/
Text
В. ВАСИЛЬЕВ
РАДИОЛЮБИТЕЛЮ
О ТРАНЗИСТОРАХ
ИЗДАТЕЛЬСТВО ДОСААФ
МОСКВА-1967
Scan AAW
3—4—3
14—66
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ............................................... 3
Глава I. Основы транзисторной техники........................ 5
Немного истории ............................................ 5
Принцип действия и устройство транзистора ......... 11
Усилительные свойства транзисторов .......................... 18
Эквивалентная схема замещения и основные параметры тран-
зисторов ................................................ 25
Частотные свойства транзисторов ............................. 35
Зависимость параметров транзисторов от температуры и режи-
ма работы.............*.................................. 44
Предельно допустимые режимы работы транзисторов ............ 48
Установка и стабилизация режима работы транзисторов . . 49
Шумовые характеристики транзисторов ........................ 56
Глава II. Основные типы отечественных и зарубежных транзи-
сторов ................................................. 58
Классификация транзисторов ......................•.......... 58
Краткие характеристики распространенных типов отечественных
транзисторов ............................................ 60
Конструктивное оформление транзисторов ..................... 67
Взаимозаменяемость транзисторов ............................ 71
Краткая характеристика некоторых типов зарубежных тран-
зисторов ................................................ 73
Измерение основных параметров транзисторов ................. 79
Глава III. Основные схемы усилительных каскадов на тран-
зисторах и их возможности ............................. 90
Классификация усилительных схем ........................... 90
Апериодические усилители напряжения ....................... 93
Резонансные контуры ........................................119
Резонансные усилители напряжения ...........................132
Преобразователи частоты и гетеродины .......................155
Преобразователи напряжения .................................171
Апериодические усилители мощности...........................175
Глава IV. Усилительная, приемная и измерительная аппара-
тура на транзисторах ...................................195
Усилители низкой частоты ................;..................195
Приемники прямого усиления .................................207
Супергетеродинные приемники.................................215
Приборы для измерения параметров транзисторов ..............227
Приборы для настройки аппаратуры на транзисторах' .... 235
Литература .................................................240
ПРЕДИСЛОВИЕ
Всего несколько лет назад, когда транзисторы только
начали применяться в любительских схемах, даже самый
простейший приемник, собранный на двух-трех транзи-
сторах, вызывал восхищение не только у начинающих, но
и у более опытных радиолюбителей.
В настоящее время радиолюбители имеют большой вы-
бор транзисторов самых различных типов, поэтому возмож-
ности для творчества намного расширились. Сотни тысяч
радиолюбителей занимаются конструированием и изготов-
лением уже не только простейших, но и более сложных уст-
ройств на транзисторах, находящих свое применение в бы-
ту и народном хозяйстве.
Главными достоинствами транзисторов, благодаря ко-
торым они завоевали такое широкое признание, являются
их небольшие размеры, малое потребление энергии и дол-
говечность.
Наряду с этим транзисторы и устройства, выполненные
на них, имеют ряд специфических особенностей, усложня-
ющих работу с ними. В первую очередь это связано с не-
которым разбросом параметров транзисторов, их зависи-
мостью от температуры окружающей среды и частоты си-
гнала, наличием внутренней обратной связи, относительно
низким входным сопротивлением и т. д. В связи с этим
в ходе конструирования, изготовления и налаживания уст-
ройств на транзисторах у любителя возникает ряд вопросов,
на которые ему самому трудно порой ответить. Чаще всего
требуется решить, какой транзистор лучше всего использо-
вать в данной схеме, каковы будут усиление каскада, вы-
ходная мощность или чувствительность, что произойдет
при изменении режима работы транзистора в ту или другую
сторону.
1*
3
Иногда некоторые любители представляют себе прак-
тику изготовления и налаживания транзисторных устройств
как набор рекомендаций и советов относительно выбора
типа транзисторов, определения режима их работы и намот-
ки определенного количества витков. Это не совсем так.
Практика транзисторных устройств тесно переплетается
с теорией. Ответы на большинство интересующих вопросов
можно найти в технической и научной литературе по тран-
зисторной технике. Такая литература доступна главным
образом радиоспециалистам и подготовленным радиолюби-
телям. В данной книге сделана попытка в более простой
форме ознакомить радиолюбителей, увлекающихся транзи-
сторной техникой, с вопросами, которые могут им встре-
титься в практической деятельности.
В любительской практике обычно не требуется тех точ-
ных и громоздких расчетов, которые имеют место в лабора-
торных и промышленных условиях. В большинстве случа-
ев можно вполне обойтись простыми приближенными форму-
лами и соотношениями, запомнить и научиться обращаться
с которыми под силу даже начинающему радиолюбителю.
В данной книге наряду с такими формулами приводится
значительное количество конечных результатов расчетов
основных характеристик транзисторов и схем, представля-
ющих практический интерес для любителей.
Много места в книге уделено обсуждению вопросов, свя-
занных с измерением параметров транзисторов, а также
с налаживанием и настройкой аппаратуры в любительских
условиях. В связи с тем, что радиолюбители в своей прак-
тической работе встречаются с большими. трудностями из-
за нехватки измерительной аппаратуры, в книге описывает-
ся ряд весьма необходимых и в то же время простых и недо-
рогих приборов, изготовление которых доступно рядовому
любителю.
Приводимые схемы составлены и подобраны таким обра-
зом, чтобы, во-первых, можно было выполнить их на прак-
тике, во-вторых, показать их положительные качества и
недостатки в сравнении с другими аналогичными схемами.
Особое внимание обращается на вопросы стабилизации
режимов работы транзисторов и обеспечения устойчивой
работы усилительных схем.
ГЛАВА I
ОСНОВЫ ТРАНЗИСТОРНОЙ ТЕХНИКИ
НЕМНОГО ИСТОРИИ
Летом 1948 г. в печати появилось сообщение о создании
транзистора — нового полупроводникового прибора, об-
ладающего подобно вакуумной лампе усилительными свой-
ствами. Его изобретателями явились три доктора наук:
Вильям Шокли, Вальтер Браттейн и Джон Бардин.
Транзистор содержал небольшую прямоугольную пла-
стинку из сверхчистого кристаллического полупроводнико-
вого вещества — германия. Эта пластинка являлась как бы
базой, т. е. основанием всего прибора. Над пластинкой
располагались два электрода, выполненные в виде тонких
проводников. Один из них предназначался для эмиттиро-
вания, т. е. введения носителей электрических зарядов
в базу, а другой являлся как бы коллектором, т. е. собира-
телем этих зарядов. Вот таким образом электроды транзи-
стора и получйли название базы, эмиттера и коллектора.
Первые устройства обладали очень большим усилением,
причем настолько большим, что могли стабильно работать
как усилители только в тех случаях, когда включались
по схеме с общей1 базой, приведенной на рис. 1. В таком
виде устройство не являлось усилителем тока в полном смы-
сле этого словй. Усиление сигнала осуществлялось за счет
большого различия в величинах сопротивлений — низко-
омного входного и высокоомного выходного. Именно поэто-
му создатели нового прибора назвали его сокращенно тран-
зистором, что в переводе с английского означает трансфор-
матор сопротивления. Правда, первые образцы транзисто-
ров во многом еще уступали пока радиолампам, например,
5
в рабочем диапазоне частот, выходной мощности, но в то же
время резко выделялись и их огромные преимущества:
небольшие размеры, отсутствие раскаленного катода, малая
потребляемая мощность, низкие рабочие токи и напряжения.
Эти преимущества транзисторов заставили ученых и специа-
листов во многих странах мира обратить на них самое се-
рьезное внимание и принять срочные эффективные меры по
созданию улучшенных образцов*
Рис. 1. Устройство и схема включения первого
транзистора
В течение нескольких лет были разработаны теория и прак-
тика изготовления транзисторов, что позволило освоить вы-
пуск более совершенных типов приборов. Транзисторы стали
находить широкое применение в самых различных областях
науки и техники, в быту и на производстве. Появились тран-
зисторные радиоприемники, радиограммофоны, магнитофо-
ны и даже телевизоры. Транзисторы начали использоваться
в вычислительной технике, радиолокации и телевидении.
Словом, началась эра транзисторов. Но было бы ошибочным
считать, что транзисторы и транзисторная техника были со-
зданы только в эти годы.
Появление транзисторов обязано не счастливой случай-
ности, а кропотливой и непрерывной работе десятков выда-
ющихся ученых и сотен виднейших специалистов, которые
в течение предшествующих десятилетий развивали науку
о полупроводниках.
Впервые применил полупроводниковый кристалл в радио-
технике для детектирования высокочастотных колебаний
великий русский ученый, изобретатель радио А. С. Попов.
В начале нашего столетия были проведены эксперименты
по исследованию детекторных свойств кристаллов различ-
6
ных полупроводников. Было определено, что наибольшей
стабильностью обладают кремниевые детекторы, а наивысшей
чувствительностью — детекторы на искусственных кристал-
лах свинцового блеска в паре со стальной пружинкой. Де-
текторы последнего типа получили широчайшее распростра-
нение среди радиолюбителей и находились в употреблении
около сорока лет.
а — схема <Кристадина» О. А. Лосева; б — вольт-
амперная характеристика детектора <Кристадина»
В двадцатые годы, когда радиолампы только появились
и были малодоступны любителям, делались попытки заста-
вить кристаллический детектор усиливать сигналы. Впер-
вые это удалось осуществить сотруднику Нижегородской
радиотехнической лаборатории им. В. И. Ленина О. А. Ло-
севу в 1922 г. Вскоре после этого на страницах многих радио-
журналов и справочников появились описания «Кристади-
на», как назвал О. А. Лосев детекторный приемник, работа-
ющий в качестве усилителя сигналов. На рис. 2,а приве-
дена принципиальная схема «Кристадина», описанная в
в Справочнике радиолюбителя «500 вопросов и ответов»
под редакцией И. Г. Фреймана, вышедшем в Ленинграде
в 1925 г. Схема «Кристадина» весьма проста. Имеется вход-
ной настраиваемый контур LiCi, к которому подключаются
внешняя антенна и заземление. С помощью переключателя
7
Th параллельно входному контуру подключается детектор
Д1, представляющий собой контактную пару кристалла
цинкита со сталью. На рис. 2,6 приведена вольтамперная
характеристика такого детектора, т. е. зависимость посто-
янного тока через детектор от приложенного к нему напря-
жения. Такой детектор может не только детектировать,
но также предварительно усиливать сигнал в том случае,
если его рабочая точка находится на падающем участке
характеристики (на участке АБ). На этом участке сопротив-
ление детектора становится отрицательным. Это значит,
что напряжение на детекторе увеличивается с уменьшением
тока. Отрицательное сопротивление детектора частично
компенсирует потери энергии сигнала в контуре, что равно-
сильно усилению сигнала по мощности. Регулируя ток че-
рез детектор, можно полностью компенсировать потери кон-
тура, и тогда приемник становится генератором.
Установка режима работы детектора осуществляется
с помощью двух батарей и потенциометра 7?i, регулирующего
ток детектора. Прослушивание сигналов принятой радио-
станции осуществляется на низкоомный головной теле-
фон, катушки которого включены последовательно с источ-
никами питания через заградительный дроссель Др1 и
часть витков катушки Аг. Катушка Аг в основном необхо-
дима для нахождения наиболее чувствительной точки на
кристалле детектора. Для этого переключатель nt ставят
в положение НЧ и вращением ротора потенциометра 7?!
добиваются появления в головном телефоне звуковых коле-
баний высокого тона, означающих, что чувствительная точ-
ка найдена,после чего переключатель П1 переводят в положе-
ние ВЧ и осуществляют прием станций. Согласно описайию
дроссель Др± представляет собой катушку, на которую на-
мотаны 32 г медного изолированного провода диаметром
0,1 мм. Катушка Lz наматывается на картонный каркас
диаметром 20 мм и длиной 60 мм. Она содержит 1900 витков
изолированного медного провода диаметром 0,35 мм с от-
отводом примерно от 600-го витка, считая от верхнего по
схеме вывода катушки Ьъ.
«Кристадины» того времени имели большой успех, но
по мере развития и совершенствования радиоламп интерес
радиолюбителей к ним пропал. Несмотря на огромный ус-
пех ламповой техники, ученые продолжали настойчиво
изучать полупроводниковые материалы и приборы, что
дало свои результаты. Были созданы меднозакисные и крем-
8
ниевые выпрямительные и детекторные диоды, непосред-
ственные предшественники транзисторов. Создание транзи-
сторов было крупным шагом науки и техники нашего века.
Дальнейшие исследования привели к появлению новых по-
лупроводниковых приборов. Так, например, в 1958 г. у
транзистора появился еще один родственник — туннельный
диод, который также обладает усилительными свойствами,
но при более низком напряжении питания, всего в несколько
десятых долей вольта. У туннельных диодов много общего
с «кристадином» О. А. Лосева, поскольку они также имеют
падающий участок вольтамперной характеристики.
В нашей стране еще в 30-х годах началось широкое и
систематическое исследование полупроводников, руковод-
ство которым осуществлялось крупнейшим советским спе-
циалистом в области физики полупроводников академиком
А. Ф. Иоффе.
Первыми транзисторами, выпущенными отечественной
промышленностью в конце 1953 г., были точечные транзи-
сторы, которые предназначались для усиления и генери-
рования электрических колебаний с частотой до 5 Мгц.
В процессе производства первых типов транзисторов были
отработаны некоторые технологические моменты, разрабо-
таны методы контроля параметров. Накопленный опыт
позволил перейти к выпуску более совершенных приборов,
которые уже могли работать на частотах до 10 Мгц.
В дальнейшем на смену точечным транзисторам пришли
плоскостные, обладающие более высокими электрическими и
эксплуатационными качествами. Первые’транзисторы типа
П1.-П2 предназначались для усиления и генерирования элек-
трических колебаний с частотой до нескольких сотен кило-
герц. Затем появились более мощные низкочастотные тран-
зисторы типа ПЗ и П4, применение которых в двухтактных
усилителях позволяло получить выходную мощность от
нескольких единиц до нескольких десятков ватт.
По мере развития полупроводниковой промышленности
происходило освоение новых типов транзисторов, в том
числе П5 и П6, которые по сравнению со своими предшест-
венниками обладали значительно лучшими качествами.
Шло время, осваивались новые методы изготовления тран-
зисторов, вследствие чего транзисторы типа П1—ПЗ и
П6 уже не удовлетворяли современным требованиям и были
сняты с производства^ Вместо них появились транзисторы
9
типа П13-П16, П201-П203 и другие, которые выпускаются
и в настоящее время.
Все перечисленные выше типы транзисторов являются
низкочастотными, т. е. их рабочий диапазон частот ограни-
чивается сотнями килогерц или, в лучшем случае, одним-
двумя мегагерцами. Столь низкий частотный предел объяс-
няется в основном способом изготовления этих транзисто-
ров, осуществляемым методом сплавления, вследствие чего
они часто называются сплавными.
Транзисторы, способные генерировать и усиливать элек-
трические сигналы с частотой в десятки и даже сотни мега-
герц, появились несколько позже. Это были транзисторы типа
П401-П403, которые получили широкое применение как
в промышленности, так и любительском творчестве.
Транзисторы типа П401-П403 положили начало приме-
нению нового диффузионного метода изготовления полупро-
водниковых приборов, вследствие чего такие транзисторы
часто называют диффузионными.
Дальнейшее развитие транзисторной техники пошло по
пути совершенствования как сплавных, так и диффузион-
ных транзисторов, а также создания и освоения других но-
эых методов их изготовления. К настоящему времени про-
изводится массовый выпуск транзисторов различных типов.
Некоторые из них способны развивать выходную мощность,
исчисляемую сотнями ватт, другие — работать на частотах,
измеряемых тысячами мегагерц. Но и это еще не предел.
В последнее время стала бурно развиваться новая моло-
дая область радиоэлектроники — микроэлектроника, где
важное место занимает применение сверхминиатюрных тран-
зисторов и других элементов. Уже имеются транзисторы,
выполненные в виде пленок, что открывает новые возможнос-
ти в развитии радиоэлектроники. х
Необходимо иметь в виду, что грандиозные успехи тран-
зисторной техники за прошедшие 10—15 лет были бы немы-
слимы без значительных достижений в металлургии полу-
проводниковых материалов, технологии получения сверх-
чистых материалов и многих других отраслях науки и тех-
ники. И огромная заслуга в этом принадлежит советской
науке.
Сейчас транзисторы находят самое широкое применение
в различных отраслях науки и техники, везде, где требуются
экономичные, малогабаритные, долговечные и надежные
усилительные приборы. Многие радиолюбители-конструкто-
10
ры являются энтузиастами и пропагандистами применения
транзисторов как в бытовых, так и в промышленных элек-
тронных устройствах. Но чтобы правильно применять тран-
зисторы и добиваться от них желаемых результатов, необ-
ходимо иметь представление об устройстве транзисторов,
принципе их действия, усилительных возможностях, схе-
мах включения и режимах работы, а также о многом другом,
о чем пойдет речь на последующих страницах этой книги.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И УСТРОЙСТВО ТРАНЗИСТОРА
Транзистором называется полупроводниковый прибор^
предназначенный для генерирования и усиления электри-
ческих колебаний. Основой транзистора является небольшая
пластинка монокристаллического полупроводникового веще-
ства.
Полупроводниковые вещества
Полупроводниками обычно называют вещества, которые
по своей электропроводности, т. е. по способности пропу-
скать электрический ток, занимают некоторое среднее по-
ложение между проводниками и изоляторами. Для многих
веществ это понятие является относительным. В зависимос-
ти от вида и количества присутствующих примесей, а так-
же от воздействия на эти вещества внешних энергетических
факторов (тепла, света или электрического поля), они могут
становиться либо изоляторамщ либо хорошими проводни-
ками.
Полупроводниковых веществ известно очень много, но
для производства полупроводниковых приборов применяют-
ся, главным образом, три: германий, кремний и арсенид
галлия.
Германий является редким элементом, рассеянным в при-
роде.
Кремний, наоборот, распространенный на Земле элемент,
но встречается он только в виде соединений с другими эле-
ментами, в основном с кислородом. Соединения кремния ок-
ружают нас всюду — это песок, гранит, бетон и т. д. Но полу-
чить кремний в чистом виде пока труднее, чем добыть ред-
костный германий. Этим в основном объясняется то, что
11
в большинстве случаев кремниевые полупроводниковые при-
боры обходятся дороже своих германиевых собратьев.
Арсенид галлия представляет собой соединение мышья-
ка с галлием. Это вещество стало применяться сравнитель-
но недавно, но уже завоевало широкое признание. В отли-
чие от германия и кремния, арсенид галлия меньше подвер-
жен воздействию температуры и радиации, что делает его
незаменимым в целом ряде приборов. В настоящее время
из арсенида галлия делаются туннельные диоды, транзисто-
ры и некоторые другие приборы.
Свойства транзисторов во многом зависят от исходного
материала. Германиевые транзисторы составляют пока по-
давляющее большинство по сравнению с кремниевыми и тем
более с транзисторами из арсенида галлия.
Принцип действия транзистора
Принцип действия транзистора основан на взаимодей-
ствии между собой нескольких (обычно двух) электронно-
дырочных переходов (р-n переходов), образованных в од-
ной кристаллической структуре и расположенных на весьма
близком расстоянии друг от друга.
Электронно-дырочный переход представляет собой гра-
ницу раздела между исходным кристаллом и введенной в не-
го извне специальной примесью. Главной особенностью
электронно-дырочного перехода является его способность
хорошо пропускать ток только в одном направлении и
плохо — в другом. То направление, в котором сопротивление
перехода мало и он хорошо пропускает ток, называется
прямым.
Направление, в котором сопротивление перехода вели-
ко, а поэтому через него плохо проходит ток, называется
обратным. В этом электронно-дырочный переход во многом
напоминает вакуумный диод, вследствие чего электронно-
дырочный переход часто называют диодным переходом.
На рис. 3 приведено условное обозначение р-п пе-
рехода и его вольтамперная характеристика в прямом и
обратном направлениях. Как видно из рис. 3, с увеличением
напряжения, действующего в прямом направлении, ток
перехода растет очень быстро, тогда как при обратном
включении ток мал и практически не зависит от действующе-
го напряжения (конечно, в определенных пределах). Это
интересное свойство р-n перехода давно используется в тех-
12
нике для одностороннего пропускания электрического тока,
что необходимо осуществлять в различных детектирующих
и выпрямляющих устройствах.
В зависимости от технологии изготовления переходы мо-
гут быть точечными или плоскостными, а поэтому одни полу-
проводниковые приборы называются точечными, другие —
плоскостными.
Точечные переходы
благодаря своим малым
размерам имеют хоро-
шие частотные свойства,
но не выдерживают вы-
соких напряжений и
больших токов. Плос-
костные переходы, наобо-
рот, имеют значительно
большие размеры, а по-
этому способны пропу-
скать большие токи. Ча-
стотные свойства плоско-
стных переходов несколь-
Рис. 3. Условное обозначение п—р пе-
рехода и его вольтамперная характе-
ристика
ко хуже, чем у точечных,
но благодаря совершенствованию технологии получения
плоскостных переходов это различие в настоящее время яв-
ляется весьма условным. Имеются полупроводниковые при-
боры с плоскостными переходами, которые работают на
частотах, измеряемых сотнями, а нередко и тысячами мега-
герц. Первый транзистор, созданный в 1948 году, был то-
чечным. Но точечные транзисторы не получили широкого
распространения из-за своих весьма низких электрических
параметров и в дальнейшем были полностью вытеснены
плоскостными транзисторами. Из полупроводниковых при-
боров с точечными переходами в настоящее время находят
применение главным образом только маломощные высоко-
частотные диоды.
Плоскостные переходы получаются в основном, путем
вплавления или диффузии специальных примесей (напри-
мер, индия, галлия и некоторых других элементов) в моно-
кристаллическую структуру основного материала. В зави-
симости от метода получения переходов одни транзисторы
могут называться сплавными, другие — диффузионными.
Диффузионный метод позволяет получить транзисторы, спо-
собные работать на высоких и сверхвысоких частотах,
13
тогда как транзисторы, полученные сплавным методом,
работают на частотах не выше 20—30 Мгц.
Если в кристалле полупроводникового материала обра-
зован только один электронно-дырочный переход, то при-
бор, выполненный на его основе, носит название полупровод-
никового диода. Полупроводниковые диоды известны и
применяются сравнительно давно для детектирования сигна-
лов и выпрямления переменного напряжения. На рис. 4
приведено схематическое изображение конструкции точеч-
а 5 6
Рис. 4. Поперечный разрез точечного (а) и
плоскостного (б) диодов и их графическое
обозначение (в)
ного и плоскостного диодов и их графическое обозначение
на электрических схемах. Прямое направление включения
диода указывается стрелкой и знаком «плюс». С целью пре-
дохранения от загрязнения и механических повреждений
кристалл полупроводниковых приборов обычно помещается
в стеклянный или металлический корпус. Подключение при-
боров в схему осуществляется с помощью гибких выводов.
Транзистор, в кристалле которого имеются два перехо-
да, инргда называют полупроводниковым триодом. Взаим-
ное расположение переходов в кристалле плоскостного
транзистора, полученных методом сплавления, приведе-
но на рис. 5. Переходы образуются путем вплавления в кри-
сталл капель специальных примесей. В качестве таких при-
месей обычно используются индий, сурьма, мышьяк и не-
которые другие вещества. Общая область кристалла между
14
Рис. 5. Поперечный разрез кристалла
плоскостного сплавного транзистора
двумя переходами называется базой, малая капля — эмит-
тером, большая — коллектором. В соответствии с этим
переход между эмиттером и базой называется эмиттерным,
переход между коллектором и базой — коллекторным. В
зависимости от структуры исходного материала и введен-
ных примесей транзисто-
ры могут быть типа р-п-р
или п-р-п. Транзисторы
типа р-п-р часто называ-
ют транзисторами пря-
мой проводимости, а
транзисторы типа п-р-п—
транзисторами обратной
проводимости. В силу
р яда тех нологических
причин транзисторы ти-
па р-п-р получили наи-
бол ыпее р аспростр ане-
ние. Транзисторы типа п-р-п используются главным обра-
зом в комбинации с транзисторами типа р-п-р.
Для нормальной работы любого транзистора необходи-
мо подать на его электроды начальное смещение таким об-
разом, чтобы эмиттерный переход был включен в прямом,
а коллекторный — в обратном направлении. При этом
р-п-р
Рис. 6. Графические обозначения и полярность вклю-
чения транзисторов различной проводимости
падение напряжения на эмиттерном переходе составляет
несколько десятых долей вольта, а на коллекторном —
не менее нескольких вольт. При соблюдении этого усло-
вия большинство транзисторов обладает хорошими усили-
тельными свойствами. Включение транзисторов типа р-п-р
и п-р-п будет отличаться друг от друга только полярнос-
тью источников питания. На рис. 6 приведены графические
обозначения транзисторов различной проводимости и необ-
ходимая полярность включения источников питания.
15
На рис. 7,а изображена вольтамперная характеристика
эмиттерного перехода, включенного в прямом направлении
при отключенном коллекторе. Особенностью электронно-
дырочного перехода в прямом направлении является то,
что он начинает хорошо пропускать ток только при дости-
жении некоторого напряжения на нем, величина которого
20-
Рис. 7.' Вольтамперные характеристики:
а — эмиттерного перехода при отключейном кол-
лекторе; б — коллекторного перехода при отклю-
ченном эмиттере; в — коллекторного перехода
при включенном эмиттере
4,.^
' Гзрманий Кремний
О 0,2 0,4 0,6 0,8
1к,мка
Гэрманий
I Кремний
Ю
О
О 5 10 15 20
определяется исходным материалом и температурой пере-
хода. Для германия это напряжение составляет около 0,15—
0,2 в, а для кремния — около 0,5—0,6 в. Чем больше на-
пряжение на эмиттерном переходе, тем больше ток эмитте-
ра и, следовательно, тем меньше его сопротивление, кото-
рое в зависимости от установленного режима может состав-
лять от долей ома до нескольких десятков и даже сотен ом.
В рабочем состоянии напряжение на эмиттерном пере-
ходе должно составлять всего несколько десятых долей воль-
та (0,2—0,3 в для германиевых и 0,6—0,7 в для кремниевых
транзисторов), а напряжение источника питания, как пра-
16
вило, бывает порядка нескольких вольт (не менее 1,5—3,0 в).
Поэтому с целью гашения избыточного напряжения в эмит-
терную цепь транзистора включается последовательное со-
противление 7?э. Путем подбора величины сопротивления
7?э можно изменять ток эмиттера, что обычно используется
для установки желаемого режима работы транзистора.
На рис. 7,6 приведена вольтамперная характеристика
коллекторного перехода, включенного в обратном направле-
нии при отключенном эмиттере. Его ток весьма слабо зави-
сит от приложенного напряжения и определяется главным
образом исходным материалом кристалла, присутствующими
примесями, площадью и температурой перехода. Этот ток
носит название обратного тока коллектора и обозначается
/ко. Чем меньше величина тока /ко, тем больше обратное со-
противление и тем выше качество перехода. Обычно величи-
на тока /ко составляет единицы-десятки микроампер. Ве-
личина этого тока мало зависит от напряжения на коллек-
торном переходе, но зато сильно меняется при изменении
температуры перехода. Установлено, что при увеличении
температуры перехода на каждые 10° С величина тока
/ко германиевых транзисторов увеличивается в два раза,
кремниевых — почти в 2,5 раза.
Теперь, если включить оба источника питания, как это
показано на рис. 7,а, то окажется, что ток коллектора 1К
отличается от тока эмиттера /э на величину тока базы /б,
который для большинства современных транзисторов со-
ставляет не более одной десятой тока эмиттера. Иными сло-
вами, в этом случае ток эмиттера /э как бы разветвляется
на две части — ток коллектора /к и ток базы /б*.
/э ==: /к 4“ /б*
Здесь и далее по тексту используются условные обозна-
чения, принятые в технической литературе, а именно: по-
стоянные токи и напряжения обозначаются прописными бук-
вами латинского алфавита (/ и I/); переменные токи и
напряжения, а также, небольшие изменения постоянного
тока и напряжения — строчными буквами (i и и). То же
самое относится к обозначению активного сопротивления:
сопротивление постоянному току, определяемое по закону
Ома как отношение постоянного напряжения U на сопро-
тивлении к постоянному току / через него
*=4 =
17
сопротивление переменному току, определяемое как отно-
шение переменного напряжения на сопротивлении к пере-
менному току через него
Сильная зависимость величины тока коллектора от ве-
личины тока эмиттера объясняется самопроизвольным про-
никновением в коллекторный переход за счет явления диф-
фузии носителей электрических зарядов, вводимых из эмит-
тера в базовую область. Явление диффузии характеризует-
ся тем, что диффундирующие частицы (в данном случае это
носители электрического заряда) распространяются в том
направлении, где концентрация их меньше. В базе транзи-
стора образуется избыточная концентрация носителей заря-
да вблизи эмиттерного перехода, которая уменьшается по
мере приближения к коллекторному переходу. В силу этого
носители заряда диффундируют через базу в направлении
от эмиттера к коллектору.
Необходимо иметь в виду, что все три названных тока
транзистора взаимно связаны между собой.* Изменение
одного из них вызывает соответствующее изменение двух
других токов, что было показано на примере рис. 7,в. Имен-
но эта взаимная зависимость токов позволяет использовать
транзистор в качестве генератора или усилителя электри-
ческих колебаний.
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ СВОЙСТВА ТРАНЗИСТОРОВ
Усиление по току
Обычно зависимость тока коллектора от тока эмиттера
выражается через коэффициент усиления по току, который
обозначается буквой а («альфа»). Этот коэффициент опреде-
ляется как отношение приращения тока коллектора iK
к вызвавшему его приращению тока эмиттера гэ, а именно:
За счет очень близкого расположения переходов друг
от друга и совершенной технологии их производства вели-
чина а большинства типов современных транзисторов мо-
18
жет находиться в пределах от 0,9 до 0,997, но в обычных
условиях для плоскостных транзисторов не более единицы.
Коэффициент а можно определить по семейству выход-
ных характеристик транзистора в схеме с общей базой, ко-
торые показаны на рис. 7,в.
Как можно видеть из рис. 7,в, одному и тому же прира-
щению тока эмиттера будут соответствовать различные зна-
чения вызванного им приращения тока коллектора в зави-
Рис. 8. Зависимость коэффициента а:
а — от тока эмиттера; б — от напряжения кол-
лектора
симости от выбора исходной рабочей точки на характерис-
тике. Это говорит о том, что величина коэффициента а за-
висит от напряжения на коллекторе и тока эмиттера.
В качестве примера на рис. 8,а приведена типичная за-
висимость коэффициента а от тока эмиттера при неизменном
напряжении коллектора. Как видно из рис. 8,а, коэффици-
ент а достигает максимума при некотором среднем значении
тока эмиттера, которое в зависимости от типа транзи-
стора может составлять величину от нескольких миллиампер
до нескольких ампер.
Обычно для каждого типа транзисторов указывается
рекомендуемый ток эмиттера, при котором величина коэф-
фициента а близка к своему максимальному значению.
На рис. 8,6 приведена зависимость коэффициента а от
19
величины напряжения на коллекторе при определенном
значении тока эмиттера.
Как видно из рис. 8,6, при малых напряжениях коллек-
тора коэффициент а растет с увеличением напряжения. Это
объясняется в основном тем, что при малых напряжениях
носители зарядов базы вяло втягиваются в коллектор, но
чем больше напряжение на коллекторе, тем энергичнее про-
исходит втягивание. Наконец, при напряжении около 2—
3 в практически все носители зарядов, оказывающиеся вбли-
зи коллекторного перехода, втягиваются в коллектор. По-
этому дальнейший рост тока коллектора по мере увеличения
напряжения на нем практически прекращается, а ток базы
несколько уменьшается. При напряжении, близком к мак-
Рис. 9. Схема установки для снятия характе-
ристик транзисторов
симально допустимому для данного типа транзистора (обыч-
но 15—60 в, иногда более), вновь наблюдается заметный
рост величины коэффициента а, которая может достичь еди-
ницы и более. Но такой режим работы транзистора практи-
чески не используется и обычно не рекомендуется, так как
резко возрастает опасность выхода из строя транзистора.
Зависимость величины коэффициента а от режима ра-
боты транзистора вызывает необходимость проведения из-
мерений при относительно небольших приращениях тока
эмиттера. Обычно в таких случаях величина приращения
ц не превышает 5—10% исходного значения тока эмитте-
ра /э:
4 < (0,05 - 0,1) /э.
Вольтамперная характеристика коллектора транзистора
может быть получена с помощью измерительной установки,
схема которой приведена на рис. 9. Необходимые значения
тока эмиттера устанавливаются с помощью реостата /?э,
напряжение коллектора регулируется низкоомным потен-
циометром /?к. Измерение токов производится с помощью
20
миллиамперметров тАэ и тАк, а напряжение коллектора
контролируется вольтметром UK.
Зная приращение тока эмиттера i3 и величину коэффи-
циента а, можно определить связанное с этим приращение
тока базы i6. Действительно, если /а = /к + /б, то будет
выполняться и другое соотношение: i3 = iK + 1$, т. е. при-
ращение эмиттерного тока равно сумме приращений кол-
лекторного и базового токов. С другой стороны, а = ,
1Э
1К
отсюда следует, что iK = at3 или i3 = —.
В свою очередь, ток базы = h — i*- Теперь, если вы-
разим ток iK через i3, как iK = шэ, получим:
is = is — агэ = i3 (1 — а).
Откуда следует:
1 .
1э ~ \ =ъ.16-
Учитывая, что величина а весьма близка к единице,
то из последнего выражения можно сделать вывод: изме-
нение тока эмиттера в —г раз больше связанного с ним
изменения тока базы.
Например, если а = 0,9, то 'тогда
1 • 1Л*
।__0 9 *б —
если а =0,95, то тогда
*э ~ 1 — 0,95 *б ~ 2°Гб’
С другой стороны, ток коллектора iK = ai3, т. е.
а
1к~
Таким образом, изменяя величину тока базы, мы управ-
ляем током эмиттера и, следовательно, током коллектора.
Усиление транзистора по току зависит от схемы вклю-
чения транзистора.
В зависимости от того, какой из трех электродов тран-
зистора считается общим, различаются три основные схе-
мы включения: с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ)
и общим коллектором (ОК). Схематическое изображение
указанных схем включения приведено на рис. 10.
21
В схеме с общей базой (рис. 10,а) входным электродом
является эмиттер, выходным — коллектор. В соответствии
с этим входным параметром является ток эмиттера гэ, вы-
ходным — ток коллектора iK) а коэффициент усиления по
току Ki для схемы с общей базой, как это было показано
выше, равен:
Рис. 1и. Основные схемы включения транзисторов:
а — с общей базой; б — с общим эмиттером, в — с общим кол-
лектором
В схеме с общим эмиттером (рис. 10,6) входным электро-
дом является база, выходным — коллектор. Это значит,
что входным параметром является ток базы Z6, выходным —
ток коллектора /к, а коэффициент усиления по току для схе-
мы с общим эмиттером равен:
Обычно коэффициент усиления по току для схемы с об-
щим эмиттером обозначается буквой р («бета»):
Так как ток базы в большинстве случаев в десятки-сот-
ни раз меньше тока коллектора, то величина коэффициента
усиления должна быть много больше единицы. Действитель-
но, после подстановки значений а = 0,9 — 0,997 в формулу
для р получим: Р = 9 — 300. В этом большие преимущества
схемы с общим эмиттером по сравнению со схемой с общей
базой, усиление по току которой не превышает единицы.
На рис. 11 приведена номограмма для пересчета коэффи-
циентов а и р.
22
В схеме с общим коллектором (рис. 10,в) входным элек-
тродом служит база, выходным — эмиттер. В соответствии
с этим входным параметром является ток базы i6) выход-
ным — ток эмиттера i9. Коэффициент усиления по току
Ki для этой схемы включения равен:
Таким образом, для схемы с общим коллектором
/Ъ = 1+₽,
Коэффициент d
I »,1| ...... ’ 1 I1 ........ Н|Й|П1Г'- Л .'ph ..bu.I.r-rl
to 15 20 30 50 70 100 150 200 300
Коэффициент fl ’
Рис. 11. Номограмма для пересчета коэффициентов аир
т. е. усиление по току для этой схемы включения примерно
равно усилению по току схемы с общим эмиттером.
Коэффициенты аир рассмотренных схем включения
являются важными характеристиками усилительных свойств
транзисторов, а поэтому обычно указываются в справочных
данных. Вследствие значительного технологического раз-
броса параметров могут указываться либо минимальные
значения этих параметров, либо некоторые средние.
Для более полного определения усилительных возмож-
ностей транзистора, кроме аир, необходимо знать и не-
которые другие параметры, которые для низких частот мож-
но определить из семейств статических характеристик тран-
зистора. Для анализа усилительных и переключающих схем
на транзисторах используются эквивалентные схемы тран-
зистора. В эквивалентной схеме наиболее существенные фи-
зические процессы для определенного режима работы тран-
зистора в данном устройстве находят отражение за счет
включения соответствующих элементов. Например, уси-
лительные свойства транзистора в эквивалентной схеме
учитываются включением генераторов тока или напряжения
в выходную цепь.
Эквивалентная схема, как правило, не учитывает всю
совокупность физических свойств транзистора, а только те
23
из них, которые являются определяющими для данного ре-
жима работы и определенного диапазона частот. Поэтому
различаются эквивалентные схемы для усилительного ре-
жима (малосигнальные эквивалентные схемы) и режима
переключения (низкочастотные, высокочастотные эквива-
летные схемы и т. д.).
Усиление по мощности
Когда мы говорим об усилительных свойствах того или
иного прибора, то обычно имеем в виду в первую очередь
усиление по мощности. Количественной оценкой усилитель-
ных свойств является коэффициент усиления по мощности
Кр, показывающий, во сколько раз выходная мощность
Рвых больше мощности, введенной во входную цепь прибора
Р вх*
р
тг ВЫХ
Ар-----р •
1 вх
Мощность может выражаться через квадрат тока или
напряжения. В первом случае
Р вых = 1выхГ вых» /’вх = ^вх^вх’
следовательно
/2 f
тг *ъых' ВЫХ ГЛ-2 вых
Ар-----~ — Аг ~ ,
(вх гвх °х
где Kt — усиление по току.
Во втором случае
^2 ^2
----- цвых , D __ UBX
ВЫХ _______________ -- » г вх — "Z— ,
ГВЫХ гвх
следовательно
п2 г г
V ВЫХ RX Г/-2 ВХ
Ар — —------- — А и-----,
ивхгвых гвых
где Ки = -7—— усиление по напряжению,
"вх
В том случае, когда известна величина а требуется
найти усиление по напряжению, можно воспользоваться
производной формулой:
У гвх
24
Последняя формула часто используется для оценки уси-
ления различных каскадов на транзисторах.
Поскольку величина Кр не зависит от того, через какие
именно величины и и i ее находили, то можно приравнять
между собой
гвых __ ^2 гвх
гвх гвых
откуда следует:
Ки = К<^-.
'вх
Таким образом, зная коэффициент усиления по току
а также величины входного и выходного сопротивлений,
можно определить усиление по напряжению или мощности.
Рассмотрим это на примере включения транзистора по
схеме с общей базой Ki = а. Если учесть, что обычно коэф-
фициент может быть весьма близок к единице, величина вы-
ходного сопротивления транзистора гвых может исчисляться
сотнями килоом, а входное — всего десятками ом, то ста-
новится очевидным, что величина коэффициента усиления
по мощности равна усилению по напряжению и может до-
стигать десятков тысяч. Обычно максимальное значение
Кр для большинства типов современных транзисторов со-
ставляет от 10 000 до 100 000.
Максимальный коэффициент усиления по мощности,
коэффициенты усиления по току аир только частично харак-
теризуют свойства и возможности того или иного типа тран-
зисторов. Более полное представление дает эквивалент-
ная схема замещения, представляющая транзистор в виде
четырехполюсника.
ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ЗАМЕЩЕНИЯ И ОСНОВНЫЕ
ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРОВ
Существует несколько различных эквивалентных схем
замещения для малого сигнала, одна из которых, наиболее
простая, но в то же время достаточно близкая к физической
модели транзистора, приведена на рис. 12. На этом рисунке
обозначены: гэ — активное сопротивление эмиттерного пе-
рехода; Сэ — емкость эмиттерного перехода; гб — актив-
ное сопротивление базы; гк — активное сопротивление кол-
лекторного перехода; Ск — емкость коллекторного перехо-
25
да; ai3 — эквивалентный генератор тока, характеризующий
усилительные свойства транзистора по току.
Сопротивление эмиттерного перехода гэ определяется
отношением изменения напряжения иэ на переходе к свя-
занному с ним изменением тока i3 через переход, как это
показано на рис. 13,а:
Рис. 12. Эквивалентная схема заме-
щения транзистора
Величина сопротивле-
ния эмиттер ного перехода
может составлять от не-
скольких долей ома до де-
сятков и даже сотен ом,
что определяется главным
образом током эмиттера.
Аналогичным образом сопротивление коллекторного пе-
рехода гк определяется отношением изменения напряжения
на переходе ик к связанному с ним изменению тока через
него, как это показано на рис. 13,6:
Рис. 13. Определение сопротивления:
а — эмиттерного перехода; б — коллекторного перехода
Сопротивление коллекторного перехода гк, наоборот,
является высокоомным и в зависимости от типа транзистора
и установленного тока коллектора может иметь значение
от нескольких десятков килоом до нескольких мегом.
Сопротивление базы гб в несколько раз больше сопротив-
ления гэ и в среднем составляет десятки-сотни ом. Его ве-
26
личина зависит от тока эмиттера и частоты усиливаемого
сигнала.
Емкость коллекторного перехода Ск может составлять
от 2—4 до 50—200 пф, иногда и более. Ее величина зависит
в основном от напряжения между коллектором и базой и
частично от частоты сигнала.
Емкость эмиттерного перехода Сэ в несколько раз (в 5—
10 раз) больше емкости коллекторного перехода Ск. Ее
величина зависит от тока эмиттера и частоты. При работе
на самых низких частотах влиянием емкостей Сэ и Ск в боль-
шинстве случаев можно пренебречь.
Из рассмотрения основных схем включения транзистора
видно, что входной и выходной токи частично или полностью
протекают по одному и тому же внутреннему сопротивлению
общего электрода. Таким сопротивлением для схемы с об-
щей базой является сопротивление базы Гб*, для схемы с об-
щим эмиттером — сопротивление гэ и емкость Сэ; для схе-
мы с общим коллектором — сопротивление гк и емкость Ск.
Наличие общего сопротивления приводит к тому, что, кро-
ме прямого воздействия входной цепи на выходную, будет
существовать обратное воздействие выходной цепи на вход-
ную, называемое внутренней обратной связью.
Внутренняя обратная связь является серьезным недо-
статком транзисторов, который сказывается главным обра-
зом в том, что входное сопротивление транзистора гвх за-
висит от сопротивления нагрузки гн выходной цепи, а вы-
ходное сопротивление гвых, в свою очередь, зависит от вну-
треннего сопротивления источника входного сигнала.
Это явление особенно неприятно в многокаскадных усили-
тельных устройствах, когда изменение параметров или на-
стройка одного каскада может вызвать расстройкущредыду-
щих и последующих каскадов»
Внутренняя обратная связь
Рассмотрим влияние выходной цепи на величину вход-
ного сопротивления транзистора гвх, определяемого как от-
ношение изменения напряжения на входе ивх к связанному
с ним изменению входного тока iBX:
_____ ивх
ГвХ -—' "7 •
4ВХ
В схеме с общей базой (рис. 10,а) изменение входного
напряжения равно сумме изменений напряжения на базе
27
и на эмиттерном переходе. Если выразить эти напряжения
через соответствующие токи и сопротивления, то по закону
Ома получим:
Нвх = 4гэ + /бгб = i3r3 + i3 (1 — а) Гб = is [гэ + (1 — а) гб].
Поскольку в данном случае ZBX = i3, то после подстанов-
ки в формулу для гвх значений ивх и iBX = i3 получим:
Гвх = гэ + (1 — а) гб.
Таким образом входное сопротивление транзистора,
включенного по схеме с общей базой, зависит от сопротив-
ления базы, коэффициента а и сопротивления эмиттерного
перехода, которое определяется режимом работы транзи-
стора.
Все это говорит о том, что изменение одного из назван-
ных параметров приведет к изменению величины входного
сопротивления, которое оказывается тем меньше, чем бли-
же а к единице и чем меньше сопротивление гб.
Например, имеются два транзистора, у которых гэ ==
= 25 ом, гб = 150 ом, но у одного а = 0,98, у другого а =
= 0,8. Тогда для первого транзистора имеем:
гвх = 30 + (1—0,98) • 150 = 30 4- 3 = 33 ом-,
для второго транзистора:
гвх = 30 + (1 —0,8) • 150 = 30 + 30 = 60 ом.
В схеме с общим эмиттером (рис. 10,6) изменение вход-
ного напряжения ивх равно сумме изменений напряжений
на сопротивлении базы гб и сопротивлении эмиттерного
перехода гэ:
t/вх == ^бГб ^эГэ*
Учитывая, что входным током в данном случае является
ток базы, т. е. iBX = i6, а ток эмиттера i3 в -тт-?—г =1+0
(1 а)
раз больше тока базы i6, получим по аналогии с предыду-
щим случаем следующее выражение:
Гвх = гб + гэ = гб + гэ (1 + 0). .
Таким образом входное сопротивление транзистора,
включенного по схеме с общим эмиттером, также зависит
от сопротивлений гэ, гб и усиления по току. Причем в дан-
ном случае величина входного сопротивления растет по
мере приближения коэффициента а к единице.
28
Для транзисторов, параметры которых были приведены
выше, входные сопротивления будут иметь значения:
для первого
гвх = 150 + 30,20 33= 150 + 1500 = 1650 ом,
для второго
гвх = 150 + 30 тЛпг = 150 + 150 = 300 ом.
В схеме с общим коллектором (рис. 10,в) изменение вход-
ного напряжения равно сумме изменений напряжений
на сопротивлении базы гб, эмиттерного перехода гэ и на-
грузки гн:
^вх = 1^6 + h (гэ + ги),
т. е. в этом случае, как и в предыдущем, можно считать
Гвх “ Гб + (гэ + Гн) • i-~ = Гб + (Гэ + Гн) • (1 + Р)«
1 — \л
Обычно величина сопротивления нагрузки выбирается
во много раз больше сопротивления гэ, а поэтому вполне до-
пустимо предположить, что гэ + гн гн.
Тогда:
Гвх Гб + гн • [727^ “ Гб + Гн (1 + Р).
Таким образом, входное сопротивление транзистора,
включенное по схеме с общим коллектором, растет с увели-
чением сопротивления нагрузки. Увеличение коэффициен-
та усиления схемы по току также приводит к росту входного
сопротивления.
Если для транзисторов, параметры которых приводились
ранее, предположить сопротивление нагрузки гн = 1 ком,
то тогда для первого транзистора
гвх = 150 + (30+1000) • ।= 51 000 ом = 51 ком,
для второго
гвх = 150 + (30 + 1000) • ,208 = 5200ом = 5,2ком.
При использовании транзисторов с более высоким зна-
чением коэффициента а и по мере увеличения сопротивления
нагрузки гй входное сопротивление транзистора, включенно-
го по схеме с общим коллектором, может достичь величины
нескольких сотен килоом и даже более. В этом преимущества
29
данной схемы включения перед двумя другими. Однако
входное сопротивление схемы с общим коллектором не мо-
жет стать больше величины динамического сопротивления
коллекторного перехода, которое оказывается включенным
параллельно входу. В большинстве практических случаев
шунтирующим действием коллекторного перехода можно
пренебречь, поскольку для обеспечения тока смещения в ба-
зовой цепи транзистора приходится параллельно входу
схемы включать сопротивление значительно меньшей вели-
чины, чем сопротивление коллекторного перехода. Необхо-
димо всегда иметь в виду, что коэффициент усиления схемы
по току зависит от величины нагрузки гн. Чем больше со-
противление нагрузки, тем меньше становится усиление
по току.
Это явление объясняется перераспределением тока кол-
лектора. При сопротивлении нагрузки много меньшем вы-
ходного сопротивления транзистора практически весь ток
коллектора проходит через нагрузку. По мере, увеличения
сопротивления нагрузки доля тока через выходное сопро-
тивление увеличивается за счет уменьшения тока в на-
грузке.
Так, например, если сопротивление нагрузки равно вы-
ходному сопротивлению транзистора, то коэффициент уси-
ления а или р уменьшается вдвое. В качестве примера на
рис. 14 приведены усредненные зависимости изменения а
и р при различной нагрузке для маломощных транзисторов.
На рис. 15 представлена зависимость изменения входного
сопротивления при увеличении сопротивления нагрузки
транзистора для различных схем его включения. Особый
интерес представляет схема с общим коллектором, так как ее
входное сопротивление в определенных пределах непрерывно
растет с увеличением нагрузки. Характерным является
также некоторое уменьшение входного сопротивления тран-
зисторов в схеме с общим эмиттером и увеличение —
в схеме с общей базой при увеличении сопротивления
нагрузки.
Внутренняя обратная связь вызывает также зависимость
выходного сопротивления гвых от сопротивления источника
входного сигнала rt при нулевой нагрузке, представленную
на рис. 16. Согласна данным рис. 16 минимальным выход-
ным сопротивлением обладает схема с общим коллектором,
максимальным — схема с общей базой. Схема с общим эмит-
тером занимает некоторое среднее положение.
30
Сопротивление нагрузки
Рис. 14. Усредненная зависимость коэффициентов аир
от сопротивления нагрузки
Рис. 15. Усредненная зависимость входного сопротивле-
ния транзистора от величины его нагрузки
Влияние внутренней обратной связи сказывается также
на коэффициенте усиления транзистора по мощности
и напряжению Ки в различных схемах включения. Действи-
тельно, известно, что
'вх
Ku = Ki~,
'вх
Г Г
где г = —--------эквивалентное сопротивление нагрузки
ГН гвых
Рис. 16. Усредненная зависимость выходного сопротив-
ления транзистора от сопротивления источника сигнала
Согласно этим формулам усиление по мощности и на-
пряжению увеличивается по мере роста сопротивления на-
грузки, но при этом наблюдается снижение коэффициента
усиления по току. В связи с этим коэффициент усиления по
МОЩНОСТИ Кр достигает максимума (Лрмакс) при некотором
вполне определенном сопротивлении нагрузки, называемом
согласованным сопротивлением нагрузки гн. с. Иллюстра-
цией этого в общем случае является рис. 17, на котором
приведены усредненные зависимости Кр транзистора от
сопротивления нагрузки гн для различных схем включения.
32
На рис. 17 коэффициент Кр выражается в децибелах,
т. е. как 101g Кр. На рис. 18 приведена номограмма для пе-
ревода Кр в децибелы.
Как видно из рис.
17, наибольшее уси-
ление транзистора з
Кр макс обеспечивает- |
ся в схеме с общим |
эмиттером (до 40 дб), §
наименьшее — в схе- §
ме с общим коллек-
тором (до 15 дб); в |
схеме с общей ба- §
зой — некоторое сред-
нее значение (30 дб).
