я. с. ицхоки
ИМПУЛЬСНАЯ ТЕХНИКА
ИЗДАТЕЛЬСТВО * СОВЕТСКОЕ РАДИО*
МОСКВА* 1949
я. с. ицхоки
ИМПУЛЬСНАЯ ТЕХНИКА
ИЗДАТЕЛЬС	ОВ.Е Т С К О Е Р А Д И 0“
Москва — 1949
ОТ АВТОРА
В последние годы наметился довольно широкий круг вопросов, связанных с импульсным методом работы радиотехнических устройств, относящихся к области техники, получившей название  „импульсной*. До последнего времени система радиотехнического образования наших инженеров не предусматривала плано-. мерного изучения импульсной техники. В то же время практическая деятельность заставляет инженеров все в большей степени сталкиваться с импульсными методами работы установок. Повиди-мому, этим обстоятельством следует объяснить значительный ' интерес, проявленный радиоинженерами к лекциям по импульсной : технике, которые автору неоднократно приходилось читать на факультете усовершенствования инженеров Всесоюзного Заочного ' Энергетического Института.
В основу настоящего пособия положены упомянутые выше лекции, читанные автором в 1947— 1948 гг. Пособие не охватывает всех вопросов импульсной техники, круг которых в настоящее время весьма обширен. Автор и не стремился дать энциклопедический обзор большого числа элементов импульсных установок, которые уже сейчас нашли более или менее широкое применение. Энциклопедическому описанию весьма большого комплекса вопросов и элементов импульсных установок в настоящее время уделено достаточно много места в технической литературе. Однако, автор на основе своего педагогического опыта пришел к убеждению, что литература энциклопедического характера у»е более не удовлетворяет инженеров. Поэтому автор считал более важным осветить методы анализа наиболее характерных для импульсной техники процессов и разобрать теорию работы и принцип действия хотя бы некоторых элементов импульсных установок.
Главное внимание в данном пособии уделяется вопросам анализа импульсных процессов и вопросам, связанным с формированием, генерацией и. трансформацией импульсов, применяемых, в основном, для модуляции импульсных генераторов высокой частоты. При этом, естественно, автор уделил больше внимания вопросам, в разработке которых он принимал участие (форми
3
рующие цепи, блокииг-генераторы, импульсные трансформаторы, импульсные модуляторы).
Автор полагает, что инженер, достаточно глубоко ознакомившийся на характерных примерах с особенностями работы некоторых импульсных устройств, сумеет самостоятельно разобраться в других вопросах импульсной техники и уяснить себе принцип действия и метод анализа других импульсных устройств. Многие из этих устройств уже сейчас нашли свое применение; но несомненно, что в связи с быстрым развитием импульсной техники еще большее их количество будет появляться вновь.
Насколько принятое направление данного пособия является методически правильным, подскажет практика читателей. Автор будет признателен читателям за критические замечания, которые безусловно будут способствовать дальнейшему усовершенствованию книги. Автор все же надеется, что и данное пособие в известной степени поможет более глубокому ознакомлению радиоинженеров с особенностями работы импульсных установок.
Автор считает своим приятным долгом выразить благодарность И. И. Кирильцеву и, особенно, В. В. Мигулину и Т. Р. Брахману, взявшим на себя труд ознакомиться с рукописью и сделавшим ряд ценных замечаний, которыми автор воспользовался при окончательной подготовке рукописи к изданию. Автор выражает также благодарность Г. С. Гладкову, оказавшему значительную помощь при техническом оформлении рукописи и рисунков.
Автор
ВВЕДЕНИЕ
Развитие радиотехники, начавшей свое существование в качестве самостоятельной области техники 7 мая 1895 года — день открытия радио нашим великим соотечественником А. С. Поповым,— характеризуется чрезвычайно крутой линией своего прогресса. При общем весьма высоком темпе развития радиотехники можно наметить несколько этапов, сыгравших революционизирующую роль и определивших принципиально новые области применения радиотехники. Крупнейшим шагом явилось появление электронной лампы и лампового генератора высокой частоты, изменивших лицо радиотехники. Большое значение имело развитие техники коротких волн, позволившее передать радиосигнал через весь земной шар. Решительный прогресс сантиметровой техники, позволившей сконцентрировать в пространстве излучаемые радиоволны в тонкие, подобные световым, пучки, открыл блестящие перспективы в развитии новой отрасли радиотехники — радиолокации. Нельзя не отметить, что успеху указанных достижений радиотехники в значительной степени способствовали замечательные работы большой плеяды советских ученых, талантливых последователей А. С. Попова,— М. В. Шулейкина, М. А. Бонч-Бруевича и Д. А. Рожанского.
К числу, революционизирующих факторов, пожалуй, следует отнести и внедрение в радиотехнику импульсных методов работы, позволивших принципиально решить ряд важнейших проблемных задач.
При импульсном методе работы чрезвычайно короткие, обычно измеряемые в миллионных долях секунды (микросекундах), импульсы электромагнитной энергии чередуются сравнительно длинными паузами. Основным принципом работы генератора импульсов того или иного вида является:
запасание генератором энергии в течение большого интервала времени Т3 и быстрая локализация запасенной энергии за короткое время /и генерации импульса.
Генератор импульсов в некотором роде подобен механическому копру, медленно накапливающему энергию при подъеме и быстро
5
реализующему запасенную энергию при падении. Такой принцип работы обусловливает большую трансформацию времени Т3ЦЯ >> >1, с которой связана соответствующая трансформация мощностей Р„ }Р > 1, где Ри — импульсная мощность, а Р3— запасенная мощность. Это позволяет обходиться с питающим источником энергии небольшой мощности Ро =Р3, которая в идеальном случае, при отсутствии Епотерь, из условия баланса энергии определяется соотношением
Р t р ~ р — и 11 (рр ' 'О = Ь 3- Т ^Ги *
1 3
В действительности, конечно, указанная трансформация сопровождается некоторыми потерями энергии, в силу чего
где т] — к. п. д, генерации импульсов. Тем не менее, Ри так как 71-Т3//и » 1.
Таким образом, импульсный метод позволяет получать огромные мощности генерированных импульсов, в сотни и тысячи раз превосходящие мощности соответствующих первичных источников питания. Правда, для получения нужного вида генерированной энергии, например в виде энергии высокочастотных колебаний, нужно обладать техническими возможностями извлечения с помощью генераторных устройств (ламповых генераторов, магнетронов) больших мощностей в нужном диапазоне частот. Однако, мощность в импульсе, которая может быть получена от электронного прибора того или иного типа, в довольно значительной степени определяется средней генерируемой-мощностью. Такое положение будет тем более справедливым, чем больше температурный режим электронного прибора определяется энергией, рассеиваемой на его электродах электронным потоком, а не нагревом за счет лучеиспускания мощного катода. К такому энергетическому соотношению мы в настоящее время действительно подошли достаточно близко, благодаря значительным успехам, достигнутым электронно-вакуумной промышленностью в отношении конструирования экономичных электронных приборов — электронных ламп, магнетронов и клистронов. Эти успехи определили возможность достаточно долговременной работы электронных приборов, снабженных оксидированным катодом, в импульсном режиме при чрезвычайно высоких рабочих напряжениях, в десятки раз превосходящих их,„номинальные" (т. е. длительно допускаемые) напряжения. Благодаря этому удается в течение короткого времени действия рабочего импульса получать большие токи эмиссии при сравнительно малых габаритах генераторных устройств. Как уже упоминалось, величина импульсной мощности генераторных устройств 6
\
'приближается к пределу, лимитируемому максимально допускаемой средней мощностью генерации. Таковая мощность
1	т
где Fn — -г---частота повторения импульсов, a Q = _I!______
п	f
и т. н. скважность генерации. Очевидно, что при высокой скважности генерации импульсная мощность Ри = Q • Рср > РСГ: , что позволяет осуществить колоссальную концентрацию энергии во времени.
Значение импульсных методов работы отнюдь не ограничивается возможностью генерации больших мощностей. Импульсный метод работы позволил осуществить и р и н ц и п и а л ь и о е решение ряда важных проблем, таких как измерение расстояний до недоступных и оптически невидимых предметов (импульсный метод дистанциометрирования), что в значительной степени определило успешное развитие радиолокации. Освоение техники генерации и усиления чрезвычайно коротких импульсов открывает блестящие перспективы дальнейшего развития радиолокации. Чем короче длительности применяемых импульсов, тем выше так называемая разрешающая способность в радиолокации, тем в большей степени открываются возможности „радиовидения“ все более и более „мелких" деталей.
Применение импульсного способа работы имеет принципиальное значение также и в таких областях техники как телевидение, импульсная радиосвязь, радиотелеметрия, радиотелеуправление и‘ др., а также и при изучении ряда физических проблем.
Теоретической базой, послужившей фундаментом для импульсных методов работы, явились классические работы Л. И. Мандельштама, Н. Д. Папалекси и их учеников, в частности, фундаментальная работа А. А. Андронова и С. Э. Хайкина „Теория колебаний"., а также работы Б. А. Введенского, Ю. Б. Кобзарева, С. И. Евтянова, В. И. Сифорова, Н. Н. Крылова, Н. М. Изюмова, Я- Д. Ширмана и др. Значительный вклад в разработку теории и методов расчета элементов импульсных устройств внесли Л. А. Меерович, В. В. Мигулин, „С. А. Дробов, Н. А. Железнов, В. В. Виткевич, Ф. В. Лукин, А. А. Расплетин и др.
Разносторонние применения определили быстрое развитие импульсных методов работы настолько, что в настоящее время уместно говорить об импульсной технике как новой области техники тем более, что методы исследования и изучения импульсных процессов отличаются от методов, применяемых при „непрерывной" работе установок. В последнем случае нас, в основном, интересуют стационарные режимы. Процессы же, протекающие при импульсном способе работы, являются процессами переходными. Изучение таких процессов оказывается
7
значительно более сложным как при теоретическом их анализе, так и при экспериментальном исследовании. Существенное значение имеет также и специфичность способов генерации и преобразования коротких импульсов той или иной формы. Все эти обстоятельства определяют целесообразность самостоятельного изучения комплекса вопросов (раньше почти совершенно не изучавшихся), связанных с формированием коротких импульсов и воздействием таких импульсов на электрические цепи того или иного вида.
Рассмотрению этих вопросов посвящено настоящее пособие.
Раздел I
ВОЗДЕЙСТВИЕ ИМПУЛЬСНЫХ ЭДС НА ЛИНЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ
1. ИМПУЛЬСНЫЕ? НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКИ И ХАРАКТЕР ПРОЦЕССОВ, ВЫЗЫВАЕМЫХ ИМИ В ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЯХ
В большом числе практических случаев основной интерес представляет изучение поведения тех или иных электрических цепей в стационарном режиме работы, возникающем под воздействием либо постоянной э. д. с.
е~Е-~- const,	(1)
либо же под воздействием синусоидально изменяющейся э. д. с.
е=Ет -sin(cnZ-l-Щ)	(la)
с неизменными величинами амплитуды Ет, частоты w и начальной фазы ф колебаний. Протекающие под воздействием таких э. д. с. (или токов) установившиеся процессы характеризуются или неизменными значениями сил токов (постоянных), или неизменными значениями амплитуд стационарных колебаний электрических токов данной частоты, протекающих в тех или иных элементах соответствующих цепей.
Говоря о стационарных процессах и выражая аналитически соответствующие э. д. с. в виде (1) или (1а), мы, строго говоря, предполагаем существование этих э. д. с. в пределах от — со до / = 4-°°, относя начало возникновения соответствующих процессов к времени 1 =— °о (рис. 1,«, 1,6). Несмотря на физическое несоответствие таких э. д. с. с реальными силами, возникающими в действительности во вполне определенное время, указанное выше представление может быть все же практически использовано; в реальных электрических цепях, обладающих потерями, переходные процессы затухают настолько быстро, что уже спустя сравнительно небольшой промежуток времени после начала действия соответствующих э. д. с. можно практически полагать электрическое состояние цепи ничем не отличающимся
•от установившегося. Величина промежутка времени, по истечении которого можно считать указанное приближение допустимым,
определяется как постоянными времени изучаемой электрической цепи, так и требованиями к точности находимого решения. Так, например, для простейшей цепи, состоящей из последовательно
соединенных активного сопротивления R и индуктивности L, через
время t-=3UR действитель- . е ный процесс отличается от ус- , I тановившегося ~ на 5“/0, а че- i —-------------- ~	'
рез время t > 5 UR это различие не превосходит ~ 0,5 %.
Рис. 2.
q=£=const| 
Рис. 1.
В некоторых случаях представляется необходимым рассмотрение переходных процессов, возникающих сразу же после начала действия (или изменения величины) соответствующих э. д. с. Электродвижущие силы (и соответственно напряжения и токи), начало действия которых относится к определенному моменту времени 1 = мы в дальнейшем условно будем обозначать в виде (рис. 2):
e = E-ltj ; е = Ет sin [ш(t—Л) + Ф]-1/,,
где —так называемая единичная функция, обладающая тем свойством, что
lz = 0, при 1, =1, при t^\.
На рис. 2,в и 2,г представлены единичные функции 10 и 12.
При воздействии таких э. д. с. на электрические цепи, обладающие способностью запасать энергию (в электрических полях емкостей или магнитных полях индуктивностей, присущих цепи), в них возникают переходные процессы. Последние обусловливают тот факт, что форма напряжений на различных элементах цепи или токов, протекающих через эти элементы, в общем улучае отличается от формы, действующей на цепь э. д. с. Видоизменение формы в некоторых случаях желательно и является основным 10
назначением так называемых формирующих устройств, а в некоторых случаях приводит к искажению передаваемых через посредство данной цепи сигналов.
Помимо изучения стационарных процессов, возникающих под воздействием постоянных или синусоидально изменяющихся э. д. с., нас может также интересовать поведение электрических цепей под воздействием периодических э. д. с. сложной формы. Под такими э. д. с. мы понимаем э. д. с. любого вида, выражаемые периодическими функциями времени
где k=0, ztl,zt2..., Тп —период изменения функции, а соответствующая ему частота
называется частотой посылок (частотой.'п о в-т о р е н и й).
На рис. 3 представлено несколько периодических э. д. с. (токов) сложной формы. Форма, указанная о) на рис. 3,а, встречается при работе лам- /*\	f\_.
новых генераторов (с отсечкой); форма, '	-Гл—‘
указанная на рис. 3,<5, соответствует случаю колебаний высокой частоты, модулированных по синусоидальному закону; пилообразная форма колебаний, предста в-ленная на рис. 3,в, применяется в устройствах временной развертки электроннолучевых трубок; напряжения, приведенные на рис. 3,2, 3,д и 3,е, получающиеся с помощью релаксационных генераторов и специальных формирующих устройств, широко используются в телевизионной и радиолокационной технике.
В случаях, когда данное напряжение или ток сложной формы действует лишь в течение некоторой части периода (за каждый период), принято говорить о так называемой скважности следования
импульсов, понимая под этим отношение
длительности периода 7'п к длительности /и действия напряжения или тока в течение периода (рис. 3,г):

____ 1
Q =
При воздействии на электрические цепи э. д. с. сложной формы пас может также интересовать либо так называемый стационарный режим работы цепей, устанавливающийся, строго говоря, чер'ез бесконечно долгое время после начала действия этих
э. д. с., либо п е р'е х о д н ы й процесс, возникающий в цепи сразу ж е после начала действия соответствующих э. д. с. В первом случае мы представляем себе данную э. д. с. действительно периодической функцией времени, действующей в интервале времени от t——00 до г = + °°. Во втором случае э. д. с. возникает в определенный момент времени t — и хотя начиная с указанного момента времени эта э. д. с. действует через неизменные интервалы времени Тп (рис. 4), она, строго говоря, не является периодической функцией’1 времени и должна выражаться’ через 'посредство единичной функции в виде/2 (£)=/(/— Q lz,, где / (t—Ц) — действительно периодическая функция.
Практически, во многих случаях уже спустя сравнительно небольшой промежуток времени после начала действия соответствующей э. д. с. сложной формы, в цепи наступает состояние,
R . С
Рис. 4.
Рис. 5,
очень мало отличающееся от установившегося, и это позволяет выражать данный процесс, являющийся, строго говоря, непериодическим, в виде периодической функции времени. Так, например, при воздействии на цепь, состоящую из активного сопротивления /? и конденсатора емкостью С (рис. 5), пульсирующего напряжения е напряжение цс-на конденсаторе нарастает при и падает при	спустя некоторый промежуток вре-
мени порядка (5-н10)ДС наступает состояние, при котором заряд, приобретаемый конденсатором в течение одной части „периода" Тп , практически равен заряду, теряемому конденсатором в течение другой части этого „периода". Наступившее состояние можно практически считать установившимся и процесс—периодическим.
Несмотря на то, что состояние, сколь угодно близкое к установившемуся, через тот или иной промежуток времени наступает во всякой реальной цепи, обладающей потерями, во многих случаях трактовка процесса как стационарного, описываемого периодической функцией времени, является нецелесообразной. Дело в том, что во многих представляющих практический интерес случаях приходится сталкиваться с действием периодических э. д. с., характеризуемых весьма высокой скважностью (рис. 3,г). Длительность интервала времени 7а между импульсами может быть настолько большой, что возникающие в результате действия какого-нибудь очередного импульса процессы практически полностью затухнут до того, как начнется действие следующего им-12
пульса. К моменту начала действия следующего импульса цепь будет опять находиться в исходном начальном состоянии и не будет содержать в себе никаких начальных запасов энергии, обусловленных действием предыдущего импульса. Указанное состояние
имеет практически место в случаях, когда длительность интервала между импульсами значительно превосходит длительность соответствующих постоянных времени, обусловливающих продолжительность переходных процессов в цепи. При выполнении такого соотношения понятие установившегося процесса теряет свой смысл, так как при каждом очередном воздействии импульса э. д. с. возникает переходный процесс, который может быть изучен без
учета действия предыдущих импульсов. Такие э. д. с. мы будем называть импульсными и при изучении соответствующих переходных процессов будем полагать, что рассматриваемая цепь подвергается воздействию
сррочт	частЬ ,
отдельных не связанных
между собой одиночных	Рис' 6’
импульсов напряжения.
С импульсными э. д. с. приходится особенно широко сталкиваться в радиолокационной технике, где применяются импульсы, периодически повторяющиеся с весьма высокой скважностью порядка тысячи единиц и больше. Длительности самих импульсов обычно весьма малы, порядка миллионных долей секунды и даже десятых долей микросекунды. Такие времена оказываются вполне соизмеримыми (а в некоторых случаях даже превосходят) с длительностями временных постоянных цепей, обусловливающих продолжительность возникающих переходных процессов. Ввиду этого, при изучении процессов, вызываемых действием импульсных
э. д. с., в основном, приходится иметь дело именно с переходными процессами, роль которых в современной радиотехнике, являющейся в значительной степени „импульсной", весьма велика
На практике приходится сталкиваться, главным образом, с импульсными э. д. с. двух типов: с так называемыми видеоимпульсами и радиоимпульсами.
Видеоимпульсами называются импульсы (рис. 6), которые характеризуются весьма быстрым изменением своей величины (и то не всегда) лишь в начальной или, может быть, конечной части импульса. Другими словами, видеоимпульс может иметь весьма крутой фронт (/ф < tw ) или крутой срез (Zc < /и ); но в тече
ние значительной части импульса скорость изменения величины импульса является сравнительно невысокой. Видеоимпульсы широко применяются в телевизионной и радиолокационной технике в цепях синхронизации, управления и для импульсной модуляции. Основное распространение имеютимпульсытрапецоидальной формы,
13
приближающейся к прямоугольной. Такие импульсы характеризуются наличием плоской части (рис. 6), длящейся в течение основной части импульса; длительность фронта и длительность среза импульса составляет обычно (5 ~ 20) % от длительности импульса. Говоря о длительности всего импульса или частей его, чаще всего имеют в виду так называемые а к т и в н ы е длительности элементов импульса, которые определяются дополнительными условиями. Последние до настоящего времени не являются твердо установленными и общепринятыми. Иногда активная длительность % импульса определяется на высоте 0,9 от амплитуды импульса (рис. 6), а активная длительность фронта (среза) импульса измеряется временем, в течение которого величина импульса нарастает (падает) от 10 до 90% (или от90до 10%) от амплитуды импульса.
Существенным параметром
г—\ pvv-ч I <	Г~~~\ импульса для некоторых при-
Г \ I I Л) I I менений является т.н. сни-Г ч J ______у J \	।_ жение плоской части им-
<а)	(б) '	(В)	' (г)~С пульса, характеризуемое ье-
V* личинои ас/ (рис. 6) или от-
Рис. 7.	ношением . Очень ча-
сто приходится встречаться с импульсами, характеризуемыми наличием наложенных высокочастотных колебаний, проявляемых иногда на фронте (рис. 7,а), на гребне (рис. 7,6) или на хвосте (рис. 7,в и 7,г) импульса. Эти в большинстве случаев нежелательные (паразитные) колебания, обычно, быстро затухают.
Радиоимпульсом называется импульс или „пакет” высокочастотных кслебаний, амплитуда которых постоянна или сравнительно медленно изменяется по некоторому заданному закону. Радиоимпульсы могут быть рассматриваемы как высокочастотные колебания, модулированные по амплитуде с помощью видеоимпульсов. Так, например, если F^coswZ — немоду-лированные высокочастные колебания частотой о> и неизменной амйлитуды Ет (рис. 8,а) и еА (/) — аналитическое выражение модулирующих видеоимпульсов (рис. 8,6) той или иной формы, то e3(£)cosw/ представляет собсй аналитическое выражение модулированных колебаний (рис. 8,tf), амплитуда которых изменяется по закону е, (/). Очевидно, что форма огибающей радиоимпульса подобна форме модулирующего видеоимпульса.
На рис. 9 представлено несколько видов радиоимпульсов, применяемых на практике. Здесь показаны:
а)	прямоугольные импульсы высокочастотных колебаний;
б)	треугольные импульсы высокочастотных колебаний;
в)	деформированные импульсы высокочастотных колебаний;
г)	затухающие импульсы высокочастотных колебаний.
Применительно к радиоимпульсу можно также говорить о длительности фронта, среза или плоской части импульса в том же смысле, в каком это имелось в виду при видеоимпульсах.
14
Используемые на практике для различных целей импульсы характеризуются самой разнообразной формой, длительностью и амплитудой. Имея в виду применяемые в радиолокации импульсы
Рис. 8.	Рис. 9.
высокочастотной энергии, с помощью которых осуществляется пеленгация цели и измерение расстояния до цели, можно отметить приводимые ниже основные параметры генерируемых импульсов.
7) Форма, импульсов
Как известно, расстояние до цели при импульсном методе дистанциометрирования определяется по длительности tr, протекшей от момента посылки сигнала первичного излучения (генерируемого импульса) до момента прихода к приемнику эхо-сигнала, отраженного от цели. Если г — дистанция до цели (в метрах), tr — упомянутая длительность (в микросекундах) и с — ей 300 м/мксек — скорость распространения радиоволн, то
r = ^ = \50trM.	(2)
Длительность tr фиксируется на экране осциллографического индикатора в виде расстояния между двумя отметками, соответствующими первичному и отраженному импульсам (рис. 10). Предположим, простоты ради, что приемное устройство не создает вовсе никаких искажений принятых сигналов, которые после детектирования будут иметь форму, подобную форме модулирующих видеоимпульсов. Тогда при треугольной форме импульсов на экране осциллографического отметчика на фоне „шумов" приемника будут фиксироваться импульсы в виде, показанном на рис. 10. Легко видеть, что вследствие значительного уменьшения амплитуды отраженного сигнала, который обычно не намного превышает уровень шумов, измеряемое по началу видимой части
15
фронта расстояние t’г будет более истинного расстояния tr. Искажение формы импульса, создаваемое приемником, приводящее/ к понижению крутизны импульса, в еще большей степени увеличит погрешность отсчета дальности. С этой точки зрения наименьшая погрешность обеспечивается применением импульса с наибольшей возможной крутизной фронта, т. е. импульса, который по своей форме приближается к прямоугольной (рис. 3, г или 9, а). Применение импульса прямоугольной формы обеспечивает также и наивысшую сосредоточенность энергии импульса во времени, т. е. наибольшую величину энергии импульса (PBta) при заданной мощности Ря и длительности tn импульса. Это обстоятельство является благоприятным с точки зрения повышения максимальной дальности действия радиолокационной станции, которая определяется не пиковой мощностью, а энергией импульса.
Лерёич i	срезасжа
импипЬс1’' приемником п ,		.
J ‘—	OmfiaxemSsu
импупЬс
Рис. 11.
Урсв^нЬ шумо6\
Рил. 10.
Требование прямоугольной формы импульсов (точнее, импульсов, характеризуемых плоской вершиной) является особенно существенным при импульсной модуляции высокочастотных колебаний, генерируемых магнетронами. Как это следует из представленной на рис. 11 характеристики магнетрона, даже небольшое снижение величины модулирующего импульса напряжения вблизи рабочей точки А вызывает значительное уменьшение тока генератора. Это приводит не только к резкому уменьшению генерируемой мощности, но и к снижению стабильности частоты генерируемых колебаний, к появлению помимо колебаний основной частоты также и колебаний других частот.
Таким образом, руководствуясь приведенными выше соображениями, можно притти к выводу, что прямоугольная форма рабочих импульсов является оптимальной для целей управления колебаниями импульсных генераторов высокой частоты, применяемых в радиолокационных установках.
Получение импульсов строго прямоугольной формы является технически недостижимым. Поэтому, практически, ограничиваются импульсами трапецеидальной формы, приближающейся к прямоугольной. Техническими условиями обычно предусматриваются следующие параметры импульсов „прямоугольной" формы (рис. 6):
^(0,1 г-0,2)/и; t.-(0,2-н 0,3) /и ; ~ (0,05 — 0,1).	(3)
и 111
16
Требование хорошей формы импульсов является особенно существенным для магнетронных генераторов.
2) Длительность импульсов
Длительность рабочих импульсов, применяемых в радиолокации, в основном, обусловливается разрешающей способностью установки. Последняя определяется той минимальной дистанцией (готМ) между двумя целями, при которой на экране индикатора еще фиксируются раздельные отметки. Так как минимальное расстояние между двумя отметками на экране определяется длительностью tn импульса, то, положив в формуле (2) tr = ta, получим гmin — 150 tТаким образом, при длительности импульса tn — Хмксек, гт1п^\Ь$м. Большинство современных радиолокационных самолетных установок оперирует с длительностями импульсов порядка /и = (0,5-4- 1) мксек. В случаях необходимости получения более высокой разрешающей способности применяется /и е<0,25 мксек (гт1п 40 м). Не исключена возможность применения еще более коротких длительностей рабочих импульсов порядка 0,1 мксек и короче. Однако, необходимо иметь в виду, что с укорочением импульса пропорционально уменьшается энергия импульса, определяющая дальность действия установки. Ввиду этого в установках дальнего действия, в которых не ставится задача получения высокой разрешающей способности, применяются достаточно большие длительности рабочих импульсов, достигающие иногда десятков микросекунд.
Вместе с укорочением длительности рабочих импульсов приходится одновременно укорачивать и длины волн высокочастотных колебаний, заполняющих соответствующий радиоимпульс. Такое положение обусловливается двумя обстоятельствами. Во-первых, повышение разрешающей способности установки по дальности должно сопровождаться соответствующим повышением разрешающей способности по определению угловых координат цели. Для этого необходимо сужать пучки радиоволн, пеленгующие цель, т. е. необходимо применять антенны остронаправленного действия, обладающие весьма узкой диаграммой направленности. Конструирование таких антенн при технически приемлемых габаритах требует применения тем более коротких волн, чем уже диаграмма направленности антенны. Этот вопрос имеет особенно большое значение для самолетных установок. С другой стороны, при работе с более короткими импульсами необходимо одновременно
„	1	X
уменьшать и длительность периода 7 =-у-=— высокочастот-J	с
ных колебаний, заполняющих импульс, чтобы выполнялось соотношение /и>7'. Последнее неравенство должно выполняться, по крайней мере, в отношении 1: (300-4-500).
2 Я. С. Ипхоки	-.	17
Практика установила следующие соотношения дчительностей рабочих импульсов и длин волн:
метровые волны —/и > 1 мксек;
дециметровые волны —1^ = (0,5 -ч- 1) мксек;
сантиметровые волны — tK — (0,25 -н 1) мксек.
3) Частота повторения импульсов
Частота повторения импульсов обусловливается рядом обстоятельств.
Во-первых, для исключения неопределенности в измерении дистанции необходимо, чтобы отраженный от наиболее удаленной (гтах) Чели импульс успел вернуться к исходной точке наблюдения в течение интервала времени ТП — ТП между импульсами. Из этого соображения формула (2) устанавливает минимальную длительность интервала времени между импульсами
где rmav измеряется в метрах. Так, например, при rmax = 150 км минимальная длительность Тп = 1000 мксек, и, следовательно максимально допустимая частота повторения импульсов —
Fn	WOO гц.
* п
Во-вторых, частота повторения импульсов определяется скоростью обзора пространства пеленгующей антенной. Для надежной пеленгации цели необходимо, чтобы каждая цель облучалась, по крайней мере, 3 — 5 импульсами за один оборот антенны. Связанные с этим обстоятельством специальные расчеты должны учитывать ряд факторов: разрешающую способность по угловым координатам, сектор и скорость обзора, диаграмму направленности антенны, размеры, характер цели и скорость ее перемещения в пространстве, особенности осциллографического индикатора и свойства счетно-решающих приборов, применяемых в установках и др.
В-третьих, при применении более коротких импульсов, меньших 0,5 мксек, приходится также учитывать надежность и яркость фиксации цели на индикаторе. Это обстоятельство требует повышения частоты посылок импульсов с укорочением их длительности.
Практика установила следующее соотношение, которое в большинстве радиолокационных установок достаточно близко выполняется: Q~Tn //д — 1000. Впрочем, некоторая вариация в величине скважности вполне возможна.
18
2. МЕТОДЫ МАТЕМАТИЧЕСКОГО АНАЛИЗА ИМПУЛЬСНЫХ ПРОЦЕССОВ
Математический анализ переходных процессов, возникающих под воздействием импульсных э. д. с., связан с интегрированием ди-ференциальных уравнений, описывающих процессы в исследуемой цепи, составленных на основе известных законов Кирхгофа. В большом числе практических случаев исследуемые цепи рассматриваются как линейные, обладающие неизменными параметрами. Процессы в таких цепях описываются линейными диференци-альными уравнениями с постоянными коэфициентами. Искомое решение для цепи, не содержащей элементов с распределенными параметрами, имеет, как известно, вид
F V) =f4 (0 +	+ • • • + Anepnt ,
где Pi, Р2,... рп — корни характеристического уравнения, а Д, А2,...Ап — постоянные интегрирования, число которых равно порядку уравнения, находимые из заданных начальных условий; /ч(/)— частное решение, определяемое характерам внешней силы (э. д. с.), действующей на цепь. Порядок диференциаль-ного уравнения равен числу независимых начальных условий, выражающих начальные запасы энергии, сосредоточенной в реактивных элементах (емкостях и индуктивностях) исследуемой цепи.
Несмотря на то, что теория линейных диференциальных уравнений разработана исключительно хорошо, интегрирование уравнений порядка, выше второго, встречает, практически, значительное затруднение, связанное с необходимостью нахождения корней характеристического уравнения, степень которого равна порядку диференциального уравнения. Неприятной, хотя и не встречающей принципиального затруднения, является процедура нахождения частного решения и, особенно, постоянных интегрирования А], А2, -.,Ап. Эта часть задачи может быть исключена при применении операторного способа интегрирования уравнений, который „автоматизирует" процесс отыскания решения уравнения. Несколько примеров применения операторного метода приводится ниже.
Для интегрирования линейных диференциальных уравнений очень часто применяется метод спектрального анализа. Метод спектрального анализа, базируемый на интеграле Фурье, представляет собой весьма мощный способ исследования переходных процессов в сложных электрических цепях, обладающих резко выраженными резонансными свойствами, когда применение обычного метода интегрирования уравнений является затруднительным. Впрочем, при необходимости представления решения в аналитической форме метод спектрального анализа встречает в точности те же самые затруднения, которые характерны и для других способов интегрирования уравнений, и с этой точки зрения противопоставление метода спектрального анализа другим методам является необоснованным. Недостатком метода спектрального анализа является 2*	19
го положение, что хотя этот метод во всех случаях позволяет сравнительно простым способом найти прин’ципиальное решение поставленной задачи, однако форма полученного решения является часто неудобной. Решение имеет вид бесконечной суммы гармонических составляющих, синтез которых в некоторых случаях либо не приводит вовсе к известным функциям, либо является весьма затруднительным. Вторым недостатком метода является ограниченность распространения его только на линейные системы, для которых применим принцип суперпозиции. Тем не менее, для большинства технических приложений радиотехники, широко использующей принцип резонанса достаточно остро настроенных колебательных контуров, получение решения в виде суммы гармонических составляющих является весьма удобным. Такое решение позволяет получить хотя и приближенное, но вместе с тем достаточно отчетливое представление о процессах, вызываемых в резонансной системе, обладающей слабым затуханием, под воздействием колебательных э. д. с. Именно поэтому М. А. Бонч-Бруевич так охарактеризовал значение спектрального метода анализа в радиотехнике'-
„В радиотехнике приходится иметь дело с токами и напряжениями очень сложной формы. Представление этих токов и напряжений в виде спектра, образованного из простых синусоидальных функций, дает чрезвычайно могучее орудие для анализа и синтеза явлений".
Методом спектрального анализа мы воспользуемся ниже для установления некоторых принципиальных соотношений и для приближенной оценки процессов в колебательных системах.
При исследовании переходного процесса, возникающего в линейной цепи под воздействием импульса напряжения (или тока) сложной формы, иногда удобно воспользоваться интегралом Дюамеля. Именно, если известно решение, соответствующее воздействию на цепь постоянного напряжения е0 = const, то с помощью интеграла Дюамеля легко найти решение, соответствующее случаю воздействия на цепь напряжения произвольной формы.
При исследовании переходных процессов, возникающих в колебательных контурах, характеризуемых слабым затуханием, под воздействием э. д. с, изменяющейся по гармоническому закону или в виде модулированных по какому - нибудь закону гармонических колебаний, является весьма целесообразным применение метода, известного под названием метода медленно меняющихся амплитуд или метода „укороченных уравнений". Этот метод впервые применялся ван-дер - Полем для исследования процессов в нелинейных системах. Достаточно строгое обоснование и дальнейшая разработка и развитие этого метода была произведена рядом советских ученых: Л. И. Мандельштамом, Н. Д. Папалекси, А. А. Андроновым, С. Э. Хайкиным, Ю. Б. Кобзаревым, С. И. Евтяновым и др. Особое значение метода заключается в его применимости для анализа нелинейных систем. Однако, как показали Кобзарев, Агеев и Евтянов, метод 20
иногда остается весьма эффективным и при анализе линейных . систем. В дальнейшем мы воспользуемся одним из наиболее эффективных применений указанного метода в том виде, в каком он был развит С. И. Евтяновым.
В некоторых случаях наиболее быстрое определение переходного процесса в простейших цепях может быть осуществлено описываемым ниже графическим способом, предложенным М. В. Костенко.
Рис. 12.
Для выражения импульсов с помощью известных функций иногда удобно прибегать к их представлению с помощью единичных функций. Так, например, одиночный импульс напряжения прямоугольной формы (рис. 12) удобно представить в виде суммы двух постоянных напряжений одинаковой, но противоположной по знаку величины, из которых второе напряжение начинает действовать с запаздыванием (по отношению к началу действия первого напряжения),равным длительности	импульса. Аналитическое
выражение импульса напряжения величиной Е и длительностью (начинающего действовать в момент £ = 0) может быть представлено в виде:
е = Е-10 — EAtil.
- f ltu
о 4
Аналогично выражается на-	Рис- 14-
пряжение с косоугольным фрон-
том (рис. 13), импульс напряжения треугольной формы (рис. 14), трапецоидальной формы и др. Существенно отметить, что во всех указанных случаях импульс напряжения той или иной формы выражается посредством функций, действующих, начиная от некоторого момента времени, непрерывно до t=co. Такое выражение импульсов является необходимым при анализе переходных процессов с помощью диференциальных уравнений.
В некоторых случаях является важным учесть конечную крутизну фронта импульса, имеющего форму, близкую к прямоугольной, т. е. выражение скорости нарастания во времени величины импульса. Для этого иногда представляют форму импульса в виде трапеции. В тех же случаях, когда является желательным выражение формы импульса с помощью функции, близкой к Непрерывной, удобно прибегнуть к выражению импульса трапецоидальной
формы (рис. 15) с помощью экспоненциальных функций. Так, например, если длительность нарастания импульса (длительность его фронта) и длительность * спада импульса (среза) значительно меньше длительности плоской части импульса (рис. 15), импульс может быть аналитически выражен в виде:
Т'ф	Т q	тс
e(t) = E(l~e V)lo-Ee \0+Е(е	- 1) 1,и
Здесь предполагается, что активные длительности фронта (7ф) и среза (/с) импульса значительно менее длительности /и самого импульса. Поскольку фронт (и срез) импульса выражаются нами с помощью экспоненциальных функций, принимается, что длительность фронта импульса г!ф '^37ф, а длительность среза /с = 37)., где Т’ф и Тс —постоянные времени экспоненциальных функций, выражающих импульс.
3. ОПЕРАТОРНЫЙ МЕТОД АНАЛИЗА ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ
Не имея возможности сколько-нибудь подробно осветить основы операторного метода, ограничимся здесь иллюстрацией применения метода для решения некоторых задач, которые нам понадобятся впоследствии.
Сущность операторного метода заключается в следующем.
Каждой временной функции f (/) противопоставляется некоторая другая
функция f (/?) переменного р, называемая изображением функции / (/). Связь между функцией и ее изображением выражается, вообще говоря, интегральной зави-
симостью:
_	00	— pt
f(p)=P$f(t)e dt,
О
которая, условно, представляется в виде:
Так, например, при = f (р) =	; при /(zJ)=Z:=const,
Г(р) = £=/(/); при = f(p) = ~.
Определение изображения функции не является нашей конечной целью, но, зная изображение, легко определить и саму 22
функцию с помощью формулы разложения, приводимой ниже. С другой .стороны, имеется простая возможность определения изображения неизвестной функции f (I) из диференциального уравнения, которому должна удовлетворять искомая функция /(/), или, даже проще, непосредственно из рассмотрения исследуемой электрической цепи. Эта возможность основана на двух фундаментальных свойствах изображений, которые мы приводим без доказательства.
1) Если функция f (t) имеет своим изображением f(p), т. е.
/7) ^70),
то производная этой функции /'(£) имеет своим изображением:
Р[7О)~/(0)R/'(0.
где /(0) =учитывает начальное значение функции; в частном случае, когда
/(0) = 0, /'(0 *7/’?(/’)•
2) Если функция	т0 определенный интеграл
от функции /(/) имеет своим изображением:
Р о
Как видно, изображение функции учитывает начальные условия задачи, и это обстоятельство освобождает нас от процедуры
определения постоянных интегрирования, присущей классическому
методу решения диферен-циальных уравнений.
Методика решения задач с помощью операторного метода предусматривает производство следующих 3-х операций:
1)	составление опера-
L(OhJ0 I bift) ~ут
Рис. 16.
торного уравнения;
2)	определение изображения неизвестной функции из оператор-
ного уравнения;
3)	определение неизвестной функции по ее изображению.
Обратимся к конкретному примеру.
Пусть в цепи, показанной на рис. 16, в момент t~0, когда сила тока, протекающего через катушку L, равна /(О) = /о, происходит размыкание ключа К. Определим силу тока	про-
текающего через активное сопротивление R.
В данном случае неизвестной функцией является ток
изображение которого i — i (р) мы должны раньше всего найти.
23
Диференциальное уравнение, которому должна удовлетворять искомая функция, —
§ +	(4)
Переходя от функций к их изображениям, имеем:
Д <7 Д; i Д i; Ri t- Ri;
±l.p [i-—i(Q)} — pL(i~I^).
Заменяя в диференциальном уравнении функции их изображениями, получим операторное уравнение:
E=pL(T-I0') + R'i,	(4а)
из которого находим изображение: E+pLR _ Жд) - pL±R ~ АГ(/>) > где Л4(р) = Д+/Д70; N(p) = pL-\-R.
Мы подошли к третьему этапу решения задачи — определению искомой функции по ее изображению. Для этой цели служит теорема разложения, согласно которой неизвестная функция времени находится по следующей основной формуле:
/-/(л-^12) । V &PKt	ГМ
K=1. 
где рк—корни уравнения М(р)=0. Число корней в общем случае равно п (« — степень последнего уравнения, равная порядку диференциального уравнения).
Для интересующего нас случая уравнение N(p) = pL + R = Q имеет всего один корень:
Учитывая значения:
Л4(0) = Д, ЛГ(О) = Я,
\ dp )p=pt (от рк не зависит), имеем ,• _ g , £+рДо ррР _ Е__ E-RR р ~-L t 1 R ' P\L 6 ~ R R
24
Напряжение на сопротивлении R (рис. 16)
uR~Ri — E\\—e i- ^—RRe l 1.	(6)
Для получения операторного уравнения (4а) вовсе не обязательно прибегать предварительно к составлению диференциаль-ного уравнения (4). Можно исходить непосредственно из закона Ома в операторной форме, а именно:
тля активного сопротивления R
ttn^R-i, вместо u^ — iR;	(7 а)
для индуктивности L
uL---pL(i—/0), вместо itL~- L	(76)
Ug‘U?	Uc=Uc(O)+±-j idt	L~clt
о------H-J-< о------------1|-----о
Ll/L-P UL=pL[l-L(O)] Uc-LLc(o)+±. lc‘pC[Uc-Uc(O^
Рис. 17.
здесь Zo —/(0) — начальное значение тока, протекающего через индуктивность.
Аналогично можно составить операторное соотношение для напряжения на-емкости С. Так, если, например, в момент / = 0 начальное напряжение на конденсаторе «о(О) = 7/о, то, как известно,
ис~ дс(0)Ц_.А . J о
где i — сила тока, протекающего через конденсатор. Обозначая через i изображение силы тока i = i(t)r имеем, согласно 2-му основному свойству изображенгй,
-i- f idt -4г-С J	рС
о и
«с = «с (°) + -pc =	В)
Полученные соотношения в наглядной форме представлены на рис. 17, руководствуясь которым легко составлять операторное уравнение непосредственно из рассмотрения схемы соответствующей цепи.
Рассмотрим еще один пример. Определим закон изменения напряжения ис на емкости С после замыкания ключа /Св цепи, показанной на рис. 18. Начальные условия: ис(0) =0; z(0) = 0.
25
Составляем операторное уравнение:
Е= uL +«с>
7 = рС [ис — z/c(0)] = рСис\ иц — iR~ pRCuc\
uL = pL [i—i (0)] = pLi=z p2 LCuc;
Е=р*ЬСис -ф- pRCuc -ф- uc.
Отсюда
~ __ Бшо _ M(p)
c~ p9 + 2»/> + <^	E(p) ,
где
»»=4-; 2»=t-	(»)
Рис. 18.
Находим корни уравнения:
М О) = Р2 + W + о>о = 0 ?
р,с= Р},1= — а± jV о,о —“2 = —а±
Применяя формулу (5), получим:
2	2
“с="е« = £ + Е^^)^'-№=1
Подставляя значения рк и учитывая, что 2 (рк -ф- а) = ± 2/ш, имеем:
£шо Г е(~е(—а—
2J uJ — а у а>	— а — j ш
Приводя к общему знаменателю, получим:
----ЕрЕ [^+J^eja>t— (a—	=
= £41— е — -----------п.------4-------4------
Воспользовавшись формулами Эйлера, найдем:
пс=£|1—е sinwZ—cos«>/jj.
(9)
Если а <л», то
ис=Е [1—е a*cosw/j.	(9а)
Полученное решение показывает (рис. 18), что напряжение на емкости С изменяется по колебательному закону. С течением времени колебания затухают, и при t—>со, ис = Е= const, что соответствует установившемуся состоянию. Однако, через время t — tm, равное полупериоду высокочастотных колебаний, когда cos и/ ——1, напряжение на емкости С достигнет значения
С у 1	}	' С 'tnax
При слабом затухании ( «с)отах близко к двойной величине напряжения Е источника питания. Действительно, при
можно полагать <о^о>0— -	. Момент достижения максимума
V ~С =\-atm +
(“с )тах ^Е(2-а^т)-2Е [1-^-\. k F4 J
(Ю)
4.	ИНТЕГРАЛ ДЮАМЕЛЯ
Интеграл Дюамеля представляет собой весьма удобный математический аппарат для исследования переходного процесса, возникающего в линейной цепи под воздействием напряжения (или тока) п р о и з в сгл ь н о й формы, если нам известно решение, соответствующее воздействию на цепь постоянного напряжения (или тока).
К выражению интеграла Дюамеля легко притти путем применения принципа суперпозиции. Пусть под воздействием напряжения с0 — 1 = const (единичная функция) сила тока в некотором элементе линейной цепи выражается функцией z0=K(t), которая иногда называется переходной проводимостью. Пусть теперь напряжение, действующее на ту же цепь, выражается графически ступенчатой кривой (рис. 19), которая может быть 27
аналитически представлена в виде суммы постояннных напряжений е —е(0) ; Д дП/+ Д e2l2Az + .. .-'-Де. Ъщг! -•  действие которых начинается с различным запаздыванием
Вследствие независимости действия в линейной цепи каждой компоненты напряжения сила тока, протекающего через рассматриваемый элемент цепи, будет выражаться суммой идентичных функций, отличающихся между собой постоянным множителем, равным величине той или иной компоненты напряжения, и начинающих действовать с запаздыванием k&t, равным моменту вступления соответствующей компоненты напряжения:
z = g(0)r(/) + Aeir(/ —+	—2Д/)12дН-- •• +
п
-Vben(t=	+	(*).
Пусть теперь исследуемая цепь подвергается воздействию напряжения произвольной формы e~e{t\ причем е(О)=До. Заменяя, вообще говоря, непрерывную функцию е(7) ступенеобразной, обладающей достаточно большим числом звеньев (рис. 19), приближенное выражение силы тока, протекающего через интересующий нас элемент, будет иметь вид, описываемый формулой (*). Увеличивая число „ступеней" кривой, апроксимирую-щих функцию e(f), до бесконечности, при переходе к пределу получим:
Xt.->d~- Л(Д/) —
(И)
Следует обратить внимание на то, что момент времени t, в к о-торый ищется значение суммы (*) или интеграла (11), является хотя и произвольным, но постоянным для процесса суммирования; суммирование выражения (*) производится по элементам Дек и Д t. По этой причине, чтобы не смешивать время> представляющее собой переменную интегрирования (т), с временем (/), которое в процессе интегрирования является постоянным, применены принятые выше обозначения.
Можно показать, что выражение для интеграла Дюамеля
28
Представляется также и в следующих формах, совершенно тождественных с формой, выражаемой формулой (И)
K(0)e(Z)+ [ (g)
(На)
(Иб)
’(т) d~.
(Ив)
о
Проиллюстрируем применение принципа суперпозиции и интеграла Дюамеля на нескольких конкретных примерах.
Пусть на колебательный контур из R, L и С действует прямоугольный импульс напряжения e(t) единичной амплитуды длительностью /и (рис. 20,6). Определим напряжение на емкости С при условии, что рассматриваемая система свободна от начальных запасов энергии, т. е. ис(0) = 0; z(0) = 0.
Для случая приложения единичного напряжения е0=1 = const, решение, как это было показано в § 3, имеет вид (рис. 20,я):
/(/) 1 _g~Izcosw0/.
где предполагается, что коэфициент зату-
Рис. 20.
хания
R	1
2£<<Шо-у7В-
Решение, соответствующее воздействию на цепь импульса напряжения е = 10—1<и длительностью /и (рис. 12), легко находится путем применения принципа суперпозиции:
ис(0 = (1 — е ~at cos со0 Olo — [1 —	cos ш0 (/—Q] 1 <и.
Интересно отметить несколько частных случаев полученного решения, соответствующих отсутствию затухания в контуре (а = 0):
uc(t) = (1 — COS wo /)10— [1 — COS О)о(г' — Q]1«B.
Так, например, если длительность импульса /и = ~ составляет половину периода собственных колебаний контура (рис. 20,6), то
29
напряжение на емкости С после прекращения действия импульса колеблется с удвоенной амплитудой. Действительно, для
«с (0 = (1 — cos со0 /) — [ 1 — cos(co01 — ю0 /J] = — — cos «о t + cos(w01 — 7t) = — 2 cos (I)o t.
Если же длительность импульса /и = равна периоду (или нескольким периодам) собственных колебаний контура (рис. 20,в), то по окончании действия импульса напряжение на емкости тождественно равно нулю. Физически такое положение соответствует тому обстоятельству, что в момент t=t„ = ~ напряже-„du.
нулю и сила тока в цепи z_ С______ также
dt
в момент окончания действия импульса каких бы то ни было запасов энергии.
В случае же, показанном на рис. 20,6, в момент окончания действия импульса система располагает максимальным запасом энергии, за счет которого и сохраняются колебания удвоенной амплитуды после окончания действия импульса. Пусть теперь к колебательному контуру, свободному от начальных запасов энергии и лишенному потерь, приложено
напряжение б — at, линейно нарастающее со временем (рис. 21). Для определения напряжения на емкости С воспользуемся формулой (11):
ние на емкости равно равна нулю. Поэтому система свободна от
ц.
Рис. 21.
e(t)*at Г
о
ил
т) d-.
о
Имеем:
К(/) —1— cos u>oY(t—т) — 1—cos «0(/ — т); e(Z) = a/; ДО) — 0;
de
di~a'
и
j а[1 — cos n)0(Z — ')]	=
о

1 .
— Sin <00i
<1>0	и
= а
Полученные формулы позволяют найти напряжение, возникающее на емкости С колебательного контура из L и С под воздействием трапецеидального импульса напряжения при разных соотношениях между периодом Т = 2Д^LC свободных коле-30
баний контура и длительностью фронта /ф импульса напряжения. Случай, показанный на рис. 22,а, соответствует соотношению /ф — — ttj/aC и /И = 3к|//.С; случай, показанный на рис. 22,6, со-
ответствует соотношению t$ = tc = 2тг]/2.С-
5.	ГРАФИЧЕСКИЙ СПОСОБ «ПОСТОЯННОЙ ПОДКАСАТЕЛЬНОЙ»
В случае, когда электрические процессы в цепи описываются линейным диференциальным уравнением первого порядка, а достаточно сложная форма импульса напряжения, воздействующего на цепь, задается только графически, может быть применен простой и изящный графический способ отыскания решения,
Рис. 22.
предложенный М. В. Костенко. Этот способ известен под названием способа постоянной подкасательной. Его применение является особенно целесообразным при анализе процессов в диференцирующих или интегрирующих цепях, когда форма действующих на цепь импульсов напряжения задается в виде кривых, полученных в результате катодно-осциллографического наблюдения.
Рассмотрим сущность способа на конкретном примере.
Пусть на цепь, состоящую из последовательно соединенных активного сопротивления R и конденсатора емкостью С, действует напряжение e — задаваемое графически в виде кривой ОА'В'С'*... (рис. 23). Пусть требуется найти решение для напряжения uc~u({t') на конденсаторе при начальном условии и^)~и01 фак как СИЛа тока, протекающего через конденсатор,— ic—CdU-c-., то функция uc{t), выражающая напряжение на конденсаторе, должна удовлетворять известному диференциальному уравнению
du.r
31
или, обозначая постоянную времени цепи через T=R-C, dur	,	л-л
Отложим влево от начала О точку О' на расстоянии 00’ — Т и примем точку О’ за начало отсчета времени искомой функции «с.
Отложим от начала О' и начала О одинаковые достаточно малые отрезки О А — О'А, АВ~ АВ', ВС = В'С', ... Очевидно, что отрезки О’О = АА=В'В=...-=Т. Проведем ординаты АА’, ВВ", СС" и т. д. до пересечения с кривой e(t) в точках А', В", С"... . Отложим ординату О'ОЪ равную начальному значению функции ис (0)—^70. Соединим точки О] и О прямой ОгО. Очевидно, что проекция этой прямой на ось абсцисс равна длительности постоянной времени Т.
Соединим точку Аи образованную от пересечения ординаты ААг с прямой О^О, прямой AiA"; легко видеть, что проекция этой прямой на ось абсцисс АА = 7\ Соединим точку В1Г образованную от пересечения ординаты ВВг с прямой A-JA', с точкой В"; далее соединяем точку Сь образованную аналогичным образом, с точкой С" и т. д. В результате указанного построения получаем ряд точек O1A1BiC1..., образующих кривую, которая графически изображает искомую функцию uc{t), если за начало отсчета времени для искомой функции принять точку О'. Докажем это.
Предварительно заметим, что при неограниченном уменьшении интервалов О А, АВ, ВС прямые Д^", BJA и т. д. превращаются в отрезки касательных к построенной кривой O^A^Bfi^..., причем проекция каждой касательной на ось абсцисс (длина подкасательной) равна Т.
Рассмотрим какую-нибудь точку Сг образованной кривой, ординаты которой будем рассматривать в виде некоторой функции y —y(ty Из произведенного построения видно, что соответствующая ординате у = С'Су ордината напряжения е = СС" (обе ординаты относятся к одному и тому же моменту времени) может быть рассматриваема в виде суммы:
е = СС'’ = СМ+МС".
Замечаем, что СМ=у, a MC"=C'C-ig a = C'Cd^t. Но в нашем построении длина любой подкасательной и в том числе и подкасательной С’С равна длительности постоянной времени T = RC. Поэтому диференциальное уравнение построенной кривой OjXjBjCi может быть написано в виде:
r+rg-=e.
Это диференциальное уравнение совершенно идентично с уравнением (*), которому должно удовлетворять искомое напряжение 32
Из построения также следует, что начальное значение yfQ'j — O'Ox совпадает с начальным значением «с(0) = (70 = О'Ор Таким образом, построенная кривая дает решение поставленной задачи.
Для иллюстрации метода на рис. 24 приводится построение формы напряжения пс на емкости С при	const. Как
видно, графическое решение быстро приводит к известному результату, который легко сверить с точным решением:
£
uc(t) = Д(1 —е RC).
Описанный выше графический способ решения был предложен М. В. Костенко для исследования линейных цепей. Однако, не-
трудно понять, что этот быть распространен и на случай нелинейных задач, описываемых уравнением вида (*). Для этого следует лишь отрезки О'О, А'А, В В и т.д. принимать равными не постоянной, а переменной величине Т = RC, где параметры цепи R и С (или один из них)
метод с небольшим видоизменением может
T=RC=O,O1 мксек
являются заданными
функциями напряжения или тока и находятся из соответствующих характеристик. Так, например, если сопротивление, R=Ri, представляющее собой внутреннее сопротивление лампы, является функцией напряжения пд = е — ис на этом сопротивлении, то после нахождения какого-нибудь значения напряжения ис на емкости С, выражаемого, например, ординатой В'ВЪ находится (из характеристики) величина сопротивления Rib соответствующая напряжению v.R-.--BB" — В'ВХ, и постоянная времени Tx — RaC. Соответствующий отрезок С'С вдоль оси абсцисс откладывается теперь уже равным не первоначальному значению постоянной времени Т, а новому найденному значению. Это позволит найти точку С" указанным выше способом и т. д.
6.	СУПЕРПОЗИЦИОННАЯ ФОРМУЛА ДЛЯ ОГИБАЮЩЕЙ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КОЛЕБАНИЙ
При исследовании переходных процессов, возникающих в колебательных KOiTypax под воздействием э. д. с. в виде модулированных по какому-нибудь закону гармонических колебаний, очень часто не интересуются „мелкими" подробностями протекания переходных процессов, т. е. не интересуются высокочастот-3 Я. С. Ицхоки	33
ным заполнением выходного импульса, а ограничиваются знанием его огибающей. Как показали Ю. Б. Кобзарев, А. Агеев и С. И. Евтянов, в случае, когда несущая частота действующей э. д. с. близка к собственной частоте колебательной системы, обладающей сравнительно слабым затуханием, закон изменения огибающей высокочастотных колебаний на интересующем нас элементе достаточно просто находится путем применения метода медленно меняющихся амплитуд.
Метод медленно меняющихся амплитуд (восходящий по существу дела к Лангранжу) был использован ван-дер-Полем при исследовании процесса самовозбуждения лампового генератора. Строгое обоснование, обобщение и дальнейшее развитие метода было дано Л. И. Мандельштамом, Н. Д. Папалекси и их учениками, построившими стройную теорию метода. Особое значение метода заключается в его применимости для анализа процессов в нелинейных системах. Однако, метод остается иногда весьма эффективным и при исследовании линейных систем. Именно, как показали Кобзарев, Агеев и Евтянов, метод медленно меняющихся амплитуд оказывается чрезвычайно эффективным при анализе селективных систем (например, усилителей высокой частоты), обладающих острой резонансной характеристикой.Мерой селективности служит относительная величина полосы пропускания си-стемы а — — -, где 2 Ай—полоса пропускания, а «>0—резонансная частота системы.
Метод медленно меняющихся амплитуд исходит из следующего обычно встречающегося на практике положения: амплитуда высокочастотных колебаний действующей э. д. с. и интересующего нас процесса хотя и изменяется, но весьма медленно по сравнению с изменением мгновенных значений самих колебаний. Если Е(Е) представляет собой закон изменения амплитуды высокочастотных колебаний вида £(/)sinш/, то критерием „медленности” изменения функции f(Z) является соотношение:
^0 « ц) « Ш2Д/). dti	dt	4 '
При выполнении этого неравенства представляется возможным в выражениях, с которыми приходится оперировать при анализе переходных процессов, пренебречь соответствующими членами:
dE	„ dE
по сравнению с ш-?- и, в свою очередь, величиной -тт- по сравне-dt	at
нию с ш Е. В результате этого Евтянову удалось получить весьма простую формулу, с помощью которой можно определить закон изменения огибающей интересующего нас процесса.
Пусть требуется определить переходный процесс в колебательном контуре, настроенном на частоту w0, под воздействием э. д. с. в виде:
e(t) — E(t) sin ы0/,
(12)
34
ГДе Д(/)—заданный Закон изменений аМйлйтуды высокоЧас-3 тотных колебаний. Для решения этой сравнительно сложней задачи находим вначале значительно более простое решение, соответствующее воздействию на контур единичного толчка напряжения е0= 1 — const. Это решение обычно имеет вид
Zo(O=4Wsin«>o^	(12а)
где /0(')— закон изменения огибающей возникающих колебаний. Теперь для нахождения интересующего нас закона изменения огибающей /(/) высокочастотных колебаний, возникающих при воздействии на контур э. д. с., выражаемой формулой (1_), можно воспользоваться следующей простой формулой, выведенной Евтя-новым:
t	t
p0(/-x)£b)<R	(i3)
О	о
Формула (13) внешне мало отличается от формулы (И), из-
вестной под названием интеграла Дюамеля. Но в данном случае формула (13) выражает свойство суперпозиции, применяемой в отношении огибающей высокочастотных колебаний.
Рассмотрим применение формулы (13)
с ill
на конкретном примере. Пусть на вход колебательного контура из L,Ra С (рис. 25,«), характеризуемого резонансной частотой	в момент / = 0вклю-
0	V LC ’
чается напряжение (рис. 25,г):
е = Е- sin ®0Л
В данном случае функция Д(/1, выражающая закон изменения амплитуд колебаний, представляет собой постоянную величину: Е= const. Определим закон нарастания огибающей высокочастотных колебаний тока в контуре. Для этого воспользуемся решением для силы тока в контуре при воздействии на последний постоянного напряжения е0 = 1=: const (рис. 25,6).
Как известно, при таком воздействии
e(t)
Рис. 25.
ток в контуре изменяется по закону затухающих колебаний (рис. 25,в):
1	- it ,
i0 = ~ е cos<o0t,
где р =
. — волновое сопротивление контура, a = R/2L и
3*
35
Таким образом, закон цией
изменения амплитуды выражается функ-/о(О= р
график которой представлен на рис. 25,в пунктиром. Чтобы найти интересующий нас закон изменения огибающей колебаний тока в контуре под воздействием колебательной э-д.с. (рис. 25,г), воспользуемся формулой (13). Для этого имеем: E(t) — E= const, откуда £"(/ — т) также равно Е. Поэтому
t	(
Г	Ed~~ — “о/?- e -^t .
- '	2)p	2oa	j
0	0
Подставляя пределы, получим
W=<-f'i-ra)=4(i-«--).
Следовательно,
z(0 = /(/) sinw0Z’ —	( 1—е atJsin % t. (13а)
Найденный закон изменения тока изображен на рис. 25,<?; закон изменения огибающей тока /(/) представлен пунктиром.
Из полученного решения вытекает, что колебания нарастают до .тем большей амплитуды чем меньше активное сопротивление контура. При этом скорость
eft)
р11С 25.	нарастания амплитуды тем мень-
ше, чем меньше показатель а, т. е. чем меньше сопротивление R. Амплитуда колебаний устанавливается через время, приблизительно равное 3,'а.
Рассмотрим еще один пример. Пусть на тот же контур действует э. д. с. e(f), представляющая собой модулированные по гармоническому закону (с низкой частотой модуляции Q) колебания высокой частоты «0 (рис. 26,а)
e(f) — £(1 -\-т cos 12 /)sin
где т—коэфициент модуляции. В данном случае закон изменения амплитуд колебаний—
f(/) = Д] -ф- т cos 12 f)
35
Подставляя эти выражения в формулу (13), получим: t
1(f) = X f ф г) 1 + т cos 12 т № ~-0
___
2р
е~ (1 -/и cos йт) dt.
Производя интегрирование, после простых преобразований получим следующий закон изменения огибающей высокочастотных колебаний в контуре (рис.
26,6):
4-“ sin 12/ — е '''	(136)
В данном случае стационарные модулированные колебания тока устанавливаются также через время, равное 3/а, причем глубина модуляции тока в контуре отличается от глубины модуляции действующей э. д. с. Это различие будет тем меньше, чем больше величина а. по сравнению с £2, т. е. чем шире полоса пропускания контура.
Рассмотрим еще случай тур радиоимпульса
е(/) — •£(/) sin <%/ = Ее^ sino>0/.
Воспользовавшись формулой (13), найдем, что сила тока в контуре /(/) =/(/) sin ш0/, где
*>=?') т ^"&-‘('-т,*=4т4^ге"'	о*)
6	с	/
Рис. 27.
воздействия на колебательный кон-
На рис. 27 представлена форма импульса тока /(/), соответствующая случаю а. = 10 р. Как видно, в этом случае длительность фронта импульса тока (/ф~3/а) получается приблизительно в
10 раз меньшей длительности воздействующей на контур импульсной э. д, с. (Уи 3/Р).
В приведенных примерах определялась форма тока в контуре. Аналогично можно было бы найти и напряжение на любом элементе или же на выходе изучаемой цепи при воздействии на нее той или иной э. д. с.
Ради простоты мы ограничились рассмотрением воздействия колебательных э. д. с. на настроенный контур. Однако, метод применим и при воздействии колебательной э.д.с. на ненастроенный контур. При этом, естественно, анализ несколько усложняется.
Блестящий метод, разработанный С. И. Евтяновым, представляет собой ценный вклад в теорию переходных процессов селективных систем. Метод с успехом применяется при исследовании сложных переходных процессов, возникающих в многокаскадных резонансных и полосовых усилителях. Этому вопросу посвящен интересный фундаментальный труд С. И. Евтянова „Переходные проце'сы в приемно-усилительных схемах", впервые опубликованный в 1948 году.
7. СПЕКТРАЛЬНЫЙ СОСТАВ ИМПУЛЬСНОГО ПРОЦЕССА
Всякий периодически повторяющийся процесс /(/) (рис. 3) может быть представлен, как состоящий из гармонических колебаний различных частот, которые при суммировании образуют данный процесс. В теории гармонического анализа показывается, что разложение периодической функции времени /(/) на гармонические составляющие представляется рядом Фурье
СО
/(^Со + £ Сасо5(А:Ш + Фа),	(14)
Л=1
где Тп = ^- = ^ — период изменения функции. Число гармонических составляющих, представляющих функцию /(/), в общем случае бесконечно. Каждая гармоническая составляющая характеризуется своей амплитудой Ск, частотой = Ю и начальной фазой . Все эти величины определяются номером (А) гармонической составляющей. Со — постоянная составляющая функции Л0-
В математическом отношении удобнее оперировать не с тригонометрической, а с комплексной формой ряда Фурье, к которой мы приходим на основании формулы Эйлера:
со» (*ш+ы=4- Г	W +<г'<и‘+«].
38
Формула Эйлера позволяет представить ряд (14) в виде:
А=1
где Ck~Ck	—комплекс, представляющий собой т. н. комп-
лексную амплитуду гармонической составляющей. Модуль этого комплекса Ck) равен амплитуде соответствующей гармонической составляющей, а аргумент равен начальной фазе составляющей. В теории гармонического анализа показывается, что
о
Написанная формула позволяет по заданию функции /(/) найти комплексную амплитуду Сk любой гармонической составляющей процесса. При k = 0 получаем постоянную составляющую Со процесса.
Введем в рассмотрение комплексную величину Sk, связанную с комплексной амплитудой Ck простым соотношением:
C^2£lSk- C0 = QS0;
(ЛчЮ)	(А-0)
откуда
S^. f	(15)
b
Комплекс Sk отличается от комплекса Ck только постоянным множителем 2&, причем аргумент комплекса Sk совпадает с аргументом комплексной амплитуды:
с — е	е ___ С* . е — Со
Щi е	--"22 > °0— 2 •
Величина Sk называется спектральной функцией (спектральной плотностью) временной функции /(/). Формула (15) определяет спектральную функцию в виде некоторого комплекса Sk = Sk e~^k, модуль которого Sk и аргумент представляет собой некоторые функции от номера (/г) гармонической составляющей. Спектральная функция может быть представлена в виде двух графиков (рис. 28), выражающих зависимость амплитуды (SA) и аргумента (бА) спектральной функции от номера (k) гармонической составляющей. Зная спектральную функцию, легко пред-39
ставить себе любую гармоническую составляющую данного временного процесса /(/) и соотношение между амплитудами различных гармонических составляющих.
Так как каждому номеру k соответствует вполне определенная частота ш — Ю гармонической составляющей, в дальнейшем вместо Sk, Ck будем писать S , С и обозначать гармоническую; составляющую частоты ш —Ю в виде
cos (u>Z —	) = 2Q cos (coZ —	).	(15а)
Соответственно временная функция представляется рядом:
Рис. 29.
Рис. 28.
Тем самым полагаем, что спектральная функция представляет собой функцию переменного о>. Действительно, интеграл (16) определяет спектральную функцию через посредство двух функций:
(16а)
которые также могут быть представлены графически (рис. 29). Однако, переменная о> не является непрерывной переменной: для данной конкретной задачи она имеет смысл только для значений о>, определяемых соотношением о> —Ю, где k— целое число.
Спектральная функция, как функция частоты, определяет спектр данного временного процесса. Формулы (16) и (16а), а также графики рис, 29 показывают, что задание спектральной функции (как комплексной функции) равносильно заданию двух вещественных функций;
40
1) функции X — 5(ш), выражающей модуль спектральной функции (рис.20,а) и образующей амплитудный спектр данного временного процесса, и
2) функции ф	выражающей аргумент спектральной
функции (т. е. начальную фазу гармонической составляющей) и образующей фазовый с п е к т р временного процесса (рис. 29,6).
Характерной особенностью показанного на рис. 29 спектра является его прерывистость или дискретность. Такие спектры называются л и н е й ч а т ы ми. Однако, можно себе представить непрерывные функции S(u>) и ф(о>), выражаемые графически в виде огибающих линейчатых спектров. К рассмотрению этих функций мы сейчас перейдем, но предварительно разберем следующий вопрос.
Найдем, какие произойдут изменения в спектре периодически повторяющегося импульсного процесса /(/), при изменении ч а-стоты повторения импульсов, но неизменной форме самих импульсов. При этом отметим, что здесь, как и в дальнейшем, мы будем иметь в виду периодически повторяющиеся процессы, характеризуемые высокой скважностью (рис. 3,г). Вследствие этого при изменении частоты повторения импульсов характер функции /(/), определяющей форму импульса в течение той части периода, где функция ДУ) отлична от нуля, остается без изменения. Так как интеграл (16), определяющий спектральную функцию, распространен только на той части /и периода Тп (рис. 3,г), на которой /(/)=?= 0, то можно притти к заключению, что с изменением частоты £2 повторения импульсов характер спектральной функции Su), как функции переменного о>, остается без изменения. Действительно, выражение (16) может быть заменено выражением
X(W) = JL.	dt,
6
совершенно не зависящим от £2. Однако, при изменении £2 изменяются те значения переменного со = А£2, для которых спектральная функция имеет физический смысл. Физический смысл в каждом данном конкретном случае имеют лишь те значения спектральной функции, которые определяют гармонические составляющие процесса, имеющие частоты: <o = 0 (постоянная составляющая); о>=£2; <о — 2£2 и т. д. (Дсо = £2).
Так как интервал между двумя смежными „линиями11 линейчатого спектра данной периодической функции равен частоте £2, то с уменьшением величины £2 линейчатый спектр будет становиться более „густым". Кроме того, тому или иному значению частоты <•> будет соответствовать более высокий номер k гармонической составляющей, чем в случае большей величины £2. Так, если при £2~Ю00 \!сек частоты гармонических составляю-
41
щих были О, 1ООО, 2000 ... (рис. 29, а,б), то приуменьшенном значении £1 = 500 Нсек частоты гармонических составляющих будут равны 500, 1000 и т. д.; густота спектра возрастет в два раза (рис. 29, в, г).
Второе изменение коснется уже собственно не спектра данной функции, а величин гармонических составляющих—их амплитуд. Согласно формуле (15а) амплитуды гармонических составляющих прямо пропорциональны частоте £2. Поэтому с уменьшением частоты £2 будет иметь место пропорциональное изменение величин гармонических составляющих. Если для оценки амплитуд гармонических составляющих мы хотели бы воспользоваться непосредственно кривой амплитудного спектра функции, то с изменением частоты £2 следовало бы пропорционально изменить масштаб оси ординат спектра. Однако, существенно отметить, что независимо от изменения масштаба спектр данной функции всегда дает правильное представление об относительной величине гармоник функции, независимо от изменения £2.
Поскольку при каком угодно произвольном увеличении (или уменьшении) длительности периода Тп характер спектральной функции не изменяется вовсе, нет особых опасений сомневаться в том, что должны будут произойти какие-то принципиальные изменения в характере спектральной функции и при неограниченном возрастании длительности периода. И действительно, практически е ля всех имеющих техническое приложение функций можно доказать, что при неограниченном возрастании длительности периода периодической функции f(t) спектральная функция S(<i>) остается неизменной. Однако, при этом интервал Дм между двумя смежными частотами гармонических составляющих неограниченно уменьшается, в соответствии с чем и амплитуды гармонических составляющих становятся бесконечно малыми величинами, а прерывистая переменная ы = ££2 становится непрерывной переменной. Пользуясь математической символикой, эти изменения могут быть представлены в виде
(17)
здесь собственно спектральная функция сохраняет свое выражение (16) неизменным.
Поскольку при неограниченном возрастании длительности периода периодического импульсного процесса „соседние" импульсы отодвигаются в бесконечность, рассмотренный случай реально соответствует превращению периодического импульсного процесса в одиночный импульс. Таким образом, мы приходим к вы-42
воду, что одиночный импульс характеризуется такой же спектральной функцией, что и периодически повторяющиеся импульсы, но в отличие от последнего случая при одиночном импульсе спектр получается не линейчатым, а сплошным, а сама функция /(/) выражается уже не рядом, а интегралом Фурье (17). Ввиду этого, всякий импульсный процесс, независимо от частоты повторения импульсов, характеризуется вполне определенной спектральной функцией. В случае, если процесс является периодическим, спектральная функция 5(ю) может быть рассматриваема, как огибающая соответствующего линейчатого спектра. При этом существенно отметить то обстоятельство, что некоторой частоте и гармонической составляющей заданного импульсного процесса будет соответствовать вполне определенная величина спектральной функции, независимо от частоты повторения импульсов. От частоты повторения импульсов будет лишь зависеть номер гармонической составляющей, имеющей заданную частоту. Знание же номера гармонической составляющей в большинстве случаев не представляет практического интереса. Ввиду этого, в дальнейшем мы не будем вовсе фиксировать частоту повторения импульсов, а будем рассматривать спектральные функции только одиночных импульсов. Это имеет тем больший смысл, что в большинстве случаев скважность генерации оказывается настолько высокой, что действие на ту или иную цепь периодически повторяющихся импульсов ничем не отличается от действия одиночных импульсов.
8. СПЕКТРЫ НЕКОТОРЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ЭДС
Пользуясь полученными выше общими формулами, найдем спектральные функции некоторых характерных импульсных э. д. с.
а)	Прямоугольный импульс
На рис. 30 представлен импульс строго прямоугольной формы, •расположенный симметрично относительно оси ординат. Функция выражающая импульс, имеет вид:
t,	Е
f(t) — Е— const при--j-<-g—.
Подставляя значение /(/) в формулу (16), найдем следующее выражение для спектральной функции:
2	1 2 ~	2"
1 С	Ее — е
S ~	- I Ее =-------------------------------
ч 2ч )	nti>	1]
_ 'и_ 2
43
Дробь из мнимых элементов последнего выражения согласно формуле Эйлера может быть заменена через sin Отсюда
Рис. 30.
Таким образом, модуль спектральной функции
|
Sin —
(18) а фаза спектральной функции определяется знаком sin l-n—): при
sin > 0, ’К, -0; /У \
при sin )< о, ’К,
тг„ т. к. е ‘	" — 1.
На рис. 30 представлен спектр прямо-
угольного импульса, построенный в относительных координатах: спектральная функция выражается в долях от величины спектральной функции, соответствующей W — 0. Из формулы (18) следует, что спектр прямоугольного импульса имеет бесконечно большое число максимумов, сравнительно медленно убывающих. Первый максимум соответствует значению ш = 0, причем, т. к. при х—>0, sinx—то при ш = 0
п	9 kt.
So^S(O)=flim-^- = -2n •
W->0
С возрастанием u> спектральная функция вначале убывает и ста-новится равной нулю при sin ) = 0, т. е. при <п=у- или /=—. После достижения нулевого значения спектральная функция вновь нарастает, достигая второго максимума при значении •	Зг	si
sin-~2—, близком к 1, т. е. при	или /з4у~- Величи-
на второго максимума составляет 22 % от величину первого мак? 44
симума. Аналогично найдем, что последующие максимумы (при f е 2^-, 2^—, 2^“’Равны соответственно 13%, 9%, 7%, 6%, 5%, 4,3% и т. д. от значения So, принимаемого за 1. Все более и более медленное убывание спектральной функции является характерной особенностью прямоугольного импульса. Говорят, что спектр прямоугольного импульса весьма широк. Можно показать, что чем круче и чем более резкие изломы имеет форма импульса, тем большее удельное значение приобретают гармонические составляющие, характеризуемые более высокими частотами. Из рис. 30 видно также, что чем короче длительность /и импульса, тем относительно более „широким" является спектр данного импульса. Так, например, при %=— \ мксек, гармоническая составляющая, з
характеризуемая значением 5да/5о~О,^2, имеет частоту/ = ^т—— з
= 271^ =* 1,5 • 105 гц или 1,5 мггц; при % = 0,1 мксек, такое же
значение спектральной функции будет иметь гармоническая составляющая с частотой f—ХЬмггц. Это обстоятельство является
весьма существенным в практическом отношении, т. к. оно обусловливает необходимость применения широкополосных электрических цепей, предназначенных для пропускания без искажения коротких импульсов. К этому вопросу мы вернемся несколько позднее.
б)	Единичный импульс
Единичный импульс (рис. 31) физически может представлять собой, например, э. д. с. амплитудой Е= \ в, включаемую в момент t = 0
и действующую до £ = оо. В данном случае f(t) = l=const. Подставляя это значение в формулу (16), получим:
с 1 С 1	1
2% ) ’е -dt—
6
Так как
ТО
откуда

