СОДЕРЖАНИЕ
РадиоЛоцман
Магнитометры: принцип действия, компенсация ошибок
Прямой цифровой синтез
Электронные компоненты и системы
MEMS-микрофоны компании Analog Devices
Счетчик электроэнергии ADE7816
Современная Электроника
Преобразователь напряжения в длительность импульса, стабилизированный ФАПЧ
Современные Технологии Автоматизации Термопары: принципы применения, разновидности, погрешности измерений
Радио
Два в одном, или о том, как светодиод \
Карманный осциллограф — игрушка или измерительный прибор?
Измерители температуры и относительной влажности с предельно малым потреблением
Радиоаматор
Принципиальная схема прибора Ц437
Особенности, некоторые неисправности и модернизация тестера SUNWA YX-360TRN-A
Принципиальная схема цифрового мультиметра MASTECH MY65
Электрик
Измеритель сопротивления кожного покрова для контроля состояния здоровья человека
Сенсорное устройство сигнализации для входной двери
Модернизация стрелочных омметров
Автоматы лестничного освещения
Радиоконструктор
Светодиодный индикатор уровня сигнала на KIA6966S
Приставка к мультиметру - щуп для измерения ESR электролитических конденсаторов
Радиомир
РадиоХобби
Измери¬тель частоты акустического резонан¬са динамических головок громкоговорителей
Простой KB тест-генератор DL2EWN для калибровки S-метров трансиверов
Программа TINA-TI
Электронные компоненты
Токочувствительные компоненты и методы измерения тока
Акустическая термометрия
Принцип действия и преимущества сигма-дельта АЦП
window.edu.ru
Диагностические измерения в медико-биологических электронных системах
Диагностика слухового анализатора
Многофункциональный диагностический определитель стресса
Под радиоклюквой

Author: Степанов С.  

Tags: радиотехника   радиоэлектроника   электронный журнал радио-ежегодник  

Year: 2013

Similar

Источники питания. Радиоежегодник, №27

Радиоконструктор 10

Как освоить радиоэлектронику с нуля

Современные цифровые мультиметры

Text
                    









-
-




















2
2
0
0
1
1
3
3
2
2
K
K
?
?
C
C
A
A
:
:
2
2
5
5
В сборник включен обзор периодической печати за 2012 г.
Особый интерес представляет перевод на русский язык
help
к
программе
виртуального измерительного комплекса
Visual Analyser
.
Ряд материалов публикуется впервые.
Выпускающий редактор:
С. Степанов
Над выпуском работали:
С. Муратчаев
В. Гололобов
С. Скворцов
С. Апранич
В. Смирнов
Художник
:
О. Агафонов
E
-
mail
:
radioyearbook@gmail.com
Июнь
201
3
Информационная поддержка
:
Портал
"РадиоЛоцман
"
www.rlocman.ru
Официальные версии журнала
доступны для свободной загрузки
:
www.rlocman.ru/radioyearbook
"
"




















:
:


















/
/
ТЕМАТИЧЕСКИЙ ОБЗОР ПЕЧАТИ И ИНТЕРНЕТ
-
РЕСУРСОВ
2
2
0
0
1
1
A
A
E
E
5
5
<
<
0
0
!
!
коллекцией электрически
х схем надо работать творчески.
Во многих случаях даже беглый просмотр всех схем подряд
может на подсознательном уровне привести к «озарению»
.
С.М. Рюмик
, «1000 и одна микроконтроллерная схема», вып. 1





СОДЕРЖАНИЕ (95 статей)
РадиоЛоцман б
Возвращение к основам электрических измерений * 7
Магнитометры: принцип действия, компенсация ошибок * 17
Прямой цифровой синтез * 25
Электронные компоненты и системы 32
Высококачественный ЦАП и генератор сигналов в одном корпусе * 33
MEMS-микрофоны компании Analog Devices * 37
Счетчик электроэнергии ADE7816 * 44
Современная Электроника
Современные средства регистрации данных в ручных цифровых мультиметрах * 50
Особенности аналоговых интерфейсов датчиков
(AS1716, AD8555, MLX90314AB, MLX90313, LMP91050, МАХ1450) * 53
Преобразователь напряжения в длительность импульса, стабилизированный ФАПЧ * 65
Современные Технологии Автоматизации
Термопары: принципы применения, разновидности, погрешности измерений * 72
Радио
Приставка к мультиметру для измерения ёмкости конденсаторов (1401УДЗ, 140УД14) 75
Домашняя метеостанция (ATmegal68, DS1821, AD22100KT, HIH-3610-003, МРХ4115А) .... 77
Простой бортовой цифровой вольтметр (PIC16F676) 79
Два в одном, или о том, как светодиод "по совместительству" фотодиодом стал 80
Приставка - анализатор спектра (КТ325, КР544УД1) 82
Экономичный сигнализатор перегрева (ГТ109Б) 83
Комнатный термометр с автономным питанием (В57164-К, К176ИЕ4) 84
Карманный осциллограф — игрушка или измерительный прибор? 85
Измерители температуры и относительной влажности с предельно малым потреблением ... 86
Терморегулятор для аквариума (ATmega8, DS18B20) 88
Индикатор напряжённости поля УКВ диапазона (HSMS-2852) 89
Беспроводной сигнализатор минимально допустимой температуры (OP293S, ГТ309В) 90
Ёмкостный датчик приближения (NJM567) 91
Радиоаматор
Простой генератор синусоидальных колебаний (LM324N) 92
Люксметр из неисправного мультиметра М830 (LM158J) 93
Логический пробник TTL/CMOS (TLC274) 93
Светодиодный индикатор стереобаланса (КТ851А) 94
Усилитель для измерения параметров Тиля-Смолла (КТ3102, КТ3107, КТ817) 95
Терморегулятор для бытового инкубатора (LM393) 96
Простой тестер для проверки ПДУ (SFH903) 97
Принципиальная схема прибора Ц437 97
Особенности, некоторые неисправности и модернизация тестера SUNWA YX-360TRN-A 98


Приставки к мультиметру для измерения емкости конденсаторов (К561ПЕ5, К561ЛН2) .... 100
Две схемы простых генераторов шума (LM2931Z-5.0, ВС548, NE5532) 101
Терморегулятор с электронным термометром для павильона зимовки пчел (ATtiny2313) ... 102
Прибор-приставка к мульти метру для контроля содержания углекислого газа (TGS4161) 103
БП с вольтметром и амперметром из неработающих мультиметров М830 (ICL7106) 104
Индикатор уровня сигнала для начинающих (AN6884) 104
«Вечные «Кроны» для мультиметра (КТ315Б) 105
Приемник-детектор ВЧ излучений (КР140УД1208, 1Д507) 105
Устройство контроля трех аккумуляторов (PIC16F877A, ACS754) 106
Принципиальная схема цифрового мультиметра MASTECH MY65 107
Электрик
Сигнализатор предельных уровней воды (CD4011) 108
Измеритель сопротивления кожного покрова для контроля состояния здоровья человека 109
Сенсорное устройство сигнализации для входной двери 110
Использование оптических сенсоров, работающих на отражение (ОРВ704) 111
Емкостной датчик приближения (LM567) 112
Модернизация стрелочных омметров 113
Автоматы лестничного освещения 114
Радиоконструктор
НЧ/ВЧ частотомер (PIC16F84-10, 193ИЕ2) 115
Миниатюрное фотореле (L-32P3C) 116
Будильник «Рассвет» (К561ЛА7) 116
Универсальный термостат (ATtiny2313, DC18B20) 117
Автомат управления дворовым освещением (ФД320/ CD4040, К561ЛЕ5) 118
ИК-датчик на отражение луча (К561ЛА7, АЛ164, SFH506) 119
Индикатор напряжения в автомобильной бортсети (LM393) 120
Светодиодный индикатор уровня сигнала на KIA6966S 120
Лабораторный низкочастотный генератор (ВС549, ВС559, CD4584) 121
Компактный автомат «день/ночь» (К561ЛЕ10, КП707) 122
Выключатель для настольной лампы (HL536AA, L-3014LRD-B, CD4040) 122
Термостабилизатор повышенной точности (LM35, TLC271, К561ЛА7, МОС3083) 123
Приставка к мультиметру - щуп для измерения ESR электролитических конденсаторов 124
Пробник для проверки ESR конденсаторов (LM358) 125
Светодиодный индикатор тока сети 220V (КЭМ-2) 125
Микроомметр - приставка к ПК (К157УД2) 126
Фотореле «Светлячок» (ФД263-01, К561ЛА7, BUZ90) 126
Простой частотомер (PIC16F628) 127
«Электронный наблюдатель» за печью длительного горения (К561ТМ2) 128
Автоматический выключатель освещения (LM311) 128
Ночной выключатель с некритичным расположением фотодатчика (ФД611, S202S02) 129


Радиомир 130
Стенд для отбраковки конденсаторов 131
Пьезоэлектрический эффект на службе (ЗП-1, К561ТЛ1) 131
Сигнализатор возгорания (FML-34.7T-2 9B1-L, LM358, КР1211ЕУ1, К554САЗА) 131
Индикатор тепловых режимов (IRA-T710, LM25S, LM555) 133
РадиоХобби
USB-флэшка в даталоггере микроконтроллерной системы (PIC24FJ64GB002) 134
Измеритель частоты акустического резонанса динамических головок громкоговорителей 135
Высокочувствительный термоанемометр (LM358) 136
Простой карманный кардиограф с фиксацией измерений на карте памяти SD
(PIC16F873, AD623, DS1621, КР1446УД1) 137
Вольтметр автолюбителя (LM324) 138
Простой KB тест-генератор DL2EWN для калибровки S-метров трансиверов 138
Система авторегулирования для вентилятора калорифера теплицы (LM34, LM556) 139
Простой генератор-пробник от 250 Гц до 60 МГц с режимом ШИМ (LTC6904, PIC16F1823) 140
ВЧ-пробник - приставка к мультиметру в режиме омметра (AF139) 141
EBikeMeter - «эбайкометр» (АТтеда328Р) 141
Акваодометр (PIC18F27J13, MMA7361L, MAG3110, SSM2301RMZ) 143
Программа TINA-TI 145
Задатчик - измеритель - масштабатор тока 4-20 мА (С. Скворцов) * 146
ОУ, транзисторы... А теперь и лампы! (С. Апранич) * 156
Программа Visual Analyser
- виртуальный измерительный комплекс (перевод В.Н. Гололобова) * 178
Электронные компоненты 218
Датчики. Погрешность против точности * 219
Токочувствительные компоненты и методы измерения тока * 221
Акустическая термометрия * 225
Принцип действия и преимущества сигма-дельта АЦП * 229
win do w. edu. ru
Сигма-дельта модуляция в цифровой аудиотехнике (Э.И. Вологдин) * 233
Диагностические измерения в медико-биологических электронных системах * 270
Диагностика слухового анализатора 272
Многофункциональный диагностический определитель стресса 292
Под радиоклюквой
А. Кашкаров как зеркало отечественной электроники 325
(*) Статьи любезно предоставлены издателями или авторами и воспроизводятся полностью.
Остальные материалы публикуются в соответствии со статьей 1274 Гоажданского Кодекса РФ.


¦ÒËÆÔÄÝÉÑÌÉ
ÎÒÕÑÒÆÄÐ
áÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÙÌËÐÉÔÉÑÌÍ
(IVIO1EG0EGLPER/IMXLPI]-RWXVYQIRXW
8IWX
1IEWYVIQIRX;SVPH
¶ÒÛÑßÉÌËÐÉÔÉÑÌãÌÇÔÄâÖÔÉÜÄâÝ×âÔÒÏàÔÉÑÌãÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÍÖÄÎÌÅÒÏÉÉÕÏÒÊÑ×â
ÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÆÒÆÕÉÙÑÄ×ÛÑßÙÌÌÑÊÉÑÉÔÑßÙÕÌÕÖÉÐ×ÕÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÐÌÆÒËÐÒÊÑÒÕÖãÐÌ
ÈÌÕÚÌÓÏÌÑÄÙÑÒËÄÛÄÕÖ×âÆ×ÛÉÅÑßÙÓÏÄÑÄÙØÌÎÕÄÚÌÌÕÓÉÚÌÄÏàÑÒÍÎÄÅÉÏàÑÒÍÔÄËÆÒÈÎÒÍ
×ÈÉÏãÉÖÕãÐÄÏÒÆÑÌÐÄÑÌãÐÉÖÔÒÏÒÇĮ̀ÄÊÉÌÖÓ³ÔÌÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌÌÖÔÉÅ×ÉÐÒÍÓÔÒÌËÆÒÈÌ
ÖÉÐÎÖÒÓÒÏ×ÛÌÏÙÒÔÒÜÌÉËÑÄÑÌãÓÒÒÕÑÒÆÄÐÖÉÏàÑÒÕÖÌÖÄÎÒÍÕÌÕÖÉÐßÖÒÉÕÖàÑÉÒÅÙÒÈÌ
ÌËÐÉÔÉÑÌÍÑÉÔÉÈÎÒÓÔÒÝÄÉÖÕãÖÒÛÖÒÒÑÌÐÒÍÖÒÛÑÒÕÖÌÌËÐÉÔÉÑÌÍÈÒÓ×ÕÎÒÆÕÎÒÔÒÕÖÌÌ
ËÄÅßÏÌÑÉÎÒÖÒÔßÉÈÉÖÄÏÌÁÖÄÕÖÄÖàãÓÔÉÈÖÈÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒ×ÛÌÖßÆÄÖàÑÉÖÒÏàÎÒÙÄÔÄÎÖÉ
ÑÄËÑÄÛÉÑÄÈÏãÖÒÇÒÛÖÒÅßÒÕÆÉÊÌÖàÓÄÐãÖàÔÌÕÖÌÎÌÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑßÙÌÑÕÖÔ×ÐÉÑÖÒÆÑÒ
ÌÏÌÈÒÑÉÕÖÌÓÒÏÉËÑ×âÌÑØÒÔÐÄÚÌâÈÒÖÉÙÖÄÎÊÉÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌãÌÓÒÐÉÙÌÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄ
ÎÖÒÙÒÛÉÖ×ËÑÄÖàÅÒÏàÜÉÒÖÒÐÎÄÎÓÔÒÌËÆÒÑÌÌÎÄÅÉÏÉÍÔÄËÞÉÐÒÆÎÔÉÓÏÉÑÌÍÌÈÄÊÉ
ÈÌÖàÎÄÛÉÕÖÆÉÑÑßÉÌËÐÉÔÉÑÌãÕÏÉÈ×ÉÖ×ÛÉÕÖà×ÕÏÒÆÌãÒÎÔ×ÊÄâÝÉÍÕÔÉÈßÆ
ÎÒÖÒÔÒÍÅ×È×ÖÓÔÒÆÒÈÌÖàÕãÌËÐÉÔÉÑÌã
±ÒÛÖÒÌÐÉÑÑÒÒËÑÄÛÄÉÖÓÒÑãÖÌɏ¹ÒÔÒÜÉÉ
ÎÄÛÉÕÖÆÒÌËÐÉÔÉÑÌ͟#¹ÒÖãÒÑÒÐÒÊÉÖÌÐÉÖà³ÔÌÔÄÕÕÐÒÖÔÉÑÌÌÎÒÑÎÔÉÖÑßÙÌËÐÉÔÌ
ÑÉÕÎÒÏàÎÒËÑÄÛÉÑÌÍÆÕÉÊÉÆÓÉÔÆ×âÒÛÉÔÉÈàÖÉÏàÑßÙÓÔÌÅÒÔÒÆÈÏãÖÔÉÅ×ÉÐßÙÑ×ÊÈÕÓÉÚÌ
áÖÌÕÏÒÆÄÓÒÈÔÄË×ÐÉÆÄÉÖÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàÕÒËÈÄØÌÎÄÚÌãÌÏÌÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌãÈÒÏÊÑßãÆÏãÖàÕã
ÑÌãÕÔÉÈßÈÏãÓÔÒÆÉÈÉÑÌãÌÕÓßÖÄÑÌÍÆÕÒÒÖÓÉÔÆÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÐÌÎÒÖÒÔßÉÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒ
ÆÉÖÕÖÆÌÌÕÖÔÉÅ×ÉÐÒÍÚÉÏàâ¦ÑÄÛÄÏÉÔÄÕÌË×ÛÌÖàÛÖÒÅß×ËÑÄÖàÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÌáÖÌÙ
ÕÐÒÖÔÌÐÖÌÓÌÛÑßÍÕÚÉÑÄÔÌÍÌÕÓßÖÄÑÌÍÆÎÏâÓÔÌÅÒÔÒÆÌÓÒÑãÖàÎÄÎÌÉÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌãÅ×È×Ö
ÛÄâÝÌÍÆÕÉÅãÌËÐÉÔÉÑÌÉÑÉÎÒÖÒÔßÙÙÄÔÄÎÖÉÑÄÏÒÊÉÑßÑÄÔÉË×ÏàÖÄÖßÌËÐÉÔÉÑÌͶÉÐÑÉ
ÔÌÕÖÌÎ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÌÏÌÐÄÖÉÔÌÄÏĬÑÕÖÔ×ÐÉÑÐÉÑÉÉÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌâÑÉÆÕÉÇÈÄÏÉÇÎÒÌÑÖÉÔ
ÖÄÔÌÍÐÒÊÉÖÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÖàÕÒÅÒÍÎÄÎÓÔÒÕÖÒÍÓÔÉÖÌÔÒÆÄÖàÓÒÖÒÐ×ÛÖÒÒÅßÛÑÒÆÑÉÍÌÕÓÒÏà
ÑÄÕÖÒÏàÑßÍÚÌØÔÒÆÒÍÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔÈÏãÌËÐÉË×ÉÖÕãÕÓÉÚÌÄÏàÑÄãÖÉÔÐÌÑÒÏÒÇÌã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





®ÔÒÐÉÖÒÇÒÓÒÕÓÉÚÌØÌÎÄÚÌÌÑÉÆÕÉÇÈÄÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÖÄÎÒÍÕÌÕÖÉÐßÒÖÆÉÛÄâÝÉÍ
ÐÒÊÑÒÒÓÔÉÈÉÏÌÖà×ÈÒÆÏÉÖÆÒÔãÉÖÏÌÛÄÕÖàÆÕÉÐÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÓÔÌÏÒÊÉÑÌã²ÓÔÉÈÉÏÉÑÌÉ
ÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌãÓÒÕÖÄÆÏÉÑÑßÐÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÇÒ×ÔÒÆÑãÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÆÎÏâÛÄÉÖ
±ÄÓÔÌÐÉÔÓÄÔÄÐÉÖÔßÐÄÖÉÔÌÄÏÄÌÏÌ×ÕÖÔÒÆÕÉÅãÓÒÑÌÐÄÑÌÉÕÓÉÚÌÄÏàÑßÙÖÉÔÐÌÑÒÆ
ÍÕÖÆÄÆÒÆÔÉÐãÌÙÌÕÓßÖÄÑÌÍÐÒÇ×ÖÒÎÄËÄÖàÖÄÎÌÙÎÄÎÔÄËÔÉÜÉÑÌÉÖÒÛÑÒÕÖàÆÒÕÓÔÒÌËÆÒ
Õ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÉÆÏÌãÑÌÉÑÄÎÄÛÉÕÖÆÒÌËÐÉÔÉÈÌÐÒÕÖà
ÓÒÆÖÒÔãÉÐÒÕÖà
ÆÔÉÐãÑÄÔÄÕÖÄÑÌã
ÑÌÍ®ÄÅÉÏÌÎÒÐÐ×ÖÄÚÌÒÑÑÒÉÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌÉÌÛ×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖàÌÖÈ
ÎÔÉÓÉÊÑßÉÓÔÌÕÓÒÕÒÅÏÉÑÌãÖÄÎÊÉÐÒÇ×ÖÆÏÌ
´ÄËÔÉÜÉÑÌÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍÕÄÐ×â
ãÖàÑÄÔÉË×ÏàÖÄÖßÌÕÓßÖÄÑÌÍ
ÐÄÏ×âÈÒÏâÕÌÇÑÄÏÄÎÒÖÒÔÄãÐÒÊÉÖÅßÖà
ÌËÐÉÔÉÑIJÑÄÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕãÄÑÄÏÒÇÒ
ÚÌØÔÒÆßÐÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÐ
¤º³
ÆÕÒÕÖÄÆÉ
³ÔÒÚÉÕÕÓÔÒÉÎÖÌÔÒÆÄÑÌãÌÒÓÌÕÄÑÌã
ÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑÒÇÒ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄ©ÕÖàÑÉÕÎÒÏàÎÒ
ÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÏâÅÒÍÌÕÓßÖÄÖÉÏàÑÒÍ×ÕÖÄÑÒÆ
ÕÓÒÕÒÅÒÆÙÄÔÄÎÖÉÔÌËÒÆÄÖàÔÄËÔÉÜÉÑÌÉzÕ
ÎÌÐÒÊÑÒÔÄËÏÒÊÌÖàÑÄÛÉÖßÔÉáÖÄÓĬÙ
ÓÒÐÒÝàâÅÌÖÒÆÔÄËÔãÈÒÆÒÖÕÛÉÖÒÆÌÖÓ»ÉÐ
ÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÉÆßÓÒÏÑÉÑÌÉËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒ
ÅÒÏàÜÉÅÌÖÒÆÌÏÌÔÄËÔãÈÒÆÖÉÐÆßÜÉÔÄËÔÉ
×ÆÉÏÌÛÌÖÜÄÑÕßÑÄ×ÕÓÉÜÑÒÉÓÒÕÖÔÒÉÑÌÉÕÌÕ
ÜÉÑÌÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄ´ÄËÔÉÜÉÑÌÉÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÄ
ÖÉÐß×ÈÒÆÏÉÖÆÒÔãâÝÉÍÑÉÒÅÙÒÈÌÐßÐÖÔÉÅÒ
ÑÄÕÖÒÏàÑßÙÌÑÕÖÔ×ÐÉÑÖÒÆ×ÎÄËßÆÄÉÖÕãÆÔÄË
ÆÄÑÌãÐÌÓÔÉÈÒÖÆÔÄÖÌÖÆÒËÑÌÎÑÒÆÉÑÌÉÑÉÓÔÌ
ÔãÈÄÙÑÄÓÔÌÐÉԏ
¡
ÔÄËÔãÈÑßÍÚÌØÔÒÆÒÍ
ãÖÑßÙÌÈÒÔÒÇÒÕÖÒãÝÌÙÕâÔÓÔÌËÒÆ
Ð×ÏàÖÌÐÉÖԟ±ÉÒÅÙÒÈÌÐÒÓÒÐÑÌÖà
¡
ÒËÑÄÛÄ
ÉÖÖÒÛÖÒÕÖÄÔÜÌÍËÑÄÛÄÝÌÍÔÄËÔãÈÐÉÑàÜÉ
ÁÖÄÓ
ÓÒÏÑÒÇÒÈÌÄÓÄËÒÑÄÒÖÈÒ
»ÄÝÉÆÕÉÇÒ
±ÄÓÉÔÆÒÐáÖÄÓÉÉÝÉÈÒÆßÅÒÔÄáÏÉÐÉÑ
ÈÔÒÅàâ
¡
ÒÅÒËÑÄÛÄÉÖÕãÖÒÖØÄÎÖÛÖÒÒÑÐÒÊÉÖ
ÖÒÆÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌãÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÒÓÔÉÈÉÏÌÖà
ÓÔÌÑÌÐÄÖàÒÈÑÒÌËÖÔÉÙËÑÄÛÉÑÌÍÌÏ̦
ÖÔÉÅ×ÉÐßÉÓÄÔÄÐÉÖÔßÕÌÕÖÉÐßÁÖÒÒÛÉÑà
ÒÖÏÌÛÌÉÒÖÚÌØÔÒÆßÙÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔÒÆÓÏÄÖß
ÆÄÊÑÄãÓÔÉÈÓÒÕßÏÎÄÑÄÓ×ÖÌÓÔÒÉÎÖÌÔÒÆÄÑÌã
ÕÅÒÔÄÈÄÑÑßÙÆÕÉÇÈÄÙÄÔÄÎÖÉÔÌË×âÖÕãÔÄËÔãÈ
ÕÒËÈÄÑÌãÓÔÒÆÉÔÎÌÌÆÎÒÑÉÛÑÒÐÕÛÉÖÉ
ÑÒÕÖàâÌÙ¤º³
»ÉÖßÔÉÙáÖÄÓÑßÍÓÔÒÚÉÕÕÌËÐÉÔÉÑÌã

ÔÄËÔãÈÑßͤº³z
ÅÌÖzÓÔÌÐÉÔÑÒ
¡
ÔÄËÔãÈÄ
ÚÌØÔß

ÔÄËÔãÈÑßͤº³zÅÌÖzÓÔÌÐÉÔÑÒ
¡
ÔÄËÔãÈÄ

ÔÄËÔãÈÑßͤº³zÅÌÖzÓÔÌÐÉÔÑÒ
¡
ÔÄËÔãÈÒÆ

ÔÄËÔãÈÑßͤº³z
ÅÌÖzÓÔÌÐÉÔÑÒ
¡
ÔÄËÔãÈÒÆ

ÔÄËÔãÈÑßͤº³zÅÌÖzÓÔÌÐÉÔÑÒ
¡
ÔÄËÔãÈÒÆ

ÔÄËÔãÈÑßͤº³zÅÌÖzÓÔÌÐÉÔÑÒ
¡
ÔÄËÔãÈÒÆ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





¹ÒÖãÖÉÔÐÌÑߏÛ×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖàŸÌÖÒÛÔãÈÑÒÇÒ¤º³ÕÌËÐÉÔãÉÐßÐÈÌÄÓÄËÒÑÒÐÆ„¦
ÑÒÕÖàŸÛÄÕÖÒÕÛÌÖÄâÖÕÌÑÒÑÌÐÄÐÌÒÑÌÑÉÔÄÆÑãÉÖÕã!„ÐΦ¨ÏãÆßÓÒÏÑÉÑÌã
ÒËÑÄÛÄâÖÒÈÑÒÌÖÒÊÉ»×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖàâÌËÐÉÔÉÑÌÍÕÆßÕÒÎÒÍÛ×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖàâÒÓÖÌ
ÑÄËßÆÄÉÖÕãÑÄÌÐÉÑàÜÉÉÌËÐÉÑÉÑÌÉÌËÐÉÔãÉÐÌËÌÔÒÆÄÑßÔÄËÏÌÛÑßÉÌÑÕÖÔ×ÐÉÑÖß®ÑÌÐ
ÐÒÇÒÓÄÔÄÐÉÖÔÄÎÒÖÒÔÒÉÐÒÊÉÖÅßÖàÒÅÑÄÔ×ÐÒÊÑÒÒÖÑÉÕÖÌÑÄÑÒÆÒÏàÖÐÉÖÔßÓÌÎÒÄÐÓÉÔ
ÊÉÑÒÌÆßÔÄÊÉÑÒÆÖÄÎÌÙÉÈÌÑÌÚÄÙÎÄÎÆÒÏàÐÉÖÔßáÏÉÎÖÔÒÐÉÖÔßÌÚÌØÔÒÆßÉÐ×ÏàÖÌÐÉÖ
ÖßÒÐßÄÐÓÉÔßÇÔÄÈ×ÕßÌÖÈ»×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÔßÆßÕÒÎÒÇÒÔÄËÔÉÜÉÑÌã±ÌÊÉÓÔÌÆÉÈÉÑß
ÑÒÕÖàÓÔÌÅÒÔÄÔÄÆÑÄÕÄÐÒÐ×ÐÉÑàÜÉÐ×ÈÌÄÑÉÎÒÖÒÔßÉÓÔÌÐÉÔßÖÒÇÒÎÄÎÔÄÕÕÛÌÖÄÖà
ÓÄËÒÑ×ÌËÐÉÔÉÑÌãÈÉÏÉÑÑÒÐ×ÑÄÔÄËÔÉÜÉÑÌÉÛ×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖऺ³ÓÔÌÔÄËÏÌÛÑÒÐÔÄËÔÉ
¶ÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐÛ×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖàÔÄËÜÉÑÌÌ


¡
ÔÄËÔãÈÄ

ÈÌÄÓÄËÒѦ!Ц


¡
ÔÄËÔãÈÄ

ÈÌÄÓÄËÒѲÐ!ÐβÐ

ÅÌÖ

¤º³ÈÌÄÓÄËÒѦ!ÐΦ


¡
ÔÄËÔãÈÒÆÈÌÄÓÄËÒÑЦ!Ѧ
µÛ×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖàâÖÉÓÉÔàÆÕÉÓÒÑãÖÑÒÑÒÕÖàâ•”'ÆÕÔÄÆÑÉÑÌÌÕÌËÐÉÔÉÑÌÉÐ
ÑÒÛÖÒÌÐÉÉÖÕãÆÆÌÈ×ÎÒÇÈÄÇÒÆÒÔÌÖÕãÒÖÒÛ
ÌËÐÉÑÉÑÌãÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔßÑÄ”'¬ËÐÉÔÉ
ÑÒÕÖÌÓÔÌÅÒÔıÄÕÄÐÒÐÈÉÏÉÉÕÖàÈÆÄÆÌÈÄ
ÑÌÉÌËÐÉÑÉÑÌãÓÔÒÆÒÈÌÖàÇÒÔÄËÈÒÏÉÇÛÉÓÒ
ÖÒÛÑÒÕÖÌzÄÅÕÒÏâÖÑÄãÌÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÄã
ÕÔÄÆÑÉÑÌâÕÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌÉÐÄÅÕÒÏâÖÑÒÍÖÒÛ
¤ÅÕÒÏâÖÑÄãÖÒÛÑÒÕÖàÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÑÄÕÎÒÏàÎÒ
ÑÒÕÖÌÌËÄÛÄÕÖ×âÏÌÜàáÖÒÌÖÔÉÅ×ÉÖÕãÆÓÔÌ
ÅÏÌËÎÒÔÉË×ÏàÖÄÖÌËÐÉÔÉÑÌãÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×ÉÖ
ÏÒÊÉÑÌ̱ÄÓÔÌÐÉÔÓÔÌÌÕÓßÖÄÑÌãÙÓÔÒÈ×Î
ÌÕÖÌÑÑÒÐ×ËÑÄÛÉÑÌâÕÒÇÏÄÕÑÒÑÄÚÌÒÑÄÏàÑßÐ
ÚÌÌÛÄÕÖÒÅßÆÄÉÖÆÄÊÑÒÖÒÛÑÒÌËÐÉÔãÖà
ÌÏÌÐÉÊÈ×ÑÄÔÒÈÑßÐÕÖÄÑÈÄÔÖÄзÕÖÔÒÍÕÖÆÄ
ÑÄÇÔÉÆ
ÑÄÓÔÌÐÉÔÆÌÕÖÒÛÑÌÎÄÙÓÌÖÄÑÌã
Ì
ÎÄÎÓÔÄÆÌÏÒÎÄÏÌÅÔ×âÖÌÕÓÒÏàË×ãÌËÆÉÕÖÑßÉ
ÆÒÆÕÉÑÉÌÐÉÉÖËÑÄÛÉÑÌãÔÄÆÑÄÏÌÖÉÐÓÉÔÄÖ×
ÕÖÄÑÈÄÔÖÑßÉËÑÄÛÉÑÌã¥ÒÏàÜÌÑÕÖÆÒÕÖÔÄÑ
ÔÄÒÎÔ×ÊÄâÝÉÍÕÔÉÈßÖÒÛÑÒ”'
ÌÐÉâÖÕÆÒÌÕÒÅÕÖÆÉÑÑßÉÌÑÕÖÌÖ×ÖßÕÖÄÑÈÄÔ
³ÒÆÖÒÔãÉÐÒÕÖàÙÄÔÄÎÖÉÔÌË×ÉÖÆÒËÐÒÊ
ÖÌËÄÚÌÌÇÈÉÙÔÄÑãÖÕãÑÄÚÌÒÑÄÏàÑßÉÕÖÄÑÈÄÔ
ÑÒÕÖàÓÒÏ×ÛÄÖàÒÈÌÑÄÎÒÆßÉÔÉË×ÏàÖÄÖßÓÔÌ
ÖߨÔÉÍØÓÒÎÄËÄÑÌÍÓÔÌÅÒÔÄÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÉÇÒ
ÐÑÒÇÒÎÔÄÖÑßÙÌËÐÉÔÉÑÌãÙÒÈÑÒÍÌÖÒÍÊÉÆÉÏÌ
ÕÓÒÕÒÅÑÒÕÖàÕÒÙÔÄÑãÖàÕÆÒâÎÄÏÌÅÔÒÆÎ×Æ
ÛÌÑߦÌÈÉÄÏàÑÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÒÆÖÒÔãÉÐÒÕÖà
ÖÉÛÉÑÌÉÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑÒÇÒÆÔÉÐÉÑ̲ÖÑÒÕÌÖÉÏà
ÌËÐÉÔÉÑÌÍÈÒÏÊÑÄÅßÖàÏ×ÛÜÉÖÒÛÑÒÕÖÌ©ÕÏÌ
ÑÄãÖÒÛÑÒÕÖàÓÒÎÄËßÆÄÉÖÑÄÕÎÒÏàÎÒÖÒÛÑÒ
ÓÒÆÖÒÔãÉÐÒÕÖàÆßÕÒÎÄÌÌÕÖÒÛÑÌÎÌÒÜÌÅÒÎ
ÓÔÒÆÉÈÉÑÑÒÉÌËÐÉÔÉÑÌÉÒÖÔÄÊÄÉÖÆËÄÌÐÒÕ
ÌËÆÉÕÖÑßÌÒÓÔÉÈÉÏÉÑßÎÒÏÌÛÉÕÖÆÉÑÑÒÆßÕÒ
ÆãËàÐÉÊÈ×ÑÉÌËÆÉÕÖÑßÐËÑÄÛÉÑÌÉÐÌÏÒÎÄÏà
ￎ
ￒ
￉
ￔ
ￄ
ￋ
ￔ
￉
ￜ
￉
￑
ￌ
￉
ￌ
ￆ
ￒ
ￕ
ￓ
ￔ
ￒ
ￌ
ￋ
ￆ
ￒ
￈
ￌ
￐
￟
￉
ￌ
ￋ
￐
￉
ￔ
￉

￑
ￒ
ￗ
ￕ
ￖ
ￄ
￑
ￒ
ￆ
ￏ
￉
￑
￑
￟
￐
￡
ￖ
ￄ
ￏ
ￒ
￑
￑
￟
￐
ￋ
￑
ￄ
ￛ
￉
￑
ￌ
￉
￐

ÑÌãÛÄÕÖÒÓÔÌÉÐÏÉÐßÈÏãÐÑÒÇÌÙÓÔÌÏÒÊÉ
µÐßÕÏáÖÌÙÖÉÔÐÌÑÒÆÐÒÊÑÒÓÔÒÈÉÐÒ
ÑÌͲÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÄãÖÒÛÑÒÕÖàÖÄÎÌÙÌËÐÉÔÉÑÌÍ
ÑÕÖÔÌÔÒÆÄÖàÑÄÓÔÌÐÉÔÉÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌãÌËÐÉÔÉ
ÐÒÊÉÖÅßÖàÆßÕÒÎÒÍÄÄÅÕÒÏâÖÑÄãzÑÌËÎÒÍ
ÑÌãÖÉÐÓÉÔÄÖ×Ôß”'ÕÄÅÕÒÏâÖÑÒÍÖÒÛ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ÁÖÄÓ
µÏÉÈ×âÝÌÍáÖÄÓËÄÎÏâÛÄÉÖÕãÆÓÔÒÉÎÖÌÔÒ
ÆÄÑÌÌÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑÒÍÕÌÕÖÉÐßÆÎÏâÛÄã
ÆßÅÒÔÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌãÔÄËÏÌÛÑßÙÓÔÌÕÓÒÕÒÅ
ÏÉÑÌÍÌÖÈ®ÄÎ×ÓÒÐÌÑÄÏÒÕàÔÄÑÉÉÌÑÖÉÔÓÔÉ
ÖÄÚÌãÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌÕÚÉÏàâÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌã
ÑÉÒÅÙÒÈÌÐßÙÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÐÒÊÉÖÅßÖà
ËÄÖÔ×ÈÑÌÖÉÏàÑÒÍÓÒáÖÒÐ×ÔÄÕÕÐÒÖÔÌÐÑÄÌÅÒ
ÏÉÉÆÄÊÑßÉÓÄÔÄÐÉÖÔßÆÎÏâÛÄÉÐßÉÆÕÓÉÚÌ
ØÌÎÄÚÌÌ

¶ÒÛÑÒÕÖà
®ÒÐÓÄÑÌã/IMXLPI]ÆÈÒÎ×ÐÉÑ
ÖÄÚÌÌÑÄÕÆÒÌÓÔÌÅÒÔßÒÅßÛÑÒ×ÎÄËßÆÄÉÖ
ÖÒÛÑÒÕÖàÈÆ×ÐãËÑÄÛÉÑÌãÐÌÄÌÐÉÑÑÒÆ
ÆÌÈÉÈÒÏÌÒÖÌËÐÉÔãÉÐÒÍÆÉÏÌÛÌÑßÌ
´ÌÕ×ÑÎÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÄÒÜÌÅÎÄ×ÕÌÏÉ
ÈÒÏÌÐÄÕÜÖÄÅÄÌËÐÉÔÉÑÌã
ÜÎÄÏß
±ÄÓ
ÑÌãÒÓÔÉÈÉÏãÉÐÄãÆÓÔÒÚÉÑÖÄÙÌÏÌÆ
ÔÌÐÉÔ•
ÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖà×ÕÌÏÉÑÌã
KEMR
TTQÒÖÓÒÎÄËÄÑÌͳÔÌÕÛÌÖßÆÄÑÌÌÐÒÊ
IVVSV
ÒÜÌÅÎÄÕÐÉÝÉÑÌã
SJJWIXIVVSV

ÑÒÒÊÌÈÄÖàÛÖÒÒÜÌÅÎÌÒÎÄÊ×ÖÕãÇÈÉ×ÇÒÈ
ÁÖÒÐÒÊÑÒÓÔÒÛÉÕÖàÎÄΕ
	ÒÖÓÒÎÄËÄ
ÑÒÆÓÔÉÈÉÏÄÙØÌÒÏÉÖÒÆÒÍÌËÉÏÉÑÒÍ
ÑÌÍ	ÒÖÈÌÄÓÄËÒÑÄ
ÌÏÌ•
TTQ
ÓÔÒ
ÒÅÏÄÕÖÉͨÏãÆßÕÒÎÒÎÄÛÉÕÖÆÉÑÑßÙÌËÐÉ
ÐÌÏÏÉ
ÒÖÓÒÎÄËÄÑÌÍTTQÒÖÈÌÄÓÄËÒ
ÔÌÖÉÏàÑßÙÓÔÌÅÒÔÒÆÖÒÛÑÒÕÖàÓÔÌÆÉÈÉÑ
ÑÄ
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÄÓÒÏÑÄã
ÑÄãÆÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌÐÒÊÉÖÇÄÔÄÑÖÌÔÒ
ÜÎÄÏÄÌÏ̏*7Ÿ
JYPPWGEPI
±ÄÓÔÌÐÉÔÆ
ÆÄÖàÕãÑÄÕÔÒÎÛÄÕÄ
ÈÑÉÍÒÈÌÑÇÒÈ
ÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌÑÄ
¡
ÔÄËÔãÈÑßÍÐ×ÏàÖÌ
ÈÆÄÌÏÌÈÄÊÉÓãÖàÏÉÖÕÐÒÐÉÑÖÄÓÒÕÏÉÈ
ÐÉÖÔ1SHIPÎÒÐÓÄÑÌÌ/IMXLPI]ÓÔÌ
ÑÉÍÎÄÏÌÅÔÒÆĮ̂ÏãÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÄÓÔÌÅÒ
ÌËÐÉÔÉÑÌÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÆÈÌÄÓÄËÒÑÉ„¦
ÔÒÆáÖÒÖÓÉÔÌÒÈÔÄÆÉÑ
ÈÑÉÍ
×ÎÄËßÆÄÉÖÕãÖÒÛÑÒÕÖà„TTQÒÖÓÒÎÄËÄ

¶ÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÑßÍÎÒáØØÌÚÌÉÑÖ
®ÄÎ
ÑÌÍ„TTQÒÖÈÌÄÓÄËÒÑÄ«ÉÏÉÑÄã
ÓÔÄÆÌÏÒ×ÎÄËßÆÄÉÐÄãÆÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌ
ÒÅÏÄÕÖàÒÖÒÅÔÄÊÄÉÖÒÜÌÅÎ×ÕÐÉÝÉÑÌã
ÖÒÛÑÒÕÖàÇÄÔÄÑÖÌÔ×ÉÖÕãÆÓÔÉÈÉÏÄÙÒÓÔÉ
ÎÒÖÒÔÄãÆßÔÄÊÄÉÖÕãÏÌÅÒÆÓÔÒÚÉÑÖÄÙÒÖ
ÈÉÏÉÑÑÒÇÒÌÑÖÉÔÆÄÏÄÖÉÐÓÉÔÄÖ×Ô±ÄÓÔÌ
ÈÌÄÓÄËÒÑÄÏÌÅÒÆTTQÒÖÈÌÄÓÄËÒÑıÄ
ÐÉÔÇÄÔÄÑÖÌÔÒÆÄÑÑßÍÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÑßÍ
ÈÌÄÓÄËÒÑÈÏãÚÌØÔÒÆÒÇÒÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔÄ
1SHIPÔÄÆÉÑ•”'©ÕÏÌÓÔÒÆÒ
ÈÌÖàÌËÐÉÔÉÑÌãÆ×ÕÏÒÆÌãÙÎÒÇÈÄÖÉÐÓÉ
ÔÄÖ×ÔÄÑÄÙÒÈÌÖÕãÆÑÉáÖÒÇÒÈÌÄÓÄËÒÑÄ
ÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒ×ÛÌÖßÆÄÖàÕÆãËÄÑÑ×âÕÖÉÐ
ÓÉÔÄÖ×ÔÒÍÒÜÌÅÎ×ÁÖÒÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÒÕÒ
ÅÉÑÑÒÖÔ×ÈÑßÐÉÕÏÌÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÄÒÎÔ×
ÊÄâÝÉÍÕÔÉÈßÕÌÏàÑÒÌËÐÉÑãÉÖÕã

²ÜÌÅÎÄ
z*7
¦ÙÒÈ
*7
´ÌÕ×ÑÒÎ
²ÜÌÅÎÄ
z*7
¦ÙÒÈ
*7

´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà






³ÒÇÔÉÜÑÒÕÖàÓÔÌÅÒÔÄ
±ÉÎÒÖÒÔßÉÒÜÌÅÖÒÆÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉÕÓÒÐÒÝàâÚÌØÔÒÆÒÇÒ
ÎÌÌËÐÉÔÉÑÌÍÕÒËÈÄâÖÕãÕÄÐÌÐÓÔÌÅÒÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔÄÑÌËÎÒÇÒÎÄÛÉÕÖÆĵ×ÈãÓÒ
ÔÒЮÄÎ×ÊÉÇÒÆÒÔÌÏÒÕàÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖàÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌÐÒÊÑÒÒÓÔÉÈÉÏÌÖàÛÖÒ
ÓÔÌÅÒÔÄÌÏÌÖÒÛÑÒÕÖà×ÎÄËßÆÄâÖÕãÆÑÉÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑÒÕÖàÆÓÒÎÄËÄÑÌãÙÌÏÌÖÒÛ
ÆÌÈÉÈÆ×ÙÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÙÈÒÏÌÒÖÌËÐÉÑÒÕÖàÅ×ÈÉÖÆÓÔÉÈÉÏÄÙ•ÐΦ¦
ÔÉÑÑÒÇÒËÑÄÛÉÑÌãÌÑÒÇÈÄÑÄËßÆÄÉÐÒÍÕÒÎÔÄÝÉÑÑÒÍÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌËÄÛÄÕÖ×â
ÒÜÌÅÎÒÍ×ÕÌÏÉÑÌãÌÕÐÉÝÉÑÌãÒÓÔÉÈÉÓÔÌÆÒÈÌÖÕãÏÌÜàÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖà×ÕÌÏÉÑÌã
ÏãÉÐÒÇÒÎÄÎÛÄÕÖàÓÒÏÑÒÇÒÈÌÄÓÄËÒÑIJÈÑÄÎÒÒÜÌÅÎÄÕÐÉÝÉÑÌãÐÒÊÉÖÅßÖà
´ÄÕÕÐÒÖÔÌÐÔÄËÏÌÛÑßÉÕÓÉÚÌØÌÎÄÚÌÌÑÄÑÄÌÅÒÏÉÉËÑÄÛÌÐßÐØÄÎÖÒÔÒÐÓÔÌÌËÐÉ
ÒÈÌÑÓÔÌÅÒÔÓÔÌÌËÐÉÔÉÑÌÌÒÈÑÒÍÌÖÒÍÔÉÑÌÌËÑÄÛÉÑÌÍÆÅÏÌËÌÑÌÊÑÉÍÇÔÄÑÌÚß
ÊÉÆÉÏÌÛÌÑߨÏãÓÔÌÐÉÔÄÓÒÓÔÒÅ×ÉÐÈÌÄÓÄËÒÑÄ
ÌËÐÉÔÌÖàÑÄÓÔãÊÉÑÌɦÆÆÒÏà
¶ÒÛÑÒÕÖà!•
	ÒÖÓÒÎÄËÄÑÌÍ	ÒÖÈÌÄÓÄËÒÑÄ
!•
TTQÒÖÓÒÎÄËÄÑÌÍTTQÒÖÈÌÄÓÄËÒÑÄ
!•
	ÒÖÓÒÎÄËÄÑÌÍÒÖÕÛÉÖÒÆ
±ÉÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑÒÕÖàÓÔ̦!•

!•¦
!•ÐΦ
¶ÒÛÑÒÕÖà!•
	ÒÖÓÒÎÄËÄÑÌÍ	ÒÖÈÌÄÓÄËÒÑÄ
!•
ÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖà×ÕÌÏÉÑÌãÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖàÕÐÉÝÉÑÌã
ºÌØÔÒÆÒÍÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔÕÈÌÄÓÄËÒÑÒÐÌËÐÉÔÉÑÌͦ
±ÄÓÔÌÐÉÔ
¶ÒÛÑÒÕÖà!•
	ÒÖÓÒÎÄËÄÑÌÍ	ÒÖÈÌÄÓÄËÒÑÄ
³ÔÌÆÙÒÈÑÒÐÕÌÇÑÄÏɦ
±ÉÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑÒÕÖà!•
	
˜
¦	
˜
¦
!•
¦¦
•ÐΦ
³ÒÎÄËÄÑÌã!ÒÖ

ÈÒ
¦ÕÏÉÈ×âÝÉÐÓÔÌÐÉÔÉÖÄÎÊÉÅ×ÈÉÖÌËÐÉÆÒÇÒÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔIJÑÌÐÉÉÖÏ×ÛÜÌÉÙÄÔÄÎÖÉ
ÔãÖàÕãÕÌÇÑÄϦÆÈÌÄÓÄËÒÑɦÑÒÕÔÌÕÖÌÎÌÆÈÆ×ÙÆÒÏàÖÒÆÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉÄÑÉÒÓÔÉ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÐÅÒÏÉÉÎÄÛÉÕÖÆÉÑÑÒÇÒÚÌØÔÒÈÉÏÉÑÑÒÕÖàÌËÐÉÔÉÑÌÍÔÄÆÑÄÆÕÉÇÒ•ÐΦ
ºÌØÔÒÆÒÍÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔ
¡
ÔÄËÔãÈÑßÍÈÌÄÓÄËÒѦ


´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





¶ÉÓÉÔàÉÕÏÌÔÄÕÕÐÒÖÔÉÖàÓÔÒÚÉÕÕÌËÐÉÔÉÑÌãÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×ÉÖЦµÏÉÈ×ÉÖÒÖÐÉ
ÑÌãÕÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÐÓÏÄÖßÕÅÒÔÄÈÄÑÑßÙÖÌÖàÛÖÒÖÒÛÑÒÕÖàÌËÐÉÔÉÑÌÍËÄÐÉÖÑÒÑÌÊÉ
ÐÒÊÑÒËÄÐÉÖÌÖàÛÖÒÐÏÄÈÜÌÍÅÌÖÒÜÌÅÎÌÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÖÄÎÒÍÓÏÄÖßÛÉÐÓÔÌÓÔÌ
ÕÐÉÝÉÑÌãÔÄÆÉÑÈÌÄÓÄËÒÑ
!	ÒÖÐÉÑÉÑÌÌÑÄÕÖÒÏàÑÒÇÒÚÌØÔÒÆÒÇÒÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔÄ
ÈÌÄÓÄËÒÑijÔÌÆÒÏàÖÒÆÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉÆßÕÒÎÒÇÒÎÄÛÉÕÖÆÄ
ÐÏÄÈÜÌÍËÑÄÛÌÐßÍÅÌÖ
07&
ÒÜÌÅÎÌÕÐÉÝÉ
¶ÒÛÑÒÕÖà!•
	ÒÖÓÒÎÄËÄÑÌÍ07&
!•
TTQÅÌÖ
±ÉÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑÒÕÖàÓÔ̦!•


!•

!•
!•ÐΦ
³ÏÄÖÄÄÑÄÏÒÇÒÆÒÇÒÆÆÒÈÄÅÌÖÈÌÄÓÄËÒѦ

»×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖà
»×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖàÈÉÌÏÌÖÄÐÇÈÉÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÆßÓÒÏÑãÖà
ÖÒÉÕÖàÑÄÌÐÉÑàÜÉÉÑÄÅÏâÈÄÉÐÒÉÌËÐÉÅÒÏàÜÒÉÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÌËÐÉÔÉÑÌͶÉÐÑÉ
ÑÉÑÌÉÒÓÔÉÈÉÏãÉÐÒÉÓÔÌÅÒÔÒÐÐÒÊÉÖÐÉÑÉÉÑ×ÊÑÒ×ÅÉÈÌÖàÕãÛÖÒÌËÐÉÔÉÑÌã
ÅßÖàÒÇÔÄÑÌÛÉÑÄÏÌÅÒÜ×ÐÒÐÏÌÅÒÚÌØÓÔÒÆÒÈãÖÕãÕÑÄÕÖÔÒÉÑÑßÐÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌ
ÔÒÆÒÍÔÄËÔÉÜÄâÝÉÍÕÓÒÕÒÅÑÒÕÖàâÓÔÌÉÐÓÒÖÒÐ×ÛÖÒÆÕÉÇÈÄÕ×ÝÉÕÖÆ×ÉÖÎÒÐ
ÅÒÔÄ·ÔÒÆÉÑàÜ×ÐÄÛÄÕÖÒÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕãÓÔÒÐÌÕÕÐÉÊÈ×ÕÎÒÔÒÕÖàâÌËÐÉÔÉÑÌÍÌ
ÎÄÎÓÌÎÒÆÒÉÌÏÌÕÔÉÈÑÉÎÆÄÈÔÄÖÌÛÑÒÉÉÇÒÎÄÛÉÕÖÆÒЦÔÉÐãÑÄÔÄÕÖÄÑÌãÕÌÇÑÄ
ËÑÄÛÉÑÌÉÌÑÒÇÈÄÌËÐÉÔÉÑÑÒÉÆÑÉÎÒÖÒÏÄÆÄÑÄÏÒÇÒÆÒÐÓÔÌÅÒÔÉÒÅßÛÑÒÒÓÔÉÈÉ
ÔÒÍÓÒÏÒÕÉÛÄÕÖÒÖ¦ÄÊÑÒÛÖÒÅßÛ×ÆÕÖÆÌÏãÉÖÕãÎÄÎÆÔÉÐãÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÉÈÏãÖÒÇÒ
ÖÉÏàÑÒÕÖà×ÎÄËßÆÄÉÐÄãÆÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌÛÖÒÅßÆßÙÒÈÑÒÍÕÌÇÑÄÏ×ÆÉÏÌÛÌÏÕãÕ
ÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÒÆÄÏÄÆÄÜÌÐÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÑÒ	ÈÒ
	ÒÖÎÒÑÉÛÑÒÇÒËÑÄÛÉÑÌãÓÔÌ
ÖÄÎÊÉÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒ×ÛÌÖßÆÄÖàÜ×ÐßÎÒÖÒÐÇÑÒÆÉÑÑÒÐÑÄÔÄÕÖÄÑÌÌÆÙÒÈÑÒÇÒÕÌÇÑÄ
ÔßÉÅ×ÈÉÖÕÎÄËßÆÄÖàÕãÓÔÌÌËÐÉÔÉÑÌÌÏÄÒÖÑ×ÏãÈÒÑÉÎÒÖÒÔÒÇÒØÌÎÕÌÔÒÆÄÑÑÒÇÒ
ÐÄÏßÙÕÌÇÑÄÏÒÆ×ÔÒÆÑã¦ÔÉÐãÑÄÔÄÕÖÄÑÌãÆÏÌãÉÖÑÄÖÒÛ
ÑÒÕÖàÌËÐÉÔÉÑÌÍÎÒÇÈÄÒÑÒÌÐÉÉÖÖÒÖÊÉ

µÌÑÙÔÒÑÌËÄÚÌã
ÖÄÎÖÌÔÒÆÄÑÌÉ
»ÖÒÊÉ
ÓÒÔãÈÒÎÛÖÒÌÓÉÔÌÒÈÌËÐÉÔÉÑÌÍ©ÕÏÌ
ÓÒÈÔÄË×ÐÉÆÄÉÖÓÒÈÕÒÅÒÍÖÉÔÐÌяÕÌÑ
ÓÔÒÐÉÊ×ÖÒÎÆÔÉÐÉÑÌÈÒÑÄÛÄÏÄÕÛÌÖßÆÄ
ÙÔÒÑÌËÄÚÌãŸÓÒÒÖÑÒÜÉÑÌâÎÌËÐÉÔÌ
ÑÌãÔÄÆÉÑÆÔÉÐÉÑÌÑÄÔÄÕÖÄÑÌãÓÒÇÔÉÜ
ÖÉÏàÑÒÍ×ÕÖÄÑÒÆÎÉ#²ÛÉÆÌÈÑÒÛÖÒÄÆÖÒ
ÑÒÕÖàÕÒÕÖÄÆÌÖÓÔÌÐÉÔÑÒ	ÓÒÕÎÒÏàÎ×
ÐÄÖÌËÌÔÒÆÄÑÑÄã×ÕÖÄÑÒÆÎÄ×ÓÔÄÆÏãÉÐÄã
ÛÖÒÕÌÇÑÄÏÈÒÕÖÌÇÑÉÖÏÌÜà
	ÒÖÕÆÒÉÇÒ
Õ³®ÓÒËÆÒÏÌÖÓÔÒÆÒÈÌÖàÌËÐÉÔÉÑÌã
ËÑÄÛÉÑÌã¨ÏãÕÒÎÔÄÝÉÑÌãáÖÒÍÓÒÇÔÉÜ
ÑÄÐÑÒÇÒÅßÕÖÔÉÉÛÉÐÆÔ×ÛÑ×âÁÖÒÒÕÒ
ÑÒÕÖÌÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÆßÈÉÏãÖàÅÒÏàÜÉÆÔÉ
ÅÉÑÑÒÓÒÏÉËÑÒÆÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÉÑÑÒÍÕÔÉ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ÐÉÑÌ»ÖÒÅß×ÐÉÑàÜÌÖàÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖàÈÒÑßÉÆÔÉÐÉÑÑßÉËÄÈÉÔÊÎÌÐÉÊÈ×ÌËÐÉÔÉÑÌã
	ÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÆßÈÉÏÌÖàÆÔÉÐãÔÄÆÑÒÉÐÌÛÄÕÖÒÐÒÇ×ÖÅßÖàÓÔÌÛÌÑÒÍÕÑÌÊÉÑÌãÖÒÛ
ÈÆ×ÐÓÉÔÌÒÈÄÐÑÄÔÄÕÖÄÑÌãÕÌÇÑÄÏÄÄÈÒÑÒÕÖÌÌÆÒÕÓÔÒÌËÆÒÈÌÐÒÕÖ̳ÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌáÖÒ
	zÖÔÉÐÓÉÔÌÒÈÄÐ
ÌÏÌÓÔÌÐÉÔÑÒãÆÏãÉÖÕãÒÈÑÌÐÌËÑÄÌÅÒÏÉÉÔÄÕÓÔÒÕÖÔÄÑÉÑ
ÕÉÐÌÓÒÕÖÒãÑÑßÐÆÔÉÐÉÑÌ
ÑßÙÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÒÜÌÅÒÎÆÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑßÙÕÌÕ
ÖÉÐÄÙÛÖÒÒÕÒÅÉÑÑÒËÄÐÉÖÑÒÓÔÌÓÔÒÆÉÈÉÑÌÌ
ÁÖÄÓ
ÖÉÕÖÒÆÑÄÆßÕÒÎÒÍÕÎÒÔÒÕÖÌÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÛÉÇÒ
±ÄáÖÒÐáÖÄÓÉÓÔÒÌÕÙÒÈÌÖÕÒËÈÄÑÌÉÕÄÐÒÍ
ÔÉË×ÏàÖÄÖßÒÖÏÌÛÄâÖÕãÒÖÆÉÏÌÛÌÑÓÒÏ×ÛÉÑ
ÕÌÕÖÉÐßÌÓÔÒÆÉÔÎÄÉÉÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÆÎÏâ
ÑßÙÓÔÌÌËÐÉÔÉÑÌãÙÓÒÐÉÖÒÈ׏ÜÄÇËÄÜÄÇÒП
ÛÄãÔãÈÐÉÖÒÈÒÆÎÒÖÒÔßÉÐÒÇ×ÖÅßÖàÌÕÓÒÏà
ÌÏÌÆÔ×ÛÑ×â
ËÒÆÄÑßÈÏã×Ï×ÛÜÉÑÌãÎÄÛÉÕÖÆÄÌËÐÉÔÉÑÌÍ
¹ÒÖãÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÐÒÊÉÖÆÏÌãÖàÑÄÆÔÉÐã
³ÒÕÏÉÖÒÇÒÎÄÎÔÄËÔÄÅÒÖÛÌÎÆßÅÔÄÏÕÒÒÖÆÉ
×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÌãÒÕÑÒÆÑßÐÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐËÄÈÉÔ
ÖÕÖÆ×âÝÉÉÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌÉÎÄÅÉÏÌÌÓÔÌÕÓÒ
ÊÉÎÆÕÉÊÉãÆÏãÉÖÕãÉÐÎÒÕÖàÕÌÕÖÉÐß³ÔÌ
ÕÒÅÏÉÑÌãÄÖÄÎÊÉ×ÕÖÄÑÒÆÌÏÛÖÒÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕ
Ô×ÛÑßÙÌËÐÉÔÉÑÌãÙËÄÈÉÔÊÎÄÒÖÈÒ
ÖÌÎÌáÖÒÇÒÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌãÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×âÖÑÉÒÅ
ÕÉÎ×ÑÈÅ×ÈÉÖÓÒÛÖÌÑÉËÄÐÉÖÑÄÑÒÆÄÆÖÒÐÄÖÌ
ÙÒÈÌÐßÐÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÓÔÌÜÏÒÆÔÉÐã
ËÌÔÒÆÄÑÑßÙÕÌÕÖÉÐÄÙÜÄÇÌÎÄÎÓÔÄÆÌÏÒÌËÐÉ
ÕÒÅÔÄÖàÕÄÐ××ÕÖÄÑÒÆÎ×ÓÔÒÆÉÔããÉÉÔÄÅÒÖÒÕ
ÔãâÖÕãÐÌÏÏÌÕÉÎ×ÑÈÄÐÌÌÏÌÐÉÑàÜÉÌÈÄÊÉ
ÓÒÕÒÅÑÒÕÖàÑÄÎÄÊÈÒÐÜÄÇɱÉÒÅÙÒÈÌÐÒ×ÅÉ
ÓÔÒÕÖÉÍÜÌÐÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑßÐ×ÕÖÄÑÒÆÎÄÐÈÏã
ÈÌÖàÕãÛÖÒÑÉÌÕÖÉÎÓÒÆÉÔÒÛÑßÍÓÉÔÌÒÈÎÄÊ
ÓÒÏ×ÛÉÑÌãÖÒÛÑßÙÔÉË×ÏàÖÄÖÒÆÓÒÕÏÉÕÐÉÑß
ÈÒÍÛÄÕÖÌÌÕÓßÖÄÖÉÏàÑÒÇÒÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌãÎÒÖÒ
ÆÒËÈÉÍÕÖÆÌãÐÒÇ×ÖÓÒÖÔÉÅÒÆÄÖàÕãËÄÈÉÔÊÎÌÒÖ
ÔßÍÎÄÎÓÔÄÆÌÏÒÔÄÆÉÑÒÈÑÒÐ×ÇÒÈשÕÏÌ
ÓãÖÌÈÒÈÉÕãÖÌÐÌÏÏÌÕÉÎ×ÑÈ
ÓÔÌÅÒÔÅ×ÈÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕãÈÏãÌËÐÉÔÉÑÌã
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãËÄÎÒÔÄÛÌÆÄãÝ×ÓßÐÉÊÈ×ÕÒÅÒÍ¥ÒÏàÜÌÐÕÌÕÖÉÐÄÐÕÒÇÔÒÐÑßÐÎÒÏÌÛÉÕ
ÐÒÊÑÒÒÓÔÉÈÉÏÌÖàÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖàÕÐÉÝÉÑÌãÌÖÆÒÐÎÄÅÉÏÉÍ
ÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕÅÒÏàÜÒÍ
ÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒÕÒÓÒÕÖÄÆÌÖàÉÉÕÆÉÏÌÛÌÑÒÍÉÐÎÒÕÖàâÆÑÒÕÌÐÒÍÓÔÒÆÒÈÄÐÌ
ÐÒÇ×ÖÓÒÖÔÉ
×ÎÄËÄÑÑÒÍÆÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌ̳ÉÔÉÈÌÕÓÒÏàËÒÆÄÅÒÆÄÖàÕãÅÒÏÉÉËÑÄÛÌÖÉÏàÑßÉËÄÈÉÔÊÎÌÌÏÌ
ÑÌÉÐÄÐÓÉÔÐÉÖÔÄÑÄÅÏâÈÉÑÌÉËÄ×ÔÒÆÑÉÐÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÕÓÉÚÌÄÏàÑßÙËÄÝÌÖÑßÙÒÇÔÄÊ
ÖÒÎÄÓÔÌÔÄËÒÐÎÑ×ÖßÙÝ×ÓÄÙÓÒÎÄÊÉÖÓÒÇÔÉÜÈÉÑÌÍ®ÒÄÎÕÌÄÏàÑßÍÎÄÅÉÏàÒÅßÛÑÒÌÐÉÉÖ
ÑÒÕÖàÕÐÉÝÉÑÌã¬ÆÑÒÆàÑÄÍÈÉÑÑÒÉÕÐÉÝÉÉÐÎÒÕÖàÓ¸ÑÄÐÉÖÔ²ÅÝÉÓÔÌÑãÖßÐÔÉÜÉ
ÑÌÉÐÒÊÑÒÕÔÄÆÑÌÖàÕÒËÑÄÛÉÑÌÉÐÓÔÌÆÉÈÉÑÑÌÉÐãÆÏãÉÖÕãÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌÉÆÓÔÒÚÉÕÕÉÌËÐÉ
ÑßÐÆÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌ«ÄÖÉÐÎÕÌÕÖÉÐÉÓÒÈÎÏâÔÉÑÌÍËÄÈÉÔÊÉÎÈÒÕÖÄÖÒÛÑßÙÈÏã×ÕÖÄÑÒÆÏÉ
ÛÄâÖÕãÎÄÅÉÏÌÌÓÔÒÆÉÔÎÄÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÕãÕÑÒÑÌãÌËÐÉÔãÉÐÒÇÒÕÌÇÑÄÏĦÒÕÑÒÆÑÒÐÖÔÉÅ×
ÆĶÒÊÉÕÄÐÒÉÓÒÆÖÒÔãÉÖÕãÓÒÕÏÉÈÒÅÄÆÏÉÑÌãâÖÕãÓÄ×ËßÈÏÌÑÒÍÆÑÉÕÎÒÏàÎÒÐÌÏÏÌÕÉÎ×ÑÈ
ÎÔÉÓÉÊÑÒÇÒÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌãÌÌÕÓßÖ×ÉÐÒÇÒÑÒÈÏãÑÉÎÒÖÒÔßÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌÍÖÔÉÅ×âÖÕã
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄ©ÕÏÌÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÌÕÌÕÖÉÐßÑÉÅÒÏÉÉÓÔÒÈÒÏÊÌÖÉÏàÑßÉËÄÈÉÔÊĮ̂ÏãáÖÌÙ
ÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×âÖÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÓÔÌÏÒÊÉÑÌãÚÉÏÉÍÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÒÓÔÌÅÒÔÒÆÎÒÐÓÄÑÌÌ
ÖÄÎÒÍÐÉÖÒÈÓÒÜÄÇÒÆÒÍÓÔÒÆÉÔÎÌÈÒÏÊÉÑ/IMXLPI]ÌÐÉâÖÓÔÒÇÔÄÐÐÌÔ×ÉÐ×âËÄÈÉÔÊÎ×
ÓÒÐÒÛàÆßãÆÌÖàÌÕÖÒÛÑÌÎÌÓÔÒÅÏÉÐËÄÓ×ÕÎÄ
«ÄÖÉÐÕÏÉÈ×ÉÖÓÔÒÆÉÔÌÖàÕÌÑÙÔÒÑÌËÄÚÌâ«ÄÝÌÖÑÒÉÒÇÔÄÊÈÉÑÌÉ
ÈÔ×ÇÒÉÑÄËÆÄÑÌÉz
ÕÌÕÖÉÐßÌ×ÅÉÈÌÖàÕãÛÖÒËÄÈÉÔÊÎÌÕÒÒÖÆÉÒÙÔÄÑÑÒÉÎÒÏàÚÒ
ãÆÏãÉÖÕãÒÈÑÌÐÌËÐÉÖÒÈÒÆ
ÖÕÖÆ×âÖÆÔÉÐÉÑÄÐ×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÌã±ÉÈÒÕÖÄÖÒÛÅÒÔàÅßÕÉÐÎÒÕÖàâÕÑÌÊÄâÝÌÐÒÜÌÅÎÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ÒÅ×ÕÏÒÆÏÉÑÑßÉ×ÖÉÛÎÒÍÌ×ÐÉÑàÜÄâÝÌÐÆÔÉ
ÐãÒÖÎÏÌÎÄ«ÄÝÌÖÑÒÉÒÇÔÄÊÈÉÑÌÉÕÒÕÖÒÌÖÌË
ÓÒÈÎÏâÛÉÑÑÒÇÒÎÑÌËÎÒÌÐÓÉÈÄÑÕÑÒÐ×ÌÕÖÒÛ
ÑÌÎ×ÓÔÒÆÒÈÑÌÎÄÒÎÔ×ÊÄâÝÉÇÒÆßÆÒÈÆßÕÒÎÒ
ÌÐÓÉÈÄÑÕÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏijÒÖÉÑÚÌÄÏáÎÔÄÑÄ
ÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄÉÖÕãÔÄÆÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌâÕÌÇÑÄÏÄ
ÌÏÌÅÏÌËÎÌÐÉÐ×
±ÉÕÐÒÖÔãÑÄÖÒÛÖÒÆÕÉÕÌÕÖÉÐß×ÑÌÎÄÏà
ÑßÌÐÉâÖÕãÕÏÉÈ×âÝÌÉÑÄÌÅÒÏÉÉÔÄÕÓÔÒÕ
ÖÔÄÑÉÑÑßÉÌÕÖÒÛÑÌÎÌÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖÉÍ
ÏÉÑÌâÝ×ÓÒÆÌÏÌÈÄÊÉÐÉÑàÜÉÉÇÒÁÖ×

µÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÆßÆÒÈÒÆ
³ÔÌÌËÐÉÔÉ
ÓÔÒÅÏÉÐ×ÐÒÊÑÒ×ÕÖÔÄÑÌÖàÓÔÒÌËÆÒÈã
ÑÌÌÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÍÒÕÒÅÉÑÑÒÐÄÏßÙ
ËÄÐÉÔßÕÓÒÐÒÝàâÛÉÖßÔÉÙÓÔÒÆÒÈÒÆ
ÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒ×ÛÌÖßÆÄÖàÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉ
´ÌÕ×ÑÒÎÅ
¶ÉÓÉÔàÓÄÈÉÑÌÉÑÄÓÔãÊÉ
Ý×ÓÒƦÓÔÌÐÉÔÉÌËÒÅÔÄÊÉÑÑÒÐÑÄ
ÑÌãÅ×ÈÉÖÌËÐÉÔãÖàÕãÖÒÏàÎÒÑÄÔÉËÌÕÖÒ
´ÌÕ×ÑÎÉÄÌËÐÉÔÉÑÌÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌã
ÔÉÄÑÉÑÄÔÉËÌÕÖÒÔÉÌÝ×ÓÄÙ®ÄÎÓÔÄÆÌ
ÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÕãÈÆ×ÐãÓÔÒÆÒÈÄÐ̳ÔÌÅÒÔ
ÏÒÆÙÒÈÑÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÆÒÏàÖÐÉÖÔÄ
ÓÒÈÎÏâÛÄÉÖÎÕÆÒÌÐÆÙÒÈÑßÐÎÏÉÐÐÄÐ
ÒÛÉÑàÆßÕÒÎÒÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕÌËÐÉÔãÉ
ÆÑ×ÖÔÉÑÑÌÍÌÕÖÒÛÑÌÎÕÖÄÅÌÏàÑÒÇÒÖÒÎÄÌ
ÐßÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÐÓÒáÖÒÐ×ÕÒÓÔÒÖÌÆ
ÌËÐÉÔãÉÖÓÄÈÉÑÌÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÖÉÕÖÌ
ÏÉÑÌÉÝ×ÓÒÆÆÚÉÓÌÆÒÏàÖÐÉÖÔÄ×ÊÉÑÉ
Ô×ÉÐÒÐÔÉËÌÕÖÒÔÉÁÖÒÖÐÉÖÒÈÈÄÕÖÙÒÔÒ
ÌÇÔÄÉÖÑÌÎÄÎÒÍÔÒÏÌ©ÕÏÌÆÕÉÊÉÌËÐÉÔã
ÜÌÉÔÉË×ÏàÖÄÖßÉÕÏÌÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉ
ÉÐÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÒÛÉÑàÆÉÏÌÎÒÌÅÏÌË
ÔÉËÌÕÖÒÔÄÅ×ÈÉÖÑÄÐÑÒÇÒÅÒÏàÜÉÕÒÓÔÒ
ÎÒÎÆÙÒÈÑÒÐ×ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌâÆÒÏàÖÐÉÖ
ÖÌÆÏÉÑÌãÝ×ÓÒƲÈÑÄÎÒÑÉÕÏÒÊÑÒ
ÔÄÐÒÊÉÖÓÒÖÔÉÅÒÆÄÖàÕãáÏÉÎÖÔÒÐÉÖÔ
ÓÒÑãÖàÛÖÒÓÔÒÌËÒÍÈÉÖÉÕÏÌÌËÐÉÔãÉÐÒÉ
ÌÏÌÈÔ×ÇÒÍÓÔÌÅÒÔÕÒÕÆÉÔÙÅÒÏàÜÌÐ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÅ×ÈÉÖÅÏÌËÎÒÎÕÒÓÔÒÖÌÆ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÐÆÙÒÈÄ

¶ÉÔÐÒÁ¨µÆÕÒÉÈÌÑÉÑÌãÙ
¦ÏâÅÒÍ
ÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑÒÍ×ÕÖÄÑÒÆÎÉÕÒÉÈÌÑÉÑÌã
ÕÈÉÏÄÑÑßÉÌËÑÉÒÈÑÒÔÒÈÑßÙÐÉÖÄÏÏÒÆ
Å×È×ÖÒÅÔÄËÒÆßÆÄÖàÕÒÅÒÍÖÉÔÐÒÓÄÔ×
¶ÉÔÐÒÓÄÔÄÓÒÕ×ÖÌÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÕÒÕÖÒãÝÉÉÌËÈÆ×ÙÑÉÒÈÑÒ
ÔÒÈÑßÙÐÉÖÄÏÏÒÆÆßÔÄÅÄÖßÆÄâÝÉÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÎÒÖÒÔÒÉÐÉÑãÉÖÕãÆËÄÆÌÕÌ
ÐÒÕÖÌÒÖÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔßÁÖÒÕÆÒÍÕÖÆÒ
ÓÒÏÉËÑÒÓÔÌÌËÐÉÔÉÑÌÌÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔßÑÒ
ÆÒÅßÛÑßÙ×ÕÖÄÑÒÆÎÄÙÒÑÒÓÔÌÆÒÈÌÖÎ
²ÕÑÒÆÑßÉÌÕÖÒÛÑÌÎÌÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖÉÍ
ÌËÐÉÔÉÑÌÍ
¬ËÐÉÔÌÖÉÏàÑßÍ
ÖÒÎ

-
-
¬ËÐÉÔÌÖÉÏà
±¬«®¬­
:
1
6
¬ÕÖÒÛÑÌÎ
±¬«®¬­
:
1
:
6
6
¦¿¦
6
¦¿¦
6
¦¿¦
6
¦¿¦
ºÌØÔÒÆÒÍÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔ
ÌÏÌÒÐÐÉÖÔ
¬ÕÖÒÛÑÌÎ
¦¿µ²®¬­
¬ËÐÉÔÌÖÉÏà
¦¿µ²®¬­
´ÌÕ×ÑÒÎÅ
-
¦¿µ²®¬­
±¬«®¬­
6
¦¿¦
6
¦¿¦
ºÌØÔÒÆÒÍÐ×ÏàÖÌÐÉÖÔ
ÌÏÌÒÐÐÉÖÔ
6
7
:
1
6!666
¬«°©´©±±²©
7
¦¿¦¦¿¦
´ÌÕ×ÑÒÎÄ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ÓÒãÆÏÉÑÌâÑÉÊÉÏÄÖÉÏàÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ËÄÆÌÕãÝÉÇÒÒÖÒÎÔ×ÊÄâÝÉÍÖÉÐÓÉÔÄÖ×
Ôߦ¶ÄÅÏÌÚÉÓÔÌÆÉÈÉÑÒÑÉÕÎÒÏàÎÒ
ÆÄÔÌÄÑÖÒÆÕÒÛÉÖÄÑÌãÐÉÖÄÏÏÒÆÌÇÉÑÉÔÌ
Ô×ÉÐßÙÌÐÌÖÉÔÐÒáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÙÓÒÖÉÑ
ÚÌÄÏÒƨÄÊÉÓÔÌÕÒÉÈÌÑÉÑÌÌÐÉÈÌÕ
ÐÉÈàâÅ×ÈÉÖÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÔÄËÏÌÛÌÍÆÕÓÏÄ
ÆÄÙÈÆ×ÙÛÄÕÖÉÍÛÖÒÅßÆÒËÑÌÎÏÄÖÉÔÐÒ
Á¨µ©ÕÏÌÆÉÏÌÛÌÑÄÖÄÎÌÙÒÜÌÅÒÎÅ×ÈÉÖ
Õ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÄÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕÌËÐÉÔãÉ
ÐßÐËÑÄÛÉÑÌÉÐ×ÕÖÔÄÑÌÖàáÖÒÖáØØÉÎÖ
ÓÒÐÒÊÉÖÐÉÖÒÈÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌÌÕÐÉÝÉÑÌã

¦ÑÉÜÑÌÉÓÒÐÉÙÌ
¦ÑÉÜÑÌÉÓÒÐÉÙÌÆ
ÓÔÒÚÉÕÕÉÌËÐÉÔÉÑÌãÕÌÇÑÄÏÄÓÔÌÆÑÒÕãÖ
ÒÜÌÅÎÌÎÄÎÓÒÓÒÕÖÒãÑÑÒÐ×ÖÄÎÌÓÒÓÉÔÉ
ÐÉÑÑÒÐ×ÖÒÎ×±ÄÌÅÒÏÉÉÔÄÕÓÔÒÕÖÔÄÑÉÑ
ÑßÐÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐÜ×ÐÒÆãÆÏãâÖÕãÕÉÖÌ
ÛÄÕÖÒÖÒÍÌÏ̧ÚÆËÄÆÌÕÌÐÒÕÖÌÒÖ
ÖÒÇÒÆÎÄÎÒÍÕÖÔÄÑÉÓÔÒÌËÆÒÈãÖÕãÌËÐÉ
ÔÉÑÌã¨ÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÉÐÌÏÏÌÆÒÏàÖß
Ü×ÐÄÑÉãÆÏãâÖÕãÛÉÐÖÒÑÉÒÅßÛÑßÐ
ÒÕÒÅÉÑÑÒÎÒÇÈÄËÄÐÉÔßÓÔÒÆÒÈãÖÕãÆÅÏÌ
ËÌÏâÐÌÑÉÕÚÉÑÖÑßÙÏÄÐÓµÒÕÖÄÆÏãâ
ÝÌÉÜ×ÐÄÑÄÏÒÊÉÑÑÒÇÒÑÄÌËÐÉÔãÉÐßÍ
ÕÌÇÑÄÏÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒÖÒÎÄÐÒÇ×ÖÓÔÌÆÉÕÖÌ
µÔÉÈÕÖÆÄÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌÌÕÐÉÝÉÑÌãÆÕÖÔÒÉ
ÎÒÛÉÑàÑÉÖÒÛÑßÐÌÑÉÕÖÄÅÌÏàÑßÐ
ÑßÆÒÐÑÒÇÌÉÓÔÌÅÒÔßÎÒÐÓÄÑÌÌ/IMXLPI]
ÔÉË×ÏàÖÄÖÄЮÄÎÓÒÎÄËÄÑÒÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
®ÒÇÈÄáÖÄÒÓÚÌãÄÎÖÌÆÌÔÒÆÄÑÄÚÌÎÏÌËÐÉ
ÌËÐÉÔÉÑÑÄãÆÉÏÌÛÌÑÄÅ×ÈÉÖÕÌÏàÑÒËÄÆÌ
ÔÉÑÌãÕÒÕÖÒÌÖÌËÈÆ×ÙØÄË
´ÌÕ×ÑÒÎ
¦
ÓÉÔÆÒÍØÄËÉÓÔÒÌÕÙÒÈÌÖÌËÐÉÔÉÑÌÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÕÆÎÏâÛÉÑÑßÐÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐ
ÕÖÌÐ×ÏÌÔ×âÝÉÇÒÖÒÎÄÆÒÆÖÒÔÒÍzÕ
ÆßÎÏâÛÉÑÑßЦßÛÌÖÄÑÌÉÌËÔÉË×ÏàÖÄÖÄ
ÓÒÏ×ÛÉÑÑÒÇÒÑÄÓÉÔÆÒÐáÖÄÓÉÆÉÏÌÛÌÑß
ÌËÐÉÔÉÑÑÒÍÑÄÆÖÒÔÒÐáÖÄÓÉÈÄÕÖÌÕÎÒ
Ð×âÒÜÌÅÎ×ÆÒËÑÌÎÄâÝ×âËÄÕÛÉÖÖÉÔÐÒ
Á¨µ¶ÄÎÒÍÐÉÖÒÈáØØÉÎÖÌÆÑÒ×ÕÖÔÄÑãÉÖ
ÓÔÒÅÏÉÐßÕÑÌÊÉÑÌãÖÒÛÑÒÕÖÌÌËËÄÖÉÐ
ÓÉÔÄÖ×ÔÑÒÇÒÈÔÉÍØÄ
¶ÄÅÏÌÚÄ
¶ÉÔÐÒáÏÉÎ
ÖÔÌÛÉÕÎÌÉÓÒÖÉÑÚÌÄÏß
°ÄÖÉÔÌÄÏ
'Y
z
'Y
'Y
z
%K
³ÒÖÉÑÚÌÄÏ
‡
ÐΦ”'
ÐΦ”'
'Y
z
%Y
'Y
z
'H7R
ÐΦ”'
ÐΦ”'
'Y
z
4F7R
'Y
z
7M
iÐΦ”'
ÐΦ”'
'Y
z
®ÒÆÄÔ
ÐΦ”'
'Y
z
'Y3
ÐΦ”'
¬ËÐÉÔÉÑÌÉÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ÓÔÌÆÎÏâÛÉÑÑÒÐ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÉÖÒÎÄ
:
1
-
7
6
7
:
1
:
)1*
6
7
:
)1*
:!:
1)1*
:!:!-6
1)1*77
:!
:
z
:
!-6
11177
¬ËÐÉÔÉÑÌÉÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ÓÔÌÆßÎÏâÛÉÑÑÒÐ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÉÖÒÎÄ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¦ÔÉÐã

ÐÕ

Ц

ÐÕ

ÐÕ

Ц
³ÒÐÉÙÄ

§Ú
´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà






ÐÕ

§Ú
ÛÖÒ×ÕÖÔÄÑÌÖÆÏÌãÑÌÉ
Ü×ÐÒÆÏâÅÒÍáÏÉÎÖÔÒÕÉÖ̶ÄÎÄãØ×ÑÎ
ÚÌãÈÄÉÖÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÉ×Ï×ÛÜÉÑÌÉÙÄÔÄÎ
ÖÉÔÌÕÖÌÎÓÔÌÅÒÔÄ

¶ÉÒÔÉÖÌÛÉÕÎÌÉÓÔÉÈÉÏßÌËÐÉÔÉÑÌÍ

«ÄÎÒÑßØÌËÌÎÌ×ÕÖÄÑÄÆÏÌÆÄâÖØ×ÑÈÄ
ÐÉÑÖÄÏàÑßÍÓÔÉÈÉÏÖÒÇÒÑÄÕÎÒÏàÎÒÕÏÄ
ÅßÐÐÒÊÉÖÅßÖàÔÉÇÌÕÖÔÌÔ×ÉÐßÍÕÌÇÑÄÏ
ÓÒÕÎÒÏàÎ×ÎÄÊÈÄãÕÌÕÖÉÐÄÇÉÑÉÔÌÔ×ÉÖ
ÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑßÉÜ×ÐßÎÄÎÓÒÖÒÎ×ÖÄÎÌÓÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌâ±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄÑß×ÔÒÆ
ÑÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌËÐÉÔÌÖàÎÒÖÒÔßÉÑÉÆÒË
ÐÒÊÑÒÄÖÄÎÊÉ×ÔÒÆÑÌÓÔÌÅÏÌÊÄâÝÌÉÕã
ÎÖÉÒÔÉÖÌÛÉÕÎÌÐÇÔÄÑÌÚÄÐÌËÐÉÔÉÑÌã
ÁÖÄÓ
³ÒÕÏÉÖÒÇÒÎÄÎÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑÄãÕÌÕÖÉÐÄ
ÅßÏÄÓÒÕÖÔÒÉÑÄÌÓÔÒÆÉÔÉÑÄÐÒÊÑÒÑÄÎÒÑÉÚ
ÕÉÖàÒÖÖÒÇÒÇÈÉÆßÓÒÏÑÉÑÒÌËÐÉÔÉÑÌÉ
ÓÔÌÕÖ×ÓÄÖàÎÓÔÒÆÉÈÉÑÌâÌËÐÉÔÉÑÌÍÆÔÉË×Ïà
ÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÕÌÑ×ÕÒÌÈߥÒÏàÜÌÑÕÖÆÒ
ÖÄÖÄÙÎÒÖÒÔßÙÓÒÏàËÒÆÄÖÉÏàÖÉÓÉÔàÅ×ÈÉÖ×ÆÉ
ÕÒÆÔÉÐÉÑÑßÙÓÔÌÅÒÔÒÆÓÒËÆÒÏãÉÖ
ÔÉѲÈÑÄÎÒÆÄÊÑÒÔÉÇ×ÏãÔÑÒÓÔÒÆÉÔãÖà
ÓÒÏàËÒÆÄÖÉÏãÐËÄÈÄÖàÓÉÔÌÒÈÌÑÖÉÇÔÌÔÒ
ÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÌ×ÕÖÄÑÒÆÎ̬ËËÄÕÖÄÔÉÑÌã
ÆÄÑÌãÆÙÒÈÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄÓÒÒÖÑÒÜÉÑÌâÎ
ÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆÖÒÛÑÒÕÖàÓÔÌÅÒÔÒÆÕÖÉÛÉÑÌÉÐ
ÛÌÕÏ×ÓÉÔÌÒÈÒÆÕÉÖÌ
RYQFIVSJTS[IVPMRI
ÆÔÉÐÉÑÌÅ×ÈÉÖÕÑÌÊÄÖàÕãÓÒáÖÒÐ×ÑÉÒÅÙÒÈÌ
G]GPIWz240'
¬ÑßÐÌÕÏÒÆÄÐÌÓÔÌ×ÕÖÄ
ÐÒÕÏÉÈÌÖàËÄÖÉÐÛÖÒÅßÎÄÏÌÅÔÒÆÎÄÆßÓÒÏ
ÑÒÆÎÉ240'ÓÒÕÖÒãÑÑÄãÆÔÉÐÉÑÌÌÑÖÉÇ
ÑãÏÄÕàÕ×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÑÒÍÓÉÔÌÒÈÌÛÑÒÕÖàâ
ÔÌÔÒÆÄÑÌãÕÒÕÖÄÆÌÖ
ÐÕ

§Ú
Ì
z



µÎÔßÖÒ
Ü×ÐÄÐÌ
¦ÓÔÉÈÉÏÄÙ
ÖÉÒÔÉÖÌÛÉÕÎÒÍÇÔÄÑÌÚß
µÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÌÕÖÒÛÑÌÎÄ




z


z



z














Î

°

§

¶

Ц

Φ

¦

ÐΦ

Ѧ

Ó¦
´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





°ÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔß
ÓÔÌÑÚÌÓÈÉÍÕÖÆÌã
ÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌãÒÜÌÅÒÎ
´ÄÕÕÐÄÖÔÌÆÄâÖÕãÅÄËÒÆßÉÓÔÌÑÚÌÓßÖÉÒÔÌÌÐÄÇÑÉÖÌËÐÄÓÔÌÆÒÈÌÖÕãÒÅÝÉÉÒÓÌÕÄÑÌÉ
ÈÄÖÛÌÎÄÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏã,1'0ÒÓÌÕßÆÄÉÖÕãÐÉÖÒÈÌÎÄ×ÕÖÔÄÑÉÑÌãÓÒÐÉÙÌÕÎÄÊÄâ
ÝÌÙÓÔÒÌËÆÒÈÌÐßÉÈÄÖÛÌÎÒÐÔÉË×ÏàÖÄÖßÌËÐÉÔÉÑÌÍ
°ÌÙÄÌÏ´×ÕÕÎÌÙ
ￓ
ￒ
ￏ
￑
ￒ
ￇ
ￒ
ￓ
ￒ
￑
ￌ
￐
ￄ
￑
ￌ
￣
ￓ
ￔ
ￌ
￑
ￚ
ￌ
ￓ
ￄ
￈
￉
ￍ
ￕ
ￖ
ￆ
ￌ
￣
ￖ
ￄ
ￎ
ￒ
ￇ
ￒ
ﾬ
ￋ
ￒ
ￅ
ￔ
￉
ￖ
￉
￑
￑
ￒ
￉
ￅ
ￒ
ￏ
￉
￉
ￖ
￟
ￕ
￣
ￛ
ￌ
ￏ
￉
ￖ
￑
ￄ
ￋ
ￄ
￈
ￎ
ￒ
￐
ￓ
ￄ
ￕ
ￄ
ￔ
ￄ
ￕ
ￕ
￐
ￒ
ￖ
ￔ
ￌ
￐
ￒ
ￕ
￑
ￒ
ￆ
￑
￟
￉
ￓ
ￒ
ￏ
ￒ
ￊ
￉
￑
ￌ
￣
ￖ
ￄ
ￎ
ￒ
￉
ￓ
ￔ
ￒ
ￕ
ￖ
ￒ
￉

￑
ￒ
ￆ
ￖ
ￒ
ￊ
￉
ￆ
ￔ
￉
￐
￣
ￇ
￉
￑
ￌ
ￄ
ￏ
￠
￑
ￒ
￉
ￖ
￉
ￒ
ￔ
ￌ
ￌ
￐
ￄ
ￇ
￑
￉
ￖ
ￌ
ￋ
￐
ￄ
ￌ
ￓ
ￔ
ￌ
￑
ￚ
ￌ
ￓ
￟
ￒ
ￓ
ￔ
￉
￈
￉
ￏ
￉
￑
ￌ
￣
ￗ
ￕ
ￖ
ￔ
ￒ
ￍ
ￕ
ￖ
ￆ
ￒ

ￎ
ￄ
ￎ
ￎ
ￒ
￐
ￓ
ￄ
ￕ
ￌ
ￕ
￉
ￇ
ￒ
￈
￑
￣
￣
ￆ
ￏ
￣
￉
ￖ
ￕ
￣
￑
ￄ
ￓ
ￔ
ￄ
ￆ
ￏ
￉
￑
ￌ
￣
ￆ
￉
ￎ
ￖ
ￒ
ￔ
ￄ
￐
ￄ
ￇ
￑
ￌ
ￖ
￑
ￒ
ￇ
ￒ
ￓ
ￒ
ￏ
￣
ﾫ
￉
￐
ￏ
ￌ

￑
￉
ￋ
ￄ
￐
￉
￑
ￌ
￐
ￒ
ￍ
ￆ
￉
￝
￠
￢
ￆ
ￌ
￑
ￆ
￉
￑
ￖ
ￄ
ￔ
￉
ￏ
￢
ￅ
ￒ
ￇ
ￒ
ￎ
ￄ
ￓ
ￌ

ÖÄÑÄÎÒÔÄÅÏãÌÏÌÖ×ÔÌÕÖĦÑÄÜÉÆÔÉÐãÅÏÄ
°ÄÇÑÌÖÑÒÉÓÒÏÉ«ÉÐÏÌÆÎÄÊÈÒÍÖÒÛÎÉÓÔÒ
ÇÒÈÄÔãÔÄËÆÌÖÌâáÏÉÎÖÔÒÑÌÎÌÌÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌ
ÕÖÔÄÑÕÖÆÄÙÄÔÄÎÖÉÔÌË×ÉÖÕãÆÉÎÖÒÔÒÐÑÄÓÔã
ÐÌÎÔÒáÏÉÎÖÔÒÑÑßÙÐÉÙÄÑÌÛÉÕÎÌÙÕÌÕÖÉÐÓÒã
ÊÉÑÑÒÕÖ̶ÑÄÓÔÄÆÏÉÑÌÉÎÒÖÒÔÒÇÒÒÓÔÉÈÉÏã
ÆÌÏÌÕà°Á°µÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔßÓÔÉÈÒÕÖÄÆÏãâ
ÉÖÕãÖÔÉÐãÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÐÌÓÒÒÕãÐ<=Ì>Æ
ÝÌÉØ×ÑÎÚÌâÎÒÐÓÄÕÄÆÐÌÎÔÒÕÙÉÐÑÒÐÌÕÓÒÏ
ÓÔãÐÒ×ÇÒÏàÑÒÍÕÌÕÖÉÐÉÎÒÒÔÈÌÑÄÖ
´ÌÕ×
ÑÉÑÌ̵ÉÇÒÈÑãÌÙÓÒÆÕÉÐÉÕÖÑÒÐÒÊÑÒÆÕÖÔÉ
ÑÒ΄
¶ÄÎÊÉÐÄÇÑÌÖÑÒÉÓÒÏÉ«ÉÐÏÌÐÒÊÑÒ
ÖÌÖàÆÓÒÖÔÉÅÌÖÉÏàÕÎÌÙáÏÉÎÖÔÒÑÑßÙ×ÕÖÔÒ
ÍÕÖÆÄÙ
ÕÐÄÔÖØÒÑÄÙÓÏÄÑÜÉÖÄÙ
ÄÆÖÒÐÒÅÌ
ÏãÙÔÒÅÒÖÒÖÉÙÑÌÎÉÌÖÓ«ÄÛÄÕÖ×âÒÑÌÆÙÒÈãÖ
ÆÕÒÕÖÄÆÕÏÒÊÑßÙÑÄÆÌÇÄÚÌÒÑÑßÙÕÌÕÖÉÐÄÆ
ÕÒÛÉÖÄÑÌÌÕÄÎÕÉÏÉÔÒÐÉÖÔÒÐÌÌÏÌÇÌÔÒÕÎÒ
ÓÒÐÓÔÉÈÕÖÄÆÏãâÖÕÒÅÒÍÌÑÉÔÚÌÄÏàÑ×âÕÌÕ
ÖÉÐ×ÕÓÒÕÒÅÑ×âÖÒÛÑÒÒÓÔÉÈÉÏãÖàÐÉÕÖÒÓÒÏÒ
ÊÉÑÌÉÆÖÔÉÙÐÉÔÑÒÐÓÔÒÕÖÔÄÑÕÖÆÉ
°ÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍ×ÕÖÔÒ
ÍÕÖÆÒÈÏãÌËÐÉÔÉÑÌãÌÑÖÉÑÕÌÆÑÒÕÖÌÒÈÑÒÍ
ÌÏÌÑÉÕÎÒÏàÎÌÙÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÙÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒ
ÓÒÏãµÉÇÒÈÑãÔßÑÒÎÓÔÉÈÒÕÖÄÆÏãÉÖÜÌÔÒÎÌÍ
ÆßÅÒÔÈÆ×ÙÌÖÔÉÙÒÕÉÆßÙáÏÉÎÖÔÒÑÑßÙÎÒÐÓÄ
ÕÒÆÆÌÑÖÉÇÔÄÏàÑÒÐÌÕÓÒÏÑÉÑĮ̀ÏãÅÒÏÉÉ
>
,
<
=
8
-
(
´ÌÕ×ÑÒÎ
µÒÕÖÄÆÏãâÝÌÉÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏã
«ÉÐÏÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ÒÓÌÕÄÖàÇÒÔÌËÒÑÖÄÏàÑÒÍÕÒÕÖÄÆÏãâÝÉÍÏÉÑÌãÆÉÎÖÒÔÄÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏã«ÉÐÏÌÌËÐÉÔã
ÑÄÓÔãÊÉÑÑÒÕÖ̱ÐÄÇÑÌÖÑßÐÕÎÏÒÑÉÑÌÉÐ(âÖÈÆÉÉÇÒÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÉÓÒÒÕÌ<ÌÒÕÌ=
´Ì
×ÇÏÒÐÐÉÊÈ×±ÌÓÏÒÕÎÒÕÖàâÇÉÒÇÔÄØÌÛÉÕÎÒÇÒ
Õ×ÑÒÎ
ÄËÄÖÉÐÆßÛÌÕÏãâÖ×ÇÒÏ
N
ÑÄÒÕÑÒÆÄ
ÐÉÔÌÈÌÄÑÄ
ÌÐÄÇÑÌÖÑßÐÑÄÎÏÒÑÉÑÌÉÐ-
ÑÌÌÕÏÉÈ×âÝÌÙØÒÔÐ×Ï
×ÇÏÒÐÐÉÊÈ׶ÌÓÏÒÕÎÒÕÖàâÇÒÔÌËÒÑÖÄ

²ÕÑÒÆÑÒÍÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÒÍÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒ
ÓÒÏããÆÏãÉÖÕãÐÄÇÑÌÖÑÄãÌÑÈ×ÎÚÌã&ÓÔÉÈ
ÕÖÄÆÏãâÝÄãÕÒÅÒÍÆÉÎÖÒÔÑ×âÆÉÏÌÛÌÑ×±ÄÓ
ÔÄÆÏÉÑÌÉÆÉÎÖÒÔÄÐÄÇÑÌÖÑÒÍÌÑÈ×ÎÚÌÌÕÒÆÓÄ
ÈÄÉÖÕÑÄÓÔÄÆÏÉÑÌÉÐÕÌÏßÈÉÍÕÖÆ×âÝÉÍÑÄ
ÕÉÆÉÔÑßÍÓÒÏâÕÐÄÇÑÌÖÄÓÒÐÉÝÉÑÑÒÇÒÆÈÄÑ
Ñ×âÖÒÛÎ×ÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏã¦ÉÏÌÛÌÑÄ&ÆßÔÄ
ÊÄÉÖÕãÉÈÌÑÌÚÉÍÌËÐÉÔÉÑÌãÖÉÕÏÄ
¶ÏÌÏÌ
±¤›Ð

¶ÉÕÏÄãÆÏãÉÖÕãÈÒÆÒÏàÑÒÎÔ×ÓÑÒÍ
ÆÉÏÌÛÌÑÒÍÐÄÇÑÌÖÑÒÍÌÑÈ×ÎÚÌÌÓÒáÖÒÐ×ÈÏã
ÌËÐÉÔÉÑÌãÕÏÄÅßÙÐÄÇÑÌÖÑßÙÓÒÏÉÍÓÔÌÐÉÑã
âÖÐÉÏÎ×âÈÒÏàÑ×âÉÈÌÑÌÚ×zÐÌÎÔÒÖÉÕÏÄ
ÐζÏ
µÖÒÌÖËÄÐÉÖÌÖàÛÖÒÓÒÏÑßÍÆÉÎÖÒÔ
ÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏã«ÉÐÏÌÕÒÕÖÄÆÏãÉÖÆÕÉÇÒÒÎÒ
¨ÏãÅÒÏÉÉÈÉÖÄÏàÑÒÇÒÓÒÑÌÐÄÑÌãÓÔÌÑÚÌ
ÏÒÐζϱÒÆÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌÑÄ°Á°µ
ÓÄÈÉÍÕÖÆÌãÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔÄÔÄÕÕÐÒÖÔÌÐÔÄÅÒÖ×
ÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔßÒÅßÛÑÒÓÔÌÆÒÈÌÖÕãÈÔ×ÇÄãÉÈÌ
ÈÄÖÛÌÎÄ,1'0ÎÒÐÓÄÑÌÌ,SRI][IPPÁÖÒÖ
ÑÌÚÄÌËÐÉÔÉÑÌãÙÄÔÄÎÖÉÔÌË×âÝÄãÐÄÇÑÌÖÑÒÉ
ÈÄÖÛÌÎ
ÕдÌÕ×ÑÒÎ
ÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍ
ÓÒÏÉzÇÄ×ÕÕ
§Õ
§Ä×ÕÕÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÈÏãÌËÐÉÔÉÑÌãÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏãÓÒ
ÉÈÌÑÌÚ×ÌËÐÉÔÉÑÌãÐÄÇÑÌÖÑÒÍÌÑÈ×ÎÚÌÌÆ
ÒÕãÐ<=Ì>²ÑãÆÏãÉÖÕãÖÌÓÒÆßÐÓÔÉÈÕÖÄÆÌ
ÕÌÕÖÉÐɵ§µ³ÔÌáÖÒÐÕÓÔÄÆÉÈÏÌÆßÕÏÉÈ×â
ÖÉÏÉÐÕÉÐÉÍÕÖÆÄÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔÒÆÒÅÝÉÇÒ
ÝÌÉÔÄÆÉÑÕÖÆÄ
ÑÄËÑÄÛÉÑÌãÓÔÌÐÉÑãÉÐßÙÆÐÒÅÌÏàÑßÙÖÉÏÉ
§Õ!ÐζÏ

¶Ï!§Õ
°ÄÇÑÌÖÑÄãÌÑÈ×ÎÚÌãÕÆãËÄÑÄÕÑÄÓÔãÊÉÑ
ÑÒÕÖàâÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏãÕÒÒÖÑÒÜÉÑÌÉÐ
«ÈÉÕà
™zÐÄÇÑÌÖÑÄãÓÔÒÑÌÚÄÉÐÒÕÖàÕÔÉÈß
™zÐÄÇÑÌÖÑÄãÓÒÕÖÒãÑÑÄã

¬ÕÙÒÈãÌË

ÐÒÊÑÒ×ÖÆÉÔÊÈÄÖàÛÖÒ&b,
¦ÌÖÒÇÉÑÄÓÔÄÎÖÌÎÉÈÏãÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌãÑÄÓÔÄÆ
=
,
,
,

=
<
N
<
´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÄËÏÒÊÉÑÌÉÆÉÎÖÒÔÄÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒ
ÓÒÏã«ÉÐÏÌÑÄÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÉ
,
ÐÐ
&

!

N
N
N
,GSW
,WMR
,
,
XK
<
=
!
!


N
N
X
K
E
V
G
X
K
!