Полностью реали- S
зовать Кр макс практи- |
чески очень трудно, §
так как для этого §
необходимо обеспе-
чить равенство гн — Сопротивление нагрузки
= Гн. с И Гвх = Гь Это Рис. 17. Усредненная зависимость коэффи-
значит, что для схе-
мы с общим эмитте-
циента усиления по мощности от сопротивления
нагрузки
ром сопротивление нагрузки должно составлять несколь-
ко сотен килоом, а для схемы с общей базой — несколько
мегом, что не всегда можно обеспечить. В большинстве слу-
р
Отношение мощностей, -^-sKD
0.1 0.2 0.3 Op 0,7 КО 2 3 4 5 7 ю
I---1-1-------Ч-1--1-----------------1-,-|_<--НЦ-Н'Ч
•Ю 8 8 7 6 5 4 3 2 1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Ю
Ю1д ^Шд'Кр.дЬ
Кр
10* Ю" 10'' Ю* 10' I 10 Ю‘ 10' 10" 10*
I-----1-------1------1-----1--------1------1----1-------j----1-------1
50 -40 -30 -20 -10 О Ю 20 30 40 50,
101g к^.дб
Рис. 18. Шкала децибел
чаев сопротивление гн выбирается в несколько раз меньше,
чем это требуется для получения К,р макс- Схема с общим эмит-
тером имеет то преимущество, что позволяет получить Кр =
2 557 33
= 30 дб при сравнительно небольшой нагрузке, исчисля-
емой килоомами, тогда как схема с общей базой обеспечи-
вает даже несколько меньшее усиление (Кр =25 дб) при
сопротивлении нагрузки в несколько десятков килоом.
Этим, в основном, и определяется то широкое распростра-
нение, которое получила схема с общим эмиттером по
сравнению с другими схемами.
Но у схем с общим коллектором и общей базой есть и
свои преимущества перед схемой с общим эмиттером. Схе-
ма с общим коллектором может обладать гораздо большим
входным сопротивлением, чем схема с общим эмиттером,
а схема с общей базой имеет большее выходное сопротивление
и гораздо меньшую внутреннюю обратную связь. Последнее
очень важно для обеспечения устойчивой работы усилителей
высоких и сверхвысоких частот.
Наличие внутренней обратной связи затрудняет также
получение точных результатов измерений параметров тран-
зистора.
По этой причине в справочных данных на транзисторы
особо оговариваются схема включения и режим испытаний.
В зависимости от типа транзистора, его назначения указы-
ваются данные для схемы с общей базой, либо для схемы
с общим эмиттером. В области низких частот оказывается
сравнительно легко измерять входные параметры при за-
короченном выходе, а выходные параметры транзистора —
при разомкнутом входе. Система параметров, измеренная
таким способом, носит название системы A-параметров (чи-
тается; аш;параметров)> Значения й-параметров зависят
от схемы включения транзистора. Для схемы включения
транзистора с общей базой ft-параметры имеют следующий
смысл, (на низких частотах):
— йп — входное сопротивление при закороченном вы-
ходе (Ли =гэ 4-гб(1—а);
— Й21 — коэффициент усиления по току при закорочен-'
ном выходе (Й21 =—о);
• — Л22 — выходная проводимость при разомкнутом входе
Л 1 \
IЛ22 — — I,
\ 'к /
— fti2 — коэффициент внутренней обратной связи,
указывающей, какая часть выходного напряжения поступа-
ет во входную цепь за счет внутренней обратной связи,
34
Обычно величина Й12 исправных транзисторов измеряется
тысячными и десятитысячными долями единицы. Считается,
что чем меньше значение йп, тем меньше величина внутрен-
ней обратной связи, тем лучше качество транзистора.
Приведенные й-параметры для схемы с общей базой могут
быть пересчитаны для любой другой схемы включения.
Выражение основных характеристик в виде системы’й-па-
раметров позволяет использовать математический аппарат
матричного исчисления, с помощью которого относительно
просто рассчитываются необходимые параметры схемы.
Методы расчета с помощью матриц й-параметров доста-
точно полно освещены на страницах радиотехнической лите-
ратуры, в различных справочниках по полупроводниковой
технике и приборам.
Необходимо указать, что система й-параметров иногда
называется системой смешанных параметров, так как одни
из них имеют размерность сопротивления (йп), другие —
размерность проводимости (Й22), есть также и безразмерные
(Й12 и Й21). В этом есть свои положительные и отрицательные
стороны.
Существуют также и другие системы параметров, име-
ющих только одну размерность. Это система У-параметров,
имеющих размерность проводимости, и система Z-парамет-
ров, имеющих размерность сопротивления.
В настоящее время наиболее распространено применение
У-параметров, поскольку ими удобно изображать поведение
транзисторов на высоких частотах, используя во многом
формулы и соотношения, заимствованные из ламповой тех-
ники. При расчетах поведения транзистора на относительно
низких частотах обычно пользуются системой й-парамет-
ров. В любительской практике обычно пользуются парамет-
рами как й-, так У-систем.
ЧАСТОТНЫЕ СВОЙСТВА ТРАНЗИСТОРОВ
Приведенные выше усилительные характеристики тран-
зисторов были получены без учета возможного влияния ем-
костей эмиттерного перехода Сэ и коллекторного перехода
Ск, что вполне допустимо при усилении частот, исчисляе-
мых килогерцами. На более высоких частотах с этими ем-
костями приходится считаться, так как их реактивное со-
противление становится соизмеримым с активными сопро-
тивлениями соответствующих переходов. Влияние емкостей
2*
35
переходов проявляется в уменьшении эффективности эмит-
тера и коллектора, в уменьшении входного и выходного со-
противлений, что сказывается на усилительных свойствах
транзистора. Чем выше становится частота сигнала, тем
меньшим усилением обладает транзистор. Наконец, на не-
которых частотах выше определенного предела, свойствен-
ного каждому типу транзисторов, усилительные свойства
полностью исчерпываются. Это значит, что, начиная с не-
Относительная частота,^
Рис. 19. Относительная частотная характеристика максимального
усиления пр мощности транзистора в схеме с общей базой
которой частоты, усиление транзистора по мощности ста-
новится меньше единицы. Для оценки частотного предела
работы транзистора обычно пользуются понятием макси-
мальной частоты генерации.
Максимальной частотой генерации /генмакс (иногда
просто /макс) называется частота, на которой коэффициент
усиления по мощности транзистора в схеме с общей базой
равен единице, т. е. Кр = L
На рис. 19 в логарифмическом масштабе приведена отно-
сительная частотная характеристика максимального коэф-
фициента усиления по мощности КрМакс, которым обладает
транзистор в схеме с общей базой. Наклонный участок ха-
рактеристики соответствует области частот, где выходное
сопротивление транзистора определяется, главным образом,
реактивным сопротивлением емкости коллекторного пере-
36
хода Ск. На этих частотах
Кр макс-—
где f — частота усиливаемого сигнала.
Плоская часть характеристики соответствует частотам,
на которых влиянием емкостей Сэ и Ск можно пренебречь
~ . Вследствие большого разброса парамет-
гб
И Где Кр макс
ров гк и гб величина Кр макс может иметь, значение от 30
до 40 дб.
Таким образом, для того чтобы транзистор мог обеспе-
чить усиление по мощности примерно 10 000 раз (40 дб),
необходимо выполнение условия:
/ген макс// = 1^"Кр макс = 10000 = 100.
Если необходимо получить усиление по мощности не
менее 1000 (30 дб), то тогда частота /ген макс должна быть
по крайней мере в 30 раз больше частоты сигнала. В тех
случаях, когда от транзистора требуется усиление по мощ-
ности около 100 раз (20 дб), возможно применение транзи-
сторов, у КОТОрЫХ /ген макс « юл
Иа рис. 20 приведены результаты расчета значений
Т^Крмакс для транзисторов с различными значениями
/ген макс от 1,5 до 800 Мгц в интересуемом любителей ди-
апазоне частот от 0,1 до 100,0 Мг^.Области частот диапазо-
нов длинных (ДВ), средних (СВ), коротких (КВ) и ультра-
коротких волн (УКВ) обозначены пунктиром. Данными
рис. 20 рекомендуется пользоваться для оценки усилитель-
ных возможностей того или иного транзистора на соответ-
ствующей частоте.
Обычно в справочниках указывается величина Лен макс
высокочастотных транзисторов, у которых она исчисля-
ется десятками мегагерц. У транзисторов, максималь-
ная частота генерации которых составляет сотни килогерц
или несколько мегагерц, обычно указывается предельная
частота усиления по току в схеме с общей базой /а. Величи-
на /а указывает частоту, на которой усиление по току в схе-
ме с общей базой уменьшается до а =0,7.
/ген макс = 0,001 39 . г^с МёЦ9
где /а — частота в Мгц;
г в — сопротивление базы на высоких частотах в ом\
37
Ск — емкость коллекторного перехода в пикофарадах.
Приближенное значение Лен макс можно определить по
другой формуле:
/ген макс = ^/а>
где k — коэффициент пропорциональности.
Рис. 20. Усредненные зависимости величины /С МЯ|.С от
частоты сигнала
, Для транзисторов с невысокой частотой Л (до 2—3 Мгц)
k = 2 4- 3; для транзисторов, у которых /а = 20 4- 30 Мгц,
fe « 1, а для более высоких значений /а k =0,74-0,9.
В большинстве случаев для высокочастотных транзисто-
ров можно допускать k = 0,7.
Таким образом, если известна величина /а, то можно най-
ти соответствующее Значение /ген макс
Необходимо указать, что коэффициент усиления по току
в схеме с общей базой на высоких частотах измеряется моду-
лем коэффициента а, то есть его абсолютным значением | а |.
Значение модуля коэффициента усиления по току | а |
на некоторой частоте f можно определить по формуле:
за
где а0 — значение коэффициента а на самых низких часто-
тах (несколько сотен гц).
Графическое решение этого выражения приведено на
рис. 21, из которого видно, что на частотах f 0,1 /а ве-
личина а ~ а0, а на частотах f (0,5—0,8)/а начинает
резко снижаться. По этой причине для усилителей электри-
ческих сигналов подбираются транзисторы, у которых fa
в несколько раз превышает максимальную частоту сигнала.
Рис. 21. Зависимость величины ; а | от частоты сигнала
В схеме с общим эмиттером зависимость максимального
усиления по мощности точно такая же, как и для схемы
с общей базой. Но вот снижение усиления по току происхо-
дит значительно быстрее чем это наблюдается в схеме с об-
щей базой.
Усиление по току на высоких частотах в схеме с общим
эмиттером характеризуется модулем, т. е. абсолютной ве-
личиной коэффициента р, определяемым по формуле
где: Р — усиление по току на самых низких частотах;
[т — предельная частота усиления по току для схемы
с общим эмиттером, на которой | р | = 1.
39
Частота, на которой |0| = 0,70, называется предельной
частотой усиления по току в схеме с общим эмиттером и
обозначается как /3:
£ , fm
Эта частота непосредственно не определяет каких-либо ча-
стотных пределов применения транзисторов. Однако она
указывает ту область частот, в пределах которой (от нуля
до 0,3/р) можно пренебречь частотной зависимостью пара-
метров транзистора при включении его по схеме с общим
эмиттером. На частотах от 0,3/р до 0,15/^ может наблюдать-
ся неустойчивая работа резонансных усилителей, а иногда
и их возбуждение, что обычно связано с влиянием емкости
коллекторного перехода на этих частотах. По этой причине
в резонансных усилителях высокой частоты используются
транзисторы, у которых f < 0,3/р. В случае если это усло-
вие не соблюдается, получить достаточно большое усиление
можно будет только при нейтрализации (компенсации) вли-
яния емкости коллекторного перехода. Для предотвращения
самовозбуждения резонансного усилителя высокой частоты
без нейтрализации емкости Ск и при f > 0,3 /р нагрузка
транзистора в схеме с общим эмиттером должна быть намно-
го меньше оптимальной гн. с- При этом, конечно, усилитель-
ные свойства транзистора будут реализованы только частич-
но. Современные типы высокочастотных транзисторов обла-
дают достаточно высоким запасом усиления, поэтому даже
частичная реализация его в рассогласованном режиме и
при отсутствии нейтрализации может обеспечить необходи-
мое усиление.
На частотах выше /р можно считать, что 101 « . В
тех случаях, когда в справочнике частота fm не указана,
ее величину можно определить по приближенной формуле
fm ~ 0?7/ген макс*
На рис. 22 приведена зависимость коэффициента ]0|
от относительной частоты сигнала при различных значени-
ях 0. Как видно из рис. 22, транзисторы с малым значением
0 = 10—30 обеспечивают хотя меньшее максимальное уси-
ление по току, но зато более равномерное по частоте.
На рис. 23,а приведены результаты расчетов величины
101 для сплавных низкочастотных транзисторов (fm не бо-
лее 3—5 Мгц) в диапазоне частот 0,1—10,0 Мгц.
40
Аналогичные результаты расчетов коэффициента 101
для высокочастотных транзисторов в диапазоне частот
0,1—100,0 Мгц приведены на рис. 23,6. Данными рис. 23,а
и рис. 23,6 можно пользоваться для оценки усиления по
току транзистора на заданной частоте или в указанном ди-
апазоне частот.
Наблюдаемое ухудшение усилительных свойств транзи-
сторов по мере увеличения частоты сигнала физически свя-
Рис. 22. Относительная частотная зависимость i 01
зано с средним временем перемещения носителей электри-
ческих зарядов в базе в направлении от эмиттера к коллек-
тору. В свою очередь, это время определяется средней ско-
ростью и направлением движения носителей, а также тол-
щиной базы.
Чем тоньше база, тем меньше расстояние предстоит прой-
ти носителям, тем лучше частотные свойства транзистора.
Например, предельная частота /а изменяется обратно про-
порционально квадрату толщины базы. Это значит, что
уменьшение толщины базы, например, в 2 раза приводит
к увеличению предельной частоты в 4 раза.
Средняя скорость движения носителей зависит от знака
его заряда и температуры кристалла прибора, а направлен-
ность движения определяется электрическим полем, дей-
ствующим в базе.
41
Рис. 23.
а — расчетные значения | 3 i для низкочастотных транзисторов;
б — расчетные значения i 3 I для высокочастотных транзисторов
В плоскостных транзисторах, полученных сплавным ме-
тодом, поле внутри базы практически отсутствует, а поэтому
носители заряда распространяются в базе только за счет
диффузии.
Если внутри базы создать электрическое поле, ускоря-
ющее движение носителей от эмиттера к коллектору, то
тогда эти носители будут иметь дополнительную составля-
ющую скорости в этом направлении* которая называется
дрейфовой составляющей. Последнее обстоятельство приве-
дет к уменьшению времени переноса зарядов, что улучшит
частотные свойства транзистора. Такое поле можно создать,
например, за счет неравномерного распределения примесей
в базе (максимальная у эмиттера, минимальная у коллекто-
ра), что обычно и делается на практике.
Направленное движение электрических зарядов в элек-
трическом поле называется дрейфом, поэтому транзи-
сторы, в базе которых создается ускоряющее поле, на-
зываются дрейфовыми. В свою очередь, транзисторы, в
базе которых отсутствует такое поле, называются бездрей-
фовыми.
Таким образом, для улучшения частотных .свойств тран-
зистора необходимо уменьшать толщину базы и создавать
ускоряющее электрическое поле в базе. Сплавные транзи-
сторы, как правило, имеют граничные частоты не выше 20—
30 Мец, так как сам метод их изготовления не позволяет по-
лучить очень тонкую базу и необходимое распределение при-
месей в базе.
Диффузионный метод позволяет получать базорый слой
толщиной’ в несколько микрон и требуемое изменение
концентраций примесей в базе, что дает возможность со-
здавать транзисторы* работающие на высоких частотах,
измеряемых сотнями мегагерц. Обычно такие транзи-
сторы называются дрейфовыми или диффузионными в за-
висимости от того, что необходимо подчеркнуть: характер
переноса носителей заряда или метод изготовления тран-
зистора. Кроме того, в настоящее время освоены и дру-
гие методы, позволяющие создавать более совершен-
ные транзисторы, но пока наибольшее распростране-
ние получили сплавные и диффузионные транзисторы.
Именно с такими приборами приходится иметь дело ра-
диолюбителям.
43
ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРОВ
ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ И РЕЖИМА РАБОТЫ
Одной из отличительных особенностей полупроводнико-
вых материалов, из которых изготовляются транзисторы
и диоды, является значительная чувствительность их к из-
менению температуры. Этим объясняется высокая темпе-
ратурная нестабильность параметров полупроводниковых
диодов, транзисторов и других им подобных приборов.
Электрическая проводимость полупррводниковых мате-
риалов при низких температурах очень мала, а сам полу-
проводник ведет себя как хороший изолятор. При высоких
же температурах его проводимость настолько велика, что
полупроводник ведет себя как хороший проводник. Поэтому
полупроводниковый прибор хорошо работает только в опре-
деленном интервале температур, который специально огова-
ривается для каждого типа транзисторов.
Германиевые приборы предназначаются для работы при
температуре от —60 до +70° С, а кремниевые — от —60
до +120° С. По мере роста температуры увеличиваются
гэ, а, ₽ и особенно резко возрастает ток IKQ. В среднем уве-
личение температуры на 10° С приводит к увеличению об-
ратного тока коллектора /^ германиевых транзисторов в
2 раза, а кремниевых в 2,5 раза. Сильная зависимость тока
/ко от температуры является недостатком транзисторов,
влияющим на стабильность режима работы. Уменьше-
ние влияния изменения температуры на ток коллектора
возможно за счет применения транзисторов с очень малым
током /ко, либо специальных схем стабилизации режима,
что, как правило, связано с удорожанием и усложнением
схемы. В справочниках обычно приводятся данные транзисто-
ров, измеренные при температуре +20° С.
Обратный ток коллектора кремниевых транзисторов
обычно в десятки-сотни раз меньше тока 1К0 аналогичных
германиевых транзисторов. Это делает кремниевые транзи-
сторы весьма перспективными для применения в схемах,
подверженных воздействию больших колебаний температу-
ры окружающей среды.
Повышение температуры неблагоприятно сказывается
и на частотных свойствах транзистора, вызывая уменьшение
предельных и максимальных частот: /а, /р, fm и /ген макс-
Особенно неприятно это явление сказывается на работе ре-
зонансных усилителей высокой частоты, у которых измене-
44
ние указанных параметров может привести к уменьшению
усиления, а в некоторых случаях, наоборот, к самовозбу-
ждению.
Как было указано ранее, наибольшее влияние на пара-
метры транзистора оказывает величина постоянного тока
эмиттера. В первую очередь от него зависят гэ, а, Р, /а,
Рис. 24. Зависимость сопротивления от тока* эмиттера
при различной температуре
На рис. 24 приведена зависимость сопротивления гэ от
тока эмиттера при различной температуре, из которого вид-
но, что величина гэ уменьшается с ростом тока эмиттера и
понижением температуры. Уменьшение сопротивления гэ,
в свою очередь, улучшает частотные свойства транзистора,
так как в этом случае влияние емкости эмиттерного пере-
хода начинает сказываться на более высоких частотах. При-
мерная зависимость предельной частоты /а от тока эмиттера
приведена на рис. 25, из которой видно, что при небольших
токах величина fa мала, а по мере роста тока /э частота
/а увеличивается, достигая максимума при некотором зна-
чении /э.
Уменьшение величины /а при малых токах эмиттера не-
обходимо учитывать при выборе рабочей точки транзистора.
Обычно эмиттерный ток транзистора, работающего в каска -
45.
де усиления напряжения, устанавливается в пределах от
0,5 до 2,0 ма. При этом, конечно, усилительные свойства
реализуются не полно-
стью, но зато достига-
ется некоторая эконо-
мия потребляемого тока.
Зависимость коэффи-
циента усиления по то-
ку а от тока эмиттера
рассматривалась нами
ранее.
Значительное влия-
ние на параметры тран-
Рис. 25. Примерная зависимость пре- зистора оказывает так-
дельной частоты fa от тока эмиттера же величина напряже-
ния на коллекторе. Чем
больше это напряжение, тем выше усиление по току и пре-
дельные частоты и меньше величина емкости коллекторного
перехода Ск. Ниже приводятся иллюстрации к сказанному.
Рис. 26. Усредненная зависимость fa от напряжения на кол-
лекторе
На рис. 26 изображены усредненные зависимости часто-
ты fa сплавного и /ген макс диффузионного маломощных
транзисторов от тока эмиттера.
46
На рис. 27 приведены примерные характеристики зави-
симости емкости коллекторного перехода Ск от напряжения
на нем для сплавного и диффузионного транзисторов. Ем-
кость Ск сплавного транзистора пропорциональна корню
квадратному, а диффузионного — корню третьей степени
из коллекторного напряжения.
Приведенные примеры показывают, что с точки зрения
улучшения частотных свойств целесообразно работать при
более высоких напряжениях.
Рис. 27. Усредненная зависимость емкости Ск
от напряжения на коллекторе
Но чрезмерное увеличение коллекторного напряжения
невыгодно с точки зрения повышения потребляемой мощнос-
ти и появления возможности выхода прибора из строя
вследствие пробоя коллекторного перехода. Поэтому обычно
для каждого типа транзисторов указывается рекомендуемый
режим работы, при котором соблюдаются необходимые тре-
бования.
Рабочий интервал изменения напряжения ограничивает-
ся значениями UK мин * и маКс- Величина ё/Кмин составляет
1—2 в, а t/к макс в зависимости от типа транзистора может
быть от 10—15 до 60—100 в. Превышать значение (7Кмакс
не рекомендуется главным образом потому, что может про-
изойти пробой коллекторного перехода и выход транзисто-
ра из строя. Обычно указывается некоторое оптимальное
значение напряжения на коллекторе (7копт, при котором
а и /а близки к своим оптимальным значениям. В зависимос-
ти от типа транзистора это напряжение составляет от 3—
5 до 10—20 в, иногда и более.
Повышенная чувствительность транзисторов к перегреву
заставляет ограничивать величину подводимых к нему то-
ков. Эти требования выражаются в рекомендациях не превы-
шать предельно-допустимых режимов работы транзисторов.
47
ПРЕДЕЛЬНО-ДОПУСТИМЫЕ РЕЖИМЫ РАБОТЫ
ТРАНЗИСТОРОВ
Для того чтобы транзистор работал надежно, необходи-
мо обеспечить такой режим, при котором не происходило бы
превышение предельно-допустимых параметров, указанных
для данного типа транзисторов. Таких параметров может
быть больше десятка. Ниже приводятся только самые основ-
ные параметры.
Предельно-допустимая температура коллекторного пере-
хода Ткдоп характеризует ту максимальную температуру,
при которой транзистор сохраняет гарантированную рабо-
тоспособность. Температура коллектора зависит от темпе-
ратуры окружающей среды и мощности, выделяемой на кол-
лекторном переходе. ’ < * .
Значение Тк дой зависит в основном от свойств исполь-
зованных в транзисторе полупроводниковых материалов
и тесно-связано с двумя другими предельными параметрами.
Для германия Тк № = 80—85*0, для кремния Т^доп’ —
150° С.
Предельно-допустимая мощность, рассеиваемая кол-
лектором РКДоп характеризует наибольшее значение мощ-
ности. длительно рассеиваемой коллектором, при котором
гарантируется работоспособность транзистора. Превыше-
ние величины РКДоп приводит к перегреву транзистора и
может вызвать даже выход его из строя. Величина РКДоп
зависит от Ткдоп и температур корпуса Т. С повышением
температуры корпуса значение РКДОп снижается:
Т —Т
D _ л к доп *
Гкдоп - ’
где /?т — тепловое сопротивление транзистора, являющееся
коэффициентом пропорциональности между Рк доп
и Т.
Размерность RT —° С /мет или ° С/ вт\ величину мож-
но найти в справочниках на все типы транзисторов. Нередко
с целью уменьшения температуры корпуса и тем самым по-
вышения рассеиваемой мощности применяются различные
радиаторы, к которым плотно прижимается корпус транзи-
стора.
Предельно-допустимое напряжение на коллекторе в схе-
ме с общей базой (7К макс определяет электрическую прочность
коллекторного перехода при высоком напряжении. Превы-
шение t/к макс приводит к резкому увеличению тока коллек-
тора, вслед за чем транзистор может выйти из строя в резуль-
тате электрического или теплового пробоя. В схеме с об-
щим эмиттером обычно допускается £/кмакс в 1,5—2,0 ра-
за меньше того, что указывается для схемы с общей базой.
Величина £/КМакс понижается с ростом температуры.
Предельно-допустимый ток коллектора /кдоп характери-
зует тот максимальный ток коллектора, при котором тран-
зистор обладает еще достаточными усилительными свойства-
ми. Обычно указываются два режима — усиления и пере-
ключения. Допустимый кратковременный ток в режиме пе-
реключения в несколько раз превосходит постоянно дей-
ствующий ток коллектора в режиме усиления.
Для большинства типов .транзисторов не допускается
превышение ни одного из предельных параметров.
Необходимо указать :также на то, что недопустим пе-
регрев транзистора при впаивании в схему. Под действием
высокой температуры в переходах могут произойти необ-
ратимые процессы, которые изменят параметрыктранзисто-
ра, либо полностью сделают его не пригодным к дальнейше-
му .использованию.
УСТАНОВКА И СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА РАБОТЫ
ТРАНЗИСТОРОВ
Режим работы транзистора характеризуется постоянным
током коллектора 1К и постоянным напряжением на нем
UK. В зависимости от типа транзистора и его назначения уста-
навливается тот или иной режим. Установка и стабилиза-
ция режима обеспечивается с помощью источников питания
и активных сопротивлений (резисторов), совокупность ко-
торых называется схемой смещения.
Для оценки стабильности тока коллектора, обеспечива-
емой той или иной схемой смещения, пользуются коэффици-
ентом нестабильности S:
где: Д/ко — приращение обратного тока коллектора;
Д/к — увеличение тока коллектора, вызванное при-
ращением обратного тока коллектора Д/к0.
Зная величину приращения Д/ко и коэффициент S,
49
можно определить увеличение тока коллектора за счет не-
стабильности обратного тока коллектора:
А/к = 5Д/К0.
По существу коэффициент нестабильности есть не что
иное, как коэффициент усиления транзистора по постоянно-
му току при данной схеме смещения.
Большинство любительских схем на транзисторах пред-
назначается для работы в комнатных условиях при t =
= 20° С, либо в полевых условиях, когда температура мо-
жет меняться от —50° С до +50° С.
Таким образом, интервал изменения температуры в сто-
рону уменьшения может составлять 70° С, в сторону уве-
личения 30° С. Известно, что при изменении температуры
на 10° С ток /ко германиевых транзисторов изменяется вдвое,
а кремниевых — в 2,5 раза.
Уменьшение температуры на 70° С приведет к уменьше-
нию тока /ко германиевого транзистора в 128 раз, а кремни-
евого в 400 раз, поэтому в данном случае можно считать,
что изменение тока /ко равно значению этого тока при тем-
пературе 20° С, т. е. А/ко — /ко. Но зато увеличение тем-
ператур на 30° С приводит к увеличению тока 7К0 германи-
евых транзисторов в 8 раз, кремниевых примерно в 13,5
раза. В этом случае:
у германиевых Д/ко ~ 7/ко (при 20° С);
у кремниевых Д/ко — 12,5/ко (при 20° С).
Для большинства любительских схем можно допустить
нестабильность тока коллектора в пределах от 10% до 20%:
А/к = A/koS<(0,1-0,2)/k.
Приведенные выражения позволяют определить значе-
ние коэффициента 5, необходимого дл'я поддержания тре-
буемой стабильности тока коллектора, в зависимости от
величины обратного тока коллектора /ко при /=20° С:
для германиевых S (0,015 — 0,03) • ф-;
'ко
для кремниевых £<^(0,008 — 0,016) •
'ко
На рис. 28 приведены результаты расчета максимально
допустимых значений тока 1К0 германиевых транзисторов при
различных значениях £ в зависимости от тока коллектора.
50
Рассмотрим два примера.
Допустим, что имеется германиевый транзистор с /ко =
= 10 мка и требуется определить максимальную допусти-
мую величину коэффициента S для /к = 1 ма:
S = (0,015 — 0,03) ’ оТГ = 1 ’5 ~ 3,°-
Рис. 28. Результаты расчета максимально допустимого значения
тока /ко германиевых транзисторов при различных значениях S и
тока /к
Другой пример: имеется схема смещения, обеспечива-
ющаяЗ = 10; рекомендуемый ток коллектора 1,0 ма. Тог-
да, если применяется германиевый транзистор, обратный
ток коллектора не должен превышать /ко<1 (0,015 — 0,03) х
X Iff = 1,5 — 3,0 .ика, а для кремниевого (0,008—0,016)х
х ~ = 0,8—1,6 мка.
Приведенные примеры показывают, что схемы смещения
с малым S допускают применение транзисторов с относитель-
51
но большим током /ко. В свою очередь, чем меньше ток IKQ
транзистора, тем больший коэффициент нестабильности мо-
жет иметь схема смещения.
На рис. 29 приведены основные распространенные схемы
смещения с указанием их коэффициентов нестабильности.
Наибольшей стабильностью обладает схема с двумя ис-
точниками питания Ei и Еъ (рис. 29,а), для которой Д/Ко ~
« /ка, а поэтому 5=1. Ток эмиттера зависит от напряже-
ния Еъ и сопротивления резистора 7?э:
а 5 б г д
Рис. 29. Основные схемы смещения:
а — с двумя источниками питания; б — с делителем напряжения в цепи
базы; виг — с автоматическим смещением; д — с фиксированным
током базы
1 —
Э ’
Желаемый режим по току обычно достигается подбором
величины резистора /?э.
Высокая стабильность схемы с двумя источниками пита-
ния позволяет использовать в ней транзисторы с большим
током /ко. Например, при /к = 1 ма и S = 1 для германи-
евого транзистора допускается ток /ко =30 мка. Наличие
двух источников питания усложняет схему, что ограничива-
ет возможности ее применения.
В том случае, когда имеется только один источник пи-
тания, роль второго источника может выполнять делитель
напряжения на резисторах Ri и Т?2, как это показано на
рис. 29,6. Эта схема широко используется в любительской
и в промышленной аппаратуре. Коэффициент нестабиль-
ности S ~ 1 4- , где /?б = • Обычно выбирают
7?б = (3—5) /?э, что ! обеспечивает S = 4—6.
52
С уменьшением величины сопротивлений резисторов
Ri и R2 коэффициент нестабильности уменьшается, но при
этом увеличивается ток, потребляемый делителем. Напри-
мер, для получения S = 2 ток делителя должен быть равен
току коллектора. По этой причине от схемы рис. 29,6 не
стремятся получить S < 2—3.
Значительно повысить стабильность схемы рис. 29,6
можно путем подключения параллельно резистору R2 не-
линейного сопротивления, термосопротивления. Термосо-
противлением называется активное сопротивление, вы-
полненное на основе полупроводникового материала, а
поэтому в сильной степени подверженное воздействию темпе-
ратуры: с повышением температуры сопротивление его рез-
ко уменьшается. Таким образом, если термосопротивление
поставить в параллель с резистором то напряжение на
базе транзистора по мере повышения температуры будет
понижаться вследствие уменьшения напряжения на термо-
сопротивлении.
При использовании термистора возможно получение
S = 1 и даже меньше. В некоторых случаях вместо термо-
сопротивления применяются другие полупроводниковые
приборы, например, диоды, триоды и т. п., либо один из
переходов вспомогательного транзистора.
Схемы, приведенные на рис. 29,а и б, как правило, при-
меняются в каскадах, где стабильность тока играет суще-
ственную роль. В тех случаях, когда допускается большая
нестабильность тока, возможно применение более простых
схем смещения. На рис. 29,в и г изображены схемы с авто-
матическим смещением. Ток коллектора для этих схем опре-
деляется выражением
т
1 rz - ZL ’ - -
где U — падение напряжения на сопротивлении нагрузки.
Всякое увеличение тока коллектора будет вызывать увели-
чение падения напряжения на резисторе /?2, а это приведет
к некоторому уменьшению тока коллектора.
Для этих схем
S = l +----Ц-.
На рис. 30 приведены расчетные данные для S при раз-
личных значениях Ri и Rz для транзисторов с 0 = 10 4-
53
4- 120. Из рис. 30 видно, что чем меньше отношение 4г
тем меньше значение S.
Но наряду с улучшением стабильности, происходит
уменьшение коэффициента усиления по току, что объясня-
ется действием отрицательной обратной связи за счет рези-
стора /?2 в схеме рис. 29,в и резистора 7?i в схеме рис. 29,г.
В большинстве случаев отношение выбирается в преде-
«2
Рис. 30. Результаты расчета S для схем с- автоматическим
смещением
лахот 30 до 100. Обычно для подобных схем указываются
величины Е, Rz и ток коллектора 1К. Установка режима
достигается подбором номинала резистора :
Рассмотрим пример: Е —4,5 в, Rz — 2 ком, 1К — 1 ма,
0=50. Находим:
U = IKRz = 1 ма • 2 ком = 2 в;
_ _ <4,5 2). 50 = 125
1 1К 1 ма
Ri __ 125 ком __ /'п г
“ 2 ком ~
По данным рис. 30 находим S = 27. Согласно данным
54
рис. 28 транзистор должен иметь в этом случае ток /ко <
< 2 мка.
При использовании транзисторов с очень малым током
/ко, либо при низких требованиях к стабильности тока иног-
да применяется наиболее простая схема смещения с фикси-
рованным током базы, изображенная на рис. 29,3. В этой
схеме резистор /?г устанавливает в цепи базы ток /б = ,
который вызывает в цепи коллектора ток
/к = /б • Р = •
Если задан режим транзистора (Е и /к), то величина ре-
зистора Ri находится по формуле:
К1~ 1к(ма) К0М-
Для этой схемы смещения S = 1 + Р, т. е. еще в боль-
шей степени, чем у рассмотренных выше, коэффициент не-
стабильности определяется параметрами транзистора. В за-
висимости от величины р будут меняться Ri и S.
Действительно, если Е = 4,5 в, /к = 1 ма, то при Р = 20
= 1^5^20 = 90 WJM; 5 = j + 20 = 21;
при Р = 100
= 450 ком- 5 = 1 + 100=101.
Для первого транзистора ток 1Х0 должен быть не более
1,5—2 мка, для второго — не более 0,3—0,5 мка.
Описанные выше схемы смещения и стабилизации явля-
ются основными, но возможны и другие схемы, являющиеся
их комбинацией.
Выбор той или иной схемы в каждом конкретном слу-
чае определяется сложностью транзисторного устройства
и требованиями к стабильности его параметров.
При этом следует иметь в виду, что чем проще схема
стабилизации, тем более жесткие требования должны предъ-
являться к разбросу параметров транзисторов 0 и /ко. И
наоборот, более сложные схемы позволяют использовать
транзисторы с большим разбросом этих параметров. По-
следнее обстоятельство особенно существенно при массовом
производстве радиоаппаратуры и в любительских условиях.
55
ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРОВ
Транзистор так же, как и любой другой усилительный
прибор, обладает некоторыми собственными шумами, на-
личие которых затрудняет усиление слабых сигналов. Ес-
ли бы транзистор был идеальным усилительным устрой-
ством, то выходные шумы определялись бы только величиной
тепловых шумов, действующих на входе усилителя. Шу-
мовые характеристики выражаются коэффициентом шу-
ма Рш.
Рис. 31. Усредненная шумовая характеристика транзистора
Коэффициентом шума усилителя называется отношение
полной мощности шумов на выходе усилителя к той части
шумов на выходе, которая вызвана тепловыми шумами ис-
точника сигнала. Другими словами, коэффициент шума
указывает, во сколько раз собственные шумы усилите-
ля больше тепловых шумов выходного сопротивления источ-
ника сигнала.
Обычно величина Гш оценивается в децибелах. Особен-
ностью транзисторов является то, что величина во мно-
гом зависит от режима по постоянному току, обратного тока
коллектора, выходного сопротивления источника сигнала
и частоты. Минимальный уровень шумов большинства ти-
пов плоскостных транзисторов наблюдается при U =
= 1,5 — 2 в, 1К =0,2 — 0,5 ма, минимальном токе /ко
и внутреннем сопротивлении источника сигнала Ri = 300—
—1000 ом.
На рис. 31 представлена приближенная частотная ха-
рактеристика коэффициента шума. От самых низких частот
56
до частоты f ~ 1000 гц величина Гш уменьшается обратно
пропорционально частоте. На частотах выше Л вплоть
до некоторой частоты /г уровень остается минимальным
и независимым от частоты. На частотах выше /2 величина
Гш растет примерно пропорционально частоте.
Обычно коэффициент измеряется на частоте 1000 гц.
При указанных выше режимах современные низкочастотные
сплавные транзисторы на этой частоте могут иметь коэффи-
циент шума от 3—5 дб до 30—35 дб. Высокочастотные тран-
зисторы имеют намного меньший коэффициент шума, ко-
торый в среднем составляет 6—10 дб.
Шумовые характеристики усилителя в основном зависят
от коэффициента шума первого каскада, поэтому его тран-
зистор должен иметь возможно меньшее значение Гш.
ГЛАВА II
ОСНОВНЫЕ ТИПЫ ОТЕЧЕСТВЕННЫХ
И ЗАРУБЕЖНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
В нашей стране выпускаются сотни типов транзисторов,
предназначенных для самых различных схем и устройств.
Чтобы разобраться в столь обширном разнообразии тран-
зисторов, нужно знать классификацию приборов.
КЛАССИФИКАЦИЯ ТРАНЗИСТОРОВ
Всем транзисторам, разработанным до 1964 г. присвое-
ны условные обозначения по стандарту, установленному
в 1959 г. Согласно этому стандарту условное обозначение
транзисторов может состоять из трех элементов: первый—
буквенный (П — плоскостной транзистор); второй — цифро-
вой, указывающий на основной материал прибора (германий
или кремний) и основное применение или назначение. Ос-
новная классификация ведется по максимальной допустимой
мощности, рассеиваемой на коллекторе РКДОп и частотным
свойствам — частоте fa или /ген макс. В зависимости от это-
го транзисторы могут быть малой мощности (Рк доп=0,25 вт)
и большой мощности (РКдоп > 0,25), низкочастотными
(fa 5 Мгц) и высокочастотными (fa > 5 Мгц). В табл. 1
приведены условные цифровые обозначения транзисто-
ров в зависимости от их энергетических и частотных
характеристик. Третий элемент обозначения — буквенный,
указывающий разновидность прибора. Исключение из это-
го правила представляют транзисторы типа П4А-П4Д,
которые являются транзисторами большой мощности.
58
Таблица 1
Частотные свойства Малой мощности к доп <0,25 вт) Большой мощности 0°к доп > 0,25 вт)
германий | кремний германий | кремний
Низкочастотные (fa < 5 Мгц) . . . Высокочастотные (fa >5 Мгц) . . . 1—100 401—500 101—200 501—600 201—300 601—700 301—400 701—800
Например, условное обозначение П13 расшифровывает-
ся как «транзистор низкочастотный германиевый малой мощ-
ности типа 13».
В настоящее время эта система классификации транзисто-
ров устарела и не соответствует возросшему количеству и
разнообразию приборов. В связи с этим с 1964 г. была вве-
дена новая система классификации и условных обозначений
на полупроводниковые приборы, в том числе и на транзи-
сторы. Согласно новому стандарту основная классификация
ведется по исходному материалу, рассеиваемой прибором
мощности и частотным свойствам.
В зависимости от этого транзисторы могут называться
германиевыми или кремниевыми; малой, средней или боль-
шой мощности; транзисторами низкой, средней или.высокой
частоты. Энергетической характеристикой .транзистора яв-
ляется мощность, рассеиваемая на коллекторе РКДОп, а
частотной — предельная частота или максимальная ча-
стота Генерации./ген макс-
Условное обозначение транзистора пр новому стандарту
состоит из четырех элементов.
Первый элемент — буква или цифра, обозначающая
исходный материал: Г или 1 — германий, К или 2 — крема-
ций: А или 3 — арсенид галлия. Одновременно первый эле-
мент обозначает верхний предел допустимой температуры
корпуса, прибора: Г----(- 60° С, 1---Н 70° С; К----Ь
+ 85° С, 2 — + 120° С.
Второй элемент — буква, указывающая класс полупро-
водникового прибора: Т — транзистор.
Третий элемент — цифровой, характеризующий основ-
ные энергетические и частотные параметры транзистора в со-
ответствии с данными табл. 2.
59
Таблица 2
Частотные свойства Малой мощ- ности (Лс доп ** < 0,3 вт) Средней мощ- ности доп = = 0,3 — 3,0 вт) Большой мощности (Лс доп > > 3 вт)
Низкие частоты (fa < 3 Мгц) 101—199 401—499 701—799
Средние частоты (fa = 3 — — 30 Мгц) ..... .... 201—299 501—599 801—899
Высокие частоты (Ja = 30 — — 300 Мгц) 301—399 601—699 901—999
Четвертый элемент обозначения — буквенный указывает
на разновидность прибора.
Например, условное обозначение прибора ГТ108А озна-
чает: «германиевый транзистор малой мощности, низкочас-
тотный подтипа А, предназначенный для работы при темпе-
ратуре не выше -|-60о С.»
Все необходимые сведения о параметрах транзисторов
можно найти в специальных справочниках по полупровод-
никовым приборам.
В ряде случаев радиолюбителю необходимо знать только
самые основные параметры наиболее распространенных
в любительской практике транзисторов, краткие характе-
ристики которых приводятся ниже.
КРАТКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ РАСПРОСТРАНЕННЫХ
ТИПОВ ОТЕЧЕСТВЕННЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Низкочастотные транзисторы малой мощности
Германиевые сплавные транзисторы р-п-р типа П5А —
П5Е предназначены в основном для использования в низко-
частотных маломощных цепях малогабаритной радиоаппара-
туры. Основные параметры транзисторов в типовом для
них режиме по постоянному току (t/K = 2e, IK = 1 ма)
приведены в табл. 3.
Коэффициент шума измеряется на частоте 1000 гц при
UK = 1в, /к = 0,2 ма.
Предельно допустимые параметры при температуре ок-
ружающей среды -]-20оС: Рк доп = 25 мет, /к =10 ма,
Uк макс = Ю в.
60
Германиевые сплавные транзисторы п-р-п типа П8 — П11
предназначены для работы в усилителях постоянного тока,
низкой и промежуточной частоты. Используются главным
образом в сочетании с транзисторами типа р-п-р. Возмож-
ные значения параметров транзисторов, измеренных при
UK =5в и /к = 1 ма9 приведены в табл. 4.
Таблица 3
Тип Ли’
fa, Мгц
f!5A
П5Б
П5£
ВДГ
пзд
П5Ё
8-12
4 5—20
4^-20
3—Н
3—1Q
8—18
15—50
20—40
30—200
30—200
20—40
20—40
0,3—1,5
о;3—1,5
0,3—1,5
0,3—1,5
о,2-1,5.
0,3-1,5
Таблица 4
Тип 3 Мгц Ск»- пф V «б
П8 10—25 0,5—1,0 35—65 8-за
П9 10—25 0,5-1,5 30—60 7—20
П9А 15-45 1,0—1,5 35—60 4—12
ШО 15-30 1,0—1,5 35-60 5—20
П11 25—50 2,0—3,0 25—50 7—20
При температуре окружающей среды 20° С и напряжении
UK — 5 в ток /ко 10 мка-
Предельно - допустимые параметры: Ркдоп = 150 мет
при температуре корпуса до +55° С, /к = 20 ма в режиме
усиления и /к = 150 ма в режиме переключения, UK макс =
= 15 в.
Транзистор типа П9А является малошумящим, обычно
применяется во входных каскадах низкочастотных усили-
телей. При UK = 1,5 в и /к = 0,5 ма он имеет коэффициент
шума не выше 10—12 дб.
Германиевые сплавные транзисторы р-и-ртипа П13—П15
предназначены в основном для усиления постоянного тока,
низких и промежуточных частот. Возможные значения пара-
6t
метров', измеренных при UK =5 в и IK = 1 ма, приведены
в табл. 5.
Таблица 5
Тип 3 fa’ Ок» пФ Лп.дб
ШЗ 10—45 0,5—2,0 25—50 8-33
ШЗА 40—100 0,5—3,0 25—50 8—33
П13Б 20—60 0,5—3,0 25—50 5—12
П14 20—40 1,0—2,0 25—50 8—33
П15 30—60 2,0—4,0 25—50 8—33
Остальные электрические данные, в том числе и предель-
но-допустимые, такие же, как у транзисторов типа П8 — Ш1.
Германиевые сплавные транзисторы р-п-р типа ГТ108А—
ГТ108Г предназначены для использования в низкочастот-
ных схемах. Возможные значения основных параметров
приведены в табл. 6.
Таблица 6
Тип 3 fa» Мги> не менее Ск, пф не более ^КО» мка не более
ГТ108А 20—50 0,5 30 10
ГТ108Б 35—80 1,0 30 10
ГТ108В 60—130 1,0 30 10
ГТ108Г 110—250 1,0 30 10
Значения 0 и fa приведены при UK = — 5 в, /к = 1 ма,
величина емкости Ск указана при UK = — 5 в, /к = 0 на
частоте 465 кгц, ток 1К0 при UK = — 5 в, t = 20° С.
Предельно-допустимые параметры: Ркдоп =75 мет,
Uк макс ==: 15 в.
Германиевые сплавные транзисторы р-п-р типа П16 —
П16Б предназначены в основном для использования в пе-
реключающих устройствах. В любительской практике при-
меняются в выходных каскадах усилителей низкой частоты.
Возможные значения основных параметров приведены
в табл. 7.
Значения для 0 указаны при UK = 1 в, для частоты fa —
при С/к=5 в, /к = 1 ма.
Предельно— допустимые значения параметров: РКДОп=
= 200 мет, С7КМакс =— 15 в, /к =50 ма в режиме усиле-
ния и 1К =300 ма в режиме переключения.
62
Германиевые сплавные транзисторы р-п-р типа П25 —
П26Б предназначены в основном для высоковольтных уси-
лительных и переключающих устройств. Используются так-
же в генераторах разверток осциллографов и им подобных
приборах. Возможные значения основных параметров при-
ведены в табл. 8.
Таблица 7
П16 20—35 5—20 1,0—3,0 20—50
П16А 30—50 7—25 1,0—3,0 20—50
П16Б 45—100 10—30 2—0 20—50
Таблица 8
Тип Ск, пф 3 Uк макс, в fa, Мгц
П25 20—70 10—25 60 0,2—0,6
П25А 20—70 20—50 60 0,2—0,6
П25Б 20—70 30—80 60 0,5—1,0
П26 20—70 10—25 100 0,2—0,6
П26А 15—50 20—50 100 0,2*—0,6
П26Б 15—50 30—80 100 0,2—0,6
Значения для ₽ и /а указаны при UK = — 40 в и /к =
= 2,5 ма, величина емкости Ск при UK = — 40 в, Ц = 0.
Предельно-допустимые параметры: =200 .мет,
/к =400 <ма.
Кремниевые сплавные транзисторы п-р-п типа П101 —
П103 предназначены для усиления постоянного тока, низ-
кои ц промежуточной частоты, отличаются малым током
/ко, не превышающим 1 мка при. 20° С, и способностью ра-
ботать при температуре до +120° С. Предельно - допусти-
мые параметры: Рк = 150 мет при t =75° С, 1К =20 ма
в режиме усиления и /к =^=40 ма в режиме переключения.
Возможные значения основных параметров приведены в
табл. 9> Величины р и/а указаны при £/к=+5в, /к =
= 1 ма, значение Ск при UK = + 5 е, 13 = 0; коэффици-
ент шума при UK = 1 е, 1К = 0,2 ма.
Кремниевые сплавные транзисторы р-п-р типа П104 —
П106 предназначены для работы в высоковольтных усили-
63
тельных и переключающих схемах. Отличаются малой ве-
личиной тока /ко (менее 1 мка), способны работать при
температуре до 120° С. Предельно-допустимые параметры:
/к = 10 ма в режиме усиления, /к = 50 ма в режиме пере-
ключения, Ркдоп = 150 мвпг при температуре окружающей
среды до 75° С.
Таблица 9
Тип р /а» Мг* Ск, пф гш, дб Uк Макс» в
nioi 9—18 0,5—1,5 30—150 10—25 20
П102 г 18-35 " 1,0—3,0 30—150 10—25 10
гцоз 30—70 1,0^-3,0 30—150 10—£5 10
Возможные значения осндвных параметров приведены
В’Табд. 10.
Таблица 10
Тип. • /а* > ^к/ лф‘ макс в
П104 9 0,1-1,1 40—80 60
П105 9 1,0—3,0 30—150 30
П106 13 0,5—2,0 30—150 30
Низкочастотные транзисторы средней и большой
мощности
Германиевые сплавные транзисторы р-п-р типа П4А —
П4Д предназначены для использования в мощных усили-
телях низкой частоты (1—50 e/л), преобразователях посто-
янного напряжения (до 200 вт), стабилизаторах напряжения
(ток до 5 а).
Основные электрические параметры приведены в табл. 11
Таблица 11
Тип 3 ^к макс» в ^к макс» а макс» а
П4А >5 50 5 1,2
П4Б 15—40 60 5 1,2
П4В : >10 35 5 1,2
П4Г 15—30 50 5 ’ 1,2
П4Д . >30. 50 5 - 1,2
64
Предельная частота /а = 150 кгц, обратный ток коллек-
тора /ко <1 0,4—0,5 ма (при напряжении на коллекторном
переходе UK = — 10 в). Предельно-допустимые параметры:
Ркдрп — 2 вт (без дополнительного радиатора) и РКДоп =
= 20 вт при наличии радиатора.
Германиевые сплавные транзисторы р-п-р типа П201 —
П203 предназначены в основном для использования в мощ-
ных усилителях низкой частоты (0,5—10 вт), преобразова-
телях постоянного напряжения (до 50 вт), стабилизаторах
напряжения на ток до 2,5 а.
Основные параметры транзисторов указаны в табл. 12.
Предельно-допустимые параметры: РКДоп = 1 вт при
отсутствии дополнительного радиатора и РКд0П = Ю вт
при наличии радиатора.
Германиевые сплавные транзисторы р-п-р типа П209—
П210 предназначены для использования в мощных усили-
телях низкой частоты (10—100 вт), преобразователях по-
стоянного напряжения при токе нагрузки до 12 а.
Основные электрические характеристики приведены
в табл. 13.
Таблица 13
Таблица 12
Тип р не ме- нее /а не ме- нее, Мгц «5 <0 я аз S Тип ДОП’ вт Р не ме- нее о аз со макс» а
П201 20 0,1 45 1,5 П209 1,5 15 40 12
П201А 40 0,2 45 2,0 П210 1,5 15 60 12
П202 20 0,1 75 2,5 П210А 1,5 15 60 12
П203 40 0,2 75 2,5
Граничная частота /а не менее 100 кгц. При наличии внеш-
него дополнительного радиатора максимальная допусти-
мая мощность, рассеиваемая коллектором, может быть до-
ведена до 60 вт при температуре корпуса -{-25° С и до 30 вт
при температуре +55° С.
Высокочастотные транзисторы малой мощности
Германиевые диффузионные транзисторы р-п-р типа
П401—П403 предназначены для работы в каскадах усиления
и генерирования высокой частоты в диапазоне от сотен ки-
логерц до десятков мегагерц.