(19)
45
Таким образом, фазовый сйёктр йредСтавЛяеТ собой постоянную величину, а амплитудный спектр убывает по закону гиперболы (рис. 31).
в)	Экспоненциальный импульс
Такой импульс (рис. 32) выражается функцией —	,
где, практически, активная длительность импульса	3/3. Под-
ставляя значение/(0 в формулу (16), получим:
2r. J	е
о
—	—Jwt,
j, —	—'е
Рис.-32.
Так как при t—+со, е	—>0, то, подстав-
ляя пределы интегрирования, получим:
5 —____в._
“ ~ 2п (₽+ »’
Отсюда модуль спектральной функции
^=ЭД=2^Р5=.	<2»>
а фаза спектральной функции определяется соотношением:
tg<L=p	(20а)
При малых значениях ш, близких к нулю, 50, причем 50 = 5 (0) =-А-.
Напротив, при больших значениях « > н
Амплитудный и фазовый спектр экспоненциального импульса представлены на рис. 32.
г)	Треугольный и трапецеидальный импульсы
Спектры таких импульсов представлены соответственно на рисунках 33а и 336.
д)	Колокольный импульс
Из рассмотренных выше импульсов различной формы наибольшей сосредоточенностью энергии импульса во времени (при заданной его амплитуде) обладает импульс прямоугольной формы. Это свойство импульса является положительным. Однако, прямо-46
угольный импульс характеризуется весьма широким спектром, что является неблагоприятным для приема импульсных сигналов, Техника приема импульсных сигналов выдвигает требование возможно большей сосредоточенности частотного спектра импульса, т, е. концентрации энергии импульса в воз-
можно более узкой полосе частот. Можно показать, 'и это иллюстрируется приведенными выше примерами, что сужение импульса во времени вызывает расширение его частотного спектра и наоборот. Таким образом, требование сосредоточенности энергии импульса во времени и требование сосредоточенности частотного спектра импульса в известной степени противоречат друг другу. На это обстоятельство обратил внимание В. И. Сифоров, показавший, что отмеченное противоречие достаточно хорошо разре
Рис. 34.
шается при применении т. н. колокольного импульса. Свойства колокольных импульсов детально исследованы в работах В. И. Сифорова.
Импульс колокольной формы (рис. 34, а) выражается следующей функцией (четной), широко применяемой в теории вероятностей:
=	(21)
47
где — параметр, характеризующий активную длительность импульса, отсчитываемую условно на некотором уровне 1//< от максимального значения	=/(0) — Е. Из уравнения
—8 £2
1/К = е Р
активная длительность импульса определяется формулой
откуда полагая	О'/"	(22)
	1/к=о,5, 0,5	(22а)
полагая же		
	1/К=0,1, О^уу-	(226)
Интересно отметить, что максимальная крутизна импульса ,	,	0,707
соответствует абсциссе tK = в которой величина импульса -0,5
составляет &	= 0,607 от максимального значения импульса, если
отсчитывать длительность импульса по уровню, соответствующему максимальной крутизне импульса, то тогда
=	(22в)
В. И. Сифоров оперирует также с эффективной длительностью импульса /э, удовлетворяющей условию равенства энергий колокольного импульса и эквивалентного прямоугольного импульса длительностью t9 и амплитудой Е. Из условия
эффективная длительность импульса
/Т 1,25
i * /г	(22г)
Определенные выше различным образом длительности колокольного импульса находятся между собой в следующих отношениях:
0,5 ^25:1,4:1,7 = 1:1,12:1,35.
48
Воспользовавшись формулой (16), получим следующее выражение спектральной функции импульса колокольной формы
СО	оо
S (<-u) — Ее е = ^Ее	cos^tdt—
-- ОО	- до
Ее sinw/rft
Последний из написанных интегралов равен нулю (под знаком интеграла произведение четной функции /(/) на нечетную— — sinw/). Величина же первого из двух последних интегралов определяется из теории контурных интегралов в виде:
_W3	__W3
s (СО) =5 (со) ==	-4=е~	(23)
Из сравнения формул (23) и (21) видно, что функция S (со) однотипна с функцией (21), отличаясь от нее параметром 1/4(1 вместо р и коэфициентом £72р%^ вместо Е. Это значит, что импульс колокольной формы характеризуется спектральной функцией, изменяющейся также по колокольному закону (рис. 34,6). Очевидно, что наибольшее значение спектральной функции соответствует ш:-0:
5(0) = -^=.
Если аналогично определению длительности импульса ввести понятие об активной, эффективной и т. п. „ширине” спектра колокольного импульса (рис. 34,6), отсчитываемой на определенном уровне (1/Л0 от максимального значения спектральной функции, то мы придем к следующим формулам, аналогичным полученным выше:
2Дсо = 4кд/^2^4/< = 4^ИпК 	(23а)
Следовательно, при одном и том же уровне (1/%), применяемом для отсчета как длительности (/и), так и „ширины" (А/) спектра колокольного импульса, справедливы соотношения:
2A/Z = —1пК; ~f- = K	(236)
“Я	4И Я
В этих формулах частота выражается в герцах, длительность (я в секундах, а параметр (3—в сек"2.
4 Я. С. Инхоки	49
Пусть, например, нас интересует колокольный импульс длительностью в 1 мксек— 10~6 сек, отсчитываемой на уровне 1/К= = 0,1. Тогда, полагая /С=10, из формулы (22) имеем:
₽ — -41п^- = - 41п1° ~= 9,2 • 1012 —Ц_, ги
откуда
2Д/= / =10-69,2• 10’2 = 3• 106 гц.
Для сравнения укажем, что для прямоугольного импульса той же длительности (1 мксек) „ширина" спектра (2д/), отсчитываемого на том же уровне (1[К — 0,1), превышает 6-106 гц (см. рис. 30). Разница в „ширине" спектра будет тем большей, чем ниже уровень 1/Д.
Заметим, что „ширина" спектра вид е о и м п у ль с а (рис. 34, б) равна не 2Дш (или 2Д/), а Ли (или Д/). Однако, как это показывается ниже, „ширина" спектра радиоимпульса, полученного в результате модуляции колебаний высокой частоты, равна удвоенной „ширине" спектра модулирующего видеоимпульса.
е) Связь между спектрами видеоимпульса и радиоимпульса
Рассмотренные до сих пор спектры относились к импульсам, которые мы условились называть видеоимпульсами. Определим теперь, каков должен быть характер спектра радиоимпульса, представляющего собой колебания высокой частоты, модулированные видеоимпульсом той или иной формы (рис. 8).
Известно, что модулированные по закону синуса (с низкой частотой модуляции £1) колебания высокой несущей частоты ш0 (рис. 26,п) могут быть разложены на колебания несущей частоты «0 и колебания боковых частот, т. е. колебания с частотами <оо-(-4-£2 и о)о—£2. Аналогичное положение справедливо и при модуляции амплитуды высокочастотных колебаний по закону, определяемому формой того или иного видеоимпульса.
Пусть требуется определить спектральную функцию радиоимпульса /T(Z)sinw0£ (рис. 35,6), представляющего собой колебания высокой частоты ш0, огибающая которых изменяется по закону F(t), выражающему некоторый видеоимпульс (рис. 35,а). Пусть спектр модулирующего импульса известен (рис. 35,а) и выражается функциями S («) и ф(«>). Оказывается, как это можно доказать, при условии, что длительность периода высокочастотных колебаний значительно меньше длительности импульса 2т:	\
(Г = — « £и), спектральная функция радиоимпульса выражается функцией S'(w) =S (w — w0). Другими словами, график спектральной функции радиоимпульса получается из графика спектральной функции видеоимпульса (рис. 35,6) путем переноса начала 60
координат влево на величину, равную несущей частоте ш0; при этом график спектральной функции должен быть продолжен влево от точки ю0 таким образом, чтобы он был симметричен относительно оси, проходящей через точку w0. Все ординаты спектральной функции радиоимпульса должны быть уменьшены в 2 раза по сравнению с соответствующими ординатами видеоимпульса. Впрочем указанное различие не является существенным, поскольку практически нас интересует не абсолютная величина амплитуды гармонической составляющей, а ее относительное значение. Из рис. 35 видно, что некоторой частоте гармонической составляющей видеоимпульса, характеризуемой спектральной функ-
Рис. 35.
цией S(w,) = Sj, соответствуют две „боковые" гармонические составляющие радиоимпульса, обладающие частотами uj04“wi и «о—wi- Указанные две гармонические составляющие радиоимпульса характеризуются одинаковой величиной модуля спектральной функции, в точности равной половине соответствующего модуля (S,) спектральной функции видеоимпульса. Очевидно, что постоянная составляющая у радиоимпульса отсутствует. Постоянной составляющей видеоимпульса соответствует гармоническая составляющая радиоимпульса с частотой и>0 (несущая частота), причем амплитуда этой гармонической составляющей равна постоянной составляющей видеоимпульса. Такое положение вытекает из приведенных в § 7 соотношений для периодически повторяющихся с частотой £1 видеоимпульсов: Сш = и CO=D.$'O.
Что же касается фазового спектра радиоимпульса, то последний получается из фазового спектра видеоимпульса также путем переноса начала координат влево на величину w0 и дополнения фазовой характеристики ветвью, симметричной относительно точки о)о. Таким образом, начальная фаза гармонической составляющей с частотой ш0-)-«>] равна по абсолютной величине, но противоположна по знаку фазе гармонической'составляющей с частотой о>о—и»,.
4*
51
Резюмируя изложенное выше, приходим к следующим соотношениям между спектральными функциями видеоимпульса (5ОТ) и радиоимпульса (Sw'):
$'ш =S'(®)=	<о0); S'(o)) = -2- S(u> — ш0); </(<») — ф(ш—u>0).
(24)
Для иллюстрации на рис. 36 представлен спектр радиоимпульса прямоугольной формы. Сравнивая этот спектр со спектром видеоимпульса (рис. 30), легко притти к заключению, что при прочих равных условиях „ширина" интересующей нас части спектра радиоимпульса всегда вдва раза больше „ширины" спектра видеоимпульса.
Из изложенного можно также заключить, что для получения представления о спектральной функции радиоимпульса достаточно знать спектральную функцию огибающей данного радиоимпульса.
9. СПЕКТРАЛЬНЫЙ МЕТОД АНАЛИЗА ЛИНЕЙНЫХ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЕЙ
Как известно, при анализе электрических процессов в линейных цепях в режиме с т а ц и о н а р н ы х колебаний, вызываемых в результате действия на цепь э. д. с. или тока, изменяющихся по простому гармоническому закону с неизменной частотой ш, широко используется метод комплексных амплитуд.
Согласно этому методу для нахождения комплексной амплитуды тока I или напряжения О, действующего в том или ином элементе Z заданной электрической системы, следует комплексную амплитуду воздействующей на цепьэ.д. с. умножить на некоторый комплекс NM- Этот комплекс, в зависимости от конкретных условий задачи, имеет размерность сопротивления, проводимости или является безразмерной величиной.
52
Так, например, пусть на цепь, представленную на рис. 37, действует напряжение, изменяющееся по гармоническому закону с частотой u>: е ~ fcos (и t—ф). При анализе стационарных колебаний заданной частоты ш мы, обычно, оперируем не с мгновенными значениями токов и напряжений, а с их комплексными амплитудами. Так, приложенную к цепи э.д. с. выражаем через комплексную амплитуду Ё= Пусть параметры Z?z; Cz этой цепи заданы и, следовательно, известны комплексы сопротивлений Zf, Z, и т. д. всех элементов цепи для колебаний заданной частоты ад. Пользуясь законами Ома и Кирхгофа, можно найти комплексную через
амплитуду тока, протекающего цепь:
Ё
где
Рис. 37.
^2-^3
2’2'+'2’з
^Отсюда комплексная амплитуда напряжения, например, на элементе ^3:
О = Ё—7z'= Ё— ^.—ё(1—^1\ =ЁЫШ z \ zj
Таким образом, в рассматриваемом случае комплекс — 1 — является безразмерной величиной. Если мы пожелали бы найти силу тока, протекающего через Z3, то следовало бы комплексную амплитуду Ё умножить на комплекс N имеющий размерность проводимости:
где
К'	.
“ ZZg
Припадании комплексной амплитуды тока /, притекающего к зажимам данной цепи, для нахождения комплексной амплитуды напряжения в том или ином элементе цепи следовало бы умножить комплексную амплитуду тока / на комплекс , имеющий размерность сопротивления.
Не предопределяя, в общем случае, размерности комплекса отметим лишь, что означенный комплекс представляет собой комплексную функцию частоты о>:
53
где —^(ш) и — Ч* (ш) — некоторые известные функции ча-
стоты о;. Эти функции представляют собой частотную характеристику данной цепи, которая состоит из амплитудно-частотной (или просто 'амплитудной) характеристики 7V(w) и фазо-частотной (или просто фазовой) характеристики у (ю). Указанные характеристики могут быть заданы или аналитически или графически. Так, например, для цепи, представленной на рис. 38, если по заданию напряжения Ё, действующего на цель, ищется сила тока I в цепи, частотная ха
рактеристика цепи —
N =____1__=J
“ R+jvL
где
выражается кривыми, представленными на рис. 38.
Заметим, что в радиотехнике частотная характеристика электрической цепи определяется шириной полосы пропуска
ния. Так, если амплитудная характеристика выражается отрезком прямой (рис. 39), то полоса пропускания Д шп =ш2 — o>j определяет диапазон частот, внутри которого N — Nmax=^ const. Реальные системы не обладают амплитудной характеристикой, показанной на рис. 39, а имеют вид, показанный на рис. 40. В этом случае ширина Ди>п полосы пропускания определяется условно, как это показано на рисунке. В основе такого определения лежит не совсем правильное с принципиальной точки зрения представление о возможности замены реальной амплитудной характеристики характеристикой прямоугольной формы (рис. 39).
Перейдем теперь к рассмотрению сущности спектрального метода анализа процессов в линейных цепях, вызываемых действием импульсных э. д. с. или токов. Рассмотрим случай воздействия на цепь периодической э. д. с., выражаемой рядом Фурье:
ОО

где 5 = .*> (<)) = S (ы) е~1 — спектр функции /(Z), а Й— частота повторения импульсов. Пусть частотная характеристика ??ш=??(и)) системы известна. Под воздействием одной какой-нибудь гармонической составляющей (комплексной амплитуды) с частотой 54
ш — kLl, где k — некоторое целое число, интересующий нас процесс выразится произведением:	ejMt. Очевидно, что для вся-
кой другой гармонической составляющей мы получим аналогичное выражение, в котором следует полагать частотную характеристику и'спектральную функцию 8Ш функциями частоты и>. Так как система линейна, то в отношении нее применим принцип суперпозиции, позволяющий складывать действия, вызываемые каждой гармонической составляющей в отдельности. Поэтому результирующий процесс выразится рядом:
ш =	°°	ы - + °°
/!(/) = £!	= n	S  N-e~	+еш‘=
(Л) = — ЭО	СО ~ —
00 ^ + ==
= Q	Ме~^еш‘,	(25)
00 — — 00
где:
M = SN=S(8)N(^==M(8) \
Р — ([> -ф- Щ = ф (ш) -ф- Ф (ш) = Р (ш) j	\ а)
С принципиальной точки зрения задачу можно считать решенной. Но если нас интересует само выражение временной
о со, сог	 О и>1 СОг СО
Рис. 39.	Рис. 40.
функции /j (/), представляемой полученным рядом, т. е. если вслед за спектральным методом анализа, являющегося средством исследования, ставится в качестве цели исследовании нахождение синтеза полученного решения, то, к сожалению, приходится констатировать, что во многих практических случаях эта цель, во всяком случае в точности, не может быть достигнута. В большинстве случаев выражение ряда (25) с помощью известных функций является либо невыполнимым, либо представляет весьма трудную математическую задачу. Однако, иногда ряд (25) может быть приближенно подсчитан путем суммирования некоторого конечного числа главнейших членов ряда. Так можно поступать, если ряд быстро сходится. С таким случаем мы сталкиваемся, ко1*да изучаемая цепь представляет собой резонансную систему с достаточно резко выраженной частотной характеристикой" (рис. 40), т. е. если система обладает узкой полосой пропускания или же если спектр воздействующей э. д. с. имеет резко выраженные гармонические составляющие в узком диапа
55
зоне частот. В некоторых случаях, когда амплитудный спектр S(«>') является достаточно густым, близкое к точному значение искомой функции может быть получено путем замены суммы дискретных членов интегралом, т. е. представлением
-4-00	-f- оо
J ЭДЛ4(ш)е“‘du.	(256)
Совершенно к такому же выражению мы придем при анализе процесса, вызываемого одиночным импульсом f(t), с той разницей, что выражение искомой функции j\ (f) через интеграл будет уже не приближенным, а точным.
Нахождение последнего интеграла в большинстве случаев связано со сложной задачей. С этой точки зрения утверждения, которые можно иногда встретить при противопоставлении операторного метода методу спектрального анализа, о целесообразности применения спектрального анализа в тех случаях, когда электрическая система является сложной и описывается дифе-ренциальным уравнением высоких порядков, являются несостоятельными. Действительно, как это можно показать, в обоих случаях для получения решения в виде временной функции следует проделывать совершенно идентичные математические операции.
На основании изложенного было бы неправильным заключить о непригодности или малоэффективное™ применения метода спектрального анализа для решения некоторых инженерных задач. Напротив, метод является весьма эффективным при решении ряда вопросов, связанных, главным образом, с анализом процессов в узкополосных колебательных системах (исследование условий оптимальной чувствительности приемников импульсных сигналов, воздействие импульсов.совместно с шумами на нелинейный элемент,воздействие импульсов на узкополосные колебательные системы и т. п.). Практика на основании некоторых аналитических исследований и, главное, по данным опыта установила критерий, который в ряде случаев позволяет только по виду частотной характеристики ЛДш) изучаемой электрической системы и характеру спектра 5(ш) действующего импульса установить характер получаемого решения. К рассмотрению некоторых основных положений, лежащих в основе такого критерия, мы сейчас перейдем, но предварительно сделаем два почти очевидных, но практически важных вывода, а именно:
1.	Электрические процессы как стационарные, так и переходные в любой линейной цепи, вызываемые действием э. д. с. любой формы, полностью и однозначно определяются частотными характеристиками этой цепи.
2.	Две электрические цепи, обладающие одинаковыми частотными характеристика\и, одинаково реагируют на воздействие э. д. с. любой формы даже в том случае, когда эти электрические цепи состоят из физически различных элементов.
56
10. УСЛОВИЕ НЕИСКАЖЕННОЙ ПЕРЕДАЧИ ФОРМЫ ИМПУЛЬСА ЧЕРЕЗ ЛИНЕЙНУЮ ЦЕПЬ
Очень часто бывает необходимо „передать" через ту или иную линейную цепь импульс напряжения той или иной формы с минимально возможным искажением. Это значит, что если на вход цепи действует импульсная э. д. с.	некоторой
формы (рис. 41), то на выходе этой цеп г следует получить импульс напряжения u~f2 (/) той же самой формы, но, быть может, другой амплитуды и несколько запаздывающий во времени по отношению к входному импульсу. Аналитически функция /2 (/), выражающая импульс напряжения на выходе цепи, связана с функцией e=/j(Z) соотношением:
где N—коэфициент передачи, показывающий во сколько tpas должны увеличиться (или уменьшиться) все ординаты функции /)(/), а А — время, на которое „запаздывает" импульс . на
Рис. 41.
Рис. 42.
выходе системы. В частном случае, когда коэфициент 'передачи N=\, то импульс на выходе цепи должен по своей форме просто совпадать с импульсом, приложенным к входу этой цепи, причем допускается некоторое временное запаздывание импульса /2 (/) по сравнению с импульсом (/). В частном случае, конечно, может быть, что время t0 „задержки" импульса равно нулю.
Какими же свойствами должна обладать цепь, чтобы обеспечить передачу формы импульса без всякого искажения?
Спектральный метод анализа позволяет представить реально действующую импульсную э. д. с. суммой бесконечно большого числа (в общем случае) гармонических составляющих, каждая из которых действует от I —— 00 до /=:-}-00. Представление об относительной величине амплитуд гармонических составляю.-щих импульса и их начальных фазах дает спектральная функция (амплитудный спектр и фазовый спектр! Для передачи без искажения формы импульса необходимо, очевидно, чтобы все гармонические составляющие входного импульса передавались
57
с одинаковым усилением (или -ослаблением) их амплитуд, а фазовые соотношения между различными гармоническими составляющими на выходе системы были такими же, как и на входе. Последнее означает, что время /0 запаздывания той или иной гармонической составляющей на выходе системы должно быть одинаковым для всех гармонических составляющих, независимо от их частоты. Поясним это положение на конкретном примере. к Пусть э. д. с., действующая на входе системы, ксостоит всего из двух гармонических составляющих, характеризуемых частотами ojj = £2 и «3 = 3£2, т. е. пусть:
е = /j (/),=	sin £Н Д- Еъ s.n’,3£l t.
Для простоты мы приняли начальные фазы обеих гармонических составляющих равными нулю. Сумма обеих гармонических составляющих обусловливает вполне определенную форму действующей э. д. с. (рис. 42,а). Пусть частотная характеристика электрической цепи обеспечивает неизменную передачу всех амплитуд гармонических составляющих (Л^ = const) и одинаковое временное запаздывание /0 гармонических составляющих (рис. 42,6). Тогда, очевидно, форма действующего на выходе цепи напряжения ничем не будет отличаться от формы входной э. д. с., кроме как временным сдвигом этой э. д. с. Но для того чтобы время запаздывания каждой гармонической составляющей было одинаковым, необходимо, чтобы угол сдвига фаз между любыми двумя гармоническими составляющими данной частоты на входе и выходе цепи был не одинаковым, а пропорциональным частоте и> гармонической составляющей. Действительно, если напряжение на выходе системы в нашем конкретном примере (рис. 42) характеризуется фазовыми углами запаздывания и о3, т. е.
и =f2 (t) = £] sin (£11 — tpj) -j- Ez sin (3£21 — <?3), откуда
u = Ex sin^£2 й— j -j- Ez sin j^3£l (4 —
то из написанного выражения видно, что для получения одинакового в р е м е н н ог о запаздывания гармонических составляющих
/ —	— const
'о—у —3Q —const,
необходимо, чтобы фазовые углы запаздывания гармонических составляющих
__ 12 __ O-1J
32
58
были пропорциональны частотам гармонических составляющих, т. е. чтобы угол запаздывания фазы гармонической составляющей
где г0 = const— коэфициент пропорциональности.
Следовательно, мы приходим к выводу, что для получения неискажающей передачи импульса через линейную систему необходимо, чтобы амплитудная и фазовая характеристики системы изменялись по закону (рис. 43)
=N=: const \
— а (ы)= о)/0 )•	(26)
Таким образом, говоря строго, для обеспечения неискаженной передачи импульса необходимо, чтобы
<*)
Л=const, , со
6)
Ц( РА =-----е в—-
^=е'^= const
Рис. 44.
система обладала полосой пропускания бесконечной ширины (рис. 43,а), а ее фазовая характеристика была линейной (рис. 43,6).
Тангенс угла наклона фазовой характеристики определяет со-бой величину
_ДД=^§а==/0 —/ = const,	(26а)
d oj	о)
называемую временем фазового пробега. Это время иногда называется временем фазового запаздывания или временем фазовой задержки.
Нетрудно показать, что длинная линия, нагруженная на активное сопротивление RH, равное волновому сопротивлению W линии (рис. 44), представляет собой идеальную электрическую систему, пропускающую без искажения импульс любой формы. Действи-; тельно при указанных условиях в линии имеют место только бегущие волны. При таком режиме работы линии любая гар-, ионическая составляющая ur = U , действующая на входе линии, передается к нагрузке в виде
59
где т = а—|—/ р, причем а — постоянная затухания, a — фазовая постоянная линии. Таким образом, величина
N=e~at -е~^1
представляет собой частотную характеристику линии. Амплитудная характеристика линии данной длины I
N—e const ”
представляет собой постоянную величину, н°зависящую от частоты (рис. 44); фазовая же характеристика линии определяется величиной
ср =и (ш) = 81 = ~ 1 — ~ = ш t,
”<О	,г--	v	"ф.
где ^1= у-— скорость распространения фазы колебаний вдоль ли-
нии а llv—время распространения фазы колебаний вдоль линии длиной I. Отсюда, собственно говоря, и вытекает термин „время фазового пробега".
Выведенное выше условие неискаженной передачи формы импульса является достаточно общим и справедливым как
для случая видеоимпульса, так и для случая радиоимпульса. Однако, если требуется передать без искажения только форму огибающей радиоимпульса, а фаза высокочастотных колебаний на несущей частоте, заполняющих импульс, нас не интересует, то условие неискаженной передачи может быть несколько ослаблено. Именно, можно показать, что Для неискаженной передачи формы огибающей передающая система должна также обладать бесконечной полосой пропускания, но ее фазовая характеристика может представлять собой линейную функцию частоты ш, не обязательно проходящую через начало координат. Другими словами, частотная характеристика системы должна иметь вид (рис. 45) ''
ЛГ(ш)= Ne
где’
причем’’
N= const и щ(ш)’— tp0-J-w /0
(27)’
'(po = tp(O) = const и tQ— const.
Можно показать, что хотя время фазового запаздывания, как это вытекает из формулы (27),
С —4- /0 const,
<Р ш ш 1 и 1	’
т. е. хотя различные гармонические составляющие получают различное временное запаздывание, тем не менее форма огибающей высокочастотных колебаний воспроизводится без искажения с некоторым запаздыванием /О = /Гр (рис. 46). Время /0 —- /гр НИЗЫ-" 60
вается временем группового запаздывания, поскольку оно определяет запаздывание не одного колебания, а группы колебаний. Время группового запаздывания называют иногда временем запаздывания огибающей. Что же касается высокочастотных колебаний (и>0), заполняющих радиоимпульс, то у радиоимпульса на выходе системы высокочастотные колебания отстают по фазе от соответствующих колебаний на входе системы на угол <р0 (рис. 46).
Из изложенного вытекает, что крутизна фазовой характеристики tga = t0—tTp (рис. 45) выражает время группового запаздывания радиоимпульса; если, не меняя крутизны фазовой характе
ристики, перенести ее параллельно самой себе, то это приведет лишь к изменению фазы высокочастотных колебаний <р0, заполняющих радиоимпульс. В частности, если фазовая характеристика пересекает ось абсцисс в начале координат (?0 = 0), то угол сдвига фаз на входе и выходе системы по колебаниям высокой частоты, заполняющих радиоимпульс, равен нулю.
Чтобы передать без искажения через ту или иную линейную систему импульс любой формы, строго говоря, необходимо, чтобы система обладала бесконечной полосой пропускания. Никакая реальная система, за исключением цепи, состоящей из чисто активных сопротивлений, или же линии, замкнутой на сопротивление, равное волновому сопротивлению, не обладает бесконечной полосой пропускания. Практически нас интересует, какова должна быть полоса пропускания системы, чтобы действующий на нее импульс передавался с допустимым искажением. Ответ на поставленный вопрос в общем виде дать невозможно. Поэтому рассмотрим, какое искажение формы фронта прямоугольного импульса получается из-за ограниченной полосы пропускания цепи.
Так как спектральная функция импульса изменяется по гиперболическому закону (рис. 31)
то основное значение имеют гармонические составляющие с меньшими значениями ш, лежащими в окрестности « = 0.
61
Пусть частотная характеристика системы в диапазоне частот 0< о>==5 wmat является идеальной (рис. 47), т. е. при 0< ш^о>тах
NM=N= const и <ош = и)/о.
Заметим, что никакая реальная система такой характеристикой обладать не может, однако, принятие идеализированной характеристики позволит нам оценить влияние конечной полосы пропускания на искажение.
Можно показать, что при принятых предположениях импульс напряжения /2 (0 на выходе системы будет иметь вид, показанный на рис. 48Д Из этого рисунка видно, что импульс
на выходе системы имеет фронт конечной крутизны (вместо прямоугольного на входе системы) и, кроме того, на импульсе проявля
Рис. 48.
Рис. 47.
ются высокочастотные колебания. Полученный результат является, вообще говоря, нереальным, т. к. невозможно представить себе появление колебаний во время /<0, т. е. за некоторое время до начала действия импульса (/) на систему. Физически невозможный результат получился из-за того, что нами была принята физически невозможная частотная характеристика для реальной электрической системы. Однако, в целом и, главное, в отношении характеристики крутизны фронта импульса на выходе системы, полученный импульс достаточно близко отражает истинную форму импульса.
Анализируя функцию /2(/), выражающую импульс на выходе рассматриваемой системы, можно притти к выводу, что при t = t(> значение функции
4(^о)=¥
равно половине установившегося значения Кроме того, при t = t0 крутизна фронта импульса достигает наибольшей величины, т. е.

= ZENfmax, /max
iv
где ^max~—предельная ^(циклическая) частота колебаний —
62
пропускаемых системой (рис. 47). Указанные особенности дают основание полагать, что длительность tn, равная тангенсу угла наклона фазовой характеристики системы, определяет собой как бы запаздывание, вызываемое системой.
Средняя крутизна фронта импульса (рис. 48) будет несколько меньше максимальной крутизны. С некоторым приближением можно принять, что средняя крутизна фронта импульса, определяющая активную длительность 1ф фронта на выходе, равна
Ш "°>75 7Г1 1 /ср	\	, max
Отсюда активная длительность фронта импульса (рис. 48)
, £N _	1	~	0,7
(dJi\ ~ ^fmax " fmax ‘
(W
(28а)
\ ,-ср
Последняя формула дает возможность оценить небходимую ширину полосы пропускания, которая позволяет на выходе системы получить фронт импульса достаточной крутизны или, иначе, достаточно малой длительности /ф:
f 0,7 Ц
Так, например, при необходимости получения /ф = 0,1 мксек, следует выбрать полосу пропускания
0 7 _ V-/mar-g-10s = 7-10« гц.
Все приведенные рассуждения относились к случаю передачи через систему видеоимпульса. При необходимости передачи радиоимпульса и прочих равных условиях ширина полосы пропускания должна быть в два раза большей, чем это необходимо для передачи видеоимпульса. К такому заключению легко притти из сопоставления спектральной функции видеоимпульса и соответствующего ему радиоимпульса.
Если принять, как это чаще всего предусматривается техническими условиями, что длительность фронта импульса составляет около 20% от полной длительности импульса, т. е. /ф = 0,2%, то формула (28а) может быть представлена в виде:
,	~	0,7 __ 3,5
Гтах ~ 0,2^ — 7И
Формула (286) позволяет выбрать полосу пропускания системы, нужную для передачи с допустимым искажением импульса прямоугольной формы.
В случае необходимости передачи через систему импульс/ другой формы, можно ориентировочно оценить необходимую полосу пропускания системы из рассмотрения амплитудного спектра
(286)
передаваемого импульса. Руководствуясь формулой (286), в первом грубом приближении следует выбирать полосу пропускания системы во столько раз меньшей, чем это нужно для передачи прямоугольного импульса, во сколько раз амплитудный спектр передаваемого импульса „уже“ спектра прямоугольного импульса. При этом под полосой пропускания системы обычно принимают величину До)п — 2пД/п, оцениваемую на уровне Л^=0,707^ОЖ (рис. 40).
В виде примера рассмотрим следующую задачу. Пусть через настроенный колебательный -контур из L, С и требуется передать радиоимпульс экспоненциальной формы е (i) = Ее sin ш0/ (рис. 27), где ш0 = 2~/0 = р-=-, а параметр 0 определяет длительность импульса /и —3/^. Как известно, полоса пропускания контура (на уровне 1/7С=0,707) равна (рис. 40 или 49)
Д/п = 2г. —Уоа—7о Шо£ — 2^L ~~ я > р
где а = -?г—коэфициент затухания контура. Согласно формуле (20) относительная величина спектральной функции видеоимпульса
$(а>)	5(о>)_ __ g
^'гаах (0) Уш2
Оценивая реальную „ширину" Д<о спектра видеоимпульса на уровне =0,1 от Smax, найдем максимальное значение частоты tomax = 2Vmav гармонической составляющей спектра из уравнения
V^max + P К откуда
Дш = а) ^108. mix
Реальная „ширина" спектра радиоимпульса экспоненциальной формы (см. § 8е)
Дш__=:2Асо=4кД/^=2^таг = 20^; 2Д/=3,2
Выбирая полосу пропускания контура равной реальной ширине спектра радиоимпульса, найдем
ДД =2Д/=3,2? = Д/П=-^,
откуда а = 6,4тг13 = 10^.
На рис. 27 представлена найденная нами методом Евтянова форма выходного импульса, соответствующая соотношению а =10^. 64	5
Как видно, выходной импульс напряжения оказывается несколько искаженным, причем основное искажение формы импульса получается на фронте импульса. Длительность фронта импульса оказывается равной
В пределах полосы пропускания колебательной системы ее фазовая характеристика ® = <p(<u—ш0) обычно весьма близка к линейной (рис. 49). Поэтому учет влияния фазовой характеристики не приводит к сколько-нибудь существенному изменению формы импульса. В случаях же, когда фазовая характеристика отлична
от линеинои, возникают искажения мые фазовыми сдвигами гармонических составляющих на выходе системы. Вид фазовой характеристики реальной электрической системы близко связан с видом ее амплитудной характеристики и особенно с крутизной амплитудно-частотной характеристики. Значительные фазовые сдвиги начинают проявляться в той части спектра, где крутизна амплитудной характеристики велика. По-
форме импульса, вызывае-
этому, если на границе полосы пропускания амплитудная характеристика резко падает (рис. 39), то это приводит к существенным искажениям формы передаваемых импульсов и появлению наложенных паразитных колебаний (рис. 48). Именно поэтому применяемая довольно часто на практике апроксимация частотной характеристики системы некоторым эквивалентным прямоугольником (рис. 39) приводит к нереальным соотношениям в форме импульса, отмеченным выше в связи с формулой импульса, представленной на рис. 48.
Как это было показано (см. ф-лу 26а), крутизна фазовой характеристики определяет временное запаздывание импульса на выходе системы, причем время запаздывания — Строго
говоря, это понятие справедливо только для электрической системы с р а с пред е л ен н ы ми параметрами. В реальной же системе с сосредоточенными параметрами фазовая характерис-... тика никогда не бывает строго линейной. Поэтому, строго говоря, сигнал на выходе реальной системы появляется одновременно с воздействием сигнала на вход системы. Однако, в течение некоторого промежутка времени, определяемого величиной крутизны
= фазовой характеристики в главной части спектра
сигнала, величина сигнала на выходе системы получается столь малой (микроскопической), что макроскопически можно говорить о некотором эквивалентном запаздывании сигнала.
5 Я. С. Ицхоки	65
Рассмотрим теперь вопрос о прохождении радиоимпульса колокольной формы через настроенную резонансную систему. Теория этого вопроса была разработана В. И. Сифоровым.
Пусть, следуя Сифорову, частотная характеристика системы, настроенной на частоту и)0 = 2к/0, выражается функцией (рис. 49) _(«> — “о)2
N(m)r=Noe 41 ,	(29)
имеющей вид колокольной кривой. К характеристике указанного вида приближается характеристика резонансного усилителя с бесконечно большим числом колебательных контуров. Приближенно эта характеристика соответствует также характеристике реального резонансного усилителя, имеющего достаточно большое число слабо связанных настроенных контуров. Выражение частотной характеристики с помощью формулы (29) является весьма удобным в теоретическом отношении, так как позволяет весьма просто проанализировать вопрос о прохождении импульсов через резонансную систему и не приводит к нереальным соотношениям, получаемым при апроксимации характеристики некоторым эквивалентным прямоугольником (рис. 39).
Пусть на рассматриваемую систему действует радиоимпульс колокольной формы, выражаемый согласно формуле (21) функцией
e(t )= Е (t) cos (о0/ = Ее cos ша/.	(29а)
Согласно формулам (23) и (24) спектральная функция радиоимпульса на входе системы
5, (ш) = 1 S (ш - ш0) = 2 е -43 '	(296)
z	2 У тр
Согласно формуле (256) спектральная функция радиоимпульса на выходе системы
(<> — <»о)2	/—	, _(у>—“о)2
где
-=-+т;	(29в)
Легко видеть, что спектральная функция выходного импульса также выражается колокольной кривой. Следовательно, и выходной импульс представляет собой импульс колокольной формы. Именно:
и (/) — l/"-! ENoe cos	(29г)
Г 3
Формула (29г) позволяет определить форму выходного импульса, если известны параметры р и а, характеризующие длительность действующего на систему радиоимпульса и частотную характеристику системы. Действительно, пусть активная длительность им-66
пульса оценивается^на уровне ^формулой (22). Тогда длительности входного (/и1) и выходного (/и2) радиоимпульсов равны:
Подставляя значение параметра у из формулы (29в), получим
Нетрудно найти ширину полосы пропускания системы, при которой получается заданное „расширение” выходного импульса, определяемого отношением >1. Для этого оценим, условно, ширину полосы пропускания системы и „ширину" спектра действующего на систему радиоимпульса, исходя из некоторого произвольного, но одинакового уровня Тогда учитывая, что как характеристика системы, так и спектральная функция радиоимпульса выражаются формулами (29) и (296), представляющими собой функции колокольного типа, согласно формуле (23а), имеем: ширина полосы пропускания системы
Дш^— 2)/4а!п К — 4рЛа1п К;
ширина спектра действующего радиоимпульса
Дш ~ = 2 А ш = 2 /43 In АГ = 4 /pin АГ.
Отсюда, учитывая соотношение (29д), найдем:
Пусть, например, требуется определить полосу пропускания системы, отсчитываемую на некотором уровне 1/АГ, обеспечивающую „расширение" выходного импульса не больше, чем на 20%. Тогда, полагая!——) = 1,22 —1,44, найдем	0,44=0,66,от-
\ ти1 /	До>п
куда необходимая полоса пропускания системы До>п = 1,5Дм ^,т. е. должна быть в полтора раза больше „ширины" спектра действующего радиоимпульса, отсчитываемой на том же уровне, что и полоса пропускания системы.
5*
Раздел II
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ИМПУЛЬСОВ С ПОМОЩЬЮ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
Строго говоря, любая линейная цепь в известной степени преобразует импульсы, приложенные к этой цепи Однако из большого многообразия линейных цепей можно отметить три типа цепей, специально применяемых для преобразования импульсов определенного вида:
I ) трансформирующие цепи, служащие для преобразования амплитуды или полярности импульсов без изменения формы импульсов;
2) диференцирующие цепи, применяемые, в основном, для укорочения длительности импульсов;
3) интегрирующие цепи, применяемые, в основном, для удлинения импульсов.
Указанные три типа преобразующих цепей находят особенно широкое применение в импульсной технике, вообще, и радиолокационной— в особенности.
11. ИМПУЛЬСНЫЙ ТРАНСФОРМАТОР
а) Общие понятия
Импульсный трансформатор является весьма распространенным элементом импульсных установок. Он находит широкое применение в технике радиолокации, телевидения и импульсной радиосвязи.
Импульсный трансформатор служит для трансформации кратковременных видеоимпульсов напряжения, периодически повторяющихся с достаточно высокой скважностью. За исключением некоторых специальных применений (например, в качестве так называемых пик-трансформатогов, диференцирующих трансформаторов и трансформаторов некоторых других типов) в большинстве случаев основное требование, предъявляемое к импульсным трансформаторам, заключается в неискаженной передаче формы трансформируемых импульсов напряжения: при воздействии на вход такого трансформатора импульса 68
напряжения той или иной формы на выходе трансформатора желательно получить (в идеальном случае) импульс напряжения совершенно той же самой ф'рмы, но, быть может, иной амплитуды или другой полярности. Именно такое использование импульсных трансформаторов имеется в дальнейшем в виду, и именно, исходя из этого назначения, импульсный трансформатор отнесен
Рис. 50.
нами к группе линейных цепей, что, строго говоря, не является справедливым.
Импульсные трансформаторы применяются, обычно, для следующих основных целей:
а)	для согласования импедансов (рис. 50,а);
б)	для повышения или понижения напряжения импульсов (рис. 50,tf);
в)	для перевертывания фазы импульсов (изменения полярности Импульсов);
г)-для развязывания потенциалов вторичной цепи трансформатора от потенциалов его первичной цепи (рис. 50,д\,
д)	для получения, путем применения нескольких вторичных обмоток, нескольких импульсов напряжения, различающихся между собой по величине, но находящихся в определенных фазовых соотношениях (рис. 50,г);
69
е)	для исключения постоянной составляющей тока источника;
ж)	для осуществления сильной связи в электронных генераторах импульсов между цепью анода и цепями сеток электронных ламп (например, в блокинг-генераторе — рис. 50,в).
Рассмотрим несколько конкретных примеров использования импульсных трансформаторов.
На рис. 50,а представлена схема имульсной установки, служащей для передачи энергии, накопленной в заряженном конденсаторе (Си), через посредство фидера (Ф) с волновым сопротивлением W к нагрузочному сопротивлению /?м, имеющему активный характер, но не равному волновому сопротивлению W. При отсутствии фидера мы имели бы простейший случай разряда конденсатора на активное сопротивление. Если же по техническим причинам нагрузка должна быть расположена на значительном удалении от конденсатора, то передача энергии осуществляется через посредство фидера. Обычно волновое сопротивление фидера значительно отличается от заданного сопротивления /?н нагрузки. Для обеспечения наиболее благоприятных условий передачи энергии через посредство фидера и получения определенной формы и величины импульса напряжения на нагрузочном сопротивлении необходимо осуществить согласование сопротивления RK нагрузки с волновым сопротивлением W фидера. Такое согласование осуществляется с помощью импульсного трансформатора ИТ. Заметим, что в некоторых случаях приходится прибегать к установке согласующих трансформаторов не только в конце фидера, но и в начале фидера для согласования волнового сопротивления фидера с внутренним сопротивлением импульсного источника питания.
На рис. 50,5 представлена принципиальная схема импульсной модуляции мощного магнетронного генератора. В импульсном режиме работы на катод магнетронного генератора должны подаваться кратковременные модулирующие импульсы высокого напряжения отрицательной полярности с формой, приближающейся к прямоугольной. Для формирования импульсов используется показанная на рис. 50,5 искусственная линия, заряжаемая от источника постоянного напряжения Е. После зарядки линии осуществляется разряд линии на нагрузку (магнетрон) через посредство тиратрона Т (или другого разрядного прибора). Работа тиратрона управляется синхронизирующими импульсами ис, периодически воздействующими на сетку тиратрона от не показанного на схеме генератора синхронизирующих импульсов. В большом числе случаев рабочее напряжение тиратрона оказывается меньшим рабочего напряжения магнетронного генератора, а так как напряжение импульса, получаемого с помощью искусственной линии, обычно в два раза меньше зарядного напряжения Е линии, то для подачи на катод магнетронного генератора импульса напряжения достаточно высокой амплитуды приходится прибегать к повышающему импульсному трансформатору. Так, например, если рабочее напряжение магнетронного генератора равно 20 000 в, а рабочее 70
напряжение тиратрона 10000 в, следует выбрать зарядное напряжение линии Е— 10 000 в и применить трансформатор с коэфициен-том трансформации ?т = 4 (напряжение на первичной обмотке
Е трансформатора при этом будет U	кв).
В рассмотренном примере полярность импульса напряжения (отрицательная), действующего на магнетронный генератор, совпадает с полярностью импульса напряжения, получаемого ог формирующего устройства и подводимого к первичной обмотке трансформатора. Однако, при применении вместо магнетронного генератора лампового генератора высокой частоты, на анод которого должны подаваться импульсы положительной полярности, применение импульсного трансформатора в цепи, подобной указанной на рис. 50,6, явилось бы обязательным не только для повышения напряжения импульса, но и одновременно для изменения полярности импульса. Последнее является необходимым в тех случаях, когда полярность питающего источника задана и не может быть по техническим соображениям изменена, а в качестве коммутирующего устройства используется тиратрон или другой прибор, требующий для нормальной своей работы приложения к нему напряжения вполне определенной полярности (на рис. 50,6— положительной).
В некоторых случаях применение повышающего импульсного трансформатора диктуется соображениями повышения прочности изоляции. Известно, что при импульсном воздействии напряжения, длящемся в течение миллионных долей секунды, прочность изоляции оказывается значительно более высокой, чем при постоянном воздействии напряжения. Эта разница при импульсах длительностью порядка 1 мксек и меньше достигает двукратной величины и больше. Из этих соображений целесообразно при импульсном режиме работы установок, требующих для своего питания весьма высокого напряжения, осуществлять формирование импульсов на достаточно низком напряжении и полученные импульсы трансформировать до требуемого высокого напряжения. При таком решении задачи длительное воздействие напряжения на рабочую изоляцию (например, на конденсаторы формирующей линии рис. 50,6) протекает при невысокой величине этого напряжения. Высокое же напряжение действует только в течение короткого промежутка времени генерации импульса.
На рис. 51,« представлена схема питания трансформатора от усилителя с катодным выходом. Здесь импульсы напряжения с выхода трансформатора действуют на сетку электронной лампы. Сопротивление RK катодного выхода в большинстве случаев невелико. Нагрузка трзнсформатора имеет вентильный характер: в тече-н .е времени действия импульса сопротивление RH нагрузки может быть принято равным эквивалентному сопротивлению Rig участка „сетка—катод" лампы; в интервале же времени между импульсами, когда лампа заперза, сопротивление нагрузки RH^co.
71
На рис. 51,г представлена схема питания трансформатора через посредство пентода. В обеих представленных на рис. 51,а и 51,г схемах трансформаторная цепь фактически питается импульсами тока, протекающего через электронную лампу в течение времени воздействия на ее сетку положительных импульсов напряжения, отпирающих лампу. Однако вследствие обычно малой величины сопротивления /?к катодного выхода (рис. 51,а) ток лампы Л протекает в основном через сопротивление /?к, созда
Рис. 51.
вая на нем импульс напряжения вполне определенной формы. Поэтому в случае цепи, показанной на рис. 51,а, можно считать, что трансформатор подвергается воздействию импульсов напряжения. В случае же цепи, представленной на рис. 51,г, весь ток лампы Л протекает через обмотку трансформатора. Так как внутреннее сопротивление пентода весьма велико и сила тока лампы практически мало зависит от сопротивления нагрузки /?Н( то в первом приближении моя но считать, что в этой цепи трансформатор питается импульсами тока (от источника с бесконечно большим внутренним сопротивлением).
При более строгом подходе к анализу цепей, представленных на рис. 51,й и 51,г, схемы питания этих цепей следует заменить эквивалентными схе-
мами, показанными соответственно на рис. 51,в и 51,£. Действительно, рассматривая схему питания трансформатора ИТ, приключенного к сопротивлению /?к катодного выхода (рис. 51,а), можно составить следующее операторное уравнение (рис. 51,6):
~  UI । U1	""   .у/ х
‘•=я,+?й' °ткуда “ =
Здесь Z(p) есть выраженное в операторной форме значение входного сопротивления трансформаторной цепи. Из полученного выражения для щ видно, что показанная на рис. 51,6 цепь экви-72
валентна цепи (рис. 51,в), питаемой от источника с э. д. с. еи — = i -RK, обладающего внутренним сопротивлением RK.
Рассмотрим теперь схему, представленную на рис. 51 ,е, эквивалентную схеме питания трансформатора в цепи, показанной на рис. 51,г. Положим, что характеристика пентода Л выражается ломаной линией (рис. 51,д'), причем диференциальное сопротивление пентода —
Яи1=С*§а1> ПРИ ia</o, #„2=Ctga2> При la > IQ.
Из рассмотрения схемы, показанной на рис. 51,г, с учетом характеристики пентода, видно, что операторное выражение тока, питающего трансформатор ИТ:
Z'l — 2а — ^0 4
11 а ~	z , E-UX-Un _ , , £ ~1<АрУ-
R ~~20~Г р — J0~T р Аи	АИ
Решая это уравнение относительно ia, получим
. _	+ {Е~ Uo) _ /о/?и + Р - Ши !RK
—	Ra-\-Z(p) ~ RK + Z(P) ~R^Z(p) ’
где / = const — сила тока, соответствующего u^E (рис. 51,д). В написанных выражениях следует полагать:
/ = л и Яи = /?и1, при ir-=ta<S0;
/ = /2 и Ra = Ra2, при Л = /й>70.
Нетрудно убедиться, что совершенно такое же выражение, как только что полученное, справедливо и для тока г1; протекающего в эквивалентной цепи, показанной на рис. 51,<?, при условии, что цепь питается от источника постоянного тока I— const (/ = Л ИЛИ / = /2).
В теоретическом и практическом отношениях наиболее интересным является изучение процессов в трансформаторе, возникающих при воздействии на его обмотку весьма кратковременных импульсов напряжения, характеризуемых крутым фронтом и срезом. Трансформация таких им ульсов встречает наибольшие трудности. С другой стороны, почти все выводы и расчетные формулы, полученные применительно к кратковременным импульсам, сохраняют свое значение и в отношении импульсов большей длительности. Из этих соображений в да ьнейшем имеются в виду преимущественно случаи трансформации наиболее коротких из применяемых импульсов, от 1—2 мксек и меньше, периодически повторяющихся с достаточно высокой скважностью порядка 1000 единиц. Распространяя полученные выводы на случай трансформации импульсов большей длительности, следует лишь обратить внимание на энергетические соотношения в работе трансформатора и его тепловой режим, который при достаточной длительности
73
импульсов и высокой частоте их повторения может явиться определяющим конструкцию импульсного трансформатора. Наоборот, при короткой длительности импульсов тепловой режим работы трансформатора и энергетические соотношения в нем не имеют самостоятельного значения.
С точки зрения основного требования, предъявляемого к импульсным трансформаторам,—требования неискаженной передачи формы трансформируемых импульсов, главное и решающее значение, определяющее конструкцию и габариты трансформатора, имеют паразитные колебательные процессы, возникающие в трансформаторной цепи. Эти процессы обусловливаются наличием в трансформаторной цепи паразитных параметров — паразитной емкости и индуктивности рассеяния обмоток трансформатора. Возникающие из-за наличия паразитных параметров колебательные процессы приводят к искажению формы фронта (рис. 52) трансформируемых импульсов: на фронтовой части импульса и „гребне“ импульсной волны напряжения, а также и при срезе импульса проявляются наложенные высокочастотные колебания; кроме того, крутизна фронта и среза импульсов на выходе трансформатора понижается по сравнению с этими значениями на входе трансформатора.
Таким образом, основное препятствие прохождению через тран-форматор очень коротких импульсов напряжения оказывают паразитные параметры трансформаторной цепи, которые могут вызвать недопустимое для технических приложений искажение формы импульсов. Именно это обстоятельство и является главным фактором, лимитирующим применение импульсных трансформаторов и определяющим принципиальную возможность трансформации очень коротких импульсов напряжения. Возникающие же при срезе рабочих импульсов колебания, которые при вентильном характере нагрузки (например, магнетроне) имеют достаточно большую амплитуду и значительно медленнее затухают (рис. 52), могут привести к образованию добавочных паразитных импульсов — „ложных сигналов", нарушающих нормальную работу соответствующих установок.
Для устранения искажения формы трансформируемых импульсов необходимо стремиться к максимальному уменьшению паразитных параметров. Такое уменьшение достигается путем применения трансформаторов с сердечниками из специальных магнитных сплавов и путем использования обмоток нужной конструкции. Однако основное значение в этом направлении имеет уменьшение габаритов сердечника и числа витков обмоток. Стремление к максимальному уменьшению этих величин приводит конструктора к необходимости применения больших приращений индукции ДД в сердечнике за импульс. Действительно, из основного электромагнитного соотношения трансформатора следует, что приращение индукции в сердечнике обратно пропорционально площади сечения сердечника и числу витков обмотки. В результате скорость изменения индукции в сердечнике достигает колоссальных величин, доходящих до Ю11 гауссов в секунду, что, по крайней мере, 74
Рис. 52.
в несколько тысяч раз превосходит скорость изменения индукции у обычных трансформаторов, работающих на низкой частоте. При таких скоростях индукции в массе сердечника индуктируются вихревые токи значительной величины, создающие сильное размагничивающее поле. Это приводит к сильному возрастанию намагничивающего тока, который становится соизмеримым, а при неправильной конструкции и превосходящим рабочий ток нагрузки. Большой же намагничивающий ток создает искажение так называемой плоской части импульса (рис. 52), которое для. многих технических приложений является недопустимым. Именно это обстоятельство, непосредственно вытекающее из стремления уменьшить паразитные параметры трансформаторной цепи, и приводит к тому, что электромагнитные процессы в сердечнике транс
форматора также приобретают доминирующее значение в работе трансформатора и требуют тщательного их изучения.
Отмеченные особенности определили необходимость создания специальной теории работы и разработки методики расчета импульсных трансформаторов. Таковая теория была действительно создана трудами целого ряда советских ученых и инженеров — Ф. В. Лукина, Т. Р. Брахмана, И. Я. Альтмана и др. Этому способствовали фундаментальные работы Б. А. Введенгкого (1923 г.) и В. К. Аркадьева, в которых впервые был поставлен и разрешен вопрос о переходных процессах в ферромагнетиках, а также и другие более поздние работы многих советских физиков (А. Н. Тихонов, М. И. Розовский и др.).
Некоторые вопросы теории и расчета импульсных трансформаторов освещаются ниже.
б) Эквивалентная схема трансформаторной цепи
На рис. 53,а представлена в достаточно общей форме принципиальная схема трансформаторной цепи. Здесь Llt L2, -гх и г2 индуктивности и активные сопротивления обмоток, имеющих, обычно, общую „заземленную0 точку; М — коэфициент взаимной индукции между обмотками трансформатора. Нагрузкой трансформатора (ZH) обычно является нелинейное сопротивление, имеющее активный характер, например: магнетронный генератор, ламповый генератор или цепь сетки генераторной лампы; в некоторых случаях нагрузкой трансформатора является чисто активное сопротивление. Нелинейный характер сопротивления нагрузки сравнительно мало влияет на процессы в трансформаторной цепи. Из этих соображений в дальнейшем предполагается, что в течение,всего времени действия импульса напряжения сопротивление
75
нагрузки является чисто активным, равным некоторому среднему значению /?н. Однако после окончания действия импульса напряжения при нелинейной нагрузке, имеющей вентильный характер, следует полагать Ra — со. Трансформаторная цепь питается импульсным источником э. д.с. — еи. —внутреннее сопротивление питающего источника. Мы будем полагать, что импульсная э. д. с. еп представляет собой периодически повторяющиеся импульсы прямоугольной формы еп = £= const (в течение времени ta действия импульса). Заметим, что при питании трансформатора от импульсного источника в виде формирующей искусственной
Рис. 53.
линии (рис. 50Д) в течение времени действия импульса, равного времени разряда линии, линию можно заменить источником постоянной э. д. с. еи = Е с внутренним сопротивлением, равным характеристическому сопротивлению Wлинии; напряжение £ равно зарядному напряжению линии.
На рис. 53,а не показаны паразитные емкости трансформаторной цепи, оказывающие значительное влияние на работу импульсного трансформатора. С некоторым приближением можно полагать, что паразитные емкости Сг и С2 включены так, как это показано на схеме, представленной на рис. 53,£>. Эти емкости включают в себя (в основном) соответственно:
а)	емкости Сд1 и Сд2 обмоток трансформатора,
б)	емкость источника питания (Си ) и нагрузочного элемента.
В действительности емкости обмоток трансформатора имеют распределенный характер, но с некоторым приближением распределенные емкости могут быть заменены эквивалентными сосредоточенными емкостями, шунтирующими каждую из обмоток трансформатора. Существуют определенные правила нахождения эквивалентных (динамических) значений Сд1 и Сд2 емкостей обмоюк по данным статических значений СТ1 и Ст2 емкостей обмоток на „землю“ (на корпус или сердечник трансформатора) и статической емкости С]а между обмотками трансформатора. В первом приближении можно принять, что СД1 = у Ст1 и Сд2 = -д- (С]2 -ф- С2). 76
Таким образом:
C.=C.,+С,; сг=сд!+с„.
Для анализа процессов в трансформаторной цепи удобно воспользоваться эквивалентной схемой этой цепи, которая может быть выведена из общей теории четырехполюсников.
Пусть Zj и Zn эквивалентные импедансы, учитывающие любое соотношение сопротивлении, индуктивностей и емкостей соответственно в первичной и вторичной цепях трансформатора (рис. 54,п). Переходные процессы в схеме рис. 54,а описываются следующей системой операторных уравнений:
И1 =	^12^11 »
П-2---	213,[ Ч' ^23^П ’
(30)
где «1, п-2, и Zu — изображения соответствующих напряжений и токов, a Zn, Z12 и Z22— операторные выражения импедан-сов цепи:
+	Z22 = r2 + pZ-2; Z12 — рМ=pkV Z.jZ-2; (30а)
k — коэфициент связи между обмотками. Заметим, что обычно принимаемое значение коэфициента трансформации реального
трансформатора
да
Последнее равенство
учитывает то обстоятельство, что индуктивности обмоток трансформатора пропорциональны квадратам чисел витков (w1 и ы2) обмоток.
Рассмотрим, при каких условиях схема, представленная на рис. 54,а, мо-
жет быть заменена схемой, представленной на рис. 54,6, состоящей из Т-образного четырехполюсника и идеального трансформатора, характеризуемого неизвестным пока коэфициентом трансформации
q
Чи щ t2‘
Под идеальным трансформатором мы здесь полагаем трансформатор без рассеянця и потерь, с обмотками бесконечно большой индуктивности.
77
Переходные процессы й схеме рис. 54,# описываются следующей системой операторных уравнений:
— (^i Ч~ ^о) ^1	>
~~ - Zoz7+ (Zo + Z2) q* in .	(31)
Для того, чтобы представленные на рис. 54,а и 54,# схемы были эквивалентны, необходимо, чтобы системы уравнений (30) и (31) были идентичными, т. е„ чтобы
^1	^11! #HZ0 = Z12; Яя (^2 + ^о) = ^22'
Полученные уравнения определяют параметры четырехполюс-
ника в виде:
7  Аз
Ч и
Z^Z,, —
1	11	<7и
(31а)
z2 =
Формулы (31а) выражают параметры Т-образного четырехполюсника через три заданных параметра Zn, Z12 и Z22 трансформаторной цепи и параметр . Поэтому в зависимости от произвольно выбранного значения коэфициента трансформации ди идеального трансформатора получаются определенные значения параметров Z3, Z2 и Zo эквивалентного четырехполюсника. Таким образом, задача построения эквивалентной схемы не является однозначной: существует произвольно большое количество различных эквивалентных схем, хотя и не все из таких схем могут быть физически осуществлены.
С точки зрения упрощения анализа колебательных процессов в трансформаторной цепи, наибольшего интереса заслуживает такая эквивалентная схема, в которой индуктивность рассеяния трансформатора представлялась бы одним эквивалентным параметром. Из этих соображений потребуем, чтобы вся эквивалентная индуктивность рассеяния трансформатора Lp была сосредоточена в одном плече (ZJ четырехполюсника, а плечо Z2 было чисто активным. Подставляя в третью формулу полученных равенств (31а) значения Z22 и Z13 согласно формулам (30а), получим	___
'У   г9 4“ р72	pk 4^*3	pk 4^*L\L.2 \
Требуя выполнения соотношения
— л
78
найдем, что указанному соотношению удовлетворяет значение коэфициента трансформации идеального трансформатора:
__	__ 1 -./'Ll ~ 1_ w2_._
?и ~~ к У~~ k У Lr ~ ~k • Wj " к ’
где Ут выражается формулой (306).
Подставляя найденное значение да в формулы (31а), получим:
pk V• L2
pk V ц-ь2
= ^ + ^(1-^),
7 ____/o'J
° 9и
7 — k2
Z3----Л, 2
<7и
= pkzLx,

Этому соответствует эквивалентная схема, представленная на рис. 55,а, где эквивалентная индуктивность рассеяния
£р = (1-*г)Л, (32) индуктивность намагничивания
LK=k^L,. (32а) и приведенное значение сопротивления вторичной обмотки —
Рис. 55.
Приближенные равенства предполагают, что коэфициент связи между обмотками импульсных трансформаторов весьма близок к единице.
Так как показанный на эквивалентных схемах трансформатор является идеальным, то, отмечая штрихом значения всех токов, напряжений и параметров вторичной цепи трансформатора, приведенных к первичной цепи трансформатора, т. е. полагая:
» ____ «	___ 'It . у! _____________ 7	Ка
U2	U-’ Z2	--ZH ’ ТД- ’
~Т	1/т
получим представленную на рис. 55,6 эквивалентную схему трансформаторной цепи. Можно показать, что |при приведении параметров вторичной цепи к первичной следует все емкости, входя-79
/ qT
щие во вторичную цепь, увеличить в (—^ раз, все индуктивности и активные сопротивления вторичной цепи уменьшить в ( ?т ' 2
( J раз, все токи, протекающие во вторичной цепи, включая
токи, учитывающие начальные условия в тех или иных индук-f 9Т \
тивностях вторичной цепи, умножить на (у) и, наконец, все напряжения на элементах вторичной цепи, равно как и напряжения, учитывающие начальные условия на емкостях вторичной цепи, разделить на I ~у). Применяя это правило в отношении трансформаторной цепи, представленной на рис. 53Д получим эквивалентную схему, показанную на рис. 56,а, где:
(326)
Рис. 55.
а все прочие параметры определяются формулами (32). Так как сопротивления г, и г2 обмоток трансформатора очень малы (в большинстве случаев их влиянием можно, вообще, пренебречь), путем небольшого видоизменения схемы, представленной на рис.56,ч, мы приходим к более удобной для расчетов схеме, показанной на рис. 56,(7, в которую введена ветвь (Лв—RB\ учитывающая действие вихревых токов в сердечнике. Индуктивность LB обычно очень мала. Сопротивление RB учитывает потери энергии в сердечнике.
При нахождении эквивалентной схемы предполагалось,
что все параметры трансформаторной цепи являются постоянными. В действительности же из-за применения сердечника из магнитного материала, проницаемость которого в процессе работы изменяется, индуктивности и L2 не остаются постоянными. Тем не менее, с достаточной степенью точности эквивалентная схема рис, 56 сохраняет свое значение и при переменной величине индуктивностей обмоток. Действительно, теория и опыт показывают, что индуктивность Z. рассеяния обмоток трансформатора практически не зависит вовсе от магнитной проницаемости сердечника. Если число витков и конструкция обмотки не изменяются, то даже при удалении сердечника из обмоток величина индуктивности 80
L? сохраняет почти неизменное значение; при этом лишь изменяется коэфициент связи k между обмотками и величины индуктивностей Д и А2, но соотношение индуктивностей L2jL1 и коэфициент трансформации ут сохраняют свое значение практически неизменным. Можно показать, что применительно к импульсным трансформаторам даже при резком уменьшении проницаемости р, которое, вообще говоря, имеет место в импульсном режиме, коэфициент связи k все же остается весьма близким к единице (А > 0,99). Поэтому можно притти к выводу, что, несмотря на изменение проницаемости р, эквивалентная схема (рис. 56) и все ее параметры сохраняют свое значение; изменяется лишь величина индуктивности Lм, которая при высокой связи (k=Y), как это следует из формулы 32а, просто равна индуктивности Z-i первичной обмотки. Поэтому индуктивность Лм намагничивания изменяется пропорционально изменению магнитной проницаемости сердечника.
в) Искажение фронта трансформируемого импульса
Рассмотрим искажение формы фронта трансформируемого импульса напряжения в предположении, что э. д. с. питающего источника напряжения характеризуется прямоугольным фронтом. Другими словами, будем полагать, что в течение времени
= Е= const.
Анализ переходных процессов в трансформаторной цепи, рассматриваемой в соответствии с эквивалентной схемой, показанной на рис. 56,б1, связан с решением диференциального уравнения пятого порядка. Таковой анализ встречает известные затруднения. Поэтому целесообразно несколько упростить расчетную схему, что может быть действительно сделано ценой допустимого понижения точности получаемого решения. Именно, известно, что протекающий через ветвь LM намагничивающий ток 1ы значительно меньше тока 1Н, протекающего через сопротивление R'B . Даже при =/и, обычно, /м <0,1 z' : при	/и, zm «z'H. Поэтому
при анализе искажений фронта импульса (/</ф) допустимо принять LM = со. Далее, обычно, величина емкости С2 > СД, так как емкость С2 учитывает довольно значительную между-обмоточную емкость трансформатора и емкость нагрузки, которая в большинстве случаев больше емкости источника питания. Поэтому при коэфициенте трансформации <7Т > 1, С'2	С2~^> и
Действием емкости Сг можно пренебречь. Заметим, что при <Д, рассуждая аналогично, можно было бы пренебречь емкостью С'2. Так как индуктивность LB очень мала (и, вообще, ток, ответвляющийся в ветвь LB— RB, в течение £</ф весьма мал), то можно 6 Я. С. Ицхоки	81
положить Z.B=0. Тогда сопротивление^, учитывающее потери в сердечнике, оказывается включенным параллельно сопротивлению ^2 • Обозначая эквивалентное сопротивление вторичной цепи через
2	/?в+(/?'н+г'2)’
Рис. 57.
мы приведем к упрощенной эквивалентной схеме (рис. 57), которая обычно применяется для исследования колебательных процессов на фронте импульса.
Переходные процессы в цепи, показанной на рис. 57, описываются операторными уравнениями:
£’=/?Л+^р71+«;;
р2
При составлении этих уравнений приняты начальные условия н2(0) = 0 и z\(0) = 0. Исключая из написанной системы z'p по
лучим:
—I	Е
и2~-------------—----------------— .
Для упрощения решения разделим числитель и знаменатель написанной дроби на
1 + ”>г = 1 + Тд	(33)
А2
и введем следующие обозначения:
7?14-/?2
г 1 +
= ы.
(33а)
(336)
(ЗЗв)
Последнее выражение, как это видно из схемы рис. 57, представляет собой „установившееся" значение и2, соответствующее t = oo. С учетом принятых обозначений операторное уравнение принимает вид:
^2	<4
и — -------------------= —±2-
2	(р1\Р + Ж(рТ\)+1	N(p)	/'
/
82
Находим корни рк уравнения
W)=Ш + r>(pKTtf +1 = о, откуда
рк7\ = - 5 J/ Г=В2 = - В
Обозначая относительную величину времени через ъ = ~ и применяя формулу (5) разложения (см. § 3), имеем:
г 00	Рк т
U^U^\XJr^PKTx (р~к ГН- 8)	'
«=1
е-
2
(-8 - Л)О) ]}*
После обычных преобразований (с применением формулы Эйлера), решение принимает вид:
е~s* -1
1-------(v cos vx 8 sin vt) .