´ÌÕ×ÑÒÎ
°ÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔ,1'0ÑÄÓÉÛÄÖ
ÑÒÍÓÏÄÖÉ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ØÒÑÄÙÓÏÄÑÜÉÖÄÙÄÆÖÒÐÒÅÌÏàÑßÙÑÄÆÌÇÄÚ̏ËÄÝÉÏÎ̟
03'/
¥ÌÖÇÒÖÒÆÑÒÕÖÌ×ÕÖÄÑÄÆÏÌ
ￆ
ￄ
￉
ￖ
ￕ
￣
ￓ
ￒ
ￕ
ￏ
￉
ￖ
ￒ
ￇ
ￒ

ￎ
ￄ
ￎ
￈
ￄ
￑
￑
￟
￉
ￅ
ￗ
￈
ￗ
ￖ
ￋ
ￄ
ￓ
ￌ
ￕ
ￄ
￑
￟
ￒ
￑
￑
￟
￙
ￕ
ￌ
ￕ
ￖ
￉
￐
ￄ
￙

ￓ
￉
ￔ
ￕ
ￒ
￑
ￄ
ￏ
￠
￑
￟
￙
￑
ￄ
ￆ
ￌ
ￇ
ￄ
ￚ
ￌ
ￒ
￑

ÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙÌÓÔÒÛÉÍÓÒÖÔÉÅÌÖÉÏàÕÎÒÍÆÒÆÕÉÜÉÕÖàÆßÙÒÈÑßÙÔÉÇÌÕÖÔÒƨÏãÒÕ×ÝÉ
áÏÉÎÖÔÒÑÌÎɶÄÎÌÉÈÄÖÛÌÎÌÓÒÓÔÌÑÚÌÓ×ÕÆÒÉ
ÕÖÆÏÉÑÌãÑÉÓÔÒÇÔÄÐÐÑÒÇÒÄÄÓÓÄÔÄÖÑÒÇÒ
ÇÒÈÉÍÕÖÆÌãÐÉÖÒÈ×ÕÆãËÌÕ×ÓÔÄÆÏãâÝÌÐ
ÒÓÔÒÕÄÉÇÒØ×ÑÎÚÌãÈ×ÅÏÌÔ×ÉÖÕãÆßÆÒÈÒÐ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÐÌÈÄÊÉÓÒÕÖÔ×ÎÖ×ÔÉÔÉÇÌÕÖÔÒÆÑÉ
(6(=¥Ì֏ËÄÝÉÏÎ̟×ÕÖÄÑÄÆÏÌÆÄÉÖÕãÎÒÇÈÄ
ÕÌÏàÑÒÒÖÏÌÛÄâÖÕãÈÔ×ÇÒÖÈÔ×ÇĶÄÎÑÄÓÔÌ
ÈÄÑÑßÉÌËÒÈÑÒÇÒÌÏÌÑÉÕÎÒÏàÎÌÙ
ÑÒÑÉÌË
ÐÉÔ,1'0ÓÒÓÉÔÉÛÌÕÏÉÑÑßÐÙÄÔÄÎÖÉ
ÆÕÉÙ
ÆßÙÒÈÑßÙÔÉÇÌÕÖÔÒÆÅßÏÌÕÛÌÖÄÑßÏÌÅÒ
ÔÌÕÖÌÎÄÐÒÛÉÑàÓÒÙÒÊÑÄÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔÆÕÒÕÖÄ
ÎÒÇÈÄÅßÏÕÛÌÖÄÑÔÉÇÌÕÖÔÔÉÊÌÐIJÕÖÄÆÜÌÉ
ÆÉÌÑÉÔÚÌÄÏàÑÒÍÕÌÕÖÉÐß071ÎÒÐÓÄÑÌÌ
ÕãÖÔÌÔÉÇÌÕÖÔÄÓÔÉÈÕÖÄÆÏãâÖÕÒÅÒÍÌÈÉÑÖÌ
78QMGVSIPIGXVSRMGW
ØÌÎÄÚÌÒÑÑßÉÔÉÇÌÕÖÔß
-HIRXMJMGEXMSR6IKMW
XIVW
ÓÒËÆÒÏãâÝÌÉ×ÓÔÄÆÏãâÝÉÐ××ÕÖÔÒÍÕÖÆ×
,1'0ÐÒÊÉÖÌËÐÉÔãÖàÐÄÇÑÌÖÑÒÉ
ÓÔÌÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÕÖÌÒÓÔÉÈÉÏÌÖàáÖÒÖÈÄÖÛÌÎ
ÓÒÏÉÆÈÌÄÓÄËÒÑÉÒÖzÈÒÇÄ×ÕÕÄ¥ÏÄÇÒÈÄ
ÔãÌËÐÉÑãÉÐÒÐ×ÎÒáØØÌÚÌÉÑÖ××ÕÌÏÉÑÌã
¨ÒÕÖ×ÓÎÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔ×ÒÕ×ÝÉÕÖÆÏãÉÖÕãÓÒ
+2
Û×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖàÈÄÖÛÌÎÄÐÒÊÉÖÆÄÔàÌ

ÜÌÑÉ-'«ÄÓÌÕàÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÕãÓÒÄÈÔÉÕ×
ÔÒÆÄÖàÕãÒÖЧÕ07&
ÐÌÏÌÇÄ×ÕÕÑÄÐÏÄÈ
\'ÄÛÖÉÑÌÉz\(¨Ïã×ÈÒÅÕÖÆÄÕÛÌÖßÆÄ
ÜÌÍËÑÄÛÄÝÌÍÔÄËÔãÈ
ÈÒЧÕ07&ÓÔÌ
ÑÌãÈÄÑÑßÙÌÐÉÉÖÕãØ×ÑÎÚÌãÄÆÖÒÐÄÖÌÛÉÕÎÒÇÒ
ÌËÐÉÑÉÑÌÌ+2ÒÖÈÒÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒ±ÄÕ
ÌÑÎÔÉÐÉÑÖÄÄÈÔÉÕÄÆßÙÒÈÑßÙÔÉÇÌÕÖÔÒÆÕ
ÖÔÒÍÎÄÌÕÛÌÖßÆÄÑÌÉÈÄÑÑßÙÓÔÒÌÕÙÒÈÌÖÓÒ
ÓÒÕÏÉÈ×âÝÌÐÓÉÔÉÙÒÈÒÐÑÄÄÈÔÉÕ\
ÕÖÄÔ

ÜÌÑÉ-'¦ÕÉÇÒÌÐÉÉÖÕãÆÒÕàÐÌÔÄËÔãÈÑßÙ
ÜÌÍÔÉÇÌÕÖÔÒÕÌ<
ÓÒËÄÆÉÔÜÉÑÌÌÕÛÌÖßÆÄÑÌã
ÔÉÇÌÕÖÔÒƨÆÄÔÉÇÌÕÖÔÄÑÄÕÖÔÒÍÎÌ
6IKMWXIV%
ÈÄÑÑßÙÌËÆÕÉÙÆßÙÒÈÑßÙÔÉÇÌÕÖÔÒƱÉÒÅÙÒ
Ì6IKMWXIV&
ÓÒËÆÒÏãâÖÌËÐÉÑãÖàÛÄÕÖÒÖ×
ÈÌÐÒÖÄÎÊÉÒÖÐÉÖÌÖàÛÖÒÆßÙÒÈÑßÉÔÉÇÌÕÖÔß
ÆßÈÄÛÌÈÄÑÑßÙÔÉÊÌÐÌËÐÉÔÉÑÌãÎÒÏÌÛÉÕ
ÔÄÕÓÒÏÒÊÉÑßƏÑÉÓÔÄÆÌÏàÑÒПÓÒÔãÈÎÉÖÒ
ÖÆÒÆßÅÒÔÒÎËÄÆÔÉÐãÒÈÑÒÇÒËÄÐÉÔÄÌÎÒáØ
ÉÕÖàÓÔÌÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÐÕÛÌÖßÆÄÑÌÌÕÑÄ
ØÌÚÌÉÑÖ×ÕÌÏÉÑÌãµÓÒÐÒÝàâÔÉÇÌÕÖÔÄÔÉÊÌ
ÛÄÏÄÅ×È×ÖÆËãÖßÈÄÑÑßÉÒÕÌ<ËÄÖÉÐÒÕÌ>Ì
ÐÄ
1SHI6IKMWXIV
ÐÒÊÑÒÆßÅÔÄÖàÔÉÊÌÐØ×ÑÎ
ÆÓÒÕÏÉÈÑââÒÛÉÔÉÈàÒÕÌ=ÁÖÒÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒ
ÚÌÒÑÌÔÒÆÄÑÌãÈÄÖÛÌÎÄÏÌÅÒÒÑÅ×ÈÉÖÌËÐÉ
×ÛÌÖßÆÄÖàÆÓÔÒÇÔÄÐÐÉ
ÔãÖàÑÉÓÔÉÔßÆÑÒ
'SRXMRYSYW1IEWYVIQIRX
¦ÓÔÒÕÖÉÍÜÉÐÕÏ×ÛÄÉÈÏãÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌã
1SHI
ÏÌÅÒÓÔÒÆÉÈÉÖÌËÐÉÔÉÑÌÉÒÈÌÑÔÄËÌ
ÑÄÓÔÄÆÏÉÑÌãÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏã
ÓÉÔÉÍÈÉÖÆÔÉÊÌÐÒÊÌÈÄÑÌã
7MRKPI1IEWY
«ÉÐÏÌÓÔÌ×ÕÏÒÆÌÌÇÒÔÌËÒÑÖÄÏàÑÒÇÒÔÄÕÓÒÏÒ
VIQIRX1SHI
¦ÜÉÕÖàÔÉÇÌÕÖÔÒÆÔÄÕÓÒÏÒ
ÊÉÑÌãÓÏÄÖØÒÔÐßÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÕÛÌÖÄÖàÈÄÑ
ÊÉÑÑßÙÓÒÄÈÔÉÕÄÐÕ\ÓÒ\ÓÒÐÉÝÄâÖ
ÑßÉÕÆßÙÒÈÑßÙÔÉÇÌÕÖÔÒÆÒÕÉÍ<Ì=ÄËÄÖÉÐ
ÕãÔÉË×ÏàÖÄÖßÌËÐÉÔÉÑÌͱÄÒÈÑ×ÒÕàÆßÈÉ
ÆßÛÌÕÏÌÖàÄÔÎÖÄÑÇÉÑÕ×ÇÏÄÆÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÌÌÕ
ÏãÉÖÕãÓÒÈÆÄÔÉÇÌÕÖÔÄ
3YXTYX6IKMWXIV%Ì
ØÒÔÐ×ÏÒÍ

±ÒÆÔÉÄÏàÑÒÕÖÌÒÕÒÅÉÑÑÒÆ
3YXTYX6IKMWXIV&
ÓÔÌÛÉÐÔÉÇÌÕÖÔ%ãÆÏãÉÖÕã
ÕÏ×ÛÄÉÓÔÌÐÉÑÉÑÌãÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔÒÆÆÕÒÕÖÄÆÉ
ÕÖÄÔÜÌÐÓÒÒÖÑÒÜÉÑÌâÎÔÉÇÌÕÖÔ×&³ÒÏ×ÛÉÑ
ÕÏÒÊÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÇÈÉÓÔÌÕ×ÖÕÖÆ×âÖÈÒÓÒÏ
ÑÒÉËÑÄÛÉÑÌÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕãÔÄËÔãÈÑßÐ
ÑÌÖÉÏàÑßÉÐÄÇÑÌÖÑßÉÓÒÏãÑÄÓÔÌÐÉÔÆÑ×ÖÔÌ
ÛÌÕÏÒдÉÇÌÕÖÔÕÖÄÖ×ÕÄ
7XEXYW6IKMWXIV
ÌÐÉ
ÄÆÖÒÐÒÅÌÏÉÍÕ×ÈÒÆÌÖÓÑÄÈÄÖÛÌÎÈÉÍÕÖÆ×
ÉÖÆÕÉÇÒÈÆÄÅÌÖÄzÅÌÖÇÒÖÒÆÑÒÕÖÌ
6(=
ÌÅÌÖ
âÖÓÒÐÉÙÌÌÕÎÄÊÄâÝÌÉÉÇÒÓÒÎÄËÄÑÌã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ￋ
￑
ￄ
ￛ
￉
￑
ￌ
￣
￐
ￄ
ￎ
ￕ
ￌ
￐
ￗ
￐
ￒ
ￆ
ￌ
￐
ￌ
￑
ￌ
￐
ￗ
￐
ￒ
ￆ
ￌ
ￕ
ￓ
ￒ
ￏ
￠
ￋ
ￗ

ﾵ
ￗ
￝
￉
ￕ
ￖ
ￆ
ￗ
￢
ￖ
￈
ￆ
ￄ
ￖ
ￌ
ￓ
ￄ
ￌ
ￕ
ￎ
ￄ
ￊ
￉
￑
ￌ
ￍ

￈
￉
ￍ
ￕ
ￖ
ￆ
ￗ

￢
ￖ
ￕ
￣
￈
ￏ
￣
ￗ
ￕ
ￖ
ￔ
ￄ
￑
￉
￑
ￌ
￣
ￕ
￐
￉
￝
￉
￑
ￌ
￣
￑
ￗ
ￏ
￣

￢
￝
ￌ
￙
￑
ￄ
ￎ
ￒ
￐
ￓ
ￄ
ￕ

ﾳ
￉
ￔ
ￆ
ￒ
￉
￑
ￄ
ￋ
￟
ￆ
ￄ
￉
ￖ
ￕ
￣
ￌ
ￕ
ￎ
ￄ
ￊ
￉

ÑÌÉÐÖÆÉÔÈÒÇÒÊÉÏÉËÄ
,EVH-VSR(MWXSVXMSR

²ÑÒÓÒÕÆÒÉÍÓÔÌÔÒÈÉãÆÏãÉÖÕãÄÈÈÌÖÌÆÑßÐ
ÖÒÉÕÖàÎÌËÑÄÛÄÏàÑÒÌËÐÉÔãÉÐÒÐ×ÓÒÏâ
ÈÒÅÄÆÏãÉÖÕãÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÉÕÒËÈÄÆÄÉÐÒÉ
ÓÒÕÖÒãÑÑßÐÐÄÇÑÌÖÒÐ
ÑÄÓÔÌÐÉÔÈÌÑÄÐÌÎÄ
ÐÌËÆ×ÎÒÆßÙÎÒÏÒÑÒÎ
³ÔÌÑÉÌËÐÉÑÑÒÍÒÔÌÉÑ
ÖÄÚÌÌÖÄÎÒÇÒÐÄÇÑÌÖÄÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÈÄÖÛÌÎÄ
»ÉÔÉËÑÄÍÈÉÑÑßÉÎÒáØØÌÚÌÉÑÖßÌÌËÑÄ
ÕÐÉÝÉÑÌÉÆÑÒÕÌÐÒÉÌÐÅ×ÈÉÖÖÄÎÊÉÑÉÌË
ÛÄÏàÑÒÓÒÏ×ÛÉÑÑßÉÈÄÑÑßÉ
<=
ÐÒÊÑÒ
±±
ÐÉÑÑÒ®ÒÆÖÒÔÒÐ×ÖÌÓ×ÒÖÑÒÕÌÖÕãÌÕÎÄÊÉÑÌÉ
ÆßÔÄËÌÖàÕÎÒÔÔÉÎÖÌÔÒÆÄÑÑßÉÓÒÐÉÖÒÈ×ÎÒÐ
ÐãÇÎÒÇÒÊÉÏÉËÄ
7SJX-VSR(MWXSVXMSR
²ÑÒÕÒËÈÄ
ÓÉÑÕÄÚÌÌÖÆÉÔÈÒÇÒÊÉÏÉËÄÆÉÏÌÛÌÑßÓÒÒÕãÐ
ÉÖÕãÓÒÕÖÒÔÒÑÑÌÐÌÓÔÉÈÐÉÖÄÐÌÌÕÎÄÊÄâÝÌ
<Ì=
ÐÌ×ÊÉÌÐÉâÝÉÉÕãÐÄÇÑÌÖÑÒÉÓÒÏɱÄÓÔÌ
ÐÉÔÓÔÉÈÐÉÖßÆßÓÒÏÑÉÑÑßÉÌËÓÉÔÐÄÏÏÒã
ÑÌÎÉÏãÌÖÓÑÉÕÒËÈÄâÖÕÆÒÉÇÒÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒ
ÓÒÏãÑÒÌËÐÉÑãâÖØÒÔÐ×ÓÒÏãÌËÐÉÔãÉÐÒÇÒ
ÈÄÖÛÌÎÒЮÒÐÓÉÑÕÄÚÌãÐãÇÎÒÇÒÊÉÏÉËÄÒÛÉÑà
ÄÎÖ×ÄÏàÑÄÑÄÎÒÔÄÅÏãÙÇÈÉÑÄÐÄÇÑÌÛÉÑÑßÉ
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÒÖÒÅÔÄÊÉÑßÔÉË×ÏàÖÄÖßáÎÕ
ÓÒÏÉЫÉÐÏÌÛÄÕÖÌÕ×ÈÑÄÓÔÌÌËÐÉÑÉÑÌÌÉÇÒ
ÓÉÔÌÐÉÑÖÄÓÒÓÔÒÆÉÈÉÑÌâÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌÌÖÄÎÒ
ÒÔÌÉÑÖÄÚÌÌÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏâÕÄ
ÇÒÆÌÈĦÙÒÈÉáÎÕÓÉÔÌÐÉÑÖÄÆÅÏÌËÌÈÄÖÛÌÎÄ
ÓÉÔÉÐÄÇÑÌÛÌÆÄâÖÕãÌÆÑÒÆàÆÑÒÕãÖÌÕÎÄÊÉÑÌã
ÅßÏÔÄÕÓÒÏÒÊÉÑÐÄÇÑÌÖ±ÌÊÑÌÍÏÉÆßÍÇÔÄ
ÆÓÔÒÚÉÕÕÌËÐÉÔÉÑÌã¶ÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐÎÒÐÓÉÑ
ØÌÎÒÖÛÉÖÏÌÆÒÓÒÎÄËßÆÄÉÖØÄÎÖÕÐÉÝÉÑÌã
ÕÄÚÌãÐãÇÎÒÇÒÊÉÏÉËÄÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍ
ÚÉÑÖÔÄØÌÇ×ÔßÌËÖÒÛÎÌ

ÌËËÄÆÑÒÕÌÐÒÍ
ÅÒÏÉÉÕÏÒÊÑ×âËÄÈÄÛ×
ÓÒÕÖÒãÑÑÒÍÕÒÕÖÄÆÏãâÝÉͳÒÕÏÉÆßÛÌÕÏÉ
¦ÑÄÛÄÏÉÔÄÕÕÐÒÖÔÌÐÓÔÒÚÉÕÕÎÒÐÓÉÑÕÄ
ÑÌÍÓÒØÒÔÐ×ÏÄÐ

Ì

ÚÉÑÖÔÅßÏÕÐÉÝÉÑÆ
ÚÌÌÆÏÌãÑÌãÖÆÉÔÈÒÇÒÊÉÏÉËĵÏÉÈ×ÉÖ×ÛÉÕÖà
ÖÒÛÎ×ÑÄÛÄÏÄÎÄÎÆÌÈÑÒÑÄÑÌÊÑÉÐÓÔÄÆÒÐ
ÛÖÒËÈÉÕàÌÈÄÏÉÉÓÔÉÈÏÄÇÄÉÖÕãÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌãÆ
ÇÔÄØÌÎÉ
ÈÆ×ÐÉÔÑÒÐÓÔÒÕÖÔÄÑÕÖÆÉ®ÒÐÓÉÑÕÄÚÌãÆÖÔÉÙ
¦ÙÒÈÉáÎÕÓÉÔÌÐÉÑÖÄÖÄÎÊÉÅßÏÒÆÒÕÓÔÒÌË
ÌËÐÉÔÉÑÌãÙÎÒÖÒÔÄãÒÅãËÄÖÉÏàÑÄÈÏãÆÒËÈ×Ü
ÆÉÈÉÑÒÑÉÅÒÏàÜÒÉÆÏÌãÑÌÉÌÕÎÄÊÉÑÌãÐãÇÎÒ
ÑßÙÕ×ÈÒÆÖÔÉÅ×ÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÎÒÐÓÏÉÎ
ÇÒÊÉÏÉËijÒÓÒÏ×ÛÉÑÑÒÐ×ÌËÒÅÔÄÊÉÑÌâÆÌÈ
ÕÑÒÇÒÐÄÖÉÐÄÖÌÛÉÕÎÒÇÒÄÓÓÄÔÄÖÄÌÆÈÄÑÑÒÐ
ÑÒÛÖÒØÌÇ×ÔÄÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍÑÉÛÉÖÎÒ
ÕÏ×ÛÄÉÑÉÔÄÕÕÐÄÖÔÌÆÄÉÖÕã²ËÑÄÎÒÐÌÖàÕãÕ
ÕØÒÔÐÌÔÒÆÄÑÑ×âÒÎÔ×ÊÑÒÕÖàÄáÏÏÌÓÕÕÑÉÎÒ
ÖÄÎÌÐÐÉÖÒÈÒÐÏÌÎÆÌÈÄÚÌÌÐÄÇÑÌÖÑßÙÓÒÐÉÙ
ÖÒÔßÐÑÄÎÏÒÑÒÐÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÎÒÒÔÈÌÑÄÖÑßÙ
ÐÒÊÑÒÆ?
A¦ÑÄÛÄÏÉÓÔÒÚÉÈ×Ôß×ÕÖÔÄÑÉÑÌã
ÒÕÉͬËÐÉÑÉÑÌÉÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏãÖÄÎÒÇÒÆÌÈÄ
ÌÕÎÄÊÉÑÌÍÈÄÖÛÌÎÔÄÕÓÒÏÄÇÄÉÖÕãÇÒÔÌËÒÑÖÄÏà
ÎÄÎÔÄËÙÄÔÄÎÖÉÔÑÒÈÏãÌÕÎÄÊÉÑÌãÐãÇÎÒÇÒ
ÑÒÌÆÒÎÔ×ÇÆÉÔÖÌÎÄÏàÑÒÍÒÕÌÕÒÆÉÔÜÄÉÖÕã
ÊÉÏÉËÄÎÒÖÒÔÒÉÎÄÎÇÒÆÒÔÌÏÒÕàÆßÜÉÑÉÆÑÒ
ÎÄÎÐÌÑÌÐ×ÐÒÈÌÑÓÒÏÑßÍÒÅÒÔÒÖ¨ÄÏÉÉÆßÈÉ
ÕÌÖÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÇÒÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏãÄÆÏÌã
ÏãâÖÕãÖÒÛÎÌÌÐÉâÝÌÉÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÉÌÐÌÑÌ
ÉÖÑÄØÒÔÐ××ÊÉÌÐÉâÝÉÇÒÕã
ÐÄÏàÑÒÉËÑÄÛÉÑÌÉÓÒÒÕãÐ<Ì=±ÄÍÈÉÑÑßÉ
Ó
Ò
Ó
Ñ
Ð

!

!

=
=
=

<
<
<
1
-
2
1
%
<
µ±
1
-
2
1
%
<
µ±

Ò
Ñ
Ð

!

!
ﾵ
ﾰ
ﾱ
ﾶ
ﾪ
ﾵ
ﾰ
ﾱ
ﾶ
ﾪ
=
=
=
<
<
<

´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





´ÌÕ×ÑÒÎ
®ÒÐÓÉÑÕÄÚÌãÌÕÎÄÊÉÑÌãÖÆÉÔÈÒÇÒÊÉÏÉËÄ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ÆÉÎÖÒÔÕÖÒÏÅÉÚ
R

￣
ￆ
ￏ
￣
￢
￝
ￌ
ￍ
ￕ
￣
￑
ￄ
ￅ
ￒ
ￔ
ￒ
￐
ￆ
ￕ
￉
￙
ﾨ
ￏ
￣
ￎ
ￒ
￐
ￓ
￉
￑
ￕ
ￄ
ￚ
ￌ
ￌ
ￖ
ￄ
ￎ
ￒ
ￇ
ￒ
ￌ
ￕ
ￎ
ￄ
ￊ
￉
￑
ￌ
￣
￑
￉
ￒ
ￅ

ÙÒÈÌÐÒÕÑÄÛÄÏÄÑÒÔÐÌÔÒÆÄÖàáÏÏÌÓÕÒÖÑÒÕÌËÑÄÛÉÑÌÍ<Ì=
¶ª¶ª
ÖÉÏàÑÒÒÕÉÍÎÒÒÔÈÌÑÄÖÖÒÉÕÖàÓÔÒÌËÆÉÕÖÌÉÇÒ
ÓÒÆÒÔÒÖÑÄÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑßÍ×ÇÒϦÙÒÈÉáÖÒÍ
ÒÓÉÔÄÚÌÌÑ×ÊÑÒÑÄÍÖÌÅÒÏàÜ×â
E
ÌÐÄÏ×â
F
ÓÒÏ×ÒÕÌáÏÏÌÓÕÄ
ÕÙÉÐÄÖÌÛÑÒÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉ
ÑÒÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
³ÔÌÐÉÑããØÒÔÐ×Ï×ÆßÛÌÕÏÉ
³ÒÆÉÔÑ×ÖßÍáÏÏÌÓÕÈÄÏÉÉÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖàÆÒÎÔ×ÊÑÒÕÖàÕÚÉÏàâ×ÕÖÔÄÑÉ
ÑÌãÌÕÎÄÊÉÑÌãÐãÇÎÒÇÒÊÉÏÉËĨÏãáÖÒÇÒ
ÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÐÄÕÜÖÄÅÑßÍÎÒáØØÌÚÌÉÑÖ
ÒÓÔÉÈÉÏãÉÐßÍØÒÔÐ×ÏÒÍ

ÎÒÖÒÔßÍÑÉÒÅÙÒ
ÈÌÐÈÏãÕÊÄÖÌãŸáÏÏÌÓÕÄÆÈÒÏàÅÒÏàÜÒÍ
ÓÒÏ×ÒÕÌ
ÑÌãÔÄÈÌ×ÕÄ

ÈÏãÎÄÊÈÒÍÖÒÛÎÌáÏÏÌÓÕÄ
®ÄÊÈÒÉËÑÄÛÉÑÌÉÓÒÒÕÌÕÎÒÖÒÔÒÍÕÒÆÓÄ
ÑÄÙÒÈãÖÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒ×ÈÄÏÉÑÑ×âÖÒÛÎ×ÒÖ
ÈÄÉÖÅÒÏàÜÄãÓÒÏ×ÒÕàÈÒÏÊÑÒÅßÖà×ÐÑÒÊÉ
ÑÄÛÄÏÄÎÒÒÔÈÌÑÄÖÔÄÕÕÖÒãÑÌÉÈÒÎÒÖÒÔÒÍ
ÑÒÑÄáÖÒÖÐÄÕÜÖÄÅÑßÍÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÈÏãÓÒÏ×
Å×ÈÉÖÔÄÆÑÒÈÏÌÑÉÅÒÏàÜÒÍÓÒÏ×ÒÕÌÌÐÌÑÌ
ÛÉÑÌãÊÉÏÄÉÐÒÍÒÎÔ×ÊÑÒÕÖÌ´ÉË×ÏàÖÄÖÖÄÎÒÍ
ÐÄÏàÑÒ×ÈÄÏÉÑÑ×âÖÒÛÎ×ãÆÏãâÝÉÍÕãÎÒÑÚÒÐ
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÚÌÌÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÑÒÇÒÑÄ´ÌÕ×Ñ
ÐÄÏÒÍÓÒÏ×ÒÕÌ
ÎɄáÏÏÌÓÕÄÐÒÊÑÒÆÌÈÉÖàÑÄ´ÌÕ×ÑÎɄ
¨ÄÏÉÉÈÏãÖÒÇÒÛÖÒÅßÆÉÔÑ×ÖàËÑÄÛÉÑÌã
ÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÙÑÄÓÔãÊÉÑÑÒÕÖÌÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒ
ÓÒÏãÆÌÕÙÒÈÑÒÉÓÒÏÒÊÉÑÌÉÑ×ÊÑÒÆÑÒÆàÓÔÒ
ÌËÆÉÕÖÌÓÒÆÒÔÒÖÓÒÏ×ÛÉÑÑÒÍØÌÇ×ÔßÑÄÖÒÖÊÉ
«ÄÖÉÐÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕã×ÇÒÏÑÄÎÏÒÑÄ
U
ÒÖÑÒ
×ÇÒÏÑÒ×ÊÉÆÓÔÒÖÌÆÒÓÒÏÒÊÑÒÐÑÄÓÔÄÆÏÉÑÌÌ
ÕÌÖÉÏàÑÒÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑÒÍÒÕÌÎÒÒÔÈÌÑÄÖÏÌÅÒ
³ÔÌáÖÒÐÕÑÒÆÄÌÕÓÒÏàË×âÖÕãØÒÔÐ×Ïß

Ì
ÐÄÏÒÍÓÒÏ×ÒÕÌÏÌÅÒÅÒÏàÜÒͳÒÕÏÉÑÄÙÒÊ

ÕÉÈÌÑÕÖÆÉÑÑßÐÒÖÏÌÛÌÉÐz×ÇÒÏ
U
ÅÉÔÉÖÕã
ÈÉÑÌãáÖÒÇÒ×ÇÏÄÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÆÒËÐÒÊÑßÐÒÕ×
ÕÓÔÒÖÌÆÒÓÒÏÒÊÑßÐËÑÄÎÒÐ
ÝÉÕÖÆÌÖàÓÒÆÒÔÒÖáÏÏÌÓÕÄÖÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐ
±ÄáÖÒÐÓÔÒÚÉÕÕ×ÕÖÔÄÑÉÑÌãÌÕÎÄÊÉÑÌÍ
ÛÖÒÅßÉÇÒÓÒÏ×ÒÕÌÕÒÆÓÄÈÄÏÌÕÒÕãÐÌÎÒÒÔÈÌ
ËÄÆÉÔÜÄÉÖÕã±ÒÕÏÉÈ×ÉÖÓÒÐÑÌÖàÛÖÒÎÎÒÐ
ÑÄÖ¸ÒÔÐ×ÏÄ

ÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÐÄÖÔÌÚ×ÓÒÆÒÔÒ
ÓÉÑÕÄÚÌÌÌÕÎÄÊÉÑÌãÐãÇÎÒÇÒÊÉÏÉËÄÐÒÊÑÒ
ÖÄÎÒÖÒÔÄãÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÈÏãÓÔÒÆÉÈÉÑÌãÈÄÑ
ÓÔÌÕÖ×ÓÄÖàÏÌÜàÓÒÕÏÉ×ÕÓÉÜÑÒÓÔÒÆÉÈÉÑÑÒÍ
ÑÒÍÒÓÉÔÄÚÌÌÁÖÄÐÄÖÔÌÚÄ×ÐÑÒÊÄÉÖÕãÑÄ
ÒÓÉÔÄÚÌÌÓÒ×ÕÖÔÄÑÉÑÌâÌÕÎÄÊÉÑÌãÖÆÉÔÈÒÇÒ

¶ª

<
¶ª
=
V

!

=
<
E
F
U
´ÌÕ×ÑÒÎ
³ÔÌÐÉÔÌËÐÉÑÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÑÒÕÖÌ
ÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏãÓÔÌËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÐÆÏÌãÑÌÌ
ÌÕÎÄÊÉÑÌãÐãÇÎÒÇÒÊÉÏÉËÄ


Ì
GSW
Ì
WMR
Ì
WMR
Ì
GSW
6

!

E
F
×
!





°ª
°ª
¶ª
¶ª

=
<
=
<
Ì
GSW
Ì
WMR
Ì
WMR
Ì
GSW
6
!
ﾘ

!
ﾘ
!
R
R
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





ÕÒËÈÄÖàÈÒÆÒÏàÑÒÖÒÛÑßÍáÏÉÎÖÔÒÑÑßÍÎÒÐ
ÓÄÕ±ÄÓÔÌÐÉÔÕÖÒÌÐÒÕÖàÈÄÖÛÌÎÄ,1'0
ËÄÈÉÍÕÖÆÒÆÄÑÑÒÇÒÈÏãÓÔÒÆÉÈÉÑÌãÒÓÌÕÄÑÑßÙ
áÎÕÓÉÔÌÐÉÑÖÒÆÕÒÕÖÄÆÏãÉÖÓÔÌÐÉÔÑÒ
Ô×ÅÏÉÍÄÆÄÔÌÄÑÖÇÒÖÒÆÒÇÒÌËÈÉÏÌã7)2
ÎÒÐÓÄÑÌÌ7TEVO*YRÕÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÍ
ÒÅÆãËÎÒÍÌ×ÈÒÅÑßÐÌÎÒÑÖÄÎÖÄÐÌÈÏãÓÄÍÎÌ
ÊÉÏÉËÄÌÓÔÌ×ÕÏÒÆÌÌÛÖÒÓÏÄÖØÒÔÐÄÒÕÖÄÉÖ
ÑÄÙÒÈÌÖÕãÆÚÉÑÒÆÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉÔ×Å
ÕãÆÇÒÔÌËÒÑÖÄÏàÑÒÐÓÒÏÒÊÉÑÌÌÏÌÅÒÑÄÎÏÒÑ
ÏÉÍ
ÕÙÉÐÄÓÒÈÎÏâÛÉÑÌãÑÄÙÒÈÌÖÕãÓÒÕÕßÏÎÉ
ÎÒÑÖÔÒÏÌÔ×ÉÖÕãÕÓÒÐÒÝàâÈÄÑÑßÙÓÒÒÕÌ>
?A
µÆãËÄÆÆÉÈÌÑ×âÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑ×âÕÉÖà
ÌÏÌÄÎÕÉÏÉÔÒÐÉÖÔĦÌÖÒÇÉÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÆÒË
ÖÄÎÒÍÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔÄÎÕÉÏÉÔÒÐÉÖÔÌÇÌÔÒÕÎÒÓ
ÐÒÊÑßÐÓÒÏ×ÛÌÖàÅÒÏÉÉÖÒÛÑÒÉËÑÄÛÉÑÌÉÄËÌ
ÐÒÊÑÒÓÒÏ×ÛÌÖàÓÒÏÑÒÚÉÑÑ×âÌÑÉÔÚÌÄÏàÑ×â
Ð×ÖijÒÕÎÒÏàÎ×ÓÔÌÆÔÄÝÉÑÌÌáÏÉÎÖÔÒÑÑÒÇÒ
ÕÌÕÖÉÐ×ÒÓÔÉÈÉÏãâÝ×âÕÆÒÉÐÉÕÖÒÓÒÏÒÊÉ
ÎÒÐÓÄÕÄÆÒËÑÌÎÄâÖÕÌÖ×ÄÚÌÌÈÉÏÉÑÌãÑÄÑÒÏà
ÑÌÉÆÓÔÒÕÖÔÄÑÕÖÆɤÒÅÏÄÕÖÉÍÓÔÌÐÉÑÉÑÌã
ÚÉÏÉÕÒÒÅÔÄËÑÒÓÒÏàËÒÆÄÖàÕãÑÌÊÉÓÔÌÆÉÈÉÑ
ÎÄÎáÏÉÎÖÔÒÑÑÒÇÒÎÒÐÓÄÕÄÖÄÎÌÓÒÏÑÒÚÉÑÑÒÍ
ÑÒͶÄÅÏÌÚÉÍ
ÌÑÉÔÚÌÄÏàÑÒÍÕÌÕÖÉÐßÆÕÒÆÔÉÐÉÑÑÒÐÐÌÔÉ
¦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÌÕÓÒÏàË×ãÐÄÇÑÌÖÒÐÉÖÔß
ÑÄÍÈÉÖÕãÓÔÉÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒ
ÒÅÝÉÇÒÑÄËÑÄÛÉÑÌãÐÒÊÑÒËÄÐÄÏßÉÈÉÑàÇÌ
´ÌÕ×ÑÒÎ
²ÎÔ×ÊÑÒÕÖàÓÒÏ×ÛÉÑÑÄãÓÒÕÏÉÎÒÐ
ÓÉÑÕÄÚÌÌÆÏÌãÑÌãÌÕÎÄÊÉÑÌãÐãÇÎÒÇÒÊÉÏÉËÄ
¶ÄÅÏÌÚÄ
´ÄÕÛÉÖÄËÌÐ×ÖÄ
Ù

<



¤ËÌÐ×Ö

"

=
ÏâÅÒÉ
Ô

<
=
E
V
G
X
K



»
Û
Ü
Ú
Ë
Ì
Ê

Ô

<
=
EVGXK
»
Û
Ü
Ú
Ë
Ì
Ê

Ô

<
=
E
V
G
X
K



»
Û
Ü
Ú
Ë
Ì
Ê


"

"


¦ÒÔÒÑÒƦ¦§ÔÌÇÒÔàÉƱ±ÃÏÒÆÉÑÎÒ¤¦°ÄÇÑÌÖÑßÉÎÒÐÓÄÕ߶ÉÒÔÌãÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌãÌÈÉÆÌÄÚÌÒÑÑßÉ
ÔÄÅÒÖßzµ³ÅÁÏÐÒԟz
Õ
E\MWHMKMXEPGSQTEWW-',1'0(EXEWLIIX¨ÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌã,SRI][IPP
LXXT[[[LSRI][IPPGSQEIVSGSQQSRHSGYQIRXWQ]EIVSWTEGIGEXEPSKHSGYQIRXW(IJIRWIC&VSGLYVIW
HSGYQIRXW,1'0C%\MWC(MKMXEPC'SQTEWWC-'THJ
%2'SQTEWWLIEHMRKYWMRKQEKRIXSQIXIVW¨ÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌã,SRI][IPP
LXXTQEKRIXMGWIRWSVWGSQPMXIVEXYVITLT
µÕßÏÎÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





%2'VSWWE\MWIJJIGXJSV%16QEKRIXMGWIRWSVW¨ÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌã,SRI][IPP
LXXTQEKRIXMGWIRWSVWGSQPMXIVEXYVITLT
1MGLEIP.'EVYWS%TTPMGEXMSRWSJ1EKRIXMG7IRWSVWJSV0S['SWX'SQTEWW7]WXIQW
LXXTLRGVYPMFE
G	
EYXSQEXMG	
	GSRXVSPW
WIRWSVW(EXE7LIIX1EKRMX,SRI][IPPPS[GSWXTHJ
1MGLEIP.'EVYWS%TTPMGEXMSRWSJ1EKRIXSVIWMWXMZI7IRWSVWMR2EZMKEXMSR7]WXIQW
LXXT[[[WWIGLSRI][IPPGSQTSWMXMSRWIRWSVWHEXEWLIIXWWEITHJ
&VEXPERH8,SRK;0MRIEV4SWMXMSR7IRWMRK9WMRK1EKRIXSVIWMWXMZI7IRWSVW
LXXT[[[LSRI][IPPGSQEIVSGSQQSRHSGYQIRXW0MRIEVC4SWMXMSRC7IRWMRKC9WMRKC1EKRIXSVIWMWXMZIC7IR
WSVWTHJ
'SQTIRWEXMRKJSV8MPX,EVH-VSRERH7SJX-VSR)JJIGXW¨ÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌã1)17IRWI
LXXT[[[QIQWIRWIGSQHSGW18(CC1EKRIXSQIXIVC'EPMFVEXMSRTHJ

%2'EPMFVEXMRKERI'SQTEWWMRXLI4VIWIRGISJ,EVHERH7SJX-VSR-RXIVJIVIRGI¨ÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌã
*VIIWGEPILXXTGEGLIJVIIWGEPIGSQJMPIWWIRWSVWHSGETTCRSXI%2THJ
LXXTHPRQL
MTZYGGPSYHJVSRXRIXHEXEWLIIXW&VIEOSYX&SEVHW,1'0C&VIEOSYXZTHJ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà





´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà
ￏ
￣
￉
ￖ
￑
ￄ
ￓ
ￔ
￣
￐
ￗ
￢
ￗ
ￓ
ￔ
ￄ
ￆ
ￏ
￣
ￖ
￠
ￛ
ￄ
ￕ
ￖ
ￒ
ￖ
ￒ
ￍ

￘
ￄ
ￋ
ￒ
ￍ
ￌ
ﾸ
ￗ
￑
ￎ
ￚ
ￌ
ￒ
￑
ￄ
ￏ
￠
￑
￟
￉
ￇ
￉
￑
￉
ￔ
ￄ
ￖ
ￒ
ￔ
￟
ￌ
ￋ
ￆ
￉
ￕ
ￖ
￑
￟
ￄ
￐
ￓ
ￏ
ￌ
ￖ
ￗ
￈
￑
ￒ
ￍ
￐
ￒ
￈
ￗ
ￏ
￣
ￚ
ￌ
￉
ￍ

￁
ￖ
ￌ
￘
ￗ
￑
ￎ
ￚ
ￌ
ￌ

ￎ
ￒ
ￖ
ￒ

ￗ
ￊ
￉
￈
ￄ
ￆ
￑
ￒ

ﾵ
ￒ
ￆ
ￔ
￉
￐
￉
￑
￉
￐
ￆ
￡
ￖ
ￌ
ￓ
ￔ
ￌ
ￅ
ￒ
ￔ
￟
ￅ
￟
ￏ
ￔ
￟
￉
ￔ
ￄ
￑
￉
￉
ￅ
￟
ￏ
ￌ
￈
ￒ
ￅ
ￄ
ￆ
ￏ
￣
￉
￐
￟
￐
ￌ
ￎ
￘
ￗ
￑
ￎ
ￚ
ￌ
ￒ

￈
ￒ
ￅ
ￄ
ￆ
ￏ
￉
￑
ￒ
ￅ
ￜ
ￌ
ￔ
￑
￟
ￍ
￑
ￄ
ￅ
ￒ
ￔ
ￆ
ￒ
ￋ
￐
ￒ
ￊ
￑
ￒ
ￕ
ￖ
￉
ￍ

￑
ￄ
ￏ
￠
￑
￟
￐
ￇ
￉
￑
￉
ￔ
ￄ
ￖ
ￒ
ￔ
ￄ
￐

ￖ
￉
ￓ
￉
ￔ
￠
ￆ
￟
ￓ
ￒ
ￏ
￑
￣
￢
ￖ
ￕ
￣
ﾱ
ￄ
ￛ
ￌ
￑
ￄ
ￏ
ￒ
ￕ
￠
ￆ
ￕ
￉
ￕ
￑
￉
ￕ
ￎ
ￒ
ￏ
￠
ￎ
ￌ
￙
ￔ
￉
ￇ
ￗ
ￏ
￣
ￖ
ￒ
ￔ
ￒ
ￆ
￈
ￏ
￣
￉
ￕ
ￖ
￉
ￕ
ￖ
ￆ
￉
￑
￑
￟
￐
ￒ
ￅ
ￔ
ￄ
ￋ
ￒ
￐
￑
ￄ
ￒ
ￕ
￑
ￒ
ￆ
￉
ﾳ
ﾺ
ﾵ

￑
ￄ
ￕ
ￖ
ￔ
ￒ
ￍ
ￎ
ￌ
ￄ
￐
ￓ
ￏ
ￌ
ￖ
ￗ
￈
￟
ￌ
ￛ
ￄ
ￕ
ￖ
ￒ
ￖ
￟
ￆ
￟
￙
ￒ
￈
￑
ￒ
ￇ
ￒ
ÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏĵÉÍÛÄÕØ×ÑÎÚÌÒ
ÑÄÏàÑßÉÇÉÑÉÔÄÖÒÔßÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄâÖÜÌÔÒÎÌÍ
ÈÌÄÓÄËÒÑÛÄÕÖÒÖÎÄÏÌÅÔÒÆÄÑÑßÉÆßÙÒÈÑßÉ
²ÕÑÒÆÑßÉÓÒÑãÖÌ㳺µÌÏÏâÕÖÔÌÔ×ÉÖ
×ÔÒÆÑÌÔÄËÑÒÒÅÔÄËÑßÉÓÒØÒÔÐÉÕÌÇÑÄÏß
ÐÉÖÒÈÇÉÑÉÔÄÚÌÌÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄ
ÌÐÉâÖÔÉÊÌÐßÐÒÈ×ÏãÚÌÌÎÒÐÓàâÖÉÔÑßÍ
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÄÅÏÒÎÕÙÉÐÄÓÔÒ
ÌÑÖÉÔØÉÍÕÌÆÑÉÎÒÖÒÔßÙÕÏ×ÛÄãÙÔÉÊÌÐ
ÕÖÒÇÒØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑÒÇÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔÄÕ³ºµ
ÎÒÏÉÅÄÑÌÍÓÔÒÌËÆÒÏàÑÒÍØÒÔÐß
µÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑÄãØ×ÑÎÚÌãÙÔÄÑÌÖÕãÆÖÄÅÏÌÚÉ
²«·ºÌØÔÒÆÒÍÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑßÍÆßÙÒȲ«·
°ÑÒÊÉÕÖÆÒÈÒÅÄÆÏÉÑÑßÙÆÕÒÆÔÉÐÉÑÑßÍ
ÎÒÑÆÉÔÖÌÔ×ÉÖÕãÆÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑ×âÆÒÏÑ×Õ
ÇÉÑÉÔÄÖÒÔØ×ÑÎÚÌÍ×ÕÏÒÊÑãÉÖÉÇÒÎÒÑÕÖÔ×Î
ÓÒÐÒÝà⺤³µÖ×ÓÉÑÛÄÖßÍÕÌÇÑÄÏÑÄÆßÙÒ
ÚÌâÌÓÒÆßÜÄÉÖÕÖÒÌÐÒÕÖàµÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌ
Èɺ¤³ÓÔÒÙÒÈÌÖÛÉÔÉËØÌÏàÖÔ±»ÎÒÖÒÔßÍ
ÉÐÓÔãÐÒÇÒÚÌØÔÒÆÒÇÒÕÌÑÖÉËÄ
((7zHMVIGX
ÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÑÄÆßÙÒÈÉÛÌÕÖ×âÕÌÑ×ÕÒÌÈ×
HMKMXEPW]RXLIWMW
ÓÒãÆÏãÉÖÕãÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàÔÄÈÌ
ÎÄÏàÑÒÇÒÌËÐÉÑÉÑÌãÓÔÌÆßÛÑÒÍÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌÌ
»ÄÕÖÒÖÄÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄËÄÆÌÕÌÖ
Ø×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑÒÇÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔÄ
ÒÖÔÉÇ×ÏÌÔ×ÉÐÒÍÕÎÒÔÒÕÖÌÒÅÔÄÝÉÑÌãÎÖÄÅÏÌ
Úɲ«·¤ÈÔÉÕÇÉÑÉÔÌÔ×ÉÖÕãÈÒÅÄÆÏÉÑÌÉÐÆ
³ÔãÐÒÍÚÌØÔÒÆÒÍÕÌÑÖÉË
³ºµ
ÒÅÉÕÓÉÛÌ
ØÄËÒÆßÍÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÎÒÑÕÖÄÑÖßÙÔÄÑÌÐÒÍÆ
ÆÄÉÖ×ÈÌÆÌÖÉÏàÑ×âÖÒÛÑÒÕÖàÛÄÕÖÒÖßÌÓÒËÆÒ
ÔÉÇÌÕÖÔÉÌÑÎÔÉÐÉÑÖÄ
ØÄËß
4-6zTLEWIMRGVI

QIRXVIKMWXIV
²ÅßÛÑÒ
ÕÎÒÔÒÕÖàÈÒÅÄÆÏÉÑÌãÎÒÑ
ÕÖÄÑÖßÌÛÄÕÖÒÖÄÐÉÑãâÖ
ÕãÌËÐÉÑÉÑÌÉÐÛÌÕÏÄÆ
4-6
´ÄËÔÉÜÉÑÌÉÓÒÛÄÕÖÒ
ÖÉËÄÆÌÕÌÖÒÖÔÄËÔãÈÑÒÕÖÌ
4-6©ÕÏÌ4-6Õ×ÐÐÄÖÒÔÌ
³ÔãÐÒÍÚÌØÔÒÆÒÍÕÌÑÖÉË
³ÔãÐÒÍÚÌØÔÒÆÒÍÕÌÑÖÉË
7XERJSVH6IWIEVGL7]WXIQW
´ÌÕ×ÑÒÎ
³ÔÒÕÖÒÍØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßͳºµÇÉÑÉÔÄÖÒÔ
µÌÑÙÔÒÑÌËÄÚÌã
³ºµ
4-6



µ×ÐÐÄ
ÖÒÔ
¸ÄËÒ
ÆßÍ
ÄÎÎ×Ð×
ÏãÖÒÔ
²«·
/
˜

ÅÌÖ
º¤³




¦ßÙÒÈ
¸±»





ØÄËÒÆßÍÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄâÖÓÄÛÎ×ÌÐÓ×ÏàÕÒÆ
ÌÏÌÐÉÄÑÈÔÉÕÏÌÑÄÛÄÖà
ÅÌÖÑßÉÒÓÉÔÄÚÌÌÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÉÔÄËÔÉÜÉÑÌÉÎÆÄÑÖÒÆÄÑÌÉÕÓÒËÌÚÌÌÇÔÄÈ×ÕÒÆÆÐÉÕÖÒ

„ÇÔÄÈ×ÕÒÆ

ÕÒÕÖÄÆÌÖÒÈÑ×ÛÄÕÖàÑÄ
ÓÒÔãÈÎÄ
˜


µÓÉÎÖÔ¸×ÔàÉÈÏãáÖÒÍÌÐÓ×ÏàÕÑÒÍÓÒÕÏÉ
³ÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌáÖÒÒËÑÄÛÄÉÖÛÖÒÔÄËÔãÈÑßÍ
ÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕÖÌÕÒÕÖÒÌÖÌËÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆJJ
³ºµÇÉÑÉÔÄÖÒÔÕÓÒÕÒÅÉÑÓÔÌÆßÙÒÈÑÒÍÛÄÕÖÒ
J„ÌÖÈ©ÕÏÌÐßÕÐÒÊÉÐÕÒËÈÄÖàØÌÏàÖÔ
ÖÉ°§ÚÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÔÄËÔÉÜÉÑÌÉÏ×ÛÜÉ
ÑÌÊÑÌÙÛÄÕÖÒÖÈÏã×ÕÖÔÄÑÉÑÌãÇÄÔÐÒÑÌÛÉÕÎÌÙ

ÐΧÚ
ÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÙÌÐÓ×ÏàÕÒÆ×ÑÄÕÒÕÖÄÑÉÖÕã
»ÖÒÅßÏ×ÛÜÉÓÒÑãÖàÔÄÅÒÖ×((7ÑÉÒÅÙÒ
Ø×ÑÈÄÐÉÑÖÄÏàÑÄãÇÄÔÐÒÑÌÎÄÖÉÛÌÕÖÄãÕÌÑ×
ÈÌÐÒÓÒÈÔÒÅÑÉÉÔÄÕÕÐÒÖÔÉÖàÔãÈÈÉÖÄÏÉÍÌ
ÕÒÌÈÄÕÛÄÕÖÒÖÒÍJ
ÓÔÉÊÈÉÆÕÉÇÒÛÄÕÖÒÖ×ÆßÅÒÔÎÌÔÄËÐÉÔ²«·
¦ÅÒÏÉÉÒÅÝÉÐÕÏ×ÛÄÉÈÏãÇÉÑÉÔÄÚÌÌÑÄ
ÔÄËÔÉÜÄâÝ×âÕÓÒÕÒÅÑÒÕÖ຤³ÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕ
ÆßÙÒÈÉÛÄÕÖÒÖßJÕÛÄÕÖÒÖÒÍÈÌÕÎÔÉÖÌËÄÚÌÌJ
7
ÖÌÎÌØÌÏàÖÔÄÌÕÓÉÎÖÔÄÏàÑ×âÛÌÕÖÒÖ×ÕÌÇÑÄÏÄ
ÕÄÐÄãÑÌËÎÄãÛÄÕÖÒÖÄÔãÈĸ×ÔàÉÅ×ÈÉÖJzJ
7
ÁÖÒÖÓÔÒÕÖÒÍÔÉË×ÏàÖÄÖÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÒÕÑÒÆÒÍ
°ÒÊÑÒÓÔÉÈÓÒÏÒÊÌÖàÛÖÒÈÏãÈÒÕÖÌÊÉÑÌã
ÕÓÉÚÌØÌÎÄÚÌÌÈÏãØÌÏàÖÔÄÑÌÊÑÌÙÛÄÕÖÒÖ
ÙÒÔÒÜÉÍÕÓÉÎÖÔÄÏàÑÒÍÛÌÕÖÒÖßÑÄÆßÙÒÈÉ
ØÌÏàÖÔÈÒÏÊÉÑÓÔÒÓ×ÕÎÄÖàÛÄÕÖÒÖ×JÌÒÅÔÉ
ÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÅÒÏàÜÒÉÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÆßÅÒÔÒÎ
ËÄÖàJzJ
7
ÎÄÊÈÒÇÒÓÉÔÌÒÈÄÕÌÑ×ÕÒÌÈߦÔãÈÏÌÕÌÑ×ÕÒÌ
ÈÄÄÓÓÔÒÎÕÌÐÌÔ×ÉÐÄãÑÉËÑÄÛÌÖÉÏàÑßÐÎÒÏÌ
ÛÉÕÖÆÒÐÒÖÕÛÉÖÒÆËÄÓÉÔÌÒÈÅ×ÈÉÖÓÒÙÒÊÄÑÄ
§ÔÄØÌÎÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÓÉÔÉÈÄ
ÕÉÅã¶ÉÐÑÉÐÉÑÉÉÎÄÎÑÌ×ÈÌÆÌÖÉÏàÑÒÈÏã
ÖÒÛÑ×âØ×ÑÎÚÌâØÌÏàÖÔÄÑÌÊÑÌÙÛÄÕÖÒÖ®ÄÎ
ÎÄÊÈÒÇÒÓÉÔÌÒÈÄÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÓÒÔãÈÎÄÖÔÉÙ
ÐßÆÌÈÌÐØÌÏàÖÔÈÒÏÊÉÑÓÔÒÓ×ÕÎÄÖàÕÄÐßÉ
ÆßÅÒÔÒÎ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¦ÈÉÍÕÖÆÌÖÉÏàÑÒÕÖÌ
ÆßÕÒÎÌÉÇÉÑÉÔÌÔ×ÉÐßÉÛÄÕÖÒÖß
J
ÌÒÅÔÉ
QE\
ÉÕÏÌÅßÐßÐÒÇÏÌÕÈÉÏÄÖàÕÎÒÏà×ÇÒÈÑÒÖÒÛ
ËÄÖàÛÄÕÖÒÖßÑÄÛÌÑÄãÕJzJµÒËÈÄÖàÎÔ×
ÑßÍØÌÏàÖÔÑÌÊÑÌÙÛÄÕÖÒÖÐÒÊÑÒÅßÏÒÅß
7
QE\
ÈÒÆÒÏàÕÖÆÒÆÄÖàÕãÏÌÜàÈÆ×ÐãÆßÅÒÔÎÄÐÌÑÄ
ÖÒÍÕÓÄÈÛÄÕÖÒÖÑÒÍÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÌÈÏã
ÓÉÔÌÒÈ
ØÌÏàÖÔÒÆÕÆßÕÒÎÒÍÛÄÕÖÒÖÒÍÕÔÉËÄÑÉÓÔÒÕÖÒ
»ÖÒÅßÒÅÒÕÑÒÆÄÖàáÖÒ×ÖÆÉÔÊÈÉÑÌÉÔÄÕ
ÕÐÒÖÔÌÐÕÏ×ÛÄÍÕÛÉÖßÔàÐãÆßÅÒÔÎÄÐÌÑÄ
ÚÌÎÏ®ÆÄÑÖÒÆÄÑÑÄãÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÕÊÌÐÄÉÖÕãÆ
»ÄÕÖÒÖÄÈÌÕÎÔÉÖÌËÄÚÌÌ
¸ÌÏàÖÔß
´ÌÕ×ÑÒÎ
¦ßÅÒÔÎÌÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¸ÌÏàÖÔÑÌÊÑÌÙÛÄÕÖÒÖÈÏãÆßÙÒÈÒÆ
³ºµÇÉÑÉÔÄÖÒÔÒÆ
J
W
J
W

È¥
z

È¥
J
!J

J
QE\W
W
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà





´ÄË×ÐÑßÍÎÒÐÓÔÒÐÌÕÕÎÒÇÈÄJ!JÓÒËÆÒ
QE\
7
ÏãÉÖÓÒÏ×ÛÌÖàØÌÏàÖÔÕÓÉÔÉÙÒÈÑÒÍÓÒÏÒÕÒÍÆ
¥ÒÏàÜÒÉÅßÕÖÔÒɲ«·ÌÆßÕÒÎÒÕÎÒÔÒÕ
ÒÈÑ×ÒÎÖÄÆ×
ÖÑÒͺ¤³ÕÆßÕÒÎÌÐÔÄËÔÉÜÉÑÌÉÐÈÉÏÄâÖ
®ÄÎÒÉÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒËÄÖ×ÙÄÑÌÉÆÓÒÏÒÕÉ
³ºµÊÌËÑÉÕÓÒÕÒÅÑÒÍÖÉÙÑÒÏÒÇÌÉÍÈÏã
ￌ
ￕ
ￓ
ￒ
ￏ
￠
ￋ
ￒ
ￆ
ￄ
￑
ￌ
￣
ￆ
￘
ￗ
￑
ￎ
ￚ
ￌ
ￒ
￑
ￄ
ￏ
￠
￑
￟
￙
ￇ
￉
￑
￉
ￔ
ￄ
ￖ
ￒ

ￓ
ￒ
￈
ￄ
ￆ
ￏ
￉
￑
ￌ
￣
#
￁
ￖ
ￒ
ￋ
ￄ
ￆ
ￌ
ￕ
ￌ
ￖ
ￒ
ￖ
ￖ
ￔ
￉
ￅ
ￒ
ￆ
ￄ
￑
ￌ
ￍ
ￎ
ÔÄÙ±ÒÑÄÕÎÒÏàÎÒÅÒÏàÜÒÉÌÅßÕÖÔÒÉÈÒÏÊÑÒ
ÕÒÕÖÄÆ×ÓÄÔÄËÌÖÑßÙÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆÑÄÆßÙÒÈÉ
ÅßÖಫ·ÌÎÄÎÒÉÖÔÉÅ×ÉÖÕãÔÄËÔÉÜÉÑÌÉ#
²ÅßÛÑÒÈÏãØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÙÇÉÑÉÔÄÖÒÔÒÆ
ÒÑÒÌÐÉÉÖ×ÔÒÆÉÑàzÈ¥Ñ
®ÄÎÐßÆÌÈÉÏÌÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÄãÆßÙÒÈÑÄã
ÛÄÕÖÒÖÄÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÕÒÕÖÄÆÏãÉÖJ¶ÄÎÌÐ
¹ÒÔÒÜÌÐÆßÅÒÔÒÐÈÏãÈÄÑÑÒÇÒÕÏ×ÛÄã
7
ÐÒÇ×ÖÅßÖàØÌÏàÖÔß®Ä×áÔÄ
áÏÏÌÓÖÌÛÉÕÎÌÉ
ÒÅÔÄËÒÐÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔØÄËß²«·Ìº¤³ÈÒÏ
ÊÑßÔÄÅÒÖÄÖàÑÄ×ÖÔÒÉÑÑÒÍÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÑÉÒÅ
²ÑÌÌÐÉâÖÎÔ×ÖÒÍÕÓÄÈÌÐÒÇ×ÖÅßÖàÔÄËÔÄÅÒ
ÙÒÈÌÐÒÍÆßÙÒÈÑÒÍÛÄÕÖÒÖÉ
ÖÄÑßÕÒÛÉÑàÑÌËÎÌÐ×ÔÒÆÑÉÐÓ×ÏàÕÄÚÌÍÆ
ÓÒÏÒÕÉÓÔÒÓ×ÕÎÄÑÌã³ÒÈÒÅÑßÐÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐ
´ÄËÔÉÜÉÑÌɺ¤³ËÄÆÌÕÌÖÒÖÖÔÉÅÒÆÄÑÌÍÎ
ￗ
ￔ
ￒ
ￆ
￑
￢
ￓ
ￄ
ￔ
ￄ
ￋ
ￌ
ￖ
￑
￟
￙
ￕ
ￒ
ￕ
ￖ
ￄ
ￆ
ￏ
￣
￢
￝
ￌ
￙
￑
ￄ
ￆ
￟
￙
ￒ
￈
￉
ￗ
￈
ￒ
ￆ
ￏ
￉
ￖ
ￆ
ￒ
ￔ
￣
￉
ￖ

￑
ￄ
ￓ
ￔ
ￌ
￐
￉
ￔ

￘
ￌ
ￏ
￠
ￖ
ￔ
ﾮ
ￄ
ￗ
￡
ￔ
ￄ
￈
￉
ￆ
￣

ÌÏÌÊÉÏÄÉÐÒÇÒÔÄËÔÉÜÉÑÌãÕÌÇÑÄÏÒÆÓÔÒÌË
ÖÒÇÒÓÒÔãÈÎÄ
ÆÒÏàÑÒÍØÒÔÐß
²ÜÌÅÎÌÎÆÄÑÖÒÆÄÑÌãÌÑÉÏÌ
ÑÉÍÑÒÕÖ̺¤³ÆßËßÆÄâÖÓÒãÆÏÉÑÌÉÓÄÔÄËÌÖ
ÑßÙÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆÆßÙÒÈÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏijÔÌÐÉÔ
©ÕÏÌØÌÏàÖÔß®Ä×áÔÄãÆÏãâÖÕãÏ×ÛÜÌÐ
ÑÒÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÌÉÒÐÄÕÜÖÄÅÄÙÓÄÔÄËÌÖÑÒÍ
ÆßÅÒÔÒÐÓÔÌÇÉÑÉÔÄÚÌÌÓÒÕÖÒãÑÑßÙÕÌÑ×ÕÒÌ
ÛÄÕÖÒÖÑÒÍÕÒÕÖÄÆÏãâÝÉÍÈÄÉÖÔÄËÑÌÚÄÐÉÊÈ×
ÈÄÏàÑßÙÕÌÇÑÄÏÒÆÖÒÈÏãØÒÔÐÌÔÒÆÄÑÌãÕÌÇ
ØÄÎÖÌÛÉÕÎÌÐÆßÙÒÈÒк¤³ÌÊÉÏÄÉÐßÐËÑÄ
ÑÄÏÒÆÓÔÒÌËÆÒÏàÑÒÍØÒÔÐßÒÑÌÑÉÓÔÌÇÒÈÑß
ÛÉÑÌÉÐÕÌÑ×ÕÒÌÈßÎÒÖÒÔÄãÌãÆÏãÉÖÕãÌÕÖÒÛ
¦ÒÆÔÉÐÉÑÑÒÍÒÅÏÄÕÖÌØÌÏàÖÔß®Ä×áÔÄÌÐÉâÖ
ÑÌÎÒÐáÖÌÙÓÄÔÄËÌÖÑßÙÆßÙÒÈÑßÙÎÒÐÓÒÑÉÑ
ÒÛÉÑàÑÉÓÔÌãÖÑßÍÆßÅÔÒÕ§ÒÔÄËÈÒÏ×ÛÜÉ
ÖÒƶÄÎÔÄËÔãÈÑßͺ¤³ÎÒÖÒÔßÍÏÌÑÉÉÑÌ
ÓÒÈÙÒÈãÖÈÏãÕÌÇÑÄÏÒÆÓÔÒÌËÆÒÏàÑÒÍØÒÔÐß
ÐÒÑÒÖÒÑÉÑÈÒÐÏÄÈÜÌÙÔÄËÔãÈÒÆÅ×ÈÉÖ
ÓÌÏÒÒÅÔÄËÑÒÍÌÏÌÖÔÉ×ÇÒÏàÑÒÍ
ØÌÏàÖÔß
ÌÐÉÖàÒÜÌÅÎ×ÑÄÆßÙÒÈÉÓÒÔãÈÎÄÒÈÑÒÍÛÄÕÖÌ
¥ÉÕÕÉÏã¸ÌÏàÖÔ¥ÉÕÕÉÏãÌÐÉÉÖÅÒÏÉÉÓÒÏÒ
ÎÌÏÌÒÎÒÏÒzÈ¥
ÇÌÍÕÓÄÈÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕØÌÏàÖÔÒЮÄ×áÔÄ
®ÒÔÒÖÎÄãÖÄÅÏÌÚIJ«·ÖÄÎÊÉÓÔÌÆÒÈÌÖÎ
ËÄÖÒÉÇÒØÄËÒÆÄãÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÄÓÒÛÖÌÏÌÑÉÍ
ÑÉÆÉÔÑÒÐ×ÔÉË×ÏàÖÄÖ×ÑÄÆßÙÒÈɺ¤³»ÖÒÅß
ÑIJÖÕ×ÖÕÖÆÌÉÈÌÕÓÉÔÕÌÌÆÏÌÑÉÍÑÒØÄËÒÆÒÐ
ÌËÅÉÊÄÖàØÄËÒÆßÙÜ×ÐÒÆÎÆÄÑÖÒÆÄÑÌãŸÆ
ØÌÏàÖÔÉÕÒÙÔÄÑÌÖØÒÔÐ×ÌÐÓ×ÏàÕÄÌÓÔÉÈÒÖ
²«·ÈÒÏÊÑÒÅßÖàÑÄÈÆÄÅÌÖÄÄÈÔÉÕÄÅÒÏàÜÉ
ÆÔÄÖÌÖËÆÒÑÆÒÆÔÉÐÉÑÑÒÍÒÅÏÄÕÖ̸ÌÏàÖÔ
ÛÉÐÔÄËÔãÈÑÒÕÖ຤³
¥ÉÕÕÉÏãÕÉÈàÐÒÍÕÖÉÓÉÑÌÕËÄÖ×ÙÄÑÌÉÐzÈ¥
ÑÄÛÄÕÖÒÖÉÕÔÉËÄÌJ!JÅ×ÈÉÖÙÒÔÒÜÌÐ
µ
7
ÆßÅÒÔÒÐÈÏãØÌÏàÖÔÄÚÌÌÕÌÇÑÄÏÒÆÓÔÒÌË
»ÄÕÖÒÖÑßÍÈÌÄÓÄËÒÑÑÄÆßÙÒÈɳºµÐÒÊÉÖ
ÆÒÏàÑÒÍØÒÔÐßÁÖÒÖØÌÏàÖÔÓÒËÆÒÏÌÖÌÐÉÖà
ÅßÖàÔÄÕÜÌÔÉÑÑÉÕÎÒÏàÎÌÐÌÐÉÖÒÈÄÐ̦ËÄÆÌ
ÈÏÌÖÉÏàÑÒÕÖàÓÉÔÉÈÑÉÇÒØÔÒÑÖÄÌÐÓ×ÏàÕÄÑÄ
ÕÌÐÒÕÖÌÒÖÌÕÓÒÏàË×ÉÐÒÇÒÐÉÖÒÈÄÑÉÎÒÖÒÔßÉ
ÆßÙÒÈÉJ
ÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆijºµÐÒÇ×ÖÅßÖà×ÖÉÔãÑ߶ÄÎ
µ
ÊÉÎÄÎÌ×ÒÅßÛÑßÙÕÌÑÖÉËÄÖÒÔÒÆÛÄÕÖÒÖß
¶ÔÉÅÒÆÄÑÌãκ¤³Ì²«·
¸ÌÏàÖÔߥÉÕÕÉÏã
´ÄÕÜÌÔÉÑÌÉÛÄÕÖÒÖÑÒÇÒÈÌÄÓÄËÒÑÄ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà





³ÔÒÇÔÄÐÐßÕÏÒÊÑÒÍ
ÐÒÈ×ÏãÚÌÌÐÒÇ×ÖÅßÖà
ÕØÒÔÐÌÔÒÆÄÑßƲ«·
ÐÒÈ×ÏãÚÌ̦²«·ÙÔÄÑãÖ
ÕãÎÒÈßÒÓÉÔÄÚÌÍÌÈÄÑ
ÑßÉÈÏãÓÔÒÚÉÕÕÒÔÄÐÒÈ×
ÏãÚÌ̳ÔÌÓÔÒÇÔÄÐÐÌÔÒ
ÆÄÑÌÌÏÒÇÄÔÌØÐÌÛÉÕÎÒÇÒ
ÕÆÌÓÌÔÒÆÄÑÌãÙÒÕÖÕÌÕ

ÖÉÐÄËÄÓÌÕßÆÄÉÖƲ«·
ÐÒÈ×ÏãÚÌÌÑÄÅÒÔÕÒÈÉÔ
ÊÄÝÌÍÈÒÈÌÕÎÔÉÖ
ÑßÙÛÄÕÖÒÖ³ÔÒÚÉÕÕÒÔ
ÐÒÈ×ÏãÚÌÌÌËÐÉÑãÉÖ
4-6%ÆÖÒÆÔÉÐãÎÄÎÕ×Ð
ÐÄÖÒÔÌÕÓÒÏàË×ÉÖ4-6&Ì
ÑÄÒÅÒÔÒÖ
ÆßÙÒÈÕÌÕÖÉÐß³ºµÐÒÊÉÖÅßÖà×ÈÆÒÉÑÕÐÉ
ÜÄÑÕÈÔ×ÇÌÐÌØÌÎÕÌÔÒÆÄÑÑßÐÌÌÕÖÒÛÑÌÎÄÐÌ
°ÒÇ×ÖÅßÖàÕÒÙÔÄÑÉÑßÌÅÒÏÉÉÕÏÒÊÑßÉ
ÌÏÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÆÎÄÛÉÕÖÆÉÒÓÒÔÑÒÇÒÆÕÌÕÖÉ
ÓÔÒÇÔÄÐÐßÐÒÈ×ÏãÚÌÌÖÄÎÌÉÎÄÎÛÄÕÖÒÖÑÄã
ÐÉØÄËÒÆÒÍÄÆÖÒÓÒÈÕÖÔÒÍÎÌÛÄÕÖÒÖß
ÐÒÈ×ÏãÚÌãÏâÅÒÍÓÔÒÌËÆÒÏàÑÒÍØ×ÑÎÚÌÉÍ
ÏÌÑÉÍÑÒÉÌÏÌÏÒÇÄÔÌØÐÌÛÉÕÎÒÉÕÆÌÓÌÔÒÆÄ
ÑÌÉÕÎÄÛÎÒÒÅÔÄËÑÄãÓÉÔÉÕÖÔÒÍÎÄÛÄÕÖÒÖß

ﾴ
ￌ
ￕ
ￗ
￑
ￒ
ￎ


ￌ
ￖ

￈

ﾸ
ￄ
ￋ
ￒ
ￆ
ￗ
￢
￐
ￒ
￈
ￗ
ￏ
￣
ￚ
ￌ
￢
ￏ
￉
ￇ
ￎ
ￒ
ﾰ
ￒ
￝
￠
ￌ
￡
ￏ
￉
ￇ
ￄ
￑
ￖ
￑
ￒ
ￕ
ￖ
￠
ﾳ
ﾺ
ﾵ
ￕ
ￖ
ￄ
￑
ￒ
ￆ
￣
ￖ
ￕ
￣
￑
ￄ
ￌ

ÅÒÏÉÉÒÛÉÆÌÈÑßÐÌÎÒÇÈÄÖÔÉÅ×ÉÖÕãÐÒÈ×ÏÌÔÒ
ÆÄÑÑßÍÌÕÖÒÛÑÌλÄÕÖÒÖÄÑÄÆßÙÒÈÉÐÒÊÉÖ
ÐÇÑÒÆÉÑÑÒÓÒÐÉÑãÖàÕãÑÄÏâÅÒÉËÑÄÛÉÑÌÉÒÖ
Ñ×ÏãÈÒJÓÔÒÕÖßÐÌËÐÉÑÉÑÌÉÐÛÌÕÏÄÆ
QE\
ÔÉÇÌÕÖÔÉÌÑÎÔÉÐÉÑÖÄØÄË߱ĴÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄ
ËÄÑÄÅÏÒÎÕÙÉÐÄØÄËÒÆÒÇÒÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔijºµÕ
ÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàâÓÔÒÇÔÄÐÐÌÔ×ÉÐÒÍÐÒÈ×ÏãÚÌÌ
ÁÖÒÖØÄËÒÆßÍÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÒÓÖÌÐÌËÌÔÒ
ÆÄÑÑßÍÈÏãÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÆØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑÒÐ
ÇÉÑÉÔÄÖÒÔÉÌÐÉÉÖÈÆÄÔÉÇÌÕÖÔÄØÄËÒÆÒÇÒ
ÌÑÎÔÉÐÉÑÖÄ4-6%Ì4-6&ÅÌÖÑßÍÐ×ÏàÖÌÓ
ÏÉÎÕÒÔÐÒÊÉÖÓÉÔÉÎÏâÛÄÖàÕãÐÉÊÈ×ÔÉÇÌÕÖÔÄ
ÐÌËÄÒÈÌÑÖÄÎÖ³ÔÒÚÉÕÕÒÔÐÒÈ×ÏãÚÌÌÐÒÊÉÖ
ÌËÐÉÑãÖàËÑÄÛÉÑÌãÆÔÉÇÌÕÖÔÄÙ4-6ÕÒÕÎÒÔÒÕ
ÖàâÈÒÐÌÏÏÌÒÑÒÆÅÄÍÖÆÕÉÎ×ÑÈ×ÑÄÓÒÏÑãã
ÒÈÌÑ4-6ÄÈÔ×ÇÒÍÌÕÓÒÏàË×ãÎÄÎÆÙÒÈÈÏãÕ×Ð
ÐÄÖÒÔÄ
°ÉÖÒÈßÐÒÈ×ÏãÚÌÌ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¸ÄËÒÆßÍÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔ³ºµÕÓÔÒÚÉÕÕÒÔÒÐÐÒÈ×ÏãÚÌÌ
³ÔÒÚÉÕÕÒÔÐÒÈ×ÏãÚÌÌ
²«·
ÐÒÈ×ÏãÚÌÌ




4-6%

4-6&


¤ÎÎ×Ð×
ÏãÖÒÔ
º¤³
²«·
ØÒÔÐ
ÕÌÇÑÄÏÒÆ
¦ßÙÒÈ
7
µÌÑÙÔÒÑÌËÄÚÌã
³ºµ
´ÌÕ×ÑÒÎ
»ÄÕÖÒÖÑÄãÐÄÑÌÓ×ÏãÚÌãÕÌÑ×ÕÒÌ
ÈÄÏàÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà





ÔÉÄÏÌËÒÆÄÖàÓÔÒÇÔÄÐÐÌÔÒÆÄÑÌÉÐ4-6%ÑÒÐÌÄÑÄÏÒÇÒÆßÍÆßÙÒȺ¤³×ÐÑÒÊÄâÖÕãÑÄÖÔÉÅ×
￉
￐
ￗ
￢
ￄ
￐
ￓ
ￏ
ￌ
ￖ
ￗ
￈
ￗ

ﾳ
ￒ
ￕ
ￏ
￉
￈
￑
ￌ
ￍ
ￆ
ￄ
ￔ
ￌ
ￄ
￑
ￖ
￈
ￏ
￣
￘
ￗ
￑
ￎ

￑
ￄ
ￏ
￠
￑
ￒ
ￍ
ￛ
ￄ
ￕ
ￖ
ￒ
ￖ
ￒ
ￍ

ￌ
ￌ
ￕ
ￓ
ￒ
ￏ
￠
ￋ
ￗ
￣
4
-
6
&

ￎ
ￒ
ￖ
ￒ
ￔ
￟
ￍ
ÚÌÒÑÄÏàÑßÙÇÉÑÉÔÄÖÒÔÒÆÓÒÈÙÒÈÌÖÏ×ÛÜÉÖÄÎ
ÕÒÈÉÔÊÌÖÑÒÐÌÑÄÏàÑßÉÓÔÌÔÄÝÉÑÌãØÄËß
ÎÄÎÈÏãÄÐÓÏÌÖ×ÈÑÒÍÐÒÈ×ÏãÚÌÌÐÒÇ×ÖÅßÖà
ÓÏâÕÏâÅÒÍÊÉÏÄÉÐßÍØÄËÒÆßÍÕÈÆÌÇÈÏã
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑßÎÄÎÆÑ×ÖÔÉÑÑÌÉÖÄÎÌÆÑÉÜÑÌÉ
ÒÈÑÒÇÒÖÄÎÖÒÆÒÇÒÚÌÎÏÄ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÌ
±ÉÕÏÒÊÑÒËÄÈÄÆÄÖàÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒËÑÄÛÌÖÉÏà
ÑßÉÒÖÎÏÒÑÉÑÌãÛÄÕÖÒÖßÌÏÌØÄË߯âÅÒÍ
ØÄËÒÆßÍÌÏÌÛÄÕÖÒÖÑßÍÕÎÄÛÒÎÐÒÊÉÖÅßÖà
²ÈÑÌÐÌËÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑßÙÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆ
ËÄÓÔÒÇÔÄÐÐÌÔÒÆÄÑÌÆßÓÒÏÑÉÑËÄÒÈÌÑÖÄÎÖ¤
ÄÔÙÌÖÉÎÖ×Ôß³ºµãÆÏãÉÖÕãÓÔÒÕÖÒÖÄÇÉÑÉÔÄ
ÖÄÎÎÄÎÔÉÇÌÕÖÔß4-6ÐÒÇ×ÖÐÒÈÌØÌÚÌÔÒÆÄÖàÕã
ÚÌÌÕÌÇÑÄÏÒÆÓÔÒÌËÆÒÏàÑÒÍØÒÔÐߦÐÉÕÖÒ
ÒÛÉÑàÅßÕÖÔÒÆÒËÐÒÊÑÄÐÒÈ×ÏãÚÌãÛÄÕÖÒÖß
ÖÄÅÏÌÚßÕÌÑ×ÕÒÌÈßÆÓÄÐãÖÌÕÌÇÑÄÏÒÆÙÔÄ
ÈÒÑÉÕÎÒÏàÎÌÙÕÒÖÉÑÎÌÏÒÇÉÔÚ
ÑÌÖÕãÕÓÌÕÒÎÓÔÒÌËÆÒÏàÑßÙËÑÄÛÉÑÌ͸ÄËÒ
¦Õ×ÝÑÒÕÖÌÐÒÇ×ÖÅßÖàÕÒÙÔÄÑÉÑßÏâÅßÉ
ÆßÍÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÓÒÜÄÇÒÆÒËÄÓÔÒÇÔÄÐÐÌÔÒÆÄÑ
ÓÔÒÌËÆÒÏàÑßÉÓÔÒÇÔÄÐÐßÐÒÈ×ÏãÚÌÌÁÖÄ
ÕÒÙÔÄÑÉÑÑßÐÌËÑÄÛÉÑÌãÐÌÛÖÒÅßÆÒÕÓÔÒÌË
ÒÓÚÌãÓÒËÆÒÏãÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏà
ÆÉÕÖÌÊÉÏÄÉÐßÍÕÌÇÑÄÏÑÄÆßÙÒÈɺ¤³
ÑßÍÇÉÑÉÔÄÖÒÔÈÏãÖÉÕÖÌÔÒÆÄÑÌãÐÒÈÉÐÒÆ
¦ÒËÐÒÊÑÒÕÖàÓÒÏ×ÛÉÑÌãÕÓÒÐÒÝà⳺µ
ÎÒÐÐ×ÑÌÎÄÚÌÒÑÑßÙÏÌÑÌÍÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌãÛÄÕ
ÓÔÒÌËÆÒÏàÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄ
´ÌÕ×ÑÎÌÌ
×ÓÔÒ
ÖÒÖßÒÜÌÅÒÛÑßÙÅÌÖÒÆÌÖÈ
ÝÄÉÖËÄÈÄÛ×ÇÉÑÉÔÄÚÌÌÈÔ×ÇÌُÕÖÄÑÈÄÔÖÑßٟ
ÈÏãØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÙÇÉÑÉÔÄÖÒÔÒÆÕÌÇÑÄÏÒÆ
¯ÌÑÉÍÑÒÌËÐÉÑãâÝÌÍÕãÕÌÇÑÄÏÓÌÏÒÒÅÔÄË
¤ÐÓÏÌÖ×ÈÑ×âÐÒÈ×ÏãÚÌâ
´ÌÕ×ÑÒÎ

ÑÒÍÌÈÄÊÉÇÄ×ÕÕÒÆÕÎÌÍÅÉÏßÍÜ×ÐÐÒÇ×ÖÅßÖà
ÆßÙÒÈÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄÐÒÊÑÒÔÉÄÏÌËÒÆÄÖàÈÆ×Ðã
ÓÒÏ×ÛÉÑßÓ×ÖÉÐÌËÐÉÑÉÑÌãËÑÄÛÉÑÌÍƲ«·
ÕÓÒÕÒÅÄÐÌÏÌÅÒÚÌØÔÒÆßÉÆßÙÒÈß²«·ÏÌÅÒ
ÕÌÇÑÄÏÒÆ
³ÔÒÌËÆÒÏàÑßÉØ×ÑÎÚÌÌ
¤ÐÓÏÌÖ×ÈÑÄãÐÒÈ×ÏãÚÌã
´ÌÕ×ÑÒÎ
¤ÐÓÏÌÖ×ÈÑÄãÐÒÈ×ÏãÚÌãÕÌÑ×ÕÒÌÈß
ÕÌÑ×ÕÒÌÈÒÍ
´ÌÕ×ÑÒÎ
µÌÇÑÄÏßÓÔÒÌËÆÒÏàÑÒÍØÒÔÐß
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà





ÖÉÏàÑÒÐÒÊÑÒÑÒÑÉÓÔÌãÖÑÒÉÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌÉ
ÕÒÕÖÒÌÖÆÖÒÐÛÖÒØÔÒÑÖßÓÔãÐÒ×ÇÒÏàÑßÙ
ÌÐÓ×ÏàÕÒÆÈÒÏÊÑßÅßÖàÕÌÑÙÔÒÑÑßÕÖÄÎÖÒ
ÆßÐÕÌÇÑÄÏÒгºµÁÖÒÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌÉÅ×ÈÉÖÆ
ËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÍÕÖÉÓÉÑÌÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄÖàÔÄËÔÉÜÉ
ÑÌÉÓÒÛÄÕÖÒÖÉÒÕÒÅÉÑÑÒÆÆÉÔÙÑÉÍÛÄÕÖÌÈÌÄ
ÓÄËÒÑÄ
§ÒÔÄËÈÒÏ×ÛÜÌÐÓÒÈÙÒÈÒÐÓÔÌÕÒËÈÄÑÌÌ
ÓÔãÐÒ×ÇÒÏàÑßÙÕÌÇÑÄÏÒÆÅ×ÈÉÖÇÉÑÉÔÌÔÒÆÄÑÌÉ
ÛÌÕÖÒÍÕÌÑ×ÕÒÌÈßÕÓÒÕÏÉÈ×âÝÌÐÆßÈÉÏÉÑÌ
ÉÐÌËÑÉÉÕÌÇÑÄÏÒÆÓÔãÐÒ×ÇÒÏàÑÒÍØÒÔÐߦ
áÖÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÔãÐÒ×ÇÒÏàÑßÉÕÌÇÑÄÏßÅ×È×Ö
ÌÐÉÖàÖÄÎÌÉÊÉÛÄÕÖÒÖÑßÍÈÌÄÓÄËÒÑÌÔÄËÔÉ
ÜÉÑÌÉÎÄÎÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑßÉ
¬ÕÓÒÏàË×ÉÐßÍÆØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÙ³ºµ
¸ÄËÒÆßÍÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÈÒÏÊÉÑÅßÖàÔÄËÔÄ
ÇÉÑÉÔÄÖÒÔÄÙÆßÙÒÈÑÒÍ×ÕÌÏÌÖÉÏàÈÒÏÊÉÑ×ÈÒÆ
ÅÒÖÄÑÕÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàâÓÒÈÈÉÔÊÎÌÒÓÔÉÈÉÏÉÑ
ÏÉÖÆÒÔãÖàÔãÈ×ÊÉÕÖÎÌÙÖÔÉÅÒÆÄÑÌͨÏã
ÑßÙÔÉÊÌÐÒÆÑÉÒÅÙÒÈÌÐßÙÈÏãÕÌÇÑÄÏÒÆÓÔÒ
ÕÒÙÔÄÑÉÑÌãØÒÔÐßÇÉÑÉÔÌÔ×ÉÐßÙÆÓÔÒÌË
ÌËÆÒÏàÑßÙØÒÔеÎÒÔÒÕÖàÌËÆÏÉÛÉÑÌãËÑÄÛÉ
ÆÒÏàÑÒÐÔÉÊÌÐÉÕÌÇÑÄÏÒÆ×ÕÌÏÌÖÉÏàÈÒÏÊÉÑ
ÑÌͲ«·ÐÒÊÉÖÅßÖàÌËÐÉÑÉÑÄÓÔÒÕÖÒÌÕÓÒÏà
ÌÐÉÖàÜÌÔÒÎ×âÌÔÄÆÑÒÐÉÔÑ×⤻¹ÌÒÅÏÄ
ËÒÆÄÑÌÉÐÔÄËÏÌÛÑßÙËÑÄÛÉÑÌÍ4-6²ÈÑÄÎÒ
ÈÄÖàÏÌÑÉÍÑÒÍØÄËÒÆÒÍÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÒÍÓÔÒ
ÓÉÔÉÐÉÑÑÄãÈÏÌÑÄËÄÓÌÕÉÍØ×ÑÎÚÌÌËÄÓ×ÕÎÄ
ÕÖÌÔÄâÝÉÍÕãÈÄÏÉÎÒËÄÛÄÕÖÒÖ×ÕÔÉËÄ
ÌÚÌÎÏÌÛÉÕÎÄãÄÈÔÉÕÄÚÌããÆÏãâÖÕã×ÑÌÎÄÏà
ØÌÏàÖÔÄ¥ÉÕÕÉÏã
ÑßÐÌÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÌÓÔÌÇÉÑÉÔÄÚÌÌÓÔÒÌË
³ÒÏÒÕÄÓÔÒÓ×ÕÎÄÑÌã×ÕÌÏÌÖÉÏãÖÄÎÊÉÒÓÔÉ
ÆÒÏàÑßÙØ×ÑÎÚÌÍ
ÈÉÏãÉÖÆÔÉÐãÑÄÔÄÕÖÄÑÌãÓÉÔÉÈÑÉÇÒØÔÒÑÖÄ
®ÄÎ×ÓÒÐÌÑÄÏÒÕàÔÄÑÉÉØÌÏàÖÔ¥ÉÕÕÉÏã
ÓÔãÐÒ×ÇÒÏàÑÒÇÒÆßÙÒÈÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏĨÏã
ÑÉÒÅÙÒÈÌÐÓÔÌÇÉÑÉÔÄÚÌÌÕÌÇÑÄÏÒÆÓÔÒÌË
ÆßÙÒÈÑÒÇÒÓÔãÐÒ×ÇÒÏàÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄÒÓãÖàÊÉ
ÆÒÏàÑÒÍØÒÔÐ߸ÌÏàÖÔ¥ÉÕÕÉÏãÅ×ÈÉÖÕÇÏÄ
ÖÔÉÅ×ÉÖÕãÙÒÔÒÜÄãØÄËÒÆÄãÏÌÑÉÍÑÒÕÖàÈÏã
ÊÌÆÄÖàÕÖ×ÓÉÑàÎÌÑÄÆßÙÒÈɺ¤³³ÔÌÛÄÕÖÒÖÉ
ÌÕÎÏâÛÉÑÌãÆßÅÔÒÕÒÆÑÄÕÔÉËÉÌÐÓ×ÏàÕÄ
ÕÔÉËÄzÈ¥ÌJ!JÑÄÆßÙÒÈÉÅ×ÈÉÖÌÐÓ×ÏàÕ
µ
7
±ÄÎÒÑÉÚÆßÙÒÈÑÒÍ×ÕÌÏÌÖÉÏàÈÒÏÊÉÑ
ÅÉËÆßÅÔÒÕÒÆÕÎÒÑÖÔÒÏÌÔ×ÉÐÒÍÈÏÌÖÉÏàÑÒÕ
ÒÅÉÕÓÉÛÌÖà×ÔÒÆÉÑàÑÄÓÔãÊÉÑÌã¦ÑÄ
ÖàâØÔÒÑÖÄJ
µ
ÒÐÑÒÍÑÄÇÔ×ËÎÉ×ÈÒÆÏÉÖÆÒÔãÖàÖÔÉÅÒÆÄÑÌ
ãÐÕÓÉÚÌØÌÎÄÚÌÌÓÒÌÕÎÄÊÉÑÌãÐÌÆÔÉÐÉÑÌ
×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÌãÌÐÉÖàËÄÝÌÖ×ÒÖÎÒÔÒÖÎÒÇÒ
ËÄÐßÎÄÑÌãÌÏÌÓÒÈÎÏâÛÉÑÌãÎÆÑÉÜÑÌÐÌÕÖÒÛ
³ÔãÐÒ×ÇÒÏàÑßÉÕÌÇÑÄÏßzÒÕÒÅßÍÕÏ×ÛÄÍ
ÑÌÎÄÐÓÌÖÄÑÌã·ÕÌÏÌÖÉÏàÈÒÏÊÉÑÌÐÉÖà
ÈÏ㳺µ°ÒÊÑÒÓÔÉÈÓÒÏÒÊÌÖàÛÖÒÓÔãÐÒ×
ÆßÙÒÈÑÒÍÌÐÓÉÈÄÑÕ²ÐÑÉËÄÆÌÕãÝÌÍÒÖ
ÇÒÏàÑßÉÕÌÇÑÄÏßÐÒÊÑÒÇÉÑÉÔÌÔÒÆÄÖàËÄÇÔ×Ë
ÑÄÕÖÔÒÍÎÌÆßÙÒÈÑÒÇÒ×ÔÒÆÑã
ÎÒÍÌzƲ«·ØÒÔÐÕÌÇÑÄÏÒƨÉÍÕÖÆÌ
¦ßÙÒÈÑßÉ×ÕÌÏÌÖÉÏÌ
³ÔãÐÒ×ÇÒÏàÑßÉÌÐÓ×ÏàÕß
´ÌÕ×ÑÒÎ
¶ÔÉÙÓÉÔÌÒÈÑßÉÓÄÎÉÖßÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏà
ÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà





¨ÏãÇÉÑÉÔÄÚÌÌÑÌËÎÒ×ÔÒÆÑÉÆßÙÕÌÇÑÄÏÒÆ„°§ÚÖÔÉÅ×ÉÖÕãÔÄËÔãÈÑßÍÕ×ÐÐÄÖÒÔ
ÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÒØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÙÇÉÑÉÔÄÖÒÔÒÆÔÄÅÒÖÄâÝÌÍÑÄÛÄÕÖÒÖÉ°§ÚÕÅÒÏàÜÌÐ
ÌÐÉâÖÑÄÆßÙÒÈÉÄÖÖÉÑâÄÖÒÔߤÖÖÉÑâÄÖÒÔßÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÐÆÕÓÒÐÒÇÄÖÉÏàÑÒÍÏÒÇÌÎÌ®ÕÛÄÕ
ÓÒËÆÒÏãâÖÆßÙÒÈÑÒÐ××ÕÌÏÌÖÉÏâÔÄÅÒÖÄÖàÆÖàâÕÓÉÚÌÄÏÌËÌÔÒÆÄÑÑßÉÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÉÕÙÉ
ÒÇÔÄÑÌÛÉÑÑÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉÆßÙÒÈÑßÙ×ÔÒÆÑÉÍÐß
%7-'zETTPMGEXMSRWTIGMJMGMRXIKVEXIHGMVGYMX

ÖÄÎÛÖÒÌÕÎÄÊÉÑÌãÌÕÒÒÖÑÒÜÉÑÌÉÕÌÇÑÄÏÜ×ÐÓÒËÆÒÏãâÖÔÉÜÌÖàáÖ×ÓÔÒÅÏÉÐ×ÕÑÉÅÒÏàÜÌ
ÒÕÖÄâÖÕãÓÒÕÖÒãÑÑßÐÌÑÉËÄÆÌÕÌÐÒÒÖÔÄËÐÄÐÌËÄÖÔÄÖÄÐÌ
ÙÄÆßÙÒÈÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄ
¦ßÓÒÏÑÉÑÑßÍÑÄÒÕÑÒÆÉ880ÏÒÇÌÎÌÓÔÒÖÒ
ÖÌÓØÄËÒÆÒÇÒÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÄÖÔÉÅÒÆÄÏÔÄÑÉÉ
ÒÎÒÏÒÐÌÎÔÒÕÙÉÐÌÐÒÇÔÄÅÒÖÄÖàÕÖÄÎÖÒ
°ÑÒÇÌÉÓÔÌÏÒÊÉÑÌãÖÔÉÅ×âÖÛÖÒÅßØ×ÑÎ
ÆÒÍÛÄÕÖÒÖÒÍÑÉÅÒÏÉÉ°§Ú¤ÑÄÏÒÇÌÛÑÄã
ÚÌÒÑÄÏàÑßÍÇÉÑÉÔÄÖÒÔÐÒÇÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÕÌÇÑÄÏ
ÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌãÆßÓÒÏÑÉÑÑÄãÑÄÒÕÑÒÆÉ®°²³
ÑÄÑÄÇÔ×ËÎÉÎÒÖÒÔÄãÑÉËÄËÉÐÏÉÑĨÄÊÉÉÕÏÌ
ÆÉÑÖÌÏàÑÒÍÐÄÖÔÌÚß×ÐÉÝÄÉÖÕãÆ
ÑÄÇÔ×ËÎÄÑÒÐÌÑÄÏàÑÒËÄËÉÐÏÉÑÄÆßÙÒÈÑÉËÄ
ÎÒÑÖÄÎÖÑÒÐÓÏÄÕÖÐÄÕÕÒÆÒÐÎÒÔÓ×ÕÉ40''
ËÉÐÏÉÑÑÒÇÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔÄÒÅÉÕÓÉÛÌÖÑÄÐÑÒÇÒ
¶ÄÎÖÒÆÄãÛÄÕÖÒÖÄáÖÒÍÏÒÇÌÛÉÕÎÒÍÐÄÖÔÌÚß
ÅÒÏÉÉÛÌÕÖßÍÕÌÇÑÄÏÌËËÄÒÖÕ×ÖÕÖÆÌãÚÉÓÌ

°§Ú
ÌÆßÜÉ
ÓÒÖÔÉÅÏãÉÐÄãÐÒÝÑÒÕÖà
ÕÌÕÖÉÐÑÒÇÒËÄËÉÐÏÉÑÌã
ÓÒÔãÈÎĦÖÕÉÅÉÕÖÒÌÐÒÕÖàÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÄ
ÒÎÒÏÒ
¦ÄÊÑÒÛÖÒÅßËÄÝÌÖÑßÍáÎÔÄÑÆßÙÒÈÄÇÉÑÉ
ÔÄÖÒÔÄÅßÏËÄËÉÐÏÉÑÓÔÌÏâÅßÙ×ÕÏÒÆÌãÙ
ÈÄÊÉÉÕÏÌØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÍÇÉÑÉÔÄÖÒÔÓÒÈ
ÎÏâÛÉÑÎÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔ×-)))ÌÏÌÉÕÏÌÑĸ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÉÇÉÑÉÔÄÖÒÔßÑÄÒÕÑÒÆÉ
ÓÔÌÅÒÔÓÒÈÄÑÄÆÑÉÜÑããÒÓÒÔÑÄãÛÄÕÖÒÖijºµÖÒÏàÎÒÑÄÛÌÑÄâÖÓÒãÆÏãÖàÕãÑÄÔßÑÎÉ
³ÒÈÒÅÑßÉÐÒÈÉÏÌØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÙÇÉÑÉÔÄÖÒ
ÔÒÆÆÕÔÄÆÑÉÑÌÌÕÒÅßÛÑßÐÌÄÑÄÏÒÇÒÆßÐÌ
Ø×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÐÌÇÉÑÉÔÄÖÒÔÄÐÌÓÔÉÈÏÄÇÄâÖ
Õ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÉÓÒÆßÜÉÑÌÉÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏàÑÒÕ
³ºµÓÔÉÈÒÕÖÄÆÏãÉÖÑÒÆßÍÓÉÔÕÓÉÎÖÌÆÑßÍ
ÖÌÓÔÌÕÑÌÊÉÑÌÌËÄÖÔÄÖ³ÒÕÎÒÏàÎ×ÕÖÒÌÐÒÕÖà
ÓÒÈÙÒÈÎÓÔÒÉÎÖÌÔÒÆÄÑÌâØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÙ
%7-'²«·Ìº¤³ÕÒÆÔÉÐÉÑÉÐÕÑÌÊÄÉÖÕãÆÖÒ
ÇÉÑÉÔÄÖÒÔÒÆ¥
×
ÏàÜÄãÛÄÕÖàÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÇÒ
ÆÔÉÐãÎÄÎÌÙÅßÕÖÔÒÈÉÍÕÖÆÌÉÌÔÄËÔÉÜÉÑÌÉ
ÈÏãØ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÙÇÉÑÉÔÄÖÒÔÒÆÄÑÄÏÒÇÒÆÒ
×ÆÉÏÌÛÌÆÄâÖÕãÐÒÊÑÒÓÔÉÈÓÒÏÒÊÌÖàÛÖÒ
ÇÒÓÒÖÉÑÚÌÄÏÄÔÉÄÏÌË×ÉÖÕãÖÉÓÉÔàÕÓÒÐÒÝàâ
Ø×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑßÉÇÉÑÉÔÄÖÒÔßÑÄÒÕÑÒÆɳºµ
ÚÌØÔÒÆßÙÏÒÇÌÛÉÕÎÌÙÕÙÉЮÕÒÊÄÏÉÑÌâáÖÌ
ÕÎÒÔÒËÄÐÉÑãÖÓÔÌÆßÛÑßÉÄÑÄÏÒÇÒÆßÉÐÒÈÉ
ÕÙÉÐßÆÉÏÌÎÌÕÏÒÊÑßÌÈÒÏÊÑßÔÄÅÒÖÄÖàÑÄ
ÏÌ
ÆßÕÒÎÌÙÕÎÒÔÒÕÖãÙ±ÄÓÔÌÐÉÔÈÏ㳺µÑÄ
±ÉËÄËÉÐÏÉÑÑßÍÇÉÑÉÔÄÖÒÔ
«ÄÎÏâÛÉÑÌÉ
µÓÉÚÌÄÏÌËÌÔÒÆÄÑÑßÉÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÉ
ÕÙÉÐß
%7-'
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà





ежемесячный научно-технический журнал
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ И СИСТЕМЫ
Журнал предназначен для разработчиков и производителей электронной
и электротехнической аппаратуры, средств телекоммуникаций, компьютерных
и управляющих систем, промышленной и транспортной электроники.
Издается с 1996 года, учредитель и издатель журнала - НПФ VD MAIS, г. Киев
Оформление подписки в России:
• в любом отделении связи по каталогу "Газеты. Журналы"
(подписной индекс 21860)
• через редакцию ЭКиС: ekis@vdmais.kiev.ua,
www.ekis.kiev.ua
Украина, г. Киев, ул. М. Донца, 6, тел.: (+380-44) 220-0101, 492-8852, факс: (+380-44) 220-0202
ekis@vdmais.kiev.ua, www.vdnnais.kiev.ua


ВЫСОКОКАЧЕСТВЕННЫЙ ЦАП И ГЕНЕРАТОР СИГНАЛОВ
В ОДНОМ КОРПУСЕ
Встатье приведена краткая
информация о новой микросхеме
AD9102, выпускаемой компанией
Analog Devices. ИМС объединяет
синтезатор прямого цифрового синтеза,
статическое ОЗУ и высококачественный
14-разрядный ЦАП, что позволяет
построить генератор стандартных
сигналов и сигналов произвольной
формы на одной микросхеме.
В. Макаренко
THE HIGH PERFORMANCE DAC
AND GENERATOR SIGNALS
IN A SINGLE CASING)
Abstract^s ar^c^e provides an overview of the new
I chip AD9102, manufactured by Analog
Devices. 1С combines direct digital synthesizer, static
RAM, and a high-quality 14-bit DAC, which allow to
build a generator of standard and arbitrary waveforms
on a single chip.
Компания Analog Devices выпустила новую
ИМС AD9102, объединяющую несколько
функциональных узлов: высококачественный ЦАП,
модуль памяти и синтезатор частоты прямого
цифрового синтеза [1].
Структурная схема ИМС AD9102 приведена
на рис. 1.
ИМС содержит синтезатор прямого
цифрового синтеза (DDS), формирующий на выходе
14-разрядный код. Частота выходного сигнала
DDS устанавливается с точностью 24 разряда,
что обеспечивает разрешающую способность
по частоте 10.73 Гц при максимальной частоте
отсчетов на выходе, равной 180 МГц.
Выходной код DDS через мультиплексор
MS и цепочку перемножителей П1...ПЗ
поступает на вход 14-разрядного ЦАП.
Мультиплексор коммутирует сигналы, поданные на его
входы, и управляет режимом работы первого
перемножителя П1. Предусмотрено несколько
режимов работы ИМС. На выходе будут
формироваться гармонический (сигнал DDS
поступает на выход П1 без изменений) и
пилообразный сигналы, псевдослучайный сигнал или


постоянный уровень. Кроме того,
предусмотрена модуляция по амплитуде сигналов,
формируемых на выходе генератора, по закону,
считываемому из статического ОЗУ (SRAM).
С помощью устройства управления,
содержащего таймеры, задаются начальный и
конечный адреса ячеек ОЗУ и начальная задержка
выходного сигнала. Кроме того, на выходе
ИМС можно сформировать
последовательность прямоугольных импульсов, частота
следования которых равна частоте выходного
сигнала DDS.
Сформированный с помощью первого
перемножителя сигнал регулируется по амплитуде
с помощью второго перемножителя. Смещение
базовой линии задается с помощью третьего
перемножителя.
Такая структура позволяет формировать
непрерывный сигнал или радиоимпульс с
заданным числом периодов сигнала. При
формировании прямоугольных импульсов
(непрерывной последовательности или
радиоимпульсов) задается длительность периода и
задержка начала формирования импульсной
последовательности.
С помощью ЦАП сформированный таким
образом код преобразуется в напряжение.
Необходимое для работы ЦАП опорное
напряжение формируется встроенным источником
опорного напряжения (ИОН).
Программирование синтезатора,
содержимого ОЗУ и состояния всех регистров,
управляющих работой внутренних узлов,
осуществляется через SPI-интерфейс. Значение
опорного напряжения, формируемого ИОН, также
программируется. Для точной установки
опорного напряжения, равного 1 В, предусмотрена
возможность подключения резистора ко входу
FSADJ (рис. 2).
Устройство управления позволяет
организовать считывание данных из памяти таким
образом, чтобы можно было реализовать три
различных закона изменения пилообразного
сигнала: нарастающего, спадающего или
треугольного (рис. 3).
Для минимизации фазового шума на
выходе ЦАП необходимо, чтобы источник тактовых
импульсов имел малые дрожание и
длительности фронта и спада сигнала. На рис. 4
приведена схема подключения внешнего источника
тактовых сигналов через LVDS-драйвер, в
качестве которого можно использовать одну из
ИМС, выпускаемых Analog Devices, например,
AD9510[1].
Если источник тактовых сигналов
формирует однофазный сигнал, то для
согласования с ИМС AD9102 следует
воспользоваться схемой, приведенной на рис. 5.
Другие варианты схем подключения внешнего
источника тактовых импульсов можно
найти в [1].
На рис. 6 приведены примеры некоторых
сигналов, которые можно сформировать с
помощью ИМС AD9102.


