[. А. Колосовский

УСТРОЙСТВА ПРИЕМА
И ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ

Рекомендовано УМО по образованию в области радиотехники,
электроники, биомедицинской техники и автоматизации
в качестве учебного пособия для студентов высших учебных
заведений, обучающихся по специальности 200700 -
«Радиотехника» направления подготовки дипломированных
специалистов 654200 - «Радиотехника»

Москва
Горячая линия - Телеком
2007
УДК 621.396.62075.8

ББК 32.849

К61

Рецензент: канд. техн, наук, доцент М. Е. Шевченко

Колосовский Е. А.

К61 Устройства приема и обработки сигналов. Учебное пособие
для вузов. - М: Горячая линия-Телеком, 2007. - 456 с.: ил.

18ВЫ 5-93517-264-Х.

Систематизированы сведения по всем разделам вузовской програм-
мы одноименного курса. Изложены теоретические основы приема сигналов
на фоне помех, принципы построения трактов сигнальной и промежуточной
частоты радиоприемных устройств, основные положения теории синтеза
частот, способы обеспечения регулировок и структуры частных трактов при
приеме сигналов с различными видами модуляции. Рассмотрены факторы,
влияющие на качественные показатели радиоприемных устройств.

Для студентов вузов, обучающихся по специальности 200700 - «Ра-
диотехника» направления 654200 - «Радиотехника» Может быть использо-
вано для повышения квалификации специалистами.

ББК 32.849

Адрес издательства в Интернет И/И/И/. ТЕСНВООК ЕМУ

Учебное издание

Колосовский Евгений Анатольевич
УСТРОЙСТВА ПРИЕМА И ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ
Учебное пособие

Редактор В Н. Минкин
Корректор Е Н Мартьянова
Художник Л Г Летинов
Подготовка оригинал-макета Ю Н Рысева

Лицензия ЛР № 071825 от 16.03.99 г.
Подписано к печати 12 01.2005 г Формат 60><881/16. Усл. печ. л. 28,5.
Изд. № 6264. Тираж 2000 экз Заказ № 6538.

Отпечатано с готовых диапозитивов в ОАО ордена «Знак Почета» «Смоленская областная
типография им В И. Смирнова». 214000, г Смоленск, проспект им. Ю. Гагарина, 2.

18ВЫ 5-93517-264-Х	© Е.А. Колосовский, 2007

© Оформление издательства

«Горячая линия-Телеком», 2007
Предисловие

В современных системах радиосвязи с помощью радиоприемно-
го устройства осуществляется не только прием (в узком смысле),
но и обработка сигналов. Осуществление такой обработки предъ-
являет повышенные требования к стабильности частоты, работе
систем автоматического и ручного управления, структуре частных
трактов приемника. В связи с этим возросла роль радиоприемника
как устройства, обеспечивающего как прием слабых радиосигна-
лов, так и преобразование их к виду, необходимому для извлече-
ния содержащейся в них информации. Поэтому радиоприем явля-
ется не только важнейшей, но одной из наиболее трудных задач
радиотехники.

Дисциплина «Устройства приема и обработки сигналов» явля-
ется базовой для изучения специальных дисциплин и вносит непо-
средственный вклад в подготовку выпускника по специальности
«Радиотехника».

Курс лекций по дисциплине соответствует учебной программе и
рассчитан на обучаемых всех специализаций. Он имеет целью ока-
зать помощь в самостоятельном изучении теоретических основ и
принципов построения радиоприемных устройств, способов обес-
печения их качественных показателей. Дисциплина базируется на
знаниях, полученных при изучении общепрофессиональных дисци-
плин: «Основы теории цепей», «Радиотехнические цепи и сигна-
лы», «Электродинамика и распространение радиоволн», «Радио-
материалы и радиокомпоненты», «Схемотехника аналоговых элек-
тронных устройств», «Цифровые устройства и микропроцессоры».
Вследствие этого ряд вопросов, ранее традиционно рассматри-
вавшихся в учебниках по курсу радиоприемных устройств (усили-
тели, преобразователи частоты, детекторы и др.), данный курс
лекций не охватывает.

Учебное пособие условно состоит из двух частей. Первая часть
посвящена рассмотрению физических основ приема сигналов на
фоне помех, принципов построения трактов сигнальной и промежу-
точной частоты радиоприемника супергетеродинного типа различ-
ных диапазонов волн, факторов, влияющих на качественные пока-
затели РПУ. Вторая часть содержит основные положения по тео-
рии синтеза частот, способам обеспечения регулировок и построе-
нию частных трактов радиоприемного устройства при приеме сиг-
налов с различными видами модуляции. Поэтому учебное пособие
призвано обеспечить необходимый объем знаний, достаточный
для самостоятельного изучения существующих и перспективных
устройств приема и обработки сигналов.

Материалы курса лекций представляют собой обощение и сис-
тематизацию теоретических положений из источников, приведен-
ных в списке использованной литературы их структура соответст-
вует сложившейся на кафедре методике чтения лекций и изучения
радиоприемных устройств, разработанной и внедренной в учебный
процесс преподавателями кафедры специальных радиоэлектронных
средств Череповецкого ВИИРЭ Поповым НА, Черепанкиным Н.В.,
Казаковым В.В. и другими.

Автор выражает глубокую благодарность рецензенту рукописи
канд. техн, наук, доценту кафедры РЭС Санкт-Петербургского
электротехнического университета «ЛЭТИ» М.Е. Шевченко за цен-
ные рекомендации, высказанные при рецензировании пособия
и Е.В. Миськовой за помощь в подготовке издания в печать.
Одним из основных этапов профессиональной подготовки по
специальности «Радиотехника» является изучение дисциплины
«Устройства приема и обработки сигналов», закладывающей осно-
вание в специальную подготовку выпускников.

Важность изучаемой дисциплины состоит в ее практической
значимости. Без преувеличения можно сказать, что не менее
40% всей радиоэлектронной аппаратуры, находящейся в эксплуа-
тации - радиоприемные устройства. Любой пост в составе ком-
плексов специального приема включает в свой состав от 1 до 4
и более радиоприемников. Их умелое использование, эксплуата-
ция и ремонт в значительной мере предопределяет выполнение
поставленных задач.

Число образцов устройств приема и обработки сигналов, с кото-
рыми придется иметь дело, достаточно велико, а их список, в силу
оперативной необходимости, постоянно расширяется, усложняется
их структура.

Для их успешного освоения и применения нужны как фундамен-
тальная теоретическая подготовка, так и навыки практической ра-
боты с радиоприемной аппаратурой.

Таким образом, выпускник института должен в совершенстве
владеть сложной радиоэлектронной техникой, обеспечивать ее
безаварийную эксплуатацию, находить наиболее эффективные
пути использования ее в изменяющихся условиях, уметь в крат-
чайшие сроки осваивать новые образцы техники. Все эти качества
призвана дать дисциплина, основные теоретические положения
которой изложены в данной книге.

Предмет, цели и задачи дисциплины

Радиоприемное устройство (РПУ) является основной частью
системы связи (рис. 1).

В любой системе связи осуществляется передача информации
и ее прием. Поэтому система связи состоит из следующих основ-
Рис. 1. Обобщенная схема системы связи

ных частей: источника сообщений ИС, передающего устройства
ПРДУ, радиоприемного устройства РПУ и получателя сообщений
ПС. Среда, в которой электромагнитные волны распространяются от
передающего устройства к приемному, называется каналом связи.

Радиоприемное устройство как элемент системы связи содер-
жит антенно-фидерную систему АФС, собственно радиоприемник
РПМ и оконечное устройство ОУ (рис. 2). Таким образом, под РПУ
будем понимать АФС, радиоприемник и оконечное устройство,
объединенные для выделения передаваемой информации с тре-
буемым качеством.

Антенно-фидерная система преобразует энергию электромаг-
нитных волн в энергию высокочастотных колебаний и подводит их
ко входу радиоприемника. Современные АФС могут состоять из
нескольких антенн с устройствами коммутации и фазирования.

Радиоприемник выделяет из подведенных к его входу колеба-
ний полезные сигналы, усиливает их и преобразует к виду, необхо-
димому для приведения в действие оконечного устройства.

Оконечное устройство служит для обработки, регистрации,
воспроизведения сообщения в требуемой форме: визуальной, зву-
ковой, в виде печатного текста, управляющих сигналов и т.д.

В простейшем случае в вещательных радиоприемниках эти
элементы конструктивно выполняются как единое целое (внутрен-
няя магнитная антенна - радиоприемник - динамическая головка).

В сложных профессиональных приемниках эти элементы вы-
полняются конструктивно законченными блоками. Иногда с целью
повышения качества и надежности приема в состав радиоприемно-
го устройства может входить несколько радиоприемников и антенн.

Рис. 2. Обобщенная схема РПУ
Рис. 3. Место РПУ в составе поста приема

В профессиональных радиоприемных устройствах специально-
го назначения функции РПУ разнесены по различным аппаратам,
так, например, используются антенно-фидерные устройства кол-
лективного пользования, демодулирующие устройства для различ-
ных видов сигналов и собственно радиоприемники. В общем слу-
чае вариант применения РПУ в составе поста приема представлен
на рис. 3.

Предметом дисциплины «Устройства приема и обработки сиг-
налов» (УПИОС) являются физические процессы при радиоприе-
ме, принципы построения радиоприемников и теоретические осно-
вы их проектирования.

Основная цель дисциплины УПИОС - изучение общих теоре-
тических принципов и методов анализа, синтеза и оптимизации
радиоприемных устройств. Сущность задачи анализа заключает-
ся в том, что необходимо определить, как влияют структуры и па-
раметры тех или иных функциональных устройств на характери-
стики радиоприемника, какими способами обеспечиваются ТТХ
РПУ. Сущность синтеза заключается в том, что необходимо найти
такие функциональные узлы и их параметры, так их согласовать,
чтобы получить законченное устройство - радиоприемник, кото-
рый обладал бы заданной совокупностью требуемых качествен-
ных показателей.

Четыре-пять десятилетий назад задачи синтеза радиоприемных
устройств, соответствующих предъявленным к ним техническим
требованиям, не отличались большой сложностью, они сводились
к уточнению небольшого числа параметров ряда узлов и компонен-
тов приемника, построенного по более или менее канонической
схеме. Сравнительная простота этих задач определялась тем, что:
-	в радиосистемах применялись всего лишь 4-5 сравнительно
простых видов модуляции сигналов;

-	помехи радиоприему также не отличались сложностью, а ин-
тенсивность их была невысокой;

-	уровень развития электронной техники затруднял применение
тонких и сложных методов обработки радиосигналов в приемнике.

В последние десятилетия чрезвычайно увеличилось количество
радиосистем, разнообразие типов применяемых в них сигналов. Со-
ответственно повысились уровни сложности взаимных помех, кроме
того, возросла роль систем электронного противодействия
и радиоэлектронной борьбы (РЭБ). В то же время развитие полу-
проводниковой электроники и особенно микроэлектроники дало
возможность усложнить структуры радиоприемных устройств и спо-
собы обработки принимаемых сигналов, расширились функции ра-
диоприемников. Радиоприемники получили новое качественное
развитие, связанное с автоматизацией процессов радиоприема.
В результате возросли актуальность и сложность задач синтеза
структур радиоприемных устройств, отвечающих новым требова-
ниям и оптимальных по своим техническим и экономическим пока-
зателям.

Цели изучения дисциплины:

-	получить фундаментальные знания по основам теории по-
строения радиоприемных устройств, позволяющие обучаемым са-
мостоятельно осваивать образцы РПУ, как перспективные , так и
находящиеся в эксплуатации в настоящее время;

-	приобрести практические навыки в работе на РПУ различных
диапазонов частот, уметь качественно готовить их к эксплуатации
и осуществлять помехозащищенный прием передач.

В результате изучения дисциплины обучаемые должны:

Знать:

-	основные типы схем радиоприемных устройств;

-	методы обеспечения основных характеристик устройств прие-
ма и обработки радиосигналов: чувствительности, одно-
и многосигнальной избирательности, динамического диапазона по
основному и соседнему каналам приема;

-	принципы построения систем автоматического регулирования
в устройствах приема и обработки радиосигналов;

-	принципы построения усилительно-преобразовательного ра-
диотракта с малым уровнем собственных шумов, высокой частот-
ной избирательностью, низким уровнем перекрестных и интермо-
дуляционных помех;
-	принципы моделирования и проектирования устройств по за-
данным показателям качества с использованием современной эле-
ментной базы;

-	методы экспериментального исследования основных характе-
ристик радиоприемников и их функциональных узлов;

-	принципы построения частных трактов радиоприемных уст-
ройств;

-	ТТД и возможности базовых радиоприемных устройств, их
структурные схемы.

Уметь:

-	работать на базовых радиоприемных устройствах специаль-
ных комплексов и станций;

-	производить расчет структурных схем основных типов специ-
альных радиоприемных устройств;

-	моделировать и проектировать радиоприемные устройства по
заданным показателям качества с использованием современной
элементной базы;

-	измерять основные характеристики специальных радиопри-
емных устройств;

-	самостоятельно изучать и осваивать новые образцы специ-
альных радиоприемных устройств.

Иметь представление:

-	о перспективах развития теории радиоприема;

-	о направлениях развития схемотехники радиоприемных уст-
ройств, аппаратно-программных средств приема сигналов.

Дисциплина базируется на знаниях, полученных при изучении
общепрофессиональных дисциплин: «Основы теории цепей», «Ра-
диотехнические цепи и сигналы», «Электродинамика и распро-
странение радиоволн», «Радиоматериалы и радиокомпоненты»,
«Схемотехника аналоговых электронных устройств», «Цифровые
устройства и микропроцессоровы». К ним относятся:

-	свойства электрических колебаний различных видов, главным
образом модулированных колебаний, импульсов и флуктуацион-
ных шумов;

-	методы анализа линейных и нелинейных электрических цепей
и цепей с периодически изменяющимися параметрами;

-	основы теории усилителей и генераторов, применяемых
в радиотехнике;

-	принципы преобразования частот, детектирования модулиро-
ванных колебаний и других преобразований радиосигналов.

Знания и умения, приобретенные в процессе изучения дисцип-
лины, используются при освоении специальных дисциплин, в ходе
изучения которых происходит углубление знаний по эксплуатации
радиоприемных устройств, их сопряжению с другими устройствами
специальных комплексов.

Порядок прохождения и методические указания
по изучению дисциплины

Изучение дисциплины «Устройства приема и обработки сигна-
лов» осуществляется путем чтения лекций, проведения семинар-
ских, групповых, лабораторных и практических занятий, а также в
ходе самостоятельной подготовки обучаемых. Обязательным яв-
ляется выполнение курсового проекта по расчету функциональной
схемы радиоприемного устройства.

Лекции читаются по наиболее сложным, узловым вопросам
дисциплины. Они имеют целью концентрированно изложить основ-
ные теоретические положения учебной дисциплины, ее эволюцию
и перспективы развития, дать направление по самостоятельной
работе над учебным материалом.

Чтобы быть полноценным участником лекционного процесса, на
лекцию обучаемый должен приходить внутренне настроенным и
подготовленным к ее восприятию. Материал предыдущей лекции
должен быть проработан и освежен в памяти.

Лекцию нужно уметь слушать и конспектировать. Отвлечение
посторонним, неаккуратная, небрежная запись приводят к плохому
усвоению материала.

При написании конспекта хорошо оставлять свободные места,
полезно предусматривать поля, так как при проработке материала
с использованием книги может возникнуть и часто возникает необ-
ходимость дополнить, а иногда и скорректировать записи. Важно
подчеркнуть, что именно такая работа с конспектом приводит к не-
обходимой глубине понимания и освоения предмета.

Однако конспект не может рассматриваться как главное, а тем
более единственное пособие. Его скорее следует представлять как
развернутую программу дисциплины.

Основным учебным пособием должна оставаться книга. Пере-
чень рекомендуемой литературы приведен в конце книги.

Однако данный список не исчерпывает всех работ по теории
и практике построения радиоприемных устройств. Целесообразно
периодически просматривать статьи в журналах «Радиоэлектроника»,
«Зарубежная электроника», «Специальная радиоэлектроника» и др.
Семинарские занятия предназначены для закрепления и расши-
рения занятий по наиболее сложным и значимым темам. Тематика
семинарских занятий такова, что они ни в коей мере не являются
простым повторением лекционного материала. Необходимым усло-
вием качественной подготовки к семинару является работа над
учебной и научной литературой. Будут широко практиковаться док-
лады и рефераты с последующим обсуждением.

Гоупповые занятия предназначены в первую очередь для изу-
чения схем конкретных образцов радиоприемников. Они пресле-
дуют цель не просто изучить некоторые конкретные образцы, но и
освоить методику изучения новых образцов техники, а также на
конкретных примерах закрепить теоретические знания, полученные
на лекциях, семинарах, в процессе самостоятельной работы.

Практические занятия - это занятия по изучению правил экс-
плуатации аппаратуры, приобретение навыков по настройке, регу-
лировке, проверке работоспособности устройств, их эксплуатации.
Второй тип практических занятий - расчетные, где приобретаются
навыки расчета схем и трактов радиоприемника по заданным тех-
ническим требованиям.

Лабораторные работы посвящены экспериментальному иссле-
дованию тракта принимаемой частоты, детальному изучению физи-
ческой стороны процессов, протекающих в реальных устройствах.

Официальной контрольной точкой усвоения материала является
экзамен. Кроме того, будет осуществляться текущий контроль ус-
воения материала на всех видах занятий, в том числе и на лекциях.

Особо следует сказать о необходимости постоянной, система-
тической самостоятельной работы. Для ближайших, первых дней
семестра особенно важным является изучение текущего лекцион-
ного материала, чему часто не придают должного внимания. Реко-
мендуется затрачивать 20 - 30 мин на проработку лекции в день ее
прослушивания и 10 - 15 мин на восстановление в памяти ее со-
держания перед прослушиванием следующей лекции. Иначе мож-
но потерять интерес к лекциям и предмету в целом, понимание его
важности и значения для будущей инженерной деятельности. Не-
понимание предмета ведет к его неприятию. Знания, «нахватан-
ные» в период скороспелой подготовки к экзаменам, неглубоки,
поверхностны, непрочны, формальны. Именно это приводит к
«троечным» результатам.

Важнейшей областью самостоятельной работы является работа
в одном из кружков научного общества (НО). Работа в них разви-
вает активность в овладении знаниями, вооружает навыками ис-
следования, формирует научное мировоззрение. Не надо думать,
что работа в НО является чем-то необычным, исключительным,
доступна только отдельным одаренным личностям. Каждый в со-
стоянии на первых порах провести изучение и реферирование лите-
ратуры по избранной теме. Кропотливая и постоянная работа в со-
дружестве с руководителем приведет к первым результатам, а с ними
появится уверенность в собственных силах. Работа в НО учит осмыс-
ливать прочитанное и проделанное, видеть проблемы и искать пути
их решения. Важное направление работы в НО - совершенствование
учебно-материальной базы кафедр, создание тренажеров, демонст-
рационных и лабораторных установок.

Говоря о радиоприемных устройствах, обратимся к истории их
развития, уясним роль русских ученых в этом процессе. Рождение
радио - заслуга талантливого русского ученого А.С. Попова. Алек-
сандр Степанович Попов родился в 1859 г. в поселке Тульинские
Рудники (ныне г. Краснотульинск) в семье священника. Попытки
родителей направить сына по «духовной линии» не увенчались
успехом. Он поступает на физико-математический факультет Пе-
тербургского университета.

В 1882 г. он оканчивает университет, успешно защищает диссер-
тацию, и его приглашают остаться при университете для подготовки
к профессорскому званию. Однако в 1883 г. А.С. Попов поступает
преподавателем в Минный офицерский класс в Кронштадте, яв-
ляющийся в то время единственным в России высшим учебным за-
ведением, в котором электротехника занимала видное место.

Уже в 1888 г. А.С. Попов мечтает изобрести такой прибор, кото-
рый заменил бы «электромагнитное чувство». Проведя большое
количество опытов совместно со своим помощником П.Н. Рыбки-
ным, А.С. Попов построил первый в мире радиоприемник, который
продемонстрировал на заседании Русского физико-химического
общества 7 мая 1895 г.

Схема приемника А.С. Попова показана на рис 4.

Впоследствии А.С. Попов присоединил к звонку электромагнитный
самописец для регистрации грозовых разрядов. В другом варианте
приемника изобретатель присоединил к звонку телеграфный аппарат
Морзе, который использовал при приеме телеграфных радиосигна-
лов. Наконец, А.С. Попов создал приемник с углесталистым детекто-
ром и телефонами для слухового приема радиотелеграфных сиг-
налов, который изготовлялся французской фирмой «Дюкрете».
Рис. 4. Радиоприемное устройство А.С. Попова:

К-порошковый когерер - детектор электромагнитных волн; М, Му и Мг -
электромагниты; Б - гальваническая батарея; Др - дроссели; 3 - звонок;

А - антенна; П - пишущее устройство

Приемник А.С. Попова (названный им сначала «грозоотметчи-
ком») содержал все основные части радиоприемника: антенну, ко-
лебательную цепь, детектор, регистрирующее устройство.

Гениальной догадкой явилось использование обратной связи - ав-
томатического механического встряхивания когерера с целью восста-
новления его чувствительности к появлению поля. Когерер представ-
лял собой стеклянную трубку с двумя торцевыми металлическими
электродами. Трубка заполнялась металлическими опилками. В ис-
ходном состоянии электрическое сопротивление когерера постоянно-
му току довольно велико, и электрическая цепь, включающая в себя
гальваническую батарею, когерер и электромагниты, разомкнута.

При прохождении через когерер тока высокой частоты, наводимо-
го в антенне электромагнитной волной, опилки спекались между со-
бой, образуя электропроводящий канал, и сопротивление когерера
резко падало. Цепь питания электромагнита М замыкалась. Якорь,
притягиваемый электромагнитом М, замыкал цепь питания более
мощного электромагнита Мь который притягивал молоточек, уда-
рявший по чашке звонка и по когереру. При этом связи между части-
цами внутри когерера разрушались, и его сопротивление возвраща-
лось в исходное состояние. После этого приемник был готов для
регистрации нового сигнала. В качестве источника электромагнитно-
го излучения использовались искровые разрядники.

24 марта 1896 г. А.С. Попов впервые в истории человечества
продемонстрировал передачу электрическими сигналами без про-
водов осмысленного текста, состоящего из двух слов («Генрих
Герц»), на расстоянии всего 250 м. В 1898 г. дальность действия
приемника была доведена до 45 км. В 1900 г. радиосвязь впервые
была использована на практике при снятии с камней у острова Гог-
ланд броненосца «Генерал-адмирал Апраксин» и при спасении
рыбаков, унесенных в море.

В 1901 г. дальность связи достигла 150 км. Увеличению дально-
сти радиосвязи способствовало изобретение А.С. Поповым угле-
сталистого детектора, заменившего когерер, и открытие
П.Н. Рыбкиным возможности слухового приема радиотелеграфных
сигналов. На Международной выставке 1900 г. в Париже приемник
А.С. Попова был удостоен Большой золотой медали.

Кроме А.С. Попова радиотелеграфией занимались многие дру-
гие ученые и инженеры, а также и предприниматели. Наибольшего
успеха при этом добился итальянский изобретатель и предприни-
матель Гульемо Маркони, который в июне 1896 г. запатентовал
в Англии свое изобретение. Изобретение А.С. Попова, к сожале-
нию, запатентовано не было.

Будучи сам человеком далеко не бедным, Маркони склонил
английских предпринимателей и банкиров к созданию компании
по использованию его изобретения. Миллионные средства ком-
паний Маркони позволили обогнать Россию по размаху дела и
дальности радиосвязи (в 1901 г,- 560 км.). Как не вспомнить, что
на первом ходатайстве А.С. Попова о выделении денег на опыты
(около 300 руб.) морской министр написал: «На такую химеру де-
нег отпускать не разрешаю».

А.С. Попов умер от кровоизлияния в мозг 13 января 1906 г.

Патентодержатель Г. Маркони в 1903 г. стал лауреатом Нобе-
левской премии.

Царское правительство России не сумело оценить величие изо-
бретения своего соотечественника А.С. Попова и на «химеру» по-
прежнему денег отпускали очень мало. Первые образцы радио-
станций, основанные на русском изобретении, в конце века зака-
зывали во Франции на фирме «Дюкрете». А.С. Попов к 1902 г. имел
в Кронштадте лишь небольшую мастерскую по изготовлению ра-
диостанций. В 1903 г. Морское министерство, решив, наконец, ра-
диофицировать русские корабли, заключило соглашение с немец-
кой фирмой «Телефункен».

К этому же времени относится и возникновение радиоразведки,
когда, используя свои приемные станции, русские связисты про-
слушивали переговоры японских кораблей, а по изменению слы-
шимости при перемене курса корабля определялось и примерное
направление на работающую станцию. К началу первой мировой
14
войны русская армия начала оснащаться приемно-передающими
станциями. Однако заказы на радиовооружение были переданы не
русским, а иностранным фирмам.

В 1906 г. в России один за другим начали открываться филиалы
иностранных фирм «Телефункен», «Эриксон» и даже английской
фирмы Маркони. Этим объясняется задержка в развитии отечествен-
ной радиопромышленности. Уже к концу войны наше радиовооруже-
ние значительно уступало радиовооружению союзных армий против-
ника, где быстро развивалась ламповая техника. Отношение к радио
существенно изменилось в молодой Советской республике. 19 мая
1922 г., в условиях тяжелейшего экономического положения страны
было ассигновано сверх сметы 100 000 рублей золотом на постановку
работ Нижегородской радиолаборатории. Уже к 1927 г. Красная Ар-
мия имела стройную систему радиовооружения, характеризующуюся
наличием ламповых, телефонно-телеграфных длинно- и средневол-
новых станций.

Позднее наша радиопромышленность стала независима от за-
граничных поставок. Благодаря усилиям таких ученых как М.В. Шу-
лейкин, М.А. Бонч-Бруевич, Н.Д. Папалекси, А.И. Берг, А.Н. Минц и
др. были созданы и поступили на вооружение наших частей при-
емники ПКВ (начало 1930-х годов), СВ-приемник «Ветер» (1930 г.),
КТВ (1938 г.), 45ПК1, 45ПС1. В 1941 г. начался серийный выпуск
УКВ радиостанций, работающих частотно-модулированными сиг-
налами («Север У»), разработанных в Ленинграде в дни блокады.
Итоги эксплуатации и боевого применения радиосредств в услови-
ях войны были приведены в конце 1944 года на научно-
технической конференции, на которой было отмечено, что радио-
вооружение нашей армии удовлетворяло требованиям командова-
ния и по своим тактико-техническим данным не имело себе равных
в мире.

В дальнейшем на основе опыта войны, достижений науки и
промышленности были разработаны проекты новых радиосредств.
В целом, если рассматривать послевоенные годы, то можно выде-
лить несколько поколений радиоприемной аппаратуры, меняющих-
ся примерно раз в десятилетие.

1950-е годы. Первое послевоенное поколение аппаратуры. Ха-
рактеризуется ламповой схемотехникой. На линиях связи в этот
период широко внедряются виды радиопередач, обеспечивающих
автоматическую буквопечатающую связь. Были достигнуты доста-
точно высокие качественные показатели приемников, такие как чув-
ствительность и избирательность по соседним каналам приема. Ти-
личным представителем приемников этого поколения являются ра-
диоприемники КВ диапазона - «Крот», «Кит» (Р-250) и СДВ диапа-
зона - «Туман», «Волна-К». Особо следует отметить достоинства
РПУ Р-250, созданного под руководством лауреата Государственной
премии преподавателя Академии связи В.А. Савельева. Техниче-
ские решения, заложенные в приемник, настолько удачны, что,
пройдя ряд модернизаций, касающихся в основном элементной ба-
зы, он дожил до наших дней. И сейчас РПУ Р-250М2 еще встречает-
ся в войсках, его охотно покупали развивающиеся страны, поэтому
выпуск его долго не прекращался. Для этого этапа характерно прак-
тическое использование УКВ диапазона волн и принятие на воору-
жение РПУ Р-375, Р-323.

Второе поколение - 1960-е годы - характерно транзисториза-
цией аппаратуры, что позволило при сокращении ее габаритов
достигнуть ряда важных оперативно-технических эффектов. В пер-
вую очередь необходимо отметить успехи в разработке высокоста-
бильных синтезаторов частоты, что позволило внедрить однопо-
лосные сигналы и обеспечить при необходимости уплотнение ка-
налов. Вторым важным аспектом достижения высокой стабильно-
сти частоты явилось обеспечение бесподстроечного ведения бое-
вой работы. Представителем этого поколения аппаратуры являют-
ся приемники «Канал-Р», Р-155П, Р-390-1 «Гамма».

Третье поколение. Это аппаратура разработки 70-х годов, кото-
рая используется и в настоящее время. Ее отличительной особен-
ностью является использование интегральной схемотехники, вне-
дрение цифровых элементов в системы стабилизации частоты, сис-
темы управления приемником, реализации цифровых демодулято-
ров, микропроцессоров и т.п. Приемники отличаются малым време-
нем перестройки, возможностями перестройки по заранее заданной
программе, а следовательно, возможностью их использования в ав-
томатизированных линиях связи и автоматизированных комплексах
извлечения информации. К приемникам этого поколения можно от-
нести Р-313М2, Р-323М, Р-399А «Катран», «Антей-1».

Четвертое-пятое поколения. Современный этап развития ха-
рактеризуется созданием автоматизированных систем и комплек-
сов сбора и передачи информации в различных диапазонах волн.
Современные радиоприемные устройства создаются с учетом воз-
можности их применения в этих комплексах. К ним предъявляются
следующие основные требования:

-	работа в широком диапазоне частот вплоть до десятков гига-
герц;
-	обеспечение длительной бесподстроечной работы;

-	обеспечение высокой скорости перестройки, в том числе в па-
норамном и программном режимах;

-	высокая точность настройки на частоту;

-	возможность сопряжения с ПЭВМ;

-	высокие чувствительность и избирательность;

-	малые габариты и масса.

Представителями РПУ четвертого поколения являются; в ДВ-КВ
диапазонах - Р-309А «Прыжок», ДМВ-ММВ диапазонах - «Антей-2Р».

Новыми РПУ ДВ-КВ диапазонов пятого поколения, принимае-
мыми на вооружение, являются отечественные радиоприемники Р-
397 П-215 «Ольхон-Гелиос-215» и «Артек-Гелиос», ДМВ-ММВ диа-
пазонов - радиоприемные комплексы «Антей-3» и «Антей-4».

В конце 1992 года на отечественном рынке появилась аппара-
тура следующего поколения - сканирующие приемники, в основ-
ном японского или немецкого (ФРГ) производства. Сначала потен-
циальных покупателей отталкивала их достаточно высокая цена,
однако несомненные достоинства подобной аппаратуры быстро
сделали ее популярной. Сканирующие приемники можно разде-
лить на две группы: носимые и возимые.

К первой группе (носимых) относятся малогабаритные приемни-
ки массой 150...300 г, выполненные в корпусе, удобном для скрыто-
го ношения (типа сотового телефона первых моделей) и пригодные
для работы в любых условиях. Они имеют автономные источники
питания и свободно умещаются во внутреннем кармане пиджака.
Однако, несмотря на малые размеры и вес, подобные приемники
позволяют вести контроль в диапазоне частот от 100 кГц до
1300 МГц, а некоторые и до 2000 МГц (АН-8000, Н8С-050). Они
обеспечивают прием сигналов с амплитудной (АМ), узкополосной
(ИРМ) и широкополосной (И/НИ) частотной модуляцией. Приемник
АН-8000, кроме того, позволяет принимать сигналы с амплитудной
однополосной модуляцией (33В) как в режиме приема верхней
(С13В), так и нижней боковой полосы (ЬЗВ), а также телеграфных
сигналов (СИ/). При этом чувствительность составляет, в зависи-
мости от вида сигнала, от 0,35 до 6 мкВ. Портативные сканирую-
щие приемники имеют от 100 до 1000 каналов памяти и обеспечи-
вают скорость сканирования от 20 до 30 каналов за секунду при
шаге перестройки от 50 Гц до 1000 кГц. Практически все они могут
управляться компьютером.

Возимые приемники отличаются от переносных несколько
большей массой - от 1,2 до 6,8 кг, габаритами и, в некоторых слу-
чаях, имеют дополнительные возможности. Они предназначены
для работы в помещениях или автомобиле. Почти все РПУ этого
типа имеют возможность управления с ПЭВМ (АВ-5000, 1С-В8500,
Л/ЯО-545).

В несколько обособленный подкласс возимых приемников мож-
но выделить сканеры, выпускаемые либо в виде специальных бло-
ков, подключаемых к ПЭВМ, или в виде печатных плат, вставляе-
мых непосредственно в системный блок компьютера. В качестве
примеров реализации подобной аппаратуры могут служить устрой-
ства /С-РСН1000 и \Мпгас1ю.

Таким образом, основным звеном любой системы связи или
комплекса сбора информации является радиоприемное устройст-
во. Важность изучения дисциплины «Устройства приема и обра-
ботки сигналов» на современном этапе заключается в том, что:

-	изучение новых образцов техники, их эксплуатация невозмож-
ны без высокой теоретической подготовки, твердых практических
навыков, углубленной самостоятельной работы, культуры научного
мышления, которые должны приобретаться и развиваться в ходе
изучения дисциплины;

-	все возрастающие требования к параметрам РПУ, усложнение
условий их работы требуют при их создании новых схемотехниче-
ских решений;

-	новые достижения в радиоэлектронике, в первую очередь,
транзисторизация аппаратуры и внедрение микроэлектроники, по-
зволяют реализовать схемотехнические решения устройств в кон-
струкциях, удобных в технологическом и эксплуатационном отно-
шениях.
ОСНОВНЫЕ ТИПЫ СТРУКТУРНЫХ СХЕМ
РАДИОПРИЕМНИКОВ

1.1.	Назначение, состав и классификация
радиоприемных устройств

Неотъемлемой частью любой информационной технической
системы (связи, радиолокации, радионавигации и др.), использую-
щей электромагнитное поле в качестве переносчика сообщений,
является радиоприемное устройство. В любой из этих систем не-
обходимой операцией является извлечение информации из прихо-
дящих в место приема радиосигналов. Именно эта операция вы-
полняется радиоприемным устройством. Качество ее выполнения
должно быть не хуже заданного, т.е. сообщения должны воспроиз-
водиться с требуемой точностью. Для выполнения этой задачи ра-
диоприемное устройство, как было показано ранее, должно содер-
жать антенну, радиоприемник и оконечное устройство.

Именно эти составные элементы определяют основные функ-
ции радиоприемного устройства, позволяют выделить ряд класси-
фикационных признаков, служат исходной точкой для рассмотре-
ния конкретных схемных решений отдельных блоков РПУ.

Радиоприемным устройством называется система узлов и
блоков, с помощью которых производятся следующие операции:

-	преобразование электромагнитного поля в электрический сиг-
нал и обеспечение пространственной и поляризационной избира-
тельности (осуществляется при помощи антенной системы);

-	выделение полезных радиосигналов из совокупности других
(мешающих) сигналов, не совпадающих с ним по частоте, и помех
(осуществляется избирательной цепью ИЦ);

-	усиление выделенных радиосигналов (при помощи усилителя
радиочастоты УРЧ);

-	преобразование радиосигнала в первичный электрический
сигнал ПЭС (выполняется детектором);
Рис.1.1. Структурная схема РПУ

-	преобразование ПЭС в сообщение и воспроизведение полез-
ной информации.

Исходя из этого, обобщенную структурную схему радиоприем-
ного устройства можно преобразовать к виду (рис.1.1).

При этом часть схемы приемника от его входа до детектора на-
зывается линейным трактом приема (ЛТП).

Большинство различий в схемных решениях радиоприемников
встречается именно в ЛТП. Например, усиление в тракте может
обеспечиваться либо на радиочастоте (без преобразования), либо
с преобразованием частоты. В зависимости от особенностей по-
строения линейного тракта приемника, детектора, тракта ПЭС
можно выделить ряд признаков, позволяющих произвести класси-
фикацию радиоприемных устройств.

Современные радиоприемные устройства различают по ряду
классификационных признаков, определяющих основные техниче-
ские характеристики аппаратуры.

1.	По назначению радиоприемники делятся на:

-	профессиональные (связные, разведывательные, радиолока-
ционные, радионавигационные и др.);

-	вещательные.

2.	По схеме построения:

-	детекторные приемники;

-	приемники прямого усиления;

-	супергетеродинные приемники;

-	регенеративные приемники;

-	суперрегенеративные приемники.

3.	По виду принимаемого сигнала:

-	приемники непрерывных (аналоговых) сигналов;

-	приемники импульсных (дискретных) сигналов;

-	универсальные (для приема непрерывных и дискретных сиг-
налов).
4.	По виду модуляции принимаемого сигнала на приемники:

-	амплитудно-модулированных сигналов;

-	частотно-модулированных сигналов;

-	фазомодулированных сигналов;

-	однополосных сигналов;

-	импульсно-модулированных сигналов.

Основные условные обозначения классов радиоизлучений при-
ведены в табл. 1.1.

5.	По роду работы:

-	радиотелефонные;

-	радиотелеграфные (слухового, буквопечатающего приема);

-	фототелеграфные и др.

Таблица 1.1

Тип модуляции		Тип модулирующего сигнала		Тип передаваемого сообщения	
ы	Смодулиро- ванная несу- щая	0	Нет модуляции	М	Информация не передается
А	АМ с полной несущей и двумя БП	1	Одноканальный дис- кретный сигнал (те- леграф и Т.Д.)	А	Телеграфия (прием на слух)
Н	АОМ с полной несущей	2	Одноканальный дис- кретный сигнал с использованием мо- дулирующей подне- сущей	В	Телеграфия, прием автома- тический
Р	АОМ с частич- но подавлен- ной несущей	3	Одноканальный ана- логовый ТЛФ сигнал	С	Факсимильный сигнал
а	АОМ с подав- ленной несу- щей	7	Многоканальный цифровой сигнал	О	Передача дан- ных, телемет- рия
В	Передача двух независимых боковых полос с частично или полностью подавленной несущей	8	Многоканальный аналоговый сигнал	Е	Телефон, в том числе радио- вещание
Тип модуляции		Тип модулирующего сигнала		Тип передаваемого сообщения	
Е	Частотная мо- дуляция	9	Многоканальный комбинированный сигнал	Е	Телевидение
с	Фазовая моду- ляция	X	Прочие	УУ	Комбинация видов
к	АИМ			X	Прочие
6	Излучение импульсов				
X	Прочие				

Примечание: Для более полного определения радиоизлучения ос-
новной трехзначный символ может быть дополнен еще двумя знаками.
Первый из них означает особенности принимаемых сигналов (тип кода и
т.п.), второй - касается характеристики разделения сигналов (частотное,
временное и т.п.).

Профессиональные приемники очень часто являются комбини-
рованными, предназначенными для приема различного рода ра-
диосигналов.

6.	По способу перестройки:

-	плавные;

-	дискретные;

-	комбинированные.

7.	По месту установки:

-	стационарные;

-	возимые - автомобильные, самолетные, корабельные;

-	переносные.

8.	По диапазону принимаемых частот (табл. 1.2.)

9.	По системе питания:

-	сетевые;

-	аккумуляторные или батарейные;

-	универсальные.

Таблица 1.2

№	Диапазон, Гц	Приемники волн	Наименова- ние полосы
4	(З...ЗО)х1О3	Мириаметровых (СДВ)	ОНЧ - УЬГ
5	(З...ЗО)хЮ4	Километровых (ДВ)	НЧ-ЬЕ
№	Диапазон, Гц	Приемники волн	Наименова- ние полосы
6	(З...ЗО)хЮ5	Гектометровых (СВ)	СЧ-МЕ
7	(З...ЗО)хЮб	Декаметровых (КВ)	ВЧ-НЕ
8	(З...ЗО)хЮ7	Метровых (МВ)	ОВЧ - УНЕ
9	(З...ЗО)хЮ8	Дециметровых (ДМВ)	УВЧ - ОНЕ
10	(З...ЗО)хЮ9	Сантиметровых (СМВ)	СВЧ-8НЕ
11	(З...ЗО)х1О10	Миллиметровых (ММВ)	КВЧ - ЕНЕ
12	(З...ЗО)хЮ11	Децимиллиметровых (ДММВ)	ГВЧ - ННЕ

Примечания. 1.В таблице приведены номера и границы полос толь-
ко радиоспектра (согласно международному Регламенту радиосвязи).
2. В свободном пространстве распространения длина волны Л (м) элек-
тромагнитного колебания и частота /(МГц) связаны соотношением:

Профессиональные приемники СЧ-ВЧ диапазонов в зависимо-
сти от типовых значений ряда параметров (ГОСТ 14663-83) разде-
ляют на несколько классов (табл. 1.3). Определяющими для отне-
сения приемника к тому или иному классу являются требования по
избирательности и частотной точности (относительной нестабиль-
ности частоты гетеродинов).

Таблица 1.3

Параметр	Требования по классам		
	I	II	III
Виды работы	А1А, А2А, АЗЕ, НЗЕ, азЕ, НЗЕ, Н2А, ЕЗЕ, Е1В, СНВ, В8Е, а8Е	А1А, А2А, АЗЕ, НЗЕ, азЕ, НЗЕ, Н2А	А1А, А2А, АЗЕ
Установка частоты	Дискретная автоматическая		Дискретная или плавная, автоматиче- ская или руч- ная
Интервал дискретизации, Гц	1, 10, 100	10, 100, 1000	-
Параметр	Требования по классам		
	I	II	III
Относительная неста- бильность частоты гете- родинов, не хуже	Ю’8	10"5	10-4
Коэффициент шума, дБ, не более:  -	для одноконтурного входного устройства  -	для входа с полосовым фильтром	10  15	12  17	15  20
Избирательность: - ослабление помех по промежуточной частоте, не менее, дБ  -	ослабление помех по другим побочным каналам приема, не менее, дБ  -	ослабление помех по соседним каналам прие- ма, не менее, дБ  -	коэффициент прямо- угольное™ КпЮО	100	80	60
	80	66	60
	90	70	60
	<3	<3	-
Диапазон регулировки РРУ по ПЧ, не менее, дБ	80	74	54
Диапазон регулировки АРУ при изменении вы- ходного уровня на 6 дБ, не менее, дБ	100	80	60

Таким образом, в подавляющем большинстве случаев профес-
сиональные приемники представляют собой универсальные широ-
кодиапазонные РПУ, выполненные по определенному типу струк-
турной схемы.
1.2. Функции радиоприемника и основные
типы структурных схем

Рассмотрим более подробно функции радиоприемника и его со-
ставных частей.

На вход радиоприемника поступает совокупность полезного и
мешающих сигналов, наводимых в антенне внешними электромаг-
нитными полями.

Мешающими сигналами являются излучения посторонних ра-
диостанций, излучения различных промышленных установок (ин-
дустриальные помехи) и излучения естественного происхождения
(атмосферные помехи и космические шумы). Электромагнитные
излучения, накладываемые на полезный сигнал, называются ад-
дитивными помехами. Измеренный на выходе приемника уровень
полезного сигнала может быть во много раз меньше суммарного
уровня аддитивных помех.

Кроме того, вследствие особенностей среды распространения
уровень полезного сигнала не остается постоянным. Изменения
параметров (амплитуды, фазы) сигнала называют замиранием или
мультипликативными помехами.

На своем входе радиоприемник должен сформировать колеба-
ние, с заданной степенью точности воспроизводящее передаваемое
сообщение (первичный модулирующий сигнал). Помехи, воздейст-
вующие на вход приемника, препятствуют точному воспроизведе-
нию сигнала.

Поэтому первой операцией, которую должен выполнять прием-
ник над входной смесью сигналов и помех, является выделение,
фильтрация полезного радиосигнала и подавление помех.

Мера способности выделить полезный сигнал из совокупности
сигналов и помех называется избирательностью приемника.

В зависимости от того, по какому закону осуществляется разли-
чие сигнала и помех, можно выделить пространственную, поляри-
зационную, частотную, амплитудную, фазовую, статистическую
избирательность.

Основным видом избирательности, реализуемым в приемнике,
является избирательность, основанная на различиях сигнала и по-
мех по частоте - частотная избирательность. Для ее реализа-
ции структурная схема приемника должна содержать резонансные,
частотно-селективные системы.

Второй операцией, выполняемой приемником, является извлечение
информации из выделенного радиосигнала, его преобразование в пер-
НАСТРОЙКА

Рис. 1.2. Структурная схема детекторного приемника

вичный сигнал. Эта операция называется детектированием и вы-
полняется специальным устройством - детектором.

Простейший приемник, выполняющий над радиосигналом указанные
выше операции, состоит из входной избирательной цепи (одиночного
контура), осуществляющего фильтрацию сигнала, и детектора. Его назы-
вают детекторным приемником (рис. 1.2).

Принципиальная схема такого РПУ представлена на рис. 1.3.

Такие приемники применялись на заре радиотехники, в настоя-
щее время вследствие присущих им серьезных недостатков (табл.
1.4) практически не используются, за исключением оптического
диапазона волн.

Итак, основные недостатки детекторного приемника - слабая
избирательность и неспособность принимать слабые сигналы.
Слабые сигналы, подаваемые на вход детектора, преобразуются в
первичный сигнал с большими искажениями. Для того чтобы эти
искажения были в допустимых пределах, на вход детектора необ-
ходимо подать сигнал вполне определенного уровня, т.е. слабые
сигналы необходимо усилить.

Таким образом, третья операция, проводимая приемником над
радиосигналом - усиление.

Усиление может осуществляться как на высокой частоте (до де-
тектора), так и на низкой частоте (после детектора). Усиление до
детектора реализуется с помощью усилителей с резонансной на-
грузкой, которые обеспечивают дополнительную фильтрацию. Из-
меняя сопряженно резонансную частоту контуров в нагрузке усили-
телей с помощью конденсатора переменной емкости, можно пере-

Рис. 1.3. Принципиальная схема детекторного приемника
страивать приемник по частоте, выделять необходимые полезные
сигналы в некотором диапазоне рабочих частот.

Таблица 1.4

№	Преимущества	Недостатки
1	Простота схемы	Слабая избирательность
2	Легкость настройки	Низкая чувствительность
3	Стабильность настройки	Искажения сигналов
4	Отсутствие побочных каналов приема	Зависимость чувствительности от частоты
5	Отсутствие источников питания	Зависимость избирательности от частоты

Уровень принимаемых сигналов на входе приемника может быть
различным, а напряжение на входе детектора должно быть постоян-
ным. Поэтому в приемник обычно вводят регулировку усиления.

Все выше перечисленные операции реализуются в приемниках
прямого усиления и в приемниках супергетеродинного типа.

Структурная схема приемника прямого усиления изображена на
рис. 1.4. Усиление сигнала производится непосредственно на час-
тоте принимаемого сигнала вплоть до детектора, т.е. на частоте,
которая воспринимается антенной.

В данной структурной схеме можно выделить основные тракты
радиоприемника: принимаемой и низкой частот.

Приемник прямого усиления имеет существенно лучшие, чем
детекторный приемник, качественные показатели (табл. 1.5).

ВхУ * УВЧ (1-3) * Детектор УНЧ

«---Тракт низкой частоты

Усиление

->| Тракт принимаемой частоты

Рис. 1.4. Структурная схема приемника прямого усиления
К основным достоинствам такого приемника можно отнести:
- высокую стабильность частоты настройки;

- отсутствие в схеме различного рода генераторов.

Таблица 1.5

№	Преимущества	Недостатки
1	Простота схемы	Недостаточная избирательность
2	Легкость настройки	Низкая чувствительность
3	Стабильность настройки	Искажения сигналов
4	Отсутствие побочных кана- лов приема	Неравномерность чувствительно- сти в ДРЧ
5	Отсутствие различных гене- раторов	Неравномерность избирательно- сти по частоте

Однако и эта схема не может обеспечить высокие и постоянные
во всем диапазоне рабочих частот чувствительность и избиратель-
ность. Отсюда вытекают основные недостатки такого приемника:

1.	Недостаточно высокая избирательность. Основная изби-
рательность в приемнике прямого усиления осуществляется в
тракте принимаемой частоты, элементами которого являются
входное устройство (ВхУ) и усилитель высокой частоты (УВЧ).

Входное устройство предназначено для эффективной передачи
напряжения или мощности полезных сигналов, принятых антенной,
к входу первого каскада усиления и для первоначальной избира-
тельности.

Усилитель высокой частоты осуществляет практически все уси-
ление и избирательность до детектора.

Но в перестраиваемых приемниках невозможно применять
сложные фильтры. В качестве входного устройства и нагрузки ре-
зонансных перестраиваемых усилителей обычно используются
одиночные контуры, реже - связанные двухконтурные системы. Как
известно, такие фильтры имеют на высоких частотах широкую по-
лосу пропускания и весьма пологие скаты, поэтому помехи, лежа-
щие за пределами полосы пропускания и вблизи основного канала,
будут подавляться слабо.

Если же использовать большее количество перестраиваемых
избирательных систем и каскадов УВЧ, то в связи с высокой часто-
той усиление будет неустойчивым и возникнут серьезные конструк-
тивные трудности.
2.	Неравномерность избирательности при перестройке радио-
приемника в диапазоне рабочих частот. Поскольку полоса пропуска-
ния одиночного колебательного контура определяется выражением

АРп = ^-.	(1-2)

Цэ
то при изменении частоты настройки контура /0, изменяется и его
полоса пропускания, что приводит к изменению избирательности
приемника.

Пример. При добротности контура Оэ= 50 на /0= 300 кГц поло-
са пропускания &РП = 300/50 = 6 кГц, т.е. приблизительно соответ-
ствует спектру АМ колебания. Но уже на частоте /0 = 1 МГц, полоса
при той же добротности будет шире в 3,3 раза (20 кГц), т.е. через
этот фильтр пройдут и полезный сигнал, и другие мешающие.

3.	Низкая чувствительность. При перестройке каскадов УВЧ
в широком диапазоне частот резко изменяется их усиление. На
высоких частотах коэффициент устойчивого усиления Куст невелик
и обратно пропорционален номиналу частоты:

Куст = (0,31 ...0,57) РЦ-,	(1.3)

1|Скб/о

где У21 - крутизна характеристики усилителя; Скб - емкость пере-
хода коллектор-база.

Следовательно, для реализации большого коэффициента усиле-
ния необходимо использовать большое число каскадов усиления.

4.	Неравномерность чувствительности во всем ДРЧ из-за
резкой неравномерности усиления в радиотракте. Коэффициент
усиления усилительного каскада УВЧ Кус изменяется при пере-
стройке вследствие изменения эквивалентного сопротивления на-
грузки Нэ:

Кус = Н3хЗ = р3хОхЗ,
.	1

гдерэ = а>о1=—-.
сооС

Учитывая изменение частоты (Оо в ходе перестройки, аналогич-
ное изменение будет претерпевать и эквивалентное сопротивле-
ние нагрузки, а следовательно, и коэффициент усиления.

5.	Возможность появления больших нелинейных искажений
в случае малого усиления до детектора, и как следствие - работа
в нелинейном режиме.
Эти недостатки можно устранить, если основное усиление и
фильтрацию сигнала осуществлять на некоторой постоянной и бо-
лее низкой частоте.

Структурная схема приемника супергетеродинного типа.
Приемник, в котором частота сигнала преобразуется в некоторую
постоянную, обычно достаточно низкую частоту, называют прием-
ником супергетеродинного типа. Частоту, в которую преобразуются
сигналы, называют промежуточной частотой.

Схема супергетеродина была предложена в 1918 г. Армстронгом
(США), Леви (Франция), Рауддом (Англия) независимо друг от друга.
Первые супергетеродины были чрезвычайно громоздки и не пред-
ставляли видимого преимущества по сравнению с приемником пря-
мого усиления, главным образом из-за плохого качества ламп. По-
этому после его изобретения усилия ученых направлялись на со-
вершенствование приемника прямого усиления, в частности, за счет
использования в некоторых каскадах усиления регенерации (реге-
неративные приемники). Окончательный перелом в сторону суперге-
теродина произошел в 1931 - 1932 г. в связи с появлением качест-
венных ламп (пентодов) и быстрым освоением декаметрового диа-
пазона волн, где преимущества супергетеродина особенно видны.

Структурная схема супергетеродина представлена на рис. 1.5.

Схема содержит:

-	тракт принимаемой (высокой) частоты;

-	тракт промежуточной частоты;

-	тракт низкой частоты.

Тракт принимаемой (высокой) частоты содержит входное устрой-
ство и несколько резонансных усилителей высокой частоты (1-3 кас-
када). Входное устройство также содержит 1-2 контура. Все резо-
нансные системы настраиваются на частоту принимаемого сигнала.

Преобразователь частоты состоит из нелинейного элемента
(смесителя) и местного генератора частоты /гвг (гетеродина).

На вход смесителя преобразователя частоты поступает напря-
жение с частотой сигнала /с и гармоническое напряжение от гете-
родина с частотой 4ет-

Из курса теории цепей известно, что ток нелинейного элемента
преобразователя частоты содержит ряд гармоник с частотами:

( = пх(с + тх(т ,

где п, т = 0; ±1; ±2; ... - целые положительные и отрицательные
числа.
|< Тракт принимаемой—►|4-Тракт промежуточной частоты-»)

|<-------Тракт низкой частоты-----»|

Рис. 1.5. Обобщенная структурная схема РПУ супергетеродинного типа

Избирательная система, включенная в нагрузке преобразовате-
ля, выделяет одну полезную компоненту, называемую промежу-
точной частотой 4Ч. Для образования ПЧ обычно используется
разностное преобразование вида /пч = 4 _ 4 или 4ч = 4 “ 4; •

Если 4 > 4, говорят о верхней настройке гетеродина, если на-
оборот - о нижней.

Чтобы промежуточная частота оставалась постоянной при пе-
рестройке приемника, необходимо, чтобы резонансная частота
преселектора и частота гетеродина изменялись сопряженно, отли-
чаясь друг от друга на значение 4ч (рис.1.6). Обеспечение постоян-
ной разности 4 и 4 в диапазоне рабочих частот называется сопря-
жением настройки.

При такой схеме недостатки, присущие приемнику прямого уси-
ления, в значительной мере устраняются. Постоянство 4ч и воз-
можность выбора ее низкого значения обусловливают достоинства
супергетеродина:

Более высокая и постоянная в диапазоне рабочих частот изби-
рательность, так как в тракте промежуточной частоты на постоян-
Рис. 1.6. Сопряжение настройки контуров входного устройства
и гетеродина

ной и достаточно низкой промежуточной частоте можно использо-
вать сложные избирательные системы (фильтры сосредоточенной
селекции (ФСС), кварцевые, электронно-механические и т.д.).
С помощью таких высокодобротных фильтров можно получить дос-
таточно узкие и неизменные полосы пропускания [по аналогии с
выражением (1.2)]:

л Г _ 4|Ч
ДГп" О

Более высокая и постоянная (равномерная) в диапазоне рабо-
чих частот чувствительность приемника, так как основное усиление
также обеспечивается в тракте промежуточной частоты усилите-
лями с низкой и фиксированной частотой настройки, равной [см.
формулу (1.3)]:

Куст = (0,31- 0,57)

V Скб {пч

Таким образом, легко осуществить большое и устойчивое уси-
ление на каждый каскад, что позволяет уменьшить количество кас-
кадов в тракте ПЧ.

Небольшие нелинейные искажения при детектировании, так как
обеспечивается достаточное усиление и работа в линейном режиме.
Однако такая схема приемника имеет и существенные недос-
татки по сравнению с приемником прямого усиления, а именно:

Нестабильность настройки. Вследствие наличия гетеродина
стабильность настройки приемника может быть ниже, чем в прием-
нике прямого усиления. Отклонение частоты гетеродина от его но-
минального значения /гет ном на величину Д/гет приводит к отклонению
фактического значения промежуточной частоты сигнала от номи-
нальной, т.е. от частоты настройки фильтров в тракте промежуточ-
ной частоты, что приводит к снижению помехоустойчивости приема
из-за необходимости расширения полосы пропускания (рис. 1.7).

Чтобы избежать этого, необходимо использовать разнообразные
способы параметрической и кварцевой стабилизации частоты гетеро-
дина, а также различные схемы, обеспечивающие постоянство ПЧ.

Возможность излучения колебаний гетеродина (внутренне-
го автогенератора) в антенну (просачивание напряжения гетеро-
дина в антенну с последующим переизлучением).

Сравнительная сложность сопряженной перестройки каскадов
преселектора и гетеродина. Заключается в том, что коэффициент
перекрытия входного устройства преселектора отличается от коэф-
фициента перекрытия контура гетеродина (/<Пер = ^тах)• Для
обеспечения сопряжения используются:

-	специальные формы пластин конденсаторов переменной емкости;

-	способ равных углов поворота роторов конденсаторов;

-	дополнительные конденсаторы для уменьшения коэффициен-
та перекрытия.

Относительная сложность схемы.

Наличие побочных каналов приема. Приемник супергетеро-
динного типа помимо основного канала имеет побочные каналы

Рис. 1.7. Влияние нестабильности частоты гетеродина
на стабильность настройки приемника
приема, т.е. может принимать сигналы, отличающиеся от частоты
настройки приемника.

Побочные каналы приема - это области частот, помехи из кото-
рых при взаимодействии с сигналом гетеродина преобразуются в
ПЧ и усиливаются наряду с полезным сигналом.

Промежуточная частота может быть получена не только за счет
основного преобразования сигнала вида

4ч ~ 4 ~ 4

или

414 = 4 “ 4 >

но и за счет преобразования помехи, частота которой удовлетво-
ряет условию

414 =*х4ом+*х4ет’

где к, I = 0; ±1; ±2; ... - целые положительные и отрицательные
числа (гармоники).

Помеха, попавшая за счет такого преобразования в тракт проме-
жуточной частоты, уже не может быть отфильтрована приемником.

Наиболее опасными видами побочных каналов является зер-
кальный канал и канал приема по промежуточной частоте.

Зеркальный канал - это побочный канал приема с частотой рав-
ной:

/'эк = 4 + 2/пч, если 4ет > 4 (верхняя настройка гетеродина);

4К = 4 -2/пч, если /гет < /с (нижняя настройка гетеродина).

Видно (рис. 1.8), что частота зеркального канала отличается от
частоты гетеродина, как и в случае основного преобразования, на
значение, равное /пч- Поэтому, если помеха с частотой 4юм = 4к по-
падает на вход преобразователя, то на его выходе тоже образует-
ся /пч. но уже за счет смешивания колебаний с частотами помехи и
гетеродина.

Следовательно, подавление такой помехи должно осуществ-
ляться до преобразователя, т.е. в тракте принимаемой частоты.

Канал приема по ПЧ - побочное преобразование при к = 1
и I = 0, т.е. Гпом = /Нч (рис. 1.9). Таким образом, если на вход преоб-
разователя попадает помеха с частотой /п0М = 41ч. то она также уже
не может быть подавлена приемником.
4 К

4к = 4 + 2^14 = ^г+ ^пч

4к"4 2/пч-^г /пч

Рис.1.8. Принцип образования помехи по 1 ЗК

Защита от такой помехи, называемой каналом приема по ПЧ,
должна осуществляться также до преобразователя, в тракте при-
нимаемой частоты.

Существуют также побочные каналы приема при взаимодейст-
вии высших гармоник частот сигнала и гетеродина, помехи и гете-
родина.

Вывод: Ослабление помех по побочным каналам приема необхо-
димо производить до тракта промежуточной частоты, в преселекто-
ре, поэтому характеристика его избирательности должна быть более
узкой, обеспечивать большее подавление помех вне спектра часто-
ты полезного сигнала.

В некоторых простейших РПУ с целью уменьшения числа каска-
дов и упрощения схемы и конструкции используют регенеративные и
суперрегенеративные каскады.

Для повышения избирательности по соседнему и зеркальному ка-
налам кроме обычных супергетеродинных приемников с одним пре-
образованием частоты применяют приемники с двойным, а иногда

Рис. 1.9. Принцип образования помехи по 1 ПЧ
и с тройным преобразованием. В ряде случаев промежуточную
частоту выбирают выше максимальной частоты диапазона рабо-
чих частот (/„„> Астах)- Такой приемник называют инфрадином. За-
тем высокую промежуточную частоту понижают в другом преоб-
разователе, т.е. в инфрадине выполняется неоднократное преоб-
разование частоты (общий подход к выбору количества преобра-
зований и номиналов промежуточных частот будет подробно рас-
смотрен в гл. 10).

При инфрадинной схеме преселектор делают неперестраивае-
мым и широкополосным - на весь диапазон (или каждый поддиа-
пазон) приема, что существенно упрощает его конструкцию. При
этом входные цепи (фильтры, УВЧ, смеситель) должны обладать
широким динамическим диапазоном и высокой линейностью. Но
эта схемотехническая проблема вполне разрешима при современ-
ной элементной базе. Настройка на принимаемый сигнал осущест-
вляется исключительно путем перестройки частоты первого гете-
родина.

При выборе верхней настройки гетеродина и разностного перво-
го преобразования частоты 4,ч = 4 частота первого зеркального
канала (^зк =/^ + 2^ =/г + ) располагается значительно выше
принимаемой полосы частот и может быть легко подавлена во
входных цепях приемника.

Таким образом, при инфрадинном приеме в стандартном супер-
гетеродинном приемнике применено несколько преобразований
частоты, выбрано наддиапазонное значение первой промежуточ-
ной частоты, вместо перестраиваемого сложного преселектора
введен широкополосный неперестраиваемый преселектор и высо-
колинейный высокочастотный тракт до первой ПЧ. Это позволило
решить проблемы избирательности по зеркальному и соседним
каналам и предотвратить нелинейные комбинационные помехи.

Приемник прямого преобразования. Если частоту гетеродина
в супергетеродинном приемнике выбрать равной частоте прини-
маемого сигнала, то промежуточная частота будет равна нулю.
При этом в приемнике обеспечивается прямое преобразование
частоты радиосигнала в низкую звуковую частоту без предвари-
тельного ее переноса на промежуточную. Подобные приемники
получили название приемников прямого преобразования (синхро-
дины, гомодины). В таких приемниках подавление помех и основ-
ное усиление сигнала осуществляется в основном на низкой часто-
те, что реализуется существенно проще и дешевле.
Рис. 1.10. Структурная схема приемника прямого преобразования

Упрощенная структурная схема приемника прямого преобразо-
вания представлена на рис. 1.10. Принимаемый сигнал от антенны
через входное устройство и УВЧ подается на преобразователь час-
тоты, частота гетеродина выбирается равной несущей частоте сиг-
нала. На выходе преобразователя включен фильтр нижних частот,
выделяемый им звуковой сигнал усиливается УНЧ. Так как в при-
емнике прямого преобразования /пр = 4 ± к(г = 0, то = к(г. Следова-
тельно, побочные каналы в приемнике прямого преобразования
остаются лишь на частотах 2!г, 34 и т.д., т.е. лишь на частотах гар-
моник гетеродина. Эти каналы легко подавляются простейшей од-
ноконтурной входной цепью.

Однако при приеме амплитудно-модулированного сигнала в та-
ком приемнике после преобразования частоты появляются звуко-
вые сигналы от двух боковых полос, которые могут различаться по
частоте, что приводит к искажению принимаемого сигнала. К тому
же при преобразовании высокой радиочастоты в звуковую трудно
реализовать преобразователь частоты с низким коэффициентом
шума, а следовательно, обеспечить высокую чувствительность
приемника. Приемники прямого преобразования в большей мере,
чем супергетеродинные, подвержены действию различных помех и
наводок.

Приемник регенеративного типа. В одном из каскадов такого
РПУ (рис. 1.11) используется обратная связь с целью повышения
чувствительности и избирательности.

Усиленные ВЧ колебания из выходной цепи каскада подаются к
Цепям входа в фазе с колебаниями, подводимыми извне (от антен-
ны). Таким образом, во входном устройстве появляется дополни-
тельная энергия, эквивалентная затуханию.
пос

Рис. 1.11. Структурная схема регенеративного приемника

Положительная обратная связь (рис. 1.12) позволяет повысить
чувствительность приемника, так как она повышает добротность
избирательной системы (сужается полоса пропускания, повышает-
ся Еа).

Но при критической величине обратной связи, когда затухание
колебательного контура полностью скомпенсировано действием
ОС, в системе возникают собственные колебания, т.е. УВЧ может
превратиться в генератор, и возникнут значительные искажения
сигналов.

Преимущества:

-	высокая чувствительность (возможен прием сигналов слабых
станций при простой конструкции).

Недостатки:

-	значительные искажения сигналов;

-	невысокая устойчивость в работе;

-	слабая избирательность;

-	значительное собственное излучение в антенну.



без ПОС

Рис. 1.12. Влияние ПОС на добротность колебательного контура
Рис. 1.13. Структурная схема суперрегенеративного приемника

Приемник суперрегенеративного типа. В таком приемнике ис-
пользуется обратная связь, периодически изменяемая с некоторой
частотой схемой управления (СхУ) и становящаяся в части периода
отрицательной (рис. 1.13).

Этим достигается большая устойчивость работы каскада, охва-
ченного ОС, так как этот каскад работает не у порога генерации, а
при принудительном изменении режима генерации, когда его слу-
чайные изменения не сказываются на работе.

Преимущества:

-	легкость и стабильность настройки;

-	отсутствие побочных каналов приема;

-	стабильность работы;

-	высокая чувствительность.

Недостатки:

-	искажения сигналов;

-	зависимость чувствительности и избирательности от частоты;

-	низкая избирательность;

-	значительное собственное излучение в антенну.

Таким образом, сопоставляя достоинства и недостатки различных
типов схем радиоприемных устройств, можно сделать вывод о том,
что в наибольшей степени удовлетворяет требованиям, предъявляе-
мым к профессиональным приемникам, схема супергетеродинного
приемника с одним или несколькими преобразованиями частоты.

•••

Качественное изучение и понимание физической сути выше рас-
смотренных вопросов представляется очень важным в том плане,
что они будут постоянно использоваться при изучении всех после-
дующих тем, и в первую очередь, при изучении структуры общего
радиотракта с точки зрения реализации технических требований по
чувствительности, односигнальной и многосигнальной избиратель-
ности, беспоисковой и бесподстроечной работы.

При этом важным представляется то, что изучение того или
иного тракта, элемента этого тракта обязательно должно ориенти-
роваться на ответ: как влияет выбранная структура или метод реа-
лизации на соответствующие качественные показатели приемника,
от каких факторов они зависят и чем обеспечиваются?
КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ РАДИОПРИЕМНИКОВ

Накопленный в ходе изучения дисциплины «Устройства приема
и обработки сигналов» объем теоретических знаний должен быть
достаточным для того, чтобы обучаемый мог самостоятельно по
заданным техническим требованиям выбрать, обосновать и рас-
считать структурную схему РПУ. Это, в свою очередь, служит на-
дежной базой для изучения и освоения существующих и перспек-
тивных образцов радиоприемных устройств.

Таким образом, в процессе обучения необходимо освоить тре-
бования к приемникам (качественные показатели приемников), их
физический смысл, выяснить зависимость качественных показате-
лей от структуры и элементов радиотракта, уметь рассчитывать
качественные показатели при известных внутренних параметрах
радиотракта.

2.1. Основные качественные показатели
радиоприемников

Качественные показатели радиоприемников характеризуют со-
ответствие приемника своему назначению.

Рассмотрим основные характеристики радиоприемников. Раз-
личают электрические, конструктивно-эксплуатационные и эконо-
мические характеристики.

Диапазон рабочих частот. Под диапазоном рабочих частот
(ДРЧ) приемника понимается участок диапазона частот, в пределах
которого приемник может дискретно, либо плавно перестраивать-
ся, и при этом на любой частоте имеет качественные показатели
не хуже требуемых техническими условиями.

Каждый радиоприемник должен охватывать возможно более
широкий диапазон, но иметь при этом мало изменяющиеся качест-
венные показатели.

Диапазон рабочих частот обычно задается граничными часто-
тами /огл1п и /отах> и коэффициентом перекрытия:
_ 4)тах

Кд“ /

'Отт

Чем больше коэффициент перекрытия, тем сложнее обеспечить
постоянство качественных показателей по частоте. Решение этой
задачи достигается разбивкой диапазона рабочих частот на под-
диапазоны, каждый из которых характеризуется своими граничны-
ми частотами и /цдтах и коэффициентом перекрытия

_ 41дтах

Лпд - ,

'ПДГП1П

Максимально достижимые коэффициенты перекрытия поддиа-
пазонов для различных типов резонансных систем и способов на-
стройки приведены в табл. 2.1.

Таблица 2.1

Тип резонансной системы	Способ настройки	Кпд
/_С-фильтр	КПЕ	2,5...3
	Переменная индуктивность	1,4...1,5
	Варикап	1,3...1,5
	Реактивный элемент	1,1...1,15
Коаксиальная	Поршень	1,4...2
	КПЕ	1,08...1,1
Объемный резонатор	Диски, штыри	1,1...2,0
	Подвижный стержень	1,1...1,8

Разделение диапазона рабочих частот радиоприемника на
поддиапазоны. При проектировании радиоприемника, предназна-
ченного для работы в широком диапазоне частот, общий диапазон
рабочих частот, как правило, разделяется на поддиапазоны с отно-
сительно малыми коэффициентами перекрытия.

С одной стороны - следует стремиться к уменьшению величины
частотного интервала Л/^ = тах - т,п> т.е. к увеличению числа под-
диапазонов Л/, так как при меньших коэффициентах перекрытия под-
диапазонов, легче обеспечить более высокие и постоянные в пределах
каждого поддиапазона усиление и избирательность преселектора, а
также чувствительность радиоприемника, выше частотная точность,
меньше внеполосных и комбинационных каналов приема.
С другой стороны - при большом числе поддиапазонов заметно
возрастают габариты и масса приемника, усложняются схема,
коммутация и система переключений (каждый поддиапазон требу-
ет наличия своего комплекта деталей, повышается стоимость,
увеличивается время переключения). Все это приводит к услож-
нению эксплуатации, снижению надежности и удорожанию произ-
водства радиоприемника.

Поэтому при разбивке диапазона рабочих частот приемника на
поддиапазоны решение находится как компромисс, учитывающий
электрические, конструктивные и эксплуатационные требования к
данному типу приемника.

Исходными данными для разбивки ДРЧ на поддиапазоны явля-
ются:

-	диапазон рабочих частот, его верхняя /отах и нижняя /от1п гра-
ницы;

-	требования по равномерности чувствительности и избира-
тельности (допустимые коэффициенты перекрытия по поддиапазо-
нам).

В результате разделения диапазона рабочих частот радиопри-
емника на поддиапазоны должны быть определены:

1.	Способ разделения на поддиапазоны.

2.	Число поддиапазонов Л/.

3.	Коэффициенты перекрытия каждого поддиапазона (номи-
нальные и фактические, т.е. с учетом запасов по краям поддиапа-
зонов)

,	_ тах /

Кпд/ “	1

I т ’т /

где / обозначает номер поддиапазона.

4.	Частотные границы поддиапазонов (номинальные и фактиче-
ские) и частотные интервалы:

△	Л/д/ = Лпах/ ~ //тип/ •

Выбор способа разделения диапазона рабочих частот на под-
диапазоны определяется следующими факторами:

-	назначением радиоприемника и особенностями его эксплуа-
тации (классом приемника);

-	требованиями к равномерности чувствительности, усиления и
избирательности приемника.

Назначение, диапазон принимаемых частот и требования к посто-
янству основных электрических характеристик приемника определяют
выбор допустимых коэффициентов перекрытия поддиапазонов, при
которых обеспечиваются допустимые неравномерность усиления и
избирательности для приемников разных классов (табл. 2.2).

Таблица 2.2

Участок диапазона частот приемника	Допустимые значения Кпд доп для приемников:		
	1-го класса	Н-го класса	Ш-го класса
100... 1500 кГц	2,0...3,0	2,5...3,0	2,5...3,0
1500...6000 кГц	1,5...2,5	1,7...2,5	1,8...2,8
6...30 МГц	1,1...1,7	1,4...2,0	1,5...2,5
30...300 МГц	1,05...1,2	1,05...1,4	1,1...1,5

Используемые в практике проектирования радиоприемников
способы разделения диапазона рабочих частот на поддиапазоны
подразделяются на три группы (рис. 2.1).

Первый способ - способ одинаковых коэффициентов перекры-
тия для всех поддиапазонов приемника:

^пд1 ”	=...= Мщ/ ~...~ /Срдп = СОП31,

где индексами 1,2 и вплоть до п обозначены номера поддиапазонов.

Этот способ используется в приемниках всех классов. При нем
получается минимальное число поддиапазонов, наиболее простое
схемное и конструктивное решение для контуров преселектора.
Серьезный недостаток этого варианта разделения на поддиапазоны
заключается в различных частотных интервалах, приходящихся на
каждый поддиапазон. Частотный интервал увеличивается в раз в
каждом следующем поддиапазоне по сравнению с предыдущим.

Второй способ - способ одинаковых частотных интервалов для
всех поддиапазонов приемника:

= Д^тд2 =*.«= △^пд/ =...=	= СОП31.

Способ применяется в основном в радиоприемных устройствах
1-го класса, у которых к частотной точности предъявляются высо-
кие требования и некоторое усложнение схемы, конструкции и экс-
плуатации приемника не имеет принципиального значения. Кроме
того, этот способ разделения может быть применен и в приемниках
более низкого класса с относительно небольшими коэффициента-
ми перекрытия диапазона рабочих частот (кя < 10).
Рис. 2.1. Способы разбивки ДРЧ на поддиапазоны

Третий способ - комбинированный, при котором сочетаются
первые два способа разделения.

Этот способ используется в радиоприемниках с большими ко-
эффициентами перекрытия всего диапазона рабочих частот
(Ад < 20...25), когда при первом способе разделения получаются
значительные частотные интервалы на последних поддиапазонах,
а при втором способе для первых поддиапазонов требуются коэф-
фициенты перекрытия, превышающие допустимые.

Поэтому, по равным коэффициентам поддиапазона, как прави-
ло, разбивается нижний участок рабочего диапазона, а верхний -
по способу одинаковых частотных интервалов.

Таким образом, от правильности разделения диапазона рабочих
частот на поддиапазоны во многом зависят электрические, конст-
руктивные и эксплуатационные показатели радиоприемника.

Перестройка РПУ в ДРЧ осуществляется одним из трех способов:

-	плавно - путем плавного изменения емкостей или индуктивно-
стей контуров входного устройства, в результате чего приемник
настраивается в резонанс на любую из частот в пределах ДРЧ;

-	дискретно - путем скачкообразного переключения элементов
всех перестраиваемых систем или плавного изменения элементов
избирательных систем преселектора и использованием сетки дис-
кретных частот в гетеродине, т.е. прием на фиксированных часто-
тах ^з. ••• (отсюда понятие - шаг настройки);

-	комбинированным способом - например, скачками при пере-
ходе от одного поддиапазона к другому и плавно - внутри под-
диапазона.

Чувствительность. Основное назначение приемника - обеспе-
чивать прием радиосигналов.

Чувствительность - мера способности приемника принимать
слабые сигналы и воспроизводить их на своем выходе с заданным
качеством (уровень сигнала должен быть не ниже необходимого).

Количественно чувствительность определяется тем минималь-
ным уровнем сигнала в антенне (мощностью Ра [Вт], величиной
2
ЭДС Еа [мкВ], интенсивностью или удельной мощностью Уа
[Вт/Гц], либо единицами [/сТ0])> при котором передаваемое сообще-
ние воспроизводится с заданной точностью. Чувствительность
2
приемника тем лучше, чем меньшей величиной Ра, Еа, Уа она оце-
нивается при одном и том же соотношении сигнал/шум на выходе.

Избирательность. Мера способности радиоприемника выде-
лить полезный сигнал из спектра колебаний, поступающих на его
вход, называется избирательностью. В приемнике реализуется
в основном частотная избирательность. Частотная избиратель-
ность - выделение частоты сигнала, на которую настроен РПМ, из
совокупности сигналов других частот и помех.

Различают несколько видов избирательности (рис. 2.2).

Рис. 2.2. Виды избирательности в РПУ
Односигнальная избирательность (ОСИ) оценивается при воз-
действии на вход РПУ одного или нескольких сигналов с малой
амплитудой, при которых РПУ работает в линейном режиме. Сре-
ди характеристик приемника по односигнальной избирательности
можно выделить полосы пропускания по основному каналу прие-
ма, степень подавления помех по побочным и соседним каналам
приема.

Селективные свойства приемника, с учетом нелинейных явле-
ний, происходящих в его каскадах под воздействием мощных по
амплитуде помех и затрудняющих качественный прием сигнала,
характеризуются многосигнальной избирательностью (МСИ). К не-
линейным явлениям относятся:

-	блокирование (забитие) - результат взаимодействия сигнала
и мощной немодулированной помехи, вследствие чего уменьшает-
ся коэффициент усиления каскада и приемника в целом;

-	перекрестная модуляция - перенос амплитудной модуляции с
амплитудно-модулированной внеполосной помехи на полезный
сигнал;

-	взаимная модуляция - явление формирования в трактах РПМ
напряжения частотой сигнала при воздействии на вход двух или
более помех, не совпадающих с частотой настройки приемника.

Методы оценки нелинейных явлений будут рассмотрены позже.
Отметим, однако, что многосигнальная избирательность приемника
(МСИ) существенно зависит от линейности вольтамперных харак-
теристик используемых электронных приборов, распределения
усиления и избирательности в радиотракте.

Частотная точность. Частотная точность приемника - мера
способности РПМ устанавливать и поддерживать частоту настрой-
ки приемника на заданном номинале. Количественно она оценива-
ется суммарным отклонением частоты настройки приемника (Д^рх)
от номинального значения. Это отклонение включает:

-	первоначальную погрешность установки частоты Д4РУ (за счет
гравировки и градуировки шкал и неточности отсчета по шкале в
приемниках с оптическими шкалами);

-	нестабильность настройки Д/прн приемника во времени (за счет
изменения температуры, механических воздействий, изменения
питающих напряжений и т.д.).

При этом

Д ^прХ у Д/Пру "* Д[ПрН •
Квадратическое суммирование погрешностей осуществляется с
учетом того, что погрешности установки и уходы частоты могут
иметь как одинаковые, так и разные знаки.

В приемниках супергетеродинного типа нестабильность частоты
настройки в основном определяется нестабильностью частот гете-
родинов. При нескольких преобразованиях:

дгпр = 7а^ + а422 + - •

Нестабильность настройки избирательных систем радиотракта
мала по сравнению с нестабильностью гетеродинов и поэтому не
учитывается.

Помехоустойчивость. Под помехоустойчивостью понимают
способность РПУ воспроизводить переданное сообщение с задан-
ным качеством при действии внешних и внутренних помех. Для не-
прерывных сообщений качество приема оценивается отношением
сигнал/шум на выходе демодулятора. Если сообщения дискретные
(например, сигналы телеграфной связи), то качество их приема
оценивается вероятностью правильного приема Рпп = Пт ^прав при
р Л/

/V
Л/-»оо или вероятностью ошибочного приема Рош =1-Рпр =Нт—

при где Л/ - общее число переданных посылок; Л/прав, /4>ш -
число правильно и ошибочно принятых посылок.

Помехоустойчивость часто характеризуется пороговым отноше-
нием сигнал/шум на входе детектора (на выходе линейного тракта
приемника (ЛТП), который часто также называют усилительно-
преобразовательным трактом). Пороговым называют такое отно-
шение сигнал/шум на входе демодулятора Р = (С/с/С/ш)вхд, ПРИ к0‘
тором достигается заданное качество приема.

Повышение помехоустойчивости обеспечивается всеми видами
избирательности, а также созданием оптимальных (квазиопти-
мальных) структур приемников и специальными мерами борьбы с
помехами при обработке принимаемых сигналов.

Степень искажения сигналов. Под искажениями сигналов в
радиоприемнике понимаются изменения формы выходного сигнала
(закона, по которому были промодулированы амплитуда, частота,
фаза или импульсы радиосигнала) по сравнению с формой входно-
го сигнала, вызывающие ухудшение качества воспроизведения пе-
редаваемого сообщения.
Сигналы могут претерпевать линейные и нелинейные искаже-
ния. Линейные искажения возникают в результате инерционности
линейных цепей, коэффициент передачи которых зависит от час-
тоты. К таким цепям относятся цепи с реактивными элементами -
катушками индуктивности и конденсаторами. Нелинейные искаже-
ния возникают из-за нелинейности вольтамперных характеристик
элементов приемника (полупроводниковых приборов и т.п.).

К линейным искажениям сигнала относятся амплитудно-
частотные и фазочастотные.

Амплитудно-частотными называют искажения формы сигнала,
возникающие в результате неодинакового усиления отдельных со-
ставляющих спектра сигнала.

Фазочастотными искажениями называют изменения формы сиг-
нала на выходе приемника, возникающие вследствие неодинаковой
задержки составляющих сигнала, в результате чего нарушаются фа-
зовые соотношения между составляющими сложного сигнала.

Наиболее сложными для данного приемника являются искаже-
ния, соответствующие виду модуляции принимаемого сигнала:

-	для АМ - амплитудно-частотные искажения;

-	для ЧМ и ФМ - фазочастотные.

В радиоприемниках импульсных сигналов большую роль играют
переходные процессы в цепях, содержащих реактивные элементы.
Искажения формы сигнала, вызванные переходными процессами,
называются переходными.

Для оценки степени искажения сигналов используются извест-
ные из курса теории цепей характеристики (рис.2.3):

-	амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) (рис.2.3,а);

-	фазочастотная характеристика (ФЧХ) (рис.2.3,б);

-	амплитудная характеристика (импульсная, переходная)
(рис.2.3,в);

-	переходная (импульсная) характеристика (рис.2.3,а).

При этом данные характеристики снимаются в зависимости от
частоты Р гармонически изменяющегося модулируемого параметра
радиосигнала в антенне для аналоговых видов модуляции, и дис-
кретных изменений модулированного параметра в случае теле-
графных передач.

Нелинейные искажения проявляются на выходе приемника в
появлении новых гармонических составляющих, которых не было в
передаваемом сообщении (т.е. в спектре модулирующего колеба-
ния), и оцениваются допустимым коэффициентом нелинейных ис-
кажений при заданном коэффициенте модуляции.
Рис. 2.3. Характеристики РПУ

Электромагнитная совместимость (ЭМС). Под электромаг-
нитной совместимостью понимают обеспечение совместной рабо-
ты данной радиоэлектронной аппаратуры с другой аппаратурой,
которая создает мешающее излучение. Применительно к приемни-
кам для ЭМС принимают меры по уменьшению его собственных
излучений и предусматривают защиту приемников от влияния по-
мех других устройств по соседним и побочным каналам приема, а
также от индустриальных помех. ЭМС задается допустимыми
уровнями напряжений гетеродина, «просачивающегося» в антенну,
на выход приемника, в цепи питания, управления, коммутации.

Динамический диапазон приемника по основному каналу.
Под этой характеристикой понимают диапазон граничных уровней
входного сигнала, при котором обеспечивается нормальное каче-
ство приема. Минимальный уровень входного сигнала ограничива-
ется уровнем собственных шумов, т.е. чувствительностью прием-
ника. Максимальный уровень сигнала ограничен допустимыми не-
линейными искажениями в усилительных и преобразовательных
каскадах приемника из-за нелинейных характеристик электронных
приборов при сильных сигналах. Таким образом, динамический
диапазон - отношение максимально возможного напряжения на
входе РПМ (для нормальной работы) по отношению к чувствитель-
ности
_ ^вх тах

Еа0

Часто динамический диапазон выражают в децибелах:
и	р

О[дБ] = 201д—вхтах	или О[дБ] = 101д в^ах .

Еао	?а0

Изменение амплитуды сигналов и помех в реальных условиях
может достигать 90...100 дБ и более. Для расширения динамиче-
ского диапазона используются электронные приборы с большим
линейным участком вольтамперной характеристики и автоматиче-
ская регулировка усиления (АРУ).

Параметры ручных и автоматических регулировок. Система
регулировок обеспечивает:

-	настройку РПМ на частоту корреспондента;

-	установку величины усиления в соответствии с уровнем при-
ходящего сигнала;

-	изменение полос пропускания и характеристик тракта с целью
оптимального приема и максимального подавления помех;

-	подстройку радиоприемника с учетом возможных дестабили-
зирующих факторов.

При этом для различных видов регулировок указываются:

-	для ручной регулировки усиления (РРУ) - пределы изменения
коэффициента усиления во входном аттенюаторе, трактах до и по-
сле детектора;

-	для автоматической регулировки усиления (АРУ) - допусти-
мые изменения уровня сигнала на выходе РПМ при изменениях
уровня сигнала в антенне в заданных пределах, а также постоян-
ная времени системы АРУ;

-	для регулировки полосы пропускания (ПП) - пределы измене-
ния ПП и коэффициентов прямоугольности;

-	для системы автоматической подстройки частоты (АПЧ) - по-
лосы схватывания, удержания, коэффициент автоподстройки

^АПЧ

△4>ст

точность и время подстройки частоты;

- для системы автоматической перестройки частоты - макси-
мальное и среднее время перестройки на одну из заданных частот
с помощью системы автоматики.
Мощность и другие характеристики питания приемника. Ес-
ли источник питания имеет ограниченную мощность, то задается
максимально потребляемая мощность радиоприемником.

К основным конструктивно-эксплуатационным характеристикам
радиоприемников относят:

-	надежность работы, оценивается средним временем работы
за отказ или вероятностью безотказной работы;

-	стабильность и устойчивость работы, оценивается по способ-
ности приемника сохранять свои электрические характеристики в
допустимых пределах при воздействии окружающей среды и изме-
нении режима источника питания.

Кроме того, указываются габариты, масса приемника, его ре-
монтопригодность.

К основным производственно-экономическим характеристикам
радиоприемников относятся:

-	стоимость приемника;

-	сроки разработки;

-	размер партии;

-	серийноспособность;

-	сроки морального износа;

-	соответствие мировым стандартам и др.

Таким образом, знание основных качественных показателей ра-
диоприемника и их физического смысла должно помочь обучае-
мым найти правильные подходы к оцениванию степени соответст-
вия различных РПУ предъявляемым требованиям, а также к проек-
тированию приемников по заданным характеристикам.

2.2. Обобщенная структурная схема
радиоприемника

Состав, сложность структурной схемы приемника зависит от его
назначения и условий эксплуатации. Так, приемное устройство
подвижного комплекса по своим тактико-техническим данным, а
следовательно, и структурной схеме и конструктивному оформле-
нию существенно отличается от приемного устройства, предназна-
ченного для работы на стационарном приемном центре.

С этой точки зрения все профессиональные преемники условно
могут быть разбиты на три класса, особенности РПУ этих классов
достаточно подробно изложены в литературе по проектированию
приемников. Коротко перечислим области применения приемников
основных классов:
. I класс - РПУ, используемые на стационарных или полевых
радиоцентрах, в составе радиостанций средней и большой мощно-
сти, на отдельных приемных машинах. Качественные показатели
таких РПУ самые высокие. По схемному построению - это суперге-
теродины с двумя или тремя преобразователями частоты. Питание
РПУ I класса - централизованное (от сети);

•	II класс - РПУ, используемые чаще всего на стационарных или по-
левых приемных радиоцентрах, в составе радиостанций средней и
большой мощности как вспомогательные средства приема. Они обес-
печивают в основном слуховые виды работы. Качественные показате-
ли примерно такие же, как и у РПУ I класса. По схемному построению -
супергетеродины с двумя преобразователями частоты. Электропита-
ние таких РПУ может быть как централизованным, так и автономным;

•	III класс - РПУ, используемые в составе подвижных приемных
станций, для обеспечения работы в дежурных радиосетях, а так же
в составе автономных или переносных радиостанций. Имеют, как
правило, автономное электропитание.

