Xt, где d — число подсвечи-
ваемых точек, составляющих символ. В качестве типового примера буква Е с
точечной матрицей 7X110 потребует времени [(10Х7) + Ю] Xt = 80t в системе
.индикации, основанной на обычном методе построчного сканирования. Заме-
тим, что период тактовых импульсов зависит от времени установления цифро-
аналогового устройства индикатора. С другой стороны, если используется ско-
ростной метод сканирования, тактовый импульс необходим, только когда нужно
подсветить лучом точку или перейти лучу на другую строку. Для буквы Е
этот метод позволяет уменьшить время воспроизведения до значения (25-f-
+10) Xt=35t, т. е. коэффициент экономии времени составляет примерно 2,3
В генераторе символов, схема которого приведена на рис. 4.117, для устройств
'управления используются обычные элементы ТТЛ, а в качестве генератора
-символов с точечной матрицей 7X10 2 — МОП-структуры средней интеграции.
Сердцем этой системы является регистр быстрого сканирования (РБС), со-
стоящий из семи ячеек (одна на каждую точку). Этот регистр получает про-
ходящую через преобразователь логического уровня информацию о построчном
представлении символов и последовательно выводит эту информацию (о поло-
жении точки) по отдельным линиям по мере того, как сканируется нужная
точка. В конце строки вырабатывается импульс сдвига строки, по которому от
тенератора символов загружается информация о следующей строке в РБС.
Этот процесс продолжается до тех лор, пока все десять строк точеч-
ной матрицы символа не будут выведены для сканирования на эк-
ран, после чего флаг «занято — свободно» устанавливается в нуль,
246
Рис. 4.117. Полная схема высокоскоростного генератора символов, реализую-
щего метод, который .позволяет уменьшить время сканирования
сообщая электронной вычислительной машине, что система готова
принять следующую букву. Остальные узлы в системе обеспечивают
модуляцию луча по яркости, получение вторичных .рабочих тактовых импуль-
сов, общую синхронизацию и цифроаналоговое преобразование кодов для сдви-
га луча по горизонтали и вертикали.
РАСТРОВЫЕ ДИСПЛЕИ
Растры обычно получают путем быстрого горизонтального сканирования к
развертывания по вертикали с меньшей скоростью, что обеспечивает задан-
ное число строк, которое необходимо получить в течение периода образования1
кадра. Модуляция яркости луча в течение каждого горизонтального сканиро-
вания обеспечивает графическую информацию. Разрешающая способность изо-
бражения характеризуется произведением числа различных точек в строке на
число строк. Минимальный период кадра определяется суммой времени, необ-
ходимого для горизонтального сканирования, и времени обратного хода луча
(т. е. времени на одну строку), умноженной на число строк, и плюс время
возврата луча по вертикали в исходную точку.
(Цифроаналоговые преобразователи очень удобны для формирователей вер-
тикальной развертки по следующим соображениям:
— синхронизация, осуществляемая с помощью генератора тактовых им-
пульсов и логических устройств, получается достаточно точной и с хорошей
повторяемостью;
— линии в этом случае горизонтальные (в отличие от получаемых в анало-
говых схемах развертки, имеющих небольшой наклон);
— 'равномерность интервалов между линиями зависит от линейности, меж-
ду тем как максимальное число линий зависит от разрешающей способности
ЦАП. Преобразователь с разрешающей способностью 10 разрядов (1024 ли-
нии) и линейностью 12 разрядов (.погрешность линейности 0,0125%) легко»
реализуемы;
— - на время переходных процессов при переключении ЦАП луч гасится, по-
скольку это происходит во время горизонтального обратного хода луча.
2^Т
Требования к ЦАП для формирователей горизонтальной развертки более
жесткие, а при сравнении относительных затрат, по всей вероятности, будут
иметь преимущество аналоговые схемы развертки (для большинства примене-
ний). Например, чтобы обеспечивалось 500 точек на линию при 500 линиях в
кадре при частоте кадров 30 Гц, время установления для каждого дискретно-
го шага по горизонтали должно быть не более 100 нс и не должно быть вы-
бросов напряжения на выходе ЦАП. (Даже если луч индикатора гасится в
промежутках между шагами горизонтальной развертки, большие выбросы на-
пряжения при переключении в старших разрядах ЦАП могут вызвать пере-
ходные процессы в усилителях отклонения луча, искажающие изображение.)
Хотя все это вполне осуществимо, тем не менее стоимость такого устройства
быстро растет с повышением необходимой разрешающей способности изобра-
жения.
Растровые дисплеи, в которых используются цифровые устройства раз-
вертки с внутренней синхронизацией или аналоговые устройства развертки, име-
ют недостаток, состоящий в том, что на экране должно меняться сразу все
изображение, т. е. невозможно выделить отдельные части изображения для
местной коррекции. По этим причинам растровые дисплеи в основном приме-
няют при многоканальном или дистанционном контроле, где не требуется взаи-
модействия с индикатором.
Однако если на экране дисплея необходимо обновлять информацию толь-
ко в отдельной части изображения или взаимодействовать с ней (например,
при редактировании), то нужно использовать дисплей другого типа, который
обеспечивает доступ к отдельным частям изображения на экране ЭЛТ.
ДИСПЛЕИ С ТОЧЕЧНОЙ МАТРИЦЕЙ
Сущность дисплея, в котором каждая подсвечиваемая точка имеет свой
адрес, как нельзя лучше отображается в его названии: дисплей с точечной
матрицей. Хотя он может быть растровым дисплеем, у которого обе развертки
цифровые, ограничения по скорости и требования к объему памяти делают бо-
лее целесообразным использование лишь некоторых его вариантов, особенно
для представления буквенно-цифровой информации, хранящейся в виде точеч-
ной матрицы символов.
Каждый символ может быть представлен точечной матрицей, например
4X7, где каждая точка определена как подсвеченная часть символа с помощью
или линии растрового сканирования, или непосредственного вычерчивания сим-
вола. Координаты X и Y каждой точки определяются адресами, зашитыми в
двух ПЗУ (постоянное запоминающее устройство). При непосредственном вы-
черчивании символа адрес точки определяется словом, представленным в фор-
матном коде для символа (например, ASCII*)) и числа на выходе счетчика,
указывающего порядок следований точки при написании.
В структурной схеме стандартного генератора символов для системы ото-
бражения на ЭЛТ с точечной матрицей, представленной на рис. 4Л18, показа-
ны все необходимые устройства. Оперативная память нужна для промежуточ-
ного накопления поступающей информации и непрерывной смены и (или) ре-
генерации этой информации на экране индикатора. В большинстве случаев эта
оперативная память состоит из рециркуляционных сдвиговых регистров на
МОП-структурах. Строчное ОЗУ загружается информацией от страничного
ОЗУ и рециркулируется столько раз, сколько нужно для формирования полной
строки (или колонки) символа. Затем загружается новая строка и процесс по-
вторяется до тех пор, пока вся растровая площадь не будет сканирована.
Синхронизирующий и времязадающий генератор синхронизирует работу гене-
ратора символов с ЭЛТ и содержит счетчики для управления собственно ПЗУ
и ОЗУ. Выходная информация ПЗУ всегда представлена в параллельном виде,
чтобы обеспечивалось необходимое время выборки информации. По соображе-
ниям быстродействия ЦАП с преобразователем параллельного кода в последо-
вательный, используемый для модуляции яркости луча, обычно является бипо-
лярным.
*) ASCII—американский стандартный код для обмена информацией. (Прим,
ред.)
248
Рециркуляция
Рециркуляция
Рис. 4.118. Структурная схема стандартного генератора символов для системы
отображения на ЭЛТ с точечной матрицей
10
16
ООО
Пуск
Д X и Д У,
используемые для
вычерчивания
буквы R
Положение символа
по координате У
Пуек
ДХ
001, 11
i_I—J—।—
Число точек
Адрес линии
для развер-J
тки по коор-1
динате У
ЦАП1
10
8
12
16
ДУ — положение
ПЗУ
3 разряда
ЦАП 3
Усилитель
вертикального
отклонения
Суммирование в
соответствующих
пропорциях
Тактовые Г"
импульсы 4—разряд-
—* ный
счетчик
6—разряд-
ный адрес <
символа
ПЗУ
Отклоняющие
усилители —
Д X — положение точки
символа
ЭЛТ
ЦАП 4
2 разряда
Адрес символа I
для развертки
по координате X
х (t)
Положение символа
, по координате X
ЦАП 2
Усилитель
горизонтального*
отклонения
4
Рис. 4.119. Схема дисплея с точечной матрицей. (С разрешения фирмы Analog
Devices.)
Когда ЦАП должен выбирать информацию из ПЗУ, определяет времяза-
дающий генератор. Более подробная схема системы с точечной матрицей, в ко-
торой используются два ЦАП с суммированием сигналов на выходе, показана
на рис. 4.119. Один комплект преобразователей, создавая развертки с дискрет-
ностью растра, определяет местоположение индексной точки, т. е. положение
24»
ЦАП
символа. Второй комплект ЦАП обеспечивает последовательное изменение вы-
ходного сигнала, с помощью которого осуществляется быстрый сдвиг луча от
одной точки к другой до тех пор, пока не будет вычерчен весь символ.
На рис. 4.120 показан другой вариант схемы, изображенной на рис. 4.119,
в котором используется код с дополнением до 2. Два Ю^разрядных ЦАП ти-
па monoDAC-04 связаны непосредствен-
но с ЭВМ без дополнительных логиче-
ских или кодовых преобразований.
Важным достоинством схемы, изоб-
раженной на рис. 4.119, является то, что
в ней можно использовать ЦАП с ма-
лой разрешающей способностью (но с
высокой линейностью) для расположе-
ния на экране каждого символа таким
же способом, как печатает пишущая
машинка: буква за буквой вдоль строки
и вниз по странице строчка за строч-
кой. Наличие выбросов напряжения на
выходе ЦАП не вызывает проблем, по-
скольку при переходах из точки в точ-
ку луч гасится. Преобразователи, ис-
пользуемые для сканирования симво-
лов, должны иметь лишь высокое быстродействие, а их разрешающая способ-
ность и точность могут быть совсем небольшими. Устройство оперативной па-
мяти должно запоминать только коды символов, а не все точки для каждого
символа.
Для индикаторов, представляющих только буквенно-цифровые символы,
размер символов и их взаимное расположение можно выбирать с помощью
двоичного управления коэффициентом передачи соответствующего ЦАП в той
степени, в какой позволяет логика, определяющая количество символов, прихо-
дящихся на одну строку, и общий объем информации на каждый кадр.
Информацию на экране дисплея можно менять частично, указывая, в ка-
ком определенном месте нужно скорректировать изображение, и по-крупному,
заменяя весь кадр на новый, или по принципу свертывания изображения по
вертикали либо вниз, либо вверх. В последнем случае старая информация ис-
чезает вверху, в то время как новая информация появляется снизу.
Конечно, машинописный принцип представления символов можно вовсе не
использовать. Например, в дисплее, отображающем графическую информацию
наряду с буквенно-цифровой, ЦАП для сканирования по координатам X и Y
могут быть установлены в положения, определяемые соответствующими про-
извольно выбранными адресами для каждого символа в надписи, которые за-
тем выбираются из ПЗУ. Надписи могут считываться также по вертикали, ес-
ли поменять местами координатные оси. Хотя в данном примере для изобра-
жения символа было достаточно 2 и 3 разрядов, тем не менее ЦАП может
иметь значительно больше разрядов, которые могут использоваться для преоб-
разования других видов входной информации. Важно отметить, что точность
и разрешающая способность ЦАП, определяющего положение символа, долж-
ны быть такими, чтобы его погрешности были меньше относительно взвешен-
ного значения (принимая во внимание различную установку масштаба)
младших разрядов ЦАП, чьи сигналы на выходе суммируются. В про-
тивном случае может получаться перекрытие или неравномерность ин-
тервалов между символами.
ИНТЕГРАТОР НА ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ
В интеграторе на линии задержки, изображенном на рис. 4.121, для каж-
дой координаты используется один ЦАП с высокой разрешающей способностью.
Сигнал на выходе преобразователя меняется путем небольших приращений
равными шагами по координате X или Y независимо от того, значение какого
из них больше. Между выходом преобразователя и отклоняющим усилителем
находится интегратор на линии задержки, являющийся по существу широкопо-
лосной аналоговой линией задержки с соответствующим образом выбранной
250
переходной характеристикой с постоянным временем задержки, линейной во>
времени в пределах от начального значения до конечного. Интегратор будет
сохранять это конечное значение, пока не изменится сигнал на входе. Посколь-
ку максимальные перепады входных напряжений равны, то линия задержки
будет поддерживать постоянную максимальную скорость вычерчивания в на*
Смена информации
Рис. 4.121. Интегратор на линии задержки. (С разрешения фирмы Analog De-
vices.)
правлении X или Y (пока другая переменная не станет больше). Так как
большая из двух переменных уже выбрана, наибольшее возможное изменение
вектора (возникающее в случае, когда они равны) будет в 1,4 раза больше.
Диапазон от 1 до 1,4 достаточно мал для того, чтобы лишь немногие значения
(если вообще есть какие-либо) напряжения модуляции яркости были необходи-
мы для обеспечения соответствующей коррекции при изменении скорости вычер-
чивания.
В подавляющем большинстве дисплеев ключевым элементом, в значитель-
ной степени определяющим точность и линейность дисплея (за исключением ге-
ометрических источников нелинейности), а также четкость изображения (отсут-
ствие переходных процессов и мерцания), является ЦАП с постоянным опор-
ным напряжением или умножающий ЦАП. Определенные параметры ЦАП, ко-
торые часто несущественны в других областях применения, для дисплеев яв-
ляются решающими, вследствие того, что несовершенство характеристики ЦАП
слишком хорошо заметно на экране.
АЦП
Одной из самых распространенных областей применения ЦАП
является построение АЦП. С помощью цифровой схемы в цепи об-
ратной связи сигнал на выходе ЦАП делают равным входному
аналоговому сигналу. Когда этот баланс достигается, цифровой
сигнал на входе ЦАП соответствует выходному коду АЦП. Восьми-
разрядный следящий преобразователь, показанный на рис. 4.122,.
работающий с тактовой частотой 3,5 МГц (максимальная), при
включении будет преобразовывать входной аналоговый сигнал со
скоростью 0,13 В/мкс. Блокировка тактовых импульсов с помощью
вентиля (как показано на рис. 4.122) обеспечивает сколь угодно
долгое хранение выходного кода.
251
На рис. 4.123 показан 6-разрядный следящий АЦП, в котором
используется ЦАП MCI406. Этот преобразователь содержит ревер-
сивные счетчики, дифференциальные компараторы, а его работа в
делях обеспечения высокой скорости преобразования основана на
Входной
Хранение или слежение
Рис. 4.122. ЦАП, используемый в АЦП
Входной буферный
усилитель
рА 741
Рис. 4.123. ЦАП МС1406 и показанные микросхемы образуют 6-разрядный
АЦП с тактом слежения 150 нс
252
суммировании токов. Если входной аналоговый сигнал, преобразо-
ванный в ток с помощью резистора RBX, больше 1 МР, т. е. больше
UBX(max)/64, то включается компаратор, управляющий реверсивным
счетчиком по .входу сложения, вызывая увеличение кода на выхо-
де счетчика. В этом случае ток на выходе ЦАП будет расти, умень-
шая напряжение на входе компаратора до уровня, при котором на-
ступает равновесие обоих токов. То же самое происходит, если код
на выходе счетчика слишком большой, в этом случае срабатывает
другой компаратор, управляющий счетчиком по входу вычитания,
заставляя счетчик работать на вычитание. Эта схема иллюстриру-
ет гибкость применения ЦАП, которая становится достижимой при
использовании выхода MCI406 по току. Быстродействие преобра-
зования не ограничивается скоростью нарастания выходного на-
пряжения буферного операционного усилителя. Буферный опера-
ционный усилитель можно исключить, если источник входного сиг-
нала может обеспечить максимальный ток 2 мА.
УСТРОЙСТВО ВЫБОРКИ И ХРАНЕНИЯ,
ВЫХОДНОЙ СИГНАЛ КОТОРОГО НЕ ИМЕЕТ СПАДА
Небольшое изменение в только что рассмотренной схеме АЦП
(рис. 4.123) превращает ее в пиковый детектор — устройство вы-
борки и хранения, показанное на рис. 4.124. Положительный вход-
Рис. 4.124. Схема устройства выборки и хранения, не имеющего спада выход-
ного напряжения (VD1, VD2 — кремниевые диоды)
ной сигнал величиной не более 5 В подается на вход компарато-
ра. Допустим, что выходное напряжение устройства равно нулю,
а на выходе вентиля поддерживается высокий уровень сигнала.
253
Компаратор срабатывает, вызывая на выходе счетчика увеличение
кода. Код с выхода счетчика инвертируется и подается на вход
ЦАП МС1406. Этот ЦАП в соединении с операционным усилите-
лем вырабатывает на выходе напряжение, и, когда это напряжение
становится равным UBX, система останавливает счетчик. Постоян-
ное напряжение на выходе будет держаться до тех пор, пока на
входе не появится положительное напряжение большей амплитуды
или пока система не установится в исходное состояние. Таким об-
разом, напряжение на выходе системы остается на уровне пиково-
го значения входного напряжения, полученного в течение периода
выборки. Работа счетчика прекращается также, если он обеспечи-
вает на выходе системы напряжение, перекрывающее входной диа-
пазон. Это можно сделать, подавая на неинвертирующий вход опе-
рационного усилителя сигнал с 7-го разряда счетчика, который бу-
дет вызывать на выходе системы напряжение около 7 В. Это напря-
жение превышает максимальный уровень входного сигнала, венти-
ли отключают генератор тактовых импульсов и указывают на со-
стояние перегрузки. Пиковый детектор с указанными счетчиками
и ЦАП имеет разрешающую способность 64 уровня (80 мВ каж-
дый) при максимальных погрешностях квантования 1 МР и линей-
ности ± 1/2 МР.
ЦИФРОВОЙ ФИЛЬТР
Аналоговую фильтрацию полезно заменять цифровой фильтрацией (рис.
4425), в особенности тогда, когда требуется высокая избирательность и хоро-
шая стабильность или когда необходимы легко программируемые изменения в
Управление цифровыми коэффициентами
сдвигом
Рис. 4.125. Цифровой фильтр, в котором используется ЦАП
характеристиках фильтра. Для получения фильтрации с произвольной весовой
функцией после задержки, реализуемой цифровым способом, производится ум-
ножение на константу и суммирование. Одновременно выполняется обратное
преобразование в аналоговую форму.
254
СИНТЕЗАТОР СИГНАЛА С ПЕРЕСТРАИВАЕМОЙ ЧАСТОТОЙ 21
В отличие от аналогового синтезатора сигнала цифровой синтезатор при
подаче на него импульсов тактовой частоты и двоичного числа, управляющего
частотой, непосредственно и непрерывно формирует в кодовом виде мгновен-
ные значения сигнала необходимой частоты. Эти мгновенные значения сигна-
ла в кодовом виде затем с помощью ЦАП и низкочастотного фильтра преоб-
разуются в непрерывный аналоговый сигнал (рис. 4.126).
Тактовые
Рис. 4.126. Цифровой синтезатор сигнала с перестраиваемой частотой
В том случае, если понятен основной принцип работы синтезатора, разра-
ботчик может легко модифицировать схему для требуемых ему частотного ди-
апазона, шага перестройки частоты и максимально допустимых частотных ис-
кажений. Стабильность частоты выходного сигнала такая же, как и генерато-
ра тактовых импульсов.
Первая часть синтезатора, называемая фазовым накопителем, определяет
частотный диапазон и разрешающую способность по частоте выходного сигна-
ла. Вторая часть синтезатора, называемая преобразователем фазы в амплиту-
ду, преобразует фазу синусоидального сигнала, представленную в виде кода, в
амплитуду этого сигнала, представленную также в виде кода.
Как показано в упрощенном примере для 4-разрядного кода (рис. 4.127а),
форма сигнала, например синусоида, разбивается на ряд фазовых отсчетов с
Рис. 4.127а. Синусоидальный сигнал, синтезированный 4-разрядным кодом
равными промежутками между ними, и каждый фазовый отсчет представляет-
ся двоичным кодом. Чтобы представить синусоиду 16 фазовыми точками, не-
обходимо, как минимум, 4-разрядное слово (рис. 4Л276).
Фазовый накопитель представляет собой просто n-разрядный двоичный на-
капливающий сумматор. Код на выходе накапливающего сумматора в любой
21 Why Complicate Frequency Synthesis, by H. W. Cooper, Electronic De-
sign 15, July, 19, 1974.
265
Выходной код сумматора Адрес ПЗУ Выходной код ПЗУ Входной код ЦАП Выходной сигнал ЦАП
ABCD UV WXYZ JKLMN Квадрант
0000 00 0011 10011 +0,19 I
0001 01 1001 11001 +0,56 I
0010 10 1101 11101 +0,81 I
0011 11 1111 11111 +0,94 I
0100 11 1111 11111 +0,94 II
0101 10 1101 11101 +0,81 II
*0110 01 1001 11001 +0,56 II
0111 00 0011 10011 +0,19 II
1000 00 0011 01101 -0,19 III
1001 01 1001 00111 -0,56 III
1010 10 1101 00011 -0,81 III
1011 11 1111 00001 -0,94 III
1100 11 1111 00001 -0,94 IV
1101 ю 1101 00011 -0,81 IV
1110 01 1001 00111 -0,56 IV
1111 00 0011 01101 -0,19 IV
б)
Рис. 4.1276. Таблица двоичных кодов для синтезатора сигнала синусоидальной
формы
момент времени соответствует определенной фазе синусоидального сигнала
между 0 и 360°. Коэффициент управления частотой К представляет собой чис-
ло, определяющее минимальный шаг фазового угла, которое добавляется к со-
держимому накапливающего сумматора с каждым тактовым импульсом (каж-
дые 1/fon секунды). Периодически сумматор переполняется, это происходит
между 359° и 0. Частота, с которой происходит переполнение сумматора, рав-
на частоте выходного сигнала fBux. Если п—число разрядов сумматора, то
'вых = к fon/2" • (W)
Поскольку К может быть только целым числом, то шаг перестройки час-
тоты представляет собой приращение частоты, равное fOn/2n. Следовательно,
при 20-разрядном сумматоре и fon= 1,048 МГц ступень дискретности fBux рав-
на 1 Гц.
Преобразователь фазы в амплитуду представляет собой в основном по-
стоянное запоминающее устройство (ПЗУ), в котором хранится информация о
значениях амплитуды сигнала нужной формы. Последовательность выбора ад-
реса ПЗУ с помощью М-разрядного кода эквивалентно делению круговой фа-
зы от 0 до 360° на 2м частей (фазовых углов). Какие именно выбираются уг-
лы для хранения в ПЗУ, не имеет значения, они лишь должны быть равно-
мерно разнесены между собой. Но если форма сигнала симметрична относи-
тельно оси 180°... 0, а также оси 90... 270° (рис. 4.127в), то для получения
всех значений выходного сигнала в диапазоне от 0 до 360° можно с помощью
некоторой дополнительной логики использовать ПЗУ с информацией об амп-
литудах сигнала, соответствующих лишь фазам в пределах от 0 до 90°. Такая
симметрия уменьшает объем необходимой памяти ПЗУ в 4 раза.
В такой схеме квадрант сигнала определяется логическими сигналами на
выходе двух старших разрядов фазового накопителя, а оставшиеся разряды
определяют адрес ПЗУ для фазовых углов от 0 до 90° (рис. 4.127в). Заме-
тим, что адресный код ПЗУ инвертируется разрядом В, когда сигнал находит-
ся во II и IV квадрантах, а выходной код ПЗУ преобразуется в код с допол-
нением до 2 с помощью разряда А, когда сигнал находится в III и IV квад-
рантах. Чтобы получить знаковый разряд для ЦАП, инвертируется сигнал А.
256
Инвертер Устройство дополнения
адресного кода q _ gg° Пзу кода до 2
Рис. 4.127в. Упрощенная схема синтезатора для синусоидального сигнала. В'
нем используется свойство симметрии формы сигнала для того, чтобы хранив
лись значения сигнала только для его фаз в пределах от 0 до 90°. Выходной
сигнал синтезатора формируется с помощью ЦАП и фильтра (не показанных
на рисунке)
В практическом примере такого синтезатора используется тактовая часто-
та 1,048 МГц и 20-раз|рядный накапливающий сумматор (рис. 4.128). Следо-
вательно, разрешающая способность по частоте выходного сигнала равна 1 Гц,
а максимально возможная частота 1,048Х106/4 или 262 кГц. В этом устрой-
стве используются элементы ТТЛ, хотя и элементы ДТЛ, и КМОП могли бы
также хорошо в нем работать. Накапливающий сумматор состоит из пяти 4-
разрядных сумматоров SN7483 и десяти сдвоенных D-триггеров SN7474. Блок
ПЗУ AMI S8771 представляет собой постоянное запоминающее устройство с
синусно-косинусной таблицей обращений; по коммерческим соображениям впол-
не доступное устройство. Однако данное ПЗУ содержит информацию о делении
квадранта 0... 90° на 27—1 сегментов, вместо 27 сегментов (что предпочти-
тельнее), но эта погрешность в общем незначительная.
Цифроаналоговый преобразователь представляет собой 10-разрядный ЦАП
DAC-I-10 В, время установления которого 160 нс. Выходной сигнал ПЗУ в ви-
де кода с дополнением до 1 непосредственно используется для преобразования
в аналоговый сигнал вместо кода с дополнением до 2, как на рис. 4 127, по-
скольку это значительно упрощает схему, а погрешность вносит очень незна-
чительную. Пять сдвоенных D-триггеров, стоящих перед ЦАП, осуществляют
хранение входного кода ЦАП в течение переходов в сумматоре для уменьше-
ния выбросов напряжения на выходе ЦАП. При применении ЦАП с внутрен-
ней памятью эти триггеры можно исключить.
Даже если синтезатор может генерировать сигналы с частотами до 262 кГц,
фильтр обеспечивает, чтобы уровень этих генерируемых сигналов был по край-
ней мере на 70 дБ ниже уровня сигнала основной частоты. Шум на выходе
синтезатора в таком случае определяется главным образом шумом квантова-
ния, а не частотными искажениями.
Основное преимущество цифровых синтезаторов перед большинством анало-
говых — точное управление выходным сигналом. Нет сомнения в том, что час-
тота выходного сигнала полностью определяется значением коэффициента уп-
равления частотой К и тактовой частотой fon. Линейную частотную модуляцию
сигнала можно легко реализовать, используя двоичный счетчик в качестве ис-
точника, задающего коэффициент управления частотой. Начало и конец счета,,
а также частота, с которой счетчик тактируется, будут определять характе-
ристики частотной модуляции.
Для организации случайной последовательности в качестве коэффициента
управления частотой можно использовать выходной код специально запрограм-
9—61 257
мированного ПЗУ, адрес которого выбирается с ПОМОЩЬЮ счетчика. Генератор
с высоколинейной модуляцией напряжения можно сделать, если использовать
в качестве источника, задающего коэффициенты управления частотой, аналого-
цифровой преобразователь.
плп Низкочастотный
Фазовый накопитель Преобразователь фазы в амплитуду ЦАП фильтр
(SN 7474)
Но независимо от того, какой используется источник программы измене-
ния частоты, в прямом цифровом синтезаторе фазовых скачков не происходит.
Также возможна очень точная фазовая модуляция. В любой момент вре-
мени фазе можно придать любое нужное значение. Для этого на входы уста-
новки в нуль и в единицу триггеров фазового накопителя заводится соответ-
ствующее двоичное число. Фазовый же сдвиг можно получить введением до-
полнительного сумматора между выходом фазового накопителя и преобразова-
телем фазы в амплитуду. Значение фазового сдвига будет зависеть от числа,
добавленного к выходному сигналу фазового накопителя.
Амплитуда выходного сигнала может управляться с помощью умножаю-
щего ЦАП или аттенюатора на выходе синтезатора.
Прямой цифровой синтезатор может также служить для синтеза сигналов
не только синусоидальной, но и любой другой формы. Если выходной сигнал
накопителя непосредственно подавать на вход ЦАП, то в результате получим
пилообразное напряжение. Если старшим разрядом накопителя затем допол-
258
нять последующие коды на выходе накопителя, то в результате, подавая эти
коды на вход ЦАП, можно получить сигнал треугольной формы.
Сигнал прямоугольной формы получается, если в качестве выходного сиг-
нала фазового накопителя использовать только его старший разряд. Форма
сигнала может быть произвольной, если преобразователь фазы в амплитуду
заменить на соответственно запрограммированное ПЗУ, в котором хранится ин-
формация об амплитудных значениях сигнала, соответствующих фазовым от-
счетам сигнала при равномерном делении фазы от 0 до 360°.
ГЕНЕРАТОР СИГНАЛОВ
На рис. 4.129 показана схема генератора сигналов, в котором использует-
ся ПЗУ на МОП-структурах и ЦАП. Восьмиразрядный счетчик, приводимый в
действие генератором тактовых импульсов, управляет ПЗУ емкостью 2048 бит
Рис. 4.129. Генератор сигналов, управляемый цифровым способом
(256 8-разрядных слов). Выходные коды ПЗУ с помощью ЦАП преобразуются
в аналоговое напряжение. Кодируя должным образом ПЗУ, можно получать
сигналы разнообразной формы. В системе, показанной, на рис. 4.129, каждый
шаг 8-разрядного счетчика соответствует фазовому углу 360/256 градусов.
Число, записанное по каждому адресу ПЗУ, является кодом, отображаю-
щим значение амплитуды выходного сигнала для данного фазового угла. Ком-
бинация нескольких ПЗУ и ЦАП может быть использована для получения од-
новременно нескольких сигналов разной формы или, например, одного сигнала
Входной
цифровой
сигнал
Рис. 4.130. Генератор нелинейной функции
9*
253
с разными фазами. Выходные сигналы ЦАП будут меняться малыми дискрет-
ными шагами, каждый из которых меньше 1% от полной шкалы. Если они
.создают неудобства, то можно использовать фильтрацию. Несмотря на это
высшие гармоники будут определять нежелательные составляющие выходного
сигнала.
ФОРМИРОВАНИЕ СТЕПЕННЫХ РЯДОВ
На рис. 4.130 иллюстрируется метод формирования квадратных, кубиче-
ских и других функций путем управления ЦАП по всем цифровым входам от
общей входной шины и питания каждого ЦАП по входу опорного напряжения
Рис. 4.131. Генератор степенных рядов
260
выходным напряжением предыдущего ЦАП. На рис. 4.131 показано развитие
данного метода, когда формируются передаточные функции вплоть до функций
пятой степени. В каждом из этих примеров используется ЦАП типа AD7520
фцрмы Analog Devices.
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ ПИЛООБРАЗНОЙ ФОРМЫ 22
Для формирования сигналов пилообразной формы и управления их харак-
теристиками можно использовать ЦАП, .работающий по входу от счетчика, как
показано на |рис. 4Л32.
Правильность пилообразной формы ограничивается разрешающей способ-
ностью и временем (установления ЦАП. В схеме на рис. 4.132 для управления
8-разрядным ЦАП используются две микросхемы типа 74191, которые образу-
ют реверсивный счетчик с коэффициентом пересчета 256. Для тактирования
счетчика используется генератор тактовых импульсов типа 555, работающий в
режиме свободных колебаний. Два компаратора (сдвоенная схема типа LM319)
управляют триггером типа 7474, определяющим режим работы счетчика. Эти
компараторы обеспечивают аналоговое управление минимальным и максималь,
ным значениями выходного напряжения треугольной формы.
В рабочем режиме устройства, после обнуления счетчика и триггера, счет-
чик начинает считать в прямом направлении до тех пор, пока не достигнет
максимальной границы. В этом случае триггер меняет свое состояние и перево-
дит счетчик в режим обратного счета. Далее счетчик считает в обратном на-
правлении, пока не достигнет минимальной границы, когда триггер обнулится
и весь процесс начнется сначала.
Если напряжение треугольной формы меняется в пределах заданных зна-
чений, то для управления реверсивным счетчиком можно использовать другой
метод. Можно цифровым способом дешифрировать выходной сигнал счетчика,
соответствующий каждому граничному значению (рис. 4.133). Этот способ по-
зволяет исключить аналоговые компараторы и получить сигнал треугольной
формы с любой амплитудой, изменяя схему дешифратора.
Если нужен сигнал треугольной формы с разными временами линейного
нарастания и спада, то триггер, управляющий реверсивным счетчиком, можно
также использовать и для управления тактовой частотой (рис. 4.134). В одном
из таких распространенных методов используются логически управляемые
р—п—р-транзисторы, которые выбирают те или иные времязадающие резисто-
ры в тактовом генераторе типа 555. Для расчета необходимой тактовой час-
тоты можно воспользоваться следующим выражением:
___________________________Nmax Nmjn_______________________
такт время прямого или обратного хода пилообразного напряжения ’
где Атах и Amin — максимальное и минимальное число отсчетов, соответствую-
щих границам изменения пилообразного сигнала. Например, если требуемое
время прямого хода пилы 0,1 с, а сигнал при этом должен меняться от 0,39
до 7,995 В, то тактовая частота при этом будет
, 205 — 10
•такт— Qi = 1,95 кГц.
В этом примере 205 — максимальное число отсчетов, соответствующее напря-
жению 7,995 В (7,995/0,039); а 10 — минимальное число отсчетов (10X1 МР).
УСТРОЙСТВО ВРЕМЕННОЙ ЗАДЕРЖКИ
С ЦИФРОВЫМ УПРАВЛЕНИЕМ
На рис. 4.135 показан метод организации временной задержки с исполь-
зованием ЦАП типа AD7520 в качестве управляющего элемента. Значение то-
ка, которым питается активный интегратор, определяется входным кодом ЦАП.
Когда на вход запуска времязадающего устройства 555 подается низкий уро-
22 Use Digital Counting Logic to Generate Waveforms, M S. McNatt, Elect-
ronic Design 2, January 18, 1974.
261
262
5В О*
2
4
8
ALL
6
1 мк
270
А2
555
Г енератор
3
Разрешение Загрузка
прямее1 ета -
Счет
v АЗ
1 74191
>Входы
J Перенос
14
9
10
15
4
0,01
мк
5В 2
D
А1
Q
5
Сигнал
запуска
О-
Триггер
3
7474
Q> 6
Счет
Установка
в нуль
7408
-J-LM319
1 к \
_____12J
Мт 6
D
С
В
А
Перенос—
1 Счет Выход
1Разр. D
1 прям, счета
\СчетА4 с
1 I 74191В
4 [Входы д
] JЗагрузка
IEi
IU1
6.
2_
3.
СР
Выбор ПШ
Вход опорного
напряжения
Выход внутр, исгочн
опорн. напряжения
Регулировка ПШ
Цифровая
земля
"8"МР Установка нуля
Аналоговый выход
Аналоговая земля
18
20
22
24
Мах
15В
Юк
100 Q5B
ЦАП Zeltex 2D430
или эквивалентный
&
э22_
31
?32~
_33~
-15В
1 к
9
4,7 к
у<А5а
4,7 к
^LM31° 10
Рис. 4.132. Для формирования напряжения треугольной формы используется генератор пилообразного напряжения, кото-
рый обеспечивает положительный и отрицательный наклоны выходного сигнала. Для этого необходимо всего лишь' 8-раз-
рядный ЦАП и несколько логических устройств 1
Рис. 4.133. Дешифратор, с помощью которого можно управлять начальными
и конечными точками изменения пилообразного напряжения
Рис. 4.134. Для переключения
времязадающих резисторов в
тактовом генераторе можно
использовать два р—и—р-
транэистора, которые управ-
ляются триггером. Подключе-
ние различных резисторов в
свою очередь меняет тактовую
частоту и тем самым время
прямого и обратного хода пи-
лообразного напряжения
5В о
2N5139
устройства появляется высокий уровень сигна-
вень сигнала, на выходе этого
ла, который будет держаться до тех пор, пока выходное напряжение интег-
п 2
ритора не достигнет уровня—U
О
пит; в этот момент на выходе времязадающе-
гб устройства появляется опять низкий уровень сигнала.
СИСТЕМА КОНТРОЛЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ЗУ
На рис. 4Д36 изображена система для измерений временных соотношений
высокочастотных сигналов при контроле полупроводниковых ЗУ. С помощью
сложной высокопроизводительной ЭВМ тестовой последовательности в совокуп-
ности с формирователем точных синхросигналов организуют с точностью вре-
менного расположения фронтов относительно друг друга в пределах 1 нс вы-
сокочастотные сигналы тестовой последовательности, которые могут быть по-
даны в контролируемое устройство. Чтобы проверить функциональную работо-
263
+15В
Длительность задержки,
определяемая входным кодом
Рис. 4.135. Устройство временной задержки с цифровым управлением
способность контролируемого устройства, значение его выходного сигнала мож-
но сравнить с ожидаемыми значениями этого сигнала с помощью стробирова-
ния быстродействующего компаратора через точные и калиброванные задан-
ным образом интервалы времени. Если отказ не обнаружен, то контролируе-
мое устройство будет полностью проверено и годно для использования; если
же обнаружен отказ, то система прекращает дальнейшую проверку и показы-
вает местонахождение отказа или просто неисправный узел, затем устанав-
ливается в исходное состояние и продолжает проверку следующего устройст-
ва. Если в системе заложена возможность программировать точный сдвиг мо-
мента стробирования компаратора небольшими шагами, то можно записать та-
кие тестовые программы, по которым строб-сигнал будет сдвигаться до тех
пор, пока не проявится сбой контролируемого устройства. Как только проявит-
ся сбой, измеренное время можно считать действительным временем выборки
из ЗУ, временем подготовки к работе, временем нахождения в установившем-
ся состоянии и т. д. С использованием этого метода были проведены измере-
ния на серийном испытательном оборудовании, показавшие, что временные со-
отношения между синхросигналами можно реализовать с точностью до ±1 нс.
Чтобы время измерялось с такой точностью, система формирования син-
хросигналов должна характеризоваться очень высокими точностью и стабиль-
ностью. К тому же линии связи с контролируемым устройством должны обес-
печивать одновременное поступление испытательных сигналов на это устройст-
во и одинаковые характеристики фронтов и спадов этих сигналов с минималь-
ными выбросами во всем заданном диапазоне изменений.
При одном из методов получения точной синхронизации используются гене-
раторы пилообразного напряжения с устройством автоматической программи-
руемой калибровки, управляемым ЭВМ. Этот метод обеспечивает очень высо-
кую точность и разрешающую способность по времени вплоть до наносекУнд-
ного диапазона, зависящую от точности системы калибровки. Как показано на
рис. 4.137, для установки уровней напряжения срабатывания компараторов, оп-
ределяющих моменты включения и выключения триггера, служат два програм-
мируемых ЦАП. Точность и стабильность начала и конца выходного импульса
264
Соединительное
устройство
Контролируемое
устройство
Выходной сигнал
контролируемого
устройства
Выходные
импульсы
Строб-импульсы ППП ПППППППП
для компаратора
' * " . • г— *
Рис. 4.136. Система контроля полупроводниковых ЗУ
265
Опорный уровень X,
определяющий
конец импульса
Пилообразное напряжение
Выходной сигнал
компаратора X
задержки
Выходной сигнал
компаратора Y
Длительность
импульса
Сигнал на выходе дифференцирующей
цепочки (начало импульса)
Высокий ________________К_________________к
уровень (1)
Сигнал на выходе дифференцирующей
цепочки (конец импульса)
Низкий | |
уровень(0)
Выходной сигнал триггера
Импульсе программируемыми
временными характеристиками
Рис. 4.137. Программируемый аналоговый синхронизатор
триггера зависят от линейности пилообразного напряжения на входе компара-
торов, задаиной точности и стабильности ЦАП, смещения нуля и точностных
характеристик компараторов во времени и температурном диапазоне. ЭВМ в
данном случае управляет установкой верхней и нижней границ срабатывания
компаратрра, определяющих начало и конец выходного импульса так, чтобы
можно было задавать точные временные соотношения между началом и кон-
цом выходного импульса в пределах каждого калиброванного диапазона. По-
266
скольку точность формирования фронтов и спадов синхроимпульсов зависит
от продолжительности работы устройства и температуры, то процесс форми-
рования этих импульсов требует регулярной перекалиб|ровки, что ведет к по-
вышенным эксплуатационным расходам и большему времени простоя.
ЦАП С ИСТОЧНИКАМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА 23
ЦАП с источниками постоянного тока может удовлетворять широкому диа-
пазону требований. В качестве входного цифрового сигнала для работы ЦАП
может использоваться практически любой тип кода. Прецизионная цепочка ре-
зисторов в этом случае не нужна.
Выходы всех источников тока в этом ЦАП объединены в общую шину и
работают на нагрузку с постоянным сопротивлением. Каждый источник содер-
жит элементы индивидуальной подстройки, которые позволяют формировать
постоянный ток, соответствующий по величине весу управляющего им разря-
да. Например, в преобразователе, приведенном на рис. 4.138, используется ве-
Входной код
।---------Единицы । ।-------Десятые доли------1
8 4 2 1 8 4 2 1
Рис. 4.138. ЦАП с двумя десятичными разрядами, которые представляются
двоично-кодированным десятичным кодом. Аналоговое выходное напряжение
может меняться от нуля при входном коде (0000—0000) до 9,9 В при коде
на входе (1001—*10011)
совой коэффициент, каждая целая единица которого соответствует 1 мА, а вы-
ходное напряжение образуется на выходном резисторе сопротивлением
1000 Ом. Однако весовой коэффициент и сопротивление нагрузки можно выби-
рать любые. Если использовать дополнительные источники тока, то в преоб-
разователе такого типа число разрядов можно увеличить. Но, конечно, нет
смысла делать преобразователь с пятью десятичными разрядами, если необхо-
дима разрешающая способность лишь 2 десятичных разряда.
23 Design Versatile D/А Converter by Using Constant Current Source, by
J. L. Turino, Electronic Design 2, January 18, 1973.
267
Основным узлом преобразователя является источник тока на полевом
транзисторе, показанный на рис. 4.139. Характеристики полевого транзистора и
сопротивление резистора в источнике тока определяют уровень тока стока
Рис. 4.139. Основным узлом
ЦАП является источник тока
(а). Переменный резистор вы*
бирается так, чтобы выстав*
лять требуемые точные значе-
ния токов в каждом источни-
ке тока (б)
1с, протекающего через транзистор. Напряжение изи, необходимое для полу-
чения заданного значения 1с, можно найти, воспользовавшись выражением
изи = иЗИ ото 0 - VJc/JchJ , <4-68)
где U3H — требуемое напряжение затвор — исток полевого транзистора,
U ЗИотС — напряжение отсечки полевого транзистора, 1с — требуемый ток сто-
ка в полевом транзисторе, 1с нач — начальный ток стока (при нулевом напря-
жении смещения на затворе).
Тогда сопротивление резистора в источнике тока Ии будет
Ки = изи/1С. - (4.69)
Поскольку параметры транзистора могут значительно отличаться от парамет-
ров, приведенных на него в перечне типовых характеристик, то имеет смысл
воспользоваться потенциометром с полным сопротивлением, в 2 раза большим,
чем расчетное значение постоянного сопротивления RH. Это позволит обеспе-
чить требуемое значение 1с и точную регулировку, необходимую для правиль-
ной калибровки источника тока.
• Для правильной работы преобразователя очень важным является выбор
напряжения питания Unm источника тока. Оно должно быть довольно боль-
шим, чтобы даже при входных и выходных напряжениях, приближающихся к
значению, соответствующему полной шкале, обеспечить достаточное напряже-
ние на транзисторе источника тока в младшем разряде, при котором он сохра-
нял бы работоспособность в режиме постоянного тока. Для правильного выбо-
ра значения напряжения питания к напряжению, соответствующему полной
шкале, которое может быть на выходе источника тока, необходимо прибавить
наибольшее значение напряжения U3H> требуемое в любом источнике тока, и
увеличить эту сумму для запаса еще примерно на 25 % •
Такой метод выбора иПИт будет гарантировать одинаковое напряжение
U зи для каждого полевого транзистора. Положим, например, что в схеме, изо-
браженной на рис. 4.138, с напряжением, соответствующим полной шкале 9,9 В
при максимальном сопротивлении RH и выходном токе 0,1 мА требуется на-
пряжение 1ЛЗИ =5 В. В этом случае напряжение питания иПит должно бьцъ
(9,9 В+5 В)+ (0,25) (9,9 В+5 В) = 18,6 В.
На практике плавно регулируемое напряжение 18... 20 В постоянного то-
ка будет обеспечивать вполне удовлетворительную работу преобразователя.
Наряду с выбором величин тока источников тока и их элементов необхо-
димо выбрать остальные узлы преобразователя, представляющие собой вход-
ные ключевые узлы сопряжения. Эти узлы должны принимать цифровые вход-
ные сигналы и полностью включать или выключать отдельные источники тока.
Поскольку требования к узлам сопряжения зависят от конкретных цифровых
устройств, включенных на входе преобразователя, то нельзя рекомендовать ка-
268
кие-либо определенные простые правила для выбора этих узлов. Однако, что-
бы дать общее представление о том, как рассчитывать эти узлы, можно вос-
пользоваться каким-нибудь примером.
Предположим, что максимальный уровень цифрового сигнала, соответствую-
щий логическому «О», равен 0,5 В (напряжение коллектор — эмиттер транзис-
тора в режиме насыщения), а минимальный уровень, соответствующий логиче-
ской «1», равен 4 В (между источником напряжения +5 В и выходом логи-
ческого элемента включен резистор). Схема, способная при этих условиях уп-
равлять включением и выключением источников тока, изображена на рис. 4.140.
Процедура проектирования этой схемы начинается с выбора коллекторного
R4
5 к
?и
= 20В
2N2894
Параметры:
икэи.= -’Лв
1КБ0= 0,05 мА (макс)
3 = 50 (мин)
Входной логический
сигнал
R3
5к
Виртуальная ~
земля
Рис. 4.140. Схема ключа, в котором используются транзисторы разной прово-
димости VT1 и VT2, работает в режиме насыщения и обеспечивает сдвиг уров-
ня сигнала управления
тока транзистора VT2 и затем ведется от выхода ко входу с использованием!
некоторых практических правил.
Во-первых, выберем ток коллектора 1к транзистора VT2 равным 16 мАг
т. е. в два раза больше выходного тока источника тока. (Хотя в цепи на са-
мом деле будет протекать ток не более 8 мА, при таком подходе обеспечива-
ется базовый ток, достаточный для того, чтобы транзистор VT2 уверенно вво-
дился в режим насыщения.)
Затем, задаваясь минимальным значением 0, находим ток базы 1Б тран-
зистора VT2. Предположим, что в данном случае минимальное значение 0 = 50,
тогда 1б = 0,32 мА. Выберем сопротивление резистора R4 таким, чтобы паде-
ние напряжения на нем от обратного тока коллектора 1^БО транзистора VT1
было меньше половины напряжения иБЭ нас транзистора VT2. Тогда, если
^БЭнас VT2 = 0»5В, а ^КБО VT1 = 0’05 МА’
то сопротивление резистора R4 должно быть равно 0,25 В/0,05 мА=5000 Ом.
Далее можно выбрать сопротивление резистора R3. Падение напряжения
на нем должно быть
ипит—иБЭнас уТ2 — икЭнас VT2 == 18’5В
269
при токе 0,42 мА, который складывается из тока базы транзистора VT2 и
тока через резистор R4. Тогда сопротивление резистора R3 будет равно
18,5 В/0,42 мА=44 кОм. Допуская, что Р транзистора VT1 тоже ра^ен 50, а
коллекторный ток 0,84 мА (также выбираем удвоенное значение требуемого
коллекторного тока), мы видим, что ток базы транзистора VT1 должен быть
•равен приблизительно 0,017 мА. Сопротивление резистора R2 нужно выбирать
таким, чтобы падение напряжения на нем от базового тока транзистора VT1
было в 5 раз меньше напряжения иБЭ нас VTb Отсюда его величина будет
R2=0,5 В/0,085 мА= 5900 0м. Резистор стандартного ряда сопротивлением
6,8 кОм вполне для этого подходит. Теперь подсчитаем сопротивление резисто-
ра R1. При токе 0,09 мА через резистор RI падение напряжения на нем бу-
дет 4 В — 0,5В=3,5В. Следовательно, сопротивление резистора R1 равно
39 кОм.
На рис. 4Л4Д представлена полная схема ЦАП с двумя десятичными раз-
рядами, которые представляются двоично-кодированным десятичным кодом. Хо-
тя управляющие узлы сопряжения для каждого отдельного случая можно рас-
считать и точно, тем не менее применение простых практических правил, ис-
20В пост, тока
VT24
р—п—р-транзистор: 2N2894
п—р—n-транзистор: 2N2369
^Полевой транзистор: 2N5458
Сигнал
управления
«полярностью
ЮОк
VT25
Юк
R7
500
R11
500
Реле с
ртутным
контактом
СР Clare
HG SM-5357
Выходной
—о сигнал
6В пост.тока
Рис. 4.141. Полная схема ЦАП с двумя десятичными разрядами, представ-
ленными двоично-кодированным десятичным кодом
270
У1
741
-15В
1 к 0,1%
пользованных в предыдущем расчете, обеспечивает уверенное выключение тран-
зисторов\при низком и включение их при высоком уровне на входе.
Этотупреобразователь по выходу может управлять разнообразными ана-
логовыми 'устройствами непосредственно. Если же для управления требуется
большая мощность, то это реализуется обычными способами (таким, например*
как использование повторителя на комплементарной паре транзисторов).
Выбор Полупроводниковых устройств не является критичным. Переклю-
чающая часть преобразователя рассчитывается на наихудший режим работы.
Глубокая отрицательная обратная связь позволяет стабилизировать источники
тока. В качестве элементов источника тока используются полевые транзисторы,
что упрощает схему преобразователя и сводит к минимуму количество входя-
щих в него элементов.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ КОД — УГОЛ (ПОТЕНЦИОМЕТР) 24
На рис. 4.142 изображена типичная система цифроаналогового преобразо-
вания, где конечная форма представления аналоговой величины имеет вид уг-
лового положения вала. Входной код может формироваться с помощью циф-
из устройства,
формирующего
коды углового
положения
Рис. 4.142. Система цифроаналогового преобразования (код — угловое поло-
жение вала)
ровой ЭВМ, расположенной вблизи системы преобразования или удаленной от
нее. Входной код, записанный в триггерный регистр, содержит информацию о
требуемом угловом положении вала двигателя М. Цифроаналоговый преобра-
зователь в этом случае преобразует этот код в аналоговое напряжение на сво-
их выходных зажимах. На суммирующем устройстве это аналоговое напряже-
ние складывается с выходным напряжением потенциометра (с противополож-
ным знаком), угловое положение которого зависит от угла поворота вала дви-
гателя. Напряжение на выходе аналогового суммирующего устройства в этом
случае представляет собой сигнал рассогласования, который после усиления
усилителем У поступает на двигатель и управляет им, уменьшая напряжение
рассогласования. Когда вал находится в правильном положении, выходное на-
пряжение потенциометра равно выходному напряжению ЦАП, в результате
чего напряжение рассогласования будет равно нулю, т. е. на двигателе не бу-
дет управляющего напряжения; следовательно, двигатель не будет далее вра-
щать вал и положение вала будет соответствовать входному коду.
24 См. примечание 5.
271
ЦИФРОАНАЛОГОВОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
С РАЗДЕЛЕНИЕМ ВО ВРЕМЕНИ 25
На рис. 4.143 показана одна из систем цифроаналогового преобразования
£ разделением во времени, в которой выходная аналоговая величина пред-
оставлена в виде уровней напряжения и углового положения вала/ И в этом
Рис. 4.143. Система цифроаналогового преобразования с разделением во вре-
мени (аналоговая величина представляется в виде углового положения вала
я в виде постоянного напряжения)
случае входной код записывается в триггерный регистр, соединенный с ЦАП.
Но в этой системе эквивалентное аналоговое напряжение с выхода ЦАП по-
ступает в один из выходных каналов, который выбирается по сигналу выбора
канала, поступающего из цифровой ЭВМ. В показанной схеме выбирается 1-й,
в то время как во всех остальных каналах ключи .разомкнуты, и, таким об-
разом, определенный аналоговый сигнал с выхода ЦАП поступает только в 1-й
канал. Конденсатор С1 заряжается до тех пор, пока напряжение на нем не
становится равным выходному напряжению ЦАП. Через некоторое время, до-
статочное для того, чтобы конденсатор полностью зарядился, сигнал выбора
канала снимается, и ключ размыкается. Напряжение на конденсаторе G1 скла-
дывается в суммирующем устройстве с выходным напряжением потенциометра
(с противоположным знаком). Далее справедливы рассуждения о том, как по-
.лучается необходимое положение вала на выходе двигателя, приведенные в
предыдущем разделе для рис. 4.142.
В этой системе имеется и каналов и цифровая ЭВМ, которая формирует
входные коды для каждого канала с частотой, необходимой для соответствую-
щего функционирования системы. Аналоговая величина на выходе канала и,
Жак показано на рисунке, представляется в виде уровня постоянного напряже-
ния. Это постоянное напряжение может быть использовано для управления
устройствами горизонтальной или вертикальной развертки в осциллогра-
фе, для установления определенной скорости вращения вала двигателя в сис-
темах стабилизации, а также для дистанционного управления такой же следя-
щей системой, как в 1-м канале и т. д. Использование усилителя У в системе
25 См. примечание 5.
272
не всегда обязательно, это зависит от сопротивления управляемой нагрузки,
емкости конденсатора и длительности заряда, т. е. времени между моментами
выборки длк каждого отдельного канала.
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ КОДА В УГЛОВОЕ ПОЛОЖЕНИЕ ВАЛА
(С КОДОВЫМ ДИСКОМ В ЦЕПИ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ) 26
На рис. 4.144 изображена система преобразования, в которой конечная ана-
логовая форма сигнала .представляется в виде углового положения вала. Эта
система отличается от системы, изображенной на рис. 4.142, тем, что обратная
Рис. 4.144. Система цифроаналогового преобразования (код — угловое поло-
жение вала) _ .....
связь в ней обеспечивается с помощью кодового диска, управляемого двигате-
лем. Кодовый диск формирует код, который является функцией углового по-
ложения вала диска, а следовательно и вала двигателя, поскольку они меха-
нически связаны. Выходной код кодового диска можно сравнить цифровым
способом с заданным с помощью цифровой ЭВМ. кодом, соответствующим по-
ложению вала. Результат этого сравнения (фактически разность) будет пред-
ставлять собой сигнал рассогласования в цифровом виде, значение которого
будет прямо пропорционально погрешности углового положения вала двигате-
ля. Этот сигнал рассогласования затем записывается в триггерный регистр,
управляющий цифроаналоговым преобразователем. Преобразованный в анало-
говый вид сигнал рассогласования с выхода ЦАП используется в качестве
входного сигнала усилителя, который, в. свою очередь, управляет двигателем,
уменьшая это рассогласование. При этом скорость вращения двигателя будет
прямо пропорциональна величине рассогласования.
В системах обработки информации с разделением во времени выходной
код с кодового диска будет выбираться каждые х миллисекунд, как это обус-
ловлено программой ЭВМ. Необходимо проводить анализ устойчивости таких
систем и проектировать их так, чтобы их переходная характеристика не име-
ла больших выбросов, которые могли бы вызывать нежелательные колебания
или генерацию в системе.
УПРАВЛЕНИЕ ПОТОКОМ ЖИДКОСТИ
Рассмотрим задачу управления потоком жидкости в трубе. Это важно
в процессах, связанных с перемешиванием жидкости, когда жидкость А
(рис. 4.145) необходимо подавать так, чтобы скорость ее течения была постоян-
ной. Жидкость, протекая по трубе, заставляет турбинный измеритель скорости
потока формировать последовательность импульсов с частотой, зависящей от
скорости потока. Каждый импульс, поступая на вход (рис. 4.145) обратного
счета счетчика, приводит к уменьшению содержимого счетчика на один счетный
импульс. Это вызывает увеличение разности фаз двух счетчиков, и коэффици-
ент заполнения импульсного сигнала на выходе триггера увеличивается. Этот
коэффициент заполнения определяет степень открывания вентиля в магистра-
ли. Насколько коэффициент заполнения импульсного сигнала на выходе Q
триггера увеличивается, на столько же он уменьшается на ёго инверсном вы-
ходе Q. Выход Q триггера соединен с электромагнитным вентилем, и уменыпе-
26 См. примечание 5.
273
ние коэффициента заполнения импульсного сигнала на выходе Q вызывает не-
большое изменение состояния вентиля в сторону закрывания.
Если бы система работала только от импульсов измерителя скорости по-
тока, то разность фаз между счетчиками продолжала бы увеличиваться все
больше и больше. Но этот рост компенсируется с помощью управляющей по-
Линейный
Регулировочный
вентиль
Сигнал по суммирующему входу
вызывает открывание вентиля
Рис. 4.145. Система управления потоком, в которой используется турбинный
измеритель скорости потока и реверсивный счетчик, выходной сигнал которого
подается на линейный регулировочный вентиль
следовательности импульсов, которую подают на вход счетчика Б. Частота
управляющих импульсов устанавливает скорость потока жидкости. Следует
отметить, что, хотя интегратор на операционном усилителе и может демоду-
лировать аналоговую информацию, закодированную в виде коэффициента за-
полнения импульсного сигнала на выходе триггера, идеальным устройством для
такого использования является нагрузка, которая сама по себе может обеспе-
чить интегрирование. Например, индуктивная катушка и нагревательный эле-
мент действуют как интеграторы. Единственное, что нужно в этом случае,—
это буферный мощный усилитель на выходе триггера, который способен уп-
равлять нагрузкой.
Практическая реализация такого принципа показана на рис. 4.146. Незна-
чительно усложнив входную цепь управления, счетчик можно сделать либо
пропускающим один счетный импульс, либо перескакивающим через один от-
счет. Это означает, что от счетчика А больше не требуется способности про-
пускать счетные импульсы, поскольку продвижение счетчика Б на один отсчет
дает такой же эффект, как и пропуск счетчиком А одного отсчета. Так как
счетчик А больше не пропускает счетные импульсы, то в этом устройстве ис-
пользуется несколько других видоизмененных счетчиков. На рис. 4.146 счетчик
А выступает в качестве ведущего для счетчиков Б и В.
В таком устройстве потребуются парафазные тактовые импульсы. Схема, с
помощью которой счетчик может пропускать импульсы счета, остается такой
же. Однако к ней добавляется аналогичная схема, обеспечивающая счет вто-
рого счетного импульса, приходящего в противофазе с тактовыми импульсами
всякий раз, когда сигнальный импульс поступает на суммирующий вход счет-
чика. Таким образом, каждый из этих модернизированных счетчиков может
увеличивать или уменьшать разность фаз относительно фазы ведущего счетчика.
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ С ПРОГРАММНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ
Под способностью источника питания работать по заданной программе по-
нимается его способность менять значение выходного напряжения в зависимо-
сти от сигнала дистанционного управления. Для простоты и наглядности пред-
положим, что внутренний источник опорного напряжения на стабилитроне за-
меняется внешним источником питания с регулируемым напряжением. В более
274
Рис. 4.146. Вариант реализации входной схемы, в которой используется вс*
новной счетчик А и несколько вторичных счетчиков
общем случае работа по заданной программе основана на изменении сопро-
тивления внешнего резистора, поскольку определенный масштабный коэффи-
циент устанавливает связь между значениями сопротивления и выходного на-
пряжения. Чтобы обеспечивалось управление выходным напряжением источника
цифровым способом, требуется использование ЦАП. Устройство в действи-
тельности становится источником питания, когда на выходе ЦАП включен мощ-
ный каскад. Задание программы в цифровом виде дает возможность управ-
лять аналоговыми системами с помощью ЭВМ. На этом основаны системы
с автоматическим самоконтролем.
Прецизионность и скорость переключения являются основными параметра-
ми при дистанционном программном управлении источниками питания. Первый
параметр ограничивается точностью и разрешающей способностью ЦАП, а так-
же характеристиками собственно источника питания; второй параметр зависит
от типа источника питания и может меняться от сотен вольт за секунду в низ-
кочастотных стабилизаторах с шунтирующим .конденсатором большой емкости
на выходе до сотен вольт за микросекунду в быстродействующих стабилиза-
торах. Скорость переключения — максимальная скорость изменения выходного
напряжения источника питания при поступлении команды на его вход —
275
должна быть согласована с временными параметрами команд, поступающих из
ЭВМ. На <рис. 4.147 представлена структурная схема ЦАП, используемого в
источнике питания с программным управлением.
Т радиционное
управление
напряжением
обратной
связи |R I
Код <____
Адрес" ZZ=
Диапазон----
ЦАП
—!----j—0+1 В
1г о-«и|!кгйн
1 кВ, макс । z диапазон
Отдельный общий | * * |
провод цепи
передачи кода
Резистор
связи 10 к
(Большой диапазон) =
-R „ IfiB.
Юк 1В
(Малый диапазон) = Roc_f^’
Любой источник
питания с программным
управлением
’Т
Рис. 4.147. ЦАП, используемый в источнике питания с программным управ-
лением
На рис. 4.148 показан другой источник питания с цифровым программным
управлением. Выходной усилитель источника состоит из операционного усили-
теля цА741, транзистора VT3, включенного по схеме с общей базой, и эмиттер-
ного повторителя, собранного по схеме Дарлингтона на транзисторах VT1 и
VT2. Сигнал обратной связи с выхода источника питания через резисторы R5
и R6 подается на вывод ROc ЦАП. Опорное напряжение показано равным
-15В
+25В
VT1
R1
12
к
-6 В
+15В
R4
1,8 к
+ Выходное
напряжение
-------о
от 0 до 20 С
100 мА
С1
„„Г|20к
R6
о------
1-й разряд (СР)
° Г*
Цифровые!
входы I
15 14
16
6 ЦАП
AD7520
1
10 к
10-й разряд (МР)
13 з 2
300
R2
R3
"+15В-15В
-15В
А
Эк Таблица кодов
Входной код Выходной
4
-42
цА 741
Источник питания с цифровым
программным управлением
R5
VT3
Регулировка U
при всех логических
"1" на входе
1111111111
1111111110
1111111101
аналоговый
сигнал
20,480В
20,460В
20,440В
Шг
1000000001
1000000000
0111111111
16,000В
10В
2,900В
0000000001 +20 мВ
Рис. 4.148. Источник питания с цифровым
программным управлением
276
—6,3 В; однако отрицательное опорное напряжение или ток могут иметь лю-
бые значения в зависимости от требований к выходному напряжению и раз-
решающей способности источника.
ПРОГРАММНОЕ УПРАВЛЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОМ ПЕРЕДАЧИ27
Для построения простого усилителя с управляемым цифровым способом
коэффициентом передачи можно использовать операционный усилитель и ум-
ножающий ЦАП типа AD7520 фирмы Analog Devices Inc. Управление коэф-
фициентом передачи осуществляется с помощью логических сигналов, подавае-
мых на 10 входных выводов ЦАП. Эти сигналы могут обеспечить 210 дискрет-
ных значений коэффициента усиления аналогового сигнала, подаваемого на
вход операционного усилителя. Интегральная схема может работать с анало-
говыми напряжениями вплоть до ±10 В и по входу совместима с логическими
уровнями микросхем ТТЛ и КМОП.
Дешифратор двоично-кодированного десятичного кода в десятичный в схе-
ме, изображенной на рис. 4.149, управляет цифроаналоговым преобразовате-
Рис. 4.149. Программное управление коэффициентом передачи усилителя. Уст-
ройство по цифровым входам совместимо с логическими уровнями ТТЛ- и
КМОП-элементов. Выходной аналоговый сигнал может меняться вплоть до
±10 В
лем, задавая значения коэффициента передачи вплоть до 60 дБ десятью ша-
гами через 6 дБ каждый. Для этого устройства требуется всего лишь не-
сколько компонентов, поскольку микросхема умножающего преобразователя
уже включает в себя ключи на КМОП-структурах и прецизионную многозвен-
ную цепочку резисторов, которая и задает коэффициент передачи усилителя.
Операционный усилитель 741 включен по стандартной схеме как инверти-
рующий усилитель с резисторам на входе и резисторам в цепи обратной свя-
зи. Как показано на рис. 4.150, эти резисторы являются элементами микросхе-
мы ЦАП, и управляющие входные сигналы устанавливают значение сопротив-
ления в цепи обратной связи усилителя.
Ток с выхода операционного усилителя поступает на вход иоп (вывод 15)
ЦАП, где нагрузкой для него будет эквивалентное сопротивление R. Этот ток
Ion делится на два в каждом узле цепочки резисторов типа R—2R. Часть то-
ка течет в землю,* а остальной ток поступает на инвертирующий вход опера-
ционного усилителя (виртуальная земля). На рис. 4.150 ток, протекающий по
2' D-а Converter forms Programmable gain control by J. Edrington, Electro-
n i c, July, 1975.
277
цепи обратной связи, 1Ос = 1оп/4, поскольку высокий логический уровень при-
сутствует только на управляющем входе 2-го разряда.
Входной сигнал подается на вывод 16 преобразователя AD7520 (вывод,
обозначенный как Roc), поскольку встроенный резистор, соединенный с этим
выводом, согласован со всеми остальными резисторами ЦАП. Эквивалентной
Входы управляющих сигналов
Рис. 4.150. Обратная связь в операционном усилителе обеспечивается с по-
мощью цепочки резисторов умножающего ЦАП типа AD75I20. Ток 1оп делит-
ся на два в каждом узле цепочки резисторов, а ключи, управляемые вход-
ными сигналами, определяют ток 10с, который поступает по цепи обратной
связи на вход операционного усилителя
нагрузкой для входного сигнала также будет сопротивление R. Значение вход-
ного сигнала и сопротивление R определяют значение тока в цепи обратной
связи 1ос. Коэффициент передачи усилителя в этом случае равен
Ubmx/Ubx = —Ion R/Пос R) = lonHoc-
В схеме, изображенной на рис. 4.150, где 1ос = 1оп/4, коэффициент передачи ра-
вен —4, или 12 дБ.
В схеме, изображенной на рис. 4.149, входной код формирует управляю-
щий сигнал только для одного разряда преобразователя AD7520, обеспечивая
на входе этого разряда высокий логический уровень. Коэффициент передачи по
напряжению усилителя может быть записан, как (—2П+1), или в децибелах
К[дБ] = 6(п+1),
где п = 0, 1,...,9 соответствует значению входного кода.
На входе усилителя можно параллельно или последовательно включать
резисторы, что позволит регулировать полное значение коэффициента передачи
и обеспечить возможность суммирования на входе. Здесь можно использовать
любой стандартный операционный усилитель, но при этом в высокочастотных
усилителях необходимо тщательно корректировать частотную характеристику,
поскольку при малом коэффициенте передачи они склонны к возбуждению.
ИНДИКАТОР НЕИСПРАВНОСТИ АВТОМОБИЛЬНОГО ГЕНЕРАТОРА
ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Контрольные устройства, основанные на использовании АЦП, ЦАП и мик-
ропроцессоров, можно применять в автомобилях, чтобы предупреждать води-
теля о таких неисправностях автомобиля, как, например, выход из строя гене-
ратора переменного тока, и о том, как поступать в этом случае (рис. 4.151).
278
Генератор
Рис. 4.151. АЦП и ЦАП преобразуют сигналы, соответственно поступающие
в микропроцессор и выходящие из него, для предупреждения об отказе гене-
ратора
ДРУГИЕ ПРИМЕНЕНИЯ
На рис. 4.152—4.456 приведены схемы возможных применений 10-разряд-
ного полупроводникового интегрального ЦАП типа AIMDAC100 фирмы
Precision Monolitics: при аналоговом суммировании двух чисел, преобразова-
Рис. 4.152. Устройство аналогового суммирования двух чисел, использующее
ЦАП типа AIMDAC100 с полной шкалой 10 В на выходе для формирования
выходного напряжения в диапазоне от 0 до 10 В. (С разрешения фирмы
Precision Monolitics Inc.)
нии двоично-кодированного десятичного кода в аналоговую величину, в генера-
торе периодических сигналов произвольной формы, в 10-разрядном логарифми-
руемом ЦАП, пиковом детекторе с цифровым программным управлением.
279
Рис. 4.153. Преобразование двоично-кодированного десятичного кода в ана-
логовую величину (устройство можно расширить до трех десятичных разря-
дов, добавив третий ЦАП DAC-100 и делитель тока 99:1). (С разрешения
фирмы Precision Monolitics Inc.)
Рис. 4.154. Генератор периодических сигналов произвольной формы. (С раз-
решения фирмы Precision Monolitics Inc.)
К этим применениям можно добавить и другие, которые уже были рас-
смотрены в предыдущих главах: устройство записи с помощью электронного
луча (рис. 2.4), формирователь напряжения развертки для ЭЛТ (рис. 2.5),
16-разрядный ЦАП с выходным динамическим диапазоном 96 дБ (рис. 2.14)
и четырехквадрантный умножающий ЦАП (рис. 4.97). Другие варианты при-
менения ЦАП и АЦП можно найти в главе 5.