Рис. 5. Схема подключения внешнего
однофазного источника тактовых
сигналов к ИМС AD9102
Основные характеристики ИМС AD9102:
• объем ОЗУ 4096x14 бит
• потребляемая мощность 97 мВт при
напряжении питания 3.3 В и выходном токе 2 мА
• мощность потребления в "спящем режиме"
5 мВт при £/пит = 3.3 В
• диапазон изменения напряжения питания
1.8...3.3В
• динамический диапазон, свободный от
паразитных составляющих (SFDR) 80 дБн
при частоте выходного сигнала 10 МГц
• фазовый шум при расстройке относительно
частоты выходного сигнала на 1 кГц
(при /вых = 180 МГц) не более -150 дБн/Гц
• максимальное значение выходного
дифференциального тока при (7пит = 3.3 В не
менее 8 мА
• диапазон рабочих температур -40...85 °С
• корпус LFCSP размерами 5x5 мм.
На рис. 7 приведены зависимости SFDR и
уровня второй и третьей гармоник от частоты
выходного сигнала при различных значениях
выходного тока, а на рис. 8 - спектрограмма
выходного сигнала [1]. Зависимость спек-
* Длительность импульса, определяемая
заданным числом периодов несущей.
Рис. 6. Примеры сигналов, формируемых
с использованием ИМС AD9102
тральной плотности фазового шума от частоты
смещения (расстройки) при разных частотах
выходного сигнала приведена на рис. 9.
Для более полного знакомства со всеми
особенностями микросхемы компания Analog


Рис. 9. Зависимость фазового шума
ИМС AD9102 от частоты смещения
Рис. 10. Окно конфигурации параметров
AD9102 программы Evaluation software
BOARD
Рис. 11. Сигналы на выходе ИМС AD9102,
сформированные с использованием
демонстрационной платы
Devices предлагает демонстрационную плату
AD9102 Evaluation Board и комплект
программного обеспечения для управления ею [2].
Со схемой демонстрационной платы можно
ознакомиться в [3].
Программное обеспечение с интуитивно
понятным интерфейсом позволяет быстро
сконфигурировать ИМС для формирования
необходимых сигналов. Содержимое оперативного
запоминающего устройства может быть легко
изменено. На рис. 10 приведены примеры
некоторых сигналов, сформированных с
помощью демонстрационной платы и снятых с
использованием осциллографа Agilent.
ЛИТЕРАТУРА
1. http://www.analog.com/static/imported-
f iles/datasheets/AD910 2. pdf.
2. http://www.analog.com/static/imported-
files/eval_boards/Eval_AD9102_Quick_Start_
Guide.pdf.
3. http://www.analog.com/static/imported-
files/eval_boards/Eval_AD9102_Schematic.pdf.


MEMS-МИКРОФОНЫ КОМПАНИИ ANALOG DEVICES
Встатье рассмотрены
характеристики
выпускаемых компанией Analog Devices
миниатюрных микрофонов,
изготавливаемых по MEMS-
технологии. Даны
рекомендации по уменьшению
неравномерности АЧХ микрофонов в
области верхних частот
звукового диапазона.
В. Макаренко
MEMS-MICROPHONES
ANALOG DEVICES COMPANY
, , T he article considers the cha-
Abstract- I
I racteristics produced by
Analog Devices miniature microphones,
manufactured by MEMS-technology.
Recommendations to reduce the ripplies in
the field of high frequency sound range
are given.
V. Makarenko
Быстрый рост числа переносных
(малогабаритных) электронных устройств,
предназначенных для передачи, приема и
воспроизведения голоса, требует разработки новых
миниатюрных высококачественных микрофонов.
Однако это не единственная область, в
которой требуется использование миниатюрных
высококачественных микрофонов. В [1]
сообщается о применении микрофонов в
военных целях. В Лондоне разработана
портативная система обнаружения стрелков, которая
позволяет по принятому звуковому сигналу
выстрела определить направление и
расстояние до вражеского стрелка. В системе
используются микрофоны, выполненные по
технологии MEMS и имеющие хорошую
повторяемость параметров от экземпляра к
экземпляру.
Два или более одновременно
используемых микрофона позволяют построить
систему подавления шума окружающей среды и
повышения качества передаваемого звука в
телефонах и смартфонах. Например, в iPhone
применяется два устройства с MEMS-микро-
фонами для эффективного шумоподавления.
Такой же подход практикуют компании НТС
и Motorola. Рынок мобильных телефонов
сегодня огромен и постоянно увеличивается.
Для эффективного продвижения продукции
многие производители вводят новые
функции, в том числе за счет использования
устройств улучшения качества звука,
вводимого с микрофона.
В 2011 г. крупнейшими компаниями,
производящими мобильные устройства, было
закуплено около одного миллиарда MEMS-мик-
рофонов. Компания Apple опередила
южнокорейскую корпорацию Samsung, став ведущим
в мире потребителем MEMS-микрофонов -
349 миллионов штук. Тогда как доля Apple
составляет 27%, ее ближайший конкурент
Samsung занимает вторую строчку рейтинга
(20% от общемирового объема закупок).
Далее следуют LG и Motorola с 7 и 5% рынка
соответственно.
По прогнозам аналитиков агентства Juniper
Research число MEMS-микрофонов в
мобильных устройствах, выпуск которых
запланирован на 2016 год, превысит 2 млрд.
Компания Analog Devices Inc. (ADI),
использовала MEMS-технологию для создания
семейства миниатюрных микрофонов с
большим отношением сигнал/шум и широкой
полосой воспроизводимых частот. В микрофонах
обеспечивается взвешенное значение
отношения сигнал/шум не менее 61 дБ (в некоторых
моделях - до 65 дБ), частотная
характеристика лучших моделей равномерна в диапазоне
частот от 0.1 до 20 кГц [2].
В настоящее время Analog Devices
выпускает пять типов микрофонов с аналоговым или
с цифровым выходом, основные параметры
которых приведены в таблице.
Для сравнения приведем основные
характеристики MEMS-микрофона AKU340 (рис. 1),
выпускаемого фирмой Akustica [1]: отноше-


Основные параметры MEMS-микрофонов компании Analog Devices
m Отноше- Чувстви- т-г m
Тип J DODD * Полоса Ток пот- ^ л
Тип выходного ние7сиг- тельность PSRR^, час и в ребл., Габаритные
сигнала налА?УМ, ™™<™ Дб кГц мкА Размеры, мм
АРМР40Г Аналоговый 62 -42 70 0.1...15 1.5...3.3 250 4.72x3.76x1.0
ADMP504 Аналоговый 65 238 70 0.1...20 1.6...3.3 180 3.4x2.6x1.0
ADMP521 Цифровой 65 226 80 0.1...16 1.8...3.3 900 4.1x3.1x1.0
ADMP421 Цифровой 61 226 80 0.1...15 1.8...3.3 650 4.1x3.1x1.0
ADMP44l| Цифровой | 61 | -26 | 75 10.06... 1511.8...3.31 1400 14.72x3.76x1.0
* PSRR - Power Supply Rejection Ratio (коэффициент подавления шумов источника питания).
^^^^ ние сигнал/шум 63 дБ, диапазон ра-
s^^tK^^L бочих частот с неравномер-
^П^рР^^Э^^^^^ ностью ±3 дБ составляет
^Ljj|nV0\ 0.06...12.5 кГц, разброс
^^^^^^Ш^^^Ш^^Шг чувствительности от-
^■^^^^^^ дельных экземпляров
^^^^ микрофонов не более
Рис. 1. Микрофон ±2 дБ' габаРитные размеры
AKU340 3.35x2.5x1.0 мм.
выпускаемый Сравнение параметров
фирмой Akustica микрофонов двух
различных компаний позволяет
сделать вывод о том, что их характеристики во
многом близки и конкуренция на этом рынке
достаточно жесткая.
Среди компаний, выпускающих MEMS-
микрофоны, - STMicroelectronics, Knowles,
Sonion, MEMSTech, Infineon, Wolfson
Microelectronics, Omron [3].
В большинстве аудиоподсистем в
настоящее время используются электретные
конденсаторные микрофоны. Принцип работы
такого микрофона основан на свойстве некоторых
диэлектрических материалов (электретов)
сохранять поверхностную неоднородность
распределения заряда в течение длительного
времени. Тонкая пленка из гомоэлектрета
помещается в зазор конденсаторного микрофона
(т.е. конденсатора, в котором одна из
обкладок, представляющая собой мембрану, имеет
возможность перемещаться под действием
внешнего акустического сигнала) либо
наносится на одну из обкладок. Это приводит к
появлению некоторого постоянного заряда
конденсатора. При изменении емкости
вследствие смещения мембраны под воздействием
акустического сигнала напряжение на
обкладках конденсатора изменяется. Для
согласования внутреннего сопротивления
микрофона с сопротивлением нагрузки в состав
микрофона включен предварительный усилитель
на полевом транзисторе.
Столь широкое использование электретных
микрофонов объясняется их невысокой
стоимостью и большим предложением на рынке в
связи с тем, что они выпускаются многими
компаниями-производителями. Однако
чувствительность, отношение сигнал/шум и
линейность таких микрофонов достигли своего
теоретического и практического предела, а
дальнейшее улучшение этих характеристик
требует больших затрат. Кроме того, такие
микрофоны потребляют сравнительно много
энергии и не обеспечивают эффективного
подавления шумов и пульсаций источника
питания. Это накладывает ограничения на место
размещения таких микрофонов в
миниатюрных устройствах из-за влияния шума в цепях
питания, который создается другими
компонентами схемы, например,
жидкокристаллическим монитором, или же требует
применения дополнительных стабилизаторов по цепям
питания микрофонов.
Еще одним недостатком электретных
микрофонов является плохая повторяемость
характеристик при их массовом производстве.
Чувствительность и частотная характеристика
электретных микрофонов могут значительно
отличаться от экземпляра к экземпляру,
изменение характеристик может быть различным в
разных микрофонах и при изменении
температуры, что ограничивает возможности
разработчиков. Особенно это существенно при
разработке стереофонической аппаратуры.
Эти факторы и определили необходимость
разработки микрофонов на основе MEMS-тех-
нологий. Микрофоны MEMS в сравнении с
электретными имеют ряд преимуществ:
высокую повторяемость параметров при
производстве; слабую зависимость параметров от темпе-


ратуры; большое отношение сигнал/шум;
хорошую интегрируемость с технологическими
КМОП-процессами, используемыми для
производства ИМС обработки звука.
Путем нанесения и травления
полупроводникового материала на кремниевой подложке
формируется конденсатор, являющийся
основой микрофона. Как и обычный электретный
микрофон, MEMS-микрофон состоит из гибкой
диафрагмы, жесткой подложки и
демпфирующего отверстия. Диафрагма находится в
непосредственной близости от подложки, образуя
вторую обкладку конденсатора.
Электрическая емкость между подложкой и мембраной,
которая движется под воздействием звукового
давления, изменяется и, как следствие,
изменяется напряжение на конденсаторе.
Если не рассматривать процесс
формирования кремния, то основное различие между
электретным и кремниевым (MEMS)
микрофонами заключается в том, как
поддерживается заряд на подложке. В электретном
микрофоне заряд подложки формируется в
процессе изготовления. Если по какой-либо
причине заряд уменьшится или исчезнет, то
микрофон быстро деградирует и его
чувствительность резко снижается. Чаще всего
деградация вызывается перегревом. По этой
причине электретные микрофоны не
применяются при температуре выше 85 °С и их
пайка осуществляется вручную, чтобы в процессе
пайки температура не превысила допустимого
значения. Кремниевый микрофон после
изготовления не имеет заряда. Заряд закачивается
в конденсатор, образованный подложкой и
мембраной, с помощью специальной схемы,
которая поддерживает этот заряд, когда
микрофон активирован.
Первоначально микрофоны MEMS
разрабатывались для применения в слуховых
аппаратах. Однако отличные характеристики этих
микрофонов позволили интегрировать их в
популярные устройства бытовой электроники,
такие как наушники Bluetooth, сотовые
телефоны, персональные компьютеры и
видеокамеры.
В микрофонах MEMS чувствительная к
давлению диафрагма формируется
непосредственно на кремниевом кристалле. Там же
размещается и предварительный усилитель, а в
микрофонах с цифровым выходом - и АЦП.
Микрофоны с цифровым выходом
обеспечивают очень низкую чувствительность к ВЧ- и
электромагнитным помехам, создаваемым
такими устройствами, как антенны Wi-Fi и
генераторы тактового сигнала ЖК-дисплеев. Эти
свойства позволяют конструкторам размещать
MEMS-микрофоны в удобных (с точки зрения
конструктора) местах, легко строить
стереофонические микрофоны и направленные
акустические антенны для приема голоса.
Функциональная схема микрофона ADMP521
с цифровым выходом приведена на рис. 2 [5].
Микрофон
^ Малошумящий ^ Сигма-дельта i Data0ut
усилитель модулятор у u
Схема 0 ^ О Clock in
. Схема . I
накачки ^— ^ QL/R Select
управления Y
заряда н ^ A vDD
l^T^ 1
Tgnd
Рис. 2. Функциональная схема микрофона
ADMP521
Встроенный в ИМС малошумящий усилитель
усиливает напряжение, формируемое
микрофоном, и подает его на вход сигма-дельта
модулятора четвертого порядка. Для работы
микрофона необходимо, чтобы конденсатор,
образуемый подложкой и диафрагмой, был
заряжен. Для этого в ИМС встроена схема
накачки заряда. Схема управления выполняет
несколько функций: обеспечивает элементы
схемы питанием, синхронизирует работу
сигма-дельта модулятора и формирует признак
канала (левый или правый) для использования
микрофона в стереофонических системах. При
соединении входа L/R Select с общим проводом
микрофон работает в монофоническом
режиме, который соответствует левому каналу в
стереофонических системах. При подаче на
вход L/R Select напряжения питания
микрофон работает в режиме правого канала.
Частотная характеристика чувствительности
микрофона в диапазоне частот 100 Гц... 16 кГц
(рис. 3) имеет неравномерность на краях не
более -2...+6 дБ. Для сравнения на том же
графике приведена АЧХ аналогового микрофона
ADMP401 [3].
Оба микрофона по виброустойчивости
соответствуют военному стандарту США MIL-STD-
883G и выдерживают удары с ускорением


Рис. 3. Амплитудно-частотные
характеристики чувствительности
микрофонов ADMP521 и ADMP401
10 ООО g и максимальное звуковое давление
160 дБ.
Широкий частотный диапазон и малая
неравномерность АЧХ соответствуют требованиям
стандарта TIA-920 к передающей части
оборудования проводной широкополосной цифровой
телефонии (Wideband Digital Wireline Telephones).
Малое энергопотребление позволяет увеличить
время автономной работы беспроводных
портативных коммуникационных устройств.
Схемы подключения ADMP521 к
аудиокодеку при работе в монофоническом и
стереофоническом режимах приведены на рис. 4, а и б
соответственно. В качестве кодеков можно
использовать высококачественный кодек ADAU1361
илиАБАи1761 *[5].
Все микрофоны поддерживают спящий
режим, в котором потребление энергии резко
сокращается. Например, для микрофона ADMP521
ток потребления в спящем режиме не превышает
1 мкА, а время перехода в спящий режим и
обратно равно 1 и 10 мс соответственно.
Чтобы пояснить значения предельных
параметров микрофонов, необходимо напомнить
0 методике проведения их испытаний.
Чувствительность измеряется в открытом
звуковом поле при соосном расположении
громкоговорителя и микрофона на расстоянии 1 м друг
от друга. Напряжение, которое развивается на
выходе микрофона при звуковом давлении
1 Па (или 94 дБ) при частоте сигнала,
излучаемого громкоговорителем, равной 1 кГц,
называется чувствительностью и измеряется в
мВ/Па. Для аналоговых микрофонов
чувствительность в логарифмических единицах
определяется как [7]
SdBV = 2№g(SmV/Pa I SRER>>
где SREF - опорное значение чувствительности,
численно равное 1000 мВ/Па.
Рис. 4. Схема подключения микрофона ADMP521 к цифровому кодеку в монофоническом (а)
и стереофоническом (б) режимах
* ADAU1761 полностью программируемый (с помощью графического интерфейса программы SigmaStudio)
кодек, который содержит 24-разрядные стереофонический АЦП и ЦАП, обеспечивающие отношение
сигнал/шум более 98 дБ. Частота дискретизации программируется в диапазоне от 8 до 96 кГц с
использованием встроенного в кодек синтезатора частоты на основе ФАПЧ. Мощность, потребляемая ADAU1761
в активном режиме, не превышает 7 мВт. Управление ИМС осуществляется через PC или SPI-интерфейс [6].
Кодек может работать с сигналами как аналоговых, так и цифровых MEMS-микрофонов.


Для оценки чувствительности цифровых
микрофонов используется чувствительность
полной шкалы (Sensitivity Full Scale), которая
измеряется совершенно иначе, чем
чувствительность аналоговых микрофонов. Основным
параметром, который учитывается при измерении
чувствительности цифрового микрофона,
является максимальное звуковое давление на его
входе, при котором еще не происходит
переполнения шкалы встроенного АЦП. Как правило,
эта величина для большинства цифровых
MEMS-микрофонов равна 120 дБ.
Чувствительность определяется как разность между опорным
уровнем звукового давления, равным 94 дБ, и
максимальным уровнем звукового давления
с = р — р
^dBFS 94dB ± max*
где SdBFS - чувствительность полной шкалы,
PQ4dB - опорный уровень звукового давления,
равный 94 дБ, Ртах — максимальный уровень
звукового давления.
Таким образом, если максимальное
звуковое давление равно 120 дБ, то SdBFS = 94 - 120 =
= -26 дБ. Как следует из таблицы параметров
микрофонов, все они рассчитаны на работу при
максимальном звуковом давлении 120 дБ.
Предельное звуковое давление, которое
приводится в Data Sheet, соответствует давлению,
при котором не происходит необратимых
изменений в конструкции микрофона, т.е. после
снятия такого давления работоспособность
микрофона полностью восстанавливается.
Графики, иллюстрирующие различие в
определении чувствительности цифрового и
аналогового микрофонов, приведены на
рис. 5 [7].
Аналоговые микрофоны имеют более
широкий диапазон чувствительности. Лучшие из
них (а это - конденсаторные микрофоны)
имеют чувствительность -70 дБ и содержат
встроенный предусилитель с малым уровнем
шума и высокой чувствительностью. Элек-
третные и MEMS-микрофоны имеют более
низкие значения чувствительности, которые
лежат в диапазоне от -36 дБ (5 мВ/Па) до -46 дБ
(17.8 мВ/Па). При типовом значении шума
29 дБ такие микрофоны позволяют получить
значения отношения сигнал/шум от 65 до
75 дБ и динамический диапазон до 91 дБ.
Более подробную информацию о
параметрах микрофонов и способах их измерения
можно найти в [8].
В [9] приведены рекомендации по
конструктивному оформлению узлов, в которых
располагаются MEMS-микрофоны. На рис. 6
показан один из вариантов рекомендуемой
конструкции.


Рис. 6. Рекомендуемая конструкция
крепления MEMS-микрофона
Так как все MEMS-микрофоны
конструктивно выполнены в корпусах,
предназначенных для поверхностного монтажа, и отверстие,
через которое в микрофон попадает воздух,
размещаются на его дне (рис. 1), в печатной плате
необходимо просверлить отверстие большего
диаметра, чем диаметр отверстия микрофона.
Для защиты микрофона от попадания в него
влаги, пыли и грязи на плату крепится
мембрана из эластичного материала. Для уменьшения
неравномерности АЧХ микрофона между
платой и мембраной следует закрепить круглую
шайбу, диаметр отверстия которой больше
диаметра отверстия в плате. Формируемая при
этом полость (рис. 6) образует акустическую
камеру, которая и обеспечивает выравнивание
частотной характеристики микрофона на
верхних частотах. На рис. 7 приведены АЧХ
чувствительности микрофона без шайбы
(сплошная линия) и с шайбой (пунктирная линия).
Неравномерность АЧХ в области верхних
частот зависит не только от наличия шайбы,
но и от диаметра отверстия в ней, и от
материала мембраны. На рис. 8 приведены
полученные экспериментальным путем частотные
характеристики чувствительности микрофона
в зависимости от материала мембраны и
диаметра отверстия в шайбе [9]. Конечно,
неравномерность АЧХ зависит и от толщины
шайбы, т.е. объема акустической камеры, но в [9]
информация об этом отсутствует.
Из приведенных на рис. 7, 8 АЧХ следует,
что в случае необходимости защиты микрофона
от воздействия окружающей среды необходимо
использовать защитные мембраны. Если при
этом требуется малая неравномерность АЧХ в
области высоких частот звукового диапазона,
следует провести экспериментальные
исследования, изменяя материал, из которого
изготовлена мембрана, диаметр и толщину шайбы.
Основные области применения
MEMS-микрофонов - смартфоны, цифровые
видеокамеры, домофоны, системы телеконференций и пр.
Все MEMS-микрофоны, выпускаемые компа-
Рис. 8. Частотные характеристики
чувствительности MEMS-микрофона
при различных диаметрах отверстия
в шайбе и различных используемых
материалах мембраны


нией Analog Devices, удовлетворяют
требованиям директив RoHS/WEEE.
Подробную информацию о температурном
профиле пайки и других параметрах MEMS-
микрофонов можно найти в Data Sheet на web-
сайте компании Analog Devices: www.analog.com.
ЛИТЕРАТУРА
1. http://www.akustica.com/Files/Admin/
PDFs/DS26-0.91%20AKU340%20Prelimi-
nary% 20Datasheet.pdf.
2. http://www.analog.com/static/imported-
files/data_sheets/ADMP504.pdf.
3. Сысоева С. МЭМС-микрофоны /
Компоненты и технологии, № 7, 2010.
4. Джефри С. Микрофоны на основе
технологии MEMS для поверхностного монтажа
(http: / /www. chipnews. ru/html. cgi/ar hiv/0 30
9/56.htm).
5. http://www.analog.com/static/imported-
f iles/datasheets/ADMP 521.pdf.
6. http://www.analog.com/static/imported-
files/data_sheets/ADAU1761.pdf.
7. http://www.analog.com/library/analog-
Dialogue/archives/46-05/understanding_mi-
crophone_sensitivity.pdf.
8. http://www.analog.com/static/imported-
f iles/application_notes / AN-1112. PDF.
9. http://www.analog.com/static/imported-
files/application_notes/AN-1124.PDF.
ежемесячный научно-технический журнал
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ И СИСТЕМЫ
Журнал предназначен для разработчиков и производителей электронной
и электротехнической аппаратуры, средств телекоммуникаций, компьютерных
и управляющих систем, промышленной и транспортной электроники.
Издается с 1996 года, учредитель и издатель журнала - НПФ VD MAIS, г. Киев
Оформление подписки в России:
• в любом отделении связи по каталогу "Газеты. Журналы"
(подписной индекс 21860)
• через редакцию ЭКиС: ekis@vdmais.kiev.ua,
www.ekis.kiev.ua
Украина, г. Киев, ул. М. Донца, 6, тел.: (+380-44) 220-0101, 492-8852, факс: (+380-44) 220-0202
ekis@vdmais.kiev.ua, www.vdmais.kiev.ua


СЧЕТЧИК ЭЛЕКТРОЭНЕРГИИ ADE7816 *
Встатье рассмотрены
особенности работы
счетчика
электроэнергии ADE 7816.
А. Ритчи
ADE7816 THEORY OF OPERATION
Abstract-^^е аг^с^е Provides theoretical information about
I the ADE 7816 energy and rms calculations.
A. Ritchie
ADE 7816 - ИМС многоканального счетчика
электроэнергии, предназначенная для
одновременного измерения тока по шести каналам
и напряжения по одному каналу. ИМС
ADE7816 обеспечивает вычисление активной
и реактивной энергии, обратной мощности,
косинуса (р. Кроме того, ИМС ADE7816
определяет отсутствие нагрузки. Эта ИМС
используется в интеллектуальных счетчиках энергии,
домашних мониторах электроэнергии, при
учете потребляемой мощности с
распределенной нагрузкой.
На рис. 1 приведена функциональная схема
ИМС счетчика электроэнергии ADE7816. Она
содержит шесть автономных измерительных
каналов для определения потребляемой
мощности. В первой части настоящей статьи
рассмотрены особенности преобразования
аналоговых электрических сигналов в цифровой
код, во второй - особенности обработки
цифровых сигналов в ИМС ADE7816. Аналоговый
узел счетчика содержит АЦП, ФВЧ и
интегратор в канале измерения тока.
На рис. 2, 3 приведены функциональные
схемы и диаграммы входных/выходных
сигналов АЦП и фильтров для измерения
входных напряжений и токов. Каналы для
измерения напряжений и токов, как следует из этих
рисунков, идентичны за исключением
наличия в каналах измерения тока цифрового
интегратора, который позволяет подключать
ИМС ADE7816 непосредственно к катушке Ро-
говского.
В ИМС ADE7816 использованы сигма-дельта
АЦП первого порядка. Упрощенная
структурная схема АЦП приведена на рис. 4. Тактовая
частота этого АЦП составляет 1.024 МГц.
Усреднение цифровых отсчетов, поступающих
Рис. 1. Функциональная схема ИМС счетчика электроэнергии ADE7816
* Ritchie A. ADE7816 Theory of Operation // www.analog.com/AN-1137, 2012 Analog Devices.
Сокращенный перевод с английского и комментарии В. Романова.


Рис. 2. Измерительный канал ИМС ADE7816 для измерения тока
Рис. 4. Упрощенная структурная схема
сигма-дельта АЦП первого порядка
в составе ИМС ADE7816
с выхода модулятора, обеспечивается
цифровым фильтром нижних частот. Для
уменьшения погрешности квантования в сигма-дельта
АЦП использована сверхвыборка входного
сигнала, т.е. частота входного сигнала
находится в полосе от 40 Гц до 2 кГц, а частота
выборки составляет 1.024 МГц. Отметим, что
увеличение частоты выборки в четыре раза по
сравнению с частотой Найквиста в
сигма-дельта АЦП позволяет увеличить отношение
сигнал/шум не менее чем на 6 дБ. Благодаря
сверхвыборке шум квантования сдвигается в
область ВЧ, а затем отфильтровывается ФНЧ,
рис. 5. Все АЦП в ИМС ADE7816
спроектированы таким образом, чтобы кодировать
синусоидальные сигналы с частотой 8 кГц. При
максимальной амплитуде входного сигнала


Рис. 5. Ослабление шума квантования
путем сверхвыборки и сдвига этого шума
в область ВЧ
0.5 В и значении опорного напряжения 1.2 В
выходной код сигма-дельта АЦП (рис. 2, 3)
равен 5928256 в десятичном или 0х5А7540 в
шестнадцатеричном коде. Выходной код АЦП
может изменяться в диапазоне от 0x8000000
(-8388608) до 0X7FFFFF (+8388607), что
эквивалентно 0.707 В. Однако для
предотвращения перегрузки по входу АЦП использован
суженный диапазон ±0.5 В.
Выходной код АЦП может содержать
составляющую, учет которой при оценке
среднеквадратичного значения потребляемой
мощности может привести к появлению
погрешности. Поэтому на выходе АЦП использован
цифровой ФВЧ с частотой среза 0.2 Гц.
Встроенный в ИМС ADE7816 цифровой
интегратор обеспечивает ее сопряжение с
катушкой Роговского или другим
di/dt-сенсором, преобразующим переменный ток в
магнитный поток. Принцип действия такого
сенсора показан на рис. 6. Плотность магнитного
потока, наводимого в контуре переменным
током, пропорциональна величине этого
тока. При изменении плотности магнитного
потока, проходящего через контур, на концах
проводника генерируется э.д.с,
пропорциональная изменению тока di/dt. Таким
образом, напряжение на выходе сенсора,
построенного на принципе магнитной
индукции, пропорционально току, протекающему в
проводнике.
Сигнал с выхода di/dt-cencopa.
восстанавливается цифровым интегратором в каждом из
каналов счетчика электроэнергии. Фазовая и
амплитудная характеристики цифрового
интегратора приведены на рис. 7, 8.
Рис. 7. Амплитудная и фазовая
характеристики цифрового интегратора
в широкой полосе частот


Если цифровой интегратор отключен, ИМС
счетчика непосредственно сопрягается с
трансформатором тока. Следует отметить, что
интегратор имеет затухание -20 дБ/дек. и сдвиг
фазы на частоте 50/60 Гц -90°. При его
сопряжении с сенсором АЧХ должна быть
равномерной в полосе измеряемого частотного
диапазона. Учитывая то, что di/dt-сенсор имеет
передаточную характеристику 20 дБ/дек. и может
генерировать шумы в области ВЧ, следует
использовать заградительный фильтр второго
порядка для ослабления этих шумов в рабочей
полосе частот.
ИМС ADE7816 содержит цифровой
сигнальный процессор с фиксированным набором
функций для вычисления всех видов
мощности. В процессоре имеется ROM-память
программ и RAM-память данных.
ВЫЧИСЛЕНИЕ
ПОЛНОЙ АКТИВНОЙ МОЩНОСТИ
Электрическая мощность вычисляется в
процессе ее потребления нагрузкой. Сначала
кодируются мгновенные токи и
напряжения, затем вычисляется мгновенная
мощность в каждый момент времени. Мощность
оценивается в ваттах или джоулях в
секунду. Если источник электроэнергии
вырабатывает переменное напряжение v(t), а
потребляемый ток i(t), то с учетом гармоник,
имеем:
где VK, 1К — среднеквадратичные значения
гармоник напряжения и тока; ф^, ук - фазовые
сдвиги для гармоник напряжения и тока.
Отсюда мгновенная мощность p(t) равна
Средняя мощность вычисляется как
интеграл выражения (2):
где Т - период, ад- число периодов.
Выражение (3) используется для
вычисления полной активной мощности Р в каждом
канале. Постоянные составляющие полной
мощности определяются с использованием
ФНЧ в соответствии с рис. 11.
Если сигналы напряжения и тока
содержат только основную гармонику, т.е.
гармонические составляющие отсутствуют, это
значит, что ф1=у1=0. Отсюда постоянная
составляющая мощности равна V^xlv а
мгновенная мощность равна F1x/1cos(2cot), как
показано на рис. 9. Учитывая то, что ФНЧ
имеет неидеальную переходную характери-


стику, рис. 10, сигнал мгновенной активной
мощности будет содержать пульсации,
которые могут быть сглажены при
интегрировании.
ВЫЧИСЛЕНИЕ
ЭФФЕКТИВНОЙ ЭНЕРГИИ
Эффективная энергия определяется из
выражения
Energy = jp{t) dt (4)
ИМС ADE 7816 вычисляет как
положительную, так и отрицательную энергию в
соответствии с выражением
Energy = £m JJ£ р(пТ) х Т J, (5)
где п - дискретные отсчеты, Т - период
выборок.
Процесс вычисления энергии состоит из
двух этапов: сначала данные сравниваются с
внутренней пороговой величиной, а затем
заносятся во внешний регистр, рис. 11. Более
подробно эти операции рассмотрены в
технической документации (data sheet) на ИМС
ADE7816.
ВЫЧИСЛЕНИЕ
ПОЛНОЙ РЕАКТИВНОЙ
МОЩНОСТИ
ИМС ADE7816 обеспечивает вычисление
полной реактивной мощности. Реактивная
мощность содержит компоненты базовой
частоты и гармонических составляющих.
Нагрузка, которая содержит емкостные и
индуктивные элементы, создает фазовый сдвиг между
переменным напряжением источника энергии
и потребляемым током. Мощность,
потребляемая реактивными элементами, называется
реактивной. Для ее измерения используется
единица, называемая var. Реактивная мощность
вычисляется, когда гармонические
компоненты напряжения и тока сдвинуты друг
относительно друга на 90°. Выражения для
определения мгновенной реактивной мощности имеют
следующий вид:
v(t)=^VKy/2sm(K(ot + q>K), (6)
i (t) = £ IK V2 sin^co t + yK),
K=l
i\t) = ^IKy/2sin(KG>t + yK+^), (7)
K=l ^
где i {i) — функция мгновенного тока,
сдвинутая на 90°.
Отсюда мгновенная реактивная мощ-


ность q(t) может быть вычислена следующим
образом:
q(t)=^VKIK2sin(K(ut + <pK)xsin(K(ut + yK+—) +
k=i 2
+ ^ VKIK2sin(K(ot + q>K)x
xsin(wco^ + ym+|). (8)
Из (8) можно вычислить полную
реактивную мощность:
1 ПТ К
Q = — \ q(t)d(t) = £ VKIK соз(Ф^ -ук~) =
где Т - период, ад- число периодов.
Согласно (9) вычисляется полная
реактивная мощность Q для каждого из шести
каналов.
ВЫЧИСЛЕНИЕ
РЕАКТИВНОЙ ЭНЕРГИИ
Реактивная энергия может быть вычислена
в соответствии с выражением
Reactive Energy = jq(t) dt (10)
Вычисление реактивной энергии,
измеряемой ИМС ADE7816, производится аналогично
вычислению активной энергии.
ВЫЧИСЛЕНИЕ
СРЕДНЕКВАДРАТИЧНЫХ
ЗНАЧЕНИЙ ПАРАМЕТРОВ
СЕТЕВОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Вычисление среднеквадратичных значений
в ИМС ADE7816 производится в соответствии с
выражением:
Выражение (11) используют при наличии
гармоник. В ИМС ADE7816 для усреднения
используются ФНЧ. Затем из среднего
значения вычисляется корень квадратный. Эти
процедуры можно представить следующим
образом:
f(t) = ^FKj2sin(Km + yK),
К=1
f (*) = ZFk - ZFk cos^cot+yK) +
K=l K=l
+ 2 ^ 2FKFmsin(K(ot + (pK)xsin(mcot+ym).
K,m=l
K*m
После фильтрации и вычисления
квадратного корня имеем
F-&-
Среднеквадратичное значение как тока, так
и напряжения вычисляется согласно (12).
Функциональная схема такого вычислителя в
составе ИМС ADE7816 приведена на рис. 13.
ВЫВОДЫ
1. ИМС счетчика электроэнергии ADE7816
выполняет полный цикл измерительных и
математических операций для измерения и
вычисления полных активной и реактивной
мощности и энергии и среднеквадратичных
параметров сетевых напряжений и токов.
2. Использование интеллектуальных ИМС
типа ADE7816 позволяет строить
промышленные и бытовые счетчики электроэнергии, а
также счетчики энергии распределенного
оборудования.


Современные средства регистрации данных
в ручных цифровых мультиметрах
Си Юнг Чан (Малайзия)
Мультиметры предлагают различные способы регистрации данных
для разных приложений. Понимание процесса регистрации данных
позволяет с максимальной эффективностью использовать ручные
цифровые мультиметры для обнаружения возможных неполадок.
Данная статья поясняет способы применения и описывает преимущества
отдельных методов регистрации данных, применяемых в различных
мультиметрах.
Согласно статье «Новый взгляд на
возможности рынка промышленной
электроники», опубликованной
компанией IPC Market Research, общий
объём товаров на рынке
промышленной электроники составил в 2007 г.
174 млрд. долл. В некоторых отраслях
промышленности, таких как
производство электроэнергии, ожидаемый
рост составляет 15% в связи с более
широким использованием источников
возобновляемой энергии. Рост
производства электронного оборудования
в промышленных и
электроэнергетических системах приводит к
усложнению обслуживания и диагностики,
порождая потребность в повышении
квалификации инженеров и
совершенствовании ручных
контрольно-измерительных приборов. Усложнение
задач способствовало развитию ручных
цифровых мультиметров. Всё больше и
больше мультиметров оснащаются
функциями, свойственными
высококлассным настольным приборам.
Одной из таких функций является
регистрация данных для последующего
анализа. Разные мультиметры предлагают
различные функции регистрации.
Правильный выбор функции
регистрации в цифровом мультиметре может
непосредственно повлиять на
возможность выполнения работы, её
эффективность и безопасность. Данная
статья поясняет способы применения и
описывает преимущества методов
регистрации данных, применяемых в
различных мультиметрах.
Простейшей формой регистрации
данных в большинстве ручных
цифровых мультиметров является
функция «Удержание» (Hold). Эта функция
сохраняет в энергозависимой памяти
единственное измеренное значение,
которое пропадает при выключении
питания или выборе другой функции.
Функция «Удержание» очень полезна в
тех случаях, когда результат измерения
надо посмотреть позже, или записать,
или обсудить. Кроме того, «Удержание»
используется в тех случаях, когда
измерения выполняются в
неблагоприятных условиях (например, в условиях
высокой температуры или высокой
влажности) или когда дисплей муль-
тиметра расположен под неудобным
для считывания углом.
Более совершенные цифровые
мультиметры предлагают
улучшенные возможности функции
«Удержание», такие как «Удержание по
запуску» (Trig-Hold) и «Автоматическое
удержание» (Auto-Hold), которые в
некоторых случаях повышают
эффективность работы. «Удержание по
запуску» оптимизирует типичное
удержание одного измеренного значения
для повторяющегося удержания.
Существует множество ситуаций, в
которых инженер/техник хотел бы
зафиксировать показания и обновлять
их при изменении некоторых
условий. В режиме «Удержание по
запуску» для обновления показаний кнопка
Hold нажимается один раз, а не
дважды (первое нажатие - удержание,
второе нажатие - возврат в обычный
режим).
В тех случаях, когда инженеру/тех-
нику нужно зафиксировать показания
автоматически, без нажатия кнопки
при изменении входного сигнала,
идеально подойдёт функция
«Автоматическое удержание». Например, при
измерении цепей, находящихся под
высоким напряжением, где главным
условием является безопасность,
электрик должен держать пробники в
разных руках и фокусировать взгляд на
контрольных точках, чтобы не
допустить случайного замыкания. В
режиме «Автоматическое удержание»,
когда входной сигнал изменяется по
сравнению с прежним удерживаемым
значением и стабилизируется на другом
значении, мультиметр автоматически
запоминает новые показания и подаёт
звуковой сигнал. Это значит, что
функция «Автоматическое удержание»
сохраняет показания лишь тогда, когда
входной сигнал изменяет значение на
некоторую определённую величину и
стабилизируется.
Другой инновационной
возможностью удержания данных является
функция «Удержание и регистрация» (Hold-
Log). В отличие от обычной функции
удержания, она позволяет удерживать
не одно показание, а несколько.
Результаты измерений можно вызвать позже
до тех пор, пока прибор не будет
выключен. Эта функция удобна в тех
случаях, когда электрик пытается
измерить несколько напряжений, стоя на
стремянке. Функция «Удержание и
регистрация» позволит ему без риска и с
удобством вызвать сохранённые
данные, спустившись на пол.
Удерживаемое значение сохраняется
в энергозависимой памяти, которая
используется для каждого
следующего значения. Таким образом, при
выключении питания, при смене
режима или вида измерений данные будут
потеряны. Если требуется постоянное
хранение данных, необходима ручная
регистрация. В режиме ручной
регистрации результаты измерений
сохраняются в энергонезависимой памяти
и остаются там даже после
выключения питания или смены режима
измерений. Как правило, счётчик ячеек
памяти ручной регистрации (например,
отображаемый на дисплее адрес
ячейки) увеличивается на 1 при каждом
событии ручной регистрации.
Маркетинговые исследования
выявили необходимость функции
ручной регистрации в цифровых
мультиметрах, способной заменить запи-


си на бумаге. Например, инженер,
обслуживающий станок для
изготовления кабельных жгутов, должен
измерить и сравнить напряжения в
разных контрольных точках для
определения оптимального режима работы
станка, но у него не оказалось с
собой ручки и бумаги. В такой
ситуации регистрация данных становится
незаменимой.
Интервальная регистрация
чрезвычайно полезна для мониторинга и
отслеживания тенденций. Именно такой
тип регистрации используется
обычно для диагностики непериодически
проявляющихся неисправностей.
Мониторинг и отслеживание тенденций
позволяет понять суть таких проблем.
Например, инженер-метролог может в
течение некоторого времени
наблюдать токовый выход с диапазоном
4...20 мА, чтобы определить причину
дрейфа. Поскольку регистрация
данных выполняется автоматически, во
время регистрации он может заняться
другими делами в другом месте. Это
исключает простои и тем самым
повышает эффективность.
Интервал регистрации обычно
выбирается в диапазоне от 1 с до 99 мин.
В зависимости от объёма внутренней
энергонезависимой памяти и срока
службы батареи мультиметра, период
регистрации может длиться от
нескольких секунд до недели и более.
Отдельные уникальные мультимет-
ры имеют возможность безопасного
подключения к ПК через переходной
кабель ИК-на-USB. Некоторые
изготовители предлагают бесплатное
программное обеспечение для
регистрации данных, которое расширяет
возможности интервальной регистрации,
используя вычислительную мощность
и «неограниченную» память
компьютера (рис. 1). Некоторые новые
функции позволяют добавлять дату и метки
времени, предлагая табличное и
графическое представление данных с
возможностью экспорта в Microsoft Excel
и другие табличные процессоры для
дальнейшего анализа и
документирования, причём всё это делается на
большом удобном дисплее с помощью
мыши и клавиатуры.
Регистрация событий
ориентирована на удовлетворение растущих
потребностей производственных
инженеров в отладке и обслуживании
сложных систем. Функция регистрации
событий позволяет автоматически
сохранять во внутренней
энергонезависимой памяти мультиметра такие
события, как максимальное,
минимальное, пиковое или удерживаемое
значение.
Как уже говорилось, функции
удержания сохраняют данные в
энергозависимой памяти. Функция
«Удержание-Регистрация» событий
добавляет возможность сохранения данных в
энергонезависимой памяти
мультиметра. Это особенно полезно при
периодическом выполнении большого
числа измерений. Классическим
примером такой ситуации является
тестирование аккумуляторных батарей
источника бесперебойного питания
(ИБП). Для определения состояния
батареи во время цикла
заряда/разряда напряжение каждой батареи
должно измеряться ежечасно в
течение 10 ч. В мощных промышленных
ИБП число батарей может доходить
до 300 и более. Ручная регистрация
или «Удержание-Регистрация»
событий могут успешно заменить в такой
ситуации запись на бумаге, которая
подвержена ошибкам и отнимает
много времени. Зарегистрированные
данные можно затем перенести в ПК
для составления отчётов и
дальнейшего анализа.
Основное отличие функции
определения максимального/минимально-
го значения (Max/Min) от функции
определения пикового значения
(Peak) заключается в скорости.
Скорость функции Max/Min совпадает с
обычной скоростью измерения и,
следовательно, имеет погрешность не
больше, чем в обычном режиме
измерения мультиметра. В зависимости от
мультиметра, функция Peak может
обнаруживать изменения сигнала
длительностью от 250 мкс. События
появления максимального/минимального
или пикового значения тоже могут
регистрироваться во внутренней памяти
мультиметра с помощью функции
регистрации событий. Обычно функции
Max/Min и Peak показывают только
последние события, тогда как
функция регистрации Max/Min и Peak
записывает все события по мере их
появления (рис. 2). Это позволяет
строить профили или тенденции
перемежающихся или переходных
неисправностей, ускоряя решение
проблемы.
Диагностика в сложных
промышленных системах дополнительно
усложняется, если необходимо
одновременно выполнять несколько измерений в
разных местах, контролируя их из
одной диспетчерской. Это становится
возможным за счёт применения
ручного цифрового мультиметра со
встроенным модулем беспроводной связи.
При использовании открытых стандар-


Регистрация данных в ручных цифровых мультиметрах Agilent
Регистрация данных I U1233A I U1242B I U1272A I U1253B
Удержание по запуску Да Удержание Да Да
Удержание Автоматическое удержание Да Да1 Да Да1
Удержание и регистрация 10 значений Нет Нет Нет
Ручная регистрация 10 значений 100 значений 100 значений 100 значений
Интервальная регистрация Нет 200 значений 10 ООО значений 1000 значений
Регистрация событий Нет Нет 10 000 значений2 Нет
Интерфейсы3 Да Да4 Да Да
Bluetooth Да5 Да4<5 Да5 Да5
' Доступно через настройку;2 общая память с интервальной регистрацией;3 с опциональным кабелем ИК-на-USB
(U1173A);4 с опциональным держателем (U1179A);5 с опциональным адаптером (U1177A)
тов беспроводной связи, таких как
Bluetooth, недорогая дистанционная
регистрация данных может с
удобством выполняться с помощью
распространённых портативных устройств,
таких как ноутбуки, планшеты,и
смартфоны (рис. 3). Помимо роста
эффективности, беспроводная
дистанционная регистрация данных существенно
повышает безопасность и
комфортность при выполнении измерений в
опасных или неудобных местах,
которые часто встречаются в
промышленных установках.
Современные мультиметры предага-
ют всевозможные способы
регистрации данных для различных
приложений по разной цене. Понимание
работы функций регистрации данных
позволяет с максимальной
эффективностью использовать ручные
цифровые мультиметры для безопасного
выявления проблем.
Компания Agilent Technologies
предлагает широкий выбор функционально
насыщенных ручных цифровых
мультиметров по доступной цене. В таблице
приведены функции регистрации
данных разных ручных цифровых
мультиметров компании Agilent. ^
www.soel.ru
Рынок
Приборы и системы
Элементы и компоненты
Практическая электроника
Проектирование и моделирование
Программирование
Вопросы теории
События


Особенности аналоговых интерфейсов
датчиков
Часть 1
Олег Дворников, Владимир Чеховский,
Валентин Дятлов (г. Минск, Беларусь),
Николай Прокопенко (г. Шахты, Ростовская обл.)
В статье сформулированы основные требования к микроэлектронным
интерфейсам датчиков, приведены схемотехнические решения
и параметры серийно выпускаемых ИС для обработки сигналов
датчиков.
Введение
По оценкам специалистов, одним из
приоритетных направлений развития
аналоговых ИС является разработка и
серийное изготовление
специализированных ИС для электронных
преобразователей физических величин и
средств измерений на основе:
• фотоприёмников импульсного
оптического излучения;
• детекторов частиц и ионизирующих
излучений;
• чувствительных элементов
ёмкостного, пьезоэлектрического и резис-
тивного типов.
Рыночная ниша для такой
продукции имеется в космическом
приборостроении, ядерной электронике,
медицинской технике и аппаратуре для
мониторинга окружающей среды [1].
Актуальность создания
микроэлектронных интерфейсов датчиков
стимулировала проведение работ по
проектированию, изготовлению и
испытаниям специализированных
аналоговых ИС, в том числе радиацион-
но-стойких, для датчиков различных
типов [1-5].
Целью настоящей статьи является
формулирование основных
требований к микроэлектронным
интерфейсам датчиков, изучение особенностей
схемотехнических решений и
параметров серийно выпускаемых ИС для
обработки сигналов датчиков.
Общие требования
к интерфейсам датчиков
В действующих ГОСТ [6,7] и научно-
технических документах по
метрологии [8,9] некоторые термины и
определения, касающиеся датчиков и их
параметров, в той или иной степени
отличаются. В основном нормативном
документе РМГ 29-99 [9] датчиком
называют конструктивно обособленный
первичный измерительный
преобразователь, от которого поступают
сигналы измерительной информации.
Необходимо различать термины
«датчик» и «чувствительный элемент»,
под которым понимают часть
измерительного преобразователя,
воспринимающую входную величину [9]. В
зарубежной литературе обычно датчик и
чувствительный элемент обозначают
одним термином sensor, а отсутствие в
чувствительном элементе выходного
электрического сигнала уточняют
указанием на:
• вид изменяемого электрического
параметра (capacitive sensor -
чувствительный элемент, в котором под
действием внешнего воздействия
изменяется ёмкость; resistive sensor -
чувствительный элемент с
изменением сопротивления при внешнем
воздействии);
• отсутствие источника
смещения/питания (unbiased capacitive sensor -
ёмкостный чувствительный элемент
без источника смещения/питания).
Для упрощения понимания
структурных и электрических схем
зарубежных интерфейсов далее будут
использоваться наиболее
употребляемые в зарубежной
научно-технической информации термины, в том
числе [10, 11]:
• пассивный датчик - датчик, который
не нуждается в дополнительном
источнике энергии; он преобразует
энергию внешнего сигнала в
выходной сигнал (термопары, фотодиоды,
пьезоэлектрические чувствительные
элементы);
• активный (параметрический)
датчик - датчик, для работы которого
требуется внешняя энергия,
называемая сигналом возбуждения (drive
signal);
• датчик с выходным сигналом в виде
напряжения (Voltage Sensor), тока
(Current Sensor) или заряда (Charge
Sensor);
• чувствительные элементы, в
которых внешнее воздействие изменяет
электрическую ёмкость (Capacitive
Sensor) или сопротивление (Resistive
Sensor).
Основные параметры датчиков
описываются передаточной функцией (см.
рис. 1), которая устанавливает
взаимосвязь S = f(s) между выходным
электрическим сигналом (S) и внешним
воздействием (s). Эта функция может
быть как линейной, так и нелинейной.
Одномерную линейную функцию
(связывающую выходной сигнал
только с одним внешним воздействием)
можно представить в виде [10]:
S = a + bs, (1)
где a - постоянная составляющая, Ь -
наклон (чувствительность), S -
характеристика электрического сигнала
(напряжения, тока, заряда), которую
системы сбора данных воспринимают
в качестве выходного сигнала датчика
(амплитуда, частота, фаза).
Передаточная функция также
описывает параметры чувствительных
элементов при наличии сигнала
возбуждения, например, выходной сигнал


мостовой схемы, в плечах которой
включены чувствительные резистив-
ные или ёмкостные элементы. По
передаточной функции можно определить
[10,11]:
• постоянный уровень выходного
сигнала (Offset);
• диапазон выходных значений (Full
Span Output, FSO) - разность между
электрическими выходными
сигналами, измеренными при
максимальном и минимальном внешнем
воздействии;
• полный диапазон выходных
значений (Full Scale, FS), FS = Offset + FSO;
• диапазон измеряемых значений
(5max) ~~ максимально возможное
значение входного сигнала, которое
датчик может преобразовать в
электрический сигнал, не выходя за
пределы допустимой погрешности.
В большинстве радиоэлектронных
систем (см. рис. 2) сигналы датчиков
оцифровывают с помощью аналого-
цифровых преобразователей (analog-
digital converter, ADC). Однако между
датчиком и аналого-цифровым
преобразователем (АЦП) всегда включают
специальную схему, т.н. аналоговый
интерфейс, к которой предъявляют
ряд требований [10, 12]:
• осуществление защиты входа от
перегрузки;
• обнаружение неисправности
датчика;
• выполнение усиления
(amplification) и сдвига постоянного уровня
выходного напряжения для
согласования диапазона выходных
значений датчика FSO с диапазоном
входного напряжения АЦП;
• линеаризация (linearization)
передаточной характеристики датчика, т.е.
обеспечение постоянной
чувствительности системы датчик -
интерфейс в требуемом диапазоне
входных воздействий;
• компенсация (compensation)
температурного изменения основных
характеристик системы датчик -
интерфейс, в том числе, постоянного
уровня выходного напряжения,
чувствительности и диапазона выходных
значений;
• ограничение полосы пропускания
(bandwidth limiting) с помощью
фильтра нижних частот (low-pass
filter, LPF).
Ограничение полосы пропускания
применяется, с одной стороны, чтобы
улучшить отношение сигнал/шум, а с
другой стороны, чтобы уменьшить
искажения сигнала в том случае, когда
частота выходного сигнала
интерфейса превышает половину частоты
дискретизации АЦП.
Заметим, что линеаризацию
передаточной функции датчика часто
осуществляют после преобразования сигнала
в цифровую форму, хотя её
выполнение затрудняет наличие у некоторых
датчиков гистерезиса (различия
значений выходного сигнала для одного и
того же входного сигнала, полученного
при его возрастании и убывании) и
технологического разброса
параметров. Температурную компенсацию
также можно выполнять при цифровой
обработке, однако её реализация
возможна и за счёт изменения сигнала
возбуждения или подстройки
выходного сигнала датчика.
Особенности подключения
интерфейсов к удалённым
датчикам
Обычно при работе с удалёнными
датчиками основное внимание
уделяют уменьшению влияния синфазных
помех, для чего интерфейс
выполняют с дифференциальным входом и
высоким коэффициентом ослабления
синфазного сигнала (КОСС). В то же
время, крайне необходимы
правильная топология шин нулевого
потенциала (заземления) и обеспечение
защиты входа от перегрузки напряжением,
возникающей при
электростатическом разряде (Electro-Static Discharge,
ESD), электромагнитных помехах
(Electromagnetic Interference, EMI)
и/или повреждении датчика [13].
На рисунке 3 показаны
предпочтительные схемы включения
удалённого датчика, обозначенного как
источник сигнала Vs, в случае заземлённого
(отрицательный вывод источника
сигнала соединён с «землёй» датчика на
рисунке За) и «плавающего» (оба
вывода источника сигнала не соединены с
его «землёй» на рисунке 36) источника
сигнала [13]. Эти схемы подключения,
совместно с дифференциальными
или инструментальными усилителями,


обеспечивают двухпроводные
дифференциальные измерения. При
дифференциальных измерениях
необходимо, чтобы уровень синфазного
напряжения источника сигнала не
превышал максимально допустимый
уровень входного напряжения
усилителей. Как показано на рисунке 36,
введение дополнительных резисторов
позволяет установить известный
уровень синфазного напряжения, причём
резисторы не влияют на величину
полезного сигнала, если их
сопротивление достаточно велико.
Как правило, при работе с
удалёнными датчиками на печатных платах
интерфейсов устанавливают входные
фильтры, которые одновременно
осуществляют защиту от EMI/ESD и
уменьшают уровень синфазных наводок (см.
рис. 4).
Обычно входные фильтры
выполняют на ферритовых кольцах,
проходных конденсаторах (с74, С5 на
рисунке 4), пассивных RC-фильтрах
(R\C1 и R2C2), ограничителях
переходного напряжения (transient
voltage suppressor, TVS), в том числе, на
стабилитронах (ръ Z)2). Только
стабилитроны ограничивают входное
напряжение ИС на безопасном
уровне, остальные элементы
ограничивают скорость изменения напряжения.
Хотя TVS-приборы подобны
стабилитронам, они предназначены для
быстрого включения и рассеивания
энергии импульса напряжения малой
длительности и большой величины.
Стабилитроны, напротив,
предназначены для ограничения
установившегося напряжения, поэтому во многих
случаях применяется комбинация
защитных элементов. При выборе
элементов R\CX и R2C2 необходимо
учитывать, что они образуют
подавляющий наводки фильтр нижних частот
(ФНЧ), полоса пропускания
которого по синфазному/см-ъйъ и диффе-
ренциальному/_3с1в сигналам
составляет [13]:
Элементы Яъ R2 и Съ С2 должны
иметь максимально идентичные
номиналы. Рекомендуется, чтобы
сопротивление резисторов отличалось не
более чем на 1%, а ёмкость
конденсаторов - на 5%. Конденсатор С3 не
только образует ФНЧ для
дифференциального сигнала, но и уменьшает
влияние неидентичности отношений
R\/Cx и R2/C2 на КОСС, что является
крайне важным при
дифференциальном включении датчика, т.к.
различие отношений R\/Cx и R2/C2
приводит к ухудшению КОСС на
переменном токе.
Интерфейсы датчиков
на операционных
усилителях
В настоящее время наибольшее
применение находят датчики с выходным
сигналом в виде напряжения, тока или
заряда, а также ёмкостные и резистив-
ные чувствительные элементы.
Обработка сигналов указанных
устройств осуществляется с помощью
схем на основе операционных
усилителей (ОУ) [11], в том числе:
• для датчиков с выходным
сигналом в виде напряжения -
инвертирующими и неинвертирующими
усилителями напряжения,
повторителями напряжения с большим
входным сопротивлением,
дифференциальными и
инструментальными усилителями, усилителями с
изменяемым коэффициентом
передачи;
• для датчиков с выходным токовым
сигналом - трансимпедансными и
логарифмирующими усилителями;
• для датчиков с выходным зарядовым
сигналом - усилителями
напряжения и заряда;
• для ёмкостных чувствительных
элементов - преобразователями
ёмкости в частоту колебаний или
длительность фронта/спада сигнала в
напряжение, интеграторами тока;
• для резистивных чувствительных
элементов - преобразователями
сопротивления в напряжение, ток,
частоту колебаний или длительность
фронта/спада.
Чаще всего применяются мостовые
схемы включения для преобразования
изменяемого параметра
чувствительных ёмкостных и резистивных
элементов в напряжение, а также тран-
симпедансные и дифференциальные
(инструментальные) усилители
напряжения. При этом существенное
улучшение параметров аналоговых
интерфейсов датчиков достигается за счёт
включения цифровых
потенциометров [14,15]. Ниже приведены
упрощённые схемы интерфейсов на ОУ и
полные схемы, содержащие цифровые
потенциометры.
Так, в трансимпедансном усилителе
для фотодиодов (см. рис. 5) один из
цифровых потенциометров
обеспечивает подстройку в широком диапазоне
коэффициента преобразования тока в
напряжение, а второй - высокоточную
установку нулевого уровня
постоянного выходного напряжения. Два
цифровых потенциометра применяются для
подстройки нулевого выходного
уровня и диапазона выходных значений в
датчике давления, показанном на
рисунке 6, и датчике температуры с
платиновым терморезистивным
элементом (platinum resistance temperature
detector, PRTD) на рисунке 7.
Обработка сигналов
пьезоэлектрических
чувствительных
элементов
Особенностью пьезоэлектрических
чувствительных элементов является
то, что они генерируют заряд под
действием механического
напряжения, но чувствительны только к
изменению усилий, а не к их постоянному
уровню, т.е. пьезоэлектрические
чувствительные элементы - это устройства
переменного, а не постоянного тока
[10,16].


Рис. 5. Схема подключения фотоэлектрического датчика
а - упрощённая; б - с использованием цифровых потенциометров
Рис. 6. Схема подключения датчика давления
а - упрощённая; б - с использованием цифровых потенциометров
Рис. 7. Схема подключения платинового терморезистивного чувствительного элемента
а - упрощённая; б - с использованием цифровых потенциометров


При схемотехническом
моделировании пьезоэлектрический
чувствительный элемент (см. рис. 8а)
обычно представляют в виде источника
заряда QP (см. рис. 86) с параллельно
соединёнными конденсатором СР и
резистором RP или в виде источника
переменного напряжения VP с
последовательно подключенной к нему
цепочкой Cp\RP (см. рис. 8в). Величина
генерируемого чувствительным
элементом заряда зависит от
пьезоэлектрической постоянной, ёмкость СР
определяется площадью электродов,
толщиной кристалла и
диэлектрической постоянной материала, a RP
характеризует ток утечки, приводящий
к нейтрализации статического
заряда [10].
Обработку сигнала обычно
выполняют с помощью усилителя
напряжения, когда пьезоэлектрический
чувствительный элемент расположен очень
близко от усилителя, или зарядочувст-
вительного усилителя (ЗЧУ) при
удалённом чувствительном элементе.
При использовании усилителя
напряжения (см. рис. 9) генерируемый заряд
интегрируется на ёмкости
чувствительного элемента и суммарной ёмкости
(С7С) соединительных кабелей и
паразитной ёмкости монтажа. Таким
образом, заряд пьезоэлектрического
элемента преобразуется во входное
напряжение, которое усиливается в Kv раз ОУ с
замкнутой цепью отрицательной
обратной связи (ООС). Резистор/^
образует цепь для протекания постоянного
входного тока ОУ, а конденсатор Ср
обеспечивает спад АЧХ на требуемой
частоте. Величину/^ обычно выбирают
максимально возможной, с учётом того,
что падение напряжения hzRb,
создаваемое входным током ОУ, усиливается в
Кураз и уменьшает динамический
диапазон выходного напряжения.
Работу усилителя напряжения,
приведённого на рисунке 9, описывают
соотношения:
где Vqut - выходное напряжение, Vcc -
напряжение источника питания, RF, RG,
RB - сопротивления резисторов на
рисунке 9, Kv - коэффициент усиления
напряжения ОУ с замкнутой OOC,fL,
fH - частота среза АЧХ в области
нижних и верхних частот.
Такая схема включения очень
чувствительна к величине паразитной
ёмкости монтажа и соединительных
кабелей. Обработку сигнала с помощью
ЗЧУ поясняет рисунок 10. Действие
ООС операционного усилителя
приводит к равенству потенциалов на его
входах, при этом ёмкости СР, Сс не
перезаряжаются, а весь заряд,
генерируемый чувствительным элементом,
заряжает ёмкость Ср и вызывает появление
импульса напряжения на выходе ЗЧУ.
Резистору образует цепь для
протекания постоянного входного тока ОУ, а
также восстанавливает начальный
уровень выходного напряжения после
завершения интегрирования входного
заряда,/?/защищает вход при
воздействии перегрузки. Основные параметры
ЗЧУ определяются как:
где Kqv - коэффициент
преобразования входного заряда в выходное
напряжение.
Основным преимуществом схемы
включения пьезоэлектрического
чувствительного элемента, показанной на
рисунке 10, является независимость
выходного напряжения от величины
паразитной ёмкости монтажа и
соединительных кабелей.
Специализированные
микросхемы интерфейсов
Несмотря на то что устройства
обработки сигналов на основе ОУ не вы-


зывают проблем у разработчиков, для
уменьшения массогабаритных
параметров и энергопотребления
радиоэлектронных систем в ряде случаев
целесообразно использовать
специализированные микросхемы
интерфейсов, рассмотренные ниже.
Интерфейс для ёмкостного
датчика AS1716
Микросхема AS 1716 [ 17] (см. рис. 11)
выполняет функцию аналогового
интерфейса между ёмкостным
чувствительным элементом и АЦП с
устройством выборки-хранения на входе.
Микросхема AS 1716 содержит:
• дифференциальный входной
каскад, состоящий из двух ФНЧ
первого порядка. На выводы
микросхемы INN и INP через внутренние
резисторы с сопротивлением около
50 кОм поступает напряжение,
равное VDDA/2, для питания
чувствительного элемента (внешние
резисторы с сопротивлением 1 кОм и
конденсаторы ёмкостью 100 пФ
осуществляют защиту входного
каскада от напряжения перегрузки
до 16 В);
• каскад преобразования
дифференциального сигнала в однофазный;
• усилитель с программируемым
коэффициентом передачи,
выбираемым из ряда значений: 0,5; 1; 2
и 4 В/В;
• ФНЧ второго порядка с полосой
пропускания от 16 до 29 кГц.
Микросхема ориентирована на
обработку сигналов пьезоэлектрических
чувствительных элементов, которые
генерируют напряжение при
механических ударах и характеризуются
следующими типовыми параметрами:
эквивалентное сопротивление датчика
от 0,5 до 1 МОм, эквивалентная ёмкость
от 0,9 до 1,5 нФ.
Преимуществами микросхемы
AS 1716 являются КОСС более 55 дБ и
способность работы на нагрузку из
последовательного соединения
резистора с сопротивлением от 100 Ом
до 1 кОм и конденсатора с ёмкостью
до 10 нФ.
Литература
1. Дворников О. Универсальная аналоговая
микросхема для датчиков космической
аппаратуры. Современная электроника.
2011.№З.С. 56-65.
2. Прокопенко Н.Н. Элементная база радиа-
ционно-стойких
информационно-измерительных систем. Шахты: ФГБОУ ВПО
«ЮРГУЭС», 2011.
3. Дворников О.В. Влияние гамма-излучения
на элементы аналоговых интегральных
схем. Доклады БГУИР. 2012. № 3 (65).
С. 56-62.
4. Дворников О.В. Обеспечение
радиационной стойкости аналоговых интегральных
схем. Доклады БГУИР. 2012. № 4 (66).
С. 105-110.
5. Абрамов ИМ. Проектирование
аналоговых микросхем для прецизионных
измерительных систем. Минск: Акад. упр. при
Президенте Респ. Беларусь, 2006.
6. ГОСТ Р 51086-97. Датчики и
преобразователи физических величин электронные.
Термины и определения.
7. ГОСТ Р 8.673-2009- Датчики
интеллектуальные и системы измерительные
интеллектуальные. Основные термины и
определения.
8. Международный словарь по метрологии:
основные и общие понятия и
соответствующие термины. НПО «Профессионал»,
2010.
9. РМГ 29-99- Рекомендации по
межгосударственной стандартизации.
Государственная система обеспечения единства
измерений. Метрология. Основные термины и
определения.
10. Фрайден Дж. Современные датчики:
Справочник. Техносфера, 2005-
11. Blake К. Analog Sensor Conditioning
Circuits - An Overview. Microchip Technology
Inc. AN990.
12.Falk A. Low-Power Signal
Conditioning for a Pressure Sensor. Texas
Instruments, Application Report SLAA034,
1998.
13- LepkowskiJ. Temperature Measurement
Circuits for Embedded Applications. Microchip
Technology Inc. AN929-
14. Ридико Л. Цифровые потенциометры.
Компоненты и технологии. 2001. № 5.
С. 50.
15. Woodward S. Sensor Circuits and
Digitally Controlled Potentiometers. Intersil,Ap-
plication Note 135 (http://www.inter-
sil.com/content/dam/Intersil/docu-
ments/an 13 /an 13 5 .pdf).
16. KarkiJ. Signal Conditioning Piezoelectric
Sensors. Texas Instruments, Application
Report. SLOA033A, 2000.
17.AS1716. Capacitive Sensor Interface
(www.austriamicrosystems.com/Capaci-
tive-Sensors/AS17l6).


Особенности аналоговых интерфейсов
датчиков
Часть 2
Олег Дворников, Владимир Чеховский,
Валентин Дятлов (г. Минск, Беларусь),
Николай Прокопенко (г. Шахты, Ростовская обл.)
В первой части статьи, опубликованной в предыдущем номере,
рассмотрены основные требования к микроэлектронным интерфейсам
датчиков и особенности подключения к удалённым приборам.
Там же приведены схемотехнические решения и параметры
интерфейсов, реализованных на операционных усилителях.
Во второй части рассматриваются специализированные микросхемы
интерфейсов от ведущих производителей.
Универсальный интерфейс
для датчиков AD8555
Микросхема AD8555 [18, 19] (см.
рис. 12) предназначена для работы с
датчиками напряжения или тока. ИС
представляет собой
дифференциальный усилитель с малым дрейфом
напряжения смещения (менее 10 мкВ в
диапазоне температур -40...125°С);
программной установкой
постоянного уровня выходного напряжения и
коэффициента передачи (в диапазоне от
70 до 1280 В/В с шагом менее 1);
высоким КОСС (80 дБ); возможностью
реализации ФНЧ при подключении
одного внешнего конденсатора к выводу
FILT/DIGOUT (см. рис. 13а). При
использовании внешних резисторов ИС
AD8555 допустимо применять для
работы с чувствительными
пьезоэлектрическими элементами (Cs на
рисунке 136).
Микросхема имеет следующие
особенности:
• требуемый коэффициент передачи
ИС вначале может быть установлен
программным путём и после
наладки зафиксирован с помощью
плавких перемычек из
поликристаллического кремния (ПКК);
• коэффициент передачи изменяется
раздельно в первом и втором
каскадах, в первом - от 4,0 до 6,4 В/В (128
значений усиления устанавливаются
потенциометрами Ръ Р2 на рис. 12),
во втором - от 17,5 до 200 В/В (8
значений усиления устанавливаются
потенциометрами Р3, Р4);
• уровень постоянного выходного
напряжения задается программным
способом с дискретностью 0,004(VDD -
Vss) и изменяется пропорционально
суммарному напряжению питания
FDD - Vss. При настройке этот
уровень напряжения может быть
выбран программным путём, а потом
зафиксирован с помощью
«пережигания» ПКК- перемычек;
• к входу ИС подключен источник
вытекающего тока, а к выводу VCLAMP -
втекающего, что позволяет
обнаружить оборванные и короткозамкну-
тые цепи по входу и выводу VCLAMP;
• для корректного управления АЦП с
низким напряжением питания
уровень ограничения выходного
сигнала устанавливается внешним
источником опорного напряжения,
соединённым с выводом VCLAMP.
Программируемый
интерфейс для датчиков
MLX90314AB
Специализированный
микроконтроллер MLX90314AB [20]
предназначен для обработки сигналов мостовых
датчиков. Входной сигнал
микросхемы MLX90314AB (см. рис. 14)
усиливается и сдвигается по постоянному
уровню, а затем преобразуется в
сигнал требуемой формы в одном из
выходных каскадов. Величина
усиления и сдвига определяется ЦАП,
управляемым от встроенного
микроконтроллера.
Область применения MLX90314AB
аналогична AD8555, но главным
преимуществом является возможность
цифровой коррекции характеристик
датчиков. Микросхема MLX90314AB
позволяет:
• уменьшить нелинейность
температурных и передаточных
характеристик датчиков за счёт
программирования коэффициента переда-


чи ИС и применения внешнего или
внутреннего датчика температуры.
Выбранная величина
коэффициента передачи сохраняется во
встроенном электрически-стирае-
мом программируемом
постоянном запоминающем устройстве
(ЭСППЗУ);
• установить требуемый уровень
постоянного выходного напряжения и
необходимый диапазон изменения
выходного сигнала по напряжению
(4, 5, Ю, 11 В) и току (аналоговая
токовая петля 4...20 мА);
• встроенный стабилизатор
обеспечивает питание мостовой схемы
напряжением или - с помощью внешнего
МОП-транзистора - током;
• ослабить влияние входной
перегрузки стандартными цепями ESD-защи-
тыКМОП-схем [21].
Программируемый
интерфейс для ик-датчиков
температуры MLX90313
Микросхема MLX90313 [22] (см.
рис. 15) содержит два малошумящих
аналоговых канала с малым
напряжением смещения и программируемым
коэффициентом передачи
(programmable gain amplifier, PGA на
рисунке 15); 1 2-разрядный АЦП в каждом
канале; схему линеаризации; различные
типы выходных каскадов для обоих
каналов, в том числе: 12-разрядный
цифровой выход через последовательный
интерфейс (Serial Peripheral Interface,
SPI), аналоговый (Linear, Lin) выход с
восьмиразрядным разрешением,
десятиразрядный выход с ШИМ (PWM).
Питание ИС осуществляется через
встроенный стабилизированный
источник с входным напряжением в
диапазоне от 7 до 80 В.
Микросхема «ИК-термометра»
MLX90313 ориентирована на работу с
термопарами, термоэлементами,
объединёнными с терморезисторами, но
может быть применена для обработки,
линеаризации и температурной
коррекции сигналов различных мостовых
датчиков.
При использовании MLX90313
необходимо учитывать, что:


• диапазон программирования
коэффициента передачи составляет от 55
до 5500 В/В для инфракрасного
канала (IR path на рисунке 15) и от 1 до
40 В/В для канала термистора
(Thermistor path);
• питание терморезистора,
подключённого между выводами TINP и TINN,
осуществляется с помощью
источника тока, величина которого
определяется сопротивлением внешнего
резистора между выводами CREF и
Vcc и масштабирующим
коэффициентом в диапазоне от 1/7 до 1.
Напряжение на выводе Сшг
устанавливается от внутреннего источника
опорного напряжения 2 В;
• установка необходимых параметров,
конфигурации и калибровка системы
осуществляются через интерфейс SPI.
Программируемый
интерфейс для и к-датчиков
LMP91050
Микросхема LMP91050 [23, 24]
предназначена для согласования ИК-датчи-
ка с микроконтроллером, позволяет
программировать параметры и
оптимизирована для работы с
термобатареями (см. рис. 16).
К особенностям структуры и
параметров ИС можно отнести следующее:
• программируемый усилитель (PGA)
позволяет устанавливать
коэффициент передачи в диапазонах от 167
до 1335 В/В (низкое усиление) и от
1002 до 7986 В/В (высокое
усиление). Усилитель состоит из двух
последовательно включённых каскадов
PGA1 с двумя значениями усиления
(250 и 42) и PGA2 с четырьмя
значениями усиления (4, 8, 16, 32);
• возможность компенсации влияния
постоянной («темновой»)
составляющей входного сигнала за счёт
изменения уровня сигнала на входе
второго каскада;
• подстраиваемый (от 1,15 до 2,59 В)
источник синфазного напряжения
(CM GEN на рисунке 16),
используемый для увеличения выходного
динамического диапазона;
• допустимо выполнение ВЧ- или НЧ-
фильтрации сигнала с помощью
внешних цепей, соединённых с
выводами микросхемы АО и А1;
• конфигурирование ИС и
установка требуемых параметров
осуществляется через встроенный
интерфейс SPI и при необходимости
через программно-аппаратный
комплекс LMP91050 Design Kit.
Серия программируемых
интерфейсов фирмы Maxim
Фирма Maxim создала серию
полупроводниковых интерфейсов для
мостовых датчиков с малым уровнем
выходного сигнала [25,26]. Хотя ИС были
разработаны для пьезорезистивных
датчиков давления, гибкая внутренняя
структура и возможность
программирования параметров позволяют
применять их для работы с датчиками
ускорения, деформаций и др. Все
микросхемы серии осуществляют
компенсацию температурных изменений и
нелинейности передаточных
характеристик датчиков и различаются по
степени интеграции и погрешности
обработки сигнала.
Серия состоит из следующих
микросхем:
• МАХ1458 - функционально полная
СБИС аналого-цифрового
формирователя сигналов датчиков
включает аналоговый канал обработки
сигнала датчика, четыре
12-разрядных ЦАП для управления уровнем
постоянного напряжения и
усиления, один трёхразрядный ЦАП
для грубой установки постоянного
напряжения, встроенное ЭСППЗУ
для хранения информации о
калибровке;
• МАХ1457 - высококачественный
формирователь сигналов с
температурной коррекцией и
линеаризацией выходного сигнала датчика
путём установления
кусочно-линейной передаточной характеристики
ИС из 120 сегментов. В отличие от
МАХ 1458, он содержит
12-разрядный АЦП, который оцифровывает
информацию датчика для хранения
во внешнем ЭСППЗУ, и шесть
16-разрядных ЦАП;
• МАХ 1450 - упрощённый вариант
формирователя сигналов (см. рис. 17
и 18), содержащий только
аналоговый канал, без АЦП, ЦАП и ЭСППЗУ.
Содержит подстраиваемый
источник тока для возбуждения мостовых
датчиков и трёхразрядный PGA, поз-


воляющий компенсировать сдвиг
постоянного уровня и его
температурный уход, нелинейность
передаточной характеристики и её
температурное изменение для пьезоре-
зистивных датчиков с помощью
внешних подстраиваемых
резисторов, потенциометров или ЦЛП.
Аналоговый канал микросхемы
МЛХ1450 является полностью
дифференциальным и состоит из трёх
последовательно соединённых каскадов:
трёхразрядный PGA с величиной
передачи, выбираемой из ряда 39, 65,91,
117, 143, 169, 195, 221 В/В;
суммирующая схема и выходной буфер с
преобразованием дифференциального
сигнала в однофазный. При этом PGA
характеризуется следующими
особенностями: КОСС = 90 дБ, диапазон
допустимого синфазного сигнала от
отрицательного (Vss) до положительного
(VDD) напряжения питания; выводы АО,
Al, А2 позволяют установить
коэффициент передачи от 39 до 221 В/В с
шагом 26.
Суммирующая схема
предназначена для сдвига постоянного уровня
напряжения (Voff-set) и компенсации его
температурного ухода (VqFFTC) с
учётом знака сдвига (Sq^) и
температурного изменения OSqtc). Выходной
повторитель напряжения
обеспечивает ток в нагрузке, равный 1 мА, на
положительной и отрицательной
полуволне выходного напряжения с
амплитудой в пределах от Vss + 0,25 В до
VDD - 0,25 В и диапазон выходного
напряжения от Vss + 0,05 В до FDD - 0,05 В
в режиме холостого хода.
Управление питанием мостового
датчика поясняет рисунок 186.
Напряжение на выводе FSOTRIM совместно с
резистором RISRC устанавливает вели-
www.soel.ru
Платная подписка на журнал осуществляется через
подписное агентство «Роспечать» по каталогу.
Подписные индексы:
на полугодие - 46459
на год - 36280


чину номинального тока/18кс, который
определяет FSO. Величина7ISRC при
необходимости дополнительно
изменяется внешними резисторами R§tc и
RLIN. Резистор RSTC применяется для
возвращения части напряжения
питания моста (Vbbup) и компенсации
температурного изменения FSO путём
изменения тока питания моста в
температурном диапазоне. Для
компенсации нелинейности FSO возвращаемая
часть выходного напряжения
преобразуется в ток питания моста с помощью
резистора RLIN. Подробно
функционирование и выбор параметров внешних
цепей рассмотрены в [26].
Основные характеристики
описанных выше микросхем сведены в
таблицу.
Выводы
Наиболее широкое применение
находят датчики с выходным сигналом в
виде амплитуды напряжения или
тока, а также чувствительные ёмкостные
и резистивные элементы, включённые
в мостовые схемы. Интерфейс датчика
должен обеспечить выполнение
следующих фуНКЦИЙ:
• усиление переменного сигнала и
сдвиг постоянного уровня
напряжения для согласования диапазона
выходных значений датчика с
диапазоном входного напряжения
устройства последующей обработки
сигнала (АЦП);
• линеаризацию передаточной
функции датчика;
• компенсацию температурного
изменения характеристик системы
«датчик - интерфейс»;
• ограничение полосы пропускания;
• защиту входа от перегрузки;
• обнаружение неисправности
датчика.
Интерфейс удалённых датчиков
целесообразно выполнять с
дифференциальным входом и высоким
коэффициентом ослабления синфазного
сигнала, защитой входа от перегрузки
выбросами напряжения и радиопомех.
Особое внимание следует уделить
правильному соединению шин нулевого
потенциала и экранов.
Обработку сигналов
чувствительных пьезоэлектрических элементов
рекомендуется осуществлять с
помощью зарядочувствительных
усилителей, применение которых позволяет
минимизировать влияние паразитной
ёмкости монтажа и соединительных
кабелей.
Несмотря на широкое
распространение устройств обработки сигналов
датчиков на основе ОУ, в ряде
случаев значительное улучшение технико-
экономических параметров
достигается при использовании
специализированных микросхем интерфейсов
датчиков.
Изученные микроэлектронные
интерфейсы датчиков выполнены с
дифференциальным входом, высоким
входным сопротивлением и обычно
содержат или допускают:
Таблица 1. Характеристики микросхем интерфейсов датчиков
Наименование микросхемы интерфейса
Наименование параметра , , , , ,
AD8555 AS1716 MLX90314 MLX90313 LMP91050 MAX1450
Тип входного датчика Мостовой Емкостной Мостовой Мостовой Мостовой Мостовой
Входной ток (сопротивление) 22,0 нА (70 кОм) 8,0 нА Не нормируется 0,2 нА (1 Мом)
Напряжение смещения, мВ 0,01 10,0 Не нормируется 0,004 0,17 Не нормируется
Диапазон изменения коэффициента передачи, В/В От 70 до 1280 От 0,5 до 4,0 От 98 до 2100 От 55 до 5500 От 167 до 7986 от 39 до 221
Полоса пропускания, кГц >40 16,0 2,8 0,5 18,0 0,16
КОСС, дБ 80,0 55,0 60,0 75,0 Нет данных 90,0
Диапазон допустимого выходного напряжения, В От 0,03 до 4,94 От 0,05 до 4,95 От-0,2 до 4,5 От 0 до 4,3 От 0,20 до 3,10 От 0,25 до 4,75
Максимальная нагрузка 5,0 мА 25,0 мА 2,0 мА 1,0 мА 1 кОм +1 мкФ 1,0 мА
Напряжение питания, В 5,0 5,0 От 6,0 до 35 От 4,5 до 80 3,3 5,0
Ток потребления, мА 2,5 9,0 5,0 5,6 3'? (° режи^Г^ 3'5
Диапазон рабочих температур, °С -40. ..125 -45. ..125 -40. ..140 -40. ..125 -40. ..85 -40. ..125


• ФНЧ с полосой пропускания,
определяемой ёмкостью внешнего
конденсатора;
• схему преобразования парафазного
сигнала в однофазный;
• схему сдвига постоянного уровня
напряжения;
• источник стабильного напряжения,
предназначенный для задания
режима работы внутрикристальных
аналоговых блоков, внешней мостовой
схемы или чувствительного
пьезоэлектрического элемента.
Желательно, чтобы в таком источнике было два
уровня выходного напряжения - Vcc,
достаточный для питания
аналоговых блоков, и Vcc/2. В некоторых ИС
возбуждение внешней мостовой
схемы выполняется источником
постоянного вытекающего тока;
• выходной буферный каскад,
обеспечивающий необходимую
нагрузочную способность, в том числе, при
работе на емкостную нагрузку;
• встроенный датчик температуры (в
некоторых устройствах);
• два последовательно соединённых
каскада с программируемым
коэффициентом передачи напряжения,
обычно не более 10 ООО В/В.
оптимизации отношения сигнал/
шум следует первый каскад
выполнять с двумя большими значениями
коэффициента передачи (например,
40 и 200 В/В), а во втором каскаде
предусматривать многоступенчатую
регулировку;
• изменение коэффициента передачи
напряжения осуществляется за счёт
подключения КМОП-ключами
различных резисторов в цепи обратной
связи усилителей или путём
использования каскадов с электронной
регулировкой усиления и
цифро-аналоговых преобразователей;
• изменение уровня постоянного
напряжения обычно обеспечивают
суммирующие схемы и
цифро-аналоговые преобразователи;
• в некоторых ИС требуемый уровень
изменяемых параметров вначале
устанавливается программным
способом, а потом фиксируется с
помощью плавких поликремниевых
перемычек.
Для микросхем интерфейсов
рекомендуется обеспечить высокий
коэффициент ослабления синфазного
сигнала (не менее 80 дБ) и малый
входной ток (не более 1 нА).
Литература
18.AD8555. Zero-Drift, Digitally
Program- mable Sensor Signal Amplifier.
19. Могими P. Инструментальный усилитель
AD8555: измерительные системы на
мостовых тензодатчиках становятся проще
и совершеннее. Компоненты и
технологии. 2005. № 2. С. 78.
20. MLX90314AB. Programmable Sensor
Interface (www.datasheetcatalog.org/data-
sheets2/50/507742_l.pdf).
21. Эннс В.И. Проектирование аналоговых
КМОП-микросхем. Краткий справочник
разработчика. Горячая линия - Телеком,
2005.
22. MLX90313. Programmable IR Sensor
Interface.
23. LMP91050. Configurable AFE for Nondis-
persive Infrared (NDIR) Sensing
Applications. Texas Instruments (www.ti.com/
lit/ds/snas517c/snas517c.pdf).
24. User's Guide for the LMP91050 Evaluation
Board with Sensor AFE Software. Texas
Instruments (www.ti.com/lit/ug/snaul 19/
snaull9.pdf).
25. New ICs Revolutionize The Sensor
Interface. Maxim, AN695 (www.maxim-ic.com/
app-notes/index.mvp/id/695).
26. РаковичН. Формирователи сигналов
датчиков Maxim. Компоненты и техно.^^
www.soel.ru
Для оформления бесплатной подписки
вам необходимо заполнить анкету подписчика
www.soel.ru/forms/SubscribeForm.aspx
Бесплатная подписка оформляется
только на территории России


Преобразователь напряжения в длительность
импульса, стабилизированный ФАПЧ
Михаил Сизов (Москва)
В статье описана схема преобразователя напряжения в длительность
импульса с применением фазово-импульсной модуляции и ФАПЧ, что
обеспечивает высокую точность преобразования.
Введение
Для преобразования аналогового
сигнала в импульсный сигнал
постоянной частоты и переменной
скважности применяется широтно-имггульс-
ная модуляция ШИМ [1]. Скважность -
это отношение периода следования
импульса к его длительности. В
предлагаемой статье рассматривается
устройство, в котором длительность
импульса Тх модулируется входным
напряжением Ux , причём частота следования
импульсов F1 остается фиксированной
(Тг = 1/Fi). Работа простейшего
преобразователя с ШИМ показана на
рисунке 1, где входной сигнал Ux = 0,3 В
преобразуется в выходной импульсный
сигнал с длительностью импульса Тх =
= 62 мкс. Период пилообразного
напряжения 7\ = 620 мкс, а амплитуда
пилообразного напряжения Up = 3 В.
Выходной сигнал генерируется
аналоговым компаратором, на
отрицательный вход которого подаётся
опорный сигнал в виде пилообразного
напряжения, а на положительный -
модулируемый аналоговый сигнал Ux.
Частота импульсов соответствует
частоте зубцов пилы 7^. В той части
периода, когда входной сигнал выше
опорного, на выходе получается лог. 1, ниже
опорного - лог. 0. Данный тип ШИМ
содержит минимальное число
элементов, но обладает низкой точностью и
стабильностью. Поэтому устройства,
использующие принцип сравнения
входного сигнала с пилообразным
напряжением, не нашли широкого
применения.
Известно, что можно повысить
точность, если применить отрицательную
обратную связь (ООС). Анализ систем,
охваченных отрицательной обратной
связью, осуществляется при помощи
теории автоматического
регулирования [2, 3]. На рисунке 2 показано
устройство с обратной связью. Знак
минус обозначает операцию вычитания
части выходного сигнала из входного
сигнала, Ку - коэффициент усиления
устройства без ООС,Коос -
коэффициент отрицательной обратной связи.
Коэффициент передачи устройства
с ООС UBbl^/Ux = Ки описывается
выражением Кп = Ку/(1 + КуКоос) с учётом
знака обратной связи. Произведение
КуКоос, пренебрегая единицей,
называют глубиной ООС. Если Коос = 1 (ЮО-%
обратная связь), л.Ку » 1, то Кп = 1, т.е.
выходной сигнал повторяет входной
сигнал. Таким образом, устройство с
большим коэффициентом усиления,
будучи охвачено ЮО-% ООС, сделает
всё, чтобы устранить разность
напряжений между входом и выходом.
Применение фазовой
модуляции в качестве ШИМ
Фазовая модуляция (ФМ) является
одним из видов модуляции колебаний,
где фаза несущего колебания
управляется информационным сигналом [4].
Из определения ФМ следует, что
имеется генератор, у которого происходит
изменение фазы выходного сигнала во
времени. Этот вид модуляции
используется в радиотехнике для передачи
информации.
В статье предлагается рассмотреть
схему с двумя генераторами, выходные
сигналы которых (F0 и7^) имеют
форму прямоугольных импульсов
одинаковой амплитуды и частоты, но
сдвинуты по фазе. На рисунке 3 сигнал F0
называется опорным, а сигнал^
имеет фазовый сдвиг относительно
опорного сигнала, т.е. временной интервал


между передними фронтами
импульсов или моментами перехода
импульсных сигналов из состояния лог. О в
состояние лог. 1. Знак фазового сдвига
считается положительным, если F1
опережает по времени^.
Простейшим устройством,
преобразующим фазовый сдвиг в длительность
импульса, является импульсный
фазовый детектор (ФД), выполненный на
двух D-триггерах (см. рис. 4). Выбор
индексов 0 и 1 при обозначении
частоты F связан с логикой работы ФД.
Передний фронт сигнала Fx
устанавливает на выходе ФД уровень лог. 1, а
сигнала F0 - уровень лог. 0. Далее
описывается устройство, которое
преобразует входное напряжение Ux в
фазовый сдвиг сигналаF0 относительноFx,
а на выходе ФД формируется
импульсный сигнал с длительностью Тх,
пропорциональной Ux.
Для преобразования аналогового
сигнала в фазовый сдвиг применим
фазовую автоподстройку частоты
(ФАПЧ), функциональная схема
которой показана на рисунке 5. ФАПЧ - это
система автоматического
регулирования с ООС, подстраивающая частоту
управляемого генератора F0 так,
чтобы она была равна частоте входного
сигнала Fv Выходной сигнал
управляемого генератора сравнивается ФД с
входным сигналом, а результат
сравнения используется для подстройки
управляемого генератора. В связи с
тем, что настройка осуществляется по
разности фаз, система является
астатической по отношению к частоте, т.е.
в установившемся режиме частота
настройки точно равна частоте
входного сигнала (F0 =F{), а фазовый сдвиг
устанавливается таким, что выходное
напряжение ФНЧ (UryH) обеспечивает
равенство частот. При определённых
условиях, которые зависят от типа
ФНЧ, система ФАПЧ может быть
астатической и по фазе. Более подробное
описание ФАПЧ можно найти в [5-7].
Широтно-импульсный
преобразователь с фапч
Введём в стандартную схему ФАПЧ
генератор G сигнала i7! с
фиксированной частотой и элемент сравнения
входного напряжения Ux с выходным
сигналом ФД на входе ФНЧ, и получим
функциональную схему (см. рис. 6) фа-
зово-импульсного модулятора (ФИМ) с
ФАПЧ. В этом преобразователе
используется ООС, и среднее значение
входного сигнала Ux сравнивается с
преобразованным в напряжение средним
значением длительности импульса Гх
за период частоты F0. Наличие ООС и
большой коэффициент усиления ФНЧ
обеспечивают высокую точность пре-
www.forum.soel.ru
Вопросы к редакции
Обсуждение журнала
Микроконтроллеры и микропроцессоры
Беспроводные технологии
Полупроводниковая светотехника
Аналоговая и силовая электроника
Электромеханика
Идеи и проекты


образования и позволяют снизить
требования к точности и стабильности
элементов схемы.
Аппаратная реализация
предлагаемой схемы ФИМ не является
сложной. В настоящее время выпускаются
различные ИС ФАПЧ. Например,
микросхема CD4046 (К561ГГ1) содержит
три варианта ФД, ГУН, источник
опорного напряжения (ИОН) и
дополнительные цепи управления ГУН. На
рисунке 7 показана аппаратная
реализация ФНЧ.
Фильтр НЧ выполнен по схеме
пропорционально-интегриующего
(ПИ) фильтра на ОУ, который
сравнивает средние значения сигнала Ux
и преобразованного в напряжение
длительности импульса Тх за период
частоты Fq. Резисторы R: и R2
определяют масштабный коэффициент
сравнения. ПроизведениеR\CX
определяет постоянную времени
интегратора фильтра, R3 обеспечивает
устойчивость схемы ФИМ, а
отношение R^/R\ определяет коэффициент
передачи фильтра на переменном
токе. Если ФД имеет выходную
характеристику в области
положительных напряжений, то входной сигнал
должен иметь отрицательную
полярность. Если входной сигнал
положительный - следует использовать
дифференциальную схему
включения ОУ, приведённую на рисунке 8.
Элементы схемы ФНЧ должны
удовлетворять условию R5/R1 = r4/R2 и
R^C^ = R^C^.
Выходной сигнал ФНЧ управляет
генератором (ГУН) таким образом,
чтобы частоты сигналов wFl были
равными, а фазовый сдвиг между ними
был таким, чтобы выполнялось
равенство:
где Z7p - амплитуда импульса
(напряжение питания ФД).
I Грименение I Ш-фильтра делает
систему ФАПЧ астатической по фазе. Это
означает, что если/?! =R2, то
установившееся значение относительной
длительности выходных импульсов ФИМ
(ТХ1Т{) определяется только
отношением Ux/Up и не зависит от параметров
других элементов схемы ФИМ, т.е.
Преобразователь
напряжения с ФИМ
На рисунке 9 показана
электрическая схема ШИМ, в котором реализован
принцип ФИМ. В схеме используются
два элемента 2И-НЕ с триггером Шмит-
та на входе (1/2 корпуса CD4093) ОУ
(1/2 корпуса AD822AR) и микросхема
ФАПЧ CD4046. Генератор сигнала
частотой Fx = 10 кГц выполнен на
инверторе DID и времязадающей цепочке
R6C4; ФНЧ выполнен по схеме
дифференциального ПИ-фильтра на
микросхеме D3A; постоянная времени
интегратора фильтра Ти = R1C1 = 100 мкс;
коэффициент пропорциональности
фильтра Кп =R5/R1 = 1. ФД и ГУН входят
в состав микросхемы ФАПЧ D2. В
микросхеме D2 выход ФД «р» (вывод 1)
имеет инверсный уровень; чтобы
изменить логику работы ФД, в схему
введён инвертор на элементе D1 А.
Характеристики ФД и ГУН показаны на
рисунках 10 и 11 соответственно.
Для расчёта динамических
характеристик систем регулирования
используется круговая частота (угловая
частота) со = 2nF, рад/с. ГУН настроен таким
образом, чтобы при напряжении =
= 0 В выходная частота F0 = F1 = 10 кГц,
а при = 10 В выходная частота
удваивалась^ = 20 кГц. Это сделано, чтобы
оптимально использовать линейный
диапазон выходного напряжения ФНЧ,
который ограничен напряжением
питания ОУ и равен+15 В. Кратные 10
значения частот, периода и амплитуды
выходных импульсов ФД выбраны для
упрощения вычислений.
Для демонстрации работы
преобразователя с ФИМ, с помощью
программы Electronics Workbench 5.12 была
создана электронная модель (Ux-Tx.ewb),
которую можно загрузить с интернет-


страницы журнала (www.soel.ru).
Результаты моделирования и
принципиальная схема модели показаны на
рисунке 12. ГУН и генератор сигнала F1
представлены в виде стандартных
блоков, входящих в состав программы
моделирования, характеристики
которых можно настраивать. Выходная
характеристика ГУН соответствует
рисунку 11. Модель ФД отличается от
схемы ФД, приведённой на рисунке 4, и
выполнена на трёх D-триггерах,
чтобы исключить возможность захвата
ФАПЧ на субгармониках частоты F0.
Фильтр НЧ выполнен по схеме,
приведённой на рисунке 8. Входной сигнал
Ux задавался источником напряжения,
выходной импульсный сигнал
длительностью Тх и входной сигнал Ux
контролировались с помощью двухлу-
чевого осциллографа и вольтметра,
входящих в состав программы
моделирования.
На рисунках 12а и 126 показана
форма сигналов частотF1 viFq, а также
импульсного сигнала длительностью Тх
для Ux = 5 В. Амплитуда импульсного
сигнала длительностью Тх равна 10 В,
период следования импульсов 100 мкс.
Длительность импульса Тх = 49,96 мкс
(Т2-Т1 на цифровом табло
осциллографа) отличается от номинального
значения 50 мкс на 0,04 мкс, что
соответствует ошибке 0,08%.
На рисунках 12в и 12г показаны
формы сигналовF\,TX для Ux = 1 В и Ux = 9 В,
соответственно. Длительности
импульсов Тх = 10,05 мкс и Тх = 89,99 мкс (Т2-Т1
на цифровом табло осциллографа)
отличаются от номинальных значений
10 мкс и 90 мкс на 0,05 мкс (0,5%) и
0,01 мкс (0,01%) соответственно.
На рисунке 12д показаны формы
импульсного сигнала длительностью Тх и
выходного сигнала ФНЧ для UX = 5b.
Форма выходного напряжения ФНЧ
имеет импульсный характер.
Прямоугольные скачки напряжения
соответствуют коэффициенту
пропорциональности (Ки) ПИ-фильтра, а
наклонные участки напряжения - постоянной
времени интегрирования Ги = 100 мкс.
На рис. 12е показаны формы
импульсного сигнала длительностью Тх
и UryH (выход ФНЧ) для Ux = 5 В при
включении питания схемы;
длительность переходного процесса не
превышает 1 мс.
На рис. 12ж показаны формы
сигнала Ux и импульсного сигнала
длительностью Тх (вход и выход ФИМ),
когда на входе присутствует помеха в
виде пилообразного напряжения
амплитудой 4 В (80% от полезного
сигнала Ux = 5 в) и частотой 10 кГц.
www.soel.ru
• Он доступен каждому специалисту,
поскольку для его приобретения достаточно лишь желания.
• В нём нет обилия рекламы.
• В нём нет сложных научных статей,
ведь обо всём сложном можно рассказать просто.
• В нём много практической информации об электронных
компонентах, схемотехнических решениях, узлах и
приборах, с которыми вы имеете дело каждый день.
• В нём интересные новости со всего мира (]V>fiJ
о научных и технологических
прорывах в области
электроники


Рис. 12. Схема модели и результаты моделирования


На форме выходного импульсного
сигнала длительностью Тх
отсутствует дрожание фронтов; длительность
импульсов Тх = 49,97 мкс (Т2-Т1 на
цифровом табло осциллографа)
отличается от номинального значения
50 мкс на 0,03 мкс (0,06%). Этот
эксперимент демонстрирует фильтрующие
способности ФИМ. Если во входном
сигнале Ux будут присутствовать
помехи с частотами, кратными частоте
F0 (2F0, 3F0,nFO), то они будут
полностью подавленны. Передаточная
функция (3) такого фильтра показана
на рисунке 13:
Динамические
характеристики фим
Преобразователь сигналов с ФИМ
является следящей системой с ООС. В [5, 6]
можно найти подробный вывод
передаточной функции ФАПЧ, в котором
применён ПИ-фильтр. Передаточная
функция (математическое описание
динамической системы) ФИМ W(p) соответствует
колебательному звену 2-го порядка:
где р - комплексная переменная,
которая может быть заменена на^со для по-


строения АФЧХ устройства; соп = 2-nFn -
собственная частота ФИМ (рад/с); Fn -
собственная частота ФИМ (Гц); \ -
коэффициентом демпфирования
(затухания) ФИМ.
На рисунке 14 показаны
логарифмические АЧХ ФИМ в относительных
единицах для разных значений
коэффициента затухания Дополнительно
приведены [6] выражения, которые
связывают параметры передаточной
функции ФИМ с параметрами
устройств, входящих в схему
преобразователя аналогового сигнала в
длительность импульса:
где Кд - постоянная коэффициента
передачи ФД (В/рад); Кг - постоянная
коэффициента передачи ГУН (рад/с/В);
Ти = R1C1 - постоянная времени
интегратора ПИ-фильтра (с); Кп = R3/R1 -
пропорциональный коэффициент ПИ-
фильтра.
Амплитудно-частотная
характеристика ФИМ соответствует ФНЧ 2-го
порядка с частотой среза соп (рад/с)
(частотой переходного процесса) и
спадом 20 дБ на декаду (6 дБ/октаву). При
проектировании преобразователя с
ФИМ следует выбирать полосу
пропускания устройства соп = 2rcFn и
коэффициентом демпфирования (затухания)
£, на частотах выше частоты среза.
Определим расчётные параметры
реального преобразователя с ФИМ,
который был описан ранее, и сравним их
с результатами моделирования
работы устройства.
Запишем параметры элементов
реального преобразователя с ФИМ в
буквенном выражении (см. рис. 10 и 11):
Кл = Up/2n;KF = 2nF0/Up; Ти = 1/F0 nF0 =FV
Подставив буквенные значения
параметров в формулы (5) и (6), получим
простые (для инженерной оценки)
формулы для расчёта динамических
характеристик преобразователя с ФИМ:
Подставив в формулы (8) и (9)
значения параметров реального
преобразователя с ФИМ, получим оценки полосы
пропускания преобразователя с ФИМ
Fu= 10 кГц/6,28 =1,6 кГц и
коэффициента демпфирования £, = 0,5.
На рисунке 15 показаны
переходные характеристики относительной
фазовой ошибки ФИМ при
ступенчатом изменении входного сигнала [6]. В
нашем примере коэффициент
демпфирования ^ = 0,5. По графикам на
рисунке 15 определяем, что во время
переходного процесса, который
продлится не более 0,8 мс,
перерегулирование не превысит 30% от величины
скачка. Сравнивая расчётные
значения длительности переходного
процесса и величины перерегулирования
выходного сигнала с результатом
моделирования переходного процесса
при включении питания (см. рис. 12е),
можно утверждать, что эксперимент
подтвердил правильность расчётов.
С помощью формул (5) и (6) можно
добиться желаемой характеристики
переходного процесса
преобразования входного сигнала путём
изменения параметров элементов схемы и
значения частоты преобразования F0.
Выводы
1. Предлагаемая схема
преобразователя напряжения в длительность
импульса с применением системы
ФАПЧ (ФИМ) обеспечивает высокую
точность преобразования.
2. Преобразователь с ФИМ является
идеальным заграждающим
фильтром помех, которые присутствуют
во входном сигнале Ux, если частота
помехи равна рабочей частоте
преобразователя F0 или кратна этой
частоте (2F0, 3F0 и т.д.).
3. Схема преобразователя с ФИМ
может быть реализована на трёх ИС.
Точность преобразователя
определяется напряжением смещения и
входными токами ОУ, стабильностью
двух резисторов сравнения и
источником опорного напряжения.
Требования к точности и стабильности
остальных элементов схемы - не
более+10%.
4. Современная технология ПЛИС
идеально подходит для создания
преобразователя с ФИМ.
Литература
1. http://myrobot.ru/stepbystep/rce_pwm.php.
2. Поляков К.Ю. Теория автоматического
управления для «чайников».
Санкт-Петербург, 2008.
3. http://icmicro.narod.ru/info_ru/opamp/
opamp.htm.
4. http://dic.academic.ru/dic.nsf/enc_phy-
sics/2198/.
5. http://www.dsplib.ru/content/pll/pll.html.
6. Применение интегральных схем:
практическое руководство. Под ред. А Уилъямса.
Мир, 1987.
7. Титце У., ШенкК. Полупроводниковая
схемотехника. Мир, 1982.
8. http://catalog.gaw.ru/index.php?page=do-
cument&id=1478.


