1ЖГЗ&|







МЕКТРОПИТАНИЕ

РААИОУЕТРОЙПВ
В. Ю. РОГИНСКИЙ

ЭЛЕКТРОПИТАНИЕ
РАДИОУСТРОЙСТВ

Допущено

Министерством высшего и среднего
специального образования РСФСР
в качестве учебника
для радиотехнических вузов
и факультетов

ГОСУДАРСТВЕННОЕ ЭНЕРГЕТИЧЕСКОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО

МОСКВА	1 96 3	ЛЕНИНГРАД
ЭС-5-2

621.396.6
Р59

Книга составлена по программе одноименного
курса электротехнических и радиотехнических
вузов и посвящена вопросам теории и расчета
электрических источников питания радиотехни-
ческих устройств, В книге содержатся основные
сведения о вентилях, выпрямительных устрой-
ствах, сглаживающих фильтрах, первичных
источниках электрического тока, устройствах
регулирования и стабилизации тока и напря-
жения.

Книга предназначена для студентов электро-
технических и радиотехнических вузов в качестве
учебника по курсу, а также для инженеров и тех-
ников, занятых исследованием, проектированием
и эксплуатацией источников электрического пита-
ния радиотехнических устройств.
ПРЕДИСЛОВИЕ

Курс «Электрическое питание радиотехнических
устройств» — один из первых специальных предметов, изу-
чаемых студентами электротехнических и радиотехнических
вузов. Его читают обычно после прохождения общих электро-
технических дисциплин и курса «Электронные и ионные
приборы». Поэтому автор настоящей книги, стремясь к воз-
можно более краткому изложению основ электрического
питания радиотехнических устройств, счел допустимым избе-
гать повторения материала, уже известного студентам.
Если же читатель встретится с необходимостью дополни-
тельно проработать вопросы, относящиеся к предшествующим
курсам, ему придется обратиться к соответствующей лите-
ратуре.

Широкое развитие современной радиоэлектроники при-
вело к производству огромного количества самой разно-
образной аппаратуры, в том числе радиоприемных и радио-
передающих устройств малой мощности, телевизоров, изме-
рительных приборов, относительно маломощных устройств
автоматики и телеуправления и других подобных радио-
устройств. Возникла необходимость в систематическом изло-
жении всего комплекса вопросов электрического питания
этой аппаратуры. Однако комплекс этот настолько обширен,
что автор, будучи связан крайне ограниченным объемом
книги, естественно, не смог осветить его полностью. Так,
за рамками изложения оставлены специфические вопросы,
касающиеся небольшого числа относительно мощных
устройств электрического питания, с которыми имеет дело
сравнительно узкий круг специалистов. Главное внимание
в книге уделено несравненно более распространенным мало-
мощным устройствам.

Из книги, как и из курса, почти исключено рассмотрение
конструкций устройств питания, вспомогательной и пуско-
регулирующей аппаратуры. С одной стороны, это объясняется
ограниченным объемом книги и курса, а с другой — тем, что
эти вопросы достаточно подробно излагаются в смежных учеб-
ных курсах («Конструирование радиоаппаратуры», «Тех-
нология производства радиоаппаратуры» и др.).

Приведенные в книге сведения об электрическом питании
современных радиоэлектронных устройств различного назна-
чения, в том числе и устройств электросвязи, электронно-
счетных и счетно-решающих приборов, достаточны для само-
стоятельного проектирования и эксплуатации названных
устройств студентами и инженерно-техническим персоналом
промышленности.

В книге автора «Электрическое питание радиотехниче-
ских устройств», изданной Госэнергоиздатом в 1957 г.,
были подробно изложены физические основы работы венти-
лей, дан ряд примеров расчетов и приведен обширный спра-
вочный материал. В отличие от нее, данная книга посвящена
преимущественно вопросам теории выпрямления, сглажива-
ния и стабилизации напряжения и тока. Число расчетных
примеров, приведенных в качестве иллюстрации, весьма
ограничено.

Настоящая книга отличается от изданной в 1957 г.
и по методике изложения, поскольку автор вынужден счи-
таться с тем, что книга предназначена служить учебником.

К книге приложен краткий перечень отечественной лите-
ратуры по важнейшим вопросам электрического питания,
опубликованной после 1955 г. Более раннюю литературу
читатель может найти в упомянутой книге автора, изданной
в 1957 г.

Автор выражает сердечную благодарность всем, кто своим
участием в обсуждении, рецензировании и редактировании
рукописи способствовал улучшению содержания книги.
К числу этих лиц в первую очередь относятся проф. С. И. Зи-
литинкевич, проф. С. И. Панфилов, доц. М. И. Войчинский,
проф. А. М. Кутушев, проф. В. Ю. Горяйнов, доц. М. А. Спи-
цын и сотрудники кафедры радиопередающих устройств
ЛЭТИ им. В. И. Ульянова (Ленина) и кафедры радиотех-
ники ЛИТМО.

С благодарностью примет автор все замечания и советы,
имеющие целью улучшить данную книгу. Просьба направ-
лять их по адресу: Ленинград, Д-41, Марсово поле, д. 1,
Ленинградское отделение Госэнергоиздата.

Автор
ОГЛАВЛЕНИЕ

Введение ....................................................

Глава первая. Электрические вентили и их свойства............ 15

1-1. Классификация и параметры вентилей.............. —-

1-2. Электронные вентили............................... 19

А.	Статические характеристики....................... 20

Б. Основные параметры ............................... 22

В.	Многоэлектродные лампы........................... 23

1-3. Ионные вентили.................................... 24

А.	Газотроны......................................... —

Б. Тиратроны......................................... 31

В.	Ртутные вентили.................................. 38

1-4. Полупроводниковые вентили......................... 42

А.	Селеновые вентили................................. —

Б. Меднозакисные (купроксные) вентили................ 51

В.	Германиевые вентили.............................. 54

Г.	Кремниевые вентили............................... 58

Д. Параллельно-последовательное соединение кремние-
вых и германиевых вентилей........................... 59

Е.	Управляемые полупроводниковые вентили............ 62

Глава вторая. Неуправляемые выпрямители с активной нагрузкой 65

2-1. Классификация выпрямителей................... —

2-2. Однопр^у пер иодные схемы выпрямления....... 68

2-3. Двухполупериодные схемы выпрямления......... 73

2-4. Обратное напряжение в схемах выпрямления	....	76

2-5. Пульсация тока и напряжения................. 78

2-6. Токи первичных обмоток трансформатора....... 80

2-7. Соотношение мощностей в схемах выпрямления	....	83

2-8. Вынужденное намагничивание сердечника трансформа-
тора .................................................. 85

2-9. Сравнительная оценка схем выпрямления............. 87

2-10. Учет потерь в выпрямителях....................... 91

2-11. Коэффициент полезного действия выпрямителей. . .	93

Г лава третья. Неуправляемые выпрямители с реактивной нагрузкой 96

3-1. Выпрямители с индуктивной реакцией нагрузки ....	—

3-2. Влияние индуктивности рассеяния обмоток трансформа-
тора на режим работы выпрямителя................... 102

3-3. Выпрямители с емкостной реакцией нагрузки........ 111

А.	Графоаналитический метод расчета выпрямителей. .	114

Б. Уточненный графоаналитический расчет............ 124
3-4. Схемы выпрямления с умножением напряжения ....	129

А. Однофазная мостовая схема выпрямления с удвоением
напряжения........................................... 130

Б. Однофазные схемы выпрямлени'я с умножением напря-
жения .....................................   136

В.	Двухфазная (симметричная) схема выпрямления . . .	143

Г. Трехфазные схемы выпрямления с умножением напря-

жения ............................................ 145

Глава четвертая. Управляемые выпрямители..................... 150

4-1. Общие сведения...................................... —

4-2. Управляемые выпрямители с тиратронами............. 151

А.	Однофазная однополупериодная схема выпрямления	—

Б. Двухфазная однополупериодная схема выпрямления	153

В.	Многофазные однополупериодные схемы выпрямления	159

4-3. Методы управления тиратронными выпрямителями . . .	166

4-4. Управляемые выпрямители с электронными вентилями	171

4-5. Управляемые выпрямители с полупроводниковыми вен-

тилями ............................................ 175

Г лава пятая. Сглаживающие	фильтры.........................   177

5-1. Общие сведения...................................... —

5-2. Сглаживающее действие	фильтров.................... 180

5-3. Переходные процессы в схемах со сглаживающими филь-

трами ............................................. 199

5-4. Влияние сглаживающего фильтра на работу радио-
устройств .............................................. 206

А.	Искажения формы телеграфных сигналов с учетом
внутреннего сопротивления фильтра.................... —

Б. Искажения формы телеграфных сигналов с учетом
скорости их передачи......................... 209

В.	Искажения модулированных сигналов .......	213

5-5. Электронные сглаживающие фильтры.................. 217

Глава шестая. Электрохимические источники тока и непосред-
ственные преобразователи энергии...................... 226

6-1. Общие сведения...................................... —

6-2. Электрохимические элементы и батареи............... 228

А.	Устройство и принцип действия элементов.......	—

Б. Мощные элементы................................... 233

В.	Окисно-ртутные элементы .......................... 235

Г. Параметры элементов и батарей..................... 236

6-3. Аккумуляторы....................................... 238

А.	Кислотные аккумуляторы........................... 240

Б. Щелочные аккумуляторы............................. 243

В.	Газовые аккумуляторы............................. 256

Новые виды электрохимических источников тока . . .	259

Д. Сравнительные характеристики аккумуляторов . . .	260

6-4. Непосредственные преобразователи энергии........... 261

А.	Топливные элементы.............................. 262

Б. Термоэлектрогенераторы .......................... 267

В.	Солнечные батареи................................ 271

Г. Атомные батареи.................................. 274

Д. Электреты........................................ 278
Глава седьмая. Стабилизация напряжения и тока..................... 282

7-1. Общие сведения........................................... —

7-2. Параметрические стабилизаторы с гелинейными сопро-
тивлениями .................................................. 286

А.	Газоразрядные стабилизаторы напряжения................. —

Б. Стабилизаторы тока с бареттерами...................... 304

В.	Стабилизаторы тока с нелинейными сопротивлениями	311

Г. Стабилизаторы напряжения с полупроводниковыми
стабилитронами ........................................... 316

7-3. Электромагнитные стабилизаторы напряжения ....	319

А.	Стабилизаторы	с	насыщенным	дросселем.... —

Б. Стабилизаторы	с резонансом тока....................... 322

В.	Стабилизаторы	с	резонансом	напряжения. 328

Г. Стабилизаторы и автоматические регуляторы напря-

жения ................................................. 332

7-4. Электронные стабилизаторы напряжения и тока ....	335

А.	Простейшие схемы электронных стабилизаторов напря-

жения ................................................. 336

Б. Электронные стабилизаторы напряжения компенса-
ционного типа ............................................ 344

В.	Электронные стабилизаторы тока....................... 351

7-5. Полупроводниковые	стабилизаторы напряжения и тока 354

Литература ....................................................... 361

ВВЕДЕНИЕ

Современные радиотехнические и радиоэлектронные
устройства, включая приемные и передающие устройства,
радиолокационные и телевизионные станции и различную
радиотехническую аппаратуру, содержат большое число
типов электронных ламп, газоразрядных, электронно-луче-
вых, полупроводниковых и фотоэлектрических приборов.
Эти устройства потребляют электрическую энергию постоян-
ного и переменного токов. В каждом таком устройстве
имеется свой источник электрического питания, от которого
зависит работоспособность всего комплекса приборов.

Источники электрического питания весьма разнообразны
и выбор того или другого из них определяется мощностью,
видом и характером питаемого радиоустройства, а также
условиями предстоящей эксплуатации его. В одних случаях
источники питания конструктивно объединены с питаемым
устройством, в других — отделены от него.

В маломощных радиотехнических устройствах и приборах
источники электрического питания, как правило, конструк-
тивно объединены с основными блоками устройства. Несмотря
на то, что потребляемая мощность источников питания
относительно мала (10—1000 ва)у их коэффициент полезного
действия, стоимость, вес и компактность имеют весьма важное
значение. В ряде случаев стоимость и габариты источника
питания оказываются соизмеримыми со стоимостью и габа-
ритами устройства в целом.

Для электрического питания радиотехнических устройств
различного назначения используют следующие источники
тока:

а)	сети переменного тока промышленной частоты (50 гц)
с напряжением 127, 220 или 380 в;

б)	бортовые сети самолетов и кораблей и другие автоном-
ные сети переменного тока повышенной частоты (400 или
800 гц) с напряжением 220/380 в, а также сети постоянного
тока 27,0 в;

в)	автономные маломощные сети постоянного тока с напря-
жением 115 и 230 в\

г)	электрохимические источники тока (элементы, батареи
и аккумуляторы);

д)	непосредственные преобразователи энергии световой
и тепловой радиации в электрическую энергию (солнечные
батареи, термоэлектрогенераторы), а также преобразователи
энергии ветра и радиоактивного распада веществ.

Удельное значение перечисленных источников тока неоди-
наково. Самый распространенный способ электрического
питания — выпрямление переменного тока промышленной
частоты с применением сглаживающих фильтров и стабили-
заторов напряжения и тока. Но и другие способы электриче-
ского питания имеют немалое значение. Так, большой
комплекс радиоэлектронных устройств и приборов, установ-
ленных на искусственных спутниках Земли и предназначен-
ных для научного исследования космоса, питается от электро-
химических. источников тока и преобразователей энергии
солнечной радиации.

Источники электрического питания радиотехнических
устройств должны отвечать следующим основным требо-
ваниям:

а)	давать ток заданного рода (постоянный или перемен-
ный) со стабильными значениями величины и напряжения,
а в некоторых случаях и обеспечивать возможность регули-
рования этих параметров в заданных пределах;

б)	обеспечивать нормальную работу питаемого устрой-
ства и отсутствие искажений;

в)	обладать по возможности малым весом и малыми габа-
ритами, причем уменьшение веса и габаритов не должно идти
за счет ухудшения эксплуатационных свойств аппаратуры
и снижения ее коэффициента полезного действия.

Указанные требования можно пояснить следующими кон-
кретными примерами. Для питания анодных цепей электрон-
ных ламп радиоустройства требуется постоянный ток с задан-
ным номинальным значением напряжения, не меняющимся
при изменении потребляемого тока, т. е. питающее напря-
жение должно оставаться неизменным по величине. При этом
степень постоянства напряжения определяется назначением
данного прибора или устройства и особенностями его работы.
В связи с этим к источнику питания предъявляются также
требования в отношении величины пульсации напряжения,
10
т. е. оговаривается предел его изменения в виде коэффи-
циента пульсации

s = . ^макс-^мин.. =	. 100 [%],

С7макс “Г ^мин Uо

где UQ — среднее значение напряжения на нагрузке.

В тех случаях, когда нагрузка источника питания имеет
чисто активный характер, не делают различия между коэф-
фициентами пульсации по напряжению и току, так как коэф-
фициент пульсации по току будет:

So =	=,	100 [%],

* макс “Г * мин	* 0

а

(70 = /0/?н И ~

Оценка качества источника питания по коэффициенту
пульсации напряжения или тока может быть эффективной
в том случае, если эти изменения происходят периодически,
т. е. пульсация имеет место в заданных пределах с достаточно
частым и периодическим повторением. Такая пульсация
питающего напряжения наиболее характерна для выпрями-
телей со сглаживающими фильтрами, в которых выходное
напряжение представляет собой сумму составляющих: посто-
янной и переменной. Тогда коэффициент пульсации напря-
жения на нагрузке

So = 4г-ЮО [%],

где Un — амплитуда переменной составляющей напряжения.

Что касается определения стабильности питающего напря-
жения, то пределы изменения напряжения на нагрузке
должны быть связаны со временем, в течение которого эти
изменения происходят. Более подробное определение степени
стабильности приведено в § 5-1.

Из числа эксплуатационных свойств особое значение имеют
пригодность источника питания к работе в определенных
температурных условиях, его чувствительность к механи-
ческим вибрациям, влажности, давлению окружающей
среды и т. д.

О практических требованиях к источникам питания
устройств различного назначения можно судить по табл. В-1.

Разнообразие видов радиотехнической аппаратуры и
устройств не исчерпывается перечнем табл. В-1, в связи с чем
и характеристики их в ряде случаев выходят за пределы
данных, приведенных в этой таблице.

И
Название потребителей электрической энергии	Электрические характеристики потребителей энергии			
	Род тока	Напря- жение, в	3 о я — „\о w о  М Я ф ®	Sq. % (не более)
Радиовещательные прием- ники с полным питанием от сети переменного тока: анодные цепи ламп . .	Постоянный	160—450	0,2	0,02—0,1 _
накальные цепи ламп	Переменный	2—6,3	4	• —
Радиовещательные прием- ники с транзисторами	Постоянный	1,2—24	0,02	0,1
Телевизоры:  анодные цепи ламп . .		<750	0,2	0,05—0,1
цепи ускоряющих элек- тродов трубок . . .	»	< 3000	0,01	0,001
накальные цепи ламп и трубок 		Переменный	2—6,3	5	—
Усилители маломощные раз- личного назначения: анодные цепи ламп . .	Постоянный	<750	0,05	0,05—0,1
накальные и сигналь- ные цепи 		Переменный	< 12	5	—
Усилители маломощные, трансляционные: анодные цепи ламп . .	Постоянный	<750	0,15	0,05
накальные и сигналь- ные цепи 		Переменный	<20	5	—
Радиостанции маломощные, переносимые и перевози- мые: анодные цепи ламп . .	Постоянный	<750	0,05	0,05—0,01
накальные цепи ламп	Переменный	<20	5	—
	Постоянный	<6,3	10	0,1
Двигатели малой мощности, переключатели каналов связи и т. п			< 120	2	1—2
Цепи подмагничивания электродинамических громкоговорителей . . .	»	< 100	0,1	2—5
Цепи угольных микрофо- нов, телефонные цепи . .	»	<24	0,2	0,0001
Как правило, радиотехнические устройства, потребляю-
щие мощность более 1 кет, полностью питаются от трехфазной
сети переменного тока частотой 50 гц и напряжением 220/380 в
через выпрямители. Накальные цепи чаще всего питаются
переменным током через понижающие трансформаторы,
реже — постоянным током через полупроводниковые выпря-
мители. Самолетные и корабельные радиотехнические устрой-
ства питаются от машинных генераторов постоянного тока.

Электрическое питание радиотехнических устройств .мощ-
ностью до 100 вт осуществляют, как правило, от сети пере-
менного тока через выпрямитель. В порядке исключения
возможно также их питание от электрохимических источников
тока, осуществляемое либо непосредственно, либо через
соответствующие преобразователи (вибрационные или полу-
проводниковые).

Выбор системы электрического питания устройств малой
мощности (2—15 вт) определяется условиями эксплуатации.
Для этих целей используют выпрямители, электрохимиче-
ские источники тока, электромашинные умформеры, непо-
средственные преобразователи энергии, а также ветроэлек-
трические установки и машинные генераторы с ручным или
ножным приводом.

При проектировании радиотехнического устройства пред-
почтение отдают той системе электрического питания, которая
наилучшим образом удовлетворяет всем указанным выше
требованиям. Прежде чем остановить свой выбор на опре-
деленной системе питания, обычно рассматривают несколько
вариантов, сопоставляя друг с другом их недостатки и пре-
имущества.

ГЛАВА ПЕРВАЯ

ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ВЕНТИЛИ И ИХ СВОЙСТВА

§ 1-1. КЛАССИФИКАЦИЯ И ПАРАМЕТРЫ ВЕНТИЛЕЙ

Электрическим вентилем называют прибор,
проводящий электрический ток преимущественно в одном
направлении. Если вентиль проводит ток в одном (прямом)
направлении, а в другом (обратном) совсем его не проводит,
причем в проводящем направлении сопротивление отсутст-
вует, то такой вентиль называют идеальн ы м. В реаль-

Рис. 1-1. Вольтамперные характеристики вентилей: а — идеального, без
потерь и без обратного тока; б — с потерями и с обратным током; в—с поте-
рями, без обратного тока.

ном вентиле току /пр в прямом (проводящем) направлении
оказывается сравнительно небольшое сопротивление, а току
обратного направления — большое сопротивление.

Основные электрические свойства вентилей выражаются
вольтамперной характеристикой / = ср ((/), показывающей
зависимость тока от приложенного к вентилю напряжения.
На рис. 1-1, а и б показаны вольтамперные характеристики
соответственно идеального и реального вентилей.

Как видно из характеристики идеального вентиля, пря-
мой ток /пр через него не ограничен и создается при прямом
напряжении 1/пр малой величины, так как сопротивление
вентиля этому току ничтожно мало (в пределе оно равно
нулю). Обратного тока через этот вентиль нет при любом
обратном напряжении [7обр. В реальном вентиле, например
полупроводниковом, для создания заданной величины пря-
мого тока приходится прикладывать к вентилю заметно
большое прямое напряжение; при обратном же напряжении
имеется обратный ток, достигающий заметно больших зна-
чений по мере приближения величины Добр к пробивному
напряжению, при котором нарушается электрическая проч-
ность вентиля. В тех случаях, когда обратный ток ничтожно
мал по сравнению с прямым током, как это имеет место в элек-
тронных лампах, вольтамперная характеристика вентиля
имеет вид, показанный на рис. 1-1, в.

Все электрические вентили могут быть классифициро-
ваны по следующим признакам:

а)	по принципу действия — на электрические и механи-
ческие; .

б)	по характеру проводимости электрического тока —
на электронные, ионные и полупроводниковые;

в)	по характеру управления тока через вентиль —
на неуправляемые и управляемые;

г)	по числу электродов вентиля — на двухэлектродные
и многоэлектродные.

Одностороннее протекание тока через вентили меха-
нического действия достигается тем, что цепь
тока прерывается синхронно с изменением полярности при-
ложенного к вентилю напряжения. При этом нагрузка
подключается к источнику тока в одни и те же моменты
времени, в результате чего по нагрузке протекает ток одного
направления, т. е. осуществляется выпрямление перемен-
ного тока в постоянный благодаря синхронному переклю-
чению тока через вентиль.

Синхронность действия механических контактов-вентилей
достигается различными способами. Типичным вентилем
механического действия является коллектор в машинах
постоянного тока, с помощью которого осуществляется
выпрямление генерируемого в машине переменного тока.
К механическим вентилям относятся различные конструкции
дисковых, роликовых и вибрационных коммутаторов. Все
эти вентили механического действия почти не применяются
в устройствах электрического питания радиоэлектронных
приборов из-за свойственных им недостатков. К важнейшим
недостаткам таких вентилей относятся громоздкость кон-
струкции и наличие механически переключаемых электри-
16
ческих контактов, создающих помехи работе радиотехниче-
ских приборов. Такие механические вентили находят приме-
нение в мощных установках электрохимической промыш-
ленности для электролиза, где требуются относительно низкие
напряжения на нагрузке (1—25 в) при больших токах (1000—
5000 а), В ряде случаев вентили механического действия
успешно вытесняются полупроводниковыми вентилями.

Вентили электрического действия
обладают рядом положительных эксплуатационных свойств,
что объясняет использование их в подавляющем большинстве
установок электрического питания радиоустройств. Электри-
ческие вентили бывают электронными, ионными и полупро-

водниковыми.

К электронным вентилям относятся кенотроны

и другие электронные лампы с соответствующим включением
электродов в схему; к ионным — газотроны, тиратроны,

игнитроны, экситроны и ртутные вентили; к полупро-
водниковым — меднозакисные, селеновые, германие-

вые и кремниевые диоды и вентильные комплекты, пред-
ставляющие собой соединение ряда диодов по параллельно-
последовательным схемам, удобным для использования в за-
данной схеме выпрямления.

К электрическим вентилям предъявляются следующие
основные требования.

1.	Вентиль должен обладать наименьшим сопротивлением
прямому току /пр, так как величина сопротивления вен-
тиля /?пр этому току определяет коэффициент полезного
действия вентиля. При отсутствии обратного тока к. п. д.

вентиля определяется соотношением:

1в Ро + РВ Zot/o + /?np/*p ’

(1-1)

где /0 и UQ — средние значения выпрямленного тока и
напряжения на нагрузке;

/?Пр — сопротивление вентиля прямому току- /пр;
Рв — мощность потерь в вентиле.

Вольтамперная характеристика вентиля позволяет опре-
делить величины сопротивлений прямому и обратному току
(/?пр и 7?обр). Так как характеристика является нелинейной,
то эти сопротивления изменяются в зависимости от рабочей
точки, т. е. от величины тока, протекающего через вентиль.

Если к вентилю приложено постоянное напряжение,
мы имеем:	rj	rj

= и /?о6р = т~-	(1-2)

'пр	н 'обр

2 В. Ю. Рогинский 1245	17
Если же к вентилю приложено напряжение переменного
тока с малой амплитудой, то

А£7пр	Д^обр	п п к

А пр пер— Д/Пр и ^обрпер— Д/обр ’

Сопротивления переменному току, или, как их иногда
называют, дифференциальные сопротивления, правильно
отражают физические процессы в том случае, если амплитуда
переменного напряжения мала или если к диоду приложено
пульсирующее напряжение, в котором переменная состав-
ляющая мала по сравнению с постоянной составляющей.
Что касается выпрямителей переменного тока, у которых
амплитуда приложенного к вентилю напряжения велика
и меняется со временем, поскольку ток через вентиль проте-
кает в некоторой части периода выпрямляемого тока, то
применительно к ним ни одного из указанных сопротивлений,
строго говоря, нельзя принимать в расчет. Для подобных
случаев, как это показал ряд авторов, должно быть выбрано
эквивалентное сопротивление потерь 7?экв в вентиле, которое
будет зависеть от формы импульса тока через вентиль и ре-
жима работы вентиля. Это сопротивление будет отличаться
по величине и от 7?пр и от /?прпер (аналога внутреннего сопро-
тивления кенотрона /?z), поскольку заведомо можно счи-
тать, что

/?ПР ^?экв << Япр пер*	(1-2 6)

Учитывая, однако, что падение напряжения на вентиле
обычно составляет небольшую часть напряжения на нагрузке,
можно с достаточной для инженерных расчетов точностью
пользоваться соотношениями (1-2).

2.	Вентиль должен обеспечивать наименьший обратный
ток в схеме при заданном обратном напряжении L/o6p,
так как наличие обратного тока приводит к дополнительным
потерям в вентиле и усложняет эксплуатацию выпрямитель-
ного устройства. Если обратный ток соизмерим с прямым
током, то выпрямительные свойства вентиля пропадают.
Качество вентиля можно в некоторой степени характеризо-
вать статическим коэффициентом выпрямления

Квып = -^Ч	(1-3)

2обр

причем величины /пр и измерены при Unp = U^.

От статического коэффициента выпрямления надо отли-
чать динамический коэффициент выпрямления, представляю-
щий собой отношение/прдоп к /^.измеренному при
18
3.	Вентиль должен обладать высокой электрической проч-
ностью, определяемой допустимым значением обратного
напряжения (7обр. Использование вентиля при больших
обратных напряжениях позволяет получать высокое выпрям-
ленное напряжение при наименьших размерах выпрями-
тельного устройства. В ряде случаев низкое Допустимое
обратное напряжение исключает возможность использовать
данный вентиль.

4.	Вентиль должен потреблять минимальное количество
энергии. Между тем такие широко используемые вентили,
как кенотроны, газотроны и др., расходуют дополнительную
энергию на накаливание катода, что снижает к. п. д. вентиля
и всего выпрямительного устройства.

Если учитывать потери энергии на накаливание катода,
то к. п. д. вентиля составит:

п =______Р°..-..

1в Ро + ^в + Рнв’

где ^нв — мощность накала вентиля, часто превышающая
величину Рв — мощность потерь в вентиле, определяемую
по формуле (1-1).

5.	Вентиль должен быть приспособлен к работе в тех
условиях, в которых эксплуатируется выпрямительное
устройство. Главнейшие эксплуатационные требования,
предъявляемые к вентилю, таковы:

а)	минимальное отклонение параметров от номинальных
значений при заданных пределах изменения температуры
окружающей среды;

б)	надежность работы и длительный срок службы, взаимо-
заменяемость, простота обслуживания;

в)	способность выдерживать тряску, механические виб-
рации и ускорения.

Немаловажное значение при выборе типа вентиля имеют
также его стоимость, технологичность (простота изготовле-
ния), вес и габаритные размеры.

§ 1-2. ЭЛЕКТРОННЫЕ ВЕНТИЛИ

Основным типом электронных вентилей является кено-
трон, представляющий собой двухэлектродную электрон-
ную лампу, предназначенную для выпрямления тока.
От маломощных двухэлектродных ламп-диодов кенотрон
отличается характеристиками^ параметрами и некоторыми
конструктивными особенностями.

2*	19
А. Статические характеристики

Статические характеристики диодов показаны на рис. 1-2.
Методы измерения этих характеристик, а также основные
закономерности, обусловливающие их вид, достаточно по-
дробно рассмотрены в других курсах. Но здесь, ввиду большой
важности знания характеристик и умения ими пользоваться,
все же уместно привести некоторые краткие данные по этому
вопросу.

Как видно из рис. 1-2, а, где представлено семейство
эмиссионных характеристик диода, анодный ток возможен

Рис. 1-2. Характеристики диодов: а — эмиссионная характеристи-
ка; б — вольтамперная характеристика мощного кенотрона;
в—вольтамперная характеристика маломощного кенотрона (диода-
детектора).

лишь при токе больше минимального тока накала /нмнн.
При меньших токах накала или, что то же самое, при низких
напряжениях накала, температура катода настолько низка,
что эмиссия электронов не замечается. Как известно, удель-
ный ток эмиссии определяется соотношением:

__Ьр

leq = АТЧ т [а!см2],	(1-4)

где Т — температура катода;

bQ — величина, пропорциональная работе выхода элек-
тронов;

А — коэффициент пропорциональности.

Рабочая температура катода зависит от его конструкции
и от материала, из которого он сделан, и изменяется в сле-
дующих пределах:

а)	вольфрамовые катоды прямого накала — от 2400 до
2600° К;

б)	оксидированные катоды косвенного накала — от 900
до 1100° К.
Температура катода связана с током накала следующим
соотношением:

т° = КРН = К/Хн.	(1-5)

где К — коэффициент, определяемый конструкцией и теп-
ловыми свойствами катода;

Ри — мощность, расходуемая на накал катода;

/н — ток накала;

Ян. н — сопротивление нити накала, изменяющееся по
мере накаливания нити.

Показанный на рис. 1-2, а ток Is ограничивается режимом
пространственного заряда; при повышении потенциала анода,
когда пространственный заряд вблизи катода и в между-
электродном пространстве уменьшается, этот ток возрастает.

На рис. 1-2, б показано семейство статических вольт-
амперных характеристик двухэлектродной лампы-кенотрона.
Здесь, как известно, анодный ток определяется законом сте-
пени трех вторых:

/а = AU‘'\	 (1-6)

где А — коэффициент, зависящий от геометрических раз-
меров и формы электродов кенотрона;

t/a — анодное напряжение.

Показанный на рис. 1-2, б ток насыщения Is ограничен
эмиссионными свойствами катода. В катодах прямого накала
значение тока насыщения увеличивается по мере повышения
напряжения накала. В катодах косвенного накала, особенно
оксидированных, значение тока насыщения ярко не выра-
жено. Тем не менее нагрузка кенотрона по анодному току
ограничена, так как при перегрузке кенотрона нарушается
целостность верхнего слоя катода и срок службы кенотрона
значительно снижается. Отсюда вытекает, что режим эксплу-
атации кенотронов, особенно мощных, должен быть строго
выдержан.

На рис. 1-2, в показана вольтамперная характеристика
маломощного диода, где анодный ток имеется даже при
небольших отрицательных значениях анодного напряжения.
Наличие этого тока, как известно, объясняется действием
тех электронов, которые имеют заметно большую начальную
скорость у0 у поверхности катода. Эта скорость больше
скорости v, определяемой тормозящим полем с отрицательным
потенциалом:
В кенотронах также имеются быстрые электроны (с боль-
шой начальной скоростью), но их мало по сравнению с общим
количеством электронов, эмитированных катодом. Поэтому
при измерении характеристики достаточно «грубыми» при-
борами, а также при построении характеристики в обычных
масштабах наличие небольшого анодного тока не отмечается.

Б. Основные параметры

Среднее и амплитудное значения допустимого тока через
кенотрон определяются не только эмиссионной способностью
катода, но, главным образом, величиной допустимой мощно-
сти рассеяния на аноде Радоп. При этом обязательно сохра-
нение неравенства:

Л < Ра доп-	(Ь7)

Здесь под величиной допустимой мощности рассеяния,
как известно, принимается величина

Радоп < SaPaq,	(1-7а)

где	5а — площадь анода;

Ра1) =	— удельная мощность рассеяния на аноде;

Т — температура анода;

| — коэффициент лучеиспускания, определяе-
мый конструкцией и цветом анода;

о — постоянная Больцмана.

Под величиной мощности, рассеиваемой на аноде, пони-
мается величина

где za и иа — мгновенные значения тока анода и падения
напряжения между анодом и катодом.

Если кенотрон включен в цепь постоянного тока, то Ра =
= UaIa0, где /а0 — среднее значение тока через кенотрон.
Если же, как это чаще бывает, кенотрон работает в импульс-
ном режиме и ток через него протекает периодически с боль-
шой отсечкой, то при заданной величине Радоп среднее, дей-
ствующее и амплитудное значения тока в цепи кенотрона
будут разными величинами, как это показан® в § 2-2.

Допустимое обратное напряжение t/обрдоп должно быть
всегда больше обратного напряжения £7обр, под которым ока-
зывается кенотрон в те моменты времени, когда ток через
него не протекает и на его аноде имеется отрицательный
потенциал относительно катода.
Ограничение величины {7о5рдоП вызвано стремлением
обеспечить электрическую прочность междуэлектродного про-
межутка. Если обратное напряжение достигает величины,
соизмеримой с пробивным напряжением, то всегда имеется
опасность электрического пробоя кенотрона.

Сопротивления кенотрона, как электрического вентиля,
также служат параметрами, которые могут быть использо-
ваны при расчете выпрямительных устройств. При этом
различает следующие сопротивления:

а)	внутреннее сопротивление	[ол], пред-

ставляющее собой сопротивление переменному току малой
амплитуды;

б)	сопротивление постоянному току Ro — —г~ Io-и],
1 а

которое практически можно считать равным либо величине гв,
либо (с приближением, достаточным для расчетов) вели-
чине /?экв, как это указывалось выше.

Связь величин сопротивления с другими параметрами
кенотрона видна из выражений:

а)	для крутизны характеристики кенотрона

е А/а 1 .

Ri ’

б)	для мощности, рассеиваемой на аноде лампы,
Ра = ^а. дРэкв.

где /а. д — действующее значение анодного тока.

В. Многоэлектродные лампы

В ряде случаев целесообразно, руководствуясь конструк-
тивными или эксплуатационными соображениями, исполь-
зовать в маломощных выпрямительных устройствах в каче-
стве вентилей многоэлектродные лампы. Это практикуется,
в частности, при необходимости обеспечить однотипность
ламп.	t

На рис. 1-3 показаны схемы включения многоэлектродных
ламп, используемых в качестве вентилей. Здесь у всех ламп
дополнительные электроды (сетки) включены вместе с анодом
через ограничительные сопротивления Рогр. Подключение
сетки к аноду вызывает необходимость снизить величину
^обРдоп. так как обычно управляющая сетка расположена
близко от катода и электрическая прочность промежутка
сетка — катод невелика. Однако включать сетку с катодом
нельзя, ибо это угрожает порчей сетки из-за ее «запыления»
материалом эмитера.

Назначение ограничительного сопротивления /?огр сво-
дится к тому, чтобы ток протекал, в основном, через цепь
анода, а не через цепь сеток лампы. Всего опаснее для лампы,

Рис. 1-3. Схемы включения многоэлектродных ламп,
используемых в качестве кенотронов.

если выпрямленный ток протекает через ее сетку, поскольку
последняя не рассчитана на рассеяние большой мощности.
При выборе величины сопротивления можно исходить из
приближенного соотношения:

(1-8)

где Ра и Pg — допустимые мощности рассеяния на аноде
и сетке.

§ 1-3. ИОННЫЕ ВЕНТИЛИ

Ионные вентили бывают двух основных типов: с твердым
накаливаемым и жидким ненакаливаемым катодами. К пер-
вому типу относятся газотроны и тиратроны, а наиболее
распространенными представителями второго типа являются
ртутные вентили, экситроны и игнитроны.

А. Газотроны

Газотроны представляют собою двухэлектродные газо-
разрядные приборы с твердым накаливаемым катодом.
Наполнены газотроны могут быть как парами ртути, так
и инертными газами (аргоном, неоном, ксеноном, криптоном
и газовыми смесями). Схематическое устройство газотронов
и их обозначения в схемах показаны на рис. 1-4. Катоды
I газотронов могут быть с прямым или с косвенным накалом.
. 24
Рис. 1-4. Схематическое устройство газотронов типа ВГ-129 (а), типа ВГ-237 (б),
типа ВГ-163 (в) и их обозначения в схемах (г).

1 — катод; 2 — анод; 3 — экран катода.
Нормальная работа газотронов обусловлена ионизацией
газа, заполняющего междуэлектродный промежуток, в ре-
зультате чего возникает дуговой разряд между анодом
и катодом. Различают три стадии газового разряда: во-пер-
вых, начальную стадию ионизации, во-вторых, интенсивный
процесс ионизации — зажигание и, в-третьих, деионизацию.
Каждая из этих стадий процесса обладает специфическими
особенностями и по-разному сказывается на виде характери-
стики и на составляющих падения напряжения на газотроне.

Характер протекания газового разряда в газотроне описы-
вается его вольтамперной характеристикой, приведенной

Рис. 1-5. Характеристики газотрона в проводящем на-
правлении: а — вольтамперная характеристика; б — зависи-
мость падения напряжения Ur от температуры баллона
газотрона t

на рис. 1-5, а. Участок характеристики О—а соответствует
режиму, при котором ток обусловлен электронными процес-
сами при отсутствии ионизации газа. Этот ток невелик,
и падение напряжения на газотроне может достичь заметной
величины. При анодном напряжении (7а = U3 (точка а)
происходит зажигание газотрона. При этом ионизация стано-
вится интенсивной и сопровождается свечением газа. Точка а
на вольтамперной характеристике называется порогом
зажигания, а величина U3 — напряжением
зажигания.

Напряжение зажигания в газотроне определяется сум-
марным падением напряжения у катода Д(/к, на пути движе-
ния зарядов между электродами в газоразрядной плазме Д С7ПЛ
и у анода Д[/а. Эти составляющие падения напряжения раз-
личны на различных участках газотрона и их абсолютные
значения зависят от условий ионизации.

Падение напряжения на газотроне происходит главным
образом вблизи катода. Эта часть падения напряжения,
26
обозначаемая через Д[/к, обусловлена следующим. Элек-
троны, эмитированные катодом, вначале имеют небольшую
скорость, но в пространстве вблизи катода она постепенно
нарастает под воздействием ускоряющего поля анода. Когда
скорость электронов под воздействием напряжения t/a ста-
новится достаточной, начинается процесс ионизации. Одно-
временно с процессом ионизации происходит частичный
процесс деионизации, вследствие чего некоторые из молекул
газа, испытывающие воздействие присоединившихся к ним
свободных электронов, обладающих сравнительно малой
скоростью, становятся электрически нейтральными. Такие
молекулы газа подвергаются затем повторной ионизации,
а поскольку на это затрачивается дополнительная энергия,
то напряжение вблизи катода падает. По мере того, как моле-
кулы удаляются от катода, вероятность повторной ионизации
их все уменьшается, так как электроны обладают здесь уже
большой скоростью, что делает их присоединение к ионизи-
рованным молекулам менее возможным, чем вблизи катода.
Вследствие этого падение напряжения на этих участках
газового промежутка замедляется.

Как правило, катодное падение потенциала меньше потен-
циала ионизации С7ИОН, что объясняется наличием в плазме
быстрых электронов, делающих возможной ступенчатую иони-
зацию, которая обычно происходит при потенциале воз-
буждения Um36 < U„0H.

Величина катодного падения потенциала зависит от состоя-
ния и свойств газа, а также от состояния поверхности и мате-
риала катода, но не зависит от тока эмиссии, если он не
превышает значения нормального эмиссионного тока. Если же
отбираемый от катода ток чрезмерно велик, то падение потен-
циала у катода возрастает. При этом ионы, подходящие
к катоду со стороны анода, имеют большие скорости и при
соударении с катодом разогревают его, вызывая увеличение
эмиссии и частичное разрушение слоя эмитера. Обычно
в газотронах предусматривается экран, предохраняющий
катод от сильной бомбардировки ионами. Тем не менее при
недокале катода указанное явление имеет резко выраженный
характер, так как в таком режиме вблизи катода нет про-
странственного заряда, который в обычных условиях резко
ослабляет действие ионов. При этих условиях катодное паде-
ние потенциала превышает 9 в, в нормальном же режиме
оно составляет 6—9 в.

В процессе ионизации газа в междуэлектродном простран-
стве образуется газоразрядная плазма. Такому
состоянию газа свойственна большая плотность зарядов ионов
и электронов, в результате чего падает сопротивление газо-
разрядного промежутка и уменьшается падение напряжения
на газотроне. Этот процесс имеет место на участке а—б
вольтамперной характеристики (рис. 1-5, а).

В нормальном режиме работы газотрона падение потен-
циала в газоразрядной плазме А^7ПЛ составляет доли вольта
на сантиметр пути электронов в плазме. Поэтому для боль-
шинства газотронов полное падение потенциала в плазме
составляет 1—3 в. Нарушение температурного режима,
ухудшение свойств газа и недогрузка газотрона по прямому
току, при которой плотность зарядов в плазме мала, приводят
к увеличению падения напряжения в плазме.

Падение напряжения у анода At7a обусловлено скопле-
нием электронов вблизи анода, создающим своеобразный
отрицательный пространственный заряд, оказывающий со-
противление электронам, приходящим с катода. В некоторых
режимах работы газотрона, например при больших токах
нагрузки и недостаточной эмиссии электронов, простран-
ственный заряд отсутствует. В этом случае падения потен-
циала может не быть или же оно может стать отрицательным,
т. е. действовать так, что общее падение потенциала на газо-
троне будет уменьшаться. Абсолютное значение величины At/a
оценивается в 1—2 в.

Суммарное падение потенциала при нормальных условиях
работы газотрона на участке б—в характеристики зависит
от типа газотрона и составляет 10—20 в. Это падение напря-
жения называется напряжением горения 1/г,
а участок б—в характеристики — рабочей частью
характеристики. Размеры рабочей (пологой) части
характеристики меняются в зависимости от температурного
режима работы газотрона: при недокале и снижении темпе-
ратуры окружающей среды пологая часть характеристики
сужается.

Участок в—г вольтамперной характеристики является
нерабочим. В этой части характеристики падение потенциала
на газотроне резко возрастает по мере увеличения нагрузки
газотрона по току, причем большая часть потенциала падает
вблизи катода, вызывая его разрушение. При резком недокале
газотрона его вольтамперная характеристика имеет вид, пока-
занный на рис. 1-5, а пунктиром.

Как это следует из физики, протекание процесса иониза-
ции, температура окружающей среды и газа существенно
влияют на величину падения напряжения на газотроне:
28
при повышении температуры падение напряжения снижается
и, наоборот, при понижении температуры оно повышается.
На рис. 1-5, б эта зависимость падения напряжения от тем-
пературы показана на примере газотрона с парами ртути.
В газотронах с инертными газами влияние температуры
сказывается меньше, хотя все же заметно при протекании
прямого тока.

Если на аноде имеется отрицательный потенциал или
изменяется полярность потенциала анода, то начинается
деионизация и возникает ток обратного направления. Эти

Рис. 1-6. Характеристики газотрона в непроводящем направле-
нии: а — графики прямого и обратного токов; б — зависимость
t/обр доп от температуры баллона газотрона t.

процессы происходят в газотроне при выпрямлении тока
каждые полпериода и могут быть описаны следующим
образом.

Изменение полярности потенциала анода тотчас же при-
водит к изменениям в составе газоразрядной плазмы. Под дей-
ствием отрицательного потенциала анода начинается процесс
рекомбинации газовых частиц. При этом ионы газоразрядной
плазмы двигаются к аноду, а электроны — к катоду, т. е.
возникает обратный ток 1^. Длительность существования
этого тока невелика; она определяется временем деионизации,
которое, в свою очередь, зависит от свойств газа в газотроне
и составляет примерно 50—100 мксек. Характер изменения
прямого и обратного токов в газотроне показан на рис. 1-6, а.

Величина обратного тока зависит от давления газа,
скорости нарастания отрицательного потенциала на аноде,
величины имевшегося до этого прямого тока и конфигурации
анода. Обычно обратный ток составляет доли процента от
прямого тока. Однако при некоторых неблагоприятных
условиях работы газотрона обратный ток достигает заметно
больших значений. В ряде случаев при наличии обратного
тока ионная бомбардировка анода вызывает вторичную эмис-
сию с его поверхности. Вторично излученные электроны
движутся с анода к катоду с большой скоростью и способны,
заполнив междуэлектродное пространство газоразрядной
плазмой, вызвать ионизацию газа. В результате этого резко
увеличится обратный ток и возможно обратное зажи-
гание газотрона.

Допустимое обратное напряжение U^p^ выбирают
таким, чтобы при нем не наблюдалось обратного зажигания
газотрона. Величина допустимого обратного напряжения
зависит от ряда причин, в первую очередь от температуры
газа. Характер зависимости U^p^ от температуры окру-
жающей среды для газотронов с парами ртути показан на
рис. 1-6, б. При повышении температуры от +35 до +55° С
величина	должна снизиться примерно в два раза.

С учетом изложенного специфические эксплуатационные
требования, предъявляемые к газотронам, сводятся к сле-
дующему.

1.	Газотроны с парами ртути должны эксплуатироваться
только в вертикальном положении, чтобы ртуть концентри-
ровалась в нижней части горловины колбы и не смачивала
электродов газотрона.

2.	Напряжение накала должно поддерживаться с большой
точностью. Недопустимы сколько-нибудь значительные откло-
нения от его номинального значения ни в сторону повышения,
ни в сторону понижения, поскольку перекал катода
сопровождается распылением оксидного слоя катода, умень-
шением его эмиссионной способности, снижением допустимой
величины обратного напряжения, а недокал приводит
к повышению падения напряжения на газотроне и разруше-
нию катода вследствие его бомбардировки тяжелыми ионами.
Поэтому желательно иметь в выпрямительных устройствах
регулятор напряжения накала.

3.	Температурный режим работы газотронов следует под-
держивать достаточно постоянным. При включении газотрона
в схему выпрямителя надлежит выдерживать сроки его про-
грева до включения анодного напряжения. Это требование
продиктовано тем, что при включении анодного напряжения
без прогрева газотрона может повыситься падение напря-
жения на нем и частично разрушиться катод; кроме того,
может произойти обратное зажигание.

4.	Параметры газотронов с инертными газами не отли-
чаются стабильностью. С течением времени давление газов
в газотронах уменьшается, в результате чего напряжение
зажигания и горения в них повышается. Поэтому параметры
газотронов, отработавших гарантийный срок или же вклю-
чаемых в схему после длительного хранения без использо-
вания, подлежат обязательной проверке.

Б. Тиратроны

Тиратроны, представляющие собой управляемые газораз-
рядные приборы с тремя или четырьмя электродами, бывают
двух видов:

а)	с накаливаемым катодом (используются для выпрям-
ления тока достаточно большой мощности);

б)	безнакальные, с тлеющим разрядом (используются
в маломощных устройствах).

Тиратроны с накаливаемым катодом. Схематическое
устройство некоторых типов таких тиратронов и их обозна-
чение в схемах показаны на рис. 1-7. Эти тиратроны во многом
сходны с газотронами, но вместе с тем и существенно отли-
чаются от них. Отличаются они и от электронных ламп.

Управляющая сетка описываемых тиратронов устроена
так, что она полностью закрывает катод от непосредственного
воздействия электрического поля анода. Обычно катод тира-
трона окружен металлическим цилиндром, дно которого,
обращенное к аноду, закрыто сеткой или диском с круглыми
отверстиями. Такой цилиндр с сеткой препятствует попаданию
на анод тех электронов, которые не подверглись действию
электрического поля сетки. Не будь этого цилиндра, движу-
щиеся к аноду электроны, не контролируемые сеткой, вызвали
бы ионизацию газа, и ток через тиратрон перестал бы зави-
сеть от потенциала управляющей сетки. Иными словами,
процесс ионизации и ток стали бы неуправляемыми.

Семейство анодно-сеточных статических характеристик
тиратрона с накаливаемым катодом показано на рис. 1-8, а.
Эти характеристики определяют зависимость тока анода /а
от напряжения сеточного смещения Ug при разных постоян-
ных потенциалах анода, т. е. /а = q> (t/g).

Как показано на рис. 1-8, а, при постоянном потенциале
анода Ua, тиратрон отпирается при потенциале управляющей
сетки — Ug в точке а характеристики. При дальнейшем
уменьшении отрицательного потенциала управляющей сетки
в пределах а—б характеристики через тиратрон протекает
ток небольшой величины. В этом режиме тиратрон ведет себя
как трехэлектродная лампа. При дальнейшем уменьшении
отрицательных значений, не вызывает изменений анодного
тока. Изменение потенциала сетки в сторону заметно больших
отрицательных значений не вызывает также запирания
тиратрона. Для гашения разряда в тиратроне должно быть
снято положительное анодное напряжение.

Управляющее действие сетки пропадает из-за того, что
в зажженном тиратроне к сетке с отрицательным потенциалом
движутся, нейтрализуя ее потенциал, положительные ионы
из газоразрядной плазмы. Вся управляющая сетка покры-
вается ионной оболочкой, толщина которой увеличивается
с ростом* анодного тока и с увеличением отрицательного
потенциала сетки. При этом в замкнутой сеточной цепи тира-
трона возникает заметно большой ионный ток, техническое
направление которого от сетки к катоду тиратрона по его
внешней цепи. На рис. 1-8, а показаны зависимости К =
= ф (t/g; Л).

Величину сеточного тока тиратрона легче всего определить
экспериментально, ибо ее аналитическое выражение доста-
точно сложно и зависит от ряда факторов. В простейшем
случае для сетки в виде диска с круглым отверстием радиу-
сом г сеточный ток определяется выражением:

. 5,41-10-8 f,./2
2 /Мгф2 S ’

где Us — разность потенциалов между сеткой и плазмой;
М — молекулярный вес иона газа;

Р — величина, зависящая от отношения ;

s — толщина ионной оболочки.

Для ограничения сеточного тока в схемах с тиратронами
используют ограничительное сопротивление Rg — 1034-
10° ом. Это сопротивление включают в сеточную внешнюю
цепь тиратрона.

Наряду с анодно-сеточной характеристикой весьма суще-
ственна пусковая характеристика тиратрона, представляю-
щая собой взаимно связанные соотношения минимальных
значений сеточного и анодного напряжений, при которых
происходит зажигание тиратрона. Так как величина сеточ-
ного напряжения, при котором происходит зажигание тира-
трона, зависит от температуры тиратрона, частоты тока,
протекающего через тиратрон, и величины ограничительного
сопротивления J?g, то практически используется ряд пуско-
вых характеристик. Некоторые из них показаны на
рис. 1-8, б и в.
34
Видоизменение пусковых характеристик в зависимости
от температуры тиратрона или окружающей среды опре-
деляется особенностями процесса ионизации: в условиях
более высокой температуры ионизация облегчается, и зажи-
гание тиратрона происходит при более низких потенциалах
сетки и анода. Соотношение величин сеточного и анодного
напряжений, при которых происходит зажигание тиратрона,
зависит также от плотности тока в газоразрядной плазме,
поскольку с изменением этой плотности будет изменяться
и сеточный ток.

Из рис. 1-8, б видно, что при одной и той же температуре
тиратрона (например, + 10° С) напряжение t/a, при котором
зажигается тиратрон, зависит от напряжения (7g. Такая
зависимость остается неизменной в том случае, если в сеточ-
ной цепи тиратрона включено постоянное сопротивление Rg
достаточно большой величины. Если же величину сопро-
тивления изменять, то ход пусковой характеристики
также изменится. Это вызвано тем, что ионный сеточный ток
создает на ограничительном сопротивлении падение напря-
жения полярность которого противоположна поляр-
ности исходного сеточного смещения. В результате совмест-
ного действия напряжений в сеточной цепи тиратрона его
пусковые характеристики изменяются.

Зависимость напряжения зажигания от частоты тока,
протекающего через тиратрон, является следствием процесса
деионизации. Как известно, при выключении анодного
напряжения в тиратроне начинается процесс деионизации,
способствующий восстановлению управляющего действия
сетки. Время деионизации и восстановления управляющего
действия сетки определяется свойствами газа тиратрона,
величиной отрицательного потенциала сетки и сеточным
током. В тиратронах с парами ртути время деионизации
равно 100—300 мксек и сильно изменяется при изменении
температуры и давления газа. В тиратронах, наполненных
инертными газами, время деионизации приблизительно равно
40—50 мксек.

Потеря управляющего действия сетки вызывается также
тлеющим разрядом между сеткой и анодом тиратрона. Разряд
этот возникает в те моменты времени, когда тиратрон еще не
зажжен, а отрицательный потенциал сетки и положительный
потенциал анода тиратрона высоки.

Возникновение тлеющего разряда в таком режиме при-
водит к повышению давления газа. Становится возможным
и дуговой разряд между сеткой и анодом, особенно, если

3*	35

отрицательного потенциала сетки и достаточном анодном
напряжении начинается лавинообразное развитие процесса
ионизации, чем и обусловлено резкое нарастание тока /а.
Начиная с точки б характеристики осуществляется зажигание
тиратрона.

После зажигания тиратрона в его анодной цепи устанавли-
вается максимальное значение тока, определяемое соотно-
шением:

3 Ян+Яп’

Рис. 1-8. Характеристики тиратрона: а — семейство анодно-сеточных
характеристик; б — пусковые характеристики для разных температур
окружающей среды; в — пусковые характеристики для разных значений
сопротивления Rg.

где Ur — напряжение горения (падение напряжения на
тиратроне после его зажигания);

7?({ — сопротивление внешней нагрузки тиратрона;

— сопротивление потерь во внешней цепи тока тира-
трона;

Ua — напряжение источника анодного питания.

В случае, если необходимо увеличить ток в анодной
цепи тиратрона при неизменных сопротивлениях потерь
и нагрузки, следует повысить анодное напряжение. Сказан-
ное иллюстрируется на том же рисунке пунктирной характе-
ристикой, соответствующей более высокому анодному напря-
жению.

Если в процессе зажигания тиратрона потенциал управ-
ляющей сетки играл существенную роль, то после того, как
произошло зажигание, он уже управляющего действия
не оказывает. После зажигания тиратрона изменение потен-
циала сетки как в сторону положительных, так и в сторону

3 В. Ю. Рогинский 1245	33
в сеточной цепи включено ограничительное сопротивление
малой величины. Чтобы избежать этой опасности, прихо-
дится ограничивать величину допустимого анодного напря-
жения. Предельное положительное анодное напряжение
составляет 20 кв в тиратронах с парами ртути и 15 хе в газо-
наполненных тиратронах.

К работе в условиях повышенного предельного анодного
напряжения приспособлены тиратроны с экранирующими
сетками (рис. 1-7, б). В таких тиратронах управляющая
сетка имеет вид цилиндра с одним отверстием; экранирующая
сетка, окружающая верхнюю часть анода, соединена с тепло-
вым экраном катода. Отверстие цилиндра управляющей
сетки несколько шире отверстий в дисках экранирующего
цилиндра. Такая конструкция уменьшает попадание оксид-
ного слоя с катода на сетку, устраняет длинные пути свобод-
ного перемещения зарядов и уменьшает сеточный ток в момент
времени, предшествующий зажиганию тиратрона. Сущест-
венным преимуществом экранированных тиратронов перед
трехэлектродными является возможность изменять пуско-
вые характеристики путем рационального выбора потенциала
экранирующей сетки: при увеличении положительного потен-
циала экранирующей сетки пусковые характеристики сме-
щаются в область более отрицательных величин Uё.

Эксплуатационные свойства тиратронов с накаливаемыми
катодами почти такие же, как у газотронов (см. выше).

Тиратроны с ненакаливаемым катодом. Тиратроны этого
вида отличаются от описанных выше тем, что в них исполь-
зуется явление тлеющего разряда, а управление зажиганием
разряда осуществляется с помощью пускового электрода,
на который подается необходимый управляющий импульс
напряжения. Такие тиратроны весьма похожи по своему
устройству на газоразрядные стабилитроны, но отличаются
от них наличием дополнительных электродов.

На рис. 1-9, а показано схематическое устройство трех-
и четырехэлектродных безнакальных тиратронов. Между
цилиндрическим катодом и стержневым анодом четырех-
электродного тиратрона имеются два пусковых электрода,
обозначенные как управляющая сетка g2 и экранирующая
сетка gv Такие электроды имеют вид диска с отверстием;
в тиратронах с накаливаемым катодом они выполняют
функции сеток.

В трехэлектродном безнакальном тиратроне имеется одна
сетка gv При подаче на нее импульса положительного напря-
жения возникает разряд между ней и катодом, перебрасы-
36
вающийся затем на анод. Пусковая характеристика такого
тиратрона показана на рис. 1-9, б. В отличие от пусковых
характеристик накаливаемых тиратронов, эта характери-
стика представляет собой зависимость напряжения зажига-
ния U от тока /gi в цепи сетки gv Такая зависимость напря-
жения3 зажигания от сеточного тока связана с тем, что с уве-
личением тока Igl увеличивается количество ионизирован-
ных частиц вблизи этого электрода и, стало быть, облегчается
осуществление газового разряда.

Рис. 1-9. Схематическое устройство безнакальных тиратронов и их характе-
ристики: а — расположение электродов; б — пусковая характеристика;
в — схема включения тиратрона; г — область пусковых характеристик
четырехэлектродного тиратрона.

На рис. 1-9, в показана схема включения четырехэлек-
тродного безнакального тиратрона. В этой схеме ток /gl
зависит не только от напряжения источника питания, но
и от сопротивления Rgl. С другой стороны, на режим работы
тиратрона по второй сетке влияют величины исходного сеточ-
ного смещения +Eg и Rg2. Поэтому семейство пусковых
характеристик такого тиратрона обычно представляют в виде,
показанном на рис. 1-9, г. Здесь сопротивление Rg2 оказывает
примерно такое же действие, как ограничительное сопро-
тивление в сеточной цепи накаливаемого тиратрона, т. е.
падение напряжения на этом сопротивлении за счет ионного
тока сетки сказывается на потенциале сетки g2. Описанные
безнакальные тиратроны можно использовать в управляемых
маломощных выпрямителях и преобразователях напряжения
постоянного тока.
В. Ртутные вентили

Ртутными вентилями называют газоразрядные приборы
с самостоятельным дуговым разрядом, происходящим в парах
ртути. Эти пары образуются в разрядном пространстве при
испарении в вакууме ртути, находящейся в нижней части
колбы вентиля. Таким образом, можно сказать, что в вен-
тилях этого типа используется жидкий ненакаливаемый
катод, роль которого выполняет ртуть. Испарившаяся в про-
цессе работы вентиля ртуть конденсируется на стенках колбы
прибора и стекает обратно к катоду. Такой катод обладает
почти неограниченной эмиссионной способностью, причем
электроны, необходимые для ионизации паров ртути, воз-
никают за счет автоэлектронной эмиссии.

Ртутные вентили принято в настоящее время разделять
на три типа: собственно ртутные вентили, игнитроны и экси-
троны. В свою очередь, каждый из этих основных типов можно
было бы подразделить по числу электродов, методу управле-
ния разрядом, материалу колбы и ряду других признаков.

Стеклянные ртутные вентили. Приборы этого типа давно
известны, их широко применяют для выпрямления относи-
тельно больших токов низкого напряжения. Схематиче-
ское устройство одного из многочисленных типов стеклян-
ных ртутных вентилей показано на рис. 1-10, а. Чаша 1
наполнена жидкой ртутью, соприкасающейся с мощным
выводом от дна стеклянного баллона 2, Эта жидкая ртуть
и представляет собой катод. Электрод 3 является вспомо-
гательным пусковым анодом, который используется только
на время зажигания дуги.

Для зажигания дуги в ртутном вентиле служит вспомо-
гательная цепь тока, состоящая из катода /, пускового
анода 3, пускового рубильника и вторичной обмотки транс-
форматора, питаемого от сети переменного тока (рубиль-
ники и трансформатор на рисунке не показаны). Замкнув
цепь тока при помощи пускового рубильника, наклоняют
колбу ртутного вентиля так, чтобы ртуть заполнила проме-
жуток между катодом и пусковым анодом. После этого
колбу возвращают в исходное положение, в результате чего
струя ртути разрывается вблизи катода. Сопротивление
ртути в месте разрыва возрастает, ртуть здесь сильно разо-
гревается и между катодом и пусковым анодом возникает
электрическая дуга.

В результате действия возникшей дуги на поверхности
жидкой ртути появляется светлое катодное пятно. Испа-
38
ряясь с него, ртуть заполняет своими парами всю колбу
с давлением порядка 10“3 мм рт. ст.

Два анода 4 являются нерабочими. Их называют ано-
дами дежурного зажигания и включают вместе с катодом
от вспомогательного трансформатора, чтобы поддержать
непрерывное горение дуги после размыкания цепи пуско-
вого анода.

Под воздействием электрической дуги, возникшей при
пуске ртутного вентиля, или дуги дежурного горения в колбе

происходит ионизация газа. Если в это время на одном
из рабочих анодов 5 появится положительный потенциал,
то электрическая дуга перекинется и на этот анод. В тех
случаях, когда многоанодные ртутные вентили исполь-
зуются для выпрямления тока, электрическая дуга все время
перебрасывается от одного рабочего анода к другому, в стро-
гом соответствии с порядком следования фаз выпрямляе-
мого тока.

Показанная на рис. 1-10, б вольтамперная характери-
стика ртутного вентиля сходна по виду с характеристиками
других ионных вентилей. Отличие лишь в большой разнице
между величинами U3 и t/r, что является результатом сле-
дующего.

Как известно, при дуговом разряде в парах ртути ионы
газоразрядной плазмы полностью нейтрализуют простран-
ственный заряд электронов вблизи катода. При этом паде-
ние напряжения на вентиле невелико и мало зависит от тока
нагрузки. Обычно падение напряжения на ртутном вентиле
составляет At/B = Ur = 25—-30 в. В момент зажигания,
когда газоразрядная плазма еще не развита, потенциал
зажигания достигает величины U3 = 100ч-200 в. Это можно
объяснить двумя причинами: во-первых, электроны дви-
жутся в междуэлектродном пространстве с неразвитой газо-
разрядной плазмой, обладающей большим сопротивлением,
в результате чего повышается падение напряжения на газо-
разрядном промежутке; во-вторых, при этом происходит
скапливание отрицательных зарядов на стенках колбы,
и эти заряды тормозят движение основной массы электро-
нов от катода к рабочему аноду. Для уменьшения влияния
зарядов, осевших на стенке колбы, часто применяют метал-
лические манжеты с положительным потенциалом.

Наряду с многоанодными стеклянными ртутными венти-
лями, для выпрямления тока низкого напряжения исполь-
зуют также различные типы металлических многоанодных
ртутных вентилей. Сохранять в этих приборах необходимый
вакуум в течение всего срока их службы невозможно как
из-за выделения газов, поглощенных металлом, так и из-за
протекания воздуха в колбу вентиля через места ввода
электродов. Поэтому требуемый вакуум поддерживается
в них непрерывно работающими насосами.

Многоанодные металлические ртутные вентили, пред-
назначенные для выпрямления весьма больших токов (более
1000 а) при заметно высоком напряжении (свыше 1000 в)
еще находят себе применение, но все больше вытесняются
одноанодными экситронами более совершенной конструк-
ции. Преимущества последних особенно велики при выпрям-
лении тока высокого напряжения.

Игнитроны. Эти одноанодные ртутные вентили отли-
чаются от других ртутных вентилей тем, что в них имеется
дополнительный электрод (игнитер), служащий для зажи-
гания дуги. Наличие зажигателя облегчает пуск вентиля
в ход и позволяет не поддерживать непрерывного горения
дуги. Эти свойства игнитронов упрощают их эксплуатацию
при выпрямлении тока в неуправляемых выпрямителях
и делают возможным их использование в качестве управляе-
мых выпрямителей при регулировании момента зажигания
дуги.

На рис. 1-11 показано схематическое устройство двух
типов игнитронов. У одного из них колба сделана из металла,
у другого — из стекла. Катодом 1 служит жидкая ртуть,
в которую погружен зажигатель 2,
40
Зажигатель представляет собой клиновидный стержень
из полупроводникового материала (карборунда, карбида
бора, силита), не смачиваемого ртутью. Зажигатель погру-
жен в ртуть на глубину 3—5 мм; при этом на границе между
ним и выпуклым мениском ртути создается градиент потен-
циала электрического поля в 105—106 в/см, если между
зажигателем и катодом («плюс» у зажигателя) включен

Рис. 1-11. Схематическое устрой-
ство металлического (а) и сте-
клянного (б) игнитронов.

источник постоянного тока напряжением 60—80 в; ток
нагрузки в этой цепи составляет 2—3 а.

При таком высоком градиенте потенциала поля создаются
благоприятные условия для возникновения автоэлектрон-
ной (электростатической) эмиссии электронов с катода,
и между зажигателем и катодом возникает электрическая
дуга. Образующаяся при этом дуга быстро перемещается
на верхние участки зажигателя, где имеется более высокий
потенциал, и вызывает зажигание дуги между катодом
и рабочим анодом 3 игнитрона, если к этому моменту вре-
мени на аноде имеется положительный потенциал относи-
тельно катода. Если же на аноде положительного потен-
циала нет, то зажигания дуги не произойдет.
Игнитроны обладают не только важным достоинством
ртутных вентилей — их способностью переносить пере-

Рис. 1-12. Внешний вид
одноанодного металличес-
кого высоковольтного эк-

грузки, но и всеми положительными
свойствами тиратронов, как управ-
ляемых выпрямителей. Существенным
недостатком игнитронов является
ограниченный срок службы зажи-
гателя. Последний нагревается при
работе, его поверхность с течением
времени загрязняется и на ней обра-
зуются пятна ртути, что в конечном
счете приводит к пропускам в зажи-
гании дуги и к увеличенному по-
треблению тока. К недостаткам
игнитронов относится также необхо-
димость искусственного охлаждения,
что значительно усложняет их кон-
струкцию.

Экситроны. О конструкции одно-
анодных экситронов, предназначен-
ных для выпрямления тока высокого
напряжения, можно судить по
рис. 1-12, на котором показан внеш-
ний вид одного из таких вентилей.

Существенным достоинством ме-
таллических экситронов, преимущест-

ситрона.	венно одноанодных, является нали-

чие защитной сетки между катодом
и анодом. Эта сетка, подобно управляющей сетке тиратрона,

позволяет регулировать момент зажигания дуги, а также
управлять регулирующими и выключающими аппаратами
при перегрузке вентиля путем изменения тока в цепи сетки.

§ 1-4. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ВЕНТИЛИ

А. Селеновые вентили

Селеновые вентили представляют собой параллельно-
последовательное соединение диодов — элементарных вен-
тилей. Каждый диод является полупроводниковым п-р-пере-
ходом, для создания которого используется селен,1 нане-

1 Селен является металлоидом (аналогом серы) и относится к IV группе
периодической системы элементов, т. е. он четырехвалентен. Его поряд-
42
сенный на металлическую подложку (шайбу, пластину,
таблету). Обычно к селену, идущему на изготовление дио-
дов, добавляют в небольшом количестве различные вещества,
в том числе йод и хлор. Эти вещества уменьшают сопроти-
вление диода прямому току и ослабляют действие имею-
щихся в селене примесей, которые с течением времени повы-
шают сопротивление диода, порождая явление старения,
описанное ниже.

Различают два основных вида селеновых вентилей;
их схематическое устройство приведено на рис. 1-13.

1-13. Схематическое устройство селеновых диодов: а — тип АВС;
б — тип ТВС.

1 — алюминиевая пластина; 2 — слой висмута; 3 — слой селена с атомами вис-
мута; ЗС — запорный слой; 4 — слой селена с атомами кадмия; 5 — слой катод-
ного сплава (кадмий 4- олово); 6 — алюминиевая фольга.

Рис.

На рис. 1-13, а показано схематическое устройство селе-
нового диода АВС. На алюминиевую подложку наносят
сначала слой висмута, потом слой селена и, наконец, слой
катодного сплава, состоящего из кадмия и олова. С поверх-
ностью катодного сплава контактирует пружинящая токо-
съемная шайба, служащая для включения диода в цепь
тока.

После изготовления селенового диода осуществляют его
электрическое формование, заключающееся в том, что через
диод пропускают ток в течение длительного времени.
При этом нижняя часть селенового слоя, которая примы-
кает к слою висмута, насыщается атомами висмута и при-
обретает дырочную проводимость типа р. Верхняя же часть
селенового слоя, контактирующая с поверхностью катод-
ного сплава, насыщается ‘атомами кадмия и приобретает

ковый номер 34, атомный вес 78,96, удельный вес 4,78. Температура плав-
ления 217° С. Черный стекловидный аморфный селен размягчается при
50—60° С, а при более высоких температурах переходит в кристаллический
селен. По своим механическим свойствам селен напоминает серу. Техниче-
ский селен получают как отход в процессе электрического рафинирования
меди, а также при камерном способе производства серной кислоты из кол-
чедана.
электронную проводимость типа п. На границе раздела слоев
селена с разными видами проводимостей создается запор-
ный слой ЗС, обладающий свойствами электронно-дыроч-

ного перехода, т. е. преимущественно односторонней про-

водимостью тока. При включении отформованного селено-
вого диода в прямом направлении в нем возникает прямой

•ток, показанный на рис. 1-13, а.

Рис. 1-14. Статические вольтамперные
характеристики селенового диода.

Там же показано условное
обозначение диода и его
электродов (а и к).

Схематическое устрой-
ство селеновых диодов
типа ТВС показано на
рис. 1-13, б. В них алю-
миниевая подложка покры-
та слоем кадмия, а алю-
миниевая фольга верхнего
электрода с нижней сто-
роны висмутируется. В ре-
зультате нижняя и верх-
няя части селенового слоя
приобретают в процессе
электрического формова-
ния диода проводимости,
противоположные прово-
димостям аналогичных ча-
стей селенового слоя в дио-
дах типа АВС. Противо-
положно и направление
прямого тока.

С технологической точки зрения описанные типы селено-

вых диодов одинаковы, так как при их изготовлении почти
всегда применяют вакуумные методы нанесения слоев
висмута, кадмия и селена. Ранее применявшиеся механи-
ческие методы нанесения этих слоев теперь не используются.
Что касается электрических свойств, то у диодов типа ТВС
они значительно лучше, чем у диодов типа АВС.

Статические вольтамперные характеристики селенового
диода показаны на рис. 1-14. Эти характеристики измерены
на постоянном токе при разных температурах окружающей
среды.

Они позволяют определять основные параметры
диода и степень их изменения под влиянием температуры
окружающей среды. О закономерностях воздействия темпе-
ратуры окружающей среды на параметры селеновых венти-
лей можно судить и по аналитическому выражению вольт-
амперной характеристики.

Для селеновых вентилей, как и для большинства других
полупроводниковых вентилей, аналитическое выражение
статической вольтамперной характеристики представляется
в виде:

/=/s(PF-l),	(1-9)

где U — внешнее приложенное к диоду напряжение ((/пр
или (Уобр);

k — постоянная Больцмана;

Т — абсолютная температура;

е — основание натуральных логарифмов;

q — заряд электрона;

/s — обратный ток (ток насыщения), определяемый
неосновными носителями зарядов (в данном слу-
чае электронными дырками).

Как видно из выражения (1-9), при достаточно больших
приложенных прямых напряжениях eqUw>/kT значительно
больше единицы, и прямой ток растет по экспоненциаль-
ному закону, причем показатель экспоненты в значительной
мере определяется величиной Т, т. е. зависит от темпера-
туры. При обратных напряжениях, приложенных к диоду,
величина е'”^С7°бр/лгмала, и ток через переход (/обр) стремится
к постоянному значению Is. Таким образом, вольтамперная
характеристика диода, построенная на основании выраже-
ния (1-9), отличается от экспериментально измеренной
характеристики, главным образом, в той ее части, где опре-
деляется зависимость /обр = <р (f706p)« Такое расхождение
характеристик объясняется наличием различных примесей
в селене, что предопределяет неодинаковость величины
тока /s, ограничиваемого неосновными носителями зарядов
в слоях полупроводников типа пир. Этим объясняются
также некоторые различия в экспериментальных характе-
ристиках селеновых диодов различных типов, в частности
в зависимости этих характеристик от температуры окружаю-
щей среды.

Из выражения (1-9) следует, что, ‘если приложенные
к диоду напряжения [7пр и (Уобр малы, то величина e^u^kT
приблизительно равна величине qU/kT. В результате ток
через диод составит:

/ =	(1-10)
т. е. будет одинаковым как в прямом, так и в обратном напра-
влениях. При этом диод не будет обладать вентильными
свойствами.

Рассматривая выражение (1-10), мы видим также, что
прямой и обратный токи будут меняться в зависимости
от температуры окружающей среды. В экспериментальных
исследованиях эти температурные зависимости оказы-

Рис. 1-15. Вентильные комплекты (столбы) селеновых диодов.

ваются несколько иными, чем в формулах (1-9) и (1-10),
и притом разными для разных типов диодов. Для большин-
ства селеновых диодов типа АВС можно с некоторым прибли-
жением считать, что в пределах от +20 до +60° С сопро-
тивление прямому току уменьшается на 1 % от первоначаль-
ного при повышении температуры на 1° С; снижение темпе-
ратуры окружающей среды приводит к увеличению сопро-
тивления прямому току. Последнее справедливо в диапазоне
температур от —40 до +60° С при <7пр < 20 в.

Характер влияния температуры окружающей среды
на сопротивление обратному току определяется величиной
обратного напряжения, приложенного к диоду. При напря-
жениях (70бр = 10-н20 в сопротивление обратному току
увеличивается по мере повышения температуры. При малых
значениях [70бр имеет место уменьшение сопротивления
с ростом температуры.
Все то, что было сказано о температурной зависимости
сопротивления прямому и обратному токам, не в одинаковой
мере действительно для разных типов селеновых вентилей.
Имеются такие вентили, у которых температурная зависи-
мость сопротивлений снижена благодаря особым технологи-
ческим приемам изготовления и добавке примесей к селену.
Более того, диоды одной и той же серии, изготовленные
по одинаковой технологии, часто обладают различными
вольтамперными характеристиками и температурными зави-
симостями. Последнее особенно важно учитывать при после-
довательно-параллельном соединении селеновых диодов
в вентильные комплекты, используемые в выпрямительных
устройствах.