280
Рис. 4.155. 10-разрядный логарифмический ЦАП. (С разрешения фирмы Pre-
cision Monolitics Inc.)
Rq kT
ивых=----- х----Xln(N), где О1023
Rs q
* Выходное напряжение подстраивается при N = 32
Рис. 4.156. Пиковый детектор с цифровым программным управлением. (С раз-
решения фирмы Precision Monolitics Inc.)
ИСТОЧНИКИ ПОГРЕШНОСТИ
ПРИ ЦИФРОАНАЛОГОВОМ ПРЕОБРАЗОВАНИИ
Точность преобразования ЦАП определяется степенью темпе-
ратурного согласования и согласования сопротивлений резисторов-
многозвенной цепочки, стабильностью опорного напряжения и ха-
рактеристиками суммирующего усилителя (см. раздел этой главы
«О точности»).
Внутреннее сопротивление переключателя можно рассматривать
как часть сопротивления взвешенных резисторов 2JR или как соп-
ротивление, шунтирующее резистор 2R ib цепочке резисторов типа
R—2R. Высокую степень точности можно обеспечить, если пере-
ключатели и резисторы многозвенной цепочки взаимно согласова-
ны и имеют низкий температурный коэффициент; исходя из этого
28-1
желательно сопротивление переключателей делать как можно
меньше, чтобы минимизировать эффект от их дрейфа. Чтобы улуч-
шить температурное согласование, резисторы, включая и резистор
обратной связи суммирующего усилителя, следует изготавливать
на одной подложке.
Транзисторы переключателей имеют хорошее взаимное согла-
сование, когда они выполнены в одном полупроводниковом кри-
сталле. В ЦАП, основанных на использовании цепочки взвешенных
резисторов, одинаковая плотность токов в транзисторах обеспечи-
вается благодаря разным площадям эмиттерных переходов, про-
порциональным току, переключаемому данным транзистором.
Время, переключения зависит от скорости нарастания и време-
ни установления выходного напряжения операционного усилителя
в пределах заданной разрешающей способности, а также от посто-
янной времени, обусловленной резисторами и паразитными емко-
стями многозвенной цепочки резисторов. Как правило, характери-
стики операционного усилителя являются преобладающими факто-
рами, определяющими время переключения.
УСТРОЙСТВО для подавления всплесков
ВЫХОДНОГО СИГНАЛА28
Переключающие элементы ЦАП и их цифровые сигналы управ-
ления почти всегда имеют разные времена включения и выключе-
ния, вследствие чего, как неизбежный результат, появляется зона
неопределенных кодов. В течение времени, когда меняются логи-
ческие сигналы (время переключения), аналоговые узлы ЦАП бу-
дут обусловливать погрешность переходного процесса, т. е. всплеск
выходного сигнала.
Особенно большие выбросы будут во время главных кодовых
переходов, когда сразу меняются все входные логические сигналы.
В ЦАП, у которого аналоговый сигнал на выходе всегда положи-
тельный, во время перехода кода от ОН... 111 к 100...ООО может
появиться промежуточное положение, когда на входе преобразова-
теля образуется код ООО ...ООО или 111... 111. Этот появляющийся
на мгновение код будет вызывать на выходе ЦАП аналоговый сиг-
нал, стремящийся в течение времени переключения к какому-ни-
будь из крайних значений напряжения (рис. 4.157).
Таким образом, если не принять необходимых мер, выходные
сигналы быстродействующих ЦАП во время переходных процессов
могут иметь большие всплески.
В быстродействующих автоматических устройствах контроля,
системах управления и взаимодействующих с ними дисплеях пере-
ходные процессы на выходе ЦАП могут доставлять много хлопот:
приводить к повреждению контролируемых устройств при пере-
грузке чувствительных узлов или даже вызывать появление посто-
28 When D/А Glitches Rear Their Heads, Check the Application, by Dave Pinko-
witz, Electronic Design 22, October 25, 1973.
282
янной составляющей погрешности в инерционных электрических и
механических системах.
ЦАП широко используется в дисплеях на ЭЛТ для формирова-
ния развертки, символов, направлений считывания информации и
для установки и модуляции яркости луча. Всплески выходного си-
Рис. 4.157. Главный кодовый пере-
ход в середине диапазона ЦАП вы-
зывает всплески выходного сигнала,
обусловленные асимметрией времен
переключения сигналов управления
на входе и высокой скоростью нара-
стания выходного напряжения опе-
рационного усилителя
+ПШ-----------------
1 МР
гнала ЦАП будут вызывать на экране дисплеев искажения. Ин-
формация, которая должна находиться на одной прямой, будет
располагаться на разных уровнях и неодинаково подсвечиваться,
символы будут искажены, а телевизионные растры будут иметь не-
правильные вертикальные линии.
На рис. 4.158а показана основная схема собственно ЦАП с вы-
ходом по напряжению. В этом ЦАП имеется непосредственный до-
ступ ко всем переключателям и к источнику опорного напряжения.
Амплитуда выбросов на выходе ЦАП в большей степени зависит
от асимметрии времен переключения входных логических сигналов.
Эта асимметрия (вызванная задержками распространения и не-
одинаковостью времен включения и выключения сигналов управле-
ния) может быть уменьшена, если перед тем, как подать управля-
ющие сигналы на входы ЦАП, записать их в буферный регистр
памяти (рис. 4.1586). Одновременное переключение всех сигналов
на входе ЦАП будет ограничивать асимметрию времен переключе-
ния до асимметрии времен переключения собственно буферного
регистра и переключателей ЦАП. Согласование и выбор регистров
памяти и ЦАП по минимальной разности между временами пере-
ключения разрядов позволяет, как правило, оптимизировать систе-
му для большинства применений.
Для быстродействующих ЦАП характерна тенденция образо-
вания наибольших выбросов выходного сигнала. Для некоторых
применений таких преобразователей различие между временами
переключения разрядов в регистре памяти уже может быть и не-
удовлетворительным. Например, согласно формуле, приведенной
на рис. 4.157, в усилителе со скоростью нарастания 30 В/мкс при
рассогласовании времен переключения разрядов всего 5 нс ампли-
туда выброса выходного сигнала составит 150 мВ.
283
ч
Входной код
ЦАП
Регистр
памяти
Выходной
аналоговый
сигнал
I [Логическое
б)
1 -й разряд о!
n-й разряд
ЦАП с
регистром
памяти
Строб-
импульсы
Импульсы
।-------^масштаб
устройство
управления
1Линия
[задержки
Регулировка
времени
хранения
] Аналоговый
| выход
! Аналоговая
—1 -о
—• земля
_ . о Вход
строб-импульса
Выброс при переходе
в режим хранения
•устройства
выборки и хранения
Выходной
аналоговый
сигнал
Выборка
Погрешность
Хранение
Формирователь сигналов
управления устройства
выборки и хранения
' в режим
хранения
Выброс при переходе
в режим выборки
г)
Рис. 4.158. Характеристики основной схемы ЦАП
при введении в схему регистра памяти (б), а затем устройства выборки и хра-
пения (в) для исключения выбросав сигнала, которые в противном случае
сбудут появляться на выходе ЦАП (г)
(а) могут быть улучшены
Введением «бланкирующего окна» во время выбросов выходно-
го сигнала ЦАП в совокупности с регистром памяти вы можете
.еще на порядок уменьшить амплитуду этих выбросов. Логичное
решение при выборе формирователя «бланкирующего окна» состо-
ит в применении устройства выборки и хранения. Такое решение
является очень простым и исключает необходимость использования
еще одного усилителя на .выходе ЦАП. На рис. 4.158в показана
структурная схема этого ЦАП с устройством подавления вспле-
сков. Правильный выбор времени хранения устройства выборки и
хранения позволит исключить почти все выбросы сигнала на вы-
ходе ЦАП путем сохранения на выходе усилителя предыдущего
.значения сигнала в течение времени переключения разрядов в
ЦАП.
Однако в устройстве выборки и хранения происходят собствен-
ные переходные процессы, как это показано на рис. 4.158 г. Сигнал,
управляющий размыканием ключа (для перехода в режим хране-
ния), также будет вызывать переходные процессы и погрешности
на выходе всего устройства. Это обусловлено переносом остаточно-
го заряда через проходную емкость разомкнутого ключа в запо-
минающий конденсатор. Тот же управляющий сигнал будет вызы-
вать переходный процесс во время замыкания ключа (при перехо-
де в режим выборки). Тщательная отработка конструкции устрой-
ства, правильный выбор элементов и конструктивная симметрия
позволяют снизить амплитуду 'переходных процессов до 10 мВ или
даже ниже, практичёски до погрешности, равной нулю.
Вход строб-
Рис. 4.159. Введение многоступенчатой линии задержки в ЦАП, содержащий
Устройство для подавления выбросов выходного сигнала (а), позволяет сгла-
живающему интегратору усреднять выбросы выходного сигнала (б) в целях
Уменьшения погрешности квантования ступенчатого напряжения развертки
285
Существуют также применения, особенно в дисплеях с высокой
разрешающей способностью, введение в которые устройства выбор-
ки и хранения не обеспечивает достаточного подавления выбросов
выходного сигнала. Для достижения высокой линейности к ЦАП с
устройствами подавления всплесков выходного сигнала можно до-
бавить сглаживающий интегратор.
На рис. 4.159а показан ЦАП с устройствами подавления выбро-
сов выходного сигнала, управляющий по выходу многоступенчатой
линией задержки. Каждый отвод этой линии обеспечивает взвешен-
ную длительность задержки сигнала. Выходы всех отводов линии
задержки объединены на входе быстродействующего операционно-
го усилителя. Любой выброс сигнала, появляющийся на выходе
ЦАП, будет уменьшен по амплитуде в N раз, а затем будет вос-
произведен N раз в течение полного времени линии задержки, где
N — количество отводов в этой линии. Поскольку амплитуда вы-
бросов на выходе этого ЦАП зависит только от характеристик
устройства выборки и хранения, тщательная отработка схемы
устройства может обеспечить одинаковые выбросы выходного сиг-
нала ЦАП, не зависящие от входного кода. Эти одинаковые вы-
бросы выходного сигнала затем усредняются в каждом цикле пре-
образования с помощью сглаживающего интегратора, что приво-
дит к появлению незначительного постоянного смещения сигнала,
обусловленного прямым прохождением управляющего сигнала
(рис. 4.1596). Далее регулировкой постоянного смещения эту по-
грешность можно компенсировать.
До сих пор на характер квантования выходного сигнала ЦАП
не обращалось внимания. Число же разрядов в ЦАП определяет
число дискретных уровней сигнала, которое может быть получено
на его выходе, а следовательно, и разрешающую способность ЦАП.
Формируемое цифровым способом напряжение развертки может
отличаться от прямой линии на величину, большую, чем разреша-
ющая способность ЦАП; ,в этом случае сглаживающий интегратор
позволяет дополнительно улучшить качество устройства. Напря-
жение развертки, формируемое цифровым способом (рис. 4.1596),
поступая на вход сглаживающего интегратора, будет преобразова-
но в напряжение развертки с погрешностью в N раз меньшей, чем
погрешность квантования.
Глава 5
АНАЛОГОЦИФРОВЫЕ
> ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ТЕХНИКА АНАЛОГОЦИФРОВОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Как упоминалось ранее, в аналогоцифровом преобразователе
сравнивается уровень входного напряжения с последовательностью
уровней напряжения, которая построена в соответствии с цифро-
286
вым кодом. Последовательность уровней напряжения формирует-
ся так, чтобы она приближалась к уровню входного напряжения
до тех пор, пока оба напряжения не станут равными. После этого
двоичное число, представляющее напряжение сформированного
уровня, считывается из преобразователя.
На рис. 5.1 показаны основные компоненты одного из аналого-
цифровых преобразователей. Источник опорного напряжения ус-
Напряжение, соответствующее коду
Входное
аналоговое
напряжение
Опорное
напряжение
Рис. 5.1. Упрощенная схема аналогоцифрового преобразователя. Двоичный код
считывается, когда соответствующее ему напряжение равно входному на-
пряжению
танавливает уровни напряжений, к которым с помощью переклю-
чателей подсоединяются резисторы многозвенной цепочки. Эта
многозвенная цепочка резисторов в соответствии с цифровым ко-
дом формирует напряжения, которые сравниваются в компараторе
с входным аналоговым напряжением.
Выходной сигнал компаратора, поступающий в логическое
устройство, свидетельствует о том, что проверка степени прибли-
жения должна продолжаться, или о том, что напряжения равны
и двоичный код должен быть считан из преобразователя.
Было разработано множество аналогоцифровых преобразова-
телей (АЦП), чтобы удовлетворить широкому спектру требований.
Для некоторых применений преобладающими параметрами явля-
ются высокая точность и стабильность преобразования, в других
случаях весьма большое значение имеет скорость преобразования.
Экономические соображения также влияют на выбор схемы пре-
образования. Тем не менее простота конструкции обычно достига-
ется ценой уменьшения скорости преобразования.
В некоторых системах один АЦП используется для преобразо-
вания в цифровую форму нескольких аналоговых входных сигна-
лов. В таком случае обычно требуются два дополнительных эле-
мента схемы (см. гл. 6): а) мультиплексор, который выполняет
287
функцию аналогового переключателя, подсоединяющего по оче-
реди различные источники аналоговых сигналов к общему АЦП;
б) устройство выборки и хранения, которое определяет значения
аналоговых переменных в коротком временном интервале и сохра-
няет эти значения постоянными (в пределах допустимой погреш-
ности) до тех пор, пока их могут передавать через мультиплексор
к АЦП для преобразования.
Имеется много способов, с помощью которых можно класси-
фицировать различные типы АЦП. Один из способов заключается
в разделении их на программируемые и непрограммируемые. В
программируемых АЦП процесс преобразования состоит из задан-
ного количества шагов, каждый из которых тактируется и имеет
фиксированную длительность. Для непрограммируемых АЦП мо-
жет существовать необходимость в том, чтобы произошла неко-
торая последовательность событий, прежде чем завершится пре-
образование, тем не менее эта последовательность не складывает-
ся из фиксированных временных интервалов и определяется толь-
ко временем окончания переходных процессов в цепях преобра-
зователя.
Другим способом классификации АЦП будет разделение на
группы в соответствии с наличием или отсутствием цепи обратной
связи. В преобразователях без обратной связи выполняется пря-
мое сравнение входного напряжения с опорным напряжением или
рядом опорных напряжений. Результатом сравнения является
образующийся при этом цифровой код, который представляет со-
бой эквивалент аналогового входного сигнала. В АЦП с обратной
связью по мере того, как продолжается процесс преобразования,
некоторое напряжение, генерируемое внутри АЦП как функция
цифрового кода, подается обратно на один из входов компара-
тора. Это напряжение сравнивается с входным напряжением, ко-
торое подлежит преобразованию, и, когда напряжение обратной
связи становится равным входному напряжению, преобразование
завершается. При этом цифровой код в АЦП является цифровым
эквивалентом входного сигнала.
Третьим методом классификации АЦП, используемым в сле-
дующем далее обсуждении, является разделение их на две груп-
пы в зависимости от того, применяется ли в них заряд конденса-
тора или сравниваются дискретные уровни напряжения. Процесс
аналогоцифрового преобразования с зарядом конденсатора осно-
ван на преобразовании в код того времени, которое требуется для
заряда конденсатора до некоторого опорного уровня напряжения
или до уровня входного напряжения. В АЦП со сравнением напря-
жений используется процесс преобразования, сущностью которого
является формирование напряжений с уровнями, представляющи-
ми собой эквиваленты цифрового кода, и сравнение этих уровней
напряжения с входным напряжением для определения эквивалент-
ного цифрового кода. Уровни напряжений могут быть сформиро-
ваны одновременно или последовательно или комбинированным
способом.
288
ТИПЫ АНАЛОГОЦИФРОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
АЦП С ЗАРЯДОМ КОНДЕНСАТОРА 1
Преобразователь напряжения в частоту. Структурная схема
преобразователя напряжения в частоту показана на рис. 5.2.
Входное напряжение прежде всего преобразуется в пропорцио-
Рис. 5.2. Преобразование напряжения в частоту
нальный ток, который интегрируется с помощью непосредственно
соединенного с преобразователем интегрирующего операционного
усилителя. Интегрирование продолжается до тех пор, пока на-
пряжение на выходе интегратора не превзойдет уровень +Uon
или — иоп, при достижении которых один из аналоговых компа-
раторов формирует выходной импульс. Выходной импульс исполь-
зуется для возврата интегратора в нулевое состояние. Это приво-
дит к тому, что величина, равная числу импульсов, генерируемых
в секунду, т. е. частота, становится пропорциональной уровню
входного сигнала. Эти импульсы затем могут быть подсчитаны
двоичным счетчиком в течение фиксированного интервала времени.
Результат счета, соответствующий концу этого интервала, про-
порционален уровню входного сигнала.
АЦП с модуляцией длительности импульса2. Один из простей-
ших способов выполнения аналогоцифрового преобразования со-
1 A n а 1 о g-t o-D i g i t a 1/D i g i t a 1-t o-A nalog Conversion Techni*
ques, by D. F. Hoeschele, Jr.,'John Wiley and Sons, 1968.
a См. примечание 1.
10—61 289
стоит в использовании АЦП с модуляцией длительности импульса.
Название этого преобразующего устройства отражает тот факт,
что уровень аналогового сигнала преобразуется в импульс, дли-
тельность которого является функцией 'величины входного анало-
гового сигнала. Длительность импульса затем преобразуется в
цифровую форму с помощью подсчета числа периодов опорной
частоты, которые укладываются между началом и концом им-
пульса.
Достоинства этого преобразователя заключаются в том, что
он очень прост и содержит сравнительно немного электронных
компонентов. Кроме того, длительность импульса может иметь
преимущество, если информация должна быть передана от одной
части оборудования к другой (необходимо передавать только мо-
мент окончания импульса, если момент начала задается в прием-
ном оборудовании). Недостатком этого процесса преобразования
является то, что он относительно медленный и для многих приме-
нений точность его недостаточна. Трудно получить точность лучше,
чем несколько десятых долей процента.
Основной принцип работы АЦП с модуляцией длительности
импульса поясняется на рис. 5.3. Ключ установки нуля К1 нахо-
Рис. 5.3. АЦП с модуляцией длительности импульса
дится в замкнутом состоянии вплоть до момента начала преобра-
зования. В момент, соответствующий началу импульса, ключ раз-
мыкается и конденсатор С1 линейно заряжается током постоянной
величины I. Компаратор, который также подсоединен к конден-
сатору, потребляет относительно небольшой ток. Пока конденса-
тор заряжается, начиная от нулевого напряжения, накопитель
(обычно двоичный счетчик) считает периоды импульсов опорной
частоты. Когда напряжение на конденсаторе С1 становится рав-
ным входному напряжению UBX а, на выходе компаратора проис-
ходит изменение состояния (что соответствует концу импульса).
С этого момента выходной сигнал компаратора предотвращает
прохождение импульсов опорной частоты в счетчик. Окончатель-
ный отсчет в счетчике представляет собой, следовательно, цифро-
вой эквивалент аналогового входного сигнала. Небольшая ско-
290
рость преобразования получается из-за того, что при счете содер-
жимое счетчика увеличивается каждый раз лишь на единицу.
Для 7-разрядного преобразования счетчик должен сосчитать
127 импульсов, прежде чем будет достигнут отсчет, соответствую-
щий полной шкале. При тактовой частоте 100 кГц это потребует
10 мксХ 127= 1,27 мс (темп преобразования приблизительно 800
слов в секунду).
При передаче длительности импульса от одного устройства к
другому, для того чтобы сохранить полноту аналоговой информа-
ции, необходимо точно передавать только моменты появления и
окончания импульса. В пределах ограничений, которые связаны
с цифровыми цепями приема информации, амплитуда импульса
может значительно меняться из-за падения напряжения в линии
и накладывающихся помех, но это не оказывает заметного влия-
ния на точность.
В больших системах обработки информации, в которых анало-
говая информация создается многими далеко расположенными ис-
точниками, преобразование напряжения в длительность импульса
может быть выполнено рядом с источником аналоговой инфор-
мации (рис. 5.4). Длительность импульса затем передается по
линии большой длины к центральному устройству обработки ин- *
формации, где она преобразуется в цифровую форму методом сче-
та импульсов опорной частоты. Этот метод обладает тем преиму-
Рис. 5.4. Преобразователи с модуляцией длительности импульса для далеко
расположенных источников сигналов
10* 291
ществом, что отсутствует необходимость передачи уровней напря-
жения по линии большой длины, в которой падение напряжения и
накладывающиеся помехи могут ухудшить точность передачи ана-
логового сигнала. Большая гибкость также возможна в способах
заземления системы, которые значительно влияют на уровень по-
мех в системе и на уровень нулевого опорного напряжения (если
для передачи фронтов импульса от одного устройства к другому
используются импульсные трансформаторы или другие подходя-
щие средства).
На рис. 5.5 приведена более подробная схема возможной реа-
лизации АЦП с модуляцией длительности импульса. Как пока-
Аналоговый компаратор
Рис. 5.5. Схема АЦП с модуляцией длительности импульса
зано на временной диаграмме (рис. 5.6), тактовые импульсы не
поступают в счетчик, пока сигнал установки нуля присутствует
на входе элемента И—НЕ вентиля В1. Сигнал установки нуля на
этой шине устанавливает также все разряды двоичного счетчика
в состояние «О» и обнуляет триггер Т1, который включает транзи-
стор VT2, разряжающий конденсатор С. В начале преобразова-
ния триггер Т1 устанавливается в состояние «1» первым же отри-
цательным перепадом тактирующего сигнала после того, как по-
дана команда на преобразование. Как только триггер Т1 уста-
навливается в состояние «1», транзистор VT2 выключается и ток
292
постоянной величины направляется в конденсатор С, линейно
заряжая его, как показано на временной диаграмме на рис. 5.6.
Кроме того, когда триггер Т1 установлен в состояние «1», он боль-
Тактовые i | | Г" 1 F “1 Г 1 Г" I I | г—
импульсы |__| |___I I I |____| |___| |___| |___J
о
Выходные сигналы
счетчика
2° (МР) _________
Выходной
сигнал триггера Т2
о 21______________
Выходной .
сигнал триггера ТЗ
22 _________
Выходной
сигнал триггера Т4
о
Рис. 5.6. Типичная временная диаграмма процесса преобразования в «АЦП с
модуляцией длительности импульса, показанном на рис. 5.5
ше не препятствует тактовым сигналам проходить через вентиль
В1. Предполагается, что в этот начальный момент времени вход-
ной аналоговый сигнал, подлежащий преобразованию, больше
нуля и поэтому выходной сигнал компаратора соответствует со-
стоянию «1». Тактовые импульсы при этом подсчитываются счет-
чиком до тех пор, пока не будет выполнено равенство Uc=UBxa.
В этот момент компаратор переключается в состояние «О», тем
самым предотвращая прохождение последующих тактовых импуль-
сов в счетчик. К этому времени цифровой код является эквивален-
том уровня входного напряжения и вентили ВЗ, В4, ..., Вп+2 под-
готовлены сигналом «1», поступающим с выхода компаратора,
для считывания параллельного кода. Так реализуется один из
вариантов управляющих и считывающих логических устройств в
АЦП с модуляцией длительности импульса. Существует много
возможных вариантов подобных схем, и реализация каждого из
них будет зависеть от имеющихся управляющих, считывающих и
тактирующих сигналов.
293
Однотактный интегрирующий (с пилообразным напряжением)
АЦП. Аналогоцифровой преобразователь с пилообразным напря-
жением или однотактный интегрирующий АЦП применяется в пер-
вую очередь в цифровых вольтметрах и мультиметрах. В этом
АЦП используется линейно нарастающее пилообразное напряже-
ние для преобразования неизвестного напряжения в эквивалент-
ный временной интервал. Этот временной интервал служит для
выделения (с помощью схемы совпадения) некоторой части вы-
ходных импульсов тактового генератора. Количество выходных
импульсов генератора, прошедших через схему совпадения, пред-
ставляет некоторое число, пропорциональное неизвестному на-
пряжению. Этот ряд импульсов обычно преобразуется в более
пригодный к употреблению код, такой, как двоичный, двоично-
кодированный десятичный или код Грея.
На рис. 5.7а показана упрощенная схема АЦП с пилообраз-
ным напряжением. Обычно для возврата пилообразного напряже-
ния к нулю после каждого цикла преобразования требуется неко-
Тактовые импульсы ..............................................................................................................III1IIIIIIIIIIIIIIIIIII1II11IIIIIHIIII
Выходной сигнал llllllllllllllllllllllil___________________________IIHIIIIIIIIIIIIIIIIIIII_________
\ вентиля
б)
Рис. 5.7. Упрощенная схема АЦП с пилообразным напряжением, считающего
тактовые импульсы для определения входных напряжений (а). Осциллограммы
(б) показывают, как выполняется преобразование напряжения во временной
интервал с помощью генератора пилообразного напряжения и компаратора
294
торое время, так же, как и для выполнения некоторых цифровых
операций, необходимых для формирования требуемого типа кода.
Вследствие этого необходим управляющий сигнал, чтобы разде-
лить во времени различные операции. На рис. 5.7а изображено
простое устройство для выполнения желаемого временного разде-
ления, а рис. 5.76 показывает типичные осциллограммы. Теперь
рассмотрим работу различных компонентов структурной схемы.
Генератор пилообразного напряжения состоит из операцион-
ного усилителя с конденсатором С в цепи обратной связи. Через
резистор R на вход операционного усилителя подается постоянное
напряжение, определяющее наклон пилообразного напряжения.
Поскольку на входе операционного усилителя поддерживается ну-
левой уровень напряжения, ток через резистор R имеет постоян-
ную величину. Этот ток заряжает конденсатор С, в результате
чего получается линейно нарастающее напряжение. Важно, чтобы
нарастание было линейным, поскольку нелинейность является
единственным существенным источником погрешности, не коррек-
тируемой во время калибровки преобразователя. В качестве ком-
паратора применяется ИС операционного усилителя, показанного
на структурной схеме. На его выходе имеется напряжение высо-
кого уровня, если к входу 2 приложено напряжение, большее, чем
к входу 1; в противном случае на выходе будет напряжение низ-
кого (фиксируемого вблизи нуля) уровня. Генераторы тактовых
управляющих импульсов обеспечивают показанную на рисунке
форму сигналов. На выходе схемы И имеется напряжение высо-
кого уровня, если на всех входах напряжение высокого уровня.
Простой АЦП, изображенный на рис. 5.7а, работает очень хо-
рошо, если только требуемая точность соответствует нескольким
двоичным разрядам. Однако, как только становится необходимой
большая точность, начинают проявляться разного рода погреш-
ности преобразования. Они разделяются на два основных класса:
погрешности, связанные с параметрами пилообразного напряже-
ния, и погрешности, вызываемые неточностью тактирования.
Независимо от степени нелинейности имеются два типа по-
грешностей, связанных с параметрами пилообразного напряжения:
погрешности, относящиеся к наклону, и погрешности, связанные
с моментом начала. Если пилообразное напряжение начинается
с запозданием, будет получен отсчет, больший, чем правильное
число. Аналогично, если наклон пилообразного напряжения слиш-
ком велик, оно достигнет уровня неизвестного напряжения слиш-
ком рано, и отсчет числа импульсов будет слишком малым.
Напряжение смещения нуля и задержка распространения в
компараторе вызывают такую же погрешность, что и задержка,
связанная с моментом начала пилообразного напряжения. Если
пилообразное напряжение должно превысить неизвестное напря-
жение на заданную величину, чтобы изменить состояние компара-
тора, логическая схема совпадения закроется с запозданием, и
получится излишне большой отсчет. Аналогичным образом, за-
295
держка распространения сигнала в компараторе подобно рассмот-
ренному будет вызывать излишне большой отсчет.
Погрешности, связанные с параметрами пилообразного напря-
жения и временами задержки, следует сводить к минимуму, при
этом зависимость погрешностей от изменений окружающих усло-
вий должна быть заранее выяснена. Часто для этой цели исполь-
зуется метод, который заключается в том, чтобы начинать пило-
образное напряжение с уровня, расположенного ниже опорного
нулевого уровня напряжения (рис. 5.8а). При этом схема совпа-
Рис. 5.8. Использование схемы с двумя компараторами для уменьшения дрей-
фа (а). Счет начинается после того, как пилообразное напряжение пересекает
порог срабатывания компаратора 1 и заканчивается при достижении порога
срабатывания компаратора 2
дения закрывается, когда пилообразное напряжение пересекает
уровень неизвестного *> напряжения.
Оба момента пересечения определяются с помощью одинако-
вых по схеме компараторов, и, следовательно, на них одинаково
влияют изменения внешних условий. Влияние длительностей за-
*) Должно быть «нулевого». (Прим, ред.)
296
держек и нелинейностей, связанных с началом пилообразного на-
пряжения, также устраняется этим способом. Но при этом появ-
ляется одна проблема: очень трудно синхронизировать появление
тактового импульса с открыванием схемы совпадения, поскольку
открывание этой схемы является событием, не связанным с появ-
лением тактовых импульсов. Отсутствие такой синхронизации мо-
жет вызывать погрешность, равную 7г МР, если управляющий им-
пульс на одном из входов схемы совпадения появляется во время
нарастания тактового импульса. При частотах, практически ис-
пользуемых для тактирования, и для обычно применяемого семей-
ства логических элементов эта погрешность будет возникать, как
правило, менее чем в 1 °/о случаев.
Частота тактирования, конечно, оказывает такое же влияние
на правильность отсчета, как и наклон пилообразного напряже-
ния. Если частота слишком мала, она не будет обеспечивать до-
статочного количества импульсов в то время, когда открыта схема
совпадения. Изменения частоты тактирования могут быть сделаны
небольшими при использовании кварца или другого высокодоброт-
ного элемента, задающего частоту. Дальнейшая информация об
АЦП с пилообразным напряжением имеется в руководстве по
применению AN559 фирмы Motorola Semiconductor Inc.
Двухтактный интегрирующий АЦП. Двухтактный интегрирую-
щий АЦП (рис. 5.9) интегрирует неизвестный входной сигнал в
х_______- /
Параллельный выходной
цифровой код
Рис. 5.9. Упрощенная структурная схема двухтактного интегрирующего АЦП
течение фиксированного интервала времени, который задается с
помощью счетчика тактовых импульсов. Полученный интеграл
возвращается к нулю при интегрировании опорного сигнала, по-
297
лярность которого противоположна полярности входного сигнала.
Время, необходимое для возврата интегратора к нулю, также из-
меренное с помощью счетчика тактовых импульсов, пропорцио-
нально среднему значению входного сигнала за время его инте-
грирования.
Преобразование начинается с подключения входного сигнала
ивх к интегратору, который предварительно был установлен в
нуль. В то же самое время счетчик, который тактируется извест-
ным сигналом с постоянной частотой, начинает считать от нуля.
Интегрирование продолжается до тех пор, пока в счетчике не
будет получено максимальное значение; в этот момент вход пере-
ключается от UBX к —Uon, счетчик обнуляется и начинает считать
снова. Поскольку напряжение — Uon имеет полярность, противо-
положную полярности напряжения UBX, выходной сигнал интегра-
тора начинает возвращаться к нулю. Когда он достигает нуля,
счетчик останавливается при помощи компаратора, определяющего
момент достижения нуля. Число, накопленное в счетчике, являет-
ся мерой времени, которое понадобилось для того, чтобы выход-
ной сигнал интегратора достиг нуля; этот интервал времени про-
порционален среднему значению входного сигнала UBX.
На рис. 5.10 показано, как выполняется интегрирование для
всех трех входных сигналов с различной амплитудой. Скорость
Рис. 5.10. Зависимость выходного напряжения интегратора от времени в двух-
тактном интегрирующем АЦП
нарастания выходного сигнала интегратора во время интегриро-
вания входного сигнала пропорциональна напряжению UBX. Этр
значит, что величина интеграла в конце периода заряда конден-
сатора пропорциональна величине UBX. Если UBX меняется во вре-
мя интегрирования, то выходной сигнал интегратора в конце пе-
риода заряда пропорционален среднему значению UBX. Скорость
интегрирования опорного напряжения (в это время сигнал на вы-
298
ходе интегратора уменьшается) пропорциональна величине
—Uon/RC и является постоянной. Следовательно, во всех случаях
выходной сигнал интегратора возвращается к нулю с одинаковой
скоростью. Поскольку большей величине интеграла, получающей-
ся в конце периода заряда, соответствует большее время возвра-
щения к нулю, время возврата к нулю пропорционально среднему
значению UBX. Как следует из рис. 5.9, действительная величина
интеграла никогда вообще не измеряется, измеряется только вре-
мя, необходимое для уменьшения интеграла до нуля.
Двухтактное интегрирование имеет много достоинств. Точность
преобразования не зависит ни от емкости конденсатора, ни от
частоты тактового генератора, поскольку их влияние одинаково
сказывается во время заряда и во время возврата к нулю. Диф-
ференциальная линейность преобразования получается очень хо-
рошей, поскольку функция интегрирования свободна от разрывов,
коды генерируются с помощью тактового генератора и счетчика,
и вследствие этого могут быть получены все значения кода. Раз-
решающая способность ограничивается только возможностями
аналоговых устройств, причем в большей степени, чем дифферен-
циальной нелинейностью; вследствие этого в преобразователе с вы-
сокой разрешающей способностью может содержаться больше
устройств высокой точности, чем было бы необходимо для под-
держания заданной точности масштаба преобразования.
Существенное достоинство метода двухтактного интегрирова-
ния заключается в том, что он пригоден для создания преобразо-
вателей, обеспечивающих очень высокое подавление входных по-
мех на некоторых частотах. Большинство помех в конечном счете
могут быть связаны с питающей сетью и обычно представляют
собой синусоидальные колебания с той же частотой, что и частота
питающей сети. Если считать, что источник напряжения помехи
включен последовательно с источником входного сигнала, то ин-
теграл, полученный в конце периода заряда конденсатора инте-
гратора, может быть представлен как сумма интегралов входного
сигнала и помехи. Поскольку интеграл синусоидальной функции за
один период равен нулю, выбор времени заряда, равного периоду
помехи (16 2/з мс для питающей сети с частотой 60 Гц), дает рав-
ный нулю интеграл помехи, который не влияет на окончательную
величину интеграла в конце периода заряда. Эта особенность,
связанная с фильтрацией, проявляется не только на частоте пи-
тающей сети, но также на любой кратной частоте. Получаемый в
результате этого гребенчатый вид типичного графика зависимости
коэффициента подавления помех от частоты показан на рис. 5.11.
Достижимы значения коэффициента подавления порядка 70 дБ.
Для каждого законченного процесса преобразования интегралы
входного и опорного сигналов имеют одинаковую величину, но
противоположные знаки. Вследствие этого, а также потому, что
оба процесса интегрирования выполняются одним и тем же инте-
гратором, медленные изменения (дрейф) параметров интегратора
и изменения номинальных значений сопротивления R и емкости С
299
в интеграторе, вызванные старением или изменениями температу-
ры, не влияют на точность преобразования.
Поскольку тот же самый тактовый генератор, который исполь-
зуется для установки фиксированной длительности периода заря-
да, используется для измерения времени разряда, медленные из-
Частота (логарифмическая шкала)
Рис. 5.11. Типичный график зависимости коэффициента подавления входных
помех от частоты
менения (дрейф) частоты не влияют на точность преобразования
(хотя могут влиять на коэффициент подавления входных помех).
Практически применяемые двухтактные интегрирующие АЦП
содержат дополнительные устройства, обеспечивающие преобразо-
вание входных сигналов различной полярности, средства обна-
ружения состояния перегрузки, цепи индикации правильности вы-
ходной информации (числа, накопленного в счетчике). Для АЦП
с высокой разрешающей способностью могут также потребоваться
схемы автоматической коррекции нуля, чтобы гарантировалось
нулевое состояние интегратора перед началом каждого преобра-
зования.
Аналогоцифровой преобразователь может быть легко построен
на стандартных интегральных микросхемах. Интегратор и ком-
паратор могут быть выполнены на доступных интегральных опера-
ционных усилителях и компараторах. Цифровые элементы могут
быть выбраны из какого-либо семейства ИС: ТТЛ, КМОП или
ЭСЛ.
Двухтактные интегрирующие АЦП особенно хорошо приспо-
соблены для тех случаев применения, когда входной постоянный
или низкочастотный сигнал может содержать наложенную на него
помеху значительного уровня с частотой питающей сети. Однако,
поскольку для одного цикла преобразования в таких АЦП тре-
буется около 40 мс, т. е. их скорость мала по сравнению со ско-
300
ростью других обычно используемых АЦП, их применение ограни-
чивается условиями, при которых требуются 25 преобразований
в секунду или менее. Относительно большое время преобразова-
ния не является, однако, существенным ограничением в тех слу-
чаях, когда выходная информация предназначена для оптического
отображения, или когда изменения входного сигнала относительно
медленны. Основой любого цифрового щитового измерительного
прибора является АЦП. Благодаря совершенству двухтактного
интегрирующего преобразователя в большинстве цифровых щито-
вых измерительных приборов, имеющихся сейчас в продаже, ис-
пользуется этот тип преобразователя.
АЦП С УРАВНОВЕШИВАНИЕМ ЗАРЯДА 3- 4
Аналогоцифровой преобразователь с уравновешиванием заряда,
в котором используется высоколинейный преобразователь напря-
жения в число импульсов, получил свое название потому, что ко-
нечная величина заряда, накапливаемого в интеграторе в течение
одного цикла интегрирования, равна нулю. Этот тип АЦП не тре-
бует использования прецизионной многозвенной цепочки резисто-
ров. Преобразователь (рис. 5.12), который предназначен для пре-
образования только положительных входных напряжений, рабо-
тает следующим образом. Сначала переключатель тока разомкнут
и одно лишь входное напряжение приложено к интегратору. Ин-
тегратор состоит из инвертирующего операционного усилителя и
конденсатора, поэтому временная диаграмма напряжения UH на
выходе интегратора представляет собой прямую линию с отрица-
тельным наклоном, который пропорционален входному напряже-
нию ивх.
3 Linearize Your V/f Converter by Bengt Alvsten, Electronic Design 23,
November 8, 1973.
4 The charge balancing а-d converter; an alternative to dual-slope Integration by
R. C. Kime Jr., Electronics, May 24, 1973. •
301
Как только напряжение UH переходит уровень Unop, равный
пороговому напряжению срабатывания порогового детектора, вы-
ходное напряжение детектора ид мгновенно принимает значение,
соответствующее логической «1», при котором открывается вен-
тиль, позволяющий счетчику начать накопление тактовых импуль-
сов. Оно также заставляет триггер замкнуть переключатель тока
при появлении очередного тактового импульса. При замыкании
этого переключателя из входного тока вычитается постоянный
опорный ток заранее известной величины. Разностный ток посту-
пает в интегратор.
Опорный ток выбран больше входного тока для всех допусти-
мых входных напряжений, поэтому вычитание опорного тока 10п
из входного 1вх гарантирует изменение полярности тока на входе
интегратора и появление положительного наклона линейно изме-
няющегося напряжения UH.
В течение этой части цикла интегрирования прошедшие через
вентиль тактовые импульсы поступают на счетчик и накаплива-
ются. Когда напряжение UH снова переходит уровень Unop напря-
жение ид мгновенно переходит к уровню логического «О», очеред-
ной тактовый импульс размыкает переключатель тока и закрывает
вентиль для тактовых импульсов.
Поскольку преобразователь не синхронизирован извне, этот
процесс периодически повторяется, пока не закончится период
преобразования. Период преобразования задается определенным
количеством тактовых импульсов NT, поступивших в устройство
цифрового преобразования. Величина NT является константой для
рассмотренной системы и выбирается при проектировании преоб-
разователя. Количество тактовых импульсов Nx, накопленных счет-
чиком в течение одного периода преобразования, является пере-
менной величиной, которая прямо пропорциональна входному на-
пряжению. Величина Nx фактически является цифровым выход-
ным сигналом преобразователя.
Вероятно, наиболее характерной особенностью преобразова-
теля с уравновешиванием заряда является разнообразие времен-
ных диаграмм напряжения, наблюдаемых на выходе интегратора.
В одном периоде преобразования в общем случае может содер-
жаться от нуля до NT/2 циклов интегрирования, в зависимости от
уровня входного напряжения.
Для примера предположим, что NT = 2000, 1оп=1,0 мА и вход-
ное сопротивление преобразователя RBx=2 кОм. Теперь, если не-
большое входное напряжение, например 1,0 мВ, приложено ко
входу, ток 1вх будет равен только 0,5 мкА, и напряжение UH бу-
дет меняться очень медленно в направлении к отрицательным
значениям до тех пор, пока оно не пересечет нулевой уровень
(рис. 5.13а). Затем при появлении очередного тактового импульса
источник тока Ion подключается к интегратору (точка А), застав-
ляя его выходное напряжение круто нарастать к положительным
значениям. Пересечение нуля появляется почти мгновенно и сле-
дующий тактовый импульс отключает ток 1ош останавливая на-
302
Рис. 5.13. Временная диаграмма, опи-
сывающая работу АЦП с уравнове-
шиванием заряда. Число циклов ин-
тегрирования за период преобразо-
вания зависит от входного напря-
жения. Если напряжение очень ма-
ло, выходной сигнал интегратора
уменьшается очень медленно и со-
вершается только один цикл инте-
грирования за период преобразова-
ния (а). При удвоении напряжения
удваивается число циклов интегри-
рования (б). После прохождения
середины диапазона (в) число цик-
лов начинает уменьшаться, и при
достижении верхней границы диа-
пазона устройство возвращается к
одному циклу интегрирования за пе-
риод преобразования (г)
пряжение UH в точке Б. С этой
точки процесс повторяется, на-
чиная с медленного уменьше-
ния напряжения UH по направ-
лению к точке А'.
Так как это устройство
представляет собой преобразо-
ватель с уравновешиванием
заряда, то отбираемый в ин-
тервале между точками А и Б
из интегратора заряд должен
равняться заряду, накапливае-
мому в интервале между точ-
ками Б и А'. Поскольку ток
1оп=1 мА и ток 1вх=0,5 мкА,
2000 периодов тактовых импульсов
опорный ток должен быть от-
ключен на время, приблизительно в 2000 раз большее, чем вклю-
чен. Следовательно, если ток Ion включен на минимальную дли-
тельность, равную длительности одного тактового импульса, то
этот ток должен быть выключен в течение 2000 тактовых импуль-
сов и в этом случае будет только один цикл интегрирования за
период преобразования.
Но если напряжение UBX вдвое больше, т. е. 2,0 мВ, то ток 1вх
станет равным 1,0 мкА, и теперь происходит два цикла интегриро-
вания за один период преобразования (рис. 5.136). Отрицатель-
ный наклон на временной диаграмме вдвое круче, чем в преды-
дущем случае, тогда как участок с положительным наклоном
имеет практически прежнюю крутизну. (Если подсчитать точно,
заряжающий ток 13=1вх—10П *Равен 0,9995 мА в первом случае и
0,9990 мА во втором.) Как только входное напряжение возрастет
еще более, наклон временной диаграммы напряжения UH от точки
Б до точки А станет круче, поскольку возрастет ток 1ВХ, а наклон
303
в интервале от А до Б станет менее крутым, так как ток 13 умень-
шится.
С другой стороны, если входное напряжение равно 1000 мВ,
то 1Вх=0,5 мА и 13=0,5 мА также. Таким образом, оба наклона
на временной диаграмме напряжения UH равны и противополож-
ны, а временная диаграмма представляет собой, треугольную вол-
ну, симметричную относительно нуля (рис. 5.1 Зв). При этом пи-
ковое значение напряжения ии равно половине того, которое было,
когда напряжение UBX равнялось 0,001 В, и за один период пре-
образования происходит 1000 циклов интегрирования.
Наконец, когда входное напряжение равно 1,999 В, ток 1ВХ
равен 0,9995 мА и вид временной диаграммы (рис. 5.13г) соот-
ветствует обращенному варианту ситуации, относящейся к входно-
му напряжению 1 мВ. Участок диаграммы напряжения UH от Б
до А на рис. 5.13г соответствует отрезку от А до Б на рис. 5.13а.
Опорный ток включен на все время, кроме длительности одного
такта в течение периода преобразования, поэтому опять происхо-
дит одно интегрирование за период преобразования. Если вход-
ное напряжение равно 2000 мВ или более, напряжение UH ни-
когда не возвращается к нулю, и счет тактовых импульсов идет
непрерывно.
Структурная схема преобразователя (рис. 5.14) отражает
одно из достоинств преобразователя с уравновешиванием заря-
да — его простоту. Например, интегратор состоит только из опе-
рационного усилителя, конденсатора и резистора. Поскольку опе-
рационный усилитель, имеющий большой коэффициент усиления
при разомкнутой цепи обратной связи, поддерживает потенциал
узла А на уровне потенциала земли, то входное сопротивление
преобразователя определяется резистором, который соединен с
входным выводом. Следует отметить, что система предназначена
для работы только с положительными входными напряжениями.
Пороговый детектор еще более прост. Несмотря на то, что
могли бы быть использованы два разных пороговых уровня: один
(UnOp+) для случая, когда напряжение ии изменяется в сторону
положительных значений, и другой (Unop-) для изменения в сто-
рону отрицательных значений, — это не обязательно. Для рас-
сматриваемого здесь варианта схемы достаточно выбрать UnOp+=
= иПОр-=0. Единственное дополнительное требование состоит в том,
чтобы пороговые уровни напряжений оставались стабильными по
меньшей мере в течение одного периода преобразования (около
200 мс в данном случае).
Обычно пороговые детекторы содержат цепь положительной
обратной связи, которая, создавая гистерезис вблизи уровней
срабатывания, обеспечивает достоверное срабатывание в случае,
когда входное напряжение медленно изменяется около порогово-
го уровня, и также предохраняет детектор от колебаний, возни-
кающих под влиянием шума на входе и дрейфа напряжения сме-
щения нуля. Однако в преобразователе с уравновешиванием за-
304
ряда для детектора требуется лишь операционный усилитель без
обратной связи, гистерезис же обеспечивает цифровая часть уст-
ройства, а не детектор.
Рис. 5.14. Основные достоинства АЦП с уравновешиванием заряда заключа-
ются в небольшом числе компонентов и в широких допусках для большинства
из них
Цифровая часть состоит из J—К-триггера, инвертора, элемен-
та И и нескольких диодов. Схема работает следующим образом.
Предположим, что на выходе Q — напряжение низкого уровне, на
выходе Q — высокого уровня, и напряжение ид также низкого
уровня. Импульсы не проходят через вентиль элемента И, так как
на выходе Q — низкий уровень. Ток 1оп течет через диод VD2, а
диод VD1 обратно смещен так, что источник тока 1оп hq подсоеди-
нен к узлу А интегратора. При этих условиях напряжение UH из-
меняется в сторону отрицательных значений и в конце концов про-
ходит через нуль (пороговый уровень напряжения), вызывая по-
явление напряжения высокого уровня ид. При этом напряжение
высокого уровня поступает на вход J, а низкого — на вход К.
Под действием очередного тактового импульса на выходе Q
появится напряжение .высокого уровня, а на выходе Q — низкого
Уровня. Теперь через элемент И начнут проходить тактовые им-
пульсы, которые поступают в счетчик. В тот же момент времени
ток Ion переключается в узел А, потому что диод VD2 смещается
305
в обратном направлении, и, начиная с этого момента, опорный ток
отбирается от интегратора.
Когда выходное напряжение интегратора UH снова проходит
через уровень Unop, напряжение ид снова изменится, создавая
напряжение низкого уровня на входе J и высокого уровня на вхо-
де К. Под действием очередного тактового импульса на выходе Q
появится напряжение низкого, а на выходе Q — высокого уровня,
вследствие чего прекратится прохождение тактовых импульсов
через элемент И, а ТОК Ion будет отключен^рт интегратора. Сле-
довательно, от интегратора отбирается известный ток в течение
измеренного полного числа периодов тактовой частоты и, таким
образом, отбирается известное количество заряда. Этот процесс
повторяется, пока напряжение UBX положительно.
Непостоянный интервал времени между моментом изменения
напряжения ид и моментом, когда тактовый импульс меняет со-
стояние J—К-триггера, вызывает появление гистерезиса в системе,
создаваемого цифровым способом. Этот интервал времени может
изменяться от нуля до одного периода тактовых импульсов. Че-
рез некоторое время после того, как на вход приложено постоян-
ное напряжение UBX, среднее значение напряжения на выходе ин-
тегратора стабилизируется. Для того чтобы это произошло, сред-
нее значение напряжения на интегрирующем конденсаторе долж-
но быть постоянным. Следовательно, отбираемый заряд должен
уравновесить, или сбалансировать, заряд, который поступает в
конденсатор.
Источник опорного тока в действительности состоит из источ-
ника опорного напряжения и резистора. Это возможно потому,
что напряжение на суммирующем входе интегратора (узел А)
близко к нулю, в результате чего Ion=Uon/R (см. рис. 5.14). По-
скольку диод VD1 также находится в цепи, когда источник тока
Ion подключен к узлу А, то, чтобы нейтрализовать сдвиг напря-
жения на диоде VD1 и обеспечить его термокомпенсацию, исполь-
зуют транзистор VT1. Диод VD3 представляет собой стабилитрон
с температурной компенсацией.
Принципиальная схема одного из преобразователей показана
на рис. 5.15. В интеграторе используется операционный усили-
тель типа рА.715, дополненный полевыми транзисторами на входе
для уменьшения входного тока смещения. Преобразователь на-
пряжения в ток состоит из двух резисторов, один из которых пе-
ременный для осуществления калибровки. Компаратор типа
рА.734 связан непосредственно с выходом интегратора; сигнал в
этой точке показан на рис. 5.15.
Сигнал из компаратора типа цА734 поступает на вход D
D-триггера типа 7474, переключаемого из одного состояния в дру-
гое фронтом тактирующего импульса. При частоте тактового ге-
нератора 100 кГц на выходе Q будут появляться импульсы дли-
тельностью до 10 мкс. Импульсы управляют направлением тока
разряда.
306
A1N752
5,6 к
Кварцевый генератор тактовых
сигналов частотой 100 кГц
Г енератор тока_____|
Рис. 5.15. Для достижения высокой линейности в широком диапазоне полная схема преобразователя напряжения в часто-
о ту содержит МОП-транзисторы, ИС и биполярные транзисторы
Стабильность преобразования напряжения в число импульсов
в данном случае определяется стабильностью генератора тока и
времязадающей цепи. Высокая степень стабильности достигается
при использовании кварцевого генератора в качестве времязадаю-
щего элемента.
Кроме того, назначение времязадающей цепи состоит в том,
чтобы обеспечивать точно определенную длительность импульса.
Импульс начинается, когда выходной сигнал интегратора пере-
ходит через определенный уровень. Поскольку длительность им-
пульса определяется независимым тактовым генератором, необ-
ходимо, чтобы сигналы от интегратора и тактового генератора
были синхронизированы.
Чтобы обеспечить синхронизацию, компаратор определяет знак
сигнала интегратора и подготавливает триггер таким образом,
что последний меняет состояние под действием очередного такто-
вого импульса. Выходной импульс триггера далее воздействует
на генератор тока.
Поскольку сигнал компаратора меняется во время разряда, а
очередной тактовый импульс устанавливает триггер в исходное
состояние, то время разряда Тр определяется тактовой частотой.
Следует отметить, что импульсы компаратора могут появлять-
ся в любой момент в пределах временного интервала между дву-
мя тактовыми импульсами. Это вызывает изменение размаха вы-
ходного напряжения интегратора и колебания временного интер-
вала между двумя разряжающими импульсами около значения
1/Nx. Однако это не влияет на точность преобразования напряже-
ния в число импульсов в установившемся режиме.
Генератор тока строится по обычной схеме. Операционный
усилитель р.А741 управляет током транзистора ВС 107. Два поле-
вых транзистора в коллекторной цепи транзистора ВС 107 пере-
ключают ток или в конденсатор С или к земле. Ток через тран-
зистор ВС 107 остается постоянным, что способствует увеличению
точности генератора тока.
Полевые транзисторы управляются триггером Шмитта, кото-
рый приводится в действие импульсом с выхода Q. Для улучше-
ния формы импульса в триггере в качестве резисторов использу-
ются полевые транзисторы в активном режиме. Эмиттерный по-
вторитель вместе со стабилитроном согласует обычный триггер
и триггер Шмитта. Выходным сигналом преобразователя может
служить импульс с выхода Q или непосредственно с выхода ин-
тегратора.
Линейность может быть улучшена следующими способами:
1) увеличением коэффициента передачи интегратора; 2) симмет-
рированием входного сигнала интегратора относительно земли;
3) заменой входного резистора активным преобразователем на-
пряжения в ток; 4) введением цепи обратной связи.
Пределы быстродействия преобразователя с уравновешивани-
ем заряда и двухтактного интегрирующего преобразователя почти
308
одинаковы, поэтому интересно более детально сравнить эти два
варианта.
Двухтактный интегрирующий преобразователь имеет в основ-
ном такой же комплект составных частей и структурную схему,
как и преобразователь с уравновешиванием заряда. Конечно, схе-
мы цифрового преобразования обычно различаются.
Для схемы двухтактного интегрирующего преобразователя,
как показано на рис. 5.16, входное напряжение UBX преобразуется
в ток, который подается в интегратор в течение фиксированного
Рис. 5.16. В двухтакт-
ном интегрирующем
АЦП входное напряже-
ние подано в течение
фиксированного интер-
вала времени, а интер-
вал времени, требуе-
мый для возврата вы-
ходного сигнала инте-
гратора к нулю при по-
стоянной скорости раз-
ряда, является мерой
приложенного ко входу
напряжения
периода времени, что дает возможность получить на выходе ин-
тегратора некоторое произвольное напряжение Ux. Затем опорный
ток противоположной полярности подается в интегратор до тех
пор, пока его выходной сигнал не пересечет нулевой уровень. Как
только напряжение Uon подключается к интегратору, начинает
работать счетчик, и тактовые импульсы подсчитываются до тех
пор, пока не произойдет пересечения нулевого уровня. Поскольку
напряжение на интегрирующем конденсаторе снова равно нулю,
а введенный заряд равен выведенному заряду, то цифровое пре-
образование выполнено. Некоторое небольшое время возврата в
исходное состояние используется для стробирования триггеров-за-
щелок в выходных регистрах и для установки счетчика в исход-
ное состояние.
Сложность схем цифровых устройств в преобразователе с урав-
новешиванием заряда и двухтактном интегрирующем преобразо-
вателе обычно одинакова, есть лишь небольшие различия в так-
тировании. В схеме двухтактного интегрирующего преобразова-
теля обычно требуется добавочный отсчет периода времени в те-
чение цикла преобразования, когда приложено только напряжение
UBX, что, как правило, увеличивает необходимый объем счетчика.
Аналоговые схемы также обычно почти одинаковы, за исклю-
чением двух: порогового детектора и переключающего устройства.
В схеме двухтактного интегрирующего преобразователя порого-
вый детектор должен иметь хорошую долговременную стабиль-
ность нуля, а основное требование к схеме с уравновешиванием
заряда — это хорошая стабильность нуля в течение одного пе-
риода преобразования. Для обоих типов преобразователей кон-
309
денсатор интегратора и тактовая частота системы должны быть
стабильными в течение одного цикла преобразования.
При двухтактном интегрировании, как и при уравновешива-
нии заряда, могут быть использованы одинаковые диодные пере-
ключатели, но для возврата в исходное состояние в первом слу-
чае обычно требуются добавочные переключающие устройства.
В схеме двухтактного интегрирующего преобразователя перед на-
чалом цикла преобразования интегратор должен быть установлен
в начальное состояние, поскольку начальный уровень на его вы-
ходе определяет точность преобразования.
Следовательно, в преобразователе с уравновешиванием заряда
используется меньшее число компонентов, и они могут быть ме-
нее стабильны, чем компоненты, используемые в аналогичной схе-
ме двухтактного интегрирующего преобразователя.
Двухтактные интегрирующие преобразователи могут быть сде-
ланы биполярными с помощью добавления источника опорного
напряжения противоположной полярности, еще одного высокока-
чественного порогового детектора и цепи, чувствительной к поляр-
ности, позволяющей определить, какой источник опорного напря-
жения и какой пороговый детектор следует использовать. Чтобы
преобразователь с уравновешиванием заряда мог работать с би-
полярными сигналами, на его входе может быть использован де-
тектор абсолютных значений. В этом случае общая сложность
систем, а также их стоимости, примерно одинаковы. Если это так,
то схема с уравновешиванием заряда обладает еще одним пре-
имуществом перед схемой двухтактного интегрирующего преобра-
зователя, поскольку детектор абсолютных значений одновременно
является и преобразователем переменного сигнала в постоянный,
который дает дополнительную возможность измерения переменных
величин при тех же затратах.
Двухтактный интегрирующий преобразователь имеет одно за-
метное преимущество перед преобразователем с уравновешивани-
ем заряда. При соответствующем выборе периода времени, в те-
чение которого подключается входное напряжение, в двухтактном
интегрирующем преобразователе может быть получено подавление
сигнала определенной частоты (такого, как сигнала с частотой
питающей сети) и его гармоник. Это невозможно сделать в пре-
образователе с уравновешиванием заряда. Подавление перемен-
ного входного сигнала в таком преобразователе должно быть вы-
полнено с помощью входного фильтра.
АЦП СО СРАВНЕНИЕМ ДИСКРЕТНЫХ УРОВНЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
Преобразователь последовательного счета со ступенчатым пи-
лообразным напряжением и следящий преобразователь последова-
тельного счета5. Преобразователь последовательного счета со сту-
пенчатым пилообразным напряжением является одним из простей-
ших преобразователей, в которых используется сравнение дискрет-
5 См. примечание 1.
310
ных уровней напряжения. Однако плата за простоту состоит в
том, что этот АЦП работает относительно медленно. Преобразо-
ватель последовательного счета со ступенчатым пилообразным
напряжением содержит, как показано на рис. 5.17, двоичный счет-
Аналоговый
Рис. 5.17. АЦП последовательного счета со ступенчатым пилообразным напря-
жением:
Слева: схема; справа: сигналы на входах компаратора напряжений
чик и ЦАП в цепи обратной связи. Процесс преобразования на-
чинается импульсом установки счетчика в исходное состояние в
момент времени t0. В этот момент счетчик обнуляется, в резуль-
тате чего на выходе ЦАП устанавливается напряжение, равное
нулю. Затем счетчик начинает получать и подсчитывать тактовые
импульсы, прошедшие через вентиль В1. Цифроаналоговый пре-
образователь управляется счетчиком, поэтому при возрастании
числа в счетчике выходное напряжение декодирующего преобразо-
вателя Ивых а возрастает, как показано на упрощенной временной
диаграмме. Когда число в счетчике возрастет настолько, что
иВых а станет немного больше, чем напряжение на аналоговом
входе преобразователя, компаратор изменит свое состояние, за-
крывая при этом вентиль В1, вследствие чего тактовые импульсы
не попадут больше в счетчик. К этому моменту параллельный
цифровой код в счетчике является цифровым эквивалентом на-
пряжения на аналоговом входе преобразователя.
Для напряжения, соответствующего полной шкале, счетчик
должен считать от «О» во всех разрядах до «1» во всех разрядах.
Это требует времени преобразования, в 2П—1 раз превышающего
период тактовых импульсов. Для быстродействующего аналого-
цифрового преобразователя требуемая скорость счета может ока-
заться неосуществимой.
Одним из вариантов преобразователей рассматриваемого типа
является «следящий» преобразователь, в котором используется
реверсивный счетчик.
311
На рис. 5.18 показана подробная логическая схема 5-разряд-
ного АЦП последовательного счета со ступенчатым пилообразным
напряжением. Триггеры образуют 5-разрядный счетчик, управляю-
Рис. 5.18. 5-разрядный АЦП последовательного счета со ступенчатым пило-
образным напряжением
щий аналоговыми переключателями, которые, в свою очередь, ра-
ботают совместно с резистивной декодирующей цепочкой. Времен-
ная диаграмма на рис. 5.19 показывает последовательность опера-
ций в течение типового цикла преобразования6.
Устройство работает следующим образом: импульс сброса
устанавливает все триггеры в состояние «О». Затем, все время,
пока входное напряжение UBxa больше напряжения UBMxa на
выходе декодирующей резистивной цепочки, на выходе компара-
тора имеется «1», и тем самым поддерживаются условия, при ко-
торых вентиль В1, пропускает последовательность тактовых им-
пульсов. В таком случае тактовые импульсы меняют состояние
триггера младшего разряда один раз за период тактовых импуль-
сов. Выход триггера младшего разряда соединен со входом триг-
гера следующего разряда и так далее (как в стандартном двоич-
ном счетчике). Следовательно, пока тактовые импульсы пропу-
скаются через вентиль В1 (схема И), счетчик подсчитывает их и
напряжение иВЫх а на выходе ЦАП возрастает по мере увеличения
числа в счетчике. Когда напряжение на выходе ЦАП иВЫха ста-
новится равным напряжению UBxa или превышает его, на выходе
компаратора появляется «О», снимая разрешающий сигнал с вен-
тиля В1 (схема И) и препятствуя тем самым прохождению такто-
вых импульсов. Это останавливает счет в тот момент, когда циф-
ровые сигналы с выходов триггеров счетчика могут быть считаны
6 Предполагается, что положительным уровням соответствует логическая «1» и
что триггеры меняют состояние под действием отрицательного перепада на
входе.
312
1 период
Тактовые
импульсы
Установка
в нуль
Код в 5-разрядном регистре
Рис. 5.19. Временная диаграмма АЦП со ступенчатым пилообразным напря-
жением
для образования цифрового кода, соответствующего входному на-
пряжению. Для примера, показанного на рис. 5.19, результатом яв-
ляется код 00110.
В преобразователе, описанном выше (рис. 5.18, 5.19), можно
обеспечить режим непрерывного слежения за входным напряже-
нием, если соединить счетчик так, чтобы он мог работать в ре-
жимах сложения и вычитания. В этом случае счетчик будет скла-
дывать или вычитать в зависимости от направления, в котором
меняется уровень входного напряжения. На рис. 5.20 иллюстриру-
ется один из вариантов выполнения такого преобразователя. По-
казаны только три каскада младших разрядов, поскольку другие
разряды являются повторением 3-го разряда, если считать от
младшего. Работу счетчика при сложении и вычитании можно
представить лучше, если сначала обратиться к табл. 5.1. Таблица
показывает, что при вычитании (при уменьшении значения кода)
313
314
Цифровой код
Рис. 5.20. Следящий АЦП со ступенчатым пилообразным напряжением
Таблица 5.1. Счет в обычном двоичном коде
Десятичный отсчет СР 2з 22 21 2°
Г 0 0 О 0 0 '
1 1 0 0 0 1
В 2 0 0 1 0
ы 3 0 0 1 1
ч 4. 0 1 0 0 с
и 5 0 1 0 1 л
т 6 0 1 1 0 о
а 7 0 1 1 1 ж
н 8 1 0 0 0 е
и 9 1 О 0 1 н
е 10 1 0 1 0 и
11 1 0 1 1 е
12 1 1 0 0
• • • • •
• • • • •
15 1 1 1 1
переход от «О» к «1» в триггере какого-либо разряда вызывает
изменение состояния счетного триггера в следующем старшем
разряде цепочки триггеров. При сложении (при увеличении зна-
чения кода) изменение состояния триггера следующего старшего
разряда вызывается переходом триггера предыдущего разряда от
«1» к «О». В схеме, показанной на рис. 5.20, это выполняется с
помощью вентилей, управляемых выходным сигналом компарато-
ра, которые подключают «единичный» или «нулевой» выход ка-
кого-либо триггера ко входу триггера следующего каскада. Выбор
зависит от того, какое из условий выполняется: UBbIXa>UBXa или
Ubhx a<UBx а>
Показанный на временной диаграмме (рис. 5.21) типовой про-
цесс будет следующим. Предположим, что сметчик уже досчитал
в режиме сложения до имеющегося эквивалентного значения
ивх а и что в момент to на временной диаграмме в 5-разрядном
регистре имеется цифровой код 10100. В момент 1г триггер Т5
(младший разряд) переходит в состояние «1», тогда как триггер
Т4 остается в состоянии «0», поскольку на выходе вентиля сиг-
нал не изменился.
Это происходит потому, что до момента t2 на выходе триггера
Т5 имеется логический «0», следовательно, на выходе вентиля В1
устанавливается логическая «1» независимо от выходного сигнала
компаратора и наличия тактовых импульсов, подведенных к вхо-
дам вентиля В1. Когда триггер Т5 .переходит в состояние «1», по-
сле момента t2 тактовый импульс уже имеет уровень логического
«О» (триггер имеет задержку включения, т. е. выходной сигнал
триггера не может опережать тактовый импульс). В таком слу-
чае во время этих изменений сигналов на входах вентиля В1 на
315
Инвертированный
выходной сигнал
компаратора,
шина вычитания
Выходной сигнал
компаратора,
Выходной код 5-разрядного регистра
Вычитание
Выходной сигнал-
компаратора .
Bl-
Сложение
Вычитание
шина сложения
Т4"1"
Рис. 5.21. Временная диаграма следящего АЦП со ступенчатым пилообраз-
ным .напряжением
выходе вентиля остается логическая «1». После того, как триггер
Т5 изменяет состояние и завершается переходный процесс в свя-
занных с ним аналоговых переключателях, компаратор определя-
ет, что иВха<иВыха, следовательно, его выходной сигнал изме-
нится и будет соответствовать логическому «О». Схема должна
иметь подходящую переходную характеристику, при которой пере-
ходные процессы заканчиваются в пределах периода тактовых им-
пульсов, т. е. в данном случае в интервале между 1г и 1з. Затем,
когда начинается переход тактового импульса к положительному
уровню в момент t3, выходной сигнал компаратора остается на
уровне логического «О», тем самым продолжая поддерживать на
выходе вентиля В1 логическую «1». За то время, пока уровень
тактового импульса соответствует логическому «О», переходные
процессы в компараторе должны закончиться, чтобы они не могли
вызвать непредусмотренное переключение триггера следующего
каскада. Далее рассмотрим, что происходит в это время с венти-
лем В2. С момента to до некоторого момента после 1г сигнал на
инверсном выходе компаратора имеет уровень логического «О»,
тем самым сохраняя на выходе вентиля В2 логическую «1», неза-
висимо от уровня тактового сигнала и выходного сигнала тригге-
ра Т5. Когда триггер Т5 меняет состояние, после момента tz сиг-
нал на его инверсном выходе («О») соответствует логическому «О»,
316
в результате чего на выходе вентиля В2 сохраняется логическая
«1» независимо от уровня тактового импульса или инвертирован-
ного сигнала с выхода компаратора. Поскольку выходные сигна-
лы вентилей В1 или В2 за это время не меняются, они не могут
вызвать изменения сигналов на выходах вентилей ВЗ, В4 и В5.
В результате только триггер Т5 в пересчетной цепочке триггеров
меняет состояние. Так должно быть при правильной работе АЦП
при данном значении входного сигнала и соответствующего ему
цифрового кода.
Чтобы представить работу реверсивного счетчика, когда в пе-
ресчетной цепи меняет состояние не только один триггер млад-
шего разряда, обратимся к временной последовательности от te
до ti4 на рис. 5.21. Последовательность сигналов в пределах этого
временного интервала показывает, что происходит в типичном
случае, когда напряжение на аналоговом входе уменьшается до
некоторого уровня. Заметим, что в течение интервала времени от
t? до tu работа счетчика на вычитание определяется выходным
сигналом компаратора. Следовательно, вентиль В1 блокируется, а
вентиль В2, реагируя на сигнал с выхода «О» триггера Т5, управ-
ляет переключением триггера Т4.
Аналогоцифровой преобразователь последовательного счета
работает намного медленнее, чем АЦП последовательного прибли-
жения (который будет рассмотрен далее), потому что ЦАП дол-
жен пройти каждый из его квантующих уровней на пути к урав-
новешиванию входного напряжения. При максимальном входном
сигнале он должен пройти через 2П—1 ступеней от нуля до макси-
мального значения, соответствующего полной шкале, где п — чис-
ло разрядов цифрового кода на выходе. В этом случае АЦП по-
следовательного приближения должен пройти только через п сту-
пеней. Переходные процессы в аналоговых цепях во время пре-
образования приблизительно одинаковы для АЦП обоих типов.
В АЦП последовательного приближения в первом такте напряже-
ние изменяется на половину полной шкалы, т. е. изменение напря-
жения велико. Тем не менее, когда АЦП последовательного счета
работает вблизи середины своего диапазона, приращение цифро-
вого кода от Oil 111...1 до 1000000...0 вызывает в аналоговых пере-
ключателях переходный процесс такой же большой амплитуды.