Основные требования, предъявляемые к современным профес-
сиональным РГ1М:

-	необходимый и достаточный ДРЧ для связи в сетях соответ-
ствующих звеньев управления, широкодиапазонность;

-	высокая частотная точность, обеспечение беспоискового вхо-
ждения в связь и длительный период работы без подстройки;

-	высокие чувствительность и избирательность;

-	высокая помехоустойчивость, т.е. способность обеспечивать
достоверный прием полезной информации;

-	наличие трактов приема как телефонных, так и телеграфных
передач, т.е. универсальность;

-	возможность программной и панорамной перестройки по час-
тоте;

-	возможность сопряжения с ПЭВМ и другой дополнительной
аппаратурой;

-	высокая эксплуатационная надежность.

В то же время в основе построения приемников любого назна-
чения лежат общие принципы. Практически все профессиональные
РПУ строятся по супергетеродинной схеме с двойным, а иногда
тройным и более преобразованиями частоты. Поэтому любой при-
емник содержит в принципе одни и те же тракты, но сложность этих
систем зависит от конкретных требований к приемнику.

Типовая схема профессионального радиоприемника супергете-
родинного типа представлена на рис. 2.4.
Рис. 2.4. Обобщенная структурная схема профессионального РПУ супергетеродинного типа

Гпава 2
Рассмотрим назначение основных элементов схемы, а также
определим, на какие показатели качества приемника влияет тот
или иной тракт.

1. Тракт высокой (принимаемой) частоты, или преселектор -
часть схемы приемника от его входа до первого смесителя. Пресе-
лектор обеспечивает предварительное усиление и избиратель-
ность по принимаемому сигналу при работе в широком диапазоне
частот.

От структуры преселектора, распределения усиления, избира-
тельности и параметров нелинейности усилительных каскадов за-
висит чувствительность приемника, степень подавления побочных
каналов первого преобразования, а также многосигнальная изби-
рательность приемника.

Функции:

-	обеспечение усиления принимаемого сигнала и создание не-
обходимого соотношения сигнал/шум на входе РПМ;

-	обеспечение ОСИ, т.е. создание требуемого подавления по-
мех по побочным каналам приема;

-	обеспечение МСИ при воздействии на вход РПМ сигнала и
одной или нескольких помех с относительно большой амплитудой;

-	ослабление излучений колебаний первого гетеродина в ан-
тенну.

Назначение элементов:

-	аттенюатор - обеспечение ослабления мощного сигнала и
помех для реализации линейного режима работы РПУ;

-	входное устройство - согласование антенны с УВЧ, наиболее
эффективная передача энергии из антенны в УВЧ, частотная изби-
рательность по побочным каналам приема;

-	УВЧ - усиление сигнала до величины, необходимой для рабо-
ты первого смесителя (Кус = 6 ...10 дБ) и подавление помех по ПК
приема за счет резонансной нагрузки.

Иногда перед ВхУ включают предварительный фильтр для по-
давления излучения близко расположенных радиопередатчиков.

2.	Тракт преобразования частоты - часть схемы приемника от
входа первого смесителя до входа детектора. В зависимости от
числа преобразований он включает тракты первой, второй и т.д.
промежуточных частот, один из которых является трактом основ-
ной промежуточной частоты. В зависимости от требований к РПУ
ОПЧ может быть получена на первой, второй и т.д. ступени преоб-
разования. По отношению к некоторой ступени преобразования все
предыдущие тракты осуществляют функции, подобные функциям
преселектора, в частности, обеспечивают подавление побочных
каналов данного преобразования. В некоторых случаях тракт пре-
образования является составной частью общей системы стабили-
зации частоты. Основным условием для выбора номинала 1ПЧ яв-
ляется обеспечение необходимого подавления помехи по 13К в
худшей точке диапазона (как правило, на верхней границе ДРЧ).

Тракт основной промежуточной частоты - часть схемы прием-
ника от входа смесителя основной промежуточной частоты до вхо-
да детектора. В этом тракте реализуются основная избиратель-
ность приемника по соседним каналам приема и усиление, необхо-
димое для нормальной работы детектора. При выборе номинала
ОПЧ необходимо согласование с внешними демодулирующими
устройствами. ОПЧ выбирается, как правило, низкой для обеспе-
чения более узких полос пропускания фильтров и подавления по-
мех по СК приема.

3.	Детектор - обеспечивает извлечение информации из прини-
маемого радиосигнала, преобразование его в низкочастотный пер-
вичный сигнал. Обычно в состав приемного устройства, рассчитан-
ного на прием нескольких видов сигналов, включается соответст-
вующее количество детекторов. Для простейших видов сигналов
они могут конструктивно входить непосредственно в тракт приема.
Для сложных видов передач (например, многоканальных) решаю-
щие схемы конструктивно выполняются в виде отдельных закон-
ченных устройств, которые подключают к выходу основной проме-
жуточной частоты приемника.

4.	Тракт низкой частоты - часть схемы от выхода детектора до
выхода приемника (входа оконечного устройства) - обеспечивает
необходимое усиление, иногда избирательность по низкой частоте.

5.	Система стабилизации частоты - часть схемы приемника, не-
посредственно не связанная с прохождением сигнала, вырабатыва-
ет необходимые для смесителей тракта преобразования напряже-
ния гетеродинирующих частот. В простейшем случае это один или
несколько автогенераторов. В случаях, когда требуется обеспечить
высокую частотную точность и стабильность, необходимые для ве-
дения приема без поиска и без подстройки, приходится применять
более сложные схемы, включающие высокостабильные опорные
генераторы и синтезаторы частот. Последние формируют сетку час-
тот с требуемым шагом сетки. Стабильность любой частоты из сетки
частот определяется стабильностью опорного генератора.

6.	Системы автоматического и ручного управления в приемнике -
часть схемы приемника, включающая как автономные цепи, так
и цепи, входящие в состав других трактов приемника. Предназна-
чены для изменения параметров элементов приемника, а иногда и
его структуры с целью согласования его с принимаемым сигналом
и помеховой ситуацией.

При этом важным представляется то, что изучение того или
иного тракта, элемента этого тракта обязательно должно ориенти-
роваться на ответ: как влияет выбранная структура или метод реа-
лизации на соответствующие качественные показатели приемника,
от каких факторов они зависят и чем обеспечиваются?

•••

Таким образом, схема супергетеродинного приемника имеет ряд
существенных преимуществ по сравнению с приемником прямого
усиления, что предопределило ее широкое использование. Как
правило, все профессиональные радиоприемники строятся по этой
схеме.

Супергетеродин позволяет обеспечить узкие полосы пропуска-
ния и высокий коэффициент прямоугольности практически в любом
диапазоне частот, высокую чувствительность и относительное по-
стоянство качественных показателей. Однако для обеспечения вы-
соких требований, предъявляемых к профессиональным приемни-
кам, по частотной точности, избирательности, внеполосным кана-
лам приема, малым уровням излучения гетеродина в антенну, а
также по другим характеристикам, приходится значительно услож-
нять схему и конструкцию радиоприемного устройства.
ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА РАДИОПРИЕМНИКОВ

Тракт принимаемой частоты (преселектор) является одним из
основных узлов приемника, определяющим его основные качест-
венные показатели. От структуры и параметров этого тракта в ре-
шающей степени зависят реальная чувствительность, односиг-
нальная и многосигнальная избирательность радиоприемника.

Тракт принимаемой частоты включает в себя каскады радио-
приемника от входа до первого смесителя. Преселектор должен
выполнять следующие функции.

1.	Усиливать принимаемый сигнал и создавать необходимое со-
отношение сигнал/шум на входе смесителя.

2.	Обеспечивать односигнальную избирательность приемника,
т.е. создавать требуемое ослабление помехи по зеркальному ка-
налу и на промежуточной частоте первого преобразования, а также
других наиболее опасных помех по побочным каналам приема.

В тех случаях, когда полоса пропускания преселектора соизме-
рима с полосой пропускания тракта промежуточной частоты, пре-
селектор в определенной степени ослабляет помехи, действующие
по соседнему каналу.

3.	Обеспечивать многосигнальную избирательность приемника
при действии на его вход колебаний сигнала и одной или несколь-
ких помех с относительно большими амплитудами. Нелинейные
явления в приемнике (блокирование, перекрестная и взаимная мо-
дуляция) в наибольшей степени проявляются в диапазоне дека-
метровых волн, так как для этого диапазона, в силу специфических
условий дальнего распространения радиоволн, характерна боль-
шая плотность работающих радиостанций. Кроме того, нелиней-
ные явления могут возникнуть в приемниках при работе близко
расположенных радиопередатчиков и на приемных центрах в ре-
зультате излучений колебаний гетеродинов в антенну.

4.	Ослаблять излучение колебаний первого гетеродина в антенну.

Типовой преселектор приемника, реализующий данные функ-
ции, состоит из аттенюатора, одноконтурной либо двухконтурной
___________Входные устройства радиоприемников_____________
входной цепи и, как правило, двух-трех каскадов усиления высокой
частоты.

3.1. Назначение, основные параметры
входного устройства

Входным устройством (входной цепью) называется часть схемы
приемника, связывающая антенну или антенный фидер со входом
первого каскада приемника.

Входная цепь предназначена для более эффективной передачи
полезного сигнала на вход 1-го каскада приемника и, обладая ре-
зонансными свойствами, служит для осуществления предвари-
тельной частотной избирательности.

Классификация входных устройств. Входные устройства
приемников принято классифицировать по следующим основным
признакам.

По диапазону рабочих частот и способу перестройки:

- с плавной перестройкой - в случае приема сигналов на любой
ИЗ частот В диапазоне ОТ /бтт ДО /отах!

-	с дискретной перестройкой - при приеме сигналов на несколь-
ких /01. /02.?оп фиксированных частотах в заданном диапазоне.

Диапазон рабочих частот входного устройства может быть раз-
бит на поддиапазоны.

По виду избирательной системы:

-	с одним резонансным контуром;

-	с двумя и более резонансными контурами;

-	со специальными полосовыми фильтрами.

По виду связи избирательной системы с антенной или антенным
фидером:

-	с трансформаторной связью;

-	с автотрансформаторной связью;

-	с емкостной связью.

Антенна с избирательной системой может быть связана комби-
нированной связью (рис. 3.1).

По виду связи избирательной системы с первым каскадом при-
емника (рис. 3.2):

-	с полным включением;

-	с автотрансформаторной связью;

-	с трансформаторной связью;

-	со связью через емкостной делитель.
Рис. 3.1. Основные виды связи избирательной системы с антенной:
а - трансформаторная; б - автотрансформаторная; в - емкостная

При полном подключении входное сопротивление и входная ем-
кость первого каскада непосредственно подключаются к избиратель-
ной системе. При неполном подключении влияние входа может быть
в значительной мере ослаблено. Выбор вида и степени связи опре-
деляется противоречивыми условиями. При сильной связи повыша-
ется коэффициент передачи входного устройства, так как увеличива-
ется снимаемое с контура напряжение. Это, однако, справедливо до
тех пор, пока вносимая со стороны входа первого каскада проводи-
мость не будет существенно уменьшать резонансное сопротивление
контура. Кроме того, при сильной связи возрастает вносимая емкость,
что может вызывать расстройку входных контуров. Неполное подклю-
чение первого каскада применяется также с целью уменьшения ко-
эффициента шума, так как при уменьшении связи сигнал в некоторых
пределах уменьшается медленнее, чем собственные шумы антенны и
контура, пересчитываемые на вход первого каскада.

По симметрии входа:

-	с симметричным входом - при связи с симметричными антен-
нами или фидерами;

-	с несимметричным входом - в случае связи с несимметрич-
ными антеннами или фидерами, а при использовании переходных
симметрирующих устройств - также с симметричными антеннами.

Рис. 3.2. Основные виды связи входного устройства с первым каскадом:
а - полная; б - автотрансформаторная; в - трансформаторная; г - через
емкостной делитель
По способу подстройки входа:

-	без подстройки входа - при работе с одним типом антенны
или на одной фиксированной частоте, когда не производится ком-
пенсация вносимой со стороны антенны расстройки;

-	с подстройкой входа - при работе с несколькими типами ан-
тенн, когда компенсация производится только при переходе от од-
ного типа антенны к другому;

-	с подстройкой входа - при работе в широком диапазоне час-
тот, когда компенсация разных по величине вносимых со стороны
антенны реактивных сопротивлений производится на каждой из
частот рабочего диапазона.

По конструктивному оформлению:

-	с использованием элементов с сосредоточенными парамет-
рами (колебательные контуры) - в диапазоне длинных, средних,
коротких и метровых волн;

-	с использованием отрезков длинных линий в виде коаксиаль-
ных и полосковых резонаторов - в диапазоне дециметровых волн;

-	с использованием объемных резонаторов - в диапазоне сан-
тиметровых волн.

Обычно главными признаками классификации входного устрой-
ства являются вид избирательной системы (одноконтурное, двух-
контурное, многоконтурное входное устройство) и вид связи с ан-
тенной (входное устройство с трансформаторной, автотрансфор-
маторной или емкостной связью).

Выбор вида избирательной системы зависит от требований
к избирательности и чувствительности приемника. С увеличением
числа контуров во входном устройстве улучшается его избира-
тельность и ухудшается чувствительность. Определение необхо-
димого вида связи избирательной системы с антенной зависит от
параметров антенны и требований к величине и характеру измене-
ния коэффициента передачи в диапазоне рабочих частот.

Входная цепь не содержит нелинейных элементов и источников
энергии, и может быть представлена в виде пассивного линейного
четырехполюсника, включающего в себя резонансную систему
и элементы связи. В зависимости от диапазона частот резонансная
система выполняется на сосредоточенных или распределенных
элементах и состоит из одной или нескольких колебательных систем
или резонаторов. Элементы связи обеспечивают связь антенной
Цепи с контуром или резонатором, а при нескольких резонансных
элементах также связь между ними и первым каскадом приемника.

Схема входного устройства представлена на рис. 3.3.
Рис. 3.3. Обобщенная структурная схема входного устройства

В этой схеме Т1 и Т2 - трансформирующие системы, характе-
ризующие связь избирательной системы с антенной и со входом
первого каскада приемника. Для оценки трансформации напряже-
ний или токов на выходе и входе избирательной системы в зави-
симости от вида связи вводят понятие коэффициентов трансфор-
мации (включения) р-! и р2. В общем случае они являются ком-
плексными величинами. Однако для упрощения анализа реальные
трансформирующие системы приближенно представляют в виде
идеальных трансформаторов, что позволяет получить необходи-
мые для инженерных расчетов соотношения в виде предшествую-
щих величин:

Ц /2
р. = — = —;

*	и2	V

Р2 =

Ц±=!з.

Щ /4 ’

Основные параметры входного устройства. Коэффициент
передачи входной цепи по напряжению - отношение напряжения
на входе первого каскада приемника к величине ЭДС генератора,
эквивалентного ЭДС, наводимой в антенне (АФС)

к

Коэффициент передачи Квх можно выразить через коэффициен-
ты передачи отдельных элементов:

к =Цл Уз. У2. у± = у±

вх и3 и2 ц Еа Еа 
Коэффициент передачи входного устройства по мощности -
отношение активной мощности, развиваемой на входе первого кас-
када приемника (Р4), к мощности генератора сигналов (Ра), эквива-
лентного антенне (АФС)

_ р4 = =Ул_ Яа_=к2

Рвх Ра Е2а/Ра Е2 Я'э вх Нэ’

где Яа _ активное сопротивление антенны; Яэ = РгЯа _ активное
результирующее сопротивление входного устройства, пересчитан-
ное к зажимам 4-4' (рис. 3.3).

Коэффициент шума - отношение суммарной мощности шума
на входе первого каскада приемника Рш4 к мощности шумов в точ-
ках 4-4', обусловленных только тепловыми шумами активной со-
ставляющей антенны как источника сигнала (т.е. КрвххРша):

Рса | Рс |

—	^~ш4	_ Рщ4 _ Рша _ Р^/а

Кра%Рща р Рс4 [ рс |

Рса Рш4 \РШ)4

Из выражения видно, что коэффициент шума характеризует из-
менение отношения мощностей сигнала и шума при переходе от
антенны, как источника сигнала, к первому каскаду приемника, как
нагрузке.

Избирательность входной цепи оценивается характеристикой
избирательности

О = ф(Д/),

где О - есть отношение коэффициента передачи входного устрой-
ства по напряжению на резонансной частоте к коэффициенту пе-
редачи на текущей частоте (рис. 3.4).

По кривой избирательности определяются полоса мешания ДРМ,
полоса пропускания ДРП и коэффициент прямоугольное™:

/<п = —

ДРп

Полоса пропускания входной цепи должна обеспечивать про-
пускание основной части энергии наиболее широкополосного по-
лезного сигнала.
Рис. 3.4. Характеристика избирательности входного устройства

Диапазонность - характеризует изменение основных качест-
венных показателей входного устройства при его перестройке
в ДРЧ и оценивается:

-	изменением резонансного коэффициента передачи;

-	изменением характеристики избирательности;

-	изменением коэффициента шума Л/.

Для оценки степени изменения указанных параметров необхо-
димо знать величины Кт0, △/>, ДРМ и Л/ по крайней мере в трех точ-
ках каждого поддиапазона. Характер этих изменений зависит в пер-
вую очередь от вида связи с антенной и способа перестройки
входного контура. Для сохранения чувствительности и избиратель-
ности в диапазоне следует стремиться к тому, чтобы все указанные
выше изменения параметров были возможно меньшими.

3.2. Обобщенная эквивалентная схема входного
устройства и ее анализ

Рассмотрим входные устройства, избирательная система кото-
рых содержит один резонансный контур. Несмотря на различие
схем связи входного устройства с антенной и входом первого кас-
када приемника, обобщенную эквивалентную схему можно пред-
ставить в виде (рис. 3.5).
Рис. 3.5. Обобщенная эквивалентная схема одноконтурного
входного устройства

Входное устройство содержит один резонансный контур, который
представляется в виде некоторой комплексной проводимости У.
К контуру с учетом коэффициентов трансформации р, и рг пере-
считываются:

1а ~ Р^а = Р^а^а

ток генератора тока антенны с учетом коэффициента трансформа-
ции Р\;

У'^Р^Уа

внутренняя проводимость, вносимая антенной, пересчитанная
с учетом коэффициента трансформации р,;

У— проводимость резонансного контура

/вх=р^вх

проводимость входа первого каскада, вносимая им с учетом коэф-
фициента трансформации рг.

Напряжение на контуре, выраженное .через напряжение на вы-
ходе схемы й4 и коэффициент трансформации р?, представляется
как

й4=^-.
Рг

Из эквивалентной схемы для напряжения на выходе схемы сле-
дует:

С/ =	- Р^аУа	,

4 Рг У. + У + У., р^У. + У + р^У,/

5'6538	65
Если знаменатель формулы (3.1) представить в виде величины
Уэ = р*Уа + У + р%Увх - эквивалентной (результирующей) проводи-
мости контура с учетом вносимых проводимостей со стороны ан-
тенны и входа первого каскада приемника, то можно записать:

I / _ Р1 Еа
' э

Тогда

и4 = р2и'4 = ргР^.

и, следовательно,

_и4_ы>гЕау уа

- -	;------- Р1Р2 тг 

Еа Еа Уэ	3

(3.2)

Из выражения (3.2) следует, что коэффициент передачи вход-
ной цепи по напряжению Квх зависит от коэффициентов трансфор-
мации на выходе и входе избирательной системы, а также от от-
ношения проводимостей антенны и эквивалентной проводимости
входного устройства.

Поскольку проводимость Уа с изменением частоты в пределах
каждого поддиапазона изменяется относительно медленно, а про-
водимость У, на резонансной частоте параллельного колебатель-
ного контура имеет резко выраженный минимум, то, следователь-
но, резонансный коэффициент передачи Кт будет иметь резко вы-
раженный максимум.

Раскроем обобщенную эквивалентную схему одноконтурного
входного устройства, представив его параметры в виде отдельных
активных и реактивных элементов.

Тогда проводимость Уа, вносимая со стороны антенны, содер-
жит как активную (<Эа), так и реактивную (Ва) составляющие:

У а = За + /Ва.

Представим проводимость одиночного параллельного колеба-
тельного контура У в виде составляющих его элементов - индук-
тивности емкости С и проводимости О, а пересчитанную прово-
Рис. 3.6. Эквивалентная схема одноконтурного входного устройства

димость, вносимую со стороны входа первого каскада приемника
Увх, через активную Свх и емкостную С'вх составляющие.

В результате получим следующую эквивалентную схему вход-
ного устройства (рис. 3.6). Исходя из этой схемы, определим ре-
зультирующие параметры входного устройства:

а)	Результирующая активная проводимость Сэ состоит из прово-
димости резонансного контура, а также вносимых активных проводи-
мостей со стороны антенны и входа первого каскада приемника, т.е.

6Э = 6а+6? + 6?вх = (3 а + 6Н,	(3-3)

где Он = О + бвх - активная проводимость нагрузки.

б)	Эквивалентная (результирующая) индуктивность 1_3, склады-
вается из индуктивности катушки и пересчитанной индуктивности,
вносимой со стороны антенны

^=1 + Га.

в)	Эквивалентная емкость входного устройства С3 состоит из
емкости конденсатора С, пересчитанных емкостей, вносимых со
стороны антенны С а = р?Са и первого каскада Свх = Р^СВХ, также
паразитных емкостей катушки индуктивности Сь монтажа См и ем-
кости подстроечного конденсатора Сп:

С3 = С а + С+	+ См + Сп + С вх) = С а + С + Спост = Са +СН,

где Спост =	+ См + Сп + р^Свх - постоянная емкость контура;

Сн = С + Спост - емкость нагрузки (без учета емкости, вносимой со
стороны антенны).
С учетом приведенных выше значений (6Э, /_э и С3) получим
следующую эквивалентную схему с результирующими параметра-
ми (рис. 3.7).

г)	Результирующее затухание одноконтурного входного устрой-
ства с учетом шунтирования контура как со стороны антенны, так и
со стороны входа 1-го каскада определяется выражением

дэ = рэ х вэ = рэ	+ 6 + Рг 6ВХ) •	(3-4)

д)	Избирательность одноконтурного входного устройства оце-
нивается кривой избирательности и определяется выражением для
одиночного параллельного колебательного контура:

0 = 71 + о2 ,

6	— —	- й ^0

где о = — - обобщенная расстройка; о =-------- - относительная

о'э	Го Г

расстройка.

Полоса пропускания, отсчитываемая на уровне 1,41, равна

&р1,4=С13 Г)-

Полосы мешания на уровнях 10 и 100 составляют

Д/"1о=1Ос(э/о Др1оо=ЮОсУэ 4)-

Резонансные параметры входного устройства. При настрой-
ке входного контура с результирующими параметрами в резонанс
индуктивное 1_3 и емкостное С3 сопротивления контура взаимно
компенсируются, т.е. реактивная проводимость контура вэ=0 и ре-
зонансный контур представляет собой чисто активную проводи-
мость <33.

При этом резонансная частота определяется выражением
1

' 2к4Цс~3 '

волновое сопротивление:

Рэ=^:

коэффициент передачи по напряжению на резонансной частоте:

„ . Щ .. Р^Рг^ + ва Р|Д>|П|

вХ Еа 6Э	6Э ’

где |/а| =	+ &а ~ модуль проводимости антенны.

Представим значения Оэ (3.3) и, полагая, что О - 6рез, получим:

к	Р1Р2К1 _ Р1Рг\Уа\ _	(3 5)

А 6а + 6рвз + РгЧх Р1Ч + Ч

где 6рез = —-----резонансная проводимость собственно контура

РэЧез

(Срез - добротность контура на резонансной частоте); Овх = —— -
Явх

входная активная проводимость 1-го каскада приемника на частоте /о-

Из выражения (3.5) видно, что если все параметры считать по-
стоянными, а изменять только ръ то Квх0 изменяется двояким обра-
зом:

-	с увеличением должен расти Квх0, так как увеличивается на-
пряжение, подводимое от антенны;

-	с увеличением р-, значение /Свх0 падает, так как антенна все
больше шунтирует контур (так как значение р?6а - растет), вслед-
ствие чего результирующая проводимость увеличивается.

Следовательно, Квх0 имеет максимальное значение при строго
определенном значении коэффициента трансформации ръ т.е. при
согласовании, когда р^ = рас-

согласование достигается, когда проводимость, вносимая со
стороны антенны, равна проводимости нагрузки, поэтому можем
записать:
Р1С6а = 6н-	(3-6)

Отсюда найдем согласующее значение коэффициента транс-
формации:

Резонансный коэффициент передачи при согласовании с уче-
том (3.4) и (3.5) равен:

К _ Р1сР2|^а| _ РкРг^'а] _ Р1сРг|Уа| _ Рг|Уа|	(д у)

Ртс^а + Р1с^а + Р1с@а 2-Р\с®а 2р^с(яа

В частном случае, если антенна настроена в резонанс или ее
реактивная проводимость мала, т.е. | Уа | =6а, выражение (3.7) при-
мет вид

Квхс =	= Е.

вхс 2р1с 2\6Н

Анализировать характер изменения коэффициента передачи от
величины связи с антенной удобно в относительных единицах, для
чего введем понятие коэффициента рассогласования, под которым
понимается отношение выбранного р, и р1с согласующего коэффи-
циентов трансформации

а = — .
Рк

Тогда отношение коэффициентов передачи на резонансной час-
тоте и при согласовании будет равно:

^вхО _ ^а

^вхс	1 + а2

К

Построив график зависимости —— = <р(а) можно сделать еле-
''вхс

дующие выводы (рис.3.8).

1.	При согласовании, когда р, = р1с, т.е. а = 1, коэффициент пе-
редачи имеет максимальное значение, а при незначительных от-
ходах от режима согласования в пределах 0,5< а <2,0 коэффици-
Рис. 3.8. Зависимость резонансного коэффициента передачи
от связи с антенной

ент передачи изменяется не более чем на 20%. Поэтому в необхо-
димых случаях возможен отход от режима согласования без суще-
ственного изменения коэффициента передачи.

2.	Режим слабой связи (слабого согласования) при а < 0,5 исполь-
зуется с целью уменьшения влияния параметров антенны на полосу
пропускания АЕП и настройку входного контура при значительном из-
менении параметров антенны в диапазоне рабочих частот.

3.	Режим сильной связи (а > 2) иногда используется для обеспе-
чения режима оптимального рассогласования с целью уменьшения
коэффициента шума.

Рассмотрим изменение затухания и полосы пропускания вход-
ного устройства при изменении связи с антенной. При согласова-
нии, как это следует из формулы (3.6),

Он = Срез "* РгОвх = Р-\сОа •

Тогда затухание

Рэс ~ 2 рэ (брез + Рг Овх)= 2 рэ Он

ИЛИ

Рэс ~ ^(ррез Рг с1вх)= 2 С/н •

Таким образом, при согласовании результирующее затухание
Увеличивается в 2 раза по сравнению со случаем, когда антенна
отключена.
При отходе от режима согласования

<Уэ = Рэ(р126а + 6н) = Рэ6и Рс^ + 1
к Он

или

( «2
₽1	.

(Уэ “ Рэ Он 2
. Р1с

= (1 + а2)о1н

(3.8)

где а - коэффициент рассогласования; с/н - затухание при отклю-
ченной антенне.

В относительных единицах зависимость (3.8) имеет вид

— = (1 + а2)-

С1н

Эта зависимость графически показана на рис. 3.9.

Полоса пропускания &Р„ = г/э70 будет изменяться по такому же,
как и затухание д3, закону.

Из рис. 3.9 видно, что шунтирование контура со стороны антен-
ны увеличивает затухание и, следовательно, расширяет ЛРп и тем
больше, чем сильнее связь с антенной.

В режиме согласования, когда а = 1, полоса пропускания расширя-
ется в два раза по сравнению со случаем, когда антенна отключена.

Рис. 3.9. Зависимость результирующего затухания от связи с антенной
При слабой связи, если а < 0,5, полоса пропускания расширяет-
ся не более, чем на 25%.

При сильной связи, если а > 2, полоса пропускания расширяется
в 5 раз и более.

Таким образом, обязательным условием при выборе степени
связи входного устройства с антенной является учет допустимого
расширения полосы пропускания.

•••

Таким образом, входное устройство определяет целый ряд
важных качественных показателей радиоприемника. От правильно-
го выбора структуры входного устройства, степени связи с антен-
ной зависят чувствительность, избирательность РПУ, а также их
равномерность в диапазоне рабочих частот.
ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА ПРИ РАЗЛИЧНОЙ
СВЯЗИ С АНТЕННОЙ

По типу связи избирательной системы с антенной и УВЧ разли-
чают входные устройства (см. рис.3.1):

-	с индуктивной (трансформаторной, автотрансформаторной)
связью;

-	с емкостной связью;

-	с комбинированной связью.

В зависимости от коэффициентов трансформации рассматри-
вают основные режимы работы входного устройства с настроенной
и ненастроенной антенной.

При работе приемника с настроенной антенной последняя пред-
ставляется в виде источника ЭДС Еа, обладающего только актив-
ным сопротивлением Яа (Ха = 0). В этом случае антенна вносит во
входной контур активную проводимость, что влечет за собой рас-
ширение полосы пропускания.

Для обеспечения этого режима в антенную цепь может быть вве-
ден специальный орган настройки. Этот режим осуществляется так-
же при работе приемника на одной частоте или в очень узком ДРЧ,
когда геометрические размеры антенны могут быть подобраны так,
чтобы на этой частоте антенна имела чисто активное сопротивле-
ние. Режим работы приемника с настроенной антенной является
частным случаем режима работы с ненастроенной антенной.

В режиме ненастроенной антенной цепи собственно антенна
представляется в виде источника ЭДС Еа, обладающего активным
Па и реактивным Ха сопротивлениями. В этом случае антенна вно-
сит во входной контур как активную, так и реактивную проводимо-
сти, что влечет за собой не только расширение полосы пропуска-
ния, но и сдвиг частоты настройки (за счет вносимой реактивной
проводимости).

Входное устройство с трансформаторной связью (см. рис. 3.1,а)
используется при связи с несимметричными и симметричными,
ненастроенными и настроенными антеннами. Связь с избиратель-
74
ной системой может варьироваться в широких пределах. Коэффи-
циенту передачи может придаваться необходимый характер изме-
нения в пределах поддиапазона - возрастающий или уменьшаю-
щийся. Схемно и конструктивно этот вид связи несколько сложнее
других. Катушка индуктивности контура Ь с помощью катушки связи
трансформаторно связывается с антенной. Степень связи между
катушками связи Ьо и контура I. характеризуется коэффициентом
взаимоиндукции М.

Входное устройство с автотрансформаторной связью (см. рис.
3.1,6) обычно используется для связи с несимметричными, настро-
енными антеннами. Возможности уменьшения степени связи огра-
ничены. Характер изменения коэффициента передачи по диапазо-
ну не может варьироваться. Схемно и конструктивно входное уст-
ройство относительно несложно. При автотрансформаторной связи
антенна соединяется с резонансной системой путем подключения
ее к части витков катушки индуктивности избирательной системы.
Степень связи между антенной и контуром с достаточной точно-
стью определяется соотношением индуктивности Ц между отво-
дом и корпусом и общей индуктивностью /. входного контура.

Входное устройство с емкостной связью (см. рис. 3.2,в) обычно
используется для связи с несимметричными, ненастроенными ан-
теннами. Это входное устройство является наиболее простым по
схеме и возможностям изменения степени связи с антенной. Вме-
сте с тем его параметры резко изменяются по диапазону частот.
Избирательная система при емкостной связи присоединяется к ан-
тенне через конденсатор Со. Степень связи с антенной зависит
главным образом от соотношения емкостей конденсатора Со и кон-
денсатора контура С.

4.1. Особенности построения входных устройств
при различной связи с антенной

Рассмотрим основные способы связи входного устройства с не-
настроенными антеннами.

Входное устройство с емкостной связью с антенной. Такой
тип связи используется в простых радиоприемниках, так как пара-
метры входного устройства очень сильно зависят от частоты на-
стройки РПУ.

Принципиальная схема содержит ЬС колебательный контур,
конденсатор связи Со , соединяющий АФС с контуром, и имеет вид
изображенный на рис. 4.1.
уА С„

Рис. 4.1. Схема входного устройства с емкостной связью

Изменяя Со, можно регулировать связь ВхУ с антенной. /.С ко-
лебательный контур перестраивается путем изменения емкости Ск
или индуктивности Ьк.

Коэффициент передачи входного устройства по напряжению,
степень влияния параметров антенны на полосу пропускания и
сдвиг частоты настройки колебательного контура зависят от соот-
ношения емкостей Ск и Со.

Под воздействием электромагнитных волн в АФС наводятся
ЭДС различных сигналов, следовательно, по антенне протекают
ВЧ токи с различными частотами. Контур настраивается в резонанс
на частоту сигнала и в нем выделяются колебания этой частоты,
входящей в полосу пропускания контура. Колебания остальных
частот значительно ослабляются.

Основные параметры входного устройства с емкостной связью:
- резонансная частота

1

Сэ

-	волновое сопротивление

-	резонансный коэффициент передачи входного устройства по
напряжению

КвхО = «О Р2 Оз Сац •

Таким образом, при перестройке контура конденсатором пере-
менной емкости и емкостном характере сопротивления антенны
Рис. 4.2. Зависимость резонансного коэффициента передачи от частоты
коэффициент передачи Квх0 при постоянстве других параметров
возрастает пропорционально квадрату частоты (рис. 4.2).

Если весь ДРЧ разбит на поддиапазоны, то такой рост наблю-
дается в пределах каждого поддиапазона. Однако при переходе от
одного поддиапазона к другому, более высокочастотному, индук-
тивность колебательного контура скачкообразно уменьшается,
следовательно, скачкообразно изменится и Квх0. Для выравнивания
Квх0 по поддиапазонам изменяют коэффициент трансформации р2
до значений, при которых Квх0 в нижних точках всех поддиапазонов
не будет одинаковым (рис. 4.3).

Рис. 4.3. Изменение резонансного коэффициента передачи в диапазоне
частот
При этом /-Э| > /-Э|| > /-Э||| , р2| < Ргп < Ргт- При изменении частоты на-
стройки будет изменяться и полоса пропускания (Д/^ = №3). При
уменьшении Квх0 полоса пропускания сужается (рис. 4.4).

Связь колебательного контура с антенной зависит от величины
емкости конденсатора Со. Чем меньше Со, тем больше его сопро-
тивление (хСо = 1/<оСо) и тем слабее действует антенна на вход-
ной контур.

Поэтому Со выбирают сравнительно большой, но не превы-
шающей величины с точки зрения:

-	допустимого расширения полосы пропускания ВхУ за счет
внесения проводимости бац (не должно превышать 25%);

-	допустимого сдвига частоты настройки за счет вносимой из
антенны реактивной проводимости Вац .

Связь с антенной выбирают таким образом, чтобы, с одной сто-
роны, обеспечить максимум Хвх0, с другой - уменьшить влияние
параметров антенны на входной контур.

Достоинства емкостной схемы:

-	простота схемы;

-	возможность простой регулировки связи с антенной, если в
качестве Со использовать переменный конденсатор.

Недостатки:

-	резкое изменение параметров входного устройства в ДРЧ,
особенно коэффициента передачи по напряжению.

Входное устройство с трансформаторной связью. Принци-
пиальная схема рассматриваемого входного устройства была по-

Рис. 4.4. Изменение полосы пропускания в диапазоне частот
казана на рис.3.1,а. В качестве частотно-избирательной системы
используется ЬС контур, перестраиваемый путем изменения емко-
сти С или индуктивности 1. Антенна или фидер присоединяется к
катушке связи До-

Необходимо учитывать, что если антенна или антенный фидер
(АФ) несимметричны, то и вход приемника должен быть несиммет-
ричным. Если же антенна или АФ симметричны, то вход приемника
должен быть строго симметричным. В противном случае резко ме-
няется диаграмма направленности. Иногда для симметрирования
на входе ставится симметрирующий трансформатор. Если же он не
ставится, то тогда между Дэ и Д ставится электростатический экран
или используется специальная намотка трансформаторов.

Степень связи с антенной реализуется выбором величины ин-
дуктивности Ц) и коэффициента взаимоиндукции М. Причем АсВ
должен иметь конструктивно-допустимое значение:

к =~У-

/

Для простейших однослойных катушек /есв 0,4...0,5, для много-
слойных - ксв < 0,6...0,8.

Выбором величины индуктивности До можно влиять на частоту
настройки антенной цепи, смещая ее к нижней границе поддиапа-
зона и уменьшая значение Квх0 и смещая к верхней границе, таким
образом повышая Квх0.

В общем случае резонансный коэффициент передачи по на-
пряжению Квх0 определяется выражением

„ РрРг^э

Л вх° 1 _ 2	/ ,2 ’

1	<Оац''О

где р0 = М/Ьац- параметр связи, характеризующий связь ВхУ с ан-
тенной; /Ьац- частота настройки антенной цепи; 4 - частота на-
стройки входного устройства.

Если параметры р0, ргий3 - постоянны, то получим 2 варианта
зависимости Квх0 от частоты настройки /0:

-	если /о > /оац - говорят о работе с понижением частоты;

-	если /о < /оац - говорят о работе с повышением частоты.

Антенная цепь настраивается на одну постоянную частоту, ле-
жащую за пределами ДРЧ входного устройства с целью получения
более равномерного коэффициента передачи ВхУ по напряжению.
Рис. 4.5. Изменение резонансного коэффициента передачи

При /'отт < 4>ац < <отах коэффициент Квх0 имеет максимальное зна-
чение в пределах диапазона и резко падает по обе стороны от него
(рис. 4.5).

Связь с антенной определяет возможность передачи энергии
сигналов от АФС к контуру и влияние АФС на полосу пропускания и
настройку контура. Величины До и М выбирают так, чтобы связь
была максимальной, но не превышала значений с точки зрения:

-	допустимого расширения полосы пропускания входного уст-
ройства за счет вносимого в контур активного сопротивления ан-
тенной цепи;

-	допустимого сдвига настройки ВхУ за счет вносимого в контур
реактивного сопротивления антенной цепи.

Достоинства трансформаторной схемы:

-	возможность управления зависимостью Квх0 от частоты на-
стройки, т.е. получение как возрастающего, так и падающего ха-
рактера этой зависимости;

-	легко обеспечивается режим согласования с антенным фиде-
ром;

-	возможность работы как на симметричные, так и на несим-
метричные типы антенн.

Недостатки:

-	трудно реализовать связь АФС с ВхУ на высоких частотах из-
за необходимости уменьшения числа витков катушки (катушка вы-
рождается в один виток).

При работе с настроенной антенной цепью наиболее часто ис-
пользуются входные устройства с автотрансформаторной связью.

В настоящее время в приемниках в основном используются три
вида автотрансформаторных схем:

-	простая;

-	двойная;

-	схема с последовательным включением индуктивности.

В первых двух схемах автотрансформаторное подключение ан-
тенны осуществляется к индуктивной, а в третьей - к емкостной
ветви контура.

Простая автотрансформаторная схема (рис. 4.6). В этой схе-
ме в качестве частотно-избирательной системы также использует-
ся 1_С контур. Перестройка осуществляется изменением емкости
или индуктивности. Антенна или фидер подключаются к части вит-
ков. Обозначим эту часть через Ц. Эта схема используется в НЧ,
СЧ, ВЧ диапазонах. Коэффициент трансформации < 1. Причем
Рт стремятся брать вблизи согласующего значения или из условия
уменьшения коэффициента шума:

где и/ и щ - число витков в катушке индуктивности и ее части.

Включение со стороны входа первого каскада полное, т.е. ко-
эффициент трансформации

При этом входная активная проводимость и входная емкость
первого каскада приемника полностью подключаются к контуру, т.е.
влияние входа первого каскада - максимально возможное. Это не-
достаток, особенно при использовании биполярных транзисторов.

Рис. 4.6. Схема входного устройства с простой автотрансформаторной
связью

6-6538
Поэтому чаще используется двойная автотрансформаторная
схема.

Двойная автотрансформаторная схема (рис. 4.7). Коэффи-
циент трансформации выбирают из условия уменьшения влия-
ния емкости и индуктивности антенны (т.е.	< 1). С целью умень-

шения вносимых в контур входных активной и емкостной проводи-
мостей используется неполное подключение входа первого каска-
да к контуру, т.е. коэффициент р2 выбирают также меньшим 1. Не-
полная связь контура с первым каскадом может быть реализована
в виде автотрансформаторной, трансформаторной схем или путем
связи через емкостный делитель.

Таким образом, в простой и двойной автотрансформаторной
схемах необходимые коэффициенты трансформации обеспечива-
ются отводами от определенной части витков катушки индуктивно-
сти 1.. При этом коэффициенты трансформации р} и р2 можно оп-
ределить из соотношений:

(Л ИЛ|	(7 4 1//2	1111

р1 = — = —	р2 = — « —, так как = <73-

1/2 и/2	и/

Общий коэффициент трансформации входного устройства:

п	~

"в*	11	1

Щ IV 2

где IV, , и/2 - число витков в катушке индуктивности и ее частях.

Необходимая степень связи с антенной осуществляется подбо-
ром отношения и и/2.

Схема с последовательным включением индуктивности.
В этой схеме двойная трансформация производится в емкостной
ветви контура (рис. 4.8).

Рис. 4.7. Схема входного устройства с двойной автотрансформаторной
связью
Рис. 4.8. Схема входного устройства с последовательным включением
индуктивности

Это обусловлено тем, что на частотах выше 200...300 МГц ин-
дуктивность обращается в один виток и отводы реализовать прак-
тически невозможно. Поэтому автотрансформация производится
именно в емкостной ветви.

Представим эту схему так (рис.4.9). Из схемы видно, что антен-
на подключается к конденсатору С,, а подводимое к входу первого
каскада напряжение снимается с конденсатора Сг- Величины емко-
стей Су и С2 учитывают паразитные емкости, вносимые соответст-
венно со стороны антенны и входа первого каскада. Емкостная
ветвь контура состоит из последовательно соединенных емкостей
Су и С2 и параллельно им подключенной паразитной емкости Су
катушки индуктивности. Общая емкость контура:

г - г' + С1С2 _ СуСг

С1 + С2 С1 + С2

где С1 = С1к + РуСа;

С2 = Сгк "* (См2 *" Сех Сп)+ Р2Свх 

Коэффициенты трансформации (если пренебречь относительно
малой емкостью СД:

Вход

।—

Выход ^4

Рис. 4.9. Эквивалентная схема входного устройства с последовательным
включением индуктивности
Ц,_У*Су_Сэ_	с2

и	и2 1/1гсэ	Су+с2'

_Щ_УууС2	сз	Су

Рг	и3 1/и/сэ	с2	Су + с2'

Общий коэффициент трансформации во входном устройстве,
если потери собственно в контуре малы по сравнению с вносимы-
ми, имеет значение:

п -Уа. -	- Сг

Ц Рг ^1

Очевидно, что в этой схеме выбором емкостей Су и С2 можно
получить необходимые коэффициенты трансформации и в СВЧ
диапазоне. Выбором емкостей производится согласование на вхо-
де (ру = рус), а выбором р2 реализуется оптимальное включение
входа первого каскада.

Для резонансного коэффициента передачи в автотрансформа-
торных схемах можно записать:

к =	= Р'Р^а	(4.1)

вх° 6Э 6Э

где <Эа - активная проводимость антенны; (Ээ - результирующая
проводимость контура.

Результирующее затухание контура:

^э ~ Рэ Сэ ~ Рэ (₽1	^рез Рг^вх) >

где

„	1	1 .	„	1 1 .	„ 1

6а = —-	или	—,	С„ез	= —— = —-—,	6ВХ = ——.

Рф	^рез Рэ^рез	^вх

Проследим характер изменения /<вх0 от частоты То. Для этого вы-
ражение (4.1) представим в виде:

К _ РлРг^а _ п п РэОэ _ о п ^э I ^-з
вх° 6Э Р'Рг Яа Р'Рг Наусз ‘

В автотрансформаторных схемах коэффициенты трансформа-
ции ру и р2 практически не зависят от частоты. Если предположить,
Рис. 4.10. Изменение резонансного коэффициента передачи в диапазоне
частот

что в пределах поддиапазона несущественно изменяются доброт-
ность и сопротивление антенны, т.е. Оэ, Яа = сопз1, тогда при пере-
стройке входного устройства с помощью конденсатора переменной
емкости С коэффициент передачи Квк0 растет с увеличением час-
тоты /0 (рис. 4.10).

Достоинства автотрансформаторных схем:

-	более просты в изготовлении и настройке.

Недостатки простой и двойной автотрансформаторной схем:

-	невозможность реализовать малые коэффициенты трансфор-
маций, особенно с антеннами или фидерами, имеющими малое
волновое сопротивление;

-	при перестройке контура конденсатором переменной емкости
можно получить только возрастающий характер зависимости Квх0
от частоты 4>-

4.2. Многоконтурные входные устройства

Сложные избирательные системы на входе приемника использу-
ются в том случае, если ко входному устройству предъявляются по-
вышенные требования селекции помех до входа первого нелинейно-
го элемента приемника. Эти требования выражаются в необходимо-
сти получения относительно узкой полосы пропускания при малом
коэффициенте прямоугольности. Выполнение поставленных требо-
ваний возможно, если в качестве избирательной системы во вход-
ном устройстве использовать систему из двух и более связанных
резонансных контуров или многозвенный полосовой фильтр.

Связанные резонансные системы, содержащие два, три и
более резонансных контуров, применяются во входных устройст-
вах приемников, перестраиваемых в диапазоне частот, если к ним
предъявляются повышенные требования избирательности до вхо-
да первого каскада. Необходимо иметь в виду, что повышение из-
бирательности в таких системах достигается за счет уменьшения
коэффициента передачи и, следовательно, увеличения коэффици-
ента шума и ухудшения чувствительности приемника. По конструк-
ции многоконтурное входное устройство сложнее одноконтурного
главным образом за счет использования двух, трех и более кон-
денсаторов переменной емкости или переменных индуктивностей.
Поэтому во входных устройствах, перестраиваемых в диапазоне
частот, число используемых контуров невелико - не превышает
двух-трех.

Многозвенные полосовые фильтры на входе применяются в
приемниках, работающих на одной или нескольких фиксированных
частотах, а также в сложных профессиональных приемниках, диа-
пазон которых перекрывается набором полосовых фильтров. При
работе на фиксированных частотах переключаются элементы
фильтра или на каждой частоте подключается свой фильтр. При
работе в диапазоне частот, как правило, используются непере-
страиваемые фильтры с полосой пропускания, равной ширине под-
диапазона.

При использовании двухконтурного входного устройства изби-
рательная система состоит из двух параллельных контуров, связь
между которыми может быть трансформаторной (рис. 4.11,а), внут-
риемкостной (рис. 4.11,6) и внешнеемкостной (рис. 4.11,в). Воз-
можна также комбинированная связь - индуктивная в сочетании с
внешнеемкостной, индуктивная с внутриемкостной и сочетание
внешнеемкостной и внутриемкостной связей. Комбинированная
связь используется в перестраиваемых в диапазоне частот прием-
никах для получения мало изменяющихся по диапазону коэффи-
циента передачи и избирательности.

Первый контур избирательной системы трансформаторно, авто-
трансформаторно или с помощью емкостной связи соединяется с
антенной или антенным фидером, а второй контур полностью или с
помощью трансформаторной, автотрансформаторной связи или
связи через емкостной делитель соединяется с входом первого
каскада приемника. С учетом этого параметры контуров можно
представить следующим образом.

Емкости:

Сэ1 = Сч + Спост1 + С а »
Рис. 4.11. Избирательные системы двухконтурного входного устройства
при различных видах связи между контурами:

а - трансформаторной; б- внутриемкостной; в - внешнеемкостной

где

Спост1 = Сс| + См1

Сэ2 = С2 + Спост2 + Свх »

где

Спост2 = С/.2 + См2 •

Проводимости и затухания:

6э1 = 6рез1 + 6а» СУэ1 = Рэ1 ®э1 ’

6э2 = 6рез2 + бвх» дэ2 = Рэ2^э2 ’

Связь между контурами оценивается коэффициентом связи

X	к

ксв =	и параметром связи т| = -у —  (величина Хсв - со-

\Рэ1Рэ2	удэ^С1э2

противление связи, значение которого зависит от вида связи).
Коэффициент связи соответственно при неидентичных и иден-
тичных контурах равен:

в случае трансформаторной связи

о)М _ М	_ М .

ксв ~ I	~ I - ’ ксв ~ ~ ’

у 1—эЛ 1-э2	1~э

при использовании внутриемкостной связи

1

,	_ СОСсв _ у/Сэ! Сэ2 .	,	_ Сэ .

Лев “ I-------- ~	’ Ксв ~	’

1	1 Сса	Сса

У шСэ1 С0Сэ2

при применении внешнеемкостной связи

_ __________Сев________ _ Сев .	_ ^св

>/(Ссв "* Сэ1)+ (Сев + Сэг) 'УСэ1Сэ2	Сз

Так как необходимая величина к^ обычно мала, то при внешне-
емкостной связи Ссв < Сэ. Если же для выполнения указанного не-
равенства необходимо иметь настолько малую емкость Ссв, что ее
нельзя физически реализовать, то используется неполное подклю-
чение Ссв к первому и второму контурам с коэффициентом транс-

0

формации рк<1. В этом случае ксв = Рк1Рк2~~ и Ссв можно увели-
Сэ

чить до физически реализуемого значения.

Практически имеют место два случая работы входного устрой-
ства:

-	оба контура совершенно одинаковы, т.е. обладают одинако-
выми результирующими затуханиями = дз2 =	. что имеет ме-

сто в том случае, если параметры первого контура при подключе-
нии антенны, а второго - под влиянием входа первого каскада из-
меняются примерно одинаково;

-	оба контура имеют различные результирующие затухания, т.е.
с/Э1 * с1з2, что может быть в том случае, если первый контур сильно
шунтируется со стороны антенно-фидерной системы, а влияние
входа первого каскада на затухание второго контура невелико.

Подробный анализ соотношений для двухконтурной избира-
тельной системы при идентичных контурах дает возможность по-
лучить приводимые ниже основные результаты.

Модуль коэффициента передачи избирательной системы имеет
вид [5]:

Кизб = -------=====	„ . 6э1	.	(4.2)

7о4 + 2а2(1-т]2)+(1 + П2Г ^еэ1<3э2

гдест = 8/<уэ - обобщенная расстройка; 8 - относительная рас-
стройка.

При параметре связи г| < 1 все слагаемые подкоренного выра-
жения в знаменателе положительны и с ростом о независимо от
знака знаменатель растет, а Кю5 падает. Следовательно, при л < 1
коэффициент передачи имеет один максимум при ст = 0, причем
максимальное значение коэффициента передачи

Кизбтах = ~	2 I —= 	(4-3)

1 + Л V (?э1 бЭ2

Характеристика избирательности в рассматриваемом случае
Л < 1 определяется выражением:

О =	= —!^А/ст4 + 2а2(1-т12)+(1 + Л2Г •

Кизб 1 + т|

При критической связи между контурами л = — = 1. характери-
С/э

стика избирательности выражается в виде

0=17777.

Форма кривой избирательности при критической связи наиболее
благоприятна: минимум имеет наиболее широкую уплощенную
часть при достаточно хорошем значении коэффициента прямо-
угольное™ (порядка 3,2).

При параметре связи л > 1 в выражении (4.2) второе слагаемое
в подкоренном выражении отрицательно при любом знаке ст и с
увеличением расстройки знаменатель вначале уменьшается, а за-
тем растет. В соответствии с этим Киз6 с увеличением расстройки ст
сначала растет, а затем падает. Следовательно, при л > 1 величи-
на КИЗб имеет два максимума: при О12 = ±7т)2-1 • Кривая избира-
тельности в рассматриваемом случае определяется следующим
образом:

О = ^о4 + 2ст2(1-т12)+(1+П2Г

и имеет два минимума.

Кривые избирательности для случаев т|<1,т] = 1,т]>1 показа-
ны на рис. 4.12.

Коэффициент передачи двухконтурного входного устройства
можно определить с учетом значения коэффициента передачи из-
бирательной системы, рассмотренного выше:

К - р2 Уа -

*'вх ~~	• А изб “

Р1 Уа + Ун

Р'Р2Уа
Р.2уа+У^

Кизб “

РуР2Уа

Гэ1

Кизб >

где р, и рг - коэффициенты трансформации соответственно со
стороны антенно-фидерной системы и входа первого каскада при-

Рис. 4.12. Характеристики избирательности двухконтурного
входного устройства
1
емника; =	~ проводимость нагрузки, пересчитанная к ан-

2

тенне как источнику сигнала; уэ1 = р, уа + у^ - результирующая
проводимость первого контура.

Коэффициент передачи двухконтурного входного устройства на
резонансной частоте

к РтРгка!	..

''вхО _ АизбО	\4.4)

6э1

и, принимая во внимание значение /<избо = ^избтах в формуле (4.3):

к _ 1 Р1Р2Н

1 + Л д/ С?Э1 С?Э2

Иногда в приемнике используется входное устройство с тремя и
более контурами. Связь между контурами может быть трансфор-
маторной, внешнеемкостной, внутриемкостной или комбинирован-
ной. Выбор вида связи определяется как требованиями равномер-
ности коэффициента передачи по диапазону, так и удобствами ее
конструктивной реализации. Вид и глубина связи первого контура с
антенной и последнего контура со входом первого каскада опреде-
ляется условиями согласования и уменьшения влияния соответст-
вующих элементов на параметры контуров. Проводя анализ много-
контурных схем аналогично с анализом двухконтурного фильтра,
можно получить результаты, сведенные в табл. 4.1.

Из таблицы следует, что избирательность тем лучше, чем
больше контуров во входном устройстве. В частности, коэффици-
ент прямоугольности /<п10 = гУ?0 . Вместе с тем, коэффициент пе-
редачи уменьшается примерно обратно пропорционально числу

1

контуров Квх(л)=-Явх(1)-

При использовании во входном устройстве приемника много-
звенных полосовых фильтров, неперестраиваемых в диапазоне
частот (рис.4.13), необходимо согласование антенны как источника
сигнала с входными параметрами фильтра.

Это согласование осуществляется выбором коэффициента
трансформации ръ Со стороны своего выхода фильтр должен быть
нагружен на характеристическую проводимость С?х. Так как входная
проводимость первого каскада приемника <3ВХ обычно отличается
Основные характеристики избирательных систем

Тип схемы	Коэффициент передачи		Избирательность			
	Ч<1	П = 1	П<1	П = 1		
			Кривая избирательности	Кривая избирательности	К110	К1100
Одно- контур- ная	^вх(1)	^вх(1)		7а2 +1	10	100
Двух- контур- ная	1 + г|2 вхП?	^Лвх(1)	7°4+2°гп ^/л+п2)2  1 + т]	^7о4+1	3,16	10
Трех- контур- ная	П и  1 + 2Т]2 вхП)	^Квхп;	1 	7 х  1 + 2т|2	~7п6 - о4 +7о2 +3 3	2,14	4,64
			х^о6 -о4(4т)3 -3,)+о2(2т)4 + 2т)2 +3)+ 2т]2 + 1			

Гпава 4

Примечания:

1.	При анализе предполагалось, что все контуры идентичны по своим затуханиям и с одинаковой глубиной
связи соединены между собой.

2.	В таблице использованы следующие обозначения:

т| = ксв / с1э - параметр связи;

о = 8/ с1э — обобщенная расстройка;

Квх(1) - коэффициент передачи одноконтурного входного устройства, вычисляемый рассмотренными выше
способами.
Рис. 4.13. Вариант построения многоконтурного входного устройства
от характеристической, то между фильтром и входом каскада ста-
вится трансформатор сопротивлений, коэффициент трансформа-
ции которого р2 выбирается из учета трансформации проводимости
Свх в проводимость (Зх.

Коэффициент передачи и характеристика избирательности по-
лосового фильтра могут быть рассчитаны методами теории цепей.

В современных радиоприемных устройствах находят примене-
ние входные устройства различных типов - от простейших одно-
контурных ВхУ до сложных многозвенных полосовых фильтров. Их
выбор в значительной степени определяется требованиями,
предъявляемыми к РПУ по обеспечению чувствительности и изби-
рательности.

Однако следует отметить, что не существует четкой границы,
разделяющей приемники с высокой и низкой чувствительностью,
также как не существует такой границы и по избирательности. По-
этому обеспечение заданных требований может достигаться раз-
ными способами:

-	если более жесткими оказываются требования по чувствитель-
ности, то, как правило, выбирается одноконтурное ВхУ, а в УВЧ исполь-
зуются усилительные приборы и схемы их включения, обеспечиваю-
щие минимальный коэффициент шума (т.е. лучшую чувствительность);

- если определяющими оказываются требования по многосиг-
нальной избирательности, то может оказаться целесообразным
использование двухконтурного входного устройства, а при выборе
усилительных приборов следует обратить особое внимание на па-
раметр нелинейности усилительного прибора 5/5". Однако в лю-
бом случае стремятся сделать структуру преселектора как можно
проще. При этом применение полосовых фильтров в качестве
входного устройства с широкополосным УВЧ позволяет значитель-
но упростить преселектор и систему его перестройки.
Глава 5

КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА РАДИОПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА

Чувствительность приемника - способность принимать слабые
сигналы - в значительной мере определяется собственными шу-
мами радиоприемника. При этом вклад различных элементов схе-
мы в суммарные выходные шумы приемника зависит как от шумо-
вых свойств элементов, места их включения, так и распределения
усиления и избирательности в радиотракте.

Целью представленного материала является анализ основных
шумов в приемнике, определение степени влияния элементов и
структуры трактов РПУ на стандартную чувствительность приемника.

Основными источниками шумов в РПУ являются:

-	тепловые шумы резистивности - возникают вследствие хаоти-
ческого движения электрически заряженных частиц проводящего
вещества (резистивности), что создает случайные электрические
колебания, затрудняющие различимость полезного сигнала, пере-
даваемого через резистивность;

-	шумы параллельного контура - причиной служит комплексный
характер сопротивления (проводимости) контура, которое зависит
от частоты настройки;

-	шумы электронных ламп - возникают вследствие непостоян-
ства эмиссии катода, а также обуславливаются входным сопротив-
лением лампы;

-	шумы транзисторов - являются следствием тепловых шумов
распределенных активных сопротивлений базы и коллектора,
флуктуации эмиттерного и коллекторного токов (дробовые шумы),
а также перераспределения токов между электродами транзистора
(шумы перераспределения);

-	шумы антенны - на выходе приемной антенны действуют теп-
ловые шумы сопротивления потерь антенны и шумы, возникающие
в ней вследствие приема шумовых излучений окружающей среды:
атмосферы, космоса, Земли и других источников.

Шумовые свойства отдельных трактов и радиоприемника в це-
лом можно охарактеризовать понятием «коэффициент шума» Л/,
Рис. 5.1. Сигнальный тракт РПУ как система шумящих четырехполюсников
которое отражает шумовые свойства четырехполюсников.

Коэффициент шума линейного тракта приемника может быть
определен, если представить его в виде системы шумящих четы-
рехполюсников (рис. 5.1).Определив коэффициенты шума каждого
четырехполюсника, можно оценить шумовые параметры РПУ в це-
лом, а также определить степень влияния каждого из каскадов
приемника на общий коэффициент шума.

5.1.	Коэффициент шума входного устройства
и первого каскада усиления

Под коэффициентом шума понимается число, показывающее,
во сколько раз ухудшается соотношение сигнал/шум по мощности
на выходе четырехполюсника по сравнению с его входом:

.. (Рс/Рш)а

_ 2_с-щ_/а_ .	/5 1 \

/РШ)4

Следует различать коэффициент шума собственно входного
устройства Л/ВхУ и коэффициент шума входного устройства и перво-
го каскада приемника (УВЧ), определяемый совместно - Л/. Поэто-
му сначала определим М обоих каскадов совместно как более об-
щий случай, а затем в качестве частного случая определим коэф-
фициент шума собственно входного устройства.

Несмотря на различие схем связи входного устройства с антен-
ной и входом первого каскада приемника, обобщенную эквива-
лентную схему можно представить в виде (рис.5.2).

Схема содержит антенну как источник сигнала с проводимостью
Уа, резонансную систему, представленную эквивалентной прово-
димостью V, первый каскад, представленный входной проводимо-
стью Увх.
Рис. 5.2. Обобщенная эквивалентная схема одноконтурного
входного устройства

Следовательно, при расчете коэффициента шума необходимо
учесть:

-	шумы антенны;

-	шумы собственно входного устройства;

-	шумы первого каскада УВЧ, пересчитанные на его вход.

Шумящая проводимость антенны, как источника сигнала, пере-
считанная на вход 1 -го каскада,

Г" -Ё-Г

«а ~ 2	’

Р2

Собственные шумы антенны характеризуются шумовым током,
пересчитанным ко входу первого каскада (формула Найквиста):

1ша = 4/сТДЕЭф(За,

где к = 1,38x10'23 [Дж/К] - постоянная Больцмана; ДГэф - эффек-
тивная (шумовая) полоса пропускания избирательной системы
(для многокаскадной схемы ДЕЭф = 1,1 △/>)•

Шумящая активная проводимость резонансного контура, если
ее пересчитать ко входу УВЧ,

р' _ ^рез

Р2

Она обуславливает появление шумового тока

4през

Электронный прибор УВЧ можно представить в виде двух ис-
точников шума:
-	источника шумового напряжения, характеризующего флуктуа-
ции тока ЭП (дробовый эффект):

Уш = 4/сТДЕэфЯш,

где Нш - сопротивление шума;

-	источника шумового тока, характеризующего входную прово-
димость ЭП:

/швх = 4/^вхПД/Ъфбвх ’

где ^х = Твх/Т - относительная шумовая температура входной про-
водимости, показывающая, во сколько раз шумы реальной входной
проводимости больше шумов соответствующего им омического
сопротивления.

Величины Нш и 7ВХ приводятся в справочной литературе или рас-
считываются по соответствующим формулам.

Исходя из всего вышесказанного, эквивалентная шумовая схема, в
которой все источники шумов пересчитываются ко входу первого уси-
лительного элемента, будет выглядить следующим образом (рис. 5.3).

Таким образом, проводимости СЭ"а, Срез, <ЭВх являются соответст-
венно источниками шумов /ща, /щрез, /швх > а усилительный прибор -
источником шумов 1/ш.

Коэффициент шума этой системы в соответствии с определе-
нием равен [см. формулу (5.1)]:

щ = (^с /^ш)а

(Рс/РшК

Шумы антенны

Шумы колебательного
контура

Шумы усилительного
прибора

Рис. 5.3. Эквивалентная шумовая схема входного устройства
Отношение сигнал/шум на входе (Рс/Рш)а обусловлено характе-
ристиками антенны. В частности, номинальные мощности антенны
как источника сигналов и источника шумов равны

р	р

Р — а • р — ша
са 4(Эа' ша 46?/

Тогда

Г Р "I	/"2 46" Г2

~с _ 'а . ^'-да _ *а___________

\ Ш / д	4^^д 4ва	4кТДЕэф6а

(5.2)

Отношение сигнал/шум на выходе можно определить следую-
щим образом:

, __2_.

• >
46э

3	_

ш4 “	4

Общее напряжение шумов на зажимах 4-4' определяется вы-
ражением:

/’2

/ /2 _ 'шэ . //2

иш4 “ ^^2 +

В этом выражении результирующая проводимость шумящих ис-
точников

~	+ ^рез + ^вх = 2 (Р1 ^а + ^рез + Р2^вх ) =	*

Р2	Р2

а результирующий шумовой ток

^шэ = 41/а + 4ирез + 4ивх 4/г7Д/^ф[6а + Срез + ^вхарх] •

Используя величину 6'э [см. формулу (3.3)], упростим выраже-
ние

/^э = 4^7’Д^эф(еа + ерез + (?вх ~ 1)<ЭВх1 = 4ЛТД^ф[(^ + (/вх - 1)6ВХ].

Учитывая значения 6'э, /гшэ, 1)гш, получим общее напряжение
шумов на выходе схемы
= 4^эФ °э + (Ч~— + яш .
к

Выражение, стоящее в квадратных скобках, является результи-
рующим сопротивлением шума входного устройства и первого кас-
када:

^э=Л+(Гвх~^х+Цц-	(5.3)

Три составляющих этого выражения характеризуют шумовые
свойства следующих трех источников:

- собственно входного устройства, шумовые свойства которого
определяются сопротивлением, пересчитанным ко входу первого
каскада, т.е. величиной

-^ = РгЧ;	(5-4)

- входа первого каскада, шумовые свойства которого опреде-
ляются шумами во входном сопротивлении ЭП

([ •

Мвх ') ^2 '

- усилительного прибора, шумовые свойства которого опреде-
ляются сопротивлением шума Е?ш.

Если оценивать шумовые свойства собственно входного уст-
ройства как пассивной цепи, достаточно ограничиться учетом толь-
ко первого источника (5.4).

Теперь определим отношение сигнал/шум на выходе схемы:

<"2	1/2 /5'	1

рс4 =	; РШ4 =	=^-[4тЕэфяшэ]бэ.

Тогда

ЕЙ =_Ц_______1	_	1а2

-РшЛ 4<3э 1[4кТДГэфЯшэ]6э 4/с7ЛрэфЕ?шэОэ2

Следовательно, учитывая (5.2) и (5.5), получим
Н_(Рс'Рщ)а 1а2 [4кТДГэфЯшэ]6э2 _ ЯШЭ6Э2 п Сэ

(Рс!РшЪ 4кТ^Рэф6а /а2	в'д ШЭКрвх

Подставим в полученное выражение значение результирующего
сопротивления шума (5.3):

Л' = -^- + ^^ + 7?<3^-	<56>

Крех

Если проанализировать это выражение только для входного
устройства, т.е. учесть, что (вх= 1 и Нш = 0, то получим

^вхУ —

1

^рвх

(5.7)

Вывод: Коэффициент шума собственно входного устройства,
представляющего собой пассивный четырехполюсник, обратно
пропорционален коэффициенту передачи по мощности. Для
уменьшения коэффициента шума ВхУ следует стремиться к увели-
чению коэффициента передачи по мощности во входных цепях
приемника.

Используя понятие коэффициента рассогласования а, выраже-
ние (5.6) можно преобразовать к виду:

*, ч 1 и (Лх-1Ах
д/ = 1+	1 + 1-52—2-ВХ.

а2 вн

Г1 + а2У
+4ЫН

где С?н =	+ бвх ~ пересчитанная ко входу первого каскада про-

Рг

водимость нагрузки.

Таким образом, увеличение коэффициента шума по сравнению
с единицей зависит от связи с антенной, оцениваемой коэффици-
ентом рассогласования а.

Характер этой зависимости представлен на рис. 5.4.

Выделяют три основных режима работы.

1.	Режим согласования по мощности - на входе приемника осу-
ществляется согласование, т.е. коэффициент трансформации р,
берется равным согласующему значению р^р^ (а = 1) (точка 1).
Следовательно, коэффициент шума примет значение
Рис. 5.4. Зависимость коэффициентов передачи и шума
от связи с антенной

Л/ = 2 + 1!вх 0^х. + 4 Д
6,	ш м

н

В области относительно высоких частот, когда
6рез « 6ВХ, <3Н = Овх, коэффициент шума

Л/ = 2 + (,вх-1) + 4НиД.

Таким образом, для уменьшения коэффициента шума необхо-
димо выбирать электронные приборы с возможно меньшими зна-
чениями Гвх и Яш/Явх.

2.	Режим оптимального согласования по шумам - коэффициент
рассогласования также выбирается а = 1, но контур входного уст-
ройства присоединяется ко входу первого каскада не произвольно,
а определенным выбором коэффициента трансформации р2 = Ргот
с целью уменьшения коэффициента шума.

3.	Режим оптимального рассогласования по шумам - выбирает-
ся ру * рус, но находится такое его значение Р1ОПТ (величина аопт),
при котором коэффициент шума имеет минимально возможное
значение Л/ = Л/т|П.

Следовательно, уменьшение коэффициента шума при а > 1 дос-
тигается за счет уменьшения влияния шумов резонансного контура и
входа каскада. При небольших отходах от режима согласования
шумы уменьшаются быстрее сигнала, в результате чего коэффици-
ент шума падает. Необходимо заметить, что при большом отходе от
режима согласования уровень сигнала начинает падать быстрее
шумов и коэффициент шума опять начинает расти. Отсюда следует,
что существует некоторое оптимальное значение связи с антенной,
при котором коэффициент шума принимает минимальное значение.

В ряде случаев шумовые свойства электронных приборов ха-
рактеризуются не источниками шумов с/щИ /щВХ (или соответст-
венно сопротивлением шума и относительной шумовой темпе-
ратурой входной проводимости 1ВХ), а коэффициентом шума Л/,,
температурой шума Тш или относительной температурой шума

~ Тщ/Т .(где Г-температура окружающей среды).

В указанных случаях должны учитываться отдельно коэффици-
енты шума входного устройства (5.7) и первого каскада приемника.

При этом, коэффициент шума первого каскада приемника (УВЧ)
является паспортной величиной или определяется по известным
величинам Тш или следующим образом. Из определения коэф-
фициента шума:

ду _ Ршвых _ Ршвыхс + Ршвыхсоб

КрРшс	Ршвыхс

или

.. Ршвхс "* Ршвхсоб н , Тш

=--------------= 1 +— = 1 + гш •

' швхс	'

Выводы: Если оценивать шумовые свойства ВхУ как пассивной
цепи, то достаточно ограничиться учетом отношения О'3/О"а.

Так как 6'э > О"а , то следовательно всегда Л/ > 1.

Для снижения коэффициентов шума входного устройства и пер-
вого каскада приемника необходимо:

-	выбирать электронные приборы с возможно меньшими зна-
чениями относительной температуры шума /вх и сопротивления
шума Яш;

-	выбирать соответствующие коэффициенты трансформации р-\
и рг, характеризующие связь АФС с ВхУ и первым каскадом.

5.2. Коэффициент шума радиоприемного устройства

При определении качественных показателей РПУ было отмече-
но, что чувствительность приемников зависит как от уровня собст-
венных шумов, так и от усиления приемника. Причем каждый из
каскадов усиления вносит свой определенный вклад в общий ко-
эффициент шума РПУ.
Рис. 5.5. Структурная схема последовательности шумящих каскадов

Структурная схема шумящего многокаскадного усилителя изо-
бражена на рис. 5.5.

Определим общий коэффициент шума Л/Общ этого многокаскад-
ного усилителя при известных величинах коэффициента шума Л/п,
коэффициента усиления по мощности Крп, эффективной шумовой
полосы ДРэфп каждого из п каскадов в предположении линейности
всей системы в целом (т.е. для линейного тракта приемника).

Под коэффициентом шума л-каскадной схемы, как и одного кас-
када, понимается отношение суммарной мощности шума на выхо-
де Рш вых. обусловленной шумами от источника сигнала и всех по-
следующих каскадов, к мощности шумов только источника сигнала,
усиленных в данной системе, Ршс Кробщ. т.е.

%бщ = рР7'х •	(5-8)

' ШС Кробщ

Учитывая, что мощность шумов на выходе системы можно пред-
ставить в виде суммы шумов источника сигналов (РшсРробщ). уси-
ленных в данной схеме, и собственных шумов этой же последова-
тельности каскадов, выражение (5.8) примет вид:

.. ^шс^робщ + ^шсоб.общ , ^шсоб.общ	/с пч

^общ  ---------------------= 1 + Б-/7----'	(5-9>

* шсА робщ	' шсА робщ

гДе РШс=/г7’0ДРэфф общ - мощность шума согласованного источника
сигнала Ес (т.е. для которого внутреннее сопротивление источника

п

равно входному сопротивлению первого каскада); Кробщ =	”

/=1

общий коэффициент усиления схемы по мощности; ДРэффобщ - общая
эффективная шумовая полоса, формируемая всеми п каскадами.
Мощность собственных шумов РШСОб общ на выходе л-каскадного
усилителя определяется из выражения:

соб общ. ~ ^ШС Рробщ (^общ ~ 1) •	(5.10)

Мощность собственных шумов /-го каскада при известном ко-
эффициенте шума Л/, определяется выражением

соб / =	/(^/”^) •	(5.11)

Этот /-й каскад вкладывает в суммарный выходной шум мощ-
ность

п

Рщ вых / = ^оАРэфф./_п(Л// ~~ 1^Р/ ’
/='

где ЛГЭфф/-п- эффективная шумовая полоса, формируемая с /-го по
л-й каскад.

Учитывая, что общая эффективная шумовая полоса приемника
определяется узкополосными последними каскадами, можно счи-
тать, что

АРэфф /-Л = Арэффобщ.

Из выражения (5.11) видно, что чем ближе ко входу приемника
находится каскад, тем больше вклад его шумов в суммарный вы-
ходной шум (его будут усиливать большее количество последующих
каскадов). С учетом этого суммарные собственные шумы равны:

п	п	п

^шсоб общ ~ Рщвых/ ~ ^^О^^Ъфф.ооб -1)1К>	(5.12)

/=1	/=1	/=/

После подстановки (5.12) в (5.9) получаем:

Л/«

' уобщ

общ 2^ (М, 1 )]Д Кр]

= 1 +---------------------------

п

А/^фф общ	К р!

Окончательно после раскрытия скобок и сокращений
Рис. 5.6. К определению коэффициента шума РПУ

..	.. Л/2-1	Л/3-1

Л/общ = ^1 +	---+ 77-

4-1
^р1^р2 ’ ’ ’ ^р/-1

(5.13)

.. Л/2 — 1	Л/3-1

= Л/, + —---+---=2----

/<Р1 Кр}Кр2

п

ГК
/=1

Примечание. Более наглядно можно представить вывод общего
коэффициента шума РПУ в графической форме (рис. 5.6). Для уп-
рощения вычислений предположим, что приемник состоит из трех
каскадов, имеющих коэффициенты передачи по мощности КрЪ Кр2,
КРз и уровень собственных шумов Ршсоб1, РШСоб2, Ршсобз-

Согласно определению коэффициента шума:

Рсвх Ршвых

Ршвх Рсвых
Полагаем, что входные мощности сигнала Рсвх и шума Ршвх за-
даны. Следовательно, для вычисления коэффициента шума необ-
ходимо определить лишь мощности сигнала Рсвых и шума Ршвых на
выходе схемы с учетом влияния всех каскадов.

Определим мощность сигнала на выходе схемы. Мощность сиг-
нала на выходе первого каскада определяется как

Рс1 = Рсвх Кр, •

Соответственно на выходе второго каскада получим

^с2 = ^с1 ^р2 ~ вх^р1 Кр2 >

а на выходе третьего

РсЗ = Рсвых = ^с2^рЗ ~ ^свх^р1^р2^3 •

При определении мощности шума на выходе схемы учтем, что
каждый каскад наряду с усилением входного шума вносит и свой
собственный, т.е. мощность шума на выходе первого каскада

Рш1 ~ Ршвх/^р1 + Ршсоб1 •

При этом первое слагаемое на выходе схемы можно предста-
вить как

Ршвых1 = Ршвх/^р1 Кр2КрЗ •

Мощность шума на выходе второго каскада

Рш2 = Рш1^р2 Ршсоб2 •

На выходе схемы получим

Ршвых2 = Р^Кр2КР3 •

Мощность шума на выходе третьего каскада

РшЗ = Рш2КрЗ + РшсобЗ •

Следовательно, мощность шума на выходе схемы можно пред-
ставить так:

Ршвых = РшвхКрчКр2КрЗ + РиГ\Кр2КрЗ + ^Ш2^рЗ + РшсобЗ •

Подставим полученные выражения в формулу для определения
коэффициента шума:

Рсвх РшвхКр.Кр2Крз + Рш1^рёКрЗ + РШ2^^шсобЗ

Л/ ---------------------------------------------

Ршвх	РсвхКр.Кр2КрЗ

После упрощения и преобразования получим (последним сла-
гаемым вследствие его малости можно пренебречь)

Л/ = 1 + Рш1

Ршвх К р1

Рш2 [ РшЗ

РшвхКруКР2 Ршвх/^р1 Кр2КрЗ

С учетом того, что

.. 4 Рш соб
Л/ = 1 +------,

Ршвх Кр

т.е.

Рш1 л, и Рш2 _ *, Ч

-------= Л/1“1, -----— = Л/2“1

Ршвх/^р1	РшвхАр2

и т.д., выражение преобразуется к виду

„ = 1+(д,,_1)+«^2+_№±1 + ... = „|+№^+ *г±+...

К„, Кр,Крг	Кр, Кр,Кр2

Таким образом, в итоге получили уже знакомое выражение для
определения коэффициента шума РПУ.

Вывод: Из анализа выражения (5.13) следует, что коэффициент
шума многокаскадной системы в первую очередь определяется
коэффициентом шума первого каскада. Каждый последующий кас-
кад влияет на общую величину коэффициента шума тем меньше,
чем дальше от входа он отстоит и чем большее усиление по мощ-
ности имеют предшествующие ему каскады.

Используя полученное выражение (5.13), нетрудно определить
коэффициент шума линейного тракта радиоприемного устройства.

Представим его в следующем виде (см. рис. 5.1).

Первые два каскада: антенный фидер и входное устройство -
пассивные четырехполюсники. Для них в соответствии с выраже-
нием (5.7) коэффициент шума обратно пропорционален коэффи-
циенту передачи по мощности. Следовательно, общий коэффици-
ент шума первых двух пассивных элементов приемника равен

-Л--1

л'ф+т^='7!-+	(5'14’

Арф Арф Арф АрфАрвх

Последний п-каскад - это усилитель тракта ОПЧ. Детекторы
включать в анализируемую схему нельзя, так как это нелинейные
устройства, и к ним не применим принцип суперпозиции, который
используется при выведении формулы общего коэффициента шума.

Коэффициент шума линейного тракта радиоприемного устрой-
ства в соответствии с (5.13):

Л/ =

1 уобщ

Л/вх-1 Л/,-1	Л/2 — 1	Л/--1

--------1-----------1-------------• •. +---------------------.

Крф КрфКрвх КрфКрвхКр] КрфКрвхКр!--- Кр(п -1)

А с учетом (5.14)

Л/ =

'"'общ

^рф^рвх

Л/2-1	Л/3—1	Л/п-1

^р1	^р1^р2	Кр-\Кр2 ''' К

(5.15)

Из этого выражения следует, что для уменьшения коэффициен-
та шума необходимо:

-	увеличивать коэффициент передачи по мощности фидера и
входного устройства, т.е. уменьшать затухание в этих каскадах;

-	уменьшать коэффициенты шума и увеличивать коэффициен-
ты передачи по мощности первых каскадов приемника, которыми
будут каскады УВЧ преселектора.

При непосредственном подключении антенны к входу радио-
приемника величина Крф = 1 и выражение (5.15) примет вид:

Л/ =

1 уобщ

1

^рвх

л, Л/2"1 Л/з-1

Л/ + —2---+----3---

Кр, крУкр2

4-1
^р1^р2 ‘ ‘ ‘ ^р(п-1) _

т.е. этим выражением определяется коэффициент шума собствен-
но радиоприемника.

Вывод: Коэффициент шума РПУ, при достаточно большом ко-
эффициенте передачи КрЪ определяется шумами входного устрой-
ства и первого каскада приемника, т.е.:
Л/^ =(1,1...12) Л/,,

где ЛА - коэффициент шума первого каскада.

Шумовые свойства четырехполюсника удобно оценивать с по-
мощью коэффициента шума.

Коэффициент шума многокаскадной схемы в первую очередь
определяется коэффициентом шума первого каскада.

Коэффициент шума радиоприемника, а, следовательно, и его
чувствительность, определяется главным образом входным уст-
ройством и первым каскадом приемника при условии, что коэффи-
циенты передачи по мощности первого и последующих каскадов
достаточно велики.
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ РАДИОПРИЕМНИКА

Чувствительность радиоприемного устройства есть мера его
способности по приему слабых сигналов и воспроизведению их с
достаточной силой и приемлемым качеством.

Количественно чувствительность оценивается наименьшей ве-
личиной электродвижущей силы Еа, мощности Ра или удельной
мощности V2 а в антенне, при которых обеспечиваются нормальные
значения напряжения или мощности на выходе и необходимое со-
отношение сигнал / шум (при заданных параметрах модуляции ра-
диосигнала). Невыполнение любого из этих условий не позволит
осуществить прием слабых сигналов.

Критерий точности воспроизведения сообщения зависит от вида
принимаемого сигнала.

При слуховом приеме телеграфных и телефонных сообщений
таким критерием обычно служит уровень сигнала на выходе при-
емника (С/с) и отношение сигнала к напряжению помехи (С/с/йп) так-
же на выходе приемника.

В общем случае напряжение помехи на выходе приемника зави-
сит как от его структуры и параметров каскадов, определяющих уро-
вень собственных шумов приемника, так и уровня внешних помех.

При автоматическом приеме дискретных сообщений для оценки
точности обычно используют вероятность воспроизведения «1»,
когда передавался «О» и наоборот.

Итак, чем меньше уровень сигнала в антенне необходим для
обеспечения заданных 11с и С/с/С/ш на выходе приемника, тем лучше
(выше) его чувствительность. Она в основном ограничивается дву-
мя факторами:

-	усилением приемника, т.е. необходимостью получения на его
выходе требуемого С/свых;

-	собственными шумами приемника, т.е. необходимостью полу-
чения требуемого отношения (С/с/С/Ш)ВЬ1Х 

Первое требование в современных профессиональных прием-
никах реализуется легко, поскольку в супергетеродине можно по-
___________Чувствительность радиоприемника_________________
лучить практически любой коэффициент усиления, поэтому основ-
ное внимание в дальнейшем уделим анализу с точки зрения обес-
печения заданного отношения сигнал / шум.

Необходимость этого при определении чувствительности обу-
словлена следующим. Если чувствительность определять только
как наименьшую ЭДС или мощность, требуемые для обеспечения
на выходе приемника заданного напряжения или мощности, то мо-
жет показаться, что, увеличивая усиление в приемнике, можно не-
ограниченно улучшать его чувствительность, делая его способным
принимать все более слабые сигналы. Однако бесконечно увели-
чивать усиление в радиотракте нельзя, поэтому чувствитель-
ность ограничена усилением.

Следовательно, для улучшения чувствительности необходимо
не только достаточное усиление, но и низкий уровень собственных
шумов. Для подтверждения этого рассмотрим прием сигнала при
воздействии помех. Если сигнал значительно превышает уровень
помех, то он достаточно легко воспроизводится, однако если уров-
ни сигнала и помехи соизмеримы, то сигнал может быть и не при-
нят. При этом увеличение усиления радиотракта уже не приведет к
увеличению чувствительности, поскольку будут одновременно уси-
ливаться и сигнал, и помеха. В этом случае наименьший уровень
сигнала, который может быть принят, определяется не усилением,
а уровнем помех. Следовательно, чувствительность ограничена
уровнем помех. Помехи в радиоприемнике бывают внешними и
внутренними. Если даже предположить, что внешние помехи от-
сутствуют, то на выходе приемника всегда присутствуют внутрен-
ние помехи, определяемые в основном его флуктуационными шу-
мами. Таким образом, предел чувствительности ограничивается
уровнем внутренних шумов. Чувствительность, ограниченная
внешними помехами, мало зависит от свойств приемника и факти-
чески определяется уровнем внешних помех. Внутренние шумы
зависят от свойств самого приемника, поэтому чувствительность,
ограниченная внутренними шумами, является параметром собст-
венно приемника.

Для характеристики приемников в зависимости от соотношения
сигнал / шум используются понятия реальной и стандартной, поро-
говой и конкретной чувствительности (рис.6.1).

Для их определения представим приемник в виде линейного
шумящего четырехполюсника, имеющего в своем составе линей-
ный тракт приемника, детектор и тракт низкой частоты (рис. 6.2),
т.е. предположим линейность тракта приема сигнала до детектора.
Рис.6.1. Виды чувствительности РПУ

Необходимые уточнения с учетом схем обработки сигналов бу-
дут сделаны в последующем при рассмотрении приема сигналов с
различными видами модуляции.

Под реальной (эффективной) чувствительностью будем пони-
мать способность приемника принимать слабые сигналы с задан-
ным качеством с учетом внешних помех. При определении реаль-
ной чувствительности учитываются собственные шумы антенны,
характеризуемые ее шумовой температурой Та, шумы, возникаю-
щие в антенном фидере и собственно в приемнике.

Если внешние помехи имеют стандартный уровень (уровень те-
пловых шумов при комнатной температуре), то говорят об инстру-
ментальной (стандартной) чувствительности.

И та, и другая чувствительности могут быть пороговой и кон-
кретной в зависимости от заданного соотношения сигнал/шум на
входе детектора.

Рис. 6.2. Радиоприемник как линейный шумящий четырехполюсник
Обозначим соотношение амплитуд напряжений сигнала и шума

а (	-	ГМ

через р = ——	, а мощностей - через у = —2-

\	/ вх д	\	/ вх д

Если Р =1, то говорят, что это пороговая чувствительность, если
р ф 1 - конкретная чувствительность.

Таким образом, численное значение чувствительности РПУ за-
висит от способа измерений и характеризуется двумя составляю-
щими:

-	по уровню внешних шумов - реальная или инструментальная,

-	и та и другая, по соотношению сигнал/шум - пороговая или
конкретная.

6.1.	Чувствительность радиоприемника в различных
единицах измерения

Чувствительность радиоприемника задается и измеряется в
единицах электродвижущей силы, единицах мощности или едини-
цах /с То, причем во всех этих случаях чувствительность может ха-
рактеризоваться в абсолютных или относительных значениях.

Чувствительность приемника в единицах мощности. Чувст-
вительность приемника в единицах мощности характеризуется
наименьшей мощностью сигнала в антенне Ра, при которой обес-
печиваются нормальные условия работы оконечного устройства -
нормальный уровень мощности и заданное соотношение мощности
сигнал / шум на выходе.

Известно, что мощность сигнала на выходе линейного тракта
приемника определяется как Рс вх д = РаКр общ Отсюда можно опре-
делить мощность Ра в антенне, т.е. чувствительность приемника,
Ра=РСвхд/^робщ- в свою очередь мощность сигнала на выходе ЛТП
связана с мощностью шума соотношением Рсвхд = РшвхдУ-

Рассчитаем мощность шумов на выходе линейного тракта при-
емника, если известны его коэффициент шума Л/общ, коэффициент
передачи по мощности Кробщ и эффективная шумовая полоса ЛРэф.

вх д “ ^швыха ^шсоб ’

ГД® ^швыха ~ ^ша ^робщ •

В этом выражении предполагается, что на вход приемника согла-
сованно включен эквивалент антенны, и шумы антенны обусловли-
ваются только шумами активного сопротивления антенны Па.
Мощность выходных шумов в антенне, как шумящем источнике
сигналов, представляется в виде:

^ивыха — ^Лз^^Ъф^робщ ’

(6.1)

При этом для однозначности оценки коэффициента шума за ис-
точник сигнала условно принимают генератор ЭДС, находящийся
при комнатной температуре То= 293 К (20°С).

Мощность собственных шумов приемника из (5.9)

Л/ с
'*общ

'шсоб

Р к

гшаЛхробщ

можно выразить через коэффициент шума приемника в виде:

Рщсоб ^ша^робщ(^общ 1)	^"^0^^ф(^общ 1)^робщ

(6.2)

Тогда суммарная мощность шумов на выходе ЛТП равна сумме
выражений (6.1) и (6.2):

^швхд ^Уо^^Ъф^робщ ^оДМЧбщ 1)^общ /сТ0ДЕэфЛ/общКробщ *

Требуемая мощность сигнала на выходе радиоприемника

РС ВХ Д = Рщ ВХ Д У = А/^фЛ/0бщКр общ У .