Простейшие вентильные комплекты (столбы) селеновых
диодов схематически показаны на рис. 1-15. Эти вентили
предназначены для использования в различных схемах
выпрямления: однофазных (рис. 1-15, а), двухфазных
(рис. 1-15, б), однофазных мостовых (рис. 1-15, в и г).
Имеются также вентильные комплекты для выпрямителей
трехфазного тока.

В случае последовательного соединения важно под-
бирать селеновые диоды так, чтобы их характеристики были
по возможности одинаковыми по величине допустимого
обратного напряжения. В противном случае напряжение
на диодах комплекта не будет падать равномерно, что может
ускорить выход всего вентильного комплекта из строя.

Для параллельного соединения необходимы диоды с оди-
наковыми характеристиками в области прямого тока, ибо
иначе нагрузка распределится между ними неравномерно
и те из них, которые перегрузятся, досрочно выйдут из строя.

Так как в процессе изготовления не удается получать
селеновых диодов с одинаковыми свойствами, то до послед-
него времени производилась разбраковка диодов на классы
и группы, соответственно обозначаемые буквой и цифрой
(например, А-02, В-4). Буква означает класс диода в зави-
симости от величины обратного тока, а цифра — группу
диода в зависимости от величины прямого тока.

Эксплуатационные свойства селеновых вентилей опре-
деляются такими процессами, как расформовка, старение,
усталость, пробой. Весьма важное значение для эксплуата-
ции селеновых вентилей имеют их собственная емкость
и срок службы.

Расформовка диода заключается в уменьшении
сопротивления запорного слоя и наблюдается при длитель-
ном хранении диода в обесточенном состоянии. Поэтому
при включении селеновых вентилей после длительного хра-
нения рекомендуется вначале подавать неполное рабочее
напряжение, а затем постепенно его повышать. При этом
по существу производится повторная формовка диода.

Старение селеновых вентилей состоит в постепен-
ном увеличении их сопротивления прямому току. Процесс
старения селеновых вентилей особенно интенсивен в пер-
вые 1000-2000 ч их работы. В нормальном режиме эксплу-
атации селеновых вентилей их сопротивление прямому
току может возрасти на 25-30% от первоначальной вели-
чины. Старение вентилей имеет место также при их длитель-
ном хранении в обесточенном состоянии.

Усталость (ползучесть) вентилей проявляется
в том, что обратный ток, возникающий под воздействием
одного и того же по величине обратного напряжения, с тече-
нием времени возрастает, причем это возрастание не связано
с температурным режимом работы вентилей. Как правило,
явление усталости наблюдается только в тех вентилях,
которые были изготовлены с нарушением установленного
технологического процесса. Усталость наиболее резко про-
является в вентилях, используемых в цепях постоянного
тока. В этих случаях допустимое обратное напряжение
должно быть на 30—40% ниже, чем в диодах, включаемых
в цепи переменного тока.

Собственная емкость селенового диода об-
условлена наличием запорного слоя между двумя его элек-
тродами. Величина емкости составляет от 0,01 до 0,02 мкф
на 1 см2 рабочей поверхности запорного слоя диода и зави-
сит от напряжения, приложенного к вентилю. Действие
емкости диода сводится к тому, что при относительно высо-
кой частоте выпрямляемого тока сопротивление запорного
слоя оказывается соединенным параллельно собственной
емкости, в результате чего сопротивление этого участка
цепи уменьшается с ростом частоты тока. При некоторой
достаточно высокой частоте тока сопротивление емкости
диода оказывается меньше сопротивления запорного слоя,
в результате чего вентильные свойства диода пропадают —
он начинает одинаково хорошо проводить ток как в прямом,
так и в обратном направлениях. Таким образом, собствен-
ная емкость диодов ограничивает возможность использова-
ния селеновых вентилей в цепях тока высокой частоты.

Пробой селенового диода приводит к тепловому раз-
рушению части слоев селена и катодного сплава под воздей-
48
ствием обратных токов, вызванных большими обратными
напряжениями. В том случае, если оплавление слоя не при-
вело к прочному короткому замыканию электродов, диодом
можно продолжать пользоваться, но лишь с учетом того,
что его рабочая поверхность уменьшилась. Большинство
пробитых диодов все же приходится заменять.

Допустимая нагрузка селеновых диодов
по току и напряжению в значительной мере определяется
эффективностью их охлаждения. Поэтому, если по условиям
эксплуатации вентиль работает с перегрузкой, стремятся
всемерно улучшить его охлаждение. Для этого при сборке
вентильного комплекта (столба) увеличивают расстояния
между диодами, применяют искусственное охлаждение и т. п.

Снижение температуры окружающей среды до —60° С
не нарушает работы селеновых вентилей, но увеличивает
падение напряжения на них. Интенсивность этого падения
напряжения зависит от типа вентилей. Можно считать, что
мощность постоянного тока, отдаваемая селеновым выпря-
мителем при —60° С, на 30% ниже мощности, отдаваемой
им же при +20° С, если даже питающее напряжение
и нагрузка выпрямителя остаются при этом неизменными.

Режим работы селеновых вентилей изменяется также
под воздействием водяных паров, кислот и газов. Поэтому
конструкцию вентилей приспосабливают к ожидаемым усло-
виям эксплуатации, предусматривая защиту от газов,
кислот и вредных паров.

Условным сроком службы селеновых вен-
тилей называется время их непрерывной работы, в течение
которого напряжение на выходе выпрямителя снижается
на 10% при неизменном питающем напряжении. Селеновые
вентили допустимо использовать и по истечении условного
срока службы, если удастся компенсировать повышенное
падение напряжения на вентилях и если их к. п. д. не играет
существенной роли. Срок службы селеновых вентилей оце-
нивается в 15 000—25000 ч.

Селеновые вентили промышленного изготовления обычно
рассчитываются на допустимый прямой ток до 50 ма/см,\
допустимый обратный ток до 2—3 ма/см2, и допустимое
обратное напряжение в 20—45 в на каждый диод. В вен-
тильные комплекты (столбы) обычно включают до 50 диодов.
Размеры диодов (пластинчатых, с шайбами или в виде
таблет) подбирают так, чтобы не превысить допустимых
плотностей тока. В зависимости от величины обратного
напряжения выбирают число последовательно соединенных

4 В. Ю. Рогинский 1245	49
вентилей. Внешний вид селеновых вентильных комплектов
показан на рис. 1-16.

Рис. 1-16. Внешний вид вентильных комплектов.

Нормальный срок службы селеновых вентилей типов АВС
и ТВС рассчитан на то, что они будут использоваться при
температуре внешней среды до +75° С. Вентили типа ТВС
можно использовать также и при 4-100° С, но это сокращает
срок их службы.
За последние годы промышленность освоила выпуск
новых типов селеновых вентилей, обладающих повышен-
ными эксплуатационными данными. К ним, в частности,
относятся вентили типов СВГ, АВСВ, АТВС.

Вентили типа СВГ (селеновые вентили герметизирован-
ные) предназначены для приборов, работающих в тяжелых
климатических условиях. Эксплуатация вентилей допу-
скается при температуре от —50 до +85° С при относитель-
ной влажности до 98%, измеренной при +40° С. Гермети-
зация вентилей достигается установкой их в металлический
корпус, заполненный трансформаторным маслом. Благо-
даря хорошей укупорке вентилей их можно устанавливать
на шасси прибора в любом положении. Вентили допускают
нормальную эксплуатацию в условиях вибрации и ударной
тряски.

Вентили типа АВСВ (вентили селеновые влагозащищен-
ные) предназначены для аппаратуры, работающей в тяже-
лых климатических условиях. Их эксплуатация допускается
при температуре от —60 до +60° С (кратковременно до
+80° С) и относительной влажности до 98%, измеренной
при +40° С.

Вентили типа АТВС (температуростойкие вентили селе-
новые) предназначены для аппаратуры, работающей при
температуре окружающей среды до +100-------(-125° С. Эти

вентили бывают двух исполнений; открытые и влагозащи-
щенные.

Вентили открытого исполнения предназначены для ста-
ционарных выпрямительных устройств и выдерживают дли-
тельное пребывание в среде с относительной влажностью
до 90%. Вентили влагозащищенного исполнения допускают
любое пространственное расположение и рекомендованы для
использования в подвижных установках при влажности
до 98%.

При температуре окружающей среды до +60° С вентили
типа АТВС могут работать с перегрузкой по току до 200%.
Срок службы при номинальной нагрузке и температуре
окружающей среды, не превышающей установленного пре-
дела, достигает 25 000 ч, а при температуре среды +100—
+ 125° С он снижается до 1000 ч.

Б. Меднозакисные (купроксные) вентили

Меднозакисные (купроксные) вентили, подобно селено-
вым, комплектуются из необходимого числа диодов, каждый
из которых представляет собой n-р-переход и обладает всеми
4*	51
его свойствами, в том числе преимущественно односторон-
ней проводимостью тока. Схематическое устройство медно-
закисного диода показано на рис. 1-17, а. Обычно диод
представляет собой медную шайбу, диск или пластину /,
покрытую путем термической обработки слоем закиси меди.
Этот слой не однороден, так как часть 2 его, непосредственно
прилегающая к меди, содержит атомы меди и обладает про-
водимостью типа и, а часть 3 насыщена атомами кислорода
и обладает проводимостью типа р. Между этими двумя

Рис. 1-17. Меднозакисные диоды: а — схематическое устройство диода;
б — внешний вид таблеточных вентилей В К-02-2 и В К-07-ИМ; в — схема-
тическое устройство вентильного комплекта из меднозакисных шайб.

1 — медная пластина (шайба); 2 — слой закиси меди с атомами меди; ЗС —
запорный слой; 3 — слой закисной меди с атомами кислорода; 4 — радиаторы;
5 — металлическая прижимная шайба; 6 — изолирующая шайба; 7 — стяжной
болт (шпилька); 8 — контактные выводы.

разнородными частями слоя закиси меди в процессе изгото-
вления диода и его электрической формовки образуется
запорный слой ЗС. Таким образом, «катодом» меднозакис-
ного вентиля является медная пластина, а «анодом» — слой
закиси меди.

В настоящее время меднозакисные вентили почти
не используются в выпрямительных устройствах обычного
назначения, но их применяют в маломощных выпрямителях,
служащих вспомогательными узлами магнитных усилите-
лей, измерительных и счетных приборов, устройств авто-
матики и телемеханики. Поэтому современные меднозакис-
ные вентили комплектуются преимущественно из мало-
габаритных диодов. Внешний вид некоторых таких вен-
тильных комплектов показан на рис. 1-17, б. Несколько
более мощные вентили комплектуются, как и селеновые,
в столбики открытой конструкции (рис. 1-17, в).

Применение меднозакисных вентилей при наличии дру-
гих вентилей, более совершенных по ряду электрических
52
показателей и по своим эксплуатационным свойствам,
объясняется главным образом тем, что меднозакисные вен-
тили обладают значительным постоянством параметров
во времени. Стабилизация параметров обеспечивается искус-
ственным старением меднозакисных вентилей в процессе
их производства — выдержкой в течение 24—60 ч при тем-
пературе до +55° С. Диоды, предназначенные для исполь-
зования в измерительных приборах, выдерживаются еще
более длительное время при температуре до +90° С.

Удельная собственная емкость у меднозакисных вен-
тилей почти такая же, как у селеновых, т. е. 0,01—
0,02 мкф/см2. Но малые размеры используемых диодов
и малая собственная емкость их позволяют применять медно-
закисные вентили в цепях тока частотой до 20—40 кгц.

Статические вольтамперные характеристики меднозакис-
ных вентилей, в основном, повторяют аналогичные характе-
ристики селеновых вентилей, если не считать некоторых
количественных различий. В меднозакисных вентилях сопро-
тивление прямому току убывает с повышением и возрастает
с понижением температуры окружающей среды. Уже
при —30° С меднозакисные вентили практически не дей-
ствуют, так как их сопротивление прямому току становится
чрезмерно большим. Сопротивление меднозакисных венти-
лей обратному току заметно падает с повышением темпера-
туры окружающей среды, что ограничивает возможность
их использования при температуре выше +50° С.

Допустимая плотность прямого тока и допустимое обрат-
ное напряжение меднозакисных вентилей весьма сильно
зависят от условий работы и конструкции вентильного
комплекта. В зависимости от интенсивности охлаждения
плотность прямого тока может быть выбрана в пределах
от 50 до 150 ма на 1 см2 рабочей поверхности вентиля.
При нормальной нагрузке и хороших условиях охлаждения
допустимое обратное напряжение может составлять на каж-
дый меднозакисный диод 9—12 в. При повышенной темпера-
туре окружающей среды обратное напряжение не должно
превышать 2—6 в.

Влага и пары кислот сильно снижают надежность работы
меднозакисных вентилей. Так, влага, проникнув к слою
закиси меди, вызывает электрический пробой вентиля.
Для защиты вентилей от паров воды и от кислот применяют
различные лакокрасочные покрытия. В ряде случаев целе-
сообразно помещать вентили в сосуды с трансформаторным
маслом.
В. Германиевые вентили

В настоящее время различают два вида германиевых
вентилей-диодов: точечные и плоскостные. Односторонняя
проводимость тока обусловлена действием м-р-перехода,
образующегося у точечного диода в месте соприкосновения
металлической иглы с кристаллом германия,1 а у плоскост-
ного диода в промежутке между двумя полупроводниками
с различной проводимостью.

Схематическое устройство точечных германиевых
диодов показано на рис. 1-18. Современные диоды этого
вида имеют сварной контакт между металлическим острием
иглы и кристаллом. Сварка острия с кристаллом осуще-
ствляется пропусканием в прямом направлении в течение
5—10 сек, тока, величина которого в 3—5 раз превышает
его нормальное значение. При этом место контакта разогре-
вается, и острие пружинящей иглы проникает в глубь кри-
сталла, образуя полусферический контакт. Одновременно
со сваркой контакта происходят процессы, имеющие место
при формовании полупроводниковых диодов аналогичных
типов, в результате чего в монокристалле создаются разгра-
ниченные области п и р-проводимостей.

Собственная (проходная) емкость точечных диодов обычно
не превышает 1 пф, так как площадь контакта невелика.
В силу этого точечные диоды могут применяться в цепях
тока весьма высокой частоты.

Диоды из германия чувствительны к изменениям темпе-
ратуры окружающей среды. При ее повышении до +70° С
обратный ток увеличивается примерно в три раза; увеличе-
ние прямого тока с повышением температуры выражено
не так резко. При понижении температуры до —50° С пря-
мой ток диода уменьшается до 70% от значения, указанного
в качестве номинального (допустимого) при +20° С; обрат-
ный ток падает менее заметно.

1 Германий — твердый и весьма хрупкий серебристо-белый металл.
Его существование было предсказано Д. И. Менделеевым еще в 1871 г.,
но открыт он был только в 1886 г. Германий относится к IV группе периоди-
ческой системы элементов; иными словами, в атоме германия имеются четыре
валентных электрона на внешней орбите. Порядковый номер германия 32,
атомный вес 72,6, удельный вес 5,4; плавится германий при 927—968° С.
В природе германий встречается в распыленном состоянии во многих
минералах. Переработка цинковых руд дает в виде побочного продукта
двуокись германия GeO2, а монокристаллы германия получаются в резуль-
тате переработки двуокиси германия и ее восстановления водородом.
Существенным недостатком германиевых диодов, особенно
точечных, является их большая чувствительность к влаге
и парам кислот. Попадание влаги во внутреннюю полость
диода резко ухудшает его параметры и приводит к быстрой
порче. Это объясняет, почему точечные диоды типа ДГЦ,
не обладающие достаточной герметичностью, были сняты

Рис. 1-18. Точечные германиевые диоды: а — схематическое устройство
диода типа ДГЦ; б — характеристики диода типа ДГЦ; в — размеры дио-
дов типа Д1—Д14.

1 — керамическая втулка; 2 и 3 — металлические фланцы; 4 — игла из вольфра-
мовой проволоки; 5 — кристаллодержатель; 6 — кристалл германия; 7 — про-
волочные выводы.

с производства и заменены более совершенными диодами
типов Д1—Д14.

Плоскостные германиевые вентили-диоды широко
применяются в выпрямительных устройствах малой и сред-
ней мощности. Поэтому их часто также называют силовыми
диодами, стремясь подчеркнуть их основное назначение.

Изготовляют эти диоды из монокристаллов германия,
обладающих проводимостью типа п. Задача технологов
заключается в том, чтобы в одной из частей кристалла создать
проводимость типа р. Для этого на одну из поверхностей
кристалла искусственно наносят примеси например впла-
вляют небольшое количество индия. 1

Схематическое устройство некоторых типов плоскост-
ных германиевых диодов показано на рис. 1-19, а. В таких
диодах кристалл непосредственно соприкасается с металли-

05

Д7Д-Д7Ж

Рис. 1-19. Плоскостные германиевые диоды: а — схематическое устройство
и размеры диодов типа Д7А—Д7Ж; б — статические характеристики диодов
типа Д7Ж; в — размеры диодов типа Д302—Д305.



ческими электродами (кристаллодержателями) и контакт
между ними не обладает выпрямляющими свойствами.

Собственная емкость плоскостных диодов зависит от пло-
щади контакта между кристаллом и электродами. Эту
емкость можно определить, исходя из удельной собствен-
ной емкости, приблизительно равной 0,01 мкф/см2. Соб-

1 Индий — металл серебристо-белого цвета, относится к III группе
периодической системы элементов, порядковый номер 49, атомный вес

114,76, удельный вес 7,3, температура плавления 156° С. Палочки метал-
лического индия, подобно оловянным, хрустят при сгибании. Индий
чрезвычайно распылен в природе, и минералы, богатые им, неизвестны.
Незначительные примеси индия содержатся в цинковых рудах.
ственная емкость типовых плоскостных диодов промышлен-
ного изготовления составляет около 50 пф. Поэтому такие
диоды можно использовать в цепях тока относительно низ-
кой частоты (порядка 20 кгц).

О характере влияния температуры окружающей среды
на параметры плоскостных диодов типа Д7 можно судить
по их вольтамперным характеристикам, приведенным
на рис. 1-19, б. Из этих характеристик видно, что с повы-
шением температуры резко увеличивается обратный ток.
Так, у диода типа Д7Д при обратном напряжении £/обр =
= 300 в обратный ток составляет примерно 0,1 ма
при 4-20° С и 2 ма при +70° С. Поэтому величину допусти-
мого обратного напряжения приходится резко снижать
с повышением температуры. Для указанного диода типа
Д7Д t/обр.доп составляет, например, 300 в при +20° С
и только 90 в при +70° С. Примерно в 2—3 раза снижается
величина допустимого обратного напряжения и у других
типов плоскостных диодов, не имеющих специальной тепло-
отводящей системы.

На практике допустимое обратное напряжение можно
снижать и не так резко, как это указано выше, если только
не нагружать диоды полностью по току.

В плоскостных германиевых диодах типа Д302—Д305
предусмотрен теплоотвод. Для этой цели обычно исполь-
зуют шасси приборов. Крепление диодов к шасси показано
на рис. 1-19, в. Благодаря такому теплоотводу диод может
работать в среде, нагревающей его корпус до +80° С при
относительной влажности менее 95%. При этом срок службы
диодов составляет не менее 5000 ч. Нормальным диапазоном
рабочих температур германиевых диодов следует считать
от —60 до +70° С.

В мощных выпрямительных устройствах применяют
специальные германиевые диоды с принудительным охла-
ждением: воздушным (типа ВГ) и водяным (типа ГВВ).
Такие диоды рассчитаны на пропускание прямого тока в 10,
50 и 200 а при амплитуде выпрямляемого напряжения
от 35 до 110 в.

Вентили типа ВГ-10 и ВГ-50 надежно работают при тем-
пературе окружающего воздуха от —40 до +50° С и давле-
нии 720—780 мм рт. ст. Вентили типа ГВВ-200 предназна-
чены для эксплуатации при температуре от нуля до 35° С
и давлении 720—780 мм рт. ст., причем температура охла-
ждающей воды не должна превышать 4-30° С, а расход воды
составляет не менее 2 л!мин.
Гв Кремниевые вентили

По своему устройству и принципу действия кремниевые
вентили аналогичны германиевым и также могут быть под-
разделены на точечные и плоскостные. Однако точечные
кремниевые диоды практически не нашли себе применения
в выпрямительных устройствах, а употребляются только
в высокочастотных и сверхвысокочастотных цепях тока.
В выпрямительных устройствах применяются плоскостные
кремниевые диоды.

Технологические приемы, с помощью которых в кремние-
вых диодах создается n-р-переход со всеми его необходимыми
свойствами, различны. Простейшим из этих приемов является
сплавление кремния, обладающего проводимостью типа и,
с алюминием.

Существенное преимущество кремниевых вентилей перед
германиевыми заключается в том, что кремний не теряет
своих полупроводниковых свойств вплоть до +250° С,
благодаря чему рабочая температура кремниевых вентилей
достигает +125° С. Этим же можно объяснить и то, что при
одном и том же значении t7o6p. доп у кремниевых диодов
обратный ток значительно меньше, чем у германиевых
диодов.

Промышленность выпускает плоскостные кремниевые
диоды типов Д205—Д211 для выпрямителей средней мощ-
ности и типов ВК-Ю и ВК-50 для выпрямителей большой
мощности. Схематическое устройство и габариты диодов
Д205—Д211 показаны на рис. 1-20.

Диоды типов Д205—Д211 надежно работают в интервале
температур от —60 до +125О С и при атмосферном давлении
от 5 мм рт. ст. до 2 атм\ они устойчивы к относительной
влажности до 95—98%, измеренной при +40° С. В предельно
допустимых эксплуатационных режимах диоды должны быть
обеспечены дополнительным теплоотводом, препятствующим
нагреву корпуса диода выше + 135° С. При работе диода
без теплоотвода (радиатора) допустимая рабочая темпера-
тура корпуса снижается до +80° С. При этом номинальное
значение допустимого прямого тока (обычно указывается
в паспортных данных) снижается вдвое.

Мощные кремниевые диоды типов ВК-Ю и ВК-50 рас-
считаны на прямые токи соответственно в 10 и 50 а при
обратных напряжениях от 50 до 200 в. Для диода типа
В К-100 допустим прямой ток в 100 а.
Температурные режимы работы мощных кремниевых
диодов устанавливаются в зависимости от условий охлажде-

Рис. 1-20. Плоскостные кремниевые диоды: а — схематическое устройство
диода типа Д205; б — размеры диодов типов Д206—-Д211.

1 — наружный вывод; 2 — трубка; 3 — внутренний вывод; 4 — изолятор; 5 —
корпус; 6 — трубка; 7 — алюминий; 8 — кремний; 9 — сплав золото — сурьма;
10 — олово; 11 —- кристаллодержатель; 12 — теплоотвод; 13 — слюдяная шайба;

14 — втулка; 15 — лепесток; 16 — гайка.

ния. Способы охлаждения этих диодов примерно такие же,
как и мощных германиевых диодов-вентилей, т. е. исполь-
зуется принудительное воздушное или водяное охлаждение.

Д. Параллельно-последовательное соединение кремниевых
и германиевых вентилей

Параллельное соединение нескольких полупро-
водниковых диодов (германиевых или кремниевых) тре-
буется в тех случаях, когда выпрямленный ток превышает
допустимое его значение для выбранного типа диода, а при-
менение более мощного диода по тем или иным соображе-
ниям нежелательно.
Для параллельного соединения следует подбирать диоды
с одинаковыми вольтамперными характеристиками по пряг
мому току, ибо иначе возможно неравенство токов через
диоды, грозящее перегрузкой одного из них. Подбор диодов
с одинаковыми вольтамперными характеристиками — дело
практически нелегкое. Конечно, перегрузки можно было бы
избежать, включив последовательно с диодами, как это
показано на схеме рис. 1-21, а, добавочное сопротивление Рд,
выбранное на основании равенства:

(1-11)

Рис. 1-21. Схемы включения добавочного и шунтирую-
щего сопротивлений.

где /?пр и 7?пр — прямые сопротивления диодов с током
соответственно и 12, определяемые по вольтамперным
характеристикам диодов. Подсчеты показывают, что 7?д
обычно равно 0,5—1,5 ом.

Но включение добавочного сопротивления снижает
к. п. д. вентиля и усложняет установку, так как это
сопротивление должно быть рассчитано на рассеяние мощ-
ности Рр = /2/?д 1вт]. Поэтому прибегать к параллель-
ному соединению диодов (германиевых или кремниевых)
вообще не следует.

Переходим к последовательному включе-
нию диодов в вентильный комплект. Такая группировка
требует подбора диодов, обладающих по возможности оди-
наковыми характеристиками по обратному току. В против-
ном случае падение напряжения на отдельном диоде может
превысить допустимые пределы, что вызовет электрический
пробой не только этого диода, но и всех последовательно
включенных диодов.

Чтобы создать равномерное падение обратного напряже-
ния на диодах, их необходимо шунтировать сопротивле-
60
нием 7?ш, как это показано на рис. 1-21, б. При этом должно
быть выполнено условие:

Яш ~ Яобр,	(1-12)

где 7?^ — обратное сопротивление диода при его рабочей
температуре.

Пользуясь вольтампернымя характеристиками диодов,
можно определить необходимые величины сопротивлений
при разных рабочих температурах для каждого типа диода.
В табл. 1-1 приведены данные о таких сопротивлениях для
некоторых типов диодов.

Таблица 1-1

Тип диода	Обратное напряже- ние, в	Величина	(ком) при рабочей температуре, °C				
		—50	+20	+50	+60	+70
	130			650 .	190	90
Д7Ж	250	1300	1000	500	130	70
	400			200	—	—
	200	500	200	100				
Д302	120	300	120	60	24	15
	. 60	200	60	30	15	12
Д305	50	50	15	5	3	2

В таблице указаны величины сопротивлений = 7?обр.
Эти сопротивления уменьшаются по мере роста рабочей
температуры, так как величина обратного тока меняется.

Поскольку германиевые и кремниевые вентили обычно
используются с полной нагрузкой по току и при достаточно
высокой рабочей температуре, приходится выбирать соответ-
ствующие им значения 7?ш. При этом потери в вентилях
за счет обратного тока заметно возрастают, так как в сопро-
тивлениях рассеивается мощность Ррш =
и величина обратного тока увеличивается более, чем в два
раза, по сравнению с тем током, который имеется без 7?ш.
Поэтому последовательное соединение диодов, как и парал-
лельное, следует признать нежелательным.

Вообще диоды даже со специально подобранными вольт-
амперными характеристиками нежелательно включать
ни последовательно, ни параллельно друг другу. Это выте-
кает из того, что параметры отдельных диодов со временем
меняются по-разному. К тому же наша промышленность
уже осваивает производство вентилей на ряд допустимых
величин прямого тока и обратного напряжения.

Е. Управляемые полупроводниковые вентили

Управляемые полупроводниковые вентили (кремниевые)
по своему действию весьма сходны с тиратронами. Но, в отли-
чие от них и от полупроводниковых триодов, обычно исполь-
зуемые для усиления электрических колебаний кремниевые
управляемые вентили (УВ) могут работать лишь в двух край-
них режимах: либо в проводящем состоянии, когда падение
напряжения на них мало, либо в запертом состоянии,

Рис. 1-22. Управляемые кремниевые вентили: а — схематическое устрой-
ство; б — вольтамперная характеристика прямого тока; в — зависимость
среднего значения тока через вентиль от угла регулирования.

не пропуская ток. Изменение тока в нагрузке выпрямителя
происходит так же, как в цепи с тиратроном, т. е. путем
регулирования момента отпирания вентиля при помощи
управляющего электрода (УЭ).

Описанный в литературе современный управляемый крем-
ниевый вентиль имеет структуру четырех слоев п-р-п-р
(рис. 1-22, а), причем верхний слой с проводимостью п
служит условным катодом, следующий за ним слой с прово-
димостью типа р — управляющим электродом (УЭ), а ниж-
ний слой с проводимостью р — условным анодом. Здесь же
показано условное обозначение управляемого вентиля, имею-
щего три вывода. Конструктивно управляемый вентиль
весьма сходен с мощными кремниевыми диодами, если не счи-
тать того, что в управляемом вентиле имеется дополнитель-
62
ный вывод от управляющего электрода, причем этот вывод
выполнен проводом, сечение которого меньше сечения про-
водов, служащих выводами от основных электродов.

Вольтамперная характеристика одного из промышленных
типов управляемого вентиля приведена на рис. 1-22, б,
где показана зависимость тока коллектора /к (прямого
тока /пр) от напряжения на коллекторе UK для двух значе-
ний рабочей температуры (+25 и +125° С). Мы видим здесь
картину, свойственную и другим полупроводниковым венти-
лям, — вольтамперная характеристика изменяется с изме-
нением рабочей температуры, что является обычным недо-
статком подобных вентилей. С тиратроном управляемый
вентиль сходен в том отношении, что запереть отпертый
вентиль можно лишь, сняв питающее напряжение. Момент
отпирания управляющего вентиля зависит от потенциала
управляющего электрода. Поэтому, регулируя момент отпи-
рания (сдвиг фазы между потенциалом на условном аноде
и управляющем электроде), можно получить зависимость
среднего значения тока /к от угла регулирования а0. Такая
зависимость показана на рис. 1-22, в.

У описанного управляемого вентиля время переключения
от запертого состояния к проводящему не превышает 1 мксек.
Время восстановления запирающей способности вентиля,
изменяющееся от 1 до 20 мксек, зависит от температуры
и параметров цепи управления. Величину максимального
тока управления надо ограничить, а самую возможность
изменения полярности управляющего тока исключить.
В результате к цепи управления кремниевого вентиля предъ-
являются высокие требования по обеспечению должной
крутизны фронта управляющего импульса тока, ограниче-
нию амплитуды импульса и надежному предупреждению
изменения его полярности.

На рис. 1-23, а штриховкой показана пусковая область
характеристик управляемого вентиля при нескольких зна-
чениях рабочей температуры. Эти характеристики предста-
вляют собой зависимость напряжения управления Uy
от тока управления /у. Ширина пусковой области, а равным
образом и ширина нерабочей части характеристики, раз-
личны у разных типов вентилей. Ток управления, требуемый
Для отпирания вентиля, сильнее зависит от рабочей темпе-
ратуры и слабее от анодного напряжения £/а, как это видно
из рис. 1-23, б.

Для управления вентилями и регулирования напряжения
на нагрузке выпрямителя можно использовать быстродей-
ствующие магнитные усилители и схемы с полупроводни-
ковыми приборами. Несколько подобных устройств опи-
сано в § 4-5.

До последнего времени в отечественной промышленности
не было налажено серийного производства управляемых
вентилей. По литературным сведениям за рубежом освоен

Рис. 1-23. Характеристики управляемого кремниевого венти-
ля: а — пусковые характеристики; б — зависимость тока
управления от анодного напряжения для разных рабочих
температур.

выпуск серии из восьми управляемых вентилей со следую-
щими данными:

Допустимое обратное напряжение (длитель-
ное) ................................. 25—400 в

Прямой ток............................ до 16 а

Ток управления................. 10—25	ма

Мощность управления................... до 0,5	в tn

Напряжение управления................. 1,5—3	в

Рабочая температура ...................от	—60 до 4х 125° С

Максимальное падение прямого напряжения	0,85 в

Максимальный обратный ток............. 4—6,5 мв

Для этих вентилей указываются возможные перегрузоч-
ные режимы с максимальным прямым током до 150 а и рабо-
чей температурой до +160° С.

Наряду с описанным управляемым вентилем типа п-р-п-ру
имеются опытные экземпляры вентилей со структурой
р-п-р-п. Те и другие вентили, как указывалось выше, могут
быть использованы на основе кремния. Тем не менее воз-
можны управляемые вентили и на основе германия. Послед-
ние типы вентилей будут, по-видимому, меньше распростра-
нены из-за недостатков, свойственных германию (узкий
диапазон рабочих температур и др.)
ГЛАВА ВТОРАЯ

НЕУПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
С АКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ

§ 2-1. КЛАССИФИКАЦИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ

Выпрямительным устройством (выпрямителем) называют
систему, предназначенную для преобразования переменного
тока в постоянный. При этом различают неуправляемые
и управляемые выпрямители.

Выпрямитель называют неуправляемым, если
в процессе его работы напряжение выпрямленного тока
определяется соотношением:

UQ = kU2,	(2-1)

где U0 — напряжение постоянного тока на выходе выпря-
мителя;

U2 — напряжение переменного тока на входе выпрями-
теля;

k — коэффициент схемы выпрямления.

Если возникает необходимость изменить в таких выпря-
мителях напряжение UQ или ток в нагрузке 10, приходится
регулировать входное напряжение переменного тока.

В управляемых выпрямителях, описываемых
ниже, напряжение постоянного тока на нагрузке можно
изменять в процессе работы выпрямителя, не регулируя
входного напряжения, а воздействуя на параметры выпря-
мителя.

Блок-схема современного выпрямительного устройства
приведена на рис. 2-1; трансформатор /, называемый
анодным, служит для изменения напряжения сети пере-
менного тока до величины, необходимой для получения
заданного напряжения на выходе выпрямительного устрой-
ства; вентиль 2 предназначен для пропускания тока в одном

5 В. Ю. Рогинский 1245	65
направлении; сглаживающий фильтр 3 служит для умень-
шения пульсаций выпрямленного тока до допустимой вели-
чины, определяемой характером работы питаемого устрой-
ства (усилитель, генератор и т. д.).

В некоторых выпрямительных устройствах те или иные
блоки из числа названных могут отсутствовать. Так, если
требуется входное напряжение, равное напряжению в сети,
то надобность в силовом трансформаторе / отпадает. В слу-
чае питания выпрямителя от мощной сети переменного тока
со значительной стабильностью напряжения стабилизатор
напряжения может быть исключен из схемы, как это и пока-
зано на рис. 2-1.

Рис. 2-1. Блок-схема выпрямительного
устройства.

1— силовой трансформатор; 2— вентиль; 3— сгла-
живающий фильтр; & — сопротивление нагрузки.

Режим работы каждого блока выпрямительного устрой-
ства сильно зависит от режима работы остальных блоков.
Например, работа силового трансформатора и вентиля
во многом определяется схемой сглаживающего фильтра
и характером сопротивления нагрузки (активная, емкостная
или индуктивная). Такая взаимная обусловленность режи-
мов работы блоков схемы часто вынуждает рассматривать
и анализировать процессы в отдельных частях устройства
не вообще, а конкретно для тех или иных режимов работы
и схем выпрямления. Однако можно создать такие режимы
работы различных выпрямительных устройств, при которых
становится допустимым сопоставление параметров их одно-
именных блоков.

Типичным примером этого является режим идеализиро-
ванного выпрямителя, работающего на нагрузку активного
характера при отсутствии потерь в отдельных частях схемы.
Полученные для такого выпрямителя формулы можно
использовать для расчета реальных выпрямителей с учетом
потерь в каждом блоке.

При рассмотрении и анализе режимов работы выпрями-
тельного устройства и его отдельных блоков весьма важно
учитывать характер сопротивления нагрузки выпрямителя.
Так, если нагрузка имеет реактивную составляющую
66
(емкостную или индуктивную реакцию на выпрямитель),
то возникают фазовые сдвиги между токами и напряже-
ниями в отдельных частях схемы выпрямителя, значительно
изменяется режим работы отдельных блоков и усложняется
их расчет. Наиболее простые соотношения получаются,
если выпрямитель работает на нагрузку активного харак-
тера, так как в этом случае токи и напряжения в отдельных
частях схемы совпадают по фазе.

В общем случае действие любого выпрямительного
устройства, имеющего вентиль и сглаживающий фильтр,
сводится к следующему. Ток, пройдя через вентиль, приобре-
тает непосредственно за ним импульсный характер, причем
частота повторения импульсов определяется частотой вход-
ного тока, а форма импульса и его длительность — режимом
работы вентиля. Выпрямленный ток одного направления,
меняющийся по величине, подобно всякому периодически
повторяющемуся импульсу тока, может быть рассмотрен
как суммарный ток, состоящий из постоянной составляю-
щей /0 и составляющих гармоник переменного тока. Задачей
сглаживающего фильтра является фильтрация отдельных
гармоник переменного тока с тем, чтобы в предельном случае
через сопротивление нагрузки протекала только постоянная
составляющая выпрямленного тока.

Выпрямительные устройства можно классифицировать
по ряду признаков. Так, они делятся:

а)' по типу вентиля — на электронные (кенотронные),
ионные (газотронные, тиратронные и др.) и полупроводни-
ковые (селеновые, кремниевые, германиевые и др.);

б)	по характеру реакции нагрузки на выпрямитель —
на устройства с активной, емкостной, индуктивной и сме-
шанной нагрузками;

в)	по схеме выпрямления — на однофазные и много-
фазные, однополупериодные и двухполупериодные, с умно-
жением напряжения и с промежуточным преобразованием
по частоте;

г)	по мощности выпрямленного тока — на маломощные
(до 100 вт), средней мощности (до 5000 вт) и большой
мощности (свыше 5000 вт);

д)	по частоте выпрямляемого тока — на низкочастотные
(50 гц), с повышенной частотой (до 1000 гц) и высокочастот-
ные (свыше 1000 гц)}

е)	по напряжению выпрямленного тока — на устройства,
предназначенные для низкого (до 250 в), среднего (до 1000 в)
и высокого (свыше 1000 в) напряжения;

5*	67
ж)	по режиму нагрузки — на устройства, предназна-
ченные для-длительной, импульсной и кратковременной
нагрузки.

При определении числа фаз выпрямления следует исхо-
дить из соотношения т — pq, где р — число фазных обмо-
ток вторичной цепи трансформатора, a q равно или единице
или двум, в зависимости от числа полупериодов выпрямле-
ния. Например, в трехфазном двухполупериодном выпря-
мителе т = 6, так как р = 3, a q = 2.

Что касается числа полупериодов схемы выпрямителя,
то определяя его, лучше всего исходить из числа импульсов
тока во вторичной фазной обмотке трансформатора за период.
В однополу пер иодном выпрямителе через фазную вторич-
ную обмотку протекает один импульс тока за . период.
В двухполупериодном выпрямителе за период протекают
два импульса тока, направление которых меняется каждые
полпериода.

В схемах выпрямителей с умножением напряжения про-
исходит одновременно как выпрямление напряжения, так
и его умножение (в k раз). При этом также возможны одно-
полупериодные и двухполупериодные схемы выпрямления.
Особенности работы выпрямителей с импульсной нагрузкой
и выпрямителей с промежуточным преобразованием частоты
изложены в § 3-4.

§ 2-2. ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ

Однополупериодные схемы выпрямления могут быть
однофазными и многофазными. Схема однофазного однопо-
лупериодного выпрямителя с активной нагрузкой представ-
лена на рис. 2-2; там же приведены графики токов и напря-
жений в отдельных частях схемы. Ток протекает через
вентиль и активное сопротивление нагрузки 7?н в течение
одной половины периода, пока на аноде вентиля имеется
положительный потенциал относительно катода. Для случая
идеализированных вентиля и трансформатора можно полу-
чить необходимые расчетные соотношения токов и напря-
жений. При этом, поскольку выпрямляется переменный ток
синусоидальной формы, выпрямленный ток является пуль-
сирующим; он описывается периодической функцией вре-
мени и может быть представлен рядом Фурье, т. е. выражен
суммой постоянной и переменных составляющих ряда.

Постоянная составляющая выпрямленного тока 10 пред-
ставляет собой среднее значение выпрямленного тока, про-
68
текающего за период через нагрузку /?н. Обычно значение
тока /0 задается в качестве исходной величины при расчете
выпрямителя. Этот ток определяется соотношением:

л

А> = wfIm sin ®Z = V1т “ °’318/«’	<2'2’

о

где 1т — амплитудное значение выпрямленного тока.

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения
на нагрузке U0 представляет собой среднее значение напря-

Рис. 2-2. Однофазный однополупериодный выпрямитель: а — схема
выпрямления; б — графики токов и напряжения.

жения за период. Обычно эта величина является исходной
при расчете выпрямителя. Зная ее, можно определить тре-
буемую величину напряжения переменного тока на зажимах
вторичной обмотки трансформатора. Соотношения между
напряжениями имеют вид:

л

ио = I0RH = *2^- У Um sin (at d(at =
О

= 4^ = 0,318^ = 0,45t/2,	(2-3)

где	7?н — сопротивление нагрузки;

У2 U2 = Um — амплитудное значение напряжения на
зажимах вторичной обмотки трансфор-
матора;

U2 — действующее значение напряжения на
зажимах вторичной обмотки транс-
форматора.
Амплитудное значение выпрямленного тока 1т в данной
схеме является также амплитудным значением тока через
вентиль и обмотку трансформатора. Оно определяется соот-
ношением:

= 3,14/0.	(2-4)

Действующие значения напряжения U2 и тока /2 в °б-
мотке трансформатора равны:

/ 2л	*

и2 = । f U2m sin2dat = 0,70777 m = 0,707л(7о =

= 2,22(/0;	(2-5)

—

~ ( I2m sin2 dat = 0,5/от = 1,5770.	(2-6)

При вычислении действующих значений тока и напряже-
ния используются равенства:

fl	1

sin2 at dat —-4- sin 2at + -g-

Л

f sin2tttf dat = 0,5л,
о

причем для вычисления тока учитывается время протекания
тока через вентиль, равное л.

Для данной схемы выпрямления действующие значения
тока в цепи вторичной обмотки трансформатора, тока в вен-
тиле и выпрямленного тока в нагрузке численно равны,
так как цепь тока является последовательной.

Другие расчетные соотношения, характерные для выпря-
мительных схем, приведены в § 2-9 (табл. 2-6).

Схема ’m-фазного однополупериодного выпрямителя без
потерь с активной нагрузкой приведена на рис. 2-3; там же
представлены графики напряжений в отдельных частях
схемы. На рисунке показаны только вторичные обмотки
трансформатора, причем для упрощения число фазных обмо-
ток взято равным трем. Этот вариант наиболее распростра-
нен в практике схем выпрямления. Но описание, приведен-
ное ниже, справедливо для схем с любым числом фазных
обмоток.
В каждый момент времени работает только одна фаза,
которая в этот момент времени имеет наибольший положи-
тельный потенциал относительно нулевой точки трансфор-
матора и других фаз. Ток протекает через вентиль каждой
фазы в течение l/m-й части периода. Чередование фаз выпрям-
ления соответствует порядку следования фаз вторичной
обмотки трансформатора. Выпрямленный ток, являющийся
суммарным по времени током всех поочередно работающих
фаз, имеет форму кривой, совпадающей с формой огибающей
кривой э. д. с. фаз.

Рис. 2-3. /л-Фазный однополупериодный выпрямитель: а — схе-
ма выпрямления; б — графики напряжений.

Ниже приведены расчетные соотношения, действитель-
ные для схемы рис. 2-3.

Постоянные составляющие выпрямленного тока и напря-
жения равны:
л я
2 + т

[ ипsin at d(s>t “

Я____я_

2 m

= — t/OTsin —= ]/27/2 —sin —;	(2-7)

л. m m. ’	3 л m	'	'

Я Я
2 ' m
/o = f sin at dat =
я я
2 tn

<2-8»
О том, насколько целесообразно выбрано число фаз
выпрямления , можно судить по величине UJU2. Соответ-
ствующие данные приведены в табл. 2-1.

Таблица 2-1

Число фаз выпрямления т	2	3	4	6	12	ОО
Отношение напряжений Uq/U2	0,9	1.17	1,27	1,35	1,39	1,41

Казалось бы, что для получения наибольшего отноше-
ния Uq/U2 следует выбирать наибольшее число фаз выпрям-
ления. Практически же этого делать нельзя, так как с уве-
личением числа фаз выпрямления увеличивается необхо-
димое число вентилей и усложняется трансформатор.
Да и после того, как число фаз выпрямления переваливает
за шесть, большого увеличения отношения напряжений
уже не происходит. В большинстве случаев достаточно
ограничиться трехфазной схемой выпрямления, если мощ-
ность выпрямленного тока не очень велика и для сглажи-
вания пульсаций нет надобности изготовлять сложный
сглаживающий фильтр.

Действующее значение выпрямленного напряжения
равно:

= -^-1/— Г— + sin— 1 •	(2-9)

2 г л L т ' т J	'	'

Действующее значение тока вторичной обмотки трансфор-
матора /2 с учетом того, что в течение периода по каждому
вентилю и фазной обмотке протекает импульс тока продол-
жительностью Т!т, равно:
Вычисленные значения отношения 12И0 = ф (т) приве-
дены в табл. 2-2.

Таблица 2-2

Число фаз выпрямления т	2	3	4	6	12
Отношение токов /2//0		0,78	0,58	0,5	0,41	0,29

Стремясь к наилучшему использованию обмоток трансфор-
матора потоку, следовало бы, казалось, выбирать наибольшее
число фаз выпрямления. Но выбирать т *> 6 нецелесообразно
из-за усложнения схемы выпрямления и трансформатора.

Максимальное значение тока через вентиль 1тв опреде-
ляется, согласно формуле (2-8), в виде:

г __	1	1

тв т ' . л °’
sin —
tn

(2-П)

Знание величины 1тв необходимо для правильного
выбора вентиля по току.

Другие расчетные соотношения, характерные для этих
выпрямительных схем, приведены в § 2-9 (табл. 2-6).

§ 2-3. ДВУХПОЛУПЕРИОДНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ

Двухполупериодные схемы выпрямления могут быть
однофазными и многофазными (рис. 2-4). В однофазной двух-
полупериодной (мостовой) схеме выпрямления (рис. 2-4, а)
в течение одного полупериода выпрямляемый ток протекает
через вентиль 1, сопротивление нагрузки и вентиль 3;
в течение второй половины периода ток протекает через
вентиль 2, сопротивление нагрузки 7?н и вентиль 4. При
этом ток в нагрузке сохраняет свое направление в течение
всего периода. Формы кривых напряжений и тока для идеа-
лизированных вентилей и трансформатора показаны на
рис. 2-4, б.

Для однофазной двухполупериодной схемы, часто на-
зываемой также двухфазной однополупериодной схемой
(рис. 2-4, в), действительны соотношения (2-7) и (2-8), если
положить в них число фаз выпрямления пг = 2. В соот-
ветствии с этим получим:
а)	постоянные составляющие выпрямленного тока и на-
пряжения

/о = V2 U2sin = 0,9

• »*\Н	•••'	Ан

. Uo = V2 sin = 0,9£/2;	(2-12)

б)	максимальное значение тока вентилей (/—3 или 2—4)

1тв = Л-------------= Ь57/о;

т в ° т л	0

---sin----

(2-13)

Рис. 2-4. Однофазные двухполупериодные выпрямители: а—одно-
фазная мостовая схема выпрямления; б — графики токов и
напряжения; в — двухфазная схема выпрямления.

в)	действующее значение тока в обмотке трансформатора

/2 = -^=

2	/2	°

(2-14)

г)	действующее значение тока через вентиль
/в =	= 0,707 -1,11/0 = 0,78/о.

(2-15)

При этом ток во вторичной обмотке трансформатора не равен
току вентиля, так как по обмотке трансформатора протекают
токи обоих полупериодов, тогда как через вентиль за период
протекает только один импульс тока.
Трехфазная двухполупериодная (трехфазная мостовая)
схема выпрямления приведена на рис. 2-5; там же даны гра-
фики напряжений и тока в ее отдельных частях. На рисунке
показаны только вторичные обмотки трансформатора, кото-
рые могут быть соединены по схеме звезды или треугольника.
В изображенной на рис. 2-5, а схеме выпрямляется линей-
ное напряжение вторичных обмоток трансформатора.

В рассматриваемой схеме происходит двухполупериодное
выпрямление. В этом можно убедиться из следующего.

Рис. 2-5. Трехфазный двухполупериодный выпрямитель:
а — схема выпрямления; б — графики токов и напряжений.

В любой момент времени ток протекает через два последо-
вательно соединенных вентиля под воздействием наиболь-
шего линейного напряжения вторичной обмотки трансфор-
матора, имеющего положительную полярность. В момент
времени, отмеченный штриховкой на рис. 2-5, б, имеется
наибольшее линейное напряжение между зажимами обмо-
ток трансформатора I и III фаз. В это время ток протекает
через вентиль /, сопротивление нагрузки 7?н и вентиль 5.
В этом направлении ток протекает в течение V6 периода,
после чего наибольшее положительное напряжение будет
наблюдаться между зажимами обмоток II и III фаз. При этом
ток будет протекать через вентиль <3, сопротивление на-
грузки /?н и вентиль 5. В последующую х/в часть периода
наибольшее напряжение будет наблюдаться между зажи-
мами обмоток фаз II и I и т. д. За период через каждый
вентиль протекает ток в течение 773, причем этот ток состоит
из двух импульсов, каждый продолжительностью в 776.
Соответственно этому за период через каждую фазную
обмотку протекают два импульса тока.

Для схемы рис. 2-5, а действительны следующие расчет-
ные соотношения:

а)	постоянная' составляющая выпрямленного тока

- 1/2	= 2,34	; (2-16)

б)	постоянная составляющая выпрямленного напряжения

t/0 = yTt72J14-sin^-=	2,34С/гф;	(2-17)

в)	действующее значение тока вторичной обмотки транс-
форматора (каждой фазы)

(2-18)

г) максимальное значение тока через вентили

/ = / ---------!-----= 1,О5/о;

т и т	л	°

----sin	
л---т

(2-19)

д) действующее значение тока через последовательно
работающие вентили

(2-20)

§ 2-4. ОБРАТНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ В СХЕМАХ ВЫПРЯМЛЕНИЯ

Напряжение, приложенное к вентилю в непроводящую
часть периода в обратном направлении, т. е. действующее
от катода к аноду вентиля, называется обратным
напряжением. При этом имеется в виду наибольшее
отрицательное напряжение на аноде (или заменяющем анод
электроде) вентиля. В общем случае при использовании
многофазных схем выпрямления (рис. 2-6, а) максимальное
76
значение обратного напряжения равно разности наиболь-
шего значения напряжения на нагрузке и наибольшего
отрицательного напряжения на зажимах вторичной обмотки
трансформатора, т. е.:

^обр = I I + I ^2 макс I,	(2-21)

как показано на рис. 2-6, б.

В однофазных схемах выпрямления обратное напряжение '
равно амплитуде напряжения на вторичной обмотке транс-
форматора, так как именно это напряжение приложено

Рис. 2-6. Шестифазный однополупериодный выпрямитель:
а — схема выпрямления; б — графики для определения вели-
чины обратного напряжения на вентиле.

к вентилю в непроводящую часть периода непосредственно
через сопротивление нагрузки. В многофазных схемах
выпрямления обратное напряжение равно амплитуде линей-
ного напряжения обмоток трансформатора, так как линей-
ное напряжение замкнуто двумя вентилями, один из кото-
рых проводит в данный момент ток и сопротивлением кото-
рого можно пренебречь. Величины обратных напряжений
в различных схемах выпрямления с активной нагрузкой
выпрямителя указаны в табл. 2-3.

Таблица 2-3

Схемы выпрямления	Однополупериодные				Двухполу- периодные	
Число фаз выпрямления т	1	2	3	1 6	2	6
Величина отношения /70бр/^о на каждый вентиль схемы	3,14	3,14	2,1	2,1	1,57	1,05

На основании данных табл. 2-3 предпочтение должно быть
отдано двухполупериодным схемам выпрямления, поскольку
77
обратное напряжение на каждом вентиле в них меньше, чем
в однополупериодных схемах. Благодаря этому в двух-
полупериодных схемах выпрямления при одном и том же
значении напряжения UQ можно использовать вентили
с меньшим допустимым обратным напряжением £/обрдоп.

§ 2-5. ПУЛЬСАЦИЯ ТОКА И НАПРЯЖЕНИЯ

Выпрямленный ток и напряжение на активной нагрузке
имеют пульсирующий характер. Напряжение на нагрузке
при m-фазном выпрямлении синусоидального напряжения
выражается рядом Фурье в виде:

/72	гт	• Л .	2	772 т г	• Л	z	. 	ч

и = — Um	sin--о—:---— Um sin —	cos	(тсо/ +	фг) —

л	m	m	m2 — 1	л m m	'	T17

---T~2~—i-m sin “ Cos	(2/72(0/	+	ф2)	+

+ W“T • “Г sin ~7n cos (3mcoZ + <Рз)---------(2-22)

Первый член этого ряда представляет собою постоянную
составляющую выпрямленного напряжения U0, а остальные
члены ряда являются переменными составляющими гармо-
никами с соответствующей частотой пульсации. Наиболь-
шая амплитуда имеется у первой гармоники переменной
составляющей. Амплитуда этой гармоники равна:

иk = -Т—Т • Um sin —,	(2-23)

* т2 — 1 л т т	'	7

где т — число фаз выпрямления.

Для выпрямителя с активной нагрузкой коэффициент
пульсации по первой гармонике равен:

2	/22 ... л

Очевидно, что наряду с коэффициентом пульсации первой
гармоники, определяемым по формуле (2-24), можно найти
и коэффициенты пульсации гармоник более высокой частоты.
Для оценки выпрямительных схем с точки зрения пульсации
выпрямленного тока и напряжения в табл. 2-4 приведены
значения So для основной, удвоенной и утроенной частот
пульсации при выпрямлении тока промышленной частоты
(50 гц).
Число фаз выпрямления	Основная частота пульсации, гц	Коэффициенты пульсации напряжения или тока по частоте пульсации		
		основной (1-й) гармо- ники	удвоенной (2-й) гармоники	утроенной (3-й)  гармоники
1	50	1,57	0,663	1
2	100	0,667	0,133	0,057
3	150	0,25	0,057	0,025
6	300	0,057	0,014	0,006
12	600	0,014	0,003	0,001

Значение So для однофазной однополупериодной схемы
получено на основании ряда Фурье, имеющего вид:

« = v	sin	u^cos (2“z + —

— “йг cos (4ю/ + ч’з)—cos (6®z + -------------

(2-25)

Как видно из табл. 2-4, пульсации напряжения тем
меньше, чем больше число фаз выпрямления. Практически,
однако, при выборе числа фаз ограничиваются, как правило,
максимум шестифазными схемами выпрямления.

Оценку выпрямительных устройств с точки зрения ма-
лости пульсации напряжения обычно производят по коэф-
фициенту пульсации основной частоты (по первой гармо-
нике). При этом исходят из того, что сглаживание пульса-
ций по основной частоте сопровождается одновременным
сглаживанием и всех остальных переменных составляющих.
Однако в ряде случаев при использовании выпрямительных
устройств приходится считаться с псофометрическим коэф-
фициентом шума. Дело в том, что некоторые радиоустрой-
ства обладают малой чувствительностью к переменному
напряжению низкой частоты и весьма большой чувствитель-
ностью к переменному напряжению высокой частоты.
Работу таких устройств будут резко ухудшать даже отно-
сительно малые пульсации по высшим гармоникам. К числу
этих устройств относится телефон с усилителем, у которого
частотная характеристика сделана неравномерной для того,
чтобы подчеркнуть наибольшую чувствительность в диапа-
зоне частот 1000—2000 гц.
Если в составе выпрямленного напряжения на нагрузке
имеются составляющие с частотами /п, 2/п, 3/п и с амплиту-
дами Un, ^/п2, U„3 • • • Unk, то полная величина псофо-
метрического напряжения шума t7nc будет:

^nc = j/0-5	<2-25)

где ak — величины псофометрических коэффициентов для
разных гармоник. Этот коэффициент может меняться от 0
до 1,2 в зависимости от частотной характеристики питаемого
устройства.

Если выразить переменные составляющие напряжения
через коэффициенты пульсации по каждой гармонике, то

Unc = t/0-/0,52(S0^)2-	(2-27)

где SOz? — коэффициент пульсации на /е-й гармонике.

§ 2-6. ТОКИ ПЕРВИЧНЫХ ОБМОТОК ТРАНСФОРМАТОРА

Ток в первичных обмотках трансформатора, включенного
в сеть переменного тока, при любой схеме выпрямления
является переменным. Форма же кривой тока и его действую-
щее значение изменяются в зависимости от схемы выпрям-
ления. Напряжение, приложенное к зажимам первичной
обмотки трансформатора, при однофазной однополупериод-
ной схеме выпрямления равно:

т г .	,	с1Ф

и = U m Sin (0/ = Wx
m	1 at



или

sin со/ dat =	+ LXRX dent,

где wx — число витков первичной обмотки трансформатора;

R1 — активное сопротивление обмотки;

Ф — магнитный поток трансформатора.

Для первичной цепи трансформатора приведенное соот-
ношение можно представить также в виде:

т	т.

Uml sin со/ do)/ = шi J t/Ф 4- i J £i dat.
о	'о	о
Приложенное напряжение изменяется периодически с часто-
той со и, следовательно, магнитный поток также будет изме-
няться с той же частотой. В результате:

т	т

J sin со/ d(dt — 0 и J <1Ф = 0.
о	о

Чтобы удовлетворить исходному равенству, необходимо
положить:

т

Ri f dat — 0,
о

что возможно только в том случае, если ток первичной
обмотки является переменным, даже если его форма кривой
отличается от синусоидальной.

Для определения формы кривой тока первичной обмотки
трансформатора необходимо ток вторичной обмотки пред-
ставить в виде ряда:

i2 = Io + Ilfn sin (со/ + <pi) + /2wsin (2<о/ + ф2)Н-+

+ Inm sin (nat + <p„),	(2-28)

где	Io — постоянная составляющая выпрямленного

тока;

lnfn и фп — соответственно амплитуда тока и фазовый
угол гармонической составляющей.

Если учесть, что токи в первичной и вторичной цепях
трансформатора имеют противоположные полярности и
постоянная составляющая выпрямленного тока не транс-
формируется из одной обмотки в другую, т. е. не содержится
в токе первичной обмотки, то при коэффициенте трансфор-
мации /<тр = 1 получим:

4 = —^2 — Iq) = — Ulm sin (<о/ + срх) + 12пг sin (2<o/+

+ ф2) H------1- Inm sin (na>t 4- <p„)].	(2-29)

На основании формулы (2-29) можно построить графики
токов первичной и вторичной обмоток трансформатора, как
это сделано на рис. 2-7. Здесь ось времени графика тока
перенесена на величину /0 для Ктр = 1.

Действующее значение тока вторичной обмотки можно
представить в виде:

/2 = Г'И('<ТРА)2	(2-зо)

6 В. Ю. Рогинский 1245	81
на основании того, что действующее значение тока сложной
формы имеет вид:



Рис. 2-7. Графики токов первич-
ной и вторичной обмоток транс-
форматора в однофазной одно-
пол у пер иодной схеме выпрям-
ления.

где 1пд — действующее значение тока n-й гармоники.

Так как при расчете выпрямителя величина /2 известна,
то действующее значение тока первичной обмотки без учета
тока холостого хода трансформатора может быть получено
на основании формулы (2-30)
в виде:

• (2-31>

где коэффициент трансформа-
ции Ктр =

При определении тока пер-
вичной обмотки трансформатора
в многофазных схемах выпрям-
ления можно пользоваться со-
отношением (2-31), подставляя
в него не весь ток /0, а только
ту его часть, которая приходит-
ся на одну фазу, т. е. — /0,
где m — число фаз выпрямле-
ния. Например, в однополупе-
риодной трехфазной схеме вы-

прямления действующее значение тока первичной обмотки
каждой фазы равно

(4-Zo) •

В двухполупериодных схемах выпрямления ток вторич-
ной обмотки трансформатора не содержит постоянной состав-
ляющей, и ток первичной обмотки воспроизводит форму
кривой тока вторичной обмотки. Для таких схем выпрямле-
ния ток первичной обмотки трансформатора

Приведенные соотношения действительны для определе-
ния тока в фазных обмотках трансформатора. Величину же
82
тока в линейных проводах определяют из известных соот-
ношений, в зависимости от схемы соединения фазных обмо-
ток (звездой или треугольником):

а)	при соединении звездой

Лл “	1ф’

б)	при соединении треугольником

/1Л = /з71Ф-

Для сложных многофазных схем выпрямления, в которых
число фазных обмоток первичной цепи трансформатора
не равно числу фазных обмоток вторичной цепи, необходимо
каждый раз вычислять соотношения токов и строить линей-
ные диаграммы токов для определения формы кривой тока
в первичной обмотке трансформатора. Для выпрямителей
малых и средних мощностей, в которых применяются только
описанные выше схемы выпрямления, можно пользоваться
приведенными соотношениями, обязательно учитывая при
этом ток холостого хода трансформатора.

§ 2-7. СООТНОШЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ В СХЕМАХ ВЫПРЯМЛЕНИЯ

Основной характеристикой мощности выпрямительного
устройства служит мощность постоянного тока, отбираемая
от выпрямителя:

Ро = W-

В этом выражении ток и напряжение являются исходными
данными расчета выпрямителя. Все остальные величины,
необходимые для расчета, зависят от названных исходных
данных.

Обычно для расчета выпрямительного устройства необ-
ходимо также располагать значениями величин, характе-
ризующих потери в отдельных блоках устройства. В случае
расчета идеализированного выпрямителя можно считаться
только с полезной мощностью постоянного тока Ро, что дает
возможность определить расчетные значения мощности транс-
форматора.

Различают расчетные мощности первичной и вторичной
обмоток трансформатора:

Р 1 “	1/1‘, Р2~ ^2^2^2>	(2-32)

где	и т2 — числа фаз соответственно первичной

и вторичной обмоток трансформа-

* тора;

6*

83
^2» Л и ^2 — напряжения и токи соответственно

Расчетная составляет:	первичной и вторичной обмоток трансформатора.  мощность магнитной цепи трансформатора  +	(2-33)

причем величина Рт служит лишь для расчета магнитопро-
вода трансформатора или для выбора по каталогу типового
трансформатора промышленного изготовления.

Расчетные величины мощности трансформатора полностью
не определяются величиной PQ и в большой мере зависят
от схемы выпрямления. Такая зависимость величин Рт
от Ро и схемы выпрямления обусловлена тем, что в ряде
схем по вторичной обмотке протекают постоянная состав-

ляющая выпрямленного тока и все гармоники тока пере-
менных составляющих. Если при этом формы кривых тока
в первичной и вторичной обмотках трансформатора не будут
одинаковыми, то не будут одинаковыми и расчетные мощ-
ности этих цепей. С другой стороны, поскольку форма
токов в обмотках зависит от схемы выпрямления, то расчет-
ные величины мощностей в трансформаторе также зависят
от схемы выпрямления. Поэтому каждую схему выпрямле-
ния идеализированного выпрямителя и трансформатора

можно характеризовать следующими коэффициентами:

а)	коэффициентом использования первичной обмотки
трансформатора

=	(2-34)

б)	коэффициентом использования вторичной обмотки
трансформатора

=	(2-35)

г 2

в)	коэффициентом использования трансформатора

Значения коэффициентов использования трансформатора
и его обмоток для разных схем выпрямления при активной
нагрузке и отсутствии потерь приведены в табл. 2-5.

Чем выше коэффициент использования трансформатора,
тем, разумеется, меньше размеры и вес трансформатора при
84
Схемы выпрямления	Значения коэффициентов			
		К,	Кт	1/Кт
Однополупериодные: однофазная 			0,37	0,29	0,33	3,1
двухфазная		0,83	0,57	0,68	1,48
трехфазная		0,83	0,67	0,74	1,35
Двухполупериодные: однофазная мостовая . . .	0,83	0,83	0,83	1,21
трехфазная мостовая . . .	0,95	0,95	0,95	1,05

одной и той же мощности Ро. Сопоставляя схемы выпрямле-
ния, надо отдать предпочтение той из них, для которой харак-
терно наилучшее использование трансформатора и его
обмоток.

§ 2-8. ВЫНУЖДЕННОЕ НАМАГНИЧИВАНИЕ СЕРДЕЧНИКА
ТРАНСФОРМАТОРА

Если принять ток холостого хода трансформатора равным
нулю, то сумма ампер-витков в сердечнике по замкнутому
пути должна быть равна нулю. Из этого предположения
обычно исходят, определяя ток первичной обмотки трансфор-
матора. Это особенно наглядно видно на тех схемах выпрям-
ления, у которых токи первичной и вторичной обмоток изме-
няются со временем по одинаковому закону (например,
синусоидальному). В таких схемах выпрямления по вторич-
ной обмотке трансформатора не протекает постоянная состав-
ляющая выпрямленного тока. Обычно это имеет место в двух-
полупериодных схемах выпрямления с активной нагрузкой.
В однополупериодных схемах выпрямления ток каждой
фазы вторичной обмотки трансформатора содержит постоян-
ную составляющую, равную IJm. Этот ток создает постоян-
ную составляющую магнитного потока Фо, не компенси-
руемую током первичной обмотки, так как последний
не содержит постоянной составляющей тока. Схема образо-
вания постоянного магнитного потока в трехфазном одно-
полупериодном выпрямителе показана на рис. 2-8, а. Здесь
каждый стержень магнитопровода находится под воздей-
ствием намагничивающей силы AW0 =	направлен-

ной в одну сторону. Поэтому потоки этих стержней не могут
замкнуться внутри сердечника трансформатора и вынуждены
замыкаться в окружающем трансформатор пространстве.
Величина постоянного магнитного потока определяется соот-

ношением:

ф

Р
АМ

где 7?м — сопротивление магнитного пути этому потоку.

В обычных условиях замыкания постоянного магнитного
потока через пространство вокруг трансформатора сопро-
тивление велико и поток мал. Если же трансформатор
заключен в магнитопроводящий кожух или вблизи транс-
форматора имеются магнитопроводящие тела, то постоянное
намагничивание (вынужденное намагничивание) магнито-

о)	ё)

А

В

С

Рис. 2-8. Схематическое представление о возникновении вынужденного
намагничивания трансформаторов.

провода трансформатора может оказаться весьма значи-
тельным, что способно существенно нарушить нормальный
режим работы трансформатора выпрямителя.

Очевидно, что с изменением нагрузки выпрямителя изме-
няется ток в обмотках трансформатора, изменяется и поток
вынужденного намагничивания. Последнее особенно заметно
в однофазных схемах выпрямления, когда постоянный ток
пульсирует, вызывая возникновение пульсирующего магнит-
ного потока.

Вынужденные потоки намагничивания вредны не только
тем, что дополнительно нагружают магнитопровод, вызывая
в нем добавочные потери, но и тем, что создают пульсирующие
магнитные поля с рассеянием, которые вредно действуют
на расположенные поблизости радиоустройства. Это вызывает
необходимость борьбы с вынужденным намагничиванием
трансформаторов, в особенности в выпрямителях средней
и большой мощности. Наиболее распространенные методы
такой борьбы заключаются в рациональном расположении
обмоток трансформатора на стержнях магнитопровода
86
и в применении магнитопроводов броневого типа с исполь-
зованием наиболее безопасных схем выпрямления.

При стержневых магнитопроводах (рис. 2-8, б) и двух-
фазной однопол упер иодной схеме выпрямления часто при-
бегают к зигзагообразному включению отдельных частей
вторичной обмотки, как это показано на рис. 2-8, в. Почти
для каждой схемы выпрямления и почти для каждой кон-
струкции трансформатора можно найти такое расположение
обмоток, при котором вынужденные потоки намагничивания
существенно уменьшаются или даже полностью устра-
няются.

§ 2-9. СРАВНИТЕЛЬНАЯ ОЦЕНКА СХЕМ ВЫПРЯМЛЕНИЯ

При выборе схемы выпрямительного устройства необ-
ходимо учитывать не только ее эксплуатационные особен-
ности, но и присущие ей количественные соотношения токов,
мощностей и напряжений, ибо эти соотношения определяют
стоимость, вес и размеры устройства, тип вентилей и условия
их эксплуатации. Для сравнительной оценки отдельных
схем выпрямления лучше всего рассматривать их при одном
общем условии — отсутствии потерь как в отдельных эле-
ментах, так и во всем выпрямительном устройстве. Такие
сравнительные данные, как указывалось выше, можно полу-
чить лишь для выпрямителей с активной нагрузкой, ибо
в тех случаях, когда нагрузка имеет реактивный характер,
соотношения токов и напряжений меняются в зависимости
от ряда факторов. Точно так же схемы с активной нагрузкой
нельзя сравнивать со схемами выпрямления с умножением
напряжения, ибо в последних соотношения токов и напря-
жений изменяются в зависимости от емкости и сопротивле-
ния нагрузки.

Сравнительные данные для схем выпрямления с активной
нагрузкой, без учета потерь в отдельных частях схем
и в выпрямителе в целом, приведены в табл. 2-6.

Таблица, конечно, далеко не исчерпывает всего огромного
разнообразия выпрямительных схем, используемых в совре-
менной радиоэлектронике. Ведь каждая схема выпрямителя
может отличаться от другой не только характером нагрузки,
но и рядом других признаков: схемой фильтра, наличием
стабилизаторов тока и напряжения, способом питания вспо-
могательных цепей, в том числе и цепей накала. Тем не менее
таблица достаточно полно охватывает наиболее употреби-
Название схемы

Схема

Однофазная

Двухполупериодные	Однополупериодные

Двухфазная

Трехфазная, треуголь-
ник—звезда

Шестифазная, треуголь-
ник—звезда

Однофазная мостовая
Основные соотношения между токами и напряжениями в выпрямительных схемах

иг/и.		©  о	5				С.  оГ	оГ	О?  'г.  О.	со
2,22	1,57	3,14	1,57	3,14	1,21 ~к?р	1,21 /Стр	3,5	2,7	3,1	1,57
1,Н	0,78	3,14	0,78	1,57	1,11 /Стр	1,11 /Стр	1,74	1,21	1,48	0,67
0,85	0,58	2,1	0,58	1 21	0,47 /Стр	0,82 /Стр	1,48	1,21	1,35	0,25
0,74	0,41	2,1	0,41	1,05	0,58 /Стр	0,82 Атр	1,82	1,28	1,55	0,057
1,Н	1,11	1,57	0,78	0,57	1,11 /Стр	1,11  /Стр	1,21	1,21	1,21	0,67
0,43	0,82	1,05	0,58	1,05	0,82 /Стр	1,41  /Стр	1,05	1,05	1,05	0,057
тельные схемы выпрямления, в особенности те из них, кото-
рые применяются в устройствах электрического питания
малой мощности.

Схемы этой таблицы можно охарактеризовать следующим
образом.

Однофазная однополупериодная схема весьма проста,
она содержит наименьшее возможное число вентилей.
К ее недостаткам относятся: низкое использование трансфор-
матора, относительно высокое обратное напряжение, очень
большая пульсация выпрямленного напряжения. Эту схему
применяют, как правило, в маломощных установках электри-
ческого питания в сочетании со сглаживающим П-образным
фильтром (с емкостной реакцией); широко используют
ее также во вспомогательных радиоэлектронных устрой-
ствах.

В двухфазной однополупериодной схеме число вентилей
больше, чем в однофазной полупериодной схеме, но меньше,
чем во всех остальных схемах, приведенных в таблице.
Несмотря на свои недостатки (относительно низкое исполь-
зование обмоток трансформатора по току и необходимость
иметь повышающую обмотку на удвоенное напряжение (72
с выводом от середины обмотки), эта схема является самой
распространенной; в сочетании со сглаживающими фильт-
рами ее применяют в выпрямителях малой мощности, слу-
жащих для питания приемно-передающей, измерительной
и другой радиоэлектронной аппаратуры, без фильтров —
для зарядки аккумуляторов от сети переменного тока.

Трехфазная однополупериодная схема выпрямления
выгодно отличается от других схем этого типа высоким коэф-
фициентом использования трансформатора, малой пульса-
цией выпрямленного напряжения и высокой частотой пуль-
сации. К недостаткам схемы следует отнести относительно
высокое обратное напряжение на вентилях, сравнительную
сложность конструкции трансформатора и наличие большого
числа вентилей. Тем не менее эта схема широко применяется
в мощных выпрямительных устройствах с газотронами,
тиратронами и ртутными выпрямителями в качестве вен-
тилей.

Шестифазная однополупериодная схема, обладая теми же
недостатками, что и трехфазная схема, превосходит ее своими
достоинствами, так как отличается еще меньшей пульсацией
выпрямленного напряжения при еще большей ее частоте.
Тем не менее эту схему применяют сравнительно мало,
преимущественно в мощных выпрямительных установках
90
б сочетании с Г-образным сглаживающим фильтром и ион-
ными вентилями.

Двухполупериодные мостовые схемы отличаются от дру-
гих схем табл. 2-6 высоким использованием трансформаторов,
малой пульсацией выпрямленного напряжения и достаточно
высокой частотой ее. Эти схемы в одинаковой мере применимы
в выпрямителях средней и малой мощности, причем их досто-
инства становятся особенно ощутимыми при использовании
полупроводниковых (например, селеновых) вентилей, так
как в этом случае схемы резко упрощаются благодаря
отсутствию цепей накала.

Приведенные сведения о достоинствах и недостатках
схем, а также о примерных областях их применения
не являются исчерпывающими. Выбирая схему выпрями-
теля, надо поэтому в каждом конкретном случае учитывать
условия эксплуатации и наличие вентилей того или иного
вида в промышленном изготовлении. Должны быть сделаны
также предварительные подсчеты в отношении веса и габа-
ритов выпрямительного устройства.

Приведенные в табл. 2-6 данные для различных схем
выпрямления можно использовать при расчете выпрями-
тельных устройств. Для этого надо хотя бы ориентировочно
определить падение напряжения во всех элементах выпря-
мителя и исходное значение £/0 заменить значением:

^ох.х= UQ +

где UGx, х — напряжение холостого хода выпрямителя;

At/0 — суммарное падение напряжения в блоках
выпрямителя.

§ 2-10. УЧЕТ ПОТЕРЬ В ВЫПРЯМИТЕЛЯХ

Рассматривая блок-схему выпрямительного устройства
без стабилизаторов напряжения, надо учитывать потери
в силовом трансформаторе, вентиле и сглаживающем фильтре.
Эти потери лучше всего представить в виде падения напря-
жения

Д(/о= At/OTP +At/0B + At/0 ф.

Каждую из этих составляющих падения напряжения
необходимо определить в отдельности, а падение напряже-
ния в выпрямителе характеризовать его внешней или нагру-
зочной характеристикой, показанной на рис. 2-9. Здесь
— суммарное падение напряжения при токе нагрузки
Рис. 2-9. Внешняя характе-
ристика выпрямителя.

/0; ^ои — номинальное напряжение выпрямителя при токе
нагрузки /Он.

Падение напряжения на вентиле одной фазы выпрямителя
определяется в виде:

Д^Ов = М?пр~	(2-36)

причем это определение является приближенным и пригод-
ным только для определения падения напряжения в мало-
мощном выпрямителе. Во всех остальных случаях величину
падения выпрямленного напряже-
ния в вентиле можно определить
из соотношения:

(2-37)

где /пр — действующее значение
прямого тока.

Падение напряжения на сгла-
живающем фильтре

Д^оФ= W (2-38)
где 7?ф — активное сопротивле-
ние фильтра (сглаживающего дрос-

селя или сопротивления, заменяющего дроссель).