Изменения вблизи ’Л или 3Л полной шкалы вызывают переходные
процессы вдвое меньшей амплитуды, чем изменения вблизи сере-
дины диапазона. Изменениям цифрового кода вблизи ’/в, 3/в или 7/в
полной шкалы соответствуют переходные процесы с вдвое мень-
шей амплитудой и так далее.
Следящий АЦП. Непрерывное цифровое отслеживание анало-
гового напряжения становится возможным после того, как сумми-
рующий счетчик на рис. 5.17 (слева) заменяется реверсивным
счетчиком, как показано на рис. 5.22. Выходной сигнал компара-
тора определяет направление счета (прямое или обратное) в за-
висимости от того, меньше или больше входного напряжения на-
пряжение обратной связи. Значение скорости слежения не пред-
317
ставляет проблемы до тех пор, пока изменения входного напряже-
ния относительно медленны. Начальное состояние счетчика мож-
но установить соответствующим 'середине диапазона (т. е. 01...1),
Аналоговый
входной
сигнал
Рис. 5.22. Следящий АЦП, использующий ЦАП в цепи обратной связи
чтобы уменьшить среднее время, требуемое для первого преобра-
зования.
Начиная с нуля, следящий АЦП, показанный на рис. 5.22, под-
считывает тактовые импульсы, отсчет в виде двоичного кода пре-
образуется в напряжение иВЫх на выходе ЦАП и сравнивается с
имеющимся в данный момент входным напряжением Ua. Когда
напряжение иВЫх достигает значения Ua, компаратор срабатывает
и останавливает счет. Выходной код счетчика, необходимый для
того, чтобы получить UBbix = Ua, представляет собой цифровой код,
соответствующий входному напряжению. Заметим, что в данном
случае составной частью ЦАП является источник опорного напря-
жения иоп. Максимальное значение кода в преобразователе этого
типа достигается весьма медленно, поскольку должны быть под-
считаны (2П—1) тактовых периодов. Однако преобразователь
очень быстро реагирует на малый сигнал. Например, если входное
напряжение меняется на небольшую величину, выходной код мо-
жет отследить это изменение за несколько тактовых периодов.
Название «следящий» или «сервопреобразователь» отражает ука-
занное свойство. Фирмы Analog Devices, Precision Monolitics, Mo-
torola и другие предлагают подробную литературу по применению
следящих АЦП.
АЦП последовательного приближения (последовательный
АЦП). АЦП последовательного приближения является одним из
наиболее часто используемых АЦП. Работа этого преобразователя
основана на выполнении п последовательных сравнений входного
напряжения UBX с напряжением обратной связи Uoc. Этот про-
цесс аналогичен процессу взвешивания, в котором неизвестная
величина сравнивается с опорной. При первом сравнении опреде-
318
ляется, больше ли или меньше напряжение UBX, чем */г Umax, где
Umax — максимально возможное входное напряжение АЦП. На
следующем шаге определяется, в какой четверти диапазона на-
ходится входное напряжение UBX; каждый последующий шаг
вдвое сужает область возможных результатов. Работу 3-разряд-
ного АЦП последовательного приближения иллюстрирует диа-
грамма переходов, показанная на рис. 5.237. Утолщенные линии
Рис. 5.23. Диаграмма переходов 3-разрядного АЦП последовательного прибли-
жения
изображают переходы в АЦП при преобразовании напряжения в
двоичное число 101.
Для завершения цикла преобразования с разрешающей способ-
ностью, составляющей одну часть из 2П—1, требуются п периодов
тактовых импульсов. Таким образом, благодаря введению допол-
нительных цепей темп преобразования значительно выше, чем в
АЦП последовательного счета.
Основные компоненты АЦП последовательного приближения
показаны на рис. 5.248. Существенно наличие цепи обратной свя-
зи, как и в АЦП последовательного счета, в котором цифровой
код преобразуется в аналоговую величину Ux в цепи обратной
связи и сравнивается с неизвестным напряжением UBX. Добавле-
ние регистра сдвига и логической схемы, определяющей програм-
7>8 Integrated Circuits in Digital Electronics, by A. Barna
and D. Porat, John Wiley and Sons, 1973.
319
му работы, дает возможность устройству решать, какой следую-
щий «взвешивающий» шаг должен .быть сделан. Если в АЦП
последовательного счета код монотонно увеличивается до тех пор,
пока не будет превышено пороговое напряжение срабатывания
компаратора (см. рис. 5.17, справа), то в АЦП последовательного
связи,II
9 ОС
Рис. 5.24. Структурная схема^ АЦП последовательного приближения
приближения код увеличивается или уменьшается в результате
решений, принимаемых компаратором и выполняемых логическим
программным устройством после каждого «взвешивания».
Цикл преобразования начинается стартовым импульсом, кото-
рый устанавливает в состояние «1» триггеры старшего разряда
в обоих регистрах, обнуляя все остальные триггеры. Выходной
сигнал запоминающего регистра, представляющий собой код
100...О, преобразуется с помощью ЦАП в аналоговую величину
иос, которая равна произведению множителя 2п-1/2п—1 на полную
шкалу, т. е. в такую величину, которая на ’/2 МР больше поло-
вины полной шкалы. Если U0C<UBX, то старший разряд запоми-
нающего регистра остается в состоянии «1», а регистр сдвига пере-
носит свою «1» в следующий (п—2)-й разряд, записывая «1» так-
же и в (п—2)-й разряд запоминающего регистра. Если, однако,
иос>UBX, то старший заряд запоминающего регистра обнуляет-
ся. И в том и в другом случае разряд с номером (п—2), пред-
ставляющий одну четвертую часть полной шкалы, проверяется в
следующую очередь. Процесс преобразования завершается после
того, как будет проверен младший разряд. Время преобразования
ТПР, таким образом, является постоянной величиной Tnp=n/f, где
п — число разрядов, a f — тактовая частота. По сравнению с
АЦП последовательного счета преобразователь последовательного
приближения работает быстрее, но обеспечивает худшую диффе-
ренциальную линейность.
320
Темп преобразования ограничен из-за того, что должен быть
проверен каждый разряд последовательно, прежде чем преобра-
зование окончится. Кроме того, поскольку этот процесс выпол-
няется по программе, должно быть отведено достаточное время
для завершения всех переходных процессов до начала очередного
шага. Это значит, что после окончания переходных процессов
должен оставаться некоторый запас времени до начала следую-
щего шага, если не имеется в виду предельный режим работы и
если значительные погрешности преобразования должны быть ис-
ключены. В пределах каждого шага процесса преобразования до-
статочное время в первую очередь должно быть отведено для
ЦАП, чтобы его выходной сигнал достиг окончательного значения
с требуемой степенью точности. Достаточное время должно быть
отведено также для функционирования компаратора, чтобы про-
цесс восстановления закончился после воздействия входного сиг-
нала в предыдущий момент времени и сформировался выходной
сигнал, который соответствует поступающему из ЦАП новому
входному сигналу.
Достижение точности лучше ±0,005% возможно для аналого-
цифровых преобразователей последовательного приближения. Точ-
ность является функцией погрешности квантования и погрешно-
стей, создаваемых электронными узлами, такими, как ЦАП, ком-
паратор и источник опорного напряжения. Точность измерения,
как и точность установления любого процесса в электронных уз-
лах, уменьшается по мере того, как увеличивается скорость преоб-
разования. Погрешность при этом увеличивается логарифмически,
так как она в основном зависит от постоянных времени процесса
установления сигналов.
На рис. 5.25 приведен пример функциональной логической схе-
мы однополярного 7-разрядного АЦП последовательного прибли-
жения, в котором для генерирования управляющих сигналов ис-
пользуется триггерный двоичный счетчик. На временной диаграм-
ме (рис. 5.26) показана типичная последовательность сигналов
при выполнении аналогоцифрового преобразования. Тактовые им-
пульсы поступают в 3-разрядный счетчик (триггеры Т8, T9, Т10).
Вначале, при коде ООО в счетчике, разряды с триггерами Т2—Т7,
управляющие цифроаналоговой декодирующей цепочкой, предва-
рительно устанавливаются в состояние «0». В результате этого
с помощью аналоговых переключателей К2—К7 выводы цифроана-
логовой декодирующей цепочки подсоединяются к земле. Триггер
старшего разряда (Т1) устанавливается в состояние «1», поэтому
соответствующий ему аналоговый переключатель подсоединяет
входной вывод старшего разряда декодирующей резистивной це-
почки к источнику опорного напряжения Uon. Выходное напряже-
ние этой цепочки в таком случае равно эквивалентному весу стар-
шего разряда, т. е. (64/127) Uon- Такую величину имеет вес стар-
шего разряда для цепочки с взвешенными резисторами. Для мно-
гозвенной цепочки резисторов типа R—2R вес старшего разряда
будет равен (64/128) Uon. При этом предполагается, что компара-
п*—61 321
и.
Аналоговый
компаратор
и.
Резистивная многозвенная цепочка
МР и
Источник
опорного
напряжения
О 1
Т4
RRdS
О 1
Т5
rrds
Цифровые
выходы
1
Т7
RRnS
О 1
Тб
RRdS
О 1
Т1
RR^S
О 1
Т2
RRrjS
О 1
ТЗ
RRdS
Рис. 5.25. Практическая схема АЦП последовательного приближения (управ-
ление от двоичного счетчика). Сигналы на входы установки и сброса тригге-
ров подаются через емкости, чтобы обеспечивался переброс триггера отрица-
тельным перепадом сигнала
тор имеет высокое входное сопротивление, т. е. такое, которое
не вызывает уменьшения выходного напряжения резистивной це-
почки. Выходное напряжение этой цепочки затем сравнивается с
входным напряжением UBx а при помощи аналогового компара-
тора. Компаратор формирует логическую «1» на выходе, если на-
пряжение на выходе многозвенной цепочки больше UBX а, или ло-
гический «О», если справедливо обратное. В том примере, который
поясняет временная диаграмма (рис. 5.26), предполагается, что
^иоп<има<^ио„, (5.1
322
т. е. что входное напряжение меньше) чем эквивалентный аналого-
вый вес старшего (1-го) разряда, но больше, чем эквивалентный
вес разряда следующего за старшим (2-го). Следовательно, когда
Тактовые I
импульсы О
Схема И вентиля В1
Схема И вентиля B2I
Выходной сигнал
компаратора
Схема И вентиля ВЗ'
Триггер 1-го разряда|
I
Схема И вентиля В4-
Схема И вентиля В5^
Триггер 2-го разряда)
।
Время
Рис. 5.26. Временная диаграмма для управляемого двоичным счетчиком АЦП
последовательного приближения
триггер Т1 устанавливается в состояние «1», как было отмечено
выше, напряжение на выходе компаратора возрастает до уровня
логической «I»9.
9 Времена нарастания и спада для выходного сигнала компаратора обычно
больше, чем для логических сигналов, вследствие очень большого коэффициен-
та усиления компаратора, малой разности сравниваемых напряжений и влия-
ния переходных процессов в многозвенной цепочке резисторов. В цепь такти-
рования должен быть добавлен последовательно элемент задержки, чтобы за-
блокировать вентили В2, В4, В6, В8, BIO, В12 и В14 в то время, корда меня-
ется состояние триггеров Т8—Т10. Поскольку триггеры переключаются пооче-
редно, будет существовать некоторый конечный интервал времени, в течение
которого код в 3-разрядном счетчике отличается как от прежнего, так и от
нового, который должен быть установлен. Если время задержки будет недо-
статочным для блокирования вентилей, то в течение этих интервалов могут
появиться ложные сигналы на выходе вентилей.
И* 323
Когда начинается положительный полупериод тактового сиг-
нала, на выходе вентиля В1 появляется логическая «1» (выход-
ной сигнал компаратора и тактовый сигнал представляют доги-
ческую «1»). На выходе вентиля В2 уже имеется логическая «1»,
следовательно, на выходе вентиля ВЗ появится логическая «1»
(поскольку он объединяет по И выходы вентилей В2 и В1). По
окончании положительного полупериода тактового сигнала выход-
ные сигналы вентилей В1 и В2 возвращаются к логическому «О»,
создавая отрицательный перепад на входе обнуления триггера Т1
и тем самым устанавливая его в состояние «О». При этом аналого-
вый переключатель К1 отсоединит от источника опорного напря-
жения вывод старшего разряда многозвенной цепочки и соединит
его с землей. Когда на выходе вентиля В2 появляется логический
«О», триггер Т2 2-го разряда устанавливается в состояние «1» и
на выходе многозвенной резистивной цепочки напряжение изме-
нится на величину (32/127) UOn. В то же время на выходе венти-
ля В4 появляется логическая «1» (состояния управляющих триг-
геров описываются кодом 001), а на выходе вентиля В1 — логи-
ческий «О» (тактовый сигнал имеет уровень логического «О»). В
это время на выходе компаратора имеется логический «О», по-
скольку иВЫх а> (32/127) иоп. При этом условии на выходе вен-
тиля В5 остается логический «О»; нет изменения от «1» к «О» при
переходе управляющего счетчика в следующее состояние. Следо-
вательно, логическая «1» остается в триггере Т2. Этот процесс
повторяется, пока каждый разряд не будет проверен по порядку,
т. е. последовательно. После того, как проверен 7-й, последний,
разряд, цифровой код в триггерах (Т1—Т7) во всех разрядах со-
ответствует входному напряжению с точностью ±*/2 часть из 127,
т. е. с разрешающей способностью 7-разрядного двоичного кода.
Программное управление АЦП последовательного приближе-
ния, только что описанное выше, лучше было бы выполнить с по-
мощью сдвигающего регистра, а не двоичного счетчика. На
рис. 5.27 показан пример 5-разрядного АЦП последовательного
приближения с использованием сдвигающего регистра для тако-
го управления. Управляющие триггеры (Т2, Т4, Тб, Т8 и Т10)
показаны в составе сдвигающего регистра. Все триггеры, которые
связаны с цифроаналоговым преобразователем (ТЗ, Т5, Т7, T9),
устанавливаются в «О» стартовым импульсом. Стартовый импульс
записывает «1» в триггер Т2 и, кроме того, переводит разрядный
триггер Т1 в состояние «1». После этого триггер Т1 приводит в
действие аналоговый переключатель старшего разряда, который
соединяет опорное напряжение Uon с соответствующим выводом
декодирующей резистивной цепочки. Выходное напряжение рези-
стивной цепочки при помощи компаратора сравнивается с вход-
ным напряжением. Выходной сигнал компаратора с определенной
задержкой появляется на выходе схемы И йентиля В1. Во время
следующего тактового импульса, как только триггер Т2 возвра-
щается в состояние «О», выходной сигнал элемента И вентиля В2
стирает «1» в старшем разряде или оставляет ее в зависимости
324
325
импульс
Сдвигающий оегистп
Рис. 5.27. 5-разрядный АЦП последовательного приближения с управлением от сдвигающего регистра
от выходного сигнала компаратора, а триггер ТЗ устанавливается
в состояние «1». Под действием очередного тактового импульса
логическая «1» сдвигается из триггера Т2 в триггер Т4, тем самым
так подготавливая элемент И вентиля ВЗ, что следующий за стар-
шим разряд может быть проверен на соответствие входному на-
пряжению. Этот процесс повторяется до тех пор, пока не будут
проверены все разряды. После того, как проверен младший раз-
ряд, цифровой код в триггерах всех разрядов становится эквива-
лентом напряжения UBXa с точностью ±’/г часть из 31.
На рис. 5.28 показана практическая схема 10-разрядного АЦП
последовательного приближения, содержащая ИС ЦАП DAC-02
Рис. 5.28. 10-разрядный АЦП последовательного приближения с использованием
ИС. (С разрешения фирмы Precision Monolitics.)
фирмы Precision Monolitics. Этот АЦП последовательного прибли-
жения имеет две особенности, которые не присущи следящему
преобразователю. Он обеспечивает последовательный цифровой
выходной код и работает намного быстрее, завершая преобразо-
вание за 11 тактовых периодов, тогда как следящий АЦП тре-
бует 1024 тактовых периода при 10 разрядах. Дополнительная
информация об использовании АЦП последовательного прибли-
жения имеется в руководстве по применению AN-И фирмы Pre-
cision Monolitics Inc. и в руководстве по применению AN-716
фирмы Motorola Semiconductor Inc.
АЦП с одновременным считыванием (параллельный АЦП)10.
В АЦП с одновременным считыванием каждому уровню квантова-
ния, представленному цифровым кодом от нуля до максимального
значения, соответствует один компаратор с источником постоян-
ного опорного напряжения на одном из входов (рис. 5.29). Вход-
ное напряжение подведено к другому входу каждого компаратора,
10 См. примечание 1.
326
поэтому может быть выпол-
нено сравнение этого напря-
жения со всеми уровнями
опорного напряжения, пред-
ставляющими все уровни
квантования. Выходные сиг-
налы этих компараторов уп-
равляют кодирующим логи-
ческим устройством, в кото-
ром формируется эквива-
лентный цифровой код. Зна-
чение выходного цифрового
кода определяется теми
компараторами, которые от-
метили, что входное напря-
жение больше соответствую-
щего им опорного напряже-
ния. Темп преобразования,
возможный для преобразо-
вателей этого типа, крайне
высок, потому что преобра-
зование выполняется за один
такт Однако недостаток
Рис. 5.29а. Структурная схема АЦП с од-
новременным считыванием (параллельный
АЦП)
Цпш= Входное напряжение, соответствующее полной шкале
Рис. 5.296. 2-разрядный АЦП с одновременным считыванием
преобразователя с одновременным считыванием состоит именно
в том, что для каждого добавочного двоичного разряда количество
требуемых элементов практически удваивается; например, для
8-разрядного преобразования было бы необходимо иметь 255 ком-
параторов, формировать 255 опорных уровней напряжения и иметь
327
пропорциональное число вентилей в кодирующем логическом
устройстве.
Быстродействующий АЦП. В быстродействующем АЦП, пока-
занном на рис. 5.30, используются 2П—1 компараторов для дости-
щей способностью.
жения n-разрядной разре-
шающей способности. Об-
щий источник опорного на-
пряжения Uon и цепочка
прецизионных резисторов
обеспечивают для каждого
компаратора напряжение
смещения, которое отлича-
ется на единицу МР от на-
пряжения смещения сосед-
них компараторов. Логиче-
ское кодирующее устройство
превращает комбинацию со-
стояний 2П—1 компарато-
ров в n-разрядный двоичный
код. Преобразование явля-
ется асинхронным, его ско-
рость определяется суммой
времен задержки компара-
тора и кодирующего логиче-
ского устройства.
Этот метод применим
для АЦП невысокой разре-
шающей способности вслед-
ствие большого количества
входящих элементов. Ком-
бинирование этого метода и
метода последовательного
приближения позволяет со-
здать относительно быстродействующие АЦП с высокой разрешаю-
КОМПОНЕНТЫ АЦП
Предполагается, что компоненты, показанные на рис. 5.1, име-
ют следующие особенности:
— источник опорного напряжения является идеальным, его
напряжение не меняется при изменении нагрузки, температуры
или во времени;
— переключатели многозвенных цепочек представляют собой
идеальные коммутаторы источников напряжения одинаковой ве-
личины, они имеют два состояния на выходе: U вольт и нуль;
— сопротивления резисторов в многозвенной цепочке находят-
ся в идеально точных соотношениях и меняются согласованно при
изменении температуры и во времени; емкости не оказывают влия-
328
ния, поэтому переключение происходит мгновенно и колебания при
этом отсутствуют;
— компаратор, который обладает идеальным быстродействи-
ем, точно определяет, какой из его входных сигналов больше, не-
зависимо от того, насколько мала их разность.
Характеристики любых АЦП отклоняются от идеальных в той
степени, в которой компоненты АЦП не соответствуют их идеаль-
ному описанию.
ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ МНОГОЗВЕННЫХ ЦЕПОЧЕК РЕЗИСТОРОВ
Результаты рассмотрения ключей и типов переключателей,
представленные в гл. 4, относятся также и к АЦП.
Переключатели многозвенных цепочек (см. рис. 5.31) являют-
ся основным источником погрешностей, для компенсации которых
Опорное
Рис. 5.31. В переключателе многозвенных цепочек резисторов должны приме-
няться транзисторы с малым остаточным напряжением или полевые транзисто-
ры с малым сопротивлением в состоянии «включено»
обычно требуются какие-либо технические средства. В лучших
переключателях применяются транзисторы с малым остаточным
напряжением или полевые транзисторы с малым сопротивлением
во включенном состоянии. Транзисторы имеют остаточное напря-
жение 1—2 мВ. Поскольку диапазон большинства АЦП состав-
ляет ±10 В, погрешность из-за остаточного напряжения состав-
ляет 0,01—0,02%. Некоторые из этих погрешностей можно ском-
пенсировать подстройкой опорного напряжения или с помощью
подстроечных резисторов в многозвенной цепочке. Тем не менее
переключатели многозвенной цепочки еще остаются одним из ос-
новных источников погрешностей в АЦП.
Использование четверок переключателей (четыре в одном
корпусе) в переключающей схеме для АЦП11 показано на *
1! Which Hybrid Converter: Single Switch or Quad? by R. D. Tatro, Electro-
nics, July 25, 1974.
329
рис. 5.32а. Операционный усилитель У1 совместно с опорным тран-
зистором VT1 обеспечивает напряжение на общей базовой шине
всех переключающих транзисторов. При изменении температуры
это напряжение меняется таким образом, чтобы компенсировать
изменения напряжений эмиттер — база в переключающих тран-
Рис. 5.32а. Применение счетверенных переключателей в 12-разрядном ЦАП.
С помощью транзистора VT1, являющегося датчиком температуры, и опера-
ционного усилителя У1 напряжение на базовой шине переключающих транзи-
сторов меняется так, чтобы компенсировалось изменение напряжений база —
эмиттер при изменении температуры. Входы цифровых сигналов показаны на
рис. 5.326
зисторах, вызванные воздействием температуры. В результате
получается постоянное, не зависящее от температуры падение на-
пряжения на резисторах, определяющих вес разряда, что обеспе-
чивает постоянное значение токов, поступающих в цепь выходного
усилителя (У2 и подсоединенные к нему резисторы). Резистор в
цепи эмиттера служит для компенсации изменений отрицательного
питающего напряжения.
Более подробная схема переключателя тока на рис. 5.326 по-
казывает, как происходит управление током переключающих
транзисторов, если переключатели должны управляться сигналом
положительной полярности высокого уровня. Чтобы сохранить со-
гласование напряжений иБЭ, использованы многоэмиттерные
транзисторы, между эмиттерами которых ток разделяется поров-
ну. Поскольку лишь ограниченное число транзисторов может быть
расположено в достаточно тесной близости для сохранения темпе-
ратурного отслеживания и поскольку четыре разряда являются хо-
330
Рис. 5.326. Подробная схема одного счетверенного переключателя, изображен-
ного на рис. 5.32а, показывает, как входные цифровые сигналы управляют
переключением тока. Использование многоэмиттерных транзисторов гарантиру-
ет равномерный нагрев транзисторов, поскольку через все эмиттеры в счет-
веренной схеме протекают одинаковые токи
рошей границей раздела при использовании двоично-кодирован-
ного десятичного кода, популярность счетверенных переключате-
лей вполне понятна. Три счетверенных переключателя вместе с
тремя одинаковыми резистивными цепочками, задающими мас-
штаб 16:1, могут быть применены для преобразования 12 двоич-
ных разрядов. Четверка также допускает применение масштаби-
рующей. 10:1 цепочки для удобного преобразования трехдекад-
ного двоично-кодированного десятичного кода.
Однако существуют ограничения и проблемы, связанные с этим
способом построения переключателя. Они обычно те же самые,
что и при реализации данного переключателя на дискретных эле-
ментах, хотя все погрешности переключателей сводятся в одной
характеристике. Погрешности резисторов также могут быть вы-
ражены одной характеристикой, если используются тонкопленоч-
ные цепочки резисторов, расположенные на одном или двух кри-
сталлах. Что остается тем не менее общим, так это перечень по-
грешностей, в который входят погрешности переключателей, до-
пуск на значение сопротивлений, напряжение смещения нуля и
ток смещения в операционных усилителях или в компараторе. В
таком случае также должны учитываться температурные коэффи-
циенты для всех элементов, находящихся при одинаковой темпе-
ратуре.
Еще один неприятный момент состоит в том, что усилитель
следящего контура У1 склонен к триггерному эффекту. Хотя су-
ществует несколько работоспособных схем, включая показанную
331
на рис. 5.32а, необходимо заботиться как о выборе компонентов,
так и об их расположении.
Все эти соображения касаются как линейности, так и точ-
ности. Если говорить только о точности, то, чтобы компенсировать
погрешность переключателей, допуск резисторов и погрешность
опорного напряжения, необходимо обеспечить 'подстройку нуля и
диапазона выходного напряжения выходного усилителя. Указанные
построечные потенциометры будут также вносить температурные
погрешности.
В табл. 5.2 приведен краткий перечень погрешностей линей-
ности и точности для резисторов и переключателей, показанных
Таблица 5.2. Основные источники погрешностей в АЦП со счетверенными
переключателями
Погрешности линейности Погрешности точ- ности, %
источник типовое значение, 10~6/°С максималь- ное значе- ние, 1 о*6/0 С
абсо- лютная из-за рассог- ласова- ния
Переключатели 2 5 0,01 0,01
Резисторы источников тока Резисторы, определяющие масштаб, 1 2 2 0,012
и резисторы в цепи обратной связи 1 2 2 0,006
Стабилитрон — — 5 —
Сумма в наихудшем случае 4 9 9 0,028
Сумма в наихудшем случае при 125°С 400 (0,04 о/о) 900 (0,09 %)
на рис. 5.32а. Перечень составлен для вполне доступных компонен-
тов. В перечне не показаны погрешности выходного усилителя или
компаратора, которые, однако, должны быть добавлены.
Как показывает табл. 5.2, при 125°С линейность может быть
хуже 0,09%, что приблизительно соответствует младшему разряду
при 10 разрядах (0,05% =МР/2). Хотя, вероятно, несправедливо
предположение, что все возможные погрешности будут иметь зна-
чения, соответствующие наихудшему случаю, и будут иметь знаки,
при которых они складываются, такого рода события могут про-
исходить и происходят достаточно часто, чтобы представлять
вполне реальную проблему. В конце концов 12-разрядный пре-
образователь с линейностью 10 разрядов может оказаться не луч-
ше, чем 10-разрядный преобразователь, а возможно даже и хуже.
Таблица, кроме того, показывает, что необходим диапазон
подстройки порядка 10%, чтобы привести выходной сигнал преоб-
разователя к требуемому значению, но даже и в этом случае он
может еще иметь погрешность, немного превышающую 1 МР.
Схема, показанная на рис. 5.326, может быть полностью скон-
струирована в гибридном исполнении при существенно лучших
точности и температурной стабильности по сравнению с приве-
денными в табл. 5.2. Несмотря на то, что линейность ±7г МР
при 12 разрядах является достижимой, как показывает опыт,
332
практически указанная линейность сохраняется лишь в рабочем
диапазоне от —25 до + 85°С. Хотя несколько фирм-изготовителей
ИС предлагают счетверенные переключатели тока (см. перечень
данных фирмы Analog Devices, приведенный далее), они обычно
неполностью взаимозаменяемы.
В схеме, показанной на рис. 5.32в, базовое напряжение подается
точно таким же способом, как и в схеме рис. 5.32а. Однако спо-
соб суммирования токов совершенно другой: выходные токи всех
переключателей имеют одинаковое значение и делятся с помощью
цепочки резисторов типа R—2R, подсоединенной к их выходам.
Эта схема является быстродействующей, поскольку значение тока
через резисторы, задающие ток, при переключении не меняется,
а схема с общей базой обеспечивает высокую скорость переклю-
чения. Влияние постоянной времени RC выходной цепи незначи-
тельно, потому что в цепочке R—2R используются резисторы с
малыми сопротивлениями. Наконец, тот факт, что все токи равны,
означает, что отсутствует необходимость использования много-
эмиттерных транзисторов, а это также упрощает конструкцию
тонкопленочной резистивной цепочки, поскольку сопротивления
всех резисторов могут быть одинаковыми и, как правило, мень-
ше, чем у резисторов, которые использованы в варианте, показан-
ном на рис. 5.32а. Можно предположить, что такая конструкция
должна иметь несколько очевидных недостатков. Фактически не-
возможно при массовом производстве отбирать 13 транзисторов
с точно одинаковыми значениями напряжения иБЭ и измене-
нием напряжения диБЭ при изменении температуры. Даже если
это было бы возможно, существует еще проблема поддержания
одинаковой температуры всех транзисторов. Разница в 1°С между
температурой транзистора старшего разряда (СР) и температурой
других транзисторов будет создавать погрешность линейности бо-
лее ’/2 МР (ГС будет вызывать изменения напряжения иБд на
1,85 мВ, давая в результате изменение выходного тока более чем
на 0,015%, если напряжение на резисторе в источнике тока равно
приблизительно 12,5 В). Поскольку статические коэффициенты пе-
редачи тока у транзисторов должны быть очень высокими и до-
статочно хорошо согласованными, чтобы начальное рассогласова-
ние было меньше нескольких милливольт, такой вариант полно-
стью неосуществим.
Эта же самая схема, однако, если она строится в гибридном
исполнении, способна обеспечить линейность ‘/г МР в диапазоне
температур от —55 до +125°С. Начальная точность обеспечивает-
ся не хуже 0,012%, тогда как точность в пределах температурного
диапазона от —55 до +125°С лучше 0,024% при использовании
внешнего источника опорного напряжения.
Чтобы достичь таких параметров, используют «супербета»-
транзисторы с коэффициентом передачи тока около 500 при задан-
ном токе переключения. Кроме того, все транзисторы изготавли-
вают на одной и той же пластине, чтобы обеспечить точное от-
слеживание напряжения 11БЭ при изменении температуры. Кри-
res
Рис. 5.32b. В преобразователе с одиночными переключателями используется такая же схема температурной компенсации,
как в преобразователе со счетверенными переключателями, однако способ управления током более простой
сталлы располагаются так, чтобы все они находились или при
одинаковой температуре, или, в крайнем случае, при температу-
рах, которые будут меняться согласованно при изменении усло-
вий на входе\ или при изменении температуры окружающей сре-
ды. Конечно, Напряжения 11БЭ в устройствах не будут одинако-
выми и могут меняться на 5—10 мВ. Однако это изменение не
является значительным, поскольку оно вызывает погрешность ли-
нейности, меньшую (1—2)-10-6/°С, а начальная погрешность бу-
дет устраняться при подстройке.
Перечень данных по четверкам переключателей
(с разрешения фирмы Analog Devices)
Полупроводниковый счетверенный переключатель тока. Модель
AD550 состоит из четырех переключателей, управляемых логиче-
скими схемами, и связанных с ними узлов, выполненных на од-
ном полупроводниковом кристалле. При подключении прецизион-
ных резисторов и источника опорного напряжения эта модель мо-
жет быть использована для построения ЦАП и АЦП, имеющих
12-разрядную точность, с однополярным или биполярным выходом
и разрешающей способностью, соответствующей 4, 8, 12 и 14 дво-
ичным разрядам или 1, 2, 3 и 4 декадам двоично-кодированного
десятичного кода.
Достоинства полупроводниковой интегральной конструкции.
До настоящего времени элементами, ограничивающими возможно-
сти ЦАП и АЦП, были переключатели. Были необходимы ком-
промиссные технические решения для обеспечения либо точности,
температурного согласования, скорости, либо обеспечения хоро-
шего качества переходных процессов при переключении, но ни
в одном из имевшихся устройств все эти параметры не были вы-
браны наивыгоднейшим образом. Переключатель («Микро-ЦАП»)
с его 12-разрядной точностью и временем переключения 500 нс
является значительным достижением в данной области. Хотя по
замыслу он похож на предшествующий переключатель, выполнен-
ный на дискретных компонентах, ему внутренне присущи более
высокие качества. Причины этого следующие:
— почти полная одинаковость транзисторов ведет к внутрен-
не присущей высокой точности согласования характеристик без
подгонки;
— полупроводниковая технология обеспечивает такую кон-
струкцию транзисторов, при которой значительно улучшается тем-
пературное согласование характеристик;
- j- небольшие размеры и внутренне присущая надежность,
обусловленная минимальным количеством соединений, делают по-
лупроводниковое устройство идеальным для ответственного воен-
ного и авиационного электронного оборудования;
— стандартная технология и высокий выход годных кристал-
лов размером 0,058X0,062" (1,47X1,57 мм) увеличивают вероят-
ность снижения стоимости по мере накопления опыта производ-
ства.
335
Достоинства переключения тока. Подобно своему предшест-
веннику на дискретных компонентах модель AD550 имеет ряд
внутренне присущих ей достоинств, которые могут быть непосред-
ственно отнесены к способу переключения:
— высокая скорость (типичное время установления 1 мкс) и
минимальная нагрузка на источник опорного напряжения во вре-
мя переходных процессов являются результатом переключения
токов по существу при постоянном напряжении;
— подобно переключателю на дискретных компонентах модель
AD550 обладает значительной универсальностью при соединении
с нагрузкой. Выходной ток переключателя, равный 2 мА, может
быть подан прямо в нагрузку (для достижения предельной ско-
рости) : выходной ток может быть подан в суммирующую точку
операционного усилителя, такого, как AD741, или выходное напря-
жение может быть создано на резисторе и использовано непосред-
ственно или усилено неинвертирующим операционным усилителем;
— вследствие того, что опорное напряжение развязано от пе-
реключателей с помощью измерительных резисторов (которые
могут иметь любое заданное сопротивление), очень большие опор-
ные напряжения (например, 100 В) могут быть использованы для
построения преобразователей сверхвысокой точности;
— переключение тока позволяет отслеживать изменения пара-
метров переключателей с помощью следящего источника опор-
ного напряжения;
— переключение тока является наиболее целесообразным спо-
собом получения наилучших параметров при полупроводниковой
интегральной конструкции, так как геометрические размеры мо-
гут быть выбраны в соответствии с геометрической прогрессией
с основанием два для того, чтобы сохранялась одинаковая плот-
ность тока во всех переключателях, такая же, как и в опорном
транзисторе.
Об устройстве «микро-ЦАП». «Микро-ЦАП» является новой
концепцией в области интегральных схем для ЦАП и АЦП, по-
явившейся, в первую очередь, благодаря уникальному сочетанию
опыта и таланта: известным способностям организации Pastoriza
organization к созданию быстродействующих и точных преобра-
зователей; хорошо известной силе фирмы Analog Devices в раз-
работке и применении электронных схем, в особенности опера-
ционных усилителей, а также проявленному выдающемуся талан-
ту и самому современному на сегодняшний день оборудованию при
изготовлении микросхем и тонких пленок. Эта концепция, поддер-
жанная высококвалифицированным коллективом, который зани-
мается техникой применения, воплощается в интегральных полу-
проводниковых переключателях напряжения и тока, полупровод-
никовых и гибридных операционных усилителях и тонкопленочных
высокоточных резисторных сборках.
Основные характеристики:
— четыре переключателя «микро-ЦАП», расположенные на
одном полупроводниковом кристалле, предназначены для АЦП
336
и ЦАП и обеспечивают лучшую точность, чем дискретные ком-
поненты;
— 12-разрядная точность в широком температурном диапазоне;
— время переключения i/2 мкс;
Выход
•о
9R1 Цепочка f|R2 r4
резисторов UI
Полупроводниковый интегральный
переключатель (4 секции)
— стандартные уровни питающих напряжений ( + 5 В, —15 В);
— подстройка опорного напряжения;
— герметичный корпус с выводами в одной плоскости или с
двухрядным расположением;
— наличие цепочки резисторов в комплекте;
— работоспособность при температуре от —55 до +125°С;
— совместимость со схемами типов ДТЛ, ТТЛ и РТЛ;
— удовлетворяет стандарту MIL-STD-883.
Характеристики модели AD550 (типичные значения при 25°С
и номинальных питающих напряжениях, если не оговореньГ дру-
Входы логических сигналов
______Микро-ЦАП_______
(переключатели AD550)
Применение микро-ЦАП
337
гие условия). Примечание к описанию «микро-ЦАП»: поскольку
модель AD550 используют исключительно в цифроаналоговых пре-1
образователях, ее характеристики удобно определять через парау
метры точности преобразователей. Поэтому каждый «микро-ЦАП»
испытывается в цифроаналоговой схеме и измеряйся его вклад *в
погрешность преобразователя. Устройства сортируются на группы
в соответствии с результатами измерений. При проверке «микро-
ЦАП» устанавливаются на место старших разрядов в ЦАП с
опорным напряжением 10 В. Следовательно, если в окончатель-
ном варианте применения четверка располагается на месте сле-
дующих за старшими разрядов, ее максимальный вклад в по-
грешность будет равен только ’/16 оговоренной величины, а при
установке на следующей позиции вклад составляет только V25&
наибольшей погрешности. Группа L или U используется для четы-
рех самых старших разрядов, группа К или Т — для следующих,
а группа J или $ — для младших разрядов ЦАП.
Входные логические сигналы:
«0» (переключатель замкнут)
«1» (переключатель разомкнут)
Входной код
Выходной ток (номинальное значение):
Старший разряд
2-й разряд
3-й разряд
4-й разряд
Выходное напряжение
(резистивная нагрузка)
Опорный ток
Пределы изменения напряжения иБЭ
Время включения (при включении млад-
шего разряда)
Время установления (до величины
±‘/2 МР)
0,8 В максимальное значение,
—1,6 мА
2,0 В минимальное значение, 100 мкА
максимальное значение
Дополнительный двоичный (см. да-
лее таблицу соответствия)
1,0 мА, 1,1 мА максимальное значе-
ние
0,5 мА, 0,55 мА максимальное зна-
чение
0,25 мА, 0,28 мА максимальное зна-
чение
0,125 мА, 0,14 мА максимальное зна-
чение
0 В (суммирующая точка усилителя)
—2 до +10 В
0,125 мА при использовании в
12-разрядном ЦАП с компенсирую-
щим транзистором
600 мВ минимальное значение,
700 мВ максимальное значение
500 нс
для 12 разрядов: 1,8 мкс
для 10 разрядов: 0,8 мкс
Абсолютная погрешность (вносимая ,при использовании в
старших разрядах ЦАП, опорное напряжение 10 В):
Группы J и S ±1 % максимальное значение
Группы К и Т ±0,1 % максимальное значение
Группы L и U ±0,01 % максимальное значение
Температурный коэффициент погрешно- ±5-10-6/°С (±2-10-6/°С типовое зна-
сти, максимальное значение (при опор- чение)
ном напряжении 10 В)
(Погрешность, обусловленная температурным коэффициентом,
определяется как изменение абсолютной величины максимального
338
выходного сигнала при изменении температуры от 25°С до лю-
бого из ее крайних значений. Эта погрешность представляет со-
бой, в основном, изменение масштаба при небольшом влиянии
или при отсутствии влияния на линейность или монотонность.
Погрешность смещения нуля выходного тока не превышает 500 нА
во всем рабочем диапазоне температур.)
Требования к источникам питания +5 В при 5 мА, —15 В при 8 мА
Потребляемая мощность при +5,5 и 150 мВт типовое значение —15,5 В 210 мВт максимальное значение Тип корпуса ТО-87, плоский ТО-116, керамический с двумя ряда- ми выводов Рабочий диапазон температур для групп J, К, L 0 до 70°С для групп S, Т, U —55 до +125°С AD 550 J X ТО-116
Система Интеграль- Основная • Группа по Специаль- Обозначе-
обозначения изделий ные микро- схемы фир- мы Analog Devices модель параметрам и темпера- турному- диапазону J, К, L, S, т, и ный пара-_ ние корпуса метр; отбор в коде по U БЭ JEDEC для моде- лей AD550 К, L, Т, U (от 0 до 9)
Таблица соответствия (модель AD550)
Логический входной сигнал Номинальный выход- ной ток, мА Логический входной сигнал Номинальный выход- ной ток, мА
0000 1,875 1000 0,875
0001 1,750 1001 0,750
0010 1,625 1010 0,625
ООП 1,500 1011 0,500
0100 1,375 1100 0,375
0101 1,250 - 1101 0,250
оно 1,125 1110 0,125
0111 1,000 1111 0,000
Принцип работы модели AD550. «Микро-ЦАП» (преобразова-
тель кода в ток) модели AD550 имеет -четыре вывода для входного
кода. Каждый вывод соединен с переключателем, который управ-
ляет точно заданным выходным током, определяемым внешним
резистором и опорным напряжением. При указанном ниже сое-
динении, выходной ток каждого из четырех переключателей будет
равен 1,0; 0,5; 0,25 и 0,125 мА, а общий выходной ток будет ра-
вен сумме--токов, протекающих через замкнутые переключатели.
Любой переключатель замыкается при поступлении логического
«0» на цифровой вход. Выходной ток данного переключателя бу-
дет равен нулю, если на вход подана логическая «1». Таким об-
разом, в зависимости от комбинации замкнутых переключателей
(т. е. от цифрового кода) могут быть получены 16 уровней тока
в диапазоне от нуля до 1,875 мА со ступенями приращения
0,125 мА.
339
0,030
0,070
ТО-116
керамический корпус *
с двумя рядами выводов
0,015 г
K023 2
Опорная плоскость
0,290
0,310
0,020
0,030
0,065
0,085
номинальный номинальный
размер справочный
размер
0,660
0,785
ТО-87
плоский корпус (поставляется
в защитной упаковке)
0,030
0,070
0,005 0,240
0,035 I 0,275
Все размеры
в дюймах
Опорная
плоскость
0,170 И h
минимальный
0,003
0,006
Н- Н-0,170
минимальный
На практике, когда требуются 8 или 12 разрядов, могут быть
подсоединены добавочные четверки с ослаблением 16:1 для каж-
дой следующей менее значащей четверки. Как это сделать, об-
суждается далее. (При двоично-кодированном десятичном коде
требуется ослабление 10:1 на четверку.)
Выходной ток течет от нагрузки к выходному выводу. Тогда
при резистивной нагрузке 1 кОм выходное напряжение будет ме-
няться от 0 до —1,875 В. С другой стороны, если выходной ток
340
подается непосредственно в суммирующую точку операционного
усилителя, выходное напряжение операционного усилителя будет
находиться в пределах от 0 до +1,875 мА-Roc (сопротивление
цепи обратной связи Roc в килоомах).
Полную информацию по применению цифроаналоговых преоб-
разователей, включая рассмотрение биполярных вариантов, с опе-
рационными усилителями или без них, а также обсуждение пере-
ходных процессов, можно найти в руководстве по применению
ЦАП на дискретных компонентах. Однако следует отметить, что
с целью получения максимальной выгоды от применения полупро-
водниковой сборки полярность логического сигнала и выходного
тока инвертированы. Поэтому микросхема AD550 и ЦАП на ди-
скретных компонентах не взаимозаменяемы по электрическим па-
раметрам, хотя нет особых препятствий для достижения этого.
Необходимо лишь использовать инверсные выходы регистра и ин-
вертировать полярность выходного сигнала.
Переключение тока: на рис. 1 показана упрощенная схема
одного из четырех переключателей тока в AD550. Переключатель
Вход
цифрового
сигнала _2
+5В
S Каскад
управления
1 переключателем
Цифровой входной сигнал "1"
(2 В) включает транзистор VT1,
ток проходит через резистор R и
транзистор VT2 выключается
Логический "О" (ОВ) выключает
транзистор VT1 и позволяет тран-
зистору VT2 пропускать ток 1 мА
в шину выход-
Шина выходного тока ного тока
Логический уровень
цифрового входного
«'игнала
VT2 проводит
замкнут)
п—р—п- 1
переключатель J
с высоким
VT2
о
-4,4В
---0 8
iK^gd-l) «1э = 1мЛ
1
Замыкание ключа
VT1 вызывает увеличение
потенциала и отключение
транзистора VT2 источника
тока (i R>10,6 В)
Внешний I Г|
масштабирующийII R= Юк Опорное напряжение
резистор ' у +U « 10,6 Р
Шина источника опорного
напряжения —15 в
10 В
т~— = 1,0 мА
10 к
Рис. 1.
работает следующим образом. Если подан логический «О», диод
(и провод логического входа) будут отводить ток ij от транзисто-
ра VT1, потому что потенциал эмиттера этого транзистора станет
меньше потенциала базы и коллекторный ток будет отключен.
В то же время эмиттерный ток транзистора VT2 будет равен
10 В/10 кОм=1 мА, и благодаря большому коэффициенту пере-
дачи тока р коллекторный ток будет иметь почти такую же ве-
личину. Следует заметить, что транзистор VT2 является очень хо-
рошим источником тока, поэтому коллекторный ток не будет су-
341
щественно зависеть от коллекторного напряжения или от нагруз-
ки. При параллельном соединении коллекторов всех четырех пе-
реключателей их выходные токи будут складываться без погреш-
ности. Следует заметить также, что если опорное напряжение
и сопротивление масштабирующего резистора равны 60 В и
60 кОм соответственно, будет течь ток 1 мА при очень слабой
зависимости его от изменений напряжения иБЭ и без какой-ли-
бо опасности для транзистора, поскольку опорное напряжение
никогда не прикладывается к транзистору.
Если подается логическая «1», диод будет обратно смещен
и ток и будет течь в коллекторной цепи транзистора VT1 и далее
через внешний масштабирующий резистор. Вследствие того, что
ток ii больше 1 мА, на эмиттере транзистора VT2 будет поддержи-
ваться положительное напряжение, и в коллекторной цепи тран-
зистора VT2 тока не будет (исключая очень малый ток утечки
порядка наноампер).
На рис. 2 показаны соединения комплекта из четырех пере-
ключателей тока в AD550. Токи, управляющие переключателями
(например, ток lynpi), в свою очередь управляются логическими
Рис. 2.
сигналами. В состоянии «включено» управляющие токи очень ма-
лы, поэтому весь рабочий ток течет в выходных коллекторных це-
пях; в состоянии «отключено» в каждом разряде управляющий
ток больше рабочего тока, что ведет к отсутствию соответствую-
щего рабочего тока на выходе.
На рис. 3 показано соединение трех четверок для построения
12-разрядного ЦАП. Делитель тока ослабляет выходной ток вто-
342
12-разрядный ЦАП собран из трех секций микро-ЦАП с включением
между секциями делителей тока 16 1 (или 101 при ДДК)
Младшая
Источник rjteTgepKat
опорного —*—I-
напряжения 8R| 4RI 2(
Старшая
Тонкопленочные
резисторы для
микро-ЦАП,
например,типа
AD850
мА
мА
мА
мА
мА
мА
мА
мА
мА мА
мА
мА
МР
Делитель тока отводит
15/16 i3 к земле и
пропускает i3-1/16 в
следующую секцию
|937,5 _L;
' 15. 16*3
г 16 'з
14,0625 к /
Тв’^Тб'з
256'3'
Микро-ЦАП
L (счетверенные
/Г*" переключатели)
! I Сумма четырех
1СР> составляющих
U
Рис. 3.
рой четверки точно в 16 раз, и выходной ток третьей четверки в
256 раз, поэтому весовые коэффициенты всех 12 разрядов состав-
ляют точную двоичную прогрессию.
Преобразование с высокой точностью
с использованием опорного отслеживающего транзистора
Источники статических погрешностей в Переключателях тока.
1. Переключатель разомкнут. В этом состоянии единственной
составляющей погрешности любого переключателя является ток
утечки переключающего транзистора. При сравнении типичного
значения этого тока 0,2 нА со значением выходного тока, соот-
ветствующего полной шкале (1,875 мА) при 25°С, погрешность
представляется исчезающе малой (порядка нескольких миллион-
ных долей). При максимальной рабочей температуре она еще
будет малой, соответствующей обозначению класса точности и
температурного диапазона данной модели AD550.
2. Переключатель замкнут. Как можно видеть из рис. 4, зна-
чение тока определяется в первом приближении величинами иБЭ ,
Р и током утечки 1ут. Если 1ут незначителен (по тем же сообра-
жениям, которые приведены ранее в п. 1) и принимаются типич-
ные значения для иБЭ и р , равные соответственно 650 мВ и 250,
то можно видеть, что при напряжении питания, равном —15 В,
и напряжении на выводе 9, подстроенном до —4,35 В (чтобы точ-
но скомпенсировать 1_1БЭ при комнатной температуре), падение
напряжения на резисторе будет 10 В. Если R=10 кОм (1-й раз-
ряд), то эмиттерный ток будет равен 1,0 мА и погрешность кол-
лекторного тока составит 0,4 °/о (что соответствует МР при 8 раз-
рядах). Также следует отметить, что иБЭ меняется приблизитель-
нохна 2 мВ при изменении температуры на 1°С (на 0,4% при из-
менении температуры на 20°С), а коэффициент р также зависит
от температуры. Таким образом, при рассмотрении каждого пере-
v 343
ключателя отдельно во включенном состоянии оказывается, что
на точность и линейность накладываются определенные ограни-
чения, особенно если отсутствует температурное согласование пе-
Рис. 4.
реключателей. Именно с этой точки зрения схемное решение
«микро-ЦАП» и полупроводниковая структура проявляют свои
существенные достоинства.
Достоинства полупроводниковой структуры.
1. Все переключатели находятся в непосредственной близости
один к другому на одном полупроводниковом кристалле, их коэф-
фициенты передачи тока р будут согласованы как по начальному
значению, так и при изменении температуры.
2. Все транзисторные переключатели имеют одинаковую плот-
ность эмиттерного тока, поскольку переключатель старшего раз-
ряда состоит из 8 параллельно включенных транзисторов, таких
же, как транзистор в переключателе младшего разряда. В пере-
ключателе второго разряда имеется 4, а в переключателе треть-
его разряда — 2 таких транзистора. Таким образом, напряжения
U БЭ будут одинаковы и будут очень хорошо согласованы во всем
диапазоне температур.
3. Для непрерывного контроля параметров переключателей
(и их изменений) с целью получения скомпенсированного опорного
напряжения предусмотрен дополнительный транзистор, такой же,
как в переключателе младшего разряда; применение этого тран-
зистора совместно с операционным усилителем обеспечивает
очень высокую точность в широком диапазоне температур и не-
чувствительность к изменениям питающего напряжения.
Полная схема 12-разрядного ЦАП высокой точности, в котором
используются 3 устройства AD550 и одна резистивная цепочка
AD850, показана далее. Последующее обсуждение будет посвя-
щено идеям, которые привели к разработке устройств, обладаю-
щих преимуществами за счет использования опорного транзи-
стора.
344
ЦАП без опорного транзистора. Совсем простые преобразова-
тели (с максимальной практической разрешающей способностью
около 8 разрядов) можно построить без цепи стабилизации, при-
меняя доступные регулируемые источники питания с точностью
до 0,1 %.’Преобразователи могут быть подстроены до получения
исходного значения точности при комнатной температуре, однако
изменения температуры будут вызывать изменения масштабного
коэффициента (вследствие дрейфа иБЭ и 0), не оказывая значи-
тельного влияния на линейность (благодаря .превосходному согла-
сованию транзисторов). Базовые токи (особенно в четверках млад-
ших разрядов) могут вызывать погрешности нелинейности из-за
меняющейся нагрузки источника опорного напряжения. Эта по-
грешность может быть уменьшена при использовании отдельного
делителя напряжения для четверок младших разрядов или сов-
сем исключена с помощью недорогого операционного усилителя,
подсоединенного в качестве повторителя для развязки источника
опорного напряжения. Дополнительное достоинство такого ва-
рианта состоит в том, что общий источник опорного напряжения
может питать несколько ЦАП. Для уменьшения погрешностей,
Рис. 5.
обусловленных переходными процессами, параллельно источнику
опорного напряжения всегда следует подключать конденсаторы
большой емкости (рис. 5).
ЦАП с опорным транзистором. Десятиразрядная точность мо-
жет быть реализована при незначительных простых изменениях
(и при добавлении еще одной четверки, если требуется также и
10-разрядная разрешающая способность), заключающихся в ис-
пользовании стабилитрона в качестве прецизионного источника
опорного напряжения и в питании базовых цепей переключающих
транзисторов через опорный транзистор, включенный как диод.
Опорный транзистор, ток через который равен 0,125 мА, будет
компенсировать напряжение иБЭ как при комнатной температуре,
так и в температурном диапазоне (поскольку он согласован по
Напряжению ЦБЭ). Линейность будет превосходной, а единствен-
ным существенным источником погрешности будет изменение мас-
345
штабного коэффициента (первоначально подстраиваемого при
комнатной температуре) при изменениях температуры вследствие
изменения коэффициента р (рис. 6).
Резисторы подбирают так, чтобы Подстройка
Рис. 6.
Высокоточное цифроаналоговое преобразование. Изменение
коэффициента Р компенсируют с помощью опорного транзистора
совместно с операционным усилителем и прецизионным источни-
ком тока или напряжения. При таком соединении легко дости-
гается точность, соответствующая 12 разрядам, в широком диапа-
зоне температур и при изменении напряжения питания (рис. 7)
0,125 мА
R
ровка
полной
шкалы
1,2 В*—
Усилитель
регулирует
РегУли-|базовое напряжение
ровка_ поддерживая
lK= 0,125mA
-^0,125 мАп-^д
+5 В
2В
VT1 открыт
VT2 закрыт
п । । VT1 закрыт
и у XVT2 открыт
Логический уровень
цифрового
входного сигнала
К следующей четверке
0,5мА J 0,25 мА Т 0,125 мА
Ток от
других четверок
“/Компенсирующий
/ транзистор VTon
Регулирование базового
напряжения с помощью
цепи обратной связи служит
для коррекции изменений
иБЭ и0 _______________
Сумма взвешенных токов'
lVT2
СР
Базовое напряжение
_____. к следующей четверке
^Четверка переключателей
^Резисторы для четверки
-15В
К следующей четверке
Рис. 7.
Как работает преобразователь? Условие правильной работь
усилителя У1 состоит в том, что его выходное напряжение должн
иметь такое значение, при котором коллекторный ток опорного
346
и 1-йпаяпяя 9-й пяяпяп 3-й пазпял 4-й пазпял
—15 В К резистору К резистору
Юк 20 к
К резистору К резистору
40 к 80 к
Схема полупроводникового счетверенного переключателя AD550
Пл жепаиию потребителя печатный монтеж
выполняется «а илетах другой формы
348
транзистора равен U0n/R0n. Таким образом, выходное напряжение
усилителя должно равняться такому напряжению на базах, кото-
рое необходимо для точного соответствия эмиттерного тока ве-
личине 10п(1 + Р)/р. Базовый ток обеспечивается выходным каска-
дом усилителя. Все остальные переключающие транзисторы со-
гласованы с опорным транзистором по р и UB3, а используемые
резисторы имеют необходимую точность. В результате этого па-
дение напряжения в цепях эмиттеров и ток в этих цепях будут
такими, при которых значения соответствующих коллекторных то-
ков будут кратными значению опорного тока несмотря на изме-
нения температуры и питающего напряжения —15 В. Усилитель
У2 служит для преобразования выходного тока в напряжение с
заданным масштабом. Все это представляется сложным, однако
легко реализуется с помощью полупроводниковой технологии.
Взаимное согласование четверок. Сразу же возникает вопрос
о степени взаимного согласования четверок для ЦАП высокой
точности. Одно из существенных соображений, которое следует
иметь в виду, состоит в том, что при включении делителей тока
между четверками влияние свойств второй четверки в 12-разряд-
ном преобразователе относительно невелико, а влияние третьей и
вовсе незначительно. В справочниках указывается, что можно за-
казывать и согласованный комплект четверок.
Модель AD850—12-разрядная цепочка двоично-взвешенных ре-
зисторов. Этот ^компактный корпус содержит все .прецизионные
резисторы, необходимые для сборки ЦАП с разрешающей способ-
ностью, соответствующей 12 двоичным разрядам в преобразовате-
ле с компенсированным опорным напряжением, схема которого
показана на рис. 7 (см. также полную схему ЦАП), и может ра-
ботать с источником прецизионного опорного напряжения или
тока. Тонкопленочные нихромовые резисторы подогнаны с допу-
ском, необходимым для 12-разрядного преобразования (±’/2 МР),
и имеют хорошее температурное согласование. Резисторы герме-
тизированы с целью защиты от воздействия условий окружающей
среды и имеют максимальный относительный температурный ко-
эффициент ± 10-6/° С.
Модель содержит три комплекта задающих ток резисторов с
сопротивлениями 10, 20, 40 и 80 кОм, группу резисторов для де-
ления тока, включаемых между четверками, резисторы цепей об-
ратной связи усилителя для получения выходного напряжения
5 или 10 В и опорные резисторы для однополярного и биполярно-
го вариантов (для получения двоичного кода со сдвигом или с до-
полнением до 2).
Пример обозначения: AD850L (12-разрядная точность, диапа-
зон температур от 0 до 70°С).
Сведения о ценах на образцы, имеющие указанную точность
в диапазоне температур от —55 до +125°С, или о ценах на пар-
тию образцов можно получить у фирмы Analog Devices.
349
1,500
0,205
Все размеры
в дюймах
Схема модели AD850
Фирма предлагает также герметичный изолированный плоский
корпус или пару корпусов с двухрядным расположением выводов
для 12-разрядного преобразования военного применения — модели
AD582 и A.D583. Пара состоит из двух корпусов типа ТО-87 или
ТО-116 с двухрядным расположением выводов. Восьмиразрядная
модель 825U вместе с 4-разрядной моделью 853U содержат пол-
ный набор резисторов AD850.
Функциональное назначение резисторов
Rl, R2, R3, R4 R5, R6, R7, R8 R9, RIO, Rll, R12 Разряды 1—4 Разряды 5—8 Разряды 9—12
R14, R17 Цепь соединения четверок 1—2
R15, R18 Цепь соединения четверок 2—3
R19, R21
R20
R13, R16
Цепь опорного транзистора
Цепь регулировки сдвига нуля
Цепь обратной связи
350
Номинальные значения сопротивлений и допусков для цепочки резисторов
модели AD850 *
Обозначение Сопротивле- ние, кОм Допуск от- носительно R1, о Обозначение Сопротивле- ние, кОм Допуск от- носитель- но R1 , о
R1 10 R12 80 0,1
R2 20 0,0122 R19 80 0,1
R3 40 0,0244 R13 5 0,1
R4 80 0,0488 R14 14,0625 0,1
R5 10 0,096 R15 14,0625 0,1
R6 20 0,195 R16 5 0,1
R7 40 0,391 R17 1 0,1
R8 80 0,781 R18 0,9735 0,1
R9 10 0,1 R20 5,875 0,1
R10 RH 20 40 0,1 0.1 R21 46,95 0,1
*) Номинальные значения сопротивлений и дог .зистор R1). Абсолютный допуск для резистора lycKOB нормированы R1 равен 0,1%. относительно 10 кОм (ре-
КАСКАДЫ УПРАВЛЕНИЯ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЯМИ
Применение повторителя напряжения LM.110 в переключателе
для коммутации многозвенной цепочки резисторов в АЦП показа-
но на рис. 5.33. Модель LM110 представляет собой интегральную
микросхему быстродействующего повторителя напряжения, кото-
рая работает в широком диапазоне питающих напряжений, не
склонна к генерации и имеет малый дрейф напряжения смещения
нуля. Быстродействие буферного каскада дает возможность вклю-
чать его в цепь сигнала или в петлю обратной связи без сущест-
венного влияния на переходную характеристику или стабильность.
Цифровом
сигнал
управления
ключом
Рис. 5.33. Применение повторителей напряжения для коммутации резисторов
многозвенной цепочки в ЦАП
351
Малый входной ток не создает нагрузки на источники с высоким
внутренним сопротивлением, что и является причиной использо-
вания его в качестве буферного каскада.
Простые транзисторные ключи, используемые в инверсном ре-
жиме для получения малого напряжения насыщения, формируют
уровни 0 и 5 В для многозвенной цепочки резисторов. На выходе
ключа установлены буферные каскады У2 и УЗ, обеспечивающие
малое выходное сопротивление цепи управления для каждого из
двух состояний: с высоким и низким уровнями.
Ключевые транзисторы могут непосредственно управляться
от логических интегральных микросхем. Резисторы R7 и R8 огра-
ничивают базовый ток управления. Указанные на рисунке значе-
ния сопротивлений выбраны для работы совместно с типовыми
микросхемами ТТЛ и ДТЛ. Если необходимо, скорость переклю-
чения повторителя LM110 может быть несколько увеличена при
подключении конденсаторов емкостью 100 пФ параллельно рези-
сторам.
Даже при работе с максимальной скоростью нет необходимо-
сти в использовании фиксирующих диодов для уменьшения вы-
бросов напряжения на выходе повторителя. Сопротивления рези-
сторов R5 и R6, определяющие скорость нарастания положитель-
ного перепада, могут быть выбраны достаточно большими, чтобы
скорость нарастания положительного импульса на входе схемы
LM.110 не была намного больше максимальной скорости нараста-
ния ее выходного сигнала.
Основное достоинство указанной схемы состоит в том, что она
обеспечивает намного меньшее выходное сопротивление, чем
обычный переключатель на двух транзисторах. Кроме того, схе-
ма управления для указанных ключей существенно проще.
Повторитель LM110 может быть также применен в качестве
буферного каскада в источнике опорного напряжения с темпера-
турной компенсацией, как показано на рис. 5.33. Выходное напря-
жение стабилитрона делится с помощью резистивного делителя,
и требуемое напряжение устанавливается резистором R3.
МНОГОЗВЕННЫЕ ЦЕПОЧКИ РЕЗИСТОРОВ
Все сказанное в гл. 4 о многозвенных цепочках резисторов так-
же справедливо при их использовании в АЦП. Температурный
коэффициент проволочных или металлопленочных многозвенных
цепочек с объемными выводами имеет значение порядка 10-6/°CL
Это означает, что при изменении температуры на 30°С сопротив-
ления п многозвенной цепочке будут менять значения на 0,0003 %
Очевидно, в текст оригинала вкралась опечатка. Должно быть 0,003%-
(Прим, ред.)
852
одно относительно другого. Резисторы изготовлены так, что на-
чальное рассогласование определяется как 0,001%. Дополнитель-
ное изменение, связанное со старением, составляет примерно
0,002% в год.
Никель-хромовые (NiCr) резистивные пленки применяются в
гибридных схемах в течение длительного времени, хотя лишь в
последние несколько лет появилась технология юстировки, пригод-
ная для выполнения высокоточной подгонки. Пленка NiCr тол-
щиной примерно 100 А (10 нм) напыляется в вакууме на сверх-
гладкую подложку. Подложка может быть выполнена из стекла,,
керамики или окисленного кремния. Несколько более толстые
слои напыляются на керамику вследствие большей шероховатости
ее поверхности.
Напыление производится при тщательно (контролируемых дав-
лении и скорости напыления, чтобы получилась такая степень
окисления никеля и хрома, при которой образуется пленка с низ-
ким температурным коэффициентом и высокой стабильностью.
Без нарушения вакуума на слой NiCr напыляется слой никеля, за
которым следует слой золота. Золото образует соединительные
дорожки и связывающие контакты, тогда как никель — барьер-
ный слой, предотвращающий взаимодействие NiCr и золота.
Изготовление цепочки резисторов представляет собой двухсту-
пенчатый процесс травления с использованием фотошаблонов.
Вслед за проведением температурного старения (с целью стаби-
лизации пленки) заготовка разрезается на отдельные части и
обрабатывается при последующих операциях как пассивная ИС.
Резисторы подгоняются с помощью местного испарения пленки
NiCr до тех пор, пока не будет достигнуто требуемое значение
выходного напряжения или тока. Для выполнения этой операции
подгонки используются ИАГ *’-лазеры, причем диаметр луча ла-
зера регулируется до величины, меньшей 0,025 мм, чтобы обес-
печивалась точная подгонка резисторов при ширине испаряемой
дорожки от 0,025 до 0,075 мм. Лазерная подгонка не влияет на
работоспособность схемы.
КОМПАРАТОР 12
Компаратор, показанный на рис. 5.34а, представляет собой
усилитель с непосредственными связями, с большим коэффициен-
том усиления, дифференциальным входом и с выходом двоичного
кода: логического «0» или логической «1». Его чувствительность,
т. е. минимальная разность напряжений на входах, требуемая для
того, чтобы выходной сигнал пересек логический пороговый уро-
вень (см. рис. 5.346), и его стабильность являются факторами,
определяющими предельную точность преобразования.
*> ИАГ — иттриевоалюминиевый гранат. (Прим, ред.)
13 Интегральные компараторы напряжения рассмотрены в книге Applica-
tions of Linear Integrated Circuits, by Eugene R. Hnatek, John
Wiley & Sons, 1975.
12—61 353
. Особыми параметрами, имеющими большое значение для ком-
параторов напряжения, являются коэффициент усиления, входной
ток смещения, подавление синфазных помех, а также входное и
выходное сопротивления. В качестве компаратора может быть ис-
пользован операционный усилитель,
однако следует учитывать,
а)
б)
₽)
Входное напряжение, мВ
г)
Рис. 5.34. Компаратор напряжения:
а — обозначение; б — зависимость выходного напряжения от входного; в — время установ-
ления при воздействии на вход перепадов напряжения от 2 до 20 мВ; г — гистерезис в за-
висимости выходного напряжения от входного, возникающий при использовании положи-
тельной обратной связи
что его время установления находится в пределах десятков мик-
росекунд и поэтому он является слишком медленным для неко-
торых применений.
Параметрами, которые особенно важны для компараторов на-
пряжения, являются следующие:
1. Время срабатывания. Это время между моментом подачи
перепада напряжения на вход и моментом, когда выходной сиг-
нал пересекает логический пороговый уровень напряжения. Время
срабатывания зависит от значения перепада входного напряже-
ния, как показано на рис. 5.34в.
2. Напряжение смещения нуля представляет собой такое изме-
нение входного напряжения, которое необходимо для того, чтобы
354
довести выходной сигнал до заранее заданного потенциала, обыч-
но до логического порогового уровня напряжения.
3. Гистерезис. В некоторых компараторах применяется поло-
жительная обратная связь, которая создает гистерезис (зону не-
чувствительности). Например, согласно рис. 5.34г выходной сиг-
нал компаратора будет переходить от логической «1» к логическо-
му «О» приблизительно при +3,7 мВ. Для перехода от логического
«О» к логической «1» требуется подать на вход —3,7 мВ. Раз-
ность между входными напряжениями при включении и выключе-
нии компаратора называется гистерезисом компаратора. Компара-
торы с гистерезисом обычно имеют меньшую восприимчивость к
помехам, меньшее время установления, но худшую чувствитель-
ность, чем компараторы без гистерезиса.
4. Время восстановления. Амплитуда входного сигнала ком-
паратора во многих случаях достаточна для того, чтобы перевести
его входной каскад в режим отсечки или насыщения. Скорость
срабатывания компаратора уменьшается, если он работает в этих
нелинейных областях. Быстрое восстановление после перегрузки
является желательным свойством компаратора напряжений.
Упрощенная схема включения компаратора показана на
рис. 5.35Опорное напряжение в пределах ±5 В вводится в
Рис. 5.35. Упрощенная схема различителя уровней:
слева: схема; справа: характеристика передачи
цепь одного из входов, а сигнал — в цепь другого входа. Если
входной сигнал превышает опорное напряжение, то на выходе
появляется положительный или отрицательный уровень напряже-
ния, в зависимости от того, как подключены входы. В правой ча-
сти рис. 5.35 показан обычный вид характеристики передачи от
входа к выходу.
Эта схема может быть применена в АЦП в качестве компара-
тора напряжений, на один вход которого поступает аналоговый
входной сигнал, а на другой — сигнал с выхода многозвенной
цепочки резисторов.
В оригинале на рис. 5.35 отсутствовали источники входного сигнала и опор-
ного напряжения. При переводе они введены в схему. (Прим, ред.)
12* 355
Компаратор, изображенный на рис. 5.36, представляет собой
высокостабильный операционный усилитель. Стабилизированные
с помощью прерывателя усилители13 могут иметь превосходные
Fhc. 5.36. Две схемы включения компараторов
параметры по температурной стабильности, усилению, входному
сопротивлению, однако изготовитель для снижения стоимости
может использовать компоненты с меньшей стабильностью. Она
может ухудшиться до величины, вызывающей смещение напряже-
ния нуля с коэффициентом 10 мкВ/°С, и при изменении темпера-
туры окружающей среды, например на 30°, компаратор будет
{вносить погрешность ~ 0,003 %. Только применение тщательно со-
гласованных компонентов, термостатирования или стабилизации
помощью прерывателя может улучшить этот параметр.
Аналоговое входное напряжение подается на компаратор не-
посредственно или через буферный усилитель. Погрешность вно-
сится в любом из этих случаев. Буферный усилитель может со-
здавать погрешность 0,003% при изменении температуры на 30°С.
С другой стороны, непосредственное подключение входного напря-
жения также может создать погрешность. Типичный компаратор
с входным сопротивлением 50 МОм будет нагружать источник с
выходным сопротивлением 1000 Ом в достаточной степени, чтобы
внести погрешность 0,002%.
” См. примечание 12.