3 557 65
Основные электрические характеристики приведены
в табл. 14.
Таблица 14
Тип /ген макс» Мгц не менее 3 Ск, пф /ко» мка Произведения гбСк (рм-пф)
П401 30 15—100 3,5—15 0,5—10,0 500—3500
П402 60 15—100 3—10 0,25-5,0 150—1000
П403 120 30—100 3—10 0,25-5,0 100—500
П403А 120 15—100 3—10 0,25—5,0 100—500
Значения /ген макс и 0 указаны при UK = — 5 в и /к =
= 5 ма.
Предельно-допустимые параметры: С7К = —10 в,
Рк доп = 50 мет, /к = 10 ма.
Германиевые диффузионные транзисторы р-п-р типа
П420—П423 являются технологической модификацией
транзисторов типа П401 — П403. По своим электрическим па-
раметрам транзистор типаП421 соответствует П401, П422—
транзистору П402, П423 — П403. Транзистор типа П420
несколько уступает транзистору типа П401 по усилительным
свойствам. В условиях любительской практики эти различия
можно не учитывать.
Германиевые диффузионные транзисторы р-п-р типа
П410 — П411 предназначены для усиления и генерирования
электрических сигналов в диапазоне частот от нескольких
мегагерц до десятков-сотен мегагерц.
Основные параметры приведены в табл. 15.
Таблица 15
Тип /ген макс» Мгц ie менее 3 Ск, пф Произведение гбСк (ом-пф) 7ко’ мка
П410 200—400 30—100 2-4 300 0,2—2,0
П410А 200—400 100—250 2—4 300 0,2—2,0
П411 400 30—100 2—4 200 0,2—2,0
П411А 400 100—250 2—4 200 0,2—2,0
Значения /ген макс и 0 указаны при UK = — 5 в и 1К =
= 5 ма.
Предельно-допустимые параметры: РКДОп= 100 мет,
ик макс = 6 — 8 в, /к = 20 ма.
66
Германиевые диффузионные транзисторы р-п-р типа
ГТ309А — ГТ309Е по своему назначению аналогичны тран-
зисторам типа П401 —П402, но несколько лучше последних
по усилительным свойствам.
Таблица 16
Тип ^ген макс» Мгц не менее аз. ZK0, мка не более Ск. пф не более Произве- дение гбСк (ом • пф)
ГТ309А 120 20—70 5 10 500
ГТ309Б 120 60—180 5 10 500
ГТ309В 80 20—70 5 10 1000
ГТ309Г 80 60—180 5 10 1000
ГТ309Д 40 20—70 5 10 1000
ГТ309Е 40 60—180 5 10 1000
Основные характеристики приведены в табл. 16. Пре-
дельно-допустимые параметры такие же, как у транзисторов
типа П401—П402.
КОНСТРУКТИВНОЕ ОФОРМЛЕНИЕ ТРАНЗИСТОРОВ
В большинстве случаев кристалл с переходами монти-
руется в специальный корпус.
Корпус транзистора выполняет следующие функции:
— изолирует кристалл с переходами от воздействия
внешней среды;
— обеспечивает механическую прочность прибора;
— обеспечивает условия для отвода тепла, выделяющего-
ся на переходах при работе прибора;
— обеспечивает удобство монтажа прибора в схеме.
Возможны, конечно, и бескорпусные варианты конструк-
ции полупроводникового прибора. В этом случае кристалл
с переходами защищается от воздействия внешней среды
специальными пленками и опрессовывается в пластмассу.
Такие конструкции обладают достаточно высокой механи-
ческой прочностью и малыми габаритами, однако не всегда
обеспечивают достаточную влагостойкость. Кроме того,
условия теплоотвода в такой конструкции бывают хуже,
поэтому бескорпусные приборы обычно являются маломощ-
ными.
Особые требования предъявляются к конструкции при-
боров, предназначенных для работы на высоких и сверхвы-
з*
67
соких частотах. Эти конструкции должны обладать малыми
собственными емкостями и индуктивностями и обеспечивать
удобство их использования в системах с распределенными
параметрами.
Герметизация корпуса осуществляется рельефно-коль-
цевой электросваркой донышка корпуса, являющегося од-
новременно крист ал лодержателем, с колбой (баллоном)
корпуса.
Рис. 32. Конструкция транзистора малой мощности:
а — низкочастотного; б — высокочастотного; 1 — вывод коллектора; 2 —
вывод базы; 3 — вывод эмиттера; 4 — корпус (баллон); 5 — стеклянные изо-
ляторы; 6 — эмиттер; 7 — коллектор; 8 — база; 9 —• дно корпуса; 10 — кри-
сталлодержатель
На рис. 32 показана конструкция маломощного плоско-
стного транзистора. С небольшими изменениями эта
конструкция корпуса используется для целого ряда мало-
мощных транзисторов, например, типа П13 — П15, П16,
П101 —П103, П104—П106 и др. С несколько измененным кри-
сталлодержателем эта же конструкция используется и для
транзисторов типа П401—П403. Недостатком описанной кон-
струкции является то, что тонкое донце (ножка) легко де-
формируется при сварке. Это приводит к появлению тре-
щин в изоляторах, и герметичность прибора нарушается.
В настоящее время производится замена указанного корпу-
68
са корпусом с более толстой ножкой и с герметизацией по-
средством холодной сварки.
Холодносварная конструкция с утолщенной ножкой пред-
ставлена на рис. 33. Кристаллодержатель данной конструк-
ции предназначен для монтажа кристалла диффузионных
транзисторов, аналогичных транзистору П401—П403. Эта
же конструкция корпуса может быть использована и для
сплавных германиевых или кремниевых транзисторов (П13—
П15, П16, П101 — П103, П104—П106 и т. д.). На рис. 34 пред-
Рис. 33. Конструкция транзи- Рис. 34. Конструкция низкочастот-
стора с холодносварным корпусом ного транзистора большой мощности
типа П4
Пайка
ставлена конструкция мощного транзистора типа П4. Герме-
тизация этого прибора осуществляется также электросвар-
кой колбы со стальным фланцем. Так как сталь имеет недо-
статочную теплопроводность, то кристалл с переходами
паяется не на фланец, а на припаянный к фланцу медный
вкладыш.
При электросварке разогретый металл выделяет различ-
ные газы, вредно действующие на переходы транзистора,
поэтому в верхней части колбы предусмотрено небольшое
отверстие для их выпуска из корпуса. После электросварки
это отверстие закрывается диском и запаивается.
На рис. 35 представлены конструкции мощных высоко-
частотных транзисторов типа П601 — П602, а на рис. 36 —
конструкции мощных низкочастотных транзисторов типа
П209 — П210.
Эти конструкции во многом сходны, и принципы этих
конструкций используются для многих новых транзисторов
средней и большой мощности.
69
ф22
Эмиттер база Коллектор
Рис. 35. Конструкция высоко-
частотных транзисторов средней
Рис. 36. Конструкция низкочастот-
ных транзисторов большой мощности
типа П209-—П210
струкция высокочастотных
транзисторов типа П410—П411
мощности типа П601—П602
На рис. 37 показана коаксиальная конструкция высоко-
частотного транзистора типа П410— П411. Принцип изготов-
ления переходов этого транзистора в основном тот же самый,
что и у транзистора П401 — П403. Однако меньшие размеры
электродов и специальная конструкция корпуса обеспечи-
вают возможность получить частоты генерирования свыше
200—400 Мгц. При сборке этого корпуса также использу-
ется рельефно-кольцевая электросварка.
Основным недостатком коаксиальной конструкции явля-
ется неудобство ее использования на частотах, значительно
более низких, чем максимальная частота генерирования,
.что обычно имеет место на практике.
Исходя из этого, многие типы транзисторов, переходы
которых обеспечивают максимальную частоту генерирова-
ния порядка .нескольких сотен мегагерц, конструктивно
оформляются в корпусе для навесного монтажа, аналогич-
ного корпусам транзисторов типа П13 — П16.
Описанные выше распространенные в любительских
схемах типы отечественных /транзисторов представляют
собой только весьма незначительную часть большого коли-
чества типов транзисторов, выпускаемых в настоящее вре-
мя. По мере совершенствования технологии производства
полупроводниковых приборов будут создаваться новые типы
транзисторов и улучшаться параметры существующих ти-
пов. А это, в свою очередь, позволит создавать более со-
вершенную и более надежную аппаратуру. Но самый со-
вершенный и качественный транзистор может не оправдать
надежд радиолюбителя, если этот транзистор будет исполь-
зован не по прямому назначению, либо в неблагоприятном
для него режиме. Исключить такую возможность можно
только при учете основных параметров транзисторов и
схем, где они используются.
ВЗАИМОЗАМЕНЯЕМОСТЬ ТРАНЗИСТОРОВ
Наличие значительного количества типов и подтипов
транзисторов связано главным образом с большим разно-
образием технологических средств и приемов, а также ис-
ходных материалов, используемых при изготовлении тран-
зисторов. Производство транзисторов — очень сложный и
трудоемкий процесс, требующий высокой точности, чи-
стоты и жесткого соблюдения технологических режимов.
Выполнение всех этих требований связано с большими тех-
71
ническими трудностями, чем и объясняется имеющийся
большой разброс параметров выпускаемых транзисторов.
В связи с этим обычно указываются средние, либо минималь-
ные значения параметров, гарантированные для данного
типа транзисторов. Наибольший разброс наблюдается у
коэффициента усиления по току в схеме с общим эмитте-
ром 0, обратного тока коллектора /ко и емкости коллектор-
ного перехода Ск. Несколько
меньшим разбросом облада-
ют частотные параметры /а
И /ген макс •
Рис. 38. Распределение транзи-
сторов типа П13—П16 по вели-
чине коэффициента 0
В подтверждение сказан-
ному, на рис. 38 приведена
кривая распределения тран-
зисторов типа П13—П16 по ве-
личине коэффициента усиле-
ния 0. Согласно этим данным
около 20% из общего коли-
чества изготовляемых тран-
зисторов имеют р — 30—
45. Транзисторы, имеющие
Р = 100 и более, составляют
всего несколько процентов
так же, как и транзисторы с
малым р (менее 10—15).
Большой разброс параметров транзисторов делает весьма
условными границы между типами транзисторов, что позво-
ляет в ряде случаев без особых затруднений заменять одни
транзисторы другими. При такой замене в первую очередь
обращается внимание на параметры в режиме, при котором
транзистор будет работать в данной схеме ([7К, /к, Рк). Ис-
ходя из этих сведений подбираются типы транзисторов, об-
ладающие некоторым запасом по указанным параметрам и
необходимыми частотными и усилительными свойствами
(/а, или /ген макс и 0). Предпочтение при этом отдается более
дешевым и доступным транзисторам.
Например, имеется описание схемы усилителя низкой
частоты на двух транзисторах типа П15. Постоянное на-
пряжение источника питания составляет 9 в, постоянный
ток коллектора каждого транзистора не превышает 1—2 ма,
а сама схема допускает применение транзисторов с р =
= 20—40.
Из приведенных выше справочных таблиц видно, что
72
примерно такими же усилительными свойствами будут об-
ладать и некоторые другие типы низкочастотных транзи-
сторов, например П13А, П14, ГТ108А — ГТ108Г, а также
отдельные образцы транзисторов типа П13, П13Б, имею-
щих р > 20.
Более подробно о взаимозаменяемости различных типов
отечественных транзисторов будет сказано при рассмотре-
нии конкретных схем.
Некоторый интерес для радиолюбителей могут представ-
лять общие сведения о распространенных типах зарубежных
транзисторов.
КРАТКАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА НЕКОТОРЫХ ТИПОВ
ЗАРУБЕЖНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Нередко радиолюбителю приходится разбираться в схе-
мах, опубликованных в зарубежных журналах или книгах,
в подлинниках либо в переводах. Графическое начертание
радиотехнических схем (за малым исключением) во всех
странах мира практически одинаково. Но вот система услов-
ных обозначений типов транзисторов пока далека от совер-
шенства. Многие страны выпускают одни и те же типы тран-
зисторов, но нередко обозначают их по-разному. Это, ко-
нечно, усложняет работу радиолюбителей с иностранными
схемами.
Транзисторы, выпускаемые в нашей стране и в странах
народной демократии, очень близки между собой по своим
параметрам; необходимые сведения о них можно найти в спе-
циальных справочниках, издаваемых в этих странах, и
в справочных разделах, регулярно публикуемых на стра-
ницах радиотехнических журналов, которыми располага-
ют многие технические библиотеки.
За рубежом существует несколько систем обозначения
полупроводниковых приборов, в том числе и транзисторов.
Наиболее распространены три системы: американская, за-
падноевропейская и японская.
В американской системе полупроводниковые диоды обо-
значаются как 1N, а транзисторы — 2N с последующим
многозначным числом, указывающим на порядковый но-
мер разработки. Например, диод 1N31 или транзистор
2N1538.
По новой западноевропейской системе полупроводни-
ковые приборы, предназначенные для использования вбы-
73
товых приборах (приемниках, телевизорах, магнитофонах
ит. п.) обозначаются двумя буквами и трехзначным числом.
Полупроводниковые приборы, применяемые в специальных
схемах и устройствах, обозначаются тремя буквами и
трехзначным числом. Дополнительные буквенные обозна-
чения указывают на разновидность прибора.
Обозначение вновь создаваемых приборов производится
следующим образом.
Первая буква указывает на основной материал прибора:
А — германий, В — кремний.
Вторая буква указывает класс прибора:
О — диоды;
С — низкочастотные транзисторы;
Д — мощные низкочастотные транзисторы;
F — высокочастотные маломощные транзисторы;
L — мощные высокочастотные транзисторы;
S — переключающие транзисторы;
U — мощные переключающие транзисторы;
Z — стабилитроны.
Пример:
АС-116 — германиевый низкочастотный транзистор;
AF-117 — германиевый маломощный высокочастотный
транзистор;
ВО-103 — кремниевый диод.
Японские диоды и транзисторы обозначаются следующим
образом. Первая цифра и одна-две буквы указывают на
класс прибора:
1S — диоды;
2SA — высокочастотный транзистор р-п-р-,
2СВ — низкочастотный транзистор р-п-р-,
2SC — высокочастотный транзистор п-р-п;
25Д — низкочастотный транзистор п-р-п.
Последующее за тем многозначное число указывает на
порядковый номер разработки.
Необходимо указать, что ряд фирм, например «Sony»
не указывают на транзисторах знака 25, а только вторую
букву и последующие цифры.
Например, в карманных приемниках японского произ-*
водства могут встречаться такие транзисторы фирмы «Sony»:
А122 — высокочастотный р-п-р;
С76 — высокочастотный п-р-п;
Д65 — низкочастотный п-р-п;
В48 — низкочастотный п-р-п.
74
В американской и японской системах отсутствуют ука-
зания на материал прибора. В связи с этим многие фирмы
США и Японии выпускают транзисторы с западноевропей-
скими обозначениями.
В ряде случаев некоторые транзисторы могут иметь и
нестандартное обозначение, которое можно раскрыть толь-
ко с помощью справочника.
Транзисторы, выпускаемые в капиталистических стра-
нах, по своим параметрам в большинстве случаев близки
к транзисторам, выпускаемым в США, или даже повторяют
их. В настоящее время в США производятся несколько ты-
сяч типов транзисторов, но в портативных бытовых приборах
и любительских схемах применяется в основногл около сот-
ни наиболее распространенных и доступных по цене типов.
Ниже приводятся основные характеристики транзисто-
ров, выпускаемых в США, Великобритании и некоторых
других странах, чаще других упоминаемые на страницах
радиолюбительских журналов. Указывается также возмож-
ная замена этих транзисторов на отечественные.
Параметры низкочастотных транзисторов малой мощнос-
ти приведены в табл. 17, низкочастотных транзисторов боль-
шой мощности — в табл. 18 и высокочастотных транзисто-
ров малой мощности — в табл. 19. Как видно из данных
таблиц 17—19, практически все распространенные типы
зарубежных транзисторов могут быть заменены отечествен-
ными.
Величина максимально допустимой мощности, рассеи-
ваемой на коллекторе, для мощных транзисторов указана
с учетом наличия дополнительного внешнего радиатора
при температуре корпуса +25° С.
Высокочастотные параметры транзисторов характери-
зуются частотой /а (при /а 20 Мгц) или предельной ча-
стотой fm (при fa > 20—30 Мгц), где fm— частота, на ко-
торой |0|= 1. Для большинства типов высокочастотных
транзисторов принимается fm 0,7 /ген макс.
Возможная замена высокочастотных транзисторов ука-
зана применительно к апериодическим и резонансным уси-
лителям напряжения промежуточной и высокой частоты,
гетеродинам и преобразователям частоты. Подавляющее
большинство транзисторов, указанных в таблицах, являют-
ся германиевыми типа р-п-р. Кремниевые транзисторы и
транзисторы типа п-р-п оговариваются в примечании.
75
Таблица 17
Тип 3 fa, Мгц мет Uк макс» в Примечания, возможная замена
2N35 25—125 0,5 150 - 4-25 п-р-п ШО—П11
2N38 15 1,0 50 —20 П14—П16, П13А
2N44 18-43 1,0 250 —30 П25—П26
2N45 9—25 1,0 150 —45 П25—П26
2N56 12 0,5 200 —45 П25—П26
2N76 29 1,0 50 —20 П14—П16
2N94—А 30 3,0 50 4-20 п-р-п ПН
2N104 40 0,7 150 —30 П25—П26
2N106 20 0,7 100 —6 (малошумящий) П13Б
2N107 30 1,0 50 -12 П13А, П14—П16
2N109 75 — 150 —25 П13А, П15, П16Е
2N139 48 4,7 35 -16 П401, П420
2N168 23—125 2,0 65 4-15 п-р-п П10—П11
2N188 54 1,2 100 —25 П15, П16Б, П25—П26
2N207 100 2,0 50 -12 П15, П16Б
2N211 5-15 2,0 50 4-Ю п-р-п П10—П11
2N212 10—30 4,0 50 4-18 п-р-п П—11
2N215 44 0,7 150 —30 П25—П26
2N216 5-15 3,0 50 4-15 п-р-п ПН
2N217 ' 75 1,0 150 —25 П25—П26
2N265 100 1,5 70 —25 П15—П16Б
2N331 50—100 1,0 200 —30 П25—П26Б
2N369 50—140 0,5 100 —30 П25Б, П26Б
2N395 20—120 4,5 150 — 15 П401, П420, П15
2N486 100 1,0 150 —12 П15, П16Б
2N508 125 3,5 140 -16 П15, П402, П403А
2N535, —А—В 100 50 —20 П15, П16Б
2N586 55 — 250 —45 П25Б, П26Б
2N647 70 — 100 4-25 п-р-п П11
2N935 9-22 0,2 550 —40 кремний П104
2N1265 25 0,6 50 — 10 ШЗ—П16
2N1378 95-300 3,0 250 —12 П15, П16Б
2N2428 80—160 1,0 165 -32 П25Б, П26Б
2N2429 130—30 2,0 165 —32 П25Б, П26Б
2N2430 65—190 2,0 165 4-15 п-р-п П11
22431 50—180 1,0 550 —32 П201А, П202, П203
СК22 50—100 — 80 —20 П15, П16Б
СК722 50—100 0,6—1,0 170 —15 П15, П16Б
СК725 50—100 0,6—1,0 170 — 15 П15, П16Б
ОС46 80 3,0 80 —20 П15, П16Б
ОС53 35 0,35 10 —7 П5Б, П5В, П5Г
ОС54 55 0,55 10 —7 П5В, П5Г
ОС55 80 0,8 10 —7 П5В, П5Г
ОС56 80 — 10 —7 П5В, П5Г
ОС57 35 1,4 10 —7 П5Б—П5Е
ОС58 55 1,6 10 —7 П5В, П5Г
ОС59 80 2,2 10 —7 П5В-П5Г
76
Продолжение таблицы 17
Тип 3 fa, Мгц Рк> мет Uк макс» в Примечания, возможная замена
ОС60 60 1,6 10 —7 П5В—П5Г
ОС71 40—60 1,0 25 —10 П14, П15, П16А, П16Б
ОС75 — 0,75 130 —30 П25—П26
ОС81 85 2,0 500 —32 П201А, П202, П203
ОС79 42 1,2 550 —26 П201А, П202, П203
ОС80 85 2,0 550 —32 П201А, П202, П203
ОС200 25 1,0 250 —25 кремний П105, П106
Таблица 18
Тип 3 fa* кгц Рк ДОП’ вт Uк макс» в Примечания, возможная замена
2N256 40 5 20 —30 П4Б—П4Д
2N277 25 200 150 —40 П207—П209
2N301 70 5 20 —40 П4Д
2N307 80 4 10 —35 П4Д, П201А, П203
2N350 30—33 — 65 —30 П207—П211
2N350A 20—60 5 90 —40 П207—П209
2N351 65 5 90 —40 П207—П209
2N376 78 5 90 —40 П207—П209
2N376A 35—120 5 90 —40 П209—П210А, П207—П209
2N554 40 — 20 —15 П2А—П4Д
2N656 30—90 — 4 4-60 п-р-п кремний (П302—П304)
2N1183 20—60 500 7,5 —20 П4Б, П4Г, П4Д
2N1183A 20—60 500 7,5 —30 П4Б, П4Г, П4Д, П201—П203
2N1183В 20—60 500 7,5 —40 П4Д, П202—П203
2N1534 35—70 8,5 90 —30 П207—П209
2N1666 32 200 30 -60 П210, П210А
2N1667 90 200 30 —32 П209—П210А
2N2286 20 — 100 —100 П208, П208А
СК311 20 4 20 —80 П4Б
Необходимо указать, что внешнее оформление некоторых
зарубежных транзисторов несколько отличается от отече-
ственных, а именно по форме и размерам корпусов, располо-
жению выводов, что необходимо учитывать при ремонте им-
портной аппаратуры.
При рассмотрении вопроса о замене транзисторов необ-
ходимо в первую очередь обращать внимание на напряжение
77
источника питания схемы, так как чем ниже будет это на-
пряжение, тем шире и доступнее ассортимент взаимозаменя-
емых транзисторов. Например, транзистор типа 2W45 име-
ет Рк = 150 мет, t/кмакс = 45 в, р = 9—25. Если этот
транзистор используется при максимальном коллекторном
напряжении, то заменить его можно будет только доро-
гостоящими транзисторами типа П25—П26. При напряжении
питания всего 5—10 в транзистор 2ЛМ5 с успехом заменяет-
ся любым из доступных и дешевых транзисторов типа
П13—П15.
Таблица 19
Тип 3 fa или /ген макс’ Мгц РК> мет Uк макс» в Примечания, возможная замена
2N78—А 45-135 9,0 65 + 15 п-р-п П501—П503
2N112 30 5,0 150 —15 П401, П420
2N128 19—66 24,0 25 —4,5 П401, П403
2N135 20 4,5 100 —12 П401, П420
2N136 40 6,5 100 — 12 П401, П420
2N137 60 10,0 100 —6,0 П401, П402, П420
2N140 75 7,0 40 —16 П401, П420
2N145 35—105 30,0 65 + 20 п-р-п П502, П503
2N146 35—105 30,0 65 +20 п-р-п П502, П503
2N172 — 30,0 60 + 16 п-р-п П502, П503
2N292 8—51 11,0 65 + 15 п-р-п П501, П503
2N302 25-75 14,0 150 — 10 П401—П403
2N303 40—120 20,0 150 — 10 П401—П403
2N373 140 6,0 150 — 12 П401—П403
2N404 30 13,0 150 —24 П401, П420
2N412 80 10,0 80 —13 П402, П403А
2N588 — 250,0 55 —15 П410, П410А
2N641 60 42,0 80 —34 П402, П403, П403А
2N642 60 42,0 80 —34 П402, П403, П403А
2N1143 — 480,0 750 -25 П410, П411
2N1638 75 40,0 80 —34 П402, П403А
2N2089 140 70,0 100 —20 П403А, П410, П410А
ОС44 100 15,0 80 —15 П401, П402
ОС45 75 6,0 80 —15 П401, П420
ОС141 150 9,0 100 +20 п-р-п П501—П503
СК760 30 5,0 150 —15 П401-П403А
СК761 45 10,0 100 —6 П401 — П403А
СК762 65 20,0 100 —6 П401—П403А
Возможная замена транзисторов указана с учетом осо-
бенностей и назначения тех схем, в которых в основном ис-
пользуются эти транзисторы. Например, низкочастотный
транзистор типа 2W395 нередко используется в резонансных
78
каскадах усиления промежуточной частоты 455 кгц, хотя
имеет /а cs 4,5 Мгц. Значительно лучшие результаты мож-
но получить, если на его место поставить отечественный вы-
сокочастотный транзистор типа П420 или П401.
ИЗМЕРЕНИЕ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРОВ
Часто случается так, что радиолюбитель приобрел для
повторения описанной в журнале схемы все необходимые
детали, транзисторы рекомендуемых типов, правильно про-
извел монтаж, но схема не работает, либо работает явно
неудовлетворительно. И тогда начинаются «муки творче-
ства», заключающиеся в основном в перепайке схемы, за-
мене сопротивлений, транзисторов и т. п. Если в результа-
те таких операций собранное устройство заработает, то
любитель остается довольным собой и схемой. Но нередко
бывает иначе: схема не поддается регулировке, либо совсем
перестает работать. В таком случае неудавшаяся схема ста-
новится в глазах любителя нереальной, неправильно состав-
ленной и не заслуживающей внимания.
Конечно, иногда при опубликовании описания схемы мо-
жет быть допущена досадная ошибка или опечатка, но на-
блюдается это крайне редко.
Гораздо чаще основной причиной плохой работы схемы
является неправильный подбор транзисторов. Обычно
в описании схемы указываются не только основные типы при-
меняемых транзисторов, но допустимые значения их парамет-
ров (коэффициента усиления по току р, обратного тока кол-
лектора /ко, предельной частоты /а). К сожалению, не все
схемы позволяют использовать транзисторы с большим раз-
бросом указанных параметров, наблюдаемым у транзи-
сторов одного и того же типа. Работа с транзисторами намно-
го облегчается, когда известны их основные параметры.
В условиях промышленного производства радиоаппаратуры
параметры транзисторов измеряются с помощью специаль-
ных приборов и установок, из которых самым доступным для
любителей является измеритель полупроводниковых три-
одов типа ИПТ-1.
В условиях любительской практики можно обойтись и
более простыми самодельными приборами. Самым необхо-
димым из них является прибор для измерения тока 1К0 и
коэффициента усиления по току р. С его помощью весьма
просто производится разбраковка транзисторов и подбор их
79
по основным параметрам, от которых во многом зависят ре-
жим и стабильность работы транзисторной схемы.
Для оценки высокочастотных свойств транзисторов не-
обходимо иметь прибор, измеряющий максимальную часто-
ту генерации Лен макс транзистора в схеме генератора вы-
сокой частоты с общей базой. В некоторых случаях может
оказаться полезным прибор для измерения емкости коллек-
торного перехода Ск. Необходимость в приборах, измеря-
ющих значения /ген макс и Ск, возникает при подборе тран-
зисторов для установки их в схемах усилителей и генера-
торов высокой и промежуточной частоты.
Ниже приводится описание методов измерения основных
параметров транзисторов. В свою очередь, конструкции
простых измерительных приборов, в том числе предназна-
ченных для проверки параметров транзисторов, будут рас-
смотрены в заключительной главе книги.
Измерение обратного тока коллектора 1КО и коэффициента
усиления по току 0
Обратный ток коллектора 1КО измеряется при нулевом
токе эмиттера, так как в этом случае ток коллектора 1К =
= /ко. Упрощенная схема измерения тока /ко представлена
на рис. 39. Она состоит из батареи сме-
1 щения Е и микроамперметра цА. По-
JL лярность включения батареи Е для тран-
-7; зисторов п-р-п должна быть изменена на
+ L-r-^i—I обратную.
Рис. 39. Схема Величина обратного тока коллектора
для измерения исправных транзисторов малой мощно-
обратного тока сти исчисляется единицами-десятками
коллектора /ко микроампер, поэтому в этом случае тре-
буется высокочувствительный микроампер-
метр со шкалой до 50—100 мка.
Величина обратного тока коллектора исправных тран-
зисторов средней мощности исчисляется десятыми долями —
единицами миллиампера, и в этом случае требуется милли-
амперметр со шкалой до 1—10 ма.
Коэффициент усиления по току р измеряется при опре-
деленном токе коллектора. Упрощенная схема прибора для
измерения коэффициента р представлена на рис. 40. Испы-
тываемый транзистор включается в стабилизированный кас-
кад усиления низкой частоты. Установка требуемого зна-
80
чения тока коллектора производится с помощью потенцио-
метра Т?4, а измерение — миллиамперметром mA. С целью
устранения возможного действия отрицательной обратной
связи потенциометр Т?4 зашунтирован по переменному току
электролитическим конденсатором С2.
Генератор низкой частоты (обычно 1000 гц) необходим
для создания в цепи базы транзистора переменного тока Iq
небольшой величины. Входное напряжение генератора по-
Рис. 40. Схема для измерения коэффициента
усиления по току р
дается в цепь базы через токозадающий резистор 7?0 и раз-
делительный электролитический конденсатор Ci. Для то-
го, чтобы ток базы мало менялся при смене транзисторов
и изменении режима работы, величина сопротивления ре-
зистора jR0 выбирается примерно в 10 раз больше максималь-
ного значения входного сопротивления каскада и в среднем
составляет 30—50 ком. В силу этого можно считать, что
ток базы 1б зависит только от напряжения генератора L7i,
измеряемого вольтметром переменного тока Vi.
В свою очередь, ток базы вызывает в цепи коллектора
ток iK = рг’б- Непосредственно измерить переменный ток
трудно. Значительно проще найти его косвенным путем,
измеряя вольтметром переменного тока напряжение 112
на резисторе 7?з, включенном в цепь коллектора:
£к ~ Яз •
81
Таким образом, коэффициент 0 может быть найден из
отношения:
о _ U^Rq _ в Rp,
/?зМ1 Ui R3
Обычно сопротивление резистора 7?з в десятки раз мень-
ше сопротивления резистора RQ и составляет всего 300—
500 ом, а максимальная величина выходного напряжения
U2 не превосходит 0,5—1,0 в. Если напряжение генератора
остается неизменным при всех измерениях, то тогда пока-
зания вольтметра V2 однозначно определяют величину коэф-
фициента р:
Таким образом, шкалу вольтметра V2 можно отградуи-
ровать непосредственно в единицах р.
На описанном принципе работает большинство лабора-
торных и промышленных установок для измерения коэффи-
циента 0. Но такие приборы сложны и дороги. Любители
обычно используют более простые самодельные измерители
параметров транзисторов. Измерения проводятся на по-
стоянном токе при фиксированном значении постоянного
тока базы /б.
Показания таких измерительных приборов пропорцио-
нальны так называемому статическому коэффициенту усиле-
ния по постоянному току Вст.
Статический коэффициент усиления по постоянному
току Вст измеряется при токе базы /б много большем обрат-
ного тока коллектора /ко. В этом случае общий ток коллек-
тора /к будет прямо пропорционален величине Вст:
/к == ®СТ (Л) + /ко)’
Упрощенная схема измерения коэффициента Вст при-
ведена на рис. 41 и состоит из батареи смещения Е, резисто-
ра Еб и измерителя тока /к. При измерении параметров
транзисторов п-р-п полярность включения батареи Е и
измерителя тока изменяется на обратную.
С помощью резистора Rq устанавливается постоянный
ток базы = в десятки раз превышающий обратный
ток коллектора. Обычно /б ~ (Ю -? 100) 1К0, поэтому мож-
но считать, что
/к ~ Вст/б«
82
Поскольку величина тока базы постоянна и определяет-
Е
ся только отношением -у- , то можно считать, что значе-
ние коэффициента Вст однозначно определяется показанием
прибора /к:
где /к — показание прибора, ма\
Re — сопротивление, ком\
Рис. 41. Схема для
измерения стати-
ческого коэффици-
ента усиления по по-
стоянному току Вст
Е — напряжение батареи смеще-
ния, в.
Параметры транзисторов малой мощ-
ности обычно измеряются при токе кол-
лектора /к — 1—10 ма, поэтому тре-
буется миллиамперметр на 1—10 ма.
Параметры транзисторов средней и большой мощности
измеряются при токе коллектора, исчисляемом сотнями-
тысячами миллиампер, и в этом случае потребуется милли-
амперметр на 100—1000 ма и более.
Измерение параметров 1КО и Вст удобно проводить с по-
мощью прибора, специально изготовленного для этой цели.
При этом измерение величин /ко и Вст может производиться
с помощью двух измерителей тока (например, микроампер-
Рис. 42. Зависимость коэффициентов р и
Вст транзисторов малой мощности от тока
коллектора
метра и миллиампер-
метра) либо одним из-
мерителем тока, пре-
делы показаний кото-
рого расширяются за
счет подключения вне-
шнего шунтирующего
сопротивления.
Необходимо иметь
в виду, что в общем
случае коэффициент
Вст не равен коэффи-
циенту усиления по
току р. При малом
токе коллектора ве-
личина Вст обычно больше, чем р; при больших токах, на-
оборот, р больше Вст. Примером могут служить данные
рис. 42.
S3
В любительской практике обычно допускается равенство
между собой этих параметров: р Вст. При этом ошибка
может составлять 5—20%, что в большинстве случаев нас
удовлетворяет.
Качественная оценка транзисторов по результатам
измерений их параметров по постоянному току
Использование простейших измерительных приборов
позволяет сравнительно быстро и просто произвести разбра-
ковку имеющихся транзисторов по их качеству.
Если величина тока /ко не выходит за гарантийные пре-
делы и не изменяется во времени, то такой транзистор мож-
но считать исправным и пригодным для дальнейшего ис-
пользования. Если величина тока 1КО превосходит максималь-
ный гарантированный предел для данного типа транзистора
более чем в 2—3 раза либо непрерывно увеличивается со
временем (как говорят, ток /ко «плывет»), то такой транзи-
стор непригоден для установки в схему. Малопригодными
можно считать также те транзисторы, у которых р = 5—8
и менее.
Нередко радиолюбители считают низкокачественными
транзисторы, имеющие р — 10—20, пренебрегают ими. Это
не совсем правильно, так как и на транзисторах с относи-
тельно малой величиной р можно получить неплохие резуль-
таты, если соответствующим образом подобрать схему вклю-
чения и режим их работы. Далее будет приведен ряд прак-
тических схем, где возможно применение транзисторов, име-
ющих р = 10—20.
В случае отсутствия специального прибора проверить
исправность транзистора можно тестером или омметром,
с помощью которых измеряется сопротивление постоянному
току эмиттерного и коллекторного переходов в прямом и
обратном направлении. У исправного транзистора в прямом
направлении сопротивление перехода должно составлять
десятки ом, в обратном — десятки и сотни килоом. Если
сопротивление хотя бы одного из переходов в обоих направ-
лениях одинаково либо различается незначительно, то
это говорит о неисправности транзистора.
Сопротивление эмиттерного перехода измеряется между
выводами эмиттера и базы, коллекторного — между выво-
дами базы и коллектора. Не рекомендуется измерять сопро-
тивление между выводами эмиттера и коллектора при разомк-
84
нутой базе, так как это может вызвать выход транзистора
из строя.
Производя проверку исправности транзисторов с по-
мощью авометра, следует иметь в виду, что у большинства
высокочастотных транзисторов, изготовляемых диффузион-
ным методом, предельно допустимое напряжение на эмит-
терном переходе меньше, "чем напряжение батареи омметра.
Например, для транзисторов типаП401—П403, П420—П423
и некоторых других обратное напряжение на эмиттерном
переходе не должно превосходить 1—3 в. Если для провер-
ки эмиттерного перехода таких транзисторов использовать
авометр типа ТТ-1, то можно повредить транзистор. В то
же время широко распространенные транзисторы типа П13—
П16, изготовляемые методом сплавления, допускают об-
ратнее напряжение до 10—20 в. Это позволяет безопасно
для транзисторов производить проверку их исправности
с помощью авометра.
Измерение максимальной частоты генерации
транзисторов
Рис. 43. Схема для из-
мерения максимальной
частоты генерации
Максимальная частота генерации /ген макс транзистора
характеризует наивысшую частоту, на которой может еще
работать высокочастотный резонансный автогенератор на
транзисторе, включенном по схеме с
общей базой. Упрощенная схема, та-
кого автогенератора изображена на
рис. 43. Здесь Т — испытываемый
транзистор, Ri и 7?2 — резисторы де-
лителя напряжения в цепи базы, 7?з—
токостабилизирующий резистор в це-
пи эмиттера, Ci — емкость, шунтиру-
ющая базу по высокой частоте. Ка-
тушка индуктивности Li и емкость С2
образуют резонансный контур, ча-
стично или полностью включенный в
коллекторную цепь транзистора. Цепь
положительной обратной связи состоит из разделительного
конденсатора Сз, который одновременно является фазоком-
пенсирующим.
При измерении параметров транзисторов п-р-п поляр-
ность батареи изменяется на обратную.
Путем подбора величины емкости Сз можно добиться
85
генерации схемы на частоте /~ /ген макс. Если этого не
сделать, то генерация будет наблюдаться только на часто-
тах Значительно ниже /ген макс* Оптимальная величина
емкости связи С 2 весьма близка к емкости коллекторного
перехода Ск испытываемого транзистора. Эту особенность
схемы автогенератора можно использовать для определения
также и приближенной величины емкости Ск на различных
частотах. Перестройка генератора по частоте осуществля-
ется изменением емкости С-2 либо индуктивности Li. Точ-
ное значение частоты генерации определяется с помощью
внешнего волномера. Наличие генерации фиксируется по
показаниям высокочастотного милливольтметра, подклю-
ченного параллельно сопротивлению 7?з.
Такая схема измерения используется в промышленных
и лабораторных условиях. В любительской практике мож-
но обойтись более простым устройством, имеющим меньшую
точность результатов, но зато не требующим высокочастот-
ного вольтметра и волномера.
Качественная оценка транзисторов по результатам
измерения максимальной частоты генерации
С помощью описанного выше прибора сравнительно
просто производится разбраковка транзисторов по их ча-
стотным свойствам. Те транзисторы, которые не вызывают
генерации схемы прибора ни на одном из диапазонов,
можно использовать только в схемах, работающих на низ-
ких частотах.
Транзисторы, имеющие /ген макс =1,5—6,0 Мгц, ис-
пользуются в усилителях низкой и промежуточной частоты.
Если /ген макс = 6,0—15,0 Мгц, то такие транзисторы
можно использовать в усилителях промежуточной частоты,
каскадах усиления и преобразования сигналов в диапазо-
нах длинных и средних волн.
Транзисторы, у которых /генмакс = 15,0—30,0, нахо-
дят применение в усилителях высокой и промежуточной
частоты (до 3 Мгц), а также в каскадах преобразования ча-
стоты сигналов в диапазонах длинных, средних и коротких
волн.
Транзисторы, имеющие /генмакс = 30—60 Мгц и бо-
лее, целесообразно применять в тех схемах, где требуется
усиление или преобразование сигналов диапазона коротких
волн. При сравнении нескольких транзисторов по их ча-
86
стотным свойствам’ можно считать лучшим тот транзистор,
у которого выше частота /ген макс при данном токе коллек-
тора.
Более подробно о требованиях к частотным параметрам
транзисторов будет сказано далее при описании конкрет-
ных схем.
Измерение емкости коллекторного перехода
Обычно емкость коллекторного перехода измеряется
при нулевом токе эмиттера методом замещения, упрощенная
схема которого приведена на рис. 44. Метод заключается
в следующем. Имеется резонансный контур, состоящий из
катушки индуктивности Lx и конденсатора переменной ем-
кости Ci, а также батарея смещения, зашунтированная по
высокой частоте емкостью Сг.
При измерении емкости перехода транзисторов п-р-п
необходимо изменить полярность включения батареи Е.
С помощью внешнего прибора, например, измерителя
добротности или ГИРа производится измерение резонансной
частоты контура при некотором положении ротора кон-
денсатора. Затем подключается коллекторный переход,
так что его емкость оказывается включенной параллельно
емкости С2. За счет этого происходит изменение резонансной
частоты контура. Для восстановления первоначального
значения резонансной частоты емкость конденсатора С 2
должна быть уменьшена на величину Ск. Таким образом,
емкость Ск определяется как разность в показаниях шкалы
переменного конденсатора С 2 при включении и отключении
транзистора.
Емкость коллекторного перехода зависит от частоты си-
гнала и напряжения на нем. В большинстве случаев изме-
рения проводятся при напряжении 17к = 5 в и на частотах
465 кгц, 5 Мгц, 10 Мгц и т. д. В любительских условиях
бывает достаточно знать значение емкости Ск при UK = 4—
5 в на частоте 465 кгц.
При использовании измерителя добротности типа КВ-1
или ИДВ-1 схема рис. 44 позволяет измерять емкость Ск
в пределах от 1—2 пф до 200—300 пф, т. е. практически все
возможные значения Ск транзисторов малой мощности.
Катушка Li содержит 200 витков провода ПЭВ 0,1 и раз-
мещена в броневом сердечнике из карбонильного железа
типа СБ-1а. Источником смещения может служить батарея
87
типа КБС-Л-0,5 либо любая другая малогабаритная галь-
ваническая или аккумуляторная батарея напряжением 4,0—
4,5 в. На рис. 44 полярность включения батареи указана для
случая испытания транзисторов р-п-р. При измерении
емкости Ск транзисторов п-р-п выводы базы и коллектора
меняются между собой местами.
Выводы катушки Li подключаются к клеммам £х изме-
рителя добротности, частота его внутреннего генератора
устанавливается равной 465 кгц. Настройка контура в ре-
зонанс с частотой генератора осуществляется измеритель-
ным конденсатором перемен-
ной емкости прибора, который
подключен практически па-
раллельно к клеммам Lx. За-
тем в схему включается тран-
зистор и вновь производится
настройка внешнего контура
в резонанс с частотой гене-
Рис. 44. Схема для измерения ратора.
емкости коллекторного перехода С целью повышения точно-
сти результатов измерений ис-
пытания должны производиться при минимальном ВЧ сиг-
нале на контуре, не превышающем нескольких десятых до-
лей вольта. Это достигается установкой такого уровня сиг-
нала, при котором стрелка измерителя Q отклоняется от
. 11
нуля не более чем на -=- 4- гх часть всей шкалы.
J о 1U
Названными выше приборами, рекомендуемыми для про-
ведения измерений Ск, располагают, как правило, радиоклу-
бы и крупные радиокружки. Для массового радиолюбите-
ля и небольших кружков более доступным может оказать-
ся небольшой самодельный прибор. Одна из возможных кон-
струкций такого прибора будет описана в последней главе
книги.
В заключение главы следует еще раз напомнить, что
транзисторы являются приборами очень чувствительными
к перегрузкам по току и напряжению, а также к перегре-
ву. Производя те или иные операции или измерения, необ-
ходимо следить за тем, чтобы не происходило превышение
ни одного предельно допустимого параметра транзистора.
Не рекомендуется также впаивать или выпаивать транзи-
стор, когда на его электроды подано напряжение. Следует
также предостеречь от случайного замыкания базы с коллек-
88
тором транзистора. Это особенно опасно для транзистора
при отсутствии в цепи коллектора или эмиттера токоогра-
ничительного резистора.
Не рекомендуется также включать транзистор в схему,
где база по постоянному току не соединена с источником
питания. Пренебрежение указанными требованиями может
привести к выходу транзистора из строя.
ГЛАВА III
ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ
НА ТРАНЗИСТОРАХ И ИХ ВОЗМОЖНОСТИ
КЛАССИФИКАЦИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ СХЕМ
К настоящему времени в литературе опубликовано боль-
шое количество разнообразных схем на транзисторах, от-
личающихся друг от друга назначением, применяемыми
транзисторами и режимами их работы. У всех этих схем
есть много общего, так как они представляют собой сочета-
ние или комбинацию гораздо меньшего количества схем уси-
лительных каскадов. Ранее уже говорилось о трех схемах
включения транзисторов: с общей базой, общим эмиттером
и общим коллектором. Использование только одного кас-
када, как правило, не может обеспечить для многих устройств
необходимого усиления, поэтому транзисторные схемы
в большинстве своем многокаскадные.
Усилительные возможности многокаскадных схем оце-
ниваются коэффициентом усиления по мощности по-
добно тому, как это делается для одиночного каскада: коэф-
фициент Кр определяется как отношение мощности полез-
ного сигнала в оконечной нагрузке к мощности сигнала,
потребляемой входной цепью. Например, выходная мощ-
ность усилителя мощности низкой частоты может состав-
лять несколько сот милливатт, а мощность, подводимая
к входу,— всего миллиардные доли милливатта. Таким об-
разом, коэффициент усиления по мощности должен быть ра-
вен нескольким десяткам миллиардов. Что касается радио-
приемников, у которых минимальная мощность на входе
может измеряться миллиардными долями микроватта, а
выходная мощность — сотнями милливатт, то коэффициент
усиления по мощности в этом случае будет представлять чис-
90
ло с 12—14 значащими цифрами. Конечно, оперировать
с такими числами весьма затруднительно. По этой причине
для оценки усиления слабых сигналов удобно выражать ве-
личину Кр в децибелах (дб) либо пользоваться коэффициен-
том усиления по напряжению Ки-
Каскады, предназначенные для усиления слабых сигна-
лов, называются усилителями напряжения или каскадами
предварительного усиления. В свою очередь, каскады, в ко-
торых происходит окончательное усиление мощности сигна-
ла до требуемой величины, называются усилителями мощнос-
ти или выходными каскадами.
В зависимости от рабочего диапазона частот могут быть
усилители постоянного тока (ПТ), низкой частоты (НЧ),
промежуточной частоты (ПЧ), высокой частоты (ВЧ) и
сверхвысокой частоты (СВЧ).
Для передачи энергии сигнала с предшествующего кас-
када на последующий или в оконечную нагрузку всего уст-
ройства, применяются различные виды связи. В зависимости
от частотных свойств элементов связи отдельные каскады
и усилители в целом могут быть резонансными или аперио-
дическими.
Каскады, элементами связи которых являются одиноч-
ные резонансные контуры или система связанных контуров,
называются резонансными. В свою очередь, каскады, эле-
менты связи которых не проявляют заметных резонансных
свойств, называются апериодическими.
Апериодические усилители способны хорошо усиливать
сигналы с частотой не выше (0,1—0,15) /а, резонансные —
до (0,2-0,3) /а.
В качестве элементов связи могут использоваться рези-
сторы и конденсаторы, и тогда'связь называется резистор-
но-емкостной или реостатно-емкостной. Если применяются
катушки индуктивности, трансформаторы или автотрансфор-
маторы, то такая связь называется индуктивной, трансфор-
маторной или автотрансформаторной. В ряде случаев ока-
зывается возможным подключение управляющего электрода
последующего транзистора к выходному электроду преды-
дущего. Подобная связь называется непосредственной свя-
зью. Для более полной характеристики того или иного кас-
када обычно указывается схема включения транзистора.
Пользуясь приведенными сведениями, можно предста-
вить основные особенности апериодического каскада усиле-
ния напряжения НЧ по схеме с общим эмиттером и резистор-
91
но-емкостной связью или резонансного каскада усиления
напряжения ПЧ по схеме с общей базой и трансформаторной
связью.
Необходимо указать, что один и тот же каскад может
являться усилителем постоянного тока, низкой частоты,
промежуточной частоты и т. д., что зависит от частотных
свойств применяемых транзисторов и других элементов схе-
мы. Это позволяет нам, взяв за основу некоторую схему,
путем подбора типов транзисторов и параметров ряда дру-
гих деталей получить по желанию усилитель низкой часто-
ты, промежуточной и т. д.
Применение транзисторов не ограничивается использова-
нием их в каскадах усиления НЧ, ПЧ или ВЧ. Имеется еще
целый ряд устройств, где используются усилительные свой-
ства транзисторов.
Например, иногда возникает необходимость изменить
частоту того или иного электрического сигнала. Обычно это
осуществляется с помощью специальных усилительных каска-
дов, называемых преобразователями частоты. Для нормаль-
ной работы преобразователя частоты необходимо наличие
некоторого вспомогательного электрического сигнала, ко-
торый создается местным маломощным генератором, назы-
ваемым гетеродином. В преобразователях частоты обычно
используются один или два транзистора.
Транзисторы применяются также для преобразования
постоянного напряжения в переменное. Известно, что преоб-
разование переменного напряжения в постоянное можно
осуществить с помощью выпрямителя на диодах. Но вот
преобразовать величину постоянного напряжения так про-
сто нельзя. Предварительно необходимо преобразовать
постоянное напряжение источника питания в переменное.
Затем с помощью трансформатора и выпрямителя его можно
преобразовать в постоянное напряжение желаемой величи-
ны. Транзисторные преобразователи напряжения имеют
малые размеры, большой срок службы, высокий к. п. д., что
делает их весьма удобными на практике.
Существует также большое количество других устройств,
где применение транзисторов дает значительный выигрыш
в габаритах, долговечности этих устройств и экономии пи-
тания.
Описать все возможные схемы транзисторных устройств
не представляется возможным. Поэтому ограничимся рас-
смотрением устройства и возможностей только нескольких
92
основных каскадов транзисторных схем, представляющих
интерес для любителей.
В последующем, основываясь на кратких сведениях дан-
ной главы, будут рассмотрены практические схемы самых
различных приборов и устройств на транзисторах, находя-
щих применение в быту и в любительском творчестве.
АПЕРИОДИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
Усилитель с резисторно-емкостной связью
На рис. 45 представлена схема апериодического усилите-
ля напряжения с резисторно-емкостной связью. В зависи-
мости от того, какой электрод транзистора должен быть об-
щим по переменному току, возможны три варианта схемы,
а именно: рис. 45,а — с общим эмиттером, рис. 45,6 — с об-
щей базой, рис. 45,в — с общим коллектором.
Установка, и стабилизация требуемого режима работы
по постоянному току осуществляется с помощью делителя
напряжения в цепи базы, состоящего из резисторов R^ и
Т?б2> и резистора R3, включенного в цепи эмиттера. Установ-
ка необходимого режима работы транзистора по переменно-
му току осуществляется шунтированием соответствующего
электрода транзистора конденсатором соответствующей ем-
кости. Связь каскада по переменному току с источником сиг-
нала и оконечной нагрузкой гн производится через переход-
ные конденсаторы СПб, Спк и Спэ соответственно для каждой
схемы включения транзистора.
На рис. 45 источник усиливаемого сигнала условно обо-
значен генератором переменного тока, создающего во вход-
ной цепи каскада ток при этом напряжение сигнала на
входе составит величину
^вх = вх>
где Гвх — входное сопротивление каскада с учетом шунти-
рующего влияния резисторов смещения и стабили-
зации.
Вследствие наличия указанных резисторов входное со-
противление каскада оказывается несколько меньше вход-
ного сопротивления собственно транзистора. Обычно стре-
мятся к тому, чтобы уменьшение входного сопротивления
каскада за счет цепей смещения было достаточно малым.