Отсюда мощность сигнала на входе (т.е. стандартная конкрет-
ная чувствительность РПУ):

Ра=-^- = ^оАРэфЧбщУ-
К робщ

При стандартной пороговой чувствительности мощности сигна-
ла и мощность шума на выходе ЛТП равны между собой, т.е. у = 1:

^апор ^УоД^ф^Уэбщ *

При подключении реальной антенны вместо эквивалента необ-
ходимо учесть шумы, которые могут наводиться внешними источ-
никами. Естественно, что шумы антенны возрастут. Увеличение
шумов антенны за счет внешних источников можно представить
некоторым увеличением шумовой температуры антенны То в 4 раз.
Тогда мощность шумов антенны

^ша —	— ^а^О^^Ъф »

где 1а=Та/Т0 - относительная температура шума антенны, пока-
зывающая, во сколько раз мощность шумов реальной антенны
превышает мощность шумов ее эквивалента, имеющего темпера-
туру окружающей среды.

Реальная конкретная чувствительность определяется анало-
гично и равна

Ра = кТ0ДРэф(Л/общ + 1а - 1)У •	(6.3)

Пороговая чувствительность, определяемая мощностью сигна-
ла в антенне

^апор = ^^О^^Ъф(^общ +	~	'

Выводы. Из приведенных выше соотношений следует, что чув-
ствительность в единицах мощности Ра измеряется в ваттах и при
одинаковых Л/Общ и у зависит от полосы пропускания ДГЭф приемни-
ка. Вследствие этого при оценке чувствительности приемника
в единицах мощности должна оговариваться полоса пропускания.

Значение чувствительности приемника в единицах мощности Ра
зависит от режима на входе приемника - согласования или рассо-
гласования.

Иногда чувствительность задается и измеряется в децибелах.
При этом она характеризуется относительным уровнем чувстви-
тельности Ра к некоторому исходному уровню Ро и определяется
как

Ра [дБ] = 101д^-
/о

Уровень Ро при этом оговаривается и обычно полагается рав-
ным 10’5 Вт.

Чувствительность приемника в единицах ЭДС. Чувствитель-
ность приемника в единицах электродвижущей силы оценивается
наименьшей величиной ЭДС сигнала в антенне Еа, обеспечиваю-
щей заданный уровень сигнала и необходимое соотношение сиг-
нал/шум на выходе.

Чувствительность линейного тракта приемника определяется
исходя из следующего.
Номинальная мощность сигнала в антенне, определяемая свой-
ствами антенны как источника ЭДС,

где Ра - активная составляющая сопротивления антенны.

Отсюда ЭДС в антенне при известной величине Ра выразится
в виде:

Еа = -\1^РаРа 

Если учесть значение реальной чувствительности в единицах
мощности Ра, приведенное в формуле (6.3), то реальная чувстви-
тельность приемника в единицах ЭДС с учетом шумов от внешних
источников

Еа = •^4кТ’0Д/^ф(Л/общ + ?а — 1)У/-?а-

При измерениях с эквивалентом антенны, т.е. без учета шумов
внешних источников (Га= 1) стандартная чувствительность

Еа ^4/сТф Д/^фЛ/а^щУ Ра-

(6.4)

Рассмотрим более подробно последнее соотношение, характе-
ризующее чувствительность при учете только собственных шумов.

Имея в виду, что при комнатной температуре кТ0= 4х10’21Вт/Гц =
= 4x10‘18 Вт/кГц, исчисляя эффективную шумовую полосу ДЕЭф
в килогерцах и сопротивление антенны Ра в килоомах, для чувстви-
тельности в микровольтах можно записать:

Еа ~ д	Ра •

(6.5)

где р = Л/у - превышение сигнала над шумом по напряжению на
входе детектора.

Полученное соотношение дает возможность оценить чувстви-
тельность приемника в единицах ЭДС лишь в том случае, если за-
даны полоса пропускания ДЕЭф и сопротивление антенны Ра. В этом
существенное неудобство способа задания чувствительности
в единицах ЭДС.

Иногда значение чувствительности задают в логарифмических
единицах, децибелах:

Еа = 201д^,
СО

где величину Ео , как правило, принимают равной 1 мкВ.

Выражение для реальной чувствительности часто записывают с
учетом конкретных видов принимаемых сигналов и методов прие-
ма, так как детектор как нелинейный элемент изменяет отношение
полезного сигнала к шуму на своем выходе по сравнению с таким
же отношением на входе.

В частности, для непрерывных сообщений и аналоговых видов
модуляции (например, для амплитудной модуляции) изменение
отношения сигнал/шум, осуществляемое детектором, можно харак-
теризовать величиной

= [_М

Увыхд р

\' ш )выхд

которая связана с аналогичной величиной на входе детектора со-
отношением увыхд = ШдМу, где П7дм - коэффициент амплитудной
модуляции.

С учетом этого выражение для чувствительности радиоприем-
ника, например, АМ сигналов можно записать в виде:

Еа[мкВ] =1. Д/ъф[кГц]Л/о6щ на[кОм]Ь^- =
8 V	тлм

/дГэф[кГц]Л/общ Я, [кОм]
оГПАМ

где

Рвыхд дрвыхд

Ш/ВЫХд

Следовательно, одним из важнейших направлений улучшения
чувствительности РПУ является снижение порогового отношения
сигнал/шум р за счет совершенствования методов модуляции и
демодуляции сигналов и разработки помехоустойчивых демодуля-
торов.
Чувствительность приемника в единицах удельной мощно-
сти. Для сравнения приемников, имеющих разную полосу
(в зависимости от вида принимаемого сигнала), удобно пользо-
ваться чувствительностью, измеренной в единицах удельной мощ-
ности (интенсивности).

Чувствительность приемника в единицах удельной мощности
представляет собой отношение мощности Ра к эффективной шумо-
вой полосе ДГэф.

Таким образом, чувствительность в единицах удельной мощно-
сти характеризует минимальную мощность сигнала в антенне, при-
ходящуюся на 1 Гц полосы пропускания (рис. 6.3), при которой на
выходе приемника обеспечиваются требуемый уровень сигнала и
заданное соотношение сигнал/шум:

Уа[Вт/Гц] = -^- = /сТ0Л/общу.

А РЭф

Если за единицу измерений взять величину кТ0 при комнатной
температуре окружающей среды кТ0 = 4x10’21 Вт/Гц, то реальная
чувствительность в единицах [кТ0] равна:

Уа[кТо^Т^ТГ = Л/°бщУ-	(6-6)

Аг эф К / о

При этом пороговая чувствительность (у =1), измеренная в еди-
ницах [кТ0], численно равна коэффициенту шума:

у|пор[кТо] = Л/Общ .	(6.7)

Из выражений (6.6) и (6.7) следует, что чувствительность при-
емника в единицах кТ0 численно равна коэффициенту шума при-
емника, умноженному на заданное превышение сигнала над шумом.

Рис.6.3. К определению удельной чувствительности РПУ
Пороговая чувствительность в единицах кТ0 прямо выражается
единицами коэффициента шума.

Таким образом, задание и измерение чувствительности в еди-
ницах кТ0 дает возможность наиболее кратко охарактеризовать
свойства приемника вне зависимости от полосы пропускания при-
емника и параметров антенны, сопоставить резко различные при-
емники, работающие от разных антенн.

6.2.	Выбор элементов и структуры радиотракта с точки
зрения обеспечения заданной чувствительности

Тракт принимаемой частоты является одним из основных узлов
приемника, определяющим его основные качественные показате-
ли, в том числе и чувствительность.

Для обеспечения наилучшей чувствительности необходимо,
чтобы все элементы радиоприемного устройства, в особенности
стоящие на входе, обладали возможно большими коэффициента-
ми передачи по мощности, возможно меньшими величинами ко-
эффициента шума и по возможности узкой полосой пропускания.
Вспомним формулу для вычисления общего коэффициента шума:

Л/ с

/уобщ

1

ЛрфЛрвх

Л/2-1	Л/3-1	Л/п-1

/V + _2---+ —з-----+ • • • +---2--------

. кр, кр,кр2 крУкр2-кр(п_,}

На основе ее анализа можно предъявить ряд требований к раз-
личным элементам тракта принимаемой частоты.

Выбор элементов и структуры антенно-фидерной системы.
Параметры АФС имеют важное значение для обеспечения приема
слабых сигналов.

Собственно антенна по отношению к приемнику выступает в ка-
честве источников сигнала и шума и при прочих равных условиях
должна отвечать следующим требованиям:

-	высокая направленность (высокий коэффициент направленно-
го действия) - уменьшает влияние внешних шумов;

-	постоянство входного сопротивления - позволяет лучше
обеспечить ее согласование с фидером и входом приемника. По-
стоянство согласования имеет значение не только с точки зрения
потерь энергии, но и возможных искажений сигнала при наложении
падающей и отраженной волн.

Антенный фидер должен поглощать собственно в фидере, на
стыках и в местах неоднородностей минимум энергии сигнала. На
стыках антенна - фидер и фидер - приемник наиболее целесооб-
разным является режим согласования во всем диапазоне частот
работы приемника.

Так как коэффициент передачи по мощности в фидере

К Рф = 10’₽/,

то увеличение коэффициента передачи мощности в фидере Крф
достигается выбором фидера с возможно меньшим затуханием на
единицу длины Р [дБ/м], уменьшением длины I [м] фидера и устра-
нением неоднородностей.

То же самое относится и к волноводным трактам в СВЧ диапа-
зоне. Каждое сочленение в волноводе, разъем коаксиального ка-
беля вносят дополнительное затухание 0,01.. .0,08 дБ.

В том случае, если необходимо реализовать высокую линейную
чувствительность при длинных фидерах, вносимое ими затухание
компенсируют применением ШАУ. В СВЧ диапазоне часто ВЧ тракт
радиоприемника размещают непосредственно на антенне.

Выбор элементов и структуры входного устройства. Вход-
ное устройство должно обладать возможно большим коэффициен-
том передачи по мощности Крвх и, следовательно, по возможности
малым коэффициентом шума Л/Вх = 1/Крвх-

Во входное устройство не следует вводить цепи с активными
потерями, по возможности надо использовать контуры с высокой
добротностью, со стороны антенны и входа первого каскада осу-
ществлять режимы согласования. Если от приемника требуется
высокая чувствительность, даже в ущерб другим параметрам, ис-
пользуют простейшие одноконтурные входные устройства.

В зависимости от ДРЧ в качестве входных устройств использу-
ются:

- ЬС контуры (0=50...100Д< 1 ГГц);

-коаксиальные резонаторы (О< 1000, /< 3 ГГц);

-объемные резонаторы (О< 10000, /< 10 ГГц);

-ЖИГ резонаторы.

Следует помнить, что коэффициент передачи входного устрой-
ства обратно пропорционален числу контуров:

Крвх(п) ~ —/<рВх(1) >

где п - число контуров; Крвх(1) - коэффициент передачи по мощно-
сти одного контура.
Т.е. увеличение числа контуров приведет к уменьшению Крвх,
а следовательно, и к пропорциональному увеличению коэффици-
ента шума входного устройства.

Выбор элементов и структуры усилительных каскадов ТСЧ.
Параметры первого каскада для чувствительности приемника
имеют определяющее значение. Первым каскадом должен быть
усилитель, а не преобразователь, так как последний имеет в
2...4 раза больший коэффициент шума, чем усилитель (при ис-
пользовании одного и того же электронного прибора). Это диктует
необходимость относить преобразователь возможно дальше от
входа.

Важное значение имеет выбор схемы включения усилительного
прибора - с общим катодом или общей сеткой, с общим эмиттером
или общей базой. По шумовым характеристикам лучшим является
комбинированное включение ОК-ОС, ОЭ-ОБ. Во всем тракте при-
нимаемой частоты должен быть реализован режим согласования.

Определяющими для величины коэффициента шума каскада
являются шумовые параметры усилительного прибора:

-	непосредственно коэффициент шума Л/ должен быть мини-
мальным;

-	отношение сопротивления шума к входному сопротивлению
Я1/Явх и относительная температура шума входа 1ВХ, а также иногда
задаваемая температура шума Тш - минимальны.

Для уменьшения влияния последующих каскадов на коэффици-
ент шума и, следовательно, на чувствительность приемника, важно
обеспечить большое усиление по мощности первым каскадом. Од-
нако при этом может возникнуть перегрузка последующих каска-
дов, поэтому /^увч выбирают так, чтобы коэффициент шума после-
дующих каскадов не превышал 10...20% от шумов первого.

Обозначив

_ Л/общ Л?1 < р 1 « р
>д°п	- . - . .

можно определить нижнюю границу для коэффициента усиления
по мощности первого каскада. Он должен быть не менее

(№-1)4-(Л^ 1)

М ^ДОП

+ ...
Отсюда следует критерий для выбора основных параметров
входных каскадов - необходимость выдержать неравенство

Кр1 Л/1 еД0П (Л/2 - 1) +	+ -

Г\р2

При = 0,1...0,2 чувствительность приемника можно вычислить
в предположении, что

Л/общ = (1,1-Х2)Л/1,

т.е. чувствительность в основном определяется шумами первого
каскада, а шумы за счет последующих каскадов увеличивают ко-
эффициент шума не более чем на 10...20%.

•••

Структура и параметры тракта принимаемой частоты оказывают
существенное влияние на чувствительность приемника. Достиже-
ние требуемой высокой чувствительности обеспечивается за счет:

-	уменьшения коэффициента шума РПУ;

-	использования элементов АФС и структуры входного устрой-
ства с большими коэффициентами передачи по мощности;

-	применения усилительных каскадов с малым коэффициентом
шума и значительным усилением по мощности (особенно для пер-
вого каскада).

Кроме того, одним из важнейших направлений улучшения чув-
ствительности РПУ является снижение порогового отношения сиг-
нал/шум Р за счет совершенствования методов модуляции и демо-
дуляции сигналов и разработки помехоустойчивых демодуляторов.
ОДНОСИГНАЛЬНАЯ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬ

Непрерывный рост числа источников излучения привел к воз-
никновению достаточно сложной проблемы - электромагнитной
совместимости радиоэлектронных средств. В решении этой про-
блемы важным направлением является повышение частотной из-
бирательности радиоприемников, в частности односигнальной из-
бирательности. Изучение факторов, определяющих подавление
побочных каналов приема в приемнике супергетеродинного типа,
методики оценивания зон ослабления избирательности дают воз-
можность выработать конкретные практические рекомендации по
выбору структуры тракта принимаемой частоты с точки зрения
обеспечения односигнальной избирательности.

7.1. Односигнальная избирательность приемника

Избирательность радиоприемника - мера его способности вы-
делять полезный сигнал из совокупности сигналов и помех, воз-
действующих на вход приемника. Она основана, в частности, на
различии частоты сигнала, на которую настраивается приемник, и
частот помех.

Односигнальная избирательность приемника - его селективные
свойства, определяемые при воздействии на вход колебаний од-
ной частоты с относительно малой амплитудой, которая характе-
ризует свойства приемника в области линейного режима работы.

Односигнальный метод оценки избирательности приемника
имеет ограниченные пределы применения, так как позволяет опре-
делить селективные свойства только в области линейного режима
работы приемника. С учетом указанных ограничений односигналь-
ным методом оценивают избирательность приемника по отноше-
нию к соседним и побочным каналам приема.

Количественно ОСИ оценивается характеристикой избиратель-
ности (кривой односигнальной избирательности), общий вид кото-
рой представлен на рис. 7.1.
Она представляет собой зависимость отношения О= Еа/ Еа0 от
частоты / воздействующего колебания при частоте настройки
/о = сопз1:

^ = ^777 или О(П = 201д-^-[дБ],
еао('о)	Еа0

где Еа = Еа(/) - чувствительность приемника на частоте К Е^ =
= Еао(/о) - чувствительность приемника на частоте настройки /0.

Чувствительность максимальна на частоте настройки /0 и ухуд-
шается по мере удаления частоты сигнала от частоты настройки,
т.е. по мере увеличения расстройки Д/ = \/ - . Поэтому величина
О(Д/) характеризует степень подавления помехи в зависимости от
ее расстройки относительно частоты настройки приемника /0 = (с.

Используя кривую ОСИ, можно численно установить величину
подавления помехи, расстроенной относительно частоты настройки:



ад)
ЕМ ’
Как и для любой избирательной системы, для РПУ могут зада-
ваться:

-	ширина полосы пропускания ДРп - это полоса частот, в преде-
лах которой частотные характеристики изменяются в допустимых
пределах (например, чувствительность приемника ухудшается не
более чем в 1,41 раза (О[дБ] = 3)).

-	ширина полосы мешания ДЕМ - полоса частот, вне которой
подавление не меньше заданного. Обычно она отсчитывается на
уровне СЫ 00 (40 дБ) или 0=1000 (60 дБ).

-	коэффициент прямоугольности кп=дрм/дрп характеризует
степень близости характеристики к идеальной прямоугольной.

Эти параметры характеризуют избирательные свойства РПУ
в областях частот, соседних с полосой пропускания, т.е. подавле-
ние соседних каналов приема.

Под соседними каналами приема (рис. 7.2) понимают полосы
частот, равные по ширине полосе пропускания приемника и при-
мыкающие к ней слева и справа. Избирательность приемника по
соседнему каналу есть величина

/-) _ ^аск

мск ~	’

са0

показывающая, во сколько раз ухудшается чувствительность при-
емника Еаск на частоте соседнего канала (при заданной рас-
стройке ДЕск) по отношению к чувствительности приемника Еа0 на
резонансной частоте /0.

Рис. 7.2. Соседние каналы приема
Нормы по ослаблению чувствительности по соседним каналам
приема определяются требованиями к качеству радиосвязи и за-
груженностью используемого спектра радиочастот. Техническими
условиями задаются величина подавления Оск и расстройка ДГСК.
Обычно расстройка соизмерима с полосой пропускания приемника.
Величина избирательности по соседнему каналу, определяемая
подавлением Оск, находится по результирующей характеристике
избирательности тракта сигнальной частоты приемника при задан-
ной расстройке АЕСК.

В предположении линейности всех трактов результирующая ха-
рактеристика избирательности приемника определяется путем пе-
ремножения соответствующих ординат характеристик резонансных
систем отдельных трактов. В супергетеродине определяющим
трактом в отношении избирательности по соседним каналам явля-
ется тракт основной промежуточной частоты, имеющий в своем
составе сложные фильтры. Только в тех случаях, когда полоса про-
пускания тракта принимаемой частоты соизмерима с полосой про-
пускания тракта промежуточной частоты, тракт принимаемой час-
тоты также будет в известной мере ослаблять помехи по соседне-
му каналу.

Кривая односигнальной избирательности характеризует также и
степень подавления побочных каналов приема, существующих в
приемнике супергетеродинного типа вследствие наличия в нем
преобразований частот.

Побочный канал приема - это полоса частот, равная или мень-
шая полосы основного канала в целое число раз и не совпадаю-
щая с ним, в которой вследствие неидеальности преобразования
возможен прием мешающих сигналов. Наличие ПК значительно
ухудшает избирательность и создает дополнительные помехи
приему полезного сигнала.

В супергетеродинных приемниках используются различные спо-
собы преобразования частоты:

-	разностное или суммарное;

-	с понижением или повышением частоты сигнала после преоб-
разователя (преобразование «вниз» или «вверх» соответственно);

-	нижняя или верхняя настройки гетеродина относительно час-
тоты сигнала;

-	использование для преобразования гармоник частот гетеро-
дина и сигнала.

Промежуточная частота на выходе схемы преобразователя мо-
жет быть получена как за счет основного преобразования частот
сигнала и гетеродина, так и за счет побочного преобразования час-
тот помехи и гетеродина или любого сочетания их гармоник.

Основное преобразование частоты в супергетеродине в самом
общем случае можно охарактеризовать уравнением

(,ч = 4 + *х4ет.	(7-1)

где к = 0; ±1; ±2; ... - целые положительные и отрицательные чис-
ла (гармоники).

Но ПЧ может образоваться и за счет преобразования помехи,
частота которой удовлетворяет условию:

4ч = тхГп + пхГгет,	(7.2)

где т, п =0; ±1; ±2; ... - целые положительные и отрицательные
числа (гармоники).

Т.е., в общем виде значения выражений (7.1) и (7.2) равны:

л? х 4 + л х 4ет = /с + к/гег = /пч.

Отсюда частота помехи, возникающей по ПК приема и прони-
кающей в тракт промежуточной частоты

Гп=ГпК=±±Гс+^^.	(7.3)

т т

Для случая разностного преобразования:

-	при нижней настройке гетеродина (т.е. (с > 4ет):

где К = -1;

-	при верхней настройке гетеродина (т.е. /с < /гег):

/ =____

пк т с т гет’

где к= 1.

Величина |п?| + |л| называется порядком побочного канала. Наи-
более опасными являются каналы первых порядков.

Рассмотрим частные случаи ПК (наиболее опасные).

1.	Зеркальный канал - это побочный канал приема с частотой,
отличающейся от частоты сигнала на 24ч:
т = -1; п = 1 - для разностного преобразования ^пч = /с - (гет, т.е.
при нижней настройке гетеродина (4- > 4ет):

2

Азк = — 4С “ — 4гет = 2 4гет — /с = ~ (/с~ А'ет) + 6-ет = ~ /пч + бет =	~ 2 /т.

Следовательно, частота первого зеркального канала
4к ~	~ ^пч ~ 4ет ~ 41ч •

т = 1; п = -1 - для разностного преобразования /т = /гет - /с, т.е.
при верхней настройке гетеродина (/с < бет):

бзк = — 4с "*2 бет — (бет — 4с) + бет = 4пч + бет = /с 2 бч •

Отсюда частота первого зеркального канала

4к = 4? "* 241ч = 4ет *" 4)ч •

Взаимное расположение частот сигнала, гетеродина и первого
зеркального канала при разностном преобразовании отдельно для
верхней и нижней настроек гетеродина имеет вид, представленный
на рис. 7.3.

Современные радиоприемники могут иметь одно, два и более
преобразований частоты. В соответствии с этим различают побочные
компоненты преобразования первого, второго и т.д. преобразований
частоты, т.е. образуются помехи по второму, третьему ЗК и т.д.

При втором преобразовании частоты, как и при первом, образуют-
ся побочные каналы приема. По аналогии с соотношением (7.3) для
побочных каналов приема второго преобразования можно записать

,	/, к-п,

'пк ~ — ... '1пч	... '2пч •

т	т

			/		ы.	Г	
	'пч		ч	/	я  пч	
				—>

4ет 4,к	4

4-|зк б 24пч 4-ет 4щч

		4	/	Ь	—►
	<	пЧ	>	ПЧ	

бк 4гет 4С /

6|зк ~ 4 — 24|пч — 4гет “ Г-|Пч

Рис.7.3. Принцип образования помехи по 1 ЗК
Наибольшую опасность представляют помехи по зеркальной и
промежуточной частотам второго преобразования частоты. Подав-
ление их должно быть не меньше, чем подавление соответствую-
щих помех первого преобразования частоты. Ослабление побоч-
ных каналов приема второго преобразования частоты осуществля-
ется во всех избирательных системах приемника, стоящих до вхо-
да второго преобразователя.

Зеркальная помеха второго преобразования действует на вход
приемника на частоте (рис. 7.4)

4зк = ^0 — 24пч	(7.4)

Причем знак в формуле (7.4) определяется в зависимости от
настроек как первого, так и второго гетеродинов по правилу, ука-
занному в табл. 7.1.

Эта помеха частично ослабляется в тракте принимаемой частоты.
Однако если ^пч относительно низкая, то такое ослабление невелико.

Таблица 7.1

Настройка гетеродинов		Знак в формуле (7.4)
первого	второго	
Верхняя	Верхняя	—
Нижняя	Нижняя	
Верхняя	Нижняя	+
Нижняя	Верхняя	

В тракте первой промежуточной частоты после первого преоб-
разования зеркальный канал второго преобразования расположен
на частоте (рис. 7.5):

^2пч	^23К	, ,	^0	^зк

Нижняя Верхняя
настройка -ф- настройка
гетеродина 2 гетеродина 2

Рис. 7. 4. Расположение помехи по второму зеркальному каналу в тракте
принимаемой частоты при нижней настройке первого гетеродина

9 - 6538	1 29
гетеродина 2 гетеродина 2

Рис. 7.5. Расположение помехи по второму зеркальному каналу в тракте
первой промежуточной частоты

4зк = ^1ЛЧ ± 24пч	(7-5)

Знак «-» берется при нижней, а «+» - при верхней настройке
второго гетеродина относительно первой промежуточной частоты.
Ослабление помехи по 23К трактом 1 ПЧ определяется в наихуд-
шей точке, где отношение 4пч / <1ПЧ т>п-

Помеха на этой частоте будет дополнительно ослаблена изби-
рательными системами тракта первой промежуточной частоты.

2.	Канал приема по промежуточной частоте - побочное преоб-
разование при п = ±1 и л? = 0:

^пк ~	~ ^гет — ^пч

ИЛИ

^пк = 4ет ~ 4 ~ ^пч >

т.е. частота побочного канала совпадает с частотой настройки
тракта промежуточной частоты /пк = ^пч.

Для случая разностного преобразования этот побочный канал
приема находится согласно рис.7.6.

Для суммарного преобразования вида ^пч = /с + /гт взаимное
расположение частот показано на рис. 7.7.

Помехи, действующие на частотах побочных каналов приема,
могут оказать существенное влияние на прием основного сигнала.
Только в том случае, если расстройка между частотой побочного
канала и частотой настройки приемника достаточно велика, чувст-
вительность приемника к помехам по побочным каналам может
быть значительно ослаблена с помощью избирательных систем
преселектора. Для обеспечения достаточного ослабления помех
по ПК приема необходимо:
'пк— ‘с — >гет — <пч

Рис. 7.6. Принцип образования помехи по ПЧ (преобразование вниз)

-	усилительный и смесительный элементы выбирать с высокой
линейностью усиления и преобразования;

-	использовать гетеродины с высокой чистотой спектра сигнала;

-	увеличивать относительную расстройку частот ^Пч и 4;

-	увеличивать количество резонансных систем в тракте до пер-
вого смесителя;

-	выбирать резонансные системы с высокой добротностью;

-	рационально распределять усиление между каскадами пресе-
лектора.

Однако полностью избавиться от влияния помех, действующих
на частотах побочных каналов, практически не удается. В диапазо-
не рабочих частот приемника оказываются пораженные точки, на-
зываемые фокусами, в районе которых образуются зоны ослаб-
ленной избирательности по отношению к побочным каналам.

Фокусом ПК приема называется частота настройки приемника
<оф ,на которой ПЧ образуется как в результате основного преобра-
зования первой гармоники сигнала и гетеродина, так и в результа-
те взаимодействия их высших гармоник

Рис. 7.7. Принцип образования помехи по ПЧ (преобразование вверх)

(|к“	"* ^гет “ ^пч


^Оф ^помех ’

На этой частоте невозможно отделить побочный канал приема
от основного.

Следовательно, фокусом побочного канала приема является
частота настройки приемника /Оф, на которой как основное, так и
побочное преобразования за счет гармоник приводят к возникно-
вению промежуточной частоты, равной номинальному значению.
Число фокусов зависит от:

-	диапазона рабочих частот приемника;

-	от выбора номиналов частот гетеродина и ПЧ.

В предположении, что /оф = /помех = /с число фокусов определя-
ется как

"^Оф + л4ет ^Оф + ^гет ^Оф ^гет

Вблизи фокуса наблюдается ухудшение избирательных свойств
приемника.

Рассмотрим для упрощения последующего изложения частный
случай основного преобразования по первым гармоникам частот
сигнала и гетеродина (/пч = ± /с ± 4-ет)-

Для разностного преобразования по первой гармонике гетеро-
дина (/гет = СОП81)

™40ф + Л4ет

4)ф 4-ет “ 41Ч

/гет ~ 4)ф = 41ч

фокус побочного канала определяется по формуле:

х -л-1,	,	,

ч)ф ~	. 'пч Для ч) > 'гет

Л7 —1

ИЛИ

4)ф = ^пч Для 4) < 4ет •	(7.6)

Для случая, когда постоянной является не частота гетеродина,
а номинал /пч, используя уравнения основного преобразования:

, _ 4)ф ” 4ет

*пч ~ И - Г

тет 'Оф»
выражение можно переписать в виде:

,	1 + л .	,	,

4>ф ~ т „ 'пч ДЛЯ '0 > тет

* т + п

или

^Оф = ц ^пч для < ^гет '	(^.8)

Формулы (7.6) - (7.8) определяют всевозможные побочные ка-
налы приема при преобразовании по первым гармоникам сигнала и
гетеродина.

Для определения вида побочного канала приема и частот фоку-
сов можно воспользоваться графоаналитическим методом. По спе-
циальным номограммам [5. с. 147-148, рис. 4.6 - 4.7], которые
представляют собой графики выражений (7.8), можно определить
число фокусов побочных каналов приема в диапазоне рабочих
частот приемника при выбранной промежуточной частоте.

Например, для нижней настройки гетеродина номограмма пред-
ставлена на рис. 7.8 [для выражения (7.8)].

Из всех возможных комбинаций тип выбираются только те, ко-
торые образуют побочные каналы, фокусы которых попадают в
диапазон рабочих частот или удалены от него в пределах полосы
преселектора. На номограммах наносятся две горизонтальные
прямые на уровнях . соответствующих нижней ?отт и верхней
<отах границам диапазона рабочих частот.

Между этими горизонталями оказывается область значений т и
л, с помощью которых определяются фокусы побочных каналов в
пределах диапазона. Действительно, точки пересечения линий с
различными п и вертикальных прямых при целых т дают значения
опасных комбинаций. Число пересечений и, следовательно, число
опасных комбинаций, зависит от отношения /пч / /о •

Таким образом, выбор промежуточной частоты имеет принципи-
альное значение с точки зрения числа и порядка опасных комбина-
ций в диапазоне рабочих частот приемника. Наименьшее количест-
во фокусов получается при преобразовании «вверх» и при верхней
настройке гетеродина. Для уменьшения влияния фокусов необходи-
мо выбирать усилительные элементы с высокой линейностью.

В заключение можно отметить, что побочные каналы приема
являются следствием использования преобразования частоты
в супергетеродине. Применение же в качестве гетеродинирующего
^пч ? ^0

-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7 8

Рис. 7.8. Номограмма для определения фокусов побочных каналов приема
в случае разностного преобразования частоты и нижней
настройки гетеродина

напряжения второй, третьей и более высоких гармоник приводит к
увеличению количества побочных каналов приема.

Избирательность по побочным каналам определяется резо-
нансными системами, стоящими до входа соответствующего пре-
образователя частоты. Избирательность по побочному каналу (ве-
личина Опк) определяется характеристикой избирательности резо-
нансных систем, стоящих до входа данного преобразователя, и
находится по результирующей характеристике избирательности
приемника.

Таким образом, при известных значениях частот побочных ка-
налов можно таким образом рассчитать структуру и параметры
тракта до преобразователя, чтобы влияние ПК было минималь-
ным.

7.2. Выбор элементов и структуры тракта
принимаемой частоты с точки зрения
обеспечения односигнальной избирательности

Одна из важных задач тракта принимаемой частоты - подавле-
ние наиболее опасных для данного приемника внеполосных кана-
лов приема до входа преобразователя. Эту задачу выполняют все
элементы преселектора, обладающие частотной избирательно-
стью - резонансные системы входного устройства и усилительных
каскадов высокой частоты.

Общее подавление помехи любого побочного канала приема в
тракте принимаемой частоты О(ГПК) должно быть равно или больше
требуемого Отреб техническими условиями:

(Х^пк) =	^'ВЧ/(^пк) — ^Хреб ,	(7.9)

/=1

где О(/пк) - рассчитанное подавление ПК всем трактом принимае-
мой частоты; ОВх(^к) - подавление ПК входным устройством;
ОувчХ/пк) - подавление ПК /-м каскадом УВЧ.

Подавление помех по ПК приема оценивается отношением чув-
ствительности на частоте ПК к чувствительности по основному ка-
налу:

/-) _ ^апк

ь'пк ~ г
^аО

ИЛИ

Рпк=201д-^.

ьа0

Подавление помехи на частоте ПК в одиночных контурах, ис-
пользуемых во входном устройстве и в нагрузке каскадов УВЧ и
настроенных на частоту /0, составляет

О(7Л Л = 71 +о2 = 71 + ^0/ ,	(7.10)

где о = 8<2 - обобщенная расстройка частоты помехи;

3 =—- относительная расстройка помехи относительно
/д 1ПК

частоты настройки тракта принимаемой частоты;

<Фо

х-12 г ,
/о 1 _ 1 [ /о + д/пк

/пк с!э /0

/о у
/о + д/пк ,

- квадрат обоб-

щенной расстройки частоты помехи.

Причем величина да рассчитывается с учетом шунтирующего
Действия контуров электронными элементами и антенной.

При использовании двухконтурного фильтра, настроенного на
частоту /о, подавление помехи на частоте ПК составляет

О(^пк) = 47°4+2о2(1-П2) + (1 + П2)2 .	(7.11)

где г) = КсвОэ - параметр связи между колебательными контурами;

А = (1 + П2 прит]<1

|2т) при т| > 1

Если количество, вид и распределение резонансных систем в
тракте принимаемой частоты известны, подавление помехи на час-
тоте ПК можно определить по формулам (7.10) и (7.11).

Однако следует иметь в виду, что добротности резонансных
систем входного устройства ОэВхУ и каждого из каскадов усиления
высокой частоты Оэувч в общем случае различны. В особенности
необходимо учитывать снижение добротности входного контура
приемника за счет влияния антенны. В зависимости от коэффици-
ента рассогласования с антенной добротность контура входного
устройства составляет:

где а - коэффициент рассогласования ВхУ с антенной.

Следовательно, для обеспечения высоких требований по изби-
рательности ВхУ может быть двухконтурным, но при этом ухудша-
ется чувствительность. Рациональнее использовать двухконтурные
системы в нагрузке УВЧ, так как <Ээувч > ОэВху.

Таким образом, из вышеприведенных выражений следует, что
для увеличения подавления помех по внеполосным каналам прие-
ма можно:

-	увеличивать число резонансных систем в преселекторе;

-	увеличивать в допустимых пределах добротность Оэ контуров;

-	увеличивать относительную расстройку мешающего канала
приема относительно частоты настройки Го тракта за счет увеличе-
ния абсолютной расстройки частоты помехи относительно частоты
настройки РПМ Д4к=^пк - <о путем выбора номинала промежуточной
частоты;

-	варьировать выбором параметра связи д при использовании
двухконтурных систем.

Все указанные величины должны быть взяты такими, чтобы бы-
ро обеспечено с некоторым запасом заданное подавление внепо-
лосного канала приема.

При этом требуемое ослабление помехи должно быть обеспе-
чено на любой частоте в пределах ДРЧ. Это будет достигнуто, ес-
ли ослабление внеполосной помехи будет обеспечено на частоте,
наихудшей для ее подавления.

В тракте принимаемой частоты супергетеродина должно быть
обеспечено подавление побочных каналов первого преобразова-
ния частоты, в первую очередь помехи по первому зеркальному
каналу и помехи по первой промежуточной частоте.

Помеха по первому зеркальному каналу отстоит от частоты на-
стройки тракта /0 на ±2 т.е. Азк = А» ± 2/т- Подавление этой поме-
хи в тракте принимаемой частоты зависит от относительной рас-
стройки помехи на частоте Азк относительно частоты настройки
тракта /0, т.е. от величины

_ Азк _ А) _ А) — ^Апч А)

, А) Азк А) А)

При этом расстройка со знаком «плюс» относится к верхней,
а со знаком «минус» - к нижней настройке гетеродина относитель-
но сигнала.

Вывод. Относительная расстройка 3 зеркального канала и, сле-
довательно, его подавление Озк в тракте до преобразователя тем
меньше, чем меньше отношение Апч/А>- При постоянном значении
первой промежуточной частоты Апч наиболее опасной точкой явля-
ется верхняя частота диапазона рабочих частот, когда /0 = АОтах. а
отношение Апч / минимально.

При изменяющемся значении Апч в пределах поддиапазона или
при переходе от одного поддиапазона к другому необходимо опре-
делить это отношение на границах поддиапазонов. Наиболее
опасной точкой диапазона рабочих частот будет частота /0> где от-
ношение Апч / /о - минимально.

Помеха по первой промежуточной частоте воздействует на вход
приемника непосредственно на частоте, равной промежуточной
Апч- Подавление этой помехи в тракте принимаемой частоты зави-
сит от относительной расстройки помехи на частоте /1т относи-
тельно частоты настройки тракта Ао = Ас > т.е. от величины

§ _ Апч А)

А) Апч
Вывод. Подавление помехи по ПЧ будет тем меньшим, чем
меньше относительная расстройка помехи. Самой опасной часто-
той настройки является точка диапазона рабочих частот, ближай-
шая к номинальному значению (т.

При преобразовании с понижением частоты сигнала, т.е. при
Апч<^отт> самой опасной будет нижняя частота диапазона, а при
преобразовании с повышением, т.е. Апч^отиъ наиболее опасной
будет верхняя частота диапазона рабочих частот.

Помехи по первому зеркальному каналу и первой промежуточ-
ной частоте обычно являются наиболее опасными видами побоч-
ных каналов приема в супергетеродине. Вместе с тем возможна
такая структурная схема преобразований частоты, когда необхо-
димо учитывать помехи по другим побочным каналам (помехи по
второму зеркальному каналу, по второй промежуточной частоте и
т.д.). В каждом случае необходимо оценить величину относитель-
ной расстройки б.

Канал с наименьшей величиной 5 и наименьшим отношением
/1пч//о является наиболее опасным. Тракт принимаемой частоты
должен обеспечить с некоторым запасом требуемое техническими
условиями подавление помех по наиболее опасным каналам
приема.

•••

Для обеспечения требуемого ослабления внеполосных помех,
т.е. для обеспечения заданной односигнальной избирательности
можно принять следующие меры:

1.	Применять двухконтурные системы вместо одноконтурных в
элементах преселектора (особенно в нагрузке УВЧ).

2.	Увеличивать количество каскадов УВЧ, а вместе с тем и ко-
личество избирательных систем.

3.	Выбирать колебательные контура с высокой резонансной
добротностью.

4.	Выбирать оптимальные значения номинала первой ПЧ для
удовлетворения требованиям ослабления помехи как по первому зер-
кальному каналу, так и помехи по первой промежуточной частоте.
НЕЛИНЕЙНЫЕ ЯВЛЕНИЯ В РАДИОТРАКТЕ

В предыдущей лекции были изучены вопросы обеспечения од-
носигнальной избирательности - избирательности, рассматривае-
мой в предположении линейности тракта принимаемой частоты.
Целью настоящей лекции является исследование многосигнальной
избирательности радиоприемного устройства. В соответствии с
рекомендациями МСЭ (1Т11-Т) многосигнальной (эффективной) из-
бирательностью (МСИ) называется способность приемника разли-
чать желаемый сигнал (на который приемник настроен) и нежела-
тельные сигналы (с частотами за пределами полосы пропускания),
уровни которых таковы, что они создают нелинейные эффекты при
одновременном действии желательных и нежелательных сигналов.

К указанным нелинейным эффектам (явлениям) относятся:

1.	Блокирование - изменение коэффициента усиления каска-
дов, а следовательно, уровня сигнала и отношения Рс /Рш под дей-
ствием внеполосной немодулированной помехи.

2.	Перекрестная модуляция - является результатом одновре-
менного воздействия на каскады тракта сигнала модулированной
помехи, в результате чего происходит перенос модуляции с ме-
шающего АМ колебания на полезный сигнал.

3.	Взаимная модуляция - образование из двух и более колеба-
ний некоторого третьего, воздействующего на приемник на частоте
сигнала или побочного канала.

Рассмотрим эти явления и методы их оценки.

8.1. Блокирование и его оценка

Представим проходную характеристику электронного прибора
Функцией / = 1(0). Но всякую функцию 1(0), имеющую внутри проме-
жутка ±ДС/, содержащего точку Е= О, непрерывные производные всех
порядков, можно представить при всех значениях I/ внутри этого про-
межутка рядом Тейлора по степеням разности и- Е = АО (рис. 8.1).

Таким образом, выходной ток усилительного элемента, имею-
щего вольт-амперную характеристику (ВАХ) / = 1(0) в рабочей точке,
Рис. 8.1. Проходная характеристика электронного прибора
характеризующейся напряжением смещения Е, при изменении
входного напряжения на величину ±Д1/ можно представить в виде
ряда Тейлора по степеням Д(7:

/ = /(Е +Д(У) = /(Е) + ^'(Е)Д1/ + — Г(Е)ДО2 +—Г(Е)Д6/3 + ...
2!	3!

Учитывая, что ЦЕ) = /0 - постоянная составляющая выходного
тока, /(Е) = 5Й, ! (Е) = 8^, /(Е) = 8^ - динамическая крутизна
ВАХ и ее производные в рабочей точке, преобразуем выражение к
виду:

/ = /0 + 5<уД1/ + ^5ЙД(/2 + ^3;Д1/3 +...	(8.1)

Обычно для каскадов с малой нелинейностью достаточно учи-
тывать 4 первых члена разложения.

Предположим, что на вход электронного прибора одновременно
воздействуют напряжения полезного сигнала и помехи.

Зададим это входное воздействие в виде суммы двух колеба-
ний, одно из которых является сигналом, второе - помехой:

д и = итг соз (ог(+итп сов <оп1,	(8.2)

причем С/тс « 1Утп и частота сигнала ис совпадает с частотой на-
стройки тракта.
Найдем амплитуду первой гармоники тока сигнала в спектре
выходного тока каскада, для чего поставим (8.2) в выражение (8.1),
раскроем с помощью известных тригонометрических формул и сло-
жим слагаемые, в которых в виде сомножителя присутствует а)с.

В результате получим:

'1с = 'О +5(У(1/тсСО8С0сГ+(7тпСОЗС0л0 + у-(С'тсСО8Юс? +

+ УтлСО8Шл02 +-^~(итс СОЗ(ОсГ+С/тпСО8С0л03 + .•• =

6

с"	а"

—	+~~Утс +~7~^тп^тс +---)С08(°с^

о	4

Выражение в скобках представляет собой амплитуду первой
гармоники тока сигнала при воздействии помехи 1т1С(П)'-

1тЩП} =	+^и2тПУтс+-	(8-3)

Учитывая, что итс«итп, вторым слагаемым в (8.3) по сравне-
нию с третьим можно пренебречь.

С учетом этого

/т1СГп? = 5^тс61 + 4^-^пЛ	(8.4)

Это уравнение представляет собой аналитическое выражение
колебательной характеристики, которая в общем случае, как видно
из формулы (8.4), нелинейна.

Заметим, что в отсутствии помехи амплитуда первой гармоники
тока сигнала

6п1с = З^тс .

Из выражения (8.4) можно сделать вывод, что чем больше ам-
плитуда воздействующей на электронный прибор помехи, тем бы-
стрее возрастает амплитуда первой гармоники тока сигнала и,
следовательно, напряжение на выходе каскада.

Графики, изображенные на рис. 8.2, показывают, что амплитуда
первой гармоники тока /т1с(П) усилительного прибора не пропорцио-
нальна изменению амплитуды напряжения сигнала и помехи на его
входе.
Рис. 8.2. Изменение амплитуды первой гармоники выходного тока
электронного прибора при воздействии помех различного уровня

Наклон колебательной характеристики зависит от величин 5Й и
3^, а также амплитуды напряжения помехи С/тп. Причем, в зависи-
мости от знака 8д наклон будет возрастать или падать. Знак 5^
зависит от выбора режима работы усилительного прибора.

Поскольку амплитуда сигнала при воздействии помехи изменя-
ется, изменяется и коэффициент усиления каскада.

Эффект изменения уровня сигнала (обычно уменьшения, так
как 3^ в рабочей точке, как правило, берется с отрицательным
знаком) при действии немодулированной помехи (7™, не имеющей
прямого прохождения, по сравнению с отсутствием помехи назы-
вается блокированием (забитием).

Количественно блокирование оценивается коэффициентом бло-
кирования, под которым понимается относительное изменение
уровня сигнала в присутствии помехи:

р- _ 1тс(п) ~ 1тс _ Ытс _ 2.	/ /2

бл ,	14 3 тп'

'тс	’тс ^с1
где 1тс(п) “ амплитуда сигнала при наличии помехи; 1тс - ампли-

туда сигнала при отсутствии помехи.

Отсюда видно, что К5п определяется параметром нелинейности
вольтамперной характеристики усилительного элемента в рабочей

ЗИ!
зД в2

точке, т.е.

и амплитудой воздействующей помехи и,™.

Для уменьшения эффекта блокирования необходимо:

-	выбирать электронные приборы с возможно меньшим отно-
шением 5Й / 5Й;

-	стремиться по возможности уменьшить амплитуду помехи 1/^,
на входе первого УВЧ, что достигается применением более высо-
коизбирательных резонансных систем во входном устройстве.

Если известна (задана) допустимая величина коэффициента
блокирования, определены тип электронного прибора и режим его
работы (т.е. известно отношение 5^/5й), то можно определить
допустимое напряжение помехи на входе электронного прибора:

^/77Пд0п



Для полевых транзисторов характерны такие значения допусти-
мых помех на входе: 1 В - усилительного каскада; 0,1 В - смесителя.

У биполярных транзисторов (ВТ) эти значения в несколько раз
ниже (в несколько раз меньше 1 В).

Очень часто радиоприемник характеризуют кривой многосиг-
нальной избирательности, снимаемой экспериментально (рис. 8.3).

Под ней понимают зависимость отношения ип/11с от частоты рас-
стройки помехи относительно частоты настройки приемника при за-
данном постоянном коэффициенте блокирования.

Задаваясь определенным отношением говорят о полосе
ЗабиТИЯ ДГзаб-

8.2.	Перекрестная модуляция и ее оценка

Перекрестная модуляция - результат одновременного воздей-
ствия на каскады тракта полезного сигнала и мощной модулиро-
ванной помехи, в результате чего происходит перенос модуляции с
мешающего АМ-колебания на полезный сигнал.

Предположим, что полезный сигнал не модулирован, а помехой
является амплитудно-модулированный сигнал, промодулированный
Рис. 8.3. Кривая многосигнальной избирательности

тоном йп с глубиной модуляции тп. Тогда входное воздействие
можно представить в виде:

ди = итс созшсг+итп созо>пг,

где итп = итп061 + тп со5&п1) - амплитуда помехи.

Квадрат амплитуды помехи (для удобства подстановки в фор-
мулу (8.4))

У/гт "* СО8Йп0 ~

_ ^тпО

1 + 2Л7П СОВ йп I + — П7„ (1 + СОВ 2ЙП Г)

II	п 2 п 4	п /

Обычно тп«1, поэтому третьим слагаемым в скобках (по срав-
нению со вторым) можно пренебречь:

Утп =	+ 2п7п С08Йп^].

Тогда, подставив квадрат амплитуды помех в выражение для
амплитуды тока (8.4), и после тригонометрических преобразований
получим:

1т1с(п) = Зс^тс 1 + “7“3^*^лтп + ^тптп СО8^П? •
Первое слагаемое в скобках характеризует известный эффект
блокирования.

Второе слагаемое показывает, что выходной ток каскада при
наличии модулированной помехи промодулирован с частотой мо-
дуляции помехи.

Отсюда следует вывод, что при воздействии модулированной
помехи наряду с эффектом блокирования проявляется эффект мо-
дуляции полезного сигнала тоном помехи &п. Эффект передачи
модуляции от мешающей станции на полезный сигнал называется
перекрестной модуляцией.

Количественно это явление оценивается коэффициентом пере-
крестной модуляции Кпер, который с учетом того, что полезный сиг-
нал тоже промодулирован с глубиной модуляции тс, будет равен:

_ 1тс(п) ~ /тс _ ытс _ 1 3. . .2 ГПП

Апер	,	I О О иП7П т '

'тс	'тс &с1 тс

Таким образом, перекрестная модуляция возникает одновре-
менно с блокированием и механизм возникновения обоих явлений
одинаков.

Графически процесс возникновения явления перекрестной мо-
дуляции можно пояснить с помощью рис. 8.4.

Из графиков видно, что если помеха промодулирована по ам-
плитуде, то и амплитуда сигнала оказывается промодулированной
этой помехой.

При изменении помехи меняется средняя крутизна ВАХ каскада
усиления по закону модуляции помехи и, следовательно, коэффи-
циент усиления.

Если известны коэффициент перекрестной модуляции, опре-
делен тип электронного прибора и режим его работы (т.е. извест-
но отношение 5^/5й), то можно определить допустимое напря-
жение помехи на входе электронного прибора с учетом того, что
тп/тс = 1:

II = |9/^

м™ДОп прппер с" •

11

Следовательно, для уменьшения эффекта перекрестной моду-
ляции можно применять меры, аналогичные по отношению к бло-
кированию.
Рис. 8.4. Процесс возникновения явления перекрестной модуляции

Блокирование и перекрестная модуляция по отношению к сигналу
являются помехами мультипликативного характера. При этом из вы-
ражений для коэффициентов блокирования и перекрестной модуля-
ции видно, что Кпер = 2К6п. Но если значение допустимого коэффици-
ента блокирования составляет Кбп/1рП < 0,1...0,2, то величина допусти-
мого коэффициента перекрестной модуляции /СПеРдоп 0,01...0,02, т.е.
требования по перекрестной модуляции более жесткие.

8.3.	Взаимная модуляция и ее оценка

Взаимная модуляция - образование из двух и более колебаний
помех некоторого третьего колебания, воздействующего на прием-
ник на частоте сигнала или побочного канала приема.

Явление взаимной модуляции возникает и проявляется на час-
тоте настройки радиоприемника, независимо от наличия сигнала, в
виде мешающего колебания. Это колебание является результатом
комбинационного воздействия мешающих сигналов на нелинейном
элементе.

Пусть на вход приемника воздействуют две помехи с амплиту-
дами С/щп, и С/тпг и частотами соп1 и соП2> удовлетворяющие условию:

°>Л1 + ®л2 = “0 (ИЛИ С0пк ) ИЛИ <0п1 — (0п2 = С00 (ИЛИ С0пк ) .
“М ' Юп2 = ®0

Рис. 8.5. Принцип возникновения явления взаимной модуляции

Процесс возникновения явления взаимной модуляции поясня-
ется на рис. 8.5 (где Опрес - характеристика избирательности пре-
сел ектра).

Помехи, суммарная или разностная частота которых окажется
равной частоте настройки РПУ или частоте одного их побочных
(внеполосных) каналов приема (соПч> (Озк), оказывают неблагоприят-
ное влияние на одновременно принимаемый сигнал в виде эффек-
та взаимной модуляции.

Аналогично предыдущим явлениям можно доказать, что взаи-
модействие этих двух помех вызовет на нелинейном элементе на
частоте настройки сигнал амплитудой

=~2

Это явление в такой комбинации двух помех называют взаим-
ной модуляцией второго порядка.

Взаимная модуляция третьего порядка (рис.8.6) может происхо-
дить в случае взаимодействия двух помех, удовлетворяющих ус-
ловию 2соп1 - <вп2 = ю0, либо трех помех

0)л1 ±сол2 ±сол2 = О)о(или сопк).

^прес

^опч

со0 со0+Дсо

(0л1 = Юо + До) (0^2 = (О0 + 2Д(0

2соп1 - соп2 = 2соо + 2Дсо - соо - 2Дсо = соо

—--------► ш

соо+2Дсо

Рис. 8.6. Взаимная модуляция третьего порядка
Первый случай часто используется для испытания приемника,
так как помеха в этом случае размещается в полосе соседнего ка-
нала приема. Если первая помеха имеет частоту а)л1 = (о0 + Дсо , а
вторая

а)л2 = % +	» то 2сол1 - сол2 = 2соо + 2Аоо - о)0 - 2Асо = со0 ,

где Асо - некоторая расстройка помехи относительно частоты на-
стройки, превышающая половину полосы пропускания фильтра
тракта ОПЧ.

Амплитуда продукта взаимной модуляции третьего порядка:

1т№	“ о 3^ тп^тп2

О

ИЛИ

± 1 ± 1) — Зди тг}^ тп2и тпЗ-

О

Количественно эффект взаимной модуляции оценивается с по-
мощью коэффициента взаимной модуляции, затухания или дина-
мического диапазона.

Коэффициент взаимной модуляции выводится аналогично пре-
дыдущим /Сбл и Кпер как относительное изменение амплитуды сиг-
нала при воздействии помех:

// _ ^тс(п) ~ /тс _ Ытс

В3 /	/	'

'тс	'тс

Для взаимной модуляции второго порядка при одновременном
воздействии сигнала и помехи выражение для амплитуды имеет
вид:

— з^итс + здитп}итп2-

Отсюда

Квз(1±1) =

1 3. Цтп^тп2

2 3. итс

Для взаимной модуляции третьего порядка:
ХВз<2-1) =

1 Зд ^тп1^тп2

8 з, итс

К83(1±1±1) =

Зд ^тп1^тп2^тпЗ

8 Зд итс

Из выражений следует, что для уменьшения эффекта взаимной
модуляции важно выбирать электронные приборы и режимы их
работы таким образом, чтобы обеспечить минимум отношения
5а / 3^ и амплитуд воздействующих помех.

Допустимое значение напряжения помехи определяется при ус-
ловии = Утпг , заданном коэффициенте взаимной модуляции
Кез и выбранном электронном приборе с параметром 8а!За-

с

^пяол < 2квз^итс,
У

т.е. величина допустимой помехи зависит и от уровня сигнала.

Под затуханием а понимают отношение продукта взаимной мо-
дуляции к усредненной амплитуде воздействующих помех.

_	Лп(1±1)	_ 1 ^^тп^тп2 _	$с1 ГП П

(1±1) ” П-1--- 2 ГоТ/-О~П-- ”25 Уи^итп2-

УГтпГтп2 у тп^сг^тп2

При условии равенства итп^ = итп2:

а -^и

а(1±1) “2 8^ итП'

Для взаимной модуляции третьего порядка:

а -	(У2

“(2-1) “ д 5^ итп ’

Величина, обратная затуханию, при продукте взаимной модуля-
ции, равному некоторому номинальному значению Еа, называется
динамическим диапазоном по взаимной модуляции.



а(1±1)

Еа
п _	1	_ ^1^тп^тп2

Д(2-1) " 1	~ Ё '

а(2-1)	са

При экспериментальных исследованиях определяют, как прави-
ло, именно динамический диапазон. При этом уровень продукта
взаимной модуляции берется либо равным чувствительности Еа,
либо равным 1 мкВ.

Для повышения избирательности по взаимной модуляции необ-
ходимо:

-	выбирать электронные приборы с максимальной линейностью
и минимальными отношениями 84/84 и 84/84;

-	применять электронные приборы в линейном режиме с мини-
мальным коэффициентом усиления. В процессе приема сигналов
нецелесообразно изменять их режим работы (т.е. осуществлять
регулировку усиления);

-	применять в преселекторе контура с максимальной добротно-
стью и, следовательно, уменьшать интенсивность помех на входе
1УВЧ.

•••

В реальных условиях приема на вход приемника воздействуют
сотни - тысячи сигналов, различающихся между собой по уровню
на 80...100 дБ.

Вследствие малой нелинейности каскадов под воздействием
этого многосигнального воздействия в тракте возникают забитие
(перераспределение усиления и, следовательно, рост линейных
шумов) и взаимная модуляция помех, приводящие к возникнове-
нию нелинейных шумов, снижающих качество приема.

Требования по обеспечению многосигнальной избирательности,
как правило, противоречивы с требованиями обеспечения чувстви-
тельности радиоприемного устройства.
ОСОБЕННОСТИ РАДИОПРИЕМНИКОВ СВЧ ДИАПАЗОНА

Развитие систем связи идет в направлении расширения диапа-
зона частот, внедрения сложных сигналов (ФМ, АФМ и др.), повы-
шения скорости передачи цифровых потоков до десятков мегабит в
секунду. Это в свою очередь приводит к требованиям расширения
диапазона рабочих частот приемников в обозримом будущем до
100 ГГц, т.е. к активному освоению СВЧ диапазона.

Согласно рекомендациям Международного союза по электросвязи
(МСЭ-Т) к диапазону сверхвысоких частот (СВЧ) относят сантиметро-
вые волны - от 10 до 1 см (от 3 до 30 ГГц). Однако на практике СВЧ
диапазон принято распространять на более широкий участок элек-
тромагнитного спектра, включающий метровые и миллиметровые
волны.

Нижняя граница СВЧ определилась переходом к схемам на пас-
сивных элементах с распределенными параметрами, возможно-
стью передачи энергии с помощью полых труб (волноводов) и кон-
струкциями активных устройств (усилителей, генераторов и др.) с
непосредственным энергетическим обменом между электронным
потоком и электромагнитным полем колебательной системы.

Верхняя граница СВЧ определилась близостью к тепловому из-
лучению (длинными инфракрасными волнами), где требуются су-
щественно иные подходы к генерированию, усилению и передаче
электромагнитной энергии.

Радиоволны СВЧ диапазона обладают рядом важных физиче-
ских особенностей:

1.	Квазиоптический характер распространения, т.е. распростра-
нение волн на расстояние прямой видимости с тем отличием от
оптического диапазона, что, начиная с сантиметровых волн, за
счет изменения диэлектрической проницаемости воздуха с высо-
той и связанной с этим рефракцией волн (искривление траектории)
возможна передача электромагнитной энергии на расстояния, зна-
чительно превышающие прямую видимость.

2.	Остронаправленное излучение при сравнительно небольших
геометрических размерах антенн позволяет осуществить направ-
ленную передачу сигналов, достоинством которой являются:

-	снижение взаимных помех различных радиоустройств;

-	увеличение дальности действия;

-	скрытность передачи;

-	высокая точность радиолокационного определения координат
объектов и др.

3.	Большая информационная емкость СВЧ диапазона позволяет
применять многоканальные телефонные и телеграфные передачи
с частотным и временным уплотнением, передавать широкополос-
ные телевизионные сигналы с одновременным повышением каче-
ства передачи за счет увеличения полосы частот передаваемых
сигналов. Поэтому практически все РПУ СВЧ диапазона являются
достаточно широкополосными.

4.	Малый уровень внешних активных помех, поскольку суммар-
ное значение спектральной плотности мощности (мощности в по-
лосе 1 Гц) всех видов помех, включая сигналы посторонних СВЧ
генераторов, уменьшается с увеличением частоты. В связи с этим
чувствительность РПУ в диапазоне СВЧ практически определяется
сравнительно небольшими помехами, возникающими внутри самих
приемных устройств, т.е. тепловыми колебаниями во входных це-
пях и шумами усилительных каскадов приемников. Поэтому при
построении и эксплуатации приемников СВЧ диапазона необходи-
мо принимать все возможные меры снижения собственных шумов,
повышения шумовой чувствительности приемника.

5.	Проникновение волн части СВЧ диапазона (приблизительно
Здм...Зсм) сквозь толщу атмосферы Земли. Это позволяет ис-
пользовать СВЧ диапазон для передачи информации через спут-
ники, в астрономии и космонавтике.

Целью данной главы является уяснение влияния различных
факторов на структуру РПУ СВЧ диапазона, а также изучение осо-
бенностей элементной базы тракта сигнальной частоты.

9.1.	Особенности элементной базы РПУ СВЧ диапазона

Соизмеримость геометрических размеров конструкций элемен-
тов и узлов радиоаппаратуры с длинами волн СВЧ диапазона при-
водит к существенным изменениям в происходящих физических
явлениях и к значительным количественным и качественным изме-
нениям электрических свойств используемых радиоматериалов.

Это обусловливает ряд конструктивных особенностей СВЧ при-
емников, среди которых можно выделить следующие:

-	размеры конструкций СВЧ устройств определяются с учетом
полураспределенных и распределенных параметров;

-	параметры элементов и узлов определяются структурой элек-
тромагнитного поля, что требует от конструкций выполнения усло-
вий, обеспечивающих стабильное возбуждение нужной структуры
поля;

-	основные характеристики находятся в прямой зависимости от
геометрических размеров конструкций, что часто вызывает необ-
ходимость применения жестких допусков при изготовлении;

-	ряд важных характеристик улучшается при высоком качестве
обработки и соответствующем покрытии поверхностей, соприка-
сающихся с электромагнитным полем, что требует проведения
сложных и дорогостоящих операций полирования, серебрения, по-
крытия специальными лаками и другой обработки труднодоступных
внутренних поверхностей;

-	способность к интенсивному излучению, вредное биологиче-
ское влияние вызывают необходимость предъявления особо жест-
ких требований к электрогерметичности;

-	протекание токов по тонкому слою металлической поверхно-
сти позволяет изготавливать СВЧ устройства из дешевых неме-
таллических материалов с последующей металлизацией поверх-
ностей, соприкасающихся с электромагнитным полем;

-	в конструкциях приемников усиление и обработка сигналов
выполняются, в основном, на промежуточных и низких частотах,
поэтому СВЧ узлы входят лишь во входную часть приемника до
преобразования или детектирования первоначального сигнала;

-	антенно-фидерные устройства полностью комплектуются из
узлов, представляющих собой конструкции, характерные для СВЧ
диапазона.

В приемниках СВЧ диапазона приходится применять совершен-
но другую элементную базу и материалы для основных узлов и, в
первую очередь, для преселектора и преобразователя частоты.
Это прежде всего относится к резонансным системам и электрон-
ным приборам усилительных каскадов и самим принципам усиле-
ния. Дело в том, что обычные резонансные системы с сосредото-
ченными постоянными просто нельзя выполнить в диапазоне СВЧ.
Не могут быть использованы и обычные лампы и транзисторы, так
как они не обеспечивают устойчивой работы в этом диапазоне. По-
этому в качестве резонансных систем преселектора применяются
отрезки коаксиальных линий, объемные резонаторы и волноводы.
Общим свойством всех этих элементов является многоволнистость -
способность резонировать на большом количестве собственных
частот. Для нормальной работы таких элементов необходимо
обеспечить полное согласование с фидером и электронным при-
бором.

В технике СВЧ используются различные проводящие материа-
лы, диэлектрики, полупроводники, ферриты. Так, линии передач
обычно делают из меди, латуни, нержавеющей стали, алюминия.
Латунные волноводы предпочтительны, так как они хорошо обра-
батываются, спаиваются и имеют небольшое затухание. Умень-
шить потери в волноводах можно гальваническим покрытием их
медью или серебром. Если затухание не играет роли, то использу-
ют нержавеющую сталь. Волноводы больших поперечных разме-
ров делают из алюминия.

Основным материалом для резонаторов СВЧ является бески-
слородная медь. Она обладает высокой тепло- и электропровод-
ностью, хорошо механически обрабатывается, неферромагнитна,
хорошо спаивается и сваривается. Для изготовления отдельных
частей резонаторов используют сплав ковар (54% железа, 28%
никеля, 18% кобальта), с помощью которого обычно образуют ва-
куумноплотные спаи со стеклом и керамикой из-за близости их ко-
эффициентов линейного расширения.

Весьма разнообразна номенклатура металлов, используемых
при изготовлении замедляющих структур. Наиболее распростра-
ненным материалом штыревых замедляющих структур является
медь. Однако при создании элементов с малыми поперечными
размерами медь не имеет достаточной твердости, и в этом случае
применяют сплав меди с хромом или кобальтовую бронзу. Спи-
ральные замедляющие структуры выполняют из молибдена,
вольфрама или реже из константана без покрытия или с покрытием
медью, серебром или золотом.

Скользящие контакты короткозамыкающих поршней и других
устройств изготовляют из фосфористой, бериллиевой или хромо-
вой бронзы. Эти сплавы наряду с хорошей проводимостью имеют и
неплохие упругие свойства.

Разнообразны составы твердых и мягких припоев и присадок,
применяемых для пайки и сварки металлических изделий в диапа-
зоне СВЧ. Так, твердый припой ПСр72 состоит из 72% серебра и
28% меди, а ПСр45 - из 45% серебра, 31% меди и 24% цинка. Ан-
тикоррозионные покрытия делают из серебра, золота.

В устройствах СВЧ применяют как неорганические, так и орга-
нические диэлектрические материалы. Требования, предъявляе-
мые к диэлектрикам, зависят от функций последних. Так, при соз-
дании механических опор, согласующих устройств, вакуумных окон
к диэлектрикам, прежде всего, предъявляют требования малой ди-
электрической проницаемости. Удовлетворяют этим качествам ди-
электрики из керамики, тефлона, ситалла, кварца и др. Наиболее
известны керамики на основе окиси алюминия и окиси бериллия.

В лампах бегущей волны (ЛБВ) и в выводах энергии приборов
применяют стекло. Для закрепления внутренних деталей электрон-
ных приборов используют высокотемпературные глазури и вакуум-
ный цемент.

При создании поглощающих нагрузок используют диэлектрики с
малым значением диэлектрической проницаемости. К ним относят-
ся графит, асбест, смесь порошка железа с керамическим или ба-
келитовым наполнителем и др.

Усиление СВЧ колебаний обычным усилительным каскадом,
включающим в себя отдельные резонансную систему и электронный
прибор (ЭП), возможно на частотах метрового и части дециметрово-
го диапазонов волн. На частотах же сантиметрового диапазона ис-
пользуются усилительные элементы, работающие на новых принци-
пах усиления. В качестве элементной базы могут использоваться как
полупроводниковые приборы СВЧ (СВЧ транзисторы, диоды Ганна,
лавинопролетные (ЛПД) и туннельные диоды, а также варакторные
диоды полупроводниковых параметрических усилителей), так и
лампы бегущей волны, клистроны и некоторые другие. Не останав-
ливаясь на принципах работы этих схем, укажем лишь, что они тре-
буют очень тщательного исполнения, настройки и контроля.

В некоторых приемниках вообще отсутствуют усилители высо-
кой частоты, и входное устройство работает непосредственно па
смеситель, выполняемый обычно на специальных полупроводни-
ковых диодах. В схемах гетеродинов СМВ диапазона используются
отражательные клистроны, малогабаритные и маломощные магне-
троны, лампы обратной волны и другие электронные приборы.
Общим недостатком всех перечисленных элементов является воз-
можность их перестройки в небольших пределах, что ограничивает
диапазон рабочих частот приемника. При необходимости перекры-
тия достаточно широкого диапазона частот в приемниках исполь-
зуется несколько отдельных блоков ВЧ, каждый из которых «пере-
крывает» небольшой поддиапазон частот.

Кроме общих требований к элементной базе и устройствам СВЧ
аппаратуры предъявляются целый ряд специфических требований:
-	высокая точность изготовления, обусловленная зависимостью
электрических параметров устройств от их геометрических размеров;

-	высокое качество обработки токонесущих поверхностей, обу-
словленное получением минимальных активных потерь;

-	отсутствие на токонесущих поверхностях окислов и загрязне-
ний, приводящих к росту диэлектрических потерь;

-	применение металлов с высокой проводимостью, что обеспе-
чивает минимальные активные потери.

9.2. Особенности структурных схем тракта сигнальной
частоты РПУ СВЧ диапазона

Итак, практически все приемники СВЧ диапазона строятся по
супергетеродинной схеме с несколькими преобразованиями часто-
ты. Тракт принимаемой частоты во многом одинаков для приемни-
ков различных типов. Он состоит из входной цепи, усилителя ра-
диочастоты, смесителя и гетеродина преобразователя частоты.

Однако конкретная структура ТСЧ РПУ СВЧ диапазона опреде-
ляется особенностями диапазона частот и типами сигналов, ис-
пользуемых в этом диапазоне.

Упрощенная функциональная схема СВЧ приемника приведена
на рис. 9.1.

Рассмотрим назначение наиболее характерных и типичных СВЧ
устройств на примере краткого изложения принципов работы СВЧ
приемника.

Рис. 9.1. Упрощенная структурная схема РПУ СВЧ диапазона
Излученная радиоволна возбуждает в приемной антенне мало-
мощные колебания передаваемого радиосигнала СВЧ, которые по
линиям передачи через малошумящий усилитель (МШУ) поступают
на вход РПУ, выделяются преселектором (фильтром СВЧ) среди
множества отличающихся по частоте сигналов, преобразуются в
колебания промежуточной частоты, усиливаются, детектируются,
подвергаются добавочному усилению усилителем низкой частоты и
поступают на устройства обработки и отображения информации.

Линией передачи называется устройство, ограничивающее об-
ласть распространения электромагнитных колебаний и направ-
ляющее поток сверхвысокочастотной электромагнитной энергии в
заданном направлении. Линии передачи служат для передачи элек-
тромагнитной энергии от источника к потребителю, например, от ан-
тенны к приемному устройству, а также для соединения отдельных
частей и узлов радиоаппаратуры. На базе отрезков линий передачи
конструируются многие элементы и узлы радиоаппаратуры.

Основные требования к линии передачи:

-	незначительные паразитные излучение и прием энергии, так
как возникающие паразитные связи нарушают правильное функ-
ционирование радиоаппаратуры и радиосистем в целом;

-	минимальные амплитудно- и фазочастотные искажения;

-	минимальные потери энергии, уменьшающие дальность дей-
ствия радиосистем и ухудшающие электрические характеристики
элементов и узлов радиоаппаратуры, конструируемых на базе ли-
ний передачи;

-	высокая электрическая прочность, необходимая для передачи
большой мощности;

-	высокая механическая прочность, обеспечивающая высокую
надежность, длительный срок службы и устойчивость к механиче-
ским воздействиям;

-	большая широкополосность, допускающая одновременную
работу нескольких каналов радиосистем и передачу сложных сиг-
налов с широким спектром.

Используемые на практике линии передачи можно разделить на
два класса:

1)	открытые линии передачи (полосковая симметричная и не-
симметричная, диэлектрическая, однопроводная и др.);

2)	волноводы (коаксиальный, круглый, прямоугольный, Н-образ-
ный, гофрированный и др.).

В открытых линиях передачи электромагнитное поле сообщает-
ся с пространством, окружающим линию. В волноводах электро-
магнитное поле сосредоточено в пространстве, экранированном от
внешней среды металлической оболочкой.

Малошумящий усилитель (МШУ) обеспечивает предваритель-
ное усиление радиосигнала до величины, достаточной для работы
последующего каскада.

Входная цепь приемника СВЧ диапазона связывает выход ан-
тенно-фидерного устройства со входом первого каскада приемника -
малошумящим усилителем (УСВЧ) или смесителем СВЧ. При этом
вход и выход входной цепи должны быть согласованы с волновыми
сопротивлениями присоединяемых к ним линий передач, чтобы в
местах соединения не возникало отражений СВЧ энергии. В зави-
симости от назначения приемника, его структурной схемы и усло-
вий применения входная цепь выполняет либо одновременно все,
либо те или иные из следующих функций:

-	частотная селекция принимаемых сигналов для уменьшения
помех на нерабочих частотах;

-	защита первого го каскада от перегрузки и повреждения СВЧ
мощностью сигналов, поступающих в приемник на рабочих частотах;

-	уменьшение влияния изменения входного сопротивления ан-
тенно-фидерного устройства на стабильность 1-го каскада.

Частотную селекцию сигналов во входной цепи осуществляют
с помощью СВЧ фильтра того или иного вида, который в этом слу-
чае называют преселектором. Задачей преселектора являются
пропускание с малым затуханием сигналов, поступающих на вход
приемника на частотах, лежащих в заданной полосе его рабочих
частот, и запирание входа приемника (внесение большего затуха-
ния) для сигналов, поступающих на частотах, лежащих за преде-
лами рабочей полосы частот.

Защита первого каскада от перегрузки СВЧ мощностью на ра-
бочей частоте обычно необходима только в радиолокационных
приемниках, на вход которых всегда просачивается часть мощно-
сти импульсного передатчика РЛС. Эта мощность во многих случа-
ях лежит в пределах от сотен ватт до единиц киловатт в импульсе
и более, что неизмеримо превосходит уровни мощности, допусти-
мые для нормальной работы СВЧ полупроводниковых диодов
(обычно десятки или сотни милливатт в импульсе), используемых
в первом каскаде большинства приемников СВЧ. Для защиты дио-
дов от повреждения просачивающейся мощностью передатчика
применяют специальные устройства, в качестве которых чаще все-
го используются разрядники защиты приемника и полупроводнико-
вые ограничители СВЧ мощности.
При использовании в первом каскаде приемника регенеративно-
го малошумящего усилителя СВЧ (например, параметрического)
нестабильность его характеристик определяется наряду с другими
факторами изменением сопротивления источника сигнала (АФУ),
подключенного ко входу усилителя. В значительной степени стаби-
лизировать этот параметр удается с помощью невзаимных ферри-
товых устройств - циркуляторов и вентилей, которые, будучи
включенными между источником сигнала и усилителем, развязы-
вают их между собой, в результате чего усилитель «видит» в ос-
новном только выходное сопротивление ферритового устройства,
которое относительно постоянно.

Все элементы входной цепи приемника должны вносить как
можно меньшие потери (для обеспечения низкого коэффициента
шума) и обладать достаточно широкой полосой пропускания.

По взаимному расположению полос пропускания и заграждения
различают следующие разновидности фильтров:

-	фильтр нижних частот (ФНЧ);

-	фильтр верхних частот (ФВЧ);

-	полосно-пропускающий фильтр (ППФ), называемый также по-
лосовым;

-	полосно-заграждающий фильтр (ПЗФ), называемый также ре-
жекторным.

В СВЧ устройствах радиоприемников фильтры СВЧ достаточно
широко применяют во входных цепях в качестве преселекторов, на
выходе малошумящего усилителя для подавления шумов зеркаль-
ного канала, в параметрических усилителях для разделения цепей
различных частот и в других случаях.

В дециметровом диапазоне волн в качестве избирательной сис-
темы используются коаксиальные и полосковые резонаторы. Воз-
можно также применение отрезков симметричных линий и конден-
саторных контуров.

В настоящее время наиболее часто в качестве входных конту-
ров приемников дециметрового диапазона используются коакси-
альные резонаторы, представляющие собой отрезки коаксиальных
линий определенной длины, замкнутые или разомкнутые на конце
(рис.9.2).

Возможность создания фильтров на отрезках линий, играющих
роль реактивных элементов, основана на том, что короткозамкну-
тые и разомкнутые отрезки линии длиной / < А/4 эквивалентны со-
ответственно индуктивности и емкости, а при длине / = А/4 или А/2
они становятся резонансными и эквивалентны параллельному или
Рис.9.2. Входные устройства приемников дециметрового диапазона на
коаксиальных резонаторах со связью с антенной при помощи петли (а),
зонда (б), непосредственного контакта (в)

последовательному колебательному контуру (в зависимости от
длины и того, замкнуты или разомкнуты они на конце). Здесь А -
длина волны СВЧ колебаний в линии передачи в отличие от Л -
длины волны в воздухе [см. выражение (1.1)].

В сантиметровом диапазоне волн в качестве избирательной сис-
темы используются объемные и полосковые резонаторы (рис.9.3).

Для создания широкодиапазонных фильтров - преселекторов и
гетеродинов СВЧ, в настоящее время широко применяют монокри-
сталлические ферритовые резонаторы, которые имеют высокую
собственную добротность (0=5000...10000) и возможность механи-
ческой перестройки в широком диапазоне частот (до нескольких
октав) по практически линейному закону. Ферритовый резонатор -
единственный из элементов СВЧ, резонансная частота которого не
зависит от размеров, что позволяет использовать миниатюрные
резонаторы в диапазонах сантиметровых и миллиметровых волн.

В диапазоне СВЧ наибольшее распространение получили резо-
наторы на монокристаллах железо-иттриевого граната (ЖИГ) в ви-
де сфер диаметром 0,3...1 мм. На ЖИГ резонаторах созданы
фильтры, работающие в диапазоне частот от 2 до 40 ГГц.

В высокочастотной части диапазона СВЧ применяют барий-
цинковые и бариевые гексаферриты. Последние позволяют полу-
чить резонанс даже в четырехмиллиметровом диапазоне волн.
а)	------------------ б)

в)

Рис.9.3. Входные устройства приемников сантиметрового диапазона на
объемных резонаторах со связью с антенной при помощи: диафрагмы (а),
петли (б), зонда (в)

Используя ферритовые резонаторы, можно разработать раз-
личные перестраиваемые пассивные устройства СВЧ (полосно-
пропускающие и режекторные фильтры, ограничители мощности,
модуляторы, фильтры-циркуляторы), а также перестраиваемые
транзисторные и диодные автогенераторы СВЧ.

Смеситель обеспечивает преобразование принимаемого сигна-
ла СВЧ в сигнал промежуточной частоты. Гетеродин является ис-
точником непрерывных СВЧ колебаний, подводимых к смесителю.

Детектор преобразует радиосигнал в электрический сигнал пер-
воначальной формы. Для обеспечения точной настройки приемни-
ка на принимаемый сигнал служит система автоматической под-
стройки частоты (АПЧ).

Таким образом, устройства СВЧ являются составной частью, в ос-
новном, ТСЧ РПУ СВЧ диапазона и их выходные параметры опреде-
ляются не только выбранной электрической схемой, но и в значитель-
ной степени конструкцией, обеспечивающей получение необходимых
параметров с заданной точностью и надежностью в условиях, опре-,
деляемых техническими требованиями.	/

В первую очередь к ТСЧ предъявляются высокие требования г/
чувствительности. Это объясняется тем, что уровень внешних /
мов в СВЧ диапазоне крайне низок, а источники полезного ради/
лучения имеют малую мощность или из-за ограниченного энер
сурса (например, размещенные на ИСЗ), или из-за техническ
возможности получения значительных мощностей СВЧ эне
Усилительных элементов (транзисторы, генераторные диодк
Во вторую очередь структура ТСЧ определяется видом прини-
маемого сигнала: видом модуляции, шириной спектра сигнала и
его источником. Как правило, сигналы в СВЧ диапазоне многока-
нальные со сложными видами модуляции, имеют ширину спектра
от единиц до десятков мегагерц. Сложные виды модуляции (ФМ,
АФМ) требуют обеспечения высоких стабильностей частот гетеро-
динов, что в СВЧ достаточно сложно, а отклонение номинала при-
нимаемой частоты за счет доплеровского эффекта, кроме того,
требует подстройки частоты РПУ.

Увеличивать стабильность необходимо в тех случаях, когда
требуется высокая чувствительность приемника при использова-
нии узкополосных сигналов, так как чувствительность значительно
ухудшается за счет роста запаса полосы:

Д4п = 27(д/с)2 + (д/г)2 + (д/н)2 + (д/п)2,

где Д/с, Д/г - нестабильность частоты сигнала и гетеродина; Д/н, А/п -
неточности настроек частот гетеродина и УПЧ.

Доплеровское смещение частоты сигналов, принимаемых от пе-
редатчика, который перемещается относительно приемника с ра-
диальной скоростью 1/р, равно:

= ру К 

где с = 3-105 км/с - скорость распространения радиоволн.

С учетом этого полоса пропускания линейного тракта приемника
расширяется до величины:

^рт = А/с + 2Д^ + А/зп •

Если расширение полосы пропускания за счет последних двух
слагаемых велико, применяют частотную или фазовую автопод-
стройку частоты гетеродина

,	, 2Д/О+Д/ЗП

А^ртЧАП - д/с +--------,

ЛЧАП

где /^чап - коэффициент частотной автоподстройки.

Обычно для обеспечения устойчивости достаточно обеспечить
Кчап= 15...25.

При использовании фазовой автоподстройки Кфап=°° и, следова-
тельно
Ырт фап —	+ р ~	

ЛФАП

Определив необходимую полосу линейного тракта Мрт, можно
выбрать структуру первых каскадов приемника, обеспечивающих
требуемую чувствительность, т.е. минимальный уровень сигнала
на входе РПУ, при котором обеспечивается его прием с заданным
качеством.

Если чувствительность задана в виде величины ЭДС сигнала
в антенне Еа, при которой обеспечивается заданное значение от-
ношения сигнал/шум на входе демодулятора (пороговое отноше-
ние сигнал/шум), то можно вычислить допустимый коэффициент
шума Л/ш из условия

р 2

Ь— Е2П2Мрт

И < —--------------

ш 4к7-0ДГртЯа

где увх = /у = Р - минимально допустимое отношение эффективных
напряжений сигнал/шум на входе демодулятора (увх зависит от ви-
да принимаемого сигнала); Еп - напряженность поля внешних по-
мех; /?а - действующая высота приемной антенны; Д/Грт = 1,1Д/рт _
шумовая полоса линейного тракта; к = 1,38x10'23Дж/град - посто-
янная Больцмана; То = 293 К - стандартная температура приемни-
ка; /?а - внутреннее сопротивление приемной антенны.

Если чувствительность задана в виде напряженности поля сиг-
нала Е возле приемной антенны, при которой обеспечивается за-
данное значение отношения сигнал/шум на входе демодулятора
Гвх, ТО

--Е2пЬГрт Ь2

4кТ0АЕртРа

Если чувствительность радиоприемника в СВЧ диапазоне зада-
ется в виде номинальной мощности сигнала Ра, отдаваемой антен-
ной согласованному с ней приемнику, при которой обеспечивается
заданное значение отношения сигнал/шум на входе демодулятора
Увх. то
ш [&кТ0ЬЕрт)

(9.1)

где Та - шумовая температура антенны, которая характеризует ин-
тенсивность воздействующих на антенну внешних шумов.

Шумовая температура приемника и коэффициент шума связаны
соотношением:

Л/ = 1 + ^2-
,',ш |т т •
1 о

Из (9.1) видно, что для обеспечения чувствительности нужно
обеспечить малый коэффициент шума приемника:

Л/ш =

1 К, Л/2—1 /73-1
--------- /V, + —2 + —2 
^рф^рвх--^р1	^р1^р2

Л/4-1
^р1^р2^р3

где Л/ш - общий коэффициент шума приемника; Крф, Крв* - коэффи-
циент передачи мощности фидера и входного устройства; /Ср12 -
коэффициент передачи мощности каскадов схемы; Л/1>2 - коэф-
фициент шума каскадов схемы.

Отсюда и следуют возможности минимизации величины Л/ш с
целью повышения чувствительности приемника.

Коэффициент передачи входного устройства при согласовании
по мощности с фидером /Срвх = 0,5 и здесь возможности снижения
коэффициента шума ограничены. Правда, существует режим рассо-
гласования по шумам, при котором Л/ш достигает минимальной ве-
личины, однако его трудно реализовать практически, особенно для
приемника, работающего в широком диапазоне частот.

Величину Крф можно существенно увеличить (до значения не
более Крф = 1) путем сокращения длины фидеров /ф. Однако ре-
ально по условиям компоновки антенного поля это осуществить
практически не удается.

Для снижения коэффициента шума в этих условиях выносят
часть приемника - входное устройство, УВЧ, преобразователь и 1-2
каскада ПЧ - непосредственно к антенне и уже колебания ПЧ пере-
даются по фидеру к основной части приемника. В этом случае вели-
чина К^пч никакого влияния на коэффициент шума не оказывает, а
антенна коротким кабелем соединяется с входным устройством.

Применяемые в смесителе приемника полупроводниковые дио-
рЬ1 имеют минимальный коэффициент шума в режиме, когда ток
диода имеет определенную оптимальную величину. Поэтому в
приемнике обязательно предусматривается возможность установ-
ки этого тока и постоянного контроля за его величиной в ходе экс-
плуатации.

Если в приемнике отсутствует УВЧ, то существенное влияние на
д/ш оказывает и первый каскад УПЧ. Очевидно, необходимо обес-
печить минимальный коэффициент шума и максимальный коэф-
фициент усиления каскада по мощности. Для снижения коэффици-
ента шума и улучшения избирательности приемника иногда прибе-
гают к сильному охлаждению преселектора с помощью специаль-
ной криогенной техники. Это, конечно, серьезно усложняет конст-
рукцию и повышает энергоемкость приемника.

В настоящее время на основе бурно развивающейся элемент-
ной базы СВЧ диапазона происходит некоторый пересмотр кон-
цепции проектирования приемников данного диапазона.

Вариант структурной схемы современного приемника сигналов
приведен на рис. 9.4.

Основой схемы является базовый приемник Ь-диапазона, кото-
рый работает в диапазоне частот 0,95...2,05 ГГц. Для расширения
диапазона рабочих частот приемника до десятков гигагерц в ком-
плекте предусмотрен набор поддиапазонных малошумящих усили-
телей - преобразователей (МШУ-ПР), которые осуществляют пере-
нос спектра сигнала в область рабочих частот базового приемника и
трансляцию данного спектра по тракту трансляции сигнала (ТТС).
Через модуль распределения МР сигнал может подаваться для об-
работки на необходимое количество базовых приемников. В случае
необходимости работы радиоприемника в более узком диапазоне
частот число сменных МШУ-ПР в комплекте поставки может умень-
шено.

Рис. 9.4. Структурная схема приемника сигналов СВЧ диапазона
Базовый приемник построен по супергетеродинной схеме с дву.
мя преобразованиями частоты. С выхода приемника сигнал может
подаваться на демодулирующие устройства для дальнейшей об-
работки.

Устройство управления, индикации и контроля РПУ позволяет
осуществить управление режимами работы и параметрами радио-
приемника как с передних панелей блоков, так и с помощью персо-
нальной ЭВМ, подключаемой к радиоприемнику через шину стан-
дартного интерфейса.

Сменные МШУ-ПР выполняются необслуживаемыми и построе-
ны по единой структурной схеме, включающей модули МШУ и пре-
образователя. Отличия в блоках заключаются в номиналах частот
гетеродинов и полосовых фильтров. МШУ предназначены для
обеспечения требуемой чувствительности в блоках.

Полосовые фильтры на входах блоков обеспечивают требуе-
мую многосигнальную избирательность и подавление побочных
каналов приема. Гетеродины блоков, работающие на фиксирован-
ной частоте, стабилизированы системой ИФАПЧ по сигналу опор-
ного кварцевого генератора (ОКГ).

Приемники СВЧ диапазона строятся по супергетеродинной схе-
ме. Линейный тракт, тракт принимаемой частоты во многом одина-
ков для приемников различных типов. Он состоит из входной цепи,
УВЧ, смесителя и гетеродина преобразователя частоты.

Если требования к чувствительности и подавлению помехи по
зеркальному каналу выполняются приемником без усилителя ра-
диочастоты, то он может отсутствовать. Если же приемник не мо-
жет обеспечить одновременное выполнение требований к избира-
тельности по зеркальному и соседнему каналам, то следует ис-
пользовать супергетеродин с двойным преобразователем частоты.

Кроме общих требований к элементам и устройствам СВЧ аппа-
ратуры предъявляется ряд специфических требований, обуслов-
ленных диапазоном частот.
ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ТРАКТА ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ

Практически все современные профессиональные радиоприем-
ники строятся по супергетеродинной схеме, в которой частота сиг-
нала преобразуется в некоторую постоянную, обычно достаточно
низкую частоту. Частоту, в которую преобразуются сигналы, назы-
вают промежуточной частотой. Обобщенная структурная схема
супергетеродина представлена в гл.2 на рис. 2.4.

Схема содержит:

-	тракт принимаемой (высокой) частоты;

-	тракт преобразования (промежуточной) частоты;

-	тракт низкой частоты.

Целью настоящей лекции является изучение назначения, со-
става трактов промежуточных частот, функций элементов трактов.
В ходе занятия необходимо провести анализ факторов, опреде-
ляющих на практике выбор номиналов промежуточных частот и
количества преобразований.

10.1.	Назначение, состав тракта ПЧ и функции элементов
тракта

Тракт промежуточной частоты радиоприемника включает
в себя часть схемы приемника от входа первого преобразователя
частоты до входа детектора.

Тракт должен обеспечивать преобразования разной принимае-
мой частоты сигнала (в соответствии с частотой настройки прием-
ника) к постоянной основной промежуточной частоте, на которой
осуществляются выполнение требований основного усиления и
основной избирательности сигнала по соседним каналам приема.

В некоторых профессиональных приемниках (I и II классов)
Факт преобразования может являться составной частью общей
системы стабилизации частоты.
Тракт промежуточной частоты

Рис. 10.1. Структурная схема тракта промежуточной частоты

В зависимости от числа преобразований частоты тракт про-
межуточной частоты подразделяется на тракты первой, второй
и т.д. промежуточных частот, один из которых является трактом
основной промежуточной частоты (ОПЧ). Каждый из указанных
трактов состоит из преобразователя частоты и каскадов усиления
соответствующей промежуточной частоты (рис.10.1).