356
Наличие широкого ассортимента быстродействующих инте-
гральных компараторов высокой точности значительно упрощает
разработку АЦП. Рассмотрим, как структура интегрального ком-
паратора влияет на параметры, приводимые в спецификациях.
Разработчики интегральных компараторов часто сталкиваются с
противоречием, заключающимся в необходимости одновременного
улучшения быстродействия и точности. Быстродействие в компа-
раторах достигается в первую очередь с помощью уменьшения
размеров базы транзисторов и уменьшения сопротивления полу-
проводника. Это оказывает неблагоприятное влияние на пробив-
ное напряжение и связано с соответствующим уменьшением диапа-
зона допустимого синфазного напряжения в компараторе. Кроме
того, в быстродействующих компараторах применяют легирование
золотом, чтобы уменьшить время рассасывания неосновных носи-
телей и таким образом уменьшить задержку распространения. Од-
нако в компараторах напряжения это вызывает нежелательное
увеличение входных токов и их разности.
Применение диодов Шотки, позволяющих фиксировать на пере-
ключающих транзисторах уровень, превышающий напряжение на-
сыщения цепи коллектор — эмиттер, в таких схемах, как NE521,
дает возможность избежать отмеченного ранее противоречия.
Предотвращение насыщения и соответствующее уменьшение вре-
мени рассасывания значительно увеличивает скорость переключе-
ния. Прямое напряжение диода Шотки меньше напряжения на
переходе база — коллектор в транзисторе. При работе транзисто-
ра в активной области диод Шотки обратно смещен и, следова-
тельно, не влияет на работу транзистора. Как только режим тран-
зистора приближается к насыщению, диод Шотки отводит избы-
точный базовый ток от перехода коллектор — база, предохраняя
тем самым транзистор от достижения классического насыщения.
Поскольку в диоде с барьером Шотки отсутствует накопление не-
основных носителей, времена переключения будут очень малыми.
Одним из способов уменьшения тока, потребляемого от источ-
ника входного сигнала, и обеспечения высокого входного сопро-
тивления интегрального компаратора является включение буфер-
ного каскада на входе компаратора. Повторитель напряжения,
такой, как LM110, идеально подходит для этой цели, поскольку
он является быстродействующим и имеет малые входные токи.
На рис. 5.37 повторитель напряжения LM110 включен как
буферный каскад на выходе многозвенной цепочки резисторов и
работает на один из входов компаратора. Аналоговый сигнал
подается на другой вход компаратора. Сигнал должен поступать
от источника с малым выходным сопротивлением, например, от
предварительного усилителя или от другого буферного усилителя
типа LM110.
Фиксирующие диоды VD1 и VD2 включены для увеличения
быстродействия схемы. Эти диоды ограничивают выходное напря-
*> Имеется в виду нижний рисунок. (Прим, ред.)
857
жение многозвенной цепочки таким образом, что оно никогда не
превышает входной сигнал больше, чем на 0,7 В. В результате
этого уменьшается выброс напряжения, который должен переда-
J
сигнала
Рис. 5.37. Усовершенствованные компараторы для АЦП
вать буферный каскад при включении старшего разряда, и пред-
отвращается перегрузка этого каскада. Если применяются быстро-
действующие диоды с малой емкостью, то сигнал на входе компа-
ратора будет устанавливаться приблизительно через 200 нс после
включения старшего разряда. Это время почти такое же, как и
собственное время установления многозвенной цепочки, поскольку
ее быстродействие ограничивается паразитными емкостями. Диоды
также ограничивают разность напряжений между входами компа-
ратора, увеличивая его скорость срабатывания, и это дает гаран-
тию того, что устройство не будет повреждено чрезмерно большим
дифференциальным входным напряжением.
358
Буферный каскад уменьшает нагрузку многозвенной цепочки
с 45 мкА до максимальной величины 20 нА в температурном диа-
пазоне от —55 до + 125°С. Следовательно, для большинства при-
менений входной ток буферного каскада является совершенно
незначительным. Такой малый ток часто позволяет использовать
высокоомную многозвенную цепочку резисторов, что упрощает
схему переключателей, связанных с ней.
Возможна регулировка сдвига нуля микросхемы LM110 с по-
мощью внешнего потенциометра R8 с сопротивлением 1 кОм.
Диапазон этой регулировки достаточно велик, чтобы ее можно
было использовать для подстройки сдвига нуля буферного усили-
теля и компаратора вместе. Резистор 10 кОм должен быть под-
ключен ко входной цепи микросхемы LM110, как показано на ри-
сунке. Это требуется, чтобы обеспечить эффективную защиту ком-
паратора от перегрузок и гарантировать отсутствие паразитных
колебаний на его входе. Этот резистор должен быть расположен
рядом с интегральной микросхемой.
Подобный прием может быть использован в АЦП с цепочкой
двоично-взвешенных резисторов. Это показано на верхнем
рис. 5.37. Аналоговый сигнал подается на масштабирующий рези-
стор R1. Этот резистор подбирается так, чтобы напряжение на
входе LM110 было равно нулю, если выходной сигнал ЦАП соот-
ветствует напряжению на аналоговом входе. Следовательно, если
выходной сигнал ЦАП меньше указанного, на выходе микросхе-
мы LM106 будет логический «0», а если выходной сигнал ЦАП
превысит сигнал на аналоговом входе, то на выходе появится ло-
гическая «1».
Аналоговый сигнал должен быть получен от источника, выход-
ное сопротивление которого мало по сравнению с сопротивлением
R1. Это может быть или другой буферный каскад на LM110, или
предварительный усилитель. Фиксирующие диоды ограничивают
размах сигнала и увеличивают быстродействие компаратора. Они
также ограничивают напряжение на входе компаратора LM106,
предохраняя его от перегрузки. Скорость срабатывания может
быть еще увеличена при использовании кремниевых обращенных
диодов (вырожденных туннельных диодов) вместо диодов, по-
казанных на рисунке, поскольку они будут фиксировать размах
сигнала на уровне около 50 мВ. Как у LM110, так и у LM106
напряжение смещения нуля, если необходимо, может быть сба-
лансировано с помощью резистора R5.
Цепочка двоично-взвешенных резисторов может коммутиро-
ваться однополюсными простыми выключателями. Это приведет к
изменению выходного сопротивления цепочки при переключении,
но не повлияет на параметры преобразователя благодаря тому,
что входной ток LM110 незначителен. Следовательно, использо-
вание микросхемы LM110 значительно упрощает разработку та-
ких переключателей.
Несмотря на то, что в указанных схемах возможно исполь-
зование р,А710 в качестве компаратора напряжения, применение
359
усилителя LM110 дает некоторые преимущества. Во-первых, он
может управлять сразу десятью стандартными интегральными
микросхемами ДТЛ или ТТЛ. Он также имеет два вывода для
стробирования, которые служат для отключения выходного сиг-
нала компаратора и обеспечивают получение высокого уровня на
выходе, если на любой из выводов подан логический нуль. Это
расширяет возможности компаратора таким образом, что делает
его эквивалентным сочетанию усилителя рА710 и двухвходового
вентиля И—НЕ. Если необходимо, выводы для стробирования
могут быть оставлены неподсоединенными, что не влияет на ха-
рактеристики схемы. Коэффициент усиления по напряжению уси-
лителя LM106 составляет приблизительно 45 000, что в 30 раз
больше, чем у усилителя рА710. Большой коэффициент усиления
уменьшает зону неопределенности в процессе сравнения. Усили-
тель LM106 будет работать при тех же питающих напряжениях
±12 В, которые нужны для усилителя LM110 и других операцион-
ных усилителей. Однако он может работать от источника питания
±15 В, если стабилитрон с напряжением стабилизации 3 В вклю-
чен последовательно в провод положительного питающего напря-
жения.
Необходимо соблюдать некоторые предосторожности при ра-
боте с быстродействующими усилителями, имеющими относительно
большое входное сопротивление. Необходима хорошая «земля» и
желательно использовать для нее сплошной широкий проводник.
Все точки схемы, которые должны быть заземлены, включая вы-
воды блокировочных конденсаторов, должны быть подсоединены
по отдельности к одной и той же точке заземления таким обра-
зом, чтобы не образовалось падение напряжения на индуктивно-
сти общего провода. К вводам питающих напряжений интеграль-
ной микросхемы также должны быть подключены блокировочные
конденсаторы с емкостью 0,01 мкФ и малой индуктивностью выво-
дов. Эти конденсаторы, предпочтительно керамические дисковые,
должны иметь короткие выводы и должны быть расположены ря-
дом с микросхемой. Наконец, выход компаратора должен быть
экранирован от входных цепей буферного усилителя, так как па-
разитная емкостная связь также может вызвать генерацию.
На рис. 5.38 показан быстродействующий 3-разрядный парал-
лельный АЦП, в котором используется быстродействующий ком-
паратор NE521. Скорость преобразования в этом устройстве опре-
деляется суммой длительностей задержки распространения в ком-
параторе и в декодирующих вентилях. Платой за достижение вы-
сокого быстродействия является большое количество компонентов,
невысокая точность и повышенная стоимость. Параллельные пре-
образователи обычно имеют не более 4 двоичных разрядов. Точ-
ность параллельных АЦП, как правило, невелика, поскольку она
определяется точностью установки порогового уровня для каж-
дого компаратора.
Опорное напряжение для каждого разряда получается с по-
мощью прецизионной многозвенной цепочки резисторов. Значения
360
сопротивлений R и 2R выбраны так, чтобы самый низкий порого-
вый уровень соответствовал половине веса младшего разряда.
Это гарантирует максимальную погрешность, не превышающую
±*/г МР.
Рис. 5.38. 3-разрядный параллельный АЦП
Очевидно, что отдельный вход стробирования и наличие двух
компараторов в одном корпусе NE521 позволяют значительно
уменьшить стоимость и сложность устройства. Следует заметить,
что в параллельном преобразователе обычно появляются разные
361
времена задержки для различных разрядов. Поэтому* выходной
сигнал обычно передается в регистр с помощью строб-импульса
и обязательно с некоторой временной задержкой для гарантии
того, что информация поступила полностью.
Компаратор NE521 способен обеспечить различение сигналов
с уровнями менее милливольта. Чтобы предотвратить появление
нежелательных сигналов во входных цепях, необходимо хорошо
расположить детали. При проектировании любых быстродействую-
щих устройств следует предусматривать «землю» в виде широкого
сплошного проводника, чтобы не образовывались петли заземле-
ния и другие источники ложных сигналов. При проектировании си-
стемы необходимо также уделить внимание линиям питания. Хо-
рошая блокировка по питанию должна быть обеспечена непосред-
ственно около компаратора. В большинстве случаев эффективным
окажется танталовый конденсатор емкостью от 1 до 10 мкФ с
параллельно соединенным конденсатором 500—1000 пФ. Выводы
должны быть короткими, если необходима блокировка на высо-
ких частотах.
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ АЦП
Конструирование ЦАП и АЦП значительно упростилось после
появления высококачественных и прецизионных интегральных ми-
кросхем, особенно прецизионных операционных усилителей, бы-
стродействующих компараторов, преобразователей кода, вентилей,
триггеров, устройств выборки и хранения, сдвиговых и запоминаю-
щих регистров, мультиплексоров и тонкопленочных многозвенных
цепочек резисторов. Достигнута такая степень интеграции полу-
проводниковых устройств, при которой полностью законченные
ЦАП могут быть выполнены на одном кремниевом кристалле
(гл. 4).
При реализации полностью законченных АЦП в интегральном
исполнении (встречалось много трудностей, и вследствие этого их
развитие продвигалось медленно. Недавно фирма Analog Devices
объявила о создании однокристального 10-разрядного АЦП на
КМОП-структуре типа AD7570. Существует много гибридных
АЦП, таких, как 12-разрядные АЦП серии ADC-85 фирмы Burr
Brown и 12-разрядные АЦП 5210 фирмы Micronetics. Фирма Pre-
cision Monolitics построила законченный 12-разрядный АЦП по-
следовательного приближения mono AD-124 на трех полупровод-
никовых кристаллах в одном корпусе с 40 выводами, расположен-
ными в два ряда, а фирма Siliconix разработала АЦП на двух
кристаллах. На рис. 5.39 приведена структурная схема АЦП фир-
мы Precision Monolitics вместе с таблицей назначений выводов.
В табл. 5.3 представлены важнейшие электрические характерИ'
стики этого устройства.
10-разрядный АЦП на КМОП-структуре фирмы Analog Devices
AD7570 является первым АЦП, расположенным на одном кри-
сталле, который имеет разрешающую способность 10 двоичных
разрядов, малое рассеяние мощности в КМОП-элементах и спо-
362
Вход сигнала
Диапа- Диапа-
зон ±5 В
•ЗОН ИЛИ
±10 В ± ЮВ
Диапа-
зон ±2,5 В
или ±5 В
Земля цепей
входного сигнала
и источника опор-
ного напряжения
4>о1-й разряд
^о 1-й разряд
2-й разряд
Выход 24
компаратора0—
Вход 2]_
сигнала пуска°^
9А
Вход тактовыхо=^
импульсов
-----------|-о11 -й разряд
т=---------=-о12-й разряд
Логическое
устройство
------—|^о Выход последо-
вательного кода
'Знак
Триггеры-
защелки
20 „
—оСигнал окончания
преобразования
Рис. 5.39. АЦП последовательного приближения типа mono AD-124. (С разрешения фирмы Pre-
cision Monolitics.)
363
Назначение выводов АЦП monoAD-124
Номер вывода Назначение Номер вывода Назначение
1 Балансировка 22 СВ
2 Балансировка 23 св
3 4“ПпИТ 24 Выход компаратора
4 12-й разряд 25 СВ
5 11-й разряд 26 Вход тактовых импульсов
6 10-й разряд 27 Вход сигнала пуска
7 9-й разряд 28 Земля цепей питания
8 8-й разряд 29 Земля цепей питания
9 7-й разряд 30 UnllT
10 6-й разряд 31 св
11 5-й разряд 32 Вход сигнала (±5 В или 10 В)
12 4-й разряд 33 Вход сигнала (±10 В)
13 3-й разряд 34 Вход сигнала (±2,5 или 5 В)
14 15 16 2-й разряд 1-й разряд 1-й разряд 35 Земля цепей входного сигнала и источника опорного напря- жения
17 UnHT 36 Вход опорного напряжения
18 UnHT 37 Выход опорного напряжения
19 20 Выход последовательного кода Сигнал окончания преобразо- вания 38 39 Вход биполярного сигнала подстройки нуля СВ
21 СВ •) 40 СВ
*) СВ (свободный вывод) означает, что внутри корпуса вывод ни с чем не соединен.
Таблица 5.3. Электрические характеристики АЦП monoAD-124
Значение параметра
Параметр Группа Единица измерения мини- маль- ное типовое макси- маль- ное
Разрешающая способность Все Двоичные разряды — — 12
Линейность —10 % ПШ — — 0,05
—9 % пш — 0,15
r g % пш — — 0,20
Погрешность квантования Время преобразования: Все МР 1/2 1/2 1/2
для 6 разрядов мкс — 8
для 8 разрядов мкс — 10
для 10 разрядов мкс 15
для 12 разрядов Температурные коэффициенты: » мкс 24
масштаба С 10-6/°С —— — 60
D ю-в/°с — 120
смещения нуля Все ю-в/°с — 10 —
Влияние нестабильности источ- ников питания (при изменении напряжений питания от ±12 до ±18 В) Напряжения питания: » % пш/в 0,015
UnHTi — В ±12 ±15 +18
Цпит2 — В •±4,75 +5,00 +5,25
собность быстрой обработки информации. Преобразователь типа
AD7570, работающий по методу последовательного приближения,
допускает непосредственную связь с имеющимися в продаже БИС-
микропроцессорами, для которых требуется 8-разрядный байт.
Для AD7570 необходим компаратор, такой, как стандартный
LM311, источник опорного напряжения и источник питания с на-
пряжением 15 В. Источник с напряжением 5 В также необходим,
если нужно добиться совместимости логических элементов КМОП
с элементами схем ТТЛ. Типовая мощность рассеяния при нор-
мальных условиях составляет 20 мВт.
Для устройства AD7570 не требуется внешнего генератора
тактовых импульсов. Хотя такой генератор и может быть исполь-
зован, тактовый сигнал с частотой 0,6 МГц может генерировать-
ся внутри устройства и синхронизироваться внешним сигналом при
добавлении цепочки RC. При внутреннем тактировании устройство
AD7570 преобразует аналоговый сигнал в параллельный или по-
следовательный двоичный код за время 20 мкс. (Время преоб-
разования может быть уменьшено, если необходим лишь 8-раз-
рядный байт.)
Расположенные на кристалле управляющие логические узлы
с тремя устойчивыми состояниями обеспечивают передачу до
10 двоичных разрядов информации непосредственно в 8-провод-
ную магистраль микропроцессора. Эти управляющие узлы могут
быть также использованы для реализации совместной работы
одного преобразователя AD7570 с другим или с внешним устрой-
ствами ввода — вывода. Метод последовательного приближения
позволяет получить частоту преобразования 50 кГц при 10-разряд-
ном двоичном коде на выходе.
С помощью каналов управления и контроля осуществляется
взаимодействие преобразователя с внешними устройствами. Один
из каналов служит для управления двумя старшими разрядами,
тогда как другой — для управления остальными восемью млад-
шими разрядами.
Канал контроля состояния, или готовности, служит для сле-
жения за процессом преобразования и для проверки прохождения
управляющих сигналов, поступающих по каналу запуска.
В дополнение к 10 выходам параллельного кода преобразо-
ватель AD7570 имеет выход последовательного кода. Последо-
вательная передача информации синхронизирована с 10 положи-
тельными перепадами импульса тактового сигнала. Оба выхо-
да — для параллельного и последовательного кода, представ-
ляющие собой линии передачи 3 уровней логического сигнала,
могут быть объединены в общую магистраль с такими же линия-
ми другого преобразователя AD7570.
Умножающий ЦАП в цепи обратной связи дает возможность
работать в режиме измерения отношения сигналов. Для получе-
ния разных диапазонов входного напряжения АЦП можно комму-
тировать напряжения источников опорных напряжений, не ис-
365
пользуя внешние усилители, которые обычно применяют для пред-
варительного усиления входных сигналов малого уровня. (
Малая дифференциальная нелинейность преобразователя/ вы- j
полненного на одном кристалле, позволяет фирме-изготовителю
гарантировать отсутствие пропущенных кодовых комбинаций. В
диапазоне температур от 0 до 75°С на выходе будут появляться
все 1024 кодовых комбинации, если аналоговый входной сигнал
меняется от минимального до максимального значения. Темпера-
турный коэффициент изменения коэффициента передачи для пре-
образователя AD7570 не превышает 10-10~6ПШ/°С.
Преобразователь AD7570 (группа L) поставляется в керамиче-
ском DIP-корпусе с 28 выводами.
На рис. 5.4014 показан АЦП фирмы Siliconix, расположенный
на двух кристаллах. В схеме, изображенной на рис. 5.40, приме-
нен преобразователь напряжения в частоту с обратной связью
(рис. 5.41).
Несмотря на то, что это устройство является, очевидно, пре-
образователем тока в частоту, терминология, связанная с напря-
жением, сохраняется для простоты изложения, а также потому,
что в конечном счете устройство будет использоваться как пре-
образователь напряжения в частоту.
Прецизионный преобразователь частоты в ток можно было бы
построить на транзисторах VT1, VT2, конденсаторе С и диоде VD1
(рис. 5.41), если бы они были идеальными. В первой половине
цикла замыкается транзисторный ключ VT1, в результате чего
на конденсаторе С образуется заряд, равный CUon. Во второй
половине цикла ключ VT1 размыкается, и через ключ VT2 весь
заряд передается на вход интегратора. Это повторяется в каж-
дом цикле, в результате чего в выходной цепи ключа VT2 создает-
ся ток со средним значением iBbix=fCUon, где f — частота повто-
рения циклов.
Поскольку интегратор вместе с генератором частоты f, управ-
ляемой напряжением, и преобразователь частоты в ток образуют
замкнутую петлю отрицательной обратной связи, частота f будет
иметь такое значение, при котором сумма токов, втекающих в сум-
мирующий узел схемы, будет равна нулю, т. е. 1Вых+1Вх=0.
Но, так как iBbix=fCUOn, становится ясно, что iBx=—fCUon и что
частота f пропорциональна взятой с обратным знаком величине iBX.
Следовательно, показанная на рис. 5.41 схема является линейным
преобразователем тока в частоту. Однако оказывается, что при
практической реализации этой схемы встречаются затруднения.
Во-первых, требуется, чтобы частота уменьшалась до нуля при
уменьшении до нуля входного сигнала — невероятное требование
для любого реального генератора, управляемого напряжением.
Во-вторых, схема приспособлена для работы только с однополяр-
ным входным сигналом.
м LSI Converts an Old Technique into Low Cost A/D Conversion, by N. Strong,
Electronics, September 11, 1972.
366
Аналоговая БИС________________LD 111__________________
|~ Преобразователь Управляемый]
100 мс
Датчик точных
интервалов
времени
Рис. 5.40. Цифровой мультиметр на БИС. Почти все схемы АЦП размещены на двух кристаллах, представляющих собой
БИС. Аналоговая БИС отличается от обычной тем, что содержит р-канальные МОП-транзисторы вместе с биполярными
транзисторами. Следует отметить, что шифратор, устройство индикации и его устройство управления не включены в со-
став БИС
367
Решением обеих указанных проблем является добавление/по-
стоянного входного тока смещения 1см, как показано на рис. 5.40.
Если выбранный ток смещения I см намного превышает диапазон
Рис. 5.41. Без добавления источника смещения простой преобразователь на-
пряжения в частоту не годится для практической реализации, поскольку тре-
буется, чтобы частота управляемого напряжением генератора уменьшалась до
нуля при уменьшении до нуля тока iBx, и поскольку входной сигнал должен
быть однополярным
изменения тока iBX, то суммарный входной ток и, следовательно,
выходная частота будут подвергаться существенно меньшим отно-
сительным изменениям и не будут менять знак при изменении би-
полярного тока в пределах рабочего диапазона.
Цикл работы преобразователя поясняется рис. 5.42. В течение
первого периода с длительностью 100 мс вход преобразователя
замкнут накоротко и управляемый генератор работает на своей но-
минальной средней частоте около 40 кГц, поэтому в счетчике на-
копится отсчет, приблизительно равный 4000. Затем входное на-
пряжение подключается к преобразователю, и время 20 мс отво-
дится для окончания переходных процессов. В самом начале вто-
рого периода с длительностью 100 мс производится реверсирование
счетчика.
Если бы входное напряжение было равно нулю, к концу второго
периода длительностью 100 мс счетчик досчитал бы в обратную
сторону до нуля. Поскольку чувствительность преобразователя на-
пряжения в частоту —10 кГц на вольт, то входное напряжение
+ 1,500 В (которому соответствует сплошная линия на рис. 5.42)
уменьшает частоту управляемого генератора точно на 15 кГц, по-
этому по окончании второго периода в счетчике останется отсчет,
равный 1500.
Штриховая линия показывает последовательность счета при
входном напряжении —1,000 В. В этом случае частота управляе-
мого генератора увеличивается на 10 кГц, что заставляет счетчик
во время второго периода досчитать до нуля, изменить направле-
368
ние <^чета и считать в обратную сторону до 1000. Изменение направ-
ления счета во время этого второго периода вызывает индикацию
отрицательного знака.
Рис. 5.42. Временная диаграмма работы преобразователя. В течение первого
периода преобразователь производит отсчет собственной частоты управляемо-
го генератора. Затем направление счета меняется на обратное и производится
отсчет частоты управляемого генератора при подключенном входном сигнале.
Указанным способом устраняется погрешность смещения нуля и компенсиру-
ются другие систематические погрешности
Заметим, что токи смещения нуля не влияют на параметры пре-
образователя. Эти токи можно рассматривать как часть тока 1См,
а поскольку они не меняются в промежутке времени между двумя
измерениями, то и не влияют на окончательный результат. Такие
же рассуждения применимы к управляемому генератору: пока его
средняя частота остается стабильной в течение интервала времени
длительностью 220 мс, необходимого для завершения одного пол-
ного цикла преобразования, нет надобности, чтобы она была равна
точно 40 кГц. Таким образом, обе проблемы — сохранения «нуля»
и биполярного режима работы — в новом преобразователе реша-
ются с помощью цифровых узлов, а не с помощью аналоговых.
В полностью законченном АЦП (рис. 5.40) к основному преоб-
разователю напряжения в частоту добавлен буферный каскад для
369
уменьшения нагрузки на источник сигнала, а для преобразования
выходного напряжения буферного усилителя в ток используется
резистор. Сопротивление этого резистора определяет величину
диапазона. Поэтому, если преобразователь используется в муль-
тиметре, при смене одного резистора изменяется диапазон преоб-
разователя.
Входные ключи, которые стоят перед буферным каскадом и ко-
торыми управляет мультивибратор с точно заданным периодом
100 мс, подключают ко входу преобразователя напряжения в ча-
стоту либо нуль, либо входное напряжение UBX. Упомянутый ранее
интервал времени 20 мс следует за каждым изменением состояния
входных ключей для того, чтобы дать время для процесса установ-
ления новой частоты в преобразователе напряжения в частоту.
По окончании каждого цикла измерения код из счетчика может
быть передан в запоминающий регистр. Код из этого регистра
можно подать в устройство индикации результата.
Как показано на рис. 5.40, первый кристалл представляет собой
БИС, которая выполняет предварительную обработку входного
сигнала и преобразование его в выходную частоту, пропорциональ-
ную входному напряжению. Второй кристалл представляет БИС,
осуществляющую обработку сигнала переменной частоты и фор-
мирование четырех выходных сигналов в двоично-кодированном
десятичном коде для управления дешифратором устройства инди-
кации. 1 ।
Аналоговая БИС содержит буферный усилитель с очень высо-
ким входным сопротивлением, два операционных усилителя обыч-
ного типа, аналоговые ключи на полевых транзисторах, стабили-
трон с исключительно низким температурным коэффициентом и
управляемый напряжением генератор частоты с максимальным от-
клонением от абсолютной линейности всего лишь 0,05%. Этот уп-
равляемый напряжением генератор представляет собой мульти-
вибратор с эмиттерной связью и с времязадающим МОП-конден-
сатором, полностью расположенный на кристалле (рис. 5.43).
Рис. 5.43. На схеме упро-
щенного варианта управ-
ляемого напряжением гене-
ратора частоты показаны
объединяемые на одном
кристалле времязадающий
М.ОП-<конденсатор и МОП-
транзисторы
370
Цифровая БИС содержит реверсивный счетчик с емкостью па
крайней мере 8000 единиц и способностью работать с частотой от
нуля\до 500 кГц, триггеры-защелки запоминающего регистра, ло-
гические узлы для канала стробирования информации многока-
нальной передачи сигналов и для управления аналоговой частью
устройства.
Изготовление аналоговой БИС основано на разработанном фир-
мой Siliconix технологическом процессе, с помощью которого в од-
ном кристалле могут быть объединены р-канальные МОП-тран-
зисторы, п—р—п- и р—п—р-биполярные транзисторы и диоды
Шотки (рис. 5.44).
Рис. 5.44. Технологический процесс, разработанный фирмой Siliconix, объеди-
няет в одном кристалле р-канальные МОП-транзисторы, п—р—п- и р—п—р-
биполярные транзисторы и диоды Шотки
Транзисторы МОП-структуры с p-каналом служат не только в
качестве аналоговых ключей, но также и в качестве источников
постоянного тока для цепей смещения, вследствие чего устраняется
необходимость в резистивных нагрузках. Это способствует умень-
шению размеров кристалла на 25% по сравнению с обычным ва-
риантом, в котором для создания смещения используются боковые
р—п—р-структуры. К другим достоинствам способа создания сме-
щения с помощью р-канальных МОП-структур относятся отсутст-
вие потребления от общего источника опорного напряжения и улуч-
шенное взаимное согласование токов смещения.
Использование р-канальных МОП-транзисторов во входном диф-
ференциальном каскаде буферного усилителя позволило фирме
Siliconix обеспечить требуемый уровень входных токов, измеряе-
мый пикоамперами. Диапазон подстройки цепи коррекции смеще-
ния нуля равен ±50 мВ, поэтому должны быть приняты меры для
Уменьшения обычно имеющегося большого напряжения смещения
Нуля в дифференциальном каскаде на р-канальных МОП-структу-
рах. Благодаря правильно выбранной топологии и хорошей техно-
логии оксидирования типичные напряжения смещения нуля состав-
371
ляют 20 мВ. Входные каскады на р-канальных МОП-структурах
обеспечивают также широкую полосу пропускания входного I уси-
лителя, обычно равную 10 МГц, на уровне —6 дБ, тогда как при
использовании боковых р—п—р-структур полоса равна 500 кГц.
Включение стабилитрона с малым температурным коэффициентом
в состав схемы было шагом вперед. Этот стабилитрон представляет
собой обратносмещенный переход эмиттер — база п—р—п-транзи-
стора, включенный последовательно со смещенным в прямом на-
правлении переходом эмиттер — база. Концентрация примесей в
базе была выбрана так, чтобы обеспечивался надлежащий темпе-
ратурный коэффициент.
Для цифровой БИС применялись технологические процессы,
общепринятые для р-канальных МОП БИС. Кристалл имеет раз-
меры 0,128X0,13" (3,25X3,3 мм) и содержит 1400 транзисторов.
Выходной строб-сигнал и логические уровни двоично-кодированно-
го десятичного кода полностью совместимы с уровнями элементов
ТТЛ при нагрузочном коэффициенте по выходу, равном 2. Допол-
нительные сигналы с уровнями, пригодными для р-канальных
МОП-структур, генерируются для управления р-канальными клю-
чами на МОП-структурах в аналоговой части устройства. От ис-
точника питания на кристалл подаются напряжения +5 и —15 В.
Аналогоцифровые преобразователи ММ4356/5356 фирмы Na-
tional Semiconductor, при изготовлении которых использовалась
технология ионной имплантации для создания р-канальных МОП-
структур, вмещают на одном полупроводниковом кристалле с раз-
мерами 0,12x0,123" (3,05x3,12 мм) цепочку соединенных после-
довательно 256 одинаковых резисторов, 255 аналоговых переклю-
чателей, входной компаратор с высоким входным сопротивлением,
выходные триггеры-защелки и управляющие логические элементы.
В АЦП 4356/5356 преобразование выполняется по методу после-
довательного приближения, при котором неизвестное напряжение
сравнивается с напряжениями в точках соединения резисторов, вы-
бираемыми с помощью аналоговых переключателей. Опорное на-
пряжение 10 В, приложенное к цепочке последовательно соединен-
ных резисторов, обеспечивает получение 256 точных уровней напря-
жения, которые используются для сравнения с неизвестным вход-
ным напряжением и выбираются с помощью переключателей, уп-
равляемых логическими элементами.
Для создания резисторов, в конструкцию которых входят ме-
таллические электроды над p-каналами, ионы имплантируются
внутрь очень тонкого слоя (обычно на глубину от 0,1 до 0,8 мкм),
расположенного на поверхности кремния. В результате этого обра-
зуется канал с сопротивлением слоя, примерно в 20 раз превышаю-
щим сопротивление диффузионного слоя с соответствующей кон-
центрацией примесей, и с допусками на взаимное согласование ре-
зистивных каналов около ±1%. Указанный метод обеспечивает
точное управление процессом и согласование множества резистив-
ных каналов без увеличения стоимости и без снижения процента
выхода годных микросхем.
372
Все это позволило создать 8-разрядный АЦП с нелинейностью
в пределах половины младшего разряда, с входным сопротивле-
нием более 100 МОм и с временем преобразования не более
18 мкс. Напряжения питания равны +5 и —12 В, а рассеиваемая
мощность составляет приблизительно 170 мВт для корпуса с 18
выводами, расположенными в два ряда.
Сведения о некоторых работах, выполненных в области созда-
ния интегральных полупроводниковых АЦП, можно найти в до-
кладе J. McCreary, Р. R. Gray. A Hign Speed, All-MOS Succes-
sive-Approximation Weighted Capacitor A/D Conversion Technique,,
1975 IEEE Solid State Curcuits Conference, где описана техника
скоростного аналогоцифрового преобразования с точностью 10
двоичных разрядов с использованием только МОП-структур. Пре-
образователь одновременно выполняет функции выборки и хране-
ния сигнала, и на точность его работы не влияют паразитные ем-
кости.
ИСТОЧНИКИ ПОГРЕШНОСТЕЙ В АЦП
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ИСТОЧНИКА ПОГРЕШНОСТИ
Погрешность аналогоцифрового преобразования можно разде-
лить на две основные части: погрешность квантования и погреш-
ность, вносимую электронными узлами.
А. Погрешность квантования, иногда называемая разрешаю-
щей способностью или точностью преобразования, является функ-
цией числа разрядов цифрового кода. Число разрядов определяет
количество кодовых комбинаций от нулевой до максимальной, ко-
торые используются для представления значения аналоговой вели-
чины. Максимальная погрешность квантования равна ±’/г МР_
Если бы компоненты преобразователя были идеальными, аналого-
цифровое преобразование не давало бы погрешности при таких:
значениях входного напряжения, которые точно равны одному и»,
уровней квантования в АЦП. Однако, если бы уровень аналогово-
го входного сигнала находился посередине между двумя уровня-
ми квантования, погрешность составляла бы ±’/2 МР. При опи-
сании погрешностей АЦП максимально возможная погрешность,
квантования (±7г МР) обычно называется просто погрешностью
квантования. Заметим, что во всех АЦП, в которых используется
сравнение дискретных уровней напряжения, уровни, формируемые-
внутри преобразователя, должны быть смещены вниз на половину
величины МР относительно номинальных напряжений, соответст-
вующих цифровому коду АЦП.
Б. Погрешность, вносимая электронными узлами, является
суммой погрешностей, возникающих в цепях, через которые ана-
логовый сигнал должен пройти до и во время преобразования^
Эти погрешности могут быть разделены на случайные и система-
тические. Некоторые систематические погрешности можно исклю-
чить с помощью тщательной подстройки. Другие, такие, как по-
грешности, зависящие от температуры и от качества стабилиза-
373;
щии питающих напряжений, следует суммировать с учетом знака
и величины в наихудшем случае, т. е. во всем температурном диа-
пазоне АТ, в котором должен работать АЦП, и при максималь-
ных изменениях питающих напряжений АЦпит-
Случайные погрешности обусловлены случайным разбросом
значений параметров компонентов, таких, как сопротивлений це-
почек резисторов AR и сопротивлений ключей Аг в цифроанало-
говых преобразователях, часто используемых в качестве элемен-
тов обратной связи в АЦП, а также вследствие нестабильности
коэффициента передачи усилителей АК. Отметим, что параметры
перечисленных компонентов имеют также систематические со-
ставляющие погрешностей, которые должны учитываться в АЦП
высокой точности.
Случайные погрешности распределены по закону Гаусса, по-
этому суммарная ожидаемая погрешность
= (5.2)
где 61 представляют собой отдельные составляющие погрешности.
Погрешность квантования еКв является случайной величиной и ее
значение в n-разрядном АЦП равно*)
^..(%)=-2z^-xioo= -24-jXlOO. (5.3)
иш £
ПОГРЕШНОСТИ В ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕ
С МОДУЛЯЦИЕЙ ДЛИТЕЛЬНОСТИ ИМПУЛЬСА «
Обращаясь к рис. 5.5, можно видеть, что максимальная по-
грешность квантования в указанном примере равна ±!/г кванта
(±7г величины МР). Это верно, если конденсатор С начинает
.линейно заряжаться сразу после того, как тактовый импульс при-
нял значение, соответствующее логическому «О», и первый счет-
ный импульс поступает в счетчик после окончания первой поло-
вины периода тактовых импульсов, как показано на рис. 5.6. На
рис. 5.45а приведена зависимость погрешности квантования от
аналогового входного напряжения при этих условиях. Отметим,
что максимальное значение погрешности равно ±’/г кванта.
Теперь рассмотрим, максимальную погрешность квантования,
которая получается, если моменты поступления тактового импуль-
са и включения тока заряда конденсатора С не синхронизирова-
ны. В таком режиме работал >бы преобразователь, показанный на
рис. 5.5, если бы триггер Т1 не входил в состав преобразователя
и сигнал команды начала преобразования включал «бы ток заряда
*> Очевидно, имеется в виду максимальное значение погрешности квантования,
±1 /2 МР
приведенное к ПШ, которое должно быть равно е3(%)=——Х100=*
+0,5
«в ——-Х100. {Прим, ред.)
15 См. примечание 1.
374
Команда начала ПпРпбпазования
преобразования преобразования
+ °’5 в +1 >° в + 1.5 В + 2,0 В
+ 2,5 В + 3,0 В «*—-Напряжение игр
конденсаторе.
•00
01
10
* 11—*"* Цифровой код’
I Прибавление Прибавление Прибавление - U = + 3R
I единицы счета . единицы счета единицы счета вхПш“ ° °
! ft t t t f t I I
e Ke= -0,5 + 0,5 0,0 -0,5 + 0,5 0,0 -0,5 + 0,5 0,0
। . Погрешность
квантования
Команда начала
преобразования и + 0(5В +1,0 В + 1,5 В +2,0 В +2,5 В +3,0 В*
। 'рн-01-U------•
11 I
|1 Прибавление
Прибавление единицы счета
единицы счета * *
е :
10
00
Приблизительное
значение
напряжения на
конденсаторе
, , , , . t f t t Погрешность.
+ 0,5 + 1,5 + 1,0 + 0,5 + 1,5 + 1,0 + 0,5t -2,5-3,0 ? квантования*
Сче+чик переполнился,
прежде чем компаратор>
б) остановил счет
Рис. 5.45. Погрешности квантования:
а возникающие, если преобразование всегда начинается в момент формирования первого
отрицательного перепада тактового импульса после подачи команды начала преобразова-
ния; б — возникающие, если преобразование может начинаться одновременно с подачей
команды начала преобразования
конденсатора С независимо от тактовых импульсов, т. е. если бы
транзистор VT2 выключался непосредственно сигналом команды
начала преобразования. На рис. 5.456 иллюстрируется возможная
наихудшая ситуация, когда сигнал команды начала преобразова-
ния появляется почти к концу положительного полупериода так-
товых импульсов. Поскольку на вентиль В1 не поступит запре-
щающий сигнал с триггера Т1, то логический уровень выходного-
сигнала вентиля изменит свое значение на противоположное, тем.
самым немедленно вводя единицу в счетчик. Как показано на
рис. 5.456, погрешность квантования будет в таком случае ме-
няться между значениями +0,5 и +1,5 кванта. Очевидно, что не-
синхронное управление в процессе преобразования может вызвать
дополнительную погрешность квантования, равную 1 кванту.
В типичном случае в электронном устройстве наибольшими яв-
ляются погрешности, возникающие из-за отклонения емкости кон-
денсатора от номинальной величины, и погрешности, связанные с
источником постоянного тока. Отклонение емкости ДСП возникает
вследствие производственного допуска, отклонение ДСТК обуслов-
лено температурным коэффициентом емкости, отклонение ДСНВ
образуется вследствие нестабильности величины во времени. Для
уменьшения начальных погрешностей, связанных с конденсато-
ром, источником тока и другими элементами могут быть исполь-
зованы различные методы подстройки. Один из вариантов состоит
375»
ъ том, чтобы использовать переменный резистор в качестве части
-сопротивления R2. Тогда при входном напряжении, соответствую-
щем значению полной шкалы без ’/г МР, источник тока может
•быть отрегулирован так, чтобы результат аналогоцифрового пре-
образования соответствовал границе появления логических «1» во
всех разрядах кода (полная шкала).
Составляющая погрешности полной шкалы, обусловленная от-
клонением значения емкости, может быть рассчитана следующим
образом. Поскольку напряжение, до которого заряжается конден-
сатор к концу импульса (Uc=t/Bxa), не зависит от емкости, то
V„.=IVC, (5.4)
UBxa = -4V- (5.5)
Тогда погрешность длительности импульса, вызванную нием емкости, определим следующим образом: отклоне-
At=t1—t,, ‘1=Сииа/1, 4,= (С + ДС) UMa/I, -4 । _ CUBX а (С Д С) UBX а 1 2 I I „о ti ^2 _ Ubx а - CUbx а/1 (С 4- Д С) UBX а/1 UBX a ипш CUBXa/I ипш tunm (5.6) (5.7) (5.8) (5.9) (5.Ю) (5.11)
где UBX а — входное напряжение, равное напряжению, до которого
зарядился конденсатор к моменту смены логического уровня на
выходе компаратора; Unin —напряжение, соответствующее пол-
ной шкале; I — значение постоянного тока заряда; ti — время с
момента включения тока заряда до момента, когда напряжение на
конденсаторе емкостью С равно UBxa; t2 — время с момента
включения тока заряда до момента, когда напряжение на конден-
саторе емкостью С-|-ДС равно UBxa; АС — величина, на которую
-емкость конденсатора отличается от точного значения; ei[°/o] —
составляющая погрешности полной шкалы в процентах (без мно-
жителя UBxa/Unni она представляла бы составляющую погреш-
ности отсчета в процентах).
Фактически погрешность емкости, как и погрешность постоян-
ного тока заряда, является одной из составляющих погрешности
отсчета, а это означает, что указанная погрешность, выраженная
в милливольтах, уменьшается при уменьшении входного напряже-
нии, так как является составной частью напряжения, до которого
заряжается конденсатор.
Если возможные отклонения емкости в наихудшем случае
складываются, то суммарная погрешность, связанная с емкостью
и выраженная в процентах от полной шкалы, будет равна
376
g [ % 1 ~Ь Стк 4~ А ^нв Ubx а । qq
1 С ' ипш ’ ’
Теперь приведем погрешность, связанную с источником постоян-
ного тока:
(5.12>
eJ%] = T-lTii-100. (5.13>
1 пш
Наряду с указанными погрешностями имеются погрешности^
связанные с компаратором, и погрешности, связанные с несовер-
шенством характеристик транзистора VT2 в режиме переключе-
ния. Если время возврата схемы в исходное состояние достаточно
велико для того, чтобы конденсатор С полностью разрядился че-
рез динамическое сопротивление открытого транзистора VT2, то
единственными источниками погрешности ез, вносимой открытым,
транзистором, являются остаточное напряжение Uoct и падение
напряжения на прямом сопротивлении г, создаваемое током ис-
точника постоянного тока заряда:
s3[%l=Uo,7 + lr--l°0 • (5.14>
ПШ
Напомним, что транзистор VT2 в схеме на рис. 5.5 используется
в инверсном включении, чтобы остаточное напряжение было наи-
меньшим.
Значение тока, который может протекать через транзистор'
VT2, определяется произведением коэффициента передачи тока в
инверсном режиме рИ2 на входной базовый ток 1Бг, т. е. величи-
ной Ри2^б2» а также значением динамического прямого сопротив-
ления г открытого транзистора VT2. Эти величины и емкость кон-
денсатора являются основными параметрами, определяющими^
какое время должно быть отведено для возврата схемы в исход-
ное состояние после аналогоцифрового преобразования. Чтобы оп-
ределить минимальное требуемое время возврата схемы в исход-
ное состояние, следует выделить составляющую погрешности пол-
ной шкалы 84, связанную с временем возврата и выраженную в
'процентах, и рассчитать соответствующее допустимое остаточное-
напряжение на конденсаторе
UcOCT=(wo)Un№ <515>
Начальный ток 1снач, который течет из конденсатора через тран-
зистор VT2 до тех пор, пока ток*) через этот транзистор не умень-
шится до величины, соответствующей началу перехода транзис-
тора VT2 из активной области в область насыщения, постоянен и>
равен
^Снач= 2* 0И2 I» (5.16}
*> Должно быть «...пока напряжение на этом транзисторе не уменьшится...».,
(Прим, ред.)
37Т
где IB2 — ток базы транзистора VT2, рИ2—коэффициент переда-
чи тока в инверсном режиме, I — ток от источника заряжающе-
го постоянного тока.
Тогда время ti, необходимое для разряда конденсатора до на-
пряжении йснас, при котором транзистор VT2 входит в область
насыщения, равно
1,= (5.17)
^52 *₽И2 — I
причем
^ + 1<1Б2₽из. (5.18)
тде г — динамическое прямое сопротивление транзистора VT2 при
его работе в области насыщения.
Как только транзистор оказывается в области насыщения,
дальнейшее уменьшение напряжения на конденсаторе С проис-
ходит по экспоненте с постоянной времени
Т = гС. (5.19)
Минимальный уровень напряжения, до которого может умень-
шаться напряжение на конденсаторе, UGmin=Ir+UOcT. При по-
следующем обсуждении предполагается, что напряжение Пенас
больше указанного минимального уровня и что погрешность из-за
остаточного напряжения на конденсаторе, обусловленная постоян-
ной времени разряда, не зависит от погрешности, связанной с по-
стоянным падением напряжения на транзисторе VT2. Если на-
пряжение на конденсаторе, начиная от величины UcHac, уменьша-
ется до максимальной допустимой величины Псдоп, доля напря-
жения Ug нас, которая может остаться на конденсаторе, выража-
ется отношением Псдоп/иснас. От этого отношения зависит интер-
вал времени, выраженный через постоянную времени Т, необхо-
димый для того, чтобы напряжение на конденсаторе уменьшилось
на величину, равную UcHac—Псдоп- За каждый интервал времени,
равный 2,3 Т, напряжение при разряде конденсатора уменьшается
па 90% от начального значения. Для интервала, равного 4,6 Т,
напряжение уменьшится на 99% и т. д. Это простое соотношение
тложно использовать для приближенной оценки времени разряда
до напряжения Цсдоп, выражая его числом постоянных времени.
В этом случае время разряда конденсатора С от напряжения
UcHac до напряжения исДОп определяется как
ip = NrC, (5.20)
где N — число постоянных времени, определяющее время разряда
от напряжения Пенас до напряжения Осдоп. Погрешность, связан-
ная с напряжением Сэк транзистора VT2, и большинство по-
грешностей, возникающих в компараторе, проявляются в АЦП в
виде погрешности сдвига нуля. Поскольку эти погрешности пред-
ставлены в виде постоянных напряжений, их можно рассматри-
378
вать как составляющие напряжения, соответствующего полной!
шкале. Из постоянного тока заряда конденсатора во время пре-
образования будет вычитаться ток утечки транзистора VT2. Хо-
роший кремниевый переключающий транзистор обычно имеет-
достаточно малый ток утечки для того, чтобы соответствующая
составляющая погрешности была незначительной. Ток утечки кон-
денсатора влияет на погрешность так же, как и ток утечки в.
транзисторе. Однако при правильном выборе типа конденсатора,
эта составляющая погрешности обычно также незначительна.
Другим источником погрешности, который не следует исклю-
чать из рассмотрения, является заряд, образующийся на конден-
саторе в результате переходных процессов при выключении тран-
зистора VT2. Чтобы определить, насколько важна эта погреш-
ность, рассчитаем значение заряда AQ, образующегося на конден-
саторе, умножая падение напряжения ДиБЭ 2 на переходе ба-
за— эмиттер транзистора VT2 на среднее значение емкости это-
го перехода Сбэ в указанном диапазоне напряжений. Затем рас-
считаем напряжение, возникающее на конденсаторе:
дис=^-=—(5.21>
ПОГРЕШНОСТИ ДВУХТАКТНОГО ИНТЕГРИРУЮЩЕГО АЦП
Влияние дрейфа интегратора на погрешность двухтактного ин-
тегрирующего АЦП (см. рис. 5.9) поясняется рис. 5.46. Дрейф ин-
тегратора вызывает смещение уровня входного сигнала, что при-
Рис. 5.46. Уменьшение точности двухтактного интегрирующего преобразователе
при наличии дрейфа параметров компонентов
водит к изменению скорости заряда и разряда конденсатора иг
следовательно, к изменению уровня напряжения, достигаемого-
в конце интервала заряда, и к сдвигу момента пересечения нуле-
вого уровня в конце интервала разряда.
379
Дрейф компаратора вызывает смещение нуля, которое влияет
только на положение момента времени t, в который компаратор
обнаруживает пересечение нулевого уровня, завершающее второй
такт интегрирования.
ПОГРЕШНОСТИ В АЦП ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ПРИБЛИЖЕНИЯ
На рис. 5.47 'показано, как возникает погрешность, если про-
цесс последовательного приближения протекает при изменении
неизвестного входного напряжения. В преобразователе устанавли-
Неопределенный преобразования
интервал времени
Рис. 5.47. Погреш-
ность, возникающая в
АЦП последовательного
приближения. Показано
преобразование быстро
меняющегося входного
напряжения. Конечное
значение уравновеши-
вающего напряжения
равно значению входно-
го сигнала в некоторый
неопределенный момент
времени в процессе пре-
образования. Эта по-
грешность устраняется
при использовании уст-
ройства выборки и хра-
нения на входе АЦП
вается такое напряжение в цепи обратной связи, которое не урав-
новешивает входной сигнал ни в начале, ни в конце процесса
приближения. Это напряжение соответствует значению входного
сигнала в некоторый неопределенный момент времени в ходе
процесса приближения.
«СКОРОСТЬ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Л ПОГРЕШНОСТЬ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ 16
При выполнении каждого этапа процесса аналогоцифрового
л цифроаналогового преобразования требуется конечное время
для завершения переходов из одного состояния в другое и для
окончания паразитных переходных процессов, вызванных этими
.переходами. Например, транзистору, переключающему аналого-
вые сигналы, как и любому другому транзистору, для переклю-
чения из состояния, когда он открыт, в состояние, когда он за-
крыт, нужно конечное время. Кроме того, вследствие прямого про-
хождения управляющего сигнала в цепь аналогового сигнала, воз-
никают дополнительные переходные помехи, ухудшающие точ-
ность преобразования. Суммарное время, которое необходимо для
затухания этих переходных процессов до приемлемых значений,
зависит от требуемой точности, типа транзистора, сопротивления
цепи и уровня сигнала, управляющего транзистором.
16 An a Io g-t o-D i gi t a 1/D i gi t a 1-T o-An a 1 о g Conversion Tech-
nique s, by D. F. Hoeschele, Jr., John Wiley & Sons, 1968.
580
Скорость аналогоцифрового преобразования обычно характе-
ризуется числом двоичных разрядов, преобразуемых в секунду,
или же числом полных преобразований в секунду. Необходимо
'обращать внимание на то, чтобы было указано как число разря-
дов, преобразуемых в секунду, так и число разрядов кода, подле-
жащих преобразованию. Следуя этому правилу, можно иногда из-
бежать большой путаницы относительно того, что означает ука-
занная скорость преобразования. Частота преобразования разря-
дов может быть и очень малой (без ограничения),' и очень боль-
шой (сотни мегагерц). Однако в общем случае можно сказать,
что чем больше требуемая точность преобразования, тем меньше
скорость преобразования, т. е. чтобы получить большую точность,
требуется давать больше времени для затухания переходных про-
цессов до малых значений.
Рассмотрим простую RC-цепь, показанную на рис. 5.48, кото-
рая поясняет основную проблему, связанную со скоростью преоб-
Рис. 5.48. Эквивалент-
ная схема для оценки
влияния переходных
процессов в ЦАП.
Примечание. В этой
схеме не учтены переходные
процессы ключа К1
разования. Для какого-либо ЦАП ключ К1 может изображать
идеальный переключающий транзистор, резистор R — выходное
сопротивление цепи делителя, а конденсатор С — паразитную ем-
кость и емкость нагрузки, соединенной с выходом ЦАП. После
замыкания ключа зависимость напряжения UBux от времени t вы-
ражается следующей формулой:
UBb.z=U.*> (1-e-wc). (5.22)
Если величина Цных достигает 90% от Ua, то
”= 0,9 = 1 — (5.23)
Ua
Тогда
0,l^e-‘/RCH t/RC = 2,3 (5.24)
(из стандартной таблицы значений е-х). Следовательно, время t,
необходимое для того, чтобы напряжение UBMx достигло 90% от
Ца, равно 2,3 RC или 2,3 Т, где Т — постоянная времени, опреде-
ляемая как RC. * **)
*> Ua — аналоговое переключаемое напряжение. (Прим, ред.)
**) Очевидно, в текст вкралась опечатка. В формулах (5.23) и (5.24) вместо
t должно быть to,в. (Прим, ред.)
381
Чтобы величина UBMx увеличилась еще на 9%, что равно 90%
существующей в этот момент разности напряжений Ua и UBMx>
требуется дополнительное время, равное 2,3 Т. Следовательно,
чтобы величина иВЫх достигла 99% от Ua, требуется время 4,6 Т.
Подобные доводы показывают, что время 6,9 Т требуется для до-
стижения 99,9% от Ua, время 9,2 Т — для того, чтобы величина
ивЫх достигла 99,99 % от Ua и т. д. Если постоянная времени Т=
= 1 мкс, то потребуется 2,3 мкс, чтобы получить точность установ-
ления 10%, 4,6 мкс — для точности 1% и т. д.
На рис. 5.49 показан процесс заряда и разряда конденсатора
в зависимости от времени, которое выражено в единицах, рав-
ных Т.
Время, RC или L/R
Рис. 5.49. Точность установления переходного процесса в зависимости от вре-
мени, представленного числом постоянных времени
Необходимая скорость аналогоцифрового преобразования оп-
ределяется спектром частот аналогового сигнала или требуемой
точностью преобразования, или комбинацией этих факторов и ко-
личеством аналоговых входных сигналов, преобразуемых с по-
мощью АЦП в системе аналогоцифрового преобразования, рабо-
тающей с разделением во времени. В соответствии с теоремой
.Шеннона об отсчетах17 для точного восстановления сигнала часто-
та его отсчетов должна быть по крайней мере вдвое 'больше наи-
высшей частоты спектра сигнала. Это означает, что для любого
аналогового сигнала, содержащего информацию в полосе частот
0—100 Гц, выборка сигнала и его преобразование в код должны
производиться со скоростью по крайней мере 200 преобразований
в секунду. Апертурное время АЦП, т. е. время, необходимое для
выполнения аналогоцифрового преобразования, определяет мак-
симальную погрешность преобразования при каждом отсчете из-
меняющегося во времени аналогового сигнала. Например, рас-
17 The Mathematical Theory of Communication, by С. E. Shan-
non and W. Weaver, The University of Illinois Press, 1963.
382
смотрим синусоидальный сигнал, показанный на рис. 5.50. Пред-
положим, что мы хотим знать уровень аналогового сигнала в не-
•который момент времени, например to. К концу времени преобра-
Рис. 5.50. Напряжение погрешности неопределенности в случае аналогоцифро-
вого преобразования синусоидального аналогового сигнала
зования ti аналоговый эквивалент цифрового кода будет иметь
•погрешность примерно AUBxa- (Фактическое значение погрешно-
сти будет зависеть от типа процесса аналогоцифрового преобразо-
вания, т. е. от того, как производится кодирование: от СР к МР,
методом последовательного приближения, методом одновременно-
го считывания и т. д.). Максимальная возможная погрешность,
возникающая вследствие синусоидального изменения аналогового
•сигнала и конечного времени аналогоцифрового преобразования,
может быть рассчитана для точки пересечения синусоиды с нуле-
вым уровнем, в которой скорость изменения сигнала dU/dt мак-
симальна. Ее значение просто получить следующим образом:
и Umax sin cot, (5.25)
d U/dt =s Umax CO COS CD t = Umax 2 Л f COS CD t, (5.26)
тде Umax — максимальное напряжение синусоидального аналого-
вого сигнала с частотой f.
Для точки пересечения с нулевым уровнем
Л U/Д t = Umax 2 л f. (5.27)
Тогда, если апертурное время аналогоцифрового преобразования
равно 1дцП» получим погрешность в случае преобразования напря-
жения вблизи точки пересечения с нулевым уровнем
Д U = Umax 2 Л f 1дцП. (5.28)
Из этого, по-видимому, следует, что погрешность, связанная с
неопределенностью, прямо пропорциональна апертурному време-
ни АЦП. Следовательно, уменьшение апертурного времени приво-
дит к пропорциональному уменьшению погрешности неопределен-
ности. Одним из способов уменьшения этого времени для уже
383
имеющегося АЦП является использование устройства выборки и
хранения (см. гл. 6) для предварительной обработки меняющего-
ся входного сигнала. В таком случае погрешность неопределенно-
сти уменьшается во столько раз, во сколько апертурное время
АЦП больше времени t0TC4, необходимого для формирования от-
счета сигнала в устройстве выборки и хранения, т. е. в 10тсчЛдцп
раз. Отметим, что если устройство выборки может отслеживать
изменения переменного аналогового сигнала сразу же после того,
как прошло время, равное времени установления, то в приведен-
ном выше простом соотношении 10Тсч выражает лишь неопреде-
ленность, связанную с временем переключения устройства выбор-
ки и хранения в режим хранения. '
Частота сигнала, Гц
Рис. 5.51. Зависимость погрешности, обусловленной временной неопределенно-
стью (апертурным временем), от частоты сигнала
На рис. 5.51 показана максимальная возможная погрешность
неопределенности в зависимости от частоты (будет ли этот мак-
симум достигнут, зависит, как уже упоминалось, от хода процес-
са аналогоцифрового преобразования).
ПРИМЕНЕНИЕ АЦП
Сушестнуют четыре области, в которых используются АЦП; передача, об-
работка, отображение и хранение информации. В каждой области могут
иметься единственные в своем роде случаи применения преобразователя, одна-
ко большинство случаев применения преобразователей в каких-либо системах
относятся более чем к одной области или даже ко всем этим областям. Сбор
и передача аналоговой информации (в форме напряжения) связаны с затруд-
нениями и большими затратами. Это особенно относится к системам, в кото-
рых требуется высокая точность, наличие многих каналов (подключаемых по-
очередно) или то и другое вместе. При передаче информации в аналоговой
форме может происходить потеря части информации при наличии даже относи-
тельно малых помех. Трудности, связанные с передачей информации, значи-
тельно уменьшаются, если аналоговая информация преобразуется в цифровую
с помощью АЦП. При передаче лишь логических «1» и «О» на много порядков
возрастает действительное отношение сигнал-помеха. Даже в условиях значи-
тельных (помех относительно просто передать цифровую информацию, а преоб-
384
разование информации в цифровую форму обычно стоит дешевле, чем улучше-
ние отношения сигнал-помеха до такой степени, когда могут быть успешно
переданы аналоговые сигналы.
ЭЛЕКТРОННАЯ СИСТЕМА ВЗВЕШИВАНИЯ
Многоканальная передача аналоговых сигналов при большом числе каналов
представляет собой трудную задачу, требующую больших затрат для реше-
ния. С другой стороны, многоканальная передача при большом числе каналов
может быть просто выполнена, если произвести выборку (с разделением во
времени) сигнала в каждом канале, преобразовать каждое выбранное значе-
ние в код с помощью АЦП и затем передать полученные разделенные во вре-
мени цифровые выходные сигналы вместе с адресными сигналами, необходи-
мыми для распознавания каналов в месте приема. Это намного проще и де-
шевле, чем применение устройств многоканальной передачи с частотной моду-
ляцией, иногда используемых для передачи аналоговых сигналов.
Любая аналоговая информация, которая должна подвергаться цифровой
обработке, должна быть сначала преобразована в цифровой код. Очевидно,
что если в состав системы входит цифровая вычислительная машина, необхо-
димо использовать АЦП для преобразования входного аналогового сигнала в
цифровую форму. Однако не столь очевидно, что применение вычислительных
машин является не единственным методом цифровой обработки аналогового
сигнала и что существует множество более простых систем обработки.
С появлением БИС для вычислительных устройств применение систем циф-
ровой обработки вышло за традиционные пределы. Рассмотрим, например,
простую электронную систему взвешивания, показанную на рис. 5.52. С по-
Рис. 5.52. В одной из электронных систем взвешивания используется АЦП для
преобразования сигналов от датчиков в цифровые выходные сигналы. Выход-
ные сигналы затем обрабатываются, и выдается информация о массе и цене
мощью АЦП положение движка потенциометра датчика преобразуется в циф-
ровую информацию, которая представляет массу материала на платформе ве-
сов. Эта первичная информация далее обрабатывается в цифровом умножаю-
щем устройстве вместе с заданным извне управляющим сигналом, который
13—61 385
представляет цену за единицу массы. Результатом этой обработки является
цифровой выходной сигнал, соответствующий полной стоимости взвешиваемого
материала. Для этой системы требуется двухтактный интегрирующий АЦП, по-
скольку точность и дифференциальная линейность имеют первостепенное зна-
чение, а скорость преобразования несущественна.
СБОР И ПЕРЕДАЧА ИНФОРМАЦИИ
Если двухтактные интегрирующие преобразователи хорошо подходят для
точной, но медленной обработки сигналов, то преобразователи последовательно-
го приближения лучшим образом используются, если несколько сигналов долж-
ны быть подвергнуты одинаковой цифровой обработке. В типичном случае, от-
носящемся к сбору информации, производятся выборка поступающих в устрой-
ство входных сигналов, их коммутация и преобразование, прежде чем они бу-
дут обработаны вычислительным устройством (|рис. 5.53). В этом случае эко-
Обработанная
информация
Рис. 5.53. Для обработки нескольких сигналов с помощью одного преобразо-
вателя возможно применение многоканальной коммутации аналоговых входных
сигналов
комическая выгода использования одного АЦП очевидна. Но если для системы
необходим преобразователь с чрезвычайно высоким быстродействием, то мо-
жет быть экономически невыгодно использовать только один преобразователь,
поскольку сверхбыстродействующие преобразователи последовательного при-
ближения очень дорого стоят. В таких случаях целесообразно пересмотреть ос-
новную систему и выбрать вариант промежуточной коммутации с использова-
нием более чем одного 'преобразователя.
Наиболее очевидным применением АЦП для сбора информации является
непосредственный .контроль сигналов в таких устройствах, как цифровые вольт-
метры и цифровые щитовые измерительные приборы. Эти устройства всего лишь
измеряют входной сигнал и отображают его значение в цифровой форме с по-
мощью газоразрядных ламп типа Nixie ™ (фирмы Burroughs 'Corporation), ин-
дикаторов на светоизлучающих диодах и т. п. В этих случаях большое значе-
ние имеет точность, а не скорость преобразования, поэтому лучшим вариантом
будет использование двухтактного интегрирующего АЦП.
Имеются другие случаи применения, в которых точность не так существен-
на, как в основных измерительных приборах. В многоканальной быстродейст-
вующей системе с помощью одного устройства сбора и передачи возможен вы-
борочный контроль информации, осуществляемый подобно тому, как показано
на рис. 5.53.
386
АВТОМАТИЧЕСКИЕ ЦИФРОВЫЕ ВОЛЬТМЕТРЫ
Автоматический цифровой вольтметр представляет собой разновидность
АЦП, в котором измеряемое напряжение преобразуется в десятичный цифро-
вой код, отображаемый с помощью цифровых знаковых индикаторов. Сущест-
вуют два основных типа автоматических цифровых вольтметров: с обратной
связью и с промежуточным преобразованием напряжения во временной интер-
вал (временной интервал может быть связан с изменяющейся частотой или
длительностью импульса).
На рис. 5.54 показана структурная схема цифрового вольтметра с обрат-
ной связью по напряжению. Управляющее логическое устройство устанавливает
Цифровое управление
Цифровой индикатор I
Установка знака
Входное
напряжение
(+10,19 В)
Входное
напряжение
Входной делитель
Управляющее
логическое
устройство
Источник
опорного
напряжения с
изменяемой
полярностью
}- Установка
величины
{Знак разности _ ______
,, 1напряжений Управляемый
Компаратор ___________I делитель -с—
напряжений Напряжение! напряжения Опорное
обратной I—-----------------—---------....
связи
напряжение
Рис. 5.54. Цифровой вольтметр с обратной
связью по напряжению
полярность опорного напряжения и изменяет коэффициент передачи управляе-
мого делителя напряжения дю тех пор, пока напряжение обратной связи не
будет равно входному напряжению с точностью до разрешающей способности
прибора. Управляющее логическое устройство приводит в действие также циф-
ровой индикатор, чтобы отобразить окончательную величину сигнала на выхо-
де управляемого делителя напряжения, т. е. входное напряжение. Управляе-
мый делитель напряжения может представлять собой потенциометр с приводом
от двигателя или резистивный делитель с электронно-механическим или элект-
ронным переключением.
Цифровой вольтметр с преобразованием напряжения во временной интер-
вал, показанный на рис. 5.55, преобразует неизвестное входное напряжение в
импульс, длительность которого пропорциональна значению входного напряже-
13*
Цифровой
индикатор
387 .
ния. Одновременно с началом импульса включается счетчик, который начинает
подсчет тактовых импульсов с выхода генератора, продолжая его в течение
всей длительности импульса. При этом в счетчике образуется цифровой экви-
валент входного напряжения, который отображается с помощью цифрового
знакового индикатора.
АНАЛИЗАТОР ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ 18
Устройство, показанное на рис. 5.56, может быть использовано в качест-
ве недорогого заменителя запоминающего осциллографа. Оно пригодно для
исследования аналоговых переменных величин в таких областях, как синтез ре-
чевых сигналов, анализ сигналов в биологии и при испытаниях, связанных с
1/2 микросхемыбЮ. 2527 V
256 - разряд-
ный сдвига-
ющий регистр
*" Вход
— Тактирование
Реверсивный счетчик
ММ74С193
Выход
Рециркуляция
Всего
8 регистров
А
В
С
Запись'“‘а
QJ>
QC
QB
О.
256 - разряд-
ный сдвига-
ющий регистр
Вход
Тактирование
Рециркуляция
Обратный сч*ёт^
।—с Запись А
_ Счетный
I [I вход
” ^“71 (Прямой счет
СР
1 -й разряд
2-й разряд
3-й разряд
8-разрядный
ЦАП
ММ316-1
Выход
Выход
сигнала
Обратный счет
А
В
С
D
Запись
Счетный А
В)<ОД
Прямой счет
qd
Qc
QB
O.
5-й разряд
6-й разряд
7-й разряд
МР
Г енератор
_п _i_ тактовых
bU -I- импульсов
8 МГц
Компаратор
LM 21
+U
Вход
сигнала
CD 4009
2,2к
Плавный
регулятор
длительности
20к _|_мк_
*^00с
| 12 - каскадное
пересчетное устройство,,-
1Счетный CD4040 1£бР°с
] ВХ°Д Выход 28|
тг
мк
1мк
0,1
мк
Д01
мк
10
100 .
о мс о мс •
Переключатель
длительности
полного цикла
выборок
1N
3067
CD4011 "Выборка'
1мс
0,001 мк
'Хранение'
Переключатель
Выборка — хранение"
Выход
синхронизации
: Юс
Рис. 5.56. Эта схема позволяет выполнять анализ переходных процессов, вре-
менное уплотнение и имитацию аналоговых сигналов
18 К. Р. Roby, Е D N, October 20, 1974.
388
разрушением испытываемых образцов. Это устройство можно также использо-
вать вместо самопишущих регистрирующих приборов с целью экономии диа-
граммной бумаги.
Устройство представляет собой в сущности АЦП следящего типа, выходной
код которого подается в сдвигающий регистр с емкостью 8X256 бит. При ра-
боте в режиме повторения содержимое регистра периодически поступает на
входы ЦАП, в результате чего предварительно записанный в регистр «отрезок»
сигнала повторяется для того, чтобы была произведена его оценка на выхо-
де ЦАП.
Если переключатель «выборка — хранение» находится в положении «Вы-
борка», состояние устройства такое, что реверсивные счетчики ММ74С193 мо-
гут работать в режиме прямого или обратного счета в зависимости от входно-
го сигнала. Восемь сдвигающих регистров с емкостью 256 разрядов подготов-
лены к приему входной информации. Входной сигнал поступает на неинверти-
рующий вход компаратора LM211, выходной сигнал ЦАП типа MN316-1 по-
дается на инвертирующий вход компаратора.
Выходной сигнал компаратора определяет направление счета в реверсивном
счетчике. Счет всегда производится в таком направлении, при котором умень-
шается разность выходного сигнала ЦАП и сигнала на входе устройства.
Вследствие этого выходной сигнал ЦАП отслеживает входной сигнал при ус-
ловии, что скорость его изменения не превышает 5 В/мкс.
Выходные сигналы счетчика бодаются также на входы сдвигающего ре-
гистра с емкостью 8x256 бит. Эта информация с помощью тактовых импуль-
сов записывается в сдвигающий регистр и представляет собой последователь-
ность мгновенных значений входного сигнала в цифровой форме.
Тактовая частота сдвигающего регистра не синхронизирована с тактовой
частотой реверсивного счетчика и вырабатывается отдельным генератором так-
товых импульсов в соответствии с установленным периодом выборок мгновен-
ных значений сигнала. Эту частоту можно плавно перестраивать в пределах от
250 кГц до 0,25 Гц. Сигнал с выхода генератора подается на 12-каскадное пе-
реючетное устройство. Выходной сигнал этого устройства, соответствующий ко-
эффициенту пересчета 28 (т. е. 256), используется в качестве опорного сигна-
ла, что обеспечивает выдачу одного импульса на каждый полный оборот со-
держимого в сдвигающем регистре.