Таким образом, некоторая часть входного тока беспо-
93
лезно теряется в цепи смещения. Оставшаяся часть тока
поступает в управляющий электрод транзистора и усили-
вается в соответствующее число раз. Далее усиленный тран-
зистором ток разветвляется: часть этого тока бесполезно
потребляется резистором, включенным последовательно
между выходным электродом транзистора и источником пи-
тания; часть тока теряется за счет наличия выходного со-
противления транзистора. Остальная часть выходного то-
6
Рис. 45. Схема апериодического усилителя напряжения с рези-
сторно-емкостной связью:
а — с общим эмиттером; б — с общей базой; в — с общим коллек-
тором
ка fH через переходной конденсатор поступает в нагрузку,
на которой создает выходное напряжение сигнала:
= Н‘
Коэффициент усиления каскада по напряжению Ки
определяется как отношение напряжения сигнала на на-
грузке к входному напряжению ивч:
гг ГНГН Tf Гн
= = ~ ’
, ивх *вх'вх 'вх
где Kt — усиление каскада по току.
Поскольку в каскаде наблюдаются некоторые потери вход-
ного и выходного токов в цепях смещения, то коэффициент
94
Ki каскада оказывается несколько меньше, чем коэффици-
ент усиления по току собственно транзистора. В зависимос-
ти от выбранных значений сопротивления резисторов и па-
раметров применяемых транзисторов величина Kt может
составлять от 30—50 до 80—90% значения коэффициента
усиления по току транзистора при данной схеме его вклю-
чения.
В схеме с общим эмиттером (рис. 45,а) коэффициент уси-
ления по току р обычно составляет несколько десятков еди-
ниц, а входное сопротивление исчисляется сотнями ом —
килоомами. Ранее уже приводились упрощенные формулы
для определения входного сопротивления транзисторов при
различных схемах включения. Но пользоваться ими в том
виде, как они выражены через величины сопротивлений пе-
реходов и базы, на практике неудобно. Кроме того, значи-
тельный разброс параметров транзисторов одного и того же
типа может свести на нет результаты точных расчетов.
В связи с этим в любительской практике можно обойтись
более простыми формулами, являющимися приближенными
выражениями более сложных и точных. Например, входное
сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером гвх
может быть представлено в виде:
где |Р| — модуль коэффициента усиления транзистора по
току на частоте усиливаемого сигнала;
/к — постоянный ток коллектора, ма.
Этой формулой можно пользоваться при токе /к более
0,3—0,5 ма на частотах в 8—10 раз ниже предельной ча-
стоты /р. Зависимость величины [ р) от частоты сигнала рас-
сматривалась в первой главе, где приведены соответству-
ющие соотношения и графики.
На самых низких частотах, когда можно считать, что
усилительные свойства транзистора практически не за-
висят от частоты, можно полагать | р | ~ р и тогда
33 р
Гвх ~ ОМ.
Последней формулой целесообразно пользоваться при
работе на частотах ниже предельной частоты
Ток коллектора каскадов усиления напряжения обычно
находится в пределах от 0,5 до 2,0 ма и в среднем можно при-
нять /к = 1 ма. В таком случае формула для определения
95
Гвх станет еще проще:
гвх — 331 р | ом.
Например, если имеется транзистор типа П14, для ко-
торого при токе коллектора 1 ма гарантируется величина
Р = 20—40. Тогда входное сопротивление этого транзисто-
ра может находиться в пределах:
гвх 33 (20 — 40) = 660 — 1320 ом.
Практические измерения конкретных экземпляров тран-
зисторов типа П14 определяли входное сопротивление
в 700—1500 ом, что показывает вполне приемлемую точность
приближенного расчета.
Теперь, если подставим полученное выражение для гвх
в формулу для нахождения коэффициента усиления по на-
пряжению, получим:
Ки = (0,3 - 0,9) х I р I х х /к (ма).
Поправочный коэффициент перед основной формулой
указывает на уменьшение усиления за счет влияния шунти-
рующих резисторов цепи смещения и стабилизации, причем
верхнее значение этого коэффициента (0,9) соответствует
IP | ~ 10; а нижнее (0,3) — I Р | ~ 100 и малым сопротивле-
ниям резисторов смещения.
Как видно из приведенной формулы, величина (0| вхо-
дит как в числитель, так и в знаменатель дроби, поэтому ее
можно сократить, тогда получим:
Ки (0,009 — 0,027) • гн (ом) /к (ма).
Если сопротивление нагрузки выразить в килоомах и
округлить значение поправочного коэффициента, то форму-
ла станет еще проще:
Ки ~ (Ю — 30) • гн (ком) 1К (ма).
Таким образом, из формулы следует, что усиление по
напряжению растет с увеличением сопротивления нагрузки
и тока коллектора. Но этому росту есть свои пределы.
Действительно, по мере увеличения сопротивления на-
грузки ток через нагрузку уменьшается вследствие увели-
чения шунтирующего действия резистора RK. Обычно стре-
мятся к тому, чтобы сопротивление коллекторного резисто-
ра было по крайней мере в 1,5—3 раза больше сопротивле-
ния нагрузки. В свою очередь, сопротивление резистора RK
96
определяет режим работы транзистора по постоянному то-
ку. Чем меньше напряжение источника питания и чем больше
ток коллектора, тем меньше должно быть сопротивление
резистора.
По этой причине при напряжении источника питания
Е = 4—9 в и токе коллектора около 1 ма величина /?з обыч-
но не превосходит 2—5 ком. Это значит, что сопротивление
оконечной нагрузки нецелесообразно брать более 1—3 ком.
Рис. 46. Усредненная зависимость усиления по напряжению
от частоты и коэффициента усиления по току £
Учитывая сказанное, можно считать, что усилитель по
схеме рис. 45,а целесообразно использовать при наличии
относительно низкоомной нагрузки, например, входного
сопротивления последующего каскада по схеме с общим
эмиттером. Если при этом полагать, что транзисторы име-
ют примерно равные значения | (31, то можно допустить ра-
венство гн ~ ''вх и тогда выражение для Ки примет вид:
Ки - (0,3 - 0,9) | Р|.
Например, если |0| = 10, то Ки ~ 0,9 • 10 = 9; при
1Р| == 100 имеем Ки ~ 0,3 • 100 = 30. Таким образом, при
изменении коэффициента |0| в пределах от 10 до 100 усиле-
ние по напряжению увеличивается примерно в 3 раза, с 9
до 30. На рис. 46 приведена зависимость коэффициента уси-
ления по напряжению Ки от частоты при различных значе-
4 557 97
ниях коэффициента р. Из данных рис. 46 видно, что тран-
зисторы с относительно малым значением р обеспечивают -
хотя и небольшое по величине, но зато более равномерное
по частоте усиление.
Обращает на себя внимание завал частотной характерис-
тики в области низких частот. На этих частотах начинает
сказываться емкостное сопротивление переходных и шунти-
рующего конденсаторов. И чем ниже частота сигнала, тем
больше сопротивление емкости переменному току, тем мень-
ше усиление каскада.
Величина емкости шунтирующего конденсатора Сэ вы-
бирается из условия устранения нежелательного действия
отрицательной обратной связи по переменному току так,
чтобы на самой низкой частоте усиливаемого сигнала реак-
тивное сопротивление этой емкости было не более выходного
сопротивления эмиттерной цепи транзистора:
г 5000 г
где: Fn — низшая частота усиливаемого сигнала;
/э — постоянный ток эмиттера, ма.
В усилителях НЧ частота FH выражается в герцах, а
емкость Сэ — в микрофарадах. В усилителях ВЧ и ПЧ ча-
стота FH выражается в мегагерцах, а емкость Сэ — в пи-
кофарадах.
Например, в усилителе НЧ /э = 1 ма, FH = 100 гц.
Тогда
5000 < гл л л.
Сэ > -удо- • 1 = 50,0 мкф.
Другой пример: в усилителе ВЧ /к = 1 ма, FH = 0,15 Мгц-
Тогда
Сэ > S • 1 = 38500 пф.
0,1 о
Иногда резистор в цепи эмиттера не шунтируют конден-
сатором. Это делается в двух случаях: либо ток эмиттера
очень большой и поэтому требуется конденсатор значитель-
ной емкости, либо, когда желательно действие отрицатель-
ной обратной связи.
При отсутствии шунтирующего конденсатора Сэ уси-
ление по напряжению не может быть более некоторой
величины Ки макс даже при самых больших значениях (Зг
тг ___________________________ F3
А и макс •
98
К этому способу обычно прибегают в тех случаях, когда
требуется иметь усилитель, усиление по напряжению кото-
рого мало зависело бы от величины 0 применяемых транзи-
сторов.
Каскады, в которых нагрузка включена как в эмиттер-
ной, так и в коллекторной цепи транзистора, называются
каскадами с разделенной нагрузкой и являются промежуточ-
ными между схемами с общим эмиттером и общим коллекто-
ром. За счет наличия нагрузки в эмиттер ной цепи возраста-
ет входное сопротивление каскада и улучшается линейность
его входной характеристики. Последнее очень важно для
усиления сигнала с малыми искажениями.
Емкости переходных конденсаторов выбираются таким
образом, чтобы их реактивное сопротивление на самых низ-
ких усиливаемых частотах Гн было меньше входного сопро-
тивления последующего каскада или оконечной нагрузки
по крайней мере в 5—6 раз.
Этому условию соответствует выражение:
п 1000 ,' ч
С > ТБ-(КОМ).
'нАвх
Если частота Fa — в герцах, то тогда С — в микрофа-
радах, если FH — в мегагерцах, величина емкости С —
в пикофарадах.
При среднем значении RBX 1 ком в усилителе
НЧ (F„ — 100 гц) емкость С > 100^1 = МКФ> в усили-
теле ВЧ (FB = 0,15 Мгц) емкость С > . = 6600 пф.
Теперь о выборе элементов смещения. Ранее было пока-
зано, что для обеспечения необходимой стабильности режи-
ма при изменении температуры окружающей среды и смене
транзисторов необходимо, чтобы коэффициент нестабиль-
ности S был не более 3—5. Для выбранной схемы смещения
и стабилизации
s « 1 I Яб^
Учитывая, что обычно номинал Ret в несколько раз боль-
ше номинала /?б2, можно считать:
S!=1 + v-
4*
99
Таким образом, для обеспечения S — 3—5 необходимо,
чтобы сопротивление резистора делителя /?бг было пример-
но в 2—4 раза больше сопротивления резистора R3.
R&2 ~(2 —4)/?э-
В большинстве случаев можно ориентироваться на сред-
нее значение /?б2 ~ 37?э. С целью уменьшения шунтирующе-
го влияния цепей смещения на входное сопротивление тран-
зистора величина сопротивления резистора R^ обычно вы-
бирается равной не менее 3—5 ком. В таких случаях сопро-
тивление резистора R3 должно составлять около 1,0—
1,5 ком. При токе коллектора, равном 1 ма, постоянное на-
пряжение на сопротивлении R3 будет составлять тогда око-
ло 1,0—1,5 в. Поскольку постоянное напряжение между
коллектором и эмиттером выбирается равным не менее 2—
3 в, то постоянное напряжение между коллектором и плю-
совой шиной питания должно составлять не менее 3,0—4,5 в.
Таким образом, если ориентироваться на значение сопро-
тивления резистора RK = 3—5 ком, то при токе /к = 1 ма
постоянное напряжение на этом резисторе составит 3—5 в.
В таком случае напряжение источника питания должно со-
ставлять около 6—9 в. Если напряжение питания меньше
6 в, то придется либо уменьшить ток коллектора, либо
величину сопротивления резистора 7?к, что приведет к не-
которому снижению усиления. По этой причине в большин-
стве случаев напряжение питания транзисторных устройств
составляет не менее 6—9 в. Правда, иногда применяются
источники питания и с меньшим напряжением (до 3,0—
4,5 в), но при этом возможности усилительных каскадов реа-
лизуются не полностью.
Величина сопротивления резистора Ret может быть оп-
ределена по приближенной формуле:
Кб,-0,8-^^Лб,.
С учетом выбранного значения R^ ~ 37?э и также ра-
венства /э = /к получим более простую формулу:
~2-4--------тда-------ком-
Таким образом, величины сопротивлений трех резисто-
ров цепей смещения и стабилизации могут быть определены,
100
исходя из следующих приближенных соотношений:
1. R3~ 1,0 — 1,5 ком.
2. R6, « 3₽э.
О D О Л Е (в) ~ (Л<а) ' ^К0М) „
3. R61 ~ 2,4 • /к (ма) ком.
Рассмотрим такой пример: напряжение источника пита-
ния Е = 9 в; требуется установить и поддерживать ток /к =
= 1 ма.
1. Принимаем R3 — 1,3 ком.
2. R61 « 3₽э = 3 • 1,3 = 3,9 ком.
3. R^ == 2,4 • 9 "А--1’?- = 2.4 (9 — 1,3)= 18,5 ком.
Округляем полученную величину до ближайшего стан-
дартного значения и получаем R^ = 18 ком.
В схеме с общей базой (рис. 45,6) коэффициент усиления
по току равен |а|. Входное сопротивление транзистора гвх
может быть определено по приближенной формуле:
_ г 40 — 60
Лвх 1К (ма)
ом.
По аналогии с разобранной ранее схемой с общим эмит-
тером можем написать выражение для коэффициента усиле-
ния по напряжению:
К и = Кг
'вх
(0,3-0,9).
В большинстве случаев | а | = 0,8—0,99, а поэтому после
подстановки и последующего округления приближенного
выражения получим:
К и ~ (5 — 20) • Гн (ком) /к (ма).
Причем, меньшие значения Ки соответствуют работе на ча-
стотах всего в несколько раз ниже предельной частоты /а,
большие значения— работе на относительно низких часто-
тах. В среднем можно считать, что
К и ~ Югн (ком) 1К (ма).
Если нагрузкой каскада является входное сопротивление
101
аналогичного каскада по схеме с общей базой, то тогда
Ки ~ 0,3—0,9, т. е. усиление по напряжению менее еди-
ницы. Поэтому после каскада с общей базой включается кас-
кад с большим входным сопротивлением, например, по схеме
с общим эмиттером или общим коллектором.
Полагая = 1—3 ком, /к = 1 ма, получим пределы
возможных значений усиления по напряжению:
Ки^ Ю • (1 — 3) • 1 = 10 — 30,
т. е. это усиление примерно равно усилению обычного кас-
када по схеме с общим эмиттером. Но низкое входное сопро-
тивление каскада ограничивает его применение в практиче-
ских схемах. Он используется главным образом в сочета-
нии с другими каскадами, образуя так называемую каскод-
ную схему, о которой в последующем будет сказано особо.
Что касается элементов смещения и стабилизации ре-
жима, то они полностью аналогичны элементам рассмотрен-
ной схемы с общим эмиттером.
В схеме с общим коллектором (рис. 45,в) коэффициент
усиления по току Ki — (0,3—0,9) ||J|, а по напряжению не-
сколько меньше единицы. Обычно Ки = 0,8—0,95. Такой
каскад часто называют эмиттерным повторителем. Его осо-
бенностью является относительно высокое входное сопро-
тивление гвх ~ (0,3—0,9) |р| • гн- Например, если |£] =
= 20, гн = 1—3 ком, то тогда
Гвх (0,3 — 0,9) • 20 (1 — 3) = 6 — 50 ком,
т. е. значительно больше, чем в ранее описанных кас-
кадах. В этом преимущества схемы с. общим коллектором.
Увеличение входного сопротивления позволяет значительно
уменьшить величину емкости переходного конденсатора на
входе по сравнению со схемой с общим эмиттером примерно
в 10 раз.
Выбор резисторов смещения и стабилизации упрощает-
ся тем, что резистор R3 является одновременно нагрузкой
транзистора по постоянному току и стабилизирующим эле-,
ментом. Поэтому сопротивление резистора 7?э можно при-
нять равным сумме сопротивлений резисторов RK и 7?э для
схемы с общим эмиттером или с общей базой, т. е. R3
~ 2—6 ком.
Величина сопротивления резистора R$2 должна быть
примерно в 3—5 раз больше R3. Резистор R^ подбирается
102
по уже известной формуле:
Ret = 0,8 • —77^ • Re, ком,
где /к — ток коллектора, ма.
Например, напряжение источника питания Е = 9 в,
ток IK = 1 ма.
1. Выбираем R3 = 2 ком.
2. Выбираем R61 = 5 • R3 = 5 • 2 ком = 10 ком.
3. R6t 0,8 • • 10 = 28 ком,
округляем до 27 ком.
Таким образом,
Кэ — 2 ком, Кб2 = Ю ком, Кв! = 27 ком.
Достоинством рассмотренных каскадов апериодических
усилителей с резисторно-емкостной связью является отно-
сительно высокая стабильность режима работы транзистора.
Как показывает практика, описанная схема смещения с ука-
занными соотношениями параметров резисторов оказывает-
ся практически нечувствительной к смене транзисторов, име-
ющих значительный разброс параметров (0 = 10—100,
/ко = 1—10 мка) и к повышению температуры до 50° С.
Основным недостатком является наличие относительно
большого количества резисторов и конденсаторов. От ука-
занного недостатка свободны усилители с непосредственной
связью.
Апериодические усилители напряжения с непосредствен-
ной связью
Особенностью усилителей с непосредственной связью
является то, что для создания необходимого смещения на
входном электроде последующего каскада используется по-
стоянное напряжение на выходном электроде предшествую-
щего каскада. Иными словами, роль делителя напряжения
выполняет предшествующий каскад. Рассмотрим несколько
возможных схем каскадов с непосредственной связью.
На рис. 47 приведена схема двухкаскадного усилителя
с непосредственной связью, использующего транзисторы
с разным типом проводимости (р-п-р и п-р-п). Оба транзи-
та
Рис. 47. Схема усилителя напряжения
с непосредственной связью
стора включены по схеме с общим эмиттером. Первый каскад
практически ничем не отличается от схемы на рис. 45,а.
Подключение базы транзистора 7*2 непосредственно к кол-
лектору транзистора 1\ позволяет исключить один переход-
ной конденсатор и два
резистора в цепи смеще-
ния транзистора TV
Если режимы рабо-
ты обоих транзисторов
одинаковы, то тогда мож-
но считать, что Т?4 =
и R3 = Re, Но обычно
непосредственная связь
применяется в тех слу-
чаях, когда ток коллек-
тора транзистора Тг в не-
сколько раз больше то-
сопротивления резисто-
ров Rb и R6 должны быть уменьшены примерно во столько же
раз, во сколько ток коллектора второго транзистора боль-
ка транзистора Тг. При этом
ше тока первого.
На рис. 48 приведена схема усилителя напряжения на
двух р-п-р транзисторах, включенных по схеме с общим кол-
лектором. Здесь база
транзистора 7 г подклю-
чена непосредственно к
эмиттеру тр анзистор а
Tlf что также экономит
расход деталей. Такая
схема включения тран-
зисторов часто называ-
ется составным транзи-
стором, ги она применяет-
ся главным образом там,
где требуется согласо-
Рис. 48. Схема усилителя напряжения
с непосредственной связью на состав-
ном транзисторе
вать очень малое сопро-
тивление нагрузки с большим сопротивлением источника
сигнала. Поскольку усиление по напряжению каждого
из двух к&гкадов несколько меньше единицы, то их общее
усиление также меньше единицы и в среднем составляет
величину Ки ~ 0,8—0,90.
В некоторых случаях оконечная нагрузка включается
непосредственно в цепь эмиттера транзистора 7г вместо
104
резистора /?4, что еще больше упрощает схему усилителя.
Но это возможно только тогда, когда сопротивление нагруз-
ки гн по постоянному току равно требуемому значению ре-
зистора R*. Обычно же А = (1,5—3) rH, R3 ~ (3—5) Rt,
R2 - (3—5)7?з.
Допустим, гн = 100 ом. Выбираем /?4 = Згн — 3 • 100 =
= 300 ом,
Кз = 5 • /?4 = 5 • 300 = 1500 ом = 1,5 ком,
R2 = 3 • /?з = 3 • 1,5 = 4,5 ком.
Приведенные две схемы усилителей с непосредственной
связью представляют собой только часть большого количе-
ства подобных схем, находящих свое применение в любитель-
ской практике. Некоторые из них будут рассмотрены в даль-
нейшем.
Основным достоинством рассмотренных схем апериоди-
ческих усилителей напряжения с резисторно-емкостной и
непосредственной связью является относительная просто-
та их устройства и налаживания, а также возможность по-
лучить значительное усиление по току и напряжению в ши-
роком диапазоне частот практически от самых низких до
0,15 fa.
Возможны также и другие схемы апериодических усили-
телей напряжения на сопротивлениях как отличающиеся
от описанных выше, так и являющиеся их комбинацией.
Но не всегда применение емкостной или непосредствен-
ной связи между каскадами может дать желаемые результа-
ты, особенно при наличии низкоомной нагрузки. Поэтому
в ряде таких случаев прибегают к трансформаторной связи
как между отдельными каскадами, так и с оконечной на-
грузкой усилителя.
Апериодические усилители напряжения
с трансформаторной связью
Краткие сведения о трансформатор-
ной связи
Трансформатор позволяет преобразовать величину со-
противления переменному току (активного или реактивно-
го) с небольшими потерями энергии.
Состоит трансформатор из двух катушек, имеющих силь-
ную индуктивную связь. Эта связь достигается путем раз-
мещения обеих катушек на одном сердечнике, обладающем,
105
w, w.
ггпг- ~г rln2*r, n2
Рис. 49. Упрощенная схема транс-
форматора
как правило, повышенной относительной магнитной прони-
цаемостью. Относительная магнитная проницаемость (в
любительской литературе ее часто называют сокращенно
магнитной проницаемостью) является величиной безраз-
мерной. Она характеризует способность того или иного ма-
териала сгущать внутри себя внешние магнитные поля. За.
единицу магнитной проницаемости принята проницаемость
вакуума, что вполне справедливо и для воздуха. Обычно
в радиотехнических устройствах в качестве сердечников ис-
пользуются несколько материалов, главными из которых
являются электротехниче-
ская сталь, пермаллой,
феррит и карбонильное же-
лезо. В диапазоне низких
частот используются коль-
цевые или Ш-образные сер-
дечники из электротехни-
ческой стали или пермаллоя
с магнитной проницаемос-
тью, измеряемой тысячами-десятками тысяч единиц. В ди-
апазонах длинных и средних волн, а также на промежуточной
частоте применяются главным образом кольцевые или стерж-
невые сердечники из феррита (реже из карбонильного же-
леза), с магнитной проницаемостью в десятки-сотни единиц.
На коротких и ультракоротких волнах магнитная проница-
емость сердечника обычно не превышает нескольких десятков
единиц.
Упрощенная принципиальная схема трансформатора
приведена на рис. 49, где: Wi, ui, ri — соответственно коли-
чество витков, напряжение переменного тока и сопротивле-
ние нагрузки первичной обмотки; №2, гм, гг — то же для
вторичной обмотки; г2п/ = -^т —сопротивлением, приведен-
ное (трансформированное) ко входу первичной обмотки;
г1п2 = мп2 — сопротивление и, приведенное ко входу вто-
ричной обмотки; п •= ~ — коэффициент трансформа-
ции.
Первичной считается обмотка, подключаемая к источни-
ку сигнала, вторичной — обмотка, к которой подключено
сопротивление нагрузки.
Если коэффициент трансформации п больше единицы,
то трансформатор называется повышающим, при п меньше
106
единицы — понижающим. Один и тот же трансформатор
может быть как повышающим, так и понижающим в зависи-
мости от того, какая из его обмоток считается первичной,
какая — вторичной. При этом, если коэффициент трансфор-
мации в одном направлении равен и, то в обратном — .
Трансформаторы, применяемые в любительских услови-
ях, могут иметь коэффициент п в пределах от 0,05 до 10—20.
Требуемое значение коэффициента трансформатора опреде-
ляется выражением:
где: гн — реальное значение сопротивления нагрузки;
гэкв — эквивалентное сопротивление нагрузки, приве-
денное ко входу источника сигнала.
Например, имеется усилитель напряжения промежуточ-
ной частоты, рассчитанный на эквивалентное сопротивление
нагрузки гЭкв = Ю ком, а реальное входное сопротивление
нагрузки, допустим, диодного детектора составляет всего
гн = 2,5 ком. В этом случае для согласования усилителя
с нагрузкой потребуется понижающий трансформатор, у
которого
Применение согласующих трансформаторов в транзистор-
ных схемах дает некоторый выигрыш в усилении по сравне-
нию с тем, что можно получить без согласования. И этот
выигрыш будет тем заметнее, чем больше требуемая величи-
на коэффициента трансформации п отличается от единицы.
Покажем это на примере апериодического каскада.
Допустим, имеется каскад, обладающий на некоторой
частоте коэффициентом усиления по току Ki и входным со-
противлением гвх. Его коэффициент усиления по напряже-
нию, измеренный как отношение выходного напряжения
на коллекторе ик к входному напряжению на базе ив будет
равен:
где гэкв — эквивалентное сопротивление нагрузки в це-
пи коллектора.
107
Если нагрузку включить непосредственно в коллектор-
ную цепь транзистора, то тогда
Лвх
При включении через согласующий трансформатор:
' вх ь
т. е. в Д, раз больше. Необходимо учитывать, что получен-
ное выражение определяет отношение напряжения сигнала
на коллекторе к напряжению на базе. Напряжения на нагруз-
ке оказывается в и раз меньше напряжения на коллекторе,
поэтому реальный коэффициент усиления по напряжению
Ки, измеренный как отношение напряжения на нагрузке
к напряжению на базе, будет составлять:
гвх Л
т. е. в ~ раз больше, чем при отсутствии согласующего
трансформатора. Интересно отметить, что если нагрузкой
каскада является входное сопротивление последующего ана-
логичного каскада, т. е. можно считать гн ~ Gjx, то тог-
да последняя формула упрощается и принимает следующий
вид:
Приведенные формулы справедливы только в том слу-
чае, когда величина сопротивления нагрузки, пересчитанная
к первичной обмотке трансформатора, гораздо меньше вы-
ходного сопротивления транзистора.
При величине эквивалентной нагрузки, соизмеримой с
выходным сопротивлением каскада, выигрыш в усилении по
напряжению будет несколько меньше —. Известно, что мак-
симальное усиление по мощности наблюдается при оптималь-
ном согласовании нагрузки с выходным сопротивлением кас-
када
Г вых = ~ ,
108
откуда оптимальный коэффициент трансформации
п -1/2Z
"ОПТ - I/
Г гвых
При оптимальном согласовании гЭкв = уГвых, поэтому
выигрыш в усилении за счет согласования составит вели-
чину:
1 _ 0,7
К 2". п ~ п
Например, имеется каскад с гвых = 30 ком, который
необходимо согласовать с входным сопротивлением после-
дующего каскада, равным 300 ом, т. е. гн = 0,3 ком. В
этом случае:
«опт = = J/ = °Л-
Усиление по напряжению за счет оптимального согласо-
вания возрастет в 0,7 • ~ = 7 раз.
Но, как правило, усилители с трансформаторной связью
имеют эквивалентное сопротивление нагрузки в несколько
раз меньше оптимальной. Это объясняется несколькими
причинами.
Во-первых, величина оптимальной нагрузки для каска-
дов с общим эмиттером и общей базой исчисляется десятка-
ми и сотнями килоом. Изготовление апериодических транс-
форматоров, имеющих столь высокое реактивное сопротив-
ление катушек, связано с большими трудностями. Действи-
тельно, для трансформатора должно соблюдаться условие:
Г _ гэкв
где L — индуктивность первичной катушки;
FH — низшая частота усиливаемого сигнала.
Если FH — в герцах, гэкв — в омах, то тогда L—в генри
(гн). В такой форме определяется индуктивность катушек
трансформаторов НЧ.
Если Fu — в мегагерцах, гЭкв — килоомах, то тогда L —
в миллигенри (мгн). В этих величинах обозначаются пара-
метры трансформаторов ВЧ и ПЧ.
Для примера рассмотрим предыдущий случай, когда
109
гЭкв = 30 ком, гн = 0,3 ком, a FH = 100 гц. Тогда:
L>
гэкв
211^
_ 30 . ООО
2л • 100
= 47,5 гн.
Конечно, изготовить малогабаритный трансформатор со
столь большой индуктивностью в любительских условиях
весьма трудно.
Во-вторых, увеличение индуктивности катушек транс-
форматора приводит к появлению резонансных явлений вбли-
зи либо внутри диапазона частот, усиливаемых каскадом.
Для нормальной работы апериодического усилителя с транс-
форматорной связью необходимо, чтобы максимальная часто-
та усиливаемого сигнала f была ниже резонансной частоты
трансформатора /о, по крайней мере, в 1,5—2 раза:
/<(1,5-2,0)/о,
£ 1
где: '0 = 2Г”|7Тё—резонансная частота, гц;
L — индуктивность катушки, гн;
С = Со 4- Свых + Сн - —г— суммарная емкость, подключен-
ная параллельно первичной ка-
тушке, гн;
Со — собственная емкость катушки;
Свых — выходная емкость каскада;
Сн — емкость нагрузки.
В-третьих, частотная зависимость сопротивления кату-
шек трансформатора приводит к большой неравномерности
общей частотной характеристики усилителя.
В-четвертых, при эквивалентной нагрузке, равной или
близкой к величине гнс, сильно сказывается влияние вну-
тренней обратной связи транзистора, что приводит к изме-
нению входного сопротивления каскада и снижает устой-
чивость его работы.
Устранить названные недостатки апериодических усили-
телей с трансформаторной связью проще всего путем сни-
жения величины Гэкв* В большинстве случаев любительской
практики эквивалентное сопротивление нагрузки находит-
ся в пределах от сотен ом до нескольких килоом, что удо-
влетворяет последнему требованию к трансформаторам.
Приведенные выше соображения и формулы справедливы
для всех основных схем включения транзисторов.
С целью практической оценки возможностей применения
НО
трансформаторной связи рассмотрим ряд схем усилителей
напряжения.
В схеме с общим эмиттером (рис. 50) входной сигнал по-
ступает на базу транзистора через переходной конденсатор
Сп, а оконечная нагрузка подключена ко вторичной обмот-
ке трансформатора Tpi. Первичная обмотка этого трансфор-
матора включена в цепь коллектора.
Параметры элементов смещения резисторов Re2 и
а также конденсаторов Сп и Сэ определяются так, как
это было сделано для схемы рис. 45,а.
Рис. 50. Усилитель напряжения с трансформаторной связью по
схеме с общим эмиттером.
а — для низких частот; б — для высоких и промежуточных частот
На рис. 50,а приведена схема каскада, предназначенного
для усиления НЧ, на рис. 50,6 — для усиления ВЧ или
ПЧ. Отличие заключается не только в типах применяемых
трансформаторов (в НЧ — с пермаллоевым сердечником,
в ПЧ и ВЧ — с ферритовым сердечником); эквивалентное
сопротивление нагрузки в цепи коллектора обычно составля-
ет для усилителей низкой частоты гэкв не более 5 ком, для
усилителей высокой и промежуточной частоты гэкв не более
1,5 ком.
Коэффициент трансформации п в таком случае определя-
ется величиной оконечной нагрузки каскада.
Если нагрузкой вторичной катушки трансформатора Тр
является входное сопротивление аналогичного каскада,
которое можно считать равным:
33 | ₽ |
г™-~т^(ма) ом>
то в этом случае коэффициент трансформации трансформа-
тора Тр должен быть равен (с учетом возможных потерь)
Ш
для НЧ:
0,08/1 р| ./К1(жа),
для ВЧ и ПЧ в два раза больше:
п = О,1б/|0|/Кг(лш).
Здесь | р | и /Кг — усиление по току и ток коллектора вто-
рого транзистора. Принимая среднее значение /К2 = 1 ма,
получим более простое выражение
Пнч — 0,08 V \ Р I;
Лвч и пч ~ 0,16 |/Z |Р |.
Рис. 51. Расчетные значения коэффициента трансформации п
Графическое представление последней формулы для слу-
чая использования в последующем каскаде транзистора,
имеющего | р | в пределах от 10 до 120, приведено на рис. 51.
Согласно этим данным для усилителя НЧ при | р21 = 10
коэффициент п = 0,25, при | р21 = 40, п = 0,5. В первом слу-
чае за счет применения согласующего трансформатора полу-
чаем выигрыш в усилении по напряжению примерно в 4
раза, а во втором — в 2 раза. Если | р21 — 60—100, то тог-
да п = 0,6—0,8, а выигрыш в усилении по напряжению со-
ставит всего 1,25—1,6 раза. Таким образом, значительный
выигрыш в усилении по напряжению получается только
при использовании во втором каскаде транзисторов с от-
носительно небольшим значением |0*| = (10—30).
112
При значениях 10 | = 60—100 и малых токах применение
трансформаторной связи дает незначительный выигрыш
в усилении по напряжению по сравнению с непосредствен-
ной или резисторно-емкостной связью.
Для приближенной оценки усиления по напряжению кас-
када будем ориентироваться на значения | р| =10—20 для
усилителей ВЧ и ПЧ и на | 01 = 20—40 для усилителей НЧ.
Тогда в первом случае п = 0,4 — 0,6, во втором п = 0,3 —
—0,5.
Коэффициент усиления по напряжению в предположении
I Pi I = I ₽21 и /к = 1 ма равен:
Ки «(0,5 - 0,9) IР | • А-.
Для усилителей ВЧ и ПЧ это составит:
К„«(0,5-0,9) . Ю-30;
для усилителей НЧ:
Кц=(0,5 —0,9) gig = 40 — 60.
Приведенные цифры являются усредненными значениями
коэффициента усиления по напряжению. Реальные значения
могут отличаться от расчетных как в меньшую, так и «боль-
шую сторону, но не намного. При очень малом усилении
на каскад усилитель является малоэффективным, при очень
большом — работа каскада становится неустойчивой и воз-
можно самовозбуждение схемы.
Максимальный допустимый коэффициент усиления по
напряжению не должен превышать величины
Аймаке — V Ар доп * I/ “ >
У 'вх
где Кр доп — максимальное допустимое усиление по мощ-
ности для данного типа транзистора при дан-
ной частоте сигнала.
В рассматриваемом случае можно считать:
Гвх ~ Гь
тогда _____
К и макс V Кр доп •
В среднем для современных типов транзисторов на низких
113
частотах
/Л$доп = 80— 160,
для высокочастотных транзисторов в диапазонах сред-
них и длинных волн
= 25 - 40;
в диапазоне коротких волн
V Кр доп — 5 — 10.
Приведенные ранее два примера говорят о том, что ре-
альные значения К весьма близки к своим максимально
допустимым значениям.
Теперь рассмотрим случай, когда вторичная катушка
трансформатора нагружена на относительно высокоомное
сопротивление, например, головной телефон для усилителя
НЧ или детекторный каскад для усилителя ВЧ.
Реальный коэффициент усиления по напряжению для кас-
када равен:
Ки = (0,5-0,9) • IPI • .
С учетом
_ 33 | р|
вх /к (ма) ’
выражаем:
При /к = 1 ма формула упрощается:
^ = (15-30)
Предположим, имеется каскад усиления НЧ, сопротивление
оконечной нагрузки которого гн = 5 ком. Согласно данным
рис. 51 в этом случае коэффициент трансформации п =
= 1 и тогда:
(15-30). 4 = 75-150.
Другой пример: каскад усиления напряжения про-
межуточной частоты (465 кгц) нагружен на диодный де-
тектор, обладающий входным сопротивлением 4,5 ком
(гн = 4,5 ком).
114
Коэффициент трансформации в этом случае равен:
Значит
==(15 — 30) -^ = 40 — 80.
В схеме с общей базой (рис. 52) входной сигнал пода-
ется в цепь эмиттера через переходной конденсатор Спэ,
нагрузка подключена ко вторичной обмотке трансформато-
ра. Элементы стабилизации режима выбираются так же,
как в предыдущем случае. Особенностью схемы с общей базой
является очень большое выходное сопротивление, составля-
ющее обычно несколько сотен килоом, т. е. в десятки раз
больше, чем в схеме с об-
щим эмиттером. Последнее
обстоятельство позволяет
увеличить эквивалентное
сопротивление нагрузки
каскада до нескольких де-
сятков килоом. Но создать
апериодический трансфор-
матор со столь большим
реактивным сопротивлени-
ем очень трудно. Обычно
в усилителях ВЧ и ПЧ ог-
раничиваются величиной в
Рис. 52. Схема усилителя напряже-
ния с трансформаторной связью по
схеме с общей базой
несколько килоом.
Максимальное усиление по напряжению, которое можно
получить с одного такого каскада, на высокой частоте может
быть определено по формуле:
ки «(0,5 -0,8) •
V гвх
/f \2
тх / / ген макс 1
где лРмакс= —j-----) —максимальное усиление по мощ-
ности для данного типа транзистора на частоте /.
Если нагрузкой рассматриваемого каскада является вход-
ное сопротивление аналогичного каскада по схеме с общей
базой, то тогда можно полагать гн ~ гвх и
Ки~ (0,5 -0,8)
ген макс
f
115
Учитывая, что обычно f ген макс > 20/, то Ки « 10—15.
На самых низких частотах величина V Лр макс = 30—50,
а поэтому Ки « (0,5—0,8) • (30—50) = 15—40.
Аналогичным образом определяется усиление по напря-
жению при высокоомной нагрузке. Можно сказать, что это
усиление будет не намного меньше, чем для схемы с общим
эмиттером. Но при этом следует иметь в виду, что входное
сопротивление каскада с общей базой в десятки раз меньше,
чем у такого же каскада по схеме с общим эмиттером. Но
несмотря на это, апериодические каскады по схеме с общей
базой с трансформаторной связью находят применение там,
где требуется малая внутрен-
няя обратная связь.
Сравнение между собой уси-
лительных характеристик апе-
риодических каскадов на сопро-
тивлениях и с трансформаторной
связью говорит в основном в
пользу последних. Но у транс-
форматоров есть ряд своих недо-
статков, о которых уже говори-
лось ранее. Особенно неприят-
ным является значительная не-
равномерность их частотной ха-
Рис. 53. Усилитель напряже-
ния с трансформаторной свя-
зью по схеме с общим кол-
лектором
рактеристики, что весьма важно для высококачественных
усилителей низкой частоты и широкополосных усилителей
высокой частоты. Устранить этот недостаток можно путем из-
готовления специальных трансформаторов, что трудной до-
рого, либо шунтированием одной из катушек сопротивлением
такой величины, что эквивалентное сопротивление нагрузки
повышающей катушки было бы во много раз меньше ее реак-
тивного сопротивления. Последнее условие выполняется при
подключении параллельно к повышающей обмотке шунти-
рующих конденсаторов, постоянных сопротивлений, что
обычно и делается в любительской практике.
Но есть и другой способ улучшения характеристики
трансформаторов, а именно, питание их от источника сигна-
ла с очень малым выходным сопротивлением. Таким источ-
ником является эмиттерный повторитель, т. е. каскад,
собранный по схеме с общим коллектором.
В схеме с общим коллектором (рис. 53) входной сигнал
подается на базу через переходной конденсатор Сп, нагрузка
подключена ко вторичной катушке трансформатора. Пер-
116
вичная катушка трансфор матора подключена через переход-
ной конденсатор Сэ. Такое включение трансформатора
позволяет упростить схему стабилизации режима.
Поскольку напряжение на первичной катушке трансфор-
матора примерно равно напряжению на входе каскада, то
усиление по напряжению несколько меньше коэффициента
трансформации п.
Максимальное значение коэффициента трансформации
можно найти из выражения:
Рис. 54. Схемати-
ческое изображение
где
Тогда
П « 4 • VГп (ком) • /к (ма\ автотрансформатора.
При этом входное сопротивление каскада будет примерно
в 2—3 раза больше, чем аналогичный каскад по схеме с об-
щим эмиттером.
Наличие в данном случае повышающего трансформатора
позволяет получить максимальное выходное напряжение,
превышающее по величине напряжение источника питания,
что является важным преимуществом рассматриваемой схе-
мы.
Другим достоинством эмиттерного повторителя является
его высокая устойчивость в работе, что объясняется относи-
тельно малым усилением по мощности.
Апериодические каскады с трансформаторной связью
находят широкое применение в различных устройствах, где
требуется согласование усилительного каскада с последую-
щими каскадами либо с оконечной нагрузкой. Иногда в це-
лях упрощения конструкции трансформатора и уменьше-
ния количества витков и числа катушек используется авто-
трансформаторная связь, т. е. катушка индуктивности с от-
водами. Схематическое изображение автотрансформатор-
ной связи приведено на рис. 54. Все, что было ранее сказа-
но о трансформаторной связи полностью относится и к ав-
тотр ансформатор ной.
117
Полоса частот, пропускаемых
усилителем
схемы апериодических усилителен на-
и высоких частот обладают достаточно
г
0,7
. Широкополосный усилитель
ма^с / Узкополосный
усилитель
0 Л Л
Рис. 55. Частотные характеристики
широкополосных и узкополосных уси-
лителей
Рассмотренные
пряжения низких
высокой широкополосностью, т. е. усиливают сигналы в ши-
рокой полосе частот, в пределах от нескольких десятков —со-
тен герц до сотен килогерц и даже — нескольких мегагерц.
В ряде случаев это бывает полезным и необходимым, а в дру-
гих — вредным и излишним. Довольно часто требуется
усиливать только уз-
кую полосу частот в
заданном диапазоне ра-
диоволн. Наиболее ха-
рактерным примером яв-
ляется обыкновенный
вещательный радиопри-
емник, который должен
принимать сигналы толь-
ко одной станции, зани-
мающей полосу около
10—20 кгц в диапазонах
длинных, средних и ко-
ротких волн.
Усилители, предназначенные для усиления узкой полосы
частот, называются узкополосными или избирательными,
так как они усиливают только определенные, избранные
частоты.
Сравнительные частотные характеристики широкополос-
ных и узкополосных усилителей приведены на рис. 55.
Коэффициент усиления по напряжению указан в приведен-
К
ном виде, как —-— , где Ки — текущее значение коэффи-
и макс
циента усиления по напряжению; Ки макс — максимальное
усиление, которое может быть обеспечено усилителем в рас-
сматриваемом диапазоне частот.
Ки
Область частот, где > 0,7, называется полосой
и макс
пропускания и обозначается как АД,?:
а/о.7 = 4-А,.
118
где: fB — верхняя частота полосы пропускания;
/н — нижняя частота полосы пропускания.
Средняя частота полосы пропускания /о определяется
выражением:
/. = 77,,
т. е. как среднее геометрическое верхней и нижней частот
полосы пропускания. Если величина А/0,7 0,1/о, то
тогда можно считать:
е Аз +/н __ £ АА),7 _ £ . АА),7
/О 2 'в 2 'н*2‘
Понятие «полосы пропускания» является несколько ус-
ловным, так как усилитель может пропускать частоты, ле-
жащие вне полосы пропускания, хотя и со значительно мень-
шим усилением. Чем сильнее ослабляются частоты вне по-
лосы пропускания, тем лучше избирательные свойства уси-
лителя. Часто избирательные усилители называются также
селектирующими (от слова селектировать — избирать).
Избирательное усиление, как правило, происходит с по-
мощью усилителей, снабженных колебательными системами,
обладающими резонансными свойствами, а поэтому такие
усилители называются резонансными. Резонансные усили-
тели имеют много общего с рассмотренными выше аперио-
дическими усилителями напряжения, в особенности на
тр ансформатор ах.
РЕЗОНАНСНЫЕ КОНТУРЫ
Существует несколько типов колебательных систем,
обладающих резонансными свойствами. К ним относятся
LC-контуры, пьезокристаллические (кварцевые) и пьезо-
керамические фильтры, а также разного рода магнитострик-
ционные устройства (электромеханические фильтры). Бла-
годаря своей простоте и дешевизне колебательные LC кон-
туры получили наибольшее распространение.
Основные свойства LC-контуров
Контур LC представляет собой последовательное или
параллельное соединение двух реактивных сопротивлений
противоположного знака: индуктивного XL и емкостного
Хс (рис. 56).
Реактивное сопротивление катушки индуктивности уве-
личивается прямо пропорционально, а реактивное сопро-
119
тивление емкости конденсатора — обратно пропорциональ-
но частоте сигнала:
XL = 2nfL ом,
v 1
“ 2л/С 0М'
где: f — частота сигнала в герцах (г/{);
L — индуктивность катушки в генри (гн);
С — емкость конденсатора в фарадах (ф).
Резонансной частотой /о колебательного контура назы-
вается частота, на которой индуктивное сопротивление чис-
ленно равно емкостному
_ Xl = ~Xc = q,
где р = jX—-----характеристическое сопротивление кон-
тура, ом.
Из приведенного равенства следует:
2nf°L = 4я^С’
откуда выводится основная формула для определения ре-
зонансной частоты:
Г2 _ 1
,0 ~ 4л2ЛС
ИЛИ
f = 1
/0 2л VLC'
В большинстве случаев любительской практики резонан-
сные контуры применяются на частотах, измеряемых сот-
нями килогерц — мегагерцами, а поэтому удобнее пользо-
ваться несколько преобразованной формулой:
х2 2,53 • 104
f° ~ Цмкгн) С (пф) МгЦ'
С помощью этой формулы можно найти значение неиз-
вестного параметра контура по двум известным, а именно:
160
3 V L (мкгн) С (пф) МгЦ,
т 2,53 • 104
L = —--------------мкгн,
}п(Мгц)С(пф)
п 253 • 104 ,
С — --------------пф.
fo (мкгн) С (пф)
120
Эквивалентное резонансное сопротивление колебатель-
ного контура зависит от величины характеристического
сопротивления, сопротивления потерь контура.
Потери энергии в контуре связаны с нагревом провода
катушки, магнитного материала сердечника и диэлектрика
в конденсаторе. Если контур подключен к схеме, то часть
его энергии рассеивается на ее элементах. Это явление учи-
тывается дополнительным сопротивлением потерь, вноси-
мых в контур схемой, поэтому различают сопротивление
потерь самого контура и сопротивление потерь схемы.
В зависимости от того, как включены по отношению друг
к другу индуктивность и емкость, колебательный контур
может быть последовательным или параллельным.
Как видно из данных рис. 56, на резонансной частоте
эквивалентное сопротивление последовательного контура
гэр значительно меньше характеристического сопротивле-
ния р. В то же время эквивалентное сопротивление парал-
лельного контура 7?эр значительно больше р. Оказывается,
что для последовательного и параллельного контуров, со-
ставленных из одних и тех же элементов выполняется ра-
венство отношений:
^эр __ Q
е гэР ’
Это отношение называется добротностью контура (по-
следовательного или параллельного) и обычно обозначается
буквой Q.
Рассмотрим особенности резонансных контуров.
Последовательный контур. Добротность последователь-
ного контура Q показывает, во сколько раз эквивалентное
сопротивление контура меньше его характеристического
сопротивления:
На рис. 57 приведена условная схема, изображающая
последовательный контур. Здесь эквивалентное сопротив-
ление гЭр равно сумме двух сопротивлений: собственного
сопротивления потерь го и вносимого сопротивления гвн:
^эр = 7*0 ?ВН*
Если сопротивление вносимых потерь равно или
близко к нулю, то тогда гэр го и Q Qo, где Qo — соб-
ственная добротность ненагруженного контура.
121
Величина Qo в основном определяется добротностью ка-
тушки индуктивности и может составлять от нескольких де-
сятков до нескольких сотен единиц. Чем меньше сопротив-
ление потерь г0, тем выше значение Qo, и, следовательно,
тем лучше резонансные свойства колебательного контура.
Величина сопротивления собственных потерь контура
г0 определяется конструкцией катушки индуктивности и ра-
бочей частотой, в то время как вносимое сопротивление
гнвн зависит как от величины нагрузки, так и от коэффи-
циента связи кон-
тура с нагрузкой.
Таким образом, ме-
Рис. 56. Резонансные характеристики после-
довательного (а) и параллельного (б) кон-
туров
Рис. 57. Эквивалентная
схема последователь-
ного контура
няя величину связи или Сопротивления нагрузки, можно
изменять резонансные свойства контура:
Q — Qo
'о
гн вн
Коэффициент полезного действия колебательного кон-
тура обозначается буквой ц и в данном случае равен от-
ношению:
Т) =
гн вн
Г0 4“ Гн вн
С точки зрения сохранения высокого значения доброт-
ности Q — Qo необходимо очень слабо нагружать контур,
так чтобы го > гн вн- Но при этом коэффициент полезного
действия будет мал. Для получения более высокого коэффи-
циента полезного действия, наоборот, требуется, чтобы
гн вн > но тогда будет мала добротность: Q Qo. При
122
оптимальном согласовании контура с нагрузкой гнвн = г0
и в этом случае
1
Т] = т.
ГэР = V = 2 ’О’ = 2/0-
В любительских схемах величина характеристического
сопротивления колебательных контуров р может находиться
примерно в пределах от 0,1 до 10 ком, а добротность Qo
Рис. 58. Расчетные значения эквивалентного
резонансного сопротивления последовательно-
го контура
в пределах от 3 до 300. На рис. 58 приведены результаты
расчетов величины эквивалентного сопротивления после-
довательного контура гЭр Для указанных значений Q и р.
На частотах, отличных от резонансной частоты, экви-
валентное сопротивление последовательного контура уве-
личивается. На частотах ниже резонансной эквивалентное
123
сопротивление носит емкостной характер, на частотах выше
резонансной — индуктивный характер.
В последовательном контуре наблюдается резонанс на-
пряжений, т. е. напряжения на реактивных элементах
контура равны между собой по величине, в Q раз больше
подводимого напряжения, но противоположны друг другу
по знаку, вследствие чего их сумма равна нулю. Поэтому
при резонансе все напряжение внешнего источника падает
на эквивалентном резонансном сопротивлении.
Последовательный колебательный контур применяется
главным образом для подавления или ослабления нежела-
тельных частот, т. е. как фильтр-пробка, в цепях частот-
нозависимой обратной связи, а также в качестве межкаскад-
ного согласующего устройства. Но
необходимо отметить, что наиболь-
шее распространение как в промыш-
ленности, так и в любительской
аппаратуре получили параллельные
колебательные контуры, которые име-
ют ряд серьезных преимуществ перед
последовательными контурами.
Параллельный контур. Добротность
параллельного контура показывает, во сколько раз эквива-
лентное сопротивление контура больше его характеристи-
ческого сопротивления:
Q = ^-.
q
На рис. 59 изображена условная схема параллельного
контура. Здесь эквивалентное резонансное сопротивление
/?Эр представлено в виде двух параллельно включенных
сопротивлений: собственного резонансного сопротивления
потерь 7?о и вносимого сопротивления 7?вн:
Г> __ ^о^вн
Рис. 59. Эквивалентная
схема параллельного
контура
Если вносимое сопротивление во много раз больше соб-
ственного резонансного сопротивления контура, то тогда
можно считать, что 7?эр « 7? о и Q Qo, где Qo — собствен-
ная добротность ненагруженного контура.
Добротность нагруженного параллельного контура вы-
ражается через Q0 следующим образом:
О — О RhbhRi>
Q~Q°Ro+RBBB •
124
Коэффициент полезного действия параллельного конту-
ра равен:
+ /?н в.ч
Для того чтобы сохранить высокое значение добротнос-
ти Q ~ Qo, необходимо слабо нагружать контур, так что-
бы выполнялось неравенство /?нвн Ro, но при этом
коэффициент полезного действия будет мал.
Для получения высокого коэффициента полезного дей-
ствия, наоборот, требуется соблюдение неравенства /?нвн <
<£ Ro, но при этом будет мала добротность: Q Qo.
При оптимальном согласовании контура с нагрузкой вы-
полняется равенство 7?Нвн = /?о, и в этом случае:
О-=4<?о-
1
п = т.