Таким образом, относительная величина напряжения “2
2со
ставляет собой функцию относительного времени х=
J1
пред-
и2_
U2
— от
(34)
1 —
где
v = J/1 — с2; tg <р = --
О
(34а)
При 8<Ч решение (34) имеет колебательный характер. При процесс становится апериодическим и решение (34) преобразуется:
[1 ’ Ае~ - Ве~	(346)
где
—a2 = S + /82ZTi.
Полученное решение содержит всего один параметр В, учитывающий всевозможные соотношения первичных параметров трансформаторной цепи. Это обстоятельство облегчает анализ процессов на фронте импульса. Параметр 8, определяющий характер 6*	83
& переходного процесса, может быть назван колебательной характеристикой трансформаторной цепи.
На рис. 58 представлено семейство кривых, построенных по формулам (34) и (346); кривые соответствуют различным значениям параметра В. Кривые выражают закон нарастания импульса напряжения на выходе трансформатора (в долях от U'2 ) в функции
от безразмерного времени = Из рассмотрения кривых видно, что по мере нарастания времени величина импульса стремится к „установившемуся" значению U2x . Очевидно, что при прочих равных условиях, для каждого данного значения колебательной характеристики 8 длительность фронта пропорциональна „паразитной" постоянной времени 7\, выражаемой формулой (336). Так, например, при 8 = 0,5 длительность фронта импульса может быть 84
оценена величиной /ф^ЗТф. По этой причине при конструировании трансформатора необходимо, во-первых, добиваться, чтобы паразитная постоянная времени была достаточно мала по сравнению с длительностью импульса. Так например, при /и = 1 мксек и 8 = 0,5, полагая допустимым /ф = 0,1 /и = 0,1 мксек, необходимо, чтобы Тг < -J 0,03 мксек.
Из формулы (ЗЗб) видно, что паразитная постоянная времени Ту определяется тремя параметрами:	Lp и С2. Однако, пара-
метр = обычно задается техническими условиями, и следовательно, уменьшение величины Ту может быть достигнуто только путем уменьшения произведения (LpC2). С этой точки зрения безразлично, какой из параметров, Lp или С'2, будет уменьшаться; важным является получение минимальной величины произведения (Тр-С'2). Однако от с оот н о ш е н и я параметров Lpr за-висит величина колебательной характеристики 8. Поэтому практически является важным установление и отношения паразитных параметров LplC2.
сД С.
Р k ,	C^Const.
О аА	1.Z 1,6 2.0
&
О
Рис. 59.
Из полученного решения вытекает, что апериодическая форма процесса, строго говоря, имеет место только при о > 1. Однако, из кривых, представленных на рис. 58, видно, что уже при 8 > 0,5 колебательная компонента представлена настолько слабо, что процесс можно практически считать апериодическим. При 6 < 0,5 амплитуда наложенных колебаний сравнительно быстро возрастает, достигая наибольшей величины (100%) при 8 = 0. Так как вне зависимости от крутизны фронта импульса колебательная формафронта во многих случаях является нежелательной, следует стремиться к тому, восходил значения, приблизительно равного 0,5. С лругой стороны, тз представленных на рис. 58 кривых видно, что с увеличением параметра 8 крутизна фронта импульсов (при 7\= const) уменьшается и, следовательно, чрезмерное увеличение параметра 8 также является нежелательным.
Анализ формы фронта импульса приводит к заключению, что оптимальное соотношение паразитных параметров, обеспечивающее наименьшее искажение фронта импульса, должно удовлетворять соотношению:
чтобы параметр 8 не пре-
(35)
85
Полученный вывод в полной мере справедлив в случае, если с изменением отношения- Ьр/С2 паразитная постоянная времени Тг остается неизменной. Такое положение (или весьма близкое к нему) будет действительно иметь место в случае, когда емкость С2 трансформаторной цепи в основном определяется емкостью обмоток трансформатора. В другом крайнем случае, когда, наоборот, емкость С2 в основном определяется емкостью Си нагрузки, также существует оптимальное значение параметра 8, величина которого может быть найдена из кривой, представленной на рис. 59.
г) Намагничивание сердечника импульсного трансформатора
Общая картина физических процессов в сердечнике определяется следующими тремя явлениями:
1)	явлением э л е кт р о м а г н и т но й индукции, устанавливающим связь между напряжением, приложенным к обмотке трансформатора, и законом изменения суммарного магнитного потока в сердечнике;
2)	явлением гистерезиса, определяющим связь между величиной индукции в сердечнике и намагничивающим током;
3)	явлением вихревых токов (токов Фуко), возбужденных в сердечнике переменным магнитным потоком, которое приводит к неравномерному распределению потока по сечению листов железа, составляющих сердечник, и кажущемуся увеличению намагничивающего тока трансформатора.
Некоторое влияние на работу импульсного трансформатора может оказать также явление насыщения железа.
Перечисленные явления определяют процессы в сердечнике трансформатора при любом режиме работы его. Однако, в импульсном режиме, характеризуемом высокой скважностью, кратковременностью воздействия импульсов напряжения и большой скоростью изменения индукции в сердечнике, значимость и эффект, вызываемый некоторыми из указанных явлений (например, вихревыми токами), становятся более заметными, чем в обычном режиме работы. Кроме того, процессы, вызываемое некоторыми из явлений (например гистерезисом), принимают при импульсном режиме работы специфические формы.
При рассмотрении процессов в железе трансформатора, в целях упрощения анализа, можно считать активные сопротивления обмоток, индуктивность рассеяния и паразитные емкости трансформатора и нагрузки равными нулю. Эти параметры для импульсных трансформаторов характеризуются очень малыми величинами и на процессы собственно в железе трансформатора оказывают весьма малое влияние. Кроме этого, нагрузку трансформатора мы будем считать либо отсутствующей вовсе, либо в виде чисто активного сопротивления./?н неизменной величины. И, наконец, во всем дальнейшем обсуждении мы будем иметь в виду случай 86
воздействия на первичную обмотку трансформатора периодически повторяющихся прямоугольных импульсов напряжения.
Пусть на первичную обмотку трансформатора, вторичная об- • мотка которого разомкнута, воздействует напряжения ux=Uх = const (рис. 60,а). Согласно закону электромагнитной индукции приложенное напряжение уравновешивается индуктированной в обмотке э. д. с.
=	(36)
где Wj — число витков первичной обмотки, 5ж — сечение железа сердечника (c.w2), t — время {мксек) и Bct — среднее по сечению сердечника значение индукции (гаусс).
При Н; =	— const, скорость изме-
нения индукции ____££ будет также посто-
dt
янной, и, следовательно, индукция —5с(/) будет нарастать по линейному закону (рис. 60,6). И действительно, интегрируя уравнение (Зо), получим, что приращение индукции в сердечнике
100 Г , л/ 100-Ujf	,,	.
a# -------- . \ u, dt= е -=.kt	(36а)
cZ	J	1
О
нарастает линейно со временем. К моменту t — tK окончания импульса напряжения приращение индукции достигает вполне определенной величины:
Для лучшего уяснения процесса намагничивания сердечника предположим вначале, что сердечник набран из столь тонких листов железа, что эффектом протекания вихревых токов можно пренебречь. Пусть, ради простоты, зависимость индукции от напряженности магнитного поля линейна, т. е. пусть В — ^-Н, где p = const. Так как напряженность магнитного поля связана с намагничивающим током трансформатора известной зависимостью
где 1Ж —длина магнитопровода сердечника, то при линейном законе нарастания индукции Bct, намагничивающий ток трансформатора также нарастает по линейному закону (рис. 60,в). Далее
87
очевидно, что нарастающий по линейному закону магнитный поток в сердечнике будет индуктировать во вторичной обмотке э. д. с. неизменной величины (рис. 60,г), которая согласно формуле (36) равна:
ш-2	wi
e2 = — w, -d-t  10 2 = —	= - ?т«р
Если теперь вторичную обмотку трансформатора замкнуть на сопротивление /?н нагрузки, то через вторичную обмотку трансформатора потечет ток неизменной силы (рис. 60,д):
Z2 = - ™	const.
wi
За счет протекания тока во вторичной цепи возникнет размагничивающее поле, определяемое ампервитками—/2Д’2. Для компенсации этого поля первичный ток должен возрасти на такую величину чтобы w1 (AZj) = /2w2. Таким образом, при наличии нагрузочного сопротивления во вторичной цепи, ток, протекающий через первичную обмотку (рис. 60 е)-.
z’i =iM + ^7 = Z’M + Л<7Т = ZM + 4 •
В случае, если бы насыщения железа не имело места, рассматриваемый процесс мог бы продолжаться произвольно долго. Приведенный элементарный пример показывает, что в той степени, в какой насыщение железа отсутствует, трансформация постоянного напряжения u1 = U1 = const является принципиально возможной.
Рассмотрим теперь, какое влияние оказывает явление гистерезиса на процесс намагничивания сердечника под воздействием периодически повторяющихся с высокой скважностью прямоугольных импульсов напряжения длительностью /и.
Пусть материал сердечника характеризуется показанным на на рис. 61 шлейфом гистерезиса предельного симметричного цикла, где Во представляет собой остаточную индукцию, Нк— коэрцитивную силу и кривая ОМР — основную кривую намагничивания материала сердечника. Рассмотрим процессы, возникающие в сердечнике при условии, что он находится в полностью размагниченном состоянии.
При воздействии первого импульса напряжения точка, изображающая магнитное состояние железа, начнет двигаться по основной кривой намагничивания (рис. 61). К моменту окончания действия импульса изображающая точка достигнет индукции Вх = = № = ^1^, где, согласно формуле (37), приращение индукции &ВС вполне определяется величиной и длительностью импульса. В соответствии с величиной индукции Bt напряженность поля Н достигнет некоторого значения Ну С этой напряженностью поля, согласно формуле (38), связан намагничивающий ток в обмотке 88
трансформатора определенной величины. По окончании действия импульса напряжения ток в обмотке трансформатора в течение интервала времени между импульсами постепенно упадет до нуля. Однако, вследствие явления гистерезиса, изображающая точка не вернется в начало координат, а, двигаясь по некоторой нисходящей ветви, достигнет положения, определяемого остаточной индукцией 501. Под воздействием следующего импульса индукция в сердечнике должна достигнуть величины 53 = ВО1 + ^5С. При этом с приходом второго импульса рабочая точка начнет перемещаться по некоторой восходящей ветви, примыкающей к основной кривой намагничивания, и далее, как показывает опыт, по кривой намаг-
Рис. 61.
ничивания до достижения индукции В2. По окончании импульса, к началу действия следующего импульса, положение изображающей точки определится остаточной индукцией 503, которая в общем случае будет несколько больше индукции Вт. При этом, очевидно, и напряженность поля /72 будет несколько больше напряженности Н}. Подобный процесс будет продолжаться до тех пор, пока изображающая точка не достигнет точки О', соответствующей остаточной индукции Во предельного цикла. Если теперь индукция в железе под воздействием очередного импульса напряжения получит приращение Д5 = Л5С, в результате чего индукция в железе станет равной Вт = Во -ф- Д5с, то по окончании действия рабочего импульса изображающая точка возвратится опять в исходную точку остаточной индукции Ва. При дальнейших воздействиях импульсов напряжения изображающая точка будет перемещаться по ветвям петли О’М, носящей название предельной петли частного (несимметричного) цикла. Петля частного цикла показана на рис. 61 в заштрихованном виде. Именно эта
89
петля и характеризует в конечном итоге процесс намагничивания сердечника при воздействии униполярных импульсов напряжения.
Из рис. 61 видно, что, несмотря па ДВС = const, соответствую-
щие значения напряженности магнитного поля не остаются постоянными:	< Н2 < H?j <... < АЯ, где ДЯ —ДЯМ „установив-
шееся" значение приращения напряженности поля ьа предельной петле частного цикла, соответствующей заданному приращению индукции ДД —ДВС.
Описанный процесс поясняет способ построения кривой намагничивания на частном цикле, дающей зависимость
ДД=/(ДЯ),
(39)
где ХН — Д/7М — напряженность поля, соответствующая тому или иному приращению индукции Д5 = Д5с. Способ
лВ | дв-а-а0
N
Рис. 62.
'fi *----
Основная кривая намаоничиоания

лН-И _ О
о
построения зависимости (39) иллюстрируется на рис. 62, на котором представлена основная кривая намагничивания ОМ и точка О' остаточной индукции Во. Для заданного приращения индукции &В = \Ву строится треугольник О’АН, где точка N определяет индукцию Д1=Д0Ц-ДД1. Отрезок О'А выражает напряженность поля ДЯ, — Нъ соответствующую приращению индукции ДД,. Тангенс угла наклона
,	NA ЬВ,
^^=0'А=1н=Ч
определяет т. н. проницаемость на частном цикле. Таким путем могут быть построены магнитные характеристики на частном цикле (рис. 63):
Рд = (?1(А5) или Ид = (р2(ДЯ).
(39а)
Указанные зависимости характеризуют работу сердечника в импульсном режиме. Представленные на рис. 63 характеристики от-90
носятся к одному из наиболее широко применяемых в импульсном режиме работы материалу—.холоднокатанной кремнистой стали.
Так как нормальное значение проницаемости (определяемой по основной кривой намагничивания) равно =	, а проница-
в — /?0 емости на частном цикле Нд= —уу- , т0 очевидно, что всегда ji < у-, причем эта разница будет тем большей, чем выше значение Во. Для импульсного режима работы наиболее предпочтительными являются такие магнитные сплавы, которые:
1)	обладают наиболее низкой величиной остаточной индукции До;
2)	обладают высоким значением индукции насыщения Вн, позволяющим получить достаточно высокое приращение индукции
3)	имеют высокую величину проницаемости в широком диапазоне приращений индукции.
Оба.последние качества в значительной степени определяются величиной остаточной индукции Во.
Для понижения остаточной индукции сердечника магнитопровод иногда снабжается небольшим воздушным зазором о3. Длина зазора выбирается равной от 0,001 до 0,0001 от полной длины магнитопровода. Хороших результатов можно также добиться, если заставить протекать через обмотку, помимо импульсного тока, также и небольшую постоянную составляющую намагничивающего тока, имеющего полярность, противоположную рабочей. Под воздействием постоянной составляющей „обратного11 тока рабочая точка в интервале между импульсами может быть „опущена" достаточно низко (по спинке предельного шлейфа гистерезиса) и, в частности, в точку, характеризуемую величинами: В = 0, Н = Нк. Однако, введение постоянной составляющей намагничивающего тока не всегда возможно в конструктивном отношении.
Введение воздушного зазора или постоянной составляющей, намагничивающего тока дает заметный эффект при условии небольшой величины коэрцитивной силы, например: Л7к<0,5 эрстед.
Зная проницаемость можно вычислить:
а)	индуктивность намагничивания сердечника:
4г.юр5 ц.
LM =-----.----- 10~3 мкгн,	(40)
м	^ж
б)	величину тока действительного намагничивания;
'*м	-М
91
Согласно формулам (37) и (38) величина тока /м может быть также найдена из соотношения
&В. лг
м Ид 1° «Ж
(41а)
д) Влияние вихревых токов на работу сердечника
Известно, что при наличии переменного потока в сердечнике в нем возникают вихревые токи, величина которых пропорциональна скорости изменения магнитного потока в сердечнике. Так как
6}
64.
=п-б-а
Рис.
таковая скорость в сердечниках импульсных трансформаторов достигает очень больших значений, то и эффект вихревых токов при импульсном режиме может оказаться весьма значительным.
Рассмотрим поперечное сечение одного из листов (рис. 64,<5), из которых набран сердечник (рис. 64,а) импульсного трансформатора. Элементарный контур, показанный на рис. 64,6 в заштрихованном виде, харак
терна} ется длиной 1К = 2аж (с точностью до толщины 8<^«ж) и поперечным сечением qK = l.,,dx.
Э.д.с., индуктированная в элементарном контуре переменным потоком,
dS, евх — 2йж Х' ~ЙТ ’10 > ВХ	Ж	(II	»
где — средняя скорость изменения индукции в элементарном контуре, характеризуемом координатой х.
Проводимость элементарного контура
dg=
/ж dx
2йж рж
где рж — удельное сопротивление материала сердечника!----------
\ см I
Полная мощность потерь в одном листе сердечника (мгновенное значение)
8/2	а/2
-10’4 f <42)
о	О
92
Поскольку скорость изменения индукции в различных точках сечения листа не является одинаковой и меняется во времени, то и величина мощности Psx также является переменной. Однако, по истечении некоторого промежутка времени (после начала действия импульса напряжения на обмотку трансформатора) величина становится приблизительно п-стоянной, причем согласно формуле (36)
~di - -£ =100 ™ s' •	(42а)
dt dt	4	7
Такая скорость изменения индукции относится (по истечении некоторого времени) ко всем точкам сечения листа, хотя индукция в различных точках листа может быть резко различной. Подстанавливая соотношенье (42а) под знак интеграла выражения (42) и учитывая, что число листов сердечника п = а -т-, получим следующее выражение для мощности потерь во всем сердечнике (за время импульса)
Рв
2.9Ж /ж Рж 8
6/2
IO’4 f (100-^4-Y x2dx =
о
о-/ж
12ш^5ж рж 1
(43)
Средняя мощность потерь энергии в сердечнике, определяющая его тепловой режим, t Р	б2/
Р р ________ __ в __Ж_____
ж в Тп~ Q 12ш^ж Рж
овт-	(43а)
Найденная мощность определяет эквивалентную величину сопротивления потерь на вихревые токи
^в —82/ж ’
Из полученных выражений видно, что мощность потерь пропорциональна квадрату толщины листа (Зг) и длине /ж магнитопровода.
Сопротивление /?в определяет эквивалентное установившееся значение вихревого тока, приведенного к виткам первичной обмотки:
77
/ — 5О-—______*—//
в RB 12w\ 5жРж
Однако, такого значения вихревой ток достигает лишь по истечении некоторого промежутка времени после начала действия импульса напряжения на обмотку трансформатора. Процесс установления вихревого тока в сердечнике можно трактовать как процесс, образуемый в бесконечно большом числе элементарных контуров, 93
показанных на рис. 64,<1 Каждый такой контур, пронизываемый магнитным потоком, обладает не только активным сопротивлением, но и некоторой индуктивностью, различной для различных контуров (в зависимости от ширины 2х контура). Вихревой ток, протекающий в каждом из контуров, устанавливается не сразу, а нарастает по экспоненциальному закону, определяемому соответствующей постоянной времени. С некоторым приближением можно полагать, что и суммарный вихревой ток (его эквивалентное значение) также нарастает по простому экспоненциальному закону:
(45а)
хотя в действительности этот ток выражается суммой бесконечно большого числа членов указанного вида, характеризуемых различными величинами постоянной времени.
Можно показать, что эквивалентное значение вихревой постоянной времени
гч ®2
Гв ~ °’2Тооо^ мксек	(46)
где о измеряется в сантиметрах, а рж—в ———.Так, например, для холоднокатанной кремнистой стали (у.д = 1000, рж s50-10~6), толщиной 3 = 0,01 см, Тв =0,4 мксек. Формулы (43)—(45) позволяют учесть эффект вихревых токов с помощью некоторой эквивалентной нагрузки, приключенной к трансформатору; в соответствии с формулами эта нагрузка должна состоять из активного сопротивления RB и индуктивности LB, причем величина индуктивности LB должна удовлетворять постоянной времени Тв, выражаемой формулой (46), а именно
т	2,4-®?5ж ft,
- ЛЛ—---------7---— \0~z мкгн.	(47)
Из сравнения формул (47) и (40) следует, что индуктивность LB приблизительно в 5 раз меньше индуктивности действительного намагничивания LM . Весьма малая величина индуктивности LB позволяет в первом приближении пренебречь ее влиянием на процессы в сердечнике, если только длительность импульса /и не очень мала по сравнению с длительностью постоянной времени Тв. Следует иметь в виду, что пренебрежение влиянием индуктивности LB создает некоторый расчетный запас в оценке величины вихревого тока. Именно, при LB =0, iB = (fB )шо, = /в , где /в выражается формулой (45). Указанное приближение допустимо при /й>(2 = 3)Тв.
94
Заметим, что полное эквивалентное сопротивление А?ж потерь в сердечнике несколько отличается от величины /?в, учитывающей только эффект вихревых токов. Сопротивление /?ж должно также учитывать и гистерезисные потери /?г. Однако, обычно малая величина потерь энергии на гистерезис позволяет (приближенно) пренебречь влиянием сопротивления /?г	/?в и при-
нять, что /?ж = /?в.
Вследствие размагничивающего действия поля, создаваемого вихревыми токами, намагничивающий ток трансформатора состоит из двух компонент:
1) компоненты /м, создающей поле действительного намагничивания (рис. 65,6),
2) компоненты iB, создающей поле, компенсирующее поле вихревых токов (рис. 65,в).
Наличие второй компоненты приводит к кажущемуся увеличению тока намагничивания. Кажущийся ток намагничивания (рис. 65,г) iK = iw 4- iB может оказаться в несколько раз боль
шим тока iu действительного намагничивания, и это различие будет тем более значительным, чем короче длительность импульса-
По истечении времени /и действия импульса ток zK достигает
некоторого значения
4 (4) — 4 (4) + 4 (4) — 4 +4—4 •
Такая же величина тока намагничивания получилась бы, если бы намагничивающий ток изменялся линейно, как это показано пунктиром на рис. 65,г. Полученный закон изменения тока может быть трактован, как обусловленный понижением магнитной проницаемости до некоторого значения	Очевитно, что т. н.
кажущаяся проницаемость должна являться функцией не только магнитных свойств и параметров сердечника, но и длительности /и импульса. Такая универсальная функция = — р-д) может быть действительно построена (рис. 66). Кривые позволяют определить кажущуюся проницаемость рк сердечника по заданию его основных параметров (рж, 8 и рд) и длительности ta рабочего импульса. Зная же величину рк можно найти и величину кажущегося тока намагничивания из формулы
W Лк
95
Учитывая формулу (37), получим
0.8/ж -ДВС	/ж к,
 ж ; - _ 80
wi^K	wp$\K fXK
(48)
Ц.
Из кривых, представленных на рис. 66, видно, что в случае, когда длительность /Иимп)льса очень мала или толщина 8 велика, то даже значительное увеличение проницаемости у.д не приводит к заметному возрастанию кажущейся проницаемости р.к и, следовательно, не приводит и к уменьшению тока iK . Из этого, однако, не следует делать вывод, что при коротких длительностях импульсов нет смысла использовать высококачественные магнитные
тивного использования магнитных свойств материала при коротких длительностях импульсов нужно лишь применять достаточно тонкие листы в сердечнике. В этом случае параметр кривых а = — Рж§2И будет достаточно велик и, как это видно из рис. 66, увеличение проницаемости р-д будет уже способствовать возрастанию кажущейся проницаемое ги [>-к. Однако, в общем величина кажущейся проницаемости оказывается значительно меньше величины проницаемости рд. Увеличение проницаемости [>-к гораздо эффективнее достигается уменьшением толщины листов 8 и увеличением удельного сопротивления рж, чем увеличением проницаемости [Хд. Достаточно удовлетворяющим целям практики является такой режим работы сердечника, при котором |*к = 0,5рд.
96
Выше было показано, что суммарный эффект вихревых токов эквивалентен реакции некоторой цепи (А?в—Лв), приключаемой к зажимам трансформатора. Однако, в отношении влияния на магнитный поток реакция вихревых токов отличается от реакции обычного нагрузочного сопротивления. Дело в том, что нагрузочный ток обычного сопротивления, который протекает по обмотке трансформатора, создает поле (внешнее по отношению к сердечнику), обусловливающее одинаковую величину напряженности для всех точек сечения сердечника. Поскольку вихревые токи замыкаются по контурам, расположенным в самом сердечнике, создаваемое ими поле (внутреннее поле) обусловливает различную величину напряженности в разных точках сердечника.
Из рис. 64 видно, что напряженность поля вихревых токов (Нзх ) в какой-нибудь точке сечения листа, характеризуемой координатой ± х, определяется только теми элементарными контурами вихревых токов, которые расположены во внешнем по отношению к координате х слое толщиной ------х). Таким образом, НйХ
представляет собой функцию координаты х. Вследствие этого и результирующее поле Нх, создаваемое суммой внешнего (77к) и внутреннего (Нъх ) полей, будет также являться функцией х, что определит неравномерное распределение потока по сечению листа железа. В результате индукция во внутренних слоях сечения листа будет меньшей, чем во внешних слоях. При достаточно толстых листах и быстром изменении во времени индукции в сердечнике, этот эффект может быть выражен настолько сильно, что индукция во внутренних слоях листа будет очень низка. Внешне это создает эффект некоторой глубины 6В проникновения магнитного потока в сечение листа, причем 8В <С
Эффект неравномерного распределения магнитного потока имеет практическое значение в том отношении (и лишь тогда), что он может обусловить насыщение внешних слоев листов железа и вследствие этого вызвать дополнительное увеличение намагничивающего тока, сверх рассматриваемого выше. Пока же не достигнуто насыщение отдельных слоев железа, и, следовательно, можно полагать проницаемость железа рд постоянной, с эффектом насыщения можно не считаться вовсе, несмотря на то, что с внешней стороны он приводит лишь к частичному использованию сечения листа. Иной результат получается, когда вследствие сильного насыщения внешних слоев листа уже нельзя полагать Ид = const. Пусть дВ8 —максимальная величина приращения индукции за импульс,получающаяся в точках,расположенных на пов е р х-ности листа. Как показывает теория, отношение Д5ё/Д5с является некоторой определенной функцией отношения г!и/ЗГв = < Характер этой функции показан на рис. 67, из которого видно, что при больших значениях постоянной времени Та (х' мало) прира-7 Я. С. Ицхоки	97
щение индукции на поверхности листа во много раз превосходит среднее приращение индукции. Кривая, представленная на рис. 67,
характеризует влияние вихревых токов на неравномерное распре-
деление индукции по сечению листа.
Так как неравномерное распределение индукции по сечению может привести к сильному пересыщению внешних слоев листа, следует добиваться умеренной величины постоянной Гв путем применения листов достаточно малой толщины 8. Теория и опыт показывают, что вполне удовлетворительным является применение такой толщины листа 8, при которой /И = (2^3)Л.
В случае, когда >ДДС, величина у, соответствующая , может оказаться значительно меньшей величины , соответствующей ДДС> Напомним, что значения у-д находятся
Рис. 67.
целей практики [можно
из характеристик, представленных на рис. 63 (для данного материала). Для рекомендовать производить определение
величины [х д, как проницаемости, соответствующей приращению
индукции
до	+А58
Л"расч —	2
(49)
Важность учета тока /к кажущегося намагничивания предопределяется тем обстоятельством, что этот ток приводит к понижению плоской части импульса напряжения. Для большинства трансформаторных цепей относительная величина понижения напряжения плоской части импульса (к моменту окончания импульса)
Д<7 7К
(49а)
где 7'н — приведенное значение силы тока нагрузки. Величина X обычно задается техническими условиями и лежит в пределах 0,05-4-0,1.
е) Расчет импульсного трансформатора
Исходными для расчета обычно являются следующие величины: длительность /и импульса, рабочие напряжения Ur и 772, мощность в импульсе или рабочий ток 1’и и задаваемый техническими условиями коэфициент искажения плоской части импульса X, определяемый формулой (49 а). 98
Зная магнитные характеристики материала сердечника (рис. 63), задаемся величиной приращения индукции Д5с за импульс, ориентируясь соображениями, изложенными в пункте (г); из магнитной характеристики находим проницаемость рд .
Выбираем толщину листов сердечника из условия = (2 ч-3)Гв, по формуле (46) находим постоянную Тв и по кривой рис. 67 приращение индукции ASg на поверхности листа сердечника. По формуле (49) вычисляем A5paC4 и уточняем величины и Тв . Пользуясь кривыми рис. 66, находим кажущуюся в импульсном режиме проницаемость рк.
Из конструктивных соображений устанавливается тип сердечника и обмотки и, исходя из условий изоляции обмотки, устанавливается связь между основным конструктивным размером сердечника 5ж и его длиной /ж. Для сердечника квадратного сечения
5Ж =#X и /ж = Na ж + Q,	(49 б)
где kK—коэфициент заполнения железа, a N и Q численные коэфициенты, определяемые конструкцией сердечника и обмотки. Величина /ж должна выбираться минимально необходимой для размещения обмотки.
Подставляя формулы (496) в формулы (37), (48) и (49а) и исключая из полученных уравнений w, получим расчетное уравнение
0.8(№ж + С)ЛВ2а2ж _	_
100^^
которое может быть разрешено относительно параметра аж. Зная аж, находим 5ж, 7Ж, wr и ®2.
Производим оценку полученного результата с конструктивной точки зрения и, при его пригодности, оцениваем величины паразитных емкостей и индуктивности рассеяния; определяем величину паразитной постоянной Tn=\/rL С'2 и отношения Лр/С'2; пользуясь кривыми рис. 58, находим форму фронта импульса.
Повторяем весь расчет для двух-трех значений А5с и устанавливаем оптимальный вариант. После произведенного расчета следует подсчитать потери энергии в сердечнике и убедиться, что тепловой режим трансформатора является удовлетворительным.
ж) Конструкция импульсных трансформаторов
Одним из лучших материалов для изготовления сердечников является холоднокатанная кремнистая . сталь, марки ХВП, которая благодаря специальной технологии изготовления обладает . повышенными магнитными качествами в направлении прокатки.
# 7*	99
Использование ориентированных магнитных свойств такой стали требует изготовления материала в виде длинной тонкой ленты, из которой конструируются сердечники навитого типа (рис. 68). После навивки (на оправку) сердечника, последний обыч-
Рис. 68.
Рис. 69.
но распиливается на две половинки, тщательно шлифуется для обеспечения малой величины зазора в стыках (порядка 0,0001 — 0,0005 от длины сердечника) и затем после соответствующей пропитки специальным изолирующим и скрепляющим составом собирается вместе с предварительно приготовленной обмоткой в готовый образец (рис. 68, б).
Помимо кремнистой стали ХВП нашли также применение и специальные магнитные сплавы: радиометалл, рометалл, пермалон и некоторые другие. Эти материалы выпускаются как в листах (штампованные пластины), так и в ленте. Толщина прокатки достигает 0,01 мм, однако наиболее широкое применение находят материалы, прокатанные до 0,05 — 0,1 мм.
Обмотка высоковольтных импульсных трансформаторов в большинстве случаев является цилиндрической с одним или двумя
слоями. Очень часто однослойная цилиндрическая обмотка низшего напряжения располагается между двумя однослойными цилиндрическими катушками, образующими обмотку высшего напряжения. Такое секционирование обмотки приводит к понижению индуктивности рассеяния, но зато к увеличению паразитной емкости обмотки. В случае, если импульсный трансформатор используется для питания магнетронных генераторов, обмотка высокого напряжения иногда состоит из двух бифилярно расположенных катушек, соединяемых (по высокому напряжению) параллельно. Эти обмотки, находящиеся практически под одинаковыми потенциалами, используются одновременно для подведения напряжения накала к магнетрону (рис. 69).
В настоящее время находят широкое применение мощные импульсные трансформаторы, работающие при напряжениях до 100000 в и рассчитанные на импульсную мощность до нескольких мегаватт. Изоляция и охлаждение таких трансформаторов представляет собой серьезную конструктивную задачу. В подавляющем большинстве случаев мощные импульсные трансформаторы являются трансформаторами герметизированного маслозаполнен-
Рис. 70.
ного типа. На рис. 70 представлена типичная конструкция трансформатора с масляным заполнением. Металлический кожух, снабженный мехами, обеспечивает возможность расширения масла при нагреве. Металлическая часть кожуха сопряжена со штампованной из бакелита верхней частью, в которой устроены выводы трансформатора. В этом же кожухе (сверху) помещен накальный трансформатор. Трансформатор применяется для питания мощного магнетронного генератора.
На рис. 71а представлен образец импульсного трансформатора мощностью в 100 кет, нашедшего широкое применение в авиационных установках. Благодаря использованию высококачественного
101
молибденового пермалон в виде ленты толщиной в 0,025 мм, вес сердечника трансформатора равен около 0,4 кг.
Образцы сконструированных трансформаторов представлены на рис. 71 б, в.
12. ДИФЕРЕНЦИРУЮЩИЕ ЦЕПИ (УКОРАЧИВАЮЩИЕ ЦЕПИ) 3
Для некоторых технических приложений оказывается необходимым осу-
Рис. 71в.
Рис. 71а.
Рис. 716.
ществлять преобразование импульсов напряжения или тока iit изменяющихся по некоторому закону /ДО, в импульсы напряжения н2 или тока 12, изменяющиеся по закону, выражаемому 102
функцией /2(0, являющейся производной от первой функции, т. е.
где k — коэфициент пропорциональности. Такое преобразование импульсов, наяяваемое иногда их „диференцированием“, осуществляется с помощью т. н. диференцирующих цепей или диференциаторов.
Не представляет труда осуществить диференцирование импульсов тока в импульсы напряжения или, наоборот, импульсов напряжения в импульсы тока. Это осуществляется с помощью простейших цепей, показанных на рис. 72 а, б. Однако, в большинстве случаев ставится задача получения импульсов напряже-
но---
Рис. 72.
ния «2—А (0 путем диференцирования также импульсов напряжения «!=/,(/). Для этой цели нужно последовательно с емкостью С (рис. 72, б) включить небольшое сопротивление R, на зажимах которого будет создаваться напряжение, вызванное током, полученным в результате диференцирования. Соответствующая схема диференцирующей R— С цепи представлена на рис. 72,в.
Легко видеть, что точное диференцирование с помощью RC цепи осуществить невозможно. Это вытекает хотя бы из того, что в начальный момент времени все напряжение импульса ложится на сопротивление R, а пс(0) = 0. Однако, если сопротивление R и емкость С достаточно малы, то уже спустя небольшой промежуток времени после начала действия импульса выполняется соотношение = hR А Тогда с некоторым приближением можно принять, что
„ dur „ d ,	.	du,
и2 = i2R — RC '==- RC ( wi = RC •
В основе последнего приближения лежит допущение, что dur
и2 = RC « ис или RC	,
т. к. иг'^ис. Таким образом, скорость изменения приложенного / dii\ \	-	и
напряжения /	) должна быть мала по сравнению с величиной
ибТ, где T = RC — постоянная времени диференцирующей цепи.
юз
Условие диференцирования труднее всего осуществить на фронте импульса, где скорость изменения напряжения является наибольшей. Имея это в виду, для оценки необходимой величины'постоянной времени T = RC, предположим, что фронт импульса изменяется по линейному закону (рис. 73):
ф Рсф
где «1 представляет собой операторное изображение напряжения Для нахождения закона изменения напряжения «2 = = и2(г!) на сопротивлении R диференцирующей цепи составим
Рис. 73.	Применяя формулу (5) и учитывая
единственный корень характеристического уравнения р = —1 IT, после простых преобразований получим
Из этого выражения видно, что спустя промежуток времени =	= const.
Таким образом, практически точное диференцирование будет иметь место через промежуток времени /^ЗГ, и, следовательно, для возможности точного диференцирования в течение о с н о в н о й части длительности/ф фронта импульса необходимо выполнить соотношение
Л = ЗГ « /ф или Т « /ф/3,
т. е. постоянная времени T — RC должна быть, во всяком случае, значительно меньше длительности /ф фронта диференцируемого импульса.
Полагая Т = Х^-, где).« 1, будем иметь п2	« Uv Так
как с уменьшением постоянной времени Т уменьшается также и величина реализуемого напряжения «2, приходится прибегать к компромиссному решению. Принято считать, что соотношение Г<0,1обеспечивает практически достаточно точное диференцирование импульсов. 104
Использование „диференцирующих“ свойств цепи, представленной на рис. 72,в, находит применение в специальных случаях. Гораздо чаще применяются диференцирующие цепи для другой цели — для укорочения длительности импульсов.
Пусть Hj =J\ (/) представляет собой импульс напряжения униполярной формы (рис. 74, а). Очевидно, что импульс напряжения какой-нибудь о д но й п о л я рн о ст и, получаемый в результате диференцирования импульса иг (рис. 74, б), имеет длительность Ги, меньшую, чем длительность /и импульса. Это свойство дифе-ренцирующих цепей широко используется в импульсной технике для укорочения или „обострения" действующих импульсов напря
жения. Именно, для получения кратковременных импульсов напряжения иногда прибегают к преобразованию с помощью дифе-ренцирующих цепей импульсов напряжения, обладающих хотя и значительной продолжительностью, но характеризуемых высокой крутизной. При таком использовании диференцирующих цепей исходят из несколько иных соотношений, чем полученные выше.
Пусть к диференцирующей цепи (рис. 72,в) приложены пе7 риодически повторяющиеся импульсы напряжения прямоугольной формы достаточно большой длительности (рис. 75), разделенные между собой продолжительными интервалами. При воздействии на цепь импульса напряжения — происходит заряд конденсатора С, причем напряжение на емкости С нарастает по закону «с—£7,(1—e~z,T), где T = RC (рис. 75). В течение времени Ги si3T заряд конденсатора практически заканчивается. В течение времени Ги протекания зарядного тока на сопротивлении R получается импульс напряжения и2 = Ure~tiT положительной полярности. После окончания заряда конденсатора, в течение промежутка времени /и — 1'я напряжение на конденсаторе будет оставаться постоянным (uc — U1 = const), а напряжение и3 = 0.' После же окончания действия импульса осуществляется разряд конденсатора С (на цепь источника, внутреннее сопротивление которого мы полагаем здесь равным нулю). В результате этого полу-105
чаются биполярные импульсы напряжения длительностью ?"И^3/?С. Активная длительность импульсов напряжения и2, определяемая моментом падения величины напряжения п2 до —10% от начального значения, может быть оценена величиной
t'a^2T=2RC.	(50)
Так, например, при R = 1000 ом и С—1000 мкмкф имеем:
Т =. (103 • 103 • 10~6) мксек, vit'= 2 мксек.
получаемых импульсов
Рис. 76.
Из изложенного вытекает, что при диференцировании импульсов, характеризуемых весьма крутым фронтом, длительность ^и, еделяется исключительно постоянной времени Т диференцирующей цепи. Поэтому казалось бы, что путем применения достаточно малой величины постоянной времени T = RC достижимо получать сколько угодно короткие длительности Ги импульсов. Однако, практически такое заключение справедливо лишь до некоторого значения Т = = Tmiri. Получение импульсов очень малой длительности лимитируется наличием паразитных параметров дифе-ренцирующей цепи и конечной крутизной фронта диференцируемого импульса. Легко видеть, что ни при каких обстоятельствах (даже при R—>0) длительность импульса, получаемого при диференцировании, не может быть меньше длительности /ф фронта диференцируемого импульса «j (см. рис. 74). Соотношение (50) справедливо лишь в предположении, что крутизна
фронта импульса напряжения иг настолько высока, что Т. Следует'отметить, что при приближении Т к /ф происходит быстрое падение величины импульса напряжения и2 с уменьшением постоянной времени Т. Последнее иллюстрируется кривыми, представленными на рис. 76, а, б, в. На каждом из рисунков приводится кривая изменения во времени импульса напряжения характеризуемого фронтом /ф конечной длительности. Кроме того, на каждом из рисунков приводится кривая нарастания напряжения ис на емкости С диференцирующей цепи. Предполагается, что постоянная времени диференцирующей цепи Тх > Т2 > 7'3. Поэтому длительность заряда конденсатора до напряжения ис^ ии приблизительно равная трем постоянным времени, получается в случаях («), (^) и (в) различной. Заштрихованная область, выражая раз-106
ность «1 — «с., дает напряжение н2 на сопротивлении R. Как видно, при малой длительности 7' = Тг, соизмеримой с длительностью фронта t$, имеет место значительное уменьшение величины напряжения и2—!'и1— ис.
Для количественной оценки влияния конечной крутизны фронта диференцируемых импульсов рассмотрим работу RC цепи при воздействии на нее импульсов напряжения, характеризуемых фронтом Экспоненциальной формы (рис. 77):
^ = <7,(1—е-'/гФ).
Здесь 7'ф— постоянная времени, определяющая длительность /ф о* — 37"ф фронта диференцируемого импульса.
Воспользовавшись формулой (11) интеграла Дюамеля и учитывая, что решение для напряжения и2 при воздействии на цепь единичного напряжения выражается функцией Y(/) — e~tiT, получим
г/гФ
о “т	о
7Ф J	1-7 Ф/г
о
Рассмотрим несколько частных случаев.
Пусть 7ф Т. Тогда диференцированные импульсы характеризуются весьма малым фронтом ЗГф, длительностью /'и ЗТ и амплитудой u2max = U2 Ux (рис. 77, а).
По мере возрастания отношения Тф]Т длительность t'$ возрастает, а амплитуда U2 уменьшается. При TJT — 1 (рис. 77,6)
1	(4R -ttr , тг t -t/т
u2= е d^=Ul-^e о
Исследуя н2 на максимум, найдем:
=у'(1“^/П = 0,
откуда (рис. 77,6):
t' = Т, t' s 4Г, U2=	~ 0,37 (R.
Таким образом, при Т — Т$ амплитуда реализуемого импульса напряжения составляет всего лишь 37 % от амплитуды диференцируемого импульса.
107
Рис. 77.
108
Пусть теперь, наоборот, Т^Т. Тогда (рис. 77, в)
и, =	(е~ '"*-e~m)	(г- ''г* -г-"г).
Следовательно, при Тф > Т длительность фронта диференци-рованного импульса —
Г. = зт>
Ф —	’
длительность самого импульса —
и амплитуда импульса —
f ~ЗТ
И — ф