Применять несколько преобразований частоты приходится
вследствие противоречивости требований к выбору номиналов
промежуточной частоты. Одни требования можно удовлетворить
только при выборе достаточно высокой, другие - достаточно низ-
кой промежуточной частоты, третьи диктуют вполне определенные
соотношения между номиналами промежуточных частот, между
частотами радиосигнала, промежуточной и первичного сигнала. В
соответствии с указанными противоречивыми требованиями выби-
рается количество преобразований частоты и номиналы промежу-
точных частот. В современных приемниках используется не более
двух-трех преобразований частоты.

Тракты первой, второй и т.д. промежуточных частот предназна-
чены для:

-	усиления колебаний соответствующих ПЧ;

-	развязки между преобразователями частоты;

-	подавления побочных каналов приема последующего преоб-
разования частоты.

Тракт основной промежуточной частоты выполняет следующие
функции:

-	основное усиление, обеспечивающее нормальный режим ра-
боты детектора и реализацию возможностей приемника по чувст-
Общая характеристика тракта промежуточной частоты
.—,----------------------- _ — .

вительности. Как правило, это усиление реализуется с помощью
многокаскадного усилителя, охваченного системами автоматиче-
ской и ручной регулировок усиления;

-	основная избирательность по соседним каналам приема. Поло-
са пропускания и прямоугольность характеристики избирательности
приемника определяются в основном полосой пропускания и прямо-
угольное™ характеристики избирательности тракта ОПЧ. Если при-
емник рассчитан для приема сигналов с разной шириной спектра, то
в тракте реализуется регулировка полосы пропускания.

С целью обеспечения высоких и неизменных коэффициентов
усиления и прямоугольное™ фильтра основная промежуточная
частота выбирается достаточно низкой и постоянной.

Рассмотрим факторы, определяющие выбор номиналов и коли-
чества преобразований частоты, более подробно.

Выбор номиналов промежуточных частот в приемнике опреде-
ляется следующими основными факторами:

1.	Номинальные значения промежуточных частот следует выби-
рать в диапазоне, где не работают мощные радиостанции. Для ве-
щательных приемников установлены стандартные номиналы про-
межуточных частот - 110 или 465 кГц.

Для профессиональных приемников ДВ, СВ и КВ стандартных
значений не установлено, но существуют нормализованные значе-
ния промежуточных частот, выбираемые в диапазонах 110...115;
125...130; 210...215; 460...465; 490...510; 720...750; 910...930;
1500... 1600, 2200 и 3000 кГц.

Для приемников метрового, дециметрового и сантиметрового
диапазонов нормализованы следующие значения ПЧ: 10, 23, 30,
70, 120, 140, 300 МГц.

В соответствии со стандартными и нормализованными значе-
ниями ПЧ изготавливаются типовые блоки и необходимая измери-
тельная аппаратура.

В частности для КВ приемников специального назначения ос-
новная ПЧ выбирается равной 215 кГц, что связано с необходимо-
стью согласования выхода тракта ОПЧ приемника со входами де-
модуляторов, разработанных на эту частоту.

2.	Номинальное значение промежуточной частоты не должно
выбираться в пределах диапазона рабочих частот приемника. Оно
должно быть отнесено возможно дальше от границ этого диапазо-
на с целью обеспечения необходимого подавления помехи по ка-
налу промежуточной частоты. Фактическое подавление помехи на
частоте должно быть равно или превышать требуемое (Отр), т.е.
О(^) = Овх(^пч)П О,(^пч)>Отр0[пч),

/ = 1

(Ю.1)

где Овх(^пч) - подавление помехи по каналу ПЧ во входном устрой-
стве; О,{ГПЧ) - подавление помехи по каналу ПЧ /-м каскадом усиле-
ния; п - число каскадов; Отр(/пЧ) - требуемое подавление, указан-
ное в ТТХ приемника.

Подавления и О,(АПЧ) зависят от относительной расстрой-
ки канала промежуточной частоты (4>ч) относительно частоты на-
стройки приемника (/о):

5 — ^пч

^0 ^пч

Подавление тем больше, чем больше относительная расстройка
3 и чем больше, следовательно, обобщенная расстройка
о = Оэ3.

Например, для одиночных колебательных систем подавление
рассчитывается по известной формуле:

О(/:пк) = А/й^ = д/1 + (ЗОэ)2 .

Условие (10.1) должно выполняться в любой точке каждого под-
диапазона.

Выбор наихудшей точки для подавления помехи по 1т различен
при преобразовании частоты с понижением или повышением час-
тоты сигнала после преобразования.

При преобразовании «вниз» (/т< ^тш) подавление [)(/т) и рас-
стройка 3 тем больше, чем больше отношение ГОт|п/(,ч т.е. чем
меньше /пч по сравнению с /отт (рис.10.2).

Рис. 10.2. Подавление помехи по 1ПЧ при преобразовании «вниз»
Рис. 10.3. Подавление помехи по 1ПЧ при преобразовании «вверх»

Из рисунка видно, что чем больше /пч и меньше минимальная
частота настройки приемника, тем ближе возможная помеха по ПЧ к
полосе пропускания приемника, а значит ослабить ее будет трудно.

Вывод. С точки зрения эффективного подавления помехи по ПЧ
ее номинал необходимо выбирать как можно меньшей.

При преобразовании «вверх» (4ч><отах) наиболее опасной явля-
ется точка, где отношение /Отах /	- максимально (рис. 10.3).

3.	Промежуточная частота должна быть возможно более высо-
кой, чтобы помеха по зеркальному каналу /эк = /0 ± была воз-
можно дальше отнесена от частоты настройки приемника

Фактическое подавление помехи на частоте 4к должно быть
равным или превышать требуемое, т.е.

п

О(/зк) = Овх(/зк)П °/(4к) * Отрази) .	(10.2)

/=1

где Овх(4к) - подавление помехи по ЗК во входном устройстве;
О,(/зК) - подавление помехи по ЗК /’-м каскадом усиления; п - число
каскадов; Отр(4к) - требуемое подавление, указанное в ТТХ прием-
ника.

Подавление ЗК тем больше, чем больше его расстройка относи-
тельно частоты настройки приемника /0:

$ _ 4к _ 4> _ 4) —^^1ч 4>

'о 4к ^0	^0 — 2^пч

Отсюда следует, что как при верхней настройке гетеродина, ко-
гда 4К = /0 + 2(т, так и при нижней настройке гетеродина, когда
= /о - 2/пч, расстройка 3 тем больше, чем больше /т. Следова-
тельно, подавление О(/зк), увеличивающееся с ростом 3, будет тем
больше, чем выше /пЧ- Т.е., наихудшей точкой подавления помехи
по ЗК будет точка, где /пЧ - минимальна.

Вывод. Влияние выбора номинала /пч на подавление помехи по
каналам ПЧ и ЗК противоречивы. Чем больше /т, тем легче обес-
печить подавление помехи по ЗК и сложнее обеспечить ее подав-
ление по каналу ПЧ.

4.	Промежуточная частота должна быть достаточно низкой, что-
бы в тракте промежуточной частоты можно было получить доста-
точно узкую полосу пропускания при конструктивно осуществимых
добротностях контуров (ДЕпч = /пч/О)- При использовании в тракте
промежуточной частоты резонансных контуров следует учитывать,
что их добротность не может быть больше определенной величи-
ны, т.е.

П _ А/Ъч < л

^ЭПЧ Г — ^эпч(осущ) •
'пч

Отсюда следует, что для получения достаточно узкой полосы
ДЕпч величина /т должна быть возможно меньшей.

При применении в тракте промежуточной частоты сложных по-
лосовых фильтров следует иметь в виду, что конструктивно резо-
нансная система тем более просто осуществляется, чем шире от-
носительная полоса пропускания фильтра Д/т1Ч//спч, т.е. чем ниже
4>ч при заданной полосе пропускания

В частности, при использовании в тракте резонансных контуров
при известной осуществимой добротности ОЭПч(осущ) промежуточная
частота должна удовлетворять условию:

414 — А^ПчОэПЧ(ОСуЩ)у(ппч) >

где у('лпч>) - функция, зависящая от типа и числа используемых ре-
зонансных усилителей (находится по специальным таблицам в
справочной литературе по расчету приемников).

5.	Промежуточная частота должна выбираться с учетом устра-
нения или уменьшения фокусов побочных каналов приема в диа-
пазоне частот приемника. Это осуществляется либо аналитически,
либо с помощью номограмм [5: рис.4.6 - 4.7, с. 147-148].

Отсюда следуют несколько рекомендаций по выбору ^пч:

- при разностном преобразовании частоты и нижней настройке
гетеродина, т.е. при - К, число учитываемых фокусов побоч-
ных каналов уменьшается с уменьшением отношения Д/^//^, т.е.
Общая характеристика тракта промежуточной частоты
.—------------------------------------

при уменьшении ПЧ;

-	при разностном преобразовании и верхней настройке гетеро-
дина /пч = /г - /о число фокусов, попадающих в диапазон рабочих
частот, уменьшается с ростом отношения Д/пч//0, т.е. с увеличе-
нием

-	при суммарном преобразовании частоты /пч = /0 + /г число фо-
кусов в диапазоне также уменьшается с ростом Д/пч//0, т.е. с уве-
личением /пч.

6.	Промежуточная частота должна быть возможно более высо-
кой, чтобы обеспечить:

-	лучшую фильтрацию промежуточной частоты на выходе схе-
мы детектора, причем практически достаточно, чтобы выполнялось
условие /пч > (б.-.Ю^тах, где Етах - высшая частота спектра пер-
вичного сигнала;

-	более устойчивую работу системы автоматической подстройки
частоты;

-	меньшее влияние шумов гетеродина на чувствительность
приемника.

7.	С другой стороны, промежуточная частота должна выбирать-
ся возможно более низкой, так как чем ниже 4ч> тем:

-	более высокое устойчивое усиление можно получить на один
каскад;

-	меньше зависимость усиления и полосы пропускания от раз-
броса емкостей ламп и транзисторов.

Перечисленные факторы, влияющие на выбор номиналов про-
межуточной частоты, противоречивы. С одной стороны, следует
стремиться к выбору более высокой /т, с другой - более низкой.
Это противоречие в ряде случаев разрешается выбором несколь-
ких преобразований частоты.

Рассмотрим основные причины, определяющие выбор несколь-
ких преобразований частоты. При этом наряду с перечисленными
учтем другие факторы, определяющие выбор нескольких преобра-
зований частоты в приемнике.

а)	. Два преобразования используются для того, чтобы удовле-
творить противоречивым требованиям ослабления побочных кана-
лов приема и высокой избирательности по соседним каналам.
Первое требование предполагает выбор возможно более высокой
промежуточной частоты обычно путем переноса спектра прини-
маемого сигнала выше диапазона рабочих частот приемника. Вто-
рое условие влечет за собою выбор достаточно низкой промежу-
точной частоты, на которой могут быть сравнительно просто реа-
лизованы избирательные системы с узкими полосами пропускания
и резким возрастанием затухания за пределами полосы.

В частности, с точки зрения подавления помехи по зеркальному
каналу, первая промежуточная берется возможно более высокой.
Тогда зеркальная помеха первого преобразования /зк = /0± лег-
ко подавляется преселектором.

Если в этом тракте используется лвч одиночных контуров с экви-
валентными добротностями Оэвх, то выбор номинала первой ПЧ для
обеспечения требуемого ослабления по ЗК ведется по формуле

(Ю.2)

где лвч - число контуров в тракте принимаемой частоты, включая
входное устройство; Оэвч - эквивалентная добротность контуров; а -
параметр рассогласования; ОЭ1стреб - требуемое техническими усло-
виями подавление зеркального канала.

Подавление соседних каналов приема осуществляется изби-
рательными системами тракта ОПЧ. Так как расстройка соседнего
канала соизмерима с полосой пропускания приемника, основной
тракт должен обладать возможно более узкой полосой ДГщ.

Эта полоса более простым путем реализуется на достаточно
низкой промежуточной частоте, номинал которой удовлетворяет
условию

^ПЧ — Д^14^эпч(осущ)'и(^пч)

(10.3)

Если условия (10.2) и (10.3) не противоречат друг другу, может
быть использовано одно преобразование частоты. В противном
случае в приемнике используется двойное преобразование часто-
ты, причем из условия (10.2) определяется первая промежуточная
частота, а из условия (10.3) - вторая.

б)	. Два и более преобразования могут быть вызваны принципа-
ми построения тракта стабилизации частоты. В частности, два
преобразования частоты необходимы в том случае, если в прием-
нике предполагается использовать принцип компенсации ухода
частоты генератора, являющегося общим источником при форми-
ровании гетеродинирующих напряжений первого и второго преоб-
разований.
10.2.	Тракт первой промежуточной частоты

Тракт первой промежуточной частоты, выполняя свои функции,
вытекающие из условий применения двойного преобразования
частоты, вместе с тем обеспечивает:

-	усиление колебаний первой промежуточной частоты;

-	развязку между первым и вторым преобразователями;

-	избирательность по побочным каналам приема, образующимся
при втором преобразовании частоты.

Тракт состоит из преобразователя частоты и одного-двух каска-
дов усиления первой промежуточной частоты (У1ПЧ).

К первому преобразователю частоты предъявляются высокие
требования, определяемые назначением и классом приемника. Ос-
новными требованиями являются:

-	высокая линейность преобразования частоты, ослабление или
практически полное отсутствие высших компонентов преобразова-
ния частоты на выходе схемы;

-	низкий коэффициент шума преобразователя и по возможности
высокий коэффициент передачи по мощности;

-	слабое просачивание колебаний гетеродина и его шумов как
на вход приемника, так и на выход схемы преобразователя;

-	высокие входное и выходное сопротивления, согласующиеся с
предшествующими и последующими элементами схемы.

Высокая линейность первого преобразования частоты в прием-
нике имеет первостепенное значение, в особенности в профессио-
нальной аппаратуре. При выборе типа схемы преобразователя в
первую очередь следует заботиться о том, чтобы схема и режим
обеспечивали возможно большую протяженность линейного участ-
ка крутизны характеристики преобразующего элемента. Чем шире
линейный участок, тем меньше выражены нелинейные явления
преобразования.

При протяженном линейном участке допустимы большие изме-
нения амплитуды входного сигнала при приемлемом уровне нели-
нейных искажений. Или наоборот - чем ниже уровень входного
сигнала, тем больше запас линейности крутизны характеристики
преобразующего элемента. Учитывая это, амплитуда напряжения
сигнала на входе преобразователя Овхс ограничивается допусти-
мой величиной нелинейных искажений. Усиление в тракте прини-
маемой частоты до входа преобразователя должно быть ограниче-
но и регулироваться в зависимости от уровня сигнала на входе
приемника.
Линейность преобразования важна также в случаях одновре-
менного воздействия сигнала нормального уровня и относительно
сильной помехи. Чем шире линейный участок характеристики пре-
образования, тем выше допустимый уровень помехи на входе пре-
образователя при приемлемых величинах эффектов блокирова-
ния, перекрестной модуляции и др. Для каждого типа преобразова-
теля и вида нелинейных явлений могут быть определены допусти-
мые значения напряжений помех 1/вхп на входе.

Кроме ограничения входных уровней сигналов и помех для ли-
нейности преобразования большое значение имеет выбор режима
работы преобразующего элемента. В особенности это важно с точки
зрения ослабления полезно не используемых компонентов преобра-
зования частоты. Для ослабления интенсивности неиспользуемых
компонентов преобразования могут быть приняты следующие меры:

-	обеспечение строго гармонической формы напряжения гетеро-
дина, подводимого к смесителю;

-	расположение начального положения рабочей точки преобра-
зователя в средней точке линейного участка характеристики крутиз-
ны преобразующего элемента;

-	уменьшение амплитуды напряжения гетеродина на входе пре-
образующего элемента, по крайней мере, до величины, не превы-
шающей половины линейного участка характеристики крутизны;

- использование специальных схем - балансных или кольцевых,
обеспечивающих подавление высших компонентов преобразования.

Первые три рекомендации безусловно целесообразны в любом
случае. Что касается сложных схем преобразователей, то их ис-
пользование оправдывается при неизменных частотах 4 и /т, когда
сравнительно просто осуществляются баланс схемы и его поддер-
жание. Этого при первом преобразовании обычно не бывает. По-
этому сложные схемы преобразователей нашли широкое примене-
ние, как правило, во вторых преобразователях частоты.

Коэффициент шума Л/пр и коэффициент усиления по мощности
Крпр преобразователя, в особенности при неблагоприятных шумо-
вых и усилительных параметрах тракта принимаемой частоты,
должны выбираться из следующих условий. Параметры преобра-
зователя должны быть такими, чтобы элементы приемника, начи-
ная с преобразователя, оказывали малое влияние на общий ко-
эффициент шума. Пусть коэффициент шума приемника

К1	Л/ ^пр ~~ Л/рч _ 1

Л/ с = ^ ч —--------1--—----ь

/уобщ /увч т	к К	’

Л рвх	АрвхАрпр
где Чч, Чр, Чч - коэффициенты шума тракта высокой частоты,
преобразователя и тракта промежуточной частоты; Крвч, Крпр - ко-
эффициенты усиления по мощности тракта ВЧ и преобразователя.

Очевидно, что удельный вес преобразователя и последующих
цепей в общей величине коэффициента шума уменьшается с
уменьшением ЧР и увеличением Крвч, Крпр и оценивается отноше-
нием:

г _ Чбщ ~	~ Мпр -1 Чч	(10 4)

Л/	К	К К Ы	’

'’вч	''рвч'*вч 'хрвч'хрпр'*вч

При заданной величине выбираемой в пределах 0,05...0,1, из
равенства (10.4) могут быть установлены желательные величины
А/пр, КрПр.

Несмотря на то что преобразователь удален от входа приемни-
ка, его шумовым и усилительным параметрам следует уделять
должное внимание. Это обусловлено тем, что коэффициент шума
преобразователя в несколько раз больше коэффициента шума
усилителя, собранного на идентичном электронном приборе.

Просачивание колебаний гетеродина на вход приемника и в
тракт промежуточной частоты должно быть минимальным. Должна
быть обеспечена развязка цепей сигнала и гетеродина путем вы-
бора соответствующего вида связи гетеродина и смесителя. Вме-
сте с тем важно уменьшение влияния сигнального тракта на пара-
метры гетеродина.

Входные и выходные сопротивления преобразователя должны
быть возможно более высокими, чтобы уменьшить их влияние на
избирательные системы предшествующего и последующего каска-
дов. С точки зрения усилительных и шумовых качеств схемы жела-
тельно межкаскадное согласование. Входное и выходное сопро-
тивления должны выбираться такими, чтобы облегчить такое со-
гласование.

В тракте первой промежуточной частоты используются не более
одного-двух каскадов усиления. Увеличение числа каскадов может
привести к избыточному усилению до входа второго преобразователя
частоты. Это нежелательно как с точки зрения линейности второго
преобразования частоты, так и многосигнальной избирательности.

Усиление в тракте первой промежуточной частоты

_ ^вх(2пр)

Л1пч ~ и

^вх(1пр)
где иВХ(1пр) и С/Вх(2пр) - допустимые величины напряжения на входе
соответственно первого и второго преобразователей частоты.

Обычно коэффициент усиления КУт не превышает 10...20. Уси-
лительные каскады тракта охватываются ручной и автоматической
регулировкой усиления.

Следует отметить, что усилительные каскады служат развязкой,
своего рода буферными элементами между первым и вторым пре-
образователями. Избирательные системы этих каскадов ослабля-
ют проникновение неиспользуемых компонентов первого преобра-
зования частоты на вход второго преобразователя, уменьшают
просачивание напряжения второго гетеродина в схему первого
преобразователя. Этим самым уменьшается число пораженных
точек в диапазоне рабочих частот приемника.

При втором преобразовании частоты, как и при первом, образу-
ются побочные каналы приема. Наибольшую опасность представ-
ляют помехи по зеркальной и промежуточной частотам второго
преобразования частоты. Подавление их должно быть не меньше,
чем подавление соответствующих помех первого преобразования
частоты. Ослабление побочных каналов приема второго преобра-
зования частоты осуществляется во всех избирательных системах
приемника, стоящих до входа второго преобразователя.

Частоты ЗК второго преобразования определяются выражениями:

4зк = Ъ- 24пч (в тракте принимаемой частоты);

Г2зк = ^1пч ± 2/гпч (в тракте первой промежуточной частоты).

Эта помеха будет частично ослаблена в тракте принимаемой
частоты. Если ^пч относительно низкая, такое ослабление невели-
ко. Дополнительное ослабление помехи на этой частоте обеспечи-
вается избирательными системами тракта первой промежуточной
частоты.

Общее ослабление зеркальной помехи второго преобразования
частоты в тракте принимаемой частоты и в тракте первой проме-
жуточной частоты О2эк должно быть равным или превышать тре-
буемое Огзк(тр) техническими условиями:

Ргзк = ^2зк(вч)Ргзк(1пч) — ^2зк(тр)>	(10.5)

ГДе О2зк(вч; = О’ззк(вх)О’зк(1УВЧ,)”'> ^2зк(1пч) = ^2эк(1см^2зк(1УПЧ)-“

С учетом (7.4) и (10.5) относительные расстройки второго зер-
кального канала в трактах принимаемой и первой промежуточной
частоты соответственно равны:
$ _ 4зк _ /о±/2пч

<0 Л>зк Л) Аэ±Л>пч

_ ^2зк ^1пч _ /Г1пч±/’2пч ^1пч

Апч 2зк ^1пч ^пч * ^2пч

Ослабление помехи будет наименьшим в точках, где отношение
/гпч^о и 4пчМпч будут минимальны.

Помеха, частота которой равна номинальному значению второй
промежуточной, т.е. 4 = 4пч, ослабляется в трактах принимаемой и
первой промежуточной частот. Общее ее ослабление О2пч должно
быть равным Оглч(тр) или превышать значение, требуемое техниче-
скими условиями:

^2пч = ^2пч(вч)^2пч(1пч) — Ргпч(тр) >	(10.6)

ГДе ^2пч(вч) — ^2пч(вх^2пч(1УВЧ) "•>	^2пч(1пч) — ^2пч(1см)^2пч(1УПЧ) •

Относительные расстройки канала приема по второй промежу-
точной частоте в трактах принимаемой и первой промежуточной
частот соответственно равны:

$ _ 4пч ^° .	— ^2ПЧ ^1пЧ

/д ^2пч	А1пч /2пч

На основании (10.5) и (10.6) тракт первой промежуточной часто-
ты должен обеспечить подавление помех:

-	по второму зеркальному каналу:

П > ^2зк<тр; .

и2зк(1пч) -	•

^2зк(вч))

-	по второй промежуточной частоте:

Г)	> ^2пч(тр)

Чгпч(1пч) г 75	•

Ч2пч(вч)

Исходя из рассчитанных величин О2эк(1пч) и О2пч(1пч) выбирают вид
избирательных систем и число каскадов в тракте первой промежу-
точной частоты. Если будет использовано несколько фильтров, то
фильтр с лучшими характеристиками избирательности следует
ставить в нагрузке смесителя.
10.3. Тракт основной промежуточной частоты

Назначение тракта - обеспечение основной избирательности и
основного усиления до входа детектора.

Селективные свойства приемника супергетеродинного типа, в
первую очередь избирательность в отношении соседних каналов
приема, определяются трактом ОПЧ. Вследствие этого полоса
пропускания тракта берется возможно более узкой, близкой к не-
обходимой полосе пропускания приемника, с небольшим превы-
шением:

ДЕп=(1,1...1,2)ДГо6щ.

Полоса пропускания приемника ДГобщ выбирается с учетом ре-
альной ширины спектра радиосигнала и запаса, зависящего от час-
тотной точности (стабильности) радиолинии. Для приема сигналов
с приемлемым качеством важны формы амплитудно-частотной,
фазо-частотной или переходной характеристик в пределах полосы
пропускания и прилегающих областях. Указанные требования оп-
ределяются родом первичного сигнала, видом модуляции радио-
сигналов и допустимыми искажениями передаваемого сообщения.
Все вышеуказанные требования в приемниках супергетеродинного
типа в основном реализуются в тракте основной промежуточной
частоты.

Полоса мешания тракта определяется требованиями подавле-
ния Оск соседних каналов приема:

где К„(0) - необходимая величина коэффициента прямоугольности.

При заданной расстройке Д/ёк соседнего канала, необходимом
уровне его подавления Оск и известной полосе пропускания прием-
ника ДГобщ величина КП{О) определяется из соотношения:

«п(О)	----1-

Аг-общ

Таким образом, требования к избирательности тракта основной
промежуточной частоты могут задаваться полосой пропускания Д^п
и полосой мешания ДГМ или полосой пропускания &РП и коэффици-
ентом ПРЯМОУГОЛЬНОСТИ КП(О)-

Усиление в тракте ОПЧ должно обеспечивать с некоторым за-
Общая характеристика тракта промежуточной частоты
пасом необходимый уровень радиосигнала на входе детектора.
Оно определяется:

к _ Утв* (дет)
0ПЧ [911	3’

^Цзх(пр)

где ^твх(дет) - амплитуда напряжения сигнала на входе детектора,
обеспечивающая обработку радиосигналов в наилучших условиях;
ЦзХ(пР) ~ допустимый уровень напряжения на входе преобразовате-
ля в тракте основной промежуточной частоты; К3 - запас усиления,
необходимый для компенсации возможного уменьшения усиления
при старении или смене электронных приборов, изменении режи-
мов питания или внешних условий.

Если предварительно было определено необходимое усиление
в радиотракте в целом, а именно:

к _ Утв*(дет) „ _ ^вх(1пр) Ц$х(2пр) ^твх(дет) /х _/х м /х

Арт ~	/т’_ Аз г:	II "‘11 Аз АвчА1пч*”Аопч »

д/2са	^вх(1пр) ^вх(пр)

то коэффициент усиления в тракте ОПЧ

КОг

X —_______Рт

опч к к ’
авча1пч---

где Квч, Ко™ - коэффициенты усиления в трактах принимае-
мой, первой промежуточной,..., основной промежуточной частот.

Так как амплитуда напряжения радиосигнала увеличивается от
каскада к каскаду, необходимо, чтобы в последних каскадах тракта
ОПЧ усилительный элемент и его режим обеспечивали линейное
усиление сигналов с относительно большой амплитудой. Уровень
радиосигнала на входе детектора по возможности должен быть
постоянным, обеспечивающим оптимальные условия обработки
радиосигнала. С этой целью в тракте промежуточной частоты ис-
пользуются ручные и автоматические регулировки усиления.

Тракт основной промежуточной частоты состоит из преобразо-
вателя частоты и нескольких каскадов усиления.

К преобразователю частоты наряду с обычными предъявляются
весьма жесткие требования линейности преобразования и подав-
ления высших компонентов преобразования. Эти требования реа-
лизуются:

-	выбором режима преобразователя;
-	ограничением уровня сигнала на входе преобразователя;

-	использованием балансных и кольцевых схем преобразовате-
лей частоты (при этом необходимо обеспечить условия, когда по-
даваемые на вход преобразователя колебания ПЧ и гетеродина
имеют неизменную в диапазоне частоту).

Необходимые усиление и избирательность обеспечиваются
всеми каскадами тракта ОПЧ, в том числе преобразователем и
усилительными каскадами с их избирательными системами.

Так как усиление должно быть большим, а избирательность вы-
сокой, тракт основной промежуточной частоты представляет собою
многокаскадную систему.

Для определения состава многокаскадной схемы обычно задают:

-	среднюю частоту настройки 4;

-	общий коэффициент усиления /Собщ;

-	общую полосу пропускания ДАо6щ;

-	коэффициент прямоугольности Кп;

-	требования к АЧХ, ФЧХ или переходной характеристикам.

Заданные требования можно выполнить путем использования
различных типов многокаскадных схем, разного числа каскадов и
различных по типу электронного прибора и виду схемы каскадов.
Задача сводится к определению наиболее оптимального типа мно-
гокаскадной схемы, имеющего наименьшее возможное число кас-
кадов при возможно более простой схеме каждого каскада.

На практике получили распространение два варианта построе-
ния тракта ОПЧ:

-	с равномерным распределением функций усиления и избира-
тельности (рис.10.4). Здесь функции усиления и избирательности
выполняет каждый каскад. Недостатками этого принципа построе-
ния является сложность настройки и низкая технологичность про-
изводства УПЧ, имеющего значительное количество резонансных
цепей. Кроме того, может возникнуть необходимость для обеспече-

иц уэ иц уэ иц	уэ иц

Рис. 10.4. Структурная схема усилителя промежуточной частоты
с равномерным распределением функций усиления и избирательности
ФСС УЭ ФСС УЭ ИЦ	УЭ ИЦ

Рис.10.5. Структурная схема усилителя промежуточной частоты
с разделением функций усиления и избирательности

ния требований по избирательности использовать большее число
каскадов, чем необходимо для обеспечения требований по усилению;

- с разделением функций усиления и избирательности (рис.10.5).
В данном случае функцию усиления обеспечивают все каскады
УПЧ, а функция избирательности реализуется фильтром сосредо-
точенной селекции (ФСС), устанавливаемым на выходе преобра-
зователя частоты.

В настоящее время в связи с широким внедрением интегральных
микросхем такой принцип построения является основным, поскольку
позволяет резко сократить количество избирательных цепей и зна-
чительно повысить технологичность производства аппаратуры, уп-
ростить настройку.

Увеличение же числа усилительных каскадов для обеспечения
требований по усилению при использовании интегральных микро-
схем не приводит к существенному росту массогабаритных харак-
теристик.

Получили распространение следующие типы многокаскадных
схем с равномерным распределением функций усиления и избира-
тельности:

-	с одноконтурными каскадами, настроенными на одну частоту
(схема 1-го типа). Система состоит из п идентичных каскадов, каж-
дый из которых содержит в нагрузке одиночный резонансный кон-
тур и все каскады настроены на одну частоту (рис.10.6);

-	с двойками взаимно расстроенных каскадов (схема 2-го типа).

Рис.10.6. Структурная схема многокаскадной системы с каскадами,
настроенными на одну частоту
2 пара

Рис. 10.7. Структурная схема многокаскадной системы с каскадами,
настроенными на две частоты

Система состоит из п/2 идентичных пар каскадов, каждый каскад
содержит в нагрузке одиночный резонансный контур, причем
в каждой паре один из каскадов настроен на -А/р, а второй на +д/р
относительно частоты 4ч (рис.10.7);

-	с тройками взаимно расстроенных каскадов (схема 2-го типа).
Система состоит из п/3 идентичных пар каскадов, каждый каскад
содержит в нагрузке одиночный резонансный контур, причем в ка-
ждой тройке один из каскадов настроен на -Д/р, второй на +Д/Р, а
третий точно на частоту 4ч (рис.10.8);

-	с каскадами, имеющими в нагрузке двухконтурный фильтр
(схема 3-го типа). Система содержит п идентичных каскадов,
имеющих в нагрузке двухконтурные фильтры, настроенные на
среднюю частоту 4ч (рис. 10.9).

Среди многокаскадных схем с разделением функций усиления и
избирательности используются:

1 тройка

2 тройка

Рис.10.8. Структурная схема многокаскадной системы с каскадами,
настроенными на три частоты
- комбинированные, в которых функции избирательности и уси-
ления разделены. Необходимая избирательность обеспечивается
одним или двумя ФСС (многозвенными полосовыми 1_С фильтрами,
кварцевыми или электромеханическими фильтрами), включаемыми
в нагрузку первых каскадов тракта ОПЧ. Фильтры должны иметь по-
лосу пропускания и коэффициент прямоугольности, определяющие
избирательные свойства тракта в целом. Чтобы характеристика из-
бирательности в основном определялась каскадами, имеющими в
нагрузке ФСС, полоса пропускания последующих каскадов должна
удовлетворять условию

△/"Ьпч - (2...3)Л/^6щ.

Заданное усиление в такой схеме обеспечивается главным об-
разом последующими каскадами, представляющими собой много-
каскадную систему 1-го или 3-го типов, т.е.

^общ — ^ФСС^опч •

Тогда усиление каскадов, стоящих за каскадами с ФСС, должно
составлять:

к

/X _ побщ

АОПЧ у

К ФСС

где Кфсс - коэффициент усиления каскадов, имеющих в нагрузке
ФСС.

В профессиональных приемниках используется в основном по-
следний вариант построения тракта ОПЧ.

Рис.10.9. Структурная схема многокаскадной системы с каскадами,
имеющими в нагрузке двухконтурный фильтр

10.4. Особенности трактов ПЧ приемников
СВЧ диапазона

Тракт промежуточной частоты приемников СВЧ диапазона стро-
ится в большинстве случаев по схеме с распределенными усиле-
нием и избирательностью. В тракте ПЧ требуется обеспечить ши-
рокую полосу пропускания и достаточно большое усиление, так как
усиление по ВЧ обычно невелико, а то и вовсе отсутствует, если
первым нелинейным каскадом приемника является диодный пре-
образователь частоты (коэффициент передачи такого преобразо-
вателя всегда меньше единицы).

Смесители приемников СВЧ диапазона. Смеситель СВЧ яв-
ляется составной частью преобразователя частоты. В приемниках
ДЦВ можно применять преобразователи с транзисторными и диод-
ными (резистивными, туннельными и параметрическими) смесите-
лями. Приемники СМВ и ММВ имеют преобразователи, как прави-
ло, с диодными смесителями. Рассмотрим конструктивные особен-
ности этих смесителей.

В смесителе СВЧ принимаемый сигнал преобразуется в сигнал
промежуточной частоты, при этом диод используется в качестве
нелинейного активного сопротивления. Диод при этом помещают в
смесительную секцию (коаксиально-волноводную, полосковую или
микрополосковую), к которой подводят мощности сигнала и гетеро-
дина, и соединяют его с входной цепью УПЧ, служащей нагрузкой
диода по промежуточной частоте.

Наиболее важными требованиями, предъявляемыми к смесите-
лям СВЧ, являются:

-	минимальный коэффициент шума;

-	широкополосность;

-	минимальная мощность гетеродина (что позволяет использо-
вать маломощные гетеродины);

-	максимальная устойчивость к перегрузкам СВЧ мощностью
(что облегчает защиту смесителя).

При этом необходимо отметить, что одновременное удовлетво-
рение всех этих требований не всегда обязательно.

В современных РПУ СВЧ диапазона в большинстве случаев
применяют двухдиодные балансные смесители (БС). Основным их
достоинством является способность подавлять шум амплитудной
модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для получе-
ния низкого коэффициента шума. Наряду с этим БС обладает и
другими преимуществами перед небалансным смесителем. В ча-
стности, БС работает при меньшей мощности гетеродина, имеет
повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных
частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачи-
вающуюся в антенну.

Балансный смеситель содержит обычно два однотактных сме-
сителя. Включение их, подача напряжений 1/с и С/г, подсоединение
нагрузки могут осуществляться различными способами. Приведем
основные из них:

-	однополярное включение диодов, противофазная подача сиг-
нала на диоды и синфазная подача гетеродинного напряжения,
двухтактное включение нагрузки;

-	однополярное включение диодов, синфазная подача сигнала
на диоды и противофазная подача гетеродинного напряжения,
двухтактное включение нагрузки;

-	разнополярное включение диодов, синфазная подача гетеро-
динного напряжения, однотактное включение нагрузки;

-	разнополярное включение диодов, подача сигнала на диоды
с фазовым сдвигом л/2, подача колебаний гетеродина на диоды
с фазовым сдвигом л/2,однотактное включение нагрузки.

Возможны и другие варианты схем балансных смесителей.
Практически более удобно однотактное включение нагрузки
(фильтра ПЧ), так как изготовление и настройка точно сбалансиро-
ванной двухтактной цепи ПЧ вызывают определенные трудности.
Для этого требуются разнополярные включения диодов. Промыш-
ленность выпускает для БС специальные парные диоды с изме-
ненной полярностью выводов для использования с унифицирован-
ными кристаллодержателями.

Необходимые фазовые соотношения колебаний сигнала и гете-
родина на диодах могут быть получены любыми способами. Одна-
ко, на СВЧ они обычно осуществляются за счет пространственной
разности ходов СВЧ колебаний или сдвигов фаз в местах соедине-
ний СВЧ линии передачи. При анализе любой схемы БС следует
учитывать, что подавление шумов гетеродина осуществляется на
ПЧ за счет создания необходимых фазовых сдвигов токов ПЧ, соз-
даваемых диодами УО1 и УО2 при соответствующем включении
нагрузки.

Фаза тока ПЧ определяется соотношением фаз сигнального и
гетеродинного напряжений на диодах. Любые изменения фазы на-
пряжения С/с или Ц- переходят в изменения фазы тока ПЧ.

На рис. 10.10 приведен пример топологической схемы балансно-
го преобразователя СВЧ, выполненного на основе микрополосковых
линий. Цепи преобразователя выполняются методами печатного
монтажа на поверхности диэлектрической пластинки; в углублениях
на ее поверхности помещены диоды УО1 и УЕ>2. Поверх пластинки
накладывается вторая диэлектрическая пластинка. Противополож-
ные поверхности пластинок покрыты металлической пленкой.
Рис. 10.10. Топологическая схема балансного смесителя СВЧ

Колебания сигнала и гетеродина подводятся к кольцу, средняя
длина окружности которого равна полутора длинам волны Л сигна-
ла и гетеродина (обоих, так как частоты их не сильно отличаются
друг от друга - на значение /пч). Сигнал подается в точке С через
не показанное на рисунке коаксиальное соединение, перпендику-
лярное плоскости рисунка. Точка С расположена симметрично по
отношению к диодам, поэтому колебания от источника сигнала
действуют на диоды УО1 и 1/02 с одинаковой фазой.

Колебания от гетеродина подаются через коаксиальный разъем
в точке Г. Расстояние по кольцу от точки ввода колебаний до отво-
да к диоду 1/01 на Л/2 больше расстояния до отвода к диоду 1/02;
благодаря этому колебания действуют на диоды с противополож-
ными фазами.

Преобразованный сигнал снимается в точке П через коаксиаль-
ное соединение и поступает в УПЧ. Полоски Ф1, Ф2, ФЗ и Ф4 имеют
длину Л/4. Разомкнутый отрезок линии такой длины действует как
Общая характеристика тракта промежуточной частоты
последовательный колебательный контур, настроенный на частоту
сигнала и гетеродина, т.е. как короткое замыкание; благодаря чему
токи с частотами 4 и 4 на выходах диодов УО1 и УО2 замыкаются и
не проходят на выход преобразователя.

Гетеродины приемников СВЧ диапазона. В зависимости от
ДРЧ, назначения приемника, его функциональной схемы и конст-
руктивно-технологического использования применяют гетеродины
на транзисторах, интегральных микросхемах, диодах Ганна и ла-
винно-пролетных диодах, ЛЕВ, ЛОВ, клистронах, оптических кван-
товых генераторах.

При этом следует отметить, что в качестве гетеродинов могут
использоваться:

-	транзисторные однокаскадные гетеродины с кварцевой стаби-
лизацией на частотах не выше 300 МГц, без кварцевой стабилиза-
ции - на частотах не выше 1000 МГц;

-	транзисторные многокаскадные гетеродины с умножением
частоты и кварцевой стабилизацией - на частотах до 10 ГГц;

-	гетеродины с туннельными диодами - на частотах от 0,5 до
100 ГГц;

-	гетеродины на отражательных клистронах - на частотах от
3 до 50 ГГц.

Рассмотренные выше источники гетеродинного напряжения
часто обладают низкой стабильностью частоты, что приводит к не-
обходимости расширять полосу пропускания приемника и, следо-
вательно, ухудшать его чувствительность.

В качестве резонансных систем в автогенераторах используют
контуры с сосредоточенными элементами, кварцевые резонаторы
и резонаторы на ПАВ, резонаторы на отрезках различных линий
передачи СВЧ (коаксиальные, микрополосковые, щелевые и др.),
объемные и открытые резонаторы, резонаторы на ЖИГ и др. Для
повышения стабильности колебаний, формируемых гетеродином,
применяются те же меры, что и в КВ диапазоне.

Например; генератор работает на достаточно низкой частоте
(мегагерцы), а затем производят многократное умножение этой
частоты с помощью так называемых транзисторно-варакторных
цепочек или используют системы стабилизации частоты по эта-
лонным высокодобротным резонаторам СВЧ.

Плавная перестройка частоты гетеродинов осуществляется пе-
ременными конденсаторами, варикапами (варакторами), напряже-
нием питания, изменяющимся в небольших пределах (клистроны,
Диоды Ганна), магнитным полем, путем изменения тока в катушках
(генераторы на ЖИГ).

Часто используется дискретная перестройка с помощью ДКПЕ.
В настоящее время для повышения стабильности колебаний ис-
пользуют различные типы интегральных кварцевых генераторов
(ИКГ), в частности ИКГ на ПАВ. Генерация в таких гетеродинах
возможна до частот 1 ...2 ГГц.

В коротковолновой части миллиметрового диапазона стабиль-
ность гетеродинов недостаточна из-за низкой добротности объем-
ных резонаторов. Выход из положения найден с помощью откры-
тых резонаторов, добротность которых может достигать
1000000...300000. В настоящее время такие гетеродины работо-
способны в диапазоне частот 150...200 ГГц.

•••

1.	Для получения высоких усиления и избирательности совре-
менные радиоприемники строятся по супергетеродинной схеме.

2.	Требования к выбору промежуточной частоты являются про-
тиворечивыми. Для их разрешения используется двойное преобра-
зование частоты.

3.	Тракт первой ПЧ обеспечивает:

-	усиление колебаний первой промежуточной частоты;

-	развязку между первым и вторым преобразователями;

-	избирательность по побочным каналам приема, образующим-
ся при втором преобразовании частоты.

4.	Назначение тракта ОПЧ - обеспечение основной избиратель-
ности и основного усиления до входа детектора.

5.	Тракт ОПЧ представляет собой многокаскадную систему, ко-
торая строится в основном по комбинированной схеме.
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ
СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ

Развитие современных радиотехнических устройств выдвигает в
ряд наиболее важных показателей стабильность частот колебаний,
используемых для передачи и приема полезной информации.

Одно из основных требований, предъявляемых к радиолинии -
обеспечение беспоискового вхождения в связь и ведение ее без
подстройки, достигается тогда, когда выбранное значение полосы
пропускания радиоприемного устройства (РПУ) ДГрт учитывает не
только ширину спектра передаваемого сигнала, но и максимальные
уходы частот передачи и приема (так называемую нестабильность
радиолинии)

ДГрт = ДЕС + 2Д/Н,

где ДГС - ширина спектра принимаемого сигнала; - запас на не-
стабильность радиолинии, обусловленный, прежде всего, неста-
бильностью частоты гетеродинов приемника, т.е.

Д^, = Д/г.

Расширение полосы пропускания приводит к снижению помехо-
устойчивости приема, поэтому стремятся всемерно повышать точ-
ность и устойчивость частот приема и передачи /прм и /пРД. С точки
зрения рассмотрения радиоприемных устройств наибольший инте-
рес представляет рассмотрение проблемы обеспечения стабильно-
сти частоты приема.

Система стабилизации частоты - часть схемы приемника, непо-
средственно не связанная с прохождением сигнала, которая:

-	вырабатывает необходимые для смесителей тракта преобра-
зования напряжения гетеродинирующих частот;

-	обеспечивает необходимую по тактико-техническим требова-
ниям частотную точность приемника.

Принцип построения и тип схемы этой системы определяют
оперативность настройки и перестройки приемника и сам способ ее
Рис. 11.1. Принцип перестройки по частоте РПУ супергетеродинного типа

осуществления (плавная или дискретная настройка с заданным ин-
тервалом между соседними рабочими частотами).

Для настройки РПУ супергетеродинного типа необходимо со-
пряженно перестраивать не только избирательную систему пресе-
лектора, но и, как правило, изменять частоту первого гетеродина
для получения на выходе преобразователя частоты некоторого по-
стоянного значения промежуточной частоты (рис. 11.1).

Одним из основных требований, предъявляемых к гетеродинам,
является высокая стабильность частоты.

Требования по стабильности частоты гетеродина зависят от клас-
са радиоприемника, наличия в нем систем автоматической пере-
стройки частоты, от видов принимаемых сигналов. Так, например, в
приемниках низкого класса допускается подстройка приемника опе-
ратором в ходе работы. В высококлассных профессиональных ра-
диоприемниках подстройка в течение всего времени работы не про-
изводится.

Системы автоматической подстройки частоты, используемые в
некоторых моделях радиоприемников, позволяют снизить требова-
ния к относительной нестабильности частоты гетеродина примерно
на порядок.

При приеме сигналов слуховых видов передач с амплитудной
или частотной модуляцией изменение частоты гетеродина вслед-
ствие его нестабильности приводит к смещению спектра прини-
маемого сигнала относительно резонансной характеристики усили-
теля промежуточной частоты на величину, равную абсолютной не-
стабильности частоты гетеродина А/; как показано на рис. 11.2.
Рис. 11.2. Смещение спектра принимаемого сигнала
относительно резонансной характеристики УПЧ

При этом часть энергии сигнала (заштрихованная область) ока-
зывается за пределами полосы пропускания УПЧ, что приводит к
искажениям и уменьшению отношения мощности сигнала к мощно-
сти шума на выходе приемника.

Допускаемое уменьшение соотношения сигнал/шум обычно при-
нимается равным 20%.

Требования по нестабильности также зависят от ширины поло-
сы пропускания приемника (ширины спектра сигнала). Чем меньше
полоса пропускания приемника, тем жестче требования.

Таким образом, относительная нестабильность частоты гетеро-
динов РПУ сигналов слуховых видов передач с амплитудной или
частотной модуляцией допускается не более 5 = 10-4...10”5.

При приеме радиотелефонных сигналов с однополосной моду-
ляцией требования к нестабильности частоты гетеродинов радио-
приемника значительно жестче.

Это объясняется тем, что демодуляция телефонных сигналов с
однополосной модуляцией осуществляется путем прямого преоб-
разования частоты принимаемого сигнала в область звуковых час-
тот. При этом нестабильность частоты гетеродина приводит к тому,
что спектр восстановленного в результате демодуляции сигнала
будет сдвинут по частоте относительно его истинного положения на
величину Д/, равную абсолютной нестабильности частоты гетеро-
дина (рис. 11.3).

Сдвиг частоты Д/ называется асинхронизмом восстановления
спектра. Незначительный асинхронизм (единицы герц) вызывает
сильные частотные искажения, воспринимаемые органами слуха
Спектр
восстанов-
ленного
<- сигнала ->

|ч— ДЛ—*|

Рис. 11.3. Асинхронное восстановление спектра
однополосного сигнала

человека. Асинхронизм при приеме телефонных передач по крите-
риям приемлемого качества и разборчивости речи не должен пре-
вышать 15...50 Гц. Исходя из этого для радиоприемника с макси-
мальной частотой гетеродина 30 МГц относительная нестабиль-
ность частоты гетеродина не должна превышать 5 = 2x10-7.

При приеме дискретных сигналов цифровых линий связи (ЦЛС)
с фазовой (ФМ) или квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ)
высокие требования по нестабильности частоты гетеродина, преж-
де всего, являются следствием необходимости формирования в
демодуляторах когерентного напряжения, являющегося опорным
сигналом для фазового демодулятора.

Схема восстановления когерентной несущей вырабатывает гар-
моническое напряжение, синхронизируемое по фазе принимаемым
сигналом. Эта синхронизация наиболее часто осуществляется с по-
мощью системы фазовой автоматической подстройки частоты
(ФАПЧ) с узкой полосой захвата (с целью повышения помехоустой-
чивости). Вследствие нестабильности частоты гетеродина несущая
частота принимаемого сигнала может выйти за пределы полосы за-
хвата системы ФАПЧ, что приведет к срыву процесса демодуляции.

Кроме того, смещение спектра принимаемого сигнала ЦЛС отно-
сительно частотной характеристики радиоприемного тракта приво-
дит к сильным искажениям сигнала - так называемой межсимволь-
194
ной интерференции (МСИ). При этом происходит резкое возраста-
ние ошибок при приеме.

Вследствие этого требования по относительной нестабильности
частоты гетеродинов радиоприемников ЦЛС обычно составляют не
хуже 10 .

Таким образом, современное радиоприемное устройство должно
обладать очень низким значением относительной нестабильности
частоты гетеродинов, чтобы обеспечить возможность приема и об-
работки сигналов линий связи со всеми, в том числе и сложными,
видами модуляции.

Предметом изучения данной темы являются факторы, опреде-
ляющие стабильность частоты гетеродинов приемника, способы ее
обеспечения, а также классификация методов синтеза частот.

Методы синтеза частот, которые первоначально назывались ме-
тодами диапазонно-кварцевой стабилизации частоты, начали раз-
виваться во второй половине тридцатых годов прошлого века.
В эти годы были созданы первые синтезаторы для передатчиков,
работающих на средних и высоких частотах.

Современные синтезаторы работают в диапазонах частот от до-
лей герц до десятков гигагерц и находят широкое распространение
в радиосвязи и других областях. Большой вклад в эту область вне-
сли российские ученые и инженеры. Здесь, в первую очередь, не-
обходимо отметить работы В.С. Дулицкого, М.Р. Капланова,
В. А. Левина, А.В. Тол маша и других.

11.1. Общие сведения о системах стабилизации частоты

Основные требования, предъявляемые к гетеродинам
радиоприемников

Гетеродином называется устройство, формирующее вспомога-
тельное гармоническое колебание, необходимое для осуществле-
ния процесса преобразования частоты в радиоприемнике суперге-
теродинного типа.

К гетеродинам радиоприемников предъявляются следующие ос-
новные требования:

Высокая стабильность частоты. Частота выходного колеба-
ния гетеродина с течением времени изменяется под воздействием
различного рода дестабилизирующих факторов. Абсолютное зна-
чение изменения частоты выходного колебания М за единицу вре-
мени называется абсолютной нестабильностью частоты. С увели-
чением рабочей частоты гетеродина /г абсолютная нестабильность
М также возрастает, поэтому для сравнительной оценки стабиль-
ности частоты различных типов гетеродинов используется понятие
относительной нестабильности 3:

е А/

8 =Т'

Относительная нестабильность 8 - величина безразмерная и
может принимать значения от 10-3 до 10"12 для различных типов
гетеродинов. Различают кратковременную (КС) и долговременную
(ДС) нестабильность частоты. Под кратковременной понимается
нестабильность частоты синтезатора за 1 с. (в профессиональных
приемниках значения составляют, как правило, порядка 10”7...10~1°),
под долговременной - за 1 сутки (ЮЛ.-Ю-9).

Диапазонность, т.е. обеспечение возможности перестройки ра-
бочей частоты Гг в заданном диапазоне при необходимой величине
и постоянстве амплитуды выходного колебания. Постоянство ам-
плитуды необходимо для обеспечения постоянного значения ко-
эффициента передачи преобразователя частоты.

Моночастотность (чистота спектра). Желательно, чтобы вы-
ходные колебания системы синтеза частот были моногармониче-
скими, т.е. описывались формулой

и = С1т соз(со (+ ср),

где ф - начальная фаза, определяется выбором начала отсчета
времени (при решении задач принимают ф = 0).

Но из-за побочных явлений (тепловых флуктуаций, дробового
эффекта, пульсаций напряжения питания и др.) реальные выход-
ные колебания СЧ всегда отличаются от моногармонических неко-
торым непостоянством амплитуды, частоты со и фазы ф, поэтому
эти колебания называются квазигармоническими. Спектр моногар-
моники - одна составляющая, спектр квазигармонического колеба-
ния содержит множество составляющих, относительная величина
которых служит мерой отклонения этого колебания от моногармо-
нического, или мерой чистоты ее спектра. Следовательно, спектр
выходного сигнала должен иметь минимально возможный уровень
побочных дискретных гармонических составляющих как на частотах
кратных /о (гармоник), так и не кратных с целью уменьшения помех
по побочным каналам приема.
Минимальный уровень флуктуаций фазы выходного коле-
бания. Вследствие собственных шумов активного элемента гене-
ратора и внешних шумовых наводок по цепям питания или управ-
ления выходное колебание гетеродина модулируется по фазе шу-
мовой составляющей. Необходимо отметить, что фазовые шумы не
оказывают никакого влияния при приеме слуховых видов передач
(телефон, слуховой телеграф и т.д.), так как ухо человека не чувст-
вительно к незначительным фазовым искажениям. Однако фазо-
вые флуктуации гетеродина оказывают существенное влияние на
помехоустойчивость приема сигналов цифровых линий связи с мно-
гопозиционными видами фазовой или квадратурной амплитудной
модуляции.

Минимальные габариты, масса, энергопотребление, стои-
мость. В качестве гетеродинов могут использоваться как простей-
ший генератор с самовозбуждением (автогенератор), так и сложная
схема (синтезатор частот), формирующая совокупность высокоста-
бильных гармонических колебаний требуемой частоты и амплитуды.

Любой генератор с самовозбуждением (автогенератор) содер-
жит усилительный элемент, вход и выход которого соединены меж-
ду собой через цепь обратной связи (частотозадающую цепь), как
показано на рис. 11.4.

Коэффициент передачи усилителя, как правило, является веще-
ственным и всегда больше единицы.

Коэффициент передачи цепи обратной связи р - комплексное
число с модулем меньше единицы, поскольку цепь пассивная.

Цепь обратной связи называется частотозадающей, поскольку
именно она определяет частоту выходного колебания генератора.
Часто цепь обратной связи включается в резонансные системы. При
этом выходная частота генератора равна частоте электрического
резонанса резонансной системы, например колебательного контура.

	Вход	Усилитель А	Выход	
				
		Цепь обратной связи р		

Рис. 11.4. Структурная схема автогенератора
Классификация автогенераторов

Классификация генераторов с самовозбуждением, используе-
мых в качестве гетеродинов радиоприемников, может быть прове-
дена по следующим основным признакам:

1.	По виду резонансных систем, включенных в цепь обратной
связи:

-	ЬС генераторы. В качестве резонансной системы используется
ЬС контур;

-	НС генераторы. В качестве резонансной системы используется
НС цепь;

-	генераторы на кварцевых резонаторах (КР);

-	генераторы на объемных резонаторах;

-	генераторы на диэлектрических резонаторах;

-	генераторы на отрезках длинных линий (коаксиальных, полос-
ковых и т.п.);

-	генераторы на резонансных системах, использующих эффект
магнито-спиновых волн (МСВ), например, генераторы с резонанс-
ными системами в виде сфер из железоиттриевого граната (ЖИГ);

-	генераторы на резонаторах, использующих эффект поверхно-
стных акустических волн (ПАВ).

В диапазонах декаметровых, метровых и дециметровых волн
в настоящее время наиболее часто используются ЬС генераторы
и генераторы с кварцевым резонатором. В диапазонах сантиметро-
вых и миллиметровых волн наибольшее распространение получили
генераторы на диэлектрических резонаторах и отрезках длинных
линий.

2.	По виду активных электрических приборов, используемых в
генераторах:

-	генераторы на биполярных транзисторах;

-	генераторы на полевых транзисторах;

-	генераторы на электронных лампах;

-	генераторы на туннельных диодах;

-	генераторы на лавинно-пролетных диодах (ЛПД);

-	генераторы на диодах Ганна (ГДГ);

-	генераторы на отражательных клистронах.

Наибольшее распространение в настоящее время получили
транзисторные генераторы. Кроме того, в диапазонах сантиметро-
вых и миллиметровых волн широко используются генераторы на
диодах Ганна.

Генераторы на туннельных, лавинно-пролетных диодах и диодах
Ганна работают без внешних цепей обратной связи за счет наличия
падающего участка вольтамперной характеристики. В генераторах
на отражательных клистронах резонансная система и цепи обрат-
ной связи включены в конструкцию прибора.

3.	По виду цепей обратной связи (на примере транзисторных ге-
нераторов):

-	генераторы с трансформаторной обратной связью;

-	генераторы по схеме емкостной трехточки (схема Клаппа);

-	генераторы по схеме индуктивной трехточки (схема Колпитца).

Наибольшее распространение получили генераторы, построен-
ные по схеме емкостной трехточки, поскольку они имеют наилуч-
шие характеристики по стабильности и наиболее просто реализу-
ются конструктивно.

4.	По характеру перестройки:

-	перестраиваемые в диапазоне частот;

-	неперестраиваемые, работающие на фиксированной частоте.

Перестраиваемые генераторы могут быть как с механической
(электромеханической), так и с электронной перестройкой, при этом
перестройка может быть либо плавной (непрерывной) либо дис-
кретной.

В качестве элементов перестройки диапазонных генераторов
наиболее часто используются:

-	конденсатор переменной емкости с воздушным, керамическим
или вакуумным диэлектриком. Реализует механический способ
плавной перестройки;

-	перестраиваемый объемный резонатор. Реализует механиче-
ский способ плавной перестройки в диапазоне сантиметровых и
миллиметровых волн;

-	варикап (варактор) - полупроводниковый диод, барьерная ем-
кость р-п перехода которого зависит от величины обратного (запи-
рающего) напряжения. Реализует электронный способ плавной пе-
рестройки;

-	дискретный конденсатор переменной емкости (ДПКЕ) - набор
конденсаторов постоянной емкости, включаемых по определенному
алгоритму в контур генератора с помощью электромеханических
(электромагнитных реле) или электронных (транзисторные ключи,
коммутационные диоды) коммутаторов. ДПКЕ реализует электриче-
ский способ дискретной перестройки. С помощью такого устройства
состоящего из п конденсаторов, можно получить до 2” различных
настроек гетеродина;

-	ферровариометр - цилиндрическая катушка, индуктивность кото-
рой изменяется путем механического перемещения внутри ее корпуса
ферромагнитного сердечника. Таким образом реализуется механиче-
ский способ перестройки. Ферровариометр позволяет также реализо-
вать электронный способ перестройки. При этом на ферромагнитный
сердечник помещается дополнительная катушка, по которой пропуска-
ется постоянный ток. При изменении силы постоянного тока изменяет-
ся относительная магнитная проницаемость сердечника, и, соответст-
венно, изменяется индуктивность контурной катушки;

-	вариконд - сегнетокерамический конденсатор, относительная
диэлектрическая проницаемость которого г зависит от напряжения
прикладываемого электрического поля. Следовательно, емкость
вариконда зависит от прикладываемого напряжения. Вариконд
реализует электронный способ плавной перестройки.

Сравнительная оценка различных элементов перестройки приве-
дена в табл. 11.1. В настоящее время в качестве гетеродинов радио-
приемников наиболее широко используются генераторы с электрон-
ной перестройкой с помощью варикапов. Такие генераторы часто
называются генераторами, управляемыми напряжением (ГУН).

Таблица 11.1

Характеристика элементов перестройки частоты гетеродина

Элемент перестройки	Преимущества	Недостатки
Конденсатор переменной емкости	Высокий коэффициент перекрытия по емко- сти, малая темпера- турная зависимость	Большое время перестройки, большие масса и габариты, сложность привода для реа- лизации электронной пере- стройки
Перестраи- ваемый объ- емный резо- натор	Высокий коэффициент перекрытия по часто- те, высокая доброт- ность и стабильность параметров	Сложность конструкции, большое время перестройки, большие габариты, масса и стоимость
Варикап	Безинерционность, экономичность, нечув- ствительность к виб- рации, малые габари- ты, масса и стоимость	Подверженность наводкам, низкий коэффициент пере- крытия по емкости. Необхо- димость точной установки управляющего напряжения
Дискретный конденсатор переменной емкости	Высокий коэффициент перекрытия по емко- сти, возможность по- ’ лучения заранее за- данных параметров	Сложность системы управле- ния, дискретность перестрой- ки
Элемент перестройки	Преимущества	Недостатки
Ферроварио- метр	Меньшая по сравне- нию с варикапом не- линейность характе- ристик	Инерционность, гистерезис- ность настройки, нестабиль- ность параметров, большая потребляемая мощность
Вариконд	Экономичность, безы- нерционность	Подверженность наводкам, высокие требования по точ- ности управляющего напря- жения

Таким образом, плавное перекрытие широкого диапазона частот
является с рассматриваемой точки зрения основным достоинством
автогенераторов.

Однако, стабильность частоты колебаний автогенераторов (по-
рядка 5 =10-3...10"4) во многих случаях не может удовлетворить
предъявляемым требованиям, особенно, когда необходимо приме-
нение значительного перекрытия по частоте.

Факторы, вызывающие нестабильность частоты гетеродина,
и меры по ее устранению

Основными факторами, определяющими нестабильность часто-
ты гетеродинов, являются:

-	изменение параметров и режимов работы элементной базы
гетеродина с течением времени (потеря эмиссии электронными
лампами, старение полупроводниковых приборов, высыхание ок-
сидных конденсаторов и т.п.);

-	изменение окружающей температуры как вследствие самопро-
грева, так и при изменении температуры внешней среды, приводя-
щее к изменению режимов полупроводниковых приборов, номина-
лов сопротивлений, емкостей, индуктивностей;

-	нестабильность нагрузки гетеродина;

-	нестабильность питающих напряжений, электрические наводки
по цепям питания и управления;

-	механические воздействия - вибрации, удары;

-	неточность установки частоты гетеродина вследствие погреш-
ности шкал, верньеров, механических передаточных устройств;

-	изменение влажности окружающей среды и т.д.

С целью повышения стабильности частоты принимают меры,
направленные на устранение вредного воздействия вышеперечис-
ленных факторов. К таким мерам относятся параметрическая и
кварцевая стабилизация частоты.

Параметрическая стабилизация частоты основана на приме-
нении следующих мер:

-	использование высокостабильной элементной базы с малыми
температурными дрейфами параметров, малыми уровнями собст-
венных шумов. Подбор транзисторов по критерию минимального
обратного тока коллектора. Выбор режимов активных элементов с
минимально возможной составляющей тока. Применение конден-
саторов с керамическими диалектиками, изготовление катушек ин-
дуктивности на керамических каркасах. Увеличение добротности
резонансных систем;

-	уменьшение диапазона перестройки диапазонных генераторов
(наивысшую стабильность имеют неперестраиваемые генераторы);

-	неполное включение нагрузки в контур генератора, примене-
ние буферных и развязочных каскадов;

-	применение верньеров с шестеренчатыми передачами, высо-
кая точность изготовления с минимальными люфтами. Применение
оптических или цифровых шкал, повышающих точность отчета ра-
бочей частоты;

-	герметизация генератора;

-	стабилизация и фильтрация питающих напряжений;

-	установка несущих конструкций радиоприемников на аморти-
заторы;

-	применение двух основных методов термостабилизации час-
тоты генераторов:

а)	термокомпенсация - включение в схему генератора термо-
компенсирующих цепей (терморезисторы, термокомпенсирующие
диоды в цепях смещения активных элементов), включение в часто-
тозадающие цепи конденсаторов с противоположными знаками
температурного коэффициента емкости (ТКЕ);

б)	термостатирование - помещение генератора в термостат, в
котором поддерживается постоянная температура.

Методами параметрической стабилизации можно достигнуть от-
носительной нестабильности частоты 3 = 10Л..10-5.

Кварцевая стабилизация частоты предполагает применение в
качестве резонансной системы генератора кварцевого резонатора.

Основу кварцевого резонатора составляет пластина, вырезан-
ная из пластины кварца. Широкие стороны пластины металлизиру-
ются и к ним припаиваются выводы прибора. В зависимости от
ориентации среза меняются свойства резонатора, особенно его
Общие сведения о системах стабилизации частоты
,—

температурная стабильность частоты.

В практических схемах генераторов может быть использован как
последовательный, так и параллельный резонанс кварцевого резо-
натора.

Высокая стабильность частоты кварцевого генератора опреде-
ляется его высокой эквивалентной добротностью. Способность ре-
зонансной системы с высокой добротностью удерживать частоту
резонанса неизменной называется фиксирующей способностью.
Чем выше добротность, тем выше стабильность частоты вследст-
вие возрастания фиксирующей способности.

Однако фиксирующая способность не позволяет осуществить
перестройку кварцевого генератора в широких пределах. Сущест-
вующие методы позволяют перестроить кварцевый резонатор в
пределах, не превышающих долей процента.

Следует отметить, что частота последовательного резонанса суще-
ственно зависит от температуры кварцевого резонатора, что приводит
к ухудшению стабильности частоты в диапазоне температур. Поэтому
для повышения стабильности частоты кварцевые генераторы целесо-
образно помещать в термостаты - устройства, автоматически поддер-
живающие температуру кварцевого резонатора постоянной.

В табл. 11.2 приведены сравнительные характеристики различ-
ных видов кварцевых генераторов.

Таблица 11.2

Сравнительные характеристики кварцевых генераторов

Тип генератора	Наличие термостата	Относительная нестабильность частоты	Относительная стоимость
Простой кварц	Нет	10"4	1
Кварц с малым ТКЧ	Нет	2x10-5	2
Простой кварц	Есть	1...5ХЮ-6	3
Кварц с малым ТКЧ	Есть	5x10-7	5
ОКГ	Есть	10'7...5x10-9	20...100

В современных радиоприемниках в качестве источников высоко-
стабильной опорной частоты в большинстве случаев используются
опорные кварцевые генераторы (ОКГ).
Опорный кварцевый генератор - это термостатированный квар.
цевый генератор, выполненный в виде функционально законченно-
го узла. В опорном кварцевом генераторе используются все извест-
ные меры, направленные на повышение стабильности частоты
а именно:

-	опорный кварцевый генератор работает на одной фиксирован-
ной частоте;

-	термостатированный кварцевый резонатор, помещенный в ва-
куумный баллон;

-	подбор активных и пассивных элементов, а также их режимов;

-	стабилизация и фильтрация питающих напряжений;

-	использование буферных каскадов для связи с нагрузкой;

-	герметизация и амортизация несущей конструкции.

Сравнительная оценка различных типов отечественных опорных
кварцевых генераторов приведена в табл. 11.3

Генератор с кварцевой стабилизацией обеспечивает высокую
стабильность только на одной фиксированной рабочей частоте.
Гетеродин же радиоприемника должен обеспечивать его высоко-
стабильную настройку, как правило, в довольно широком диапазоне
частот.

Разрешить это противоречие, т.е. обеспечить возможность пе-
рестройки гетеродина в диапазоне частот при одновременном вы-
полнении высоких требований по стабильности, помогает примене-
ние одного их методов диапазонно-кварцевой стабилизации часто-
ты (синтеза частот).

Понятие синтеза частот и основные
технические характеристики ССЧ

Синтез частот - получение колебаний практически любой нуж-
ной частоты из колебаний нескольких высокостабильных генерато-
ров или даже единственного кварцевого генератора. Комплекс уст-
ройств, осуществляющих синтез частот, называют синтезатором.
Синтезатор - устройство, вырабатывающее в определенном участ-
ке диапазона дискретное множество частот, стабильность которых
определяется опорным генератором.

Отличительной особенностью синтеза частот является то, что
плавная перестройка гетеродина в диапазоне рабочих частот заме ня-
ется формированием в пределах заданного диапазона частот дискрет-
ной сетки высокостабильных частот с заданным шагом. При малом
шаге дискретная перестройка синтезатора частот подобна плавной.
Таблица 11.3

Сравнительная характеристика отечественных ОКГ

Термостатированные кварцевые генераторы (ОСХО)				
Название	Частота, МГц	Нестабильность частоты	Старение за год	Размеры, мм
«Таволга»	10,0	5x10'10	3x10-8	31x31x17
«Астра»	8,192; 10,0;  12,8; 13,0	5x10-8	5x10-8	33x53x24  41x51x25
«Георгин»	10,0	5x1а-8	1x10-7	27x36x12
«Орион»	10,0  50 — 130	5x10-8	1x10-7	55x55x14
М32011	8,0-13,0  26,0	5x10'8	5x1 О’8	27x36x12
«Пион»	50; 100	1x10'7	2x10-7	33x53x25
«Оникс»	10,0; 13,0;  26,0 38,88;  65,0; 130,0	2x10'7	5x10-7	20x20x11
«Гладиолус»	10,0	5x10-8	1x10'7	53x53x22
«Сонет»	10,0	2x10’7	5x10-7	44x24x22
«Гиацинт»	5,0	2,5x10-8	3x10-7	108x60x44
«Нарцисс»	5,0	1x10-7	5x10-7	200x120x100
Термокомпенсированные кварцевые генераторы (ТСХО)				
«Фиалка»	8...12,8	1x1 О*6	1x10-6	33x40x12
М24003	10,0	5x10"6	2x10-6	20x12,5x5
М24004	8...12,8	1x10-6	1x10-6	20x20x10
Рис. 11.5. Обобщенная схема синтезатора частот

Простейший синтезатор частоты включает в себя следующие
основные элементы (рис. 11.5):

-	высокостабильный опорный кварцевый генератор (ОКГ) с но-
миналом /о=1 МГц, 5 МГц, 10 МГц или 65 МГц;

-	устройство формирования дискретной сетки частот;

-	фильтрующее устройство, выделяющее каждый раз либо одну
частоту, либо одновременно ряд частот из дискретной последова-
тельности.

Стабильность частоты на выходе синтезатора определяется
стабильностью частоты опорного кварцевого генератора. Синтеза-
торы частоты позволяют обеспечить не только беспоисковую и
бесподстроечную связь, но и прием таких радиосигналов, прием
которых невозможно осуществить, если не выполнить заданные
требования по точности и стабильности частот.

Совокупность номинальных значений частот, которые могут быть
получены на выходе системы синтеза и следуют друг за другом через
заданный интервал, называют сеткой частот. При этом речь идет ли-
бо об одном колебании, частота которого способна принимать любое
из этих значений, или о нескольких одновременно существующих
колебаниях. Первый случай встречается в возбудителях радиопере-
датчиков и гетеродинах радиоприемников, второй - в многоканаль-
ной аппаратуре с частотным разделением каналов.

Основные технические характеристики ССЧ

1.	Диапазон частот рабочего колебания - область частот, лежа-
щая между максимальным /гтах и минимальным /гт|П значениями
частот рабочего выходного колебания ССЧ. Диапазонность гетеро-
дина, определяющая диапазонность радиоприемника в целом, оце-
нивается коэффициентом перекрытия по частоте:

^Отю 4т1п
		  I I I I ( I	*	лгс	►	«—Ч—►	I  I  I  I  I  I 	:	>

(

Рис. 11.6. Шаг сетки рабочих частот выходного колебания

При Кп < 1...2 синтезатор частоты считается узкополосным, при
Кп > 2...3 - широкополосным, и при этом общий диапазон разбива-
ется на ряд поддиапазонов.

2.	Шаг сетки частот рабочего выходного колебания - интервал
между соседними номинальными значениями частоты, входящими
в сетку частот Д^ = 4 ~ 4-1 (Рис- 11 •$)• может принимать значения
от десятков мегагерц до тысячных долей герца.

Рабочее колебание - то из выходных колебаний ССЧ, которое
без каких-либо преобразований используется в качестве колебания
частоты гетеродина в радиоприемнике.

Частоты вспомогательных колебаний - частоты всех колебаний
ССЧ, кроме рабочего, используемых для его формирования, а так-
же в качестве колебаний вторичных опорных частот и т.п.

От величины Д/с зависит количество создаваемых частот Л/

щ _ 4тах ~ 4т1п

Мс ’

3.	Стабильность частоты - характеризуется величиной относи-
тельной нестабильности 5.

4.	Чистота спектра (моночастотность) - определяется такими
показателями как:

- степень подавления паразитных составляющих оценивается
отношением мощности этих составляющих РПОб к мощности полез-
ного колебания Ро на выходе синтезатора частоты, выраженных в
децибелах:

О = 101д51об ,

Р0

как правило, на практике требуемое значение О находится
в диапазоне значений минус 40... 130 дБ;
-	уровень паразитного отклонения амплитуды (ПОА) выходных
колебаний. ПОА - непреднамеренное отклонение мгновенного зна-
чения амплитуды колебания в ССЧ от ее среднего значения:

ди(0 = ^(0-Й0;

-	величина паразитного отклонения частоты (ПОЧ) выходных
колебаний. ПОЧ - непреднамеренное отклонение мгновенного зна-
чения частоты колебания в ССЧ от ее среднего значения:

Дсо(Г) = со(О - со(0;

-	величина паразитного отклонения фазы (ПОФ) выходных ко-
лебаний. ПОФ - переменная составляющая непреднамеренного
отклонения фазы квазигармонического колебания в ССЧ от фазы
моногармонического колебания, частота которого равна среднему
значению частоты квазигармонического колебания:

д<р(0 = 0(Г)	- [©(о-	;

-	уровень побочных спектральных составляющих выходных ко-
лебаний (не должен превышать минус 50...60 дБ);

-	уровень наиболее выделяющихся дискретных побочных спек-
тральных составляющих выходных колебаний. При синтезе рабо-
чих колебаний некоторых частот одна или несколько дискретных
составляющих спектра могут иметь уровень, существенно превы-
шающий допустимый уровень побочных спектральных составляю-
щих. Рабочие колебания соответствующих частот называют пора-
женными;

-	суммарный уровень высших гармоник выходных колебаний

Д(2 л) = 10 \ди1^^- + и1.

Высшими гармониками являются особо интенсивные дискрет-
ные побочные спектральные составляющие (для СЧ - 20дБ).

5.	Время установления частоты выходных колебаний или время
перестройки на любую частоту - определяется временем настройки
и длительностью переходных процессов в схеме. В зависимости от
типа синтезатора изменяется от единиц миллисекунд до нескольких
секунд.

6.	Мощность выходного сигнала - равна единицам или десяткам
милливатт, так как для получения колебаний стабильной частоты
208
выбирается энергетически облегченный режим генератора.

7.	Величины (средние квадратичные значения) выходных на-
пряжений на заданных сопротивлениях нагрузки.

8.	Вид управления (дистанционное, программное, ручное) и ко-
личество регулировок, обеспечивающих перестройку подстраивае-
мого генератора по поддиапазону.

9.	Конструктивные особенности - технологичность, возможность
микроминиатюризации, надежность, устойчивость при изменении
напряжения питания, влажности, ударах, вибрации.

10.	Масса, габариты и т.д.

Таким образом, синтезатор частоты способен решить задачу по-
вышения частотной точности РПУ до необходимых значений, однако
существенно усложняет схему приемника. При этом вклад каждого
гетеродина (в случае нескольких преобразований частоты) в общую
нестабильность настройки РПУ различен и в значительной мере оп-
ределяется тем, на какой ступени преобразования он используется,
какие номиналы частот имеет и рядом других факторов.

11.2.	Влияние стабильности и чистоты спектра
гетеродинного напряжения на качество приема

К ССЧ предъявляются жесткие требования по стабильности
и спектральной чистоте вырабатываемых в ней гетеродинирующих
колебаний, т.е. уровни побочных составляющих в спектре гетеро-
дина должны быть сведены к минимальным значениям.

Частота настройки в радиоприемнике супергетеродинного типа
может быть представлена:

с одним преобразованием частоты

41рм — 4 — ^1пч >

с двумя преобразованиями частоты

4рм =	— 4г — 4пч •

Таким образом, стабильность частоты приема РПУ с любым
числом преобразований определяется точностью и устойчивостью:

-	частот гетеродинов;

-	средней частоты настройки фильтров тракта ОПЧ.

Частотная точность радиоприемника в общем случае слагается
из нестабильности частот гетеродинов (А4г). погрешности отсчета
по шкале (&/п) и нестабильности средней частоты настройки
фильтров основной избирательности тракта ОПЧ (Д/ф):

ЧрЕ =Д^г + А/п2+Д/'ф.

Влияние на частотную точность РПМ третьего слагаемого (Д/$)
сказывается лишь через определенное время эксплуатации в ре-
зультате «старения» фильтров. Практический уход частоты за счет
этого фактора небольшой и им можно пренебречь (например, для
основных кварцевых фильтров он составляет 5...15 Гц). Эта величи-
на много меньше полосы пропускания и ширины спектра сигналов.

Вторая составляющая (Д/п) частотной точности определяется
точностью градуировки и гравировки шкалы, ее плотностью, а также
остротой зрения оператора. Обычно эта погрешность составляет
10-30% от частотной точности РПМ (Д/п = (0,1-0,3)Д4ре).

В современных приемниках, использующих электронно-
цифровую систему отсчета и индикации частоты, и этим фактором
можно пренебречь.

Первая составляющая (ДА2г) зависит от стабильности частот ис-
пользуемых в радиоприемнике гетеродинов, от принятого метода
стабилизации частоты и способа ее установки.

Следовательно, именно нестабильность частот гетеродинов
(наравне с нестабильностью частоты принимаемого сигнала) опре-
деляет степень необходимого расширения полосы пропускания
РПУ относительно полосы, достаточной для неискаженного вос-
произведения сигнала.

Покажем влияние нестабильности гетеродинов на частотную
точность РПУ супергетеродинного типа с двойным преобразовани-
ем частоты.

Пусть при первом преобразовании используется нижняя, а при
втором - верхняя настройка гетеродина, т.е.

Лпч = 4 ~ ^1г >

4пч ~ 4г ~ ^пч= 4г—(4 ~ ^1г)= ^1г 4г—4 •

За счет нестабильности частот первого и второго гетеродинов
Д/п и Д4г изменится на величину Д4пч значение 4т

4пч — ^4пч = (^г ± △^г) (4г — Д4г) ~ 4 •

Следовательно, абсолютная погрешность настройки приемника
(без учета Мп и Д/ф) составляет
А^пр = А^2пч =	- А^г >

а относительная
е _ А^2пч _ —А^г —
°пр “ /	/

'2пч	’2пч

Введем значения относительной нестабильности первого
51г = Л^г / и второго §2г = д4г 14г гетеродинов [см. формулу
(11.1)]. С учетом этого

г _ А4пч _ -Д^1г - Д4г _ —, ±Д4г4г
ПР /	/	/ /	/ /

'2пч	'2пч	'1г '2пч	'2г '2пч

Отсюда относительная погрешность настройки РПУ

X - +Я 4~ г 4г
°пр - -°1г	- °2г 3

’2пч '2пч

Так как в большинстве современных РПУ частота первого гете-
родина выбирается значительно выше частоты второго (/1г>> 4г). то
даже при одинаковых нестабильностях гетеродинов (31г = 32г) мак-
симальное влияние на частотную точность РПМ оказывает первая
ступень преобразования (за счет большего значения 4- /4пч )•

Таким образом, основное внимание должно быть уделено ста-
билизации частоты первого гетеродина. Поэтому в качестве первых
гетеродинов в профессиональных радиоприемных устройствах, как
правило, применяются синтезаторы частоты.

11.3.	Классификация методов синтеза частот

Основными признаками, по которым производится классифика-
ция методов синтеза частот, являются:
- количество опорных генераторов, с использованием которых
формируется сетка частот;

-	способ фильтрации частоты выходного колебания синтезатора
частоты;

-	элементная база, на которой выполнена ССЧ.

По первому признаку синтез частот бывает двух видов:

-	когерентный, когда в системе используется только один
опорный генератор (ОГ);
-	некогерентный, когда в системе применено несколько взаим-
но незасинхронизированных ОГ.

Как правило, в современных системах синтеза профессиональ-
ных приемников используются когерентные ССЧ, поэтому в даль-
нейшем речь пойдет именно о них.

Согласно ОСТ 4.208.012-77 все ССЧ делят на два класса:

-	системы пассивного синтеза частот;

-	системы активного синтеза частот.

Система пассивного синтеза частот - система, в которой фильт-
рация колебания синтезируемой частоты осуществляется без при-
менения колец ФАПЧ или кольца компенсации. Сущность метода
пассивного синтеза (метода синтеза, «прямого синтеза») заключа-
ется в образовании сетки рабочих частот из колебаний одного (или
нескольких) ОКГ путем простых преобразований его (их) частоты с
использованием арифметических действий над частотами, т.е. ме-
тодом интерполяции. При интерполяционном методе формирова-
ния сетки частот общая нестабильность частоты сетки, в основном,
определяется нестабильностью более высокочастотного ОКГ (или
им одним, если он единственный). Таким образом, системы пас-
сивного синтеза могут быть как когерентными, так и нет.

Система активного синтеза частот - система, как правило, коге-
рентного синтеза частот, в которой фильтрация синтезируемой час-
тоты осуществляется с помощью активного фильтра в виде кольца
фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) или компенсационного
кольца.

Сущность метода активного синтеза частот (метода анализа,
«косвенного синтеза», метода АПЧ) состоит в формировании коле-
бания рабочей частоты специальным перестраиваемым генерато-
ром плавного диапазона (ГПД), работающим в диапазоне рабочих
частот синтезатора. Метод основан на сравнении выходной часто-
ты ГПД с некоторой стабильной частотой, получаемой от ОКГ. По
результатам сравнения осуществляется автоматическое совмеще-
ние рабочей частоты ГПД с соответствующей эталонной частотой.
В зависимости от типа сравнивающего устройства различают сис-
темы с частотной АПЧ (ЧАПЧ) и ФАПЧ.

Системы того и другого классов могут быть выполнены целиком
на аналоговых элементах (системы аналогового синтеза) или с ши-
роким применением цифровой элементной базы (системы цифро-
вого синтеза).

Обобщенная классификация систем синтеза приведена на рис.
11.7.
Рис. 11.7. Классификация методов синтеза частот

Системы активного синтеза частот, в которых фильтрация коле-
баний синтезируемой частоты осуществляется с помощью активно-
го фильтра в виде кольца ФАПЧ, выполненного на цифровой эле-
ментной базе, называют системами активного цифрового синтеза
частот. Системы пассивного синтеза, осуществляемого методами
цифровой техники, называют системами пассивного цифрового
синтеза частот.
Выбор того или иного метода синтеза частот зависит от требо-
ваний, предъявляемых к конкретному устройству. В основном они
сводятся к следующему:

-	если требуется максимально высокая скорость перестройки,
используются системы пассивного синтеза;

-	если требуется максимально высокая чистота спектра выход-
ных колебаний - системы активного синтеза.

Однако сегодня во всех случаях предпочтение, как правило, от-
дают цифровым системам.

В реальных ССЧ очень часто используют одновременно несколь-
ко методов синтеза, например пассивный аналоговый сочетают
с активным цифровым. Таким путем удается удовлетворить противо-
речивым требованиям, предъявляемым к устройству в целом.

•••

Применение автогенераторов в качестве гетеродинов в прием-
никах возможно, однако они обладают слишком низкой стабильно-
стью частоты настройки, что не обеспечивает помехозащищенного
приема сигналов с современными видами модуляции.

Для получения колебаний практически любой нужной частоты из
колебаний единственного ОКГ используются синтезаторы частот.
Синтезатор - устройство, вырабатывающее в определенном участ-
ке диапазона дискретное множество частот, стабильность которых
определяется опорным генератором.

Простейший синтезатор состоит из высокостабильного ОКГ, уст-
ройства формирования дискретной сетки частот, фильтрующего
устройства. К ССЧ предъявляются жесткие требования по спек-
тральной чистоте вырабатываемых в ней колебаний, а также по
скорости перестройки в диапазоне рабочих частот синтезатора.

Для получения большого количества высокостабильных дис-
кретных частот используется один из двух методов диапазонно-
кварцевой стабилизации частоты - активного или пассивного син-
теза частот.

Основное внимание должно быть уделено стабилизации часто-
ты первого гетеродина. Поэтому в качестве первых гетеродинов в
профессиональных радиоприемных устройствах, как правило, при-
меняются синтезаторы частоты.
АНАЛОГОВЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ

В практике радиоприема актуальной является проблема получе-
ния большого количества высокостабильных дискретных частот
для обеспечения высокой точности настройки РПУ на заданную
частоту. Для ее решения используется один из двух методов диа-
пазонно-кварцевой стабилизации частоты - активного или пассив-
ного (прямого) синтеза частот. Изначально появились синтезаторы
частот, выполненные на аналоговых элементах.

Целью настоящей лекции является рассмотрение принципов по-
строения пассивных и активных аналоговых синтезаторов частот, до
сих пор применяющихся в профессиональных радиоприемных уст-
ройствах как самостоятельно, так и в составе комбинированных ССЧ.

Прямой аналоговый синтез (О1гес1 Апа1од 8уп1Кез13, САЗ) на ос-
нове структуры смеситель/фильтр/делитель предполагает получе-
ние заданной сетки частот из частоты первичного опорного генера-
тора путем простых арифметических действий над ней: умножения,
деления, сложения, вычитания. Этот метод синтеза называют пря-
мым, потому что в нем отсутствует процесс коррекции ошибки.
Следовательно, качество выходного сигнала напрямую связано с
качеством опорного сигнала. Фазовый шум такого синтезатора дос-
таточно низок вследствие прямого синтеза, перестройка по частоте
может быть очень быстрой.

Для получения небольшого количества эталонных вспомога-
тельных частот применяются пассивные аналоговые синтезаторы
частоты с переключаемыми кварцевыми резонаторами, с исполь-
зованием умножителя, делителя частоты или их комбинации.

Сформировать более частую сетку частот позволяют интерпо-
ляционные синтезаторы на идентичных и неидентичных декадах.
Использованием в дополнение к интерполяции компенсационного
метода (операций, направленных на улучшение фильтрации со-
ставляющих синтезируемой сетки) можно повысить спектральную
чистоту формируемых колебаний.

К другому обширному классу аналоговых синтезаторов отно-
сятся СЧ, построенные по методу активного («косвенного») синтеза.
Рис. 12.1. Синтезатор частот с переключаемыми
кварцевыми резонаторами

В них используются автогенераторы, которые автоматически под-
страиваются по частотам, полученным вышеуказанными методами
прямого синтеза, т.е. по частотам, вблизи которых присутствуют по-
бочные колебания, с помощью систем частотной или фазовой АПЧ.

Такие синтезаторы позволяют достичь высокой спектральной
чистоты колебаний и требуемого шага сетки при незначительном
увеличении сложности схемы устройства.

12.1. Принципы построения пассивных аналоговых
синтезаторов частоты

Рассмотрим основные методы построения пассивных аналого-
вых синтезаторов частоты.

Метод прямого синтеза с переключаемыми кварцевыми
резонаторами

В этом случае к схеме генератора О (рис. 12.1) поочередно подклю-
чаются кварцевые резонаторы с частотами резонанса, соответствую-
щими выходным частотам устройства. При этом для получения п вы-
ходных частот гетеродина используется п кварцевых резонаторов.

Система реализует метод прямого некогерентного синтеза и ис-
пользуется лишь при малом числе выходных частот п.

Метод прямого преобразования

Метод прямого преобразования предпочтителен в тех случаях,
когда требуется одновременное присутствие на выходе устройства
колебаний всех выходных частот.
Рис. 12.2. Принцип построения схемы синтезатора
при прямом преобразовании частоты

Основными узлами, входящими в состав СЧ, в котором исполь-
зуется метод прямого преобразования частоты, являются умножи-
тели и делители частоты, смесители и источник опорной частоты.
Пример такой схемы приведен на рис. 12.2. Для простоты на рисун-
ке не показаны усилители и фильтры.

Метод прямого преобразования частоты применим как в анало-
говых, так и в цифровых системах. Однако с этим методом часто-
тообразования связаны две основные проблемы:

-	во-первых, побочные составляющие, возникающие в процессе
преобразования, умножения и деления частоты;

-	во-вторых, фазовые шумы.

Метод широко используется в синтезаторах (преимущественно в
датчиках опорных частот) для образования вспомогательных
(опорных) частот.

Метод умножения частоты (генератора гармоник)

Синтез методом генератора гармоник предпочтительнее синтеза
прямым преобразованием частоты в тех случаях, когда:
Рис. 12.3. Получение рабочей частоты методом умножения частоты
(методом генератора гармоник)

-	значения выходных частот кратны интервалу между любыми
двумя соседними частотами (шагу сетки частот);

-	в каждый данный момент времени на выходе синтезатора не-
обходимо обеспечить наличие только одной частоты.