^?эр — Q Q = “2 Q Qo = "J
Это значит, что при оптимальной нагрузке добротность
и эквивалентное сопротивление контура уменьшаются вдвое.
На рис. 60 приведены результаты расчетов величины
/?эр параллельного контура при тех же значениях Q и q,
которые принимались для последовательного контура.
Данные рис. 60 говорят о том, что эквивалентное резонанс-
ное сопротивление может достигать величины десятков и
сотен килоом.
На частотах, отличных от резонансной частоты, экви-
валентное сопротивление параллельного контура падает.
Если частота ниже резонансной, то тогда эквивалентное
сопротивление носит индуктивный характер; если частота
выше резонансной, то тогда сопротивление носит емкостной
характер.
В параллельном колебательном контуре наблюдается
резонанс токов, т. е. токи в реактивных элементах контура
равны между собой по величине, в Q раз больше тока,
протекающего через сопротивление /?0, но противоположны
друг другу по знаку, вследствие чего их сумма равна нулю.
Благодаря весьма большой величине своего эквивалент-
ного резонансного сопротивления параллельные контуры
широко используются в резонансных усилителях одновре-
125
менно в качестве коллекторной нагрузки, фильтрующего
и согласующего устройств.
Избирательность одиночного колебательного контура
характеризуется его относительной амплитудно-частотной
характеристикой, называемой резонансной кривой. Ре-
зонансные кривые последовательного и параллельного кон-
Харантеристичесное сопротивление, р !ном!
Рис. 60. Расчетные значения эквивалентного
резонансного сопротивления параллельного
контура
туров одинаковы и описываются функцией А, зависимой
от частоты настройки. При относительно небольшой рас-
стройке
ы _ л - 1
имакс V1 + а2
где: Имакс — максимальное напряжение на нагрузке при
настройке контура в резонанс с частотой
сигнала;
и — напряжение на нагрузке при расстройке
контура относительно частоты сигнала;
а = —обобщенный коэффициент расстройки кон-
тура;
126
&fz=\f—f0|—абсолютная величина частоты расстройки
контура;
f — частота сигнала.
Обобщенный коэффициент расстройки имеет следующий
физический смысл. Он указывает, во сколько раз частота
расстройки контура больше половины его полосы пропуска-
ния:
Рис. 61. Резонансная характеристика оди-
ночного контура
ИЛИ
а/ = |а/0(7.
Полоса пропускания одиночного контура выражается
как:
д/ = —
/Л' 0.7 Q
д
Например, если А/ = , то тогда а = 1 и А —
= —L=-= 0,7, при А/ = 10^-7, а= 10 и А
У 2 2 10
На рис. 61 приведена резонансная характеристика оди-
ночного колебательного контура, построенная в логариф-
127
мическом масштабе. Здесь по оси ординат избирательность
контура выражена в децибелах, т. е. как — 201gA
В большинстве случаев для обеспечения высокой изби-
рательности использование только одного колебательного
контура недостаточно, в связи с чем избирательные устрой-
ства содержат несколько контуров, через которые последо-
вательно проходит сигнал. В таких случаях общая резонанс-
ная характеристика устройства равна произведению резо-
нансных характеристик отдельных контуров:
А = А1А2А3... и т. д. или
— 201g А = — (201g Лг + 201g А2+ ... и т. д.) в децибелах.
Как видно из последней записи, выражать избиратель-
ность в децибелах весьма удобно, так как в этом случае
умножение заменяется сложением.
Например, в избирательной системе имеются три коле-
бательных контура, настроенных на одну и ту же частоту
465 кгц. При расстройке частоты сигнала относительно ре-
зонансной частоты на ±10 кгц имеем Ai = 0,1 (20 дб),
Л2 = 0,7 (3 дб) и Аз = 0,5 (6 дб). Тогда общая избиратель-
ность устройства при том же самом значении расстройки со-
ставит:
Л = А]А2А3 = 0,1 • 0,7 • 0,5 = 0,035 или
—201g Л = 20 ± 3 ± 6 = 29 дб.
Связанные контуры
Если имеются два или более колебательных контуров,
между которыми существует , взаимная передача энергии,
то такие контуры называются связанными. Определять их
общую резонансную характеристику путем простого пе-
ремножения отдельных характеристик нельзя, так как об-
щая полоса пропускания будет зависеть не только от пара-
метров контуров, но также и от величины фактора взаимной
связи между ними 0:
где k — коэффициент связи контуров.
Для контуров, имеющих индуктивную связь (рис. 62.,а),
128
где: L — индуктивность катушек контуров;
М. — их взаимоиндукция.
Для контуров с емкостной связью (рис. 62,6).
k —
/г- с ,
где: Сев — емкость конденсатора связи;
С — емкость контура.
Пользуясь приведенными выражениями для Р и k, мож-
но получить формулы для определения параметров элемен-
тов связи:
мсв=р4
Сев =
Рис. 63. Зависимость формы ре-
зонансной кривой от фактора
связи (3
Рис. 62. Виды связи между кон-
турами:
а — индуктивная; б — емкостная
Связь, при которой Р = 1, называется критической.
Если Р 1, то общая характеристика имеет одногорбый
вид; если р > 1, то общая характеристика становится двух-
горбой с провалом на резонансной частоте контуров.
И чем больше фактор связи р, тем глубже этот провал
и шире полоса пропускания (рис. 63).
Наибольшее распространение получили связанные кон-
туры со связью, равной или несколько большей критиче-
кой, т. е. В = 1. В таком случае
* = 1 = JL
Q Q •
Учитывая, что обычно добротность нагруженного кон-
тура Q — O,5Qo, можно считать:
h ~ JL
Qo ’
5 557
129
следовательно,
Mcb~2-£,
Чо
С — 2 —
Ссв ~ 2 Qo .
Необходимо указать, что связь между контурами долж-
на устанавливаться достаточно точно, так как форма резо-
нансной кривой системы связанных контуров очень чувстви-
тельна к изменению связи.
Емкость конденсатора контура, пер
Рис. 64. Расчетные значения емкости связи
В этом отношении емкостная связь имеет явное преиму-
щество перед индуктивной, особенно при использовании ма-
логабаритных катушек индуктивности, когда для обеспечения
надлежащей индуктивной связи расстояние между катушка-
ми должно выдерживаться с точностью до десятых долей мил-
лиметра. Этим в основном и объясняется широкое исполь-
зование в транзисторных схемах контуров с емкостной
связью.
В любительских схемах величина емкости контура может
находиться в пределах от 30 до 3000 пф, а добротность не-
загруженных контуров Qo — в пределах от 10 до 300. На
рис. 64 приведены результаты расчета величины емкости
конденсатора связи Ссв при указанных значениях С и Qo
для случая 0=1.
130
Большие преимущества емкостной связи также и в том,
что она позволяет сравнительно просто получать многокон-
турные полосовые фильтры, обладающие еще большей изби-
рательностью, чем двухконтурные. Примером этого служат
многоконтурные фильтры сосредоточенной селекции (ФСС)
(рис. 65). Количество контуров в ФСС может составлять
от трех до пяти-шести. Вследствие того что средние контуры
ФСС нагружены слабее, чем крайние, величина емкости кон-
денсаторов связи берется примерно в 1,5 раза меньше, чем
это следует по данным рис. 64.
Рис. 65. Схема фильтра сосредоточенной селекции (ФСС)
С целью устранения нежелательных связей контуров
с другими элементами схемы усилителя, а также между со-
бой, контуры помещаются в экраны, изготовленные из не-
магнитных металлов (меди, латуни, алюминия). Применение
экранов несколько снижает добротность контуров, но зато
позволяет повысить стабильность резонансной характерис-
тики и устойчивость усиления. С целью устранения паразит-
ных связей экраны контуров заземляются, т. е. надежно со-
единяются с общим нулевым проводом схемы.
Конструкция катушек индуктивности колебательных
контуров определяется в основном диапазоном частот, для
которого они предназначены. Например, на частотах от
0,1 до 4 Мгц используются главным образом катушки,
намотанные внавал одножильным или многожильным изо-
лированным проводом на цилиндрическом каркасе из пласт-
массы, помещенном в броневой сердечник из карбонильного
железа или феррита. Сердечник снабжается небольшим под-
вижным регулировочным стержнем, с помощью которого осу-
ществляется подстройка индуктивности катушки в пределах
до ±10 4- 40%. Добротность таких катушек при намотке
одножильным проводом диаметром 0,1—0,12 мм составля-
ет величину Qo = 100—120, а при намотке многожильным
проводом (литцендратом) Qo = 140—160 и даже более.
5*
131
Но намотка катушек литцендратом требует большой акку-
ратности, так как обрыв хотя бы одной жилы провода при-
водит к резкому снижению добротности контура. По этой
причине в большинстве случаев любительской практики
намотка таких катушек ведется одножильным проводом.
Исключение составляют катушки контуров магнитных ан-
тенн.
В диапазоне частот от 4 до 12 Мгц используются глав-
ным образом однослойные катушки, намотанные одножиль-
ным проводом виток к витку, либо с принудительным шагом
на цилиндрическом или ребристом каркасе из качествен-
ного диэлектрика (пластмассы или керамики). Внутри кар-
каса помещается сердечник из магнитного материала (кар-
бонильного железа или феррита), снабженный винтовой
резьбой. С помощью этого сердечника осуществляется
подстройка индуктивности катушки в пределах до ± 5 4-
4-30%. Если намотка производится медным эмалированным
проводом диаметром 0,3—0,5, то величина Qo = 120—150.
При намотке посеребренным проводом добротность может
быть доведена до 200—250.
На более высоких частотах применяются в основном
ребристые каркасы с подстроечным сердечником и намотка
производится проводом диаметром 0,5—0,7 мм. Доброт-
ность таких катушек находится в пределах от 150 до 250.
В ряде случаев, когда от высокочастотной катушки тре-
буется Qo = 50—100, возможно использование малогаба-
ритных цилиндрических катушек, снабженных карбониль-
ными подстроечными сердечниками.
Более подробно о конструкции катушек будет сказано
при описании конкретных практических схем.
Применение колебательных контуров в резонансных
усилителях на транзисторах имеет ряд особенностей, кото-
рые целесообразно разобрать при рассмотрении ряда уси-
лительных схем, наиболее часто встречающихся в люби-
тельской и промышленной аппаратуре.
РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
Резонансный усилитель напряжения по схеме с общей ба-
зой (рис. 66) имеет много общего с рассмотренными ранее
усилителями. Величины сопротивлений резисторов цепей
смещения и стабилизации выбираются точно так же, как
для рассмотренных ранее каскадов по схеме с общей базой
или общим эмиттером.
132
База транзистора «заземлена» по переменному току шун-
тирующим конденсатором С& реактивное сопротивление
которого на самой низкой частоте сигнала не должно превы-
шать нескольких ом. Для удовлетворения последнего усло-
вия емкость этого конденсатора выбирается из условия:
п 0,025 ,
Сб> МКф-
Рис. 66. Схема резонансного
усилителя напряжения по схеме
с общей базой
Входной сигнал подается на эмиттер транзистора через
переходной конденсатор Сп. Величина емкости этого конден-
сатора обычно равна емкости конденсатора Сб. В цепь кол-
лектора включен параллель-
ный резонансный контур Li,
С, настроенный на среднюю
частоту полосы пропускания.
Оконечная нагрузка каскада
индуктивно связана с конту-
ром с помощью катушки связи
L2, находящейся на одном кар-
касе с катушкой Li. Настрой-
ка контура LiC может быть
фиксированной либо перемен-
ной. В последнем случае пере-
стройка частоты контура осу-
ществляется плавным или сту-
пенчатым изменением емкост
Как было показано ранее, входное сопротивление каскада
составляет всего несколько десятков ом и зависит в основ-
ном от тока коллектора:
40
С ИЛИ ИНДУКТИВНОСТИ L1.
Выходное сопротивление каскада может быть велико и
измеряться сотнями килоом. Выходная емкость каскада
примерно равна емкости коллекторного перехода:
СвыХ ~ Ск»
Для низкочастотных плоскостных транзисторов типа
П14—П15 величина Ск = 30 50 пф\ для высокочастотных
диффузионных транзисторов типа П401 — П403 Ск = 10 пф.
С целью повышения стабильности резонансной характе-
ристики, если коллектор транзистора подключен полностью
к контуру, величина емкости постоянного конденсатора кон-
тура берется в 10—20 раз больше емкости Ск. Поэтому для
133
транзисторов типа П14—П15 минимальное значение емкости
колебательного контура составляет 300—500 пф, для тран-
зисторов типа П401—П403 —100—200 пф. Конечно, можно
брать емкости Сз и Се меньшей величины, но тогда возмож-
на заметная расстройка каскада при изменении температу-
ры окружающей среды и при смене транзисторов.
Коэффициент усиления по напряжению одного каскада
может быть определен по формуле;
где: Кр — коэффициент усиления по мощности;
rj — коэффициент полезного действия резонансного
контура.
Нагрузкой первого каскада может быть, например, вход-
ное сопротивление последующего каскада по схеме с общей
базой. В таком случае можно считать: гн гвх и, следова-
тельно,
В тех случаях, когда требуется возможно более полно
реализовать избирательные свойства резонансного контура
и в то же время получить достаточное усиление, связь кон-
тура с последующим каскадом выбирается равной оптималь-
ной, что соответствует значению т] = 0,35—0,45 и при этом
выражение для Ки принимает вид:
Ки-(0,6-0,7)./Кр.
И наоборот, когда от контура не требуется высокой изби-
рательности, и он используется главным образом в качестве
согласующего устройства, связь выбирается значительно
больше оптимальной, и при этом достигается т) = 0,8 и
более. В таких случаях можно считать, что
к«-о,9/к;.
При проведении приближенных расчетов удобно пола-
гать в обоих случаях
Ku^WVKp.
Нагрузкой каскада может быть также входное сопротив-
ление последующего каскада по схеме с общим эмиттером
либо детектор. При наличии каскада с общим эмиттером,
входное сопротивление которого примерно в |0j раз боль-
ше, чем у схемы с общей базой, усиление по напряжению
134
возрастет примерно в Vl (31 раз и составит величину
Ки - 0,7 • УК^,
где |Р| — модуль коэффициента усиления транзистора по
току в схеме с общим эмиттером.
Когда нагрузкой каскада является детектор, то обычно
связь контура с детектором выбирается в несколько раз
больше оптимальной, что позволяет получить т] = 0,8 и
более. Если учесть также и то, что входное сопротивление
о а 100
детектора обычно составляет 3—6 ком, т. е. примерно в -у-
•*k
раз больше, чем входное сопротивление каскада, выполнен-
ного по схеме с общей базой, то тогда приближенное вы-
ражение для Ки примет вид:
к _а УК
где /к — ток коллектора транзистора.
Обычно ток /к = 0,7 — 1,0 ма, следовательно,
Ки = (9 - 12) • VK
т. е. в 15—20 раз больше того, что было получено в первом
случае.
В большинстве случаев нас интересует максимальное
усиление по напряжению, которое мы можем получить от
каскада. Тогда в приведенные выше выражения для Ки
вместо ]/*Кр необходимо подставить значение ККр макс для
данного типа транзистора (в схеме с общей базой), на дан-
ной частоте которое определяется в основном соотношением
максимальной частоты генерации транзистора /генмакс и
средней частотой сигнала /, совпадающей с резонансной ча-
стотой контура. Если частота /генмакс определена с помо-
щью измерительного прибора, либо известна по паспортным
данным, то тогда величину }ЛКрмакс можно найти по дан-
ным главы I. В среднем можно считать, что для транзисто-
ров типаШО—П11 и П14—П15 частота /генмакс ~ 1—3 Мгц,
а для транзисторов типа П401, П402 и П403 — соответствен-
но 30, 60 и 120 Мгц.
• В качестве примера определим максимальные коэффи-
циенты усиления по напряжению усилителя по схеме
рис. 66, настроенного на частоту 465 кгц и собранного
на транзисторах типа П15 (/генмакс == 5 Мгц) и П402
135
(Ленмакс = 60 Мгц), нагруженного на диодный детектор
(гн = 3—6 ком).
Согласно данным главы I, на частоте 465 кгц транзисто-
ры типа П15 обеспечивают V Кр = 10, а П403 — в 3 раза
больше. Поэтому, при использовании только транзисторов
типа П15 максимальное значение коэффициента усиления
по напряжению будет равно:
Ки~ (10—15) • 10 = 100— 150.
В то же время, применяя транзисторы типа П402, мы можем
получить:
Ки (Ю—15) • 30 = 300-450.
Необходимо отметить, что несмотря на такие сравни-
тельно высокие значения коэффициента усиления по напря-
жению каскада в схеме с общей базой, коэффициент усиле-
ния по току для этой схемы близок к единице и, следователь-
но, коэффициент усиления по мощности сравнительно неве-
лик. Входное сопротивление каскада составляет 50—60 ом,
поэтому даже при малом входном напряжении входной ток
сравнительно велик. Это приходится учитывать при согла-
совании каскадов.
Низкое входное сопротивление каскада с общей базой
и высокое эквивалентное резонансное сопротивление па-
раллельного колебательного контура усложняют осуществле-
ние оптимальной связи между каскадами, так как коэффи-
циент трансформации здесь должен быть в десятки раз
меньше единицы.
Действительно, для реализации усилительных свойств
транзистора 7\ необходимо, чтобы коэффициент трансфор-
мации между катушками Li и L2 был равен:
__ W2 __ 0,5 — 0,7
п ~ Wt ~ ’
V л'р макс
где Wi и W2 — количество витков катушек Li и L2 соответ-
ственно. Например, для рассмотренного ранее случая, при
VКр макс =10 п = 0,05—0,07; при VКР маКс = 30 п =
= 0,015—0,020. Это значит, что количество витков катушки
связи L2 должно быть меньше, чем количество витков катуш-
ки Li в первом случае в 15—20 раз, во втором — в 50—70
раз. И чем большее усиление необходимо реализовать, тем
меньше должен быть коэффициент связи. Например, если
транзистор на некоторой частоте обеспечивает Кр макс =
136
= 70 (что вполне допустимо для высокочастотных транзисто-
ров), то тогда должно быть обеспечено условие п = 0,007—
0,01. Точно установить столь малое значение связи весьма
затруднительно, так как обычно катушка Li содержит не-
сколько десятков витков, а катушка связи Ьъ должна со-
стоять всего из одного-двух витков.
Если нагрузкой каскада является входное сопротивле-
ние каскада по схеме с общим эмиттером, то тогда коэффи-
циент трансформации
l^^p макс
где | р | — усиление по току последующего каскада.
Ориентируясь на средние значения | р | = 20 4- 30, после
округления получим эту же формулу в более простом
виде:
3
V макс
Для реализации максимально допустимого коэффициента
усиления по мощности необходимо, чтобы вносимое в кон-
тур сопротивление было примерно равно собственному ре-
зонансному сопротивлению ненагруженного контура, т. е.:
Я о = QQo ~ •
Таким образом, чем большим усилением располагает
транзистор, тем больше должно быть резонансное сопротив-
ление контура.
Рассмотренная выше схема усилителя по схеме с общей
базой обладает высокой устойчивостью и стабильностью
в работе, но низкое входное сопротивление ограничивает
ее широкое распространение. Последовательное соединение
резонансных каскадов по схеме с общей базой применяется
в основном в тех случаях, когда рабочая частота всего в
несколько раз ниже максимальной частоты транзистора.
Если частота сигнала значительно меньше предельной ча-
стоты транзистора, то в большинстве случаев лучшие ре-
зультаты можно получить, используя резонансный усили-
тель по схеме с общим эмиттером.
Резонансный усилитель напряжения по схеме с общим
эмиттером (рис. 67) также'имеет много общего с рассмотрен-
ными ранее апериодическими и резонансным усилителями.
137
По сравнению с усилителем по схеме рис. 66 емкость кон-
денсатора Сб может быть уменьшена примерно в 10 раз.
В тех случаях, когда желательно получить максималь-
но возможное усиление по напряжению при минимальном
количестве транзисторов, резонансные усилители выпол-
няются по схеме с общим эмиттером.
Резонансный каскад с общим эмиттером на частотах в не-
сколько раз меньших максимальной частоты применяемого
транзистора имеет входное сопротивление и коэффициент
усиления по мощности в несколько раз больше, чем у кас-
када с общей базой. Но полностью реализовать эти преиму-
Рис. 67. Схема резонансного уси-
лителя напряжения по схеме с
общим эмиттером
щества резонансного усили-
теля с общим эмиттером за-
труднительно в связи с вли-
янием емкости коллекторного
перехода, создающей сильную
внутреннюю обратную связь,
которая практически отсут-
ствует в рассмотренных выше
схемах, где резонансные ка-
скады выполнены по схеме с
общей базой.
Наличие сильной внутрен-
ней связи заставляет приме-
нять различные меры предосторожности с целью предотвра-
щения самовозбуждения схемы и искажения резонансной
характеристики контуров.
Коэффициент усиления по напряжению каскада может
быть определен по формуле, применявшейся при рассмо-
трении каскадов с общей базой:
Выражение для определения входного сопротивления
нам известно:
ом.
г ~ 33IPI
вх Ас (-«а)
Что касается величины сопротивления оконечной нагруз-
ки гн, то здесь возможны два варианта.
1. Нагрузкой каскада является входное сопротивление
последующего аналогичного каскада по схеме с общим эмит-
тером. В таком случае можно считать, что гВх ~ ги. Полагая
138
также, что у резонансного контура q = 0,5, получим выра-
жение для коэффициента усиления по напряжению:
Ка = У&5 • УК~Р » 0.7 VTQ,
т. е. примерно то же самое, что было получено для аперио-
дического усилителя с трансформаторной связью. Если
ориентироваться на среднее значение Кр = 1000, то по-
лучим Ки = 20.
2. Нагрузкой каскада является входное сопротивление
детектора. В таком случае можно принять гИ = 3 -? 6 ком,
т) = 0,8.
После подстановки исходных данных в основную форму-
лу выражение для Ки примет вид:
Ки^(8-12)-Ук;-У7^. —*
F 1 РI
Таким образом, усиление каскада в некоторой степени
зависит от тока коллектора и усиления по току: с ростом
тока /к усиление по напряжению растет, с увеличением ве-
личины | р | усиление по напряжению падает. Этот парадокс
объясняется увеличением входного сопротивления каскада
по мере роста |₽ | и неизменностью сопротивления нагрузки.
Но увеличение входного сопротивления приведет к росту
усиления предыдущего каскада, что скомпенсирует кажуще-
еся уменьшение усиления.
Теперь, если предположить средние значения | ₽ | =
— 10 4- 40 и /к = 1 дш, то Ки= 3/Кр, т. е. примерно
в 6 раз более, чем для первого варианта нагрузки. И если
= 1000, то Ки ЮО.
Рассмотрим также, какое максимальное усиление по на-
пряжению можно получить с одного каскада по схеме
рис. 67.
Максимальный коэффициент усиления по напряжению
определяют, исходя из величины ]/"КрМакс для данных тран-
зисторов в схеме с общим эмиттером на данной частоте.
При работе на частотах вблизи максимальной частоты тран.
зистора /о < (0,1—0,2)/ген макс Коэффициент VКр макс =
f
= ге-у —, т. е. практически не отличается от того, что обе-
спечивает схема с общей базой.
На более низких частотах (/о 0,1/ген макс) усиление
каскада возрастает настолько, что возможно наступление са-
мовозбуждения схемы за счет внутренней обратной связи
139
через емкость коллекторного перехода Ск. Из теории резо-
нансных усилителей на транзисторах известно, что в этом
случае для поддержания устойчивой работы каскада необ-
ходимо, чтобы его максимальное усиление по мощности
КР макс не превосходило определенной величины, определя-
емой по формуле:
Ар макс 0,4 •
Если выразить резонансную частоту /о в Мгц, емкость
коллекторного перехода Ск в пф и учесть, что на частотах
£ П 1 Г , 33 | Р I ,
/о 0,1 /макс /вх — — ом, тогда формула упростится и
примет вид:
ЛР макс 21UU /о(УИги).Ск(„0) .
Откуда следует:
Ук
р макс
4 (ма)
fo (Мгц) -Ск (пф) ‘
Принимая средние значения тока IK = 1 ма, получаем
еще более простую приближенную формулу:
V Кр макс -------Ттлл г
/о(ЛМ -ск(пф)
На рис. 68 приведены результаты расчета величины
Кр макс для резонансного каскада по схеме с общим эмиттером
при различных значениях частоты сигнала, максимальной
частоты транзистора; /генмакс и емкости коллекторного
перехода Ск. Характеристика того или иного транзистора
состоит из двух разнонаклонных отрезков прямых, Ск
и /генмакс- Одни из них проведены сплошными линиями
(Ск), другие — пунктиром (/генмакс). В качестве при-
мера приведены усредненные характеристики распростра-
ненных типов транзисторов: П15 и ПН (/генмакс = 5 Мгц,
Ск = 30 пф); П401 (/генмакс = 30 Мгц, Ск = 10 пф);
П402 (/генмакс = 60 МгЦ, Ск = Ю Пф)’, П403 (/генмакс =
= 120 Мгц, Ск = 3 пф).
Реальные значения характеристик могут значительно
отличаться от приведенных вследствие разброса парамет-
ров Ск и /макс. Например, среди транзисторов типа П15
могут быть экземпляры, имеющие Ск = 50 пф и Ск = 20 пф;
140
среди транзисторов типа П401—П403 возможные значения
Ск колеблются в пределах от 2—3 пф до 10—15 пф и т. д.
То же самое можно сказать и о частоте /генмакс- В связи
со сказанным становится очевидным, что перед установкой
транзистора в схему было бы полезно определить его высо-
кочастотные параметры хотя бы с помощью простейших
приборов. Такая проверка транзисторов позволяет отобрать
из них лучшие, которые обеспечат высокое и устойчивое
усиление.
Рис. 68. Зависимость величины максимально допустимого уси-
ления по мощности от частоты сигнала и емкости Ск
Для примера определим возможности усилителя по схе-
ме рис. 67, настроенного на промежуточную частоту
465 кгц, при использовании транзисторов типа П15 и П402,
воспользовавшись усредненными данными рис. 68.
Согласно данным рис. 68, на частоте 465 кгц транзистор
типа П15 допускает 1^КрМакс—7, П402 — около 25. Та-
ким образом, при первом варианте нагрузки, когда Ки =
= 0,7 ККр. имеем усиление по напряжению для транзисто-
ров типа П15 всего около 5, для транзисторов типа П402 —
примерно 20.
При втором варианте нагрузки усиление будет примерно
в 5 раз больше и составит соответственно величину 25 и 100.
141
Приведенные выше цифры показывают, что резонансные
каскады по схеме с общим эмиттером могут обеспечить боль-
шее усиление по напряжению, чем подобные каскады по
схеме с общей базой, но у них есть и серьезный недостаток —
относительно низкое выходное активное сопротивление,
исчисляемое двумя-тремя десятками килоом, и большая вы-
ходная емкость Свых, которая, примерно, в 10 | раз пре-
восходит емкость коллекторного перехода Ск:
Свых ж | Р I Ск»
Поскольку коэффициент |0| зависит от частоты, то и
выходная емкость будет меняться при перестройке частоты
контура. В свою очередь, зависимость |Р| от режима тран-
зистора по постоянному току и температуры окружающей
среды приводит к значительной нестабильности величины
выходной емкости, что может явиться причиной расстройки
или неустойчивой работы каскада, а в некоторых случаях
и его самовозбуждения.
Для того чтобы нестабильность выходной емкости мало
сказывалась на работе каскада, необходимо, чтобы общая
емкость С резонансного контура по крайней мере в 5—10
раз превосходила емкость, вносимую в контур из коллектор-
ной цепи транзистора. При полном включении контура
в коллекторную цепь, как это показано на рис. 67, должно
соблюдаться условие: С > 5|0|СК. И чем больше емкость
коллекторного перехода и коэффициент | 01, тем больше долж-
на быть общая емкость контура. Если вернуться к рас-
смотренным выше примерам с транзисторами типа П15 и
П402, то мы увидим:
— при использовании транзисторов типа П15, у которых
на частоте 465 кгц в среднем 10 | = 5 и Ск = 30 пф, долж-
но быть выполнено условие
С > (5- 10) - 5 - 30 = 750— 1500 пф\
— при использовании транзисторов типа П402, у ко-
торых на той же частоте при среднем 101 = 25 и Ск =
10 пф, должно быть выполнено условие:
С > (5 —- 10) -25 10 = 1250 — 2500 пф.
В тех случаях, когда не требуется высокой стабильнос-
ти резонансной характеристики каскада, величину общей
емкости контура можно уменьшить примерно в 1,5—2 раза.
Как следует из приведенной формулы для Свых и дан-
ных из рис. 68, в резонансном каскаде по схеме с общим
142
эмиттером целесообразно применять транзисторы с относи-
тельно малым | Р | и высоким Крмакс, так как в этом случае
колебательный контур может иметь достаточно малую об-
щую емкость, и, следовательно, большое резонансное со-
противление. При использовании транзисторов с большим
|Р| целесообразно включать контур в цепь коллектора ча-
стично.
Коэффициент трансформации контура п каскада, нагру-
женного на входное сопротивление последующего аналогич-
ного каскада, определяется по приближенной формуле:
п = (о,2-0,3).-^=.
V макс
Если резонансная частота контура /о находится в облас-
ти частот, где максимально допустимое усиление транзисто-
ра ещенеограничивается.емкостью коллекторного перехода
(/о > (0,1—0,2/ген макс), ТО обыЧНО ОТНОШеНИв — J • - =
v f'p макс
= 0,5, и тогда п ~ 0,1—0,15.
На более высоких частотах величина ' . может
V ^р макс
оказаться равной или даже больше единицы, и в таком
случае п ~ 0,2—0,3.
Если оконечной нагрузкой каскада является диодный
детектор, входное сопротивление которого гн можно счи-
тать неизменным, то коэффициент трансформации должен
>-----------------------------------------------------
быть увеличен по сравнению с предыдущим случаем в
раз. Считая гн ~ 3—6 ком, гвх ~ 0,6—1,5 ком, получим
что коэффициент трансформации должен быть увеличен при-
мерно в 2—Зраза. Примерно такое соотношение выдержи-
вается и на практике.
Рассмотренный выше усилитель по схеме рис. 67 распро-
странен не только в любительской практике, но и в промыш-
ленной аппаратуре. Основным его достоинством является
получение достаточно большого усиления при минимальном
числе транзисторов. Это усиление будет тем больше, чем ни-
же частота сигнала и меньше емкость коллекторного пере-
хода Ск.
К сожалению, величина емкости Ск имеет значительный
разброс у транзисторов одного и того же типа, поэтому для
получения возможно большего устойчивого усиления тре-
143
буется проведение предварительного отбора транзисторов
с минимальным значением емкости Ск.
Проведение такого отбора может проводиться с помощью
специальных измерителей емкости либо практически на ра-
ботающей схеме, что осуществить быстро и качественно
в любительских условиях обычно весьма затруднитель-
но. Кроме того, количество транзисторов, имеющихся в рас-
поряжении любителя, ограничено, так что среди них может
не оказаться ни одного с малым значением Ск. Как тут быть?
В таких случаях делу можно помочь, если в резонансном
каскаде осуществить частичную или полную нейтрализацию
нежелательного действия емкости коллекторного пере-
хода.
Нейтрализация внутренней обратной связи
Нейтрализация действия емкости коллекторного пере-
хода Ск возможна путем компенсации тока внутренней об-
ратной связи, протекающего в цепи базы и обусловленного
действием выходного напряжения коллектора на емкость
Ск, другим дополнительным током, равным ему по величине,
но противоположным по направлению.
Компенсация тока внутренней обратной связи равно-
значна уменьшению емкости коллекторного перехода, что,
в свою очередь, позволяет увеличить максимально допусти-
мое усиление на относительно низких частотах и повысить
устойчивость его работы на высоких частотах.
Полностью компенсировать действие внутренней обрат-
ной связи практически невозможно вследствие значитель-
ного разброса параметров транзисторов и их нестабильнос-
ти. Обычно удается уменьшить это влияние не более чем
в 10 раз, что равнозначно уменьшению во столько же раз
емкости Ск.
В качестве примера на рис. 68 показана зависимость
Крмакс от частоты для транзистора типа П401 с нейтрали-
зацией. Согласно этим данным применение нейтрализа-
ции позволяет увеличить величину Кр макс на низких часто-
тах примерно в 3 раза.
Компенсировать действие емкости Ск можно нескольки-
ми способами, например, с помощью дополнительной катуш-
ки индуктивности LN, включенной по переменному току
между коллектором и базой транзистора (рис. 69), которая
совместно с емкостью Ск образует параллельный колеба-
144
тельный контур. Конденсатор Ср предназначен для разде-
ления по постоянному току между собой базы и коллектора.
Путем подбора величины индуктивности катушки LN мож-
но добиться того, что резонансная частота контура LN Ск
станет равной резонансной частоте каскада. Поскольку эк-
вивалентное резонансное сопротивление параллельного кон-
тура в Q раз больше, чем реактивное сопротивление каж-
дого из его составляющих, то во столько же раз будет мень-
ше и ток внутренней обратной связи. Например, если Q =
= 10, то это равносильно уменьшению емкости коллектор-
ного перехода в 10 раз. Несмотря на кажущуюся простоту,
этот способ компенсации применяется весьма редко, глав-
ным образом при работе на
УКВ и СВЧ, где катушка ней-
трализации Ln содержит все-
го несколько витков. На от-
носительно низких частотах и
при малой величине емкос-
ти Ск, исчисляемой единица-
ми-десятками пикофарад, ка-
тушка Ln должна содержать
- Е +
Рис. 69. Схема резонансного
усилителя с нейтрализующей
индуктивностью
десятки или сотни витков,
что крайне нежелательно.
Гораздо проще осуществля-
ется компенсация с помощью
внешнего нейтрализующего конденсатора CN, но в этом слу-
чае напряжение, подаваемое на него, должно быть в проти-
вофазе с напряжением на емкости коллекторного перехода.
В связи с этим конденсатор CN включается между базой и
катушкой связи, полярность включения которой обеспечи-
вает изменение фазы выходного напряжения на 180° по
сравнению с напряжением на коллекторе.
Для того чтобы токи, проходящие через емкости CN
и Ск были равны между собой по абсолютной величине, не-
обходимо, чтобы емкость конденсатора CN была во столько
раз больше емкости Ск, во сколько напряжение на коллек-
торе больше, чем напряжение на катушке связи. Это усло-
вие можно записать в виде формулы:
С/у — Ск
1
П *
где п — коэффициент трансформации;
wc — количество витков катушки связи;
145
wK — количество витков контурной катушки, включен-
ных между источником питания и коллектором
транзистора.
Из этого следует, что чем меньше витков содержит ка-
тушка связи, тем больше должна быть величина емкости
нейтрализующего конденсатора CN. Каскады и усилители
с нейтрализацией имеют ряд особенностей, которые целе-
сообразно рассмотреть на конкретных схемах.
Нейтрализованный резонансный усилитель напряжения
по схеме с общим эмиттером (рис. 70,а)чотличается от ра-
нее рассмотренного усилителя по схеме рис. 67 наличием
нейтрализующего конденсатора CN, емкость которого под-
бирается из условия:
cN~cK-±,
где: Ск — емкость коллекторного перехода транзистора;
п — коэффициент трансформации.
Если обратиться к рассмотренному ранее случаю исполь-
зования в усилителе по схеме рис. 67 транзисторов типа
П402, когда Ск = 10 пф, п = 0,1, то получим:
CN = 10 • = 100 пф.
При п = 0,5 имеем:
CN » 10 • Л = 20 пф.
Приведенные цифры являются крайне приближенными,
так как в каждом конкретном случае вследствие разброса
параметров транзисторов требуется индивидуальный под-
бор величины емкости CN. Реализация преимуществ нейтра-
лизованного каскада во многом зависит от точности, с ко-
торой подобрана величина нейтрализующего конденсатора.
В тех случаях, когда известно реальное значение Ск дан-
ного транзистора, потребуется только подобрать конденса-
тор CN с номиналом, отвечающим условию CN = Ск • ~ .
В любительских условиях величина емкости Ск известна
довольно приближенно, а поэтому требуемый номинал CN
приходится подбирать опытным путем, что требует опреде-
ленных навыков. Нередко применяют усредненную нейтра-
лизацию, т. е. величина CN выбирается из условия приме-
нения транзисторов с некоторым средним значением ем-
146
кости Ск. Конечно, при этом не удается получить такого
выигрыша в усилении, как при точном подборе, но зато упро-
щается процесс налаживания схемы.
Можно считать, что применение усредненной нейтрали-
зации может обеспечить увеличение усиления по напряже-
нию примерно в 2 раза на каскад.
Рассмотренный выше способ включения нейтрализующей
емкости CN наиболее приемлем при полном включении кон-
тура в цепь коллектора. Если колебательный контур вклю-
чен частично, то конденсатор CN можно включить между ба-
fl б
Рис. 70. Схема нейтрализованного резонансного усилителя:
а— с полным включением контура; б — с неполным включением контура
зой транзистора и свободным концом катушки контура,
как это показано на рис. 70,6. Емкость конденсатора CN
выбирается из условия
где: W — общее количество витков контурной катушки;
— количество витков той же катушки, включенных
между коллектором транзистора и отводом.
Обычно отвод, к которому подводится напряжение пи-
тания, делается от середины общего количества витков
контурной катушки и в этом случае должно выполняться
равенство
Суу = СК.
Для того чтобы сохранить требуемую величину нагрузки
в цепи коллектора при частичном включении контура, не-
обходимо увеличить характеристическое сопротивление по-
следнего. В свою очередь, это достигается путем увеличения
количества витков контурной катушки и уменьшением об-
147
щей емкости контура. Например, количество витков катуш-
ки схемы рис. 70,6 должно быть в 2 раза больше, чем у ана-
логичной катушки схемы рис. 69, а емкость конденсатора
С — в 4 раза меньше при неизменном количестве витков ка-
тушки СВЯЗИ Z.2.
Трудности, связанные с подбором емкости конденсатора
CN, ограничивают возможности широкого применения ней-
трализованных резонансных усилителей напряжения в лю-
бительской практике, несмотря на то, что можно более полно
использовать усилительные свойства транзисторов. Более
целесообразно использовать такие схемы, где емкость Ск
оказывает относительно малое влияние на устойчивость уси-
ления.
Повысить устойчивость резонансного каскада по схеме
с общим эмиттером можно и не прибегая к применению ней-
трализующих конденсаторов. Как показывают теория и
практика транзисторных схем, устойчивость резонансного
каскада улучшается, если ему предшествует не резонанс-
ный, а апериодический каскад с резисторно-емкостной или
непосредственной связью.
Такое сочетание резонансных и апериодических каскадов
называется каскодным усилителем.
Каскодные усилители напряжения
В последние годы в любительских конструкциях все
чаще стали применяться усилители ВЧ и ПЧ, собранные по
так называемым каскодным схемам. Таких схем известно
довольно много, но наибольшего признания добились ка-
скодные усилители по схеме общий эмиттер — общая база
и общий эмиттер — общий эмиттер. Транзисторные уси-
лители напряжения, собранные по каскодным схемам, от-
личаются высоким усилением и устойчивостью в работе.
Связь между первым и вторым каскадом каскодной схе-
мы может быть резисторно-емкостной либо непосредственной.
В зависимости от вида связи и типа проводимости применя-
емых транзисторов последние могут быть подключены к ис-
точнику питания параллельно либо последовательно.
Рассмотрим основные особенности каскодных усилите-
лей на двух распространенных схемах.
Резонансный усилитель по каскодной схеме общий эмит-
тер — общая база может быть выполнен по одной из трех
схем, приведенных на рис. 71. Усилители по схемам рис. 71,а
148
и 71,6 называются каскодными усилителями с параллельным
питанием, а усилитель по схеме рис. 71,в — с последова-
тельным питанием по постоянному току. Параллельная схе-
ма используется при относительно низком напряжении ис-
точника питания (3—4 в), а последовательная при высоком
(8—12 в). Усилительные свойства всех трех схем практиче-
ски одинаковые.
Рис. 71. Усилитель напряжения по каскодной схеме общий
эмиттер—общая база:
а — на транзисторах р-п-р с параллельным питанием; б — на тран-
зисторах р-п-р и п-р-п с параллельным питанием; в — на транзисто-
рах р-п-р с последовательным питанием
Достоинство схемы рис. 71,6 заключается в том, что ис-
пользование в схеме с общей базой транзистора типа п-р-п
позволило заземлить конец катушки и уменьшить коли-
чество необходимых деталей по сравнению со схемой рис.
71,а. Преимуществом схемы рис. 71,в является экономное
расходование источника питания, так как один и тот же
ток проходит последовательно через оба транзистора. Осо-
бенностью схемы рис. 71,в является также более высокая
стабильность режима р-аботы обоих транзисторов за счет
взаимной стабилизации каскадов. При последовательном
питании напряжение между коллектором и эмиттером тран-
149
зистора Та должно быть больше, чем напряжение транзисто-
ра Тр
Для определения возможностей каскодной схемы рас-
смотрим усилитель по схеме рис. 71,6. Здесь входной сигнал
подается на базу транзистора 7\ через переходную емкость
Сб. Величина сопротивления 7?к, включенного в коллектор-
ную цепь этого транзистора, выбирается в 10—20 раз боль-
ше входного сопротивления каскада с общей базой и обычно
находится в пределах от 500 ом до одного килоома. Поэтому
можно считать, что переменный ток коллектора транзистора
7\ полностью поступает в цепь эмиттера транзистора Та.
В этом случае коэффициент усиления по току первого кас-
када будет близок к величине (0,8—0,9) 101.
Значит, усиление по напряжению первого каскада равно
Ки « (0,8-0,9)|₽| • ,
/ВХ1
где гВХ1, и гВХ2 — входное сопротивление первого и вто-
рого каскадов соответственно.
Как известно, входное сопротивление каскада по схеме
с общим эмиттером примерно в 0,8101 раз больше, чем вход-
ное сопротивление каскада по схеме с общей базой. Таким
образом, усиление по напряжению в данном случае равно
примерно единице:
^ = (0,8-0,9)101 -адтр|«1.
Следовательно, коэффициент усиления каскодной схемы
где Ки2 — коэффициент усиления каскада с общей базой.
Учитывая приведенные ранее формулы для /Q2, можно
считать:
1. Если нагрузкой каскодной схемы является входное
сопротивление последующего каскада по схеме с общей
базой, то тогда
Ки ~ 0,7 • ]/ Кр макс»
2. Если нагрузкой является входное сопротивление по-
следующего каскада по схеме с общим эмиттером, то тогда
Ки ~ (0,5 0,7) • ]/"| Р | • f/"Кр макс,
где |Р] — модуль коэффициента усиления по току транзи-
стора последующего каскада;
150
3. Если нагрузкой является входное сопротивление
диодного детектора; то тогда
«(Ю- 15) -УК^.
В качестве примера определим максимальные коэффи-
циенты усиления каскодной схемы для указанных трех слу-
чаев на частоте 465 кгц при использовании транзисторов типа
П402 (УК^ = 25, |Р| = 25):
1. Ки « 0,7 • УК^с = 0,7 • 25 « 18.
2. Ки ~ (0,5-0,7)/|р| • УК^ =
= (0,5 — 0,7) • /225 • 25 == 60 — 90.
3. 7<и = (10—15) •//^(10 — 15) -25 = 250 —370.
Приведенные цифры показывают, что во втором и тре-
тьем случае каскодная схема обеспечивает большее усилие,
чем в первом случае.
Если две каскодные схемы включить последовательно
друг за другом, то тогда общий коэффициент усиления по
напряжению будет составлять несколько тысяч, что вполне
достаточно для большинства усилителей промежуточной
частоты, используемых в любительской практике. Но это
усиление достигается дорогой ценой, так как усилитель дол-
жен содержать четыре транзистора.
Поэтому гораздо чаще применяется другая схема усили-
теля, в которой используются всего три транзистора. Два
первых из них выполняют функцию апериодических каска-
дов на сопротивлениях по схеме с общим эмиттером, а тре-
тий — резонансный — является каскадом по схеме с общей
базой. Добавление еще одного апериодического каскада в
данном случае позволяет поднять усиление каскодной схемы
примерно в (0,3—0,8) |Р| раз.
Резонансный усилитель напряжения по каскодной схеме
общий эмиттер — общий эмиттер (рис. 72) состоит из двух
каскадов. Первый каскад — апериодический на транзи-
сторе Ти второй — резонансный на транзисторе Тъ. Здесь
так же, как в предыдущем случае, возможны три варианта
включения транзисторов. На рис. 72,а и 72,6 представлены
схемы усилителя с параллельным питанием транзисторов;
на рис. 72,в — с последовательным. Все, что говорилось
о параллельном и последовательном питании транзисторов
151
в каскодном усилителе, рассмотренном ранее, полностью
относится и к данному усилителю.
Общее усиление по напряжению
где Ких и Ки2 — усиление по напряжению первого и вто-
рого каскадов соответственно.
5
Рис. 72. Усилитель напряжения по каскодной схеме общий
эмиттер — общий эмиттер:
а — на транзисторах р-п-р с параллельным питанием; б — на тран-
зисторах р-п-р и п-р-п с параллельным питанием; в — на транзисто-
рах р-п-р с последовательным питанием
Для апериодического каскада можно написать:
/<W1-(0,5-0,7)|₽|,
для резонансного каскада
-г-,
У 'вх2
где: Кр — усиление по мощности применяемых транзисто-
ров;
гВх2 — входное сопротивление второго каскада;
152
т] — коэффициент полезного действия резонансного
контура.
С учетом сказанного выражение для максимального
значения коэффициента усиления по напряжению примет
вид:
Ки = (3 — 5) • )/"| Р | • ]/*Кр Макс • • j/7к (ма),
где гн — сопротивление оконечной нагрузки в килоомах-
При токе
/к = 0,5 — 1,0 ма
Ки ~ 3 I Р | • VКр макс • Vg, (КОМ).
В качестве примера рассмотрим возможности усилителя
промежуточной частоты 465 кгц по схеме рис. 72,а на тран-
зисторах типа П402, имеющих VКр макс = 25. Величину
нагрузки примем равной 4 ком. В этом случае имеем:
-25-У 4= 150]/|F|.
Если | р | = 25, то тогда Ки = 750, при | р | = 50 Ки =
= 1000 и т. д. Таким образом, для получения усиления
более 1000 требуются транзисторы с относительно большим
| р |. Добиться еще большего усиления от данной схемы мож-
но и на транзисторах с малым | р |, если осуществить нейт-
лизацию емкости Ск второго транзистора по одной из опи-
санных схем. Выигрыш в усилении по напряжению за счет
нейтрализации при использовании высокочастотных тран-
зисторов может быть доведен до 2—3.
Описанные каскодные схемы находят применение в са-
мых различных усилительных устройствах, узкополосных
и широкополосных, где требуется высокая устойчивость
и стабильность параметров усилителя. Это положительное
свойство весьма ценно для любительских конструкций,
которые должны нормально работать при значительном раз-
бросе параметров транзисторов и других элементов схемы.
И дополнительные расходы, связанные с установкой двух-
трех транзисторов, вполне окупаются качественной и устой-
чивой работой всей схемы.
Особенности резонансных усилителей напряжения
Рассмотренные основные схемы резонансных усилителей
напряжения широко распространены в промышленной и
любительской аппаратуре.
С точки зрения повышения устойчивости работы усили-
теля целесообразно применять резонансные усилители по
153
схеме общая база — общая база либо одну из описанных
каскодных схем. Если усиления этих схем недостаточно, то
его можно увеличить путем добавления одного апериодиче-
ского каскада с резисторно-емкостной связью по схеме с об-
щим эмиттером.
Применение резонансных каскадов по схеме с общим эмит-
тером позволяет получить достаточно большое усиление, но
приводит к снижению устойчивости, что вызывает примене-
ние нейтрализующих элементов. При последовательном со-
единении нескольких резонансных каскадов по схеме с об-
щим эмиттером сильно усложняется процесс настройки кон-
туров. Это объясняется наличием взаимосвязи между кон-
турами через емкости коллекторных переходов транзисто-
ров. Таким образом, изменение настройки одного контура
приводит к расстройке предыдущего и последующего ка-
скадов. Осуществление нейтрализации емкости Ск уменьша-
ет это влияние, но из-за нестабильности параметров тран-
зисторов полностью устранить его нельзя.
Немаловажную роль играет также и правильное распре-
деление транзисторов по каскадам. Приведенные расчеты
говорят о том, что для получения достаточного усиления не-
обходимо, чтобы максимальная частота усиливаемого си-
гнала была по крайней мере раз в 10—20 ниже, чем гранич-
ная частота /генмакс. Можно, конечно, использовать тран-
зисторы с несколько меньшим значением /генмакс, но уси-
ление при этом может оказаться недостаточным.
Для более полной реализации возможностей резонансных
каскадов необходимо применять в них транзисторы с воз-
можно большим значением /генмакс и с наименьшими зна-
чениями емкости коллекторного перехода. При этом вполне
допустимо использование транзисторов с относительно ма-
лым значением |р| = 10—20.
В апериодических ступенях каскодных схем целесооб-
разно применять транзисторы с высокими значениями
/генмакс и | р |, но не исключена возможность использования
транзисторов с небольшим |Р|.
Устойчивость и усиление резонансных усилителей во
многом зависят также и от режима работы транзистора по
постоянному току. Если транзистор обладает высокими уси-
лительными свойствами, то его можно использовать при
небольших значениях коллекторного тока (0,5—0,7 ма)
и напряжения (3—5 в). И, наоборот, если транзистор имеет
заниженные значения основных параметров (Р, и /а или
154
/генмакс), то целесообразно использовать его при повышен-
ном коллекторном токе (1—1,5 ма) и напряжении (6—9 в).
Необходимо указать, что увеличение коллекторного напря-
жения благоприятно сказывается на улучшении высокоча-
стотных свойств транзистора, так как приводит к увеличе-
нию /а И f ген макс И СНИЖенИЮ емКОСТИ Ск.
Избирательные свойства резонансных усилителей зави-
сят от количества колебательных контуров и их добротности
под нагрузкой. При полном включении контура в коллектор-
ную цепь транзистора лучшими избирательными свойства-
ми обладают каскады по схеме с общей базой, так как до-
пускают значительно большие значения резонансного со-
противления контура. Добротность нагруженного контура
в этом случае может быть равна 30—50 и более, тогда как
в каскадах с общим эмиттером добротность не должна превы-
шать 10—15. Повысить добротность можно только при ча-
стичном включении контура, но не намного, так как неста-
бильность параметров транзисторов вызывает расстройку
контуров. В этом отношении резонансные каскады по схе-
ме с общей базой имеют значительно большую стабильность
характеристик.
В заключение необходимо отметить, что приведенные схе-
мы усилителей напряжения могут применяться не только в том
виде, как они были представлены, но также и в комбинаци-
ях между собой и другими схемами.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ И ГЕТЕРОДИНЫ
Рассмотренные выше схемы апериодических и резонанс-
ных усилителей напряжения предназначены в основном для
усиления на собственной частоте сигнала. И чем выше эта
частота, тем сложнее добиться большого коэффициента уси-
ления при высокой устойчивости, тем большие требования
предъявляются к высокочастотным свойствам транзисторов.