Падение напряжения на трансформаторе содержит две
составляющие: падение напряжения, обусловленное дей-
ствием активного сопротивления обмоток трансформатора
At7Tp и падение напряжения, связанное с действием индук-
тивности рассеяния обмоток трансформатора Д67тр L.

Действие, активного сопротивления обмоток трансфор-
матора сводится к снижению напряжения выпрямленного
тока при протекании тока /0 по замкнутой цепи фазы выпрям-
ления. Величину падения напряжения на активном сопро-
тивлении обмоток трансформатора можно определить в виде:

Д^тр R = /о/?Тр,	(2-39)

где — активное сопротивление одной фазы обмоток
трансформатора.

Величину /?тр можно определить из выражения:

ЯТР = # 2 + K2TfA>	(2-40)

где и R2—'активные сопротивления одной фазы пер-
вичной и вторичной обмоток трансформа-
тора;

Ктр — коэффициент трансформации.
Соотношение (2-40) верно, если токи в фазных обмотках
изменяются по синусоидальному закону. Если же они изме-
няются по более сложному закону, то выражение (2-40)
следует дополнить коэффициентами формы тока. Для прак-
тических расчетов можно ограничиться данными о потерях
в обмотках трансформатора, полагая

= /^ТР.	(2-4D

где величина мощности потерь в обмотках трансформатора
ДРМ определяется при конструктивном расчете трансфор-
матора или по табличным данным типовых трансформаторов
промышленного изготовления.

Падение напряжения, обусловленное индуктивностью
рассеяния обмоток трансформатора, определяется в виде:

At/TPL = 4^,	(2-42)

где Хтр — индуктивное сопротивление рассеяния фазы транс-
форматора, равное индуктивному сопротивлению короткого
замыкания. Вывод соотношения (2-42) дан в § 3-2; там же
приведено объяснение физических процессов, происходящих
в трансформаторе.

Из сказанного следует, что полное падение напряжения
в трансформаторе определяется в виде:

Д(/о 1р = Д[7тр R + Д£/тр L.	(2-43)

Сопоставляя значение величин падения напряжения,
обусловленных реактивным и активным сопротивлениями
обмоток трансформатора, можно сделать следующие выводы:

1.	В выпрямителях большой мощности с большими токами
нагрузки преобладающее значение имеют индуктивные
сопротивления обмоток трансформатора, а активные сопро-
тивления невелики.

2.	В маломощных выпрямителях с малыми токами
нагрузки сопротивления обмоток с индуктивным харак-
тером Хтр малы. Активное же сопротивление обмоток
трансформатора 7?тр обычно имеет большую величину.

§ 2-11. КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ

Коэффициент полезного действия выпрямителя пред-
ставляет собой отношение выпрямленной мощности PQ
к активной мощности, забираемой из сети Рг акт:

п ?......=_____________

Р1 акт	Pq + 2 ДР пот 9
или

(2-44)

« =______________fo____________..

Л) + Луг + тр + Лз + -Рф + ?нак

В последнем выражении учтены потери во всех элементах
устройства, включая мощность на накал катодов Рпак
вентиля. Если тот или иной элемент выпрямительного
устройства отсутствует, потери в нем, само собой разумеется,
не учитываются. Ниже рассмотрены особенности определе-
ния потерь в отдельных элементах выпрямительного
устройства.

Потери в стабилизаторе Рст обычно определяют, исходя
из мощности выпрямителя Ро. Например, стабилизатор
напряжения переменного тока рассчитывают на основании
заданных значений напряжений на входе выпрямителя
и потребляемого им тока. При учете потерь в таком стабили-
заторе можно полагать, что Рст — (0,054-0,2) Ро.

При ориентировочном учете потерь в стабилизаторе
постоянного тока можно считать, что Рст == (0,14-0,5) Ро.

Потери в трансформаторе Ртр слагаются из потерь в стали
магнитопровода и в обмотках трансформатора. Ориенти-
ровочно можно считать, что Ртр = (0,04ч-0,1) Ра.

Потери в вентилях Рв можно определить в виде:

Ро = 10и0 в-	(2-45)

Потери в фильтре Рф определяются главным образом
потерями в дросселе Р№, так как током утечки конденсато-
ров фильтра можно пренебречь ввиду его малости. Но в неко-
торых случаях с потерями в конденсаторах фильтра (напри-
мер, при использовании электролитических конденсаторов)
все же необходимо считаться.

Потери в дросселе равны:

= %р,	(2-46)

где Рдр — активное сопротивление обмоток дросселя.

В маломощных выпрямительных устройствах, в которых
используются PC-сглаживающие фильтры, потери в них
определяются в виде:

РФ = ЦРф.	(2-47)

Потери мощности на накал катодов вентиля Рнак опреде-
ляются по паспортным данным вентилей.

Помимо коэффициента полезного действия выпрямителя,
надо знать и его коэффициент мощности. Это особенно важно
94
в тех случаях, когда в первичной обмотке ток имеет сложную
форму кривой, что имеет место, например, в однополупери-
одной трехфазной схеме выпрямления. При этом под коэф-
фициентом мощности понимается отношение:

Р1 акт_ Pi акт

Р1 ~ UJi •

(2-48)

Если бы ток первичной обмотки имел синусоидальную
форму кривой, то коэффициент мощности был равен cos q>
и характеризовал только сдвиг фазы между током и напря-
жением. При несинусоидальной форме кривой тока первич-
ной обмотки коэффициент мощности g будет зависеть
не только от сдвига фазы, но и от формы кривой тока и, сле-
довательно, от его гармонических составляющих.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ

НЕУПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
С РЕАКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ

§ 3-1. ВЫПРЯМИТЕЛИ С ИНДУКТИВНОЙ РЕАКЦИЕЙ НАГРУЗКИ

Рассмотренные в гл. 2 условия работы выпрямителя
на нагрузку чисто активного характера во многих случаях
нереальны. Практически нагрузки содержат также состав-
ляющие реактивных сопротивлений индуктивного или
емкостного характера. Чаще всего реактивные сопротивле-
ния в цепи нагрузки, питаемой через сглаживающий фильтр,
определяются емкостью или индуктивностью этого фильтра.
Чисто индуктивная нагрузка выпрямителя в установившемся
режиме его работы физически немыслима без составляющей
активного сопротивления. Например, если нагрузкой выпря-
мителя является обмотка подмагничивания электродинами-
ческого громкоговорителя, то ее нельзя считать нагрузкой
чисто индуктивного характера, ибо она обладает также
активным сопротивлением проводов и сопротивлением, экви-
валентным тепловым потерям в магнитопроводе громкого-
ворителя. Такую нагрузку можно рассматривать как комп-
лексное сопротивление, состоящее из последовательно вклю-
ченных активного сопротивления и индуктивности LH
(рис. 3-1, а).

В схеме однофазного однопол у пер иодного выпрямителя
с комплексной нагрузкой (рис. 3-1, а), в котором преобла-
дает реакция индуктивности, вентиль можно рассматривать
как устройство, включающее нагрузку в каждый положитель-
ный полупериод выпрямляемого тока. В первый момент
включения нагрузки, когда вентиль начинает проводить
ток, последний увеличивается под воздействием э. д. с.
вторичной рбмотки трансформатора. При этом ток будеу
нарастать по кривой, форма которой отличается от формы
кривой э. д. с. Различие форм кривых э. д. с. и тока обуслов-
лено тем, что при увеличении тока будет действовать про-
96
тиво-э. д. с. индукции, замедляющая нарастание тока; при
уменьшении же тока в нагрузке эта э. д. с. будет противодей-
ствовать уменьшению тока. В результате время, в течение
которого ток может протекать через нагрузку, окажется
несколько больше полупериода выпрямляемого тока, как
это показано на рис. 3-1, б. Увеличению тока соответствует
процесс накопления энергии в магнитном поле индуктив-

Рис. 3-1. Однофазный
однополупериодный вы-
прямитель с индуктивной
нагрузкой: а — схема вы-
прямления; б — графики
тока и напряжения;

в—форма импульсов тока
в зависимости от соотно-
шения &L/R.

ности LH, а поддержанию величины тока при его уменьше-
нии соответствует процесс расходования накопленной
энергии.

Так как вентиль включает нагрузку в каждый положи-
тельный полупериод выпрямляемого тока, то каждому
включению вентиля соответствует процесс установления тока
в цепи. Величину тока можно определить на основании
уравнения:

i'QR + L^ = Umsinat,	(3-1)

или

i'oR + (oL-~ = Um sin mt,
где

Я —	+ ЯТР-

7 В. Ю. РОгииский 1245	97
Решение дифференциального уравнения (3-1), как
известно, содержит две составляющие: ток установившегося
вынужденного режима i'Q и ток устанавливающегося
режима i"Q. Первая из этих составляющих — ток устано-
вившегося режима — представляет собой частное решение
уравнения (3-1):

*0	2/2 ~ 85П	~ СР)>	(3‘2)

V R + w L
где

Вторая составляющая — ток устанавливающего режима —
представляет собой решение однородного уравнения:

н

*Z° + ®L = 0

и имеет вид

«о = Ле L 4	(3-3)

Постоянную интегрирования А находят из следующих
начальных условий: при at = 0 напряжение иг = 0 и ток
«о = 0. Подставляя эти условия в выражение (3-2), находим:

А + ~7^т . .  sin (0 — <р) = 0,

откуда

ит

V R2 + »2L2

sin ф.

В результате ток устанавливающегося режима является
экспоненциальной функцией времени:

L sin(P- <3*4)

V R2 + co2L2

Полный ток в нагрузке определится в виде:

Г	- - п

i0 =f Im [sin (at —• ф) -|- sin фе L J ’	(3-5)

где
r Um

m V R2 + <o2L2

Продолжительность действия вентиля, т. е. время, в тече-
ние которого ток протекает через вентиль, определяется
98
углом X, зависящим от.соотношения 7? и coL. Для определе-
ния величины % действительно уравнение:

____ х

sin (X —* ф) + sin ере = 0.

(3-6)

Длительность протекания тока через вентиль увели-
чивается по мере возрастания отношения:

XL _ 2лД
R ~ R

С увеличением длительности протекания тока умень-
шается амплитуда тока через вентиль и вместе с тем умень-
шается постоянная составляющая выпрямленного тока.
Для суждения о длительности протекания токов и об отно-
сительной величине их для разных соотношений индуктив-
ного и активного сопротивлений на рис. 3-1, в показана
зависимость:

где

т __

к ~ (оГ

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения
в схеме рис. 3-1, а может быть определена из соотношения:

и°=f Um sin =in о ~cos

(3-7)

Отсюда видно, что при одинаковом напряжении Um
постоянная составляющая напряжения выпрямленного тока
меньше в схеме с комплексным сопротивлением нагрузки,
чем в схеме с чисто активной нагрузкой. Одновременно
с уменьшением постоянной составляющей напряжения за-
метно уменьшается и абсолютная величина переменной
составляющей, а вместе с ней уменьшается и пульсация
напряжения на нагрузке. Но, как показывает анализ при-
веденных выше соотношений, даже при <oL > 7? пульсация
напряжения на нагрузке все еще велика. При этом относи-
тельное значение переменной составляющей напряжения
возрастает, поскольку она уменьшается не так резко, как
постоянная составляющая напряжения. Такой характер

7*	99
изменения напряжения выпрямленного тока делает одно-
фазную однополупериодную схему выпрямления практи-
чески малоприменимой для питания радиотехнических
устройств. Значительно чаще используется двухфазная
однополупериодная схема выпрямления.

Схема двухфазного однопол упер иодного выпрямителя
с комплексной нагрузкой приведена на рис. 3-2, а. Здесь
каждый вентиль действует как выключатель постоянного
тока в цепи с последовательно соединенными Rn и LH.
Поэтому каждые полпериода в цепи возникает устанавли-
вающийся процесс, но практически явление затягивания

1	।

------------------ Т -------------------

Рис. 3-2. Двухфазный однопол у пер иодный выпрямитель
с индуктивной нагрузкой: а — схема выпрямления;

б — графики зависимости /0//0 = $ ((oLH//?H).

тока вентиля не наблюдается, если не считать явления
перекрытия фаз, описанного в § 3-2.

В рассматриваемой схеме, как и в однофазной однополу-
периодной, для определения мгновенного значения тока
в цепи нагрузки действительно уравнение:

i0R + aL-^ = Um sin at,

где R = RH +	+ /?тр ввиду малости величин остальных

сопротивлений. Выпрямленный ток является суммой выну-
жденной и свободной составляющих

«о — Im sin («>/ — ф) + De aL ,

где D — постоянная интегрирования, определяемая началь-
ными условиями: ток имеет одно и то же значение как при
100
at — 0, так и при at — л, т. е.



Im sin (О — ср) + D = Im sin (я — ср) + De .
Отсюда

п г 2 sin ф

и — 1т	»

1 — е (dL

где

у „ _______Um______

т “ /7?2 + co2L2

Следовательно, выпрямленный ток определяется урав-
нением:

j _________Um______

К Я2 + <02L2

2 sin ф — ”77
sin (ээ/ —(р) +--------------^е

1 — е <*L

. (3-8)

На рис. 3-2, б показана основанная на последнем выраже-
нии зависимость формы кривой выпрямленного тока от соот-
ношения величин coL//?, причем ток дан в относительном
масштабе, т. е.

z0 / соМ
7^(4

где
г __________________________ Um

10 т r •

Из этого графика видно, что при достаточно большом
отношении (dL/R (например, при 5 или 10) форма кривой
выпрямленного тока близка к прямоугольной, а пульсация
выпрямленного тока мала. При малых значениях индуктив-
ности и достаточно большом сопротивлении нагрузки форма
кривой тока становится почти такой же, как при чисто
активной нагрузке.

Из сказанного вытекают следующие практические выводы:

1.	Индуктивность дросселя сглаживающего фильтра L
определяет индуктивную составляющую сопротивления на-
грузки (oL. Величина L может быть взята малой, если
сопротивления нагрузки и вентиля малы (практически это
имеет место в мощном выпрямителе с такими вентилями, как
газотрон, экситрон).

2.	Выпрямитель с индуктивной реакцией нагрузки можно
рассчитать по формулам, которые были выведены для расчета
выпрямителя с активной нагрузкой.
3.	При работе многофазного выпрямителя на нагрузку
с индуктивной реакцией все фазы выпрямления будут пооче-
редно участвовать в выпрямлении тока, как это происходит
в выпрямителе с активной нагрузкой, причем форму импуль-
сов тока каждой фазы можно представить в виде прямоуголь-
ника, полагая пульсацию тока малой.

4.	Поскольку падение напряжения переменной состав-
ляющей тока будет происходить главным образом на индук-
тивности (если coL j> /?н), то пульсация напряжения выпря-
мленного тока на нагрузке 7?н будет малой.

Пользование расчетными формулами облегчено табл. 3-1,
в которой приведены основные соотношения для наиболее
употребительных схем выпрямления при индуктивном харак-
тере реакции нагрузки или при сглаживающем фильтре,
начинающемся с индуктивности.

Данные этой таблицы действительны для идеализирован-
ных выпрямителей, в которых не учитываются потери в транс-
форматоре, вентиле и сглаживающем фильтре. Чтобы поль-
зоваться таблицей для практических расчетов, надо вели-
чину Uзаменить величиной UQ х, х — напряжением холо-
стого хода выпрямителя, т. е. учесть падение выпрямлен-
ного напряжения в блоках схемы выпрямителя.

§ 3-2. ВЛИЯНИЕ ИНДУКТИВНОСТИ РАССЕЯНИЯ ОБМОТОК
ТРАНСФОРМАТОРА НА РЕЖИМ РАБОТЫ ВЫПРЯМИТЕЛЯ

При рассмотрении выпрямительных схем без потерь
(гл. 2) предполагалось, что переключение цепи тока с одного
вентиля на другой происходит мгновенно, в тот момент,
когда уравниваются напряжения в отдельных фазных обмот-
ках трансформатора. В действительности же этот процесс
протекает несколько иначе из-за затягивающего влияния
индуктивности трансформатора: ток одного вентиля не может
мгновенно прекратиться, а ток второго вентиля не может
мгновенно нарасти до необходимой величины. В результате
этого ток в течение некоторого времени одновременно про-
текает по двум вентилям, включенным в разные фазы выпрям-
ляемого тока.

Явление протекания тока одновременно через два вен-
тиля под воздействием индуктивностей, сосредоточенных
в анодных цепях выпрямителя, принято называть пере-
крытием анодных токов, а угол, соответствую-
щий времени протекания тока через два вентиля, — углом
перекрытия.
Таблица 3-1

Расчетные соотношения для выпрямителей с индуктивной реакцией нагрузки_______________

Определяемый параметр	Схемы выпрямления				
	однополупериодные			двухполупериодные	
	Двух- фазная	трехфаз- ная	шестифазная	однофаз- ная мосто- вая	трехфазная мостовая
Действующее значение напряжения на фазе вторич-		0,855			0,43
ной обмотки трансформатора			1,11		0,74	1,11	(звезда) 0,74 (треугольник)  1,05
Амплитуда обратного напряжения	.  Амплитуда переменной составляющей напряжения	3,14	2,1	2,1	1,57	
основной частоты пульсации Un/U^		0,67	0,25	0,057	0,67	0,057
Частота пульсации по основной гармонике fn/fc	2	3	6	2	6
Действующее значение тока через вентиль /в/70 Действующее значение тока вторичной обмотки	0,78	0,58	0,41	0,78	0,58
трансформатора I^Iq	  Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора без учета тока холостого	0,78	0,58	0,41	1,11	0,82  (звезда) 0,47 (треугольник)
хода ///0		1,11/	0,47/Ктр	0,47/Ктр (звезда) 0,58/Ятр (треугольник)	1,11/Ктр	0,82/Ктр (звезда —звез- да)
Расчетная мощность трансформатора РТр1Р0 . . .	1,35	1,35	1,35 (звезда)  1,5 (треугольник)	1,21	1,05

, Примечания: 1. Здесь /Стр == U 2 — коэффициент трансформации. 2. Соотношения токов и напряже-
g ний действительны при любой частоте тока в сети /с. 3. Индуктивность дросселя фильтра > #н.
На рис. 3-3, а приведена схема многофазного выпрями-
теля, у которого индуктивность LH в цепи выпрямленного
тока настолько велика, что, как это было показано в §3-1,
выпрямленный ток можно считать постоянным по величине,
а импульсы тока каждой фазы можно полагать ограничен-
ными прямыми линиями в виде прямоугольников, приведен-
ных на рис. 3-3, б. При этом также предполагается, что все
активное сопротивление фазы выпрямления сосредоточено

Рис. 3-3. Трехфазный однополупериодный выпрямитель с поте-
рями и индуктивностью рассеяния: а — схема выпрямления;
б — графики напряжений и токов.

в сопротивлении R = /?в + /?тр, а вся индуктивность рас-
сеяния каждой фазы сосредоточена во вторичной обмотке
и равна

= Ls2 + K2TpLSI,

(3-9)

где La и Ls2 — индуктивности рассеяния первичной и вто-
ричной обмоток каждой фазы трансформа-
тора;

Ктр — коэффициент трансформации.

В результате действия индуктивности рассеяния импульсы
токов будут иметь вид, показанный на рис. 3-3, б, где у —
угол перекрытия анодных токов. Чтобы установить величину
этого угла и определить влияние перекрытия токов разных
фаз на режим работы выпрямителя, будем рассуждать сле-
дующим образом.
Полагая 7? < /?н, найдем уравнения для двух фаз транс-
форматора:

=	e26-Ls^ = I0Rm (3-10)

причем в течение времени перекрытия токов фаз

/« = «оа + «Об = const.

Отсюда
______________________ ^«об л *««об
dt ~ dt dt	dt •

или
di(}Q ____________________ dig g

dt ~ dt '

Из уравнения (3-10) вытекает:

e2a + Ls^M = /0Z?H;	е2б-£^ =

Вычтя первое выражение из второго, получим:

e26-e2a-2£s-^- = 0.	(3-11)

Уравнение (3-11) описывает закон изменения тока фазы
в пределах угла перекрытия, причем разность фазных напря-
жений (е^— е2а) представляет собой мгновенное значение
линейного напряжения, а последний член левой части урав-
нения — падение напряжения на индуктивности рассеяния.

В применении к трехфазной схеме выпрямления можно
принять:

е26 — е2а = ^2л = /3 Um sin at',

1^3 U т = ftUg хх,

где(70х.х—напряжение холостого хода выпрямителя.

Отсюда следует, что уравнение (3-11) для определения
тока фазы гоб решается методом разделения переменных:

где т — число фаз выпрямления;

Хтр — индуктивное сопротивление рассеяния фазы транс-
форматора, численно равное индуктивному сопро-
тивлению короткого замыкания Хк.

В момент времени со/ = у ток данной фазы равен выпрям-
ленному току (z06 = /0), т» е. ток протекает только через

105
вентиль данной фазы. Для этого случая действительны соот-
ношения:

=	1-cosY = /oS^2-.	(3-13)

тлТр	ли0 х,х

Из выражений (3-13) следует, что угол перекрытия фаз
тем больше, чем больше ток нагрузки и индуктивное сопро-
тивление обмоток трансформатора. Практически перекры-
тие токов фазы сильнее проявляется в мощных и слабее
в маломощных выпрямительных устройствах.

Рис. 3-4. К объяснению процесса перекрытия фаз: а — график тока одной
фазы выпрямителя; б — график зависимости множителя 1 — /пф (у)
от угла перекрытия; в — форма кривой выпрямленного напряжения.

Увеличение длительности протекания тока каждой фазы
выпрямителя изменяет соотношения токов и напряжений,
полученные в § 3-1 без учета явления перекрытия токов.
Количественные соотношения между токами в режиме пере-
крытия фаз можно получить на основании кривой рис. 3-4, а,
откуда следует:

 _ / *cos

*° ~ 0 1 — cos у

при 0 < со/ < у;

1()S/O при	;

‘ _ г J 1 — COS со/___________] cos со/ — cos у

о о 1 — cos у о 1 — cos у

2л 2 2л ,
при ----< со/ <--------и У-

1 tn	tn
Поэтому действующее значение тока фазы

/ Г Y	"in

>2 = 1/ i J 0» dat + J l2°dat +
f Lo	Y

/р _c^£-_c№Y_yd(oJ =

1	J \ °	1 — cos у / J

о

= ]Л — /mp (y).

(3-14)

где

•l, мл _ (2+ cos?) sin у—(1 + 2cos у) у
~~ 2л (1 — cos у)2

Для расчетов удобно пользоваться графической зависи-
мостью У1 — /пф(у) от угла перекрытия фаз у для разных
постоянных чисел фаз выпрямления т (рис. 3-4, б). Из ри-
сунка видно, что У1 — /т|) (у) всегда меньше единицы.
Отсюда следует, что наличие индуктивности рассеяния
в анодной цепи вентиля уменьшает действующее значение
тока фазы.

Влияние индуктивности рассеяния на внешнюю харак-
теристику выпрямителя можно выяснить, проанализировав
кривые, показанные на рис. 3-4, в. Здесь заштрихованные
площадки показывают, насколько напряжение выпрямлен-
ного тока на нагрузке уменьшилось под воздействием индук-
тивности рассеяния. Когда работают две фазы с перекрытием
токов, то э. д. с. самоиндукции находится в противофазе
с нарастающим током и вычитается из э. д. с. фазы, т. е.
препятствует нарастанию тока данной фазы. В то же время
э. д. с. самоиндукции второй фазы находится в фазе с убываю-
щим током и добавляется к э. д. с. данной фазы, т. е. препят-
ствует уменьшению тока этой фазы выпрямителя. В соответ-
ствии со сказанным получим:

^0	&2а +	~ &2б	^s6>	^0 ~	’

где esa и es6 — э. д. с. самоиндукции фаз.

При одинаковых значениях индуктивности рассеяния
в каждой фазе и равных скоростях изменения токов во всех
фазах выпрямителя, что обычно имеет место, т. е. полагая
esa = es6 = es, получим:

а _	^2б + е2а

Wo ~ ----о--•
Постоянная составляющая напряжения выпрямленного
тока определится в виде:

tn

f (е2<5—

п

т

п
tn

d(at + J е2б
л ,
“+v

Поскольку е2 — Um cos (at и ток фазы принимает значе-
ния i0 = 0 при (at = —л/т и t0 = 10 при (at = —л + у,
получим:

Л
т	19

= f Umcos(atd(at — ~^ (aLsdi0 =
л	о

tn

tn и . л m(£)Ls t ri	mXTp . /о I

= T S1°	----^=^.1-----------ST ’	(3 15)

Выпрямленное напряжение на нагрузке уменьшается
по сравнению с напряжением холостого хода выпрямителя
из-за падения напряжения вследствие действия индуктив-
ности рассеяния, как это указывалось выше. Уравнение (3-15)
описывает внешнюю характеристику выпрямителя. Вид этой
характеристики можно изменять путем дополнительного
включения индуктивности в анодную цепь выпрямителя.

Величину Хтр в уравнении (3-15) надо определить на осно-
вании известной для трансформаторов величины напряжения
короткого замыкания [% ]. При этом известно, что



(3-16)

где Xi — индуктивное сопротивление трансформатора,
приведенное к первичной обмотке;

It и Ui — ток и напряжение первичной цепи трансфор-
матора.

Если учесть соотношения, действительные для выпрями-
телей:

то после соответствующего преобразования получим:

Д^ТР L =	•100 = 1^7 •100 = Ае“ I %1-	<3'17)
где А = ат/2лб — коэффициент пропорциональности;

а и б — коэффициенты, зависящие от схемы вы-
прямления;

ек — напряжение короткого замыкания транс-
форматора, %;

Ктр — коэффициент трансформации.

Значение ек[%] обычно указывается при номинальном
токе первичной обмотки трансформатора. Поэтому
должно быть отнесено к полной нагрузке выпрямителя /0,
при которой в обмотках трансформатора протекают номи-
нальные токи. При недогрузке выпрямителя по току нужно
пропорционально уменьшить рассчитываемую величину
At7TpL[%].

Перекрытие токов фаз выпрямителя оказывает также
влияние на изменение формы кривых выпрямленных тока
и напряжения. В результате изменяется пульсация выпрям-
ленного напряжения.

Как видно из рис. 3-4, а, в течение времени, соответствую-
щего углу 2л/т — у, выпрямленное напряжение равно
э. д. с. фазы б, т. е.

Um cos

В течение времени перекрытия фаз выпрямленное напря-
жение

^оФ(Т) = Umcos<f>t — t/Ox.x-^-sin +-J-).

Выпрямленное напряжение имеет сложную форму
(рис. 3-4, в) и содержит составляющие, описываемые членами
уравнения с множителями в виде синусов и косинусов.
В результате амплитуда #-й гармоники напряжения опре-
делится формулой:

U^VAl + Bl,

где

2л
т

= — J Uo cos kma>t d&t;
о

2л

т

Bk =— J UQ sin krnart dat.
о
После подстановки соответствующих значений в уравне-
ния для коэффициентов Ak и Bk получим:

(cos k у cos у + k sin k у sin у + 1);

Bk — cos ^Y si*1 Y — sin ky cos y).	(3-18)

Из полученных выражений для коэффициентов Ak и Bk
и напряжения &-й гармоники видно, что коэффициенты пуль-
сации по частоте каждой гармоники

U0 XX

При перекрытии токов фаз коэффициенты пульсации
увеличиваются. О характере изменения величин SQk можно
судить по графику рис. 3-5, а, построенному на основании
приведенных соотношений. Так как для выпрямителей,
у которых число фаз выпрямления менее трех, перекрытие
токов фаз несущественно, то на графике указаны значения So
только при т = 3 и т = 6.

При расчете сглаживающих фильтров часто требуется
знать коэффициент пульсации напряжения при нагруженном
выпрямителе. Для этого надо предварительно определить
величину LV^ox.x Ф (y)- Сделать это можно с помощью
формулы (3-15), из которой найдем:

JJ Т1 Л 1— cosy\_H 1 + COS у.

с/0 ^Ox.xl1	2	) и о х.х 2	’

(	(3-19)

ио х. X
по
Графическая зависимость	= ср (у) приведена

на рис. 3-5, б.

Сочетая графики рис. 3-5, а и 3-5, б, можно получить гра-
фическую зависимость величины коэффициента пульсации
при нагрузке выпрямителя:

е — — — со (	\

д0 “ 7/ — ф \ 7/..1 •

Эта зависимость представлена графиком рис. 3-5, в.

§ 3-3. ВЫПРЯМИТЕЛИ С ЕМКОСТНОЙ РЕАКЦИЕЙ НАГРУЗКИ

Емкостная реакция нагрузки выпрямителя практически
возникает, когда параллельно активному сопротивлению
нагрузки включают конденсатор. Обычно емкостная реак-
ция нагрузки на выпрямитель получается в результате того,
что сглаживающий фильтр, на который работает выпрями-
тель, начинается с емкости. При этом сопротивление нагрузки
может быть включено параллельно либо первому, либо
второму конденсатору фильтра. Очевидно, что чисто емкост-
ная нагрузка практически невозможна, так как при хоро-
шем качестве конденсатора выпрямитель будет нагружен
только при первоначальном заряде конденсатора, и тока
через*выпрямитель не будет до тех пор, пока конденсатор
не начнет разряжаться через сопротивление утечки, имеющее
очень большую величину.

Схема m-фазного выпрямителя с емкостной реакцией
нагрузки и относящиеся к схеме графики токов и напряже-
ний приведены на рис. 3-6. Действие схемы сводится к сле-
дующему.

При включении выпрямителя в сеть, когда напряжение
на зажимах конденсатора С равно нулю, ток будет протекать
через вентиль той фазы, положительное напряжение которой
в этот момент времени будет наибольшим (например, фазы 1).
По мере протекания тока через вентиль конденсатор С будет
заряжаться, напряжение на нем будет возрастать, и заряд-
ный ток начнет уменьшаться. Когда напряжение на конден-
саторе станет почти равным амплитуде напряжения данной
фазы, ток через вентиль прекратится, и зарядку конденса-
тора можно будет считать на этом законченной.

В начале зарядки конденсатора С, когда напряжение
на нем мало, зарядный ток намного превосходит ток нагрузки.
Поэтому током нагрузки /н за время зарядки конденсатора
можно пренебречь. Затем, когда конденсатор перестанет

Ш
подзаряжаться и ток через вентиль прекратится (вследствие
падения напряжения на вторичной обмотке трансформатора),
конденсатор будет разряжаться через сопротивление на-
грузки. При этом быстрота спадания напряжения на конден-
саторе зависит от постоянной времени разрядной цепи
(Тразр = CRh). Если эта постоянная велика, то конденсатор
разряжается медленно, и может случиться, что к моменту
начала работы следующей фазы трансформатора, когда

г----г

Рис. , 3-6. m-Фазный выпрямитель с емкостной реакцией
нагрузки: а — схема выпрямления; б — графики токов
и напряжений.

напряжение этой фазы будет положительным и наибольшим,
ток через вентиль не станет протекать, так как на вентиль
будут действовать два напряжения: напряжение на обмотке
трансформатора и напряжение на конденсаторе. Ток через
вентиль начнется только тогда, когда напряжение на зажи-
мах вторичной обмотки трансформатора превысит напряже-
ние на конденсаторе, что произойдет при положительном
потенциале анода относительно катода вентиля. Это приве-
дет к тому, что время протекания тока через вентиль значи-
тельно сократится и станет меньше 2л/т, как это было бы
при чисто активной нагрузке выпрямителя.

Уменьшение времени протекания тока связано с явлением
отсечки тока вентиля. Аналогично тому, как это принято
в других областях радиотехники, различают нижнюю и верх-
нюю отсечки тока вентиля. Если ток зарядки конденсатора
не ограничен током вентиля, то режим работы вентиля харак-
теризуется только нижней отсечкой тока, как это показано
112
на рис. 3-7, а. Здесь отсечка тока определяется величиной
постоянной составляющей напряжения на конденсаторе {70,
которое часто называют напряжением с м е щ е -

Рис. 3-7. Диаграммы ре-
жимов работы выпрями-
телей: а — с нижней от-
сечкой тока вентиля; б —
с нижней и верхней отсеч-
ками тока вентиля.

ния, имея в виду смещение рабочей точки О на характери-
стике вентиля.

Если ток заряда конденсатора ограничен током вентиля,
то режим работы вентиля характеризуется двумя углами
отсечки: нижним и верхним, как это показано на рис. 3-7, б.

8 В. Ю. Рогинский 1245	113
Последний режим работы почти не используется даже приме-
нительно к кенотронам, что объясняется следующими при-
чинами:

а)	современные оксидированные катоды кенотронов прак-
тически не ограничивают тока эмиссии в импульсном режиме
(при работе в выпрямителях с емкостной нагрузкой);

б)	использование кенотронов в режиме насыщения с огра-
ничением тока эмиссии приводит к резкому увеличению внут-
реннего сопротивления вентиля, снижает к. п. д. выпрями-
теля и вызывает рассеяние большой мощности на аноде ке-
нотрона.

Режим работы выпрямителя с верхней отсечкой тока
не благоприятствует получению большого к. п. д. выпрями-
теля при всех видах вентилей, в том числе и полупровод-
никовых, хотя в последних почти нет ограничений по пря-
мому току, если не учитывать недопустимости их использо-
вания в режиме резкой перегрузки по току.

Рассчитать выпрямитель с емкостной реакцией нагрузки
можно несколькими методами, в том числе двумя описан-
ными ниже. Первый из них — графоаналитический — нашел
наибольшее практическое применение.

А. Графоаналитический метод расчета выпрямителей

Этот метод расчета основан на соотношениях, характер-
ных для режима работы выпрямителя с нижней отсечкой
тока вентиля (рис. 3-7, а). Так, напряжение на зажимах
фазовой обмотки вторичной цепи трансформатора е2 =
= Um cos со/. Следовательно, в момент времени со/ = 9
имеем:

Uo = Um cos 9,	(3-20)

где UQ — постоянная составляющая напряжения выпрям-
ленного тока;

0 — нижний угол отсечки тока вентиля.

Ток через вентиль и вторичную обмотку трансформатора
протекает под воздействием разностного напряжения:

; _ е2

h % *

или после замены величины е2 и UQ соответствующими вели-
чинами:

i2 = /Лп COS	COS 6 = Um_ (CQS _ CQS	(3 2 j )

ш
где R = /?тр + 7?в — внутреннее сопротивление фазы выпря-
мителя. Таким образом в выражении (3-21) учтены потери
в выпрямителе.

Постоянная составляющая выпрямленного тока опреде-
лится как постоянная составляющая ряда Фурье для пуль-
сирующего тока:

2л	9

;о = 9^ | С dt = f пг (cos — cos е) d(i>t =
ZrJl J	J 1\

0	-0

= -£- .-^(Sin 0 — 0 cos 0),	(3-22)

поскольку в рассматриваемой однополупериодной схеме
выпрямления ток протекает последовательно через вентиль,
фазную обмотку и нагрузку.

Выразив Um через Uo на основании равенства (3-20),
получим:

j mUQ sinO —6 cos 6 _ mU0 , a\ _ л
coT0

где коэффициент A = tg 0 — 0, т. e. зависит от угла отсечки
тока вентиля. Очевидно, что коэффициент А может быть
определен из равенства (3-23):

л==-?--г=-^-4=,₽<0)-	(3-24>

[/1 О q	iff JT\

Следовательно, значение коэффициента А можно опреде-
лить на основании исходных данных расчета /0, Uo, Я и числа
фаз выпрямления т. Каждому значению А будет соответст-
вовать тот или иной угол отсечки вентиля 0. Определять
этот угол по величине коэффициента А удобнее всего с по-
мощью графика 0 = ср (Л), приведенного на рис. 3-8, а.
Затем по графикам рис. 3-8, б — г определяют другие пара-
метры схемы выпрямления.

Действующее значение напряжения на зажимах вторич-
ной обмотки трансформатора определяется из соотношения:

U2 =	= --J7* = В (0) Uo, (3-25)

2	/2	/2 cos 0 v ' 0	v ’

действительного для выпрямляемого тока с синусоидальной
формой кривой и пренебрежимо малым индуктивным сопро-
тивлением обмоток трансформатора.

Так как коэффициенты А и В являются функциями одного
и того же угла отсечки тока вентиля, то целесообразно при

8*	115
расчете исключить промежуточные вычисления и пользо-
ваться графической зависимостью В (4). Такой график при-
веден на рис. 3-8, б.

Коэффициент трансформации

/<Тр=-#1 = —.	(3-26)

ТР U2 w2	х

где и w2 — числа витков первичной и вторичной обмоток
трансформатора.

Рис. 3-8. Графики для определения расчетных коэффици-
ентов 0, В, F и а.

Для выбора типа вентиля необходимо знать максимальный
импульс тока вентиля 1т. Его определяют по диаграмме
рис. 3-7, а. Подставив в выражение (3-21) со/ = 0, найдем:

Выразив значение Um через выпрямленный ток /0, на
основании формулы (3-22) получим:

' = А . Jt<1 ~ cos9> = A F(Q\
т т sin 0 — 0 cos 0 tn ' ''

(3-27)

Как и в предыдущем случае, можно исключить промежу-
точные вычисления и определить величину F (0) как F (4)
11-6
с помощью графика рис. 3-8, в. При малых значениях А
найти по этому графику точное значение величины F (А)
трудно, так как кривая зависимости стремится в этих усло-
виях к бесконечности. Удобнее пользоваться графиком:

“ F (А)’

приведенным на рис. 3-8, г. При этом максимальный импульс

Рис. 3-9. Графики для определения расчетного коэффи-
циента D.

Из приведенных соотношений видно, что при одних
и тех же значениях тока /0 максимальный импульс тока
через вентиль в случае емкостной нагрузки выпрямителя
значительно больше, чем в случае активной нагрузки.

Расчет трансформатора требует знания действующего
значения тока вторичной обмотки трансформатора /2. Этот
ток протекает по фазной обмотке вторичной цепи в течение
времени, соответствующего углу 20, показанному на
рис. 3-9, а. Определяя ток обычными методами, найдем:

i2 dtot ~

(cos tot — cos 0)2 dtot —

Л-----ё-------------------

~ j (cos tot — cos О)2 dtot.	(3-29)

о
Заменив Um через /0 из формулы (3-22), получим:

(cos со/ — cos О)2 d(j}t

т

sin 0 — 0 cos О

— Кл [0 (1 +0,5 cos 20) — 0,75 sin 20] _ + г) /п\
т	sin 0 — 0 cos 0	~~т	'

(3-30)

где D (0) является функцией угла отсечки; как и в преды-
дущих случаях, для расчетов удобнее пользоваться графи-
ком D (Д), приведенным на рис. 3-9, &

При равных токах /0 действующее значение тока /2
больше в случае емкостной нагрузки выпрямителя, чем
в случае его активной нагрузки. Это объясняется меньшей
длительностью импульсов тока при емкостной нагрузке.

Допустимая мощность рассеяния на аноде Радоп, как
указывалось в § 1-2, определяется конструктивными осо-
бенностями вентиля. Мощность, рассеиваемая на аноде
вентиля в процессе его эксплуатации, определяется отноше-
нием:

=	(3-31)

где — внутреннее сопротивление вентиля, определяемое
на основании его вольтамперной характеристики.

Очевидна обязательность условия:
р < р
1 а 1 а доп*

Токи первичной обмотки трансформатора, как отмечалось
в § 2-6, отличаются по форме кривой от токов вторичной
обмотки. Степень этого отличия зависит от характера на-
грузки и схемы выпрямления.

На рис. 3-10, а показана форма кривой изменения тока
в обмотках трансформатора однофазной однополупериодной
схемы выпрямления с емкостной реакцией нагрузки. Ток
первичной обмотки определяется соотношением:

Л — —--l//2___/2

'1 /(тр У У2 720>

где /2 определяется соотношением (3-30). При этом не учи-
тывается ток холостого хода трансформатора.

На рис. 3-10, б приведены графики токов в обмотках
трансформатора однофазной двухполупериодной схемы вы-
прямления. Отрезки кривых тока, обусловленные наличием
постоянной составляющей тока вторичных обмоток, взаимно
118
компенсируются. Действующее значение тока первичной
обмотки трансформатора без учета тока холостого хода транс-
форматора:

Г 2л

О

(3-32)

Рис. 3-10. Графики токов и напряжений в обмотках трансформатора при
однофазном выпрямлении: а — однополупериодном; б — двухполупериод-
ном.

Потери в трансформаторе складываются из потерь в меди
обмоток Рм и потерь в стали магнитопровода Рст, причем
+ ^2^	(3-33)

где Pi и Т?2— сопротивления фазных обмоток первичной
и вторичной цепей трансформатора;

т1 и т2 — числа фазных обмоток трансформатора.

Расчет потерь в стали магнитопровода ведут по формуле:

р р G

1 СТ 2 СТ] СТ’

где РСТ1 — удельные потери в стали, вт/кг\

GCT — вес стали магнитопровода, кг.

Для определения величины Рст должна быть известна
конструкция магнитопровода.
Потребляемая из сети мощность

Л = Pt + Р. + Ртр + РФ + Л:таб>	(3-34)

где Рф & Рдр == /2/?др — мощность потерь в дросселе сгла-
живающего фильтра, если пренебречь по-
терями в магнитопроводе дросселя фильтра;
РСТаб — мощность потерь в стабилизаторе напря-
жения.

Все остальные величины обозначены по-прежнему.

Коэффициент полезного действия выпрямителя без учета
потерь на накал вентиля

п —___________<Уо__________ юо Гп/ 1

П ^о7о + Рв + ^тр + Рф + ^стаб 1 01 ’
а при учете мощности накала катодов вентилей

П = П, , о , п УА . n „	100[%1.	(3-35)

с'о/о Т^ВТ 7тр -р *стаб “Г ^нак

Для однофазной Ъднополупериодной схемы выпрямления
расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора

Р 2р = ^2^2-

Если учесть действующие значения тока и напряжения,
получим:

/2 = D/o; U2 = BUQ; Р2р = U.I.BD. (3-36)

Так как для маломощных выпрямителей расчетные коэф-
фициенты изменяются в пределах

А = 0,15-~0,3;	0^2,

то

Р ^Р(Г

Расчетная мощность первичной обмотки трансформатора
//2-/io кгри2 =

= UQI0B YD^l.	(3-37)

Для частного случая, когда В 1 и D 2

р1р^узр0.
Отсюда расчетная мощность трансформатора и коэффи-
циент использования его соответственно равны:

Ртр =	= 1,87Р0;

Применительно к однофазной двухполупериодной схеме
выпрямления маломощного выпрямителя получим:

Р2р = 2Z2= 2U0B -±-1OD = P0BD 2P0;

Plp^UlI1^K7pU2-1^V2l2 =
= P0-^/2P0;

(3-39)

Ртр= 1,7Р0; Кис = 0,59.

Переменная составляющая выпрямленного напряжения
и коэффициент пульсации определяются величиной емкости
конденсатора С, включенного параллельно сопротивлению
нагрузки Лн> и величиной этого сопротивления. Если бы
емкость конденсатора была бесконечно большой, то никакой
переменной составляющей и никакой пульсации выпрямлен-
ного напряжения не имелось бы. Практически емкость С
имеет ограниченную величину и поэтому с наличием пульса-
ции напряжения надо считаться. Следовало бы внести и по-
правки во все ранее приведенные формулы, полученные
в предположении, что формы кривых выпрямленного напря-
жения сходны с синусоидой. Строго говоря, выпрямленный
ток отличается от косинусоиды. Только при условии
'т(оС~ пУльсаиия напряжения на конденсаторе С
окажется небольшой и выпрямленное напряжение можно
будет считать почти косинусоидальным.

Для получения расчетных формул выпрямленный ток до-
пустимо представить рядом Фурье:

zo == 4 +/iwc°s яш/+ /2mcos 4- ••• + Inm cos nm^t.

где амплитуда тока первой гармоники
л

/ — — | L cos тсо/ d<$t.

11т Л J 0
О
Для /n-фазного выпрямителя, у которого за один период
выпрямляемого тока имеется т одинаковых имульсов, каж-
2л	«

дый продолжительностью , амплитуда тока первой гар-
моники будет:
о
2 г и

11т = — I (cos coZ — cos 6) COS m(dt dart,
0

где значение iQ выражено через Um на основании формулы
(3-21). Произведя интегрирование, получим:

f _ UQ 2 (sin mb cos 9 — /д cos m9 sin 6) _
l/И £> *	д ---- J) cos Q

= _^L/7'{0)(	(3-40)

где

г,,	_ 2 (sin mf) cos f) — m cos m9 sin 9) ,

П W ~	л (m2 — 1; cos 6

Неравенство С труднее всего осуществить
при заданных величинах С и /?н для переменной составляю-
щей первой гармоники, поскольку она имеет наиболее низ-
кую частоту пульсации и наибольшую амплитуду. Для пере-
менных составляющих более высоких частот, имеющих мень-
шую амплитуду, указанное условие выполняется легче.

С достаточной для практики точностью можно считать,
что переменная составляющая напряжения на конденсаторе
по основной частоте пульсации равна:

=	=	—(3-41)

п 1т тыС RC ты	'	'

При этом коэффициент пульсации

So = -^2- =	.	(3-42)

UQ CRmw	'	'

На основании выражения (3-42) можно определить пуль-
сацию напряжения на нагрузке в зависимости от величин С
и числа фаз выпрямления и частоты выпрямляемого тока.
На практике чаще встречается обратная задача: по задан-
ной допустимой величине S' определить емкость С, Послед-
няя оказывается равной:

с = 4^- L0]

S0Rma> 7

п 106Я'(9) ,	,,

или С = ——— [лкф].

S0Rm<i>
При частоте выпрямляемого тока f = 50 гц удобнее поль-
зоваться расчетным коэффициентом:

Я(0) =

10б 2 (sin mb cos 6 — т cos mb sin 6) __ . zq
'314m	n(m2—l)cos6 “

При этом необходимая емкость конденсатора будет

Рис. 3-11. Графики для расчета фильтра и выпрямителя:
а — зависимость Н от А для разных чисел фаз выпрямле-
ния т; б — внешняя (нагрузочная) характеристика выпря-
мителя в безразмерном масштабе.

Как и в ранее приведенных расчетных формулах, удобнее
использовать графики Н (4), а не Н (0). Графики зависи-
мостей расчетного коэффициента Н (Л) для разного числа фаз
выпрямления приведены на рис. 3-11, а.

При выпрямлении тока, частота которого превышает
50 гц, можно пользоваться этими же графиками, но величину
необходимой емкости конденсатора определять из соотноше-
ния:

q = C50^,	(3-45)

где f — частота тока;

С50 — необходимая емкость фильтра при выпрямлении
тока частотой 50 гц.
Нагрузочную характеристику выпрямителя с емкостной
реакцией нагрузки можно аналитически выразить на осно-
вании ранее приведенных соотношений (3-20) и (3-23),
из которых получаем аналитическое выражение внешней
характеристики:

cos 0 — ф (sin 0 — 0 cos 0).

(3-46)

Уравнение (3-46) аналогично выражению внешней харак-
теристики UQ = ф (/0) и графически показано на рис. 3-11, б.
При определении внешней характеристики конкретного вы-
прямителя ординаты должны быть умножены на Umt а аб-
tnUm
сциссы на —~.

Яд

На основании рис. 3-11, б можно сделать вывод о том,
что выпрямитель с емкостной реакцией весьма чувствителен
к изменению тока нагрузки. При этом напряжение под на-
грузкой на 20—30% меньше напряжения (70Х.х. Поэтому
выпрямитель с емкостной реакцией следует использовать
при относительно малом токе нагрузки, не изменяющемся
по величине со временем, т. е. для питания устройств с отно-
сительно большим внутренним сопротивлением и малым
потреблением тока.

Б. Уточненный графоаналитический расчет

Расчет основан на допущении, что R < 7?н. Это допуще-
ние почти всегда соблюдается, давая основание считать, что
переходные процессы в схеме выпрямления весьма быстро
проходят, и время установления режима работы вентиля
меньше времени протекания тока через него. Переходные
процессы снова возникают при повторном включении вен-
тиля, в результате чего форма кривой напряжения на кон-
денсаторе несколько отличается от формы кривых, ранее
изображенных на графиках. Чтобы учесть потери в с£еме
однофазного однополупериодного выпрямителя, на рис. 3-12, а
показано сопротивление У?, включенное последовательно
с нагрузкой.

В применении к эквивалентной схеме рис. 3-12, а и при
питании схемы от источника э. д. с. е == Um sin со/ получим:

р

е» = Uттг- sin at — Us sin at,
AH

(3-47)

n

где = -p л D---------эквивалентное сопротивление;

А ~Г Ац
= /?тр -|- Z?B — активное сопротивление фазы выпрям-
ления;

17э — эквивалентное напряжение.

При установившемся режиме работы вентиля, когда
через него протекает ток, напряжение на конденсаторе С
равно:

ис = Us '^—XjXc sin	(3'48)

Рис. 3-12. Выпрямитель с емкостной нагрузкой: а — эквивалент-
ная схема; б — график напряжений.

Токи через конденсатор и сопротивление нагрузки будут
соответственно равны:

/ = С = (&Сис cos со/;
с at	G

.	и г	Ur .	,

(3-49)

В момент времени со/2 (рис. 3-12, б), когда вентиль пере-
стает проводить ток,

lQ + h = 0 или — iR = г‘с,
что на основании выражений (3-49) можно записать как:

-J— sin со/2 = — соС cos со/2,
или

со/2 = arctg (— соС7?к).	(3-50)

На основании равенства (3-50) легко определить угол
выключения вентиля со/2 для любого значения безразмерной

125
величины ®С/?Н. При этом напряжение на конденсаторе
в момент выключения вентиля составит:

i-tz

ис = «с (®/2) е ск» = Um	sin

После выключения вентиля напряжение на конденсаторе
уменьшается по экспоненциальному закону, т. е. для вре-
мени t > t2 напряжение

ив — ис е CR'1 —

шс*и •	(3-51)

Вентиль снова начинает проводить ток, когда напряже-
ние ис станет равным напряжению Um sin at, приложенному
в момент времени atr -J- 2л. В этот момент времени

Um sin (®/г	2л) =

_ аИг-Н?л

= /7 J?»- ~ iXC stn ЮУ с <оСйн
Um R R3 — jXc li

После необходимых преобразований получим:

з

©G+y л-4-агс tgfl

1 sin	/о rn\

sin ог-| — rj •" -—с	।

1 &CR 1 _|_ £2	>	\	/

где

j+4t

₽ = ' <aCRH :	аГС tg “С/?н-

Уравнение (3-52) решается графически, как зависимость
угла включения от безразмерной величины ®С/?Н для разных
значений . Используем выражение:
АН
(dt 2	2л-|-(0^

ио":~^Г \ Ucd&t + ^T f “с Л» (3-53)
(OG	(dt2

где ис = Uc sin at определяется соотношением (3-48), а и'с
является таким же напряжением, но относящимся ко второму
периоду выпрямляемого тока. Тогда получим зависимость
отношений напряжений 4^- как функцию величины
т

(dCRH для разных значений . Графики таких зависи-
мостей для однофазной однополупериодной схемы приве-
дены на рис. 3-13, а.

Описанным методом могут быть получены графики
= (р (соС7?н) при разных постоянных соотношениях

Рис. 3-14. Графики для определения тока /2 (а) и тока 1т (6) в схемах выпря-
мителей с емкостной нагрузкой.

Полученные выше соотношения для токов через конден-
сатор и нагрузку дают возможности определить отношение
токов и для тех же схем выпрямления. Соответст-
'о

вующие расчетные графики приведены на рис. 3-14. Здесь
т = 2 для двухфазной схемы выпрямления, т = 1 для
однофазной однополупериодной и т — -j- для схемы удвое-
ния напряжения.

Для определения коэффициента пульсации напряжения
на нагрузке в зависимости от (оС7?н для разных соотноше-
о R

нии -д— можно воспользоваться методом расчета, Приме-
ни

ленным выше, и графиками рис. 3-15.

Описанный уточненный метод графоаналитического рас-
чета обеспечивает точность вычислений до нескольких про-
128
центов, что достаточно для инженерных расчетов. При рас-

Р
четах следует учесть, что для заданного соотношения
Ан
существует определенное предельное значение соС/?н, при

Рис. 3-15. Графики для определения коэффициента пульсации: для одно-
фазной однополупериодной схемы (tn = 1); для двухфазной схемы (т = 2)
и для схемы удвоения напряжения (tn = 0,5).

Верхние сплошные линии — для однополупериодной схемы выпрямления (tn — 1)
и R/RH = 0,001; 0,01; 0,1 и 0,3; пунктирные линии — для схемы удвоения напря-
жения (т — 0,5) и — 0,001 и 0,01; нижние сплошные линии — для двух-
фазной схемы выпрямления (т — 2) и R/Ru == 0,001; 0,01; 0,1 и 0,3.

котором мощность рассеяния на вентиле не выходит за пре-
делы допустимого. При выбранной величине <вС7?н соотно-
р

шение -р— не должно быть большим, ибо в противном слу-
Ан

чае на аноде рассеивается мощность, превышающая допу-
стимую мощность Радоп.

§ 3-4. СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ С УМНОЖЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ

Схемы выпрямления с одновременным умножением напря-
жения применяются в двух случаях:

а)	если надо повысить напряжение постоянного тока
на нагрузке при заданном входном напряжении перемен-
ного тока;

б)	если отсутствует силовой трансформатор с необходи-
мым коэффициентом трансформации.

9 В. Ю. Рогинский 1245	1 29
Принцип действия таких выпрямителей заключается
в том, что на нагрузку разряжаются последовательно вклю-.
ченные по постоянному току конденсаторы, каждый из кото-
рых в отдельности заряжен от выпрямителя до сравнительно
небольших напряжений. Таким образом, схемы выпрямле-
ния с умножением напряжения являются, по сути дела,
неуправляемыми выпрямителями с емкостной реакцией на-
грузки и обладают всеми присущими им особенностями
использования (см. § 3-3).

Наиболее целесообразно схемы выпрямления с умноже-
нием напряжения применять для получения относительно
высокого напряжения с малым током нагрузки. В этих
условиях напряжение на конденсаторах в процессе их раз-
рядки на нагрузку снижается ненамного и емкость конден-
саторов может быть не очень большой. Целесообразно также
применять описываемые схемы выпрямления при повышен-
ной частоте выпрямляемого тока, поскольку при этом умень-
шается общее сопротивление выпрямителя. Наконец, схемы
выпрямления с умножением напряжения успешно исполь-
зуются в сочетании с ненакаливаемыми вентилями (полупро-
водниковыми).

Кратность умножения напряжения в таких выпрямите-
лях может быть, принципиально говоря, сколь угодно боль-
шой, но практически, исходя из ряда соображений, описы-
ваемых ниже, ограничиваются умножением напряжения
в 2—10 раз. Только в установках с весьма малыми токами
нагрузки и высоким напряжением (например, /0 = 0,5-4-
2ж/шпри UQ = 10-7-100 кв) кратность умножения напряже-
ния достигает больших значений (50—100 раз).

Схемы выпрямления с умножением напряжения класси-
фицируются по следующим признакам:

а)	по числу фаз выпрямляемого тока — на однофазные
и многофазные;

б)	по виду схемы — на симметричные и несимметричные;

в)	по наличию трансформатора — на трансформаторные
и бестрансформаторные.

А. Однофазная мостовая схема выпрямления с удвоением
напряжения

Однофазная мостовая схема выпрямления с удвоением
напряжения показана на рис. 3-16, а.

Каждый из вентилей проводит ток поочередно, заряжая
соответственно конденсатор Сх в первый полупериод и кон-
130
денсатор С2 во второй полупериод. По отношению к сопро-
тивлению нагрузки, т. е. по постоянному току, конденса-
торы соединены последовательно. В результате при разрядке
последовательно соединенных конденсаторов через сопротив-
ление нагрузки RH на нем происходит падение напряжения,
почти вдвое превышающее то, которое имело бы место в обыч-
ной мостовой схеме с напряжением t/2 на вторичной обмотке
трансформатора.

Как видно из графиков рис. 3-16, б, выпрямленное напря-
жение является суммой напряжений на конденсаторах Сг

Рис. 3-16. Однофазный выпрямитель с удвоением напря-
жения: а — схема выпрямления; б — графики напряжений
в отдельных частях схемы.

ходит с частотой /п = 2/с, как это имеет место при двух-
фазном выпрямлении тока.

Для маломощных выпрямителей с достаточно большим
сопротивлением фазы выпрямления (7? — RB + /?тр 0,1/?н)
можно применить ранее приведенный расчет выпрямителя
с емкостной реакцией нагрузки, внеся в расчетные формулы
необходимые поправки. Для этой схемы коэффициент

л =-^4-=^-,	(3-54)

mU0 mU0

так как т — 1 и U'o — -Щ-.

Действующее значение напряжения на зажимах вторич-
ной обмотки трансформатора

U2 = В (Л) t/0,	(3-55)

где В (Л) можно определить по графикам рис. 3-8,6.

9*	‘	131
Действующее значение тока вторичной обмотки трансфор •
матора, поскольку за период протекают два импульса тока,
составит:

/2 = У2Д(Л)/о.	(3-56)

Амплитуда тока через каждый вентиль

/ОТ = Г(Л)/О;

действующее значение тока через вентиль

/B = D(A)/0;

среднее значение тока вентиля

(3-57)

Обратное напряжение на каждом вентиле

или

1/обр = 2У2С7а = 2 V2B (Л) U"o = ]/2В (Л) Uo. (3-58)

Коэффициент пульсации напряжения и емкость конден-
сатора одного из плеч определяются выражениями:

s'°= с=<3’59)

причем значение Н (А) должно определяться по расчетным
графикам для т = 2.

В маломощных установках высокого напряжения сопро-
тивление нагрузки 7?н во много раз больше величины сопро-
тивления и определение расчетных коэффицие’нтов В9
D и F становится затруднительным из-за малости коэффи-
циента А (0). В таких случаях можно пренебречь величи-
ной 7? и пользоваться приведенными ниже соотношениями,
согласно обозначениям, показанным на рис. 3-17, а.

Можно считать, что кривая зарядки конденсатора
или С2 совпадает по форме с кривой напряжения на зажимах
вторичной обмотки трансформатора, а разрядка конденса-
тора начинается с того момента, когда напряжение на вто-
ричной обмотке трансформатора достигает наибольшего зна-
чения. В результате напряжение на нагрузке будет пульси-
ровать в пределах от {/омакс до {70мин. В соответствии с обо-
значениями на рис. 3=17, а получим:

Uq макс &т	о мин ~ & х 4“ Uy
Среднее значение напряжения на нагрузке

Ц) “	(^0 макс 4“ ^омии) =

(3-60)

В промежутки времени, когда ни один из конденсаторов
не заряжается, происходит разрядка последовательно со-

Рис. 3-17. К расчету схемы выпрям-
ления с удвоением напряжения:
а — графики токов и напряжений;
б — кривая зависимости угла отсеч-
ки 0 тока вентиля от коэффициента
пульсации So.



единенных конденсаторов Сх и С2 через сопротивление на-
грузки /?н. Длительность разрядки

л — 26

Гразр	•

За время разрядки конденсаторов расходуется часть пер-
воначально накопленной ими электрической энергии и про-
исходит изменение напряжения на конденсаторах в преде-
лах от [/омакс до <70мин. Если емкость последовательно соеди-
ненных конденсаторов одинакова, то

4-c(t/0MaKC-(/0MIIH)=/0^^-.

Разделив обе части равенства на Uo и заменив -j~
через сопротивление нагрузки, найдем:

макс Up мин q ___ Я — 20 __ 1 (JS'

(о 2	’
где

Z~»____^1^-2

U “ Cj + Ca •

Q

Отсюда при = C2 емкость C = -у- и по заданному
значению коэффициента пульсации можно определить необ-
ходимую емкость конденсаторов:

Ci = С2 =	10е [мкф].	(3-61)

Для непосредственных расчетов формула (3-61) непри-
годна, так как необходимо знание угла отсечки 0, завися-
щего в свою очередь от величины емкости С и сопротивления
нагрузки /?в. Для определения величины угла отсечки тока
в зависимости от заданного значения S'Q можно воспользо-
ваться следующим рассуждением.

Из формулы (3-60) найдем:

Uo макс ~~ Ц) мин ~ Uт ~~ Uу Ux -|- Uq

и, предположив, что Ux U"o, получим:

^0 макс ^0 мин ~ U т Uy.

Предположив затем, что U 0	2[/„г, и обозначив

о' _ 1 ^омакс — ^омин

до “ 2 • Uo

найдем:

Uо макс	Uо мин = 4t/mS0,

откуда:

i/,= C7m(l-4S;).

Тогда напряжение Ux определится в виде:

их ий	4- (Um + Uy) да Um (1 - 2$;).	(3-62)

Как указывалось выше, начало разрядки каждого кон-
денсатора определяется моментом времени, при котором
напряжение на конденсаторе становится равным напряже-
нию на вторичной обмотке трансформатора, т. е. при равен-
стве

sin (4-20).
Отсюда:

20 = 4- л — arc sin .

U tn

Заменив отношение , на основании выражения (3-62),

Um

получим:

20 = л — arc sin (1 — 4Sq) .	(3-63)

Для удобства вычислений можно воспользоваться гра-
фиком рис. 3-17, б. Найдя по этому графику угол отсечки
тока вентиля в зависимости от заданного значения
можно определить на основании формулы (3-61) необходимую
емкость конденсаторов Сх = С2. Например, при S' = 0,05
и 4 = 0,1 найдем:

С = -уу- [МКф],

где fc — частота тока сети, питающей выпрямитель.

Чтобы определить остальные параметры схемы, будем
рассуждать следующим образом. Учитывая равенство коли-
честв электричества при зарядке и разрядке конденсаторов,
можем написать:

л/0 = 2073,

где ток зарядки конденсаторов /3 имеет форму импульса
с огибающей, изменяющейся по синусоидальному закону,

21

и определяется из соотношения /3	. Отсюда получим:

=	(3-64)

где угол отсечки 0 определяется допустимой величиной Sg.
Для выпрямителя с S' = 0,05 имеем: 1т ?=> 8/0.

Действующее значение тока вторичной обмотки транс-
форматора составит при наличии двух импульсов синусо-
идальной формы за период:

Г 29	____________________

4 = |/ 2 if dot = /т J/ J_ (е sin40) ,

или приближенно:

(3-65)
так как

sin 40 < 0.

Для выпрямителя с S'o = 0,05 получаем: /2 <=« 2,5/0.

Действующее значение тока через вентиль в ]/2 раза
меньше тока вторичной обмотки трансформатора, так как
за период через вентиль протекает только один импульс,
а через обмотку трансформатора — два импульса. Следова-
тельно:

/в=/'»/4--	<3-66)

Пользуясь приведенными соотношениями, можно опреде-
лить остальные данные режима работы выпрямителя. Если
положить-Uo Ux, то выпрямленное напряжение

С70 = 2t/m (1 — 2So).

(3-67)

Действующее напряжение на зажимах вторичной обмотки
трансформатора

U Um_ _ Uf>	°-354t/«

2	/2	2/2(1 — 25')	1— 25g

Обратное напряжение на каждом вентиле
^2С/-=-Лг

(3-68)

(3-69)

Приведенные расчетные соотношения применимы для
о

режима работы выпрямителя с -к—<0,01.

Б. Однофазные схемы выпрямления с умножением
напряжения ,

Однофазные схемы выпрямления с умножением в два,
три и шесть раз приведены на рис. 3-18. Действие первой
из этих схем (рис. 3-18, а) заключается в следующем. В поло-
жительный полупериод напряжения (72 с полярностью, ука-
занной на схеме, ток протекает через вентиль Вг и заряжает
конденсатор Сь причем процесс протекает обычным образом,
как в схемах с емкостной реакцией нагрузки, т. е. с отсеч-
кой тока вентиля. Во второй полупериод, когда полярность
напряжения U2 изменяется, напряжения (72 и Uc1 сумми-
руются и через вентиль В2 заряжают конденсатор С2 до мак-
симального значения суммарного напряжения. Затем, при
136
запирании вентиля В2, конденсатор С2 разряжается на
нагрузку. В результате на сопротивлении нагрузки /?н
возникает пульсирующее напряжение с периодом пульсации
Тп = -^, как показано на рис. 3-18, б. Описание процесса
упрощено тем, что зарядка и разрядка конденсаторов рас-
сматриваются раздельно. Между тем в некоторой части

Рис. 3-18. Схемы однофазного выпрямления с умно-
жением напряжения.

периода, наряду с зарядным током 13, через вентиль В2
также протекает ток нагрузки. Здесь, как и ранее, для упро-
щения описания сделано допущение, что ток нагрузки
намного меньше зарядного тока. Описанный процесс повто-
ряется каждый период.

В схеме рис. 3-18, в происходит выпрямление с умноже-
нием напряжения почти в три раза. При этом в первый
положительный полупериод конденсатор Сх заряжается через
вентиль до напряжения (72. Во второй полупериод кон-
денсатор С2 заряжается через вентиль В2 суммарным напря-
жением U2 + В последующий полупериод выпрямляе-
мого тока, когда происходит повторная зарядка конденса-
тора Сi через вентиль Blt запертым окажется вентиль В2,
и конденсатор С2 разрядится через вентиль В3 на конденса-
тор С3, зарядив его до суммарного напряжения U2 + Uc2.
По окончании зарядки конденсатора' Сг сопротивление
нагрузки окажется под суммарным напряжением (7с, + Uca,
т. е. под почти утроенным напряжением Um.

На рис. 3-18, г приведена схема с умножением напряжения
в 6 раз. Ее действие можно проследить так же, как это дела-
лось выше. Если в схеме удвоения напряжения имелось два

Ci	C*-f Ck+i Ln-*

Сг Ск-2 Ск Cr+2 Сп

Рц	Iq

С2 С'к-2 Ск	С к+2	Сц

Рис. 3-19. Эквивалентные схемы умножителя напряжения
для положительного (а) и отрицательного (б) полу-
периодов.

вентиля и два конденсатора, в схеме утроения — три вентиля
и три конденсатора, то в общем случае при умножении в k
раз требуется k вентилей и k конденсаторов. При этом напря-
жение на нагрузке достигает номинального значения спустя k
полупериодов выпрямляемого тока. Пульсация выпрямлен-
ного напряжения происходит с частотой /п = 2/с, а величина
пульсации определяется емкостью конденсаторов и сопротив-
лением нагрузки А?н.

Расчет схем умножения основывается на эквивалентных
схемах рис. 3-19, относящихся к положительному и отрица-
тельному полупериодам выпрямляемого тока. На этих
схемах сопротивления Rlt /?2, 7?3, . . ., Rn соответствуют
внутреннему сопротивлению проводящих вентилей, причем
непроводящие вентили обладают весьма большим сопротив-
лением и поэтому показаны пунктиром.
Так как средние за период значения токов зарядки и раз-
рядки емкостей при установившемся режиме равны между
собой, то действительны следующие соотношения:

Ч “ Ч’	^-1 ~		• •	
Ч “ ~Ь 70;	= ik+i ~Ь 70;	= in\  	 ^k+L	~ ^+2>	~ 7q*	 (3-70)

Из соотношений (3-70) следует, что средние значения кон-
турных токов конденсаторов изменяются по арифметической
прогрессии и могут быть выражены следующим образом:

а)	для положительного полупериода выпрямляемого тока
(для четных конденсаторов)

»л = /0(^+1).	(3-71)

б)	для отрицательного полупериода выпрямляемого тока
(для нечетных конденсаторов)

=	(3-71а)

Уравнения Кирхгофа для ячейки, включающей А-ю
емкость для отрицательного и положительного полуперио-
дов имеют вид:

Ол+i ^-i) Rk-i "Ь (^+i	*л+з) Rk+i

= uk — £4+р

(3-72)

Если сопротивления проводящих вентилей одинаковы
и емкость настолько велика, что можно пренебречь пульса-
циями напряжения на них, то с учетом выражений (3-71)
и (3-71 а) получим:

I oRk-i + 7 0Т?£+1 = Uk — U k-i — 0;

7<Л	7~ Uk-i — Uk~ 0,

откуда:

=	=	(3-73)

т

т. е. напряжение на конденсаторе любой ячейки, кроме пер-
вой, равно , где п — число каскадов (кратность) умно-
жения. В цепи конденсатора первой ячейки включено напря-
жение U2, и как будет показано ниже, Uct =

Если учесть равенства (3-73), на основании которых напря-
жения на конденсаторах во всех ячейках умножителя взаимно
компенсируются (кроме первого конденсатора), то эквива-
лентные схемы выпрямителя для отрицательного и положи-
тельного полупериодов примут вид, показанный на рис. 3-20.
Здесь токи в оба полупериода определяются соотношениями:

и2 — ис

i =-----—l. (cos cdZ — cos 9.);

к

— (Ur —Ur)

i_ -------—------— (cos at — cos 02),

(3-74)

Рис. 3-20. Эквивалентные схемы одного из звеньев
умножителя напряжения для положительного (а) и
отрицательного (б) полупериодов.

где 0г и 02 — углы отсечки тока вентиля, соответственно
равные

а	ис>

9Х = arc cos -г,-1- ;

Л ис — ис

02 = arc cos —уу----L;

2

Усреднив токи за период, получим:

91

2

»+ = V J idat = (sin 0, — 0, cos 0,) =

Qi

2

= i- = (sin 02 — 02 cos 08),
откуда Gj = 02. Отсюда на основании выражений (3-74)
найдем:

Uc, = Uc,-UC1,
или

=	=	(3-75)

Используя равенства (3-70) и (3-74), можно после неслож-
ных преобразований получить значение исходного расчет-
ного коэффициента

Л(0) = 1й0-0=^^- = ^-.	(3-76)

Затем можно определить все остальные параметры схемы
и режима работы выпрямителя, зависимые от величины А (0),
как это делалось ранее с использованием графиков для опре-
деления вспомогательных коэффициентов В, D, F и Н.
При этом на основании выражений (3-74) получим:

а)	действующее значение напряжения на зажимах вто-
ричной обмотки трансформатора

{/а = -^-В(Д);

б)	действующее значение тока вторичной обмотки транс-
форматора

9

2  J

2я J ।	у 2

— Т

в)	максимальный ток через вентиль

Im — I0F(A)’,

г)	обратное напряжение на вентиль

II -91! Ъ№иаВ(А) .

^обр	т	„	>

д)	коэффициент пульсации напряжения на
по четным и нечетным гармоникам

<?	_ п о __ 507/ (Д) ' )

чета 2 неч — nkR^C ’ I

_ 50/7 (Д)

°0неч— 2kRfcC ’

нагр узке

(3-77)
где k — номер гармоники, по которой определяется величина
пульсации.

Различие величин So для четных и нечетных гармоник
связано с тем, что импульсы тока зарядки через конденсаторы
схемы сдвинуты на 180° относительно соответствующих
импульсов тока разрядки. В результате нечетные гармоники
обоих импульсов будут суммироваться, а четные — вычи-
таться.

Практически чаще приходится определять емкость С
по заданному значению So, что может быть выполнено по фор-
муле (3-77). Если принять емкости ячеек умножителя не оди-
наковыми, а изменяющимися по закону изменения нечетных
гармоник, т. е. принять

Ck = -^-(n-k+l),

то полная емкость конденсаторов умножителя уменьшится,
не ухудшив условия допущения бесконечно большой емкости.

В практических расчетах часто принимают емкости всех
ячеек умножителя одинаковыми, причем емкость каждой
из них

С = -т4- 2/г (п + 2). 10е [мкф],	(3-78)

/С^О

допуская, что So = 6% по основной частоте пульсации. Если
необходимо еще больше уменьшить пульсацию напряжения,
используют ^С-фильтры, у которых на входе So = 6%,
а на выходе S'o не превышает величины, допустимой для нор-
мальной работы питаемого устройства.

Внешняя характеристика умножителя может быть пред-
ставлена на основании приведенных соотношений (3-70),
(3-74) и (3-77) в виде:

/о = <Р (^о) = (sin 0 - 0 cos 0) =

=4-й-(/^-1-агсс°^-»- (з-79)

/?	\ г Uq	JTc7ffi /

Приведенный расчет справедлив для умножителя с отно-
сительно небольшим числом ячеек (небольшой кратностью
умножения). При этом точность расчета составляет по лите-
ратурным данным около 10%. Более строгое рассмотрение
процесса в схемах с умножением напряжения позволяет,
как показали исследования ряда авторов, сделать следую-
щие выводы:
1.	Падение напряжения на схеме умножителя без учета
потерь в вентилях и трансформаторе

Д[70 = -^-(4«3+4-«2-4-ФвЬ	(3-80)

где /с — частота выпрямляемого тока (как правило, частота
тока сети);

С — емкость конденсатора каждой ячейки;

п — число ячеек (каскадов) умножителя.

Отсюда видно, что при повышении частоты выпрямляе-
мого тока можно обеспечить одно и то же падение напря-
жения путем уменьшения емкости С.

2.	Коэффициент пульсации выходного напряжения умно-
жителя

=	(3-81)

с/ои/с *

3.	Число каскадов умножения (ячеек) не может быть
сколь угодно большим, так как по мере его увеличения воз-
растает пульсация выходного напряжения. Оптимальное
число каскадов умножения

»опт = ~|/а°ма^с/сС-•	(3-82)

В. Двухфазная (симметричная) схема выпрямления

На рис. 3-21 приведена двухфазная (симметричная) схема
выпрямления с умножением напряжения в 8 раз. Действие
этой схемы легче всего уяснить, если рассматривать ее как
состоящую из двух половин, каждая из которых является
несимметричной. Действие обеих половин схемы сходно
с действием схемы двухфазного выпрямителя без умножения
напряжения. В один полупериод выпрямляемого тока заря-
жается конденсатор С± через вентиль В1( а во второй полу-
период — конденсатор С[ через вентиль Одновременно
с этим, поскольку вентиль Вх не проводит тока, а напряже-
ние U2 суммируется с напряжением Ucit то конденсатор С2
заряжается через В2 почти до удвоенного напряжения. В этот
же полупериод через вентиль В{ заряжается конденсатор CJ.

В последующий положительный полупериод вентиль
проводит ток, в результате чего повторно заряжается кон-
денсатор Сх. В этот же полупериод суммируются напряже-
ния U2 и U'c, благодаря чему конденсатор С2 снова заря-
жается до почти удвоенного напряжения. При этом в каждый
прямления с умножением
напряжения в 8 раз.

полупериод выпрямляемого тока осуществляется зарядка
конденсаторов последующих ячеек.

Как и в предыдущих схемах, число конденсаторов (четных
и нечетных), а также число вентилей в каждой половине
схемы равно кратности умножения напряжения. Время
установления полного напряжения на нагрузке равно числу
полупериодов выпрямляемого тока,
начиная с момента включения. Часто-
та пульсации напряжения на нагруз-
ке /п = 2/с, как и в других двухфаз-
ных схемах выпрямления.