Этот метод синтеза состоит из двух основных этапов:

1.	Генерация колебания с высоким содержанием гармоник, ос-
новная частота которого равна шагу сетки выходных частот. Как
правило, гармоники основной частоты выделяют из колебания
поступающего от ОКГ, путем искажения формы генерируемых ко-
лебаний.

2.	Выделение колебания нужной гармоники. Основной элемент
в этой схеме (рис. 12.3) - умножитель частоты УЧ (или генератор
гармоник, ГГ).

Представленная схема реализует метод прямого когерентного
синтеза частот.

В данном случае л-я гармоника частоты Го выделяется перестраи-
ваемым полосовым фильтром, при этом 4ых = л^. Шаг сетки частот
при этом равен 4 (рис. 12.4).

Перестраиваемый пассивный фильтр может быть использован в
тех случаях, когда разнос по частоте между соседними гармониками
достаточно велик по сравнению со значением выходной частоты п/0,
ДЧ	УЧ

Рис. 12.5. Получение рабочей частоты методом
деления и умножения частоты

так что необходимое подавление колебаний остальных гармоник
может быть обеспечено фильтром с небольшим числом звеньев.
Узкополосные же перестраиваемые многозвенные фильтры дороги
и сложны в изготовлении.

Недостатки схемы:

-	сложность реализации перестраиваемого полосового фильтра,
особенно при необходимости обеспечения малого шага сетки частот 4;

-	уменьшение амплитуды выходного колебания и рост фазовых
шумов с ростом п.

Для получения более частой сетки частот по сравнению с преды-
дущей схемой можно применить деление опорной частоты 4 в Л/раз,
которое осуществляется делителем частоты (ДЧ). Схемная реали-
зация этого метода показана на рис. 12.5.

Устранить же основные недостатки метода генератора гармоник
(особенно с точки зрения фильтрации выходного колебания) помо-
гает применение методов активной фильтрации на основе колец
компенсации или фазовой АПЧ.

Метод интерполяции

Для уяснения принципа построения синтезаторов, использующих
интерполяционный метод, рассмотрим простейшую схему (рис. 12.6).

Две частоты Ас и 4с с выходов двух селекторов гармоник (СГ)
подаются на смеситель, на выходе которого с помощью полосового
фильтра выделяется суммарная частота 4ых = ^с+ 4с-

Частота Ас получается умножением частоты А. равной шагу син-
тезируемой сетки ДАШ, на коэффициент (/ + л), а частота 4с - умно-
жением 4, равной 10ДАШ, на коэффициент Я, т.е.

4ых = (I + л)ДАш +1ОЯДАШ = ДАШ (/ + п +1О Я).

Частоты А и 4 могут быть получены методом прямого преобра-
зования из частоты ОКГ. Соотношение 4 = ЮА выбрано исходя из
ориентации на декадную систему отсчета.
4 Д	^2 ” 1О Д

Рис. 12.6. Принцип интерполяции частот

Коэффициенты I и Я - целые положительные числа, не равные О,
определяют положение первой частоты синтезируемой дискретной
сетки на оси частот.

Коэффициент п изменяется в пределах [0...9].

КоэффиЦиент (/ + 10 Я) дает возможность путем выбора вели-
чин / и Я маневрировать абсолютными значениями частот селекто-
ров 4С и 4С.

Таким образом, редкая сетка частот, образованная частотами
4с = 10ЯД/щ, интерполируется (уплотняется) частой сеткой, образо-
ванной частотами 4С= (/ +

Для расширения диапазона частот сетки (увеличения количест-
ва дискретных частот) схема может быть продолжена путем после-
довательного введения в нее дополнительных селекторов и смеси-
телей с фильтрами. Для этого необходимо, чтобы шаг каждого по-
следующего селектора по отношению к шагу предыдущего был
в 10 раз больше:

Г}с=(1 + п)Ыш; Г2с = Яу 10 Д/ш; 13с = Я2100Д^ и т.д.

Выходная частота в этом случае определяется выражением

4ых = Мо(/ + п + ^10 + Я2102 + ...Яп10п).

Естественно, что коэффициенты Яъ Я2... Яп могут принимать

только 10 последовательных значений.

Декадная установка частоты удобна тем, что она (с учетом пре-
образований в ТПЧ) позволяет привязать к гравировкам переклю-
чателей десятичных разрядов селекторов истинное значение час-
тоты на выходе синтезатора.

Достоинство интерполяционной схемы - относительная просто-
та образования сетки частот.

Недостатки.

1.	На выходе смесителя кроме полезного колебания требуемой
частоты имеется большое число побочных комбинационных коле-
баний.

Меры борьбы:

-	применение в качестве преобразователей кольцевых и ба-
лансных смесителей, которые уменьшают число комбинационных
колебаний на своем выходе;

-	рациональный выбор частот и 4с. а также полосы пропуска-
ния фильтра с тем, чтобы в нее попадали только комбинационные
колебания высших порядков (амплитуды их составляющих невели-
ки и не опасны);

-	устранение побочных колебаний на выходе селекторов гармо-
ник.

2.	Сравнительно низкая стабильность частоты в случае исполь-
зования в генераторах сменных кварцев, разброс параметров кото-
рых в данном случае достаточно велик.

Данный недостаток устраняется путем применения одного высо-
костабильного кварцевого генератора, что осуществляется в де-
кадных интерполяторах.

3.	Неудобство установки частоты.

По этим причинам рассмотренная простейшая схема самостоя-
тельно не применяется, а является базой для построения синтеза-
торов с декадной установкой частоты, которая легко сочетается с
интерполяционным методом синтеза частот.

При декадной установке частоты цифры в каждой декаде уста-
навливаются отдельными переключателями, имеющими, как пра-
вило, по 10 позиций каждый, а частоты, поступающие на преобра-
зователи, получаются путем ряда последовательных преобразова-
ний одной частоты - частоты ОКГ. Последний же для работы ис-
пользует только один кварц, что позволяет применить все извест-
ные меры повышения стабильности частоты. При этом относитель-
ная нестабильность ССЧ определяется нестабильностью самого
ОКГ.

Декадные синтезаторы могут строиться на неидентичных или
идентичных декадах.
Схема интерполяционного синтезатора на неидентичных
декадах

Схема синтезатора частот, реализующая метод прямого синтеза
на неидентичных декадах, представлена на рис. 12.7. Декада - это
селектор гармоник с соответствующим смесителем.

В состав синтезатора входят:

-	опорный кварцевый генератор (ОКГ);

-	блок опорных частот (БОЧ) - предназначен для образования
сетки высокостабильных колебаний, необходимых для получения
нескольких групп гармоник, следующих с заданными интервалами.

При декадной установке частоты опорные частоты, получаемые
в делителях частоты БОЧ, последовательно отличаются друг от
друга в 10 раз.

Величина первой из трех частот равна заданному интервалу
сетки рабочих частот на выходе синтезатора (Д/ш): на первый се-
лектор поступают колебания д/ш = /о/1О3 > на второй - /0/ю2, на
третий - /10 и на четвертый - непосредственно частота V

-	селекторы гармоник предназначены для образования частных
сеток частот с заданным интервалом частот между ними и выделе-
ния любой частоты из данной сетки с помощью декадного переклю-
чателя.

На выходе селекторов получаются частоты:

СГ1 -/1с = Л1(/о/1О3),	СГЗ-/3с = п3(/о/1О),

СГ2 — /2с = пг(^о /Ю2),	СГ4 -/4с = л4/0,

где Ль л2, л3, л4 - любые целые числа (требуемое число определя-
ется положением переключателя селектора).

-	смесители служат для преобразования частот селекторов
в колебания суммарной или разностной частоты;

-	узкополосные фильтры Ф,, Ф2, Ф3 выделяют колебания соот-
ветствующих преобразований частот.

Если все фильтры (Фь Ф2, Ф3) будут реализованы на выделение
только суммарных взаимодействующих колебаний, то на выходе сме-
сителя СМ3 и фильтра Ф3 образуются колебания выходных частот

4ых = <1С + 4с + 4с + 4с =^з (Ъ + Юл2 +Ю2л3 +103л4),

которые могут изменяться с интервалом через VI О3.

Увеличивая число декад и вводя дополнительные преобразова-
ния, можно получить сколь угодно частую сетку дискретных частот.
Рис. 12.7. Структурная схема синтезатора частот на неидентич-
ных декадах

Рис. 12.7. Структурная схема синтезатора частот на неидентичных декадах

Аналоговые синтезаторы частоты
Основной недостаток такого СЧ - гарантированное появление
комбинационных частот на выходе синтезатора, причем их число и
уровень увеличивается с увеличением числа преобразований. По-
бочные колебания, проникшие через фильтр Фъ уже не будут от-
фильтрованы в следующих декадах, так как фильтры в них в связи
с возрастанием частоты имеют большую полосу пропускания.

Таким образом, рассмотренный синтезатор прост по устройству
декад, каждая из которых содержит лишь переключаемые фильтры
(селекторы) и смеситель.

Однако декады в таком синтезаторе настроены на разные час-
тоты и содержат много разных по частоте настройки фильтров (не-
идентичные декады), а БОЧ должен формировать большое число
разных по номиналу частот. Поэтому такой синтезатор не техноло-
гичен в производстве, мало надежен в конструкции и в настоящее
время используется редко, лишь в устройствах со сравнительно
небольшим набором фиксированных частот или в качестве допол-
нительных декад в схемах СЧ с идентичными декадами.

Система синтеза частот с идентичными декадами

С целью упрощения схемы и унификации узлов разработаны
схемы с идентичными декадами. Состав схемы и принцип работы
поясняется по рис. 12.8.

В состав синтезатора входят:

-	опорный кварцевый генератор (ОКГ);

-	блок опорных частот (БОЧ);

-	полные декады (в составе каждой):

-	смеситель;

-	полосовые фильтры ПФ1, ПФ2;

-	делитель с коэффициентом деления 10;

-	одна неполная декада (на выходе схемы) в составе:

-	смеситель СМП;

-	фильтр ПФ1.

Из сигнала ОКГ в БОЧ формируются 10 опорных частот 401- 4>ю-
необходимых для работы каждой декады, и частота Е01> опреде-
ляющая диапазон работы синтезатора.

Опорные частоты 401 - 4>ю связаны соотношением

ГОп = ^+(п-1)М,

где п = 1,2,...,10; А/ - шаг сетки вспомогательных частот, равный

^010“ ^09 =...= /о2“ 4)1-
Рис. 12.8. Структурная схема синтезатора частот
на идентичных декадах

С помощью декадных переключателей (электронных коммутато-
ров) сигнал одной из частот /01-/010 можно подать на вход любого
смесителя. Полосовые фильтры выделяют сигнал суммарной час-
тоты. В зависимости от выбора частот и требований к подавлению
побочных составляющих могут перестраиваться оба ПФ декады,
один из них или применяются не перестраиваемые ПФ. Частота
выделенного сигнала уменьшается в 10 раз делителями частоты
(ДЧ) (в последней декаде он отсутствует), т.е. с каждым последую-
щим преобразованием происходит последовательное уменьшение
шага сетки частот в 10 раз. Увеличивая число декад, можно про-
должить дробление шага до необходимой величины. При этом пе-
рестройка полосовых фильтров не требуется.

Сравнивая приведенные схемы (рис. 12.7 и 12.8), можно заме-
тить, что в принципе они отличаются лишь тем, что делители час-
тоты в первой из них включены на входе умножителей частоты (се-
лекторов), а во второй - на выходе сумматоров. Перенос ДЧ в тракт
формирования сетки частот и обеспечивает работу всех умножите-
лей частоты в одном диапазоне частот и, следовательно, идентич-
ность всех декад.

Неполная декада не содержит делителя частоты и предназначе-
на для формирования сетки в старшем разряде.

Можно показать, что выходная частота синтезатора, например,
для частного случая с использованием трех идентичных декад,
включая неполную, будет равна:

/ . Ъ + ^01

/о "I----

г -1 I 10

'вых '3	.|д	’

где А. 4. 4 - соответственно выбранные частоты из сетки вспомога-
тельных частот /о1- <ою с помощью декадных переключателей.

Необходимо отметить, что шаг полученной сетки частот Д4
в 10(п_1) раз мельче (л - число декад) интервала Д/между соседни-
ми опорными вспомогательными частотами й,- /ою

=---ТТ

10 1

Достоинства схемы:

-	быстродействие - достигается использованием практически
безынерционных элементов (кроме фильтров). Время перестройки
синтезатора с одной частоты на другую может достигать порядка
микросекунд;

-	унификация узлов, что позволяет улучшить технологию произ-
водства и эксплуатацию синтезатора.

Недостатки:

-	необходимость применения значительного числа преобразовате-
лей и фильтров усложняет получение подавления уровня побочных
частот на выходе синтезатора более чем на 70 дБ.

Однако требования по ослаблению побочных составляющих для
современных синтезаторов высоки (>70 дБ) при уровне сигналов на
выходе порядка долей вольта. А такие показатели интерполяцион-
ные синтезаторы обеспечить не в состоянии. Исходя из этого, такие
синтезаторы в чистом виде практически не используются, а приме-
няются в сочетании с другими методами диапазонно-кварцевой ста-
билизации частоты.

12.2. Структурные схемы активных аналоговых синтеза-
торов частоты. Системы ЧАП и ФАПЧ и их параметры

В реализации возможности получения сколь угодно густой сетки
частот практически нет никаких трудностей (например, ее дают ин-
терполяторы частоты). Трудность возникает с выделением из этой
сетки дискретных частот колебания одной нужной частоты с одно-
временным выполнением требований по подавлению побочных.

Для этой цели требуются узкополосные перестраиваемые
фильтры (УПФ) с узкой полосой пропускания и максимальной кру-
тизной скатов. Однако создать такие фильтры на частотах порядка
единиц-десятков мегагерц невозможно. Для фильтрации выходно-
го колебания можно применить несколько методов.

Метод компенсации (двойного преобразования частоты)

Идея компенсационной схемы заключается в том, что подлежа-
щая расфильтровке сетка дискретных частот, полученная интерпо-
ляционным методом, с помощью вспомогательного генератора
плавного диапазона (ВГПД) и смесителя смещается в область дос-
таточно низких частот, где успешно фильтруется неперестраивае-
мым узкополосным фильтром (УПФ). Далее результат фильтрации
вторичным переносом с помощью того же ВГПД возвращается в
область рабочих частот.

Схема компенсационного синтезатора приведена на рис. 12.9.
Эталонное по частоте колебание ОКГ 4 поступает в БОЧ, где путем
деления и умножения частоты формируется постоянная сетка ра-
бочих частот синтезатора с заданным шагом Д/щ

4-1 = (к -1)а^; 4 = АД4; 4+1 = (к+1)д/ш.

Колебания этих эталонных частот поступают на СМ1. На него же
поступают колебания от ВГПД с частотой

4 = 4гпд ± д4гпд •

где 4гпд - номинальная частота ВГПД; Д/вгпд - расстройка частоты
ВГПД.
228

Рис. 12.9. Структурная схема компенсационного синтезатора частот

Глава 12
Если частота ВГПД выбрана ниже колебаний частот, поступаю-
щих с БОЧ, то в результате преобразования спектра сетки частот
на выходе СМ1 получается сетка частот

4ч = ^к ~ ( •

На выходе СМ1 ставится УПФ, имеющий среднюю частоту на-
стройки, равную 41ч и полосу пропускания &ЕП, величина которой вы-
бирается меньше интервала между рабочими частотами (шага) Д4и.

Подобрав частоту ВГПД 4 таким образом, чтобы колебания раз-
ностной частоты 4ч попали в ПП УПФ, на его выходе получим коле-
бание только одной (разностной) частоты (побочные колебания и
комбинационные составляющие будут подавляться фильтром, и
тем сильнее, чем шаг сетки Д4и больше).

После фильтрации выделенная гармоника снова транспониру-
ется в свое первоначальное значение, для чего гармоническое ко-
лебание с частотой, равной 4ч (сотни - десятки килогерц), поступает
на СМ2, на который поступают колебания от ВГПД с той же частотой
4 Из всех продуктов преобразования на выходе СМ2 перестраивае-
мый фильтр Ф2 выделит колебание только рабочей частоты

4аб ~ 4ч + К = 14 ” (4гпд ± А^вгпд )1+	(12 11

+(4гпд ± д4гпд) = 4 ~ ^д4г

Перестраивая ВГПД, а вместе с ним и Ф2, можно получить на
выходе СЧ колебания любой частоты, вырабатываемые в БОЧ.

Из формулы (12.1) видно, что номинал и стабильность рабочей
частоты СЧ полностью определяются частотой ОКГ и его стабиль-
ностью и не зависят от ВГПД. Введенная в промежуточную частоту
нестабильность ВГПД при первом преобразовании в СМ1 полно-
стью компенсируется при втором в СМ2. По этой причине метод
назван компенсационным.

Однако нестабильность ВГПД не может быть сколь угодно
большой, так как это может привести к такой нестабильности 44. что
преобразованный сигнал не попадет в полосу пропускания УПФ и
если 4 уйдет от требуемой величины на 1/2Д4ш, то произойдет выде-
ление не заданной, а соседней частоты сетки.

Таким образом, допустимая нестабильность ВГПД определяется
полосой пропускания УПФ ДГУпф (рис. 12.10). Чтобы выделяемая
частота не вышла за ее пределы, отклонения частоты ВГПД не
Должны превышать
Рис. 12.10. К определению допустимой нестабильности ВГПД
в компенсационной схеме синтезатора частот

д^Упф
2

д^гпд -

(12.2)

Кроме того, для лучшего подавления соседних по сетке частот,
ПП УПФ должна удовлетворять условию:

Др < ^41

ЛГупф ь 2 •

Тогда с учетом (12.2) можно окончательно записать:

Л (	г- Д^ПФ Д^Ш

ЛГВГПД	5 — •

Получение меньшего шага сетки частот требует сокращения по-
лосы пропускания УПФ и повышения стабильности /Вгпд. следова-
тельно, использования одного из методов АПЧ для ВГПД.

В любом случае при использовании в ССЧ кольца компенсации
должны быть выполнены следующие условия:

-	в преобразователях частоты кольца компенсации знаки сло-
жения или вычитания должны быть подобраны так, чтобы неста-
бильность частоты вспомогательного генератора (остаточная рас-
стройка) вычиталась (компенсировалась);

—	величины нестабильности частоты ВГПД в последнем смеси-
теле должны быть одинаковы (умножители и делители частоты в
кольце компенсации применять нельзя);

-	задержка в трактах от вспомогательного генератора до послед-
него смесителя должна быть одинаковой, должны быть одинаковыми
фазовые характеристики этих трактов, иначе компенсация будет не-
полной;
-	полосы пропускания фильтров должны выбираться с учетом
необходимого запаса на остаточную расстройку вспомогательного
генератора.

Достоинства компенсационных синтезаторов:

-	минимальное количество комбинационных частот на выходе
СЧ (чистота спектра улучшается за счет использования УПФ);

-	УПФ, осуществляющий подавление нежелательных колеба-
ний, работает на одной частоте, а гетеродин может перестраивать-
ся по частоте вручную или дистанционно;

-	двойное преобразование частоты устраняет влияние парамет-
ров перестраиваемого генератора на стабильность и точность ус-
тановки частоты выходного колебания и на его фазовые шумы;

—	возможность сделать СЧ широкодиапазонным, в том числе
и диапазоне СВЧ.

Недостатки:

-	компенсационный метод не позволяет получить частую сетку
частот (Л/ш = 100 Гц и меньше) из-за трудности фильтрации, обу-
словленной высокими значениями

—	требования к стабильности ВГПД заставляют усложнять схему
путем введения системы АПЧ;

-	так как в УПФ происходит задержка сигнала на установление
процессов, а от ВГПД колебания на СМ2 поступают без задержек,
то возможны случаи отсутствия полной компенсации расстройки
частоты ВГПД.

Для устранения основных недостатков требуется расширить по-
лосу пропускания УПФ, что противоречиво с точки зрения подавле-
ния комбинационных частот. По этой причине компенсационный
метод применяется в сочетании с другими методами узкополосной
фильтрации (методами АПЧ).

Принцип автоматической подстройки частоты гетеродина

В системах активного синтеза с автоподстройкой частоты источ-
ником выходного напряжения служит генератор, частота колебаний
которого регулируется с помощью системы частотной (ЧАП) или
фазовой (ФАП) автоподстройки. Такие системы относятся к систе-
мам с отрицательной обратной связью; они должны удовлетворять
Двум основным требованиям:

—	обеспечивать требуемое подавление паразитных отклонений
(ПОЧ, ПОФ);

-	обладать высокой устойчивостью в работе.
I--------------------------------------------------1

Рис. 12.11. Структурная схема синтезатора с АПЧ

Анализ систем активного синтеза основывается на рассмотре-
нии устойчивости и области захвата частоты системы АПЧ вместо
исследования побочных составляющих выходного колебания, ха-
рактерных для систем пассивного синтеза.

Идея метода АПЧ основана на сравнении частоты перестраи-
ваемого плавного гетеродина с одной из эталонных частот сетки,
поступающих от БОЧ. По результатам сравнения осуществляется
автоматическое совмещение частоты генератора плавного диапа-
зона (ГПД) с соответствующей эталонной частотой. Таким образом,
процесс автоподстройки - автоматически управляемое воздействие
соответствующих элементов на частоту стабилизируемого генера-
тора.

Синтезатор с АПЧ включает (рис. 12.11):

1.	ОКГ и БОЧ;

2.	Стабилизируемый генератор (ГПД);

3.	Систему АПЧ:

-	сравнивающее устройство (дискриминатор);

-	ФНЧ;

-	управляющий (реактивный) элемент (РЭ).

ОКГ и БОЧ обеспечивают создание колебаний необходимого
диапазона частот с высокой стабильностью, которые и будут ис-
пользованы для стабилизации частоты ГПД. Допустим, из сетки
частот БОЧ необходимо выделить частоту 4 и использовать ее
в качестве эталонной для подстройки частоты генератора плавного
диапазона, который и является источником выходных колебаний.
Установленная частота ГПД должна быть стабильной и равной
4о = 4аб = 4-
Однако фактическая частота генерируемых колебаний 4 не рав-
на частоте 4. а отличается от нее на некоторую фиксированную
разностную частоту (фазу)

д4=6<-4о; (дФг =Фх-Фго)-

В сравнивающем устройстве вырабатывается напряжение 1/вых,
зависящее от величины разности, сравниваемых частот (фаз). Это
напряжение через управляющий (реактивный) элемент автомати-
чески приводит частоту гетеродина к опорной, т. е. генератор под-
страивается под эталон (высокостабильную частоту 4)-

Комбинацию из генератора и реактивного элемента, изменяю-
щего свою реактивность, а, следовательно, и частоту генератора в
зависимости от приложенного напряжения, называют генератором,
управляемым напряжением (ГУН).

В зависимости от типа сравнивающего устройства оно может
реагировать на изменение частоты или фазы входных колебаний.
Соответственно этому различают методы частотной (ЧАП) и фазо-
вой (ФАП) автоподстройки частоты.

При ЧАПЧ устройством сравнения является частотный детектор
(ЧД), формирующий на выходе напряжение, пропорциональное
разности частот сравниваемых колебаний (однако следует пом-
нить, что при любом изменении частоты изменяется и текущая фа-
за сигнала!).

В схемах с ФАПЧ используется фазовый детектор (ФД), напря-
жение на выходе которого определяется разностью фаз сравни-
ваемых колебаний.

Схемы с АПЧ обладают высокими фильтрующими свойствами.
Основную роль в подавлении комбинационных и соседних частот
сетки играет УПФ (ФНЧ), стоящий на выходе ЧД (ФД).

Основные параметры систем АПЧ

Одним из основных параметров системы АПЧ, который характе-
ризует ее эффективность, является коэффициент АПЧ.

Коэффициентом АПЧ называется отношение начальной рас-
стройки (отклонения ГУН после включения АПЧ) Асонач к остаточной
расстройке ЛсоОСт

^АПЧ

Д^нач

Д®ост
Область частот, в которой схема АПЧ поддерживает синхронизм
(уменьшает ошибку) называют полосой удержания.

Область частот, в которой схема АПЧ включается (т.е. захваты-
вает частоту ГПД), называют полосой захвата (схватывания, если
до этого она не работала).

Синтезатор частоты с системой ЧАП частоты гетеродина

Один из вариантов структурной схемы синтезатора частот на
основе системы частотной автоподстройки частоты (ЧАПЧ) приве-
ден на рис. 12.12.

Выходная частота ГУН /вых приводится линейкой смесителей
СМ1, СМ2 к одной и той же фиксированной частоте 4Р, которая
сравнивается с эталоном. Для преобразования частоты кроме ко-
лебания управляемого генератора используются в общем случае
одно или несколько колебаний с частотами 4.--- сформирован-

Рис. 12.12. Вариант структурной схемы синтезатора частот
на основе ЧАПЧ
пых в датчиках опорных частот (ДОЧ1 и ДОЧ2) из колебаний ОКГ с
частотой 4 и когерентных с ним.

При этом справедливо соотношение

4р = 4ых — ^1 ~ 4 •	’	2.3)

Тракт преобразования частоты /вых в частоту 4Р часто называет-
ся трактом приведения частоты гетеродина (ТПЧГ).

Сравнивающим устройством в кольце ЧАП является частотный
дискриминатор, а эталоном - частота его настройки (чд, соответст-
вующая напряжению на его выходе, равному нулю.

Если частота выходного колебания ГУН 4ых изменяется под воз-
действием дестабилизирующих факторов, то изменяется и значе-
ние частоты колебания /ср, поступающего на ЧД.

Если 4Р 4д. то на выходе ЧД создается напряжение Очд, яв-
ляющееся функцией разности этих частот М = 4Р - /чд> которое че-
рез ФНЧ поступает на управляющий вход ГУН и изменяет значение
выходной частоты 4ых последнего для уменьшения расстройки.

ФНЧ необходим для обеспечения устойчивости кольца и подав-
ления переменной составляющей выходного напряжения ЧД, кото-
рое приводит к паразитной частотной модуляции колебания ГУН и
появлению в спектре выходного сигнала дополнительных паразит-
ных составляющих.

Для перестройки синтезатора частот изменяют значение частот
А и 4 . поступающих в тракт приведения частоты с ДОЧ. При этом
постоянное напряжение, появляющееся на выходе ЧД, изменит
частоту на выходе ГУН 4ых таким образом, что соотношение (12.3)
будет выполняться при измененных значениях частот /, и 4-

Основным недостатком синтезатора частот на основе системы
ЧАПЧ является наличие остаточной расстройки ГУН, связанной с
особенностью работы ЧД. Эта расстройка приводит к тому, что вы-
ходная частота 4ых может быть выставлена только с определенной
погрешностью, зависящей от значения начальной расстройки Д4ач-

Действительно, как видно из характеристики частотного детек-
тора, показанной на рис. 12.13, в нормальном режиме работы ис-
пользуется участок характеристики а-а’, который в первом прибли-
жении можно считать линейным, имеющим крутизну 5Чд. Соответ-
ственно 1>чд = ЗцдДЛ поэтому на частоте настройки ЧД /чд расстрой-
ка Д/= 0 и выходное напряжение Г7чд = 0. При этом выходная часто-
та ГУН равна начальному значению 4ыхо-

При расстройке ГУН относительно 4ыхо на величину начальной
Рис. 12.13. Характеристика частотного дискриминатора

расстройки Д/нач, частота выходного колебания ГУН соста-
вит 4ых1 = 4ыхо + д^нач • Частота 4ых1 преобразуется в тракте приве-
дения частоты к значению 4Р + Д/нач. что вызовет появление на вы-
ходе частотного детектора управляющего напряжения, которое
стремится компенсировать начальную расстройку.

Однако полной компенсации в системе ЧАПЧ достичь невоз-
можно, так как сам процесс автоподстройки предполагает наличие
какой-либо расстройки. Причем остаточная расстройка Д^ост частоты
ГПД от эталонной тем больше, чем больше первоначальная рас-
стройка ГПД Д/нач

д (	_____А/нач___

ост ибцдвуэКф’

где 5чд - крутизна характеристики частотного детектора; 5уЭ - кру-
тизна характеристики управляющего элемента; /<ф - коэффициент
передачи ФНЧ по постоянному току.

Вторым основным недостатком системы с ЧАПЧ является зависи-
мость нестабильности частоты настройки ЧД от ряда факторов, что
требует использования дополнительных схемно-конструктивных мер
(герметизация, термокомпенсация или термостатирование ЧД и пр.).

Поэтому системы синтеза с ЧАПЧ находят ограниченное приме-
нение в схемах настройки первого гетеродина с последующей ком-
пенсацией его остаточной расстройки при следующих преобразо-
ваниях частоты (рис. 12.14).
переключатели

Рис. 12.14. Упрощенная структурная схема РПУ с компенсацией
остаточной расстройки гетеродина с ЧАПЧ

Основная особенность схемы - использование метода ЧАПЧ и
компенсации ухода (нестабильности) частоты первого гетеродина.

РПМ настраивается набором частоты с помощью декадных пе-
реключателей (Л/, ...Л/л). Коэффициенты Л/,, Л/2, Л/3.Л/л могут при-

нимать любые целые числа и соответствуют количеству положений
переключателя декады. Для перестройки приемника необходимо
сопряженно перестроить избирательные системы преселектора и
гетеродина, а также фильтры умножителя частоты (для выделения
гармоники частоты 4 с другим номером л) так, чтобы частота 4г по-
пала в полосу пропускания фильтра ПФ3.

Перестройка осуществляется с помощью блока автоматической
настройки (БАН), управляющим воздействием для которого являет-
ся изменение положений переключателей в процессе набора час-
тоты настройки радиоприемника. Процесс автоматической пере-
стройки прекращается в том случае, когда частота колебания на
выходе полосового фильтра ПФЗ (УПФ) приблизится к некоторому
значению, достаточному для начала работы системы ЧАПЧ (ЧД),
уменьшающей остаточную расстройку частоты первого гетеродина.

Колебания с частотой второго гетеродина для второй ступени
преобразования в РПМ формируются в смесителе СМ3, на который
поступают колебания с частотами первого гетеродина и нужной
гармоники ОКГ п/0. На выходе смесителя включен узкополосный
фильтр ПФЗ.

Компенсация нестабильности 4Г заключается в том, что остаточ-
ный уход частоты Д/1г компенсируется в тракте 2ПЧ (при втором
преобразовании). При этом стабильность 2ПЧ определяется только
стабильностью частоты ОКГ и не зависит от нестабильности часто-
ты плавного первого гетеродина. Поясним принцип компенсации
аналитически.

Первая промежуточная частота 4пч равна разности частот пер-
вого гетеродина 4 г и сигнала /с

4пч = 4 ~ 4 •

Аналогично образуется вторая промежуточная частота

4пч = 4г ~ 4ч •

Колебание частоты 4г для второго преобразования формируется
из сигнала первого гетеродина и опорного кварцевого генератора с
помощью смесителя СМ3 таким образом, что

4г = 4 ~ л4 •

Тогда нестабильность второй промежуточной частоты можно
определить как

△4пч - д4г д4ч ~~ д4 ~ д4 — Л4 д4 д4 ~ д4 •

Из последнего выражения следует, что стабильность второй
промежуточной частоты не зависит от величины нестабильности
частоты первого гетеродина 4 г и определяется только стабильно-
стью частоты ОКГ 4- Действительно, небольшие и относительно
медленные изменения частоты первого гетеродина, при которых 4г
остается в полосе пропускания ПФ3, не влияют на настройку при-
емника. Но если 4г выйдет из полосы пропускания ПФ3, то приемник
не будет работать, так как будут отсутствовать колебания второго
гетеродина.

Таким образом, системы активного аналогового синтеза с ЧАПЧ
обладают достаточно серьезными недостатками, вследствие чего в
настоящее время широкого применения не нашли.
Рис. 12.15. Вариант структурной схемы синтезатора частоты
на основе ФАПЧ

Синтезатор частоты с системой ФАП частоты гетеродина

Отличие систем с фазовой автоподстройкой частоты (ФАПЧ) от
систем с ЧАПЧ заключается в использовании вместо ЧД фазового
детектора (ФД), на котором происходит сравнение фаз колебаний
опорного (эталонного) генератора с частотой и выходного сигна-
ла тракта приведения частоты 4р. Выходное напряжение ФД, про-
порциональное разности фаз указанных колебаний, изменяет рабо-
чую частоту 4ых ГУН (рис. 12.15).

В исходном состоянии частоты колебаний, сравниваемых на ФД,
4Р и /0 равны, а разность фаз между ними постоянна.

При изменении частоты выходного колебания ГУН 4ых под воз-
действием дестабилизирующих факторов, величина частоты /ср
также изменится. Сдвиг фаз между колебаниями, сравниваемыми
на ФД, начнет увеличиваться, и возрастающее напряжение на вы-
ходе детектора перестроит ГУН и возвратит его частоту и фазу к
исходным значениям.

Состояние, когда кольцо ФАПЧ находится в устойчивом равно-
весии (частоты и <о равны между собой, разность фаз сравни-
ваемых на ФД колебаний Д<р постоянна), называется режимом син-
хронизма (равновесия). Режим синхронизма - основной режим ра-
боты синтезатора частот. Если начальная частота расстройки ГУН
Д/нач превысит определенное критическое значение, состояние син-
хронизма нарушится, система ФАПЧ выйдет из равновесия, и на-
ступит так называемый режим биений. Для режима биений харак-
терно постоянное нарастание разности фаз Д<р на входах ФД и пе-
риодическое изменение частоты колебаний ГУН 4ых- Естественно,
в режиме биений система ФАПЧ неработоспособна.

Преимуществом систем ФАПЧ по сравнению с системами ЧАПЧ
является отсутствие остаточной расстройки частоты 4ЫХ. поскольку
в режиме синхронизма частоты /0 и 4Р всегда равны между собой.
Недостатком же системы ФАПЧ является более узкая полоса за-
хвата, чем у систем ЧАПЧ.

Таким образом, кольца ФАП являются весьма эффективными
устройствами, позволяющими обеспечить хорошее подавление по-
бочных спектральных составляющих и получить выходные колеба-
ния в синтезаторах частоты с высокой чистотой спектра и доста-
точно малым шагом сетки частот. Вследствие этого они широко ис-
пользуются в технике синтеза частот.

Можно сказать, что системы АПЧ представляют собой по суще-
ству избирательные четырехполюсники со следящей настройкой,
применяемые для узкополосного выделения (фильтрации) сигналов
на фоне помех. Такие активные фильтры можно применять для
улучшения спектральной чистоты выходного колебания сетки час-
тот, полученной, например, методами умножения частоты, интер-
поляционными методами и т.д.

В заключение необходимо отметить, что схема ЧАПЧ имеет в
десятки раз большую полосу схватывания по сравнению с кольцом
ФАПЧ, поэтому на практике часто применяют комбинированные
системы АПЧ (как правило, система ФАПЧ дополняется системой
ЧАПЧ), к которых в качестве сравнивающего устройства используют
частотно-фазовые детекторы (ЧФД).

•••

Методы аналогового прямого и косвенного синтеза сетки дис-
кретных частот являются основой построения синтезаторов частот,
являющихся элементами гетеродинов радиоприемника.

Системы пассивного аналогового синтеза частот обладают сле-
дующими важными достоинствами:

-	простая структура, большое количество пассивных операцион-
ных узлов, следовательно, малая инерционность схемы, поэтому
время установления частоты выходных колебаний может быть до-
ведено до микросекунд;

-	в связи с отсутствием автогенераторов вероятность появления
на выходе колебаний с частотой, отличной от установленного зна-
чения, мала;

-	простота реализации уменьшения шага сетки.

Вместе с тем таким системам присущи и серьезные недостатки:

-	невысокая чистота спектра (трудно получить выходные коле-
бания с низким уровнем побочных спектральных составляющих);

-	понижение уровня побочных спектральных составляющих дос-
тигается применением большого количества высокоэффективных
фильтров в операционных узлах ССЧ, следовательно, увеличива-
ются габариты, масса и стоимость аппаратуры, усложняется ее
производство.

Для обеспечения высокой чистоты спектра применяются актив-
ные методы синтеза частот на основе методов АПЧ. Они обладают
рядом преимуществ:

-	низкий уровень побочных спектральных составляющих, при-
чем с увеличением отстройки этот уровень у активных систем, по
сравнению с пассивными, уменьшается. Правда, при малых от-
стройках он может быть у активных систем несколько выше по
сравнению с пассивными системами;

-	система ФАПЧ обеспечивает полное устранение остаточной
расстройки ГУН (с точностью до фазы), однако обладает сравни-
тельно узкими полосами удержания и захвата. Более широкие по-
лосы имеет система ЧАПЧ, но проигрывает в точности подстройки;

-	комбинированное использование методов АПЧ позволяет по-
лучить более частую сетку дискретных частот, обладающую высо-
кой спектральной чистотой выходных колебаний.

Однако их недостатком является то, что уменьшение уровня по-
бочных спектральных составляющих достигается за счет увеличе-
ния времени установления частоты колебаний. Возрастает также
вероятность появления на выходе системы колебания с частотой,
не соответствующей установленному значению. Это может про-
изойти, например, при разрыве кольца ФАПЧ автогенератора
вследствие выхода из строя какого-либо элемента.
ЦИФРОВЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ

Необходимость постоянного совершенствования радиотехниче-
ских систем различного назначения определяет рост требований к
качеству используемых в них сигналов. Основными источниками
гетеродинирующих напряжений в современных радиоприемных
устройствах являются синтезаторы частоты (СЧ). Это обстоятель-
ство, а также развитие методов цифровой обработки сигналов и
широкое применение- новых технологий в микроэлектронике приве-
ли к появлению и интенсивному совершенствованию цифровых
синтезаторов частот.

Построение СЧ на цифровых логических элементах позволяет
миниатюризировать аппаратуру, применять современную техноло-
гию ее изготовления.

Таким синтезаторам свойственны высокая надежность, устойчи-
вость к воздействию дестабилизирующих факторов, а также про-
граммируемость параметров.

Выбор метода построения цифровых СЧ зависит от требований,
предъявляемых к радиоприемнику.

При условии, что основное требование заключается в макси-
мальной скорости перестройки, то используется менее инерцион-
ная система прямого синтеза (прямой цифровой синтез, О1гес1
О/дИа! ЗупН1е818, 008).

Если же предъявляется требование высокой чистоты спектра
выходных колебаний, то используется метод цифрового активного
синтеза (метод АПЧ).

Наибольшее распространение в современной радиоприемной,
демодулирующей аппаратуре получили системы активного цифро-
вого активного синтеза на основе колец ФАПЧ (Рказе 1_оскес1 1_оор,
РЩ с делителями с переменным и дробным переменным коэффи-
циентами деления (ДПКД и ДДПКД) в цепи обратной связи, а также
прямого цифрового гармонического синтеза частот.

Целью настоящего материала является изучение принципов по-
строения цифровых синтезаторов частоты.
13.1.	Принципы построения активных цифровых СЧ
Общие сведения о цифровых синтезаторах частоты

Цифровые синтезаторы частот являются, как правило, когерент-
ными и выполняются методами как активного, так и пассивного син-
теза. Системы активного синтеза на основе фильтра в виде кольца
ФАПЧ, выполненного на цифровой элементной базе, называют сис-
темами активного цифрового синтеза частот. Системы пассивного
синтеза частот, осуществляемого методами цифровой техники, на-
зывают системами пассивного цифрового синтеза частот.

Применение цифровых методов позволяет получить в системах
синтеза частот следующие преимущества:

-	существенно повысить точность настройки и стабильность
частоты в условиях эксплуатации при воздействии дестабилизи-
рующих факторов;

-	упростить процесс настройки приемника за счет использова-
ния для набора частоты клавиатур, а для визуального контроля -
цифровых табло индикации;

-	цифровой интерфейс позволяет легко реализовать микрокон-
троллерное управление;

-	возможность изменять частоту по заданной программе, дистанци-
онно, с определенной скоростью под управлением микропроцессора
позволяет реализовать дополнительные сервисные функции в РПУ
(программная, панорамная перестройка, сканирование по частоте и т.д.);

-	сократить число операций по коррекции частоты, упростить ре-
гулировку и налаживание аппаратуры;

-	унифицировать большинство узлов и элементов.

Наибольшее применение в радиоприемной аппаратуре четвер-
того-пятого поколений получили цифровые синтезаторы с активным
синтезом частот, так как в них реализуется высокая спектральная
чистота выходных колебаний.

Естественно, что причины вышеизложенных преимуществ кон-
кретных систем синтеза определяются принципами их построения и
схемной реализации (выбором элементной базы).

Синтезатор частоты с кольцом ФАПЧ и ДПКД
в цепи обратной связи

Основное отличие систем активного цифрового синтеза частот
от синтезаторов с кольцом ФАПЧ на аналоговых элементах заклю-
чается в ином методе приведения частоты управляемого автогене-
ратора к частоте опорного колебания.
Рис. 13.1. Обобщенная структурная схема цифрового синтезатора частот

Обобщенная структурная схема цифрового синтезатора частот
на основе кольца ФАПЧ с ДПКД представлена на рис. 13.1.

В такой схеме вместо аналогового тракта приведения частот,
построенного на основе смесителей и ДОЧ, используются делители
частоты с переменным коэффициентом деления. ДПКД строятся на
основе цифровых интегральных микросхем (реверсивных счетчи-
ков с предварительной установкой состояния), что позволяет суще-
ственно уменьшить массогабаритные показатели и снизить стои-
мость системы синтеза.

Рассмотрим функции основных элементов схемы:

-	ГУН (генератор, управляемый напряжением) - источник вы-
ходных гармонических колебаний;

-	формирующее устройство (ФУ) - преобразует гармонические
колебания в последовательность коротких импульсов с той же час-
тотой следования;

-	делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД) -
делитель, коэффициент деления которого может изменяться в за-
данных пределах в результате внешнего управления. Это пере-
счетное устройство, состоящее из цепочки последовательно со-
единенных триггеров, служащих для деления входной частоты в Л/
число раз, которое зависит от числа задействованных триггерных
разрядов;

-	ИФД - импульсно-фазовый детектор (дискриминатор) - уст-
ройство, вырабатывающее постоянное напряжение, являющееся
непрерывной функцией разности фаз двух потоков импульсов, по-
ступающих на вход. Напряжение на выходе ИФД - постоянное, а
величина его зависит от разности фаз импульсных последователь-
ностей;
-	/о - частота опорного колебания, являющаяся частотой срав-
нения (поступает от датчика опорных частот).

Колебание ГУН, преобразованное в импульсную последователь-
ность с частотой следования 4. поступает на ДПКД, коэффициент
деления которого Л/ изменяется в необходимых пределах от Л/т|П до
Л/тах внешними органами управления. В ДПКД происходит деление
частоты следования импульсов и на его выходе формируется новая
последовательность импульсов с частотой следования 4ч (которая
в раз меньше частоты импульсов на входе ДПКД).

Импульсная последовательность с частотой 4ч подается на
ИФД, где сравнивается с импульсной последовательностью, сфор-
мированной из гармонических колебаний эталонной частоты.

В качестве основы ИФД часто используется обычный Н8-триггер
с фильтром НЧ на выходе (рис. 13.2,а). На рис. 13.2,6 приведены
эпюры сигналов, поясняющие работу ИФД.

Если на входы 8 и Н такого триггера подать две периодические
последовательности коротких импульсов - 1/о(0 и С/пч(0 с одинако-
выми частотами следования, но сдвинутые во времени относитель-
но друг друга на интервал А?, то на выходе О триггера получится
последовательность прямоугольных импульсов, длительность ко-
торых равна временному сдвигу между фронтами импульсных по-
следовательностей. На выходе ФНЧ, если его частота среза вы-
брана меньшей частоты следования импульсов и затухание в облас-

а)	б)

Рис. 13.2. Построение импульсно-фазового детектора на
основе Р15 триггера
ти задерживания достаточно велико, присутствует только постоян-
ное напряжение С/ВЬ|Х, пропорциональное длительности импульсов
последовательности 0(1), и соответственно сдвигу фаз между и0(()
и (УПЧ(Г).

Чем больше длительность импульсов, тем больше постоянная
составляющая С/вых. Это напряжение подается на управляемый ге-
нератор для компенсации остаточной разности фаз.

В установившемся (стационарном) режиме (режиме равновесия)
при наступлении синхронизма в системе синтеза обеспечивается
равенство частот /пч = / Л/ и /0, т.е.

^ = Г0=-^-	(13.1)

/',д

Следовательно, частота на выходе синтезатора

^ = АГ=^-

Настройка ГУН происходит автоматически, т.е. частота колеба-
ний на выходе СЧ 4 полностью определяется эталонной частотой
и установленным значением коэффициента деления Л/.

Чтобы перестроить синтезатор на соседнюю частоту, необходи-
мо изменить на единицу коэффициент деления Л/, установив его,
например, в положение (Л/+1).

Тогда частота на выходе синтезатора изменится на величину

4Ч = 4=АО(Л/ + 1) = Л/1'О + 1'О.

Таким образом, в рассматриваемой схеме интервал между
формируемыми частотами (шаг сетки частот) равен /ср = /0.

При невыполнении равенства (13.1) ИФД создает управляющее
напряжение, которое изменяет Гг, приводя ее к номиналу.

Для уменьшения шага сетки необходимо понижать частоту эта-
лонных колебаний 10. Однако это приводит к увеличению времени
нестационарных процессов, длительность которых

т = (50-1ОО)То =(50-100)-^-,
'о

где То - интервал времени, в период которого происходит сравне-
ние 4) и Т

Чем частота /0 меньше, тем То больше, поэтому с уменьшением
/о можно добиться более малого шага сетки выходных частот СЧ,
но при этом увеличивается время установления синхронизма.

Таким образом, частота сравнения (0 определяет два параметра СЧ:
- шаг сетки частот;

- время установления частоты.

В этой схеме не удается одновременно обеспечить необходи-
мые значения этих параметров. Выбор приоритетности одного па-
раметра над другим зависит и от того фактора, что на выходе ИФД
кроме полезного управляющего напряжения создаются составляю-
щие с частотами /Ь; 24О и т.д. Все они должны быть подавлены в
ФНЧ, чтобы не вызвать паразитную частотную модуляцию ГУН. При
большом значении То это подавление осуществить значительно
проще. Параметры самого ФНЧ также влияют на время установле-
ния. При малой частоте среза ФНЧ, т.е. при большой инерционно-
сти, это время увеличивается.

Следовательно, с точки зрения уменьшения времени установле-
ния и уровня побочных колебаний желательно иметь максимальную
величину частоты /0, однако это увеличивает шаг сетки, что в боль-
шинстве случаев нежелательно.

Другая трудность связана с ограниченным быстродействием
ДПКД. При современной элементной базе устойчивая работа ДПКД
обеспечивается на частотах до 50 МГц, что ограничивает верхнюю
частоту диапазона СЧ (по современным требованиям выходные
частоты синтезаторов РПУ СВЧ диапазона должны работать на
частотах до десятков-сотен гигагерц).

Положительным свойством рассмотренной схемы является то,
что наличие ДПКД резко увеличивает полосу схватывания системы
ФАПЧ, так как начальная расстройка ГУН после ДПКД уменьшается
во столько же раз, во сколько уменьшается частота его колебаний,
т.е. в Л/ раз. Поэтому в узкодиапазонных СЧ не требуется дополни-
тельных устройств, обеспечивающих расширения полосы захвата
кольца ФАПЧ.

В широкодиапазонных синтезаторах частоты (десятки МГц) для
увеличения полосы захвата системы ФАПЧ необходимо применять
либо системы автопоиска, либо вместо ИФД использовать им-
пульсные частотно-фазовые детекторы (ИЧФД). Эти устройства при
больших разностях /0 и /пч работают как ЧД, уменьшая начальную
расстройку Д/нач = 41ч - /о до некоторой малой величины, при дости-
жении которой ИЧФД начинает работать как ИФД.

Таким образом, основное достоинство рассмотренного цифро-
вого синтезатора - возможность получения больших коэффициен-
тов деления, а значит малого шага сетки в сочетании с высокими
фильтрующими свойствами.

Недостаток - использование такой схемы не дает возможности
расширения диапазона рабочих частот в сторону более высоких
частот.

В связи с устойчивой работой ДПКД на частотах не выше 50 МГц
и при необходимости формирования частот в более высокочастот-
ном участке необходимо понизить частоту следования импульсов,
поступающих на вход ДПКД от УГ. Это может быть обеспечено
двумя способами.

Первый способ - включение дополнительного делителя с фик-
сированным (постоянным) коэффициентом деления п (ДФКД) меж-
ду ГУН и ДПКД (рис. 13.3, на рисунке не показаны формирующие
устройства).

Делители ДФКД устойчиво работают на частотах 80 - 100 МГц,
т.е. СЧ может иметь верхнюю частоту диапазона такого же порядка.
В результате деления частота ГУН приводится к величине

/ =

пч Л/л

В стационарном режиме (режиме синхронизма) частоты колеба-
ний /о и 4ч на входе ИФД равны, т.е.

/ _ / = 4

0 пч Л/л’

откуда частота управляемого генератора
Гг = Г0Ып.

Рис. 13.3. Схема включения дополнительного ДФКД
в цифровой СЧ
При перестройке синтезатора на соседнюю частоту необходимо
изменить коэффициент деления ДПКД на единицу, при этом часто-
та на выходе СЧ

4ч =ГГ = л/с0(Л/ + 1) = Л/п^0 + л^0,

т.е. изменится на величину п/0, в п раз большую, чем частота (0 .

Таким образом, существенный недостаток этой схемы заключа-
ется в том, что интервал между соседними частотами на выходе СЧ
(шаг сетки) увеличивается в п раз.

Следовательно, применение в СЧ дополнительного делителя
ДФКД увеличивает диапазон рабочих частот СЧ, но при этом уве-
личиваются шаг сетки выходных частот СЧ и длительность пере-
ходных процессов (так как частота /0 меньше в п раз).

Второй способ - дополнительное преобразование частоты ГУН
в сторону понижения перед ДПКД (рис. 13.4).

В этой схеме отсутствует недостаток предыдущей. Здесь удает-
ся снизить частоту колебания на ДПКД, причем интервал между
частотами на выходе СЧ остается неизменным, равным Го:

откуда

4ч ~ 4 = 4)1 + 4 •

Рис. 13.4. Схема включения смесителя в цепь регулирования
Для соседней частоты при изменении коэффициента деления на
величину ±1

4ч = 4 = ^ + 4(^1) = 41 + ^4 ±4-

Таким образом, шаг сетки не изменяется, хотя частота 4Р мень-
ше, чем 4 на номинал 4 (4Р = 4-40» т.е. искусственно уменьшая
частоту ГУН, можно повысить верхнюю частотную границу устойчи-
вой работы ДПКД без изменения шага сетки.

Если изменять частоту с определенным шагом, то в синтеза-
тор частоты можно ввести дополнительную сетку частот, т.е. обес-
печить изменение частоты еще в одном или нескольких разрядах.
Такое изменение можно обеспечить, если в качестве источника
частоты /от использовать ДОЧ, построенный методом активного или
пассивного синтеза.

Рассмотрим СЧ с преобразованием частоты ГУН, где
в качестве источника колебаний с частотами 41 используется дат-
чик, выполненный по методу цифрового активного синтеза (рис.
13.5).

По сути, датчик представляет собой самостоятельный синтеза-
тор, который построен по известной схеме с ФАП частоты. Тогда в
целом СЧ будет двухкольцевым, где кольца объединяются с помо-
щью смесителя. Первое кольцо (основное) формирует выходные
колебания с частотами 1= 4ч» а второе (вспомогательное) - частоты
преобразования 41 •

Выходная частота синтезатора в данной схеме определяется
равенством = 4, +4Л/, в котором

Отсюда

х х ^1 х Л1 х (л/

4ч = 4—+4Л/ = 4 Л/+— •
ю \ ю;

Из полученного выражения следует, что интервал между часто-
тами на выходе синтезатора определяется коэффициентами деле-
ния, установленными в ДПКД (Л/) и ДПКД1 (Л/0. При изменении ко-
эффициента деления Л/ изменение частоты равно эталонной час-
тоте сравнения 4; изменение же коэффициента Л/, изменяет часто-
ту на выходе СЧ на величину 0,14» т.е. уменьшает шаг сетки частот
в 10 раз при одной и той же частоте сравнения Го в обоих кольцах
ФАПЧ.

Достоинство приведенной схемы заключается в возможности ее
применения в диапазоне СВЧ.

В целом метод преобразования частоты ГУН в кольце ФАПЧ не
лишен и недостатков:

-	необходимость иметь на выходе смесителя фильтр, обеспечи-
вающий эффект подавления побочных колебаний, возникающих
при преобразовании частоты /тун!

-	необходимость источника высокостабильных колебаний с час-
тотой /= <01.

Таким образом, в рассмотренных схемах цифрового активного
синтеза для обеспечения необходимых качественных показателей
используются следующие меры:

-	для увеличения диапазона синтезируемых частот используют
предварительный делитель ДФКД, но при этом возрастает и шаг
сетки частот;

-	для формирования сетки частот с малым шагом и в заданной
области используется СЧ со смесителем в цепи ОС. При этом весь
диапазон смещается вверх на величину 4и, а шаг сетки остается
прежним, равным По-

следовательно, во всех рассмотренных схемах цифровых син-
тезаторов шаг сетки на выходе СЧ определяется частотой сравне-
ния /о. а эт° неизбежно связано с увеличением времени установле-
ния колебаний в управляемом генераторе.

На практике в профессиональных РПУ используются, как прави-
ло, многокольцевые синтезаторы частоты. В них преодолеваются
недостатки простых схем ценой введения в схему нецифровых
элементов - смесителей с их фильтрами и т.п.

Синтезатор частоты с кольцом ФАПЧ и ДДПКД
в цепи обратной связи

В синтезаторах профессиональных РПУ достаточно широко
применяются делители частоты с дробно-переменным коэффици-
ентом деления (ДДПКД) (рис. 13.6).

Такой делитель состоит из ДПКД и блока управления. Блок управ-
ления периодически по некоторой заданной программе изменяет ко-
эффициент деления ДПКД или, что то же самое, общий коэффициент
деления, обеспечиваемый всем ДДПКД. В результате в среднем полу-
чается эффект деления на число, содержащее кроме целой еще и дроб-
ную часть. Варьируя изменяющиеся коэффициенты деления ДПКД,
можно изменять результирующий коэффициент деления всего ДДПКД.

Рис. 13.6. Структурная схема синтезатора с ДДПКД
Коэффициент деления такого делителя определяется как

% = Л/о +0,а1,а2,...ал ,

где Л/о - целая часть коэффициента деления; аъаг.ап - количест-

во десятых, сотых и т.д. долей коэффициента деления Л/д.

Например, коэффициент деления Л/д = 357,89 можно предста-
вить как Л/д = 357 + 0,89, где Л/о = 357, а, = 8, а2 = 9.

Схемы цифровых СЧ с ДДПКД ничем не отличаются от преды-
дущих схем, но обеспечивают формирование частот с меньшим
интервалом между соседними частотами:

где п - число разрядов коэффициента деления Л/д после запятой.

Поэтому ДДПКД на практике очень часто используются для
уменьшения шага сетки частот.

Схема управления периодически по некоторой программе изме-
няет коэффициент деления Л/д ДПКД или ДДПКЦ.

В результате ДДПКД имеет два значения Л/: Л/д и Л/д + 1.

Если частота подстраиваемого генератора (ГУН) и его период
равны Тг = 1//г, то при коэффициенте деления Л/д период следова-
ния импульсов на выходе ДДПКД

Г,-^ТгЛ.

а при коэффициенте Л/д+ 1

Л/ +1

Т2 =(Л/д+1)Тг =-±-.

Пусть за М периодов опорного колебания р раз был коэффици-
ент деления Л/д и д раз - (Л/д + 1). Тогда, учитывая, что за время МТ0
число импульсов на обоих входах ИФД было одинаковым и равным
М = р + д, имеем

МТ0=рТ, + дТ2.	(13.2)

Преобразуем выражение (13.2) к виду



Л/д+1 = рЛ/д + д(л/д + 1) = Л/д(р + д) + д
4	4	4
и выразим отсюда частоту подстраиваемого генератора

/г =

(р + д)л/д + д
м



^0 -

где 0 < д < М.

Т.е. средний коэффициент деления ДДПКД равен

д+—\

V д м)

Например, при М= 100, Л/д = 1273, /о = 10 кГц, д= 59 находим:

/= (1273 + 59/100)х10 = 12735,9 кГц.

При опорной частоте Го= 10 кГц схема позволяет получить шаг
сетки Д/ш = /о/М = 10кГц /100 = 0,1 кГц.

Следовательно, на выходе ДДПКД формируется поток импуль-
сов с периодом МТ0. Поскольку импульсная последовательность на
выходе ДДПКД не является строго периодической, на выходе ИФД
будут появляться составляющие с частотами, кратными /о/М, т.е.
шагу сетки. Уровень побочных составляющих будет определяться
пульсацией напряжения на выходе ИФД. Для их уменьшения необхо-
димо рационально чередовать коэффициенты деления Л/д и Л/д + 1.

Представленные структуры синтезаторов частоты не только
обеспечивают гибкость управления, но и хорошо поддаются микро-
миниатюризации, так как большинство звеньев представляют собой
цифровые схемы и могут быть реализованы в одной БИС с не-
большим количеством внешних навесных элементов:

-	ФНЧ, реализуемого чаще всего на ЯС элементах;

-	ОГ, требующего, как правило, всего лишь внешнего кварцевого
резонатора и нескольких НС элементов;

-	ГУН, реализуемого в последнее время либо в виде отдельной
микросхемы и внешней высокодобротной колебательной системы,
либо всего лишь с добавлением внешнего колебательного контура.

Этим определяются важные достоинства активных цифровых СЧ:
- в схеме в основном используются стандартные элементы и
детали цифровой техники, а из аналоговых элементов - один непе-
рестраиваемый фильтр (ФНЧ) и один перестраиваемый генератор
(ГПД);

-	в кольце ФАПЧ нет сумматоров (смесителей) и, следователь-
но, нет появляющихся в них побочных составляющих. Основным
источником побочных составляющих оказывается опорное колеба-
ние и его высшие гармоники, которые при неполном подавлении
могут вызывать паразитное отклонение частоты ГПД;

- уменьшение шага сетки частот достигается относительно про-
сто. Увеличивая коэффициент деления ДПКД, который совместно с
кольцом ФАПЧ составляет основу построения цифрового синтеза-
тора, и уменьшая частоту сравнения, равную частоте ОКГ, можно
реализовать шаг сетки порядка единиц герц. Например, если ГПД
работает в диапазоне 1 ... 2 МГц, то при Л/д, изменяющемся в пре-
делах 1000 ... 2000 и 1о = 1 кГц, схема позволяет получить 1000 ра-
бочих частот с шагом 1 кГц. При Л/д = 104...2-104 и /0 = 100 кГц коли-
чество рабочих частот увеличивается до 104, а шаг сетки составля-
ет 100 Г ц.

Недостатки активных цифровых синтезаторов.

Верхняя граница диапазона рабочих частот ограничена быстро-
действием ДПКД. Эти делители выполняются на интегральных
микросхемах и могут работать в настоящее время в диапазоне
только до сотен мегагерц.

Возрастает время установления частоты колебаний вследствие
увеличения инерционности системы, которая определяется тре-
буемым коэффициентом деления частоты. Если для сокращения
шага сетки увеличить Л/д в 10 раз и одновременно в 10 раз умень-
шить частоту ОКГ, то инерционность схемы возрастет в 10 раз. При
очень низкой частоте ОКГ (около 10 Гц) схема перестает устранять
относительно быстрые паразитные изменения частоты перестраи-
ваемого генератора (/гпд). возникающие вследствие вибраций, не-
достаточной фильтрации питающих напряжений и т.д.

Однако достижения полупроводниковой микроэлектроники, ши-
рокое внедрение арсенид-галиевой технологии позволяют в на-
стоящее время реализовывать системы с цифровой ФАПЧ на час-
тотах до 12 ГГц. Кроме того, разработано множество типов БИС
синтезаторов частот, включающих в себя ДПКД, ИФД, схему управ-
ления коэффициентом деления ДПКД, схему управления ГУН, и
некоторые другие узлы, реализующие дополнительные сервисные
функции.

Так, например, фирма Апа1од Оеуюез использует систему ФАПЧ:

-	в одно- и двухканальных синтезаторах АОЕ410х/1х/5х и
АОЕ420х/1 х/5х типов 1п1едег-И и Егасйопа1-Н с программируемыми
(перестраиваемыми) частотами до 3,7 ГГц;

-	для умножения тактовой частоты в ЦАП серии ТхЭАС+
АО9751/3/5 (300 МГц), АО9772/4 (400/128 МГц), в цифровых (ЭО8)
синтезаторах-модуляторах АО9852/4 (300 МГц) и модуляторах
АО9853/6 (168/200 МГц);

-	для умножения частоты в к = 2Л//л раз, где п целое число из
ряда 1, 2, с 003-синтезаторами АО9850/1/2/4 в качестве дели-
телей частоты в цепи обратной связи (например, при Ы = 48 и мак-
симальной частоте после умножения 300 МГц при использовании
АО9852);

-	в качестве частотного модулятора, совмещенного с синтезато-
ром частот, и частотного демодулятора, совмещенного с преобра-
зователем частоты, в микросхеме приемопередатчика АО6411 сис-
темы ОЕСТ;

-	в качестве квадратурного модулятора, совмещенного с квадра-
турным преобразователем частоты, в микросхеме приемопередат-
чика АО6523, применяемого совместно с синтезатором АО6524
(также на базе ФАПЧ), в системах ОЗМ и ОСЗ;

-	в качестве источника опорной частоты с квадратурным выхо-
дом для демодулятора в микросхеме приемопередатчика АО6432
системы 68М.

Фирма Техаз 1пз1гитеп1з использует систему:

-	в двух- и трехканальных синтезаторах частот ТВЕ2020 до 0,25
и 1,2 ГГц, ТВЕ2050 до 0,25 и 1,2 ГГц, ТВЕ2052 до 0,15 и 2,0 МГц и
ТВЕ3040, являющимся также модулятором, до 0,2 и 2,0 ГГц;

-	для синтеза сигналов опорной частоты для модуляторов в
микросхемах ТВЕ3040 и ТВЕ3520;

-	для умножения тактовой частоты в цифровых сигнальных про-
цессорах ТМ3320С54Х, ТМ8320С62Х, ТМ8320С67Х и ТМ33207033.

Фирма Мо(ого1а (8етюопс1ис1ог Ргос1ис1 8ес1ог) использует сис-
тему в двухканальных синтезаторах частот МС145181 (до 550 и
60 МГц), МС145225 (до 1,2 и 0,55 ГГц), МС145230 (до 2,2 и 0,55 ГГц)
и др., предназначенных для аппаратуры радиосвязи различных
систем.

Приведенный перечень далеко не полный, однако перечислен-
ные микросхемы достаточно полно характеризуют возможности
применения системы ФАПЧ.

13.2. Прямой цифровой синтез частоты

Прямой цифровой синтез - относительно новый метод синтеза
частот, появившийся в начале 70-х годов прошлого века. Еще не-
сколько лет назад прямые цифровые синтезаторы частоты (ПЦСЧ,
О1гес1 01дйа1 Зуп1Йез1гег8, 003) были диковинкой и имели ограни-
ченную область применения. Их широкое использование сдержи-
валось сложностью реализации, а также недостаточно широким
диапазоном рабочих частот. Несмотря на то, что в настоящее вре-
мя наиболее популярны синтезаторы на основе фазовой автопод-
стройки частоты, все чаще применяются прямые цифровые синте-
заторы, имеющие ряд уникальных возможностей. ПЦСЧ уже не
воспринимаются разработчиками как сложные, непонятные и доро-
гие устройства. Появление дешевых микросхем с ПЦСЧ и удобных
средств разработки делает их сегодня привлекательными для раз-
ных сфер применения. Высокие технические характеристики стали
причиной того, что в последнее время ПЦСЧ вытесняют обычные
аналоговые синтезаторы частот.

Основные преимущества прямых цифровых синтезаторов:

-	цифровая определенность - генерируемый сигнал синтезиру-
ется со свойственной цифровым системам точностью. Частота, ам-
плитуда и фаза сигнала в любой момент времени точно известны и
подконтрольны;

-	очень высокие разрешения по частоте и фазе, управление ко-
торыми осуществляется в цифровом виде;

-	экстремально быстрый переход на другую частоту (или фазу),
перестройка по частоте без разрыва фазы, без выбросов и других
аномалий, связанных со временем установления;

-	ПЦСЧ практически не подвержены температурному дрейфу и
старению;

-	архитектура, основанная на 005, ввиду очень малого шага пе-
рестройки по частоте, исключает необходимость применения точ-
ной подстройки опорной частоты, а также обеспечивает возмож-
ность параметрической температурной компенсации;

-	для квадратурных синтезаторов имеются 008 с / и О выхода-
ми, которые работают согласованно.

Частотное разрешение ПЦСЧ составляет сотые и даже тысяч-
ные доли герца при выходной частоте порядка десятков мегагерц.
Такое разрешение недостижимо для иных методов синтеза. Другой
характерной особенностью ПЦСЧ является очень высокая скорость
перехода на другую частоту. Синтезаторы на основе ФАПЧ исполь-
зуют обратную связь и фильтрацию сигнала ошибки, что замедляет
процесс перестройки частоты. Для ПЦСЧ скорость перестройки ог-
раничена практически только быстродействием цифрового управ-
ляющего интерфейса. Более того, все перестройки по частоте про-
исходят без разрыва фазы выходного сигнала. Поскольку выходной
сигнал синтезируется в цифровом виде, очень просто можно осу-
ществить модуляцию различных видов.

Параметры синтезатора частоты очень важны для аппаратуры
связи. Являясь сердцем системы настройки, синтезатор в основном
определяет потребительские свойства конкретного аппарата. Как с
технической, так и с экономической стороны ПЦСЧ удовлетворяет
большинству критериев идеального синтезатора частоты: простой,
высокоинтегрированный, с малыми габаритами. Кроме того, многие
параметры ПЦСЧ программно-управляемые, что позволяет зало-
жить в устройство новые возможности. Современные прямые циф-
ровые синтезаторы используют субмикронную СМО8-технологию,
трехвольтовую логику, миниатюрные корпуса. Одновременно по-
стоянно снижаются цены на них. Все это делает ПЦСЧ очень пер-
спективными приборами.

Единственным элементом, который обладает свойственной ана-
логовым схемам нестабильностью, является ЦАП. И именно с про-
цессами дискретизации и цифро-аналогового преобразования, ко-
торые имеют место в ПЦСЧ, связаны некоторые ограничения:

-	максимальная выходная частота не может быть выше полови-
ны тактовой (на практике она еще меньше). Это ограничивает об-
ласти применения ПЦСЧ областями ВЧ и части диапазона ОВЧ;

-	отдельные побочные составляющие выходного сигнала на вы-
ходе ПЦСЧ могут быть значительными по сравнению с синтезато-
рами других типов. Спектральная чистота выходного сигнала силь-
но зависит от качества ЦАП;

-	потребляемая ПЦСЧ мощность практически прямо пропорцио-
нальна тактовой частоте и может достигать сотен милливатт. При
больших тактовых частотах ПЦСЧ могут оказаться непригодными
для устройств с батарейным питанием.

Метод прямого гармонического цифрового синтеза частот

Если сразу рассматривать реальную структуру конкретного
ПЦСЧ, то она может показаться необоснованно сложной и запутан-
ной. Для того чтобы та или иная особенность структуры такого син-
тезатора была очевидной, начнем рассмотрение с конечного ре-
зультата, который нужно получить. Задача ПЦСЧ - получить на вы-
ходе сигнал синусоидальной формы заданной частоты. Поскольку
в ПЦСЧ формирование выходного сигнала происходит в цифро-
вой форме, совершенно очевидна необходимость цифро-анало-
гового преобразования. Это означает, что в структуре ПЦСЧ должен
быть ЦАП. Гармонический сигнал на выходе ЦАП имеет ступенчатую
Рис. 13.7. Простейший прямой цифровой синтезатор

форму. Для сглаживания сигнала применяется фильтр нижних час-
тот (ФНЧ). Для получения синусоидального сигнала на вход ЦАП
необходимо подать последовательность отсчетов функции Зю,
следующих с частотой дискретизации Р1Ч. Закон изменения функции
51П во времени сложен и цифровыми методами просто не реализу-
ется. Можно, конечно, используя полиномиальное представление,
вычислять значения функции з(п с помощью АЛУ. Однако такой ме-
тод вряд ли будет быстродействующим, а высокое быстродействие
как раз является одним из основных требований к ПЦСЧ. Поэтому
наиболее подходящим методом формирования отсчетов функции
81П является табличный метод. Перекодировочная таблица (1_оок
Ор ТаЫе) чаще всего размещается в ПЗУ. Код, который подается
на адресные входы ПЗУ, является аргументом функции зю, а вы-
ходной код ПЗУ равен значению функции для данного аргумента.
Аргумент функции 81п или фаза, в отличие от значения функции,
меняется во времени линейно. Сформировать линейно меняющую-
ся во времени последовательность кодов гораздо проще. Это спо-
собен сделать простой двоичный счетчик. Поэтому простейший
ПЦСЧ выглядит так: двоичный счетчик формирует адрес для ПЗУ,
куда записана таблица одного периода функции 81П, отсчеты с вы-
хода ПЗУ поступают на ЦАП, который формирует на выходе сину-
соидальный сигнал, подвергающийся фильтрации в ФНЧ и посту-
пающий на выход (рис. 13.7). Для перестройки выходной частоты
используется делитель с переменным коэффициентом деления, на
вход которого поступает тактовый сигнал с опорного генератора.

Такая структура ПЦСЧ имеет очевидные недостатки. Основным
из них является неудовлетворительная способность к перестройке
по частоте. Действительно, поскольку тактовая частота испытывает
деление на целое число, шаг перестройки будет переменным, при-
чем чем меньше коэффициент деления, тем больше относительная
величина шага. Этот шаг будет недопустимо грубым при малых ко-
эффициентах деления.

Кроме того, при перестройке выходной частоты будет меняться
и частота дискретизации. Это затрудняет фильтрацию выходного
сигнала, а также ведет к неоптимальному использованию скоростных
характеристик ЦАП - они будут в полной мере использованы лишь на
максимальной выходной частоте. Гораздо логичнее всегда, незави-
симо от выходной частоты, работать на постоянной частоте дискре-
тизации, близкой к максимальной для используемого ЦАП.

Все недостатки описанной выше структуры могут быть устране-
ны путем введения одного, но весьма оригинального решения -
заменить адресный счетчик ПЗУ другим цифровым устройством,
которое называется накапливающим сумматором (НС). Накапли-
вающий сумматор представляет собой регистр, который в каждом
такте работы устройства перезагружается величиной, равной ста-
рому содержимому плюс некоторая постоянная добавка (рис. 13.8).

Как и в случае со счетчиком, содержимое регистра линейно уве-
личивается во времени, только теперь приращение не всегда явля-
ется единичным, а зависит от величины постоянной добавки. Когда
накапливающий сумматор используется для формирования кода
фазы, его еще называют аккумулятором фазы. Выходной код акку-
мулятора фазы представляет собой код мгновенной фазы выходно-
го сигнала.

Постоянная добавка, которая используется при работе аккуму-
лятора фазы, представляет собой приращение фазы за один такт
работы устройства. Чем быстрее изменяется фаза во времени, тем
больше частота генерируемого сигнала. Поэтому значение прира-
щения фазы фактически является кодом выходной частоты.

Рис. 13.8. Структурная схема устройства, реализующего метод прямого
цифрового синтеза частот на основе накапливающего сумматора
Действительно, если приращение фазы равно единице, то пове-
дение накапливающего сумматора ничем не отличается от поведе-
ния двоичного счетчика. Но если приращение фазы будет равно,
например, двум, то код фазы будет изменяться вдвое быстрее. При
этом на ЦАП коды будут поступать с той же частотой, но будут
представлять собой не соседние, а взятые через один отсчеты
функции 81П. Частота генерируемого сигнала при этом будет вдвое
большей, а частота дискретизации останется прежней.

Накапливающий сумматор работает с периодическими перепол-
нениями, обеспечивая арифметику по модулю 2Л/. Такое периоди-
ческое переполнение соответствует периодическому поведению
функции 31П с периодом 2л. Другими словами, частота переполне-
ния аккумулятора фазы равна частоте выходного сигнала. Эта час-
тота определяется формулой:

'вых 2Л/ •

где /вых - выходная частота; /у, - тактовая частота; 2} - код час-
тоты; Л/ - разрядность аккумулятора фазы.

По существу, тактовая частота делится на некоторое число, ко-
торое определяется кодом частоты и разрядностью аккумулятора
фазы. При этом шаг перестройки частоты не зависит от ее значе-
ния и равен

Из этого соотношения следует еще одно уникальное свойство
синтезатора частоты на основе накапливающего сумматора: если
увеличить разрядность Л/, то уменьшится шаг перестройки частоты.
Причем особых ограничений здесь нет. Например, если разряд-
ность накапливающего сумматора 32 бита, а тактовая частота со-
ставляет 50 МГц, то частотное разрешение составит порядка
0,01 Гц. Увеличение разрядности аккумулятора фазы не требует
обязательного увеличения разрядности адреса ПЗУ. Для адреса-
ции можно использовать лишь необходимое количество старших
разрядов кода фазы.

Для уменьшения объема ПЗУ можно использовать свойства
симметрии функции в1п. В большинстве ПЦСЧ в ПЗУ содержится
только 1/4 периода. Правда, при этом немного усложняется логика
формирования адреса.
Таким образом, в ПЦСЧ аккумулятор фазы формирует последо-
вательность кодов мгновенной фазы сигнала, которая изменяется
линейно. Скорость изменения фазы задается кодом частоты. Далее
с помощью ПЗУ линейно изменяющаяся фаза преобразуется в из-
меняющиеся по синусоидальному закону отсчеты выходного сигна-
ла. Эти отсчеты поступают на ЦАП, на выходе которого формиру-
ется синусоидальный сигнал, состоящий из «ступенек». Они
фильтруются аналоговым ФНЧ, и на его выходе получается сину-
соидальный сигнал.

Рассмотренная выше структура применяется во всех современ-
ных ПЦСЧ. Объединение в одном чипе быстродействующего ЦАП и
собственно синтезатора (так называемый полный 008 или
Сотр1е1е 008) позволило получить весьма заманчивую альтерна-
тиву обычным синтезаторам на основе ФАПЧ. ПЦСЧ, не имеющие
встроенного ЦАП, иногда называют МигпепсаНу Соп1го11ес1 ОвсПЫог
(МСО), несмотря на то, что он не содержит никаких генераторов.

Кроме интегрированного ЦАП ПЦСЧ могут иметь некоторые до-
полнительные цифровые блоки, выполняющие над сигналом раз-
личные дополнительные операции. Эти блоки обеспечивают боль-
шую функциональность и улучшенные пользовательские характе-
ристики синтезатора.К ним относятся:

-	встроенный умножитель опорной частоты;

-	дополнительный цифровой сумматор для программирования
фазы;

-	инверсный 81пс-фильтр для компенсации неравномерности
АЧХ;

-	дополнительный цифровой умножитель для амплитудной мо-
дуляции;

-	дополнительный ЦАП для получения квадратурных сигналов /
и О;

-	дополнительный компаратор с низким джиттером (дрожанием
фазы) для получения цифрового тактового сигнала;

-	дополнительные регистры частоты и фазы, которые могут
быть заранее запрограммированы для осуществления высокоско-
ростной модуляции.

Для того чтобы правильно применять ПЦСЧ, необходимо пред-
ставлять, как различные факторы влияют на качество выходного
сигнала.

Поскольку выходной сигнал такого синтезатора частот имеет
ступенчатую форму, в его спектре присутствуют шумовые состав-
ляющие, называемые шумами квантования. Мощность шумов кван-
Цифровые синтезаторы частоты
тования увеличивается с ростом выходной частоты вследствие
увеличения шага квантования. Кроме того, несовпадение по време-
ни фронтов сигналов на выходах накапливающего сумматора и
ПЗУ приводит к появлению в спектре выходного колебания синте-
затора частот дополнительных паразитных дискретных состав-
ляющих.

Поясним влияние основных элементов схемы на качество вы-
ходного сигнала ПЦСЧ.

Источник тактового сигнала. Важнейшими характеристиками
источника тактового сигнала являются нестабильность частоты,
джиттер (в пико- или наносекундах) и фазовый шум (в дБс/Гц, т.е.
относительно уровня несущей).

Источник тактового сигнала является главным источником фа-
зовых шумов, даже несмотря на эффект их уменьшения в процессе
деления частоты. Типичным для собственного фазового шума
ПЦСЧ является значение -130дБс/Гц при расстройке на 1 кГц от
выходной частоты. Даже если источник тактового сигнала имеет
меньшие фазовые шумы, на выходе синтезатора все равно не мо-
жет быть получено их меньшее значение. Поэтому эту величину
называют «остаточный фазовый шум».

Относительное отклонение частоты на выходе ПЦСЧ равно от-
носительному отклонению частоты тактового сигнала. Относитель-
ный джиттер при делении частоты становится меньше, хотя его аб-
солютное значение не улучшается.

Некоторые типы ПЦСЧ, которые способны работать на высоких
тактовых частотах, имеют встроенный умножитель частоты на ос-
нове ФАПЧ. Для высокоскоростных синтезаторов он позволяет ис-
пользовать менее высокочастотный опорный генератор или вовсе
обойтись уже имеющимися в системе тактовыми частотами. При-
мерами таких ПЦСЧ могут служить АО9852 и АЭ9854 (фирмы
Апа1од Оеуюе, США), где тактовая частота может быть умножена на
4...20, а АО9851 имеет умножитель на 6. Однако использование
умножения тактовой частоты не всегда желательно, так как при
этом фазовый шум тактового сигнала увеличивается во столько же
раз, во сколько раз умножается частота. Более того, выше частоты
среза фильтра кольца ФАПЧ может наблюдаться пик фазовых шу-
мов. Несмотря на ухудшение характеристик, встроенный умножи-
тель частоты удешевляет систему и может быть использован в
большинстве случаев. Для особо критичных к чистоте спектра вы-
ходного сигнала приложений требуется непосредственное тактиро-
вание ПЦСЧ от высококачественного опорного генератора.
Значение выходной частоты и шаг сетки частот. Выше при-
водилась формула, связывающая тактовую частоту, код частоты и
разрядность аккумулятора фазы с выходной частотой. Можно ска-
зать, что тактовая частота делится на величину 2Л// 7,. Поскольку гу
и 2, - целые числа, из формулы следует, что требуемая выходная
частота, например 20 МГц, точно может быть получена далеко не
всегда. В то же время может быть получена весьма близкая частота,
отстоящая от требуемой не далее шага перестройки, например
19,9999999954 МГц или 20,000000009 МГц. Такая погрешность вряд
ли имеет значение на практике. Если все же по каким-то причинам
требуется получить точное значение частоты, то сделать это можно
соответствующим выбором тактовой частоты.

Существует также гибридный синтезатор, где в качестве опорно-
го генератора ПЦСЧ используется кварцевый генератор, управляе-
мый напряжением (УСХО), подстраиваемый с помощью кольца
ФАПЧ в зависимости от отклонения выходной частоты. Такая струк-
тура позволяет получить на выходе точные значения частот, прав-
да, шаг сетки будет такой же, как и у обычных синтезаторов на базе
кольца ФАПЧ. Однако вследствие применения кварцевого ГУН фа-
зовый шум такого гибридного синтезатора будет намного меньше,
чем у обычного синтезатора с кольцом ФАПЧ.

Скорость перестройки частоты. Для того чтобы перестроить
ПЦСЧ по частоте, необходимо перезагрузить регистр частоты. Учи-
тывая его высокую разрядность, это требует затрат времени микро-
контроллера, особенно если синтезатор имеет последовательную
шину управления. Поэтому скорость перестройки ПЦСЧ по частоте
определяется в основном быстродействием его цифрового интер-
фейса.

Усечение кода фазы. Аккумулятор фазы ПЦСЧ имеет типичную
разрядность 32 или 48 бит. Но только часть разрядов используется
для адресации ПЗУ с таблицей синуса. Это вынужденная мера, вы-
званная необходимостью уменьшения размеров ПЗУ до разумных
пределов. Действительно, если бы использовались все 32 бита, а
каждый отсчет в ПЗУ кодировался бы одним байтом, то необходи-
мый объем ПЗУ составил бы 4 Гбайта! Поэтому для адресации ПЗУ
используется только несколько старших разрядов аккумулятора
фазы. Усечение кода фазы является внутренней операцией ПЦСЧ
и извне изменить ничего нельзя. Отбрасывание младших битов
приводит к возникновению ошибки в представлении фазы. Как
следствие, это приводит к появлению погрешности амплитуды при
преобразовании фазы в амплитуду. Более того, эта погрешность
264
является периодической, так как в зависимости от кода частоты
состояния аккумулятора фазы повторяются чаще или реже. В ре-
зультате в спектре выходного сигнала появляются отдельные со-
ставляющие, вызванные усечением кода фазы. При некоторых зна-
чениях кода частоты составляющие, вызванные усечением кода фа-
зы, отсутствуют вовсе, в то время как при некоторых других значени-
ях кода частоты эти составляющие имеют максимальный уровень.

Следует отметить, что существуют методы уменьшения влияния
усечения кода фазы, основанные на добавлении к фазовой инфор-
мации псевдослучайного шума. Таким образом, удается уменьшить
энергию соответствующих побочных компонентов, зато при этом
увеличивается общий шумовой порог. Однако снижение уровня по-
бочных компонентов происходит только до определенного значе-
ния, зависящего от уровня шумов квантования ЦАП. На практике
разрядность кода фазы должна быть на 2-3 разряда больше, чем
разрядность примененного ЦАП.

В заключение вопроса можно отметить, что синтезаторы частот
прямого цифрового синтеза в настоящее время изготавливаются в
виде функционально законченных узлов на основе больших инте-
гральных схем (БИС). Так, например, синтезатор частот АО9955
фирмы Апа1од Оеуюе (США), имеет в своем составе 32-разрядный
накаливающий сумматор и перестраивается в диапазоне 0...80 МГц
с шагом 0,75 Гц. Синтезатор частот 8Р2002 фирмы Р1еззеу
8етюопс1ас1ог (Великобритания) перестраивается в диапазоне
0..400 МГц с шагом 0,75 Гц.

Пассивные цифровые синтезаторы частоты со сложением
импульсных последовательностей

Весьма актуальной задачей до недавнего времени являлось созда-
ние возможно более простых синтезаторов частоты без ФАПЧ с опо-
рой только на один задающий генератор с фиксированной частотой
(т.е. построенных по методу когерентного пассивного синтеза частот) и
при этом использовать в качестве элементной базы интегральные
микросхемы, что позволило бы повысить надежность и миниатюрность
СЧ. Решение задачи было найдено в сложении импульсных последо-
вательностей (СИП) с последующим делением частоты, а также
фильтрацией основных частот этих последовательностей.

Сущность принципа изменения частоты в синтезаторах с СИП
заключается в том, что изменяется количество импульсов в едини-
цу времени путем сложения или вычитания импульсных последова-
тельностей. Синтез частот основан на суммировании совпадающих
(при вычитании) или несовпадающих (при сложении) импульсных
последовательностей. В результате образуются нерегулярные (не-
равномерные по времени) импульсные последовательности, харак-
теризуемые двумя параметрами: частотой следования импульсов {
и временным смещением импульсов относительно их среднего по-
ложения Ы, обусловленного периодом Т = 1И. Для уменьшения
временного интервала Ы суммарный нерегулярный поток подают
на делитель с фиксированным коэффициентом деления, а затем
при помощи фильтров выделяют первую гармонику средней часто-
ты следования импульсов, в результате чего формируется сину-
соидальный сигнал.

Структурная схема СЧ на основе СИП представлена на рис.
13.9. Принцип работы этой схемы заключается в сложении им-
пульсных последовательностей, не совпадающих во времени. ОКГ
вырабатывает импульсное высокостабильное колебание с частотой
/0, которое поступает на вход т последовательно соединенных кас-
кадно-цифровых ДФКД на п.

С выхода каждого делителя импульсной последовательности
через формирователи импульсов (ФИ), предназначенные для фор-
мирования по фронтам коротких импульсов, через логические эле-
менты И поступают на входы логического элемента ИЛИ. На вторые
входы элементов И подается двоичный код частоты 2) для установ-
ки выходной частоты синтезатора.

Каждый элемент И за цикл работы своего делителя пропускает
на вход сумматора различное число с/, (/= 0,1,2,...ли) не совпадаю-
щих по времени импульсов. Период деления

4-1

Запуск каждого делителя осуществляется импульсом, несколько
задержанным относительно Хо(0 и поэтому импульсные последова-
тельности на выходах делителей не совпадают.

В этом случае средняя частота импульсной последовательности
на выходе схемы ИЛИ

2- 2т

Шаг сетки частот при этом
Рис. 13.9. Схема СЧ со сложением импульсных
последовательностей

Однако импульсная последовательность на выходе схемы ИЛИ
является неравномерной, что приводит к значительному уровню
побочных составляющих в спектре выходного сигнала синтезатора.

Для уменьшения уровня побочной составляющей на выходе
схемы ИЛИ устанавливается цифровой делитель частоты с коэф-
фициентом деления Ко. При этом уровень побочных составляющих
уменьшается в Ко раз. Одновременно в Ко раз уменьшается диапа-
зон перестройки синтезатора и шаг сетки частот:

4ч =	А1'сч=-^—.

Ко 2тК0 2тК0

Экспериментальные исследования показали, что применение
СЧ, основанных на сложении импульсных последовательностей,
в качестве гетеродинов в аппаратуре для приема дискретной ин-
формации заметно не влияет на качество обработки (точность фа-
зирования, помехоустойчивость) даже при сравнительно малых /с0]
например, при Ко = 10.

На изложенном принципе целесообразно создавать синтезаторы
для НЧ и СЧ диапазонов, так как при практически приемлемых но-
миналах опорной частоты /0 они обеспечивают малую величину па-
разитной фазовой модуляции выходного сигнала. Применение опи-
санных систем цифрового синтеза частот особенно выгодно в тех
случаях, когда требуется почти полная микроминиатюризация с ис-
пользованием микросхем.

В современной радиоприемной, демодулирующей, декодирую-
щей аппаратуре широко применяются цифровые системы синтеза
частот. Наибольший интерес представляет цифровой синтезатор с
активным синтезом частот, реализующий высокую спектральную
чистоту выходных колебаний.

Среди большого числа вариантов построения систем цифрового
синтеза частот широкое практическое применение нашли активные
синтезаторы на основе колец ФАПЧ с переменным (дробно-
переменным) коэффициентом деления или со смесителями в цепи
обратной связи и прямые цифровые синтезаторы частоты.

Поскольку основные узлы таких синтезаторов частот выполнены
на основе цифровых интегральных микросхем и, как следствие,
имеют малые габариты, массу и стоимость, синтезаторы на основе
ФАПЧ нашли в настоящее время наиболее широкое применение.
Подавляющее большинство гетеродинов современных радиопри-
емников выполнено на основе цифровых систем ФАПЧ.

Преимуществом систем прямого синтеза является высокая ско-
рость изменения выходной частоты при перестройке, что и опреде-
лило основную область применения в качестве гетеродинов скани-
рующих приемников с высокими требованиями по скорости пере-
стройки. Как правило, в большинстве перспективных устройств прие-
ма и обработки сигналов предусматривается применение ПЦСЧ, вы-
полненных на самой современной элементной базе.
ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ
РАДИОПРИЕМНЫМ УСТРОЙСТВОМ

В процессе изготовления и эксплуатации радиоприемника для
получения наилучшего качества приема приходится регулировать
целый ряд его показателей.

Все виды регулировок в РПУ делятся на два класса:

-	заводские (технологические);

-	эксплутационные.