получается весьма малой.
Имея в виду быстрое понижение амплитуды реализуемых импульсов (/л,) с уменьшением отношения 7'/Гф<1, следует признать нецелесообразным применение диференцирующих цепей с постоянной времени Т< Гф. Напомним, что этот вывод имеет в
виду применение диференци-рующей цепи не для цели собственно диференцирования импульса напряжения а для его укорочения.
Рассмотрим теперь вопрос о влиянии паразитных параметров на работу диференцирую-щей цепи, применяемой для укорочения импульсов. Как
Рис. 78.
это будет показано, именно пара-
зитные параметры лимитируют возможность получения очень ко-
ротких импульсов и не позволяют применять чрезмерно малую величину постоянной времени Т — RC.
Применению очень малой величины сопротивления R препятствует наличие в диференцирующей цепи некоторой паразитной индуктивности La (рис. 78, а). Эта индуктивность образуется за счет индуктивности сопротивления R и соединительных проводов и может быть оценена величиной порядка 0,05 — 0,2 мкгн. Влияние индуктивности Ln начинает заметно сказываться при ГТ~
Поэтому следует ограничить величину сопротивления
R соотношением
Заметим, что при у длительность диференцирован-ного импульса (/'и) и его фронта (fф) находятся между собой 109
Z' Ln
в отношении ^c, откуда при R^=Rmin длительность фронта импульса, обусловленная влиянием паразитной индуктивности,
Дп 1 составляет t\ ~ ~&с	= =9- t\.
Применению очень малой величины рабочей емкости С препятствует наличие в диференцирующей цепи паразитной емкости Сп (рис. 78 б), образуемой, главным образом, за счет емкости нагрузки. При наличии паразитной емкости и воздействии на цепь прямоугольного импульса напряжения амплитудой Ub диферен-цированный импульс —
_ lj\ -t'.Ri.C+Cj')
~ 1^С„ /с "е
Из этого выражения видно, что уже при С = Сп длительность диференцированного импульса возрастает в два раза, а его амплитуда уменьшается в два раза. Ввиду этого следует применять рабочую емкость
Ст.„ & С. mln — п •
Учитывая найденные соотношения, имеем следующую минимальную величину постоянной времени Т
Т,„ —Rml„Cml=3 Vе LC min mm min г п п •
Пусть, например, Сп = 50-10“8 мкф и Ln = 0,2 мкгн. Тогда
Ст1п =50 • 10~6 мкф-, R . —3 -if 200 ом-, min.—...	'min	у 50 • 10 ~»
Т.„ = 0,01 мксек, min 1
При этом длительность диференцированного импульса напряжения
3Rmin (Сп + Ст1п} = 3 • 200.100-10-8;=0,06 мксек.
Практически является вполне возможным получение с помощью диференцирующих цепей импульсов длительностью порядка .0,1 мксек. Для этой цели иногда применяется несколько каскадов диференцирования с промежуточными каскадами усиления.
in. ИНТЕГРИРУЮЩИЕ ЦЕПИ (УДЛИНЯЮЩИЕ ЦЕПИ)
Для некоторых технических целей иногда сказывается нужным произвести преобразование импульсов напряжения п, или тока изменяющихся по некоторому закону (/), в импульсы напряжения н2 или тока z2 изменяющихся по закону /2(/), причем.
= dt, по
где k — коэфицент пропорциональности. Такое преобразование импульсов называется иногда „интегрированием" и выполняется оно с помощью интегрирующих цепей.
Легче всего осуществляется интегрирование импульсов тока 79,а. Однако чаще
с помощью простои цепи, показанной на рис. ставится задача интегрирования импульсов н а-п р я ж е н и я. Это может быть осуществлено с помощью интегрирующей цепи, показанной на рис. 79, б, при условии, что постоянная времени T=RC интегрирующей цепи весь- -
(а)
Рис.
79.
ма велика по сравнению с длительностью импульса напряжения и,.
Действительно, при достаточно больших величинах сопротивления R и емкости С напряжение и2 на емкости значительно меньше напряжения их. В силу этого
t	t
«2= И	^dt,
о	b
и, следовательно, напряжение к2 пропорционально интересующему' нас интегралу.
Так как условие интегрирования требует, чтобы
^2 — j* u^dt Uy, b
то, заменяя это неравенство приближенным соотношением:
UJ^U.RC,
где Ur — амплитуда импульса, получим следующее условие интегрирования:
Практически можно ограничиться соотношением:
T = RC^ 10/и.
(51)
Заметим, что неравенство (51) применимо в случае, когда интегрирование напряжения Hj осуществляется только в течение длительности ta действия импульса напряжения. При этом иногда требуется, чтобы к моменту воздействия следующего импульса напряжение на конденсаторе стало равным нулю, т. е., чтобы за время интервала между импульсами конденсатор пол-
111
костью разрядился. Для выполнения этого добавочного требования необходимо, чтобы
37' = 3/?С<7'п-/и^7'п,
(51а)
где Тп —длительность периода. При высокой скважности TJt* выполнение обоих неравенств, (51) и (51,а), не встречает затруднений.
Иногда необходимо, чтобы интегрирование распространялось и на время интервала между импульсами (когда мало). В этом случае необходимо в формуле (51) заменить /и на Тп, т. е. потребовать, чтобы
T=RC>10Tn. •	(516)
При выполнении последнего условия реализуемое напряжение столь малым, что затрудняется его использование. Во всяком случае для этой цели оказывается необходимым применение специального усилителя.
Одно из возможных применений интегрирующей цепи иллюстрируется показанной на рис. ьО схемой цепи, служащей для испытания сердечников импульсных трансформаторов. Показанная цепь позволяет с помощью катодного осциллографа снять т. н. импульсную петлю кажущегося гистерезиса, дающую зависимость приращения индукции в сердечнике (Д.) в функции от намагничивающего тока iK (учитывающего как ток zM действительного намагничивания, так и вихревую компоненту тока 4). Падение напряжения, снимаемое с небольшого сопротивления А?ш, пропорциональное силе тока zK, подводится к одной паре пластин катодного осцил
лографа КО. Напряжение ис, снимаемое с емкости (С) интегрирующей цепи, подводится ко второй паре пластин КО. Легко показать, что напряжение ис пропорционально приращению индукции Вс в сердечнике. Действительно,
/и ис= (м u-^dt	,
о	о
т. к. нт ss« и «с< н. С другой стороны, из формулы (36а) вытекает, что интеграл \u.rdt пропорционален приращению индукции в сердечнике. Можно показать, что погрешность измерения будет минимальной при выполнении следующего соотношения:
-^=^С>10/и.
' ш
112
Снятая характеристика позволяет определить кажущуюся в импульсном режиме проницаемость сердечника (см. § 11).
Пусть на интегрирующую цепь (рис. 79) действует импульс напряжения их какой-нибудь формы (рис. 81). В течение времени ZH действия импульса емкость интегрирующей цепи заряжается, а затем в течение, вообще говоря, достаточно длительного вре-
Рис. 81.
Рис. 82.
мени разряжается. В результате длительность импульса напряжения z/2 на выходе интегрирующей цепи окажется значительно большей, чем длительность /и импульса напряжения иг. Это обстоятельство дало основание назвать интегрирующую цепь удлиняющей цепью.
На рис. 82 представлена интегрирующая цепь, дополненная диодом, которая применяется иногда для интегрирования серии импульсов.
8 Я. С, Идхоки
ИЗ
Раздел III
ФОРМИРОВАНИЕ (ГЕНЕРАЦИЯ) ИМПУЛЬСОВ
Импульсная техника оперирует, вообще говоря, с импульсами разнообразной формы, получаемыми различными способами. Однако основное значение имеют импульсы напряжения, характеризуемые крутым фронтом и плоской вершиной. Имея в своем распоряжении импульсы указанной формы, представляется возможность путем преобразования получать импульсы другой формы.
В настоящем разделе мы рассмотрим основные, нашедшие наиболее широкое применение, способы получения кратковременных импульсов напряжения, характеризуемых преимущественно крутым фронтом и срезом („прямоугольные" импульсы).
Устройства, применяемые для получения имп^ льсов, можно подразделить на следующие группы:
а)	устройства, использующие формирующие свойства распределенных систем;
б)	устройства, использующие автоколебательные релаксационные системы того или иного вида (работающие иногда в заторможенном режиме),—генераторы импульсов;
в)	устройства, преобразующие синусоидальнь.е колебания в колебания апериодической формы или Kpai повременные импульсы с помощью нелинейного элемента (электронной лампы, насыщенного железного сердечника).
Основное внимание в настоящем разделе уделяется изучению способов формирования импульсов. Энергетической стороны генерации импульсов мы здесь касаться не будем. Этот вопрос рассматривается в следующем разделе. Устройства, с помощью которых производится генерация импульсов, в большинстве случаев играют роль „задающих генераторов", для которых энергетические соотношения не являются основными. Полученные с помощью таких устройств импульсы затем усиливаются, если это необходимо, в мощных, модуляторных устройствах (хотя и не исключена возможность формирования импульсов непосредственно в мощных модуляторных устройствах). По этой причине 114
формирующие устройства в технических кругах известны под названием „подмодуляторов". Однако, вряд ли такое название является удачным.
14, ФОРМИРУЮЩИЕ СВОЙСТВА ЛИНИЙ, КАК СИСТЕМ С РАВНОМЕРНО РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
а) Переходные процессы в длинных линиях
Из теории длинных линий известно, что любой процесс (стационарный или переходный) в линии с равномерно распределенными параметрами может быть рассматриваем, как образованный в результате распространения в линии волн напряжения и тока, движущихся, в общем случае, в двух возможных направлениях. Условились называть волны, распространяющиеся в одном каком-нибудь направлении, падающими волнами (нп, in), а распространяющиеся в противоположном направлении —отраженными (zz0, 10). Волны напряжения и тока распространяются в линии со скоростью
с
V = ~г-
(52)
где с—-скорость света Q300 а г и у—диэлектрическая и магнитная проницаемости среды. Ради определенности, будем пока иметь в виду воздушные линии, для которых е = 1, ц = 1, v~c. Кроме того, будем полагать, что линии свободны от потерь и характеризуются параметрами L и С на единицу длины.
Каждая распространяющаяся в каком-нибудь определенном направлении волна напряжения связана с распространяющейся в том же направлении волной тока простым соотношением:
где W = у с------волновое сопротивление линии. Написанные со
отношения должны выполняться независимо от характера и величины нагрузочного сопротивления и источника, питающего линию. Однако, изменение условий распространения волн на концах линии (или в точках изменения однородности линии) определяет сам факт появления распространяющихся в линии волн, амплитуда, форма и полярность которых определяются граничными условиями.
В линии может одновременно сосуществовать какое угодно количество падающих и отраженных волн напряжения и тока. При этом напряжение («) и ток (z) в любой точке линии (и в том числе на нагрузочном сопротивлении) определяются суммарным 8*	115
действием всех распространяющихся через данное сечение волн напряжения и тока, т. е.
«=2 ип«+S zz-+Sz°«
К	к	к	к
где к — индекс суммирования.
Для иллюстрации переходных рассмотрим конкретный пример.
Пусть линия конечной длины I в момент £ = 0 приключается к источнику постоянного напряжения £ (рис. 83). Сразу же после включения по линии начнет- распространяться падающая волна напряжения ип1 ~Е, с которой связана падающая волна тока 11	р
i —_п1_—(рис. 84,а). Появление П1 W	W
волны напряжения такой амплитуды вытекает из необходимости удовлетворения левом конце линии: и — Е. По мере рас-
Рис. 83.
процессов в длинных линиях
с сопротивлением R на конце
на
напряжения вдоль линии элементарные рас-
граничному условию пространения волны пределенные емкости линии заряжаются до напряжения Е. Падающая волна тока представляет собой ток, заряжающий в
Nа пряжение
^П1 "J
U(M ।
iieniair
hiiiniiiii
IIIIIIII
Lm
Рис. 84.
каждый данный момент времени соответствующую элементарную емкость, на которую „натвигается“ фронт падающей волны. Элементарные индуктивности линии препятствуют указанному процессу и обусловливают совместно с распределенной емкостью конечную скорость распространения волнового процесса. Именно, как известно, скорость распространения волн 1
вдоль линии v~ у  В момент t = ljv, когда падающая волна напряжения достигнет конца линии, вся линия окажется заряжен-116
ной до напряжения « ~Е (рис. 84,0. В случае, когда сопротивление ,на конце линии равно ее волновому сопротивлению W, никакие новые волны не возникают, т. к. при R = W напряжение на конце линии zz = zznl = Е определяет возможность протекания
U «П1 Е
через сопротивление R силы тока z = = —= в точности
F
равного току падающей волны z‘nl — Если же сопротивление R Ф IF, например, R>W, то энергия падающей волны не может быть полностью поглощена нагрузочным сопротивлением. В результате возникающей в связи с этим реакции нагрузочного сопротивления образуется отраженная волна напряжения, величина которого должна удовлетворять граничному условию на конце линии: u = iR и может быть найдена из следующих уравнений:
tl~Ua\ Ч~М01 — £"+W01!
i — i । j — E_____u_Qi — E
В указанном смысле можно говорить о том, что появление отраженных волн напряжения или тока обусловливается необходимостью удовлетворения граничным условиям.
Решая написанные уравнения, найдем:
и — и -R~w-—E r~-W—E-K
м01 —«П1 R-\-W	' R + W ~
где
„ — R~
(53>
— коэфициент отражения волны напряжения от сопротивления R. В рассматриваемом случае /Си>0и zz01>0, а отраженная волна тока / —____?<н <" л
*oi — ц/ 'и-
Отраженные волны напряжения и тока, распространяясь вдоль линии, определяют показанное на рис. 84,в распределение напряжения и тока: напряжение на линии повышается на величину м01, а сила тока понижается. В момент t=~, когда отраженные волны zz01 и /01 достигнут генераторного конца, возникнет вторая падающая волна напряжения zzil2 = — zz01. Появление этой волны обусловливается необходимостью удовлетворения граничному условию:
и—ИП1 +И01 + УП2
С появлением второй падающей волны напряжения связано появление второй падающей волны тока zn2 = -^- (рис. 84,г).
117
Описанный процесс будет продолжаться до тех пор, пока в результате многократных отражений от обоих концов линии не установится стационарный режим, определяемый соотношением:
; —	; I	ип« __VI иок —
La пк ’ Zj ок La w La w r'
К	К	К	к
 Из формулы (53) следует, что при = коэфициент отражения Ки=0, при /? = 0, Ка~ — 1, и при А? = со, Ка —-|-1.
б) Формирующие свойства отрезка линии
Легко показать, что отрезок линии, заряженной предварительно до напряжения Е, может быть использован для получения строго прямоугольного импульса напряжения. Для этой цели
Рис. 85.
страняться от нагрузочного конца направлении) т. н. разрядная
волна
нужно заряженную линию замкнуть на сопротивление R=W\ отключив ее при этом от питающего источника напряжения (рис. 85,а).
Сразу после замыкания ключа К2 по линии начнет распро-линии (т. е. в отрицательном напряжения н01, с которой
будет связана волна тока /01 =—	. Амплитуда этой волны
определится из граничного условия при х — 1. Именно, учитывая, что в момент t~0 линия уже была заряжена до напряжения Е, т. е., учитывая начальные условия (н(С') — Е; z(O) = Oj, найдем из граничного условия на правом конце линии:
zz = zz(0) + zzOI = ^-fzzol;
; — i( рд	I j	__л I / __________ “oi	.—	ц —	Е Т~
Z — Z(U) Zpl	_ U + Г01 —	W	~~	R — R
Решая последнее уравнение, найдем:
и ----- Е W - Е- i —
01 ‘	R -у W ~~	2 ’ г«1 ” W ~ 2R ’
откуда напряжение на сопротивление R —
u = uR =f-[-zz01=x-f-.
Такое же напряжение будет получаться и в других точках линии по мере распространения первой отраженной в ,лпы напряжения, названной так потому, что она распространяется в направлении, противоположном положительному направлению х. 118
Распределение напряжения и тока в линии в некоторый момея времени после замыкания ключа /С2 показано на рис. 86я. Этот процесс физически соответствует тому обстоятельству, что после замыкания ключа /<2 начинает осуществляться разряд элементарных распределенных емкостей линии на сопротивление /? нагрузки. В первый момент процесс разряда охватывает элементарные
емкости, расположенные на правом конце линии, но постепенно он охватывает емкости, расположенные в других точках линии. Именно поэтому волновой процесс распространяется в „отрицательном" направлении, но сама
волна тока положительна, т. к. разрядный ток течет от верхнего провода к нижнему, каковое направление условно принимается за положительное.
D	4	1
В момент 1 — ~ волны zz01 и z(!1 достигают левого разомкнутого конца линии. Происходит отражение волн, причем согласно формуле (53) коэфициент отражения (по напряжению)
Рис. 85.
от разомкнутого конца
линии Ки =+1
(так как на левом конце R^= =°). В результате отражения возникают волны ип1 и in„ распространяющиеся в положительном
направлении х, причем:
«пт = кцн01 = 4-1 f =
2 ’ lni— if 2R'
По мере распространения волн «п1 и напряжение и ток в линии становятся равными нулю (рис. 86,6):
//=£Ч-«014-ип1 ~Е------~-----J- —0;
у р р
Z =	+ *П1 ~ 2R ~ 2R ~ °-
В момент t=. - от начала разряда, когда волны «П1 и /п1 достигнут нагрузочного конца линии, ндрряжение и ток в любой точке линии становятся равными нулю (рис. 86,в), и процесс разряда линии заканчивается. Существенно отметить, что при набегании волн «п1 и znl на правый конец линии новых отраженных волн не возникнет, т. к. R — W.
В результате рассмотренного процесса на нагрузочном сопротивлении R в течение времени двойного пробега волной вдоль
119
линии действует импульс напряжения строго прямоугольной формы, амплитудой -у- (рис. 85,6). Длительность существования импульса
(54)
Можно показать, что если сопротивление нагрузки не согла-
совано с волновым сопротивлением линии, то разряд линии на со-
Рис. 87.
противление R длится дольше, чем это имеет место при R = W. В зависимости от R>W или R<W форма импульса напряжения на нагрузочном сопротивлении имеет вид, показанный на рис. 87,а или 87,6. Напряжение изменяется по ступенчатому закону, причем амплитуда Л-ой ступени равна
и ~Е- R—(-R~w\
Rk /?-НГ	Я4-Н7 )
в) Двойные линии
Из изложенного вытекает, что отрезок заряженной линии может быть использован для формирования коротких прямоугольных импульсов напряжения. Однако, амплитуда формируемого импульса напряжения оказывается в два раза меньшей величины зарядного напряжения.
С этой точки зрения заслуживает внимания интересная схема применения двух линий, разряжающихся на сопротивление нагрузки R, равное двойному волновому сопротивлению линий. Двойная линия позволяет осуществить формирование прямоугольного импульса напряжения с амплитудой, равной не половине зарядного напряжения линии, а полному зарядному напряжению Е линий.
Схема использования двойной формирующей линии представлена на рис. 88. Здесь две совершенно идентичные линии Л' и Л" с одинаковым волновым сопротивлением W и одинаковой длины I заряжаются до одинакового напряжения Е питающего источника. Сопротивление нагрузки R ~ 2U7 включено между двумя точками линий, находящимися при одинаковых зарядных потенциалах. На первый взгляд может показаться, что рассматриваемая цепь не в состоянии дать нужного результата. К такому выводу можно притти, заменив заряженные линии двумя заряженными емкостями. Однако, этот вывод будет неправилен. Здесь сказы-120
вается особенность линий, как систем с распределенными параметрами, которые нельзя представить сосредоточенными емкостями, а необходимо также учитывать и индуктивные свойства линии. Уже при замене линии всего одной ячейкой, состоящей из емкости и индуктивности, можно притти к правильному выводу о возможности использования двойной линии для поставленных целей.
Рассмотрим процессы, возникающие в линиях после того, как ключ К отключит линии от источника питания и замкнет накоротко левый конец линии Л' (рис. 88). В дальнейшем напряжения и токи в линии Л' будем обозначать одним штрихом, а в линии
Рис. 89.
Л"—двумя штрихами. Начальные условия для обеих линий, соответствующие моменту / — 0 переключения ключа К,—
и'(0)={и" (0) = Д; f (0) = i" (0) = 0.
После замыкания ключа К напряжение на левом конце линии должно стать равным нулю. Для удовлетворения этому граничному условию вдоль линии начинает распространяться волна напряжения н'п1 =— Е (рис. 89,6), с которой связана волна тока
,	%, Е	t
znl = -^- = —i^. По мере распространения волны н'п1 напряжение в различных точках линии Л’ становится равным нулю. В момент t l z.< напряжение на всей линии Л' равно нулю, но в р
линии протекает ток f — г'п] = —^(рис. 89,в). До этого момента напряжение на линии Л" и на сопротивлении /? оставалось неизменным: и'--Е—на линии Л" и — 0—на сопротивлении R.
В момент t = -~, когда волна и'пХ = — Е набегает на правый ко
121
нец линии Л', возникают волны ит и и"пА и связанные с ними волны тока zol и , амплитуды которых определяются граничным условием: uR~ RiR=2WiR , так как R = 2W.
Заметим, что нагрузка рассматривается нами не как распределенная система, а как сосредоточенное сопротивление, В силу этого ток I', протекающий через правый конец линии Л', равно как и ток I", протекающий через левый конец линии Л", в любой момент времени должны быть равны току iR , протекающему через сопротивление А?. Что же касается до напряжения uR на сопротивлении R, то таковое напряжение в любой момент времени должно быть равно разности напряжений на рассматриваемых концах линий, т. е. uR=u' — и". Имея это в виду, можно составить следующие уравнения для определения волн напряжения:
uR z=u'—	=	+«',)-(£ + <!);
,•   “R_ -_uIi _ •"   «п1 — i • I Д _ г lR — ft ~2W ~ zni	uz "I I oi
Так как волна u'^ = — R нам известна, то, решая полученные уравнения относительно ип, и ио, с учетом соотношений: ип] — =i'nlW, ио1 — ~~zoi найдем:
„ЕЕ	г,
«п1 —	2 ’ И oi 2 ’
Распределение напряжения и тока вдоль линий в момент показано на рис. 89, г.
Волны ио1 и и'п1, достигнув концов линии, отражаются, в результате чего через время t~2l/v по линиям начинают распространяться волны:
г	i Е и ч Е
«п2 —	«о1 -2 ’ Мо1 — «П1- 2 ’
Такой характер появившихся волн обязан короткому замыканию на конце линии Л' (Ки — — 1) и разомкнутому концу на линии Л"(Ки — 1). В результате распространения волн и и'^ (рис.89, д) напряжение на обеих линиях будет становиться равным нулю. В ,	3/
момент I — v напряжения и токи на линиях и в сопротивлении R станут равными нулю.
Таким образом, в течение времени
__з/_£__2/ ;и у у и
на сопротивлении нагрузки действует импульс напряжения uR = = —Е.
122
15.	ФОРМИРУЮЩИЕ ИСКУССТВЕННЫЕ ЛИНИИ
а)	Цепочечная искусственная линия
Хотя длинная линия и является идеальным формирующим устройством, тем не менее техническое ее использование является практически нецелесообразным в конструктивном отношении. Так, например, для получения импульса длительностью /и = 1 мксек потребовалось бы согласно формуле (54) длина воздушной линии /—150л/. При замене воздушной линии кабелем, использующим в качестве диэлектрика изоляцию, обладающую диэлектрической проницаемостью 1, необходимая длина линии согласно формуле (52) сокращается в отношении 1/]А- В настоящее время известны изоляционные материалы, обладающие очень высокой диэлектрической проницаемостью е)В>1. Однако, практическое применение таких кабелей помимо чисто конструктивных трудностей встречает также затруднения и в том отношении, что волновое сопротивление кабеля оказывается весьма низким и оно уменьшается с увеличением емкости кабеля на единицу длины его 117—•j/'Aj. Так, даже при использовании кабеля с бумажной изоляцией, диэлектрическая проницаемость которой сравнительно не велика (е = 4), волновое сопротивление кабеля оказывается весьма низким, порядка 50 ом, что значительно меньше применяемых на практике сопротивлений нагрузок А —1000 ом.
Практическое применение длинных линий для формирования импульсов встречает ряд затруднений, однако сама принципиальная возможность такого применения подсказывает одно весьма простое решение. Именно, вместо длинной линии с равномерно распределенными параметрами возможно применение для тех же целей искусственной линии.
Разработке теории формирующих искусственных линий посвящено значительное число работ советских ученых: Ф. В. Лукина, Л. А. Мееровича и др.
Линию с равномерно распределенными параметрами можно рассматривать, как состоящую из бесконечно большого числа элементарных ячеек. Если заменить элементарную ячейку звеном, состоящим из элементов L и С конечной величины, то мы получим цепочечную искусственную линию (рис. 90). Электрические процессы, протекающие в элементах реальной и искусственной линии, вообще говоря, различны, однако, если число ячеек искусственной линии достаточно велико, то, приближенно, электрические процессы в искусственной и реальной линии можно считать в некотором отношении идентичными. Эквивалентом длины I для искусственной линии будет число ячеек п линии, а эквивалентом единицы длины — одна ячейка. Если L и С—параметры одной ячейки, то величина 117 =	L является эквивалентом вол-
нового сопротивления линии. С некоторым приближением можно 123
также говорить и о „скорости* распространения „волн" в искусственной линии, понимая под этим число ячеек п0, проходимых движущейся волной в единицу времени. При такой трактовке величина эквивалента скорости оказывается равной п0 = у-—'
Не представляет технического труда сконструировать искусственную линию с „волновым сопротивлением" W, равным любому заданному значению R. Если заряженную до напряжения Е искусственную линию с достаточно большим числом ячеек замкнуть на
Рис. 90.
сопротивление R=W, то сопротивление R окажется под воздействием импульса напряжения трапецеидальной формы (рис. 90} длительностью
= 2п/LC— 2	,	(55)
где Lq — пЦ С0 — пС — величины суммарной индуктивности и емкости всех ячеек. Учитывая условие согласования:
W = i/'^ = R,	(56а)
Г Со
получим следующие значения параметров искусственной линий:
= 2	; Со = 2R ‘	(566)
Из рис. 90 видно, что получаемая с помощью искусственной линии форма плоской части импульса характеризуется наличием наложенных колебаний. Избавиться от этих колебаний путем увеличения числа ячеек линии невозможно1’. Однако, с увеличением числа п ячеек (при соответствующем уменьшении параметров ячеек) крутизна фронта и среза импульса повышается. Если
1) Можно показать, что максимальная амплитуда наложенных колебаний вообще не зависит от числа ячеек линии; только при и —оо наложенные колебания исчезают (явление Гиббса).
124
определять длительность /ф- фронта импульса моментом дости-жения напряжения и~ — Е, то с некоторым приближением таковая длительность может быть оценена из следующих формул:
Л = 0,8 УЬС или—(57) ф v 2ИАоСо	п	1 '
Формулы (57) позволяют выбрать нужное число ячеек линии.
Следует отметить важность согласования сопротивления нагрузки с линией. В случае рассогласованности получаются импульсы напряжения, подобные представленным на рис. 87: ступенчатой формы при	и колебательной формы при
При этом, естественно, волновой процесс проявляется не столь резко, как в линиях с равномерно распределенными параметрами.
Произведем примерный расчет искусственной формирующей линии.
Пусть заданными являются следующие величины: /я = 1 мксек, мксек, 7? =1000 ом.
Из формул (56) и (57) находим:
Ао = 7И = 500 • 1 = 500 мкгн,
2-1000 j * 1 ~ 0>С005 мкф,
Параметры одной ячейки:
А =	= 125 мкгн, c =	= 0,000 125 мкф.
Техническое осуществление искусственной линии, обладающей полученными в результате приведенного расчета параметрами, не представляет никаких конструктивных трудностей.
В большинстве практических слу-
чаев применяется от 3 до 5 ячеек ли- ГГТГПТТПТУТГГПТП)— нии. В некоторых случаях индуктивности v j)))jJLl))J))))2)-' ячеек выполняются в виде одной цилин-	[с]	[cl	[с!	[с]
дрической катушки, снабженной отво-	т	Т	1	i	.
дами для присоединения ячейковых конденсаторов (рис. 91). Иногда емкости	9ис. 91.
ячеек образуются за счет собствен-
ной емкости витков цилиндрической катушки по отношению к полому металлическому цилиндру (снабженному продольным разрезом), вставленному внутрь катушки с обмоткой и изолированному от нее соответствующим образом. Разрез подобной конструкции представлен на рис. 92.
125
В тех случаях, когда является важным устранение наложенных колебаний на плоской части импульса (например, при модуляции магнетронных генераторов), таковая цель может быть достигнута путем увеличения приблизительно вдвое индуктивности последнего звена искусственной линии, непосредственно перед нагрузочным сопротивлением. Введение добавочной индуктивности
приводит однако к существенному понижению крутизны фронта импульса (рис. 93).
Ofaamka
диэлектрик
металлич цилиндр
Рис. 92.	Рис. 93.
б)	Линии задержки
Искусственные линии находят широкое применение не только для формирования импульсов, но и в качестве т. н. задерживающих цепей. В некоторых случаях бывает необходимо передать импульс той или иной формы к зажимам какой-нибудь цепи с определенной временной задержкой. При этом ставится требование, чтобы задерживающая цепь не вносила искажений в форму задерживаемых импульсов. С такой задачей мы встречаемся, например, при регистрации импульсных процессов с помощью ждущей развертки. При этом иногда оказывается необходимым задержать подачу регистрируемого импульса к отклоняющим пластинам осциллографа на время, нужное для запуска ждущей развертки. В § 10 было показано, что длинная линия с распределенными параметрами является идеальной системой (обладающей бесконечной полосой пропускания и линейной фазовой характеристикой), передающей импульсы с определенной временной задержкой, равной где /—длина линии, a v—фазовая скорость распространения волн (рис. 44). Применение длинной линии в качестве задерживающего устройства встречает те же конструктивные трудности, Что и при формировании импульсов. Именно поэтому для указанных целей применяются искусственные линии, расчет и конструктивное оформление которых принципиально не отличается от того, что имеет место при формировании импульсов. Искусственная линия должна обладать полосой пропускания, обеспечивающей заданную точность передачи формы импульса.
126
Обычно линия задержки состоит из некоторого числа п идентичных Т-оэразных звеньев, каждое из которых содержит конденсатор емкостью С и две катушки индуктивностью ~ каждая. Таким образом, L и С -/индуктивность и емкость одного звена, a L0=.nL и С0 = пС — суммарная индуктивность и суммарная емкость всех звеньев линии.
Из теории фильтров известно, что полоса пропускания указанной цепочечной линии
Если /?н — сопротивление нагрузки линии, ta — требуемая длительность задержки линии и — допустимая длительность фронта импуль'а (на входе прямоугольного) на выходе линии, характеризующая искажение, вносимое линией, то согласно формуле (28) параметры линии задержки должны удовлетворять следующим соотношениям:
f —	1	_0,7 . '
/тах~ г у[С - 4ф;
/A = /?H;nKZC = /3. '
Решая эти уравнения, получим:
__ Аь_ ~ (ь _
0,адн
Написанные формулы выражают индуктивность в микрогенри., емкость в микрофарадах, если время выражается в микросекундах.
в)	Формирующая цепь в виде параллельно соединенных резонансных контуров
Цепочечная искусственная линия не является единственно возможным типом формирующей цепи. Формирующими свойствами обладает также и цепь, сопранная из параллельно соединенных резонансных контуров, как это показано на рис. 94. Для уяснения принципа действия формирующих свойств последней цепи рассмотрим цепь, показанную на рис. 95, состоящую из бесконечно большого числа п резонансных ветвей, соединенных параллельно, приключаемых на время t~ к источнику постоянного напряжения и затем отключаемых от этого источника.
127
Пусть все конденсаторы заряжены до напряжения e~~t а параметры LK и Ск ветвей удовлетворяют соотношениям:
1. Периоды собственных колебаний контуров:
21г|/А1С1 = 7'1 =1-2/и 2"рЛ L:,C3 — Tg =з~ 2£и
2кГВД = 75 = ^2^
2«ЩХ = Г.-=Х
(58а)
Рис. £4,
2. Волновые сопротивления контуров-
я/?. 4 ’
(586)
где
k = 2n-4-l. n — Q, 1,2.. .оо,
a R—произвольная постоянная величина.
Так как напряжение на зажимах каждой ветви задано, то не представляет труда найти силу тока в любой ветви. Именно, для каждой ветви можно составить следующие операторные уравнения, учитывающие начальные условия \ис (0) = —Е\-.
Отсюда
( £'+j^-}+/’4+2 — °-
j _ Е РСК
“	2 \+piLKCK •
128
Применяя формулу (5) разложения, получим рг Г	J1*
J _ cga Iе • -f~ е
к 2 Y2LkCkPl 'i’LAEp. ]’ где
Pki	уцс~к =±7«>к.-
Подставляя значение корней, получим
= —f~sin ц\ г-	(59)
2 1/ _А.
V С.
Аналогично найдем, что напряжения ща емкостях С k изменяются по закону:
иСк = % G+cos “J)	(59а)
Вследствие условия (58а) Jaa время /и включенного состояния ключа ток 1к и напряжение иСч совершат некоторое нечетное число полуколебаний. Из формул (59) и (59а) нетрудно убедиться, чго в момент
t—-t =k^ = 2n~TK, iK=0,	=
и, следовательно, через -промежуток времени 1я все контура будут свободны от каких бы то ни было запасов энергии.
Найдем суммарный ток, поступающий во внешнюю цепь. Учитывая формулы (586), получим:
___2Br'sin-t , 1 sia 3-t
l,c~*R [	‘я
К = 1
1 sin 5xt a ca .'
(60)
Из гармонического анализа известно, что полученная сумма „нечетного числа полусинусоид“ (рис. 96,а) при k—»оо образует прямоугольный импульс тока (рис. 96,6) длительностью t и ам-„ г Е плитудои 1=2# .
Отсюда вытекает, что если вместо внешнего источника напряжения е.— включить активное сопротивление R, на котором ток/ создаст прямоугольный импульс напряжения длительностью /и , то все рассмотренные процессы останутся неизменными, а выводы — справедливыми,
Таким образом, цепь, составленная из бесконечного числа резонансных контуров, соединенных параллельно (рис. 94), параметры которых удовлетворяют соотношениям (58а) и (586), поз-9 Я. С. Ицхоки	129
воляет получить на сопротивлении R строго прямоугольный импульс напряжения длительностью и амплитудой , где Е—напряжение, до которого предварительно должны быть заряжены все конденсаторы цепи.
При конечном числе резонансных контуров мы получаем искаженный импульс, трапецоидальная форма которого представляет собой апроксимацию прямоугольного импульса’ с помощью п первых членов разложения (60) Фурье.
Умножив и разделив соответственно выражения в формулах (58а) и (586), найдем следующий закон образования параметров формирующей цепи:
LK= ~/- = const; CK = A-~^.	(61)
Рис. 96.	Рис. 97.
Пусть, например, требуется рассчитать формирующую цепь, позволяющую получить импульс напряжения длительностью /и — = 1 мксек на сопротивлении /?—1000 ом. Имеем:
,	1000-1
LK = ——=_2о0 мкгн.
л 1	~ 400	,
-мкф = -й-МКМКФ.
к < Л'ЧЩО-’ ~ к2
Таким образом, получаем следующие значения емкостей контуров:
k = 1 — Сг = 400 мкмкф
£ = 3-С3?=44,5	„	,
6 = 5 —С5~16
# = 7 —С7=8
Этот пример показывает, что конструирование цепи с числом ветвей, большим четырех, встретит непреодолимые конструктивные трудности из-за быстрого уменьшения емкостей Ск ветвей, соответствующих высоким номерам k; емкости конденсаторов оказываются сравнимыми с паразитными емкостями катушек, которые в рассмотренной цепи получаются относительно большими. 1S0
В силу этого формирующая цепь с резонансными контурами может найти применение лишь для формирования достаточно длительных импульсов напряжения на нагрузочных сопротивлениях малой величины.
г) Формирующая цепь в виде последовательного соединения противорезонансных контуров
Представим себе конденсатор емкостью Со, заряженный предварительно до некоторого напряжения Е и затем разряжаемый на активное сопротивление R. Как известно, сила разрядного тока изменяется по экспоненциальному закону i = JLe~t,RCa, в соответствии с чем и импульс напряжения на сопротивлении R имеет экспоненциальную форму, показанную на рис. 97, а пунктиром. Чтобы получить на сопротивлении R импульс напряжения прямоугольной формы длительностью /и, нужно заставить конденсатор разряжаться по линейному закону, показанному на рис. 97,а, при котором сила разрядного тока 1 = 1= const (рис. 97,б). В этом случае в течение времени /и, определяемом очевидным соотношением
=	(62)
т. е. пока не истощится заряд конденсатора, на сопротивлении R будет развиваться импульс напряжения прямоугольной формы амплитудой
Ur = IR = E^°.	(62а)
В связи с изложенным возникает задача выделения в тече-
ние времени /и „постоянной составляющей'1 разрядного тока кон-
денсатораС0.Таккак при нормальном экспоненциальном разряде этот ток содержит всевозможные гармонические составляющие, то напрашивается мысль использовать систему противорезо
нансных контуров, число	рнс gg
которых, вообще говоря,
должно быть бесконечным, для подавления ненужных гармонических составляющих тока. Соответствующая указанной идее схема представлена на рис. 98.
Указанная цепь действительно позволяет получить импульс тока прямоугольной формы при условии, что параметры противо-
резонансных контуров цепи удовлетворяют следующим соотношениям (для заданной длительности tK импульса и нагрузочного сопротивления /?):
9*	131
1.	Периоды собственных колебаний контуров должны быть равны:
Т2 ~ 2к L2C2 = 2/и — ta
Ti = 2^L^i=14-2ta
7’6 = 2к ]EL6Cq — g- 2/и
& = 2n;	n = 1,2 . .co
2.	Волновые сопротивления контуров должны быть равны:
(63а)
3.	Емкость Со должна быть равна
(636)
Путем деления и умножения уравнений (63) и (63а), найдем: с«=-д-=т:=С0П8‘;	<м>
£. = -45гЛ'«-	(Ма)
Таким образом, величины емкостей от номера k не зависят. Что же касается индуктивностей LK, то при k—► со L..—>0. Это обстоятельство облегчает конструкцию формирующей цепи, составленной из противорезонансных контуров, по сравнению с конструкцией формирующей цепи из резонансных контуров.
Сопоставляя уравнения (62а) и (636), найдем, что если получение прямоугольного импульса напряжения на сопротивлении является действительно возможным, то величина этого напряжения должна быть равна:
Ur = IR = E^=-^.
132
Чтобы доказать интересующую нас возможность использования цепи предположим, что в рассматриваемой цепи действительно происходит разряд конденсатора по закону, показанному на рис. 99,а, т. е. в виде прямоугольного импульса тока амплитудой / = 2^- = const,длительностью t = ta. В этом случае напряжение uR на нагрузке R представляет собой прямоугольный импульс напряжения (рис. 99,6), а напряжение на емкости Со должно уменьшаться (по абсолютной величине) от начального значения zzco(0)=:—Е до zzcO(/J=.O по линейному закону (рис. 99,в)
«co-Vco(O) + 4-f Idt = -E±J^. о а	с0
Заметим, что начальное напряжение t7Cf,(0)= =—Е принято нами отрицательным с учетом выбранного положительного направления для разрядного тока i~I (рис.98).
Если наши предположения в отношении характера разрядного тока правильны, то необходимо, чтобы выполнялись следующие два условия:
1) в течение времени	в рас-
сматриваемой цепи должен удовлетворяться закон Кирхгофа:
Рис. 99.
•г—2
2) в момент t = /и вся система должна быть свободна от каких бы то ни было запасов энергии.
Докажем это.
Предварительно заметим, что закон изменения суммы напряжений Uc^-\-UR представлен прямой рис. 99,г. Следовательно, для доказательства первого положения необходимо, чтобы сумма падений напряжений на всех противорезонансных контурах изменялась по закону, показанному на рис. 99,з.
Аналогично тому, как это обсуждалось в § 4 (рис. 20), нетрудно показать, что если противорезонансный контур подвергается воздействию импульса тока / = const, то на контуре возникает напряжение
^ = /pKsin<oKZ,
где рк и определяются параметрами LK и Ск контура. Если при этом длительность /и импульса тока равна целому числу
133
периодов собственных колебаний контура (что у нас в силу условия (63) выполняется для любого из контуров), то в момент прекращения действия импульса тока контур оказывается свободнымот каких бытонибыло запасов энергии.
Закон изменения напряжения на контурах, характеризуемых индексом & = 2, 4, 6, 8, показан на рис. 99, д, е, ж. Учитывая величины параметров контуров, в соответствии с формулами (63) и (63а), найдем, что суммарное падение напряжения на всех контурах (при их бесконечном числе) выражается суммой
Рис. 100.
со
L2Z70 , /кг. \ -7-^ sin .
А=2,|4, 6
Полученная сумма, как это следует из теории рядов, рав-Е
на -g- в момент 1 = 0 (момент включения) и далее изменяется по линейному закону (рис. 99,з), достигая через вре-Е
мя f\=t„ значения----Это
j - и	2
собственно и следовало дока
зать.
Таким образом, при беско-
нечном числе контуров показанная на рис. 98 цепь форми-
рует импульс напряжения строго прямоугольной формы. При конечном же числе кон-
туров импульс напряжения получается, естественно, искаженной формы. Однако уже при двух контурах (рис. 100,а) и индуктивности L, включаемой для срезания „выбросов" напряжения на гребне импульса, форма импульса напряжения на сопротивлении R получается вполне удовлетворительной (рис. 100,0.
16. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР
а> Общая характеристика процессов в блокинг-генераторе
Блокинг-генератор представляет собой автоколебательную систему релаксационного типа. Точнее при определенных условиях блокинг-генератор может генерировать ьак колебания, близкие к синусоидальным, так и колебания релаксационного типа (рис. 101, а, б); при некоторых условиях возможна яакже работа генератора в так называемом режиме прерывистых колебаний (рис. 101,в). В этом отношении блокинг-генератор может служить иллюстрацией того, как количественные изменения велачин 134
параметров генератора приводят к качественному изменению характера генерируемых колебаний. Однако основное практическое использование олокинг-генератора связано с получением релаксационных колебаний.
Блокинг-генератор легко синхронизуется с колебаниями той или иной частоты и формы (например, синусоидальной), но может также работать и в качестве автономной колебательной системы,
Рис. 101.
без внешней синхронизации. Блокинг-генератор позволяет получать импульсы напряжения различной длительности, от нескольких десятых долей микросекунды до нескольких сотен микросекунд, следующие друг за другом с самой разнообразной скважностью, от нескольких единиц до нескольких десятков тысяч единиц. Последнее является особенно ценным свойством блокинг-
генератора. Полярности получаемых импульсов напряжения может быть как положительной, так и отрицательной; представляется возможным получение импульсов напряжения значительной амплитуды, близкой и даже большей напряжения питающего источника. Крутизна фронта импульсов в слабой зависимости от их
длительности может быть достигнута чрезвычайно высокой; не представляет большого труда получение фронта импульсов длительностью порядка нескольких сотых долей микросекунды, что для целого ряда технических приложений является особенно важ-
Рис. 102.
ным. Простота и компактность
устройства блокинг-генератора, использующего всего один триод, надежность его работы, широкие возможности получения импульсов напряжения самой разнообразной длительности и скважности,
амплитуды и полярности, высокая крутизна генерируемых импульсов, все это определяет весьма широкое распространение блокинг-генераторов в разнообразных импульсных установках.
Схема блокинг-генератора (рис. 102) отличается от схемы лампового генератора с самовозбуждением отсутствием настроенного контура в анодной или сеточной цепях и наличием весьма сильной обратной связи. В анодной цепи блокинг-генератора находится лишь первичная обмотка трансформатора, помощью которого осуществляется обратная связь с цепью сетки. В цепи сетки включено сопротивление А? и конденсатор С.
Работа блокинг-генератора, вообще говоря, возможна и при
135
умеренной связи между обмотками трансформатора (трансформатор с воздушным сердечником). Однако наличие высокой связи способствует получению импульсов напряжения максимальной крутизны, что для большинства технических приложений является наиболее важным. Из зтих соображений в большинстве практических случаев применяется трансформатор с железным сердечником, снабженный обмоткой, обеспечивающий минимальную величину рассеяния магнитного потока. Констр' кпия трансформатора должна удовлетворять определенным требованиям, предъявляемым к импульсным трансформаторам, при выполнении которых коэф.ициент связи k достигает столь высоких значений, что практически его можно считать равным единице. В дальнейшем мы будем предголагать, что ,жесткая“ связь (k=\) между обмотками трансформатора осуществляется.
Ниже будет показано, что определяемая параметрами R и С постоянная времени RC имеет величину, близкую к длительности периода Тп повторения генерируемых импульсов. В большинстве случаев длительность Тп велика по сравнению с длительностью /и генерируемых импульсов. В дальнейшем мы будем полагать что соотношение RC —	выполняется.
Генерируемые блокинг-генератором импульсы применяются для самых разнообразных целей. В зависимости от требований исполь-
зуются импульсы напряжения, получающиеся на сетке или на аноде генераторной лампы. В соответствии с этим осуществляется связь нагрузочного элемента (/?н)илис анодом, или с сеткой лампы. Очень часто применяется трансформаторная связь с помощью третьей обмотки трансформатора. При трансформаторной связи с нагрузочным элементом представляется возможность получать любую полярность рабочих импульсов и путем применения различного числа витков выходной обмотки регулировать амплитуду получаемых от блокинг-генератора импульсов.
В дальнейшем мы будем полагать ток нагрузки „приведенным" к сеточной обмотке трансформатора и учитываемым либо сопротивлением R, либо эквивалентной величиной сеточного тока генераторной лампы (при вентильном характере нагрузочного сопротивления). В последнем случае под силой сеточного тока ig генераторной лампы мы будем подразумевать сумму собственно сеточного тока лампы и тока нагрузки, который при трансформаторной связи пересчитывается в отношении числа витков нагрузочной (w3) и сеточной (®2) обмоток трансформатора ( г'н = /н®3) .
Для оценки крутизны и длительности фронта и среза генерируемых импульсов напряжения необходимо учитывать „паразитные" емкости С, и генератора, показанные на рис. 102 пунктиром. Эти емкости образуются в основном за счет емкостей обмоток трансформатора и междуэлектродных емкостей (С „ С С ).	;
136
Представленная на рис. 102 схема блокинг-генератора является довольно распространенной. Однако возможны и другие варианты схем генератора. Некоторое различие в схемах принципиального значения ге имеет. В дальнейшем мы будем иметь в виду схему,, представленную на рис. 102.
Ознакомимся в общих чертах с характером электрических процессов, возникающих в блокинг-генераторе, работающем в-режиме автоколебаний.
В рассматриваемой системе мыслимо, вообще говоря, некоторое равновесное состояние, требующее постоянства сил токов и напряжений на всех элементах генератора. Однако, такое состояние равновесия при наличии надлежащим обпа-зом подобранной связи не будет устойчивым. При случайном изменении силы анодного тока или появлении тока в цепи сетки состояние равновесия нарушится и в системе возникнут колебания.
Рассмотрение колебательного процесса мы начнем с момента, соответствующего запертому состоянию лампы. Для • обеспечения такого состояния необходимо, чтобы напряже-? ние «сна емкости С было ниже напряжения Eg0 отпирания лампы при иа—-Е. Как это будет показано, запертое состояние лампы соответствует некоторой сравнительно длительной стадии работы генератора за период.
Во время запертого состояния лампы происходит разряд конденсатора С на сопротивление R (рис. 103,а). Скорость разряда большой ем-
кости С на сравнительно большое сопротивление R настолько мала, что наличием обмотки в разрядной цепи мржно практически прегебречь. Равным образом можно не считаться с весьма малой э. д. с., индуктированной током разряда в первичной обмотке трансформатора.
Вследствие разряда емкости С и уменьшения напряжения
137-
ис~ — ug наступит момент tx (рис. 103,6), в который напряжение ug на сетке достигнет значения /Г,о, после чего лампа отпирается и сила анодного тока ia, а также и тока протекающего через первичную обмотку трансформатора, начинают нарастать. Вторичная обмотка трансформатора включена таким образом, что при нарастании силы тока z, в обмотке индуктируется положительная э. д. с. Поэтому напряжение на сетке возрастет и сила анодного тока еще больше увеличится. Вместе с этим будет происходить и уменьшение напряжения иа~Е—ил на аноде лампы за счет падения напряжения ит1 на первичной обмотке трансформатора. Однако, при достаточной крутизне характеристики лампы нарастание анодного тока вызовет дальнейшее увеличение напряжения ug на сетке лампы, это в свою очередь вызовет еще большее увеличение силы анодного тока и т. д. В результате возникает специфический процесс, известный под названием блокинг-процесса, характеризуемый чрезвычайно быстрым, лавинообразным изменением напряжений ug, иа и силы тока ia (рис. 103).
Естественно, что сила анодного тока не может нарастать беспредельно, так как она ограничивается характеристикой лампы. Как это будет дальше показано, вначале происходит интенсивное нарастание напряжения и на сетке, при котором не только напряжение на сетке, но и скорость его нарастания возрастают. С ростом напряжения на сетке связано соответствующее понижение напряжения на аноде лампы, которое при жесткой связи между обмотками трансформатора является весьма значительным настолько, что во многих случаях напряжение на аноде лампы становится близким к нулю и почти всегда меньшим, чем напряжение на сетке лампы. Такое положение постепенно переводит рабочую точку лампы в ту область ее характеристики, где из-за уменьшения крутизны характеристики по анодному току и возрастания крутизны характеристики по сеточному току лампы необходимые для существования блокинг-процесса условия самовозбуждения перестают выполняться. В результате этого возникают силы, которые приводят к уменьшению скорости нарастания напряжения ug на сетке, хотя само напряжение ug еще продолжает нарастать. С ростом напряжения на сетке крутизна характеристики принимает все более низкие значения и, следовательно, силы, вызывающие уменьшение скорости нарастания, напряжения возрастают. Поэтому естественно, что в конце концов, в некоторый момент времени Z2 (рис. 103,6), весьма близкий к моменту напряжение на сетке достигает своего максимума ugmax, после чего следует сгадия сравнительно' медленного изменения напряжения и на сетке (плоская часть импульса), а также и всех остальных напряжений и токов.
В наступившей стадии напряжение на сетке начинает сравнительно медленно уменьшаться, однако это уменьшение не вызы-138
вает вначале заметного ослабления силы анодного тока из-за малой величины крутизны характеристики лампы в этой области. Так как в рассматриваемой стадии ug^>0, а напряжение на аноде лампы достаточно низко (и даже может быть близким к нулю), через лампу протекает сеточный ток значительной силы,вполне соизмеримой с силой анодного тока. В основном за счет этого тока осуществляется заряд конденсатора С, приводящий к возрастанию напряжения ис. По мере уменьшения напряжения на сетке рабочая точка лампы постепенно возвращается в область характеристики, в которой крутизна принимает все большие значения. В некоторый момент времени t3 крутизна характеристики достигает величины, при которой условие существования блокинг-эффекта вновь начинает выполняться. Уменьшение напряжения на сетке начинает уже вызывать более заметное уменьшение силы анодного тока лампы, которое приводит к уменьшению напряжений и ит2 на обмотках трансформатора. В результате уменьшения величины нт2 происходит дальнейшее более интенсивное уменьшение напряжения и на сетке лампы, это вызывает еще большее уменьшение силы анодного тока, и таким образом возникает явление блокинг-эффекта, подобное описанному выше, но действующее в противоположном направлении. „Обратный" блокинг-эффект приводит к резкому срезу напряжения на сетке лампы и быстрому запиранию генераторной лампы.
В момент запирания лампы в обмотках трансформатора индуктируются кратковременные э. д. с. значительной величины и противоположной полярности, которые, впрочем, быстро падают до нуля. После запирания генераторной лампы начинается стадия медленного разряда конденсатора С в цепи сетки, с которой мы начали рассмотрение процессов в блокинг-генераторе. Так как за время существования импульса сеточного тока напряжение^«с на емкости С возрастает на некоторую величину (рис. 103,а), то последующее отпирание лампы происходит спустя некоторый интервал времени, в течение которого напряжение на конденсаторе успеет снизиться до величины («с)т;л = —Rgo- Заряд конденсатора С в течение короткого времени /и существования сеточного тока осуществляется через эквивалентное сопротивление Rg3 участка сетка—катод лампы, а разряд конденсатора в интервале между импульсами происходит через сопротивление R, которое во много раз превосходит величину R. С трансформацией величин зарядного и разрядного сопротивлений связана трансформация времен заряда и разряда конденсатора. По этой причине длительность интервала времени между импульсами значительно пре-восходит длительность tK существования импульса. Это свойство определяет весьма простой способ регулировки частоты повторения импульсов блокинг-генератора.
139
б)	Условие самовозбуждения блокинг-генератора
Анализу процессов в блокинг-генераторе посвящено большое число работ советских ученых (Д. В. Сергеев, А. А. Расплетин, Л. А. Меерович, К. Ф. Теодорчик, В. В. Мигулин, Д. М. Левитас и др.)» создавших теорию блокинг-генератора на базе общей теории релаксационных колебаний, развитой советской школой физиков.
Анализ процессов в блокинг-генераторе показывает, что находящийся в цепи сетки конденсатор С практически не оказывает сколько-нибудь заметного влияния ни на явление блокинг-эффекта, ни на длительность фронта и среза генерируемых импульсов. Физически это соответствует тому обстоятельству, что при рассмотрении явления блокинг-эффекта, длящегося в течение весьма короткого промежутка времени, можно не считаться с ничтожными изменениями напряжения исна большой емкости С, происходящими за это время, и полагать ис= const.
При жесткой связи между обмотками трансформатора существует также жесткая связь между напряжением на аноде лампы и напряжением на ее сетке. Действительно, из представленной на рис. 102 схемы видно, что
Ит1 —11 а и Ыэ2 ~ ис
Так как
«Т2 = ?т «Т1 =	«т1 , ТО Е—иа =	,	(65а>
откуда
du„	1 и
Так как в рассматриваемой стадии ис = const, то последнее соотношение принимает простой вид:
dua	j	du	Ли
= — — •	или Ди =— —— .	(65в)
dt	qT	dt	Чт	'
Равным образом, при k = 1, между первичным и вторичным током трансформатора существуют следующие соотношения, учитывающие фазировку обмоток трансформатора и выбранные положительные направления токов в обмотках (рис. 102).
(65г>
Из соотношений (65в) видно, что всякое возрастание напряжения Дп^. на сетке лампы связано с соответствующим уменьшением напряжения Диа =------- &ug на ее аноде, которое при <zT < 1
может быть весьма значительным. В большинстве практических 140
случаев неравенство <7Т < 1 действительно выполняется, в результате чего напряжение на аноде лампы нередко падает почти до нуля. По этой причине в дальнейшем мы будем всюду полагать, что как анодный ток, так и ток сетки являются функциями и пиа-.
“Л ‘S=MUe> “Л
Обозначим крутизны характеристик (Sa и 5 ) и внутренние сопро-
тивления (Ria, Rig) в виде:
(Д'
С? __
г>‘^~дие'’
лампы по ее анодному и сеточному току
Ria диа ' g dug ’ Rig диа '
(66)
Обращаясь к схеме, представленной на рис. 102, мы видим, что
Л — ‘а +гС1 — la + С1 ~dt' i-i Jk - С
(66а)
Диференцируя эти токи по времени и учитывая обозначения, выражаемые формулами (66), получим:
।	। r dll°_ =
dt dug dt ' dua dt *	1 dt2
— C dUg r 1	1111 “ i r d*U« .
a dt ' Rla ' di “ГС1 Л2 ’
di2__^g_d±g ,	1	If —=
dt dug dt ' dua dt ' R dt ’	2 dt2
„ d"g , 1 dua ,idug d2ug
dt “TRip.' dt ' R di Th dt2 
Подставив эти выражения в соотношения (65г), после приведения подобных членов, найдем
dus / _	_	__L\ —
dt ( «	R j dt \Rlg Rlnj
du
Заменяя производную из формулы (65в), получим уравнение
rf2Hg _ е1 dUg
dfi “Сэ dt >	k f
141
где
с.=?,с»+£- (67а)
Полученное уравнение показывает, что вторая производная напряжения по времени пропорциональна первой ее производной, характеризующей скорость нарастания напряжения, однако коэфициент пропорциональности 6]/Сэ, вообще говоря, не остается постоянным, поскольку величина параметра который мы назовем „блокинг-параметром", являемся функцией положения рабочей точки на характеристике лампы. Вначале, пока лампа генератора
Л
заперта и Sa=Sg = 0, a Ria = Rig=те, 9, =—, т. е. блокинг-
параметр отрицателен. Поэтому хотя напряжение на сетке и воз-(du X
растает в результате разряда конденсатора С (	> О I, но
<.0, чт0 свидетельствует об 'уменьшении скорости нарастания напряжения ug на сетке в этой стадии работы генератора. Такой результат является, конечно, естественным для случая экспонештиал1кого разряда конденсатора па активное сопротивление. Естественно также, что в этой „медленной" стадии процесса блокинг-эффект появляться не может. Для возможности существования блокинг-эффекта необходимо лавинообразное, т. е. прогрессивное увеличение скорости нарастания напряжения и^на сетке, т. е. такое его изменение, при котором с увеличением на-(du \
пряжения на сетке (-—->• О } происходило бы возрастание этой скорости. Для этого не бходимо, чтобы вторая производная, характеризующая изменение скорости нарастания напряжения на сетке, была также положительной. Равным образом, при уменьшении напряжения на сетке лампы (при срезе), когда	для
возможности существования блокинг-эффекта необходимо, чтобы знак второй производной был также отрицательным; тогда скорость уменьшения напряжения будет возрастать и, следовательно, процесс будет развиваться лавинообразно. Таким образом, мы можем сформулировать, что для возможности существования блокинг-эффекта необходимо и достаточно, чтобы знак второй
(ГК-
производной—^ совпадал со знаком первой произвол ной. Как видно из выражения (67), такое положение, независимо от величины паразитных е м к о с т е й, требует, чтобы блокинг-параметр 9, был положителен.
Из выражения (67а) видно, что условие самовозбуждения тем легче выполняется, чем больше крутизна анодной характеристика
ки генераторной лампы, чем меньше крутизна ее сеточной характеристики и чем меньше влияние анодной реакции. Обычно в области, в которой сеточные токи отсутствуют, блокинг-эффект всегда проявляется практически для генераторной лампы любого типа, однако предпочтение должно быть отдано лампам с наибольшей крутизной.
Обычно, сразу же после отпирания лампы блокинг-параметр достигает значения большего нуля и блокинг-эффект проявляется. Этому способствует то обстоятельство, что вначале, в области нижнего сгиба характеристик, где сеточные токи отсутствуют, с возрастанием напряжения на сетке имеет место увеличение крутизны характеристики лампы. Поэтому вначале происходит быстрое возрастание параметра О, и связанное с этим быстрое увеличение как второй, так и первой производной напряжения ио по времени. Однако, при дальнейшем возрастании напряжения на сетке рабочая точка лампы перемещается в такую область характеристики, где из-за сильного влияния анодной реакции и понижения напряжения ип происходит резкое перераспределение электронного тока лампы и крутизна ее анодной характеристики понижается, а крутизна сеточной характеристики возрастает. Это приводит к тому, что блокинг-параметр 67 становится отрицательным и знак второй производной uR уже не совпадает со знаком ее первой производной. Поэтому скорость нарастания напряжения на сетке начинает уменьшаться, но тем не менее напряжение на сетке еще продолжает нарастать в течение некоторого времени, пока в результате непрерывного снижения первой производной напряжения и она не станет равной нулю. В этот момент напряжение на сетке достигает своего максимума, который лежит в области глубокого „насыщения" лампы, где параметр 6, отрицателен.
Условие существования блокинг-эффекта от величины паразитных емкостей не зависит вовсе. Однако, из выражения (67) видно, что блокинг-эффект проявляется тем сильнее, чем меньше величина паразитных емкостей. Как это будет ниже показано, крутизна фронта импульса получается тем большей, а длительность фронта импульсов —тем меньшей, чем меньше величина эквивалентной паразитной емкости, определяемой формулой (67а). Такое положение является физически вполне естественным, и из выражения (67) видно, что при отсутствии паразитных емкостей, т. е. при С9=0, вторая производная при 6j=^0 принимает бесконечное значение. Это значит, что в системе, в которой отсутствуют как паразитная емкость, так и индуктивность рассеяния, становятся возможными „скачки" напряжений и токов. Ниже возможность таких „скачков" и их физическая трактовка будет обсуждена более подробно.
143
в)	Динамическая характеристика и амплитуда генерируемых импульсов
Перед тем, как приступить к вопросу о вычислении амплитуды генерируемых импульсов, рассмотрим динамическую характеристику генератора, соответствующую кратковременной стадии быстрого нарастания генерируемых импульсов. Вследствие чрезвычайно малой продолжительности этой стадии допустимо полагать, что приращение энергии в системе и, в частности, приращение энергии, сосредоточенной в емкости С, является настолько малым, что можно принять напряжение «сна конден
саторе неизменным в течение всего времени нарастания генерируемых импульсов. Как это было выше показано, при ис=const
существует простая связь между приращениями напряжений на сетке и аноде лампы, выражаемая формулой (65в).
Выражение (65в) можно рассматривать как уравнение динамической характеристики генераторной лампы, соответствующей фронту генерируемых импульсов. С помощью уравнения (65в) динамическая характеристика строится весьма просто. Действительно, начальная точка динамической характеристики нам известна:
ug(0) = Eg0; иа(0) = Е; всякому же приращению напряжения Дм^ на сетке лампы согласно формуле (65в) соответствует прираще-
ние на аноде лампы -------------— txu.
а Ят s
Задаваясь поэтому произ-
вольными значениями приращения напряжения, мы можем находить точки, принадлежащие динамической характеристике лампы:
Ug = EgO + Sug’	= Е +	---(68)
По найденным точкам строится как динамическая характеристика анодного тока, так и динамическая характеристика сеточного тока, показанные на рис. 104 а,б, пунктиром.
Построенные динамические характеристики позволяют определить силу анодного и сеточного токов, соответствующих любой точке динамической характеристики (на фронте). Как это видно из рис. 104,а, динамическая характеристика позволяет также непосредственно определить амплитуду iamav анодного тока. Однако амплитуда ugmax напряжения на сетке и амплитуда igmax тока сетки не могут быть найдены из произведенного построения, так как неизвестно предельное положение рабочей точки на динамической характеристике, в которой происходит поворот в характере быстрого изменения напряжения на сетке. Для определения предельного положения рабочей точки на динамической характеристике рассмотрим намагничивающие ампервитки трансформатора.
Свяжем начало интенсивного нарастания блокинг-процесса с моментом Z = 0, в который происходит отпирание генераторной 144
лампы. В этот момент времени сила тока в первичной обмотке транс-и Е
форматора ^ = 0, а ток во вторичной обмотке его i2 = ——. Ввиду этого, намагничивающие ампервитки в начальный момент времени
AW (0) =	(0) — w2i2 (0) = — w2i2 (0) = — w2 .
Так как длительность /ф фронта импульсов весьма мала, то приближенно можно принять, что в течение короткого времени
сколько-нибудь заметного приращения магнитного потока в сер-
дечнике не произойдет. По этой причине и намагничивающие ампервитки трансформатора также должны остаться без изменения, т. е. в течение всего времени нарастания импульсов должно выполняться Дй7(£) — —-const, и, в частности,—
AW(t^AW(0)^-w2
Заметим, что последнее соотношение вовсе не означает, что токи в каждой из обмоток трансформатора должны оставаться без изменения. При неизменной величине потока в индуктивности протекающий через катушку ток должен действительно оставаться неизменным. В случае же трансформатора с идеальной связью постоянство
Рис. 104.
магнитного потока вовсе не связано
с постоянством токов, протекающих в каждой из обмоток, а требует лишь неизменной величины разности этих токов или, точнее, постоянства разности ампервитков обеих обмоток, так как магнитный поток определяется намагничивающим действием обоих токов, протекающих в первичной и вторичной обмотке. В силу этого, в любой момент времени нарастания импульсов тока должно соблюдаться соотношение
AV7(l) = wlil — w2i2 = wl^i1 — ^i2'j — AW(0) = — w2^ или
Л—?т4 = —(69)
10 Я. С. Ицхоки
145
Учитывая выражения (65г) для токов в обмотках и принимая во внимание соотношения (66а) и (65в), написанное уравнение принимает вид:
$ S. с. + £) = «,	•
(69а)
Напомним, что под силой тока i здесь следует понимать сумму действительного тока сетки генераторной лампы и при вед ен-ного значения силы нагрузочного тока гн = —гн, так как ток, протекающий через третью обмотку, создает „размагничивающие ампервитки" (гг»з4), которые должны быть учтены в общем балансе ампервитков трансформатора.
Так как в момент £ = когда напряжение на сетке достигает dzz„ „
максимума, -rf«=0, то максимальные значения ugrnax и igmax должны находиться в такой точке В динамической характеристики, в которой выполняется соотношение
Ugrnax
ugmax -£g0 В
=ял
(696)
Чтобы найти эту точку, удобнее всего построить приведенное значение сеточного тока (/'^ = ig) (динамическую характеристику сеточного тока) в тех же координатных осях, в которых построена динамическая характеристика анодного тока (рис. 104,в). Теперь нетрудно найти две точки, в. которых, принимая z’j — iu
и z, — z'	, условие (69) выполняется. Первая точка (Л) соот-
Bg
ветствует моменту отпирания генераторной лампы (т. е. и ~Eg^). Вторая точка (5) соответствует уравнению (696) и определяет максимум напряжения на сетке: ug — ugmax (рис. 104,в). Зная ugmax
не представляет труда найти и минимальное напряжение на аноде лампы, а также амплитуду рабочего импульса, снимаемого с помощью третьей обмотки (и/3) трансформатора. Именно, согласно формуле (65а),в которой следует полагать ис = — Е
Ua min Е wSU^max	wa ^Ugmax ^go)’	(69в)
Во всех точках динамической характеристики, кроме ее крайних точек А и В, т. е. для любого ug в интервале £’?o<zzg. <zz?mov условие
=	(69г) ‘
146
не выполняется. Именно, во всех промежуточных точках
i —a i 'Хг ‘а "т lg т R
Такое положение является вполне естественным. Действительно, вследствие жесткой связи между обмотками трансформатора каждому значению и соответствует вполне определенное значение иа, Далее анодный и сеточный токи лампы являются определенными функциями напряжений на сетке (zz„) и аноде лампы, не зависящими от особенностей работы блокинг-генера-тора и выражаемыми статическими характеристиками лампы или, с учетом жесткой связи между обмотками трансформатора, ее динамическими характеристиками. Поэтому вовсе не обязательно и даже, больше того, невозможно, чтобй соотношение (69г), выте-каемое из особенностей работы б л о к и н г-г е н е р а т о р а, заранее учитывалось статическими характеристиками лампы или связанными с ними динамическими ее характеристиками. Это соотношение может выполняться в некоторых (например, двух) точках, но оно безусловно не будет выполняться во всех точках. Однако легко понять, что соотношение (69г) и не должно выполняться в промежуточных точках. В самом деле, особенность работы блокинг-генератора требует выполнения не соотношения (69г), а соотношения (69); дело в том, что вследствие присутствия паразитных емкостей Сг и С2 токи z\ и ^.протекающие через обмотки трансформатора, вовсе не равны соответственно токам ia и i,A -, а включают в себя (рис. 102) также и емкостные токи zC] и ia. Вначале, при быстром нарастании анодного тока, происходит падение напряжения иа на аноде лампы и, наоборот, возрастание напряжения ug на сетке лампы. Вследствие этого направление тока z'c1 является отрицательным, а тока zC2—положительным. Это значит, что анодный ток лампы складывается из тока ia и тока zCP т. е. ток меньше анодного тока ia на величину емкостного тока zC]; ток же z2, протекающий через вторичную обмотку трансформатора, больше суммы токов z„-f--на величину опять-таки емкостного тока zC2, протекающего через паразитную емкость С2. Особенность работы блокинг-генератора в том и заключается, что в каждый данный момент времени величины паразитных токов zci и zC2 принимают такие вполне определенные значения, которые делают возможным выполнение равенства (69) при заданных величинах токов ia и	в любой точке динамической -характеристики.
Так как при заданных емкостях Сг и С2 величины токов
7	и ,• -г
‘с\ — at = 9т at 'с2	2 dt
10*	147
вполне определяются скоростью изменения напряжения на сетке, то из изложенного вытекает, что скорость изменения напряжения на сетке, а следовательно, и на аноде лампы, должна принимать вполне определенное значение, такое, которое обеспечивает возникновение емкостных токов zcl и zc2, делающих выполнение равенства (69) возможным, хотя выполнение равенства (69г) и является невозможным.
Соотношение (69а) позволяет найти величину скорости нарастания напряжения на сетке, при которой (при заданных величинах паразитных емкостей коэфициента трансформации и прочих параметров) выполнение соотношения (69) становится возможным.
du
Решая уравнение (69а) относительно получим
1
^- + 9ТС3
(*а — Ят У •
(70)
Последнее приближение имеет в виду то обстоятельство, что на фронте генерируемых импульсов величина тока, протекающего через сопротивление R, весьма мала. Полученная формула позволяет вычислить крутизну фронта импульса в каждой точке динамической характеристики.
Нелинейное уравнение (70) легко интегрируется путем разделения переменных. Полученный интеграл может быть вычислен, если' известны функции ta=fa{u , иа) и ig—f (u иа), и таким образом представляется возможность построения фронта импульса напряжения на сетке. В первом приближении длительность фронта генерируемых импульсов может быть оценена из соотношения:
,	р01)
^g max 4	*iT 7
Из выражения (70) для скорости изменения напряжения на сетке следует, что эта скорость существенно зависит от величины паразитных емкостей С, и С2. С уменьшением этих емкостей крутизна фронта импульса возрастает и стремится к бесконечности при уменьшении емкостей до нуля.. Таким образом, при отсутствии паразитных емкостей в результате блокинг-процесса должно произойти мгновенное, скачкообразное изменение всех величин: и,;> иа, ia и i Физически такое изменение напряжений и токов не является абсурдным, так как со скачкообразным изменением величин при отсутствии паразитных параметров не связано скачкообразное изменение энергии, запасенной в системе. Действительно, поскольку намагничивающие ампервитки z^j— — i2w2 и напряжение ис на емкости С нами предполагаются неизменными, то и энергия, сосредоточенная в магнитном поле сердечника и в электрическом поле конденсатора С, также ос-148
тается неизменной. При отсутствии же паразитных емкостей отпадает последний возможный резервуар запасания энергии. Поэтому, несмотря на скачкообразное изменение всех величин, запас энергии в системе остается неизменным, и это обстоятельство свидетельствует о возможности скачка в системе. Покажем теперь, что существование такого скачка при отсутствии паразитных емкостей является также необходимым. Как это было выше отмечено, при принятых предположениях намагничивающие ампервитки трансформатора в течение фронта импульса, должны оставаться неизменными. Аналитически это обстоятельство выражается в необходимости выполнения на фронте соотношения (69), которое при отсутствии паразитных емкостей равносильно соотношению (69г). Однако, как это уже выше обсуждалось, соотношение (69г) выполняется только в двух крайних точках динамической характеристики, но не может выполняться ни в одной из промежуточных точек этой характеристики (рис. 104,в). Следовательно, ни одна из промежуточных точек динамической характеристики не является физически возможной, т. е. изучаемая система не может находиться в состоянии, определяемом промежуточными точками характеристики. Это и означает необходимость скачка, приводящего к такому внезапному, мгновенному изменению всех величин, при котором система из одного возможного состояния переходит в другое ее возможное состояние. Практически же, конечно, поскольку паразитные емкости всегда существуют, происходит изменение всех величин с какой-то, хотя и большой, но конечной скоростью.
В заключение отметим, что идеализация поведения релаксационных систем, свободных от паразитных параметров, приводит к так называемой разрывной трактовке колебаний в таких системах, в которых становятся возможными скачки тока и напряжения. Л. И. Мандельштам и Н. Д. Папалекси еще в 1929 г. сформулировали условия появления скачков: они возможны у величин, скачкообразное изменение которых не связано с изменением запаса энергии системы. Эти идеи детально освещены в классическом труде А. А. Андронова и С. Э. Хайкина „Теория колебаний'* и нашли свое отражение в многочисленных работах, посвященных анализу релаксационных систем.
г)	Длительность плоской части импульсов
После того, как напряжение на сетке достигнет своего максимума, происходит сравнительно медленное изменение величин генерируемых импульсов (рис. 103). Эта стадия работы генераторной лампы протекает в нелинейной области характеристик, в которой существует значительный сеточный ток, вполне соизмеримый с анодным током. Наоборот, емкостные токи здесь не имеют практического значения и ими можно пренебречь до момента возникновения условий, приводящих к „обратному" бло-кинг-эффекту, в результате которого происходит срез напряжения на сетке.
149
Однако, в рассматриваемой стадии работы генератора уже нельзя пренебрегать изменением напряжения ис на конденсаторе С (рис. 103,а). Здесь происходит заметное нарастание напряжения ис главным образом за счет протекания сеточного тока. Напряжение же иа на аноде лампы остается практически неизменным и приблизительно равным минимальному напряжению (на)т£„ на аноде лампы (рис. 103,в). Такое положение станет понятным, если учесть, что
 AMg + A«c
тивоположных направлениях.
Рис. 105.
а напряжения ug и ис сравнительно медленно изменяются в пронапряжение ug медленно убывает, а напряжение ис— нарастает. Поэтому напряжение иа будет изменяться медленнее, чем каждая из составляющих, входящих в правую часть последнего равенства, и этим изменением, в первом приближении, можно пренебречь. Ввиду этого, с достаточным для технических расчетов приближением, можно принять, что и напряжение иа, а сле
довательно и напряжение «т2=<7т«т1 на обмотках трансформатора в течение „медленной" стадии формирования импульсов (плоской части импульсов) остается неизменным и равным:
г г ___ г	ug max EgO
и.-^ =E — и m. — —s--------------------— = const
Ti Ti	a mm	q
«т2 = ^T2 — 4S max ~ Eg0 = COnSt-
Принятое допущение позволяет построить сравнительно простую эквивалентную схему, соответствующую рассматриваемой стадии работы (рис. 105), из которой длительность /и плоской части импульсов может быть найдена достаточно точно.
В рассматриваемой стадии работы генератора сумма напряжений и -\-ис остается приблизительно постоянной. По мере нарастания напряжения ис на емкости происходит уменьшение напряжения ug на сетке. Этот процесс продолжается до тех пор, пока в результате уменьшения напряжения на сетке рабочая точка не вернется опять в область характеристики лампы, в которой возможен блокинг-эффект, приводящий к быстрому срезу напряжения на сетке.
Из изложенного вытекает, что продолжительность рассматриваемой стадии работы генератора, определяющей длительность ta генерируемых импульсов, зависит, во-первых, от величины рабо-150
чей емкости С и от силы тока i сетки генераторной лампы. Заметим, что в данном случае под Z следует понимать действительный ток сетки без учета тока нагрузки (при трансформаторной связи). В случае же, когда нагрузка приключена непосредственно к сетке генераторной лампы, ток i„ должен учитывать и ток нагрузки, так как этот ток протекает через конденсатор и принимает участие в его заряде.
Как показывает опыт, длительность tn генерируемых импуль; сов может быть приближенно оценена из формулы:
^2-^4	(71)
g Шах
где igmax — максимальный ток сетки, учитывающий также ток нагрузки (при и =H₽mnv) в случае, если нагрузка приключена непосредственно к сетке генераторной лампы.
Путем изменения емкости С представляется возможность в довольно широких пределах изменять длительность /н генерируемых импульсов. Однако, длительность импульсов существенно зависит и от режима работы генератора (£, ^т), определяющего величины
д)	Частота повторения импульсов
В интервале времени между импульсами происходит разряд конденсатора С на сопротивление R по экспоненциальному закону:
__/_
С С.т ’
где U(m = — Rc, причем Д7/с—приращение напряжения на конденсаторе, которое получается за время существования импульса (рис. 103,fi).
В течение интервала времени Тк~Тп —tn Тп между импульсами напряжение ис =—и?на конденсаторе падает от значения UСт до значения, равного (по абсолютной величине) напряжению отпирания лампы (— £„с). Поэтому длительность периода повторения импульсов может быть найдена из последнего уравнения, если положить в нем иг = — Е,,(. и t = Tn. Решая уравнение относительно Тп, получим:
Гп = RC In U-^ = RC In fl +	'	(72)
Приращение напряжения Д77с на конденсаторе за. время существования импульса (рис. 105) в основном вызывается протека-
151
нием тока сетки i >	. Импульс тока сетки (рис. 103) имеет
вид треугольника, высота которого равна igmax, а основание—длительности /и импульса. Таким образом, приближенно, величина приращения напряжения Д£7С может быть оценена по „площади* треугольника
Д = ~С~ J *g — ~С~ (jT max 0
Подставляя значение Д Uc в формулу (72), получим
Тп =RC In
I ^g max / ^2С(=Д~)
(72a)
В формулах (72) и (72а) следует учитывать ток нагрузки лишь при непосредственном приключении нагрузки к сетке лампы.
Из формулы (72а) следует, что при заданной длительности импульса необходимая величина сопротивления R определяется формулой
Т 1 п
(726)
С 1п[ 1 +	и...)
к 2С(—£го)/
При высокой скважности генерирования '	), необходимо иметь
достаточно большую амплитуду тока igmax в цепи сетки, так как иначе сопротивление R получается чрезмерно большим.
е)	Варианты схемы блокинг-генератора
Рассмотренная в предыдущих параграфах схема блокинг-генератора (рис. 102) не является единственно возможной. Другие варианты схемы представлены на рис. 106.
Работа блокинг-генератора, собранного по схеме рис. 106,а, протекает совершенно аналогично работе генератора, рассмотренного выше (рис. 102). При работе по схеме рис. 106,6 имеется, вообще говоря, некоторое различие в величине тока i, протекающего через обмотку трансформатора. Однако, это различие не является существенным, поскольку и в случае схемы рис. 102 i = ig, так как сопротивление R весьма велико.
Несколько иной вариант схемы блокинг-генератора, разработанной Д. В. Сергеевым, представлен на рис. 106,в. Эта схема отличается от предыдущих тем, что здесь сопротивление R приключено не к катоду (минусу), а к плюсу анодной батареи.
При работу по схеме рис. 106,6 конденсатор С в интервале между импульсами стремится разрядиться от некоторого зна-152 .
чения uc — Uae = UCm до нуля (рис. 107,а). Однако, в некоторый
момент такого разряда, когда напряжение на сетке ug=Uc=Ega, лампа отпирается, и в течение короткого промежутка времени /и
напряжение изменяется по колебательному закону. При работе же по схеме рис. 106,в в интервале времени между импульсами конденсатор С под воздействием напряжения Е анодной батареи стремится перезарядиться (через посредство сопротивления R) от значения ЕСт<^0 до значения uc=--E>Q (пунктирная кри
Рис. 107.
вая рис. 107,6). Однако, вследствие отпирания генераторной лампы при ug— Eg0, процесс перезарядки конденсатора не
Рис. 105.
завершается. Напротив, в течение промежутка времени /и генерации импульсов за счет протекания сеточного тока напряжение ис = иав~иЕ падает до указанного выше значения UСт. Благодаря этому даже при одинаковых значениях постоянной времени Т—RC длительность периода Т'п в случае схемы рис. 106,в будет меньше длительности периода Тп рассмотренных выше схем.
Преимущество схемы рис. 106,в, предложенной Д. В. Сергеевым, заключается в том, что эта схема обеспечивает более четкую фиксацию момента отпирания генераторной лампы, так как крутизна кривой разряда емкости С в случае схемы рис. 106,в выше, чем в рассмотренных раньше схемах. Следовательно, стабильность работы блокинг-генератора, собранного по схеме рис. 106,в, является более высокой.
153
ж)	Особенности конструкции и эксплоатации блокинг-генератора
В качестве генераторной лампы блокинг-генератора в большинстве случаев используются триоды (6N7, 6SN7, 6SL7, 6С5 и др.) и тетроды (напр. 829). При прочих равных условиях следует применять лампу с возможно большей крутизной характеристики. Тип лампы следует выбирать из условия, чтобы максимальная мощность нагрузки составляла не более (25—50)% от мощности генераторной лампы по ее сеточному току (igmax -U ). Имея в виду высокую скважность генерации импульсов, допустимо применять форсированный режим работы лампы при полуторном и даже двойном анодном напряжении [f—(1,5 ^-2) £вомин]. Однако, предпочтительнее нужную амплитуду вых°ДнОго импульса получать путем применения достаточно большого числа витков нагрузочной обмотки блокинг-трансформатора. Следует иметь в виду, что напряжение на сетке генераторной лампы достигает огромных величин, соизмеримых с величиной анодного напряжения; при этом сеточный ток может достигать и даже превышать анодный ток лампы. Для правильного выбора генераторной лампы необходимо располагать импульсными характеристиками лампы.
Весьма ответственным элементом блокинг-генератора является импульсный трансформатор. От правильной конструкции трансформатора зависит надежность работы и качество генерируемых импульсов. Расчет импульсного трансформатора производится в соответствии с изложенным в § И. Сердечник должен обладать минимальными габаритами, а обмотка—минимальным числом витков; однако желательно, чтобы величина намагничивающего тока, приведенного к цепи сетки, не превосходила 10% от i х. Вес сердечника импульсного трансформатора, в зависимости от длительности импульса, равен от ~ 20 до 200 г. Число витков анодной обмотки трансформатора составляет ~ 50: Д00. Коэфициент трансформации обычно имеет "величину порядка ут = ^ = = (0,25 : 0,75). Обмотка трансформатора работает при сравнительно высоких напряжениях, а напряжение между концами анодной и сеточной обмоток, приключаемых к лампе, может иметь величину порядка ugmax'). Необходимо, чтобы выводы обмоток, служащие для присоединения к сетке и аноду лампы, были минимальной длины. Так как увеличение изоляционных габаритов и размеров сердечника приводит к повышению паразитных параметров сердечника и ухудшению качества генерируемых импульсов, надежность изоляции должна обеспечиваться применением, высококачественных материалов, тщательным выполнением катушек обмоток, пропиткой и просушкой их под вакуумом. Порча трансформатора чаще всего является причиной отказа блокинг-генератора. Поэтому желательно иметь в своем распоряжении запасной экземпляр трансформатора. 154
Необходимо помнить, что при неправильном включении концов сеточной обмотки блокинг-генератор работать не может; в этом случае надлежит изменить фазировку сеточной обмотки. При неправильном же включении концов нагрузочной обмотки выходной импульс имеет противоположную фазировку.
Небольшой регулировки длительности импульсов и частоты их повторения можно добиться изменением в небольших пределах анодного напряжения. Существенного изменения длительности импульсов следует добиваться изменением рабочей, емкости генератора; изменения же частоты повторения импульсов можно достигнуть путем вариации сопротивления /? в сеточной цепи. Нельзя регулировать частоту повторения импульсов путем вариации рабочей емкости, так как это приводит одновременно и к изменению длительности импульсов.
Вследствие наличия индуктивности рассеяния трансформатора в генерируемых импульсах напряжения иногда проявляются паразитные высокочастотные колебания, которые в некоторых случаях могут оказаться настолько значительными,, что либо нарушают нормальную работу генератора, либо же являются недопустимыми с точки зрения требований, предъявляемых к форме импульсов напряжения. В таких случаях практически оказывается весьма полезным шунтирование сеточной обмотки трансформатора (или же анодной обмотки) некоторым сопротивлением А'т. Чем меньше величина сопротивления /?т, тем интенсивнее демпфируются паразитные колебания, однако при чрезмерно малой величине /?т происходит заметное уменьшение амплитуды генерируемых импульсов. Из последнего соображения можно рекомендовать выбирать величину /?т из условия Z?T > (5 :-10) ./тяА.. Как пока-lgmax
зывает теория и опыт, при такой величине сопротивления последнее оказывает слабое влияние на форму и амплитуду генерируемых импульсов напряжения. Что же касается влияния этого сопротивления на частоту следования импульсов, то, как это следует из приведенной на рис. 108 схемы, с этим влиянием можно вообще не считаться. Действительно, для медленного процесса разряда емкости С в цепи сетки (в течение интервала времени Ти между импульсами) можно полагать, что сопротивление R шунтируется практически накоротко обмоткой трансформатора.
з)	Цепь развязки
При практической сборке схемы блокинг-генератора в анодную цепь генератора обычно включается цепь ра'звязки, состоящая из сопротивления Ra и емкости Са (рис. 108а). Наличие такой цепи повышает устойчивость работы блокинг-генератора и позволяет обходиться с питающим источником напряжения Ео небольшой мощности. Применение цепи развязки, показанной на 155
рис. 108а, является типичным не только для блокинг-генератора, но и для других импульсных устройств. Рассмотрим, из каких условий выбираются параметры развязывающей цепи.
Величина емкости Са выбирается из требования, определяющего допустимую степень понижения напряжения Е на емкости Са .за время генерации импульса анодного тока. Пусть по техническим условиям работы устройства допускается понижение напряжения Е от некоторого значения Етах = КтахЕй до значения Emin=l<minEmax> где Етах приблизительно равно напряжению.источ-ника Ео, а коэфициент Кт1п, в зависимости от требований, варьирует в пределах (0,2-:-0,9). Учитывая, что форма импульса анод-
Рис. 108а.
Рис. 1086.
ного тока близка к треугольной, а приток заряда к емкости Саот питающего источника за короткое время /и генерации импульса практически равен нулю, величина заряда, расходуемого емкостью Са за время /и , может быть выражена в виде	\^атах 'L
Отсюда величина Са определяется из следующего уравнения баланса-заряда за время tn
Li ./ — c-(l— К )Е =
2 a max и а \ 'min' max
= CaL-Kmln)KmaxEQ.	(73)
С другой стороны, напряжение Е на емкости Са в течение интервала времени Ги = Тп между импульсами восстанавливается от значения Emin до значения ЕтаХ по закону
Е= Emln + ^-Е-т ln) (1 -
При t — T^ = Та напряжение Е становится равным Е , откуда г—Тп !RnCn  ,	Emln Eq Emax
Логарифмируя это уравнение, найдем
Т — Г> f 1„	^mln   DC' 1л 1 К mln К-тах	\
J п	----— Д' аС 1п—у—-------.	(73а)
стах	“	1 — Етах
• 156
Пусть, например, для цепи блокинг-генератора, использующего лампу типа 6SN7, известны следующие данные:
Еп = 250б’; г' „==; 0,5«; Т = 1000 мксек-, / =1 мксек. v	' а tn и v	* ' п	и
Пусть желательно иметь ^„^=0,95 и Kmin = 0,9; при этом напряжение Е питания генератора изменяется в пределах от Етах — = 0,95-250 ^238в, до значения Emln—K„lnEmax — 0,9-238 = 214в. Подставляя эти значения в формулы (73) и (73а), получим:
0,5-0,5-1	0,25	...
~ fl—0,9) 0,95-2b0 — 23,8 “ °’0 05 МКФ-
1000
1000
1-0,9-0,95 “ 0,01 -2,3-lg (2,9) ~ 94000 ом-0,01 In J __ 0>95
Практически, округляя параметры, выбираем:
Са~0,01 мкф; Ra = 100000 ом.
17. РЕЖИМЫ РАБОТЫ И ТИПЫ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРОВ
а) Синхронизация работы блокинг-генератора
(Режим „захватывания" и „деления частоты")
Применяемые на практике блокинг-генераторы могут в зависимости от назначения работать в следующих режимах:
а)	в режиме автоколебаний,
б)	в режиме „захватывания1*,
в)	в режиме „деления" частоты,
г)	в „заторможенном" режиме.
Как показывает опыт, при использовании блокинг-генератора. собранного по одной из приведенных выше схем, в качестве автоколебательной системы, частота генерируемых колебаний характеризуется сравнительно невысокой стабильностью. Изменение величины питающего напряжения, напряжения смещения или накала лампы приводит не только к некоторому изменению амплитуды генерируемых импульсов, но и к соответствующему изменению частоты повторения импульсов. Такое явление станет понятным, если учесть, что с изменением режима питания происходит изменение приращения напряжения Д7/с на рабочей емкости С генератора. Это обстоятельство, согласно формуле (72), должно привести к соответствующему изменению частоты повторения импульсов?
При использовании блокинг-генератора в качестве автоколебательной системы к генератору обычно предъявляется требование высокой стабильности частоты генерируемых колебаний. Бло-кинг-генератор в этом случае выполняет роль первичного генератора, задающего частоту повторения импульсов всей импульсной
157
установки того или иного устройства. По -этой причине, при работе в режиме автоколебаний, блокинг-генератор дополняется специальным элементом, фиксирующим и стабилизирующим частоту генерации. Соответствующая схема рассматривается ниже. Схемы же, приведенные в § 16, применяются при работе блокинг-генератора в режиме „захватывания* или в режиме „деления частоты*, В этих случаях работа блокинг-генератора синхронизируется от какого-нибудь вспомогательного устройства, выполняющего роль задающего генератора и вырабатывающего импульсы синхронизации.
Импульсы синхронизации вводятся в цепь сетки обычно через посредство диференцирующей цепи /?с—Сс (рис. 109). Для цепей синхронизации предпочтительно применять короткие импульсы,
Рис. 1С9.
характеризуемые крутым фронтом, но может быть использовано и напряжение, изменяющееся по синусоидальному закону с нужной частотой.
На рис. ПО приведены временные диаграммы, иллюстрирующие работу блокинг-генератора в режиме „захватывания", когда частота генерации импульсов определяется частотой синхронизирующего напряжения 67 с синусоидальной формы. Генерация очередного импульса происходит в момент, близкий к прохождению синусоидального напряжения через нуль. Имея это в виду, следует выбирать амплитуду синхронизующего напряжения достаточной величины, порядка —U<.m — (3:5)Е„,}, где Eg0-—напряжение отпирания генераторной лампы. Необходимым условием работы в режиме „захватывания" является выполнение соотношения Тп <С7'П, где Л. —длительность периода синхронизующего напряжения 67с (рис. ПО), а Тп —длительность периода повторения импульсов блокинг-генератора, работающего в качестве автоколебательной системы. Для устойчивой работы генератора желательно, чтобы
<=(1,2-1,5)/;.
На рис. 111 приведены временные диаграммы, иллюстрирующие работу блокинг-генератора в режиме „деления частоты" (ксэфициент деления Ад=3). При делении частоты лучше всего 158
использовать синхронизующие импульсы, характеризуемые крутым фронтом. Как показывает опыт, стабильная работа генератора в рассматриваемом режиме возможна при Лд<<10, причем, если Ад>5, необходимо тщательно подбирать амплитуду синхронизующих импульсов и „собственную" частоту повторения блокинг-генератора.
При необходимости получения более высоких коэфициентов деления следует применять несколько последовательных каскадов деления.
б) вБлокинг-генератор с настроенным („звенящим") контуром (режим автоколебаний)
На рис. 112 представлена принципиальная схема блокинг-генератора с настроенным колебательным контуром. Эта схема отличается от обычной схемы блокинг-генера-
тора наличием в катодной цепи настроенного колебательного контура, иногда называемого „звенящим" контуром. Последний состоит из конденсатора сравнительно большой емкости С дросселя, обладающего значительной индуктивностью L3, и диода Л2, внутреннее сопротивление которого
Рис. 112.
Рис. 111.
R мало по сравнению с волновым сопротивлением 1/ —А у ^3 колебательного контура. Последний связан с цепью сетки генераторной лампы Л, через посредство диода.
Диод Л2 в течение почти всего периода работы генератора находится в открытом состоянии; он запирается лишь на короткий промежуток времени, непосредственно предшествующий моменту отпирания генераторной лампы Л,. Малая же величина внутреннего сопротивления Rn диода обеспечивает незначительное влияние его на процессы в цепи сетки генераторной лампы при открытом состоянии диода. По этой причине смещение на сетке генераторной лампы практически определяется напряжением на конденсаторе С,.
Емкость С, и сопротивление R, выбираются такой величины, чтобы обусловливаемое ими смещение «С1 = «вк на сетке лампы Л} обеспечивало запертое состояние ее в течение интервала
159
времени Тя = Тп между импульсами анодного тока. Такое же положение имеет место и при работе блокинг-генератора, собранного по обычной схеме. Однако при отсутствии „звенящего" контура частота Fn генерации импульсов определялась бы в основ-
ном скоростью разряда конденсатора С, на сопротивление При наличии же „звенящего* контура и достаточно большой величине постоянной времени Г.=
=/?1Сг частота генерации определяется почти исключительно параметрами „звенящего" контура. Этим, по существу, отличается'работа генератора, собранного по схеме рис. 112, от работы обычного блокинг-генератора, так как процесс формирования самих импульсов в обоих устройствах идентичен.
Электрические процессы в блокинг-генераторе со „звенящим" контуром иллюстрируются временными диаграммами, представленными на рис. ИЗ. Полярность напряжений на временных диаграммах выбрана в соответствии с буквенными обозначениями узлов схемы (рис. 112).
Кратковременный импульс анодного тока (рис. ИЗ,а), генерируемый лампой Ли протекает, в основном, через конденсаторы С, и С3. Такое положение обусловливается шунтирующим действием больших емкостей и С3 (эти емкости шунти-
руют сопротивление и индуктивность L3, имеющими сравнительно большую величину). Что
же касается сеточного тока i, то последний замыкается через конденсатор и диод Л2, вызывая на нем сравнительно небольшое падение напряжения «л2 (рис. ИЗ,е). При протекании импульса анодного тока iaj когда обе лампы открыты, напряжение ug на сетке лампы Л} определяется разностью напряжения uTg на сеточной обмотке трансформатора (рис. 113,^) и падений напряжений на конденсаторе и диоде
= ис- uTg.- (иС1 + «л2) = ucd -(ukb + «м).
В результате протекания импульса анодного тока происходит возрастание напряжения на конденсаторе Сз (рис. 113, д), а также на конденсаторе С] (рис. ИЗ,г). Из последней формулы видно, что увеличение напряжения на конденсаторе связано с соответствующим 160
уменьшением (в течение длительности 1И импульса) напряжения иg на сетке. В предыдущем парагра be было отмечено, что процесс понижения напряжения ug(рис. ИЗ, ж) приводит, в конце концов, рабочую точку генераторной лампы в такую область характеристики анодного тока, в которой начинает проявляться специфический для рассматриваемого явления блокинг-процесс. В результате, в некоторый момент времени происходит резкий срез напряжений на обмотках трансф фматора (эис. 113, б и 113, в) и на сетке (рис. ИЗ, ж), приводящий к быстрому запиранию лампы Лх.
Вскоре после прекращения протекания импульса анодного тока напряжения на обмотках трансформатора становятся равными нулю, и это состояние сохраняется в течение всего остального интервала времени ТИ между импульсами (рис. ИЗ, б и ИЗ, в). В это же время напряжение на аноде лампы Л\ близко к напряжению Е питающего источника, а напряжение на сетке лампы Лх обусловливается только напряжениями на конденсаторе Сх и диоде
“е = Uck = (МС1+ йл2 )= “(«А» + «М ) < Eg0 •
После запирания генераторной лампы конденсатор Сх разряжается на сопротивление Rx. Как уже было отмечено, параметры Сх и Rx устанавливаются таким образом, чтобы напряжение—^сх=иЬк в любой момент времени было несколько ниже напряжения Е 0 отпирания лампы Лх. В то же время конденсатор С3, зарядившийся за время существования импульса анодного тока до торого напряжения 4* Um (рис. 113, с*), разряжается в цепи нящего" контора через индуктивность L3 и диод Л2.
Высокое качество „звенящего" контура обусловливает бательную форму разряда емкости С3 с частотой
F —-L. s------1----
3 Т3 ЧгА' l3 С3
При этом сила разрядного тока, протекающего через
(а, следовательно, и напряжения иьа на диоде) и напряжение на конденсаторе С3 сдвинуты между собой по фазе почти на 90° (рис. 113, д и 113, е). Поэтому диод не запирается в момент, когда напряжение на конденсаторе Сз достигает нуля, а продолжает быть открытым до момента прохождения через нуль разрядного тока (точка 5 на рис. ИЗ, е).
В результате колебательного разряда происходит изменение полярности напряжения на конденсаторе Сз, которое в момент, когда сила разрядного тока проходит через нуль, достигает наибольшей отрицательной величины ubf =— Um (рис. 113, д). В этот г момент диод запирается и из проводящего элемента превра-: щается в емкостный элемент (Сд). Это равносильно размыканию на эквивалентной схеме „звенящего" контура (рис. 114) ключа 11 Я. С. Ицхоки	161
неко-„зве-
коле-
(74)
Диод
К в момент, когда напряжение на емкости С* становится равным нулю. Однако, учитывая наличие заряда на емкости С3, напряжение на емкости Сд не может оставаться равным нулю—емкость Сд начнет заряжаться через дроссель L3.
При рассмотрении процесса заряда весьма малой емкости Сд значительно большая емкость С3 может быть заменена источником постоянного напряжения—Um =const. Благодаря же наличию в разрядной цепи индуктивности L3 будет иметь место представленный на рис. 115 (или рис. 113, е) колебательный процесс нарастания напряжения ubd на емкости Сд . При этом вследствие малой величины емкости Сд частота колебаний будет весьма высокой. В течение очень короткого промежутка времени, равного полупериоду
О/г Tg) возникших высокочастотных колебаний, напряжение ubd достигло бы величины близкой к —2Цп(рис. 115). Однако до того, как такое явление произойдет, пт  напряжение ug на сетке ~g t L tт-г лампы J7lt возрастающее
11 i\ Л д"] одновременно с ростом аб--217т солютной величины напря-жения ubd, достигнет значе-рч. 115	ния £g0, при котором про-
изойдет отпирание лампы, при наличии „звенящего" контура длительность
Тя интервала времени между импульсами равна длительности полупериода колебания контура, определяемого формулой (74).
После отпирания генераторной лампы происходит обычный для блокинг-генератора процесс формирования импульсов напряжения и тока, причем из-за появления сеточного тока отпирание диода Л2 осуществляется почти сразу же после отпирания лампы J7j.
Достоинство блокинг-генератора со „звенящим" контуром по сравнению с обычным блокинг-генератором заключается в следующем:
а)	в возможности простой и удобной регулировки частоты повторения импульсов;
б)	в независимости формы генерируемых импульсов от изменения частоты повторения импульсов и наоборот;
в)	в еысокой стабильности частоты генерации и практической независимости ее от изменения в довольно широких пределах режима работы генератора.
В обычной схеме блокинг-генератора частота колебаний в основном хотя и определяется параметрами и Сь однако, изменение напряжения питания и накала генераторной лампы, параметров остальной цепи и т. п., влияя, главным образом, на форму 162
Рис. 114.
Таким образом,
И длительность импульсов анодного тока, вызывает также изменение и частоты повторения импульсов. Последнее объясняется тем, что с изменением режима работы генератора, приводящего к изменению формы и величины импульса анодного тока, изменяется также и приращение напряжения на конденсаторе Съ обусловливаемое; величиной и формой анодного тока. Поэтому изменяется и длительность Ги разряда емкости С, (в интервале между импульсами) до напряжения, определяющего отпирание генераторной лампы, а следовательно изменяется и частота генерации. В случае же блокинг-генератора со „звенящим" контуром длительность Тп периода колебаний с точностью до небольшой длительности /и самих импульсов определяется исключительно параметрами „звенящего" контура. Именно, длительность периода колебаний равна сумме длительностей интервала времени между импульсами и самого импульса
Ъ Ъ -н„ =(-Ш = —^ + <. «
1 —
где d3<^ 1—затухание „звенящего” контура.
Вследствие того, что дроссель „звенящего" контура обладает весьма большой индуктивностью (порядка единиц и десятков генри), затухание „звенящего" контура может быть сделано настолько малым, что частота повторений Тл будет очень слабо зависеть от активного сопротивления „звенящего" контура и будет определяться исключительно величинами L3 и С3. Поэтому стабильность частоты повторения должна нарушиться только за счет температурных изменений параметров L3 и С3 и за счет изменения длительности /и генерируемых импульсов (при малой длительности ta последним фактором можно пренебречь). Это обстоятельство является практически очень удобным, так как оно позволяет регулировать в довольно широких пределах длительность и форму генерируемых импульсов (путем изменения режима работы и всех параметров схемы, кроме L3 и С3) без изменения частоты повторения импульсов. С другой стороны, частота генерации может в весьма широких пределах регулироваться путем изменения индуктивности L3 без сколько-нибудь заметного изменения при этом длительности и формы генерируемых импульсов. С этой точки зрения вариация величины емкости Сз менее желательна.
Блокинг-генератор с настроенным контуром должен использоваться при работе генератора в режиме автоколебаний, когда требуется высокая стабильность генерируемых колебаний.
U*	16«
-Рис. 116.
в) Ёлокйнг-^енератор с формирующей линией в цепи сетки
(„Заторможенный" режим работы)
В некоторых импульсных установках оказывается удобным использование для генерации импульсов заданной длительности t, характеризуемых очень крутым фронтом и срезом, блокинг-генератора, работающего в „заторможенном0 режиме. При таковом режиме момент генерации очередного импульса определяется исключительно моментом воздействия на генератор вспомогательного синхронизующего импульса. При отсутствии же синхронизующего импульса генерации импульсов быть не может вне зависимости от длительности паузы между импульсами. В данном случае с помощью специального смещающего напряжения работа блокинг-генератора „затормаживается0, что исключает возможность работы генератора в режиме автоколебаний.
Применение .„заторможенного1* режима работы блокинг-генератора является особенно целесообразным в случаях, когда скважность генерации импульса должна варьировать в самых широких пределах. С такой задачей приходится сталкиваться, например, при необходи
мости соблюдения определенного кода в генерации импульсов или при необходимости генерации не периодически повторяющихся импульсов.
„Заторможенный" режим работы блокинг-генератора может быть, вообще говоря, осуществлен при любом варианте схемы блокинг-генератора. Для этой цели необходимо лишь предусмотреть наличие в цепи сетки постоянного смещающего напряжения достаточной величины, исключающего автономное отпирание лампы после разряда рабочей емкости. Мы рассмотрим здесь интересный вариант схемы блокинг-генератора, несколько отличной от приведенных выше.
На рис. 116 представлена схема блокинг-генератора (у72) с формирующей линией в цепи сетки, определяющей длительность генерируемых импульсов. Эта схема отличается от обычной схемы блокинг-генератора тем, что здесь в цепи сетки вместо обычно включаемой емкости, определяющей длительность генерируемых импульсов, используется искусственная линия. В устройстве Имеется специальная лампа Лу с катодным выходом (/?к), служащая для синхронизации работы генератора. Реализация импульсов осуществляется через посредство третьей нагрузочной обмотки блокинг-трансформатора. Работа всего устройства протекает следующим образом.
.64
В течение интервала времени между импульсами лампа Л2 блокинг-генератора заперта смещающим напряжением Eg. В это же время заперта и вспомогательная лампа Л, под .воздействием
смещающего напряжения Е' . При этом конденсаторы искусственной линии заряжены до напряжения ^(полярность начального напряжения линии отмечена знаками-}-и —).
При подаче на сетку лампы ЛА синхронизующего импульса лампа отпирается и через нее протекает кратковременный импульс тока iK. Как это будет показано, в результате воздействия синхрони-
зующего импульса происходит отпирание лампы Л2 блокинг-генератора. За счет развивающегося в цепи лампы Л2 блокинг-
процесса на сеточной обмотке трансформатора возникает импульс напряжения UTg , форма которого близка к прямоугольной. Это позволяет считать, что в течение длительности */и генерации импульса на обмотке трансформатора действует постоянная э.д.с. ETg= const. Длительность ta импульса определяется „длиной“ искусственной линии. Для уяснения последнего следует иметь в виду, что при воздействии на вход линии (которую мы будем считать лишенной потерь) какого-нибудь импульса напряжения, линия в отношении ее влияния на внешнюю питающую цепь ведет себя как чисто активное сопротивление /?л, равное
Рис. 117.
волновому сопротивлению W— линии. Эквивалентность линии
ее волновому сопротивлению (вне зависимости от характера концевого импеданса линии) справедлива до тех пор, пока волна напряжения, распространяющаяся вдоль линии, не вернется к ее началу в результате отражения от конца линии. Такое положение, строго говоря, справедливо для линии, с равномерно распределенными параметрами. Мы, однако, будем полагать, что отмеченное свойство приближенно относится к искусственной линии.
Рассмотрение работы устройства удобно производить, исходя из представленной на рис. 117 эквивалентной схемы цепи сетки блокинг-генератора. Здесь gj — -\-i KRK—эквивалентная э. д. с. катодного выхода, a RK —внутреннее сопротивление этой э. д. с. (см. рис. 51,6,0). Эквивалентная э. д. с. е2 = — Eg учитывает начальное напряжение линии, заряженной от источника смещающего напряжения Eg; знак э.д.с. е2 выбран в соответствии с принятым положительным направлением тока i в цепи (рис. 117)-RgK — эквивалентное сопротивление участка „сетка—катод" лампы •77,; до отпирания лампы =со; а после отпирания, вслед-
165
ствие того, что обычно /?„ < R, можно не считаться с на ли-&к
чием ветви, в которую включено сопротивление R,
Посла отпирания лампы Л1 на сетке лампы Л2 возникает импульс напряжения
„ —____fK о р
ug~ R^W^R*	cg’
который при достаточной величине тока iK приводит к отпиранию лампы Л2. Для этого, очевидно, необходимо, чтобы определяемая последней формулой величина ug была больше напряжения Eg0 отпирания лампы Л2 После отпирания лампы Л2 обычно можно уже не считаться с действием электродвижущих сил elt е2 и е4 (вследствие их мзлой величины) и полагать, что в рассматриваемой цепи действует только э. д. с. Erg, обусловливаемая блокинг-эффктом. Амплитуда этой э. д. с. находится из динамической ха. актеристики блокинг-генератора в полном соответствии с изложенным в пэедыдущем параграфе.
Для нормальной работы генератора параметры искусственной линии должны удовлетворять следующим двум уравнениям:
г +««.•2  (?5>
Здесь Ь^=.пЬ иС0=пС — полная индуктивность и емкость иск^с-с венной линии, а /и —требуемая длительность импульса.
Напряжение на сетке лампы Л2 после ее отпирания
Р	Р	F
и —	_ т€____d _ tie о
w+RK-\RgK	2UZ 'Ч'к 2 ’
так как, обычно, RgK^>RK- В это же время вдоль линии распространяется падающая волна напряжения амплитудой wn =
Е
= Достигнув разомкнутого конца линии, волна напряжения отражается с тем же знаком, в результате чего напряжение на конце, а затем и на других элементах лтнии, удваивается по мере распространения отраженной волны вдоль линии.
Через время, равное времени двойного пробега волной длины линии (2 КL0C0), напряжение на входе линии скачком воз-
Е
растает от значения до величины Erg\ отражения от начала линии Hi произойдет, т. к. сопротивление линии согласовано с сопротивлением внешней цепи.
Веледе 1вие быстрого возрастания напряжения на входе линии на;|ряжение на сетке лампы Л2 падает почти до нуля. Быстрый спад напряжения на сетке обусловливается также „обратным" блокинг-npi цессом, развиваемым в результате уменьшения напряжения на сегке и связанного с этим уменьшения анодного тока лампы Лт 166
Все это приводит к быстрому запиранию генераторной дампы JR и резкому срезу всех генерируемых импульсов напряжения и тока. Что же касается конденсаторов искусственной линии, которые в момент запирания заряжены до напряжения Е , то означенные конденсаторы постепенно разряжаются через сопротивление R и RK цепи (после заш.рания лампы 3/2).
Работа блокинг-генератора иллюстрируется временными диаграммами, представленными на рис. 118.
Таким образом, начало возникновения импульса напряжения блокинг-генератора обусловливается моментом подачи синхронизующего импульса напряжения, а длительность импульса определяется длительностью пробега волной двойной „длины" искусственной линии. Следует полагать, что обычно наблю
даемая при смене генераторной лампы вариация в длительности импульса, связанная с изменением сеточного тока лампы, в данной схеме происходить не будет.
18.	МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
Мультивибратор представляет собой классический генератор релаксационных колебаний. Являясь автоколеба!ельной системой, мультивибратор тем не менее может работать также и в „заторможенном" режиме в качестве генератора „с посторонним возбуждением". В этом случае работа мультивибратора синхронизуется внешним источником „пускового" напряжения, фиксирующим момент генерации мультивибратора. Однако, форма и амплитуда 'генерируемых импульсов определяется исключительно параметрами мультивибратора.
Импульсы напряжения, генерируемые мультивибратором, характеризуются весьма крутым фронтом и срезом Мультивибраторы нашли чрезвычайно широкое применение в импульсной технике в качестве генераторов импульсов прямоугольной формы, вкачеове пусковых или переключающих устройств (электронное реле), как устройства, используемые для деления частоты и для других целей.
Аналитическое исследование работы мультивибратора в общем случае является весьма сложным. Законченной теории работы несимметричного мультивибратора до сих пор не имеется. Принципиальная теория мультивибратора разработана А. А. Андроновым и С. Э. Хайкиным. Теории работы мультивибратора в качестве т. н. генератора пусковых импульсов посвящено значительное количество работ советских ученых: Н. В. Семакова, В. В. Витке-вича, С. А. Дробова и др.
а)	Мультивибратор с самовозбуждением
На рис. 119 представлена классическая схема мультивибратора, используемого в качестве автоколебательной системы для генерации периодически повторяющихся импульсов, имеющих форму,
167
близкую к прямоугольной. В конструктивном отношении мультивибратор представляет собой двухкаскадный усилитель на сопротивлениях. В случае, если лампы, емкости и сопротивления обоих „плеч“ мультивибратора одинаковы, мультивибратор называется симметричным, в противном случае—несимметричным. В импульсной технике наиболее широкое применение нашли несимметричные мультивибраторы, использующие, однако, две идентичные лампы.
Отличительной особенностью мультивибратора, рассматриваемого в качестве двухкаскадного усилителя, является то обстоятельство, что выход одного каскада соединен со входом другого; это определяет характер работы мультивибратора, как двухтактного генератора. Вследствие поворота фазы выходное напряжение каждого каскада находится в фазе с входным напряжением другого каскада. Благодаря этому, при коэфици-енте усиления каждого каскада, большем единицы, генератор может самовоз-будиться.
Действительно, предположим, что все устройство находится в равновесии. Такое состояние, вообще говоря, является возможным при условии, что напря-ugJ = ug2 — 0, а напряжения на анодах
ламп постоянны. Тогда через каждую из ламп будут протекать постоянные токи ial = iR1 и ia2 = iR2t которые и определят постоянство напряжений на анодах ламп:
Ual —	иаЪ=Е
При этом конденсаторы С1 и С2 оказываются заряженными до напряжений:
“ci ~ UaV< иС2 ~ иа2’
являющимися также постоянными. Однако, указанное состояние равновесия при некоторых условиях не будет устойчивым; прй малейшем случайном изменении режима работы одной из ламп равновесие нарушается и в системе возникают колебания релаксационного типа.
Перед тем, как перейти к рассмотрению возникающих в системе колебаний, отметим два существенных обстоятельства, обусловливающих работу мультивибратора.
Из представленной на рис. 119 схемы видно, что сила анодного тока какой-нибудь лампы, например первой, га1 = хй1— Поэтому возрастание силы тока ial должно быть связано либо с возрастанием тока iR1, либо с протеканием разрядного тока (^<0) конденсатора Ср Но и первое и второе явления требуют понижения напряжения на аноде лампы. Иначе, при понижении напряжения
иа1 на аноде лампы будет, с одной стороны, происходить разряд конденсатора С\ и протекание тока ^<0 и, с другой стороны, должно произойти возрастание силы тока zR1, так кдк zzfll = = Е—Из сказанного следует, что понижение напряжения на аноде какой-нибудь лампы обязательно связано с возрастанием анодного тока этой лампы, с увеличением тока iR и появлением разрядного тока конденсатора z<0. Совершенно аналогично, возрастание напряжения на аноде лампы связано с убыванием токов iR и ia и протеканием зарядного тока конденсатора z>0.
Далее, так как
Ual = иС1 4“ Ug2< Ua2 ~ UC2 4“
и так как внезапное изменение напряжения на конденсаторе является физически невозможным, то при внезапном скачкообразном нарастании напряжения на аноде одной лампы должно иметь место в точности такое же нарастание напряжения на сетке другой лампы и наоборот, т. е.
— Д= ± Д ug2- ± д«а2 = ± Augl.
Имея это в виду, рассмотрим явления, которые возникают при случайном флюктуационном изменении силы анодного тока одной из ламп, например возрастания тока iaV Вследствие уменьшения напряжения иаХ на аноде лампы Лх—начнется разряд конденсатора С,. Появившийся разрядный tokz\<0 создаст на сетке лампы Л2 отрицательное напряжение ug2 — ixr2 < 0, которое вызовет уменьшение анодного тока ia2. Но уменьшение тока /^связано с возрастанием напряжения иа2 на аноде лампы Л2 и появлением тока /2>0 Последний создаст на сетке первой лампы напряжение ugX — i2rA > 0, которое вызовет < еще большее увеличение тока и падение напряжения иа1. При выполнении определенного условия (условия самовозбуждения) описанный процесс носит лавинообразный характер и приводит к скачкообразному изменению токов и напряжений в различных элементах мультивибратора.
Найдем условие самовозбуждения мультивибратора. Для этого предположим, что при равновесном состоянии системы в результате случайной флюктуации напряжение на сетке первой лампы возрастает на малую величину &ugV Пренебрегая анодной реакцией, можно полагать, что приращение анодного тока первой лампы Д/а1 = S^u v Обозначая эквивалентное сопротивление участка „сетка — катод" ламп через
о __ r^gfl р
Д	О+ ^72 ’
169
найдем изменение напряжения на аноде первой лампы. Согласно отмеченному выше свойству имеем:
^uai ~ ^ug2 =	5
Д/'Л1 =	= Azfll +	;
ДИ£2 = — Rl ( Д^1 + дА)-
Решая последнее уравнение относительно Ang2, получим
л	V	л;	с ^1’^е2
Лы^2 — Х1 — — 1<Л J — — 51 Л?,+^2 • ДИ^Г
Найденное изменение напряжения Ди 2 на сетке второй лампы вызовет изменение анодного тока этой лампы на величину
Л/й2 = S2^Ug2 — ~ 5152 R1 +
и изменение напряжения на аноде второй лампы (Диа2), равное в силу отмеченного выше свойства такому же приращению напряжения (Ди£])' на сетке первой лампы. Последнюю величину мы отметили штрихом в предположении, что полученное в результате рассматриваемого процесса приращение напряжения (Диг1)' на сетке первой лампы отличается от первоначального приращения напряжения Ьи г на сетке той же лампы, послужившего причиной рассматриваемого процесса. Поступая аналогично предыдущему, найдем
Д _/д у —_ д/	s -S R1'Rg2 RrRgl -Ьи
Лиа2~^1) -	>1 ^2 R1 + Rg2 K + Jigl ^gV
Очевидно, что нарастание процесса будет носить лавинообразный характер при (Дц^)'>Ди г Отсюда условие самовозбуждения мультивибратора может быть представлено в виде
, ~ RvRg2 Rz-Rgi
^2RT+^'^ + Rgi >
(76)
В частном случае симметричного мультивибратора (5’ = 5’1=:52, Rg = Rgl = T?g2) условие самовозбуждения выражается
R—R1—R2, в виде:
R'Rg I3 . с R'Rg ~ 1
R + Rg > 1 или 5 R + Rg > L
(76а)
Как уже отмечалось, при выполнении условия (76) наступает лавинообразно нарастающий процесс, который при отсутствии паразитных параметров вызывает скачкообразное возрастание анодного тока одной из ламп и цадение анодного тока другой 170
лампы. Этот процесс в зависимости от выбранного режима работы может ограничиваться одним из двух обстоятельств: или явлением насыщения одной лампы, или явлением отсечки анодного тока (т. е. запиранием) другой лампы. Практически более удобным является именно этот второй режим работы мультивибратора, так как он обеспечивает возможность получения наибольшей амплитуды колебаний напряжения на анодах ламп при наименьшей средней силе тока, протека’ющего через лампы. В дальнейшем мы будем иметь в виду второй режим работы мультивибратора.
Указанный режим работы может быть получен путем применения достаточно больших величин сопротивлений/?! и R2 в анодной цепи обеих ламп. В этом случае при нарастании анодного тока одной из ламп, например Лъ имеет место достаточно большое падение напряжения на сопротивлении R1 и, в результате, достаточно большое уменьшение напряжения на аноде этой лампы —= 2^R^iaU приводящее к запиранию лампы J72. Последняя находится в запертом состоянии в течение всего такта рассматриваемого периота колебаний. Наоборот, при отпирании лампы Л2, лампа Лг запирается.
При интересующем нас режиме работы приращение анодного тока лампы — где 1а—значение силы тока отпираемой лампы, достигаемое в результате скачка. Таким образом, условие полученья интересующего нас режима работы может быть аналитически выражено в виде:
(77)
где Eg01 и /у,02 — напряжения запирания ламп Лг и Л2, а /а1 и /а2 — значения токов ламп, соответствующие следующим значениям напряжений на электродах ламп: ug = Q и иа— Е—IaR. В данном случае предполагается, что напряжение на сетке запираемой лампы непосредственно перед запиранием равно нулю. Такое предположение, как это ниже поясняется, весьма близко соответствует действительности.
Нужная степень выполнения неравенства (77) зависит от величины паразитных параметров мультивибратора, влиянием которых мы пренебрегли. Практически для диапазона частот колебаний мультивибратора, не превышающих 10000 гц, условие (77) можно выразить более определенно:
/a/?>-(3-5)£g0.	(77а)
Состояние, наступающее после скачкообразного изменения токов и напряжений в мультивибраторе, также является неустойчивым. Конденсатор, присоединенный к аноду открытой лампы, напряжение на аноде которой становится меньшим напряжения конденсатора, начинает разряжаться. При этом напряжение на сетке запертой лампы, созданное разрядным током i (рис. 119), постепенно уменьшается, пока не произойдет отпирания лампы.
171
Наступает второй скачок, в результате которого лампы меняются релями: запертая лампа открывается и наоборот. Затем лампы вновь меняются ролями, и, таким образом, в мультивибраторе устанавливаются стационарные колебания, частота и амплитуда которых определяются параметрами мультивибратора и характеристиками лампы.
Найдем форму, амплитуду и частоту колебаний мультивибратора с несимметричными параметрами. Для этого рассмотрим процесс ею работы за один какой-нибудь полный цикл.
Пусть для определенности лампа Л2 оказалась запертой. В этом случае напряжение «а2 на аноде лампы возрастает до напряжения Е источника питания, и через конденсатор С2 протекает зарядный ток г2>0, повышающий напряжение на конденса-
Рис. 120.
Рис. 121.
торе до величины Е. Зарядный ток замыкается через сопротивление Rgy участка „сетка—катод" открытой лампы (рис. 120) и создает на сетке положительное напряжение, которое впрочем, быстро падает до нуля вследствие прекращения протекания зарядного тока. Действительно, так как сопротивление , участка „сетка—катод" при «^>0 весьма мало по сравнению с сопротивлением rlt шунтирующим цепь сетки, и обычно мало по сравнению с сопротивлением /?2 в анодной цепи, то постоянная времени заряда емкости С2
тС2=(/?2 + ^)С2^/?2с2.
В большинстве случаев длительность постоянной Та оказывается меньшей длительности Г2, в течение которой лампа Лх открыта, а лампа Лг заперта. Таким образом, при не очень большой величине емкости С2 можно принять, что в течение почти всего такта открытого состояния лампы Лъ и во всяком случае непосредственно перед ее запиранием, напряжение на ее сетке равно нулю. Напряжение же на конденсаторе, присоединенном к аноду запертой лампы, в рассматриваемом случае лампы Л2, перед ее отпир.нием равно напряжению анодного источника питания Е.
Пусть теперь лампа Л2 открылась, а лампа Лх заперлась. Тогда конденсатор С2 начнет разряжаться в цепи, эквивалентная 172
Схёма которой представлена на рис. 121,а. Здесь Ri2 представляет эквивалентное внутреннее сопротивление лампы Л2. С некоторым приближением можно принять, чго в течение всего времени открытого состояния лампы Л2 напряжение на ее аноде остается net-змеиным и равным «а2 —— / a2R2 = Е = const, где 1а2—сила анодного тока, соответствующего указанному значению иа2 и напряжению на сетке Mg2 = 0. Способ графического определения силы тока I из динамической характеристики лампы (6С5) иллюстрируется построением, приведенным на рис. 122. Сделанное предположение позволяет перейти к более простой эквивалентной схеме разряда конденсатора, показанной на рис. 121,6. Если учесть, что конденсатор С2 был предварительно заряжен до напряжения UC2O = E, то легко перейти к выводу, что сила разрядного тока конденсатора будет изменяться по закону /	t
С2~ и	~' П '
Разрядный ток создаст на сетке лампы напряжение
— гс2Г1 =	4z2^2e	•	(78)
Mai i-a <J) 10 7,5 5
6С5 E-ial?
О £ иа
О 50100150 200
которое и поддерживает запертое состояние лампы. Длительность рассматриваемого такта работы определяется временем 7\, в течение которого напряжение «gl на сетке лампы Л, уменьшится (по абсолютной величине) до напряжения Д 01 отпирания лампы (рис. 123). Полагая поэтому в уравнении (78) и?1=Д01 и 1 = 7\, найдем длительность
Т^Г1С2\п	(79)
Совершенно аналогично находится длительность Т2 такта работы мультивибратора, соответствующего запертому состоянию лампы Л2:
T2 = r2C.\n^L,	(79а)
^02
где /а1 — сила анодного тока лампы Л,, определяемая аналогично показанному на рис. 122.
Полная длительность периода колебаний мультивибратора —
7'п-Л + 7’2 = ^)	(796)
* п
где Еп—частота колебаний мультивибратора.
На рис. 123 представлены временные диаграммы, иллюстрирующие работу мультивибратора при г2С}^=г1С2.
173
Существенно отметить, что длительность каждого такта работы мультивибратора, а следовательно и длительность периода колебаний, определяются не процессами в цепи открытой лампы, а процессами в цепи сетки запертой лампы. Так называемое опрокидывание работы мультивибратора происходит каждый раз в момент, когда напряжение на сетке запертой лампы достигает напряжения До отпирания лампы.
В частном случае симметричной схемы мультивибратора длительность периода колебаний
Т -=2-г-С1п^-. п —
При рассмотрении процессов в мультивибраторе мы не учитывали влияния нагрузки, обычно приключаемой к аноду какой-
Рис. 123.
Рис. 124.
нибудь лампы. Это влияние может существенно отразиться на частоте и форме генерируемых колебаний. Для ослабления влияния нагрузки иногда применяется мультивибратор с электронной связью (рис. 124), использующий пентоды. Здесь экранные сетки выполняют ту же роль, какую в рассмотренном выше мультивибраторе выполняли аноды ламп. Теперь нагрузка, приключаемая к выходным клеммам, не оказывает такого влияния на работу мультивибратора, так как связь с нагрузкой осуществляется только через электронные потоки ламп. Следует также отметить, что из-за наличия паразитных емкостей крутизна генерируемых импульсов принимает конечные значения.
Мультивибраторы легко настраиваются на самые разнообразные частоты: от нескольких герц до нескольких десятков тысяч герц. Не представляет труда сконструировать мультивибратор, частота которого изменялась бы в очень широких пределах. При 174
этом иногда оказывается удобным весь'диапазон частот мультивибратора разбить на несколько поддиапазонов. Переход с одного поддиапазона на другой осуществляется переключением рабочих емкостей мультивибратора. Плавная же регулировка частоты на каждом поддиапазоне производится с помощью переменного сопротивления г в цепи сетки лампы.
Ненормальное изменение частоты колебаний мультивибратора или длительностей отдельных тактов его периода, определяющих длительность используемых импульсов напряжения, наблюдается при смене ламп мультивибратора, а главное, вследствие порчи сопротивлений гх и г2. Это следует иметь в виду при практической работе с мультивибратором.
Обычно в качестве рабочих импульсов мультивибратора используются импульсы напряжения, получающиеся на анодах ламп. Скважность генерации импульсов при несимметричной схеме мультивибратора может быть получена весьма большой, хотя и не столь высокой, какая может быть получена от блокинг-генератора.
При высокой скважности генерации амплитуда снимаемых импульсов напряжения близка к величине IaR, которая составляет (50—70%) от напряжения Е источника. При скважности генерации, равной 1, амплитуда снимаемых импульсов равна 0,5/а/?. Из изложенного вытекает, что регулировка амплитуды снимаемых импульсов осуществляется в известных пределах изменением сопротивления R в анодной цепи, а в больших пределах—путем изменения напряжения питания мультивибратора.
б)	Синхронизация и деление частоты
Отличительной особенностью мультивибратора, как и всякого релаксационного генератора, является его способность синхронизоваться под воздействием внешней периодической э. д. с., характеризуемой частотой несколько более высокой, чем собственная частота мультивибратора. Устойчивость системы по мере ее приближения к моменту опрокидывания получается малой. Поэтому даже небольшой внешний толчок способен нарушить равновесие системы и вызвать тем самым опрокидывание мультивибратора.
В качестве синхронизующего напряжения, подводимого в цепь сетки одной из ламп (рис. 125), используются либо периодически повторяющиеся импульсы, либэ даже синусоидальное напряжение. В общем, процесс синхронизации мультивибратора протекает так же, как и в случае блокинг-генератора (рис. 110).
Из изложенного вытекает, что мультивибраторы могут быть использованы также и для деления частоты. Для этой цели мультивибратор синхронизуется импульсами, периодически повторяющимися с частотой более высокой, чем собственная частота колебаний мультивибратора (рис. 126). Практически удается осуществить даже десятикратное деление частоты, однако точ-
175
ЙОСтВ и устойчивость деления частоты понижается с увеличением коэфициента деления. Чем выше коэфициент деления, тем меньшей амплитуды должны применяться синхронизующие импульсы напряжения и тем более высокие требования нужно
Рис. 126.
предъявлять к постоянству напряжения питающего источника. Следует отметить, что, вообще, остойчивость частоты колебаний мультивибратора требует стабилизации напряжения питания мультивибратора и накала его ламп.
в)	Электронное реле
Очень часто мультивибраторы работают в специфическом „за-торможенном“ режиме, при котором система вообще не в состоянии совершать колебания в отсутствии внешних синхронизующих импульсов. Применяемые для этой цели мультивибраторы получили название электронных реле (кипп-реле) или „ждущих" реле. Они служат для получения импульса вполне определенной формы амплитуды и длительности вне зависимости от формы и длительности внешних импульсов, вызывающих срабатывание электронного реле. Обычно в отсутствии внешней силы рассматриваемые устройства находятся в запертом состоянии или в состоянии устойчивого равновесия до тех пор, пока на них не подействует так называемый „спускающий" импульс. Тогда электронное реле совершает одно колебание, после чего под воздействием предусмотренных в устройстве постоянных „затормаживающих" напряжений система возвращается в состояние равновесия, которое длится до прихода следующего „спускающего" импульса. „Спускающие" импульсы могут действовать и не периодически при том, однако, условии, что интервал времени между ними всегда больше периода колебания электронного реле.
С помощью соответственно подобранного режима почти любой релаксационный генератор может быть превращен в электронное реле. Особенно широкое применение для этой цели получили мультивибраторы.
На рис. 127 представлена схема электронного реле, отличающаяся ог рассмотренной выше схемы мультивибратора (рис. 119) наличием смещающей батареи (fg) в цепи сетки одной из ламп. 176
Кроме того, схема дополнена третьей лампой (Ля\ служащей для усиления „спускающих" импульсов ис, управляющих работой электронного реле. В цепи сетки лампы Ля также действует отрицательное смещающее напряжение Eg.
Благодаря наличию смещающих напряжений Е и Е' лампы Л, и Л3 нормально заперты. В это же время конденсатор Сг заряжен до полного напряжения Е источника питания, напряжение на сетке лампы Д «g2=0, и чеРез лампу Л2 протекает анодный ток Z„2 = /fl2 = const, создающий большое падение напряжения на сопротивление Д. Вследствие этого напряжение на конденсаторе С2, равное напряжению иа2 на аноде лампы Д, весьма мало.
Рис. 127.
Рис. 128.
Падение напряжения на сопротивление гг равно нулю. Такое состояние равновесия, обусловливаемое действием смещающего напряжения Е является устойчивым и может длиться произвольно долгое время.
Пусть под действием „спускающего" импульса wc лампа Л3 отпирается хотя бы на короткий промежуток времени. Вследствие протекания анодного тока 1аЯ через сопротивление /?ъ напряжение «а1 на аноде лампы Лх резко падает. Это вызывает разряд конденсатора С,, причем вначале конденсатор разряжается на лампу Ля. В результате разряда через сопротивление г2 нач" нет протекать разрядный ток, который вызывает появление на сетке лампы Л2 отрицательного напряжения. Лампа Д быстро запирается, напряжение на ее аноде повышается, вследствие чего через сопротивление протекает зарядный ток, повышающий напряжение на сетке лампы Лг. Это вызывает отпирание лампы Ль после чего роль лампы Л3 становится второстепенной, и при ее запирании (из-за окончания действия „спускающего" импульса) роль лампы Ля выполняет лампа Д. Описанное состояние длится до тех пор, пока конденсатор С, не разрядится. Далее следует обычный для мультивибратора процесс опрокидывания, приводящий систему в исходное состояние, при котором лампа Д заперта, а лампа Л2 открыта. Однако следующего цикла „качания", вследствие наличия смещающего напряжения 12 Я. С Ицхоки	177
Е , не произойдет до тех пор, пока под воздействием следующего „спускающего" импульса wc весь описанный процесс не
повторится.
На рис. 128 представлена схема электронного реле несколько иного вида, чем рассмотренные выше. Эта схема может быть
также рассматриваема в качестве схемы двухкаскадного усили-
теля, выход второго каскада которого соединяется со входом первого каскада. Однако в данном случае связь между каскадами осуществляется через посредство сопротивления /?к катод-
Рис. 129.
ной нагрузки. Благодаря этому напряжение с выхода второго каскада подается к входу первого каскада в противоположной фазе, исключающей возможность самовозбуждения. Именно, при отсутствии пускового импульса цепь находится в состоянии устойчивого равновесия, при котором лампа Лг заперта, а лампа Л2 открыта. Запертое состояние лампы УД обусловливается действием напряжения, вызываемого протеканием тока открытой лампы Л2 через сопротивление RK.
Приходящий на сетку лампы ЛА импульс положительной полярности (wc) отпирает лампу ЛА и вызывает
понижение напряжения ма1 на ее аноде (рис. 129). Последнее обусловливает разряд конденсатора С и появление в результате этого на сетке лампы Л2 отрицательного напряжения ug2, запирающего лампу Л2. Так как zal<zC2> то напряжение «к на сопротивлении R* становится несколько меньшим, что в свою очередь способствует отпиранию лампы Лх.
После опрокидывания схемы напряжение на сетке лампы Л2 постепенно уменьшается со скоростью, определяемой постоянной времени разряда емкости С: T^tR-j-RiJC^RC. Здесь предполагается, что внутреннее сопротивление открытой лампы Rn<R и, кроме того, что	В момент, когда напряжение щ,2 дости-
гает напряжения Е№ отпирания лампы Л2 (рис. 129), последняя отпирается, и вследствие повышения напряжения ик лампа Л, запирается. Цепь возвращается к исходному устойчивому состоянию, в котором она продолжает затем пребывать до прихода очередного „спускающего" импульса.
На рис. 130 представлена схема электронного реле, отличающаяся от предыдущей тем, что сетка лампы Л2 (сетка второго триода) присоединяется через посредство сопротивления R не к „земле", а к выводу высокого напряжения Е источника питания. С аналогичным включением мы встречались уже при рас-178
смотрений одного из вариантов схемы блокинг-генераторй (рис. 106,в). В данном случае при понижении напряжения на аноде лампы Л] конденсатор С не разряжается, а перезаряжается (рис. 131), в результате чего напряжение ug2 пересекает уровень запирания лампы (£Г,0) круче (рис. 131,6), чем в обычном случае
(рис. 131,о). Это обстоятельство определяет большую стабильность работы электронного реле, собранного по схеме р;,с. 130
Рис. 130.
Рис. 131.
Рис. 132.
в случае, когда из-за изменения напряжения питания или смены ламп произойдет изменение напряжения запирания лампы. Из рис. 131 наглядно видно, что при одинаковом изменении напряжения Eg0 на величину Д£, в случае, показанном на рис. 131,6, получается меньшая вариация длительности 1н импульса, чем в случае рис. 131,о.
На рис. 132 представлена схема электронного реле, отличающаяся наличием связей между сетками ламп через посредство сопротивлений А*с1 и Rc2. Кроме того, отрицательное смещающее напряжение Е действует здесь в цепях сеток обеих ламп. Благодаря этому цепь обладает двумя состояниями устойчивого равновесия, из которых одно соответствует запертому состоянию лампы Лъ при открытом состоянии лампы Л2, а второе— наоборот.
Пусть лампа Лг открыта, а лампа Л2 заперта. При приходе положительного „спускающего" импульса i роисходит опрокидывание схемы, в результате которого лампы меняются ролями, вслед за чем сразу же устанавливается второе состояние равновесия, отличное от первого. Только после воздействия следующего импульса система возвращается в исхснсе состояние. Таким образом, в данном случае электронное реле генерирует импульсы длительностью, равной интервалу времени между двумя „спускающими" импульсами.
12*	179
19.	ПРЕОБРАЗОВАНИЕ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ С ПОМОЩЬЮ НЕЛИНЕЙНОГО ЭЛЕМЕНТА
Почти все способы преобразования синусоидальных колебаний в периодически повторяющиеся импульсы основаны на применении нелинейного элемента того или иного типа. Существенной особенностью метода является то, что частота повторения получаемых импульсов равна частоте преобразуемых синусоидальных колебаний. Это обстоятельство предопределяет применение рассматриваемого способа получения импульсов в тех случаях, когда в распоряжении конструктора имеется синусоидальное напряжение нужной частоты, используемое как для целей питания соответствующих импульсных устройств, так и для целей синхронизации.
а.) Использование электронной лампы в качестве нелинейного элемента преобразования
Один из простейших способов преобразования синусоидальных колебаний в импульсы напряжения, имеющие форму, близкую к прямоугольной, основан на явлении отсечки анодного тока электронной лампы, работающей в надлежащим образом подоб-
Рис. 133.
ранном режиме. Этот способ хорошо известен из теории ламповых генераторов. Путем соответствующего подбора анодного напряжения лампы Е, смещающего напряжения Е и амплитуды преобразуемого синусоидального напряжения Umg можно получить импульсы анодного тока с достаточно большим углом верхней и нижней отсечки (рис. 133). Такие импульсы могут иметь форму, приближающуюся к прямоугольной.
На практике обычно применяется два каскада преобразования (рис. 134,а). В первом каскаде благодаря действию сеточного ограничения и нижней отсечки получаются импульсы тока с закругленной вершиной и плоским „ прямоугольным“ основанием, 180
а импульсы напряжения (на аноде первой лампы), наоборот, с плоской вершиной и закругленным основанием. На выходе второго каскада благодаря действию’ отсечки нижний закруглен-
а
б
Рис. 131.
ный конец становится прямоугольным, а верхняя прямоугольная вершина из-за линейного усиления сохраняет свою остроту.
Другой вариант подобного устройства представлен на рис. 134,6. Здесь первый каскад усилителя заменяется диодом.
б) Применение глубоко насыщенных трансформаторов (пик-трансформаторы)
Этот способ широко поименялся в импульсных установках для измерения высоты ионосферы. Схема устройства весьма проста (рис. 135). В качестве нелинейного элемента преобразователя здесь используется трансформатор с железным сердечником, работающий в режиме глубокого насыщения. Такой режим работы трансформатора достигается соответствующим подбором сечения магнитной системы и ампервитков первичной обмотки. Что же касается размагничивающего действия нагрузочного тока, то им в большинстве случаев можно пренебречь вследствие большой величины сопротивления нагрузки (работа трансформатора в режиме, близком к холостому ходу).
При воздействии на первичную обмотку трансформатора синусоидально-изменяющегося тока i{ (рис.135) магнитный поток изме-181
насыщения
Рис. 135.
няется по закону, близкому к трепецоидальному, так как предполагается, что~при~<— Js < /т1 инчукц' я В в сердечнике достигнет ~ во вторичной обмотке будут индуктироваться кратковременные импульсы напряжения попеременно чередующейся полярности. Длительность импульсов /я может быть в несколько десятков и даже сотен раз короче длительности периода синусоидального тока iu питающего трансформатор.
В качестве материала для изготовления сердечника применяются специальные магнитные сплавы типа молибденового пермалоя, характеризуемые малой величиной напряженности Hs насыщения, порядка нескольких десятых долей эрстеда. Для предотвращения влияния вихревых токов сердечник изготовляется из листов (ленты) весьма малой толщины (3 <0,1 мм). Наличие воздушного зазора в магнитопроводе является крайне нежелательным. Ввиду этого сердечник набирается из штампованных колец или же навивается из длинной тонкой ленты.
Анализ работы пик-трансформатора приводит к следующей зависимости длительности импульса /и от параметров цепи