Термопары: принципы
применения, разновидности,
погрешности измерений
Виктор Денисенко
Принципы измерения температуры
термопарами
Термопары являются самым распространённым средством
измерения температуры в промышленности и лабораториях
[1, 2]. Это связано с их широким температурным
диапазоном (от —270 до +2500°С), обычно удовлетворительной
точностью, низкой ценой, взаимозаменяемостью и высокой
надёжностью.
Понимание принципа действия термопары крайне важно
для её корректного применения. Термопара представляет
собой два провода из различных металлов, соединённых на
одном конце (рабочий конец, горячий спай). Вторые концы
термопары (свободные концы, холодный спай) соединены
со средством измерения напряжения с помощью проводов
из металла одного типа, например меди.
Между двумя несоединёнными выводами термопары
возникает эдс Vx (рис. 1 а), величина которой зависит от
температуры горячего спая Т.
VX = E(T), (1)
где Е— функция, которая раскрывается в формуле (3).
Для случая, когда температура холодного спая (свободных
концов) равна 0°С (TCJ- = 0), зависимость (1), а также
обратная зависимость Т= E~l(Vx) представлены в ГОСТ Р 8.585-
2001 |3| и используются в микропроцессоре модуля ввода в
виде градуировочной таблицы или полинома.
Для случая, когда температура холодного спая не равна
нулю (Tcj Ф 0), свободные концы являются источником эдс
Vcp величина которой также зависит от температуры: Vc- =
= Е{ ТС]). Поэтому напряжение на входе измерителя
напряжения термопары будет равно (рис. 1 б)
Vx = E{T)-E{Tq). (2)
Обратим внимание, что для вычисления значений
напряжения как холодного, так и горячего спая используется одна
и та же градуировочная таблица (полином). Это становится
возможным благодаря правилу промежуточных проводов,
согласно которому, если контакт двух металлов реализован
через промежуточный металл (например, константан и
железо соединены через медь, как на рис. 1), то
промежуточный металл не влияет на результирующую эдс, если его
концы имеют одинаковую температуру. Таким образом,
свободные концы термопары, соединённые с измерителем
напряжения медными проводами (рис. 1 а), можно
рассматривать как второй контакт между константаном и железом.
Измерение температуры с помощью термопары
выполняется косвенным методом: сначала измеряются напряжение Vx
между свободными концами термопары и их температура Тсу
Затем путём решения уравнения (2) относительно Т
находится измеряемая температура. Чтобы исключить необходимость
решения нелинейного уравнения (2), обычно используется
табулированная функция, обратная V = Е(Т), то есть Т =
=E~l(V), приведённая в ГОСТ Р 8.585-2001. Описанная
процедура называется компенсацией температуры холодного спая.
В модулях ввода сигналов термопар указанные нелинейные
зависимости обычно хранятся в ПЗУ микропроцессора, и
необходимые вычисления выполняются автоматически.
Пользователю нужно только задать тип термопары (в табл. 1
приведены типы термопар, их обозначения, классы допуска и
допустимые отклонения от номинальной статической
характеристики преобразования) и подключить её к модулю ввода.
Температура свободных концов (холодного спая) измеряется
встроенным в модуль датчиком температуры (рис. 1 б), в
качестве которого чаще всего используется терморезистор.
Очень важно обеспечить хороший тепловой контакт между
свободными концами термопары и датчиком их
температуры. С этой целью для точных измерений используют медную
или алюминиевую пластину, к которой через
диэлектрическую прокладку прикрепляются свободные концы
термопары и датчик температуры. Конструкция выполняется таким
образом, чтобы были обеспечены не только хороший
тепловой контакт пластины с датчиком и термопарными
проводами, но и изотермичность поверхности.
Для подключения термопары к модулю ввода применяют
специальные термопарные провода, выполненные из того же
материала, что и сама термопара. В принципе здесь можно
использовать и обычные медные провода, однако в этом
случае необходим выносной датчик температуры холодного
спая, который должен измерять температуру в месте
контакта термопары с медными проводами.


В ЗАПИСНУЮ КНИЖКУ ИНЖЕНЕРА
Таблица 1
Типы термопар и их основные параметры по 2-3 классам допуска
J ТЖК Железо, Fe Константан, Cu-Ni (55% Си) 33з'"э00 +0 0075Г 2
К ТХА Хромель, Cr-Ni (90,5% Ni) Алюмель, Ni-AL (94,5% Ni) Il67*"+407 +2'515'Г' 3
T ТМК Медь, Си Константан, Cu-Ni (55% Си) -бб'"+40 tio^ 3
Е ТХКн Хромель, Cr-Ni (90,5% Ni) Константан, Cu-Ni (55% Си) -167""+407 Й'?15'^ 3
N ТНН Нихросил, Ni-Cr-Si-Fe-C-Mg Нисил, Ni-Cr-Si-Fe-C-Mg -ш'''^ ^'Ц15'^ 3
R ТПП Платина-родий (13% Rh) Платина, Pt 600 1600 +000257" 2
S ТПП Платина-родий (10% Rh) Платина, Pt 60o"l600 to'o0257" 2
В ТПР Платина-родий (30% Rh) Платина-родий (6% Rh) 80o"l800 +00057" 3
L TXK Хромель, Cr-Ni (90,5% Ni) Копель, Cu-Ni (56% Си) -10o"'+100 ±1'5+0,01|71 3
M ТМК Медь, Си Копель, Cu-Ni (56% Си) '^ЛОО Z
А1,А2,АЗ ТВР Вольфрам-рений, W-Re (5% Re) Вольфрам-рений, W-Re (20% Re) 1000...2500 +0,00757" 3
1. Пределы отклонений (технологический разброс) указаны как
отклонения от номинальной нелинейной характеристики (4).
2. В таблице приведены значения отклонений для классов допуска 2
и 3. Термопары класса 1 и 2 имеют меньшие отклонения
(допуск) - см. ГОСТ Р 8.585-2001.
Зависимость напряжения между свободными концами
термопары от температуры при условии, что температура
холодного спая стабилизирована на уровне 0°С, в стандартах
NIST (National Institute of Standards and Technology -
Национальный институт стандартов и технологии США) и ГОСТ Р
описывается полиномом вида |4, 5|:
N
V = E(T) = JjAiT'г, (3)
/=о
гдеу4г- — коэффициенты полинома, N = 4... 14 — степень
полинома. Для обеспечения необходимой точности
аппроксимации весь температурный диапазон разбивается на 1—3
поддиапазона, для каждого из которых используется отдельный
полином вида (3).
Обратная зависимость описывается аналогичным
выражением:
N
T = E-\v) = ^qv ■ (4)
;=о
Погрешность такой аппроксимации составляет от ±0,02 до
±0,05°С.
Благодаря стандартизации допусков и номинальных
характеристик преобразования термопары являются
взаимозаменяемыми без дополнительной подстройки.
Технологические особенности
и разновидности термопар
Сварка проводов термопары, изготовленных из разных
металлов, выполняется таким образом, чтобы получилось
небольшое по размеру соединение — спай. Провода можно
просто скрутить, однако такое соединение ненадёжно и имеет
большой уровень шумов. Сварку металлов иногда заменяют
пайкой, но верхняя граница диапазона измерений такой
термопары ограничена температурой плавления припоя.
Термопары, изготовленные сваркой, выдерживают более высокую
температуру, однако химический состав термопары и
структура металла в процессе сварки могут нарушаться, что приводит
к увеличению разброса градуировочных характеристик.
Под действием высокой температуры в процессе
эксплуатации может произойти уход характеристики термопары от
номинального вида вследствие окисления и диффузии
компонентов окружающей среды в металл, а также изменения
структуры материала. В таких случаях термопару следует
откалибровать заново или заменить.
Промышленностью выпускаются термопары трёх
различных конструкций: с открытым спаем, с изолированным
незаземлённым спаем и с заземлённым спаем. Термопары с
открытым спаем имеют малую постоянную времени, но
плохую коррозионную стойкость. Термопары двух других типов
применимы для измерения температуры в агрессивных
средах. Изготавливают также микроминиатюрные термопары
по тонкоплёночной и полупроводниковой технологиям для
измерений температуры малоразмерных тел, в частности,
поверхности полупроводниковых компонентов [6—8J. В [7J
описана термопара с диаметром рабочего конца 1 мкм,
которая имеет постоянную времени 1 мкс.
При высоких температурах сопротивление материала
изоляции термопары уменьшается и токи утечки через изоляцию
могут вносить погрешность в результат измерения.
Погрешность возрастает также при попадании жидкости внутрь
термопары, вследствие чего возникает гальванический эффект.
Погрешность измерений
Основная проблема построения измерительного канала на
базе термопары связана с её малым выходным напряжением
(около 50 мкВ на градус), которое гораздо меньше помех,
наводимых на элементах измерительной цепи в обычных
условиях. Поэтому очень важно правильно выполнить
экранирование и заземление проводов, идущих от термопары к
модулю ввода. Модуль ввода желательно помещать по
возможности ближе к термопаре, чтобы снизить длину проводов,
по которым передаётся аналоговый сигнал. Для снижения
уровня помех с частотой 50 Гц в модулях ввода используют
режекторный фильтр (фильтр, не пропускающий колебания
одной частоты — частоты режекции и пропускающий
колебания других частот). Например, в модулях NL-8TI подавление
помехи нормального вида (источник помехи включён после-


довательно с источником сигнала) с частотой 50 Гц составляет
120 дБ, помехи общего вида (источник помехи включён между
закороченными входами и землей) — 140 дБ.
Важным достоинством термопар является очень низкое
внутреннее сопротивление, что делает их практически
нечувствительными к ёмкостным наводкам.
Точность термопары зависит от химического состава
материала. Внешние факторы, такие как давление, коррозия,
радиация, могут изменить кристаллическую структуру или
химический состав материала, что приводит к росту
погрешности измерений.
Погрешность измерений с помощью термопар
складывается из следующих составляющих:
• случайная погрешность, вызванная технологическим
разбросом характеристик термопары (зависит от чистоты
материалов и точности их процентного содержания в
материалах электродов, табл. 1);
• случайная погрешность измерения температуры
холодного спая;
• погрешность, вызванная постепенной деградацией
характеристик при высокой температуре;
• систематическая погрешность компенсации
нелинейности (погрешность линеаризации) характеристики
преобразования температуры в напряжение;
• систематическая погрешность термического
шунтирования, связанная с теплоёмкостью датчика;
• динамическая погрешность;
• погрешность, вызванная внешними помехами;
• погрешность аналого-цифрового канала.
Погрешность измерения температуры холодного спая,
погрешность линеаризации, погрешность аналого-цифрового
канала и динамическая погрешность относятся к
инструментальным погрешностям и указываются в паспорте на модуль
ввода. Другие погрешности необходимо учитывать отдельно, в
зависимости от типа использованных термопар,
электромагнитной обстановки, характеристик объекта измерения и т.п. •
Литература
1. Денисенко В.В. Компьютерное управление технологическим
процессом, экспериментом, оборудованием. — М. : Горячая линия —
Телеком, 2009. - 608 с.
2. Олейник Б. Приборы и методы температурных измерений. — М. :
Издательство стандартов, 1987. — 293 с.
3. ГОСТ Р 8.585-2001. ГСИ. Термопары. Номинальные статические
характеристики преобразования.
4. ГОСТ 6651-94. Термопреобразователи сопротивления. Общие
технические требования и методы испытания.
5. G.W. Burns, M.G Scroger, G.F. Strouse, et al.
Temperature-Electromotive Force Reference Functions and Tables for the Letter-Designated
Thermocouple Types Based on the ITS-90 : NIST Monograph 175. —
Washington, DC : National Institute for Standards and Technology,
1993.- 630 p.
6. Milanovic V, Gaitan M., Zaghloul M. E. Micromachined
Thermocouple Microwave Detector by Commercial CMOS Fabrication // IEEE
Trans, on Microwave Theory and Techniques. — 1998. — \bl. 46. — No. 5. —
P. 550-553.
7. Dashevsky Z., Rabinovich D. Ultrafast response and high sensitivity
semiconductor thermocouple // 15th Int. Conf on Thermoelectrics. —
1996. - P. 321-325.
8. Miyazaki K., TakamiyaT, Tsukamoto H. Fabrication of micro-thin film
thermocouples // 22nd Int. Conf. on Thermoelectrics. — 2003. —
P. 673-676.
Журнал «СТА»
«Современные технологии
автоматизации»
Журнал для квалифицированных
специалистов, работающих в сфере
промышленной автоматизации, АСУ ТП
и встраиваемых систем. Он
предназначен как для разработчиков и
системных интеграторов, так и для конечных
пользователей систем автоматизации
www.cta.ru


РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Приставка к мультиметру для измерения ёмкости
конденсаторов
(
1401УДЗ
,
140УД
14,
К561КП2
)
А. С
УЧИНСКИЙ
, Радио, 201
2
, №
7
, с.
18
-
20
В журнале "Радио" опубликованы статьи [1, 2] с описаниями измерителей ёмкости конден
-
саторов. По мнению автора, наиболее
удачный прибор описан в статье [1]. Им можно измерять
ёмкость конденсаторов без выпаивания их из платы, что существенно ускоряет и упрощает
ремонт и налаживание электронных устройств. На его основе разработано предлагаемое
устройство. При разработке была п
оставлена задача собрать приставку к мультиметру или
вольтметру на недорогих и широко доступных компонентах, простую в регулировке и
налаживании, способную автономно работать на аккумуляторах пять дней в неделю по восемь
часов в день.
Основные техническ
ие характеристики
Пределы измерения ёмкости, мкФ
минимальный
0,001
максимальный
10000
Погрешность измерения в процентах от предела, не более
для емкости не больше 10 мкФ
5
для емкости больше 10
мкФ
10
Напряжение питания, В
минимальное
2,5
максимальное
5
Потребляемый ток, мА, не более
13
Габаритные размеры, мм
65x75x35
Масса с батареей питания, г
200
Питается
приставка
от батареи
GB
1
из
трех
Ni
-
Cd
или
Ni
-
MH
аккумуляторов
.
Зарядка
батареи
осу
ществляется
от
внешнего
блока
питания
с
выходным
напряжением
8...12
В
.
По
левой
транзис
-
тор
VT
1
стабилизирует
ток зарядки
,
значение
которого
устанав
ливают
подборкой
резистора
R
2.
Конт
роль
за
разрядкой
батареи
до
напря
жения
2,5...2,9
В
осуществляет
триггер на
транзисторах
VT
4
и
VT
5.
Он
отклю
чает приставку
,
предотвращая
переразрядку аккумуляторов
.
Цепь
R
6
VD
5
C
3
предна
значена
для
открывания
транзистора
VT
4
при
включении
питания
приставки переключа
-
телем
SA
1,
который
показан
в положении
"
Зарядка
*'.
Повышающий
преобразователь
на
пряжения
содержит
блокинг
-
генератор на
транзисторах
VT
2
и
VT
3,
трансформа
торе
Т
1,
конденсаторе
С
1,
резисторах
R
1
и
R
3,
а
также
выпрямители
напряже
-
ния плюсовой
(
VD
3
C
4)
и
минусовой
(
VD
4
C
5)
полярностей
.
Частота
работы
преобра
зователя
—
около
100
кГц
,
он
работоспо
собен
при
входном
напряжении
1,8...5
В
,
а
его
выходное
напряжение
стабилизи
ровано
на
уровне
±
(7
±
0,5)
В
.
Литература
1.
Васильев
В
.
Измеритель
ёмкости
кон
денсаторов
.
—
Радио
, 1998
,
№
4,
с
. 36; 2000
,
№
7,
с
. 50.
2.
Кучин
С
.
Прибор
для
измерения
емкос
ти
.
—
Радио
,
1993
,
№
6.
с
. 21
—
23.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Домашняя метеостанция
(
ATmega168
,
DS1821, AD22100KT, HIH
-
3610
-
003, МРХ4115А
)
С. САМО
Й
ЛОВ
, Радио, 2012, № 7, с.
31
-
33
,
№
8
, с.
33
-
36
Прибор объединяет в себе часы, календарь,
барометр, термометр и гигрометр. На встроенный
графич
еский ЖКИ не просто выводятся текущие
значения времени и измеряемых параметров, но и
строятся графики изменения атмосферного давле
-
ния, температуры и относительной влажности за
предшествующие четверо суток. Перемещая
курсор, можно узнать не только значение
отобра
-
жаемого параметра в любой точке графика, но и
время его измерения.
Предусмотрена автоматическая цифровая
компенсация как постоянного отклонения частоты
кварцевого резонатора от номинальной, так и её
температурных уходов. Это заметно повышает
точнос
ть хода часов.
Основные технические характеристики
Измеряемое атмосферное давление, мм Нg
112...862
Погрешность измерения давления без калибровки, %
±1,5
Погрешность измерения температуры,
°
С
внутренним датчиком AD22100
±
2
внешним датчиком DS
1821
в интервале 0...+85 °С
±
1
в интервале
-
55...+125 °С
±2
внешним датчиком DS18S20 или DS18B20
в интервале
-
10...+85 °
С
±0,5
Дискретность отсчёта температуры, °С
внешним датчиком
DS1821
1
внешним датчиком DS18S20 или DS18B20:
0,0625
Измеряемая относительная
влажность воздуха, %
0...100
Погрешность измерения относительной влажности, %
±
2
Напряжение питания, В
5...10
Потребляемый ток при температуре 25 °С
в энергосберегающем режиме, мкА
12...30,5
в рабочем режиме, мА
3,65...4,3
с включённой подсветкой ЖКИ, мА, не более
10
Продолжительность работы от батареи GP1604G, мес
не менее
12
Пределы цифровой компенсации суточного ухода часов, с
±9,99
Габаритные размеры, мм
128x95x26
Масса с батареей питания GP1604G,
г
240
На
экране
ЖКИ
прибора
отображает
ся
следующая
информация
:
—
текущие
время
,
дата
,
атмосфер
ное
давление
,
температура
,
относи
тельная
влажность
,
значки
фаз
Луны
и степени
заряженности
батареи
пита
ния
;
—
график
изменения
атмосферного давления
(
цена
элемента
изображения
1
мм
Нд
,
шкала
по
умолчанию
721
—
774
мм
Н
g
),
температуры
(
цена
элемен
та
изображения
0,5
°С
,
шкала
по
умол
чанию
10...36,5
°С
)
или
относительной влажности
(
цена
элемента
изображения
1
%,
шкала
по
умолчанию
30...83 %).
График
автоматиче
ски
сдвигается
по вертикали
при
выходе
значения
отобра
жаемого
параметра
за
указанные
выше пределы
.
На
шкале
времени
(
горизон
-
тальной
)
указаны
дата
и
время
произве
денных
замеров
;
—
вертикальная
курсорная
линия
,
перемещаемая
по
графику
для
опреде
ления
вр
емени
замера
и
значения
ото
бражаемого
параметра
.
Применённый
графический
ЖКИ
WG
12864
A
-
YGH
(
HG
1)
с
разрешением
128x64
пкс
имеет
свето
диодную
под
светку
желто
-
зеленого
свечения.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Главный
упор
при
разработке
прибо
ра
был
сделан
на
его
экономичность
и о
беспечение
дли
-
тельной
автономной работы
от
гальванической
батареи типоразмера
6
F
22 ("
Крона
")
вплоть
до её
разрядки
до
напряжения
5
В
.
По
этому
основной
режим
его
работы
—
энергосберегающий
,
в
котором
идёт счёт
времени
,
но
ЖКИ
и
все
датчики выключены
.
При
этом
замеры
атмо
сферного
давления
,
относительной влажности
и
температуры
(
встроенным датчиком
)
автоматически
выпол
-
няются каждый
час
,
а
их
результаты
записы
ваются
в
оперативную
память
микро
контроллера
.
Программа
микроконт
роллера
этого
прибора
находитс
я
по
адресу
ftp
://
ftp
.
radio
.
ru
/
pub
/2012/08/
barometr
.
zip
Редакция журнала
«Радио»
предлагает подписку на электронную копию
журнала
«Радио»
с доставкой по электронной почте
Для регистрации подписки, пожалуйста, перейдите на эту страничку
:
http://el.radio.ru/





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Простой
бортовой
цифровой вольтметр
(
PIC
16
F
6
76)
А
.
ТИТАРЕНКО
, Радио, 201
2
, №
7
, с.
44
Вольтметр
измеряет
и
показы
вает
бортовое
напряжение
автомобиля в
процессе
его
эксплуа
-
тации
.
Основ
ны
м
звеном
прибора
служит
микроконт
роллер
DD
1
со
встроенным
десятираз
рядным
АЦП
,
который
преобразовывает аналоговый
входной
сигнал
в
цифровой и
выводит
результат
на
трёхразрядный семиэлементный
индикатор
.
Измеряемое
постоянное
напряже
ние
поступает
на
анал
оговый
вход
AN
3
микроконтроллера
через
делитель
на резисторах
R
1
—
R
3.
Резистор
R
3
повы
шает
плавность
регулирования
коэф
-
фициента
деления
напряжения
под
строенным
резистором
R
2.
Конденса
тор
С
5
и
стабилитрон
VD
2
защищают вход
микроконтроллера
от
возможных в
сплесков
напряжения
в
бортовой
сети
.
Программа микроконтроллера находится по адресу
ftp
://
ftp
.
radio
.
ru
/
pub
/2012/07/
Vmetr
.
zip





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Два в одном, или о том, как светодиод "по совместительству" фотодиодом стал...
И. НЕЧАЕВ, Е. ЯКОВЛЕВ,
Радио, 2
012, № 7, с.
52
-
56
Способность светодиодов реагировать на свет известна, и некоторые радиолюбители исполь
-
зовали их в своих конструкциях в качестве фоточувствительных элементов. В описываемых ниже
устройствах светодиод поочерёдно выполняет две функции: к
ак ему и положено, излучает свет и,
кроме того, реагирует на внешнее освещение, т. е. является фотоприёмником. Это нашло
отражение и в применённом в схемах условном графическом обозначении светофотодиода
—
в
нём использованы символы и эффекта оптического и
злучения, и фотоэлектрического эффекта.
Фотодиод может работать в двух основных режимах:
фотодиодном (фотопреобразовательном) и фотовольтаическом
(иногда называемом фотогальваническим). В первом случае (рис.
1,а) на него подают обратное напряжение. В зави
симости от
интенсивности света проводимость обратно смещённого р
-
n
перехода и ток через него изменяются, и если последовательно с
фотодиодом VD1 включить резистор R1
,
то напряжение на нём
также будет зависеть от освещённости. Фототранзисторы, в
отличие от
фотодиодов, ещё и усиливают этот ток.
Во втором режиме (рис. 1,
б
) при освещении р
-
n
перехода
возникает электродвижущая сила (так называемая фотоЭДС), и если к фотодиоду VD1
подключить нагрузку, через неё потечёт фототок (на этом принципе основана работа
п
олупроводниковых солнечных батарей).
Схема одного из вариантов устройства, в котором светодиод
выполняет две функции, показана на рис. 2. При освещении
светодиода на нём появляется напряжение, которое вызывает
увеличение тока стока транзистора VT1 и, сле
довательно,
повышение напряжения на резисторе R5. При этом транзистор
VT2 начинает открываться и на его коллекторе появляется
напряжение, которое является открывающим для транзистора
VT1 и поступает на его затвор через резистор R2 и
конденсатор С1. Это, в
свою очередь, приводит к
дальнейшему открыванию транзистора VT2 и т. д. В
результате оба транзистора лавинообразно
открываются, и в этот момент светодиод вспыхивает,
а конденсаторе C1 заряжается.
Для того чтобы длительность вспышек меньше
зависела от осве
щённости светодиода,
частотозадающую цепь генератора следует от него
отделить, как, например, это сделано в устройстве,
схема которого изображена на рис. 5.
Повысить стабильность работы устройства можно, применив
в нём ОУ. Схема такого варианта приведена н
а рис. 8. Частота
вспышек здесь также зависит от ёмкости конденсатора С1 и
освещённости светодиода, который должен быть с повышенной
яркостью свечения. Поскольку ПОС реализована по
переменному току, устройство слабо реагирует на медленное
изменение освещен
ности, но чувствительно к его резким
колебаниям.
Схема ещё одного,
самого простого варианта,
устройства представлена
на рис. 11. Его основное
отличие от рассмотренных
выше в том, что светодиод
VD1 вспыхивает в темноте
и гаснет при его
освещении.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Больш
ой интерес читателей многих стран вызвали публи
-
кации в английском журнале Elektor, в которых приводились
схемы двух устройств на таймере 7555, где светодиод
выполнял функции и светодиода, и фотодиода. Эти
устройства были повторены на макетах, и выяснилось
, что
второе из них обязательно требует доработки.
Схема дора
-
ботанного устройства показана на рис. 14.
Наибольшее напряжение генерировали только некоторые
экземпляры отечественных светодиодов красного цвета
свечения АЛ307БМ (при сильном освещении они раз
вивали
фотоЭДС около 1,1...1,2 В)
.
Вспышки светодиода наблю
-
дались только при освещении его лампой накаливания
мощностью 60 Вт с расстояния не более 8...10 см. Естественно, практического применения подоб
-
ное устройство не имеет, но на его основе можно созд
ать значительно более чувствительный
прибор. Схема такого устройства показана на рис. 15.
При малом уровне освещённости светодиод генерирует фото
ЭДС небольшой величины. Даже
после значительного усиления его усилителем на транзисторах VT1, VT2 (с учё
том резистивного
делителя R5
—
R7) напряжение на выводе 4 таймера DA1 зна
чи
тельно меньше 0,6...0,7 В, поэтому
он заторможен и светодиод VD2 не светит.
Стоит, однако, даже незначительно осветить его, как
он начинает мигать.
Эксперименты с импортными светод
иодами различных типов показали, что предпочтительно
использовать сверхъяркие светодиоды красного цвета свечения в прозрачных корпусах.
Литература
1. Geoff Nichols. LEDs double as photosensors
—
Elektor, 2009, № 12, p. 56.
2. LEDs as photosensors
—
bus
ted?
—
Elektor, 2010, № 4. p. 8.
Редакция журнала
«Радио»
предлагает подписку на электронную копию
журнала
«Радио»
с доставкой по электронной почте
Для регистрации подписки, пожалуйста, перейдите на эту страничку
:
http://el.radio.ru/





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Приставка

анализатор
спектра
(
КТ325, КР544УД1
)
Р
.
СОКОЛЬСКИЙ
,
Радио, 2012, №
8
, с.
19
-
21
Предлагаемая
приставка
-
анализатор
спектра
сигналов
пред
назначена
для
совместного
использо
-
вания
с
Программно
-
аппа
ратным
комплексом
"
СКАТ
"
для
измерения
АЧХ
четырёхполюс
ников
",
описание
которого
опубликовано
в
журнале
"
Радио
", 2011,
№
9,
с
. 25
-
28;
№
10,
с
. 24, 25.
Приставка
совместно
с
комплексом
"
СКАТ
"
позволяет
проводить
анализ спектра
сигнала
в
диапазоне
частот
от
100
кГц
до
33
МГц
(
при
исполь
-
зовании
в комплексе
"
СКАТ
"
микросхемы
DDS
AD
9850
с
тактовой
частотой
100
МГц
)
или
в
диапа
-
зоне
частот
от
100
кГц
до
60
МГц
(
при
использо
-
вании
микросхе
мы
DDS
AD
9051
с
тактовой
частотой
180
МГц
).
Индицируемые
уровни
сигна
лов
лежат
в
интервале
от
3
мкВ
(
-
50
дБ
)
до
1
мВ
(0
дБ
),
шкала
прибора
лога
рифмическая
.
Собственный
шум
при
-
бора
лежит
в
районе
-
60...
-
70
дБ
(
оце
нивался
по
шкале
программы
"
СКАТ
").
Приставка
питается
напряжением
+5
В от
комплекса
и
потребляет
ток
не
более
60
мА
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Экономичный
сигнализатор перегрева
(ГТ109Б)
А
.
БУТОВ
,
Радио, 2012, №
8
, с.
42
-
43
Схема
светозвукового
сигнализатора пре
-
вышения
допустимой
темпера
туры
контроли
-
руемого
объекта
показа
на
на
рис
.
1.
Созда
-
вался
он
для
слеже
ния
за
температ
урой
компьютерного внешнего
накопителя
информации
на жёстких
дисках
,
но
может
быть
с
р
ав
ным
успехом
использован
и
для
наблю
-
дения
за
состоянием
других
тепловыде
ляющих
устройств
.
Сигнализатор
отличается
очень малым
током
потребления
в
дежурном режиме
—
не
более
1...3
мкА
при
ком
натной
температуре
,
что
меньше
тока
саморазрядки
установленной
в
нём
ак
кумуляторной
батареи
.
Датчиком
тем
-
пературы
служит
германиевый
р
-
n
-
р транзистор
ГТ
109
В
(
VT
1),
включённый инверсно
:
плюс
на
коллектор
,
минус
на эмиттер
.
При
нагр
евании
транзистора
-
датчика
его
обратный
ток
возрастает
,
поэтому
напряжение
между
затвором
и истоком
полевого
транзистора
VT
2
уве
личивается
.
Когда
оно
превышает
поро
говое
напряжение
этого
транзистора
,
он
открывается
.
Вместе
с
ним
открыва
-
ется
и
составной
транзистор
VT
3
VT
4.
Начинает
вспыхивать
мигающий
светодиод
HL
1,
а
на
модуль
G
1 (
синтезатор звуковых
эффектов
от
детской
желез
ной
дороги
)
поступает
напряжение питания
.
Раздаётся
звук
мчащегося паровоза
.
При указанных
на
схеме
номиналах
элемен
тов
,
соотв
етствующих
температуре срабатывания
около
30
°С
,
ширина петли
гистерезиса
приблизительно
1
°С
.
Если
увеличить
температуру
сра
-
батывания
до
45
°С
(
для
этого
придётся уменьшить
до
82
кОм
сопротивление резистора
R
3),
ширина
петли
—
около
0,5
°С
.
Источником
питания
прибора
слу
жит
аккумуляторная
батарея
GB
1.
Узел на
интегральном
стабилизаторе
DA
1
предназначен
для
её
подзарядки
.
Резистор
R
1
играет
роль
предохрани теля
,
разрушающегося
при
перегруз
ке
.
Диод
Шотки
VD
1
защищает
от
пере
п
олюсовки
внешнего
источника
напря
жения
зарядки
.
Конденсатор
С
1
подав
ляет
наводки
,
способные
пробить диод
.
Светодиод
HL
3
сигнализирует
о
про
должающейся
зарядке
.
Диоды
VD
2,
VD
3
понижают
выходное
напряжение стабилизатора
DA
1
до
значения
,
необходимого
для
заряжаемой
бата
реи
.
Резистор
R
14
ограничивает
ток зарядки
,
который
выбран
таким
,
что батарея
может
безопасно
оставаться
в режиме
подзарядки
неограниченное время
.
Если
установить
резистор
R
3
сопротивлением
4,7
кОм
,
а
сопротивление
переменно
го
резис
-
тора
R
4
увеличить до
2,2
МОм
и
снаб
дить
его шкалой
,
то
можно
оператив
но
регулировать
порог
сра
батывания
сигнализатора
,
предварительно
проградуировав
шкалу
.
Применив
вместо
транзис
-
тора
VT
1
соответству
ющий
датчик
,
устройство
можно
пре
вратить
в
сигнализатор
превышения
допустимой
влажности
,
освещённос
ти
или
любой
другой
физической величины
,
влияющей
на
сопротивле
ние
датчика
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Комнатный
термометр с
автономным
питанием
(
В57164
-
К
, К176ИЕ4
)
С
.
ГЛИБИН
,
Радио, 2012, №
9
, с.
53
-
54
Предлагаемый
термометр
предназначен
для
измерения
тем
пера
туры
в
жилых
помещениях
.
Для
удобства
считывания
пока
заний
в
нём
применены
ЖКИ
с
высотой
знака
около
35
мм
.
Измерение
температуры
в
предла
гаемом
термо
-
метре
основано
на изменении
сопротивления
термо
-
рези
стора
,
установленного
в
частотозадающую
цепь
гене
ратора
,
при
этом частота
генератора
стано
вится
зави
симой
от
температуры
.
Измерив
час
тоту
,
можно
определить
температуру
.
Если
интервал
измеряемой
темпера
туры
небольшой
,
можно
при
ме
нить
RC
-
гене
-
ра
тор
,
собранный
на
одном или
двух
логических
элементах
,
конденсаторе
и
терморезисторе
с отрица
-
тельным
ТКС
(
NTC
).
Измерение частоты
в
приборе
происходит
путем счёта
импульсов
генератора
за
опре
деленный
интервал
времени
.
На триггере
Шмитта
DD
1.3,
конденсаторе
С
2
и
терморези
сторе
RK
1
собран
термозависимый генер
атор
(
далее
генератор
),
часто
-
та которого
зависит
от
температуры окружающей
среды
и
при
25
С
С
равна примерно
11
кГц
.
С
повыше
-
нием
тем
пературы
сопротивление
терморези
стора
уменьшается
и
частота
генера
тора
увеличивается
.
Поскольку
зави
симость
сопротивле
ния
терморези
-
стора
от
температуры
нелинейная
и применён
двухразрядный
индикатор
,
погрешность
измерения
на
краях
ин
тервала
температуры
10
...50
°С
при
мерно
равна
±
2
°С
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Карманный
осциллограф
—
игрушка
или
измерительный прибор
?
Д
.
ЕЛЮСЕЕВ
,
Радио, 20
12, №
10
, с.
24
-
25
Не может
ли
осциллограф
занимать
на
столе
места
меньше
,
чем
его собственный
щуп
?
Оказывается
,
может
,
и
сейчас
продаются такие
приборы
.
Поскольку
проблема
свободного
места
в
кварти
ре
для
автора
весьма
актуальна
,
при
первой
возмож
ност
и
он приобрёл
портативный
осциллограф
и
делится
с
читателями впечат
-
лениями
о
нём
.
С
точки
зрения соотношения
"
цена
—
качество
",
весь
ма
интересными
автору
показались приборы
фирмы
Seeed
Studio
—
при доступной
цене
они
имеют
цветные экраны
,
возможность
измер
ений
по
двум
—
четырем
каналам
и
встроенные генераторы
сигналов
.
В
продаже имеются
две
модели
: "
DSO
Nano
"
и
"
DSO
Q
uad
".
Самая
простая
, "
DSO
Nano
" (
рис
. 1),
стоит
в
зарубежных
интернет
-
магази
нах
всего
лишь
89
долл
.
США
с
бес
платной
доставкой
в
Россию
.
Эта
сум
ма
,
конечно
,
невелика
,
но
стоит понять
,
что
же
получает
пользователь за
эти
деньги
.
Старшая
модель
, "
DSO
Quad
",
уже несколько
более
инте
-
ресна
.
Уст
ройство
имеет
восьмиразрядный
АЦП с
максимальной
скоростью
72
млн отсчётов
в
секунду
и
позволяет
одно
временно
наблюдать
четыре
сигнала
(
два
цифровых
и
два
аналоговых
)
частотой
до
5
МГц
(
по
заявлению
про
изводителя
).
Встроенный
генератор формирует
сигналы
частотой
от
10
Гц до
8
МГц
.
Осциллограф
имеет
встро
енную
память
объёмом
2
Мбайт
для хранения
резуль
т
атов
измерений
(
передача
информации
,
как
и
обнов
ление
программы
процессора
осцил
-
лографа
,
выполняется
по
USB
).
Цена прибора
в
зарубежных
интернет
-
магазинах
—
199
долл
.
США
с
бесплат
ной
доставкой
в
Россию
.
Именно такой
осциллограф
и
был
приобретён
,
всё
на
писанное
далее
относится
к нему
.
Внешний
вид
прибора
показан
на
рис
.
2.
Он
имеет
трёхдюймовый экран
с
разрешением
400x240
пкс
.
В верхней
части
корпуса
располо
-
жены кнопки
управления
и
разъём
miniUSB
,
через
который
производится
не
толь
ко
обмен
инфор
-
мацией
с
компьюте
ром
,
но
и
зарядка
аккуму
ля
-
торной батареи
осциллографа
.
Никакого блока
питания
в
комплекте
нет
.
В
целом
осциллограф
оставляет несколько
двойственное
впечатле
ние
.
С
одной
стороны
,
это
действи
тельно
карманный
прибор
,
имеющий
практически
все
х
арактерные
для
мо
делей
большего
размера
режимы работы
,
курсорные
измерения
,
со
хранение
осциллограмм
.
С
другой
стороны
,
рабочий
частотный
интер
вал
,
конечно
,
маловат
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Измерители
температуры
и
относительной
влажности
с
предельно
малым
потреблением
(C8051
F986,
HIH
-
5030,
HSI
101
LF
, НСН
-
1000, ТС1047А
)
В.
АРИСТОВ
,
С
.
БЕЗРУКОВ
,
Радио, 2012, №
10
, с.
31
-
34,
№
11
, с.
31
-
3
3
Предлагаемые
вни
манию
читателей
приборы
,
измеряя
с
достаточно
высокой
для бытового
применения
точностью
температуру
и
относи
-
тельную влажн
ость
воздуха
,
отличаются
тем
,
что
среднее
значение
тока
,
потребляемого
каждым
из
них
от
батареи
питания
,
не
превыша
ет
долей
микроампера
.
Это
позволяет
им
работать
до
десяти
лет без
замены
батарей
.
В
настоящей
статье
предлагаются два
варианта
такого
прибор
а
.
В
первом из
них
использо
ваны
аналоговый
дат
чик
влажности
HIH
-
5030
и
встроен
ный
в
микроконтроллер
датчик
темпе
-
ратуры
.
Во
втором
—
можно
применить один
из
простых
ёмкостных
датчиков влажности
HSI
101
LF
или
НСН
-
1000,
а
датчик
температуры
—
аналого
-
вый
Т
С
1047
А
.
Схема
первого
варианта
прибора изображена
на
рис
.
1.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Схема
второго
варианта
экономич
ного
измерителя
температуры
и
влаж
ности
изображена
на
рис
.
5.
В
нём применены
аналоговый
датчик
темпе
ратуры
ТС
10
47
А
(
ВК
1)
и
ёмкостный датчик
влажности
H
S
1101
LF
(
В
1),
кото
рый
при
изменении
программы
микро
контроллера
DD
1
можно
заменить
по
добным
ему
датчиком
НСН
-
1000.
Низ
кая
цена
этих
датчиков
позволила
уде
шевить
конструкцию
по
сравнению
с описанным
выше
первым
вариантом
.
Среднее
потребление
тока
прибор
ом не
превышает
0,8
мкА
.
Напряжение
U
на
выходе
датчика температуры
ТС
1047
А
в
милливольтах связано
с
температурой
его
подложки Т
в
градусах
Цельсия
формулой:
U
=10
T
+ 500.
Программы микроконтроллера и файлы, необходимые для калибровки приборов, находя
тся по адресу
ftp://ftp.radio.ru/pub/2012/11/temphumi.zip
Редакция журнала
«Радио»
предлагает подписку на электронную копию
журнала
«Радио»
с доставкой по электронной почте
Для регистрации подписки, пожалуйста, перейдите на эту страничку
:
http://el.radio.ru/





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Терморегулятор
для
аквариума
(
ATmega
8
,
DS
18
B
20
)
А
.
ПАХОМОВ
,
Радио, 2012, №
10
, с.
40
-
42
Терморегулятора для
аквариума
измеряет
температуру
воды
,
управляет
водо
нагревателем
,
поддерживая
её
з
аданное
значение
,
и
отобража
ет
текущее
на
светодиод
-
ном
индикаторе
.
Узел
управления собран
на
микро
-
контроллере
ATmega
8.
Для
поддержания
заданной температуры
,
заведомо
более высокой
,
чем
окружающая
,
доста
-
точ
но
одного
канала
уп
равления
нагревателем
.
Из
мерение
температуры
с
точ
ностью
до
десятых
долей
гра
дуса
тоже
излишне
,
вполне достаточно
целых
значений
,
для
отображения
которых
хва
-
тит
двухразряд
н
ого
индикато
ра
.
Управление
терморегуля
тором
должно
быть
предельно простым
,
желательно
,
с
помо
щью
ед
инственной
кнопки
.
Нажатием
на
кнопку
SB
1
регулятор переводят
в
режим
индикации
и
регули
ровки
порогового
значения
температу
ры
.
Признак
этого
режима
—
включённая
в
младшем
разряде
индикатора
десятичная
точка
.
Кратковременными нажатиями
на
кнопку
значение
на
инди
каторе
увеличивают
каждый
раз
на
еди
ницу
.
При
нажатии
продолжительностью более
3
с
программа
заносит
установ
-
ленное
значение
в
энергонезависимую память
микроконтроллера
,
а
на
индика
тор
возвращает
измеренное
значение температуры
.
Точка
в
младшем
разряде гаснет
.
То
же
самое
,
но
без
записи
ново
го
порога
в
память
,
произойдёт
,
если
в течение
3
с
нажатий
на
кнопку
не
будет
.
Интервал
возможных
значе
ний
пороговой
температуры
—
от
5
до
35
°С
.
Если
по
достиже
нии
числа
35
продолжать
корот
кие
нажатия
на
кнопку
,
на
инди
катор
будут
поочерёдно
выве
дены
буквы
С
(
Control
)
и
Р
(
Power
).
Длительное
нажатие
на
кноп
ку
при
букве
С
на
индикаторе вызовет
переход
в
режим
инди
-
кации
и
установки
способа
уп
равления
нагревателем
.
Их
два
:
СН
(
Control
Hot
)
и
СС
(
Control
Cold
).
В
режиме
СН
нагреватель включён
,
когда
температура
во
ды
ниже
пороговой
.
Если
кнопку
длительно
удер
живать
нажатой
при
букве
Р
на индикаторе
,
терморегулятор
перейдёт
в
режим
индикации
и установки
относительной
дли
тельности
открытого
и
закрыто
го
с
остояния
симистора
VS
1
при
работе
нагревателя
.
Программа микроконтроллера терморегулятора находится по адресу
ftp://ftp.radio.ru/pub/2012/10/term.zip





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Индикатор
напряжённости поля
УКВ
диапазона
(
HSMS
-
2852
)
И
.
НЕЧАЕВ,
Радио, 2012, №
10
, с.
61
-
62
Для
настройки
антенн
и
быстрой
про
верки
исправности
передающего тракта
радиолюби
-
тели
часто
исполь
зуют
индикаторы
напря
жён
-
ности
поля
.
Особенно
эффективно
применение
такого
устройства
в
диапазоне
УКВ
,
где с
его
помощью
можно
снимать
диа
граммы
напра
влен
-
ности
антенн
,
поэто
му
чувствительность
инди
-
катора
долж
на
быть
как
можно
более
высокой
.
Для повышения
чувствительности
описы
ваемого
ниже
индикатора
приёмная антенна
выполнена
резонансной
(
при
менён
полуволновый
диполь
),
а
в
вы
прямителе
использован
а
диодная сборка
HSMS
-
2852,
содержащая
два диода
Шотки
.
Она
прадназначена
для детектирования
сигналов
диапазона СВЧ
(
до
5,8
ГГц
),
обладает
высокой
чувствительностью
,
но
очень
критична к
перегрузкам
.
Схема
предлагаемого
индикатора показана
на
рис
.
1.
В
его
состав
вхо
дят
приёмная
антенна
,
состоящая
из двух
вибраторов
(
WA
1.1
и
WA
1.2),
выпрямитель
(
детектор
)
на
диодной сборке
VD
1,
светодиоды
HL
1,
HL
2,
выполняющие
функции
световых индикаторов
и
одновременно
огра
-
ничителей
напряжения
,
регулятор
чув
ствительности
—
переменный
ре
зистор
R
1,
стрелочный
индикатор
—
микроамперметр
РА
1
и
диоды
VD
2,
VD
3
,
которые
защищают
его
от
пере
грузки
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Беспроводной
сигнализатор минимально
допустимой температуры
(
OP
293
S
, ГТ309В
)
И
.
АЛЕКСАНДРОВ
,
Радио, 2012, №
11
, с.
52
-
53
Пос
ле
несложной
доработки
и
введения соответствующего
дополнительного узла
радиозвонок
можно
приспособить
для
охра
-
ны
различных
объектов
[1, 2],
включе
ния
аппаратуры
с
сетевым
питанием
[3, 4]
или
использовать
в
качестве
сигна
лизатора
[5].
В
последнем
сл
учае
кноп
ка
радиозвонка
,
в
которой
размещён
передатчик
,
доработана
так
,
что
к
ней можно
подключать
датчики
различного назначения
.
Ниже
описан
вариант
дат
чика
темпера
-
туры
,
который
совместно с
радиозвонком
образует
беспровод
ной
сигнализатор
недопустимого
сни
жения
температуры
.
Об
устрой
-
стве
радиозвон
ка
можно
прочитать
в
[5].
Он
со
стоит
из
собственно
датчика
—
транзи
стора
VT
1,
компаратора
напряжения
на ОУ
DA
1.1
и
генератора
прямоугольных импульсов
на
ОУ
DA
1.2.
Питается
уст
ройство
от
встроенной
в
кнопку
радио
звонка
батареи
GB
1
типоразмера
23
А
.
Элементом
,
воспринимающим
из
менение
температуры
окружающей среды
,
в
данном
случае
является
коллекторный
переход
германиевого
тран
зистора
,
включённый
в
обратном
на
-
правлении
.
Как
известно
,
зависимость обрат
ного
тока
германиевого
р
-
n
пере
хода
от
температуры
меньше
,
чем кремниевого
,
однако
по
сравнению
с последним
он
на
порядок
больше
,
по
этому
обнаружить
его
изменение
зна
чительно
проще
.
Генератор
формирует
импульсы длительностью
в
долю
секунды
с периодом
сл
едования
10...15
с
(
скваж
ность
—
около
30,
зависит
от
соотно
шения
значений
сопротивления
рези
сторов
R
8
и
R
10).
Появление
напряже
ния
на
выходе
(
вывод
7)
ОУ
DA
1.2
экви
валентно
нажатию
на
кнопку
SB
1,
поэ
тому
передатчик
включается
,
его
сиг
нал
принимаетс
я
базовым
блоком радио
-
звонка
и
он
подаёт
соответ
ствующий
кнопке
звуковой
сигнал
.
Выходного
тока
ОУ
DA
1.2 (
до
8
мА
)
вполне
достаточно
для
питания
пере
датчика
.
Он
периодически
включается
,
поэтому
звуковой
сигнал
повторяется
.
Литература
1
.
Нечаев
И
.
Охранное
устройство
на базе
радиозвонка
.
—
Радио
, 2007,
№
9,
с
. 59, 60.
2.
Нечаев
И
.
Охранное
устройство
на базе
беспроводного
звонка
.
—
Радио
, 2011,
№
9.
с
. 53
,
54
3.
Кашкаров
А
.
Управление
бытовым прибором
с
помощью
радиозвонка
.
—
Радио
, 2005,
№
2,
с
. 12.
4.
Нечаев
И
.
Дистанционный
выключа
тель
питания
.
—
Радио
,
2011
,
№
7,
с
42
,
43.
5.
Нечаев
И
.
Сигнализатор
протечки
на базе
радиозвонка
.
—
Радио
, 2011,
№
3,
с
. 53, 54.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
2
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Ёмкостный
датчик приближения
(
NJM
567
)
В
.
ТУШНОВ
,
Радио, 2012, №
1
2
, с.
47
-
48
В
предлагаемой
статье
рассматри
вается
чувствительный
ёмкостный
дат
чик
на
микросхеме
тонального
декоде
ра
NJM
567.
Эта
микросхема
и
её аналоги
(
например
,
NE
567)
широко
ис
поль
-
зуются
для
обнаружения
узкополосных
сигналов
в
диапазоне
от
10
Гц до
500
кГ
ц
.
Они
приме
-
нялись
и
в
систе
мах
автоподстройки
частоты
вращения блока
видеоголовок
бытовых
видеомаг
-
нитофонов
.
Использование
встроенно
го
в
тональный
декодер
RC
-
генератора упрощает
схему
,
а
внутренняя
петля ФАПЧ
этого
генератора
обеспечивает стабильность
и
помехоустойчивость
датчика
.
Дальность
обнаружения
приближаю
щегося
человека
—
не
менее
0,5
м
(
при длине
антенны
датчика
1
м
.
В
уст
ройстве
отсутствуют
намоточные
изде
лия
(
катушки
индуктивности
),
что
упро
-
щает
его
повторение
.
Редакция журнала
«Радио»
предлагает подписку на электронную копию
журнала
«Радио»
с доставкой по электронной почте
Для регистрации подписки, пожалуйста, перейдите на эту страничку
:
http://el.radio.ru/





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Простой генератор синусоидальных колебаний
(
LM
324
N
)
Р. Проць, Т. Щербан
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№
7
-
8
, с.
18
-
1
9
Известен
способ
построения
гене
-
ра
торов
синусоидальных
колебаний
:
использование полосо
вого
фильтра
,
охваченного
положитель
ной
обратной
св
язью
через
ограничитель
напря
же
-
ния
.
Структурная
схема
такого
гене
-
ратора
по
казана
на
рис
.1.
Для
надежного
запуска
генератора
ограничи
тель
представляет
собой
усилитель
с
большим
коэффициентом
усиления
на
операционном
усили
теле
.
Полосовой
фильтр
должен
иметь
достаточ
-
ную
добротность
для
выделения
первой
гармони
ки
из
прямоугольного
напряжения
ограничителя
.
Таким
фильтром
может
быть
параллельный
LC
-
кон
тур
,
активный
RC
-
фильтр
или
фильтр
на
основе
гиратора
.
Между
ограничителем
и
фильтром
устана
вливают
цеп
ь
связи
,
коэффициент
ее
пере
-
дачи выбирают
таким
,
чтобы
на
выходе
фильтра
полу
чить
синусоидальное
напряжение
.
Таким
образом
,
в
генераторе
одновременно
получаем
прямоу
гольное
U
и
синусоидальное
U
напряжения
.
В генераторе
отпадает
необходимость
в
применени
и стабилизатора
амплитуды
выходного
напря
-
же
ния
,
и
это
напряжение
остается
синусоидальным при
любом
уровне
напряжения
питания
схемы
.
К
недостаткам
генератора
следует
отнести
то
,
что
при
перестройке
фильтра
или
контура
его
ре
зонансное
сопротивление
изме
няется
,
что
приво
дит
к
зависимости
амплитуды
выходного
напряже
ния
от
частоты
.
Резонансная
частота
контура
определяется
по
формуле
:
До
частоты
2000
Гц
в
генераторе
можно
приме
нить
любые
операционные
усилители
.
На
более
вы
соких
частотах
желательно
прим
енение
усилителей с
граничной
частотой
больше
1
МГц
.
В
реальной схеме
применен
недорогой
операционный
усили
тель
LM
324
N
и
С
1=
С
2=33
нФ
.
Диапазон
регулиро
вания
частоты
составил
220...660
Гц
.
Напряжение питания
может
быть
выбрано
от
±
3
В
до
±
15
В
.
При напряж
ении
питания
±
9
В
выходное
синусоидаль
ное
напряжение
равно
1,8
В
и
при
регулировке
ча
стоты
изменение
амплитуды
не
превышает
±
3%.
Вследствие
влияния
частотной
характеристики реального
усилителя
на
более
высоких
часто
-
тах
по
является
зависимость
выходного
напряжения
от частоты
генератора
,
которую
можно
устра
-
нить
,
до
полнив
схему
подстроечным
потенциометром
R
7
или
R
8 (
на
рис
.
2
показаны
пунктиром
).





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Люксметр из неисправного мультиметра М830
(
LM
158
J
)
П. Бобонич
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 7
-
8, с.
43
Мультиметр
дополнен
датчиком
освещенности и
усили
телем
.
В
качестве
датчика
освещенности
использо
-
ван
фотодиод
VD
1
типа
ФД
-
24
К
.
Площадь
чувствительной
части
фотодиода
составляет
78
мм
2
.
Этот
фотодиод
имеет
максимум
в
спектре на
длине
волны
порядка
550...560
нм
.
Возм
ож
на
его
замена
фотодиодами
типа
BPW
21
или
BPW
20
RW
.
Фотодиод
для
измерения
освещенно
сти
можно
установить
в
окне
,
где
находился
ра
нее
переключатель
диапазонов
измерения
мультиметра
.
Потенциометром
RP
1
устанавливают
«нуль» прибора
при
затемнении
датчика
.
Далее
,
исполь
зуя
образцовый
люксметр
,
с
помощью
потенцио
метра
RP
2
выбирают
пре
-
дел
измерений
и
устана
вливают
правильность
показания
люксметра
.
Для калиб
ровки
можно
использовать
люкс
-
метры
типа Ю
117,
Ю
116
или
другие
им
подобные
.
Для
расши
рения
возможн
остей
прибора
можно
вместо
по
тен
-
циометра
RP
2
установить
переключатель
с сопротивле
-
ниями
,
значения
которых
определяют соответствующие
диапазоны
для
измерения
осве
щенности
от
1
до
10
5
лк
.
Логический
пробник
TTL
/
CMOS
(
TLC
274
)
J
.
Nyuszika
,
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 7
-
8, с. 44
-
45
Этот
логический
пробник
«различает»
и
отобра
жает
с
помощью
трех
светодиодов
три
статичес
ких уровня
двоичного
сигнала
лог
.
«0»
,
лог
«
1
»
и
запре
щенный
уровень
.
При
этом
возможен
анализ
сиг
налов
как
TTL
,
так
и
CMOS
логики
.
Выбор
ти
па
ло
гики
осуществляется
переключателем
S1
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Светодиодный индикатор стереобаланса
(
КТ851А)
А. Бутов
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№
9
, с.
2
-
3
Входы устройства
подключают
к
силовым
выходам
кана
лов
УМЗЧ
,
его
можно
встроить
в
любой
звуковос
производящий
аппарат
с
выходной
мощностью более
0,5
Вт
(
при
работе
на
нагрузку
сопротивле
нием
4
Ом
),
если
в
УМЗЧ
имеется
напряжение питания
+12...+50
В
.
Наличие
уравновешенного баланса
звуковых
сигналов
отображается
отсут
ствием
свечения
светодиодов
HL
1
-
HL
4.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Усилитель для измерения параметров Тиля
-
Смолла
(
КТ3102, КТ3107, КТ817
)
А. Петров
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 9, с.
11
-
13
Характеристики
Тиля
-
Смолла
динами
ческих
головок
мощностью
до
35
Вт
можно
измерить
с
по
мощью
звуковой
карты
без
дополнительного
уси
л
ителя
[5].
Однако
при
измерении
параметров мощных
профессиональных
НЧ
головок
выходной мощности
звуковой
карты
недостаточно
,
чтобы сдвинуть
звуковую
катушку
головки
с
места
.
Один
из
вариантов
такого
усилителя
с
приме
нением
микросхем
приведен
в
[1].
В
наст
оящей статье
предлагается
еще
один
вариант
буферно
го
усилителя
на
дискрет
ных
элементах
.
Внешний вид
устройства
показан
на
рис
.
1.
Сиг
нал
левого
канала
звуковой
карты
подается
на
вход усилителя
и
одновременно
на
контак
-
ты
левого
ка
нала
выходного
гн
езда
типа
мини
-
джек
.
Сигнал
с выхода
усилителя
поступает
на
нагрузку
через
ре
зистор
R
16,
а
с
нагрузки
-
через
буферный
повто
ритель
и
делитель
на
контакты
правого
канала
вы
ходного
гнезда
.
Оба
сигнала
с
выходного
гнезда поступают
на
вход
звуковой
карты
.
Т
аким
образом
,
сигнал
левого
канала
,
поступая
на
вход
левого
ка
нала
звуковой
карты
,
используется
как
опорный
.
При
калибровке
программы
Speaker
Workshop
ис
пользуют
два
резис
-
тора
,
измеренных
с
высокой точностью
,
один
сопротивлением
3...5
Ом
,
второй
-
30...
100
Ом
.
Резис
тор
R
16
также
участвует
в
ка
либровке
,
и
перед
установкой
в
плату
должен
быть также
измерен
с
высокой
точностью
.
Методика
ка
либровки
описана
в
[1].
Помимо
характеристик
Тиля
-
Смолла
с
помо
щью
этого
приспособления
можно
измерять
не
только
низ
коомные
резисторы
,
индуктивности
и неполярные
конденсаторы
до
нескольких
десят
-
ков микрофарад
,
но
и
электролитические
конденсато
ры.
Литература
:
1.
Петрухин
И
.
Акустическая
лаборатория
аудиофила
-
радиолюбителя
//
Радиохобби
.
-
2002.
-
№
3.
-
С
.
46.
2.
Ак
улиничев
И
.
УМЗЧ
с
широкополосной
ООС
//
Радио
.
-
1993.
-
№
1.
3.
Майоров
А
.
Еще
раз
о
динамических
искаже
ниях
в
транзисторных
усилителях
//
Радио
.
-
1977.
-
№
5.
4.
Шушурин
В
.
Высококачественный
усилитель мощности
//
Радио
.
-
1978.
-
№
6.
5.
Петров
А
.
Изме
рение
параметров
Тиля
-
Смолла
с
помощью
ноутбука
//
Радиоаматор
.
-
2012.
-
№
1.
-
С
.
9.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Терморегулятор для бытового инкубатора
(
LM
393
)
О.В. Белоусов
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 9, с.
22
-
24
В
терморегуляторах
,
описанных
в
различных
радиолюбительских
изданиях
,
в
о
сновном
,
приме
няют
двухпозиционное
регулирование
(
выключено
-
вклю
-
чено
).
Для
них
характерен
процесс
перерегу
лиро
ва
-
ния
,
т
.
е
.
при
достижении
установленной температуры
внутри
контролируемого
объекта
,
по
сле
выключения
нагревателя
,
происходит
некото
рый
рос
т
температу
-
ры
,
обусловленный
тепловой инерцией
нагревателя
,
его
массой
и
температурой
.
Такого
недостатка
лишены
регуляторы
с
изо
-
дромной
характеристикой
.
Эти
регуляторы
умень
-
шают
мощность
,
подаваемую
на
нагреватель
,
по мере
приближения
температуры
к
зада
нному
зна
чению
.
Они
могут
поддерживать
заданный
темпе
ратурный
режим
с
очень
малыми
температурны
ми
колебаниями
.
Преобразователь
температура
-
время выполнен
на
транзисторах
VT
2,
VT
3,
терморези
сторах
RK
1,
RK
2,
конденсаторе
С
2
и
резисторах
R
9,
R
11,
зад
ающих
режим
транзисторов
.
Для
повторных
измерений
температуры
в
неко
торой
среде
,
необходимо
периодически
разря
жать
конденсатор
С
2.
Для
этой
цели
предназначен ключ
на
транзисторе
VT
1.
В
свою
очередь
транзи
стор
управляется
от
генератора
цикла
измерения
.
Г
енератор
выполнен
на
половине
микросхемы
ин
тегрального
ком
-
па
ратора
DA
1
LM
393.
Длительность
генери
руемого
импульса
,
разряжающего
конденсатор С
2,
определяется
элементами
R
3
C
1
и
равна
при
близительно
10
мс
.
Пауза
между
импульсами опреде
-
ляется
R
4
C
1
и
равн
а
200
мс
.
Во
время
пау
зы
между
импульсами
происходит
преобразова
ние
температура
-
время
.
Контролируя
температуру
среды
внутри
объема инкубатора
ртутным
термометром
,
например
,
ТЛ
-
4 (
ГОСТ
215
-
73)
с
ценой
деления
0,
1
О
С
,
после стабилизации
температуры
,
резист
ором
R
13
уста
навливают
необходимую
температуру
инкубации для
конкретного
вида
птицы
.
В
авторском
экзем
пляре
температуру
можно
было
установить
в
ди
апазоне
от
37,8
до
40,2
О
С
.
Точность
под
-
держания температуры
составила
±
0,
1
О
С
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Простой тестер для прове
рки ПДУ
(
SFH
903
)
Е.Л. Яковлев
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 9, с.
26
Georg Schmulling, IR Tester// Elektor.
-
2011.
-
№
7/8.
-
S. 51
-
52.
При
воздействии
на
фототранзистор
свето
вых
IR
-
им
-
пульсов
пульта
дистанционного
упра
вления
на
базу
транзистора
Т
1
подаются
и
м
пульсы
с
амплитудой
2,3...3
В
независимо
от частоты
заполнения
импульсов
(35...40
кГц
).
Указанный
частотный
диапазон
определяется
номиналами
С
1,
R
2,
R
3.
Конденсатор
С
2
позволяет
сделать
вспышки свето
-
диода
D
1
значительно
более
длительными
,
чем
импульсы
м
одуляции
светового
сигнала
ди
станционного
управ
-
ления
системы
.
Такие
вспыш
ки
светодиода
уже
хорошо
заметны
глазом
.
Ток
потребления
схемы
в
ждущем
режи
ме
очень
мал
.
Это
позволяет
отказа
ться
от
использования
выключателя
питания устройства
.
Пр
инципиал
ьная схема прибора Ц437
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 9, с. 34





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Особенности
,
некоторые
неисправности и
модернизация
тестера
SUNWA
YX
-
360
TRN
-
A
И
.
Безверхний
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 9, с. 28
-
31
Наличие
в
приборе
свободного
места
и
9
-
вольто
-
вой
батарейки
В
2
подтолкнуло
к
ре
ализации
жела
-
ния
встроить
в
него
устройство
для проверки
пультов
дистанционного
управления
(
ПДУ
).
Схема
этого
устройства
показана
на
рис
.
2.
Его
основа
-
это
фотоприемник
,
снятый
с
неис
правной
платы
старенького
зарубежного
телеви
зора
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Приставки к мультиметру для измерения емкости конденсаторов
(К561ЛЕ5, К561ЛН2)
А. Алексенцев, Р. Проць
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 9, с. 35
-
36
Для
измерения
емкости
с
помощью
рассмо
тренных
в
статье
приставок
необходимо
,
чтобы
мультиметр
,
к
которому
они
подключаются
,
был исправным
или
в
нем
сохранился
в
рабочем
со
-
стоянии
хотя
бы
один
из
двух
диапазонов
измере
ния
постоянного
тока
«
200
мВ»
или
«
200
мкА»
.
Вторая
схема
,
показанная
на
рис
.
2,
отличается
от
первой
использованием
усилителя
мощно
-
сти
на
транзисторах
КТ
814
и
КТ
814.
Особенно
стью
этих
транзисторов
является
очень
малое
значение
напряжения
насыщения
между
коллек
тором
и
эмиттером
(
меньше
0,1
В
)
в
ключевом
режиме
работы
.
Поэтому
размах
напряжения
на коллекторах
транзисторов
от
пика
до
пика
пр
ак
-
тически
составляет
9
В
.
Форма
напряжения
,
по
даваемого
на
образцовые
резисторы
С
8
-
С
11,
от
-
личается
от
меандра
и
имеет
коэффициент заполнения
около
0,7.
Такая
форма
напряжения не
приводит
к
заметному
влиянию
на
точность измерений
.
Исключение
диапазона
измерения «
200
пф»
обусловлено
несколько
худшими
ча
стотными
свойствами
транзисторов
по
сравне
нию
со
схемой
К
561
ЛН
2,
несмотря
на
примене
ние
ускоряющих
конденсаторов
С
5
и
С
6
.
Эту схему
(
рис
.
1
)
так
же
,
как
и
первую
,
желательно питать
стабильным
напряжение
м
от
стабилиза
тора
9
В
(
см
.
DA
2
рис
.
1).
Порядок
измерения
емкости
одинаков
для
об
еих
приставок
.
После
подключения
к
приставке
мультиметра
,
а
к
зажимам
«Сх»
контролируемого конденсатора
выбирают
необходимый
диапазон
измерений
.
Если
ожидаемая
емкость
н
еизвестна даже
приблизительно
,
то
устанавливают
шкалу
«
2
мкФ»
и
включают
напряжение
питания
.
Потен
циометром
R
1
приставку
калибруют
:
устанавли
-
ва
ют
значение
«
200
»
на
экране
дисплея
мультиме
тра
.
После
этого
нажимают
кнопку
SA
2.
Пере
-
ключателем
диапазонов
выбирают
приемлемое
(
приближенное
)
значение
величины
емкости
на
индикаторе
мультиметра
.
Для
точного
отсчета величины
емкости
отпускают
кнопку
SA
2
и
повто
-
ряют
калибровку
приставки
уже
на
выбранном
ди
апазоне
измерений
,
а
затем
повторно
нажимают
SA
2,
и
на
д
исплее
появляется
точное
значение
ем
кости
проверяемого
конденсатора
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Две схемы простых генераторов шума
(
LM
2931
Z
-
5.0,
BC
548,
NE
5532)
И. Зайцев
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№
10
, с.
13
-
14
В
зарубежных
радиолюбительских
журналах
[1,
2]
были
приведены
две
просты
е
схемы
генера
торов
шума
.
В
качестве
шумового
генератора
в
од
ной
из
них
было
предложено
исполь
-
зовать
микро
схему
стабилизатора
напряжения
,
а
во
второй
-
p
-
n
-
переход
транзистора
.
На
рис
.
1
показана
схема
из
журнала
английских
радиолюбителей
[1].
В
ней
м
икросхема
IC
1
типа
LM
2931
Z
-
5.0
включена
по
типовой
схеме
стабили
за
-
тора
напряжения
.
Флюктуации
выходного
напря
жения
микросхемы
зависят
от
многих
факторов
,
в том
числе
от
емкости
конденсатора
фильтра
на
вы
ходе
.
Чем
больше
емкость
этого
конденсатора
,
тем
меньше
по
амплитуде
флюктуации
(
изменения
)
вы
ходного
напря
-
жения
.
Для
того
чтобы
радиолюби
тели
могли
поэкспе
-
риментировать
с
этой
схемой
,
ее
автор
предусмотрел
возможность
подключения к
конденсатору
С
2
«дополнительных»
конденсато
ров
фильтра
С
3
и
С
4.
При
этом
суммарная
емкость конденсатора
фильтра
стабилизатора
будет
равна
22, 44
или
66
мкФ
.
Напряжение
флюктуации
выходного
напряже
ния
микросхемы
стабилизатора
IC
1
через
конден
сатор
С
7
и
резистор
R
2
подается
на
базу
тран
зистора
Т
1.
На
транзисторах
Т
1
и
Т
2
собран усилитель
напряжения
.
Он
имеет
относительно большое
входное
сопротив
-
ление
и
относительно небольшое
выходное
.
Как
отмечает
автор
в
статье
[1],
схема
рис
. 1
работо
-
способна
как
генератор
шума
не
только
с микросхе
-
мой
стабилизатора
LM
2931
Z
-
5.0,
но
и
с другими
стабилизаторами
,
напри
-
мер
,
микросхе
мой
78
L
05.
В
схеме
рис
. 2
[2]
генератором
шума
является обратно
смещенный
р
-
n
-
переход транзистора
Т
1.
Извест
-
но
,
что
он
может
работать
в
режиме
об
ратимого
лавинного
пробоя
.
Ток
через
переход база
-
эмиттер
э
того
транзистора
ограничи
вается резис
-
тором
R
2 (100
кОм
)
на
безопасном
для
это
го
транзистора
уровне
.
Операционный
усилитель
IC
1
-
А
включен
как
неинвертирую
щий
усилитель
.
Его
коэффициент
уси
-
ления
в
широкой
полосе
частот
примерно
равен десяти
.
Лите
ратура
:
1. Petre Tzvetanov Petrov LM2931
-
5.0 is a Ran
dom Noise Generator too // Elektor.
-
2011
.
№
7/8.
-
P. 22
-
23.
2. Externi zdroj 48V// PE
-
AR.
-
2012.
-
№
2.
-
S. 35
-
37.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Терморегулятор с электронным термометром для павильона зимовки пчел
(
ATtiny
2313
,
DS
18
B
20
)
А.И. Лесовой
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 10, с.
25
-
28
Устройство
содержит
три
конструктивных
узла
:
•
блок
питания
;
•
терморегулятор
;
•
цифровой
термометр
.
Для
отображения
температуры
внутри
помеще
ния
зимовки
пчел
служит
цифровой
термометр
с
датч
иком
температуры
DS
18
B
20
фирмы
Dallas
Se
miconductor
.
Он
обеспечивает
измерение
темпе
-
ратуры
в
диапазоне
от
-
55
до
+125
О
С
с
погрешно
стью
±1
О
С
.
Период опроса датчика
-
1 с.
Файл
с
НЕХ
-
кодом
для
программиро
вания
Flash
-
памяти
микроконтроллера
DD
1
мо
ж
но
скачать
с
сайта
www
.
ra
-
publish
.
com
.
ua





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Прибор
-
приставка к мультиметру для контроля содержания углекислого газа
(
TGS
4161, САЗ140
KZ
)
Е.Л. Яковлев
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 10, с.
35
-
37
Принцип
работы
датчика
TGS
4161 (ф.
Figaro
)
основан
на
изме
-
нении
Э
ДС
встроенного
в
него
микроминиатюр
ного
гальванического
источника
напряжения
при колебаниях
содержания
углекислого
газа
в
окружа
ющей
среде
.
Для
повышения
эффективности
ра
боты
датчика
,
внутри
корпуса
установлен
также электрический
подогреватель
.
Если
уче
сть
,
что
все компоненты
датчика
размещены
на
стеклянной плас
-
тинке
размерами
1,5x1,5
мм
,
то
можно
догадаться
,
почему
стоимость
датчика
при
его
заказе весьма
высока
и
достигает
$50.
При
этом
об
ращено
внимание
на
тот
факт
,
что
при
таких
микро
-
скопических
р
азмерах
источника
ЭДС
датчика
его можно
нагружать
только
на
очень
высокоомный вход
операционного
усилителя
(
ОУ
).
Конечно
,
для этой
цели
непригодны
широко
распространенные быто
-
вые
ОУ
,
например
,
типа
LM
358
N
и
аналогич
ные
.
Их
входное
сопро
-
тивление
не
превы
шает
200
кОм
.
Более
рационально
использовать
ОУ
с
по
левыми
транзисторами
во
входных
каскадах
.
Весь
ма
недорогим
и
распространенным
таким
ОУ является
CA
3140
EZ
.
Его
входное
сопро
-
тивление доходит
до
нескольких
ГОм
(
гигаом
).
Второй
задачей
при
построении
быт
ового
из
мерителя
С
О
2
с
датчи
-
ком
TGS
4161
является
ли
неаризация
его
выходной
характеристики
.
Кстати
,
эта
проблема
характерна
и
для
датчиков
других фирм
.
Действительно
,
в
тексте
справочного
лист
ка
датчика
лишь
одним
кратким
предложением отмечено
,
что
его
выходная
характеристика
лога
рифмическая
.
Пользоваться
такой
шкалой
бытового
прибора
(
измерителя
концентрации
С
О
2
в
по
мещении
)
обывателю
крайне
неудобно
.
Значит
,
надо
линеаризовать
передаточную
характеристи
ку
прибора
.
Именно
на
эти
вышеуказанные
особенно
сти проектируемого
бытового
измерителя
концен
тра
-
ции
С
О
2
и
было
обращено
внимание
при
его построении
.
Диод
VD
1
совместно
с
резистором
R
3
линеари
зуют
выходную
характеристику
всей
схемы
изме
рителя
С
0
2
на
ОУ
DA
1.
В
качестве
VD
3
использо
ван
диод
Шотки
с
относительно
небольшим
пороговым
напряжением
(
порядка
0,3
В
).
При больших
напряжениях
(
примерно
с
0,4
В
)
диод
Шотки
резко
переходит
в
насыщение
.
Это
явление и
использовано
для
линеаризации
показаний
при
бора
для
измерения
процентного
содержания углекислог
о
газа
в
воздухе
.
Фактически
,
датчик
имеет
отклик
при
из
менении
парциального
давления
С
О
2
от
350
до
10000
ppm
.
По
санитарным
нормам
допускается
10%
содержание
С
О
2
в
воздухе
жилых
помещений
,
поэтому
для
бытовых
целей
достаточно
ограни
чить
диапазон
парциа
льного
давления
этого
газа в
воздухе
1000
ppm
.
Даже
с
двукратным
превыше
нием
С
О
2
в
контролируемом
воздухе
диапазон
из
-
менений
этого
газа
описанным
прибором
соста
вляет
350...2000
ppm
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
БП с вольтметром и амперметром из неработающих мультиметров М830
(
IC
L
7106
)
В. Голубничий
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 1
1
, с. 35
-
3
6
Блок
питания
(
БП
),
для
которого
понадоби
лись
встроенные
измерительные
приборы
(
вольт
метр
и
амперметр
),
был
собран
автором
несколь
ко
лет
назад
по
обычной
схеме
с
регулировкой выходного
напряже
-
ни
я
в
пределах
от
0
до
38
В
и защитой
.
Для
измерения
тока
и
напряжения
на
выходе БП
было
решено
использовать
давно
заброшен
ные
неисправные
мультиметры
М
830
В
.
Приборы
довольно
старые
с
микросхемой
АЦП типа
ICL
7106,
имеющей
40
выводов
,
номера
дета
лей
на
плат
е
видно
далеко
не
все
.
Замечу
,
что
в других
приборах
серии
8300 (
с
совершенно
иной нумерацией
деталей
)
может
быть
установлена
ми
кросхема
АЦП
с
количеством
выводов
42
или
44.
Все
детали
в
амперметре
и
вольтметре
исполь
зовались
от
самих
мультиметров
,
многи
е
из
кото
рых
остались
на
своих
местах
.
На
своих
местах остались
также
цепи
подключения
индикато
-
ров приборов
.
Вольтметр
рассчитан
на
измерение
напряже
ния
от
0
до
99,9
В
,
а
амперметр
-
на
измерение
то
ка
от
0,00
до
9,99
А
.
Индикатор уровня сигна
ла для начинающих
(
AN
6884
)
А. Коваленко
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 11, с. 18
Схема
классическая
,
она
приведена
в даташите
на
микросхему
AN
6884.
П
оказан
чертеж
печатной
платы
сте
реофонического
индикатора
на
двух
МС
типа
AN
6884.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
«Вечные «Кроны» для мул
ьтиметра
(
КТ315Б
)
А. Алексенцев, Р. Проць
,
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 11, с.
37
-
3
8
Авторы
статьи
разработали
две
схемы
,
в
которых
предлагают
заменить
батарейку
9
В
ис
точни
-
ком
питания
из
двух
последовательно
вклю
ченных
аккумуляторов
по
1,5
В
,
напряжение
ко
торых
с
помощ
ью
импульсного
преобразователя преобразуется
в
9
В
.
Благодаря
небольшому
по
требле
-
нию
в
таком
преобразователе
можно
ис
пользовать
вместо
новых
даже
отслужившие
свой срок
аккумуляторы
от
фотоаппаратов
или
другой бытовой
техники
.
Измерения
показали
,
что
мул
ьтиметр
DT
830
B
уверенно
работает
при
напряжении
питания
от
7,5
до
9
В
при
токе
потребления
5...7
мА
.
Поэтому
в
ка
честве
импульсного
преобразователя
использован блокинг
-
генератор
,
обладающий
высоким
КПД
.
Приемник
-
детектор ВЧ излучений
(
КР140УД1208,
1Д507
)
В. Мельничук
,
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 1
2
, с.
17
У
радиолюбителей
,
и
не
только
у
них
,
иногда
возникает
необходимость
проверки
наличия
в
по
-
мещении
передающих
ВЧ
устройств
и
обнаруже
-
ния
их
местоположения
.
В
этом
может
помочь
про
-
стейший
приемник
-
детектор
ВЧ
излу
чений
,
схема
и
описание
которого
приведены
в
этой
статье
.
Изготовленный
ВЧ детектор
реагирует
на работающий
мобиль
ный
телефон
с
двух
ме
тров
в
режиме
разгово
ра
и
с
четырех
метров
в режиме
набора
номе
ра
,
а
на
переносную УКВ
ЧМ
радиостанцию
(145
МГц
, 1
Вт
)
с
рас
стояния
5...7
метров
.
Ток
потребления
от
ба
тареи
в
режиме
ожида
ния
14
мА
,
а
в
режиме индикации
20
мА
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Устройство контроля трех аккумуляторов
(
PIC
16
F
877
A
,
ACS
754
)
А. Корабельников
,
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 12, с. 26
-
27
Это
устройство
было
разработано
для
ис
пользо
вания
на
катере
,
электрооборудование которого
имеет
три
аккумуля
-
торные
батареи
по
12
В
.
Устройство
контролирует
напряжение
на каждом
из
этих
аккумуляторов
,
а
также
их
токи разряда
и
заряда
во
время
подзарядки
от
ЗУ
и
вы
водит
эти
показания
на
жидкокристалл
ический индикатор
(
ЖКИ
),
а
также
выдает
звуковой
сигнал при
разряде
какого
-
либо
аккумулятора
ниже
до
пустимого
значения
.
Основными
элементами
устройства
являются микроконт
-
роллер
(
МК
)
типа
PIC
16
F
877
A
в
корпу
се
DIP
-
40,
двухстрочный
ЖКИ
АС
1
62
DGI
LY
75
H
-
A
и три
датчика
тока
на
эффекте
Холла
ACS
754.
После
заставки
,
в
первой
стро
ке
индицируются
напря
-
жения
на
всех
аккумулято
рах
,
а
во
второй
в
течение
15
с
-
токи
заряда
или разряда
аккумуляторов
(
фото
1).
Знак«
+
»
означа
ет
,
что
происходит
зарядка
ак
кумулятора
,
а
знак «
-
»
означает
,
что
он
разряжается
.
Затем
вторая строка
на
5
с
заменяется
уровнями
остаточного заряда
аккумуляторов
в
процентах
(
фото
2).
При
снижении
уровня
заряда
хотя
бы
одного
ак
кумулятора
до
20%,
на
2
с
,
через
каждую
минуту включается
зуммер
.
При
этом
во
время
звуково
го
сигнала
,
в
первой
строке
на
индикаторе
появля
ется
надпись
«РАЗРЯД
А
1,
А
2, A3
»
(
фото
3).
Если уровень
остаточного
заряда
снизился
ниже
5%,
то
звуковой
сигнал
и
данная
надпись
появляются
уже каждые
15
с
.
Если
хотя
бы
один
аккумулятор
раз
рядится
полностью
(
т
.
е
.
до
10,7
В
и
ниже
),
то
сиг
н
ал
и
надпись
будут
включаться
на
2
с
с
интерва
лом
(
паузой
)
в
2
с
.
Файл
с
НЕХ
-
кодом
для
программиро
вания
Flash
-
памяти
микроконтроллера
мо
ж
но
скачать
с
сайта
www
.
ra
-
publish
.
com
.
ua





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Принципиальная схема цифрового мультиметра MASTECH MY65
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 12, с.
31





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Сигнализатор предельных уровней воды
(
CD
4011)
Подготовил
Евгений Яковлев
,
Электрик
, 201
2
, №
9
, с.
7
0
-
71
Устройство
по
схеме
[1]
позволяет
контролировать запол
-
не
ние
ванны
,
водяного
бака
и
л
и
бас
сейна
,
или
преду
предить
,
когда
эти
емкости
переполн
яются
.
В
качестве
дат
чиков
используются
две
метал
лических
пластины
(
е
+
и
е
-
).
Пластина
е
+
размещается
на
уровне
максимального
запол
нения
емкости
(
бак
,
бассейн
и
т
.
д
.)
водой
.
Пластина
е
-
уста
навли
-
вается
на
уровне
мини
маль
ного
наполнения
емкости
во
до
й
,
например
,
вблизи
дна
такого
резервуара
.
Если
уровень воды
в
резервуаре
не
достиг
максимального
,
то
сопротивле
ние
промежутка
между
пластинами
(
е
+
и
е
-
)
максимально
.
Как
только
контролируемый
резервуар
заполнится
водой
,
ука
занное
сопротивление
уменьшает
ся
.
Электронная
схема
«от
слеживает
"
изменение
этого
сопротивления
.
Автор
публи
-
ка
ции
[2]
отме
-
чал
,
что
исполь
-
зовал
свое
ус
-
тройство
в
тече
-
ние
десяти
л
ет
в
дренажном
баке
подвала для
обна
-
ружения
и
откач
-
ки
грунтовой
воды
.
Электроды
EL
1
...
EL
3
были
из
готовлены
из
медного
прово
да
без
изоляции
с
поперечным
сече
-
нием
от
1,5
мм
до
2
мм
.
Электрод
EL
1
действует
как
«земля»
(
общий
).
Измерительные
электроды
EL
1...
EL
3
в
процессе
эксплу
атации
системы
претерпевают
окисление
как
от
соприкосновения
с
воздухом
(
EL
2,
EL
3),
так
и
от
электролиза
(
EL
1,
EL
2),
поэтому
автор
[2]
рекомендует
заменять
их
ежегодно
.
Литература
1. Andre Thiriot, Water Level Detector // Elektor.
-
2011.
-
N№7/8.
-
p.79
-
80.
2. Guntram Liebsch, Pump Controller with Liquid Level Detector // Ekektor.
-
2011.
-
N№7/8.
-
p.20
-
21.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Измеритель сопротивления кожного покрова
для контроля состояния здоровья
человека
Андрей
Кашкаров
,
г
.
Санкт
-
Петербург
,
Электрик
, 201
2
, №
10
, с.
70
-
71
Хорошо излагает, собака. Учитесь.
И. Ильф и Е. Петров, «
Двенадцать стульев
»
Электрическое
сопротивление
между
руками
конкретно
го
человека
может
изменяться
от
100
Ом
до
сотен
кОм
и даже
МОм
.
Такие
данные
получены
статистическими
и
ме
дицинскими
исследованиями
и
объясняются
строением
тепа
,
состоянием
психики
,
образом
жизни
,
по
л
овыми
отличиями
и другими
составляющими
.
Именно
поэтому
довольно
распро
-
странены
примеры
(
которым
вовсе
не
следует
подражать
),
когда
опытный
электрик
проверяет
наличие
напряжения
в сети
переменного
тока
(
ищет
фазу
)
по
очередно
прикасаясь своей
рукой
к
токопроводящим
гнездам
и
разъемам
.
При сопротив
-
лении
организма
в
несколько
МОм
электрику
прак
-
тически
не
грозит
ничего
,
так
как
ток
,
протекающий
через него
,
будет
очень
небольшим
,
и
электрик
будет
чувствовать только
легкое
покалывание
в
руках
.
А
вот
для
человека
с меньшим
сопротивлением
организма
такие
«эксперименты
»
могут
закончиться
трагически
.
Наука
успешно
доказала
,
что
при
изменении
в
психофи
зическом
состоянии
человека
,
при
недо
-
могании
,
в
состоянии алкогольного
и
нар
коти
ческого
опьянения
и
в
период
пост
алкого
л
ьного
синдрома
электрическое
сопротивление
орга
низма
существенно
снижается
,
даже
у
очень
сильных
и
здо
ровых
людей
,
какими
являются
по
своей
природе
професси
-
ональные
электрики
.
Необходимо
отметить
,
что
сопрот
ивле
ние
организма
человека
различным
образом
влияет
на
его способность
противостоять
переменному
или
постоянному
то
ку
.
Кроме
того
,
сильное
влияние
оказывает
на
ситуацию
ве
личина
напряжения
,
воздействующего
на
организм
.
Предлагаемый
простой
прибор
позвол
ит
контролировать изменения
сопротивления
организма
при
различных
воздей
ствиях
на
человека
и
соответственно
его
состояние
.
Некоторые
исследователи
утверждают
даже
то
,
что
со
противление
тепа
человека
меняется
в
незначительных
пре
делах
и
при
потоотделении
,
а
также
при
эмоциональном волнении
,
диском
-
форте
,
при
вынужденной
лжи
,
что
исполь
зуется
в
«детекторах
лжи»
.
Для
«детектора
лжи»
предлагае
мое
устройство
нужно
незначительно
доработать
.
Подробнее в рубрике
«Под радиоклюквой»





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Сенсорное
устройство си
гнализации
для
входной
двери
Евгений
Яковлев
,
Электрик
, 201
2
, №
10
, с.
66
-
67
Статья
под
таким
назва
-
нием
была
опубликована
в
журнале
«Электрик»
[1]
.
Анализ
схемы
рис
. 1
вскрыл
ряд
вопросов
по
ней
.
Автор
в [1]
писал
,
что
«Сенсор
Е
1
ко
рот
ким
неэкраниро
ванным
проводником
с
общей
дли
-
ной
до
25
см
подключается
в
любую
точку
ме
таллической
двери»
.
Если
учесть
,
что
схе
ма
сенсорного
устрой
ства
сигнализации имеет
бес
-
транс
фор
маторное
питание
,
то единственной
развяз
кой
сенсора
Е
1,
а
те
перь
и
металлической
входной
двери
,
с
се
тью
220
В
является резистор
R
1.
С
цепью повышения
безопас
ности
эксплуатации устройства
было
бы
целесообразным использовать
для
его
питания
хими
ческий
источник
тока
,
трансформатор
ный
источник
питания
или
,
как
мини
-
мум
,
вместо
одного
резистора
R
1 (2
МОм
)
применить
два
последователь
но
соединенных
резистора
номиналом
,
например
,
по
1
МОм
.
Транзистор
VT
1
в
[1]
-
полевой
с изолированным
затвором
и
имеет
очень большое
входное
сопротивление
.
С
це
пью
зашиты
от
выхода
из
строя
тако
го
транзи
стора
при
перенапряжениях по
входу
целесообразно
параллельно резистору
R
2
схемы
включить
стаби
литрон
,
например
,
КС
168
А
.
Стабилитрон
включается
своим
катодом
к
затвору
транзистора
VT
1.
По
схеме
транзистор
VT
1
включен
как
истоковый
повто
ритель
.
Он
отпирает
ся
,
если
потенциал
затвора
КП
501
Б
пре
вышает
потенциал
истока
,
примерно
,
на
2
В
.
Для
управле
ния
КМОП
микросхемой
DD
1 (
К
561
ТМ
2)
по
входу
синхрони
зации
«С»
(
вывод
3)
необходимо
чтобы
потенциал
этого
входа
превысил
величину
0,5
U
пит
,
т
.
е
.
был
больше
4,5
В
.
Эти факты
наталкивают
на
мысль
возможности
срабатывания
триггера
DD
1,
а
,
значит
,
и
всего
устройства
,
только
при
ка
сании
сенсора
Е
1
«оголенной
рукой»
.
Еспи
рука
будет
в перчатке
,
то
сенсор
на
ее
прикосновение
не
среагирует
.
Включение
микросхемы
DD
1
по
схе
ме
счетного
триггера в
данном
случае
тоже
не
оправдано
.
Действительно
,
кто
зна
ет
сколько
раз
прикоснутся
к
сенсору
Е
1
«посетители
»
квар
тиры
-
четное
или
нечетное
количество
раз
?
А
,
ведь
от
это
го
будет
зависеть
,
в
каком
состоянии
останется
пампа
нака
лив
ания
EL
1.
Ситуация
с
ее
индикацией
будет
неоднозначна
.
Подача
отпирающего
потенциала
+9
В
на
управляющий
эле
ктрод
тиристора
VS
1
происходит
в
устройстве
при
насыщении транзистора
VT
2.
Однако
,
токоограничительный
резистор
в этой
цепи
почему
-
то
автором
не
пр
едусмотрен
.
Его
можно включить
,
например
,
между
эмиттером
транзис
-
тора
VT
2
и выводом
управляющего
электрода
тиристора
VS
1.
Номинал
та
кого
резистора
не
критичен
и
может
быть
68...120
Ом
.
Пульсации
яркости
свечения
пампы
накаливания
EL
1
визуально
вопреки
з
аявлению
автора
в
статье
[1],
естествен
но
,
не
могут
быть
заметны
,
поскольку
частота
пульсаций
в схеме
мостового
двухполупериодного
выпрямителя
VD
2...
VD
5
равна
100
Гц
.
Следует
оговориться
,
что
применение
сенсора
для
уст
ройств
охраны
и
сигнализации
весьма
заманчиво
,
но
на
прак
тике
трудно
реализуемо
.
Действительно
,
срабатывание
сен
сора
возможно
в
данной
и
аналогичных
схемах
только
при касании
сенсора
«обнаженной
»
-
рукой
.
А
,
если
«взломщик
ра
ботает»
в
перчатках
или
бабушка
открывает
дверь
в
холод
ную
погод
у
,
предвари
-
тельно
не
сняв
рукавички
?
Самое
про
стое
и
надежное
решение
-
использовать
псевдосенсор
.
Для
этого
достаточно
разместить
на
косяке
двери
в
квартире
кон
цевой
выключатель
или
магнито
-
управ
пяемый
геркон
.
Литература
1. Андрей Кашкаров, Сенсорное устройство сигнализации
для входной двери //
Электрик.
-
2012.
-
№7
-
8.
-
С.50
-
51.
2. Кашкаров А.П., Новаторские решения в электронике //
М.
-
НТ Пресс.
-
2006.
-
С.85
-
88.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Использовани
е оптических сенсоров, работающих на отражение
(
ОРВ704
)
Владимир
Рентюк
,
Электрик
, 201
2
, №
1
0
, с.
50
-
53
Автору
необходимо
было
решить
проблему
обнаружения на
открытой
поверхности
пласти
-
ковых
карт
в
условиях
внеш
них
световых
помех
.
Для
этой
цепи
бы
л
и
использованы
сен
соры
типа
ОРВ
704,
которые
надежно
обнаруживают
пред
мет
на
расстоянии
не
бо
л
ее
3,81
мм
при
токе
встроенного в
них
излучающего
диода
40
мА
.
Для
решения
проблемы
ис
пользовалась
схема
управления
собственной
разработки
.
Ее
функциональная
схем
а
показана
на
рис
.
1
(
для
удобства
представлен
один
кана
л
).
Рис
. 1
Рис
. 2





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Один
из
вариантов
практической
реали
зации
функциональной
схемы
(
рис
. 1)
для
трех
кана
-
лов
уп
равления
показан
на
рис
. 2.
Предлагаемое
устройство
позволяет
обслуживать
одно
в
ре
-
менно
и
независимо
N
сенсоров
,
не
требует
высокоточ
ных
опорных
генераторов
и
программной
обработки
сигна
лов
,
а
конструктивное
исполнение
механики
и
принятия
мер по
затемнению
занимает
очень
мало
места
на
печатной
пла
те
.
Тем
не
менее
,
устройство
обесп
ечивает
100 %
вероят
ность
обнаружения
,
и
не
имело
ни
одного
сбоя
за
все
вре
мя
его
использования
в
серийных
изделиях
.
Предложенный алгоритм
работы
может
быть
заложен
программно
в
микро
процес
-
сорную
систему
управления
.
Емкостной
датчик
приближения
(
LM
5
67
)
Вячеслав
Тушнов
,
Электрик
, 201
2
, №
1
0
, с.
54
-
55
Предлагается
относительно
чувствительный
датчик
,
вы
полненный
на
широко
распространенной
микросхеме
фазового демодулятора
LM
567.
Эта
ИМС
имеет
систему
внутренней
автоподстройки
часто
ты
генератора
,
чт
о
повышает
стабильность
и
помехо
-
устой
чивость
системы
,
а
использование
всего
одного
генератора упрощает
схемотехническое
решение
,
к
тому
же
в
схеме
от
сутствуют
намоточ
-
ные
элементы
(
индуктивности
),
что
допол
нительно
способствует
его
хорошей
повторяемост
и
.
Чувст
вительность
датчика
на
приближение
человека
при
метровой длине
антенны
-
не
менее
полуметра
.
В
качестве
антенны
А
1
может
использоваться отрезок
одножильного
изолированного
провода
сечением до
0,5
мм
2
и
длинной
0,3
-
1,5
метра
.
Короткая
антенна
об
ес
печивает
лучшую
избира
-
тельность
при
несколько
меньшей чувствительности
.
Необходимо
иметь
ввиду
,
что
значение
не
-
обходимого
номинала
конденсатора
С
1
зависит
от
емкости подключенной
антенны
,
а
значит
,
и
от
её
длинны
.
При
указанной
емкости
С
1,
длинна
анте
нны
должна
быть
около
ме
тра
.
В
случае
использования
антенны
длиной
0,3
м
емкость этого
конденсатора
следует
уменьшить
до
30
pF
.
Настраивать
датчик
необходимо
,
предварительно
устано
вив
плату
и
антенну
в
том
месте
,
где
предполагается
экс
плуатация
датчика
.
При
этом
следует
учитывать
,
что
на
по
рог
срабатывания
схемы
влияет
взаимное
расположение
зем
ляного
провода
и
антенны
,
чем
ближе
к
антенне
он
распо
ложен
,
тем
раньше
произойдет
срабатывание
.
Данная
схема
работает
по
принципу
балансировки
и
ее можно
настр
оить
как
на
нормально
выключенное
состоя
ние
,
так
и
на
нормально
включенное
.
При
оптимальной настройке
включение
датчика
должно
происходить
при
при
ближении
к
антенне
длинной
1
метр
на
расстояние
0,5
ме
-
тра
,
а
отключение
-
около
0,6
метра
.
При
укорочении
а
н
тенны
до
0,3
метров
эти
расстояния
уменьшатся
пример
но
на
треть
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Модернизация
стрелочных омметров
Алексей
Зызюк
,
Электрик
, 201
2
, №
1
1
, с.
59
-
61
В
ряде
ситуаций
цифровые
омметры
(
мультиметры
)
не
могут
заменить
стрелочных приборов
.
Однако
и
у
них
имеют
ся
свои
недостатки
и
недоработки
,
об
устранении
которых
,
на
примере
омметра
М
410701,
и
идет
речь
в
данной
статье
.
Модернизацию
проводили
по
схем
е
на
рис
.
1.
В
конструкцию
установили
двух
секционный
пе
ре
клю
чатель
SA
1
и
три
дополнительных
подстроенных
ре
зи
стора
R
12,
R
13
и
R
14.
Все
обозна
-
чения
элементов
сохра
нили
свои
позиционные
обозначения
.
Вновь
введенные
эле
менты
продол
-
жают
нумерацию
схемы
прибора
.
Дополни
тельная
секция
переключателя
SA
1.1
избавила
навсегда
от проблемы
ш
текеров
и
гнезд
.
Предпочтени
е
отдали
переклю
чателю
клавишного
типа
.
Он
удобнее
при
работе
,
чем
галетные
переключатели
.
У
последних
есть
серьезный
недостаток
:
галетник
имеет
десятки
позиций
.
Чтобы
уста
новить
нужную
позицию
требуется
пройти
мно
го
промежуточных
.
При
этом
быстро
изнаш
иваются контакты такого галетника
-
это одна из первых
причин отказа оснащенных таким переключателем мультиметров.
Вторая секции переключателя
SA
1.2 позволила устранить проблему обязательной пере
-
стройки нуля при любом переключении диапазонов. Теперь кажды
й поддиапазон имеет свой
отдельный подстроечный резистор. И постоянные подстройки «нуля» уже не нужны.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Автоматы лестничного
освещения
Александр
Одинец
,
Электрик
, 201
2
, №
1
2
, с.
60
-
63
Применение
в
автомате
лестничного
освещения
тиристорного
регулятор
а
яркости
с
фазоимпульсным
управлением позволяет
ограничить
максимальное
напряжение
в
вечерние
часы
,
когда
оно
возрастает
по
причине
уменьшения
числа потребителей
.
Такой
автомат
можно
дополнить
акустическим датчиком
и
функцией
таймера
,
что
позволит
при
поя
влении
звукового
сигнала
включать
лампу
накаливания
с
максималь
ной
яркостью
на
время
от
5
с
до
2
мин
.
Первый
вариант
автомата
(
рис
. 1
пред
ставляет
собой
«трёхполюс
-
ник»
,
т
.
е
.
имеющий три
выходных
кон
такта
.
Он
оснащен
акустическим
датчиком
(
микрофоном
)
,
и при
звуке
шагов
,
хлопке
закрываемой
двери
и
других
доста
точно
громких
звуках
автоматически
включает
свет
на
лест
ничной
площадке
,
в
арке
или
где
-
нибудь
в
подсобном
поме
щении
.
После
прекращения
звуков
производится
вы
держка
вре
-
ме
ни
(
от
5
с
до
2
мин
)
,
после
чего
освещение выключается
.
Автомат
обладает
высокой
чувствитель
ностью
,
питается
непосредственно
от
осветительной
сети
.
Второй
вариант
автомата
-
«двухполюс
-
ник»
,
что
позво
ляет
включать
его
последо
-
вательно
с
лампой
накаливания без
необходимости
прокладки
дополнительных
проводов
.
Стан
дартную
сетевую
разветви
-
тельную
коробку
промышленного
произ
-
водства
,
в
которую
устанавливается
каждый
из
автома
тов
,
можно
установить
в
любом
удобном
месте
,
обеспечив хорошую
вентиляцию
коммутирующим
элементам
в
це
лях
по
жарной
безопасности
.
Автомат
обеспечивает
ступен
чатое
снижение
яркости
лампы
накаливания
по
прошествии
половины
выдержки
времени
,
а
после полного
завершения
отсчёта
всего
временного
ин
тервала
переходит
в
режим
пониженного
энерго
потребления
с
мини
-
мальной
яркостью
л
ампы
.
Дли
тель
ность
выдержки
может
составлять
от
1
до
18
ч
.
Соответственно
полупериод
отсчёта
состав
-
ляет от
30
мин
до
9
ч
.
По
прошествии
полупериода
от
счёта
яркость
лампы
снижается
вдвое
,
к
примеру
,
до
50%
от
максимальной
,
что
исключа
ет
превы
шение
на
ней
максимально
допустимого
напряже
-
ния
в
вечерние
часы
,
когда
число
потребителей сокращается
,
и
напряжение
в
сети
возрастает
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
НЧ
/
ВЧ
частотомер
(
PIC
16
F
84
-
10, 193
ИЕ
2
)
Горчук
Н
.
В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
7
, с.
13
Схема
состоит
из
частотомерного
узла
на микроконтроллере
D
2
и
входного
делителя частоты
на
10.
Диапазон
измеряемых
частот выбирается
переключателем
S
1.
В
его
п
ока
занном
на
схеме
положении
сигнал
,
частоту которого
нужно
измерить
,
поступает
на
порт
RA
4
контроллера
мимо
высокочастотного делителя
на
D
1.
В
этом
положении
возмож
но
измерение
частоты
до
50000000
Гц
(50
МГц
).
При
этом
показания
ЖК
-
дисплея
чита
ются
как
есть
.
В
противоположном
положе
нии
S
1 (
«х
10
»
)
сигнал
,
частоту
которого нужно
измерить
предварительно
проходит через
делитель
на
10
на
высокочастотном счетчике
D
1.
В
таком
положении
можно измерять
частоту
до
500000000
Гц
(500
МГц
),
а
показания
дисплея
умно
жать
на
10.
Контроллер
работает
с
внешним
кварце
вым
резонатором
на
10
МГц
.
Для
индикации
нужен
десятиразрядный однострочный
стандартный
ЖК
-
дисплей
(
с контроллерной
платой
).
Можно
двухстрочный
(
одна
строка
не
будет
работать
).
Подстроечным
резистором
R
4
рег
улируется контрастность
индикации
.
Источник
питания
-
постоянное
стабильное напряжение
5
V
.
Если
планируется
использо
вать
прибор
в
портативном
варианте
с
пита
нием
от
батарей
,
имеет
смысл
S
1
сделать
3
-
секционным
,
чтобы
3
-
й
секцией
отключать питание
от
D
1
при
работе
на
пределе
50
МГц
,
так
как
микросхема
193
ИЕ
2
потребляет
значительный
ток
.
Файлы
для
прошивки
микроконтроллера можно
скачать
здесь
:
http
://
radiocon
.
nethouse
.
ru
/
page
/75782
Ежемесячный научно
-
технический журнал
«Радиоконструктор»
издается
как
в бумажном, так и в электронном вид
е
Электронная версия:
http://radiocon.nethouse.ru/page/75779





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Миниатюрное
фотореле
(
L
-
32P3C
)
Бутов
А
.
Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
7
, с.
16
-
18
Если
у
вас
имее
тся
ненужный
пластмас
совый
корпус
небольших
размеров
,
напри
мер
,
от
сломанного
сетевого
адаптера
,
то
в него
можно
поместить
несложное
фотореле
,
питающееся
от
напряжения
сети
220
В переменного
тока
,
способное
управлять нагрузкой
мощностью
до
300
Вт
,
наприм
ер
,
лампами
накаливания
.
Такое
фотореле можно
использовать
,
например
,
для
автома
-
тического
выключения
ночника
в
детской комнате
с
наступлением
рассвета
,
для
управ
ления
освещением
в
подсобных
помещениях
,
в
фермерских
помещениях
для
животных
,
а также
,
для
а
втоматического
включения
,
выключения
дежурного
освещения
в подъездах
.
Будильник
«Рассвет»
(
К
561
ЛА
7
)
Даниленко А
.
В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
7
, с.
20
-
22
Такое
поэтическое
название
данному электронному
устройству
присвоено
не
с эстетическими
целями
,
а
по
причине способа
его
работы
,
когда
включение звукового
сигнала
происходит
не
в
строго установленное
время
,
а
именно
на
рас
свете
,
-
когда
утром
солнечные
лучи
попа
дают
на
оптический
датчик
.
Плюс
дополнение
,
-
чтобы
не
проспать рассвет
кнопку
сброса
нужно
удерживать нажатой
некоторое
значительное
время
,
около
15
секунд
.
За
это
время
можно успеть
окончательно
проснуться
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Универсальный
термостат
(
ATtiny2313
,
DC
18
B
20
)
Горчук
Н
.
В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
7
, с.
34
-
35
Фактическая
темпера
тура
и
за
данная
индицируются
на
трех
разрядном
светодиодном
инди
-
каторе
.
Датчик
температуры
-
интегральный
,
прецизионный
на
специализированной микросхеме
DC
18
B
20.
Есть
два
режима управления
нагрузкой
,
-
управление нагревателем
,
когда
нагрузка
включается при
понижен
ной
температуре
,
и
управ
ление
вентилятором
,
когда
нагрузка
вклю
-
чается
при
повышенной
температуре
.
Выбор
режима
управления
нагрузкой
-
механическим
переключателем
.
В
режиме термостата
поддерживаемую
темпера
туру
можно
установить
в
пределах
от
0,0
до
99,9
°
С
(
только
положительную
).
В
состоянии
покоя
термостат
работает как
электронный
термометр
.
Он
может показывать
температуру
от
-
99
°С
до
+99,9
°С
.
При
этом
в
диапазоне
от
-
9,9
°С до
+99,9
°С
индикация
идет
с
точностью
до
0,1
°С
,
а
при
температуре
ниже
-
9,9
°
С точность
индикации
1
°С
.
В
режиме
термостата
есть
четыре
органа управления
.
Переключатель
S
4
служит для
выбора
режима
управления
,
-
нагре
вателем
или
вентилятором
.
Кнопка
S3
служит
для
перехода
в
режим индикации
термостата
.
При
её
нажатии
на дисплее
появляется
информация
о заданной
температуре
для
термостата
.
Чтобы
задать
температуру
,
которую
нужно поддерживать
,
нужно
оставаясь
в
этом режме
,
то
есть
,
удерживая
S3
нажатой
,
кнопками
S
1 (+)
и
S
2 (
-
)
выставить необходимую
температуру
.
Чтобы
это значение
з
апомнить
нужно
вместе
нажать кнопки
S
1
и
S
2,
уже
не
удерживая
S3.
Затем
проверить
правильность
установки запоминания
можно
снова
нажав
S3,
-
на дисплее
будет
значение
заданной
темпе
-
ратуры
.
Файлы
для
прошивки
микроконтроллера можно
скачать
здесь
:
http
://
radiocon
.
nethouse
.
ru
/
page
/75782





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Автомат
управления дворовым
освещением
(
ФД320,
CD
4040
, К561ЛЕ5
)
Горчук
Н
.
В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
8
, с.
13
-
16
Автомат
предназначен
для
управления освещением
двора
или
подъезда
включая свет
ночью
,
и
выключая
его
днем
.
В
отли
чие
от
большинства
подобных
конструк
ций
эта
имеет
преимущество
,
выражаю
щееся
в
защите
от
ложных
срабатываний при
колебаниях
освещенности
вблизи
порогового
значения
при
переходе
от «ночи»
к
«дню»
и
обратно
.
Как
видно
по
рисунку
2
схема
ст
ала проще
.
На
одну
микросхему
меньше
,
нет кварцевого
резонатора
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Возможен
и
третий
вариант
схемы
с использованием
куда
более
доступных счетчиков
CD
4020
или
CD
4040,
в
которых нет
встроенного
генератора
(
рис
.
3).
ИК
-
датчик
на
отражение
луча
(
К
561
Л
А
7, АЛ
164,
SFH
506
)
Галышев А.Н
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
8
, с.
13
-
16
Описывается очень
несложный
,
но
эффективный
датчик на
отражение
луча
от
находящегося
перед
ним
объекта
.
Используется
модулированный
ИК
-
канал
.
Частота
модуляции
зависит
от
типа
фото
приемника
,
именно
здесь
она
равна
36
кГц
.
Датчик
состоит
из
логического
узла
и выносной
головки
,
состоящей
из
ИК
-
светодиода
и
ИК
-
фотоприемника
.
Дальность
(
максимальное
расстояние
от головки
датчика
до
отражающей
поверх
ности
)
зависит
от
тока
через
ИК
-
свето
диод
.
Этот
ток
при
настройке
можно изменять
пятью
ступенями
,
переставляя перемычку
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Индикатор напряжения в автомобильной бортсети
(
LM
393
)
Коркин В.П
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
8
, с.
35
Считается
что
напряжение
в
бортсети
автомо
биля
с
12
-
вольтовой
б
атареей
должно
быть
11.7
-
14
V
и
не
выходить
за
эти
пределы
.
При
снижении
напряжения
ниже
11,7
V
начинается
быстрый
разряд
батареи
.
При
повышении
напряжения
выше
14
V
начи
нается
пере
-
зарядка
батареи
,
и
может даже
вскипеть
электролит
.
Схема
состоит
из
двух
к
омпараторов
и трех
свето
-
диодов
.
Нормальное
напряже
ние
индицирует
зеленый
,
пониженное
-
желтый
,
повышенное
-
красный
.
Светодиодный
индикатор уровня
сигнала
на
KIA
6966
S
Бутов А.Л.
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
9
, с.
14
-
16
Функциональный
сост
ав
микросхемы
KIA
6966
S
показан
на
рис
. 2.
Выходы
микросхемы
работают
в
режиме генератора
тока
.
Максимальный
ток
,
который может
протекать
через
любой
из
подклю
ченных
к
микросхеме
сеетодиодов
при отсутствии
токоограничительных
резисторов
будет
около
8
мА
.
П
остоянно
светящиеся светодиоды
HL
11,
HL
12
обозначают
начало
шка
л
ы
линейки
светодиодов
HL
1
-
HL
5,
HL
6
-
HL
10.
Вместо
микросхемы
KIA
6966
S
можно
установить
любую
из табл
.
1.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Лабораторный низкочастотный
генератор
(
BC
549,
BC
559,
CD
4584
)
Антипов
А.П
.
,
Ради
оконструктор, 201
2
, №
9
, с.
16
-
18
Амплитуду
выходного
синусоидального напряжения
ЗЧ
можно
регулировать
в широких
пределах
ступенчато
и
плавно
.
Размах
прямоугольного
сигнала
можно установить
на
уровне
12
V
или
любой
в пределах
от
3
до
15
V
.
Генератор
выра
батывает
сигналы
в четырех
частотных
диапазонах
:
«
15
»
15...160
Гц
«
150
»
150...1600
Гц
«
1
к
5
»
1500...16000
Гц
«
15
к»
15000...160000
Гц
.
Максимальный
выходной
уровень
(
поло
жение
1/1 S3)
синусоидального
напряже
ния
(
RMS
)
3,1
V
.
Соответственно
в
др
угих положениях
S3
максимальный
выходной сигнал
(
RMS
)
составляет
310
mV
, 31
mV
и
3,1
mV
.
Размах
сигнала
на
прямоугольном выходе
(
square
)
в
положении
S
4,
указан
ном
на
схеме
, 11,7
V
.
Питается
генератор
двуполярным
напря
жением
±
12
V
.
Ежемесячный научно
-
технический журнал
«Радиоконструктор»
издается
как
в бумажном, так и в электронном вид
е
Электронная версия:
http://radiocon.nethouse.ru/page/75779





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Компактный
автомат «д
ень
/
ночь»
(
К561ЛЕ10
,
КП707
)
Снегирев
И
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
9
, с.
28
-
30
Главным преимуществом этого
автомата
перед
аналогичными
является использование
разных
датчиков
для
вклю
чения
и
выключения
лампы
освещения
,
что
позволяет
установить
раздел
ьно
поро
ги
включения
и
выключения
лампы
,
а
также
анализировать
освещенность
с
разных точек
для
включения
и
выключения
F
1
и
F
2
-
это
датчики
света
.
Они
сделаны
из фотоприемников
-
датчиков
от
«шари
ковой»
компьютерной
мыши
.
При
увели
чении
освещения
сопрот
ивление
датчиков уменьшаются
Датчик
F
1
управляет выключением
света
(
при
условии
,
что
S3
находится
в
показанном
на
схеме
поло
-
жении
),
F
2
-
включением
.
Чувствитель
ность
устанавливается
переменными резисторами
R
1
и
R
2
раздельно
для каждого
из
датчиков.
Вык
лючатель
для настольной
лампы
(
HL
536
AA
,
L
-
3014
LRD
-
B
,
CD
4040
)
Максимов
А.Н
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
9
, с.
32
-
33
Этот
автомат
выключит
лампу
через
17
-
20
минут
после
того
как
за
столом
никого не
останется
.
Есть
датчик
на
ИК
-
лучах
,
работающий
на
отраж
ение
.
Он
направлен в
сторону
места
где
вы
сидите
.


РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Термостабилизатор повышенной
точности
(
LM
35,
TLC
271,
К
561
ЛА
7,
МОС
3083
)
Каравкин
В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
9
, с.
34
-
36
Термостабилизатор
предназначен
для управления
нагревателем
с
целью
под
держа
ния
темпе
-
ратуры
в
пределах
от нуля
до
100
°С
.
Особенность
схемы
в
том
,
что
можно
отдельно
в
этих
пределах задать
температуру
включения
,
то
есть
,
минимальную
,
и
температуру
выключения
,
то
есть
максимальную
,
таким
образом установив
диапазон
,
за
пределы
кото
рого температура
не
должна
выходить
.
Точность
установки
0,1
°С
.
Для
индикации
существующей
темпера
туры
,
а
так
же
заданной
максимальной
и минимальной
используется
измеритель напряжения
на
основе
измерительной части
мультиметра
типа
М
830.
Датчиком
измерен
ия
температуры
слу
жит
термодатчик
LM
35,
он
представляет собой
микросхему
,
напряжение
на
выходе которой
пропорционально
температуре
,
выраженной
в
градусах
Цельсия
.
Причем зависимость
строго
линейная
,
из
расчета что
на
1
°С
приходится
0,01
V
постоянного
выхо
дного
напряжения
.
Если
нажать
кнопку
S
1
на
вход измерителя
поступит
напряжение
с
резис
тора
R
1
и
он
покажет
заданную
макси
мальную
температуру
.
Удерживая
нажа
той
кнопку
S
1
и
вращая
ручку
резистора
R
1
можно
задать
максимальную
темпера
туру
.
При
нажатии
кнопки
S
2
на
вход измерителя
подается
напряжение
с
R
2.
Он
показывает
минимальную
температу
ру
.
Удерживая
нажатой
кнопку
S
2
и вращая
ручку
резистора
R
2
можно
задать минимальную
температуру
.
Схема
мультиметра
такова
,
что
он
не
может
питаться
от
той
же
схемы
,
в
которой
измеряет
напряжение
,
то
есть
,
ни
одна
из
его
входных
клемм
не
должна быть
соединена
с
его
источником
питания
.
Поэтому
мультиметр
питается
от
отдель
ной
обмотки
.
Ежемесячный научно
-
технический журнал
«Радиоконструктор»
издается
как
в бумажном, так и в электронном вид
е
Электронная версия:
http://radiocon.nethouse.ru/page/75779





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Приставка к мультиметру
-
щуп для измерения
ESR
электролитических
конденсаторов
(
К140УД608, К
561
ИЕ
8,
К
561ЛН2
,
К
561
КТ3
)
Снегирев
И
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
10
, с.
3
-
5
Описываемый
здесь
прибор
сделан
на основе
публикации
в
Л
.1,
с
некоторыми доработками
,
и
выполнен
в
виде
щупа
с двумя
разводными
контактами
-
иглами
для подключения
к
выводам
конденсатора
,
установленного
на
печатной
плате
.
Индикатором
служит
стандартный
мультиметр
в
режиме
измерения
малого
пос
тоянного
напряжения
.
Его
показания пропорциональны
ESR
(
чем
больше показания
,
тем
хуже
конденсатор
).
На
кон
денсатор
подается
пр
ямоугольное напряжение
частотой
около
100
кГц
,
а затем
напряжение
на
конденсаторе детектируется
синхронным
детектором
и полученное
постоянное
напряжение поступает
на
мультиметр
.
При
работе
на частоте
около
100
кГц
и
более
реактивное
емкостное
сопротивление
электролити
ческого
конденсатора
становится
пре
небрежимо
малым
,
по
сравнению
с активной
составляющей
сопротивления
.
Прямоугольные
импульсы
на
конденсато
ре
искажаются
,
-
их
горизонтальные участки
приобретают
наклон
.
Наклон характеризует
емкостное
сопроти
вление конденсатора
,
а
высота
вертикальных перепадов
-
ESR
.
Как
уже
сказано
,
на
частотах
100
кГц
и
большой
емкости конденсатор
наклон
минимален
,
поэтому при
двухполу
-
период
ном
выпрямлении напряжения
на
конденсаторе
будет
полу
чено
постоянное
напряжение
,
п
ропорцио
нальное
величине
ESR
.
Но
результат будет
искажен
за
счет
выбросов
на индуктивности
конденсатора
.
При
достаточно
большой
емкости конденсатора
и
значительной
ESR
напря
жение
на
нем
будет
иметь
прямоугольную форму
.
В
случае
же
когда
ESR
очень мало
и
мпульсы
приобретают
треугольную
форму
.
И
здесь
обычное
двухполупериодное
выпрямление
не
подходит
.
Поэтому используется
синхронное
выпрямление при
котором
в
качестве
опорного напряжения
используются
короткие
импульсы
,
сформированные
в
середине наклонных
уча
стков
напряжения
на
кон
денсаторе
.
Конденсатор подключается
через
короткие
заострен
ные
щупы
.
Они
сделаны
из
деталей
школьного
циркуля
,
но
разъединены чтобы
между
ними
не
было
контакта
.
Две половинки
циркуля
привинчены
непосред
ственно
к
соответствующим
до
рожкам печатной
платы
,
на
которой
смонтирована схема
прибора
,
так
чтобы
их
можно
было поворачивать
.
Иголками
подключается
к
конденсатору
без
выпаивания
его
из печатной
платы
устройства
где
он установлен
.
Для
дополни
-
тельного
разряда
конденса
тора
используе
тся
кнопка
S
2
и
резистор
R
9.
В
не
нажатом
состоянии
контакты
этой кнопки
замкнуты
,
и
параллельно
конден
сатору
подключается
резистор
R
9
для
его
разрядки
.
Чтобы
измерить
ESR
нужно нажать
кнопку
S
2.
Откалибровать
прибор
можно
подбором
R
5,
измеряя
малое
акти
вное
сопротив
ление
,
например
,
вместо
конденсатора
Сх подключить
постоянный
резистор
сопро
тивлением
5
Ом
.
Литература
1.
Бирюков
С
.
«Цифровой
измеритель
ESR
»
.
ж
.
Схемотехника
,
№
3, 2006,
с
.
30
-
32.


РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Пробник для проверки
ESR
конденсаторов
(
LM
35
8
)
Карав
кин
В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
10
, с.
5
-
6
На
операционном
усилителе
А
1.1
собран генератор
переменного
напряжения
часто
той
100
кГц
.
Переменное
напряжение
с
него через
резисторы
R
5
и
R
6
поступает
на конденсатор
,
подлежащий
испытанию
(
Сх
).
Напр
яжение
на
Сх
получается
прямо пропорциональным
его
величине
ESR
.
Теперь
это
напряжение
нужно
измерить милливольтметром
на
ОУ
А
1.2
и
измери
-
тельной
головке
Р
1.
ОУ
усиливает
перемен
ное
напряжение
,
снятое
с
Сх
,
затем
следует детектор
на
диодах
VD
2
и
VD
3
и
че
рез
R
11
-
микроамперметр
постоянного
тока
со
шкалой
100
мкА
.
Настройка
сводится
к
калибровке
.
Нужны постоянные
резисторы
сопротивлением
от
0,5
до
20
Ом
.
Устанавливаете
вместо
Сх резистор
20
Ом
и
резистором
R
11
ставите стрелку
микроампер
-
метра
на
максимум
.
Затем
резисторы
других
сопротивлений
и делаете
соответствующие
метки
на
шкале микроамперметра
.
Недостаток
прибора
в
том
,
что
при отсутствии
Сх
стрелка
зашкаливает
,
поэтому сначала
подключайте
Сх
,
а
потом
уже питание
выключателем
S
1.
Светодиодный
инд
икатор тока
сети
220
V
(
КЭМ
-
2
)
Бутов А.Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
10
, с.
10
-
12
Устройство предназначено для дискретной индика
ции
тока, потребляемого нагрузками, работаю
щими в сети
переменного тока 220 В. Индикация осуществляет
ся с
по
мощью трёх св
етодиодов, сигнали
зирующих о том, что
потребляемый нагрузками ток превысил заданные для
них значения включения. Датчик
потребляемого
тока
выполнен
на самодельных
герконовых
реле
К
1
-
КЗ
,
обмотки
которых
содержат
разное
коли
чество
витков
,
следовательно
,
контакты герконов
будут
замыкаться
при
разных значениях
тока
,
протекающего
через обмотки
.
Обмотка
реле
КЗ
содержит
наименьшее количество
витков
,
число
которых подобраны
так
,
чтобы
контакты
геркона К
3.1
замыкались
при
токе
нагрузки
более
8
А
,
что
соответс
твует
потребляемой нагрузкой
от
сети
мощности
около
1760
Вт
.
Катушки
герконов
намотаны
обмоточным проводом
диаметром
0,82
мм
в
один
ряд
.
Расстояние
между витка
-
ми
провода
около
0,5
мм
.
Катушка реле
К
1
содержит
11
витков
,
катушка
реле К
2
—
6
витков
,
кат
ушка
реле
КЗ
—
4.


РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Микроомметр
-
приставка
к
ПК
(
К157УД2
)
Вититнев
В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
10
, с.
7
-
9
Итак
,
получилась
приставка
к
компьютеру
,
с
помощью
которой
можно измерить
элемент
со
следую
-
щими параметрами
:
-
диапазон
измерений
сопротив
лений
—
от
10
мкОм
до
100
Ом
;
-
диапазон
измерений
емкости
—
от
1
мкФ
.
до
1
Ф
;
-
диапазон
измерений
индуктивности
—
от
10
нГн
до
10
мГн
.
Измерительные зажимы
должны
быть
с
двумя
контактами на
каждой
стороне
,
подобные
зажимы называют
-
ся
«зажимами
Кельвина»
.
Программу
и
дополнительную
информа
цию
можете
получить
,
обратившись
по адресу
:
VITIVLAD
@
mail
.
ru
Фотореле
«
С
ветлячок»
(
ФД263
-
01
, К561ЛА7,
BUZ
90
)
Мелехов П
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
11
, с.
24
-
25
Прибор
предназначен
для
вклю
-
чен
ия света
вечером
и
выключения
его
утром
.
Фотореле
двухрежимное
,
-
может
рабо
тать
автоматически
(
обычно
только
так
)
и вручную
.
Управляется
это
тумблером
S
1.
Это
тумблер
с
тремя
положениями
,
-
двумя
переключениями
и
одним
ней
траль
ным
.
В
автомате
схема
р
аботает
когда тумблер
находится
в
нейтральном
поло
жении
.
Если
в
верхнем
(
как
показано
на схеме
),
то
лампа
выключена
,
а
в
нижнем
-
вклю
-
чена
,
это
независимо
от
естествен
ной
освещенности
.
Подстроенными
резисторами
R
1
и
R
2
устанавливают
«темновой»
порог
и
гисте
резис
(
соответственно
).
Гистерезис
нужен для
того
чтобы
была
какая
-
то
разница между
порогами
уровня
света
на
вклю
чение
и
выключение
лампы
.
Если
его
не будет,
лампа
может
какое
-
то
время вечером
или
утром
на
границе
порога переключения
мигать
.
К
тому
же
может
и возбудиться
за
счет
оптической
обратной связи
между
лампой
и
фотодиодом
.


РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Просто
й
частотомер
(
PIC
16
F
628
)
Шкарупо
С
.
П
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
11
, с.
10
-
12
В
данной
статье описывается
частотомер
,
который
может
работать
в качестве
циф
ровой
шкалы
KB
трансивера
(
приемника
),
прин
ци
-
пиальная
электрическая
схе
ма
изображена
на
рисунке
.
За
основу
частотомера
взят микроконт
-
роллер
PIC
16
F
628.
Как
говорилось
ранее
,
частото
мер
может
работать
в
качестве цифровой
шкалы
,
для
этого
в данной
констр
укции
реали
-
зо
ваны
алгоритмы
записи
сигна
ла
опорной
частоты
кнопка «запись»
.
Для
того
чтобы
записать
частоту
в
память микроконтроллера
,
достаточно подать
на
вход
частотомера сигнал
и
нажать
кнопку
запись пока
на
дисплее
не
появит
ся надпись
«ЗАПИСАНО»
,
е
сли случайно
записали
не
то
значение,
то
необходимо
повто
-
рить
процедуру
.
На
схеме имеются
две
пере
-
мычки
S
1
и
S
2.
При
спайки
перемычки
S
1
на
дисплее
будет
отображаться разность
F
записан
-
ная
-
F
вход
ная
,
а
при
спайки
S
2
будет отобра
-
жаться
разность
F
вхо
д
ная
-
F
записанная
.
Также
в данной
конструкции
реализо
вана
функция
цифровой
авто
подстройки
частоты
(
ЦАПЧ
),
подстройки
частоты
(
ЦАПЧ
),
она
работает
по
следующему алгоритму
,
при
четном
значе
нии
десятков
герц
выдает
лог
.
0
,
при
нечетном
значении
лог
.
1,
при
использовании
данной
функции
необходимо
сигнал ЦАПЧ
подать
в
ГПД
.
В
качестве дисплея
используется
индика
тор
WH
1601,
остальные
резисторы
маломощные
,
резистор
R
8
любой построечный
.
Частотомер
работает
до
30
МГц
.
Текст
НЕХ
-
файла
прошивки
микрокон
троллера приво
-
дится в статье.
По
вопросам
приобретения
комплектующих
и
печатной
платы
можно
обра
щаться
к
автору
rk
9
uba
@
yandex
.
ru
Ежемесячный научно
-
технический журнал
«Радиоконструктор»
издается
как
в бумажном, так и в электронном вид
е
Электронная версия:
http://radiocon.nethouse.ru/page/75779





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
«Электронный
наблюдатель» за
печью
длительного
горения
(
К561ТМ2
)
С. Федоров
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
11
, с.
30
-
31
При
сни
жении
температуры
воздуха
до
опреде
лённой
величины
(
устанавливается
опытным
путём
-
приблизительно
30
-
35
градусов
),
что
указывает
на
окончание
горения
топлива
,
сопротивление
R
1
уве
-
личивается
до
значения
,
при
котором
на
входе
3
D
1
появляется
"1",
триг
г
ер
D
1
переключается
и
на
выходе
1
D
1
появ
-
ляется
"1".
Транзистор
VT
1
открывается
,
включая
пьезоизлучатель
В
1
со
встроен
ным
генератором
и
мигающий
светодиод
HL
1,
благодаря
которому
пьезоизлучатель будет
издавать
сигнал
,
напоминающий сирену
со
звуками
типа
"
вау
-
вау
".
Наладка
.
Расположить
датчик
темпера
-
туры
R
1
в
потоке
воздуха
,
выходящего
из
конвекционной
трубы
.
Растопить
печь
и
,
согласно
инструкции
,
перевести
печь
в генераторный
режим
.
Дождаться
,
когда топливо
почти
всё
прогорит
,
но
с
рас
чётом
,
что
бы
добавив
топлива
,
процесс горения
топлива
возобновился
.
Подать питание
на
схему
,
нажав
кнопку
S
1.
С помощью
потенциометра
R
3
добиться порога
срабатывания
сигнализации
,
т
.
е
.
при
незначительном
поворо
-
те
ручки потенциометра
R
3
вправо
или
влево
,
сигнализаци
я
то
будет
включаться
,
то выключать
-
ся
.
Оставить
потенциометр
R
3
в
положении
,
когда
сигнализация
вклю
чится
.
Кратковременно
нажать
кнопку
S
2.
Сигнализация
отключится
.
Добавив
топли
ва
,
проверить
результат
наладки
.
Автоматический выключатель
освещения
(
LM
311
)
Кромилин
О
.
А
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
1
2
с.
2
9
-
3
1
И
так
,
была
задача
поставить
фотореле
чтобы свет
во
дворе
автоматически
включался вечером
и
горел
всю
ночь
.
В
качестве
оптического
датчика
исполь
зуется
приемная
часть
(
двойной
фото
транзистор
)
отдатчика
положения
шарика
шариковой
компьютерной
мыши
.
П
одстроечным
резисто
ром
R
5
мы
устанавливаем
порог включения
света
,
а
подстроечным
резис
тором
R
2
-
порог
выключения
.
При
установке
устройства
нужно положение
FT
1
выбрать
таким
,
чтобы
на него
не
попадали
прямые
лучи
от
осве
-
тительной
лампы
.


РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Ночной
выключатель
с
некритичным расположением
фотодатчика
(
ФД611
,
S
202
S
02
)
Гуля
ев В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
1
2
с.
31
-
34
В
этом
журнале
,
да
и
во
многих
других приводятся
описания
различных
фото
реле
и
ночных
выключателей
,
призванных включить
свет
вечером
и
выключить
его утром
,
реагируя
на
яркость
солнечного света
.
Практически
у
всех
этих
схем
есть проблема
оптической
обратно
й
связи между
лампой
светильника
и
фотоприем
ником
.
Предлагается
решать
эту
проблему либо
установкой
фотоприемника
так
,
чтобы
на
него
не
попадал
свет
от
светиль
ника
,
либо
делать
гистерезис
с
учетом засветки
светильником
.
Оба
варианта
не слишком
хороши
.
В
первом
случае
нужно фотоприемник
делать
отдельным
блоком
и
уносить
его
на
некоторое
расстояние либо
фотовыключатель
собирать
цели
ком
,
но
устанавливать
на
значительном
удалении
от
светильника
.
Во
втором варианте
можно
фотоприемник
далеко
не уносить
,
но
при
слишком
близком
поло
жении
от
светильника
и
его
значительной мощности
как
источника
света
никакой гистерезис
не
спасает
,
так
как
свет светильника
в
точке
установки
фото
приемника
доминирует
над
солнечным светом
даже
днем
.
Мне
же
хотелось
сделать
компактно
е моноблочное
устройство
,
-
подвесной фонарь
,
прозрач
-
ная
часть
которого
одновременно
является
и
местом
выхода света
искусственного
освещения
,
и
местом
приема
солнечного
света
для определения
необходимости
искусствен
ного
освещения
.
После
размышлений
пришел
к
алгоритму с
прерыванием
освещения
для
измерения
естественного
све
та
.
То
есть
,
фонарь горит
не
постоянно
,
а
через
ка
ж
дую минуту
гаснет
на
одну
-
две
секунды
.
А
в это
время
происходит
измерение
света без
участия
света
от
фонаря
.
Можно
установить
время
и
больше
,
например
,
измерять
освещенность
не через
каждую
минуту
,
а
чере
з
ка
ж
дый
час
,
используя
схему
отсчета
времени
на другом
более
«емком»
,
если
можно
так сказать
,
счетчике
.
Практически
было сделано
две
схемы
,
-
с
интервалом
в
одну
минуту
,
и
втор
ая
схем
а
-
с
интервалом
в
один
час
.
Первая
схема
п
оказана
на
рисунке
1.
Увеличить
период
до одного
часа
можно
только
заменой
счетчика
на
более
«ёмкий»
,
считаю
щ
ий
не до
десяти
,
а
как
минимум
до
1000.
Такая схема
показана
на
рисунке
2.
Её
отличие только
в
счетчике
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Стенд для
отбраковки
конденсаторов
В
.
МИРОШНИЧЕНКО
,
Радиомир, 201
2
, №
7
, с.
30
-
31
В
принципе
,
приемле
мый
срок
службы
электролитических
конденсаторов
можно
обеспе
чить
,
если
заранее
позаботиться
о
"
профилактике
".
Для
этого
при
из
готовлении
аппарату
ры
нужно
пре
дусмотреть
отбор
из
имеющихся конденсаторов
(
желательно
из
достаточно
большого
количества
)
эк
земпляров
с
близкими
по
величи
не
значениями
емкости
и
возмож
но
меньшими
токами
утечек
.
А
в ходе
эксплуатации
(
в
критических случаях
)
неплохо
провод
ить
пери
одическую
проверку
этих
парамет
ров
.
Для
таких
проверок
можно
ис
пользовать
контрольные
стенды
,
выполненные
по
классическим
схе
мам
параллельного
(
рис
.
1)
и
пос
ледовательного
(
рис
.
2)
соедине
ния
конденсаторов
.
Включенные согласно
схеме
на
рис
.
1
конденса
торы
проверяются
на саморазряд.
После
сортировки
конденсаторов по
скорости
само
разряда
жела
тельно
сделать
такую
же
сортиров
ку
по
величине
емкости
.
Саму
ем
кость
каждого
конденсатора можно
не
измерять
,
а
подо
брать
наиболее
близкие
по
ее велич
ине
с
помощью
схемы
на рис
. 2.
На
приведена
схема
стен
да
,
позволяющего
проверять
кон
-
денсаторы
с
номинальным
напря
жением
до
25
В
.
Рис. 3





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Пьезоэлектрический
эффект на
службе
(
ЗП
-
1
, К561
Т
Л1
)
А
.
КАШКАРОВ
,
Радиомир, 201
2
, №
8
, с.
31
-
33
На
основе
пьезоэлектрического капсюля
ЗП
-
1
можно
создать простое
и
надежное
устройство
ох
ранной
сигнализации
.
Я
применил
его для
контроля
"
состояния
"
входной двери
в
квартире
,
и
оно
автоматичес
ки
включает
звуковую
сигнализации при
любом
механическом
воздей
ствии
н
а
дверь
,
в
том
числе
,
при
ее открывании
и
закрывании
.
В
процессе
эксплуатации
моего
эк
земпляра
собранного
устройства
об
нару
-
жилась
интересная
особенность
:
при
изменении
подключения
(
фазировки
)
сетевой
вилки
источника
пита
ния
устройство
начинает
работае
т
как триггер
,
реагируя
даже
на
однократ
ное
механическое
воздействие
на капсюль
и
устанавливаясь
в
одно
из
устойчивых
состояний
до
следующе
го
воздействия
на
дверь
.
Сигнализатор
возгорания
(
FML
-
34.7
T
-
2 9
B
1
-
L
,
LM
358
,
КР
1211
ЕУ
1
,
К5
54
СА
3
А
)
О
.
ИЛЬИН
,
Радиомир, 201
2
, №
9
, с.
13
-
16
Предлагаемый
сигнализатор
воз
горания
приводится
в
действие тепловым
воздействием
пламени
и предназначен
для
использования
в системах
распределенного
контро
ля
протяженных
пожароопасных объектов
,
например
,
топливных магистралей
,
кабелей
электро
сна
бжения
,
газо
-
про
водов
,
резерву
аров
с
горючими
веществами
и
т
.
п
.
Чувствительный
элемент
сигнали
затора
эквивалентен
множеству распределенных
по
его
длине
дат
чиков
температуры
и
представля
ет
собой
ультразвуковой
волновод
,
выполненный
в
виде
провода
из терм
остойкого
металла
.
Шнуро
-
по
добная
конструкция
чувствитель
ного
элемента
позволяет
прокла
дывать
его
в
соответствии
с
рель
ефом
поверхности
контролируемо
го
объекта
.
Технические
характеристики
сигнализатора
Температура
срабатывания
,
°С
,
не
более
200
Время
срабатывания
,
с
,
не
более
15
Время
восстановления
,
с
,
не
более
30
Длина
чувствительного
элемента
,
м
,
не
менее
1
Рабочая
частота
,
кГц
80
±
10
Напряжение
питания
,
В
27±3
Ток
потребления
,
мА
,
не
более
100
Чув
ствительный
элемент
сигнализа
тора
ВК
1
представляет
собой
уль
тразвуковой
волновод
из
термо
стойкой
проволоки
,
образующий акустическую
линию
связи
между передающим
и
прием
-
ным
устрой
ствами
,
расположенным
и
с
его противоположных
концов
.
При
возникновении
возгора
-
ния
и воздействии
пламени
на
чувстви
тельный
элемент
ВК
1
в
зоне
воз
де
йствия
образуется
участок
с
по
вышенной
температурой
.
След
ствие
этого
—
изменение
скорости распространения
ультразвуковых волн
в
чувствительном
элементе ВК
1
и
рассеивание
их
энергии
на образовав
-
шей
ся
акустической
нео
днородности
.
В
результате
изменя
ется
волновая
картина
на
входе прием
-
ного
устройства
.
Если
выход
ное
напряжение
интегратора
дости
гает
по
рога
срабатывания
какого
-
либо
из
узлов
сравнения
,
то
на
его выходе
появляется
напряжение низкого
уровня
,
которое
через
ло
гический
узел
активизирует
узел индикации
,
формирующий
сигнал оповещения
о
возгорании
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Индикатор
тепловых
режимов
(
IRA
-
T
710
,
LM
258
,
LM
555
)
С. ЛЕВАЧКОВ
,
Радиомир, 201
2
, №
12
, с.
30
-
31
Любой
нагретый
предмет
явля
ется
источником
инфракрасного излучения
,
поэтому
в
устрой
-
стве применен
пироэлектрический
дат
чик
,
который
является
пассивным ИК
-
приемником
.
При
попадании на
такой
датчик
инфракрасного излучения
вырабатывается
элект
рический
сигн
ал
,
пропорциональ
ный
уровню
излучения
.
Пироэлек
трические
датчики
обладают
вы
сокой
чувстви
-
тель
ностью
и
дол
говечностью
,
поэтому
они
нашли широкое
применение
в
устрой
ствах
автома
-
тики
,
охранной
и
по
жарной
сигнализации
,
дистанци
онных
измерителях
температуры и
т
.
п
.
П
ри
пре
вышении
заданного
уровня
темпе
ратуры
исследуемого
участка
схе
мы
(
примерно
70...80
°С
)
в
течение
1
с
звучит
звуковой
сигнал
и
горит светодиод
HL
2.
Порог
срабатыва
ния
устройства
устанавливают
ре
зистором
R
7.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Материал подготовлен и публикуется с разрешения журнала «Радиохобби»
USB
-
флэшка в даталоггере микроконтроллерной системы
(
PIC
24
FJ
64
GB
002
)
Радиохобби
, 201
2
, №
4
,
с
.
35
Thomas Fischl,
«
Elektor
» №
12/2011, с. 66
-
68
Томас Фишль
предложил
схему
датало
ггера
(
или
системы
сбора
данных
),
принимающего
данные
с
внешней микроконт
роллерной
системы
по
пос
ледовательному
UART
интерфейсу
(
но
с
TTL
уровнями
!
Если
требуется
поддерж
ка
стандартных
RS
232
уровней
,
то
необ
ходимо
использовать
дополнительный преобразов
атель
через
разъем
К
2
с
парамет
рами
по
умолчанию
9600
Baud
, 1
start
bit
, 1
stop
bit
,
no
parity
и
«складирующего» их
в
файл
logging
.
txt
на
USB
-
флэшке
,
подключаемой
к
разъему
К
1.
Собствен
но
к
внешней
системе
подключаются
сле
дующие
контакты
К
2: 1 (+5
В
,
че
рез
ко
-
торый
пи
тается
даталоггер
), 9
(
u
С
Тх
/
logger
Rx
)
и
любой
из
земляных
2, 4, 6, 8, 10.
Нажатие
на
кнопку
S
1
необходимо для
принудитель
-
ного
переноса
всех
дан
ных
из
приемного
буфера
IC
1
на
флэшку
перед
вынима
нием
последней
.
Со
зданный
в
фай
-
ловой
си
стеме
FAT
файл данных
logging
.
txt
можно
читать
,
редак
-
тировать
и
обра
ба
тывать
на
любом
ком
пьютере
с
USB
портом
.
Джампер
JP
1
пока
не
используется
,
заре
зер
виро
ван
для
будущих
моди
фикаций
.
По
-
требляемый
устрой
ством
ток
варьи
рует
от
50
до
80
мА
в
зави
симости
от типа
и
изгото
-
вителя
приме
няемой
USB
-
флэшки
.
Прошивка
микроконт
роллера
в
архиве
110409
-
1/
zip
и
pdf
файл
рисунка
печатной
платы
доступ
ны
по
адресу
http
://
www
.
eleklor
.
com
/11409





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
И
змери
тель
частоты
акустического
резонан
са
динам
ических
головок
громкоговорителей
(
TDA
2030
,
TL
072
)
Радиохобби
, 201
2
, №
4
,
с
.
32
-
33
Jac Hettema
,
«
Elektor
»
№7
-
8/2012,
с
. 122, 123
Функциональный
генератор
зву
ковой
частоты
,
собранный
на
ОУ
IC
3,
IC
4,
формирует
напряжение
треугольной формы
на
выходе
инте
гратора
IC
4
A
,
ко
торое
затем
преобразуется
в
синусои
дальное
аппроксиматором
на
ОУ
IC
4
B
и диодах
D
3
-
D
12.
Частоту
генерации
зада
ют
переменным
резистором
Р
1,
а
трим
мером
Р
2
при
налажи
-
вании
симметри
руют
синусоиду
.
Через
регулятор
гром
кости
РЗ
синусоидальн
ый
тест
-
сигнал поступает
на
интегральный
УМЗЧ
IC
7.
Переключатель
S
1
позволяет
переводить его
из
режима
усилителя
напряжения
(
в
показанном
на
схеме
положении
S
1
Ku
=1
-
R
15/
R
16)
в
режим
генератора тока
.
Поскольку
на
частоте
акустическо
го
резонанса
импеданс
гр
омкоговорите
ля
резко
возрастает
,
именно
режим
ге
нератора
тока
оказывается
удобен
для быстрой
ее
оценки
.
После
сглажива
ния
цепочкой
R
35
C
10
постоянное
напря
жение
,
пропорциональное
напряжению
или
току
на
динамике
,
через
преобразо
ватель
напряжение
-
частот
а
IC
8 (
тримме
ром
Р
4
при
налаживании
его
калибруют
-
задают
при
уровне
напряжения
на
ди
намике
1
В
соответствующие
показания счетчика
COUNTER
)
и
показанные
на схеме
контакты
переключателя
S
5
посту
пают
на
измеритель
частоты
на
4
-
раз
рядном
счетчике
с
7
-
сег
ментными
драй
верами
COUNTER
(
типа
74
С
925).
В
ниж
нем
положении
S
5
производится
изме
рение
частоты
функционального
генера
тора
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
В
ысокочувствительный термоанемометр
(
LM
358
)
Радиохобби
, 2012, № 4,
с
.
35
Marc Gerin,
«Elektor» № 6/2012,
с
. 46
-
52
Для
оценки
ско
рости
воздушного потока
в
вентиляци
онных
системах
,
устройствах
обдува
,
микрометеостанциях или
просто
на
сквоз
няке
Марк
Герин
разработал
высокочувствительный
термоанемометр
.
Однотипные
,
но
низкоомный
R
19
и
высо
коомный
R
20
терморезисторы
вместе
с резисторами
R
2
и
R
3
образуют
мостик
Уитстона
,
в
диагональ
которого
включен ОУ
IC
ЗА
.
Резистор
R
24
вносит
такую асимметрию
сопротивлений
мостика
,
при
которой
для
его
баланса
термистор
R
19
должен
быть
разогрет
до
темпера
туры
50
°С
.
Разогревающий
ток
около
60
мА
формирует
умощненный
эмит
-
терным повторителем
Т
1
сигнал
с
выхода
ОУ
IC
3
A
,
выполняющего
таким
образом роль
термостата
.
Заметим
,
что
через
высокоомный
термистор
R
20
протекает малый
ток
,
не
приводящий
к
его
замет
ному
разогреву
по
отношению
к
темпе
рат
уре
окружающей
среды
.
Если
на
опи
санную
систему
подует
ветер
,
то
R
20
останется
при
прежней
своей
темпера
туре
окружающей
среды
,
а
разогретый
R
19
охла
-
дится
,
мостик
разбалансируется
,
заставляя
IC
3
A
повысить
напряжение на
эмиттере
Т
1
для
обеспечения
боль
ше
го
подогревающего
тока
через
R
19
и восстановления
его
температуры
50
°С
,
требуемой
для
равновесия
мостика
.
Это повышение
напряжения
через
резистивный
делитель
R
5
R
8,
УПТ
IC
3
B
и
трим
мер
Р
1
передается
для
индикации
на
3,5
-
разрядный
модуль
ЖК
вольтметра
посто
янного
тока
LCD
Velleman
.
Плавающий параметрический
стабилизатор
D
1
T
2
R
6
R
9
C
2
обеспечивает
питание
LCD
модуля
.
Триммер
Р
2
позволяет
откалибровать
нуль
термоанемометра
,
для
чего достаточно
временно
накрыть
R
19
и
R
20
коробочкой
,
исключающей
малейшие
ду
новени
я
,
и
регулировкой
Р
2
установить нулевые
показания
LCD
.
Триммером
Р
1
калибруют
чувствительность
термоане
мометра
,
обдувая
R
19
и
R
20
воздушным потоком
с
наперед
известной
скоростью
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Простой
карманный
кардиограф с
фиксацией
измерений
на
карте
памяти
SD
(
PIC
16
F
873,
AD
623,
DS
1621, КР1446УД1
)
Николай
Егошкин
,
Радиохобби
, 2012, № 4,
с
.
53
-
55
Рассматривается
простой
кардиограф
,
умещающийся
в
карма
не
(
фото
справа
)
и
обеспечивающий
регистрацию
электрокар
-
дио
г
раммы
(
частоты
пульса
),
температуры
и
положен
ия
тела
человека
.
Эти
параметры
запоминаются
на
карте
памяти
micro
SD
,
откуда
впос
ледствии
могут
быть
переписаны
на
персональный
компьютер
(
ПК
)
и
при
помощи
специальной
программы
отображены
в
виде
графи
ков
(
привязанных
к
времени
и
дате
съемки
)
для
деталь
ного
изуче
ния
.
Устройство
разрабатывалось
для
изучения
поведения
челове
ка
во
сне
,
но
может
быть
также
полезно
спортсменам
и
медикам
.
Начинающих
радиолюбителей
заинтересует
схема
регистрации биотоков
(
когда
источником
сигнала
становится
человеческое
тело
)
и
пример
применения
широко
распространенных
карт
памяти
SD
для
сохранения
разнородной
инфор
-
мации
.
Функционирование
устройства
как
единого
целого
осуществ
ляется
под
управлением
микро
-
контроллера
DD
1.
Сразу
после
по
дачи
питания
устройство
работает
в
режиме
записи
:
DD
1
выполня
ет
периодический
опрос
датчиков
ВК
1
и
ВК
2,
измерение
частоты на
входе
ССР
1
и
оцифровку
кардиосигнала
.
Объединенный
инфор
мационный
поток
записывается
в
файл
на
карту
памяти
micro
SD
(
разъем
Х
1),
а
также
выдаётся
в
компьютер
по
ин
терфейсу
RS
-
232 (
разъем
Х
2)
для
контроля
и
визуализации
(
т
.
е
.
возможна
работа без
SD
-
карты
;
подключение
датчиков
ВК
1
и
ВК
2
также
не
обяза
тельно
).
Командой
с
компьютера
можно
остановить
запись
и
перевести
устройство
в
режим
скачивания
сохраненных
файлов
.
Сохранение
информации
осуществляется
на
карте
памяти
micro
SD
[4, 5],
которая
подклю
-
чается
через
разъем
XI
.
На
SD
-
карту
за
писываются
-
2137
байт
в
секунду
,
или
7,3
МБ
в
час
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Вольтметр
автолюбителя
(
LM324
)
Валерий
Станков
,
Радиохобби
, 2012, № 4,
с
.
6
0
Для
получения
наиболее
исчерпывающей
информации о
состоянии
аккумулятора
выбраны
следующие
диапазо
ны
индикации
напряжения
:

более
14,8
В
-
недопустимо
большое
напряжение
,
опасное
выкипанием
электролита
;

12,5
-
14,8
В
-
нормально
заряженная
батарея
;

11,
8
-
12,5
В
-
остаток
заряда
позволяет
продлить
даль
нейший
разряд
;

10,8
-
11,8
В
-
необходимо
позаботиться
о
срочной
под
зарядке
во
избежание
сульфатации
;

менее
10,8
В
-
«мы
теряем
его»
.
Устройство
индикации
VD
1
-
VD
5
построено
таким
об
разом
,
что
срабатыв
ание
каждой
последующей
ячейки
вы
зывает
погасание
предыдущей
.
При
этом
засвечивание двух
индикаторов
одновременно
исключено
.
Было
бы
ло
гичным
для
крайних
(
аварийных
)
диапазонов
индикации использовать
светодиоды
красного
свечения
,
однако
это затруднит
опр
еделение
того
,
«что
происходит
на
самом деле»
.
Поэтому
для
диапазона
менее
10,8
В
применен
VD
1
-
«мигающий»
светодиод
,
а
более
14,8
В
-
обычный
VD
5.
Далее
,
следуя
приведенным
выше
сообра
жениям
:
VD
2
-
оранжевый
,
VD
3
-
желтый
,
VD
4
-
зеленый
(
норма
).
Простой KB тест
-
генератор DL2EWN для калибровки S
-
метров трансиверов
Радиохобби
, 2012, № 6,
с
.
32
-
33
«
Funkamateur
»
.
№
11/ 2012,
с
.
1150
7
Для
калибровки
S
-
метров
трансиве
ров
Гарольд
Арнолд
(
DL
2
EWN
)
собрал простой
KB
тест
-
генератор
с
нормиро
ванным
выхо
дным
напряжением
500
мкВ на
нагрузке
50
Ом
,
что
эквива
-
лентно показаниям
S
-
метра
S
9+20
дБ
.
Для
по
лучения
выходного
напряжения
уровнем
S
9
нужно
добавить
внешний
аттенюатор на
-
20
дБ
,
для
S
8
-
к
-
20
дБ
подключить еще
-
6
дБ
и
т
.
д
или
использовать
переключаем
ые
аттенюаторы
.
Основой
схе
мы
является
микросхема
квар
цевого
генератора
TTL
-
XO
(
IC
2)
на
час
тоту
одного
из
радиолюбительских
диа
пазонов
.
Такие
микросхемы
выпускают
ся
многими
фирмами
,
например
,
в
но
менклатуре
Vishay
есть
Х
054
ВЕ
3.6864
MHz
для
80
-
метро
вого
диапазона
.
U
1
пи
тается
напряжением
5
В
от
стабилиза
тора
78
L
05 (
U
1).
Для
получения
выход
ного
напряжения
500
мкВ
автор
приме
нил
встроенный
аттенюатор
на
R
1
-
R
8.
Таким
образом
,
появляется
возможность
простой
сменой
микросхем
генераторов добиться
много
диапазонности
всего тест
-
генератора.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Система авторегулирования для вентилятора калорифера теплицы
(
LM
34
,
LM
556
)
Радиохобби
, 2012, №
5,
с
.
24
-
25
Russell Kincaid,
«Nuts & Volts» № 9/2012,
с
. 21, 22
Мощный
12
-
вольтовый
150
-
ваттный
электродвигатель
с вентилятором
от
автомобиля
,
начина
ет
нагнетать теплый
воздух
от
калорифера
в
теп
лицу
при
понижении
температуры
ниже
заданного
порога
(
от
60
до
75
градусов по
Фаренгейту
-
от
15
до
24
°С
)
.
На
одной
половинке
спаренно
го
интегрального
таймера
IC
1
A
собран
задающий
генератор
частотой
около
3
кГц
,
а
на
второй
IC
1
В
-
широтно
-
импульсный
модулятор
(
ШИМ
),
выход
которо
го
через
мощный
ключ
на
полевом
тран
зисторе
Q
1
управляет
частотой
враще
ния
электродвигателя
MOTOR
.
Датчик
температуры
на
ИМС
IC
2
формируе
т
на свое
м
выходе
постоянное
напряжение
,
пропорциональное
температуре
окружа
ющего
воздуха
,
выраженное
в
градусах Фаренгейта
с
коэффициентом
10,
т
.
е
.,
например
, 600
мВ
при
температуре
60
°Ф
.
Фильтр
R
5
C
3
сглаживает
возможные помехи
при
удаленном
расположении датчика
от
остальной
схемы
и
соедине
нии
неэкранированной
парой
проводов
.
Инвертирующий
УПТ
на
ОУ
IC
З
одновременно
сравнивает
на
пряжение
датчика
с
по
-
роговым
,
задаваемым триммером
R
7,
и
при чрезмерном
понижении температуры
так
(
через диод
D
2)
изменяет
на
пряжени
е
на
управляю
щем
входе
IC
1
B
,
чтобы увеличение
ширины
им
пульсов
ШИМ
привело
к увеличению
частоты вращения
вентилятора и
подогрело
воздух
в парнике
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Простой генератор
-
пробник от 250 Гц до 60 МГц с допрежимом ШИМ
(
LTC
6904
,
PIC
16
F
1823
)
Радиохобби
, 2
012, № 5,
с
.
25
Peter de Bruijn
,
«Elektor» № 9/2012, с. 47
Питер
де
Брюйн
предложил
схему
про
стого
генератора
-
пробника
,
ох
ватывающего
диапазон
частот
от
250
Гц
до
60
МГц
и
удобного
для
те
-
стирования
разнообраз
ных
устройств
.
Он
мо
жет
работать
в
режим
е меандра
(
OSC
)
с
часто
той
от
1
кГц
до
60
МГц или
режиме
ШИМ
(
PWM
)
с
частотой
от
250
Гц
до
60
кГц
(
последний очень
удобен
для
про
верки
диммеров
,
преоб
разователей
напряже
ния
и
т
.
п
.).
Микроконт
роллер
IC
2
производит опрос
сенсор
-
ных
кнопок
CPS
4
-
CPS
7,
по
сред
ством
которых
выбира
ются
режимы
,
частоты
и глубина
ШИМ
,
и
выра
батывает
управляющие коды
,
передаваемые
по
l
2
C
шине
в
ИМС
IC
1 (
про
граммируемый
генера
тор
Linear
Technology
LTC
6904;
потребляемый
ток
1,7
мА
,
тем
пературная
нестабильность
частоты
не бол
ее
10
-
5
/
О
C
)
и
задающие
частоту
его генерации
с
точностью
не
хуже
1%.
При касании
сенсоров
микроконтроллер
так
же
выдает
звуковой
сигнал
(
«бип»
)
на пьезозуммер
BZ
1
и
вспышку
на
светодиод
D
3.
В
режиме
ШИМ
микроконтроллер
через
выход
RC
5
и
запараллеленные умо
щняющие
буферные
«Исключающее ИЛИ»
IC
4
A
,
IC
4
D
управ
-
ляет
шириной
ге
нерируемых
импульсов
.
IC
3
-
интег
-
раль
ный
стабилизатор
напряжения
питания
.
При
включении
питания
генератор
устанавливается
в
режим
меандра
частотой
10
кГц
.
При
этом
частоту
можно
увели
чива
ть
/
уменьшать
сенсорными
кнопками
CPS
6/
CPS
7.
Одновременное
нажатие
кнопок
CPS
4
и
CPS
5
перево
дит
устройство
в
режим
ШИМ
,
в
котором частоту
можно
изменять
кнопками
CPS
6,
CPS
7,
а
ширину
импульса
-
кнопками
CPS
4
и
CPS
5.
Для
возврата
в
режим
ме
андра
необходимо
одновременно
нажать кнопки
CPS
5
и
CPS
6
или
выключить
-
включить
питание
.
Прошивка
микрокон
троллера
вместе
с
исходным
программ
ным
кодом
на
ассемблере
доступны
по адресу
http
://
www
.
elektor
.
com
/
magazines
/2012/
september
/
low
-
cost
-
60
-
mhz
-
sig
-
gen
.2235956.
lyn
kx
?
tab
=4





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
ВЧ
-
пробник
-
приставка к мультиметру в режиме омметра
(
AF
139
)
Радиохобби
, 2012, № 5,
с
.
26
Walter Gray,
«
Everyday
Practical Electronics» № 10/2012, с. 59
Вальтер
Грэй
пред
ложил ориги
нальн
ый
ВЧ
-
пробник
-
приставку
к мультиметру
.
Если
пос
ледний
включить в
режим
омметра
,
то
генерируемого
по
стоянного
тока
оказывается
достаточно
,
чтобы
запитать
усилитель
на
германие
вом
транзисторе
AF
139
(
приблизитель
ный
отечественный
аналог
ГТ
346
Б
/
В
),
смещение
на
базу
которого
поступает через
10
-
килоомный
резистор
с
катода германиевого
диода
ОА
91.
Переключа
телем
омметра
подбирают
такой
диапа
зон
измерения
,
при
котором
он
показы
-
вает
почти
полную
шкалу
.
При
появле
нии
на
базе
транзистора
даже
неболь
шого
радиочастотного
сигнала
частотой до
150
МГц
индицируе
мое
мультиметром
«сопротивление»
будет
уменьшать
ся
,
чего
вполне
достаточно
для
обнару
жения
«возбуда»
или
избыточных
помех от
цифровых
устройств
и
импульсных блоков
питания
.
Автор
,
например
,
обна
ружил
своим
прибором
самовозбужде
ние
УМЗЧ
на
ИМС
LM
386
в
д
иапазоне
коротких
волн
.
Для
повышения
чувстви
тельности
к
концу
щупа
-
медного
про
вода
целесообразно
припаять
неболь
шой
(1
х
2
см
)
флажок
из
медной
или бронзовой
фольги
,
а
затем
изо
лировать
флажок
,
например
,
скотчем
.
Такой
вариант
щупа
позволяет
локали
зовать
«звенящую»
дорожку
на
печатной плате
,
«дырку»
в
экране
и
т
.
п
.
EBikeMeter
-
«эбайкометр»
(
ATmega328P
)
Радиохобби
, 2012, №
6
,
с
.
29
-
31
Dan Karmann, «Circuit Cellar» № 12/2012,
с
. 16
-
25
Установ
ленный
на
руле
обычный
велосипедный
компьютер
не
дает
никакой
информации о
текущем
состоянии
48
-
вольто
вого
ак
кумулятора
(
от
которого
питается
элек
тропривод
вело
сипеда
)
и
единственным дополнением
к
обычному
велосипеду является
ручка
«газа»
(
Throttle
),
управ
ляющая
током
питания
электромотора и
тоже
н
икоим
образом
не
связанная
с вело
компьютером
.
Ядром
разработанного
EBikeMeter
я
в
ляется
микроконтрол
-
лер
ATmega
328
P
,
который
во время
движе
ния
электро
велоси
-
педа мониторит частоту
вра
щения
переднего
колеса
(
на
осно
вании
данных
,
со
общаемых
стандартны
м
датчиком
вра
-
щения
колеса
Speed
sensor
-
герконом на
вилке
переднего
колеса
и
магнитом на
его
спице
),
напряжение
на
аккумуля
-
торе
48
V
и
ток
,
потреб
ляемый
электро
приводом
(
по
падению
напряжения
на резистив
ном
датчике
RS
).
На
основании
полученных
данных
микроконт
рол
лер
вы
числяет
текущую
скорость
движения
,
среднюю
и
максимальную
скорость
,
пройденный
путь
,
а
главное
-
ампер
-
часы и
ватт
-
часы
,
харак
теризующие
степень разряда
аккумулятора
и
позволяющие оценить
его
способность
доставить
вас до
пункта
назна
чения
вовремя
и
без
тех
нических
форсмажоров
.
Рассчитанные данные
микроконтроллер
выводит
на
4
-
строчный
ЖК
-
дис
плей
а
также использует
для
принудительного
(
пере
крывающего
при
необходимости
коман
ды
от
ручки
«газа»
)
управления
электро
двигателем
в
случае
,
если
текущий
ре
жим
движения
выходит
за
рамки
уста
навливаемых
пользователем
огра
ниче
ний
,
а
именно
,
снижения
напряжения
на аккумуляторе
ниже
,
превышения
скорости
дви
жения
или потребляемого
электродвигателем
тока
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
hex
-
файл
прошивки
МК
вмест
е
с
исходным
программ
ным
кодом
на
языке
С
для
Atmel AVR Studio 4
и
компилятора
WinAVR
С
дос
тупны
в
zip
-
архиве
(1,7
МБ
)
по
адресу
ftp
:
//ftp.circuitcellai
\
com/pub/Circuit_Cellar/2012/269/268
-
Karmann.zip





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
Акваодометр
(
PIC18F27J13, MMA7361L, MAG3110, SSM23
01RMZ
)
Радиохобби
, 2012, № 6,
с
.
31
-
32
Michel Kuenemann
,
«
Elektor
»
№
7
-
8/2012,
с
. 68
-
77
Француз
Майкл
Кюнман
пос
ле
продолжавшихся
немалое
время
проб и
ошибок
сумел
разработать
малогаба
ритный
прибор
-
акваодометр
,
автома
тизирующий
подсчет
и
при
этом
не
име
ющий
ни
одной
кнопки
,
дисплея
или
ин
дикатора
,
не
боящийся
воды
и
способ
ный
автоматически
сообщать
пловцу
о
проплытой
дистанции
.
Самым
тяжелым при
разработке
был
этап
выбора
подхо
дящих
датчиков
изменения
направления заплыва
.
Майкл
нащупал
вариа
нт
,
дающий
высокую
достоверность
(
веро
ятность
ошибки
<5%)
бесконтактной идентификации
поворота
пловца
.
Для этого
наилучшим
образом
подошел
тре
-
хосный
магнетометр
(
электронный
ком
пас
),
посредством
которого
предвари
тельно
идентифицируется
разворот
в
проти
воположном
направ
лении
,
допол
ненный
трехосным
акселе
ро
метром
,
идентифицирующим
кратко
временное
ускорение
от
толчка
ногами
о
стенку
бас
сейна
.
Здесь
кроме
уже
упомянутых акселерометра
и
магнетометра
имеют
ся
микроконтроллер
,
АЦПирующий
и анализирующий
сигналы
датчиков
,
вы
полняющий
соответствующий
расчет
проплытой
дистанции
и
синтези
рующий речевое
сообщение
в
виде
ШИМ
(
ADPCM
),
которое
фильтруется
пас
сивным
ФНЧ
и
через
УМЗЧ
класса
D
вос
производится
микродинамиком
.
Все узлы
схемы
размещаются
с
двумя
эле
ментами
питания
форм
фактора
ААА
(
R
6)
в
герметичном
корпусе
-
«мыльнице»
размерами
96
х
47
х
24
мм
на
голове пловца
,
а
включе
-
ние
/
выключе
ние
осуществляется
программно
микро
-
контроллером
после
встряхивания
кор
пуса
,
от
которого
кратковременно
замы
каютс
я
контакты
ударного
датчика
К
1
(
автор
применил
Assemtech
ASLS
-
2).
Кроме
того
,
прибор
автома
тически
«засыпает»
в
случае
бездей
ствия
датчиков
в
течение
10
минут.
Предел
измерения
составляет
299
«бассейнов»
,
т
.
е
.
около
7,5
км
для
25
-
метрового
бассейна
.
Кажд
ое
распознан
-
ное
изменение
направления
сопровож
-
дается
«бипом»
,
а
пройденный
километ
-
раж
сообщается
синтезатором
речи
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
25
ИЗМЕРЕНИЯ
hex
-
файл
прошивки
МК
и
ис
ходные
программные
коды
доступны
по
адре
су
http
://
www
.
elektor
.
com
/110
760





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Программа
TINA
-
TI
и моделирование электрических схем
.
Задатчик
-
измеритель
-
масштабатор тока 4
-
20 мА
Сергей Скворцов
,
radioyearbook@gmail.com
Продолжение цикла статей. Начало в
«Радиоежегоднике» вып.
20
-
2
3
Сразу хочу поблагодарить читателей, проявив
ших
интерес к моей конструкции, опубликованной в
[1
]
,
при
обсуждении на форуме
РадиоЛоцман
[2]
.
Вначале
была идея дополнить
,
описанный
ранее
З
адатчик тока 4
-
20 мА
,
отдельной
приставкой,
дающ
ей
возможность в цифровом виде отображать не
только значение тока
в миллиамперах, но
и
масштабировать его в значение соответствующей
физической величины (давлени
я
, уровн
я
, расход
а
и
т.д.)
. Однако
в процессе обсуждения будущей
конструкции мастера КИПиА и наладчики
выразили
желание иметь
более функциональный
прибор
-
«тр
и
в одном»:
Задатчик
-
измеритель
-
масштабатор
тока
4
-
20 мА
Н
а фото
слева (рис. 1)
: так
выглядит
З
адатчик тока 4
-
20 мА
, описанный в моей предыдущей
статье
,
после нескольких лет эксплуатации
;
а на фото справа (рис. 2)
новая разработка
:
З
адатчик
-
измери
тель
-
масштабатор
тока 4
-
20 мА
перед началом опытной эксплуатации.
Рис. 1
Рис. 2
Проницательный читатель, внимательно рассматривая
немногочисленные
орга
ны управления
на новом приборе, уже
может
сделать свои заключения
о его принципе действия. Но «законы
жанра» требуют более подробного и последовательного описания.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Как правило, в процессе наладки систем автоматизации приходится оперировать не с
отвлеченны
ми миллиамперами «токовой петли», а с реальными физическими парамет
рами
:
давлени
е
, уров
е
н
ь
, расход
, температур
а
и т.
д.
,
-
которые,
в свою очередь,
выражены
в Па, кПа,
МПа,
кг
с
/см
2
, м, см,
л/мин, м
3
/ч,
%,
О
С
и т.
п.
К тому же стандартный ряд
верхних
преде
лов
измерений
представляет
собой
последовательность
не
«круглых» чисел:
6,3;
10;
16;
25;
40;
63...
И хотя
перерасчет (масштабирование)
значений тока в цифровое значение
физического
параметра не сложен
-
в пределах
четырех арифметических действий
-
но в «в
уме» его сделать
трудно.
Поэтому на практике
обычно
ограничиваются оценкой «на глазок» или, в лучшем случае,
используют
какие
-
то
таблицы.
Шкала
стрелочного индикатора
, предложенная для
З
адатчик
а
тока
4
-
20 мА
(рис. 3), эту проблему решала лишь частично.
Оче
видно, что цифровой индикатор
предпочтительнее.
Рис.
3
.
Шкала стрелочного индикатора
З
адатчик
а
тока 4
-
20 мА
На рынке
оборудования
предлагается достаточно большое количество
разнообразных
моделей
приборов
,
предназначенных
для
измерения и
наладки
средств
автоматизации.
Я
остановлюсь
лишь на сравнительно недавно появившемся
И
змерителе токовой петли ИТП
-
11
[
3
]
.
Рис.
4
.
Внешний вид
ИТП
-
11
-
http://www.owen.ru/catalog/47630385
Прибор
ИТП
-
11
предназначен для измерения и индикации физических величин, пре
образо
-
ван
н
ых
в унифицирован
ный сигнал постоянного тока от 4 до 20 мА.
Прибор содержит аналого
-
циф
ро
вой преобразователь
(
АЦП
)
для оцифровки измеренного
сигнала в токовой петле
.
Оцифрован
ный сигнал поступает в микроконтроллер
(МК)
,
где
осуществляется
цифровая
фильтрация сигнала
,
а также коррекция
и
масштабирование
.
Полученное значение сигнала
выводится
на цифровой индикатор
.
Питание
измерителя
от токовой петли (2
-
х проводная
схема
подключения;
падение напряжения не более
7
В
).
Монтажная часть прибора и
меет форму и
габариты стандарт
ной сигнализационной лампы.
На мой
взгляд,
этот
прибор хорошо подходит для работы в паре с
З
адатчик
ом
тока 4
-
20 мА
.
Однако наладчики убедили меня в том, что им будет
неудобно
постоянно манипулировать тремя
кнопками
,
а
лучшим
вариантом будет малогабаритный тумблер
для переключения режима
индикации «
4
-
20
мА
»
-
«
МАСШТАБ
.
» (масштаб
ированное значение
)
.
Для выбора значений из
стандартного ряда
верхних
пределов
измерений
решено было использовать галетный
переключатель, напри
мер, от
неисправного мульт
и
метра
(см. рис. 2).
И
вот
другие
, пожалуй, самые принципиальные
пункты
технического задания
:

измеритель и масштабатор
должны быть
выполнены без
применения
МК на элементах
широкого применения
с использованием недорогой цифровой измерит
ельной
панели
с ЖК
-
индикатором
,
например,
EC
-
213
B
(DCV
±
200
мВ
)
или аналогичной
;

питание измеритель и масштабатор
должны
получать по токовой петле 4
-
20 мА
с
падение
м
напряжения не более
5,5
В
;
питание
ЖКИ измерительной панели
-
9
-
вольтовая батарея
6F22
;

по
грешность измерения и масштабирования
-
не более
1
%
±3 ед. мл. разряда индикатора
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Описание схемы
Имея
продуманное техническое задание, можно начинать прорабатывать основные схем
ные
решения.
Я не буду подробно останавливаться на
самом
процессе разработк
и схемы, а отмечу
только
основные
моменты.
Рис.
5
.
З
адатчик
-
измеритель
-
масштабатор
тока 4
-
20 мА
.
Схема электрическая принципиальная
На микросхеме
DA
1
LM
317
выполнен
задатчик тока 4
-
20 мА
. Он подробно описан в
[1]
и
представляет собой двухполюсни
к, выполняющий функции
регули
руем
ого
стабили
за
тор
а
постоянного
тока
. Причем
,
отдельного источника питания для него не требуется
,
и устройство с
соблюдением полярности может быть включено в любой участок токовой цепи.
При проведении
наладочных или ремонт
ных работ
его обычно включают вместо датчика технологического
параметра.
Микросхема
VD
3
«идеального стабилитрона»
TL
431
одновременно выполняет функции источ
-
ни
ка питания +5 В (задается резисторами
R
2,
R
3
) и опорного напряжения
около
+2,5 В
(
выв
.
3
)
.
Рези
стор
R
1
(10 Ом) является токоизмерительным. При протекании через него тока 4...20 мА
согласно
с законом Ома падение напряжения на нем составит
-
40...
-
200 мВ относительно общего
провода.
Операционные усилители (ОУ)
DA
2
.
1 и
DA
2.2
на микросхеме
LM
358 выполня
ют функцию
усиления и норма
лизации измерительного сигнала. ОУ
DA
2
.2
используется
для непосред
-
ственного измерения тока
,
он
преобразует входной ток
0...20 мА
в выходное напряжение
0...2 В.
ОУ
DA2.1
масштабирует
входной ток 4...20 мА в выходное напряжение
0...2 В.
Оба ОУ включены
по
типовой
схеме инвертирующего усилителя.
С помощью резистора
R
7, подключенного к
источнику опорного напряжения около +2,5 В, осуществляется сдвиг характеристики преобра
-
зования ОУ
DA
2
.
1 от нуля к 4 мА.
Галетным переключателем
SA
3
осуществляется выбор
верхних
пределов
масштабатора из
ряда стандартных значений. Масштабирование выполняется с помощью простых резистивных
делителей
R
16
...
R
39. Подстроечными резисторами обеспечивается возможность
калибровки соот
-
вет
ствующих диапазонов м
асштабатора.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Переключение тумблера
SA
1 в положение «
ИЗМЕРЕНИЕ
» дает возможность измерять и
масшта
бировать ток
(
до 20 мА
)
, протекающий через гнезда «+
ИЗМЕРЕНИЕ
-
»
.
При этом цепи
задатчика тока
4
-
20 мА на микросхеме
DA
2
от измерительных цепей отключаются п
олностью.
Моделирование
Ни один из номиналов радиоэлементов на схеме не появился случайным образом. Особенно
это касается номиналов резисторов.
Их аналитический расчет достаточно громоздок, а с помощью
доступных программ схе
мотехнического моделирования
это зан
имает
совсем немного времени.
Я
предпочитаю
использовать
программ
у
TINA
9
-
TI
, которую
можно
рассматри
ва
ть
как своеобраз
-
ный «схемотехнический калькулятор». Эта программа
бесплатна,
всегда под рукой, проста в
освоении и не требовательна к ресурсам ПК
.
Моделирование, даже достаточно сложной схемы, не
вызовет
особых
затруднений, если воспользоваться
«
Общи
ми
правила
ми
моделирования
»
[
4
]
.
Начнем, как принято, с источника питания
ОУ на микросхеме
TL
431
.
После «сборки»
несложного фрагмента схемы (рис.
6) в
оспользуемся функциями
анализа
:
Анализ
-
> Анализ постоянного тока
-
> Переходные характеристики постоянного тока...
В открывшемся окне установим диапазон изменения входного
источника
тока
IS
1
0
-
20 мА:
Рис.
6
.
Моделирование
TL
431
в программе
TINA
9
-
TI
На графике результата анализа хорошо видно, что
режим стабилизации +5 В
и опорного
напряжения +2,49 В
наступа
ю
т
уже
при токе около 0,5 мА. Также выбор
микросхемы
TL
431
обусловлен ее достаточным
для нашей задачи
максимальным током (
до
100 мА) и
допуст
имой
рассеиваемой мощностью (
до
625 мВт
)
.
Далее
,
к цепям питания
подключим два
ОУ на микросхеме
LM
358, которые выполняют
функцию усиления и норма
лизации измерительного сигнала (рис. 7). Нас будет интересовать
вид
характеристик преобразования; насколько о
ни близки к требуемым. Вновь выполним:
Анализ
-
> Анализ постоянного тока
-
> Переходные характеристики постоянного тока...





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Результат моделирования и характеристики преобразования
наглядно
представлены
на
графике результата анализа этой части схемы:
Рис
.
7
.
Моделирование работы операционных усилителей
LM
358
Поясню, что предварительно
, в соответствии с рекомендациями из
[
4
]
,
выбор и расчет номи
-
налов резисторов выполнялся на модели идеального ОУ. Результат анализа с использованием
модели
«
реальной
»
мик
росхемы
LM
358
«честно» показывает ее несовершенство, связанное, в
первую очередь,
с ненулевым значением выходного напряжения при однополярном питании ОУ
и
также
с влиянием напряжения смещения
.
Это привело к тому, что полученная характеристика
преобразовани
я для ОР1 (зеленая линия)
имеет значительную погрешность для входных токов
0...4,5 мА.
Частично
этот
недостаток можно устранить,
применив известный схемотех
ни
ческий
прием
:
включи
м
последовательно с выходом ОУ дополнительные диоды
VD
6
и
VD
7
(см. схему на
рис. 5).
Повторим:
Анализ
-
> Анализ постоянного тока
-
> Переходные характеристики постоянного тока...
Рис.
8
.
Сравнение результатов анализа двух решений
Удобно использовать возможность
, имеющуюся в программе,
увеличения
фрагмента
графика
резу
льтата
анализа. Тогда улучшение (график на рис. 8 справа)
хорошо видно
.
С диодами
VD
6
,
VD
7
Без диодов
VD
6
,
VD
7





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Вообще говоря, для нашей конструкции правильнее было бы использовать так называемые
Rail
-
to
-
Rail ОУ,
то есть,
ОУ с диапазоном выходного
напряжения
практически совпадающим с
напряжение
м
питания
.
Кроме того, и
х отличает очень
малый
ток потребления и возможность
работы при низком напряжении питания, например, при 2,5 В. Из имеющихся в библиотеке
TINA
9
-
TI
моделей
остановим свой выбор на микросхеме сдвоенного
Rail
-
to
-
Rail
ОУ
LPV
358
и вновь
проведем анализ:
Анализ
-
> Анализ постоянного тока
-
> Переходные характеристики постоянного тока...
Рис.
9
.
Анализ работы ОУ после замены модели
на
LPV
358
Налицо практически идеальные характеристики. С другой стороны, как показал опыт пред
-
вари
тельн
ого макетирования и изготовления опытного образца устройства, использование
недорогой и распространенной микросхемы
LM
358 дает вполне приемлемый результат.
Рис.
10
.
Увеличенные фрагменты
графика
результата
анализа
для ОУ
LPV
358
Предвижу, что некото
рые читатели скептически отнесутся к таким «гладким» графикам.
И о
ни
будут
совершенно правы. Поэтому я
при помощи
TINA
9
-
TI
обращу внимание на глубокий «овраг»,
который подстерегает тех, кто привык слепо
повторять
чужие схемы.
Начальный участок
характеристики
Конец диапазона





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Рис.
11
Фрагмент схемы
На этом фрагменте схемы видно, что рядом с номиналом резисторов
R
7,
R
8,
R
14
появился
символ «
*
». Это означает
, что к этим элементам будет применена функция
«
свип
-
сигнала
»
,
другими словами
,
вариации
или
«качания
»
параметра. Нам это необходимо сделать, чтобы
оценить влияние разброса номиналов этих резисторов на характеристик
у
преобразования
ОР1
(
DA
2
.
1
на рис. 5
)
.
Резисторы
R
7,
R
8,
R
14
выбраны
не случайно, так как именно они, главным
образом, и определяют вид характеристики.
Ниже я
кр
а
тко
процитирую
стать
ю
[
5
]
, где была описана эта несложная процедура:
Рис. 1
2
.
Иконка, позволяющая управлять значениями параметров
Щёлкнув по этой иконке, можно переместить курсор мышки к нужному элементу схемы (вид
курсора меняется после щелчка по иконке) и выделить его щелч
ком левой клавиши мышки.
Появляется диалоговое окно свойств элемента
:
Рис. 1
3
.
Диалоговое окно свойств
резистора
R
7
Выбранный параметр
, в данном случае сопротивление резистора
R
7,
будет изменяться в
диапазоне между начальными и конечными значениями
.
О
тмеченная в диалоговом окне кнопка
«
...
»
или «
Выбрать
...
»
позволяет вывести новое диалоговое окно
Контроль объекта
выде
ления
,
где устанавливаются эти значения
:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Рис. 1
4
.
Диалоговое окно «качания
»
параметра
резистора
R
7
Здесь мы установим начальное и ко
нечное значение сопротивления
R
7
из расчета 620 кОм
±5%.
Аналогичную процедуру мы выполним и для резисторов
R
8 и
R
14.
Затем
вновь
выбираем
:
Анализ
-
> Анализ постоянного тока
-
> Переходные характеристики постоянного тока...
Рис. 1
5
.
Анализ работы ОУ
DA
2
.1 в режиме
«качания
»
параметр
ов
R
7,
R
8,
R
14
±5%
Рис. 1
6
.
Увеличенные фрагменты
графика
результата
анализа
для
«качания
»
параметр
ов
±5%
Начальный участок
характеристики
К
онец диапазона





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Так как в диалоговом окне
Контроль объекта
выде
ления
(см. рис. 14) значение
Количество
случаев
было
указано равны
м 3, то для трёх
«качаемых»
резисторов
мы получили семейство из
3
3
=27 графиков.
На
увеличенных фрагментах
графика
результата
анализа
хорошо виден
существенный разброс характеристик как в начальной точке 4 мА, так и в конце диапазона
-
20мА.
В заключени
и
в
ыполнялся подбор номиналов резисторов делителя масштабатора:
R
28,
R
30,
R
32,
R
34,
R
36,
R
38. Их аналитический расчет
также
достаточно громоздок, а с помощью «схемо
-
технического калькулятора»
TINA
9
-
TI
это заняло совсем немного времени.
Рис. 1
7
.
Подбор ном
иналов резисторов делителя масштабатора
Мои наблюдения показывают, что начинающие освоение программ схемотехнического модели
-
рования обычно используют инструменты, к которым они привыкли в практической работе:
осциллограф и мультиметр. Уверен, что приве
денные в этой статье наглядные графики
результатов
схем
н
ого анализа
, побудят многих преодолеть этот психологический стереотип и
шире использовать возможности специализированных программ.
Настройка и калибровка
Рассматривая графики на рис. 15 и 16,
можно
сделать однозначный
вывод
: без
процедуры
настройки
устройства
нам не обойтись. Чтобы ее упростить, советую резисторы (см. схему на
рис. 5)
R
1,
R
8,
R
11,
R
14,
R
15
приобрести или подобрать с точностью не хуже ±1%.
В этом случае
достаточно будет только уточнит
ь номинал резистора
R
7.
Это делается следующим образом:
1)
т
умблер
SA
1
перевести в положение «
ЗАДАНИЕ
»
;
2)
к
щупам «
+
ЗАДАТЧИК
-
»
с соблюдением полярности подключить источник постоянного тока
напряжением 12...24 В (
ток
не менее
50 мА
)
и последовательно с ним ми
ллиамперметр
(
на
измерительном пределе 20 мА)
;
3)
в
ключить источник питания
и,
регулируя потенциометры
R
1
3 «
ГРУБО
» и
R
9 «
ТОЧНО
»
,
установить ток задатчика 5,60 мА
(это 10% от шкалы 4
-
20 мА)
;
4)
п
одбором резистора
R
7
установить напряжение в контрольной точке
КТ1
р
авным 200±2 мВ
(это 10% от шкалы 0
-
2 В)
.
Далее необходимо установить ток задатчика 20,00 мА и
убедиться, что напряжение в конт
-
роль
ных точках
КТ1
и
КТ2
равно 2,00
±0,08 В.
Для обеспечения приемлемой точности нашего
устройства для калибровки необходимо исп
ользовать приборы с классом точности не ниже 0,2.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
2
5
ИЗМЕРЕНИЯ
Окончательная
калибровка
устройства проводится по показаниям цифровой измерительной
панели при токе задатчика 20,00 мА:
1)
т
умблер
SA
2
перевести в положение «
4
-
20 мА
», а переключатель
SA
3
-
в положение «
20,0
0
»
;
2)
в
ращением подстроечного резистора
R
1
8
установить показания на индикаторе «19
.
99»
;
3)
т
умблер
SA
2
перевести в положение «
МАСШТАБ.
»
;
4)
в
ращением подстроечного резистора
R
26
установить
показания на индикаторе «19.99»
;
5)
у
становить переключатель
SA
3
в положение «
16
,00
»
;
6)
в
ращением подстроечного резистора
R
25 установить
показания на индикаторе «16.00»
;
7)
п
овторить п.п. 5 и 6 для положений
SA
3: «
10
,00
»,
«
6
,
3
0
»,
«
5
,00
»,
«
4
,00
»,
«
2,5
0
»
и
вращением построечных резисторов
R
24
-
R
20
установить соответствующие п
оказания на
инд
икаторе: «10.
00
»,
«
6.30
»,
«
5.00
»,
«
4.00
»,
«
2.50
» (
в случае невозможности установить
необходимые показания
-
подобрать номинал
ы резисторов
R
28
,
R
30,
R
32,
R
34,
R
36,
R
38
).
Затем
необходимо убедиться, что погрешность показаний
индикатора
в середине диапазона
(при токе задатчика 12,00 мА)
и в начале (4,00 мА) не превышает допустимой. Опыт
макетирования и изготовления опытного образца устройства показывает, что
его
общая
погрешность определяется, в первую очередь, погрешностью цифровой измерительной панели.
Суще
ственных расхождений между результатами моделирования в
TINA
9
-
TI
и практически
полученными значениями
-
не было.
Конструкция и детали
Фотография опытного образца
прибора представлена на
рис. 2.
Печатная плата для
него
не
разрабатывалась. Весь монтаж выпо
лнен на нескольких макетных платах и размещен в
подходящем корпусе
, который был «доработан по месту напильником».
Для лицевой панели
и
галетного переключателя
SA
3
использовались детали от неисправного цифрового мультиметра.
Подстроечные резисторы можно исп
ользовать недорогие однооборотные, например,
СП3
-
38
.
Постоянные резисторы
-
из недорогих
предпочтительнее использовать металлопленочные
MF
-
0.25: они имеют сравнительно небольшой ТКС (температурный коэффициент сопротивления). К
другим радиоэлементам особых
требований не предъявляется.
Все работы по макетированию, монтажу, наладке и калибровке опытно
го образца устройства
выполнил к
иповец с 40
-
летним профес
сиональным стажем М
.
А
.
Кирпиченко, которому я также
благодарен за
важные
практические
предложения
.
Отде
льно отмечу большую помощь в
подготовке статьи В.Н. Гололобова и советы В.Я. Володина.
Использованная литература и ссылки:
1.
С
.
Скворцов.
Задатчик тока 4
-
20 мА для наладки систем автоматизации
. Радиоежегодник, 2013,
выпуск 22, с. 315
-
323
.
http://
www.rlocman.ru/book/book.html?di=148043
2.
Обсуждение:
Задатчик тока 4
-
20 мА для наладки систем автоматизации
.
Форум
РадиоЛоцман
.
http://www.rlocman.ru/forum/showthread.php?p=119805
3.
ИТП
-
11. Преобразователь аналоговых сигналов измерительный ун
иверсальный. Руководство по
эксплуатации
, 2011
.
http://www.owen.ru/uploads/re_itp
-
11_1249.pdf
4. Марина
и
Сергей Амелин
ы
.
Основные правила моделирования электронных устройств с исполь
-
зо
ванием программ схемотехнического анализа
.
http://micro
cap
-
model.narod.ru/modelling.htm
5.
В.Н. Гололобов. Программа
TINA
-
TI
и моделирование электрических схем. Схема инкубатора
.
Радиоежегодник, 2013, выпуск 20, с. 343
.
http://www.rlocman.ru/book/book.html?di=146748
Загрузк
и
:
1.
Файл
моделирования
LM35
8
-
4
-
20 mA.TSC
(
11
кБ):
http://www.rlocman.ru/i/File/2013/05/13/LM358%20
-
%204
-
20%20mA.zip
2.
Программа
TINA
-
TI
в
ерсия
9.3.50.40
SF
-
TI
,
обозначенная
как
sloc
243
c
(86,3 Мб
)
,
русифициро
-
вана
и
доступна
для свободной загрузки со
страницы
:
http://www.ti.com/tool/Tina
-
TI





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Программа
TINA
-
TI
и
моделирование
электрических
схем
.
ОУ,
транзисторы...
А
теперь
и
лампы!
Сергей
Апранич
,
http://service4u.narod.ru
Продолжение
цикла
статей.
Начало
в
«Радиоежегоднике»
вып.
20
-
2
3
В
первой
части
моей
статьи
[1]
мы
научились
выполнять
основные
действия
в
симуляторе
TINA9
-
TI
,
измерять
некоторые
параметры
нашей
схемы,
пользо
-
ваться
виртуальными
измерительными
приборами.
Во
второй
части
статьи
мы
научимся
импортировать
библиотеки
радиоламп
,
и
вы
можете
поработать
с
ними
на
примере
принци
пиальной
схемы
лампового
усилителя
напряжения
(УН
или
буфера).
Также
снимем
анодные
и
анодно
-
сеточные
характерис
тики
модели
лампового триода.
ОУ,
транзисторы...
А
теперь
и
лампы!
Как и другие отсутствующие в программе компоненты, радиолампы можно добав
ить,
используя
Spice
-
модели, если подходящие модели существуют.
Итак,
импортирование
радиоэлементов
.
Скачать
библиотеку
Spice
Models
of
Vacuum
Tubes
можно
по
адресу
-
http
://
tdsl
.
duncanamps
.
com
/
dcigna
/
tubes
/
spice
/
index
.
html
-
здесь
представлены
файлы
для
моделей
отдельных
радиоламп,
но
можно
скачать
все
одним
архивом
http
://
tdsl
.
duncanamps
.
com
/
dcigna
/
tubes
/
spice
/
spice
.
zip
.
Скачиваем,
распаковываем
все
фа
й
лы
для
удобства
в
одну
папку.
Все
скачанные
файлы
имеют
расширение
«*.
INC
».
Меняем
расширение
всех
(ес
ли
вам
нужны
все
модели
радиоламп)
или
только
необходимых
файлов
на
«*.
CIR
».
Я
использовал
только
некоторые
библиотеки,
т.к.
не
для
всех
доступных
для
сим
уляции
ламп
есть
советские
аналоги,
а
покупать
импортные
радиолампы
часто
очень
дорого.
Итак,
запус
каем
TINA
9
-
TI
,
идем
по
пути
«Инструменты»
-
«Мастер
новых
макро
–
элементов»
:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Далее,
в
поле
«Имя
макроса»
по
-
русски
вводим
название
радиолампы,
которое
будет
отображаться
на
схеме:
Выполняем
щелчок
левой
кнопкой
мыши
на
иконке с
желтой
папк
ой
дл
я
указания
файла
с
данными
импортируемого
элемента.
Открывается
окно
«
Open
File
»,
в
котором
мы
идем
в
папку
с
нашими
переименованными
файлами
«*.
CIR
».
В
нижней
строке
выбираем
«Тип
отображаемых
файлов»
,
как
на
рисунке,
выполняем
щелчок
левой
кнопкой
мыши
н
а
импортируемом
файле
(6
DJ
8
–
одно
из
зарубежных
обозначений
аналога
6Н23П)
и
нажимаем
«Открыть»
:
Текущее
окно
закрывается,
и
мы
возвращаемся
в
предыдущее
окно
.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Нажимаем
кнопку
«Следующий»
:
Мы
видим,
что
сразу
отображается
символ
триода.
Лампа
6Н
23П
содержит
2
триода,
но
отображаются
триоды
по
одному.
Примечание редакции РЕ
Здесь программа может предложить сделать выбор
наиболее подходящего символа (фигуры)
:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Вновь н
ажимаем
кнопку
«Следующий»
:
Далее,
программа
проводит
соответствие
между
и
нформацией
из
макро
-
файла
и
обозначе
нием
триода.
Здесь
есть
различие
в
обозначении
катода:
в
файле
катод
обозначен
латинской
буквой
«К»,
хотя
по
-
английски
катод
переводится
как
«
Cathode
»,
а
TINA
использует
латин
-
скую
букву
«С»
для
обозначение
катода.
Посл
е этого
н
ажимаем
кнопку
«Следующий»
,
и
нам
уже
предла
-
гается
сохранить
макрос
под
некоторым
именем.
По
умолчанию
TINA
берет
имя
исходного
макро
-
файла,
из
которого
она
взяла
данные
для
импорта:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
В
имени
файла
убираем
все
до
«.
TSM
»
,
а
вместо
названия
зару
бежного
аналога
набираем
по
-
русски
6Н23П
,
и
в
итоге
у
нас
получается
вот
так:
Нажимаем
кнопку
«Сохранить»
.
Импортирование
нового
элемента
завершается
появлением
окна,
в
котором
написано
«Макро
-
файл
готов
к
использованию.
Он
может
быть
вставлен
путем
в
ыбора
«Вставить»
-
«Макро
–
элемент…»
или
нажатием
кнопки
«
Insert
»
,
расположенной
ниже
»
:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Нажимаем
кнопку
«
Insert
»
и
видим,
что
наш
новый
радиоэлемент
появился
в
рабочем
поле
редактора:
Точно
так
же
вы
можете
импортировать
6
SL
7(6Н9С),
и
6
SN
7(6Н8С),
и
т.д.
Кенотроны
также
импортируются
без
проблем:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Есть
небольшой
нюанс
при
импорте
лучевых
тетродов,
например,
6П3С.
Ра
ссмотрим
,
как
правильно
это
сделать.
Импортируем
макрос
из
файла
с
названием
6
L
6
GC
(одно
из
зарубежных
обозначений
советского
аналог
а
6П3С).
«Имя
макроса»
-
6П3С,
макро
-
файл
выбираем
с
назва
-
нием
6
L
6
GC
и
доходим
до
следующе
го
окна
:
Здесь
мы
видим,
что
программа
самостоятельно
сопоставила
только
анод
и
катод,
а
обе
сетки
нам
придется
обозначить
вручную.
Выполняем
щелчок
левой
кнопко
й
мыши
на
одной
из
синих
букв
в
рамочке
(находятся
под
строкой
«
Unconnected
pins
»
),
например,
«
g
»
и,
не
отпуская
кнопку
мыши,
тянем
букву
«
g
»
прямо
на
один
из
неподключенных
выводов
(в
скобках
есть
подсказка
об
этом
действии).
В
результате
отображается
под
ключенная
сетка
и
ее
буквенное
обозначение:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Если
вы
неверно
сопоставили
выводы
радиоэлемента
и
их
обозначения
–
это
можно
легко
исправить.
Выполняете
щелчок
левой
кнопкой
мыши
на
символе
соответствия
(на
верхнем
рисунке
обозначен
зеленым)
и,
не
отпуская
кнопку
мыши,
тянете
его
на
поле,
где
находится
синяя
буква
«
g
»
.
И
далее,
повторно
при
помощи
мыши
проводите
соответствие
вывода
радиоэлемента
и
его
функции.
Окончательно
получается:
Итак,
макросы
ламп
мы
импортировали.
Что
дальше?
И
тут
начинается
с
амое
интересное
–
моделирование
работы
ламповой
схемы
.
Для
простоты
и
наглядности
рассмотрим
обычный
усилитель
напряжения,
далее
УН.
Какую
схему
включения
радиоламп
использовать
–
зависит
от
вкуса
каждого
из
нас.
Я
выбрал
параллельно
управляемый
двухтак
тный
усилитель,
известный
также
как
SRPP.
Рисуем
схему:
В результате моделирования
схемы
усилителя
SRPP
получаем
:

а
нодный
ток
для
обоих
триодов
составляет
11
,
2
мА,

напряжение
на
аноде
нижнего
триода
90
В
,

Ку
=
15,4
(23,7 дБ)
,

КНИ
=
0,001%





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
АЧХ ус
илителя
SRPP
:
Далее,
еще
один
вариант
УН
–
катодный
повторитель.
В результате моделирования
схемы
катодного повторителя получаем
:

а
нодный
ток
для
обоих
триодов
составляет
11
,6
мА,

Ку
=
26,7 дБ,

КНИ = 0,073%
Выше приведенные схемы различаются
не только методом включения триодов и КНИ. Они
отличаются также и по характеру звучания.
Напомню, что в
первой
части
моей
статьи
[1]
мы
научились
выполнять
основные
действия
в
симуляторе
TINA9
-
TI
, измерять некоторые параметры нашей схемы, пользо
ваться ви
ртуальными
измерительными приборами.
В конце статьи
приведены ссылки для скачивания соответствующих
файлов моделирования
,
пожалуйста,
используйте полученные знания
.
Успеха!





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Среди
аргументов
как
«за»,
так
и
«против»
программных
средств
симуляции
работы
электронных
схем
я
бы
выделил
всего
один
–
степень
доверия
программе
-
симулятору.
Насколько
правильно
поведение
программы
-
симулятора
с
математической
моделью
радиолампы
при
симуляции
работы
схемы?
Для
ответа
на
этот
вопрос
снимем
анодные
и
анодно
-
сеточные
характеристики
триода
6
DJ
8,
который
является
близким
аналогом
6Н23П.
Чтобы
сравнение
было
более
наглядным,
в
качестве
эталонных
характеристик
возьмем
графические
зависимости
из
[
2
]
:
Для
снятия
анодных
характеристик
используем
следующую
типовую
схему:
Здесь
:
VS
1
–
источник
анодного
напряжения,
VS
2
-
источник
сеточного
напряжения.
Устанавливаем
сеточное
напряжение
фиксированным
и
увеличиваем
анодное
напряжение
от
0
В.
Через
равные
интервалы
отмечаем
на
графике
точку,
соответствующую
теку
щему
напряже
-
нию
на
аноде
триода
и
его
анодному
току
при
заданном
напряжении
на
сетке.
В
результате
получим
некоторое
количество
кривых
для
различных
фиксированных
напряжений
на
сетке,
а
это
и
есть
семейство
анодных
характеристик.
Для
снятия
анодно
-
сеточн
ых
характеристик
используем
ту
же
принципиальную
схему,
что
показана
выше.
Устанавливаем
анодное
напряжение
фиксированным
и
увеличиваем
сеточное
напряжение
от
0
В.
На
графике
откладываем
точки,
соответствующие
сеточным
напряжениям
при
заданных
фиксированны
х
анодных
напряжениях.
В
результате
получаем
семейство
анодно
-
сеточных
характеристик.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Теперь
мы
имеем
два
семейства
характеристик,
изображенных
на
следующем
рисунке:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Нетрудно
видеть,
что
данные,
полученные
в
результате
эксперимента,
хорошо
коррелируют
с
графическими
зависимостями
из
[
2
].
Погрешность
наших
изысканий
составляет
около 2
0%.
Иными
словами,
при
симуляции
радиоламп
программе
TINA
-
TI
можно
доверять.
Отмечу,
что
в
данном
случае
мы
видим
весьма
близкое
сходство
физической
модели
советского
триода
6Н23П
и
его
зарубежного
аналога
–
математической
модели
6
GJ
8
-
модель
именно
этого
триода
мы
импортировали
ранее.
Можно
предположить,
что
модели
и
других
радиоламп
будут
также
адек
-
ват
но
вести
себя
в
симуляторе
TINA
-
TI
.
Для
физической
реализации
той
или
иной
схемы
следует
понимать,
что
ни
один
программный
симулятор
не
сможет
ответить
на
самый
главный
вопрос
–
понравится
вам
звучание
усилителя
или
нет.
А
для
этого
вам
придется
спаять
схему
и
сами или с друзьями
послушать
ее
в
течение
некоторого
времени.
У
спехов
вам,
друзья,
в
радиоламповых
фантазиях
и
их
физических
воплощениях!
Литература
:
1. Сергей Апранич.
Программа
TINA
-
TI
и моделирование электрических схем. Делай со мной,
делай, как я, делай лучше меня!
Радиоежегодник, 2013, Вып. 23. стр. 283
-
302
http://www.rlocman.ru/book/book.html?di=148191
2
.
Голубев
Ю.Л.
и
Жукова
Т.В.
Электровакуумные
приборы.
Справочник
(100
приемно
-
усили
-
тель
ных
ламп).
М.,
«Энергия»,
1969.
Массовая
радио
библиотека.
Вып.
708.
стр.
189
Загрузк
и
:
1.
Файл
ы
моделирования
схе
м
:
http://service4u.narod.ru/
images
/6N23P_
SRPP
.TSC
http://service4u.narod.ru/
images
/6N23P_CF.TSC
2.
Программа
TINA
-
TI
в
е
рсия
9.3.50.40
SF
-
TI
,
обозначенная
как
sloc
243
c
(86,3
Мб
)
,
русифицирована
и
доступна
для
свободной
загрузки
со
страницы
http://www.ti.com/tool/Tina
-
TI
Примечание редакции РЕ
Для получения
анодны
х
и анод
но
-
сеточны
х
характеристик
лампового триода
автор выполнял
отдельные «замеры» и получил семейство кривых из достаточно ограниченного количества точек.
Ниже весьма подробно описывается процедура «автоматического»
построения семейства
характеристик средствами
схемного анализа
TINA
-
TI
.
Эта методика
проста и
пригодна
для
других
радиоэлементов.
Подготовил: В.Н. Гололобов.
Собираем схему.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Выбираем иконку на инструментальной панели: выбор объекта управления.
И щелчком левой клавиши мышки выделяем источник с
еточного напряжения. В появившемся
окне используем список возможных напряжений:
Появляется окно для задания параметров источника напряжения:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Источник сеточного напряжения включён в правильной полярности, поэтому конечное
значение +5 В. Для построения
кривых выбираем режим анализа на постоянном токе.
В окне задания параметров анализа вписываем нужные значения напряжений и количества
точек.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
После щелчка по кнопке ОК получим следующие графики:
Используя кнопку увеличения, выделим нужную область н
а диаграмме, удерживая левую
клавишу мышки:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
После того, как клавиша будет отпущена, мы получим графики с анодным током не более 30
мА. Чтобы сравнить эти графики с приведёнными для лампы 6Н23П, используем маркер.
Грубое сравнение со справочными данными
для напряжения на сетке
(анодный ток
13,3 мА
пр
и анодном напряжении около 52 В)
даёт хорошее совпадение, но это следует проверить для
ряда точек.
Для построения второй серии графиков снимем управление с источника сеточного
напряжения и зададим управление
анодным напряжением. Обратите внимание, когда источник
напряжения управляемый рядом с ним появляется звёздочка!