Заводские регулировки проводятся на заводе-изготовителе
и предназначены для установок параметров и характеристик ра-
диоприемника в соответствии с требованиями технических усло-
вий. Заводские регулировки устанавливаются один раз при изго-
товлении радиоприемника и в процессе эксплуатации не изменя-
ются.

Эксплуатационные регулировки проводятся оператором в ходе
эксплуатации радиоприемника и обеспечивают целенаправленное
воздействие на его параметры с целью обеспечения оптимальных
условий приема.

Современные радиоприемные устройства, входящие в состав
информационных комплексов и систем, функционируют в слож-
ных и меняющихся условиях. Изменения наблюдаются как во
внешней помеховой обстановке, так и в параметрах принимаемо-
го сигнала. Последние происходят не только при смене источника
излучения, но и вследствие изменяющихся условий распростра-
нения сигнала.

При таких условиях для того, чтобы обеспечить в любой момент
требуемое качество приема, радиоприемное устройство также
должно изменять свои параметры, а иногда даже и структуру, при-
спосабливаясь к условиям приема.

Целью настоящей главы является описание наиболее распро-
страненных систем регулирования, используемых в трактах радио-
приемных устройств: их назначения, принципов построения и функ-
ционирования.
14.1.	Назначение и виды регулировок радиоприемных
устройств

Эксплуатационные регулировки представляют собой комплекс
согласованных воздействий на основные параметры приемника с
целью обеспечения оптимального приема сигналов на фоне помех
путем приведения показателей РПУ в соответствие с условиями
приема, т.е. с параметрами принимаемого сигнала и внешнего по-
мехового воздействия.

В приемниках сигналов систем радиосвязи такое согласование
сводится к обеспечению:

-	настройки приемника на частоту сигнала и поддержания ее в
процессе приема сигналов (т.е. регулировка частоты);

-	поддержания уровня сигнала на входе демодулятора постоян-
ным, либо изменяющимся в допустимых пределах, при изменениях
уровня сигнала на входе приемника в широких пределах (т.е. регу-
лировка усиления);

-	изменения полосы пропускания и избирательности приемника
в зависимости от вида сигнала и условий приема (т.е. регулировка
полосы пропускания).

Регулировки в приемнике могут быть как ручными, так и автома-
тическими. Как правило, в одном и том же устройстве применяются
как ручные, так и автоматические регулировки, своими свойствами
взаимно дополняя друг друга.

Ручные регулировки, как правило, используются для установки
исходных параметров приемника. Они применимы и для регулиров-
ки параметров в процессе приема тогда, когда изменение парамет-
ров сигнала происходит медленно, а следовательно, допустимо и
медленное изменение соответствующего параметра приемника.

При быстрых и хаотических изменениях сигнала, обусловленных
особенностями среды распространения, необходимо использова-
ние автоматических систем регулирования. Только с их помощью
можно быстро оценивать изменения в условиях приема и приспо-
сабливать приемник к этим условиям.

Существенно и то, что автоматизация ряда регулировок позво-
ляет сосредоточить внимание оператора на приеме информации, а
при автоматической регистрации сообщений - перейти от управле-
ния одним приемником к управлению группой приемников. В по-
следнем случае, как правило, стремятся обеспечить дистанционное
управление приемниками с единого пульта с помощью команд, по-
даваемых по проводам.
В автоматизированных системах и комплексах радиосвязи
управление приемником иногда осуществляется дистанционно по-
средством радиосвязи или по кабельным линиям связи. Возможно
и программное управление, когда по заранее заложенной (введен-
ной в память) программе в требуемые моменты времени осуществ-
ляется включение приемника, перестройка на заданную частоту,
выбор режима работы и т.д.

Требования к системам регулирования

Точность регулирования. Перечисленные виды регулировок
(частоты, усиления и избирательности) имеют простые критерии
точности регулирования.

Так система автоматической подстройки частоты (АПЧ) должна
непрерывно обеспечивать равенство промежуточной частоты сиг-
нала /пч факт с частотой настройки избирательных систем тракта ос-
новной ПЧ 41ч ном при любых флуктуациях частоты сигнала на входе
приемника и нестабильности частоты гетеродина. Критерием регу-
лирования является минимизация величины

= ^пчном “ ^пчфакт >

где /пчном - номинальное значение промежуточной частоты, на кото-
рую настроены фильтры тракта ОПЧ; 4нфакт “ фактическое значе-
ние промежуточной частоты.

Следовательно, система АПЧ с точки зрения теории автомати-
ческого управления может рассматриваться как система стабили-
зации (т.е. система, в которой задающее воздействие является по-
стоянной величиной, и предназначенная для поддержания посто-
янного значения одной или нескольких регулируемых величин при
произвольно меняющихся внешних воздействиях).

К этим же системам может быть отнесена и система автомати-
ческой регулировки усиления (АРУ), стабилизирующая уровень сиг-
нала на входе демодулятора.

Перспективным является внедрение систем управления, реали-
зующих более сложные критерии точности регулирования. Напри-
мер, регулировка усиления в тракте принимаемой частоты может
осуществляться по максимуму эффективной чувствительности или,
что то же самое, - по минимуму суммарных линейных и нелиней-
ных помех, пересчитанных ко входу тракта.

Задачей системы управления является выбор в любой момент
времени таких параметров тракта (коэффициентов усиления), кото-
рые при сложившейся помеховой ситуации обеспечивали бы мак-
симум эффективной чувствительности. Такая регулировка относит-
ся к классу адаптивных регулировок.

Направленность. Изменение одного параметра не должно при-
водить к существенному изменению (особенно, ухудшению) других
параметров. Это требование вытекает из независимости изменения
параметров сигналов и помех друг от друга. Процесс регулирования
не должен вносить искажений в принимаемый сигнал.

Диапазон регулирования. Этот параметр должен быть не
меньше диапазона изменения параметра сигнала, с которым обес-
печивается согласование приемника.

Скорость регулирования. Скорость регулирования должна соот-
ветствовать скорости изменения параметров сигнала. В то же время
система регулирования должна обладать «памятью», быть инерци-
онной. Так, система АПЧ в приемниках ЧМ сигналов должна отсле-
живать медленные флуктуации частоты сигнала, возникающие за
счет нестабильности частоты гетеродина приемника и частоты пере-
датчика, эффекта Доплера, но не должна следить за быстрыми из-
менениями частоты сигнала, вызванными полезной модуляцией.
Система не должна существенно изменять частоту настройки прием-
ника при исчезновении сигнала вследствие замираний.

Как правило, требования, предъявляемые к системам регулиро-
вания, являются противоречивыми в реализационном плане. Так,
повышение скорости регулирования приводит, как правило, к сни-
жению точности и т.д.

Выбор количества и вида регулировок определяются классом
приемника и особенностями его эксплуатации.

14.2.	Способы регулирования коэффициента
усиления в радиоприемниках

Регулировки усиления, как ручная (РРУ), так и автоматическая
(АРУ) широко используются в профессиональных радиоприемных
устройствах. Назначением этих регулировок является поддержание
на выходе радиоприемника относительно постоянного уровня сиг-
нала при значительных его изменениях на входе.

Действительно, диапазон изменения уровней принимаемых
сигналов может достигать 100...120 дБ (уровень принимаемого
сигнала может превышать чувствительность радиоприемника в
105...106 раз). Для нормальной работы оконечного устройства уро-
вень сигнала на выходе радиоприемника, как правило, не должен
изменяться более чем в 2...3 раза.
При проектировании приемника его усиление рассчитывают так,
чтобы обеспечить заданную чувствительность (т.е. нормальное вы-
ходное напряжение при заданном соотношении сигнал/шум и ми-
нимальной ЭДС в антенне). При приеме сигналов с уровнями, зна-
чительно превышающими чувствительность радиоприемника, его
усиление будет избыточным, что приведет к перегрузкам трактов и
нелинейным искажениям сигнала.

Причины, вызывающие изменение уровня сигнала на входе ра-
диоприемника:

-	смена корреспондентов;

-	прием сигналов, излучаемых подвижными объектами;

-	изменение мощности передатчиков;

-	замирания радиосигналов в процессе распространения радио-
волн.

Например, за счет изменения условий распространения радио-
волн (замираний) и ориентации антенн, при связи в движении и с
подвижными объектами даже при приеме одного определенного
сигнала его уровень может колебаться в широких пределах.

Нелинейные искажения сигнала при избыточном уровне могут
происходить и в детекторе, например, при приеме однополосных
сигналов.

Следовательно, регулировка усиления (РРУ и АРУ) в радиопри-
емнике должна обеспечить:

-	уменьшение диапазона изменений уровней сигнала на выходе;

-	работу в условиях быстрого изменения уровней сигнала на
входе РПУ.

При медленных изменениях уровня сигнала, например, при пе-
реходе от приема одной станции к другой можно использовать руч-
ную регулировку усиления. Если уровень сигнала претерпевает бы-
стрые изменения, используют автоматическую регулировку усиле-
ния.

Чаще всего АРУ применяется в радиотракте приемника, ручная
регулировка - в более низкочастотных трактах.

При разработке системы регулировки усиления необходимо ре-
шить следующие вопросы:

-	обеспечить требуемый коэффициент (глубину) регулирования

0 /<тах. 0 -201дР^ [дБ];

Р к ’ Р \ к I и
пт1п	\ гхгп1П /

-	выбрать число регулируемых каскадов и определить способ
регулирования в каждом каскаде;
- решить, где, в каких каскадах необходимо осуществлять регу-
лировку, а в каких нецелесообразно.

Решение этих вопросов взаимосвязано. Требуемый коэффици-
ент регулирования зависит от пределов изменения напряжения
сигнала на входе С/вх и допустимых пределов изменения напряже-
ния на выходе (Увых, а оценивается отношением изменения напря-
жения на входе радиоприемника к изменению напряжения на входе
демодулятора

При этом величина т определяется как

где Еатах - максимальное напряжение, наводимое в антенне при-
нимаемым сигналом; Еао - реальная чувствительность приемника.

Величина р есть отношение максимально допустимого напряже-
ния на входе демодулятора Ц,емдОп к номинальному С/демНом

'дем доп

Цдем ном

Поскольку входной сигнал может изменяться в пределах
т= 1О5...1О6, а допустимое изменение сигнала на выходе р = 1.2...3,
то диапазон регулирования должен составлять величину

Ор =104...105 (80...100 дБ).

Если известны пределы регулирования одного каскада К,, то мож-
но определить необходимое число регулируемых каскадов. Так как
п

тах

тах _ /=1

^/тах

^/гтпп >

то при равенстве коэффициентов К^=К2=...=КП получаем

‘1тах
Т.е. число регулируемых каскадов определяется диапазоном
изменений уровня сигнала на входе и выходе приемника и коэффи-
циентом регулирования одного каскада. Последний же зависит от
способа регулирования.

Рассмотрим возможные способы регулирования усиления уси-
лительных каскадов.

Известно, что коэффициент усиления резонансного усилителя
определяется выражением:

к=

где С?э - эквивалентная проводимость нагрузки усилителя; р, и р2 -
коэффициенты включения, определяющие связь усилителя с
предшествующим и последующим каскадами; |У21/ - крутизна
вольтамперной характеристики усилительного прибора (проходная
проводимость).

В принципе, изменяя любую из входящих в правую часть выраже-
ния величин, можно регулировать усиление. При синтезе устройств
регулирования требуется обеспечить существенное изменение К от
напряжения регулирования, малый ток регулирования, малую зависи-
мость изменения других параметров усилителя при изменении коэф-
фициента усиления. Рассматриваемые способы изменения усиления
применимы как для ручных, так и для автоматических регулировок.

Регулировка изменением величины эквивалентной прово-
димости (яэ. Регулировка усиления путем изменения эквивалент-
ной проводимости 6Э практически не используется в современных
схемах. Ее можно реализовать путем шунтирования контуров пе-
ременным сопротивлением, но достижимые коэффициенты регули-
рования невелики. Кроме того, одновременно будет изменяться
эквивалентное затухание контура, и, следовательно, его полоса
пропускания, что нежелательно.

Режимная регулировка. Регулировка за счет изменения про-
ходной проводимости /У21/ широко используется в схемах. Она дос-
тигается за счет изменения режима работы электронного прибора
по постоянному току (поэтому иногда ее и называют режимной ре-
гулировкой усиления). Такую регулировку можно осуществить в
достаточно больших пределах изменением напряжения или тока в
цепи любого электрода.

Регулировка за счет изменения связи между каскадами
(р, и рг). При такой регулировке между двумя соседними каскадами
усиления ставят высокочастотный делитель с изменяемым коэф-
фициентом деления (р, и р2), вследствие чего появляется возмож-
ность менять уровень сигнала на входе каскада, следующего за
регулируемым. В таких схемах регулировка происходит без измене-
ния режима работы электронного прибора, оптимального с точки
зрения нелинейных явлений и шумовых свойств. Наибольшее рас-
пространение такие регулировки получили в транзисторных прием-
никах.

Кроме того, дополнительно существуют следующие способы ре-
гулировок усиления:

-	регулировка усиления изменением коэффициентов передачи
смесителей за счет изменения напряжения, поступающего с гете-
родина. Такая регулировка имеет достаточно большую глубину, ог-
раниченную допустимыми значениями напряжения гетеродина, при
которых преобразование частоты происходит без искажений;

-	регулировка усиления за счет изменения глубины отрицатель-
ной обратной связи. Достоинством такой регулировки является
улучшение линейности усиления каскада с ростом глубины отрица-
тельной обратной связи, несмотря на то, что пределы регулировки
при этом уменьшаются. Такие регулировки наиболее часто исполь-
зуются в первых каскадах УВЧ и УПЧ, где требуется обеспечение
высокой линейности.

В общем случае к регулируемым каскадам предъявляются сле-
дующие требования:

-	широкий диапазон регулирования в заданном диапазоне час-
тот;

-	малые нелинейные искажения для всех уровней сигналов и
помех, при которых работает регулируемый каскад;

-	малые изменения формы частотных и фазовых характеристик
в заданном диапазоне регулировки усиления;

-	малый уровень собственных шумов регулируемых каскадов
(особенно в УВЧ);

-	обеспечение максимального уровня управляющего сигнала,
соответствующего максимальной глубине регулирования без значи-
тельного усложнения схемы.

Многие типы регулируемых усилительных каскадов имеют зна-
чительный диапазон регулировки усиления (50...60 дБ), однако, не-
смотря на это, в реальных условиях такую глубину регулировки
в одном каскаде иметь нецелесообразно, что связано либо с опас-
ностью повышения нелинейных искажений при больших уровнях
сигналов, либо с возможностью снижения отношения сигнал/шум.
С учетом этого расчетную глубину регулировки одного каскада ог-
раничивают до 10...35 дБ в зависимости от места каскада в схеме
приемника.

14.3. Ручные регулировки в радиоприемниках

Среди ручных регулировок в радиоприемниках наибольшее рас-
пространение получили регулировки усиления и полосы пропуска-
ния. Из всех перечисленных выше способов регулировки усиления
на практике наибольшее распространение получили режимные ре-
гулировки, а также регулировки с помощью межкаскадных управ-
ляемых делителей напряжения.

Режимная регулировка усиления в усилителях
на полевых транзисторах

Наиболее просто режимная ручная регулировка усиления обес-
печивается в усилителях, выполненных на двухзатворных полевых
транзисторах (рис. 14.1).

Здесь изменение напряжения, подаваемого на второй затвор
ПТ, изменяет крутизну, а, следовательно, и коэффициент усиления.
Достоинством такой схемы является то, что положение рабочей
точки на выходе не меняется, следовательно, при регулировке ма-
ло меняются нелинейные свойства усилителя, т.е. сохраняется
многосигнальная избирательность приемника.

Рис. 14.1. Режимная регулировка усиления в усилителе
на двухзатворном ПТ
Рис. 14.2. Режимная регулировка усиления в усилителе
на однозатворном ПТ

В усилителях на однозатворных полевых транзисторах регули-
ровка может быть осуществлена за счет изменения напряжения
смещения на затворе ПТ (рис. 14.2).

Здесь часть падения напряжения, регулируемого сопротивлени-
ем Н3, через Я, подается на затвор регулируемого транзистора. При
такой регулировке происходит смещение рабочей точки, следова-
тельно, изменяются нелинейные свойства. Правда, за счет того,
что ПТ имеют ВАХ, близкую к квадратичной, это изменение нели-
нейных свойств незначительно.

Режимная регулировка усиления в усилителях
на биполярных транзисторах

В усилителях на биполярных транзисторах (БТ) режимная регу-
лировка (У21) может осуществляться изменением напряжений С/бэ и
(Аэ> а также токов базы и эмиттера:

-	вследствие малости входных сопротивлений БТ регулировка
изменением ибэ используется редко, так как для этого требуется
источник регулирующего напряжения большой мощности;

-	регулировка напряжением С/кэ хотя и обеспечивает достаточно
большие пределы регулирования, но также используется редко, так
как изменение С/кэ приводит к значительному изменению емкости и
активной проводимости р-п перехода БТ. Это вызывает сильную
расстройку избирательных систем, появление нелинейных искаже-
ний за счет ограничения сигнала при малых напряжениях С/кэ;
Рис. 14.3. Режимная регулировка усиления в усилителе
на БТ по току базы

-	способ регулировки усиления путем изменения тока базы /б по-
казан на рис. 14.3. В этом случае изменение постоянного регули-
рующего напряжения 1/рег, включаемого в цепь смещения, приводит
к изменению постоянной составляющей тока базы транзистора /б и
крутизны его проходной характеристики. Преимуществом такого
способа является возможность обеспечения большой глубины ре-
гулировки при малых значениях изменения 1/рег. Однако большой
разброс токов базы транзисторов вызывает необходимость инди-
видуальной наладки таких схем. Тем не менее, способ регулировки
усиления путем изменения тока базы транзистора получил в радио-
приемной технике наибольшее распространение;

-	регулировка усиления путем изменения тока эмиттера транзи-
стора. Такая схема (рис. 14.4) более проста в наладке и дает более
устойчивые характеристики. При этом регулирующее напряжение
ирег включается в цепь эмиттера. Такая регулировка довольно ста-
бильна в интервале температур и мало изменяет входную и выход-
ную проводимости транзистора. Недостатком данного способа яв-
ляется значительное потребление мощности по цепи управления.
При этом ток в цепи управления должен в 10...20 раз превышать
постоянную составляющую тока эмиттера транзистора.

Существенным недостатком всех выше рассмотренных схем яв-
ляется то, что режимная регулировка в транзисторных каскадах
приводит к ухудшению их нелинейных и шумовых свойств.

Поэтому в транзисторных приемниках наиболее применимы
схемы управляемых делителей, основанные на изменении связи
между каскадами (дт и р2).
Рис. 14.4. Режимная регулировка усиления в усилителе
на БТ по току эмиттера

Регулировка усиления с помощью межкаскадных
управляемых делителей напряжения
(за счет изменения связи между каскадами)

При регулировке усиления таким способом между каскадами
усилителя включаются управляемые делители напряжения, как по-
казано на рис. 14.5.

Делитель напряжения, включенный между усилительными кас-
кадами, практически не оказывает влияния на режимы работы по-
следних. Режимы работы каскадов в этом случае могут быть вы-
браны оптимальными (особенно с точки зрения наименьших нели-
нейных искажений и шумовых свойств), что является несомненным
преимуществом такого способа регулировки. Однако коэффициент
передачи управляемого делителя заведомо меньше единицы, по-
этому в состав усилителя необходимо вводить дополнительные
каскады, компенсирующие затухание сигнала в регуляторе.

Управление

Рис. 14.5. Регулировка усиления с помощью
межкаскадного управляемого делителя напряжения
Рис. 14.6. Эквивалентные схемы управляемых делителей

Существует большое количество схем управляемых делителей
(аттенюаторов):

-	схема с последовательным (продольным) включением регули-
рующего элемента (рис. 14.6,а,б);

-	схема с параллельным (поперечным) включением регулирую-
щего элемента (рис. 14.6,в,а);

-	однозвенные управляемые делители (рис. 14.6,а,в);

-	двухзвенные управляемые делители (рис. 14.6,б,а).

Принцип действия управляемых делителей заключается в пере-
распределении напряжения сигнала на сопротивлении регулирую-
щего элемента Яр и активном сопротивлении Я. Схема регулятора с
последовательным включением наиболее эффективна в случае
малого входного сопротивления последующего каскада схема с
параллельным включением - при больших значениях 2^.

В качестве регулирующих элементов могут быть использованы
переменные резисторы, биполярные и полевые транзисторы, тер-
морезисторы, но наибольшее распространение в радиоприемниках
последнего поколения получили высокочастотные диоды и диод-
ные сборки.

В основе работы диодного регулятора лежит зависимость диф-
ференциального сопротивления диода Нд от величины регулирую-
щего напряжения С/рег (рис. 14.7).

Отношение максимальной величины дифференциального со-
противления к минимальной называется коэффициентом пере-
крытия
Рис. 14.7. Вольт-амперная характеристика полупроводникового
диода и зависимость дифференциального сопротивления
от управляющего напряжения

д
и _ дтах
"пер д
г|дт1п

Для кремниевых диодов значение К№р составляет 40...100, для гер-
маниевых - 30...50, однако вследствие влияния паразитных емкостей
глубина регулировки обычно не превышает 20...30 дБ на каскаде.

Схема управляемого диодно-резистивного делителя напряжения
с последовательным включением диода приведена на рис. 14.8.

При увеличении значения напряжения 1^, дифференциальное
сопротивление Нд диода и падение напряжения сигнала на нем
уменьшается, что приводит к увеличению коэффициента передачи
схемы. Для уменьшения коэффициента передачи (при максималь-
ных входных сигналах) необходимо увеличить сопротивление регу-
лятора, для чего приходится запирать его, смещая в область с ярко

Рис. 14.8.Схема последовательного диодно-резистивного регулятора
выраженной нелинейностью (см. рис. 14.7), где возможны сущест-
венные нелинейные искажения сигнала в тракте усиления. Дрос-
сель Др предотвращает шунтирование сигнальной цепи малым вы-
ходным сопротивлением источника регулирующего напряжения.

Схемы с включением диода в параллельное плечо в меньшей
степени приводят к нелинейным искажениям, так как при макси-
мальном входном сигнале (минимальном коэффициенте передачи)
диод работает в области прямого тока (в режиме с меньшим диф-
ференциальном сопротивлении), где его характеристика более ли-
нейна. Как правило, такие делители используются на относительно
низких частотах, на промежуточной частоте приемника, так как на
высоких частотах емкости регулируемых нелинейных элементов
(емкость р-п перехода диода) шунтирует нелинейное сопротивле-
ние и эффект регулирования снижается.

На рис. 14.9 изображена схема диодно-резистивного делителя с
параллельным включением диода.

При слабом сигнале (когда необходим Ктах) диод закрывают, он
имеет большое сопротивление и практически все напряжение по-
дается на вход следующего каскада.

Практически глубина регулирования, которую может обеспечить
одно звено, составляет 30...35 дБ.

Часто на практике с целью увеличения глубины регулировки
усиления используется каскадное соединение нескольких управ-
ляемых делителей, как показано на рис. 14.10.

Необходимо отметить, что в процессе регулирования схема де-
лителя оказывает большое влияние на параметры нагрузки усили-
теля, к которому он подключен, особенно если она избирательная.

Рис. 14.9. Схема параллельного диодно-резистивного регулятора
Рис. 14.10. Каскадное соединение двух диодно-резистивных
регуляторов

В этом случае изменяется полоса пропускания усилителя, его
настройка, так как сопротивление делителя, как правило, является
комплексным. С целью уменьшения влияния делителя на характе-
ристики каскадов и увеличения глубины регулирования часто их
включают через согласующие трансформаторы.

В заключение рассмотрим, в каких каскадах нецелесообразно
применять регулировку усиления.

Прежде всего, нецелесообразно осуществлять регулировку уси-
ления первого каскада, особенно режимную. Первый каскад опре-
деляет нелинейные свойства приемника для помех с большими
расстройками, поэтому его регулировка нежелательна. Кроме того,
он определяет и коэффициент шума приемника, а изменение ре-
жима ухудшает его шумовые свойства.

Редко используется и регулировка последнего каскада общего
радиотракта (последнего каскада усиления тракта ОПЧ). На его
входе амплитуда сигнала достигает больших величин, и, следова-
тельно, регулировка даже в небольших пределах будет сопровож-
даться большими искажениями.

Практически не используется регулировка в преобразователь-
ных каскадах.

Регулировка полосы пропускания

В радиоприемных устройствах, предназначенных для приема
различных по ширине спектра радиосигналов, обязательно необхо-
димо использование регулировки полосы пропускания. Как извест-
но, общая полоса пропускания приемника определяется в основном
полосой пропускания тракта основной промежуточной частоты
и определяется соотношением

ДГрт =ДЕС + 2Д/'Я,

где ДГС - ширина спектра принимаемого сигнала; Ын - запас на не-
стабильность радиолинии.

Можно обеспечить прием сигналов и без регулировки полосы
пропускания, сделав ее настолько большой, чтобы самый широко-
полосный сигнал без искажений воспроизводился на выходе при-
емника. Однако для более узкополосных сигналов такая полоса
будет избыточной, и прием будет производиться с пониженной по-
мехоустойчивостью. Целесообразно иметь возможность сужать по-
лосу пропускания до минимально возможной величины, обеспечи-
вающей высокое качество воспроизведения формы сигнала.

Иногда в условиях сильных помех приходится даже сужать по-
лосу пропускания так, чтобы она была уже полосы спектра, обеспе-
чивая таким образом максимум отношения Р^ш.

Регулировка полосы пропускания может осуществляться как
вручную, так и автоматически. Чаще используется ручная регули-
ровка. По способу осуществления регулировка делится на дискрет-
ную и плавную.

Регулировка полосы пропускания радиоприемника может произ-
водиться двумя основными способами:

-	переключением полосовых фильтров в тракте ПЧ;

-	изменением коэффициентов связи между звеньями много-
звенных фильтров основной селекции.

Регулировка путем изменения коэффициентов связи между
звеньями фильтра приводит к изменению коэффициента прямо-
угольности и избирательных свойств тракта. Кроме того, при такой
регулировке форма амплитудной и фазочастотной характеристик
фильтра искажается, что приводит к дополнительным искажениям
принимаемого сигнала. Поэтому в профессиональных радиоприем-
никах регулировка полосы пропускания производится в основном
путем переключения полосовых фильтров.

Регулировка полосы пропускания радиоприемника в принципе не
является однонаправленной, поскольку при увеличении полосы
пропускания каскада его коэффициент усиления уменьшается. По-
этому регулировка полосы пропускания должна быть сопряжена с
регулировкой усиления.

Выбор способа регулировки полосы пропускания в основном оп-
ределяется выбранными для реализации избирательности фильт-
рами.
Регулировка с помощью ЬС фильтров

Наиболее просто регулировка полосы осуществляется в приемни-
ках, где избирательность по соседним каналам обеспечивается двух-
контурными фильтрами.

Изменять полосу пропускания двухконтурного фильтра можно
изменением:

-	затухания контуров;

-	коэффициента связи между ними;

-	взаимной расстройкой контуров относительно средней частоты.

Как известно, характеристика избирательности такого фильтра
при коэффициенте связи между контурами т] < 1 описывается вы-
ражением

О = ^2-7з4 +282(1-п2)+(1 + П2)^ •

Решая данное уравнение относительно полосы пропускания,
получаем

ДРЭ = ^э/^О + П2)2-4т]2 +т]2-1 •	(14.1)

Отсюда видно, что изменение полосы можно осуществить, из-
меняя эквивалентное затухание <УЭ или коэффициент связи между
контурами г].

Однако регулировка путем шунтирования контуров (изменением
затухания оу используется редко. Это обусловлено малыми преде-
лами регулировки, ухудшением прямоугольности характеристики
при увеличении с/э и изменением коэффициента усиления каскада.

Ограниченность регулировки за счет затухания дэ вызвана тем,
что его увеличение не приводит к пропорциональному росту ДР, как
кажется на первый взгляд из выражения (14.1). При шунтировании
контуров одновременно происходит уменьшение параметра связи
т] = кОэ = к/с/э, что приводит к сужению полосы.

Лучшие результаты дает регулировка за счет изменения пара-
метра связи г| (изменения сопротивления связи). Зависимость
ДЕ= /(п) = /ос1эВ, где

В = -^д/о2(1 + т]2^ - 4г)2 + т|2 -1)

представлена на рис. 14.11.
Рис. 14.11. График зависимости В = ((ц)

Увеличение г] в 4 раза расширяет полосу примерно в 3 раза.
Пределы регулировки ограничены допустимыми изменениями т].
Известно, что при возрастании г) от единицы и далее кривая изби-
рательности приобретает двугорбый характер. Из условий неиска-
женного усиления спектра недопустимо, чтобы ордината максимума
превышала 1,41, т.е. ординату отсчета полосы пропускания.

Изменение г] осуществляется при емкостной связи с помощью
конденсаторов переменной емкости (КПЕ), варакторов (рис. 14.12),
при индуктивной - изменением пространственного расположения
катушек связи.

Принцип регулировки полосы пропускания путем расстройки ре-
зонансных цепей заключается в следующем. Если два каскада на-
строены на одну частоту, то полоса пропускания минимальна. При

Рис. 14.12. Способ изменения связи между контурами
с помощью варактора
взаимной расстройке каскадов полоса расширяется, однако при
этом уменьшается коэффициент усиления, что обычно допустимо,
так как расширение полосы имеет место при сильных радиосигна-
лах, когда помехи мало влияют на качество приема.

Для расстройки контуров, как и для подстройки их в цепях АПЧ,
можно использовать варакторы. Способ получения регулирующего
напряжения выбирают в зависимости от назначения регулировки.
Устройство, формирующее это напряжение, может оценивать от-
ношение сигнал/шум и регулировать полосу пропускания так, чтобы
это отношение было максимальным.

Анализ спектра сигнала в полосе пропускания, выделение сиг-
нала и оценка уровня помехи, формирование управляющего на-
пряжения, поиск оптимального режима могут выполняться под
управлением микропроцессора. Это позволяет реализовать схемы
автоматической регулировки полосы пропускания, регулирующее
напряжение в которые (в самом простейшем случае) поступает от
цепи АРУ. При сильном сигнале это напряжение максимально, по-
лоса пропускания расширяется, что улучшает качество воспроиз-
ведения информации без заметного усиления влияния помех, по-
скольку отношение сигнал/шум велико. При слабом сигнале напря-
жение в цепи АРУ уменьшается, полоса пропускания сужается, что
целесообразно, так как при слабых сигналах усиливается действие
помех.

Регулировка с помощью многозвенных 1_С фильтров (ФСС)

Более эффективно регулировку можно осуществить при исполь-
зовании многозвенных 1_С фильтров.

Фильтр представляет собой совокупность звеньев того или иного
вида, нагруженных на активное сопротивление, равное его волно-
вому сопротивлению. Наряду с высокой прямоугольностью резо-
нансной характеристики (Кпюоо ~ 2) ФСС позволяют осуществить
регулировку полосы пропускания в широких пределах (до 10 раз).

Схема одного из таких многозвенных фильтров представлена на
рис. 14.13.

Принципиальное отличие таких фильтров от двухконтурного за-
ключается в том, что требуемая полоса пропускания формируется
выбором номиналов 1_ и С. Методами теории цепей можно синтези-
ровать фильтры с равноволновыми (Чебышевскими) характеристи
ками затухания. В частности для фильтра, представленного на рис.
14.13, номинальные значения элементов рассчитываются по фор-
мулам:
Рис. 14.13. Схема многозвенного ЬС фильтра (ФСС)

с . + 4 . с Ь

1 4п^гР’ 2 л/2(4_ОЯ’	4^4

где 4 и 4 - нижняя и верхняя границы полосы пропускания;

Я = р - сопротивление нагрузки, равное волновому.

Прямоугольность резонансной характеристики определяется
добротностью контуров и числом звеньев.

Регулировка полосы пропускания достигается изменением емко-
сти связи между контурами. Изменение величины С, приводит к
увеличению вносимых в контуры активного и реактивного сопро-
тивлений.

Изменение вносимых активных сопротивлений изменяет полосу
фильтра, однако одновременно за счет вносимых реактивных со-
противлений меняется и средняя частота настройки фильтра. Для
компенсации ухода необходимо менять емкости контуров С2.

При изменении емкости С2 изменится /?, а следовательно необ-
ходимо перестраивать и нагрузочное сопротивление Я, чтобы со-
хранить в фильтре режим бегущей волны.
Таким образом, для регулировки полосы пропускания ФСС не-
обходимо одновременно и согласованно менять номиналы емко-
стей С, и С2, а также сопротивления Я. Такая регулировка может
быть обеспечена дискретно (обеспечивается 3-4 градации полосы
пропускания) и плавно. Сложность плавной регулировки заключает-
ся в необходимости сопряженного изменения большого числа эле-
ментов, определяющих полосу пропускания фильтра.

Регулировка с помощью кварцевых фильтров

Кварцевые фильтры находят широкое применение в РПУ благо-
даря высокой добротности и, следовательно, возможности полу-
чить узкие полосы пропускания даже при высоких номиналах про-
межуточной частоты 4ч- Схема простейшего двухконтурного фильт-
ра, где связь между контурами осуществлена через кварц, пред-
ставлена на рис. 14.14. Такие схемы используются в радиоприем-
никах второго и третьего классов. Фильтр представляет собой со-
вокупность двух параллельных колебательных контуров, связанных
кварцевым резонатором.

На схеме емкость Сд - емкость кварцедержателя. Чтобы связь
осуществлялась только через кварц, т.е. для нейтрализации емко-
сти Сд, введена емкость нейтрализации Сп.

Суть процесса заключается в следующем. Напряжения на пер-
вом контуре между точками 1-0 и 2-0 равны по величине, но сдвину-
ты по фазе на 180°. Между точками 1 -0 Цро = 1/к1/2 и между точками
2-0 Ц.о = Щ/2.

Эти напряжения через емкости Сд и Сп приложены ко второму
контуру. Если Сд = Сп, то токи, текущие по цепям: точка 1 - Сд- кон-

Рис. 14.14. Схема кварцевого фильтра с плавно регулируемой ПП
Рис. 14.15. Эквивалентная схема кварцевого фильтра

тур 2 - Сф - точка 0 и точка 0 - Сф - контур 2 - Сп - точка 2 во вто-
ром контуре равны по величине и противофазны. Следовательно,
общий ток равен нулю, действие Сд скомпенсировано емкостью Сп.

Эквивалентная схема ФСС представлена на рис. 14.15. Эквива-
лентное затухание рассматриваемого фильтра определяется не
только собственным сопротивлением кварца гф но и двумя актив-
ными сопротивлениями контуров Яэ1 и Рз2. Чем больше значения
сопротивлений /?э1 и Пз2, тем больше затухание, тем шире полоса
пропускания. Это наблюдается в том случае, если резонансная
частота контуров совпадает с частотой кварца.

Таким образом, полосу пропускания можно регулировать изме-
нением эквивалентного сопротивления контуров.

Для сужения полосы пропускания необходимо уменьшить эквива-
лентное сопротивление контуров на частотах близких к 7^, для чего
необходимо расстроить контура. При этом расстройка контуров должна
осуществляться в противоположные стороны так, чтобы сопротивле-
ние одного из них приобретало индуктивный, а второго - емкостной
характер. При подобной симметричной расстройке реактивные сопро-
тивления контуров компенсируются (они одинаковы по величине и раз-
личны по знаку), а настройка фильтра остается неизменной.

В практических схемах обеспечивается плавная регулировка по-
лосы пропускания более чем в 10 раз (в пределах от 0,3...0,4 до
4...6 кГц).

Необходимо отметить, что коэффициент прямоугольности таких
фильтров невелик. Поэтому для улучшения избирательности в дру-
гих каскадах УПЧ необходимо применять более сложные избира-
тельные системы.

Регулировка полосы как в ЬС, так и кварцевых фильтрах, сопро-
вождается некоторым изменением усиления каскада.

Регулировка полосы сменой линеек УПЧ

Плавная регулировка полосы избирательных систем сопровожда-
ется изменением коэффициента прямоугольности Кп и ФЧХ фильт-
Рис. 14.16. Структурная схема тракта ПЧ со сменой фильтров
ров, а, следовательно, изменением избирательности приемника и
шумовой полосы.

Если приемник рассчитывается на прием ограниченного числа
типов сигналов, то проще использовать дискретную регулировку
ПП. Она может быть реализована либо переключением ФСС (рис.
14.16), либо всей линейки УПЧ (рис. 14.17).

В первом случае фильтры (например, фильтры на ПАВ, элек-
тромеханические) меняются только в нагрузке смесителя. Такие
фильтры должны обладать высокой избирательностью, опреде-
ляющей избирательность всего приемника, а избирательные сис-
темы УПЧ иметь полосу, большую полосы пропускания самого ши-
рокополосного фильтра.

В приемниках на транзисторах удобнее переключать всю линей-
ку УПЧ, чем обеспечивается более высокая надежность РПУ, легче
решаются вопросы межкаскадного согласования, выше стабиль-
ность характеристик УПЧ.

Рис. 14.17. Структурная схема тракта ПЧ со сменой линеек УПЧ
Рассмотренные виды регулировок полосы пропускания относи-
лись к трактам промежуточной частоты. Однако необходимость та-
кой регулировки возникает и в тракте низкой частоты РПУ, и такая
регулировка имеет ряд особенностей:

-	в НЧ тракте нестабильность радиолинии не имеет значения,
так как после детектирования получается спектр исходного модули-
рующего сигнала. Следовательно, полосу пропускания тракта мож-
но устанавливать в строгом соответствии со спектром модулирую-
щего сигнала, что также позволяет улучшить соотношение сиг-
нал/шум на выходе приемника;

-	для подавления комбинационных помех, возникающих в ходе
детектирования, необходимо обеспечить резкий спад частотной
характеристики НЧ тракта за пределами спектра сигнала, особенно
в области частот выше максимальной частоты спектра;

-	применение, как правило, дискретной регулировки ПП в зави-
симости от вида принимаемого сигнала. Задача регулировки реша-
ется с помощью НЧ фильтров, включаемых в определенных соче-
таниях в нагрузки усилителей тракта.

Разумное сочетание полос пропускания радиотракта и тракта НЧ
позволяет обеспечить оптимальные условия приема сигналов.

•••

В одном и том же устройстве применяются как ручные, так и ав-
томатические регулировки, своими свойствами взаимно дополняя
друг друга. Ручные регулировки, как правило, используются для ус-
тановки исходных параметров приемника. Они применимы и для
регулировки параметров в процессе приема, но лишь при условии
если изменение параметров сигнала происходит медленно, а, сле-
довательно, допустимо и медленное изменение соответствующего
параметра приемника.

При быстрых и хаотических изменениях сигнала, обусловленных
особенностями среды распространения, необходимо использовать
автоматические системы регулирования.

Ручная регулировка усиления может осуществляться путем из-
менения режима усилительного прибора по постоянному току, свя-
зи между каскадами или эквивалентной проводимости.

Многоцелевое радиоприемное устройство, предназначенное для
приема различных видов сигналов, должно иметь регулируемую
полосу пропускания. Регулировка полосы осуществляется либо ре-
гулировкой параметров фильтров тракта ОПЧ, либо коммутацией
фильтров, либо сменой всей линейки УПЧ. Последний способ ха-
рактерен для профессиональных приемников, работающих с боль-
шим числом сигналов.
АВТОМАТИЧЕСКИЕ РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ

Основной тенденцией развития всех видов техники, в том числе
радиоприемных устройств, является создание полностью автома-
тизированных систем. В этом случае все регулировки, необходи-
мые для поддержания соответствия аппаратуры техническим тре-
бованиям, должны выполняться автоматически.

Автоматические регулировки необходимы для обеспечения ка-
чества приема при быстро изменяющихся условиях, когда оператор
не может действовать с достаточной быстротой и точностью, поль-
зуясь только ручными регулировками. Адаптация РПУ к приему со-
временных сложных сигналов при меняющихся условиях распро-
странения, в сложной помеховой обстановке для наиболее точного
воспроизведения передаваемой информации представляет собой
трудную задачу, требующую значительных временных затрат, что
может вызвать потерю части информации. Автоматизация позво-
ляет упростить функции оператора либо вовсе исключить необхо-
димость обслуживания приемной аппаратуры. Эту задачу могут ре-
шить электронные автоматические регуляторы, основанные на
применении быстродействующих микропроцессоров и соответст-
вующей системы управления.

К наиболее распространенным автоматическим регулировкам
относятся автоматическая регулировка усиления (АРУ) и автомати-
ческая подстройка частоты (АПЧ).

Целью настоящей лекции является рассмотрение принципов по-
строения и функционирования систем автоматической регулировки
усиления, а также их основных параметров.

15.1. Назначение, принципы построения и типы систем АРУ

Автоматической регулировкой усиления называется система, ав-
томатически изменяющая усиление приемника при изменении сиг-
нала на его входе.

Система АРУ обеспечивает поддержание на выходе последнего
усилителя промежуточной частоты (на входе детектора) уровня
сигнала, достаточно высокого и стабильного для воспроизведения
сообщений от радиостанций различной мощности, находящихся на
разных расстояниях и в меняющихся условиях распространения
радиоволн. Следовательно, система предотвращает перегрузку
каскадов радиоприемника при больших изменениях уровня входно-
го сигнала.

Принципы и типы систем АРУ

Когда напряжение сигнала на входе усилителя минимально
(1Лхт1п)> коэффициент усиления должен быть наибольшим (Ктах).
В этом случае напряжение на выходе минимально (ивыхт(п), недос-
таточно для нормального воспроизведения сообщения. Как прави-
ло, напряжение С/вх т;п соответствует чувствительности приемника.

При увеличении входного напряжения коэффициент усиления
должен уменьшаться. АРУ обеспечит постоянство выходного на-
пряжения, если величины К, ивх, ивых связаны соотношением

Такую зависимость отображает кривая 1 на рис. 15.1.

На практике обычно не требуется строгого постоянства выходно-
го напряжения и для упрощения конструкции регулятора допускает-
ся его изменение в таких пределах, чтобы не возникли заметные
перегрузки выходных каскадов и искажения сигналов. Следова-
тельно, возможно некоторое увеличение К по сравнению с идеаль-
ным случаем (кривая 2).

Рис. 15.1. Зависимость коэффициента усиления от входного воздействия
Сигналы, напряжение которых на входе усилителя менее вели-
чины иВхпм, не могут быть нормально приняты, так как будут иска-
жены шумами приемника. Характеристика для этого случая (кривая 3)
представляет собой равномерное продолжение кривой 1. В силу
того, что изменять коэффициент усиления при входном напряжении
меньше С/вхт.п нецелесообразно, желательно систему АРУ отклю-
чить, а коэффициент усиления поддерживать постоянным и равным
/Стах (линия 4). Таким образом, включение системы АРУ «задержи-
вается» до достижения входным сигналом значения 1/вхт;п; далее
регулировкой усиления обеспечивается требуемая стабильность
выходного напряжения.

Для изменения коэффициента усиления в электронных системах
АРУ должно быть получено регулирующее напряжение, которое,
воздействуя на регулируемые каскады, будет изменять их усиление
подобно показанному на рис. 15.1. Поскольку действие АРУ зависит
от амплитуды сигнала, наиболее простой способ формирования
регулирующего напряжения состоит в использовании выпрямленно-
го напряжения принимаемого сигнала, что можно осуществить
с помощью амплитудного детектора. Для подавления продуктов
модуляции сигналов (переменной составляющей) предназначен
фильтр нижних частот на выходе детектора. Выбором постоянной
времени ФНЧ достаточно просто добиться необходимой для прие-
ма сигналов с различными видами модуляции инерционности сис-
темы АРУ. Если полученного регулирующего напряжения недоста-
точно, то в цепь регулирования вводятся дополнительные усилите-
ли. Для отключения системы АРУ при приеме слабых сигналов, ес-
ли уровень сигнала не превосходит определенной величины, пре-
дусматривается цепь формирования напряжения задержки 1/зад.

В соответствии с изложенным система АРУ может включать
следующие элементы приемника:

-	усилители радио- и промежуточной частоты, управляемые де-
лители напряжения, приспособленные для регулировки усиления
изменением регулирующего напряжения;

-	детекторы для получения регулирующих напряжений путем
выпрямления сигнала;

-	дополнительные усилители для увеличения регулирующего
напряжения при необходимости повысить эффективность системы
АРУ;

-	фильтры нижних частот;

-	цепи, обеспечивающие пороговое напряжение для получения
регулировки с задержкой.
В зависимости от способа подачи регулирующего напряжения
(фактически, по принципу построения) системы АРУ делятся на:

-	системы АРУ без обратной связи (прямого действия, регули-
ровка «вперед»);

-	системы АРУ с обратной связью (обратного действия, регули-
ровка «назад»);

-	комбинированные системы.

Упрощенная структурная схема РПУ, снабженная системой АРУ
«вперед», представлена на рис. 15.2.

Схема содержит усилитель АРУ, детектор АРУ и ФНЧ. Регули-
рующее напряжение получается путем усиления и выпрямления
входного напряжения и не зависит от напряжения на выходе. С
ФНЧ регулирующее напряжение подается на регулируемые каска-
ды. В данной схеме все они находятся за элементом, в котором
производится оценка уровня сигнала (за точкой съема сигнала на
систему АРУ). В идеальной системе регулирующее напряжение
(Урег) пропорционально входному сигналу. Коэффициент усиления
регулируемых каскадов уменьшается с ростом входного сигнала и,
следовательно, с ростом регулирующего напряжения.

Учитывая, что С/вых = КУвк и если С/вх увеличивается, то К
уменьшается, их произведение может оставаться постоянным. По-
этому в такой схеме принципиально можно получить на выходе
приемника постоянный уровень сигнала при изменении сигнала на
входе (С'выхтах =^выхт1п). т.е. практически идеальную характери-
стику регулирования.

Однако практически добиться этого не удается. Ведь если охва-
тить регулировкой и первые каскады приемника, то в цепи АРУ
нужно иметь усиление того же порядка, что и в основном радио-
тракте (К» 1СГ...105). Это сильно усложнит схему приемника. Кроме
того, в такой схеме при сильном сигнале в усилителе АРУ неизбеж-
но возникнут нелинейные искажения, которые нарушат пропорцио-
нальность напряжения регулирования при изменении уровня сигна-
ла. Если же снимать напряжение с какого-либо промежуточного
каскада, то все предыдущие не будут подвергаться регулировке
и могут перегружаться. Поэтому на практике прямая регулировка
в описанном виде, как правило, не применяется.

Схема приемника с обратной регулировкой (с петлей обратной
связи) представлена на рис. 15.3.

Так же, как и предыдущая схема, она содержит детектор
и фильтр низких частот (ФНЧ). Регулирующее напряжение, снима-
емое с выхода ФНЧ, пропорционально выходному напряжению при-
298

Система АРУ «вперед»

Рис. 15.2. Структурная схема РПУ с системой АРУ «вперед»

Глава 15
299

Система АРУ «назад»

Рис. 15.3. Структурная схема РПУ с системой АРУ «назад»

Автоматические регулировки усиления
емника (сигнал на детектор АРУ подается с выхода тракта УПЧ или
с его предпоследнего каскада). ФНЧ осуществляет не только
фильтрацию, подавление колебаний промежуточной частоты на
выходе детектора, но и в значительной мере определяет быстро-
действие схемы (инерционность системы АРУ и скорость ее сраба-
тывания). При увеличении напряжения сигнала на выходе приемни-
ка возрастает постоянное напряжение регулирования на выходе
детектора и фильтра. Воздействуя на элементы регулирования в
тракте, это напряжение уменьшает его коэффициент усиления. Чем
больше амплитуда входного сигнала, тем меньше коэффициент
усиления тракта.

В данной системе АРУ получить полную стабильность уровня
выходного напряжения приемника невозможно. Действительно, не-
обходимое снижение усиления достигается за счет роста регули-
рующего напряжения на выходе детектора АРУ.

Однако такой рост может происходить только за счет роста на-
пряжения на выходе приемника (т.е. сам процесс регулирования
предполагает наличие изменений напряжения сигнала). Увеличить
амплитуду регулирующего напряжения можно введением в схему
дополнительных усилителей АРУ (УПЧ или УПТ).

Для объединения достоинств обоих типов схем (стабильности
обратной АРУ и возможности получения идеальной характеристики -
в прямой) иногда используют комбинированную схему АРУ (рис.
15.4), в которой:

-	основная регулировка обеспечивается системой АРУ с обрат-
ной связью в первом усилителе, который, как правило, содержит
несколько регулируемых каскадов;

-	дополнительная (в меньшем числе каскадов) - системой АРУ
«вперед».

Регулирующее напряжение формируется путем выпрямления
напряжения с выхода первой секции усиления. Требования к каче-
ству регулирования здесь относительно невысоки, т.е. допускается
сравнительно сильное (например, в несколько раз) изменение на-
пряжения на выходе секции, что упрощает реализацию регулиров-
ки. В то же время регулирующее напряжение служит и для прямой
регулировки усиления второй секции, в которую может быть выде-
лен, например, последний усилительный каскад. Поскольку на вто-
рую секцию возлагается задача изменять усиление лишь в несколь-
ко раз, пределы изменения напряжения на ее выходе будут невели-
ки. Кроме того, в цепи АРУ используется сигнал, уже усиленный в
первой секции, т.е. не требуется дополнительного усилителя с боль-
Рис. 15.4. Схема комбинированной АРУ

шим коэффициентом усиления, который необходим в обычной сис-
теме АРУ «вперед». Таким образом, при небольшом усложнении
схемы АРУ можно добиться более высокого качества регулирования.

Виды схем обратных АРУ

Сложность и особенности системы АРУ обратного действия во
многом определяются составом входящих в нее элементов. По ви-
ду схемной реализации различают:

-	простую схему АРУ;

-	схему АРУ с задержкой;

-	схему АРУ с задержкой и усилением.

Эффективность и принцип функционирования систем АРУ раз-
ных типов удобно проследить по амплитудной характеристике при-
емника (рис. 15.5).

Кривая 1 представляет собой амплитудную характеристику при-
емника без системы АРУ. Загиб кривой соответствует переходу
приемника в нелинейный режим. Тангенс угла наклона соответст-
вует коэффициенту усиления приемника.

Кривая 2 представляет собой амплитудную характеристику при-
емника, снабженного простой системой АРУ, схема которой пред-
ставлена на рис. 15.6. Основными элементами являются детектор
АРУ и ФНЧ АРУ. В этой схеме, начиная с малых входных сигналов,
на выходе детектора АРУ появляется регулирующее напряжение,
уменьшающее коэффициент усиления (когда уменьшение усиления
не имеет смысла). С ростом входного напряжения приемника ко-
эффициент усиления снижается (уменьшается наклон кривой).
Рис. 15.5. Амплитудные характеристики приемника:

1 - без АРУ; 2- при простой АРУ; 3- при АРУ с задержкой;

4 - при АРУ с задержкой и усилением

Уменьшение коэффициента усиления в режиме приема слабых
сигналов является недостатком простой схемы АРУ. Этот очевид-
ный недостаток приводит также к трудности реализации постоянст-
ва выходного напряжения приемника. Обычно такая схема мало-
эффективна. Если рассчитать схему так, чтобы при малых входных
сигналах коэффициент усиления снижался незначительно, то уве-
личение уровня сигнала приведет к перегрузке каскадов.

Если стремиться избежать перегрузки каскадов в области силь-
ных сигналов, то К уменьшается и в области слабых сигналов.

Рис. 15.6. Структурная схема простой АРУ
Рис. 15.7. Структурная схема системы АРУ с задержкой

Указанный недостаток устраняется в системе АРУ с задержкой.
В этой системе, если уровень сигнала не превосходит определен-
ной величины, детектор системы заперт напряжением задержки
(Лад, вследствие чего система АРУ отключена (рис. 15.7).

На практике задержка выбирается так, чтобы система АРУ начала
работать при отношении сигнала к собственному шуму приемника,
пересчитанному на вход, большем единицы (обычно на 6...10дБ).
Если напряжение сигнала превосходит данный уровень, система АРУ
включается, уменьшая коэффициент усиления. Амплитудная харак-
теристика приемника с задержанной АРУ представлена кривой 3 (см.
рис. 15.5). Система не влияет на усиление приемника до тех пор, по-
ка напряжение сигнала на выходе не превысит (7вх0-

Если получаемого с детектора АРУ напряжения недостаточно
для полного использования допустимых пределов регулирования,
то в цепь АРУ вводят дополнительное усиление. Такие системы
называют усиленными с задержкой (рис. 15.8). Усиление может
вводиться до детектора (в виде УПЧ АРУ), либо после детектора
(с помощью УПТ). Последний вариант из-за дрейфа нуля УПТ ис-
пользуется реже. Задержка регулирования в такой схеме осуществ-
ляется путем подачи запирающего напряжения на детектор АРУ,
в УПТ или путем последовательного включения стабилитрона в
цепь обратной связи. При введении задержки до ФНЧ на уровень
управляющего сигнала системы АРУ влияет глубина модуляции
сигнала. Если такое явление нежелательно, то задержка должна
вводиться в цепь обратной связи после ФНЧ. Работа данной сис-
темы характеризуется кривой 4.
Рис. 15.8. Структурная схема системы АРУ с задержкой и усилением

Полученное в цепи АРУ напряжение регулирования может быть
использовано для регулировки усиления любым из способов, рас-
смотренных для схем ручного регулирования.

15.2. Характеристики систем АРУ

Основным параметром системы АРУ, характеризующим ее эф-
фективность, является глубина регулирования. Как и в случае руч-
ной регулировки, требуемая глубина регулирования Ор зависит от
пределов изменения напряжения на входе т = Еатах / Еа0 и допус-
тимых пределов изменения сигнала на выходе р = идемдоп/ Ццемном
и выражается через эти параметры

0 _ ^гпах _

₽ ^шт Р

(15.1)

Эти пределы оговариваются в техническом задании на проекти-
рование приемника. Обычно диапазон регулирования, как и при
РРУ, должен составлять величину Ор = Ю4...Ю5 (80...100 дБ).

Зная динамический диапазон регулирования, можно определить
требуемое число регулируемых каскадов, а также число усилитель-
ных каскадов в цепи АРУ. Для этого строится характеристика регули-
рования АРУ - зависимость коэффициента усиления радиотракта от
Рис. 15.9. Характеристика регулирования АРУ

параметра регулирования, т.е. К = / (С/рег)- Ее примерный вид пред-
ставлен на рис. 15.9.

Рассчитать минимальное значение коэффициента усиления ра-
диотракта, при котором обеспечивается требуемый динамический
диапазон регулирования системы АРУ, позволяет соотношение (15.1)

К —К

/Лгп1П /Лгпах _ •
т

Используя полученное значение, по характеристике регулирова-
ния можно определить максимальное значение регулирующего на-
пряжения (Урегтах, при котором обеспечивается требуемый коэффи-
циент усиления Ктт. Если величина 1/регтах превышает минимальное
выходное напряжение, то система АРУ должна быть усиленной.

Коэффициент усиления системы АРУ находится из выражения

Цэегтах

АРУ ~ у;	‘

^ВЫХГП1п(Р V

С учетом того, что каскады усиления в системе АРУ аналогичны
каскадам усиления в тракте ОПЧ и обеспечивают такое же усиле-
ние, число каскадов в усилителе АРУ определяется по формуле

„	_ ^АРУ

"АРУ “ 77	•

АЮПЧ

Число регулируемых каскадов можно определить из следующих
соображений:
-	система АРУ воздействует на те же каскады, что и РРУ. Из
рассмотренных методов регулировки усиления в профессиональ-
ных приемниках применяются режимные регулировки и регулировки
с помощью межкаскадных управляемых делителей;

-	режимная регулировка используется, как правило, в преселек-
торе, так как реактивные элементы делителей (диоды, транзисто-
ры, варикапы) при их размещении в радиотракте существенно
ухудшают многосигнальную избирательность приемника. Однако
необходимо учитывать и то, что в преселекторах, особенно выпол-
ненных на биполярных транзисторах, при изменении режима рабо-
ты по постоянному току изменяются входная и выходная проводи-
мости, входная и выходная емкости, что приводит к расстройке кас-
када и изменению избирательности;

-	при регулировке усиления с помощью управляемых делителей
они включаются, как правило, после фильтров в тракте первой
промежуточной частоты и в первых каскадах тракта основной про-
межуточной частоты. С учетом того, что диодно-резистивные дели-
тели обеспечивают изменение напряжения примерно на 20 дБ,
а транзисторные - до 30 дБ, для обеспечения требуемого динами-
ческого диапазона регулирования усиления практически достаточно
двух-трех каскадов с управляемыми делителями (один в тракте
1 ПЧ, один-два - в тракте ОПЧ);

-	в профессиональных приемниках (особенно ВЧ диапазона) на
входе обязательно предусматривается аттенюатор для регулировки
чувствительности. Уменьшая коэффициент передачи аттенюатора
при действии отдельных мощных сосредоточенных помех или груп-
пового радиосигнала большой мощности, можно в значительной
мере повысить многосигнальную избирательность приемника и по-
мехозащищенность его ВЧ тракта за счет пропорционального
уменьшения интенсивности шумов нелинейного происхождения.
Для повышения эффективности действия аттенюатора изменение
его коэффициента ослабления (обычно до 30...40 дБ с различной
дискретностью) должно производиться автоматически в соответст-
вии с интенсивностью воздействующих помех (так называемая
адаптивная регулировка чувствительности).

В отличие от системы РРУ система АРУ характеризуется и ди-
намическими показателями, такими как вид переходных процессов
в системе, скорость регулирования, оцениваемая постоянной вре-
мени регулирования тАРУ. По своим инерционным свойствам систе-
мы АРУ разделяются на быстродействующие и инерционные.
Практически все системы АРУ приемников непрерывных сигналов
являются инерционными.
Амплитуда сигнала в приемнике может изменяться, в основном,
по двум причинам:

-	при использовании амплитудной модуляции для передачи ин-
формации в системе связи;

-	из-за замираний, при которых уровень сигнала на входе РПУ
изменяется по случайному закону в очень широких пределах.

При этом система АРУ должна устранять только замирания сиг-
нала, но не должна реагировать на полезные изменения амплитуды
АМ сигнала, что обеспечивается с помощью фильтра АРУ, который
определяет длительность переходных процессов в системе. Это
осуществляется изменением постоянной времени Тф ФНЧ в зависи-
мости от вида и частоты модуляции и скорости флуктуации сигнала.

В связи с тем, что фильтр АРУ не идеален, при неправильном
выборе количества звеньев ФНЧ и их параметров переходные про-
цессы могут принять колебательный характер, что исключает воз-
можность нормального радиоприема.

Так как система АРУ представляет собой систему с обратной свя-
зью, то при определенных условиях эта связь может стать положи-
тельной, что может привести к самовозбуждению кольца АРУ. Это
проявляется в виде появления на выходе низкочастотного фона при
подаче на вход приемника даже немодулированного колебания.

Неправильный выбор тф может привести к изменению закона
модуляции (например, при приёме АМ колебаний). Если тф мала, то
регулирующее напряжение будет содержать не отфильтрованную
низкочастотную составляющую модулирующего сигнала. Это зна-
чит, что при увеличении полезного сигнала за счет амплитудной
модуляции в приемнике будет наблюдаться уменьшение усиления
и, следовательно, замедлится возрастание амплитуды. При умень-
шении амплитуды полезного сигнала, наоборот, усиление будет
расти. Другими словами, если тф мала, то будет происходить
уменьшение глубины модуляции АМ сигнала и снижение качества
приема.

Возможны и частотные искажения сигнала, так как величина
низкочастотного напряжения на выходе фильтра АРУ будет зави-
сеть от частоты модуляции.

Поэтому на практике постоянная времени фильтра АРУ выбира-
ется в 2...5 раз больше, чем период самой низкочастотной состав-
ляющей в спектре сигнала. Следовательно, величина тф должна
быть ограничена снизу и составлять

тф=(2...5)Т„,
где Тн - период самой низкой модулирующей частоты.

В свою очередь, увеличение тф приводит к снижению быстро-
действия системы АРУ. При большой тф система не будет успевать
за замираниями сигнала. Можно показать, что скачок амплитуды
входного сигнала на величину приведет к переходным процес-
сам, представленным на рис. 15.10.

В начальный момент времени (0, благодаря инерционным свой-
ствам, напряжение на выходе фильтра равно нулю, коэффициент
усиления тракта максимальный, напряжение на выходе тракта мак-
симально. Предположим, что С/вх скачком возросло на величину
Д1/вх. Из-за наличия в цепи инерционных элементов (в предположе-
нии, что ФНЧ - однозвенный ЯС фильтр) регулирующее напряже-
ние изменяется не скачком, а растет по экспоненциальному апе-
риодическому закону с постоянной времени, определяемой выра-
жением

_________ТФ_________ ТФ _ ^1^1

АРУ 1 + Свх5рКдКфКАРу Кр Кр '

где Зр - крутизна характеристики регулирования 8р =-\К1\ир22 ',
Кф - коэффициенты передач детектора и фильтра АРУ; Кр - ко-
эффициент регулирования системы АРУ; тф =С^ - постоянная
времени фильтра АРУ.

Это приводит к уменьшению К усилителя, что в свою очередь
вызовет уменьшение С/вых и соответственно изменение законов на-
растания (Урег и уменьшения К\ как следствие характер уменьшения
С/вых становится сложным. Все это говорит о том, что в усилителе
с АРУ возникает переходный процесс, и прежде чем напряжение на
его выходе установится, проходит определенное время.

Следовательно, выбор постоянной времени в цепи АРУ и схем-
ная реализация ФНЧ определяют устойчивость работы кольца АРУ.

Таким образом, для выбора постоянной времени АРУ необхо-
димо учитывать как скорость замираний, так и вид спектра модули-
рующего сигнала.

Обычно при приеме телефонных передач с использованием ам-
плитудной модуляции низкочастотные составляющие спектра мо-
дулирующего сигнала находятся на частотах Гт]п= 50... 100Гц, по-
этому выбирают Тару = 0,05...0,1 с, для телеграфных слуховых сиг-
налов постоянная времени фильтра АРУ зависит от скорости теле-
графирования и лежит в пределах тАРУ = 0,1 ...1 с.
Рис. 15.10. Переходные процессы в системе АРУ

Заметим, что если поиск сигнала по частоте и перестройке РПУ
осуществляется быстро, то целесообразно либо отключить систему
АРУ вообще, либо постоянную времени фильтра выбрать мини-
мальной.

15.3. Цифровая АРУ

Как правило, современные устройства приема и обработки сигна-
лов характеризуются значительной степенью автоматизации процес-
сов. При этом необходимо отметить, что большинство блоков выпол-
няется с применением цифровой элементной базы. Не стала исклю-
чением и система автоматической регулировки усиления.

Система автоматического регулирования называется цифровой,
если выходная величина какого-либо из ее элементов имеет дис-
кретный характер. Преобразование непрерывных сигналов в дис-
Рис. 15.11. Обобщенная схема цифровой системы АРУ
кретные предполагает наличие в системе в качестве обязательных
элементов цифро-аналогового и аналого-цифрового преобразователей
(ЦАП и АЦП). Принцип работы цифровой АРУ можно рассмотреть по
обобщенной функциональной схеме, приведенной на рис. 15.11.

Непрерывное задающее воздействие ирег(1) при помощи АЦП
преобразуется в цифровую форму. Та же самая операция произво-
дится и с пороговым сигналом С/Пор(0- Полученные дискретные ве-
личины сравниваются между собой и их разность (сигнал рассогла-
сования) подается на цифровое вычислительное устройство (ЦВУ),
которое преобразует ее в соответствии с заложенной программой
в управляющее воздействие. Выходной дискетный сигнал ЦВУ пре-
образуется в непрерывный с помощью ЦАП и осуществляет изме-
нение усиления в регулируемых каскадах. Необходимо отметить,
что существуют и полностью дискретные системы АРУ, состоящие
только из цифровых элементов.

Так как с выхода АЦП информация о входном воздействии по-
ступает лишь в дискретные моменты времени, то происходит неко-
торая потеря информации, что в определенной степени влияет на
точность цифровой системы АРУ.

Однако система ЦАРУ обладает целым рядом преимуществ пе-
ред непрерывными системами:

-	гибкость - с их помощью можно осуществлять управление
процессами в нескольких управляемых объектах одновременно,
например, объединить в единое целое системы автоматической
регулировки усиления и чувствительности;

-	возможность реализации микропроцессорного управления
системой;

-	цифровые системы обеспечивают более высокую точность пере-
дачи и преобразования сигнала рассогласования, особенно при его
изменении по какому-либо сложному закону, чем достигается, несмот-
ря на частичную потерю информации при АЦП и ЦАП, более высокая
точность регулирования по сравнению с непрерывными системами;

-	как правило, цифровые устройства для измерения ошибок об-
ладают более высокой чувствительностью, чем аналоговые;

-	цифровые системы во многих случаях оказываются проще в
конструктивном отношении аналогичных непрерывных систем.

Данные преимущества обусловили применение именно цифро-
вых систем АРУ в радиоприемных устройствах последних поколе-
ний. В общем виде структурную схему такой системы можно пред-
ставить в следующем виде (рис. 15.12).

Рис. 15.12. Вариант обобщенной структурной схемы
ЦАРУ радиоприемного устройства
Предварительно усиленный сигнал на промежуточной частоте
подается на амплитудный детектор АРУ, с выхода которого посту-
пает на интегрирующий фильтр. Постоянная времени данного
фильтра может изменяться по командам, поступающим по шине
управления, и определяет инерционность системы ЦАРУ. Таким
образом, система АРУ работает в режиме задержки регулирования,
т.е. вырабатываемое ей напряжение при исчезновении или резком
уменьшении сигнала в течение времени задержки (тдРУ) остается на
неизменном уровне, чтобы затем относительно быстро перейти к
более низкому уровню (режим «спада»). С другой стороны, при уве-
личении мощности сигнала система срабатывает достаточно быст-
ро (режим «нарастания»), уменьшая коэффициент усиления. Такой
принцип работы ЦАРУ характерен для сигналов с АТ (А1А) и АОМ
(НЗЕ, ВЗЕ, ЗЗЕ). Соотношение постоянных времени при нарастании
и спаде сигнала меняется с точностью до наоборот при приеме
сигналов с ЧТ (Е1 В), для сигналов же с АМ (АЗЕ) они, как правило,
одинаковы.

С выхода ИФ сигнал после АЦП поступает на пороговый компа-
ратор уровней. На второй вход компаратора подается после опера-
ции АЦП пороговое напряжение. Как правило, порог срабатывания
системы АРУ также регулируется в необходимых пределах. На вы-
ходе компаратора формируются импульсные сигналы управления,
которые через устройство сопряжения (УС) по шине управления
поступают на микропроцессорную систему управления. В зависимо-
сти от них, а также от сигналов органов управления приемника, МП
вырабатывает управляющие сигналы для регулируемых каскадов.

Воздействие на них может осуществляться как в цифровой, так
и в аналоговой форме:

-	как правило, в цифровом виде осуществляется изменение ко-
эффициента передачи управляемых аттенюаторов, которые могут
быть расположены как в тракте принимаемой, так и промежуточной
частот. Чаще всего управление ими производится с помощью элек-
тронных коммутаторов путем подачи на их управляющие входы
л-разрядного двоичного кода;

-	для формирования аналогового напряжения АРУ используется
ЦАП с ФНЧ, управляющее напряжение с которых воздействует на
регулируемые усилительные каскады.

Необходимо отметить, что с системой ЦАРУ тесно связана и ра-
ботает ручная регулировка усиления. Таким образом достигается
необходимый динамический диапазон регулировки усиления, обес-
печивается квазиплавное регулирование усиления в требуемом
диапазоне, осуществляется автоматическое регулирование чувст-
вительности радиоприемного устройства.

•••

При быстрых и хаотических изменениях сигнала, обусловленных
особенностями среды распространения, необходимо использова-
ние автоматических систем регулирования.

Система АРУ необходима для поддержания уровня сигнала на
выходе приемника изменяющимся в допустимых пределах при зна-
чительном изменении уровня сигнала на входе.

В современных РПУ наибольшее применение нашли усиленные,
задержанные системы АРУ.

Структура и параметры системы АРУ определяются требуемой
эффективностью регулирования.

Инерционные свойства системы АРУ определяются видом при-
нимаемого сигнала и скоростью изменения его уровня.
АВТОМАТИЧЕСКАЯ НАСТРОЙКА И ПОДСТРОЙКА
ЧАСТОТЫ

Для приема сигнала от требуемой станции в РПУ необходимо
выполнить ряд операций управления: включение аппаратуры, на-
стройку на частоту сигнала, коммутацию соответствующих фильт-
ров, подключение оконечных устройств и т.д. Среди названных
важными операциями являются:

-	настройка приемника на требуемую рабочую частоту, вклю-
чающая в себя установку необходимых частот гетеродинов (в про-
фессиональных приемниках супергетеродинного типа) и настройку
резонансных цепей преселектора;

-	поддержание стабильности установленной частоты в процессе
приема для ведения связи без подстройки.

Создание синтезаторов частот позволяет сравнительно легко
автоматизировать в приемнике установку частот гетеродинов
с очень малым временем срабатывания. Применение системы ав-
томатической подстройки частоты (АПЧ) позволяет осуществлять
коррекцию неточности первоначальной установки частоты настрой-
ки приемника и уменьшить расстройку, возникающую в процессе
приема сигнала за счет нестабильности гетеродина приемника
и несущей частоты сигнала.

При перестройке радиоприемника в широком диапазоне необхо-
димо обеспечить быструю настройку на любую частоту при одно-
временном сохранении его основных технических характеристик
в пределах допустимых значений. При этом основные трудности
возникают при решении следующих задач:

-	обеспечение равномерности чувствительности и избиратель-
ности во всем диапазоне рабочих частот;

-	обеспечение заданной частотной точности настройки;

-	обеспечение заданной скорости перестройки;

-	обеспечение заданных (минимально возможных) размеров
системы перестройки.

Решение первых двух задач может быть обеспечено только раз-
бивкой всего диапазона рабочих частот радиоприемника на под-
диапазоны, но при этом существенно усложняется решение двух
последних задач.

Избавиться от необходимости разбивки диапазона частот на
поддиапазоны в настоящее время не удается, поскольку современ-
ные настроечные элементы, используемые в радиоприемной тех-
нике, не позволяют осуществить необходимое перекрытие по час-
тоте. Кроме того, невозможно обеспечить равномерность чувстви-
тельности и избирательности радиоприемника при перестройке его
в широком диапазоне.

Следовательно, наибольшие трудности для процесса автомати-
зации настройки вызывает быстрая автоматическая перестройка
приемника, при которой происходит включение нужного поддиапа-
зона и перестройка резонансных систем.

Системы АПЧ, применяемые в РПУ, по назначению и характеру
решаемых задач можно разделить на два основные класса:

1.	Системы АПЧ, представляющие собой следящие узкополос-
ные фильтры.

2.	Системы АПЧ, обеспечивающие стабилизацию промежуточ-
ной частоты на выходе преобразователя частоты.

Первый класс систем АПЧ представляет собой по существу из-
бирательные четырехполюсники со следящей настройкой, приме-
няемые для узкополосного выделения сигналов на фоне помех.
Такие системы широко применяются в синтезаторах частоты для
выделения одного колебания из сетки частот.

Системы второго класса позволяют уменьшить изменения про-
межуточной частоты приемника, обусловленные различными дес-
табилизирующими факторами: нестабильностью несущей частоты
передатчика, нестабильностью частоты гетеродинов приемника и
т.д. Такая стабилизация частоты позволяет избежать излишнего
расширения полосы пропускания приемника.

Целью данной главы является рассмотрение особенностей по-
строения систем автоматической настройки приемников на рабочую
частоту и систем АПЧ второго класса.

16.1. Назначение, принципы построения
и типы систем АНП и АПЧ

Для современных РПУ характерна автоматизация процессов на-
стройки. При этом, как правило, предусматривается возможность
реализации местного и дистанционного управления РПУ, а также
работы приемника по программе перестройки. Цепь автоматиче-
ской настройки приемника (АНП) на рабочую частоту должна обес-
печить:

-	переключение всех необходимых элементов при переходе с
одной частоты на другую;

-	подстройку этих элементов при воздействии дестабилизирую-
щих факторов для обеспечения требуемой частотной точности.

В общем случае система автоматической настройки относится к
системам автоматического регулирования, в основе которых лежит
использование разности, получающейся при сравнении регулируе-
мого параметра с номинальным значением, для компенсации от-
клонения значения регулируемого параметра. Как правило, в со-
временных РПУ таким регулируемым параметром является проме-
жуточная частота приемника. Принцип автоматической настройки
приемника представлен на рис. 16.1.

После набора нужного значения частоты на тастатуре на выходе
ФСС пропадает равенство промежуточной частоты своему номина-
лу и сравнивающий элемент СЭ вырабатывает специальный
управляющий сигнал, свидетельствующий о начале настройки.
В приведенной схеме перестройке подвергаются селективные цепи
преселектора и гетеродина (синтезатора частоты) до тех пор, пока
промежуточная частота на выходе фильтра сосредоточенной се-
лекции ФСС не станет равной номинальной. При этом цепью
управления ЦУ формируется команда, по которой цепь настройки
ЦН формирует требуемые значения настроечных элементов прессе-

СМ	УПЧ ФСС

Рис. 16.1. Принцип автоматической настройки приемника
лектора и гетеродина. В процессе настройки выбирается нужный
поддиапазон, устанавливается необходимая частота гетеродина и
осуществляется перестройка резонансных цепей преселектора в
пределах выбранного поддиапазона. После окончания настройки
РПУ готов к приему, о чем также свидетельствует специальный
сигнал.

Большинство систем автоматической настройки РПУ в зависи-
мости от применяемых способов управления можно разделить на:

-	электромеханические;

-	электронные;

-	комбинированные.

В электромеханических системах обычно используется электро-
двигатель, а настройка осуществляется с помощью конденсаторов
переменной емкости (КПЕ). Применение КПЕ обусловливается ря-
дом его достоинств, таких как большой коэффициент перекрытия
по емкости, высокая добротность и линейность контура с КПЕ.
К недостаткам можно отнести большие габариты узла настройки
и ограниченное из-за сложности конструкции число синхронно пе-
рестраиваемых по высокой частоте контуров, невысокую надеж-
ность и, что существенно, значительное время настройки.

Вариант перестройки в пределах поддиапазона с общим усили-
телем радиочастоты и общим блоком настроечных элементов при-
веден на рис. 16.2.

Этот вариант широко использовался в радиоприемниках первых
поколений, когда УВЧ выполнялся на лампах или дискретных тран-
зисторах, а в качестве настроечного элемента использовался гро-
моздкий и дорогостоящий блок конденсаторов переменной емкости.
При переключении поддиапазонов к УВЧ и конденсатору перемен-
ной емкости подключались контуры входного устройства и резо-
нансной нагрузки усилителя, рассчитанные для работы в конкрет-
ном поддиапазоне.

В электронных системах электромеханические устройства ис-
ключены, а настройка избирательных систем осуществляется из-
менением емкости варикапов. К достоинствам электронной на-
стройки можно отнести:

-	малые габариты и массу;

-	практическую безынерционность изменения емкости варикапа,
сводящую к минимуму время настройки;

-	малую мощность источника управляющего напряжения, опре-
деляющую экономичность такого способа настройки;

-	сравнительно высокую стабильность параметров варикапа при
Рис. 16.2. Схема перестройки радиоприемника с общим УВЧ и общим
блоком настроечных элементов

изменении температуры окружающей среды и нечувствительность к
вибрациям;

-	большой реализуемый коэффициент перекрытия емкости.

При варикапной настройке сравнительно просто осуществляется
увеличение числа одновременно перестраиваемых колебательных
контуров. Отсутствие механической оси, объединяющей пере-
страиваемые селективные цепи при механической настройке, по-
зволяет располагать варикапы непосредственно в колебательных
контурах (рис. 16.3, на схеме элементы перестройки показаны в
виде условного обозначения варикапов). Это позволило упростить
конструкцию системы переключения поддиапазонов, улучшить ха-
рактеристики радиоприемника за счет возможности индивидуально-
го подбора параметров настроечного элемента для каждого кон-
кретного поддиапазона, а также уменьшить паразитные связи меж-
ду отдельными каскадами.

Бурное развитие полупроводниковой микросхемотехники и по-
явление недорогих микросхем усилителей высокой частоты дало
возможность использования индивидуальных УВЧ в каждом под-
диапазоне радиоприемника. При этом улучшаются условия сог
пасования УВЧ с резонансными системами в каждом поддиапазоне,
Рис. 16.3. Система перестройки радиоприемника с общим УВЧ
и индивидуальными элементами перестройки в каждом поддиапазоне

проще решается задача обеспечения равномерности чувствитель-
ности и избирательности. Кроме того, значительно упрощается кон-
струкция системы переключения поддиапазонов (в ряде случаев
переключение поддиапазонов производится простой коммутацией
питающих напряжений на соответствующие УВЧ). Вариант подоб-
ной схемы приведен на рис. 16.4.

Значительно упростить процесс автоматической настройки по-
зволяет использование неперестраиваемых широкополосных пре-
селекторов. В этом случае антенна, УВЧ и преобразователь часто-
ты приемника согласуются между собой с помощью широкополос-
ных трансформаторов. Настройка приемника обеспечивается уста-
новкой частот гетеродина, при этом время настройки минимально.
Необходимый поддиапазон в профессиональных приемниках вы-
бирается, как правило, электронным способом, при котором пере-
ключение поддиапазонов выполняется с помощью следующих ком-
мутационных элементов:

-	высокочастотных реле;

-	герконовых переключателей;

-	переключателей на основе биполярных или полевых транзи-
сторов (коммутационных микросхем);
ПОДДИАПАЗОН

« НАСТРОЙКА

Рис. 16.4. Система перестройки радиоприемника с индивидуальными УВЧ и
индивидуальными элементами перестройки

-	коммутационных рЧ-п диодов.

Основным достоинством электрического способа является вы-
сокая скорость переключения поддиапазонов, определяемая вре-
менем срабатывания коммутационных элементов.

Кроме требования по малому времени срабатывания к коммута-
ционным элементам предъявляются также следующие основные
требования:

-	сопротивление в замкнутом состоянии не должно превышать
единиц ом;

-	сопротивление в разомкнутом состоянии должно быть не ме-
нее единиц мегаом;

-	проходная емкость в разомкнутом состоянии должна быть не
более нескольких пикофарад;

-	коммутационный элемент должен выдерживать 106...108 цик-
лов переключений.

В соответствии с приведенными требованиями, а также с учетом
стоимостных характеристик, наибольшее распространение в ра-
диоприемной технике получили коммутационные диоды.

Электронная система настройки может быть реализована на ос-
Автоматическая настройка и подстройка частоты
нове аналоговых и цифровых устройств (аналоговая и цифровая
электронная настройки).

В приемниках все большее применение находит цифровая элек-
тронная настройка. В профессиональных РПУ декаметрового диа-
пазона широко используется способ настройки приемников, при
котором весь ДРЧ разбивается на ряд поддиапазонов и перекрыва-
ется неперестраиваемыми полосовыми фильтрами с запасом по
взаимному перекрытию. При настройке преселектора все сводится
к коммутации фильтра, в полосе пропускания которого находится
частота принимаемого сигнала. Коммутируются фильтры цепью
управления, которая обеспечивает автоматическое срабатывание
исполнительного реле нужного поддиапазона. Все большее приме-
нение в электронных коммутаторах в высокочастотных цепях при-
емников находят герконы и полупроводниковые коммутационные
диоды.

Необходимая рабочая частота набирается на тастатуре. Для
контроля набираемой частоты предусматривается цифровой инди-
катор. Набранное на тастатуре число, соответствующее частоте
принимаемого сигнала, преобразуется в преобразователе кодов
(ПК) из десятичного числа в двоичный код, который позволяет од-
нозначно выбрать нужный фильтр преселектора (поддиапазон).
Упрощенная структурная схема включения требуемого фильтра ВУ
или поддиапазона (рис. 16.5) содержит блок записи частоты прини-
маемого сигнала, дешифратор поддиапазонов (ДШ), электронные
коммутаторы фильтров преселектора (поддиапазонов) и цифровой
индикатор ЦИ. Блок записи частоты включает в себя тастатуру,
преобразователь кода ПК и оперативное запоминающее устройство
ОЗУ, позволяющие уменьшить время перестройки.

Тастатура представляет собой поле клавиш с цифрами от 0 до 9
и кнопки «Сброс». При перестройке РПУ на другую частоту необхо-
димо стереть прежнюю частоту настройки нажатием кнопки
«Сброс» и набрать значение новой частоты.

В такой схеме легко реализуется дистанционное управление на-
стройкой РПУ, сигналы которого воздействуют на дешифратор под-
диапазонов, минуя тастатуру и преобразователь кода ПК.

Дешифратор поддиапазонов вырабатывает сигналы управления
для включения соответствующего поддиапазона. Частота высвечи-
вается на цифровом индикаторе ЦИ.

Цепь настройки вырабатывает необходимые управляющие сиг-
налы для настройки гетеродина (синтезатора частоты) на требуе-
мую частоту.
ВхУ

Рис. 16.5. Принцип цифровой электронной настройки РПУ
с неперестраиваемыми полосовыми фильтрами в преселекторе

Функции, выполняемые ЦИ в РПУ, могут быть различными. В
простейшем варианте ЦИ по коду, снимаемому с выхода блока за-
писи частоты, фиксирует набранную на тастатуре частоту. В ряде
РПУ ЦИ не только измеряет текущее значение частоты, но и срав-
нивает его с требуемым значением, записанным в память ОЗУ, оп-
ределяет разность этих частот и вырабатывает число, пропорцио-
нальное этой разнице, которое после преобразования в ЦАП может
использоваться для коррекции частоты гетеродина приемника.

В общем случае для обеспечения требуемой точности настройки
приемника при воздействии дестабилизирующих факторов предна-
значена система автоматической подстройки частоты (АПЧ). Про-
цесс автоподстройки частоты - автоматически управляемое воз-
действие соответствующих элементов на частоту стабилизируемого
устройства. В приемнике супергетеродинного типа случайные из-
менения частоты гетеродина приводят к изменениям промежуточ-
ной частоты = 4 - 4. Поэтому задача АПЧ сводится к подстройке
частоты гетеродина для точного соответствия частоты частоте,
на которую настроен тракт ПЧ, т.е. /пч = (,чном. Упрощенная схема
приемника, снабженного системой АПЧ, показана на рис. 16.6.

Система АПЧ является системой обратного регулирования, в ко-
торую кроме элементов основного тракта приемника входят допол-
нительные элементы - дискриминатор (сравнивающее устройство)
Цепь АПЧ

Рис. 16.6. Структурная схема приемника с системой АПЧ

и управляющий (реактивный) элемент (РЭ). Отклонение промежу-
точной частоты от эталонной М = /тном - /пч, возникающее за счет
нестабильности частоты гетеродина или сигнала, вызывает появ-
ление управляющего напряжения, зависящего от величины откло-
нения на выходе дискриминатора. Данное напряжение, воздействуя
на управитель и гетеродин, стремится уменьшить его расстройку.

Такая система АПЧ работоспособна только при наличии на вхо-
де приемника сигнала, однако обеспечивает подстройку приемника
как при изменении частоты гетеродина 4. так и при изменении час-
тоты сигнала 4 в передатчике.

По виду управляющих элементов системы АПЧ также делят на
электронные и электромеханические. В первых изменение частоты
гетеродина происходит при изменении емкости варикапов, вклю-
ченных в контур гетеродина.

В электромеханических системах напряжение регулирования
подается на электродвигатель, вращающий ротор подстроечного
конденсатора. Как правило, системы такого типа используют лишь
для стабилизации промежуточной частоты.

Электронные системы обладают лучшим быстродействием, чем
электромеханические, однако последние позволяют обеспечить
больший диапазон подстройки частоты.

По характеру сигнала различают аналоговые, импульсные и
цифровые системы АПЧ.

В аналоговой системе АПЧ действует непрерывный сигнал, ха-
рактеризуемый мгновенными значениями параметров в каждый
ЧД	ФНЧ

Рис. 16.7. Структура цепи ЧАПЧ

момент времени. В импульсной системе параметры сигнала харак-
теризуются дискретными значениями в точках изменения уровней.
В приемниках с цифровой АПЧ напряжение гетеродина подается на
цифровой счетчик, преобразующий его в частоту принимаемого
сигнала, фиксируя ее цифровым индикатором с требуемой точно-
стью индикации. Счетчик запоминает установленную на индикаторе
частоту. При соответствующей команде с устройства управления
в сумматоре складывается (вычитается при преобразовании часто-
ты вверх) код частоты гетеродина с кодом промежуточной частоты.
В результате получается код частоты настройки. В устройстве
сравнения кодов от сумматора и счетчика вырабатывается сигнал
ошибки, знак которого определяет подстройку частоты гетеродина.

По характеру зависимости ошибки от величины внешнего воз-
действия системы АПЧ делятся на статические и астатические.
Статическими называются такие системы, в которых при постоян-
ном внешнем воздействии имеется постоянная установившаяся
ошибка, зависящая от величины воздействия. Астатическими назы-
ваются системы, в которых при любом постоянном внешнем воз-
действии установившаяся ошибка равна нулю.

По принципу работы сравнивающего устройства различают сис-
темы частотной и фазовой АПЧ.

При ЧАПЧ (рис. 16.7) устройством сравнения является частот-
ный детектор (ЧД). Выходное напряжение в ней определяется от-
клонением измеряемой промежуточной частоты относительно
средней (переходной) частоты характеристики детектора (т.е. час-
тота настройки детектора равна /чД = 4ч ном)-

При ФАПЧ (рис. 16.8) в качестве сравнивающего устройства ис-
пользуется фазовый детектор (ФД), напряжение на выходе опреде-
ляется разностью фаз сравниваемых колебаний. В данном случае
в схеме необходим эталонный генератор с частотой 4т = 4ч ном-
ФД

ФНЧ

РЭ

Рис. 16.8. Структура цепи фоАПЧ

Наибольшее распространение на практике нашли электронные
частотная и фазовая АПЧ.

16.2. Технические параметры и струкхтурные схемы АПЧ

Свойства систем АПЧ определяются своойствами входящих в их
состав элементов.

Характеристики частотного и фазового дискриминаторов пока-
заны на рис. 16.9.

Управители независимо от их типа можн-ю оценивать характери-
стикой М = <р(17Рег) (рис. 16.10). Она прохсэдит через нуль только
в том случае, когда частота гетеродина сооответствует его номи-
нальному значению, дающему номинальное значение промежуточ-
ной частоты (кривая 1). Если же, из-за воздействия дестабилизиру-

Рис. 16.9. Характеристики частоотного (а)
и фазового (б) дискриминаторов
Рис. 16.10. Характеристики регулятора при отсутствии (1)
и наличии (2) расстройки

ющих факторов, частота гетеродина изменится на величину Д/нач, то
кривая смещается по оси ординат на величину Д/й (кривая 2).

Принцип функционирования электронной системы ЧАПЧ

Так как в системе ЧАПЧ частотный дискриминатор напрямую связан
с управителем, появляется возможность совместить их характеристики
на одном графике для удобства рассмотрения взаимодействия эле-
ментов схемы АПЧ и определения пределов подстройки частоты.

Для согласования работы дискриминатора и управителя знаки
производных их характеристик выбраны противоположными. При
построении характеристик учтена начальная расстройка гетеродина
Д4ач> вызванная внешними дестабилизирующими факторами.

Такая расстройка появляется при отсутствии напряжения на
управителе, т.е. как бы при разомкнутом кольце АПЧ. При замыка-
нии кольца под влиянием управителя расстройка гетеродина
уменьшится на величину Д/йод и будет сведена к некоторой остаточ-
ной расстройке Д/ост = Д/нач - Д/под, определяющей погрешность
автоподстройки.