(80)
где Bs— индукция насыщения (в гауссах), Hs — напряженность насыщения магнитного поля (в эрстедах),
—сечение сердечника (в кв. сантиметрах),
—длина магнитопровода (в сантиметрах), fn— частота (в герцах),
— мощность, подводимая к трансформатору (в ваттах).
Пусть в качестве материала сердечника используется молибденовый пермалой, характеризуемый величинами: Hs = 0,2 эрстед и Bs ^6500 гс. Пусть Р—100 вт, Fn = 400 гц, 5ж = 0,1 см? и < = 5 см. Тогда
у -1/ 10.6500-0,2-0,1-5	п 1п_й
*и — у —2-Ю-400-100----8 = 9-10 6 сек = 10 мксек.
Для получения более короткой длительности импульса при заданной частоте и прочих параметрах потребовалось бы подвести J83
большую мощность к преобразователю. Так, для получения г!и = 5 мксек необходимо иметь Р = 4 -100 = 403 вт.
Произведенный расчет показывает, что использование пик-трансформаторов для получения коротких импульсов, короче 10 мксек, является практически возможным лишь тогда, когда источник синусоидального напряжения способен развить значительную мощность.
Раздел IV
ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КОЛЕБАНИЙ
20.	ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ (ОБЩИЕ ПОНЯТИЯ)
Как известно, для возможности практического использования импульсного метода радиообнаружения (в радиолокационных установках) необходимо излучать радиоволны в виде кратковременных импульсов электромагнитной энергии весьма большой мощности, периодически повторяющихся с высокой скважностью порядка Q — 1 000 (рис. 136). Скелетная схема передающего устрой
Рис. 136.
Рис. 137.
ства импульсной радиолокационной установки представлена на рис. 137.
Генерация колебаний высокой частоты осуществляется с помощью известных в высокочастотной технике генераторных устройств, работающих в нужном диапазоне частот. Наибольшее распространение получили установки метровых волн (применяемые, в основном, в наземных радиолокационных станциях), дециметровых и сантиметровых волн. Значительные успехи, достигнутые в конструировании мощных магнетрон ых генераторов, определили почти исключительное применение таковых генераторов для работы в диапазоне сантиметровых волн. В дециметровом же и метровом диапазонах обычно применяются ламповые генераторы, работающие на принципе обратной связи.
184
С точки зрения принципа генерации собственно высокочастотных колебаний работа генератора при импульсном режиме мало отличается от того, что происходит в режиме непрерывной генерации. Однако, так как тепловой режим генераторного устройства в значительной степени определяется не импульсной, а средней за период мощностью генерации, пред-ст1вляется возможность, извлечения из данного генераторного устройства при импульсном режиме его работы значительно большей мощности генерированных колебаний, чем это возможно при работе в режиме незатухающих колебаний. Именно это обстоятельство и обусловило практическую возможность получения огромных мощностей излученных колебаний от генераторных устройств сравнительно малых габаритов, что в свою очередь определило возможность создания мощных самолетных импульсных установок. ’
Необходимость излучения больших мощностей при импульсном режиме работы вытекает из требования получения достаточной дальности действия радиолокационных установок. Известно, что дальность действия (гтал.) радиолокационной станции связана с необходимой импульсной мощностью (Рк ) зависимостью вида: Ри = k (гта^. Как видно, увеличение дальности действия в два раза требует повышения импульсной мощности в 24 = 16 раз. Вследствие этого для получения нужной дальности действия радиолокационной станции оказывается необходимым генерировать импульсы высокочастотных колебаний огромной пиковой мощности порядка десятков, сотен и даже тысяч киловатт. Получение таких мощностей с помощью генераторов, работающих в импульсном режиме, является реально возможным.
Получаемые при импульсном генерировании колебания (рис. 136) можно рассматривать как частный случай высокочастотных колебаний, определенным образом модулированных по амплитуде. Амплитуда колебаний сначала быстро нарастает до некоторого максимального значения, затем в течение времени /и , равного длительности импульса, поддерживается по возможности постоянной, после чего амплитуда колебаний быстро падает до нуля. В течение же интервала времени Тп — /и между импульсами колебания отсутствуют, т. е. их амплитуда равна нулю. По истечении периода весь процесс повторяется.
Из изложенного вытекает, что получаемые при импульсном режиме работы сигналы в некотором роде напоминают телеграфные сигналы. Однако, в огличие от последних импульсные сигналы обычно (хотя и не всегда) характеризуются неизменной длительностью и строгой периодичностью повторения. Управление колебаниями высокой частоты лампового генератора при импульсной модуляции, подобно тому, что имеет место при телеграфной манипуляции, осуществляется путем:
а)	манипуляции в анодной цепи лампового генератора;
б)	манипуляции в цепи сетки генератора;
185
в)	комбинированной манипуляции (в цепи сетки и цепи анода).
В соответствии с этим различают анодную, сеточную и комбинированную модуляцию высокочастотных колебаний, генерируемых при импульсном режиме работы. Очевидно, что применительно к магнетронным генераторам возможна только анодная модуляция. ,
Управление колебаниями генератора высокой частоты обычно осуществляется с помощью специального устройства—импульсного модулятора (рис. 137), управляемого, в свою очередь, пусковыми импульсами от особого генератора, задающему частоту Fn повторения импульсов. Впрочем, не исключена возможность и автономного управления колебаниями высокой частоты.
Рис. 138.
своеобразная
21.	ПРЕРЫВИСТАЯ ГЕНЕРАЦИЯ КОЛЕБАНИЙ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ (АВТОМОДУЛЯЦИЯ)
Характер колебаний, получаемых при импульсном режиме, позволяет полагать импульсный генератор как бы работающим в режиме прерывистой генерации. Мы имеем здесь дело с прерывистым возбуждением колебаний высокой частоты.
Прерывистое возбуждение колебаний высокой частоты может быть реально осуществлено с помощью самовозбуждающегося генератора, работающего вТспецифическом режиме. Генератор собирается по обычной для диапазона у. к. в.
[ i	двухтактной схеме (рис. 138) с настраи-
 уг ваемыми короткозамкнутыми отрезка-5 у ми линий в анодной и сеточной цепях. <	В цепь сетки включен гридлик, создаю-
I щий переменное смещение («c—£^<0) “g	в цепи сетки. При соответствующем
с с “ подборе параметров гридлика возни-Рис. 139. кает прерывистое возбуждение колебаний генератора, т. е. имеет место автомодуляция генерируемых колебаний. Тео
рия работы таких генераторов была разработана Б. А. Введенским. Сущность процесса автомодуляции заключается в следующем. Пусть (рис. 139) i = f(Eg)~— характеристика анодного тока генераторных ламп, где Eg— напряжение смещения, определяющее положение рабочей точки ламп. Пусть характеристика лампы такова, что она обусловливает возможность жесткого режима самовозбуждения генератора. Отличительной особенностью такого режима, как известно, является то, что возбуждение колебаний и их срыв происходят при различных значениях крутизны' характеристики лампы. Пусть при Eg~E3 крутизна характеристики S, при заданном коэфициенте обратной связи обеспечивает воз-186
можность самовозбуждения генератора, а при Eg = Ес, вследствие уменьшения крутизны до значения Sc, происходит срыв генерации. Пусть вначале напряжение на емкости С ис=Ев, и самовозбуждение генератора осуществилось (рис. 140). Амплитуда высокочастотных колебаний напряжения на сетке быстро возрастает. При ug > 0 в цепи сетки протекает сеточный ток i , имеющий вид повторяющихся с высокой частотой импульсов, подобных заштрихованным на рис. 140. Вследствие большой величины сопротивления R (постоянная времени RC велика по сравнению с длительностью /и возбужденного состояния генератора) сеточ-
Рис. 140.
ный ток протекает почти исключительно через емкость С грид-лика. Каждый импульс сеточного тока вызывает возрастание (по абсолютной величине) напряжения uc — Eg на емкости С (рис. 140), в результате чего рабочая точка генераторных ламп постепенно смещается вниз (на рис. 139 влево). В некоторый момент времени, когда смещение на сетке достигнет значения Ес, произойдет срыв колебаний генератора. Повторное возбуждение генератора сможет осуществиться только после разряда конденсатора гридлика (на сопротивление R) до величины ис=Ев. Очевидно, что длительность /и генерации высокочастотных колебаний определяется величиной емкости С и величиной сеточных токов ламп, а длительность интервала времени между импульсами определяется, в основном, постоянной времени RC. Точнее, учитывая, что в интервале времени между импульсами напряжение смещения изменяется по закону
Eg — uc=Ec-e~tlRC, найдем (при t = Тп — tK ~ Тп , Eg — EB) T^RC-ln(EJEJ,
Скважность генерации имеет величину порядка RIRgt где 4	-ето*— эквивалентное сопротивление участка сетка—
g 1 lgmax
катод генераторных дамп.
187
Рассмотренный способ автономного управления колебаниями высокой частоты обладает рядом недостатков, важнейшими из которых являются следующие:
а)	большая зависимость длительности импульсов от характеристики сеточного тока ламп, которая не является стабильной для различных образцов ламп данного типа;
б)	длительность и частота повторения импульсов существенно зависят от сопротивления нагрузки, влияющего на условие самовозбуждения генератора;
в)	форма получаемых импульсов весьма несовершенна: амплитуда высокочастотных колебаний, заполняющих импульс, не постоянна, а срез импульса оказывается весьма „размытым11.
В силу отмеченных недостатков автомодуляция колебаний при импульсном режиме работы используется сравнительно редко. Автомодуляция находит иногда применение в установках небольшой мощности, порядка нескольких киловатт, не требующих высокой стабильности работы. Для таких установок исключительная простота генераторного устройства с автомодуляцией является важнейшим фактором. В некоторых установках явление автомоду* ляции имеет вспомогательное значение и служит для более быстрого срыва колебаний высокой частоты после прекращения действия модулирующего импульса, управляющего, главным образом, колебаниями высокой частоты.
22.	АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
При анодной модуляции высокочастотных колебаний анодное
напряжение подводится к генератору у. к. в. лишь в течение короткого промежутка времени /й за каждый период Тп модуля-
Рис. 141.
ции. С принципиальной точки зрения устройство анодной модуляции состоит из источника модулирующих импульсов и коммутирующего прибора,' например, синхронного вращающегося коммутатора К (рис. 141), с помощью которого модулирующий импульс подводится к генератору у. к. в. только на короткий промежуток времени генерации импульса. В течение же дли
тельного интервала времени между импульсами генератор у. к. в. свободен возсе от высокого напряжения. Это обстоятельство является весьма благоприятным для генератора у. к. в. и облегчает условия работы изоляции генератора, так как при импульсном воздействии напряжения элект-
рическая прочность изоляции повышается.
Не только анод генератора, но и его управляющая сетка в течение интервала времени между импульсами свободны от высоких напряжений, что позволяет, во-первых, прикладывать к аноду высокие анодные напряжения, в десятки раз превышающие
188
йохМинальйые рабочие напряжения, и, во-вторых, позволяет использовать высокоэкономичные оксидированные катоды в генераторных устройствах, эффективность применения которых в импульсном режиме особенно велика. Эмиссионный ток таких катодов практически неограничен, и при воздействии в течение короткого промежутка времени высоких анодных напряжений представляется возможность получать ог генераторных устройств огромные токи 1а, достигающие десятков и даже сотен ампер. В итоге мощность генерируемых импульсов, пропорциональная произведению EJa, достигает очень больших величин, в сотни раз превышающих номинальные значения, соответствующие режиму непрерывной генерации.
Изложенные обстоятельства определили почти исключительное распространение анодной модуляции при импульсном режиме. Для магнетронных же генераторов, находящих все более широкое применение, рассматриваемый способ модуляции является, вообще, единственно возможным принципиально.
Основной и, пожалуй, единственный недостаток анодной модуляции связан с тяжелыми условиями работы коммутирующего прибора модуляторного устройства, который должен коммутировать большие подводимые к генератору мощности. Однако, в связи с успехами, достигнутыми в разработке мощных коммутирующих приборов, отмеченный недостаток в большинстве практических случаев не служит препятствием к применению анодной модуляции.
23.	СЕТОЧНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Рис. 142.
Импульсный режим работы генератора высокочастотных колебаний может быть также осуществлен путем манипуляции напряжения на сетке генераторной лампы. Соответствующая принципиальная схема представлена на рис. 142. Зтесь аноды ламп все время приключены к источнику анодного напряжения Е. Однако, в течение интервала времени между импульсами генераторные лампы заперты смещающим напряжением Е„ достаточной величины. Напряжение Е создается либо помощью автономного источника, либо помощью гридлика, заряжаемого сеточными токами, протекающими вэ время генерации импульсов. Генерирование импульсов происходит в течение короткого промежутка времени, когда на сетки ламп подается модулирующий им
пульс, сдвигающий рабочую точку генераторных ламп и отпирающий их.
Мощность модулирующих импульсов при сеточной модуляции сравнительно невелика и составляет всего около 10% от мощ-
189
йбсти генерируемых высокочастотных иМпульСбв. Йменнб поэтому первоначально считалось более целесообразным применение не анодной, а сеточной модуляции. Однако, в настоящее время такая точка зрения считается неправильной. Сеточная модуляция применяется сейчас весьма редко и только в установках малой мощности. Дело в том, что генераторные лампы большой мощности работают при весьма высоком анодном напряжении порядка 10 кв и выше. При сеточной модуляции аноды генераторных ламп все время находятся под воздействием высокого напряжения, что само по себе не является благоприятным по изложенным в предыдущем параграфе причинам. Кроме того, наличие постоянно действующего высокого анодного напряжения требует сравнительно высокого напряжения для достаточно полного запирания генераторных ламп; при неполном запирании даже сравнительно слабый ток, протекающий в течение всего интервала времени между импульсами, может создать среднее значение тока и мощности, рассеиваемой на анодах ламп, сравнимое и даже превышающее среднее значение (за период), обусловливаемое действием рабочих импульсов. Такое положение будет уже иметь место, если при скважности генерации Q = 1 000 ток лампы в паузах между импульсами составит хотя бы 0,1% от импульсного тока. Действительно, пусть, например, генераторная лампа дециметрового диапазона (N7-99) при анодном напряжении Еа = = 6 000 в дает рабочий ток в импульсе 1а = 30 а. Пусть при к. п. д. ц=0,4 колебательная мощность в импульсе
Ри =^^ — 0,4 -33 -6 000 = 72 000 вт.
Полагая скважность генерации Q = 1 000, имеем среднюю рассеиваемую на аноде мощность
Ра =. 0,001 -0,6-30-6000 = 108 вт.
Пусть теперь в паузах между импульсами вследствие неполного запирания генераторной лампы протекает ток Га = 0,001 1а = 30 ма. Тогда обусловливаемая этим током мощность энергии, рассеиваемой на аноде, —
Ра = 30-10-3-6000 = 180 вт^\,ЬРа.
Второй недостаток сеточной модуляции связан с тем, что сетка генераторной лампы в интервале времени между импульсами находится при весьма высоком отрицательном потенциале по по отношению к катоду. Благодаря этому она начинает эмитировать на катод. Этому способствуют два обстоятельства; во-первых, очень высокая рабочая температура сеток генераторных ламп, работающих при импульсной модуляции в форсированном режиме; во-вторых, благодаря наличию оксидированного катода, которым снабжаются обычно большинство работающих в импульсном режиме ламп, имеет место загрязнение оксидом сеток ламп, что 190
Способствует возрастанию термотока Сеток. В результате среднее значение термотока сетки может даже превышать среднее значение (за период) нагрузочного тока.
Кроме того, весьма существенным является также и то, что при наличии постоянно действующего высокого анодного, напряжения затрудняется быстрое запирание генераторных ламп, что приводит к „затягиванию" среза генерируемых импульсов. Для устранения этого существенного недостатка иногда путем подбора соответствующего режима работы ис пользуйся запирающее действие сеточных токов (подобно тому, что происходит при автомодуляции).
В некоторых случаях применяется сеточная модуляция при наличии развязывающей цепи в анодном контуре. Соот-
Рис. 143.
Рис. 144.
ветствующая схема представлена на рис. 143. Здесь аноды ламп находятся под воздействием анодного напряжения Еа , равного зарядному напряжению на конденсаторе Со, достигающему своего наибольшего значения Еат в момент, близкий к моменту воздействия на сетку модулирующего импульса. За время генерации импульса конденсатор Са разряжается, и аноды генераторных ламп оказывают.я сразу же после прекращения импульса под напряжением Еа , значительно меньшим напряжения Еат . В течение интервала времени между импульсами напряжение на конденсаторе Са вновь повышается до величины Еат за счет зарядного тока первичного источника питания. Постоянная времени цепи развязки выбирается, обычно, из условия Та ^i3RoCa, обеспечивающего зарядку конденсатора Са до напряжения, близкого к к амплитуде синусоидального напряжения питающего источника.
Приведенная на рис. 143 схема может быть рассматриваема как схема комбинированной анодно-сеточной модуляции. Наличие цепи развязки в питании анодов ламп улучшает форму генерируемых импульсов и стабилизует работу всей установки, предохраняя ее от генерирования при воздействии на цепь сетки случайных паразитных импульсов. По этим причинам применение цепи развязки является весьма желательным и в устройствах, использующих авто модуляцию колебаний высокой частоты. Соот-191
ветствующая этому схема, обычно применяемая на практике, предС1авлена на рис. 144. Эта схема отличается от рассмотренной выше (рис. 138) также и тем, что сопротивление сеточной цепи (/? ) приключается не к катоду, а к зажиму высокого напряжения, питающего генератор. При такой схеме включения в интервале времени между импульсами конденсатор cg стремится не разрядиться, а перезарядиться. Как это было показано в § 16,. е и 18,в (рис. 131), включение сопротивления R по схеме рис. 144 повышает фиксирующую способность устройства (стабильность частоты повторения импульсов повышается).
Напомним еще раз, что приме гение сеточной модуляции для управления колебаниями магнетронного генератора является, естественно, невозможным.
192
Раздел V
ГЕНЕРАЦИЯ МОЩНЫХ МОДУЛИРУЮЩИХ ИМПУЛЬСОВ 24. ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К МОДУЛИРУЮЩИМ ИМПУЛЬСАМ напряжения
Здесь и в дальнейшем мы, в основном, будем иметь в виду анодную модуляцию генераторов высокочастотных колебаний, работающих в импульсном режиме. Как это отмечалось, такой способ модуляции имеет в настоящее время почти исключительное применение.
Требования, предъявляемые к форме модулирующих импульсов, существенно зависят от типа генераторного устройства. В современных радиолокационных установках, работающих в диапазоне сантиметровых волн, практически исключительное распространение получили магнетронные генераторы. В дециметровом и мет-р вом диапазонах основное использование находят ламповые генераторы.
Модулирующие импульсы, применяемые для импульсной модуляции магнетронных генераторов, должны обладать отрицательной полярностью, так как из условий охлаждения, безопасности эксплоатации и удобства отвода высокочастотной энергии с помощью коаксиальных кабелей или в >лноводов, катоды магнетронных генераторов находятся под высоким отрицательным потенциалом по отношению к корпусу, который, обычно, „заземлен”.
Крутизна фронта модулирующих импульсов, вообще говоря, желательна достаточно высокая, но не чрезмерно. Экспериментально установлено, что устойчивое возбуждение нужного вида колебаний в магнетронн >м генераторе на заданной частоте требует, чтобы длительность /ф фронта модулирующего импульса не была короче длительности установления высокочастотных колебаний в магнетроне при импульсном возбуждении его. Длительность /в установления высокочастотных колебаний (частотой /) в магнетроне может быть приблизительно оценена из соотношения tB — 100 Т. Такая оценка вытекает из экспериментально наблюденного факта установления колебаний в течение приблизи-13 Я. С. Ицхоки	193
тельно 100 периодов высокочастотных колебаний. Легко видеть, что даже в области наиболее длинных волн сантиметрового диапазона (X = 10 см; f= 3-109 длительность установления колебаний составляет всего около 0,03 мксек; при X = 3 см, tB = = 0,01 мксек. Таким образом, требования к фронту модулирующего импульса могут быть выражены соотношением:
,	,	100	\(см)
/ф > /в - -j- сек = МКСеК.	(81)
В большинстве практических случаев длительность фронта модулирующего импульса оказывается большей длительности tB.
Обычно (см. формулу 3) длительность /ф =(0,1-н0,2)/и, где ?‘и— — длительность модулирующего импульса (рис. 6). При этом вследствие особенностей характеристики магнетрона (рис. 145) длительность фронта /ф__ импульса высокочастотных колебаний оказывается значительно меньшей длительности /ф фронта моду-
лирующего импульса. Такое положение объясняется тем, что колебания в магнетронном генераторе возбуждаются в момент, когда напряжение модулирующего импульса достигает значения UB, равного приблизительно (70 — 80)% от номинального напряжения UH, соответствующего рабочей точке Н характеристики. По этой же причине и длительность среза высокочастотного импульса будет короче длительности среза модулирующего
Рис. 145.
импульса.
Таким образом, особенность характеристики магнетронного генератора облегчает возможность получения крутых импульсов. Однако, эта же особенность предъявляет серьезные требования к постоянству п л о с к о й части модулирующего импульса. Для обеспечения достаточной стабильности мощности и частоты генерируемых магнетроном колебаний необходимо, чтобы наибольшее отклонение величины импульса (на его плоской части) от амплитудного значения не превышало 5%. В некоторых случаях это требование повышается f^<0,02).
В отношении генератора , модулирующих импульсов магнетронный генератор представляет собой некоторое эквивалентное сопротивление, оцениваемое по постоянной составляющей тока магнетронного1 генератора. Исходя из характеристики рабочего 194
тока генератора (рис. 1-45), которая при некоторой идеализации может быть заменена ломаной ОВН, эквивалентная схема магнетронного генератора представляется в виде, показанном на рис. 146. При и<и* сопротивление генератора /?н = A?H1=tg р очень велико (порядка десятков тысяч ом), чему соответствует замкнутое положение ключа и разомкнутое положение ключа К2 на эквивалентной схеме. При и > UB сопротивление генератора резко понижается, причем в соответствии с характеристикой
и — U3
’ где ^2 = ^7-
24 н2 ’
Участку ВН характеристики соответствует вторая ветвь эквивалентной схемы, в которую включена э. д. с. е — дейст-
вующая навстречу модулирующему напряжению. В то следует считать ключ разомкнутым, а ключ Л'2 замкнутым. Во всех приведенных рассуждениях, равно как и на характеристике магнетрона (рис. 145), подразумевались абсолютные значения токов и напряжений (полярность импульса не .-учитывалась, но ее следует считать отрицательной).
время
же
1“
М
Риг. 147.
Обычно сопротивление /?н2 Риг. 146.
значительно меньше сопротив-
ления /?н1 =< 20 7?н2 . По этой причине, допуская небольшую погрешность, можно исходить из более идеализированной характеристики магнетрона и соответственно более упрощенной эквивалентной схемы (рис. 147). Дальнейшее упрощение эквивалентной схемы генератора связано с апроксимацией характеристики генератора прямой ОН (показанной на рис. 145 пунктиром). Тогда эквивалентное сопротивление магнетрона
/?9 =	= const.
1 н
(82)
При технических расчетах очень часто исходят из последней формулы; как показывает опыт, получающаяся при указанной апроксимации погрешность является вполне допустимой для целей технических расчетов. Однако, при испытании генератора модулирующих импульсов его нагружают на эквивалент магнетронного генератора, собранного в соответствии со схемой рис. 147. Ключ К2 на эквиваленте нагрузки представляется диодом, внутреннее сопротивление которого должно учитываться сопротивлением Дн2.
При оценке сопротивления /?н по формуле (82) обычно исхо-13*	195
дят из импульсной колебательной мощности (Ри_ ) магнетронного генератора. Так как Ри = т)г IJJR, где т)г— к. п. д. генератора, то
Н Л, -Лг f2n
(82а)
К. п. д. магнетрона, в зависимости от его мощности и диапазона, лежит в пределах 0,3—0,5. Эквивалентное сопротивление нагрузки лежит в пределах 500 — 1000 ом. Для самолетных установок является характерной величина 1000 ом.
К модулирующим импульсам, применяемым для модуляции ламповых генераторов, предъявляются, обычно, следующие требования:
а)	полярность импульсов — положительная;
б)	длительность фронта = (0,10,2)/и,
в)	длительность среза /с = (0,2-н 0,4)/и.
Требования в отношении постоянства величины напряжения модулирующего импульса в данном случае предъявляются значительно менее жесткие, чем в случае магнетронного генератора. При модуляции лампового генератора форма высокочастотного импульса близка к форме модулирующего видеоимпульса. В некоторых случаях удовлетворяются формой импульса, близкой к треугольной, с фронтом несколько более крутым, чем срез. В большинстве же случаев следует отдать предпочтение трапецеидальной форме модулирующего импульса, поскольку такая форма обеспечивает высокую сосредоточенность энергии импульса во времени. Однако, поскольку работа лампового генератора не является критичной в отношении формы плоской части модулирующего импульса, допустимы значительные отклонения в величине импульса, достигающие иногда 20% и более от номинальной величины. Оценка эквивалентного сопротивления RH лампового генератора (по постоянной составляющей анодного тока 1а=1^ производится по формуле (82а) или (82), где Un— номинальное анодное напряжение генератора.
Амплитуда модулирующего импульса выбирается равной номинальному анодному напряжению генераторной лампы в. соответствии с выбранным режимом работы.
: Мощность модулирующего импульса
(83) И
В нижеследующей таблице приводятся средние ориентировочные значения импульсной мощности (Ри), напряжения (Uн) и силы тока (/н), характеризующие модулирующие импульсы и нагрузочное сопротивление генератора высокой частоты на заданную колебательную мощность
196
Таблица 1
р«-	рк	и„		
кет	кет	Кв	а	ОМ
10	24	6	4	1 500
100	225	15	15	1 000
1 000	2 000	40	50	8J0
25. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ ГЕНЕРАЦИИ МОЩНЫХ ИМПУЛЬСОВ
Из приведенной в конце предыдущего параграфа таблицы видно, что мощности модулирующих импульсов достигают огромных величин порядка десятков, сотен и даже тысяч киловатт. Получение импульсов столь большой мощности выливается в специфическую энергетическую проблему. Рассмотрим таковую, не касаясь пока других вопросов, связанных с получением импульсов нужной формы, полярности ИТ. д.
Генерация мощных импульсов осуществляется с помощью генераторов импульсов, представляющих собой, по существу, трансформаторы мощности.
Основной принцип работы	Рис. 148.
таких трансформаторов заключается в медленном запасании энергии в течение длительного интервала времени /3 между импульсами и быстрой реализации запасенной энергии за короткое время /и генерации импульса. С большой трансформацией времени > 1 связана соответствующая трансформация мощности Р^/Р^ где Рк и Рз средние мощности соответственно запасания энергии и ее реализации в импульсе. Указанный принцип позволяет обходиться с помощью первичных источников энергии сравнительно небольшой мощности Ро = Р3.
Несмотря на конструктивное различие в устройстве трансформаторов мощности различных типов скелетная схема почти любого трансформатора мощности, в соответствии с общим принципом действия, принимает вид, показанный на рис. 148. За счет первичного источника энергии сравнительно небольшой мощности Ро осуществляется запасание энергии либо в электрическом, либо в магнитном полях той или иной системы емкостей и индуктивностей, образующих накопительный элемент трансформатора мощности. Реализация запасенной энергии производится через посредство коммутирующего прибора — „клапана", открывающего „доступ" запасенной энергии к нагрузке. Очевидно, что комму-197
тирующий орган системы представляет собой нелинейный элемент того или иного вида. Управление работой коммутирующего прибора производится, обычно, с помощью специального генератора пусковых импульсов. Представленная на рис. 148 скелетная схема может быть рассматриваема в качестве схемы одного из нескольких каскадов трансформатора мощности, действующих последовательно.
В зависимости от вида накопителя энергии трансформаторы мощности подразделяются на две основные группы:
а)	трансформаторы мощности с емкостным накопителем энергии;
б)	трансформаторы мощности с индуктивным накопителем энергии.
С принципиальной точки зрения можно себе представить также и трансформатор мощности, в котором энергия накапливается одновременно и в магнитном и в электрическом полях.
Рассмотрим энергетические соотношения трансформации мощности с помощью емкостного накопителя и индуктивного накопителя в отдельности.
а) Трансформаторы мощности с емкостным накопителем энергии
Принципиальная схема трансформатора мощности рассматриваемого типа приведена на рис. 149. Интересно отметить, что подобного рода установка была использована Ленинградским отделением НИИС’а при первых опытах в СССР (1932 г.) по измерению
Рис. 149.
импульсным методом высоты ионизированных слоев, произведенных под руководством М. А. Бонч-Бруевича.
Работа устройства протекает следующим образом: в течение интервала времени Тн = Тп — tK = Tn между импульсами конденсатор емкостью Сз заряжается до напряжения 4Cmav~Ucr Благодаря
наличию коммутирующего органа (К) конденсатор получает воз-
можность периодически разряжаться на нагрузочное сопротивление (генератор у. к. в.), отдавая ему всю или часть запасенной энергии. Длительность /и разряда конденсатора определяется либо постоянной времени разрядной цепи (R„C3\ или продолжительностью замыкания контакта М. В качестве коммутирующего органа используется или электронная лампа (жесткий разрядный прибор), либо разрядник (мягкий разрядный прибор) того или иного типа. Не останавливаясь пока на специфических особенностях коммутирующих приборов, будем полагать такой прибор идеальным, т. е. безинерционно замыкающим или размыкающим соответствующий контакт в точно заданный момент времени. Условно коммутирующий прибор будем изображать в виде меха
198
нически вращающегося разрядника, синхронизируемого специальным устройством.
Ради общности будем полагать, что за время замкнутого состояния разрядной цепи конденсатор отдает некоторую часть запасенной энергии, разряжаясь при этом от напряжения иСтах= = Ua до напряжения u.Cmln = Ucv В частном случае UQ может быть равно нулю. За время же интервала времени между импульсами напряжение на конденсаторе восстанавливается по закону
_//т
«с = ^С2 + (^-ад(1-е ,3).
где T3 — RJ23—постоянная времени зарядной цепи. При / = —Ти = Тп напряжение на конденсаторе достигает значения
—т /т
+	)	(84)
Представляет практический интерес произвести оценку коэфи-циента полезного действия трансформатора мощности, понимая под этим величину
з	л   / г т 2	, .2 \
= ~А	ГДе	-2^^С1-^С2)
3 ‘ р
часть запасаемой энергии, передаваемой нагрузке, а — энергия потерь, рассеиваемая в зарядном сопротивлении
Лр = J ER3dt =	е~^dt = 1С3(£-UC2'?(\~е~
о	о
Подставляя в последнее выражение значение Е из формулы (84) и обозначая через
после простых преобразований получим:
— Аз — 1 (* + D (1 — g ~п)	(85)
ЛзТЛр 2 k-e~'n
При k-> 1, т(з = 1 независимо от величины 'п; при А>1, т; изменяется от минимального значения -q3= О (при тп = 0) до некоторого максимального Значения (при 'п—*°о)- При А = °°, каковой случай соответствует полному разряду накопительной емкости за время /и генерации импульса, к. п. д принципиально не может быть больше 0,5.
Зависимость к. п. д. от выбранного режима работы (k и Tn) иллюстрируется кривыми, представленными на рис. 150.
199
В практике эксплоатации трансформаторов мощности с емкостным накопителем используются, в основном, два крайних режима работы:
1. Режим полного разряда емкости за время /и генерации
1/1	-	’п ,
импульса;
2. Режим чр с ти ч н о-г о разряда накопительной емкости.
Рассмотрим каждый из этих двух режимов в отдельности.
В режиме полного разряда £7С2=0 и k~
Ua
~ 77— — Как это вид-иС1
но из нижней кривой семейства, представленного на рис. 150, в "рассматриваемом случае к. п. д. трансформации особенно Существенно зависит от соотношения тп = Тп/Т3. Именно, при k —> со из формулы (85) вытекает, что:
(85а)
При малом значении сп<0,5 из разложения последнего выражения в ряд (е П=1—тпполучим:	Напротив,
при ^п>3 к. п. д. практически перестает зависеть от 'п, приближаясь к максимально возможному значению ("Л3)таг — 0,5.
Таким образом, энергетически целесообразно применять режим работы, при котором длительность паузы между импульсами велика по сравнению с длительностью постоянной времени зарядной цепи. Достаточно близкий к оптимальному режим работы получается при
— т? 5-3, когда "п3>48%.	(856)
* я
К сожалению, особенности работы многих коммутирующих приборов, как это будет показано, требуют для нормальной своей работы большой величины постоянной времени зарядной цепи, настолько, что во многих практических случаях соотношение 200
(856) не удается выполнить. В крайнем случае, можно читься
тогда 4,3=43%
1 3
Но уже при
тп = TJ?3< 1, когда 4, < 30 %
ограни-
(85в)
использование трансформатора мощности будет настолько плохим в энергетическом отношении (около двух третей энергии теряется), что такой режим работы не может быть рекомендован.
Следует отметить, что при низком значении параметра тп необходимо также располагать источником питания, напряжение которого доказывается значительно большим максимального зарядного напряжения UC} на конденсаторе. Действительно, из формулы (84), в которой следует принять /7С2=о, вытекает, что
Cci
(85г)
Следовательно, при ~п<2, Д> 1,15 UC1, а при "п < 1 уже Д> \,6UC1, что невыгодно в конструктивном отношении.
Во втором режиме работы (режиме частичного разряда), получившем особенно широкое распространение в последнее время, используется частичный разряд накопительной емкости. При этом в качестве коммутирующего органа применяется разрядный прибор жесткого типа (электронная лампа). В большинстве практических случаев требование получения достаточно хорошей формы импульса обязывает выбрать такой режим работы, при котором 67С2>0,95ДС1 и, следовательно, k 1,05 — 1 -|-ДА. Формула (85) в этом случае принимает вид:
1 ^ = -2 •
2 4-ДА-	1
txk	1 । ДА
1 — е	1 — е
(86)
Как видно, при ДА < 0,05, даже при тп —1, г1з > 95 %; при "п 3=2 3= 97 %. Еще меньшее влияние относительной длительности тп на к. п. д. получается при ДА=0,02. Лишь при тп<1 начинает сказываться влияние тп.
Существенно также и то, что с уменьшением длительности тп напряжение Е источника, необходимое для получения заданного максимального напряжения U&, возрастает в незначительной степени. Действительно, из формулы (84) следует, что