Особые трудности возникают тогда, когда требуется усили-
вать сигнал в узкой полосе частот, в то время как средняя ча-
стота изменяется в широких пределах. Примером этого могут
служить радиовещательные приемники, обеспечивающие
прием радиостанций в диапазонах длинных (ДВ), средних
(СВ), коротких (КВ)Г а иногда и ультракоротких (УКВ)
волн. Сделать перестраиваемый усилитель, рассчитанный
на работу в диапазоне частот от 0,15 до 80—100 Мгц прак-
тически невозможно. Приходится использовать преобразова-
155
тели частоты. Преобразователи частоты позволяют значи-
тельно понизить среднюю частоту сигнал’а и сделать ее по-
стоянной, равной некоторой промежуточной частоте. Та-
ким образом, дальнейшее усиление сигнала можно произво-
дить с помощью относительно простых усилителей проме-
жуточной частоты.
Существует большое количество преобразователей ча-
стоты, в которых могут использоваться как электровакуум-
ные, так и полупроводниковые приборы. В любом случае
преобразователи частоты должны содержать гетеродин —
маломощный источник вспомогательных электрических ко-
лебаний определенной частоты, и смеситель, где осуществля-
ется собственно преобразование частоты.
Гетеродин представляет собой резонансный усилитель,
охваченный глубокой положительной обратной связью.
За счет большого усиления и действия положительной об-
ратной связи усилитель становится автогенератором, т. е.
источником электрических колебаний. Частота этих коле-
баний определяется резонансной частотой контура гетеро-
дина. Таким образом, изменяя, например, емкость контура,
можно регулировать частоту генерируемых колебаний.
Смеситель представляет собой устройство, обладающее
нелинейной вольт-амперной характеристикой. Причем ока-
зывается, что чем больше нелинейность этой характеристи-
ки, тем выше качество смесителя. Именно поэтому в смеси-
телях чаще всего используются свойства диодного (р-и)
перехода. Обычно с этой целью применяются либо то-
чечные диоды либо транзисторы. Рассмотрим, как же рабо-
тают диодный и транзисторный смесители.
Диодный смеситель
Диодный смеситель известен и применяется давно. Его
упрощенная схема приведена на рис. 73,а и представляет
собой последовательное соединение полупроводникового
диода Д1, катушек связи Li—L3 и фильтрующей цепочки
R1C1. Катушка Li связана с источником сигнала, L% — с ге-
теродином, Ьз — с резонансным контуром, настроенным на
некоторую частоту, называемую промежуточной. Для обе-
спечения нормальной работы смесителя необходимо, чтобы
напряжение частоты гетеродина на катушке £2 составляло
не менее 0,3—1,0 в. Напряжение входного сигнала на ка-
тушке Li может иметь очень малую величину, до нескольких
микровольт.
156
Переменное напряжение гаеродина выпрямляется ди-
одом Д1 и фильтруется цепочкой RiCi. Постоянный ток
/о проходит через резистор Ri, переменный — через конден-
сатор Ci. Обычно величина тока /о выбирается таким обра-
зом, чтобы рабочая точка диода находилась на участке вольт-
амперной характеристики с наибольшей кривизной, как
это показано на рис. 73,6.
Для стабильной работы смесителя необходимо поддержи-
вать неизменным напряжение гетеродина и тока /о. Первое
требование выполняется за счет стабилизации величины вы-
Рис. 73. Схема диодного смесителя (а) и его вольтампер-
ная характеристика (б)
ходного напряжения гетеродина. Второе требование соблю-
дается путем выбора величины сопротивления резистора
Ri, при которой постоянное напряжение на нем составля-
ло бы 80—90% амплитуды переменного напряжения. Таким
образом, резистор Rr играет такую же роль, как резистор,
включаемый в цепь эмиттера транзистора.
При соблюдении указанных требований в последователь-
ной цепи, кроме постоянного тока /о и переменных токов
с частотой гетеродина и сигнала, протекают также два дру-
гих тока. Частота одного из них равна сумме частот сигна-
ла и гетеродина, частота другого равна их разности. В боль-
шинстве случаев частота гетеродина выбирается выше часто-
ты сигнала.
Таким образом, если обозначим через /г — частоту ге-
теродина, /с — частоту сигнала, то эти частоты можно вы-
разить как Д = /г + /с, f2 = I /г —/с |.
Разностная частота f2 носит название промежуточной ча-
стоты и обычно обозначается как /Пр- В зависимости от тре-
буемых условий величина разностной частоты может нахо-
диться в пределах от нескольких килогерц до десятков мега-
герц. Для радиоприемников стандартом установлены три
157
значения, промежуточной частоты, а именно: НО кгц,
465 кгц и 1600 кгц, наиболее распространенной из которых
является /пр — 465 кгц.
Необходимо подчеркнуть, что ни суммарной, ни раз-
ностной частоты в исходных колебаниях сигнала и гетеро-
дина не было. Они появились в результате сложения ука-
занных колебаний на нелинейном участке вольт-амперной
характеристики р-п перехода диода.
Величина тока промежуточной частоты меньше тока
первичной частоты сигнала и зависит от параметров диода,
а также от режима его работы и при наиболее благоприят-
ном режиме отличается примерно в 3 раза.
Ток промежуточной частоты, проходя по катушке Лз,
индуктивно связанной с резонансным контуром LnCn,
наводит в нем э.д.с. Если разность частоты сигнала и гете-
родина точно равна частоте настройки контура ЛПСП, то
при высокой добротности последнего напряжение промежу-
точной частоты на конденсаторе Сп может возрасти в де-
сятки раз. Таким образом, обычно и выделяется промежу-
точная частота сигнала. Далее выделенное на контуре на-
пряжение поступает на вход усилителя промежуточной ча-
стоты для последующего усиления.
При изменении частоты сигнала необходимо также про-
извести перестройку частоты гетеродина, чтобы их разность
была равна выбранной величине промежуточной частоты.
Это достигается обычно путем настройки контуров входного
устройства и гетеродина блоком конденсаторов переменной
емкости, имеющих общую ось вращения.
Диодные смесители применяются в целом ряде устройств,
главным образом на очень высоких частотах. Например,
в преобразователях частоты радиолокационных и телеви-
зионных приемников.
Диодные смесители используютоя также в качестве нуль-
индикатора, т. е. прибора, измеряющего разность двух
частот. Действительно, если частоты сигнала и генератора
отличаются на очень малую величину, например 500—
1000 гц, то эту разностную частоту можно уже прослушать
с помощью головного телефона. Путем подстройки частоты
гетеродина можно уменьшить разницу до 20—50 гц, когда
ухо человека уже перестает воспринимать более низкие ча-
стоты. Таким образом, если гетеродин имеет калиброванную
шкалу частоты, то по нулевым биениям можно определить
частоту исследуемого сигнала.
158
Выше рассматривались в основном положительные сторо-
ны диодного смесителя, но следует указать на следующие
его недостатки.
1. Относительно низкий коэффициент передачи. Потери
мощности в таких смесителях могут составлять более 10 дб
и это неудивительно, поскольку^ диод не является усили-
тельным прибором.
2. Малое выходное сопротивление смесителя, составля-
ющее всего несколько десятков или сотен ом, что практи-
чески исключает возможность полного’ включения резонанс-
ного контура в общую цепь.
3. Сильная связь контуров гетеродина и исходного сиг-
нала между собой, затрудняющая их независимую настрой-
ку друг от друга.
В этом отношении значительные преимущества на сторо-
не транзисторных смесителей, дающих усиление сигнала
на 10—20 дб и более.
Транзисторный смеситель
В транзисторном смесителе преобразование частоты осу-
ществляется с помощью эмиттерного перехода подобно тому,
как это было описано для случая с диодным смесителем.
Но резонансный контур, настроенный на разностную часто-
ту, включается в цепь коллектора. Ток разностной (промежу-
точной) частоты, проходя через эмиттерный переход, усили-
вается в цепи коллектора и там создает на резонансном кон-
туре LnCn напряжение. Полное включение резонансного
контура в коллекторную цепь возможно благодаря большо-
му выходному сопротивлению этой цепи, позволяющему до-
биться значительного усиления сигнала по промежуточ-
ной частоте.
В зависимости от того, на какие электроды подается на-
пряжение сигнала и гетеродина, возможны три основные
схемы включения транзисторного смесителя.
В смесителе по схеме с общей базой (рис. 74,а) оба ис-
ходных напряжения подаются в цепь эмиттера, а база зашун-
тирована по переменному току конденсатором Сб. Величи-
на емкости этого конденсатора может быть определена по
известной формуле:
п 0>01'
Сб~/мин(^Ч) МКФ>
159
где /Мин — минимальное значение наименьшей частоты (ис-
ходного сигнала или промежуточной частоты).
Например, если минимальное значение исходной частоты
150 кгц, промежуточная частота равна 465 кгц, то тогда
/мин= 150 кгц и емкость
Сб « « 0,06 мкф.
Рис. 74. Схемы смесителей на транзисторах с подведением
напряжения kсигнала и гетеродина:
а — только в цепь базы; б — только в цепь эмиттера; в—‘в
цепи эмиттера и базы
Другой пример: минимальное значение частоты сигнала
составляет 6,0 Мгц, промежуточная частота равна 465 кгц.
В таком случае /мин = 465 кгц и емкость
С6~^~№мкф-
Емкость переходного конденсатора Сэ обычно выбирает-
ся равной емкости Сб. Основным преимуществом смесителя
по схеме рис. 74,а является очень большое выходное со-
противление, свойственное каскадам по схеме с общей базой.
Недостатком является очень малое входное сопротивление,
составляющее обычно около ста ом. Значительно большим
160
входным сопротивлением обладает смеситель по схеме с об-
щим эмиттером.
В смесителе по схеме с общим эмиттером (рис. 74,6) оба
напряжения поступают в цепь базы, а эмиттер зашунтиро-
ван по переменному току конденсатором Сэ. Емкость этого
конденсатора равна емкости конденсатора Сб из предыду-
щей схемы. В свою очередь, емкость переходного конденса-
тора Сб может быть уменьшена по сравнению с Сэ примерно
в 5 раз, но обычно выбирается равной ей. Вследствие боль-
шого входного сопротивления схемы с общим эмиттером
связь смесителя с источником сигнала может быть выбрана
несколько больше, чем для смесителя по схеме с общей ба-
зой. Но сравнительно небольшое выходное сопротивление
и сильное влияние емкости коллекторного перехода, свой-
ственное резонансным усилителям по схеме с общим эмит-
тером, ограничивает возможное усиление.
В смесителях по схемам рис. 74,а и 74,6 оба исходных
сигнала подаются на один электрод, что создает некоторые
неудобства по устранению взаимных влияний между кон-
турами гетеродина и сигнала.
В этом отношении некоторое преимущество имеет сме-
ситель, где напряжения сигнала и гетеродина подводятся
к различным электродам.
В смесителе частоты по смешанной схеме включения
(рис. 74,в) напряжение сигнала обычно подается на базу,
а напряжение гетеродина — на эмиттер. Вследствие зна-
чительной расстройки контуров входного сигнала и гетеро-
дина между собой можно считать, что для исходной частоты
сигнала транзистор включен по схеме с общим эмиттером,
а для частоты гетеродина — по схеме с общей базой. По
отношению к промежуточной частоте транзистор включен
по некоторой схеме, средней между схемой с общей базой
и общим эмиттером. Емкость конденсаторов Сэ и Сб опре-
деляется, как для схемы с общей базой (рис. 74,а). Смеси-
тель по схеме 74,в получил самое широкое распространение
как в промышленных, так и в любительских конструкци-
ях, хотя могут встречаться смесители по другой схеме.
При всем разнообразии схем смесителей у них есть много
общего. Во-первых, оптимальный режим работы, при кото-
ром наблюдается наибольший коэффициент передачи каска-
да. Обычно под коэффициентом передачи смесителя подоб-
ного каскада понимается отношение напряжения промежу-
точной частоты на оконечной нагрузке каскада (сопротивле-
6 557
161
нии rH) к напряжению исходного сигнала, действующего
на катушке связи. Иными словами, это как бы коэффициент
усиления по напряжению.
Для транзисторных смеситёлей оптимальный ток кол-
лектора /к = 0,2—0,4 ма. При этом напряжение гетероди-
на на катушке связи должно быть порядка 70—100 мв на
ДВ, 100—150 мв — на СВ и 150—200 мв — на КВ. На бо-
лее высоких частотах напряжение гетеродина должно быть
еще больше.
Работа при малых токах ухудшает частотные и усили-
тельные свойства транзистора, поэтому необходимо в сме-
сителе применять высокочастотные транзисторы, предельные
частоты которых по крайней мере в 5—10 раз превосходят
максимальную частоту преобразуемого сигнала. Важно так-
же, чтобы коэффициент шума транзистора был возможно
меньшим. Этим двум требованиям вполне удовлетворяют
распространенные типы высокочастотных транзисторов
П401—П403 и им подобные. Транзисторы типа П401 и П402
целесообразно использовать в системах, работающих на
частотах до 10—12 Мгц, транзисторы типа П403, П403А —
на частотах до 20—30 Мгц.
Минимальная величина емкости конденсатора Ск во мно-
гом определяется схемой включения транзистора. В схе-
ме с общей базой (рис. 74,а) эта емкость должна быть по край-
ней мере в 10—20 раз больше емкости коллекторного пере-
хода; в схемах рис. 74,6 и 74,в емкость конденсатора долж-
на быть в 50—100 раз больше Ск. Например, если смеситель
собран на транзисторе типа П402 (Ск = 10 пф), то в первом
случае Сп = (10—20)- Ск = (10—20) -10= 100—200 пф\ во
втором случае — Сп ~ 500—1000 пф.
Стабилизация режима работы транзистора осуществля-
ется с помощью трех резисторов R^, R$2 и R3. Величина со-
противления резистора R3 выбирается таким образом, что-
бы постоянное напряжение на нем составляло не менее
1,0—1,5 в. Если известно требуемое значение тока эмиттера
(1Э), напряжение источника питания (£), то величины всех
трех резисторов можно определить по приближенным фор-
мулам:
, п 1,0—1,5
1. Кэ ~ —п—г- ком\
С (^)
2. 7?б, « 2/?э;
О ту 2Е (в) D
3-
162
Рассмотрим пример. Задано Е — 9 в, 1Э = 0,3 ма. Находим:
1. R3 ~ 42-0 ~ 1,5~ = 3,3 — 5,0 ком. Выбираем R3 = 3,3 ком.
U,о
2. /?б, ~ 27?э = 2 • 3,3 = 6,6 ком. Выбираем Re2 = 6,8 ком.
3. Re, ~ ут — 6,6 = 60 — 6,6 = 53,4 ком.
Выбираем R6l — 54 ком.
Максимальный коэффициент передачи смесительного
каскада КПр определяется величиной максимально допусти-
мого усиления по мощности Кр Макс для выбранного транзи-
стора на промежуточной частоте. В среднем можно считать,
что с учетом потерь преобразования
/(пр — 0,8 • ]/*/(р макс-
Обычно промежуточная частота в десятки раз ниже пре-
дельной частоты транзистора и поэтому VApMaKc= 30—
100, следовательно, можно считать, что
/(пр —25 —80.
Но это только при наличии одиночного контура ПЧ в це-
пи коллектора. Если имеется фильтр сосредоточенной селек-
ции (ФСС), содержащий N одинаковых контуров, настро-
енных на промежуточную частоту, то тогда
iz _ 25 — 80
Апр - ! +;v •
Например, имеется ФСС, состоящий из трех контуров. Сле-
довательно:
^Р = ^ = 6-20-
Приведенные формулы являются весьма приближенны-
ми, так что в каждом конкретном случае полученные резуль-
таты могут несколько отличаться от расчетных.
Устойчивость работы смесителя зависит во многом от
величины индуктивности катушек связи и £2. Чем мень-
ше их индуктивность, тем выше устойчивость. Поэтому обыч-
но указанные катушки содержат всего по нескольку вит-
ков.
Гетеродины
Гетеродином называется маломощный вспомогательный
генератор высокой частоты, выходное напряжение которо-
го используется для преобразования частоты сигнала.
6* 163
Гетеродин представляет собой резонансный усилитель
напряжения, работающий в режиме самовозбуждения. И
если обычно мы боремся с самовозбуждением усилительных
схем, то в данном случае самовозбуждение каскада делает его
автогенератором. Возможны три основные схемы гетеродина.
Гетеродин по схеме с общей базой (рис. 75,а) имеет мно-.
го общего с резонансным усилителем по аналогичной схеме.
Те же значения сопротивлений резисторов смещения, емкос-
а 5
Рис. 75. Гетеродины по схеме с общей базой:
а — с емкостной связью; б — с индуктивной связью
ти конденсатора Сб и тока коллектора. Главное отличие
в том, что с целью создания положительной обратной связи
между коллектором и эмиттером включен конденсатор не-
большой емкости Ссв. Достоинством такого генератора явля-
ется простота его конструкции. Гетеродин по такой схеме
хорошо работает только в узком диапазоне частот и пло-
хо — при перестройке частоты в широких пределах.
В этом отношении значительно лучше ведет себя гетеро-
дин по другой схеме, приведенной на рис. 75,6. Здесь в цепь
коллектора включена только некоторая часть контура
что позволяет значительно уменьшить влияние транзистора
на генерируемую частоту. Напряжение положительной об-
ратной связи снимается с катушки связи Сг и подается
в эмиттер через корректирующий резистор 7?КОр. Величина
емкости конденсатора Ссв берется в несколько раз меньше,
чем это требуется для переходного^конденсатора в цепи эмит-
тера. Делается это все с целью расширить верхний предел
устойчивой генерации и сделать более стабильной величину
выходного напряжения.
Обычно в цепь коллектора включается от 10 до 30% об-
щего количества витков катушки Lv Количество витков
164
катушки L2 в соответствии с этим может составлять от 5 до
15% общего количества витков катушки Li. Количество вит-
ков катушки Ьз зависит от того, куда поступает напряжение
гетеродина. Если напряжение гетеродина вводится в цепь
базы смесителя, то тогда катушка Ьз должна содержать
в 1,5—2 раза меньше витков, чем L2. Наоборот, при введе-
нии напряжения в цепь базы — во столько же раз больше,
чем L2.
а 5
Рис. 76. Схемы гетеродинов:
а — по схеме с общим эмиттером; б — по схеме с общим коллектором
Гетеродин по схеме с общей базой может устойчиво ра-
ботать на частотах до (0,3—0,5) /генмакс, что является его
важным преимуществом.
В ряде случаев, когда рабочие частоты гетеродина во мно-
го раз ниже предельной частоты транзистора, то тогда воз-
можно применение гетеродина по схеме с общим эмиттером
или общим коллектором.
Гетеродин по схеме с общим эмиттером (рис. 76,а) отли-
чается от аналогичного резонансного усилителя напряже-
ния тем, что имеется вспомогательная катушка положитель-
ной обратной связи £з, напряжение с которой поступает на
базу транзистора через переходный конденсатор Ссв и кор-
ректирующий резистор 7?кор- В гетеродине по схеме
рис. 76,а количество витков катушек связи L2 и £з обычно
делается равным и составляет от 10 до 15% количества вит-
ков катушки Lv
Особенностью гетеродинов по схемам рис. 75,6 и 76,а
является то, что их генерация возможна только при вполне
определенной полярности включения катушки связи £2.
Необходимая полярность включения при намотке всех ка-
тушек в одну сторону указана на схемах. Поэтому в случае
165
отсутствия генерации обычно рекомендуется изменить поляр-
ность включения катушки Л 2.
Гетеродин по схеме с общим коллектором (рис. 76,6) име-
ет то преимущество, что используется только одна катушка
с двумя отводами. Выходное напряжение транзистора
вводится в контур L1C1 через нижний по схеме отвод, а на-
пряжение положительной обратной связи снимается с верх-
него вывода. Усиление эмиттерного повторителя по напря-
жению на высоких частотах составляет 0,5—0,7.
Поэтому для компенсации потерь в контуре необходимо,
чтобы, напряжение на верхнем выводе было по крайней мере
в 1,5—2 раза больше, чем на нижнем выводе. Обычно это
отношение увеличивается до трех. Таким образом, количе-
ство витков катушки Lr между верхним выводом и плюсом
питания должно быть примерно в 3 раза больше, чем коли-
чество витков между нижним выводом и плюсом питания.
Если напряжение гетеродина вводится в цепь эмиттера сме-
сителя, то тогда выходное напряжение снимается с нижнего
вывода, при подаче напряжения в цепь базы — с верхнего
вывода.
Преобразователи частоты с отдельным гетеродином по-
зволяют получить значительное усиление сигнала по про-
межуточной частоте и в то же время весьма просты в налажи-
вании. Недостатком можно считать наличие двух транзисто-
ров, что приводит к удорожанию и усложнению супергете-
родинных приемников, в которых они находят свое приме-
нение. Поэтому значительно чаще преобразователи частоты
выполняются на одном транзисторе, совмещающем в себе
обе функции — гетеродина и смесителя. Такие преобразо-
ватели частоты называются преобразователями с совме-
щенным гетеродином.
Преобразователи частоты с совмещенным гетеродином
При совмещении в одном транзисторе функции гетеро-
дина и смесителя приходится искать некоторое компромис-
сное решение для удовлетворения противоречащих друг дру-
гу требований к режиму работы транзистора. Так, для хо-
рошей работы смесителя требуется ток эмиттера в преде-
лах 0,2—0,4 ма, тогда, как для гетеродина — 1,0—2,0 ма,
иногда и более. Кроме того, смесителю требуется возможно
меньшее сопротивление в цепи управляющих электродов,
166
а гетеродину, наоборот, необходимо увеличить это сопротив-
ление.
Таким образом приходится выбирать некоторый проме-
жуточный режим и средние значения емкости переходных
конденсаторов, что, конечно, идет в ущерб качеству преобра-
зователя частоты. В среднем ток коллектора устанавливает-
ся равным 0,6—0,8 ма, а напряжение гетеродина на управ-
ляющем электроде поддерживается несколько меньшей ве-
личины, чем это рекомендуется для смесителей.
Рис. 77. Преобразователи частоты с совмещенным гетероди-
ном по схеме:
а — с общей базой; б — с общим коллектором
Коэффициент передачи преобразователей частоты с сов-
мещенным гетеродином на 25—30% меньше, чем при исполь-
зовании отдельного гетеродина. Но эти потери в какой-то
степени компенсируются простотой конструкции схемы.
Остановимся на двух возможных схемах совмещенных пре-
образователей частоты.
Преобразователь частоты с совмещенным гетеродином
по схеме с общей базой (рис. 77,а) отличается тем, что ре-
зонансный контур ЛбС2 включен в цепь коллектора транзи-
стора последовательно с катушкой Лг, индуктивно связан-
ной с резонансным контуром гетеродина Катушка
положительной обратной связи Ьз подключена к эмиттеру
транзистора через переходный конденсатор Сэ. Поскольку
частоты ПЧ и гетеродина обычно сильно разнесены, то прак-
тически оба резонансных контура не оказывают друг на
друга заметного влияния. Кроме того, вследствие неболь-
шого количества витков катушки /л, можно считать, что
по промежуточной частоте и частоте гетеродина база тран-
167
зистора зашунтирована конденсатором Сб. Поэтому гете-
родин работает как бы по схеме с общей базой. С другой
стороны, вследствие малого количества витков катушки Ьз,
можно считать, что эмиттер защунтирован по промежу-
точной частоте сигнала конденсатором Сэ. Таким образом,
по отношению к входному сигналу транзистор оказывается
включенным как бы по схеме с общим эмиттером.
Емкости конденсаторов Сб и Сэ обычно выбираются при-
мерно одной величины и их минимальные значения могут быть
определены по приближенной формуле:
_ 2500 1
где /мин — минимальное значение частоты входного сигна"
ла или промежуточной частоты.
Пример: минимальная частота сигнала 150 кгц, проме-
жуточная частота 465 кгц. В таком случае /мин =
= 0,150 Мгц и Сб = Сэ = 16700 пф « 0,02 мкф.
Преобразователи по схеме рис. 77,а широко распростра-
нены в промышленных и любительских конструкциях. Но
большое количество катушек связи гетеродина порой за-
трудняет изготовление такого преобразователя частоты.
В этом отношении значительно проще получается преобра-
зователь частоты, у которого гетеродинная часть выполне-
на по схеме с общим коллектором.
Преобразователь частоты с совмещенным гетеродином
по схеме с общим коллектором (рис. 77,6) имеет много об-
щего с гетеродином по схеме рис. 76,6. Отличие заключает-
ся в том, что ток коллектора уменьшен с 1,0—2 ма до 0,6—
0,8 ма, в цепь коллектора включен контур Ь2С2, настро-
енный на промежуточную частоту, а последовательно с кон-
денсатором Спб включена катушка связи с входным конту-
ром. Преобразователь частоты по схеме рис. 76,6 практиче-
ски не требует какой-либо особой наладки и настройки,
если установлен правильный режим его работы и не пере-
путаны между собой выводы катушки Ьг. Это особенно важ-
но для простейших конструкций, выполняемых, как прави-
ло, начинающими любителями, не имеющими пока достаточ-
ного опыта по налаживанию транзисторных устройств.
В описанных выше преобразователях частоты и смеси-
телях входной сигнал и напряжение гетеродина поступают
на электроды одного и того же транзистора. Вследствие
действия внутренней обратной связи наблюдается заметное
.168
взаимное влияние контура гетеродина на входную цепь и,
Наоборот, входной контур может влиять на частоту гетеро-
дина. Чем выше частота гетеродина, тем заметнее это вли-
яние.
Устранить это неприятное явление можно только приме-
нением каскодных преобразователей частоты.
Каскодные преобразователи частоты
Каскодные преобразователи частоты имеют много обще-
го с каскодными резонансными усилителями напряжения.
5
Рис. 78. Каскодные преобразователи частоты’по схеме об-
щий эмиттер — общий эмиттер:
а — с отдельным гетеродином; б — с совмещенным гетеродином
Каскодный преобразователь частоты по схеме общий
эмиттер — общий эмиттер может быть с отдельным (рис.
78,а) либо с совмещенным гетеродином (рис. 78,6). Первый
каскад является апериодическим усилителем напряжения
169
входного сигнала с резисторно-емкостной связью. Напряже-
ние сигнала, усиленное первым каскадом, поступает на ба-
зу второго каскада. В схеме рис. 78,а транзистор Тъ выпол-
няет функцию смесителя, в схеме рис. 78,6 — преобразова-
теля частоты с совмещенным гетеродином. Включение апе-
риодического усилителя между входным контуром и преоб-
разователем в значительной степени снижает взаимное вли-
яние между контурами, повышает устойчивость. Кроме
того, коэффициент передачи возрастает в 5—20 раз.
Каскодный преобразователь частоты по схеме общий
эмиттер — общая база также может быть с отдельным или
совмещенным гетеродином как с параллельным, так и с по-
Рис. 79. Каскодный преобразователь частоты по
схеме общий эмиттер — общая база
следовательным питанием транзисторов. Существует и опи-
сано большое количество каскодных преобразователей.
В преобразователе по схеме рис. 79 транзистор р-п-р Тг
является преобразователем частоты с совмещенным гетеро-
дином с общей базой; по отношению к входному сигналу
транзистор включен по схеме с общим эмиттером. Тран-
зистор п-р-п Тъ включен по схеме с общей базой и яв-
ляется по-существу резонансным усилителем ПЧ. На-
личие этого каскада практически полностью устраняет
связь контура ПЧ с входным и гетеродинным контурами,
что значительно повышает устойчивость усиления. Причем
транзистор Тг может быть сравнительно низкочастотным,
т. е. его предельная частота /а « (3—5)/пр. Например,
если /Пр = 465 кгц, то тогда возможно применение транзи-
сторов типа П10, П11, у которых /а > 1,0—1,5 Мгц.
Более подробно об особенностях налаживания преобра-
зовательных каскадов будет сказано в последней главе
книги, в разделе «Супергетеродинные приемники».
170
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
Для преобразования постоянного напряжения в перемен-
ное обычно применяются автогенераторы, т. е. усилители
с глубокой положительной обратной связью. Ранее рассма-
тривались гетеродины, применяемые для преобразования
частоты. Гетеродин также является преобразователем напря-
жения, поскольку он преобразует постоянное напряжение
источника питания в переменное. Полученные слабые коле-
бания можно усилить с помощью последующих каскадов
до желаемой мощности. Но генерировать могут не только
/УУШ г
5
Рис. 80. Формы генерируемых напряжений:
а — синусоидальная; б — прямоугольная; в — пилообразная
резонансные усилители. Существует большое количество
автогенераторов на транзисторах, где в качестве нагрузки
и элементов связи применяются апериодические трансфор-
маторы, резисторы и конденсаторы.
В зависимости от схемы генератора, выбора величины
и элементов связи, генерируемое напряжение может иметь
самую различную форму, как это показано на рис. 79.
На рис. 79,а изображено синусоидальное (гармоническое)
напряжение. Именно такую форму должно иметь выходное
напряжение гетеродина. На рис. 79,6 представлено напряже-
ние пилообразной формы, которое можно до некоторой степе-
ни считать искаженной синусоидой. Напряжение прямоу-
гольной формы (рис. 79,в) можно также представить в виде
синусоиды, у которой обрезаны вершины (показанные пунк-
тиром). Напряжение прямоугольной формы чаще называет-
ся импульсным (скачкообразным) напряжением. Основными
характеристиками синусоидального напряжения явля-
ются:
171
амплитудное напряжение им;
эффективное напряжение и = 0,7
частота f и период колебания Т — —.
Основными характеристиками импульсного напряжения
являются:
амплитуда импульса —
период повторения импульсов — Т;
частота повторения импульсов —/ == — ;
длительность импульса — т.
Рассмотрим несколько возможных схем генераторов (пре-
образователей напряжения), позволяющих получить импуль-
сные напряжения.
В качестве генератора прямоугольного напряжения часто
используются так называемые мультивибраторы. Синусои-
дальное напряжение можно получить с помощью RC —
генераторов. Кроме того, существует большое количество
других типов генераторов, но мы остановимся только на
мул ьти вибр атор ах.
Мультивибратор
Мультивибратором принято называть двухкаскадный
усилитель, у которого выходное напряжение в соответству-
ющей полярности вновь поступает на вход каждого из кас-
кадов. При таком включении оказывается, что транзисторы
этих каскадов пропускают ток через коллекторную нагруз-
ку не непрерывно, а по очереди: сначала первый транзистор,
затем второй, потом снова первый и т. д., причем ток коллек-
тора нарастает и спадает очень быстро. Связь между тран-
зисторами мультивибратора может быть резисторно-ем-
костной или трансформаторной.
Мультивибратор с резисторно-емкостной связью (рис.
81л) представляет собой двухкаскадный апериодический
усилитель напряжения. Положительная обратная связь
создается за счет того, что выходное напряжение с коллек-
тора транзистора через конденсатор С подается в цепь
базы транзистора Т2. В свою очередь, выходное напряже-
ние с коллектора транзистора 7г поступает в цепь базы
транзистора Тг.
Величины сопротивлений резисторов RK и 7?б подбирают-
ся таким образом, чтобы при отключении другого транзисто-
ра напряжение на коллекторе составляло всего несколько
172
десятых долей вольта. Такой режим работы транзистора
называется насыщенным состоянием. Для установки такого
режима необходимо соблюдение условия:
Яб<(О,5-О,7)0. /?к,
где Р — усиление по току применяемых транзисторов.
Поскольку транзисторы имеют большой разброс пара-
метров, то следует ориентироваться на минимальное значе-
ние р, гарантированное для данного типа.
Минимальная величина сопротивления резистора 7?к
обычно ограничивается максимальным током коллектора
и в среднем она составляет несколько килоом.
Рис. 81. Схема мультивибратора с резисторно-емкостной
связью (а) и форма генерируемого напряжения (б)
Форма генерируемых колебаний приведена на рис. 81,6.
Из рис. 81,6 видно, что напряжение на коллекторе перио-
дически меняет свою величину от максимума до минимума
(небольшого остаточного напряжения г/Ост). Обычно ампли-
туда импульса меньше напряжения питания на 0,5—1,0 в.
Таким образом, можно считать, что постоянное напряжение
питания преобразовано в переменное. Частоту повторения
импульсов Fn можно регулировать путем подбора величины
емкости конденсаторов связи С, ориентируясь на прибли-
женную формулу:
С = о g z----------Г , МК(Ь.
2rtFn (кгц) R6 (ком)
Например, требуется получить частоту Fn = 50 гц, Re =
= 20 ком. В таком случае
С = 2л 0,05 • 20 = 0,16 МК&'
Точное значение генерируемой частоты может быть уста-
новлено при регулировке мультивибратора путем подбора
173
конденсаторов С или изменением в небольших пределах но-
минала резистора Re-
: Достоинством рассмотренного преобразователя являет-
ся его простота, недостатком — низкий к. п. д. вследствие по-
терь энергии в резисторах RK. Такие мультивибраторы,
как правило, используются в качестве задающих генерато-
ров, предназначенных для раскачки усилителей мощности.
В тех случаях, когда необходимо получить высокий к. п. д. и
выходное напряжение больше, чем имеет источник питания,
- Е +
а 5
Рис. 82. Мультивибратор с трансформаторной связью:
а — по схеме с общим эмиттером; б — по схеме с общим кол-
лектором
применяются мультивибратор с трансформаторной свя-
зью. Такие мультивибраторы могут преобразовывать мощ-
ности, измеряемые десятками и даже сотнями ватт при к. п. д,
доходящем до 80—90%.
Мультивибратор с трансформаторной связью (рис. 82,а)
состоит из двух апериодических каскадов по схеме с общим
эмиттером. Коллекторной нагрузкой является первичная об-
мотка трансформатора Тр с отводом от середины. Положи-
тельная обратная связь создается с помощью вторичной
обмотки, также имеющей отвод от середины. Крайние выво-
ды обмотки II подключены к базам транзисторов, а на сред-
ний вывод подается через резистор Т?2 начальное смещение.
Для нормальной работы преобразователя необходимо
соблюдать определенную полярность включения первичной
и вторичной обмоток, указанную на рис. 82,а. Количество
витков обмотки II обычно в 3—5 раз меньше, чем в обмотке
/. Количество витков выходной обмотки, куда подключает-
ся нагрузка (например, выпрямитель), определяется прибли-
174
женным соотношением:
№3 = 0,7 • Fx,
Ei
где №г и Wz — соответственно количество витков первич-
ной и выходной обмоток;
^вых — напряжение на выходной обмотке под на-
грузкой.
Частота повторения импульсов такого мультивибратора мо-
жет составлять от десятков герц до нескольких десятков
килогерц.
В преобразователях напряжения, рассчитанных на боль-
шие мощности, необходимо предусмотреть применение ох-
лаждающих радиаторов, уменьшающих нагрев транзисто-
ров. Поскольку коллекторы мощных транзисторов соедине-
ны с корпусом, то эти радиаторы должны быть изолированы
от шасси устройства. И чем больше мощность преобразова-
теля, тем больше должны быть габариты радиаторов, что
затрудняет устройство их изоляции.
Устранить указанный недостаток можно путем включе-
ния транзисторов по схеме с общим коллектором подобно
тому, как это показано на рис. 82,6. Здесь заземлен минус
источника питания, а плюс подключен к средней точке
первичной обмотки трансформатора Тръ. Вторичная обмот-
ка этого трансформатора подключена к нагрузке. Необхо-
димое напряжение положительной обратной связи созда-
ется с помощью повышающей обмотки // трансформатора
Трг. Первичная обмотка этого трансформатора включена
между эмиттерами транзисторов. Количество витков обмот-
ки II трансформатора Трг должно быть в 4—6 раз больше,
чем обмотки /. Начальное смещение на базы подается через
резистор 7?х. Заземление корпусов транзисторов позволяет
закреплять их на металлическом шасси устройства совмест-
но с радиаторами, не прибегая к их изоляции, что упроща-
ет установку и эксплуатацию такого преобразователя напря-
жения.
АПЕРИОДИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Классификация
Принято считать усилителями мощности каскады, у ко-
торых полезная мощность, выделяемая в нагрузке, соизме-
рима с максимальной допустимой мощностью, рассеиваемой
транзистором. В соответствии с этим усилители могут быть
175
малой мощности (РВЫх<^ 0,3вт), средней мощности (Рвых =
= 0,3—3 вт) и большой мощности (Рвых > 3 вт). Каждая
из описанных ранее схем усилителей напряжения может
быть использована в качестве усилителя малой мощности,
но для этого необходимо соответствующим образом подоб-
брать величину оконечной нагрузки. В любительской прак-
тике чаще всего приходится иметь дело с усилителями мощ-
ности относительно низких частот, от нескольких десятков
герц до нескольких десятков килогерц. Обеспечить равно-
мерное усиление в столь широком диапазоне частот можно
только с помощью широкополосных апериодических усили-
телей мощности, о которых и пойдет речь.
В зависимости от того, куда включена нагрузка, усили-
тель может быть выполнен по схеме с общей базой, общим
эмиттером или общим коллектором. Иногда нагрузка быва-
ет разделена на две части, одна из которых включена в кол-
лекторную цепь, другая— в эмиттерную. Такая схема на-
зывается усилителем с разделенной нагрузкой.
Если нагрузка согласуется с выходным каскадом с по-
мощью трансформатора, то такой усилитель называется уси-
лителем с трансформаторным выходом. Усилители, в ко-
торых согласование с нагрузкой осуществляется без исполь-
зования выходного трансформатора, называют бестрансфор-
маторными. Иногда в литературе встречается термин «без-
железный усилитель». Это название относится к усилителям,
в которых вообще отсутствуют трансформаторы.
Усилители мощности могут быть однотактными или двух-
тактными.
Однотактным считается каскад, имеющий один или не-
сколько транзисторов, включенных в параллель и работаю-
щих непрерывно.
В двухтактном каскаде имеется четное количество тран-
зисторов, которые разбиты на две группы или два плеча,
работающие поочередно, последовательно во времени.
Другой важной характеристикой является положение
начальной рабочей точки на характеристике транзистора.
Однотактный каскад может иметь фиксированное смеще-
ние, не изменяющееся в процессе работы, либо переменное,
которое может меняться вручную или автоматически. В по-
следнем случае режим называется «со скользящей рабочей
точкой». Двухтактные каскады чаще всего работают в од-
ном из трех режимов, называемых режимами класса А,
В и АВ.
176
В режиме класса А устанавливается такое начальное сме-
щение, при котором коллекторный ток имеет большую вели-
чину. В режиме класса В, наоборот, устанавливается сме-
щение, при котором коллекторный ток очень мал. Режим
класса АВ является промежуточным между А и В.
Каждая из перечисленных нами схем имеет свои пре-
имущества и недостатки, что делает их применение в од-
них случаях рациональным и оправданным, а в других —
неправильным и мало эффективным.
В связи с этим представляет интерес рассмотреть осо-
бенности'основных схем с выявлением их положительных
и отрицательных качеств.
Однотактные усилители мощности
Это наиболее простые усилители, содержащие обычно
один транзистор, в чем их основное преимущество перед
двухтактными усилителями, содержащими не менее двух
Рис. 83. Схема однотактного усилителя мощности с транс-
форматорным выходом (а) и его рабочая характеристика (б)
транзисторов. Чаще всего они имеют выходной согласующий
трансформатор, позволяющий обеспечить согласование с на-
грузкой.
Усилитель мощности с трансформаторным выходом
(рис. 83,а) содержит один транзистор Ть выходной транс-
форматор Tpi с коэффициентом трансформации п (элементы
смещения и стабилизации не показаны). Здесь и далее мы
будем считать, что усиливаемая частота много ниже предель-
ной частоты транзистора fa а поэтому можно допустить,
что | Р | ~ р.
Максимальная неискаженная мощность сигнала, посту-
177
пающая в выходной трансформатор, определяется по фор-
муле:
р _ 1 о
* вых макс — ~су ’ в/72,
z 'н
где: Um = Е — U0CT — максимальная амплитуда напряже-
ния сигнала на первичной обмотке
трансформатора, в;
U0QT — минимальное напряжение на кол-
лекторе, при котором транзистор
еще обладает усилительными свой-
ствами, в.
гн
гнк -----сопротивление коллекторной нагру-
зки, ом.
Величина U0CT определяется типом транзистора и мак-
симальным током коллектора в данной схеме. В среднем
можно принимать иост = 0,5 в, хотя при максимально до-
пустимом токе коллектора величина и0Ст может доходить
до 1,0 в и более.
Мощность, выделенная в оконечной нагрузке, будет
несколько меньше, чем на входе трансформатора за счет
дополнительных потерь в нем:
Рк макс == Л^вых макс,
где л — коэффициент полезного действия трансформатора.
Обычно трансформаторы усилителей малой мощности
имеют л ~ 0,7 — 0,8, усилителей средней мощности л ~
« 0,8—0,9 и большой мощности л ~ 0,90—0,95 и более.
Постоянный ток коллектора /о устанавливается таким
образом, чтобы начальное положение рабочей точки тран-
зистора находилось на середине нагрузочной характеристи-
ки, как это показано на рис. 83,6. Области, где транзистор
теряет свои усилительные свойства, заштрихованы. Если
ток /о окажется больше или меньше требуемой величины,
то максимальное значение неискаженной выходной мощно-
сти уменьшится. Оптимальное положение рабочей точки
соответствует начальному току
j Р ^ОСТ (^)
° гнк (ком)
Если выразить гн. к через /о, то тогда формула для Рвых. Макс
ма.
178
примет вид:
/\ых макс — 2 № ^ост) (в) • Iq (Мй) M3S71-
На рис. 84 приведены результаты расчета величины
Рвых макс для различных значений напряжения источника
питания и тока коллектора при среднем значении U0CT =
= 0,5 в. Там же указаны ограничения, налагаемые возмож-
Рис. 84. Расчетные значения максимальной выход-
ной мощности для однотактного усилителя
ностями основных типов транзисторов, которые исполь-
зуются в усилителях мощности звуковой частоты.
Во-первых, ток /о не должен превосходить максимально
допустимого тока коллектора в режиме усиления; /о
/доп*
Во-вторых, напряжение источника питания не должно
быть больше половины максимально допустимого напряже-
ния на коллекторе Е < 0,5 //КМакс*
179
В-третьих, мощность, постоянно рассеиваемая на кол-
лекторе, не должна превосходить своего максимально допу-
стимого значения Рк = IQE = Рк доп.
В качестве примера на рис. 84 указаны границы допус-
тимых значений тока /0, напряжения источника питания Е
и Рк доп для транзисторов типа П13—П15 и П201 —П203. Со-
гасно этим данным максимальная выходная мощность од-
ного транзистора типа П13—П15 может быть не более
65 мет при Е = 7,5 в и / = 20 ма. Для транзисторов типа
Рис. 85. Согласование усилителя мощности с предшествующим каска-
дом посредством:
а — эмиттерного повторителя; б — каскада по схеме с общим эмиттером;
в — транзистора п-р-п ; г — трансформаторной связи
П201—П203, не имеющих дополнительных радиаторов, ве-
личина Рвых макс = 500 мет.
Данными рис. 85 можно пользоваться для определения
возможностей однотактных усилителей мощности независи-
мо от схемы включения транзистора.
Однотактный каскад отличается простотой конструкции,
но зато является весьма неэкономичным, поскольку на
коллекторе'постоянно рассеиваемая мощность равна РВых макс
независимо от того, есть сигнал или его нет. Кроме того,
работа при большом токе коллектора, исчисляемом десятка-
ми и сотнями миллиампер, приводит к значительному сни-
180
пая
Яэ2,
жению входного сопротивления (до нескольких ом). В свя-
зи с этим возникают определенные трудности, связанные со
стабилизацией режима работы однотактного каскада и его
согласованием с предшествующим усилителем напряжения.
Осуществляется это обычно с помощью согласующего каска-
да по схеме с общим коллектором или общим эмиттером
с непосредственной или трансформаторной связью.
Однотактный усилитель мощности с согласующим эмит-
терным повторителем (рис. 85,а) обладает относительно
высоким входным сопротивлением и хорошей стабильностью
режима работы транзисторов. Величина стабилизирующего
резистора выбирается таким образом, чтобы постоян-
ное напряжение на нем было порядка 1,0—1,5 в:
п 1,0—1,5 (в)
= -/Э2(ма) ! К0М>
где /Э2 — ток эмиттера транзистора /2.
В свою очередь 7?Э1 = 5/?Э2, а /?б2 = ЗУ^. Минималь-
емкость конденсатора Сэ, шунтирующего резистор
определяется соотношением:
2,5 • I (ма)
—г—г мкф,
fМИН
частота усиливаемого сигнала,
мощности НЧ /мин = 300 гц,
сэ =
/мин — минимальная
где
Например, в усилителе
/э2 == 6 ма. Тогда
Сэ» = 50,0 мкф.
При очень большом токе, когда сопротивление резистора
Т?э2 составляет всего несколько ом, можно обойтись без
шунтирующего конденсатора, емкость которого должна
составлять сотни микрофарад. Правда, это несколько умень-
шит усиление по напряжению, но зато позволит упростить
конструкцию усилителя.
Усилитель мощности с согласующим каскадом по схеме
с общим эмиттером (рис. 85,6). Постоянное напряжение
на стабилизирующем резисторе /?Э2 устанавливается рав-
ным не менее 3—4 в, в результате чего база этого транзи-
стора может быть подключена непосредственно к коллекто-
ру предшествующего каскада на транзисторе Т\. При та-
ком включении транзисторов получается значительный вы-
игрыш в усилении по напряжению. Емкости шунтирующих
конденсаторов СЭ1 и СЭг определяются по приведенной выше
181
формуле. Достоинством схемы рис. 85,6 является высокая
стабильность режима, недостатком — большое напряже-
ние на стабилизирующем сопротивлении, что снижает мак-
симальную мощность. Для компенсации этих потерь потре-
буется увеличить напряжение питания на 3—4 в, В этом
отношении усилитель по схеме рис. 85,а имеет преимущество,
так как потери напряжения составляют всего 1,0—1,5 в,
хотя имеет несколько меньшее усиление по напряжению.
Большим усилением и высокой эффективностью отличается
усилитель на транзисторах с р-п-р и п-р-п проводимостью.
Усилитель мощности на транзисторах р-п-р и п-р-п
(рис. 85,в) отличается тем, что стабилизация режима работы
обоих транзисторов осуществляется с помощью резисторов
R3l и Rs2, включенных одновременно в цепь эмиттера тран-
зистора 7\ и коллектора транзистора Т%. Таким образом,
изменение постоянного тока одного из транзисторов при-
ведет к изменению смещения транзистора 7\, а это вызовет
соответствующее увеличение или уменьшение тока транзи-
стора Та, восстанавливающее нарушенный режим.
Постоянное напряжение на резисторе 7?Кг должно со-
ставлять не менее 1,0—1,5 в. Сопротивление резистора
/?Э1 определяется по формуле:
R^ =0,2 Рмин Rkzj
где Рмин — минимальное усиление по току второго тран-
зистора, Обычно Рмин = Ю—20, поэтому R31 = (2—4)/?Кг.
Применение непосредственной связи целесообразно при-
менять при небольшом токе оконечного каскада. Если ток
большой, то может оказаться более выгодным применение
трансформаторной связи.
Усилитель мощности с согласующим трансформатором
(рис. 85,г) имеет то преимущество, что высокоомный выход
предшествующего каскада на транзисторе 7\ хорошо согла-
суется с низкоомным входом транзистора Тг посредством
понижающего трансформатора Tpv Выигрыш в усилении
по напряжению за счет применения трансформатора Tpt
по сравнению со схемой рис. 85,6 составляет величину ,
где п — коэффициент трансформации. Обычно п = 0,1—0,2,
поэтому выигрыш в усилении по напряжению должен быть
равен 5—10 .
Сопротивление резистора R^ выбирается равным 1 —
10 ом, резистора R3l = (5—10)Т?Э2. Необходимое значение
182
тока коллектора транзистора Тч устанавливается подбором
величины резистора R^. Напряжение смещения на базу
подается со средней точки делителя через низкоомную об-
мотку II согласующего трансформатора.
Рассмотренные однотактные усилители применяются
главным образом в маломощных устройствах. Для получе-
ния большой выходной мощности обычно применяются двух-
тактные усилители, отличающиеся высоким к. п.д и значи-
тельно лучшим использованием возможностей транзисторов.
Двухтактные усилители мощности
Двухтактный усилитель представляет собой сочета-
ние двух одинаковых однотактных каскадов с общей нагруз-
кой, а напряжение сигнала на входы этих каскадов подает-
ся в противофазе. Это значит, что, когда ток одного транзи-
Рис. 86. Схема двухтактного усилителя мощности с трансформа-
торным выходом (а) и его рабочая характеристика (б)
стара увеличивается, ток другого уменьшается и может даже
совсем прекратиться. Двухтактные усилители мощности
могут быть с трансформаторным и бестрансформаторным вы-
ходом.
Усилитель мощности с трансформаторным выходом
(рис. 86,а) представляет собой сочетание двух одинаковых
однотактных каскадов, имеющих общую нагрузку в виде
первичной обмотки трансформатора Tpv Напряжение си-
гнала на базы транзисторов подается в противофазе относи-
тельно средней точки обмотки II, на которую подается на-
чальное смещение.
183
Максимальная неискаженная выходная мощность, по-
ступающая в выходной трансформатор, определяется по
известной формуле:
1 U2
м
вых макс ~ -Q- • 7—
2 гнк
где: UM = Е — (70СТ — максимальная амплитуда напряже-
ния сигнала на одном плече первич-
ной, обмотки выходного трансфор-
матора, в;
гн
Гик — -~z —сопротивление коллекторной нагруз-
Рис. 87. Расчетные значения максимальной
выходной мощности для двухтактного уси-
лителя
С учетом потерь в трансформаторе максимальная полез-
ная мощность сигнала в оконечной нагрузке может быть на
5—10% меньше, чем Рвых макс.
184
Обычно двухтактные усилители работают в экономичном
режиме класса. АВ, когда начальное значение тока коллек-
тора /о в 5—10 раз меньше его максимального значения
/к макс*
/0 = (0,02 — 0,05) /к макс*
Величина тока /Кмакс определяется приближенным выра-
жением
т Е (в)
/к макс-
Начальное положение рабочей точки показано на
рис. 86,6, где представлены семейство коллекторных ха-
рактеристик транзистора и нагрузочная линия. Область
значений токов и напряжений, где транзистор теряет уси-
лительные свойства, заштрихована.
Рис. 88. Двухтактные усилители мощности с трансформаторным
выходом:
а — по схеме с общим коллектором; б — с разделенной нагрузкой
Если выразить гк через /Кмакс, то тогда формула для
Рвых макс примет вид:
Рвых макс = ~2 № ^ост) 1к макс*
На рис. 87 приведены результаты расчета величины
Рвых макс для различных значений напряжения источника пи-
тания и тока коллектора при среднем значении U0CT =
= 0,5 в. Там же указаны ограничения, налагаемые предель-
ными возможностями транзисторов.
Во-первых, максимальный ток коллектора не должен
185
превосходить максимально допустимого тока коллектора
в режиме переключения: /к макс </к доп*
Во-вторых, напряжение источника питания не должно
быть более половины максимального допустимого напря-
жения на коллекторе Е < 0,5 U& макс*
В-третьих, максимальная мощность, рассеиваемая каж-
дым транзистором, не должна превосходить максимально
допустимого значения.