Величина остаточной расстройки не может быть сведена к нулю
(как в любой системе обратного регулирования), и определяется
точкой пересечения характеристик дискриминатора и управителя.
Эта точка и является единственной, удовлетворяющей решению
системы, точкой устойчивого равновесия системы АПЧ, к которой
система приходит после завершения переходного процесса.
Рис. 16.11. Совмещенные характеристики дискриминатора и
управителя

Расстройка Д4ст на выходе УПЧ вызывает появление напряже-
ния С/’рег на выходе ЧД.

Если характеристика детектирования ЧД линейна и имеет кру-
тизну &|д, то С/рег = 5чДД/оСТ. После фильтра с коэффициентом пе-
редачи по постоянному току Кф напряжение регулирования соста-
вит величину С/рег = Кф1/рег = /Сф51щД/ост • Это напряжение произво-
дит подстройку частоты гетеродина. Если считать характеристику
регулятора линейной с крутизной 8рег, то

^4юд — ^рег^рег — ^рег^ф^ЧдД^ост •

Учитывая, что Д^ост = Д^нач - Д4,од, получаем

^°ст=1+„ ';аЧ к •	(16-1)

 очд Орег К ф

Согласно (16.1), цепь АПЧ уменьшает Д^нач в Кдпч раз

КАПЧ = . ^НЭЧ = 1 + 8чд5рег/^ф >
△ I ост

где Кдпч - коэффициент подстройки; 3Чд = 1д₽, 8рег = 1да - крутизна
характеристики соответственно управителя и дискриминатора.
Следовательно, коэффициент автоподстройки тем больше и
эффективность системы АПЧ тем выше, чем больше крутизна ха-
рактеристик управителя и дискриминатора. В реальных цепях
Кдпч = 20...50.

Необходимо отметить, что АПЧ эффективна (Кдпч >1) при поло-
жительном значении крутизны характеристики ЧД (5^д > 0) и отри-
цательном - управителя (5рег < 0). Для исследования границ об-
ластей устойчивой и эффективной работы системы ЧАПЧ исполь-
зуем графики, изображенные на рис. 16.12.

На рис. 16.12,а представлена характеристика ЧД и управителя в
системе координат с общей осью ДА причем охвачена область
больших расстроек. Характерными точками, соответствующими
большим расстройкам частоты гетеродина, являются ДАг1 и Д^.

Точки пересечения характеристик ЧД на участке 0-а являются
точками устойчивой работы, так как в этой области 514Д5рег < 0. На
участке а-Ь крутизна ЧД велика, однако 5^д5рег > 0, следовательно,
расстройка должна возрастать, а равновесие оказывается неустой-
чивым. На участке Ь-с в связи с малым значением 3Чд и несмотря
на то, что 51щ5рег > 0, но 5^д5рег «1, поэтому Кдпч “1 - равнове-
сие устойчивое, но автоподстройки нет.

Если до вхождения в связь (т.е. до возникновения на входе ЧД
напряжения промежуточной частоты) расстройка была меньше ДАГ,,
то система АПЧ уменьшит ее в /САПч раз. Остаточная расстройка
определится точкой пересечения характеристик ЧД и управителя.
Полосу частот, соответствующую расстройкам ±ДАг1 (ДГСХВ = 2Д^),
при которой происходит восстановление АПЧ, называют полосой
захвата (схватывания) системы АПЧ (т.е. это область частот, в ко-
торой схема АПЧ включается и захватывает частоту). Таким обра-
зом, в пределах этой полосы допустима определенная суммарная
расстройка передатчика и гетеродина приемника до вхождения
в связь, а также мгновенные отклонения ±ДАот промежуточной час-
тоты приемника.

При увеличении расстройки гетеродина до значения Д/^, т.е. до
пересечения характеристик дискриминатора и управителя в точке
а система еще устойчива, так как <0. Точке а соответству-
ет расстройка Д/г2, по превышении которой система АПЧ неработо-
способна. Полосу частот ДЕуд = 2Д/гг , при выходе за которую АПЧ
перестает работать, называют полосой удержания.
Рис. 16.12. Графики к определению полос захвата и
удержания системы ЧАПЧ
Другими словами, полоса схватывания определяется допусти-
мым значением начальной расстройки ДАнач, при которой система
нормально функционирует после ее включения. Полоса удержания
определяется максимально допустимой величиной расстройки
в установившемся режиме работы, при которой схема АПЧ под-
держивает синхронизм (уменьшает ошибку). Для цепи АПЧ выпол-
няется условие ДГуд » ДЕсхв-

На рис. 16.12,6 приведена регулировочная характеристика сис-
темы АПЧ, которая отражает зависимость остаточной расстройки
по промежуточной частоте от начальной расстройки, наблюдаю-
щейся при разомкнутом кольце АПЧ Д4СТ = Я(Д4ач)-

Если АПЧ отсутствует, то КАПч = 1 и Д4СТ = Д/нач! если АПЧ рабо-
тает, то Кдпч и угол наклона прямой Д4>ст = НД/'нач) уменьшается.

Если учесть реальные характеристики ЧД и РЧ, то зависимости
Д/ост = Р(Д/нач) существенно меняются.

Рассмотрим физику процесса подстройки приемника. Будем
считать, что с изменением частоты 4 процесс успевает устано-
виться. Если при работающей АПЧ частота 4 отклоняется от но-
минального значения до величины ±Д4г, равной полосе удержа-
ния, система работает эффективно. (Д4ач> и соответственно Д4>ст.
увеличиваются по прямой при Кдпч»1> т.е. изменение промежу-
точной частоты значительно меньше, чем вызвавшее его измене-
ние частоты гетеродина).

Так продолжается до точки а (рассматривается положительный
участок характеристики), в которой знак крутизны ЧД меняется на про-
тивоположный, напряжение (7рег начинает уменьшаться более резко -
процесс увеличения Д4ст стремительно нарастает, что приводит к скач-
кообразному срыву АПЧ и соответственно к переходу с прямой при
Кдпч » 1 на прямую при /Сдпч = 1 (т.е. преобразованная частота прини-
мает значение, которое она имела бы при отсутствии АПЧ). При даль-
нейшем увеличении расстройки смещение продолжается по устойчи-
вому участку характеристики (вправо вверх от точки с).

Теперь предположим, что точка на характеристике находится
правее точки с, т.е. преобразованная частота находится далеко за
пределами характеристики ЧД.

Чаще всего это означает, что частота расположена вне полосы
пропускания избирательных систем тракта ПЧ, следовательно,
приемник полностью расстроен и напряжение сигнала на его выхо-
де отсутствует. На управитель при этом регулирующее напряжение
не поступает.
При настройке приемника на нужную частоту расстройка частоты
гетеродина Д/г начинает уменьшаться при КАПЧ = 1; при этом Д/ост =
= Д/нач (при неработающей АПЧ), промежуточная частота начинает
приближаться к своему номинальному значению. При дальнейшем
уменьшении расстроек (до величины Д/г1, точка Ь) происходит скач-
кообразный переход от значений 5чД < 0 к 5^д > 0 и система АПЧ
также скачкообразно переходит в режим эффективной автопод-
стройки.

Таким образом, цепь АПЧ работает, если отклонение частоты
Д/ост не превышает значения Д/чд. Для работающей АПЧ это усло-
вие выполняется при Д/оСТ = Д/нач//<АПЧ и срыв происходит при

А Гост = А Ащ =	. т.е. при Д ^нач = Д Дщ /<АПч •

/<АПЧ

Система АПЧ начинает работать при ДГнач = ДАст = Д/чд.

Таким образом, основными характеристиками системы АПЧ яв-
ляются:

-	эффективность, характеризующаяся коэффициентом автопод-
стройки;

-	полоса схватывания системы АПЧ;

-	полоса удержания системы АПЧ.

Эффективность системы АПЧ будет тем выше, чем больше Адпч
и шире полосы схватывания и удержания. Эти требования являют-
ся противоречивыми, так как трудно получить большие линейные
участки и крутизну характеристик одновременно.

Также одной изосновных характеристик является длительность
переходных процессов в системе. Скорость срабатывания системы
АПЧ будет тем выше, чем меньше величина постоянной времени
системы АПЧ тАПч. т.е. чем меньше постоянная времени фильтра тф
и больше глубина обратной связи, т.е. величина /Сос = |5чд|х|5р|.

Для увеличения быстродействия (как и для увеличения /<дпч)
глубину обратной связи следует брать по возможности большой,
однако этому препятствует опасность перехода системы в нели-
нейный режим под влиянием ряда факторов.

Особенности функционирования системы ФАПЧ

Система ФАПЧ, как следует из ее названия, является системой
автоматического регулирования (следящей системой), частота на-
стройки которой определяется частотой управляющего сигнала,
а сигналом рассогласования является разность фаз управляющего
сигнала и сигнала обратной связи. В связи с тем, что настройка осу-
ществляется по разности фаз, система является астатической по
отношению к частоте: в установившемся режиме частота настройки
точно равна частоте управляющего сигнала. При определенных ус-
ловиях система ФАПЧ может быть астатической и по фазе.

Наряду с основным свойством автоподстройки, система ФАПЧ
обладает свойством фильтрации и ведет себя, независимо от
функционального назначения, как следящий полиномиальный
фильтр. Система ФАПЧ является системой с многофункциональ-
ными возможностями и используется для частотной модуляции и
демодуляции, частотной фильтрации, умножения и преобразования
частоты, выделения когерентного (опорного) колебания для син-
хронного детектирования и др.

Простейшая система ФАПЧ содержит фазовый детектор ФД
(измерительное устройство), фильтр ФНЧ и управляемый генера-
тор УГ (объект регулирования). ФД и УГ являются обязательными
элементами системы, а фильтр, влияющий на ее динамические
(частотные) свойства, может отсутствовать. Как следует из функ-
циональной схемы системы ФАПЧ (см. рис. 16.8), к фазовому де-
тектору подводятся колебания преобразованной частоты сОпР и эта-
лонного генератора. Разность фаз двух колебаний может оставать-
ся неизменной, если их частоты равны между собой. Постоянство
разности фаз является свидетельством равенства частот двух ко-
лебаний. При этом выходное напряжение ФД постоянно и опреде-
ляется соответственно разности фаз.

Несмотря на то, что управляющей величиной в системе ФАПЧ
является частота, в ФД сравниваются не частоты, а фазы напряже-
ний на его входе.

При отличии частот двух колебаний, подаваемых на входы ФД,
например, <ипр - <оэ = Д<о, разность их фаз равна текущей фазе на-
пряжения разностной частоты

(

<р(0 = | Дсосл + <р0,
о

где фо ~ постоянная величина.

Следовательно, если частоты напряжений, подводимых к ФД,
различаются, то на выходе его получаем переменное напряжение
разностной частоты йФД = Део. При равенстве частот этих напряже-
ний на выходе получаем постоянное напряжение, соответствующее
некоторой разности фаз ф0. Установившийся режим в замкнутом
кольце ФАПЧ, очевидно, возможен только при условии, когда срав-
ниваемые частоты одинаковы и Асо = 0.

Для выяснения процессов, происходящих в кольце ФАПЧ, про-
следим за изменениями выходного напряжения ФД и частотой под-
страиваемого генератора, рассматривая сперва работу отдельных
элементов цепи в разомкнутом кольце, а затем во взаимодействии,
т.е. в замкнутом кольце.

Предположим, что между ФД и управителем цепь разомкнута,
а начальный сдвиг фаз <р0 между колебаниями частот преобразо-
ванной и эталонного генератора равен нулю.

Тогда текущее значение разности фаз, иначе говоря, мгновен-
ное значение фазы определится выражением

Г	I

ф(0 = {(®пр - С0э )с# = | Дсо<#.
о	о

Фазовый детектор является нелинейным элементом и на его
выходе после фильтрации и усиления выделяется напряжение
разностной частоты Г2ФД = о)пр - сод.

Мгновенной разности фаз соответствует график выходного напря-
жения С/д = Нф(01 - детекторная характеристика ФД (рис. 16.13).

Поскольку зависимость С/д = Г[ф(0] близка к косинусоидальной,
в дальнейшем можем полагать

△Ь/д(0 = С^дтах СО8ф(0.

Рис. 16.13. Детекторная характеристика ФД
Если подсоединить ФД к управителю, то частота гетеродина бу-
дет изменяться вблизи своего исходного значения, т.е. гетеродин
модулируется разностной частотой

До)2 — ^упр^^д — Д^гтах СО8ф(^).

При линейной характеристике управителя в пределах рабочего
участка от -С/дтах до +С/дтах график Д(ог = ^[ф(0] аналогичен графику
ид=Е[ф(0] (рис. 16.13).

Но исходное значение частоты гетеродина может отличаться от
номинального на величину Дсонач, тогда текущее значение расстрой-
ки подстраиваемого гетеродина

Д(0г = Д(0нач + Д(1Э’ = Дсонач + Дсогтах СО8 ф( О

иллюстрируется графиком рис. 16.14.

Для простоты рассуждения все изменения частоты сигнала бу-
дем относить к изменениям частоты гетеродина и полагать
<Пс= сопз1. Тогда Да>пр= Да>г, т.е. изменение преобразованной часто-
ты в приемнике происходит по тому же закону, по которому изменя-
ется частота гетеродина

Д«пр = Дю

нач+ Д“ГтахСО8ф(Г).

Рис. 16.14. Детекторная характеристика ФД с учетом
начальной расстройки частоты гетеродина
Фазовый детектор реагирует на разность преобразованной час-
тоты и частоты эталонного гетеродина сопр- Фэ- Последняя же в сис-
теме АПЧ равна промежуточной частоте приемника о)пр = о)пч.

Поэтому (0прном + Дсопр -юэ = Дсопр.

Теперь Д(ОпР = Щд представляет собой частоту напряжения на
выходе ФД, а <р(0 - фазу этих колебаний

ЙФД =	= Д<0нач + А®гтах СО8ф(Г) .

График последнего уравнения - интегральная кривая, представ-
ленная на рис. 16.15, описывает работу замкнутого кольца ФАПЧ.
Точки устойчивого равновесия системы могут быть определены на
основе исследования движения точки вдоль этой кривой (если пре-
небречь инерционностью системы).

В верхней полуплоскости с1[(р(1)]/сН > 0 и изображающая точка
движется в сторону возрастания <р(0 - вправо, так как производная
функции положительна только при увеличении самой функции. Это
движение на рис. 16.15 указано двойными стрелками.

В нижней полуплоскости с/[(р(Г)]/сП < 0 и изображающая точка
движется в сторону уменьшения <р(0. На рис. 16.15 это движение
обозначено одинарными стрелками. Точки, в которых стрелки схо-
дятся (а, и а2), являются точками устойчивого равновесия. Послед-
ние также характеризуются тем, что при движении в направлении к
ним с/[<р(О]/01 и приращение Дф(0 имеют противоположные знаки.

Точки в, и в2, от которых стрелки ориентированы в разные сто-
роны, являются точками неустойчивого равновесия. При движении
в направлении этих точек 0[(р(1)]/01 и Дф(0 имеют одинаковый знак.

Остаточная разность фаз ф0 поддерживает на выходе ФД на-
пряжение, необходимое для компенсации начальной расстройки.
Как следует из рис. 16.15, соответствующая устойчивому равнове-
сию остаточная разность фаз

ф0 = —+ агсзш---^^-ч-З/сл,

2	АСОгтах

где к = 1,2, 3, ...

Если исключить из этого выражения постоянные углы л/2, 2кп и л,
соответствующие зоне неустойчивого равновесия, то увидим, что оста-
точная расстройка лежит в пределах угла ±л/2. Фактически зоной под-
стройки являются углы сдвига фаз от 0 до л. Участок интегральной
кривой, соответствующий зоне подстройки, обозначен точками х и у.

Как видно из кривой Юа = Е[ф(?)] (рис. 16.13), независимо оттого,
будет ли соцР< сор или а>пр Фэ> т.е. ф(?)> л/2 или ф(0 < л/2 (независимо
от знака напряжения на выходе ФД 1/ФД > 0 или С/ФД < 0, остаточный
сдвиг фаз определится значением ф0, поскольку движение приведет
систему в устойчивое состояние - точку а2. Следовательно, в отли-
чие от системы ЧАПЧ, нет необходимости выбирать такие характе-
ристики ФД и управителя, при которых их крутизна имела бы проти-
воположные знаки. Это означает, что переключение входных и вы-
ходных концов управителя и гетеродина приводит лишь к измене-
нию фо на л, но не нарушает работоспособности системы.

Режим работы системы ФАПЧ, при котором полностью компен-
сируются медленные изменения преобразованной частоты, назы-
вается режимом слежения (удержания). Полосой удержания назы-
вается разность максимальной и минимальной частот подстраи-
ваемого гетеродина, в пределах которой расстройка между преоб-
разованной частотой и частотой эталонного гетеродина равна ну-
лю. Когда преобразованная частота отличается от частоты эталон-
ного генератора на величину, большую, чем полоса удержания
(соцр - «>э = /гАшуд, к > 1), наблюдается режим биений. Переходное
состояние, при котором система переходит от режима биений к ре-
жиму слежения, называется режимом захвата. Полосой захвата
называется область начальных расстроек, в которой при любых
начальных условиях устанавливается режим слежения.

Если постоянная времени фильтра велика и преобразованная
частота изменяется с большей скоростью, чем изменение управ-
ляющего напряжения на входе управителя, то подстройка произой-
дет только в том случае, если величина расстройки не превзойдет
полосу захвата. Поэтому полоса захвата меньше полосы удержания.

В системе ФАПЧ, содержащей фильтр с достаточно малой по-
стоянной времени, процесс втягивания системы в режим слежения
(т.е. сОпР= (Оз) и нарушение этого режима происходят при одних и тех
же расстройках преобразованной частоты. Поэтому полоса захвата
и полоса удержания одинаковы. Это соответствует условиям, при
которых скорость изменения преобразованной частоты меньше или
равна скорости слежения системы.

В пределах изменений <р(Г) от 0 до я максимальное значение

△4тах = АЕуд = ^^дтах^упр •

Регулировочная характеристика системы ФАПЧ приведена на
рис. 16.16.

По сравнению с рис. 16.12 (аналогичная характеристика для
кольца ЧАПЧ) можно выделить две особенности:
-	в режиме слежения остаточная расстройка частоты гетероди-
на = О,

-	в режиме биений линия, представляющая зависимость Д/ОСт от
д/нач, извилиста.

При этом в кольце ФАПЧ, как и в кольце ЧАПЧ, полоса схватыва-
ния уже полосы удержания и в пределах полосы схватывания режим
слежения восстанавливается при любых случайных нарушениях, на-
пример, после кратковременного выключения источника питания.

Практически полосу удержания можно определить, перестраи-
вая градуированный эталонный генератор в сторону увеличения
положительных и отрицательных расстроек до момента срыва син-
хронизма. Полосу захвата определяют по моменту вхождения обо-
их генераторов в синхронизм, медленно переходя от больших по-
ложительных и отрицательных расстроек к малым. Чем шире поло-
са пропускания ФД, ФНЧ, усилителя и входных цепей управителя,
тем больше полоса захвата. Однако если суммарные отклонения
частоты передатчика и гетеродина приемника превзойдут возмож-
ный предел подстройки частоты гетеродина 4тах>0,5ДЯУд, то в сис-
теме будет наблюдаться стационарный режим биений.

Таким образом, динамические свойства системы ФАПЧ опреде-
ляются выбором параметров фильтра НЧ. В системах ФАПЧ 2-го
порядка обычно используется один из фильтров 1-го порядка, пока-
занных на рис. 16.17 (отметим, что общепринятое название
«фильтр» в данном случае является условным; правильнее было
бы считать их цепями частотной коррекции):

-	интегрирующий фильтр (ИФ) (рис. 16.17,а) с передаточной
функцией

Кф(р) = Свых/С/вх = 1/(1+ЛТф) = ^ф(р)

при Кф = 1, где тф = ЯС - постоянная времени фильтра; р - опера-
тор Лапласа;

-	пропорционально-интегрирующие фильтры (ПИФ) (рис.
16.17,б,в) с передаточной функцией

Кф(р) = Свых/СвХ = (1+тгтФ1) /(1+тгТф) = = кф(р)

при Кф = 1, где тф = ЯС, тф1 = Я2С, Я = Я, + Я2;

-	пропорционально-интегрирующие цепи (ПИ) (рис. 16.17,г,б)
с передаточной функцией

Кф(р) — СвЬ)Х //вх — Кфкф(р),

где Кф = В, кф(р) = 1 + 1/ятФ1, тф1 = ЯС.
^еых

Рис. 16.17. Типы ФНЧ в системе ФАПЧ

Цепь ПИ отличается от ИФ и ПИФ тем, что источником ее вход-
ного сигнала является источник тока /вх с бесконечно большим со-
противлением.

Помимо основных выходов фильтров Цвых, подключаемых в сис-
теме ФАПЧ ко входу УГ, на рис. 16.17,б-д показаны дополнитель-
ные выходы 1УВыХ-, которые, наряду с основными, могут быть ис-
пользованы для съема выходного сигнала системы ФАПЧ. Исполь-
зование дополнительных выходов эквивалентно подключению
внешних фильтров на выходе системы, не задействуемых в замк-
нутой петле обратной связи.

Области применения системы ФАПЧ

Применение системы ФАПЧ связано с тем, какой из ее элемен-
тов является входным, а какой выходным. Рассмотрим основные
применения системы ФАПЧ.

Частотный демодулятор. При использовании системы ФАПЧ
в качестве частотного демодулятора ЧМ сигнал подается на вход
ФД (рис. 16.18), а демодулированный снимается, например, с вы-
хода фильтра. Для фильтрации демодулированного сигнала с тре-
буемыми параметрами обычно используется дополнительный
внешний фильтр. При этом систему ФАПЧ следует рассматривать
ФД	ФНЧ

Рис. 16.18. Система ФАПЧ как частотный демодулятор
как первую ступень фильтрации и соответствующим образом учи-
тывать при расчете общей передаточной функции фильтра (с тре-
буемыми порядком, аппроксимацией и частотой среза).

Частотные фильтры. На рис. 16.19,а показана схема системы
ФАПЧ с частотной фильтрацией напряжения 1/вх, а на рис. 16.19,6
с частотной фильтрацией модулирующего изменения частоты Д(ОвХ
в составе ЧМ сигнала. Оба фильтра имеют одну и ту же передаточ-
ную функцию, являющуюся функцией ФНЧ при использовании ИФ и
суммарной функцией ФНЧ и ПФ при использовании ПИФ и ПИ.
Кроме того, первый из фильтров (рис. 16.19,а) может быть исполь-
зован со съемом сигнала с дополнительных выходов ПИФ и ПИ,
для которых соответственно реализуются функции ФНЧ и ПФ.

Умножитель частоты. Умножение частоты системой ФАПЧ
обеспечивается при включении делителя частоты на Л/ в цепь об-
ратной связи, как показано на рис. 16.20. Частота на выходе УГ,
являющегося выходом умножителя, равна Иных = «ъЛ/, где /V - коэф-
фициент деления делителя.

ФД	ФНЧ

ФД

ФНЧ

Рис. 16.19. Система ФАПЧ как частотный фильтр
ФД	ФНЧ	ГУН

Рис. 16.20. Система ФАПЧ как умножитель частоты

Однако с точки зрения повышения стабильности частоты на-
стройки устройств приема и обработки сигналов наибольший инте-
рес представляет рассмотрение систем АПЧ именно для этой цели.
Необходимо учитывать то, что особенность работы АПЧ в главном
тракте приема состоит в том, что амплитуда сигнала на входе дис-
криминатора АПЧ может изменяться в результате замираний и да-
же пропадать, если напряжение сигнала на входе приемника ниже
уровня чувствительности. В результате исчезает и управляющее
напряжение на выходе детектора системы автоподстройки, т.е.
кольцо АПЧ оказывается разомкнутым.

В электромеханических системах благодаря инерционности дви-
гателя частота гетеродина сохраняет то значение, которое было до
замирания. В электронных системах частота гетеродина может уй-
ти за полосу схватывания системы и даже за пределы полосы про-
пускания приемника. Избежать этого можно, если на выходе детек-
тора поставить ФНЧ с большой постоянной времени (гАПЧ). Однако
включение такого фильтра приводит к тому, что электронная сис-
тема АПЧ становится нечувствительной к сравнительно быстрым
изменениям частоты. Одним из решений данной проблемы являет-
ся комбинированное использование систем ЧАПЧ и ФАПЧ.

Первая система (ЧАПЧ) имеет значительно большую полосу
схватывания, но имеет и остаточную погрешность частоты. Вторая
(ФАПЧ) точна, но имеет узкую полосу схватывания. Поэтому при
значительном уходе частоты сигнала система ЧАПЧ обеспечивает
захват и грубую подстройку частоты. В последующем, при попада-
нии частоты сигнала в полосу захвата ФАПЧ, последняя обеспечи-
вает точную настройку.

Однако выбираемые тип и параметры АПЧ зависят от вида при-
нимаемого сигнала и условий работы системы.

В приемниках ОВЧ диапазона, где чаще используются сигналы с
частотной модуляцией, и имеющих относительно низкую стабиль-
ность частоты гетеродина, должна быть применена система АПЧ с
частотным дискриминатором и большой постоянной времени ФНЧ.
Большая инерционность здесь необходима для того, чтобы систе-
ма АПЧ не реагировала на быстрые изменения частоты сигнала,
вызванные модуляцией, и обеспечивала подстройку при сравни-
тельно медленных уходах частоты гетеродина.

В системах с однополосными телефонными сигналами требует-
ся очень высокая стабильность частоты. В этом случае целесооб-
разно использование системы ФАПЧ, для обеспечения работы ко-
торой специально передается «пилот-сигнал» (остаток подавлен-
ной несущей).

При радиоприеме на СВЧ, даже если достичь высокой относи-
тельной нестабильности передатчика и гетеродина приемника, от-
клонение преобразованной частоты от номинала промежуточной
может оказаться больше полосы схватывания или удержания сис-
темы АПЧ. При этом для точной настройки приемника система
ФАПЧ дополняется устройством автопоиска положения точной на-
стройки. Структурная схема такой комбинированной системы АПЧ
изображена на рис. 16.21.

СМ УПЧ1 УПЧ2 УПЧЗ УПЧ4

Рис. 16.21. Схема системы ФАПЧ с блоком автопоиска
Дополнительное устройство состоит из генератора автопоиска
(ГАП) и блока остановки автопоиска (БОА). Частотная модуляция
гетеродина (О) генератором автопоиска должна быть столь глубо-
кой, чтобы частотные отклонения управляемого гетеродина, а сле-
довательно, и преобразованной частоты превосходили полосу за-
хвата. При появлении сигнала в тракте промежуточной частоты
и, следовательно, напряжения на выходе ФД, срабатывает блок
остановки автопоиска. При этом выходное напряжение генератора
автопоиска формируется так, что оно соответствует настройке при-
емника на принимаемый сигнал. Автопоиск применяется не только
в устройствах ФАП, но и в устройствах ЧАП.

Применение системы ФАПЧ не ограничивается приведенными
примерами. Любая система, работа которой основывается на фа-
зовой автоподстройке частоты, является, соответственно, системой
ФАПЧ в той или иной ее разновидности. Перечисленные области
являются характерными примерами применения системы ФАПЧ.
Компоненты, использующие систему ФАПЧ, отличаются разнообра-
зием и высокими техническими характеристиками.

Настройка приемника на частоту сигнала включает в себя уста-
новку необходимых частот гетеродинов и настройку резонансных
цепей преселектора на частоту сигнала.

Для коммутации высокочастотных цепей служат герконы и полу-
проводниковые коммутационные диоды. В качестве элементов на-
стройки используются варикапы, дискретные конденсаторы, КПЕ,
дискретные катушки индуктивности и вариометры.

Переключение фильтров входной цепи и поддиапазонов в при-
емниках с автоматической настройкой состоит из выработки сигна-
ла управления для цепи переключения и коммутации селективных
цепей или их реактивных элементов. Сигнал управления выраба-
тывается после набора на тастатуре значения требуемой частоты
сигнала либо после соответствующей установки переключателей
синтезатора частот.

Устройство автоматической настройки приемника обеспечивает
переключение и регулировку всех необходимых элементов прием-
ника при переходе с одной частоты на другую по заданной команде
и их подстройку для обеспечения требуемой точности настройки
при воздействии дестабилизирующих факторов.

Задача АПЧ - обеспечить подстройку частоты гетеродина, для
АПЧ вводится специальная цепь, состоящая из детектора, фильтра
и регулятора частоты.
Широко используется электронная частотная АПЧ разностной
частоты, обеспечивающая подстройку частоты гетеродина для точ-
ного соответствия (т частоте ^чо , на которую настроен тракт ПЧ.

Для электронной частотной АПЧ Д4>ст не равна нулю, так как цепь
ЧАПЧ, представляя собой частный случай цепи с ОС, не может
полностью устранить расстройку гетеродина. Так как Д/нач ~ Д4ст , то
для уменьшения Д/оСТ необходимо делать гетеродин более ста-
бильным.

Для уменьшения Д/0Ст в частотной АПЧ увеличивают величины
8рег, Зчд и Кф, при необходимости в цепь АПЧ включают УПТ.
РАДИОПРИЕМНИКИ АМ ПЛ ИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ

Радиоприемные устройства профессионального назначения по
принципу построения существенно отличаются от другого распро-
страненного класса - радиовещательных приемников. Основные их
отличия:

-	профессиональные РПУ, как правило, имеют широкий диапа-
зон рабочих частот, не ограниченный участками радиочастотного
спектра, которые определены рекомендациями Международного
союза по электросвязи (МСЭ);

-	профессиональные РПУ, как правило, обеспечивают несколько
видов работы, как в телефонном, так и в телеграфном режимах;

-	они снабжены регулировками усиления и полосы пропускания
для обеспечения помехоустойчивого приема;

-	они имеют повышенную эксплуатационную надежность;

-	при разработке профессиональных РПУ вопросам дизайна
уделяется значительно меньше внимания, чем при разработке ве-
щательных приемников;

-	РПУ профессионального назначения строятся, как правило, на
основе функционально законченных блоков или модулей с широким
использованием унифицированных элементов.

Таким образом, указанные особенности определяют следующий
принцип построения профессионального приемника (рис. 17.1):

-	линейный тракт приемника (ЛТП), включающий в себя тракт
радиочастоты и тракты промежуточных частот;

-	частные тракты приема - демодуляторы для конкретных видов
сигналов;

-	вспомогательные системы - электропитания, стабилизации и
контроля.

Принципиально частным трактом приема может начинаться соб-
ственно приемник (без общего тракта приема). Однако в практике
такую схему радиоприемника не удается реализовать в основном
по следующим причинам:

-	внешнее воздействие содержит слабый принимаемый сигнал
346

Рис. 17.1. Место частных трактов приема в структуре профессионального РПУ

Глава 17
и множество значительно более мощных мешающих сигналов, что
затрудняет непосредственное использование схемы обработки на
входе приемного тракта;

-	схема обработки принимаемых сигналов, как и любая электри-
ческая схема, имеет собственные шумы, которые, будучи соизме-
римыми по уровню с принимаемым сигналом, затрудняют его вы-
деление;

-	так как приемный тракт работает в широком диапазоне частот,
то должен выделять принимаемые сигналы с разной шириной за-
нимаемого спектра;

-	имеются значительные трудности в построении диапазонных
высокоизбирательных фильтров, не говоря уже об оптимальных.

Все это и ряд других причин предопределяют наличие перед ча-
стными трактами общего радиотракта приема.

Прием сигнала всегда связан с достижением определенной це-
ли. Так, принимая непрерывный сигнал, как правило, стремятся
восстановить, а иногда и зафиксировать передаваемое сообщение.
При приеме дискретного сигнала обычно достаточно ограничиться
принятием решения относительно того, какая из возможных реали-
заций сигнала была передана. Иногда преследуют цель оценки не-
которого неизвестного параметра сигнала.

Совокупность операций над принимаемым сигналом, выполняе-
мых с целью решения поставленной задачи, называется обработ-
кой принимаемого сигнала.

Обработка сигнала считается оптимальной, если она обеспечи-
вает наилучшее решение поставленной задачи. Оптимальная об-
работка сигнала обычно связана со статистической обработкой ре-
зультатов измерения.

В зависимости от выбранного критерия, по которому оценивается
качество передачи сообщений, выбирают границы областей, чтобы
обеспечить оптимальность обработки. Критерии могут быть различ-
ными, поэтому по-разному выглядят и оптимальные методы обработ-
ки. Кроме того, прием различных видов сигналов (АМ, ЧМ, АОМ, АТ,
ЧТ, ОФТ и т.д.) содержит разную информацию о передаваемом со-
общении, а значит, по-разному будут выглядеть оптимальные схемы
их обработки. Следовательно, приемник, предназначенный для
приема различных видов передач должен содержать определенные
частные тракты для приема соответствующих сигналов.

Таким образом, разработка схем оптимальной обработки сигна-
лов есть определение структуры и принципов работы частных трак-
тов приемников.
В общем случае полагают, что частный тракт приема включает
часть схемы радиоприемника от входа детектора до оконечных
устройств. Частные тракты радиоприемника выполняют следующие
основные функции:

-	усиление электрического сигнала по напряжению или мощно-
сти до значений, необходимых для нормальной работы оконечного
устройства;

-	частотную избирательность для повышения помехоустойчиво-
сти приемника (полоса тракта НЧ должна быть согласована со
спектром первичного электрического сигнала);

-	коррекцию частотной и фазовой характеристик для получения
огибающей требуемой формы.

Состав тракта низкой частоты зависит от вида принимаемых
сигналов и типа используемых оконечных устройств.

Рассмотрим особенности технической реализации частных трак-
тов приема с точки зрения обработки сигналов с наиболее распро-
страненными видами модуляции.

17.1.	Структурная схема радиоприемника АМ сигналов

Общие сведения об амплитудной модуляции

Амплитудная модуляция (АМ) - исторически первый вид моду-
ляции, который использовался в радиосвязи. В настоящее время в
профессиональных системах радиосвязи амплитудная модуляция
практически полностью вытеснена другими более совершенными
видами модуляции. Недостатки линий связи с амплитудной моду-
ляцией широко известны и состоят:

-	в неэффективном использовании полосы частот и мощности
передатчика;

-	в низкой помехозащищенности приема, особенно при высоких
требованиях к его качеству.

Действительно, мощность боковых полос спектра АМ колебания,
в которых заключена информация о передаваемом сообщении, со-
ставляет в предельном случае только 1/8 максимальной мощности,
отдаваемой передатчиком, а ширина спектра этого колебания в два
раза больше ширины спектра передаваемого сообщения. Расши-
рение спектра модулированного колебания приводит к уменьшению
числа радиостанций, работающих в определенном частотном диа-
пазоне, что при «тесноте в эфире» является существенным недос-
татком. Кроме того, для высококачественного приема модулиро-
ванных колебаний приемник должен иметь ширину полосы пропус-
кания, равную ширине спектра этого колебания, а чем шире полоса
пропускания, тем существеннее оказываются всевозможные поме-
хи радиоприему. Низкая помехоустойчивость амплитудной модуля-
ции объясняется тем, что амплитуда передаваемого по радиокана-
лу сигнала наиболее подвержена воздействию помех.

Однако такие преимущества амплитудной модуляции как про-
стота схемотехнической реализации и невысокие требования к час-
тотной стабильности радиолинии обусловили ее широкое исполь-
зование. Кроме этого амплитудная модуляция телеграфными сиг-
налами, так называемая слуховая амплитудная телеграфия (АТ),
широко используется в настоящее время для радиосвязи в диапа-
зоне высоких частот (коротких волн).

При амплитудной модуляции (АМ) изменяется только амплитуда
несущего колебания, а фаза и частота остаются неизменными (во
всяком случае, модуляция частоты и фазы в этом случае если и
проявляется, то только как паразитная).

Математическое выражение для мгновенного значения ампли-
тудно-модулированного сигнала имеет вид

^Ам(0 = ^о[1 + Л7АМС/(0]СО8С00Г

-	при модуляции аналоговым сигналом;

^Ам(0 = и0У^}СО8(й01

-	при модуляции дискретным сигналом.

В приведенных выражениях приняты следующие обозначения:
и0 - амплитуда несущего (модулируемого) колебания; Ио - частота
несущего колебания; Ц0 - мгновенное значение модулирующего
сигнала; тАМ - коэффициент амплитудной модуляции, который оп-
ределяет степень влияния модулирующего колебания на модули-
руемое

т =---------------= ^^та,С±ЩЦ!!П.х100% .

АМ н +и  и +и 

’-'ттах Т иттт ’-'ттах Т иттп

При передаче аналоговых сигналов значение тАМ выбирается
обычно равным 0,3 (30%).

На рис. 17.2 показаны эпюры напряжений модулирующего 1/(0 и
амплитудно-модулированного С/АМ(0 сигналов для телефонного и
телеграфного режимов работы.

Если модуляция производится гармоническим колебанием, то
в спектре модулированного колебания, очевидно, (и это можно по-
б)



^(0^

I

Рис. 17.2. Эпюры сигналов с АМ при модуляции:
а - синусоидальным или речевым сигналом; б-дискретным
(телеграфным) сигналом

казать аналитически) будет содержаться составляющая с несущей
частотой и две составляющие меньшей амплитуды с частотами
выше и ниже несущей на расстоянии равном частоте модуляции
(Ем) (рис. 17.3,а). Если модуляция несущей производится сложным
колебанием, содержащим некоторый спектр в области низких час-
тот, то спектр модулированного колебания будет содержать кроме
несущей две боковые полосы - верхнюю (ВВП) и нижнюю (НБП)
(рис. 17.3,6).

Таким образом, при АМ спектр исходного модулирующего сигна-
ла не претерпевает никаких изменений, а происходит только его
перемещение в область несущих частот и образование двух боко-
вых полос, содержащих одну и ту же информацию.
Рис. 17.3. Спектр сигналов с амплитудной модуляцией

С целью экономии полосы частот, занимаемой модулированным
сигналом, передаваться может не весь спектр, а, например, одна
боковая полоса частот. При этом несущая и другая боковая подав-
ляются. Такая модуляция называется амплитудной однополосной
модуляцией (АОМ).

В общем случае различают следующие разновидности ампли-
тудной модуляции (рис. 17.4):

а - двухполосная АМ (Ооиб1е З/дебапд- ОЗВ);

б - двухполосная АМ с подавленной несущей (ОоиЫе З/дебапд
Зирргеззес! Сагп'ег- 08В8С). В отечественной литературе для данной
разновидности АМ используется термин балансная модуляция (БМ);

в - однополосная АМ (8!пд1е 8!дебапд- 88В);

г - однополосная АМ с частично подавленной несущей;

д - однополосная АМ с полностью подавленной несущей (8тд1е
3!дебапд Зирргеззес! Сагпег- ЗЗВЗС);

е - АМ с частично подавленной одной из боковых полос (УезИда/
8!бебапд - УЗВ). В отличие от однополосной модуляции здесь име-
ет место частичное подавление несущей и одной боковой полосы;

ж - АМ с двумя независимыми боковыми полосами (1пберепдепд
8!пд1е З/бебапд- 133В). В этом случае каждая боковая полоса (ВБП
и НБП) определяется своим модулирующим сигналом, несущая
может быть либо полностью подавлена, либо иметь неподавлен-
ный остаток.

Амплитудная модуляция и ее разновидности нашли применение
в основном в системах мобильной связи, радио- и телевещания. В
диапазонах НЧ и СЧ применяется двухполосная АМ, в диапазоне
ВЧ и ОВЧ однополосная АМ. В диапазоне ОВЧ в телевизионных
системах для передачи сигнала изображения (яркостной состав-
ляющей) используется АМ с частично подавленной одной из боко-
вых полос, а для передачи цветоразностных сигналов в системах
РАб и ЫТЗС используется разновидность балансной модуляции,
так называемая квадратурная АМ.
Рис. 17.4. Спектры сигналов с амплитудной модуляцией
при передаче телефонных сигналов

Принцип АМ ОБП используется для формирования групп кана-
лов в многоканальных системах связи с частотным уплотнением.

Принцип детектирования сигналов с двухполосной АМ

Структурная схема приемника АМ сигналов включает: линейный
тракт приемника и частный тракт приема АМ сигналов (рис. 17.5)

Рис. 17.5. Структурная схема приемника АМ сигналов
Построение линейного тракта приема, а также общие требова-
ния к профессиональным приемникам рассмотрены выше, поэтому
из показателей РПУ будут рассмотрены только те, которые нужда-
ются в конкретизации при приеме АМ сигналов (полоса пропускания
приемника, чувствительность и др.).

Частный тракт приема сигналов вида АЗЕ включает амплитуд-
ный детектор и тракт низкой частоты.

Амплитудный детектор осуществляет выделение огибающей
амплитудно-модулированного сигнала независимо от стабильности
радиолинии. К детекторам радиосигналов профессиональных при-
емников предъявляются высокие требования, основными из кото-
рых являются:

1.	Высокая степень соответствия закона изменения получаемого
на выходе первичного сигнала закону изменения модулируемого
параметра радиосигнала (амплитуда, частота, фаза) на входе.

2.	Малое ухудшение отношений сигнал-помеха и сигнал-шум на
выходе по сравнению с соответствующими отношениями на входе.

3.	Хорошая фильтрация колебаний высокой частоты на выходе
схемы.

4.	Высокие коэффициент передачи и входное сопротивление.

5.	Устойчивость параметров, электрическая и механическая
прочность, экономичность.

Качество работы детектора зависит не только от его собственных
данных, но и от характера подготовки радиосигнала до детектора. На
вход детектора должен быть подан сигнал с нормальным для него
уровнем. В качестве детекторов могут использоваться диодные де-
текторы и детекторные каскады на усилительных элементах.

В современных приемниках в качестве детекторов амплитудно-
модулированных радиосигналов в основном используются диодные
детекторы на полупроводниковых приборах, работающих в линей-
ном режиме. Нормальное напряжение на входе составляет
кладет = 0.5...1,0 В.

При правильно выбранных элементах нагрузки диодные полу-
проводниковые детекторы вносят малые нелинейные искажения и
допускают перегрузки сильным сигналом.

Тракт низкой частоты включает фильтр низких частот (ФНЧ)
и усилительные каскады. В тракте низкой частоты применяются
ФНЧ с возможно более узкой полосой пропускания для выделения
спектра первичного сигнала. Усилитель низкой частоты обеспечи-
вает усиление электрического сигнала, полученного в результате
детектирования, а также необходимую мощность этого сигнала для
нормальной работы оконечного устройства. Простейшими оконеч-
ными устройствами могут служить головные телефоны или динами-
ческая головка.

Распределение избирательности и усиления радиоприемного
тракта сигналов с амплитудной модуляцией

Полоса пропускания радиоприемного тракта определяется из
условия обеспечения безыскаженного приема сигналов с АМ. Для
этого необходимо, чтобы ширина полосы пропускания тракта была
не меньше ширины спектра принимаемого сигнала.

Вид спектра двухполосного АМ сигнала при модуляции несущего
колебания речевым сигналом, спектр которого ограничен частотами
/“гтп и Гтах, представлен на рис. 17.6.

Минимальная полоса пропускания тракта АМ до детектора
должна быть, очевидно, равна удвоенной максимальной частоте
модуляции: ДГС = г/^ах- Однако полосу пропускания приходится
брать шире, так как требуется обеспечить бесподстроечное веде-
ние связи при определенной нестабильности Д/рП частоты радиоли-
нии. Во избежание ограничения спектра и значительных искажений
сигнала полосу пропускания приемника рассчитывают с учетом не-
стабильности радиолинии Д/'рл по формуле

Д^|рт = 2^Тпах *" 2А /рл •

Запас на нестабильность радиолинии можно определить как

△	^рл = "^2 х 5Г х ^тах,

Рис. 17.6. Спектр сигнала и полоса пропускания до и после детектора
в приемнике амплитудной модуляции
где 8Г - относительная нестабильность частоты гетеродинов при-
емника; 4пах - максимальная частота диапазона приемника.

Для уменьшения частотной нестабильности радиолинии целе-
сообразно использовать как в передатчике, так и в приемнике ме-
тоды диапазонно-кварцевой стабилизации частоты, поскольку из-
быточность полосы пропускания приводит к увеличению вероятно-
сти воздействия помех.

В тракте низкой частоты, очевидно, не требуется учитывать не-
стабильность радиолинии, поэтому полосу пропускания можно по-
лагать равной максимальной частоте модуляции

△	Рнч = Ртах ~ Рт'т ~ Ртах •

В радиотелефонной связи ограничивают граничные частоты
первичного электрического сигнала значениями:

300...3400 Гц-для высококачественной передачи;

300...2700 Гц-для хорошей;

400...2000 Гц-для удовлетворительной.

Однако необходимо иметь в виду, что общая характеристика из-
бирательности радиоприемного тракта определяется как произве-
дение характеристик избирательности составляющих его трактов.

При этом полосы пропускания трактов на практике обычно опре-
деляются из условий;

-	радиочастоты - ДГтрч (2...3)ДРПрт - при однократном преоб-
разовании частоты;

-	ДРтрч (3...4)ДГпРт - при двойном преобразовании частоты;

-	первой промежуточной частоты - ДР-ппч (2...3)Д/гПрт;

-	второй промежуточной частоты - ДГтгпч = (1.1 —1,2)Д/гПрт-

В интересах увеличения реальной избирательности приемника
фильтры с наиболее высокой частотной избирательностью целесо-
образно располагать в основном сигнальном тракте как можно
ближе ко входу приемника; основное усиление должно быть обес-
печено последующими каскадами. Это - один из важнейших прин-
ципов проектирования радиоприемников. Реализация данного
принципа обеспечивает подавление помех избирательными систе-
мами при более низких уровнях и тем самым уменьшает опасность
перегрузки усилительных каскадов помехой и связанное с такой
перегрузкой подавление сигнала.

Широкое применение находят фильтры сосредоточенной селек-
ции (ФСС), электромеханические фильтры (ЭМФ) и др., имеющие
фиксированную частоту настройки. Эти фильтры лучше всего ис-
пользовать в качестве нагрузки преобразователя частоты. При не-
обходимое™ применения двух таких фильтров второй включают в
схему первого каскада УПЧ. Они в основном определяют подавле-
ние помех по соседним каналам приема. Частотные характеристики
последующих каскадов должны быть такими, чтобы отклонение
формы результирующей частотной характеристики тракта от фор-
мы частотной характеристики ФСС (ЭМФ) было в пределах допус-
тимого. Применение подобных фильтров в тракте принимаемой
частоты затруднительно в связи с более высоким значением рабо-
чей частоты и обычной диапазонностью этого тракта.

Если в приемнике с двойным преобразованием обеспечивается
достаточно высокая стабильность первой промежуточной частоты,
то очевидна целесообразность применения ФСС или ЭМФ в тракте
первой промежуточной частоты (прежде всего, конечно, в схеме
первого преобразователя). При этом номинал первой промежуточ-
ной частоты должен быть удобен с точки зрения конструирования
фильтра.

Общий коэффициент усиления радиоприемного тракта опреде-
ляется при помощи выражения

_ Цпахдет

РТ~ Т2Еа0 зап’

где С/тах дет - амплитуда сигнала на входе детектора; - реальная
чувствительность радиоприемника; /<зап = 10...20 - коэффициент
запаса радиоприемного тракта по усилению.

Таким образом, при реальной чувствительности радиоприемни-
ка Еао = 2 мкВ, напряжении 1/тахдет = 0,5 В, коэффициент усиления
радиоприемного тракта должен составлять Крт = (1,8...3,5)х106.

При распределении усиления по трактам приемника не следует
стремиться к получению большого усиления до преобразователя
частоты из соображений обеспечения линейности преобразования
и усиления последующих каскадов. Поэтому от УВЧ требуется уси-
ление, минимально необходимое для уменьшения влияния шумов
преобразователя на чувствительность приемника.

Исходя из того, чтобы амплитуда сигнала на входе смесителей
первого и второго преобразователей частоты не должна превышать
5...10 мВ при максимальном уровне входного сигнала, коэффици-
ент усиления тракта радиочастоты обычно выбирают в пределах
10...20, а коэффициент усиления тракта первой промежуточной
частоты - 5...10.

На тракт второй промежуточной частоты возлагается задача
обеспечения дополнительного усиления, которого с учетом усиле-
ния всех предшествующих каскадов должно быть достаточно для
реализации режима линейного детектирования. Кроме того, необ-
ходимо предусмотреть запас усиления на случай старения усили-
тельных элементов, разброса их параметров, уменьшения питаю-
щих напряжений и т. п.

Тогда коэффициент усиления тракта второй (основной) проме-
жуточной частоты определяется как Копч = Крт /^тсч^тпч1 и со’
ставляет десятки - сотни тысяч раз.

В тракте второй промежуточной частоты усиление целесообраз-
но распределять между отдельными каскадами так, чтобы послед-
ний каскад имел возможно больший коэффициент усиления. При
этом на входе последнего каскада УПЧ должно быть малое напря-
жение сигнала в нормальном режиме, что свидетельствует об уве-
личении динамического диапазона и улучшения линейности радио-
тракта приемника.

Общие формулы для расчета чувствительности приемника рас-
смотрены ранее. При выводе данных соотношений предполагалась
линейность тракта приемника до входа детектора.

Детектор как нелинейный элемент изменяет отношение полез-
ного сигнала к шуму на своем выходе по сравнению с таким же от-
ношением на входе. Реальная чувствительность приемника изме-
ряется в эксплуатационных условиях при заданном отношении сиг-

( р >	( и \

нал/шум (уВыхд = з2- или рВЬ1ХД = —) на выходе при-
\ ш /вых д	\ ш /вых д

емника, т.е. с учетом влияния детекторного каскада. По этой причи-
не необходимо оценить влияние амплитудного детектора на изме-
нение отношения сигнал/шум на выходе приемника.

Все виды помех, воздействующие на вход радиоприемника
и влияющие на качество детектирования, можно разделить на три
основных вида:

-	флуктуационные (шумовые);

-	сосредоточенные по спектру;

-	импульсные.

Мгновенное значение флуктуационной помехи является случай-
ной величиной, распределенной по нормальному закону. Ширина
спектра флуктуационной помехи превышает полосу пропускания
радиоприемника. Спектральная плотность помехи в полосе пропус-
кания постоянна, следовательно мощность такой помехи на входе
радиоприемника прямо пропорциональна его полосе пропускания.
Источниками флуктуационных помех являются космические шумы,
тепловые шумы Земли, шумы Солнца, флуктуационные изменения
параметров среды распространения радиоволн, а также собствен-
ные шумы радиоприемника и антенно-фидерной системы.

Сосредоточенные по спектру помехи имеют ширину спектра
меньшую, чем ширина спектра принимаемого сигнала. Обычно в
качестве сосредоточенной по спектру помехи рассматривается не-
модулированное гармоническое колебание частотой, попадающей
в полосу пропускания радиоприемника, и амплитудой меньшей ли-
бо соизмеримой с амплитудой принимаемого сигнала. Источниками
сосредоточенных по спектру помех обычно являются посторонние
радиопередающие устройства, излучающие радиосигналы на час-
тотах основного, соседнего и побочных каналов приема.

Импульсные помехи имеют длительность во много раз меньшую
длительности элементарной посылки полезного сигнала. Ширина
спектра импульсной помехи, как правило, значительно превышает
ширину полосы пропускания приемника. Источниками импульсных
помех обычно являются грозовые разряды, а также искровые раз-
ряды в промышленном электротехническом оборудовании (искре-
ние коллекторов электродвигателей, контактов выключателей, ру-
бильников, электромагнитных реле и контакторов, искровые разря-
ды в системе зажигания двигателей внутреннего сгорания и т.п.).

Помехоустойчивость приема сигналов с АМ на фоне флуктуаци-
онных помех оценивается так называемым выигрышем помехоустой-
чивости <7ам, показывающим, во сколько раз изменяется соотношение
мощности сигнала и мощности помехи после прохождения ампли-
тудного детектора. Поскольку амплитудная модуляция относится к
прямым аналоговым видам модуляции и, как известно из общей тео-
рии связи, имеет низкую помехоустойчивость по сравнению с други-
ми аналоговыми видами модуляции (частотной, фазовой, балансной
и однополосной), выигрыш определяется выражением

п	/ Рщ )Вых _ ^АМ

АМ (РС/^ш)вх 1 + тдм’

где Рш и Рс - соответственно мощности шума и сигнала на выходе и
на входе приемника; тАМ - коэффициент амплитудной модуляции.

Поскольку тАМ < 1 (в практических системах тАМ = 0,3 и выиг-
рыш составит дАМ = 0,2), то тАМ «1, и в знаменателе выражения
для обобщенного выигрыша этой величиной можно пренебречь.
Тогда дАМ = т2ш.
Таким образом, выигрыш помехоустойчивости при приеме сиг-
налов с АМ фактически оказывается проигрышем (дАМ « 1) вслед-
ствие уменьшения соотношения сигнал/шум в амплитудном детек-
торе.

Величина, обратная обобщенному выигрышу

^=—=4--

*7ам Л7ам

входит в выражение для определения чувствительности приемника
сигналов с АМ, показывая, во сколько раз ухудшается чувствитель-
ность вследствие снижения помехоустойчивости приема за счет
амплитудного детектора

Еа[мкВ] ~ д д/Д^эф[к/-ц] Р1а[кОм] ^общ^ _

Рвых д
8тАМ

у ^^эФ[кГц] На[кОм] ^общ

Как правило, при расчете чувствительности приемника АМ сиг-
налов глубина модуляции принимается равной 30% (тАМ = 0,3), до-
пустимое отношение сигнал/шум на выходе приемника в радиоте-
лефонной связи 3:1 (Рвыхд = 3). При этих стандартных условиях чув-
ствительность можно рассчитывать по формуле

Еа[мкВ] = ^'2Р^^’эф[к/-ч] Яа[кОм] ^общ •

Воздействие сосредоточенных по спектру помех проявляется
при приеме сигналов с АМ в появлении дополнительных помех по
зеркальному каналу, каналу промежуточной частоты, интерферен-
ционных свистов. Взаимодействие немодулированной помехи, на-
ходящейся в полосе пропускания приемника, с принимаемым сиг-
налом на нелинейном элементе амплитудного детектора приводит к
возникновению неприятных свистов, мешающих слуховому приему.
Внеполосные помехи большого уровня, которые приводят к возник-
новению нелинейных явлений блокирования, перекрестной и вза-
имной модуляции, подробно рассмотрены в лекции, посвященной
многосигнальной избирательности.

Воздействие импульсных помех вследствие их малой длитель-
ности при слуховом приеме сигналов с АМ проявляется в меньшей
мере, чем воздействие помех, сосредоточенных по спектру. Им-
пульсные помехи воспринимаются при слуховом приеме как щелч-
ки, трески, шорохи и при малой частоте повторения почти не оказы-
вают влияния на качество приема. Основным путем распростране-
ния импульсных помех, источником которых является электротех-
ническое оборудование, является сеть питания переменным током,
поэтому одной из эффективных мер снижения их воздействия яв-
ляется качественная фильтрация питающих напряжений и экрани-
рование аппаратуры.

Таким образом, при проектировании приемников АМ сигналов
необходимо учитывать ряд особенностей по распределению усиле-
ния и избирательности в общем и частном трактах приема для
обеспечения важнейших качественных показателей РПУ.

17.2.	Структурная схема радиоприемника АТ сигналов

Общие сведения об амплитудной манипуляции

Передача информации посредством слуховой телеграфии осно-
вана на использовании кода Морзе - комбинаций тональных посы-
лок короткой и продолжительной длительности, воспринимаемых
оператором на слух. Исторически первый способ передачи инфор-
мации по радиоканалу - слуховой телеграф сохранил и в настоя-
щее время важную роль в системах радиосвязи коротковолнового
(ВЧ) диапазона.

Слуховой телеграф используется при вхождении в радиосвязь,
при организации буквопечатающего канала, а также для передачи
сигналов оповещения и управления. В ряде случаев слуховой теле-
граф является единственным способом связи с удаленными оди-
ночными корреспондентами (например, с кораблями, экспедиция-
ми, разведгруппами и т.п.).

Способ слуховой радиосвязи с помощью амплитудной телегра-
фии имеет следующие основные преимущества:

-	простота формирования телеграфного сигнала, простота кон-
струкции оконечных устройств радиоприемников;

-	высокая помехоустойчивость приема, обусловленная малой
шириной спектра принимаемого сигнала, а также участием в про-
цессе приема слуха и сознания оператора. Высокая чувствитель-
ность и избирательные свойства человеческого уха позволяют
осуществлять прием информации при столь малых соотношениях
сигнал/помеха, при которых другие способы связи оказываются
неприемлемыми.

К недостаткам слуховой телеграфии относится, прежде всего:
-	малая и зависящая от квалификации оператора скорость пе-
редачи информации (до 15...30 слов в минуту), а также необходи-
мость специальной подготовки операторов;

-	отсутствие подлинной документальности (при записи радио-
граммы оператором не исключены субъективные ошибки).

При амплитудной манипуляции (сокращенно АТ - амплитудная
телеграфия) нажатию ключа соответствует излучение радиосигна-
ла, отжатию - пауза.

Структурные схемы приемников АТ сигналов
при приеме на слух

Излучение радиосигнала АТ может быть различного вида, вслед-
ствие чего будут различными и структурные схемы приемников.

Излучаемый радиосигнал может быть амплитудно-
модулированным тональной частотой порядка 800...1000 Гц (тип
излучения А2А). Спектр такого сигнала АТ аналогичен спектру
обычного сигнала АМ при модуляции одним тоном, и структурная
схема приемника может ничем не отличаться от структурной схемы
приемника в режиме приема телефонных амплитудно-
модулированных сигналов (см. рис. 17.5). В этом состоит основное
достоинство такого вида работы. Некоторое отличие от случая
приема телефонного амплитудно-модулированного сигнала заклю-
чается в том, что имеется возможность работать при более узкой
полосе пропускания до детектора и особенно после детектора. До
детектора полоса пропускания может быть сужена до 2 кГц, а после
детектора - до 200...300 Гц (при использовании в тракте низкой час-
тоты фильтра, настроенного на тональную частоту 800...1000 Гц).
Недостатком такого вида работы является значительная полоса про-
пускания до детектора и связанная с этим недостаточная помехо-
устойчивость приема. По этой причине данный способ передачи АТ
сигналов широкого распространения не получил.

Энергетически более выгоден телеграфный режим работы пе-
редатчика, когда радиосигнал АТ представляет собой прерывистое
излучение колебаний несущей частоты (тип излучения А1А). В при-
емнике такой радиосигнал может быть преобразован в тональные
посылки следующими способами:

-	с предварительной (внутренней) тональной модуляцией в при-
емнике;

-	с использованием гетеродинного детектирования (метод биений);

-	с использованием гетеродинного детектирования с дополни-
тельным преобразованием частоты.
Рис. 17.7. Схема приемника АТ сигналов с предварительной
(внутренней)тональной модуляцией

При приеме телеграфных амплитудно-манипулированных сигна-
лов первым методом структурная схема приемника такая же, как и
при приеме телефонных амплитудно-модулированных сигналов
(рис. 17.7). Отличие состоит в том, что в схему включен отдельный
тональный генератор, колебания которого подаются на вход одного
из каскадов усиления тракта промежуточной частоты (тонального
модулятора). Этим самым вызывают модуляцию принятого сигнала
тональной частотой Етон. Обычно выбирают Е10Н = 800...1200 Гц.

В результате на выходе модулируемого каскада УПЧ получаются
колебания вида А2А. В последующем образовавшиеся сигналы де-
тектируются обычным детектором амплитудно-модулированных
сигналов и усиливаются в тракте НЧ, аналогичном по составу трак-
ту при приеме телефонных сигналов вида АЗЕ.

Расчет полос пропускания общего радиотракта и тракта НЧ про-
изводится по тем же формулам, что и при приеме сигналов вида
АЗЕ, с учетом того, что ширина спектра радиосигнала А1А опреде-
ляется выражением:

ДЕ. = 2аЕмян = аВт,
С	Мап	Т ’

где а - номер гармоники, который учитывается в спектре сигнала
(обычно а = 3...5); Еман= 5...10 Гц - частота манипуляции при руч-
ном телеграфировании; Вт - скорость телеграфирования (обычно
10...20 Бод).

При слуховом приеме сигналов вида А1А полоса пропускания
тракта низкой частоты определяется формулой

р =2Е

1 нч тах»
где Ртах - максимальная частота, которая определяется выражени-
ем Ртах — &ВТ /2.

Способ внутренней модуляции оправдывает себя тогда, когда
нестабильность частоты в радиолинии значительна, полоса пропус-
кания достаточно широка и отсутствуют помехи. Если же кроме сиг-
нала в полосу пропускания попадает помеха, она модулируется той
же самой тональной частотой, что и сигнал, и отличить их друг от
друга по тону на выходе приемника невозможно. Это свидетельст-
вует о низкой помехоустойчивости данного метода.

Достоинством такого приемника является независимость тона
слышимых сигналов от изменения несущей частоты. При этом от-
падает необходимость в регулировке тона и упрощается управле-
ние приемником. Помехоустойчивость же можно несколько повы-
сить, включив на выходе детектора тональный фильтр, настроен-
ный на частоту модуляции (тонального гетеродина).

Сущность гетеродинного метода приема АТ сигналов состоит
в том, что к обычному амплитудному детектору (рис. 17.8) подво-
дятся два напряжения: напряжение промежуточной частоты от об-
щего радиотракта приемника и напряжение от местного телеграф-
ного гетеродина, колебания которого отличаются от колебаний
промежуточной частоты на тональную (звуковую) частоту, т.е.

•

Ат — А>пч ± ^гон >

где Ртн = 800... 10ОО Гц.

Дам	УНЧ

Рис. 17.8. Схема приемника АТ сигналов использованием
гетеродинного детектирования
В детекторе оба эти колебания, близкие по частоте, образуют
биения, и на выходе детектора выделяется колебание звуковой
частоты (тона Е10н).

Наиболее лучшее восприятие тона для человеческого уха лежит
в пределах 800...1200 Гц. После детектора амплитудно-
модулированных сигналов эти колебания усиливаются в тракте
низкой частоты и поступают на головные телефоны.

Для того чтобы огибающая биений изменялась по возможности
по синусоидальному закону, амплитуда напряжения от телеграфно-
го гетеродина должна в несколько раз превышать амплитуду на-
пряжения промежуточной частоты, т.е. 1Уттг >2С/топч. При исполь-

зовании системы АРУ ит тг = (4...6)С/т опч.

Необходимо заметить, что при приеме амплитудно-
манипулированных сигналов в тракт НЧ вводится узкополосный
фильтр, полоса пропускания которого определяется по формуле:

А^"нч — 2/тпах "*	— 2а/^дан + 2А/ГрЛ.

Следует иметь в виду, что если тракт принимаемой частоты и
тракты промежуточных частот являются общими для приема теле-
фонных АМ сигналов и телеграфных АТ сигналов, то на входе ча-
стного тракта (до детектора) ставится фильтр с узкой полосой про-
пускания, определяемой шириной спектра сигнала и нестабильно-
стью радиолинии.

Основным достоинством этого метода приема АТ сигналов яв-
ляется его простота, сравнительно высокая помехоустойчивость
приема (оператор, меняя тон сигнала, может отстроиться от близко
расположенных по частоте помех) и высокая по сравнению с АМ
чувствительность приемника.

Недостатки:

-	изменение тона биений при низкой стабильности частоты в
радиолинии, что вызывает необходимость подстройки оператором,
т.е. усложняет управление;

-	сравнительно большие искажения тона за счет нелинейных
явлений при биениях;

-	при просачивании колебаний промежуточной частоты на теле-
графный гетеродин может наступить режим синхронизации, т.е.
«увод» частоты гетеродина в сторону частоты сигнала.

По этим причинам и данный способ на практике широкого при-
менения не получил.
А	СМ	УНЧ

Рис. 17.9. Схема приемника АТ сигналов использованием гетеродинного
детектирования и дополнительным преобразованием частоты

Однако большинство его недостатков можно устранить введени-
ем в схему дополнительного преобразования частоты.

При данном методе приема сигналов вида А1А устанавливается
отдельный преобразователь частоты (рис. 17.9), состоящий из сме-
сителя и телеграфного гетеродина.

На вход смесителя подаются колебания промежуточной частоты
от общего радиотракта и частоты телеграфного гетеродина, отли-
чающиеся от колебаний промежуточной частоты на тональную час-
тоту Етг, т.е.

Ат А>ПЧ

где Ртг = (О±5) кГц.

Принцип детектирования АТ сигнала аналогичен предыдущему
методу.

Гетеродинный метод с дополнительным преобразованием час-
тоты обладает всеми преимуществами обычного метода гетеро-
динного детектирования и, кроме того, обеспечивает лучшую чисто-
ту тона и меньшие искажения сигнала. Поэтому такой метод приема
АТ сигналов находит широкое применение в современных прием-
никах. Однако следует отметить, что при приеме амплитудно-
манипулированных сигналов с использованием местного телеграф-
ного гетеродина имеет место зеркальный телеграфный канал, ко-
торый отстоит на величину удвоенной расстройки гетеродина от
основной промежуточной частоты, т.е. примерно на 2 кГц от 4пч
в сторону настройки телеграфного гетеродина (рис. 17.10).
Рис. 17.10. Зеркальный телеграфный канал

Ослабление этого побочного канала приема достигается:

-	повышением избирательности до детектора;

-	повышением избирательности в тракте низкой частоты;

-	изменением частоты телеграфного гетеродина.

Для повышения избирательности приемника до детектора ис-
пользуют узкополосный (полоса пропускания 200...300 Гц) фильтр,
настроенный на частоту /опч.

Повышение избирательности приемника после детектора осуще-
ствляется, например, включением тонального фильтра и подбором
таких частот биений, когда полезный сигнал попадает в полосу про-
пускания тонального фильтра (или в диапазон УНЧ), а помеха оказы-
вается за пределами полосы (или диапазона УНЧ) и подавляется.

Изменяя величину и знак расстройки телеграфного гетеродина,
можно отстроиться от помехи по тону звучания. По этой причине
телеграфный гетеродин имеет ручку подстройки «ТОН». В этом
случае решающее значение приобретают анализирующие способ-
ности слуха и опыт оператора. В приемниках, не имеющих специ-
альной ручки регулировки частоты телеграфного гетеродина, этого
же эффекта можно добиться небольшим изменением частоты на-
стройки приемника.

•••

Практически любой профессиональный приемник имеет частные
тракты, предназначенные для приема телефонных и телеграфных
сигналов с амплитудной модуляцией.

Принцип построения подобных трактов определяется конкрет-
ным видом принимаемых сигналов.

Передачи с двухполосной амплитудной модуляцией обладают
серьезными недостатками: низкой эффективностью использования
мощности радиопередатчика и достаточно широкой полосой частот
модулированного колебания. Детектирование таких передач произ-
водится при помощи амплитудного детектора.

В приемнике телеграфных амплитудно-манипулированных сиг-
налов детектирование производится тремя способами:

-	с предварительной (внутренней) тональной модуляцией в при-
емнике;

-	с использованием гетеродинного детектирования (метод бие-
ний);

-	с использованием гетеродинного детектирования с дополни-
тельным преобразованием частоты.

Наиболее предпочтительным из них является последний.

Качественные показатели приемника АМ и АТ сигналов в значи-
тельной степени зависят от распределения избирательности и уси-
ления по трактам РПУ.
РАДИОПРИЕМНИКИ ОДНОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ

Передача двухполосных АМ сигналов имеет два основных не-
достатка: низкую эффективность использования мощности радио-
передатчика и достаточно широкую полосу частот модулированного
колебания. При этом любая из боковых полос спектра содержит
полную информацию о модулированном сигнале, а передача вто-
рой боковой полосы и несущего колебания сопряжена лишь с до-
полнительным расходованием энергии радиопередатчика. Поэтому,
если выделить одну из боковых полос сигнала высокодобротным
полосовым фильтром, дополнительного расхода мощности пере-
датчика можно избежать. Такой способ модуляции, при котором
передается только одна боковая полоса сигнала с АМ, называется
амплитудной однополосной модуляцией (АОМ). При этом ширина
спектра излучаемого передатчиком колебания становится равной
ширине спектра передаваемого низкочастотного сообщения, т.е.
уменьшается вдвое, а исключение из спектра радиосигнала со-
ставляющей несущей частоты позволяет лучше использовать мощ-
ность передатчика. Идея АОМ была выдвинута еще в 20-х годах
прошлого столетия, однако ее практическому осуществлению ме-
шала низкая частотная стабильность радиолинии. Вследствие это-
го АОМ получила широкое распространение только в начале 60-х
годов с изобретением методов диапазонно-кварцевой стабилиза-
ции частоты (синтеза частот).

Подавление только одной из двух боковых полос (см. рис. 17.4,в)
дает возможность почти вдвое сократить ширину спектра радио-
сигнала, но практически не дает энергетического выигрыша, а так-
же требует ограничения глубины модуляции в 20...30% для предот-
вращения заметных искажений. Наиболее рациональна работа при
передаче одной из двух боковых полос с частично (рис. 17.4,г) или
полностью (см. рис. 17.4, д) подавленной несущей.

Значительно ослабленная несущая («остаток» несущей) может
служить управляющим сигналом (так называемом пилот-сигналом)
для приведения в действие систем АПЧ и АРУ приемника, а также
(после восстановления) использоваться для демодуляции сигнала.
Работа без пилот-сигнала еще более увеличивает помехоустойчи-
вость приема и облегчает работу оператора при вхождении в связь.

Таким образом, сужение полосы пропускания приемника суще-
ственно улучшает отношение сигнал/шум, что приводит к повыше-
нию чувствительности приемника. Чем больше по уровню сигнал
относительно помехи, тем легче воспроизвести его с заданной дос-
товерностью. Поэтому в системах передачи с АОМ можно обеспе-
чить заданное качество воспроизведения передаваемого сообще-
ния при меньшей мощности передатчика.

Недостатками однополосной модуляции являются высокие тре-
бования к частотной стабильности радиолинии и значительно
большая сложность и стоимость аппаратуры для ее реализации.

Целью настоящей лекции является изучение принципов по-
строения структурных схем приемников однополосных сигналов
(ОПС), основных требований, предъявляемых к его элементам и
трактам, с целью обеспечения высокой помехоустойчивости.

18.1.	Требования к приемнику однополосных сигналов

Как правило, все современные профессиональные радиоприем-
ные устройства обеспечивают возможность приема однополосных
сигналов. Однако их структурные схемы имеют ряд особенностей,
определяемых структурой сигнала и методом его передачи.

В общем тракте приемника до демодулятора однополосный сиг-
нал претерпевает такие же изменения, как и любой другой сигнал,
принятый супергетеродинным приемником. Он усиливается, преоб-
разуется (без изменения формы огибающей с трансформацией
частотного спектра в область пониженных частот), отфильтровыва-
ется от других сигналов и помех. Как правило, приемник представ-
ляет собой супергетеродин с двойным преобразованием частоты.
Это дает возможность, с одной стороны, обеспечить высокое по-
давление помех по побочным каналам приема, а с другой стороны,
становится возможным выбрать такое значение второй ПЧ, на ко-
торой удается сравнительно легко реализовать высококачествен-
ные фильтры цля выделения однополосного сигнала и пилот-
сигнала. Требования к общему радиотракту остаются в основном
теми же, что и при приеме АМ сигналов. Однако при приеме сигна-
лов с АОМ к общему радиотракту предъявляются дополнительные
требования:

- высокая линейность преобразования и усиления сигнала, так
как недостаточно высокая линейность приводит к ухудшению раз-
Рис. 18.1. Спектр сигнала с однополосной модуляцией
борчивости речи и к образованию переходных помех между кана-
лами уплотнения, если однополосный канал уплотняется теле-
графными каналами;

- высокая стабильность частоты;

- равномерность амплитудно-частотной характеристики в полосе
рабочих частот (неравномерность АЧХ не должна превышать 1-2 дБ);

- качественная фильтрация ОПС.

Спектр радиосигнала с АОМ на входе радиоприемника имеет
вид, показанный на рис. 18.1.

Полоса пропускания общего радиотракта определяется реаль-
ной шириной спектра принимаемого сигнала (ДГС) и запасом, зави-
сящим от частотной точности радиолинии:

ДГрт = ДЕС+2ДГН.

Ширина спектра радиосигнала, которую необходимо обеспечить
на входе детектора однополосного сигнала, определяется следую-
щими выражениями.

При одноканальной однополосной модуляции с подавленной не-
сущей

= ^Тпах ~ ^7п1п •

При одноканальной однополосной модуляции с полной или ос-
лабленной несущей

АГС ~ ^Тпах •

При двухканальной однополосной модуляции (при работе по
двум независимым боковым полосам частот):

А^Ь = 2/7пах •

При распределении избирательности между трактами следует
руководствоваться соображениями, изложенными для сигналов
с амплитудной модуляцией.
Общий коэффициент усиления радиотракта приемника опреде-
ляется по ранее известной формуле, т.е.

Крг =^Е^Кз'	(18‘1)

где /Утвхд - необходимое значение амплитуды напряжения на вхо-
де детектора однополосного сигнала. При использовании для де-
модуляции однополосного сигнала диодного детектора
Итвхд ~	•••0,2 В. Если в качестве детектора однополосного сигна-

ла использовать схему кольцевого смесителя, то
(Утвхд =10...20 мВ; Еа - ЭДС в антенне, численно равная чувстви-
тельности приемника; К3 - 10...20 - коэффициент запаса усиления.

Структура частного тракта приема однополосного сигнала опре-
деляется в первую очередь видом принимаемого сигнала с АОМ.
Передача и соответственно прием сигналов может вестись как по
верхней боковой, так и по нижней боковой полосам частот, а также
одновременно по обеим боковым полосам частот. Прием однопо-
лосных сигналов может осуществляться при наличии колебаний
несущей частоты (пилот-сигнала) и без них. Это вызывает ряд осо-
бенностей детектирования таких сигналов.

Если сигнал с АОМ подать на вход амплитудного детектора, то
огибающая выходного сигнала не будет соответствовать огибаю-
щей модулирующего сигнала, поскольку однополосная модуляция
по существу представляет собой сложный вид амплитудно-
частотной модуляции.

При формировании однополосного сигнала модулирующий сиг-
нал фактически поднимается из низкочастотной области в высоко-
частотную посредством преобразования частоты. Следовательно,
для демодуляции сигналов с АОМ, необходимо выполнить обрат-
ное преобразование частоты, как показано на рис. 18.2. Иными
словами процесс демодуляции однополосного сигнала представля-
ет собой преобразование частоты на нулевую промежуточную час-
тоту. Поэтому простейшим и наиболее распространенным методом
детектирования однополосных сигналов является метод гетеро-
динного детектирования.

Высокочастотное колебание частотой /ин, подаваемое на демо-
дулятор сигнала с АОМ, называется местной или восстановленной
несущей. К ней предъявляется ряд определенных требований, так
как важной особенностью детектирования однополосного сигнала
Рис. 18.2. Структурная схема демодулятора сигналов с АОМ

по сравнению с детектированием амплитудно-модулированного
сигнала является наличие нелинейных искажений, связанных с не-
достаточной амплитудой местной несущей и асинхронизмом мест-
ной несущей (различием частот подавленной и местной несущей).

Во-первых, при недостаточной амплитуде местной несущей воз-
никают нелинейные искажения сигнала на выходе демодулятора
ОПС. Доказано, что для их уменьшения необходимо амплитуду ко-
лебания местной несущей брать в десятки раз больше амплитуды
однополосного (бокового) колебания, т.е.

мн > *! ОПС •

При допустимой величине коэффициента гармоник Кг требую-
щееся превышение напряжения местной несущей над однополос-
ным сигналом можно найти из соотношения

Цщ мн _	1

ЦпОПС доп

Откуда амплитуда напряжения местной несущей равна

,,	ОПС _ ^Лпвхд

итмн-4/< - 4К

^''гдол ^'угдоп

где Цпвх д - амплитуда напряжения однополосного сигнала на вхо-
де детектора [см. формулу (18.1)]; Кгдоп =0,01...0,02 - допустимый
коэффициент нелинейных искажений (10-20%).
Во-вторых, особенностью детектирования ОПС является то, что
частота восстановленной несущей должна точно совпадать с пре-
образованной частотой подавленной несущей в передатчике.

В реальных условиях всегда имеется отличие этих частот, что
является причиной специфических искажений при приеме однопо-
лосных сигналов. Асинхронизм характеризуется различием частот
между подавленной несущей и местной несущей:

~ 4. ~ 4лн •

Только при Ы = 0 сохраняется кратность частот составляющих
выходного напряжения детектора при гетеродинном способе детек-
тирования. При наличии асинхронизма частота каждой составляю-
щей выходного напряжения детектора сдвигается на величину
асинхронизма и кратность звуковых частот нарушается.

При передаче речи и асинхронизме до ±20 Гц изменение звуча-
ния речи слуховым аппаратом не ощущается и лишь свыше 20 Гц
нарушается естественность (натуральность) звучания.

Разборчивость речи считается:

-	удовлетворительной, если асинхронизм не превышает значе-
ния ±(150...250) Гц;

-	хорошей, если Д^< ±(50... 100) Гц;

-	высокого качества, если Д^< ± (20...30) Гц.

В профессиональных приемниках асинхронизм радиолинии при
уплотнении телефонного канала сигналами частотного или фазово-
го телеграфирования не должен превышать ±(5...1О) Гц, что вызва-
но необходимостью использования для разделения данных теле-
графных каналов узкополосными фильтрами.

Таким образом, рассмотренные особенности детектирования
однополосных сигналов определяют принципы построения частных
трактов приема в зависимости от уровня пилот-сигнала. Различают
структурные схемы приема ОПС:

-	с автономной местной несущей, формируемой специальным
генератором местной несущей (ГМН) - при приеме сигналов вида
ЗЗЕ;

-	путем выделения и усиления остатка подавленной несущей
(пилот-сигнала) - при приеме сигналов вида ИЗЕ и НЗЕ-,

-	путем подстройки по пилот-сигналу генератора местной несущей;

-	при приеме сигналов вида ЕЗЕ и НЗЕ.

Современные профессиональные приемники, как правило, стро-
ятся по универсальной схеме. В таких приемниках предусматрива-
ется прием однополосных сигналов как по одной боковой полосе
частот, так и по двум независимым боковым полосам частот. Де-
тектирование ОПС осуществляется как с использованием пилот-
сигнала, так и местной несущей, получаемой от местного опорного
кварцевого генератора с очень высокой стабильностью частоты.

18.2.	Структурные схемы приемников ОПС.
Помехоустойчивость приемника ОП сигналов

Рассмотрим наиболее распространенные методы приема одно-
полосных сигналов, а также соответствующие данным методам
структурные схемы приемников, обращая внимание на особенности
построения частного тракта обработки ОПС.

Структурная схема приемника ОПС с автономной
местной несущей

Работа без пилот-сигнала возможна при высокой стабильности
частот передатчика и гетеродинов приемника. Построение прием-
ников такого типа связано с необходимостью создания высокоста-
бильных систем стабилизации частоты и эффективной системы
АРУ. Схема реализует простейший метод приема ОПС - метод
предварительной фильтрации ОПС и последующего гетеродинного
детектирования. Основными элементами частного тракта приемни-
ка являются (рис. 18.3):

-	фильтр однополосного сигнала (ФОПС);

-	усилители однополосного сигнала (боковых полос) (Уопс);

-	детектор ОПС.

Фильтр однополосного сигнала должен иметь частотную харак-
теристику с высокой крутизной скатов для подавления всех частот-

ФОПС уопс	Допе	УНЧ

•Тракт приема АОМ сигналов-

Рис. 18.3. Структурная схема приемника ОПС
с автономной местной несущей
ных составляющих, лежащих вне полосы однополосного сигнала.
Прежде всего, необходимо надежно подавить помехи в соседней
полосе частот, так как детектор не различает сигнал по ВВП или
НБП. В общем случае ФОПС может использоваться для приема
ОПС по ВВП (ФВБП) или по НБП (ФНБП) при соответствующем вы-
боре частот настроек.

Полоса пропускания фильтров боковых полос определяется ши-
риной спектра однополосного сигнала (ДГс) и нестабильностью ра-
диолинии (Д/рЛ) (рис. 18.4)

△^ВБП = △^ЙБП ~	+ 2Д/рЛ ~ (^Тпах “	+ 2Д/рЛ •

Граничные частоты фильтров находятся:

для ФВБП

^ВБП гтнп ~ ^пч ^7п1П — А^рл»

^ВБП тах ~ ^пч + ^гпах + ^^рл»

для ФНБП

4-1Б П тт = 41ч “ ^тах ~ ^^рл’

4нБП тах ~ 41ч ~ ^Тгнп + ^^рл*

Рис. 18.4. Вид частотных характеристик ФОПС и ФПС
При очень высокой стабильности радиолинии полоса пропуска-
ния фильтра боковой полосы частот может быть приближена к ми-
нимально необходимой, т.е.

Д^Ьбп = △^ЙБП =	= ^гпах — ^Тпш •

По существующим нормам, если приемник проектируется без
тракта пилот-сигнала, взаимное ослабление составляющих спектра
соседних боковых полос должно быть не менее 60...80 дБ.

Усиление в тракте боковых полос должно быть таким, чтобы
обеспечить нормальную работу демодулятора ОПС с учетом по-
терь в фильтрах БП (ФНБП и ФВБП). Необходимый коэффициент
усиления трактов БП определяется по формуле:

где /<рт - коэффициент усиления общего радиотракта до демодуля-
тора ОПС; К - коэффициент усиления общего радиотракта до
фильтров боковых полос (ФНБП, ФВБП).

Коэффициент усиления общего радиотракта до демодулятора
ОПС рассчитывается по известной формуле (18.1). При этом ко-
эффициент усиления общего радиотракта до фильтров БП опреде-
ляется из соотношения

I'	вх ф

где (Лпвхф = 0,5...1 мВ - амплитуда напряжения на входе фильтров
боковых полос.

Анализируя вышеприведенные формулы, можно сделать важ-
ный вывод: усиление в общем радиотракте до фильтров боковых
полос должно быть небольшим, а основное усиление сигнала
должно осуществляться в усилителях частного тракта приема ОПС,
обеспечивая при этом нормальную работу демодулятора ОПС.

Как правило, приемники ОПС строятся по двухканальной схе-
ме, т.е. предусматривается одновременная работа по двум неза-
висимым боковым полосам частот. Практика показала, что целе-
сообразно уплотнять радиолинии с ОПС, по крайней мере, вто-
рым однополосным каналом, лежащим по другую сторону от не-
сущей. При этом схема приемника усложняется незначительно и
он становится более универсальным. Структура такого приемника
показана на рис. 18.5.
Рис. 18.5. Структурная схема двухканального приемника ОПС
с автономной МН

Фильтр ОПС во втором канале, естественно, должен иметь по-
лосу пропускания и среднюю частоту настройки по другую сторону
от частоты несущей.

Полоса пропускания общего радиотракта двухканального при-
емника ОМ сигнала должна быть не уже

= 2(^пах + А^рл) •

Демодуляция ОПС в простейшем случае осуществляется по ме-
тоду гетеродинного детектирования в амплитудном детекторе, на
вход которого поступает однополосный сигнал и напряжение мест-
ной несущей (4»н). Более качественная демодуляция ОПС получает-
ся при использовании схем кольцевых и балансных смесителей
(метод гетеродинного детектирования с дополнительным преобра-
зованием).

Структура тракта НЧ приемника ОПС идентична приемнику ам-
плитудно-модулированных сигналов. Однако при приеме телефон-
ных однополосных сигналов полоса пропускания тракта НЧ должна
иметь небольшой запас на возможную неточность восстановления
местной несущей, т.е.

А^нч ~ (^Тпах ^7п1п) *"	•

При расчете состава тракта НЧ с точки зрения усиления следует
руководствоваться теми же положениями, что и при расчете ампли-
тудно-модулированных сигналов. Однако при этом следует учесть,
что напряжение на выходе детектора определяется из выражения
Ут вых д ^с!^т вх д >

где = 0,4...0,6 - коэффициент передачи детекторного каскада
для кольцевой схемы; Кс1= 0,6...0,8 - коэффициент передачи для
простой схемы детектора на полупроводниковых диодах.

Чувствительность приемника однополосных сигналов в едини-
цах ЭДС определяется по формуле

Еа[мкВ] = д ^^'[кГц] Еа[кОм] ^обиЛ ~

_ Рвых д /Тр 71 д/

_ д у] ^~эф[кГц ] а [ кОм ] 1 ''общ

где РВЬ|Хд = (Ц;/^ш)вых д ~ превышение сигнала над шумом по на-
пряжению на выходе детектора; Л/Общ - коэффициент шума РПУ;
ДЕэф = ДРБП - полоса пропускания фильтра боковой полосы частот;
Ра - эквивалентное сопротивление антенны; = 1/<7аом = "I > так как
обобщенный выигрыш при однополосной модуляции 9дом= 1.

Таким образом, чувствительность приемника ОПС в 4,5...5,0 раз
выше, чем у приемников АМ. Фактически выигрыш получается еще
выше, так как однополосная модуляция применяется в более ста-
бильных радиолиниях, и для выделения АОМ сигнала используют-
ся высококачественные фильтры.

С точки зрения помехоустойчивости приемника ОПС необходи-
мо заметить, что воздействие сосредоточенных по спектру помех
при приеме сигналов с АОМ менее выражено, чем при приеме сиг-
налов с АМ. Это объясняется меньшей полосой пропускания ра-
диоприемника сигналов с АОМ и меньшей вероятностью попадания
помех в полосу пропускания. Сосредоточенная по спектру помеха
после прохождения детектора ОПС преобразуется по частоте и
оказывается за пределами полосы пропускания тракта низкой час-
тоты. В радиоприемниках сигналов с АОМ опасно лишь прямое ам-
плитудное детектирование АМ помехи детектором ОПС. Для устра-
нения этого эффекта детекторы выполняются по схеме двойного
балансного смесителя.

Воздействие импульсных помех при приеме сигналов с АОМ
проявляется в меньшей мере, чем в радиоприемниках сигналов с
АМ вследствие меньшей ширины полосы пропускания и особой
опасности не представляет.

Достоинства рассмотренных схем:

- при детектировании ОПС с автономной местной несущей послед-
няя не подвержена замираниям. Этим устраняется опасность появле-
ния искажений сигнала, связанных с селективными замираниями;

- удобство в эксплуатации, которое заключается в освобожде-
нии оператора от первичной настройки приемника (отыскание пи-
лот-сигнала и введение его вручную в узкую полосу пропускания
фильтра пилот-сигнала).

Недостаток:

- требуется высокая частотная точность и высокая стабильность
частоты как возбудителя передатчика, так и гетеродина приемника,
что приводит к усложнению схем и приемника, и передатчика.

Для обеспечения требуемой величины асинхронизма, колебания
гетеродинных частот и местной несущей целесообразно формиро-
вать в синтезаторе частот. Для полного устранения асинхронизма и
связанных с ним искажений используется схема приемника с выде-
лением пилот-сигнала в спектре принимаемого сигнала с АОМ.

Структурная схема приемника ОПС
с восстановленной из пилот-сигнала несущей

На рис. 18.6 изображена упрощенная структурная схема прием-
ника ОПС с трактом выделения пилот-сигнала.

Общий радиотракт и тракт НЧ по своей структуре и функциям
аналогичны ранее рассмотренной схеме. После общего радиотрак-
та ответвляются два отдельных тракта:

-	тракт приема ОПС (ФОПС, Уопс> Допе)!

-	тракт приема пилот-сигнала (ФПС, УПс. ограничитель).

Построение тракта приема ОПС и требования к нему аналогич-
ны ранее рассмотренной схеме. По существующим нормам ослаб-
ление пилот-сигнала фильтрами боковых полос (Фопс) должно быть
не менее (50...60) дБ.