К схеме рис. 3-21 можно приме-
нить ранее описанный метод анализа
с помощью рассмотрения ряда кон-
турных токов в ячейках умножителя
и получить в результате этого необ-
ходимые расчетные формулы. В этом
случае можно рассчитать схему по
линии симметрии, как это часто
практикуется при расчете симмет-
ричных схем. При достаточно точ-
ном анализе работы схем и учете
падения напряжения на умножителе
с большим числом каскадов умноже-
ния можно получить следующие
основные расчетные формулы:

а) падение напряжения на-умно-
жителе

АС/« = <Ш'‘, + т'1! + тН|“|;

(3-83)

б) коэффициент пульсации выходного напряжения

«.-тйг-т;	<М4<

в) оптимальное число каскадов умножителя

«опт = 2 1/ U° M?KCfr-.	(3-85)

г 'о

Сопоставляя расчетные формулы для различных схем
выпрямления с умножением, можно видеть, что симметричная
схема обладает значительными преимуществами перед несим-
метричной схемой: пульсация выходного напряжения меньше
в (п + 1) раз, падение напряжения на умножителе меньше
в четыре раза и оптимальное значение числа каскадов умно-
144
жения больше в два раза. В результате от симметричной схемы
можно получить более высокое выходное напряжение,
а умножитель можно нагрузить током /0, значительно пре-
вышающим допустимый ток в однофазных несимметричных
схемах.

Для сравнения различных схем выпрямления с умноже-
нием напряжения в литературных источниках приводятся
экспериментальные данные проверки в виде графиков, пока-

Рис. 3-22. Характеристики умножителей напряжения: а — зависимость
падения напряжения ЛU от числа каскадов умножения п\ б — зависимость
коэффициента пульсации So выходного напряжения от числа каскадов п;
в — зависимость оптимального числа каскадов попт от тока нагрузки I он.

Схемы умножения', 1 — несимметричная; 2 — симметричная; 3 — трехфазная.

занных на рис. 3-22. В схемах выпрямления использовались
селеновые вентили типа АВС-7-Зп, причем емкость каждой
ячейки составляла 1 мкф, частота питающего напряжения /с
составляла 50 гц, а число каскадов умножения изменялось
в пределах от 2 до 10. Токи и напряжения в нагрузке изме-
нялись, как это показано на графиках рис. 3-22.

Как видно из рис. 3-22, при возрастании числа ячеек
умножителя падение напряжения в несимметричной схеме
умножения возрастает резче, чем в симметричной схеме.
Еще меньшее падение напряжения имеется на трехфазном
умножителе. Преимущества симметричной схемы умноже-
ния перед несимметричной сказываются, кроме того, в умень-
шенной пульсации выходного напряжения, а также в умень-
шенной зависимости числа попт от тока нагрузки.

Г. Трехфазные схемы выпрямления с умножением
напряжения

В свое время в устройствах большой мощности с высоким
выходным напряжением получили большое распространение
многофазные схемы выпрямления с умножением напряжения.

10 В. Ю. Рогинский 1245	1 45
Благодаря таким схемам выпрямления оказывалось возмож-
ным использовать вентили с относительно низким допустимым
обратным напряжением. До настоящего времени такие схемы
применялись относительно редко, главным образом в рентге-
нотехнических устройствах. Теперь подобные схемы приме-
няются для выпрямления тока с многократным умножением
напряжения и малыми токами нагрузки. В частности, такие
выпрямители используются для установок, предназначенных
для ускорения элементарных частиц.

Рис. 3-23. Трехфазный выпрями-
тель с умножением напряжения:
а — принципиальная схема;

б— е — векторные диаграммы фазо-
вых напряжений в различные части
периода.

Принципиальная схема трехфазного выпрямителя с умно-
жением напряжения приведена на рис. 3-23, а. Здесь пока-
заны только вторичные обмотки трансформатора. Действие
схемы сводится к следующему. Пусть в некоторый момент
времени фаза I обладает положительным напряжением,
фаза II —таким же по величине, но отрицательным напря-
жением, а напряжение фазы III равно нулю. Этот мо-
мент времени иллюстрируется векторной диаграммой на
рис. 3-23, б. При таком распределении фазовых напряже-
ний конденсатор Сг зарядится через вентиль от фазы I
до напряжения ——. Через Vj часть периода выпрямляе-
мого тока фазовые напряжения характеризуются векторной
диаграммой рис. 3-23, в. К этому времени конденсатор С4
заряжается до напряжения через вентиль В4.

Спустя х/3 периода от начального момента действительна
векторная диаграмма рис. 3-23, г. К этому времени конден-
сатор С2 зарядится через вентиль В2 до линейного напряже-
ния фаз! и II (рис. 3-23, д). Напряжение на этом конденса-
146
торе станет равным Еще через г/3 периода (рис. 3-23, е)
конденсатор С3 зарядится через вентиль В3 до линейного
напряжения фаз II и III. Следовательно, за полный период
выпрямляемого тока произойдет зарядка всех конденсаторов,

соединенных последовательно, и на нагрузке получится

напряжение Uo — Зф^Зб/^.

Соотношение между действующим напряжением фазных

обмоток трансформатора и выпрямленным напряжением

будет

^2 =

Um =	1

К 2 К2

(7o^O,14t/o,

или £/0	7,38J72. При этом не

учтено падение напряжения на
элементах умножителя.

Пульсация выпрямленного
напряжения происходит с ча-
стотой /п = 3/с с коэффициентом
пульсации, свойственным трех-
фазной однополупериодной схе-
ме выпрямления при работе на
емкостную нагрузку, т. е. зави-
сит от емкости конденсаторов
и тока нагрузки.

На рис. 3-24 показана схема
несимметричного трехфазного
многократного умножения на-
пряжения. Здесь фазные напря-
жения выпрямляются почти так

Рис. 3-24. Несимметричная трех-
фазная схема выпрямления с
многократным умножением на
пряжения.

же, как в описанной выше

трехфазной схеме, причем процесс дальнейшего многократ-

ного умножения почти не отличается от описанных процессов
для однофазных симметричной и несимметричной схем,
если учесть изменения полярности и величины напряжений
на вторичных обмотках трансформатора через каждую
V3 периода выпрямляемого тока.

Своеобразными схемами выпрямления с умножением
напряжения в мощных выпрямительных устройствах яв-
ляются каскадные схемы, в том числе шестифазная схема
и каскадная схема В. П. Вологдина. Последняя представляет
собой комбинированную схему с большим числом вторичных
обмоток трансформатора (рис. 3-25). В зависимости от схемы

10*

147
Рис. 3-25. Каскадный выпрями-
тель В. П. Вологдина: а — схе-
ма выпрямления; б — графики
напряжений в отдельных частях
схемы.

Рис. 3-26. Шестифазные схемы
выпрямления: а — двойной зиг-
заг; б — шестифазная звезда;
в — треугольник — звезда с раз-
делительным дросселем.
соединения обмоток трансформаторов можно получить сло-
жение либо фазных напряжений отдельных обмоток, либо
двух выпрямленных напряжений.

Примером комбинированных схем со сложением фазных
напряжений до их выпрямления служит схема с зигзагооб-
разным включением фазных обмоток вторичной цепи транс-
форматора, так называемая схема треугольник — двойной
зигзаг (рис. 3-26, а). Ее особенностью является отсутствие
вынужденного намагничивания сердечника трансформатора.
По своим параметрам она мало отличается от схемы выпрям-
ления треугольник — шестифазная звезда (рис. 3-26, б).
Для сравнения на рис. 3-26, в показана схема с разделитель-
ным дросселем.

Приведенные многофазные схемы выпрямления с умноже-
нием напряжения в свое время были выполнены в расчете
на использование многоанодных ртутных вентилей, которые
не могут работать с емкостным характером нагрузки. Такие
схемы надо рассчитывать по формулам для выпрямителей
с индуктивной нагрузкой (см. § 3-2).
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ

УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ

§ 4-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Как было показано в § 2-1, напряжение на нагрузке
неуправляемого выпрямителя определяется соотношением:

UQ = kU2,

где k — коэффициент выпрямления, зависящий от схемы
выпрямителя;

U2 — напряжение на вторичной обмотке анодного транс-
форматора выпрямителя.

Следовательно, при необходимости регулировать напря-
жение UQ на нагрузке надо менять величину напряжения U2.
Но поскольку такое регулирование обычно требует сложной
аппаратуры, может оказаться более целесообразным исполь-
зовать управляемые выпрямители.

Управляемые выпрямители служат для регулирования
выпрямленного напряжения посредством изменения парамет-
ров вентилей. Способ регулирования зависит от типа вентиля:
в ионных и полупроводниковых вентилях изменяется момент
зажигания или момент начала пропускания тока через вен-
тиль, в электронных же вентилях изменяется потенциал
управляющей сетки, т. е. сопротивление вентиля выпрям-
ляемому току.

В качестве управляемых вентилей используются тира-
троны, управляемые полупроводниковые вентили и электрон-
ные лампы, служащие одновременно в качестве выпрямляю-
щих и регулирующих элементов схемы.

Блок-схема управляемого выпрямителя представлена
на рис. 4-1. Силовой трансформатор 1 обеспечивает необ-
ходимое питание схемы выпрямления с напряжением U2 =
=	. Напряжение (70 можно затем уменьшить, воздей-

ствуя на работу вентиля или группы вентилей 2 управляю-
150
Рис. 4-1. Блок-схема управляемого вы-
прямителя.

щим напряжением С7у, вырабатываемым в блоке 3. Фильтр 4
предназначен для сглаживания пульсаций. Поскольку схема
обеспечивает регулирование рабочего напряжения U0, она
не нуждается в блоках
стабилизации напряже-
ния ни со стороны пе-
ременного, ни со сторо-
ны постоянного тока.

Управляемые выпря-
мители, подобно не-
управляемым, можно
классифицировать не
только по виду и типу

вентиля, но и по схеме выпрямления. Однако число
практически используемых схем выпрямления ограничено
в силу ряда причин, коротко отмеченных ниже.

§ 4-2. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ С ТИРАТРОНАМИ

Тиратрон, анодную цепь которого питают переменным
током, зажигается и гаснет периодически, с частотой пита-
ющего напряжения. Если задан отрицательный потенциал
сетки тиратрона, то последний может зажечься только
тогда, когда положительное напряжение на его аноде до-
стигнет определенной величины. При отрицательном анод-
ном напряжении (меньше нуля) тиратрон погаснет, и после-
дующее его зажигание вновь будет зависеть от соотношения
напряжений на сетке и на аноде. Эти явления и лежат
в основе действия управляемых выпрямителей с тиратронами.
Специфические особенности управляемых выпрямителей, их
расчетные соотношения и эксплуатационные свойства опре-
деляются схемами выпрямления.

А. Однофазная однополупериодная схема выпрямления

Простейшая однофазная однополупериодная схема управ-
ляемого выпрямителя с тиратроном приведена на рис. 4-2, а.
Здесь от сети переменного тока одновременно питаются
трансформаторы: анодный Трг и сеточный Тр2 с фазорегуля-
тором Ф. В этой схеме управление осуществляется регулиро-
ванием фазы сеточного напряжения. С помощью фазорегули-
рующего устройства Ф сеточное напряжение Ug сдвигается
относительно анодного на угол регулирования а. Когда фазы
напряжений в анодной и сеточной цепях совпадают (а — 0)
и на аноде возникает положительный потенциал, тиратрон
зажигается. Поскольку нагрузка выпрямителя имеет чисто
активный характер, ток через тиратрон протекает в течение
т

времени При этом по сопротивлению нагрузки протекает
постоянная составляющая выпрямленного тока /0, создавая
падение напряжения на нагрузке 47 0 = I aRlt. Это — неуправ-
ляемый режим работы выпрямителя.

°)

1ол/-1

6)

Рис. 4-2. Однофазный однополупериод-
ный управляемый выпрямитель с тира-
троном: а — схема выпрямления; б—гра-
фики токов и напряжений; в — регулиро-
вочная характеристика.

0	45 90 135 180*

>т/2

Сдвиг фаз напряжения на сетке относительно анодного
напряжения на угол а (рис. 4-2, б) задерживает зажигание
тиратрона до тех пор, пока положительное напряжение
на аноде не достигнет вполне определенного значения.
В простейшем случае задержка момента зажигания тиратрона
(запаздывание) определяется углом а. При этом ток через
т
тиратрон протекает в течение времени, которое меньше
и среднее значение выпрямленного тока /Оа оказывается
меньше тока /0 при отсутствии угла регулирования. В резуль-
тате на нагрузке создается падение напряжения UQa =
= осЛг Это — управляемый режим работы выпрями-
теля.

Очевидно, что в схеме рис. 4-2, а при угле запаздывания
а = 180° тиратрон будет все время погашен, и ток в нагрузке
будет равен нулю, т. е. в пределе можно регулировать а
152
от 0 до 180°. При этом, в зависимости от угла а, постоянные
составляющие тока и напряжения будут:

л

1 Ли f • г j 4. j 1 + cos а г 1 + cos а
7оа = J Sltl dtot = lm —---------= Л —5-------

о

п _ / р _/р 1 + cos а _ ,. 1 + cos а

и оа — 'оа^н —	2	—	2	*

(4-1)

где /0 и UQ — постоянные составляющие тока и напряжения

неуправляемого выпрямителя.

На рис. 4-2, в показана зависимость отношения токов
как функция угла регулирования а. Такие кривые
носят название регулировочных. Часто регулиро-
вочные кривые строятся как =

С'о

Как следует из рис. 4-2, б, выпрямленное напряжение при

однофазном однополупериодном выпрямлении имеет сильно
пульсирующий характер. Поэтому однофазная однополу-
периодная схема управляемого выпрямителя требует слож-
ного сглаживающего фильтра — обстоятельство, объясняю-
щее, почему ее применяют редко. Значительно чаще исполь-

зуют многофазные схемы выпрямления.

Б. Двухфазная однополупериодная схема выпрямления

Простейшая двухфазная однополупериодная схема управ-
ляемого выпрямителя с тиратронами приведена на рис. 4-3, а.

Рис. 4-3. Двухфазный однополупериодный управляемый вы-
прямитель: а — схема выпрямления (без сеточных цепей);
б — графики токов и напряжений.

Если между напряжениями на сетке и на аноде каждого
тиратрона нет сдвига фаз, ток протекает через каждый
153
т

тиратрон в течение -j-, и выпрямитель является неуправ-
ляемым. При наличии фазового сдвига между напряжениями
на сетке и на аноде, т. е. при угле регулирования больше
нуля, форма кривой выпрямленного напряжения и тока
имеет вид, показанный на рис. 4-3, б.

Угол регулирования может изменяться в пределах от О
до 180°. В соответствии с этим получим следующие соотно-
шения токов и напряжений:

Л>а =	( sin atdat =

a

X (1 4- cos a) = /0(l +cosa);

= ЛхЛ = AA (1 + cos a) = t/0 (1 4- cos a),

(4-2)

где tn = 2;

/0 и UQ — постоянные составляющие тока и напряжения
неуправляемого выпрямителя;

I0 = -^~ и

° Л	0 л

При этом характер регулировочной кривой остается таким
же, как для однополупериодной схемы (рис. 4-2, в), если
не считаться с удвоением масштаба.

В случае чисто активной нагрузки выпрямитель с двух-
фазной схемой выпрямления имеет ряд преимуществ перед
выпрямителем однофазным. Но еще более выгодна в эксплуа-
тации двухфазная схема в случае комплексной нагрузки,
в которой, наряду с активной, имеется также и индуктивная
составляющая. Такую индуктивную составляющую нагрузки
определяет индуктивная реакция фильтра, в котором индук-
тивное сопротивление фильтра преобладает над емкостным.
При этом, благодаря энергии, накапливаемой в магнитном
поле катушки индуктивности (индуктивной составляющей
сопротивления нагрузки), вентиль может пропускать ток
в течение некоторой части отрицательного полупериода
выпрямляемого тока, пока положительная э. д. с. самоиндук-
ции превышает по величине отрицательное напряжение U2
на обмотке трансформатора. В результате кривые выпрям-
ляемого напряжения, показанные на рис. 4-4, содержат
участки как с отрицательными, так и с положительными
значениями напряжения на нагрузке. Благодаря такому
влиянию индуктивности в цепи выпрямленного тока управ-
154
ляемый выпрямитель может работать в двух характерных
режимах:

а)	в режиме непрерывного тока, когда выпрямленный ток
протекает через нагрузку непрерывно (рис. 4-4, а);

б)	в режиме прерывистого тока, когда накопленная
в индуктивности энергия недостаточна для поддержания тока
в цепи нагрузки до момента включения второго вентиля
выпрямителя (рис. 4-4, б).

Рис. 4-4. Графики токов и напряжений в режиме непре-
рывного (а) и прерывистого (б) токов.

В режиме непрерывного тока среднее значение выпрям-
ленного напряжения определяется соотношением:

а4-л

а

X Um cos а = Uo cos а,

(4-3)

т. е. сильно зависит от угла регулирования а. При этом суще-
ственную роль здесь играет то, что благодаря накапливаемой
в дросселе энергии ток протекает даже при отрицательном
напряжении на трансформаторе. Поэтому уже при а = 90°
выпрямленное напряжение равно нулю.

Как и в случае неуправляемого выпрямителя, изменение
выпрямленного тока в зависимости от времени можно опре-
делить, решив дифференциальное уравнение:

+	=	(4-4)

справедливое при i0 0.
Так как вентили пропускают ток в пределах от а до
а 4- л; от а + л до а + 2л и т. д., то решение уравнения (4-4)
имеет вид

Ли

,	„	---гт—(ш/—а)

t’o = to + io =  г 'т 9- Sin ((0/ — ф) 4- Ле "	,(4-5)

У Ян 4- Х2В

где

Ф = arc tg .

Ha основании того, что токи в цепи равны между собой
в моменты времени а и а + л, найдем:

Uт 2 sin (а — <р)

1— е н

Отсюда в интервале времени от а до а + л выпрямленный
ток определится соотношением:

 _ Vm
10 ~ , /-ZZT-

н

X

sin (<i)t — ф)

2 sin (а — ф)

—(со/—а)

1—с “

е х«

. (4-6)

Форма кривой тока показана на рис. 4-4, б.

Среднее значение тока управляемого выпрямителя в этом
режиме

/oa^ocosa,	(4-7)

г

где

Из выражения (4-6) следует, что при ф = а и at — а
выпрямленный ток равен нулю. Следовательно, при таком
Хн
соотношении , когда

а >ф = arctg-^-, .

АН

наступает переход к режиму прерывистого тока.

В режиме прерывистого тока каждый вентиль работает
самостоятельно в качестве управляемого однополупериодного
выпрямителя и общая продолжительность протекания тока
156
т

В этом случае среднее значение выпрямленного
напряжения составит:

Uo а — -m^m- [ sin to/ doot — [cos а — cos (а + X)],
а

ИЛИ

Ц>а = ^О

cos а 4- cos (а + X)

2

(4-8)

Выпрямленный ток можно найти, решив уравнение (4-4)
из условия i0 = 0 при = 0:

г'о

io + io =

Um

X sin (to/ — tp) — sin (a — tp) e

Ян

--5Д (at—a)

(4-9)

X

Отсюда, поскольку при to/ = a + X ток t0 = 0, можно
найти продолжительность пропускания тока через вентиль:

sin(a-|-X — ф) — sin (а — ф)Хе	(4-10)

Очевидно, что длительность протекания тока через вен-
Хв	. I Хн \

тиль зависит от отношения , так как ф = аге tg I -g2-).

Связь между величинами, входящими в выражение (4-10),
можно найти в виде обобщенных регулировочных кривых
для двухфазного управляемого выпрямителя для разных
значений . Эти характеристики приведены на рис. 4-5, а.

Ан

На этом описание влияния индуктивной нагрузки на ток
управляемых выпрямителей малой мощности можно закон-
чить. Что касается мощных управляемых выпрямителей,
то в них должно быть учтено влияние индуктивности рассея-
ния обмоток трансформатора. Включение этой индуктивности
в сосредоточенном виде показано на схеме рис. 4-5, б. Для
удобства рассуждений, как это делалось выше, в цепь выпрям-
ленного тока включена индуктивность Хн -> оо, благодаря
чему выпрямленный ток остается строго неизменным как
в период работы каждого отдельного вентиля, так и во время
коммутации тока с одного вентиля на другой.
Графики, характеризующие процессы в управляемом
выпрямителе с учетом влияния индуктивности рассеяния,
приведены на рис. 4-5, в. Здесь, как и в неуправляемом
выпрямителе, благодаря перекрытию токов разных фаз,
создается падение напряжения, обусловленное влиянием
индуктивности рассеяния обмоток трансформатора. В резуль-

Рис. 4-5. К расчету управляемых выпрямителей: а — регули-
ровочные характеристики с различным значением Xa/Ra;
б — эквивалентная схема выпрямителя с индуктивностью рас-
сеяния трансформатора; в — графики напряжения и тока;
г — нагрузочные характеристики выпрямителя.

тате выпрямленное напряжение на нагрузке определится
в виде:

t/0a=L/0cosa--^.	(4-11)

где Ха — сосредоточенное индуктивное сопротивление рас-
сеяния обмоток трансформатора анодной цепи.

Из уравнения (4-11) вытекает, что напряжение на нагрузке
будет снижаться по мере увеличения тока нагрузки, и внеш-
ние характеристики выпрямителя будут иметь вид, показан-
ный на рис. 4-5, г.

Вследствие того, что импульсы анодного тока смещены
относительно анодного напряжения на угол регулирования a
158
(или на угол а + у/2 в случае перекрытия анодных токов
фаз), выпрямитель нагружает источник тока (сеть) реактив-
ной мощностью с коэффициентом мощности

( , 1
cos<p=s;cos I а + "2" Y

(4-12)

В результате создается понижение коэффициента мощно-
сти, что является существенным недостатком управляемых
выпрямителей, причем этот недостаток тем более ощутим,
чем больше потребляемая мощность.

В. Многофазные однополупериодные схемы выпрямления

Если не считаться с цепями управления в сеточных
цепях тиратронов, то можно сказать, что схема трехфазного
однопол у пер иодного управляемого выпрямителя мало чем

Рис. 4-6. Трехфазный однополупериодный управляемый выпрямитель
с активной нагрузкой: а — схема выпрямления (без сеточных цепей);
б — графики выпрямленного напряжения для разных режимов работы
выпрямителя; в — регулировочные характеристики многофазных выпря-
мителей.

отличается от такой же схемы выпрямления в неуправляемом
выпрямителе. В этом можно убедиться, сопоставив рис. 4-6, а
с рис. 3-3, а. Почти то же самое можно сказать и о других
многофазных однопол у пер иодных схемах выпрямления.

При активной нагрузке выпрямителя возможны режимы
как непрерывного, так и прерывистого тока, что зависит
от величины угла запаздывания, как об этом можно судить
по графикам рис. 4-6, б. Переход от режима непрерывного
к режиму прерывистого тока определяется критическим
углом регулирования

1 л

— о Л/ " ———

КР 2 т

Если углы регулирования а имеют значение меньше крити-
ческого, их обычно называют малыми углами регу-
лирования. При таких углах в режиме непрерывного
тока среднее значение выпрямленного напряжения
Л .
-------------ha
т

^oa = -^. f U т cos attdat = t/m-^-sin-^-cosa = t/0cosa,
- —+a
tn

(4-13)
где Uo — постоянная составляющая выпрямленного напря-
жения выпрямителя при угле регулирования a = 0.

При больших углах регулирования (а > акр) и режиме
прерывистого тока постоянная составляющая напряжения
л
2

t/° a = J Uт cos (at dart —
Л ,
— ——-ha
tn

1 — sin ( a--—\

= l-sin a-i _t/Q------------------------ V	(4-14)

x '	2 sin —

m

Поскольку кривая выпрямленного тока повторяет кривую
напряжения (ввиду активного характера нагрузки), для
тока действительны соотношения:

/о a = h cos « ПРИ « < «кр;

i . I я \

1	— sin | a------|

r	r	\	tTl /

„------- при a>aKp

2	sin —
m

(4-15)

На основании выражений (4-14) и (4-15) можно построить
регулировочные кривые для управляемых выпрямителей
с любым числом фаз выпрямления т. Такие регулировочные
кривые показаны на рис. 4-6, в.

На режим работы многофазных управляемых выпрями-
телей, как и на режим работы однофазных двухпол упер иод-
160
ных выпрямителей, описанных в разделе Б § 4-2, сильное
влияние оказывают индуктивности, включенные в цепи като-
дов и анодов вентилей. В цепи катодов действует индуктив-
ность дросселя фильтра, служащая индуктивной составляю-
щей сопротивления нагрузки, а в цепи анодов действуют
индуктивности рассеяния обмоток трансформатора.

В выпрямителе с индуктивным фильтром в цепи катода
при Хи > /?н и без индуктивности рассеяния обмоток транс-

Рис. 4-7. Влияние индук-
тивностей на работу трех-
фазного управляемого вы-
прямителя: а—при индук-
тивности в цепи нагрузки
Хн; б — при индуктивнос-
ти рассеяния обмоток
трансформатора Ха.

форматора (Ха = 0) выпрямленный ток протекает непре-
рывно, и кривая напряжения содержит участки с отрица-
тельными значениями напряжения, как это показано на
рис. 4-7, а.

Возможность пропускать ток при отрицательном напря-
жении на трансформаторе вентиль получает благодаря накоп-
ленной энергии в магнитном поле дросселя, как это указы-
валось выше. При этом, поскольку выпрямитель работает
в режиме непрерывного тока, среднее значение напряжения
независимо от числа фаз выпрямления

л ।
---ha

т

^oa = ^- f U	= f/ocosa.

— —+а
tn

П В. Ю. Рогинский 1245

(4-16)

161
Если индуктивность дросселя мала, то при больших углах
регулирования может наступить режим прерывистого тока,
при котором время работы каждой фазы становится меньше
2л/т. В этом случае каждый вентиль выпрямителя начинает
работать в режиме однофазного управляемого выпрямителя.
Тогда среднее значение напряжения выпрямленного тока

где

Um cos со/ da)t = Uo

sin (а + X) — sin а---------~

2 sin —
т

(4-17)

Характер влияния индуктивности рассеяния обмоток
трансформатора Ха на графики тока и напряжения представ-

Рис. 4-8. Кривые напряжения многофаз-
ного управляемого выпрямителя.

лен на рис. 4-7, б. Здесь
показано перекрытие то-
ков фаз в течение вре-
мени t = 2у. Неизмен-
ность величины выпрям-
ленного тока обусловле-
на наличием индуктив-
ности фильтра в цепи
нагрузки.

Можно показать, что

перекрытие токов фаз
приводит к падению
напряжения выпрям-

ленного тока; в результате напряжение на нагрузке такого
выпрямителя составит:

и0 а = U. а X. х -	= Uo cos а -	.	(4-18)

Это выражение представляет собой уравнение внешней харак-
теристики выпрямителя.

При практическом использовании описанных схем управ-
ляемых многофазных выпрямителей существенно важным
является усложнение задачи сглаживания пульсации вы-
прямленного тока. Влияние процесса управления выпрями-
162
телем на величину пульсации и на особенности сглаживания
пульсаций можно проанализировать в следующем порядке.
Пользуясь графиком рис. 4-8, где начало координат рас-
сматриваемой синусоидальной функции

. г х . / л л ,	/ х — л ,	\

=	+	-v + a)J =С0Ц—+ a)

совпадает с точкой
л	л ।

a>t — -5-------Ь а,

2	т ' ’

находим коэффициенты ряда Фурье для углов регулирова-

ния а = 0 ч- ( ------— в виде:

\ 2 т /

2л

Ak = J cos я 4- a) sin kxdx —
о

т.п.

— — sin — sin а
л т

2mk
mW — 1 ’

2л

Bk == -i- J cos	sin kxdx =

0

m . л
------sin — cos a
л m

2mk
mW — 1 ‘

Отсюда амплитуды А-й гармоники напряжения выпрям-
ленного тока

uka =	+ =

= mW- 1	-7Г sin cos a У1 +m2^tg2« •

Соответственно этому коэффициент пульсации

5"°“^ = 7Ж=т1/1+»Л,18!“'	(4-19)

где k — порядковый номер гармоники.
Пульсация происходит с основной частотой

mfc = /п-

Для углов регулирования в пределах

(Л л \	/ л . л \
верхний предел интегрирования

%!	------р я — /72а>

В этом случае коэффициенты ряда Фурье будут:

Ak = J cos + a) sin kxdx =
о

: —г-ш—г?	cos (  а ) — sin kxt

л (m2k2 — 1) L \ т /

Bk = -Jj- | cos	j cos kxdx =

0

m Г . / л \ ,	,1

= [S,n ЬГ“ “) + C0S H ’

Соответственно этим коэффициентам получим и значения Uka
И $0 а*

Вычисленные значения коэффициентов пульсации SOa
для разных значений углов запаздывания и чисел фаз выпрям-
ления приведены в табл. 4-1.

Таблица 4-1

Коэффициент регулиро- вания  'W'»	т = 2		т = 3		т = 6	
	а0	5оа	а0	5оа	а0	Soa
1,0	0	0,67	0	0,25	0	0,057
0,9	37	0,9	26	0,44	26	0,175
0,8	53	1,07	38	0,61	37	0,26
0,7	66	1,22	48	0,80	45	0,35
0,6	78	1,36	54	0,95	53	0,47
0,5	90	1,49	68	1,12	60	0,60

Как видно из таблицы, целесообразнее всего применять
управляемые тиратронные выпрямители с небольшими пре-
делами регулирования. При коэффициенте регулирования
Кр > 0,5 резко возрастает пульсация выпрямленного напря-
жения и появляются составляющие высших гармоник
большой величины, требующие усложнения сглаживающих
фильтров. При этом почти невозможно использовать фильтры,
начинающиеся с емкости, ибо в этом случае отсечка тока
вентиля будет определяться не столько изменением его пара-
метров, сколько емкостным характером нагрузки.
164
Эквивалентная схема выпрямителя с Г-образным сглажи-
вающим фильтром показана на рис. 4-9, а. Коэффициент
сглаживания фильтра

Sot/o

где S' — коэффициент пульсации напряжения на нагрузке
т. е. на выходе фильтра;

Uktn — амплитуда &-й гармоники напряжения до фильтра
UQ — постоянная составляющая напряжения на на
грузке.

a) Rdp ^др	6)

Рис. 4-9. к расчету фильтра управляе-
мого выпрямителя: а — эквивалент-
ная схема; б — зависимость отношения
параметров фильтра от угла регули-
рования а.

С другой стороны, как это показано в § 5-2, q — z'lz.
После подстановки величин, обозначенных на рис. 4-9, б,
найдем:

1

?! __ ___________ __ ___1_____

2	— рт;—	^kmLC ~ 1

где (dktn — угловая частота &-й гармоники m-фазного выпря-
мителя.

Подставляя ранее полученные соотношения для ампли-
туды переменного напряжения и для постоянной составляю-
щей напряжения £70, найдем коэффициенты сглаживания:
а) для неуправляемого выпрямителя

_ souo [m2k2- 1] .

?о	2U 9

т

б) для управляемого выпрямителя

_ s'0u0a [А2-1]

Чо а —	™	;	•

2Um — sin — cos а V tga а 1

т л т	ь ।
Найденным коэффициентам сглаживания будут соответ-
ствовать значения L0C0 и LaCa каждого фильтра. Исходя
из одинакового качества работы обоих сглаживающих филь-
тров, получим:

-^2- = У1 +fe2m2tg2a.	(4-20)

Зависимость отношения параметров сглаживающего
фильтра управляемого и неуправляемого выпрямителей
от угла регулирования а для разных чисел фаз выпрям-
ления tn показано на рис. 4-9, б. Из этих кривых, а также
из формулы (4-20) видно, что сглаживающий фильтр управляе-
мого выпрямителя усложняется по мере увеличения произве-
дения km и угла регулирования а.

§ 4-3. МЕТОДЫ УПРАВЛЕНИЯ ТИРАТРОННЫМИ

выпрямителями

Запаздывание зажигания тиратрона, т. е. управление
тиратронными выпрямителями, достигается двумя основными
способами:

а)	изменением фазы переменного напряжения постоянной
амплитуды;

б)	изменением постоянного напряжения, подаваемого на
управляющую сетку тиратрона.

Первый способ часто именуется фазовым, второй —
амплитудным. Иногда на составляющую постоянного
напряжения накладывают переменную составляющую напря-
жения с соответствующим сдвигом фазы относительно анод-
ного напряжения, т. е. осуществляют амплитудно-фазовый
метод управления выпрямителем. Эти способы управления
выпрямителем можно технически осуществить при помощи
синхронного коммутатора, индукционного или реостатного
фазорегулятора и фазосдвигающих 7?С-схем.

Принципиальная схема механического ком-
мутатора в применении к многоанодному вентилю или
многофазной, схеме выпрямления показана на рис. 4-10, а.
Диск Д вращается синхронным двигателем Л4, в результате
чего щетка Щ поочередно касается контактов статора комму-
татора, каждый из которых соединен с сеткой тиратрона
или управляемого ртутного выпрямителя. К контактному
кольцу Д подключен «плюс» аккумуляторной батареи,
нагруженной потенциометром 7?g. При отсутствии соедине-
ния между кольцом Д и контактами статора коммутатора
166
на управляющие сетки вентилей подается отрицательное
напряжение относительно катода К, и все вентили заперты
этим напряжением, причем сопротивления Д служат для
ограничения сеточного тока в сеточной цепи каждого вен-
тиля. При соединении кольца Д с одним из контактов ста-
тора на сетку вентиля подается положительное напряжение
и этот вентиль отпирается. Так можно поочередно зажигать
соответствующие вентили выпрямителя. Сдвиг фазы между

Рис. 4-10. Синхронный коммутатор: а — принци-
пиальная схема; б — трехфазный фазорегулятор
на сопротивлениях; в — векторная диаграмма.

положительным импульсом напряжения на сетке и анодным
напряжением вентиля можно регулировать, поворачивая
статор синхронного коммутатора. Однажды сделанный пово-
рот статора не требует в дальнейшем добавочного регулиро-
вания.

В схеме индукционного фазорегулято-
р а, используемого для управления работой выпрямителя,
обмотки статора и ротора электрически не соединены между
собой. Статор питается от сети переменного тока, а роторные
обмотки включены в сеточные цепи управляемых вентилей.
Можно также использовать в качестве фазорегулятора засто-
поренный электрический двигатель переменного тока. Ста-
торные обмотки его включены в сеть, а роторные обмотки —
в цепь управления. В пределе можно получить сдвиг фазовых
напряжений на роторных обмотках до 120° относительно
напряжений соответствующих статорных обмоток.

Наряду с индукционным фазорегулятором можно исполь-
зовать трехфазный регулятор на сопротивле-
ниях по схеме, показанной на рис. 4-10, б. Движки потенцио-
метров всех фаз, при помощи которых снимается выходное
напряжение, могут быть механически соединены друг с дру-

Рис. 4-11. Емкостные и индуктивные фазовращатели управляемых
выпрямителей.

гом. Сдвиг фазы напряжения на выходе регулятора относи-
тельно напряжения на его входе получается пропорциональ-
ным повороту движков фазовых потенциометров регулятора.
Недостатком такого фазорегулятора является одновременное
изменение фазы и амплитуды выходного напряжения, как
это следует из векторной диаграммы, приведенной на
рис. 4-10, в. Когда сдвиг фазы равен 120°, амплитуда выход-
ного напряжения получается наибольшей, л при уменьшении
сдвига фазы уменьшаются векторы напряжения. Например,
вместо вектора О—Дх, получается О—А'.

В управляемых выпрямителях можно пользоваться схе-
мами изменения фазы сеточного напряжения, показанными
на рис. 4-11. В схемах рис. 4-11, а и б необходимый сдвиг
фазы достигается изменением сопротивления R, как в обыч-
168
ных фазосдвйгающих RC- или LC-цепочках, в которых угол
регулирования

а - arc tg или а = arc tg .

Здесь же показаны векторные диаграммы напряжений для
этих схем.

На схеме рис. 4-11, в регулирование момента зажигания
тиратрона осуществляется изменением напряжения постоян-
ного тока на которое накладывается переменное напря-
жение, снимаемое с фазосдвигающего моста RC. Совместное
воздействие обоих напряжений на время протекания тока
через тиратрон иллюстрируется графиками, показанными
на рис. 4-11, г. В рассматриваемой схеме амплитуда и фаза
переменного напряжения t/g не изменяются в процессе
работы выпрямителя. При подаче на сетку тиратрона только
одного переменного напряжения, сдвинутого относительно
анодного напряжения на угол а, ток протекает через тиратрон
в течение части периода, заштрихованного на графике /.
При подаче положительного напряжения Eg ток через тира-
трон протекает в течение почти всего положительного полу-
периода анодного напряжения (график //). При положи-
тельном напряжении смещения Eg, равном амплитуде пере-
менного напряжейия f/g, тиратрон все время заперт, как это
видно из графика III.

Рассмотренные способы регулирования выпрямленного
напряжения изменением момента зажигания тиратрона обес-
печивает хорошие результаты, если управляющее напряжение
на сетке является импульсом ограниченной длительности.
При подаче управляющего напряжения, например, синусо-
идальной формы, возможны отклонения момента зажигания
тиратрона как в сторону запаздывания, так и в сторону опе-
режения.

Для получения управляющего напряжения импульсной
формы используют схемы с газоразрядными лампами, насы-
щенными дросселями, пик-трансформаторами и подмагничи-
вающими дросселями.

Схема получения управляющего напряжения импульсной
формы с применением газоразрядной лампы
показана на рис. 4-12, а. Переменный ток протекает по сопро-
тивлениям и R2. Когда падение напряжения на сопротив-
лении Т?2 превышает потенциал зажигания газоразрядной
лампы Л, то по ней и по сопротивлению /?3 протекает ток,
создавая на этом сопротивлении падение напряжения. Дли-
тельность протекания тока по сопротивлению 7?3 невелика
из-за того, что с течением времени падение напряжения
на сопротивлении Т?2 становится меньше потенциала пога-
сания и лампа Л гаснет. Кроме того, конденсатор С и сопро-
тивление образуют так называемую дифференцирующую
цепь, благодаря которой напряжение на первичной обмотке
трансформатора Тр имеет импульсный характер с небольшой
длительностью. Дальнейшее действие схемы таково же,
как и схемы рис. 4-11, в, т. е. к управляющей сетке тиратрона
подводятся постоянное и переменное напряжения. Недостат-

а)

Рис. 4-12. Схемы получения импульсного'напряжения на сетках тиратронов
управляемых выпрямителей.

ками схемы рис. 4-12, а являются непостоянство параметров
лампы Л, недостаточная мощность создаваемых импульсов
напряжения, недостаточно хорошая форма импульса.

Схема для получения импульсного напряжения с помощью
насыщенного дросселя показана на рис. 4-12; б.
При синусоидальной форме напряжения в сети по цепи дрос-
сель— сопротивление 7? протекает ток импульсной формы,
как это видно из графиков сопоставления кривых напря-
жения и тока. В моменты времени, когда дроссель насыщен,
необходимые изменения магнитного потока и тока в цепи
отсутствуют, чем и объясняется импульсный характер тока.

Получаемое на сопротивлении 7? напряжение импульсного
характера используется для питания первичной обмотки
трансформатора Тр, В результате потенциал сети будет
зависеть от постоянного напряжения смещения и переменного
напряжения импульсного характера. Существенным недо-
170
статком такой схемы является малая острота (малая крутизна
фронта) импульса напряжения.

Принципиальная схема для получения импульсов управ-
ляющего напряжения при помощи дросселя с под-
магничиванием (магнитным усилителем) показана
на рис. 4-12, в. Выпрямленный ток вспомогательного двух-
полупериодного выпрямителя протекает все время через
сопротивление осуществляя при этом подмагничивание
дросселя. Обмотка переменного тока питается от сети через
/?С-цепочку и сопротивление создавая на нем падение
напряжения переменного тока. Суммарное падение напря-
жений постоянного и переменного токов подается на управ-
ляющую сетку тиратрона выпрямителя. Недостатками такой
схемы являются неудовлетворительная форма импульса
напряжения и большая длительность импульса.

Наиболее широкое распространение нашел пик-трансфор-
матор. Форма магнитного сердечника и магнитных потоков,
а также напряжения на входе и выходе этого пик-трансфор-
матора показаны на рис. 4-12, г. Обмотки трансформатора
располагаются на стержнях 1 и 2. Стержень 3 является ма-
гнитным шунтом. Если магнитный шунт отсутствует, то,
несмотря на различие в сечениях стержней 1 и 2, напряжение
на зажимах выходной обмотки имеет синусоидальную форму,
как и на выходе трансформатора; в магнитной цепи суще-
ствует один магнитный поток синусоидальной формы, со-
здаваемый обмоткой на стержне 7; намагничивающий ток
сильно искажается по форме. При наличии же магнитного
шунта часть магнитного потока замыкается через него
по стержню 3.

При синусоидальном магнитном потоке Фг в стержне 1
поток в стержне 2 имеет трапецеидальную форму. Напряже-
ние в обмотке индуктируется только при изменениях направ-
ления потока. Для получения импульса напряжения острой
формы рекомендуется делать стержень 2 из хорошего магнито-
проводящего материала.

§4-4. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
С ЭЛЕКТРОННЫМИ ВЕНТИЛЯМИ

В управляемых выпрямителях с электронными вентилями
регулирование тока в нагрузке достигается за счет измене-
ния параметра вентиля путем воздействия на потенциал
управляющей сетки. Здесь процесс регулирования сводится
не к уменьшению времени протекания тока через вентиль,
171
как это имеет место в тиратронных выпрямителях, а к непо-
средственному изменению тока посредством увеличения или
уменьшения сопротивления вентиля. В этом случае электрон-
ная лампа используется как нелинейное регулируемое сопро-
тивление, величина которого резко меняется в зависимости
от потенциала управляющей сетки.

Управляемые выпрямители с электронными вентилями
по принципу своей работы, как это будет видно из дальней-
шего изложения, не могут быть мощными, и от них нельзя

Рис. 4-13. Однофазный дву хполу пер иодный управляемый выпрямитель
с электронным вентилем: а — схема выпрямления; б — семейство стати-
ческих характеристик одного из триодов.

требовать высокого к. п. д. Но они могут успешно работать
в сочетании с фильтрами, начинающимися с емкости. Управ-
ляющим напряжением служит обычно напряжение постоян-
ного тока. Что касается схем выпрямления, то в принципе
можно использовать любые из них, но на практике ограни-
чиваются однофазными двухполупериодными схемами вы-
прямления и лишь в редких случаях применяют много-
фазные схемы.

Характерной особенностью управляемых выпрямителей
с электронными вентилями является возможность их комби-
нированной стабилизации, как это будет показано ниже.

На рис. 4-13, а приведена однофазная двухпол упер иод-
ная схема управляемого выпрямителя с трехэлектродной
электронной лампой Лг и с П-образным сглаживающим
фильтром. В качестве управляющего напряжения использо-
вано напряжение постоянного тока, получаемое от вспомо-
гательного выпрямителя с вентилем В, В таких условиях
управляющее напряжение регулируется переменным сопро-
172
тивлением /? от нуля до необходимого отрицательного потен-
циала — Eg.

Как видно из рис. 4-13, б, где приведено семейство стати-
ческих характеристик одного из триодов, при Eg ~ 0 на
триоде падает напряжение Еа, и ток через триод равен /а,
а при смещении — Е' на лампе падает напряжение Е'
и ток равен Га. Таким образом, возможно изменение тока
в пределах /а—Га и соответственно будет меняться напря-
жение на нагрузке.

Рис. 4-14. Двухфазный однополупериодный управляемый выпрямитель
с электронно-лучевыми тетродами: a — схема выпрямления; б — нагрузоч-
ные характеристики.

В случае необходимости вспомогательный выпрямитель
с вентилем можно использовать так, чтобы менять напряже-
ние смещения в пределах от +Eg до —Eg1 расширяя этим
пределы регулирования напряжения на нагрузке. При этом
лампа Лг должна быть такой, чтобы падение напряжения
на ней было относительно мало, а допустимая мощность рас-
сеяния на аноде относительно велика. В известной мере этим
требованиям удовлетворяют электронно-лучевые тетроды.

На рис. 4-14, а показана схема управляемого выпрямителя
с электронно-лучевыми тетродами и использованием в каче-
стве управляющего напряжения части выходного напряже-
ния выпрямителя, снимаемого с переменного сопротивле-
ния Такой управляемый выпрямитель обладает нагрузоч-
ной характеристикой, показанной на рис. 4-14, б (кривая /).
Эта характеристика имеет падающий характер и во многих
случаях может оказаться неудовлетворительной. Для улуч-
шения внешней характеристики выпрямителя используют
дополнительную часть схемы с полупроводниковым трио-
дом Т, служащую стабилизатором напряжения. Воздействие
такого стабилизатора на ход характеристики показано
на рис. 4-14, б кривой 2. Для наглядности тут же представ-
лена характеристика при отсутствии стабилизатора (кри-
вая 3).

Значительно лучшие характеристики выпрямителя и ста-
билизатора можно получить при включении в схему (точки а
и б) сеточного смещения Eg = 14ч-16 в. При этом нагрузоч-
ная характеристика становится пологой и можно регулиро-
вать ток через лампу в широких пределах.

с электронными вентилями.

На рис. 4-15 показана одна из возможных схем много-
фазного управляемого выпрямителя с электронными венти-
лями. Здесь также можно исключить вспомогательный
выпрямитель с вентилем и в качестве управляющего напря-
жения использовать часть выходного напряжения выпрями-
теля. Подобную схему выпрямителя можно создать на элек-
тронно-лучевых лампах, применив стабилизацию по схеме,
подобной описанной выше.

Преимущество многофазных управляемых выпрямителей
перед однофазными схемами с электронными лампами заклю-
чается в возможности выпрямлять относительно большие
токи. Что касается многофазных трансформаторов, то созда-
ние их не представляет трудностей. К тому же в многофаз-
ных схемах выпрямителей значительно облегчены условия
сглаживания пульсаций, что при больших токах нагрузки
и относительно высоком выходном напряжении имеет суще-
ственное значение.
§ 4-5. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
С ПОЛУПРОВОДНИКОВЫМИ ВЕНТИЛЯМИ

С появлением мощных управляемых кремниевых венти-
лей (см. § 1-4, раздел Е) началось создание на их основе
управляемых выпрямителей. Но поскольку эти вентили еще
не получили широкого распространения, не отличаются раз-
нообразием и типовые схемы выпрямителей, рассчитанные
на их использование. Тем не менее такие выпрямители весьма
перспективны, и можно не сомневаться, что в ближайшее
время они получат широкое распространение.

Рис. 4-16. Схемы однофазных управляемых выпрямителей: а — однополу-
периодного с магнитным усилителем; б — двухполупериодного для
питания двигателя постоянного тока.

На рис. 4-16, а приведена схема однофазного однополупе-
риодного управляемого выпрямителя с кремниевым венти-
лем УВ. Основная цепь выпрямления тока, включающая
силовой трансформатор и сопротивление нагрузки, не пред-
ставляет ничего нового по сравнению с рассмотренными выше
схемами. На рисунке для упрощения показана нагрузка
активного характера, но не исключено использование любого
типа сглаживающего фильтра и комплексной нагрузки.
Цепь управления выпрямителя питается через диод Д,
служащий вспомогательным выпрямителем, и добавочное
сопротивление ограничивающее ток в цепи.

Питание вспомогательного выпрямителя можно осуще-
ствлять как от сети тока промышленной частоты, так и от
источника переменного тока повышенной частоты. В опи-
сываемой схеме питание цепи управления осуществ-
ляется от источника тока частотой 400 гц через магнитный
усилитель МУ. Это дает возможность очень точно регулиро-
вать ток управляющей цепи с помощью низкого напряже-
ния Uy. Как указано в описаниях схемы, в ней можно регу-
лировать угол отпирания вентиля УВ в пределах от 10
до 170° при нормальной комнатной температуре и от 30
до 150° при температуре — 65° С. Нормальный ток управ-
ления не превышает 6—18 ма при токе через вентиль до 15 а.
Для увеличения угла отпирания вентиля до 180° в цепь
управления необходимо подавать импульсы прямоугольной
формы, причем ток в цепи управления (амплитуда импульса)
достигает 300 ма.

На рис. 4-16, б показана простейшая схема управления
реверсивным двигателем постоянного тока, питаемым от
управляемого выпрямителя с кремниевыми вентилями УВ±
и УВ2. Как и в предыдущей схеме, управление вентилями
осуществляется с помощью магнитного усилителя МУ.
Регулирование угла отпирания вентилей до 160° выполняется
с помощью потенциометра в цепи обмотки управления ОУГ
магнитного усилителя. Напряжение сигнала на включение
двигателя Д и его реверс подаются на обмотку управле-
ния ОУ1 от источника постоянного тока. Полное питание
всей системы, в том числе цепи выпрямления и трансфор-
матора Тр, осуществляется от источника тока частотой
400 гц.

Наряду с описанными схемами управляемых выпрями-
телей имеются и другие, в которых благодаря использованию
различных типов полупроводниковых диодов и триодов
обеспечивается более тонкое регулирование и управление,
чем это имеет место в схемах рис. 4-16.
ГЛАВА ПЯТАЯ

СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

§ 5-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Выпрямленное напряжение многофазного выпрямителя
имеет на активной нагрузке вид, описываемый рядом:

k=n

U= Uo+ ^Uk sin (At,
n=l

ИЛИ

т гт	. л	,	2 т	г т . л	,	\ к

w = — sin-----------2—j—-г Um sin — cos	+ фЛ —

л т т т2 —	1 л т т	v

— 4от22_ ! •	Um sin -%- cos (2m<At + ф2) 4-

+ 	ит sin cos + Фз) —...

Помимо постоянной составляющей напряжения (70
имеется ряд переменных составляющих, из которых перемен-
ная составляющая самой низкой частоты fn = mfc имеет
наибольшую амплитуду. Коэффициент пульсации напряже-
ния представляет собой отношение амплитуды первой гар-
моники переменной составляющей к постоянной составляю-
щей выпрямленного напряжения:

или в процентах

So = -100[%1'

12 В. Ю. Рогинский

1245

177
Коэффйциент пульсации по току численно равен коэффи-
циенту пульсации по напряжению, если нагрузка имеет чисто
активный характер. Это видно из следующего:

= 5о = -^- = А.
О'О Z0

Если нагрузка имеет комплексный характер, то коэффи-
циенты пульсации по току и напряжению не одинаковы.

Сглаживающие фильтры необходимы не только для
выпрямительных устройств, но и для других источников
электрического питания радиотехнических устройств. Так,
при использовании электромашинных генераторов и преоб-
разователей сглаживающие фильтры служат для уменьшения
пульсации генерируемого тока, обусловленной действием
коллектора, зубцов и переходных контактов генератора,
а при использовании некоторых электрохимических источ-
ников тока — для уменьшения пульсации напряжения
на нагрузке до величин, обеспечивающих нормальную
работу питаемого устройства. Допустимые значения коэф-
фициентов пульсации напряжения для радиотехнических
устройств указаны в табл. 5-1.

Способность фильтра уменьшать пульсацию напряжения
оценивается коэффициентом сглаживания

</ = -4.	(5-1)

д0

где So и S' — коэффициенты пульсации до и после сглажи-
вающего фильтра.

От сглаживающего фильтра требуется, чтобы он не только
выполнял свое основное назначение, т. е. сглаживал пульса-
ции, но и обладал рядом дополнительных качеств. Так,
фильтр не должен:

а)	нарушать нормальной работы источника питания
(выпрямителя, электромашинного генератора и др.);

б)	вносить искажений в работу радиоустройства, которое
питается через него;

в)	иметь большие переходные процессы.

Кроме того:

г)	потери в фильтре должны быть минимальными, т. е.
он должен быть экономичным;

д)	вес фильтра и его стоимость должны быть минималь-
ными;
Допустимые значения коэффи-
циентов пульсации, %

Наименование радио устройств

Анодные
цепи

Сеточные
цепи

Выходные каскады:
радиотелеграфных передатчиков
радиотелефонных передатчиков
радиовещательных передатчиков

Задающие генераторы (возбудители)
радиопередатчиков.................

Приемники:
радиотелефонные ..................

радиовещательные...............

Усилители звуковой частоты . . . .

Микрофоны.........................

Цепи накала электронных ламп:
непосредственного накала . , .
косвенного накала на постоян-
ном токе..........................

Коллекторные и эмиттерные цепи по-
лупроводниковых триодов . . . .
Цепи ускоряющих электродов элек-
тронно-лучевых приборов ..........

0,5-1,0	0,05—0,1
0,05—0,1	0,01—0,05
0,02—0,05	0,01—0,02
0,01—0,05	0,001—0,01
0,02—0,1	0,01—0,05
0,01—0,05	0,01—0,05
0,001—0,01	0,001—0,005
0,0001	

0,1—0,5

0,5—1,0

0,01

0,01

е)	собственная частота фильтра должна отличаться от
частоты переменных составляющих сглаживаемого напряже-
ния во избежание возможных резонансов, отрицательно
действующих на работу как самого фильтра, так и питаемых
через него радиоустройств.

Соответствие различных фильтров указанным требова-
ниям зависит от параметров элементов фильтров и от схем
соединения. В ряде случаев приходится функции фильтров
делить между несколькими фильтрующими цепями. Весьма
часто используются, например, низкочастотные и высоко-
частотные фильтры, первые из которых снижают пульсацию
тока в области низких, а вторые — в области высоких частот.

Современные сглаживающие фильтры бывают:

а)	простыми, в том числе индуктивными L и емкостными С;

б)	сложными — LC и RC, в том числе однозвенными,
многозвенными, резонансными и др.

Особую группу сглаживающих фильтров составляют
электронные фильтры (см. § 5-5), отличающиеся от LC-
и /?С-фильтров тем, что в них содержатся активные эле-
менты — электронные лампы или транзисторы.

12*	179
Основные схемы LC- и 7?С-сглаживающих фильтров при-
ведены на рис. 5-1.

Рис. 5-1. Основные схемы сглаживающих фильтров: а — индуктивный
фильтр; б — емкостный фильтр; в — однозвенные Г-образные LC- и RC-
фильтры; г т— однозвенные П-образные LC- и 7?С-фильтры; д — двухзвен-
ный Г-образный фильтр; е — двухзвенные П-образные LC и /?С-фильтры.

§ 5-2. СГЛАЖИВАЮЩЕЕ ДЕЙСТВИЕ ФИЛЬТРОВ

Индуктивный фильтр Ф представляет собой дроссель
низкой частоты L, включенный между источником пита-
ния ИП и сопротивлением нагрузки /?н, как это показано

Рис. 5-2. Индуктивный фильтр: а — блок-схема; б — экви-
валентная схема.

на блок-схеме рис. 5-2, а. Если пренебречь внутренним со-
противлением источника питания ИП ввиду его малости
относительно сопротивления нагрузки и представить пуль-
сирующее напряжение источника питания в виде суммы
двух составляющих: постоянной U$ и переменной <7П, то
можно воспользоваться эквивалентной схемой рис. 5-2, б.
180
При отсутствии фильтра составляющими напряжения и тока
в цепи нагрузки будут:

и . и • I — kk* I == kk*
ип> 7о-£)н> 'п ,
в этом случае коэффициент пульсации

О   Un   In

О0	г,	у- .

и9 20

При включении индуктивного фильтра составляющими
напряжения и тока в цепи нагрузки будут:

Uq = IoRa> U п = InRti}

r и. Г =_______________________Uu_________

0 Ян + ЯДР ’ п V(R„ + ядр)2 + (mu>cL)2 ’

а коэффициент пульсации по напряжению

S' = и° R« + Rw

° u'o Uo ’ V(R№ + Ядр)2 + (/n<ocZ.)2

__ g ______4- /?др_________

V(^H 4~ ^Др)2 “Ь (#l(0c^)2

где 7?др — активное сопротивление обмотки дросселя.

Отсюда коэффициент сглаживания индуктивного дросселя

q~^~ СТя^ ’	(5'2)

где тсос = 2лт/с;

т/с = /п — частота пульсации.

При заданной схеме выпрямления значение So известно,
а величину S' определяют в зависимости от вида нагрузки
выпрямителя. Следовательно, практически надо определить
индуктивность дросселя фильтра по заданному значению
коэффициента сглаживания q. Из выражения (5-2) получим:

j __ V[я (^н 4~ ^др)12	(^н	^др)2	(5-3)

то)с	’	'	'

Величиной /?Др можно задаться, полагая 7?др = (0,05 -е~
0,01) при мощности выпрямителя Ро = 0,5 -ь 10 кет.
В дальнейшем при конструктивном расчете дросселя вели-
чину /?др можно уточнить. Заданную величину /?др можно
выдержать, выбрав соответствующее сечение провода обмотки
дросселя.
Если учесть, что /?др < /?н, то можно считать, что
(Ra + ЯдР)2 RL

и принять

Ь^^-[гн].	(5-4)

тыс 1 J	х 7

Известно, что заданную величину индуктивности дрос-
селя L легче практически осуществить при малых токах /0,
так как мощность дросселя определяется величиной l^L.
Следовательно, надо стремиться применять дроссели с наи-
меньшей индуктивностью, если ток нагрузки /0 велик. В свою
очередь, индуктивный дроссель наиболее эффективно дей-
ствует при малых значениях /?н, как это следует из выра-
жения (5-2). Сказанное объясняет, почему индуктивные дрос-
сели почти не применяются в маломощных выпрямительных
устройствах, у которых сопротивление нагрузки велико,
а чаще используются в многофазных схемах выпрямителей
с малым сопротивлением нагрузки. Так, индуктивный фильтр
применяют как катодный дроссель в многофазных схемах
выпрямления с ртутными вентилями.

Недостатком индуктивного фильтра является возможность
перенапряжения в схеме при обрыве цепи нагрузки или ее
резком уменьшении за счет э. д. с. самоиндукции дросселя.
Обычно в мощных устройствах с индуктивным фильтром для
устранения перенапряжения на зажима^ дросселя парал-
лельно ему включают разрядники, которые срабатывают
при превышении заданного напряжения.

Существенным недостатком индуктивного фильтра яв-
ляется непостоянство его сглаживающего действия при
изменении тока нагрузки, так как одновременно с этим ме-
няется его индуктивность. Индуктивный фильтр ставят,
как правило, в цепях питания накала мощных ламп, в кото-
рых ток накала в процессе работы не меняется.

Емкостный фильтр Ф в простейшем виде состоит из кон-
денсатора С, включенного параллельно сопротивлению на-
грузки 7?н (рис. 5-3, а). Действие конденсатора сводится
к тому, что при повышении напряжения у источника пита-
ния ИП происходит зарядка конденсатора, а при снижении
напряжения — разрядка на нагрузку. Этим самым конден-
сатор способствует поддержанию среднего значения напря-
жения на нагрузке с большой степенью постоянства. Ток
потребляется от источника питания во время зарядки кон-
денсатора.
В применении к многофазному выпрямителю как источ-
нику питания можно считать, что конденсатор заряжается
импульсами тока, каждый из которых длится меньше Т!т.
Для упрощения расчета можно также предположить, что
ток разрядки конденсатора в течение всего времени разрядки
неизменен и равен среднему значению тока нагрузки /0.

Исходя из равенства количеств электричества, запасае-
мого конденсатором при зарядке и расходуемого при разрядке
в эквивалентной схеме по рис. 5-3, б, а также используя соот-

Рис. 5-3. Емкостный фильтр: а — блок-схема; б — эквивалентная схема;
в — график изменения напряжения на конденсаторе фильтра.

ношение ic— , можно вычислить изменение напряже-
ния на конденсаторе при его разрядке

Т/т

f icdl-=	(5.5)

О

где С — емкость конденсатора фильтра;

/с = ИТ — частота тока питающей сети;

т — число фаз выпрямления, а ток разрядки конденса-
тора принят равным току нагрузки 10.

Изменение напряжения на конденсаторе &UC при его
разрядке является разностью между (7Смакс и (7Смин, как это
показано на рис. 5-3, в, т. е. представляет собой удвоенную
амплитуду переменной составляющей выпрямленного напря-
жения (Д£/с = 2t7n), если пренебречь всеми гармоническими
составляющими высшего порядка. Отсюда следует, что коэф-
фициент пульсации напряжения на нагрузке 7?н, включен-
ной параллельно конденсатору С, можно представить в виде:

ип 1 &ис /0	1

= “2	и^~ = 2UomfcC = 2mfcCRa	<5‘6)
Если задано значение коэффициента пульсации S', то
необходимая величина емкости конденсатора

С = —12— [мкф].
2mfcRtiSQ

(5-7)

Допущения, сделанные при выводе формул для расчета
емкостного фильтра, лишь незначительно отражаются на
результатах расчета. Как показывают опытные данные,
величина емкости, вычисленная по формуле (5-7), несколько
меньше той, которая действительно необходима для получе-
ния заданного коэффициента пульсации.

Полученные расчетные соотношения для емкостного
фильтра можно использовать для любого типа источника
тока. Для этого нужно знать величины £7Смакс и Uc мин,
т. е. пределы пульсации напряжения используемого источ-
ника питания, и частоту пульсации.

Полученные соотношения справедливы в том случае, если
зарядка и разрядка конденсатора не оказывают сильного
влияния на режимы работы источника питания и устройства,
условно обозначенного в схемах в виде сопротивления на-
грузки /?н. Практически это возможно при малых токах
нагрузки или очень больших емкостях конденсатора С;
только при этом можно считать ток разрядки конденсатора
постоянным. Лишь при достаточно мощных источниках пита-
ния зарядка конденсатора не оказывает заметного воздейст-
вия на режим их работы. Следовательно, полученные расчет-
ные соотношения являются приближенными, хотя и обеспе-
чивают достаточную для инженерной практики точность.

Точность расчета коэффициента пульсации So и необхо-
димой емкости С резко падает с увеличением величины So
и может считаться достаточно точной лишь для So < 1 4-
2%. При больших значениях коэффициента пульсации,
когда необходимо учитывать воздействие конденсатора С
на режим работы источника питания, следует применять
другие методы расчета, приводящие к иным расчетным соот-
ношениям. В частности, более точные расчетные соотноше-
ния получаются при использовании метода, описанного
в § 3-3.

Емкостный фильтр обладает рядом недостатков. Во-пер-
вых, он перегружает источник питания (выпрямитель) боль-
шими токами зарядки и уменьшает время протекания тока
через вентили источника питания, чем нарушает режим
работы источника питания.
Во-вторых, емкостный фильтр увеличивает обратное на-
пряжение на вентилях до такой величины, при которой может
возникнуть электрический пробой вентиля.

В-третьих, емкостный фильтр почти невозможно приме-
нять в сочетании с ионными вентилями, ибо время протекания
тока через них становится малым, и возможны такие случаи,
когда вентиль не зажжется и, стало быть, не будет участво-
вать в выпрямлении тока, в результате чего возникнет
явление пропуска фазы.

Рис. 5-4. Г-образный однозвенный фильтр: а — эквивалентная схема;
б — графики зависимости коэффициента сглаживания LC-фильтра для
разных чисел фаз выпрямления; в — эквивалентная схема Г-образного
7?С-фильтра.

В-четвертых, емкостный фильтр приводит к повышению
обратного напряжения.

Существенным недостатком емкостного фильтра является,
наконец, то, что для получения с его помощью значительных
коэффициентов сглаживания необходим конденсатор большой
емкости. Этот недостаток особенно сильно сказывается при
больших токах нагрузки.

Г-образный сглаживающий LC-фильтр обычно начинается
с дросселя. Его эквивалентная схема показана на рис. 5-4, а.
Здесь, как и в предыдущих случаях, имеются две составляю-
щие напряжения: переменная составляющая Un и постоян-
ная составляющая Uo. Внутреннее сопротивление выпрями-
теля обозначено через гв, включая сюда активное сопротив-
ление дросселя.

Из схемы рис. 5-4, а видно, что переменная составляющая
тока будет

I -

/п “ z '
где Z — полное сопротивление цепи. Переменная составляю-
щая напряжения на нагрузке равна

Un = IrZ' = Un~.

Отсюда следует, что коэффициент сглаживания Г-образ-
ного фильтра

q s0 и'а Z

Сопротивления цепи и ее отдельных участков в комплекс-
ном виде можно представить как:

Z = 1 + /т+ !т(лС’ Z = rB + jmstL + Z .

Если при этом учесть, что сопротивление гв значительно
меньше реактивного сопротивления фильтра, а сопротивле-
ние нагрузки Л?н намного больше сопротивления конденсатора
переменному току, то получим:

Z' = — / —~ и Z = jrruaL — i .

7 т&)С	7	J т(дС

Перейдя от комплексных величин к их модулям, найдем:
r 1

m(nL-----

q =	== mWLC — 1,	(5-8)

mcoC
или

LC = #1-

m2<o2

Если индуктивность дросселя фильтра выразить в генри,
а емкость С в микрофарадах, то при частоте выпрямляемого
тока f = 50 гц получим приблизительно:

LC = 10(у 4- 1)	(5-9)

/л2	х '

где q — заданный коэффициент сглаживания.

Индуктивность и емкость фильтра должны быть выбраны
так, чтобы выполнить неравенство

г 1

тсоь > —,

/л со С

с тем чтобы реакция фильтра в целом была индуктивной,
т. е. чтобы индуктивное сопротивление преобладало над ем-
костным.
Необходимо также обеспечить такое соотношение реактив-
ных сопротивлений дросселя и конденсатора, чтобы не могли
возникнуть резонансы тока или напряжения на частоте пуль-
сации. Для этого собственная частота фильтра и частота пуль-
сации напряжения должны резко отличаться друг от друга.

В применении к многофазным выпрямителям надо прак-
тически выполнить неравенство

мс^2о)ф,	(5-10)

где о)ф = 1/1/LC — собственная частота фильтра.

В этом случае исключена возможность резонанса напря-
жения на частотах, близких к основной частоте пульсации
напряжения. Предполагается, что более высокочастотные
составляющие выпрямленного напряжения имеют значи-
тельно меньшие амплитуды, чем составляющая основной
частоты, и что частоты составляющих напряжения кратны
друг другу. В противном случае может оказаться, что фильтр
хорошо-сглаживает пульсации основной частоты и резко
усиливает пульсацию напряжения на других частотах.

На основе требований, предъявляемых к сглаживающему
фильтру, можно определить необходимое значение LC при
заданных значениях q и т для выпрямленного тока часто-
той 50 гц. Практически это удобнее всего сделать при помощи
графиков рис. 5-4, б.

В ряде случаев даются рекомендации по выбору величин L
и С, исходя из требований экономичности работы, наимень-
ших размеров фильтра и его низкой стоимости, а также учета
переходных процессов в фильтре. С этой точки зрения общие
соображения по выбору величин L и С сводятся к следую-
щему:

а)	чем меньше ток нагрузки /0, тем большую индуктив-
ность L можно выбрать, стремясь к выбору наименьшего
значения С;

б)	чем ниже выпрямление напряжения, тем большую
емкость С можно выбрать.

Г-образный /?С-фильтр (рис. 5-4, в) целесообразно при-
менять при малых токах нагрузки (/0 <10 ма) и неболь-
ших значениях q. В таком фильтре достигается большая
экономия веса, уменьшаются размеры, а стоимость часто
оказывается намного ниже, чем LC-фильтра. Существенным
недостатком /?С-фильтра оказывается снижение выпрямлен-
ного напряжения на величину

= 107?ф.
Аналогично тому, как это было сделано выше, можно
определить коэффициент сглаживания фильтра в виде:

Z	Ji пшС r-r-R-----.—<-

q =	=------—1— = V(ЯфтсоС)2 + 1,

тыС

или

q КфГпыС, так как тюС>1.	(5-11)

Необходимая величина емкости для получения заданного
коэффициента сглаживания q определится в виде:

<5-12>

Обычно находят сначала произведение С/?ф, подбирают
величину емкости конденсатора С на заданное рабочее на-
пряжение, используя ближайшее значение емкости стандарт-
ного конденсатора, а затем определяют величину сопротив-
ления /?ф. Надо учесть, что падение постоянной составляю-
щей напряжения на сопротивлении /?ф не должно превы-
шать (0,15 4- 0,25) £70. При выборе сопротивления надо
учитывать допустимую мощность рассеяния на нем, которая
должна быть больше рассеиваемой мощности Рр = IqR$.

/?С-сглаживающие фильтры часто используются в ка-
честве дополнительных звеньев фильтра в различных каска-
дах одного и того же радиотехнического устройства (напри-
мер, в усилителях напряжения). В таких случаях эти звенья
фильтров часто называют развязывающими це-
почками по частоте усиливаемых коле-
баний, подразумевая под этим устранение возможно-
стей связи отдельных каскадов устройства через общий[
источник питания. Такие развязывающие цепи фильтра рас-
считывают, исходя из неравенства

(5-13)

где сон = 2л/н, причем /н — наиболее низкая частота уси-
ливаемых колебаний.

Величину 7?ф выбирают в зависимости от параметров
схемы усилителя. Например, в ламповом усилителе с сопро-
тивлением Ra в анодной цепи выбирают /?ф = 0,17?а.

П-образный LC-фильтр можно представить, как показано
на рис. 5-5, а в виде двухзвенного, состоящего из емкостного
фильтра с Ci и Г-образного с L и С2. Сглаживающее дейст-
вие П-образного фильтра можно упрощенно представить как
188
совместное действие обоих звеньев, оцениваемое в виде
произведения коэффициентов сглаживания:

Яп = ЯсЯг,	(5-14)

где qc и qr — коэффициенты сглаживания каждого из
звеньев фильтра, определяемые по ранее приведенным рас-
четным соотношениям.

Погрешность допущения, сделанного при определении qn,
заключается в том, что емкостный фильтр Сг присоединен
к сопротивлению нагрузки не непосредственно, а после-
довательно с активным сопротивлением 7?др, т. е. через вто-

Рис. 5-5. П-образный однозвенный фильтр: а — схема
емкостной и Г-образной частей звена; б — схема
включения; в — эквивалентная схема для расчета
фильтра.

рое звено фильтра. Эта погрешность обычно невелика и не
имеет существенного практического значения. Сделанное же
допущение намного упрощает расчет фильтра.

Анализ действия П-образного фильтра можно произвести и без ука-
занного выше упрощения. В общем виде, используя обозначения рис. 5-5, в,
получим, что коэффициент сглаживания П-образного фильтра

Un н н^н

где Un — переменная составляющая напряжения на входе фильтра;

Un н — переменная составляющая напряжения на нагрузке;
/Пн — переменная составляющая тока в нагрузке.

При этом:

у I у~ _ у . у ________ у *^3 . у , /	____1___

Пэ • П Н ~ П2> ПН П, D >	пн“ п2	п

1+«н

z2
Отсюда коэффициент сглаживания

а - U-
7п- —

П2

ь—

La.

(х)

Для определения величины

определяют:

3 zs + ^B
z2 = z2 + z3,

1 z{+z2

надо найти величину Для этого

, как параллельно соединенные сопротивления;

как последовательно включенные сопротивления;

, как параллельно соединенные сопротивления.

Отсюда переменная составляющая тока

Ток через сопротивление Z2 равен:

/	. Zn - "п 1

"2	Z2 гв+21 ' Z2

!+-2Г	!+z7

Подставив значение тока 1п* в уравнение (х), получим:

(XX)

Из выражения (XX) видно, что коэффициент сглаживания П-образ-
ного фильтра зависит:

гв + Zj

а)	от отношения ---5; чем больше отношение тем больше

сглаживающее действие фильтра;

1 Zn/Zj	у'/У <

б)	от отношения 2	; чем больше отношение Z2/Zlt тем боль-

ше

ше сглаживающее действие фильтра;

в)	от отношения —; чем меньше Z3 (больше емкость филь-

*\н

тра), тем больше сглаживающее действие фильтра.

Выражение (XX) можно упростить, подставив в него конкретные зна-
чения величин, входящих в это уравнение. При этом можно считать:



Y _ D .1	.1

гв < z3 < Rh.
При таких допущениях получим:

Z$ ~ Z3 — j > Z2 = Z2 j coL —

,	7^2	(jD^LC2 — 1

Zj -J- %2	1® (co^LCjC2 — Cj — ^2)

rQ -f- 7^ Zj	co LC2 — 1

7?h Rh j® ((jd^LCjCz — Cj C2)
или

гв 7^	qd^LC2 — 1

7?h	co (co^LCjCj — Ci — C2) *

Z2

1+X ^lc2-i

(0((d2LCiC2 Ci C2)

Подставив сомножители в уравнение (XX), найдем:

Qn

g)2LC2 — 1
(оС17?н

= <7с<7г,

что совпадает с уравнением (5-14), поскольку сделано допущение о малости
величины 7?ф и отсутствии потерь в конденсаторах фильтра.

Первоначальное распределение степени сглаживания между звеньями,
т. е. выбор величин qc и qr, может обусловливаться особенностями источ-
ника питания (выпрямителя) и устройства, питаемого через фильтр. Так,
на вход Г-образного фильтра можно подключить обмотку подмагничивания
электродинамического громкоговорителя, допустив при этом 80 = 5%.
Тогда незачем требовать от емкостного звена фильтра меньшего значения
пульсации, так как это только усложнило бы режим работы выпрямителя
ввиду выбора большей емкости С. Если при этом на выходе Г-образного
звена фильтра будет подключен усилитель, допускающий нормальную
работу с So = 0,1%, то коэффициент сглаживания этого звена фильтра
составит:

Величины qc и qr следует выбирать такими, чтобы раз-
меры и стоимость фильтра были наименьшими. Решить эту
задачу аналитически крайне трудно, и практически этим
не занимаются. По эксплуатационным соображениям лучше
выбрать такое распределение коэффициентов сглаживания
каждого звена фильтра, чтобы получить одинаковые значе-
ния емкостей обоих конденсаторов, т. е. обеспечить Сг = С2.
При таком соотношении емкостей можно получить наиболь-
шее значение q, что доказуемо следующим образом.

Коэффициент пульсации напряжения на конденсаторе С\
равен, как это было показано в § 3-3:

Ч Г г ’
Ч'в

отсюда коэффициент сглаживания первого (емкостного) звена
фильтра

’»-| = ВД'	(5-,5>

где So — коэффициент пульсации напряжения при отсут-
ствии сглаживающей емкости Сх, зависящий от схемы вы-
прямления.

Коэффициент сглаживания Г-образного звена фильтра,
как вытекает из формулы (5-8), равен

qr m2a)2LC2

и, следовательно, общий коэффициент сглаживания П-образ-
ного фильтра будет

<7п = 7с7г =	С£2 = КС.С,

Обозначив С2 = aClt получим:

С = Ci + С2 = Cj (1 + а); С, =	। а ; С2 = а । а

и

q^KC^KC^^.

Наибольшее значение qn будет при dqjda — 0, или
dqa _ (1 4~ а)2 — 2а(1 + g) _ п
da ’	d+a)4	’

Отсюда найдем:

(1 + а)2 — 2а (1 4- а) = 0; а — 1 или = С2.

Расчет П-образного фильтра рекомендуется производить
в следующем порядке:

1.	При помощи расчетной величины Н (А) или по упро-
щенной формуле (5-7) определяем величину емкости С1(
192
которую затем надо округлить до ближайшего значения
емкости типовых конденсаторов, после чего заново опреде-
ляем величину So, причем практически рекомендуется вы-
бирать для определения необходимой емкости Сх значе-
ния So = 0,5 4- 0,2.