При тактовой частоте 250 кГц период повторения серии выборок состав-
ляет приблизительно 1 мс, т. е. сдвигающий регистр хранит значения входного
сигнала в течение 1 мс. Возможные интервалы хранения находятся в пределах
от минимальной величины 1 мс до максимальной величины 1000 с.
Если переключатель «выборка — хранение» переведен в положение «хра-
нение», то импульс сброса возв1ращает счетчик синхроимпульсов в состояние,
соответствующее началу цикла. Это в свою очередь вызывает появление син-
хроимпульса одновременно с моментом установки переключателя в положение,
которое соответствует режиму хранения. Кроме того, сдвигающие регистры пе-
реводятся в режим рециркуляции. В этом случае новая информация в регистр
не принимается и в нем продолжают циркулировать последние 256 слов. При
этом на параллельные входы реверсивных счетчиков поступает последователь-
ность 8-разрядных кодов выборок. Поскольку на входах, обеспечивающих за-
пись кодов в счетчик, имеется разрешающий сигнал, эти 8 разрядов продви-
гаются на выходы счетчиков и оттуда прямо на входы ЦАП. Следовательно,
в режиме хранения выходной сигнал ЦАП воспроизводит последовательные
цифровые отсчеты сигнала, сделанные в режиме выборки в течение последнего
интервала, состоящего из 256 частей.
ОБОРУДОВАНИЕ ДЛЯ ОБРАБОТКИ КАТОДОВ 19
При изготовлении ЭЛТ с переменным успехом использовались различные
варианты технологии формирования катодов. Один из таких вариантов преду-
сматривал жесткую программу, в соответствии с которой напряжения накала
19 System Automatically Converts CRT Cathode, by Julius Csaki, EDN, October
20, 1974.
389
выбирались в пределах от 25 до 100 % напряжения перекала и составляли
ряд фиксированных уровней напряжения. Программа не учитывала глубину
вакуума в магистрали, в результате этого катоды ЭЛТ обрабатывались при
разных давлениях в зависимости от степени удаления газа из обрабатываемого
экземпляра трубки. Обработка при чрезмерном давлении, как было установле-
но, отрицательно сказывается на сроке службы и качестве катода, поэтому
требовалась новая технология.
С помощью системы, показанной на рис. 5.57, обработка выполняется ав-
томатически. В этой системе используется управляющий сигнал от вакуумно-
Рис. 5.57. Система для автоматической обработки катодов
го насоса для того, чтобы гарантировалось протекание процесса обработки при
более глубоком и почти постоянном вакууме. С помощью потенциометров «ре-
гулировка усиления 1» и «регулировка усиления 2» задается одна из несколь-
ких программ обработки в соответствии с типом нити накала ЭЛТ (в следую-
щем далее описании напряжение перекала ЕПер является опорной величиной).
В начале цикла в этой системе на нити накала подается напряжение, рав-
ное >0,25 Епер. Нажатие кнопки ПУСК дает возможность счетчику начать пря-
мой счет тактовых импульсов. Двоичный код счетчика с помощью Юнразрядно-
го ЦАП преобразуется в напряжение. Сигнал с выхода ЦАП поступает на от-
дельные предварительные усилители, которые служат для дистанционного ре-
гулирования выходного напряжения источников питания. Дистанционное уп-
равление предотвращает ухудшение качества регулирования, которое могло
бы возникнуть вследствие падения напряжения в линиях между источниками
питания и нагрузками.
Пока управляющее напряжение (которое прямо пропорционально глубине
вакуума в системе) не превышает заранее установленного предела, счетчики
будут заполняться приблизительно за 4 мин 35 с. За это время линейно на-
растающее напряжение достигает величины Епер. Затем таймер 1 отключает ге-
нератор тактовых импульсов от счетчика и обеспечивает подачу напряжения
Епер на ЭЛТ. После того, как истечет время, задаваемое таймером 1 (при-
близительно 35 с), он включает таймер 2 и с помощью управляющего логиче-
ского устройства устанавливает счетчики в такое состояние, которому соот-
390
ветствует напряжение 0,75ЕПер. Это напряжение подается на нить накала
ЭЛТ в течение 12 мин. В конце этого интервала 'времени зажигается сигнальт
ная лампа дистанционного контроля, показывая, что трубка готова к отсоеди-
нению. После того, как трубка запаивается, система отключается нажатием
кнопки СТОП.
Если управляющий входной сигнал достигает напряжения срабатывания
порогового переключателя 1, то прямой счет прекращается и на нити накала
ЭЛТ сохраняется ранее достигнутый уровень напряжения. Вследствие запаз-
дывания по времени изменения давления в ЭЛТ при изменении давления в ва-
куумном насосе (место установки датчика обратной связи) давление может
еще продолжать расти, пока не сработает пороговый переключатель 2. Это, в
свою очередь, заставляет счетчик начать обратный счет тактовых импульсов, в
результате чего напряжение накала ЭЛТ начинает линейно уменьшаться.
Теперь вакуумный насос должен откачать выделяющиеся в трубке газы,
после чего управляющий сигнал вызовет обратное срабатывание порогового
переключателя 2 и прекращение обратного счета. Дальнейшее улучшение ва-
куума приводит к обратному срабатыванию порогового переключателя 1 и по-
вторному запуску счетчика для счета тактовых импульсов в прямом направ-
лении. Этот процесс повторяется до тех пор, пока не будет достигнуто напря-
жение Епер. Если скорость изменения управляющего входного сигнала слиш-
ком велика, то срабатывает датчик скорости его изменения, останавливающий
счет в прямом направлении еще до того, как будет достигнуто напряжение
срабатывания порогового переключателя 1.
АВТОМАТИЧЕСКАЯ КАЛИБРОВКА
ДЛЯ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ НОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ20
На рис. 5.58 показана структурная схема системы, в которой умножаю-
щий ЦАП автоматически устанавливает (калибрует) коэффициенты передачи
в многоканальной системе сбора информации. При этом отпадает необходи-
Нормирукяцие
усилители
Управление счетом
Рис. 5.58. Автоматическая калибровка для многоканальных систем нормирова-
ния сигналов
20 В. W. Glass, Е D N, October 20, 1974.
391
мость отдельной калибровки индивидуальных нормирующих усилителей сигна-
лов. В режиме калибровки переключатель К1 находится в положении, пока-
занном на .рисунке, и из программного управляющего устройства в мультиплек-
сор поступают командные сигналы для выполнения следующих операций:
1) подключить вход одного из нормирующих усилителей к линии входного
опорного напряжения U0H вх',
2) подключить выход того же усилителя к входу для нормального опор-
ного сигнала многозвенной цепочки в ЦАП;
3) выбрать адрес одной из ячеек памяти в запоминающем устройстве с
произвольной выборкой (ЗУПВ).
После выполнения этих операций компаратор сравнивает выходной сигнал
ЦАП с выходным опорным напряжением (ЦОпвых) и определяет направле-
ние счета в реверсивном счетчике, необходимое для подбора такого кода, при
котором выходной сигнал ЦАП равен величине Цопвых.
В этом случае коэффициент передачи для данного канала определяется
формулой
К = Uon вых/Uon вх •
Когда указанное условие выполнено, управляющее устройство записывает
соответствующее значение кода в ячейку памяти, адрес которой выбран муль-
типлексором. Затем управляющее устройство выбирает следующий усилитель,
и процесс калибровки повторяется.
В рабочем режиме каждый раз, когда мультиплексор выбирает какой-ли-
бо канал, соответствующее значение коэффициента передачи считывается из
запоминающего устройства в ЦАП и таким образом устанавливается в кана-
ле.
Если требуется, чтобы коэффициенты передачи в каналах были разными,
указанная система может быть дополнена еще одним ЦАП, с помощью кото-
рого формируется напряжение и0Пвых в процессе калибровки. При этом ко-
эффициент передачи определяется вышеприведенной формулой.
КАЛИБРОВКА ДИСТАНЦИОННО УПРАВЛЯЕМОГО МУЛЬТИПЛЕКСОРА21
Во многих системах сбора аналоговой информации используются аналого-
вые мультиплексоры, расположенные на некотором расстоянии от центральной
управляющей ЭВМ. Обычно это делается для экономии затрат на линию связи
между источниками аналоговой информации и ЭВМ. Информация чаще всего
передается последовательно и представляет собой адрес какого-либо канала
мультиплексора, поступающий в одном направлении, и преобразованную циф-
ровую информацию, возвращаемую в обратном направлении. Хотя эта систе-
ма работает хорошо, практически единственный способ проверить калибров-
ку аналоговых мультиплексоров совместно с АЦП заключается в том, чтобы
подать предварительно известные напряжения прецизионного источника в не-
которые специально предназначенные для этого каналы аналогового мульти-
плексора. Это дорого, излишне сложно и связано с потерей части входных ка-
налов мультиплексора.
В схеме, показанной на рис. 5.59, линии передачи двоичного адресного ко-
да в аналоговый мультиплексор соединены также с ЦАП, который, в свою
очередь, связан с нулевым каналом мультиплексора. Поскольку в большинстве
мультиплексоров такого типа используется произвольный выбор адреса, ЭВМ
может посылать в мультиплексор любой заданный адрес. При этом на выходе
ЦАП устанавливается заданный уровень напряжения, который вводится в пре-
образователь* *). После этого ЭВМ выбирает адрес нулевого капала, получает
информацию обратно и проверяет ее, чтобы определить, правильно ли отка-
либрована система. Такая проверка может быть выполнена при разных значе-
21 Programmable Signal Calibrates a Remote Analog
MUX, by Bill E. Dozer, E D N, October 20, 1974.
*) Очевидно, в текст оригинала вкралась опечатка. Должно быть «... вводит-
ся в дополнитеьное устройство выборки и хранения». Как указано на рис. 5.59,
можно обойтись без дополнительного устройства выборки и хранения, если в.
составе ЦАП имеется входной регистр. (Прим, ред.)
392
входные сигналы
Рис. 5.59. Калибровка дистанционно управляемого мультиплексора
W
со
со
ниях напряжения и полярности с целью проверки линейности, точности и т. д.
Обращение к нулевому каналу не влияет на основные каналы, адреса которых
были использованы, поскольку сохраняется возможность нормального обра-
щения к ним и отключения сигнала на выходе нулевого канала.
В показанном на рисунке примере 12-разрядный ЦАП с диапазоном ±10 В
подключен по входу к 64-канальному мультиплексору (с 6-разрядным адрес-
ным кодом). Пять из шести разрядов используются для кодирования пяти
различных уровней калибрующего напряжения, в то время как 6-й разряд —
для стробирования, чтобы обеспечивался ввод информации в ЦАП*>. УВХ ли-
бо ЦАП с входным регистром необходимы для того, чтобы сохранить задан-
ный уровень напряжения в то время, когда выбирается адрес нулевого кана-
ла с целью выполнения проверки правильности калибровки. При выборе адре-
са любого канала с другим номером формируется некоторый уровень калиб-
рующего напряжения. Таким образом, в рассматриваемом случае можно полу-
чить 32 уровня. Другие уровни напряжения могут быть получены при исполь-
зовании других разрядов ЦАП или знакового разряда.
ЦИФРОВОЙ МИКРОМЕТР
Микрометр с цифровой индикацией (рис. 5.60) и диапазоном измерения
±1 дюйм (±25,4 mim), имеющий разрешающую способность и линейность
0,001 дюйма, м<хет быть построен на основе двухтактного интегрирующего
Рис. 5.60. Микрометр с цифровой индикацией, построенный с применением двух-
тактного интегрирующего АЦП. (С разрешения фирмы Analog Devices.)
АЦП и линейного дифференциального трансформатора с переменным коэффи-
циентом трансформации (модель 7308Y фирмы Pickering или аналогичная ей),
служащего в качестве датчика перемещения. Коэффициент передачи датчика
равен 2 мВ/0,001 дюйма, поэтому применение делителя 2 : 1 дает возможность
непосредственного отсчета перемещения в дюймах. Если используется АЦП
с ценой младшего разряда 1 мВ, система дает непосредственный отсчет с раз-
решающей способностью 0,001 дюйма в пределах диапазона датчика ±1 дюйм.
Несмотря на то, что выходной сигнал датчика демодулируется для получения
сигнала в виде постоянного напряжения, может появиться помеха в виде на-
водок основной частоты, второй и высших гармоник, которая накладывается
на сигнал. Применение должным образом построенного АЦП позволяет изба-
виться от погрешности или непостоянства результатов из-за наличия подобных
помех.
ИЗМЕРЕНИЕ ОТНОШЕНИЯ ВЕЛИЧИН
В процессе измерения и накопления информации, получаемой от потен-
циометрического датчика, требуется, чтобы на показания не влияли изменения
напряжения, питающего датчик. Такое требование удовлетворяется при ис-
пользовании двухтактного интегрирующего АЦП, работающего в режиме изме-
рения отношения напряжений, как показано на рис. 5.61. В этом режиме вы-
ходной сигнал потенциометрического датчика подается на вход АЦП, в то
время как напряжение источника питания датчика инвертируется и исполь-
*> Должно быть «... ввод информации в дополнительное устройство выборки
и хранения». См. предыдущее прим. ред. (Прим, ред.)
394
зуется в качестве опорного. Поскольку чувствительность датчика пропорцио-
нальна его напряжению питания, то при указанном режиме работы АЦП по-
грешность, вызванная дрейфом и другими изменениями напряжения источни-
Истдчник
напряжения
питания
датчика
Рис. 5.61. Работа в режиме измерения отношения позволяет компенсировать
дрейф напряжения источника питания датчика. (С разрешения фирмы Analog
Devices.)
ка питания датчика, автоматически компенсируется. Подавление помех с по-
мощью двухтактного интегрирующего АЦП является особенным достоинством,
если система находится в условиях повышенных индустриальных помех.
АВТОМАТИЧЕСКАЯ КОРРЕКТИРОВКА НУЛЯ ПРИ ВЗВЕШИВАНИИ
Использование АЦП в качестве устройства выборки и хранения для дли-
тельного хранения информации с целью установки начальных нулевых показа-
ний во взвешивающем устройстве показано на рис. 6.62. Эта система пред-
назначена для измерения массы контейнера (тары) и для передачи получен-
ного значения в суммирующий узел операционного усилителя с целью установ-
ки нулевого отсчета таким образом, чтобы при наполнении контейнера была
показана только масса содержимого.
R2
Рис. 5.62. Взвешивающее устройство с автоматической компенсацией массы
тары. (С разрешения фирмы Analog Devices.)
395
Последовательность операций проста. Пустой контейнер помещается на
платформу весов, при этом сигнал на выходе ЦАП равен нулю. Напряжение,
представляющее массу контейнера, преобразуется в цифровой код с помощью
АЦП. После этого код с выхода АЦП записывается в ЦАП при поступлении
строб-импульса. Выходной сигнал ЦАП, равный входному сигналу, но противо-
положной полярности поступает в суммирующий усилитель, выходной сигнал
которого при этом становится равным нулю. После загрузки контейнера произ-
водится еще одно аналогоцифровое преобразование (сигнал на выходе ЦАП
при этом не изменяется) и считывается лишь масса груза.
Масштаб суммирования в операционном усилителе можно установить так,
чтобы АЦП, который может быть частью цифрового щитового прибора, обеспе-
чивал считывание результатов в единицах массы, применяемых в технике, или
в единицах какой-либо величины, зависящей от массы, например стоимости.
Если АЦП дает на выходе двоично-кодированный десятичный код, то такой же
код должен использоваться в ЦАП. Если входной диапазон АЦП равен выход-
ному диапазону ЦАП, то сопротивление R2=Ra, а коэффициент передачи всей
системы регулируется с помощью резистора R1. При наличии так называемого
измерительного операционного усилителя на входе системы для него с помощью
ЦАП задается опорная величина.
Такой же метод пригоден в любых случаях, когда требуется производить
корректировку нуля нажатием кнопки, и, как правило, в случае, если сложным
оборудованием должен управлять неквалифицированный оператор, или для эко-
номии времени, например при работе на конвейерной линии.
СИСТЕМА СВЯЗИ, ОБЕСПЕЧИВАЮЩАЯ МАЛЫЙ УРОВЕНЬ ШУМА
Передача речевых сообщений, при которой обеспечивается малый уровень
шума, становится возможной, если перед этим речевой сигнал преобразуется в
цифровую форму. Аналоговые сигналы подвержены действию помех, и, несмот-
ря на то, что производится их усиление на распложенных вдоль линии стан-
циях-ретрансляторах, качество этих сигналов постепенно ухудшается. Однако
при цифровых методах передачи сигнал может быть восстановлен путем повтор-
ного формирования или регенерации импульсов. На приемной стороне исход-
ный речевой сигнал воспроизводится с помощью ЦАП. На рис. 5.63 представ-
Приемник
Передатчик
Рис. 5.63. Цифровая система передачи речевых сигналов. (С разрешения фирмы
Analog Devices.)
лена упрощенная схема такой системы. Аналоговый сигнал квантуется с регу-
лярными интервалами, преобразуется в АЦП в цифровой код, который пере-
дается последовательно вместе с тактовыми импульсами. На приемной стороне
эти сигналы объединяются в сдвигающем регистре, синхронизируемом тактовы-
ми импульсами, и с помощью ЦАП снова преобразуются в первоначальный
сигнал звуковой частоты.
Частота повторения тактовых импульсов делится на 8 перед тем, как они
будут поданы к устройству выборки и хранения. В результате этого АЦП пе-
редает один последовательный 8-разрядный код каждый раз, когда поступает
импульс в устройство выборки и хранения. Сдвигающий регистр на приемной
стороне объединяет отдельные разряды в 8-разрядный параллельный код.
396
Частота квантования должна быть по крайней мере вдвое больше полосы
передаваемых частот. Так, при полосе 5 кГц требуется производить выборку с
частотой 10 кГц. При этом преобразователи должны работать с циклом преоб-
разования 0,1 мс.
СИСТЕМА РАСПРЕДЕЛЕНИЯ МУЗЫКАЛЬНЫХ ПРОГРАММ
В системе распределения музыкальных программ на самолетах коммерче-
ских линий (например, Боинг 747) используются цифровые методы передачи
сигналов с целью уменьшения количества проводных соединений и массы.
Вместо того, чтобы подводить восемь аналоговых каналов к каждому креслу
параллельно (со всей необходимой проводкой, при которой возможны перекрест-
ные помехи), каналы музыкальных программ объединяются в один канал с по-
мощью мультиплексора, распределяются цифровыми методами с помощью одной
пары проводов и декодируются у каждого кресла.
Как показано на рис. 5.64, аналоговые каналы музыкальных программ под-
ключаются поочередно с помощью мультиплексора к устройству выборки и хра-
выборки
и хранения
Рис. 5.64. Система распределения музыкальных программ. (С разрешения фир-
мы Analog Devices.)
нения. Аналогоцифровой преобразователь дает на выходе последовательные ко-
ды, соответствующие каждому из последовательно выбираемых восьми каналов.
Адресный код, состоящий из 3 разрядов, добавляется к 8 разрядам кода, соот-
ветствующего аналоговой информации, и полностью сформированный код направ-
ляется по проводам к каждому креслу в самолете. У каждого кресла переклю-
чатель выбора каналов связан с дешифратором адреса, поэтому ЦАП управля-
ется только кодом, соответствующим выбранному каналу.
Как и в предыдущем случае, абсолютная точность ЦАП несущественна:
единственное, что имеет значение для хорошего звуковоспроизведения, — это
линейность. Интересно также отметить, что для удовлетворительного (в разум-
ных пределах) воспроизведения музыки требуется всего лишь 6 разрядов кода
(6X6=36 дБ).
ПРИМЕНЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО АЦП,
ПОСТРОЕННОГО НА ДВУХ БИС 22
Поскольку АЦП LD110/111 фирмы Siliconix, построенный на двух БИС,
допускает возможность широкого выбора внешних компонентов, то такая анало-
гоцифровая система является очень гибкой и может быть приспособлена для
множества применений в цифровых устройствах.
22 См. примечание 14.
397
Рис. 5.65. Цифровой вольтметр
На схеме, показанной на рис. 5.65, представлен набор ИС для построения
типового цифрового вольтметра с диапазоном ±2,000 В. Тактовая частота
24,5 кГц обеспечивает выполнение четырех измерений в секунду. Конденсатор
С5 подстраивается для получения выходного кода 0000 при нулевом напряже-
нии на входе и может быть заменен конденсатором постоянной емкости, как
только будет определена емкость, подходящая для используемой монтажной
платы. После этого требуется единственное средство калибровки — подстроеч-
ный резистор R6. Резисторы R1 и R2 должны быть металлопленочными с допу-
ском 5%. Все остальные резисторы могут иметь допуск 10% — иллюстрация
того, как при использовании такого метода построения преобразователя умень-
шается стоимость компонентов, а также их количество.
Аналогоцифровой преобразователь LD110/111 автоматически измеряет от-
ношение двух входных напряжений. Отсчет пропорционален отношению входно-
го UBx и опорного напряжений UOn и выражается соотношением:
Результирующий отсчет =UBX (Ri/R2) (8192/Uon).
Следовательно, эта система может быть легко приспособлена для относитель-
ных измерений. Результаты относительных измерений, при проведении которых
напряжение питания датчика используется в качестве опорного напряжения, не
зависят от напряжения питания датчика.
На рис. 5.66 показаны некоторые типичные схемы относительных измерений.
Выражение для сигнала на выходе потенциометрического датчика, показанного
на рис. 5.66а, характеризующее положение, уровень и т. д., можно подставить в
приведенное выше уравнение для того, чтобы показать возможность относитель-
ного измерения:
Результирующий отсчет =XUon (Ri/R2) (8192/UOU) =(Ri/R2)/(8192X).
Результаты измерений с помощью датчика мостового типа (рис. 5.666) так-
же могут быть нормированы относительно внешнего опорного напряжения, В
этом случае обычно заземляемый вывод микросхемы LD111 использован в ка-
398
нуля
честве инвертирующего входа усилителя разности напряжений для того, чтобы
обеспечить получение отсчета, пропорционального разности двух входных напря-
жений Ua и Ub- Методы относительных измерений могут быть распространены
Рис. 5.66. БИС, на кото-
рых построен АЦП фир-
мы Siliconix, идеально
приспособлены для вы-
полнения относительных
измерений:
а — типичная потенциомет-
рическая схема; б — при из-
мерениях с помощью моста
обычно заземляемый вывод
ИС LD1U используется в
качестве инвертирующего
входа дифференциального
усилителя
,х-и
... °п
1к выводу UBX
микросхемы
LD111
а) б)
также на измерение сопротивлений. Схема, приведенная на рис. 5.67, позволяет
точно измерять сопротивления вплоть до 20 МОм, если в ней применен буфер-
ный усилитель (У1) с малым входным током смещения 1Вх, не превышающим
30 нА.
На рис. 5.68 показана схема преобразователя тока в напряжение с диапазо-
ном, составляющим восемь декад по току. Предназначенная для совместной ра-
боты с типовыми цифровыми вольтметрами, имеющими диапазон 200 мВ, эта
399
Резистор, А
определяющий! I
диапазон U
+12В
Iх
(Неизвестное
Iсопротив-
ление)
Диапазон
измерения
Сопротивление
резистора,
определяющего
диапазон
200 Ом
2 кОм
20 кОм
200 кОм
2 МОм
20 МОм
819,2 Ом
8,192кОм
81,92кОм
830кОм
8,51 МОм
163МОм
Рис. 5.67. Эта схема в сочетании с двумя БИС, составляющими преобразова-
тель фирмы Siliconix, позволяет точно измерять сопротивления до 20 МОм. Для
получения наибольшей точности буферные усилители У1 и У2 должны иметь
малый входной ток смещения (менее 20 нА)
Рис. 5.68. Построение измерителя тока
400
схема фактически состоит из двух различных схем, как указано в таблице со-
противлений, помещенной на рисунке*). В диапазонах, соответствующих боль-
шей чувствительности (до 200 мкА), используют дифференциальное включение
усилителя, чтобы обеспечить получение выходного сигнала, равного —2IBxRE
При таком включении существенно уменьшается влияние входных токов смеще-
ния на выходное напряжение. (Поскольку связанная с этим погрешность будет
незначительной в диапазоне 20 мкА, резистор R2 в этом диапазоне исключа-
ется.)
В диапазонах, соответствующих меньшей чувствительности (от 2 мА до
2 А), используют усилитель в инвертирующем включении, чтобы обеспечить по-
лучение выходного сигнала — IbxR4Ri/Rs- Защита входной цепи осуществляется
с помощью диодов VD1 и VD2.
Если преобразователь переменного напряжения в постоянное строится с
помощью комплекта ИС LD110/111, то его входное сопротивление и входные
токи смещения оказываются приблизительно такими же, как и у входного бу-
ферного усилителя в ИС LD111. Это особенно важно, если цифровой вольтметр
выполнен по схеме, показанной на рис. 5.65, поскольку при этом одни и те же
резисторы могут быть использованы при измерении как постоянных, так и пе-
ременных напряжений.
Указанным требованиям удовлетворяет преобразователь переменного напря-
жения в постоянное, схема которого показана на рис. 5.69. Эта схема содержит
Вход
переменного
напряжения
Рис. 5.69. Преобразователь переменного напряжения в. постоянное
входной буферный усилитель на работающем в режиме обогащения р-канальном
МОП-транзисторе, соединенный с классической цепью выпрямления, в которой
значительно уменьшается влияние прямого падения напряжения на диодах VD1
и VD2 на точность преобразования. Из выпрямленного напряжения с помощью
фильтра выделяется постоянная составляющая, которая затем приводится по
масштабу к эффективному значению переменного напряжения. Линейность пре-
образования сохраняется в диапазоне частот от 40 Гц до 10 кГц.
Цифровой измеритель частоты может быть построен на основе простого
цифрового вольтметра с диапазоном 2 В, если использовать схему, показанную
на рис. 5.70. В таком измерителе частота преобразуется в напряжение с по-
мощью выделения усредненной постоянной составляющей из последовательности
импульсов, генерируемых ждущим мультивибратором типа 74121.
Ждущий мультивибратор запускается положительным перепадом переменно-
го напряжения, действующего на входе компаратора типа 529. Размах сигнала
на входе компаратора должен быть больше 0,1 В, но меньше 12 В, чтобы обес-
печивалась правильная работа измерителя. С помощью усилителя не только вы-
деляется постоянная составляющая, но также и устанавливается нуль. Такая
схема дает точность до 2% в диапазоне пяти декад.
*) В оригинале указанная таблица отсутствует. (Прим, ред.)
401
±68
Подстройка
коэффициента
передачи
(подстраивается
Диапазон
2 кГц
20 кГц
200 кГц
2 МГц
20 МГц
Ст
0,082мкФ
0,0082 мкФ
820 пФ
82 пФ
8,2 пФ
। >+12В
-12В
Рис. 5.70. Цифровой измеритель частоты
АЦП может быть также применен для построения цифрового термометра,
в котором используется изменение прямого падения напряжения на р—п-пере-
ходе, служащем датчиком температуры в схеме, показанной на рис. 5.71, Это из-
Рис. 5.71. Цифровой термометр
менение обычно равно —2,3 мВ/°С. В этом термометре переход база—эмнттер
биполярного транзистора смещен током 470 мкА с помощью источника тока.
Образующееся при этом напряжение ЦБЭ подается на вход буферного уси-
лителя, работающего в режиме выделения разности напряжений и имеющегося
в аналоговой секции преобразователя. Резистор буферного усилителя подстраива-
ют так, чтобы получить отсчет, пропорциональный температуре, в соответствии
с уравнением
Отсчет = 1000 К [Uo — UBg (t°)].
Коэффициент усиления К должен быть приблизительно равен 5 для шкалы
Цельсия и 9 для шкалы Фаренгейта. . 1
402
УСТРОЙСТВО СОПРЯЖЕНИЯ С ТЕЛЕТАЙПОМ 23
Сопряжение телетайпа с параллельными цифровыми выходными сигналами
АЦП, цифровых щитовых приборов или цифровых вольтметров было трудной
задачей. Использование телетайпа для формирования параллельных цифровых
входных сигналов для ЦАП и других устройств было в такой же степени за-
труднительно. Однако решение этой задачи позволило строить не только реги-
страторы данных, содержащие телетайп и программируемые регуляторы напря-
жения, но также и недорогие системы сбора информации, управляемые с по-
мощью мини-ЭВМ, и системы управления технологическими процессами.
Система, показанная на рис. 5.72а, при подаче командного сигнала с по-
мощью клавиатуры печатает цифровое значение аналогового сигнала на входе
а)
б)
Рис. 5.72. Простейшая система последовательного обмена информацией, иллю-
стрирующая принцип сопряжения устройств передачи и приема кода с телетай-
пом или ЭВМ с помощью АЦП и ЦАП:
а — в простом регистраторе данных при печатании знака «?» выполняется аналогоцифровое
преобразование и телетайп печатает результаты преобразования; б — в программном регу-
ляторе напряжения аналоговый сигнал на выходе ЦАП регулируется с помощью клавиа-
туры телетайпа
АЦП. Если оператор нажимает клавишу вопросительного знака (?), команда
обновления информации посылается по единственной витой паре проводов на
расстояние до 3 км к вынесенному устройству передачи последовательного
кода, которое сначала запускает АЦП, а затем последовательно передает полу-
чаемый из АЦП код обратно по той же самой паре проводов к телетайпу для
печатания. В системе, показанной на рис. 5.726, соответствующая команда, ко-
торая подается с помощью клавиатуры, вызывает посылку требуемой информа-
ции к вынесенному устройству приема последовательного кода, где она исполь-
зуется для управления выходным сигналом ЦАП. Оператор только печатает
знак равенства ( = ), за которым следуют знаки, содержащие информацию, и
в заключение знак доллара ($) Устройство приема асинхронно переданных
последовательных кодов преобразует их в параллельную форму и затем пода-
23 Interfacing the Teletypewriter, Computer Design, June 1974, Part I:
А-D and D-А Converters.
403
ет их в ЦАП, который преобразует параллельные коды в соответствующие ана-
логовые эквиваленты.
Устройства приема и передачи последовательного кода в дополнение к
функциям передачи информации осуществляют опознавание восьми знаков, пе-
редаваемых с помощью телетайпа. Некоторые из них служат для того, чтобы
начинать передачу информации (знаки =, ? и $), остальные знаки могут быть
использованы для управления другими элементами системы, такими, как реле,
электромагниты, вентили и электродвигатели.
Обе системы, показанные на рис. 5.72, содержат три основных элемента:
АЦП и ЦАП, устройство сопряжения (передатчик или приемник последователь-
ного кода) и телетайп. В регистраторе данных могут быть использованы любые
АЦП или цифровые щитовые приборы, дающие на выходе двоично-кодирован-
ный десятичный код с логическими уровнями, совместимыми с уровнями ТТЛ.
Преобразователь следует выбирать с учетом требуемых характеристик системы:
точности, времени преобразования, температурной стабильности и диапазона
входного напряжения. В большинстве случаев пригодны недорогие преобразо-
ватели интегрирующего типа, выходной код которых имеет З'/г разряда. Для
построения программного регулятора напряжения может служить любой ЦАП,
управляемый двоично-кодированным десятичным кодом, имеющий регистры для
приема входного кода, логические уровни которого совместимы с уровнями
ТТЛ. Как и в предыдущем случае, преобразователь следует выбирать с учетом
точности, времени преобразования, температурной стабильности и диапазона
выходного напряжения.
Поскольку можно управлять скоростью передачи информации в устройст-
вах передачи и приема последовательного кода, в системе может быть приме-
нено любое печатающее устройство, совместимое с телетайпом, или оконечное
устройство на ЭЛТ. Устройство передачи последовательного кода работает как
устройство сопряжения, осуществляя преобразование параллельного кода в по-
следовательный асинхронный код ASCII и передачу кода по изолированной с
помощью оптоэлектронных устройств линии с током 20 мА. Устройство приема
последовательного кода выполняет обратную операцию; логические «0» и «1»
(иногда называемые пробелами и знаками) при передаче по линии представля-
ются наличием или отсутствием тока в линии.
УСТРОЙСТВО УПРАВЛЕНИЯ КАМЕРОЙ ИСКУССТВЕННОГО КЛИМАТА
На рис. 5.73 показана система управления камерами искусственного клима-
та, построенная на основе вычислительного устройства. С помощью средств
программного обеспечения температура и относительная влажность в каждой
из двух камер регулируются одновременно. Система содержит восемь датчиков,
аналоговый коммутатор, АЦП, цифровой демультиплексор, комплект выходных
реле, генератор тактовых импульсов и вычислительное устройство. Управляю-
щее устройство может поддерживать температуру в камере с точностью
±0,3°F (±0,54°С) .в диапазоне 40—125°F (4,44—51,67°С) и относительную влаж-
ность с точностью ±3% в диапазоне 30—95%.
СИСТЕМА СБОРА ИНФОРМАЦИИ
На рис. 5.74 показана типичная система сбора информации, содержащая
АЦП, построенная на основе вычислительного устройства. К системе предъяв-
ляются следующие требования:
— сбор информации должен выполняться автоматически, а ее накопление
на вынесенном пункте должно производиться в форме, пригодной для передачи
в ЭВМ, без участия центрального пункта;
— сбор информации должен производиться через регулярные интервалы
времени в течение дня;
— должна иметься возможность сбора информации в любое время дня по
запросу оператора или при возникновении критических ситуаций (например,
если скорость утечки из выводной трубы какого-либо загрязняющего окружаю-
щего среду вещества превышает установленный предел или если температура
вышла за установленную границу);
— «водная информация должна передаваться в центральный пункт через
регулярные интервалы времени, а также по запросу;
404.
*Рис. 5.73. Система управления каме- Рис. 5.74. Система сбора информации
рой искусственного климата
— должно иметься удобное устройство сопряжения для взаимодействия с
оператором при простой последовательности операций, которую должен выпол-
нять оператор для решения повторяющихся характерных задач, связанных со
сбором информации. Система работает в трех основных режимах: режим ожида-
ния, режим сбора информации и режим выдачи информации.
Режим сбора информации может быть включен командным сигналом, по-
ступившим от оператора или из центрального пункта, сигналом от датчика те-
кущего времени или сигналом аварийного датчика. В этом режиме информация
принимается от датчиков и временно накапливается в течение дня в вычисли-
тельном устройстве. После того, как принята вся информация, начинается соз-
дание нового массива, а собранная информация переносится во внешнее уст-
ройство памяти с большой емкостью. После того, как перенос информации за-
кончился, система возвращается в режим ожидания.
Режим выдачи информации может быть включен командным сигналом, по-
ступившим от оператора или из пункта управления, или же сигналом аварийно-
го датчика. После перехода в режим выдачи вычислительное устройство начи-
405
406
Тактовые
импульсы
Сигнал
запуска
A I I I I
Разрешение P0 P1 P2 P3
загрузки
Синхронизация
загрузки
Двоичный
Разрешение счетчик
переноса 9316
Счетный вход
Сброс Q0Q1Q2Q3
---ггттт
Перенос
Е А0А1А2АЗ
16-канальный
дешифратор 9312
11 13
0 1 2 34 5678 910 12 1415
Сигнал окончания
преобразования.
Е А0А1А2АЗ
16-канальный
дешифратор 9312
11 13
01 2 34 5 67 8 910 12 1415
Рис. 5.75. 12-разрядный ЦАП
нает выполнять какую-либо из нескольких стандартных программ. Если этот
режим включается для выдачи информации, собранной за прошедшее время и
записанной вместе с отметками времени в запоминающем устройстве большой
емкости, в конце массива делается контрольная запись и записанная информа-
ция после этого передается в центральный пункт. После окончания передачи ин-
формации вынесенный пункт возвращается к режиму ожидания.
12-РАЗРЯДНЫЙ АЦП С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ЦИФРОВЫХ ИС
Двенадцатиразрядный АЦП, в котором используются готовые узлы из циф-
ровых ИС серии 9300 (средней степени интеграции), показан на рис. 5.75.
Цифровые устройства, построенные из таких функциональных узлов, обеспе-
чивают повышенное быстродействие, более эффективны, имеют меньшую стои-
мость и более высокую надежность, чем устройства, выполненные из отдельных
вентилей.
Поскольку стоимость ИС средней степени интеграции будет со временем
намного ниже стоимости ее функционального эквивалента, построенного из ме-
нее сложных схем, то в будущем будут применяться функциональные узлы в
виде ИС средней степени интеграции, позволяющие создавать устройства с боль-
шей надежностью, меньшей стоимостью и большей сложностью, чем было воз-
можно ранее.
11-РАЗРЯДНЫЙ АЦП ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ПРИБЛИЖЕНИЯ
На рис. 5.76 показана структурная схема 11-разрядного АЦП последова-
тельного приближения, поясняющая, как с помощью ЦАП, имеющего 10 раз-
рядов плюс знаковый разряд, достигается разрешающая способность, соответ-
Рис. 5.76. 11-разрядный АЦП последовательного приближения. (С разрешения
фирмы Precision Monolitics.)
ствующая 11 разрядам. Для построения этой хорошо известной схемы АЦП
используется стандартная схемотехника, а знаковый разряд в АЦП легко фор-
мируется с помощью введения элемента «исключающее ИЛИ», как показано
на рисунке. Поскольку выходным сигналом ЦАП в данном устройстве является
напряжение, отпадает необходимость в буферном каскаде для аналогового вы-
ходного сигнала. Выходной сигнал этого ЦАП и входной аналоговый сигнал
могут быть непосредственно поданы на прецизионный компаратор, такой, как
СМР-01 или Е521.
408
АЦП СЛЕДЯЩЕГО ТИПА
Аналогоцифровые преобразователи следящего типа представляют собой от-
носительно простое устройство как по замыслу, так и по исполнению. Для это-
го простого устройства необходимы три основных элемента: реверсивный счет-
чик, ЦАП с выходом по току и компаратор напряжений (рис. 5.77). Напряже-
Рис. 5.77. Структурная схема простого АЦП следящего типа. (С разрешения
фирмы Precision Monolitics.)
нце икОмп на входе компаратора представляет собой разность входного напря-
жения АЦП и произведения выходного тока ЦАП (втекающего в преобразова-
тель) на сопротивление RBx, т. е. Ukomii = Ubx—I-RBX. Если предположить, что
компаратор идеальный и что напряжение на его входе (Ukomh) больше нуля,
то на выходе компаратора будет сигнал с низким уровнем, под действием ко-
торого реверсивный счетчик увеличит выходной ток ЦАП (втекающий в преоб-
разователь) на единицу МР. (На самом деле в счетчике происходит вычитание
единицы счета; это происходит вследствие использования в ЦАП инверсной
логики, в соответствии с которой подача логических «О» на все входы вызывает
появление максимального тока на выходе ЦАП.) Компаратор продолжает про-
верку полярности напряжения на своем входе и по-прежнему вызывает измене-
ние кода в счетчике в таком направлении, которое приводит к уменьшению это-
го напряжения до нуля. Как только это состояние достигается, преобразова-
тель переходит в режим слежения и отслеживает изменения входного сигнала,
если скорость изменения не превышает максимальной скорости слежения. В этом
случае выходной код преобразователя представляет собой двоично-кодирован-
ный эквивалент входного сигнала. Даже если производится кодирование по-
стоянного входного сигнала, цифровой сигнал на выходе будет изменяться,
поочередно принимая одно из двух смежных значений, которые перекрывают
теоретически точное значение выходного сигнала.
При практическом построении схемы между компаратором и входом ревер-
сивного счетчика вводят D-триггер для того, чтобы обеспечить достаточное
время задержки между изменением выходного сигнала компаратора и очеред-
ным изменением состояния счетчика.
Временные соотношения в цепи обратной связи показаны на рис. 5.78. При
появлении положительного фронта тактового импульса происходит очередное
изменение состояния счетчика, вызывающее изменение сигнала на выходе ЦАП.
После того как окончился процесс установления этого сигнала и выходной сиг-
нал компаратора принял окончательное значение, положительный фронт очеред-
ного тактового импульса производит запись нового выходного сигнала компа-
ратора в триггер, л цикл повторяется.
Полная схема 8-разрядного АЦП следящего типа, в котором использованы
ЦАП в интегральном исполнении, счетчики на ИС, триггеры и компаратор, по-
409
казана на рис. 5.79. Диодная фиксирующая цепь ограничивает выходное на-
пряжение ЦАП на уровне, близком к нулю, несмотря на переходные процессы,
связанные с переключением и с изменением входного сигнала. В этом 8-разряд-
ном устройстве два входа младших разрядов 10-разрядного ЦАП не использу-
ются и соединены с шиной +5 В, что обеспечивает их отключение. Диоды слу-
Тактовые
импульсы
Выходной сигнал<
D-триггера
Изменение
состояния счетчика.
Выходной сигнал
компаратора
Суммарное время
установления
выходных сигналов
ЦАП и компаратора
Рис. 5.78. Временная диаграмма для АЦП следящего типа. (С разрешения фир-
мы Precision Monolitics.)
жат также для того, чтобы положительное напряжение подавалось на вывод 14
сразу после включения напряжения питания +'5 В. Конденсаторы с емкостью
200 пФ во входных цепях компаратора увеличивают скорость выполнения опе-
рации сравнения и подавляют склонность к генерации, которая может появить-
ся из-за наличия паразитных емкостей обратной связи в цепях, связанных с
компаратором. Генератор тактовых импульсов, несмотря на крайнюю простоту,
вполне стабилен в широком диапазоне температур и питающих напряжений.
Простой АЦП следящего типа, показанный на рис. 5.77, основан на прин-
ципе сравнения токов; на входе компаратора не требуется восстанавливать на-
пряжение аналогового сигнала, в результате чего устраняется необходимость в
операционном усилителе для преобразования выходного тока ЦАП в напряже-
ние. При использовании АЦП в качестве устройства выборки и хранения ана-
логовых сигналов, позволяющего исключить спад сигнала в режиме хранения,
в схему может быть добавлен какой-либо недорогой быстродействующий опе-
рационный усилитель с малым временем установления, как показано на
рис. 5.80. Указанная схема обеспечивает также очень высокое входное сопро-
тивление, не требуя для этого добавочного буферного усилителя. Восстановлен-
ное напряжение аналогового сигнала снимается с выхода операционного усили-
теля, причем режим хранения информации в аналоговой форме получается при
отключении счетчика.
ПЕРЕДАЧА И АНАЛИЗ СИГНАЛОВ 24
В этом разделе рассматривается определенная область применения АЦП,
включающая генерирование, передачу, восстановление, обработку, запоминание,
определение характеристик и синтезирование аналоговых сигналов. Упомянутые
случаи применения включают:
— растяжение и сжатие сигналов во времени, введение опережения (от-
носительного) и задержки сигналов;
— запись и хранение сигналов, связанных с переходными процессами;
— синтез и анализ речевых и музыкальных сигналов (а также сигналов
любой формы);
— синтез и анализ передаточных функций;
— свертывание сигналов;
— цифровую фильтрацию;
— восстановление сигнала при воздействии помех с помощью корреляцион-
ных методов и быстрое преобразование Фурье;
2t, Anа 1 оg-Digita 1 Conversion Handbook, Analog Devices, 1972.
410
Прямой/обратный счет
Прямой/обратный счет
mono
CMP-OIC
+15В
3
2
-15В
2
ЗС
8С
D D-триггер Q
1/2 7474
5
6
Реверсив- < J
> >14 AHAvtllJiZ ®
ЗхоД Выход
2 ПереносЗ1—
ный счетчик
8284
Тб]
9
5
4
81С
Реверсив-
Вход тактовых
импульсов
Максимальная частота 3,5 МГц
г—+5В Слежение
8284
2
9
5
4
2
ивх=о... юв
Аналоговый 0 Rbx~ 4«8кОм
входной сигнал Максимальная
допустимая
частота входного
синусоидального
сигнала 4500 Гц
240
тактовых *
импульсов)
1/4 7400 и 1/4 7400
4,88к
1311211
10
МР
Цифровой
> выходной
ситная
При
10-разрядный ЦАП
AIM DAC-100CCTI
200
Подстройка I
полной шкалы
+50 +.150 +15'
0,02 4=0,02 ={=0,02 =
А
-2-0+5В
0+15В
1N914
о-15В
0,02 V
Земля Аналоговая
цепей земля
питания
Рис. 5.79. Полная схема 8-разрядного АЦП следящего типа. (С разрешения фирмы Precision Monolitics.)
iU
м
to
Рис. 5.80. Структурная схема 10-разрядного АЦП с выходным сигналом в ви-
де напряжения. (С разрешения фирмы Precision Monolitics.)
— шифрование и дешифрование для засекречивания передачи сигналов;
— генерирование сигналов произвольной формы и синтез передаточных
функций.
Цифровые методы даже без применения каких-либо специализированных
устройств могут обеспечить богатый набор средств для обработки аналоговых
сигналов и преобразования передаточных функций во временной и частотной
областях.
С помощью АЦП производится отсчет выбранных значений сигнала и обес-
печивается возможность длительного хранения этих значений без разрушения
информации. После этого цифровые сдвигающие регистры, устройства преобра-
зования кода, запоминающие устройства, цифровые компараторы, арифметиче-
ские функциональные узлы и управляющие логические устройства могут выпол-
нять множество операций с величинами, представленными полностью в цифро-
вой форме.
За исключением погрешностей, возникающих вследствие дискретной (во
времени и по величине) природы сигнала, состоящего из ряда отсчетов, а также
погрешностей, вносимых при аппроксимации или округлении при вычислениях,
потери информации отсутствуют, несмотря на то, что выполняются операции за-
поминания сигнала, умножения, интегрирования, сложения, вычитания или ка-
кие-либо другие операции. Конечно, с помощью ЦАП сигнал может быть снова
преобразован в аналоговую форму для дальнейшей обработки, в то время как
его характерные признаки по-прежнему сохраняются в запоминающем устрой-
стве.
Простым средством для решения многих представляющих интерес задач яв-
ляется линия задержки, построенная на сдвигающем регистре и показанная на
рис. 5.81.
Рис. 5.81. Линия задержки на регистре, сдвигающем параллельный код. (С раз-
решения фирмы Analog Devices.)
Предположим, что аналоговый сигнал представляет собой одиночное собы-
тие, что были сделаны m отсчетов сигнала, а дальнейшее тактирование и пре-
образование прекращены. В этом случае сигнал в цифровой форме запомина-
ется такой линией задержки и остается в ней до тех пор, пока не производится
сдвиг содержимого в регистре или обнуление регистра, или пока не будет вы-
ключено напряжение питания.
Хранимый в регистре сигнал можно использовать при выполнении следую-
щих операций:
— Вывод сигнала в запоминающее устройство. Сигнал, который хранится
в регистре, может быть выведен слово за словом и записан в запоминающее
устройство, пока линия задержки ожидает появления нового нестационарного
сигнала (рис. 5.82).
413
— Вывод сигнала в аналоговой форме. Сигнал может быть выведен из ре-
гистра и преобразован в аналоговую форму с сохранением очередности отсчетов,
но с произвольно заданной частотой преобразования, определяемой выбором
Рис. 5.82. Устройство записи нестационарных сигналов. (С разрешения фирмы
Analog Devices.)
тактовой частоты. Например, это нужно в случае, если нестационарный сигнал
может меняться очень быстро, но при этом должен быть записан с помощью
графопостроителя. В другом случае сигнал может быть подан в линию задерж-
ки в замедленном темпе (возможно даже с помощью ручного ввода с пульта в
виде произвольно заданного сигнала) для его использования в качестве искус-
ственно сформированного воздействия при моделировании какого-либо процес-
са, а затем может быть выведен с высокой скоростью.
— Повторение сигнала. Если выход линии задержки соединен со входом,
она превращается в рециркуляционную линию задержки (рис. 5.83). При этом
Входной
сигнал
Записанный
сигнал
Повторяющийся
выходной сигнал
Рис. 5.83. Рециркуляционная линия задержки. (С разрешения фирмы Analog
Devices.)
хранимый в линии сигнал будет периодически появляться на выходе линии, да-
вая возможность наблюдения нестационарного процесса на экране обычного
осциллографа. Вводя в линию («загружая») произвольно заданные входные
сигналы (аналоговые или цифровые) и обеспечивая затем быструю рециркуля-
цию и аналогоцифровое преобразование, можно создать ряд повторяющихся сиг-
налов заданной формы с управляемыми частотой повторения и амплитудой.
— Усреднение сигналов с помощью суммирования. Один и тот же сигнал,
посылаемый периодически, но поступающий на вход АЦП вместе с шумом (ко-
торый иногда значительно превышает ^сигнал), может быть восстановлен с по-
мощью суммирования всех принятых вариантов сигнала. Когерентные состав-
414
ляющме будут возрастать прямо пропорционально числу суммируемых элемен-
тов, тогда как составляющие шума будут усредняться, а эффективный уровень
шума будет возрастать пропорционально лишь квадратному корню из числа
элементов суммы. Например, 100 повторений сигнала обеспечивают увеличение
отношения сигнал-шум в 10 раз. Эта операция может быть выполнена с по-
мощью линии задержки при суммировании каждого поступившего отсчета
только что принятого сигнала с накопленной в линии задержки суммой соответ-
ствующих отсчетов предыдущих сигналов (рис. 5.84). Таким образом, если при-
нимается сигнал, повторяемый во второй раз, его первый отсчет суммируется
с уже имеющимся первым отсчетом первого сигнала и т. д. Когда принимается
16 повторений
г—номер положения отсчета
п—число повторений
256 повторений
Рис. 5.84. Упрощенная схема усреднения сигналов с помощью суммирования.
(С разрешения фирмьг Analog Devices.)
Нормирующий логический элемент отбрасывает младший разряд каждый раз, когда обра-
зуется очередной значащий разряд числа п, т. е. когда это число равно сумме 2, 4, 8, ...
..., 128, 256 и т. д. единиц
третий сигнал, его первый отсчет складывается с уже имеющейся суммой двух
предыдущих первых отсчетов. Поскольку предполагается, что все первоначаль-
но переданные сигналы одинаковы, а шум меняется случайно, при каждом по-
вторении сумма любых 'отсчетов возрастает на величину первоначального отсче-
та сигнала, в то время как сумма шумовых составляющих будет стремиться к
среднему значению. На практике вычисление суммы
n = Yr, п-1 + Хг, п, (5-29)
где Yr,n — сумма отсчетов, имеющих номер г при суммировании п сигналов;
Хг,п — отсчет, имеющий номер г и соответствующий сигналу с номером п, при-
водит к увеличению диапазона получаемых результатов вычислений, что вызы-
вает увеличение затрат на выполнение вычислений цифровыми методами и за-
труднения при отображении процесса суммирования «а экране осциллографа.
Поэтому лучше рассмотреть нормирование результатов вычислений (т. е. деле-
ние их на п), после проведения которого средние значения результатов будут
стремиться к постоянным величинам. Поскольку особенно нежелательно выпол-
нять цифровым методом деление, за исключением деления на 2 в целой степе-
ни, следует рассмотреть некоторые варианты, в которых используется метод
введения поправок к имеющейся сумме отсчетов:
Y,.n=Yr.n-l + (5.30J
Во-первых, следует отметить, что при большом п величины Yr,n и Yr,n-i
почти равны, а каждое дополнительное приращение вызывает лишь небольшое
их изменение, поскольку значение приращения делится на п. Во-вторых, по-
415
скольку обе величины, образующие разность, могут существовать и в аналого*
вой форме (входной сигнал и текущее значение выходного сигнала), разность
может быть получена в цепях, предшествующих АЦП, при использовании опе-
рационного усилителя вместо цифрового вычитающего устройства (рис. 5 85).
ф @ (з)—нормирующие схемы
Рис. 5.85. Усреднение сш налов с помощью суммирования при использовании
нормализованных переменных. (С разрешения фирмы Analog Devices.)
1 — аналоговое деление на Е=КП до преобразования*); 2 — относительное преобразование
при иоп*=Кп с использованием счетчика и ЦАП; 3 — упрощенное цифровое деление с по-
мощью аппроксимации числа п величиной 2 и сдвига кода вправо при п—2, 4, 8, ..., 256,
512 ...
И, наконец, можно видеть, что деление на п может быть выполнено или как
аналоговая операция (с помощью счетчика и ЦАП формируется пропорциональ-
ное величине п опорное напряжение для АЦП), или (при делении на 2 в це-
лой степени) как цифровая операция сдвига выходного кода АЦП на один
разряд вправо (с потерей последнего разряда), выполняемая, как только на
выходе счетчика повторений появляется очередной значащий разряд числа и.
ВРЕМЕННОЕ СЖАТИЕ СИГНАЛОВ С ПОМОЩЬЮ КВАНТОВАНИЯ
Как показано на рис. 5.86, сдвиговый регистр осуществляет сдвиг информа-
ции при высокой тактовой частоте fT, равной в рассматриваемом примере
513 кГц. С помощью АЦП медленно меняющийся сигнал преобразуется в циф-
ровую форму с частотой fnp. Предположим, что полный цикл сдвигающего ре-
гистра составляет 512 тактов и что в данный момент 512-й отсчет появляется
на выходе регистра и снова подается на вход. В следующем такте, когда число
повторений сигнала становится равным ш, отсчет Xi.m с выхода преобразовате-
ля поступает в регистр, заменяя записанный в нем отсчет Хцт-ь В течение по-
следующих 512 тактов происходит сдвиг сигналов в линии. В 512-м такте на
входе снова появляется отсчет Xi,m, а отсчет Xj.m-i появляется в конце линии,
в то время как отсчет Х2,т уже сформирован на выходе преобразователя.
В 513-м такте этот отсчет с выхода преобразователя поступает в линию, заме-
няя отсчет Хг.т-ь Отсчеты Xi,m и Xj.m после этого сдвигаются по линии, и в
514-м такте отсчет Хз.т заменяет отсчет X3,m-i. К тому времени, когда будут
выполнены 512 преобразований (в реальном масштабе времени), квантованный
во времени сигнал (включая новые и предыдущие значения) повторится 513 раз,
обеспечивая получение на выходе ЦАП такого сигнала, который по форме по-
добен входному аналоговому сигналу (с частотой 1,96 Гц), квантованному с
периодом 1 мс, но меняется в 512 раз быстрее.
Если форма аналогового сигнала при его периодическом повторении не
меняется и если тактовые импульсы синхронизированы с этим сигналом, то вы-
ходной сигнал ЦАП, наблюдаемый на экране осциллографа при частоте разверт-
ки 1 кГц, будет казаться неподвижным, представляя низкочастотный входной
сигнал без мерцания. Изменения входного сигнала от повторения к повторению
будут изображаться в виде постепенно появляющихся изменений в установив-
шемся изображении.
*) Очевидно, аналоговый делитель должен быть включен между вычитающим
устройством и АЦП. (Прим, ред.)
416
Коэффициент временного сжатия=>+-. - п
*пр п+1
Рис. 5.86. Временное сжатие с помощью квантования. При появлении очеред-
ного тактового импульса отсчет Xn, m поступает в линию задержки, заменяя
отсчет Xn, m-i. После того, как появятся еще п+1 тактовых импульсов, в ли-
нию поступит отсчет Xj,m+i, заменяющий отсчет Xi,m. (С разрешения фирмы
Analog Devices.)
Поскольку коэффициент сжатия определяется временем, необходимым для
выполнения всех 512 отсчетов, он пропорционален тактовой частоте, которая
может иметь любое удобное значение. Устройства временного сжатия сигналов
обычно применяются в анализаторах спектра, работающих в реальном масшта-
бе времени.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ КОРРЕЛЯЦИОННОЙ ФУНКЦИИ СИГНАЛОВ,
ПРЕДСТАВЛЕННЫХ В РЕАЛЬНОМ МАСШТАБЕ ВРЕМЕНИ
При входном сигнале рассмотренной линии задержки, являющемся стацио-
нарной функцией f(t), сигнал на выходе линии при любом его г-м цикле повто-
рения представляет собой дискретную функцию, соответствующую функции
f(t—т) и определенную в интервале времени, за который полностью произво-
дятся 512 отсчетов. Если сигнал на выходе линии декодируется с помощью
умножающего ЦАП, у которого аналоговым входным сигналом является один
из отсчетов функции g(t), соответствующий выбранному значению функции
f(t), то усредненный выходной сигнал ЦАП будет представлять один из ряда
отсчетов корреляционной функции переменных f и g, представленных в реальном
масштабе времени (рис. 5.87).
Рис. 5.87. Использование линии задержки для определения корреляционной
функции сигналов, представленных в реальном масштабе времени. (С разре-
шения фирмы Analog Devices.)
14—61 417
418
a)
Рис. 5.88. Линии задержки:
а-в качестве фильтра с программируемой импульсной переходной характеристикой, задаваемой в реальном масштабе времени (для упоошения
п^а3а”° Неб°ЛЬШОе количество секций); б-в качестве рекурсивного фильтра. Коэффициенты (не показанныГна рис?нке^ мог^ быт^ вве-
дены оператором или автоматически (с помощью умножающего ЦАП). (С разрешения фирмы Analog Devices.) р у > у
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ МНОГОСЕКЦИОННОЙ ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ
В КАЧЕСТВЕ ФИЛЬТРА
Если линия задержки состоит из ряда секций с отводами, а выходные сиг-
налы с отводов преобразуются в аналоговую форму, умножаются на заданные
коэффициенты и суммируются, то имеется возможность синтезировать задан-
ную во временной области ответную реакцию на перепад, импульс или другое
воздействие. Поскольку выходной и входной сигналы связывает линейная за-
висимость25, то полученная в результате передаточная функция может обеспе-
чить такие типы ответных реакций по амплитуде и фазе на сигналы заданной
формы (в пределах ограниченного диапазона частот), которые могут быть вы-
ражены интегралом преобразования, однако формально считаются нереализуе-
мыми другими способами. Выходной сигнал в данном случае непосредственно
зависит только от входного сигнала (рис. 5.88а).
РЕКУРСИВНЫЙ ФИЛЬТР
В том случае, когда выходной сигнал рассмотренного выше устройства не-
посредственно зависит лишь от входного сигнала, количество возможных ва-
риантов ответной реакции ограничено, поскольку сигнал на выходе будет пол-
ностью устанавливаться в пределах конечного временного интервала после то-
го, как прекратилось изменение сигнала на входе. Однако, создав-ая непосред-
ственную зависимость текущего значения выходного сигнала как о? значений
входного сигнала, так и от предыдущих значений выходного сигнала, можно
получить более широкий (и более интересный) класс ответных реакций.
Повторение 'сигнала может быть достигнуто с помощью подведения выход-
ного сигнала обратно к каждому отводу (после того, как сигнал с отвода был
использован по назначению), однако при этом к каждому отводу должен быть
подключен АЦП. В более экономичной схеме используется вторая линия за-
держки с отводами, подключенная (не полностью, если это необходимо) к
выходу суммирующего усилителя, в результате чего к каждому отво'ду требует-
ся подключать только ЦАП (рис. 5.886).
СТУДИЙНЫЕ УСТРОЙСТВА ЗВУКОЗАПИСИ ‘
Поскольку время звукозаписи на студии обходится дорого, применение
электронной техники для того, чтобы улучшить и ускорить решение какой-ли-
бо задачи, привело к быстрому внедрению ряда новых устройств, изменяющих
звучание музыкальных инструментов и голосов с целью получения новых эф-
фектов или для решения некоторых частных задач.
Создание фазового сдвига сигналов является одной из областей, в кото-
рой оказалась полезной электронная техника. Имитация унисона, определяемого
как звучание, получаемое при почти одновременном воспроизведении двух оди-
наковых сигналов с небольшой временной задержкой одного относительно дру-
гого, дает еще один пример того, как легко с помощью электронной техники
решаются некоторые трудные задачи. Такой сложный сигнал приобретает хоро-
шо известное «пространственное» звучание вследствие создания небольших фа-
зовых и частотных изменений сигнала. Для получения этого эффекта ранее
требовалось использовать два магнитофона, скорость одного из которых долж-
на была быть регулируемой длд_ создания регулируемой временной задержки,
а весь процесс мог быть выполнен только после первоначальной записи сигнала.
Теперь для создания фазового сдвига сигналов электронные устройства вы-
полняют фактически то же самое с помощью последовательного соединения
ряда фазосдвигающих каскадов. По мере увеличения фазового сдвига увеличи-
вается искусственно создаваемая временная задержка выходного сигнала, ко-
торый в сочетании с исходным сигналом, не имеющим фазового сдвига, дает
звучание, имитирующее унисон (рис. 5 89). При этом отпадает необходимость
в применении дополнительного магнитофона вместе с системой регулирования
скорости и появляется благоприятная возможность использовать приведенное
на рисунке устройство во время записи музыкального произведения. Кроме то-
25 Например, при удвоении входного сигнала соответствующий ему выход-
ной сигнал удваивается.
420
го, облегчается работа звукорежиссера, поскольку уменьшается количество опе-
раций, которые должны выполняться при перезаписи, и музыканту предоставля-
ется возможность приспособить свое исполнение к получаемому эффекту.
Вход о-
сигнала
и
Выход
задержанного
°во времени •
сигнала
звуковой
частоты
Задержка
Регулируемая
задержка
Вход
сигнала
Выход
сдвинутых
по фазе
сигналов^
звуковой
частоты
без явной
Каскады регулировки
фазового сдвига
Рис. 5.89. Изменение фазы сигналов (для получения «пространственных» эф-
фектов) ранее выполнялось с помощью пропускания сигнала через два магни-
тофона, дающих различные задержки (верхняя схема). Теперь то же самое
выполняется с помощью последовательно 'соединенных электронных цепей, обес-
печивающих регулируемый фазовый сдвиг (нижйяя схема)
задержки
во времени
Устройство, называемое «цифровой линией задержки» (ЦЛЗ), похоже на
устройство для создания фазового сдвига, но значительно сложнее последнего.
Оно состоит из АЦП, большого числа сдвигающих регистров и ЦАП. Как пока-
зано на рис. 5.90, аналоговый сигнал на входе ЦЛЗ преобразуется с помощью
Комплект сдвигающих регистров аналогОвого
частоты
Рис. 5.90.
изменения
берация
Структурная схема цифровой линии задержки, применяемой для
фазы сигналов и создания некоторых эффектов, таких, как ревер-
АЦП в цифровой код, который затем многократно сдвигается в регистрах для
того, чтобы создавалась небольшая, но необходимая временная задержка по-
рядка нескольких сотен миллисекунд. С помощью ЦАП задержанный цифровой
421
кодовый сигнал снова преобразуется в аналоговый сигнал, идентичный входно-
му сигналу, но задержанный во времени.
Цифровую линию задержки применяют для многих целей. Она пригодна для
имитации звучания в унисон. С ее помощью можно создавать эффекты эха или
реверберации без использования процесса записи на магнитную ленту и без
механических ревербераторов. Ее можно также применять для создания эффек-
та увеличения числа одновременно звучащих инструментов. В последнем случае
скрипка, звучание которой записывается с использованием ЦЛЗ при небольшом
временном сдвиге, например 5 мс, звучит подобно двум скрипкам. При записи
такого звучания на одну дорожку 16-дорожечного магнитофона и при воспроиз-
ведении этой записи снова с помощью ЦЛЗ получается такое же звучание, как
у четырех скрипок. Повторяя этот процесс, можно имитировать звучание цело-
го скрипичного ансамбля с помощью одной скрипки, одной ЦЛЗ и многодоро-
жечного магнитофона.
СИСТЕМЫ ДЛЯ ПРОВЕРКИ И ДИАГНОСТИРОВАНИЯ
АВТОМОБИЛЬНОГО ОБОРУДОВАНИЯ
Проверка карбюраторов. Основными функциями устройства автоматической
проверки карбюраторов (рис. 5.91) являются измерение параметров проверяемо-
го образца, задание условий проверки на испытательном стенде для каждого
заслонки
Рис. 5.91. Система для проверки карбюраторов
этапа проверки, регулировка установочных винтов для получения паспортных
значений параметров, вывод на печатающее устройство контрольной информа-
ции о производительности карбюратора, так же, как и аварийных сигналов при
обнаружении некоторых видов отказов, отображение рабочей информации иа
индикаторной панели пульта, являющейся дополнительным средством для бы-
строй связи оператора с испытательным стендом. В дополнение к этому потре-
битель может использовать и какую-либо другую систему, удовлетворяющую
специальным требованиям.
Последовательность операций при проверке большинства типов карбюрато-
ров следующая:
а) оператор закрепляет карбюратор в зажимном приспособлении;
б) с помощью ЭВМ производится проверка исходного состояния, а затем,
с помощью электромагнитного устройства, управляемого кодом, установка за-
слонок в воздушной магистрали в положение, соответствующее максимальному
воздушному потоку;
в) шаговый двигатель, управляемый с помощью ЭВМ, устанавливает дрос-
сельную заслонку в определенное положение в соответствии с одним из трех
422
режимов, предусмотренных управляющей программой, и в соответствии с воз-
душным давлением в магистрали;
г) когда положение дроссельной заслонки стабилизируется, система прове-
ряет, соответствует ли расход топлива пределам заданного допуска. Если в
этом режиме карбюратор работает правильно, проверка продолжается, в про-
тивном случае зажигается световой сигнал «неисправен» на панели пульта и
проверка прекращается;
д) с помощью шаговых двигателей, управляемых ЭВМ, винты регулировки
режима холостого хода карбюратора устанавливаются в положение до упора, а
затем возвращаются в заданное положение;
е) далее, с помощью ЭВМ производятся установка заслонок в воздушной
магистрали в положение, соответствующее холостому ходу, установка положе-
ния дроссельной заслонки и окончательная установка положения винтов регу-
лировки режима холостого хода в соответствии со спецификацией;
ж) указанная операция регулировки при необходимости повторяется, если
проверяемый карбюратор имеет второй регулировочный винт;
з) в зависимости от того, какие параметры оговорены в спецификации, с
помощью ЭВМ проверяется работа карбюратора при нескольких выбранных зна-
чениях расхода воздуха, начиная от режима холостого хода до режима макси-
мальной нагрузки, и выполняется подстройка для каждого режима;
и) по окончании проверки ЭВМ зажигает сигнал «Годен» или «Неисправен»
на панели испытательного стенда, и оператор снимает проверенный образец с
зажимного устройства.
При .использовании этой простой системы одна мини-ЭВМ типа SPC-12 фирмы
General Automation может обслуживать до восьми испытательных стендов при
полной нагрузке, обеспечивая среднее время проверки 2 мин на карбюратор.
На каждом стенде последовательность операций выполняется по имеющейся в
ЭВМ программе автоматически и независимо от выполнения операций на дру-
гих стендах. Набор основных специально составленных подпрограмм обеспечи-
вает в режиме сканирования управление заслонками, установку положения
регулирующих винтов, управление положением дроссельной заслонки, сравнение
параметров с допустимыми и вывод информации (для контрольной карты реги-
страции качества).
Одной из особенностей системы является возможность подключения мини-
ЭВМ к более мощной управляющей ЭВМ с помощью канала передачи инфор-
мации. При этом обеспечивается доступ управляемых ЭВМ к устройству долго-
временной памяти в центральной ЭВМ, автоматическая передача из централь-
ной ЭВМ дополнительного комплекта данных о новых типах карбюраторов, ав-
томатическая замена таблиц допусков при изменении технических данных специ-
фикации и автоматическая перезапись программы в случае повторного запуска
после полного отключения системы.
Система выходного контроля электрооборудования. Одна из систем выход-
ного контроля автомобильного электрооборудования, показанная на рис. 5.92 и
построенная на основе мини-ЭВМ типа SPC-16, выполняет проверку электро-
проводки и электрооборудования на поточной линии производства автомобилей.
Система представляет собой специализированное контрольное устройство, во
взаимодействии с которым персонал, занятый контролем качества, проверяет
работу каждого узла электрооборудования автомобиля, в то время как ЭВМ
контролирует правильность выполнения каждой операции. Основными функция-
ми системы являются проверка исправности электрических цепей всех основных
узлов электрооборудования автомобиля, включая их различные варианты, об-
наружение коротких замыканий и неправильно выполненного заземления, про-
верка правильности работы каждого узла электрооборудования. Система обес-
печивает аварийную сигнализацию об отказе любого узла или о неправильных
проводных соединениях, вывод на печать краткой сводки о всех неисправно-
стях оборудования, обнаруженных в каждом автомобиле, выдачу сводной ин-
формации о дневной производительности для работников заводоуправления, ру-
ководство действиями оператора на всех этапах выполнения испытаний и кор-
ректировку любых погрешностей или оплошностей в действиях оператора.