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
И, если в первом случае напряжение
VS
2 мы подавали в полярности, когда минус источника
на сетке, в этот раз изменим полярность.
Управление
напряжением
VS
1 зададим следующим образом:
Используем анализ на постоянном токе, как и в предыдущем случае, но в свойствах анализа
выберем другой источник напряжения:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
После моделирования мы увидим диаграмму:
Диаграмму результата анализа преобразуем
аналогично тому, как это сделали с предыдущей
диаграммой, ограничив анодный ток величиной порядка 15 мА.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Осталось сравнить точки справочных данных с точками полученных графиков, например, так:
В справочнике для анодного напряжения 150 В и напряжения н
а сетке
-
4 В ток анода 6 мА.
Проведённый анализ даёт значение (на рисунке выше) 4,65 мА. Можно оценить разницу,
она
составляет порядка 20%.
И, наконец, используя графический редактор, можно совместить справочные характеристики с
теми, что получены в
TINA
-
T
I
. Но для этого следует вначале привести
в соответствие
масштабы
измерения по осям.
В полученной диаграмме щелчком правой кнопки мышки выделим ось
X
и
зайдём в свойства оси.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
Снимем метку в окне округления масштаба:
И зададим следующие параметры оси (о
братите внимание на изменение настроек при
изменении размера окна):





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
В итоге мы получим следующий вид оси
X
после изменения размеров окна:
Аналогично настроим ось
Y
:





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
И
ЗМЕРЕНИЯ
И окончательно получим вид кривых с таким же масштабом по осям, как и в справочник
е.
Если в графическом редакторе вам удастся избежать расхождений, то можно совместить
графики:
Аналогичные операции можно повторить для анодно
-
сеточных характеристик.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
V
V
i
i
s
s
u
u
a
a
l
l
A
A
n
n
a
a
l
l
y
y
s
s
e
e
r
r
-
виртуальный измерительный комплекс
Alfredo Accattatis
,
http://www.sillanumsoft.org/
Перевод В.Н. Гололобова,
http://vgololobov.narod.ru/
Содержание
От
автора
1.
Help
1.1 Введение
1.2
Стандартный режим
1.3
Плавающий режим
1.4
Основное окно
1.5
Проверка кнопок управления программой
2.
Окно установок
2.1
Main
2.1.1
Основные параметры
2.1.2
Характеристики окон сглаживания
2.1.3
Канал
2.1
.4
Выбор окон
2.1.5
Кнопка переключения режимов работы
2.2
Spectrum
2.2.1
Введение
2.2.2
Установки масштаба окна анализатора спектра
3.
Измеритель импеданса с автоматической компенсацией смещения
3.1
Измеритель ZRLC
3.2
Чтобы провести измерение
3.3
Вы можете измерять
4.
Visual Analyser
: современная виртуальная измерительная лаборатория для студентов
5.
Некоторые дополнения к help
(подготовил В.Н. Гололобов)
5.1
Калибровка виртуального вольтметра
5.2
Изм
ерение некоторых параметров электрической цепи
5.2.1
Нелинейные искажения
5.2.2
Амплитудно
-
частотная характеристика
5.3
Дополнения к ZRLC измерителю
5.3.1
Сигнал управления переключателем диапазонов
5.3.2
Измерени
е на разных частотах
V
V
i
i
s
s
u
u
a
a
l
l
A
A
n
n
a
a
l
l
y
y
s
s
e
e
r
r





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
От автора
Я люблю электронику, многие годы я работал в коммерческой
компании в качестве инженера
-
программиста и разработчика
программного обеспечения. Я писал программы для встроенных
систем (с DSP и микроконтроллерами), для пер
сональных
компью
теров и авиакосмических, и даже для универсальных
вычислитель
ных машин, используя C, C++, Pascal, Ada и
ассемблер. Я написал
Visual Analyser
в свободное от работы
время исключительно для любителей.
Программа полностью FREE.
Множество
людей не имеет достаточно денег для покупки
«крутого» осциллографа или анализатора спектра. Или, просто,
они не хотят вкладывать деньги в
то, что они будут использовать
крайне редко. Тем не менее, они любят создавать и проверять
звуковые усилители или друг
ого рода простые схемы, и их
интересы не выходят за диапазон звуковых частот. Таким
образом, хорошая звуковая карта
–
это всё, что им нужно.
Современные звуковые карты с частотой выборки 96 или даже
192 кГц позволяют работать с частой почти до 100 кГц (дал
еко за
пределами звуковых частот), что превращает
Visual Analyser
в
мощный набор инструментов для общей электроники.
Идея использования звуковой карты персонального компьютера не нова (есть множество
программ подобных
Visual Analyser
), но я постарался напи
сать программу, предназначенную для
анализа звуковых цепей в любительских условиях. Я думаю, что
Visual Analyser
, возможно, менее
«экстравагантна», чем другие программы (то есть, меньше окон и излишеств), но с хорошим
наполнением, и имеет даже ряд оригинал
ьных идей.
Одной из наиболее серьёзных проблем
Visual
Analyser
–
это отсутствие полной системы
подсказок. Долгие годы я пытался написать хотя бы базовую систему, но не преуспел в этом. Две
главные причины: во
-
первых, написание
help
требует очень много врем
ени; я не зарабатываю на
Visual Analyser
(исключая несколько евро от спонсоров… но, поверьте, это всё чисто
символически), так что, я отдаю гораздо больше времени, чем планировал, на создание самой
программы
Visual Analyser
, чтобы потратить ещё и на написа
ние
help
. А мне ещё надо
зарабатывать на жизнь!
Второй, но не менее важный аспект проблемы в том, что моё знание английского не слишком
хорошо; и у меня нет времени на совершенствование, поскольку я работаю в Италии в компании,
в которой знание английского
не требуется. Это значит, что мне очень сложно написать «книгу»
на английском о
Visual Analyser
.
В данное время есть только три файла (
и
довольно
старых
):
1
-
Main
.
rtf
http://www.sillanumsoft.org/Download/Main.rtf
2
-
Spectrum
.
rtf
http://www.sillanumsof
t.org/Download/Spectrum.rtf
3
-
MainWindow
.
rtf
http://www.sillanumsoft.org/Download/MainWindow.rtf
Так что, например, вы можете запустить виртуальный вольтметр и щёлкнуть по кнопке «
help
».
В данный момент появится стандартное окно подсказки, показывающее
сообщение:
"
No
help
found
.
Check your help directory for file:Help
\
VoltMeter.rtf"
Что даст вам понять, что:
help
всё ещё не написан, и что соответствующий файл
–
это
«Voltmeter.rtf». Таким образом, если вы хорошо освоились с вольтметром, и если вы хотите
помочь мне, просто напишите
help
файл (например в
Wordpad
, сохранив как Voltmeter.rtf),
пришлите его мне по
e
-
mail
, а я включу его в официальный выпуск
Visual Analyser
или, просто,
дам возможность другим загружать его (например, с этой страницы). Очевидно,
вы будете
обязательно упомянуты на этой странице загрузки
help
, как автор (если вам это доставит
удовольствие).
Не плохая идея, не правда ли?
Alfredo Accattatis





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
1.
Help
Рис. 1. Вид программы в «плавающем» режиме
Visual
Analyser
–
это программа реального времени, симу
лирующая ряд электронных
инструментов, таких как:

Oscilloscope
-
Осциллограф
(два канала,
XY
, временное
разделение, триггер).

Spectrum Analyzer
-
Анализатор спектра
с отображе
-
нием амплитуды и фазы (в линейном, логарифмическом,
в виде линий, с плавной п
ерестройкой, октавный анализ
1/3, 1/6, 1/9).

Wave
-
form generator
-
Генератор сигналов
с «пользо
-
вательскими функциями»: треугольный, прямоугольный,
синусоидальный
сигнал, генератор белого шума и
импульсный генератор (без сглаживания).

Frequency meter
-
Частотомер
(во временной и частотой
областях) и счётчик.

Volt meter
-
Вольтметр
с отображением действующих
значений и значений от пика до пика.

Filtering
-
Фильтры
(нижних частот, верхних частот,
полосовой, режекторный, селекторный, «диод», с
удалением п
остоянной составляющей).

Memo windows
-
Окна просмотра из памяти
для
анализа и сохранения в файлах отображения результа
-
тов временного и спектрального анализа.

real time DIGITAL/ANALOG conversion
-
Ц
ифро
-
аналогов
ый
преобразова
тель
(для полной рекон
-
стру
к
ци
и сигнала).

… и многое другое.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
1.1
Введение
Есть два способа использовать
Visual Analyser
. Режимы "Standard, стандартный" и "Floating,
плавающий". В первый раз, когда вы запускаете
Visual Analyser
после установки, программа
работает в «стандартном» ре
жиме. Файла VA.INI нет (загляните в примечание в конце этого
раздела), так что
Visual Analyser
запускается с установками, заданными по умолчанию (то есть, в
стандартном режиме). Если файла VA.INI нет в директории выполнения программы, то он будет
создан ав
томатически.
1.2
Стандартный режим
Стандартный режим означает, что
Visual Analyser
открывается в полной комплектации во весь
экран с фиксированным минимальным размером 790x637 пикселей и свободно может меняться от
этого минимального размера. Основное
окно содержит осциллограф и окно анализатора спектра,
плюс набор команд, которые вы можете найти в окне установок. Другие команды и опции есть
только в окне установок, поскольку они реже используются, хотя очень полезны (например,
функции калибровки). Друг
ие окна (то есть, частотомер или вольтметр) отделены от основного
окна и в некоторых случаях свободно масштабируются. Эти отдельные окна будут видны только
тогда, когда сделан соответствующий выбор выделением или относящаяся к ним кнопка (под
заголовком Vi
sual Analyser) нажата.
1.3
Плавающий режим
Плавающий режим означает, что основное окно уменьшено до панели с набором команд в
виде кнопок, «индикаторов» и окошек для отметки источников входа (возможно только тогда,
когда галочка «apply calibration» за
кладки Setting/Calibrate не установлена). В плавающем
режиме вы можете свободно выбрать окно, которое вам интересно, таким образом, вы можете
приспособить
Visual Analyser
под ваши нужды. В плавающем режиме все окна можно свободно
масштабировать (исключая о
кно генератора сигналов и само окно установок), полностью
отделять от основного окна/панели команд. Другими словами, если вам, например, нужен только
осциллограф, просто нажмите кнопку «scope», а затем изменить размер окна (полноэкранный
режим, если вы хот
ите), а
Visual Analyser
станет только осциллографом. Благодаря автомати
-
ческому сохранению конфигурации, каждый раз, когда вы запускаете
Visual Analyser
, вы увидите
последнюю конфигурацию (см. примечание ниже). Окна осциллографа и анализатора спектра
подде
рживают «панель команд», которая состоит из некоторых «ярлыков» команд, наиболее
часто используемых (автомасштабирование, устреднение, логарифмирование
x
/
y
и т.п.).
Примечание:
Конфигурация
Visual
Analyser
автоматически сохраняется в файле с именем VA.INI
, который
расположен в директории исполняемого файла (обычно c:
\
programs
\
VA); это означает, что когда
вы запускаете Visual Analyser, вы увидите точно ту же конфигурацию, которую оставили в
последний раз по завершению работы с программой. «Configuration» оз
начает позицию и размеры
всех окон (исключая окно установок), всё, что вы выбрали (исключая прямоугольные сигналы
генератора, А + В каналы в spectrum/scope, триггер ON для левого канала и т.д.). Если вам
нужно вернуть конфигурацию по умолчанию, вы можете в
ыбрать два варианта: удалить файл
VA.INI или нажать кнопку «default» в окне установок. Если вам нужно сохранить какую
-
то
конфигурацию (чтобы позже использовать в отдельных случаях: например, при определении АЧХ
вашего HiFi усилителя), вы можете сохранить к
онфигурацию в отдельном
INI
файле, нажав
кнопку «save as» в окне установок, а затем задав другое имя для текущего
INI
файла. Чтобы
открыть этот файл конфигурации позже, вы должны нажать кнопку «Open config» в окне
установок и выбрать нужный файл
INI
. Будьт
е внимательны, в конце работы программы новая
конфигурация будет сохранена, как текущий файл
INI
.
INI
файл отображается в заголовке
Visual
Analyser
или в окне «info».
(В
Windows
8 этот механизм может не работать, система блокирует запись файла
INI
).
1.4
Основное окно
Основное окно (стандартный режим) содержит:

Осциллограф.

Анализатор спектра.

Основные команды.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
В верхней части основного окна находятся кнопки (в обоих режимах, стандартном и
плавающем):

On
/Off
.

Setting.

Scope.

Spectrum.

Phase.

Wave.

Freq.
Meter.

Filters.

Floating
/Standart
Windows mode
(переключатель режимов работы).

Help.
Кроме этих кнопок есть выпадающий список для выбора источника входа. Этот список непо
-
сред
ственно относится к выбранной звуковой карте, когда вы выбираете вход, это то же
самое,
что и выбор источника входа с помощью панели управления Windows Volume. Вы можете исполь
-
зовать и оригинальное окно Windows Volume, открыв окно установок «Setting» (щелчком по кноп
-
ке
«
Settings
»
) и выбрав опцию «calibrate». Затем вам нужно нажать кнопку
«Windows volume».
Предостережение
: для некоторых конфигураций
PC
со старыми или неправильно установленными
звуковыми картами список входов может быть недоступен. Используйте управление оригиналь
-
ной Windows Volume или установите обновлённый драйвер для ваш
ей звуковой карты.
1.5
Теперь, давайте, проверим функции кнопок, описанных выше
Кнопка
ON
позволяет запустить
Visual Analyser
.
Рис. 2. Вид программы в стандартном режиме





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Visual Analyser
–
программа реального времени, она считывает выборки непосре
дственно с
выбранной звуковой карты, используя вызов API. Есть три основных задачи.
Первая
–
считать выборки из буфера заданного размера (ёмкость двух, обычно, 4096 точек) и
сохранить их во внутреннем динамическом буфере. После чтения последний будет «за
морожен» в
ожидании нового наполнения буфера. Вы можете выбрать размер буфера, выбрав его в окне
установок (см. следующий раздел). Чем больше точек вы выберете, тем выше будет разрешение,
но, соответственно,
Visual Analyser
потребуется больше времени для в
ычисления спектра.
Вторая задача
–
это получить динамический буфер и вычислить спектр по значениям хорошо
известного алгоритма FFT (быстрое преобразование Фурье), а затем нарисовать его на экране в
окне спектра совместно с окном осциллографа.
Третья зада
ча
–
полностью относится к пользовательскому интерфейсу (кнопки, спис
ки
и
т.д.).
Рис. 3. На рисунке сигнал 500 Гц и вид спектра в виде линий.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Рис. 4. Вид спектра сигнала (в октавном представлении), когда вид линиями отключён
Кнопка
O
ff
активизируется
при включении кнопки
On
. Обычно вы можете даже изменить
установки
Visual Analyser
, когда программа работает. Установки, которые вы не можете
модифицировать, будут недоступны при работе программы или могут вызвать кратковременную
приостановку работы
Visual
Analyser
(автоматически).
Кнопка
Setting
позволяет перейти к окну установок.
Рис. 5. Окно установок программы





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Это окно предназначено для передачи всех команд
Visual Analyser
, задания установок
звуковой карты и изменения цветов. Вы можете использова
ть его, например, когда вы исполь
-
зуете
Visual Analyser
в «плавающем режиме»; фактически, наиболее общие команды непосред
-
ственно доступны в самом плавающем окне, но не все. Таким образом, если вам нужно, вы
можете пользоваться окном установок, поместив ег
о в удобном месте экрана и используя в
качестве командного центра.
Кнопка
Scope
позволяет использовать плавающее окно осциллографа со всеми его
функциями. Вы можете легко менять его размер до максимального, определяемого разрешением
экрана, используя
Vis
ual Analyser
только как осциллограф. Или вы можете использовать его
совместно с другими окнами (например, вместе с частотомером или анализатором спектра).
Полезное подменю появится в окне осциллографа при щелчке правой клавиши мышки. Кнопка
«
Scope
»
не будет
активна, если выбран стандартный режим работы.
Рис. 6. Всплывающее меню в окнах инструментов





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Кнопка
Spectrum
позволяет использовать плавающее окно анализатора спектра. Окно
анализатора, как и окно осциллографа, может легко меняться в размере вплоть д
о полноэкран
-
ного; также для этого окна есть выпадающее меню, если щёлкнуть правой клавишей мышки.
Рис. 7. Окно анализатора спектра
Кнопка
Phase
позволяет использовать окно для получения фазовых характеристик. Это окно
обычно не отображается в процесс
е работы в стандартном режиме
Visual Analyser
, то есть, не
видимо непосредственно в основном окне. В окне отображается фаза сигнала(ов) в данный
момент видимых в окнах осциллографа и анализатора спектра. Фаза, как правило, использует в
качестве единиц град
усы, и вы можете увидеть её вместе с окном спектра. Шкала
X
та же, что и
шкала
X
в окне спектра, позволяя вам сопоставить два окна для наблюдения полной «диаграммы
Боде». Это окно также легко масштабируемо вплоть до полноэкранного изображения. Всплываю
-
щее
меню доступно по щелчку правой клавишей мышки в окне.
Заметьте
, что это окно
предназначено пока для бета версии. На данный момент обратная связь не действительна…
Рис. 8. Отображение линейного входа при отсутствии сигнала





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Кнопка
Wave
позволяет обрати
ться к окну генератора.
Рис. 9. Окно настроек генератора
Это одна из наиболее мощных функций
Visual Analyser
. Окно нельзя масштабировать, но его
можно закрыть при работе, что не скажется выбранной функции; кнопка «
O
n
» может использо
-
ваться непосредств
енно из основного окна для упрощения в пользовании. Так что, вы можете
запустить окно генератора, выбрать интересующий вас режим работы, затем закрыть генератора
и по необходимости включать/выключать генератор из основного окна (щёлкая либо кнопку
«capture
scope», либо устанавливая флажок в окошке «wave gen»). Эта возможность доступна
только в стандартном режиме, хотя в плавающем режиме вы можете выключать окно генератора
без остановки его работы (если нажата кнопка «
O
n
»).
Кнопка
Freq. Meter
позволяет выз
вать окно частотомера. Это окно не отображается в режиме
использования стандартного режима, то есть, окно непосредственно не видно в основном окне
Visual Analyser
. В окне можно найти частоту гармоники с максимальной амплитудой в спектре
входного сигнала, к
ак в настоящем частотомере. Окно начинает новый выделенный поток;
красный мигающий индикатор в левом верхнем углу окна показывает момент, когда частотомер
прочитал данные из спектра; частота будет рассчитана между двумя «миганиями» красного
индикатора.
Рис. 10. Работа частотомера в плавающем режиме при частоте сигнала 500 Гц





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Кнопка
Filter
позволяет открыть окно установок на закладке «
F
ilters».
Рис. 11. Окно выбора фильтра
Кнопка
Floating
windows
mode
/
Standard
mode
позволяет переключаться между ре
жи
-
мами «
floating
» и «
standard
». Обычно режим по умолчанию для
Visual Analyser
–
это стандартный.
Таким образом, на кнопке будет надпись «Floating windows mode»; соответственно после
переключения в плавающий режим кнопка покажет «Standard mode».
Рис. 12
. Вид программы в плавающем режиме
Кнопка
Help
покажет этот текст.
Последнее управление основной панели
–
это список с полным перечнем того, что находится
в микшере выбранного входного устройства. Другими словами, вы можете выбрать желаемую
входную
линию вашей звуковой карты.
Чтобы изменить чувствительность входа, откройте
«
setting/calibrate
»
и воспользуйтесь
ползунком.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
2.
Visual Analyser
-
"Settings window",
окно
установок
2.1
Main
Рис. 13. Окно установок программы
Visual
Analyser
2.1.1
Основные параметры
FFT size
–
это размер внутреннего буфера захваченных выборок. Программа читает «FFT size»
байт из звуковой карты, а затем, когда следующий буфер будет заполнен: рассчитает спектр
частот по значениям FFT (быстрое преобразование Ф
урье), выведет выборки в окне осциллогра
-
фа (последовательно во времени), и выполнит все остальные выбранные функции, исключая
задачи окна «peak frequency meter» (когда разрешение больше, чем первый выбор) и окна
«waveform generator», которое работает в от
дельном потоке.
Количество захваченных выборок во второй степени, как этого требует алгоритм FFT.
Количество гармоник будет, согласно алгоритму FFT, эквивалентно половине размерности
буфера. Например, для буфера с 4096 выборками
Visual Analyser
рассчитвает
4096/2 = 2048
гармоник. Если частота выборки задана, например, 44100 Гц (то есть, полоса 22050 Гц, см.
далее), это означает «Spectral line resolution, разрешение спектральных линий» 22050/2048 =
10,77 Гц, как и означено в окне
«
setting/main
»
.
Frequency sam
pling
–
это количество выборок, получаемых
Visual Analyser
в секунду. Оно
строго зависит от полосы: полоса равна половине частоты выборок, как обозначено в поле
Bandwidth окна setting/main.
Number of channels
–
это количество каналов чтения через выбранны
й вход звуковой карты
(обычно два = стерео). Выбор опции «mono» со стерео звуковой картой будет эквивалентен
выбору SUM двух каналов (то есть,
Ch
A
+
B
опции).
(8) (16) (24) (32)
bit
depth
–
этими флажками вы выбираете разное разрешение (в битах),
допуска
емое вашей звуковой картой; неактивное значение не позволено для выбранного входа
звуковой карты. Чтобы выбрать другую карту, щёлкните по «in/out device» в окне установок.
Smoothing
window
–
если синусоида проходит через ноль в самом начале и в конце
врем
енной последовательности, результат
FFT
спектра будет состоять из одной линии с
правильной амплитудой и правильной частотой. Если же, с другой стороны, уровень сигнала не
нулевой в обоих случаях записи, обнаруживается усечение сигнала, приводящее к разрывн
ости в
выборках сигнала. Эта разрывность вызывает проблемы с процессом
FFT
, и, как следствие,
размазывание спектра из линии в полосу линий. Это называют «рассеянием»; энергия сигнала
«рассеивается» из правильного положения в смесь линий.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Рассеяния можно из
бежать, если временная последовательность проходит через ноль, где
синхронизируется с временами выборок, но этого невозможно добиться на практике. Вид
рассеянного спектра зависит от множества усечений сигнала, и всё обычно непредсказуемо для
реальных сигна
лов.
В плане удаления эффекта рассеяния необходимо, чтобы уровень сигнала был принудительно
обнулён в начале и в конце времени выборки. Это достигается перемножением данных выборок с
функцией «smoothing window», которая может иметь несколько разных видов.
Разница между
каждым из окон сглаживания (smoothing window) в способе, которым они переходят от младшего
веса близ края к большему весу у середины последовательности. Если «оконная» функция не
используется, это называется «Rectangular», «Flat» или «Unifor
m» обрамлением.
Когда окно сглаживания выполняет хорошую работу по принудительному обнулению, оно
также добавляет искажения во временную последовательность, которая отражается в боковой
полосе частот спектра. Эти боковые частоты, или боковые лепестки, эффе
ктивно ослабляют
частотное разрешение анализатора; это происходит так, как если бы спектральные линии
расширялись. Измеренная амплитуда взвешенного сигнала также неверна, поскольку часть
уровня сигнала удаляется взвешивающим процессом. Чтобы умощнить это о
слабление, алгоритм
сглаживания задаёт дополнительный вес значениям близким к середине последовательности.
2.1.2 Характеристики разных окон сглаживания
Тип окна
Разрешение
частоты
Разрешение
амплитуды
Подавление
рассеяния
Приложение
Bartlett
Хорошее
Хо
рошее
Умеренное
Blackman
Хорошее
Неплохое
Великолепное
Измерения искажений
Flattop
Плохое
Великолепное
Умеренное
Измерение точной
амплитуды
Hamming
Хорошее
Хорошее
Хорошее
Hanning
Хорошее
Великолепное
Великолепное
Измерения искажений,
измерение шумов
Triangular
Хорошее
Хорошее
Плохое
NONE
Великолепное
Плохое
Плохое
Измерение частоты с
высоким разрешением,
измерение импульсных
характеристик
2.1.3 Канал
Это окно позволяет выбрать канал, который будет отрисовываться во всех остальных окнах
Visual
Analyser
.

Ch A
(зелёный цвет). В этом случае выбирается левый канал звуковой карты. Осциллограф
покажет только левый канал, тот же, что для спектра, вольтметра, частотомера. Окна «
edit
spectrum
» и «
log
samples
» будут удерживать только выборки, относящиеся
к левому каналу.

Ch
B
(красный цвет). То же, что для Ch A, но относится к правому каналу.

Ch
A
and
B
(зелёный и красный цвет). Выбрав эту опцию, вы получите возможность видеть
оба, левый и правый, канала в окне осциллографа и анализатора спектра. Частотом
ер
покажет значение левого канала, а вольтметр оба.

Ch
A
–
B
. Это специальная функция. Обычно используется для расчёта АЧХ звуковых
устройств, позволяет отрисовать разницу спектров, канал А минус канал В. Окно
осциллографа покажет оба канала (не разницу) д
ля целей относящихся к определению
частотных характеристик. Частотомер покажет только канал А. Окно вольтметра покажет
разницу каналов (белый цвет).

Ch B
–
A
. То же, что и в предыдущем случае, но после обмена каналов местами.

X
–
Y
. Это визуализация
x
-
y
, к
ак у реального осциллографа. Ось
X
–
это левый канал, ось
Y
–
правый канал. Окно анализатора спектра будет показывать оба канала, как и вольтметр.
Частотомер покажет левый канал.

Ch
A
+
B
. При выборе пункта Ch A + B в окне осциллографа будет показана сумма
двух
каналов (жёлтый цвет), как и в окне анализатора спектра, в окне вольтметра и частотомера.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
2.1.4 Выбор окон
Вы можете выбрать одно или больше разных окон в
Visual Analyser
. Если вы в режиме
«плавающих окон», список таков:

Peak frequency meter.

S
pectrum Analyser.

Oscilloscope.

Wave generator.

Phase.

Volt meter.
Если вы в стандартном режиме:

Peak frequency meter.

Wave generator.

Phase.

Volt meter.
Поскольку в «стандартном режиме» окна осциллографа и анализатора спектра всегда видны в
основном окне
.
2.1.5 Кнопка переключения (Standard | Floating) режимов
Эта кнопка позволяет перейти от стандартного режима к плавающему режиму и наоборот.
Стандартный режим
–
это первое появление
Visual
Analyser
на экране. Таким образом,
Visual
Analyser
виден в полн
оэкранном виде с минимальным разрешением 800
x
600 пикселей и свобод
-
ным масштабированием от этого размера. Основное окно имеет окна осциллограф и анализатора
спектра плюс набор команд, которые вы найдёте в окне установок.
В «Floating mode» основное окно уме
ньшается в полосу панели команд с набором кнопок,
«индикатором» и выпадающим списком источников входа (доступным только для случая, когда не
установлен флажок «apply calibration» в
«
Setting/Calibrate
»
). В плавающем режиме вы можете
сво
бод
но выбирать окно,
которое вас интересует. Конфигурация
Visual Analyser
автоматически
сохраняется; таким образом, при следующем запуске программы вы найдёте те же окна, в тех же
местах и тех же размеров, и с теми же выбранными настройками. В плавающем режиме окна
легко масшт
абируются (исключая генератор и окно установок). Горизонтальный размер окна
осциллографа будет фиксирован (512 пикселей), если флажок
«
fit 512 pix» установлен в
Setting/Spectrum. В этом случае вид гармоник
Visual Analyser
:

1 пиксель = 1 гармонике, если
количество гармоник 512 (буфер 512
x
2 = 1024 точки).

1 пиксель = сумме двух гармоник, если количество гармоник 1024 (буфер 1024x2 = 2048).

1 пиксель = сумме трёх гармоник, если количество гармоник 2048 (буфер 2048x2 = 4096).

…и т.д.
Если количество меньше
512:

2 пикселя = 1 гармонике, если количество гармоник 256 (буфер 256x2 = 512 точек).

4 пикселя = 1 гармонике, если количество гармоник 128 (буфер 128x2 = 256 точек).

…и т.д.
2.2
Spectrum
2.2.1 Введение
«Spectrum»
–
это окно,
в котором вы найдёте все установки для анализа спектра. На панели
команд окна анализатора спектра (только в плавающем режиме) есть набор опций для простоты
использования. Ползунок «Phase Threshold» относится к окну
«
phase
»
, но это упомянуто здесь по
двум при
чинам: во
-
первых, окно phase строго соотносится с окном анализа спектра, фактически,
окно спектра, по определению, построено на амплитудном и фазовом спектрах; во
-
вторых, это
единственная команда, относящаяся к окну
«
phase
»
, так что, нет смысла посвящать это
му целое
окно.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
2.2.2 Установки масштаба окна анализатора спектра
Step Y scale
–
позволяет выбрать большие шаги шкалы
Y
, когда используется шкала дБ.
X
-
axis
–
здесь целая философия графики окна спектра.
Кратко, вы можете выбрать X
-
scale оси
X
окна анал
изатора спектра. Более детально, точки
спектра всегда во второй степени. Что означает 128, 256, 512 и т.д. Идея в том, чтобы поместить
исключительно значения гармоник и пикселей. Таким образом, минимальная ширина окна
спектра была установлена в 512 пикселе
й. В итоге, для каждого определения спектра (512, 1024
и т.д), вы всегда получаете чётное количество гармоник на пиксель, подобно 1, 2, 4, 8 … 2*
n
;
если количество гармоник меньше чем 512, тогда вы всегда получаете чётное (2*
n
) число, но в
инверсном виде:
одна гармоника на два пикселя, две гармоники на четыре пикселя и т.д.
Другими словами, нет странных делений, как 1,3 гармоники на пиксель
.
В этом случае есть
всегда соответствие между гармоникой и пикселем на экране.
3.
Измеритель импеданса с автоматиче
ской компенсацией смещения
http
://
www
.
sillanumsoft
.
org
/
ZRLC
.
htm
Рис. 14. Вид
ZRLC
измерителя при измерении ёмкости
Я работал над проектом около года и думаю, что другому трудно понять объём проделанной
работы по тому, что может означать «другое окно»
Visual
Analyser
.
Есть много опций для измерителя
ZRLC
. Мне трудно объяснить их все сейчас; для этого я
пишу обстоятельный документ. На этой странице я хочу дать только самую основную информа
-
цию, пригодную для первого знакомства.
ZRLC
измеритель включает
также вычисление значащих
цифр, неточности, а также авто
подстройку
уровня входа/выхода, простой векторный осцил
-
лограф (очень выразительный), внутренние фильтры, возможность автоматического выполнения
последовательных измерений во временной и частотной
областях. И многое другое. Будьте
снисходительны, если измеритель ZRLC заслуживает критики. Ключевое слово то же: время!





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Небольшое предисловие. Вам понадобится собрать небольшое дополнительное устройство,
чтобы получить наилучшие результаты при работе с э
тим инструментом. Требуемое оборудование
–
это просто пара операционных усилителей для увеличения входного сопротивления стандар
-
тной звуковой карты, обычно довольно низкое; низкий импеданс означает неустойчивые
измерения или, другими словами, низкую точно
сть измерений.
Второе небольшое предисловие. Я был вдохновлён существующими работами, такими как
работа Dr. George Steber, и другими похожими работами, опубликованными в журнале
Elektor
, и в
других изданиях. Я вначале пытался имитировать их, строя программ
у на основе LMS алгоритма
(он ещё включён в
Visual Analyser
). Позже я разработал программу, использующую ресурсы уже
вошедшие в
Visual Analyser
, получив новую и строго персонифицированную версию измерителя
ZRLC
, базирующуюся на
FFT
(быстрое преобразование
Фурье), плюс патентованный алгоритм
уменьшения максимально возможного уровня (наиболее значимого) ошибок смещения. Получился
очень и очень хороший результат, а сравнительное тестирование с профессиональными
инструментами будет вскоре опубликовано на моём
w
eb
-
сайте. Всё, что я могу сказать сейчас
–
это то, что я В ВОСТОРГЕ от этих результатов.
3.1
Измеритель ZRLC
Прежде всего, когда задумывался
FFT
-
ZRLC
измеритель, я постоянно помнил: нужно уберечь
пользователя, хотя бы при первом знакомстве, от преград
, связанных с кучей настроек и техни
-
ческих деталей. Если вы правильно собрали схему и запустили
Visual Analyser
, ZRLC должен быть
немедленно готов к работе. Этот так, вы можете немедленно измерять импеданс.
Запустите
Visual
Analyser
2010
NE
-
XT
, установи
те флажок
ZRLC
meter
(на панели анализатора в стандартном режиме работы). Вот окно
измерителя ZRLC: наиболее важные параметры были уже установлены.
Рис. 15. Окно
ZRLC
измерителя
Я рекомендую использовать в основном окне установок 40960 Гц для частоты выборок и 4096
в качестве размера б
уфера
. Этим активизируется сложный алгоритм калибровки, иначе будет
использован один из стандартных, менее точный. В следующей версии будет добавлена расши
-
ренная калибровка для выбранной частоты и размера буфера.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
В любом
случае, основные установки ZRLC измерителя можно найти в окне
«
S
etting/ZRLC
»
,
которое выглядит следующим образом (для версии 2011):
Рис. 16. Окно основных установок программы
Очень простая схема, которую вам предстоит собрать, следующая:
Рис. 17. Сх
ема дополнительного устройства для увеличения входного сопротивления





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Или проще. Идея в том, чтобы увеличить входное сопротивление звуковой карты до макси
-
мально возможного уровня. Принцип измерения совсем прост: неизвестный импеданс (
Zx
)
включён последов
ательно с известным эталонным резистором. Синусоидальный сигнал, генери
-
руемый самим
Visual
Analyser
, приложен к двум последовательным резисторам. Затем, по
значениям двух входных каналов звуковой карты, измеряются напряжения на двух резисторах.
После чего
, просто применяется закон Ома для вычисления неизвестного импеданса.
Меняя значения эталонных резисторов, можно варьировать диапазон измерений инструмента.
Я предложил бы следующие значения: 10 Ом, 100 Ом, 1000 Ом, 10 кОм, 100 кОм.
Соответствующий диапаз
он для измерения сопротивления, импеданса, ёмкости и
индуктивности отображается в программе (см. список в окне редактирования эталонного
резистора). Вы можете подумать, как схему на рисунке выше дополнить переключателем
эталонных резисторов; сейчас вы долж
ны вручную переключаться с одного диапазона на другой
и в программе, и в дополнительном устройстве. Конечно, вы можете встроить «батарею» реле для
автоматической коммутации диапазонов.
Visual
Analyser
позволяет приспособить один из
выходных каналов для авт
оматического переключения, используя синусоидальный сигнал
1000 Гц с разной амплитудой. Другими словами,
Visual Analyser
имеет встроенный алгоритм,
который находит наиболее подходящий диапазон для использования и в результате генерирует
правильный сиг
нал, которым вы можете переключать реле.
Я включил этот механизм в ZRLC измеритель, но сейчас я не располагаю временем
протестировать его. Как вы видите в окне установок, флажок «auto range» всегда установлен,
чтобы генерировать синусоидальный сигнал для п
ереключения диапазонов или СС (если у вас
необычная звуковая карта с двухполярным питанием).
В любом случае измеритель ZRLC «предлагает» изменить диапазон просто показывая
результат измерения и символ «
u
» справа от числа (
u
=
up
), предлагая перейти к следу
ющему
диапазону, или символ «
d
» (
d
=
down
) для противоположного действия.
3.2
Чтобы провести измерение
Соберите схему и подключите её к вашей звуковой карте, как это показано выше. Затем
запустите
Visual Analyser
и откройте окно ZRLC.
1.
НЕ присоединяйте
DUT
(=
Device
Under
Test
, испытуемое устройство, поскольку импеданс
не известен).
2.
Выберите правильный диапазон (например [1], наинизший, если у вас нет идей касательно
порядка величины DUT).
3.
Щелкните по кнопке «
M
easure»; теперь ZRLC измеритель начнёт калиб
ровку; подождите
пока появится надпись «
C
onnect
DUT
»; на дисплее должен появиться символ «
O
verrange»
(правильное, если вы, например, измеряете сопротивление, без подключения к DUT импеданса,
будет значение INFINITE, бесконечность, что означает переполнение
для любого выбранного
вами диапазона, и т.д.).
4.
Подключите DUT; теперь может иметь место: измерение ОК; тогда вы просто считываете
значение. Измерение ОК, но появился символ «
u
»: переключитесь на более высокий диапазон и
начните с пункта 1 (отключив вначал
е DUT), чтобы получить лучшую точность. «underrange» в
«
O
verrange
»
(
переполнение
)
остаётся, смените последовательно диапазон и начните с пункта 1
(это означает, что DUT имеет значение много больше, чем выбранный диапазон).
3.3
Вы можете измерять

Сопрот
ивление.

Импеданс (действительную и мнимую части).

Ёмкость.

Индуктивность.

Входной импеданс усилителя, трансформатора и т.д.

Все предыдущие параметры на разных частотах, и с автоматической развёрткой частоты во
временной и частотной областях.
Диапазон изм
ерений был рассчитан для частоты 1000 Гц. Если вы используете другое
значение, диапазон реактивных компонентов (конденсаторов и индуктивностей) обязательно
должен быть изменён, но пока это НЕ обновлено.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
4.
Visual
Analyser
: современная виртуальная измери
тельная
лаборатория для студентов
(Alfredo Accattatis, Marcello Salmeri, Arianna Mencattini, Giulia Rabottino, Roberto Lojacono)
Department of Electronic Engineering, University of Rome “Tor Vergata” Viale del Politecnico,
1
–
00133
–
Roma,
Italy
Сокращённый вариант перевода документа симпозиума по проблемам электрических и
электронных измерений.
Visual
Analyser
–
это свободный программный инструмент, разработанный научным подразде
-
лением и предназначенный для использования студентами в к
ачестве современной виртуальной
измерительной лаборатории. Программу можно использовать либо со звуковой картой, имеющей
-
ся во всех персональных компьютерах, либо с отдельным оборудованием в качестве интерфейса,
чтобы реализовать мощность современных комп
ьютеров для достижения наибольшей эффектив
-
ности.
Visual Analyser
включает большой набор инструментов, как анализатор спектра, генератор
сигналов, осциллограф и множество других средств обработки сигналов. Благодаря своим
возможностям
Visual Analyser
был п
ринят многими профессиональными и академическими
лабораториями по всему миру.
Программа
Visual Analyser
была разработана для нескольких различных целей, а именно:
1.
В качестве инструментов полной виртуальной измерительной лаборатории для студентов.
2.
Для иссл
едовательской деятельности в области обработки сигналов, разработки и синтеза.
3.
Для демонстрационных целей при чтении лекций, освоении концепций, подобных быстрому
преобразованию Фурье, цифровым фильтрам, теореме Найквиста, кепстрального анализа,
взаимной к
орреляции, синтеза сигналов, искажений и наложений.
4.
Для применения и тестирования оценок неопределённости, поскольку алгоритмы, исполь
зуе
-
мые в
Visual Analyser
, те же, что и в реальных инструментах.
5.
Для применения и тестирования разных программных многопо
точных стратегий, чтобы
получить лучшие результаты в реальном времени.
Возможности полного исходного кода позволяют динамически адаптировать программу для
первых четырёх целей. Например, «Electrical Impedance Spectroscopy» связано с генерацией и
анализом
сигналов в диапазоне 20 Гц
–
50 кГц. И была возможность быстро приспособить
Visual
Analyser
для этих измерений. ECG (или EEG) анализ сигналов также интересное поле, где
Visual
Analyser
можно быстро приспособить, скажем, для вычисления в реальном времени сп
ектров ECG
–
RR изменений. А в качестве примера по третьему пункту программа
Visual Analyser
была
приспособлена для выполнения полного в реальном времени цифро
-
аналогового преобразования
в качестве осциллографа, хотя иногда это не всегда хорошо понимается.
Другими словами, мы разработали оптимизированный поток, способный реконструировать
цифровой сигнал, используя теорему Найквиста. Это означает, что в «окне осциллографа» сигнал
всегда продолжается и хорошо подходит для демонстрации теоремы выборок. Фактич
ески, можно
включить и выключить цифро
-
аналоговое преобразование сигнала в реальном времени (в
процессе получения данных), что явно показывает разницу между оцифровываемым сигналом и
реконструированным сигналом. Более того, можно, используя два канала, пок
азать оба сигнала в
получаемой (выборками) и «оригинальной» или «реконструированной» форме, улучшая качество
демонстрации.
Студенты могут проделать множество разных измерений, используя
Visual Analyser
, щуп и
прост
ую
схем
у
защиты. Например,
Visual Analyse
r
может определить частотную характеристику
звукового устройства. Можно генерировать белый шум, подать его в устройство, рассчитать
входной и выходной спектр, и вычислить передаточную функцию в реальном времени,
отобразить сигнал в частотном и временном пр
едставлении, одновременно генерируя сигнал и
вычисляя передаточ
ную функцию.
Другой пример, можно генерировать несущую с амплитудной модуляцией: студент может
демодулировать сигнал и отделить несущую от оригинального сигнала, с
т
рого в реальном
времени. Ст
удент может также синтезировать сигнал, используя встроенный механизм в
Visual
Analyser
(Visual Tool), сгенерировать и одновременно показать его, дополнительно он может
применить разные предопределённые реального времени фильтры (полосовые, низкочастотные,
высокочастотные и т.д.), что позволяет яснее понять спектральный анализ и фильтрование. Мы
показали лишь несколько примеров того, как множество измерений может быть легко проделано
без дорогостоящего профессионального оборудования в университетских лабора
ториях и/или
дома.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
5.
Некоторые дополнения к
help
(подготовил В.Н. Гололобов)
5.1
Калибровка виртуального вольтметра
После первого запуска программы, а в
Windows
8, похоже, и в последующем, программа появ
-
ляется в «стандартном режиме» ра
боты.
Рис.
18
. Программа
Visual Analyser
в стандартном режиме работы
Если нажать отмеченную на рисунке кнопку «
Floating
Windows
Mode
», то программа переклю
-
чается в «плавающий режим» работы, когда все окна виртуальных приборов можно произвольно
размещ
ать на экране монитора.
Рис.
19
. Программа
Visual Analyser
в плавающем режиме работы





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
В этом режиме все окна можно легко масштабировать, выключать или включать по желанию.
С помощью кнопки «
STANDARD
mode
» можно вернуться к стандартному режиму работы.
Нам
в первую очередь понадобится генератор. Кнопка «
Wave
» (отмечена на рисунке выше),
после щелчка левой клавишей мышки приведёт к появлению окна настроек генератора.
Рис.
20
. Окно настроек генератора
Кнопка «
Off
», показывающая, что генератор выключен, по
зволяет его включить. Но прежде
следует выбрать вид генерируемого сигнала. Для этого служит выпадающий список в разделе
Wave
function
, достаточно нажать отмеченную выше стрелку.
Рис.
21
. Выпадающий список формы сигнала
Поскольку нас интересует синусоид
альный сигнал, мы можем оставить ту форму, что появ
-
ляется по умолчанию, то есть,
Sine
. Двухканальный генератор позволяет настроить каждый из
каналов индивидуально, что полезно при ряде измерений. Но в этом опыте нам потребуется
только один канал.
По умол
чанию генератор работает на частоте 1 кГц. Современные мультиметры могут иметь
разный частотный диапазон измерений на переменном токе. Однако, чтобы избежать недоразу
-
мений, лучше изменить частоту, выбрав 50 или 100 Гц. На такой частоте и мультиметр, и бол
ее
старые приборы, тестеры, покажут правильное значение напряжения.





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Рис.
22
. Выбор частоты для калибровки
Для задания частоты можно вписать нужное значение в окне частоты. Можно использовать
кнопки увеличения и уменьшения частоты, справа от окна, но эт
о меняет частоту слишком
маленьким шагом. Можно использовать ползунок, а потом подстроить частоту кнопками «больше
-
меньше», затем следует нажать кнопку «
Apply
». Рядом с окном выбора формы сигнала есть
выпадающий список полосы частот, но пока это не нужно.
И фазу сигнала (чуть ниже, раздел
Phase
) пока менять нет необходимости, можно оставить значение по умолчанию.
Справа на панели генератора (или, если угодно, в окне генератора) есть ползунки управления
выходным напряжением. Крайний справа регулирует выходн
ое напряжение (он в положении
максимального сигнала), а два других регулируют процентное отношение сигнала к полной
шкале. Их особенность в том, что 100% получается при нижнем положении ползунка.
Рис.
23
. Выбор выходного напряжения генератора





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
И не забу
дьте, что выходное напряжение может зависеть от настроек операционной системе,
у меня это выглядит так:
Рис.
24
. Микшер операционной системы
Все сигналы установлены на максимум. Далее следует подключить мультиметр к кабелю от
генератора и измерить напр
яжение, нажав кнопку «
On
» на панели генератора. Мой мультиметр
показывает 2,22 В. Ползунком регулировки выходного напряжения я устанавливаю это значение
в 2 В (в какой
-
то мере это и проверка, что измеряем мы напряжение генератора, а не что
-
то
иное).
Теперь
хотелось бы посмотреть, как выглядит сигнал. Панель генератора можно оставить, но
можно и выключить, это не приведёт к выключению генератора.
Не забудем выбрать источник на основной панели. Я включил кабель в линейный вход.
Рис.
25
. Выбор источника для
осциллографа
Кнопкой «
On
» на основной панели программы включим все доступные виртуальные приборы,
к которым будем обращаться, нажимая соответствующие кнопки на основной панели. Вначале
нажмём кнопку «
Scope
».





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Рис.
26
. Первое включение окна осциллографа
То, что показывает осциллограф, явно не сигнал с генератора, посмотрим, что показывает
второй канал осциллографа.
Рис.
27
. Окно установок, где можно выбрать отображаемый канал осциллографа





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Переключив канал осциллографа, можно настроить масштаб изобр
ажения и удобный масштаб
времени, используя отмеченные ниже кнопки.
Рис.
28
. Вид сигнала генератора на втором канале осциллографа
Кнопки больше
-
меньше
Zoom
масштабируют изображение, кнопки
T
/
div
меняют масштаб
времени.
Проверив напряжение с помощью му
льтиметра, показания которого 221 мВ, попытаемся
включить виртуальный вольтметр. Для этого в основном окне установок (кнопка «
Settings
»
основной панели) установим флажок в окне
Volt
meter
:
Рис.
29
. Включение виртуального вольтметра
Рис.
30
. Показания
виртуального вольтметра





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Подобные показания больше похожи на «глюк». Правда, переключение к мВ (флажок в
mV
)
показывает, что это 998 мВ. Так в чём дело?
Обратимся к закладке
«
Calibrate
»
основного окна установок.
Рис.
31
. Закладка калибровки окна установо
к
Во
-
первых, изменим единицы, заменив измерения от пика до пика действующими значениями.
Во
-
вторых, зададим измеренное мультиметром значение в качестве известного уровня для
правого канала.
Рис.
32
. Задание калибровок





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Запустим
калибровку
кнопкой
«
Star
t
measure
signal
(
R
)».
И
установим
флажок
«
Apply
calibration right
c
hannel
»
.
Рис.
33
. Калибровка напряжения
Теперь вольтметр покажет правильное напряжение.
Рис.
34
. Показания виртуального вольтметра после калибровки
Я вполне доверяю своему мультиметр
у, но это не обязательно для вас. Поэтому я использую
реальный осциллограф, чтобы увидеть этот сигнал.
Рис.
35
. Сигнал генератора, отображаемый реальным осциллографом





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
5.2
Измерение некоторых параметров электрической цепи
Чаще всего при работе со звук
овыми устройствами нас интересуют коэффициент нелинейных
искажений и амплитудно
-
частотная характеристика.
5.2.1
Нелинейные искажения
После включения генератора, когда напряжение на выходе максимально, сигнал имеет явные
искажения.
Рис.
36
. Сигнал с
частотой 1 кГц на экране осциллографа
Сигнал напоминает синусоиду, но отличается от неё «срезами» в верхней
и нижней
части.
Чтобы оценить эти искажения, воспользуемся анализатором спектра, достаточно нажать кнопку
«
Spectrum
» на основной панели программы.
В окне анализатора спектра мы увидим основной тон и гармоники.
Рис.
37
. Окно анализатора спектра





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Чтобы убедиться в правильности наших рассуждений, уменьшим входной сигнал и посмотрим
его спектр.
Рис.
38
. Вид уменьшенного сигнала с генератора и его
спектр
И вид сигнала стал больше похож на синусоиду, и анализатор показывает наличие един
-
ственного тона частотой 1 кГц. Сравним коэффициенты нелинейных искажений для первого и
второго случая. Чтобы увидеть коэффициент нелинейных искажений, на закладке
S
pectrum
основной панели установок, следует поставить галочку в окне
THD
.
Рис.
39
. Измерение коэффициента нелинейных искажений
Коэффициент нелинейных искажений отображается в окне анализатора спектра. Для первого
и второго случая он будет иметь значения
:
Рис.
40
. Отображение коэффициента нелинейных искажений в окне анализатора спектра





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
В первом случае это было 20%
–
это очень большие нелинейные искажения, во втором случае
–
это 0,006%, очень хороший показатель.
На слух нелинейные искажения воспринимаю
тся как призвуки, хрипы. Визуальная оценка на
экране осциллографа таких искажений возможна до уровня 2
-
3%, а это достаточно большие
искажения. Поэтому измерение с помощью программы
Visual
Analyser
даёт значительно лучшие
результаты.
5.2.2
Амплитудно
-
ча
стотная характеристика
Для получения АЧХ электрической цепи, я использую интегрирующую
RC
-
цепь с частотой
среза около 100 Гц, воспользуемся белым шумом, генератор воспроизводит такой сигнал.
Рис.
41
. Выбор белого шума в настройках генератора
Кроме выб
ора белого шума в качестве сигнала, следует задать параметры шума, без которых
белый шум не работает. Для этого обратимся к закладке
«
Noise
»
панели генератора.
Рис.
42
. Задание параметров шума





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Задав параметры, например, как указано выше, нажимаем кнопки
«
Apply
»
, чтобы принять эти
параметры в качестве рабочих. Включив генератор кнопкой «
On
», посмотрим этот шум на экране
виртуального осциллографа (канал А), убедимся, что генератор работает.
Рис.
43
. Белый шум на экране осциллографа
Теперь перейдём на зак
ладку анализатора спектра основной панели установок, где изменим
усреднение:
Рис.
44
. Изменение усреднения полученных данных





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
И посмотрим, используя кнопку «
Spectrum
» основной панели программы, АЧХ тракта (канал А
подключен к выходу генератора).
Рис.
45
. АЧХ звуковой карты
Переключив наблюдение на канал В (он подключен к выходу
RC
-
цепи), можно увидеть АЧХ
исследуемого устройства.
Рис.
46
. АЧХ
RC
-
цепи





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Для получения более привычной картины при настройке анализатора спектра можно задать
шаг 10 дБ (п
о умолчанию это 6 дБ).
Рис.
47
. Изменение шага оси
Y
анализатора спектра
И, наконец, можно увидеть передаточную функцию исследуемого устройства, если выбрать на
основной панели установок (
Settings
) этот вариант просмотра.
Рис.
48
. Выбор наблюдения п
ередаточной функции





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
В этом случае анализатор спектра покажет передаточную функцию
RC
-
цепи.
Рис.
49
. Передаточная функция
RC
-
цепи
Вид АЧХ на рисунке получается лучше, если изменить цвет фона, а программа позволяет это
сделать.
5.3
Дополнения к
ZRLC
измерителю
5.3.1 Сигнал управления переключателем диапазонов
В стабильной версии задаём на основной панели установок:
Рис.
50
. Выбор управляющего сигнала на основной панели установок





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Запускаем измеритель.
Рис.
51
. Запуск
ZRLC
измерителя в станда
ртном режиме
Рис.
52
. Окно измерителя





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Запускаем измерение кнопкой «
Measure
», движок регулятора начинает двигаться:
Рис.
53
. Вид измерителя при калибровке (индикатор слева красный, выходное напряжение
меняется)
Дожидаемся конца калибровки:
Рис.
54
. Вид измерителя по завершени
и
калибровки





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
При этом во втором канале генератора устанавливается сигнал:
Рис.
55
. Сигнал на втором выходе генератора после калибровки на 1 диапазоне
Остановим, выключим измерение.
Переключим измерение на 3 диапазон (э
талонное сопротивление 1000 Ом):
Рис.
56
. Переключение диапазона измерения





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Сигнал второго канала:
Рис.
57
. Сигнал управления на 3 диапазоне
Аналогично можно проверить все диапазоны измерения.
5.3.2
Измерение на разных частотах
Используя кнопк
у «
Capt
.
auto
», можно запустить механизм измерения на разных частотах.
После запуска начинается калибровка измерителя на разных частотах:
Рис.
58
. Калибровка измерителя на разных частотах





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
При калибровке, как это видно на рисунке, испытуемое устройство
должно быть отключено.
Когда калибровка завершится, программа предложит подключить испытуемое устройство.
Завершается измерение сообщением об окончании процесса.
Рис.
59
. Завершение калибровки для измерения на разных частотах
Теперь, щёлкнув по кнопк
е «
View
capt
.», вы можете увидеть график результатов измерений
на разных частотах (если выбрано измерение на разных частотах, установлен флажок
«
Freq
»
в
разделе
«
Capture
»
). Диапазон частот можно изменить в настройках измерителя.
Рис.
60
. Задание диапазона ч
астот на основной панели установок





РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
Рис.
61
. График зависимости измерения от частоты
Рис.
62
. Измерение индуктивности
ZRLC
измерителем





НОВЫЙ ПОРТАЛ ДЛЯ РАЗРАБОТЧИКОВ ЭЛЕКТРОНИКИ
ЭК
ЭЛЕКТРОННЫЕ
КОМПОНЕНТЫ
НОВОСТИ ОБЗОРЫ ИНТЕРВЬЮ . СОБЫТИЯ
АРХИВ ЖУРНАЛА «ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ»
www.elcomdesign.ru
электронике


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
ДАТЧИКИ.
ПОГРЕШНОСТЬ ПРОТИВ ТОЧНОСТИ
МИХАЭЛЬ БЕЙКЕР (MICHAEL BAKER), управляющий директор, Sherborne Sensors
Отдельные значения параметров датчиков не позволяют объективно
судить о работе в реальных условиях. Необходимо учитывать довери-
тельный интервал, т.е. максимальное отклонение измеренной величины.
Точность и прецизионность явля-
ются первостепенными характери-
стиками датчика. Эти два параметра
часто путают, хотя они принципи-
ально различны. Точность — каче-
ственный признак, характеризую-
щий степень близости результатов
измерения к действительному зна-
чению. Прецизионность отражает
повторяемость или воспроизводи-
мость измерения.
Регламент ISO 3534-1:2006 опре-
деляет прецизионность как бли-
зость совпадения результатов неза-
висимых тестов, проведенных при
оговоренных условиях, и связыва-
ет это понятие с воспроизводимо-
стью и повторяемостью измерений.
Под повторяемостью понимается
прецизионность при повторяемых
условиях, а под воспроизводимо-
стью — прецизионность при вос-
производимых условиях.
Прецизионность, точность, повто-
ряемость, воспроизводимость,
изменчивость и неопределенность
являются качественными понятиями,
поэтому следует осторожно обходить-
ся с ними. Прецизионность инстру-
мента отражает количество значащих
цифр в показании, как разрешение.
Точность инструмента характери-
зует близость показания к реальной
величине. Точное измерение не обя-
зательно прецизионное. Часто инстру-
менты прецизионные, но далеко не
точные. Разница между этими поняти-
ями наглядно показана на рисунке 1.
Видно, что прецизионность измере-
ния может меняться в зависимости от
амплитуды сигнала.
ПОНЯТИЕ ТОЧНОСТИ
Среди производителей датчиков
наиболее распространены следую-
щие методы определения характери-
стик: по измеренным параметрам и по
доверительному интервалу. Первый
способ предполагает количествен-
ное определение параметров датчи-
ка без попытки обобщения. Второй
метод дает более близкий к реально-
му результат. Погрешность датчика
выражается в виде полосы ошибки,
ее также называют доверительным
интервалом, в который попадают все
точки измерений. Поскольку рабо-
чие характеристики датчика, пропи-
санные в технической документации,
могут меняться только в указанном
диапазоне, то все показания можно
считать достоверными, т.е. получен-
ные данные будут точными внутри
указанной полосы ошибок. Отпадает
необходимость долгого анализа,
в процессе которого могут возни-
кать новые ошибки. Суть данного
метода проиллюстрирована рисун-
ком 2.
Однако многие производите-
ли указывают параметры погреш-
ности отдельного датчика, если
отсутствует какое-либо законода-
тельное давление, заставляющее
их указывать общую полосу ошиб-
ки. Например, взвешивающее обо-
рудование подпадает под действие
законодательной метрологии и про-
ходит тщательный контроль миро-
вых агентств по весу и измерениям.
Международная организация зако-
нодательной метрологии требует,
чтобы нагрузочные ячейки, исполь-
зуемые во взвешивающем оборудо-
вании, предоставляли возможность
контроля точности.
Рис. 2. Оценка характеристик датчика с учетом их погрешности
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
Как правило, в доверительный
интервал включены такие параме-
тры как нелинейность, гистерезис,
неповторяемость, деформация при
нагрузке, температурное смещение
нуля и отклонение чувствительно-
сти. Таким образом, пользователь
может быть уверен в том, что пре-
цизионность измерений будет иметь
указанный диапазон погрешности,
если в нем учтены все интересую-
щие параметры.
Если нет внешнего давления, про-
изводители неохотно используют дан-
ный метод спецификации параметров
датчика, хотя он дает более нагляд-
ные характеристики работы датчика в
конкретном приложении. Из коммер-
ческих соображений производители
имеют склонность представлять свою
продукцию в лучшем свете, замалчивая
о недостатках.
Широко распространенный метод
оценки по параметрам позволяет
сравнивать конкурирующие продук-
ты напрямую, анализируя характе-
ристики, указанные в технической
документации. В процессе выбора
датчика необходимо сравнивать
параметры с учетом целевого при-
менения, чтобы выбранный датчик
отвечал требованиям конечного
приложения.
Как правило, в техническом опи-
сании датчика указывается список
потенциальных источников погреш-
ности, не все из которых могут про-
являться в конкретном приложении.
На первый взгляд может показаться
трудным разобраться в этом изо-
билии информации и решить, доста-
точно ли точен датчик для конкрет-
ного приложения.
В идеальном случае математиче-
ское соотношение, описывающее
связь между измеряемой величиной
и выходным сигналом во всем рабо-
чем диапазоне, должно включать все
источники погрешности, например,
смещение нуля, нелинейность, гисте-
резис, повторяемость, отклонение
параметров из-за изменения темпе-
ратуры, температурный гистерезис и
долгосрочную стабильность. Обычно
пользователи учитывают толь-
ко один или два из этих факторов,
сравнивая модели только по ним.
Наиболее часто указывают нелиней-
ность характеристики — максималь-
ное отклонение выходного сигнала
от прямой.
Если производитель приводит
полином, описывающий действи-
тельное поведение датчика, то точ-
ность показаний может увеличиться
на порядок. Для большинства дат-
чиков зависимость квадратична, а
в первом приближении выходной
сигнал линеен. Таким образом, если
заменить формулу, которую приво-
дит производитель (у = ах + Ь) на
у = ах2 + Ьх + с, точность повысит-
ся. Другой пример. Передаточная
характеристика многих гравиметри-
ческих инерциальных датчиков угла
имеет синусоидальный вид. Тем не
менее в технической документации
по-прежнему указывается линейное
соотношение, поскольку при малых
углах синус угла можно заменить
самим углом.
Если источники ошибки нуля и
причины отклонения чувствитель-
ности известны, погрешность
измерения будет минимальной,
поскольку учитываются фактиче-
ские источники, а не предполагае-
мые. Часто погрешность указывает-
ся в виде доли от полной шкалы. При
этом погрешность чувствительно-
сти обычно определяется как доля
от полученного показания. Для ее
уменьшения производится компен-
сация температурной зависимости.
Датчик температуры устанавлива-
ется рядом с измерительным дат-
чиком или прямо на нем. Для этой
же цели некоторые производители
устанавливают датчик температуры
на плате.
Важно различать вклад погреш-
ности смещения нуля и погрешно-
сти чувствительности. Сдвиг нуля
из-за температуры — это абсолютная
погрешность, выраженная в процен-
тах от полной шкалы. В большинстве
случаев шкала датчика не исполь-
зуется полностью, поэтому в пере-
счете на долю от показания погреш-
ность может стать очень большой.
Например, если используется только
четверть шкалы, то ошибка установ-
ки нуля становится в 4 раза больше,
чем заявлено в документации. То же
самое происходит, когда пользовате-
ли выбирают датчик с большим, чем
требуется, диапазоном работы «на
всякий случай».
Эти примеры показывают, что
точность и прецизионность можно
увеличить за счет математической
минимизации предсказуемых оши-
бок. Погрешность стабильности и
несистемные ошибки, которые нель-
зя предсказать и повторить, пред-
ставляют собой более сложное
препятствие на пути повышения
точности.
НЕПРЕДСКАЗУЕМЫЕ ОШИБКИ
Непредсказуемые ошибки, такие
как долгосрочная стабильность,
температурный гистерезис или
неповторяемость, нельзя описать
математически, чтобы повысить точ-
ность или прецизионность, поэтому
с ними гораздо сложнее обращать-
ся. В то время как температурный
гистерезис и неповторяемость явля-
ются величинами, которые могут
быть охарактеризованы количе-
ственно на стадии производства в
контролируемых условиях, долго-
срочная стабильность такого свой-
ства не имеет. Она определяется с
помощью различных статистиче-
ских инструментов. Однако итого-
вое решение придется принимать
в каждом случае отдельно с уче-
том того, насколько критично изме-
рение. Единственным надежным
способом избежать постепенного
ухудшения характеристик датчика
является периодическая плановая
перекалибровка. Ниже приведены
общие рекомендации по работе с
датчиками:
- повторяемость — единственный
важный параметр датчика. Без
него не имеют смысла ни количе-
ство компенсации, ни коррекция
резул ьтата;
- следует учитывать диапазон изме-
нения температуры окружающей
среды, внутри которого работа-
ет датчик. Как правило, основной
вклад в погрешность, особенно
в ошибку установки нуля, вносят
именно температурные измене-
ния;
- не следует преувеличивать диапа-
зон работы датчика. Производитель
указывает безопасные границы
выхода за диапазон, этого доста-
точно. Если их расширять, то умень-
шится величина сигнала, а погреш-
ность из-за ухода нуля окажется
еще больше, поскольку она рассчи-
тывается исходя из диапазона изме-
рения;
- не следует путать разрешение с
точностью;
- если датчик предназначен для
долгосрочной эксплуатации,
нельзя забывать о стабильно-
сти характеристик во времени.
Прогрессирующее ухудшение
параметров может иметь ката-
строфические последствия.
Необходимо периодически кали-
бровать датчик. Обычно это дела-
ется раз в год, но этот интервал
может быть изменен в зависимости
от условий работы и возможных
последствий от получения неточ-
ных данных;
- рассчитывать погрешность датчика
следует по его техническим харак-
теристикам. Причем в расчет стоит
принимать только те параметры,
которые имеют отношение к данно-
му приложению.
ЛИТЕРАТУРА
1. Baker М. Choosing sensors: Specsman-
ship vs reality/Zwww.eeti mes.com.
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
ТОКОЧУВСТВИТЕЛЬНЫЕ
КОМПОНЕНТЫ И МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ ТОКА
БРАЙАН ЯРБОРО (BRYAN YARBOROUGH), инженер
Элементы, которые применяются для измерения тока, и использование
соответствующих методик должны как можно меньше влиять на рабо-
ту схемы и обеспечивать высокую точность.
Измерение тока преследует одну из
двух целей: во-первых, узнать, какой
ток потребляет схема. Если он окажет-
ся слишком высоким, следует принять
решение, какие из блоков можно отклю-
чить для уменьшения расхода энергии
или ввода схемы в нормальный режим
работы. Второй целью является опреде-
ление максимально допустимого тока,
при котором схема перестает функцио-
нировать корректно. Если ток превыша-
ет предельно допустимое значение, сра-
батывает программная или аппаратная
блокировка, работа приостанавливает-
ся. Важно правильно выбрать методику
измерения, обеспечивающую требуемую
стойкость к экстремальным условиям,
которые могут возникать во время сбоя.
Для измерения тока применяются
различные методы и токочувствитель-
ные компоненты:
1. Прямое измерение (резистивный):
а) токочувствительные резисторы;
б) активное сопротивление катушки
индуктивности.
2. Непрямое измерение (магнитное
поле):
а) трансформатор тока;
б) пояс Роговского;
в) на основе эффекта Холла.
3. Прямое измерение с помощью
транзисторов:
а) Rds_on#
б) определение отношения.
У каждого метода есть свои досто-
инства и недостатки. От выбора мето-
дики зависит надежность устройства.
Методы измерения можно разделить
на два класса: прямые и косвенные.
Для прямого измерения тока в схему
включается токочувствительный эле-
мент без изоляции. При косвенном
измерении применяются изолирую-
щие элементы, которые гарантируют
безопасность работы основной схемы.
Основные параметры методов приве-
дены в таблице 1.
ТОКОЧУВСТВИТЕЛЬНЫЙ РЕЗИСТОР
Измерения с помощью резистора
проводятся напрямую. Достоинствами
данного метода являются просто-
та и линейность характеристики.
Токочувствительный резистор имеет
стабильный температурный коэффици-
ент сопротивления (ТКС) менее 0,01 %/°С
и не подвержен лавинному умноже-
нию и тепловому убеганию. Резисторы
с очень низким сопротивлением (менее
1 мОм) из металлического сплава обе-
спечивают надежную защиту в случае
короткого замыкания или скачков тока.
КАТУШКА ИНДУКТИВНОСТИ
Следующий метод измерения тока
основан на использовании сопротив-
ления катушки индуктивности. Данный
метод позволяет производить измере-
ние без потерь, поскольку сопротивле-
ние мало, обычно менее 1 мОм, а кроме
того дроссель является компонентом
схемы. У этого подхода два недостат-
ка. Во-первых, высокий ТКС дросселя
(0,39%/ °С). Во время измерений прихо-
дится проводить мониторинг темпера-
туры и компенсировать ее изменение.
Во-вторых, сопротивление катушки
очень зависит от геометрических раз-
меров, поэтому разброс сопротивле-
ния между идентичными компонента-
ми может быть большим.
ТРАНСФОРМАТОР ТОКА
Трансформатор тока имеет три пре-
имущества:
- обеспечивает изоляцию от сетевого
напряжения;
- не вносит потерь;
- возможность работы при высоком
напряжении сигнала.
Таблица 1. Основные методы измерения тока
Метод (чувствитель-
ный элемент)
Точность
Изоляция
ЭМИ (защитное
сопротивление)
Надежность
Размер
Стоимость
Прямое измерение на резисторе
Токочувствительный резистор
Высокая
нет
Высокое
Высокая
Малый
Низкая
Активное сопротивление
дросселя
Низкая
Нет
Среднее
Высокая
Малый
Низкая
Прямое измерение с помощью транзистора
Низкая
Нет
Среднее
Средняя
Малый
Низкая
Отношение токов
Средняя
Нет
Среднее
Средняя
Малый
Косвенный (электромагнитный) метод
Трансформатор тока
Высокая
Есть
Среднее
Высокая
Большой
Средняя
Пояс Роговского
Высокая
Есть
Среднее
Высокая
Большой
средняя
Напряжение Холла
Высокая
есть
Высокое
Средняя
Средний
Высокая
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
Для косвенного измерения тока с
помощью трансформатора необходимо
создать переменное магнитное поле,
вызывающее ток во вторичной обмотке
(см. рис. 1). Напряжение измеряется во
вторичной обмотке и делится на коэф-
фициент передачи. Метод характери-
зуется высокой точностью, поскольку
измеряемый ток проходит через обмот-
ку с очень низким коэффициентом
потерь. Тем не менее, нельзя забывать о
потерях в сердечнике, в трансформато-
ре на сопротивлении нагрузки, а также
на сопротивлении по постоянному току
первичной и вторичной обмоток.
ПОЯС РОГОВСКОГО
Измерения с помощью пояса
Роговского проводятся аналогично
предыдущему методу. Измеряется
напряжение во вторичной обмот-
ке. Оно пропорционально току через
изолированный проводник. Различие
заключается в том, что пояс Роговского
не имеет сердечника (см. рис. 2), поэто-
му его индуктивность меньше, чем у
трансформатора тока. Соответственно,
пояс Роговского обеспечивает более
быстрый отклик и практически линей-
ное напряжение. Этот метод часто
используется для временного измере-
ния тока, например, в мультиметрах.
По сравнению с трансформатором тока
пояс Роговского дешевле.
ЭФФЕКТ ХОЛЛА
Обратимся к рисунку 3. Когда про-
водник с током помещен в магнит-
ное поле, в нем возникает разность
потенциалов перпендикулярно лини-
ям напряженности магнитного поля.
Она пропорциональна величине тока
и получила название напряжение
Холла.
Достоинством данного метода явля-
ется возможность измерять большие
токи с небольшими потерями. Среди
недостатков следует отметить нели-
нейный температурный дрейф (необ-
ходимо применять меры для компен-
сации), ограниченную полосу частот,
чувствительность к внешнему магнит-
ному полю и высокую стоимость. Кроме
того, небольшое изменение тока требу-
ет большого изменения напряжения,
что может привести к ошибке. Из-за
такого количества недостатков метод
может применяться не всегда.
ТРАНЗИСТОРЫ
При измерении тока с помощью
транзистора практически нет потерь,
поскольку транзистор является стан-
дартным элементом схемы, никаких
дополнительных резисторов или рас-
сеивающих мощность элементов не
требуется. Метод хорошо подходит для
измерения максимально допустимого
тока.
В технической документации тран-
зистора указывается сопротивле-
ние сток-исток при включении RDS_ON-
Обычно оно составляет несколько
мОм для силовых МОП-транзисторов
(см. рис. 4). Ток через МОП-транзистор
можно вычислить по формуле:
'Load = VrdS_OI\/RdS_ON-
Сопротивление RDS _ON складыва-
ется из нескольких составляющих,
каждая из них вносит ошибку изме-
рения, обусловленную незначитель-
ными отклонениями или различиями
ТКС. Воздействие температуры может
быть компенсировано. Для этого про-
изводится мониторинг температуры.
В измеренное напряжение вносится
поправка на температурное изменение
сопротивления. Часто ТКС для МОП-
транзистора достигает 0,4%/°С. Диапазон
точности данного метода составляет
10—20%, и этого вполне достаточно
для схем защиты от скачков тока.
МОП-транзистор состоит из тысяч
транзисторных ячеек, соединенных
параллельно, поэтому сопротивле-
ние при включении мало. В токочув-
ствительном транзисторе (см. рис. 5)
используется небольшая часть парал-
лельно соединенных ячеек, в которых
все транзисторы имеют общий затвор
и сток. Они образуют второй изолиро-
ванный транзистор, который и являет-
ся чувствительным элементом. Когда
транзистор включен, ток через чув-
ствительный элемент является частью
тока, протекающего через остальные
ячейки. В зависимости от транзистора
Рис. 2. Пояс Роговского
Рис. 3. Эффект Холла
■ Металл
1 SiO,
Рис. 4. Использование сопротивления при включении для измерения тока
Рис. 5. Принципиальная схема токочувствительного МОП-транзистора
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
точность метода может варьироваться
от 5% до 15—20%. Этого недостаточ-
но для схем контроля тока, в которых
требуется точность порядка 1%, одна-
ко подходит для защиты от короткого
замыкания или скачков тока.
ТЕХНОЛОГИИ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
РЕЗИСТОРОВ
Тонкопленочные резисторы обычно
не используются в схемах измерения
тока, однако для полноты картины мы
расскажем и о них. Обычно эти рези-
стивные элементы предназначены
для прецизионных схем. Их толщина
составляет 0,000001—0,000004 дюйма.
При правильном использовании пере-
ходные процессы на них не влияют.
Однако они не рассчитаны на работу с
большим токами.
Толстые пленки имеют толщину
0,0005—0,002 дюйма, т.е они пример-
но в 100 раз толще тонких. Они лучше
проводят сильный ток, рассеивают
тепло в подложку и лучше справля-
ются с переходными токами. Второе
преимущество — более широкий
выбор номиналов. Недостаток заклю-
чается в том, что они не настолько
точны (малые допуски), как тонко-
пленочные.
Фольгированные резисторы имеют
большое поперечное сечение. В них
используется однородный резистив-
Рис. 6. Подключение резистора CSL: через четыре контактные площадки (слева) и сквозные отверстия (справа)
Рис. 7. Диаграмма температурного поля резистора
ный сплав. В толстопленочных резисто-
рах используются резистивные мате-
риалы, распределенные по стеклянной
матрице. Фольгированные резисторы
выдерживают большие переходные
токи, имеют небольшое сопротивление
и низкий ТКС.
Резисторы из сплава характери-
зуются самой высокой стойкостью
по отношению к переходным токам,
поскольку ток протекает по боль-
шой массе проводящего материала.
Сопротивление может быть очень
маленьким — 0,0005 Ом. ТКС — низ-
кий. Разброс сопротивлений не такой
большой, как у толстопленочных рези-
сторов. Резисторы, изготовленные по
данной технологии, отлично подходят
для источников питания высокого тока
и схем, в которых при нарушении нор-
мальных условий работы может возни-
кать очень высокий ток.
ОСОБЕННОСТИ ПОДКЛЮЧЕНИЯ
В силовых схемах необходимо
использовать резисторы с маленьким
номиналом, чтобы они рассеивали
мало тепла и в то же время обеспе-
чивали требуемый уровень сигнала.
Часто используется четырехконтактное
подключение, чтобы ослабить влияние
сопротивления контакта.
Резисторы CSL (см. рис. 6) имеют
четыре вывода — два для подключе-
ния соединительных проводников
(с большой площадью сечения) и два
для измерительного прибора (с малым
сечением). Использование отдельных
выводов позволяет уменьшить погреш-
ность измерения, которая возникает
из-за сопротивления контакта. Ток,
текущий через внутреннюю и внеш-
нюю пару выводов может различаться
на порядки.
Как видно из рисунка б, есть два
варианта контактной площадки.
Слева площадка разделяется на две
изолированные зоны разной площа-
ди. При этом размер контактной пло-
щадки для силовых выводов резисто-
ра может оказаться недостаточным,
если протекающий ток очень боль-
шой. Во втором варианте для созда-
ния изолированных измерительных
контактных площадок применяются
сквозные отверстия. При этом пло-
щадь соединения силовых линий мак-
симальна.
ТЕПЛОВАЯ ИЗОЛЯЦИЯ
Технология OARS — open air resistor
surface mount (воздушное охлажде-
ние резисторов при поверхностном
монтаже) уникальна тем, что резистор
касается платы только в местах кон-
такта, а средняя часть приподнята,
чтобы большая часть тепла рассеи-
валась в окружающую среду, а не на
плату.
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
У такого подхода два преимуще-
ства. Во-первых, он позволяет исклю-
чить порчу платы из-за чрезмерного
перегрева. Самый распространенный
материал печатной платы — FR4 —
может подвергаться температуре
не более 130°С. Если ток выходит за
допустимые границы, резистор может
сильно нагреться и повредить печат-
ную плату. Во-вторых, если отводить
тепло не на плату, а в окружающую
среду, характеристики соседних
устройств, чувствительных к темпера-
туре, не будут ухудшаться. Имеются в
виду такие параметры как срок служ-
бы, допустимая мощность, выходной
световой поток, точность и надеж-
ность.
Диаграмма распределения тепла
для компонентов OAR и OARS пока-
зана на рисунке 7. Измерения про-
водились на печатной плате из FR4 в
безвоздушном пространстве. В воз-
душной среде результаты должны быть
лучше. Обратим внимание на разни-
цу температур паяного соединения и
средней приподнятой части резисто-
ра. Ее можно использовать в схеме
защиты от слишком больших скачков
тока в качестве сигнала срабатывания.
Температура печатной платы остается
в допустимом диапазоне, хотя элемен-
ты схемы работают в экстремальных
условиях.
МЕХАНИЧЕСКИЕ НАПРЯЖЕНИЯ В
ПАЯНОМ СОЕДИНЕНИИ
Приподнятая изогнутая конструк-
ция элементов OARS позволяет им
гнуться, это очень важное достоин-
ство. Гибкость позволяет уменьшить
механические напряжения внутри
компонента, возникающие из-за раз-
ницы температурных коэффициентов
расширения между материалом рези-
стора и платы. Стандартные компо-
ненты поверхностного монтажа имеют
плоскую форму и прилегают к плате.
При повышении температуры в них
возникают силы, стремящиеся сдви-
нуть соединение. В результате в схеме
может произойти сбой или измене-
ние каких-либо параметров. Поэтому
в таких случаях предпочтительнее
использовать гибкие компоненты
OARS (см. рис. 8).
На рисунке 9 показаны резисторы
LRF3W компании ТТ electronics. Они
имеют ряд схемотехнических преиму-
ществ. В частности, контактные площад-
ки расположены вдоль длинных сторон
компонента. За счет этого номинальная
мощность увеличивается до 3 Вт, что
позволяет не ограничивать длину трас-
сировочныхлиний. Благодаря разности
температурных коэффициентов расши-
рения материала резистора и печат-
ной платы уменьшаются механические
напряжения в паяном соединении.
Рис. 8. Механические свойства плоских и гибких
резисторов
Рис. 9. Резисторы LRF3W
ЛИТЕРАТУРА
7. Yarborough В. Components and
Methods for Current Measurement//
www.powerelectronics.com.
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
АКУСТИЧЕСКАЯ ТЕРМОМЕТРИЯ
ДЖИМ УИЛЬЯМС (JIM WILLIAMS), научный сотрудник, Linear Technology
ОМАР САНЧЕС-ФИЛИП (OMAR SANCHEZ-FELIPE), программист, Linear Technology
В статье рассматривается применение ультразвуковых датчиков для
измерения температуры воздуха в банке из-под оливок.
ВВЕДЕНИЕ
Акустическая термометрия являет-
ся не до конца изученным и элегант-
ным методом, позволяющим измерять
температуру по времени прохождения
звука в среде [1—4]. При анализе этого
метода измерений следует принять во
внимание следующие особенности:
- акустические термометры функци-
онируют в условиях, непригодных
для работы традиционных датчиков;
- температура воздуха измеряется по
скорости звука;
- атмосферное давление не является
значимой переменной;
- необходимо очень внимательно про-
ектировать измерительный тракт;
- для уменьшения влияния шума и
паразитных сигналов может исполь-
зоваться стробирование сигналов;
- микропроцессор обеспечивает кали-
бровку системы с разрешением 1°F.
Среда может быть твердой, жид-
кой или газообразной. Акустические
термометры работают практически в
любой окружающей среде, включая
экстремальные температуры, механи-
ческие перегрузки, в ядерных реак-
торах, т.е. в условиях, неприемлемых
для работы традиционных датчиков.
Установлено, что скорость звука в воз-
духе пропорциональна квадратному
корню из температуры. Время прохож-
дения звукового сигнала через газо-
вый термометр практически не зави-
сит от давления и влажности. Газовые
акустические термометры отличаются
быстротой реакции на изменение тем-
пературы. Они являются практически
безынерционными устройствами.
В измерениях принимает участие
весь корпус акустического термоме-
тра. Полученные данные соответствуют
времени прохождения звукового сиг-
нала по всему измерительному трак-
ту. Традиционные датчики, наоборот,
проводят измерения в одной точке.
Таким образом, акустический термо-
метр не реагирует на изменения тем-
пературы в отдельных точках измери-
тельного тракта. Он аппроксимирует
среднюю температуру по всему тракту
по задержке звукового сигнала, полу-
ченной в ходе изотермических и неизо-
термических измерений.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ
Демонстрацию принципа действия
акустического термометра начнем
с выбора звукового датчика и изме-
рительного тракта со стабильными
размерами. Широкополосные ультра-
звуковые датчики характеризуются
хорошим быстродействием, высокой
точностью передачи звуковых сигна-
лов, низким джиттером, отсутствием
резонансных и других паразитных
потерь. Электростатический ультра-
звуковой датчик (см. рис. 1) облада-
ет всеми перечисленными свойства-
ми [5].
Ультразвуковой датчик в этой систе-
ме работает как приемник и передат-
чик. Устройство жестко монтируется
на металлической крышке стеклянного
корпуса. Это соединение должно быть
прочным, чтобы обеспечить стабиль-
ность измерительного тракта по раз-
мерам. В рассматриваемом примере
используется металлическая крышка и
стеклянная банка. Атмосферное давле-
ние практически не оказывает какого-
либо влияния на измерение времени
прохождения сигнала.
Поместим пустую банку в печь с
температурой 100°С. Выводы дат-
чика проходят через крышку через
специальный коаксиальный разъем.
Стеклянный корпус характеризуется
сравнительно низким коэффициентом
теплового расширения. Эта конструк-
ция обеспечивает устойчивость длины
измерительного тракта к изменени-
ям температуры, давления, а также
к механическим воздействиям. Длина
пути сигнала (прямого и отраженного)
составляет около 12 дюймов. Скорость
звука в воздухе равна 1,1 фут/мс
(1 фут = 0,305 м).
Таким образом, время прохождения
звука до дна банки и обратно состав-
ляет 900 мкс. При 75°F изменение вре-
мени прохождения звуковым сигна-
лом пути, длина которого не зависит
от температуры, составляет 1 mkc/°F.
Для разрешения 0,1°F разбросы меха-
нических и электрических параметров
не должны приводить к временным
ошибкам, большим 100 не, что, в свою
очередь, определяет требования к ста-
бильности размеров измерительного
тракта, которая при длине пути 12 дюй-
мов должна составлять 0,001 дюйм.
Проанализировав все источники
погрешностей, можно убедиться в реа-
листичности требования обеспечить
такую стабильность.
При подаче напряжения смеще-
ния 150 В на датчик он ведет себя как
конденсатор (см. рис. 2). Стартовый
импульс тактирующего устройства
запускает датчик, который посылает
короткий импульсный звуковой сигнал
в измерительный тракт. Тактирующее
устройство одновременно с этим уста-
навливает мультивибратор, отвечаю-
щий за ширину выходного импульса,
в высокое состояние. Ультразвуковой
импульс отражается от дна банки, воз-
вращается и воздействует на датчик,
что приводит к возникновению очень
небольшого механического смещения.
Это, в свою очередь, изменяет емкость
датчика. В соответствии с уравнением
Q = GV, где Q — заряд, С — емкость,
V — напряжение, изменение емкости
ведет к изменению напряжения на
входе усилителя приемника.
Компаратор преобразует изменение
выходного сигнала усилителя в соот-
ветствующий логический сигнал, сбра-
сывающий мультивибратор, который
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


Калибровочные константа,
хранящиеся в памяти
Рис. 2. Схемная реализация акустического термометра
отвечает за формирование импуль-
са определенной ширины. Ширина
выходного импульса мультивибратора
определяется временем прохожде-
ния звуковым сигналом измеритель-
ного тракта, зависящим от темпера-
туры. В программу микропроцессора
заложены калибровочные константы,
определяющие зависимость времени
задержки сигнала и температуру изме-
рительного тракта. Микропроцессор
использует их для расчета температу-
ры по ширине импульса и отображает
полученную информацию на дисплее.
Использование второго выхода
тактирующего устройства, отключаю-
щего выход компаратора на большую
часть цикла измерения, позволяет про-
пускать сигнал компаратора только в
то время, когда ожидается возвраще-
ние звукового импульса. Это позво-
ляет устранить ложные срабатывания
системы на звуковые события, проис-
ходящие вне измерительного тракта.
Амплитуда поступившего на усили-
тель сигнала составляет менее 2 мВ.
Широкополосный усилитель прием-
ника, работающий в режиме больших
коэффициентов усиления, уязвим для
паразитных входных сигналов, поэто-
му на время проведения измерений
необходимо отключать 150-В источник
напряжения смещения, чтобы исклю-
чить влияние всплесков при переклю-
чении, способных вывести усилитель
из строя. Второй сигнал стробирования
снимается с мультивибратора, форми-
рующего выходной импульс опреде-
ленной ширины. Этот сигнал и отключа-
ет на время измерения 150-В источник
напряжения смещения.
Рис. 3. Принцип работы акустического термометра
Цикл измерения начинается со стар-
тового импульса, запускающего датчик
(см. диаграмму А на рисунке 3) и пере-
водящего выход мультивибратора в
высокое состояние (диаграмма В). Как
только звуковой импульс возвращает-
ся в приемник, запускается усилитель
(диаграмма С), компаратор меняет
свое состояние на противоположное,
что вызывает сброс мультивибратора
(диаграмма D). Сигналы стробирования
защищают компаратор от срабатыва-
ния на посторонние звуковые собы-
тия и на ложные стартовые импульсы,
а также отключают высоковольтный
регулятор на время измерений (диа-
граммы Е и F).
ДЕТАЛИЗИРОВАННАЯ СХЕМА
Кварцевый генератор формирует
тактовые импульсы частотой 100 Гц
(см. рис. 4). Одновибратор ICA подает
импульс длительностью 10 мкс на
драйвер, состоящий из ключей Q1
и Q2. Через емкостную связь стар-
товый импульс с выхода драйвера
передается в ультразвуковой датчик
(см. диаграмму А на рисунке 5). Тот же
одновибратор одновременно с этим
переводит выходы мультивибратора
в высокое состояние. Высокий уро-
вень выходного сигнала мультиви-
братора отключает высоковольтный
импульсный регулятор на время
измерений. Второй одновибратор
(ICB) генерирует еще один импульс,
отключающий выход микросхемы
компаратора IC1 на время несколько
меньшее, чем прогнозируемое время
возвращения звукового импульса
(диаграмма В).
Звуковой сигнал проходит весь
измерительный тракт и, вернувшись,
воздействует на датчик. При этом
возникают биения. Импульсный регу-
лятор смещает датчик постоянным
напряжением 150 В. Он работает
как каскодная схема, состоящая из
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


Рис. 4. Реализация схемотехнической концепции, представленной на рисунке 3
200 икс/дел
Рис. 5. Диаграммы сигналов: стартового импульса
(А), стробирования компаратора (В), выхода
усилителя (С), выхода компаратора (D) и выхода
мультивибратора (Е)
внутреннего транзистора ИС и высо-
ковольтного транзистора Q3. Такое
большое напряжение смещения
позволяет преобразовывать малые
изменения емкости за счет незна-
чительного смещения диафрагмы
в существенные изменения напря-
жения. Эти изменения напряжения
подаются на усилитель приемника.
Емкостная развязка высоковольтно-
го регулятора от датчика и диоды
защищают систему от разрушитель-
ных перегрузок.
20 мкс/дел.
Рис. б. Обеспечение точности измерения времени
прохождения звуковым сигналом тракта
Каскадный усилитель приемника
обеспечивает суммарный коэффици-
ент усиления порядка 17600. Работу
усилителя можно протестировать,
отслеживая сигнал на низкоимпе-
дансном выходе ОУ А2 (диаграмма С).
Последним каскадом усилителя явля-
ется ОУ А3, который еще усиливает
полученный сигнал. Выход усилителя
подключен к компаратору IC1, который
срабатывает (диаграмма D), как только
сигнал на выходе усилителя превысит
отрицательный входной пороговый
уровень. Срабатывание компаратора
сбрасывает мультивибратор, генери-
рующий выходной импульс, ширина
которого пропорциональна времени
прохождения звуковым сигналом сиг-
нального тракта, зависящего от тем-
пературы. Выходной импульс далее
передается в микропроцессор, кото-
рый по его длительности определяет
температуру и отображает ее на дис-
плее [б].
Рассмотрим подробнее изобра-
жение на осциллографе в момент,
соответствующий возврату звукового
сигнала (см. рис. б). На экране виден
сигнал усилителя на выходе ОУ А2
(диаграмма А). Каскад A3 еще уси-
ливает сигнал, мягко загоняя его в
режим насыщения (диаграмма В), что
ведет к многократным срабатывани-
ям компаратора IC1 (диаграмма С).
Однако выходной сигнал мультиви-
братора не реагирует на это, остава-
ясь в низком состоянии после перво-
го срабатывания компаратора, что
обеспечивает точность измерения
времени прохождения звуковым сиг-
налом всего измерительного тракта
(диаграмма D).
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
Рис. 7. Стартовый импульс отключает высоко- Рис. 8. Выходной сигнал без помех Рис. 9. После четвертого отражения рассеяние
вольтный импульсный регулятор на время про- звука приводит к полной потере сигнала
ведения измерений
Стробирование высоковольтного регулятора смещения
позволяет избежать помех на выходе усилителя, связанных
с импульсными помехами. Стартовый импульс устанав-
ливает выход мультивибратора в высокое состояние (см.
диаграмму А на рисунке 7) и отключает высоковольтный
импульсный регулятор на время проведения измерений
(диаграмма В).
Такое состояние удерживается в течение всего време-
ни прохождения звукового сигнала по измерительному
тракту, что предотвращает ошибки из-за случайного сра-
батывания компаратора. Возвращение звукового импульса
на датчик сбрасывает мультивибратор (см. диаграмму А на
рисунке 8). Выходной сигнал мультивибратора подается в
схему, которая управляет работой импульсного регулятора
через вывод Vc, задерживающий подачу высоковольтного
импульсного напряжения до окончания измерительного
периода (диаграмма В), что позволяет получить выходной
сигнал без помех.
Стробирование выхода компаратора предотвращает
его срабатывание от внешних звуковых источников, а
стробирование 150-В преобразователя защищает усили-
тель приемника от разрушительного действия его гармо-
ник. Напряжение смещения (150 В) определяет величину
возвращающегося сигнала. Чем оно выше, тем больше
амплитуда возвращающегося сигнала. Отключение регу-
лятора на время измерения не сказывается на работе
системы. Как показывает опыт, напряжение на выходном
конденсаторе емкостью 1 мкФ за это время падает только
на 30 мВ, т.е. приблизительно на 0,02%. Такое изменение
напряжения является незначительным, и им можно пре-
небречь.
Использование одного источника питания на 15 В для
управления компаратором и формирования стартового им-
пульса повышает стабильность работы схемы, т.к. напряже-
ние компаратора меняется в соответствии с амплитудой по-
ступающего на усилитель сигнала.
В системе используется широкополосный высокочувстви-
тельный датчик, который обеспечивает хорошую воспроизво-
димость и отсутствие фазовых искажений. Все это обеспечивает
100-нс, 0,1 °F разрешение системы при времени прохождения
сигнала равном 1 мс, что соответствует неопределенности
100 промилле. Таким образом, для откалиброванной системы
абсолютная точность в интервале 60...90°F не превысит 1°F.
На рисунке 9 показаны результаты эксперимента, в
котором приемник датчика срабатывал на множественные
звуковые импульсы. Эксперимент проводился для смягчения
допусков на синхронизацию. Он показал, что со временем из-
за рассеяния звука внутри стеклянной банки возвращающие-
ся импульсы превращаются в обычный шум. Запуск компара-
тора по последнему импульсу, конечно, смягчает требования
по синхронизации, но делает неприемлемым отношение сигнал/
шум. Эта проблема решается с помощью специальных мето-
дов обработки сигнала, однако следует учитывать их влияние
на разрешение всей системы.
ЛИТЕРАТУРА
1. Lynnworth 1С, and EH Carnevale. "Ultrasonic Thermometry Using
Pulse Techniques". Temperature: Its Measurement and Control in Science
and Industry. Vol. 4. P. 715. Instrument Society of America. 1972.
2. Mi, XB; SY Zhang; JJ Zhang; and YT Yang, "Automatic Ultrasonic
Thermometry". 15th Symposium on Thermophysical Properties. June 2003//
http://bit.ly/idg2qs.
3. Williams Jim. "Some Techniques for Direct Digitization of Trans-
ducer Outputs". Linear Technology Corp. February 1985//http://bit.ly/h3nadF.
4. Multiplier Applications Guide. "Acoustic Thermometer".
Analog Devices Inc. P. 11. 1978.
5. "600 Series Instrument Transducer". SensComp Inc. Sept. 15.2004//
http://bit.ly/gFHnOq.
6. Teensy ATmega32u4 USB dev board. Ada fruit lndustries//http://bit.
ly/gwpJU2.
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №4 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ и
ПРЕИМУЩЕСТВА СИГМА-ДЕЛЬТА АЦП
АРТЕМ СОКОЛОВ, socart@gmail.com
В статье рассмотрена структура и принцип работы аналого-цифровых
сигма-дельта преобразователей.
Современные сигма-дельта анало-
го-цифровые преобразователи (АЦП)
используются для преобразования
аналоговых сигналов в широком диа-
пазоне частот от постоянного тока до
нескольких мегагерц. Эти преобра-
зователи состоят всего из двух узлов:
сигма-дельта модулятора и цифрово-
го прореживающего фильтра (фильтра
децимации), на выходе которого фор-
мируется поток цифровых данных с
высоким разрешением.
Простейшим сигма-дельта преоб-
разователем является одноразрядная
импульсная система. Частота выборки
в сотни раз превышает частоту выдачи
цифровых результатов. Выборки нака-
пливаются в течение некоторого вре-
мени, а затем усредняются в цифровом
прореживающем фильтре.
Аналоговый сигнал, подаваемый на
вход преобразователя, должен изме-
няться относительно медленно, чтобы
преобразователь мог многократно
производить выборку этого сигнала
(указанный метод называется переди-
скретизацией). При слишком быстром
нарастании сигнала появляется
погрешность.
Основными узлами сигма-дельта
преобразователя являются сигма-
дельта модулятор и цифровой проре-
живающий фильтр. Встроенный моду-
лятор сигма-дельта АЦП, показанный
на рисунке 1, с очень высокой частотой
преобразует входной сигнал в одно-
разрядную двоичную последователь-
ность. Эти данные поступают на вход
цифрового прореживающего фильтра,
который преобразует их в многораз-
рядный цифровой код. В отличие от
преобразователей большинства дру-
гих типов, которые имеют одну частоту
дискретизации, сигма-дельта преобра-
зователь имеет две частоты — частоту
дискретизации входного сигнала fs и
частоту формирования выходных дан-
ных fD.
Сравнение сигма-дельта АЦП с
АЦП многотактного интегрирования
показывает значительные преимуще-
ства первых. Прежде всего, линей-
ность характеристики преобразо-
вания сигма-дельта АЦП выше, чем у
АЦП многотактного интегрирования
равной стоимости. Это объясняется
тем, что интегратор сигма-дельта АЦП
работает в значительно более узком
динамическом диапазоне, и нелиней-
ность переходной характеристики
усилителя, который в нем использует-
ся, сказывается значительно меньше.
Емкость конденсатора интегратора в
сигма-дельта АЦП значительно мень-
ше (десятки пикофарад), так что этот
конденсатор может быть изготовлен
на кристалле АЦП. Как следствие, для
сигма-дельта преобразователя не тре-
буется внешних элементов, что суще-
ственно сокращает площадь, занима-
емую им на плате, и снижает уровень
шумов.
Рис. 1. Структура сигма-дельта преобразователя
Еще одно преимущество сигма-дель-
та АЦП заключается в том, что он начи-
нает выдавать правильный результат
через 3-4 отсчета после скачкообраз-
ного изменения входного сигнала, что
при величине первой частоты проре-
живания, равной 50 Гц, и 20-разряд-
ном разрешении составляет 60-80 мс,
а минимальное время преобразования
АЦП HI-7159 для 18-разрядного разре-
шения и той же частоты прорежива-
ния составляет 140 мс. В настоящее
время многие ведущие производители
прекратили производство АЦП много-
тактного интегрирования и полностью
перешли на выпуск сигма-дельта АЦП.
СИГМА-ДЕЛЬТА МОДУЛЯТОР
Главным блоком сигма-дельта
АЦП является модулятор. В его зада-
чу входит оцифровка (дискретиза-
ция) входного аналогового сигнала и
уменьшение низкочастотного шума.
Для выполнения последней задачи
в модуляторе реализована функция
ограничения шума (noise shaping).
Низкочастотный шум смещается в
область более высоких частот, кото-
рые находятся за границами интересу-
ющего частотного диапазона. Наличие
функции ограничения шума является
одним из факторов, благодаря которо-
му сигма-дельта преобразователи пре-
красно подходят для высокоточных
измерений низкочастотных сигналов.
Поначалу сигма-дельта АЦП исполь-
зовались преимущественно в аудио-
технике, где требовалась обработка
сигналов переменного тока. В настоя-
щее время акцент сместился в область
прецизионных измерений, требующих
также обработки сигналов постоянно-
го тока. Для простоты мы будем рас-
сматривать работу модулятора на при-
мере преобразования одного периода
синусоидального сигнала. На рисунке 2
показан один период синусоидального
сигнала и его спектр.
Анализировать работу сигма-дель-
та модулятора можно как во времен-
ной (см. рис. 3), так и в частотной (см.
рис. 4) областях. Структурная схема
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №6 2012


для временной области, приведен-
ная на рисунке 3, разъясняет прин-
цип действия модулятора 1-го поряд-
ка. Модулятор преобразует входной
аналоговый сигнал в модулирован-
ную последовательность цифровых
импульсов. Структурная схема моду-
лятора для частотной области, пока-
занная на рисунке 4, позволяет понять,
каким образом модулятор воздейству-
ет на шумы системы и упрощает полу-
чение результатов преобразования с
более высоким разрешением.
Сигма-дельта модулятор во времен-
ной области производит многократную
выборку входного сигнала, формируя
последовательность одноразрядных
значений. Для оцифровки сигнала
используется компаратор. Частота дис-
кретизации fs определяется тактовой
частотой системы. Модулятор осущест-
вляет квантование входного сигнала
с частотой, равной тактовой частоте
системы. В то же время, в отличие от
большинства устройств квантования
других типов, в схеме сигма-дельта
модулятора имеется интегратор, обе-
спечивающий смещение шума кванто-
вания в область высоких частот.
Рассмотрим работу сигма-дельта
модулятора во временной области.
Аналоговый сигнал поступает на вход
дифференциального усилителя, на
выходе которого формируется анало-
говое напряжение х2. Это напряжение
поступает в интегратор, выходной сиг-
нал которого (хЗ) изменяется в положи-
тельную или отрицательную сторону.
Величина и направление отклонения
зависят от знака и абсолютного зна-
чения напряжения х2. Когда напряже-
ние хЗ становится равным опорному
напряжению (VREF) компаратора, выход
последнего переключается с низкого
уровня на высокий или наоборот, в
зависимости от его исходного состоя-
ния. Сигнал х4 с выхода компаратора по
фронту тактового сигнала загружается
в одноразрядный ЦАП модулятора и в
цифровой фильтр.
Одновременно с изменением состо-
яния компаратора изменяется ана-
логовое напряжение на выходе ЦАП,
подаваемое на один из входов диффе-
ренциального усилителя модулятора.
Это приводит к изменению выходного
напряжения усилителя х2, что, в свою
очередь, вызывает срабатывание инте-
гратора в противоположном направле-
нии. Выходной сигнал модулятора во
временной области является отобра-
жением входного аналогового сигнала
в виде импульсного сигнала с частотой
импульсов, равной частоте дискрети-
зации fs.
АЦП модулятора преобразует вход-
ной аналоговый сигнал в грубый одно-
разрядный код, создающий шум кван-
тования преобразователя. Выходной
сигнал модулятора отличается от вход-
ного на величину шума квантования.
Шум квантования представляет собой
разницу между ошибками квантова-
ния текущего и предыдущего отсчетов.
Спектр шума квантования показан на
рисунке 4.
Шум квантования в модуляторе ока-
зывается смещенным в область высо-
ких частот. Как видно из графика на
рисунке 4, шум квантования модулято-
ра 1-го порядка имеет небольшой уро-
вень в области низких частот, начиная
с 0 Гц, затем постепенно возрастает и
достигает максимального значения на
частоте дискретизации входного сиг-
нала fs.
Использование схемы с двойным
интегрированием позволяет значи-
тельно снизить шум квантования в
рабочей полосе частот модулятора.
На рисунке 5 приведена структурная
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №6 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
Частота
Обратите внимание, что выходной
сигнал модулятора имеет высокий
уровень шумов в окрестности часто-
ты дискретизации fs независимо от
порядка модулятора. Тем не менее, на
частотах ниже fD и в частности в диа-
пазоне частот входного сигнала уро-
вень шумов модулятора 3-го порядка
весьма мал.
Модулятор, входящий в состав сиг-
ма-дельта АЦП, успешно ослабляет
низкочастотный шум в процессе пре-
образования. Высокочастотный шум,
наличие которого в выходном сигнале
преобразователя тоже весьма нежела-
тельно, удаляется цифровым фильтром.
Рис. 6. Зависимость спектра шума от порядка сигма-дельта модулятора
Рис. 7. Структура прореживающего фильтра
Рис. 8. АЧХ цифрового фильтра сигма-дельта АЦП
схема одноразрядного модулятора 2-го
порядка, имеющего два интегратора.
В таком модуляторе шум квантования
для каждого отсчета зависит от ошибок
квантования двух предыдущих отсче-
тов.
К сожалению, модуляторы второго
и более высоких порядков имеют ряд
недостатков, среди которых можно
отметить сложность со схемотехниче-
ской точки зрения, наличие несколь-
ких петель обратной связи и большие
трудности в реализации. Тем не менее,
большинство сигма-дельта модулято-
ров имеют порядок больше первого. В
частности, в сигма-дельта АЦП, выпу-
скаемых компанией Texas Instruments,
используются модуляторы 2-6-го
порядков.
Модуляторы высших порядков сме-
щают шум квантования в более высо-
кочастотную область по сравнению с
модуляторами низших порядков. Так,
на рисунке 6 самая верхняя кривая,
имеющая максимальное значение
на частоте fs, соответствует спектру
шума модулятора третьего порядка.
ФУНКЦИЯ ЦИФРОВОГО ФИЛЬТРА
Функцию цифрового фильтра
выполняет ФНЧ с конечной импульс-
ной характеристикой (КИХ). На рисун-
ке 7 показан усредняющий ФНЧ 1-го
порядка. На рисунке 8 приведена АЧХ.
Это наиболее распространенный тип
фильтра, используемый в сигма-дельта
преобразователях.
Цифровые фильтры выполняют
четыре основные функции. Во-первых,
они интегрируют и усредняют выбор-
ку. Во-вторых, они без потери инфор-
мации понижают частоту выходных
отсчетов (децимация) и подавляют (на
100-120 дБ) помехи в полосе полез-
ного сигнала. Наконец, они ограни-
чивают частотную полосу выходного
сигнала, устраняя паразитные шумы за
ее пределами.
Важная особенность сигма-дель-
та АЦП заключается в существенном
увеличении отношения сигнала к шуму
квантования по сравнению с другими
видами АЦП. В других типах АЦП избы-
точная частота дискретизации при-
водит к тому, что спектральная плот-
ность шумов квантования оказывается
равномерно распределенной по всей
полосе сигнала выборки (от 0 до Kfs/2),
и значительная их часть вырезается
цифровым ФНЧ. В отличие от них сигма-
дельта модулятор транспонирует шум
квантования в область частот выше
рабочей полосы сигнала.
Скорость выходного потока циф-
рового фильтра равна скорости дис-
кретизации. Во временной области
цифровой фильтр отвечает за высокое
разрешение сигма-дельта АЦП. 24-раз-
рядный код повторяет исходный сиг-
нал. В частотной области производится
только фильтрация на низких частотах
(НЧ), т.е. удаляется шум квантования
модулятора. Вместе с тем уменьшает-
ся полоса частот. После удаления шу-
ма сигнал появляется во временной
области.
Теперь сигнал представляет собой
цифровую версию с высоким разре-
шением входного сигнала. Нет смыс-
ла обрабатывать все выборки, т.к. для
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №6 2012


ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
Шум ква нтования Шум ква нтова ния
VfD = Коэффициент децимации
Рис. 10. Выходной спектр сигма-дельта модулятора
этого потребуется быстродействующий контроллер или
процессор. Избыточные выборки не дают полезной инфор-
мации и представляют собой интерполяции или промежу-
точные результаты. Лишние выборки удаляются (см. рис.
9). Коэффициенты КИХ-фильтра выбирают так, чтобы пики
прореживания приходились на частоты сети питания (50 и
60 Гц) и их гармоники.
СТРУКТУРА АЦП
Мы рассмотрели блоки АЦП, теперь соединим их.
Обратим внимание на два параметра: частота выборки
модулятора fs и скорость выходного потока цифрового
фильтра fD. Их отношение называется коэффициентом про-
реживания DR:
DR = fs/fD.
Коэффициент прореживания характеризует количество
выборок в выходном потоке данных. Он варьируется от 4 —
для АЦП ADS1605 до 32 768 — для ADS1256 Texas Instruments.
Рассмотрим выходной спектр сигма-дельта модулятора,
изображенный на рисунке 10. Модулятор совершает вы-
борки с частотой fs, внося шум квантования на более высоких
частотах. Во многих сигма-дельта преобразователях имеется
возможность программирования скорости данных путем ре-
гулирования коэффициента прореживания.
Пусть выбрана скорость данных, равная доле fs. Частоты 0-
fD, составляющие выходной сигнал, находятся в полосе сиг-
нала. Шум также находится в полосе сигнала. Эффективное
количество разрядов (ENOB) очень высокое. Поскольку ча-
стота fD определяется функцией прореживания, она зависит
от коэффициента прореживания. Частота fD становится выше,
и в то же время добавляется больше шума в области высоких
частот (ВЧ). За счет этого уменьшается отношение сигнал-
шум и ENOB. Для увеличения fs при сохранении того же ENOB
следует увеличить скорость тактового сигнала. Одновремен-
но уменьшается коэффициент прореживания и увеличивает-
ся мощность потребления.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Сигма-дельта АЦП состоит из модулятора и цифрового
фильтра. Модулятор преобразует аналоговый сигнал напря-
мую в цифровой с помощью одноразрядного АЦП с передиск-
ретизацией. В модуляторе НЧ-шум квантования переносится
в область ВЧ. Цифровой прореживающий фильтр удаляет ВЧ-
шум. Скорость выходных данных и разрешение преобразо-
вателя взаимосвязаны. Если скорость выборки постоянна, то
более низкие скорости данных обеспечивают более высокое
эффективное разрешение на выходе АЦП.
ЛИТЕРАТУРА
1. Walt Kester. ADC Architectures III: Sigma-Delta ADC Basics.
2. Bonnie Baker. How delta-sigma ADCs work//Analog Applications
Journal (3Q 2011).
www.elcomdesign.ru
Электронные компоненты №6 2012


САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ им. проф. М.А.БОНЧ - БРУЕВИЧА
http://window. edu. ru/resource/052/79052
Вологдин Э.И.
СИГМА ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ
В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Конспект лекций
СПбГУТ
САНКТ ПЕТЕРБУРГ
2013


Вологдин Эдуард Иванович
Заведующий лабораторией кафедры РПВЭС,
кандидат технических наук, старший научный сотрудник,
доцент, Заслуженный Связист РФ,
Заслуженный изобретатель СССР
Научные интересы:
разработка методов электроакустических измерений
на базе компьютерной техники без использования
заглушённых помещений
http://www. sut. ru/univer/all-pps/vologodinei
Учебное пособие по аудиотехнике для вузов. Рассмотрены физические и математические
основы теории построения аналоговых и цифровых модуляторов первого и более высоких
порядков, используемых для аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразования звуковых
сигналов. Приводятся математические модели модуляторов, позволяющие получить расчет-
ные формулы для передаточной функции сигма дельта модулятора m порядка. Подробно
описываются аудио технологии Dithering, Oversampling и Noise Shaping, используемые в
этом виде модуляции. Много внимания уделено возникновению и преобразованию ошибок и
шума квантования. Анализируются графики спектра шума квантования и отношения сигнал/
шум. Приводится подробное описание физической стороны работы одноразрядных АЦП и
ЦАП на основе сигма дельта модуляции. Показано, что в настоящее время перспективным
направлением являются малоразрядные конверторы, описываются принципы их технической
реализации. Излагаемый материал широко иллюстрируется рисунками и графиками.
Предназначен студентам высших учебных заведений, обучающихся по специальности -
"Аудиовизуальная техника".
СОДЕРЖАНИЕ
1. Введение.
2. Одноразрядный сигма дельта модулятор 1 порядка.
3. Ошибки округления и квантования, шум квантования.
4. Цифровые аудио технологии в сигма дельта модуляции .
5. Ошибки двух уровневого квантования.
6. Цифровая широтно-импульсная модуляция .
7. Математические модели 1 бит сигма дельта модуляторов.
8. Спектр шума квантования 1 бит сигма дельта модулятора.
9. Расчет отношения сигнал/шум 1 бит сигма дельта модулятора т порядка.
10. Нелинейность и стабильность .
11. Одноразрядные АЦП на основе 1 бит сигма дельта модулятора 1 порядка.
12. Одноразрядные ЦАП на основе сигма дельта модуляции.
13. Малоразрядные АЦП и ЦАП на основе сигма дельта модуляции.
14. Литература.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
1. Введение
Сигма-дельта модуляция предназначена для аналого-цифрового и цифро-аналогового
преобразований звуковых сигналов (ЗС). В отличие от импульсно-кодовой модуляции
(ИКМ) она позволяет использовать при этих операциях достаточно грубые преобразова-
тели с числом разрядов вплоть до одного, обеспечивая при этом отношение сигнал шум
(SNR) до 120... 140 дБ, что необходимо для профессиональной записи звука.
Технология производства АЦП и ЦАП на основе сигма-дельта модуляции значительно
проще и дешевле, поэтому такие преобразователи широко используются в современных
звуковых картах, оптической звукозаписи, цифровых магнитофонах, в измерительной и
другой технике.
В отличие от ИКМ АЦП и ЦАП на основе сигма-дельта (ТА) модуляции работают на
частоте дискретизации в 4 и более раз выше стандартного значения, соответствующего
требованиям теоремы В.П. Котельникова. В них используются грубые квантователи с
числом разрядов q от 1 до 6 с частотно-зависимой отрицательной обратной связью.
В последние годы эта модуляция полностью «вытеснила» из бытовой и даже профес-
сиональной аудиотехники импульсн о-кодовую модуляция, поэтому ее изучение по дисци-
плине «Аудиовизульная техника» стало настоятельной необходимостью.
Модуляция сложная для понимания, даже автор этого изобретения не смог в своем па-
тенте толком объяснить, как она работает [1]. К сожалению, в технической литературе
сигма дельта модуляция описывается либо очень примитивно на популярном уровне,
либо слишком сложно с громоздкими математическими преобразованиями, недоступны-
ми большинству студентов.
2. Одноразрядный сигма дельта модулятор 1 порядка
В схеме на рис.1 на вход In ТА модулятора поступает аналоговый сигнал и сразу
сравнивается с выходным сигналом 1 бит ЦАП, который идентичен квантованному сигна-
лу на выходе модулятора, только он двухполярный. Разностный сигнал - это ошибка
двух уровневого квантования. В аналоговом интеграторе накапливаются последователь-
ные ошибки квантования разной полярности, и их средняя величина флуктуирует относи-
1 бит ЦАП
Рис. 1. Функциональная схема 1 бит аналогового ТА модулятора
тельно входного нуля компаратора. Подчеркнем еще раз, что здесь идет речь об ошибках
двухуровневого квантования, а это не ошибки квантования ТА модулятора.
В ТА модуляторе используется двухуровневый квантователь типа midriser , на выходе
которого логическая «1» если сигнал на его входе больше 0, и логический «0», если рав-
но или меньше 0. D—триггер повторяет эти состояния с задержкой на один такт, и фор-
мирует двухуровневый, но однополярный цифровой поток. На выходе ЦАП логической
«1» соответствует положительное опорное напряжение, а логическому «0»- отрицатель-


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
ное. Для декорреляции ошибок квантования с выходным ЗС может использоваться тех-
нология Dithering.
На счетный вход триггера подается частота fsk, с которой осуществляется дискрети-
зация аналогового сигнала. Она обязательно выше частоты Найквиста. Интегратор создает
частотную зависимость выходного ЗС и ошибок квантования. Отрицательная обратная
связь стремится уравнять выходной сигнал модулятора с входным.
В таком модуляторе выходной сигнал представляет собой непрерывную последова-
тельность логических «1» и «О» одной полярности, в которой звуковой сигнал передается
в виде модуляции плотности логических единиц, как среднее значение цифрового потока
П-импульсов различной частоты и длительности. Этот цифровой поток называется DSD
{Direct Stream Digital).
В таком потоке плотность логических «1» максимальна при амплитудах ЗС положи-
тельной полярности, а плотность логических «О» максимальная при амплитудах ЗС отри-
цательной полярности. При значениях ЗС сигнала близких к нулю, плотности логических
«1» и «О» одинаковые и минимальны.
Рассмотренный SA модулятор называется аналоговым и он используется в АЦП. В
ЦАП применяется цифровой ЕА модулятор. От аналогового модулятора он отличается
тем, что преобразует в цифровой поток DSD, подаваемый на его вход, много разрядный
цифровой сигнал с высокой частотой дискретизации fsk .
Все элементы схемы примерно такие же, как на рис.1, только все они цифровые. Кван-
тователь осуществляет реквантование многоразрядных кодовых слов в одноразрядные пу-
тем отбрасывания младших разрядов и формирует цифровой поток DSD. Вместо 1 бит
ЦАП используется цифровой конвертор, преобразующий сигнал DSD в одноразрядные
кодовые слова.
3. Ошибки округления и квантования, шум квантования
Для того чтобы понять, как работает сигма дельта модуляция необходимо сначала
вспомнить некоторые определения и понятия, относящиеся к аналого-цифровому преоб-
разованию. Такое преобразование обязательно включает в себя две операции: сначала
дискретизация аналогового сигнала по времени и затем квантование его по уровню. Ино-
гда последовательность этих операция бывает обратной.
В соответствии с теоремой Найквиста (В.П.Котельникова) частота дискретизации fs
должна быть, по крайней мере, вдвое выше максимальной частоты спектра ЗС. Эта часто-
та называется частотой Найквиста
Преобразование аналоговых сигналов в цифровые осуществляется с помощью двух
типов квантователей: Mid-Tread и Mid-Riser. Их передаточные характеристики с шагом
квантования А приведены на рис.2.
Квантователь Mid-Tread используется при импульсно-кодовой модуляции и многораз-
рядной сигма дельта модуляции. У него всегда нечетное число уровней квантования, оп-
ределяемое равенством
N = 2q +\
и минимально может быть только три уровня: О, А и минус А.
Квантователь имеет отсечку, равную половине шага квантования. Пока пиковое зна-
чение входного сигнала не превысит этого значения, на выходе квантователя сигнал от-
сутствует. Поэтому он не может использоваться как одноразрядный. Для линеаризации
передаточной характеристики многоразрядного квантователя Mid-Tread необходимо ис-
пользовать технологию Dithering.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Квантователь типа Mid-Riser используется только при одноразрядной сигма дельта
модуляции. У него число уровней квантования определяется равенством
N = 2q
Оно всегда четное число и минимально может быть два уровня: +А/2 и -А/2.
Рис.2. Передаточные функции квантователей: a) Mid-Riser, b) Mid-Tread
Следует различать и не путать ошибки округления и ошибки квантования. Разность
между аналоговым U(t) и квантованным U{t)q сигналами называется ошибкой округле-
ния
e(f)r=U(t)-U(t)q,
Ошибка квантования — это разность мгновенных значений дискретизированного
U(j)d и квантованного сигналов U(j)qB момент выборки e(j), нет операции дискретиза-
ции - нет ошибок квантования.
e(j)q=U(j)d-U(j)q
Ошибки квантования возникают при аналого-цифровом преобразовании, но проявляются
при цифро-аналоговом преобразовании в ЦАП, где с помощью УВХ (устройство выборки
и хранения) они сохраняются от одной выборки до другой. Ошибки округления это ошиб-
1
0.5
0
-0.5
-1
Рис.3. Ошибки округления (красный) и квантования (синий) при разных частотах дискретизации
ки квантования при очень высокой частоте дискретизации. На рис.6, приводится сравне-
ние ошибок округления и квантования сигнала синусоидальной формы с амплитудой
А / 2 с помощью квантователя Mid-Riser при двух частотах дискретизации.
Таким образом, ошибки квантования это дискретизированные ошибки округления. С
повышением частоты дискретизации разница между этими ошибками стремится к нулю.
Ошибки округления достаточно просто рассчитываются, а ошибки квантования не подда-
ются математическому описанию, так как они очень сложным образом зависят от уровня,
частоты и формы ЗС. Поэтому часто, неправильно, ошибки округления называют ошиб-
ками квантования.
Спектр ошибок округления и квантования дискретный, в частности, при частоте дис-
кретизации кратной частоте ЗС он представляет собой медленно затухающие гармоники
ЗС. Отличие этих двух ошибок в том, спектр ошибок квантования не превышает частоты


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Найквиста, и при стандартных частотах дискретизации он полностью попадает в звуко-
вой диапазон и слышен в виде призвуков или шума. Спектр ошибок округления не огра-
ничен по частоте. Он всегда состоит из бесконечного числа очень медленно затухающих
гармоник ЗС.
В зависимости от характера ЗС ошибки квантования могут быть детерминированны-
ми, то есть сильно коррелированными со ЗС, или случайными, не связанными со ЗС. Это
может быть, когда ЗС является музыкальным. С помощью специальных аудио технологий
детерминированные ошибки квантования могут быть преобразованы в случайные. У слу-
чайных ошибок спектр сплошной и он простирается также до частоты Найквиста.
Вся теория квантования хорошо разработана применительно к квантователю Mid-
Tread в предположении, что входной сигнал по уровню много больше шага квантования
и является стационарным случайным процессом с равномерной плотностью вероятности
ошибок квантования в диапазоне ±А/ 2.
При таких условиях ошибки квантования имеют характер белого шума, пиковые зна-
чения которого не превышают половины шага квантования. Основными характеристика-
ми такого шума является мощность шума квантования Pq и спектральная плотность
мощности Sd. Она определяется как отношение мощности Pq к ширине спектра шума
квантования от 0 до частоты Найквиста
sd = -f-
Для ЗС, которые по уровню значительно выше шага квантования, мощность шума кван-
тования равна А /12. Она не зависит от уровня ЗС его частоты и частоты дискретиза-
ции. Отношение сигнал шум квантователя этого типа определяется равенством
SNRq=6,№q + \l<bdB.
Одноразядный квантователь Mid-Riser не имеет отсечки и поэтому принципиально
линеен. Однако, отсутствие отсечки приводит к тому, что при любом минимальном уров-
не шума на входе квантователя на его выходе создается квантованный шум с пиковыми
значениями ±А/ 2 . Тем не менее, во всех публикациях по расчету отношения сигнал/шум
такого квантователя принимается, что мощность его шума также равна А /12.
4. Цифровые аудио технологии в сигма дельта модуляции
Важной отличительной особенностью сигма дельта модуляции является одновремен-
ное использование трех аудио технологий: Dithering, Oversampling и Noise Shaping. С по-
мощью этих технологий ошибки квантования преобразуются в шум, спектр шума расши-
ряется в область ультразвуковых частот и преобразуется так, что его спектральная плот-
ность мощности в звуковом диапазоне сильно уменьшается, а в области высоких частот
далеко за пределами частоты Найквиста увеличивается.
Технология Dithering осуществляет декорреляцию ошибок квантования и тем самым
преобразует дискретный спектр ошибок в спектр белого шума квантования. Такое пре-
образование осуществляется путем добавления на вход квантователя вместе с аналого-
вым ЗС дополнительного шума небольшого уровня.
Если операция Dithering выполняется на частоте дискретизации fs, удовлетворяющей
требованиям теоремы В.П. Котельникова, то дискретные ошибки квантования преобра-
зуются в белый шум с равномерным спектром от 0 до частоты Найквиста fn, определяе-
мый спектральной плотностью мощности
а г
Jn


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Обычно представляет интерес не сама спектральная плотность, а ее уровень по отно-
шению к мощности шума квантования
Ld =101ogP?-101og/„ = L(Pq)-\Q\ogfn
При частоте дискретизации 48 кГц этот уровень меньше уровня шума квантования L(Pq)
на 43,8 дБ.
В одноразрядных квантователях использовать стандартную технологию Dithering
TPDF с треугольным законом распределения плотности вероятности мгновенных значе-
ний шума с размахом 2 LSB нельзя, так как она неизбежно вызывает перегрузку. Поэтому
технология Dithering вообще не применяется или используется шум с пиковым значением
значительно меньше шага квантования. Этот шум частично устраняет искажения вида lim-
it cycles и idle tones, свойственные одноразрядной сигма дельта модуляции.
В теоретическом плане применение технологии Dithering, преобразующей дискретные
ошибки квантования в белый шум, позволяет использовать более простой математиче-
ский аппарат расчета статистических характеристик шума квантования и отношения сиг-
нал/шум.
При выводе расчетных формул и построении графиков часто бывает удобно полагать,
что Pq=\ ж тогда уровень этого шума принимается за 0 дБ.
Технология Oversampling заключается в применении частоты дискретизации fsk во
много раз выше частоты fs, удовлетворяющей требованиям теоремы В.П. Котельникова.
Благодаря этой технологии спектр шума квантования
расширяется, а спектральная плотность мощности шума
уменьшается. Этим упрощается проблема фильтрации
ошибок квантования на высоких частотах и уменьшает-
ся мощность шума в звуковом диапазоне.
При данной технологии частота дискретизации
увеличивается до значения
fsk ~ fs ' К OS '
где Kos - коэффициент дискретизации, который может
принимать значения 2х, х = 1,2,3,... 1024. Соответст-
венно, в Kos раз увеличивается и частота Найквиста
fsk _ fs ' Кos
sd
Kos -1
К =2
^os ^
Knv =8
fn 2fn ^fn
Рис.4. Передискретизация.
Спектр шума квантования
fnk
2
2
а спектральная плотность во столько же раз уменьшается (рис.4)
Pq 2Pq
dk r Т К '
J пк Js^os
Таким образом, при данной технологии при изменении спектра шума его мощность не
меняется и остается равной Pq .
На приведенном графике звуковой диапазон спектра шума, который воспринимается
на слух, ограничен графиками Sdk от 0 до частоты Найквиста /„ и чем выше частота дис-
кретизация, тем мощность шума в этом диапазоне.
Уровень спектральной плотности рассчитывается относительно мощности шума кван-
тователя по формуле
Ldk=L(Pq)~^gfnk.
При каждом удвоении частоты дискретизации этот уровень уменьшается на 3 дБ.
В отношении дискретных ошибок квантования все немного сложнее. Естественно, ве-
личина ошибок квантования от частоты дискретизации не зависит, она определяется толь-
ко шагом квантования. При увеличении частоты fs существенно меняется функция оши-


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
бок квантования и увеличивается их частота (рис.5). Из этого рисунка видно, что при ис-
ходной частоте дискретизации на период ЗС 24 выборки, а при ее увеличении в 4 раза
Рис.5. Квантованный звуковой сигнал и ошибки квантования при разных частотах дискретизации
число выборок на период ЗС становится равным 96. При этом квантованный сигнал меня-
ется мало, он становится по форме ближе к синусоидальной.
При повышении частоты дискретизации мощность ошибок квантования не меняется, а
число составляющих спектра увеличивается, поэтому амплитуды дискретных составляю-
щих, уменьшаются, но насколько предсказать невозможно. Из рис.6, следует, что при час-
тоте ЗС 1 кГц, увеличение частоты дискретизации в 4 раза приводит к значительному
ю.ок 20.0k зо.ок 40.ok so.ok eo.ok 70.0k so.ok oo.ok
Frequency (Hz)
10.0k 20.0k 30.0k 40.Ok 50.Ok 60.Ok 70.Ok 80.0k so.ok
Frequency (Hz)
Рис.6. Спектры ошибок квантования при двух частотах дискретизации
увеличению числа составляющих спектра, поэтому их амплитуды уменьшаются сильно,
на 10-15 дБ. При этом THD, характеризующее мощность ошибок квантования от 0 до час-
тоты Найквиста, не меняется. На более высоких и низких частотах ЗС результаты будут
совсем другие. Именно поэтому все теоретические расчеты делаются применительно к
случайным ошибкам квантования с равномерным спектром.
При использовании технологии Oversampling отношение сигнал шум определяется
равенством
SNRos = 6,02q +10 log Kos
Из приведенной формулы следует, что каждое четырехкратное увеличение частоты дис-
кретизации эквивалентно увеличению числа разрядов квантователя на один бит. На этом
основании эквивалентное число бит при двухуровневом квантовании определяется равен-
ством
ieqv
1 10 1 г
= 1+ log Kqs
о
В соответствии с формулой для числа уровней квантования
N = 24eqv
с каждым следующим битом число уровней квантования удваивается, а ошибки квантов а-
ния уменьшаются в два раза, но это только для теоретических расчетов. При Kos = 64
число эквивалентных уровней квантования увеличивается с 2 до 16.
Технология Noise Shaping заключается в применении квантователя с отрицательной
обратной связью и интегратором на его входе. Интегратор создает частотную зависимость
шума квантования. При этом изменяется спектр шума квантования таким образом, что
мощность шума в звуковом диапазоне уменьшается, а за пределами этого диапазона уве-


личивается. Такое изменение спектра шума сопровождается, к сожалению, значитель-
ным увеличением общей мощности шума квантования, о чем, обычно, умалчивается.
Для пояснения принципа преобразования спектра шума квантования при сигма дельта
модуляции и построения графиков в линейном масштабе в качестве переменной выберем
относительную частоту
\jj _ f
fs'
гдеЧ7 = О.-Л^ > и примем, что Pq=l. Тогда исходные нормированные параметры частоты
Найквиста fn и спектральной плотности fnk будут определяться равенствами
* 1 *
fn = 2' ^dk = ^ -> Kos = 4 ,
как это показано на рис.7.
С повышением частоты дискретизации в 4 раза расчетные формулы для этих пара-
метров принимают вид
Dithering
Sdk
H'max
20кГц
^=4
X s
*
dkm
/
Noise bh<
iping
i
^ Oversampling
fnk ~ ~ 2'
Sdk ~
2
= 0,5.
fn
1
fnk
Рис.7. Преобразования спектра шума
квантования 1 бит SA -модулятора 1 порядка
Таким образом, в результате выпол-
нения операции Dithering ошибки кван-
тования преобразуются в шум, спектр ко-
торого простирается от 0 до частоты
Найквиста fn. Его мощность «равна»
площади, ограниченной этой частотой.
Мощность слышимого шума, ограничи-
вается фильтром с частотой среза 20 кГц.
На графике этой частоте соответствует
нормированная частота ^тах (пунктир-
ная вертикальная красная линия).
В результате выполнения операции Oversampling с коэффициентом дискретизации
спектр шума расширяется в 4 раза, а спектральная плотность мощности шума Sdk
уменынается в 4 раза. При этом мощность слышимого шума также уменьшается в 4 раза
(прямоугольник 0,5 х 0,50).
В результате выполнения операции Noise Shaping. благодаря частотно-зависим ому
коэффициенту передачи квантователя спектральная плотность мощности Sdkm в области
низких частот понижается, а в области высоких частот повышается. К сожалению, при
этой технологии повышается и общая мощность шума квантования. Даже из рисунка вид-
но, что повышение мощности шума в области высоких частот значительно больше, чем
понижение в области низких частот. Чем больше порядок модулятора, тем этот эффект
выражен сильнее. Из-за него возможна перегрузка цифрового тракта на частотах далеко
за пределом звукового диапазона.
Мощность слышимого шума определяется маленьким треугольником в области звуко-
вых частот, ограниченным графиком Sdkm. Как видно, его площадь существенно меньше
площади этого прямоугольника. В этом и есть весь смысл применения аудио технологий.
Чем больше коэффициент дискретизации, тем в более высокочастотную область «вытес-
няется» шум квантования и тем меньше мощность шума в звуковом диапазоне от 0 до
частоты ^тах.
Для того чтобы от качественной картины перейти к цифрам, необходим математиче-
ский анализ и вывод расчетных формул.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
5. Ошибки двух уровневого квантования
При двух уровневом квантовании выборки осуществляются с частотой дискретизации
fsk, ошибки квантования в моменты всех выборок рассчитываются по формуле
E(j)q=U{j)d-U{j)q,
-£0V +£(Л
Ошибки квантования
— t
+E(J)a
Рис.8.Сигнал и ошибки округления
сигма дельта модулятора.
гдеU(j)d -может принимать любые зна-
чения от минус 0,5 до +0.5, тогда как
U(j)q может быть равно только +0,5 или
минус 0,5.
На рис.8 приведен сигнал на выходе
ХА модулятора и выделены цветом ошиб-
ки округления, которые достаточно близ-
ки к ошибкам квантования.
В этой последовательности положи-
тельные и отрицательные ошибки квантования чередуются. При положительной полярно-
сти ЗС ошибки квантования +E(j)q имеют длительность один такт, равный периоду час-
тоты дискретизации Td . За ними несколько тактов следуют уменьшающиеся по величине
отрицательные ошибки квантования -E(j)q. При отрицательной полярности ЗС ошибки
квантования -E(j)q имеют длительность один такт. За ними несколько тактов следуют
положительные ошибки квантования +E(j)q. Общий размах ошибок квантования равен
2 А, очень большой.
Для пояснения на рис.9, показаны огибающие функции ошибок квантования. На этом
рисунке приведены: U(t)- звуковой сигнал и уровни квантования ±U(j)q. Огибающие
±E(j)q0 относятся к ошибкам длительностью один такт, но разной полярности. Огибаю-
щие ±E(j)q относятся к ошибкам, следующим за каждой ошибкой ±E(j)q0. Ошибки
±E(j)q могут быть от 0 до +А/2, а ошибки±E(j)qQ- от +А/2 до ±А (рис.9). Эти ошиб-
ки определяются двухуровневым квантованием, они не зависят, ни от коэффициента дис-
кретизации, ни от порядка интеграто-
ра.
С уменьшение амплитуды ЗС
ошибки квантования ±E(j)qQ умень-
шаются, а ошибки ±E(j)q увеличива-
ются и обе стремятся к значению
±А/2. Они также сильно зависят от
отношения частот fsk и F, особенно,
когда это отношение есть иррацио-
нальное число. При увеличении часто-
ты дискретизации пиковые значения ошибок остаются неизменными, увеличивается чис-
ло выборок на период ЗС и уменьшается их длительность.
Обычно на этом и заканчивается анализ ошибок квантования. Далее делается предпо-
ложение, что ошибки квантования с сигналом не коррелированны и являются шумом с
равномерной спектральной плотностью мощности Sdk от 0 до частоты Найквиста fn^ . С
увеличением коэффициента дискретизации спектр шума расширяется, a Sdk уменьшается,
поэтому мощность шума в звуковом диапазоне уменьшается. Применение технологии
Noise Shaping еще больше уменьшает мощность шума квантования в этом диапазоне
частот.
Рис.9. Огибающие ошибок двухуровневого кван-
тования 1 бит сигма дельта модулятора 1 порядка


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Все правильно, но при таком подходе невозможно объяснить, где на схемах, графиках
осциллограммах те ошибки квантования, которые уменьшаются благодаря аудио техноло-
гиям. Заметим, что сигма дельта модуляция в принципе работает и без использования
технологии Dithering.
6. Цифровая широтно-импульсная модуляция
Обычно сигма дельта модуляция рассматривается как модуляция цифрового потока
логических «1» и «О» по плотности. Возможен и другой поход к изучению сигма дельта
модуляции, при котором она рассматривается как одновременное двух уровневое кван-
тование входного сигнала и цифровая широтно-импульсная модуляция (ШИМ) с частот-
но-зависимой отрицательной обратной связью, известной под названием DSD (Direct
Stream Digital).
При этой модуляции уровни ЗС положительной полярности представляются выбор-
Рис. 10. Аналого-цифровое преобразование сигнала треугольной формы в
в цифровую широтно-импульсную модуляцию
ками в виде последовательности логических 1 в виде 01111.. jr., а Уровни ЗС отрицатель-
ной полярности представляются выборками в виде последовательности логических 0 в
виде 1000....Х (рис.10). Функцию тактовой частоты при такой ШИМ выполняет частота
дискретизации fsk , поэтому чем больше коэффициент дискретизации Kos, тем выше так-
товая частота ШИМ.
В кодовой последовательности ШИМ используются служебные кодовые комбинации
и, соответствующие им интервалы времени, позволяющие выделить начало и конец выбо-
рок. Переходу от отрицательной полярности напряжения ЗС к положительной соответст-
вует кодовая комбинация 101, а переходу от положительной полярности ЗС к отрицатель-
ной соответствует кодовая комбинация 010. Длительность этих служебных интервалов 2
такта.
При положительной полярности ЗС, началу каждой выборки ЗС соответствует кодо-
вая комбинация 01, конец выборки -10.
- д При отрицательной полярности ЗС, на-
чалу каждой выборки ЗС соответству-
Г+А/2 ет КОдовая комбинация 10, конец вы-
борки-01. Длительность этих служеб-
-д/2 ных интервалов один такт.
На рис.11. приведен график ошибок
^Л квантования, возникающих при кванто-
Рис. 11. Ошибки двухуровневого квантования вании сигнала треугольной формы.
1 бит сигма дельта модулятора 1 порядка . Этот рисунок поясняет, что служебные
интервалы определяются положитель-
ными ошибками квантования при ЗС положительной полярности и отрицательными
ошибками квантования при ЗС отрицательной полярности.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
В рассматриваемой ШИМ длительность выборок А Ту пропорциональна уровню ЗС в
момент дискретизации. Период повторения выборок также меняется в зависимости от
уровня ЗС и может определяться равенствами
Т) = Td + AT) ,или Т) = 2Td + AT),
где интервал Td равен одному такту. Чем выше уровень положительного напряжения ЗС,
тем больше длительность выборки тем длиннее кодовая комбинация!0111 ...х пропорцио-
нальная уровню ЗС Чем ниже уровень отрицательного напряжения ЗС, тем больше дли-
тельность выборки с кодовой комбинацией 01 ООО...х. На рис.11. моменты дискретизации
ЗС с переменной частотой fpwm указаны красными точками.
При ШИМ DSD чем ниже частота ЗС, тем больше выборок на его период и наоборот,
чем выше частота, тем меньше выборок на ее период. В соответствии с теоремой В.П. Ко-
тельникова верхней граничной частоте соответствуют две выборки на ее период и двух-
уровневое квантование. Для рассматриваемой ШИМ, это условие соответствует времен-
ному интервалу, в котором происходят две выборки на период ЗС. Этот интервал равен 8
тактам (рис.12). Это значит, что частота Найквиста при ШИМ меньше fsk в 8 раз и при
fsk = 48 кГц она равна всего 6 кГц. Такое сильное со-
кращение звукового диапазона связано с необходимо-
стью введения служебной информации при организа-
ции цифрового потока ШИМ. Необходимый звуковой
диапазон до 20 кГц при ШИМ DSD может быть обес-
печен лишь при Kos = 4 .
Рис.12. Цифровая ШИМ в Каждой выборке при ШИМ соответствует опре-
za модуляторе на высшей деленная кодовая комбинация и соответствующее ей
частоте ЗС -гт, .ч
среднее значение напряжения U(j)q за длитель-
ность у выборки. Интересующая нас ошибка квантования при ШИМ определяется ра-
венством
e(j) = U(j)d-U{j)q
Максимальное число уровней квантования при ШИМ определяется коэффициентом
дискретизации Kos и рассчитывается по формуле
^ = 2l+101og(^/4)
Так повышение частоты дискретизации в 64 раза соответствует 4 разрядному квантова-
нию по уровню. Шаг квантования по времени равен Td , а ошибка квантования не может
превышать половины этого шага. Поэтому чем коэффициент дискретизации больше, тем
меньше ошибки квантования ШИМ.
Квантованная величина выборок по времени и соответствующее ей квантованное на-
пряжение ЗС могут меняться путем дискретного изменения длительности AT) с шагом
Td. Это происходит при изменении времени окончания выборки логическим 0. Таким
образом и минимизируются рассматриваемые ошибки квантования ШИМ, а эту функцию
выполняет отрицательная обратная связь квантователя сигма дельта модулятора.
В квантователе сигма дельта модулятора ошибки квантования ШИМ e(j) функцио-
нально связаны с интегралом функции ошибок двухуровневого квантования по уровню
e(j)= j Ф E(J)qO>E(J)q dt.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
011 1101 1 1 1 1 о 1
Рис.13. Цифровая ШИМ
Ошибки двухуровневого квантования E(j)qQ и E(j)q определяют время заряда и разряда
конденсатора интегратора. Ошибка квантования ШИМ e(j) равна нулю, если конденса-
тор интегратора разряжается до нуля в момент точного преобразования в интервал вре-
мени. Ошибки e(j) приводят к тому, что конденсатор разряжается раньше или позже, чем
это нужно. Процесс заряда и разряда поясняется рис.13 и происходит следующим обра-
зом.
При положительной полярности нарастающего по уровню ЗС за один такт до начала
каждой выборки Tj конденсатор интегратора быстро за один
такт заряжается до положительного напряжения, равного
ошибке квантования Е(у)^0при j выборки. По кодовой ком-
бинации, 01, соответствующей заднему фронту импульса
ошибки квантования E(J)qQ, происходит дискретизация ЗС
по уровню и начинается преобразование его во временной
интервал.
Длительность этого интервала определяется временем
разряда конденсатора интегратора. Его разряд ускоряется
отрицательными ошибками квантования E(J)q, уменьшаю-
щимися по уровню каждый такт. Разряд конденсатора до ну-
ля означает конец преобразования напряжения ЗС в интервал
времени ATj. При этом срабатывает компаратор модулятора, по этой командой прекра-
щается выборка и формируется следующая положительная ошибка квантования E(J + 1)^о
и все начинается сначала.
С увеличением уровня ЗС амплитуда положительных ошибок квантования E(j)q0 рас-
тет, конденсатор заряжается до большего напряжения, а отрицательные ошибки кванто-
вания E(J)g постепенно уменьшаются. В результате время разряда конденсатора увеличи-
вается, поэтому увеличиваются и длительности выборок ATj.
При положительной полярности уменьшающегося по уровню ЗС в начале каждой вы-
борки конденсатор интегратора заряжается до положительного напряжения, уменьшаю-
щейся по уровню положительной ошибке квантования £(у)^0при j выборки. Поэтому
конденсатор заряжается до меньшего уровня. Следующие затем отрицательные ошибки
квантования E(J)q, наоборот, возрастают. В результате конденсатор разряжается все бы-
стрее, и длительности интервалов ATj уменьшаются. Аналогичным образом происходят
дискретизация и квантование при ШИМ, когда полярность ЗС отрицательная.
7. Математические модели 1 бит сигма дельта модуляторов
После того как разобрались с физической стороной сигма дельта модуляции, можно
перейти к математическому анализу. Такой анализ производится в трех областях: частот-
ной, временной и в виде Z преобразования в предположении линейности передаточной
функции модуляторов. В каждой из них раскрываются различные стороны и характери-
стики сигма дельта модуляции. Сразу необходимо подчеркнуть эквивалентные схемы для
SA модуляторов, используемых в АЦП и ЦАП, ничем не отличаются. На входах этих
схем могут быть как аналоговой, так и цифровой сигналы.
На рис.14, приведена эквивалентная схема сигма дельта модулятора в частотной об-
ласти. В этой схеме на вход подается аналоговый сигнал, исключен 1 бит ЦАП, кванто-
ватель и дискретизатор заменены сумматором, на один из входов которого подается шум


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
квантования N(S). Эту схему часто называют формирователем спектра шума квантова-
ния.
s _J N(s) По сигналу По ошибке
X(S)
Y(S)
Передаточные функции
Рис.14. Эквивалентная схема формирователя спектра шума квантования
Интегратор в схеме имеет передаточную функцию
s
где s = j2nFTi -оператор преобразования Лапласа, х-{ - постоянная времени интегратора.
Передаточная функция для сигнала
Y(s) 1
-, (когда N(s) = 0),
X(s) \ + s
такая же, как у фильтра нижних частот (ФНЧ) первого порядка. Передаточная функция
для ошибки квантования
T(s)n = T(s)n =
Y(s)
■, (когда X(s) = 0)
N(s) 1 + 5
имеет такой же вид как у фильтра верхних частот (ФВЧ) первого порядка.
Таким образом, в приведенной схеме в звуковом диапазоне частот квантуемый сигнал
передается без изменений, а спектральная плотность ошибок квантования понижается на
низких частотах и повышается на высоких. Отрицательная обратная связь стремится
уравнять выходной сигнал с входным.
В схеме на рис. 14. могут быть последовательно включены два, три и более интеграто-
ров подряд, что приводит к повышению крутизны нарастания и спада передаточной
функции. Такие интеграторы имеют название первого, второго и более высоких поряд-
ков. Эти названия относятся и к ZA модуляторам.
При анализе сигма дельта модуляции во временной области и в форме Z-
преобразования предполагается, что ошибки квантования рандомизированы и декоррели-
рованы, а спектр шума квантования равномерен от 0 до частоты Найквиста fnk .
На рис.15, приведена эквивалентная схема сигма дельта модулятора 1 порядка во
временной области. В этой схеме X(j) -
U(j) Интегратор
мгновенные значения входного сигнала в
функции номера выборки j, Y(J) - мгно-
венные значения j выборки на выходе мо-
дулятора. В этой схеме квантователь явля-
ется источником случайных ошибок кван-
тования E(j), поэтому разность между
входным V(J) и выходным Y(J) сигналами
квантователя и есть ошибка квантования.
В этой схеме
V(J) = U<J-\) + V(J-\)9 E(j) = Y(j)-V(Jl U(j) = X(j)-Y(j),
где U(j')-3to разность между входным аналоговым сигналом и выходным квантованным,
которая называется ошибкой округления. Выходной сигнал ZA модулятора можно пред-
ставить в виде равенства
Рис.15. Модель ЕА модулятора 1 порядка
во временной области


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Y{j)0Ut=X(j) + E(j)-E(j-\),
где E(j),E(j — 1)- мгновенные значения ошибок квантования, сдвинутые по времени
на один такт. Из этой формулы следует, что ошибка квантования ЕА модулятора опре-
деляется как
E(j)SDM=E{j)-E(j-\).
Данная формула отражает основную суть SA -модуляции. Очевидно, что ошибки двух
последовательных выборок на низких частотах отличаются мало и разностная ошибка
стремится к нулю. На высоких частотах скорость изменения уровня ЗС большая и эти
ошибки могут отличаться очень значительно, а также иметь разную полярность, поэтому
суммарная ошибка квантования сильно возрастает.
В цифровой схемотехнике работа всех узлов модулятора тактируется и для анализа
работы используются не преобразования Лапласа, a z -преобразования, поэтому эквива-
лентная схема формирователя спектра шума квантования с интегратором 1 порядка име-
Интегратор E(z)| СТ ВВД' пРивеДенный на РИС.16. Это Одна ИЗ
бесконечно большого числа эквивалентных
схем модулятора, предложенных в техниче-
ской литературе. Все они могут быть пре-
образованы одна в другую.
Для работы этой схемы необходимо,
чтобы сигнал обратной связи был сдвинут
по времени на один такт по отношению к
входному.
В приведенной схеме используется дис-
кретно-временной интегратор 1 порядка с собственной петлей обратной связи. У него
единичный коэффициент усиления и он осуществляет задержку на один такт: т = 1/ fsk. В
схеме интегратора функция z"1 является z-оператором временной задержки, сумматор -
выполняет функции аналогового накопителя в дискретной форме.
Из эквивалентной схемы сигма дельта модулятора 1 порядка на рис.16, следует, что
выходной сигнал в форме z-преобразования имеет вид
Рис.16. Модель ЕА модулятора 1 порядка
в форме Z преобразования
Y(z)oU=z~X-X{z)inH\-2-ye(z).
Поэтому передаточная функция интегратора имеет вид
г"1
-1>
H(z) = -
1 + z
-1 '
гДе z = q
/е q _ 2-я/ ? i = JZ\ ? i _ мнимая единица, 0 < 6 < я, /- текущая частота, 9 -
fsk
нормализованная частота, fsk = fs • Kos, fs - стандартная частота дискретизации.
Из этой формулы следует, что модули коэффициентов передачи по сигналу и ошибке
соответственно равны:
\STF(z)\ = \z-{ =1, \NTF(z\\=\
1-z-1
= 2
sin
Это значит, что квантуемый сигнал проходит на выход сигма-дельта модулятора без час-
тотных искажений и только задерживается на один такт, а ошибка квантования является
нелинейной функцией частоты.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
На рис.17 приведена модель ZA -модулятора второго порядка с последовательным
включением двух интеграторов 1 порядка. В этом случае сигнал на выходе модулятора
Интегратор Интегратор
Рис. 17. Модель ZА модулятора 2 порядка
в функции дискретного времени можно представить в виде
ПЛош = X<J)in + Е(Л ~ EU - О + EU - 2) .
Это значит, что суммарная ошибка квантования определяется алгебраической суммой 4
значений ошибок квантования, сдвинутых по времени.
Выходной сигнал модулятора 2 порядка в форме z - преобразования определяется ра-
венством
Y(z)
]outl
= z
-1
X(z)jn + (l-z-])2-e(z),
из которого не сложно определить модуль пере-
даточной функции ошибки квантования
\NTF(z)2\ = \" -К7' ' ' 9
(1-z )
2
sin
\2;
3.14
Аналогичным образом можно показать, что для
схемы с интегратором т порядка коэффициент
передачи интегратора, как функция Э может быть
представлен в виде
NTF(Q)m =
Рис.18. Графики передаточных функций
NTF(Q)m по шуму квантования
2
sin
v2y
По этой формуле графики на рис.18 построены
с использование нормированной частоты 9 в диа-
пазоне от 0 до 7г. Они иллюстрируют, как меняется передаточная функция шума кванто-
вания по напряжению от порядка интегратора. Все графики пересекаются на частоте
71
fQ = —, у всех максимум на частоте Найквиста fnk . Чем выше порядок интегратора, тем
больше максимум передаточной функции.
8. Спектр шума квантования 1 бит сигма дельта модулятора
При выводе расчетных формул для частотной зависимости спектральной плотности
мощности шума квантования (спектр) следует учитывать, что коэффициент передачи ин-
тегратора по мощности равен квадрату его коэффициента передачи по напряжению.
Исходя из этого, расчетная формула для спектра шума квантования S^m(Q) принима-
ет вид
где 9 = 0...л; и
Sdkm(Q) = Sdk-(NTF(Q)J2=Sdk. 4
71
sin
\m


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
При изучении сигма дельта модуляции важно представлять физическую сторону ма-
тематических преобразований, поэтому нужно перейти от нормированной частоты 9 к
текущей / и представлять графики спектра в логарифмическом масштабе по обеим осям
Lsdkm(f) = m°e>
Unk)
+ 10 log
sin
я/
\fs^os J
+ 101og Pa
При этом все графики имеют вид прямых линий с разной крутизной подъема в об-
ласть высоких частот. Крутизна этих графиков в звуковом диапазоне частот немного за-
висит от коэффициента дискретизации, но при Kos > 2 она равна 6, 12, 18, 24 и 30 дБ на
октаву. Это соответствует порядку, используемых фильтров. Отличие от линейности за-
метно, только при частоте близкой к частоте Найквиста fnk. При увеличением Kos все
графики сразу сдвигаются вниз и вправо в соответствии с изменением частоты Найкви-
ста.
Если необходимо, в графиках спектральной плотности мощности шума квантования
учесть мощность шума квантователя Mid-Riser, то тогда за 0 дБ шкалы принимается
максимально допустимая мощность ЗС синусоидальной формы. Называется такая шкала
-FS(Full Scale).
В формуле спектра шума квантования три составляющих. Первая, это уровень норми-
рованной спектральной плотности мощности, определяемый только технологией Over-
Рис. 19. Зависимость спектра шума 1 бит сигма дельта модулятора от порядка интегратора и ко-
эффициента дискретизации в шкале FS
sampling. Чем выше частота дискретизации, тем ниже этот уровень. Вторая составляющая,
это уровень шума квантования, определяемый технологиями Oversampling и Noise
Shaping. Третья составляющая, это уровень мощности шума квантователя по отношению
к мощности ЗС, который теоретически равен +9 дБ.
На рис.19, в шкале FS приведены графики спектра шума квантования для 1 бит ZA
модуляторов 1-5 порядков с учетом уровня мощности шума квантователя для двух зна-
чений Kos -1 и 64. Как видно, с изменением Kos графики без изменения формы сдвига-
ются вправо и вниз на 3 дБ при каждом удвоении частоты дискретизации. Учет уровня
мощности шума квантователя поднимает все графики вверх на 9 дБ.
Пунктирной линией на графиках отмечена верхняя частота звукового диапазона 20
кГц. При Kos = 1 большая часть графиков находятся слева от этой линии. Это значит,
что применение технологии Noise Shaping в этом случае не может существенно умень-
шить слышимый шум квантования. При Kos = 64 площадь графика, ограниченная
пунктирной линией и графиками спектра от нее слева определяют слышимую мощность
шума. Чем выше порядок интегратора, тем эта площадь меньше.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
9. Расчет отношения сигнал/шум 1 бит сигма дельта модулятора т порядка
По определению SNR это отношение максимальной мощности ЗС к мощности шума
квантования при сигма дельта модуляции Pqsdm
SNRqsdm=mog
p.
1 sin
p
1 qsdm
С учетом, что
S -P"
71
мощность шума квантования в звуковом диапазоне частот может быть представлена в ви-
де
Р
qsdm
р ус
п о
-
2"
т
4 sin
о
•dQ
12;
_
-
Теперь расчетная формула для SNR ЕА модулятора т порядка принимает вид
-\т
SNRm(x) = -\0-\og
-л
7i i
4 sin
•dQ + SNR
где Qc - нормированная частота среза ФНЧ,
2пК
max
fsKos
Часто расчет SNR производится в диапазоне от 0 до частоты Найквиста fn, тогда
71
Kos
В формуле для SNR первый член равенства определяет приращение ASNR обеспечи-
ваемое сигма дельта модуляцией. Второй член определяет SNR квантователя. Для сигма
дельта модулятора с квантователем типа Mid-TrQad
SNRl(x)
SNR2(x),
ISO
160
140
420
ЗШВДШ0
SNR4(x) SO
SNR5(x) 60
SNR6(x)
40
20
0
-20
m
=5/
--г
/
У
т
= 3
/
У
//
-
т
= 2
/
У
У
/
У
п
1 = ]
//--
л
-—■
.——■
т
= 0
f
SNRa=\0-log
У- Л
1 sin
= 6,02q + l,76,dB
о 1
ю
Зависимость SNR от коэффициента дис-
кретизации крайне нелинейная, поэтому по-
лезно сделать замену переменных вида
K0S=2X, где х = 0,1,..., тогда графики SNR
в функции х принимают вид прямых линий
(рис.20). На этом рисунке приведены графи-
ки SNR, рассчитанные без учета шума кван-
тователя Pq при частоте среза ФНЧ, равной
20 кГц. Крутизна графиков на рисунке в за-
висимости от порядка интегратора равна 9,
15, 21, 27 и 33 дБ, рассчитываемая при изме-
нении переменной х в два раза.
Из рис.20 видно, что необходимое для цифровой звукозаписи значение SNR не менее
120 dB достигается при коэффициенте дискретизации, равном 32, 64, 128 и 512 для мо-
дуляторов 2-4 порядка. Чем меньше порядок, тем при большем значении Kos достигает-
ся необходимая величина SNR. Если при расчете SNR учесть уровень мощности шума
Рис.20. Зависимость SNR от порядка
интегратора и коэффициента дискре-
тизации


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
квантователя, то все графики на рис.20 опустятся или поднимутся вверх на величину
SNRq.
С уменьшением коэффициента дискретизации эффективность сигма дельта модуля-
ции быстро падает и при Kos < 2 из-за нее приращение SNR становится отрицательным,
причем чем выше порядок модулятора тем отрицательный эффект больше. Физически это
означает, что при сигма дельта модуляции возрастает мощность шума квантования в об-
ласти высоких частот и тем больше, чем выше порядок модулятора. Однако, это увеличе-
ние мощности шума на слух может не восприниматься.
В публикациях по теории сигма дельта модуляции всегда приводится приближенная
расчетная формула для мощности шума квантования [2,3,4]
Рл2т
ASNRm*10\og q-
1 + 1 -Kas
По этой формуле более очевидна зависимость приращения SNR от порядка модулятора и
коэффициента дискретизации. Она получена при использовании разложения синусои-
дальной функции в ряд Тейлора и в предположении, что Kos 1, поэтому результаты
расчета SNR по ней могут сильно отличаться от приведенных на рис.21.
Для того чтобы можно было сравнивать АЦП на основе ИКМ и НА модуляции, час-
то используется эквивалентное число бит qekv, определяемое равенством
SNR-IJ6
На этом основании 1 бит ЕА модуляторы, обеспечивающие SNR = l00dB, называются 16-
ти разрядными, с SNR = \20dB - 20-ти разрядными и с SNR = \40dB- 24-х разрядными
10. Нелинейность и стабильность
Расчетные соотношения для SNR, полученные на основе линейной модели сигма
дельта модулятора, определяют предельные возможности этого вида модуляции. При этом
совершенно не гарантируется, что эти возможности могут быть реализованы практиче-
ски и модуляторы могут стабильно работать. Это связано с тем, что в линейной теории не
учитываются нелинейные свойства квантователя и цепи обратной связи модулятора.
Линейная модель объясняет технологию Noise Shaping, но не дает никаких критериев
стабильности работы. Это особенно большая проблема для проектирования 1 бит моду-
т — 4
ntfl(e)
т- 1
-\т = 5
т = 1
Рис.21. Классические графики NTF(z) в линейной и логарифмической шкалах
ляторов высокого порядка.
К сожалению, методы анализа стабильности для линейных систем не могут быть ис-
пользованы к анализу работы SDM и критерии стабильности невозможно определить
аналитически. Несмотря на то, что за 20 лет сигма дельта модуляторы высокого порядка
получили очень широкое распространение в различных областях техники, нет удовле-
творительной теории их работы, особенно это касается вопросов стабильности. Поэтому


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
такие вопросы решаются только экспериментальным путем на основе моделирования ра-
боты модуляторов в программе MatLab.
Основным источником нелинейности в работе модулятора является передаточная
функция цепи обратной связи NTF(z). Графики этой функции различного порядка приве-
дены на рис.21. В классической реализации функция NTF(z) является идеальным диффе-
ренциатором с медленным увеличением коэффициента передачи в функции частоты по
экспоненциальному закону. На частотах ниже частоты
г _ fn^os _ fnk
ошибки квантования ослабляются, а выше до частоты Найквиста fnk усиливаются и под-
лежат фильтрации, поэтому этот диапазон называется Out of Band. Коэффициент усиле-
ния максимален на частоте Найквиста fnk и равен 2т . Этот коэффициент принято назы-
вать Out of Band Gain (OBG). При анализе он обозначается как ||jV7F(z)|| = 2, 4,... Иногда
он определяется в децибелах или битах
\\NTF(z)\^2Q\og2m,dB, \\NTF(z)\x=^\oglm ,bit
Чем выше порядок модулятора тем больше величина ||iVZF(z)|| и тем значитель-
нее увеличение SNR благодаря цепи обратной связи модулятора. Если OBG каким то
образом ограничивается, то естественно уменьшается достижимое значение SNR .
Величина ||JV77r(z)||oo от коэффициента дискретизации не зависит. С увеличением по-
рядка т она катастрофически быстро возрастает. Так при т = 5, ||AfZF(z)||_ = 30 дБ,
что соответствует 5 бит. Очевидно, что при двухуровневом квантовании должны возник-
нуть проблемы с перегрузкой квантователя даже при отсутствии ЗС. Именно это и являет-
ся основным результатом проявления нелинейности и называется нестабильностью рабо-
ты модулятора.
Таким образом, под нестабильность модулятора понимается ситуация, когда частич-
но или полностью отсутствует связь между входным и выходнам сигналами модулятора,
модулятор не работает при отсутствии входного сигнала или полностью перегружается
уже при небольшом уровне входного сигнала и с дальнейшим его увеличением SNR рез-
ко уменьшается.
Известны несколько, экспериментально
полученных, критериев стабильности 1 бит
модуляторов, связанных, с ограничением ве-
личины ||Ar777(z)||oo . Из них основным являет-
ся критерий Lee
||MF(z)||oo<l,5
В некоторых публикациях предлагаются ме-
нее жесткие критерии:
|iVrF(z)|oo<1.68;2;3.
Еще одним критерием стабильности работы 1 бит SDM является характер функции
NTF(z): она не может быть монотонной, в ней должны быть пики и провалы. На рис.22,
приведена оптимальная по форме NTF(z) , с ограниченным значением OBG, немного
выше 1.
Проблемы стабильности существенно различны для одноразрядных и много разряд-
ных модуляторов. Считается, что все 1 бит модуляторы выше второго порядка стабильны
лишь условно. Некоторые многоразрядные модуляторы могут работать без ограничения
.с
...../Г.
1 None 1
\— pass band —
Frequency
Рис.22. Типовая NTF(z)


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Еще одним проявлением нелинейности SDM является экспериментальный факт, что у
А2
квантователя Mid-Riser суммарная мощность шума и сигнала постоянна и равна . Это
значит, чем больше сигнал, тем меньше мощность шума квантования [12]. Из этого следу-
ет, что если максимальная амплитуда синусоидального сигнала равна А / 2, то мощность
шума должна быть равна нулю, a SNR стремится к бесконечности, что невозможно.
Данный факт подтверждается экспериментальными графиками, приведенным на
рис.23. На этом рисунке представлены
результаты исследования взаимосвязи
между значением SNR, входным на-
пряжением Umax и OBG для аналого-
вого 1 бит SDM 5 порядка с коэффици-
ентом дискретизации 64 и фильтром
Чебышева. Напомним, что для такого
модулятора теоретическое значение
ASM? = 168 дБ.
Из этого рисунка видно, что моду-
лятор работает лишь при OBG >1,04. С
увеличением OBG до 1,1 Umax и SNR
увеличиваются одновременно и Umax
достигает значения 0,9 полной шкалы, что соответствует 0,45 А. Максимальное значение
SNR около 115 дБ достигается при OBG равном 1,68 при уровне входного сигнала 0,3
полной шкалы, что соответствует всего 0,15 А. При OBG равном 1,8 модулятор прекра-
щает работать.
Путем усложнении схемы модулятора с введением весовых коэффициентов и местных
обратных связей удается расширить допустимую глубину модуляции входного сигналов
до 50%. Таким образом амплитуда ЗС (0,25-0.3) А является предельно допустимой для 1
бит SDM 2 и более высоких порядков. При этом мощность ЗС примерно равна А / 32, а
мощность шума квантования 7 А 132. Таким образом, для реального одноразрядного
квантователя Mid-Riser
Рис.23. Зависимость SNR от Umax и OBG для
1 bit SDM 5 порядка с Kos=64
SNR
t/max
= 101og5«*- = -9dB.
P
Это значит, что у него мощность шума почти на 17 дБ выше, чем у квантователя Mid-
Tread .
Если мощность шума квантователя Mid-Riser от порядка модулятора не зависит, то
при использовании линейной модели сигма дельта модуляции эта зависимость выражена
очень сильно. Так полная мощность шума квантования определяется равенством
р
1 qsm
д
71
0
| 4 sin
2
•dQ,
которое можно преобразовать к виду,
Р —АР
± qsm т q •
Тогда для порядков т = 1, 2, 3,4, 5, 6... получим весовые коэффициенты:
Ат=2, 6, 20, 70, 252, 924...,
которые показывают как сильно возрастает мощность шума квантования с увеличением
порядка модулятора. Так, например, для 1 бит модулятора 5 порядка мощность шума
квантования теоретически возрастает в 250 раз, что, очевидно, физически не может быть


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
реализовано при двухуровневом квантовании и, естественно, неизбежно должно привести
к насыщению SDM..
У классической NTF все нули передаточной функции находятся на частоте равной ну-
лю и ее коэффициент передачи увеличивается плавно по экспоненциальному закону до
значения 2т. Такая функция не может обеспечить стабильность работы SDM. Целью
разработки NTF является достижение возможно высокого подавление шума в звуковом
диапазоне, сохраняя достаточно низкий OBG для обеспечения стабильности работы.
На практике ограничение OBG осуществляется правильным выбором полюсов NTF,
которые предпочтительно следует реализовывать на основе фильтра высоких частот Бат-
терворта или инверсного фильтра Чебышева с частотой среза вне звукового диапазона.
Simple NTF
NTF = (1 - г1/
NTF with optimized zeros
6dB
Шок
Рис.24. Трансформация NTF(z) при оптимизации
Эти фильтры обеспечивают полностью плоскую часть передаточной функции в области
OBG и наперед заданное значение
||iV7F(z)|| . Чем больше ||jV7F(z)|| , тем выше значе-
ние SNR, но меньше допустимое значение входного сигнала.
Введение в передаточную функцию NTF(z) нулей в звуковом диапазоне обеспечивает
повышение SNR, так как уменьшается мощность шума в звуковом диапазоне. Это пояс-
няется графиками на рис.24.
Местоположение нулей могут оптимизировать SNR. Чем выше порядок NTF(z) тем
больше должно быть нулей в области
звуковых частот и тем больше дости-
гается выигрыш по значению SNR,
Только за счет правильного располо-
жения нулей в для SDM 5 порядка
достигается улучшение на 18 дБ
Число нулей и их местоположение за-
висят только порядка т и не зави-
сит от коэффициента дискретизации.
На рис.25, поясняется как осуществ-
ляется трансформация идеальной
NTF(z) в реальную. В этом примере
рассматривается SDM 4 порядка, у
которого \\NTF(z)\\ao=& (18 дБ).
Сначала вводится полюс, который ограничивает значение ||JVZF(z)|| = 3 дБ, затем
дится ноль в передаточной функции, который делает NTF(z) еще более неравномерной и
улучшает значение SNR .
В настоящее время методы разработки NTF состоят из обычного расчета фильтров
Чебышева или Баттерворта, чтобы реализовать желаемую NTF(z), и затем путем моде-
лирования определить его характеристики. Если SNR мало или стабильность недос-
таточна, необходимо корректировать параметры фильтра.
Classical
Zeros at DC
Optimum Zeros
10 10
Normalized Frequency (f/Fs)
Рис.25. Разработка оптимальной NTF(z)


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
И II и
С; С; Ь аш 6 rt»4
0=1
Когда хорошая реализация NTF(z) найдена, необходимо трансформировать ее в ко-
эффициенты фильтра для выбранной структуры или топологии. Хотя топологии и струк-
туры крайне разнообразны поведение SDM принципиально такое же как NTF. Она опре-
деляет техническую реализацию модулятора и его стабильность. Единственное ограниче-
ние, что при технической реализации моду-
лятора могут быть ошибки вычисления ко-
эффициентов фильтра, которые сведут на
нет конечные результаты.
На рис.26 приведены экспериментально
полученные графики SNR с оптимизирован-
ными сложными фильтрами. Из них видно,
что, чем выше порядок модулятора, тем
сильнее отличаются реальные графики SNR
от теоретических графиков на рис.20. Так,
например, по приведенным выше формулам
SNR модулятора 5 порядка с Kos = 64 равно
168 дБ, тогда как в реальных устройствах
оно не превышает 100 и в лучшем случае
120 дБ. Достижимое значение SNR в значи-
тельной мере определяется техническими характеристиками используемого фильтра в це-
пи обратной связи модулятора, разработка которых крайне сложное дело.
1024
Рис.26. Графики SNR с оптимальными
фильтрами в цепи обратной связи
(п-порядок, OSR-коэффициент дискретизации)
TRLTNC |г.
TRUNC |«,
Рис.27. Топологии цифровых SDM (b)-Out-feedback (OF) (с)- Error-feedback (EF)
В заключение настоящего раздела остановимся на проявлении нелинейности много-
разрядных цифровых SDM. На рис.27, приведены две возможные топологии реализации
таких модуляторов EF и OF. С позиции линейной модели SDM эти две топологии ничем
не отличаются и их расчет производится
и—'—'—-—I—ii
estmated SNR
OF: ре* SNR
EF: peek SNR
по одним и тем же формулам, а вот нели-
нейность у них проявляется совершенно
по разному. Результаты исследований
двух моделей 5 bit SDM 5 порядка на ос-
нове квантователя Mid-Tread с коэффици-
ентом дискретизации равным 64 и с ис-
пользованием фильтров Чебышева пред-
ставлены на рис.28.
На этом рисунке красным цветом
представлена зависимость SNR от OBG, а
зеленым - зависимость допустимой ам-
плитуды входного сигнала, в долях шага
квантования А, от OBG для модуляторов
OF и EF.
Из приведенных графиков следует,
что модулятор OF прекращает работу при
глубине модуляции больше 95% и OBG >3,6. В тоже время модулятор EF работает в диа-
OF:paakAu
EF: peak Au
4 5 6 7 в 9 10 11 12 13 14 15 16
Out-of-band gam of tie NTF(z) [VA/]
Рис.28. Зависимость SNR от Umax и OBG для
5 bit SDM 5 порядка с Kos=64
0.9
OA |^
0.7 3
0.6
0.5 I
0.4
03
02
0.1
0


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
пазоне OBG до 16. При этом допустимая глубина модуляции меняется от 100 до 70%.
Отметим, что глубине модуляции 100% соответствует амплитуда входного сигнала, рав-
ная шагу квантования А, а не А/2 как в квантователе Mid-Riser. Таким образом, при
правильно выбранном числе разрядов SDM с топологией EF не имеет ограничений по в е-
личине OBG.
11. Одноразрядные АЦП на основе 1 бит сигма дельта модулятора 1 порядка
В последние годы основной интерес вызывают одноразрядные АЦП на основе SA-
модуляции (1-бит SDM) . Они очень успешно конкурируют с АЦП на основе ИКМ, во
всей цифровой аудио технике массового производства, так как отличаются значительно
более простой технологией изготовления, существенно дешевле, а по качественным ха-
рактеристикам примерно равноценны.
Наиболее важным вопросом построения АЦП на основе сигма-дельта модуляции яв-
ляется выбор частоты дискретизации. Чем эта частота больше, тем при меньшем значении
порядка интегратора достигается необходимое значение SNR 120... 130 дБ. Однако, с по-
вышением частоты дискретизации увеличивается и скорость цифрового потока, что при-
водит к уменьшению времени записи на дисковом носителе. Поэтому приходиться искать
Рис.29. Функциональная схема 1 бит сигма-дельта модулятора первого порядка
компромисс между значениями частоты дискретизации и порядком интегратора. В на-
стоящее время в качестве такого компромиссного решения принят коэффициент дискре-
тизации равным 64. Из графиков на рис.20 видно, что при таком значении Kos отноше-
ние сигнал шум 120 дБ достигается только при использовании SDMne менее 3 порядка.
На рис.29, приведена упрощенная схема 1-бит SDM первого порядка. В этой схеме
выбран Kos = 64, поэтому стандартной частоте дискретизации fs = 48 кГц соответствует
частота дискретизации fs^ = 3,072 МГц.
Аналоговый сигнал подается на вход модулятора через антиэлайзинговый фильтр, в
качестве которого может использоваться простейший ^С-интегратор, так как требуется
подавлять частоту Найквиста (1,5 МГц) и выше.
По сравнению с ИКМ в этой схеме нет классического дискретизатора, выполняющего
функцию амплитуд но-импульсной модуляции, отсутствует устройство выборки и хране-
ния, но работа всех узлов тактируется частотой дискретизации. В качестве одноразрядно-
го квантователя используется компаратор, который формирует выходной сигнал поло-
жительной полярности только при условии, что входное напряжение выше нуля.
В приведенной схеме Vj - аналоговый входной сигнал, Rj — сигнал с выхода 1 бит
ЦАП. Этот сигнал может принимать значения только ± 1 и он сдвинут по отношению к
входному на один такт и никогда не может быть равен входному.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Разностный сигнал Ej - это мгновенная ошибка квантования, она не может быть
равна нулю. Сигнал на выходе интегратора Bj - это накопленная за два такта ошибка
квантования, ее среднее значение. При квантовании этой ошибки важно только она
больше или меньше нуля. При сигма дельта модуляции ошибки квантования Ej и
накопленная ошибка Bj - это ошибки грубого квантования, но они играют очень важную
роль, так как формируют цифровую ШИМ, при которой осуществляется квантование уже
квантованых сигналов с более высокой точностью точностью.
В приведенной схеме задержка на один такт осуществляется D- триггером, на счет-
ный вход которого подается сигнал с частотой дискретизации fs^. Этот же триггер вы-
полняет функцию дискретизатора. В таком варианте исполнения при аналого-цифровом
преобразовании сначала производится двухуровневое квантование, а потом дискретиза-
ция. Одноразрядный ЦАП преобразует однополярный выходной сигнал £)-триггера в двух
полярный. Амплитуды сигналов на выходе ЦАП должны быть очень точно равны макси-
мально возможным значениям входного сигнала.
В сигма дельта модуляторе 1 порядка интегратор - это RC цепочка. Конденсатор этой
цепочки заряжается быстро, а разряжается медленно.
Пусть в исходном состоянии: уровень входного синусоидального сигнала близок к
нулю, а напряжение на выходе интегратора чуть ниже или равно нулю, и оно квантуется
как « -1», тогда
Bj<0, СуЧ>0, Dj=l Rj=\ Vj<Rj,
В соответствии с приведенным на рис.30, алгоритмом работы сигма-дельта модулято-
ра в начале каждого цикла работы ШИМ дифференциальный усилитель вырабатывает на
своем выходе разностный сигнал между входным напряже-
нием Vj и выходным напряжением одноразрядного ЦАП Rj .
При положительных напряжениях ЗС во время служебных
интервалов времени, длительностью один такт, конденсатор инте-
гратора быстро заряжается от сравнительно больших положитель-
ных ошибок квантования Ejq , достигающих величины А. В про-
межутке между этими интервалами он медленно разряжается, так
как подразряжается относительно малыми отрицательными ошиб-
ками квантования Ej, величина которых не превышает А/2.
EJ
=VJ
-Rr
BJ
= RJ
-1 + Ej,
CJ
Bj>0]
DJ
C,_, > 0]
RJ
cJ-l>°\
1; Cy_! = 0/
Рис30 Алгоритм Напряжение с интегратора^ подается на вход компаратора
работы 1 бит SDM нуля. Компаратор срабатывает только при условии, что Bj < 0,
когда конденсатор интегратора разрядится.. Это может произойти на следующем такте
или через несколько тактов, в зависимости от уровня квантуемого сигнала, когда выпол-
нится приведенное условие. Тогда на выходе компаратора напряжение становится рав-
ным 0. С задержкой £)-триггер и ЦАП формируют логический 0. В результате сравнения
на выходе дифференциального усилителя возникает положительный сигнал ошибки
и снова все повторяется и это иллюстрируется рис.31. На этом рисунке шаг квантования
принят равным 2 В, поэтому все ошибки квантования вдвое больше.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
В связи с тем, что АЦП преобразование аналогового входного сигнала производится
на очень высокой частоте, среднее значение квантованного сигнала за время задержки на
один такт практически не меняется. Быстрые грубые вариации входного сигнала компа-
VRef+
Рис.31. Осциллограммы работы 1 бит сигма дельта модулятора 1 порядка.
ратора обусловлены только ошибками квантования, которые меняются от выборки к вы-
борке.
Выходной сигнал компаратора, называемый DSD (Direct Stream Digital), однополяр-
ный в виде непрерывной последовательности логических 1 и 0 без разделения их на сим-
волы и блоки. В таком потоке плотность логических «1» максимальна при амплитудах
ЗС положительной полярности, а плотность логических «О» максимальная при амплиту-
дах ЗС отрицательной полярности. При значениях ЗС сигнала близких к нулю, плотности
логических «1» и «О» одинаковые и минимальны. На рис.32, иллюстрируется, как меняет-
ся этот сигнал при изменении коэффициента дискретизации Kos с двух до четырех.
В отличие от ИКМ сигма дельта модулятор является в принципе линейным, так как
никакого квантования по уровню (округления) не осуществляется при всех уровнях ЗС.
Такой модулятор фактически является линенейным преобразователем напряжения в
частоту- чем больше напряжение сигнала, тем выше частота логических «1», чем меньше
напряжение, тем выше частота логических «О».


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
У компаратора, в отличие от многоразрядного квантователя типа Mid-Tread, нет поро-
га квантования. Поэтому в одноразрядном IA модуляторе при отсутствии ЗС на входе
из-за неизбежного собственного шума компаратор начинает хаотически работать. При
Faslofder экргв-ФЛа. DC mpul
Рис.32. Сигнал DSD при коэффициентах дискретизации Kos = 2 и Kos = 4
этом на выходе схемы формируется случайная последовательность импульсов с одина-
ковой вероятностью логических «1» и «О» и с постоянной составляющей, равной +
А/2. Мощность этого шума равна А /4.
При любом минимальном уровне ЗС на входе модулятора хаотическая последователь-
ность логических «1» и «О» преобразуется детерминированную. Такая кодовая последова-
тельность 10101010...., соответствует нулю напряже-
ния на входе модулятора. В сигма дельта модуляторе
входному постоянному напряжению, равному +
А/2., соответствует кодовая последовательность из
логических «1», а напряжению, равному —А/2., соот-
ветствует кодовая последовательность из логических
«0».
Если на вход SA модуляторе подается постоянное
напряжение положительной полярности с напряжени-
ем, допустим, 0,3 А на выходе соответствующая этому
напряжению устанавливается за 2 такта и имеет вид:
110111101111011110. В этой кодовой последовательно-
сти явно присутствует периодичность повторения кодовых комбинаций. Такого рода ис-
кажения называют limit cycles. Этим подчеркивается, что искажения имеют определен-
ную длительность (рис.33).
Таким образом, каждому значению входного напряжения соответствует своя кодовая
комбинация и период ее повторения. Аналогичные искажения возникают и при сигналах
синусоидальной формы, они могут повторяться с периодом ЗС. Эти искажения опреде-
ляются работой отрицательной обратной связи и они проявляются в виде многочастотного
спектра, состоящего из множества дискретных составляющих (рис.34).
Составляющие спектра такой кодовой последовательности могут попадать в звуковой
диапазон и быть слышны в виде паразитных тонов или призвуков. В 1 бит сигма дельта
модуляторах 1 порядка искажения проявляются тем чаще, чем уровень ЗС ближе к макси-
мально допустимому значению А/2. Наряду с искажениями limit cycles по малопонят-
ным причинам возникают искажения, называемые idle pattern tones, спектр которых со-
стоит из ряда случайно расположенных по спектру тональных составляющих. На рис.35 в
спектре ЗС хорошо видна составляющая этих искажений с частоты 1 кГц. Все эти искаже-
ния являются одним из серьезных недостатков ЕА -модуляторов 1 порядка. В модуляторах
более высокого порядка они проявляются менее сильно.
Рис.33. Limit cycles 11 тактов на
постоянном токе


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Одноразрядные SDM 1 порядка очень чувствительны к перегрузкам, поэтому макси-
мальный размах сигнала его на входе на должен превышать 0.84 а . При превышении это-
го уровня модулятор переходит в режим самовозбуждения. Ошибки квантования в одно-
разрядных SDM сильно коррелированны с сигналом, поэтому без операции «Dithering» их
Рис.34. Спектр искажений Limit cycles
на звуковом сигнале
Рис.35. Спектр искажений Idle Tones на
звуковом сигнале
использовать нельзя. В тоже время добавление шума с размахом 0.8 а приводит к значи-
тельному уменьшению SNR и существенному уменьшению допустимого уровня входно-
го сигнала по размаху до значения 0.5 а.
По этим причинам в таких модуляторах невозможно использовать шум с треугольным
законом распределения, как это делается в ИКМ трактах. Поэтому применяют шум с
прямоугольным законом распределения в пределах 0.5 а . Такой шум лишь улучшает ли-
нейной передаточной функции, но происходит это за счет уменьшения SNR на 12 дБ и
ухудшения стабильности работы модулятора.
Операция декорреляции ошибок квантования с помощью технологии Dithering в 1-
бит SDM не преобразует их в аддитивные, поэтому особого положительного эффекта она
не приносит. Если декорреляция ошибок не используется, то в звуковом диапазоне уро-
вень шума уменьшается до минус 130 дБ, добавление шума с размахом 0.01 а снижает
уровень шума до минус 140 дБ.
Модуляторы выше 2-3 порядков с последовательным включением интеграторов рабо-
тают неустойчиво, поэтому они практического применения не нашли. Структурные схемы
современных модуляторов более высоких порядков достаточно сложны. В них применя-
г-<Ь
Рис.60. Схема одноразрядного SDM 5 порядка
ется каскадное включение интеграторов 1 порядка, охваченных местными обратными свя-
зями. В качестве примера на рис.36, приведена блок-схема 1-бит АЦП на основе SDM 5-
порядка, который используется при записи звука по стандарту Super Audio CD.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
В этой схеме выходы всех интеграторов суммируются со своими весовыми коэффици-
ентами а и подаются на вход компаратора. Для каждой цепи обратной связи также под-
бирается весовой коэффициент а, чтобы получить огибающую спектра шума квантования
необходимой формы. Шум, осуществляющий декорреляцию ошибок квантования, вво-
дится непосредственно у входа компаратора.
Для этой схемы на рис.37, приведена огибающая спектра шума квантования. В облас-
ти низких частот у нее подъем с крутизной 12 дБ/на декаду. Это делает зависимым
уровня шума от частоты в звуковом диапазоне частот. В худшем случае, на частоте око-
ло 5 Кгц, уровень шума повышается
до минус 90 дБ. За пределами звуко-
вого диапазона уровень шума по-
вышается линейно с крутизной 90
дБ/декаду и на 100 кГц достигает
нулевого уровня. При этом спек-
тральные компоненты шума соизме-
римы с максимальными компонента-
< Гц ми ЗС в области этих частот.
Повышение порядка интегратора
Рис.37. Спектр шума квантования существенно улучшаете в об-
ласти низких частот. Для сравнения
на рис.37, приведен график спектральной плотности шума квантования для 1-бит SDM 7
порядка. В таком модуляторе уровень шума на частотах ниже 100 Гц понижается до
минус 195 дБ. В пределах звукового диапазона уровень шума не превышает минус 140
дБ. В практике уже есть разработки таких модуляторов до 12 порядка.
В связи с тем, что коды коррекции ошибок и канальная модуляция рассчитаны на ра-
боту с организацией цифровых данных в виде байт и блоков, одноразрядные АЦП на ос-
нове SDM высоких порядков сами по себе используются только в аппаратуре записи зву-
ка по стандарту Super Audio CD. В большинстве случаев после такого АЦП включается
дециматор, в котором частота дискретизации понижается до стандартного значения ИКМ
тракта и формируются выборки с числом разрядов от 16 до 24. В качестве дециматора
обычно используется прореживающий цифровой фильтр. Считается, что дециматор вхо-
дит в состав АЦП и поэтому его называют по числу выходных разрядов, например, 24-
разрядным.
12.0дноразрядные ЦАП на основе сигма дельта модуляции
В общем объеме производства аудиоаппаратуры более 90% приходиться на долю зву-
ковоспроизводящей техники. Поэтому очень важное значение имеет технология произ-
водства и стоимость цифро-аналоговых преобразователей. Так, например, стандартом на
DVD-audio диски предусмотрено при записи использование 24-разрядной ИКМ. Такой
профессиональный АЦП стоит около 10000 долларов, тогда как для бытовых проигрыва-
телей стоимость ЦАП не может превышать 5-10 долларов. Поэтому большинство ЦАП,
используемых в проигрывателях CD и DVD-A дисков, а также в звуковых картах компью-
теров строятся на основе использования сигма-дельта модуляции и, в частности, однораз-
рядных ЦАП.
В цифровых SDM, используемых для цифро-аналогового преобразования, частота
дискретизации известна априори и выбор коэффициента передискретизации не связан с
процессом записи, как это имеет место в аналоговых SDM. Поэтому значение частоты
дискретизации на которой работает модулятор, может быть сколь угодно большим и
ограничивается только быстродействием элементов схемотехники. Это значит, что необ-
ходимое значение SNR может достигаться при значительно меньшем порядке интегратора
модулятора, чем в АЦП.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Эквивалентные схемы 1 бит ZA модуляторов, используемых в АЦП и ЦАП соверше-
но одинаковы. При практической реализации 1 бит SDM отличаются тем, что в них все
элементы за исключение триггера аналоговые, а в 1 бит SDM все элементы цифровые, 1
бит ЦАП заменен DDC (Direct Digital Converter). Этот элемент осуществляет реквнтова-
Дифференциальный
усилитель
Компаратор
нуля
U(q,fs)
цифровой
вход
ur(fA)
D - триггер
цифровой
выход dsd
Частота
выборок fsk = 64 • fs
Рис.38. Функциональная схема 1 бит ЦАП на основе 2А- модулятора 1 порядка
ние цифровых сигналов, при котором уменьшается число разрядов кодовых слов- отбра-
сываются младшие разряды. Такая операция называется truncating.
В приведенной на рис.38, схеме цифрового SDM 1 порядка на один из входов диффе-
ренциального усилителя подается цифровой q разрядный ИКМ сигнал U(q,fsk) с часто-
той выборок fsk = Kos • fs. В дифференциальном усилителе производится сравнение его
с опорным импульсным сигналом DR(fsk) также с частотой дискретизации fsk. Этот
сигнал формируется интегратором, на вход которого подается сигнал D-триггера, сдви-
нутый по времени относительно входного на 1 такт. Отрицательная обратная связь стре-
мится уравнять среднее значение выходного сигнала с входным.
На рис.39 приведена диаграмма работы 1бит ЦАП. Если при сравнении опорный сиг-
нал с интегратора меньше входного на выходе компаратора формируется логическая 1 и
сигнал - полусинусоида
уровневым квартованием
после дискретизации
Выходной сигнал интегратора
Dr(fsk)
tsk - Ts / Kos
Время
DSD(fsk)
loMohlililo
Выходной сигнал ЦАГТа в одноразрядном двоичном коде
Рис.39. К вопросу работы одноразрядного ЦАПа
опорный сигнал увеличивается. Этот процесс повторяется в течение периода Г8, пока
опорный сигнал не станет больше входного. Тогда выходной сигнал дифференциального
усилителя становится меньше нуля (А < 0), на выходах компаратора и £)-триггера фор-
мируется логический 0, поэтому опорный сигнал начинает уменьшаться. Выходная после-


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
довательность 1010 .... будет продолжаться до тех пор пока на вход не поступит новая
выборка входного сигнала. Это поясняется приведенным рисунком.
В приведенной схеме на выходе формируется однополярный сигнал DSD, такой же
как в АЦП, у которого среднее значение меняется по времени по такому же закону, как и
на входе модулятора. Фактически все операции при цифро-аналоговом преобразовании
осуществляются в цифровом виде и на выходе может быть сформирована любая двоичная
последовательность.
Обычно, выходной сигнал одноразрядного ЦАПа подается на время импульсный пре-
образователь с цифровой модуляцией параметров импульсов. В настоящее время исполь-
зуются три вида ВИМ: PDM- Pulse Density Modulation (модуляция импульсов по плотно-
сти), PWM - Pulse Width Modulation (модуляция импульсов по ширине- широтно-
импульсная модуляция) и PLM — Pulse Length Modulation (модуляция импульсов по дли-
не). Все эти виды модуляции позволяют выделять ЗС из этого потока с помощью про-
стейшего ФНЧ 3 порядка.
На основе одного SDM 1 или 2 порядка невозможно обеспечить необходимое значе-
ние SNR 120... 140 дБ, поэтому используется их каскадной включение. На рис.40, приве-
дена функциональная схема одноразрядного ЦАПа фирмы Philips на основе технологии
aNoise Shapings. Входные цифровые 16-ти разрядные выборки с частотой дискретизации
44.1 кГц подаются на вход цифрового фильтра передискретизации. В схеме используется
нерекурсивный с 4-кратной передискретизацией FIR {finite impulse response) интерполяци-
онный фильтр с линейной фазовой характеристикой. На первом этапе модуляции в ре-
зультате переквантования число разрядов в выборках понижается с 16 до 14 и использует-
ся SDMI порядка.
Затем еще раз производится передискретизация с помощью двух ступеней (Kos =32 и
2). Между этими ступенями в тракт вводится шумовой сигнал, осуществляющий опера-
цию {{Dithering}} с уровнем шума равны минус 20 дБ. Она уменьшает нелинейность пере-
даточной функции из-за ошибок квантования. Общий коэффициент передискретизации
равен 256 и частота дискретизации увеличивается до 11,29 МГц.
Во второй ступени модуляции используется SDM 2 порядка и формируется 1-
разрядный цифровой поток. К выходу ЦАПа подключается время-импульсный цифровой
модулятор, преобразующий цифровые данные в последовательность импульсов, модули-
рованных по плотности {PDM).
В табл.1, приведены некоторые данные по современным ЦАП фирм Philips, Matsushi-
ta и Sony с использованием технологии {{Noise Shaping}} и ВИМ. Эти ЦАП обеспечивают
Та б л и ц а 1. Характеристики ЦАП на основе ZA- модуляции и ВИМ
Вид модуля-
ции
Коэффициент
передискретизации
Частота
дискретизации, МГц
Порядок
интегратора,
Число уровней
квантования
PDM
256
11,29
1 и2
2
PLM
1024
45,1584
2
2
SNR до 115... 120 дБ, поэтому изготовители проигрывателей указывают в технических ха-
рактеристиках эквивалентное число разрядов 18...20, иногда приводится и значение ко-
эффициента передискретизации.
Одноразрядные ЦАП на основе SDM имеют целый ряд важных особенностей. Их не-
сомненным преимуществом является высокая линейность во всем диапазоне изменения
ЗС и отсутствие особых требований к точности изготовления элементов схемы.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Прямая зависимость шума квантования от уровня ЗС приводит к возникновению не-
устранимого модуляционного шума. Для его устранения требуется использовать техноло-
гию Dithering, но при одноразрядной SDM это приводит к перегрузке реквантователя и
возникновению самовозбуждения. Одноразядные ЦАП крайне чувствительны к фазовому
джиттеру частоты дискретизации, которая тактирует работу модулятора. Даже неболь-
шой джиттер вызывает ошибки равные кванту.
Еще одной проблемой построения одноразрядных ЦАП являются ФНЧ, реконструи-
рующие ЗС. Выходной сигнал такого ЦАП представляет собой последовательность пря-
моугольных импульсов высокой частоты с очень высокой крутизной нарастания и спада.
Для фильтрации ЗС требуются специальные конструкции ФНЧ, в которых подавляются
ВЧ составляющие спектра, возникающие из-за емкостных связей. Из-за применения SDM
высоких порядков в спектре ошибок квантования очень велики ВЧ составляющие за пре-
делом звукового диапазона. Их также очень трудно фильтровать из-за наличия емкостных
связей между элементами ФНЧ. По всем этим причинам одноразрядные ЦАП в высоко-
качественных звуковых трактах не применяются.
13. Малоразрядные АЦП и ЦАП на основе сигма дельта модуляции
Малоразрядные АЦП и ЦАП, которые далее будем называть ADC и DAC, чтобы не
путать ЦАП, как конвертер, и как внутренний ЦАП сигма дельта модуляторов. Они пред-
назначены для работы в высококачественных звуковых трактах, таких как проигрыватели
DVD-Audio и Super Audio CD, дорогие звуковые карты компьютеров и цифровые магни-
тофоны. Такие конверторы применяются и в профессиональной аудиотехнике.
В схеме на рис.41. ADC содержит tv-разрядный квантователь, а в состав DAC входит
tv-разрядный реквантователь (Truncater), который уменьшает число разрядов кодовых
слов с тем, чтобы уменьшить требования к внутреннему цифро-аналоговому преобразова-
Anak>g„
input
LPF
В! h©4 Jgb М J3L
Ы-Ы1
internal
DAC
(a)
digital
Digital
interpolalion
llltex
Digital
loop lilter
quantizer
(truncation)
internal
DAC
Simple
analog
LPF
(b)
Analog
output
Рис.41, (а) Аналого-цифровой конвертор (ADC), (b) Цифро-аналоговый конвертор (DAC)
телю. Число разрядов на входе DAC L может достигать 16-24 бит, а на выходе оно может
быть от 2 до 14. Аналогичный внутренний ЦАП входит в состав АЧшт ADC.
Таким образом, оба конвертора содержат внутренний АЧшт ЦАП, поэтому увеличение
разрядности конвертеров приводит к необходимости увеличения разрядности внутренних
ЦАП и, следовательно к повышению точности их изготовления. Это уже проходили при
аналого-цифровом и цифро-аналоговом преобразованиях с использованием импульсно-
кодовой модуляции. Там был тупик, так как при изготовлении таких конверторов требо-
валась лазерная подгонка элементов конверторов, что приводило к чрезвычайно высокой
их стоимости. Необходимы новые идеи и они есть.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Серьезный недостаток одноразрядных конверторов это очень высокий уровень оши-
бок квантования компаратора, из-за которого его SNR равен всего минус 9 дБ, и в котором
мощность шума больше мощности сигнала. В малоразрядных конверторах используются
квантователи типа Mid-Tread . У них всегда нечетное число уровней квантования, мощ-
ность шума квантования равна А /12, а отношение сигнал-шум определяется по извест-
ной формуле
SNR = 6,02q +1,76 dB, q>\
Это значит, что уже при трех битах SNR = + 20 дБ, а при 6 битах - +38 дБ. Различие
огромное, главное, что сигнал выше уровня шума. Это исключает необходимость исполь-
зовать очень высокую частоту дискретизации и модуляторы высокого порядка для дос-
тижения SNR 120 дБ. Например, если 1 бит сигма дельта модулятор 5 порядка с Kos =16
имеет SNR = 60 dB, то увеличение числа уровней квантования до 8 , это 3 бита, SNR уве-
личивается до 108 дБ. Таким образом, два дополнительных бита могут увеличить SNR на
48 дБ.
Важное преимущество малоразрядных конверторов - это возможность использовать
стандартную технологию Dithering с треугольным законом распределения вероятностей -
TPDF с размахом пиковых значений +LSB. Это позволяет сделать передаточную функ-
цию квантователей более линейной и устранить искажения звука, обусловленные арте-
фактами и ошибками квантования, что крайне важно для высококачественных звуковых
трактов. В отличие от 1 бит сигма дельта модуляторов, технология Dithering в малораз-
рядных конверторах не приводит к перегрузке и не сужает динамический диапазон. Одна-
ко, мощность квантования достигает величины А /4 , а отношение сигнал шум опреде-
ляется равенством
SNR = 6,Q2q-3,01 dB
Важно также, что чем больше число разрядов DAC, тем ближе форма сигнала на вы-
ходе цифрового модулятора приближается к форме воспроизводимого звукового сигнала,
а не носит чисто импульсного характера. Это
значительно упрощает низкочастотную фильт-
рацию при воспроизведении ЗС.
Другое важное преимущество малоразряд-
ных аудио конверторов это значительно мень-
шая чувствительность к паразитной фазовой мо-
дуляции тактовой частоты модулятора, которая
вызывает большие искажения воспроизводимо-
го ЗС. В 1 бит сигма дельта модуляторе первого
порядка для достижения SNR = 100 dB джиттер
тактовой частоты должен быть меньше 10 пико-
секунд. Такие высокие требования к джиттеру
связаны с большим шагом квантования.
В тоже время у 6-бит ЦАП шаг квантования в 64 раза меньше, и во столько же раз
меньше требования к джиттеру тактовой частоты. Уменьшение шума квантования и
влияния фазового джиттера наиболее сильно проявляется когда используются квантова-
тели Mid-Tread, у которых нечетное число уровней квантования. При этом положительные
и отрицательные значения цифрового сигнала становятся симметричными относительно
нулевого значения.
На рис.41, приведена передаточная характеристика реального ЦАП, с видимыми
внутренними и внешними дефектами изготовления. Можно представить сколько нужна
труда, чтобы ее исправить путем лазерной подгонки шагов квантования. Многочисленные
преимущества малоразрядных ADC и DAC привели к исследованиям различных методов
преодоления проблем, связанных главным образом с ошибками подгонки элементов
устройств, используемых в ЦАП, для генерации уровней постоянного тока.
Offset
Рис.41. Дефекты ЦАП, определяющие
линейность его передаточной функции


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Digital
inpuf
N
Thermometer-
type
decoder
Unjl
element
Unit
element
B2
Analog
output
unit
element
Основная идея преодоления этих трудностей заключается в том, чтобы 2N уровневый
цифровой поток на входе внутреннего ЦАП преобразовать в 2N одноразрядных цифровых
потоков и осуществить их преобразование в аналоговый сигнал с помощью 2N однораз-
рядных ЦАП с суммированием ре-
зультатов множества преобразований
(рис.42).
Как известно, в 1 бит ЦАП нет
элементов, требующих высокой точно-
сти изготовления и подгонки. Точ-
ность их работы определяется ста-
бильностью опорного напряжения. Не-
которая проблема в том, что много-
уровневое квантование осуществляет-
ся с разными весовыми коэффициен-
тами и, очевидно, 10% погрешность
младшего разряда может не играть су-
щественной роли, когда такая же погрешность старшего разряда совершенной неприем-
лема.
Поэтому преобразование цифровых потоков производится с использованием кода
thermometer. Он преобразует двоичный N -разрядный двоичный код в 2N одноразрядных
потоков с равными весовыми коэффициентами. Любопытно, что этот код был запантенто-
Unit
element
2N unit elements
Рис.42. N-разрядный ЦАП на основе 2N 1-бит ЦАП
input
Thermometer-
type
decoder
t '
Arbitrary
connection
switctibox
i
l
Randoni-
n umber
generator
M
Unit
element
Unit
element
Unit
element
Unit
element
No Scrambling
_L_L
Analog
output
Frequency
Random Scrambling
2W unit elements
Data-directed Scrambling
Рис.43. ЦАП с преобразование ошибок в
белый шум
Рис.44. Преобразование спектра
ошибок ЦАП
ван в 1800 году!, и только теперь он массово используется во всех малоразрядных конвер-
торах. По этой идее предполагается, что ошибки могут быть положительными и отрица-
тельными, поэтому при усреднения результатов преобразования суммарная ошибка
уменьшается и стремится к нулю.
Следующая идея, это преобразовать детерминированные ошибки ЦАП в случайные с
использованием генератора случайных чисел (рис.43), или другими способами. И еще од-
на идея, это использовать технологию Noise Shaping и вынести спектр ошибок ЦАП за
пределы звукового диапазона, что поясняется рис.44.
На основе этих идей разработано множество устройств, выполняющие рандомизацию
ошибок внутренних ЦАП конверторов ADC и DAC на основе сигма дельта модуляции. К
ним относятся: цифровая самокоррекция, Individual Level averaging (ILA), Data Weighted
Averaging (DWA) и dynamic element matching (DEM). Все эти устройства отличаются чрез-
вычайной сложностью. Это подтверждает, что высокого качества звучания невозможно
добиться простыми и дешевыми средствами.
На рис.45 и 46. приведены схемы, использующие эти технологии в цифро-
аналоговых преобразователях для рандомизации ошибок внутреннего. Они предназначе-
ны для работы в проигрывателях CD ж DVD и оьеспечивают SNR 111 dBA , и THD минус
104 dBA.


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
—М
Loup-Flll«r
decimation
Filter
Рис.45. Схема аналого-цифрового SDM конвертора с использованием техники DWA
16-24-bit PCM @
2,8224М samples
6-bit РСМ@
2.6224М sample/s
Two Level Signals
16-24 bit
Digital
Audio PCM
from CD
player etc.
Interpolation
\
Multilevel
Sigma-Delta
Modulator
\
DEM
Filter
System
Digital Analogue
Рис.46. Схема цифро-аналогового SDM конвертора с использованием техники DEM
В качестве еще одного примера на рис.47 приведена функциональная схема 5-
разрядного, 31 уровневого (+15) ЦАП с сигма дельта модулятором 3 порядка, он предна-
значен для высококачественных цифровых трактов, который работает с частотой дискре-
тизации до 192 кГц с динамическим диапазоном 120 дБ. На рис.48 представлен спектр
выходного сигнала этого ЦАП при уровне ЗС минус 60 дБ, из которого видно, что во всем
звуковом диапазоне уровень шума не превышает минус 140 дБ. Число уровней квантова-
ния может быть ± 3, 7 и 11. С увеличением числа разрядов качественные характеристики
DP.*,
inlarpo lalor
2*
■Н
jr-d-efdai-
reconalfuctran
aojt _j!
5-bit
j
dac
1
2-tap fir
=ir*1 j 1st-order| '
1) | \ iir uf | ;
j SC-QACvsiib hybrid post fitter j
Рис.47. 5-бит цифро-аналоговый SDM конвертор
Рис. 48. Спектр ЗС с уровнем минус
60 дБ на выходе ЦАП
ЦАП улучшаются, но сильно усложняются устройство и алгоритм работы DEM.
Особое место занимают мало разрядные ЦАП, не использующие технику DEM. Они
используются в трактах среднего качества со значением SNR не выше 100 дБ, когда для
снижения стоимости аналоговых ЦАП применяют 12-14 разрядные SDM 1 порядка, но хо-
тят получить значение SNR такое же, как 16-ти разрядном ЦАП. В этом случае исполь-
зуются возможности сигма-дельта модуляции, при которой уменьшение разрядности на
каждый бит может компенсироваться двукратным увеличением частоты дискретизации.


Вологдин Э.И.
СИГМА-ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Функциональная схема такого ЦАП, используемая фирмой Филипс в CD плеерах,
приведена на рис.49 . В этой схеме на вход цифрового фильтра интерполятора подается
кодовая последовательность в формате 44,1/16. В интерполяторе осуществляется повы-
шение частоты дискретизации в 4 раза до 176,4 Гц. При этом число разрядов в выборках
увеличивается до 17 бит. В преобразователе Noise Shaper 1 порядка осуществляется ок-
ругление, при котором отбрасываются младшие 3 разряда, и в выходном сигнале остаются
только старшие 14 разрядов. По цепи отрицательной обратной связи младшие разряды с
задержкой на один такт подаются на сумматор. Формирователь шума стремится произве-
сти округление таким образом, чтобы выходной 14 разрядный сигнал был как можно
ближе к входному 17 разрядному сигналу. Значение SNR 14-разрядного ЦАП получается
такое же, как у 16-ти разрядного около 100 дБ.
1. С. С. Cutler, "Transmission Systems Employing Quantization," U.S. patent 2,927,962 (1960
Mar. 8). Massachusetts Institute of Technology, Cambridge.
2. M.W. Hauser. Principles of Oversampling A/D conversion. J. Audio Eng. Soc. v. 39, 1990.
3. Pervez M.Aziz. Multi-band Oversampled Noise Shaping Analog to Digital Conversion. A
dissertation in Electrical Engneering. University of Pennsylvania, 1996,-172 p.
4. Pervez M.Aziz, Henrik V. Sorensen, Jan van der Spiegel. An Overview of Sigma-Delta Con-
verters. IEEE, 1996.
5. C. Candy, Gabor C. Temes. Oversampling Delta-Sigma Data Converters: Theory, Design and
Simulation. The Institute of Electrical and Electronics Engineers. IEEE Press, Wiley, New
York, 1997, 475 p.
6. Steven R. Norsworthy, Richard Schreier, Gabor C. Temes. Delta-Sigma Converters: Theory,
Design and Simulation. The Institute of Electrical and Electronics Engineers. IEEE Press, Wi-
ley, New York, 1997, 475 p.
7. James A. Chery. Theory, Practice, and Fundamental Performance Limits of High-Speed Data
Conversion Using Continuous-Time Delta-Sigma Modulators. 1998. 23 5.p.
8. Sangil Park. Principles of Sigma-Delta Modulation for Analog-to-Digital Converters. Motoro-
la. Digital Signal Processors.
9. Udo Zolzer. Digital Audio Signal Processing. John Willey. New York Technical University of
Hamburg-Harburg, Germany. 1999. p.278
10. Richard Schreier. Understanding Delta-Sigma Data Converters. Wiley, 2004, 464 p
11. Pohlman K.C. Principles of Digital Audio, 5rd Ed. McGraw-Hill, 2005.-860 c.
12. Stanley P. Lipshitz and John Vanderkooy. Why 1 -Bit Sigma-Delta Conversion is Unsuitable
for High-Quality Applications. Audio Engineering Society. Convention Paper 5395. Presented
at the 110th Convention 2001 May 12-15 Amsterdam.
13. Martin J.W. Schubert. Delta Sigma Modulation. The Art of Oversampling, Noise Shaping
and Averaging. Electronic Labor. Hochscule Regenburg University of Applied Sciences.
14. Calculation bit-saving achieved with noise-shaping. Application Note No. 363.1016
Hans haw Rdjthaca, NY 14850, March 2006
Рис.49. ЦАП на основе SDM 1 порядка
14. Литература


Вологдин Э.И. СИГМА - ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
15. G.Bourdopoulos, A.Pneymatikakis, V.Anastassopoulos, T.Deliyannis. Delta-Sigma Modula-
tors. Modeling, Design and Applications. Published by Imperial College Press.2003 .World-
Scientific Publishing Co. Pte.Ltd. 275 p.
16. Derk Reefman, Erwin Janssen. One-bit Audio. An Overview.2003
17. Georgi Tsvetanov Tsenov, Valeri Markov Mladenov. Fast Approximation Formula for Cal-
culation of Signal to Noise Ratio of Sigma Delta Modulators. Dept of Theoretical Electrical En-
gineering, Technical University of Sofia, 8, Kliment Ohridski St., Sofia 1000, Bulgaria
18. Joshua D.Reiss, Understanding sigma-delta modulation: The Solved and Unsolved Issues.
J.AudioEng.Soc.,Vol.56,No.l/2, 2008 January/Februar
19. J. Vanderkooy and S. P. Lipshitz, "Towards a Better Understanding of 1-Bit Sigma-Delta
Modulators", Convention Paper 5398, presented at the 110th Convention of the Audio Engineer-
ing Society, Amsterdam, The Netherlands, 2001 May 12-15. Audio Engineering Society
20. Peter Kiss, Jesus Arias, and Dandan Li. Stable High-Order Sigma-delta DAC
21. Stale Andreas Skogstad, Mats Erling H0vin. Using Heuristic Search To Find Stable High-
Order Single-Bit Delta Sigma Modulators. Department of Informatics, University of Oslo, N-
0316 Oslo, Norway
22. Jurgen van Engelen-. Stability Analysis and Design of Bandpass Sigma Delta Modulators
©Copyright 1999 Josephus A.E.P. van Engelen.


ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ
Государственное образовательное учреждение
высшего профессионального образования
САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
АЭРОКОСМИЧЕСКОГО ПРИБОРОСТРОЕНИЯ
http://window. edu. ги/resource/ 006/45006
ДИАГНОСТИЧЕСКИЕ ИЗМЕРЕНИЯ
В МЕДИКО-БИОЛОГИЧЕСКИХ
ЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМАХ
Методические указания
к выполнению лабораторных работ
Санкт-Петербург
2007


Составители: кандидат технических наук, доцент Л. А. Кулыгина; ас-
систент М. В. Боковенко
Рецензент доцент В. И. Искаков
Методические указания предназначены для выполнения лабораторных ра-
бот по курсу «Диагностические измерения в медико-биологических электрон-
ных системах» и соответствуют материалу, читаемому студентам по специаль-
ности 210304 (201600) «Радиоэлектронные системы» со специализацией «Меди-
ко-биологические электронные компьютеризированные системы».
Студенты знакомятся с методами диагностики и аппаратурой, используе-
мой в медицинской электронике. Указания предназначены для студентов днев-
ной формы обучения.
Подготовлены кафедрой радиоэлектронных комплексов и рекомендованы
к изданию редакционно-издательским советом Санкт-Петербургского государ-
ственного университета аэрокосмического приборостроения.
СОДЕРЖАНИЕ
Лабораторная работа № 1
Диагностика слухового анализатора
1. Теоретические положения
1.1. Основные понятия биологии слуха
1.2. Биология слуха
1.3. Методика аудиометрии
1.4. Схемы слуховых аппаратов
2. Методика и порядок выполнения лабораторной работы
Лабораторная работа № 2
Многофункциональный диагностический определитель стресса
1. Теоретические положения
1.1. Типы существующих детекторов лжи
1.2. Особенности и методика использования полиграфов — детекторов лжи
1.3. Физиологические основы проведения проверки на полиграфе
1.4. Устройства съема информации, свидетельствующей о стрессе
2. Порядок выполнения лабораторной работы
Редакционно-издательский центр ГУАП
190000, Санкт-Петербург, Б. Морская ул., 67
© ГУАП, 2007


Лабораторная работа № 1
ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Цель работы: изучение биологии слухового анализатора, мето-
дики аудиометрии, схем аудиометра и слуховых аппаратов.
1. Теоретические положения
1.1. Основные понятия биологии слуха
Биотехнология — это настоящее, но еще в большей мере — буду-
щее науки и будущее человечества. Восстановление поврежденных
или замена полностью утраченных в результате болезни или травмы
отдельных органов человека - одна из проблем биотехнологической
медицинской практики, которой сегодня занимаются врачи в тесном
союзе со специалистами в области медицинской радиоэлектроники и
бионики.
Слух необходим для восприятия звуковых колебаний в довольно
широком диапазоне частот. В юношеском возрасте человек различа-
ет звуки в диапазоне от 16 до 20 ООО Гц, однако уже к 35 годам верх-
няя граница слышимых частот падает до 15 ООО Гц. Помимо созда-
ния объективной целостной картины об окружающем мире, слух обес-
печивает речевое общение людей.
Потерями слуха в той или иной форме страдают многие люди. Эти
потери становятся критическими, когда они начинают препятство-
вать нормальному речевому общению между людьми. Возрастное
ухудшение слуха, перенесенные болезни уха, звуковые травмы, ото-
токсическое действие некоторых лекарств и другие причины приво-
дят к тому, что около 2 % населения для того, чтобы быть полно-
правными членами общества, нуждаются в применении слуховых ап-
паратов (СА).
Историческое развитие СА отражает развитие техники и научных
представлений о механизмах функционирования слуховой системы
человека и причинах ухудшения слуха. Технология производства СА
за последние 100 лет прошла путь от механических приспособлений


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
в виде раструбов до внутриканальных аппаратов с цифровой обра-
боткой сигналов. В отношении методов обработки сигналов в СА эво-
люция взглядов не была столь стремительна. В основном применя-
лось усиление звука и формирование частотной характеристики на
основе измерения аудиограммы пациента (зависимости порогов слы-
шимости и дискомфортной громкости от высоты звука). Дальней-
шие исследования способов обработки сигналов в СА ведутся в обла-
стях повышения помехоустойчивости восприятия речи за счет адап-
тивного шумопонижения, формирования пространственных диаг-
рамм направленности микрофонов и моделирования механизмов
функционирования периферии слуховой системы. Следует также упо-
мянуть слуховое протезирование с помощью имплантации электро-
дов в улитку уха, которое выходит за рамки традиционных СА.
В настоящее время на рынке представлен широкий спектр СА,
выполненных в виде карманных, заушных, внутриушных и внутри-
канальных устройств. В основном это аналоговые СА. Долгое время
широкому внедрению цифровых методов обработки звука в СА пре-
пятствовали габариты и потребляемая мощность цифровых схем.
С другой стороны, в аналоговых аппаратах ощущался недостаток
гибкости настроек для согласования параметров СА с индивидуаль-
ным характером потерь слуха у пациентов, связанный с ограничени-
ем числа механических регулировок, особенно в миниатюрных вари-
антах. Вследствие этого в конце 80-х гг. появились аналоговые ап-
параты с цифровым программированием настроек. В 1996 г. на рын-
ке появляются полностью цифровые заушные и внутриушные СА
фирм Oticon и Widex, реализованные на базе специализированных
микропроцессоров с жесткой внутренней структурой, напряжением
питания 0,9-1,2 В, током потребления 1-2 мАи производительно-
стью от 14 до 40 млн операций в секунду. В настоящее время еще
несколько фирм (Bernafon, Resound, Siemens, Sonic, Starkey и др.)
выпускают внутриушные и внутриканальные цифровые СА со сред-
ней стоимостью порядка $ 1300 на базе собственных цифровых плат-
форм.
Таким образом, барьер больших габаритов и большого потребле-
ния питания цифровых микропроцессоров с производительностью,
достаточной для реализации сложных алгоритмов обработки сигна-
лов в реальном масштабе времени, препятствовавший их широкому
внедрению на рынок СА, основную долю которого занимают зауш-
ные и внутриушные аппараты, успешно преодолен. Успехи цифро-
вой миниатюризации заставляют предполагать, что в скором време-
ни большинство СА станут цифровыми. Поэтому в дальнейшем раз-
витии СА на первый план выходит задача разработки новых алго-


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
ритмов цифровой обработки речевых сигналов, способных качествен-
но изменить подходы к обработке сигналов в СА и улучшить реаби-
литацию пациентов.
Для подбора СА крайне важной является качественная диагнос-
тика слухового анализатора человека.
1.2. Биология слуха
Воспринимающей частью слухового анализатора является ухо
(рис. 1). В анатомическом отношении в ухе человека различают три
отдела: 1) наружное ухо, состоящее из ушной раковины и наружного
слухового прохода; 2) среднее ухо, составленное барабанной полос-
тью и имеющее придатки — евстахиеву трубу и ячейки сосцевидного
отростка; 3) внутреннее ухо (лабиринт), состоящее из улитки (слу-
ховая часть), преддверия и полукружных каналов органа равнове-
сия. Если присоединить к этому слуховой нерв и слуховые пути в
продолговатом и большом мозгу, а также центральные слуховые поля
в коре височных долей, то весь комплекс представляет собой слухо-
вой анализатор. В функциональном отношении ухо можно разделить
на две части — звукопроводящую (раковина, наружный слуховой
проход, барабанная перепонка и барабанная полость, лабиринтная
жидкость) и звукопринимающую (слуховые клетки, окончания слу-
хового нерва).
Рис. 1. Схема строения правого слухового органа человека:
1 — ушная раковина; 2 — наружный слуховой проход; 3 — барабанная
перепонка; 4 — барабанная полость; 5 — молоточек; 6 — наковальня;
7 — стремя; 8 — евстахиева труба; 9 — полукружные каналы; 10 —
улитка; 11 — слуховой нерв; 12 — чешуя височной кости


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Барабанная перепонка — тонкая соединительно-тканная мембра-
на в ухе. Барабанная перепонка ограничивает наружный слуховой
проход от барабанной полости. Звуковые волны вызывают колеба-
ния мембраны, которые посредством слуховых косточек передаются
во внутренне ухо.
Барабанная полость — полость среднего уха, заполненная возду-
хом. Барабанная полость вмещает слуховые косточки, сообщается с
полостью глотки евстахиевой трубой.
Внутреннее ухо — система сообщающихся, заполненных жидко-
стью каналов и полостей в хрящевом или костном лабиринте у по-
звоночных животных и человека. Во внутреннем ухе расположены
воспринимающие части органов слуха и равновесия: улитка и вести-
булярный аппарат.
Евстахиева труба — канал, соединяющий глотку с барабанной
полостью у многих позвоночных. Выравнивает давление воздуха в
среднем ухе по отношению к окружающей среде.
Кортиев орган — рецепторная часть слухового анализатора. Пре-
образует энергию звуковых колебаний в нервное возбуждение. Кор-
тиев орган расположен на основной мембране в улитковом канале
внутреннего уха, заполненном эндолимфой. Состоит из ряда внут-
ренних и трех рядов наружных воспринимающих звук волосковых
клеток, от которых отходят волокна слухового нерва.
Наружное ухо — внешний отдел слуховой системы.
Среднее ухо — отдел слуховой системы, состоящий из барабанной
перепонки; барабанной полости, заполненной воздухом, находящих-
ся в ней слуховых косточек евстахиевой трубы.
Стремечко — косточка среднего уха, передающая звуковые коле-
бания от наковальни во внутреннее ухо.
Улитка — в анатомии — часть внутреннего уха; спирально изви-
тый канал, разделенный продольными перепонками и мембранами
на несколько частей, внутри которых циркулируют перилимфа и эн-
долимфа.
Ушная раковина — наружная часть слухового анализатора. Уш-
ная раковина образована эластичным хрящом, покрытым кожей.
Ушная раковина способствует улавливанию и усиливанию звуков,
определению положения источников звука. У многих животных
ушная раковина участвует в терморегуляции.
Слуховой анализатор — совокупность структур, обеспечивающих
восприятие звуковой информации, преобразование ее в нервные им-
пульсы, последующую ее передачу и обработку в центральной нервной
системе. Слуховой анализатор включает в себя орган слуха, слухо-
вой нерв и центры мозга, анализирующие слуховую информацию.


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Периферическая часть органа слуха, т. е. орган слуха, состоит из
наружного, среднего и внутреннего уха.
Звуковоспринимающий аппарат — спиральный орган, состоящий
из основной мембраны с рецепторными клетками и покровной мемб-
раны. В основной мембране расположено около 25 тыс. рецепторных
волосковых клеток различной длины. Высокие звуки вызывают ко-
лебания более коротких волокон, а низкие - более длинных.
В результате колебаний волокон основной мембраны возбужда-
ются рецепторные волосковые клетки, и сигнал по волокнам слухо-
вого нерва передается сначала в ядра нижних бугров четверохолмия,
оттуда в медиальные коленчатые тела таламуса и, наконец, в височ-
ные доли коры больших полушарий, где и находится высший центр
слуховой чувствительности.
Нарушение слуховой функции может быть обусловлено не только
ухудшением чувствительности рецепторов внутреннего уха, ведущим
к увеличению порогов восприятия тональных звуковых сигналов той
или иной частоты, но и целым рядом факторов, существенно влияю-
щих на восприятие человеком сигналов, особенно со сложной спект-
ральной структурой.
Функциональное состояние наружных волосковых клеток суще-
ственно влияет на характер колебаний базилярной мембраны под
действием звукового стимула, причем не только на амплитуду, но и
на остроту частотных характеристик соответствующих ее участков.
Влияние наружных волосковых клеток проявляется также эффек-
том компрессии, при котором слабые звуковые колебания усилива-
ются соответствующими участками колебательной системы внутрен-
него уха значительно больше, чем сильные. Тем самым обеспечива-
ется восприятие слуховой системой человека расширенного диапазо-
на амплитуд колебаний звуковых сигналов. Соответственно
нарушение функционирования наружных волосковых клеток ведет
к значительным изменениям в характеристиках колебаний базиляр-
ной мембраны, что сказывается в первую очередь на ухудшении ее
частотно-селективных свойств, а также на характеристике, описы-
вающей связь амплитуды колебаний участков базилярной мембра-
ны с амплитудой воздействующих на нее звуковых колебаний. Та-
ким образом, колебания базилярной мембраны внутреннего уха ока-
зываются существенно нелинейными, а их характеристики — зави-
сящими как от уровня, так и от структуры действующего звукового
сигнала. По существу, колебательная система улитки производит
достаточно сложную обработку сигнала и формирует его отображе-
ние, которое с помощью внутренних волосковых клеток преобразу-
ется в поток импульсаций в афферентных волокнах слухового нерва.


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Из сказанного следует, что такие эффекты как кохлеарный фильтр,
двухтоновое подавление, компрессия формируются механизмами
внутреннего уха, регулирующими колебания базилярной мембраны,
а не процессами в звуковоспринимающем отделе звукового анализа-
тора, как это предполагалось ранее.
Предполагается, что именно структуры внутреннего уха, обуслов-
ливающие обратные связи, а таковыми являются наружные волос-
ковые клетки, обеспечивают высокие частотно-селективные свойства
слуховой системы, а также ее способность адаптироваться к различ-
ным условиям окружающей среды. Кроме того, функционирование
механизмов обратной связи зависит от структуры действующего зву-
кового сигнала. Следует также различать глобальные и локальные
связи во внутреннем ухе.
Исследование порогов слухового ощущения производится с помо-
щью аудиометров.
1.3. Методика аудиометрии
Аудиометр представляет собой, по сути, генератор звуковой час-
тоты, частоту и интенсивность звука которого можно регулировать с
большой точностью.
Острота слуха определяется главным образом порогом восприя-
тия звука. Основными физическими характеристиками звука явля-
ются: интенсивность звука [Вт/м], частота колебаний [Гц] и звуко-
вое давление [Па]. Интенсивность звука связана со звуковым давле-
нием выражением
J = VP,
где Р — среднеквадратичное звуковое давление, Па; V— среднеквад-
ратичное значение колебательной скорости частиц в звуковой волне,
м/с. Минимальная интенсивность звуков, различаемая слухом чело-
века, называется пороговой: J0 = 10~12 Вт/м2, а верхняя по интенсив-
ности граница звука — порог болевого ощущения: с7тах = 10 Вт/м2,
что превышает нижнюю пороговую в 1013 раз. Для оценки звука
пользоваться таким широким диапазоном неудобно (например, при-
бор для измерения уровня шума в указанном диапазоне с делениями
в 1 мм должен бы иметь шкалу длиной в 1 млн км), поэтому относи-
тельные уровни по отношению к пороговым значениям принято из-
мерять и оценивать в логарифмической форме:
— уровень интенсивности: Lx = 101g (J/J0)9 [дБ];
— уровень звукового давления: L2 = 201g (Р/Р0), [дБ];


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
При этом весь диапазон слышимых звуков укладывается в преде-
лах от 0 до 140 дБ.
Давление звука в 2 х 10~5 Па принято брать за 0 дБ. В других
физических единицах это соответствует интенсивности звука в
2х 10~6Bt/cm2.
Исследование слуха с помощью аудиометра называют аудиомет-
рией чистого звука. Порог слышимости определяется так: врач до
тех пор повышает интенсивность звука на определенной частоте, пока
пациент через наушники не уловит звук и не просигнализирует об
этом, нажав кнопку, находящуюся у него под рукой. Воспринятая
интенсивность звука и будет порогом возбуждения на данной часто-
те. После этого врач проводит исследование на других частотах. Для
исключения помех целесообразно помещать больного в звукоизоли-
рованную камеру (сурдокамеру). О необходимых действиях врач го-
ворит через наушники, надетые больному. Чистый звук от аудиомет-
ра, передаваемый воздушной подушкой между мембраной наушника
и барабанной перепонкой, попадает во внутренние органы уха.
Есть и такой метод исследования слуха, когда звук с определен-
ной частотой и интенсивностью подают не в ушную раковину, а на
кость позади уха — так называемый сосцевидный отросток. Здесь
звук передается черепной костью.
Оба метода исследования играют важную роль в дифференциаль-
ной диагностике. Если при обследовании с помощью наушников ус-
танавливают потерю слуха, а обследованием с подачей звука на кос-
ти черепа повреждения слуха не обнаруживают, то ясно: беда не во
внутреннем ухе и не со слуховыми нервами — недуг следует искать в
среднем ухе, чаще всего около слуховых косточек.
Ни при одном из описанных методов не удается избежать прохож-
дения колебаний через черепную кость. Поэтому во время обследова-
ния одного уха звуки попадают и в другое, а это мешает обследова-
нию, тем более, когда необходимо осмотреть только одно ухо. Для
устранения такого положения неисследуемое ухо «маскируют», т. е.
подают на него звук определенной силы (так называемый «белый
шум»). Для этой цели в аудиометр монтируется специальный шумо-
вой генератор, сигнал от которого можно подключить к любому на-
ушнику.
Итак, с помощью аудиометров можно определять, по сути дела,
кривую порога слуха. Однако врача интересует скорее то, какова по-
теря слуха у больного на отдельных частотах по сравнению со здоро-
вым человеком. Это определяется разницей между кривой порога слы-
шимости у больного и здорового человека (рис. 2.). Именно поэтому
аудиометры, изготовленные для устранения потери слуха, генериру-


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
L19 дБ
Болевой порог
120 Н
80 \-
Порог поврежденного слуха
40 h
0 г-
Порог нормального слуха
0,01 0,1
1
10 /, кГц
Рис. 2. Диапазон слуха нормального человеческого уха
ют на различных частотах звуки различной интенсивности, соответ-
ствующей ходу кривой порога нормального слуха. Это значит, что
аудиометр в диапазоне 1-^-2 кГц дает звук меньшей интенсивности,
чем на более низких или более высоких частотах.
Изменение интенсивности звука таково, что человек со здоровым
слухом судит о звуках различной частоты как о звуках одинаковой
громкости, хотя они имеют различную реальную в физическом смыс-
ле интенсивность. Следовательно, при изменении частоты оценка
пациентом громкости остается постоянной.
Как известно, ухо улавливает звуки, однако ухо человека способ-
но воспринимать не всякий звук. Диапазон слышимых звуков имеет
свои границы и по частоте, и по интенсивности. Чувствительность
здорового уха при увеличении частоты до нескольких килогерц воз-
растает, затем снова уменьшается, т. е. среди звуков одинаковой ин-
тенсивности низкие мы слышим хуже, высокие — лучше, а затем еще
более высокие снова хуже.
Известно также и то, что ухо может слышать звуки только в пре-
делах 15-15 000 Гц, если их интенсивность выше порога возбужде-
ния. Интенсивность звука тоже имеет верхнюю границу. Дело в том,
что звуки с интенсивностью выше определенной просто вызывают
боль. Если дополнить пороговую кривую кривой боли, то получим
диапазон слуха нормального человеческого уха (см. рис. 2).
Мы можем воспринимать только такие звуки, интенсивность и
частота которых находится в этом диапазоне. В диаграмму стоило
бы вписать и диапазон, характерный для нормальной речи, который


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
как по частоте, так и по интенсивности существенно уже, чем диапа-
зон полного слуха. Диапазон речи, естественно, зависит от силы зву-
ка и от расстояния, на котором находится говорящий. Диапазон речи
обычно определяют силой нормального звука в комнате на расстоя-
нии от говорящего 1 м. В зависимости от характера и степени по-
вреждения слуха эта область может значительно сузиться, что обус-
лавливается отчасти отклонением кривой порога слышимости вверх,
а отчасти — сокращением полосы частот. Кривая порога боли обыч-
но не меняется, хотя иногда отклоняется вниз.
Цель исследования слуха — определить область слышимости и
причины ее сужения. На основании этого можно решить, нуждается
ли слух пациента в корректировке и можно ли ее осуществить с помо-
щью слухового аппарата. Кривая порога поврежденного слуха
(см. рис. 2), например, пересекает диапазон речи, иначе говоря, па-
циент, имеющий такую кривую порога слуха, уже глухой, он плохо
понимает речь, поскольку не воспринимает звуки в диапазоне речи,
по интенсивности находящиеся ниже кривой порога поврежденного
звука.
Сигнал, поступающий от задающего генератора (рис. 3), обраба-
тывается в блоке формирования таким образом, что из него образу-
ются тестовые сигналы с необходимыми амплитудно-частотно-вре-
10
Рис. 3. Структурная схема аудиометра:
1 — задающий генератор тона; 2 — задающий генератор шума; 3 —
блок формирования тестовых сигналов; 4 — блок управления и ком-
мутации; 5 — усилитель мощности; 6 — узел переключения кана-
лов; 7 — регулируемый аттенюатор; 8 — головные телефоны право-
го и левого уха; 9 — костный вибратор; 10 — громкоговоритель


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
менными характеристиками. В качестве тестовых сигналов аудио-
метра могут служить тональные сигналы, речевые сигналы, шумо-
подобные сигналы. Необходимые уровни тестовых сигналов устанав-
ливаются посредством регулируемого аттенюатора, от которого они
поступают на головные телефоны, громкоговоритель, костный виб-
ратор. При использовании в качестве тестового сигнала речи в аудио-
метре предусматриваются источники речевого сигнала (магнитная
фонограмма, синтезатор речи).
С помощью простых проверочных аудиометров можно генериро-
вать звуки на определенных частотах (например, 500, 1000, 2000 и
4000 Гц) с интенсивностью звука от 0 до 60 дБ. С другой стороны,
более сложные клинические аудиометры позволяют генерировать
8—10 сигналов различной частоты: при использовании наушников с
максимальной интенсивностью — 110 дБ, при подаче звука на кости
черепа — 60 дБ. Как частота, так и интенсивность регулируется сту-
пенчато.
В последнее время стали выпускать автоматические аудиометры.
Таков, например, аудиометр Бекеши, который автоматически запи-
сывает аудиограмму. Изменение частоты и интенсивности звука осу-
ществляется автоматическим устройством, а фиксация соответству-
ющей точки диаграммы происходит при нажиме больным кнопки.
Такие аппараты нужны, главным образом, для проведения серии об-
следований.
Иногда необходимо исследовать степень понимания больным обыч-
ной речи. Особенно обосновано такое аудиометрическое обследова-
ние на речь, когда пациент не доволен предписанным ему слуховым
аппаратом, не слышит с его помощью достаточно хорошо, хотя его
жалобы не подтверждаются аудиометром чистого звука.
Аппараты для обследования на понимание речи называют рече-
выми аудиометрами.
С магнитофонной пленки проигрывают независимо одно от друго-
го смысловые одно- или многосложные слова или цифры, изменяя
интенсивность звука. Пациент должен повторять или записывать
эти слова, а врач оценивает, какую часть слов больной понял точно.
Слова подбираются с учетом языковых особенностей. Амплитуда и
характер кривой речевой аудиограммы (рис. 4) многое говорят врачу
о природе заболевания и возможностях его лечения.
Рассмотренные выше аудиометрические исследования субъектив-
ны, так как сигнал о восприятии услышанного зависит от желания
пациента. Решение врача также субъективно.
Прежде чем перейти к рассмотрению объективной аудиометрии,
рассмотрим методику определения дифференциальных порогов слы-


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Рис. 4. Речевые аудиограммы:
1 — при нормальном слухе; 2-4 — при различных недостатка слуха
шимости. При исследованиях с силой звука в качестве исходной ве-
личины берут значения на 60 дБ выше порога слышимости и произ-
водят отклонения от нее в сторону увеличения и уменьшения интен-
сивности. Испытуемому сначала дают запомнить исходную интен-
сивность, затем, увеличивая или уменьшая ее, спрашивают, что ис-
пытуемый слышит. Он говорит: «громче» или «тише». В норме
дифференциальный порог по силе звука колеблется от ±0,5 дБ при
частоте 100-1024 Гц.
Аналогично определяют и дифференциальные пороги по высоте
тона. Сначала дают исходный тон — интенсивностью 60 дБ и часто-
той 1024 Гц. Испытуемый должен его запомнить. Затем изменяют
частоту и фиксируют то минимальное значение, которое почувство-
вал испытуемый. В норме этот порог находится в пределах ± 5 Гц.
Следующий параметр — порог маскировки. В случае его опреде-
ления дают сигнал на фоне шума. Определяют уровень полезного сиг-
нала для частоты 1024 Гц, который испытуемый воспринимает как
второй, едва ощутимый тон на фоне тона шума. В норме этот пара-
метр составляет 30-40 дБ.
Определение критической частоты прерывистого шумового раз-
дражителя позволяет характеризовать лабильность слухового ана-
лизатора. Исследование функционального состояния слухового ана-
лизатора производится также по прослеживанию за изменением в
динамике работы для критической частоты «звуковых мельканий».
Методика заключается в определении максимального количества
звуковых шумовых «мельканий» в секунду, которое испытуемый
воспринимает как прерывистый шум. При дальнейшем увеличении


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
частоты перерывы сливаются и шум воспринимается как сплошной.
Следует отметить, что здесь есть зависимость от спектрального со-
става шума. Более высокочастотный шум оказывает большее влия-
ние на функциональную подвижность.
Испытания проводят также с использованием парных или ритми-
ческих звуковых сигналов. Испытуемый должен отметить, при ка-
ком интервале впервые появляются два раздельных слуховых ощу-
щения (в радиотехнике — разрешающая способность). Лабильность
по принятой в медико-биологических исследованиях методике рас-
считывается по формуле
Л = 1000/Т [мс],
где Т — наименьший интервал дискретности. Ясно, что формула по-
лучена эмпирически. Следует иметь в виду, что величина Т обратно
пропорциональна интенсивности стимулов. Для однозначности раз-
личных замеров используют звуковые стимулы с превышением поро-
га слуха на 50 дБ и более.
Технические характеристики аудиомера
Напряжение питания
Частоты
Уровень звука:
максимум
минимум
Регулировка уровня:
ДО 30 дБ
от 30 до 80 дБ
Точность частоты
Точность уровня
Искажение
(+15 ±1) % Вт
0,125; 250; 0,5; 1; 1,5; 2; 3; 4; 6; 8; 10
80 дБ (на всех частотах)
0 дБ (на всех частотах)
по 5 дБ (ступенчато)
по 10 дБ (ступенчато)
± 3%
± 3 дБ
максимум 3%
1.4. Схемы слуховых аппаратов
После рассмотрения методики аудиометрии понятным становит-
ся схемное построение слуховых аппаратов (рис. 5).
Технические характеристики слухового аппарата
Коэффициент усиления 5000
Максимальное напряжение на выходе
при сопротивлении нагрузки 60 Ом 0,5 В
Рабочая полоса частот 300-7000 Гц
Напряжение питания 9 В


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Ток, потребляемый в режиме
молчания 7 мА
Максимальный потребляемый ток 20 мА
Усилитель аппарата трехкаскадный. Первые два каскада охваче-
ны отрицательной обратной связью по постоянному току с целью ста-
билизации коэффициента усиления. Частотная характеристика в
области верхних частот имеет завал, что осуществляется включени-
ем конденсатора СЗ между коллектором и базой транзистора Т2.
С целью снижения собственных шумов усилителя первый каскад вы-
полнен на малошумящем транзисторе. С коллектора транзистора Т2
сигнал поступает на потенциометр R7, выполняющий роль регуля-
тора усиления. Оконечный каскад собран по схеме усилителя с пла-
вающей рабочей точкой, что позволяет резко уменьшить ток, потреб-
ляемый каскадом в режиме молчания. Светодиод ДЗ служит индика-
тором включения.
Для качественной разработки СА снимается характеристика по-
терь слуха с конкретным телефоном, выбранным для данной схемы.
Аудиограмма плохослышащего сравнивается с аудиограммой здоро-
вого человека. Разницей этих двух аудиограмм является характери-
стика потерь слуха (рис. 6).
Снятие аудиограммы проводится следующим образом. Вначале
устанавливается частота и минимальный уровень сигнала с выхода
генератора звуковых частот.
Затем телефон, на который рассчитан разрабатываемый аппарат,
помещается в слуховой проход. Уровень сигнала постепенно увели-
чивается до тех пор, пока он не становится слышимым. Производит-
0--
10--
2
3060
4 --
5060
Потери слуха, дБ
+
+
0,2 0,5 1
Рис. 6. Характеристика потерь слуха
I I I I
f, кгц


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
СтепенькоррекцицдБ
0,2 0,5 1
Рис. 7. Характеристика устройства коррекции
f, кГц
ся измерение сигнала с выхода генератора. Затем нормально слыши-
мый сигнал постепенно уменьшается. Когда звук в телефоне пропа-
дает, измеряют милливольтметром сигнал с выхода генератора. Сред-
неарифметическое значение первого и второго сигнала генератора и
будет пороговым уровнем. Необходимо провести измерение порого-
вых уровней в диапазоне частот 200-^7000 Гц. Для повышения точ-
ности измерений и исключения случайных ошибок снятие аудиограм-
мы можно повторить 3-5 раз.
Из характеристики потерь видно, что на участке до 1000 Гц наблю-
дается подъем с наклоном примерно 12 дБ/окт., а после 1000 Гц —
резкий спад: до 2500 Гц с наклоном 26 дБ/окт., затем еще больше.
Наложив на характеристику потерь слуха усредненную АЧХ микро-
фона, мы можем получить характеристику устройства коррекции
(рис. 7). Такая характеристика может быть получена с помощью за-
градительного фильтра (рис. 8).
+3 в
Вход
КТ342Б
vt1
Выход
Рис. 8. Принципиальная схема заградительного фильтра


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Слуховой аппарат с коррекцией (рис. 9) содержит двухкаскадный
входной усилитель, устройство коррекции, представляющее собой
заградительный фильтр, двухкаскадный оконечный усилитель, со-
бранный по двухтактной бестрансформаторной схеме, и импульсный
индикатор включения СА. Акустическое усиление аппарата 87 дБ,
максимальный выходной уровень 124 дБ. Начальный ток потребле-
ния (без сигнала) не более 108 мА. Частота вспышек светодиодного
индикатора подобрана примерно 0,5 Гц, а соотношение выключен-
ного и включенного состояний светодиода — около 7, поэтому его
потребление от источника питания мало.
Питается САот двух батарей напряжением 1,5 В. Размещен он в
пластмассовом корпусе размером 59x85x16 мм. По субъективной
оценке, этот СА обеспечивает хорошую разборчивость речи и позво-
ляет улучшить качество прослушивания музыки. Особенно большой
выигрыш получен на участке 1-3 Гц, тогда как при использовании
обычных слуховых аппаратов без коррекции звуки с такими часто-
тами практически не прослушиваются.
2. Методика и порядок выполнения
лабораторной работы
В лабораторной работе рассмотрены вопросы, связанные с измере-
нием слуховой чувствительности при определении состояния слухо-
вого анализатора, а также вопросы исследования порогов слухового
ощущения с помощью аудиометров. Лабораторная работа выполня-
ется на компьютере.
Программный продукт, используемый в лабораторной работе,
предназначен для исследования и оперативного анализа аудиограм-
мы. Программное обеспечение является имитационным и обрабаты-
вает данные, генерируемые в самой программе.
Задачи, предназначенные для реализации в программе, можно
изобразить в виде модулей, выполняющих основные функции:
— формирование интерфейса, позволяющего организовать связь
пользователя, программной и аппаратной (если она есть) частей сис-
темы (модуль интерфейса);
— генерацию исходных данных, обеспечивающую возможность
проведения вычислений (модуль генерации выборки);
— формирование результатов работы, которое должно происхо-
дить в двух модулях: вычисления показателей и построения кривой.


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Модуль
генерации
аудиограммы
Исходные данные
Модуль
интерфейса
7\
Модуль
вычисления
показателей
12
Выборка, результаты
Модуль
группировки
и построение
кривой
Рис. 10. Структурно-функциональная схема программы
Потоки исходных данных, формируемой выборки и результатов
образуют замкнутую структуру приложения (рис. 10).
Порядок выполнения лабораторной работы
1. Включить компьютер.
2. Запустить программу «Prj». На мониторе появится главное окно
программы.
3. В главном окне программы необходимо:
— установить частоты звука в "диапазоне частот", в котором бу-
дет производиться тестирование;
— установить число циклов тестирования (максимум 3);
— задать, с какого уха начнется тестирование (я/и);
— выбрать вид отклонения из предложенных (по умолчанию бу-
дет выводиться норма).
4. Затем при желании можно заполнить необязательные поля:
— ФИО пациента, возраст, пол.
Данные поля представляют интерес при сохранении результатов.
5. Для начала обработки нужно нажать кнопку «файл», где будет
кнопка «начатьтестировать».
6. В главном окне программы представляются результаты обра-
ботки:
— кривые (аудиограммы) для левого и правого уха;
— в окне «краткое заключение» выводится краткая оценка со-
стояния слуха пациента.


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
7. Заполнить таблицу, выбрав два различных заболевания слуха,
и зарисовать кривые аудиограммы для данных патологий.
Кривая интенсивности слуха при различных патологиях
Заболевание 1 —
Частота, Гц
125
250
500
1000
1500
2000
3000
6000
8000
Уровень
звука, дБ
Заболевание 2 —
Частота, Гц
125
250
500
1000
1500
2000
3000
6000
8000
Уровень
звука, дБ
8. Выход из программы осуществляется нажатием кнопки в верх-
нем правом углу окна или через кнопку «файл», нажатием на кнопку
« выход ».
3. Содержание отчета
Отчет по лабораторной работе должен содержать:
1) титульный лист;
2) графики аудиограмм;
3) выводы по проделанной работе.
4. Контрольные вопросы
1. Объяснить строение уха, состав слухового анализатора.
2. Рассмотреть структурную схему аудиометра и объяснить на-
значение и работу ее основных блоков.
3. Объяснить методику аудиометрии.
4. Рассказать о технических характеристиках аудиометра.
5. Почему человек, кривая порога слуха которого является кри-
вой поврежденного слуха (см. рис. 3), уже глухой, плохо понимает
речь?
6. Объяснить принцип построения и работу принципиальных схем
слуховых аппаратов.


ДИАГНОСТИКА СЛУХОВОГО АНАЛИЗАТОРА
Рекомендуемая литература
1. РозенблюмА. С, Цирульников Е. М. Новые методы диагности-
ки нарушения слуха. М.: Медицина, 1993. 53 с.
2. Катона Золтон. Электроника в медицине: Пер. с венг./Под
ред. М. К. Размахина. М.: Сов. радио, 1980. 141 с.
3. Зайченко К. В., Кулыгина Л. А, Виноградова Е. П. Диагностиче-
ские измерения в медицинских системах: Учеб. пособие / СПбГУАП.
СПб., 2002. 156 с.


Лабораторная работа № 2
МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ
ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Цель работы: ознакомление с методикой проверки лояльности
персонала на фирме, изучение медико-биологических аспектов стрес-
совой ситуации при проверке на детекторе лжи (полиграфе).
1. Теоретические положения
1.1. Типы существующих детекторов лжи
Известно, что именно на персонале фирмы лежит основная ответ-
ственность за ее успехи и неудачи. Люди способны выступать не толь-
ко источником конфиденциальной информации, но и субъектом зло-
намеренных действий. Руководство любого предприятия должно быть
достаточно мудрым, интеллигентным и новаторским, чтобы понять
простую истину: информационную безопасность в процессе отбора,
проверки, подготовки, выдвижения и увольнения кадров обеспечить
легче и дешевле, чем потом охранять. В настоящее время уверенно
считается, что детекторы лжи оказывают неоценимую помощь в про-
верке кандидатов для работы с высокой степенью ответственности, в
том числе связанных с большими материальными ценностями. Об
эффективности работы этих устройств говорит тот факт, что доказа-
тельства, полученные с помощью детекторов лжи, признаются суда-
ми большинства штатов США. Например, доказательства, добытые
с применением детектора лжи фирмы Dektor модели PSE-101, при-
знаются судами шестнадцати штатов США.
Определение лжи основывается на том факте, что человек, произ-
носящий заведомую ложь, испытывает в этот момент некоторый пси-
хологический стресс, вызывающий, в свою очередь, определенные
физиологические изменения в его организме. Такие факторы как из-
менение размера зрачка и пересохший рот использовались для опре-
деления лжи на протяжении веков.
Существуют два основных типа детекторов лжи: полиграф и ана-
лизатор стресса по голосу.
Также существуют детекторы лжи, определяющие стресс по тре-
мору действий, по температуре.
Полиграф — аппаратурный комплекс, служащий для объектив-
ной регистрации физиологических показателей: кожно-гальваниче-


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
ской реакции, электроэнцефалограммы (ЭЭГ), электромиограммы
(ЭМГ), артериального давления, плетизмограммы и т. д. — в целях
анализа эмоциональных ответов на стимулы, предъявляемые во вре-
мя беседы, допроса. Первый полиграф запатентован Леонардом Кил-
лером в 1927 г.
Сознательный контроль вегетативных функций, связанных с пере-
живанием тех или иных эмоций, для нетренированных испытуемых
практически недоступен, в силу чего по получаемым показателям мож-
но сформулировать диагноз эмоциональной динамики во время диа-
лога. Показатель эффективности этой процедуры достигает 90 % .
Для отображения данных полиграф использует не менее двух са-
мописцев: кардиографический и пневмографический.
Выпускаются портативные и стационарные комплексы полигра-
фов. Эти устройства используются во многих направлениях для из-
мерения психофизического состояния человека, в том числе для рас-
следований, проводимых полицией, службой безопасности и част-
ными детективами. В последнее время полиграфы находят примене-
ние для оценки состояния космонавтов, летчиков, спортсменов,
водителей транспортных средств, а также в медицине.
Переносные 4- и 5-канальные полиграфы позволяют записывать
на обычную бумагу чернилами или на термобумагу показания кож-
но-гальванической реакции человека, показания дыхания и крово-
обращения. Кроме так называемых перьевых, сейчас широко исполь-
зуются компьютерные полиграфы.
Анализатор стресса по голосу использует особенности речи ис-
пытуемого при волнении. Известны различные методы и схемные ре-
ализации таких детекторов.
Разработанный Дектором в 1970 г. PSE (психологический опре-
делитель стресса) запатентован в США, Великобритании, Канаде и
Японии. PSE отражает неврологические изменения. В человеческом
организме существует явление, называемое психологической дрожью
или мускульной микродрожью. Она (дрожь) может проявляться по-
разному, с различной частотой. Дрожь проявляется как кратковре-
менные колебания или волнообразные движения работающих мышц.
Величина этих колебаний наибольшая, когда организм находится в
спокойном состоянии, и убывает пропорционально уровню стресса.
Мембраны, образующие голосовые связки, управляются тремя груп-
пами мышц, придающих им такую форму, что воздух, проходя через
мембраны, создает звук, высота которого частично зависит от напря-
жения мышц. Эффект мышечной микродрожи способен в небольших
пределах влиять на частоту звука. Изменение частоты звука прямо
пропорционально величине дрожи. Отклонения настолько малы, что


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
не улавливаются человеческим ухом. Тем не менее, этот эффект про-
является как в частотной модуляции голоса, так и в изменении его
тембра. Мышечные вибрации происходят в диапазоне от 7 до 15 Гц, и
соответственно, в этих же пределах изменяется звучание.
Когда человек говорит в состоянии стресса, вызывая снижение
модуляции, PSE реагирует на частотную демодуляцию голоса (ос-
новную и тембровую), сигнал обрабатывается, и результат представ-
ляется в виде ленточного графика. В обработке сигнала использует-
ся технология, почти на полвека опережающая применяемую в по-
лиграфе. Она позволяет избавиться от побочной информации и обес-
печивает более простую форму представления результата.
Анализатор стресса по голосу VSA был запатентован Фредом Фул-
лером около двух лет спустя после появления PSE. Отличия VSA от
PSE незначительны и вызваны, предположительно, требованиями
патентования и маркетинговой компанией.
Прибор снабжен цифровым дисплеем и печатающим устройством,
что делает возможным последующий анализ результатов. Прибор
VSA модели IMARKIII портативен, помещен в элегантный атташе-
кейс. В комплект входят: кассетный магнитофон, ролики для графо-
построителя, выносной микрофон, телефонный адаптер и обучаю-
щая кассета.
Габариты 33x14x43 см
Вес 26 кг
Питание 120-240 В, 50/60 Гц
В конце 2000 г. южнокорейская компания 91 IComputer Со разра-
ботала карманный детектор лжи. Аппарат под названием «Handy
Truster » размером с ладонь анализирует спектральный состав голоса
человека и сравнивает его с паттернами (от англ. pattern — «обра-
зец», «шаблон»), соответствующими голосу человека, говорящего
правду и преднамеренно лгущего. Предварительно проводится ка-
либровка. Идея сама по себе не нова, но для ее реализации с приемле-
мой эффективностью необходимы достаточно громоздкие вычисле-
ния. Благодаря современным технологиям специалистам удалось сде-
лать требуемый вычислитель весьма компактным.
Результат отображается на экране в виде надкушенного яблока и
крышки над чайником. Яблоко характеризует волнение и лукавство:
слегка надкушенное — подозрительное волнение, половинка — по-
пытка избежать ответа, худой огрызок — ложь. Положение крышки
описывает уровень стресса: на чайнике — человек спокоен, подлете-
ла в воздух — раздражен, вскипела до предела — взбешён.
Анализатор стресса по температуре. Ученые из клиники Майо,
штат Миннесота, разработали принципиально новый детектор лжи.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Принцип действия основывается на том, что, когда человек испыты-
вает психический дискомфорт — лжет либо лукавит, внутриглазное
давление повышается, наблюдается прилив крови к глазным ябло-
кам, из-за чего температура окологлазного пространства выше стан-
дартной. Прибор представляет собой термокамеру, фиксирующую в
инфракрасном изображении изменение температуры. Самая малень-
кая камера может иметь размеры почтовой марки. Изображение по-
ступает на ПК.
В России полиграфы действующим законодательством отнесены
к специальным техническим средствам негласного получения инфор-
мации. В то же время допускается их использование в сфере частного
предпринимательства как «технологии двойного назначения». Од-
нако использование детекторов лжи в России пока ограничено из-за
отсутствия правовых норм, устанавливающих четкие критерии и
области их применения. В то же время крупные банки, корпорации,
посреднические агентства по найму персонала реально нуждаются в
применении этих приборов.
1.2. Особенности и методика использования полиграфов —
детекторов лжи
Проблема выявления лжи или обнаружения неискренности в по-
ведении человека имеет довольно давнюю историю, потому что в ос-
нове этого испытания лежит твердо установленный и известный факт,
что наше телесное состояние связано очень тесно и прямо с душевны-
ми переживаниями. Если мы встревожены, обеспокоены, возбужде-
ны, нам страшно, то у нас появляется эмоциональное напряжение.
Это эмоциональное напряжение проявляется в различного рода фи-
зиологических показателях: учащается или снижается частота пуль-
са, ритм дыхания, статическая проводимость кожи, температура
кожи, характер биотоков кожи. Таким образом организм реагирует
на возникшие затруднения, стараясь выйти из создавшегося поло-
жения, занимая состояние повышенной мобилизованности.
Можно зафиксировать такую эмоциональную реакцию человека,
сопровождающуюся физиологическими изменениями, которые воз-
никают ввиду создавшихся трудностей.
Эмоции — это непосредственная реакция человека на внешнее или
внутреннее воздействие, выражающая его готовность действовать
определенным образом. Эмоции находят проявление в показателях
и, что характерно, эти показатели проявляются непроизвольно, про-
тив воли и желания человека. Конечно, кое-какие реакции человек


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
может регулировать физиологически, но далеко не все, а тем более,
когда он находится в состоянии напряжения, в состоянии интеллек-
туального поиска, как правильно сказать, как правильно среагиро-
вать, как правильно держаться. Многое упускается из-под контро-
ля, а вот полиграф фиксирует эти реакции объективно.
Имеет колоссальное значение психологическая подготовка опера-
тора и его умение воздействовать на испытуемого. То, что мы получа-
ем в записи, мы используем как средство воздействия на испытуемого
с тем, чтобы потом по результатам обсуждения с ним того, что мы
получили в записи, добиться каких-то дополнительных показаний.
Но есть и слабые стороны проверки, которые нельзя упускать из
виду. Во-первых, реакция человека, такая как частота пульса, ды-
хание и др., имеет универсальный характер и проявляется не только
на те стимулы, которые мы создаем, задавая ему вопросы, но и на
смех, кашель, боль, лекарственные препараты. Важная, значимая
для оператора реакция, которую он ищет, может быть растворена и в
других подобных проявлениях. Человек, например, сжимает паль-
цы сильно в кулак и у него может пойти такая же реакция, которая
возникает, когда мы задаем вопрос, имеющий отношение к расследо-
ванию. Это проявляется так называемый ориентировочный рефлекс.
Очень трудно подобрать вопрос, чтобы он был значим для прове-
ряемого, особенно при подборе кадров. Есть две очень важные, раз-
личающиеся одна от другой процедуры. Когда мы ведем расследова-
ние по поводу конкретного поступка, хищения, например, денег из
кассы — это конкретный факт, а когда мы берем на работу человека,
нужно выяснить, какое у него прошлое, как он вел себя на прежних
местах работы, и здесь действовать приходится вслепую.
Нужно найти и задать именно те вопросы, которые будут значимы
для этого человека. Чтобы это понять, нужно провести с ним дли-
тельное собеседование, изучить его образ жизни, выяснить его жиз-
ненный путь. Найти нужные вопросы — это искусство оператора по-
лиграфа, искусство экзаменатора. В некоторых случаях происходит
вытеснение неприятных переживаний не только из сознания, но и из
подсознания.
У проверки на полиграфе есть особенности, которые не позволяют
говорить, что эта методика 100% -ная и даст нам то, что мы хотим.
Она даст нужный эффект, если мы будем соблюдать те требования,
о которых пойдет речь дальше.
Создание «атмосферы» проверки.
Полиграф работает тогда, когда есть испытуемый, есть датчики,
которые мы на него ставим, делаем запись, регистрируем все показа-
тели, сравниваем потом значимые с незначительными моментами и


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
делаем соответствующие выводы. Трудности заключаются в том, что
человек помещается в какие-то необычные условия. Он должен сесть
в кресло, ему ставят датчики — все это напоминает медицинское об-
следование, и у проверяемого возникает возбуждение.
Известны случаи, когда человек, приходя к врачу измерить давле-
ние, сразу реагирует повышением давления на сам факт, что давле-
ние будет измеряться. Здесь тоже возникает ориентировочный реф-
лекс, который надо бы снять. Поэтому задача заключается в том,
чтобы приблизить испытания на полиграфе к естественным услови-
ям, т. е. сделать так, чтобы не надо было ставить датчики, чтобы
проверяемый вообще не предполагал, что его испытывают.
Есть полиграфы, которые ориентированы на анализ самой инфор-
мации, есть попытки создания полиграфов, когда в качестве физио-
логического показателя эмоционального напряжения рассматрива-
ется запах человеческого тела (есть такой эффект, когда испытуе-
мый помещается в специальную камеру, где вокруг тела образуется
светящийся электрический разряд).
Подбор кандидатов для проверки на полиграфе.
Не всякий человек пригоден для испытаний на полиграфе, так
как есть очень эмоционально возбудимые личности, которые на са-
мые безобидные вопросы реагируют с повышенной эмоциональнос-
тью.
Есть люди, наоборот, эмоционально «уплощенные», у них до зна-
чимого вопроса дойти весьма сложно. Поэтому для испытаний на по-
лиграфе подходит нормальный, эмоционально уравновешенный че-
ловек, который нормально, адекватно реагирует на то, что с ним про-
исходит, и тогда его можно действительно проверять на полиграфе.
Вопросник для проверки на полиграфе.
В настоящее время разработаны принципы по выбору вопросов,
которые задаются во время проверки с помощью полиграфа.
Выбор нужного метода целиком зависит от ситуации, в которой
проводится проверка. Как известно, если проверяется конкретный
инцидент, конкретное преступление, нужна одна серия вопросов.
Если необходимо отобрать человека с точки зрения надежности его
работы, то задаются другие вопросы. Критические вопросы имеют
прямое отношение к предмету проверки. Например, к одному из ас-
пектов произошедшей кражи в учреждении вопросы были поставле-
ны конкретно: «Вы взяли из кассы 500 долларов?» Это целевой, кри-
тический вопрос, который нам нужно выяснить. В более широком
плане он может быть таким: «Вы сообщали секретные сведения ли-
цам, которым не положено их знать?» Нейтральные вопросы, в от-
личие от целевых, значимых, не имеющие отношения к проводимо-


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
му расследованию, оказывают незначительное воздействие на нервную
систему, не должны создавать повышенной эмоциональной реакции.
Например, вопросы: «Вашафамилия Петров?» или «Сегодня — чет-
верг?» — это нейтральные вопросы, которые нужны, чтобы создать
фон для сравнения реакции испытуемого на критические вопросы и
нейтральные. Если различие будет значительным, то делается вы-
вод, что этого человека нужно взять на контроль, на подозрение.
Контрольные вопросы, как и нейтральные, не связаны с предме-
том расследования, но в отличие от последних они несут все же зна-
чительную эмоциональную нагрузку. Можно спросить испытуемого:
«Вы когда-нибудь нарушали закон?» Такой вопрос является конт-
рольным, так как каждый человек в течение своей жизни когда-ни-
будь совершал правонарушения.
Методики постановки вопросов.
Имеется три типа вопросов: значимые и целевые вопросы, нейт-
ральные для создания фона и контрольные. Для того чтобы отли-
чить реакции на нейтральные и целевые вопросы, избирается опреде-
ленная техника постановки вопросов.
Так называемый нейтрально-целевой метод был разработан клас-
сиком полиграфии Макстаном еще в 1917 г. Он долгое время являл-
ся стандартным при проверке. Существо нейтрально-целевого мето-
да в следующем. Берется группа вопросов:
— нейтральные, не имеющие отношения к делу;
— значимые, которые мы хотим выяснить, ведущие к цели рас-
следования, чтобы определить отношение человека к тому или ино-
му делу.
В разных вариантах они могут идти вперемешку, например, один
значимый, потом нейтральный; или могут идти зонами, например,
пять нейтральных, затем группа из пяти критических, потом опять
пять нейтральных — пять критических. Все это записывается на
бумагу и на фонограмму, и операторы смотрят, как человек реагиро-
вал на группу нейтральных вопросов и на критическую группу —
есть различия или нет. Идет полное сравнение ответов испытуемого
на те или иные вопросы. Если вопросы задавались вперемешку, то,
соответственно, смотрят по отдельности, как он реагировал на эти
вопросы. Считается, что люди, говорящие правду, будут во всех слу-
чаях реагировать одинаково, спокойно воспринимая как нейтраль-
ные, так и критические вопросы, поскольку критические вопросы
отношения к ним не имеют.
Конечно, каждый хочет предстать честным, порядочным, лояль-
ным человеком. Иногда эмоционально утонченные и легко возбуди-
мые люди приходят в замешательство и от нейтральных вопросов.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Например, даже вопрос: «Ваша фамилия какая?» —может вызвать
затруднение. Здесь есть проблема свершения реакции на значимые и
на нейтральные вопросы.
Кроме того, физиологические функции, искажая общую картину,
могут иметь решающее влияние, если к тому же они усиливаются
или подавляются, например, медикаментами, а также начальным
эмоциональным состоянием человека, усталостью, тревогой и дру-
гими факторами.
Данный метод, будучи относительно простым, обладает комбина-
цией различных вариаций. Особенно, когда оператору известна ин-
формация, которую пытается скрыть проверяемое лицо. Такой ме-
тод может быть единственно доступным при приеме на работу.
Организаторам проверки чаще всего неизвестно, что является глав-
ным скрываемым моментом у проверяемого, что он совершил, какие
недостатки у него имеются в характере, в поведении. Поэтому ему
задаются нейтральные с точки зрения оператора вопросы.
Методика постановки вопросов с включением пяти конт-
рольных вопросов является наиболее распространенной при прове-
дении расследования по конкретным делам, когда что-то конкретное
уже произошло. Методика содержит значимые вопросы, которые, как
кажется, вызовут соответствующую реакцию у виновных лиц. Этот
тест включает и контрольные вопросы, сформулированные таким
образом, чтобы заставить невиновного заметно изменить свои физи-
ологические показания. Идея состоит в том, чтобы измерить таким
образом общую неактивность индивида, сравнить ее с реакцией на
значимые вопросы. Если четкого различия не усматривается, то счи-
тается, что тест не дал однозначного результата и нет необходимости
его повторять.
Контрольные вопросы необходимо тщательно формулировать. От-
вечая на них, невиновный, как правило, испытывает сомнение отно-
сительно искренности, правдивости собственных слов. Обычно по-
добные вопросы касаются прошлых поступков человека, похожих
на совершенное преступление, или личных, мелких проступков, ко-
торые присущи большинству людей.
Контрольный вопрос может звучать так: «Совершали ли Вы в воз-
расте до 25 лет кражи на вашем рабочем месте? » Или, например, есть
такой вопрос: «Изменяете ли Вы своей жене?», т. е. должны
касаться каких-то нарушений или проступков в жизни человека. Если
человек действительно не виновен, его это заставит поколебаться.
Если человек виновен в чем-то, то этот вопрос будет для него важ-
ным.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Подобные контрольные вопросы, как правило, охватывают зна-
чительные периоды жизни, что с большей вероятностью способно
породить неуверенность и вызвать сомнения в правдивости своих
ответов. Вот это и нужно нам создать. Чтобы облегчить ответы на
критические вопросы, мы начинаем серию таких контрольных воп-
росов. Как правило, материал для формулирования контрольных
вопросов собирается в ходе предварительных интервью или каких-
либо других действий, связанных с изучением проверяемого поли-
графом лица. Оператор не информирует проверяемого о различиях
между значимыми и контрольными вопросами, а поясняет, что пос-
ледние необходимы для определения общей способности лица совер-
шить расследуемый поступок. Инструктируя, оператор специально
подчеркивает моментность коротких, но категоричных ответов, т. е.
«Да» или «Нет», и предупреждает, что прибор зарегистрирует лю-
бую неуверенность, неточность, неискренность. Другими словами,
создается ситуация, заставляющая проверяемого поверить, что от
него требуется сущая правда. В действительности экзаменатор хочет
вызвать у объекта чувство собственной искренности. Поэтому конт-
рольные вопросы задаются преднамеренно таким образом, чтобы на
них было практически невозможно ответить в категоричной форме,
хотя оператор просит отвечать «Да» или «Нет», и по-этому вызыва-
ют замешательство.
Тест со скрытыми вопросами (ТСВ) — эта такая разновидность
техники постановки вопросов, которая базируется на совершенно
других предпосылках, чем тест нейтрально-целевых вопросов или
тест контрольных вопросов. Данный тест, в частности, имеет целью
выяснить такие познания о преступлении, которые доступны лишь
лицам, его совершившим. Тут нужно точно знать какие-то конкрет-
ные детали, которые мог видеть только этот человек. Деталь или
подробность играет ключевую роль. Это и есть скрытый вопрос.
В свое время ТСВ был предложен в качестве альтернативного тес-
ту контрольных вопросов, однако специалисты не прибегают к нему,
когда концентрируют события доверия или недоверия. Проведение
ТСВ возможно только в том случае, когда экзаменатор располагает
большой информацией, т. е. мы должны знать детали, которые неви-
новный не знает, но виновному они очень хорошо известны. При этом
эти подробности не могут быть обличены в нейтральную форму.
Эти три последовательности вопросов в основном исчерпывают ме-
тодику испытаний на полиграфе. Есть и другие варианты. Можно,
например, не задавать вопросы человеку, а говорить отдельные сло-
ва, отвечать на которые проверяемому нужно только первым при-
шедшим в голову словом. Когда идет значимое слово, у проверяемого


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
появляется замешательство: он говорит с задержкой дыхания, мо-
жет кашлянуть, может улыбнуться непроизвольно, т. е. происходит
какая-то реакция, которая особо заметна.
Для того чтобы представлять стрессовую реакцию, мы должны
сначала понять ее основы, связанные с анатомией и физиологией не-
рвной системы человека.
Основной анатомической единицей нервной системы является ней-
рон. Функция нейрона заключается в проведении сенсорных, мотор-
ных или управляющих сигналов через все тело (рис. 1). Нейрон со-
стоит их трех основных функциональных элементов: дендритов, ко-
торые принимают приходящие к нейрону сигналы; клеточного тела
или сомы нейрона, которое содержит в себе клеточное ядро, и аксона,
который отводит импульсы-сигналы от клеточного тела и передает
сигнал на другой дендрит или соответствующий орган-мишень. Од-
нако прежде чем произойдет эта передача сигнала, импульс должен
пойти через область, называемую синапсом. Этот переход осуществ-
ляется при помощи различных медиаторов, которые являются не чем
иным, как химическими веществами, высвобождаемыми в нервных
окончаниях аксона. Эти вещества — нейротрансмиттеры — преодо-
левают синаптическую щель и дают возможность импульсу продол-
жить свой путь. Медиаторами, вызывающими наибольший интерес
при изучении стресса, являются норадреналин (норэпинефрин) и аце-
тилхолин.
Акт передачи импульса по нейрону основан на сложных процес-
сах электрохимической проводимости. Эта электрохимическая ак-
1.3. Физиологические основы проведения
проверки на полиграфе
Дендрит
Путь нервного импульса
Ядро клетки
Нервные окончания
Рис. 1. Строение нейрона


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
тивность появляется при движении ионов через мембрану аксона.
Передача импульсов является электрическим феноменом, который
можно измерить, и затем наблюдать увеличение амплитуды пика по-
тенциала действия при деполяризации (рис. 2). Этот поддающийся
измерению электрический феномен лежит в основе электрофизиоло-
гических исследований, таких как электромиография, электрокар-
диография и др.
Согласно анатомической точки зрения, существуют две основные
нервные подсистемы: центральная нервная система (ЦНС) и перифе-
рическая нервная система.
Центральная нервная система состоит из головного и спинного моз-
га. П. Маклейн (Paul MacLean, 1975) назвал мозг человека «тройным
мозгом» из-за наличия в нем трех функциональных уровней (рис. 3).
Неокортекс представляет собой высший уровень тройного мозга
и является наиболее сложно устроенным компонентом мозга челове-
ка. Помимо таких функций, как декодирование и интерпретация сен-
А — органические анионы
Рис. 2. Передача сигнала через нейрон


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Поясная
Рис. 3. Строение головного мозга
сорных сигналов и сообщений, высшее управление поведением в мо-
торно-двигательной (скелетно-мышечной) сфере, неокортекс (преж-
де всего, лобная доля) управляет процессами воображения, логиче-
ского мышления, построения умозаключений, памяти, решения про-
блем, планирования и прогнозирования.
Лимбическая система является главным компонентом второго
уровня тройного мозга. Лимбическая область мозга представляет
интерес в обсуждении проблемы стресса вследствие ее роли как цент-
ра эмоционального (аффективного) контроля, которую она выпол-
няет в мозге человека. Лимбическая система рассматривается имен-
но как система, состоящая из многочисленных нервных структур,
например гипоталамуса, гипокампа, перегородки, поясной извили-
ны и миндалевидного тела. Гипофиз играет в этой системе важную
роль, поскольку является ее самой главной эндокринной железой.
Ретикулярная формация и ствол мозга представляют собой низ-
ший уровень тройного мозга. Основная роль этого уровня состоит в
управлении вегетативными функциями (сердцебиение, дыхание, ва-
зомоторная активность) и в проведении импульсов через ретикуляр-
ную формацию и передаточные центры таламуса по направлению к
высшим уровням тройного мозга.
Что касается спинного мозга, то он представляет собой централь-
ный путь, который состоит из нейронов, проводящих сигналы в мозг
и от него. Он участвует также в осуществлении некоторых рефлексов
с автономной регуляцией.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Периферическая нервная система включает в себя все нейроны
организма, которые не входят в ЦНС. Анатомически перифериче-
скую нервную систему можно представить себе как продолжение
ЦНС — в том смысле, что функциональные центры управления пе-
риферической нервной системой находятся в ЦНС.
Периферическую нервную систему можно разделить на две подси-
стемы: соматическую и автономную.
Соматическая система передает сенсорные и моторные сигналы к
ЦНС и от нее. Она иннервирует органы чувств и поперечно-полоса-
тую мускулатуру, т. е. обеспечивает их нервами и, следовательно,
связью с ЦНС.
Автономная система передает импульсы, осуществляющие регу-
ляцию внутренней среды организма и поддержание гомеостаза (ба-
ланса). Автономная система, следовательно, иннервирует сердце,
гладкую мускулатуру и железы.
Автономную нервную систему можно далее подразделить на два
отдела — симпатический и парасимпатический. Симпатический от-
дел автономной нервной системы связан с подготовкой организма к
действию. Его влияние на иннервируемый орган заключается в об-
щей активации. Парасимпатический отдел автономной нервной сис-
темы связан с восстановительными функциями и расслаблением орга-
низма. Его основное действие проявляется в торможении и поддер-
жании гомеостаза организма. Основные специфические эффекты сим-
патической и парасимпатической активации на соответствующие
«концевые органы» обобщены в табл. 1.
Единой нитью рассмотрения биологии нервной системы человека
является представление о временной последовательности процесса
Таблица 1
Критерий и органы
Симпатическая НС
Парасимпатическая НС
Функция
Эрготропная
Катаболизм
Трофотропная
Анаболизм
Активность
Диффузная
Дискретная
Анатомия
Отходит от спинного
мозга
Груднопоясничный
отдел
Черепномозговой и
крестцовый отделы
Расположение
ганглиев
Вблизи от спинного
мозга
Вблизи от органа-
мишени
Постганглиозный ме-
диатор
Норадреналин
(адренергический)
Ацетилхолин
(холинергический)


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Окончание табл. 1
Критерий и органы
Симпатическая НС
Парасимпатическая НС
Специфическое действие
Зрачок глаза
Мидриаз
Миоз
Молочная железа
—
Стимулируется
секреция
Слюнные железы
Скудный, густой
секрет
Обильный, водянистый
секрет
Сердце
Увеличение ЧСС
Уменьшение ЧСС
Увеличение сократи-
мости
Замедление
метаболизма
Возрастание темпа-
спонтанных желудо-
чковых водителей
ритма
Кровеносные сосуды
Кожи и слизистой
Сокращение
-
Скелетных мышц
Расширение
-
Мозговые
Сокращение
Расширение
Почечные
Сокращение
—
Внутрибрюшные
В основном сокраще-
ние
—
Бронхи
Расширение
Сокращение
Потовые железы
Стимуляция
-
Печень
Глюкогенолиз (для
выделения глюкозы)
Изгоняется желчь
Селезенка
Сокращение (для вы-
деления в кровь за-
паса эритроцитов)
Мозговой слой
надпочечников
Выделение адренали-
на (эпинефрин) и
норадреналина
(норэпинефрина)
Желудочно-кишечная
система
Тормозится пищева-
рение
Усиливается пищева-
рение
Уменьшается пери-
стальтика и тонус
Усиливается пери-
стальтика и тонус
Почки
Уменьшается мочевы-
деление
?
Волосяные фолликулы
Поднятие волоса
-
Мужские половые
органы
Эякуляция
Эрекция


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
стрессовой реакции. Наиболее быстрый ответ на стрессовый раздра-
житель осуществляется через прямую иннервацию концевых орга-
нов. Стрессовые эффекты средней продолжительности связаны с ней-
роэндокринной осью «битва—бегство». Время реакции этой оси
уменьшается за счет использования в качестве транспортного меха-
низма системы кровообращения. Однако эффекты этой оси, варьиру-
ясь от сред непродолжительных до хронических, могут перекрывать-
ся воздействием последней системы, реагирующей на раздражи-
тель, — эндокринными осями. Эндокринные оси представляют со-
бой пути, по которым реагирование на стрессоры происходит в
последнюю очередь. Это обусловлено прежде всего тем, что практи-
чески единственным транспортным механизмом реакции является
система кровообращения и что для активации этой оси требуется бо-
лее интенсивный раздражитель.
Механизмы стрессовой реакции представляют собой набор реак-
ций, которые потенциально могут возникнуть при воздействии стрес-
сора на организм человека. Из описания влияния стресса на функ-
ции организма непосредственно следует, что для многофункциональ-
ного анализатора информативными физиологическими параметра-
ми являются:
1) частота сердечных сокращений (пульс);
2) изменение кровяного давления;
3) частота и глубина дыхания;
4) температура кожи;
5) кожно-гальванический эффект (электрическая проводимость
кожного анализатора);
6) электромиография.
1.4. Устройства съема информации,
свидетельствующей о стрессе
Электромиографические методы измерения
Электромиография — метод исследования нервно-мышечной сис-
темы, основанный на регистрации и анализе биоэлектрических по-
тенциалов.
Электромиография стрессовой реакции включает в себя оценку
влияния стрессовой реакции на поперечно-полосатую мускулатуру.
ЭМГ, в сущности, можно рассмотреть как косвенное определение мы-
шечного напряжения. Оно является косвенным в том смысле, что
измеряет электрохимическую активность нервов, иннервирующих


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
данную поперечно-полосатую мышцу, а не истинное напряжение, вы-
зываемое сокращением мускулатуры. Активность поперечно-поло-
сатой мышцы стала рассматриваться как индикатор стрессовой ре-
акции после одной из ранних работ Э. Якобсона (Edmund Jacobson,
1938), в которой он отметил существование высокой положитель-
ной корреляции между стрессовой активацией и напряжением попе-
речно-полосатой мышцы.
Хотя и не безоговорочно, но многие исследователи пришли к зак-
лючению, что регистрация ЭМГ-активности лобной области может
быть полезным индикатором генерализованной активности симпа-
тической нервной системы. Практическое преимущество использо-
вания ЭМГ -регистрации стрессовой реакции состоит в доступности
для измерения мышечных групп. Большинство клиницистов рабо-
тает с лобной мускулатурой, но и трапециевидная (верхние отделы),
плече-лучевая и грудино-ключично-сосковая группы мышц также
могут использоваться для измерения стрессовой ситуации.
Амплитуды биопотенциалов колеблются в пределах от 10 мкВ до
нескольких милливольт. Частотный диапазон сигналов от 1 до
20000 Гц (имеются ссылки некоторых авторов на наличие в ЭМГ со-
ставляющих с частотами порядка сотен килогерц).
В электромиографии используется два вида электродов по конст-
руктивному исполнению — поверхностные (накожные) и игольча-
тые (подкожные).
Игольчатые электроды позволяют регистрировать потенциал дей-
ствия одной или немногих близлежащих мышц. Такие электроды либо
хиругически имплантируют, либо вводят с помощью иглы для подкож-
ных инъкций. В полиграфе для съема ЭМГ используют поверхностные
электроды, позволяющие измерить интерференционную (суммарную)
ЭМГ. Поверхностные электроды можно разделить на металлические,
емкостные, резистивные, резистивно-емкостные. В полиграфе наибо-
лее удобно использовать плоские металлические электроды. Они пред-
ставляют собой пластины или диски из серебра, стали, олова и т. д.
площадью около 0,2-1 см2. Два таких электрода укрепляются на коже
в том месте, где контурируется мышца, вдоль хода ее волокон. Для
лучшего крепления на электроды накладывают эластическую манже-
ту. Расстояние между электродами 2 см. Для стабилизации расстоя-
ния и более равномерного прижатия электродов к коже они вмонтиро-
ваны в рамку из пластмассы. Для снижения межэлектродного сопро-
тивления кожу перед наложением электрода протирают спиртом и
смачивают изотоническим раствором хлорида натрия. Для снижения
переходного сопротивления кожа — электрод на область кожно-элек-
тродного контакта наносят специальную электродную пасту.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Независимо от типа электродов различают два способа отведения
электрической активности — моно- и биполярный. В ЭМГ монопо-
лярным называется такое отведение, когда один электрод распола-
гается непосредственно вблизи исследуемого участка мышц, а вто-
рой — в удаленной от него области. Преимуществом монополярного
отведения является возможность определить форму потенциала ис-
следуемой структуры и истинную фазу отклонения потенциала. Не-
достаток заключается в том, что при большом расстоянии между элек-
тродами в запись вмешиваются потенциалы от других отделов мыш-
цы или даже от других мышц.
Биполярное отведение — это такое отведение, при котором оба
электрода находятся на достаточно близком и одинаковом расстоя-
нии от исследуемой области мышцы. Биполярное отведение в малой
степени регистрирует активность от отдаленных источников потен-
циала, особенно при отведении игольчатыми электродами. Влияние
на разность потенциалов активности, поступающей от источника на
оба электрода, приводит к искажению формы потенциала и невоз-
можности определить истинную фазу потенциала. Тем не менее, вы-
сокая степень локальности делает этот способ предпочтительным в
клинической практике.
Кроме электродов, разность потенциалов которых подается на вход
усилителя ЭМГ, на кожу исследуемого устанавливают поверхност-
ный электрод заземления, который присоединяют к соответствую-
щей клемме на электродной панели электромиографа. Цепь этого
электрода закорачивает емкостную разность потенциалов между те-
лом больного и землей и способствует ликвидации емкостных токов,
возникающих в результате действия полей переменного промышлен-
ного тока.
Современный электромиограф представляет собой сложное уст-
ройство, состоящее из электродов для снятия биопотенциалов мышц,
усилительного блока, осциллоскопа, интегратора ЭМГ, анализато-
ра, репродуктора, вычислительного устройства и устройства вывода
цифровой и графической информации (рис. 4).
Часть электромиографа, состоящая из усилительного блока и ос-
циллоскопа, называется миоскопом. Миоскоп имеет от одного до четы-
рех независимых друг от друга усилительных блоков, что позволяет
одновременно исследовать четыре электромиографических сигнала.
Интегратор ЭМГ применяют для обработки информации, заклю-
ченной на электромиограмме. Анализатор ЭМГ необходим для выде-
ления амплитуды отдельных составляющих частотного спектра ЭМГ
для последующей их обработки. В современных электромиографах
обработка полученной информации осуществляется с помощью ЭВМ.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Репродуктор
Электроды
для снятия
биопотенциа-
лов мышц
Усилитель-
ный блок
Блок
анализа
ЭМГ-сигнала
Блок вывода
результатов
анализа
Осциллоскоп
Рис. 4. Структурная схема прибора для исследования ЭМГ покоя и про-
извольного сокращения мышцы
Электронно-вычислительное устройство, осуществляющее обра-
ботку входного сигнала, состоит из двух блоков: аналого-цифрового
преобразователя (АЦП), преобразующего непрерывный колебатель-
U, мВ
в i I i г I i i i i i f \ р I i i i i i I i i i i \*
О 0,04 0,08 0,12 0,16 0,2 0,24 0,28 0,32 0,36 0,4 0,44 0,481, с
Рис. 5. ЭМГ при норме ( ) и стрессе (—)


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
ный процесс в последовательность соответствующих числовых зна-
чений амплитуды, снимаемых через заданные интервалы времени, и
блока обработки цифровых данных. АЦП должен обладать доста-
точным быстродействием, чтобы обеспечить в реальном масштабе
времени точное воспроизведение высокочастотных колебательных
сигналов. Частота квантования зависит от типа исследуемых сигна-
лов, от времени обработки сигнала в вычислительной части. Вычис-
лительное устройство, обрабатывающее данные вызванных потен-
циалов, осуществляет процедуру суммации последовательных отрез-
ков усиленной электрической активности и сохранение их в памяти.
Для этой цели используются различные ЭВМ, обладающие достаточ-
ным быстродействием и объемом памяти.
Анализ ЭМГ-кривых проводится непосредственно на экране ос-
циллоскопа (измерение латентного периода, амплитуды, частотных
характеристик) или с помощью ЭВМ (спектральный анализ ЭМГ, ав-
томатический подсчет латентных периодов, амплитуд, усреднение
кривых). Дальнейшее развитие прибора идет по пути автоматизации
управления работой прибора, автоматизации обработки ЭМГ.
Обычно в современных электромиографических установках ЭМГ
покоя, произвольного сокращения и вызванных потенциалов регис-
трируется одним прибором в разных режимах работы (рис. 5).
Гемодинамические способы измерения
Измерения гемодинамических аспектов стрессовой реакции (CP)
предусматривают оценку влияния CP на сердце и сосудистую систе-
му. Двумя наиболее распространенными гемодинамическими крите-
риями оценки является периферический кровоток (ПК) и частота сер-
дечных сокращений (ЧСС).
В исследованиях ПК обычно определяют при помощи плетизмо-
графии. Плетизмографией называется метод непрерывной регистра-
ции изменений объема органа или части тела, вызванных изменени-
ем кровенаполнения всех находящихся в них кровеносных сосудов.
Регистрируемая при этом кривая называется плетизмограммой. Са-
мыми частыми объектами для плетизмографических исследований
являются пальцы рук и ног, икры и предплечья. У большинства лю-
дей при CP объем крови в этих местах уменьшается. Это явление обыч-
но рассматривается как следствие прямой нервной импульсации,
поступающей к кровеносным сосудам и вызывающей сосудосужива-
ющий эффект. Уменьшение кровотока к этим областям приводит так-
же к понижению температуры кожи. При этом ПК может определяться


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
по температуре кожи, измеряемой в любой из четырех вышеупомя-
нутых анатомических областей.
С клинической точки зрения, температура кожи является даже
более удобным показателем по сравнению с данными плетизмогра-
фии.
Частота сердечных сокращений определяется обычно посредством
какой-либо плетизмографической методики или ЭКГ. Плетизмогра-
фическое определение ЧСС гораздо более удобно в детекторах лжи.
В зависимости от параметра, который используется в качестве кри-
терия изменения объема (кровенаполнения), различают механиче-
скую, электрическую и фотоэлектрическую плетизмографию.
Для полиграфических исследований применяют механический
пальцевый плетизмограф (рис. 6).
Принцип действия механических плетизмографов основан на свой-
стве жидкостей и газов сохранять неизменным свой объем при посто-
янном давлении и температуре. Исследуемая часть тела (палец) по-
мещается в замкнутый сосуд, заполненный воздухом и соединенный
с регистрирующим устройством. В механической плетизмографии ис-
пользуют различные способы регистрации: оптическую, механиче-
скую, электрическую. При электрической регистрации используют
фотоэлектрические, тензометрические, емкостные, механоэлектри-
ческие датчики. В полиграфе наиболее удобен тензометрический спо-
соб, который заключается в том, что на мембране (подвижной части)
плетизмографа укрепляется проволочный тензометр, сопротивле-
ние которого меняется при деформации мембраны. Увеличение объе-
ма пальца приводит к растяжению проволоки и, соответственно, уве-
личению сопротивления. Кривые с выхода плетизмографа представ-
лены на рис. 7.
В зависимости от назначения устройство съема плетизмографа при
использовании его непосредственно для регистрации кровенаполне-
ния должно обеспечивать регистрацию истинного изменения объема
без увеличения давления в системе, а при использовании плетизмо-
Пальцевый
плетизмограф
Согласующее
устройство
Блок
усиления
Блок
фильтрации
Аналоговое
регистрирующее
устройство
Дисплей
Рис. 6. Структурная схема плетизмографа


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
U, мВ
60
50
40
30
20
10
0
О 0,08 0,16 0,24 0,32 0,4 0,48 0,56 0,64 0,72 0,8 0,88 0,961, с
Рис. 7. Плетизмограмма при норме ( ) и стрессе (—)
графа для регистрации пульсовых осцилляции при измерении арте-
риального давления — регистрацию истинного изменения давления
без увеличения объема. Оценка ЧСС при помощи ЭКГ является, не-
сомненно, более точной, но и более ограниченной с практической точ-
ки зрения.
Измерение артериального давления
Артериальное давление — важный показатель состояния сердеч-
но-сосудистой системы. Уровень артериального давления зависит от
ряда факторов: количества крови, поступающей в сосудистую систе-
му в единицу времени, величины оттока крови через прекапиллярное
русло, емкости сосудистой системы, вязкости крови.
В нормальных условиях эмоциональные воздействия, особенно
отрицательного характера, приводят к повышению артериального
давления. Это связано в первую очередь с возрастанием тонических
влияний структур гипоталамуса и лимбико-ретикулярных образо-
ваний мозга на бульбарные симпатические (сосудосуживающие) от-
делы сосудодвигательного центра. Благодаря этому усиливаются то-
нические симпатические, а затем и гормональные влияния на арте-
риолы и сердце, что приводит к повышению артериального давле-
ния, которое остается повышенным до тех пор, пока сохраняется


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
достаточная интенсивность этих возбуждений. Любое повышение
артериального давления, вызванное действием на организм физиче-
ских и эмоциональных факторов, является на какой-то период вре-
мени приспособительным, так как оно обеспечивает оптимальные
условия физической и эмоциональной деятельности.
Из большого числа способов бескровного определения артериаль-
ного давления в настоящее время практическое распространение по-
лучили два — звуковой и осциллографический. Звуковой способ,
предложенный Н. С. Коротковым (1905), благодаря простоте и дос-
тупности завоевал всеобщее признание и не имеет себе равных по прак-
тической значимости. Однако он не лишен ряда недостатков. К ним
относятся субъективность, непостоянство звуковых явлений, невоз-
можность определить среднее артериальное давление. Данные, по-
лученные звуковым способом, иногда расходятся с показаниями дру-
гих приборов.
Усовершенствованным вариантом инструментальной регистрации
артериального давления явился тахоосциллографический способ,
предложенный Н. Н. Савицким (1963). Его принципиальная осо-
бенность заключается в том, что оптически регистрируются не изме-
нения объема сосуда, расположенного под манжетой, а скорость этих
объемных изменений. Получаемая таким способом дифференциаль-
ная кривая имеет характерные изменения в своем нижнем диастоли-
ческом отрезке. Поэтому индикатором всех видов давления являют-
ся не изменения высоты осцилляции, а деформация нижней части
тахоосциллограммы. Это позволяет с большой точностью опреде-
лить 4 величины, характеризующие артериальное давление: мини-
мальное, среднее, боковое и максимальное. Ошибка этого способа
■0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 1,4 1,6 1,8 2 2,2 2,4 2,6 2,8
Рис. 8. Изменение давления при норме ( ) и стрессе (—)
t, с


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
не превышает 5—6 мм рт. ст., что значительно меньше, чем при дру-
гих бескровных способах регистрации. С помощью тахоосциллогра-
фической методики удается улавливать даже незначительные сдви-
ги в сердечно-сосудистой системе под влиянием различных воздей-
ствий.
Методика исследования: на предплечье накладывают манжету,
которая соединяется с датчиком механокардиографа. Колебания,
возникающие в наполненной воздухом манжете, передаются через
резиновый шланг на дифференциальный манометр, который соот-
ветственно фиксирует на ультрафиолетовой или фотобумаге опреде-
ленного вида осцилляции. Пульс регистрируется отдельным датчи-
ком, наложенным на лучевую артерию в области лучезапястного су-
става. Показатели артериального давления и пульса регистрируют-
ся одновременно; весь процесс записи занимает 15-20 с (рис. 8).
Пневмографические методы исследования
Измерения пневмографических аспектов CP предусматривают
оценки влияния CP на дыхательную систему человека. Двумя наи-
более распространенными показателями являются частота и глуби-
на дыхательных движений. Запись дыхательных движений осуще-
ствляется с помощью пневмографа (рис. 9).
Его наиболее простая конструкция состоит из манжеты, подоб-
ной той, что надевается на руку при измерении давления. Манжета
укрепляется с помощью тесемок к нижней части грудной клетки ис-
пытуемого. Затем система заполняется воздухом и герметизируется.
Запись изменения давления в манжете производится на кимографе
или через пьезодатчик начернильно-пишущем самописце. Недостат-
ком таких измерений являются большие артефакты от мышечных
напряжений. Кроме гидродинамического датчика, которым являет-
ся манжета, можно использовать магнитные датчики (растяжение
Пневмодатчик
Согласующее
устройство
Блок усиления
Блок
фильтрации
Аналоговое
регистриру-
ющее устройство
Дисплей
МикроЭВМ
АЦП
Рис. 9. Структурная схема пневмографа


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
сердечника), проволочные потенциометры, тензометрические схемы
(изменение сопротивления при механической деформации) и т. п.
Помимо измерений периметров грудной клетки при дыхании можно
использовать датчики перемещения (резисторные, емкостные, ин-
дуктивные, электроконтактные, пьезоэлектрические, фотодатчики).
С помощью пневмографа регистрируется относительная глубина ды-
хания и его частота. Точность зависит от места и способа фиксации
датчиков.
Пневмотахометрия — метод исследования механики дыхания, ос-
нованный на записи скоростей движения и объема вдыхаемого и вы-
дыхаемого воздуха. Запись, получаемая при этом, называется пнев-
мотахограммой. Пневмотахограф является частью ряда современных
приборов и аппаратов, используемых для диагностики. Пневмота-
хографы работают по открытой системе, т. е. при вдыхании пациен-
том окружающего воздуха. Наиболее простые пневмотахографы со-
стоят из преобразователя расхода воздуха в электрический сигнал и
регистратора. С их помощью определяют объемную скорость движе-
ния воздуха при спокойном и форсированном дыхании, частоту ды-
хания, длительность вдоха и выдоха. Большинство пневмотахогра-
фов снабжено интегратором, позволяющим вместе с пневмотахограм-
мой записывать спирограмму, а также устройствами для вычисле-
ния параметров пневмотахограммы и спирограммы и устройствами,
преобразующими результаты измерений в цифры на световом инди-
каторе, но в детекторах лжи они не совсем удобны.
Преобразователи расхода воздуха могут быть термоанемометри-
ческими, акустическими или работать по перепаду давления (трубки
Пито, Флейша). Колебания объема легких чаще всего определяют
путем инструментального интегрирования показателей скорости воз-
душного потока с помощью спирометра. Также дыхательную актив-
ность измеряют при помощи импедансного пневмографа.
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 t,c
Рис. 10. Изменение объема легких при норме ( ) и стрессе (—)


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
В полиграфических исследованиях наиболее удобен метод измере-
ния, основанный на изменении длины окружности грудной клетки
при вдохе и выдохе. Грудь испытуемого обхватывают трубкой с про-
волочным тензометром. При растяжении проволоки сопротивление
меняется, это изменение пропорционально изменению объема лег-
ких. На рис. 10 приведен график изменения объема легких при норме
и стрессе.
Электрокожные методы измерения
К электрокожным способам измерения относится оценка влия-
ния стресса на электрические характеристики кожи.
Наиболее широко применяемый метод электрокожного измерения
стрессовой реакции основан на явлении кожного сопротивления
(иногда сокращенно обозначаемого КГС — кожно-гальваническое
сопротивление). Метод измерения КГС основан на использовании
слабого электрического тока между двумя электродами на поверхно-
сти кожи. В этой системе кожа функционирует как электрическое
сопротивление. Этот факт может помочь нам измерить CP, если мы
вспомним, что во время нее у большинства индивидов через потовые
каналы выделяется разное количество содержащего соль пота. Акт
потоотделения в значительной мере изменяет сопротивление кожи.
Было обнаружено, однако, что метод измерения КГС подвержен
ошибкам различного происхождения, в результате многие специ-
алисты начали искать другие методы измерения электрокожного фе-
номена.
Одной из таких пригодных альтернатив КГС в измерении элект-
рической активности кожи является измерение кожного потенциала
(КП) электрокожного сопротивления (ЭКС). Этот метод основан на
измерении естественной биоэлектрической активности кожи, а не на
пропускании электрического тока через поверхность кожи, как при
КГС. Одно из преимуществ КП по сравнению с КГС состоит в том, что
КП характеризуется более коротким временным интервалом между
предъявлением стимула и ответной электрической реакцией кожи.
Средний интервал для КЧС составляет 2-3 с. При использовании
КП этот интервал в большинстве случаев сокращается вдвое.
Снятие КП называют методикой исследования кожно-гальвани-
ческого рефлекса (КГР).
Между двумя точками поверхности кожи постоянно существует
разность потенциалов, обусловленная местным обменом веществ,
потоотделением, состоянием сосудов, гидрофильностью кожи. Участ-


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
V, л
\ ' 1 , ^ f > * * ' 1 f \ '
О 0,02 0,06 0,1 0,14 0,18 0,22 0,26 0,3 0,34 0,38 0,42 0,46 t, с
Рис. 11. Кривая КГР при норме ( ) и стрессе (—)
ки, наиболее богатые потовыми железами, — электроотрицатель-
ны, участки, бедные потовыми железами, — электроположительны.
Существует полный параллелизм между густотой потовых желез и
КГР. На участках тела, анатомически не имеющих потовых желез
(красная кайма губ и др.), КГР не регестрируется. Чаще всего КГР
измеряют на ладони и пальцах рук. Под влиянием боли, психическо-
го напряжения, возбуждения анализаторов разность потенциалов
между исследуемыми точками поверхности кожи может изменяться.
В основе этого лежит возбуждение вегетативных центров. Впервые
этот феномен был обнаружен русским физиологом И. Р. Тархановым
(1889). Стационарная разность потенциалов кожи равняется обыч-
но 10—20 мВ при расстоянии между электродами 1 см. Под влиянием
раздражителей потенциал может достигать ЮОмВ и более.
Для регистрации КГР (рис. 11) используют поверхностные элект-
роды. Они могут выполняться из латуни с покрытием (олово),
нержавеющей стали, серебра. Наиболее удобны серебряные прохло-
рированные электроды. Они не нарушают нормального физиологи-
ческого состояния кожи, почти полностью неполяризуемы. В поли-
графе используют серебряные электроды диаметром 10 мм, наклады-
ваемые на два пальца одной руки.
Температурные методы исследования стресса человека
В человеческом организме вследствие экзотермических биохими-
ческих процессов в клетках и тканях, а также за счет высвобожде-
ния энергии, связанной с синтезом ДНК и РНК, вырабатывается боль-


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
шое количество тепла (50-100 ккал/г). Это тепло распределяется
внутри организма с помощью циркулирующей крови и лимфы. Кро-
вообращение выравнивает температурные градиенты. Кровь благо-
даря высокой теплопроводности, не изменяющейся от характера
движения, способна осуществлять интенсивный теплообмен между
центральными и периферическими областями организма. Наиболее
теплой является смешанная венозная кровь. Она мало охлаждается
в легких и, распространяясь по большому кругу кровообращения,
поддерживает оптимальную температуру тканей, органов и систем.
Температура крови, проходящей по кожным сосудам, снижается на
2-3 °С. При патологии или стрессе система кровообращения нару-
шается. Изменения возникают уже потому, что сжатие сосудов при
стрессе, например, в конечностях, уменьшает перфузию крови и, сле-
довательно, теплопроводность, что отражается на термограмме по-
явлением очага гипотермии.
Термография — метод функциональной диагностики, основанный
на регистрации инфракрасного излучения человеческого тела, про-
порционального его температуре. Распределение и интенсивность
теплового излучения в норме определяются особенностью физиоло-
гических процессов, происходящих в организме, в частности, как в
поверхностных, так и в глубоких органах. Различные патологиче-
ские состояния характеризуются термоасимметрией и наличием тем-
пературного градиента между зоной повышенного или пониженного
излучения и симметричным участком тела, что отражается на тер-
мографической картине.
В литературе описывается несколько методов тепловизионных
исследований. Выделяют два основных вида термографии:
1) контактную холестерическую термографию;
2) телетермографию.
Телетермография основана на преобразовании инфракрасного
излучения тела человека в электрический сигнал, который визуали-
зируется на экране тепловизора.
Преобразователи инфракрасного излучения в электрический сиг-
нал делят на две группы: тепловые и фотонные. К тепловым относят:
термопары, болометры, пироэлектрические датчики. Большинство
тепловых приемников не требуют охлаждения, что является их ос-
новным достоинством.
В полиграфе для измерения температуры тела обычно использует-
ся пироэлектрический датчик. Его действие основано на пьезоэлект-
рическом эффекте — появлении зарядов на поверхности кристалла
(сегнетоэлектрика) при нагреве. Такой датчик не требует дополни-
тельного источника питания, обладает высокой чувствительностью.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Т, °С
37,2
37,1
37
О 0,4 0,8 1,2 1,6 2 2,4 2,8 t, с
Рис. 12. Изменение температуры при норме ( ) и стрессе (—)
Контактная холестерическая термография опирается на опти-
ческие свойства холестерических жидких кристаллов, которые про-
являются изменением окраски в радужные цвета при нанесении их
на термоизлучающие поверхности. Наиболее холодным участкам
соответствует красный цвет, наиболее горячим — синий. Нанесен-
ные на кожу композиции жидких кристаллов, обладая термочув-
ствительностью в пределах 0,001 °С, реагируют на тепловой поток
путем перестройки молекулярной структуры.
График температуры при стрессе и в норме изображен на рис. 12.
Структурная схема устройства проверки
лояльности персонала
Структурная схема детектора лжи (рис. 13) представляет сово-
купность функциональных блоков, соединенных между собой в со-
ответствии с требованиями интерфейсов.
1. Устройства съема физиологической информации. Когда исход-
ный сигнал является по физической сути электрическим, использу-
ются электроды. В случае необходимости преобразования физиоло-
гических сигналов в электрические применяют датчики.
2. Согласующие устройства СУ в медицинской технике выполня-
ют функции согласования выходных характеристик электродов и дат-
чиков с входными параметрами усилителей, служат для балансиров-
ки по входу синфазной составляющей сигнала, иногда осуществля-
ют предварительную фильтрацию помех. В полиграфе СУ содержат


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
дифференциальный усилитель на трех операционных усилителях для
эффективного подавления синфазных помех.
3. Блоки усиления БУ. Биологические сигналы являются существен-
но малыми по амплитуде и занимают области низких и инфранизких
частот. В полиграфе используется принцип параметрического усиле-
ния, обладающий рядом преимуществ: низким уровнем шумов, боль-
шим коэфициентом усиления, высоким входным сопротивлением и ма-
лым уровнем дрейфа. Использование параметрического усилителя по-
зволяет получить коэффициент усиления до 103 в полосе частот от 0 до
10 кГц, коэффициент ослабления синфазного сигнала на частоте 50 Гц
более 106, входное сопротивление 20-100 МОм. Такие параметры уси-
лителя позволяют использовать его во всех каналах полиграфа.
4. Блоки фильтрации БФ осуществляют выделение полезного сиг-
нала. В зависимости от обрабатываемой физиологической информа-
ции имеют различные частотные характеристики во всех пяти кана-
лах устройства.
Помехи, возникающие при съеме биосигналов и их усилении, де-
лят на артефакты, внешние помехи (наводки от силовой и освети-
тельной сети), методические и инструментальные.
При съеме ЭМГ вместе с полезной составляющей присутствуют
синусоидальная помеха частотой 50 Гц от силовой сети; инфраниз-
кочастотная составляющая, связанная с движением мышц при со-
кращении (до 15-25 Гц); помехи, связанные с поляризацией и сме-
щением электродов (0-30 Гц).
При съеме КГР присутствуют те же помехи, что и в канале ЭМГ,
полезный сигнал лежит в диапазоне 0,05-^10 Гц.
Полезный сигнал при съеме пневмограммы лежит в диапазоне от
0,1 до 2 Гц. Появление нежелательных сигналов могут вызывать
пространственные смещения трубки, опоясывающей грудную клет-
ку, не относящиеся к изменению объема легких.
В канале съема плетизмограммы полезный сигнал лежит в диапа-
зоне от 1,5 до 50 Гц. Артефакты могут возникать из-за невыполне-
ния требований, предъявляемых к плетизмографу: полная и надеж-
ная герметичность всей системы, постоянство давления и температу-
ры внутри плетизмографа и т. д.
Частотные фильтры в полиграфе выполнены в виде активных филь-
тров на операционных усилителях. В них используются низкодоброт-
ные ячейки второго порядка с бесселевской аппроксимацией АЧХ.
5. Аналого-цифровые преобразователи АЦП обеспечивают сопря-
жение источников аналоговых сигналов с ЭВМ. По методу преобра-
зования аналоговой величины в цифровой код АЦП делят на после-
довательные, параллельные и комбинированные. Параллельные об-


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Таблица 2. Параметры АЦП
Тип ИС
Разрядность
Время преобразования
Метод преобразования
К1107ПВ1
6
100 не
Параллельный
К572ПВ1
12
120 мкс
Последовательный
К1113ПВ1
10
170 мкс
Последовательный
ладают наивысшим быстродействием, последовательные обеспечи-
вают наивысшую точность. Для создания высокоразрядных быстро-
действующих АЦП применяют комбинированный метод.
В разных каналах полиграфа требования к АЦП разные, посколь-
ку различны информационные параметры и динамические диапазо-
ны сигналов.
Для канала ЭМГ разрядность АЦП должна быть не менее 12, час-
тота дискретизации 100 кГц; необходимо использовать комбиниро-
ванный АЦП. Для его построения используются два АЦП парралель-
ного преобразования типаК1107ПВ1.
Для каналов КГР и плетизмограммы необходим преобразователь
с разрядностью 12 и частотой дискретизации 200 Гц; в этом случае
используем последовательный АЦП типа К5 72ПВ1.
Для преобразования данных каналов температуры и пневмограм-
мы разрядность АЦП должна быть не менее 10, частота дискретиза-
ции 100 Гц. Используется последовательный АЦП типаК1113ПВ1.
Параметры микросхем приведены в табл. 2.
Для обработки информации, которая представлена набором боль-
шого числа кривых физиологических параметров, в детекторе необ-
ходим разумный выбор микропроцессорных средств обработки ин-
формации. Универсальная микроЭВМ обладает чрезмерной избыточ-
ностью аппаратных и программных средств. В то же время, необхо-
дима достаточная гибкость микропрограммного управления и
большая память. Поэтому в схеме использована микроЭВМ. В уст-
ройствах подобного типа интересным является наблюдение за физи-
ологическими кривыми в реальном масштабе времени. В схеме при-
сутствует аналоговое регистрирующее устройство типа осциллоско-
па, которое конструктивно может быть вынесено за рамки прибора.
2. Порядок выполнения лабораторной работы
1. Подробно ознакомиться с методическими указаниями к выпол-
нению работы.
2. Для начала работы с программой необходимо запустить файл
detect.exe.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
Рис. 14. Рабочее окно программы
В основном меню программы находятся пункты:
File — возможность сохранить данные и загрузить их;
Graph — показ моделей графиков для стресса и нормального со-
стояния;
Help — о программе;
Analysis — анализ вводимых данных по амплитуде.
Внизу интерфейсного отображения программы расположены два
окна для ввода значения электрокожного сопротивления в килоомах
и времени в секундах (рис. 14). Подтверждение ввода осуществляет-
ся клавишей Enter. Поле для построения графиков очищается кла-
вишей Clear. Выход из программы — Exit.
3. При работе с программой необходимо посмотреть модели гра-
фиков для стресса и нормального состояния, построить кривую КГР
по своим данным. Произвести ее анализ по амплитуде. Объяснить
результат.
4. Для просмотра всех информативных физиологических пара-
метров запустить программы davlene.exe, emg.exe, pletismog.exe,
pnevmogr.exe, temper.exe.


МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЙ ДИАГНОСТИЧЕСКИЙ ОПРЕДЕЛИТЕЛЬ СТРЕССА
3. Содержание отчета
Отчет по лабораторной работе должен содержать:
1) схему многофункционального устройства;
2) кривые КГР;
3) кривые давления пульса, температуры, ЭМГ, объема легких;
4) выводы по проделанной работе.
4. Контрольные вопросы
1. Какие основные типы детекторов лжи существуют? Опишите
их принцип действия.
2. Опишите основные методики построения вопросов для провер-
ки на полиграфе.
3. За что отвечают симпатический и парасимпатический отделы
автономной нервной системы?
4. По каким физиологическим параметрам можно судить о стрессе?
5. Объясните методику измерения КГР.
6. Как в полиграфе осуществляется измерение ЧСС?
7. Расскажите о методиках исследования функции дыхания.
8. В каком случае для съема физиологической информации ис-
пользуются электроды, а в каком — датчики?
9. Какие датчики используются в полиграфе?
10. Какие помехи возникают при съеме физиологических пара-
метров?
Рекомендуемая литература
1. Зайченко К. Б., Жаринов О. О., Кулыгина Л. А., Орлов А. П. Съем
и обработка биоэлектрических сигналов: Учеб. пособие/ Под ред.
К. В. Зайченко; ГУАП. СПб., 2001.
2. Зайченко К. Б., Кулыгина Л. А., Виноградова Е. П. Диагности-
ческие измерения в медицинских электронных системах: Учеб. посо-
бие/ Под ред. К. В. Зайченко; ГУАП. СПб., 2002.
3. Каторин Ю. Ф., Куренков Е. Б., Лысое А. Б. Энциклопедия про-
мышленного шпионажа. СПб.: ООО «Издательствополигон», 1999.


САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ им. проф. М.А.БОНЧ - БРУЕВИЧА
http://window. edu. ru/resource/052/79052
Вологдин Э.И.
СИГМА ДЕЛЬТА МОДУЛЯЦИЯ
В ЦИФРОВОЙ АУДИОТЕХНИКЕ
Конспект лекций
СПбГУТ
САНКТ ПЕТЕРБУРГ
2013


РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 25
ИЗМЕРЕНИЯ
очевидно, без собственного опыта, но с амбициями. Почитайте внимательно любую его книгу.
АБСОЛЮТНОЕ ОТСУТСТВИЕ собственных исследований.
Все сентенции на уровне:
«
Я переделал свой светодиодный Китайский фонарь (уменьшив
КПД) и завалил кабанчика. См
отрите на фото, как я его ем
»
. В любой его книге
-
50 процентов
справочные данные из Интернета по ИМС, не имеющим прямой связи с содержанием.
Вот она
-
коррупционная связь: Издатель
-
Автор.
А еще, Вы не представляете, да и не узнаете, сколько на это ушло федеральных денег (Ваши
с нами налоги, также, как на никому не нужные сериалы.)
Игорь Кашин, инженер
-
стаж 20 лет
Войцеховский Я. Радиоэлектронные игрушки. М. Советское радио, 1977 г.
, с.
596
Через 35 лет л
ёгким движением пера
простая
электронная игрушка превращается...
...
превращается игрушка...
в серьёзный медицинский прибор
!
«Одним из условий безопасной работы электрика является хорошее состояние его здоров
ья
перед началом рабочей смены. В статье предлагается простой прибор, позволяющий путем
измерения сопротивления кожного покрова судить о состоянии здоровья человека».
Андрей Кашкаров, г. Санкт
-
Петербург,
Электрик, 2012, № 10, с. 70
-
71





Радиолюбительская серия
издательства "ДМК Пресс"!
Представляем вашему вниманию серию книг по
радиолюбительской тематике издательсва "ДМК
Пресс".
Эта популярная и востребованная серия охва-
тывает большой диапазон тем - от современной
схемотехники и электроники до ремонта и
обслуживания бытовых приборов. Также из книг
этой серии вы узнаете, как создавать полезные и
оригинальные радиолюбительские конструкции.
В книгах серии "Всё для радиолюбителя" приво-
дятся многочисленные примеры разработки
систем, даются схемотехнические решения, прин-
ципиальные схемы, рисунки печатных плат, а
также другие сведения, необходимые при само-
стоятельном конструировании и сборке различных
устройств.
В серии ежемесячно выходит несколько новых книг
по самым разным направлениям радиоэлектроники.
Большинство книг предназначено для широкого
круга радиолюбителей, домашних мастеров, а также
для широкого круга специалистов, занимающихся
ремонтом и обслуживанием радиоэлектронной
аппаратуры.
Издание компьютерной и технической литературы
Интернет-магазин: \ллллл/.дмк.рф
Электронная почта: dm@dmk-press.ru


ежемесячный научно-технический журнал
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ И СИСТЕМЫ
Журнал предназначен для разработчиков и производителей электронной
и электротехнической аппаратуры, средств телекоммуникаций, компьютерных
и управляющих систем, промышленной и транспортной электроники.
Издается с 1996 года, учредитель и издатель журнала - НПФ VD MAIS, г. Киев
Оформление подписки в России:
• в любом отделении связи по каталогу "Газеты. Журналы"
(подписной индекс 21860)
• через редакцию ЭКиС: ekis@vdmais.kiev.ua,
www.ekis.kiev.ua
Украина, г. Киев, ул. М. Донца, 6, тел.: (+380-44) 220-0101, 492-8852, факс: (+380-44) 220-0202
ekis@vdmais.kiev.ua, www.vdmais.kiev.ua


КОМПОНЕНТЫ
И ТЕХНОЛОГИИ
Components & Technologies
— научно-технический журнал, информирующий
читателей о состоянии и перспективах развития отечественного и мирового рынков
радиоэлектроники, о фирмах, работающих на этих рынках. Издание знакомит с
особенностями применения новых электоронных компонентов и схемотехнических решений.
Журнал выходит 12 раз в год тиражом 6000 экземпляров.
Объем — 164 страницы и более.
Распространение — Россия и страны СНГ.
— научно-технический журнал, информирующий читателей об
основных направлениях и перспективах развития отечественного и мирового рынков
силовой электроники, о последних исследованиях и разработках в области силовой
электроники. Журнал содержит обзоры силовых элементов различных технологий, расчеты
параметров. Описываются программные продукты для моделирования систем силовой
электроники, примеры их применения.
Журнал выходит 5 раз в год тиражом 4000 экземпляров.
Объем — 100 страниц и более.
— журнал, в котором вас ждут
новости в мире технологического оборудования и расходных материалов, применяемых
в производстве, обзоры основных тенденций развития рынка печатных плат, а также
информация о фирмах, работающих на этом рынке.
Журнал выходит 8 раз в год тиражом 4000 экземпляров.
Объем—80 страниц и более.
— научно-технический журнал, в котором вы найдете
полезную и актуальную информацию о новейших разработках, основных направлениях,
тенденциях и перспективах развития отечественного и мирового рынков беспроводных
технологий, обзоры, описания приборов, рекомендации по применению, а также
нестандартному использованию элементной базы. Журнал содержит немало прикладных
материалов: описания различных практических разработок, примеры успешного использования
элементной базы, удачные схемотехнические и конструктивные решения.
Журнал выходит 4 раза в год тиражом 3000 экземпляров.
Объем — 68 страниц.
—новый журнал, посвященный одному из
перспективных и бурно развивающихся направлений современной электроники — полупроводниковой
светотехнике. В нем публикуются новости и технические статьи, касающиеся новых разработок
в технологии производства светодиодов, а также материалы о новых технологиях освещения
и их применении в разных отраслях производства, таких как транспорт, уличное и архитектурное
освещение, и многое другое.
Журнал выходит 6 раз в год тиражом 3000 экземпляров.
Объем—56 страниц и более.
190121, Санкт-Петербург,
Садовая, 122
Тел. (812) 438-1538
Факс (812) 346-0665
E-mail: compitech@finestreet.ru
Тел. (495) 987-3720
Каталог «Агентство Роспечать» 80743
Каталог «Почта России» 60195
Агентство KSS, Украина 10358
Каталог «Агентство Роспечать» 20370
Агентство KSS, Украина 27039
тел. (812) 438-1538, podpiska@finestreet.ru
Каталог «Агентство Роспечать» 36769
Агентство KSS, Украина 27005
Каталог «Агентство Роспечать» 36085
Агентство KSS, Украина 27004
Каталог «Агентство Роспечать» 81283


НОВЫЙ ПОРТАЛ ДЛЯ РАЗРАБОТЧИКОВ ЭЛЕКТРОНИКИ
ЭЛЕКТРОННЫЕ
КОМПОНЕНТЫ
НОВОСТИ ОБЗОРЫ ИНТЕРВЬЮ . СОБЫТИЯ
АРХИВ ЖУРНАЛА «ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ»
www.elcomdesign.ru


ЛОЦМАН
Журнал для тех, кто интересуется электроникой
Скоро новые
тематические номера:
Если Вам небезразличны эти темы
или Вы являетесь носителем
передовых знаний в других
областях электроники и готовы их
популяризировать -