А —е Гп
k (1 — е Т")
1
1 4-ДА
ДА
1-е п
(86а)
201
Из полученной формулы видно, что при 1,05 (Д£«20,5) и даже тп = 1 напряжение Е источника должно менее, чем на 3% превышать максимальное зарядное напряжение Uc, конденсатора.
Из изложенного вытекает, что работа в режиме частичного разряда накопительной емкости является значительно более экономичной в энергетическом отношении, чем в первом режиме. К сожалению, применение второго режима работы практически не всегда является возможным в конструктивном отношении. В случаях работы с импульсами особенно большой мощности, порядка 1 000 кет и выше, из-за отсутствия коммутирующего прибора (электронной лампы), рассчитанного на большую
мощность, приходится использовать первый режим работы, характеризуемый низким к. п. д. Такое положение является тем более досадным, что именно в случае эксплоатации трансформаторов большой мощи, сти получение высокого к. п. д. является особенно желательным и важным.
~~1 Генераг чк а и
Рис. 151.
Неудачный в энергетическом отношении режим полного разряда накопительной емкости может быть радикально улучшен ценой некоторого конструктивного усложнения зарядного устройства. Именно, следует отказаться от зарядки конденсатора через активное сопротивление 7?3, а производить таковую зарядку через дроссель (рис. 151), обладающий достаточно большой индуктивностью L3 (порядка нескольких десятков генри) и возможно меньшей величиной активного сопротивления R3, учитывающего омическое сопротивление обмотки и потери в сердечнике дросселя. Применение сердечника является практически необходимым для возможности получения нужной величины индуктивности L3.
Как это было показано в § 3 [см. формулу (9а)], в случае, если коэфициент затухания а =	- зарядного контура значительно
меньше собственной частоты	этого контура (или, что
__	I L3C3
/ L3
то же, /?3«. |/ ^- = рз), то напряжение на конденсаторе нарастает
по колебательному закону (рис. 18):
- a3z ис=Е(\—е cos <«0/).
(87)
Если подобрать индуктивность дросселя таким образом, чтобы полупериод собственных колебаний зарядного контура равнялся длительности интервала между импульсами, т. е. чтобы:
-|ЛАЛ=7-п-/и^7-и,	(88)
202
то в момент замыкания контакта (/И) коммутирующим органом (рис. 151) зарядное напряжение на конденсаторе достигнет наибольшей возможной величины:
— cl Т	~— я d о	*//
"с.„="с.= £О+<!  ") = £(!+<•	)»2^1------2у|, (89)
где d3 = R3l?3-—затухание контура.
Таким образом, при зарядке накопительного конденсатора через дроссель представляется возможность применения питающего источника, рассчитанного на напряжение почти в два раза меньшее рабочего напряжения трансформатора мощности. Важным является также и то обстоятельство, что энергия, теряемая в активном сопротивлении при зарядке, пропорциональна сопротивлению /?3 зарядной цепи и уменьшается вместе с R3 до нуля. Такого положения не существует при зарядке емкости С3 по схеме рис. 149,/де независимо от величины сопротивления/? энергия, теряемая в этом сопротивлении, в точности равна энергии, sanacaeiMofi в конденсаторе (предварительно полностью разряженном). Действительно, при зарядке по схеме рис. 149
Г , СЕ2 — 2/,7'з , Е2Т3 Е2С
А “ J тел=*	и=-Д- =	=А.
О	о
При зарядке же по схеме рис. 151
/з'=Т~е Уз<з1п<оо/.	(90)
‘ 3
Если даже считать, что сила зарядного тока изменяется по закону незатухающих колебаний, т. е. i = — sin %/, откуда эффективное Рз
. Е
значение тока /3= у— ,—, то потери в активном сопротивлении
Л < Т2	Ч-
Действительные потери энергии будут несколько меньшими (из-за затухания тока).
Запасенная энергия в конденсаторе, согласно формуле (89):
1	о	(	T-d о \ ~
А = Чз^о^2^С'к1-----^-)-
Отсюда к. п. д. зарядной цепи
(91)
203
оказывается близким к 100% (при слабом затухании зарядного контура). Так, например, если затухание контура г/3 = 0,1, то
Tj3 = 92%.
Конструктивное оформление зарядной цепи, обладающей затуханием d3 порядка 0,1, является технически вполне возможным.
Однако, практически
Рис. 152.
приходится сталкиваться со следующим существенным затруднением. Очень трудно изготовить дроссель, обладающий нужной большой индуктивностью, величина которой была бы строго выдержана в соответствии с формулой (88). В случае, если соотношение (88) не выполняется, величина зарядного напряжения UC1, соот-
ветствующая моменту коммутации, либо не достигнет определяемого формулой (89) максимального значения, либо же, пройдя максимальное значение, начнет снижаться. Это обстоятельство само по себе является нежелатель-
ным. Однако, более неприятным является тот факт, что сила зарядного тока в момент коммутации, при несогласованности собственной частоты колебаний контура, будет отлична от нуля, что может нарушить нормальную работу коммутирующего прибора. Для устранения этих явлений целесообразно включить последовательно с индуктивностью L3 диод Ля (рис. 152). При отсутст-
Рис. 153.
____
Геме par.
Укй.
1
1 7 вращение широк-но С частотой питания Сй0 =  1 -
^3 Сз
Рис. 154.
вии диода и разомкнутом положении коммутирующего прибора напряжение ис и зарядный ток i3 изменялись бы по закону, выражаемому формулами (87) и (90) (пунктирные кривые на рис. 153). При наличии диода и условии, что длительность интервала между импульсами ТП <к )//,зСз, напряжение на емкости С3 после достижения максимума сохраняется неизменным, а зарядный ток 1з равным нулю, как это показано жирными кривыми на рис. 153. При замыкании контактов коммутатора конденсатор почти мгновенно разряжается, после чего весь процесс повторяется.
Таким образом, и в режиме полного разряда накопительной емкости представляется возможность трансформации мощности при высоком, близком к 1, коэфициенте полезного действия.
В некоторых случаях оказывается целесообразным производить
204
питание накопительного конденсатора от источника синусоидального напряжения. Такой способ питания удобно применять в случаях, когда частота питающего переменного напряжения равна или кратна частоте повторения импульсов. Тогда работа коммутирующего прибора синхронизуется ряжением таким образом, что замыкание коммутатора происходит в момент достижения зарядным напряжением конденсатора своего максимума ври силе зарядного тока равной нулю. При этом параметры зарядной цепи подбираются из условия:
(а) е
(Г)
питающим нап-
EmSin(j)ot
Е
। чгл । Я
(5)
($)
I Фиксация j моментов 4- saMbt нания
I ttoMMi/roTopa
2с Рз™


(91а) где ы0 — частота питающего источника.
Процессы в зарядной цепи (рис. 154) иллюстрируются временными диаграммами, представленными на-рис. 155, для уяснения которых необходимо вспомнить закон нарастания тока и напряжения на элементах настроенного колебательного контура при пигании его от источника синусоидального напряжения.
В § 6 (см. формулу 13а) было показано, что сила тока в настроенном контуре изменяется по закону:
Рис. 155.
/ —(1—е	*3 1 ) sin о>о^,
^3
2
(92)
R3	1
где R3 — сопротивление потерь контура, а3 — и = у^с ' В соответствии с этим напряжение на емкости Сз изменяется по Закону:
1 ( Не— г—\ из J о

1
“О
ш0____1_
H's —
3
а3 sinwof 4- woc°s <ocr
2	2
'О ~аз
20)
Учитывая, что обычно аз и>0, после пренебрежения малыми членами, получим:
~	Z t	4	^«Рз z .	1Л\	4
Uc R~^C~ (! —е	)cos<o0^ = —$-----(1—е )cos«0£
(92а)
Из последнего выражения видно, что амплитуда зарядного напряжения нарастает по экспоненциальному закону:
(926).
В течение первых нескольких десятков периодов синусоидального напряжения пока аз^<$(1, допустимо принять:
1 — е 8 = 1— (1 — a3t) = 23t, ,	2 т. 4г.	,2 г.
откуда, полагая t=-~,	, получим ^следующие выра-
жения для последовательных амплитуд напряжения на емкости Сз;
U г . = ~Е ; Uг 9 = 2~Е ;. . .ЕЕ — к~Е .	(92в)
Cml т' Cm2	гп1 Ста	т	/
Таким образом, вначале, независимо от затухания контура, амплитуда напряжения нарастает по линейному закону, причем за каждый период амплитуда напряжения наращивается на величину ~Ет. В частности, через .один период после начала процесса величина зарядного напряжения
ис = ^Ст1 = ^с1 = т:£от	(92г)
в ~ раз превышает амплитуду напряжения питающего источника. Имея это в виду, обратимся к временным диаграммам, поясняющим процессы в зарядной цепи рис. 154.
На рис. 155,а представлен закон изменения питающего напряжения. На рис. 155,6 отмечены моменты замыкания коммутатора, в которых происходит полный разряд накопительной емкости Сз; работа устройства синхронизуется питающим напряжением таким образом, что разряд конденсатора происходит за каждый период в момент, когда питающее напряжение, проходя через нуль, падает. На рис. 155,в представлен закон изменения зарядного тока, который „совпадает по фазе" с питающим напряжением. Если бы коммутатор не замыкал цепь, то сила тока изменялась бы по закону, выраженному формулой (92) в течение всего времени существования тока. В рассматриваемом же случае ток изменяется по указанному закону в течение каждого отдельного периода. Через промежуток времени	после оче-
206
редкого замыкания контактов коммутатора, когда сила тока проходит через нуль и заряд данного знака, накопленный конденсатором, является максимальным (этот заряд пропорционален площади, заштрихованной на рис. 155,в), напряжение на тонденсаторе достигает отрицательного максимума, равного 0,5 затем за счет протекания тока в противоположном направлении напряжение на конденсаторе вначале уменьшается (по абсолютной величине), а затем опять нарастает, но уже на положительной полярности, (рис. 155,г). Через промежуток времени, равный периоду процесса, когда сила зарядного тока опять проходит через нуль, напряжение на конденсаторе достигает положительного максимума Uc\ — = кЕт. В этот момент происходит замыкание контактов коммутатора и конденсатор быстро разряжается на нагрузочное сопротивление. Так как время разряда конденсатора очень мало по сравнению с длительностью Тп периода, то срез напряжения ис на рис. 155,г представлен в виде вертикальной линии. После размыкания контактов, которое происходит почти мгновенно, процесс повторяется, причем зарядный ток начинает нарастать от нуля, что является весьма существенным для нормальной работы коммутирующего органа, представляющего собой газоразрядный прибор того или иного типа (см. §§ 28, 29).
Применение трансформатора мощности, работающего по указанной схеме, является весьма эффективным в случае, когда частота питающего напряжения совпадает с частотой повторения импульсов. Еще больший эффект (в отношении использования питающего напряжения) получился бы при частоте питания oj- - 2o>o (или о)=.Чо)о--:	с—j' В этом случае амплитуда зарядного напря-
жения достигала бы величины 2т£ш(или 3~Ет). Однако, синхронизация работы трансформатора мощности в таком режиме усложняется.
Рассмотрим теперь основные соображения, обусловливающие выбор параметров трех возможных вариантов зарядной цепи трансформатора мощности.
Вариант 1. Полный разряд накопительной емкости с активным сопротивлением в зарядной цепи
Такой вариант устройства можно рекомендовать для трансформаторов сравнительно небольшой мощности, когда вопрос экономичности установки не является существенным.
Выбор накопительной емкости Сз обычно производится из условия формирования импульса заданной длительности (см. раздел VII). Однако, приближенно, нужная величина емкости Сз может быть оценена из следующих энергетических соотношений.
Пусть Ри — средняя (за время Ти ) мощность рабочего импульса. Пусть т) — к. п. д. передачи энергии к нагрузке (к. п. д. разряда).
207
Величина rj определяется соотношением сопротивления А*н нагрузки и сопротивления коммутирующего прибора:
____	__4	] /#Р V_	/'пол Т‘₽ Rn + Rp~1 RH^\RHJ •••	( }
Тогда из условия баланса энергии имеем:
1	9 р t
\А3^^аСР\ = Р.^	С3=^г^-	<94>
Лр иС1
Величина зарядного сопротивления в большинстве случаев выбирается из условия, чтобы начальный зарядный ток конденсатора (сразу же после его разряда) не превосходил бы некоторой допускаемой величины /г , определяемой свойствами разрядного прибора, используемого в качестве коммутирующего органа (см. § 29)-Так как сразу же после окончания разряда конденсатора напряжение на нем равно нулю, то из схемы рис. 149 следует, что р
начальный зарядный тск 1^= Требуя, чтобы /0 '/ , иолу-^3
чим:
R3 >	(94а)
1 г
В случае, если изложенное соображение не является определяющим, величина сопротивления R3 выбирается из условия получения достаточно высокого к. п. д. т]3 зарядного процесса и эффективного использования величины питающего напряжения, т. е. нужная величина R3 определяется формулами (85а), (856), (85в) или (85г). Так, например, в соответствии с формулами (856) и (94):
р Лт ______ T„7)pt/cj _ Q t\pUci
<3 ЗСз — '6РИТИ — “б" ’ ~7\~ 
Вариант 2. Полный разряд накопительной емкости с индуктивностью в зарядной цепи
Выбор накопительной емкости производится из тех же соображений, что и в предыдущем случае.
Выбор зарядной индуктивности производится в соответствии с формулой (88) или (91а).
При наличии фиксирующего диода в зарядной цепи (рис. 152) целесообразно устанавливать величину L3 на (5 н- 10)% меньшей, чем это вытекает из упомянутых формул.
Следует стремиться, чтобы сопротивление диода и сопротивление обмотки дросселя имели минимальную величину, не превышающую ~0,1р3 = 0,1 1/	.
г с3
208
Так как магнитная проницаемость сердечника, определяющая величину индуктивности L3 дросселя, существенно зависит от силы намагничивающего тока /и :/з, то для стабилизации величины L3 дроссель должен быть снабжен воздушным зазором достаточной величины. Пусть —проницаемость железа на частном цикле (см. § Иг), соответствующем максимальному намагничивающему току/м=—у—[при работе по схеме (рис. 151
или 152)]. Тогда величина воздушного зазора 8з выбирается таким образом, тавляло около из условия:
что бы магнитное сопротивление сердечника соС-10% от магнитного сопротивления зазора, т. е.
Ак	Зз	Ьз	10
—гг— ззО, 1<—, откуда . -	,
(Ц^ж	6ж	'ж
(95)
где /ж— длина сердечника дросселя.
При работе по схеме рис. 154 следует в последней формуле проницаемость на частном цикле заменить нормальной проницаемостью на основной кривой намагничивания.
Вариант 3. Частичный разряд накопительной емкости
В режиме частичного разряда формирование прямоугольного импульса напряжения, обладающего плоской вершиной, осуществляется за счет использования начальной части разрядного
процесса, в течение которого напряжение накопительного конденсатора С3 снижается (рис. 156) от значения 67С1 (в момент t = 0 начала разряда) до значения UC2 (в момент t = £и). Ценой применения достаточно большой емкости С3 накопи Iельного конденсатора нетрудно добиться того, что снижение напряжения &U—UC1 — UC2 будет сколь угодно малым.
Рис. 156-
Действа гельно, заряд, теряемый конденсатором за короткое время /и замкнутого состояния* разрядной цепи, —
j = /,/и, О
где /н — среднее значение нагрузочного тока (за время /и). Допуская относительную величину снижения напряжения на конденсаторе равной	X, необходимо, чтобы
АГ/___> Л4и	__
и^— -Сзив — Rac3’
14 Я- С. Ицхоки
209
где предполагается, что вследствие малой величины SU напряжение на нагрузочном сопротивлении (7?н) остается почти неизменным: LR исл = const. Таким образом, нужная величина накопительной емкости
С/и Л1
3 "‘жг ~ ж" ~ щг -
(95а)
где Ри — средняя (за время /и) мощность рабочего импульса.
Пусть, например, Ри = 100 кет, /и=1 мксек, — t7H=16 кв\ тогда:
-	100-103.1	,
£3 — 0.02 (16-Ю3)2 ~0>02 МКф .
Применение конденсатора такой емкости является конструктивно вполне возможным.
В качестве коммутирующего органа в режиме частичного разряда применяется исключительно разрядный прибор жесткого типа (электронная лампа). Это обстоятельство обусловливает выбор определенной величины зарядного сопротивления /?3 из условия нормальной работы разрядной лампы (см. § 35), так-
как на к. п. д. запасания энергии в трансформаторе мощности рассматриваемого типа (при ^=1) величина /?з практически не
влияет (см. рис. 150). Так, если в рассмотренном выше примере принять R3 = 50 000 ом, откуда Тз = R3C3 = 1 000 мксек, то даже т
при интервале между импульсами 7^ = __?_= 333 мксек и
— Л1/7'3 = у, согласно формуле (86) к. п. д. зарядной цепи —
т - -------Ць----=-------7Г7Й— = 0,93 .
*3	14.____„ 1+ __0,02__ .
1—.е-'п	1— t-0,333
При расчете принято, что
U..a = 1 + Ыг = 1 + X = 1 4- 0,02.
иС2
Способы практического использования трансформатора мощности с емкостным накопителем освещаются в разделе VII (§§ 35, 36 и 37).
б) Трансформаторы мощности с индуктивным накопителем энергии
Принципиальная схема трансформатора мощности рассматриваемого типа приведена на рис. 157. Здесь L3 — накопительная индуктивность, К—коммутирующий орган, R3— сопротивление, 210
учитывающее внутреннее сопротивление коммутирующего органа и потери в катушке L3, Сф — емкость фильтра питающего источ-
ника. Как это будет показано, в качестве рассматриваемого устройства может быть использована только электронная лампа.
Работа трансформатора мощности протекает следующим образом:
Через посредство коммутатора К индуктивность L3 во время паузы между импульсами приключается к источнику постоянного напряжения Е. В течение
коммутирующего органа
Рис. 157.
этого времени сила тока, протекающего
через индуктивность L3, сравнительно медленно нарастает по за-
кону

(96)
где Т3 = & . Чем меньше сопротивление R3, тем Медленнее сила ^3
Е
тока достигнет установившегося значения При очень малой
величине R3 в течение времени Т3
(96а)
Практически при /<0,5 Тз погрешность применения последней формулы не превосходит 10%.
Одновременно с нарастанием силы тока z‘3 в индуктивности L3 L ?
запасается энергия -11.. После того, как эта энергия достигнет
L
нужного значения , коммутатор К разрывает питающую
цепь, в результате чего в катушке индуктируется э. д. с. eL обычно значительно большая напряжения Е источника. Запасенная энергия быстро реализуется в нагрузке, создавая на ней кратковременный импульс высокого напряжения, причем разрядный ток (ток zH нагрузки) замыкается через конденсатор Сф фильтра, не оказывающего, практически, никакого сопротивления протеканию импульсного тока.
Не касаясь пока формы и величины реализуемого в нагрузке импульса напряжения, рассмотрим лишь вопрос о коэфициенте полезного действия запасания энергии «.
Энергия, запасенная в катушке,
4=4	= I (1 -	)2 = -2- Ч ”Г(1 -	)2 .
14*
211
где X3 — ^3I^3—относительная величина длительности запасания энергии, выраженная в долях от Т3 = LJR3.
Энергия, теряемая в активном сопротивлении,
Лр = j ?3R3dt = j^( 1 — е~1!Гз )2dt = £Тз(\— у +	е^3).
о	О
Суммарная энергия
4+'+»'•).
Отсюда к. п. д. запасания энергии
-п = Л	(97)
‘ч * * * В Л3 + Лр 2 Гз-1 + е-г3	V )
является функцией только
Из формулы (97) видно, что при тз со, т. е. при весьма дли-
тельном времени запасания энергии, -q3=:0. Это легко понять,
если учесть, что практически через время энергия достигает максимально возможного
t = 3T запасаемая
1 Е2
значения -5- L,—к-, и
2 3 Rl
дальнейшее протекание тока, не увеличивая запаса энергии, создает лишь потери в активном сопротивлении R3. Напротив, при 0 к. п. д. является наибольшим.
При весьма малом тз С Тз из разложения числителя и знаменателя выражения (97) в ряд следует:
2
—г- =1“з-хз
1	3 Тз
(97а)
Последней формулой можно пользоваться при тз<0,2.
Зависимость к. п. д. от от носительной длительности тз запа-
сания энергии представлена кривой рис. 158.
В практике эксплоатации трансформаторов мощности рассматриваемого типа часто распространено неправильное представление о том, что следует добиваться такого режима работы устройства, при котором в катушке получается возможно большая величина тока /з (в „зарядной" стадии). Следуя этому принципу, длительность тз запасания энергии выбирается близкой к ЗТ3. Однако, из
212
кривой рис. 158 видно, что при этом к. п. д. запасания энергии весьма низок—около 25%. Такой режим работы является энергетически совершенно невыгодным, тем более, что в действительности при применении реального коммутирующего прибора—электронной лампы, к. п. д. еще более понижается. Напротив, гораздо более экономичным является режим работы, характеризуемый малой длительное! ью ta, порядка 0,2Г3, чему соответствует к. п. д. т]з = 0,87. Правда, при этом сила зарядного тока
4“#<.= т°-2Г.=0-2е-
3	'з
т. е. составляет только 20% от максимально возможного значения и, следовательно, накопленная энергия составляет около 5% от максимально возможной величины. Однако, нужной силы тока 13 можно добиться питанием устройства от источника доста-
точно высокого напряжения Е. Кроме того, как это будет показано в § 33, при использовании электронной лампы в качестве коммутирующего органа вследствие особенности характеристики лампы практически прэдставляется возможность получения в рекомендуемом режиме тока /3 величиной около 70% от максимально
Рис. 158.
возможного.
Только в маломощных установках, для которых энергетические факторы являются второстепенными, а основной интерес представляет получение импульса напряжения достаточно высокой амплитуды UHm »Е, еще целесообразно применять режим работы, близкий к „максимальному", однако, вряд ли следует допускать, чтобы длительность запасания энергии /з превышала
длительность Г3. При t3 = Тз величина тока /3 составляет уже
около 63% от (4)mor —д'» а к. п. д. -^ = 54%.
Интересно отметить, что в установках с емкостным накопителем к. п. д. запасания энергии повышается с увеличением накапливаемой энергии, а в установках с индуктивным накопителем — наоборот.
Более детальное рассмотрение трансформатора мощности с индуктивным накопителем энергии приводится в § 33. Здесь же мы отметим, что отличительной особенностью трансформатора Мощности с индуктивным накопителем энергии является то, что таковой
213
представляет собой одновременно и трансформатор напряже* ни я: на нагрузочном сопротивлении возникает импульс напряжения, который превосходит напряжение Е питания от 5 до ~ 15 раз. При применении же трансформатора мощности с емкостным накопителем амплитуда реализуемого импульса напряжения не превосходит зарядное напряжение на накопительном конденсаторе, а в некоторых случаях (см. раздел VII) составляет только половину этого напряжения.
214
Раздел VI
ТИПЫ КОММУТИРУЮЩИХ ПРИБОРОВ
26. ОБЩИЕ ТРЕБОВАНИЯ К КОММУТИРУЮЩИМ ПРИБОРАМ
Наиболее ответственным элементом модулятора является его коммутирующий орган, представляющий собой своеобразный вентиль, открывающий к нагрузке доступ энергии, запасенной в накопителе. Коммутирующий орган должен выдерживать значительные напряжения, достигающие в мощных модуляторных установках десятков тысяч вольт, и должен пропускать большие токи порядка десятков, сотен и даже тысяч ампер. Мощность импульсов, управляемых коммутирующим прибором, измеряется в десятках, сотнях и тысячах киловатт. Трудные условия работы коммутатора усугубляются необходимостью осуществления до нескольких тысяч кохммутаций в секунду. В большинстве случаев нормальная работа установок нарушается именно из-за дефектов или отказов в работе коммутирующего прибора.
К коммутирующему прибору предъявляется ряд специфических требований. В идеальном случае прибор (работающий на „замы-кание“) должен обладать способностью мгновенно коммутировать приложенное к нему напряжение UK, допуская при этом протекание через коммутатор тока /к. Напряжение на коммутаторе в момент коммутации в идеальном случае должно снизиться до нуля (рис. 159), а сила тока должна, наоборот, мгновенно возрасти от нуля до конечной величины /к . Реальный коммутирующий прибор не может обладать такой Характеристикой. Напряжение на коммутирующем органе снижается, во-первых, не мгновенно, а в течение некоторого времени /к (рис. 160); во-вторых, это напряжение падает не до нуля, а до некоторого значения Z7k2. В силу этого в коммутирующем приборе происходит некоторое рассеяние энергии, понижающее к. п. д. т;р передачи энергии к нагрузке.
К коммутирующему прибору обычно предъявляются следующие основные требования:
215
Рис. 159. Рис. 160. жения, нужное согласование
I.	Прибор должен быть способен коммутировать определенную мощность P^ — IkUk при заданных напряжении UK, токе /к , длительности t* рабочего импульса и частоте Дп их повторения. При этом коммутируемый ток /к обычно несколько превосходит рабочий ток /и нагрузки, а коммутируемое напряжение t/K либо незначительно (^на 10%), либо даже в два раза (при использовании форм1 рующей линии) превосходит рабочее напряжение Uн нагрузки. При использовании выходных импульсных трансформаторов удается снизить величину коммутируемого напряжения ценой, однако, соответствующего увеличения коммутируемого тока. В случае, если коммутирующий прибор по своей мощности удовлетворяет поставленным' требованиям, но не удовлетворяет требованиям нужной величины коммутируемого напря-может быть достигнуто с помощью
импульсного трансформатора.
2.	Длительность /к коммутации должна быть мала по сравнению с длительностью рабочего импульса; во всяком случае непостоянство времени коммутации (разброс во времени /к) А/к должно быть значительно меньше длительности^.
3.	Остаточное напряжение Д£7К (рис. 160) на приборе при его срабатывании должно быть мало по сравнению с рабочим напряжением UK; другими словами, внутреннее сопротивление прибора в момент коммутации должно быть мало по сравнению с сопротивлением нагрузки.
4.	После окончания рабочего импульса коммутирующий прибор должен быстро восстанавливать свои исходные управляющие свойства.
5.	Характеристика прибора должна быть постоянной и в идеальном случае не зависящей от частоты повторения. Во всяком случае, прибор не должен терять своего управляющего действия при рабочей частоте повторения импульсов.
6.	Управление работой коммутирующего органа должно осуществляться с помощью пусковых импульсов возможно меньшей мощности.
7.	Срок службы коммутирующего прибора должен быть достаточно велик и, во всяком случае, не меньшим несколько сотен часов.
8.	Коммутирующий прибор должен быть приспособлен для работы в специфических условиях, определяемых заданными условиями эксплоатапии (высотность, температура и т. п.).
В современных установках в качестве коммутирующего органа применяются следующие приборы: а) электронная лампа; б) механически вращаемый разрядник; в) тригатрон; г) тиратрон; д) ка-216
тушка с сердечником, работающим в режиме насыщения (нелинейная индуктивность).
Рассмотрим основные особенности и характеристики приборов, указанного типа.
27.	ЭЛЕКТРОННАЯ ЛАМПА
Электронная лампа, характеризуемая достаточно высокой эмиссией, может быть рассматриваема как разрядный прибор жесткого типа, в котором происходит электронный „разряд" при жестком вакууме. Электронная лампа, используемая в качестве коммутирующего органа, обладает двумя замечательными качествами, отличающими прибор этого типа от всех других.
Во-первых, электронная лампа является наиболее совершенным прибором в отношении безинерцио нности своего действия. Это обстоятельство обусловливает возможность точного хронирования не только длительности рабочих импульсов, но и длительности интервалов между импульсами, что для некоторых специальных применений является весьма существенным.
Во-вторых, электронная лампа не теряет управляемости и после своего отпирания; в частности, электронная лампа может быть заперта почти сразу же или через некоторое время после отпирания. Эго обстоятельство дает возможность:
а)	применения электронной лампы в качестве коммутирующего прибора, работающего на „размыкание"; следует отметить, что электронная лампа является единственным прибором, который может быть использован для указанной цели;
б)	применения электронной лампы в качестве органа, непосредственно управляющего длительностью /и формируемого импульса (при частичном ра’ряде накопительной емкости);
в)	применения электронной лампы для формирования серии импульсов, следующих один за другим через малые произвольные промежутки времени.
Основными недостатками электронной лампы, как разрядного прибора, являются:
а)	ее сравнительно небольшая мощность;
б)	сравнительно большое внутреннее сопротивление лампы и соответственно большое падение напряжения Z7k2 (рис. 160) на лампе после ее отпирания;
в)	значительная величина отрицательного напряжения, необходимого для полного запирания лампы, требующая для управления лампой импульса сравнительно высокого напряжения и мощности.
Значение первых двух недостатков лампы в последнее время ослабилось благодаря исключительному прогрессу электронновакуумной техники в конструировании мощных и сверхмощных разрядных ламп. Мы проиллюстрируем эти достижения данными 217
американской техники; аналогичные успехи достигнуты и электронно-вакуумной промышленностью других стран.
)На рис. 161 представлены фотографии ламп некоторых типов, получившие широкое применение в качестве разрядных ламп.
Рис. 161.
На рис. 162 приводятся импульсные характеристики некоторых ламп, соответствующие скважности следования импульсов Q = 1000 (ZH =-1 мксек), а в таблице 2 приводятся основные параметры разрядных ламп некоторых типов.
Таблица 2
Параметры американских разрядных ламп
Тип лампы	Тип катода	Мощность накала	Максимальное анодное напряжение	Ток в импульсе	ампер ватт
		вт	кв	а	
829-В	Оксидный	14	2,0	8	0,57
3D-21		10	3,5	5	0,50
ЗЕ-29		14	5,0	8	0,57
715-В		56	15,0	15	0,27
5D-21	Тор. вольфр.	56	20,0	20	0,36
ОС-21		140	30,0	15	0,11
6D-21	я	150	37,5	15	0,10
Получение значительной коммутируемой мощности при сравнительно малых габаритах разрядных ламп жесткого типа достигается, с одной стороны, за счет применения экономичных катодов (оксидированных или из тарированного вольфрама), а главное, за счет резкого повышения анодного и сеточного напряжений. Вследствие высокой скважности работы разрядных ламп величины рабочих напряжений определяются не допускаемой средней мощностью рассеяния энергии на аноде, а исключительно условиями электрического пробоя между электродами лампы. Так, например, двойной тетрод 829-В, применяемый в качестве гене-218
^^-21 eAi200&
a | 629-В 4011
s
1Ё01”2Мв

600
00 в
tla
400 ' 8G0 ' ISOO T
Рис. 162.
°| JD-2f			ESi*800&
4fll				Еу**2ООЬ Ф$О$&
			
£		»дао »гоо	
1 wgn*"l—			
o1—"^4 0	4-	00 8	00	1200 &
Ua.
раторной лампы (в режиме непрерывной генерации), работает при анодном напряжении Е 750 в и токе Ia 200 ма. При применении этой же лампы в качестве разрядной вполне допустимой является работа при анодном напряжении около 2000 в, что позволяет использовать лампу для коммутации тока порядка нескольких ампер. При напряжениях, больших 2000 в, внутри лампы образуются разряды между электродами лампы. Путем замены микалексовых стоек, используемых в лампе 829-В для крепления сеток, керамическими удалось добиться удачной в изоляционном отношении конструкции разрядной лампы типа ЗЕ-29, которая при тех же габаритах, что и лампа 829 -В, позволяет оперировать при анодном напряжении до 5 кв и, следовательно, повысить коммутируемую мощность в 2,5 раза.
Как уже отмечалось, современные разрядные лампы оперируют при напряжениях, близких к пробивным. Такое положение отражает стремление повысить коммутируемую мощность без соответствующего повышения габаритов ламп, так как последнее потребовало бы воздействия на лампу более высокого сеточного управляющего напряжения, что является нежелательным. Однако, отсутствие большого запаса электрической прочности приводит на практике к пробоям, наблюдаемым у отдельных образцов ламп, или случайным пробоям, происходящим в результате случайных перенапряжений. По неясным пока причинам пробои, не наблюдаемые при запертом состоянии ламп, иногда случаются в их рабочем состоянии. Иногда пробои начинают проявляться при увеличении длительности рабочих импульсов.
Разряды в лампах с оксидированным катодом приводят к понижению эмиссии лампы. Частые разряды катастрофически понижают рабочий ток лампы и поэтому являются совершенно недопустимыми. О наличии разрядов можно судить визуально и по резкому возрастанию среднего тока ламп, последний возрастает из-за протекания через измерительную цепь помимо кратковременного импульсного тока, вызываемого частичным разрядом накопительной емкости, также и тока полного разряда накопительной емкости через разрядную искру.
Экспериментально было установлено, что в лампах с оксидированным катодом наблюдается своеобразное явление, названное „усталостью” катодов. Именно, по истечении около 100 часов работы у некоторых образцов ламп наблюдается заметное понижение эмиссии ламп, которая, впрочем, иногда спустя некоторое время восстанавливается. Такое явление, пока еще не изученное, совершенно не наблюдается у ламп с катодом из тарированного вольфрама. Это послужило причиной большого распространения в последнее время мощных разрядных ламп с тарированным катодом, хотя последний и характеризуется меньшей величиной удельной эмиссии (на 1 вт мощности накала), чем оксидированный катод (см. табл. 2). Применение катодов из тарированного вольфрама предпочтительнее еще и потому, что у ламп с таким катодом упомянутые выше случайные пробои проявляются реже. 220
Кроме того, термоток сетки ламп с торированным катодом обычно ниже, чем у ламп с оксидированным катодом.
Наличие термотока сеток снижает эффективность использования ламп. Термоток сеток, обусловливаемый сильным разогревом их за счет лучеиспускания мощного катода, резко повышается при загрязнении сеток оксидом, который во время процесса обез-гаживания лампы осаждается на ее электродах. Невидимому, это же обстоятельство и способствует случайным пробоям. Покрытие сеток платиной или золочение сеток, осуществляемое в ряде современных ламп (например 5D-21), приводит к резкому снижению термотока сеток.
В течение длительного интервала времени между импульсами разрядная лампа должна быть заперта. Здесь предъявляется требование весьма совершенного запирания лампы, т. к. даже небольшой ток, порядка 0,01% от рабочего, приводит к таким же потерям, что и рабочий импульсный ток. Это станет ясным, если учесть, что, во-первых, длительность интервала времени между импульсами обычно в 1000 раз превосходит длительность импульса, и, во-вторых, напряжение на аноде лампы во время паузы приблизительно в 10 раз превосходит напряжение на аноде открытой лампы. По этим причинам приходится применять запирающее напряжение сравнительно большой величины, обеспечивающее снижение тока в паузе до ~0,2-10“4 от величины рабочего тока.
Так как для получения большой силы рабочего тока необходимо применять сравнительно высокие положительные напряжения на управляющей сетке (см. рис. 162), то при наличии высоких отрицательных запирающих напряжений приходится оперировать с управляющими импульсами соответственно высокой амплитуды. Так, например, запирающее напряжение лампы 50-21 составляет около 600—1000 в. Следовательно, для Получения на сетке лампы напряжения порядка — 200 в, необходимо прикладывать управляющий импульс амплитудой в 800—1200 в. Очевидно, что при прочих равных условиях целесообразнее применять лампы с возможно более низким (по абсолютной величине) напряжением запирания. С этой точки зрения предпочтение следует отдать лампе с более „острой" характеристикой запирания (рис. 163). По этой же причине основное распространение в качестве разрядных ламп нашли тетроды, а не триоды, т. к. из-за экранирующего действия второй сетки напряжение запирания тетрода понижается. Следует отметить, что наличие высокого отрицательного запирающего напряжения способствует развитию разряда между анодом и сеткой. При эксплоатации разрядных ламп следует контролировать величину запирающего напряжения. При смене ламп надлежит регулировать соответствующим образом величину запирающего напряжения, помня, что уменьшение этого напряжения резко повышает мощность, рассеиваемую на аноде лампы, а повышение смещающего напряжения приводит к уменьшению импульсного тока лампы.
Рабочая точка А разрядной лампы обычно выбирается сразу 221
же за изгибом ее характеристики ia=f(ua) (рис. 164). Такой выбор положения рабочей точки обеспечивает возможность получения достаточно низкого напряжения Uk2 на лампе (см. рис. 160)
Рис. 164.
без заметного снижения величины /к коммутируемого тока. Указанному положению рабочей точки соответствует весьма малое внутреннее сопротивление разрядной лампы:
RK = -^=ctga.	(98)
л к
Из характеристик, представленных на рис. 162, видно, что величина /?к лежит в пределах (50-^-150) ом, причем, остаточное напряжение б/к2 составляет около (10:45)% от величины коммутируемого напряжения £/к = £/к1, т. е.
б/к2 — (0,1-4-0,15)б/к1.	(99)
Формулы (98) и (99) определяют величину коммутируемой мощности
^К = 4(^К1—^К2) = О,9 ик11к.	(100)
Эти же формулы позволяют оценить успехи, достигнутые электронно-вакуумной промышленностью в конструировании мощных разрядных ламп жесткого типа (см. табл. 2).
Из рис. 164 видно, что при перемещении рабочей точки А вправо увеличивается сила коммутируемого тока, но уменьшается величина используемого напряжения UKl — U^; напротив, при перемещении рабочей точки влево возрастает величина используемого напряжения, но уменьшается сила тока. Это обстоятельство указывает на существование определенного максимума коммутируемой мощности.
Нетрудно показать, что максимум коммутируемой мощности (при заданных напряжениях на сетках лампы) приблизительно соответствует определенному выше положению рабочей точки А (рис. 164). Действительно, полагая б/к1 заданным, a Uk2 переменным, имеем:
dPK	, ,
~ ~ 4 +	~	°’
222
откуда максимум мощности требует равенства углов (рис. 164): , П дик2
Ctg =ctg 7 =-----------г
К	* к
(101)
и
Рис. 165.
Г/
Точное положение точки А легко находится с помощью приведенного на рис. 164 геометрического построения.
Выбор типа лампы должен производиться в основном по величине коммутируемой мощности. Небольшая регулировка коммутируемой мощности достигается путем вариации в некоторых пределах величин напряжений на управляющей и экранной сетках лампы.
Опыт подтверждает возможность применения нескольких, например 5—6, ламп для работы в параллель. В некотором отношении такое соединение ламп является более предпочтительным, чем применение одной более мощной лампы, т. к. величина управляющего напряжения в первом случае получается значительно меньшей. Это вытекает из того, что менее мощные лампы работают при более низких анодных напряжениях (см. табл. 2) и требуют для своего управления соответственно более низких сеточных