423
Проверка с помощью системы заключается в простом выполнении последо-
вательных операций при взаимодействии ЭВМ и человека, контролирующего
качество. Проверка каждого узла включает следующие этапы:
Телетайп
мини-ЭВМ
SPC-16
Рис. 5.92. Система выходного контроля электрооборудования. В этой системе
мини-ЭВМ типа SPC-16 контролирует работу оборудования, обнаруживая три
возможных ситуации: неисправность проверяемого устройства, погрешность или
оплошность оператора, визуально обнаруженные дефекты (по сообщению опера-
тора). Оборудование ввода — вывода построено на миниконтроллерах. Выбор-
ка аналоговой информации в заданные моменты времени производится с по-
мощью аналогового мультиплексора и устройства предварительной обработки
сигнала. При помощи АЦП измеряются выбранные величины, результаты пере-
даются в ЭВМ
а) по сигналу от ЭВМ на панели оператора зажигается светящийся транс-
парант, соответствующий очередному проверяемому устройству, с условными
обозначениями, видимыми только оператору;
б) контролер включает указанное устройство;
в) контролер визуально проверяет отсутствие повреждений и при обнару-
жении какого-либо дефекта нажимает соответствующую кнопку на выносном
ручном переключателе;
г) затем контролер нажимает на выносном ручном переключателе кнопку
для продолжения проверки;
д) ЭВМ производит измерение тока в цепях, соединенных с проверяемым
устройством, проверяя отсутствие коротких замыканий, обрывов и правиль-
ность значения тока;
424
ЦАП типа
Рис. 5.93. 4-канальный АЦП со ступенчатым пилообразным напряжением и цифровой коммутацией каналов. (С разре-
шения фирмы Precision Monolitics.)
е) если результаты проверки устройства неудовлетворителвны, система
дает указание контролеру провести повторную проверку. Если повторные про-
верки показывают неисправность устройства, на панели отображения появляет-
ся сигнал о неисправности, и на проверку поступает следующее устройство.
Если устройство прошло проверку успешно, на панели отображения указывают-
ся очередные действия с устройством.
Когда произведена проверка последнего устройства, ЭВМ посылает сигнал
об ее окончании и выводит результаты проверки на печатающее устройство и
на перфоратор. Порядок выполнения проверок и перечень проверяемых уст-
ройств, а также допустимый ток, с которым сравнивается значение тока прове-
ряемого устройства, могут быть изменены оператором в любое время при по-
мощи устройства считывания с перфокарт.
ЧЕТЫРЕХКАНАЛЬНЫЙ АЦП СО СТУПЕНЧАТЫМ ПИЛООБРАЗНЫМ
НАПРЯЖЕНИЕМ И ЦИФРОВОЙ КОММУТАЦИЕЙ КАНАЛОВ
На рис. 5.93 показан 4-канальный АЦП со ступенчатым пилообразным на-
пряжением и с цифровой коммутацией каналов, в котором используююя
ИС ЦАП типа mono D АС-01, а также ряд других ИС.
ТЕЛЕВИЗИОННЫЙ ИНДИКАТОР С ГАЗОРАЗРЯДНЫМ ЭКРАНОМ
На рис. 5.94 приведена структурная схема телевизионного индикатора, кото-
рый дает 64 дискретных уровня яркости, соответствующих 12 уровням серой
шкалы, и в котором применяется газоразрядный экран с системой пересекаю-
щихся проводников. Элементы газоразрядного экрана имеют два устойчивых
состояния при работе в импульсном режиме с коэффициентом заполнения, до-
стигающим почти 100%
Рис. 5.94. Структурная схема телевизионного индикатора с газоразрядным
экраном
426
Указанный диапазон яркостей серой шкалы получается при использовании
последовательности из шести импульсов, длительности которых образуют двоич-
ную прогрессию. Эти шесть импульсов, соответствующие шести разрядам кода,
формируются с помощью АЦП, который служит для преобразования видеосиг-
нала. Двоичная прогрессия обеспечивает получение 64 различных уровней ярко-
сти, что эквивалентно 12 уровням серой шкалы.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ФУНКЦИЙ
На рис. 5.95 показан быстродействующий преобразователь функций. Три
аналоговых входных сигнала, X, Y, Z преобразуются с помощью АЦП в код,
содержащий 14 разрядов и знак. Затем преобразованная информация передает-
Три
15-разрядных 15-разрядное
Три аналоговых информационных Три пары информационное
входных сигнала слова адресов слово
Рис. 5.95. Быстродействующий преобразователь функций
ся в адресный блок, построенный на ассоциативном запоминающем устройстве,
на выходе которого получаются шесть адресов ’ для микропроцессора. Микро-
процессор обращается к основному запоминающему устройству, получает отту-
да восемь новых величин и выполняет операцию интерполяции. После этого об-
работанная цифровая информация с помощью ЦАП снова преобразуется в ана-
логовую форму для использования ее в аналоговой ЭВМ. Упрощенная структур-
ная схема всей системы показана на рис. 5.96.
Пятнадцать преобразователей функций, показанных на рис. 5.96, могут об-
рабатывать до 45 каналов с аналоговой информацией. С помощью мульти-
плексора аналоговые входные сигналы передаются через один АЦП в общую
информационную шину всех 18 преобразователей функций. На выходе устрой-
ства имеются 18 ЦАП, не связанных непосредственно с преобразователями
функций. Любой ЦАП в соответствии с программой может быть подключен к
любому преобразователю функций, что обеспечивает большую гибкость приме-
нения. Для такого варианта требуется не 18, а лишь один комплект опто-
электронных устройств для развязки.
МЕТЕОРОЛОГИЧЕСКИЙ БУЙ
Чтобы предоставить метеорологам возможность делать более точные и
долговременные прогнозы погоды, фирма Lockheed Missiles & Space Со., Inc.,
на одном из плавающих буев установила датчики для сбора информации и обо-
рудование для ее обработки и передачи. Эта океанская станция, получившая
обозначение ЕВ-02 и имеющая длину 29 футов (8,84 м), будет работать в се-
верной части Тихого океана приблизительно в 300 милях (480 км) к востоку от
42Г
Устройство управления
Функциональные
преобразователи
Рис. 5.96. Многоканальный преобразователь функций
побережья штатов Орегон—Вашингтон, собирая океанографическую и метеоро-
логическую информацию, сведения о состоянии океана и данные о работе си-
стемы, которые должны автоматически передаваться через определенные интер-
валы времени на станцию Береговой охраны для последующей передачи в На-
циональную службу погоды.
Бортовая система обработки информации, изображенная на рис. 5.97 и по-
строенная на основе ЭВМ типа ROLM1601 (машина, удовлетворяющая воен-
ным стандартам и программно-совместимая с ЭВМ типа NOVA фирмы Data
General), управляет процессами сбора информации и передачи ее на береговую
станцию. Эта ЭВМ имеет запоминающее устройство на магнитных сердечниках
емкостью 16 тысяч 16-разрядных слов (с возможностью увеличения до 32 ты-
сяч слов) и обеспечивает выполнение операций ввода—вывода, соответствую-
щих четырем режимам: сбор информации, хранение информации, проведение
связи и проведение технического обслуживания. Система обработки запрограм-
мирована так, чтобы выдавать либо сводную, либо текущую информацию.
Вид информации, частота и время обращения к датчикам, а также интерва-
лы выдачи сводок задаются программой. Кроме того, на борту буя имеются ре-
зервные электронные устройства; источник питания и комплект датчиков, кото-
рые работают параллельно с ЭВМ и независимо от нее.
Датчики, смонтированные в два этажа на мачте высотой 28 футов (8,5 м),
отмечают скорость и направление ветра, скорость выпадения осадков, темпера-
туру и давление воздуха, а также точку росы и общий уровень радиации.' Дат-
чики, расположенные на корпусе, отмечают скорость и направление течения,
соленость и температуру воды, высоту волн. Вся информация от этих датчиков
проходит через одно из трех промежуточных устройств сбора информации. Пер-
вое из них предназначено для сбора метеорологической и океанографической
информации, получаемой от датчиков; второе — для сбора дискретной аварий-
ной информации (затопление, пожар), третье — для аналоговой информации
(бортовая и килевая качка, курс, температура корпуса двигателя и выпускно-
428
Рис. 5.97. Исследовательский буй ЕВ-02, содержащий три комплекта датчиков, три промежуточных устройства сбора инфор-
мации, центральную ЭВМ типа ROLM 1601 и высокочастотный приемопередающий блок, собирает, обрабатывает и передает
информацию об окружающей среде
го коллектора). Система построена так, что обращение к каждому датчику
производится с помощью отдельного 8-разрядного последовательного кода пе-
редачи адреса. При передаче какого-либо адреса начинается накопление ин-
формации по меныпей мере о трех значениях параметра, соответствующего вы-
бранному датчику; когда информация от датчика принята, она передается в
ЭВМ последовательно в виде четырех 16-разрядных слов.
Промежуточное устройство сбора дискретной информации принимает сиг-
налы типа «да/нет» от реле, которые срабатывают при обнаружении некоторых
аварийных состояний. Срабатывание реле регистрируется в ЭВМ, вырабатываю-
щей код, присвоенный аварийному состоянию, и передающей его по телеметри-
ческому каналу на береговую станцию связи (БСС). К устройству сбора ана-
логовой информации последовательно подключаются 64 канала, и полученная
информация преобразуется в код для обработки и передачи по каналу телемет-
рии на БСС. Преобразование производится с помощью 12-разрядного АЦП в
диапазоне изменения входных сигналов от — 5 до +5 В.
Обработанная синоптическая информация накапливается для передачи в бу-
ферном запоминающем устройстве (на магнитных сердечниках) с емкостью
4 тыс. слов, которое может содержать приблизительно 30 синоптических сводок.
Если емкость устройства исчерпана, новая информация записывается на место
ранее всего поступившей. При передаче информация из буферного накопителя
выбирается или в виде определенного кадра, или в виде N последних по време-
ни кадров. Текущая информация накапливается в буферной памяти с емкостью
2 тыс. слов; эта информация должна быть изъята перед началом следующего
цикла сбора информации, так как она всегда записывается в определенные ячей-
ки памяти. Первичная и обработанная информация хранится также на магнит-
ной ленте. Решение о записи принимается на БСС. Для записи используется
магнитофон модели 1610D фирмы Kennedy Со., который обеспечивает скорость
записи 500 бит/с при плотности записи 556 бит/дюйм (около 22 бит/мм).
Через устройство сопряжения с линией связи ЭВМ получает командные
сигналы от трех приемников и управляет передачей информации к трем передат-
чикам. Если обнаружен сигнал вызова, устройство начинает поиск опознава-
тельного кода буя в потоке последовательных цифровых сигналов. Для этого
последовательность сигналов сортируется с помощью двух схем сравнения 32-
разрядных кодов. Если какая-либо схема обнаруживает совпадение, логическое
устройство вводит в ЭВМ из вспомогательного запоминающего устройства про-
грамму, в соответствии с которой производится выбор передатчика и преобра-
зование полученной из ЭВМ информации из параллельной формы в последова-
тельную для передачи на БСС.
ВЗАИМОДЕЙСТВИЕ УСТРОЙСТВ В СИСТЕМЕ
Многие инженеры, разрабатывающие системы обработки информации или
изделия, в которых используются сложные аналогоцифровые преобразователи,
приобретают отдельные устройства, входящие в систему, руководствуясь резуль-
татом изучения табличных данных индивидуальных спецификаций. И часто, ког-
да они начинают соединять эти устройства так, как считают нужным, обнару-
живается, что система в целом не оправдывает ожиданий и не соответствует
их требованиям. После этого много усилий тратится на устранение неполадок
в подсистемах аналогоцифрового преобразования или на выявление особенно-
стей, не указанных в кратких спецификациях. Можно обойти эти трудности,
если четко представить режимы работы и взаимодействие этих устройств после
того, как они будут объединены в систему.
Как правило, разработчик системы составляет ее структурную схему из
символически изображаемых подсистем аналогоцифрового и цифроаналогового
преобразования, как показано на рис. 5.98. На этой схеме соединения между
источником или приемником сигнала и усилителями, фильтрами, АЦП, ЦАП,
мультиплексорами или распределителями информации показаны одной линией.
Она обозначает, что информация передается от одного устройства к другому
непосредственно, без соединительных проводов. Однако такой способ представ-
ления взаимных соединений и взаимодействия устройств не верен для реальной
системы.
430
Рис. 5.98. Система аналогоцифрового и цифроаналогового преобразования с
межблочными соединениями, условно показанными в виде одной линии. Счи-
тается, что по таким линиям сигналы передаются без изменения
На рис. 5.99 дано более точное изображение одной из систем аналогоциф-
рового преобразования. Эта символически изображенная система может содер-
жать подсистему источника сигнала, подсистемы предварительной обработки и
аналогового преобразования сигнала, цифровую и оконечную подсистемы. Каж-
Рис. 5.99. Реальная система аналогоцифрового преобразования может состоять
из частей, которые не только имеют различные точки заземления, но и получают
питание от источников, имеющих отдельные трансформаторы питания
431
дая из этих подсистем может иметь свою точку заземления и получать питанйе
от собственных источников, содержащих даже свои трансформаторы питания.
Например, подсистема с заземленной термопарой или датчиком мостового 'типа
может иметь еще и общую точку заземления или получать питание от источни-
ка, точка заземления которого имеет потенциал, значительно отличающийся от
потенциалов точек заземления подсистемы предварительной обработки сигнала,
цифровой или оконечной подсистемы.
Следовательно, реальный сигнал, который необходимо измерить (или пере-
дать к другому устройству), по отношению к другим частям системы может
представлять собой некоторую разность потенциалов, наложенную на потен-
циал, создаваемый синфазной помехой. Точно так же устройство предваритель-
ной обработки и аналогового преобразования сигнала может питаться от источ-
ника, потенциал точки заземления которого отличается от потенциала соответ-
ствующей точки цифровой подсистемы, в том числе от потенциала общей шины
земли в ЭВМ. В свою очередь цифровая подсистема может выдавать сигнал
управления в оконечную подсистему, например, в подсистему управления тех-
нологическим процессом, входящую в цепь обратной связи, расположенную на
некотором расстоянии от нее и имеющую отдельное заземление. Таким образом,
в пределах какой-либо системы потенциалы общих шин всех четырех подсистем
могут значительно различаться.
В то же время все эти подсистемы должны быть взаимосвязаны. Совершен-
но очевидно, что если существует какой-либо потенциал, то независимо от его
величины должен возникать некоторый ток, связанный с этим потенциалом, по-
скольку в соседнем блоке всегда имеется некоторое сопротивление нагрузки.
Следовательно, в соединительной цепи должен существовать ток, и вследствие
того, что сопротивления соединительных проводников имеют конечное значение,
на них будет создаваться разность потенциалов. Эти сопротивления следует
сводить к минимуму. По-видимому, еще большее значение имеет тот факт, что
в соединяемые части системы должны поступать питающие напряжения. В свя-
зи с этим следует принимать необходимые меры предосторожности, чтобы то-
ки от источников питания не протекали в тех соединительных цепях, по кото-
рым передается сигнал.
Отрицательное влияние соединительных линий на работоспособность систе-
мы в целом часта недооценивается не имеющим опыта разработчиком системы.
Сопротивление и даже индуктивность довольно коротких отрезков провода (и
еще более коротких отрезков печатного проводника) могут приводить к появ-
лению значительных помех в аналоговых и цифровых линиях связи между
АЦП или ЦАП и соединенными с ними устройствами ввода—вывода. Это ут-
верждение особенно справедливо, если токи петель заземления, токи общей це-
пи источников питания, а также импульсные токи цепей приема и передачи
цифровых сигналов протекают через цепи входных датчиков. Могут быть пре-
вышены даже пороговые значения уровня помех на входе цифровых элементов
при логических уровнях 5 В, если в цепь передачи сигнала попадают выбросы
напряжения и помехи с частотой питающей сети.
Представив себе, что в разных частях системы могут находиться цифровые
устройства, которые при переключении представляют собой меняющуюся на-
грузку для источника питания, легко понять, что процессы переключения, про-
текающие в одной части системы, могут вызывать появление помех в другой
ее части, если эти части системы неправильно спроектированы и не приняты со-
ответствующие меры предосторожности.
Кроме того, следует учитывать суммирование погрешностей, вносимых раз-
личными составными частями системы. При объединении в систему пяти уст-
ройств, погрешность каждого из которых 0,01%, не получится системы, харак-
теризуемой погрешностью 0,01%, за исключением особых случаев. Действитель-
но, в некоторых случаях можно уменьшить влияние создаваемых отдельными
устройствами систематических погрешностей, таких, как изменение смещения
нуля, компенсируя одно смещение нуля с помощью регулировки другого. С
другой стороны, для случайных погрешностей, вызываемых, например, тепло-
вым шумом, в системе будут суммироваться средние квадратические значения.
Температурные коэффициенты изменения параметров различных частей систе-
мы, например температурные коэффициенты изменения коэффициентов переда-
432
чи, могут складываться или вычитаться в зависимости от того, насколько тща-
тельно выполнено согласование.
Динамические погрешности, возникающие в различных частях системы, то-
же должны приниматься во внимание. Многие мультиплексоры и преобразо-
ватели не обеспечивают в динамическом режиме тех параметров, которые полу-
чаются в результате испытаний в статическом режиме и приводятся в соответ-
ствующих спецификациях. Разработчик системы часто может не учитывать пе-
редаточную функцию какого-либо фильтра, полагая, что реальная динамиче-
ская точность будет определяться устройством выборки сигналов. Очевидно, что
фильтр, характеристика которого имеет спад 1 дБ на некоторой частоте, будет
вносить погрешность около 10%, если будут производиться выборка и измере-
ние сигнала, имеющего такую же частоту.
Если не принять соответствующих мер, могут потребоваться сотни, если не
тысячи, человеко-часов конструирования и переконструирования для того, чтобы
надлежащим образом соединить отдельные части системы, включающие быстро-
действующие и точные АЦП, и получить повторяемость и воспроизводимость
требуемых результатов. Однако, если система соединений построена правильно,
можно уверенно создавать системы передачи информации, погрешности которых
значительно меньше суммы погрешностей отдельных составных частей.
Все погрешности, входящие в общую погрешность системы, можно разде-
лить на динамические и статические. Статическая погрешность системы обычно
определяется несколькими составляющими. К ним относятся погрешности сме-
щения нуля, возникающие из-за наличия входных токов утечки (которые соз-
дают погрешность смещения нуля, пропорциональную изменениям внутреннего
сопротивления источника сигнала), погрешности коэффициента передачи буфер-
ного усилителя и устройства выборки и хранения, обусловленные изменениями
температуры, погрешности смещения нуля в устройстве выборки и хранения,
вызванные нелинейностью процессов заряда запоминающего конденсатора при
изменении напряжения от положительного до отрицательного максимального
значения в пределах полной шкалы, а также погрешности смещения нуля и
коэффициента передачи собственно аналогоцифрового преобразователя. Други-
ми источниками погрешностей являются изменения параметров источников пи-
тания, питающей сети и контактных соединений в цепи заземления.
К динамическим погрешностям, которые следует учитывать, если система
работает в предельном по быстродействию режиме, относятся такие, которые
обусловлены особенностями процессов установления сигналов в мультиплексо-
рах, буферных усилителях и устройствах выборки и хранения, а также особен-
ностями процессов переключения в АЦП. Кроме того, имеются погрешности
из-за наличия перекрестных помех от невключенных каналов в мультиплексо-
рах и погрешности, вызываемые синфазными помехами в устройствах с диффе-
ренциальным входом.
Рассмотрев все эти погрешности, можно было бы сделать вывод, что об-
щая погрешность в системе будет больше суммы погрешностей, вносимых ее
составными частями. Однако этого не произойдет, если принять меры для со-
гласования характеристик всех составных частей с целью оптимизации системы.
Погрешности, вызываемые плохими контактами в цепях заземления, пере-
крестными помехами между каналами и недостаточным подавлением синфаз-
ных помех, должны учитываться при начальном проектировании схемы соедине-
ний в системе и линий, подводящих сигналы к мультиплексорам. Поскольку
вход АЦП представляет собой место, в котором измеряется сигнал, то особые
меры должны быть приняты, чтобы предотвратить проникание токов из обрат-
ных проводов источников питания и цифровых устройств в обратный провод
источника аналогового сигнала, подаваемого к АЦП.
Если к тому же разработчик будет рассматривать систему в целом, а не
концентрировать внимание на известных погрешностях каждой функционально
обособленной части, он может обнаружить, что некоторые погрешности стремят-
ся компенсировать одна другую или же изменяются согласованно. Правильное
использование этих особенностей позволяет свести к минимуму некоторые по-
грешности системы, например погрешности, вызванные изменениями параметров
источников питания и изменениями напряжений смещения нуля.
433
Глава 6
УСТРОЙСТВА
ВЫБОРКИ И ХРАНЕНИЯ
И МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ
УСТРОЙСТВА выборки и хранения
ВВЕДЕНИЕ
Устройство выборки и хранения (УВХ) представляет собой
устройство, которое имеет вход и выход аналогового сигнала и
вход управляющего сигнала (рис. 6.1). Оно имеет два устойчи-
логический сигнал
Рис. 6.1. Типичная форма сигнала на выходе устройства выборки и хранения
вых режима работы. В режиме выборки (или слежения) выход-
ной сигнал с максимально возможной скоростью достигает значе-
ния входного сигнала и затем отслеживает его до тех пор, пока не
придет команда на хранение, с этого момента оно будет хранить
предыдущее значение (входного сигнала, которое было в момент
появления управляющего сигнала, определяющего смену режима
ра'боты устройства. Устройства выборки и хранения иногда более
известны под названием устройств слежения и хранения, если ос-
новную часть времени в их работе занимает режим выборки, т. е.
слежение за входным сигналом.
Устройства выборки и хранения, как правило, не инвертируют
входной аналоговый сигнал и имеют единичный коэффициент пе-
редачи. По управляющим входам они работают от стандартных
434
логических уровней и обычно совместимы с ТТЛ. Логическая
к<1», как правило, соответствует команде ВЫБОРКА, а логиче-
ский «О» команде ХРАНЕНИЕ.
ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ
Устройство выборки и хранения следит за входным сигналом
и, как только поступает внешняя управляющая команда, запоми-
нает на выходе мгновенное значение входного сигнала. Однако в
зависимости от конкретного использования УВХ важность того
или иного его режима работы может меняться.
Устройства выборки и хранения находят широкое применение.
Они наиболее пригодны в многоканальных системах обора дан-
ных, где в целях размножения необходимо коммутировать изме-
няющиеся во времени сигналы или где необходимо мгновенно вы-
брать и запомнить сигнал. Устройства выборки и хранения широ-
ко применяются для уменьшения апертурного времени в системах
выбора и обработки данных, содержащих АЦП, и для получения
гладких без выбросов сигналов на выходе ЦАП в системах инди-
кации. Возможны и другие применения, такие, как, например, рас-
тяжение импульсов, многоканальное распределение информации,
отслеживание экстремальных значений сигнала и измерение отно-
шения переменных величин,
усредненных во времени. |х
В самом простом
устройств® выборки и
нения содержит ключ и
денсатор, соединенные,
показано на рис. 6.2. В
схеме при поступлении ко- =р
манды ХРАНЕНИЕ, ключ из
положения В переключается
В положение X. Но хотя схе- рис 6.2. Простейшая схема устройства
ма реально работает толь- выборки и хранения
ко с очень медленно меняю-
щимися входными сигналами, она тем не менее слишком сильно
нагружает источник входного сигнала и требует очень большого
сопротивления нагрузки, чтобы найти широкое практическое при-
менение.
Большинство практических унифицированных УВХ разрабо-
таны для работы с единичным коэффициентом передачи без ин-
версии входного сигнала, но в настоящее время, что очень важно,
имеются в продаже и новые конструкции УВЧ с инверсией вход-
ного сигнала. Устройства выборки и хранения обоих типов по уп-
равляющим входам работают обычно от стандартных логических
уровней и обычно совместимы с ТТЛ. Как правило, логической
«’1» соответствует команда ВЫБОРКА, а логическому «О» коман-
да ХРАНЕНИЕ.
Устройство выборки и хранения представляет собой аналого-
вое запоминающее устройство с выборкой, состоящее из ключа и
435
виде '
хра- ---------°---
кон- |в___________.
как 1-------------------ивих
ЭТОЙ
конденсатора. В режиме выборки, или слежения, ключ замкнут и
конденсатор соединен с источником входного сигнала, а выходное
напряжение, т. е. напряжение на конденсаторе, отслеживает вход-
ной сигнал. При размыкании ключ развязывает конденсатор от
источника входного сигнала и переводит схему в режим хранения.
Напряжение на конденсаторе поддерживается на уровне, который
был на конденсаторе в момент размыкания ключа.
На рис. 6.3 показано, как сигнал на выходе упрощенной схемы
УВХ либо поддерживается на постоянном уровне, либо следит за
Аналоговый
входной
()сигнал (UBX)
" Слежение "1"
Цифровой
управляющий
осигнал
Аналоговый
выходной, >
сигнал^, Д
Хранение "02
Аналоговый
входной
“ сигнал
(ивх)
Аналоговь|й
выходной
сигнал (UBb|X)
Рис. 6.3. Упрощенная схема устройства выборки и хранения
сигналом на входе в зависимости от логического уровня на уп-
равляющем зажиме. Это устройство позволяет запоминать уро-
вень меняющегося во времени входного сигнала в момент прихо-
да команды ХРАНЕНИЕ.
Упрощенная схема неинвертирующего устройства выборки И
хранения состоит из резистора, ключа, конденсатора и операцион-
ного усилителя (рис. 6.4). Когда ключ замкнут, конденсатор экс-
436
поненциально заряжается (или разряжается) до напряжения на
входе, точно так же, как в примере с одним конденсатором и
ключом. Напряжение на выходе операционного усилителя точно
повторяет напряжение на конденсаторе. И в случае, когда ключ
размыкается, конденсатор хранит мгновенное значение входного
Рис. 6.4. Схема неинвертирующего УВХ. В упрощенной схеме (верхний рису-
нок) исключается влияние нагрузки на цепь ключ — конденсатор. Однако про-
блемы, связанные с перегрузкой источника входного сигнала, сохраняются, если
не использовать на входе буферный усилитель (средний рисунок). Охватывая
обратной связью оба усилителя, можно улучшить статические характеристики
УВХ, но устройство при этом имеет меньшее быстродействие (нижний рисунок)
напряжения. Достоинство повторителя на операционном усилите-
ле в этой схеме заключается в том, что нагрузка на выходе уст-
ройства не будет разряжать конденсатор после того, как он заря-
дился, а ключ разомкнулся.
В такой схеме лучше всего, вероятно, использовать ключ и
входной каскад операционного усилителя на полевых транзисто-
рах. Однако запоминающий конденсатор все же нагружает источ-
ник входного сигнала и, если сопротивление резистора R слишком
'Мало, это может вызывать колебания или перегрузку источника
входного сигнала. Если во время выборки источник входного сиг-
нала перегружается, то время восстановления этого источника,
как «правило, увеличивается.
Увеличение сопротивления резистора R для решения этих про-
блем будет приводить к увеличению времени установления уст-
ройства, поэтому вместо резистора R перед конденсатором можно
437
включить буферный усилитель (рис. 6.4 средний). В такой схеме
источник входного сигнала развязан от запоминающего конденса-
тора, а ток заряда конденсатора обеспечивается буферным усили-
телем.
Такая схема УВХ является сравнительно быстродействующей,
поскольку усилители работают независимо друг от друга, но их
погрешности при этом суммируются. Следовательно, если в кон-
кретном случае важнее обеспечить точность слежения на низких
частотах, а не быстродействие устройства, то петлей обратной свя-
зи нужно охватить оба усилителя, чтобы они работали в режиме
слежения как один усилитель (рис. 6.4 внизу).
Другой основной тип УВХ — инвертирующий или интегриру-
ющий, схема которого показана на рис. 6.5. Источник входного
Управляющий
сигнал
Рис. 6.5. Схема инверти-
рующего УВХ. Если кон-
денсатор включен в цепь
обратной связи, то ин-
вертор развязывает ис-
точник входного сигнала
и этот конденсатор и
уменьшает время пере-
ключения (верхний ри-
сунок). Однако входное
сопротивление этой схе-
мы низкое, если не до-
бавить буферный усили-
тель (нижний рисунок)
сигнала в этом УВХ развязан от запоминающего конденсатора,
поскольку последний установлен в цепи обратной связи, ключ на
полевом транзисторе работает при потенциале, близком к потен-
циалу земли, в результате чего минимизируется ток утечки и вре-
мя переключения, и в то же время на входе усилителя отсутству-
ет синфазный сигнал. Но хотя эта схема УВХ не требует бу-
ферного усилителя для заряда конденсатора или для развязки от
источника входного сигнала, тем не менее его входное сопротив-
ление значительно меньше, чем в неинвертирующем УВХ с буфер-
ным усилителем. Следовательно, источник входного сигнала дол-
жен иметь хорошую нагрузочную способность по току и низкое
выходное сопротивление. Однако этой проблемы не будет, если в
качестве буферного устройства использовать операционный усили-
тель.
В модифицированном инвертирующем УВХ, схема которого
приведена на нижнем рис. 6.5, инвертирующий буферный усили-
438
дель расположен перед ключом и охвачен общей обратной связью.
В этом УВХ обеспечивается высокое входное сопротивление, по-
скольку инвертирующий вход буферного усилителя ни с чем не
связан. Если используется буферный усилитель с полевыми тран-
зисторами на входе, то можно обеспечить входные токи в диапа-
зоне пикоампер. Однако включение буферного усилителя на вхо-
де данного УВХ вызывает погрешность, обусловленную конечным
коэффициентом подавления синфазных помех этого буферного
усилителя или вносит дополнительную нелинейность в устройство
и, кроме того, уменьшает его быстродействие.
Хотя существует множество вариантов реализации устройства
выборки и хранения, схема, изображенная на рис. 6.6, несомненно
является самой простой из них. Когда на управляющий вход
ключа на МОП-структуре
поступает отрицательный
перепад импульса выборки,
он включается, и запомина-
ющий конденсатор, развя-
занный от нагрузки с по-
мощью усилителя LM110,
будет хранить напряжение,
до которого он был перед
этим заряжен.
Максимальный входной ток усилителя LM110 равен 10 нА, та-
ким образом при емкости запоминающего конденсатора 10 мкФ
скорость спада выходного сигнала в режиме хранения будет мень-
ше 1 мВ/с. Если требуется точность около 1 % или выше, то необ-
ходимо использовать конденсатор с поликарбонатным, полиэтиле-
новым или фторопластовым диэлектриком. У большинства других
конденсаторов проявляется эффект поляризации, который после
интервала выборки вызывает спад выбранного напряжения с по-
стоянной времени несколько секунд. Например, если конденсатор
в течение интервала выборки зарядился от 0 до 5 В, то величина
спада напряжения может составлять примерно 50—100 мВ.
Схему УВХ, показанную на рис. 6.7*>, необходимо использо-
вать при аналогоцифровом преобразовании, когда изменения вход-
ного сигнала AUBX в течение времени преобразования tnp превы-
Рис. 6.6. Простая схема УВХ
Рис. 6.7. Схема УВХ, используемая при аналогоцифровом преобразовании
*> В схеме на рис. 6.7 инвертирующий вход операционного усилителя должен
быть отсоединен от земли и присоединен к выходу усилителя. {Прим, ред.)
439
шают разрешающую способность АЦП. (См. рассуждения по по-
воду скорости преобразования в гл. 2 и 5.) Выборка в этой схе-
ме происходит при замыкании ключа К1 в течение времени вы-
борки tB<tnp, необходимого для заряда конденсатора до значе-
ния иВх. После завершения цикла преобразования замыкается
ключ К2, с помощью которого конденсатор разряжается и УВХ
подготавливается для следующего периода выборки. Практически
К1 и К2 представляют собой полупроводниковые ключи с конеч-
ным временем выключения (апертурное время), которое к тому
же обладает собственной нестабильностью, называемой неста-
бильностью апертурного времени.
ТОЧНОСТЬ УСТРОЙСТВА ВЫБОРКИ И ХРАНЕНИЯ
Точность УВХ в режиме хранения непосредственно связана с
токами утечки используемых элементов. В течение интервала вы-
борки транзистор VT1 включен (рис. 6.8) и запоминающий кон-
Рис. 6.8. Устройство выборки и хранения с ключом на полевых транзисторах с
р—п-переходом
денсатор С1 заряжается до напряжения входного сигнала. Когда
транзистор VT1 выключается, конденсатор запоминает и хранит
это напряжение. На выходе это напряжение поддерживается с по-
мощью операционного усилителя, который служит в качестве раз-
вязывающего устройства для запоминающего конденсатора и
предотвращает разряд этого конденсатора при подключении на
выход любой нагрузки. В режиме хранения погрешность УВХ
проявляется как утечка заряда конденсатора. Скорость накопле-
ния погрешности определяется как
dU/dt= 1УТ/СП (6.1)
где dU/dt — скорость изменения выходного напряжения в зависи-
мости от времени, а 1ут — сумма входного тока операционного
усилителя, собственного тока утечки запоминающего конденсато-
ра, токов утечки по корпусу и тока через разомкнутый ключ на
полевом транзисторе.
При работе устройства в области высоких температур ток
утечки через полевой транзистор может ограничивать возможно-
сти схемы. Этот ток утечки можно уменьшить, используя полевой
транзистор с р—п-переходом, как это показано на рисунке, по-
440
скольку существующие полевые транзисторы с р—п-переходом
имеют меньшие токи утечки, чем их аналоги на МОП-структурах.
Однако при температуре 125° С использование даже полевых
транзисторов с р—n-переходом представляет собой проблему. Ме-
ханические переключатели, такие, как, например, язычковые реле,
с точки зрения токов утечки работают весьма удовлетворительно.
Однако чаще всего их применение нежелательно, поскольку они
очень чувствительны к вибрациям, имеют слишком малое быстро-
действие и, как правило, требуют мощных источников для управ-
ления. Исходя из этого для ограничения тока утечки через поле-
вой транзистор можно использовать схему, изображенную на
Конденсатор с диэлектриком из фторопласта, полиэтилена или поликарбоната
Рис. 6.9. Устройство выборки и хранения с малыми токами утечки.
При использовании переключателя на МОП-структуре с р-ка-
налом подложка должна находиться под напряжением, всегда бо-
лее положительным по сравнению с возможным входным напря-
жением. Если этого не сделать, то на переходе исток — подложка
будет прямое смещение. Нежелательный ток утечки в МОП-тран-
зисторе образуется на переходе подложка — сток. В схеме на
рис. 6.9 этот ток через резистор R1 течет на выход буферного
усилителя и таким образом не вносит вклад в погрешность, обус-
ловленную токами утечки.
Основной ключ, управляющий выборкой входного сигнала, вы-
полнен на транзисторе VT1, между тем как транзистор VT2 защи-
щает запоминающий конденсатор от тока утечки через VT1. Ког-
да поступает импульс выборки, оба полевых транзистора вклю-
чаются, обеспечивая заряд конденсатора С1 до напряжения вход-
ного сигнала. При отсутствии управляющего импульса оба тран-
зистора запираются и ток утечки на выходе транзистора VT1 те-
чет через резистор R1 в выходную цепь устройства. Падение на-
пряжения на резисторе R1 менее 10 мВ, так что подложка тран-
зистора VT2 может быть соединена с выходом усилителя LM108.
441
Следовательно, напряжение на переходе подложка — сток равно
напряжению смещения нуля усилителя. При таком низком напря-
жении ток утечки через полевой транзистор будет уменьшен поч-
ти на два порядка.
Если уменьшать ток утечки таким способом, то в схеме в ка-
честве ключей можно использовать МОП-транзисторы. Токи утеч-
ки по затвору в МОП-транзисторах даже при высоких темпера-
турах являются пренебрежимо малыми, чего нельзя сказать о по-
левых транзисторах с р—n-переходом. Если в цепи затвора МОП-
транзисторов включены предохранительные диоды, то должны
быть приняты специальные меры, исключающие прямое смеще-
ние этих диодов.
При выборе запоминающего конденсатора предъявляются тре-
бования не только к его малым собственным утечкам заряда. Кон-
денсатор также не должен проявлять эффект диэлектрической по-
ляризации. Это исключает использование в УВХ таких конденса-
торов, как: бумажные, майларовые, электролитические, тантало-
вые или сегнето-керамические. В качестве запоминающих конден-
саторов с малой емкостью рекомендуется применять стеклянные
конденсаторы или слюдяные с серебряными обкладками. При
большой емкости необходимо использовать конденсаторы с ди-
электриком из фторопласта, полиэтилена или поликарбоната.
Усилитель LM108, работающий при малом входном токе, при
использовании запоминающего конденсатора емкостью 1мкФ обес-
печивает на выходе УВХ в режиме хранения скорость спада ме-
нее 3 мВ/с. Эта величина соответствует наихудшему случаю во
всем температурном диапазоне, оговоренном военным стандартом.
Даже если нет необходимости в получении таких характеристик,
использование усилителя LM108 все же целесообразно хотя бы
для того, чтобы уменьшить размеры запоминающего конденсато-
ра. Высококачественные конденсаторы большой емкости, как пра-
вило, дорого стоят и имеют большие размеры. Кроме того,
для заряда конденсатора большой емкости за короткий период
времени необходимо, чтобы ключи имели низкое проходное сопро-
тивление во включенном состоянии и работали от источника вход-
ного сигнала тоже с низким выходным сопротивлением.
Если время выборки меньше 100 мкс, то быстродействия
LM108 уже не будет достаточно, чтобы обеспечить правильную
работу УВХ. В этом случае вместо него целесообразно использо-
вать такой операционный усилитель, как LM110, который пред-
ставляет собой повторитель напряжения, специально разработан-
ный с целью получения малого входного тока и высокого быстро-
действия. Его скорость нарастания примерно 30 В/мкс, и он мо-
жет работать с временами выборки менее 1 мкс.
Если емкость запоминающего конденсатора более 0,05 мкФ, то
между конденсатором и входом усилителя необходимо включить
развязывающий резистор (R2 на рис. 6.9). Этот резистор защища-
ет микросхемы от повреждений при коротком замыкании на вы-
ходе или при внезапном отключении напряжения питания, когда
442
конденсатор заряжен. Эта мера предосторожности не является
характерной только для LM108, а должна выполняться для любо-
го операционного усилителя.
СТАБИЛЬНОСТЬ УСТРОЙСТВА ВЫБОРКИ И ХРАНЕНИЯ
На рис. 6.10 приведена схема устройства выборки и хранения,
в которой сочетаются малый входной ток, присущий полевым
транзисторам, и малое напряжение смещения нуля полупровод-
VT1
* Конденсатор с диэлектриком из поликарбоната
Рис. 6.10. Устройство выборки и хранения с малым дрейфом выходного сиг-
нала в режиме хранения.
никовых усилителей. Эта схемд представляет собой усилитель с
единичным коэффициентом передачи, собранный на операционном
усилителе и полевом транзисторе, включенном по схеме истоко-
вого повторителя. Во время работы, когда транзистор VT2, уп-
равляющий выборкой входного сигнала, включен, он замыкает
цепь обратной связи, с помощью которой обеспечивается равен-
ство выходного напряжения входному с точностью, определяемой
лишь величиной напряжения смещения нуля усилителя LM101.
Когда ключ разомкнут, заряд, накопленный на конденсаторе С2,
хранится в виде уровня выходного напряжения, равного послед-
нему значению входного напряжения.
Хотя эта схема не обладает низким выходным сопротивлени-
ем, постоянная нагрузка не влияет на точность УВХ, поскольку
ее влияние автоматически компенсируется в течение времени вы-
борки. Однако, если после выборки предполагается изменение на-
грузки, то между полевым транзистором и выходом устройства
необходимо включать буферный усилитель типа LM110.
Из-за наличия конечного значения сопротивления открытого
ключа и запоминающего конденсатора С2 в передаточной функ-
ции усилителя появляется второй полюс. Это может вызывать пе-
ререгулирование или возбуждение усилителя, если не корректиро-
вать его передаточную функцию, вводя резистор R1 последователь-
но с корректирующим конденсатором С1 усилителя LM101, так
Чтобы точка перегиба передаточной характеристики цепи R1C1
443
приблизительно совпадала с такой же точкой передаточной ха-
рактеристики для цепи, состоящей из сопротивления ключа и за-
поминающего конденсатора.
В качестве транзистора VT1 можно использовать МОП-тран-
зистор, не заботясь о стабильности порогового напряжения. Поро-
говое напряжение в течение каждого интервала выборки компен-
сируется, так что важна лишь кратковременная стабильность
этого напряжения. При использовании МОП-транзисторов вместе
с механическими 'переключателями скорость спада может быть
сделана меньше 10 мВ/мин.
Эта схема имеет некоторые особенности, заключающиеся в
том, что усилитель работает как буферное устройство, т. е. УВХ
не нагружает источник входного сигнала. Кроме того, в таком
УВХ, соединяя инвертирующий вход LM101 с выходом устройства
не прямо, а через резистивный делитель, можно получить усиле-
ние сигнала.
На остальных рисунках приводятся другие схемы УВХ. На
рис. 6.11 представлена схема УВХ, очень похожая на схему, при-
Сигнал
выборки*'
Входной
сигнал о
С2
30
* Используется конденсатор с диэлектриком из фторопласта, поликарбоната или поли-
этилена
Рис. 6.11. Устройство выборки и хранения с повторителем напряжения на
выходе.
веденную на рис. 6.8, .но с повторителем напряжения на выходе.
Полевые транзисторы с р—n-переходом VT1 и VT2 в схеме, по-
казанной на рис. 6.12, обеспечивают полную развязку запоминаю-
щего конденсатора от входных и выходных цепей. Во время вы-
борки транзистор VT1 открыт и имеет сопротивление RCH Отк,
обеспечивающее заряд конденсатора С1. В режиме хранения
транзистор VT1 закрыт, из-за чего в качестве единственных ис-
точников разряда запоминающего конденсатора остаются ток че-
рез закрытый транзистор VT1 1сост (<50 пА) и ток утечки за-
твора транзистора VT2 13 ут (<100 пА). Транзистор VT2 служит
только развязывающим устройством, поэтому обратная связь в
усилителе LM101 (|или цА648) и выходной ток УВХ обеспечива-
ются через исток этого транзистора.
В УВХ на рис. 6.13 логические сигналы на полевые транзисто-
ры с р—n-переходом поступают одновременно. Согласовывая
входное сопротивление, сопротивление и емкость в цепи обратной
связи, погрешность из-за сопротивления открытого полевого тран-
444
VT2
* Конденсатор с диэлектриком из поликарбоната
Рис. 6.12. Устройство выборки и хранения с малым дрейфом выходного сигна-
ла в режиме хранения благодаря использованию в качестве развязывающих
устройств полевых транзисторов с р—п-переходом.
Рис. 6.13. Устройство выборки и хранения на полевых транзисторах с р—п-пере-
ходом, которое имеет минимальную погрешность из-за переноса заряда
* Поликарбонатный диэлектрик
Рис. 6.14. Устройство выборки и хранения с подстройкой напряжения смещения
нуля.
445
зистора R си о™ можно минимизировать. На рис. 6.14 показана
схема устройства выборки и хранения с подстройкой напряжения
смещения нуля.
ПРИМЕНЕНИЯ
ИНТЕГРАЛЬНАЯ МИКРОСХЕМА УСТРОЙСТВА ВЫБОРКИ И ХРАНЕНИЯ
Микросхемы типа IH5110 и IH5111 фирмы Intersil представ-
ляют собой законченные устройства выборки и хранения (без за-
поминающего конденсатора), которые содержат входной и выход-
ной буферные усилители и ключевые устройства с цифровым уп-
равлением на КМОП-структурах. Указанные микросхемы работа-
ют с напряжением питания ±15 .и +5 В. По логическому входу
микросхемы воспринимают команды ВЫБОРКА и ХРАНЕНИЕ в
виде стандартных ТТЛ уровней.
Микросхема выполнена таким образом, что развязка запоми-
нающего конденсатора от входных и выходных цепей осуществля-
ется с помощью только одного операционного усилителя путем
переключения запоминающего конденсатора с выхода схемы на
вход. Это переключение осуществляется с помощью ключей, вы-
полненных на транзисторах VT1, VT2, VT3 (рис. 6.15). В режиме
Рис. 6.15. Схема УВХ типа IH5110 и IH5111 фирмы Intersil
выборки транзисторы VT1 и VT3 включены, а транзистор VT2
выключен; таким образом запоминающий конденсатор с помощью
операционного усилителя заряжается. В режиме хранения тран-
зисторы VT1 и VT3 выключены, а транзистор VT2 проводит, тем
самым подключая запоминающий конденсатор обратно к неин-
вертирующему входу операционного усилителя.
446
Такое построение схем обеспечивает с большой точностью ко-
эффициент передачи по постоянному току, равный 1, и достаточно
малое время установления (т. е. 5 мкс); к тому же это устройст-
во имеет внутреннюю обратную связь для подавления эффекта
переноса заряда (смещение нуля при переходе от режима выбор-
ки в режим хранения). Для компенсации этого заряда транзисто-
ры VT1 и VT2 управляются противофазными сигналами.
Основные характеристики этих микросхем следующие:
— диапазон входного напряжения ±10 В;
— скорость спада выходного напряжения менее 2 мВ/с при
Сз=0,01 мкФ;
— совместимость с элементами ТТЛ и ДТЛ;
— наличие защиты от короткого замыкания;
— • напряжение смещения нуля при использовании подстроечно-
го потенциометра регулируется до величины меньше 100 мкВ;
— точность выборки гарантируется на уровне 0,1% при 10 В
на входе и С3 = 0,01 мкФ;
— типовое значение напряжения смещения нуля от переноса
заряда при переходе из режима выборки в режим хранения
2 мВ.
По замыслу и по построению микросхема IH5110 очень похо-
жа на IH5111. Микросхема IH5110 спроектирована для работы с
меньшей амплитудой управляющего сигнала в целях уменьшения
эффекта переноса заряда (смещение нуля при переходе из режи-
ма выборки в режим хранения). В том случае, если напряжение
смещения нуля сделано равным нулю, полная зона погрешности
IH5110 будет составлять от 1 до 2 мВ (что соответствует заряду от
10 до 20 пКл). Следовательно, это УВХ может выбирать постоян-
ный сигнал малого уровня с очень высокой точностью. Если вы
выбираете переменный сигнал очень малого уровня и больше ин-
тересуетесь разностью между отдельными выбранными значения-
ми сигнала, а не абсолютным значением каждой выборки (т. е.
приращениями выбранных значений сигнала), вы можете с по-
мощью потенциометра подстройки смещения нуля компенсировать
эффект переноса заряда. В том случае, если вы с помощью потен-
циометра скомпенсировали напряжение смещения нуля от перено-
са заряда, при переходе из режима выборки в режим хранения
погрешность будет равна нулю; однако при этом появится по-
грешность по постоянному току, вызываемая подстройкой потен-
циометра для компенсации переноса заряда, т. е. напряжение сме-
щения нуля будет не равно нулю. В основном эта погрешность
по постоянному току будет находиться в пределах от 2 до 5 мВ
выше или ниже потенциала земли.
Микросхема IH5111 предназначена в основном для работы с
любым входным сигналом в диапазоне ±10 В независимо от то-
го, постоянный он или переменный, но при этом величина перено-
симого заряда получается в 2 раза больше, чем у IH5110.
Максимальная скорость спада выходного напряжения у обоих
микросхем равна 10 мВ/с; это приблизительно соответствует об-
447
щему току утечки 10 пА при емкости запоминающего конденсато-
ра С3=0,01 мкФ. Хотя иногда и встречается максимальная ско-
рость спада выходного напряжения 10 мВ/с, тем не менее типич-
ное значение этой скорости менее 1 мВ/с (что справедливо для
любых входных сигналов в пределах ±10 В); таким образом,
микросхемы IH5110 и IH5111 являются идеальными для исполь-
зования в устройствах, требующих очень низкой скорости дрейфа,
или скорости спада выходного сигнала.
Для обоих устройств указывается максимальное апертурное
время 500 нс, однако наиболее типичное значение составляет
150 нс; это в основном время выключения транзистора VT1.
На рис. -6.16 показана схема соединений УВХ IH5110 при ис-
пользовании его в быстродействующих устройствах. Эта схема ха-
СВ (Свободней вывод)
10В
Перепад
—~ аналогового
ОВ-----• ' 1-----входного
10 мкс сигнала
0,001 мк
510
СВ----
+ЗВ
Управляющий____
сигнал с
уровнями ТТЛ
+15 В---
16
15
14
12
---СВ
13
Выходной сигнал
к пробнику "х 10"
осциллографа
-15 В
+15 В
СВ
11
10
1
2
3
4
5
6
7
9
8
-15 В
Рис. 6.16. Схема соединений УВХ IH5110 фирмы Intersil при использовании его
в быстродействующих устройствах
рактеризуется следующими параметрами: время установления в
режиме выборки (время выборки) с точностью до 1% равно
2 мкс; напряжение смещения нуля, обусловленное переносом за-
ряда, составляет 25 мВ; скорость спада выходного сигнала
10 мВ/с.
Типовое время выборки этого УВХ для положительного пере-
пада напряжения на выходе 2 мкс (напряжение на выходе растет
от 0 до 10 В) и для отрицательного перепада на входе 3 мкс (на-
пряжение на выходе падает от 10 до 0 В). Все эти параметры
справедливы для запоминающего конденсатора емкостью
0,01 мкФ. В схеме на рис. 6.16 использован запоминающий кон-
денсатор с другой емкостью, но наилучшего сочетания парамет-
ров УВХ, чем с номиналом запоминающего конденсатора
0,01 мкФ, получить нельзя. При использовании запоминающего
конденсатора С3 емкостью 0,001 мкФ получается выигрыш только
во времени выборки, в этом случае оно равно 2 мкс вместо
5 мкс (типовое время выборки -при С3=0,01 мкФ); однако ско-
рость спада выходного сигнала при этом будет хуже и эффект
448
переноса заряда будет сказываться сильнее. Для уменьшения ско-
рости спада выходного сигнала можно применить запоминающий
конденсатор емкостью 0,1 мкФ, при этом скорость спада сигнала
на выходе будет 0,1 мВ/с, а значение напряжения, обусловленно-
го переносом заряда, 0,2 мВ. Конечно, время выборки при этом
будет ухудшаться приблизительно до 25 мкс. Устройство выбор-
ки и хранения с запоминающим конденсатором емкостью 0,1 мкФ
применимо в низкочастотных системах (где частота входного сиг-
нала менее 1 кГц). Сопротивление резистора, включенного после-
довательно с запоминающим конденсатором для стабилизации
системы, должно составлять от 100 до 200 Ом.
Тактовые
импульсы
Окончание
преобразо-
вания ("1")
Преобра-
зование ("0")
Сигнал
окончания
преобра-
зования
Входной
сигнал АЦП
(Выходной
сигнал УВХ)
Входной
сигнал (U_y)
Рис. 6.17. Важным применением УВХ является использование его для запоми-
нания входного сигнала АЦП:
А, В, С, D, Е обозначают время преобразования или время неопределенности АЦП
15-61 449
УВХ ДЛЯ ЗАПОМИНАНИЯ ВХОДНОГО СИГНАЛА АЦП
Наиважнейшее применение устройства выборки и хранения по-
зано на рис. 6.17. Оно заключается в фиксировании или запоми-
нании входного сигнала аналогоцифрового преобразователя
(АЦП). В таком случае УВХ позволяет разрешить два противо-
речивых требования: для АЦП необходимо, чтобы входной сигнал
в процессе преобразования был постоянным, в то время как в ре-
альных условиях приходится иметь дело с меняющимися во вре-
мени сигналами.
При изменяющемся входном сигнале выходной сигнал АЦП
всегда представляет одно из значений входного сигнала, которые
он может принимать в течение интервала времени преобразова-
ния, но момент времени, которому соответствует этот выходной
сигнал, будет неопределенным. Если важна каждая выборка сиг-
нала, то этот эффект может вызвать погрешность измерения. Но
поскольку устройство выборки и хранения запоминает входной
сигнал АЦП в момент времени, точно определяемый командой
ХРАНЕНИЕ, сложность этой проблемы уменьшается.
Однако благодаря динамическим свойствам УВХ действитель-
ная полоса пропускания АЦП расширяется на несколько поряд-
ков. Чтобы описать, .как это получается, необходимо дать некото-
рые пояснения относительно рассматриваемых характеристик
УВХ и АЦП.
Этими важными характеристиками являются: апертурное вре-
мя, нестабильность апертурного времени и время выборки. Их
влияние на форму переходного процесса (рис. 6.18) рассматрива-
ется далее.
Апертурное время, как правило, равное 50—100 нс, — это вре-
мя, необходимое для перехода УВХ, изображенного на рис. 6.3
•из режима выборки в режим хранения. Это время представляет
собой время задержки размыкания ключа, в течение которого на-
пряжение на конденсаторе продолжает следить за входным сиг-
налом. Чаще всего эту задержку можно компенсировать, задер-
жав начало преобразования в АЦП*).
Нестабильность апертурного времени или его случайное изме-
нение характеризуется флуктуацией апертурного времени. Этот
эффект нельзя компенсировать, но, к счастью, эта нестабильность
приблизительно на порядок меньше величины апертурного време-
ни. Нестабильность апертурного времени — это та минимальная
зона неопределенности, которую может обеспечить устройство
выборки и хранения.
*) С данным определением параметра «апертурное время» нельзя согласиться.
Здесь и далее автор имеет в виду апертурную задержку, создаваемую только
электронным ключом УВХ. Апертурное время отражает способность УВХ реаги-
ровать на быстрые изменения входного напряжения в режиме малого сигнала.
Более подробно этот параметр рассмотрен в статье Zuch Е. L. Keep track of а
sampl-hold from mode to mode to lokate error sources. — Elektronic Design,
1978, December, 6. (Прим, ped.)
450
Время выборки, с практической точки зрения, представляет со-
бой время, необходимое для достижения значения входного сиг-
нала и начала слежения за ним с точностью, заданной зоной
погрешности. Это время включает в себя и время переключения
из режима хранения в режим выборки, составляющее примерно
Рис. 6.18. Влияние апертурного времени, нестабильности апертурного времени
и времени выборки на работу УВХ показано на эпюре переходных процессов
в виде задержек
50 нс, которое чаще всего пренебрежимо мало по сравнению с об-
щим временем выборки. Действительно, у большинства устройств
выборки и хранения на процесс нарастания и установления на-
пряжения на запоминающем конденсаторе уходит несколько мик-
росекунд.
Исходя из этого, время выборки и время установления доста-
точно большого выходного сигнала УВХ становятся почти одина-
ковыми, если перепад входного сигнала превышает несколько со-
тен милливольт. Это показано на рис. 6.18в.
Такая характеристика АЦП, как время преобразования, пока-
зывает, какое время необходимо АЦП, чтобы полностью закоди-
ровать входной сигнал. Поскольку входной сигнал меняет свое
значение в течение времени преобразования, указанный интервал
времени может быть также назван временем неопределенности,
определяемым как интервал, внутри которого изменения входного
сигнала приводят к неопределенности выходного сигнала. Устрой-
ство выборки и хранения также характеризуется некоторым ин-
15* 451
тервалом времени, связанным с неопределенностью выходного
сигнала — апертурным временем УВХ, но последнее, как правило,
в 1000 раз меньше времени преобразования обычного АЦП. В ре-
зультате АЦП способен преобразовывать входные сигналы, изме-
няющиеся во времени с 'более высокой скоростью.
УВХ В СИСТЕМАХ СБОРА ДАННЫХ
Устройства выборки и хранения наиболее широко используются в системах
сбора данных, например таких, как показано на рис. 6.19. Устройство выборки
и хранения поддерживает входной сигнал АЦП на постоянном уровне (как это
Аналоговые Программное
входные сигналы устройство управления
Рис. 6.19. Типичная система сбора данных. (С разрешения фирмы Analog De-
vices.)
рассматривалось для схемы на рис. 6.17) в течение интервала преобразования,
в то время как мультиплексор выбирает следующий канал для преобразования
либо в произвольно заданном порядке, либо последовательно один за другим.
Как только преобразование заканчивается, УВХ производит выборку сигнала
очередного подключенного канала, и цикл повторяется. Такой режим работы
называется синхронной выборкой. При этом УВХ работает синхронно с други-
ми устройствами системы. Если входные сигналы имеют несоизмеримо разные
скорости изменения, необходимо использовать метод с произвольным програм-
мированием выборок, так нтобы сигналы с наибольшей скоростью изменения
Аналоговые выходные сигналы
Рис. 6.2Й. Система распределения информации с запоминанием аналогового сиг-
нала. (С разрешения фирмы Analog Devices.)
452
выбирались как можно чаще. В другом режиме работы (а именно в асинхрон-
ном) для выборки и хранения информации применяют несколько УВХ с быстро-
действием, соответствующим каждому отдельному каналу. В этом случае кана-
лы либо опрашиваются с помощью аналоговых мультиплексоров, либо сигналы
по отдельности преобразуются асинхронно, а затем распределяются в цифро-
вом виде, иногда после предварительной цифровой обработки.
УВХ В СИСТЕМАХ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ
Использование УВХ с точностью 0,01% в системах распределения информа-
ции может быть экономически более выгодно, чем использование большого
числа ЦАП, имеющих точность, сравнимую с точностью УВХ. Типичная систе-
ма распределения информации показана на рис. 6.20. Быстродействующий и
точный ЦАП обслуживает большое число УВХ в соответствии с быстродейст-
вием и точностью каждого отдельного канала. УВХ может служить для подав-
ления выбросов сигнала на выходах ЦАП в системах, чувствительных к этим
выбросам, путем выборки этих выходных сигналов после того, как они уже
установились.
УВХ В ПИКОВЫХ ДЕТЕКТОРАХ
Устройства выборки и хранения широко применяются в аналоговых и циф-
роаналоговых вычислительных устройствах и в устройствах обработки данных.
Типичный пример использования УВХ и компаратора в пиковом детекторе пока-
зан на рис. 6.21.
Рис. 6.21. Пиковый детектор, в котором используются УВХ и компаратор. (С раз-
решения фирмы Analog Devices.)
Выходной сигнал УВХ (или входной сигнал компаратора) имеет смещение
нуля, равное нескольким милливольтам, для получения гистерезиса, с целью
исключить неправильную работу при изменении входного сигнала, и уменьшить
вероятность ложного срабатывания от шума. Если сигнал на входе УВХ боль-
ше выходного сигнала УВХ, то компаратор, имеющий при этом на выходе вы-
сокий логический уровень, будет вынуждать УВХ работать в режиме слежения.
Если входной сигнал начинает меняться в обратную сторону и становится мень-
ше выходного сигнала УВХ, то на выходе компаратора появляется сигнал, со-
ответствующий логическому «О», который переводит УВХ в режим хранения
453
до тех пор, пока входной сигнал снова не станет больше выходного сигнала
УВХ. Чтобы установить устройство в исходное состояние, подается управляю-
щий сигнал УВХ, который переводит его в режим выборки, а на вход УВХ по-
дается сигнал с самым низким ожидаемым уровнем.
УВХ В СИСТЕМАХ С ВРЕМЕННЫМ РАСПРЕДЕЛЕНИЕМ ИНФОРМАЦИИ
Устройство выборки и хранения также можно использовать при временном
распределении информации с выхода одного ЦАП, как показано на рис. 6.22.
Рис. 6.22. Система временного распределения информации на базе одного ЦАП.
(Ключи для разряда запоминающих конденсаторов не показаны.)
Запоминание информации в цифровом виде может обеспечивать произволь-
но долгое хранение информации без потерь. К другим достоинствам относятся
также отсутствие напряжения смещения нуля, прямого прохождения сигнала на
выход, эффектов, связанных с адсорбцией в диэлектриках, переходных процес-
сов при переходе из режима выборки в режим хранения, определяющих время
установления, поскольку система автоматически находится в режиме хранения
после завершения преобразования до тех пор, пока не поступит команда вы-
бора новой информации. Кроме того; выходная информация доступна и в циф-
ровом и аналоговом виде. Недостатками этих устройств являются повышенная
стоимость и сложность, обычно более длительное время выборки и в некоторых
случаях необходимость предварительной выборки.
УВХ СЛЕДЯЩЕГО ТИПА .
На рис. 6.23 показано, как можно обеспечить предварительную выборку с
помощью ЦАП, реверсивного счетчика, компаратора, синхронизатора и не-
скольких цифровых элементов. Исходное время выборки может быть довольно
большим, поскольку выбор периода последовательности тактовых импульсов
(Тт) зависит от времени установления младшего разряда ЦАП. Для перепада
входного сигнала, соответствующего полной шкале, время выборки будет при-
близительно равно (2П—1)Тт. Однако небольшие и медленные изменения вход-
ного сигнала будут отслеживаться довольно быстро. Эту систему можно легко-
преобразовать в пиковый детектор, останавливая прямой счет. Исходному со-
стоянию пикового детектора при выделении положительных пиков соответст-
вует отрицательное выходное напряжение, равное значению полной шкалы, а
при выделении отрицательных пиков соответствует положительное выходное
напряжение, равное значению полной шкалы без младшего разряда. Диапазон
454
входного сигнала и полярность определяют выбор выходных параметров ЦАП.
Если использовать счетчик и ЦАП, работающие в ДДК, вместе с цифровым ин-
дикатором, то получим цифровой пиковый вольтметр.
щий сигнал "1" —Выборка, "О" - Хранение
Рис. 6.23. Схема УВХ следящего типа, в котором используется реверсивный
счетчик
Рис. 6.24. УВХ, построенное на АЦП и ЦАП
На рис. 6.24 показан общий принцип построения УВХ на АЦП и ЦАП. Там,
где необходимо усреднение, можно использовать АЦП интегрирующего типа.
Общее время выборки такого УВХ приблизительно равно сумме времени пре-
образования АЦП и времени установления ЦАП. Если в АЦП последовательно-
го приближения имеется доступ к выходному сигналу входящего в него ЦАП,
то при условии, что этот сигнал имеет соответствующий масштаб и выведен
через буферный каскад, отпадает необходимость в дополнительном ЦАП, а
время выборки при этом равно времени преобразования АЦП.
МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ
Если необходимо произвести аналогоцифровое преобразование
нескольких величин, то можно либо применять один АЦП и обес-
печивать коммутацию входных сигналов с распределением во вре-
455
мени, либо применять для каждого входного канала свой АЦП,
а затем коммутировать выходные коды АЦП с помощью цифро-
вых мультиплексоров.
Ранее наименьшая стоимость системы обычно достигалась при
использовании аналоговых мультиплексоров, но в настоящее вре-
мя благодаря уменьшению стоимости АЦП, появлению дешевых
цифровых интегральных микросхем, специально разработанных
для мультиплексоров, последний вариант построения системы ста-
новится более жизнеспособным и обеспечивает значительные пре-
имущества по сравнению с первым.
АНАЛОГОВЫЕ МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ
Аналоговые мультиплексоры, как правило, применяются, если
требуется невысокая скорость преобразования и, следовательно,
для преобразования нескольких аналоговых сигналов в цифро-
вую форму можно использовать один АЦП. Аналоговый мульти-
плексор, схема которого показана на рис. 6.25, можно рассматри-
I
Устройство
управления
выбором
ключей
Рис. 6.25. Аналоговый мульти-
плексор
вать как однополюсный переключатель на несколько положений,
в котором «общий» конец соединен с одним из входов операцион-
ного усилителя. Повторитель напряжения на операционном усили-
теле, изображенный на рис. 6.25, обеспечивает высокое входное
сопротивление и коэффициент передачи, близкий к единице. 'Более
высокий коэффициент передачи можно 'получить, соединяя «об-
щий» конец переключателя с инвертирующим входом операцион-
ного усилителя и вводя соответствующую обратную связь.
Ключи, показанные на рис. 6.7, 6.22 и 6.25, могут быть выпол-
нены как на полевых транзисторах с р—n-переходом, так и на
транзисторах с КМОП-структурой. Транзисторы обоих типов ха-
рактеризуются очень малыми токами утечки в выключенном со-
456
стоянии, низким напряжением смещения нуля во включенном со-
стоянии (в отличие от биполярных транзисторов) и большим от-
ношением значений сопротивлений в открытом и закрытом состоя-
ниях. Сопротивление транзистора в открытом состоянии меняется
от транзистора к транзистору и поэтому должно быть пренебре-
жимо мало по сравнению с входным сопротивлением нагрузочной
цепи. В УВХ также желательно иметь транзисторы с малым со-
противлением в открытом состоянии, чтобы обеспечить малые зна-
чения постоянных времени заряда и разряда запоминающего
конденсатора.
АНАЛОГОВЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ
В настоящее время в продаже имеется множество аналоговых
переключателей различных типов <(см. материал гл. 5). Полупро-
водниковые интегральные переключатели способны работать с
очень высоким быстродействием (менее 30 нс), а их долговеч-
ность, как правило, превышает требования к долговечности боль-
шинства устройств. В мультиплексорах широко используются по-
левые транзисторы, 'повсеместно вытесняя биполярные транзисто-
ры (которые, выполняя функции переключателей, имеют большое
напряжение смещения нуля).
Полевые транзисторы представляют собой устройства, ток че-
рез которые определяется основными носителями, и в зависимо-
сти от того, что является основными носителями: дырки или элек-
троны,— они называются соответственно полевыми транзистора-
ми либо с р-, либо с п-'каналом. Вследствие того, что подвижность
электронов большая, сопротивление полевого транзистора с задан-
ной геометрией в открытом состоянии будет меньше при п-ка-
нальной, а не при р-канальной структуре; к тому же при задан-
ном сопротивлении открытые транзисторы п-канальной структуры
имеют меньшие размеры и лучшие характеристики, чем р-каналь-
ные транзисторы. Следовательно, для использования в мульти-
плексорах n-канальные полевые транзисторы с управляющим р —
п-переходом более предпочтительны, чем р-канальные при усло-
вии их одинаковой стоимости. Полевые транзисторы со структу-
рой металл—окисел — полупроводник (кремний), или транзисто-
ры с изолированным затвором (сокращенно МОП), с п-канальной
структурой лишь недавно стали доступны при конкурентно-спо-
собной стоимости; р-канальные МОП-транзисторы выпускаются
.уже несколько лет и получили широкое применение в мульти-
плексорах.
Полевые n-канальные транзисторы с управляющим р—п-пере-
кодом и МОП-транзисторы, пригодные для мультиплексоров, в
открытом состоянии, как правило, обеспечивают сопротивление от
10 до 100 Ом (в более широких границах — от 2 до 1000 Ом), а у
р-канальных транзисторов границы возможных сопротивлений
смещаются в сторону больших сопротивлений, обычно составляю-
щих от 100 до 1000 Ом.
457
Полевые транзисторы с управляющим р—n-переходом выпус-
каются только обедненного типа, в этом случае они- полностью
проводят при напряжении затвор — исток, равном нулю (U3H-=^
= 0). Транзисторы МОП-структуры выпускаются обоих типов, и
обедненного и обогащенного (МОП-транзисторы обогащенного ти-
па при напряжении затвор -ь исток изи =0 находятся в режиме
отсечки, и по мере увеличения напряжения на затворе, как толь-
ко это напряжение превышает пороговый уровень 11зи пор, со-
противление транзистора начинает падать). Характеристики этих
транзисторов показаны на рис. 6.26.
--------s-u
изипо₽ зи
в)
Рис. 6.26. Полевые транзисторы с управляющим р—n-переходом и МОП-тран-
зисторы обогащенного типа:
а, б — соответственно п- и р-канальные полевые транзисторы с управляющим р—п-перехо-
дом; в, г — соответственно п- и р-канальные МОП-транзисторы обогащенного типа
Схемы ключей в мультиплексорах обычно строят так, чтобы
напряжение на затворе открытого полевого транзистора с управ-
ляющим р—n-переходом следило за напряжением исток — сток,,
поддерживая изи =0. Таким образом, сопротивление проводяще-
го канала будет постоянным и не зависящим от уровня коммути-
руемого сигнала. Это несправедливо для мультиплексоров на!
458
МОП-транзисторах, в которых управление режимом включения
осуществляется с помощью .фиксированного потенциала на изоли-
рованном затворе, при этом U3H и сопротивление ключа меняют-
ся при изменении уровня входного сигнала. Эти изменения могут
быть значительными. Обычный р-канальный МОП-транзистор,
управляемый напряжением ±15 В, может иметь ROTK=200 Ом
при напряжении на истоке 4-10 В.и R0TK—1000 Ом при напряже-
нии на истоке —10 В, все это при условии, что напряжение на
затворе —15 В.
Все полевые транзисторы с р—n-переходами имеют ток утеч-
ки сток — исток в выключенном состоянии, а также токи утечки
между затвором (или подложкой) и стоком и истоком как в от-
крытом, так и в закрытом состоянии. Токи утечки по затвору в
МОП-транзисторах пренебрежимо малы по сравнению с другими
токами утечки, если только у затвора МОП-транзистора не уста-
новлен предохранительный стабилитрон; в последнем случае по-
является дополнительный путь для тока утечки между затвором и
истоком. Как правило, характеристики полевых транзисторов с
управляющим р—n-переходом по токам утечки лучше характерис-
тик МОП-транзисторов. Ток утечки сток — исток у полевых тран-
зисторов с р—n-переходом около 100 пА при 25° С— обычное де-
ло в отличие от МОП-транзисторов, у которых он колеблется, как
правило, в диапазоне 1—5 нА. При повышении температуры на
каждые 8—10° С токи утечки полевых транзисторов с р—п-пере-
ходом удваиваются, и при повышенной температуре эти токи соз-
дают серьезную проблему.