Мощность, рассеиваемая транзисторами, работающими
в классе АВ, имеет две составляющие. Первая обусловлена
протеканием постоянного тока /о и примерно в 20—50 раз
меньше величины РВЫхмакс* Вторая составляющая связана
с потерями энергии усиленного сигнала в области коллек-
торного перехода. Теоретически ее величина может быть
меньше РВыХмакс в 3,5 раза, но практически получается толь-
ко в 2,5—3 раза. Поскольку транзисторы работают по оче-
реди, то рассеиваемая мощность делится между ними поров-
ну. Следовательно, максимальная величина мощности, рас-
сеиваемой каждым транзистором, примерно в 4—5 раз
меньше максимальной выходной мощности:
Рк макс = (0,2 0,25) Рвых макс*
Таким образом, если предположить Ркмакс = РКДОп> то
тогда Рвых макс = (4—5) Рк доп. Т. е. двухтактный усилитель
класса АВ может обеспечить максимальную выходную
мощность почти в 4—5 раз больше допустимой мощности,
рассеиваемой одним транзистором. Например, если Ркдоп =
150 мет, то тогда РВЫхмакс = = (4—5). 150 = 600 —
750 мет.
Но на практике величина Рвых макс обычно не делается
более (1,5—2,0) Ркдоп. Дело в том, что при больших токах
коллектора наблюдается значительное искажение выходного
сигнала в усилителях по схеме с общим эмиттером. Эти
искажения усугубляются снижением коэффициента 0 тран-
зисторов. Существуют усилители, в которых эти явления
проявляются значительно слабее. Одним из них является
усилитель мощности на составных транзисторах по схеме
с общим коллектором.
Усилитель мощности по схеме с общим коллектором
(рис. 88,а) отличается очень малым выходным и большим
входным сопротивлением. Коэффициент усиления по напря-
жению (со входа первой пары транзисторов до выхода вто-
рой пары) меньше единицы и составляет обычно величину
186
Ки = 0,5—0,7. Следовательно, для получения максималь-
ной мощности необходимо, чтобы напряжение на входе кас-
када было по крайней мере в 1,5—2 раза больше, чем на
выходе. В свою очередь, напряжение сигнала на первичной
обмотке трансформатора составляет не более (0,5—0,7) Е.
По этим причинам обмотка //'трансформатора Тр± должна
быть повышающей. Обычно каждая из двух одинаковых
между собой секций этой обмотки содержит в 2,5—3 раза
больше витков, чем первичная обмотка. Изготовление тако-
го согласующего трансформатора сопряжено с некоторыми
трудностями, но зато достигаются хорошие результаты,
например, Рвых макс — 5 . Рк доп, а к.п.д. = 70% при не-
значительных искажениях сигнала.
К сожалению, из-за сложности изготовления качествен-
ного повышающего согласующего трансформатора усили-
тели по схеме рис. 88,а пока еще редко применяются в лю-
бительской практике. Следует указать, что в последние годы
в ряде зарубежных журналов были опубликованы схемы
усилителей, которые обладают всеми положительными свой-
ствами усилителя по схеме рис. 88,а, но зато не требуют
сложных согласующих трансформаторов. Такие усилители
называются усилителями с разделенной нагрузкой.
Усилитель мощности с разделенной нагрузкой (рис.
88,6) отличается тем, что примерно 25% первичной обмотки
трансформатора Тр2 включено в эмиттерную цепь, а осталь-
ные 75% —в коллекторную цепь выходных транзисторов
Тз и Ti, таким образом, количество витков в коллекторной
цепи в 3 раза больше, чем в эмиттерной. При таком включе-
нии нагрузки выходной каскад оказывается охваченным
глубокой отрицательной обратной связью, вследствие чего
коэффициент усиления каскада по напряжению равен отно-
о
шению витков = 3.
Следовательно, согласующий трансформатор уже не
должен быть повышающим. В таких случаях каждая из
одинаковых секций вторичной обмотки трансформатора
Tpi содержит столько же витков, что и первичная.
Усилитель с разделенной нагрузкой по схеме рис. 88,6
является как бы промежуточным между усилителем по схе-
ме с общим эмиттером (рис. 86,а) и общим коллектором (рис.
88,а). Усилители мощности по схеме рис. 88,6 обычно при-
меняются в высококачественных усилителях НЧ на 5—50 вт.
В тех случаях, когда требуется равномерное усиление сигна-
187
ла в широком диапазоне частот, например, от 20 гц до
20 кгц, то желательно выполнить предыдущий усилитель на-
пряжения по схеме с общим коллектором. Низкое выходное
сопротивление этого каскада устранит влияние неравномер-
ности частотной характеристики трансформатора Tpi на
качество усилителя.
Усилители мощности с трансформаторным выходом об-
ладают высоким к. п. д., большим усилением по мощности,
но страдают серьезным недостатком: для качественной рабо-
ты таких усилителей необходимы сложные трансформаторы.
В тех случаях, когда выходной трансформатор должен иметь
коэффициент трансформации близким к единице (п 1),
целесообразно использовать двухтактные усилители с бес-
трансформатор ным выходом.
Двухтактные усилители мощности
с бестрансформаторным выходом
Усилители этого типа все шире применяются как в лю-
бительских, так и в промышленных конструкциях. Отсут-
ствие громоздкого выходного трансформатора, высокий
к. п. д, простота устройства и конструкции делают их весьма
перспективными.
Главной особенностью усилителей с бестрансформатор-
ным выходом является последовательное питание транзи-
сторов по постоянному току и параллельное по переменному.
Это позволяет повышать напряжение источника питания
до величины ЕКмакс применяемых в выходном каскаде тран-
зисторов. Получили распространение каскады по схеме с об-
щим эмиттером и общим коллектором на одинарных или
составных транзисторах.
Каскады по схеме с общим эмиттером обеспечивают зна-
чительное усиление как по напряжению, так и по мощности.
Каскады по схеме с общим коллектором обеспечивают до-
статочное усиление по мощности и не дают усиления по на-
пряжению, по зато имеют малые искажения сигнала по
сравнению с общим эмиттером. По этой причине каскады по
схеме с общим коллектором получили наибольшее рас-
пространение.
На рис. 89 приведена схема усилителя мощности (с бес-
трансформаторным выходом) на трех транзисторах. Тран-
зистор 1\ выполняет функции предварительного усилителя
и стабилизатора начального смещения выходных транзи-
те
Ркс. 89. Схема усилителя мощно-
сти с бестрансформаторным выхо-
дом на трех транзисторах
сторов. Необходимое начальное смещение на базах транзисто-
ров Т2 и Тз создается за счет постоянного напряжения на
резисторе RCl создаваемого током коллектора транзисто-
Ра Л- m
Поскольку транзисторы 7г и Тз включены по постоян-
ному току последовательно, то их коллекторные токи будут
одинаковыми. Начальное значение тока коллектора /о
устанавливается обычно в
20—30 раз меньше макси-
мального тока /к макс- По
мере уменьшения значений
начального тока улучшает-
ся экономичность усили-
теля, но зато увеличива-
ется искажение сигнала.
Для стабильной работы
выходного каскада с ма-
лыми нелинейными иска-
жениями необходимо, что-
бы выполнялись следую-
щие условия.
1. Постоянный ток кол-
лектора транзистора Тi дол -
жен составлять не менее одной трети от начального значения
коллекторного тока выходных транзисторов:
2. Постоянное напряжение на эмиттерах выходных тран-
зисторов должно быть равно половине напряжения источни-
ка питания: U — 0,5Е.
Первое условие удовлетворяется выбором соответству-
ющих значений сопротивления резисторов Re2 и R3,
второе — путем выбора сопротивления резистора RK так,
чтобы
/К1 (2RK + RC)=E.
Обычно величина сопротивления смещения Rc в 10 раз
меньше, чем RK, а поэтому можно приближенно считать
2/к • /?к — откуда
Более точно величина напряжения U устанавливается
уже при регулировке собранного усилителя изменением в не-
189
больших пределах тока транзистора 7\ путем подбора номи-
нала резистора R^-
Минимальное значение емкости переходного конденса-
тора Сп может быть определено по приближенной формуле:
п 150 ,
Сп ~ ;—б---1---Г МКф,
гн (°м) ’ Fmhh
где FMhh—минимальная частота усиливаемого сигнала.
Например, имеется усилитель мощности нивкой частоты,
нагрузкой которого является динамический громкоговори-
тель, сопротивление звуковой катушки которого гп = 6 ом.
Необходимо, чтобы усилитель воспроизводил частоты выше
FMHH = 0,3 кгц. Тогда емкость конденсатора Сп должна быть
не менее, чем
Сп « « 8О’° МКФ-
О • и,о
Для оценки величины максимальной выходной мощности
бестрансформаторного усилителя можно воспользоваться
данными рис. 87, но при этом сделать поправку на то, что
14 0,4Е.
Достоинством усилителя по схеме рис. 89 является про-
стота устройства и отсутствие трансформаторов. Недостат-
ком — малое входное сопротивление выходного каскада.
Действительно, каждый из транзисторов Т% и Тз включен
по схеме с общим коллектором, и входное сопротивление
каскада примерно в 0 раз больше сопротивления оконечной
нагрузки. Например, если гн = 6 ом, 0 = 20—40, то тогда
Гвх « 120—240 ом.
С целью повышения входного сопротивления можно ре-
комендовать применение транзисторов с большим 0 = 100—
150, что не всегда возможно в любительских условиях.
Увеличить входное сопротивление выходного каскада
можно также и при использовании транзисторов с относи-
тельно малым значением 0, включив дополнительный кас-
кад по схеме с общим коллектором, как это показано на
рис. 90.
Усилитель по схеме рис. 90,а отличается тем, что рези-
сторы, определяющие режим работы выходного каскада,
включены в цепь эмиттера транзистора 7\ база которого
имеет непосредственную связь с коллектором транзистора
Ti. Применение согласующего эмиттерного повторителя на
транзисторе Тг позволяет не только увеличить входное со-
противление выходного каскада примерно в 10—20 раз,
190
- Е +
Рис. 90. Схема усилителя мощности с бестрансфор-
маторным выходом:
а — на четырех транзисторах; б — на пяти транзисторах;
в — на шести транзисторах
191
но также устранить влияние разброса параметров транзи-
сторов на качество работы усилителя. Кроме того, сопротив-
ление резистора 7?к может быть увеличено в 2—3 раза по
сравнению с резистором R3? за счет уменьшения тока тран-
зистора 7\. А это, в свою очередь, увеличивает усиление по
напряжению примерно в 2—2,5 раза.
Усилитель мощности по схеме рис. 90,6 отличается тем,
что здесь имеются два дополнительных эмиттерных повторите-
ля на транзисторах Тз и Тз. Таким образом, выходной каскад
собран на двух составных транзисторах р-п-р (Тг, Тз) и
п-р-п (7\, Т5). Резисторы Ri и 7? 2 необходимы для установки
некоторого начального тока коллекторов транзисторов Тз
и Т±. В некоторых случаях эти резисторы могут отсутство-
вать, но тогда возможно появление заметных искажений при
малом уровне сигнала.
Как показывает практика, для надежной температурной
стабилизации режима работы усилителя мощности по бес-
трансформатор ной схеме целесообразно заменить резистор
7?с в цепи смещения термистором или другим нелинейным
сопротивлением с отрицательным температурным коэффици-
ентом. Обычно с этой целью используется точечный или пло-
скостной германиевый диод, включенный в прямом направ-
лении, как это показано на рис. 90,в. Поскольку сопротив-
ления различных образцов диодов могут иметь значительный
разброс, то в ряде случаев возможно придется шунтировать
диод Дг резистором, сопротивление которого обычно в 2—
3 раза меньше, чем’/?э-
Усилитель по схеме рис. 90,в имеет две особенности.
Во-первых, второй составной транзистор (Т4, Т5) выпол-
нен на комбинации транзисторов р-п-р и п-р-п, включен-
ных соответствующим образом. Это обстоятельство позволя-
ет использовать в оконечном каскаде мощные р-п-р тран-
зисторы, широко распространенные в любительской прак-
тике, например, типа П201—П203. Мощными п-р-п тран-
зисторами радиолюбители пока не располагают.
Во-вторых, напряжение питания на коллекторы тран-
зисторов Ti и Тз подается через сопротивление оконечной
нагрузки. При таком включении наблюдается некоторое
повышение коллекторного напряжения указанных транзи-
сторов (примерно на 20—30%) при большом уровне сигна-
ла за счет перезаряда переходной емкости Сп. Это, в свою
очередь, приводит к увеличению амплитуды напряжения
сигнала на входах транзисторов Т3, Т5.
192
Следует указать, что описанное включение транзисторов
Т2 и ?4, так же, как применение стабилизирующего диода
и составного п-р-п, р-п-р транзистора возможно в ряде
других усилителей мощности с бестрансформаторным вы-
ходом, например, по схемам рис. 89, 90,а, 90,6.
Защита усилителей мощности от перегрузок
Когда хотят подчеркнуть недостатки транзисторов, то
обычно указывают на их повышенную чувствительность
к перегрузкам. Транзистор по принципу своего действия
является весьма долговечным прибором. При правильной
эксплуатации срок его службы может исчисляться десятка-
ми и даже сотнями тысяч часов. Но бывает иногда достаточ-
но даже непродолжительной работы с перегрузкой, как мо-
жет произойти выход его из строя.
В усилителях напряжения, работающих, как правило,
при небольших питающих токах и напряжениях, вероят-
ность аварийного режима невелика. Но вот в усилителях мощ-
ности вполне возможны в ряде случаев перегрузки. Чаще
всего это наблюдается в результате нарушения теплового
режима работы выходных транзисторов, либо резкого изме-
нения величины нагрузки усилителя.
С целью улучшения условий отвода тепла от выходных
транзисторов рекомендуется снабжать их охлаждающими
радиаторами, располагать в таком месте, где возможна цир-
куляция воздуха. Необходимо также следить за тем, чтобы
усилитель имел всегда нагрузку, на которую он рассчитан.
Изменение сопротивления нагрузки, либо короткое замы-
кание в цепи нагрузки могут вывести усилитель из строя.
Усилители с трансформаторным выходом класса АВ и
В очень чувствительны к режиму холостого хода, т. е.
когда нагрузка полностью отключена гн = сю. В таком
режиме максимальное напряжение на коллекторах транзи-
сторов при максимальной громкости будет примерно в два
раза больше напряжения источника питания. Именно по-
этому с целью предосторожности не рекомендуется исполь-
зовать транзисторы при напряжении питания более, чем
половина £кмакс.
Усилители с бестрансформаторным выходом, наоборот,
весьма чувствительны к короткому замыканию, т. е. когда
выход усилителя закорочен гн = 0. В таком случае при
максимальной громкости выходной ток оконечных транзи-
7 557
193
сторов может в десятки раз превосходить максимально до-
пустимый ток коллектора. Вследствие этого транзисторы
могут выйти из строя в течение нескольких тысячных долей
секунды. А это, как правило, влечет за собой перегрузку
источников питания и все вытекающие из этого последствия.
Что можно рекомендовать для предотвращения выхода
из строя оконечных транзисторов?
Во-первых, обеспечить требуемую величину сопротивле-
ния оконечной нагрузки, предупредить возможность ее
отключения или закорачивания. Последнее особенно важ-
но для бестрансформаторных усилителей.
Во-вторых, в эмиттерные цепи оконечных транзисторов
следует включить токостабилизирующие и токоограничива-
ющие сопротивления, например, проволочные резисторы
на 0,5—5 ом либо низковольтные лампы накаливания авто-
мобильной серии. Нити этих ламп выполнены из вольфрама,
сопротивление которого возрастает с увеличением темпера-
туры. В свою очередь, температура зависит от тока, проте-
кающего по нити: чем больше ток, тем выше ее температура,
следовательно, тем больше сопротивление. Т. е. нить на-
каливания ведет себя как термистор, но рассчитанный на
большую мощность. Такой способ позволяет одновременно
повысить температурную стабильность каскада и исключить
выход из строя транзисторов. Обычно это используется
в усилителях с выходной мощностью в 10—20 вт и более.
Распространены также и другие способы защиты усили-
телей мощности от перегрузок. Например, применений лег-
коплавких предохранителей между источником питания и
усилителем. Но такие предохранители имеют значительный
разброс тока срабатывания и время плавления, которое мо-
жет превосходить время, необходимое для пробоя транзисто-
ра. Совсем недавно стали применяться разного рода элект-
ронные устройства, как правило, на транзисторах, которые
осуществляют практически мгновенное отключение питания
в случае появления перегрузок. Но рассмотрение таких
устройств выходит за пределы книги.
ГЛАВА IV
УСИЛИТЕЛЬНАЯ, ПРИЕМНАЯ И ИЗМЕРИТЕЛЬНАЯ
АППАРАТУРА НА ТРАНЗИСТОРАХ
В предшествующих главах рассматривались усилитель-
ные свойства и возможности транзисторов, а также основ-
ных усилительных каскадов. Используя эти сведения, мож-
но рассмотреть работу и возможности практически любой
любительской схемы на транзисторах. А таких схем может
быть очень много, гораздо больше, чем было рассмотрено
выше. Но если разобраться в них, то окажется, что они со-
стоят из различных комбинаций уже известных основных
схем.
Транзисторы в наше время находят применение в самых
различных областях науки и техники. Одно только пере-
числение этих областей может занять много места. В дан-
ном случае мы ограничимся устройствами, в которых в пер-
вую очередь заинтересованы радиолюбители. Рассмотрим
усилители низкой частоты (НЧ), радиоприемники прямого
усиления и супергетеродины, а также простейшие измери-
тельные приборы, необходимые любителю в его повседнев-
ной деятельности.
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Усилители низкой частоты (НЧ) предназначены для уси-
ления слабых электрических сигналов в диапазоне звуко-
вых частот, от 20 гц до 20 кгц. На практике обеспечить рав-
номерное усиление в столь широком диапазоне частот удает-
ся только в высококачественных усилителях НЧ, изготовле-
7*
195
ние и налаживание которых под силу пока опытным радио-
любителям. Обычно полоса пропускания частот хороших
стационарных усилителей находится в пределах от 50—100 гц
до 5,0—12 кгц. В транзисторных приемниках, в особенности
самых простых, полоса пропускания еще уже и находится
в пределах от 300 гц дрЗкгц. При этом ограничение*полосы
пропускаемых частот связано с возможностями громкогово-
рителей, являющихся оконечной нагрузкой усилителей НЧ.
Чем меньше геометрические размеры громкоговорителя,
тем уже полоса воспроизводимых им частот, тем заметнее
их неравномерность. Особенно это заметно в карманных
и переносных приемниках, где применение даже самого
высококачественного усилителя НЧ не может компенсиро-
вать ограниченные возможности малогабаритных громкого-
ворителей.
Кроме полосы пропускания, радиолюбителя обычно ин-
тересует величина максимальной выходной мощности и чув-
ствительность со входа. Максимальная выходная мощность
усилителя НЧ выбирается, исходя из назначения устрой-
ства. Например, усилитель НЧ для простого детекторного
приемника может иметь выходную мощность в 15—20 мет.
Этой мощности вполне достаточно для озвучивания комнаты
средних размеров (при использовании динамического гром-
коговорителя). Для индивидуального прослушивания радио-
передач на головной телефон или громкоговоритель будет
достаточно иметь выходную мощность в 5 мет.
В карманных и переносных приемниках максимальная
выходная мощность усилителя НЧ обычно составляет 50—
150 мет. При этом нередко радиолюбители в погоне за воз-
можно большей громкостью своего приемника стремятся
добиться возможно большей выходной мощности, не обра-
щая внимания на возможности громкоговорителя. Ведь
громкоговорители каждого типа рассчитаны на вполне опре-
деленную мощность, выше которой они вносят сильные иска-
жения. На практике рекомендуется загружать громкогово-
ритель не более чем его половинной мощностью. Например,
динамический громкоговоритель типа 0,1 ГД-6 рассчитан
на мощность 100 мет. Поэтому целесообразно его эксплуа-
тировать совместно с усилителем НЧ на выходную мощность
до 50—70 мет, не более.
Усилители НЧ переносных магнитофонов и телевизоров
могут иметь максимальную выходную мощность до 0,5—
1,0 вт. Стационарные усилители обычно располагают вы-
196
ходной мощностью от 2—3 вт до 20—50 зт, а иногда и бо-
лее.
Чувствительность усилителя НЧ указывает необходи-
мую величину напряжения сигнала на его входе, при кото-
рой усилитель развивает так называемую номинальную мощ-
ность. Номинальная мощность меньше максимальной не
намного, примерно на 20—30%. Но зато уровень искажений
при номинальной выходной мощности значительно меньше,
чем при максимальной. Чувствительность усилителей НЧ
детекторных и других простых приемников должна быть
достаточно высока и находиться в пределах от 2—3 до 10—
15 мв. В более сложных карманных и переносных приемни-
ках чувствительность усилителя НЧ не делается лучше 3—
5 мв, так как при дальнейшем повышении чувствительнос-
ти может заметно проявиться внутренний шум транзистора
первого каскада.
Усилители, предназначенные для работы со звукоснима-
телем, могут иметь чувствительность 50—100 мв, но зато
высокоомное входное сопротивление не менее 100—200 ком.
Особые требования предъявляются к усилителям НЧ
портативных и стационарных магнитофонов. Их чувствитель-
ность должна быть не хуже долей или единиц милливольта
при очень малом собственном шуме. Кроме того, частотная
характеристика такого усилителя должна меняться в зави-
симости от режима работы (запись или воспроизведение).
При записи должен происходить подъем более высоких
частот, при воспроизведении, наоборот, завал высоких ча-
стот и подъем низких.
Обеспечить все необходимое усиление одним каскадом
практически не удается. Приходится применять много-
каскадные усилители, в которых напряжение сигнала после-
довательно усиливается до необходимой величины. Мно-
гокаскадные усилители обладают той неприятной особеннос-
тью, что они склонны к самовозбуждению, причем эта склон-
ность повышается по мере увеличения числа каскадов с об-
щим эмиттером. С целью предохранения устройства от воз-
буждения каскады, как правило, разделяются между собой
по цепям питания с помощью развязывающих фильтров.
Как показывает практика, один такой фильтр может питать
сразу два каскада. Рекомендуется также чередование кас-
кадов с общим эмиттером и общим коллектором и транзисто-
ров различной проводимости. Практика налаживания лю-
бительских транзисторных схем говорит о том, что склон-
197
ность к самовозбуждению наблюдается в усилителях, где
число каскадов с общим эмиттером больше двух.
Следует указать, что в каждом усилителе (за исключени-
ем простейших) должен быть по крайней мере хотя бы один
орган управления — регулятор громкости. С его помощью
можно изменять в желаемых пределах уровень входного
сигнала и тем самым регулировать громкость звучания.
Теперь, после краткого вступления, рассмотрим несколь-
ко конкретных схем усилителей НЧ различного назначе-
ния.
Усилитель НЧ к детекторному приемнику
Основным достоинством детекторного приемника явля-
ется простота его устройства и высокая чистота звука, осо-
бенно при приеме ближних и мощных радиостанций. Недо-
Рис. 91. Схема усилителя НЧ к детекторному приемнику
статком можно считать очень малую громкость звучания,
что объясняется отсутствием последующего усиления сигна-
ла за детектором. Добиться более громкой работы детектор-
ного приемника можно за счет добавления к нему усилите-
ля НЧ на двух-трех транзисторах с питанием от батарей.
Кроме того, в результате этой переделки значительно возра-
стет дальность приема. В качестве примера на рис. 91 при-
ведена схема усилителя НЧ на трех транзисторах, облада-
ющего высокой чувствительностью.
Усилитель (рис. 91) содержит три каскада по схеме с об-
щим эмиттером. Связь между каскадами непосредствен-
ная, со взаимной стабилизацией режима работы. Усилитель
имеет следующие параметры: максимальная выходная мощ-
ность около 20 мет, полоса воспроизводимых частот от
198
300 гц до 3 кгц, чувствительней с баз н иер^лэ каскада
(транзистор 7\) порядка 2—Змв. Источником питания могут
служить две батареи типа КБС-Л-0,5, соединенные последо-
вательно, либо одна батарея типа «Крона». Потребляемый
ток составляет 7—8 ма.
Выходной каскад выполнен по трансформаторной схе-
ме. Его оконечной нагрузкой является звуковая катушка
динамического громкоговорителя типа 0,1 ГД-1.
В усилителе могут быть использованы практически лю-
бые исправные низкочастотные транзисторы р-п-р (напри-
мер, типа П13—П16, П39—П41, ГТШАит. п.) и п-р-п (П8—
ПН, П101—П103) без какого-либо предварительного отбо-
ра их по Р и /ко. Это возможно благодаря взаимной стабили-
зации режимов всех трех транзисторов, включенных по схе-
ме с общим эмиттером. Напряжение начального смещения на
базу транзистора 7\ создается делителем Т?2, /?з. Для устра-
нения взаимного влияния между каскадами применены два
развязывающих фильтра. Один (Т?4, Сь) — в цепи питания,
другой (Сб, 7?в, Се) — в цепи эмиттера транзистора Тг.
Входной сигнал НЧ подается на первый каскад усилителя
с потенциометра являющегося нагрузкой детектора, вы-
полненного на точечном диоде Дг типа Д1А. Напряжение
высокочастотного сигнала поступает на вход детектора с ка-
тушки связи L2 настраиваемого резонансного контура. Для
получения номинальной выходной мощности около 15 мет
напряжение ВЧ сигнала на катушке L2 должно составлять
не менее 50—60 мв. Получить столь значительное напряже-
ние в детекторном приемнике можно только при условии
применения качественной наружной антенны и хорошо вы-
полненного заземления.
Конструкция имеет минимальное количество самодель-
ных деталей. При наличии готового детекторного приемни-
ка необходимо вместо головного телефона подключить по-
тенциометр 7?! типа СП—2 на 5,1—10 кеш, который будет яв-
ляться регулятором громкости. Если приемник отсутству-
ет, то его можно сделать по следующим данным.
Катушка Lr наматывается внавал проводом ПЭЛ или
ПЭВ диаметром 0,1 мм на стержень ферритовой антенны диа-
метром 7—8 мм и длиной 80—100 мм. Длина намотки 40 —
50 мм. Для работы в диапазоне средних волн (СВ) катушка
должна содержать около 80 витков, а для ДВ — при-
мерно 200 витков. Количество витков катушки связи £2
должно быть в 8—10 раз меньше, чем Lv Катушка связи
199
наматывается поверх катушки £х, вблизи ее заземленного
конца.
Диод Д1 типа Д1А может быть заменен практически лю-
бым диодом серий Д1, Д2, и Д9. Электролитические конден-
саторы Сз ,Ci, С5, Се, С8 типа ЭМ или «Тесла». Конденса-
9
тор С2 типа КПК-1 на пф. С его помощью подбирается
оптимальная связь контура с антенной. Конденсатор пере-
менной емкости Cj — на пф от вещательного приемника.
Выходной трансформатор Тр и громкоговоритель от од-
ного из промышленных транзисторных приемников, причем
средний вывод первичной обмотки не используется.
Налаживание собранного усилителя заключается в из-
мерении напряжения на резисторе 7??и потребляемого тока.
Если детали исправны и в монтаже нет ошибок, измерен-
ные значения могут отличаться от указанных на схеме в пре-
делах ±15%. При отклонении более 25—30% следует
выключить питание и проверить правильность монтажа,
исправность деталей.
В заключение следует указать, что описанный усилитель
вполне удовлетворительно работает в простых карманных
приемниках прямого усиления, где между входным конту-
ром и детектором имеются один-два каскада усиления ВЧ.
Усилитель НЧ для карманного приемника
На рис. 92 приведена схема усилителя НЧ, предназначен-
ного для простого карманного приемника. Максимальная
выходная мощность около 100 мвпг, чувствительность со вхо-
да порядка 15—20 мв. Полоса пропускаемых частот от 300
до 3000 гц. В усилителе используются три низкочастотных
р-п-р транзистора с коэффициентом усиления по току не
менее (3 = 15—20. Источником питания могут служить ба-
тарея «Крона», аккумулятор типа 7Д-0,1 либо соединенные
последовательно две батареи типа КБС-Л-0,5. При отсут-
ствии сигнала усилитель потребляет ток около 4ма, а в ре-
жиме максимальной громкости — до 20 ма.
Первый каскад на транзисторе Тг осуществляет предва-
рительное усиление напряжения сигнала. Его коллектор-
ной нагрузкой является первичная обмотка согласующего
трансформатора Tpi. Вторичная обмотка этого трансфор-
матора состоит из двух одинаковых секций, включенных
последовательно. На среднюю точку подается напряжение
200
смещения, необходимое для установки режима работы
выходных транзисторов Тз и 7з.
Выходной каскад выполнен по двухтактной схеме с транс-
форматорным выходом и работает в режиме класса АВ. Око-
нечной нагрузкой каскада является звуковая катушка дина-
мического громкоговорителя типа 0,1ГД-6, 0,1ГД-8,
0,15ГД-1, 0,2ГД-1 и других. Необходимо только, чтобы со-
противление катушки громкоговорителя было порядка
6—10 ом.
Рис. 92. Схема усилителя НЧ для карманного при-
емника
Режим работы транзистора 7\ стабилизирован резистора-
ми 7?з, Rs и Re. Режим транзисторов 7\ и Тз стабили-
зируется током эмиттера транзистора Tlt проходящим че-
рез резистор Re. Между плюсом питания и эмиттерами тран-
зисторов Г2 и Тз включено малоомное сопротивление в виде
двух запараллеленных резисторов по 22 ома. Наличие это-
го сопротивления практически исключает влияние разбро-
са параметров применяемых транзисторов на режим кас-
када. В случае непосредственного подключения эмиттеров
Тъ и Тз к плюсу питания возможно потребуется подобрать
для выходного каскада транзисторы с близкими значениями
коэффициента р.
Все детали, необходимые для изготовления усилителя,
берутся готовыми. Транзисторы могут быть типа П14, Ш6,
П39—П41. Возможно также применение транзисторов типа
П13. Трансформаторы Tpi и Тр% от карманного приемника
промышленного производства, например, «Сокол», «Топаз»,
«Селга», «Мир» и т. п. Важно только не перепутать между со-
бой согласующий и выходной трансформаторы, так как
201
они обычно отличаются только клеймом ТС (или С) и ТВ
(или В).
Электролитические конденсаторы типа ЭМ на рабочее
напряжение 10 в. Рабочее напряжение конденсатора Сз мо-
жет быть понижено до 4—6 в, а емкость увеличена до 20,0—
25,0 мкф. Что касается конденсаторов Сг и С<, то их емкость
целесообразно увеличить до 30,0—100,0 мкф. Конденсатор
Сб, шунтирующий первичную обмотку трансформатора Тр2,
типа БМ или МБМ на 0,05 мкф, 100 в. Резисторы типа УЛМ
или МЛТ-0,5. Потенциометр Ri желательно иметь совме-
щенный с выключателем питания.
Налаживание собранного усилителя сводится к провер-
ке режимов работы транзисторов. Измерения производятся
с помощью миллиамперметра и вольтметра постоянного то-
ка. В случае использования транзисторов с малым значением
коэффициента 0 возможно придется несколько уменьшить
сопротивление резистора R2 (до 16—18 ком).
Описанный усилитель может быть использован как в при-
емниках прямого усиления, так и в супергетеродинах. В слу-
чае необходимости можно улучшить чувствительность усили-
теля путем добавления апериодического каскада с резистор-
но-емкостной связью. Усилитель в таком виде может быть
использован для простейшего магнитофона с питанием от
батарей.
Усилитель НЧ для простейшего батарейного
магнитофона
Ранее говорилось об особенностях усилителей для магни-
тофонов. Если не предъявлять к портативному магнитофону
высоких требований, а использовать его только для записи
речи, то его схема может быть значительно упрощена, а
количество транзисторов, используемых в усилителе воспро-
изведения, уменьшено до четырех.
В качестве примера на рис. 93 приведена принципиаль-
ная схема простейшего двухдорожечного детского магнито-
фона на четырех транзисторах с питанием от двух батарей
типа КБС-Л-0,5. Отличие от предыдущей схемы заключается
в наличии дополнительного усилительного каскада, пере-
ключателя рода работ и универсальной головки, использу-
емой при записи и воспроизведении.
При записи громкоговоритель отключается, а универ-
сальная головка подключается к коллектору транзистора
202
Т± выходного каскада. В режиме воспроизведения громко-
говоритель подключается ко вторичной обмотке выходного
трансформатора, а универсальная головка подключается
на вход усилителя.
Чувствительность усилителя высока, около 2—3 мв,
поэтому в режиме записи от звукоснимателя или трансля-
ционной сети необходимо пользоваться дополнительным де-
лителем напряжения, обведенным на схеме рис. 93 пункти-
ром.
Рис. 93. Схема усилителя для простейшего магнитофона
Механика перематывающего устройства также проста.
Используются две кассеты, вмещающие по 100 м пленки.
Одна из них, подающая, располагается на свободной оси,
другая, принимающая,— на оси, связанной посредством
резинового пассика с осью малогабаритного электрического
двигателя. Тон-вал отсутствует, поэтому скорость движения
пленки относительно зазора универсальной головки будет
неравномерной. В начале записи или воспроизведения ско-
рость движения составляет примерно 8 см/сек, а по мере пе-
рематывания пленки возрастает. В конце перемотки скорость
равна примерно 16 см/сек. На рис. 94 представлена упрощен-
ная схема перематывающего механизма описываемого ма-
гнитофона.
Для изготовления усилителя магнитофона применяются
только готовые детали, упомянутые в описании предыдущего
усилителя. Желательно только в первом каскаде применить
малошумящий транзистор, например, типа П13Б. В слу-
чае отсутствия такового можно применить транзистор типа
П401 или П402. Остальные транзисторы могут быть типа
ГИЗ —П16, П39 —П41, ГТ108 —ГТ111А.
203
Универсальная головка используется от промышленно-
го двухдорожечного магнитофона, рассчитанного на ско-
рость пленки 9 см/сек. Стирание предшествующей записи
осуществляется посредством небольшого постоянного магни-
та, подводимого к соответствующей дорожке.
В качестве двигателя механизма используется малогаба-
ритный электрический моторчик постоянного тока, предна-
значенный для установки в детских игрушках. Напряжение
В конце перемотки (Ч6\см/сек)
Рис. 94. Упрощенная схема механизма про-
стейшего магнитофона
двух свежих батарей составляет 9 в, тогда как моторчику
требуется всего 4,5 в. Поэтому излишнее напряжение
гасится на проволочном реостате /?17. По мере разряда ба-
тарей напряжение питания понижается и приходится вновь
регулировать реостат двигателя. Одного комплекта бата-
рей хватает всего на два часа работы. С целью увеличения
продолжительности работы магнитофона до 10—12 часов
можно рекомендовать использование шести батарей типа
«Сатурн», также включенных последовательно.
Налаживание собранного усилителя НЧ сводится к про-
верке режимов работы транзисторов, указанных на схеме
рис. 93. Если измеренные значения токов и напряжений
отличаются от указанных не более чем на ±15%, то усили-
204
тель будет работать удовлетворительно. В случае более
значительных отклонений следует проверить исправность
деталей и правильность монтажа. С целью предотвращения
возможного самовозбуждения усилителя первый каскад
на транзисторе 7\ должен находиться возможно дальше от
трансформаторов и ближе к переключателю рода работ
и универсальной головке. Самовозбуждение усилителя за
счет обратной связи через источник питания практически
исключено за счет применения двух развязывающих фильт-
ров.
Проверку работоспособности усилителя в режиме запи-
си и воспроизведения целесообразно произвести сначала
с помощью вспомогательного исправного магнитофона, под-
ключившись к его универсальной головке.
Усилитель НЧ для радиопроигрывателя
Часто при поездке за город, в туристическом походе воз-
никает необходимость прослушать грамзаписи. Когда-то
с этой целью использовались патефоны с пружинным меха-
Рис. 95. Схема усилителя НЧ для радиопроигрывателя
низмом и акустической мембраной. В настоящее время име-
ется возможность собрать радиопроигрыватель на транзи-
сторах, обладающий гораздо большей громкостью и лучшим
качеством звучания. Основой такого устройства является
усилитель НЧ.
В качестве примера на рис. 95 приведена принципиаль-
ная схема усилителя НЧ радиопроигрывателя на шести
транзисторах с максимальной выходной мощностью до
205
0,8 вт. Чувствительность с гнезда звукоснимателя 100—
200 мв, с базы первого каскада — 5—10 мв. Полоса воспро-
изводимых частот от 50—100 гц до 5—8 кгц. Напряжение
источника питания 9 в (шесть последовательно соединенных
батарей типа «Сатурн»). Потребляемый ток при отсутствии
сигнала составляет 1-0—12 ма, при максимальном сигна-
ле — до 150—200 ма. Оконечной нагрузкой усилителя яв-
ляется динамический громкоговоритель типа 1ГД-18, со-
противление звуковой катушки которого 6 ом.
Выходной каскад усилителя выполнен на четырех тран-
зисторах по двухтактной схеме с бестрансформаторным вы-
ходом. Выходной каскад работает в экономичном режиме
класса АВ.
Каскад на транзисторе Тг осуществляет предварительное
усиление сигнала. Стабилизация режима выходного каска-
да осуществляется путем включения диода Дг в цепь сме-
щения транзисторов Тз и Т5. Сигнал со звукоснимате-
ля поступает на базу транзистора Ti через делитель напря-
жения Яг. Это необходимо для того, чтобы обеспечить
большое входное сопротивление усилителя, требуемое для
нормальной неискаженной работы звукоснимателя. Если вы-
ходное напряжение звукоснимателя составляет 100—200 мв,
то на базе транзистора Ti оно равно всего 5—10 мв.
Для изготовления усилителя используются готовые де-
тали. Транзистор должен быть малошумящим, например
типа П13Б или П401. Транзисторы Тг и Тз могут быть лю-
бые из низкочастотных типа П13 — П16, П39 — П41 и т. п.
Транзистор Т5 типа П8—ПН, либо П101—П103. Оконечные
транзисторы 7\, TQ типа П201—П203. Резисторы типа УЛМ
или МЛТ-0,5. Электролитические конденсаторы емкостью
до 20,0 мкф типа ЭМ «Тесла», емкостью 500,0 мкф типа
ЭГЦ. Диод Дх типа Д7А может быть заменен практически
любым диодом серии Д7.
Налаживание усилителя несложно и заключается в про-
верке установленных режимов / работы транзисторов. При
исправных деталях измеренные значения контролируемых
параметров могут отличаться не более чем на ±15% от ука-
занных на схеме. Значительно большие отклонения свиде-
тельствуют о наличии неисправностей. Особое внимание
следует обратить на величину постоянного напряжения на
эмиттере транзистора Ть, которая должна составлять поло-
вину напряжения источника питания. От того, насколько
точно установлено это напряжение, во многом зависит вели-
206
чина максимальной неискаженной выходной мощности.
Если указанное напряжение отличается более чем на
±0,3 в, то тогда рекомендуется более точно подобрать но-
минал резистора /?8.
Усилитель может быть применен в переносном или ста-
ционарном приемнике. Тогда потенциометр целесообраз-
но использовать в качестве нагрузки детекторного каскада.
Описанный усилитель можно питать также от автомобиль-
ного аккумулятора напряжением 12 в. В этом случае мак-
симальная выходная мощность увеличивается до 1,5 вт, а
потребляемый ток возрастает примерно в полтора раза.
Приступая к изготовлению одного из описанных усили-
телей НЧ, следует иметь в виду, что ни один из них не име-
ет регулировок частотной характеристики. Для простых кон-
струкций это особого значения не имеет, но зато весьма важ-
но для высококачественной аппаратуры. В последнем слу-
чае целесообразно применение более сложных усилителей,
охваченных глубокими отрицательными обратными связя-
ми, улучшающими частотную характеристику.
ПРИЕМНИКИ ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
Простота устройства, изготовления и налаживания при-
емников прямого усиления на транзисторах сделала их
весьма популярными среди радиолюбителей. Применение
высокочастотных транзисторов и магнитной антенны дает
возможность получить компактную карманную конструк-
цию, позволяющую принимать сигналы радиостанций, уда-
ленных на расстояние нескольких десятков километров,
а иногда и далее.
Основными характеристиками приемника прямого уси-
ления являются диапазон принимаемых волн, полоса про-
пускаемых частот, избирательность по соседнему каналу,
максимальная выходная мощность и чувствительность.
Диапазон принимаемых волн
Как правило, приемники прямого усиления используют-
ся для приема радиостанций диапазонов ДВ (700—2000 м)
и СВ (190—550 м), т. е. частот от 0,15 до 1,5 Мгц. Настрой-
ка приемника на желаемую волну осуществляется путем
изменения емкости переменного конденсатора входного кон-
тура. Обычно коэффициент перекрытия по частоте изменя-
ется в пределах от 3 до 7, что зависит от величины минималь-
207
ной и максимальной емкости контура:
= 1/
Г ьмин
Например, Смин = 7 пф, СмаКс = 350 пф. Тогда
Кг = = 7.
Таким образом, если задаться максимальной длиной
волны 1750 м, то минимальная длина волны составит около
250 м. Т. е. перекрываются одновременно оба диапазона
(СВ и ДВ), что весьма удобно для простых приемников.
При использовании конденсаторов с меньшим значением ем-
кости диапазон принимаемых волн сужается.
Полоса пропускаемых частот и избирательность по
соседнему каналу
Обе эти характеристики тесно связаны между собой,
так как зависят от количества и добротности резонансных
контуров, настроенных на частоту сигнала. Избирательность
по соседнему каналу характеризует способность приемни-
ка выделять сигнал прослушиваемой станции и ослаблять
сигналы соседних. Минимальная разность частот между дву-
мя радиовещательными станциями равна 10 кгц. Поэтому
избирательность по соседнему каналу оценивается ослабле-
нием сигналов, отличающихся от средней частоты настрой-
ки приемника на ±10 кгц.
Чем ниже частота настройки и больше добротность кон-
тура, тем уже полоса пропускаемых частот, тем лучше изби-
рательность по соседнему каналу. Но полоса пропускания
ВЧ сигнала не должна быть уже удвоенной полосы пропу-
скания последующих каскадов усиления НЧ.
В простых приемниках прямого усиления, как правило,
используется только один резонансный контур, поэтому его
полоса пропускания не должна быть уже 6—7 кгц, чтобы
можно было без больших искажений воспроизвести сигналы
НЧ до 3 кгц. На рис. 96 представлены конечные результаты
расчета полосы пропускания и избирательности одиночного
контура в зависимости от его эквивалентной добротности Q
и резонансной часто гы в диапазоне от 0,1 Мгц до 30,0 Мгц.
Согласно этим данным для обеспечения в диапазоне ДВ
полосы пропускания не менее 7 кгц эквивалентная доброт-
208
ность одиночного контура не должна превышать величины
Q = 25—60. В диапазоне СВ максимально допустимое
значение добротности ограничено Q = 100—150. При
этом избирательность по соседнему каналу будет не выше
8—10 дб.
Собственная добротность контура магнитной антенны
велика и равна в среднем Qo = 150—200. Отсюда следует,
что в диапазоне ДВ связь усилителя ВЧ с входным конту-
ром должна быть сильной, а в диапазоне СВ — слабой.
Рис. 96. Расчетные значения избирательности одиночного
контура
Практически избирательность по соседнему каналу про-
стых приемников в диапазоне ДВ составляет 6—10 дб,
в диапазоне СВ — всего 4—8 дб. Этой избирательности явно
недостаточно для обеспечения раздельного прослушивания
сигналов двух радиостанций, работающих на близких вол-
нах. С целью повышения избирательности рекомендуется
применение нескольких контуров, либо изготовление су-
пергетеродина.
Максимальная выходная мощность
Эта характеристика приемника определяется возможнос-
тями применяемого усилителя и громкоговорителя. Если
к приемнику не предъявляются высокие требования, то
8 557 209
возможно применение усилителя НЧ с выходной мощностью
до 20 мет, например, по схеме рис. 91. В более качествен-
ных приемниках целесообразно применять усилители НЧ
с двухтактным выходом на мощность до 100—150 мет, на-
пример, по схеме рис. 92. Если предполагается универсаль-
ное использование усилителя НЧ как для работы от при-
емника, так и от звукоснимателя, то рекомендуется приме-
нять усилители с выходной мощностью до 0,5—1,0 вт,
например, по схеме рис. 95.
Для обеспечения громкоговорящей работы приемника
необходимо, чтобы напряжение сигнала на входе усилителя
НЧ составляло не менее 3—5 мв. При этом напряжение ВЧ
сигнала на входе детектора должно быть не менее 30 мв.
Реальное значение напряжения зависит от напряженности
поля принимаемой радиостанции и чувствительности при-
емника.
Чувствительность
Чувствительность приемника с внутренней магнитной
антенной характеризуется минимальной величиной напря-
женности поля радиостанции, при которой выходная мощ-
ность составляет десятую часть от максимальной. Напря-
жение сигнала на контуре еа связано с напряженностью
поля простым соотношением:
еа = h^QE в,
где: йд — действующая длина антенны, м\
Q — добротность нагруженного контура магнитной
антенны при точной настройке на волну станции;
Е — напряженность поля, в/м.
Величина йд магнитной антенны карманных приемни-
ков обычно не превышает нескольких миллиметров, доброт-
ность исчисляется десятками или сотней единиц. Поэтому
приближенно можно сказать, что
ед —(0,2 — 0,3) £.
Например, если известно Е = 20 мв/м, то напряжение
сигнала на контуре составит всего 4—6 мв.
Но на вход усилителя ВЧ подается не все напряжение
с контура, а только его небольшая часть, примерно 3—
5%. Связано это с тем, что необходимо согласовать низкоом-
ный вход усилителя ВЧ с высокоомным сопротивлением ре-
зонансного контура магнитной антенны-. Согласование осу-
210
ществляется в большинстве случаев с помощью катушки свя-
зи, количество витков которой в 20—30 раз меньше, чем у
контурной катушки. В результате этого напряжение на
входе усилителя ВЧ становится еще меньше, чем на контуре
антенны. В среднем можно полагать, что напряжение на вхо-
де усилителя ВЧ численно в 100—200 раз меньше напряжен-
ности поля. Т. е.
f7BX вч^ (0,01 —0,005) Е.
Например, если напряженность поля Е = 20 мв/м, то
тогда напряжение сигнала на входе усилителя ВЧ составит
всего 100—200 мкв.
Если К — коэффициент усиления по напряжению при-
меняемого усилителя ВЧ, то тогда напряжение сигнала на
входе детектора составит величину
t/вхдет^ (0,01 —0,005)
Для обеспечения нормальной работы детектора это на-
пряжение должно быть более 30 мв. Т. е.
(0,01 —0,005) -/<-£>30 мв.
С учетом необходимости наличия трехкратного запаса уси-
ления из последнего выражения можно найти чувствитель-
ность приемника по известному усилению до детектора
^(10000 - 20000). Me/Mf
А
либо по требуемой чувствительности определить необхо-
димое усиление
(10000 — 20000)
Е (мв/в)
Меньший поправочный коэффициент относится к диапазо-
ну СВ, больший — к ДВ.
На расстоянии нескольких километров от радиостанции
величина напряженности поля может составлять несколько
сотен мв/м, на расстоянии нескольких десятков километ-
ров — значительно меньше, уже несколько десятков мв/м.
При удалении на еще большие расстояния поле станет еще
слабее и будет измеряться единицами и даже долями мв/м,
причем чем короче длина волны, тем слабее становится поле.
Этим в основном объясняется тот факт, что в дневное время
на относительно простые приемники удается принимать
сигналы длинноволновых радиостанций, удаленных на рас-
стояние до 200—300 км, тогда как средневолновых — всего
8*
211
Рис. 97. Относительные частотные
характеристики апериодических уси-
лителей с трансформаторной свя-
зью и резисторно-емкостной
на 50—100 км. В вечернее время за счет отражения средних
волн от верхних слоев ионосферы дальность приема может
возрасти до нескольких сотен и даже тысяч километров.
Таким образом, если приемник предназначен для работы
в непосредственной близости от радиостанции, где Е= 200—
400 мв/м, то усиление по ВЧ может составлять величину
К = 50—100. Для уверенного приема на расстоянии не-
скольких десятков километров, когда Е = 10—20 мв/м,
коэффициент усиления’дол-
жен быть не менее К =
= 500—1000.
Если требуется осуще-
ствить прием удаленных
станций, то возможно по-
требуется усилитель ВЧ,
у которого Л=5000—10000.
Но полностью реализовать
возможность таких усили-
телей на практике не уда-
ется вследствие плохой из-
бирательности по соседне-
му каналу. Поэтому в одноконтурных приемниках прямо-
го усиления нецелесообразно добиваться чувствительности
лучше 5—10 мв/м.
Для достижения усиления по ВЧ порядка 500—1000
используются апериодические двухкаскадные усилители с
трансформаторной или резисторно-емкостной связью. Транс-
форматорная связь по сравнению с резисторно-емкостной
связью обеспечивает хотя и несколько большее, но зато
неравномерное по диапазону усиление.
В качестве примера на рис. 97 приведены результаты из-
мерения коэффициента усиления двухкаскадных усилителей
с различными видами связи. Положение максимума коэффи-
циента К для каскадов с трансформаторной связью зависит
от индуктивности коллекторной обмотки трансформаторов
и величины выходной емкости транзистора.
Другим серьезным недостатком усилителей с трансфор-
маторной связью является их склонность к самовозбуждению.
В этом отношении усилители с резисторно-емкостной свя-
зью более стабильны и устойчивы. Поэтому рекомендуется
применять именно такие усилители, несложные по конструк-
ции и налаживанию. Рассмотрим две возможные схемы уси-
лителей с резисторно-емкостной связью.
212
Усилитель ВЧ на двух транзисторах
На рис. 98 приведена схема усилителя ВЧ, состоящего
из двух идентичных апериодических каскадов с резисторно-
емкостной связью. Оконечной нагрузкой усилителя явля-
ется входное сопротивление детектора по схеме с удвоением
напряжения. Транзисторы 7\ и Та должны быть высокоча-
стотными, например, типа П401— П403, П414 — П416,
П420 — П423 и другие.
МА Tt-n^0l Г2'П401 Rfo~150 _
Рис. 98. Схема усилителя ВЧ на двух транзисторах
Стабилизация режимов работы каждого каскада позво-
ляет применять транзисторы практически без предваритель-
ного отбора их по параметрам. Коэффициент усиления по на-
пряжению (с базы транзистора 1\ входа детектора) мо-
жет составлять от 500 до 1500, что зависит от предельной ча-
стоты и коэффициента Р применяемых транзисторов. Уси-
ление возрастает по мере увеличения предельной частоты
и коэффициента р.
Если использовать один из. описанных выше усилителей
НЧ (рис. 91, 92, 95), .то чувствительность приемника в ди-
апазонах ДВ и СВ будет находиться в пределах 10—20 мв/м.
Катушки магнитной антенны наматываются на феррито-
вом стержне диаметром 7—8 мм и длиной около 100 мм
проводом типа ПЭЛ, ПЭВ или ПЭЛШО диаметром 0,1 мм.
Катушка Lr содержит 250 витков, — 8 витков. Длина
намотки катушки — 50 мм.
Конденсатор переменной емкости Сх типа «Тесла» на
пф либо отечественного производства на g|g пф.