напряжений (рис. 162). Однако, параллельное соединение ламп требует подбора одинаковых образцов ламп данного типа, т. е. выбора ламп с идентичными характеристиками, т. к. иначе распределение мощности между параллельно работающими лампами получается неравномерным. Это следует иметь в виду при смене одной из вышедших из строя ламп данной группы.
Снятие импульсных характеристик электронных ламп
Ra=/(«g);	zg2=/(«g)]
производится с помощью катодно-осциллографической установки, схема которой приводится на рис. 165. Когда испытуемая лампа Л находится в закрытом состоянии, на ее анод и экранную сетку подается высокое постоянное напряжение определенной величины от специальных (отдельных) выпрямителей, а на управляющую сетку подается отрицательное запирающее напряжение. Напряжения на выходе анодного, экранного и сеточного источников питания измеряются с помощью вольтметров Иъ V2 и V3. Для снятия импульсных характеристик к управляющей сетке через импульсный трансформатор ИТ подается кратковременный импульс напряжения треугольной формы от генератора пилообразного напряжения. Такое же напряжение действует и на сопротивление RA
223
(делитель напряжения), с части которого снимается напряжение, подводимое к горизонтальным (х) пластинам катодного осциллографа. При воздействии на сетку лампы треугольного импульса напряжения лампа отпирается и в ее анодной цепи и цепях сеток протекают импульсные токи, создающие падения напряженья на сопротивлениях Rlf R2 и R3. Эти напряжения подводятся к ординатным пластинам (у) катодного осциллографа. Очевидно, что указанные напряжения пропорциональны анодному, экранному и сеточному токам соответственно. В результате на экране осциллографа фиксируются кривые, представляющие собой (в некотором масштабе) импульсные характеристики za=/(«ff), ig2-= i	в зависимости от того, какое сопротивление
/?,, R2 или /?3 приключено к пластинам (у) катодного осциллографа. Для уменьшения погрешности при снятии характеристик сопротивления Ru R2 и R3 должны быть безиндукционными и по возможности меньшей величины.
28.	ВРАЩАЮЩИЕСЯ РАЗРЯДНИКИ
Необходимость коммутации в мощных модуляторных установках весьма высоких напряжений порядка 10 тысяч вольт и выше определила возможность и целесообразность использования в качестве коммутирующих приборов искровых разрядников того или иного типа. Такое применение является тем более целесообразным, чем при более высоких напряжениях оперирует модуляторное устройство, т. к. надежность работы искровых разрядников повышается с увеличением разрядного напряжения. С другой стороны, конструирование коммутирующих приборов других типов значительно усложняется с повышением рабочего напряжения.
Использование газового разрядника в качестве коммутирующего прибора основано на известном факте резкого и быстрого изменения проводимости искрового промежутка между двумя электродами разрядника при пробое. Если до пробоя проводимость разрядника практически равна нулю, то после пробоя она повышается до очень высокого значения, определяемого в основном силой тока, протекающего через разрядную искру. При токах порядка нескольких ампер и выше падение напряжения на разрядной искре (при нормальном атмосферном давлении пробитого газа) составляет около нескольких сотен вольт на один сантиметр разрядной искры. Следует отметить, что падение напряжения при импульсном искровом разряде несколько превышает падение напряжения, имеющее место при установившемся дуговом разряде. Однако, целям коммутаций модуляторных устройств разрядная искра вполне удовлетворяет.
Пусть 5 — величина искрового промежутка между электродами разрядника, a U—действующее напряжение. Пробой искрового промежутка происходит тогда, когда максимальный градиент du , напряжения (на поверхности электрода) и соответствующий
224
ему средний градиент напряжения UjS достигает некоторого определенного значения, зависящего от формы электродов, давления и температуры газа и в некоторой степени от рода газа (особенно при пониженных давлениях). Каждый искровой промежуток характеризуется определенной для данных условий величиной минимального пробивного напряжения Umin. Под последним обычно подразумевают то наименьшее постоянное напряжение, которое способно вызвать пробой. Однако, под воздействием минимального пробивного напряжения разряд оформляется, вообще говоря, спустя значительный промежуток времени, который может достигать величин порядка сотен, тысяч и более микросекунд. Явление газового пробоя представляет собой процесс хаотический, вызываемый ударной ионизацией молекул газа электронами, ускоряемыми электрическим полем. При достаточной силе этого поля случайно появившийся в электрическом поле электрон при благоприятном развитии процесса ионизации может создать лавину электронов (получаемых в результате ионизации), достаточную для оформления разряда. Время, разряда складывается из двух частей: из т. н. статистического времени, в течение которого в электрическом поле появляется электрон, способный создать разрядную лавину, и из разрядного времени, т. е. времени, собственно необходимого для оформления разряда. Величина разрядного времени сравнительно мала: порядка микросекунд, десятых и даже сотых долей микросекунды. Длительность разрядного времени уменьшается с увеличением давления газа, укорочением искрового промежутка и приближением электрического поля к однородному. Однако, основное значение имеет статистическое время, которое при напряжениях, близких к минимально пробивным, достигает сотен и тысяч микросекунд. С повышением напряжения, т. е. при перенапряжениях, статистическое время быстро уменьшается. Так, например при перенапряжении всего в 25% статистическое время падает до величины порядка 10 микросекунд, а при перенапряжении около 50% статистическое время имеет величину порядка одной микросекунды. При перенапряжениях порядка 100% и выше полное время оформления разряда искрового промежутка (S<20 мм) измеряется уже в десятых долях микросекунды. Существенно отметить, что даже при неизменных условиях и одном и том же перенапряжении время полного оформления разряда отнюдь не является постоянным, а характеризуется разбросом, тем более значительным, чем меньше величина перенапряжения. В области 10-процентного перенапряжения разброс во времени разряда достигает десятков (а иногда и сотен) микросекунд и лишь в области 50% перенапряжения и выше разброс во времени разряда снижается до десятых долей микросекунды и меньше.
Из изложенного вытекает, что ввиду необходимости управления в модуляторных установках моментом коммутации или же, во всяком случае, синхронизации работы коммутирующего прибора с работой других элементов установок, не представляется 15 я. с. Ицхоки	225
возможность использовать в качестве коммутирующего прибора простой двухэлектродный разрядник с неуправляемым разрядом. С принципиальной стороны простейшее решение получается при применении механически вращаемого разрядника того или иного типа, т. е. разрядника, искровой промежуток которого периодически изменяется (синхронно с нужной частотой повторения) от некоторого значения до минимального, обеспечивающего сравнительно быстрое развитие разряда.
В результате целого ряда исследований было разработано несколько вариантов конструкции вращаемых разрядников. На рис. 166 представлен схематический вид вращающегося разрядника одного из типов. Здесь на металлическом диске укреплены четыре цилиндра из молибдена или Подвижнее	вольфрама, представляющие собой
подвижные электроды разрядника, /Т	ft эл&ктр. вращающиеся вместе с диском. При
ГьД-----и	подходе подвижного электрода к не-
n h	ш	подвижному на расстояние, не мень-
шее, чем определяемое пробивным ' П	градиентом воздуха (около 30 кв/см),
Jp	образуется разрядная искра, через ко-
.	торую осуществляется полный раз-
рис 166	ряд емкостного накопитетя, напряже-
ние которого и определило пробой иск-ровогопромежутка. Таким образом, начальный момент коммутации фиксируется расстоянием между подвижным и неподвижным электродами (длиной искрового промежутка), а конечный момент коммутации определяется не перемещением подвижного электрода, которое происходит слишком медленно, чтобы влиять на процесс коммутации, а длительностью разряда накопительного конденсатора на нагрузочное сопротивление, т. е. параметрами разрядной цепи. Минимальное расстояние (Smin) между электродами выбирается из условия, чтобы этому расстоянию соответствовал градиент напряжения в 3—4 раза больший минимально пробивного.
При использовании вращающегося разрядника в качестве коммутирующего прибора заряд накопительного конденсатора (С3) обычно осуществляется через индуктивность L3, величина которой подбирается из условия получения колебательной формы заряда: в соответствии с формулой (88)—при питании от источника постоянного напряжения, или же в соответствии с формулой (91а)—при питании от источника синусоидального напряжения, частота которого равна частоте повторения импульсов. Колебательная форма заряда обеспечивает наиболее стабильную работу разрядника, т. к. при такой форме имеет место наименьшая скорость нарастания напряжения на накопительном конденсаторе, а следовательно, и на разряднике, сразу же после окончания очередного разряда, когда искровой промежуток находится в до-226
статочно сильно ионизированном состоянии, вызванном закончившимся разрядом. Так как в первые моменты ‘времени величина искрового промежутка очень мала, то при большой скорости нарастания напряжения на накопительном конденсаторе, которая имела бы место при зарядке конденсатора через активное сопротивление, происходило бы „затягивание** разряда, поддерживаемого источником питания.
Однако, с колебательной формой заряда накопительного конденсатора связан известный разброс по амплитуде получаемых импульсов напряжения, вызванный разбросом в моменте
Рис. 167.
зажигания разрядной искры. Для уяснения этого важного в работе модулирующего устройства явления обратимся к представленным на рис. 167 временным диаграммам, иллюстрирующим работу вращающегося разрядника.
На рис. 167,а представлен закон изменения напряжения («3) на накопительном конденсаторе и на разряднике; на рис. 167,£ представлен закон изменения расстояния (S) между подвижным и неподвижным электродами разрядника; имея эти данные можно выразить закон изменения во времени среднего градиента (и JS) между электродами (рис. 167,в). Представленные на рис. 167,6 и 167, в графики имеют в виду наличие не одного, а нескольких подвижных электродов; каждому из таких электродов соответствуют свои кривые, отмеченные на графиках цифрами 1, 2, 3... На рис. 167 пунктиром представлен ход соответствующих кривых, который имел бы место при отсутствии разряда. В случае, если бы запаздывание в разряде отсутствовало, пробой искрового промежутка происходил бы в момент (рис. 167,в), когда действующий градиент uJS становится равным минимальному пробивному градиенту. Вследствие же наличия запаздывания в разряде, таковой оформляется в момент	Таким образом, явление
15*
227
запаздывания разряда обусловливает разброс в интервале времени между импульсами, с которым связан разброс в амплитуде получаемых импульсов напряжения.
Для уменьшения указанного временного разброса следует выбирать наименьшее расстояние Smin между электродами разрядника минимально возможным в конструктивном отношении так, чтобы этому расстоянию соответствовал максимальный градиент, в 3—4 раза больший минямально-пробивного. Тогда, если полагать, что при градиенте, в 2 раза большем минимально пробивного, время запаздывания в разряде не превышает 1 мксек, то разброс во времени коммутации будет определяться временем, в течение которого из-за сближения электродов градиент нарастает от минимально-пробивного до удвоенного значения такового. Имея в виду конструктивно приемлемые окружные скорости вращения разрядников, указанная длительность при оптимальных условиях имеет величину порядка 2-4-3% от длительности 7'п периода, т. е. имеет величину порядка 25 мксек. Такой разброс при наличии колебательной формы разряда обусловливает вариацию амплитуды получаемых импульсов порядка
W____ЧЕ— [1—cos (0,97 л)] Е
U —	ЧЕ
0,0005 = 0,05%.
Однако, не всегда удается добиться столь хороших результатов, т. к., во-первых, сама скорость вращения разрядников не остается строго постоянной и при вращении разрядников образуются небольшие биения; во-вторых, вследствие прогорания электродов разрядника длина искрового промежутка несколько варьирует (в различные периоды). Практически, при питании накопительного конденсатора от источника постоянного напряжения трудно добиться погрешности §77/77<1%. В этом отношении несколько лучшие результаты получаются при питании накопительного конденсатора от источника синусоидального напряжения и вращения разрядников синхронным мотором.
Гораздо более существенное значение имеет разброс во времени коммутации (Д/к = 25 мксек) для синхронизации работы различных блоков импульсной установки. Очевидно, что при применении в качестве коммутирующего прибора вращающегося разрядника возможность использования внешнего синхронизирующего устройства (для управления работой различных блоков импульсной установки) исключается. В данном случае синхронизация работы всех блоков должна осуществляться импульсами, получаемыми в результате пробоя разрядника. Такой способ синхронизации, однако, не всегда является приемлемым. Кроме того, исключается возможность вариации в длительности интервалов между импульсами, нужная в некоторых специальных случаях. Это обстоятельство представляет принципиальный недостаток вращающегося разрядника, как коммутирующего прибора.
228
Вращающиеся разрядники обладают еще и другими недостатками, связанными с особенностями эксплоатации разрядников.
Во-первых, пробивное напряжение искрового разрядника существенно зависит от температуры газа и в особенности от его давления. Последнее обусловливает необходимость герметизации-разрядника, применяемого -в самолетных установках, что при наличии вращающихся соединений связано с конструктивными трудностями и усложняет наблюдение за работой разрядника, смену срабатываемых электродов и т. п.
Во-вторых, при работе разрядника происходит изнашивание его рабочих Электрщов (эрозия). Установлено, что эрозия пропорциональна суммарному электрическому заряду, протекшему через разрядную искру, и составляет около 4 мг металла электрода на 1 ампер-час заряда. Эти данные относятся к электроду, являющемуся катодом, которьы изнашивается значительно быстрее, чем электрод, являющийся анодом. Экспериментально установлено, что наличие кислорода в газовой смеси (например, в воздухе) уменьшает изнашивание электродов; по не вполне ясным причинам появление оксидной пленки на электродах предохраняет поверхность о г разрушения разрядной искрой. В газовой же смеси, не содержащей кислорода (например, в азоте), из юс электродов увелич..вается приблизительно в 20 раз. Конструктивно наиболее удачной формой электродов, обусловливающей наибольший срок их службы (до 1000 часов), является цилиндрическая форма. Вращающиеся и неподвижные электроды изготовляются в виде цилиндров диаметром в несколько миллиметров; цилиндры расположены либо параллельно, перекрывая друг друга по длине приблизите..ьно наполовину (рис. 168,я), либо перпендикулярно друг другу (рис. 168,6). В некоторых случаях при необходимости коммутации высоких напряжений разрядники образуют два искровых промежутка (рис. 168,в), которые последовательно пробиваются.
Опытом эксплоатации установлено, что необходимый диаметр цилиндра в миллиметрах следует выбирать из соотношения
d = «Zcp + l,2,
где / —средний ток, протекающий через разрядную искру (в миллиамперах), а а = 0,01-н-0,015.
Третьим недостатком искровых разрядников является их повышенный уровень помех радиотехническим средствам, обязывающий осуществлять тщательную экранировку разрядников.
На рис. 169 представлено фото внешнего вида одного из сконструированных вращающихся разрядников. Четыре подвижных электрода укреплены на вращающемся диске. Внизу расположены четыре неподвижных электрода, каждый из которых работает с соответствующим подвижным электродом. Вблизи неподвижных электродов, являющихся катодами, расположены 4 острия, находящиеся при потенциале катода и создающие слабый коронный разряд. Острия расположены таким образом, что пробой между
229
Рис/168.
Рис. 169.
подвижным электродом и острием невозможен. Несмотря на расположение острия на значительном расстоянии от места образования искрового разряда между рабочими электродами, наличие коронирующего разряда способствует начальной ионизации газа и существенно уменьшает разброс в запаздывании разряда настолько, что таковой разброс практически определяется только механическими факторами.
Как уже упоминалось, вследствие сильной зависимости разрядного напряжения воздуха от его давления, применение разрядников в авиационных установках возможно только при условии герметизации разрядников. Герметизация приводит к одному нежелательному явлению. Именно, в результате искрового разряда происходит образование озона и окисей азота, которые, соединяясь с влагой, образуют азотные и азотистые кислоты. При герметизации указанные продукты разряда достигают таких концентраций, при которых образуется сильная коррозия всего обэ-рудования. Однако, с этим вредным явлением можно успешно бороться, помещая в герметизированный сосуд, пропитанный мечью, активированныйуТоль.являющийсяхорошим поглотителем азотистых соединений. При наличии поглотителя срок службы искрового разрядника достигает приблизительно 500 часов, что является удовлетворительным.
До 1946 года вращающиеся разрядники очень широко применялись как в авиационных, так и наземных радиолокационных установках. По данным, опубликованным лабораторией „Белл-Телефон", к 1946 году было выпущено более 10.000 вращающихся разрядников. Однако, в последнее время использование вращающихся разрядников резко сократилось вследствие отмеченных выше недостатков, с одной стороны, и, с другой стороны, благодаря успешной разработке неподвижных разрядников с электрически управляемым разрядом и, в особенности, разрядных ламп жесткого типа большой мощности. Основное применение вращающиеся разрядники находят в настоящее время при необходимости коммутирования огромных мощностей, измеряемых в мегаваттах. Уже сейчас известны конструкции разрядников, рассчитанных на мощность около 10 мегаватт (б/к = 2/7н =60 кв; /н =350 а). Не исключена, повидимому, возможность конструирования разрядников и на еще большую мощность. В менее же мощных установках (до 0,5 мгвт) вращающиеся разрядники сейчас, как правило, не применяются за исключением случаев, когда их применение диктуется удобством синхронизации работы установок, питаемых от источника синусоидального напряжения с частотой, равной частоте повторения импульсов.
29.	ТРИГАТРОНЫ
Недостатки, присущие механически вращаемым разрядникам, и сложность их конструирования заставили искать другие способы управления пробоем разрядников. Уже сравнительно давно 231
был известен и широко применялся в импульсных установках испытания изоляции электрический способ управления пробоем газа с помощью трехэлектродного разрядника. Принцип работы трехэлектродного разрядника весьма прост (рис. 170). Рабочий искровой промежуток ab находится под воздействием коммутируемого напряжения Uk =U, несколько меньшего минимального пробивного напряжения (77min) этого промежутка. Вспомогательный искровой промежуток Ьс значительно меньше промежутка ab. При воздействии на вспомогательный искровой промежуток синхронизующего поджигающего импульса на-
Рис. 170.	Ри- 171.
пряжения амплитудой 77с , значительно меньшей напряжения U, происходит пробой промежутка Ьс. Возникающая в результате действия разрядной искры ионизация основного промежутка, а также искажение поля этого промежутка вызывают пробой его, несмотря на то, что U<^Umin- Пробой трехэлектродного разрядника может, например, произойти при следующем соотношении напряжений: Umin:U'. Uc = 1,5:1:0,2.
В тридцатых годах И. С. Стекольниковым была предложена весьма удачная конструкция трехэлектродного разрядника в виде, схематически показанном на рис. 171. Здесь два сферических электрода (один из которых полый) образуют основной рабочий промежуток. Вспомогательный электрод представляет собой штырь С цилиндр теской формы, укрепленный таким образом, ч го между электродом С и сферой образуется небольшая кольцевая щель шириной около 1 мм или даже меньше; в последнем случае штырь изолируется от сферы с помощью небольшого фарфорового цилиндра d. Разрядники такого типа с успехом применялись для управления разрядом высоковольтных генераторов импульсов, работавших при сравнительно невысоких частотах повторения (для целей испытания изоляции). При высокой частоте повторения разряда существенное значение приобретает скорость деионизации искрового промежутка.
С повышением давления газа увеличивается необходимое для пробоя напряжение (уменьшаются величины искровых промежутков), но уменьшаются длительности процессов ионизации и деионизации. Это обстоятельство послужило причиной помещения электродов разрядника в баллон, наполненный сжатым газом, что позволило одновременно уменьшить габариты разрядника и создать тем самым удачный в конструктивном отношении и удобный в 232
аргона и 5%
Рис. 172.
эксплоатации разрядный герметизированный ( не подверженный влиянию изменения внешнего давления) прибор, получивший название тригатрона.
На рис. 172 представлен схематический вид тригатрона. Электрод b в большинстве случаев имеет вид полусферы или диска с закругленными краями. Стеклянный баллон наполняется сжатым газом давлением от 1 до 6 атмосфер (в зависимости от рабочего напряжения). В качестве газа, заполняющего баллон, в тригатронах некоторых типов применяется смесь из 95% кислорода. Благодаря наличию кислорода происходит окисление поверхности электродов, что оказывается благоприятным в отношении уменьшения эрозии электродов. Явление эрозии имеет особенно большое значение для тригатрона, так как поджигающий электрод его имеет сравнительно малые геометрические размеры и эрозия этого электрода определяет срок службы тригатрона. Опыт эксплоатации тригатронов типа CV-125 подтвердил, что при наличии кислорода в газовой смеси срок службы тригатрона лимитируется уже не явлением эрозии, а образованием перекиси азота, присутствие которого очень вредно сказывается на процессе деионизации. Именно это обстоятельство определяет срок службы тригатрона до ~ 400 часов. Однако после замены газовой смеси (при тех же электродах) тригатрон может быть вновь использован для нормальной работы.
Длительность Л оформления разряда в тригатроне складывается из времени / необходимого для оформления пробоя вспомогательного промежутка, и времени /ов, нужного для последующего пробоя основного рабочего промежутка тригатрона. Для тригатрона данной конструкции величина / зависит, главным образом, от степени недонапряженностн рабочего промежутка, т. е. от величины (1 — UIUm[n), и несколько от величины поджигающего напряжения Uc, если последнее меньше некоторого определенного значения. В наиболее удачных из сконструированных в настоящее время тригатронах, при правильно подобранном режиме работы и частотах повторения до 1000 гц, разброс в длительности /р оформления разряда имеет величину порядка 0,1 мксек. Невидимому, еще более стабильная . работа тригатрона достигается при включении в газовую смесь некоторого количества водорода, способствующего ускорению ионизационных и деионизационных процессов. К сожалению, наличие водорода приводит к более интенсивной эрозии электродов, особенно при отсутствии в газовой смеси кислорода, исключаемого иногда из газовой смеси при наличии водорода. Некоторое уменьшение эрозии при наличии водорода достигается путем покрытия вольфрамовых электродов
233
окисью бария вместе с никелем, используемого в качестве связывающего материала.
Испытание тригатрона удобно производить с помощью установки, схема которой представлена на рис. 173. Здесь тригатрон Т включен в разрядную цепь, состоящую из накопительной емкости С3, разрядного сопротивления R и небольшого сопротивления /?и, включаемого для наблюдения с помощью катодного осциллографа КО импульсов тока, протекающего либо в результате пробоя между рабочими электродами тригатрона под воздействием рабочего напряжения U, либо в результате действия только поджигающего импульса напряжения Uz . Поджигающие импульсы, получаемые от специального генератора поджигающих импульсов
(а) О%'	t
Рис. 174.
(ГПИ), с некоторой определенной частотой Fn воздействуют на штырь тригатрона. Конденсатор Сз через посредство достаточно большого зарядного сопротивления /?3 заряжается до некоторого напряжения U от источника постоянного напряжения Е.
Пусть частота поджи.ания тригатрона сравнительно невелика (порядка 100 гц) и постоянная времени зарядной цепи
T=R3C3
1
3 “ ЗЛП •
На рис. 174 представлены временные диаграммы напряжения на измерительном сопротивлении /?и. Диаграмма, показанная на рис. 174,а, соответствует случаю, когда напряжение U на рабочих электродах тригатрона настолько мало, что оно не вызывает пробоя, несмотря на воздействие поджигающих импульсов на штырь тригатрона. В этом случае через сопротивление Rp протекают лишь импульсы тока (отрицательной полярности) сравнительно небольшой величины, вызываемые действием поджигающих импульсов. При небольшом повышении напряжения Е источника питания временные диаграммы могут принять вид показанный на рис. 174,6, соответствующий, например, десятипроцентной вероятности разряда, при которой на каждые 10 импульсов поджи-234
тающего напряжения приходится, в среднем, всего один пробой между рабочими электродами тригатрона. При дальнейшем .повышении напряжения Е можно последовательно добиться 20, 30, 40 и 50-процентной (рис. 174,в) вероятности разряда. Продолжая повышать напряжение Е можно, наконец, добиться такого положения (рис. 174,г), при котором пробой тригатрона происходит совершенно синхршно с действием поджигающих импульсов напряжения. В этом случае теоретически сколь угодно близкая к 100 процентам вероятность пробоя превращается, практически, в достоверность.
То наименьшее напряжение на тригатроне, при котором пробой между его рабочими электродами происходит совершенно синхронно с действием поджигающих импульсов, называется минимальным рабочим напряжением тригатрона (7/м). При наличии такого напряжения на экране осциллографа фиксируется осциллограмма, подобная показанной на рис. 174,г; при малейшем же уменьшении напряжения (7/<£7м) стабильность явления, фиксируемого на экране осциллографа, -.нарушается, так как разряды основного промежутка иногда чередуются с пропусками.
Продолжая повышать напряжение Е источника, мож;но наблюдать, что в некотором диапазоне напряжений работа тригатрона протекает нормально в соответствии с диаграммой, представленной на рис. 174,г. При этом только амплитуда импульсов возрастает пропорционально рабочему напряжению U на тригатроне, равному наибольшему зарядному напряжению на конденсаторе С3. Однако при некотором значении напряжения Е работа тригатрона становится неустойчивой: разряды тригатрона следуют не всегда синхронно с действием поджигающих импульсов; в некоторых случаях пробой тригатрона происходит самостоятельно, до воздействия поджигающего импульса напряжения. В некоторых же случаях импульсный разряд тригатрона переходит в дуговой разряд, непрерывно поддерживаемый питающим источником.
То наибольшее рабочее напряжение на тригатроне (Ем), при котором еще возможна стабильная работа тригатрона с частотой повторения Fn, равной частоте следования поджигающих импульсов, называется максимальным рабочим напряже-н и ем тригатрона.
Отношение
7V=-^>1	(102)
характеризует т. н. рабочую область использования тригатрона. Чем это отношение больше, тем выше стабильность работы тригатрона, как коммутирующего прибора. Очевидно, что рабочее напряжение U тригатрона должно удовлетворять соотношению UM">U > UM. В некоторых устройствах использование
235
тригатрона является возможным лишь тогда, когда рабочая область тригатрона 7V)>2. Так, например, в устройствах, в которых имеет место колебательная форма заряда накопительного конденсатора от источника постоянного напряжения Е, стационарная величина зарядного напряжения, как это было показано в § 25 (рис. 151), равна 2Е. Таким образом, и рабочее (коммутируемое) напряжение тригатрона U = UK = 2E. Однако сразу же после приключения устройства к источнику питания напряжение на накопительном конденсаторе не может быть равным 2Е; нарастание напряжения на накопительной емкости (до первой коммутации) протекает, практически, с такой же скоростью, с какой нарастает напряжение на емкости фильтра питающего источника, т. е. весьма медленно. Поэтому и первое зарядное напряжение на накопительном конденсаторе, равное напряжению на тригатроне, — U~E. Из изложенного вытекает, что при применении тригатрона для коммутации напряжения в устройстве описанного типа необходимо, чтобы под воздействием поджигающего импульса он срабатывал как при напряжении U=E, так при напряжении U~2E. Следовательно, применение тригатрона в данном случае возможно, если, по крайней мере, его рабочая область Л/ = 2.
Максимальное (t74]) и минимальное (UM) рабочие напряжения тригатгона являются динамическими характеристиками тригатрона, обусловливаемыми не только величиной искрового промежутка, формой электродов и давлением и тёмпературой газа, но и остаточной ионизацией искрового промежутка, а следовательно, и частотой повторения импульсов, их длительностью, и величиной рабочего тока Импульса. Опыт действительно подтверждает, что рабочая область тригатрона является функцией частоты повторения импульсов и, кроме того, зависит от параметров зарядной и разрядной цепи тригатрона. При повышенной частоте повторения импульсов наблюдается иногда явление срыва нормальной работы тригатрона, которое объясняется следующими обстоятельствами.
При окончании разряда рабочей емкости Сз на разрядное сопротивление /? и тригатрон, разрядная искра тригатрона обрывается в момент, когда напряжение на тригатроне и сила тока, протекающего через искру, достигают некоторой минимальной величины, способной поддержать искровой разряд тригатрона. Пусть Uo представляет собой остаточное напряжение на тригатроне сразу же после гашения разрядной искры (рис. 175). Электрическая прочность искрового промежутка восстанавливается не сразу после обрыва искры, а в течение некоторого времени по некоторому закону пп(0, представленному на рис. 175. Кривая ип (/) показывает величину напряжения, необходимого для самостоятельного (без воздействия поджигающего импульса) пробоя тригатрона через гремя t, протекшее от момента погасания разрядной искры. Одновременно с восстановлением электрической прочности тригатрона происходит нарастание напряжения и на конден-236
саторе С3, а следовательно, и на тригатроне со скоростью, обусловливаемой параметрами зарядной цепи и величиной напряжения Е питания. Для схемы, показанной на рис. 173, u(t) = — Е(\—е ‘:КзСз)_ Если напряжение Е достаточно велико или постоянная времени Тз мала, то кривая и (/) может пересечь кривую нп(/) до того, как на тригатрон будет воздействовать очередной поджигающий импульс напряжения. В этом случае произойдет самостоятельный пробой тригатрона с частотой Fn поджигания.
Рассмотрим теперь влияние частоты Fa поджигания. Чем выше частота Fn,, тем меньше длительность Тп интервала времени между импульсами, которая становится соизмеримой с временем
Рис. 175.
деионизации искрового промежутка тригатрона. Из рис. 175 видно, что при Тп~Тп1 рабочее напряжение Ux~ пДУД) на тригатроне может быть допущено меньше, чем напряжение U2 = ц2 (7'п2)-Следовательно, с увеличением частоты повторения Fn происходит уменьшение максимального рабочего напряжения UM тригатрона. Что же касается минимального рабочего напряжения тригатрона, то последнее практически мало изменяется с повышением частоты поджигания. По этой причине рабочая область тригатрона уменьшается с повышением частоты Fn поджигания и имеет вид, представленный на рис. 176.
Характер рабочей области зависит не только от типа тригатрона, но и от выбранного режима работы — от длительности рабочего импульса и рабочей силы тока / в импульсе. Так, например, для одного из разрядных приборов с электрическим управлением разряда (JB22) согласно опытным данным зависимость рабочей области от режима работы иллюстрируется кривыми, приведенными на рис. 177. Кривые 1 и 2 соответствуют одинаковой длительности рабочих импульсов /и = 0,75 мксек. Однако, сила рабочего тока в случае кривой 2 выше, чем в случае кривой 1 (Т?р2 = 30 ом; /?р1=55 ом); поэтому кривая 2 проходит ниже кривой 1. Кривые 3 и 4 проходят ниже кривых 1 и 2, так как они соответствуют либо большей длительности рабочих импуль-
237
сов (/и — 1,5 мксек), либо меньшему сопротивлению разрядной цепи (/?р3= 15 ом). Интересно отметить, что кривые 3 и 4, соответствующие одинаковому заряду импульса (/р = const), сливаются между собой.
Прекращение нормальной работы тригатрона может происходить и по другой причине, не связанной прямо со скоростью деионизации искрового промежутка тригатрона. Как уже указывалось, гашение тригатрона в конечной стадии разряда рабочей емкости С3 происходит в момент, когда сила тока, протекающего
*4
8
I
8
6
Максим, напряжение
1
крибаа
мксек 0,75
0.75 0,75
Rp ом 55 30 /5
1000 1SOO 2000 2S00 3000
£
1
5 О
&
Шипим. paS. ficimp. (Цм). -
Число импцлЬсоб 6 cek';ndij.
Рис. 177.
через разрядную искру, достигает некоторого минимального значения /г, называемого током гашении, необходимого для поддержания искрового разряда. Однако такое явление будет иметь место лишь в том случае, когда сила питающего цепь начального зарядного тока (в момент прекращения разряда, когда напряжение на конденсаторе близко к нулю) не превосходит силы тока гашения /г . В противном случае падения силы тока в разрядной искре происходить не будет; напротив, процесс затянув-
шегося искрового разряда перейдет в процесс установившегося дугового разряда, который нарушит нормальную работу тригатрона.
Таким образом, условием существования периодически повторяющегося импульсного разряда, нс переходящего в дуговой разряд, является соблюдение неравенства /0</г, где /0 представляет начальный зарядный ток конденсатора в момент прекращения искрового разряда тригатрона, т. е. в момент, когда напряжение на конденсаторе (С70) близко к нулю.
Заметим, что, строго говоря, величина силы тока гашения зависит нс только от типа тригатрона, но и от параметров зарядной и в особенности разрядной цепи, так как в некоторой степени величина /г определяется динамической характеристикой разряда. Но эта зависимость не очень сильна. Если учесть, что при практическом использовании тригатрона должен быть предусмотрен некоторый запас в выполнении указанного выше неравенства, который перекрывает возможную вариацию величины /г, можно принять, что величина /г определяется только типом тригатрона.
Знание величины тока гашения тригатрона является необходимым для подбора параметров зарядной цепи устройства (генератора импульсов, коммутируемого тригатроном). Для схемы,
238
представленной на рис. 173, условие нормальной работы может быть представлено в виде:
j _ E-U9_U_	ЛОЗУ
°- R3 ~R3	J?3<Zr-	<103>
Последнее приближение обусловливается тем, что напряжение на тригатроне (или, что то же, на конденсаторе в момент его гашения значительно меньше напряжения Е питающего источника.
Согласно опытным данным величина тока гашения тригатрона (в зависимости от его типа) лежит в переделах 1Т = (10-:-50) ма.
Резюмируя изложенное выше, можно притти к выводу, что для нормальной работы тригатрона в качестве управляемого разрядника необходимо выполнение двух независимых друг от друга условий:
1. Величина напряжения на рабочих электродах тригатрона ни в один момент времени интервала между двумя очередными пробоями не должна превосходить напряжения, характеризующего-электрическую прочность рабочего промежутка.
2. Начальный зарядный ток питающей схемы (сразу же после окончания разряда тригатрона) не должен по своей величине превосходить ток гашения тригатрона.
Нарушение нормальной работы тригатрона может произойти либо вследствие невыполнения первого условия, либо вследствие невыполнения второго условия, причем в последнем случае всегда имеет место превращение импульсного разряда в установившийся дуговой разряд.
Следует отметить, что нарушение работы тригатрона может также произойти и вследствие недостаточной вел шины напряжения поджигающего импульса. В практике эксплоатации устройств, использующих тригатроны, необходимо контролировать величину напряжения Uc , вырабатываемого генератором поджигающих импульсов (см. § 34), и при отказах в работе модуляторного устройства надлежит в первую очередь проверить работу ГПИ, а также и рабочее напряжение питания устройства.
В настоящее время электровакуумной промышленностью выпускаются тригатроны самых разнообразных типов, предназначенных для коммутации рабочих токов амплитудой в несколько десятков ампер и напряжений от 3 кв до приблизительно 20 кв. Принципиально возможно конструирование тригатронов и на более высокое напряжение.
На рис. 178 представлено фото внешнего вида и рентгеновского снимка тригатрона типа CV-125. Тригатрон рассчитан для работы при напряжениях до 16 кв, токе в 40 а, длительности импульсов tK = 1 мксек и частоте повторения около 1000 гц. Баллон тригатрона покрыт защитной сеткой (из пропитанного волокнистого материала), служащей для предохранения оборудования и обслуживающего персонала (при испытании) от возможного
239
Рис. 178.
разрыва баллона. Такие разрывы иногда случались в практике эксплоатации тригатронов.
Достоинством тригатрона по сравнению с механически вращаемым разрядником является более простая конструкция тригатрона и значительная более высокая стабильность его работы. Как указывалось, при правильно выбранном режиме разброс в моменте пробоя рабочего искрового промежутка составляет около 0,1 мксек. Однако, тригатрон обладает рядом существенных недостатков, важнейшими из которых являются следующие:
1)	весьма ограниченная частота коммутации; при частотах Тп > > 2000 гц стабильность работы тригатронов большинства типов быстро уменьшается;
2)	необходимость оперирования с поджигающими импульсами сравнительно высокого напряжения порядка нескольких киловольт;
3)	значительная зависимость пробивного напряжения от окружающей температуры, оказывающая влияние на работу тригатрона при повышенных частотах;
4)	высокий уровень помех радиотехническим средствам, обусловливаемый явлением импульсного пробоя;
5)	сравнительно невысокий срок службы тригатронов.
Несмотря на эти недостатки, тригатроны нашли довольно большое распространение как в наземых, так и авиационных установках. Однако, в связи с успехами, достигнутыми в области конструирования разрядных приборов жесткого типа, применение тригатронов в качестве коммутирующих приборов в последнее время резко сократилось.
30. ТИРАТРОНЫ
В модуляторах с емкостным накопителем энергии довольно широкое применение в качестве коммутирующих аппаратов нашли газоразрядные приборы мягкого типа — тиратроны.
Тиратроном называется термоионный прибор^ конструкция которого с принципиальной стороны подобна конструкции электронной лампы. Тиратрон также имеет накаливаемый катод, управляющую сетку и анод; кроме этого в большинстве конструкций тиратронов имеется специальная экранирующая сетка, служащая для предотвращения разряда с анода на управляющую сетку. Тиратрон отличается от электронной лампы в основном своим мягким вакуумом. Баллон тиратрона заполняется, обычно, каким-нибудь инертным газом под небольшим давлением—парами ртути, аргоном или неоном. Благодаря наличию газа характер процессов в тиратроне резко изменяется. Именно, при приложении 240
к аноду тиратрона рабочего напряжения с помощью управляющей сетки возможно управлять лишь моментом „зажигания" тиратрона. Благодаря наличию в тиратроне газа появляющийся электронный ток вызывает ионизацию газа, в результате которой анодный ток быстро нарастает до своего максимального значения, достигающего значительной величины порядка' нескольких ампер, десятков ампер и больше. После зажигания тиратрона уже невозможно управлять величиной анодного тока путем изменения напряжения на управляющей сетке; анодный ток будет продолжать течь до тех пор, пока анодное напряжение не снизится до некоторой определенной величины, называемой напряжением гашения (t/r). Последнее для большинства тиратронов имеет весьма малую величину порядка нескольких десятков вольт. Таким образом, тиратрон, как и все остальные газоразрядные приборы, представляет собой коммутиру- -	| lfa
ющий прибор с односторонней управляемостью.	J
Основной характеристикой тиратрона является	1
его пусковая характеристика, выражающая зависимость между анодным и сеточным напряже-_________
ниями, соответствующими моменту зажигания (рис.	° jr
179)	. В реальных условиях пусковая характери-	г
стика тиратрона не остается постоянной, а опре- Рис. 179. деляется некоторой „пусковой областью", заштри-
хованной на рис. 179, обусловливающей некоторую нестабильность момента зажигания. Последняя определяется разбросом во времени ионизации газа в тиратроне.
Существенное значение для работы тиратрона жак коммутирующего прибора, применяемого при сравнительно высоких частотах коммутации, является длительность деионизации газа в тиратроне, определяющая длительность восстановления его управляющих (свойств. К сожалению, эта длительность для тиратронов большинства типов имеет величину порядка (10~4ч-10~5) сек, а в условиях, когда напряжение на тиратроне сразу же после его погасания начинает повышаться, длительность деионизации газа еще более повышается. Именно эго обстоятельство в большинстве случаев лимитирует применение тиратронов на повышенных частотах.
Тиратрон по сравнению с другими коммутирующими приборами обладает рядом преимуществ, важнейшими из которых являются следующие:
а)	малые габариты и вес;
б)	небольшая величина управляющего «напряжения (порядка десятков вольт);
в)	весьма малая величина падения напряжения на тиратроне (порядка десятков вольт) и весьма малое внутреннее сопротивление тиратрона после его зажигания (порядка нескольких десятков ом и меньше); это обстоятельство обусловливает высокий к. п. д. тиратрона, как коммутирующего прибора;;
16 Я. С Ицхоки	241
г)	возможность работы в довольно широком диапазоне анодных напряжений.
При конструировании мощных тиратронов первоначально применялось заполнение но парами ртуги. Однако, ртутные тиратроны обладают следующими недсстатками:
а)	сильное влияние окружающей температуры на пусковую характеристику тиратрона;
б)	значительное время деионизации (порядка 10’4 сек), препятствующее применению тиратрона для работы при частотах выше нескольких сотен герц;
в)	заметная инерционность зажигания тиратрона, связанная со временем, необходимым для развития процесса ионизации;
г)	интенсивное разрушение оксидного катода ионами, движущимися к катоду со сравнительно большой скоростью; это обстоятельство лимитирует возможность применения ртутных тиратронов для коммутации больших мощностей (выше нескольких сотен киловатт).
В последнее время удалось разработать тиратроны с водородным заполнением, обладающие значительно лучшими характеристиками, чем ртутные тиратроны. Водородное наполнение позволяет коммутировать большие импульсные токи амплитудой в несколько сотен ампер при высоких анодных напряжениях без заметного разрушения оксидного катода. Время деионизации в водородном тиратроне приблизительно в 10 раз меньше, чем ртутном тиратроне.
Водород является одним из наиболее активных химических элементов. Поэтому существенное значение для водородного тиратрона имеет интенсивное поглощение водорода примесями, содержащимися в материале электродов, так как это приводит к понижению давления водорода и связанному с этим изменению характеристик тиратрона. Для борьбы с указанным явлением электроды водородного тиратрона изготовляются из химически очищенного никеля. Технологический процесс изготовления водородных тиратронов должен быть весьма совершенным и налажен таким образом, чтобы предотвратить попадание в колбу тиратрона элементов, способных химически взаимодействовать с водородом. Кроме того, применяются и другие специальные меры для поддержания концентрации водорода на нужном уровне.
Вследствие поглощения водорода предпочтительнее применение возможно более высокого давления в водородных тиратронах. Так как при этом промежутки между электродами сокращаются, то максимально возможное давление водорода, порядка 0,5 мм рт. столба, определяется конструктивными возможностями подгонки междуэлектродных расстояний, которые имеют величину порядка 1—2 мм.
Максимально допустимая температура катода не должна превышать 900°, так как при более высокой температуре происходит интенсивное разрушение катода водородными ионами. С другой стороны, понижение температуры катода ниже 800° вызывает 242
резкое уменьшение катодной эмиссии, что также является крайне нежелательным. Весьма узкий диапазон допускаемых температур катода предъявляет жесткие требования к стабильности источников накала. Для получения приблизительно одинаковой температуры по всей поверхности катода предпочтительнее примене-
ние катодов с косвенным подогревом.
Для правильной работы водородного тиратрона необходимо, чтобы минимальное расстояние между сеткой и анодом по всей
его поверхности не превышало некоторого определенного значения. По этой причине сетка располагается так, чтобы она полностью окружала анод (рис. 180).
Отличительной особенностью водородных тиратронов является то, что они обладают положительными сеточными характеристиками. Отпирание водородных тиратронов происходит при положительных напряжениях на управляющей сетке, что делает ненужным применение специального источника смещающего напряжения. Положительные сеточные характеристики благопри-
i fiao<? анода
Я'
СеточнЬгй
Сетка
!(Стод
Рис. 180,
Экран катода
Сеточная пластина катодная пластина
СтеклйнЬш Stucmyn.
Рис. 181.
ятны также и с точ-
ки зрения ликвидации сеточной эмиссии в водородных тиратронах (при запертом их состоянии).
Для получения положительной управляющей характеристики катод тиратрона полностью экранируется от поля анода (рис. 180). Начальный ток, необходимый для поджигания тиратрона, создается электронами и ионами, расположенными вне катодной области, однако часть электронов и ионов достигает сеточной пластины А (рис. 180), причем, когда их количество в этой области становится достаточно большим, анодное поле оказывается в состоянии ионизировать пространство между анодом и сеточной пластиной, в результате чего возникает тлеющий разряд между сеткой и анодом. Протекающий ток поднимает потенциал сетки до значения, вызывающего пробой газа между сеткой и анодом, после чего наступает полный пробой тиратрона. Весь описанный процесс протекает в течение очень короткого промежутка времени порядка нескольких сотых долей микросекунды. Таким образом, для многих технических приложений водородный тиратрон можно рассматривать как почти безинерционный разрядный прибор.
На рис. 181 представлен схематический вид водородного тиратрона. На рис. 182 представлено фото водородных тиратронов 16*	243
некоторых типов (Америка). Характеристики этих тиратронов приводятся в таблице 3.
Таблица 3
Характеристики водородных тиратронов
Тип тиратрона	ЗС45	4С35	5С22
Максимальное прямое анодное напряжение (кв)		3	8	16
Максимальное обратное анодное напряжение (кв) 			3	8	16
Максимальное анодное обратное напряжение спустя 25 мксек после окончания импульса (кв)		1,5	2,5	5
Максимальный ток в импульсе (а)	35	90	325
Мощность в импульсе в омической нагрузке (кет)		50	350	2 500
Максимальный средний анодный ток (ма)		45	100	200
Мощность подогрева (вт) ....	15	40	ба
Напряжение накала (±7,5%) (в) .	6,3	6,3	6,3
Максимальная длительность импульса (мксек)		6	6	6
Сеточное смещение (в)		0	0	0
Минимальное запускающее напря-жение (в)		150	150	150
Вес лампы (г)		64	194	273
Срок службы при максимальном режиме (час)		500	500	500
Некоторым недостатком водородных тиратронов является необходимость оперирования со сравнительно высоким управляющим напряжением порядка 200 в. Однако, этот недостаток компенсируется высокими качествами водородных тиратронов:
а)	весьма малое время ионизации (до 0,02 мксек} и деионизации (до 10 мксек}, позволяющее применять водородные тиратроны при оперировании с рабочими импульсами длительностью до 0,2 мксек при частоте повторения до 5000 гц-,
б)	весьма большая мощность тиратронов (до нескольких мегаватт) при сравнительно малых [габаритах их (около 20 см}\
. в) высокая экономичность тиратронов;
г) отсутствие отрицательных смещающих напряжений.
31. НЕЛИНЕЙНАЯ ИНДУКТИВНОСТЬ
Известно, что катушка с железным сердечником представляет собой нелинейный элемент—нелинейную индуктивность, величина которой изменяется вместе с магнитной проницаемостью сердечника. При протекании через такую катушку тока i, нарастающего z-	г di
по какому-нибудь закону, напряжение на катушке uL = мо-
244
жет быть весьма большим, если L достаточно велико, и, напротив, весьма малым, если величина индуктивности L резко падает. Таким образом, катушка с железным сердечником, проницаемость которого способна изменяться в широких пределах, например в 100 раз, может быть использована в качестве коммутирующего прибора. Одним из наиболее пригодных для этой цели материалов является молибденовый пермалой, обладающий весьма узкой петлей гистерезиса [(коэрцитивная сила /ук = 0,06 эрст) и почти „прямоугольной" .характеристикой (рис. 183). Проницаемость материала в области крутой части его характеристики очень велика — порядка десятков тысяч гаусс на эрстед; даже в импульсном режиме (с учетом размаг-, ничивающего действия вихревых то-о  so	wo $	ков) проницаемость материала оказы-
j h	и**	|	вается весьма высокой, порядка
Рис. 183.
Рис. 182.
1000—3000 гс/эрст. Однако при напряженностях, превышающих несколько десятых долей эрстеда, проницаемость пермалон быстро уменьшается до значения порядка нескольких десятков гаусс на эрстед и меньше.
Представим, что с помощью подмагничивающего тока рабочая точка сердечника быстро переводится в область глубокого насыщения сердечника. Тогда даже при протекании рабочего тока очень большой силы падение напряжения на катушке сердечника будет весьма малым, порядка нескольких сотен вольт. Если w— число витков катушки, а 1Ж — длина сердечника, то величина тока fs, при котором достигается напряженность насыщения Hs> найдется из известного соотношения Hs =	™ /3. Для молиб-
денового пермалоя /73=0,5 эрст. Поэтому при w= 100 витков и /ж = 20 см
s “
0,8-0,5-20
100
s 0,08 а.
245
Основным достоинством использования нелинейной индуктивности в качестве коммутирующего „безразрядного“ прибора является его „бесконечный" срок службы, который практически ничем не ограничен. В настоящее время еще не имеется достаточных оснований для утверждения о предпочтительности применения рассматриваемого прибора перед всеми остальными, однако, несомненно, что его применение, при удовлетворительной работе устройства, явилось бы желательным в ряде случаев.
Описание принципа действия модуляторного устройства, использующего нелинейную индуктивность, приводится в § 38.
Разде'л VII
ТИПЫ ИМПУЛЬСНЫХ МОДУЛЯТОРОВ
32. КЛАССИФИКАЦИЯ МОДУЛЯТОРОВ
В настоящее время разработано значительное количество модуляторных устройств различных типов. С энергетической точки зрения любое устройство импульсной модуляции представляет собой трансформатор мощности, скелетная схема которого была представлена на рис. 148. Учитывая конструктивные особенности и свойства элементов, показанных на скелетной схеме, существующие модуляторные устройства можно подразделить на группы, исходя из следующих классификационных признаков.
А) Основным определяющим тот или иной тип модулятора фактором является способ накапливания энергии в модуляторном устройстве. В соответствии с этим импульсные модуляторы могут быть разбиты на 3 группы:
1)	модуляторы с индуктивным накопителем энергии (§ 33);
2)	модуляторы с емкостным накопителем энергии (§§ 35—37);
3)	модуляторы с комбинированным (емкостным и индуктивным) накопителехм энергии (§ 38).
Б) Важнейшим фактором, обусловливающим особенности схемы и выбор надлежащего режима работы модуляторного устройства, является тип прибора, используемого в качестве коммутирующего органа устройства. В соответствии с этим импульсные модуляторы могут быть разбиты на соответствующие группы.
В) В зависимости от рода питающего источника модуляторные устройства могут быть разбиты на 2 группы:
1) модуляторы, питаемые от источника постоянного напряжения;
2) модуляторы, питаемые от источника синусоидального напряжения.
Г)По характеру процесса накапливания энергии модуляторы могут быть разбиты на 2 группы:
1) модуляторы с колебательной формой заряда накопительного конденсатора;
2) модуляторы с апериодической формой заряда накопительного конденсатора.
247
Д) По месту формирова ния рабочих импульсов модуляторы могут быть разбиты на группы, в которых осуществляется:
1) формирование импульсов в цепи высокого напряжения;
2) формирование импульсов в цепях низкого напряжения.
Е) По способу формирования рабочих импульсов модуляторы могут быть разбиты на следующие основные группы, использующие:
1)	формирующие искусственные линии;
2)	релаксационные генераторы того или иного вида (мультивибраторы, блокинг-генераторы);
3)	преобразование синусоидальных колебаний с помощью нелинейных элементов того или иного вида (электронные лампы в режиме ограничения, насыщенные пик-трансформаторы, и т. п.).
Приведенные классификационные признаки позволяют составить нижеследующую таблицу, в которой плюсом (-(-) отмечена возможность осуществления того или иного варианта модулятора.
Таблица 4
Тип коммутирующего прибора
Накопитель Питающий
Формирование импульсов в цепи
Электронная лампа Тиратрон .......
Тригатрон . . . . Механический разрядник ...........
Нелинейная индуктивность .........
рованный
комбини-
(не применяется)
Знаком (—) отмечены случаи, когда осуществление указанного варианта встречает некоторые технические трудности, которые, впрочем, могут быть преодолены.
Помимо перечисленных классификационных признаков модуляторные устройства различаются еще по следующим признакам:
а)	по мощности рабочих импульсов;
б)	по напряжению рабочих импульсов;
в)	по длительности и форме рабочих импульсов;
г)	по частоте повторения рабочих импульсов;
д)	по характеру нагрузки;
е)	по использованию в модуляторных устройствах импульсных трансформаторов;
ж)	по способу синхронизации (управления) работой модулятора.
В последующих параграфах приводится описание принципа действия, области применения и особенностей работы модуляторных устройств различных типов, охватывающих основные из перечисленных классификационных признаков.
248
33. МОДУЛЯТОР С ИНДУКТИВНЫМ НАКОПИТЕЛЕМ ЭНЕРГИИ
а)	Схема и принцип работы
На рис. 184 представлена простейшая схема модулятора с индуктивным накопителем энергии, используемого для импульсной модуляции генераторов у.к.в. Основными элементами модулятора являются катушка £3, выполняющая роль индуктивного накопителя энергии, и электронная лампа Лк, являюшаяся^комму-тирующим органом устройства. В качестве лампы Лк большей частью выбираются специальные лучевые тетроды, способные выдерживать кратковременные импульсы высокого напряжения, воздействующие на анод лампы в момент ее запирания.
Рис. 184.	Рис. 185.
Принцип работы модулятора заключается в следующем.
В течение значительной части периода следования импульсов лампа Лк заперта смещающим напряжением Е В это же время напряжение на аноде лампы равно напряжению Е источника питания, блокируемого емкостью С4, достаточно большой величины. Лампа возбуждается управляющим импульсом напряжения ис, вырабатываемым блокинг-генератором (или мультивибратором), не показанным на рис. 184. Под воздействием положительной части управляющего импульса длительностью t3 лампа Лк отпирается (рис. 185,а), в результате чего через катушку £3 протекает ток / (рис. 185Д), практически равный анодному току za лампы. Длительность /3 выбирается гтакой величины, чтобы в течение этого времени анодный ток лампы достиг определенной величины lam=I3, соответствующей нужному количеству запасенной в катушке L3 энергии: А3 = -у Ф°Рма управляющего ’импульса напряжения должна обеспечить резкий срез напряжения ug на сетке лампы Лк, приводящий к быстрому ее запиранию. В результате быстрого изменения силы тока zs, протекающего через катушку Ез после запирания лампы, на катушке L3 и на аноде лампы возникает 249.
кратковременный импульс напряжения положительной полярности (рис. 185,»), используемый в качестве модулирующего импульса генератора у.к.в.
Модулирующий импульс подается на аноды генераторных ламп через посредство разделительного конденсатора Ср, предотвращающего протекание постоянной составляющей тока в интервале времени между импульсами. Благодаря наличию индуктивности L напряжение на аноде генераторных ламп в интервале времени между импульсами равно нулю. Индуктивность L служит также для нейтрализации заряда разделительного конденсатора Ср, образовавшегося за счет протекания анодного тока генераторных ламп. При отпирании лампы Лк конденсатор Ср разряжается через эту лампу, так что к ‘моменту запирания лампы Лк напряжение на емкости Ср практически равно нулю. Наличие индуктивности Lg способствует также быстрому срыву колебаний генератора у. к. в. после прекращения действия модулирующего импульса напряжения. Такой эффект получается в результате подачи на сетку генераторных ламп положительного импульса напряжения, начинающего действовать в момент, близкий к моменту окончания действия модулирующего импульса напряжения. В качестве „гасящего" импульса напряжения используется часть того же напряжения, которое воздействует на аноды генераторных ламп. Нужная „задержка" импульса осуществляется с помощью индуктивности Lg сравнительно большой величины. Благодаря воздействию на сетки ламп положительного импульса напряжения рабочая точка генераторной лампы быстро перемещается за верхний загиб ее характеристики, где весьма малая крутизна 5 = 0 вызывает срыв колебаний генератора. Одновременно осуществляется шунтирование колебательного контура самим,; генераторными лампами, что способствует быстрому затуханию свободных колебаний в колебательном контуре генератора. В этом и заключается преимущество использования для срыва колебаний генератора положительного импульса по сравнению с отрицательным импульсом напряжения. Последний вызвал бы только запирание ламп; возбужденные же в контуре колебания затухали бы сравнительно медленно.
б)	Форма модулирующего импульса и расчет основных параметров модулятора
На рис. 186 представлена эквивалентная схема импульсной цепи, соответствующей процессу, возникающему после запирания коммутирующей лампы Лк. Строгий анализ этого процесса показывает, что в случае, когда длительность запирания ламп Лк составляет 10—20% от рабочей длительности генерируемого импульса, для целей технического расчета можно не считаться с конечной длительностью запирания лампы Лк, полагая таковое запирание мгновенным. На эквивалентной схеме /?к представляет 250
собой эквивалентное сопротивление генератора у.к.в., выражаемое формулами (82) и (82а). Вследствие большой величины разделительной емкости Ср для быстрых процессов, протекающих в рассматриваемой цепи, можно заменить емкость Ср короткозамкнутым элементом. Напротив, индуктивность Лз можно полагать равной бесконечно большой величине. Так как емкость Сф фильтра питающего источника весьма велика, а напряжение Е на этой емкости

р Л
Т >
мало по сравнению с высокими напряжениями, развиваемыми на других элементах цепи, то емкость Сф может быть также заменена короткозамкнутым элементом. Принятые допущения позволяют объединить паразитные емкости CL и Са (показаны на рис. 184 пунктиром) в одну эквивалентную емкость С— С1-\-Са (рис. 186). Емкость
Рис. 186.
С может быть оценена величиной порядка 30	100 мкмкф.
Пусть в момент t = 0 запирания коммутирующей лампы сила тока, протекавшего через катушку, i3(0)=zI3=lam (рис. 185,'б).
Так как ток, протекающий через индуктивность, мгновенно измениться не может, то полагая га = 0, следует принять, что в первый
момент после запирания лампы Лк, ток 13 замыкается через паразитную емкость С. При отсутствии таковой емкости весь ток 13 протекал бы через сопротивление нагрузки и вызвал бы на
этом сопротивлении мгновенное возрастание напряжения до величины ETKm = lamRn. Од.зако, вследствие наличия паразитной емкости С фронт импульса напряжения имеет конечную крутизну. Учитывая наличие паразитной емкости, нетрудно притти к выводу, что максимально возможная величина коэфициента трансформации напряжения импульса —
II I р
^=-Г = —»	(104)
причем эта величина соответствует случаю, когда паразитная емкость С=0.
Процессы в импульсной цепи описываются следующими операторными уравнениями:
К= 4+ 4=-\-рСия;
«ь +«а ^°; «ь=plA~гз(°Я=pls	v] •
Отсюда:
~ = Jam р = М(р) н С р2 + 2ар-|-<о2	’
251
где
n 1 з_ Г
2<3 - R„C ; “о — L3C •
Воспользовавшись теоремой разложения [ф. (5)], получим:
i«H(0 = Ии= “7Г [|2Гл + а) +	’	(105^
где корни характеристического уравнения /’1>2 = — Ка2 — %.
В большинстве случаев паразитная емкость настолько мала, что постоянная времени
TL = — » 2RHC — 2ТС или а2 - ш*. Ко
Уже при а^>2<«0 можно принять:
Учитывая эти значения, получим:
«и	tlTL~ tlTQ) =	- «Н2-.	(Ю5а)
Таким образом, форма импульса напряжения на нагрузочном сопротивлении «чоажается разностью двух экспоненциальных функций (рис. 187), из которых вторая определяет длительность /ф фронта импульса, а первая — длительность /я самого импульса. В первом приближении активные длительности фронта и 80610, импульса могут быть оценены простыми формулами:
L„
(106)
/хг
Амплитуда "импульса" напряжения
UKm^0,9/nmRB.	(107)
Эти формулы могут служить для выбора параметров импульсной цепи.
Произведем примерный расчет пе^и.'
Пусть требуется получить импульс напряжения амплитудой UBm = 8 кв, длительностью ?и = 2 мксек 'для модуляции генера-252
тора у. к. в., пиковая колебательная мощность которого (в импульсе) Ри~ = 20 кет, а к. п. д. т|г = 0,4. Пусть желательная длительность фронта импульса е* 0,2/и = 0,4 мксек..
Согласно формуле (82а) находим эквивалентное сопротивление
генератора у. к. в.:
„ _ п	7)г^нт_ 0,4-64-106
—	— 20-Юз -
1250 ом.
Воспользовавшись формулами (106),'найдем необходимую величину накопительной индуктивности L3 и допустимую величину паразитной емкости С:
.	/?„'и	1250-2	опп
—5- =—5— е±800 мкгн-, d о	и
Г Ю-4 мкф = 100 мкмкф:
Необходимая величина начального тока в катушке согласно формуле (107):
j ^нт  8000 0,9-1250
Импульс напряжения, получаемый с помощью накопительной индуктивности в виде сосредоточенной индук-
тивности, характеризуется эк-	Рис. 188.:
споненциальной формой (рис.
187). В большинстве же случаев ставится требование получения импульса напряжения трапецеидальной формы. Импульс такой формы может быть получен, если в цепи, показанной на рис. 184, заменить катушку L3 искусственной короткозамкнутой линией. Соответствующая схема представлена на рис. 188.
Процесс запасания энергии в индуктивностях искусственной линии (при отпирании </7к) практически ничем не отличается от
рассмотренного выше. Этот процесс протекает настолько медленно, что с влиянием емкостей линии можно практически не считаться и полагать распределенную индуктивность искусственной линии-сосредоточенной: LG — nLr = L3. Для уяснения процесса, возникающего после запирания коммутирующей лампы, будем, простоты ради, рассматривать линию, как обладающую равномерно
распределенными параметрами.
Пусть волновое сопротивление линии —

253
Пусть в момент t = Q короткозамкнутая линия, по которой протекает ток Z(O)=ZeOT, замыкается на сопротивление(рис. 189). До момента замыкания напряжение на линии и —0. Распределение токов и напряжений вдоль линии в различные моменты времени показано на рис. 190, где предполагается, что нагрузочный элемент расположен в конце линии, а короткозамкнутый — в начале. После замыкания ключа К (рис. 189) от конца линии начинают распространяться (см. § 14) волна тока (Zo) и связанная с ней волна напряжения «0 = — z0IF. При этом суммарная сила тока в линии, равная силе тока ZH в сопротивлении равна
г'н i =г(0) + i о=Iат + Ar
Учитывая, что напряжение на сопротивление Rn должно удовлетворять закону Ома, получим:
ток	напряжение
(а) UEMl t-0 ,s
Jom[ |[|)^'ОИОг"!ГПТ
№)
tf
Рис. 190.
V u и I
ге V