Теоретически МОП-транзисторам обогащенного типа присуще
достоинство, состоящее в том, что ключ выключается, если снять
напряжение питания с мультиплексора, т. е. изи =0. В действи-
тельности это достоинство может быть утрачено, если неправиль-
но спроектирована цепь управления полевым транзистором. В
схеме, показанной на рис. 6.27, при -отключении напряжения пи-
тания получается короткое замыкание входного положительного
сигнала на землю (поскольку напряжение питания 4-15 В падает
до потенциала земли и появляется проводимость через изолирую-
щий диод сток — подложка). Чтобы обеспечить запирание ключа
при всевозможных изменениях напряжения на .входе и выключен-
ном напряжении питания, в схему необходимо ввести дополни-
тельные элементы. На рис. 6.28 показана возможная модифика-
ция цепи: отрицательные входные напряжения блокируются дио-
дом сток — подложка МОП-транзистора VT1, а положительные —
диодом VD1 и переходом коллектор — база транзистора VT2, тог-
да как резистор R гарантирует, что напряжение затвор — под-
ложка транзистора VT1 остается равным нулю. Данное напряже-
ние поддерживает этот транзистор в выключенном состоянии. Но
и при такой модификации токи утечки будут на несколько нано-
ампер больше при отсутствии напряжения питания, чем при вклю-
ченных источниках напряжения. Вследствие принципиальных осо-
бенностей технологии изготовления большинства интегральных
459
схем мультиплексоров на МОП-сТруктурах они не содержат ука-
занных элементов защиты, и обеспечение защиты как источников
входных сигналов, так и мультиплексоров, возлагается на потре-
Рис. 6.27. Схема, иллюстрирующая,
как происходит короткое замыкание
входной и выходной цепей МОП-
транзистора при отключении напря-
жения питания
Рис. 6.28. Схема, обеспечивающая
запирание транзистора при отключе-
нии напряжения питания
бителя. (И, наконец, последнее. Поскольку в мультиплексорах
полевые транзисторы с управляющим р—п-переходом при снятии
напряжения питания всегда проводят, необходимо все время под-
держивать такое напряжение питания, чтобы канал находился в.
закрытом состоянии.)
Наиболее современной разработкой являются ключи на КМОП-
структуре, достоинство которых состоит н том, что они могут ком-
мутировать напряжения вплоть до напряжений питания мульти-
плексора (т., е. возможна работа ключа с сигналом ±10 В при
напряжениях питания мультиплексора ±10 В). Транзисторы
с p-каналом могут коммутировать сигналы только меж-
ду +Umrr и напряжением, немного превышающим —(Umn —
—UgpAiop), а n-канальные транзисторы коммутировать сигналы
только между напряжением, чуть меньшим (Пиит—иЗИП0Р) и
—иПИт. В обоих случаях при изменении уровня входного сигнала!
Включено
р-канальныи
транзистор
Выключено
ПИТ
Рис. ’6.29. Ключ на КМОП-структуре *
460
о
II р-канальный
транзистор
-О
п-канальный
транзистр
^пит
значительно изменяется сопротивление открытого транзистора.
При параллельном соединении п- и р-канальных транзисторов
каждый компенсирует недостатки другого и появляется возмож-
ность переключать сигналы с диапазоном изменения ±Uhht
(рис. 6.29). Поскольку сопротивления открытых ключей соедине-
ны параллельно, геометрию транзисторов и пороговые напряже-
ния можно выбрать так, чтобы их общее сопротивление менялось
незначительно во всем диапазоне изменения входного сигнала
(рис. 6.30). Заметим, что если 2UnHT<(U3H порр+изи порр), то в
Рис. 6.30. Зависимость сопротивления открытого ключа на КМОП-структуре от
напряжения на входе
графике зависимости сопротивления ключа от входного сигнала
будет существовать участок с полным отсутствием проводимости.
Для большинства вариантов технологических процессов получе-
ния КМОП-структур такая проблема появляется лишь тогда, ког*
да 2иПИт<5 В. Для управления ключом требуется комплементар-
ная пара ключевых элементов, которые работают как инверторы:
в результате получается интегральная структура, подобная пока-
занной на рис. 6.29.
ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ АНАЛОГОВЫХ МУЛЬТИПЛЕКСОРОВ
Высоковольтные мультиплексоры. Высоковольтные мульти-
плексоры проектируют для работы с входными напряжениями бо-
лее 1 В без внесения существенной погрешности. В самом общем
виде мультиплексор состоит из набора ключей, соединенных с об-
щей выходной шиной, как показано на рис. 6.31. Выходная шина,
как показано, может быть развязана относительно нагрузки с по-
мощью неинвертирующего операционного усилителя. Эта схема
совсем простая, но при использовании выходного усилителя она
обеспечивает высокое входное сопротивление.
В зависимости от выбора переключающих устройств такой
мультиплексор может работать в широком диапазоне изменений
входных напряжений. Для полупроводниковых устройств измене-
461
Ния входного напряжения обычно ограничиваются значениями
±20 В, большинство же мультиплексоров проектируются для ра-
боты со стандартным диапазоном аналоговых сигналов ±10 В,
vices.)
однако некоторые устройства, в которых используются ключи с
высокими пороговыми напряжениями, пригодны лишь при управ-
лении напряжением ±15 В.
Если устройство проектируется для коммутации высоких на*
пряжений (до нескольких сотен вольт) со скоростью, характер-
ной для полупроводниковых интегральных ключей, необходимо
использовать мультиплексор с переключением тока (рис. 6.32).
Поскольку при переключении перепады напряжений в суммирую-
Рис. 6.32. Инвертирующий мультиплексор (с переключением токов). (С разре-
шения фирмы Analog Devices.)
462
щей точке ограничиваются встречно включенными относительно
земли диодами, на ключах никогда не будет высоких напряже-
ний. Этот тип мультиплексоров характеризуется хорошим подав-
лением выбросов напряжения при переходных процессах пере-
ключения, постоянным, но невысоким входным сопротивлением
(равным сопротивлению резистора на входе канала) в то время,
когда ключ замкнут, а также обладает принципиальной защитой
От повреждений при снятии напряжений питания с мультиплексо-
ра. В каждом канале может быть выставлен соответствующий ко-
эффициент передачи согласно требованиям по каждому входу.
Если сопротивление резистора RK настолько большое, что измене-
ния сопротивления открытого ключа R0Tk с изменением темпера-
туры сравнительно малы, то коэффициент передачи схемы
— Roc/(Rk + Rotk) (6-2)
можно установить с высокой степенью точности, обеспечиваемой
постоянством Rotk. Поскольку усилитель не работает с синфазны-
ми сигналами, он не имеет погрешности, обусловленной синфаз-
ными помехами.
Наиболее распространены два варианта построения мульти-
плексоров. В первом диоды VD1, VD2 и т. д. можно заменить по-
левыми транзисторами, управляемыми сигналами, противофазны-
ми относительно сигналов управления основных ключей, чтобы
обеспечить в любом режиме работы соединение резистора RK с
реальной или виртуальной землей, при этом входное сопротивле-
ние канала будет практически постоянным независимо от того,
выбран канал или нет (рис. 6.33). Это позволяет избежать про-
Рис. 6.33. Мультиплексор с постоянным входным сопротивлением. (С разреше-
ния фирмы Analog Devices.)
блемы, связанной с установлением параметров переключаемых
входных датчиков, которая возникает из-за изменения нагрузки
(сопротивление диодов зависит от значения протекающего через
них тока). Во втором варианте, чтобы получить устройство, при-
годное для работы с источниками входных сигналов, имеющими
выход по току, можно в схеме исключить резисторы RK (т. е. сде-
лать сопротивления этих резисторов равными нулю), как на рис.
6.34. Если устройство основано на принципе переключения токов,
463
то точность его коэффициента передачи не зависит от возмож-
ных изменений сопротивления в линии передачи -и соединительной
цепи.
Рис. 6.34. Токовый мультиплексор. (С разрешения фирмы Analog Devices.)
Низковольтные мультиплексоры. Для коммутации сигналов с
малыми уровнями напряжений, от нескольких милливольт до 1 В,
требуются 'более сложные мультиплексоры. При работе с сигнала-
ми низкого уровня чаще всего возникают проблемы, связанные с
помехами и термо-ЭДС, поэтому для исключения этих помех, как
правило, используются двухпроводные линии и дифференциаль-
ный принцип передачи сигнала, поскольку в этом случае наводки
действуют как синфазные сигналы. В случаях, когда имеются
очень большие синфазные напряжения, улучшение характеристик
дает также и экранирование, но при этом необходимы мульти-
плексоры с тремя проводами в каждом канале и с экранировани-
ем входной пары проводов.
Простейший двухпроводный дифференциальный мультиплек-
сор строится с помощью двух ключей, как показано на рис. 6.35.
Оконечное устройство обычно представляет собой специально раз-
работанный измерительный усилитель с хорошим подавлением
Рис. 6.35. Дифференциальный мультиплексор н усилитель. (С разрешения фир-
мы Analog Devices.)
464
синфазных помех (как правило, более 100 дБ). Такое хорошее по-
давление может быть достигнуто при условии, если входные ли-
нии идентичны. Для этого необходимо, чтобы линии связи состоя-
ли из витых пар, кроме того, следует обратить особое внимание
на взаимное согласование характеристик по постоянному и пере-
менному току как каналов, так и ключей в мультиплексоре. Наи-
более подходящими для обеспечения требуемого согласования яв-
ляются полупроводниковые интегральные микросхемы и сдвоен-
ные полевые ключи. Однако токи утечки ® ключах и термо-ЭДС
могут вносить существенные погрешности при передаче низко-
вольтных сигналов, к тому же и дрейф параметров усилителя мо-
жет представить целую проблему. Изображенная схема измери-
тельного усилителя показывает, как, классически используя опе-
рационные усилители, реализовать дифференциальный усилитель
с высоким коэффициентом передачи. Существуют специально раз-
работанные для этих целей измерительные усилители, собранные
из отдельных компонентов, и интегральные измерительные усили-
тели; они доставляют значительно меньше хлопот при применении
и в интегральном исполнении стоят недорого.
Для улучшения симметрирования входных линий связи их
можно изготавливать в виде экранированных пар проводов, на
экран при этом необходимо подавать синфазную составляющую
напряжения, соединяя его либо с источником этого напряжения,
либо со средней точкой резистора R4 в измерительном усилителе
(или с точкой, имеющей средний потенциал между потенциалами
на входных зажимах, но развязанной при этом повторителем с
единичным коэффициентом передачи). Такое экранирование или
«защита» обычно используется в системах обора данных с высо-
кой разрешающей способностью, в которых уровни синфазных по-
мех чаще всего очень велики.
Другим типом низковольтного мультиплексора, в котором по-
давляются синфазные помехи, является мультиплексор с «плаваю-
щим» конденсатором. По существу он представляет собой устрой-
ство выборки и хранения с дифференциальным входом (рис. 6.36).
К остальным
каналам
Рис. 6.36. Мультиплексор с «плавающим> конденсатором. (С разрешения фир-
мы Analog Devices.)
465-
Когда ключи А и А' включаются (при этом ключи Б и Б' закры-
ты), конденсатор заряжается до значения входного напряжения.
Как только конденсатор полностью зарядится, все ключи мгно-
венно .размыкаются, а ключи Б и Б' наоборот замыкаются, и сиг-
нал ‘передается на выход усилителя. Поскольку синфазное 'напря-
жение не проходит через ключи, то в качестве выходного можно
использовать простой одновходовый неинвертирующий усилитель.
Такой способ является достаточно эффективным для подавления
синфазной помехи; при наличии же помехи обычного типа он уже
не пригоден, поскольку наиболее эффективное подавление одно-
временно синфазных и обычных помех можно получить при ис-
пользовании обычного мультиплексора вместе с интегрирующим
преобразователем с дифференциальным входом. Интегрирующий
же преобразователь в совокупности с мультиплексором с «плава-
ющим» конденсатором эффекта не дает, поскольку он будет инте-
грировать выборку сигнала, но не сам сигнал, и выборка в этом
случае будет содержать мгновенное значение помехи, сооответ-
ствующее моменту этой выборки.
Как правило, в низковольтных мультиплексорах на биполяр-
ных транзисторах базовые токи, требуемые для управления ана-
логовыми транзисторными ключами, обеспечиваются с помощью
трансформаторов или конденсаторов. Таким образом, цепи, фор-
мирующие токи управления, гальванически развязываются от ис-
точников входных аналоговых сигналов и от цепей, на которые
нагружены аналоговые выходы мультиплексора. В многоканаль-
ном низковольтном мультиплексоре, схема которого приведена на
рис. 6.37, не требуются трансформаторы или конденсаторы для
развязки ключей от цепей управления током. Эффективная раз-
вязка в этом мультиплексоре достигается путем «формирования
одинакового уровня тока компенсирующего источника и тока ис-
точника погрешности, так что ток, протекающий в |базе включен-
ного транзистора, равен току, протекающему в компенсирующей
цепи, которая соединена с коллектором включенного транзистора.
На рис. 6.37 транзисторы VTli и VT21 представляют собой со-
гласованные аналоговые ключи. Чтобы выбрать канал 1, на уп-
равляющий вход канала 1 подается положительный логический
уровень. При этом открывается транзистор VT31, который, в свою
очередь, открывает транзистор VT41. В целях обеспечения малого
остаточного напряжения транзистор VT41 включен инверсно. Сле-
довательно, если 'пренебречь напряжением и^э транзистора
VT4b потенциал эмиттера этого транзистора будет +11,2 В. Ос-
таточное напряжение транзистора обычно составляет примерно
1 мВ, что меньше 0,01% от напряжения 11,2 В. Затем ток через
резистор R5i сопротивлением 160 кОм поступает в базу транзис-
тора VTli. Ток, равный или приблизительно равный этому базово-
му току, отводится в цепь компенсации, подключенную к коллек-
торной цепи транзистора VTli (через резистор R8 и транзистор
VT5 в источник напряжения питания —11,2 В). Таким же спосо-
бом транзистор VT21 открывается с помощью тока, протекающего
466
1N251
Рис. 6.37. Низковольтный мультиплексор с дифференциальным входом
через резистор R7b приблизительно равного току в цепи компен-
сации (R9 и VT6).
На управляющих входах всех каналов напряжения близки к
нулевому. При этом все транзисторы в цепи управления смещены
так, что находятся в закрытом состоянии, в результате чего за-
крытые каналы практически не потребляют мощности от источни-
ков питания, и, как следствие, обеспечивается минимальная мощ-
ность рассеяния всего мультиплексора.
Степень согласования токов Ii, I2, I3, Ц** зависит от того, на-
сколько хорошо согласованы сопротивления резисторов R5i, R7b
R8, R9 и напряжения —Ua и +Ua. Благодаря тому, что Все эти
резисторы имеют один и тот же номинал, они могут быть легко
согласованы относительно друг друга с точностью до ±0,1% во
всем рабочем температурном диапазоне. Если к тому же в уст-
ройстве для формирования напряжений +Ua и —Ua Применить
схему, подобную той, что изображена на (рис. 6.38, то можно по-
лучить относительное согласование абсолютных значений этих
напряжений с точностью до ±0,05%. Опорное напряжение в этой
схеме формируется на стабилитроне VD1 и развязывается от на-
грузки с помощью дифференциального усилителя, собранного на
Имеются в виду базовые токи ключей и токи в компенсирующей цепи.
(Прим, ред)
467
транзисторах VT1, VT2 и VT3. Выходное напряжение 4-Ua по-
дается на одинаковые резисторы R8 и R12. Резистор R8 является
входным резистором операционного усилителя, состоящего из
транзисторов VT4, VT5 и VT6, тогда как резистор R12 выступает
в качестве резистора цепи обратной связи. В этом случае напря-
Рис. 6.38. Стабилизаторы напряжений для цепей управления токами транзи-
сторов
жение |4-Ua| = |—Ua| с точностью до напряжения смещения ну-
ля этого усилителя (которое с самого начала может быть по вы-
ходу сбалансировано). Чтобы получить лучшую стабильность нна-
пряжения —Ua относительно -f-Ua, напряжение -f-Ua, кроме того,
используют в качестве положительного напряжения питания вход-
ного каскада усилителя на транзисторах VT4 и VT5. Небольшие
изменения напряжения +Ua, обусловленные дрейфом стабилитро-
на VD1 или транзистора VT1, могут вызывать изменения абсо-
лютных значений напряжений +Ua и —Ua, но на взаимное согла-
сование их абсолютных значений эти изменения влияют незначи-
тельно, что .весьма важно, поскольку это определяет относитель-
ное согласование базовых токов транзисторных ключей и токов в
компенсирующей цепи. При общем сопротивлении датчика и клю-
ча в этой схеме около 100 Ом и при одинаковых сопротивлениях
резисторов Rbxi и RBx2, равных примерно 100 кОм, коммутация
входного аналогового сигнала может выполняться с погреш-
468
ностью, (приведенной ко входу, менее ±50 мкВ в очень широком
диапазоне температур.
Быстродействующие аналоговые мультиплексоры. При постро-
ении большинства быстродействующих систем сбора данных при-
менение современных аналоговых мультиплексоров более рацио-
нально, чем применение цифровых мультиплексоров и большого
количества АЦП.
Аналоговые мультиплексоры могут осуществлять сопряжение
различных устройств со входом любой системы выборки и хране-
ния информации или с выходом ряда УВХ, обладающих высокой
точностью и низкой скоростью спада выходного сигнала. Каждый
из этих методов обеспечивает передачу N сигналов по одному ка-
налу и дает возможность обрабатывать информацию, поступаю-
щую (по нескольким каналам, с помощью одного АЦП.
На рис. 6.39 иллюстрируется метод предварительной адреса-
ции мультиплексора, в котором смена адреса производится сразу
Сигнал выборки
Шины адреса
Строб-импульс
Начало
преобразования -г
Преобразование
закончено
Сигнал на шине
адреса 2° — 23 ,
(адрес канала.У)
Входной сигнал •'
мультиплексора
J____________________I__Л-------
| Преобразование I Преобразование
—каналах------канала Y
^-Ц-кВремя установления 1 | ((__
П ”
--------------------- 1—0-------
Рис. 6.39. Предварительная адресация мультиплексора помогает обеспечивать
высокую скорость преобразования системы УВХ и АЦП
же после окончания выборки сигнала выбранного перед этим ка-
нала. Такая перезапись адреса может осуществляться либо с по-
мощью программного устройства управления временной последо-
вательностью строб-импульсов, либо с иомощью импульсов вы-
борки УВХ.
469
В то время как ’происходит преобразование ’сигнала предвари-
тельно выбранного канала, мультиплексор перед следующим стро-
бированием может выбирать сигнал с любой желаемой точ-
ностью. Поскольку обратная величина общей скорости преобразо-
вания УВХ и АЦП больше максимального времени установления
мультиплексора, результирующая пропускная способность систе-
мы при такой организации работы не уменьшается.
На рис. 6.40 показан метод мультиплексирования информации
«с выхода группы’ УВХ. Многоканальные системы УВХ использу-
Строб-импульс
Сигнал на шине
адреса 2° — 23
(адрес канала Y)
Начало
преобразования
Преобразование
закончено
Преобразование,-!
*— канала Y —*1 I
— время
установления
мультиплексора
Тис. 6.40. Чтобы определить максимальную скорость преобразования при ис-
>пользовании многоканальной системы УВХ к полному времени преобразования
АЦП необходимо добавить время установления мультиплексора
•ются в случаях, когда информация поступает с прерыванием, где
множество отсчетов должно браться одновременно (или почти од-
новременно). После перезаписи информации в устройствах вы-
борки и хранения перед следующим стробированием происходит
преобразование информации в мультиплексоре. Если число инфор-
мационных каналов в системе больше числа каналов в одном
мультиплексоре, то применяется метод подмультиплексирования,
в котором один мультиплексор становится ведущим и управляет
одним или несколькими ведомыми мультиплексорами.
В результате использования метода подмультиплексирования
обеспечивается меньший уровень помех из-за взаимного влияния
-каналов друг на друга и более широкая полоса пропускания сиг-
нала по сравнению с теми, которые могли бы быть получены при
470
Код адреса Выбор канала Код адреса Выбор канала
2° 2i 2* 2» 24 ведущего мульти- плексора ведомого мульти- плексора систе- мы 2е 2» 2» 2» 2* ведущего мульти- плексора ведомого мульти- плексора систе- мы
0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 2 1 2 1 2 0 0 0 0 1 Расши- ритель 2 17
0 1 0 0 0 3 3 3 1 0 0 0 1 Тоже 3 18
1 1 0 0 0 4 4 4 0 1 0 0 1 4 19
0 0 1 0 0 5 5 5 1 1 0 0 1 5 20
1 0 1 0 0 6 6 6 0 0 1 0 1 » 6 21
0 1 1 0 0 7 7 7 1 0 1 0 1 7 22
1 1 1 0 0 8 8 8 0 1 1 0 1 8 23
0 0 0 1 0 9 9 9 1 1 1 0 1 9 24
1 0 0 1 0 10 10 10 0 0 0 1 1 » 10 25
0 1 0 1 0 11 11 И 1 0 0 1 1 > 11 26
1 1 0 1 0 12 12 12 0 1 0 1 1 » 12 27
0 0 1 1 0 13 13 13 1 1 0 1 1 » 13 28
1 0 1 1 0 14 14 14 0 0 1 1 1 » 14 29
0 1 1 1 0 15 1Б 15 1 0 1 1 1 » 15 30
1 1 1 1 1 0 16 (Рас- шири- тель) 1 16 0 1 1 1 1 16 31
Рис. 6.41. Для увеличения числа каналов может быть использован простой’
16-канальный мультиплексор, если один из его 16 входов соединен с выходом’
другого мультиплексора и добавлены некоторые логические элементы
47t
шрямом мультиплексировании. На схеме, изображенной на рис. 6.41,
показано, как 16-канальный мультиплексор может быть ис-
пользован для получения 31-канального мультиплексора с по-
мощью применения внешних логических элементов. Для форми-
рования адреса каждого из 31 канала необходим 5-разрядный
двоичный код. Этот код, формируемый либо ЭВМ, либо на пульте
управления, дешифрируется о помощью управляющих логических
элементов в соответствии с таблицей состояние, приведенной на
рис. 6.41.
Таким же путем можно построить 136-канальный мультиплек-
сор, состоящий из 16-1канального мультиплексора в качестве веду-
щего и восьми других таких же мультиплексоров в качестве ве-
домых.
Аналоговые мультиплексоры, в которых используются интег-
ральные ключи. На рис. 6.42 показано устройство выборки и хра-
Рис. 6.42. Устройство выборки и хранения, использующее ключи типа CD4016A
нения, в котором используется микросхема счетверенных ключей
типа CD4016 фирмы RCA на КМОП-структуре с двусторонним
•расположением выводов. Развязка входных и выходных цепей от
запоминающего конденсатора и стабильная работа устройства
обеспечивается с помощью операционных усилителей. Если синх-
росигнал имеет значение логической «1», то ключ CD4016 замк-
нут и производится выборка входного сигнала. Если синхросиг-
нал поступает в виде логического «О», то ключ размыкается и за-
поминающий конденсатор хранит выбранное перед этим напря-
жение. Эффективная постоянная времени выборки для этой схе-
мы равна
1= 10RC/(l + К„), ' (6.3)
где Ки — коэффициент передачи по напряжению первого операци-
онного усилителя САЗОЗОА (обычно 60 дБ). Второй операцион-
г472
ный усилитель СА3030А (неинвертирующий, с единичным коэф-
фициентом передачи) обеспечивает развязку запоминающего кон-
денсатора от выходных цепей. Выходное напряжение подается об-
ратно на вход первого операционного усилителя, где сравнивает-
ся с входным напряжением. Любое напряжение смещения нуля и
изменения напряжения в цепи обратной связи не влияют на вы-
ходное напряжение.
Для иллюстрации сказанного далее в качестве примера при-
водится перечень характеристик некоторых типов ИС аналоговых
мультиплексоров, имеющихся в продаже в настоящее время: 8-
канальных аналоговых мультиплексоров типа HI-1818/1828, 16-ка-
нальных аналоговых мультиплексоров типа HS1000 и HI506A
фирмы Harris Semiconductor. Пример разработки в области ана-
логовых мультиплексоров, которая ведется в настоящее время,,
можно найти в докладе A. R. Hamade and J. Е. Albarran. А
JFET/Bipolar 8-Channal Analog Multiplexer. IEEE International'
Solid-State Circuits Conference, 1975.
ЦИФРОВЫЕ МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ 1
Цифровые мультиплексоры представляют собой устройства, не*
обладающие памятью и характеризуемые комбинацией состояний,*
определяемых выбранным адресом, который разрешает прохожде-
ние на выход одного из всего множества входных сигналов. Их,
можно рассматривать как полупроводниковый эквивалент шаго-
вых переключателей или переключателей на несколько положений.*
Мультиплексоры используются для распределения потока ин-’
формации по заданным каналам и для многоканального распреде-
ления информации во времени. С их помощью также можно фор-
мировать сложные логические функции.
На рис. 6.43 представлена типичная многоканальная система
сбора данных. Эта многоканальная система сбора данных может'
управлять N информационными каналами. Если мы предположим,
что сигнал в каждом из каналов имеет максимальную частоту
спектра f0, то сигнал в каждом канале должен выбираться как.
минимум с частотой 2f0 (которая удовлетворяет критерию Найкви-
ста при восстановлении сигнала без искажений по его выборкам).
ЭВМ должна вырабатывать двоичный код адреса с частотой:
Nx2f0. При таком управлении дешифратором адресного кода бу-
дет выбираться соответствующий канал и начинаться процесс пре-
образования. Обычно время полного преобразования сигнала в*
цифровой код — величина постоянная, которая зависит непосред-
ственно от выбора УВХ и АЦП.
Исходя из времени полного преобразования' сигнала в код
ЭВМ вырабатывает еще одну последовательность адресных ко-
манд. Последовательность этих команд та же, что и команд, посту-
пающих на дешифратор, но сдвинута относительно последней по
1 См. справочник. A User’s Handbook of Integrated Cirquits
by E. R. Hnatek, John Wiley & So'ns, 1973.
473'
474
^HARRIS
SEMICONDUCTOR
A DIVISION OF HARRIS INTERim CORPORATION
8-КАНАЛЬНЫЕ АНАЛОГОВЫЕ
МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ
HI-1818(1828)
1818A/1828A
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
КОРПУС
Диапазон входного напряжения
Сопротивление открытого канала
Ток утечки при -f-l'25°C
Время включения канала
Мощность включения
±6,0 В, ±10,0 В
250 Ом типовое
il нА типовой
250 нс типовое
5 мВт типовая
ТИП 1F
По адресному входу совместима с ДТЛ/ТТЛ
Температурный диапазон —55...+ 125°С
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Аналоговые мультиплексоры HI-I1818 и HI-1828 фирмы
Harris представляют собой высококачественные анало-
говые переключатели. Отличные характеристики полу-
чены благодаря уникальной технологии изготовления
КМОП-транзисторов е диэлектрической изоляцией. Эти
устройства предназначены для работы в качестве муль-
типлексоров, селекторов сигналов и прерывателей в
широком диапазоне изменения сигнала, а также для
коммутации сигналов различных частот. Микросхема
HI-1818 представляет собой 8-канальный мультиплек-
сор, между тем как HI41828 является вариантом
сдвоенного 4-канального мультиплексора. Эти микро-
схемы размещены в стандартном герметичном корпусе
с двусторонним расположением 16 выводов и выпус-
каются в двух вариантах: для военного и коммерчес-
кого диапазонов температур.
Все размеры
в дюймах.Если
не указаны допуски,
то все размеры
с допуском ±0,01
0,020
МИНИ
*-0,300-
-0,250
0,200
макси
мальный
Ключ
___0 700_э_11иини - —0,250-4
jq _ мальныи — . -1
Я® Q
-*4-—Н- г*Н* г*4-+— МИни- 1 0.300
0,1 номиналь- Q018 0,040
ный размер *
мини -
мальный
0,300
0,010 +0,002
-0,002
РАСПОЛОЖЕНИЕ ВЫВОДОВ И ТАБЛИЦА СОСТОЯНИИ
НМ818/1818А
НЫ828/1828А
16 Адрес АО
Адрес А1 1 Напряжение Напряжение 1 бпитания—12В
питания +5В * Разрешение 3 Напряжение 14питания +12В ,_13 Вход 1
Адрес А2 4 Вход 8 5 12 Выход 11 Вход 2
Вход / о Вход 6 7 10 Яхпдз
9 Вход 4
Адрес Разреше- ние Открытый канал
А1 АО
н* н н 1 или 5
н в* н 2 или 6
в н н 3 или 7
в в н 4 или 8
X* X । в Нет
А2 Адрес А1 АО Разреше- ние Открытый канал
н* н н н 1
н н в* н 2
н в н н 3
н в в н 4
в н н н 5
в н в н 6
в в н н 7
в в в н 8
X* X X в Нет
Адрес А1 1 Напряжение питания ,+ 5В * Разрешение 3 Выход каналов 5—8 4 Вход 8 5 Вход 7 6 Вход 6 7 Вход 5 8 16 Адрес АО Напряжение 15питания —12В Напряжение 14питания +12В 13 Вход1 Выход lz каналов 1-4 11 Вход2 10 Вход 3 9 Вход 4
475
♦ Здесь и везде далее В, Н — соответственно высокий и низкий уровни сигнала, X — любой
(Прим, ред.)
(либо высокий, либо низкий) уровень сигнала.
476
ПЕРЕЧЕНЬ ХАРАКТЕРИСТИК
ПРЕДЕЛЬНО ДОПУСТИМЫЕ ЗНАЧЕНИЯ
Напряжение питания между выводами 14 и 15 40 В Напряжение на логическом входе —8 В...+ 8 В
Напряжение питания логических схем, вывод 2 ЗОВ Общая мощность рассеяния 200 мВт
Входное аналоговое напряжение rbUn«r Температурный диапазон при хранении —65...Н-150°С
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Напряжения питания +11'2 В, —<12 В, +6 В (см. примечание 5) HI-1818-2/1818A-2 HI-1828-2/1828A-2 —55...+125°С । HI-1818-5/1818A-5 HI-1828-5/1828A-5 О...4-75°С
Параметр Единица измерения Температура, для которой оговорено значение парамет- ра Значение параметра
мини- маль- ное типовое макси- маль- ное мини- маль- ное типовое макси- маль- ное
Характеристика одн Диапазон аналогового сигнала UBx (HI-1818/1828) (HI-1818A/1828A) Сопротивление открытого канала R0Tk (см. прим. 2) Ток утечки по входу 1утвх ТОК утеЧКИ ПО ВЫХОДУ 1Утвых эго аналог В В Ом Ом нА нА нА нА ового канала Весь диапазон +25°С Весь диапазон г25°С Весь диапазон 4-25°С Весь диапазон —5 —10 250 0,61 . 0,1 +5 4-ю 500 600 30 100 —5 —10 250 0,01 0,1 +5 500 600 30 100
Характеристики входных логических сигналов
0,4
Весь диапазон
Низкий уровень логического сигнала U°Bx
Высокий уровень логического сигнала LMbx (см. прим. 3) Ток утечки по логическому входу 1утлог В мкА Весь диапазон Весь диапазон 4,0 0,01 10 4,0 0,01 Ю
Характеристики переключения
Время включения канала tBKn (см. прим. 4) нс +25°С 250 250
Входная емкость канала Си пФ +25°С 3 3
Выходная емкость канала СВЫх пФ +25°С 10 10
Входная емкость по логическому входу Слогах пФ +25°С 5 5
Требования к мощности
Полная мощность рассеяния Ррас Мощность рассеяния в цепях управления РуПр Ток через вывод 14 (1+) мВт мВт мА Весь диапазон Весь диапазон Весь диапазон 5 2,5 0,1 0,5 5 2,5 0,1 1
Ток через вывод 15 (I-) мА Весь диапазон 0,3 1 0,3 2
Ток через вывод 2 (1н) мА Весь диапазон 0,3 1 0,3 2
Примечания:
1, Номиналы напряжений питания устанавливаются при входных напряжениях, находящихся в пределах рабочего диапазона. При монтаже мик-
росхемы все выводы должны быть замкнуты накоротко друг с другом.
2* UBbIX=±5 В, 1вых= ЮО мкА.
3. При управлении от элементов ДТЛ/ТТЛ рекомендуется между входом и источником питания +5 В включать резистор сопротивлением
1 кОм.
4. Время установления выходного сигнала измеряется до уровня 0,9 при изменении входного сигнала от —5 до +5 В и управляющего сигнала
от 0 до 4 В. __________
5. При напряжении на выводе 3 (Разрешение) +4 В.
§ РАБОЧИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЗАВИСИМОСТЬ СОПРОТИВЛЕНИЯ ОТКРЫТОГО
КАНАЛА ОТ УРОВНЯ АНАЛОГОВОГО СИГНАЛА
ЗАВИСИМОСТЬ ТОКА ОТКРЫТОГО КАНАЛА
ОТ НАПРЯЖЕНИЯ
Схема
измерения
Схема
измерения
Уровень сигнала U1 ,В
ЗАВИСИМОСТЬ ТОКА УТЕЧКИ ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ
25
50 75
Температура, °C
100
125
ВРЕМЯ ВКЛЮЧЕНИЯ КАНАЛА
Схема
измерения
Примечание. Время перекрытия при переключении двух каналов
приблизительно равно 100 нс.
» СХЕМЫ
о ____________________________
ФУНКЦИОНАЛЬНАЯ СХЕМА Н1-Ч818 ФУНКЦИОНАЛЬНАЯ СХЕМА HI-1828
Разрешение
Буферный
каскад
1 по входу
) разрешения
Дешифраторы
Многоканальный
переключатель,^ 1
рф—
рф—
Выход
оканалов 1—4
•оВход 4
-о Вход 5
Выход
“каналов 5—8
-оВход 8
СХЕМА БУФЕРНОГО КАСКАДА ПО АДРЕСНОМУ ВХОДУ СХЕМА БУФЕРНОГО КАСКАДА ПО ВХОДУ РАЗРЕШЕНИЯ
Цепь
I Входной (сдвига уровня
буферный каскад от U2 к U1
6т входа
I Разрешение
Цепь сдвига уровня
рот уровня земли_до Ug
Сдвинутый
по уровню
адресный
сигнал к
дешифратору
f СХЕМА ДЕШИФРАТОРА
о>
СХЕМА КЛЮЧА
К р-канальному
транзистору ключа
От дешифратора
К остальным
семи ключам
и3
482
^HARRIS
SEMICONDUCTOR
A DIVISION Qf HARRIS INTERTYPE CORPORATION
16-КАНАЛЬНЫЙ АНАЛОГОВЫЙ
МУЛЬТИПЛЕКСОР HS-1000
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
16-канальный мультиплексор HS-1000 представляет собой коммутатор аналоговых сигналов, удач-
но сочетающий в одном кристалле устройства на полевых транзисторах, отличающиеся превос-
ходными переключающими свойствами, с логическим устройством управления на биполярных
транзисторах. Этот коммутатор коммутирует входные биполярные сигналы в диапазоне, превы-
шающем ±10 В. Он может служить в качестве 16-канального, сдвоенного 8-канального (или
8-канального дифференциального) мультиплексора с общим адресным входом. Микросхемы
HS-1000 характеризуются исключительно малым током закрытого канала, высокой скоростью вы-
бора канала и возможностью полного запирания всех каналов при расширении мультиплексора
по адресному входу. Устройство работает в полном военном диапазоне изменения температуры от
—65 до 4-11|250С и удовлетворяет требованиям военного стандарта MIL-STD-883 или даже более
жестким требованиям.
СХЕМА
КОРПУС
ФУНКЦИОНАЛЬНАЯ СХЕМА 116-КАНАЛЬНОГО
МУЛЬТИПЛЕКСОРА
ТИП 9Р
28-ВЫВОДНЫИ плоский КОРПУС
483
Адресные входы ; 5
УЧ.
а Разрешение
о ооо
Источник
напряжения
смещения
+U З.емля -U
Вход
канала 1
Вход
канала 8
"“ОВыход "А1
-оВыход "Б1
Вход
канала 9
Вход
канала 16
Внешнее
напряжение
смещения
6,6S номинальный
П А4П пячмрп
0,280
1,2 минимальный_________________? g ^g
± 0,002
8ce размеры в дюймах.
Если не указаны допуски,
То асе размеры с допуском
±0,01
2
ПЕРЕЧЕНЬ ХАРАКТЕРИСТИК
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Ut = +5 В, U2=—15 В, Т=+25°С, если не оговорены другие значения
Параметр Единица измерения Значение параметра
минимальное типовое максимальное
Сопротивление открытого канала (UBX=±8 В) Ом 500 1200
Входной ток открытого канала (UBX= + 10 В, UBMx='+10 В) пА 30 250
Диапазон входного напряжения при U2=—15 В U2=—18 В Входная емкость (вход разрешения заземлен) (UBX=—10 В) В В пФ —8,0 —10,0 4-12,0 4-ю,о 4
Выходная емкость (вход разрешения заземлен) (UBMX=—10 В) пФ 40
Время включения канала (ивых =+10 В) мкс 0,5 2
Мощность рассеяния мВт 200
Уровни логических сигналов и°вх В 0,5
и*вх Ток потребления по адресному входу управления при U°BX (UBX=0 В) В мкА 2 250
Ток потребления по входу разрешения при U°BX (UBX=0 В) мкА 800
Прямое прохождение сигнала (размах UBX=20 В) на частоте 100 кГц дБ —80
A DIVISION Of HARRIS iNJfRTVPf CORPORATION
МУЛЬТИПЛЕКСОР С ЗАЩИТОЙ
ОТ ПЕРЕГРУЗКИ HI-506A
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
• Защита от перегрузок по аналоговым и
цифровым входам
• Защита при выключении напряжений пи-
тания
• Переключение без перекрытия каналов
• Совместимость с уровнями элементов
ДТЛ/ТТЛ и на КМОП-структуре
• Диапазон аналогового ±15 В
сигнала
• Время включения ка- 500 нс типовое
нала
• Ток потребления при 4 мА типовой
переключении адреса с
частотой 1 МГц
• Мощность, рассеивав- 7,5 мВт типовая
мая в цепях управле-
Микросхема HI-/5O6A представляет собой полупроводниковый 16-канальный ана-
логовый мультиплексор, изготавливаемый по специально разработанной фирмой
HARRIS технологии КМОП-транзисторов с диэлектрической изоляцией. Устрой-
ство защищено от перегрузок по аналоговым и цифровым входам, даже если
уровень перегрузки превышает уровни напряжений питания, в нем отсутствует
влияние каналов друг на друга. Взаимное влияние каналов исключается и в
случае отключения напряжений питания (обрыв или короткое замыкание). Вы-
бор в мультиплексоре одного и!з 16 входов осуществляется с помощью 4-раз-
рядного адресного кода; к тому же устройство имеет вход разрешения, по
которому обычно разрешается или запрещается работа мультиплексора в си-
стеме, содержащей несколько таких мультиплексоров. Микросхема выпускается
в корпусе с двусторонним расположением 28 выводов в двух вариантах: для
коммерческого и военного диапазонов температур.
Напряжение 1 28 Выход
питания +U Свободный 2 27 Напряжение питания —U
вывод (СВ) СВ 3 26 Вход 8
Вход 16 4 25 Вход 7
Вход 15 5 24 Вход 6
Вход 14 6 23 Вход 5
Вход 13 7 22 Вход 4
Вход 12 8 21 Вход 3
Вход 11 9 20 Вход 2
Вход 10 10 19 Вход 1
Вход 9 11 18 Разрешение
Земля 12 17 Адрес АО
иоп 13 — 16 Адрес А1
Адрес АЗ 14 15 Адрес А2
АЗ А2 7 1 АО Разрешение Открытый канал
X X X X Н Нет
Н н н н В 1
Н н н в В 2
Н н в н В 3
Н н в в В 4
Н в н н В 5
Н в н в В 6
Н в в н В 7
Н в в в В 8
В н н н В 9
В н н в В 10
В н в н В И
В н в в в 12
В в н н в 13
В в н в в 14
В в в н в 15
В в в в в 16
ПЕРЕЧЕНЬ ХАРАКТЕРИСТИК
15 16 17 18 19 70 21 22 73 2< 25 26 27 2»
UUUUUUUUUUUUU'CT
Все размеры даны в дюймах.
Если не указаны допуски,
то все размеры с допуском
±0,01
0,115
Макси -
мальный
0,150
0,135
0,018±0,002-+к-
0,100
t t
0,035
0,045
•0,600
0,535-
0,010 ±0,002
»/ 4—8° номинальный
1 размер
ПРЕДЕЛЬНО ДОПУСТИМЫЕ ЗНАЧЕНИЯ
Напряжение питания между выводами 1 и 27 Напряжение между выводом Uon и землей 40 В +20 В
Перегрузка по цифровым входам: т т f +Uhht +4 В
Ubx адр 1 Т Т (—ипит —4 В
Перегрузка по аналоговым входам: тт /+Нпят +20 В
Овх СИГН J Т Т (—Спит —20 В
Общая мощность рассеяния
Рабочая температура:
HI-506A-2
HI-506A-5
Температура хранения
1200 мВт
—55...+ 125°С
О...4-75°С
—65...+ 150°С
*) При температуре выше 70° необходимо уменьшать общую мощность рассеяния на 10 мВт/°С.
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Если не оговорены другие значения, то имеется в виду:
Напряжения питания +15 В, —15 В; вывод Uon (вывод 13) не задействован; ТРадр (высокий логический уровень) = +4 В;
и°аДр (низкий логический уровень) = +0,8 В.
Условия измерений приведены в разделе РАБОЧИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Параметр Единица измерения Температура, для которой оговорено значение парамет- ра Значение параметра в диапазоне температур
—55...+125 °C | 0...+75 °C
минима-| |макси- льное |типовое1мальное минима-1 (макси- льное |типовое|мальное
Характеристики аналогового канала
Диапазон аналогового сигнала UBX Сопротивление открытого канала ROtk (см. прим. 1) Ток утечки по входу закрытого канала 1ут вх Ток утечки по выходу закрытого канала 1утВых Ток утечки по выходу закрытого канала при перегрузке на входе 1ут Вых (см. прим. 2) Ток утечки по выходу открытого канала 1угВых(отк) В кОм кОм нА нА нА нА нА мкА нА нА Весь диапазон +25°С Весь диапазон +25°С Весь диапазон +25°С Весь диапазон +25°С Весь диапазон +25°С Весь диапазон —15 1,2 1,5 0,03 1 4 0,1 4-15 1,5 2,0 +50 ±500 2 ±500 — 15 1,5 2,0 0,03 1 4 0,1 + 15- 1,8 2,0 ±50 ±500 2 ±500
Характеристики входных логических сигналов
птл /низкий УР°вень (высокий уровень В В Весь диапазон Весь диапазон 4 0.8 4 0,8
КМОП (см. прим. 3):
f U°BX В +25°С 0,8 0,8
1 U*BX В +25°С 6 6
ТОК утеЧКИ ПО ЛЭГИЧеСКОМу ВХОДУ Тут лог (высокий или низ- мкА Весь диапазон 1 5
кий уровень)
Характеристики переключения
Время включения канала 1ВКл мкс +25°С 0,5 1 0,5
Время задержки между включением одного и выключе- нс +25°С 80 80
нием другого канала 1вклвыкл
Время задержки включения по входу разрешения 1вкл р нс +25°С 300 300
Время задержки выключения по входу разрешения 1Выкл Р нс 4-25°С 300 300
Прямое прохождение сигнала (см. прим. 4) дБ +25°С 65 65
Входная емкость закрытого канала Свх пФ +25°С 5 5
Выходная емкость закрытого канала Свых пФ +25°С 50 50
ЕМКОСТЬ ПО Логическому ВХОДУ Свх лог пФ +25°С 5 5
Проходная емкость закрытого канала СПр пФ +25°С 1 1
Требования к мощности
Мощность рассеяния Ррас мВт Весь диапазон 7,5 7,5
Ток через вывод 1 .(1+) (см, прим. 5) мА Весь диапазон 0,5 2 0 , 5 5
Ток через вывод 27 (1_) (см. прим. 5) мА Весь диапазон 0,02 0,5 0,02 2
Ток в цепях управления (I+упр) (см. прим. 6) мА Весь диапазон 0,5 2 0,5 5
Ток в цепях управления (I-упр) (см. прим. 6) мА Весь диапазон 0,02 0,5 0,02 2
Примечания: 1. UBbIX=±10 В, 1вЫХ“-*00 мкА. 2. Напряжение перегрузки по аналоговому входу ±33 В. 3. Uon — + 10 В. 4. UBI р=0,8 В,
RH = 1 кОм, Сн = 7 пФ, UBXa=3 В (эффективное значение), f=500 кГц. 5. UBxp = +4 В. 6. UBX р=0,8 В.
489
§ РАБОЧИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И СХЕМЫ ИХ ИЗМЕРЕНИЯ
(Еслц) не указаны другие значения, то имеются в виду: Т=25°С, иПит = ±15 В, и*вх=4 В, U°Bx=0,8 В, ПОп — отключено).
Схема № 1
Измерения зависимости! сопротивления открытого канала
от уровня входного ригнала и ,,напряжения питания
р —______z
отк 100 мкА
При изменении
напряжения питания
<ивх=+5В)
ЮОмкА
ЗАВИСИМОСТЬ СОПРОТИВЛЕНИЯ ОТКРЫТОГО
канала ОТ УРОВНЯ ВХОДНОГО АНАЛОГОВОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
ЗАВИСИМОСТЬ НОРМИРОВАННОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ ОТКРЫТОГО КАНАЛА
ОТ НАПРЯЖЕНИЯ ПИТАНИЯ
ЗАВИСИМОСТИ ТОКОВ УТЕЧКИ ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ
Ток утечки
Схема № 2
Измерения зависимости тока утечки закрытого канала
от температуры
Схема № 3
Измерения зависимости тока утечки открытого канала
от температуры
ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИ ПЕРЕГРУЗКЕ
co
to
Напряжение перегрузки по аналоговому
входу, UBX в
Схема № 4
Измерения характеристик при перегрузке
по аналоговому входу
Схема № 5
Измерения зависимости тока открытого канала
от напряжения
ЗАВИСИМОСТЬ ТОКА ПОТРЕБЛЕНИЯ ОТ ЧАСТОТЫ
ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
Схема № 6
Измерения зависимости тока потребления
от частоты переклютания
ЗАВИСИМОСТЬ ВРЕМЕНИ ВКЛЮЧЕНИЯ КАНАЛА
ОТ УРОВНЯ УПРАВЛЯЮЩЕГО СИГНАЛА (ВЫСОКОГО)
Схема № 7
Измерения зависимости времени включения канала
от уровня управляющего сигнала (высокого)
+U1 (при U1 ^4В
w адр к адр
вход U ни с чем не соединен)
Uon
Вход 1
*“*адр
АЗ
А2
Входы 2—15
HI- 506А
Вход 16
рЗемля
Выход
Пробник
"° RiOmOm"!
ФОРМА СИГНАЛОВ ПРИ ПЕРЕКЛЮЧЕНИИ
495
ВРЕМЯ ВКЛЮЧЕНИЯ КАНАЛА
200 нс/дел.
496
Схема № 8
Измерения времени задержки между
включением одного и выключением
другого канала 1Вкл выкл
ВРЕМЯ ЗАДЕРЖКИ МЕЖДУ ВКЛЮЧЕНИЕМ
ОДНОГО И ВЫКЛЮЧЕНИЕМ ДРУГОГО
КАНАЛА (tвил выкл)
100 нс/д ел.
Схема № 9
Измерения времен задержек
срабатывания по входу
разрешения (1вкл р> 1выкл р)
ВРЕМЕНА ЗАДЕРЖЕК СРАБАТЫВАНИЯ
ПО ВХОДУ РАЗРЕШЕНИЯ (tВИЛ р> 1выкл р)
100 нс/дел.
498
СХЕМЫ
по адресному входу
БУФЕРНЫЙ КАСКАД ПО АДРЕСНОМУ ВХОДУ И УСТРОЙСТВО" СДВИГА УРОВНЯ
Источник опорного напряжения
при адресном сигнале с уровнями
ТТЛ
Устройство сдвига уровня
Сдвинутый по
уровню адрес-
ный сигнал к
дешифратору
Сдвинутый по.,
уровню адрес-
ный сигнал к
дешифратору
499
i
АДРЕСНЫЙ ДЕШИФРАТОР
+U
К р-канальному
транзистору ключа
К п-канальному
транзистору ключа
КЛЮЧ МУЛЬТИПЛЕКСОРА
Рис. 6.43. Структурная схема системы сбора данных с цифровым мультиплек-
сором
дешифратора I i 1 I I I I I
N2f0^ J_
Преобра-
зование
канала
закончено
Время обработки
~ всех каналов
Адрес
мультиплексора
. _________Время обработки
Г* всех каналов
Рис. 6.44. Времемная диаграмма последовательностей управляющих импульсов
в цифровой системе показывает задержки, связанные с выбором и дешифри-
рованием адресных кодов каналов преобразования с помощью ЭВМ
времени (рис. 6.44). Эта вторая последовательность адресных ко-
манд, поступая на управляющий вход цифрового мультиплексора,
выбирает очередной канал, в котором к этому моменту будет за-
вершен цикл преобразования. /
Импульс, соответствующий окончанию преобразования, выра-
батываемый АЦП, сигнализирует, что преобразование завершено,
и сообщает ЭВМ о том, что информация в канале достоверна. Этот
же импульс может служить и для синхронизации приема выходно-
го кода преобразователя в ЭВМ.
МИКРОСХЕМЫ МУЛЬТИПЛЕКСОРОВ И ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОРОВ
НА ЭЛЕМЕНТАХ ТТЛ СО СРЕДНЕЙ СТЕПЕНЬЮ ИНТЕГРАЦИИ
МУЛЬТИПЛЕКСОР SN74151
В настоящее время имеются семейства интегральных, со сред-
ним уровнем интеграции, цифровых мультиплексоров с небольшим
количеством каналов на элементах ТТЛ и МОП-структурах. Типич-
ным примером таких устройств является мультиплексор SN 74151,
схема которого изображена на рис. 6.45. Восемь таких интеграль-
ных микросхем можно было бы использовать для мультиплексиро-
вания выходного кода восьми АЦП с 8-разрядной разрешающей
способностью в одну общую выходную шину.
Такой способ цифрового мультиплексирования имеет малые
преимущества в смысле экономии связей, но зато экономичен по
материальным затратам, а благодаря своей очень высокой скоро-
сти переключения позволяет выбирать сигнал с быстродействием,
значительно превышающим быстродействие, которое получается
при использовании аналоговых мультиплексоров. Кроме того, что-
бы обеспечить требуемый темп выборки сигнала в канале незави-
симо от скорости коммутации мультиплексора, в системе необходи-
мо использовать несколько АЦЙ.
Там, где необходимо мультиплексировать еще большее число
АЦП, информационную магистраль организуют по схеме, пока-
занной на рис. 6.46, которая обеспечивает значительную экономию
в части организации и взаимосвязей в системе. Одно это во многих
случаях может оправдать использование нескольких АЦП. Инфор-
мация может поступать в магистраль в виде двоичного параллель-
ного или последовательного кода (большинство преобразователей
аналог1—код имеют на выходе и тот и другой код, что позволяет
легко выбирать необходимый код). Существует большее множест-
во устройств, способных работать на такую магистраль, начиная от
схем с открытым коллектором и элементов ТТЛ с тремя устойчи-
выми состояниями до специальных выходных устройств, работаю-
щих на линию, и оптоэлектронных буферных устройств, обеспечи-
вающих работу в широком диапазоне синфазных помехой имеющих
большой запас помехоустойчивости, чтобы удовлетворить самым
жестким требованиям. Дешифратор адреса выбираемого канала
может быть составным и иметь от 1—16 до любого требуемого ко-
личества выходов. Эта система к тому же обладает структурной
502
Рис. 6.46. Цифровое мультиплексирование информации в одну общую выход-
ную шину > • ...
К остальным
каналам
503
избыточностью, проявляющейся в том, что отказ одного АЦП или
перегрузка одного из источников входного сигнала не влияют на
другие каналы.
16-ВХОДОВЫЙ МУЛЬТИПЛЕКСОР SN74150
16-входовый мультиплексор SN74150 (рис. 6.47) *’ предназна-
чен для выбора одного из 16 информационных каналов. Он выби-
рается в соответствии с 4-разрядным двоичным кодом адреса, по-
даваемым на адресные входы мультиплексора, а его информация
Адресный код
Информационные входы (двоичный)
Выход Z
Рис. 6.47. 16-входовый мультиплексор SN74150
*) Здесь и далее В, Н — соответственно высокий и низкий уровни сигнала,
X — любой (либо высокий, либо низкий) уровень сигнала. {Прим, ред.)
504
Уровни сигнала на входах Уровень сигнала на выходе
S3 S2 Si SO Е 10 П 12 13 14 15 16 17 18 19 ПО Ill 112 113 114 115 Z
ХХХХВ XXX X X X X X X X х X X X X X В
ННННН НХХ X X X X X X X х X X X X X в
ННННЙВХХ X X X X X X X х X X X X X н
н'ннвн хнх X X X X X X X X X X X X X в
нннвн хвх X X X X X X X X X X X X X н
ввввн XXX X X X X X X X X X X X X н в
ВВВВН XXX X X X X X X X X X X X X в н
на выходе представляется в инверсном виде. Если сигнал разреше-
ния, уровень которого для работы устройства в режиме мульти-
плексирования должен быть низким, имеет высокий уровень, то на
выходе мультиплексора будет тоже высокий уровень независимо от
состояний на его информационных входах.
Вывод
Название вывода
Нагрузочный
эквивалент вход-
ной цепи или на-
грузочная способ-
ность выходной
цепи, Вх.ЛЭ *)
SO, S1 Адресные входы
S2, S3
Е Вход «Разрешение»
от 10 Информационные входы
до 115
Z Инверсный выход
1
1
1
10
*) Вх.ЛЭ — один вход основного логического элемента данной серии
микросхем. (Прим, ред.)
Характеристики такого мультиплексора следующие:
Типовое время задержки от S до Z_.......................23 нс
от Е до Z.......................17 нс
от I до Z.......................10 нс
Корпус................................. « t . . ,24-выводный, DIP
или плоский
Типовая мощность рассеяния.............................. 200 мВт
СДВОЕННЫЙ 4-ВХОДОВЫЙ МУЛЬТИПЛЕКСОР SN74153
Микросхема SN74153 (рис. 6.48) представляет собой сдвоенный
4-входовый мультиплексор с общими адресными входами и раз-
дельными входами «Разрешение». Этот мультиплексор позволяет
выбирать сразу два информационных канала, по одному от каждой
из двух секций, содержащих по 4 информационных канала.
505
Рис. 6.48. Сдвоенный 4-входовый мультиплексор SN74153
Вывод Название в ывода Нагрузочный эквивалент вход- ной цепи или на- грузочная способ- ность выходной цепи, Вх.ЛЭ
Еа, Еб Входы «Разрешение» 1
SO, SI1 Адресные входы 1
Юа— 13а Информационные входы
Юб—13б Za, Ze Выходы 10
Таблица состояний мультиплексора SN74153
Адресные входы Информационные входы Вход «Разре ше- ние» Выход
। S1 10х Пх 12х 13х Ех Zx
X X X X X X в н
н н Н X X X н н
н н В X X X н в
н в X н X X н н
н в X В X X н в
в н X X н X н н
в н X X в X н в
в в X X X н н н
в в X X X в н в
506
СДВОЕННЫЙ 4-ВХОДОВЫЙ МУЛЬТИПЛЕКСОР 9309
Микросхема 9309 (рис. 6.49) представляет собой сдвоенный
4-входовый мультиплексор с общими адресными входами, имеющий
прямой и инверсный выходы^ каждой секции. Двухразрядный код
Рис. 6.49. Сдвоенный 4-входовый мультиплексор 9309
на адресных входах определяет выбор одного из четырех информа-
ционных каналов в каждой из двух секций и прохождение инфор-
мации этих каналов на соответствующие выходы мультиплексора.
Наряду с обычным мультиплексированием ИС 9309 может форми-
ровать любые две из 256 возможных логических функций трех пе-
Вывод Нагрузочный эквивалент вход- „ _ ной цепи или на- Название вывода грузочная способ- ность выходной цепи, Вх.ЛЭ
SO, S1 Юх, Их, 12х, 13х Zx Zx Адресные входы 1 Информационные входы 1 Выходы 10 Инверсные выходы 9
507
ременных, что является полезным свойством для формирования
произвольно заданных управляющих сигналов.
Характеристики такого мультиплексора следующие:
Типовое время задержки от S до Z . . . . 24 нс
от I до Z .... 9 нс
Корпус..................................16-выводный, DIP
или плоский
Типовая мощность рассеяния..................150 мВт
Соединяя параллельно информационные входы, как показано
на рис. 6.50, сдвоенный 4-входовый мультиплексор 9309 можно ис-
пользовать как два независимых 2-входо.вых мультиплексора. В
Рис. 6.50. Сдвоенный 2-входовый мультиплексор
схеме, приведенной на рис. 6.51, показано использование сдвоен-
ного 4-входового мультиплексора 9309 и прямого двоичного счет-
чика 9316 для коммутирования цифровой информации. Информа-
Тактовые Входная
импульсы информация
Рис. 6.51. Цифровой коммутатор
508
Выходная
информация
цию в каждом канале Юб—13б коммутатор выбирает в течение ин-
тервала времени, определяемого частотой следования тактовых
импульсов, поступающих на каждый из четырех входов мульти-
плексора 1а. Сигнал, поступающий на вход СЕР счетчика 9316,
разрешает коммутацию, между тем как сигнал ПЕРЕНОС на вы-
ходе счетчика 9316 показывает, что цикл коммутации закончен.
Таблица состояний коммутатора
Адресные входы Информационные входы / Выходы
SO S1 10х 1 *х 12х 13х 1 Zx Zx
н н н X X X н в
н н в X X X в н
в н X н X X н в
в н X в X X в н
н в X X н X н в
н в X X в X в н
в в X X X н н в
в в X X X в в н
8-ВХОДОВЫЕ МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ 9312 И 9313
Микросхемы 9312 и 9313 (рис. 6.52) представляют собой
8-входовые мультиплексоры, которые выбирают один из 8 инфор-
мационных каналов. Эти мультиплексоры имеют внутренний де-
шифратор адресного кода, два выхода (прямой и инверсный) и
работают в режиме мультиплексирования при низком логическом
уровне на входе «Разрешение», т. е. если на входе «Разрешение»
(Е) мультиплексора низкий уровень, то он обеспечивает выбор и
прохождение на выход информации, присутствующей на одном из
информационных входов, в соответствии с 3-разрядным кодом на
адресных входах. Если на входе «Разрешение» мультиплексора
высокий логический уровень, то на прямом выходе Z будет всегда
низкий уровень, а на инверсном выходе Z соответственно высокий
уровень независимо от состояний информационных входов.
В мультиплексоре 9312 на обоих выходах имеются стандарт-
ные активные каскады ТТЛ, обеспечивающие оба логических уров-
ня. В мультиплексоре 9313 инверсный выход Z реализован на кас-
каде с открытым коллектором, который упрощает возможность
наращивания числа каналов мультиплексора путем объединения
по ИЛИ инверсных выходов Z нескольких мультиплексоров
9313. Поскольку прямой выход Z организуется путем инвертиро-
вания инверсного выхода Z, то его можно использовать как вы-
ход обычного элемента ТТЛ, даже если объединено по ИЛИ не-
сколько мультиплексоров 9313.
509
Уровни сигнала на входах Уровни сигна- ла на выходах
Ё" S2 SI SO 10 11 12 13 14 15 16 17 Z* Z
XXX X X X X X XXX в н
П н н н н X X X X XXX в н
тт н н н в X X X X XXX НВ
и Н Н В X н х X X XXX в н
TJ Н Н В X В X X X XXX НВ
ту н в н X X н X X X А? X В Н
TJ н в н X X в X X XXX НВ
тт н в в X X X Н X X X X в н
тт н в в X X X В X XXX НВ
„вин X X X X н XXX в н
ту в н н X X X X в XXX НВ
тт в н в X X X X X Н X X в н
тт в н в X X X X X В X X НВ
„ в в н X X X X X X Н X в н
уу в в н X X X X X X В X НВ
„ в в в X X X X X X X н в н
ту в в в и > X X X X X X X В НВ
Рис. 6.52. 8-входовые мультиплексоры 9312 и 9313
510
Вывод Название вывода Нагрузочный эквивалент вход- ной цепи или на- грузочная способ- ность выходной цепи, Вх.ЛЭ
SO, SI, S2 Адресные входы 1
Е Вход «Разрешение» (рабо- 1
чий уровень низкий)
10—17 Информационные входы 1
Z Прямой выход 10
Z Инверсный выход 9
Характеристики такого мультиплексора следующие:
Типовое время задержки от S до Z . . . . 24 нс
от Е до Z . . . . 14 нс
от I до Z . . . . 9 нс
Корпус . ............................16-выводный, DIP
или плоский
Типовая мощность рассеяния.....................135 мВт
На рис. 6.53 показана схема, с помощью которой реализуется
декадный мультиплексор с прямым и инверсным выходами при
Рис. 6.53. Декадный мультиплексор, в котором используется ИС 9313
использовании всего лишь двух микросхем: мультиплексора 9313
и цепи, содержащей три 3-входовых логических элемента. В этой
схеме используется возможность объединения по ИЛИ инверсного
выхода Z мультиплексора 9313 и элементов ДТЛ. На рис. 6.54
изображена схема 32-входового цифрового мультиплексора, в ко-
тором использованы мультиплексоры 9313 с объединением по
ИЛИ инверсных выходов Z, реализованных на каскадах с откры-
тым коллектором. При подключении между выходом мультиплек-
511
512
Рис. 6.54. Цифровой 32-входовый мультиплексор
сора и цепью коллекторного питания резистора нагрузки 2 кОм,
можно, объединяя инверсные выходы в проводное ИЛИ, соеди-
нить до семи мультиплексоров 9313. При этом мультиплексор мо-
жет быть нагружен еще на 1 вход типового логического элемента.
В качестве прямого выхода мультиплексора можно использовать
прямой выход Z любой из ИС 9313.
СЧЕТВЕРЕННЫЙ 2-ВХОДОВЫЙ МУЛЬТИПЛЕКСОР 9322
Счетверенный 2-входовый мультиплексор 9322 (рис. 6.55)
имеет общий адресный вход и общий вход «Разрешение», низкий
уровень сигнала, на котором разрешает режим мультиплексиро-
,11,1 ИНН,
Е 10а11аЮбП бЮвЦ elOrll г
Счетверенный
---- 2-входовый
мультиплексор 9322
Рис. 6.55. Счетверенный 2-входовый мультиплексор 9322
вания. Этот мультиплексор позволяет выбирать параллельно че-
тыре канала (по одному от каждой из четырех 2-канальных сек-
ций), информация которых поступает на соответствующие четыре
выхода. Если на входе «Разрешение» мультиплексора присутст-
Вывод Название вывода Нагрузочный эквивалент вход- ной цепи или на- грузочная способ- ность выходной цепи, Вх.ЛЭ
S Общий адресный вход Е" Вход «Разрешение» Юх, Пх Информационные входы Z Выход 1 1 1 10
513
вует логический уровень, запрещающий выборку информации, то
на всех его выходах будет сохраняться низкий логический уровень.
Характеристики такого мультиплексора следующие:
Типовое время задержки от 10 до Z . . . 10 нс
от Е до Z . . . . 15 нс
от S до Z . . . . 19 нс
Корпус............................................16-выводный, DIP
или плоский
Типовая мощность рассеяния..........................125 мВт
Таблица состояний мультиплексора 9322
Вход «разре- шение» Адресный вход Информационные входы Выход
Ё S 10х И х Z
В X X X н
н В X н н
н В X в в
н н н X н
н н в X в
8-ВХОДОВЫЕ МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ 8230, 8231, 8232
Схемы 8230, 8231 и 8232 (рис. 6.56) представляют собой
8-входовые цифровые мультиплексоры, содержащие внутренний
дешифратор адреса выбираемого канала и вход «Разрешение»,
управляющий прохождением информации на выход. На входе и
на выходе этих мультиплексоров использованы каскады на стан-
дартных элементах ТТЛ (на выходе мультиплексора 8231 приме-
нен каскад с открытым коллектором), так что все они совмести-
мы с уровнями как ДТЛ, так и ТТЛ. По расположению выводов
мультиплексоры 8230 и 9312 взаимозаменяемы. Структура и рас-
положение выводов мультиплексоров 8230 и 8231 также одинако-
вые, но для расширения возможностей использования послед-
него в нем имеется инверсный выход Z, реализованный на каскаде
с открытым коллектором.
Мультиплексоры имеют следующие выводы: восемь информа-
ционных входов, три адресных входа, вход «Разрешение», два вы-
хода— прямой и инверсный (Z и Z), входы напряжений питания
и земли. По входу «Разрешение» выполняется функция упра®ления
прохождением информации на выход мультиплексора согласно
схеме, приведенной на рис. 6.56. Как можно видеть, между струк-
турами мультицлексоров 8230/31 и 8232 существует различие, за-
ключающееся в том, что запрещающий сигнал обеспечивает на
прямом выходе Z первого мультиплексора логический «0», а на
инверсном выходе Z логическую «1», между тем как на обоих вы-
ходах Z и Z второго будет при этом только логический «0».
Мультиплексор принимает восемь входных сигналов и муль-
типлексирует на выход лишь один из них в соответствии с 3-раз-
рядным кодом адреса выбираемого канала. Восьмивходовый
514
сл.
с*
СП
* Для 8231 выход Z реализован на каскаде с открытым коллектором
Рис. 6.56. Функциональные схемы 8-входовых цифровых мультиплексоров 8230,8231 (а) и 8232(6) фирмы Signetics,
мультиплексор может использоваться для выполнения некоторых
задач, таких как: 1) расширение мультиплексора по входу; 2) уп-
равление коэффициентом пересчета счетчика; 3) реализация лю-
бой булевой функции четырех переменных.
РАСШИРЕНИЕ ПО ВХОДУ МУЛЬТИПЛЕКСОРОВ 8230, 8231, 8232
На рис. 6.57, а и б изображены 16-входовые мультиплексоры с
одним выходом (информационные входы не показаны). Основная
идея (построения схемы состоит в том, что в соответствии с кодом
адреса канала одновременно выбирается один и тот же канал
с обоих составляющих мультиплексора, но на выход проходит
информация только от одного из них в соответствии с кодом на
входе «Разрешение». Входы 23 и 23 выступают как управляющие
входы «Разрешение» или «Запрет», таким образом обеспечивая
всякий раз прохождение информации только от одного мульти-
плексора. Напомним, что если на входе «Запрет» присутствует ло-
гическая «1», то на выходе Z мультиплексоров 8230, 8231, 8232
всегда будет логический «О». Следовательно, на одном из входов
логического элемента 7402 (ИЛИ—НЕ), изображенного на
рис. 6.57а, всегда будет присутствовать логический «0», обеспечи-
вая при этом выбор лишь одного мультиплексора. Достоинство
мультиплексора 8231 (выход на каскаде с открытым коллектором)
состоит в том, что все выходы таких мультиплексоров можно
объединить в один общий провод, при этом необходим всего один
общий внешний резистор, включенный в цепь коллекторного пи-
тания выходных каскадов с открытым коллектором. (В схеме ис-
пользуются инверсные выходы Z мультиплексоров, как показано
на рис. 6.57 б, поскольку сигнал на входе «Разрешение» или
«Запрет» вызывает на инверсном выходе Z мультиплексора логи-
ческую «1».) На рис. 6.58 и 6.59 представлены схемы мультиплек-
соров с еще большим числом входов, построенные по тому же
принципу, что и схемы, изображенные на рис. 6.57. Для расшире-
ния числа информационных входов мультиплексора, который
строится на базе мультиплексора 8231, можно использовать тот
же принцип организации приема адресного кода. При этом инвер-
сные выходы Z объединяются в один общий провод, а вместо вы-
ходных элементов ИЛИ—НЕ и И—НЕ используется внешний ре-
зистор, который включается в цепь коллектора питания каскадов
с открытым коллектором.
СОЧЕТАНИЕ МУЛЬТИПЛЕКСОРА DM7210
И ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОРА SN7442
Сочетание 8-канального цифрового коммутатора DM.7210 и
дефиратора двоично-кодированного десятичного кода SN7442
представляет собой почти идеальный 9-канальный блок демуль-
типлексора. Это устройство позволяет реализовать линию связи,
работающую с разделением во времени с частотой вплоть до
20 МГц, при большом числе цифровых информационных каналов.