2.	Определяем необходимый коэффициент сглаживания
Г-образного звена фильтра

где Sq — допустимый коэффициент пульсации напряжения
на нагрузке.

3.	По полученному значению дг и ранее приведенным рас-
четным соотношениям определяем величину L, приняв Сх =
— С2.

&)	£/	^2	$) Lf ^2

Рис. 5-6. Схемы многозвенных фильтров, составленных
из однозвенных: а — двухзвенный Г-образный фильтр;

б — двухзвенный П-образный фильтр.

Многозвенные сглаживающие фильтры LC- или /?С-типов
можно рассматривать как последовательное соединение не-
скольких звеньев, подобно тому, как это было сделано выше
для П-образного фильтра. Чаще всего используются двух-
звенные Г-образные или П-образные фильтры, показанные
на рис. 5-6.

Общий коэффициент сглаживания двухзвенного Г-образ-
ного фильтра (рис. 5-6, а)

Я ~ Яг1

где

Qrt = т2а>2Ь1С1\ qr2 = т2<й2Ь2С2-

Практически целесообразно выбрать одинаковые коэффи-
циенты сглаживания всех звеньев, принимая при этом также
С\ — С2 и Li — L2,

Погрешность расчета по приведенной формуле вследствие
сделанного допущения заключается в том, что конденсатор Сг
подключен к нагрузке не непосредственно, а последовательно
с активным сопротивлением /?др2 дросселя второго звена.
Если учесть эту величину, то коэффициенты сглаживания

13 В. Ю. Рогинский 1245	193
каждого звена окажутся не точно равными, как это принято

выше.

Для двухзвенного П-образного фильтра (рис. 5-6, б)
общий коэффициент сглаживания

если выбрать = С2 = С3. Здесь также допускается не-
большая погрешность, оговоренная ранее.

Для других фильтров, в том числе многозвенных
фильтров, также применимы указанные соотношения. Во
всех случаях при общем коэффициенте сглаживания q << 25
многозвенные фильтры не следует применять.

Рис. 5-7. Сложные схемы фильтров: а — резонансный фильтр с последова-
тельно включенным контуром; б — резонансный фильтр с параллельно
включенным контуром; в — фильтр с компенсационной обмоткой дросселя.

Сложные схемы сглаживающих фильтров с последователь-
ными и параллельными резонансными цепями показаны
на рис. 5-7. В фильтре по схеме рис. 5-7, а цепь LKCK имеет
резонансную частоту сок = 1/]/ LKC* и для составляющих
выпрямленного тока с этой частотой сопротивление контура

р ___

Аэкв ~ CKRK 9

причем это сопротивление велико.

Такой фильтр можно рассчитать как обычный П-образный
фильтр, согласно формуле (5-14), причем его Г-образное
звено рассматривают, подставляя /?экв вместо индуктивного
сопротивления дросселя.

Коэффициент сглаживания Г-образной части фильтра
qr = У (Яэкв ma>C2)2 + 1 sss 7?экв таС2. (5-16)

Описанный фильтр хорошо сглаживает пульсации резо-
нансной частоты, но все остальные составляющие выпрямлен-
ного тока, обладающие частотой, отличной от резонансной,
проходят через него почти не фильтруясь. Воздействие кон-
денсатора Сх на составляющие тока с частотами выше резо-
194
нансной будет сильнее, чем на составляющие более низких
частот. Такой фильтр часто называют фильтром-пробкой, его
обычно используют в цепях тока высокой частоты. Служит
он также для исключения помех, действующих на определен-
ной частоте.

Возможны варианты фильтров, подобные описанному,
в которых последовательно включается несколько резонанс-
ных контуров, каждый из которых настроен в резонанс на
разные частоты. В таких фильтрах можно осуществить филь-
трацию одновременно на нескольких частотах.

Фильтр по схеме рис. 5-7, б представляет собой разновид-
ность резонансных фильтров. Последовательный резонансный
контур CKLK настраивают на частоту пульсации, благодаря
чему его эквивалентное сопротивление для составляющих
тока с частотой резонанса значительно меньше сопротивления
конденсатора С2. В результате действия резонансного кон-
тура достигается значительно большее сглаживание пульса-
ции, чем это было бы возможно в простом фильтре. Коэффи-
циент сглаживания для Г-образной части описываемого-
фильтра:

“ __ ^экв + jtn^LK е

Чг	р	>

Лэкв

перейдя к модулям величин, найдем:

qr = У	(5-17)

где /?экв — эквивалентное сопротивление контура при резо-
нансе (равное активному сопротивлению катушки индуктив-
ности LK).

Так как резонансные контуры в этих фильтрах настраи-
ваются на одну определенную частоту, то сглаживание
пульсаций бывает эффективным только для составляющих
с этой частотой. Если имеются составляющие выпрямленного
тока с различными частотами, то в фильтр должно быть вклю-
чено несколько резонансных контуров. Обычно такие услож-
ненные фильтры применяются в устройствах с электромашин-
ными генераторами или специальными преобразователями
тока, в которых имеются немногие переменные составляющие
тока с фиксированной частотой (например, зубцовая пульса-
ция в машинных генераторах).

Сглаживающий LC-фильтр с компенсационной обмоткой
(рис. 5-7, в) обеспечивает лучшее сглаживание пульсаций,
чем обычные LC-фильтры, так как действие обмотки сводится

13*	195
к дополнительной частичной компенсации переменной со-
ставляющей напряжения. Этот эффект особенно заметен при
сглаживании пульсации относительно больших токов, когда
дроссель фильтра трудно выполнить с большой индуктив-
ностью.

Полной компенсации переменной составляющей напря-
жения в схеме рис. 5-7, в не удается получить, так как
практически нельзя добиться сдвига фаз точно на 180° между
переменными напряжениями в основной и в компенсационной
обмотках сглаживающего дросселя фильтра.

Введение компенсационной обмотки значительно увели-
чивает эквивалентное сопротивление дросселя, приводя к уве-
личению сглаживающего действия фильтра. Число витков
компенсационной обмотки получается относительно неболь-
шим, что позволяет избежать заметного увеличения веса
и размеров дросселя.

Анализ действия фильтра по схеме рис. 5-7, в может быть сделан на
основании следующего. Выпрямление тока происходит в режиме, при кото-
ром на входе фильтра имеется переменная составляющая напряжения
с наименьшей частотой пульсации и наибольшей амплитудой. Задача сгла-
живания заключается в уменьшении этой составляющей до минимума.
В этих условиях напряжение* на входе фильтра в комплексной форме

U —	— jaMI2 + j(aL2I2 — jaMl! + /2ЯН,

или

и = /(oLj/i - /wAf/2 +	1с,

где токи и напряжения в отдельных цепях фильтра выражаются комплекс-
ными величинами;

Lv L2 и М — соответственно, индуктивности и взаимная индуктив-
ность обмоток дросселя.

Из приведенных уравнений для напряжения можно получить выраже-
ние тока через конденсатор фильтра в виде:

/с =	(j(i)L2I2 — jaMI^ R1J2).

Если рассматривать аддитивный случай замкнутой внешней цепи
фильтра, когда переменная составляющая тока 12 == /н п = 0, что возможно
при

то 1с = /1-	*

Отсюда следует, что

Л.

Таким образом, для компенсации переменного тока в нагрузке оказы-
вается достаточным выбрать взаимную индуктивность обмоток
Очевидно, как это указывалось и выше, даже при правильном выборе
величины М нельзя получить полной компенсации переменного тока
в нагрузке для составляющей заданной частоты пульсации. Тем не менее
достигается заметно большое уменьшение пульсации напряжения на на-
грузке.

Если в цепях выпрямителя имеются дроссели насыщения, феррорезо-
нансные стабилизаторы и другие подобные устройства, создающие на входе
фильтра напряжение сложной формы, то расчет и анализ действия сглажи-
вающего фильтра усложняются. В этом случае напряжение на нагрузке
удобнее рассматривать как векторную сумму напряжений на конденсаторе
и на компенсационной обмотке, т. е. считать, что

ин=ис+и^	(X)

где под этими величинами понимаются мгновенные значения синусоидаль-
ного напряжения.

Если положить, что > Z^ и переменный ток данной частоты
в нагрузке равен нулю, то

1}	_______________L_.

Р jaLi jd)C (я*ЦС ’

где п = wx/w2 — отношение числа витков основной обмотки к числу витков
компенсационной обмотки дросселя.

Если полученные выражения для напряжений подставить в исходное
уравнение (X) и учесть, что напряжения на основной обмотке дросселя
и на конденсаторе сдвинуты по фазе почти на 180°, то амплитудное значение
переменного напряжения &-й гармоники на нагрузке можно представить
в виде:

mk ~ Uink	>	(XX)

\" °>kLlc J

гд.е Umk — переменное напряжение на входе фильтра.

При компенсации тока первой гармоники в нагрузке

п — (d2L tC,

где (дг — частота тока первой гармоники.

После подстановки значения п с учетом компенсации тока первой гар-
моники получим:

7 7	__ 7 7	/	1	1	\ U mk /	1	\

mk — и mk	9~Г~^ 2г ~	2 Г •

I cofLjC	] L{C I (of oj j

Коэффициент сглаживания Г-образного фильтра при отсутствии
обмотки компенсации в дросселе приблизительно равен

qr = Ч* 1 # a^L^C.

Подставив значения Unmk в уравнение (XX), получим:

,, / 1

mk —	'19
Учитывая коэффициент сглаживания фильтра с компенсационной
обмоткой дросселя для &-й гармоники

п   и mk

Qvk — Tj >

ип mk

после подстановки величин и Un получим значение коэффициента
сглаживания в виде:

, Л2
£2 _ j •

Отсюда следует, что в этой схеме коэффициент сглаживания больше,
чем при отсутствии компенсационной обмотки дросселя.

Полученное значение коэффициента сглаживания характеризует
фильтр неполностью. Поэтому для сравнения эффективности фильтров
с компенсационной обмоткой и без нее были предложены характеристиче-
ские коэффициенты, полученные на основании следующего.

Выходное напряжение &-й гармоники, снимаемое на нагрузке, питае-
мой через Г-образный фильтр, выражается в виде:

mk ~ gf *

выходное напряжение фильтра с компенсационной обмоткой



Umk m2 — 1

ГДе =

tn — число фаз выпрямления;

Значения величин характеристических коэффициентов для Г-образных
сглаживающих фильтров без компенсационной обмотки (YaiP&) и с ней
(Y&Pfc) Для различных гармоник и чисел фаз выпрямления приведены
в табл. 5-2.

Как видно из таблицы, преимущества фильтра с компенсационной
обмоткой перед обычным Г-образным фильтром сильнее всего сказываются
по первой гармонике, которая имеет наибольшую амплитуду. На гармони-
ках же более высокого порядка предпочтение следует отдать обычному
Г-образному фильтру, так как у него множители величины амплитуды
выходного напряжения по 2-й гармонике получаются меньшими, чем у филь-
тра с компенсационной обмоткой. Если учесть, что амплитуда 2-й гармоники
больше амплитуд гармоник высшего порядка, то станет очевидной малая
эффективность действия фильтра с компенсационной обмоткой. Экспери-
ментально доказано, что при т — 2 эффективность действия у фильтра
Таблица 5-2

Г-образный фильтр	Число фаз выпрямле- ния пг	Значение коэффициентов	и	для фильтров с по-  рядковым номером гармоник k							
		1	2	3	4	5	6	7	8
Без компен-	2		50	9,4	2,7	1,2	0,8	0,3	0,09
сационной	3	1000	57,5	11	з,з	1,4	1,0	0,36	0,10
обмотки	6		61,3	12	3,6	1,5	1,1	0,39	0,10
С компенса-	2		150	76	43	29	20	15	12
ционной	3	0	172	89	53	34	24	18	14
обмоткой	6		183	96	56	37	26	19	15

с компенсационной обмоткой в 2,2—2,3 раза выше, чем у обычного Г-образ-
ного фильтра.

Тщательный анализ работы фильтра с компенсационной обмоткой
показывает, что он эффективен в выпрямительных установках, выпрямлен-
ный ток которых достаточно велик. В случае малых токов нагрузки и при
возможности использования П-образных LC-фильтров нет технической
целесообразности в применении дросселей с компенсационными обмотками.

§ 5-3. ПЕРЕХОДНЫЕ ПРОЦЕССЫ В СХЕМАХ
СО СГЛАЖИВАЮЩИМИ ФИЛЬТРАМИ

При включении и выключении выпрямительного уст-
ройства со стороны питающей сети в нем возникают переход-
ные процессы. Эти процессы проявляются в кратковременных
больших токах через вентиль и в перенапряжениях на кон-
денсаторах фильтра. Несмотря на кратковременность пере-
ходных процессов, они могут вывести из строя выпрями-
тельное устройство вследствие порчи вентилей, пробоя кон-
денсаторов фильтра, пробоя обмоток трансформатора и дрос-
селя фильтра.

Если элементы фильтра выбраны так, что установившийся
выпрямленный ток, протекающий через фильтр и нагрузку,
не имеет перерывов и его значение всегда больше нуля, то при
анализе переходных процессов в фильтре можно не учиты-
вать односторонней проводимости вентилей. В этом случае
в схеме происходят такие же процессы, как при включении
и выключении постоянного тока на фильтр, т. е. можно счи-
тать, что фильтр с нагрузкой включается или выключается
от источника постоянного тока, э. д. с. t/Ox. х, как это пока-
зано на схеме рис. 5-8, а.
При включении схемы в ней возникают переходные про-
цессы, описываемые уравнениями:

UOx.x = ijB + L-^ + ^icdt;

4 “	О»

ис = ±№ =	(5-18)

где fB — ток выпрямителя;

ic — ток конденсатора;

гв — сопротивление выпрямителя, включая активное
сопротивление обмоток трансформатора и дросселя.

Рис. 5-8. Включение выпрямителя на нагрузку с Г-образным
фильтром по постоянному току: а — эквивалентная схема;
б — графики изменения тока и напряжения.

Преобразовав выражения (5-18), получим:

j___L ( г ___4-	(1	_Ч_\

^2 • L ув "Г RnC ) dt LC V Ян /

fer- (5-19)

Решение уравнения (5-19) дает возможность определить
ток iB, а по нему найти мгновенное значение напряжения
на конденсаторе, определяемое равенством:

«с = ^0 X X — Vb	(5-20)

Ток гв, протекающий через вентиль, равен сумме токов
установившегося и устанавливающегося (переходного) про-
цессов, т. е.

^уст “1“ ^пер>

(5-21)
где установившийся ток равен току нагрузки /0 и опреде-
ляется соотношением:

=	(5-22)

Величину переходного тока можно найти из уравне-
ния (5-19), если отбросить его свободный член, т. е. поло-
жить:

т> + т(г.+ к5г)тг + тг(1+й-)=°- <5-23»

Уравнение (5-23) описывает процесс свободных колебаний
в рассматриваемой схеме. Это уравнение имеет решение
в виде:

t'nep	8*П	<5'24)

Отбросив свободный член уравнения (5-19) и исключив
из рассмотрения ток установившегося процесса, мы предпо-
ложили, очевидно, что в схеме имеется только ток переход-
ного процесса znep, относительно которого и решается урав-
нение.

Полный ток вентиля при включении схемы

'=si“ (М5)
где фазовый угол определяется отношением:

1ё ф = aL-—Ru — rB’

1	/ 1 , гв\	1

2	\/?нС + L )’	jALc *

При этом принято:

гв <£ R»; (офЛ < /?н; а « ®ф.

Представив ток как сумму двух составляющих [см.
уравнение (5-21)], можно написать аналогичное выражение
и для напряжения:

U С	С уст "Ь Uc Пер»

(5-26)

где Uc уст — установившееся напряжение на конденсаторе,
равное напряжению на нагрузке, т. е. t/0;
Uc пер — устанавливающееся напряжение на конденса-
торе во время переходного процесса.
Напряжение на конденсаторе можно определить двумя
способами. По первому находят Uc пер из уравнения, ана-
логичного выражению (5-23):

d*Uc пер .	1 /	, L \ dUc пер U С пер / 1 । /“в \ л

+ _ ^Гв+—+	+_J = 0.

Решение этого уравнения имеет приближенное значение
в виде:

UС пер	& 0 х. х	COS + ф)«

Подставив найденную величину в формулу (5-26), полу-
чим:

Uc х. х [1 — e~at cos (<М + Ч>Ь (5‘27)
где а и ф определяются соотношением (5-25).

По второму способу напряжение на конденсаторе опре-
деляют из уравнения:

где iB вычисляют по формуле (5-25).

В таком случае найдем:

= — а е~а‘ sin (at + <р) + e~at cos (<вф^ — <р);

Uс ~ Uо х. х х. х^ а* cos (й)ф^ 4~ ф) Uo х. х X

х hns + е'°'5|п <“»' + ф>] 

Если учесть, что гв < и гв < сОфЬ, то

+ Sr e~ai sin (<°*Z + ф) ] 0;

хП — e-“'cos ((Оф/ + <р)].

Из уравнений для тока и напряжения следует, что значе-
ние тока, протекающего через вентиль при включении выпря-
мителя, велико и намного превышает его значение при уста-
новившемся режиме работы выпрямителя. Максимум тока
будет наблюдаться примерно через четверть периода после
включения выпрямителя, как это показано на рис. 5-8, б.
Если подставить в выражение (5-25) t = Т/4 и считать ф =0,
то можно получить:

_ ал

I	^0 X. X | ^ох. X 2й)ф т I д/

'вмакс Гв_|_ ~Г	~20 Л" ^вмакс»
где

в макс

CUT	CUT

—"2“ф = У» х<:^ е~ "2“ф	(5-28)

/4

т. е. увеличение тока во время переходного процесса зависит
от элементов фильтра L и С. Для ограничения величины
/ВМакс элементы фильтра L и С должны быть соответствую-
щим образом рассчитаны. Однако рассчитать элементы
фильтра только с точки зрения ограничения тока /вмакс
нельзя, так как необходимо учитывать и другие требования,

Рис. 5-9. Ограничение пускового тока с помощью сопротивлений:
а и б — схемы включения пусковых сопротивлений; в — графики
изменения тока и напряжения при включении выпрямителя.

предъявляемые к фильтрам. В мощных выпрямительных
установках, в которых наиболее важно ограничить
ток /вмакс, применяют пусковые сопротивления, замыкаю-

щиеся накоротко спустя некоторое время после включения
выпрямителя. Схема включения пусковых сопротивлений
показана на рис. 5-9, а.

Величину пускового сопротивления 7?п можно определить
из соотношения:

где /в макс
мителя;

а'л

J ~ ^0х- х I ^ох. X	2(0 ф

"вмакс— гв + £н^	£

— заданное значение тока при включении выпря-

, _ 1 / 1 ,
а ~ 2 \ ЯНС+

^в ~Ь

L ) *

Определив значение а', обеспечивающее заданную вели-
чину тока /вмакс, можно рассчитать необходимую величину
сопротивления /?п. Практически допускают /вмакс < 3/0.
Если же ограничивать ток пусковым сопротивлением неже-
лательно, то приходится увеличивать индуктивность дрос-
селя фильтра.

В ряде случаев целесообразно включать пусковое сопро-
тивление со стороны первичной обмотки трансформатора,
как это показано на рис. 5-9, б. Тогда пусковое сопротивле-
ние рассчитывают с учетом коэффициента трансформации,
т. е. пересчитывают его во вторичную цепь трансформатора.

Установки, в которых можно регулировать напряжение
на трансформаторе, не нуждаются в пусковых сопротивле-
ниях. В момент включения выпрямителя устанавливают с по-
мощью регулятора наименьшее напряжение трансформа-
тора. В маломощных выпрямительных устройствах из-за
больших значений внутреннего сопротивления выпрями-
теля гв переходные процессы имеют апериодический характер
и весьма быстро прекращаются. При этом не наблюдается
большого увеличения тока через вентиль, как это имеет
место в мощных устройствах.

Максимум напряжения на конденсаторе возникает при-
мерно через полпериода после включения выпрямителя.
Подставив в уравнение (5-27) t = 7V2, найдем:

(ал \

1 -т~ е / “ t/0 х. х + At/с макс» (5-29)

где

ал

<Оф

At/^ макс t/0 х. хе

Включение пускового сопротивления /?п увеличивает
значение а и приводит к уменьшению Uc макс. При наиболее
неблагоприятном случае, когда а = 0, напряжение на кон-
денсаторе станет равным Uc макс = 2t/Ox, х, как это следует
из выражения (5-29). Практически же допускают Uc макс <

1>5t/0 Xt х.

Опасность перенапряжений при выключении выпрями-
теля заставляет выбирать конденсатор с большим рабочим
напряжением и принимать меры к предохранению питаемых
устройств.

В маломощных выпрямительных устройствах наиболь-
шую опасность представляет перенапряжение при холостом
режиме работы, когда сопротивление нагрузки = оэ
из-за значительного превышения UQ х, х над нормальным
204
значением напряжения Uo. В таких выпрямителях напряже-
ние на трансформаторе рассчитано на компенсацию боль-
шого падения напряжения при нагрузке. В этих случаях
необходима балластная нагрузка или же полезная нагрузка
постоянной величины. В некоторых маломощных выпрями-
телях роль такой нагрузки выполняет обмотка подмагничи-
вания электродинамического громкоговорителя. Тут не
опасны перенапряжения, которые могли бы возникнуть из-за
того, что анодные цепи ламп не нагружают выпрямителя
до разогрева катодов, наступающего примерно через 50 сек
после их включения.

При выключении выпрямителя также возникают пере-
ходные процессы, имеющие колебательный характер. Эти
процессы описываются приведенными ранее уравнениями.
Решения этих уравнений определяют ток вентиля и конден-
сатора

tB = f’nep = Zo j/1 +	)2-e~at cos (®ф/ + <p);

/с -	W У1 + (-4r)2-*-“z sin ((оф/ + <p), (5-30)

где

с»ф£
aL — RH — rB



Ток вентиля будет постепенно уменьшаться, и время его
полного исчезновения зависит от времени затухания цепи,
определяемого значением а.

Напряжение на конденсаторе можно определить, как
и ранее, из выражения:

= ^0 х. х —	---Гв*в “	уст + пер»

подставив в него значение тока iB из равенства (5-30). При
подстановке и дифференцировании получим:

= U0x.x — aLI0 У1 + (-^г)2-е~а/ cos(<0ф/+ ф)+

+ ®фЫ0 У1 + (7^7 )2-е-а/ sin (<оф/ + ф) —

— Мо У 1 +	)2.е~а/ cos ((Оф/ + ф).
Положив, что aL и гв приблизительно равны друг другу
и значительно меньше (&$L, получим:

Uс = ^ох. х + ®ф£/0 ]/1 +	sin Ы + Ф)-

При этом максимальное значение напряжения на конден-
саторе

^СмаКс^^Ох.х + ®ф^о/1 + (-^Г)2’е"а<>

ИЛИ

исмакс^UOX.X + IORH -у/1 +(^)2.е-Ч (5-31)
Для практически используемых фильтров множитель

1/ 1 4-	) немногим больше единицы, и перенапряже-

\ /

ния на конденсаторе при включении невелики. Характер

изменения тока и напряжения при выключении выпрямителя
показан на рис. 5-9, в.

§ 5-4. ВЛИЯНИЕ СГЛАЖИВАЮЩЕГО ФИЛЬТРА
НА РАБОТУ РАДИОУСТРОЙСТВ

Действие сглаживающих фильтров на режим работы
радиоустройств бывает различным. В одних случаях наиболь-
шее влияние на работу устройств, питаемых от выпрямителей
через фильтры, оказывают перенапряжения или снижения
напряжений, в других — сильнее сказывается влияние боль-
шого внутреннего сопротивления фильтров. Степень влияния
тех или иных факторов в значительной мере определяется
особенностями и режимом работы радиоустройств. Описать
все возможные случаи, разумеется, немыслимо из-за боль-
шого разнообразия радиотехнических устройств. Ниже рас-
смотрено влияние сглаживающего фильтра только на неко-
торые типы радиотехнических устройств и лишь при неко-
торых режимах их работы.

А. Искажения формы телеграфных сигналов с учетом
внутреннего сопротивления фильтра

Известно, что в радиотелеграфных передатчиках с ампли-
тудной манипуляцией ток нагрузки меняется в пределах
от /о до /о, как показано на рис. 5-10, а. Когда телеграф-
ный ключ нажат и происходит передача сигнала точки или
206
тире, передатчик потребляет наибольший ток /0, а выпрями-
тель нагружен наименьшим сопротивлением jRh. При отжа-
тии ключа, что соответствует паузе между передаваемыми
сигналами, потребляется наименьший ток а сопротив-
ление нагрузки увеличивается до значения /?н =
Одновременно с изменением тока нагрузки происходит
изменение напряжения на выходе выпрямителя, в резуль-
тате чего форма передаваемых сигналов искажается. Харак-
тер этих искажений показан на рис. 5-10, б.



Рис. 5-10. Характер изменения тока нагрузки и напряжения на
конденсаторе фильтра при передаче телеграфных сигналов

точка — тире — точка.

При отжатии ключа в момент времени tQ ток выпрямителя
уменьшается. При этом напряжение на конденсаторе Uc
под воздействием дросселя сглаживающего фильтра возра-
стает, достигая максимального значения в момент времени t±,
В промежуток времени от до /2 происходит спадание напря-
жения на конденсаторе. Если в момент времени /2 нажать
телеграфный ключ, то мгновенного увеличения тока вен-
тиля iB не происходит из-за демпфирующего действия дрос-
селя сглаживающего фильтра. Ток нагрузки может увели-
читься только за счет разрядки конденсатора, в результате
чего напряжение на конденсаторе будет падать до тех пор,
пока ток вентиля постепенно не достигнет необходимой вели-
чины, определяемой сопротивлением нагрузки /?н. Этот про-
цесс будет длиться до времени t3. За счет зарядки конденса-
тора по мере увеличения тока iB начинает возрастать напря-
жение на конденсаторе. Если в момент времени ключ
отжат, то ток нагрузки уменьшается, а напряжение на кон-
денсаторе увеличивается и т. д.

Описанное изменение напряжения на конденсаторе вызы-
вает в свою очередь изменение тока /0, потребляемого пере-
датчиком, и приводит к искажениям передаваемых сигналов.
Искажения могут быть весьма большими, вплоть до раздвое-
ния сигналов, когда вместо тире получаются две точки.

Сигналы могут искажаться больше или меньше в зависи-
мости от величин L и С фильтра. Поэтому требуется проверка
фильтра на допустимые величины искажений.

Рис. 5-11. Выпрямитель со сглаживающим фильтром: а — эквивалентная
схема; б — график тока нагрузки при передаче серии точек; в — схема
включения сопротивления

Эквивалентная схема выпрямительного устройства при
работе на радиотелеграфный передатчик с амплитудной
манипуляцией приведена на рис. 5-11, а. Как и в ранее
рассмотренных случаях включения и выключения выпря-
мителя, можно воспользоваться уравнениями, аналогичными
выражениям (5-18) и (5-19). Решения уравнений для слу-
чая отжатого ключа имеют вид:

iB = /о + (/0 — 4) e~at cos (Оф/;

Uc = и'й + (/0 - 1о) Уe~at sin (оф/,	(5-32)

где /о и Uq — постоянные составляющие тока нагрузки
и напряжения на ней при отжатом ключе передатчика;

_ 1 / гв .	1	\	1

а -~г[~г +

При этом допущено, что

(/?„ + /?Н1) > г8; -^°~/° = 0;	0; —	0.

«фЛ	й)ф£	(Оф
Полагая, что максимум напряжения на конденсаторе
будет при #<оф = л/2, получим:
ал

!"ф- <5-33»

Практически считается допустимым

UС макс	1»2£70.

Для случая нажатого ключа решения исходных диффе-
ренциальных уравнений имеют вид:

*в = h — (/« — Л>) e~at cos

6?с= Uo— (/» — /о)	Sin<°q/»	34)

где

“	2 U т /?„С / '

Если положить, что напряжение на конденсаторе будет
наименьшим через время сэф/ = л/2 после нажатия ключа,
то получим:

___	_ ал

UС мин = U0 - Оо - /о) /4-е 2“Ф •	{5‘35)

Практически искажения сигналов считаются допусти-
мыми, если

^Сми„>4у-	<5‘36>

Если выбранные элементы сглаживающего фильтра L
и С таковы, что искажения не превышают допустимых, то
данный фильтр можно использовать. В противном случае
необходимо изменить величины L и С так, чтобы одновре-
менно удовлетворить требованиям сглаживания и уменьше-
ния искажений. При искажениях, превышающих допустимые,
приходится, как правило, уменьшать индуктивность дросселя.

Б. Искажения формы телеграфных сигналов
с учетом скорости их передачи

При небольших скоростях передачи с большими паузами
между передаваемыми сигналами возможны моменты вре-
мени, в течение которых процессы установления успевают
закончиться. В таких случаях применимы приведенные выше

14 В. Ю. Рогинский 1245	2 09
соотношения для определения перенапряжений и искаже-
ний. Если же передача ведется со скоростью, при которой
продолжительность паузы между сигналами почти равна
периоду собственных колебаний фильтра, то процессы уста-
новления не успевают закончиться, и искажения формы
кривых передаваемых сигналов будут при этом наибольшими.
Аналитически учесть эти искажения можно лишь для неко-
торых частных случаев. Один из них описан ниже.

Пусть передача одинаковых сигналов, например точек,
происходит с частотой Q, когда ток, потребляемый передат-
чиком, изображается несинусоидальной кривой, как бы со-
стоящей из постоянной составляющей (/0 + /о) и пере-
менной составляющей прямоугольной формы с амплитудой
/оа = -у- (/° — /о), как это показано на рис. 5-11, б.
Поскольку кривая периодически повторяется, то ее можно
представить гармоническим рядом:

i.-4-(ue+^x

X ^sin Qt + sin Зй/ + sin 5Й/ +•••].	(5-37)

Сопротивление фильтра току передатчика с частотой,
равной собственной частоте фильтра,

7 ~_£_

Z<i>~ Сгв ’

так как оно равно эквивалентному сопротивлению параллель-
ного контура при резонансной частоте ©ф й я» l/p^LC.
Падение напряжения на фильтре, созданное первой гармо-
никой тока, выражается отношением:

U’oa = /оп/ф = 4	7V- •	(5-38)

Величина искажений, вносимых фильтром, может быть
оценена отношением:

и'п

^HCK = -ir,	(5-39)

или после подстановки величин

к _2(/о-/о)1

Лнск ” лгв1/0С \
откуда:

< ^иск • ч •	(5-40)

С иск2(/0—/0)

Практически при современных скоростях передачи допу-
скается /Сиск <20%.

Из неравенства (5-40) следует, что величины L и С надо
выбирать в сочетании с допустимыми величинами /Сиск. Если
почему-либо нельзя изменить соотношения величин L и С,
то снизить искажения можно, уменьшив величину (/0 — /о).
Для этого надо включать балластное сопротивление нагрузки
выпрямителя во время отжатия ключа и тем увеличить /0-
Экономически это не всегда целесообразно, и может оказаться
выгоднее уменьшить емкость фильтра.

В тех случаях, когда один и тот же сглаживающий фильтр
питает, помимо радиотелефонного, еще и радиотелеграфный
передатчик, необходимо принять меры для уменьшения иска-
жений тех и других сигналов. В таких фильтрах величину LC
выбирают в соответствии с требованиями сглаживания пуль-
саций, и сохранить требуемое отношение L/C для неискажен-
ной передачи телеграфных сигналов можно только, применив
конденсаторы с большой емкостью, что экономически не
всегда целесообразно. В таких случаях выгоднее шунтиро-
вать дроссель фильтра сопротивлением как показано
на рис. 5-11, в.

Сопротивление должно быть меньше индуктивного
сопротивления дросселя для резонансной частоты. Это обес-
печивает протекание постоянной составляющей тока через
дроссель, сопротивление которого для постоянного тока
мало, переменная же составляющая тока проходит частично
по сопротивлению /?ш. Для такого фильтра коэффициент
искажения

^'иск и	и »

откуда:	0	0

7?ш=Аис!А>	(5-41)

Лш

Наименьшее сопротивление шунта

Р	К

МИН 2'ИСК Q / J

2 Vo —’ 2о/
так как

f __ 4%й __ 4 (Л) — /о)

7oq “ л “ 2л
Одновременно с уменьшением коэффициента искажений
при шунтировании дросселя фильтра уменьшается и коэффи-
циент сглаживания. Используя выражение для коэффициента
сглаживания Г-образного фильтра в виде:

_ jmwL

jmmC

получим для случая шунтированного дросселя:
_____________________ . 1

Q + jnuaL ’ jmtoC *
или

q = .	' = m^LC Л1 .

Я2Ш+ т!<Л> тшС	+ 'л2«2^2

Если учесть, что

< юФ£; < то);
то

q т(£)С#ш.	(5-42)

В случае, если полученное значение q окажется меньше
заданного для нормальной работы передатчика, то необхо-
димо увеличить емкость С.

Проверка фильтра на искажение передаваемых сигналов
с частотой, отличной от частоты собственных колебаний
фильтра, ограничивается выполнением неравенства:

< 0,25,	(5-43)

АН
при котором искажения не превышают допустимых.
Рассмотрение условий работы сглаживающих фильтров,
через которые питаются проводные средства связи (телеграф,
телефон), сильно усложнено тем, что нагрузка выпрямителя
не является чисто активной. Реле телеграфных аппаратов
и проводные линии связи представляют собой комплексную
нагрузку. Допустимые величины искажений при этом зависят
от системы, которая питается от выпрямителя. Ток нагрузки
в телеграфных линиях при отжатом ключе мало отличается
от нуля, что также усложняет расчет параметров фильтра.
В связи с этими обстоятельствами необходимо фильтр рас-
считывать конкретно для тех или иных линий связи, для
той или иной аппаратуры. В некоторых случаях выясняется,
что можно обойтись очень простым фильтром или же вовсе
212
исключить фильтр из схемы, так как распределенные индук-
тивности и емкости линии, оказывая сглаживающее дейст-
вие, позволяют питать линию непосредственно от выпрями-
теля. То обстоятельство, что выпрямители, используемые
в установках связи, работают на буферную нагрузку (на
аккумуляторную батарею) большой емкости, позволяет при
низких выпрямленных напряжениях обходиться на практике
без сглаживающих фильтров.

В. Искажения модулированных сигналов

При питании усилителей звуковой частоты или радио-
передатчиков с амплитудной модуляцией потребляемый ток
изменяется в соответствии с амплитудой передаваемого

Рис. 5-12. Усилитель звуковой частоты, питаемый через
сглаживающий Г-образный фильтр: а — принципиальная
схема; б — эквивалентная схема; в — график тока нагрузки
выпрямителя.

сигнала или усиливаемых колебаний. Например, в усилителе
звуковой частоты, работающем в режиме колебаний 1-го
рода, анодный ток изменяется в зависимости от амплитуды
усиливаемого сигнала Ug. При этом изменяется величина
переменной составляющей анодного тока, а величина по-
стоянной составляющей остается неизменной, если только
напряжение питания усилителя не изменяется с течением
времени. В случае питания модуляционных устройств, рабо-
тающих в режиме колебаний 2-го рода, изменяется также
и постоянная составляющая потребляемого тока в зависи-
мости от амплитуды модулирующего сигнала.

Принципиальная схема простейшего однокаскадного уси-
лителя с выпрямителем, их эквивалентная схема и график
тока показаны на рис. 5-12. Здесь 7?а — сопротивление
нагрузки в анодной цепи усилителя; — внутреннее сопро-
тивление усилительной лампы; р — статический коэффи-
циент усиления лампы; U& — амплитуда усиливаемого на-
пряжения. Эквивалентная схема составлена так, что уси-
ливаемое напряжение звуковой частоты перечислено в анод-
ную цепь лампы в виде генератора с э. д. с. |x(7g и внутрен-
ним сопротивлением а гв — сопротивление выпрямителя.

Как видно из эквивалентной схемы рис. 5-12, б, сопро-
тивление фильтра для переменной составляющей анодного
тока Iq определяется в основном сопротивлением конденса-
тора С, а сопротивление фильтра переменным составляющим
выпрямленного тока определяется сопротивлением дросселя.
Естественно стремление получить наименьшее сопротивление
переменным составляющим усиливаемого колебания и наи-
большее сопротивление переменным составляющим выпрям-
ленного напряжения со стороны фильтра. Это обеспечило бы
большее постоянство коэффициента усиления и наилучшее
сглаживание пульсаций. К сожалению, оба требования несов-
местимы, и их приходится удовлетворять посредством компро-
мисса, т. е. не полностью выполнять одно из них, заведомо
нарушая другое. В результате возникают частотные искаже-
ния усиливаемого сигнала, выражающиеся в том, что си-
гналы некоторых частот усиливаются лучше, а других —
хуже.

Для определения величины искажений и выбора элемен-
тов сглаживающего фильтра можно использовать следующие
соотношения. При отсутствии сопротивления фильтра ток
звуковой частоты

/ _ H^g .

а Ri + Ra’

при наличии сопротивления фильтра 7ф ток звуковой ча-
стоты

_______H^g

° Я/ + Яа + 2ф ’

причем 7ф изменяется с частотой усиливаемых колебаний.

Коэффициент частотных искажений, обусловленный со-
противлением фильтра,

is ____	_ I Ri.Ra I

a4.hck- /q + +	[•
Сопротивление фильтра для тока с частотой Q равно:

<'- + '“>7Sc

Ф

или после преобразования

7 ______________!________

ф ~ Г г /	4 '

Если учесть, что rB < jQL; соф << QH и соф — l/yTLC,
то сопротивление фильтра

7 ~	1

! QHC '

где Q„ — самая низкая частота усиливаемых колебаний.
В этом случае коэффициент частотных искажений

Отсюда можно определить емкость конденсатора С при
заданном коэффициенте допустимых частотных искажений

Г iz2

Обычно допускают коэффициент частотных искажений
по диапазону усиливаемых колебаний в пределах 0,98—0,97.
Тогда для самой низкой частоты усиливаемых колебаний
потребуется минимальная емкость конденсатора сглаживаю-
щего фильтра

<5*45>

Для случая питания модулирующего устройства радио-
передатчика можно воспользоваться всеми приведенными
соображениями. В этом случае усилитель звуковых колеба-
ний явится модулятором и коэффициент частотных искаже-
ний будет служить мерой демодуляции, т. е. мерой искаже-
ния формы огибающей кривой модулированных высокоча-
стотных колебаний. При этом можно считать, что
где М — коэффициент модуляции;

/ю — амплитуда тока высокой частоты.

При использовании уравнения (5-45) надо положить /?а =
= 0, так как сопротивление резонансного контура в анодной
цепи лампового генератора (модулируемого каскада передат-
чика) ничтожно мало для низкочастотного тока Iq.

Необходимые расчетные соотношения можно получить
на основании следующего. Пусть из-за падения напряжения
в фильтре анодное напряжение модулятора снизится до
O,98Z7o. Так' как сопротивление фильтра для тока низкой
частоты является чисто реактивным, то падение напряжения
в фильтре составит:

ДС/ф =_	— О,922и'о = ий /1 — 0,982	0,2(/о,	(5-46)

где Uq — среднее значение выпрямленного напряжения.

Подставив значение сопротивления фильтра для тока
низкой частоты, найдем:

д(/ф = гф/й = — - o,2t/o,

откуда необходимая емкость фильтра

Учитывая, что внутреннее сопротивление лампы перемен-
ному току ВЫСОКОЙ частоты Ri	U$/!& и Ломакс < h

дем:

106

С 0,2Я,йн

(5-47)

Для усилителей высокой частоты и модуляторов,, рабо-
тающих в режиме колебаний 2-го рода, количественные соот-
ношения окажутся несколько иными, чем приведенные выше.
Самый неблагоприятный случай искажений имеет место,
когда Qn = (Оф. Сопротивление фильтра току с частотой QH
является наибольшим и равно

Для этого случая коэффициент частотных искажений

TS _____ Ra ~г Ri

Лч.иск-^ ^а + ^. + 2ф ’
При заданном значении коэффициента частотных иска-
жений должно быть выполнено неравенство:

4 < ГВ (Яа + Я/) (1 - кч. яск) [гн/ф].	(5-48)

Практически частота й ниже собственной частоты
фильтра, и уменьшение частотных искажений может быть
достигнуто посредством уменьшения индуктивности дросселя
и сопротивления гв.

§ 5-5. ЭЛЕКТРОННЫЕ СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

Описанные выше сглаживающие LC-фильтры шире всего
применяются в устройствах электрического питания средней
и большой мощности, поскольку падение напряжения по-
стоянного тока на дросселе фильтра можно сделать неболь-
шим. Использованию этих фильтров в мощных установках
благоприятствует также то, что названные фильтры не тре-
буют большой индуктивности дросселя и к. п. д. у них доста-
точно высок. Кроме того, с их помощью технически просто
осуществить сглаживание пульсаций. К основным недостат-
кам сглаживающих LC-фильтров относится следующее:

1.	Для маломощных установок вес и размеры дросселя
сглаживающего фильтра соизмеримы с весом и размерами
силового трансформатора, в результате чего все выпрями-
тельное устройство оказывается громоздким и тяжеловесным.

2.	Дроссель сглаживающего фильтра, создавая магнитные
поля рассеяния, увеличивает помехи радиоприему.

3.	Дроссель и конденсатор сглаживающего фильтра яв-
ляются причиной возникновения сложных переходных про-
цессов, приводящих к заметным искажениям и помехам
в работе питаемых через фильтр устройств (усилителя, пере-
датчика и т. п.).

4.	Сглаживающие фильтры с дросселем рассчитаны на
сглаживание лишь тех пульсаций, частоты которых равны
или кратны частоте выпрямленного тока, тогда как все более
медленные изменения и колебания напряжения в сети беспре-
пятственно передаются в нагрузку.

Указанные недостатки LC-фильтров привели к попыткам
применять вместо них сглаживающие /?С-фильтры, в осо-
бенности при малом потребляемом токе и достаточно высоком
напряжении на нагрузке. Однако и эти фильтры не свободны
от недостатков, существеннейшим из которых является
малый к. п. д. вследствие того, что на фильтрующем сопро-
тивлении /?ф происходит большое падение напряжения по-
стоянного тока.

Электронные фильтры свободны от многих недостатков
LC- и /?С-фильтров, чем и объясняется повышенный интерес
к ним в последнее время. Тем не менее нельзя не считаться
и с некоторыми недостатками электронных фильтров.

В электронных сглаживающих фильтрах роль дросселей
и конденсаторов выполняют электронные лампы или тран-

Рис. 5-13. Сглаживающий П-об-
разный фильтр с пентодом вмес-
то дросселя: а — схема; б — ра-
бочий участок характеристики
пентода; в — характеристики
сглаживающего фильтра.

зисторы. Такая замена элементов фильтра не только избав-
ляет его от ряда существенных недостатков, но и имеет прин-
ципиальное значение. Так, например, в условиях высоких
температур, особенно тогда, когда емкость конденсатора
должна быть большой, создать фильтр с электролитическим
конденсатором невозможно. Между тем в электронных фильт-
рах эта трудность устранена.

На рис. 5-13, а показана схема сглаживающего П-образ-
ного фильтра, в котором вместо дросселя использован пен-
тод. Действие пентода основано здесь на том, что для пере-
менного тока его сопротивление велико и равно 7?z, а для
постоянного тока — мало. Сглаживающее действие такого
фильтра можно определить, как и ранее рассмотренных
фильтров, следующим образом. Весь фильтр представляет
собой два звена сглаживающих фильтров: емкостного с кон-
218
денсатором Сх и Г-образного звена, состоящего из пентода
и конденсатора С2-

В соответствии с формулой (5-6) коэффициент пульсации
напряжения на конденсаторе Сх можно упрощенно опреде-
лить в виде:

S° = 2/nfcC! (Яи + Ri) ’	(5‘49)

причем величины и соизмеримы.

Коэффициент сглаживания Г-образным звеном фильтра,
включающим в себя пентод, можно определить в виде:

Л _ 1/п _ z

2..

где

~Zr = ~R7	Z' = \ + jmaC2Ra ’ Z = гв + %i + Z •

Учитывая, что сопротивление выпрямителя гв значи-
тельно меньше внутреннего сопротивления пентода, а сопро-
тивление нагрузки намного больше сопротивления кон-
денсатора С2 переменному току, получим:

Z I тыС2 ’ Z 1 mo)C2 ’

Ri j 1

qr = 4 = TC" = VlRtmaCtf + 1,
1 тюС2

или аналогично выражению (5-11):
qr maCiRi.

(5-50)

Падение напряжения постоянного тока в электронном
фильтре описываемой схемы зависит от типа пентода, тока
нагрузки и режима работы пентода. Из характеристики пен-
тода (рис. 5-13, б) следует, что область использования его
для целей сглаживания ограничена пределами, отмеченными
точками а и б. При использовании характеристики пентода
в пределах О — а, т. е. при малых токах нагрузки и малом
падении напряжения на пентоде, коэффициент сглаживания q
уменьшается, так как на этом участке характеристики сопро-
тивления пентода переменному и постоянному токам почти
соизмеримы. С увеличением тока нагрузки возрастает паде-
ние напряжения на пентоде и увеличивается коэффициент
сглаживания, так как в этом режиме работы пентод все больше
ведет себя как нелинейное сопротивление, у которого > /?0.
Тем не менее заходить далеко за пределы точки б не следует,
ибо при этом возрастает падение напряжения постоянного
тока на пентоде. Сказанное подтверждается эксперименталь-
ным сопоставлением электронных сглаживающих фильтров
с другими типами сглаживающих фильтров. Эти данные
в виде графиков приведены на рис. 5-13, в где сплошные линии
относятся к электронному, а пунктирные — к LC-фильтру.

Сравнивая АС-фильтр с электронным фильтром на основа-
нии графиков рис. 5-13, в, можно сделать следующие выводы:

1.	Нагрузочная характеристика у АС-фильтра менее
полога, чем у электронного, что является недостатком послед-
него.

2.	Фильтрующая способность LC-фильтра падает с уве-
личением тока нагрузки, что объясняется уменьшением
индуктивности дросселя фильтра за счет увеличения подмаг-
ничивания его сердечника; в то же время переменная состав-
ляющая Un у электронного фильтра снижается с ростом
нагрузки.

Из сказанного следует, что электронный фильтр с исполь-
зованием пентода в качестве дросселя сглаживающего фильтра
может быть успешно применен при токах нагрузки менее
100 ма и выпрямленном напряжении 500—1500 в. Приме-
нение такого фильтра в устройствах с низким напряже-
нием Uq практически нецелесообразно, так как на пентоде
падает обычно до 150 в напряжения постоянного тока.
При малых токах нагрузки описанный электронный фильтр
может оказаться в ряде случаев менее эффективным, чем
/?С-фильтр, которому и следует отдать предпочтение.

В качестве дросселя сглаживающего фильтра может быть
использован полупроводниковый триод по схеме, приве-
денной на рис. 5-14, а. Здесь триод действует почти так же,
как пентод в описанной выше схеме. Как и пентод, полупро-
водниковый триод обладает большим сопротивлением пере-
менному току и малым сопротивлением постоянному току.
Различие величин сопротивлений можно уточнить с помощью
семейства коллекторных характеристик триода, приведен-
ных на рис. 5-14, б. Ток коллектора плоскостного триода /к
почти не зависит от потенциала коллектора UK3 и в основном
определяется током эмитера /э. Такой вывод следует из того,
что характеристики идут с очень малым наклоном к оси
абсцисс. Для рабочей точки А сопротивление триода постоян-
ной составляющей тока /0 = 1К = 200 ма соответствует
220
падению напряжения на триоде Д(70 = 4/кэ — 16 в. Следо-
вательно:

R = Up = 80 ом.
*К

При условии поддержания тока эмитера 1Э постоянным
любое изменение напряжения на коллекторе ведет к пере-
мещению рабочей точки А по характеристике, вследствие
чего сопротивление коллекторной цепи триода переменной
составляющей тока определяется соотношением:

г> А^кэ

А/к •

Для многих мощных полупроводниковых триодов вели-
чина имеет порядок нескольких килоом.

Рис. 5-14. Сглаживающий фильтр с полупроводниковым триодом: а —
схема; б — характеристики триода; в — схема обеспечения постоянства
тока /3.

Для поддержания постоянства тока /э в схеме использо-
вана цепочка RxC2 с большой постоянной времени. Как видно
из рис. 5-14, в, при учете того, что сопротивление эмитер-
пого п—р-перехода невелико, ток эмитера

7 ~ ис
э ~ 9

причем благодаря большой постоянной времени R±C2 напря-
жение (7сна конденсаторе С2 за время одного периода пуль-
сации не может измениться намного, и ток 13 практически
остается неизменным.

Сопротивление R2 обычно служит для установки задан-
ного режима триода по постоянному току и должно выби-
раться в зависимости от тока нагрузки /0.

Расчет такого фильтра может быть выполнен по следую-
щим формулам.
Сопротивление фильтра постоянному току

7?ф = 7?! + 7?к =	[ом],	(5-51)

'о

где и*э — напряжение на участке коллектор — эмитер
триода — обычно составляет 16—20 в, а выбирают в пре-
делах 80—100 ом.

Падение напряжения постоянного тока на фильтре

At/ф = #ф/о = Rilo + И- (5-52)
Емкость конденсатора

С2 0,5 е р—,

причем рабочее напряжение конденсатора

^раб	1,5/0/?1.

Сопротивление

R2 ъ---------------------------Г-------.	(5-53)

l/0 (1 - а,) - UK3 + 1 - а, ) - /ко/?н

где az — статический коэффициент усиления триода по току;
RK — сопротивление п—р-коллекторного перехода триода;
/Ко — ток коллектора при /э == 0.

Сглаживающее действие фильтра
...............................1	........ (5-54)

V глт/сС! ) У («2 + аЛ)2 -2П-т^с- +	2

Эквивалентная индуктивность триода при его замене
дросселем

<5-55>

где т — число фаз выпрямления;

/с — частота сети (выпрямляемого тока).

Судить об основных параметрах сглаживающих фильтров
с полупроводниковыми триодами типа П4 можно по табл. 5-3.

Эксплуатация фильтров с полупроводниковыми триодами
требует учета следующих особенностей:

1.	Для нормальной работы фильтра переменная состав-
ляющая пульсирующего напряжения не должна превышать
8—10 в. Если это условие не соблюдается, то необходимо уве-
личить емкость конденсатора Ср
222
Таблица 5-3

Выходное напряжение фильтра и0, в	Ток нагрузки 10, ма	Напряже- ние икэ- в	Падение напряжения  Д1/ф. 0	Коэффициент сглаживания Я	Эквивалент- ная индук- тивность ^экв’ гн
250	200	18	36	200	16,7
250	300	17	44	61	15,6
350	50	19	23,5	177	44,8
350	100	18	27	127	32
150	50	20	24,5	200	50,6

Примечание. Приведенные данные относятся к однофазной
двухполупериодной схеме выпрямления при /?! = 90 ом, С1= 10 мкф,
С 2 = 60 мкф.

2.	Короткое замыкание выхода фильтра при включенном
выпрямителе весьма опасно и приводит к порче триода.

3.	Ток нагрузки /0 не должен превышать 0,5/кмакс для
выбранного типа триода.

На рис. 5-15 приведены схемы электронных сглаживаю-
щих фильтров, в которых действие электронных ламп экви-

Рис. 5-15. Схемы сглаживающих фильтров, в которых электронная лампа
использована в качестве конденсатора фильтра Сф.

валентно действию емкости Сф в LC-фильтрах. В схеме
рис. 5-15, а триод Л представляет собой малое сопротивле-
ние переменному току, вызванному переменной составляющей
пульсирующего напряжения. Это сопротивление лампы,
будучи намного меньше сопротивления нагрузки, действует
так же, как емкостное сопротивление конденсатора LC-
фильтра, включенного параллельно /?н. В результате пере-
менная составляющая тока в нагрузке будет мала.

Делитель напряжения, состоящий из сопротивления
и конденсатора С на входе лампы, позволяет отделить пере-
менную составляющую пульсирующего напряжения. После
усиления этого напряжения лампой оказывается, что око
находится в противофазе с имеющейся на нагрузке пере-
менной составляющей напряжения, компенсируя ее действие.

В применении к схеме рис. 5-15, а и в соответствии
с приведенными там обозначениями переменная составляю-
щая анодного тока лампы

где 2др — сопротивление дросселя переменному току;

Un и и'п —переменные составляющие напряжений до дрос-
селя и после него.

Если пренебречь сопротивлением конденсатора С и счи-
тать характеристику лампы линейной, то получим:

д,, _ А/а _ и”~и'п _ Un

S ~ SZ№ SZ№+r

где S — крутизна характеристики лампы.

Отсюда коэффициент сглаживания фильтра

<7 = -^ = SZflP + l.	(5-56)

«I	п

Например, при 2др = 1 ком для fn = 100 гц в схеме с лампой, у кото-
рой S = 10 ма/в, получается q — 11. Это эквивалентно действию конден-
сатора в Г-образной схеме фильтра с таким же дросселем при С = 15 мкф.

Действие схемы фильтра, показанного на рис. 5-15, б,
почти такое же. Этот фильтр можно рассматривать как /?С-
фильтр, т. е. действие сопротивления почти аналогично
действию дросселя в схеме рис. 5-15, а, причем место вклю-
чения делителя напряжения (до или после сопротивления /?х)
принципиального значения не имеет.

Эффективность фильтра увеличивается при включении
усилителя напряжения в цепь обратной связи, как это сде-
лано в схеме рис. 5-15, в. Здесь левая половина лампы JIt
является усилителем напряжения обратной связи, а Л2
служит фильтрующей лампой. Если коэффициент усиления
по напряжению в схеме усилителя с Лг равен К, то коэффи-
циент сглаживания фильтра

q = SKZOT + 1.	(5-57)

Например, при К = 20, S = 10 ма/в, 7др = 1 ком и fn = 100 гц
лампа эквивалентна действию конденсатора Сф = 75 мкф.

При отсутствии емкости Ссм уменьшается эффективность
действия фильтра в 1—1,5 раза. Наилучшим образом дей-
224
ствуют фильтры, у которых Лг имеет наибольший коэффи-
циент усиления, а фильтрующая лампа Л2 — наибольшую
крутизну характеристики.

Разумеется, фильтры, в которых, подобно описанным,
вместо конденсаторов фильтра использованы электронные
лампы, можно построить и с применением полупроводнико-
вых триодов. Очевидно, что такие сглаживающие фильтры
обладают выходным напряжением фильтра (70, соизмеримым
с коллекторным напряжением, т. е. рассчитываются на отно-
сительно низкие рабочие напряжения.

Достоинство фильтров с электронными лампами вместо
конденсатора Сф заключается в том, что с их помощью легко
устранять медленные изменения напряжения на нагрузке
(очень низкочастотные пульсации), что весьма важно при
питании цепей ускоряющих электродов электронно-лучевых
приборов.

15 В. Ю Рогинский 1245
ГЛАВА ШЕСТАЯ

ЭЛЕКТРОХИМИЧЕСКИЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА
И НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЭНЕРГИИ

§ 6-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Источники тока, в которых производство электрической
энергии сопряжено с химическими процессами, называют
электрохимическими источниками тока. К таким источникам
относятся первичные электрохимические элементы и акку-'
муляторы.

В первичных электрохимическихэле-
ментах электрическая энергия образуется непосред-
ственно благодаря химическому взаимодействию входящих
в их состав веществ. Эти элементы (иногда их называют также
гальваническими) отдают электрическую энергию
в нагрузку без предварительного сообщения им электриче-
ской энергии от другого источника тока, чем они сущест-
венно отличаются от аккумуляторов.

То, что происходит в гальванических элементах, пред-
ставляет собой необратимый электрохимический процесс,
связанный с переходом валентных электронов от одного
вещества (электрода) к другому веществу. При этом веще-
ство одного из электродов расходуется, так как переход
электронов сопряжен с процессом вытеснения одного металла
другим. В результате с израсходованием вещества одного
из электродов элемент перестает действовать.

Электрохимические процессы в элементах являются одно-
временно и окислительными и восстановительными. В про-
стейшем случае процесс окисления сводится
к отдаче электронов атомом, молекулой или ионом. При этом,
как известно, атом, отдавая свои валентные электроны,
становится положительным ионом; если отрицательный ион
в процессе окисления утрачивает часть своих электронов,
то он может стать либо нейтральным атомом, либо положи-
226
тельным ионом; одновременно с потерей электронов меняется
заряд указанных частиц.

Процесс восстановления представляет собой
процесс присоединения электронов атомом, молекулой или
ионом. Этот процесс так же, как и окислительный, сопро-
вождается изменением характера частицы и заряда.

Окислительно-восстановительные процессы протекают
одновременно. Это означает, что при окислительном про-
цессе на одном электроде может происходить восстано-
вительный процесс на другом электроде, причем оба про-
цесса происходят не только одновременно, но и связаны
между собою. Как известно, окислительно-восстановитель-
ные процессы химических реакций могут быть как обрати-
мыми, так и необратимыми. В данном случае, т. е. в электро-
химических элементах, эти процессы, как уже упоминалось,
необратимы.

Аккумуляторы служат для накапливания элек-
трической энергии при их зарядке; расходование накопленной
энергии осуществляется при их разрядке на внешнюю цепь.
Действие аккумуляторов так же, как и элементов, основано
на обмене электронов между материалами электродов при
активном участии электролита, но в отличие от первичных
электрохимических элементов аккумуляторы являются вто-
ричными электрохимическими элементами.

В аккумуляторах окислительно-восстановительный про-
цесс происходит при замкнутой внешней цепи. При зарядке
аккумуляторов в процессе электролиза на положительном
электроде аккумулятора протекает реакция окисления,
а на отрицательном — реакция восстановления. При зарядке
аккумулятора на электродах происходят обратные реакции:
на положительном электроде — реакция восстановления,
на отрицательном — процесс окисления. Это означает, что
окислительно-восстановительные процессы в аккумуляторах
обратимы.

Непосредственными преобразовате-
лями энергии принято называть такие, в которых
происходит преобразование энергии первичного вида (теп-
ловой, солнечной радиации, электрического поля и т. д.)
в электрическую энергию. Такими непосредственными пре-
образователями являются термоэлектрогенераторы, солнеч-
ные и атомные батареи, топливные элементы, электреты
и другие.

Как известно, большинство современных способов произ-
водства электрической энергии связано с промежуточным

15*	227
преобразованием одного вида энергии в другой. Например,
тепловая энергия преобразуется в механическую, а послед-
няя в электрическую; энергия солнечной радиации превра-
щается в тепловую в виде нагретой воды и пара, а затем
тепловая энергия превращается в механическую, которая
впоследствии преобразуется в энергию электрическую.
При этом, как правило, промежуточные преобразователи
энергии обладают низким коэффициентом полезного действия,
и результирующее значение к. п. д. оказывается весьма
низким. Этим частично объясняется постоянное стремление
к исключению промежуточных преобразователей энергии.

До последнего времени непосредственное преобразование
первичных видов энергии в электрическую представляло ряд
затруднений, главным образом, из-за несовершенства пре-
образователей. За последние десятилетия появилось немало
технически приемлемых преобразователей энергии.Некото-
рые из этих преобразователей уже нашли себе практическое
применение, другие находятся в стадии технической дора-
ботки. В § 6-4 будут описаны некоторые из непосредственных
преобразователей энергии в их нынешнем виде.

§ 6-2. ЭЛЕКТРОХИМИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ И БАТАРЕИ

Электрохимические элементы классифицируются после-
дующим признакам:

а)	по конструкции — на элементы стаканчиковые и галет-
ные;

б)	по материалу электродов — на элементы медно-цин-
ковые, угольно-цинковые и смешанные;

в)	по виду электролита — на элементы с жидким и сухим
электролитом;

г)	по виду деполяризатора — на элементы с марганцевой
и марганцево-воздушной деполяризацией.

А. Устройство и принцип действия элементов

Схематическое устройство, поясняющее принцип действия
медно-цинкового элемента с жидким электролитом, показано
на рис. 6-1. Элемент имеет конструкцию стаканчика и состоит
из стеклянного сосуда /, разделенного на две части перего-
родкой 2, и пористой (необожжённой) глины. В левой части
сосуда содержится насыщенный раствор медного купороса
CuSO4, в который погружен медный электрод, служащий
положительным электродом элемента (+); в правой части
228
сосуда налит раствор серной кислоты H2SO4 с погруженным
в него цинковым электродом, являющимся отрицательным
электродом элемента (—).

При разомкнутой внешней цепи элемента, когда обмен
электрическими зарядами между электродами исключен,
ионы, перешедшие с электродов в раствор, располагаются
вблизи границы раздела металл — раствор и образуют
двойной электрический слой. В этом слое начинают накап-
ливаться электрические заряды, и довольно быстро разность



Рис. 6-1. Схематическое устройство медно-цинкового элемента.

потенциалов электрода и электролита настолько возрастает,
что переход ионов прекращается, причем количество пере-
несенного ионами металла оказывается ничтожно малым.

При замкнутой внешней цепи элемента по сопротивлению
нагрузки 7?н протекает ток. Цинковый электрод при этом
растворяется, образуя все новые порции раствора серно-
кислого цинка ZnSO4, а на медном электроде осаждается
медь из раствора медного купороса CuSO4. Этот процесс
обусловлен тем, что стремление перейти в раствор у ионов
цинка больше, чем у ионов меди ввиду разной концентрации
свободных электронов в этих металлах. В результате цин-
ковый электрод оказывается заряженным отрицательно,
а медный — положительно. При этом состояние равновесия,
установившееся было благодаря наличию двойного электри-
ческого слоя, нарушается, и электроны с цинкового электрода
перемещаются по внешней цепи элемента к медному элек-
троду.

Для восстановления нарушенного равновесия металли-
ческий цинк переходит в раствор в виде ионов согласно урав-
нению:

Zn->2e~>Zn++,	(6-1)

где е — заряд электрона. При этом электрическая нейтраль-
ность раствора (электролита), в который погружен цинко-
вый электрод, сохраняется благодаря тому, что ионы водо-
рода движутся сквозь пористую перегородку 2 к положи-
тельному электроду. Одновременно с этим приходящие
из внешней цепи электроны нейтрализуют у положитель-
ного электрода ионы меди согласно уравнению:

Си++ + 2е -> Си	(6-2)

и оседают на медном электроде.

В результате описанного окислительно-восстановитель-
ного процесса в течение всей работы элемента с замкнутой
внешней цепью происходит непрерывный процесс растворе-
ния цинка, сопровождающийся некоторым увеличением
объема медного электрода. Кислотность электролита у отри-
цательного электрода уменьшается, а у положительного
электрода увеличивается; концентрация медного купороса
понижается, а концентрация раствора цинкового купороса
повышается.

Разность потенциалов, развиваемая элементом, опреде-
ляется в виде:

Е = Eq — Е9Л,	(6-3)

где Ео — разность потенциалов электрода, не растворяю-
щегося в растворе, и электролита;

Е»л — разность потенциалов электрода, растворяющегося
в растворе, и электролита.

У медно-цинкового элемента Ео = +0,34 в, Еэл =
= —0,76 в, а э. д. с. Е = +0,34 — (—0,76) — 1,1 в. Э. д. с.
элементов другого типа, у которых электроды имеют дру-
гие нормальные электродные потенциалы,1 естественно, будет
иной.

1 Нормальным электродным потенциалом счи-
тается потенциал, возникающий при погружении металла в раствор, один
литр которого содержит один грамм-ион этого же металла в форме простой
соли.
Процессы поляризации и деполяризации в применении
к описанному медно-цинковому элементу сводятся к следую-
щему. Если в процессе длительной разрядки элемента
не пополнять раствор медным купоросом, то наступает исто-
щение раствора, и число ионов, участвующих в реакциях,
становится недостаточным. В результате этого ионы водо-
рода направляются к положительному электроду и там
разряжаются. Образующийся при этом свободный водород
растворяется в поверхностном слое электрода и изменяет
его потенциал. Вместо медного электрода получается как бы
водородный электрод с пониженным потенциалом. Такой
процесс называется поляризацией.

Если элемент разряжается небольшим током, то часть
образующегося водорода выделяется в виде пузырьков
наружу, и процесс поляризации проявляется менее заметно,
чем при разрядке большим током. При значительных разряд-
ных токах водород не успевает быстро выделяться наружу
в виде пузырьков газа и, скапливаясь на электроде, создает
с электролитом дополнительную гальваническую пару, э. д. с.
которой направлена против основной э. д. с. элемента.
В результате э. д. с. элемента заметно падает, снижаясь
до нуля.

Деполяризация элемента заключается в устра-
нении вредного явления поляризации, для чего вблизи
электрода помещают вещества, хорошо связывающие водород.
Такими веществами являются двуокись марганца, кислород
воздуха и др. В частности, в описанном выше медно-цинковом
элементе медный купорос можно рассматривать как деполя-
ризатор. В наиболее широко известных элементах Лекланше
с угольно-цинковыми электродами деполяризатором служит
двуокись марганца. В элементах типа ВД использована
воздушная деполяризация. Иногда пользуются воздушно-
марганцевой деполяризацией, но элементы с такой деполя-
ризацией плохо работают при перегрузках по току во время
разрядки и имеют ограниченный температурный диапазон
работоспособности (от +10 до +40° С).

Во многих случаях целесообразно сочетать два деполя-
ризатора, например воздушно-марганцевый с цинковым
(в элементах системы ВМЦ), воздушный с цинковым (в эле-
ментах системы ВЦ).

Выбор того или иного вида электролита зависит от усло-
вий предстоящей эксплуатации элементов. Например, для
переносимых и перевозимых радиостанций выбирают эле-
менты не с жидким, а с сухим электролитом в виде густой
пасты. Недостатком такой пасты является то, что с течением
времени она высыхает, возникает явление саморазрядки
элемента, цинковый электрод постепенно растворяется в элек-
тролите, и емкость элемента заметно падает. Элемент, даже
если им не пользовались, становится через 1—2 года негод-
ным.

Срок годности элемента можно значительно повысить,
если хранить его без электролита. Обычно воду или готовый
жидкий электролит наливают в элемент за 5—6 ч до начала

Рис. 6-2. Элементы галетного типа:
а—схематическое устройство; б — со-
единение элементов галетного типа в
батареи.

эксплуатации его в качестве источника тока. Такой элемент
часто называют водоналивным.

Наряду с элементами стаканчикового типа широко исполь-
зуются элементы галетного типа. Устройство элемента галет-
ного типа схематически показано на рис. 6-2, а. Брикет /,
спрессованный из обычной агломератной массы и являющийся
положительным электродом, частично покрыт тонкой бума-
гой 2, которая предохраняет цинк от попадания на него
крошек агломерата. Поверх бумаги наложена картонная пла-
стина (диафрагма) 5, пропитанная электролитом, а к послед-
ней прилегает цинковая пластина 4, являющаяся отрицатель-
ным электродом. На наружную сторону цинкового электрода
нанесен специальный электропроводящий слой 5, обладаю-
щий той особенностью, что он не пропускает через себя
электролит, но хорошо проводит электрический ток.
На собранный таким образом элемент надет чехол 6 из тонкой
232
полихлорвиниловой пленки. Две противоположные стороны
этого чехла снабжены вырезами 7, обеспечивающими элек-
трический контакт между элементами, собранными в батареи.
Пленочный чехол, изолируя отдельные элементы батарей
с боковых сторон и препятствуя вытеканию электролита,
в то же время легко пропускает газы, образующиеся в эле-
менте при его работе.

Если необходимо получить относительно высокое напря-
жение, то элементы собирают в батареи. В этом случае
галетной конструкции элементов отдают предпочтение перед
стаканчиковой — батареи получаются более компактными.
На рис. 6-2, б схематически показано соединение несколь-
ких галетных элементов с э. д. с. 225—1200 в и током корот-
кого замыкания до 1,5 а в батарею. Чашечки 8 отштампо-
ваны из листового цинка и покрыты снаружи изоляционной
пластмассой 9 с просветом в центральной части (диафрагма).
С внутренней стороны чашечки оклеены синтетической
пленкой 10, хорошо проводящей электрический ток. Внутри
каждой чашечки помещен деполяризатор 11 в виде брикета,
состоящего из двуокиси марганца, графита, раствора элек-
тролита, а также нескольких бумажных листков пропитан-
ных раствором крахмала и электролита. Деполяризатор
запрессован в цинковую чашечку и образует с ней плотный
электрический контакт. Чашечка покрыта проводящей син-
тетической пленкой 10, предохраняющей цинк от воздей-
ствия двуокиси марганца. Лежащая на деполяризаторе
бумага 12, пропитанная электролитом, обеспечивает элек-
трическое соединение деполяризатора с цинком соседнего
элемента. Для защиты электролита от высыхания служит
слой воска 13.

К существенным недостаткам галетных элементов отно-
сится то, что внутреннее сопротивление у них заметно
больше, чем у элементов стаканчиковой конструкции, да
и явление поляризации выражено резче. Последнее обстоя-
тельство делает использование элементов галетной конструк-
ции наиболее целесообразным при малых разрядных токах
и высоких напряжениях батарей.

Б. Мощные элементы

К числу новых мощных гальванических элементов с воз-
душной деполяризацией относятся элементы типов ВДЛ,
ВДЦ и ВДЖ. Первое обозначение подчеркивает наличие
литых электродов, второе — наличие отрицательного
233
цинкового электрода, третье — наличие отрицательного желез-
ного электрода.

Емкость этих элементов намного больше емкости обычных
элементов, улучшены и их эксплуатационные свойства.
Действие элементов основано на использовании электрохи-
мической системы цинк — раствор едкого кали — активи-
рованный пористый уголь, адсорбирующий кислород из воз-
духа. Полезная емкость элемента увеличена благодаря
рациональному выбору конструкции и материалов. Сущест-
венным достоинством элемента является малое изменение

Рис. 6-3. Схематиче-
ское устройство эле-
мента ВДЛ.

напряжения на нагрузке по мере раз-
рядки.

Схематическое устройство элемента
типа ВДЛ показано на рис. 6-3. К сталь-
ному сварному сосуду /, плотно закры-
тому крышкой 2, прикреплен комплект
электродов. Положительный электрод 3
представляет собой несколько сложен-
ных вместе пластин из активной массы
(смеси порошков активированного угля
и связывающего вещества), напрессо-
ванной на стальные решетки.

Верхняя часть положительного
электрода с помощью пропущенных че-
рез нее стяжных шпилек плотно укрепле-

на в коробчатой обойме 4, приваренной к крышке элемента.
Внутри обоймы, над верхней поверхностью электрода,
имеется’свободное пространство, которое с помощью отвер-
стия 5 сообщается с окружающей средой. Положительный
электрод окружен литым цинковым электродом 6, имеющим
форму кольца. Едкий кали, необходимый для приготовления
электролита, помещен в герметически закрытое простран-
ство 7, благодаря чему он может храниться неограниченно
долгое время без заметного ухудшения его свойств (карбо-
низации). Чтобы привести элемент в действие, надо снять
крышку и налить воду для растворения кали.

После полной разрядки угольный электрод сохраняет
свою работоспособность, и элемент можно восстановить,
для чего надо сменить цинк и электролит. Восстанавливать
подобным образом элемент можно два раза.

Стремление избежать расходования остродефицитных
материалов, в частности дорогостоящего цинка, при изго-
товлении мощных элементов, используемых для бесперебой-
ного электрического питания радиоустройств в отдаленных
и труднодоступных местностях, привело к разработке железо-
угольных элементов. Замена цинка железом снизила э. д. с.
с 1,4 в в элементах типа ВДЦ (с цинковым электродом)
до 0,8 в в элементах типа ВДЖ (с железным электродом).

О мощности описываемых элементов говорят следующие
данные:

Тип элемента	Номинальная емкость, а-ч	Нормальный разрядный ток, а	Общий вес, кг
ВДЛ-К-2	800	0,5	7,0
ВДЦ-500	500	5,0	7,5

В. Окисно-ртутные элементы

Окисно-ртутные элементы — специальные маломощные
источники тока, обладающие устойчивым постоянством э. д. с.
в течение весьма длительного времени. Это их свойство обеспе-
чивается чистотой материалов, используемых при изготов-
лении электродов и электролита, ибо основной причиной
снижения э. д. с. с течением времени, например из-за само-
разрядки, является недостаточная чистота материалов эле-
мента.

Отрицательный электрод окисно-ртутного элемента изго-
товляют из цинка весьма высокой чистоты (с содержанием
цинка 99,99%), а положительный электрод—из красной
окиси ртути и термически обогащенного графита, зольность
которого ниже 0,2%. В качестве электролита используют
едкий кали и окись цинка.

Насколько постоянны э. д. с. и напряжение на нагрузке,
питаемой от окисно-ртутных элементов, можно судить по сле-
дующим литературным данным. Элемент типа Р-04, выпол-
ненный в виде стаканчика диаметром 30 мм и высотой 14 мм
и обладающий номинальной емкостью 3 а*ч, разряжается
за 7000 чу обеспечивая в начале разрядки напряжение
1,3524 в, а в конце ее 1,3514 в. Это означает, что нестабиль-
ность напряжения за весь разрядный период составляет
всего 0,08%. По другим данным окисно-ртутный элемент
обеспечивает в течение весьма длительного времени ток
нагрузки /н = 30 мка, причем в начале разрядки напря-
жение составляет 1,3545'в, а в конце ее 1,3523 в при полной
отдаче по емкости.

Особенно велики преимущества окисно-ртутных элемен-
тов перед другими электрохимическими источниками тока
в условиях переменной температуры окружающей среды.
Например, э. д. с. окисно-ртутного элемента типа ОК-Зк,
235
согласно литературным данным, снижается менее чем на
0,15% от номинального значения при изменении темпера-
туры окружающей среды в пределах от 0 до +50° С, что
составляет 0,003% на ГС. Это намного меньше температур-
ных изменений э. д. с. на ГС у других элементов (0,06—0,07%
у марганцевых элементов, 0,01—0,06% у свинцовых акку-
муляторов и 0,03—0,08% у железо-никелевых аккумуля-
торов).

Окисно-ртутные элементы обладают большой механиче-
ской прочностью и высокой стабильностью э. д. с. (99,9% пер-
воначальной э. д. с. через год) при малом разрядном токе.

Указанные основные свойства окисно-ртутных элементов,
а также их малые размеры и вес позволяют успешно приме-
нять их в сочетании с полупроводниковыми приборами
и измерительной аппаратурой в качестве опорного (эталон-
ного) напряжения в портативных радиотехнических устрой-
ствах.

Г. Параметры элементов и батарей

Все электрохимические элементы и батареи элементов
характеризуются следующими параметрами: электродвижу-
щей силой, внутренним сопротивлением, емкостью, интен-
сивностью саморазрядки, допустимыми пределами темпе-
ратур окружающей среды, способностью выдерживать кратко-
временные перегрузки по току.