Рис. 189.
С другой стороны, напряжение ин должно равняться напряжению на линии: ин —и0== — zolF. Решая эти уравнения, получим:
/ой' = (/am -р откуда:
Zam ________________  yyr _ ат^н
По мере распространения волны тока /0 вдоль линии сила тока в различных точках линии уменьшается наполовину (рис. 190,о). В момент t = где v—скорость распространения волн, волна тока достигает короткозамкнутого конца линии, от которого она отражается с тем же знаком. В течение времени Z/г1	в ли-
нии существуют уже две волны тока Zo и zn = z0, причем волна тока in распространяется от короткозамкнутого конца линии к нагрузочному концу. С волной тока /п связана волна напряжения ип — znUZ=—«о- результате появления волн in и ип сила тока в линии и напряжение на линии становятся равным нулю.
2Z
Таким образом, через момент Z=-линия оказывается свободной
254
от запасов энергии. В течение всего времени 0</<|Z напряжение на нагрузочном сопротивлении, равное напряжению на правом конце линии (рис. 190),—
При замене линии с равномерно распределенными параметрами искусственной линией (рис. 188) форма импульса напряжения ин на нагрузке, естественно, уже не является строго прямоугольной; фронт импульса имеет определенную крутизну, зависящую от числа ячеек линии.
Расчет искусственной линии производится в соответствии с указанным в § 14. Согласно формулам (56) полная индуктивность и емкость искусственной линии—
1	t
Z0 = nZj =	/и;	=	.
Число ячеек линии выбирается в соответствии с формулой (57). Форма получаемого импульса напряжения изображена на рис. 90.
в) Выбор режима работы коммутирующей лампы
Выбор надлежащего типа коммутирующей лампы и ее режима работы имеет существенное значение в энергетическом отношении.
Будем полагать, что после отпирания лампы Лк (рис. 184 и 185,а) напряжение на сетке лампы в течение всего времени запасания энергии в индуктивности L3 остается постоянным. Пусть характеристика анодного тока лампы, соответствующая данному значению ug~  \ Л = const, имеет вид, показанный на рис. 191. До- La	~
пуская некоторую идеализацию характерис- | Д тики, последняя может быть заменена лома- \Lijom ной О АВ.	Ily_L------j-
После отпирания лампы и быстрого раз- р ряда паразитной емкости Са (рис. 184) напря- Рис- 191-жение иа на аноде лампы близко к нулю, и все напряжение питающего источника ложится на индуктивность L3. По мере нарастания тока i3^ia напряженйе на индуктивности L3 уменьшается, а на аноде лампы—возрастает. Таким образод!, рабочая точка перемещается в начале по прямой ОА характеристики, а затем по прямой АВ.
Как это было показано в § 25-6, с энергетической точки зрения выгоднее, чтобы длительность t3 запасания энергии была мала по сравнению с постоянной времени T3 = LJR3, где R3 суммарное активное сопротивление „зарядной” цепи. Практиче-255
ски R3^Ri = ctga определяется внутренним сопротивлением лампы Лк, так как сопротивление самой катушки /?L < Rt. Из рис. 158 видно, что при т =^>-1 к. п. д. запасания энергии па-* 3
дает ниже 50%. Из этих соображений совершенно нецелесообразным является выбор такого режима работы лампы Лк, при котором максимальная величина анодного тока превосходит показанное на рис. 191 значение 1ат. Длительность t3 запасания энергии: должна быть выбрана таким образом, чтобы в течение этого времени рабочая точка достигла на характеристике точки А, после чего необходимо осуществить запирание лампы. Следует иметь в виду, что на участке АВ характеристики соотношение между приращениями запасаемой в индуктивности £з энергии и энергии потерь, рассеиваемой на аноде лампы, резко падает. На участке АВ сопротивление R3 = Rt = ctg а' резко возрастает, а постоянная времени-^- падает. Поэтому даже небольшое пре-вышение длительности t3 запасания переводит рабочую точку на энергетически невыгодный участок характеристики лампы (АВ).
Из изложенного вытекает следующий подход к выбору типа лампы и длительности t3 запасания энергии. Из расчета процессов в импульсной цепи определяются необходимая величина индуктивности L3 и сила тока Ц = ^ат- Тип лампы и ее режим должны быть выбраны таким образом, чтобы лампа обеспечила возможность получения силы тока 1ат на перегибе ее характеристики, как это показано на рис. 191. Определив сопротивление лахмпы (A?j = ctga) и сопротивление AJ3 —находим
Д3
постоянную времени 7’3 = тГ-. Нужная длительность t3 запасания
энергии определяется из соотношения
При этом величина напряжения источника питания £ должна обеспечить выполнение последнего равенства при t3iT3= 1, откуда:
Т р	I
E = -^^\^IamR.	(108)
1—е	3
Произведем примерный расчет, соответствующий полученным выше данным (L3— 800 мкгн; 1ат = 7,1 а). В качестве коммутирующей лампы целесообразно выбрать двойной лучевой тетрод типа 829-В (рис. 162). Из характеристики лампы находим, что сила 256
тока /от = 7,1я может быть получена в режиме: «а=450в; £^2=3 800 в и Egi — + ЮО в. При этом рабочая точка располагается на изгибе характеристики лампы, а внутреннее сопротивление лампы—
и 450 ^ = ^-=-,• = 63 ом. 1 ат ‘ *1
Оценивая сопротивление катушки RL = 7 ом, имеем /?3 = 70 ом. Отсюда необходимая длительность управляющего импульса и напряжение источника питания равны:
/з = £з//?з = ^е12 мксек-, £ = 1,6-/ат-/?3= 1,6-7,1-70 = 800 в.
Так как запасание энергии импульса осуществляется в течение сравнительно небольшой части паузы между импульсами, емкость Сф фильтра, блокирующая источник питания, должна быть достаточно большой, чтобы обеспечить достаточно малое понижение напряжения на этой емкости:
Если допустить
ДЕ=0,02£, то
£ф ~ 2~0,02-800 ~ 2,7 МК^‘
По существу, в данном случае мы имеем дело с двухкаскадным трансформатором мощности: первый каскад—емкостного типа, а второй — индуктивного.
Модулятор с индуктивным накопителем энергии обладает рядом недостатков по сравнению с модулятором с емкостным накопителем. Основным недостатком модулятора является нестабильность мощности и сильная зависимость этой мощности от изменений режима работы, смены ламп, мощности накала ламп, нестабильности в длительности /3 и амплитуде управляющих импульсов напряжения и других факторов, влияющих на величину тока /3 = Iani, определяющего запас энергии в системе. Вторым недостатком модулятора является низкий к. п. д. запасания энергии в накопителе. Даже при оптимальных условиях к. п. д. не превышает, обычно, 50%. Однако, работа в оптимальном режиме требует весьма точного нормиоования режима работы и длительности /з запасания энергии. Экономичное запасание энергии в магнитном поле требует, чтобы длительность запасания энергии была по возможности минимальной, но тогда малейшее 17 я. с. Ицхоки	257
Изменение этой длительности резко влияет ни величину запасаемой энергии, так как
А —-- /2/ — 1	/2
Лз“- 2 з — 2 L3 з>
и, следовательно, при небольшой длительности запасания энергии величина энергии пропорциональна квадрату времени t3 запасания. Если же выбрать длительность /3 достаточно большой (/3>ЗГ3), чтобы величина тока /3 мало зависела от длительности запасания, то к. п. д. запасания энергии резко падает до весьма малой величины порядка 10%; быстрому уменьшению к. п. д. с увеличением отношения tJT3 неблагоприятно способствует специфический загиб в характеристике ia=f(ua) анодного чока электронных ламп (рис. 191). Интересно отметить, что в рассматриваемом отношении запасание энергии в электрическом поле является значительно более благоприятным, чем в магнитном поле. В первом случае и к. и. д. запасания, и стабильность величины запасаемой энергии возрастают с увеличением длительно-С1И t3 запасания; во втором же случае эти два фактора находятся между собой в конфликте.
Таким образом аккумулирование энергии в магнитном поле встречает ряд принципиальных и технических затруднений. Это обстоятельство определяет, безусловно, большую целесообразность применения модуляторов емкостного типа, чем модуляторов индуктивного типа. Однако, в некоторых случаях применение модуляторов индуктивного типа определяется несколько иными соображениями.
Дело в том, что к импульсному модулятору обычно предъявляется требование получения импульсов не только большой мощности, но и высокого напряжения. Амплитуда же импульса напряжения, получаемого от модулятора емкостного типа, не может превосходить наибольшего зарядного напряжения накопительной емкости. Следов 1тельно, при применении модуляторов емкостного типа требуется наличие высоковольтных питающих устройств. Для наземных установок такое решение не представляет конструктивных трудностей. В самолетных же установках оно не позволяет, во-первых, использовать местные источники сравнительно невысокого напряжения и, во-вторых, учитывая понижение прочности изоляции в высотных условиях, применение источников или преобразователей высокого напряжения, например трансформаторов, работающих не в импульсном режиме, считается нежелательным. Применение же модуляторов индуктивного типа позволяет осуществить не только трансформацию мощностей, но и напряжений. Действительно, как это следует из формулы (104), амплитуда получаемого в этом случае импульса напряжения может значительно превосходить величину напряжения Е питающего источника, если только сопротивление /<„ нагрузки достаточно велико по сравнению с внутренним сопро-258
тивлейием коммутирующего прибора, лимитирующим величину тока в накопительной индуктивности. Вопрос сб из ляции высоковольтных элементов установки в высотных условиях несомненно является серьезным. Однако он может быть удачно решен в конструктивном отношении путем герметизации высоковольтных элементов установки, помещенных в кож\х, наполненный сжатым воздухом. Кроме того, путем применения импульсных трансформаторов возможно осуществить питание модуляторов емкостного типа от источников сравни1ельно невысокого напряжения. Из этих соображений можно рекомендовать ограничить применение модуляторов индуктивного типа установками сравнительно малой пиковой мощности, для которых вопрос экономичности их использования не представляет практического интереса.
34. ГЕНЕРАТОР ПОДЖИГАЮЩИХ ИМПУЛЬСОВ
Рис. 192.
>. Вспомогательный элек-
Рассмотренное в предыдущем параграфе устройство с индуктивным накопителем энергии нашло весьма широкое применение для получения высоковольтных импульсов напряжения, используемых для поджигания тригатронов. Соответствующие устройства получили название генераторов поджигающих импульсов (ГПИ).
На рис. 192 представлена принципиальная схема генератора поджигающих импульсов. Из сравнения этой схемы со схемой, приведенной выше на рис. 184, видно, что они отличаются, в основном, лишь характером нагрузки. В случае ГПИ нагрузка имеет практически чисто емкостный хараь
трод тригатрона (штырь) приключается к ГПИ через посредство ограничительного сопротивления Ro и блокировочной емкости Сб, зашунтированной большим сопротивлением R6. Назначение сопротивления заключается в ограничении силы разрядного тока после пробоя искрового промежутка тригатрона. Сопротивление Ro имеет величину порядка нескольких тысяч ом и на величину напряжения, развиваемого на искровом промежутке (до его пробоя), существенного влияния не оказывает. Блокировочная емкость Сб приключается для предотвращения случайного дугового разряда, который может возникнуть при ненормальной работе тригатрона. Для того, чтобы при воздействии импульса напряжения не получалось сколько-нибудь существенного падения напряжения на емкости С6, величина Сб выбирается из соотношения Сб>20Си> где Сп—емкость искрового промежутка тригатрона, учитывающая также и емкость соединительных про-17*	259
видов. Обычно емкость С6 имеет величину порядка нескольких сотен микромикрофарад. Сопротивление R6 служит для нейтрализации в течение интервала времени 7’п между импульсами заряда, скапливаемого на емкости С_ в результате действия импульса напряжения. Величина R6 выбирается из условия T„ — 3C6R6 и имеет величину порядка 1—2 мгом.
Процесс накапливания энергии в индуктивности L3 ничем не отличается от рассмотренного в предыдущем параграфе. Некоторая разница в выборе рабочего режима определяется тем, что в данном случае вопрос экономичности энергии не является су-
Рис. 194.
шественным, а основное значение имеет получение достаточно высокой трансформации напряжения. Поэтому длительность 13 запасания энергии здесь не ограничивается соображением получения высокого к. п. д. и обычно устанавливается порядка 100 мксек или даже больше таким образом, чтобы сила тока в индуктивности L3 достигала величины, близкой к максимально возможной (рис. 193). Рабочая точка устанавливается за перегибом характеристики, правее точки А (рис. 191), например в точке В. Оценивая по наклону ОВ среднее значение внутреннего сопротивления Rt лампы, нужная величина t3 находится из соотношения
/3 (2-^3) где R^ + R,.
Процессы, возникающие в цепи после запирания коммутирующей лампы, соответствуют эквивалентной схеме, показанной на рис. 194, в которой следует считать начальное значение тока i3 (0) = /3 = 1ат. В этой схеме емкости Сб и Сф (рис. 192), через посредство которых замыкается импульсная цепь, могут быть заменены (для рассматриваемых быстрых процессов) короткозамкнутыми элементами. Емкость С учитывает паразитную емкость индуктивности и коммутирующей лампы, а емкость нагрузки (искрового промежутка) и паразитная емкость соединительных проводов представлены на эхеме рис. 194 емкостью С и.
Строгий анализ переходного процесса в цепи, показанной на рис. 194, достаточно сложен. Обычно емкость С>СН, а сопротивление Rq настолько мало, что на нем получается небольшое падение напряжения по сравнению с напряжением на емкости Сн. Это 260
обстоятельство позволяет приближенно оценить закон изменения напряжения на емкости Сн формулой:
«Сн
sin
• ат и »
9
где
э
__ 1_________
'° '
г ьз э
В действительности напряжение на емкости Сп изменяется по закону затухающих колебаний (рис. 195). Однако амплитуда напряжения может быть оценена величиной (пг„)„,„, ~НГн =
Обычно пробой искрового промежутка тригатрона происходит до того, как напряжение импульса достигнет своего амплитудного значения. В результате пробоя напряжение импульса срезается, как это показано на рис. 195.
nofiMa.nbnbiu неиормалЬнЬи. режим. режем
Рис. 196.
Выбор индуктивности L3 следует производить из условия получения достаточно высокой частоты колебаний, так как стабильность работы тригатрона требует, чтобы его пробой происходил по возможности быстрее после начала действия поджигающего импульса. Удовлетворительные результаты получаются при длительности периода высокочастотных колебаний порядка 10 мксек. Величина тока 1ат устанавливается из условия получения достаточной амплитуды напряжения UCn. Желательно, чтобы величина в 2—3 раза превосходила пробивное напряжение искрового промежутка тригатрона. В этом случае в результате быстро нарастающего перенапряжения на искровом промежутке разброс во времени пробоя уменьшается.
При смене коммутирующей лампы иногда приходится подбирать режим ее работы. При этом следует иметь в виду, что форсирование режима работы коммутирующей лампы, не вызывая перенапряжения в цепи, способствует более стабильной работе тригатрона. Поэтому можно рекомендовать максимальный режим работы лампы, допустимый с точки зрения величины рассеиваемой на аноде лампы мощности и ее эмиссионных способностей. Ненормальный режим работы лампы в большинстве случаев получается не из-за применения форсированного режима, а из-за чрезмерно 1
ного возрастания длительности t3 запасания энергии в индуктивности. О чрезмерном возрастании длительности t3 можно судить, контролируя форму импульса тока Za = Zs, протекающего через индуктивность, с помощью катодного осциллографа (рис. 196), или даже по величине среднего тока коммутирующей лампы. При изменении длительности /3 положительной части управляющего импульса напряжения ug на сетке лампы (рис. 193) происходит возрастание среднего тока лампы. При этом, вначале имеет место также и возрастание амплитуды получаемого импульса напряжения, что свидетельствует о возрастании максимального значения тока 1ат. При дальнейшем увеличении длительности t3 происходит возрастание среднего тока без соответствующего увеличения амплитуды получаемых импульсов напряжения. В данном случае средний ток возрастает исключительно за счет уменьшения скважности следования импульсов, что является ненормальным.
Генератор поджигающих импульсов рассмотренного типа используется в случаях, когда поджигание тригатрона осуществляется с помощью импульсов напряжения положительной полярности. В некоторых же случаях, когда рабочий электрод тригатрона находится под положительным, высоким потенциалом, поджиг тригатрона должен осуществляться с помощью импульсов напряжения отрицательной полярности. В таких случаях рассмотренное выше устройство, естественно,. является, неприменимым. Поджигающие импульсы отрицательной полярности могут быть получены с помощью генератора импульсов с емкостным накопителем энергии с выходом через импульсный трансформатор.
35. МОДУЛЯТОР С ЧАСТИЧНЫМ РАЗРЯДОМ НАКОПИТЕЛЬНОЙ ЕМКОСТИ, КОММУТИРУЕМЫЙ ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПОЙ
На рис. 197 представлена принципиальная схема модулятора рассматриваемого типа, используемого обычно для импульсной модуляции высокочастотных колебаний магнетронного генератора М. Коммутирующая лампа Лк в интервале времени между импульсами заперта смещающим напряжением Е . В это же время накопительный конденсатор С3 заряжен до напряжения, близкого к напряжению Е питающего источника. Благодаря наличию сопротивления /?з2, шунтирующего магнетрон и используемого для зарядки емкости С3, напряжение на магнетроне в интервале времени между импульсами практически близко к нулю. Емкости С, и С2, показанные на схеме пунктиром, представляют паразитные емкости устройства. Эти емкости учитывают соответственно паразитные емкости лампы Лк и магнетрона, паразитные емкости выводов конденсатора Сз и монтажа и паразитную емкость накального трансформатора магнетрона.
262
При отпирании лампы Лк управляющим импульсом напряжения достаточной амплитуды и фиксированной длительности t„, равной длительности рабочих импульсов, разрядная лампа Лк отпирается. Напряжение на аноде лампы быстро падает до весьма малой величины порядка иа^0,1Е, в результате чего магнетрон оказывается под высоким отрицательным напряжением «н^ ^E—ua = Q,9E.
Отрицательная полярность получаемого импульса напряжения делает благоприятным применение рассматриваемого модулятора при работе с магнетроном. При небходимости же модуляции
Рис. 197.
колебаний обычного лампового генератора потребовалось бы включение выходного импульсного трансформатора для изменения полярности рабочего импульса напряжения.
В течение времени /и открытого состояния лампы происходит частичный разряд накопительной емкости Сз через магнетронный генератор и разрядную лампу. Если емкость С3 достаточно велика, то в течение времени tB напряжение на этой емкости и, следовательно, напряжение на магнетроне остается почти постоянным (рис. 156). Необходимая для получения достаточно малого снижения напряжения (AH') величина емкости Сз определяется формулой (95а) [см. § 25,а]. Обычно величина Д77 составляет около 2-1-5% от максимального зарядного напряжения конденсатора. Как это было показано в § 25, при этих условиях величина к. п. д. запасания энергии получается очень высокой (рис. 150), порядка 90% и выше, причем величина к. п. д. практически не зависит от соотношения длительности Тя запасания энергии и постоянной времени Тз = (R31 -ф-/?з2) С3 зарядной цепи.
Это обстоятельство является весьма важным, т. к, оно позволяет устанавливать величины сопротивлений 7?з1 и R3<2 таким образом, чтобы обеспечить максимальное использование разрядной лампы. Именно из рис. 197 видно, что после отпирания лампы и Ж
резкого падения напряжения ип на ее аноде через сопротивление
R31 протекает ток
. _ Е-иа	о,9£_
31	/?31	*31 —
/31 = const.
Наличие же шунтирующего сопротивления /?з2 вызывает проте
кание через него тока
i з2~*з2
uC~ua 0.9£ т ~	,
*з2	~ *32 ~ /з2 ~ С°П '
Протекание токов /з1 и /з2 обусловливает появление добавочных потерь энергии в сопротивлениях /?з1 и /?з2:
А'„=t. (/X +/Х) “ о.8£!  I. (Д+Е] • \^з1	^32/
Однако более существенным является то,что из-за протекания токов 731 и /t2 уменьшается величина рабочего тока zH. Действительно, из схемы рис. 197 видно, что если пренебречь токами, протекающими через паразитные емкости, то z'H = ic — 4гs (4—4i)—4г-Величина же анодного тока лампы при заданном режиме ее работы является практически постоянной: ia = Ia = const. При этом следует иметь в виду, что в большинстве практических случаев разрядная лампа работает в форсированном режиме, позволяющем получать от лампы анодный ток 1а вполне определенной величины. Превышение анодного тока лампы сверх, номинального значения (путем увеличения рабочего напряжения на электродах лампы) является весьма затруднительным и нежелательным, так как приводит к перегреву лампы и сокращению срока ее службы. Поэтому, если при заданном типе лампы ставится задача получения возможно большего рабочего тока /н 1п, то необходимо максимально уменьшить токи /31 и /з2, так как согласно полученному последнему уравнению
А, - 4 — (4i + 4г) = 4 = const-
Уменьшение тока /з1 достигается весьма просто путем выбора сопротивления /?з1 достаточно большой величины. Как это было показано в § 25-а, даже при большой величине этого сопротивления и соответственно большой величине постоянной времени Т3 — (/?31 Д- /?з2) С3, к.п.д. запасания энергии получается достаточно высоким (ц3 > 0,9), а величина напряжения Е питающего источника лишь на несколько процентов превосходит максимальное зарядное напряжение («c)mar —на емкости Сз (см. формулу 86а). Такое положение будет справедливым даже тогда, когда постоянная времени 77, = (1-н 2) 7Д, т. е. имеет величину порядка
длительности или даже двойной длительности интервала времени 7'п-= 7'п 'мсжду импульсами. Из этих соображений величина /?3] выбирается из условия, обеспечивающего выполнение неравенства
4^0,034 (при
Отсюда:
О О/7	F
/?31= ;^-зо/- = зо/?н,	(Ю9)
' з1	‘а
где Rn —эквивалентное сопротивление нагрузки.
Что же касается величины сопротивления /?з2, то имеются причины, препятствующие выбору чрезмерно большой величины сопротивления А*з2. Дело в том, что после запирания разрядной лампы магнетрон все же продолжает генерировать до тех пор,
пока не разрядится паразитная емкость С2, заряженная до напряжения иа —(Jn ^0,9Д. Вначале, пока магнетрон возбужден, разряд этой емкости протекает достаточно быстро, со скоростью, определяемой постоянной времени /?НС2. Но при понижении напряжения пн =пС2 на 20 ч-30% происходит срыв колебаний магнетрона и его эквивалентное сопротивление становится очень большим. Дальнейшее уменьшение напряжения на емкости С2 определяется уже постоянной времени R^RR, и если это сопротивление велико, то хвост импульса напряжения оказывается чрезмерно растянутым, как это показано на рис. 198, где учитывается отрицательная полярность импульса.
Получение чрезмерно большой длительности tx иногда является нежелательным. Из этих соображений величина сопротивления R32 устанавливается обычно из соотношения:
/32 = (0,05 н-0,1)/н,
откуда:
/?3,= (10 ч-20)—^- = (10 н-20)-^.	(Ю9а)
'н	‘а
Впрочем следует иметь в виду, что при работе на магнетронный генератор вследствие особенностей его характеристики (рис. 145) наличие медленного спада модулирующего импульса не влияет на скорость среза высокочастотного импульса.
265
Из этих соображений наибольшая величина сопротивления /?з2 лимитируется необходимостью гашения паразитных высокочастотных колебаний (рис. 199), проявляющихся на фронте и хвосте импульса напряжения из-за наличия паразитной распределенной индуктивности цепи.
В § 25 был рассмотрен вопрос о к. п. д. запасания энергии в накопительном конденсаторе. Определим сейчас к. п. д. разрядного процесса (rip). При этом пренебрежем сравнительно небольшим количеством энергии, запасаемым в паразитных емкостях и в конечном счете теряемым в сопротивлениях /?з1 и /?з2 (и частично в сопротивлении Ra нагрузки).
Полезная мощность нагрузки:
^ = ЦЛ^0,9£(7а-731-/з2).
Мощность потерь в сопротивлениях /?з1 и Т?з2:
^0,9Щ/з1-Нз2).
Мощность, рассеиваемая на аноде лампы Лк:
Р«^П-
Коэфициент полезного действия разрядного процесса:
0,9£(/а —/31 —/з2)
= 0,9
Таким образом, если принять -з1.~^ 32 = 0,1, получаем i а
(110) ^^0,8.
Учитывая, что к. п. д. запасания энергии имеет величину порядка т]3 = 0,95, суммарный к. п. д модулятора может быть оценен величиной:
Пм —	— 0,95-0,8 = 0,75.
При оценке к. п. д. мы не учитывали мощность, затрачиваемую на накал разрядной лампы, и к. п. д. источника питания. Кроме того, следует иметь в виду, что при высоких частотах повторения импульсов (fn >2000 гц) необходимо учитывать энергию, запасаемую в паразитных емкостях и рассеиваемую затем в активных элементах цепи.
Произведем оценку длительности фронта импульса напряжения. Известно, что магнетронный генератор возбуждается лишь по достижении на нем напряжения порядка 70% от номинального значения; поэтому пренебрежем влиянием магнетрона на скорость нарастания напряжения на фронте импульса. Имея также в виду, что в течение длительности фронта токи, протекающие через сопротивления /?31 и Т?з2, малы по сравнению с емкостными 256
токами /С1 и ia, пренебрежем также влиянием сопротивлений ^з1и^з2> хотя учет таковых и не представляет большого труда. При принятых упрощающих допущениях процессы на фронте импульса соответствуют эквивалентной схеме, показанной на рис. 200.
До отпирания лампы напряжение на аноде лампы и, следовательно, на паразитной емкости Сг, равно зарядному напряжению на конденсаторе Сз:мд(0) =UC = Е. Напротив, напряжение на паразитной емкости С2 — и(,2 (0) — ии (0) — 0. При воздействии на сетку лампы Лк управляющего импульса напряжения и характеризуемого весьма крутым фронтом, лампа Лк отпирается и через лампу протекает ток ia. В результате этого происходит разряд паразитной емкости до некоторого значения напряжения
Рис. 200.
Рис. 201.
(иа)т,п = 0,1Д и соответственно заряд паразитной емкости С2 до некоторого значения напряжения («н)тах = ОДД. При этом, так как напряжение на большой емкости Сз в течение кратковременной длительности фронта остается практически постоянным, то в любой момент времени 0<Д</ф должно выполняться соотношение:
Ua~UC-~U«	ии.
Вследствие высокой крутизны фронта управляющего импульса напряжения, действующего на сетку лампы, напряжение на сетке быстро нарастает от начального значения ug-=Eg до максимального значения ug — ugmax. В соответствии с этим рабочая точка на характеристике лампы (рис. 201) быстро перемещается из положения С в положение В, причем из-за наличия паразитных емкостей и С2 напряжение на аноде лампы в течение этого времени остается почти постоянным. Далее, по мере разряда емкости Cj, напряжение на аноде лампы падает (при постоянном напряжении на сетке) в соответствии с чем рабочая точка перемещается по характеристике лампы и достигает точки А, соответствующей номинальному анодному току 1а. Вследствие пологого характера участка ВА характеристики с небольшим приближением можно принять, что в течение всего рассматриваемого 267
времени сила анодного тока ia остается приблизительно постоянной и равной 1а. Тогда, обращаясь к эквивалентной схеме (рис. 200), можно составить следующее диференциальное урав
нение:
I =.i	= — C1d^L + C2d±l
а C1 1 с2 1 dl 2 dt
где знак минус соответствует процессу понижения напряжения иа на емкости С1. Учитывая, что иа~ Е — ии, получим.
2
а
dt
dlE dt
откуда, разделяя переменные, найдем
Таким образом, при принятых допущениях напряжение ин на нагрузке нарастает линейно во времени. Отсюда длительность фронта модулирующего импульса может быть оценена формулой
(и„ )т„ r (С, 4- С2)	0,9Е (С, 4- GP
----- = 0,9/?„ (СЯС2).	(111)
Интересно отметить, что несмотря на то, что одна из паразитных емкостей разряжается, а вторая заряжается, их влияние на скорость нарастания напряжения получается одинаковым. С этой точки зрения безразлично, какую из паразитных емкостей уменьшать с целью получения более крутого фронта импульса.
Суммарная паразитная емкость может быть оценена величиной порядка С2 = 100 мкмкф. Сопротивление нагрузки имеет величину порядка R„=1000 ом, откуда длительность фронта
1000-100-10-6 = 0,1 мксек.
Опыт подтверждает возможность получения фронта такой крутизны, при условии достаточной крутизны фронта управляющего импульса напряжения ug.
В рассматриваемом модуляторе к импульсу управляющего напряжения и предъявляются очень жесткие требования:
а)	длительность /н импульса, определяющая длительность модулирующего импульса, должна быть точно фиксирована;
б)	амплитуда импульса, определяющая величину анодного тока лампы /а, должна соответствовать выбранному режиму работы;
в)	изменение величины импульса напряжения и на его плоской части не должно превосходить^ 10.% от номинального зна* чения;
368
г)	крутизна импульса напряжения должна быть возможно более высокой.
Для получения управляющих импульсов напряжения в большинстве случаев используется блокинг-генератор, удовлетворяющий сформулированным требованиям.
Очень важно, чтобы в паузе между импульсами ток, протекающий через лампу Лк, был настолько мал, насколько это требуется из соображения допустимой мощности рассеяния энергии на аноде лампы. Если /а0 — анодный ток лампы в „запертом" состоянии, то
мощность, рассеиваемая на аноде лампы в паузах между импульсами ра0 = Е1а0. С другой стороны, не следует добиваться чрезмерно полного запирания лампы, так как это потребует большой величины смещающего напряжения Е и соответственно большой величины управляющего напряжения и . Для модуляторной лампы типа 5D-21 вполне допустимым, например, является ток 1а0—0,2 ма. При этом мощность Ра0 = 18000-0,2-10~3 4 вт.
Очень часто с целью получения более крутого среза импульса напряжения и одновременного уменьшения тока/32, ответвляющегося через сопротивление /?з2, последнее заменяется индуктивностью L3. Величина индуктивности L3 обычно устанавливает
ся из соотношения:
Un f ~ 0,9 Е
откуда
(U™
/н-о,1/,
£
z	t = Ю/< Z
о	* Н >1	НН
(112)
Пусть, например, £и=1 мксек иRH =1000 ом-, тогда Аз=10-103Х XI — Ю4 лжг« = 10 мгн. Выполнение такой индуктивности, практически не рассеивающей на себе энергии, является удобным также и в конструктивном отношении.
При наличии индуктивности L3, после запирания лампы Лк и магнетрона, ток, протекающий через индуктивность, не может мгновенно изменяться ни по величине, ни по направлению. За счет запасенной в индуктивности и паразитных емкостях энергии в цели наступает колебательный процесс. При слабом затухании (из-за большой величины со-
противлений R32 и R3j) амплитуда возникающих рис 2о2. после среза колебаний может быть очень велика (рис. 202) настолько, что в течение отрицательной полуволны колебания магнетронный генератор может вновь возбудиться. Для предотвращения такого явления, если оно может иметь место, параллельно индуктивности L3 включается демпфирующий диод D (рис. 203), который способствует гашению паразитных колеба-269
ний, переводя их в область положительной полярности (рис. 204), где возбуждение магнетрона произойти не может. При отсутствии паразитных емкостей, но наличии диода D, эквивалентное сопротивление которого равно RD , после запирания лампы Лк и магнетрона ток 1з в индуктивности L3 замыкался бы через диод. В результате этого напряжение ин изменялось бы по экспонециаль-ному закону, как это показано пунктиром на рис. 204, причем амплитуда .положительного выброса напряжения равнялась бы /з2 RD . При наличии же паразитных емкостей и распределенной паразитной индуктивности цепи на показанный пунктиром апериодический процесс накладывается высокочастотный колебательный процесс, который однако достаточно быстро затухает из-за поглощения энергии колебаний сопротивлением диода.
Рис. 203.
Рассмотренный в данном параграфе модулятор является наиболее совершенным с точки зрения формы получаемых импульсов напряжения. Именно, модулятор позволяет получать импульсы напряжения с весьма крутым фронтом и срезом и почти идеально плоской вершиной. Последнее является особенно важным при модуляции колебаний магнетронного генератора. Вторым существенным достоинством модулятора, связанным с применением в качестве коммутирующего прибора электронной лампы, является практически полная безинерционность действия модулятора. Импульсы напряжения на выходе модулятора точно соответствуют управляющим импульсам напряжения. Такой модулятор может быть использован в случаях, когда частота повторения управляющих импульсов не остается постоянной, а изменяется в самых широких пределах. Модулятор может также работать и в условиях, когда ставится задача получения серии модулирующих импульсов, разделенных весьма малыми интервалами. Модулятор обладает весьма высоким коэфициентом полезного действия, что также является его достоинством. Устройство модулятора сравнительно просто.
Вследствие своих высоких качеств рассматриваемый тип модулятора находит все более и более широкое применение как в наземных, так и авиационных установках. К сожалению, применение модулятора для получения очень мощных импульсов ограничивается предельной мощностью коммутации электронных 270
ламп существующих типов. Однако, следует иметь в виду, что электронные лампы работают достаточно, удовлетворительно и при параллельном их соединении.
Использование модулятора с частичным разрядом емкости иногда является неудобным из-за необходимости применения выходного импульсного трансформатора для получения импульсов напряжения положительной полярности.
36. МОДУЛЯТОР С ФОРМИРУЮЩЕЙ ИСКУССТВЕННОЙ ЛИНИЕЙ
И КОММУТИРУЮЩИМ ТИРАТРОНОМ
На рис. 205 представлен вариант схемы модулятора рассматриваемого типа. Модулятор питается от источника синусоидального напряжения, частота которого синхронизирована с частотой
повторения импульсов. Накопительным элементом модулятора является суммарная емкость С3 = пС} формирующей искусственной линии, которая с помощью дросселя L3 настраивается в резонансе с частотой питающего источника. Заметим, что тивность искусственной
Рис. 205.
в зарядной стадии распределенная индук-линии вследствие ее малой величины не
оказывает влияния на процесс, что позволяет рассматривать распределенную емкость в качестве сосредоточенной. Зарядка емко-
сти линии осуществляется напряжением щ (рис. 206,а) через посредство первичной обмотки (wj импульсного трансформатора (ЯГ). С целью притупления резонансной кривой зарядного контура емкости линии шунтируются сопротивлением /ф сравнительно большой величины; при — оо небольшое изменение частоты питания привело бы к заметному изменению амплитуды зарядного напряжения, что является нежелательным. Как это было показано в § 25, а [см. рис. 155 и ф-лу 92 г], если пренебречь небольшим затуханием зарядной цепи, амплитуда зарядного напряжения из емкости
Рис. 206.
линии—U3m ss r.Umr„ (рис. 206, б').
Зарядный ток i3 почти совпадает по «фазе с напряжением
опережая его на небольшой угол <р (рис. 206, в), определяемый расстройкой. Напряжение п2, питающее цепь сетки коммутирую-
271
щего тиратрона Тк , находится в противофазе с напряжением щ (рис. 206, г). Напряжение подводится к сетке с помощью фазовращающей цепочки (/?2 С2), обеспечивающей достижение напряжением ug значения Е&0 (напряжение зажигания) в момент, когда напряжение из достигает своего максимума (рис. 206, д). В этот момент происходит зажигание тиратрона Тк, в результате чего искусственная линия разряжается через первичную обмотку (wj импульсного трансформатора, создавая во вторичной обмотке его (те>2) рабочий импульс напряжения.
Импульс напряжения, формируемый искусственной линией, отличается от импульса напряжения, получаемого с помощью идеальной линии, наличием „хвоста" на полярности, противоположной рабочей (рис. 90). Однако, вследствие вентильных свойств коммутирующего тиратрона Тк (рис. 205) последний гаснет при отрицательном напряжении на его аноде. Это создает в выходной цепи импульсного трансформатора нежелательные паразитные колебания на полярности, противоположной рабочей. Для гашения этих колебаний используется вспомогательный тиратрон Тт, приключаемый к третьей обмотке (те'3) импульсного трансформатора, фазировка которой выбрана таким образом, чтобы тиратрон Тт зажигался после гашения коммутирующего тиратрона Тк, т. е. когда напряжение импульса на обмотке тег, имеет полярность, противоположную рабочей.
Применение модулятора рассматриваемого типа оправдывается в случае, когда частота повторения импульсов совпадает с частотой питающего источника. При эксплоатации модулятора следует принять меры к стабилизации частоты питающего источника. Необходимо контролировать с помощью движка Р2 величину синхронизирующего напряжения и„, а с помощью движка Рх—нужный поворот фазы этого напряжения. Ненормальная работа модулятора в большинстве случаев получается из-за расстройки фазовращательного устройства (например при смене тиратрона).
37.	МОДУЛЯТОР С ИСКУССТВЕННОЙ ЛИНИЕЙ, ФОРМИРУЮЩЕЙ ИМПУЛЬСЫ В ЗАРЯДНОЙ СТАДИИ
Формирование импульсов напряжения прямоугольной формы может быть осуществлено не только путем использования процесса разряда линии, но и путем использования процесса заряда линии через сопротивление А?н нагрузки, равное волновому сопротивлению линии (Й7). Соответствующая этому случаю принципиальная схема представлена на рис. 207.
С помощью разрядника разомкнутая на правом конце линия (рис. 207) приключается к питающему источнику напряжения Е~const, через посредство нагрузочного сопротивления Rn~W. Сопротивление А? > /?н практически мало влияет на процесс з а-272
рядки линии и служит для ее разрядки в течение интервала времени между импульсами. При замыкании цепи через разрядную искру между контактами коммутатора, напряжение на которых равно £, вдоль линии начинает распространяться волна тока
ЕЕ
= w	и связанная с ней волна напряжения
^/n = 0,5f. В результате отражения от разомкнутого конца линии возникает отраженная волна напряжения u0^.un = Q,5 Е, постепенно повышающая напряжение вдоль линии до величины Е-Вместе с тем отраженная волна тока г0——постепенно прекращает протекание тока вдоль линии. В момент ,	2/
, гДе v—скорость распространения волн, сила тока в любой
точке линии, а также сила проте-
кающего через коммутатор тока, • г  т—т	,
становится равной нулю; напряже- £ *rCfp У у	,
ние же вдоль всей линии оказывает-
ся равным напряжению Е источ-	'	4
ника.	Рис. 207.
Вследствие наличия концевого сопротивления /?н ~ : й7 отражения волн от генераторного конца линии не последует. Так как начиная с этого момента времени через коммутатор К ток не протекает, а напряжение на нем становится равным нулю, можно считать зарядный процесс законченным независимо от того, успел ли контакт в коммутаторе нарушиться или нет. Если контакт осуществляется через искру, то она гаснет именно в этот момент
2/
времени. В течение всего времени i = — зарядной стадии
. _ Е
через сопротивление нагрузки протекает ток гн — создающий на сопротивлении прямоугольный импульс напряжения амплитудой UH = Q,5E. Как уже упоминалось, в течение последующего достаточно длинного интервала времени Ги = Тп — tw между импульсами происходит нейтрализация заряда линии через сопротивление R. Поэтому к моменту следующей коммутации напряжение на линии окажется равным нулю и весь описанный процесс повторяется.
На рис. 208 представлена схема модуляторного устройства, соответствующая рассмотренной выше принципиальной схеме. В качестве коммутирующего прибора здесь используется тригатрон Тр. Нагрузочное сопротивление включается через импульсный трансформатор. Источник питания необходимо блокировать конденсатором Сб достаточно большой емкости, обеспечивающей практически неизменную величину напряжения на конденсаторе при заряде конденсаторов искусственной линии.
18 Я. С. Ицхоки	273
В рассмотренном модуляторном устройстве напряжение импульса равно половине напряжения источника питания. Небольшое изменение в схеме позволяет имитировать процесс, встре-
чающийся в практике коммутационных перенапря-
Ltt Lt
жений на передающих линиях, который известен под названием процесса повторных зажиганий дуги на разъединителе линии. Для наших целей этот процесс интересен в том отношении, что он подсказывает способ получения на нагрузочном
сопротивлении импульса
Рис- *^08-	напряжения с амплиту-
дой, равной полному напряжению Е питающего источника.
Заменим в схеме рис. 208 сопротивление R дросселем, индуктивность которого L3 вместе с емкостью С0 = пСх линии опреде-
ляют следующую величину периода свободных колебаний:
T = 2zyL3C0=2(Tn~T^^2Tn.	(113)
Рассмотрим процессы, возникающие в модуляторе, при наличии указанного дросселя.
После первого замыкания коммутатора процессы в линии
ничем не отличаются от описанных выше. Именно, в момент t=-Q напряжение из на генераторном конце линии (рис. 209, й) становится равным 0,5 Е, а через время	(по возвращении
отраженной волны) напряжение на конце линии, так же как и на всех остальных точках линии,становится равным к. Эго, как указывалось, приведет к отключению линии от питающего ис-
точника до момента следую-Рис-	щего „зажигания**. В насту-
пившей же паузе между импульсами, в отличие от рассмотренного выше, будет происходить
не апериодический, а колебательный разряд суммарной емкости Со линии (которую в даннбм случае можно полагать сосредоточенной) на индуктивность L3. В результате
274
колебательного разряда полярность напряжения на линии изменится (рис. 209, а), и в момент t	, непосредственно
предшествующий повторной коммутации, напряжение на линии станет равным—Е. Таким образом, напряжение на коммутаторе в этот момент времени будет равно Е—(—Е) = 2£, т. е. будет равно удвоенному напряжению питающего источника.
Учет граничного условия на генераторном конце линии и начального напряжения ил (0) =—Е дает следующее соотношение для распространяющейся волны напряжения ип и напряжения ик на нагрузочном сопротивлении /?н:
£ = ил(0) +ип + «н = - E^un + inRv = -E-E +
Е. Соответствующие процессы вдоль простоты, в качестве системы постоянными) иллюстрируются ...................
t=tu
-Е
tnnimiiiiiiiiimimf
hiMiiwiroiiiiiiffliiiiiiii
lllllllllllllllgllllllllllllllll!
Tn<t<V^
и  'П I'U
t=2Tn
Рис. '210.
и
HIIIIIIIIII
e
При RH = W, un = цн линии (рассматриваемой, ради с равномерно распределенными диаграммами, представленными на рис. 210.
В момент 1~2Тп напряжение на линии становится вновь равным — Е, и все описанные процессы повторяются. На нагрузочном сопротивлении после первого замыкания получается импульс напряжения амплитудой £/2 (рис. 209,(5), а при последующих замыканиях коммутатора амплитуда импульса напряжения Un — Е.
В некоторых случаях модулятор рассматриваемого типа может быть использован с большим успехом, чем моду-
лятор, в котором рабочий импульс формируется в процессе разряда искусственной линии. В последнем случае зарядное напряжение конденсаторов искусственной линии должно быть в два раза больше рабочего напряжения формируемого импульса. Так, например, пусть при работе по схеме рис. 152 (где вместо конденсатора Сз можно полагать включенной разомкнутую на одном конце искусственную линию) напряжение источника питания равно Е. Тогда зарядное напряжение емкостей линии (С3) из'=-истах~ 2^ (рис. 153), и амплитуда формируемого импульса, получаемого при разряде ли-нии на согласованную нагрузку,	= —%— —
При использовании же зарядного процесса для формирования импульсов напряжение на конденсаторах линии, как мы видели, колеблется в пределах от -4- Е до — Е. Следовательно, абсолютная
18*
275
величина напряжения на конденсаторах линии получается в два раза меньшей, чем в предыдущем случае.
Нормальная работа модулятора требует весьма точной синхронизации частоты посылок поджигающих импульсов с частотой собственных колебаний контура L3 — Со в соответствии с формулой (113). При рассогласовании уменьшается амплитуда получаемых импульсов напряжения или же нарушается нормальная работа модулятора.
Модулятор рассмотренного типа нашел применение в некоторых самолетных радиолокационных установках мощностью порядка нескольких десятков киловатт.
38.	МОДУЛЯТОР С НЕЛИНЕЙНОЙ ИНДУКТИВНОСТЬЮ В КАЧЕСТВЕ КОММУТИРУЮЩЕГО ОРГАНА
На рис. 211 представлена принципиальная схема модулятора, использующего нелинейную индуктивность L2 в качестве коммутирующего органа.
Принцип работы устройства заключается в следующем.
В интервале времени; между импульсами вспомогательная лампа заперта, и конденсатор С2 и конденсаторы искусственной линии (суммарной емкостью Со) заряжены до сравнительно низкого напряжения Е (порядка 1 000 а) питающего источника, заблокированного конденсатором С. весьма большой емкости.
Рис. 211.
При отпирании лампы Лг управляющим импульсом «А,(рис.212,я) длительностью порядка 100 мксек через индуктивность /^'сравнительно большой величины протекает ток z, (рис. 212Д), величина которого относительно медленно нарастает. При этом в индуктивности накапливается энергия. Одновременно начинает протекать ток z2 через нелинейную индуктивность Z,2, частично вследствие разряда конденсатора С2, и частично за счет питающего источника Е. Вследствие наличия сопротивления /?2 (порядка 10-н20 тысяч ом) сила тока i2 невелика и быстро достигает устано-вившегося значения^. При отсутствии сопротивления /?2 вслед
276
ствие быстрого насыщения сердечника индуктивности L„, последняя зашунтировала бы индуктивность воспрепятствовав тем накапливанию энергии в Л,. Величина сопротивления R2 выбирается таким образом, чтобы намагничивающий ток катушки L2 перевел рабочую точку сердечника на кривой намагничивания (рис. 213) в положение А, соответствующее режиму, близкому, но меньшему, чем режим положительного насыщения сердечника.
После того, как энергия в катушке Lx достигнет величины, несколько большей энергии рабочего импульса напряжения, лампа Лл запирается, в результате чего за счет запасенной в индуктивности Aj энергии осущест-
Рис. 212.
вляется колебательный заряд конденсаторов искусственной линии. Зарядная цепь замыкается через
Рис. 213.
первичную обмотку выходного импульсного трансформатора и блокировочный конденсатор С6. В результате этого процесса напряжение ил на конденсаторах линии повышается до значения Ц, =1л/	> Е. Одновременно с процессом перекачивания
г Со
энергии из катушки в конденсаторы линии, под воздействием сравнительно высокого напряжения, развиваемого на катушке ЬА, меняется направление тока i2, протекающего через индуктивность Л2, причем вначале этот ток замыкается через сопротивление R2. Вместе с тем рабочая точка на характеристике В — Н (рис. 213) начинает перемещаться по спинке гистерезисной петли, и по мере возрастания абсолютной величины тока i2 рабочая точка сердечника переходит в область отрицательного насыщения. Параметры нелинейной индуктивности и сопротивление R2, равно как и длительность колебательного заряда конденсаторов линии, должны быть выбраны таким образом, чтобы к моменту, когда напряжение на конденсаторе линии достигает значения, близкого к максимальному (£7Т1), сердечник был полностью насыщен (точка D, рис. 213). При насыщенном состоянии сердечника величина индуктивности L2 резко падает и уже не препятствует на
277
растанию тока, протекающего через Л2. В результате быстрого уменьшения напряжения на А2 почти все напряжение формирующей линии ложится на первичную обмотку импульсного трансформатора (рис. 212,<?), причем разрядная цепь замыкается через емкость С2 сравнительно большой величины (порядка 0,02 мкф). На первичной обмотке возникает импульс напряжения отрицательной полярности амплитудой б/j — 0,5 £7Л, длительностью ?и определяемой параметрами искусственной линии и сопротивлением Rtt нагрузки.
Так как полярность импульсов напряжения является отрицательной, то в случае, когда амплитуда импульса U1 оказывается достаточной для модуляции магнетронного генератора, импульсный трансформатор может быть опущен. Последний однако необходим для модуляции триодного генератора с заземленным катодом.
Рассмотренное устройство еще мало исследовано.
Некоторые данные позволяют полагать, что модулятор может быть с успехом применен для получения весьма коротких модулирующих импульсов. Существенным достоинством модулятора является использование в качестве коммутирующего органа без-разрядного прибора, срок службы которого, повидимому, ничем не ограничен. Интересной особенностью устройства является двойная трансформация мощности: один раз при запасании энергии в индуктивности Z,1; другой раз при запасании энергии в конденсаторах линии. Это обстоятельство, впрочем, является мало благоприятным с точки зрения к. п. д. трансформации мощности.
J78
Раздел VIH
МОДУЛЯТОРЫ НЕКОТОРЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СТАНЦИИ
39.	МОДУЛЯТОР НАЗЕМНОЙ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАНЦИИ ОБНАРУЖЕНИЯ AN/TPS-3.
Рассматриваемое устройство является типичным для модуляторов, в которых трапецеидальный импульс формируется искусственной линией, заряжаемой до двойного напряжения источника и коммутируемой с помощью вращающегося искрового разрядника.
Рис, 214.
Модулятор предназначен для модуляции триодного лампового генератора частотой около 600 мггц, мощностью (в импульсе) около 200 кет. Длительность рабочего импульса около 1,5 мксек, частота повторения импульсов—200 гц, скважность генерации— 3333. Генератор использует специально сконструированную лампу типа VT-158 с заземленным анодом, работающую при напряжении 24 000 в модулирующего импульса.
На рис. 214 изображена принципиальная схема модулятора. Выпрямитель, собранный по схеме удвоения напряжения, создает
279
На своем выходе отрицательное напряжение в 8000 в. С помощью дросселя индуктивностью s 165 гн осуществляется колебательный заряд конденсаторов линии = 40 мкгн, Со'= 0,015 мкф, 1F ~ j/^ = 50 ом) до напряжения в 16 кв. Вследствие того, что передатчик расположен на расстоянии около 15 м от модулятора, связь передатчика с модулятором осуществляется через посредство кабеля с волновым сопротивлением в 50 он. Это обстоятельство определяет необходимость использования выходного
Рис. 215.
импульсного трансформатора, согласующего сопротивление передатчика (А?н =450 ом) с сопротивлением кабеля. Одновременно трансформатор изменяет полярность рабочего импульса и повышает его напряжение до 24 кв. Высоковольтная обмотка импульсного трансформатора состоит из двух бифилярно расположенных обмоток, через посредство которых подводится накальное напряжение к генераторной лампе. Это позволяет обойтись с низковольтным накальным трансформатором. Импульсный трансформатор расположен в блоке передатчика.
Вращающийся искровой разрядник состоит из неподвижного вольфрамового электрода, расположенного на корпусе электромотора и металлического диска, на котором укреплены три вращающихся электрода заостренной формы, изготовленных также из вольфрама и расположенных под углом в 126° друг к другу. Диск укреплен на валу мотора и соединяется с „землей11 через посредство угольной щетки, обеспечивающей малое переходное 280
сопротивление разрядному току. Единственный неподвижный электрод является „анодом" разрядника и поэтому расходуется (вследствие эрозии) медленнее чем электрод, являющийся „катодом". Металлический диск с подвижными электродами вращается со скоростью 4000 об/мин, что при трех электродах позволяет получить 200 разрядов в секунду. Вращающийся разрядник выполняет весьма ответственную функцию в работе модулятора, коммутируя значительный рабочий ток (около 150 а) при весьма высоком напряжении—16 кв.
Мощность модулятора составляет 1,2 мгвт.
Внешний вид модулятора (без импульсного трансформатора) представлен на фото рис. 215.
Модулятор рассматриваемого типа находит применение также и в авиационных установках.
40.	МОДУЛЯТОР САМОЛЕТНОЙ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАНЦИИ ПЕРЕХВАТА
На рис. 216 представлена схема одного из ранних вариантов модулятора самолетной станции мощностью (в импульсе) в 200 кет, применявшаяся для модуляции триодного генератора метровых
Рис. 21G.
волн (/п --0,5-г-1 мксек). Схема интересна своим способом управления работой тригатрона Т, используемого в качестве коммутирующего прибора.
Формирование импульсов осуществляется с помощью искусственной линии, состоящей из 6 ячеек. Зарядка линии производится от непоказанного на схеме выпрямительного устройства; индуктивность Аф1 и емкость Сф1 образуют выходной фильтр выпрямителя. С помощью дросселя L3 осуществляется колебательный заряд искусственной линии до напряжения —4 кв. Линия разряжается через обмотку повышающего импульсного трансформатора, создающего на выходной обмотке импульс напряжения
281
положительной полярности амплитудой в 8 кв. В данном случае применение импульсного трансформатора позволило оперировать с питающим источником сравнительно низкого напряжения. Кон-ден-атор большой емкости С, =0,35 мкф включен для „отсекания" хвоста импульса и существенного влияния на разрядный процесс линии не оказывает. Диод D, соединенный последовательно с демпфирующим сопротивлением R служит для гашения колебаний, возникающих после среза рабочего импульса на полярности, противоположной рабочей. К диоду подводится смещение от конденсатора Сф2 фильтра, заряженного до напряжения в 2 кв. Благодаря этому диод становится проводящим только в случае, когда в результате послеимпульсного колебательного процесса потенциал точки А повышается сверх 2 кв.
Своеобразным является в схеме способ приключения тригатрона и управления его поджигом. В паузе между импульсами рабочие электроды тригатрона находятся под напряжением 6 кв, причем ни один из электродов не находится под нулевым потенциалом. Обыч о „заземляемый" электрод в данном случае нахо ится под потенциалом -\-2 кв. Под этим же потенциалом находится и поджигающий штырь тригатрона. Поджигающий импульс получается с помощью лампы Д, питаемой от источника напряжением в 800 в. В цепи питания лампы помимо выходного фильтра (Аф3, Сфз) находится также и цепь развязки (/?2, С2). В интервале времени между импульсами л°мпа Д зап°рта смещающим напряжением в катодной цепи (7?к, Ск). При воздействии на управляющую с°тку кратковременного поджигающего импульса лампа Д отпирается и напряжение на ее аноде резко падает почти до нуля вследствие наличия в анодной цепи индуктивности La. Понижение напряжения на аноде через разделительный конденсатор Ср перелается на штырь тригатрона, который для этой цели отделен от конденсатора Сф2 фильтра сопротивлением /?р величиной порядка 100 000 ом. Между штырем и нижним рабочим электродом тригатрона возникает кратковременный импульс напряжения, амплитудой около 800 в, вызывающий пробой вспомогательного а затрм и основного промежутков тригатрона.
Оперирование со сравнительно невысокими (+2 кв) напряжениями питания позволяет осуществить компактную конструкцию модулятора.
41.	МОДУЛЯТОР БЕРЕГОВОЙ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАНЦИИ
Модулятор предназначен для модуляции высокочастотных колебаний магнетронного генератора мощностью (в импульсе) в 35 кет, работающего на волне 3 см в двух режимах: 1) при длительности импульса в 1 мксек и частоте повтопения импуль-со ’ — 1024 гд; 2) при длительности импчльса в 0,25 мксек и частоте повторения импульсов — 4197 гц. Первый режим соответствует поиску цели, второй — слежению за целью, 282
Принципиальная схема модулятора представлена на рис. 217. Эта схема является типичной для модуляторов с емкостным накопителем энергии, коммутируемого электронной лампой. Особенностью схемы является лишь наличие выходного импульсного трансформатора, включение которого обусловлено большим расстоянием между магнетроном и модулятором, что вызвало необходимость применения кабеля с волновым сопротивлением в 50 ом.
Работа модулятора протекает следующим образом.
Поступающий на вход сетки лампы Лг управляющий импульс wc дифереицируется цепочкой Ry, Сг. Положительный пик напряжения на сопротивлении R} усиливается лампой JR и им-
Нкв
*300^00
Л4
2/ikuk
+1500а ит-2
Л5,
Ъ29
И7-/
♦ЗДОЙ»----1
Ct HI
-fOlJC -toot .Орф-1 o' цепь ГЙ
,	-760SI I 1
-2008 + 8008 + <2008
a x Формируют Блакинг Коммутирующар
линии генератор лампа
нагнел
коаксиалЬн Чабелк
\J-5Doh
U-i , Гасяииш диод

3*
Рис. 217.
пульсным трансформатором ИТ-1, изменяющим одновременно и полярность импульса. При этом крутизна фронта импульса значительно возрастает.
Для согласования высокоомного выхода усилителя импульсов на лампе JR с искусственной линией в цепи сетки блокинг-генератора, формирующего импульс рабочей длительности, используется усилитель (.772) с н зкоомным катодным выходом /?2. Как эго отмечалось в § 17, в, для нормальной раб ты блокинг-генератора с формирующей линией в цепи сетки необходимо, чтобы волновое сопротивление линии было равно сумме сопротивлений R^-A--\-Rgf, где R f—эквивалентное сопротивление участка сетка — катод лампы блокинг-генератора. Эффективность же работы блокинг-генератора требует, чтобы сопротивление /?2 не было велико по сравнению с сопротивлением Rg, так как иначе напряжение, снимаемое с сеточной обмотки блокинг-трансформатора (ИТ-2), будет в основном расходоваться не на повышение напряжения на сетке генераторной лампы, а на сопротивление /?2. Это обстоятельство и вызывает необходимость применения усил 1теля с катодным выходом, причем сопротивление /?2 имеет величину прядка 200 ом.
В соответствии с двумя режимами работы модулятора (0,25 мксек и 1,0 мксек) в цепи сетки блокинг-генератора предусмот-283
рены две искусственные линии, переключаемые по мере надобности с помощью переключателя К. Волновое же сопротивление обеих линий сохраняется одинаковым (около 500 ом). Уже при двух ячейках искусственной линии получается вполне удовлетворительная работа блокинг-генератора.
Кратковременный импульс напряжения, появляющийся на сопротивлении /?2 катодного выхода, амплитудой около 50 в отпирает лампу блокинг-генератора, в результате чего на выходной обмотке блокинг-трансформатора возникает импульс напряжения положительной полярности амплитудой около 1 000 в. Под воздействием этого импульса мощная модуляторная лампа У/4 (типа 5D 21) отпирается, в результате чего осуществляется частичный разряд накопительной емкости (С8--^0,01 мкф), предвари-
Рис. 2’8.
тельно заряженной до напряжения 12,5 кв. Падение напряжения на лампе составляет 1,5 кв, откуда амплитуда рабочего импульса оказывается равной 11 кв. При этом анодный ток лампы равен 10 а, и, следовательно, мощность модулирующего импульса напряжения равна приблизительно НО кет.
Модулятор рассматриваемого типа в последнее время нашел очень широкое распространение в самых разнообразных радиолокационных установках — наземных, морских и самолетных. Приведенная на рис. 217 схема является типичной для самолетных радиолокационных станций мощностью до 100 кет. При большей мощности очень часто прибегают к параллельному включению значительного числа модуляторных ламп в выходном каскаде. Это иллюстрируется приведенной на рис. 218 схемой модулятора радиолой ционной станиии SCR-268, в которой 8 сравнительно небольшой мощности электронных ламп типа 304-TL соединены в параллель. Указанная станция сконструирована около 5 лет тому назад, когда из-за отсутствия более мощной разрядной лампы пришлось прибегнуть к параллельному включению 8 ламп. 284
В настоящее время суммарная мощность модулятора (~120 кет} может быть получена с помощью всего одной лампы типа 5D21.
42.	МОДУЛЯТОР СТАНЦИИ ОРУДИЙНОЙ НАВОДКИ
На рис. 219 представлена принципиальная схема модулятора и формирующего устройства одной из радиолокационных станций орудийной наводки. Эта схема интересна своим способом формирования импульсов прямоугольной формы.
на монитор
Рис. 21Р.
Модулятор предназначен для модуляции высокочастотных колебаний магнетронного генератора (л 10 см). Мощность модулирующего импульса составляет около 600 кет при длительности рабочего импульса в 0,8 мксек и частоте повторения импульсов — 1707 гц. Мощность магнетронного генератора — около 300 кет (в импульсе).
Мощный выходной каскад модулятора работает на принципе частичного разряда накопительной емкости (С10 = 0,125 мкф), коммутируемой с помощью трех мощных ламп Ля типа 6С21, соединенных в параллель. Конденсатор С10 заряжается от выпрямительной установки до напряжения в 22 кв. Падение напряжения на модуляторных лампах Ля в открытом их состоянии равно I кв. При этом анодный ток всех ламп составляет около 30 а. Для гашения высокочастотных колебаний, возникающих после запирания лампы -Л-3 на полярности, противоположной рабочей,
285
служат три диода Л4 типа 8020, -соединенные в параллель. Миллиамперметр, шунтированный конденсатором Сп и защитным искровым промежутком (для защиты от случайных перенапряжений, могущих возникнуть при пробое лампы Л3), служит для измерения среднего значения зарядного тока накопительного конденсатора, который с точностью до небольшого тока, ответвляющегося через индуктивность Л6, равен среднему рабочему току магнетронного генератора. Лампы Л, в интервале времени между импульсами заперты смещающим напряжением^— — 1400 в. Дроссель в цепи сетки ламп служит для замыкания цепи сетки по постоянной составляющей тока. Конденсаторы С]2 и С13 служат для деления напряжения; напряжение с конденсатора С13 подводится к контрольному прибору (монитору) для наблюдения за формой напряжения на входе ламп Ля.
Рассмотрим те ерь способ формирования импульсов длительностью в 0,8 мксек, управляющих работой коммутирующих ламп Лг. Формирование короткого импульса прямоугольной формы здесь осуществляется с помощью двухкаскадного усилителя с отрицательной „запаздывающей" обратной связью, осуществляемой через посредство искусственной линии задержки.
В интервале времени между импульсами усилительные лампы Лх и .//2 заперты смещающим напряжением — 200 в. В качестве усилительных ламп применены в обоих каскадах двойные лучевые тетроды типа 829А, причем во втором каскаде два тетрода (4 секции) соединены в параллель. Первый каскад усилителя питается от источника постоянного напряжения 750 в, а второй— от источника напряжением в 4 000 в. Второй каскад работает на принципе частичного разряда накопительной емкости С7 = 0,5 мкф.
При подаче на вход первого каскада положительного импульса напряжения ис амплитудой 350 в, длительностью в 1,6 мксек, лампа Л} отпирается и в первичной обмотке импульсного трансформатора выделяется усиленный по мощности и напряжению отрицательный импульс напряжения. Трансформатор изменяет полярность выходного импульса напряжения, отпирающего лампы Л2 усилителя, и в нагрузочном сопротивлении выделяется импульс напряжения отрицательной полярности амплитудой в 3 500 в. Основной нагрузкой второго каскада усилителя являются сетки мощных выходных ламп Л3, которые приключены через посредство импульсного трансформатора Т—2 изменяющего полярность выходных импульсов напряжения. Добавочной нагрузкой усилителя служит реостатный делитель напряжения, одним плечом которого является сопротивление /?4	4000 ом, а вторым — сопротивление
/?3 = 2 200 ом, соединенное параллельно с искусственной линией, обладающей волновым сопротивлением около 4 000 ом. В результате деления напряжения на линию поступает импульс напряжения отрицательной полярности амплитудой около 900 в. На выходе линии стоит сопротивление /?2 = 3 900 ом, предотвращающее возмож-286
I—---1,6м1/сер
цс |	~ I t
7ГТ~-^яг 1—0,8 — nbcek
ность возникновения „отраженной" волны напряжения. Параметры линии рассчитаны таким образом, что получающаяся при прохождении линии задержка равна 0,8 мксек. С выхода линии импульс через диференцирующую цепочку подается вновь на вход сетки первого каскада усилителя, чем и осуществляется обратная связь между усилителями. Благодаря наличию обратной связи напряжение на входе лампы Л1 срезается, как это показано на рис. 220. Здесь ис — импульс напряжения, подаваемый первоначально на вход лампы Лг.
импульс напряжения отрицательной обратной связи, получаемый на выходном сопротивлении R2 линии задержки. Из приведенного на рис. 220 построения видно, что длительность импульса обратной связи равна длительности задержки искусственной линии (0,8 мксек). Форма импульса обусловлена постоянной времени диференцирующей цепочки (С2— /?,), равной около 1 8 мксек. Пунктиром показаны составляющие импульса uR2,обусловленные действием фронта и среза импульса uR2 • ug —	-ф ис 4- uR2
представляет собой напряжение, действующее на сетке лампы Лу. В результате действия этого напряжения на выходе первого и второго каскадов образуются импульсы напряжения длительностью в 0,8 мксек, равной длительности рабочих импульсов напряжения.
Конденсатор С8 и сопротивление R7, шунтирующие обмотку трансформатора Т—2, предназначены для улучшения частотной характеристики трансформатора (на высоких частотах).
Форма импульса напряжения, получаемого с помощью рассмотренного модулятора, является вполне удовлетворительной.
U₽2 (8 результате ; дисреренцироЬашя'))
Рис. 220.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Свое основное развитие импульсная техника получила за последние десять лет, главным образом, в связи с ее применением в радиолокации. Первые шаги импульсной техники были направлены на освоение уже известных и разработку новых методов генерации импульсов напряжения и тока. Практическое значение этого вопроса определило повышенный интерес к теоретическому изучению
287
и исследованию соответствующих устройств и переходных процессов в них возникающих, являющихся характерными для импульсной техники. Именно поэтому за последние годы появилось большое количество интересных и весьма важных работ советских ученых, направленных, с одной стороны, на разработку методов анализа импульсных процессов и, с другой стороны, на создание теории применяемых на практике генераторов импульсов, формирующих цепей и элементов импульсных установок. Эти работы сыграли крупную роль в развитии импульсной техники, давая ей правильное направление. Так, например, теория формирующих искусственных линий позволила найти эффективные способы конструирования более совершенных формирующих устройств. Работы В. И. Сифорова, А. П. Белоусова и др. позволили решить ряд важных вопросов импульсной техники, относящихся к определению чувствительности и оптимальной полосы пропускания импульсных приемников Благодаря работам С. И. Евтянова импульсная техника получила весьма эффективный метод анализа сложных переходных процессов, с которыми приходится оперировать в импульсной технике. Однако, не всегда теория предшествовала и даже успевала следовать за практикой. Насущные потребности чрезвычайно быстро развивавшейся радиолокационной и других специальных областей техники ставили перед импульсной техникой все новые и новые задачи, которые очень часто решались экспериментально и лишь впоследствии освещались теорией. Такое положение, например, имело место при разработке импульсных трансформаторов, сколько-нибудь полная теория которых появилась после того, как промышленностью были созданы достаточно совершенные их образцы. Насущные задачи военных лет вынуждали техническую мысль действовать весьма оперативно. Отдельные удачные решения, полученные в одних устройствах, быстро перенссились на другие смежные устройства. Так, искусственные линии, введенные первоначально для цепи формирования прямоугольных импульсов напряжения (путем разряда предварительно заряженной линии на нагрузочное сопротивление), очень быстро нашли широкое применение в качестве „задерживающих" цепей, в блокинг-генерато-рах (для фиксации длительности генерируе ых импульсов), в модуляторах, осуществляющих формирование'коротких импульсов на принципе „задержанной" обратной связи (см. § 42) и т. п.
Созданный предшествуют им развитием радиотехники технический арсенал, на базе которого создавались первые* импульсные радиолокационные установки, позволял вначале получать более или менее удовлетворительные решения. Это оказывалось возможным благодаря тому, что на первых порах приходилось оперировать с импульсами сравнительно большой длительности, порядка нескольких микросекунд (и даже 10—15 мксек) и соответственно сравнительно небольшой мощности. Однако, стремление повысить разрешающую способность радиолокационных установок потребовало оперирования с очень короткими импульсами, вплоть до десятых долей микросекунды. В соответствии с этим должна была 288
Повыситься и мощность импульсных установок, поскольку дальность их действия определяется не мощностью импульса, а его энергией А.,/ --Таким образом, развитие импульсных методов работы ставило перед импульсной техникой все новые и более трудные задачи, решение которых усложнялось повышенным требованием к качеству формируемых импульсов. В большинстве случаев оказывалось необходимым оперировать с импульсами, имеющими форму, близкую к прямоугольной. Эти обстоятельства потребовали не только совершенствования, но и создания новой аппаратуры и разработки новых методов генерации и приема.
Одновременно с укорочением длительностей рабочих импульсов техника выдвигала задачу освоения методов генерации все более коротких волн. Применение коротких импульсов ультра-высокочастотной энергии позволяет осуществлять колоссальную концентрацию энергии не только во времени, нои в пространстве, путем применения антенных систем высокого направленного действия. Последнее становится возможным при оперировании с электромагнитными волнами очень высокой частоты. С другой стороны, применение колебаний очень высокой частоты делает, в свою очередь, возможным оперирование с очень короткими импульсами, так как для эффективного использования импульсов высокочастотной энергии оказывается достаточным, чтобы на протяжении импульса „укладывалось" несколько сотен периодов высокочастотных колебаний. Поэтому, если при работе, например, на волне длиной в 1 м применялись импульсы длительностью в 1 мксек, то при переходе на волну длиной в 10 см уже становится возможным оперировать с импульсами в 0,1 мксек.
Решительный перелом в создании генер ыоров ультравысокой частоты произошел в результате рабо г Н. Ф. Алексеева и Д. Е. Малярова, которые на основе предложения талантливого советского изобретателя В.М. Мухина,.впервые в мире, в конце тридцатых годов, создали чрезвычайно удачную конструкцию многокамерного магнетрона, позволившего получить колебания большой мощности в сантиметровом диапазоне волн. Успешное разрешение в течение последних лет электровакуумной промышленностью этой проблемы выдвинуло перед импульсной техникой в качестве основной задачи ра фаботку методов генерации чрезвычайно коротких импульсов весьма большой мощности—до нескольких мегаватт, необходимых для модуляции магнетронных генераторов. Это потребовало дальнейшего усовершенствования методов формирования импульсов, создания новых импульсных устройств, разработки совершенных импульсных трансформаторов и т. п. В ряду разнообразных вопросов, которые ожидали своего разрешения, наиболее проблематичным и определяющим большинство остальных оказался вопрос о создании коммутирующего прибора, являющегося наиболее ответственным элементом трансформатора мощности (импульсного модулятора) любого типа.
Отмечая это обстоятельство, мы вовсе не собираемся умалить значения других весьма важных проблем, с которыми пришлось 19 я. с. Ицхокп	289
столкнуться при разработке технических методов канализации, излучения, приема и индикации кратковременных импульсных сигналов. Выделение, в качестве одной из важнейших, проблемы создания коммутирующего прибора обусловлено общим направлением данного пособия, в котором основное внимание уделяется вопросам, связанным с генерацией и формированием импульсов.
На первых порах наиболее широкое распространение в качестве коммутирующих приборов нашли вращающиеся искровые разрядники и тиратроны. Тиратрон является прибором, в конструктивном отношении более удобным, чем искровой разрядник. Однако, первые известные типы тиратронов являлись либо маломощными (при заполнении благородными газами), либо обладали сравнительно большой инерционностью действия (при заполнений ртутными парами). Сравнительно большая длительность ионизационных и деионизационных процессов таких тиратронов лимитировала их применение случаями работы со сравнительно „длинными" импульсами, частота повторения которых не превышала нескольких сотен герц. Чем короче длительность рабочих импульсов, тем, обычно, выше частота их повторения. В современных импульсных установках частота повторения импульсов редко бывает ниже 1000 гц, а иногда достигает нескольких тысяч герц. Поэюму, естественно, тиратроны старых типов не могли удовлетворить требованиям современных импульсных установок.
В поисках удачных конструктивных решений электровакуумная промышленность пошла по пути, выдвинутому еще более 10 лет тому назад И. С. Стекольниковым, предложившему весьма удачную конструкцию трехэлектродного разрядника. Развивая это направление, электровакуумной промышленности удалось создать разрядный прибор — тригатрон, в котором осуществляется электрическое управление разрядом с помощью синхронизующих (поджигающих) импульсов. Тригатроны сделали возможным коммутирование весьма мощных импульсов, повторяющихся с частотой порядка 1000 — z000 гц. Однако, при работе на более высоких частотах применение тригатронов встречает серьезные затруднения.
Наиболее совершенным прибором (в отношении безинерцион-ности управления) является электронная лампа. Однако, электронная лампа обладает сравнительно высоким сопротивлением. Этот недостаток был в значительной степени преодолен в результате замечательных успехов, достигнутых электровакуумной промышленностью. Именно, удалось разработать чрезвычайно мощные импульсные электронные лампы, получившие название разрядных ламп. Разрядные лампы позволили создать весьма совершенные импульсные установки, однако мощность таких установок ограничивалась, хотя и большой, но все же не всегда достаточной мощностью разрядных ламп.
В последние годы удалось достигнуть коренного усовершенствования тиратронов. Был создан тиратрон с водородным запол-290
иеййем, позволивший коммутировать мощности, измеряемый й тысячах киловатт, при работе с импульсами длительностью порядка десятых долей микросекунды, следовавших с частотой порядка 5000—10000 гц.
Развитие коммутирующих приборов отражалось и на развитии методов модуляции и формирования рабочих импульсов. Так например, для начального периода радиолокации являлось характерным применение авто модуляции и сеточной модуляции генераторов высокой частоты, не требующих использования коммутирующих приборов большой мощности. После успешной разработки тригатронов и тиратронов формирование импульсов стало чаще всего осуществляться с помощью искусственных линий, причем основное распространение получила анодная модуляция импульсных генераторов высокой частоты. Крупные успехи в разработке мощных разрядных ламп жесткого типа определили преимущественное применение модуляторов, работающих на принципе частичного разряда накопительной емкости.
Неправильным было бы на основании изложенного заключение о том, что тенденция развития импульсной модуляции целиком вытекала и определялась техническими достижениями в разработке коммутирующих приборов. Во многих случаях специальные требования к модулирующим устройствам, вытекающие из особенностей работы вновь появляемых генераторов высокой частоты, выдвигали задачу создания соответствующих разрядных приборов. Несомненно, что неудовлетворительность сеточной модуляции стимулировала разработку тригатронов. Равным образом, модуляторы, работающие на принципе частичного разряда емкости, начали широко применяться и были усовершенствованы именно в связи с внедрением в импульсную технику магнетронных генераторов. Магнетронные генераторы требуют для своей модуляции импульсов высокого напряжения весьма совершенной формы, которые могут быть весьма просто получены с помощью модуляторов указанного вида. Применение разряиных приборов жесткого типа является также обязательным при необходимости генерации кодированных импульсов (серии импульсов).
Дальнейшее развитие импульсной техники в области радиолокации связано с еще большим сокращением длительностей рабочих импульсов и соответствующим повышением их мощности и частоты повторения. В настоящее время еще трудно определить пределы возможностей генерации коротких импульсов. Не предрешая этот вопрос, заметим здесь, что работа с наиболее короткими импульсами требует развития как методов генерации, так и технических средств излучения, приема и индикации очень коротких импульсных сигналов.
Перспективы развития импульсной техники связаны с расширением областей применения импульсных методов работы. В этом отношении каждый новый день, принося новые открытия, новые технические достижения, открывает новые и все более широкие возможности применения импульсных методов работы. Несомнен-19*	291
йо, что импульсная техника переживает наиоолее раннюю стадию своего развития и дальнейший ее прогресс потребует решения целого ряда проблем. Социалистическое государство предоставляет ученым широчайшие возможности для плодотворной деятельности. Можно не сомневаться, что наша промышленность, ученые, инженеры и техники успешно разрешат сложный комплекс вопросов, выдвигаемых дальнейшим развитием импульсной техники.
ЛИТЕРАТУРА
1.	А. А. А п д р о н о в и С. Э. X а й к и и, Теория колебаний, ОНТИ, 1937.
2.	С. Н. Кокурин, Релаксационные колебания, изд. по технике связи, 1938.
3.	Л. А. М серо в и ч, Элементы импульсной техники, ВКАС, 1947.
4.	Я. С. Иц хок и, Импульсная техника (конспект лекций), Советское радио, 1949.
5.	Н. А. Железнов, Радиотехнические устройства управляющих колебаний, ЛКВВИА, 1949.
6.	С. И. Е в т я и о в, Переходные процессы в приемно-усилительных схемах, Связьиздат, 1948.
7.	К. А. Круг, Переходные процессы в линейных электрических цепях, Госэпергопздат, 1948.
8.	Г. В. Добровольский, Устанавливающиеся процессы в электрических цепях, АН СССР, 1948.
9.	С. А. Дробов, Ультракоротковолновые импульсные генераторы, Связьиздат, 1946.
10.	Н. М. Изюмов, Импульсные системы многоканальной радиосвязи, Воениздат, 1947.
11.	И. С. Г о и о р о в с к и й, Частотная модуляция и ее применения, Связьиздат, 1948.
12.	И. Н. И в а н о в, Спектральный анализ импульсных э. д. с., ВВА им. Жуковского, 1945.
13.	А. Агеев и Ю. Кобзарев, О переходных процессах в резонансном усилителе, Журнал Техн. Физики, т. 5, в. 8, 1935.
14.	Импульсные генераторы, Труды Массачузетского Технологического Института, 1948.
15.	Наземные американские и английские радиолокационные станции, Воениздат, 1947.
16.	О. Б. Лурье, Нестационарные явления в широкополосных усилителях, Журнал Техн. Физики, т. 6, в. 2, 1936.
17.	О. Б. Лурье, Нестационарные явления и искажения, вносимые усилителями па высокой частоте в телевидении, Журнал Техн. Физики, т. 9, в. 1, 1939.
18.	В. Г. В о л ьп я и, Нестационарные процессы в усилителях, Электросвязь, № 1, 1939.
19.	В. Г. В о л ь п я и, Прохождение импульсов различной формы через многокаскадный усилитель на сопротивлениях, Электросвязь, № 4, 1939.
20.	А. Н. Щукин, Нестационарные процессы в резонансных и полосовых усилителях, Известия АН СССР, серия физическая, с. 10, № 1, 1946.
21.	Н. Н. Крылов, Нестационарные процессы вдвухконтурной связанной системе. Труды ВЭТКАС, № 7, 1944.
22.	Н. М. Изюмов, Воздействие импульсной посылки на резонансную колебательную цепь, Труды ВЭТКАС, № 10, 1945.
292
23.	Н. М. Изюмов. Воздействие импульсной посылки на нерезонапсную колебательную цепь, Труды ВЭТКАС, № 11, 1945.
24.	Н. Н. Крылов, Резонансные кривые колебательного контура при действии на него импульсных колебаний прямоугольной формы, Труды ВЭТКАС, № 12, 1946.
25.	Н. М. Изюмов, Воздействие остроконечной импульсной посылки на систему односторонне связанных .резонансных контуров', Труды ВЭТКАС, № 12, 1946.
26.	Р. Д. Лейте с, Процессы установления в многокаскадном резонансном усилителе, Радиотехника, т. 2, № 3, 1947.
27.	В. И. С и ф о р о в, О наивыгоднейшей полосе при приеме импульсных радиосигналов, Труды ЛКВВА, в. 7, 1945.
28.	А. П. Белоусов, О наивысшей реальной чувствительности импульсного приемника. Радиотехника, № 5, 1946.
29.	В. И. С и ф о р о в, Анализ прохождения сигнальных импульсов и помех через приемные устройства импульсной радионавигации, Труды ЛКВВИА. № 13, 1947.
30.	Д. В. Сергеев. Блокинг-генератор, Радиофронт, № 13, '1940.
31.	А. А. Расплетин. О генераторе пилообразного тока. ИЭСТ, № 6, 1941.
32.	Я. С. Иц хоки, Влияние паразитных связей на работу блокинг-гене-ратора, Труды ВВА им. Жуковского, в. 159, 1945.
33.	Л. А. Меерович, К теории блокинг-генерат.ора, Известия АН СССР, отд. технич. наук, № 1, 1946.
34.	В. В. М и г у л и н, Д. М. Л е в и т а с, О работе блокинг-генератора, Журнал Техн. Физики, т. 17, в. 10, 1947.
35	В. Ф. Самойлов, Расчет генератора пилообразных токов, Радиотехника, т. 2, № 3, 1947.
36.	С. Э. X а й к и п. Зависимость частоты колебаний мультивибратора от параметров схемы и ламп, ИЭСТ, № 1, 1933.
37.	С. А. Др обо в. Рабочие характеристики тригерных схем, Труды ЛКВВИА, вып. 13, 1947.
38.	С. А. Д р о б о в. Реостатные спусковые схемы, Радиотехника, № 1, 1948.
39.	С. А. Д робов, Реактивный тригер, Труды ЛКВВИА, вып. 19, 1948.
40.	Я- С. И ц х о к и, О некоторых вопросах анодной модуляции импульсных генераторов, Труды ВВА им. Жуковского, вып. 126, 1945.
41.	Л. А. М е е р о в и ч, К расчету параметров двухполюсников, формирующих короткие прямоугольные импульсы, Труды ВЭТКАС, вып. 13, 1946.
42.	А. М. Бон ч-Б р у е в и ч, Реактивный трансформатор напряжения, Труды ВЭТКАС, вып. 7, 1944.
43.	В. Г. Карпов, О работе источника постоянного тока на нагрузку импульсного характера, Труды ЛКВВИА, вып. 9, 1946.
44.	Ф. В. Л у к и н, Импульсный трансформатор, Радиотехника, т. 2, № 4, 1947..
45.	Ганс, Применение тонкой ленты из пермалря в широкополосных импульсных трансформаторах. Electrical Eng. т, 65, № 4, 1945.
46.	М е л ь в и л л, Теория и конструкция мощных импульсных трансформаторов, J. Jnst. Electr. Eng. т. 93, ч, Ш-А, № 6, 1946.
47.	Г о г е р, Хейне и Райдер, Коммутирующие разрядники для радиолокации, The Bell System Technic. J. №-4, 1946, X.
СОДЕРЖАНИЕ
От автора ...............................•......................... 3
Введение .......................................................... 5
Раздел I. Воздействие импульсных э.д.с. на линейные системы 9
1.	Импульсные напряжения и токи и характер процессов, вызываемых ими в электрических цепях........................................ 9
2.	Методы математического анализа импульсных процессов.............19
3.	Операторный метод анализа переходных процессов................. 22
4.	Интеграл Дюамеля..............................................  27
5.	Графический способ .постоянной подкасательной’................. 31
6.	Суперпозиционная формула для огибающей высокочастотных колебаний ............................................................ 33
7.	Спектральный состав импульсного процесса....................... 38
8.	Спектры некоторых импульсных э. д. с........................... 43
а)	Прямоугольный импульс................................... 43
б)	Единичный импульс...................................... 45
в)	Экспоненциальный импульс................................ 46
г)	Треугольный и трапецеидальный	импульсы.................. 46
д)	Колокольный импульс.................................... 46
е)	Связь между спектрами видеоимпульса	и	радиоимпульса ...	50
9.	Спектральный метод анализа линейных электрических цепей........ 52
10.	Условие неискаженной передачи формы импульса через линейную цепь............................................................ 57
Раздел II. Преобразование импульсов с помощью линейных цепей 68
И.	Импульсный трансформатор.....................................  68
а)	Общие понятия........................................... 68
б)	Эквивалентная схема трансформаторной цепи.............. 75
в)	Искажение фронта трансформируемого импульса............. 81
г)	Намагничивание сердечника импульсного трансформатора . .	86
д)	Влияние вихревых токов на работу сердечника............ 92
е)	Расчет импульсного трансформатора........................98
ж)	Конструкция импульсных трансформаторов................. 99
12.	Диференцирующие цепи (укорачивающие цепи).....................102
13.	Интегрирующие цепи (удлиняющие цепи)...........................ПО
294
Раздел III. Формирование	(генерация) импульсов	115
14.	Формирующие свойства линий, как систем с равномерно распределенными параметрами...................................................115
а)	Переходные процессы в	длинных	линиях....................115
б)	Формирующие свойства	отрезка	линии.....................118
в)	Двойные линии.......................................... 120
15.	Формирующие искусственные линии................................123
а)	Цепочечная искусственная линия..........................123
б)	Линии задержки..........................................126
в)	Формирующая цепь в виде параллельно соединенных резонансных контуров.............................................. 127
г)	Формирующая цепь в виде последовательного соединения про-тиворезонансных контуров...........  '.....................131
16.	Блокинг-генератор............................................  134
а)	Общая характеристика процессов в блокинг-генераторе ... 134
б)	Условие самовозбуждения блокинг-генератора..............140
в)	Динамическая характеристика и амплитуда генерируемых импульсов.......................................‘..........144
г)	Длительность плоской части импульсов.....................149
д)	Частота повторения импульсов ...........................151
е)	Варианты схемы блокинг-генератора.......................152
ж)	Особенности конструкции и эксплоатация блокинг-генератора 154
з)	Цепь развязки...........................................155
17.	Режимы работы и типы блокинг-генераторов.......................157
а)	Синхронизация работы блокинг-генератора. (Режим .захватывания" и „деления частоты")..................................157
б)	Блокинг-генератор с настроенным „звенящим" контуром. (Режим автоколебаний).......................................  159
в)	Блокинг-генератор с формирующей линией в цепи сетки. („За-торможенный** режим	работы)........................... 164
18.	Мультивибраторы................................................167
а)	Мультивибратор с самовозбуждением.......................167
б)	Синхронизация и деление частоты.........................175
в)	Электронное реле........................................176
19.	Преобразование синусоидальныт колебаний с помощью нелинейного элемента .........................................................180
а)	Использование электронной лампы в качестве нелинейного элемента преобразования..............	  180
б)	Применение глубоко-насыщенных трансформаторов (пик-транс-форматоры)................................................181
Раздел IV. Импульсная модуляция высокочастотных колебаний 184
20.	Импульсная модуляция (общие понятия) . .	.		•....184
21.	Прерывистая генерация колебаний высокой	частоты (автомодуляция) 186
22.	Анодная модуляция...............................1..............188
23.	Сеточная модуляция.........................................    189
РазделУ. Генерация мощных модулирующих импульсов 193
24.	Требования, предъявляемые к модулирующим импульсам напряжения 193
25.	Основные принципы генерации мощных импульсов ..................197
а)	Трансформаторы мощности с емкостным накопителем энергии 198
б)	Трансформаторы мощности с индуктивным накопителем энергии ......................................................210
295
Раздел VI. Типы коммутирующих приборов	215
26.	Общие требования к коммутирующим приборам..................215
27.	Электронная лампа..........................................217
28.	Вращающиеся разрядники.....................................224
29.	Тригатроны.................................................231
30.	Тиратроны..................................................240
31.	Нелинейная индуктивность...................................244
Раздел VII. Типы импульсных модуляторов	247
32.	Классификация модуляторов..................................247
33.	Модулятор с индуктивным накопителем энергии................249
а)	Схема и принцип работы...............................249
б)	Форма модулирующего импульса и расчет основных параметров модулятора..........................................250
в)	Выбор режима работы коммутирующей лампы............."255
34.	Генератор поджигающих импульсов............................259
35.	Модулятор с частичным разрядом накопительной емкости, коммутируемый электронной лампой • •....................................262
36.	Модулятор с формирующей искусственной линией и коммутирующим тиратроном.................................................... 271
37.	Модулятор с искусственной линией, формирующей импульсы в зарядной стадии . .	.	.... 272
38.	Модулятор с нелинейной индуктивностью в качестве коммутирующего органа .....................................................276
Раздел VIII. Модуляторы некоторых радиолокационных станций 279
39.	Модулятор наземной радиолокационной станции обнаружения AN/TPS-3 279
40.	Модулятор самолетной радиолокационной станции перехвата .... 281
41.	Модулятор береговой радиолокационной станции...............282
42.	Модулятор станции орудийной наводки...................•	. . 285
Заключение ....................................................287
Литература .................................................  .	292
Редактор Баскакова Л. Б.	Технический редактор Ермачков С. И.
А-10491. Сдано в набор 30/VII 1949 г. Подписано к печати 18/Х 1949 г. Объем 18,5 п. л,Учетно-авт. 16,5 л. Форм, бум. 60X92^^ Зак. 2267
Типография Госэнергоиздата. Москва, Шлюзовая наб., 10,