516
517
Рис. 6.57. Схема расширения мультиплексора по
входу
Рис. 6.58. 32-входовый мультиплексор, в котором используются
мультиплексоры 8230 и §232
2*o
02 0
7404
Б
8250
8250
8230
8232
Запрет
8230
8232
Запрет
8230
8232
Запрет
8230
8232
z
Z2
Z3
Запрет
4
8230
8232
Запрет
— 8230
1Z 8232
- — Запрет
Z5
Z6
8230
;z 8232 z
- — Запрет -
7
8230
8232
Запрет
Z8.
8230
8232
Запрет т
1^4
9
8230
8232
Запрет
8230
8232
Запрет
Z10
8230
8232
Запрет
8230
8232
Запрет
Z12
8230
8232
Запрет
Н 8230
8232
Запрет
8230
8232
Запрет
"Рис. 6.59. 128-входовый мультиплексор
Z13
Z
Z15
Z16
6-8885
Сочетание DM7210 и SN7442 является очень заманчивым е
точки зрения возможности широкого использования в различных
логических устройствах. Эти устройства можно использовать для
выполнения различных задач: формирование кодов для передачи
по линиям связи, формирование сложных логических функций и в-
случае использования дешифратора 7442 для преобразования лю-
бого двоично-'кодировэнного десятичного кода в десятичный код.
Примером может служить кодирующее устройство ввода инфор-
мации с клавишного пульта, генераторы минитермов и универ-
сальный двоично-десятичный дешифратор. Как мультиплексор,
так и дешифратор могут успешно применяться и в других систе-
мах. Например, мультиплексор DM7210 может служить в качестве
преобразователя параллельного кода в последовательный, кото-
рый может управляться с помощью счетчика и выдавать при этом
последовательный 8-разрядный код старшим или младшим раз-
рядом вперед.
При выборке с высокой частотой низковольтных сигналов с
выхода датчиков дешифратор 7442 может управлять аналоговыми
интегральными мультиплексорами на МОП-структурах с часто-
той вплоть до мегагерцевого диапазона. Если на основе дешифра-
тора 7441А, представляющего собой высоковольтный вариант де-
шифратора 7442, строится демультиплексор, то управление труб-
ками дисплеев, лампами и слаботочными реле может осуществ-
ляться непосредственно передаваемыми сигналами датчиков. Ес-
ли в качестве нагрузки служит любое из этих устройств, то время
срабатывания последних ограничивается исключительно их инер-
ционными свойствами и, как правило, составляет миллисекунды.
Микросхема мультиплексора со средней степенью интеграции
DM7210. Микросхема DM7210 предназначена для мультиплекси-
рования 8 входных каналов в один общий выходной канал
(рис. 6.60). Эта микросхема может служить в качестве преобразо-
вателя 8-разрядного параллельного кода в последовательный, но в-
отличие от сдвигового регистра каждый входной разряд в этой ИС
выбирается ,в соответствии с 3-разрядным двоичным адресным ко-
дом. Каналы 0—7 могут выбираться и последовательно, согласно
коду на выходе двоичного счетчика.
В устройстве, схема которого изображена на рис. 6.61, опрос
каналов осуществляется с помощью 4-разрядного двоичного счет-
чика. Сигналы с выходов А, Б и В счетчика используются для уп-
равления одновременно двумя мультиплексорами DM7210, а сиг-
нал с выхода Г счетчика — для управления четверкой логических
элементов 2И—НЕ, которая выполняет роль подмультиплексора.
Если устройство содержит двоичный 4-разрядный счетчик прямого
счета, такой, как, например, 7493, то опрос информационных ка-
налов будет осуществляться последовательно в соответствии с
таблицей состояний счетчика (табл. 6.1). Канал, с которого на-
чинается выбор, и порядок опроса каналов можно сделать меня-
ющимся с помощью реверсивного счетчика,, например типа
519
Таблица состояний
Адресные входы Информационные входы Выход
В Б А 0 1 2 3 4 5 6 7
0 0 0 0 X X X X X X X 0
0 0 0 1 X X X X X X X 1
0 0 1 X 0 X X X X X X 0
0 0 1 X 1 X X X X X X 1
0 1 0 X X 0 X X X X X 0
0 1 0 X X 1 X X X X X 1
0 1 1 X X X 0 X X X X 0
0 1 1 X X X 1 X X X X 1
1 0 0 X X X X 0 X X X 0
1 0 0 X X X X 1 X X X 1
1 0 1 X X X X X 0 X X 0
1 0 1 X X X X X 1 X X 1
1 1 0 X X X X X X 0 X 0
1 1 0 X X X X X X 1 X 1
1 1 1 X X X X X X X 0 0
1 1 1 X X X X X X X 1 1
UflHT А Вход 7 Вход 6 Вход 5 Вход4 Выход
Входная
информация —*“
Код адреса одного
Выходная
информация
из 8 каналов
Рис. 6.60. 8-канальный коммутатор на элементах ТТЛ типа DM7210, используе-
мый как мультиплексор
520
16-канальный цифровой
мультиплексор
Рис. 6.61. Схема устройства, в котором адресный код 16-канального мульти*
плексора формируется с помощью двоичного счетчика
Таблица 6.1. Таблица состояний 4-разрядного двоичного счетчика 7493
Номер счетного импульса Выходы Номер счетного импульса Выходы
г в Б А г В Б А
0 0 0 0 0 8 1 0 0 0
1 0 0 0 1 9 1 0 0 1
2 0 0 1 0 10 1 0 1 О
3 0 0 1 1 11 1 0 1 1
4 0 1 0 0 12 1 1 0 О
5 0 1 0 1 13 1 1 0 1
6 0 1 1 0 14 1 1 1 0
7 0 1 1 1 15 1 1 1 1
74193, допускающего 'предварительную запись в него любого
числа.
Каналы могут выбираться произвольным образом в соответст-
вии с командами, поступающими из ЭВМ или логических уст-
ройств, или по определенным программам, хранящимся в ПЗУ.
Если в системе допустима частота опроса мегагерцевого диапазо-
на, то ПЗУ может быть выполнено на МОП-структуре.
В больших системах (таких, как, например, 64-канальный
мультиплексор на рис. 6.62) мультиплексор DM7210 может так-
же служить в качестве под мультиплексор а для уменьшения числа
корпусов микросхем. Для управления такой системой необходим
6-разрядныщ адресный код. Если эта система является системой
с последовательным опросом, то адресный код можно формиро-
вать с помощью двух 4-разрядных двоичных счетчиков (один из
которых задействован на половину) или с помощью одного 4-раз-
рядного двоичного счетчика и сдвоенного триггера.
18—61 521
Входная информация
Рис. 6.62. Использование мульти-
плексора DM7210 в качестве под-
мультиплексора в 64-канальном
мультиплексоре
Микросхема дешифрато-
ра-демультиплексора SN7442
со средней степенью инте-
грации. С помощью каждо-
го дешифратора SN7442
двоично-кодированного деся-
тичного кода, используемо-
го в приемном устройстве,
можно демультиплексиро-
вать информацию на восемь
каналов. Из таблицы со-
стояний SN7442 (рис. 6.63)
видно, что выбор выходов
О—7 в этом дешифраторе
можно реализовать с по-
мощью 3-разрядного двоич-
ного адресного кода, пода-
вая его лишь на входы А,
Б и В. При этом логический
уровень сигнала на выбран-
ном выходе будет такой же,
как и на входе Г. Следова-
тельно, вход может служить
в качестве входа линии пе-
редачи данных. Кроме того,
адреса выбираемых кана-
лов дешифратора 7442 пол-
ностью соответствуют адре-
сам в мультиплексоре
DM7210. Например, если на
входах А, Б, В код 001, то
в мультиплексоре DM7210
выбирается четвертый ин-
формационный вход, а в де-
шифраторе 7442 выбирается
четвертый выход. Это зна-
чит, что в цифровых систе-
мах связи, где адресные ко-
ды синхронно подаются на
адресные входы такого
мультиплексора и демульти-
плексора, специального вос-
становления информации не
требуется.
22
Заметим, что согласно таблице состояний, приведенной на
рис. 6.63, на всех выходах дешифратора 7442, которые не выбраны
нормальным двойчным 4-разрядным адресным кодом, остаются
логические «1». При работе дешифратора в режиме мультиплек-
сора, если используется только 3-разрядный адресный код, это
Рис. 6.63. Функциональная схема и таблица состояний дешифратора SN7442
двоично-кодированного десятичного кода в десятичный код
18*
523
Таблица состояний
Входы
0 0 0 0
0 0 0 1
0 0 10
0 0 11
Ю 1 о о
О 1 О 1
•0110
0 111
10 0 0
10 0 1
4 0 10
4 0 11
4 10 0
110 1
4 110
1111
Выходы
Т В Б А
0123456789
0 111111111
10 11111111
110 1111111
1110 111111
11110 11111
111110 1111
1111110 111
11111110 11
111111110 1
1111111110
1111111111
1111111111
1111111111
1 1 1 1 1 1 Г 1 1 1
1111111111
1111111111
Рис. 6.63. (Продолжение)
условие справедливо для каналов 0—7. (При обычном использо-
вании ИС в качестве дешифратора двоично-кодированного деся-
тичного кода десятичное значение кода определяется номером
выхода, которому соответствует положение логического «0».)
Однако при 3-разрядном адресе логические сигналы на выхо-
дах 8 и 9 могут использоваться как дополнительные сигналы ка-
налов 0 и 1 соответственно. Выходы 8 и 9 можно не использовать
или использовать их для различных функций дополнительного
контроля. Например, каналы 0 и 1 могут служить для передачи
команд блокировки, т. е. команды на включение и выключение
должны приниматься по каналам 0 и 1, а дополнительные сигна-
лы этих команд должны появляться в каналах 8 и 9.
На рис. 6.64 и 6.65 соответственно изображены 8-канальный
демультиплексор и устройство на его основе, которое может слу-
жить как 64-канальный демультиплексор или 64-канальный деши-
фратор. Чтобы получить на выходах 0—7 входного дешифратора
высокий логический уровень, можно простробировать вход Г, по-
лучая, таким образом, на всех 64 выходах системы высокий логи-
ческий уровень. Стробирование обеспечивает функцию запрета по
всем каналам, поскольку любую последующую систему управ-
ления или систему обработки информации можно построить так,
чтобы она воспринимала состояние, когда на всех выходах высо-
кий логический уровень, как неверную информацию.
Примерами универсальности использования 7442 в качестве
дешифратора могут служить схемы, приведенные на рис. 6.66 и
6.67. На рис. 6.66 показана схема 16-канального дешифратора с
доступными инверсными выходами, о которых говорилось при рас-
смотрении схемы, изображенной на рис. 6.63. С помощью сборки
дешифраторов, схема которой показана на рис. 6.67, можно деко-
824
дировать любой тип двоично-кодированного десятичного кода
если выбирать соответствующее сочетание выходов согласно таб-
лице, приведенной на этом же рисунке.
Адресный код ".
Информаци-
Адресные Выход
входы
А Б В Канал
0 0 0 0
1 0 0 1
0 1 0 2
1 1 0 3
0 0 1 4
1 0 1 5
0 1 1 6
1 1 1 7
Рис. 6.64. 8-канальный демультиплек-
сор (последние два канала являются
инверсией двух первых)
Рис. 6.65. 64-канальный дешифратор
или 64-канальный демультиплексор
525
А Б В Г
01234567 89 10 1112131415
Рис. 6.66. 16-канальный дешифратор
Выходы
Рис. 6.67. Универсальный дешифратор двоично-кодированного десятичного кода
любого типа. С помощью двух микросхем можно декодировать любой 4-раз-
рядный двоично-кодированный десятичный код, выбирая соответствующие вы-
ходы, как показано в таблице
ПРИМЕНЕНИЕ МУЛЬТИПЛЕКСОРОВ НА ЭЛЕМЕНТАХ ТТЛ
СИСТЕМА РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ
Мультиплексоры обычно направляют информацию от одного из нескольких
источников к единственному потребителю. Один из примеров такого использо-
вания мультиплексора показан на рис. 6.68. Эта система служит для отображе*-
526
НИЯ содержимого одного из двух многоразрядных двоично-десятичных счетчи-
ков. Мультиплексор 9322 выбирает один из двух счетчиков. Если в адресную
шину мультиплексора поступает низкий логический уровень, то выбирается
счетчик 1, если же в нее поступает высокий логический уровень, то выбирается
счетчик 2. Выходные сигналы мультиплексора поступают на логические узлы
управления (с триггерами-защелками на входе) дешифратора 9368 двоично-
кодированного десятичного кода в 7-сегментный позиционный код.
Дисплей непрерывно отображает информацию, поступающую с выхода вы-
бранного счетчика, если на шине, соединенной со стробирующими входами
триггеров-защелок, присутствует низкий логический уровень. Если же на этой
шине высокий логический уровень, то дисплей перестает реагировать на изме-
нения входной информации и сохраняет ту информацию, которая была на его
выходе в момент появления строб-импульса на управляющих входах триггеров-
защелок. Дешифратор 9368 по выходу непосредственно связан с индикатором
на светодиодах с общим катодом, таким, как, например, FND70. Для управле-
ния в такой схеме индикаторами с нитями накаливания необходимо просто за-
менить дешифратор 9368 на 9370, представляющий собой также дешифратор
двоично-кодированного десятичного кода в 7-сегментный позиционный код с це-
пями управления, содержащими триггер-защелки2.
Часть устройства распределения информации, изображенного на рис. 6.69,
представляет собой сдвоенный 10-входовый мультиплексор, управляемый адрес-
ным двоично-кодированным десятичным кодом. В этом устройстве для распре-
деления двух потоков 10-разрядной информации по двум информационным ка-
налам служат два 8-разрядных мультиплексора 9312 и один мультиплексор
9322.
На рис. 6.70а показана схема мультиплексора с двухступенчатым каскади-
рованием для расширения по входу до 32 каналов, время задержки которого
около 50 нс. Эту схему можно развить до получения 64-канального мульти-
плексора, показанного на рис. 6.706 без дополнительного увеличения времени
задержки. В 32-канальном мультиплексоре вход «Разрешение» микросхемы
9312 может служить для стробирования выбираемого информационного кана-
ла, Заметим, что на обоих ступенях мультиплексирования для уменьшения об-
щего времени задержки мультиплексора используются инверсные выходы. По-
скольку, как было показано на функциональной схеме, прямой выходной сиг-
нал в этих мультиплексорах формируется путем инвертирования инверсного
выходного сигнала, то сигнал с прямого выхода будет идти с задержкой.
СИСТЕМА СИНХРОННОЙ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
Для упрощения процессов обработки информации желательно использовать
некоторые способы синхронной выборки входных сигналов мультиплексора и
выходных сигналов демультиплексора, независимо от того, какие устройства
управляют выборкой каналов, счетчики или какие-либо другие устройства. Для
этого разряды синхросигнала (или разряды адресного кода при произвольной
выборке информации) должны вводиться в поток передаваемой информации и
выделяться затем в приемном устройстве. Однако наиболее простым способом
синхронизации передачи данных является такой, при котором синхросигнал (или
адресный код, если осуществляется произвольная выборка информационных ка-
налов) вводится в последовательность тактовых импульсов, которые поступают
по отдельному каналу параллельно с передаваемой информацией.
Один из примеров двухпроводной системы передачи данных с последова-
тельной выборкой каналов представлен на рис. 6.71. Логическое устройство уп-
равления в мультиплексоре вырабатывает сигнал установки в исходное состоя-
ние и передает его вместе с тактовыми импульсами в демультиплексор. Для уп-
равления потоком информации с любой длиной слов по любому количеству
каналов (например, 16, 32 или 64) можно использовать соответствующую мо-
дификацию сборки управляющих счетчиков. Как показано на рис. 6.71, логиче-
ское устройство управления в промежутках между сигналами установки в ис-
ходное состояние организует передачу с разделением во времени восьми 16-раз-
2 Описание управляющих схем для дисплея можно найти в книге Applications
of Linear Integrated Circuits by E. R. Hnatek, John Wiley, & Sons Inc., 1975.
527
Счетчик 1
Разре-
шение
СЕР
РО Р1Р2 РЗ
СЕТ
Счет
Сброс
Прямой
двоичный
декадный но£
счетчикЭЗЮ
Разре- ро Р1Р2 РЗ
шение
СЕР
СЕТ
Прямой
двоичный
декадный Пере-
счетчик 9310
К следующему
-^—каскаду
“I
Счетчик 2
К следующему
ноитпои! _ U _ СЕТ ДВОИЧНЫЙ
декадный Пере- j----------“
Счет
Сброс Q0Q1Q2Q3
Q0Q1Q2Q3
J Разре-Р0Р1Р2РЗ| I Разре-Р0Р1Р2РЗ
СЕршение
Прямой
СЕТ двоичный _ L
^счетчик нос
Счет 9310 I
C6pocQ0Q1Q2Q3
СЕР шение
Прямой
- СЕТ Двоичный I—э—каскаду ।
декадный Пере- ду |
счетчик нос
_ Счет 9310 |
C6pocQ0Q1Q2Q3
Пт
529
Индикаторы FND 70
Рис. 6.68. Распределение информации с помощью счетверенного 2-входового мультиплексора 9322
Мультиплексор 1 Мультиплексор 2
Рис. 6.69. Еще одно устройство распределения информации
рядных слов по одному информационному каналу связи. Для создания интер-
валов между переключением каналов на приемном и передающем конце линии
связи один из счетчиков делит тактовую частоту на 16 (в данном примере).
Тактовые импульсы с частотой fT/16 поступают на вход второго счетчика, кото-
рый формирует восьмиричную последовательность адресных кодов.
Как только мультиплексор DM7210 пропустит шестнадцатый разряд восьмо-
го слова (канал 3), второй счетчик просчитает до восьми. На выходе Ы счет-
чика в этот момент появится высокий логический уровень, по которому срабо-
тает одновибратор на передающем конце системы и обнулит оба счетчика.
Этот импульс сброса одновременно переключает элемент И—НЕ, таким обра-
зом устанавливая в исходное состояние триггер и запирая вентиль А. При этом
запрещается прохождение тактового импульса к приемному устройству. Однако
на это время открывается вентиль Б, и следующий тактовый импульс возвра-
щает триггер обратно в единичное состояние, открывая вентиль А и обеспечи-
вая прохождение тактовых импульсов в приемное устройство.
Одновибратор на приемном конце системы работает так, что при поступле-
нии на его управляющий вход тактовых импульсов с нормальным периодом сле-
дования он не успевает возвращаться в исходное состояние, и на его выходе
имеется сигнал постоянного уровня (как правило, высокого), но при отсутст-
вии одного тактового импульса он срабатывает, т. е. выделяет пропущенный
тактовый импульс и обнуляет оба счетчика, управляющие демультиплексором.
С этого момента система обеспечивает синхронный режим работы и начинает
передачу и прием 16-разрядного слова по каналу А. Одновибратор спроектиро-
ван так, что длительность выходного импульса получается больше одного пе-
риода, но меньше двух периодов тактовых импульсов. Если система содержит
длинные линии связи или работает в условиях сильных помех, то рекомендует-
ся использовать витые пары и дифференциальные устройства приема и перед*’'
чи информации.
530
62 63
СИСТЕМА СИНХРОННОЙ ПЕРЕДАЧИ
ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ (рис. 6.71)
Такая система хорошо приспособлена для передачи восьми слов с любой
длиной на основе мультиплексирования с временным разделением каналов. Схе-
ма, изображенная на рисунке, предназначена для передачи 16-разрядных слов.
В качестве передающего мультиплексора используется 8-канальный цифровой
коммутатор DM7210, а в качестве приемнго устройства — дешифратор 7442
двоично-кодированного десятичного кода в десятичный код.
Чтобы система функционировала правильно, 8-канальный мультиплексор и
двоично-десятичный дешифратор должны декодировать один и тот же канал
одновременно. Это достигается с помощью синхронизации работы четырех дво-
ичных счетчиков 7493 в конце каждой передачи всех восьми слов.
Эти четыре счетчика синхронизируются следующим образом. После того,
как выбран шестнадцатый разряд восьмого слова, счетчик, соединенный с 8-ка-
нальным мультиплексором, досчитывает до двоичной цифры 8 и на его выводе
11 появляется высокий логический уровень. По этому сигналу срабатывает од-
новибратор, который устанавливает оба счетчика в конце последней выборки
в нуль, а с помощью вентиля И—НЕ типа 7400 устанавливает в исходное со-
стояние J—К-триггер. Таким образом, J—К-триггер запирает вентиль А, и сле-
дующий тактовый импульс уже не проходит в линию связи. Но при этом от-
крывается вентиль Б, так что этот следующий тактовый импульс возвращает
тригТер опять в состояние логической «1», снова открывая вентиль А.
На приемном конце одновибратор, на выходе которого при определенной
частоте следования тактовых импульсов поддерживается постоянный уровень
(обычно высокий), выделяет пропущенный тактовый импульс и устанавливает
оба счетчика на приемном конце в нуль. Одновибратор, используемый в этой
системе, при срабатывании должен формировать на выходе импульс, длитель-
Рис. 6.71. Двухпроводная система передачи цифровой информации
532
ность которого больше одного периода, но меньше двух периодов следования
тактовых импульсов.
Теперь система готова для передачи первого слова по каналу А. При ко-
дово-импульсной модуляции аналоговых сигналов эта система может служить,
и для передачи аналоговой информации. При этом в первую очередь для полу-
чения двоичного эквивалента аналоговой величины необходимо применять ана-
логоцифровое преобразование. Затем полученный ’двоичный код нужно пере-
писать в сдвиговый регистр, выход которого соединен с одним из входов 8-ка-
нального мультиплексора. При выборке этого входа мультиплексора устройстве»
управления с помощью тактовых импульсов должно обеспечивать передачу со-
держимого регистра сдвига в приемное устройство.
Чтобы компенсировать разницу между скоростью преобразования в АЦП
и скоростью передачи цифровой информации в системе, преобразователь в ка-
нале 3 необходимо запускать сразу же, как только начинается передача инфор-
мации в канале А.
ОРГАНИЗАЦИЯ МАГИСТРАЛИ ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
В ВИДЕ МНОГОРАЗРЯДНЫХ СЛОВ
На рис. 6.72 показаны пять сдвоенных 4-разрядных мультиплексоров 9309,
которые могут выполнять мультиплексирование одного из шестнадцати 2-раз-
рядных слов в 2-канальную магистраль. С помощью адресных кодов, подавае-
мых на входы мультиплексора SO, SI, S2 и S3, выбирается необходимое слово
для передачи по информационной магистрали. Если необходимо передавать
12-разрядные слова по 12-канальной магистрали, то данную схему огранизации
нужно повторить шесть раз. В целях минимизации времени задержки распро-
странения сигнала в устройстве во всех мультиплексорах используются инверс-
ные выходы. (Прямой сигнал на выходе Z получается путем дополнительного
инвертирования инверсного сигнала с выхода Z, поэтому прямой сигнал посту-
пает с задержкой, равной времени срабатывания одного вентиля.) Сигнал, про-
ходя через две ступени мультиплексоров, оба раза инвертируется, в результате
информация на выходе устройства получается не инвертированной.
МУЛЬТИПЛЕКСИРОВАНИЕ АНАЛОГОВОЙ ИНФОРМАЦИИ
Передачу аналоговой информации можно осуществить с помощью системы,
изображенной на рис. 6.71, например, применяя КИМ (кодово-импульсную мо-
дуляцию). Для этого на входах мультиплексоров DM7210 должно быть обеспе-
чено аналогоцифровое преобразование и временнбе хранение кода. Например,
закодированную информацию можно переписывать в сдвиговый регистр и затем
при выборке данного канала с помощью мультиплексора считывать в линию
связи. Чтобы компенсировать разность между скоростью аналогоцифрового пре-
образования в каждом канале и скоростью многоканальной передачи цифрово-
го сигнала, преобразование в данном канале можно начинать, не дожидаясь,
пока этот канал будет выбран. Если, например, преобразователь в канале Э
работает с частотой 1 МГц, а система передачи с частотой 4 МГц, то запуск
этого АЦП можно было бы обеспечить по сигналу выборки канала А, а закон-
чить преобразование по сигналу выборки канала Д и снова запустить АЦП па
сигналу выборки канала А. В течение времени, пока считывается информация
по каналам Г, Д, Е, Ж, регистр в канале 3 должен загружаться кодированной!
информацией с частотой fT/4, а в течение интервала считывания выбираться с
частотой 4 МГц. В этом случае соотношение между управляющими сигналами
довольно простое и для реализации требует добавления лишь нескольких ло-
гических элементов к устройству управления, изображенному на рис. 6.52 (т. е.
можно использовать сигнал с выхода первого счетчика, частота которого поде-
лена на четыре, обеспечивая, таким образом, тактовую частоту fT/4).
На рис. 6.73 показана схема дешифратора 7442, управляющего 8-канальным
коммутатором на МОП-структуре. Этот дешифратор способен обеспечить ком-
мутирование низковольтных аналоговых сигналов на частотах мегагерцевого
диапазона. Малое выходное сопротивление, обеспечиваемое дешифратором, вы-
полненным на элементах ТТЛ, способствует увеличению скорости переключения
ключей. Выборка каналов осуществляется так же, как и в цифровых демульти-
плексорах, т. е. с помощью 3-разрядного адресного кода.
533
534
Б
А
SO
S1
S2
S3
Б
Рис. 6.72. Схема организации информационной магистрали для передачи многоразрядных слов
Выходной Выходной
сигнал канала А сигнал канала
535
Аналоговые выходы
Рис. 6.73. Дешифратор
Выход
дешифратора0"
Цепь сопряжения
для каждого канала
К затвору
—о
ММ451
20 к
- Подложка
ММ451
Цепь
сопря-
жения
7
6 4
5 7442
4
3 8
2
0 7
2°
на элементах ТТЛ управляет 8-канальным коммутатором на МОП-структуре
В качестве
входного
устройства
используется
3- разрядный
синхронизи-
рованный
счетчик
ДЕШИФРАТОР ДЛЯ ВВОДА ИНФОРМАЦИИ С КЛАВИШНОГО ПУЛЬТА
Дешифратор для ввода информации с клавишного пульта, схема которого
приведена на рис. 6.74, имеет три достоинства: во-первых, кодовые сигналы во
время передачи свободны от помех, создаваемых логическими устройствами;
во-вторых, этот дешифратор работает с циклом запроса, который определяется
1 из 64 клавиш
R0
. 6-разрядный счетчик
I*-------------------
] | Сдвоенный
Счет AJK-триг-
4-разрядный I гер7473
счетчик 74931 |одСчет БОб
А Б В Г
ввода информации
5
6
О
1
2
3
2 3 4 5 6 7
8-канальный
мультиплексор
DM7210
Тактовые А Б В Г Д Е Команда
импульсы 6-разрядное слово, разрешения записи
соответствующее информации
нажатой клавише
Хранение
информации
Все резис-
торы 1 к
-о +5 В
Установка в исходное состояние
7473 производится по входам J, К
X
ЗРис. 6.74. Дешифратор для ввода информации с клавишного пульта
системой передачи; и в-третьих, вводя изменения в устройство управления схе-
мами 7442, 7493 и DM7210 или меняя конфигурацию проводной матрицы, мож-
но формировать любой тип кода.
Предположим, что в линии разрешения ввода информации и в линии раз-
решения записи информации присутствует сигнал с высоким логическим уровнем,
в линии, обозначенной как Y, сигнал с низким логическим уровнем, а положи-
тельные тактовые импульсы с помощью входного вентиля инвертируются, пре-
вращаясь в последовательность отрицательных импульсов. В этом случае так-
товые импульсы не проходят через вентиль, команды РАЗРЕШЕНИЕ ЗАПИСИ
ИНФОРМАЦИИ и сигнал в линии хранения информации имеют высокий логи-
ческий уровень; между тем счетчик продолжает работать, обеспечивая на выхо-
де в каждом цикле 64 различных состояния.
Если нажать клавишу, соединяющую линии с номерами 2 в матрице 8X8,
то в течение времени, пока счетчик выбирает вторые каналы дешифратора и
мультиплексора, на выходе мультиплексора будет присутствовать логический
«О» (это обязательно будет происходить в течение следования максимум 64 так-
536
товых импульсов). На всех остальных входах мультиплексора, благодаря рези-
сторам, соединенным с источником положительного напряжения, будет поддер-
живаться высокий логический уровень. Таким образом, логический уровень сиг-
нала на выходе X мультиплексора будет низкий, а сигнала на выходе Y вентиля
соответственно высокий. Уровень сигнала РАЗРЕШЕНИЕ ВВОДА ИНФОРМА-
ЦИИ пока высокий. Следовательно, когда на вход вентиля, обеспечивающего
команду РАЗРЕШЕНИЕ ЗАПИСИ ИНФОРМАЦИИ, поступит очередной поло-
жительный фронт тактового импульса, в линию хранения информации посту-
пит сигнал с низким уровнем, т. е. команда РАЗРЕШЕНИЕ ЗАПИСИ ИНФОР-
МАЦИИ, по которой запирается вентиль тактовой частоты.
Счетчик перестает считать, и установившийся на его выходе код АБВГДЕ
считывается в линию передачи. В данном случае это слово будет представлять
собой адресный код номеров выбранных каналов дешифратора и мультиплек-
сора, т. е. 2 и 2 или в двоичном коде 010010. После того, как это слово уже
принято на другом конце передающей магистрали и в линию разрешения ввода
информации подан логический сигнал низкого уровня, начинается новый цикл
выборки.
Чтобы обеспечить отсутствие помех в магистрали при передаче слова, дли-
тельность тактового импульса выбирают превышающей время установления си-
стемы. Это позволяет использовать в системе обычные тактовые частоты выше
5 МГц и периоды следования тактовых импульсов менее 200 нс. Следовательно,
любое выходное слово может формироваться максимум за 13 мкс. Это во мно-
го раз меньше, чем время выполнения ручной операции на пульте, что позво-
ляет многим абонентам обращаться с разделением во времени к одному прием-
ному устройству.
Выходной Не нажато
код ни одной
кнопки
Рис. 6.75. Преобразователь 15-позиционного кода (набираемого на 15-клавишном
пульте) в двоичный код
537
При выводе информации на печать в приемном устройстве можно исполь-
зовать 64-канальный дешифратор. В другом варианте с помощью двух дешиф-
раторов 7442 и схем совпадения логических «О» можно сформировать матрицу
8X8. Код АБВ будет выбирать выход одного дешифратора, а код ГДЕ выход
другого дешифратора. Такое 6-разрядное слово также может быть использо-
вано и для выборки из ПЗУ на МОП-структуре кодовой комбинации, опреде-
ляющей изображение или его положение при растровом сканировании. Такие
кодовые комбинации используются для формирования изображений на ЭЛТ
дисплеев, в контрольных перфоленточных печатающих устройствах и т. д.
Изображенный на рис. 6.75 дешифратор команд, вводимых с пульта, фор-
мирует на выходе 4-разрядные двоичные коды, соответствующие нажатой кноп-
ке на пульте. Двоичный счетчик по модулю 16 типа 9316 работает непрерывно,
последовательно опрашивая входы мультиплексора с целью поиска входа с низ-
ким уровнем. Если нажата одна из кнопок на пульте, то на выходе мульти-
плексора появится сигнал, который пройдя через инвертор будет иметь низкий
уровень. Этот сигнал по входу разрешения управляет вторым счетчиком 9316,
который используется в качестве 4-разрядного регистра. При этом соответствую-
щий код с выхода первого счетчика переписывается в этот регистр, а в первый
счетчик записывается нуль. Если одновременно нажато несколько кнопок, де-
шифратор выделяет только одну первую. Таким образом, дешифратор работает
с приоритетом, причем наибольший приоритет имеет нулевой канал. Если на
пульте не нажато ни одной кнопки, то по адресу пятнадцатого канала выбира-
ется заземленный вход и в регистр записываются одни логические «1». Этот
код внутри регистра декодируется и на выходе «Перенос» формируется соответ-
ствующий сигнал.
МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ НА ТРИСТАБИЛЬНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ
ЭЛЕМЕНТАХ (ТСЛ)
Целесообразным является использование тристабильных логических элемен-
тов в устройствах распределения информации. Тот факт, что в 2-входовом дву-
направленном мультиплексоре, изображенном на рис. 6.76, используется на
пять вентилей меньше, чем в обычных схемах, показывает эффективность ис-
пользования ТСЛ в устройствах передачи информации.
Более сложные задачи коммутации решаются с помощью демультиплексора,
изображенного на рис. 6.77, и мультиплексора, приведенного на рис. 6.79. Де-
мультиплексор коммутирует один из двух входных сигналов на один из четырех
своих выходов. Кроме того, при переключении входные сигналы могут быть
инвертированы. На рис. 6.78 приведены примеры использования этих демульти-
плексоров для шинного обмена. Каждое из этих устройств фактически может
быть многоканальным блоком, состоящим из нескольких соединенных с маги-
стралью демультиплексоров. Мультиплексор на рис. 6.79 работает как 8-каналь-
ный .или сдвоенный 4-канальный мультиплексор на элементах ТТЛ. Однако
применение элементов ТСЛ на выходе этих мультиплексоров позволяет расши-
рить последние по входу вплоть до 512 каналов, не прибегая к обычным ре-
шениям с использованием подмультиплексоров.
Работа на длинные линии и кабели из витых пар осуществляется с помощью
выходного управляющего устройства, выполненного согласно рис. 6.80, которое
может обеспечить выходной ток на уровне 40 мА. Это устройство содержит
четыре одиночных выходных управляющих элемента или два дифференциальных'
управляющих каскада в зависимости от сигналов па входах элемента ИЛИ—НЕ,
изображенного в правой части рисунка. Два элемента ИЛИ—НЕ, изображен-
ные в левой части рисунка, управляют четырьмя выходными элементами ТСЛ.
Для управления системой двусторонней связи рекомендуется использовать
схему, приведенную на рис. 6.81. С помощью определенного логического сигна-
ла, поданного в одиночную шину управления, разрешается передача информа-
ции с выхода цепей передающего устройства, в то время как входные вентили
приемного устройства блокируются, и, наоборот, при смене сигнала управления
разрешается прием информации, а передача запрещена. С помощью одной шины
можно управлять любым количеством оконечных логических устройств, что поз-
воляет обеспечить прием и передачу по информационной магистрали любого
многоразрядного слова. Этот «приемопередатчик» можно легко преобразовать в
538
Рис. 6.76. 4-канальная мульти-
плексная передача с двойным
расширением по входу, реали-
зуемая с помощью тристабиль-
ных элементов
Шина управления
539
11
3 2°
о
Адрес выхода
при выборке
сигнала А
2о____
1
о
Адрес выхода при
выборке сигнала Б
2i LX
Разрешение А
13°
14
о-
Разрешение Б
Рис. 6.77. Демультиплексор DM7230 и DM8230 с тристабильными логическими
элементами на выходе
I Сигнал А 1 Инверсия сигнала А Сигнал Б Инверсия сигнала Б Адрес А Адрес Б Коман- да раз- реше- ния Сигнал на 'выходах
2' 2°
2* 2° А Б 0 1 2 3
0 0 X X 0 0 X X 0 1 0 1 1 1
0 1 X X 0 0 X X 0 1 1 1 1 1
1 0 X X 0 0 X X 0 1 1 1 1 1
1 1 X X 0 0 X X 0 1 0 1 1 1
0 0 X X 0 1 X X 0 1 1 0 1 1
0 1 X X 0 1 X X 0 1 1 1 1 1
1 0 X X 0 1 X X 0 1 1 1 1 1
1 1 X X 0 1 X X 0 1 1 0 1 1
0 0 X X 1 0 X X 0 1 1 1 0 1
0 1 X X 1 0 X X 0 1 1 1 1 1
1 0 X X 1 0 X X 0 1 1 1 1 1
1 1 X X 1 0 X X 0 1 1 1 0 1
0 0 X X 1 1 X X 0 1 1 1 1 0
0 1 X X 1 1 X X 0 1 1 1 1 1
1 0 X X 1 1 X X 0 1 1 1 1 1
1 1 X X 1 1 X X 0 1 1 1 1 0
X X 0 0 X X 0 0 1 0 0 1 1 1
X X 0 1 X X 0 0 1 0 1 1 1 1
X X 1 0 X X 0 0 1 0 1 1 1 1
X X 1 1 X X 0 0 1 0 0 1 1 1
X X 0 0 X X 0 1 1 0 1 0 1 1
X X 0 1 X X 0 1 1 0 1 1 1 1
X X 1 0 X X 0 1 1 0 1 1 1 1
X X 1 1 X X 0 1 1 0 1 0 1 1
X X 0 0 X X 1 0 1 0 1 1 0 1
X X 0 1 X X 1 0 1 0 1 1 1 1
X X 1 0 X X 1 0 1 0 1 1 1 1
X X 1 1 X X 1 0 1 0 1 1 0 1
X X 0 0 X X 1 1 1 0 1 1 1 0
X X 0 1 X X 1 1 1 0 1 1 1 1
X X 1 0 X X 1 1 1 0 1 1 1 1
X X 1 1 X X 1 1 1 0 1 1 1 0
X X X X X X X X 1 ] Высокое полное
сопротивление
Рис. 6.78. Пример шинного обмена информацией
ный мультиплексор DM7214/DM8214
Вход Выход
Разрешение
Режим работы
(дифферен-
Разрешение
выхода Б
Выход Вход Выход
Б2 Б2 Б1
Вход Режим Земля
Б1 работы
(дифферен-
циальный или
однопроводный)
Разрешение выхода А о « <u Р о Выход А1 Вход А2 Выход А2
£ g О я ® S х л С- ** (м я ,S л О О) О Р.О СХ с о я еГ О X ч X o' о Вход А1 X ЕС О 0
0 0 0 0 Лог. «1» ИЛИ То же, что Лог. «1» или То же, что
лог. «0» и вход А1 лог. «0» и вход А2
п п X 1 Лог. «1» ИЛИ Инверсия Лог. «1» или То же, что
1 X лог. «0» входа А1 лог. «0» и вход А2
1 X X X у Высокое X Высокое
X 1 л сопротивле- сопротивле-
ние ние
Рис. 6.80. Выходное устройство DM7821/DM8831 на тристабильных логических
элементах, работающее на длинную линию
542
Рис. 6.81. Двухсторонняя связь, реализуемая с помощью Рис. 6.82. Мультиплексная передача, реализуемая с помо-
g одной магистрали и элементов ТСЛ щью тристабильных элемецтор, работающих на длинную
ЛИНИЮ
Команды управления
^передающее устройство и «независимое приемное устройство, используя одну ши-
ну управления для выходных цепей передающего устройства и одну шину для
управления входными вентилями приемного устройства. Чтобы реализовать рас-
пределение информации среди периферийных устройств и подсистем с помощью
двунаправленной структуры общей магистрали, на концах ответвлений этой
-магистрали можно ставить большое количество таких независимых групп пере-
дающих и приемных устройств.
С другой стороны, выходные устройства, работающие на длинную линию,
можно использовать в передающей системе с дифференциальным способом пе-
редачи информации, в такой, которая показана, например, на рис. 6.82. В лю-
<5ом случае и передающее, и приемное устройство не нуждаются в дополнитель-
ных мультиплексорах и демультиплексорах. Не стоит пытаться реализовать та-
кую систему приема-передачи, используя обычные выходные устройства, рабо-
тающие на длинную линию, поскольку при таких уровнях выходного тока эти
устройства, будучи соединенными по выходу, могут выводить друг друга из
«строя.
предметный указатель
Аберрация местная 61, 62
Анализатор переходных процессов 388, 389
Аналогоцифровой преобразователь (АЦП)
25
без обратной связи 288
быстродействующий 328
гибридный 362, 363
двухтактный интегрирующий 26—28,
297 379
на КМОП-структуре 362, 365, 366
напряжения в частоту 31, 32
однотактный интегрирующий 294
параллельный 32, 33, 326, 327, 360—' ’’
полупроводниковый 362—373
последовательного приближения 28—31,
77, 301—310, 317—326, 380, 408
последовательного счета 311—314, 425,
426
последовательно-параллельный 32, 33
последовательный 32, 33
с зарядом конденсатора 288—301
следящий 251—253, 317, 389, 409—411
с модуляцией длительности импульса
289—293
с обратной связью 288
с пилообразным напряжением 294
Асимметрия времен переключения 82, 283
Большая интегральная схема (БИС):
аналоговая 370
цифровая 371, 372
Быстродействие 34
переключателя 139
преобразователя 20, 42
Вес младшего двоичного разряда 96
Взаимодействие устройств в системе 430—
433
Включение инверсное цепочки резисторов
типа R—2R 120
Вольтметр цифровой 387, 398, 401
Время:
апертурное 59, 60, 81, 83, 382, 440, 448,
450—452
возвращения в исходное состояние
АЦП 42
восстановления компаратора 355
выборки 59, 81, 448, 451
— эффективное 59
задержки 82, 85, 505, 508, 511, 514
нарастания 85
неопределенности 29
переключения 38, 85, 87, 154, 158, 282
преобразования 20
— АЦП 26, 29, 42, 64, 6Э
— ЦАП 65
срабатывания компаратора 354, 359
установления 20, 22, 24, 38, 81—83
— мультиплексора 87
— УВХ 469
— усилителя 68
— ЦАП 189, 196, 198, 214, 229
Всплеск сигнала 39, 69, 70, 82, 282—284
Генератор:
нелинейной функции 259
периодических сигналов произвольной
формы 280
пилообразного напряжения 261, 262, 295
символов 246—249
степенных рядов 259, 260
тактовых импульсов 26, 242, 243, 259
тока 308
Гистерезис:
АЦП 305, 306
компаратора 355
Демультиплексор 516, 519, 523—525, 540
Дешифратор 263, 523—526, 533, 535, 536, 538-
Диаграмма временная:
АЦП последовательного приближения
321—323
— последовательного счета 313
— следящего 315, 316, 409, 410
— с уравновешиванием заряда 302—304-
Диаграмма переходов АЦП последователь»
ного приближения 319
Диапазон:
выходного напряжения ЦАП 189, Не-
динамический 79
полный 35
сигнала синфазного 63
Дисплеи:
на ЭЛТ 245, 246, 250
----с точечной матрицей 248, 249, 250
растровые 247, 248
Дрейф:
масштабного коэффициента 196, 198
опорного напряжения 76, 211, 214
параметров преобразователя 44, 84, 208s-
полной шкалы 208, 214
смещения нуля 74, 77
сопротивления резисторов 182
Емкость:
паразитная 20, 21
проходная закрытого канала 68
Запоминающее устройство (ЗУ):
аналоговое 435
постоянное 256, 257, 259
Зона допустимой погрешности установле-
ния 68
Изгиб передаточной функции АЦП 71, 72‘
Измерение отношения величин 394, 395
Измеритель частоты цифровой 401, 402
Изоляция диэлектрическая 139
Интегратор 26, 250, 251, 304, 305
Интервал неопределенности 81
Источник опорного напряжения 165—177,.
193, 208
в интегральном исполнении 169, 170
высокостабильный 173—175
с дифференциальным усилителем 167—-
169
с операционным усилителем 170, 171
с эмиттерным повторителем 167
Калибровка 391—394
Каскадирование цепочек резисторов 179
Ключ 153, 154, 226, 269, 456
аналоговый 19, 466, 467
в мультиплексоре 458, 459
на КМОП-структуре 154, 158—160, 162»
180, 460
с дифференциальным управлением 145».
146
Код:
биполярный 99, 105, 112
Грея 12, 39, 101—103
двоично-кодироваиный десятичный-
(ДДК) 11—13, 95—99
— дополнительный 95
двоичный дополнительный 95
— прямой И, 39, 95, 105
545-
двоичный с дополнением до 1 11—13,
39, 106—108, ПО
--------- 2 11—13, 39, 106—109, 113,
226
— со смещением 39, 106—108, 113, 226
— типа знак — модуль числа 106, 107,
228
однополярный 94
Компаратор 26, 237, 238, 253, 298, 308, 316,
320, 328, 356, 453
Компенсация.
коэффициента (3 187
напряжения U 141, 142, 187
БЭ
температурного дрейфа ЦАП 209
тока базы 141, 142
Компрессия 71, 72
Конденсатор запоминающий 442, 448
Коррекция нуля 395, 396
Коэффициент:
зависимости сопротивления от напря-
жения 121
масштабный 36, 40, 76
ослабления нестабильности напряжения
питания 36, 63, 64, 84, 189
передачи 88, 225
— дифференциальный 66
пересчета 241
подавления входных помех 300
сжатия временного 417
температурный коэффициента передачи
37, 42, 86, 189, 215
— масштабного коэффициента 37, 86
— нелинейности 37, 202
— — дифференциальной 67
— преобразователя 85
— смещения нуля 37, 42, 87
— — — биполярного преобразователя
87
— — — униполярного преобразователя
86, 87
— сопротивления резистора 181, 182,
184, 212
управления частотой 256
Линейность 72, 73
абсолютная 74
АЦП 71, 308, 333
— дифференциальная 41, 299
ЦАП 36, 53—57, 189, 200, 201, 213, 214
Линия задержки 418—420
на регистре 413, 414
рециркуляционная 414
цифровая 421, 422
Логика:
негативная 95
позитивная 95, 188
Магистраль информационная 502, 503, 533,
534
Методы.
изготовления цепочек резисторов в ин-
тегральных ЦАП 183, 184
преобразования цифроаналогового 115
Микрометр цифровой 394
Минимизация тепловыделения 215
Монотонность 72—74
АЦП 29
ЦАП 37, 38, 215
Мощность рассеяния 189, 196, 198, 214
Мультиметр цифровой 367
Мультиплексирование аналоговой инфор-
мации 533, 535
Мультиплексор 150, 153, 155, 158, 433, 455
аналоговый 392, 393, 394, 456, 457
— быстродействующий 469, 472
высоковольтный 461, 462
двухпроводный дифференциальный 464,
465
на тристабильных логических элемен-
тах 538—544
низковольтный 464—468
с дифференциальным входом 467
с переключением тока 462, 463
546
с плавающим конденсатором 465, 466
с постоянным входным сопротивлени-
ем 463
токовый 464
цифровой 473, 502, 503
Наводка перекрестная 65
Накопитель фазовый 255
Напряжение:
опорное 202
пороговое 144, 147, 148
синфазное 64
смещения нуля компаратора 354
— ЦАП 36
Нелинейность 72—74
дифференциальная 55, 66, 67
монотонная 74
немонотонная 74
Немонотонность 23, 24, 36, 37
Неопределенность апертурная УВХ 29
Неопределенности интервал 81
Нестабильность-
апертурного времени 440, 450, 451
температурная 84
Области использования АЦП 26, 384
Обмен информацией 541
Оборудование для обработки катодов
389—391
Одновибратор 530, 532
Переключатель 123
аналоговый 142—144, 457—460
диодно-транзисторный 125—127
дискретный 123
КМОП 201
на МОП-структуре 441
напряжения 163, 164
полупроводниковый интегральный 136,
142—144
с операционным усилителем 129
тока 125, 130, 131, 133—135, 137—139,
163, 165, 193, 207, 331
— счетверенный 329, 330, 333, 335
— транзисторно-транзисторный 127, 128
— эмиттерно-связанный 207, 208
Переменные:
аналоговые 88, 89
цифровые 89
Повторитель напряжения 350, 351
Повторяемость результатов 85
Погрешность.
апертурная 41, 53, 60, 61, 83, 84
АЦП 53
— двухтактного интегрирующего 379
— последовательного приближения 380
— с пилообразным напряжением 295—
297
динамическая 433
дрейфа нуля 47
квантования 41, 47, 53—55, 77, 286, 373,
374
ключей 231
компаратора 377
коэффициента передачи АЦП 93
— — усилителя 433
----УВХ 433
----ЦАП 200
линейности АЦП 332, 333, 335
— ЦАП 54, 55
масштаба 36, 47, 130
мультиплексоров 74, 433
нелинейности 90, 91, 93
неопределенности АЦП 383, 384
относительная 55, 78, 206
преобразования 380, 383
синфазная 64, 433
систематическая 373
случайная 374
смещения нуля 90, 91, 230, 433
усилителя суммирующего 231, 233
установления 21, 22
цепочки резисторов 231—233
Подавление:
нестабильности напряжения питания
214
помех 26, 65, 299, 300
синфазного сигнала 43, 63
Полная шкала 30, 75
напряжения 35, 77
Полный диапазон 30, 35
Полоса частот:
для малого сигнала 71, 84
полной мощности 68, 69
Полярность аналогового сигнала 105, 106
Помехозащищенность 150
Постоянная времени-
заряда конденсатора УВХ 457
разряда конденсатора УВХ 457
RC-цепи на выходе преобразователя
183
Прецизионность 37
Преобразование
кода ПО, 111
— двоично-кодированного десятичного
в аналоговую величину 280
— Грея в обычный двоичный код 102
цифроаналоговое биполярное 203, 204
— униполярное 203—205
Преобразователь:
код—угол 271, 273
напряжения в ток 306, 307
— в частоту 31, 32, 289
— переменного в постоянное 401
последовательного счета 310—313
с выходом по напряжению 16, 17
с модуляцией длительности импульсов
374
тока в код 339
— в напряжение 399, 400
— в частоту 366, 368
угол — код 103
функций 427, 428
Применение
АЦП 384—433
мультиплексоров 526—544
УВХ 446—454
ЦАП 24, 233—239
Пропуск кода 41, 61, 62
Процесс переходный.
в АЦП 381, 382
в УВХ 284, 285, 451
переключения 147
Прямое прохождение сигнала 68, 75
Разделение цепей «земли»:
аналоговой и цифровой 43
входного и выходного сигналов 43
Разрешающая способность 78, 79, 80, 96,
180
АЦП 75, 299, 328, 373, 408
полезная 75, 78
ЦАП 34, 35, 37, 38, 189, 196, 198
Разряд младший (МР) 72, 89
— старший (СР) 74, 89
Распределение информации 233—238
Расширение по входу мультиплексоров
516, 517, 527, 539
Регистры 228, 229, 246, 283, 284
Регулировка-
опорного напряжения 171—173
коэффициента передачи 69
смещения нуля компаратора 359
Резистор установки коэффициента переда-
чи 150, 151, 152
Резисторы тонкопленочные 181, 182, 199,
206
Сбор и передача информации 386
Сжатие временное сигналов 416, 417
Сигналы
аналоговые 15, 106, 204
биполярные 106
входные и выходные преобразователей
10, И
выходные УВХ 434
однополярные 105
«состояние» 15
Синтезатор сигнала с перестраиваемой ча-
стотой 255—258
Синхронизатор аналоговый программируе-
мый 264, 266
Система-
аналогоцифрового преобразования 431
взвешивания электронная 385
временного распределения информации.
454
для проверки и диагностирования ав-
томобильного оборудования 422
обработки информации 428—430
передачи речевых сигналов 346
распределения информации 452, 453,
526—531
— музыкальных программ 357
распределительная с УВХ 234
— с ЦАП 233—235
сбора информации 401, 405, 452, 501
Скорость:
аналогоцифрового преобразования 380—
382
АЦП 31, 42
нарастания 62, 83, 84
— выходного сигнала усилителя 68
------- — ЦАП 38, 189, 196, 214
— логического сигнала 145
преобразования 64
слежения 71
спада выходного напряжения УВХ 67,
447, 449
— максимальная 66
Смещение нуля 74, 76
Совместимость-
АЦП и ЦАП с системой 43—45
— физическая 46
преобразователей 45, 46
с уровнями ТТЛ 152, 153
Согласование:
резисторов 199, 212, 213, 281
— относительное 240
— температурное 188, 200, 201, 284
с логическим элементом 152
четверок 349
Соотношение между биполярными кодам»
111
Сопротивление-
канала 154
ключа открытого на КМОП-структуре-
461
резистора удельное 121, 212, 213
усилителя входное 189
Спад характеристики АЦП на высоких ча-
стотах 70—72
Способность
нагрузочная 505—507, 511, 513
пропускная мультиплексора 87
— преобразователя 64
Среднее квадратическое значение шума-
АЦП 75
Средние значения погрешностей ЦАП 37
Стабилизаторы напряжений 468
Стабилитрон температурно-компенсирован-
ный 179
Стабильность 84
преобразователя 26, 44
— долговременная 45, 84, 85
УВХ 443—446
Степень подавления синфазной помехи 38,
139
Стоимость 46, 47
Строб-импульс 15, 284
Структура
интегральных инжекционных логиче-
ских схем 217—223
КМОП 160, 162, 199
с изоляцией с помощью обратно сме-
щенного р—п-перехода 137
547
счетверенная 131
'Суммирование чисел аналоговое 279
Счетчик:
двоичный 241—245, 258, 537, 538
реверсивный 261
Таблица состояний:
двоичного счетчика 521
демультиплексора 540
дешифратора 524
коммутатора 520
мультиплексора 471, 472, 505, 506, 509,
510, 514, 520
Термометр цифровой 402
Технология:
биполярная И2Л 221, 222
диффузионная 211, 213
ионной имплантации 211, 212
тонкопленочная 211, 212
Точность 52—58, 79
абсолютная 35, 36, 40, 47, 52, 53
АЦП 30, 40, 299, 300, 333, 379
квантования 373
коэффициента передачи 69
относительная 36, 40, 47, 52, 53
резисторов 182, 183, 206
согласования резисторов 181, 182, 184,
188
устройства выборки и храненця 440
ЦАП 22, 34—37, 181, 213, 216, 230—233,
281
Триггер:
защелка 527
типа D 306
типа J—К 243, 244, 245, 305, 532, 536
Шмита 308
Увеличение кванта 61
Управление:
коэффициентом передачи, программное
277, 278
переключателем 350—352
потоком жидкости 273, 274
током 188
’Уровни логические РТЛ, ДТЛ, ТТЛ, ЭСЛ
14
Усилитель:
компенсирующий 206
операционный 129, 175
суммирующий 210, 211
Усреднение сигналов 414—416
Устройство:
взвешивающее с автоматической ком*
пенсацией массы 395
временнбй задержки с цифровым уп-
равлением 261, 264
выборки и хранения (УВХ) 29, 80, 81,
253, 254, 288, 384, 434—445
—----------инвертирующее 438, 439
-----— в пиковых детекторах 453
-----в системах сбора данных 452
-------------с временным распреде-
лением информации 454
---------------------------распределения информа-
ции 452, 453
— — — для запоминания входного сиг-
нала АЦП 449, 450
-------------— неинвертирующее 436—438
—------------с дифференциальным входом
465
-----— следящего типа 454, 455
— — — с четверками ключей 472
выделения сигналов 244, 245
для подавления всплесков сигнала 66
звукозаписи 420, 421
индикации 245
отображения информации 55—57
сопряжения с телетайпом 403, 404
управления камерой искусственного
климата 404, 405
Фаза дифференциальная 66
Фильтр:
рекурсивный 420
цифровой 254
Характеристики:
АЦП 40—42, 51, 52, 71, 92, 364
ключей на КМОП-структуре передаточ-
ные 160—162
переключателей тока полупроводнико-
вых 336—339
ЦАП 34—39, 50
Цепочки резисторов:
двоично-взвешенных 16, 162, 163, 178,
179
многозвенные 178—182, 352
реализующие в ЦАП двоичный код 100
----------• двоично-кодированный деся-
тичный код 100
типа R—2R 16, 18, 19, 163—165, 178, 179,
187, 197—199, 205, 213
Цепь времязадающая 308
Цикл работы преобразователя 368, 369
Цифроаналоговый преобразователь (ЦАП)
114, 115
биполярный 87, 204, 226—229
— на переключателях тока 227, 228
логарифмический 281
на КМОП-структуре 239—241
на цифровых элементах 241—245
полупроводниковый интегральный 184—
216
с буферным регистром на входе 229
с выходом по напряжению 24, 119, 120,
194, 283, 284
с выходом по току 24
с источниками взвешенных токов 140
— — постоянных токов 267—271
с опорным транзистором 345, 346
с цепочкой двоично-взвешенных рези-
сторов 17, 18, 115—117, 120
с цепочкой резисторов типа R—2R 18,
19, 117—122
с устройством подавления всплесков
сигнала 284—286
умножающий 24, 69, 75, 187, 191, 198,
216, 224, 278
униполярный 86, 195, 204
Частота:
кодирования 84
преобразования 42
тактовая 261
Четверка ключей 162, 163
Четверки переключателей 329, 330
Чувствительность:
АЦП к шуму 30
ЦАП к напряжению источника пита-
ния 36, 77
Шкала:
напряжения полная 35
полная 35
Шум:
АЦП 40, 75, 76
квантования 80
ЦАП 38
резисторов тонкопленочных 182
Элемент:
логический КМОП 14
— тристабильный 538, 539
опорный на стабилитроне 166
— на транзисторе 166
— цифровой, используемый в качестве
ключа 123—125
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие редактора перевода ........................................ 5
Предисловие............................................................ 6
Глава 1. Общие соображения............................................. 8
Введение .............................................................. 8
Основные понятия, относящиеся к преобразователям....................... 9
Уровни цифровой логики...............................................11
Управляющий логический сигнал — выходной сигнал «состояние» . 15
Управляющий логический сигнал — строб-импульс........................15
Аналоговые сигналы...................................................15
Цифроаналоговые преобразователи........................................16
Цифроаналоговое преобразование.......................................16
Основные типы ЦАП....................................................17
ЦАП со взвешенными резисторами (17). ЦАП с цепочкой резисторов типа R—2R
(18). Другие типы ЦАП (24)
Аналогоцифровые преобразователи........................................25
Аналогоцифровое преобразование.......................................25
Основные типы АЦП....................................................26
Двухтактные интегрирующие АЦП (26). АЦП последовательного приближения
(28). Другие типы АЦП (31)
Факторы применения.....................................................34
Характеристики ЦАП...................................................34
Характеристики АЦП...................................................40
Совместимость с системой...................................v . . 43
Совместимость преобразователей (взаимозаменяемость)..................15
Стоимость............................................................46
Глава 2. Характеристики преобразователей ... ‘...........47
Введение...............................................................47
Определение параметров.................................................50
Точность.............................................................52
Абсолютная точность (52). Относительная точность и линейность (53)
Время выборки........................................................59
Апертурное время.....................................................59
Пропуск кода, увеличение кванта (61)
Диапазон синфазного сигнала..........................................63
Ослабление синфазного сигнала........................................63
Синфазное напряжение.................................................64
Время преобразования.................................................64
Перекрестная наводка.................................................65
Ослабление перекрестной наводни......................................65
Максимальная скорость спада..........................................66
Устройство для подавления всплесков сигнала (см. всплеск сигнала) . 66
Дифференциальный коэффициент передачи, фаза..........................66
Дифференциальная нелинейность........................................66
Температурный коэффициент дифференциальной нелинейности ... 67
Скорость опада.......................................................67
Двухтактный преобразователь..........................................67
Прямое прохождение сигнала . ...........................68
Проходная емкость закрытого канала (68). Ослабление прямого прохождения сиг-
нала (68)
Полоса частот полной мощности........................................68
Четырехквадрантный умножающий ЦАП....................................69
Точность коэффициента передачи.......................................69
Регулировка коэффициента передачи....................................69
549
Всплеск сигнала.................................................... 69
Спад характеристики на высоких частотах сигнала......................70
Младший разряд (МР)................................................. 72
Линейность (см. точность относительная) ... 72
Монотонность........................................................ 72
Старший разряд (СР)................................................. 74
Погрешность мультиплексоров......................................... 74
Умножающий ЦАП...................................................... 75
Шум................................................................. 75
Смещение характеристики преобразования ...........................76
Дрейф смещения нуля................................................. 77
Напряжение смещения нуля на выходе ...........................77
Чувствительность к напряжению источника питания......................77
Погрешность квантования............................................. 77
Относительная погрешность (см. точность) . 78
Разрешающая способность..............................................78
Погрешности устройства выборки и хранения............................80
Время установления.................................................. 81
Скорость нарастания ................................................ 83
Полоса частот для малых сигналов.....................................84
Стабильность ....................................................... 84
Способ последовательных приближений..................................85
Время переключения...................................................85
Температурный коэффициент (ТК).......................................85
ТК коэффициента передачи (86). ТК смещения нуля (однополярные преобразова-
тели) (86). ТК смещения нуля (биполярные преобразователи) (87)
Пропускная способность ............................................. 87
Коэффициент передачи по напряжению...................................88
Установка нуля.......................................................88
Глава 3. Методы преобразования.........................................88
Аналоговые переменные..................................................88
Цифровые переменные.................................................89
Основные характеристики преобразования...............................89
Коды преобразования....................................................95
Однополярные коды....................................................95
Двоичный код (95). Двоично-кодированный десятичный код (ДДК) (97). Двоично-
кодированный десятичный код типа 2—4—2—1 (100). Код Грея (101). Дополни-
тельные коды (103)
Полярность аналогового сигнала......................................105
Биполярные коды.....................................................106
Преобразование кода (ПО)
Другие биполярные коды..............................................111
Произвольный выбор смещения и масштаба характеристики преобразова-
ния ..................................................................113
Глава 4. Цифроаналоговые преобразователи..............................114
Методы цифроаналогового преобразования................................115
ЦАП с двоично-взвешенными резисторами...............................115
ЦАП с использоваием многозвенной цепочки резисторов.................117
Элементы ЦАП........................................................123
Переключатели (123). Источники опорного напряжения (165). Схемы многозвенных
цепочек резисторов (178)
Два семейства цепочек резисторов, изготавливаемых промышленностью 182
Почему следует выбирать тонкопленочные резисторы? (182). Цепочки резисторов
AD850, 851, 852/3, 855, 856 для устройств с очень высокими точностью и надежно-
стью (182). Цепочки резисторов AD1850, 1851, 1852/3, 1855, 1856 для дешевых пре-
образователей высокой точности, работающих в узком температурном диапа-
зоне (183)
Полупроводниковые интегральные ЦАП...............................184,
Интегральные инжекционные логические структуры (И2Л) (217)
Типы цифроаналоговых преобразователей.................................224
Умножающие ЦАП....................................................2124
Биполярные ЦАП......................................................226
Регистры ЦАП......................................................228
550
О точности............................................................230
Погрешность источника опорного напряжения...........................232
Погрешность цепочки резисторов......................................232
Погрешность суммирующего усилителя..................................233
Применения ЦАП........................................................233
Распределение информации............................................233
9-разрядный ЦАП на КМОП-структуре...................................239
ЦАП на цифровых элементах...........................................241
Дисплеи на ЭЛТ (электронно-лучевых трубках).........................245
Растровые дисплеи (247). Дисплеи с точечной матрицей (248). Интегратор на ли-
нии задержки (250)
АЦП.................................................................251
Устройство выборки и хранения, выходной сигнал которого не имеет
спада...............................................................253
Цифровой фильтр.....................................................254
Синтезатор сигнала с пересраиваемой частотой........................255
Генератор сигналов ................................................ 259
Формирование степенных рядов........................................260
Формирование сигналов пилообразной формы .......................... 261
Устройство временной задержки с цифровым управлением .... 261
Система контроля полупроводниковых ЗУ ............................. 263
ЦАП с источниками постоянного тока..................................267
Преобразователь код—угол (потенциометр).............................271
Цифроаналоговое преобразование с разделением во времени . . 272
Преобразование кода в угловое положение вала (с кодовым диском в
цепи обратной связи)................................................273
Управление потоком жидкости ....................................... 273
Источники питания с программным управлением.........................274
Программное управление коэффициентом передачи .... . 277
Индикатор .неисправности автомобильного генератора переменного тока 278
Другие применения...................................................279
Источники погрешности при цифроаналоговом преобразовании . . . 281
Устройство для подавления всплесков выходного сигнала.................282
Глава 5. Аналогоцифровые преобразователи..............................286
Техника аналогоцифрового преобразования...............................286
Типы аналогоцифровых преобразователей...............................289
АЦП с зарядом конденсатора (289). АЦП с уравновешиванием заряда (301).
АЦП со сравнением дискретных уровней напряжения (310)
Компоненты АЦП......................................................328
Переключатели многозвенных цепочек резисторов (329). Каскады управления пе-
реключателями (351). Многозвенные цепочки резисторов (352). Компаратор (353)
Полупроводниковые АЦП...............................................362
Источники погрешностей в АЦП........................................373
Определение источника погрешности (373). Погрешности в преобразователе с мо-
дуляцией длительности импульса (374). Погрешности двухтактного интегрирую-
щего АЦП (379). Погрешности в АЦП последовательного приближения (380).
Скорость преобразования и погрешность преобразования (380)
Применение АЦП......................................................384
Электронная система взвешивания (385). Сбор и передача информации (386). Авто-
матические цифровые вольтметры (387). Анализатор переходных процессов (388).
Оборудование для обработки катодов (389). Автоматическая калибровка для много-
канальных систем нормирования сигналов (391). Калибровка дистанционно управ-
ляемого мультиплексора (392). Цифровой микрометр (394). Измерение отношения
величин (394). Автоматическая корректировка нуля при взвешивании (395). Систе-
ма связи, обеспечивающая малый уровень шума (396). Система распределения му-
зыкальных программ (397). Применения полупроводникового АЦП, построенного
на двух БИС (397). Устройство сопряжения с телетайпом (403). Устройство уп-
равления камерой искусственного климата (404). Система сбора информации (404).
12-разрядный АЦП с использованием цифровых ИС (408). ll-разрядный АЦП по-
следовательного приближения (408). АЦП следящего типа (409). Передача и ана-
лиз сигналов (410). Временное сжатие сигналов с помощью квантования (416).
Определение корреляционной функции сигналов, представленных в реальном мас-
штабе времени (417). Использование многосекционной линии задержки в качестве
фильтра (420). Рекурсивный фильтр (420). Студийные устройства звукозаписи (420).
Системы для проверки и диагностирования автомобильного оборудования (422)
Четырехканальный АЦП со ступенчатым пилообразным напряжением и цифровой
коммутацией каналов (426). Телевизионный индикатор с газоразрядным экраном
(426). Преобразователи функции (427). Метеорологический буй (427)
Взаимодействие устройства в системе......................................430
551
Глава 6. Устройства выборки и хранения и мультиплексоры . 430
Устройства выборки и хранения.......................................434
Введение............................................................434
Основные схемы......................................................435
Точность устройства выборки и хранения ........................... 440
Стабильность устройства выборки и хранения........................444
Применения......................................................... 446
Интегральная микросхема устройства выборки и хранения (446). УВХ для запо-
минания входного сигнала АЦП (450). УВХ в системах сбора данных (452). УВХ
в системах распределения информации (453). УВХ в пиковых детекторах (453).
УВХ в системах с временным распределением информации (454). УВХ следящего
типа (454)
Мультиплексоры....................................................... 455
Аналоговые мультиплексоры............................................456
Аналоговые переключатели (457). Основные схемы аналоговых мультиплексо-
ров (461)
Цифровые мультиплексоры................................................473
Микросхемы мультиплексоров и демультиплексоров на элементах ТТЛ
со средней степенью интеграции.......................................502
Мультиплексор SN74151 (502). 16-входовый мультиплексор SN74150 (504). Сдвоен-
ный 4-входовый мультиплексор SN74153 (505). Сдвоенный 4-входовый мультиплек-
сор 9309 (507). 8-входовые мультиплексоры 9312 и 9313 (509). Счетверенный 2-вхо-
довый мультиплексор 9322 (513). 8-входовые мультиплексоры 8230, 8231, 8232 (514).
Расширение по входу мультиплексоров 8230, 8231, 8232 (516). Сочетание мультиплек-
сора DM7210 и демультиплексора SN7442 (516)
Применение мультиплексоров на элементах ТТЛ................................526
Система распределения информации (526). Система синхронной передачи инфор-
мации (527). Система синхронной передачи цифровой информации (532). Органи-
зация магистрали для передачи информации в виде многоразрядных слов (533).
Мультиплексирование аналоговой информации (533). Дешифратор для ввода ин-
формация с клавишного пульта (536)
Мультиплексоры на тристабильных логических элементах (ТСЛ) . . . 538
Предметный указатель.................................................545
ЮДЖИН Р. ГНАТЕК
СПРАВОЧНИК ПО ЦИФРОАНАЛОГОВЫМ
И АНАЛОГОЦИФРОВЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМ
Перевод с английского под редакцией Ю. А. Рюжина
Редактор И. И. Рюжина
Художник Н. И. Миляева
Художественный редактор Л. Н. Сильянов
Технический редактор Т. Н. Зыкина
Корректор Л. В. Алексеева
ИБ № 72
Сдано в набор 17.04.82 г. Подписано в печать 27.08.82 Г
Формат 60Х90/1в Бумага книжно-журн. Гарнитура литературная Печать высока!
Усл. печ. л. 34,5 Усл. кр.-отт. 34,5 Уч.-изд. л. 37,92 Тираж 17 000 экз. Изд. № 1974]
Зак. Ne 61 Цена 2 р. 90 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Главпочтамт, а/я 693
Типография издательства «Радио и связь» Госкомиздата СССР
101000 Москва, ул. Кирова, д. 40