Электродвижущая сила элемента, не на-
груженного внешним сопротивлением, определяется хими-
ческими свойствами активных материалов — электродов
и электролита, как это указывалось выше. Форма и размеры
электродов не влияют на величину э. д. с. элемента.

Внутреннее сопротивление элемента
определяется суммой сопротивлений электродов, электролита
и деполяризатора, т. е. в конечном счете размерами электро-
дов и деполяризаторов, их материалом, температурой и плот-
ностью электролита.

Величина внутреннего сопротивления оказывает большое
влияние на режим электрического питания. Так, напряжение
на нагрузке, даже при неизменности э. д. с. элемента,
меняется с изменением тока нагрузки в виде:

t/H = Е - /н/?вн,	(6-4)

где Е — э. д. с. элемента;

7?вн — внутреннее сопротивление элемента;

1и — ток нагрузки.
Из приведенной формулы следует, что величина внутрен-
него сопротивления элемента в какой-то мере определяет
величину тока нагрузки и способность элемента переносить
кратковременные перегрузки по току. Можно также опре-
делить наиболее выгодное значение тока нагрузки, при
котором можно получить от элемента наибольшую электри-
ческую энергию. Обычно такой ток нагрузки называют
нормальным разрядным током элемента.

Емкость элемента определяется количеством
электричества, отдаваемого элементом при разрядке, и выра-
жается соотношением:

Q — J Indt [а • ч},	(6-5)

где t — время разрядки.

Если разрядный ток (ток нагрузки) остается неизменным
в течение всего времени разрядки, то емкость элемента опре-
делится соотношением:

Q = /н/ 1а-ч].	(6-6)

Очевидно, что с изменением условий разрядки будет
изменяться и емкость элемента. Поэтому при указании номи-
нальной емкости элемента оговаривают условия разрядки.

Температура окружающей среды и самого эле-
мента мало влияет на величину его э. д. с. Только при тем-
пературах, близких к температуре замерзания электролита,
э. д. с. элемента резко падает. Но после отогревания действие
элемента возобновляется. Для повышения холодостойкости
элемента используют электролит, приготовленный в виде
пасты, не замерзающей даже при достаточно низких темпе-
ратурах. С этой же целью в водоналивных элементах вместо
воды часто используют раствор хлористого кальция. Такие
хладостойкие элементы обычно бывают помечены буквой X;
их можно применять при температурах от —40 до +40° С.

Обычные, нехладостойкие элементы, помечаются буквой Л
(летние), они предназначены для работы при температурах
от —20 до +60° С. Имеются также и универсальные эле-
менты (У), применяемые при температурах от —40 до +60° С.

Под саморазрядкой элемента понимается
уменьшение его емкости из-за разрядки через внешнюю цепь,
не замкнутую на нагрузку элемента. Это — вредный процесс,
не только снижающий емкость элемента, но и приводящий
к преждевременной порче его. Саморазрядка возникает как
результат побочного электрохимического процесса в эле-
менте и вызывает бесполезную трату металла отрицательного
237
электрода и деполяризатора. Заметим, что саморазрядка
происходит независимо от того, работает или не работает
элемент на нагрузку, т. е. замкнута или не замкнута на
нагрузку его внешняя цепь.

Интенсивность саморазрядки элемента зависит от содер-
жания в цинке отрицательного электрода примесей железа
и свинца, а также от температуры окружающей среды:
при повышении температуры интенсивность саморазрядки
возрастает. В батареях саморазрядка зависит от качества
изоляции элементов друг от друга.

При определении качества элемента и батарей необхо-
димо учитывать дату их изготовления и длительность их
хранения, так как электрические параметры таких источ-
ников тока из-за саморазрядки ухудшаются.

§ 6-3. аккумуляторы

Электрические аккумуляторы классифицируются по сле-
дующим признакам:

а)	по виду электролита — на аккумуляторы кислотные
и щелочные;

б)	по материалу электродов — на аккумуляторы свинцо-
вые, кадмиево-никелевые, железо-никелевые, серебряно-цин-
ковые и др.;

в)	по конструкции — на аккумуляторы обычные, безла-
мельные, малогабаритные, герметизированные, печатные и др.

Каждая из этих групп аккумуляторов обладает специфи-
ческими эксплуатационными свойствами, отличается от дру-
гих групп электрическими параметрами и имеет свои, типич-
ные для нее, недостатки и преимущества.

Основные электрические свойства аккумуляторов харак-
теризуются зарядно-разрядными кривыми, типичный вид
которых показан на рис. 6-4.

Зарядку аккумуляторов производят от источников
постоянного тока с нормальным зарядным током

г Q

3	*зЧо ’

(6-7)

где Q — номинальная емкость аккумулятора, а-ч\
t3 — время зарядки;

ц0 — коэффициент отдачи аккумулятора по емкости,
выражаемый отношением:

Qp
где Qp — емкость аккумулятора при разрядке;

Q3 — емкость аккумулятора при зарядке.

Время зарядки аккумулятора обычно принимают равным
10 ч. Возможны и другие режимы зарядки аккумуляторов —
ускоренные или замедленные. Электрическая емкость, сооб-
щенная аккумулятору в процессе зарядки, Q3 обычно пре-
вышает емкость разрядки Qp на 15—20%.

Разрядку аккумулятора обычно производят нор-
мальным разрядным током /р = O,1QP. Возможны также
ускоренный и замедленный режимы разрядки. Заметим, что
разрядку, не опасаясь порчи электродов, можно производить
лишь до вполне определенного значения напряжения на акку-

Рис. 6-4. Зарядно-разрядные характеристики нормального стацио-
нарного (а) и стартерного (б) кислотных аккумуляторов.

1 — зарядка; 2 — разрядка.

муляторе. Так, кислотные аккумуляторы можно разряжать
до напряжения 1,8 в, так как при дальнейшей разрядке
на пластинах образуется белый налет, состоящий из трудно
растворимых солей свинца. Это явление, обычно называемое
сульфатацией аккумуляторов, сопровож-
дается повышением внутреннего сопротивления аккумуля-
тора и уменьшением его емкости.

Перезарядку аккумуляторов достаточно
производить один раз в 2—3 месяца, если только на протя-
жении этого времени они не были разряжены и оставлены
в разряженном состоянии более чем на 24 ч. Процесс пере-
зарядки заключается в следующем: после нормальной зарядки
аккумулятор выключают на 1—2 ч, а затем снова подклю-
чают на зарядку. Этот цикл повторяют 2—3 раза.

Буферный режим работы аккумуляторов заклю-
чается в том, что их включают на нагрузку параллельно
с другим источником тока. При этом аккумуляторы разря-
жаются на нагрузку лишь в том случае, если напряжение
источника тока ниже напряжения на аккумуляторах.
В те моменты времени, когда напряжение источника тока
выше напряжения на аккумуляторах, происходит подза-
рядка их от источника тока.

Под саморазрядкой аккумулятора пони-
мают бесполезное расходование электрической энергии неза-
висимо от того, включен ли аккумулятор на нагрузку или
находится в отключенном от нагрузки состоянии. Основ-
ными причинами саморазрядки аккумулятора являются:

а)	присутствие посторонних примесей или металлов в рас-
творе электролита или в активном слое пластин аккумуля-
тора;

б)	появление «местных» уравнительных токов в пластинах
вследствие различной концентрации раствора электролита
в его верхних и нижних слоях;

в)	наличие утечки тока в аккумуляторе из-за плохой
изоляции между электродами.

Интенсивность саморазрядки зависит от химической
системы, на которой основан аккумулятор, его конструкции
и температуры окружающей среды. Саморазрядка аккуму-
ляторов усиливается при загрязнении электролита, а также
при повышении его температуры и удельного веса.

А. Кислотные аккумуляторы

Положительный электрод кислотного аккумулятора со-
стоит из свинцовых пластин, покрытых слоем двуокиси
свинца РЬО2; отрицательный электрод состоит из чистого
свинца, находящегося в сильно раздробленном состоянии
(так называемый губчатый свинец). Оба электрода помещены
в сосуд, заполненный электролитом, роль которого испол-
няет раствор серной кислоты в дистиллированной воде.
В результате взаимодействия серной кислоты с окислами
свинца на электродах образуется тонкий слой сернокислого
свинца (сульфат свинца).

В процессе зарядки аккумулятора, когда его подключают
к источнику постоянного тока и в аккумуляторе происходит
окислительно-восстановительный процесс, сернокислый сви-
нец на положительных пластинах превращается в двуокись
свинца, а на отрицательных — в свинец. В процессе раз-
рядки аккумулятора, когда в его внешней цепи включено
сопротивление нагрузки, двуокись свинца положительных
пластин, взаимодействуя с серной кислотой, восстанавли-
вается в металлический свинец.
Химические реакции при зарядке и разрядке аккуму-
ляторов обратимы и протекают по уравнению:

РЬО2 + 2H2SO4 + Pb PbSO4 + 2Н2О + PbSO4, (6-8)
где левая часть уравнения характеризует заряженные, а пра-
вая — разряженные пластины.

Одновременно с изменением состава электродов аккуму-
лятора изменяется и концентрация серной кислоты, а именно:
при зарядке она повышается, а при разрядке снижается.
Это объясняется тем, что в растворе серной кислоты моле-
кулы последней диссоциируются (распадаются) на положи-
тельные ионы водорода (2Н + ) и отрицательные ионы остатка
серной кислоты (SO4__).

Описанные электрохимические процессы протекают оди-
наково в кислотных аккумуляторах всех типов, несмотря
на некоторые конструктивные отличия их друг от друга?

Типовая конструкция кислотного аккумулятора показана
на рис. 6-5. Активная поверхность положительной пластины
«поверхностного» типа (рис. 6-5, а), отлитой из чистого свинца
в виде решетки из тонких ребер, в 8—10 раз превышает
ее геометрическую поверхность. Такие пластины изготовляют
для стационарных аккумуляторов, вес которых не имеет
существенного значения. Для аккумуляторов других типов
пластины делают более легкими.

Отрицательная пластина стационарных аккумуляторов
представляет собой коробчатую основу (рис. 6-5, б), состоя-
щую из тонких свинцовых листов. В коробочки решетки
помещают массу, составленную из окиси свинца (свинцовый
глет) с добавками (например, сернокислого бария), предо-
храняющими губчатый свинец от комкования. Чтобы открыть
электролиту доступ к активной массе, в стенках пластины
сделаны отверстия.

Все отрицательные и положительные пластины аккуму-
лятора смонтированы в блоки (рис. 6-5, в), а последние рас-
положены в сосуде с электролитом так, чтобы в промежутки
между отрицательными пластинами входили положительные
пластины, число которых на единицу меньше числа отри-
цательных пластин. Для того чтобы предохранить пластины
от замыкания, между ними помещают изолирующие про-
кладки. Из блоков монтируют аккумуляторную батарею
(рис. 6-5, г).

Электролит аккумуляторов приготовляют по мере надоб-
ности из аккумуляторной серной кислоты плотностью
1,83—1,84 и дистиллированной воды. Плотность электролита

16 В. Ю. Рогинский 1245	241
ИиИпНИИпИИИ



nununuununununonunimunonununununi
nuniinunununuiwniinnunununflnununtfl
nununununununununununununununun
nununonununiinunuiiununununununurt
nunununununununununununuununuit
uflnununununuuunununununununm
nuDununtfnunununununununununimui
nunurninimunununununununununiinut
nunununununuimnunununnnununiinm
nununununuununununununuunununii
ЖипипипипипрпилипипипипипЖ

nunununununununununuHununununu
iffinunununununununununttnununum

f68



Рис. 6-5. Кислотный ак-
кумулятор: a — положи-
тельная пластина; б — от-
рицательная пластина;
в — блок пластин; г— ба-
тарея в собранном виде.
выбирают в зависимости от того, в каких климатических
условиях предстоит эксплуатировать аккумуляторы. Летом
в местностях с жарким климатом плотность электролита
должна составлять 1,24 у заряженного и 1,10 у разряженного
аккумулятора; зимой, в морозные дни, плотность электролита
должна составлять 1,31 у заряженного и 1,19 у разряженного
аккумулятора.

Номинальное напряжение единичного кислотного аккуму-
лятора равно 2,0 в\ при зарядке напряжение на аккумуляторе
доводят до 2—6—2,8 в\ в начале разрядки напряжение
быстро снижается до 2,2 в; разряжать аккумулятор ниже
1,8 в не допускается.

Б. Щелочные аккумуляторы

Щелочные кадмиево-никелевые ламельные (КН), акку-
муляторы. Внешний вид и схематическое устройство этих
аккумуляторов показаны на рис. 6-6, а и б.

Положительные и отрицательные электроды этих аккуму-
ляторов собраны из тонких пластин никелированной стали.
В зависимости от типа электрода (положительного или отри-
цательного) на пластины напрессованы брикеты с разной
активной массой (ламели). Брикеты активной массы поме-
щены в перфорированные стальные оболочки, а пластины
сварены между собой так, чтобы между двумя соседними
пластинами имелся зазор в 1 мм. Это обеспечивает доступ
электролита к активной массе. Чтобы предохранить пла-
стины от плотного прилегания друг к другу, между ними
помещены изолирующие прокладки (сепараторы).

Активная масса положительных пластин состоит из гид-
рата окиси никеля Ni (ОН)3, который для повышения элек-
трической проводимости смешан с графитом. Активная масса
отрицательных пластин содержит кадмий и железо.

Разрядка аккумулятора сопровождается частичным рас-
кислением Ni(OH)3 и окислением железа и кадмия. Этот
процесс, описываемый уравнением:

2Ni (ОН)3 + (КОН) + Fe 2Ni (ОН)2 + (КОН) +

+ Fe(OH)2,	(6-9)

является обратимым и при зарядке аккумулятора протекает
в обратном порядке.

Размеры и число пластин каждого электрода аккумуля-
тора определяются потребной емкостью аккумулятора, при-
чем положительных пластин всегда бывает на одну больше,
чем отрицательных.

16*	243
Электролитом служит водный раствор едкого кали плот-
ностью 1,21. Заметим, что в химических реакциях, проис-
ходящих в щелочных аккумуляторах, электролит активно
не участвует, благодаря чему его концентрация в процессе
работы почти не меняется.

а) .	б)

в)

6-6. Кадмиево-никелевый ламель-
аккумулятор: а — внешний вид;
схематическое устройство; в — ха-
рактеристики.

1 — зарядка; 2 — разрядка.

Зарядно-разрядные характеристики КН-аккумулятора
приведены на рис. 6-6, в. Во время зарядки напряжение
на аккумуляторе быстро повышается до 1,45 в, долгое время
остается почти неизменным и в конце зарядки достигает
1,75—1,8 в. При разрядке аккумулятора его напряжение
составляет в среднем 1,2 в. Нижний предел напряжения
при разрядке зависит от ее продолжительности:
244
Продолжи-
тельность	Конечное

разрядки, ч	напряжение, в

8	1,1

5	1,0

3	0,8

1	0,5

Разрядка аккумуляторов до более низких напряжений,
конечно, возможна, но она грозит быстрым разрушением
пластин.

Емкость аккумулятора зависит от режима зарядки и раз-
рядки, качества электролита и температуры окружающей
среды. Примеси, содержащиеся в электролите, значительно
снижают емкость аккумулятора и ускоряют разрушение
пластин. Наиболее вредными примесями в электролите
являются кислоты, хлор и углекислота. При температуре
окружающей среды выше +45° С или ниже —30° С емкость
аккумулятора снижается вдвое по сравнению с той, которой
он обладает при +20° С.

Щелочные кадмиево-никелевые безламельные (КНБ) акку-
муляторы. Своим названием эти аккумуляторы обязаны
отсутствию в них ламелей — пакетов активной массы,
запрессованных в пластины. Пластины КНБ-аккумуляторов
изготовлены напрессовкой порошкообразной массы на сталь-
ную рамку и последующей формовкой, в процессе которой
им придают необходимую структуру (пористость) и прочность.

У безламельных пластин площадь соприкосновения
активной массы с электролитом больше, чем у обычных,
ламельных. Поэтому емкость безламельных аккумуляторов
при прочих равных условиях значительно больше емкости
аккумуляторов с ламелями. К тому же внутреннее сопро-
тивление у безламельных аккумуляторов меньше, чем у ла-
мельных: у последних оно увеличено из-за наличия распор-
ных палочек-сепараторов. Но с точки зрения механической
прочности и долговечности безламельные аккумуляторы
уступают ламельным, в частности из-за отсутствия в безла-
мельных аккумуляторах такого важного конструктивного
элемента, как только что упомянутые сепараторы.

На рис. 6-7 показаны общий вид и разрез батареи КНБ-
аккумуляторов, используемой в качестве источника тока
в радиотехнических устройствах, где надежность в работе,
компактность и высокая удельная емкость имеют, как
известно, первостепенное значение. Работа этих аккумуля-
торов почти не ухудшается при достаточно низких тем-
пературах. Благодаря относительно малому внутреннему
сопротивлению они надежно питают устройства с импульс-
ным режимом работы, т. е. со значительными кратковремен-
ными перегрузками.

КНБ-аккумуляторы, предназначенные для эксплуатации
в интервале температур от —20 до +40° С, необходимо
заливать составным электролитом, в которой на 1 л раствора
едкого кали плотностью 1,19—1,25 приходится 20 г гидро-

Рис. 6-7. Безламельный кадмиево-никелевый аккумулятор: а — внешний
вид; б — схематический разрез.

1 — пластмассовый моноблок; 2 — изоляционное ребро; 3 — блок положитель-
ных пластин; 4 — резиновая втулка; 5 — шайба; 6 — пробка; 7 — крышка акку-
мулятора; 8 — блок отрицательных пластин; 9 — капроновая ткань.

окиси лития. Если аккумуляторы эксплуатируются при
температуре ниже —20° С, то следует применять электролит
повышенной плотности (1,26—1,28) без гидроокиси лития.
В аккумуляторах, эксплуатируемых при температуре
от —40 до +40° С, через каждые 50 циклов зарядки — раз-
рядки меняют электролит. При этом разряжать аккумулятор
до напряжения ниже 1,0 в не рекомендуется, так как глубо-
кая разрядка вредно сказывается на состоянии пластин.

Кадмиево-никелевые аккумуляторы с пористыми пласти-
нами. По своей конструкции кадмиево-никелевый аккуму-
лятор с пористыми пластинами из порошкообразного никеля
сходен с обычным КН-аккумулятором. Различие между
ними лишь в технологии изготовления активной массы.
В результате обработки руды при высокой температуре
и повышенном давлении получается порошкообразный никель
в виде крупинок диаметром в несколько микрон и плот-
ностью 0,5. Крупинки, соединяясь друг с другом, образуют
волокна длиной в десятые доли миллиметра, которые,
в свою очередь, спекаясь на стальном каркасе при высокой
температуре и пониженном давлении, превращаются в пори-
стые пластины, обладающие большой относительной пло-
щадью соприкосновения с электролитом. В результате
получаются аккумуляторы с высокой удельной емкостью
и малым внутренним сопротивлением. Так, по литературным
данным, батарея из 20 аккумуляторов общей емкостью
35 а -ч обеспечивала через каждые 10 сек разрядный ток 150 а;
после зарядки батарея стала давать ток в 300 а при длитель-
ности импульсов в 3 сек и длительности интервалов между
импульсами в 10 сек. Э. д. с. аккумулятора с пористыми
пластинами составляет 1,65 е, а напряжение после 5-часовой
разрядки нормальным разрядным током равно 1,15 е.

Электролитом в аккумуляторах с пористыми пластинами
служит раствор углекислого кали. Для зарядки аккумуля-
тора на 80% номинальной емкости требуется 2 ч; аккуму-
лятор надежно работает при температуре до —30° С.

Герметизированные кадмиево-никелевые аккумуляторы.

Способность кадмиево-никелевых аккумуляторов заряжаться
при малых зарядных токах, выделяя при этом сравнительно
немного газов, натолкнула на мысль создать такие гермети-
зированные аккумуляторы, у которых выделяющийся газ
поглощался бы самим электролитом. Задача была успешно
решена, но для этого потребовалось найти нужное соотно-
шение количеств активной массы электродов и электролита
и разработать конструкцию аккумулятора.

Малогабаритные герметизированные аккумуляторы
бывают дисковой, цилиндрической и прямоугольной формы.
Внешний вид некоторых из таких аккумуляторов показан
на рис. 6-8, а. Дисковый аккумулятор, представленный
на рис. 6-8, б, смонтирован в никелированном сосуде 1
с небольшим кольцевым заплечиком 2. Стальная никелиро-
ванная крышка 3 с изоляционной прокладкой 4, опираю-
щаяся на заплечики, герметически завальцована в стенку
корпуса. Внутри корпуса помещены положительный и отри-
цательный круглые электроды ламельной конструкции,
капроновый сепаратор и контактирующая пружина. Выводом
положительного электрода служит корпус, отрицательного —
крышка.
Несколько иначе сконструирован дисковый аккумулятор,
показанный на рис. 6-8, в. Крышка этого аккумулятора
сделана не из металла, а из поликапролактама. Вывод
от отрицательного электрода находится в центре крышки
и имеет вид металлической заклепки. Обладая внешним
диаметром в 13,7 мм и высотой в 5,3 мм, такой аккумулятор
похож на пуговицу.

Аккумулятор, показанный на рис. 6-8, а, представляет
собой металлический цилиндр /, внутри которого помещены

Рис. 6-8. Малогабаритные герметизированные кадмиево-никелевые акку-
муляторы: а — внешний вид; б и в — схематическое устройство дисковых
аккумуляторов; г — схематическое устройство цилиндрического акку-
мулятора.

два положительных электрода 2, сепаратор и три отрица-
тельных электрода 3, Крышки и днище сделаны из пласт-
массы, причем в крышку впрессован положительный,
а в днище — отрицательный вывод. На корпусе имеются
гофры, создающие газовое пространство, которое позволяет
избежать чрезмерного повышения давления внутри аккуму-
лятора при его зарядке. Конструкция электродов — ламель-
ная, причем положительные электроды выполнены в виде
двух полуцилиндров, а отрицательный состоит из трех одина-
ковых сегментов, наружный диаметр которых сопрягается
с кольцевыми впадинами корпуса, а внутренний — с сепа-
ратором.

Достоинством герметизированных кадмиево-никелевых
аккумуляторов является то, что процесс их зарядки не нуж-
248
дается ни в контроле, ни в регулировании. Аккумуляторы
переносят длительные перезарядки и допускают буферный
режим работы. Поскольку они хорошо работают параллельно
с электрохимическими элементами подходящего напряжения
и емкости, заряжать их удается с помощью простейших
устройств. При зарядке рекомендуется пользоваться малыми
зарядными токами, но допустим и форсированный режим.
В последнем случае емкость, сообщаемую аккумулятору
при зарядке, необходимо доводить примерно до 120—150%
от номинальной.

Герметизированные аккумуляторы можно разряжать
в импульсном режиме. При этом напряжение снижается
достаточно равномерно, и срок службы аккумулятора почти
не сокращается. Среднее разрядное напряжение составляет
1,22—1,25 в при длительном и 1,1 в при импульсном режимах
разрядки. Зарядно-разрядные характеристики дисковых гер-
метизированных аккумуляторов приведены на рис. 6-9.

Герметизированные аккумуляторы работают в любом
положении, причем включают их в цепи тока, как и дру-
гие радиодетали, путем припаивания. Хранить их можно
в любом положении в течение длительного времени, без
каких-либо мер предосторожности как в разряженном, так
и в частично или полностью заряженном состоянии. Хране-
ние заряженного аккумулятора уменьшает его емкость
из-за саморазрядки примерно на 0,2—0,3% в сутки.

Температура среды, в которой эксплуатируются аккуму-
ляторы, влияет на их отдачу по емкости: она уменьшается
с понижением температуры. Герметизированные аккумуля-
торы можно использовать при температуре от —10 до -j-50° С.
При —10° С емкость аккумуляторов на 20—30% ниже ее
номинальной величины. *

Железо-никелевые (ЖН) аккумуляторы. В конструктив-
ном отношении железо-никелевые аккумуляторы отличаются
от кадмиево-никелевых лишь тем, что крайними являются
не положительные, а отрицательные пластины. Тут отри-
цательные пластины как бы охватывают положительные.
Это значит, что число отрицательных пластин в каждом
железо-никелевом аккумуляторе на одну штуку превышает
число положительных. Сделано это потому, что в этих акку-
муляторах объем активной массы у отрицательных Плас-
тин должен быть больше, чем у положительных пластин.

Но главной особенностью железо-никелевых аккумуля-
торов является состав активной массы, запрессованной
в пластины электродов. Масса их положительных пластин
Рис. 6-9. Зарядно-разрядные характери-
стики герметизированных аккумуляторов:
а — типа 15В; б —дисковой конструкции,
отечественного производства.

Кривая	Процесс	Длитель- ность, ч	Ток, ма
1	Разрядка	5	4
2		10	2
3	Зарядка	12	4
4		24	2
5	Разрядка	—	40
6	Зарядка	—	40
состоит из гидрата закиси никеля Ni(OH)2, смешанного с гра-
фитом. В качестве исходного сырья для приготовления этой
массы используют сернокислый никель и едкий натрий. Рас-
творы этих веществ смешивают в заданной пропорции при
определенной температуре и получают гидрад закиси никеля.
Последний фильтруют, осаждают, прессуют, сушат, отмывают,
вновь сушат, размалывают и смешивают с графитом, необхо-
димым для улучшения электрической проводимости массы.

Массу отрицательных пластин приготовляют из порошка
железа. Исходным сырьем служит семиводный сульфат
железа. Прокаливанием его превращают в окись железа,
которую отмывают, сушат и восстанавливают водородом
или водяным газом СО + Н2. Полученный железный порошок
просеивают и смешивают с раствором щелочи.

В прошлом применялась другая технология. Например,
в аккумуляторах Эдисона активная масса отрицательных
электродов состояла из губчатого железа с примесью ртути.

Химические реакции при зарядке и разрядке железо-

никелевых аккумуляторов в упрощенном виде описываются

уравнениями:

2Ni (ОН)2 — 2е + 2OH'^2Ni (ОН)3
(для положительного электрода)

Fe (ОН)а + 2e^Fe + 2ОН'.

(для отрицательного электрода)

(6-10)

Приведенные уравнения отражают электронные процессы
зарядки и разрядки, где е обозначает электрон, а ОН' —
отрицательный ион гидроксила.

В железо-никелевых аккумуляторах, как и в других
типах щелочных аккумуляторов, применяется электролит
из раствора едкого кали с добавлением гидрата окиси лития.
Такой электролит выдерживает до 750 циклов зарядки —
разрядки. Плотность электролита остается почти неизменной
в течение всего времени работы аккумулятора.

Характер изменения напряжения на зажимах аккуму-
лятора при зарядке и разрядке почти такой же, как у кад-
миево-никелевых аккумуляторов. Но разряжать аккуму-
лятор до напряжения ниже 0,5 в не рекомендуется даже
при одночасовом режиме разрядки. Особенностью железо-
никелевых аккумуляторов является их приспособленность
к длительной подзарядке малыми токами, что позволяет
применять их в буферном режиме работы.

Серебряно-цинковые (СЦ) аккумуляторы. Эти аккуму-
ляторы являются разновидностью щелочных аккумуляторов
и по своему устройству аналогичны безламельным кадмиево-
никелевым аккумуляторам. Схематическое устройство одного
из типов серебряно-цинковых аккумуляторов показано
на рис. 6-10, а. В пластмассовом корпусе помещен блок
отрицательных и положительных электродов, составленных
из отдельных пластин, изготовленных прессованием с после-
дующей термической обработкой. Материалом для положи-
тельных пластин служит восстановленная окись серебра,
для отрицательных — смесь окиси цинка с цинковым порош-

Рис. 640. Схематическое устрой-
ство серебряно-цинковых акку-
муляторов:

1 — корпус; 2 — выводной зажим;

3 — пробка; 4 — отрицательный
электрод; 5 —положительный элек-
трод.

ком. Пластины обладают высокой пористостью, обеспечи-
вающей хороший доступ электролита к ним, и достаточной
механической прочностью.

При сборке блока электродов положительные пластины
обертывают специальной капроновой тканью, стойкой к щело-
чам, а отрицательные пластины — целлофаном. Такая сепа-
рация надежно предохраняет разнополярные пластины
от короткого замыкания и в то же время обеспечивает доста-
точную площадь соприкосновения активной массы пластин
с электролитом. Блок положительных и отрицательных
пластин устанавливают непосредственно на дно корпуса,
а пластины прочно соединяют (сваривают) с надежно удер-
живающими их выводными зажимами. При таком креплении
отпадает надобность в поддерживающих сетках или решет-
ках, которыми обычно фиксируют местоположение пластин
в аккумуляторах других типов.
(6-11)

Несколько иная конструкция аккумулятора с корпусом
другого типа показана на рис. 6-10, б.

Электролитом служит раствор едкого кали КОН плот-
ностью 1,4. Аккумулятор может работать и при небольшом
количестве электролита, т. е. не только в вертикальном,
айв горизонтальном положении. Но во время зарядки
аккумулятор должен находиться только в вертикальном
положении, при отвернутой пробке.

При электрической формовке аккумуляторов в электро-
лите окись цинка, взаимодействуя с едким кали, превра-
щается в цинкат кали K2ZnO2, являющийся солью несу-
ществующей в свободном состоянии цинковой кислоты.
Цинкат кали, в противоположность окиси цинка, растворим
в воде.

Химические процессы при зарядке и разрядке серебряно-
цинковых аккумуляторов описываются уравнениями:

2Ag + Na2ZnO2 + H2O^Ag2O + Zn + 2NaOH;

2Ag 4~ Zn (OH)2^Ag2O + Zn + H2O.

Аккумулятор заряжают при напряжении 2,1 в. Допу-
скается быстрая зарядка аккумулятора, например до 70—
80% номинальной емкости за 15 мин. Однако наибольший
коэффициент отдачи получается при зарядке, длящейся
10—20 ч. Столь длительная зарядка — один из основных
недостатков серебряно-цинковых аккумуляторов. Зарядно-
разрядные характеристики одного из промышленных типов
серебряно-цинковых аккумуляторов с номинальной емкостью
0,75 а-ч приведены на рис. 6-11. Несколько повышенное
напряжение в начале разрядки объясняется наличием пере-
киси серебра в активной массе. Как только перекись серебра
переходит в окись, напряжение становится постоянным
и не изменяется до конца разрядки. При напряжении 1,5 в
происходит переход окиси серебра в чистое серебро. Образо-
вание перекиси серебра при зарядке аккумулятора сопро-
вождается повышением напряжения на аккумуляторе, что
отчетливо видно на рисунке.

Немаловажным достоинством серебряно-цинковых акку-
муляторов является то, что допустимая плотность тока
у них высока (до 0,5 а на 1 см2 активной поверхности
пластин). Благодаря этому с аккумуляторов малых размеров
можно снимать большие токи. Особенно заметны преиму-
щества серебряно-цинковых аккумуляторов перед аккуму-
ляторами других типов при импульсном характере нагрузки.
Малое внутреннее сопротивление позволяет серебряно-цин-
ковому аккумулятору емкостью 0,5 а-ч обеспечивать в крат-
ковременном импульсе разрядный ток до 600 а, а аккуму-
лятору весом 4,5 кг и объемом 1800 см3 — даже до 1500 а.
Данные о некоторых типах серебряно-цинковых аккумуля-

Рис. 6-11. Зарядно-разрядные ха-
рактеристики серебряно-цинкового
аккумулятора.

Кри- вая	Процесс	Продол- житель- ность, ч	Ток, а
1	Зарядка	5	
2	»	10	
3	»	20	
4	Разрядка	0,5	I
5	»	1	0,5
6	»	2	0,25
7		20	0,0025

долгого времени, мало теряя

торов отечественного произ-
водства приведены в табл .6-1.

Нормальными рабочими
температурами серебряно-
цинковых аккумуляторов
при атмосферном давлении
(760 мм рт. ст.) считаются
—30 -н +70° С. Но они до-
статочно хорошо работают
и при температуре до —59° С,
весьма близкой к темпера-
туре замерзания электроли-
та. Верхним пределом рабо-
чей температуры этих акку-
муляторов можно считать
+80° С. Важным свойством
описываемых аккумуляторов
является то, что они хорошо
переносят относительно боль-
шие перепады давления окру-
жающей среды.

Благодаря невысокому
значению токов саморазряд-
ки заряженные серебряно-
цинковые аккумуляторы мо-
гут храниться в течение
в емкости. Так, емкость за-

ряженного аккумулятора уменьшается после годичного хра-
нения всего на 20—30%.

Никель-цинковые (НЦ) аккумуляторы. Эти аккумуля-
торы, будучи по своему устройству и принципу действия
весьма сходны с серебряно-цинковыми и безламельными
кадмиево-никелевыми аккумуляторами, отличаются от них
рядом электрических параметров, а также использованием
для электродов более дешевых материалов.

Положительным электродом никель-цинкового аккумуля-
тора (рис. 6-12) служит высокопористая металлокерамиче-
ская (никелевая) основа, пропитанная активным веществом —
гидратом закиси никеля. Никелевую пластину изготовляют,
Таблица 6-1

Тип аккумулятора	Номинальный ток при 1-часовой зарядке, а	Ток при 5-минут- ной разрядке, с отдачей номинальной емкости, а	Размеры, мм	Вес, г
СЦС-0,5	0,5	6	12X24X37	19,5
СЦС-3	3,5	42	43X18X76	105
сцк-з	3,5	42	43X18X76	105
СЦС-5	5	60	32x45x63	165
СЦС-12	12	120	21X41X100	190
СЦС-15	15	180	29X49X115	275
СЦС-18	18	210	34X49X115	330
СЦК-25	25	300	47X47X107	470
СЦС-25	27	320	49X49X137	540
СЦС-40	40	480	51X55X158	740
СЦС-45	45	540	51Х55Х 158	800
СЦС-50	50	600	51x65x163	900
СЦС-70	70	840	51X93X165	1450
СЦС-100	100	1200	51X108X168	1700
СЦС-120	120	1400	55X71X238	1950

Примечания: 1. Буквы обозначают: СЦ — серебряно-цинковый,
С — разрядка средней длительности; К — короткая разрядка; число пока-
зываем номинальную емкость, а»ч. 2. Номинальное напряжение состав-
ляет 1,5 в.

спекая при высокой температуре порошок карбонильного
никеля. Капроновый чехол на положительном электроде
выполняет роль сепаратора. Отрицательный электрод в виде
брикета, спрессованного из смеси просеянной окиси цинка
и связующего раствора, обернут тремя слоями полупрони-
цаемой пленки из специально обработанного целлофана.
Электролитом служит раствор едкого кали с добавкой гидрата
окиси лития.

Химические реакции, происходящие в НЦ-аккумуля-
торах, описываются уравнением:

Zn + 2Ni (OH)^Zn(OH)2 + 2Ni (OH)2.	(6-12)

Зарядно-разрядная характеристика никель-цинковых
аккумуляторов показана на рис. 6-12, б, где А = С/Сном.
При 6-часовом режиме зарядки их напряжение не должно
превышать 2,05—2,1 в. В случае необходимости их можно
заряжать и по одночасовому режиму.

НЦ-аккумуляторы работоспособны в интервале темпе-
ратур от —30 до +40° С. При —30° С и трехчасовом режиме
255
разрядки до напряжения 1,3 в аккумуляторы отдают до 18—
22%, а при разрядке до 1,0 в — до 28—34% своей номи-
нальной емкости. При месячном хранении в условиях ком-

Рис. 6-12. Никель-цинковый аккумулятор:
а — схематическое устройство; б — зарядно-
разрядная характеристика.

1	— полистироловый сосуд; 2 — отрицательный
электрод; 3 — положительный электрод; 4 — ка-
проновый чехол; 5 — целлофановая оболочка;

6	— изоляционная трубка отрицательного токо-
отвода; 7 — борн; 8 — пробка.

натной температуры НЦ-аккумуляторы теряют в результате
саморазрядки до 20—30% своей емкости. Срок службы
у НЦ-аккумуляторов такой же, как у серебряно-свинцовых:
не менее 50 циклов зарядки — разрядки. С залитым электро-
литом их можно хранить в течение 6 месяцев.

В. Газовые аккумуляторы

В описанных выше аккумуляторах роль активных
веществ, участвующих в электрохимических процессах,
играют металлические электроды (свинцовые, никелевые,
цинковые, серебряные и др.). Не мудрено, что такие аккуму-
ляторы и тяжелы и дороги. В процессе зарядки и разрядки
из них выделяются газы. Например, при зарядке свинцового
аккумулятора на его катоде выделяется водород, восста-
навливающий окислы свинца в чистый свинец, а на аноде —
кислород, окисляющий свинец пластины и превращающий
ее в двуокись свинца. Эти газы играют хотя и важную,
но все же вспомогательную роль в электрохимических
процессах, происходящих в аккумуляторах. Достаточно
сказать, что с выключением аккумулятора выделение газа
прекращается.
Иное дело газовые аккумуляторы. Во время зарядки
в них образуются и затем длительно сохраняются запасы
газов, взаимодействующих между собою при разрядке.
В таких аккумуляторах газы являются активными вещест-
вами, а электроды не участвуют в электрохимических про-
цессах и служат только носителями запасенного газа. Этим
и объясняется, почему электроды в аккумуляторах такого
типа сделаны из активированного угля, обладающего большой
адсорбционной способностью. Для придания аккумуляторам
большой емкости применяют газы, которые обеспечивают
наибольшую э. д. с. и хорошо поглощаются адсорбентами
(электродами).

Простейший газовый аккумулятор состоит из двух пла-
стин активированного угля, помещенных в банку с 15-про-
центным раствором хлористого натрия (поваренной соли).
При зарядке аккумулятора происходит электролиз раствора
хлористого натрия, в результате чего отрицательный электрод
насыщается водородом, а положительный — хлором. Э. д. с.
такого аккумулятора составляет 2,5 в, В процессе эксплуа-
тации аккумулятора необходимо периодически менять элек-
тролит, так как в нем скапливается едкий натрий, полу-
чающийся при электролизе соли.

Электрохимические процессы в описываемом аккумуля-
торе могут быть сведены к следующему. В водном растворе
хлористый натрий диссоциирует на ионы:

NaCl Na+ + Cl+;

ионы хлора разряжаются на аноде:

2С1- — 2г-> Cl2f .

На катоде происходит выделение водорода разряжаю-
щимися ионами воды в соответствии с выражениями:

Н2О^Н + + ОН'; 2Н+ + 2е-> Н2|.	(6-13)

В газовых аккумуляторах можно применять и другие
электролиты, состоящие из растворов солей, кислот и щело-
чей. В зависимости от применяемого электролита будут
выделяться те или иные газы, и э. д. с. аккумулятора будет
разной. Например, пара водород — кислород со слабым
раствором серной кислоты обеспечивает э. д. с. в 2 в. Пара
водород — углекислый газ с раствором питьевой соды дают
э- Д. с. в 1,3 в. Хорошие результаты обеспечивает пара

17 В. Ю. Рогинский 1245	257
хлор — сернистый газ, легко удерживающаяся в активи-
рованном угле. Но использование этой пары газов затруд-
нено необходимостью осуществлять одновременно электролиз
двух электролитов.

В качестве примера на рис. 6-13 показано схематическое
устройство газового аккумулятора, рассчитанного на исполь-
зование сернистого газа. Такой аккумулятор состоит из боль-
шого сосуда с раствором поваренной соли и вставленного
в него малого сосуда с раствором сернистого натрия. В каж-

Рис. 6-13. Схематическое устрой-
ство газового аккумулятора.

1 — большой сосуд; 2 — основной
угольный электрод; 3 — вспомога-
тельный электрод для зарядки;

4	— раствор поваренной соли;

5	— малый сосуд для второго
электролита; 6 — раствор серни-
стого натрия.

дом из сосудов имеется по два
угольных электрода, один из
которых является основным,
а другой — вспомогательным.
В процессе зарядки в большом
сосуде происходит электролиз
раствора поваренной соли, в ре-
зультате чего на основном элек-
троде этого сосуда собирается
хлор С12. Одновременно в малом

Разрядка аккумулятора

сосуде происходит электролиз
раствора сернистого натрия, и на
основном электроде этого сосуда
собирается сернистый газ SO2.
При этом хлор является носите-
лем положительного, а серни-
стый газ — отрицательного заря-
да. Э. д. с. такого аккумулято-
ра равна 1 в.

возможна лишь в том случае,

если цепь основных электродов замкнута через раствор
поваренной соли. Поэтому стенки малого сосуда делают
пористыми.

Вспомогательные электроды обоих сосудов нужны лишь
при зарядке; к ним подключают «минус» источника тока,
от которого заряжается аккумулятор; «плюс» же подклю-
чают к обоим основным электродам. При разрядке аккуму-
лятор подключают к нагрузке в соответствии с полярностью,
показанной на рис. 6-13.

Газовые аккумуляторы обладают одной неприятной осо-
бенностью — дневной свет оказывает на них отрицательное
действие, усиливая их саморазрядку. Постепенное снижение
температуры от +20 до —20° С сказывается на работе газо-
вого аккумулятора положительно, уменьшая его самораз-
рядку.
Г. Новые виды электрохимических источников тока

За последние годы разработан ряд новых видов электро-
химических источников тока. Они еще не нашли себе, правда,
широкого применения, но тем не менее представляют интерес
для техники. Ниже описаны некоторые из них.

Промышленность разных стран освоила выпуск свинцово-
серебряных аккумуляторов, у которых катод изготовлен
из серебра, а анод — из окиси свинца. Электролитом служит
40-процентный раствор едкого кали. Конструктивно такой
аккумулятор оформлен в виде диска диаметром 30 мм
и высотой 13 мм. Его емкость составляет 1,5 а-ч; э. д. с.
равна 0,9 в, причем при токе разрядки до 10 ма напряжение
поддерживается почти постоянным и равным приблизи-
тельно 0,9 в. Эти аккумуляторы, будучи предназначены
для питания аппаратуры подводных лодок, полностью гер-
метизированы и могут быть собраны в батареи по парал-
лельно-последовательным схемам.

Зарядка производится напряжением 1,12 ± 0,03 в. Акку-
муляторы допускают длительное хранение в тяжелых кли-
матических условиях и поддаются перезарядке даже после
годичного хранения в разряженном состоянии при темпера-
туре до 4-70° С.

Как сообщается в литературе, для питания радиоаппа-
ратуры океанографических станций используются электро-
химические элементы нового типа, в которых электролитом
служит морская вода, а электродами — пористый уголь
(катод) и магний (анод). Деполяризатором является кислород
воздуха, который с открытого конца угольного электрода
проникает в глубь его по порам. Магний второго элек-
трода в процессе работы медленно переходит в раствор,
что делает необходимой периодическую замену отслуживших
электродов новыми. Обычно элементы батареи устанавли-
ваются- в водонепроницаемых деревянных ящиках, напол-
ненных морской водой. В некоторых экспериментальных
батареях электроды выведены наружу через прорези в об-
шивке корабля.

Для питания радиотехнических схем на полупроводни-
ковых приборах малой мощности разработаны «печатные
батареи». Их изготовляют с помощью специальной печатной
краски, которая затем служит электролитом. На изоля-
ционное основание (керамическое, пластмассовое) методом
типографского печатания наносят слой краски с примешан-
ными к ней мелкими железными опилками. Затем основание
помещают в сильное магнитное поле, под влиянием которого
железные частички располагаются в ряд так, что начинают
касаться друг друга. Когда этот слой краски высохнет,
на него наносят второй слой краски, к которой примешаны
уже не железные, а никелевые опилки. После этого основание
вновь подвергают воздействию облучающего магнитного поля,
и частички никеля также располагаются в ряд, касаясь
друг друга. В результате получается печатный железо-
никелевый аккумулятор с электродами из железа («минус»)
и никеля («плюс»). Нанося последовательно один слой краски
на другой, получают батарею с необходимым напряжением.
Первый и последний слой служат для включения батареи
в схему.

Д. Сравнительные характеристики аккумуляторов

Чтобы выбрать тот тип аккумулятора, который больше
всего подходит для данного радиотехнического устройства,
необходимо сопоставить характерные параметры ряда акку-
муляторов: интенсивность саморазрядки, коэффициент
отдачи, удельную энергию по весу и объему, долговечность
и способность переносить большие нагрузки. Усредненные
величины этих параметров для некоторых типов аккумуля-
торов приведены в табл. 6-2.

Таблица 6-2

Тип аккумулятора	Характерные параметры аккумуляторов						
	Напряжение, в		Самораз- рядка, % в месяц, при 4-20° С	Отдача, %		Удельная энергия	
	в кон- це за- рядки	в кон- це раз- рядки		по ем- кости	по энер- гии	вт- ч кг	втч  \ л
Кислотный: стационарный . .	2,75	1,8	15—30	85	65	30	60
СТ и РН ....	2,7	1,8	15—30	85	65	16,5	34
Щелочной:  КН с ламелями	1,8	1,1	15—20	67	50	15,2	16,5
КНБ 		1,25	1,0	15—20	80	70	36,3	61
жн		1,65	1,1	30—50	57	44	16	20,4
сц 		1,5	1,1	2—5	85	75	85	143
нц		2,05	1,1	20—30	62	55	56,7	108

Приведенные в табл. 6-2 данные определены по сле-
дующим формулам:
260
а)	коэффициент отдачи по емкости
п —	— Фр

1а>’ Ыз Q3 '

где /р и /3 — токи разрядки и зарядки;

tp и t3 — время разрядки и зарядки;

б)	коэффициент отдачи по энергии
Uр^р^р

113 = U3l3t3 ’

(6-14)

(6-15)

где Up и U3 — средние значения напряжений во время раз-
рядки и зарядки;

в)	удельная энергия по весу

l^p/p^p

9э = Q

(6-16)

где G — общий вес аккумулятора с электролитом;
г) удельная энергия по объему

Uр^р

\/ >

(6-17)

где V — объем аккумулятора.

Такие параметры аккумуляторов, как прочность, вибро-
стойкость, пределы температур и долговечность, опреде-
ляются для разных типов аккумуляторов весьма обобщенно.
Щелочные КН-аккумуляторы механически весьма прочны,
сравнительно долговечны и могут, эксплуатироваться при
значительных перепадах температуры окружающей среды.
Кислотные аккумуляторы обеспечивают отбор больших крат-
ковременных токов, но требуют особого ухода при эксплуа-
тации. Общие характеристики других типов аккумуляторов
были приведены выше.

§ 6-4. НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭНЕРГИИ

Большинство современных способов производства элек-
трической энергии сопряжено с промежуточными преобразо-
ваниями. Так, тепловая энергия сначала превращается
в механическую, а уже затем в электрическую. В результате
общий коэффициент полезного действия преобразователей
энергии оказывается весьма низким. Например, к. п. д.
тепловой электростанции оценивается в 20—30%. Поэтому
в настоящее время наметилось стремление к сокращению
промежуточных звеньев преобразования энергии. К числу
преобразователей энергии, отвечающих этому стремлению,
можно отнести топливные элементы, термоэлектрогенера-
торы, солнечные батареи и преобразователи энергии радио-
активного распада и излучений. Все эти преобразователи
еще очень далеки от совершенства и не всегда могут быть
с успехом применены.

А. Топливные элементы

Топливные элементы, название которых является в из-
вестной мере условным, обеспечивают возможность непо-
средственного преобразования энергии химических реакций
в электрическую энергию. Их действие основано на электро-
химическом окислении любого вещества, которое, находясь
в неокисленном состоянии, является нестойким в термодина-
мическом отношении (уголь, газ и т. и.). Подобные процессы,
как известно, осуществляются в ряде случаев. Например,
сжигание угля, нефти или газа является не чем иным, как
процессом окисления. То, что происходит в обычном электро-
химическом элементе, например в простейшем медно-цин-
ковом, также может рассматриваться как окислительный
процесс. Однако предполагается, что электрохимическому
окислению активного материала электродов (например, цинка)
предшествует перевод его в ионное состояние (растворение
в электролите). Но то, что сравнительно легко сделать для
металлов, очень трудно выполнить для угля вследствие его
химической инертности. В некоторых видах топливных эле-
ментов эти затруднения обойдены.

В настоящее время топливные элементы делят на три
основные группы: с газовым топливом, с твердым или жид-
ким топливом, с «редокс-системой». Возможно также подраз-
деление элементов по рабочим температуре и давлению.
При этом элементы с рабочей температурой до 250° С при-
нято считать низкотемпературными, от 250 до 1000° С —
высокотемпературными. По рабочему давлению газа разли-
чают элементы с низким (до 5 атм) и с высоким (от 5 до 60 атм)
давлением. Как высокотемпературные, так и низкотемпера-
турные элементы могут быть рассчитаны и на высокие
и на низкие давления. Для элементов с твердым и жидким топ-
ливом требуется, как правило, более высокая температура,
чем для элементов с газовым топливом.

Одним из наиболее перспективных и широко известных
топливных элементов с высокой температурой газа и твер-
дым электролитом является элемент Давтяна (СССР, 1947).
262
Схематическое устройство этого элемента показано на рис.
6-14, а. Принцип действия элемента, как и других подобных
с газовым топливом, заключается в одновременной иониза-
ции Н2 и О2 на электродах, причем в процессе реакции
образуется вода (2Н2 + О2^2Н2О) и выделяется энергия.
Электрод 1 состоит из смеси Fe2O3 + Fe; электрод 2 —
из смеси Fe2O3 + Fe3O4; электролитом 3 служит огнеупор-
ная смесь, содержащая Na2CO3 и обладающая при высокой
температуре достаточной ионной проводимостью. Электроды

Рис. 6-14. Схематическое устройство топливных элементов:
а ~ Давтяна; б — Бэкона; в — Юсти.

и электролит заключены в герметизированный кожух, через
который продувают водород при атмосферном давлении
и температуре 550--9000 С. При температуре водорода 700° С
достигается плотность тока в элементе до 20 ма!см2 при рабо-
чем напряжении 0,8 в. Недостатками этого элемента являются
относительно низкая плотность тока и хрупкость электродов.
Усовершенствование этого элемента проводилось в разных
странах, в том числе в Голландии.

В других элементах Давтяна, работающих при комнатной
температуре и атмосферном давлении водорода, достигнута
плотность тока 35 ма на 1 см2 площади электродов при рабо-
чем напряжении 0,75 в и жидком электролите. Усовершенство-
вание элементов Давтяна заключается во введении диафрагм,
предохраняющих угольные электроды от смачивания их
щелочным электролитом. Но такие диафрагмы сравнительно
быстро разрушаются под действием электролита и увеличи-
вают внутреннее сопротивление элемента, что при больших
токах нагрузки приводит к падению рабочего напряжения
и снижению к. п. д.
Одним из широко известных топливных водородно-кис-
лородных элементов высокого давления является элемент
Бэкона (США, 1952). Упрощенное схематическое устройство
элемента показано на рис. 6-14, б. Через отверстие 1 в кожух 2
элемента нагнетают водород под давлением до 56 кГ/см\
а через отверстие 3 нагнетают кислород. Обратная циркуляция
избыточного водорода осуществляется через отверстие 4.
Электрод 5, изготовленный из порошка никелевой окалины
с крупными порами размером до 30 мк, находится с газовой
стороны и от него сделан вывод «+», к которому подключают
внешнюю нагрузку. Электрод 6, изготовленный-тоже из по-
рошка никелевой окалины, но с мелкими порами размером
до 16 мк, омывается электролитом и от него сделан вывод
«—». В качестве электролита 7 использован 27-процентный
едкий кали. Небольшая разность давлений газа и электролита
препятствует диффузии электролита в поры «газовой» поверх-
ности электродов. Поляризация электродов уменьшается
благодаря циркуляции электролита с помощью термоси-
фона 8.

При температуре 200° С и давлении газа 56 атм можно
получить плотность тока 1000 moJcm? при напряжении на на-
грузке 0,6 в\ при понижении плотности тока до 400 лш/сж2
к. п. д. равен 67%. При этом к. п. д. понимается как отноше-
ние выходной электрической энергии к энергии «топлива».
По мере увеличения нагрузки или плотности тока к. п. д.
снижается.

Типичным элементом с твердым топливом является эле-
мент Юсти, схематическое устройство которого показано
на рис. 6-14, в. Здесь Н2 циркулирует по пространству /,
заполненному измельченными окислами металла с перемен-
ной валентностью Fe3O4 или смесью Cu2O + СиО. За цилин-
дрической перегородкой 2, сделанной из керамики, пропи-
танной карбонатами щелочных металлов, находится отрица-
тельный электрод <?, выполненный из спрессованного гра-
фита. Рабочая температура элемента составляет 700—800° С.
Э. д. с. элемента в сильной мере зависит от скорости цирку-
ляции Н2, чистоты графита и размеров его частиц.

Топливные элементы на основе редокс-систем (окисли-
тельно-восстановительных химических реакций) представляют
в перспективе большой практический интерес благодаря
значительному числу возможных сочетаний электрохими-
ческих систем с горючими веществами. Однако до настоящего
времени не опубликовано сколько-нибудь исчерпывающих
данных о решении основных вопросов технологии изготовле-
264
ния редокс-элементов, что, естественно, затрудняет их
широкое использование.

Описанные системы топливных элементов характеризуются
данными, приведенными в табл. 6-3.

Таблица 6-3

Тип элемента	Основные данные топливных элементов				
	Рабочая темпера- тура, °C	Давле- ние, атм	« id  £ й <6 ЕГ К  О	-  'о к а>  <s со К  (X К X	Плот- ность то- ка, а!дм.г	Удельная мощ- ность, вт/дм?
Высокотемпературный с твердым элек- тролитом (элемент Давтяна) . . .	700	1	0,8	2	24
Водородно-кислородный (элемент Бэ- кона) 		240	52	1,05	47	85
Водородно-кислородный с твердым топливом (элемент Юсти)		50	2,6	1,07	27	48
Углеродно-воздушный		60	1	0,95	1,5	2,8
Углеродно-кислородный		60	1	0,98	2,1	3,9

Из литературы можно почерпнуть не только использован-
ные выше сведения об общих принципах устройства топлив-
ных элементов, но и данные о конкретных разработках топ-
ливных элементов, уже нашедших себе применение в технике
электрического питания* радиоустройств.

В топливном элементе, разработанном в 1957 г. и исполь-
зованном для питания портативного радиолокатора, электро-
химический процесс в известной мере обратен процессу элек-
тролитического разложения воды. Когда элемент замкнут
на нагрузку, ток в нем образуется следующим образом.
В электролите (раствор едкого кали), которым заполнен
элемент, содержатся отрицательные ионы гидроксила ОН
и положительные ионы кали. Активированный водород,
нагнетаемый в элемент, соединяясь с гидроксильным ионом,
образует молекулу воды с выделением электрона. Получен-
ные таким образом электроны движутся по внешней цепи
элемента к положительному электроду и захватываются там
кислородом, нагнетаемым по полому электроду извне. При
этом ионизированный кислород, реагируя с водой электро-
лита, образует отрицательный ион, и цикл повторяется.
Электроды элемента выполнены в виде двух полых ци-
линдров из пористого материала. В одних случаях для этой
цели применяют углерод, обработанный специальными ката-
лизаторами, в других — губчатый никель, полученный спе-
канием.

Описанный топливный элемент объемом 283 дм3 выраба-
тывает в нефорсированном режиме энергию в 1 кет при напря-
жении 1,0 в. Можно получить и более высокие напряжения,
но для этого нужно последовательно включить несколько
элементов или же использовать соответствующие преобразо-
ватели. Существенными преимуществами этого элемента перед
электромеханическими агрегатами с двигателями внутрен-
него сгорания являются бесшумность работы и относительно
высокий к. п. д.

Представляют интерес электрохимические процессы, про-
текающие в одном из водородно-кислородных элементов с твер-
дым электролитом. Водород образует на аноде ионы, которые
поступают в электролит и мигрируют сквозь мембрану
к кислородному электроду. Одновременно с этим электроны
передвигаются по внешней цепи к катоду и восстанавливают
в элементе кислород, в результате чего при работе элемента
выделяется вода.

Элемент имеет в толщину около 6 мм. Водород и кислород
подаются к его электродам по тонким трубкам. Батарея
из 30 таких элементов, соединенных последовательно, раз-
вивает напряжение 24 в и мощность 200 вт. Водород, питаю-
щий батарею, получается разложением гидроокиси кали.
Один баллон, содержащий 2,7 кг этой гидроокиси, обеспе-
чивает непрерывную работу батарей в течение 14 ч. Кисло-
род потребляется из окружающего воздуха. При использо-
вании добавочного топлива, подаваемого без перерыва,
генератор может работать в течение 200 ч, не требуя обслужи-
вания. Генератор весит 13,5 кг и приспособлен для переноски
одним человеком. Размеры батареи топливных элементов
280 х 20 х 6,4 мм.

В литературе описаны и другие топливные элементы,
в том числе пропано-кислородные. Авторы этих описаний
обоснованно утверждают, что топливные элементы наиболее
перспективны для питания радиотехнических устройств
космических кораблей, так как обладают наибольшей удель-
ной энергией по весу. Например, железо-литиевые топлив-
ные элементы способны дать до 6000 вт-ч/кг, в то время как
наилучшие образцы аккумуляторов не могут дать больше
200 вт>ч!кг.
Б. Термоэлектрогенераторы

Действие термоэлектрогенератора, непосредственно пре-
образующего тепловую энергию в электрическую, основано
на использовании термоэлектрического эффекта. В простей-
шем виде термоэлектрогенератор представляет собой бата-
рею термопар, у которых одни концы спаев подогреваются,
а другие обладают достаточно низкой температурой, как
это показано на рис. 6-15, а. Каждая термопара может со-
стоять либо из двух различных металлов, либо из двух раз-

Рис. 6-15. Простейший термоэлектрогенератор: а — схема; б—кри-
вые температурной зависимости термо-э. д. с.

1 — платина — медь; 2 — платина — железо; 3 —	— железо.

личных полупроводников, либо из металла и полупровод-
ника.

Действие термопары основано на том, что в пограничном
слое, в котором проводники или полупроводники, обладаю-
щие различной проводимостью и различным химическим
составом, соприкасаются друг с другом, создается контакт-
ная разность потенциалов. Если внешняя цепь термопары
замкнута и температуры концов спаев одинаковы, то кон-
тактные разности потенциалов взаимно уравновешиваются
и ток в цепи отсутствует. Если же температуры концов
термопар различны, причем разница температур А/ =
= /1 — /2, то возникает термо-э. д. с.

е = а(/х — G),	(6-18)

где а — коэффициент термо-э. д. с., зависящий от материалов
термопары. О величине коэффициента термо-э. д. с. для неко-
торых металлических термопар можно судить по кривым
рис. 6-15, б.
Процесс возникновения термо-э. д. с. обусловлен тем,
что электроны от горячего места спая, где их концентрация
велика, передвигаются к холодному месту спая, где их кон-
центрация мала. Попутно наблюдается эффект Пельтье,
заключающийся в том, что протекание тока через термопару
сопровождается переносом тепла от одного конца спая
к другому. Ток от внешнего источника, протекающий через
термопару в том же направлении, что и ток, возникающий
в результате действия термо-э. д. с., вызывает охлаждение
спая; ток от внешнего источника, протекающий через тер-
мопару в противоположном направлении, вызывает нагрев
спая. В первом приближении ограничиваются соотношением
(6-18), т. е. не учитывают эффекта Пельтье.

При учете эффекта Пельтье термо-э. д. с.

е = а (?, — /2) ± р (/, — /2)2,
причем Р < а.

Металлические термопары, обладающие значительной теп-
лопроводностью и, стало быть, не допускающие большой
разности между температурами концов спая, не обеспечи-
вают ни получения высоких значений термо-э. д. с., ни сколь-
ко-нибудь удовлетворительных к. п. д. (последние не дости-
гают у них и 1%). Это объясняет, почему термопары из ме-
таллов применяются почти исключительно для измеритель-
ных целей, когда измеряемый ток используется для нагрева
термопары, а термо-э. д. с. является лишь мерилом этого
тока. Появление термопар из полупроводников и из металла
и полупроводника сделало возможным создание термогене-
раторов.

В термопаре, состоящей из полупроводников с и- и р-про-
водимостями, процесс возникновения термо-э. д. с. можно
описать следующим образом. В горячем месте спая число
электронов в полупроводнике с n-проводимостью и электрон-
ных дырок в полупроводнике с р-проводимостью резко воз-
растает в силу свойственных полупроводникам температур-
ных особенностей. При этом электроны и дырки в полупро-
водниках движутся от горячего места спая к холодному.
Соответствующее перемещение этих зарядов приводит к тому,
что горячий конец полупроводника с р-проводимостью заря-
жается отрицательно, а холодный — положительно (из-за
диффузии электронных дырок из горячего конца спая в хо-
лодный конец). В полупроводнике же с п-проводимостью
горячий конец заряжается положительно, а холодный —
отрицательно (из-за движения электронов от горячего конца
спая к холодному концу). В результате термо-э. д. с. обоих
268
Рис. 6-16. Схематическое устройство
термоэлектрогенератора ТГК-3.

полупроводников и общая э. д. с. полупроводниковой тер-
мопары превышают э. д. с. металлической пары в несколько
десятков раз.

Полупроводниковые материалы обладают меньшей теп-
лопроводностью, чем металлы, и во многих случаях допу-
скают большую разность
температур концов спая.
Это увеличивает эффектив-
ность преобразования те-
пловой энергии в электри-
ческую при помощи полу-
проводниковых термопар.

Отечественной и зару-
бежной промышленностью
освоено производство раз-
личных типов термоэлект-
рогенераторов. На рис. 6-16
показано схематическое
устройство термоэлектро-
генератора типа ТГК-3,
предназначенного для пи-
тания маломощных радио-
вещательных приемников,
обычно рассчитанных на
питание от электрохими-
ческих источников тока.
Источником тепловой энер-
гии в ТГК-3 служит керо-
синовая лампа типа «мол-
ния», которая одновре-
менно используется для

освещения помещения. Внутри стекла лампы, непосред-
ственно над пламенем, находится нижняя часть тепло-
передатчика /, имеющего форму многогранной призмы.
Чтобы использовать тепло не только лучеиспускания, но
и конвекции, теплопередатчик снабжен несколькими про-
дольными каналами 2. По этим каналам горячие газы посту-
пают в вытяжную трубу 5, расположенную над теплопере-
датчиком. Чтобы усилить охлаждение холодных концов
термопар, к внешним поверхностям блоков термопар при-
жаты металлические радиаторные пластины-ребра 4. При нор-
мальном горении лампы температура горячего конца термо-
пары доходит до 380° С, тогда как холодного не превышает
70—80° С.
Каждая термопара состоит из металлического и полупро-
водникового элемента. Все термопары соединены в батареи
и расположены радиально вокруг нагревателя так, что их
наружные спаи примыкают к ребрам радиатора, а внутрен-
ние — к горячей стенке нагревателя.

Термоэлектрогенератор ТГК-3 содержит две термоба-
тареи. Одна из них питает цепи накала электронных ламп,
другая — через вибропреобразователь питает анодные цепи
ламп. При этом расход керосина составляет 60—70 ?/ч.
Запас керосина в лампе обеспечивает 8 ч непрерывной работы
генератора. Вес генератора без вибропреобразователя равен
3 кг.

Термоэлектрогенератор типа ТЭГ К-2-2 отличается от
только что описанного термоэлектрогенератора ТГК-3
лишь возможностью обойтись без вибропреобразователя.
Электрические характеристики ТЭГК-2-2, приведенные
на рис. 6-17, дают возможность судить о данных этого гене-
ратора.

Наряду с описанными термоэлектрогенераторами, про-
изводятся и другие, например ТКГ-10 и ТГУ-1, у которых
керосиновая лампа заменена керогазом. Сравнительные дан-
ные по основным типам термоэлектрогенераторов отечест-
венного производства приведены в табл. 6-4.

Таблица 6-4

Тип термоэлектро- генератора	Электрические данные			Расход керосина, г/ч
	Напряжение, в	Допустимые токи, ма	Мощность, вт	
ТЭГК-2-2	80—100  1,2—1,4	10—12 500—600	2,0	60—70
ТГК-3	2	2000	4,0	60—70
ТЭГК-6	6  1,2	130	1,0	20—25
ТЭГК-9	9	40—50	0,5	15—20
тгк-ю	10  1,2	1000  700	12	100—105
ТГУ-1	5  1,2	2000	12,4	100—110
За рубежом выпускаются также термоэлектрогенераторы,
работающие от газовых горелок. Освоен и выпуск термоге-

Рис. 6-17. Нагрузочные характеристики термоэлектро-
генератора ТЭГК-2-2: а — батареи накала; б — бата-
реи анода.

нераторов, действующих в сочетании с некоторыми другими
преобразователями энергии, например солнечными батареями
и атомными источниками тепла.

В. Солнечные батареи

Солнечные батареи — условное название
устройств, преобразующих лучистую энергию солнца в элек-
трическую энергию. Основу этих преобразователей состав-
ляют полупроводниковые фотоэлементы, в том числе с крем-
ниевыми или интерметаллическими соединениями типа А3В5.
Как и в других полупроводниковых приборах, основную роль
в процессе преобразования энергии играет п — р-переход.
При отсутствии освещения суммарный ток через п — р-пе-
реход равен нулю, так как ток неосновных носителей ком-
пенсируется таким же током основных носителей, поскольку
эти токи противоположны по направлению. При освещении
п — р-перехода фотоэлемента на его электродах возникает
э. д. с. Если затем фотоэлемент замкнуть на внешнее сопро-
тивление, то в цепи возникает ток. А это значит, что фото-
элемент преобразует энергию светового излучения в электри-
ческую энергию.

Начальным процессом превращения энергии солнечного
излучения в электрическую является поглощение кванта
(фотона) солнечной энергии и образование пары электрон —
Дырка. За счет энергии поглощенного фотона электроны
из заполненной зоны перебрасываются в зону проводимости,
становясь таким образом «свободными» электронами, а дырки
остаются в заполненной зоне и получают возможность участ-
вовать в электрической проводимости.

В результате электрическая проводимость полупроводни-
ков увеличивается благодаря высвобождению валентных
электронов атомами основного полупроводника. Образова-
ние пар электрон — дырка резко увеличивает число неоснов-
ных носителей. Избыточный электронный ток, проходящий
из области с дырочной проводимостью на границу п — р-пе-

Рис. 6-18. Характеристики фото-
элементов солнечных батарей:
а — спектральные характеристики;
б — зависимость э. д. с. фотоэле-
мента от температуры.

Спектральные характеристики'. 1 — солнечной радиации; 2 — селенового фото-
элемента; 3 — кремниевого фотоэлемента; цифры у линий рис. б — освещенность,
вт/м*.

рехода, частично компенсирует объемный положительный
заряд, сосредоточенный со стороны n-области вблизи п — р-
перехода.

Аналогично дырочный ток в n-области компенсирует
отрицательный объемный заряд, расположенный со сто-
роны и-области вблизи п — р-перехода. Описанные токи
неосновных носителей будут создавать разность потенциа-
лов е, вызывающую ток в нагрузке.

Эффективность работы преобразователя зависит в значи-
тельной мере от его спектральной характеристики. Харак-
терной особенностью кремниевого фотопреобразователя яв-
ляется совпадение максимума его чувствительности с тем
участком спектра солнечного излучения, в котором наблю-
дается большая интенсивность излучения (рис. 6-18, а).
Обычно совпадение максимумов излучения и чувствитель-
272
ности наблюдается на границе видимого и инфракрасного
излучения, т. е. при длине волны X = 0,75 мк. Поскольку
красная часть спектра проходит сквозь облака, преобразова-
тели могут работать не только в солнечные, но и в об-
лачные дни, правда, отдавая несколько меньшую мощ-
ность.

На рис. 6-18, б показана зависимость э. д. с. преобразова-
теля от температуры окружающей среды и фотоэлемента
при различных интенсивностях его освещения (мощность
солнечной радиации принята равной 750 em/ж2). Из рисунка
видно, что:

а)	возрастание интенсивности освещенности приводит
к пропорциональному возрастанию э. д. с.;

б)	повышение температуры приводит к пропорциональ-
ному уменьшению э. д. с. примерно на 0,5%/град.

Отсюда следует, что работа солнечных батарей в условиях
повышенной температуры окружающей среды приводит к за-
метному падению напряжения на нагрузке. Одновременно
с этим изменение температуры окружающей среды и фото-
элемента приводит к изменению внутреннего сопротивления
преобразователя и к заметному изменению величины отда-
ваемой мощности в нагрузку и к. п. д. преобразова-
теля.

Выпускаемые в настоящее время солнечные батареи
имеют к. п. д. 6—7%, т. е. отдают 0,6—0,7 вт на 1 дм2 осве-
щаемой поверхности. Если учесть, что в реальных условиях
солнечная батарея не всегда ориентирована на Солнце,
то с нее практически можно получить в солнечный день 0,15—
0,2 вт/дм2, что при средней продолжительности дня в 10 ч
может обеспечить 1,5—2 вт-ч в сутки.

Солнечные батареи, применяемые в настоящее время для
питания радиовещательных приемников и им подобных радио-
технических устройств, обычно содержат по 14—40 кремние-
вых фотоэлементов. При общем размере освещаемой поверх-
ности в 12 х 12 мм или диаметре до 50 мм батарея обычно
обеспечивает напряжение в 5—15 в и ток нагрузки в 10—
20 ма. Очевидно, что для получения высокого напряжения
такой источник электрического питания применим лишь
в сочетании с преобразователями на полупроводниковых
приборах.

Солнечные батареи пригодны также для непосредствен-
ного питания цепей полупроводниковых триодов. Опыт
показывает, что солнечные батареи применимы и в сочетании
с другими видами преобразователей энергии. Особенно эф-

18 В. Ю. Рогинский 1245	2 73
фективно использование солнечных батарей для подзарядки
аккумуляторов на космических кораблях и искусственных
спутниках Земли.

В литературе описаны опытные фотопреобразователи
из сульфида кадмия с э. д. с. 2—2,5 в и к. п. д.
до 18%.

Г. Атомные батареи

В литературных источниках последнего времени можно
встретить немало упоминаний о различных атомных батареях
для непосредственного преобразования энергии ядерной

Рис. Ь-19. Схематическое устрой-
ство атомных элементов высоко-
го напряжения.

реакции в электрическую энергию. Но все эти установки
носят опытный характер, широкого применения еще не имеют
и подробные сведения о них почти не опубликованы.

Схематическое устройство одной из таких опытных батарей
высокого напряжения показано на рис. 6-19, а. Радиоактив-
ное вещество нанесено на поверхность внутреннего металли-
ческого электрода /. Электроны 2, излученные радиоактив-
ным веществом, попадают на внешний металлический элек-
трод 3 и заряжают его отрицательно по отношению к внут-
реннему электроду. От внутреннего электрода сделан вывод 4,
изолированный от внешнего металлического электрода. Мак-
симальное напряжение, до которого может быть заряжен
описываемый своеобразный конденсатор, каким по существу
является данная батарея, зависит от энергии электронов,
излучаемых радиоактивным веществом. Это напряжение
может достигать десятков тысяч вольт, вследствие чего такие
батареи названы высоковольтными.
Допустимая величина тока нагрузки высоковольтной
батареи зависит от скорости распада используемого радио-
активного вещества, т. е. от числа атомов, распадающихся
в течение секунды. Известно, что различные радиоактивные
вещества характеризуются постоянной времени, так назы-
ваемым периодом полураспада, т. е. време-
нем, в течение которого распадается половина взятого перво-
начального вещества. Эта постоянная времени для разных
веществ исчисляется от долей секунды до десятков миллиар-
дов лет.

Очевидно, что чем больше период полураспада, тем
дольше может служить атомная батарея, но тем меньшее
число атомов распадается в единицу времени и, стало быть,
тем меньше возможный ток нагрузки.

Атомные батареи высокого напряжения, подобные описан-
ной, обеспечивают ток нагрузки не более 10“12 — 10”11 а.
Их можно использовать либо как источники питания уско-
ряющих электродов электронно-лучевых трубок, либо в ка-
честве устройства для ускорения отдельных заряженных
частиц.

Описанная в литературе опытная модель атомной батареи
высокого напряжения состоит из крупинки радиоактивного
изотопа стронция Sr90 активностью 10 милликюри, 1 поме-
щенной в цилиндрическую капсулу из специального высоко-
качественного диэлектрика (полистирена) диаметром 10 мм.
длиной 20 мм и толщиной стенок 0,8 мм. Одним электродом
служит проводник, соединяющий крупинку стронция с вы-
водным зажимом, а другим — алюминиевая чашечка, окру-
жающая капсулу и собирающая электроны, излученные
стронцием. Весь элемент помещен в защитный толстостен-
ный цилиндр, предохраняющий персонал от вредного воздей-
ствия радиоактивного излучения. Так как период полурас-
пада стронция равен 25 годам, то такая батарея сможет слу-
жить без перезарядки 20—25 лет. За это время мощность
батареи снизится вдвое, причем падение мощности в нагрузке
произойдет из-за уменьшения тока при почти неизменном
напряжении.

Если разомкнуть внешнюю цепь батареи, то напряже-
ние на ее зажимах достигнет 7000 в. Максимальный ток на-
грузки не должен превышать 40 мка.

Другая конструкция высоковольтного атомного элемента

1 Кюри — единица измерения ионизирующего излучения — служит
также мерой количества радиоактивного вещества, испускающего за 1 сек,
столько же частиц, сколько испускает их 1 г радия, т. е. 3,7• 1010.

18*	275
показана на рис. 6-19, б. На торце массивного электрода 5
помещен препарат радиоактивного стронция 6. Цилиндр 7,
являющийся корпусом прибора, служит изолятором между
электродами 5 и 8. Внутри он снабжен тонкой перегородкой.
При этом как цилиндр, так и перегородка сделаны из
полистирена.

Если перегородка имеет в толщину 0,5 мм, а активность
радиоактивного препарата составляет 25 милликюри, то
начальный ток нагрузки равен 1,1 -10~п а, а предельное
напряжение на элементе составляет 3700 в. При радиоактив-

Рис. 6-20. Атомный элемент низкого напряжения: а — схематическое
устройство; б — нагрузочная характеристика.

1 — радиоактивный слой стронция; 2 — полупроводник; 3 — слой типа п—р;

4 — коллектор; 5 — путь электрона, излученного стронцием; 6 — путь элек-
трона, выбитого из полупроводника.

ном препарате активностью в 54 милликюри напряжение
поднимется до 6600 в.

Атомные батареи не чувствительны к изменениям окру-
жающей температуры и давления. Они не реагируют также
на короткое замыкание внешней цепи.

Элементы, соединяемые в батареи по последовательно-
параллельным схемам, следует подбирать по току и на-
пряжению.

Основным недостатком описанных атомных батарей высо-
кого напряжения является их малая мощность. При использо-
вании препарата стронция мощность батарей составляет
всего 5-Ю"3 вт/кюри. Чтобы получить мощность в 1 вт,
требуется 200 кюри радиоактивного вещества, а в настоящее
время это практически нереально ни по стоимости радиоак-
тивного вещества, ни с точки зрения защиты от его вредного
действия.
Наряду с описанными батареями высокого напряжения
имеются также и такие, в которых радиоактивное излуче-
ние используется для ионизации газа, под воздействием кото-
рой и вследствие контактной разности потенциалов элек-
тродов в замкнутой внешней цепи создается электрический
ток.