Диоды Дг и Дг могут быть типа Д1А, Д2Б, Д9А и
213
т. п. Резисторы типа УЛМ или МЛТ-0,5. Конденсаторы ем-
костью 6800 пф типа КЛС или КДС. Конденсаторы на
0,05 мкф типа БМ или МБМ. Режим работы транзисторов
измеряется с помощью вольтметра.
Приемник с описанным усилителем ВЧ отличается про-
стотой и высокой надежностью в работе. Недостатком мож-
но считать относительно низкую чувствительность. По-
пытка увеличить чувствительность путем добавления еще
одного каскада по схеме с общим эмиттером, как правило,
приводит к самовозбуждению приемника за счет действия
межкаскадной положительной обратной связи. Добиться
значительного улучшения чувствительности при сохране-
нии высокой устойчивости можно путем добавления эмит-
терного повторителя с выходным повышающим автотранс-
форматором. Ниже приводится описание такого усилителя.
Усилитель ВЧ на трех транзисторах
На рис. 99 приведена схема усилителя ВЧ, который отли-
чается от ранее рассмотренного наличием эмиттерного повто-
рителя после второго каскада. Связь транзисторов Тг и Тз
непосредственная, что значительно упрощает конструкцию
последнего каскада.
Рис. 99, Схема усилителя ВЧ на трех транзисторах
Нагрузкой транзистора Тз по постоянному току является
резистор а по переменному — входное сопротивление
детектора, приведенное к катушке автотрансформатора
La. За счет наличия повышающего автотрансформатора
(п = 1:6) коэффициент усиления эмиттерного повто-
рителя по напряжению равен примерно пяти. Таким обра-
зом, усиление ВЧ возрастает с 500—1500 до 2500—7500.
214
Следовательно, чувствительность приемника составит око-
ло 3—4 jwe/jw, т. е. по своей чувствительности этот приемник
прямого усиления вполне может конкурировать с супергете-
родином. При этом транзисторы могут иметь Р = 10—15
что является преимуществом схемы.
Катушка Лз наматывается на ферритовом кольце диа-
метром 8—10 мм и содержит 300 витков провода ПЭВ-0,1
с отводом от 50-го витка, считая от точки 1. Малое выход-
ное сопротивление эмиттерного повторителя сильно шунти-
рует катушку Лз, что устраняет влияние резонансных
свойств катушки индуктивности.
Приемники прямого усиления являются, как правило,
первым этапом на пути освоения радиолюбителем основ
транзисторной техники. В дальнейшем можно обратиться
к изготовлению более сложных устройств, например, су-
пергетеродинных приемников.
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫЕ ПРИЕМНИКИ
Супергетеродины имеют много общего с приемниками
прямого усиления. Отличие заключается в наличии преобра-
зователя частоты и усилении сигнала до детектора на про-
межуточной частоте.
Основными характеристиками супергетеродина являются
диапазон принимаемых волн, промежуточная частота, изби-
рательность по зеркальному каналу, полоса пропускания,
избирательность по соседнему каналу, чувствительность
и максимальная выходная мощность.
Диапазоны принимаемых волн супергетеродина могут
быть значительно шире, чем у приемника прямого усиления.
Основным ограничением является предельная частота тран-
зисторов, используемых в преобразовательном каскаде.
Например, применяя транзисторы типа П402 (/генмакс =
= 60 Мгц), можно осуществить прием радиостанций не
только в диапазоне ДВ и СВ, но также в диапазоне КВ (4—
12 Мгц), Коэффициент перекрытия по частоте супергетеро-
дина обычно не превышает 3—4. Поэтому всеволновый супер-
гетеродин должен иметь комплект переключаемых катушек
ДВ, СВ и кв.
Промежуточная частота может быть в 20—30 раз меньше
частоты входного сигнала, что позволяет добиться большого
усиления при минимальном количестве транзисторов.
На промежуточной частоте относительно просто получить
215
необходимую полосу пропускания и избирательность по со-
седнему каналу. Достигается это за счет прохождения усили-
ваемого сигнала через ряд резонансных контуров, настро-
енных на промежуточную частоту. И чем ниже промежуточ-
ная частота и больше фильтров ПЧ, тем уже полоса пропу-
скания и лучше избирательность по соседнему каналу. С по-
нижением промежуточной частоты возрастает также усиле-
ние на каскад ПЧ. Но промежуточная частота должна
быть по крайней мере в 10-
Рис. 100. Частотная характери-
стика входного устройства и по-
ложение основного и зеркально-
го каналов
-20 раз выше максимальной ча-
стоты электрических колеба-
ний звуковых частот. Мини-
мальное значение промежу-
точной частоты установлено
равным /Пр = НО кгц. На
практике величина промежу-
точной частоты выбирается из
условия получения необходи-
мой избирательности по зер-
кальному каналу.
Избирательность по зер-
кальному каналу характеризу-
ет способность супергетеродина ослаблять сигналы мешаю-
щих станций, отличающиеся от частоты принимаемой станции
на две промежуточные частоты. На рис. 100 приведено схема-
тическое изображение частот основного и зеркального кана-
лов, совмещенных с частотной характеристикой входного
контура. Как следует из этого рисунка, чем больше величина
/Пр, тем больше ослабляется; зеркальная помеха. Существу-
ют формулы, имеющие весьма громоздкий вид» С помощью
которых можно определитьизбирательность по зеркальному
каналу одиночного входного контура для различных значе-
ний промежуточной частоты и частоты сигналов. На рис.
101 приведены конечные результаты расчетов по этим фор-
мулам для трех стандартных значений промежуточной ча-
стоты: НО кгц, 465 кгц и 1600 кгц в диапазоне частот от
0,1 Мгц до 30,0 Мгц.
Согласно данным рис. 101,а значительное ослабление
зеркального канала (не менее 20 дб) при /пр =110 кгц на-
блюдается только в диапазонах ДВ и СВ. При /пр = 465 кгц
и тех же значениях добротности (рис. 101,6) избирательность
по зеркальному каналу в диапазонах ДВ и СВ может нахо-
диться в пределах 30—40 дб. В диапазоне КВ избиратель-
ность ухудшается, но все же остается вполне приемлемой
216
Рис. 101. Расчетные значения избира-
тельности по зеркальному каналу
входного одиночного контура при^ раз-
личных значениях промежуточной ча-
стоты:
а — ПО кгц-, б — 465 кгц\ в — 1600 кгц
при эквивалентной добротности Q = 50—100 и выше. Еще
большей избирательности по зеркальному каналу можно до-
биться, используя /Пр = 1600 кгц (рис. 101,в): ДВ — 45—
50 дб, СВ — 35—50 дб, КВ — 20—40 дб.
В тех случаях, когда частота входного сигнала не пре-
восходит 10—12 Мгц, целесообразно использование /пр=
= 465 кгц. При работе на более высоких частотах лучший
результат можно получить при /пр = 1600 кгц.
Добротность нагруженного контура
Рис. 102. Расчетные значения избирательно-
сти по соседнему каналу одиночного кон-
тура ПЧ
Иногда с целью улучшения избирательности по зеркаль-
ному каналу на входе приемника включают два или три
контура, настроенные на частоту сигнала.
Полоса пропускаемых частот и избирательность по со-
седнему каналу супергетеродина определяются в основном
избирательными свойствами тракта ПЧ — величиной /пр,
количеством и добротностью резонансных контуров ПЧ. На
рис. 102 приведены результаты расчета полосы пропускания
и избирательность одиночного резонансного контура ПЧ
для трех значений /пр НО кгц, 465 кгц к 1600 кгц, Согласно
этим данным на промежуточной частоте ПО кгц уже при
добротности контура, равной 15, один контур имеет полосу
218
пропускания около 7 кгц и обеспечивает избирательность
по соседнему каналу 10 дб. На промежуточной частоте
465 кгц таких результатов можно добиться только при эк-
вивалентной добротности контура Q > 70. На частоте
1600 кгц даже при Q = 100 полоса пропускания не может
быть уже 16 кгц, а избирательность лучше 4 дб.
Если ориентироваться на среднее значение Q = 40, то
тогда при промежуточной частоте 465 кгц полоса пропуска-
ния одного контура ПЧ
составит 10 кгц, а изби-
рательность по зеркаль-
ному каналу 6 дб. Та-
ким образом, если в
тракте ПЧ используют-
ся N таких резонанс-
ных контуров, то их
общая избирательность
по соседнему каналу мо-
жет быть определена по
п р ибл иженной форму-
ле: А — 6# дб. Напри-
мер, в тракте ПЧ су-
пергетеродина имеются
четыре резонансных кон-
тура, т. е. N = 4. В
Рис. 103. Избирательность и полоса
пропускания тракта ПЧ, состоящего
из нескольких одиночных контуров
этом случае А — 6-4—24 дб.
Общая полоса пропускания тракта ПЧ и его избиратель-
ность по соседнему каналу при различном количестве кон-
туров и Q = 40 могут быть определены по данным рис. 103.
При работе в диапазонах ДВ и СВ следует учитывать
также избирательность, обеспечиваемую входными конту-
рами (см. рис. 96). В среднем на ДВ — 4—6 дб и 2—3 дб
на СВ. На коротких волнах избирательность входных кон-
туров по соседнему каналу ничтожна и ею можно пренебречь.
Чувствительность супергетеродина может быть значи-
тельно выше, чем приемника прямого усиления. Необхо-
димое усиление до детектора можно определить по тем же
формулам, что приводились для случая приемника прямого
усиления. Если супергетеродин будет работать с внешней
антенной, то его чувствительность с гнезда внешней антен-
ны может быть определена по приближенной формуле:
1000 — 2000
Пвх — ----Мв.
219
Общий коэффициент усиления по напряжению до детек-
тора определяется как произведение
К = Кпр Кпч,
где: Кир — коэффициент передачи преобразователя частоты;
Кич — коэффициент усиления усилителя ПЧ.
Приведенные в главе III расчеты различных схем пре-
образователей частоты и усилителей напряжения позволя-
ют приближенно определить возможности супергетероди-
нов. Например, у преобразователя частоты с совмещенным
гетеродином Кпр — 15; однокаскадный резонансный усили-
тель напряжения по схеме с общим эмиттером имеет Кич ~
« 20, каскодный усилитель по схеме общий эмиттер —
общий эмиттер может обеспечить Кпч ~ 1000—2000.
Максимальная выходная мощность супергетеродина вы-
бирается исходя из тех-же соображений, которые приводи-
лись для приемников прямого, усиления. Но, как правило,
к супергетеродинам предъявляются более высокие требова-
ния, а поэтому желательно применять качественные усили-
тели НЧ. Для простого карманного супергетеродина может
быть рекомендован усилитель НЧ, схема которого приве-
дена на рис. 92. В переносном приемнике допустимо приме-
нение усилителя НЧ по схеме рис. 95.
Высокая чувствительность супергетеродина является
не только его важным преимуществом, но и некоторым не-
достатком. Дело в том, Что для приема местных станций не
требуется столь высокой чувствительности. И если не при-
нять специальных мер, то возможны значительные искаже-
ния сигнала. С целью устранения этого недостатка суперге-
теродины обычно снабжаются системой автоматической ре-
гулировки усиления (АРУ). Но в простейших конструкциях
можно обойтись ручной регулировкой громкости.
В качестве примера рассмотрим два карманных суперге-
теродина на пяти транзисторах.
Карманный средневолновый супергетеродин на пяти
транзисторах
На рис. 104 приведена принципиальная схема однодиа-
пазонного супергетеродина, предназначенного для приема
сигналов радиостанций, работающих на средних волнах
(200—550 м). Промежуточная частота 465 кгц, избиратель-
220
ность по соседнему каналу около 16—20 дб, избиратель-
ность по зеркальному каналу не хуже 30 дб, чувствитель-
ность 5—10 мв/м, максимальная выходная мощность
100 мет. Приемник питается от батареи типа «Крона»
либо от другого малогабаритного источника напряжением
9 в. Потребляемый ток при максимальной громкости состав-
ляет около 20 ма, при минимальной — 7—8 ма.
Схема приемника содержит преобразователь частоты
с совмещенным гетеродином, собранным по схеме с общим
коллектором (транзистор Тх), однокаскадный резонансный
Рис. 104. Схема средневолнового супергетеродина на пяти транзисторах
усилитель промежуточной частоты по схеме с общим эмит-
тером на транзисторе Тг, детектор по схеме с удвоением на-
пряжения на диодах Д1 и Дг. Усилитель НЧ приемника был
описан ранее (рис. 92). Усилительные каскады приемника
имеют элементы стабилизации режимов работы транзисто-
ров по постоянному току, что позволяет собирать и налажи-
вать приемник, не прибегая к подбору транзисторов и со-
противлений.
Все необходимые детали, за исключением катушек индук-
тивности, приобретаются готовыми. Резисторы типа УЛМ
или МЛТ-0,5. Потенциометр Ri, являющийся одновремен-
но нагрузкой детектора и регулятором громкости, от любо-
го карманного приемника, желательно с выключателем пи-
тания Вк. Конденсаторы Сз, Сб, С?, С1з и Си типа КДС или
КЛС емкостью от 6800 пф до 0,01 мкф. Электролитические
конденсаторы типа ЭМ, «Тесла». Емкость конденсатора
С1в может быть уменьшена до 2,0—3,0 мкф, а конденсаторов
Cis, Сп, С18 увеличена до 25,0—30,0 мкф. Конденсаторы,
включенные в резонансные контуры, а именно С<, Св, С8,
Си должны иметь разброс не более 10%. Эти конденсаторы
221
могут быть типа КТ К-2, КТК-М. Подстрочные конденсато-
ры Сг и С9 типа КПК-М. Блок переменных конденсаторов
С1? Сю типа «Тесла». Конденсаторы Cia и С19 типа БМ или
МБМ на 160 в. Согласующий трансформатор Tpi и выход-
ной трансформатор Трг, а также громкоговоритель от кар-
манного приемника промышленного изготовления.
В приемнике используются транзисторы типа П420,
которые можно заменить транзисторами типа П401—П403 и
П401—П423. Транзисторы типа П14 можно заменить тран-
зисторами типа П15, П16, П39—П41. Возможно также при-
менение транзисторов типа П13, но при этом в ряде случаев
возможно уменьшение максимальной мощности усилителя
НЧ. Полупроводниковые диоды Дг и Дг могут быть типа Д1,
Д2, Д9 с любым буквенным индексом, например Д1Б, Д9Б.
Катушки магнитной антенны МА наматываются на под-
вижном бумажном каркасе, свободно перемещающемся по
ферритовому стержню из материала Ф-600 диаметром 7—
8 мм и длиной 100 мм. Катушки фильтров ПЧ и гетероди-
на наматываются на бумажных каркасах длиной 10 мм,
в которые вставляются куски стержня магнитной антен-
ны длиной по 13—15 мм. Экран катушки £в изготовляется
из корпуса электролитического конденсатора типа КЭ
30,0 х ЗОв. Катушки Ьз— Ьз не экранируются. Эти катуш-
ки располагаются на монтажной плате в вертикальном по-
ложении так, чтобы расстояние между центрами катушек
Ьз и Li было равно 18 мм, а между катушкой Ьз и всеми
остальными катушками не менее'30 мм. Все катушки прием-
ника наматываются проводом типа ПЭЛШО, ПЭЛ или ПЭВ
диаметром 0,1 мм-, катушка Ьг должна содержать 62 витка,
Ьь — 6+56 витков, Ьз — 2+4+60 витков, Ьз— 80
витков. Начало намотки катушек на схеме обозначено точ-
кой.
В случае необходимости можно переделать приемник для
работы в диапазоне длинных волн (700—2000 м), при этом
необходимо изменить данные катушек Lt, Ь%, Ьз, а также
уменьшить емкость конденсатора С± до 150 пф. Рекомендует-
ся также подключить параллельно катушкам Ьг и Ьз по од-
ному конденсатору постоянной емкости на 33 пф. Катушки
наматываются указанным выше типом провода внавал и
должны содержать: £х — 230 витков, £а — 15 витков и
Ьз — 5 + 7 + 128 витков.
Налаживание собранного приемника сводится к изме-
рению режимов работы транзисторов по постоянному току,
222
настройке фильтров ПЧ на частоту, близкую к 465 кгц,
и сопряжению контуров магнитной антенны и гетеродина.
При использовании исправных деталей и правильном мон-
таже результаты измерений могут отличаться от указан-
ных на схеме в пределах ±15%. Отклонения более 30%
говорят о неисправности деталей или наличии ошибок в мон-
таже. Проверка работоспособности гетеродина производится
путем измерения напряжения на эмиттере транзистора 7\
при замыкании катушки Ьъ, При исправном гетеродине за-
мыкание выводов катушки Ьз будет вызывать изменение на-
пряжения примерно на 0,1—0,15 в.
Настройка катушек фильтров ПЧ производится в та-
кой последовательности: сначала Лв, затем/л и Лз. Настрой-
ка и сопряжение контуров магнитной антенны и гетероди-
на производится как обычно, т. е. сначала вблизи длинно-
волновой границы диапазона путем перемещения сердечни-
ков, затем вблизи коротковолновой границы с помощью под-
строечных конденсаторов.
Карманный коротковолновый супергетеродин на пяти
транзисторах
На рис. 105 приведена принципиальная схема коротко-
волнового приемника на пяти транзисторах, предназначен-
ного для работы в диапазоне 25—50 м. Промежуточная ча-
Рис. 105. Схема коротковолнового супергетеродина
на пяти транзисторах
стота 465 кгц, избирательность по соседнему каналу в пре-
делах 14—18 дб, избирательность по зеркальному каналу
15—25 дб, чувствительность с гнезда внешней антенны не
хуже 300—500 мкв, максимальная выходная мощность око-
223
ло 100 мет. Приемник питается от батареи типа «Крона»
либо от другого малогабаритного источника напряжением
9 в. Потребляемый ток при максимальной громкости состав-
ляет примерно 20 ма, при минимальной — 7—8 ма.
Схема приемника имеет много общего со схемой преды-
дущего приемника. Главное отличие заключается в устрой-
стве преобразователя частоты, гетеродинная часть которого
собрана по схеме с общей базой. Все последующие каскады
приемника, а именно: резонансный усилитель ПЧ, детектор,
предварительный и выходной каскады усилителя ПЧ пол-
ностью идентичны аналогичным каскадам рассмотренного
ранее приемника.
Все необходимые детали, кроме катушек индуктивности,
приобретаются готовыми. Транзисторы 7\ и 7\ могут быть
типа П402, П403А либо П422—П423. Возможно также при-
менение транзисторов типа П401, но при этом в ряде случаев
может наблюдаться некоторое снижение чувствительности
приемника. Блок конденсаторов переменной емкости С19
С13 типа «Тесла». Конденсаторы Сг, Сз, Сп подстроечные,
типа КПК-М на максимальную емкость 30 пф. Конденсато-
ры Ci и С1о типа КТК-1 или КТК-3. Сопрягающий конден-
сатор Сг типа КТК-М. Все остальные конденсаторы, сопро-
тивления, диоды и низкочастотные трансформаторы выби-
раются согласно рекомендациям, приведенным в предыду-
щем описании.
Катушки входного контура и гетеродина наматываются
на двух полистироловых ребристых каркасах, подобных тем,
которые использовались в ламповых приемниках старых
выпусков, например «Балтика», «Аккорд». Катушки и
Le наматываются проводом ПЭЛ или ПЭВ диаметром 0,5—
0,6 мм с принудительным шагом. Катушка Lx содержит 11
витков, Le — 10,5 витков. Намоточные данные катушек свя-
зи следующие: Аг — 2 витка, Ls — 5 витков, Li — 2 витка,
все проводом ПЭЛШО 0,1. Намотка катушек преобразова-
теля частоты производится в одном направлении и таким об-
разом, чтобы витки катушки L% располагались между вит-
ками катушки вблизи ее заземленного вывода. Аналогич-
ным образом наматываются катушки Ьъ и Li, причем катуш-
ка Ав наматывается первой.
Налаживание собранного приемника также не отлича-
ется от налаживания описанного ранее приемника. При
этом, если отсутствует генерация гетеродина, рекомендуется
изменить полярность включения катушки Li. При настрой-
224
ке приемника следует использовать в качестве антенны ку-
сок провода длиной 1,5—2 м, а при эксплуатации — вы-
движную штыревую антенну длиной 700—800 мм. Такой
антенны достаточно для приема сигналов мощных коротко-
волновых радиостанций Центрального вещания на рассто-
янии нескольких тысяч километров. При использовании
приемника в стационарных условиях рекомендуется приме-
нение наружной антенны, но при этом придется вновь
подобрать оптимальную связь антенны с входным контуром,
что делается путем подстройки конденсатора Сз.
Описанные выше простейшие супергетеродины не имеют
системы АРУ ввиду относительно малого усиления до детек-
тора. В более сложных приемниках применяются двух- или
трехкаскадные усилители ПЧ, где наличие АРУ обязательно.
АРУ в усилителях ПЧ
Существует большое количество разнообразных систем
АРУ. Наибольшее распространение получил метод регули-
рования усиления каскада посредством уменьшения вели-
чины тока коллектора одного или нескольких транзисторов.
Как известно, с уменьшением тока коллектора уменьшает-
ся величина коэффициента усиления по току |3 и снижается
предельная частота усиления. Все это приводит к заметному
уменьшению усиления.
В качестве управляющего сигнала АРУ используется
постоянное положительное напряжение продетектированно-
го сигнала, снимаемого с резистора нагрузки детектора. Чем
больше напряжение сигнала, тем меньше ток коллектора и
усиление регулируемого каскада.
С целью устранения возможного действия внутренней
обратной связи через АРУ управляющее напряжение пода-
ется через фильтрующую RC цепочку, подобно тому, как это
делается с помощью развязывающих фильтров в цепи пи-
тания.
Управляющее напряжение АРУ нецелесообразно пода-
вать на резонансные каскады, поскольку изменение их ре-
жима приводит к значительной расстройке контуров. Обыч-
но в качестве регулирующих каскадов используются аперио-
дические усилители напряжения с резисторно-емкостной
связью. Примером этого может служить усилитель ПЧ на
465 кгц, схема которого приведена на рис. 106. В этом уси-
лителе имеется трехконтурный фйльтр сосредоточенной се-
лекции (ФСС),регулируемый апериодически# каскад-адтран-
225
зисторе Tt типа П401 и каскодный усилитель по схеме об-
щий эмиттер —общая база на транзисторах Т2 типа П401
И'Тз типа ПН. Чередование транзисторов различной про-
водимости позволило несколько сократить количество эле-
ментов связи и заземлить холодный конец катушки Li.
Фильтр сосредоточенной селекции имеет полосу пропу-
скания около 7 кгц и обеспечивает избирательность по со-
седнему каналу около 24 дб. Резонансный контур L4C12
имеет полосу пропускания примерно 12 кгц и увеличивает
общую избирательность тракта ПЧ на 4—5 дб. Таким обра-
зом, избирательность по соседнему каналу (без учета вход-
ных цепей) составляет 28—30 дб.
Рис. 106. Схема каскодного усилителя ПЧ на трех транзисторах
При малом сигнале, когда АРУ не действует, коэффици-
ент усиления по напряжению (с базы транзистора Т\ до
входа детектора) не менее 2500—3000 даже при использова-
нии транзисторов с 0 = 15—20. Если учесть, что преобра-
зовательный каскад может обеспечить Дпр = 12—15, то
тогда общее усиление до детектора будет равно примерно
30 000—45 000. Таким образом, при приеме на магнитную
антенну чувствительность приемника составит не хуже 300—
500 мкв/м. Но это при слабом сигнале. Если принят мощный
сигнал, то положительное напряжение, выделенное на по-
тенциометре 7?13, через фильтрующую цепь /?12С107?2 по-
ступает на базу транзистора 7\ и уменьшает его коллектор-
ный ток, снижая тем самым усиление каскада. Под действи-
ем АРУ чувствительность приемника может быть затрубле-
на примерно в 10—12 раз и доведена до 6—10 мв/м.
Следует указать, что для более эффективной работы АРУ
исходное значение коллекторного тока регулируемого кас-
када должно быть не более 0,6—0,8 ма.
В описанном усилителе катушки ПЧ намотаны на фер-
ритовых броневых сердечниках, применяемых в карман-
226
ных приемниках промышленного производства «Гауя», «Со-
кол» и т. п. Все катушки наматываются проводом ПЭЛ или
ПЭВ диаметром 0,1 мм и содержат: £i и L% по 72 витка,
£з — 72 витка с отводом от 7-го витка, считая от заземлен-
ного вывода, £<— 120 витков с отводом от 30-го витка, счи-
тая от заземленного вывода. Настройка контуров усилите-
ля на промежуточную частоту начинается с катушки £4,
затем £з, £2 и Lv
В заключение необходимо отметить, что описанный уси-
литель ПЧ, несмотря на большое усиление, устойчив в ра-
боте, нечувствителен к смене транзисторов и колебаниям
температуры. Это во многом объясняется применением на-
дежной стабилизации режимов и использованием каскод-
ного включения транзисторов.
В своей практической деятельности радиолюбитель встре-
чается с большим разнообразием схем усилителей, преобра-
зователей, гетеродинов и т. п. Подробна описать ра-
боту всех их практически невозможно. В этом отношении
материал последних двух глав книги должен помочь люби-
телю увидеть в таких схемах главное, найти общее с дру-
гими, известными ему схемами. __
ПРИБОРЫ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРОВ
Во второй главе уже упоминалось о том большом зна-
чении, которое имеют достоверные сведения о параметрах
транзисторов. Выпускаемые промышленностью транзисто-
ры имеют определенный разброс параметров, границы кото-
рого определены техническими условиями, сведенными в
справочники по полупроводниковым приборам. Нередко воз-
никает необходимость более точно знать параметры транзи-
сторов. Чаще всего это связано с использованием любите-
лями некондиционных или бывших в употреблении транзи-
сторов, среди которых могут оказаться неисправные. В та-
ких случаях требуется иметь хотя бы простейшие измери-
тельные приборы для контроля параметров транзисторов.
Ниже приводятся описания некоторых из них.
Прибор для измерения /ко и транзисторов
малой мощности
Прибор, схема которого приведена на рис. 107, позво-
ляет измерять ток /ко в пределах от 1—2 мка до 100 мка
и коэффициент в пределах от 10 до 100 транзисторов
227
Рис. 107. Схема прибора для из-
мерения 1К0 и Вст транзисторов
малой мощности
прямой (р-п-р) и обратной (и-р-п) проводимости. Он состо-
ит из микроамперметра типа М592 на 100 мка с внутренним
сопротивлением Ri = 660 ом, двух переключателей, трех
резисторов и источника питания, в качестве которого ис-
пользуется батарея типа КБС-Л-0,5. Переключатель ГБ
предназначен для изменения полярности включения батареи
питания при испытаниях транзисторов р-п-р и n-p-n. С по-
мощью переключателя 77г осуществляется коммутация базы
и шунтирующего резистора Rz в зависимости от измеряемого
параметра, 7К0 или Вет. Рези-
стор Rt = 39 ком при напря-
жении батареи Е = 4 в обе-
спечивает ток базы
7б = qq4/~" < = мка-
39 (ком)
Резистор Т?2 — проволоч-
ный самодельный. Он изготов-
ляется путем намотки несколь-
ких десятков витков медного
провода типа ПЭВ0,1 на кор-
пус резистора типа МЛТ-0,5
или ВС-0,25. Необходимое количество витков подбирается
опытным путем так, чтобы ток, проходящий через миллиам-
перметр при включении R-2 был в 100 раз меньше тока кол-
лектора. Установить это соотношение можно с помощью до-
полнительного миллиамперметра на 10—30 ма, который
включается в коллекторную цепь последовательно с изме-
рительным прибором.
Резистор 7?з = 20 ком необходим для предотвращения
пробоя эмиттерного перехода при испытании диффузионных
транзисторов.
Для подключения испытываемого транзистора к прибору
имеются четыре контактные гнезда, расположенные в одну
линию на расстоянии 3—4 мм друг от друга. Гнезда Э—Б—К
используются при испытании сплавных транзисторов типа
П8—П16 и т.п., а гнезда В—К—Э—при испытании диффузи-
онных транзисторов типа П401—П403, П420—П423 и т. п.
Прибор размещается в небольшой коробочке из пластмас-
сы или металла, на лицевой панели которой располагаются
шкала микроамперметра, переключатели П1 и 77 г, а также
контактные гнезда Э—Б—К—Э. «
Измерение обратного тока коллектора 7К0 осуществляет-
223
ся следующим образом. Переключатель П1 ставится в по-
ложение р-п-р или п-р-п в зависимости от типа транзистора.
Переключатель 77 г переводится в положение /ко, затем тран-
зистор вставляется своими выводами в соответствующие
контактные гнезда. Показание шкалы микроамперметра
определяет значение /ко.
Измерение коэффициента Вст производится вслед за
измерением тока /ко путем перевода переключателя Пъ в по-
ложение Вст. При этом в цепи базы будет протекать ток
/б = 100 мка, а в коллекторе — /к = Вст (100 + /ко) =
= 100 • /,
где: / — показания шкалы микроамперметра, мка\
/ко — обратный ток коллектора, мка.
После несложных преобразований получается:
Обычно у маломощных транзисторов /ко 10 мка,
вследствие чего можно считать, что Вст ~ I (мка), т. е-
шкала микроамперметра в данном случае является шка-
лой Вст.
Например, испытывается транзистор типа П15. В поло-
жении /ко показания шкалы микроамперметра равны 3,5,
в положении Вст — 40. Это значит, что ток /ко = 3,5 мка,
а коэффициент Вст = 40.
Необходимо иметь в виду, что испытания транзистора
производятся при напряжении UK = 4 в и токе коллектора
/к == 0,1 Вст (где /к — в ма). Для приведенного выше при-
мера с транзистором типа П15 ток /ко= 3,5 мка соответству-
ет напряжению UK = 4 в, а коэффициент Вгт = 40 при UK =
= 4 в и /к — 4 ма.
Приближенно оценить значение параметров /ко и Вст
при ином режиме работы транзистора можно с помощью фор-
мул и графиков, приведенных в главе I.
Прибор для измерения /ко и Вст транзисторов средней
мощности
Для измерения параметров транзисторов средней мощ-
ности можно использовать схему, изображенную на рис.
107, но в этом случае микроамперметр заменяется на мил-
лиамперметр со шкалой до 1 ма и изменяются значения ре-
зисторов /?! И /?2.
229
Рис. 108. Схема прибора для
измерения 1К0 и Вст транзи-
сторов средней мощности
На рис. 108 приведена схема прибора, предназначенная
для измерения параметров транзисторов средней мощности
прямой и обратной проводимости, в которой выполнены
необходимые изменения. Сопротивление резистора умень-
шено до 3,9 ком. Сопротивление внешнего шунта R2 по-
прежнему должно быть в 100 раз меньше внутреннего со-
противления миллиамперметра. Величина резистора Т?2
подбирается таким же образом, как это рекомендовалось
для схемы рис. 107, с тем лишь отличием, что дополнитель-
ный миллиамперметр должен иметь шкалу на 100—300 ма.
Сопротивление резистора 7?з
уменьшено до 2 ком.
Собранный и налаженный
прибор позволяет измерять ток
/ко в пределах от 10—20 мка до
1 ма (при ик = 4в) и коэффициент
Вст в пределах от 10 до 100 (при
UK = 4 я и /к = Вст, ма). Точ-
ное значение Всг с учетом по-
правки на ток /ко может быть
определено по формуле:
5СТ == /?И31Л ’ (/ Лсо)>
где: / — показания шкалы Вст прибора;
/ко — обратный ток коллектора, ма.
При токе /ко 0,1 ма поправку можно не вносить.
Величины тока /ко й коэффициент Вст при работе транзи-
стора в режиме, отличном от режима измерений, могут
быть определены аналогично тому, как было указано для
транзисторов малой мощности.
Простой измеритель емкости коллекторного перехода
Прибор позволяет измерять емкость коллекторного пе-
рехода транзисторов р-п-р и п-р-п на частоте 465 кгц и
при UK = 4,5 в в пределах от 5 до 250 пф.
Принципиальная схема изображена на рис. 109 и пред-
ставляет собой автогенератор частоты 465 кгц, собранный на
транзисторе Т± типа П401 по схеме с общим коллектором,
и измерительный резонансный контур ЬъСъ. Между катуш-
кой генератора Lr и контуром LaCe имеется слабая индуктив-
ная связь, которая вызывает изменение тока коллектора
транзистора 7\ при точной настройке контура ЬъСв в резо-
нанс с частотой генератора. Поэтому в данном приборе ин-
дикатором резонанса является миллиамперметр постоянно-
230
го тока на 1—2 ма, включенный в цепи коллектора транзи-
стора 7\.
Параметры контура СгСв подобраны таким образом, что
в отсутствие испытываемого транзистора резонанс наблю-
дается при максимальной емкости переменного конденсато-
ра Се. Некоторая возможная нестабильность частоты устра-
няется подстроечным конденсатором С4, включенным в кон-
тур генератора. При подключении испытываемого транзи-
стора общая емкость измерительного контура увеличивает-
ся на величину емкости коллекторного перехода Ск. Для
восстановления резонанса необходимо уменьшить емкость
Рис. 109. Схема прибора для измерения емкости коллек-
торного перехода Ск
конденсатора С6 на величину Ск. Шкала переменного кон-
денсатора С6 проградуирована непосредственно в значени-
ях емкости коллекторного перехода Ск.
Таким образом, емкость Ск определяется как раз-
ность в показаниях шкалы переменного конденсатора Са
при отключении и включении транзистора:
Ск = Смаке С, Пф,
где: Смаке — максимальная емкость конденсатора Се, при
которой наблюдается резонанс в отсутствие
транзистора;
С — емкость конденсатора Св, при которой на-
блюдается резонанс при включении транзи-
стора.
Градуировка шкалы производится последовательным
подключением к клеммам Ск постоянных конденсаторов ем-
костью 5,1 пф, 10 пф, 20 пф, 30 пф, и т. д., вплоть до 240 пф.
Изготовление прибора требует небольшого количества
деталей. Катушки Lx и La самодельные, намотаны на под-
231
вижных бумажных гильзах, размещаемых на ферритовых
сердечниках диаметром 7—8 мм и длиной около 15 мм.
В качестве таких стержней используются куски магнитной
антенны диаметром 600 мм. Катушка Лх содержит 4 + 8 +
+ 88 витков, Lz — 100 витков провода ПЭЛШО 0,1. Ка-
тушки индуктивности Lx и 12 располагаются параллельно
друг другу на расстоянии 35 мм.
Транзистор Тх типа П401. Его можно заменить транзи-
сторами П402—П403А, П422—П423.
Переменный конденсатор Се с воздушным диэлектриком
от приемника «Атмосфера» (используется только одна сек-,
ция). Возможно также применение сдвоенного блока кон-
денсаторов емкостью пф. Конденсатор Сз типа КПК-1
или КПК-М на 9—30 -пф. Остальные конденсаторы Ci,
С2 и Сб типа КДС или КЛС на 6800—10 000 пф. Резисторы
типа УЛМ или МЛТ-0,5. Корпус прибора изготовляется
из пластмассы или металла.
Налаживание собранного прибора сводится к настройке
катушек Li и Сг. Настройка генератора на частоту 465 кгц
осуществляется перемещением подвижного каркаса катуш-
ки Li по своему сердечнику. Затем ротор конденсатора Св
переводится в положение максимальной емкости и переме-
щением катушки Сг по сердечнику добиваются наибольшего
отклонения тока коллектора транзистора Тх, что соответ-
ствует настройке контура АгСв в резонанс с частотой гене-
ратора. После этого несколькими каплями расплавленного
воска или лака фиксируется установленное положение кар-
касов катушек.
Процесс проведения калибровки шкалы конденсато-
ра Св был описан выше.
Измерение емкости коллекторного перехода произво-
дится аналогично тому, как это описывалось во второй гла-
ве для случая использования измерителя добротности. Вы-
воды коллектора и базы испытываемого транзистора под-
ключаются к соответствующим клеммам прибора. Затем вра-
щением ротора конденсатора Св вновь добиваются насту-
пления резонанса. Новое показание шкалы этого конденса-
тора будет соответствовать значению емкости Ск.
Чем меньше величина емкости Ск, тем лучше частотные
свойства транзистора, тем устойчивее будет его работа в ре-
зонансных каскадах усиления высокой и промежуточной
частоты.
232
Описанный прибор можно использовать также в каче-
стве измерителя емкости постоянных конденсаторов в пре-
делах от 5 до 250 пф.
Простой прибор для измерения максимальной частоты
генерации маломощных транзисторов
На рис. ПО приведена одна из возможных схем измери-
теля частоты /ген макс транзисторов прямой и обратной про-
водимости. Низкочастотные транзисторы испытываются на
генерацию в диапазоне частот от 1,5 до 6,0 Мгц, высокоча-
Рис. НО. Схема прибора для измерения максималь-
ной частоты генерации
стотные — в диапазоне от 15,0 до 60,0 Мгц. Переключение
диапазонов осуществляется сдвоенным переключателем /71
на два положения, а плавная перестройка по частоте —
переменным конденсаторам Сг, шкала которого градуиру-
ется непосредственно в мегагерцах. Последнее возможно
благодаря выбору весьма слабой связи резонансного конту-
ра с транзистором.
Постоянный ток коллектора транзистора может быть
установлен в пределах 0,5—3,0 ма с помощью потенциомет-
ра /?1 и измерен миллиамперметром на 3—5 ма.
Наличие генерации фиксируется по изменению тока кол-
лектора при вращении ротора подстроечного конденсатора
Сз. В случае отсутствия генерации ток коллектора остается
неизменным при любой емкости.
Изготовление описываемого прибора несложно. Един-
ственной дорогостоящей деталью является миллиамперметр
на 3—5 ма. При отсутствии такового можно пользоваться
233
внешним измерителем тока, например тестером. Катушки
Li и £2 самодельные. Катушка Li наматывается на унифи-
цированном двухсекционном каркасе фильтров ПЧ тракта
ЧМ радиовещательных приемников типа «Латвия», «Муро-
мец», «Байкал» и т. п. и содержит 8+50 витков провода
ПЭЛ или ПЭВ 0,1. Катушка £2 содержит 7+13 витков
провода ПЭЛ 0,6 и наматывается с принудительным ша-
гом в 1 мм на ребристом полистироловом каркасе с внешним
диаметром около 18 мм. Лучше всего для этой цели подходит
каркас от контурных катушек КВ диапазона радиоприемни-
ка «Балтика».
Переменный конденсатор Сг (односекционный) с макси-
мальной емкостью 350—380 пф. Можно использовать так-
же двухсекционные конденсаторы с максимальной емкостью
по 180—220 пф, запараллелив при этом обе секции между
собой. Конденсатор Сз типа КПК-2 на 10—60 или 10—
100 пф. Потенциометр типа СП или СПО. Переключатель
диапазонов /71 от малогабаритного радиоприемника.
Источником питания прибора служит батарея типа
КБС-Л-0,5. Полярность включения батареи зависит от
типа испытываемого транзистора и устанавливается пере-
ключателем /72, имеющим положения р-п-р или п-р-п.
Прибор собирается в небольшой коробке из металла или
пластмассы, на лицевую панель которой выведены ручки
управления переключателей /71 и /7г, конденсаторов С2
и Сз, контактные гнезда э-б-к-э и шкала миллиамперметра.
Если предполагается использование внешнего измерителя
тока, то вместо миллиамперметра устанавливаются два до-
полнительных гнезда.
Налаживание сводится к калибровке шкалы конденса-
тора с помощью внешнего волномера либо гетеродинного
измерителя резонанса (ГИРа). Для калибровки подбирают-
ся два эталлонных транзистора (один сплавной низкочастот-
ный типа П15, второй диффузионный высокочастотный типа
П403), каждый из которых устойчиво генерирует во всем
диапазоне частот при токе коллектора около 1,0—1,2 ма.
Низкочастотные границы диапазонов устанавливаются пу-
тем подстройки катушек Li и £2 с помощью внутренних сер-
дечников. Основные деления шкалы диапазона 1,5—6,0 Мгц
отмечаются через каждые 0,5 Мгц, шкалы 15,0—60,0 Мгц—
через 5,0 Мгц.
Измерения необходимо начинать на самых низких ча-
стотах данного диапазона, т. е. при максимальной емкости
234
конденсатора С2. Затем емкость С2 плавно уменьшается до
тех пор, пока генерация не сорвется. Если путем вращения
ротора конденсатора Сз («Фаза») удается возобновить гене-
рацию, то продолжается дальнейшее уменьшение емкости
Сг («Частота») до прекращения генерации. Максимальная
частота генерации, выше которой наблюдается срыв в ра-
боте генератора при любом положении ротора конденсатора
Сз, и будет частотой /генмакс для данного транзистора при
данном постоянном токе коллектора.
Если генерация не срывается даже при минимальной ем-
кости конденсатора С2, то необходимо несколько уменьшить
ток коллектора и повторить измерения. И, наоборот, в слу-
чае отсутствия генерации даже на самых низких частотах
необходимо несколько увеличить ток коллектора и вновь
произвести измерения.
В описанном приборе испытание транзистора произво-
дится при UK = 3—4 ей /к = 0,5—3,0 ма. Учитывая это
и зная величину /генмакс транзистора, можно определить
значение других интересуемых частотных параметров на
Частотах ниже /генмакс» Необходимые для этого формулы
и графики приведены в главе I.
ПРИБОРЫ ДЛЯ НАСТРОЙКИ АППАРАТУРЫ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Быстро и качественно настроить усилитель НЧ, радио-
приемник или другую подобную аппаратуру можно только
с помощью измерительных приборов, таких как генераторы
НЧ и ВЧ, электронные вольтметры и т. п. Но большинство
любителей располагают пока авометрами и тестерами^ ко-
торыми можно производить только замеры режима работы
транзисторов по постоянному току и выходного напряжения
усилителя НЧ. Ниже приводятся описания трех простых
любительских измерительных приборов, весьма необхо-
димых при работе с транзисторными устройствами.
Измерительный генератор для настройки
усилителей НЧ
В большинстве случаев радиолюбители настраивают
усилители НЧ на слух, подавая на его вход сигнал от зву-
коснимателя проигрывателя, либо от магнитофона или ра-
диотрансляционной сети. Значительно удобнее пользовать-
ся простым генератором фиксированной частоты, прин-
235
ципиальная схема которого приведена на рис. 111. Этот
прибор выполнен на двух транзисторах типа П15 по так
называемой схеме RC-генератора. Основной особенностью та-
кого генератора является то, что. роль избирательной резо-
нансной системы, определяющей частоту генерации, игра-
ет последовательность трех цепочек, состоящих из резисто-
ров и конденсаторов. В данном случае это резисторы
/?2 и конденсаторы Сх, С2 ,Ci .Указанная избирательная си-
стема включена между базой транзистора Тъ работающего
по схеме с общим эмиттером, и эмиттером, транзистора Т2,
Рис. 111. Схема измерительного генератора НЧ
используемого в качестве согласующего эмиттерного по-
вторителя. Для возбуждения генератора необходимо, что-
бы усиление по напряжению с базы транзистора 7\ до эмит-
тера транзистора Тг было не менее 27, что необходимо для
компенсации потерь в избирательной цепи. Поскольку кас-
кад по схеме с общим эмиттером имеет фазовый сдвиг около
180°, то генерация будет происходить на частоте, при кото-
рой сдвиг фазы сигнала избирательной цепи составляет
также 180°, чтобы общий сдвиг фазы был равен нулю. При
указанных на схеме значениях RC-цепи (3,3 ком и 6800 пф)
частота генерации составляет около 2000 гц. Если увеличить
емкость конденсаторов до 0,015 мкф, то частота уменьшится
до 1000 гц.
Максимальное выходное напряжение генератора около
1 в. Плавная регулировка выходного напряжения произво-
дится потенциометром /?7, а ступенчатая — делителем на-
пряжения, собранным на резисторах R$ — Rn. Таким об-
разом, регулятор выхода (R7) и делитель напряжения
позволяют плавно регулировать выходное напряжение в
в пределах 0 — 1 в, 0 — 100 мв. 0 — 10 мв.
236
При использовании малогабаритных деталей (электро-
литических конденсаторов типа ЭМ, постоянных конденса-
торов типа КДС или КЛС и резисторов типа УЛМ) конструк-
ция генератора может быть весьма компактной. В качестве
источника питания рекомендуется использовать батарею
типа КБС-Л-0,5. Поскольку генератор потребляет ток
около 2,5 ма, то энергии батареи хватит более чем на 200
часов работы. Налаживание собранного прибора несложно.
Рекомендуемый режим работы транзисторов указан на схе-
ме и контролируется тестером. Калибровка шкалы потен-
циометра регулятора выхода осуществляется с помощью
электронного вольтметра.
В заключение можно указать, что генератор сохраняет
работоспособность при снижении рабочего напряжения до
3 в. Транзисторы типа П15 вполне можно заменить на П14
или П16.
Измерительный генератор для настройки
высокочастотного тракта приемника
Правильно настроить входные контуры приемника в ди-
апазонах ДВ и СВ, наладить усилитель ПЧ и измерить чув-
ствительность можно с помощью простого измерительного
0 „О-ЮмхЗ” „0-М” „(НОмГ
п0-Ю0мк6”
Рис. 112. Схема измерительного генератора ВЧ и ПЧ
генератора, принципиальная схема которого приведена на
рис. 112. Диапазон частот от 250 до 1000 кгц, максимальное
выходное напряжение 0,1 в. Напряжение питания 4,5 в,
потребляемый ток около 2,5 ма. В генераторе используются
237
два транзистора типа П401, которые с успехом можно за-
менить транзисторами типа П402, П403. Задающий автоге-
нератор на транзисторе Тг собран по схеме с общим коллек-
тором. Транзистор Т2 является эмиттерным повторителем,
согласующим резонансный контур с нагрузкой. С помощью
потенциометра Ri производится плавная регулировка вы-
ходного напряжения. В свою очередь, выносной делитель
напряжения на резисторах R8—Ru позволяет уменьшить
выходное напряжение еще в 10, 100, 1000 и 10 000 раз.
Генератор может обеспечивать модулированный и смодули-
рованный сигнал. В первом случае на клеммы НЧ подает-
ся низкочастотное напряжение. Источником такого напря-
жения может служить генератор НЧ, описанный выше.
Максимальная глубина модуляции может составлять до
70%. Установка желаемой глубины модуляции и осуще-
ствляется путем подбора номинала резистора Ri или измене-
нием входного напряжения НЧ.
Катушка L± наматывается на подвижном бумажном кар-
касе шириной 10 мм, размещаемом на куске ферритового
стержня от магнитной антенны. Диаметр стержня 7—8 мм,-
длина 15—17 мм. Количество витков 200 (6 + 12 + 182),
считая от вывода, соединенного с плюсом питания. Конден-
сатор переменной емкости, с помощью которого производит-
ся настройка генератора на желаемую частоту, типа «Тес-
ла», либо от детского карманного приемника. Возможно
также применение других конденсаторов с большей мак-
симальной емкостью, что приведет к расширению диапазона
генерируемых частот.
Конструкция генератора должна обеспечивать надежную
экранировку всего устройства, в связи с чем корпус генера-
тора должен быть металлическим. Монтаж электрической
части схемы производится на панели из гетинакса или тексто-
лита толщиной 1—2 мм. Потенциометр Ri типа СП. Рези-
сторы типа УЛМ или МЛТ-ОД Подстроечные конденсаторы
Сз и Сб типа КПК-М. Конденсаторы С6 и Сг типа МБМ.
Конденсатор Сх типа КДС.
Режимы работы транзисторов стабилизированы, поэто-
му при исправных деталях измеренные режимы могут отли-
чаться от указанных на схеме в пределах 4-10 — 15%.Ка-
либровка шкалы переменного конденсатора производится
с помощью вспомогательного приемника, имеющего диапа-
зоны ДВ и СВ. С этой целью выходное напряжение гене-
ратора, снимаемое с клемм 0—1 мв, подводится к гнезду
23S
внешней антенны приемника, настроенного на частоту 250 кг
(длина волны 1200 м). Затем перемещением катушки
по стержню необходимо добиться максимальной громкости
звучания приемника. После этого приемник перестраивают
на частоту 1000 кгц (300 ж), уменьшают емкость конденсато-
ра Ci до минимума и вращением ротора конденсатора Сз
вновь добиваются наибольшей громкости. Таким образом
будут установлены требуемые границы диапазона частот,
после чего на шкале переменного конденсатора генератора
делают отметки, соответствующие крайним и промежуточ-
ным значениям генерируемых частот. Особо отмечается по-
ложение промежуточной частоты 465 кгц.
Калибровка шкалы потенциометра производится на ча-
стоте 465 кгц с помощью электронного вольтметра. Авометр
или тестер для этой цели не годятся. Установка максималь-
ного значения выходного напряжения производится с по-
мощью конденсатора Сь. Калибровку также можно про-
извести с помощью ВЧ вольтметра.
Простой высокочастотный вольтметр
На рис. 113 приведена принципиальная схема простого
вольтметра, способного измерять высокочастотное напряже-
ние более 20—30 мв.
Рис. 113. Схема вольтметра ВЧ и ПЧ и его вольтамперная
характеристика
Проводя калибровку шкалы потенциометра генератора,
следует учитывать внутреннее сопротивление выхода генера-
тора «0—100 мв» постоянному току, равное 4,4 ком, являю-
щееся частью сопротивления Rit
239
ЛИТЕРАТУРА
1. Я- А. Федотов. Основы физики полупроводниковых при-
боров. Изд-во «Советское радио», Москва, 1964.
2. М. М. Самохвалов. Германиевые сплавные диффузион-
ные триоды, Госэнергоиздат, 1962.
3. Справочник радиолюбителя под редакцией А. А. Кули-
ковского. Госэнергоиздат, 1961.
4. Расчет транзисторных цепей под редакцией Р. Ф. Ш и. Изд-во
«Энергия», 1964.
5. Справочник по полупроводниковым приборам под редакцией
Н. Н. Горюнова. Изд-во «Энергия», 1964.
6. И. С. Г о н о р о в с к и й. Радиотехнические цепи и сигналы.
«Советское радио», Москва, 1963.
7. Д. Н. Шапиро. Основы теории и расчета усилителей высо-
кой частоты на транзисторах. «Связьиздат», 1962.
8. Н. И. Чистяков. Транзисторные резонансные усилители.
Изд-во «Связь», Москва, 1964.
9. Р. М. Малин. Выходные трансформаторы, Госэнергоиздат,
1963,
Владимир Алексеевич Васильев
РАДИОЛЮБИТЕЛЮ О ТРАНЗИСТОРАХ
Редакторы С. Д. Бать, Л. А. Енина
Художественный редактор Г. Л. Ушаков
Технический редактор Р. Б. Хазен
Корректор В. Н. Лапидус
Г-44597. Подписано к набору 30. IV. 1966 г. Подписано к печати 28. IV 1967 г.
Изд. № */4424. Бумага 84Х108’/з2 типографская № 3. 12,6 усл. печ. л. Уч.-изд. 11,96.
Тираж- 100 000 экз. Цена 48 коп.
Издательство ДОСААФ, Москва Б-66, Ново-Рязанская ул., д. 26.
Отпечатано с матриц в типографии № 2 изд-ва и комбината печати
«Радянська УкраГна». Киев, Анри Барбтрса, 51/2. Зак. 181.