Общий к. п. д. таких устройств не достигает даже 1%,
почему они и не нашли себе применения.

Значительно более эффективны атомные батареи низкого
напряжения, действие которых основано на умножении
электронов проводимости в п — р-переходе полупровод-
ников. Схематическое устройство такого атомного элемента
показано на рис. 6-20, а. Радиоактивный стронций нанесен
на одну сторону полупроводниковой пластины (германиевой
или кремниевой). На другой стороне этой пластины, на гра-
нице раздела с полупроводником другого типа проводимости,
создается п — р-переход. .Быстрые электроны, обладающие
большой кинетической энергией, излучаемые радиоактивным,
стронцием в процессе его распада, проникают в слой полу-
проводника и освобождают в среднем 2-105 медленных элек-
тронов, которые вследствие односторонней проводимости
п — р-перехода собираются на коллекторе диода и создают
во внешней замкнутой цепи электрический ток. При этом
полярность э. д. с. такова, что коллектор заряжен отри-
цательно, а полупроводниковая пластина заряжена положи-
тельно.

Описанный В'литературе атомный элемент низкого напря-
жения диаметром 10 мм и длиной 10 мм дает ток 5 мка при
напряжении 0,2 в; к. п. д. составляет 1%. Предполагается,
что рациональный подбор полупроводников может повысить
к. п. д. до 10%. Срок службы такого элемента определяется
периодом полураспада радиоактивного изотопа. Батарея
элементов описанного типа была использована для питания
генератора звуковой частоты с полупроводниковыми трио-
дами и имела нагрузочную характеристику, показанную
на рис. 6-20, б.

Существенным недостатком атомных элементов низкого
напряжения является то, что помимо fJ-частиц, защиту
от которых можно обеспечить сравнительно легко, металли-
ческий стронций, загрязненный некоторыми примесями,
излучает и сильно проникающие у-лучи, защита от которых
довольно сложна.

В последние годы, судя по литературным данным, наме-
тилась другая тенденция непосредственного преобразования
энергии радиоактивного распада в электрическую энергию,
а именно использование тепловой энергии радиоактивного
распада и применение термоэлектрогенераторов для полу-
чения на выходе электрической энергии. Подобные устрой-
ства часто называют атомными термобатаре-
ями.

Для подогрева термопар первых описанных в литера-
туре атомных термобатарей был использован полоний,
поскольку его радиоактивный распад происходит с большим
выделением тепла.

В одном из первых описанных в литературе полониевых
термоэлектрогенераторов при радиоактивном распаде поло-
ния выделялась тепловая энергия в 4,5 вт и происходил
нагрев сорока термопар до 230° С. Максимальная мощность
в нагрузке генератора составляла 0,0094 вт, т. е. к. п. д.
батареи составлял около 0,2%. Э. д. с. батареи равнялась
примерно 0,75 в, а максимальный ток нагрузки был около
25 ма.

Так как период полураспада полония равен 138 дням,
то через каждые 4—5 месяцев батарею приходилось переза-
ряжать ввиду «израсходования горючего».

Опубликовано немало проектов термоэлектрических пре-
образователей энергии радиоактивного распада как источ-
ников электрического питания радиоэлектронной аппаратуры
спутников Земли и космических ракет. В одном экспери-
ментальном образце, выполненном по этим, проектам, атом-
ный реактор наполнен обогащенным ураном и размещен
в цилиндре диаметром 350 мм и высотой 450 мм. Тепло от
реактора передается через жидкий натриевый теплоноситель
к котлу, в котором происходит испарение ртути. Ртутные
пары вращают турбину, а она в свою очередь приводит
в движение компактный электрический генератор мощностью
3 кет.Турбина весит около 13 кг, а реактор (без экрана) —
около 100 кг.

Разместить эту термоэлектрическую станцию предполо-
жено на мощном космическом корабле. Ввести ее в дейст-
вие можно будет радиосигналами с Земли как только корабль
окажется на орбите.

Д. Электреты

Электретами называют диэлектрики, которые,
будучи поляризованы, сохраняют в течение длительного
времени состояние электризации. Свойство длительной
электризации было обнаружено вначале у органических
278
диэлектриков, теперь'же известны, кроме того, многие кера-
мические и монокристаллические электреты, например спе-
циальные сорта стекла и фарфора, а также керамические
соединения, содержащие титанат висмута, титанат бария
и другие примеси.

Обычно электрет изготовляют в виде диска диаметром
20—100 лш, противоположные плоскости которого имеют
разнополярные электрические заряды с поверхностной плот-
ностью 10“10—10“8 к/см2 и остаточной поляризацией
10"8—10"5 к)см2.

По своему устройству электрет аналогичен постоянному
магниту. Процесс образования электрета и его действие
могут быть упрощенно представлены в следующем виде.
Известно, что все тела, состоящие из элементарных частиц,
можно рассматривать как бесчисленное множество электри-
ческих и магнитных диполей, хаотически расположенных
относительно друг друга. Результирующие электрические
и магнитные поля таких тел практически равны нулю.
Если же под воздействием соответствующих процессов ориен-
тировать диполи тела так, чтобы их поля суммировались,
то тело в целом может стать либо постоянным магнитом, либо
электретом, что зависит от того, какие поля ориентированы.
От способа возбуждения и свойств тела зависит длительность
сохранения полученных зарядов.

Электреты и постоянные магниты сходны друг с другом
щв отношении уничтожения полученных ими зарядов. Цик-
лический ход кривой электризации диэлектриков аналоги-
чен петле гистерезиса магнитных тел. Электрет можно разре-
зать по нейтральной линии между полюсами и получить два
независимых друг от друга электрета. Можно удалить наруж-
ный слой материала, не нарушая свойств электрета. Так же,
как и постоянные магниты, электреты должны храниться
накоротко замкнутыми, ибо хранение их в разомкнутом
состоянии уменьшает заряд, восстанавливающийся при зако-
рачивании электретов. Электрет можно разрушить, поместив
его в сильное электрическое поле высокой частоты — про-
цесс, аналогичный размагничиванию постоянных магнитов.
Во влажной среде заряд электрета резко снижается, но при
высыхании восстанавливается.

В зависимости от способа получения электреты подраз-
деляются на три группы: термоэлектреты, фотоэлектреты
и электроэлектреты.

Термоэлектреты получают нагреванием и по-
следующим охлаждением диэлектриков в электрическом
щих диэлектриков, подвергая

Рис. 6-21. Схема использования элек-
трета для питания нагрузки электри-
ческим током.

поле большой напряженности, причем расплавления диэлек-
триков можно не опасаться. Для получения термоэлектретов
из неорганических материалов применяли, например, сле-
дующую технологию. Образец помещали в электрическое
поле напряженностью 20 кв!см и выдерживали там в течение
30 мин при комнатной температуре. Затем температуру в те-
чение двух часов поднимали до 200° С, выдерживали ее
в течение вторых двух часов и, наконец, в течение третьих
двух часов снижали до 60—80° С.

Фотоэлектреты изготовляют из фотопроводя-
их воздействию электриче-
ского поля и электризации
сильным освещением. По-
догревать фотоэлектреты
недопустимо. В темноте
электреты сохраняют свой
заряд, а будучи освещены,
подвергаются частичной
деполяризации. В некото-
рых случаях несильное
нагревание фотоэлектрета
без одновременного осве-
щения не сопровождается
сколько-нибудь заметным
разрядом электрета.

Электроэлектретами обычно называют кера-
мические диэлектрики и люминофоры, подвергнутые воздей-
ствию одного лишь электрического поля (без нагревания
и освещения).

В электретах имеются свободные и связанные заряды
различной природы. Разность этих зарядов создает поверх-
ностный заряд электрета. Поэтому заряды на одной плоскости
электрета могут количественно отличаться от зарядов на дру-
гой плоскости.

Преобладанием того или иного заряда объясняется
инверсия его знака на поверхности электрета с тече-
нием времени.

Если электрет поместить между двумя металлическими
обкладками, как это показано на рис. 6-21, то величина
индуктированного на электродах заряда

*7инд

Л2

(6-19)
где hr — зазор между электретом 1 и электродом 2;

h2 — толщина электрета;

8 — диэлектрическая проницаемость электрета;

/( — коэффициент пересчета величин.

При изменении зазора величина индуктированного
заряда изменится, и по внешней цепи с сопротивлением 7?н
потечет переменный ток, т. е. электрет явится своеобразным
преобразователем энергии механических вибраций в электри-
ческую энергию. Так как внутреннее сопротивление «гене-
ратора» велико (107—108 ом), то ток нагрузки мал. При отсут-
ствии механических вибраций тока в цепи вообще не будет.
ГЛАВА СЕДЬМАЯ

СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА

§ 7-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Одним из важнейших условий нормальной работы радио-
технических устройств является неизменность питающего
напряжения или тока, причем величина допустимых откло-
нений от номинальных значений определяется свойствами
питаемого устройства. Весьма жесткие требования к ста-
бильности питающих напряжения предъявляются, например,
в том случае, если в радиотехнических устройствах содер-
жатся электронно-лучевые трубки, клистроны, лампы бегу-
щей волны или измерительные узлы и приборы. Требования
к стабильности питающих напряжений в радиовещательных
приемниках, усилителях и других подобных устройствах
значительно менее жестки. Все радиотехнические устройства
можно подразделить с точки зрения требований к стабиль-
ности питающих напряжений на три группы:

Допустимые пределы

Стабильность

изменения питающих
напряжений, %

Малая
Средняя
Высокая

±2—5
±0,5—2

±0,001—0,5

Большинство источников тока, особенно переменного,
не обеспечивает заданной стабильности питающего напряже-
ния или тока. Всего менее стабильным оказывается напря-
жение, если его рассматривать на протяжении длительного
времени. Чтобы достичь необходимого постоянства питаю-
щего напряжения или тока, между источником тока и потре-
бителем электрической энергии обычно включают стабилиза-
тор напряжения или тока.

Следует заметить, что между стабилизацией напряжения
и его сглаживанием имеется принципиальная разница.
282
В первом случае, т. е. при стабилизации напряжения,
поддерживается постоянство питающего напряжения в тече-
ние длительного времени, тогда как во втором случае, т. е.
при сглаживании пульсации, устраняется только переменная
составляющая напряжения, величина же постоянной состав-
ляющей питающего напряжения может меняться. Имеется
также принципиальная разница в работе стабилизатора
и фильтра, с точки зрения периодичности изменения напря-
жения: при сглаживании устраняются лишь периодические
изменения напряжения, происходящие с частотой пульса-
ции, тогда как при стабилизации устраняются или умень-
шаются все непериодические изменения питающих напря-
жений. Тем не менее любой стабилизатор напряжения в ка-
кой-то мере сглаживает также и периодические изменения
напряжения или тока, т. е. отчасти является и сглаживаю-
щим фильтром.

В зависимости от места их включения в схему различают
стабилизаторы напряжения: а) постоянного и б) переменного
тока. В первом случае стабилизатор включен между источ-
ником постоянного тока и потребителем энергии, во вто-
ром — между источником переменного тока и выпрямите-
лем, через который обычно питается потребитель энергии
постоянного тока. При этом часто делают различие также
между стабилизаторами напряжения и тока. Сущность этих
различий описывается ниже.

Работа стабилизатора напряжения состоит в том, чтобы
поддерживать в заданных пределах изменения питающих
напряжений на нагрузке при указанных пределах изменения
напряжения на входе стабилизатора. Например, при рас-
чете стабилизатора обусловлена величина выходного напря-
жения UBB1X = 240 ± К% при UBX = 400 ± М%. При этом
могут быть указаны дополнительные факторы работы ста-
билизатора. В применении к простейшему случаю работы
стабилизатора напряжения, когда сопротивление нагрузки
/?н, показанное на блок-схеме рис. 7-1, а, неизменно по вели-
чине, а изменение (7ВЫХ обусловлено только изменением вход-
ного напряжения (7ВХ, параметры стабилизатора должны
автоматически изменяться так, чтобы компенсировать влия-
ние изменяющегося напряжения UBX. Очевидно, что ста-
билизатор в целом должен представлять собою нелинейное
сопротивление (управляемое или неуправляемое). Сопротив-
ление, оказываемое при этом постоянному и переменному
току, будет, естественно, различным.

В применении к эквивалентной схеме рис. 7-1, б имеем:
а)	ток через стабилизатор и нагрузку является одним
и тем же (если не считаться с ответвлениями тока внутри
стабилизатора); этот ток

J______^вх .

Н“ Янс + Ян ’

б)	напряжение на выходе стабилизатора (на

JJ ____ ID ___ I]

Овых ~ ЛАн - ^>BX +	>

(7-1)

нагрузке)

(7-2)

т. е. это напряжение может оставаться неизменным только
в том случае, если Rnc (сопротивление стабилизатора, вклю-
ченное последовательно с сопротивлением нагрузки) изме-

Рис. 7-1. Стабилизатор напряжения: а — блок-схема; б — экви-
валентная схема.

нится так, чтобы компенсировать влияние изменения вход-
ного напряжения (7ВХ.

В большинстве случаев нестабильность выходного напря-
жения (7ВЫХ вызывается не только изменением входного на-
пряжения (7ВХ, но и непостоянством нагрузки/?н, изменением
температурного режима работы стабилизатора и питаемого
устройства, изменением частоты тока питания выпрямителя,
изменением влажности и давления окружающей среды
и рядом других факторов. Тем не менее в первом приближе-
нии приходится считаться главным образом с изменениями
входного напряжения.

Стабилизатор напряжения постоянного тока характери-
зуется следующими основными параметрами:

а)	частным коэффициентом стабилизации по напряжению

TS ___ Д^ВЫХ . А£7вых .

^СТ	JJ • JJ >

ВX	вх

б)	сопротивлениями входа постоянному и переменному
току

Г)	__ UВХ . Г)	__ Д^ВХ .

^вхстат	[	» ^вх дин	д/ »

уВХ	**	^'ВХ
в)	сопротивлениями выхода постоянному и переменному

току

п	__ ^вых .	п	_ вых

^выхстат- /вых >	Авых дин ~

г) коэффициентом сглаживания пульсации напряжения

а =	.

вых

(7-3)

Стабилизатор тока, в отличие от стабилизатора напряже-
ния, должен обеспечивать достаточное постоянство тока
в нагрузке при имеющихся изменениях тока в цепи стабили-
затора. При этом не очень строго различаются причины, вы-
зывающие изменение тока через стабилизатор. Очевидно,
что при постоянном сопротивлении нагрузки /?н и постоянном
выходном напряжении стабилизатора ток в нагрузке оста-
нется неизменным. В этом случае между стабилизаторами
тока и напряжения нет различия. Такой стабилизатор можно
также характеризовать частным коэффициентом по току

rz	А^ВХ . вых	/7

Act i ~ “Г-• "7- >	(' "4/

1	вх 1 вых

где /вх и /вых — токи на входе и выходе стабилизатора;
Д/вх и Д/вых — изменения токов на входе и выходе стаби-
лизатора.

Существующие в настоящее время стабилизаторы напря-
жения и тока принято характеризовать по методу стаби-
лизации, подразделяя их на стабилизаторы параметрические,
компенсационные и компенсационно-параметрические.

Параметрические методы стабили-
зации состоят в таком изменении параметров стабили-
зирующего элемента (нелинейного сопротивления), которое
приводит к компенсации дестабилизирующих факторов,
вызвавших данное изменение тока или напряжения на
входе стабилизатора. При этом в стабилизаторах обычно
используются неуправляемые нелинейные сопротивления,
которые компенсируют дестабилизирующие факторы уже
в силу свойств своих вольтамперных характеристик. К пара-
метрическим относятся такие стабилизаторы, в которых
используются газоразрядные стабилитроны, бареттеры, фер-
рорезонансные цепи, нелинейные термосопротивления и дру-
гие подобные нелинейные сопротивления.

Сущность компенсационных методов
стабилизации заключается в том, что в процессе
стабилизации величина выходного напряжения сравнивается
285
с эталонным напряжением и разностное напряжение так
воздействует на исполнительный элемент стабилизатора, что
при этом компенсируются происшедшие изменения выход-
ного напряжения.

При компенсационно-параметриче-
ских методах стабилизации одновременно
используются эффекты стабилизации обоих предшествую-
щих методов.

Стабилизаторы напряжения тока принято классифици-
ровать также по следующим признакам:

а)	по виду исполнительного элемента — на электронные,
феррорезонансные, полупроводниковые и др.;

б)	по мощности — на маломощные (до 50 вт), средней
мощности (до 2 кет) и большой мощности (свыше 2 квт)\

в)	по способу включения исполнительного элемента —
на последовательные, параллельные и смешанные.

§ 7-2. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
С НЕЛИНЕЙНЫМИ СОПРОТИВЛЕНИЯМИ

А. Газоразрядные стабилизаторы напряжения

Газоразрядные стабилизаторы напряжения (стабили-
троны) являются параметрическими стабилизаторами, дей-
ствие которых основано на нелинейных свойствах тлеющего
и коронного разрядов.

Известно, что при тлеющем газовом разряде, когда плот-
ность тока не превышает определенной величины, характер-
ной для каждой пары газ — металл катода, падение напря-
жения между электродами стабилитрона остается почти
постоянным и не зависит от тока через стабилитрон.
У анода и в газовом промежутке между электродами падение
напряжения намного меньше, чем у катода. Поэтому общее
падение напряжения на стабилитроне можно характеризо-
вать падением его у катода. А поскольку эта последняя вели-
чина почти не изменяется в условиях небольших колебаний
давления и температуры газа, то ее принимают за физиче-
скую постоянную, называемую нормальным ка-
тодным падением потенциала.

Величина нормального катодного падения потенциала
прямо пропорциональна работе выхода электронов с поверх-
ности металла катода и зависит от рода газа, которым запол-
нен междуэлектродный промежуток стабилитрона. Зна-
286
чения нормального катодного падения потенциала для раз
личных пар металл — газ приведены в табл. 7-1.

Таблица 7-1

Нормальные катодные падения потенциалов, в

Материал катода	Газы						
	Воздух	Кисло- род	Водо- род	Азот	Гелий	Неон	Аргон
Медь 		252		214	208	177		
Серебро 		279	—	216	233	162	—	131
Магний 		224	310	153	188	125	94	119
Алюминий		229	311	171	179	141	120	100
Железо 		269	343	198	215	161	—	131
Никель 		226	—	211	197	—	—	131
Платина		277	364	276	216	160	152	231

Чтобы уменьшить падение напряжения между электро-
дами стабилитрона, обычно прибегают к активированию
поверхности катода. Например, нормальное катодное паде-
ние потенциала, составляющее для пары никель — аргон
131 в, уменьшится до 70 в, если покрыть никелевый катод
пленкой щелочноземельного металла, у которого значение
работы выхода меньше, чем у никеля.

На рис. 7-2, а показано схематическое устройство двух-
электродного стабилизатора тлеющего раз-
ряда. Электроды помещены в баллон, наполненный инерт-
ным газом при давлении в несколько десятков миллиметров
ртутного- столба, и расположены в нем концентрически:
катод 1 имеет вид сетчатого или сплошного цилиндра, а анод 2
представляет собой проволочный штырь, коаксиально рас-
положенный относительно катода. К катоду прикреплен
пусковой электрод 3 в виде никелевой проволоки. Находясь
в непосредственной близости к аноду, этот электрод облег-
чает начало газового разряда.

Анод стабилитрона, поверхность которого намного
меньше поверхности катода, обладает большой работой
выхода. Поэтому нормальное действие стабилитрона зави-
сит от того, насколько строго соблюдается полярность его
включения в цепь постоянного тока: «плюс» — на анод,
«минус» — на катод. При включении стабилитрона в цепь
переменного тока он будет нормально работать в течение
одного полупериода (при «плюсе» на аноде) и не будет рабо-
тать в течение отрицательного полупериода, так как при этом
катодное падение потенциала будет во много раз больше,
чем в положительный полупериод питающего тока.

Рис. 7-2. Газоразрядные стабилитроны и их условные
обозначения на схемах.

Одними из первых стабилитронов тлеющего разряда были
стабилитроны-делители напряжения (рис. 7-2,6), имеющие
по нескольку газовых промежутков. Электроды такого ста-
билитрона-делителя выполнены в виде цилиндров разных
диаметров. Цилиндры вложены один в другой с заданными,
строго фиксированными зазорами между ними. Анодом ста-
билитрона служит цилиндр с наименьшим диаметром; ка-
тодом — цилиндр с наибольшим диаметром. Каждый из
остальных цилиндров является соответственно анодом после-
дующего газового промежутка и катодом предыдущего про-
межутка. Иными словами, стабилитрон в целом представляет
собой последовательное соединение нескольких газоразряд-
ных стабилизаторов напряжения, конструктивно объеди-
ненных в одном баллоне.
Статическая вольтамперная характеристика стабилитрона
тлеющего разряда показана на рис. 7-3, а. Она является
типично нелинейной характеристикой со следующими пара-
метрами: U3 — напряжение зажигания, при котором воз-
никает разряд между электродами; [7СТ — напряжение горе-
ния (стабилизации), почти равное нормальному катодному
падению потенциала; /стмин — минимальный ток стабили-
трона, при котором уже возможен тлеющий разряд; /стмакс
максимальный ток, при котором еще сохраняется тлеющий
разряд.

По характеристике стабилитрона могут быть определены
также его два дополнительных параметра: /?стат и /?дин.

Рис. 7-3. Вольтамперные характеристики газоразрядных стабилитронов:
а — тлеющего разряда; б — коронного разряда; в — с улучшенной харак-
теристикой коронного разряда.

Статическое сопротивление /?стат представляет собой сопро-
тивление стабилитрона постоянному току:

п _____ ^ст

^стат	i

1 ст

Динамическое сопротивление /?дн„ представляет собой
сопротивление стабилитрона переменному току:

/?ди„==-^.	(7-5)

сТ

Оба сопротивления, определяемые при наличии тлеющего
разряда, отличаются друг от друга по величине, причем
разница между ними зависит от режима работы-стабили-
трона.

По своему устройству стабилитроны корон-
ного разряда весьма сходны со стабилитронами
тлеющего разряда, но отличаются от них большим давле-
нием водорода или азота в баллонах. Величиной давления
газа обычно варьируется рабочее напряжение стабилитрона.

19 В. Ю. Рогинский 1245

289
Коронный разряд — специфический вид газового раз-
ряда. Необходимым условием для возникновения коронного
разряда является неоднородность электрического поля вблизи
одного из электродов, находящихся в газовой среде с повы-
шенным давлением — от нескольких десятков миллиметров
ртутного столба до давлений, превышающих атмосферное.
Если у одного из электродов радиус кривизны меньше, чем
у другого, то в слое газа, непосредственно прилегающем
к электроду с малым радиусом, создаются неоднородные
электрические поля большой напряженности. Вследствие
этого атомы газа возбуждаются и ионизируются. Происхо-
дящие одновременно с этим процессы рекомбинации и пере-
хода электронов с энергетических уровней возбуждения
на нормальные уровни энергии сопровождаются характер-
ным свечением, называемым короной. Остальное про-
странство между электродами обычно остается темным,
так как напряженность поля в этих местах недостаточна для
возбуждения и ионизации атомов газа.

Обычно электрод с малым радиусом является анодом:
на него подается положительный потенциал и вокруг него
образуется положительная корона. Отсюда ионы, образовав-
шиеся в светящемся слое газа, движутся к катоду, создавая
ток через стабилитрон. С ростом тока коронный разряд пере-
ходит в тлеющий или искровой, в зависимости от давления
газа. Ток коронного разряда ограничивается самим разрядом,
а не внешним сопротивлением в цепи стабилитрона, как
это имеет место при тлеющем разряде. При этом ограниче-
ние тока коронного разряда обусловлено большим сопротив-
лением темного слоя газа, в котором разрядная плазма обычно
не образуется.

Вольтамперная характеристика коронного разряда в об-
щем случае имеет вид, показанный на рис. 7-3, б. Стабили-
троны с такой характеристикой мало пригодны для стабили-
зации напряжения. Однако при определенном выборе газа
и конфигурации электродов можно получить характеристики,
показанные на рис. 7-3, в. Существенное влияние на вид вольт-
амперной характеристики оказывают, например, точность
геометрической формы электродов и их равноудаленность
друг от друга (аксиальная симметрия), что обеспечивает
одновременное возникновение ионизации по всей длине
анода.

В отличие от стабилитронов тлеющего разряда, проводи-
мость которых до возникновения разряда (зажигания) ни-
чтожна, коронные стабилитроны обладают заметной прово-
290
димостью даже при отсутствии разряда, обусловливающей
при 0,75 рабочего напряжения ток утечки до 2 мка. Эта
утечка создается частицами никеля, осевшими в процессе
тренировки стабилитрона на керамических вставках (бусин-
ках), при помощи которых жестко фиксируется местополо-
жение анода и катода относительно друг друга.

Стабилитроны коронного разряда существенно отличаются
от стабилитронов тлеющего разряда и своей инерционностью.
Если стабилитроны тлеющего разряда зажигаются почти
мгновенно, то коронные требуют для возникновения разряда
(зажигания) от 15 до 30 сек.

Основные данные стабилитронов тлеющего и коронного
разрядов приведены в табл. 7-2.

Данные, приведенные в табл. 7-2, характеризуют стаби-
литроны неполностью. В ряде случаев необходимы и другие
данные, о которых речь пойдет ниже.

Стабилитрон тлеющего разряда практически безынер-
ционен для токов промышленной частоты. В этом случае
динамическое сопротивление 7?дин, определяемое по вольт-
амперной характеристике, мало (50—100 ом) и имеет чисто
активный характер. Если же через стабилитрон протекает
ток достаточно высокой частоты, то динамическое сопротив-
ление является комплексным, что объясняется инерцион-
ностью ионных процессов, т. е.

^дин ~ ^дин 4" дин»

причем величина сопротивления резко возрастает. Это видно,
например, из данных для С12С:

Динамическое

Частота сопротивление
тока гц 2ДИН, ом

100	180

1 000	450

10 000	1100

Величины напряжений зажигания и стабилизации ме-
няются в стабилитронах примерно в следующих пределах:
от включения к включению — до ±1—1,5%; в течение 5 мин
после включения — в среднем 0,05—0,15%; за первые 10 ч
работы — со скоростью 0,03—0,04%'/ч\ за последующие 50—
100 ч работы — со скоростью 0,02—0,03 %/ч. Эти изменения
обусловлены, главным образом, разогреванием газа -и изме-
нением его давления.

19*	291
Таблица 7-2

Тип, стаби- литрона	Вид разряда	Наполнение	Напряжение, в		Токи, ма		Размеры, мм	Вес, г	Усредненное значение «Дйн. ом
			зажи- гания	горения	^мин	^макс			
СГ1П	Тлеющий	Смесь	180	145—160	5	30	22X72	22	160
СГ2П	в	в	133	104—112	5	30	22Х 100	22	100
СГ2С	в	в	105	70—81	5	40	34X98	45	170
СГЗС	в	Гелий	127	105—112	5	40	34X98	45	100
СГ2С	в	Смесь	180	145—160	5	40	34X98	45	160
СГ5Б	»	в	180	142—157	5	10	10X36	5	800
СГ6С	Коронный	в	—	20000	0,003	0,1	36Х 164	120	—
СГ7С	в	в	430	380—400	0,003	0,1	13X55	15	144-10’
СГ8С	в	в	970	880—920	0,003	0,1	13X55	15	310-10’
СГ9С	в	»	1320	1220—1280	0,003	0,1	13X55	15	338-10s
СП ОС	Тлеющий	»	150	86—92	4	15	33X65	40	225
СГИБ	в	в	135	81—87	1,5	5	10X40	5	1250
СГ12С	Коронный	в	—	3800—4000	0,05	1	25Х 128	100	250-10’
СГ13П	Тлеющий	в	175	143—158	5	30	19X65	22	600
СГ15П	в	в	150	104—112	5	30	19X65	22	320
СГ16П	в	в	130	80—86	5	30	19X65	22	240
СГ17С	в	в	1350	900±60	10	60	38X190	100	1200
СГ18С	в	в	1500	1000±70	10	60	38Х 190	100	1400
СГ19С	в	в	1650	1100 ± 77	10	60	83X190	100	1500

Примечания: 1. Смесь газов, заполняющих стабилитроны, состоит: при тлеющем разряде из аргона,
неона, гелия, криптона и др., при коронном разряде— из водорода и азота с добавлением некоторых примесей.

2.	Приведенные в таблице данные относятся к температуре Ч“20°С. Предельные рабочие температуры стабилитро-
нов с тлеющим разрядом — от —60 до -ф-70°С. В некоторых типах стабилитронов с коронным разрядом допу-
скается рабочая температура до +150° С.

3.	Указанные в таблице значения динамического сопротивления относятся к току с частотой 50 гц.
Изменение температуры окружающей среды заметно ска-
зывается на напряжениях зажигания и стабилизации. Сред-
ний температурный коэффициент изменения напряжений
равен 0,003—0,01 %/град. Некоторые стабилитроны (напри-
мер, СГ4С) характеризуются знакопеременным температур-
ным коэффициентом: отрицательным в области температур
от —50 до —10° С и положительным в области температур
от —10 до 4-50° С.

Основные схемы включения стабилитронов для стаби-
лизации напряжения приведены на рис. 7-4. Сопротивле-

Рис. 7-4. Схемы включения газоразрядных стабили-
заторов напряжения.

ние ограничивает ток через стабилитрон, чем устраняет
возможность перехода тлеющего разряда в дуговой или ко-
ронного разряда в тлеющий.

Действие схемы рис. 7-4, а можно представить следующим
образом. Если входное напряжение (7ВХ несколько меньше
напряжения зажигания U3 стабилитрона, то схема не обла-
дает никакими стабилизирующими свойствами и напряжение
на нагрузке

п = п _______В*__

О вых ивх Яо + Ян •

Если увеличить входное напряжение настолько, чтобы
стало возможным зажигание стабилитрона (1/вх	(/3), то

произойдет следующее: ток через ограничительное сопротив-
ление увеличится (/0 — 1и + 1СТ), падение напряжения на
сопротивлении 7?0 повысится, а напряжения на нагрузке
и стабилитроне уравняются (1/вых = UCT). Такое перераспре-
деление напряжений объясняется тем, что сопротивление ста-
билитрона, всегда меньшее, чем сопротивление нагрузки 7?н,
становится намного меньше того, каким оно было до зажига-
ния. Однако условием такого перераспределения напряже-
ний является неравенство:

^ст мин <\ А?т ^ст макс»
где эти величины соответствуют обозначениям на вольт-
амперной характеристике стабилитрона (рис. 7-3, а).

В тех случаях, когда входное напряжение меняется по ве-
личине и не намного отличается от напряжения зажигания
стабилитрона, возможен неустановившийся режим, при кото-
ром стабилитрон то зажигается, то гаснет как только начи-
нается перераспределение, напряжений на ограничительном
сопротивлении 7?0 и на стабилитроне. Такой неустановив-
шийся режим обусловлен, главным образом, значениями /?0
и /стмин. Неустановившийся процесс наблюдается также
при изменении сопротивления нагрузки 7?н, вызывающем
уменьшение тока через стабилитроны и его гашение. Практи-
чески величину тока /стмин выбирают с некоторым запасом
(например, вместо 5 ма берут 7 ма) и полагают ток через
стабилитрон равным примерно (0,4ч-0,5) /н.

Схема рис. 7-4, б почти ничем не отличается от предыду-
щей. Последовательное соединение стабилитронов Ст1 и
СТи2, преследующее здесь цель повысить напряжение на вы-
ходе стабилизатора, может быть использовано также для
деления напряжения. При этом напряжения стабилизации
на разных стабилитронах не обязательно должны быть одина-
ковыми; они могут быть разными, но токи /стмин этих стаби-
литронов должны быть почти одинаковыми.

Параллельное соединение стабилитронов не допускается,
так как почти невозможно подобрать стабилитроны с одина-
ковыми напряжениями [/ст. Кроме того, влияние изменений
внешних факторов (температуры, давления и т. д.) может
по-разному действовать на характеристики и параметры
стабилитронов, в результате чего одни из них будут воздей-
ствовать на режим работы других.

Использование многоэлектродных стабилитронов-дели-
телей напряжения предусматривает включение пусковых
сопротивлений Zn, снижающих напряжение, необходимое
для зажигания. При этом, как показано на рис. 7-4, в, тре-
буется соблюдение условия:

^вх =	+ Жт>
в то время как при отсутствии пусковых сопротивлений потре-
бовалось бы [/вх 4t/3.

Пусковые сопротивления часто используются также и при
последовательном включении нескольких двухэлектродных
стабилитронов. При этом исходят из указанных выше сообра-
жений относительно требуемой величины (7ВХ. Пусковыми
сопротивлениями могут служить активные сопротивления
или конденсаторы.

Простейшая мостовая схема стабилизатора, показанная
на рис. 7-4, г, отличается от предыдущих схем повышенным
значением коэффициента стабилизации, так как здесь ком-
пенсируется приращение напряжения At/CT, которое обычно
происходит при изменении тока через стабилитрон за счет
не строго горизонтальной части вольтамперной характери-
стики стабилитрона.

Газоразрядные стабилизаторы напряжения можно рассчи-
тывать различными способами, в зависимости оттого, какие
величины являются исходными. При этом используют ана-
литические и графические методы расчета.

В применении к схеме рис. 7-4, а имеем:

откуда:

^вх = ^ст + #о(4т + 4)>

►   б^вх ^СТ

0 ^ст +

(7-6)

Соотношение (7-6) непригодно для непосредственного
определения величины так как в процессе работы стаби-
лизатора величины (/вх, /ст и 1п меняются. Поэтому целе-
сообразно вести расчет на средние значения токов и входного
напряжения, полагая:

^ст ср 2 (^ст мин ^ст макс)> 4 Ср = 2 (4 мин ~Ь 4 макс)*

В выражении (7-6) имеются две неопределенные величины,
подлежащие расчету, а именно {7ВХ и /?0. Поэтому требуется
второе уравнение, которое можно составить с учетом того,
что изменение тока стабилитрона должно быть меньше
допустимого при заданной величине уменьшения t/BX. Если
бы ток в нагрузке не изменялся, то изменение входного
напряжения вызывало бы уменьшение тока стабилитрона
согласно выражению:



вх


Если же учесть, что изменение входного напряжения
вызовет также и изменение тока нагрузки /н, то искомое
второе уравнение примет вид:

или	<7’7)

где

“ ^ст макс ^ст мин>	макс мин,

причем А/0 = А/Ст — А/н, так как при увеличении тока
стабилитрона происходит уменьшение тока нагрузки и,
наоборот, увеличение тока нагрузки вызывает уменьшение
тока стабилитрона, поскольку стабилитрон и нагрузку
можно рассматривать как параллельно соединенные сопро-
тивления. Одновременное увеличение (или уменьшение)
токов стабилитрона и нагрузки невозможно из-за ограни-
чивающего действия /?0.

Если задано относительное изменение входного напря-
жения от его номинального значения t/BXCP на величину
А[/ВХ

± -у,- • = ±р, то абсолютное значение изменения напря-
С'вх

жения на входе стабилизатора будет At/BX = 2р(7вх. Подставив
в выражение (7-7) полученное значение At/BX, найдем:

В выражение (7-8) можно подставить значение UBX из
выражения (7-6), введя в него средние значения токов /стср
и 4 ср- В результате получим:

^о>-д/о_д/н \------------— •	<7-9)

2^	1 СТ Ср 1 н ср

Коэффициент полезного действия стабилизатора опреде-
ляем из очевидного соотношения мощности в нагрузке
и мощности, потребляемой от источника:

п=-и....(Уст/нл ) •	<7>1°)

и ВХ V • Н Ср “Г 1 СТ ср/

Коэффициент стабилизации в схеме рис. 7-4, а равен:

К —	• Аб^вых _ А(7вх '

СТ ^ВХ	UВЫХ	Af7cT Uвх ’

причем

Т1 ____ и . А(7вх ___ Ро 4~ Рдин

v вых — ^ст, хи — р	,

Адин
где

n ____ ^СТ

^ДИН — дл

а 7 ст

на основании выражения (7-6) имеем:

^ст __ ________^ст__________ __ ________1__________

^вх ^ст + (^СТ Ср 4“ Ср) | I -^o(^CTCp~F 4ср)

исг

В результате подстановки найденных значений коэффи-
циент стабилизации определится в виде:

1Z __ Л^ВХ ^ст ____	Я0 Н~ ^ДИН	/у ] ] \

7'ст \и * п	Г	[ Л I J П •	V*11/

£ЛС/СТ u ВХ	П	I LD 7ст Ср Г 7 Н Ср

АДИН р ГА0	J

Отсюда видно, что с увеличением 7?0 и уменьшением /?дин
коэффициент стабилизации растет; одновременно с увеличе-
нием 7?0 растет отношение напряжений £/BX/f/CT и падает
к. п. д. стабилизатора.

В некоторых случаях целесообразно рассчитывать коэф-
фициент уменьшения колебаний напряжений в виде:

вх  	4~ ^дин

At/CT	^дин

(7-12)

рассматривая этот коэффициент как коэффициент сглажива-
ния фильтра. При этом стабилизатор эквивалентен конден-
сатору фильтра с емкостью

СФ ' 6,28/п«дин

(7-13)

где /п — частота пульсации напряжения на нагрузке.

Пример расчета газоразрядного стабилизатора напряжения

Пусть задано рассчитать стабилизатор напряжения на UCT = 150 в,
ток нагрузки /н макс = 20 ма и /н мин = 15 ма с относительным изменением
напряжения на входе стабилизатора р— ±10%.

Расчет производим в следующем порядке.

1.	Выбираем стабилитрон СПП и задаемся током /Ст мин “ 8 ма
для большей устойчивости горения (в табл. 7-2 указано, что /стмин = 5ма).
При этом максимальный ток стабилитрона при отключенной нагрузке /?н
будет:

ст макс Iст мин + макс = 28 ма.

2.	Определяем величину на основании формулы (7-9):

/?0 = 3750 ом.

3.	Подставив в выражение (7-6) средние значения токов, находим
номинальное значение напряжения на входе стабилизатора:

UBX = 283 в.
4.	Коэффициент полезного действия стабилизатора, согласно выра-
жению (7-10), будет:

П = 26,2%. -

5.	Коэффициент стабилизации находим по формуле (7-11):

КсТ = 10,8.

Если выбрать 7?0 = 5000 ом, то получим Uax — 317 в и Кст — 12,5.
При расчете /?дин принято равным 200 ом на основании данных табл. 7-2
и выбранного режима работы стабилитрона.

6.	Относительное изменение напряжения на нагрузке составит:

= *2%. = ±0,092%.

С/Ст Лет

Газоразрядные стабилизаторы напряжения можно рассчитать также
с помощью номограмм, приведенных на рис. 7-5. При этом вычисления
упрощаются, поскольку расчет ведется для средних значений токов и напря-
жений. Для того чтобы пояснить методику расчета и пользования номо-
граммами, приводится следующий пример.

Задано: UCT = 150 в, ток нагрузки /н — 18 ма и р — ±10%.

Расчет производим в следующем порядке.

1.	Задаемся средним значением входного напряжения

(7ВХ = (1,5-ь 2)(/ст.

Выбираем:

(7ВХ= 1,8[7СТ= 270 в.

Соединив пунктирной линией точку t/BX = 270 в по шкале IV на номо-
грамме рис. 7-5, а с выбранным типом стабилитрона СГШ, отмечаем точку
пересечения этой линии со шкалой III этой номограммы. Затем соединяем
эту точку с величиной /н = 18 ма на шкале I и отсчитываем по шкале II
величину сопротивления 7?0 = 3500 ом.

2.	Пользуясь номограммой рис. 7-5, б, откладываем по шкале II вели-
чину сопротивления /?0 и соединяем эту точку вертикальной пунктирной
линией до пересечения с линией, соответствующей выбранному типу ста-
билитрона, а из последней точки пересечения проводим горизонтальную
пунктирную линию до крайней вертикальной линии этой шкалы. Последнюю
точку пересечения соединяем с точкой на шкале IV, соответствующей напря-
жению на входе стабилизатора.

Точку пересечения последней линии со шкалой III соединяем с точкой
на шкале /, соответствующей заданному значению р %, а пунктирную
линию, соединяющую указанные две точки, продолжаем до шкалы V,
отсчитывая по ней процентное колебание стабилизированного напряжения.
Как показывает построение, сделанное на рис. 7-5, б, рн = 0,87%.

Как видим из приведенных примеров, расчет по номограммам не так
точен, как аналитический расчет. Однако пользование номограммами
оправдывается хотя бы тем, что многочисленные варианты режимов работы
стабилизаторов можно быстро рассчитать и сопоставить друг с другом.

Расчет стабилизаторов с многоэлектродными стабилитронами или
с несколькими последовательно включенными стабилитронами обычного
типа (двухэлектродными) мало отличается от приведенного и сводится
к следующему.

1.	Величина сопротивления

Яо = ^вх-^ст(П-1) ,	(7-14)

* ст макс
противления; б — колебания стабилизированного напряжения.
где п — число последовательно соединенных газовых промежутков
или двухэлектродных стабилитронов;

/ст макс — максимально допустимый ток стабилитрона.

2.	Суммарный ток нагрузки, включенной параллельно всем газовым
промежуткам,

/н — /ст макс /ст мин-	(7-15)

Среднее значение тока стабилитрона обычно составляет примерно
0,3/стмакс» но не менее /стмин-

S. Среднее значение напряжения на входе стабилизатора составляет
при отсутствии пусковых сопротивлений:

С/вх ~ л//3;

при наличии пусковых сопротивлений имеем:

^вх= U3^ UCT(n— 1),	(7-16)

где п — число газовых промежутков или число последовательно включен-
ных стабилитронов.

Величину пускового сопротивления Zn можно выбрать равной
1СШст [сш], полагая ток в сопротивлении /п — 0,1 ма,

4. Изменение напряжения на нагрузке можно считать равным

Д7/Ст ’С Л/н/^дин,	(7-17)

где Д/н — изменение тока нагрузки, подключенной к данному газовому
промежутку.

Д

Рис. 7-6. К расчету газоразрядных стабилизаторов напряжения: а — вольт-
амперные характеристики однокаскадного стабилизатора; б — схема
двухкаскадного стабилизатора.

Произвести качественный анализ газоразрядных стабили-
заторов напряжения можно на основании диаграммы, пока-
занной на рис. 7-6, а. Здесь кривая 1 — вольтамперная
характеристика стабилитрона, прямая 2 — вольтамперная
характеристика линейного сопротивления /?0, кривая 3 —
суммарная вольтамперная характеристика последовательно
соединенных стабилитрона и ограничительного сопротивле-
ния /?0. При изменении входного напряжения на величину
Д(/вх напряжение на электродах стабилитрона изменяется
на величину At/CT, намного меньшую, чем изменение входного
напряжения.
Приведенная на рис. 7-6, а суммарная вольтамперпая
характеристика действительна только для холостой работы
стабилизатора, т. е. когда нагрузка отключена и = со.
В этом случае справедливы соотношения:

Uст -^ст-^стат» Uвх = ^ст (^о 4~ ^сгат)>

Д^сТ = /стЯдин; А{/вх = д/ст (^0 +/?дин);	(7-18)

, ^ст   -^стат .	4~ ^дин

СТ А^ст ^вх	^дин 4~ ^стат *

где 7?стаг и 7?дин — сопротивления стабилитрона постоянному
и переменному току.

Из выражений (7-18) следует, что коэффициент стабилиза-
ции тем больше, чем больше отношение RCTaT/R^iC Величина
сопротивления 7?0 не играет существенной роли в увеличении
коэффициента стабилизации только в том случае, если RQ
больше сопротивления 7?стат.

Если ограничительное сопротивление нелинейно и обла-
дает резко отличными значениями сопротивления переменно-
му и постоянному току, то коэффициент стабилизации схемы
намного увеличится и может быть определен на основании
следующего:

Uст 4“ Аттестат вх ~ ^ст (^о стат 4“ ^стат)>

А^Вх ^СТ (/?о дин 4“ -^дин),
А^СТ ^ст^дин>

. Uст   Во дин ~Ь ^ДИН ' _Rстат_____	/7 1 q\

ст ст Uвх	^дин	стат “F ^стат

где /?стат и /?дип — статическое и динамическое сопротивле-
ния стабилитрона;

/?остат и /?Один — статическое и динамическое сопротивле-
ния ограничительного сопротивления.

Очевидно, что коэффициент стабилизации схемы будет
большим в том случае, если /?один > 7?дин, а 7?остат < /?стат.

Одним из нелинейных сопротивлений, пригодных для
использования в качестве ограничительного сопротивления
в схеме газоразрядного стабилизатора, является бареттер.
Возьмем бареттер, у которого /?один = 5000 ом и 7?остат =
= 100 ом, и стабилитрон, у которого /?дин = 200 ом и RCTaT =
— 15 000 ом. Тогда коэффициент стабилизации Кст = 75,6.

Полученный коэффициент стабилизации намного превы-
шает его обычное значение и не соответствует действитель-
ному, поскольку определен при ненагруженном стабилитроне.
Тем не менее комбинирование газоразрядного стабилитрона
(особенно коронного разряда) с нелинейным ограничитель-
ным сопротивлением весьма рационально. В качестве нели-
нейного сопротивления можно использовать также пентод.

В тех случаях, когда коэффициент стабилизации схемы
недостаточен, возможно применение двухкаскадных схем
включения стабилитронов, как это показано на рис. 7-6, б.
Для этой схемы общий коэффициент стабилизации

КсТ^.

(7-20)

Применение многокаскадных стабилизаторов нецелесооб-
разно из энергетических соображений (ц = 'П1Т)2)- Кроме
того, приходится считаться с тем, что в каскадных схемах
стабилизации практически невозможно применить однотип-
ные стабилитроны, так как выходное напряжение 1-го
каскада является входным напряжением 2-го каскада.

Основной недостаток газоразрядных стабилизаторов
напряжения заключается в сравнительно малом значении
коэффициента стабилизации. Этот недостаток обусловлен
свойствами стабилитронов и выражается в том, что при изме-
нении тока через стабилитрон происходит одновременное
изменение величины напряжения t/CT. Указанный недостаток
частично устраняется использованием мостовых схем стаби-
лизаторов, так как эти схемы позволяют до некоторой степени
компенсировать изменение напряжения (7ВХ.

В мостовых схемах стабилизаторов со стабилитронами,
как и с другими нелинейными сопротивлениями, стабилитро-
ны включаются чаще всего в одно плечо моста, реже — в два
противоположных плеча мостовой схемы.

В применении к схеме рис. 7-4, г и приведенным там
обозначениям получим при уравновешивании моста:

^вх =	= f/з + U*

где

{/1 = 7Л = 7?1(/2 + /н) = /?1(/2 + ^);

^2 ^СТ ~Ь Азт^дин’

из = I3R3 = R3 - 7„) =	R3,

и, = и2-ия.
После несложных преобразований условие уравновешива-
ния моста будет:

^СтЯ3ЯН -	(Я1Я4 + ЯцЯа ~Ь Я3Я4 ~4~ ВПВ3)

ВяВ±



ВстВз \

в, ) 9

(7-21 а)

откуда следует, что при



(7-216)

напряжение на нагрузке (7Н не зависит от тока /2 (тока
через стабилитрон). Следовательно, при соблюдении условия
(7-216) напряжение на нагрузке не меняется в случае изме-
нения входного напряжения (7ВХ, если ток стабилитрона
меняется в пределах

ст мин

ст макс»

т. е. рабочая точка не выходит за пределы прямолинейного
участка характеристики стабилитрона.

При соблюдении соотношения (7-216) напряжение на
нагрузке определяется в виде:

J 1 __ ______^СтВ\Вн_______ ПП\

U Н вст (Яг + Я3 + Ян) + ЯхЯн	1 '

и не зависит от входного напряжения. Это можно объяснить
тем, что с увеличением входного напряжения одновременно
растут напряжения на стабилитроне и на сопротивлении /?4.
При определенном подборе параметров схемы напряжение
на нагрузке, являющееся разностью двух напряжений ((72—
— i/4), может остаться постоянным.

Стабилизатор по схеме рис. 7-4, а можно рассчитать различ-
ными способами, в том числе и в следующем порядке.,

1.	Исходными данными расчета являются напряжение
на нагрузке (7Н, номинальное напряжение на входе стабили-
затора (7ВХ и ток нагрузки /н. По заданному значению С7Н
и току /н выбираем стабилитрон, у которого

^ст ст ср ^ст средин	И ^ст ср Al*

2.	Определяем величину сопротивления

„ = (0,5 ч- 1,0)Е7н _ (0,5 4- 1,0)1/н

1	Л	/ст ср + 4 '

зоз
3.	Высчитываем величину сопротивления

О __ п [	/ ^ст	i\	il	р

^3 — *4 |Б	* \~П	1 I	1	Ап.

L-^стат \ и н / J

4.	Узнаем величину сопротивления

р  ^З^ДИН

где 7?дин находим для выбранного типа стабилитрона по
табл. 7-2.

5.	Определяем максимальные мощности, рассеиваемые
на отдельных сопротивлениях схемы стабилизатора:

Л = /fo = (/CT макс +/н)8/?1;

^2 ~ Лгг макс^?стат’

рз = llR3 = (/4 - /н)2/?3 =	---Л(

(^стмакс ^н)2

6.	Находим относительную величину отклонения вход-
ного напряжения

Uqx макс — Uвх ср
р —	у	.

и вх ср

7.	Устанавливаем предельные значения входного напря-
жения

^вх макс ~ ^вх ср (1	Р)’> ^вх мин ~ Uвх ср О Р)-

При необходимости можно также определить к. п. д.
стабилизатора

______________/н^н__________
п iuuu + p1 + p2 + p3 + p/’

из этого выражения легко увидеть, что у рассчитываемого
стабилизатора к. п. д. намного меньше, чем у простого.

Б. Стабилизаторы тока с бареттерами

Одним из распространенных параметрических стабилиза-
торов тока является бареттер, представляющий собой без-
разрядный электровакуумный прибор, обладающий свой-
ством нелинейного сопротивления. Обычный бареттер состоит
из железной или вольфрамовой нити, помещенной в баллон,
наполненный газом. При протекании тока через бареттер
304
нить нагревается и ее сопротивление увеличивается. Охлаж-
дение нити вызываемое в основном конвекцией газа внутри
баллона, уменьшает сопротивление бареттера. При выборе
газа для заполнения бареттера предпочтение обычно отдают
водороду, как обладающему большой теплоемкостью и обес-
печивающему вследствие этого хорошее охлаждение нити.
Давление водорода в бареттере обычно поддерживают между
50 и 200 мм рт. ст.

На рис. 7-7, а показана одна из конструкций бареттера;
его типовая вольтамперная характеристика (рис. 7-7, б)
имеет четыре типичных области. В области А бареттер не

Рис. 7-7. Бареттер: а — внешний вид и условное обозна-
чение; б — вольтамперная характеристика.

отличается от обычного линейного сопротивления; падение
напряжения пропорционально току через бареттер. Здесь
нить бареттера слабо нагрета. По мере повышения температуры
нити сказывается нелинейная зависимость тока бареттера
от приложенного к нему напряжения (область 5). В области В
сопротивление бареттера резко меняется в зависимости от
подводимого к нему напряжения. Изменение напряжения
вызывает равное ему относительное изменение сопротивления
бареттера /?б, вследствие чего ток через бареттер остается
почти неизменным. Условием такого режима работы бареттера
является равенство мощностей: затрачиваемой на нагрев
нити бареттера и рассеиваемой с поверхности нити путем
лучеиспускания и конвекции газа. Область Г является
нерабочей.

Соответственно обозначениям на рис. 7-7 основные пара-
метры бареттера называются: /бн — номинальный ток барет-
тирования, t/б мин — напряжение начала бареттирования,
t/б макс — напряжение конца бареттирования.

В некоторых случаях при соответствующем подборе
теплового режима нити бареттера вольтамперная характе-
ристика в области В может иметь падающий характер, как

20 В. Ю. Рогинский 1245	305
это показано пунктиром на рис. 7-7, б. Такое изменение
характеристики обусловлено неравномерным распределением
температуры нити по ее длине. При этом относительное
изменение напряжения на некоторых участках вольтампер-
ной характеристики может быть меньше относительного
изменения сопротивления /?б, что характеризует наличие
отрицательного сопротивления (Д(7б/Д/б < 0).

При включении бареттера в электрическую цепь сказы-
вается его тепловая инерция. Благодаря малому начальному
сопротивлению нити и ее тепловой инерции через бареттер
относительно длительное время протекает ток, превышающий
номинальный ток бареттирования в 2—3 раза. Нормальное
значение тока бареттера устанавливается лишь спустя
некоторое время. Это время (время установления)
тем меньше, чем ближе друг к другу значения напряжений
^вх и Uв макс- Этим объясняется, что бареттеры часто исполь-
зуются с другими нелинейными сопротивлениями (например,
термисторами).

Благодаря тепловой инерции бареттеры могут быть
использованы в схемах постоянного и переменного токов,
не искажая при этом форму кривой тока, так как сопротивле-
ние бареттера не успевает периодически изменяться с часто-
той питающего тока. Инерционные свойства бареттера яв-
ляются причиной того, что с его помощью можно стабилизиро-
вать только медленные изменения питающего напряжения.
Что же касается внезапных и резких изменений питающего
напряжения, то они даже при наличии бареттера передаются
в цепь нагрузки без изменения.

Данные промышленных типов бареттеров отечественного
производства приведены в табл. 7-3.

Простейшие схемы включения бареттеров показаны на
рис. 7-8. Стабилизирующее действие схем сводится к тому,
что ток в цепи сохраняется в пределах бареттирования при
входном напряжении, меняющемся в пределах от (7бмин
ДО £^бмакс-

Свои стабилизирующие свойства бареттеры сохраняют
как при последовательном, так и при параллельном их соеди-
нении. Надо только, чтобы у последовательно соединенных
бареттеров были одинаковые токи бареттирования, а у парал-
лельно соединенных бареттеров — одинаковые напряжения
бареттирования. Практически параллельное соединение
бареттеров осуществить проще последовательного. В послед-
нем случае необходимо, чтобы разница между токами барет-
тирования лежала в области заданной точности стабилизации
306
Таблица 7-3

Обозначение бареттера	Напряжения бареттиро- вания, в		Ток баретти- рования, ма		Динамичес- кое сопротив- ление Ядин, ом	Вес, г	Размеры, мм	
	U б мин	^бмакс	Нача- ло	Конец			Высо- та	Диа- метр
0,24Б12—18	12	18	230	250	300	35	85	31
0,ЗБ65—135	65	135	270	320	1400	55	130	43
0,42Б5,5—12	5,5	12	410	430	330	40	100	32
0,85Б5,5—12	5,5	12	830	870	160	40	100	32
0,ЗБ 17—35	17	35	270	320	360	55	120	43
1Б5—9	5	9	960	1040	50	70	120	46
1Б10—17	10	17	960	1040	90	70	120	46

Примечания: 1. Время установления у всех типов бареттеров
равно 5 мин.

2. Обозначения бареттеров включают в себя округленную величину
тока (в амперах) и предельные значения напряжений бареттирования.

тока, так как во время совместной работы бареттеров про-
исходит скачкообразный переход напряжения бареттирования
с одного значения на другое.

Рис. 7-8. Схемы включения бареттеров.

Упрощенный расчет стабилизатора тока с бареттером
сводится к следующему. Исходными данными расчета явля-
ются заданные величины тока нагрузки /н, напряжение
на нагрузке 17н и относительное изменение входного напряже-
ния р = ±Л£/ВХ/£7ВХ. Расчет производим в следующем по-
рядке.

1.	Выбираем бареттер, у которого номинальный ток
бареттирования приблизительно равен току нагрузки (/б

/н). Если тип бареттера, подходящий под заданный ток
нагрузки, отсутствует, то
активным сопротивлением

можно шунтировать нагрузку



ср 9

(7-23)

выбрав бареттер на больший ток. В некоторых случаях
можно соединить несколько бареттеров параллельно друг
другу, имея в виду, что 2 /б /н. Напряжения бареттиро-
вания должны быть такими, чтобы удовлетворить требова-
ния стабилизации и обеспечить наибольшее значение к. п. д.
стабилизатора.

2.	Предельные значения входного напряжения стабилиза-
тора будут:

п __ (7Н + мин .
и вх макс	1  2р ’

или

^вх мин

4" Uб мин ^вхмакс Ц 2/?),

^вхмакс ^бмакс 4"

(7-24)

3. Коэффициент стабилизации

iz ___ А(7ВХ ,

Лет //
вх

А^н	is __ At/BX , А/н

7/	, ИЛИ Лст тт • т

и вх 2н

если сопротивление
Учитывая, что

нагрузки не меняется по величине.

Д^вх = Д17б + /0Ян;

^вх — Uб ср 4“ 7НТ?Н;

>	__ Uб ср .

бстат“ /б ср ’

„ А£7б

б Дин	д/б »

и представляя коэффициент стабилизации в виде:

д’- _ А£/вх . U б

Лст“ А/б ’ /бср

получим:

/Г — дин + ₽н

СТ ^бстат+^н

(7-25)

где можно считать:

р ______ ^бмин

Лбстат Л-
1 б мин

ИЛИ /?стат

^бмакс .
^бмакс

_ ^бмакс	^бмин

ДИН ^бмакс	^бмин

/?б
4.	Относительное изменение напряжения на нагрузке

__ д г п

(7-26а)

где

д/ =—^У™—

н Ян + Ябдин

U вхмакс	^вхмин

4“ ^бдин

Можно также определить относительное изменение напря-
жения или тока нагрузки в виде:

AU Н   А/и __ р
U п	/н Л СТ

(7-266)

5.	Коэффициент полезного действия стабилизатора

П=-/и- = -^.	(7-27)

'вхср	вх ср

если ток нагрузки не изменяется и в стабилизаторе не вклю-
чены балластные сопротивления.

Пример расчета. Пусть задано рассчитать стабилизатор тока
с бареттером для питания цепей накала трех ламп типа 6ЖЗ, у каждой
из которых ток накала /нак = 0,3 а при напряжении накала 6,3 в. Отно-
сительное изменение напряжения источника питания р — ±12% от номи-
нального £/вх ср.

1. Выбираем бареттер, пользуясь табл. 7-3. Возможны два варианта
питания цепей накала ламп: параллельное и последовательное. В случае
параллельного питания общий ток нагрузки /н = 3*0,3 = 0,9 а при Utt =
= 6,3 в; в случае последовательного питания /н — 0,3 а при Un = 18,9 в.

Произведем для сравнения два варианта расчета питания цепей накала:
а) параллельного, с бареттером 1Б5—9;

б) последовательного, с бареттером 0,ЗБ17—35.

При параллельном питании ламп шунтируем их сопротивлением

Rm — "q-1— — 63

2.	Определяем входные напряжения:

а)	^вхмин ~ 6,3 -к 5 = 11,3 в И t/вхмакс = -j = б V6~ = ^,9 в;

6)	^вхмин = 18,9-ф* 17=35,9 в и t/Bx макс == 47,3 в.

3.	Проверяем неравенства:

а) 14,9 < 6,3 + 9; б) 47,3 < 18,9 -ф 35.

В обоих случаях мы не выходим за пределы бареттирования.

4.	Коэффициенты стабилизации определяем на основании выраже-
ния (7-25):

а)	«ст = 4±|<-=4,25,

/ -j-

и	± (5 + 9)

где ^?дин == 60 0Л1, RH = -	= 6,3 ом\ Rq стат =-------------------

‘а	1

— 7 ом\
360 + 63

б)	Лст ~ "86,5 + 63

= 2,81,

18 9

где ^?дин === 360 ом\ =  q — = 63 ом} /?бстат == 86,5

5. Относительные изменения на нагрузке будут:

ом.

а)

ЛС/н ± р

Uh 7<ст

± 2,82%;

б)^Х=±4,25%.

6.	К. п. д. стабилизаторов будут:

а)	Т) = - ^н/н =0,435,

<-7вхср7 б ср

или 43,5%, включая расход энергии в балластном сопротивлении 7?ш;

б)	т) = -j-------------— 0,455, или 45,5%.

-£ (35,9 + 47,3) • 0,3

0

Рис. 7-9. К расчету сложных схем стабилизаторов с бареттерами:
а и б — схемы стабилизаторов напряжения с бареттерами;
в — вольтамперные характеристики для стабилизатора с сопротив-
лением /?т.

В ряде случаев бареттер может быть использован для
стабилизации напряжения по схеме рис. 7-9, а. Здесь сопро-
тивление 7?ш намного меньше сопротивления и неизменно
по величине. Постоянство тока по этому сопротивлению,
обеспечиваемое при помощи бареттера, создает постоянство
напряжения на нагрузке. Недостатками такой схемы яв-
ляются низкий к. п. д. и малый допустимый ток нагрузки.

В схеме рис. 7-9, б сопротивление имеет нелинейный
характер. Для анализа этой схемы можно использовать
графики рис. 7-9, в, где кривая ОВ — вольтамперная харак-
теристика бареттера (повернутая на 90° относительно ее
нормального изображения); кривая ОС — вольтамперная
310
характеристика сопротивления /?т; кривая ОР — результи-
рующая вольтамперная характеристика стабилизатора.

При изменении входного напряжения на величину Д(/вх
изменение напряжения на нагрузке равно Д(7СТ. Заметная
стабилизация напряжения возможна при (7ВХ <7бмин.

Когда ток нагрузки мал (7?н -> оо), действительны
соотношения:

Д^ВХ = (^бдИН 4“ ^ТДИн)> Жт “ Д^б^ТДИН»
^ст А>^тстат> ^вх ^б(^тстат “F б стат)*
Тогда коэффициент стабилизации напряжения

____ А^вх . ^ст   ^тстат . -ff-гдин 4~ ^бдин /у
ст А(7ст вх	^тдин стат + Кб стат ’

откуда видно, что Кст может быть получен большим при падаю-
щей вольтамперной характеристике сопротивления /?т, кото-
рому свойственно /?тдин <3 /?тстат-

В. Стабилизаторы тока с нелинейными сопротивлениями

В качестве стабилизаторов параметрического типа широко
используются различные типы нелинейных сопротивлений,
в том числе термисторы, варисторы и лампы накаливания.
Такие стабилизаторы используются главным образом в мало-
мощных устройствах и измерительных приборах.

Термисторы (термочувствительные сопротивле-
ния) — нелинейные сопротивления, величина которых
в общем случае определяется в виде:

R = Ае~аТ,

где Т — абсолютная температура сопротивления;

а — температурный коэффициент, зависящий от мате-
риала сопротивления и его конструкции.

Следует различать два вида термосопротивлений: про-
водниковые и полупроводниковые. Как правило, чаще всего
используются полупроводниковые термосопротивления,
обладающие большим отрицательным температурным коэф-
фициентом. Проводниковые (металлические) термосопроти-
вления обладают сравнительно малым положительным тем-
пературным коэффициентом.

Термосопротивления нагреваются либо теплом, выделяе-
мым током, который по ним протекает, либо теплом вспомо-
гательных подогревателей. Последние могут быть с прямым
или косвенным подогревом.
От материала полупроводникового термистора и типа
его электрической проводимости (электронной или дырочной)
зависит его пригодность к использованию в цепях постоянного
или переменного тока. Например, термисторы из двуокиси
урана и сульфида серебра, обладающие дырочной проводи-
мостью, можно применять только в цепях переменного тока,
ибо если через термисторы этого рода пропускать постоянный
ток, то в них возникнут электрические процессы, способные

Рис. 7-10. Схематическое устройство медно-
марганцевых термисторов.

1 — термосопротивление; 2 — контактный кол-
пачок; 3 — защитный металлический чехол;

4 — слой олова; 5 — стеклянный изолятор;

6 — полупроводниковый диск.

разрушить эти термосопротивления. Термисторы из окислов
марганца и кобальта, обладающие электронной проводи-
мостью, можно использовать в цепях как постоянного, так
и переменного тока.

Термисторы не выдерживают перегрева сверх указанных
для них допустимых температур и весьма сильно подвержены
действию кислорода. Для защиты термисторов от воздей-
ствия кислорода их часто заключают в баллоны с инертным
газом или герметизируют в специальных чехлах, конструк-
тивно оформленных как непроволочные сопротивления.
На рис. 7-10 схематически показано устройство медно-
марганцевых термисторов (ММТ). Аналогично устроены
и кобальто-марганцевые термисторы (КМТ).

Данные термисторов ММТ и КМТ отечественного произ-
водства приведены в табл. 7-4.
Таблица 7-4

Тип термистора	Диапазон номинальных величин со- противлений при 4-20° С, ом	Допустимое отклонение от номинала, %	Температур- ный коэффи- циент, %/град	Макси- мальная рабочая темпера- тура, °C	Макси-  мально допусти-  мая мощность рассеяния, вт
ММТ-1	1—200	±20	—(2,4—3,4)	120	0,4
ММТ-4	1—200	±20	—(2,4—3,4)	120	0,4
ММТ-5	1—200	±20	—(2,4—3,4)	120	0,4
ММТ-6	1—200	±20	—(2,4—3,4)	150	'*—
ММТ-8	1—1000	±20; ±10	—(2,4—3,4)	60	0,04
ММТ-9	Ю—5000	±20; ±10 ±5	_(2,4—3,4)	120	—
КМТ-1	20—1000	±20	—(4,5—6,0)	180	0,8
КМТ-4	20—1000	±20	—(4,5—6,0)	120	0,8
кмт-ю	500—5000	±20	_(4,5—6,0)	120	0,1

Термосопротивления описанных типов обладают тепло-
вой инерцией, которая характеризует скорость восприятия
термосопротивлением окружающей температуры. О тепловой
инерционности можно судить по величине постоянной вре-
мени, в течение которого температура термистора повышается
на 63% при перенесении его из среды с температурой 0° С
в среду с температурой 100° С. Для термосопротивлений,
приведенных в табл. 7-4, постоянная времени равна 120 сек.

Одна из возможных схем стабилизаторов напряжения
с термистором показана на рис. 7-11, а. В этой схеме сопро-
тивление термистора Ят должно изменяться так, чтобы при
изменении входного напряжения в заданных пределах не
изменялось падение напряжения на сопротивлении нагрузки.
Это достигается тем, что при увеличении входного напряжения
возрастает ток /т через термосопротивление Ят (рис. 7-11, б).
Вследствие нагрева величина последнего изменяется так,
что общее сопротивление Ят + Яо уменьшается, и падение
напряжения на этом участке цепи остается почти неизменным.
Избыток входного напряжения при его возрастании гасится
в добавочном сопротивлении Яд. Величины сопротивлений
Яо и Яд лучше определять графически, так как аналитиче-
ское выражение вольтамперной характеристики достаточно
сложно ввиду ее сугубо нелинейного характера.

На рис. 7-11, в приведен график построений для расчета
схемы стабилизатора напряжения описанного типа. На этом
графике показана вольтамперная характеристика UT = <р (7Т)
с рабочим участком б—в, крайним точкам которого соответ-
ствуют токи термистора /Т1 и Ц2. Этим токам соответствуют
напряжения (7Т1 и UTz. Пусть сопротивление 7?0 выбрано
так, чтобы в пределах вольтамперной характеристики б—в
напряжение на последовательно соединенных сопротивле-
ниях RQ и Rt почти не менялось. Этому условию неизменно-
сти напряжения на участке б—в вольтамперной характери-
стики удовлетворяет уравнение:

Iп (Ят, + Я о) — Л2 (Ят2 + Ro)-

Рис. 7-11. Стабилизатор напряжения с термистором:
а — схема стабилизатора; б — типовая вольтамперная
характеристика термистора /?т; в — график для расчета
элементов стабилизатора.

Отсюда находим:

п _ ^т2^т2 ~	_ ОТ2 — иТ1

•^о J _________1	1 ___{

/т1	2т2	2т1	/т2

(7-29)

При данном определении величины сопротивления Яо
ординаты точек б' и в' соответственно равны:

(7Т1 + Я о Д-J Утг + Яо^т/

Влево от точки О вольтамперной характеристики терми-
стора, на расстоянии ОС, откладываем в выбранном масштабе
ток нагрузки /н. По ординате, восстановленной из точки С,
откладываем точку В, соответствующую значению (7ВХ +
+ ДС/ВХ, и точку Д, соответствующую значению (7ВХ—

Соединив точки В и в' и снеся влево на ось ординат
314
к точке Г, получим треугольник Вв'Г с углом а у точки в'. На
основании построений, показанных на рис. 7-11, в, находим:

— ^вх А^вх) (^н — At/H)	(7-30)

д	+ ^т2

Стабилизирующие свойства схемы рис. 7-11, а значительно
повышаются, если добавочное сопротивление будет
нелинейным. В этом случае проявится совместное стабили-
зирующее свойство обоих нелинейных сопротивлений.

Варисторы — нелинейные полупроводниковые со-
противления — характеризуются резкой зависимостью сопро-
тивления от напряженности электрического поля. Их изго-

Рис. 7-12. Лампа накаливания: а — вольтамперная характе-
ристика; б — мостовая схема включения ламп; в — графики
для расчета мостовой схемы стабилизатора.

товляют в виде шайб или стержней из карбида кремния
со связующим веществом. В зависимости от вида связую-
щего вещества варисторы подразделяются на тиритовые
и лэтиновые. Вольтамперная характеристика таких сопро-
тивлений имеет вид, типичный для полупроводников, и под-
чиняется уравнению:

IB = KU%,	(7-31)

где р — коэффициент нелинейности;

К — коэффициент, зависящий от материала и размеров
сопротивления.

Используются варисторы в стабилизаторах по схемам,
рассмотренным выше, чаще всего по мостовым схемам.

Лампы накаливания обладают нелинейной
вольтамперной характеристикой, поскольку сопротивление
нити накаливания зависит от температуры. Типовая вольт-
амперная характеристика лампы накаливания с металличе-
ской нитью показана на рис. 7-12, а. Напряжение на лампе
связано с током зависимостью:

ил - kl^	(7-32)
сопротивление нити накаливания меняется с температурой
и равно

Я - /?0(1 + аДО,

где а — температурный коэффициент сопротивления.

Соответственно статическое и динамическое сопротивле-
ния равны:

= -7^:	= «/?стат.	(7-33)

Так как коэффициент т для большинства ламп накали-
вания равен 1,5—2, то эффект стабилизации при их помощи
невелик, и, как правило, для этих целей используются
мостовые схемы стабилизаторов. Одна из подобных схем
показана на рис. 7-12, б. Анализ работы такого стабилиза-
тора при малом токе нагрузки целесообразно вести графи-
чески, как это показано на рис. 7-12, в. Если выбрать сопро-
тивления и 7?2 так, чтобы их характеристики на некотором
участке шли параллельно характеристике лампы, то при
изменении входного напряжения от (7ВХМИН до (7вхмакс отрезки
аб и а'б\ соответствующие выходному напряжению стаби-
лизатора в диагонали моста, остаются приблизительно
одинаковыми.

Г. Стабилизаторы напряжения
с полупроводниковыми стабилитронами

Кремниевые стабилитроны (опорные диоды) являются
разновидностью плоскостных диодов, вольтамперная харак-
теристика которых имеет вид, показанный на рис. 7-13, а.
Для стабилизации напряжения (для создания опорного
напряжения) практически применяется участок вольтампер-
ной характеристики, расположенной за точкой пробоя
(точка А).

В кремниевых диодах, как и в других полупроводниковых
диодах, при некоторой величине приложенного к ним напря-
жения, называемого пороговым, носители зарядов
приобретают такую скорость, что при столкновении со встреч-
ными атомами полупроводника расщепляют их на электроны
и положительно заряженные ионы, т. е. осуществляют иони-
зацию. В отличие от тепловой ионизации этот процесс назы-
вается ударной ионизацией.

Надо заметить, что в кремниевых диодах электрический
пробой, возникающий вследствие ударной ионизации, не
переходит, как в германиевых диодах, сразу в тепловой
316
пробой, ввиду более высокой температурной стабильности
кремния. Имеет при этом значение и то, что у кремния энергия
возбуждения электронов относительно велика. Поэтому
характеристика диода после точки пробоя А не имеет неустой-
чивого падающего участка, и резкое возрастание тока через
п—р-переход сопровождается небольшим увеличением паде-
ния напряжения на диоде. Допустимая величина тока через
стабилитрон ограничивается допустимой мощностью рассея-
ния Рмакс = ^обр/макс- Значение предельно допустимого
тока через стабилитрон отмечено на характеристике точкой В.

Рис. 7-13. К расчету стабилизатора напряжения с полупро-
водниковым стабилитроном: а — вольтамперная характеристика
стабилитрона; б — схема его включения в стабилизатор на-
пряжения.

Превышение предельно допустимого тока через стабилитрон
приводит к его чрезмерному разогреву, возникновению теп-
лового пробоя и порче диода.

На участке АВ характеристики диод обладает малым
внутренним сопротивлением (единицы — десятки ом), причем
величины сопротивлений 7?стат и 7?дип резко различны,
т. е. стабилитрон обладает достаточной добротностью

q — ^стат

^дин

Для кремниевого стабилитрона, как для всякого полу-
проводникового прибора, характерна зависимость пара-
метров от температуры окружающей среды. При изменении
температуры окружающей среды вольтамперная характе-
ристика стабилитрона сдвигается, что приводит к изменению
величины падения напряжения на диоде. Эти изменения
напряжения оцениваются температурным коэффициентом
напряжения

ткн - иЭгйт'	<7-34’

где Ur — напряжение на диоде при температуре °C;

U2 — напряжение на диоде при температуре t2 °C;

2	1*

Между падением напряжения на кремниевых стабилитро-
нах и температурой окружающей среды имеется линейная
зависимость, причем при включении стабилитрона в обратном
направлении падение напряжения возрастает с ростом
температуры (кривая 1 на рис. 7-13, б), а при включе-
нии в прямом направлении — уменьшается (кривая 2,
рис. 7-13, б). Значение ТКН при включении стабилитрона
в обратном направлении изменяется в зависимости от ве-
личины приложенного к стабилитрону напряжения. Эта за-
висимость показана на рис. 7-13, в.

Данные промышленных образцов кремниевых стабили-
тронов отечественного производства приведены в табл. 7-5.

Таблица 7-5

Тип диода	Uo6p п₽и  5 ма, в	^дин’ ом			Предельно допусти- мый ток ^обр макс, ма	ю* ткн, не более
		при /обр. ма		при ^обр макс		
		I	5			
Д808	7—8,5	12	6	5	33	7
Д809	8-9,5	18	10	8	29	8
Д8Ю	9—10,5	25	12	9	26	9
Д811	10—12	30	15	12	23	9,5
Д813	11,5—14	35	18	14	20	9,5

Примечание: 7?обр не менее 10 Мом при == —1 в; £/пр не
более 1 в при /пр — 50 ма\ допустимая мощность рассеяния Рмкас =
= 280жв/п, но при температуре выше ± 50° С она снижается на 10% на
каждые 10° С: предельная температура окружающей среды ф120° С,
вес диода — около 0,5—0,6 г.

Простейшая схема стабилизатора с кремниевым стабили-
троном показана на рис. 7-13, г. Здесь 7?т — термочувстви-
тельное сопротивление (термистор) с отрицательным темпе-
ратурным коэффициентом, благодаря которому можно ком-
318
пенсировать температурные изменения выходного напряже-
ния стабилизатора. В большинстве случаев это сопротивление
может быть обычным и даже может отсутствовать вовсе,
так как ограничительным сопротивлением служит 7?0-
Кроме этой схемы, возможно применение любой другой,
применяемой для стабилизации напряжения с помощью
нелинейных сопротивлений.

§ 7-3. ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ

Электромагнитные стабилизаторы напряжения могут
быть:

а)	с насыщенным дросселем или трансформатором;

б)	с использованием резонанса тока или напряжения
(феррорезонансные стабилизаторы);

в)	с автоматическими регуляторами напряжения, имею-
щими дроссели и трансформаторы с подмагничиванием.

Все эти устройства пригодны для стабилизации напря-
жения переменного тока.

А. Стабилизаторы с насыщенным дросселем

Простейшая схема стабилизатора с насыщенным дрос-
селем показана на рис. 7-14, а. Магнитопровод 1 не насыщен
и его вольтамперная характеристика линейна, как это пока-
зано кривой 1 на рис. 7-14, б. Если входное напряжение UBX
изменится так, что ток в обмотках дросселя Др± возрастет
от /' до то напряжение на зажимах обмотки этого дрос-
селя увеличится на

Магнитопровод 2 насыщен и вольтамперная характери-
стика дросселя Др2 нелинейна, как это показано кривой 2
на рис. 7-14, б. В результате при изменении тока в цепи
напряжение на зажимах обмотки этого дросселя изменится
на величину Д[/2. Вольтамперная характеристика всей цепи,
содержащей оба дросселя, включенные последовательно,
также нелинейна (кривая 3 на рис. 7-14, б). В результате
при изменении входного напряжения на Д(7ВХ напряжение
на выходе стабилизатора изменится намного меньше, чем
на его входе.

Функции обоих дросселей могут быть совмещены в транс-
форматоре специальной конструкции, показанном на
рис. 7-15, а. На среднем стержне /, у которого сечение
больше, чем у боковых стержней 2 и 3, расположена первич-
ная обмотка трансформатора; к ней подведено напряжение
питающей сети. На стержне 2 расположена вторичная
обмотка трансформатора, включенная последовательно
с сопротивлением нагрузки /?н тоже к сети. При этом напря-
жение на нагрузке

UH - U. - (72.

Рис. 7-14. Стабилизатор напряжения
с насыщенным дросселем: а — простей-
шая схема; б — вольтамперные харак-
теристики.

Магнитный поток, создаваемый первичной обмоткой,
разветвляется и замыкается через стержни 2 и 3. Пока маг-
/	нитный поток невелик,

большая его часть замы-
кается через стержень 3,
так как в этой части маг-
нитопровода нет воздушно-
го зазора и сопротивление
магнитному потоку неве-
лико. При увеличении
магнитного потока стер-
жень 3 насыщается и часть
потока замыкается через
стержень 2, магнитное со-
противление которого за-
висит от величины зазора.
При заранее выбранной
величине зазора сопротив-
ление магнитной цепи
стержня 2 остается почти
постоянным.

Изменение напряжения
в питающей сети вызыва-
ет перераспределение маг-
нитных потоков по стержням трансформатора. Как только
в стержне 3 наступит насыщение, так изменение ма-
гнитного потока в нем станет небольшим, а относитель
ное изменение магнитного потока в стержне 2 — боль-
шим. С изменением магнитных потоков будут соответ-
ственно перераспределяться падения напряжений на обмот-
ках трансформатора. Характер изменений напряжений пока-
зан на вольтамперных характеристиках рис. 7-15, б, где
/ — ток в обмотках стабилизатора. Кривая напряжения (7Н
получается как разность напряжений Uх и t/2. Участок а—б
вольтамперной характеристики является областью стабили-
зации.

При практическом использовании схем стабилизаторов
с насыщенным магнитопроводом возможны различные кон-
320
струкции стабилизаторов; некоторые из них показаны
на рис. 7-16. В отличие от описанного стабилизатора, на
рис. 7-16, а показан стабилизатор напряжения с компенса-

Рис. 7-15. Стабилизатор напря-
жения с трансформатором насы-
щения: а — простейшая схема;
б — вольтамперные характери-
стики.

ционной обмоткой, включаемой согласно или навстречу
обмотке с напряжением t/2. В зависимости от способа вклю-
чения компенсационной обмотки напряжение на нагрузке

uv = и. - щ ± t/K,

где f/K — падение напряжения на компенсационной обмотке.

Рис. 7-16. Стабилизаторы напряжения с насыщенными трансформаторами:
а — с компенсационной обмоткой; б — трех обмоточный; в — с автотранс-
форматорным включением обмоток.

В стабилизаторе по схеме рис. 7-16, б через сердечник 2
замыкается лишь часть магнитного потока, создаваемого
обмотками, включенными в сеть. Решающее значение в рас-
пределении магнитного потока между стержнями магнито-
провода имеет величина индукции в стержнях. При повыше-
нии тока нагрузки /п повышается магнитная индукция
в стержне 2 и по нему ответвляется меньшая часть магнитного
потока, создаваемого сетевыми обмотками. В результате
напряжение (7Н падает с повышением тока нагрузки. Поэтому

21 В. Ю. Рогинский 1245	321
такой стабилизатор можно условно называть стабилизатором
тока, так как с падением напряжения будет падать и ток
нагрузки.

Примером автотрансформаторного соединения обмоток
стабилизатора является схема рис. 7-16, в. Этот стабилизатор
отличается от ранее описанных отсутствием ненасыщенного
стержня /. Разность в насыщении стержней этого трансфор-
матора, вызванная различным сечением их, приводит к боль-
шому магнитному рассеянию через воздух, что эквивалентно
действию магнитного шунта.

Стабилизаторам с насыщенными магнитопроводами свой-
ственны следующие недостатки:

а)	напряжение на нагрузке сильно зависит от характера
нагрузки; если стабилизатор отрегулирован при активной
нагрузке 7?и, то при наличии реактивных составляющих
сопротивления нагрузки стабилизация ухудшается из-за
перераспределения магнитных потоков по отдельным частям
магнитопровода;

б)	форма кривой стабилизированного напряжения отли-
чается от синусоидальной и содержит ярко выраженную
третью гармонику;

в)	величина стабилизированного напряжения сильно зави-
сит от изменения частоты питающего тока;

г)	к. п. д. стабилизаторов не превышает 40—60%, а коэф-
фициент мощности (cos ф) составляет не больше 0,6.

Перечисленные недостатки объясняют, почему стабили-
заторы напряжения с насыщенными магнитопроводами,
несмотря на простоту их устройства, получили лишь ограни-
ченное распространение.

Б. Стабилизаторы с резонансом тока

От основного недостатка стабилизаторов с насыщенным
магнитопроводом можно избавиться, использовав явление
резонанса тока. Простейшая схема такого стабилизатора
приведена на рис. 7-17. Здесь магнитопровод 1 не насыщен,
а обмотка дросселя на насыщенном стержне 2 и конденсатор С
образуют контур, настроенный в резонанс с частотой питаю-
щего тока, чем достигается большой ток намагничивания
магнитопровода и малый ток, потребляемый из сети. Кроме
того, резонансный контур обладает активным эквивалентным
сопротивлением, что улучшает cos ф и к. п. д. стабилизатора.
Для этой схемы действительны соотношения:

ии = и2± ик- ивх = иг + и2.
В применении к стабилизатору напряжения целесообразно
проанализировать физические процессы с помощью вольт-
амперных характеристик рис. 7-18, а. Вначале рассмотрим

Рис, 7-17. Стабилизатор напряжения с резонансом
тока: а — функциональная схема; б — принципи-
альная схема.

контур из параллельно соединенных конденсатора С и индук-
тивности L. Ток 1С в цепи конденсатора должен быть показан
пунктирной прямой влево от начала координат, но для
удобства построения характеристик эта линия показана

сплошной, с поворотом на 90°, т. е. вправо от начала коор-
динат.

Ток в цепи дросселя с индуктивностью L показан линией
IL. Поскольку магнитная цепь дросселя насыщена, то вольт-
амперная характеристика нелинейна. Точка А характеризует
резонанс тока, т. е. численное равенство Ic = IL. При отсут-
ствии потерь в дросселе и конденсаторе точке А соответство-
вало бы нулевое значение тока в общей цепи (пересечение
кривой сплошной сложной формы с началом ординат).
На самом же деле за счет имеющихся в контуре потерь будет
21* 1245	323
получена результирующая вольтамперная характеристика П,
показанная пунктиром. На этом же рисунке точечной линией
показана характеристика IL + 1С (без поворота графика
на 90°).

Для стабилизатора напряжения по схеме рис. 7-17, а
действительны вольтамперные характеристики рис. 7-18, б.
Здесь сплошной линией UH показана зависимость напря-
жения на нагрузке от тока, забираемого из сети, при отсут-
ствии компенсационной обмотки с напряжением UK. Наклон
прямой, характеризующий напряжение на зажимах компен-
сационной обмотки t/K, зависит от соотношения числа витков

Рис. 7-19. Схемы феррорезонансных стабилизаторов напряжения:
а — с автотрансформаторным включением дросселя; б — с транс-
форматором насыщения.

б)

обмоток, расположенных на стержне /. При включении ком-
пенсационной обмотки навстречу основной обмотке на стерж-
не 1 напряжение на нагрузке определится пунктирной
кривой (7Н. Характеристика (7Х проводится с наклоном,
соответствующим зависимости напряжения от тока намагни-
чивания, и определяется числом витков основной обмотки
на ненасыщенном стержне 1 при заданных параметрах этого
стержня.

Как видно из диаграммы рис. 7-18, б, при изменении
питающего напряжения на Д[/вх изменение напряжения
на нагрузке будет Д(7Н, причем последнее во много раз
меньше Д(7ВХ.

Практически чаще используются стабилизаторы напря-
жения с резонансом тока по схемам, показанным на рис. 7-19.
Автотрансформаторное включение обмотки насыщенного
дросселя, осуществленное здесь, позволяет уменьшить
емкость конденсатора С при настройке контура в резонанс.
Это очень важно в случае нагрузок большой мощности,
так как при таких нагрузках конструктивно трудно сделать
дроссель с большой индуктивностью. При малых мощно-
324
стях нагрузки это соображение уже не имеет решающего
значения.

Преимущества автотрансформаторного включения обмотки
насыщенного дросселя или трансформатора сказываются
также и при сложной конструкции магнитопроводов стаби-
лизаторов. Это относится, в частности, к стабилизаторам
напряжения по схемам рис. 7-20.

Рис. 7-20. Схемы стабилизаторов
напряжения: а и б — с магнитным
шунтом; в — без шунта.

Действие схемы рис. 7-20, в мало чем отличается от дей-
ствия схем рис. 7-16, в и рис. 7-17, б, если не считать неко-
торых конструктивных особенностей магнитопроводов
и автотрансформаторного включения обмотки резонансного
контура. Можно показать, что в нагрузке, включенной
в выходную цепь стабилизатора, ток медленно возрастает
с момента включения источника питания. Такие свойства
стабилизатора позволяют, в частности, использовать его
в цепи накала мощных генераторных ламп с целью посте-
пенного разогрева их катодов.

Как указывалось выше, существенными недостатками
феррорезонансных стабилизаторов напряжения являются
зависимость выходного напряжения от частоты питающего
напряжения и сложная форма кривой выходного напряже-
ния, характеризующегося значительным содержанием гармо-
нических составляющих. Чтобы смягчить эти недостатки,
а также компенсировать частотную зависимость выходного
325
напряжения, часто применяют стабилизаторы со сложными
резонансными цепями, некоторые из которых настроены на
подавление составляющих гармоник выходного напряжения.

Стабилизаторы напряжения с резонансом тока приме-
няются как самостоятельные устройства мощностью от 100
до 10 000 ва с различными пределами стабилизации. Неко-
торые данные промышленных образцов феррорезонансных
стабилизаторов приведены в табл. 7-6.

Таблица 7-6

Тип ста- билиза- тора	Номинальная выходная мощность, ва	Выходное стабилизиро- ванное напря- жение, в	Допусти- мые коле- бания на- пряжения, в	Потре- бляемая стабили- затором мощность, ва	Размеры стабили- затора, мм	Вес, кг
ТСН-170	170	220± 1%	80—140	70*	385х 135х 190	13,5
СТ-200	200	215± 10 в	95—140	260	310X210X200	11,5
ФР-220	220	215± 10 в	95—140	275	160X295X220	11,5
СН-200	220	220±4%	80—140	240	310x165x155	8,5
СН-250	250	220± 10 в	80—140	70*	320Х 170Х 160	14,0
ТСН-250	250	127-ь	80—140	70*	325X160X 210	15,0
УСН-350	350	220±6%	90—150	100*	165X210X315	14,0
ЭПА-15	100	220±0,5%	95—120	170	230X115X160	7,2
ЭПА-27	500	200±0,5%	95—120	720	400X230x200	25,0
ЭПА-58	750	220±0,5%	95—120	1000	400X230X250	32,0
СНЭ-120	100	120±2,5%	99—130	—	240X140X155	7,0

Примечания: 1. Звездочкой отмечена мощность, потребляемая
при холостом ходе стабилизатора (при выключенной нагрузке).

2. Стабилизаторы рассчитаны на входное номинальное напряже-
ние 127 в. В случае использования сети с напряжением 220 в обмотки
стабилизаторов должны быть переключены, причем допустимые пределы
колебания напряжений пропорционально увеличиваются.

Рассчитывают феррорезонансные стабилизаторы напря-
жения по приближенным эмпирическим формулам. Поэтому
расчетные и практические данные некоторых стабилизаторов,
изготовленных из вполне определенного магнитного мате-
риала, полностью совпадают. Это относится, например,
к стабилизаторам без магнитного шунта (схема рис. 7-20, в)
мощностью 1—10 ква при активном характере нагрузки
и частоте тока 50 гц, если магнитопровод выполнен из стали
марки Э41.

Расчет стабилизатора по схеме рис. 7-20, в сводится
к следующему.
1.	Активное сечение стали ненасыщенного стержня
Sct, = 1,1 УК [СМ2],

где Рн — мощность в нагрузке стабилизатора, ва.

2.	Активное сечение стали насыщенного стержня

Sct2 = (0,54-0,7)УК [см2],
или

Scr2 0,65ст,.

3.	Э. д. с. на виток первичной обмотки из расчета макси-
мальной магнитной индукции Вм = 10 000 гс будет:

е0 = 0,022SCTt [в],

4.	Числа витков обмоток стабилизатора равны:

w]= — ;	ау2=1,4-^-; &ук = (0,15-4-0,3) &у2;

ео	ео

Uc

Lo

В ряде случаев для определения чисел витков обмоток
удобно пользоваться также следующими расчетными фор-
мулами:

w, = (38-42)	= (56-60)	;

V Гн	V *н

= (0,15-4-0,3) ш2. .

5.	Напряжение на конденсаторе определяется выбором
чисел витков обмоток и w2. При этом конденсатор должен
быть выбран, исходя из допустимого рабочего напряжения
на нем (7раб при соотношении:

ис 0,65£/раб.

6.	Необходимая емкость конденсатора

13000-^ [лкф],

или

Г Рс-10б г ,,
С = а- [мкф],
G,28U2cf 1

где реактивная мощность конденсатора
рс = (3,2-г-3,6)Рн [ва].
7.	Токи в обмотках приблизительно равны:

/ —	• / — 1 5—^ • / — I — •

1	— иА * 3 “ 1,0 ин ’ — 7н — щ >

/2 = 1к + /1 [#]•

8.	Плотность тока в обмотках, расположенных на насы-
щенном стержне, берут равной 1,5 а/мм2, на ненасыщенном
стержне — равной 2 а/мм2.

Учитывая, что формулы для расчета стабилизатора
являются приближенными, необходимо предусмотреть воз-
можность изменения числа витков в обмотках при настройке
стабилизатора после его изготовления. Обычно обмотки
выполняются с отводами в количестве не менее чем ±10%
от расчетного числа витков.

В. Стабилизаторы с резонансом напряжения

Простейшим из феррорезонансных стабилизаторов, содер-
жащих конденсатор и последовательно с ним соединенный
насыщенный дроссель, является параметрический стабили-

Рис. 7-21. Простейший стабилизатор напряжения с дросселем:
а — схема; б — вольтамперные характеристики.

затор (рис. 7-21, а). Как и раньше, здесь для упрощения
характеристик не учтены потери в элементах стабилизатора.

При настройке контура С£др в резонанс с частотой питаю-
щего напряжения в гипотетическом контуре можно получить
большие токи при весьма малых входных напряжениях.
Практически это неосуществимо, и моменту резонанса соот-
ветствует ток /0. Более того, контур стабилизатора обычно
328
не настраивается точно в резонанс: например, при частоте
тока сети fc = 50 гц контур настраивается в резонанс с часто-
той fp = 48 гц.

При увеличении входного напряжения UBX ток в цепи
возрастает, что вызывает увеличение падения напряжения
на конденсаторе (uc = Z с ); на ДРосселе же напря-
жение увеличивается незначительно из-за нелинейности его
характеристики. Как показано на рис. 7-21, б, при изменении
тока в последовательной цепи в пределах Г и 7", происходя-
щем под воздействием входного напряжения, изменившегося

Рис. 7-22. Стабилизатор напряжения с резонансным трансформатором:
а — схема стабилизатора; б — устройство резонансного трансформатора.

на величину ДС7ВХ, напряжение на нагрузке, включенной
параллельно дросселю, изменится на Д(7Н.

В практике нашли применение феррорезонансные стаби-
лизаторы напряжения, в которых насыщенный дроссель заме-
нен трансформатором специальной конструкции (резонанс-
ным). Наиболее применяемая схема подобного стабилизатора
напряжения переменного тока показана на рис. 7-22, а.
С точки зрения действия стабилизатора искрогасящее сопро-
тивление /?иг и выпрямительное устройство, являющееся
нагрузкой для стабилизатора, не играют никакой роли.
Сопротивление /?иг служит для разрядки конденсатора С
при выключении питающего напряжения, что устраняет
искрообразование на выключателе.

Существенной конструктивной особенностью стабилиза-
тора является несимметричность стержней магнитопровода
трансформатора, как это показано на рис. 7-22, б. Сечения
стержней выбирают с таким расчетом, чтобы при заданном
минимальном напряжении (7ВХ стержень 2 (с малым сечением)
был магнитонасыщен, а стержень 1 (с большим сечением) —
не насыщен. Когда входное напряжение [7ВХ повысится
и достигнет верхнего предела, стержень 2, будучи насыщен,
создаст магнитное поле рассеяния. Что касается стержня 7,
то он окажется насыщенным, так как магнитная индукция
в нем будет увеличиваться по мере повышения напряжения
на обмотке В дальнейшем магнитная индукция в стержне 1
перестанет повышаться вследствие насыщения и индуктив-
ность трансформатора останется почти неизменной. При этом
напряжение на обмотке почти не повысится и произойдет
перераспределение входного напряжения между конденса-
тором и трансформатором. Вольтамперная характеристика
трансформатора уподобится характеристике насыщенного
дросселя, а действие всего стабилизатора будет описываться
почти теми же вольтамперными характеристиками, которые
были приведены на рис. 7-21.

Процессы, происходящие в описанном стабилизаторе,
можно рассматривать с точки зрения добротности резонанс-
ного контура, образованного конденсатором С и трансфор-
матором. Когда входное напряжение мало и магнитное
рассеяние в трансформаторе отсутствует, добротность контура
имеет наибольшее значение, а напряжение на обмотке
равно QUBX. Когда же напряжение на входе повышается
и возникает магнитное поле рассеяния, добротность умень-
шается, а напряжение на обмотке становится равным
Q'[/BX, где Qr <Z Q. Подбором величины магнитного рассея-
ния и соответствующих добротностей контура можно поддер-
живать напряжение на вторичных обмотках трансформатора
почти постоянным при заданных пределах изменения вход-
ного напряжения.

Расположение первичной обмотки трансформатора на тол-
стом стержне магнитопровода преследует цель уменьшить
сдвиг по фазе между током и напряжением в цепи питания
стабилизатора при средних значениях входного напряжения,
на которое рассчитан стабилизатор в нормальных условиях.
Если же исходное значение магнитной индукции в стержне 1
выбрать таким же, как в стержне 2, т. е. сделать весь ма-
гнитопровод симметричным и насыщенным, то сдвиг по фазе
между током и напряжением будет велик, a cos ср — мал.

Описываемые стабилизаторы обычно используются на
мощности до 100 ва. Превышению этой цифры препятствуют,
во-первых, ограниченная емкость конденсатора, который
должен быть рассчитан на включение в цепь переменного
тока при достаточно высоких напряжениях (нельзя приме-
нять электролитические конденсаторы), во-вторых, затруд-
нения в конструировании трансформатора с заданным харак-
тером магнитного рассеяния при достаточно большом сечении
проводов обмоток.
Феррорезонансным стабилизаторам, о которых идет речь,
свойственны такие из ранее указанных недостатков, как
зависимость выходного напряжения от частоты питающего
тока, несинусоидальность формы кривой выходного напря-
жения, относительно малый к. п. д.

Расчет стабилизатора напряжения по схеме рис. 7-22, б
сводится к следующему.

1.	По заданному наименьшему напряжению в сети
выбираем сечение ненасыщенного стержня, на котором раз-
мещена первичная обмотка, исходя из максимальной ма-
гнитной’ индукции Вм = 10 000 гс. При этом, поскольку
мощность трансформатора мала, используются формулы:

2.	Активное сечение насыщенного стержня выбираем
равным:

5стэ 0,6SCTf

Поскольку магнитопровод собирается из несимметричных
Г-образных пластин, по эскизу магнитопровода определяем
среднюю длину магнитной силовой линии /ср. При этом
между шириной ненасыщенного стержня ах и толщиной
набора магнитопровода а2 имеется соотношение:

где К3гС = 0,84-0,9 — коэффициент заполнения стержня
сталью.

3.	Индуктивность первичной обмотки трансформатора

4.	Емкость конденсатора

С ' (2л/)2 L ^МКФ\-

5.	Рабочее напряжение конденсатора
t/pa6 ~ (3—-4) [/смин [в].

Конденсатор предназначен для работы в цепи переменного
тока, а для этой цели электролитические конденсаторы прак-
тически непригодны.

6.	Искрогасительное сопротивление

2?иг> У L/C Ьл].

практически /?иг =1-^-2 Мом.
Г. Стабилизаторы и автоматические регуляторы
напряжения

Для стабилизации и автоматического регулирования тока
и напряжения широко используются дроссели насыщения,
управляемые различными типами регуляторов, действующих
в зависимости от изменения выходного напряжения стаби-
лизатора. Примером простейшего стабилизатора подобного
типа может служить схема, показанная на рис. 7-23, а.
Здесь намагничивание дросселя ДН осуществляется при

Рис. 7-23. Стабилизаторы напряжения переменного тока с дросселями
насыщения ДН.

помощи вспомогательного выпрямителя, включенного по пере-
менному току параллельно сопротивлению нагрузки ZH.
С изменением выходного напряжения стабилизатора изме-
няются как степень подмагничивания сердечника дросселя,
так и сопротивление его обмоток переменного тока, включен-
ных последовательно с нагрузкой ZH.

Значительно большую степень стабильности выходного
напряжения, чем в описанном стабилизаторе, можно получить
с помощью схемы рис. 7-23, б. Здесь также регулируется
сопротивление переменному току, оказываемое дросселем
насыщения ДН. Это осуществляется при помощи двух обмо-
ток постоянного тока. Первая из них ш0 обеспечивает посто-
янное подмагничивание дросселя, независимое от напряже-
ния на нагрузке t7BbIx. Эта обмотка питается от источника
постоянного тока напряжением Uи степень намагничивания
регулируется при помощи переменного сопротивления
Вторая обмотка (управляющая) wy подмагничивает сердечник
дросселя, причем степень этого подмагничивания автомати-
чески регулируется с помощью угольного столбика УС,
332
электромагнит которого ЭМ питается напряжением, снимае-
мым с выхода вспомогательного выпрямителя В. Таким обра-
зом, степень сжатия угольного столбика, а стало быть,
и степень подмагничивания сердечника дросселя ДН, зависят
от выходного напряжения стабилизатора. Переменное сопро-
тивление R в цепи электромагнита ЭМ угольного столбика
позволяет регулировать электромагнит, настраивая его на
то или иное выходное напряжение стабилизатора.

Точность поддержания выходного напряжения стабили-
затора определяется главным образом угольным регулятором
и составляет ±(1,5ч-3)% при изменении входного напряже-
ния на ±15% и одновременном изменении тока нагрузки
в пределах от 20 до 100% от номинального значения.

В описанной схеме стабилизатора дроссель ДН с двумя
обмотками постоянного тока представляет собой по существу
одну из разновидностей магнитных усилителей, как это
можно понять из рис. 7-24, а. Здесь сопротивление ZH вклю-
чено в питающую сеть переменного тока последовательно
с обмотками переменного тока и выпрямителем В. Управ-
ление током подмагничивания осуществляется при помощи
обмотки управления шу, питаемой от источника постоянного
тока с напряжением Uy. Одновременно подмагничивание
осуществляется дополнительно при помощи обмотки обратной
связи wOt с, питаемой через выпрямитель В. Степень под-
магничивания сердечника дросселя ДН, осуществляемого
обеими обмотками, зависит от тока нагрузки /н, а при по-
стоянной величине сопротивления ZH — от напряжения
питающей сети. Тем самым осуществляется автоматическая
регулировка напряжения или тока в нагрузке.

Применение в качестве регулирующего элемента стабили-
заторов магнитных усилителей, подобных описанному, обе-
спечивает достаточную степень стабилизации. Однако эти
стабилизаторы плохи тем, что обладают инерционностью
действия. Значительно менее инерционны регуляторы
с электронными лампами и полупроводниковыми приборами.

На рис. 7-24, б показана схема стабилизатора напряже-
ния, в котором подмагничивание дросселя ДН регулируется
при помощи электронных ламп. В этой схеме потребитель
энергии переменного тока ZH включается последовательно
с обмотками переменного тока дросселя ДН в сеть с напря-
жением UBX. Схема регулятора тока подмагничивания дрос-
селя ДН включает в себя электронные лампы и трансформа-
тор Тр. Первичная обмотка этого трансформатора подклю-
чена параллельно сопротивлению нагрузки ZH, а вторичные
1245	333
обмотки питают отдельные цепи регулятора. Ток подмагни-
чивания дросселя ДН регулируется электронной лампой Лу,
на управляющую сетку которой подается сеточное смещение,
зависящее от напряжения на нагрузке Ztt. Для этого исполь-
зуется диод Лр с вольфрамовым катодом прямого накала,

Рис. 7-24. Схемы стабилизаторов
и регуляторов напряжения с ма-
гнитными усилителями и элек-
тронными регуляторами подма-
гничивания.

обладающим током насыщения /s. При изменении напряже-
ния на нагрузке происходит изменение тока накала диода Лр
и тока насыщения Is. Так как последний протекает по сопро-
тивлению R, то падение напряжения на этом сопротивлении
пропорционально току Is. Это напряжение и является напря-
жением смещения лампы Лу. Вспомогательный выпрямитель
с лампой Лв служит для питания анодной цепи Лу и цепи
управления дросселя ДН.

В описанной схеме часто изменяют способ регулирования
тока подмагничивания дросселя ДН. Один из таких вариантов
334
регулирования и стабилизации напряжения на нагрузке
трехфазного выпрямителя показан на рис. 7-24, в. Здесь
выпрямитель по схеме трехфазного моста 1 питается от сети
через трансформатор, обмотки которого соединены по схеме
треугольник — звезда. Первичные обмотки трансформатора
соединены последовательно с обмотками переменного тока
дросселя ДН. Вторичные обмотки трансформатора 2 соеди-
нены последовательно с обмотками вспомогательного транс-
форматора 3, на вторичных обмотках которого создается
напряжение, пропорциональное току нагрузки /н. Такая
пропорциональная зависимость получается в результате
того, что увеличение тока нагрузки влечет за собой увеличе-
ние тока во вторичных обмотках силового трансформатора,
приводящее к увеличению напряжения на обмотках вспомо-
гательного трансформатора 3.

В свою очередь выходное напряжение трансформатора 3
питает выпрямитель 4 через трансформатор 5. От выпрями-
теля питается цепь постоянного тока 6 дросселя насыщения
ДН. Обмотка обратной связи 7 дросселя ДН включена после-
довательно с нагрузкой ZH по постоянному току. Вспомо-
гательная резонансная цепь 8 воздействует на напряжение
первичной обмотки трансформатора 5 в зависимости от изме-
нения частоты тока питания. Благодаря совместному дей-
ствию всех элементов регулятора напряжение на нагрузке
поддерживается достаточно точно и не зависит от изменения
входного напряжения и частоты питающего тока в сети.

§ 7-4. ЭЛЕКТРОННЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
И ТОКА

Электронными стабилизаторами называются те пара-
метрические и компенсационные стабилизаторы, основными
элементами которых являются электронные лампы. Ста-
билизаторы этого рода обычно используются в цепях постоян-
ного тока, но могут применяться и в цепях переменного тока.

Схемы электронных стабилизаторов принято делить на
простые и компенсационные. Но и те и другие называются
управляемыми, поскольку параметры их электронных ламп
поддаются изменению. В зависимости от способа управления
этими параметрами стабилизаторы подразделяются на управ-
ляемые со стороны входа и на управляемые со стороны
выхода.

Применять в электронных стабилизаторах можно и двух-
электродные и многоэлектродные управляемые лампы, но
335
для упрощения анализа схем их часто рассматривают в при-
менении к трехэлектродным лампам. При этом исходят из
того, что нагрузка стабилизаторов постоянного тока является
чисто активной. Такое предположение достаточно близко
к истине, так как обычной нагрузкой электронного стабили-
затора служат анодные цепи электронных приборов, исполь-
зуемых в режиме усиления, генерирования или преобразо-
вания тока с частотой, при которой сопротивление этих
приборов является чисто активным.

А. Простейшие схемы электронных стабилизаторов
напряжения

Простейшие схемы электронных стабилизаторов напря-
жения параметрического типа приведены на рис. 7-25.
Действие схемы рис. 7-25, а сводится к тому, что изменение
напряжения UBX вызывает изменение параметров лампы,

Рис. 7-25. Простейшие электронные стабилизаторы напря-
жения: а — с параллельным включением лампы и управ-
лением со стороны входа; б — с последовательным включе-
нием лампы и управлением со стороны входа; виг — те же
схемы, но с управлением со стороны выхода.

и напряжение на нагрузке изменяется в меньшей степени,
чем это имеет место на входе стабилизатора. В лучшем случае
изменение параметров лампы таково, что напряжение на
нагрузке остается неизменным.

Если напряжение на входе стабилизатора изменилось
на величину Д[7ВХ, то это приведет к изменению тока в сопро-
336
тивлениях 7?х и /?2» вызвав изменение потенциала сетки лампы
на

Одновременно с изменением потенциала сетки произойдет
изменение анодного тока на величину

A/a = SA£/g = SAt/BX1^--,

где S — крутизна характеристики лампы.

В результате изменения анодного тока лампы изменится
падение напряжения на сопротивлении на величину

At/3==/?3A/a = SAt/BX^^-.

Подобрать элементы схемы стабилизатора так, чтобы
потенциал анода лампы оставался неизменным при колеба-
ниях входного напряжения, можно при соблюдении условия:

A(73 = At/BX или	=	(7-35)

Только при выполнении условия (7-35) колебания вход-
ного напряжения не будут влиять на величину напряжения
на нагрузке. Такой стабилизатор работает идеально в той
области характеристики лампы, в которой крутизна харак-
теристики остается неизменной. Практически же крутизна
характеристики неизменна лишь в небольших пределах харак-
теристики и зависит от потенциала управляющей сетки.
Таким образом, пределы изменений крутизны характеристики
лампы определяют степень стабилизации.

Если исходить из условия (7-35) для идеальной стабили-
зации, то можно прийти к следующим выводам:

1.	Так как величина 5 будет изменяться тем меньше,
чем меньше будет изменяться величина то отношение
сопротивлений	+ Т?2) Должно быть наименьшим,

но не равным нулю, так как тогда входное напряжение не
оказывает влияния на потенциал сетки.

2.	Величины 7?3 и S должны быть наибольшими, но выбор
больших величин /?3 увеличивает потери в стабилизаторе, а
поэтому надо стремиться к выбору ламп с большой крутизной
характеристики. Обычно предпочтение отдают тетродам
и пентодам, которые, как правило, обладают большей кру-
тизной характеристики, чем триоды. С другой стороны,

22 В. Ю. Рогинский 1245	337
стабилизаторы напряжения с триодами получаются более
простыми.

В практических схемах стабилизаторов нецелесообразно
для обеспечения исходного сеточного смещения выбирать
источники постоянного тока. Лучше использовать газораз-
рядные стабилитроны, включаемые в цепь катода лампы.

Пример расчета. Задано рассчитать стабилизатор напряжения
при сопротивлении нагрузки /?н = 20 ком, напряжении на нагрузке (7Н =
= 200 в и относительном изменении входного напряжения р = ±	=

== ±5%. Требуется получить наибольший коэффициент стабилизации.

Рис. 7-26. К расчету электронного стабилизатора напряжения: а — схема
стабилизатора; б — характеристики лампы 6П6С.
Цифры у кривых — напряжение сетки, в.

1.	Исходя из заданного тока нагрузки

/н= 4г~ = 10 ма,

АН

выбираем лампы с анодным током не менее /н и анодным напряжением [/а =
= ип - иб1.

Выбираем лампы: Л± — лампа типа 6П6С, включенная по схеме триода;
Л2 — стабилитрон типа СГ2С (Ur —	= 70 в; /ст макс — 4$ма). Лампа Лг

работает в режиме: /а = 30 ма- Ua~ 130 в; (/^0 = —5 в; 5 = 4,4 ма/в.
Выбираем схему стабилизатора, приведенную на рис. 7-26, а.

2.	Выбираем отношение

XTR7 " °'275'

заведомо зная, что хотя оно и не весьма рационально, но зато обеспечивает
возможность использования стабилитрона СГ2С. При этом находим, что

= 875 о.м.
3.	Падение напряжения на сопротивлении R3 будет:

£7з== Яз (/аФ /н)= 35 в.

4.	Среднее и предельные значения входного напряжения равны:
^вхср	^3	235 в\

^вх мин ~ ^вх ср О р) == 233 в\

^вхмакс = ^вхср 0 Р) ~ 247 в,

5.	Положительное напряжение, снимаемое с сопротивления Z?2,
равно:

хте-65,1

что обеспечивает необходимое исходное сеточное смещение UgQ = —5 в,
так как напряжение = 70 в. В случае необходимости величину сеточ-
ного смещения можно несколько подрегулировать с помощью переменного
сопротивления R2<

6.	Изменения потенциала сетки и крутизны характеристики при
заданном изменении входного напряжения составят:

± MJg = ± />1/м ср	= - 3>2 е;

AS == ±0,1 ма/в (определяется по характеристикам рис. 7-26, б).

7.	Определяем коэффициент стабилизации. Поскольку падение напря-
жения на сопротивлении R3 изменится вследствие изменения крутизны
характеристики на

Д7/3 = 7?3Д/а^ R3S'&Ug,

то изменение падения напряжения на нагрузке составит:

Д(/н “ Д^ВХ ср — Д^З ~ PUвх ср- Д^з

и коэффициент стабилизации

д, Д(7ВХ . Д^Н _____ Д^Н	Р^Н	1ОП

^вх	Р^вхср---R3S' g

8.	К. п. д. стабилизатора

= 77--Т/---Е-7 1 = °>208 = 20-8%-

^вхср \*н “Г 'а,

причем здесь не учтены потери на накал лампы.

9.	Величины сопротивления определяем, задавшись величиной тока
в этой цепи. Предположим, что выберем 7 = 0,1 ма. Тогда:

7?! + Я2 = -^2- = 2,35 Мом;

R2~ 650 ком.

Действие схемы рис. 7-25, б, называемой последовательной
схемой включения электронной лампы, сводится к следую-
щему. Потенциал управляющей сетки лампы равен разности
22*	339
напряжения батареи сеточного смещения t76<c и падения
напряжения на сопротивлении а напряжение на нагрузке
t/H = KJa- При изменении входного напряжения UBX
одновременно изменяются анодный ток /а и падение напря-
жения на сопротивлении /?х, причем увеличению потенциала
анода соответствует уменьшение потенциала сетки. Резуль-
татом является то, что изменения анодного тока вьь
званные изменением потенциалов анода и сетки, противопо-
ложны по знаку. Если изменения анодного тока, обуслов-
ленные изменением потенциалов анода.и сетки, одинаковы
по величине, то анодный ток и напряжение в нагрузке оста-
нутся без изменений. Для этого надо соответствующим обра-
зом выбрать элементы схемы. Необходимые соотношения
могут быть получены на основании следующего.

При изменении входного напряжения на величину А17вх
изменение напряжения на нагрузке

АС7Н = At7BX - \UB -

Если характеристика лампы имеет прямолинейный участок,
определяемый обычным уравнением

где р — статический коэффициент усиления;

— внутреннее сопротивление;

ЕЯо — анодное напряжение приведения,
то изменения анодного тока можно определить в виде:

_ р,Л£^+	_ А17н

а" Ri “	‘

В применении к рассматриваемой схеме и при постоянном
напряжении батареи сеточного смещения = рА(/Л1
и тогда:

Д^-^-^+цД^,.

В свою очередь изменение падения напряжения на сопро-
тивлении равно:

ДС/Я, = £,(/, +ДО.

* гf	AUд, А//и	°	П

где А/ = —----------— ток в цепи сопротивлении /?! и /<2.

а2

После несложных преобразований находим:

Яг

-w—Н
1---я- \/ я ,—я---------

(1 + 47)(, + 4г) + 4г<1 +

(7-36)
Отсюда видно, что при р. = R2/R1 изменение напряжения
на нагрузке равно нулю, т. е. стабилизатор является идеаль-
ным. Если же учесть, что с изменением потенциалов электро-
дов лампы меняется коэффициент усиления р, то станет ясным,
почему меняются стабилизирующие свойства данной схемы.
Этим объясняется, что в подобных стабилизаторах предпоч-
тительнее использовать триоды, у которых р, мало зависит
от потенциалов электродов лампы.

Пример расчета. Задано рассчитать стабилизатор напряжения
по схеме рис. 7-25, б при напряжении на нагрузке ии = 1000 в, сопротивле-
нии нагрузки RH = 500 ком и относительном изменении входного напря-
жения р — ±5%. Требуется получить наибольшее значение коэффи-
циента стабилизации Кст.

1.	Выбираем триод типа 6НЗП, у которого анодный ток превышает ток
нагрузки /н = Un/R„ = 2 ма> По характеристикам триода выбираем режим
его работы: Ua ~ 160 в; /а = 2 ма; UgQ = —0,75 в; Ri — 8800 ом; р =
~ 37; S = 4,2 ма/в.

2.	Считаем, что допустимый ток в сопротивлении R2 равен 0,5 ма;
выбрав R2/R1 = р — 37, найдем:

^ = тЙД = 232° ком’

Ri =	= 63 ком.

о/

3.	Падение напряжения на сопротивлении Rr составит:

UR1 = Pi (/а	/) = 157 в.

4.	Напряжение батареи сеточного смещения должно быть равным
^б.с= UR1-UgQ= 156,25 в.

Если вместо батареи сеточного смещения использовать стабилитрон
типа СГ1П или СГ5Б, то сопротивление R2 может быть переменным, под-
дающимся точной регулировке в процессе налаживания стабилизатора.

5.	Напряжения на входе стабилизатора должны быть равны:

^вхср= ММ	1317 в;

^вхмин ~ ^вх ср (1 Р) ~ 1251 в;

^вхмакс = ^вхср (1 Ф Р) 1383 в.

6.	Коэффициент стабилизации определяем, исходя из того, что изме-
нение потенциала произойдет на

ЛЛ7/? = ± pUBX ср -Ь = ± 1,78 в,
Г

т. е. сеточное смещение будет колебаться в пределах от —2,53 до 1,03 в;
по характеристикам лампы находим, что при указанных пределах измене-

341
ния сеточного смещения коэффициент усиления лампы будет меняться
от 32 до 39, т. е. |лср == 35,5; тогда:

к _ А^7ВХ . Д[/н _п ДГН _

- —	-	ZV,Z.

U ВХ ср ----Hep j

7.	К. п. д. стабилизатора без учета потерь на накал лампы:

П = -77---^Д77, = 0,606 = 60,5%.

ивх ср Uh “г ч

Стабилизаторы напряжения с последовательным включе-
нием лампы обеспечивают достаточную степень стабилизации
и применяются главным образом при постоянных сопротивле-
ниях нагрузки. Преимуществом таких стабилизаторов, по
сравнению со стабилизаторами с параллельным включением
ламп, является относительно малое падение напряжения
на лампе. Это преимущество сказывается только в том случае,
если описываемые стабилизаторы нагружены на большое
сопротивление нагрузки. Их существенным недостатком
является колебание выходного напряжения с изменением
сопротивления нагрузки.

Схемы стабилизаторов с управлением со стороны выхода
(рис. 7-25, виг) обеспечивают большую степень постоянства
выходного напряжения даже при изменении тока нагрузки.
По чисто формальным причинам стабилизатор по схеме
рис. 7-25, г с последовательным включением лампы часто
называют стабилизатором с катодной нагрузкой. Однако
это название больше подходит схемам, представленным на
рис. 7-27,

Принципиально обе схемы рис. 7-27 действуют одинаково.
Их различие заключается только в том, что во второй схеме
имеется добавочный каскад усиления на лампе Л2. Во многих
аналогичных схемах возможно использование нескольких
каскадов усиления.

Действие схем, изображенных на рис. 7-27, сводится
к следующему. При изменении входного напряжения t/BX
изменяются анодный ток лампы Лг и напряжение на сопро-
тивлении J?K. Часть этого напряжения, снимаемого с сопро-
тивления 7?к, сравнивается с опорным напряжением U6.c
(в первой схеме непосредственно, а во второй — после
усиления лампой Л2) и воздействует на сетку лампы JIlt
компенсируя при этом изменение анодного тока и устраняя
342
влияние изменяющегося входного напряжения на величину
напряжения на нагрузке.

Пользуясь общепринятыми методами расчета, можно
получить в применении к схеме рис. 7-27, б следующее
соотношение:

г, _ г> Г б'вх (Я3 + Ri2) + ЦЩа/?21/б. с 1	.

н ~	[(/?3 + Я/2)(/?! + Rt^ + RxR^i (1 + WJ ’	(	;

П D

где	~ R„ так как обычно выбирают Rn RK-,

Ак Т"

Pi и fx2 — коэффициенты усиления ламп Лх и Л2;

k < 1 — коэффициент деления напряжения, снимае-
мого с сопротивления /?к;

и — внутренние сопротивления ламп Лх и Л2.

Рис. 7-27. Схемы простейших электронных стабилизато-
ров напряжения с последовательно включенными лампами.

На основании выражения (7-37) можно найти:

А£/н _____________(^2 + Ri?)____________

А^ВХ (#2 + Ri%) (R1 + Ri}) +	(1 +

Учитывая, однако, что

1>> (%2	^?z2)	^zx),

находим:

At/H R^ + Ri%

А^вх - R2 +

Поскольку коэффициент усиления лампы Л2 равен:
iz ___________________.. R%

Д2-Н2 R2 + Ri2 ’
получаем:

Д^н _	1	с

MJbx	V
На основании выражения (7-38) коэффициент стабили-
зации

ГЛ Л^ВХ ,	^ВХ  , t_rf Uh	(7 QQv

= ~и^ • ~йТ = - W • ~йГ kKi ~й^ •	(7'39)

Напряжение батареи смещения определяем по фор-
муле (7-37) в виде:

t/6.c^	(740)

так как

^б.	&вх (Ri + ^/2)-

Если встречается необходимость в регулировании напря-
жения на нагрузке, надо изменять либо величину напря-
жения С7б.с, либо коэффициент деления напряжения, сни-
маемого с сопротивления /?к. Последнюю регулировку прак-
тически легче осуществить, но она влечет за собой изменение
коэффициента стабилизации.

Из выражения (7-39) следует, что для получения большого
коэффициента стабилизации необходимо применять лампу Л2
с большим коэффициентом усиления. Обычно для этой цели
используют пентоды или двухкаскадные усилители.

Стабилизатор по схеме рис. 7-27, б выгодно отличается
от других стабилизаторов тем, что его выходное сопротивле-
ние мало. Пользуясь обычными методами анализа, можно
показать, что выходное сопротивление стабилизатора

Rk

Явых = -^.	(7-41)

Отсюда видно, что целесообразнее выбрать последова-
тельно включенную лампу JIt с малым внутренним сопро-
тивлением и большой крутизной характеристики. Сопро-
тивление /?вых играет роль внутреннего сопротивления источ-
ника питания для того устройства, которое питается через
стабилизатор. Уменьшение /?вых весьма хорошо сказывается
на устойчивости работы питаемого радиоустройства.

Б. Электронные стабилизаторы напряжения
компенсационного типа

Электронные стабилизаторы напряжения компенсацион-
ного типа представляют собой комбинацию двух простых
схем стабилизаторов и сочетают в себе свойства схем с после-
довательным и параллельным включением ламп.

Стабилизаторы компенсационного типа строятся по одной
из двух блок-схем, показанных на рис. 7-28. Электронная
344
лампа /, служащая исполнительным элементом, включена
в первой из этих схем последовательно, во второй — парал-
лельно нагрузке. В обеих схемах использован усилительный
элемент 2 для повышения чувствительности стабилизатора.
На вход этого усилителя подается разностное напряже-
ние £эт -т- at/BblX, где Еэт — опорное (эталонное) напря-
жение 5, обычно снимаемое с газоразрядного стабилитрона,
a a — коэффициент деления выходного напряжения, опре-
деляемый измерительным элементом 4 стабилизатора.

Рис. 7-28. Блок-схемы электронных стабилизаторов
напряжения компенсационного типа с исполнительны-
ми лампами, включенными: а — последовательно;

б — параллельно.

Для стабилизатора компенсационного типа по блок-схеме
рис. 7-28, а действительно отношение:

К (£эт — <х1/вых) = (7ВЫХ,	(7-42)

где К — KiK, — общий коэффициент усиления элементов /
и 2 стабилизатора. Отсюда следует, что если К 1, то выход-

ное напряжение

U — е _______-___Е —

u ВЫХ i-эт 1 4-a/с ~ ^эт а >

или

а^вых ^эт>

т. е. при постоянных значениях а и Еэг выходное напряжение
поддерживается постоянным и не зависит от величины
нагрузки, входного напряжения и других внешних факторов.
Этим объясняются высокие требования в отношении стабиль-
ности опорного напряжения Е9Т. Отсюда же вытекает необ-
ходимость применения усилителей с большим коэффициентом
усиления.

Стабилизаторы компенсационного типа, как и электрон-
ные стабилизаторы, собранные по простым схемам, могут
управляться со стороны входа или со стороны выхода,
а в некоторых случаях одновременно и со стороны входа
и со стороны выхода.

Рис. 7-29. Схема электронного стабилизатора
напряжения компенсационного типа.

Простейшая схема электронного стабилизатора напря-
жения с управлением со стороны выхода приведена на
рис. 7-29. Для простоты анализа на рисунке показаны трех-
электродные лампы, хотя чаще используются многоэлектрод-
ные лампы.

Действие схемы рис. 7-29 сводится к следующему.
При номинальном входном напряжении (7ВХ устанавливается
вполне определенное выходное напряжение

^ВЫХ = ^ВХ

Когда напряжение на входе увеличивается, то увеличи-
вается и напряжение на выходе, а также возрастает вели-
чина аС7вых, т. е. потенциал сетки лампы Л2 становится более
положительным, вызывая увеличение тока через 7?а. В резуль-
тате этого возрастает делая потенциал сетки лампы Лг
более отрицательным, т. е. увеличивая внутреннее сопро-
тивление лампы Rit, чем компенсируется происшедшее
изменение входного напряжения. При уменьшении входного
346
напряжения уменьшается величина а£7вых, вызывая увели-
чение отрицательного потенциала сетки <77 2 и уменьшение
отрицательного потенциала сетки Лх. При этом уменьшается
внутреннее сопротивление лампы Лг и компенсируется
происшедшее уменьшение входного напряжения.

Сопротивление /?3, включенное после исполнительной
лампы Лг, увеличивает стабильность напряжения Еэт и обе-
спечивает постоянство режима работы стабилитрона Л3.
Однако при таком включении 7?3 лампа <77 х дополнительно
нагружается током 7стМян.

Основные параметры стабилизатора, выполненного по
схеме рис. 7-29, можно определить путем раздельного под-
счета входного и выходного сопротивлений для переменного
и постоянного токов.

Как показано на рис. 7-29, на вход стабилизатора одновре-
менно подаются два входных напряжения: 77вх= и 77вх~.
Источник питания стабилизатора обладает для постоянной
и переменной составляющих тока соответственно сопро-
тивлениями Гвхстат и гвхдян. В случае питания стабилизатора
от выпрямителя через сглаживающий фильтр гвхстат опре-
деляется суммарным сопротивлением фильтра и выпрями-
теля для постоянного тока, а гвхдяи — сопротивлением сгла-
живающего фильтра переменному току (так как фильтр имеет
большую выходную емкость, то гвхдин мало).

Точно так же можно раздельно определить входные и
выходные сопротивления стабилизатора для переменного
и постоянного токов:

р ._____ п 1 Rk (Rs 4~ Rct стат) .

^вх стаг - стат Т	_|_ ^стстат >

р ________ р I Rh (^з ~Ь Rct дин) .

<вх дин дии "* Rh + Ra + Rct дин ’

Rh (Ra 4* Rct стат) r n i „ i
n—_l n _l D--------стат । 'вх стат!

p	___ Ан ~г A3 "i- Act стат	,	/7 ДЧ\

*'вых стат р /р I р \

Ан VA3-f Аст стат) in. _i_ ,
о—I D I Г>----------Г А(. стат Т 'вх стат

ЛиТ''»т Аст стат

п	R'j + гвх дин

А вых дин =	дГ	>

1X1112 Ra + R/2 ’ Rj + R2

где 7?СТСТат — статическое сопротивление стабилитрона Л3;

/?стдин — динамическое сопротивление стабилитрона;

/?чстат — внутреннее сопротивление лампы Лг постоян-
ному току;
Ri, — внутреннее сопротивление лампы Л1 перемен-
ному току;

Hi и На — статические коэффициенты усиления ламп
и Л2.

Остальные величины обозначены на схеме.

На основании приведенных соотношений (7-43) можно
получить:

а)	коэффициент стабилизации по напряжению

д- __ Rbmx стат . Rbx дин .	(7-44)

СТ ^выхдин Rbx стат

б)	коэффициент сглаживания
q = jgxOTH...	(7-45)

^ВЫХ дин

Если учесть соотношения величин, входящих в приве-
денные формулы, то после их упрощения найдем:

р	___ *

А вых дин s&K ’

^ВХ ДИН =	+ £H-|_£S ’	(7-46)

р ____ п ^вых стат

ЛСт Ч г>	•

Авх стат

Из приведенных соотношений следует, что выходное
сопротивление стабилизатора уменьшается, а коэффициенты
сглаживания и стабилизации увеличиваются пропорцио-
нально общему коэффициенту усиления К, коэффициенту
деления выходного напряжения а и крутизне характери-
стики S лампы Лг. Этот вывод согласуется с ранее сделанным
выводом о большом значении правильного выбора параметров
схемы.

С целью увеличения коэффициента а обычно параллельно
сопротивлению включают конденсатор Сх. При этом
по переменному току а увеличивается до единицы, а по посто-
янному току остается прежней. Благодаря этому коэффи-
циенты сглаживания и стабилизации возрастают в несколько
раз (обычно по постоянному току выбирают а = 0,3-ь0,5).

Уменьшение выходного сопротивления стабилизатора
и увеличение коэффициента сглаживания достигаются также
348
за счет подключения конденсатора Сф параллельно сопро-
тивлению нагрузки.

Практически используемые схемы стабилизаторов, ис-
правленные с учетом сделанных замечаний, приведены
на рис. 7-30.

Зачастую бывает трудно подобрать лампу с подходящей
по величине допустимой мощностью рассеяния на аноде.
Эту трудность обходят, включая несколько ламп параллельно
друг другу или же подключая параллельно одной из ламп
сопротивление 7?ш, как это показано пунктиром на схеме

Рис. 7-30. Практические схемы электронных стабилизаторов напряжения
компенсационного типа с управлением со стороны выхода (о) и входа (б).

рис. 7-30, а. В последнем случае коэффициент стабилизации
понижается, становясь равным

(7'47»

Пример расчета. Задано рассчитать стабилизатор напряжения
с ^вх ср — 400 в, относительным изменением входного напряжения р —
— ± 10%, Рн = 6000 ом и иъых = 240 в. Требуется выбрать оптимальную
схему и данные стабилизатора.

1.	Руководствуясь ранее приведенными соображениями, выбираем
схему стабилизатора с управлением со стороны выхода и следующие лампы:
6ПЗС в триодном режиме одну половину триода 6Н9С (Л2) и СГЗС
(Л3). Основные данные режима работы лампы СГЗС: UCT — 110 в при
^стмин== 7 ма\ лампы 6Н9С: Ua = 120 в (так как Ua = [/вых— ^ст —
—i/g = —1,0 в, /а2 = 1,1 мег, лампы 6ПЗС: Ua = (7вХ — £/Вых—
= 160 в; /а= /стмин^ 42 Лт = 40 4- 1,1	5,9 + 0,75 =

— 47,75 ма, причем /стмин = /стмин — ^а2 = а ток чеРез потенцио-
метр выбираем по возможности малым (по сравнению с током нагрузки).

По характеристикам ламп 6ПЗС находим, что для заданных значе-
ний Ua и */а сеточное смещение = —7,35 в. Мощность рассеяния на
аноде Ра = UaIa~ 7,65 вт, что меньше допустимой мощности рассея-
ния Ра доп ~Ю вт. Это позволяет обойтись без сопротивления Рш-
2.	Из очевидных соотношений рассчитываем величины сопротивлений
и рассеиваемой на них мощности:

Ra =	= 6650 ом; Рр == 0,008 ет;

/а2

Pi + Р12 + Рг — —= ”q“75;Jq-3“ = ком*

причем принимаем:

Pia + Рг = -^ст- = 147 ком и Р12 == Ю ком.
' п

Из этих соотношений получаем:

R± = 320—147 « 173 ком.

Каждое из сопротивлений рассеивает мощность

Рр < 0,1 вт.

Сопротивление Р3 определяем, исходя из того, что через стабилитрон
одновременно протекают ток лампы Л2 и ток Ir3. Отсюда:

R3 = УBbIzx.ZL^-cJ-. — 22 ком при Рр — QJ5 вт.
ст мин

3.	Рассчитываем емкость

емкость Сф выбираем в зависимости от заданного коэффициента сглажи-
вания:

Сф = 25 мкф.

4.	Коэффициенты стабилизации и сглаживания (без учета действия
емкости Сф) определяем, по ранее приведенным соотношениям, в которых
принимаем а= 1 (для переменного тока, поскольку в схеме имеется Сг).

Коэффициент усиления схемы с лампой Л2 составляет:

Этот коэффициент может быть повышен путем увеличения сопротивления Ра,
что достигается присоединением сетки лампы JJt не ко всему сопротивле-
нию Ра; внутреннее сопротивление Р/2 = 44 ком, так как ц2 = 70 и S2 =
== 1,6 ма/в.

Коэффициент усиления лампы поскольку она работает в режиме
катодного повторителя (нагрузка включена в цепь катода лампы), может
быть меньше единицы; следовательно, К =	= 5,15.

Коэффициент сглаживания

Динамические сопротивления входа и выхода

^вхдин = 6000 ом; Явых дин ~ 32,4 ом.
Статические сопротивления входа и выхода

Явх стат 5900 ОМ\ /?вых стат 5200 ОМ,

Коэффициент стабилизации по напряжению

iz Л ^выхстат 1£п
Лет = Я “р-----= 163.

Авх стат

5.	При учете действия ЯС-фильтра коэффициент сглаживания составит:

MrC= <?“п7?йСФ = 2500-

Во всех приведенных расчетах приняты следующие исходные данные:
частота пульсации /п = 50 гц; Ri = 1700 ом; S± = 6 ма!в. Расчеты про-
изводились по формулам, приведенным выше.

Параметры стабилизатора можно улучшить, использовав второй
каскад усиления.

В. Электронные стабилизаторы тока

Электронные стабилизаторы тока предназначены для под-
держания постоянства тока в нагрузке при разных пределах
колебаний напряжения на входе стабилизатора. Такие же
функции выполняют и некоторые типы стабилизаторов напря-
жения, если сопротивление нагрузки /?н в процессе работы
стабилизатора не меняется, так как

Т   U СТ  

Н ” Ян ~ Ян •

Таким образом, основное различие между стабилизато-
рами напряжения и тока состоит в характере изменения
сопротивления нагрузки. Кроме того, управление исполни-
тельным элементом осуществляется в стабилизаторах тока
в непосредственной зависимости от тока нагрузки, а в ста-
билизаторах напряжения — в непосредственной зависимости
от напряжения нагрузки.

Схемы электронных стабилизаторов тока, подобно таким
же схемам стабилизаторов напряжения, можно подразделить
на простые параметрические схемы и схемы компенсационного
типа.

Простейшие схемы электронных стабилизаторов тока
показаны на рис. 7-31. В обеих схемах изменение тока
нагрузки приводит к изменению параметров регулирующей
лампы, причем изменения тока в цепи компенсируются неза-
висимо от того, вызваны ли они изменением входного напря-
жения или же изменением сопротивления нагрузки. Для
схемы рис. 7-31, а действительны следующие соотношения.
Падение напряжения на сопротивлении равно Ug —
= —При линейной характеристике лампы, определяе-
мой уравнением:

1а =	,

где

и а = ^вх - 4 (R,, + /?1),
находим:

/и = 1а =	+ Я„ +В/?1 (1 + й) •	(7'48)

Рис. 7-31. Простейшие схемы электронных стабилизаторов
тока.

Среднее значение тока нагрузки
f	^вх ср

7нсР = Я= + Ян +	’

где t/Mcp — среднее значение входного напряжения стаби-
лизатора;

— сопротивление лампы постоянному току.

Коэффициент стабилизации может быть выражен в виде:

1S __ Д^ВХ .

^ст /7	•	/	»

Овх ун

ИЛИ
1Z _____________________ А^ВХ 7Н

Лст“" Д/н ’ 4/вХср *

откуда

iz —	"Ь ₽i (1 + И)	77 ДО\

Аст~ + + (

Следовательно, стабилизация тока будет тем совершен-
нее, чем больше коэффициент усиления лампы и чем меньше
ее сопротивление постоянному току. Обычно для этих целей
применяют лампы, используемые в усилителях мощности.

Схему стабилизатора тока, показанную на рис. 7-31, б,
можно анализировать так же, как это сделано со схемой
352
рис. 7-31, а, но надо учитывать особенности включения

лампы параллельно с цепью нагрузки.

Если в стабилизаторе используют усилитель напряжения
(снимаемого с сопротивления 7?х) с коэффициентом усиле-
ния К, то коэффициент стабилизации увеличивается, стано-

вясь равным:

/<ст

Ri -F R„ 4- Ai (I + Ар)
А= + Ri + Ан

(7-50)

Простейшие схемы электронных стабилизаторов тока,
нашедшие практическое применение, приведены на рис. 7-32.

Рис. 7*32. Схемы электронных стабилизаторов тока с усилителем (а) и без
него (6).

Первая из них построена по принципиальной схеме, пока-
занной на рис. 7-31, а. Основная часть схемы состоит из испол-
нительной (регулирующей) лампы Лг и сопротивления
соединенных последовательно с сопротивлением нагрузки /?н.
Для увеличения чувствительности схемы использован уси-
литель на лампе Л2. Стабилитрон Л3 обеспечивает опорное
напряжение для лампы Л2, а стабилитрон Л4— для лампы Лх.
При увеличении входного напряжения и постоянном
сопротивлении нагрузки увеличивается ток в сопро-
тивлении Я 2, потенциал сетки Л2 становится более поло-
жительным и увеличивается анодный ток этой лампы.
В результате повышается падение напряжения на сопро-
тивлении R4, и потенциал сетки лампы Лх становится более
отрицательным, чем он был до этого, ибо падение напряжения
на сопротивлении также повышается; последнее следует
из того, что напряжение на стабилитроне почти не меняется.
В результате изменения потенциала сетки лампы Лх ее
сопротивление постоянному току увеличивается, и ток в цепи
нагрузки уменьшается. Таким же образом можно проследить

23 В. Ю. Рогинский 1245	3 53
за изменениями режима работы схемы стабилизатора при
уменьшении входного напряжения.

Схема по рис. 7-32, б действует почти так же, как только
что описанная: при изменении тока нагрузки или входного
напряжения изменяется потенциал управляющей сетки
лампы Л1 из-за меняющегося падения напряжения на сопро-
тивлении /?2- При этом потенциал экранирующей сетки,
как и напряжение смещения, остается достаточно постоян-
ным благодаря действию стабилитронов Лг и Л3, а измене-
ния в схеме компенсируются изменениями параметров регу-
лирующей лампы

Компенсационные схемы стабилизаторов тока являются
частным случаем стабилизаторов напряжения этого же типа,
почему нет необходимости в дополнительном рассмотрении
их действия.

Подробные описания специальных типов электронных
стабилизаторов напряжения и тока, в том числе стабилиза-
торов напряжения переменного тока и стабилизаторов
с промежуточным преобразованием тока и напряжения,
можно найти в специальной литературе.

§ 7-5. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
И ТОКА

Полупроводниковые стабилизаторы напряжения и тока
принципиально не отличаются от описанных выше электрон-
ных стабилизаторов. Более того, разграничение стабилиза-
торов на электронные и полупроводниковые является сугубо
условным и имеет целью лишь подчеркнуть использование
полупроводниковых приборов вместо электронных ламп.
Это различие совершенно стирается в комбинированных
стабилизаторах тока и напряжения, в которых одновременно
использованы и электронные лампы, и полупроводниковые
приборы, и магнитные усилители, и другие элементы.

Полупроводниковые стабилизаторы напряжения и тока
строятся почти по тем же схемам, что и электронные стабили-
заторы. Поэтому все схемы полупроводниковых стабилиза-
торов также можно подразделить, во-первых, по принципу
действия — на параметрические, компенсационные и комби-
нированные и, во-вторых, по сложности — на простые
и сложные.

Простейшим стабилизатором напряжения постоянного
тока является схема эмитерного повторителя, показанная
на рис. 7-33, а, которая в известной мере аналогична схеме
стабилизатора с последовательно включенной лампой. В упро-
354
щенком виде действие схемы сводится к следующему. Когда
напряжение (7ВХ повышается, возрастает отрицательный
потенциал эмитера триода 7, в то время как потенциал базы
остается неизменным благодаря наличию опорного напря-
жения в цепи базы £б. В результате напряжение между
эмитером и базой понижается, сопротивление п — р-перехода
эмитер — база повышается, падение напряжения на триоде
£/кэ возрастает, чем компенсируется повышение входного
напряжения, а напряжение на нагрузке остается почти неиз-
менным.

Рис. 7-33. Простейшие схемы стабилизаторов с полупроводниковыми три-
одами.

Основные параметры стабилизатора, выполненного по
схеме рис. 7-33, а, можно определить следующим образом:

Напряжение на нагрузке

= и"	- а') + г, + «.| +

+ <7'51а|

Выходное сопротивление стабилизатора

/?вых-4г7==Гб(1-а‘) + Г-	(7'51б)

Коэффициент стабилизации

/<ст = 4тГ''-7Г1-^-^-	<7'51в)

СГ Дс/Н с/вх Гб(Увх

где гк — сопротивление коллектора триода;

гб — сопротивление базы;

гэ — сопротивление эмитера;

az — статический коэффициент усиления триода по току,
равный Д/к/Д/э.

23*

355
Поскольку сопротивление источника опорного напряже-
ния намного меньше сопротивления гб, оно не учтено в соот-
ношениях (7-51). Если же используются источники опорного
напряжения с большим внутренним сопротивлением, как,
например, в схеме рис. 7-33, б, то параметры стабилизатора
определяются соотношениями:

•^вых ~ (Гб + ^б)	— ai) + гэ‘>

ь' —._____________________ /7_ко\

Лст [Гб (Як + Лб) + ГкЛб] ивк •

Из приведенных соотношений (7-51) и (7-52) следует, что
для повышения качества стабилизаторов, т. е. для уменьше-
ния выходного сопротивления и увеличения коэффициента
стабилизации, следует стремиться к выбору источников
опорного напряжения с минимальным внутренним сопро-
тивлением /?б.

Выбирая тип триода, следует учитывать, что

/б = (1 - az)	(7-53)

т. е. ток, потребляемый от источника опорного напряжения
определяется не только током нагрузки /н, но и свойствами
триода, в частности коэффициентом усиления по току.
Для многих мощных плоскостных триодов, у которых
а( = 0,94-0,95, ток источника опорного напряжения заметно
велик. При этом входное сопротивление стабилизатора отно-
сительно мало.

Для уменьшения тока в цепи источника опорного напря-
жения и увеличения входного сопротивления стабилизатора
часто применяют каскадный триод Тк, включенный по схеме
рис. 7-33, в. Здесь триод Тк является эмитерным повторите-
лем, в нагрузку которого входит также и триод Т. Напря-
жения Д[7ВХ и Д(7Н включены между базой каскадного
триода Тк и эмитером регулирующего триода Т. В результате
фазы изменений этих напряжений на базе каскадного триода
и регулирующего триода совпадают, чем и достигается умень-
шение тока, отбираемого от источника опорного напряжения.

Описанные простейшие схемы стабилизаторов обычно
применяются в тех случаях, когда требования к стабильности
напряжения на нагрузке малы и регулировать это напря-
жение нет необходимости.

Существенное улучшение параметров стабилизаторов
достигается при их построении по типу компенсационных
356
схем с использованием усилителей. Одна из простейших
схем подобного типа с однокаскадным усилителем приведена
на рис. 7-34, а. Действие этой схемы сводится к следующему.
При увеличении падения напряжения на нагрузке возрастает
ток в сопротивлениях	и увеличивается ток базы

триода Т2. Одновременно увеличивается ток коллектора Т2
и уменьшается ток базы триода Тг, вызывая снижение токов
коллектора и эмитера этого триода и восстанавливая номи-
нальное напряжение на нагрузке. Точно так же прослежи-
ваются изменения токов при уменьшении входного напря-
жения.

Рис. 7-34. Схемы полупроводниковых стабилизаторов с одно-
каскадным усилителем.

Необходимые расчетные соотношения для определения
параметров стабилизаторов с полупроводниковыми триодами
можно получить на основании следующего:

Для идеального триода, управляемого током базы, уси-
ление по току равно д. Тогда соотношение токов схемы будет:



J ____ ^ВХ ----- 7Н/?Н	»

б*	7?к	°2

/Н/?Н

Ri + ЛВх2 1

’ I

ВХ2’Г 7?!+ «2

где /б, — ток базы триода Т

/?вх2 — входное сопротивление триода Т2;

dj и 6 2 — коэффициенты усиления по току триодов Т\
и Т 2.
На основании выражений (7-54) можно получить:

К вых

(1 + 61)

(7-55)

1 + -^-ял------

+ /?, + «,

причем предположено, что ба > 1.

Из приведенных соотношений (7-55) видно, что для уве-
личения коэффициента стабилизации и снижения выходного
сопротивления стабилизатора надо использовать триоды
с большим коэффициентом усиления по току, повышать отно-
шение (/н/1/вх, выбирать сопротивление по возможности
малым, а опорное (базовое) напряжение Е6 — по возмож-
ности большим.

Параметры стабилизатора можно существенно улучшить,
введя дополнительную компенсирующую связь между входом
усилителя и коллектором регулирующего триода Тх, как это
показано на схеме рис. 7-34, б. При наличии такой связи
коэффициент стабилизации увеличивается в десятки раз.
Этот способ улучшения качественных показателей стабилиза-
торов во многих отношениях выгоднее других способов,
предназначенных для этой же цели и подробно описанных
в специальной литературе.

Существенного улучшения качеств стабилизатора можно
достигнуть, использовав несколько каскадов усиления. Две
схемы стабилизаторов с двухкаскадными усилителями пока-
заны на рис. 7-35. Первая из них (рис. 7-35, а), построенная
на однотипных триодах р—п—р, плоха тем, что требует двух
источников опорного напряжения. Во второй схеме
(рис. 7-35, б), помимо триодов р—п—р, использованы и три-
оды п—р—п.
Для практического использования рассмотренные схемы
стабилизаторов почти не применимы из-за наличия опорных
напряжений, снимаемых от дополнительных источников
тока. Хотя такая возможность обеспечения опорных напря-
жений не исключена, но в большинстве случаев предпочти-

Рис. 7-35. Схемы полупроводниковых стабилизаторов с двухкас-
кадными усилителями.

тельнее обходиться без них, тем более, что в качестве источ-
ников опорного напряжения могут быть использованы газо-
разрядные и кремниевые стабилитроны, применение которых
описывалось выше. Простейшие схемы стабилизаторов
с использованием стабилитронов приведены на рис. 7-36.
Обе схемы стабилизаторов содержат двухкаскадные усили-

Рис. 7-36. Схемы полупроводниковых стабилизаторов с опорными
напряжениями, создаваемыми при помощи стабилитронов.

тели. В первой из них (рис. 7-36, а), использующей кремние-
вый стабилитрон, выходное напряжение относительно низко,
во второй схеме (рис. 7-36, б), где использован газоразрядный
стабилитрон, оно относительно высоко. Что касается стабиль-
ности выходного напряжения, то она во многом зависит
от стабильности опорного напряжения.

Существенным для работы стабилизаторов на полупровод-
никовых приборах является вопрос о допустимой пульсации
напряжения на входе. Если бы стабилизаторы питались
от источника напряжения постоянного тока с минимальной
пульсацией, то наименьшее допустимое напряжение между
эмитером и коллектором регулирующего триода Т г составляло
бы 1—2 в. При наличии же пульсации заметной величины
минимальное напряжение между эмитером и коллектором
триода Tt должно быть значительно больше (хотя бы на вели-
чину амплитуды U„).

Многочисленные схемы стабилизаторов с полупроводнико-
выми приборами, используемые на практике, основаны на том,
что сказано выше. Нередко применяются и полупроводнико-
вые стабилизаторы с более сложными схемами; их описание
можно найти в специальной литературе. В таких схемах
предусмотрены температурная компенсация, отрицательная
обратная связь, параллельное включение нескольких регу-
лирующих триодов, использование магнитных усилителей
и т. д. Оценка всех этих усовершенствований и рекомендации
по их использованию могут быть даны только с учетом
конкретных условий работы стабилизаторов.
ЛИТЕРАТУРА

Книги

Аксенов В. Н., Выпрямители и трансформаторные подстанции,
Связьиздат, 1961.

Бернштейн А. С., Термоэлектрические генераторы, Госэнерго-
издат, 1956.

Богданов Д. И. и Евдокимов Г. К., Феррорезонансные
стабилизаторы, Госэнергоиздат, 1958.

Власов В. Ф., Электронные и ионные приборы, Связьиздат,
1960.

Комаров Б. С., Электропитание предприятий проводной связи,
Связьиздат, 1958.

Лурье А. Г., Теория феррорезонансных стабилизаторов напря-
жения, Госэнергоиздат, 19о8.

Маслов А. А., Электронные полупроводниковые приборы. Гос-
энергоиздат, 1960.

Рогинский В. Ю., Электрическое питание радиотехнических
устройств, Госэнергоиздат, 1957.

Рогинский В.Ю., Полупроводниковые выпрямители, Госэнерго-
издат, 1957.

Рогинский В. Ю., Преобразователи тока, Воениздат, 1960.

Рогинский В. Ю., Выпрямители, Госэнергоиздат, 1961.

Федосеев П. Г., Выпрямители и стабилизаторы, Искусство, 1960.

Журнальные статьи

Андрющенко В. А., Электреты и перспективы их применения
в автоматике, Автоматика и телемеханика, № 1, 1960.

Губкин А. Н., Электреты, Природа, № 5, 1959.

Дасоян М. А., Малогабаритные герметичные никель-кадмиевые
аккумуляторы, Радиоэлектронная промышленность, № 7, 1958.

Декабрун Л. Л., О сглаживающих фильтрах маломощных выпря-
мителей, Радиотехника, т. 12, № 4, 1957.

Зайцев К. А., К анализу падения напряжения в каскадной схеме,
Электричество, № 5, 1957.

Кантор В. М., О расчете схем выпрямителей с умножением
напряжения, Радиотехника, т. 15, Хе 5, 1960.

Кислов В. И., Феррорезонансный стабилизатор напряжения
с компенсационным конденсатором, Радиотехника, т. 14, № 12, 1959.

Менджерецкий Э. А., Источники тока со стабильным напря-
жением, Вестник электропромышленности, Xs 10, 1959.
Моин В. и Веденеев Г., Кремниевые стабилитроны, Радио,
№ 7, 1959.

Н а й д и с В. А., Управляемые кремниевые вентили и их применение
в схемах электропривода, Электричество, № 6, 1960.

Новиковский Б. С., Об источниках высокого напряжения для
сильноточных ускорителей однократного действия, Атомная энергия,
т. 4, вып. 2, 1958.

Пионтковский Б. А., Расчет коэффициента фильтрации по
заданному значению псофометрического напряжения шума, Электросвязь,
№ 9, 1958.

Флеров В. И., Цыганкова М. С., Кожакова А. А.
и Шаткина В.Я», Никель-цинковый аккумулятор, Вестник электро-
промышленности, Ks 10, 1959.
Рогинский Владимир Юрьевич

ЭЛЕКТРОПИТАНИЕ РАДИОУСТРОЙСТВ

М.-Л., Госэнергоиздат, 1963, 363 стр.,
с рис. 621. 396.6

Редактор М. И. Войчинский
Технический редактор Е. М. Соболева

Сдано в производство 13/ХП 1962 г.

Подписано к печати 4/1II 1963 г.

М-23228. Печ. л. прив. 18,65. Уч.-изд, л. 18,2
Бум. л. 5,69. Тираж 25 000. Цена 79 коп.

Формат 84ХЮ81/32. Заказ 1245

Типография № 6 УЦБ и ПП Ленсовнархоза
Ленинград, ул. Моисеенко, 10.
79 коп