В тракте приема пилот-сигнала фильтр пилот-сигнала (ФПС)
должен быть узкополосным, чтобы в его полосу не попадали низко-
частотные составляющие боковых полос частот. Кроме того, чем
меньше полоса пропускания тракта ПС, тем выше чувствительность
приемника по этому тракту и тем больше превосходство пилот-
сигнала над шумом на выходе усилителя пилот-сигнала. Обычно,
если приемник используется для связи с неподвижными объектами,
то полоса пропускания ФПС выбирается равной ДАПс = 40...60 Гц.

Однако слишком узкую полосу пропускания ФПС брать нельзя
из-за возможности ухода из нее пилот-сигнала, особенно при глубо-
ких замираниях сигналов, связанных с доплеровским эффектом.
Тракт приема ПС-------------И

Рис. 18.6. Структурная схема приемника ОПС
с восстановленной из пилот-сигнала несущей

Поэтому полоса пропускания ФПС при связи с быстролетящими
объектами должна быть не уже 200...250 Гц.

Поэтому в универсальных приемниках предусматривают обычно
две полосы, т.е. ДГпс1 = 50 Гц и Д/=псг = 250 Гц.

Усилитель пилот-сигнала и ограничитель применяют в схеме
для устранения изменения уровня восстановленной несущей при
селективных замираниях ПС.

Усиление в тракте пилот-сигнала должно быть таким, чтобы ам-
плитуда ПС на входе амплитудного ограничителя превышала
в 2 - 3 раза порог ограничения. Учитывая ослабление пилот-
сигнала в Дпс раз по сравнению с максимальной амплитудой одно-
полосного сигнала и затухание в полосе пропускания фильтра пи-
лот-сигнала (Дф), усиление тракта пилот-сигнала можно определить
из следующего выражения

Кпс =	,	(18.2)

^твхд

где С/Пор - напряжение порога ограничения (значение составляет
0,05...0,1 В для диодного ограничителя, 0,3...0,6 В - для транзи-
сторного); Дпс= 5...10 - ослабление пилот-сигнала в тракте прие-
ма; Дф < 1,41 - затухание пилот-сигнала в ФПС; К3 =10... 15 - запас
коэффициента усиления; С/твхд = 0.5...1 мВ.

Зная требуемое значение коэффициента усиления тракта пилот-
сигнала, можно выбрать необходимые усилительные элементы, тип
схемы и определить число каскадов в тракте.

Достоинства рассмотренной схемы:

-	асинхронизм и связанные с ним искажения отсутствуют, т.е.
восстановленная несущая в приемнике точно совпадает с частотой
колебаний несущей сигнала передатчика;

-	пилот-сигнал можно использовать не только для детектирования
однополосного сигнала, но и для АПЧ гетеродина приемника и АРУ.

Недостатком схемы с прямым усилением пилот-сигнала являют-
ся значительные искажения при приеме в случае частотно-
селективных замираний пилот-сигнала. При пропадании пилот-
сигнала прием отсутствует вовсе. Кроме того, шумы тракта выде-
ления пилот-сигнала существенно влияют на качество приема. По-
этому на практике используется автоподстройка частоты местной
несущей по пилот-сигналу.

Структурная схема приемника однополосного сигнала
с подстройкой по пилот-сигналу местной несущей

В приемниках с диапазонно-кварцевой стабилизацией частоты,
предназначенных для работы с быстродвижущимися объектами,
также возникает необходимость не только в тракте выделения пи-
лот-сигнала, но и в системе АПЧ для исключения ухода частоты
сигнала, вызванного эффектом Доплера. Система АПЧ применяет-
ся и в том случае, если суммарная нестабильность канала связи
превышает допустимые значения асинхронизма восстанавливае-
мой несущей.

Одна из схем, реализующих использование ПС для подстройки
восстанавливаемой несущей, представлена на рис. 18.7.

Отличие данной схемы от предыдущей состоит в том, что в схе-
му дополнительно включены генератор местной несущей, фазовый
детектор, ФНЧ и реактивный элемент (кольцо ФАПЧ).

В схеме, приведенной на рис. 18.7 по пилот-сигналу подстраи-
вается частота генератора местной несущей. В качестве сравни-
вающего устройства используется ФД, на который поступают коле-
бания пилот-сигнала и местной несущей. С выхода ФД управляю-
щее напряжение через ФНЧ воздействует на реактивный элемент и
тем самым подстраивает частоту ГМН до тех пор, пока его частота
не будет равна частоте пилот-сигнала.

При этом амплитуда местной несущей, подаваемой на детектор
ОПС, совершенно не зависит от амплитуды пилот-сигнала. При
пропадании пилот-сигнала кольцо ФАПЧ разрывается, и обеспечи-
вает запоминание частоты генератора местной несущей.
Рис. 18.7. Структурная схема приемника с подстройкой
по ПС местной несущей

Современные профессиональные приемники ОПС, как прави-
ло, строятся по универсальной схеме, позволяющей осуществ-
лять детектирование ОПС всеми рассмотренными выше спосо-
бами (рис. 18.8).

В таких приемниках предусматривается прием однополосных сиг-
налов как по одной боковой полосе частот (ВВП или НБП), так и по
двум независимым боковым полосам частот (ВБП+НБП). Детектиро-
вание однополосных сигналов осуществляется как с использованием
подстройки генератора местной несущей по пилот-сигналу, так и ме-
стной несущей, получаемой от местного опорного кварцевого генера-
тора с очень высокой стабильностью частоты. В приведенной схеме
автоматическая подстройка частоты гетеродина и регулировка уси-
ления осуществляются по пилот-сигналу.

Существуют схемные решения приемников, в которых система
АРУ работает по огибающей сигнала, в которых в качестве управ-
ляющего напряжения используется выпрямленное продетектиро-
ванное напряжение.

•••

При передаче сигналов с АОМ ширина спектра излучаемого пе-
редатчиком колебания уменьшается вдвое, исключение из спектра
радиосигнала составляющей частоты позволяет эффективнее ис-
пользовать мощность передатчика.

Сужение полосы пропускания РПУ однополосных сигналов по-
мимо возможности увеличения в два раза числа радиостанций
улучшает соотношение сигнал/помеха на выходе приемника.
383

Рис. 18.8. Структурная схема универсального приемника ОПС

Радиоприемники однополосных сигналов
Структурные схемы приемников сигналов с АОМ отличаются от
схем приемников других видов передач в основном каскадами вы-
деления ОПС, пилот-сигнала и трактом демодуляции. Также имеет-
ся ряд особенностей и при построении систем АПЧ и АРУ.

Важной особенностью детектирования ОПС по сравнению с де-
тектированием АМ сигнала является наличие нелинейных искаже-
ний сигнала, связанных с недостаточной амплитудой напряжения
и асинхронизмом местной или восстановленной несущей.

Прием однополосных сигналов может осуществляться при нали-
чии пилот-сигнала и без него. По этому признаку структурные схе-
мы приемников ОПС можно разделить на два больших класса
(в зависимости от наличия или отсутствия тракта выделения пилот-
сигнала).

Современные профессиональные приемники ОПС, как правило,
строятся по универсальной схеме, позволяющей осуществлять де-
тектирование ОПС всеми рассмотренными выше способами.
РАДИОПРИЕМНИКИ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ

При частотной модуляции (ЧМ) в соответствии с законом изме-
нения модулирующего сигнала изменяется мгновенная частота не-
сущего колебания. При этом амплитуда ЧМ сигнала остается по-
стоянной. В общем случае частотно-модулированное колебание
при модуляции одним тоном можно представить в виде выражения

С/с = С/тссо8(со0Г+П1|М81пШ),	(19.1)

где итс - амплитуда колебания; ооо - угловая частота немодулиро-
ванного колебания; О, - угловая частота модулирующего колебания;
тЧм - индекс частотной модуляции, определяется как отношение

= Дсотах /йтах = д/тах /гтах, в котором ДЮтах - девиация часто-
ты (величина, которая характеризует величину максимального от-
клонения мгновенной частоты ЧМ сигнала от среднего значения),
а йтах - максимальная частота спектра модулирующего сигнала.

Индекс ЧМ является важным параметром сигнала и характери-
зует его ширину спектра и помехоустойчивость приема.

Для сигналов частотной модуляции характерно:

-	постоянство амплитуды радиосигнала;

-	более широкий (по сравнению с другими) спектр радиосигнала.

Приемники сигналов с ЧМ в настоящее время находят очень
широкое применение как в радиосвязи, так и в радиовещании, ра-
диолокации и радионавигации. Практически все маломощные ра-
диостанции диапазона ОВЧ построены на основе ЧМ. Кроме того,
ЧМ широко используется при построении радиорелейных, тропо-
сферных, спутниковых линий связи диапазона СВЧ. Высококачест-
венное радиовещание ОВЧ диапазона также ведется с помощью
ЧМ. В телевидении посредством ЧМ осуществляется передача сиг-
налов звукового сопровождения.

Сигналы с ЧМ обладают рядом преимуществ по сравнению с ам-
плитудно-модулированными.
1.	Рациональное использование мощности передатчика. Вслед-
ствие постоянства амплитуды ЧМ сигнала мощность радиопере-
датчика полностью расходуется на передачу полезной информа-
ции. Он при этом работает с постоянной максимальной выходной
мощностью, что повышает КПД.

2.	Высокая помехоустойчивость ЧМ, особенно при больших ин-
дексах модуляции. Поскольку изменение амплитуды при ЧМ ин-
формации не несет, то паразитная амплитудная модуляция сигнала
из-за воздействия помех может быть устранена в приемнике ЧМ
сигналов с помощью амплитудного ограничителя.

3.	Возможность осуществления многоканальной связи с высокой
помехоустойчивостью и эффективностью. С этой целью передатчик
радиолинии модулируется сложным групповым сигналом, получаю-
щимся в результате модуляции ряда поднесущих частот сигналами
от соответствующих источников сообщений (так называемоей час-
тотное уплотнение). Таким образом, имеют место две ступени моду-
ляции. В качестве первичной модуляции чаще всего используется
амплитудная однополосная, на второй ступени, в основном - ЧМ.

Наиболее полно эти преимущества реализуются при больших
индексах частотной модуляции, поэтому наряду с достоинствами
ЧМ обладает рядом недостатков:

1.	Большая ширина спектра сигнала ограничивает количество ис-
пользуемых рабочих частот. Поэтому ЧМ сигналы основное приме-
нение находят в более высокочастотных (ОВЧ - СВЧ) диапазонах.

2.	Необходимость применения более широких полос пропуска-
ния и большого усиления (а в одном каскаде невозможно обеспе-
чить высокий коэффициент усиления вследствие высокого ДРЧ)
влечет за собой увеличение числа усилительных каскадов прием-
ника и усложнение схемы радиотракта.

3.	На искажения ЧМ сигнала сильное влияние оказывает фазо-
частотная характеристика общего радиотракта приемника.

Необходимо отметить, что широкое распространение получили
сигналы и с частотной манипуляцией (частотной телеграфией, ЧТ),
что объясняется существенным повышением помехоустойчивости
системы связи. Это позволило внедрить буквопечатающую связь,
которая является основным видом радиотелеграфной связи (осо-
бенно в ВЧ диапазоне).

Тем не менее, несмотря на нерациональное использование ра-
диоспектра, частотная модуляция получила распространение
раньше, чем однополосная, и особенно в низовой радиосвязи в ВЧ
и ОВЧ диапазонах.
Целью данной главы является рассмотрение принципов по-
строения частных трактов приема одно- и многоканальных прием-
ников ЧМ и ЧТ сигналов, а также причин искажений таких сигналов
в общем радиотракте РПУ.

19.1.	Структурные схемы приемников ЧМ сигналов.
Искажения ЧМ сигналов в общем радиотракте приемника

Структурные схемы одноканального и многоканального
приемников ЧМ сигналов

Рассмотренные особенности ЧМ существенно влияют на по-
строение частного тракта приема РПУ.

Во-первых, демодуляция сигналов с ЧМ осуществляется с по-
мощью частотного детектора, имеющего линейную зависимость
выходного напряжения С/чд от входной частоты 4х> как показано на
рис. 19.1. К частотным детекторам предъявляются требования воз-
можно большей крутизны детекторной характеристики, линейности
этой характеристики и стабильности нулевой точки детекторной
характеристики.

В качестве детекторов могут использоваться:

-	дифференциальные схемы частотных детекторов с двумя свя-
занными контурами (частотные детекторы с емкостной или индук-
тивной связью между контурами);

-	частотные детекторы с двумя взаимно расстроенными конту-
рами;

-	дробные детекторы (детекторы отношений);

-	детекторы на основе системы ФАПЧ.

Наиболее простой схемой является схема с двумя взаимно рас-
строенными контурами. Эти схемы обычно используются при де-
тектировании частотно-манипулированных сигналов.

Широкое применение для демодуляции частотно-модулирован-
ных сигналов находят дифференциальные схемы частотных детек-
торов с двумя связанными контурами. Они имеют широкую полосу
амплитудно-частотной характеристики с относительно высокой кру-
тизной характеристики (5= 10...20 мВ/кГц) и обеспечивают мень-
шие (примерно в 2 раза) нелинейные искажения по сравнению с
дробными детекторами. Однако в этих схемах частотному детекто-
ру должен предшествовать амплитудный ограничитель, устраняю-
щий паразитную амплитудную модуляцию.

Основным достоинством дробных детекторов является то, что
они не реагируют на относительно быстрые изменения амплитуды
Рис. 19.1.Форма рабочей характеристики частотного детектора

частотно-модулированного сигнала и поэтому перед частотным де-
тектором, как правило, амплитудный ограничитель не ставят. Кроме
того, дробный детектор более чувствителен и требует на входе
значительно меньших напряжений (0,05...0,1 В). Однако дробные
детекторы имеют относительно невысокую крутизну частотной ха-
рактеристики (5 = 4...6 мВ/кГц), поэтому они применяются лишь в
тех приемниках, где допускаются относительно большие искажения
сигнала (обычно в портативных приемниках).

При частотном детектировании с помощью системы ФАПЧ на-
пряжение на выходе фазового детектора отслеживает изменение
мгновенной частоты входного сигнала.

Во-вторых, для нормальной работы частотного детектора и по-
дачи на его вход неизменного по амплитуде частотно-
модулированного напряжения необходимо устранить паразитную
амплитудную модуляцию сигнала. Эту функцию выполняет ампли-
тудный ограничитель. Паразитная амплитудная модуляция может
возникать как за счет внутренних шумов приемника, так и за счет
воздействия различного рода внешних помех. В режиме ограниче-
ния наблюдается подавление шумов приемника и подавление по-
мех, имеющих меньший уровень по сравнению с сигналом. Устра-
нение помех на ЧМ сигнал является одной из причин повышения
помехоустойчивости приемника.

В-третьих, в зависимости от вида ЧМ сигнала приемники могут
быть одноканальными или многоканальными.

Следовательно, структурная схема приемника ЧМ сигналов от-
личается от схемы приемника АМ сигналов двумя основными эле-
р-------Тракт приема ЧМ сигналов---

Рис. 19.2. Структурная схема одноканального ЧМ приемника

ментами - амплитудным ограничителем (АО) и частотным детекто-
ром (ЧД). Общий радиотракт ЧМ приемника в отличие от АМ дол-
жен иметь более широкую полосу пропускания и к нему предъяв-
ляются более жесткие требования к фазочастотным характеристи-
кам с целью обеспечения неискаженного приема сигналов.

Приемники ЧМ сигналов могут быть одноканальными и многока-
нальными, причем общий радиотракт, амплитудный ограничитель и
частотный детектор у них одинаковы как по структуре, так и по
функциям. Структурная схема одноканального приемника пред-
ставлена на рис. 19.2.

Общий радиотракт, как правило, выполняется по обычной схеме
приемника супергетеродинного типа с одним или двумя преобразо-
вателями частоты.

Структура радиотракта должна обеспечивать:

-	необходимое усиление сигнала. Величина усиления радио-
тракта определяется чувствительностью приемника и уровнем сиг-
нала, который необходимо подать на вход ограничителя. Усиление
до ограничителя должно быть большим и превышать порог ограни-
чения в несколько (минимум в 2-3) раз;

-	необходимую избирательность приемника по побочным кана-
лам приема (помех по зеркальному каналу и промежуточной часто-
те), по соседним каналам приема, многосигнальную избиратель-
ность. В связи с относительно малой интенсивностью атмосферных
помех требования по многосигнальной избирательности могут быть
несколько снижены;

-	сравнительно высокую частотную точность с целью реализа-
ции требований бесподстроечного ведения приема.

В одноканальном приемнике на выходе детектора выделяется
первичный модулирующий сигнал, который поступает непосредст-
венно в тракт усиления низкой частоты.

Задача тракта НЧ такая же, как и в обычном приемнике АМ ко-
лебаний. Этот тракт должен иметь полосу пропускания и другие
«----4 кГц---►

3,1 кГц |
(СТК) у*'

0,9 кГц
(защитный
интервал)

60 р, кГц

Рис. 19.3. Форма спектра двенадцатиканального
группового сигнала

характеристики такими, чтобы обеспечить необходимое усиление сиг-
нала при его минимальных искажениях. В связи с тем, что полоса про-
пускания радиотракта широкая и интенсивность шума имеет большое
значение для повышения чувствительности приемника, в тракт НЧ же-
лательно включать ФНЧ с верхней частотой среза, равной Р^.

В системах многоканальной связи с частотной модуляцией и
частотным объединением каналов на вход частотного модулятора
радиопередатчика подается предварительно сформированный
групповой сигнал. В групповом сигнале спектры сигналов каждого
из отдельных каналов располагаются последовательно друг за дру-
гом на частотной оси. На рис. 19.3 в качестве примера показан
спектр двенадцатиканального группового сигнала.

Структурная схема приемника таких сигналов приведена на рис.
19.4. Как видно из рисунков, структурные схемы одноканального и
многоканального приемников существенно различаются после час-
тотного детектора.

В многоканальном приемнике на выходе частотного детектора
формируется групповой сигнал (рис. 19.3), который через групповой
усилитель ГУ поступает на схему разделения каналов по частоте,
состоящую из набора полосовых фильтров ПФр.ЛФп, канальных
демодуляторов (детекторов ОПС), генераторов поднесущих с час-
тотами /„н1...4|нл и УНЧ с нагрузкой в виде фильтров нижних частот
ФНЧт-.ФНЧ,,.

Групповой усилитель предназначен для усиления группового
сигнала, включающего в себя сигналы всех каналов. К нему предъ-
являются жесткие требования к амплитудным характеристикам, так
как нелинейность амплитудной характеристики приводит к появле-
нию гармоник и увеличению взаимного влияния каналов.

Схема разделения каналов по частоте содержит полосовые
фильтры, обеспечивающие расфильтровку каналов, используя час-
Рис. 19.4. Структурная схема многоканального ЧМ приемника

тотный разнос между ними. Как правило, в многоканальных систе-
мах с ЧУ применяется частотная разметка 4 кГц на канал. В этой
полосе размещается стандартный телефонный канал (СТК) с ши-
риной спектра 3,1кГц (0,3...3,4 кГц), а для снижения переходных
помех до допустимого уровня предусмотрен защитный интервал
шириной 0,9 кГц.

Основной задачей канальных демодуляторов является получе-
ние низкочастотного напряжения, воспроизводящего закон модуля-
ции. Так как в качестве первичной модуляции чаще всего использу-
ется АОМ, то и детектирование производится одним из методов,
предназначенных для демодуляции таких сигналов, например, ге-
теродинным с дополнительным преобразованием частоты. Детек-
тирование ОПС осуществляется путем подачи сигнала на смеси-
тель вместе с напряжением местной несущей от ГМН приемника.
При этом частоты поднесущих выбираются в соответствии с поло-
жением спектров соответствующих каналов на частотной оси.

С выхода каждого демодулятора каналов сигнал поступает в
тракт низкой частоты, задачи которого те же, что и в одноканальном
приемнике.

Полоса пропускания и чувствительность радиоприемника
сигналов с частотной модуляцией

Полоса пропускания общего радиотракта выбирается с учетом
ширины спектра сигнала и частотной нестабильности радиолинии
по известному выражению

Д/Грт = д^с + 2Д/рл ,

где Д/> - ширина спектра сигнала с ЧМ; Д/рп - частотная неста-
бильность радиолинии, которая определяется таким же образом,
как и при приеме сигналов с АМ.

Анализ выражения, определяющего мгновенное значение сиг-
нала с ЧМ при модуляции синусоидальным сигналом с круговой
частотой й (19.1), показывает, что спектр сигнала с ЧМ является
дискретным через интервалы О. и имеет бесконечную ширину. Фор-
ма спектра сигнала и амплитуды боковых составляющих зависят от
индекса ЧМ гпцМ: при /Пчм 1 частотная модуляция является узко-
полосной, при /Пчм^1 - широкополосной. Так, на рис. 19.5 показаны
спектры сигналов с ЧМ при модуляции синусоидальным колебани-
ем при разных индексах частотной модуляции. При приеме ЧМ сиг-
налов необходимо усилить этот спектр и привести его к частотному
детектору с возможно меньшими потерями и искажениями. Однако,
реальный радиотракт имеет ограниченную полосу пропускания, че-
рез которую пройдет только часть спектра ЧМ сигнала.

Поэтому требуется определить, до каких пор можно сужать по-
лосу пропускания (т.е. ограничивать спектр ЧМ сигнала), чтобы сиг-
нал воспроизводился с допустимыми искажениями. Для решения
этой задачи вводят понятие реальной ширины спектра ЧМ сигнала.

Амплитуды боковых составляющих спектра сигнала с ЧМ резко
убывают с ростом их порядкового номера, поэтому при определе-
нии ширины спектра составляющие с уровнем, меньшим 1% уровня
немодулированной несущей, можно не учитывать.

Номер боковой составляющей спектра сигнала с ЧМ, уровень
которой не превышает 1% от уровня немодулированной несущей,
определяется по формуле Манаева:
п>итчм+у1тчм .

Согласно рекомендациям МСЭ-Т для одноканального приемника
реальная ширина спектра ЧМ сигналов

А^ЧМ = 2/^ахО + ^чм+7^7) (При/77чм^1),

ДЕЧМ = 2Гтахп^м = 2Д/т (при Л7чм» 1),

где Етах - максимальная частота спектра модулирующего сигнала.

Формула для определения ширины спектра, в которой не учиты-
ваются составляющие с уровнем < 4% от уровня немодулированной
несущей, имеет вид ДГЧМ = 2Гтах(1 + тчм).

В ряде случаев для определения ширины спектра ЧМ сигналов
можно использовать приближенное выражение Д/^м ~ 2Етах -

когда Л74м < 0,5.

Е=СОП5{

тчм= °-5

1 0 1

Г

10 9876543210123456789 10

Рис. 19.5. Спектры сигналов с различными индексами
частотной модуляции

Г
Следовательно, при индексах тЧм 1 спектр ЧМ колебания со-
стоит из колебаний несущей частоты и по одной боковой компонен-
те (при модуляции одним тоном). В этом случае ЧМ считается узко-
полосной и реальная ширина спектра ЧМ колебания приблизитель-
но равна ширине спектра АМ колебания.

При широкополосной ЧМ в спектре содержатся колебания несу-
щей частоты и нескольких боковых компонентов. Из рисунка видно,
что с увеличением индекса частотной модуляции увеличивается
число компонентов боковых составляющих и ширина спектра ЧМ
колебания расширяется. При этом реальная ширина спектра при-
близительно равна удвоенной девиации частоты.

Ширина спектра ДГЧМ выбирается, исходя из обеспечения до-
пустимой величины нелинейных искажений сигнала, вызванных
нелинейностью фазовой характеристики многокаскадного усилите-
ля тракта основной промежуточной частоты.

Для многоканального приемника ЧМ сигналов

Д^ЧМ = 2бпахЧ + ™чм +	).

где /V - количество каналов.

Следовательно, общий радиотракт одноканального ЧМ прием-
ника имеет более узкую полосу пропускания по сравнению с много-
канальным ЧМ приемником. Чем больше число каналов, тем шире
требуется полоса пропускания. К общему радиотракту многока-
нального приемника предъявляются более жесткие требования к
фазочастотным характеристикам, чтобы исключить взаимное влия-
ние между каналами. Так, допустимый коэффициент нелинейных
искажений в многоканальном ЧМ приемнике должен составлять
десятые-сотые доли процента.

Таким образом, отличительными особенностями общего радио-
тракта приемника ЧМ сигналов являются широкая полоса пропус-
кания и жесткие требования к фазовым характеристикам. Радио-
тракты одноканального и многоканального приемников отличаются
только величиной полосы пропускания и требованиями к фазоча-
стотным характеристикам.

Полоса пропускания тракта низкой частоты определяется шири-
ной спектра первичного сигнала, т.е. ДРНЧ = Ртах - Рт,п .

При приеме ЧМ сигнала может применяться подавитель шумов.
Назначение его состоит в том, чтобы уменьшить уровень шума на
выходе УНЧ при отсутствии сигнала на входе приемника. При от-
сутствии сигнала на выходе ЧД наблюдается шум с достаточно ши-
роким и равномерным спектром. Выделенное напряжение шума
усиливается, детектируется и используется для частичного или пол-
ного запирания УНЧ. При наличии ЧМ сигнала с уровнем, превосхо-
дящем порог ограничения, уровень шума на выходе частотного де-
тектора вследствие эффекта подавления значительно уменьшается
и происходит отпирание УНЧ. Как следует из принципа работы пода-
вителя шумов, при его включении пороговые свойства приемника ЧМ
сигнала проявляются более резко и прием слабых сигналов стано-
вится невозможным, что эквивалентно ухудшению чувствительности
приемника и приводит к уменьшению дальности связи.

Общий коэффициент усиления радиотракта приемника находит-
ся из обеспечения условия необходимого напряжения на входе ам-
плитудного ограничителя. Так как на входе ограничителя необхо-
димо обеспечить амплитуду сигнала, в 2 - 3 раза превышающую
порог ограничения, то коэффициент усиления общего радиотракта
вычисляется по формуле:

к (2-3)Оп„р
'	42Е.	"

где Еа - ЭДС в антенне, численно равная чувствительности прием-
ника; К3 = 10...20 - коэффициент запаса усиления, необходимый на
случай старения усилительных приборов, разброса их параметров,
уменьшения питающих напряжений и т.д.; С/П0р - порог ограничения
амплитудного ограничителя (выбирается аналогично (18.2).

Распределение избирательности и усиления между трактами
приемника производится в соответствии с рекомендациями, изло-
женными для приемника амплитудно-модулированных сигналов, с
учетом следующих дополнительных требований:

-	при выборе схемы УПЧ следует учитывать фазовые характе-
ристики тракта и отдавать предпочтение схемам с более линейны-
ми характеристиками;

-	тракт ПЧ будет более широкополосным и многокаскадным,
вследствие чего требуется особое внимание при выборе элемент-
ной базы;

-	в тракте низкой частоты обязательно применять ФНЧ с часто-
той Среза РСр = Ртах-

Искажения ЧМ сигнала в радиотракте

Реализация высокой помехоустойчивости возможна при боль-
ших индексах частотной, модуляции, а это означает, что реальная
полоса пропускания радиотракта должна быть широкой. Поскольку
реальная ширина спектра ЧМ сигнала определяет полосу пропус-
кания общего радиотракта, то все компоненты этого спектра долж-
ны быть равномерно и без искажения усилены общим радиотрак-
том. В связи с этим возникает вопрос о возможных искажениях ЧМ
сигнала при прохождении его через общий радиотракт.

Искажения ЧМ сигнала могут возникать за счет неравномерности
и нелинейности амплитудной, частотной и фазовой характеристик.

Требования к амплитудной характеристике приемника. Ам-
плитудная характеристика приемника Цзых = Ц{Лх) может быть
представлена в виде степенного ряда

17вых = ^1^вх + с?2^вх + ^З^вх + ••• •
ЬЫЛ I вл	вх о вх

Если амплитудная характеристика нелинейна, то коэффициенты
при членах ряда второй и более высоких степеней отличны от нуля.

Входной сигнал радиоприемника модулирован по частоте тоном
частотой й (19.1), поэтому при прохождении такого сигнала через
нелинейный радиоприемный тракт, на его выходе образуются со-
ставляющие на частотах а>о, 2а>о, Зо>о и т.д. Все составляющие с
частотами, отличными от а>о расположены вне полосы пропускания
тракта основной избирательности радиоприемника и эффективно
отфильтровываются. Отсюда следует, что нелинейность амплитуд-
ной характеристики радиоприемника не оказывает влияния на при-
ем сигналов с ЧМ. Поэтому возможно включение в состав тракта
нелинейного элемента - амплитудного ограничителя.

Неравномерность амплитудно-частотной характеристики.
Так как усиление в радиотракте неодинаковое для различных час-
тотных составляющих, то неравномерность АЧХ может привести к
появлению паразитной амплитудной модуляции.

Этот процесс можно проиллюстрировать графически (рис.
19.6,а). В данном случае рассматривается прохождение сигнала,
модулированного по частоте с разными значениями девиации Д/т
синусоидальным колебанием, через тракт с амплитудно-частотной
характеристикой У(/).

При малых отклонениях (Д^т1) амплитуды частотных состав-
ляющих на выходе отличаются незначительно, и паразитная ам-
плитудная модуляция практически отсутствует.

При отклонении мгновенной частоты сигнала от средней вели-
чины /о на величину Мщг, она оказывается на склоне амплитудно-
частотной характеристики тракта, вследствие чего амплитуда сиг-
Рис. 19.6. Влияние неравномерности АЧХ на степень
искажения ЧМ сигнала

нала уменьшается, т.е. имеет место паразитная АМ. Аналогичный
эффект наблюдается при прохождении ЧМ сигнала через тракт,
амплитудно-частотная характеристика которого неравномерна в
полосе пропускания.

Нелинейные искажения могут возникать и за счет нестабильно-
сти частоты радиотракта (рис. 19.6,6). При расстройке общего ра-
диотракта относительно несущей частоты 4 на величину М могут
появиться различия в амплитудах для составляющих +М и -&/, что
также может привести к возникновению паразитной АМ.

Однако, в обоих случаях паразитная амплитудная модуляция
может быть устранена амплитудным ограничителем при правиль-
ном выборе порога ограничения.

Требования к фазочастотной характеристике приемника.
Нелинейность фазовой характеристики (ФХ) радиотракта вызывает
существенные нелинейные искажения ЧМ сигнала вследствие из-
менения закона модуляции частоты сигнала. Покажем это графиче-
ски, изобразив на одном графике частотную и фазовую характери-
стики радиотракта (рис. 19.7). Из графика видно, что при малых
значениях девиации частоты работа происходит в пределах линей-
ного участка ФХ, и сигнал не изменяет свою форму (1). Нелинейные
искажения при этом отсутствуют.

При больших отклонениях частоты на выходе появляются утолще-
ния или завалы характеристики, что приводит к появлению высших
характеристик частоты модуляции, т.е. нелинейных искажений (2).
Рис. 19.7. Влияние неравномерности ФЧХ на степень
искажения ЧМ сигнала

Мгновенная частота ЧМ сигнала на выходе приемного тракта,
имеющего неравномерность фазочастотной характеристики, опре-
деляется выражением

со(Г) = а)о+Дюс(0 + -^Д.

Последнее слагаемое приведенного выражения характеризует
паразитное изменение частоты принимаемого сигнала вследствие
неравномерности фазочастотной характеристики тракта.

Поэтому для уменьшения частотных искажений принимаемого
сигнала с ЧМ требуется обеспечение линейности ФЧХ приемника в
пределах полосы пропускания. Обычно линейность фазочастотной
характеристики оценивается по характеристике группового времени
запаздывания (ГВЗ) т = <Ар(со)/сйо (рис. 19.8).

При этом в полосе пропускания приемника АР„, отклонение ха-
рактеристики группового времени запаздывания от постоянной ве-
личины Дт не должно превышать допустимой величины Дт < Дтдоп.

Наибольшим образом влияние неравномерности ФЧХ тракта
проявляется в многоканальных приемниках ЧМ сигналов. Для них
требуется обеспечить величину Дтдоп 2...5 нс.

Таким образом, для уменьшения нелинейных искажений сигнала
в общем радиотракте необходимо применять резонансные системы
с линейной фазовой характеристикой, причем величину этого линей-
Рис. 19.8. Характеристика группового времени запаздывания РПУ
нейного участка необходимо подбирать такой, чтобы она охватыва-
ла весь реальный спектр ЧМ сигнала. Кроме того, линейный уча-
сток ФХ должен соответствовать равномерному участку частотной
характеристики.

Методы повышения помехоустойчивости приема
сигналов с частотной модуляцией

Воздействие сосредоточенных по спектру помех. Поскольку
полоса пропускания радиоприемников сигналов с ЧМ в несколько
раз больше, чем у приемников сигналов с АМ или АОМ, то вероят-
ность попадания сосредоточенной по спектру помехи в полосу про-
пускания значительно выше. В связи с этим воздействие сосредо-
точенных по спектру помех при приеме ЧМ сигналов представляет
большую опасность, чем в случае приема сигналов с АМ или АОМ.

При взаимодействии полезного сигнала и сосредоточенной по
спектру помехи на нелинейных элементах радиоприемного тракта
сигнал подвергается одновременно паразитной амплитудной и час-
тотной модуляции. И если паразитная АМ не оказывает влияния на
качество приема, поскольку может быть легко устранена с помощью
амплитудного ограничителя, то вследствие паразитной ЧМ проис-
ходит ухудшение соотношения мощности сигнал/помеха на выходе
приемника:

г.

А/п	’

где а =	- отношение амплитуды полезного сигнала и ам-

плитуды помехи на входе приемника; Мп- девиация частоты помехи.
При этом выигрыш помехоустойчивости

а _(^/ип)ВЬ|Х (Цс/Цп)вых _
(ис/1Уп)вх а Еп '

Из полученного выражения видно, что наименьший выигрыш
имеет место при наибольшем значении Р„. Величина Еп ограничена
максимальной рабочей частотой ФНЧ тракта низкой частоты, уста-
навливаемого после частотного детектора, которая равна Г^ах -
максимальной частоте спектра модулирующего сигнала.

Отсюда следует, что наименьший выигрыш помехоустойчивости

9 =	/ ^Тпах = ™ЧМ •

Таким образом, помехоустойчивость приема сигналов с ЧМ в ус-
ловиях воздействия сосредоточенных по спектру помех тем лучше,
чем больше значение индекса ЧМ тчм.

Воздействие флуктуационных помех. Поскольку максималь-
ная величина частоты Еп, как следует из предыдущего случая, огра-
ничена полосой пропускания тракта нижних частот Етах, то на прием
сигналов с ЧМ оказывают влияние только те составляющие флук-
туационной помехи, которые находятся в полосе частот 2Ртах.

Можно показать аналитически, что

и, следовательно, выигрыш помехоустойчивости при воздействии
флуктуационной помехи

(Ц,/Ц,)вх



Таким образом, при воздействии флуктуационной помехи поме-
хоустойчивость приема сигналов с ЧМ тем лучше, чем больше зна-
чение индекса /пЧм-

При этом чувствительность приемника в единицах ЭДС опреде-
ляется как

д _ Рвыхд	Лр д

^аЧМ ~ гг у1,чобщ^гэфпа »
ВуЗЛТчмср
где п^Мср = Ыср/Рср - индекс частотной модуляции; Д4Р = 0,3(т -
среднее значение девиации частоты; Рср= 1000 Гц - среднее значе-
ние модулирующей частоты, при которой измеряется инструмен-
тальная чувствительность приемника.

Воздействие импульсных помех. Воздействие импульсных
помех при приеме сигналов с ЧМ менее выражено, чем в случаях
АМ и АОМ, поскольку приемник имеет более широкую полосу пропус-
кания и длительность действия помехи вследствие этого меньше.

Выигрыш помехоустойчивости приема в условиях воздействия
импульсных помех также пропорционален индексу ЧМ и равен
д = 2/77Чм-

На рис. 19.9. приведены графики качественных зависимостей
(Рс/Рп)Вых от ос2 = (Рс/Рп)вх снятые экспериментально при приеме
сигналов с ЧМ. Из рисунка видно, что применение ЧМ дает выиг-
рыш д, который зависит от значения величины а.

При больших величинах а2 (помеха относительно слаба) отно-
шение (Рс/Рп)вых на выходе приемника ЧМ увеличивается по срав-
нению с приемником АМ и это увеличение тем больше, чем больше
индекс частотной модуляции.

В случае больших по мощности помех (малых а2) отношение
(Рс/Рп)Вых Резко падает и выигрыш по сравнению с АМ отсутствует.
Это явление получило название порогового эффекта, а значение
(Рс/Рп)вх, при котором наступает пороговый эффект - порогом по-
мехоустойчивости приема. Чем больше значение индекса тчм, тем
при более высоких соотношениях (Рс/Рп)вх наступает пороговый
эффект.

Из полученных зависимостей видно, что при уменьшении соот-
ношения (Рс/Рп)Вх в определенный момент соотношение
(Рс/Рп)вых резко падает до нуля. Наличие порогового эффекта яв-
ляется существенным недостатком систем с ЧМ, поскольку при со-
отношениях (Рс/Рп)вх> меньших порогового значения, прием сигна-
лов невозможен.

Необходимо отметить, что при малых индексах модуляции выиг-
рыш, хотя и меньший по абсолютной величине, сохраняется при
значительно более высоком уровне помех, чем в случаях больших
индексов модуляции. Иначе говоря, пороговое значение (Рс/Рп)Вх’
при котором система ЧМ дает выигрыш, оказывается ниже.
Рис. 19.9. Пороговый эффект при приеме сигналов с ЧМ

Из рис. 19.9 видно, что при П7Чм = 1 выигрыш сохраняется до ве-
личины а2 = 5...6 дБ, тогда как при П7чМ = 4 выигрыш пропадает уже
при а2 = 9...10 дБ. Этим объясняется широкое применение узкопо-
лосной ЧМ в военной радиосвязи, так как обычными являются ус-
ловия связи при большом уровне помех (особенно в верхней части
ВЧ диапазона). При организации связи в ОВЧ диапазоне легко
обеспечить превышение уровня сигнала над помехами на входе
РПУ, поэтому широкое применение нашла широкополосная ЧМ,
обеспечивающая высококачественное воспроизведение сигнала.

Таким образом, при проектировании систем связи с ЧМ возника-
ет противоречие: для повышения выигрыша помехоустойчивости
приема индекс тЧм необходимо увеличивать, а для снижения поро-
га помехоустойчивости - уменьшать.

Рассмотрим некоторые из методов улучшения помехоустойчи-
вости приемников ЧМ сигналов, получившие широкое практическое
применение:

-	метод предыскажений;

-	метод следящего фильтра;

-	метод обратной связи по частоте;

-	метод следящего гетеродина.
Метод предыскажений. Помехоустойчивость приема сигналов
с ЧМ тем выше, чем больше величина индекса /лчм. Величина тЧм,
в свою очередь, обратно пропорциональна частоте модулирующего
сигнала тчм = Мт/ РМ0Д. Это обстоятельство приводит к тому, что
высокочастотные составляющие модулирующего сигнала в систе-
мах с ЧМ искажаются из-за воздействия помех значительно боль-
ше, чем низкочастотные, что приводит к общему снижению помехо-
устойчивости.

Для устранения этого явления в настоящее время широко ис-
пользуется так называемый метод предыскажений. При этом на
передающей стороне обеспечивается подъем уровня высокочас-
тотных составляющих спектра модулирующего сигнала, подаваемо-
го на вход частотного модулятора. На приемной стороне, наоборот,
производится ослабление этих же составляющих с помощью час-
тотно-зависимой цепи, устанавливаемой на выходе частотного де-
тектора.

Метод предыскажений весьма просто реализуется на практике,
что обусловило его очень широкое распространение. На передаю-
щей и приемной сторонах устанавливаются ЯС-цепочки, представ-
ляющие собой соответственно звено фильтра верхних частот
(рис. 19.10,а) и звено фильтра нижних частот (рис. 19.10,6).

Наряду с повышением девиации частоты для высокочастотных
составляющих модулирующего сигнала на передающей стороне, на
приемной стороне также ослабляются высокочастотные состав-
ляющие помех. Метод предыскажений позволяет увеличить выиг-
рыш помехоустойчивости приема примерно на 10... 12 дБ.

Метод следящего фильтра. Идея заключается в применении
специального следящего фильтра, который позволяет резко сузить
полосу пропускания ЧМ приемника, а следовательно, существенно
повысить помехоустойчивость приема. Метод реализуется по
структурной схеме, приведенной на рис. 19.11.

Р

От УНЧ
передатчика &

К
частотному
модулятору

От
частотного
детектора

с-_1_ КУНЧ
приемника

Рис. 19.10. Реализация метода предыскажений:
а - в радиопередатчике; б - в радиоприемнике
Рис. 19.11. Структурная схема, реализующая
метод следящего фильтра

В качестве следящего фильтра в данном случае выступает из-
бирательный элемент УПЧ (ФСС). Центральная частота полосы
пропускания следящего фильтра перестраивается сигналом с вы-
хода частотного детектора. При этом фильтр отслеживает измене-
ние мгновенной частоты сигнала с ЧМ, т.е. частота настройки ФСС
изменяется приблизительно по такому же закону. Это позволяет
выбрать полосу пропускания следящего фильтра значительно
меньше, чем необходимо для безыскаженного приема ЧМ сигнала
обычным способом.

На практике метод следящего фильтра позволяет повысить вы-
игрыш помехоустойчивости на 5...6 дБ, однако вследствие сложно-
сти реализации перестраиваемого фильтра, такой метод широкого
распространения не получил.

Метод обратной связи по частоте. В этом случае (рис. 19.12)
напряжение с выхода частотного детектора через цепь связи воз-
действует на частоту гетеродина и изменяет ее в том же направле-
нии, в котором изменяется частота сигнала.

Результирующая девиация частоты сигнала на выходе смесите-
ля при этом уменьшается, так как колебание гетеродина модулиру-
ется по частоте принимаемым сигналом Л/р = Мт -Л^г.

Рис. 19.12. Структурная схема, реализующая
метод обратной связи по частоте
Вследствие уменьшения результирующей девиации частоты
(а следовательно, и индекса частотной модуляции), полосу пропус-
кания фильтра основной селекции в УПЧ можно уменьшить, увели-
чив таким образом помехоустойчивость приема. Необходимо отме-
тить, что девиация частоты гетеродина должна быть рассчитана
так, чтобы в процессе преобразования частоты не произошло
«размодуляции» сигнала.

С помощью метода обратной связи по частоте удается умень-
шить полосу пропускания фильтра в УПЧ ЛРупч ДО величины 2/7тах.
При этом достигается увеличение выигрыша помехоустойчивости
на 5...6 дБ. Метод обратной связи по частоте реализуется значи-
тельно проще, чем метод следящего фильтра и поэтому нашел бо-
лее широкое практическое применение.

Метод следящего гетеродина. Структурная схема, реализую-
щая метод следящего гетеродина, приведена на рис. 19.13.

Идея метода состоит в узкополосной фильтрации ЧМ сигнала
при дополнительном преобразовании частоты. На выходе смесителя
СМ3 выделяется колебание второго гетеродина, частота которого
равна /г2 - ^пч + 4в» гДе 41ч - первая промежуточная частота радио-
приемника, а 4В - частота вспомогательного кварцевого генератора.

Частота сигнала на выходе смесителя СМ1 равна
41ч + 4св ~ 414 ~ 4<в > $ на выходе СМ2 — ^пч + /кв — /кв — /пч.

Рис. 19.13. Структурная схема, реализующая
метод следящего гетеродина
Таким образом, через узкополосный УПЧ проходит размодули-
рованный сигнал на частоте /кв, что позволяет значительно умень-
шить полосу пропускания узкополосного УПЧ и увеличить помехо-
устойчивость приема. При этом полной размодуляции сигнала в
тракте не происходит, так как мгновенно изменить частоту сигнала
невозможно.

Линия задержки необходима для компенсации задержки сигнала
в узкополосном УПЧ.

Метод следящего гетеродина находит в настоящее время очень
широкое применение при построении радиоприемников сигналов
ЧМ в станциях тропосферной связи.

19.2. Особенности детектирования ЧТ сигналов

Общие сведения о радиоприеме частотно-манипулированных
дискретных радиосигналов

Частотная манипуляция широко используется в военной радио-
телеграфной связи, что объясняется существенным повышением
помехоустойчивости при переходе от амплитудной к частотной ма-
нипуляции.

При частотной манипуляции или частотной телеграфии (ЧТ) ка-
ждому элементу первичного сигнала соответствует своя частота.
Эпюры сигнала с ЧТ в случае двухпозиционного модулирующего
сигнала 17(0 во временной области приведены на рис. 19.14.

При этом необходимо отметить, что сигнал с ЧТ может быть по-
лучен двумя способами - с разрывом и без разрыва фазы колеба-
ний. Первый способ предполагает наличие двух самостоятельных
возбудителей с частотами 0 и 4, включаемых на общий усилитель
в соответствии с кодовой комбинацией. При нажатии включается
возбудитель с частотой при отжатии - с частотой /2. При частот-
ной манипуляции без разрыва фазы изменяется частота одного
генератора путем скачкообразного изменения параметров контура.
При этом фаза колебаний при переходе от частоты А к частоте /2
и обратно не изменяется.

Спектр ЧМ колебания с разрывом фазы представляет собой
сумму спектров двух независимых АМ колебаний с несущими час-
тотами А и /2 и компонентами, разнесенными на частоту манипуля-
ции Гман (рис. 19.15).

Частота /0 на спектрограмме соответствует положению, на кото-
ром должна находиться немодулированная несущая.
I яп А

Рис. 19.14. Эпюры сигналов с частотной манипуляцией

Величина	- /0 = /0 - 4 называется девиацией частоты.

Величина Д/р = ^ - 4 = 2Д4, называется разносом частот (частот-
ным сдвигом). При этом индекс частотной модуляции представляет
собой отношение

Ыт Ч

9 ман ман

Важной характеристикой передачи ЧТ является скорость теле-
графирования, которая определяется как

В = - [Бод],

т

где т - длительность элементарной посылки.

Рис. 19.15. Спектр сигнала ЧМ с разрывом фазы
При передаче симметричных точек скорость телеграфирования
можно определять частотой манипуляции или частотой телеграфи-
рования

Г-	1	ГГ- п

^ман “	~	[ГЦ]«

г.

Ширина спектра ЧТ сигнала определяется выражением

АН =	+ 2л/Т1ан,

где п - номер боковой составляющей, по которой ограничивается
спектр. Так как интенсивность боковых составляющих спектра сиг-
нала ЧТ очень быстро уменьшается, поэтому на практике значение
п обычно выбирают равным от 2 до 3.

Структурные схемы ЧТ сигналов

Рассмотренные выше особенности ЧТ сигналов и области их
применения определяют принципы построения приемника подоб-
ных сигналов. Общая структурная схема приемника сигналов ЧТ
состоит из линейного тракта, ограничителя, частотного детектора и
схемы формирования телеграфных посылок (рис. 19.16).

Назначение и принцип построения радиотракта до первого огра-
ничителя (часто эту часть схемы называют широкополосным трак-
том, ШПТ) во многом аналогичны приему аналоговых сигналов с
ЧМ. Полоса пропускания радиотракта, определяемая шириной
спектра сигнала ЧТ, должна охватывать основную часть спектра и
обеспечивать допустимый уровень нелинейных искажений. Важную
роль в схеме приемника играет АО, устраняющий паразитную ам-
плитудную модуляцию сигнала и обеспечивающий равенство ам-
плитуд посылок нажатия и отжатия перед частотным детектором.

При проектировании радиотракта необходимо учитывать, что
в линиях телеграфной (буквопечатающей) связи, особенно в ВЧ
диапазоне, приемник находится под комплексным воздействием
флуктуационных, импульсных и сосредоточенных помех, которые
существенно различаются по своей структуре. Очевидно, методы и
схемы, реализующие наилучшую защиту от помех различного вида,
будут существенно отличаться друг от друга. Поэтому структура
радиотракта должна обеспечить надежное подавление одного
(наиболее опасного) вида помех и быть близкой к оптимальной с
точки зрения ослабления остальных.
р-----Тракт приема ЧТ сигналов--►]

Рис. 19.16. Структурная схема приемника ЧТ сигналов

Так, например, для уменьшения амплитуды импульсной помехи
полосу пропускания тракта необходимо уменьшать, а для уменьше-
ния времени воздействия помехи - наоборот, увеличивать. Это
противоречие легко разрешается путем построения радиоприемно-
го тракта по так называемой схема ШОУ (широкополосный тракт -
ограничитель - узкополосный тракт, рис. 19.17).

В широкополосном тракте амплитуда импульсной помехи мак-
симальна, однако широкополосные резонансные системы в мини-
мальной степени растягивают импульс во времени. Ограничитель
уменьшает амплитуду помехи до величины порога ограничения С/огр,
а следовательно, до уровня сигнала. При воздействии импульса
помехи на узкополосный тракт его амплитуда резко снижается, так
как процесс установления благодаря большой инерционности
фильтра не успевает завершиться за время действия помехи. Ам-
плитуда же сигнала восстанавливается полностью, так как его дли-
тельность значительно превышает длительность помехи.

Таким образом, требования к полосе пропускания ШПТ противо-
речивы. Учитывая стремление не увеличивать существенно дли-
тельность импульсной помехи при прохождении через тракт и этим
самым уменьшить в последующем интервале поражение полезного
сигнала помехой, полосу пропускания тракта следует выбирать
возможно более широкой. Однако с точки зрения помехозащищен-
ности при действии сосредоточенных и флуктуационных помех по-

Рис. 19.17. Построение радиоприемного тракта по схеме ШОУ
Рис. 19.18. Построение радиоприемного тракта по схеме ШОУО

лоса пропускания тракта должна быть возможно более узкой и ог-
раничиваться спектром принимаемого сигнала. Для разрешения
этого противоречия устанавливается следующее соотношение по-
лос ШПТ и узкополосного тракта

ипт - (3...4)Д/^ПТ

(19.15)

При этом полоса пропускания ДЕШпт получается все же доста-
точно большой, вследствие чего нельзя не считаться с возрастаю-
щей опасностью воздействия сосредоточенной помехи.

Установка на выходе тракта, построенного по схеме ШОУ до-
полнительного усилителя - ограничителя (схема ШОУО) позволяет
наряду с импульсными помехами уменьшать воздействие мощных
сосредоточенных по спектру помех (рис. 19.18).

Мощная сосредоточенная по спектру помеха, амплитуда которой
Утп » Упк, воздействует на нелинейный элемент тракта, в данном
случае первый ограничитель, что приводит к подавлению полезного
сигнала.

После прохождения узкополосного тракта, помеха, находящаяся
вне его полосы пропускания, эффективно отфильтровывается. Ам-
плитуда полезного сигнала поднимается усилителем - ограничите-
лем до порога нового ограничения.

Проходной узкополосный фильтр (УПФ), входящий в состав уз-
кополосного тракта системы ШОУО, является нагрузкой первого
ограничителя. Его называют проходным, так как он, подавляя по-
меху, не попадающую в полосу пропускания, пропускает весь
спектр сигнала. Эффект подавления сосредоточенной помехи тем
больше, чем больше расстройка помехи относительно средней
частоты фильтра. Для улучшения характеристики эффективной из-
бирательности проходные фильтры должны иметь возможно более
узкие полосы пропускания, определяющиеся только спектром сиг-
нала. Обычно в качестве проходных фильтров используются квар-
цевые дифференциальные двухзвенные фильтры.
Очевидно, что схема ШОУО может эффективно работать только
в том случае, если помеха не попадает в полосу пропускания узко-
полосного тракта. В противном случае эффективной мерой борьбы
с такими помехами является только построение тракта с линейной
амплитудной характеристикой в широком динамическом диапазоне.

Второй ограничитель обеспечивает постоянство уровня сигнала
на входе частотного детектора. Уровень сигнала на его выходе не
будет зависеть от воздействия сильной сосредоточенной помехи на
входе первого ограничителя и будет постоянным.

Будут одинаковыми и амплитуды посылок на частотах нажатия и
отжатия, что приводит к устранению переменных временных пре-
обладаний, вызванных флуктуацией амплитуд сигнала при воздей-
ствии сосредоточенных помех с изменяющимися уровнями. Второй
ограничитель наряду с выравниванием амплитуд посылок нажатия
и отжатия, меняет соотношение	в пользу сигнала, ибо на

нем усиленный сигнал превосходит помеху.

Если в приемнике используется фильтровый ЧД, то в полосе
пропускания проходного фильтра должны укладываться характери-
стики избирательности разделительных фильтров с учетом разноса
между частотами манипуляции.

Тогда для одноканальных систем ЧТ полоса пропускания (ДГп)
проходных фильтров

△^Упт = ^~рф +

где дгРФ=1/т - полоса пропускания разделительных фильтров
схемы детектирования.

Однако необходимо помнить, что полоса пропускания раздели-
тельных фильтров всегда должна быть меньше величины разноса
частот: Д/^>ф < Д/р. Если это условие не выполняется, необходимо
использовать частотный детектор с линейной характеристикой, т.е.
выбрать иной метод детектирования ЧТ сигнала.

В общем случае, при приеме сигналов ЧТ реализуется один из
двух методов:

-	прием по мгновенной частоте;

-	прием по огибающей сигнала.

При приеме по мгновенной частоте частотный дискриминатор
имеет линейную характеристику, как показано на рис. 19.19. При
этом напряжение на его выходе пропорционально мгновенной час-
тоте сигнала. Если на вход ЧД поступает сигнал частотой Тг > /ср,
Рис. 19.19. Схема (а) и принцип работы (б) демодулятора ЧТ
по мгновенной частоте

то на его выходе будет появляться напряжение С/ВыХ> 0. При часто-
те входного сигнала напряжение на выходе С/вых < 0. Таким
образом, при использовании способа демодуляции по мгновенной
частоте демодулятор должен настраиваться так, чтобы средняя
частота ЧД совпадала со средней частотой спектра сигнала. Ли-
нейный участок частотного дискриминатора должен быть не менее
полосы пропускания УПФ, т.е. охватывать все существенные час-
тотные составляющие спектра сигнала.

ФНЧ (фильтр манипуляции ФМ) предназначен для фильтрации
аддитивных помех после детектирования. Его полоса пропускания
выбирается в соответствии с соотношением ДРФМ = (1 ...1,5) В [Гц].

Выходное устройство ВУ - (схема формирования телеграфных
посылок) - содержит триггерные каскады и схему симметрирова-
ния. Оно обеспечивает восстановление формы и длительности по-
сылок, необходимых для нормальной работы буквопечатающих
аппаратов или других оконечных устройств.
Рис. 19.20. Схема и принцип работы демодулятора ЧТ
по огибающей

Недостатком этого метода является зависимость постоянной
составляющей выходного сигнала от нестабильности частоты не-
сущего колебания, что в ряде случаев недопустимо. Область при-
менения этого метода - прием сигналов с малой величиной разно-
са частот (т.е. с малыми индексами частотной модуляции).

Демодуляция сигнала по огибающей может быть реализована при
помощи схемы, представленной на рис. 19.20,а. Схема реализует
метод подоптимального приема, называемый ЧТ АРП. Осуществле-
ние демодуляции в этом режиме возможно на базе того, что переда-
ча ЧТ может рассматриваться как суперпозиция несущих одно и то
же сообщение двух передач АТ: АТ передача на частоте нажатия - в
позитиве и АТ передача на частоте отжатия - в негативе. Если раз-
нос частот передачи ЧТ составляет несколько сотен герц, то в ВЧ
диапазоне замирания амплитуд сигналов ЧТ передачи будут носить
селективный характер. Это позволяет осуществлять прием передачи
ЧТ как двух передач АТ, разнесенных по частоте, с последующим
согласованным (обычно линейным) сложением перед принятием ре-
шения. Другими словами, передача ЧТ будет приниматься в режиме
частотно-разнесенного приема двух передач АТ.

Таким образом, схема состоит из двух идентичных трактов обработ-
ки сигналов на частотах нажатия и отжатия, основой которых является
детектор АТ с автоматической регулировкой порога (АТ АРП). Настрой-
ка трактов производится независимо так, чтобы в полосу пропускания
канальных фильтров трактов нажатия и отжатия попали соответст-
вующие частотные составляющие входного сигнала (рис. 19.20,6).

Выходные напряжения трактов поступают на схему сложения
при частотно-разнесенном приеме двух передач АТ. Она состоит из
линейного сумматора, где к напряжению с выхода тракта нажатия
прибавляется напряжение с выхода тракта отжатия после инверти-
рования (изменения полярности). В результате сложения при прие-
ме посылки нажатия на выходе схемы сложения будет удвоенный
по амплитуде положительный потенциал, а при приеме посылки
отжатия - удвоенный отрицательный потенциал (рис. 19.20,в).

Фильтр манипуляции и выходное устройство выполняют те же
функции, что и в предыдущей схеме.

Таким образом, метод приема сигнала ЧТ по огибающей являет-
ся более универсальным, имеет более высокую помехоустойчи-
вость и поэтому используется наиболее широко.

•••

При прохождении ЧМ сигнала через радиотракт возникает со-
путствующая паразитная амплитудная модуляция, которая устра-
няется в приемнике с помощью амплитудного ограничителя.

В радиотракте с нелинейной ФЧХ возникает паразитная фазовая
модуляция, нарушающая закон модуляции сигнала. По этой причи-
не на выходе ЧД помимо полезной составляющей напряжения с
модулирующей частотой появляются гармоники, приводящие к не-
линейным искажениям.

Действия сосредоточенной помехи при приеме ЧМ сигнала при-
водит к появлению паразитной амплитудной и фазовой модуляции.
Сильный сигнал в приемнике ЧМ подавляет слабую помеху тем
эффективнее, чем больше его амплитуда. В свою очередь более
сильная помеха подавляет полезный сигнал, что свидетельствует о
наличии в приемнике пороговых свойств.

Для ослабления паразитной частотной модуляции, вызываемой
наложением помехи на сигнал, необходимо обеспечить условие
Д/тах» Д/п» Для чего увеличивают уровень, либо девиацию полезно-
го сигнала Д/тах-
ПУТИ РАЗВИТИЯ УСТРОЙСТВ ПРИЕМА И ОБРАБОТКИ
СИГНАЛОВ

Анализируя пути развития устройств приема и обработки сигна-
лов, необходимо отметить, что они возникли и развиваются исходя
из практических потребностей. Применительно к устройствам воен-
ного назначения движущей силой и целью совершенствования при-
емной аппаратуры является стремление получить некоторый опе-
ративный выигрыш. Например, повысить устойчивость управления
войсками, увеличить полноту и качество получаемой информации,
сократить время на ее обработку и т.д. Это достигается повышени-
ем качественных показателей устройств, расширением числа функ-
ций, выполняемых ими. Другими словами, потребность в создании
новых РПУ возникает тогда, когда появляется новая задача (в дан-
ном случае - оперативная), которая не может быть решена с по-
мощью уже известных, существующих приемников.

Пути создания новых, более совершенных РПУ и комплексов
подсказывает теория радиоприемных устройств. Однако и она сама
формируется под воздействием общих разделов радиоэлектроники:
с одной стороны, например, общей теории передачи сообщений, с
другой стороны, развитием прикладных отраслей, определяющих
элементную базу приемных устройств и тесно связанных с техноло-
гией производства радиоэлектронной аппаратуры, современными
средствами автоматизации.

Таким образом, перечисленные факторы приводят к изменению
содержания теории РПУ, дифференциации ее на относительно уз-
кие направления. В теории радиоприема все больше внимания
уделяется вопросам системотехники, т.е. теории синтеза структур-
ных схем устройств и входящих в них функциональных блоков, оп-
тимизации схем с учетом реальных характеристик узлов, описаний
(анализа) конкретных схемных решений.

В то же время схемотехника (микросхемотехника) в большей
степени входит в содержание прикладных дисциплин, таких как
схемотехника СВЧ, цифровая обработка сигналов и т.п.

Инженеру, занимающемуся эксплуатацией, разработкой прием-
ной аппаратуры в первую очередь нужно знать как системотехнику,
так и схемотехнику устройств приема и обработки сигналов.

Целью настоящей заключительной главы является анализ ос-
новных направлений развития устройств приема и обработки сиг-
налов, что позволит подготовить обучаемых к тем изменениям, ко-
торые могут произойти в ближайшее время в технике приема со-
общений и с которыми им придется встретиться в практической
деятельности.

20.1.	Анализ современной сигнальной обстановки
и направлений ее развития

Современный этап развития зарубежных информационных и те-
лекоммуникационных систем характеризуется возрастанием пото-
ков информации в системах связи как за счет увеличения исполь-
зования традиционных сигналов: телефонных, телеграфных, теле-
визионных, так и за счет роста систем передачи данных, в частно-
сти автоматизированных систем управления. При этом общей тен-
денцией является переход к цифровым системам связи. Для пере-
дачи дискретной информации используются сигналы с различными
современными методами манипуляции.

Для настоящего этапа характерно освоение все новых диапазо-
нов частот (до сотен гигагерц). При этом под освоением следует
понимать не только разработку единичных образцов техники высо-
ких диапазонов, но и широкое использование этих диапазонов для
решения конкретных практических задач. Освоение диапазонов
СВЧ, в частности, основано на достижениях в микросхемотехнике
СВЧ устройств, разработке активных элементов, обеспечивающих
генерирование больших уровней мощности в передатчике.

Однако не следует упускать из поля зрения тенденций развития
и традиционных диапазонов.

В настоящее время радиоэлектронная обстановка (РЭО) в ВЧ
диапазоне определяется двумя факторами. Первый обусловлен
продолжением использования методов и аппаратуры, реализован-
ных в ВЧ системах связи до 1980 г. Второй обусловлен новым вит-
ком интереса к системам связи этого диапазона, что связано с ря-
дом их преимуществ, к которым, прежде всего, следует отнести:

-	оперативность установления прямой связи на большие рас-
стояния;

-	простоту организации радиосвязи с подвижными объектами;

-	возможность обеспечения связи через большие труднодоступ-
ные пространства;

-	высокую мобильность средств;

-	довольно простую восстанавливаемость связи в случае нару-
шения;

-	низкую стоимость одного канала на километр дальности.

Поскольку потребность в каналах постоянно увеличивается, а
число рабочих частот ограничено, МКРЧ разделил земной шар на
10 зон и 70 подзон. Зоны определены в пространстве и во времени,
что дает возможность многократно использовать одни и те же час-
тоты. Так, например, каждый килогерц диапазона 1,5...30 МГц име-
ет 20-30 официальных присвоений.

В ВЧ диапазоне организуется связь: телефонная, телеграфная,
передача данных, факсимильная. При передаче дискретных сооб-
щений широко применяются коды с обнаружением ошибок, а также
корректирующие коды, исправляющие ошибки - блочные и свер-
точные.

Исторически первым видом радиосвязи явилась слуховая теле-
графная связь с использованием кода Морзе и амплитудной (реже
частотной) модуляцией несущей. До настоящего времени этот вид
радиосвязи достаточно широко используется на трассах связи, где
уровень помех, особенно станционных, весьма велик. Скорость пе-
редачи при слуховой радиотелеграфной связи невысока и состав-
ляет 50 - 70 зн./мин (реже 150 - 200 зн./мин). Передача осуществ-
ляется вручную с помощью телеграфного ключа либо автоматиче-
ски с трансмиттера (900 - 1200 зн./мин).

Среди передач с ЧМ благодаря своим положительным свойст-
вам до сих пор как в коммерческой, так и в военной радиосвязи на-
ходят широкое применение передачи одноканального буквопечата-
ния (БП). Большим преимуществом передач ЧМ БП является отно-
сительно большая скорость передачи (360 - 600 зн./мин) с разно-
сом частот 400 - 900 Гц. Такая величина разноса частот обеспечи-
вает некоррелированность частотных составляющих сигнала и
возможность частотно-разнесенного приема.

На линиях одноканальной ВЧ радиосвязи применяются переда-
чи, использующие сложные широкополосные позиции радиосигна-
ла, что позволяет увеличить позиционность сигнала (т-ичное коди-
рование), а следовательно, и длительность элемента сигнала. По-
следнее снижает влияние многолучевости в ВЧ канале. Практиче-
ское применение находят системы радиосвязи, в которых позиции
сигнала формируются по частотно-временной матрице (ЧВМ). При
определенном выборе разносов частот между строками матрицы,
обеспечивающими некоррелированность замираний субпосылок,
использование таких сигналов позволяет заметно увеличить поме-
хоустойчивость приема аналогично частотно-разнесенному Ы-
кратному приему, где Л/ - число частот (строк) ЧВМ. Характерной
частотной многопозиционной передачей, построенной на основе
32-ичного кодирования, является передача с 32 частотными пози-
циями и разносом частот 10 Гц.

Продолжая рассмотрение передач ВЧ диапазона, использующих
принцип ЧВМ, укажем на так называемые частотно-квантованные
передачи, в которых посылка исходного сигнала разбивается на
субпосылки (квантуется) и передается по закону ЧВМ. Например,
спектр содержит 4 частотные позиции (Е,, Р2, Ё3, РА) с разносом
частот 680 Гц. Посылка исходного сигнала (У= 50 Бод) разбивается
на 10 субпосылок и передается последовательным излучением де-
сяти частот по закону:

1	-> Ри Р3, Ри Р3, Ри Р3, Р2, РА, Ри Рз,

2	-> Р2, Ри Р2, Ри Рг, Рд, Р-ь Рз, Рг, Ра-

Таким образом, длительность частотной позиции равна 2 мс,
скорость манипуляции - 500 Бод. Существует достаточно большое
число видоизменений этого класса передач, различающихся видом
ЧВМ. В отдельных случаях применяется сверточное кодирование
информационной последовательности.

Все более широко внедряются блочные передачи с автоматиче-
ским запросом ошибок. При этом используются сигналы ЧМ двой-
ное частотное телеграфирование, ДЧТ с различными разносами
частот (170, 200, 400, 850, ... Гц) и скоростями манипуляции (75, 100,
200,... Бод). Передача информации осуществляется в полудуплексном
режиме блоками в 45, 56, 70, 90, ... бит. Например, передача ЧМ с
разносом частот 170 Гц при скорости манипуляции 96 Бод имеет
информационную скорость около 411 зн./мин. Информация переда-
ется блоками по 70 бит. Во время паузы корреспондент подтвер-
ждает правильность приема информации.

При неискаженной передаче полярность информационных зна-
ков от одного блока к другому изменяется на противоположную, и
комбинация «подтверждение» передается корреспондентом в той
же полярности, что и принятый блок. Если же на приемном конце
обнаружено искажение, то комбинация подтверждения передастся
в полярности, противоположной полярности информационных зна-
ков принятого блока, и передающая сторона повторяет искаженный
блок до тех пор, пока он не будет принят правильно.
Необходимость эффективного использования полосы частот
в ВЧ диапазоне привела к широкому внедрению систем уплотнения
канала связи.

Наиболее широкое применение нашли системы связи с частот-
ным и временным уплотнением, а также с комбинированием этих
способов.

Уплотнение канала связи телефонными сигналами в ВЧ диапа-
зоне имеет ограниченное применение. Формирование многока-
нальных телефонных сигналов осуществляется методом однопо-
лосной модуляции несущей. При этом полоса частот телефонного
сигнала ограничивается (0,3...3 кГц). Телефонные каналы разме-
щаются по обе стороны от остатка несущей (пилот-сигнала). Мак-
симальное количество каналов на один передатчик равно 4, чаще
используется одноканальная (33В, ЗЗВЗС) либо двухканальная
связь на одной боковой полосе (188В).

При организации многоканальной телеграфной связи в полосе
стандартного телефонного канала (СТК) размещается групповой
сигнал, формируемый аппаратурой тональной телеграфии на осно-
ве частотного уплотнения. На поднесущих частотах в полосе СТК
методом частотной манипуляции формируются каналы БП связи.
На существующих линиях ВЧ радиосвязи часто применяется аппа-
ратура уплотнения со стандартным разносом каналов 120 Гц, при
этом количество каналов в полосе СТК равно 24. В соответствии с
Рекомендацией Н.70Ы8 каналы имеют международную нумерацию
101-124 при ЧМ в каналах и 001-024 при АМ в каналах (Рекомен-
дация В.31).

Возможности временного уплотнения в ВЧ диапазоне ограничи-
ваются многолучевостью распространения радиоволн. Чаще всего
применяется двукратное (у=96Бод) и четырехкратное
(у= 192 Бод) уплотнение (Рекомендация 8.13). Для передачи ин-
формационного потока с ВУ используются как обычная ЧМ, так и
каналы многоканальных передач.

В каналах многоканальных передач с частотным разделением
каналов (ЧРК) наряду с частотной применяется и фазовая манипу-
ляция (ОФМ, ДОФМ, ТОФМ). Для того чтобы обеспечить передачу
информационного потока, имеющего высокую исходную скорость,
применяют способ последовательного распределения бит потока
по каналам на передаче и параллельный съем информации с кана-
лов на приеме подобной передачи.

С целью помехоустойчивости приема в ВЧ канале широко ис-
пользуется метод временного разнесения и дублирования переда-
ваемой информации. Так, в двукратных передачах ВУ применяется
дублирование информации, передаваемой в кратах со сдвигом 3
или 15 знаков. В многоканальных передачах с ЧРК встречаются
режимы работы, когда одна и та же программа с различными вре-
менными сдвигами дублируется по всем каналам.

Комбинационное уплотнение канала связи в ВЧ диапазоне реа-
лизуется в виде передач ДЧТ. Если используются неизохронные
сигналы (буквопечатание в старт-стопном режиме либо телеграфи-
рование кодом Морзе), то ДЧТ называют асинхронным. В асин-
хронных передачах ДЧТ длительность частотного элемента явля-
ется случайной величиной и может принимать сколь угодно малые
значения. Расстояние между частотными позициями в передачах
выбирается в пределах 200...400 Гц. Синхронные системы ДЧТ
применяются в случае совмещения комбинационного и временного
уплотнения, т.е. когда в каналах ДЧТ в качестве индивидуальных
сигналов используются сигналы с временным уплотнением.

Характерными особенностями передающих устройств магист-
ральной связи являются:

-	амплитудная модуляция (телефонный, телеграфные режимы);

-	работа на одной (ЗЗВЗС) и двух независимых боковых поло-
сах (133В);

-	высокая стабильность частоты (-1x10'8);

-	автоматизация настройки и контроля за работой.

Основные градации мощности - 1,10, 20, 30,-40,100, 200 кВт.

При разработке средств военной связи основное внимание уделя-
ется повышению их живучести, мобильности, скрытности, надежности
работы в условиях преднамеренных помех. В системе стратегической
связи НАТО используются мощные передатчики (1000...5000 кВт). Они
являются одним из основных средств связи с надводными кораблями
и подводными лодками всех классов. В командной системе связи груп-
пы армий, полевых армий и армейских корпусов используются специ-
альные радиостанции (центры) гекгометрового и декаметрового диа-
пазонов частот мощностью 10...50 кВт. В полевых системах связи при-
меняются подвижные, переносные и портативные радиостанции,
обеспечивающие беспоисковую и бесподстроечную связь.

Разработка перспективных военных радиостанций проводится
в следующих направлениях:

-	создание универсальных радиостанций для всех родов войск;

-	расширение диапазона частот (2...30, 30...80 МГц);

-	совершенствование синтезаторов частот и на этой основе
увеличение числа рабочих каналов за счет сокращения частотного
разноса между ними;

-	внедрение режима ППРЧ;

-	использование одних и тех же типов радиостанций для воен-
ных и гражданских ведомств.

С перечисленными направлениями тесно связаны меры по по-
вышению эффективности в области ВЧ радиосвязи в целом:

-	организация ретрансляции на трассах большой протяженно-
сти;

-	организация ВЧ связи с ретранслятором, вынесенным из зоны;

-	организация лавинной ВЧ связи;

-	организация разнесенного приема;

-	внедрение цифровых методов передачи и обработки сигналов;

-	повышение эффективности использования полосы частот
и помехозащищенности при передаче за счет применения сигналь-
но-кодовых конструкций (СКК), сигналов с расширением спектра
(СРС) (в том числе ППРЧ), совершенных антенных устройств;

-	использование методов адаптации;

-	применение антенн с управляемой диаграммой направленно-
сти;

-	прогнозирование в процессе ведения ВЧ связи;

-	совершенствование эргономики и повышение надежности ап-
паратуры на основе внедрения новой элементной базы, автомати-
ки, перспективных источников питания.

Организация ретрансляции на трассах большой протяжен-
ности. Известно, что распространение радиоволн ВЧ диапазона на
трассах большой протяженности (1500...2000 км), как правило, яв-
ляется многолучевым. Это приводит к значительным интерферен-
ционным замираниям в точке приема, которые в основном и опре-
деляют качество радиоканалов, ограничивая скорость передачи
сообщений по ним. Достаточно эффективной мерой повышения
качества радиоканала и устойчивости связи является не просто
организация ретрансляционных пунктов непосредственно на этих
трассах, а создание сети ретрансляционных пунктов определенной
структуры. Положительный эффект в этом случае достигается ор-
ганизацией радиосвязи с необходимым абонентом по направлени-
ям, «обходящим» зоны нарушения естественного состояния ионо-
сферы.

В последние годы в США активно ведутся работы по исследова-
нию сетей ретрансляционных пунктов в рамках создаваемой авто-
матизированной системы ВЧ связи. Результаты экспериментальных
исследований одной из таких сетей, развернутой на территории
США, показали, что при использовании трехкратной ретрансляции
существенно уменьшились энергетические затраты, а требуемые
мощности передатчиков в течение суток не превысили 10 Вт. При
передаче же сообщений по прямому маршруту для обеспечения
связи заданного качества в отдельные периоды суток требовалась
мощность до 10 кВт. Такая мера наиболее целесообразна для ма-
гистральных ВЧ линий.

Организация ВЧ связи с ретранслятором, вынесенным из
зоны. При организации ВЧ связи большое значение имеет опера-
тивное обеспечение связи между абонентами, удаленными друг от
друга на расстояние 200...500 км. Особенно актуальна данная связь
на такие расстояния (зонная связь) для военных систем различного
назначения и связана она с оперативным построением группировки
войск. Характерным для таких дальностей являются:

-	двухлучевое распространение радиоволн;

-	обеспечение связи по принципу «каждый с каждым» и, как
следствие, необходимость использования ненаправленных антенн;

-	крайне ограниченный диапазон частот пригодных для связи по
условиям распространения;

-	относительно высокий уровень случайных помех.

По мнению ряда специалистов удовлетворение требований к зо-
новой ВЧ связи по устойчивости можно обеспечить за счет исполь-
зования ретрансляторов, вынесенных из данной зоны на расстоя-
ние примерно 500...2000 км. В этом случае связь осуществляется
через один из таких радиоцентров-ретрансляторов. Такой способ
организации радиосвязи позволяет обеспечить ее перевод из низ-
кочастотной области диапазона ВЧ в более ‘частотоемкую область,
т.е. на частоты более пригодные для связи как по условиям распро-
странения (на трассах протяженностью 1000...2000 км) радиоволн,
так и по помеховой обстановке на них. Кроме того, увеличение
дальности связи радиолиний позволило примененить остронаправ-
ленные антенны.

Организация лавинной ВЧ связи. Применительно к зоновой
ВЧ связи фирмой Нагпэ (США) разработан новый принцип органи-
зации связи - так называемая лавинная связь. Характерной его
особенностью по сравнению с рассмотренными выше является от-
сутствие необходимости учета условий распространения радиоволн
между отдельными радиостанциями в зоне. Повышение устойчиво-
сти связи при использовании этого принципа достигается однократ-
ным повторением передаваемых сообщений всеми радиостанция-
ми, принявшими их. Общее число повторений определяется числом
Пути развития устройств приема и обработки сигналов
радиостанций в зоне и осуществляется так, чтобы обеспечивалась
требуемая вероятность безошибочного приема для любой радио-
станции этой зоны.

Организация разнесенного приема. На трассах протяженно-
стью менее 200 км распространение радиоволн чаще всего являет-
ся двухлучевым со значительной разницей времени прихода лучей
к месту приема. В условиях обычных способов приема даже при
использовании высокоэффективных приемных антенн это приводит
к значительным искажениям сигнала (за счет интерференции), а
порой и к перерывам в радиосвязи. Общепризнанной и широко рас-
пространенной на практике мерой борьбы за повышение устойчи-
вости ВЧ связи в этих условиях является организация различных
способов разнесенного приема. Широкая автоматизация этих про-
цессов на базе современной микропроцессорной техники, а также
последних достижений в области создания приемных антенн с
управляемой диаграммой направленности позволила бы более ка-
чественно противодействовать изменениям уровня сигнала в точке
приема, а следовательно, и повысить устойчивость связи. Однако
необходимость использования при этом высокоэффективных ан-
тенн, которые, как правило, имеют значительные размеры, а по-
этому должны быть развернуты стационарно, в определенной сте-
пени сдерживает активность фирм в разработке этого направления.
Тем не менее, применение подобных автоматизированных систем
на стационарных радиоцентрах-ретрансляторах могло бы позво-
лить снизить мощность передатчиков либо повысить соотношение
сигнал/шум в точке приема.

Переход к цифровой связи в ВЧ диапазоне. Использование
цифровых методов при организации ВЧ связи, в отличие от анало-
говых, позволяет значительно увеличить среднюю мощность пере-
датчиков, а следовательно, повысить соотношение сигнал/шум
в точке приема. Кроме того, преимуществом цифровой радиосвязи
является отсутствие накопления помех при ретрансляции в резуль-
тате регенерации сигнала на линии связи, повышение надежности
аппаратуры и возможность использования для обработки сигналов
микропроцессоров и ЭВМ.

В настоящее время интенсивно ведутся работы по совершенст-
вованию существующих систем радиосвязи путем введения цифро-
вой обработки при приеме используемых в них сигналов. Широкое
внедрение данных методов в системах связи обусловлено тем, что
за счет изменения программы один и тот же процессор использует-
ся для выполнения различных функций по обработке принимаемого
сигнала. Это снимает ограничение на виды обработки, свойствен-
ные аналоговой технике, и обеспечивает реализацию любых фор-
мально описываемых преобразований сигналов. С помощью циф-
ровой обработки сигналов (ЦОС) могут быть осуществлены все из-
вестные в технике связи операции над сигналами: модуляция; де-
модуляция; кодирование; декодирование; фильтрация; перемеже-
ние; деперемежение; оценка параметров и др.

Считается, что повышение эффективности ЦОС предполагает
объединение программного и схемотехнического подходов. При
этом программный подход заключается в разработке новых алго-
ритмов обработки дискретных сигналов и реализуется в архитекту-
ре вычислительных средств, а схемотехнический - в параметрах и
архитектуре специализированных микросхем.

Операции выполняются над сигналами в цифровой форме, по-
лученными в результате преобразования аналогового сигнала в
АЦП. Использование цифровых фильтров уменьшает временные
искажения сигналов в 10 раз по сравнению с электромеханически-
ми или кварцевыми. Возможность программной перестройки поло-
сы пропускания фильтров является важным преимуществом для
военных линий связи, нуждающихся в средствах противодействия
преднамеренным помехам.

Использование методов адаптации. В настоящее время обо-
значились два направления в использовании адаптивных методов
ведения радиосвязи:

-	адаптация к изменению условий распространения радиоволн и
уровней случайных помех;

-	адаптация к воздействию средств радиомониторинга и радио-
противодействия.

Адаптация к изменению условий распространения радио-
волн и уровней случайных помех. Наибольшее распространение
получила частотная адаптация. Специалисты США считают, что
для надежной круглосуточной работы линий ВЧ связи в условиях
случайных помех необходима непрерывная перестройка передат-
чика и приемника на наиболее оптимальную для данного момента
времени рабочую частоту. Выбор такой частоты осуществляется с
помощью специализированных ЭВМ и микропроцессоров. Приме-
ром реализации данного метода адаптации является система ВЧ
связи с частотной адаптацией 8е!зсап, разработанный отделением
компании НоскмеН СоШпз Те1есоттипюа1юп Ргос1ис18. Основу дан-
ной системы составляет базовый процессор адаптивной связи КВ-
8096, который управляет приемником, способным перестраиваться
по 30 заранее выработанным частотам в диапазоне 2...30 МГц. Во
время перестройки приемника и ожидания прихода информацион-
ного сообщения процессорный блок оценки качества измеряет и
запоминает соотношения сигнал/шум и время задержки (из-за мно-
голучевости) сигналов, излученных другими станциями системы.
Эта информация запоминается в виде матрицы по адресам стан-
ций, передававшим эти сигналы, и номерам каналов (частот), на
которых они были приняты. Затем процессор обрабатывает эту
информацию, чтобы определить лучшую частоту, на которой может
быть установлена связь. Установление связи процессор осуществ-
ляет автоматически и извещает оператора, когда она установлена.
В долговременной памяти процессора может храниться до 20 ин-
дивидуальных, 4 групповых и один циркулярный адрес. Процессор
КВ-8096 управляет радиостанциями при:

-	установлении связи;

-	выборе канала;

-	функционировании модема;

-	кодировании и декодировании адреса;

-	синхронизации и восстановлении связи.

Время, необходимое для автоматического установления связи,
зависит от числа частот, по которым осуществляется перестройка,
а также от времени, необходимого для настройки передатчиков вы-
зываемой и вызывающей радиостанций. Если перестройка ведется
по 10 частотам, то связь может быть установлена менее чем за 8 с.
Кроме того, система 8е1зсап позволяет снизить рабочую нагрузку
на оператора и требования к его квалификации.

В настоящее время проводятся разработки и испытания цифро-
вой линии ВЧ связи с возможностью управления переключением час-
тоты в реальном масштабе времени. В этой линии использован
принцип наклонного зондирования ионосферы последовательно на
нескольких (около 10) частотах в пределах выделенной для передачи
полосы, по результатам которой производится оценка соотношения
сигнал/шум и осуществляется выбор оптимальной частоты.

Еще одним примером адаптивной по частоте и мощности систе-
мы ВЧ связи является система ЯР-7100 фирмы Нагпз (США), снаб-
женной устройством Аи1оПпк (ЯР-7100). Основу устройства состав-
ляет микропроцессор, предназначенный для анализа качества ка-
нала и автоматического выбора частоты с запоминанием и хране-
нием результатов измерения. Устройство Аи1о11пк совместимо с
приемопередатчиками мощностью от 1000 Вт до 10 кВт и обеспечи-
вает надежное и гибкое построение ВЧ сетей.
В системе Абарюот адаптация производится во временной об-
ласти. Для измерения параметров ВЧ-канала передается измери-
тельный сигнал. По результатам измерений устанавливаются ко-
эффициенты передачи в отводах линии задержки согласованного
фильтра, который обеспечивает восстановление сигнала. Инфор-
мация передается циклами, в каждый из которых входят: передача
измерительного сигнала; анализ параметров радиоканала; на-
стройка согласованного фильтра и передача со скоростью
2660 бит/с информации корреспондента.

В системе Собет на основе измерения и оценки параметров ка-
нала связи изменяется степень сложности кодирования.

Фирмой Таскал (Израиль) на базе полудуплекского модема
В1пер1ех разработан экспериментальный модем для ВЧ связи с
многопараметрической адаптацией. Для выяснения условий рас-
пространения в канале оцениваются отношение сигнал/шум в по-
лосе 3 кГц, доплеровские сдвиги частот, степень многолучевости и
время запаздывания лучей. Все параметры измеряются во время
приема служебных сигналов или оперативной информации. При
выборе оптимального режима работы имелась возможность управ-
ления:

-	видом модуляции: ОФМ2, ОФМ4, ЧМ2, многопозиционная ЧМ;

-	скоростью передачи в радиоканале: 75, 150, 300, 600, 1200,
2400 бит/с;

-	способом кодирования: код Голея, мажоритарный код, цикли-
ческий код.

Еще одна система, в которой реализована многопараметриче-
ская адаптация, построена на базе процессоров АНз и семейства
быстроперестраиваемых коротковолновых радиостанций НЕ-850,
(фирмы ВоЬс1е&8с11УУаг2, ФРГ). Встроенный процессор обеспечива-
ет выбор оптимальной частоты по результатам долгосрочного про-
гноза условий распространения и измерения уровней принимаемых
сигналов. Адаптация в процессе ведения связи обеспечивается
перестройкой на оптимальные частоты, изменением мощности из-
лучения и скорости передачи, переключением используемых ан-
тенн. Благодаря этому радиоканал не уступает по качеству связи
проводным каналам. Кроме того, быстрая смена частот, мощности
и антенн позволяет успешно противодействовать как обнаружению
радиолиний, так и их подавлению.

Адаптация к воздействию средств радиомониторинга и ра-
диопротиводействия. При современных взглядах военного руко-
водства ведущих зарубежных стран на роль и место радиоэлек-
тронной борьбы в общей структуре воздействия на противника за-
щита радиосвязи от преднамеренных помех приобретает особую
актуальность. По мнению специалистов, эффективным способом
снижения степени преднамеренного воздействия противника на
радиоканалы является быстрая смена рабочей частоты. При этом
защищенность системы возрастает по мере увеличения скорости
перескока. В настоящее время развернуты и функционируют доста-
точно большое количество таких систем связи с псевдослучайной
перестройкой рабочей частоты (ППРЧ).

Актуальность применения метода ППРЧ обусловлена многими
достоинствами таких сигналов, основными из которых являются:

-	высокая помехоустойчивость;

-	простота синхронизации систем;

-	защита от организованных помех;

-	исключение возможности дезинформации;

-	затруднение пеленгации радиостанций.

Применение метода ППРЧ обеспечивает способность радио-
электронной системы противостоять специальным средствам связи
противника и определяет в значительной степени энергетическую,
структурную и информационную скрытность системы. За счет при-
менения псевдослучайной перестройки рабочей частоты происхо-
дит расширение занимаемой полосы частот, т.е. сигнал как бы
«размазывается» - его спектр распределяется на уровне спектра
шумов, чем и обеспечивается скрытность радиоэлектронной систе-
мы, а также повышается помеховая и разведывательная защищен-
ность радиолиний.

Применение этого метода имеет свои характерные признаки в
зависимости от того, какой вид ППРЧ применяется:

-	узкополосная ППРЧ с «быстрой» перестройкой частот;

-	широкополосная ППРЧ с «медленной» перестройкой частот.

При «быстрой» ППРЧ скорость переключения рабочих частот
больше скорости передачи информации с длительностью излуче-
ния на каждой частоте 10...100 мс.

При «медленной» ППРЧ скорость переключения рабочих частот
меньше скорости передачи информации и длительность изучения
на одной рабочей частоте составляет 0,1 ...1 с.

Характерными признаками использования метода ППРЧ явля-
ются:

-	наличие сигналов равной длительности (от 10 мс до
100...150 мс) с несущей, перестраивающейся последовательно по
нескольким (5...100) фиксированным частотам по псевдослучайно-
му закону в полосе до 30...40 кГц;

-	наличие сигналов равной длительности (от 100 мс до 1 с.) с
несущей, перестраивающейся последовательно по нескольким
(5...100) фиксированным частотам по псевдослучайному закону в
полосе 2...3 МГц;

-	пространственная близость разнесенных по частоте и времени
сигналов.

Таким образом, применение метода ППРЧ решает задачу обес-
печения устойчивой и скрытой радиосвязи благодаря достоинствам
таких сигналов, а именно: высокой защите от организованных по-
мех, невозможности расшифровывания, пеленгации и дезинфор-
мации станций и сетей, работающих в этом режиме.

Кроме скачкообразного изменения частоты для защиты от пред-
намеренных помех разрабатываются и другие способы. В первую
очередь к ним относится уменьшение длительности сеанса связи
за счет передачи информации короткими пакетами на повышенной
скорости. Такой режим работы имеют, например, современные ра-
диостанции комплекса Зуз1ет 4000 (фирма Р1еззеу) и СНХ2000
(фирма 8!етепз), причем в последней длительность передачи па-
кета составляет 0,23 с.

Вторым и достаточно эффективным способом борьбы с предна-
меренными помехами считается пространственная селекция, осно-
ванная на использовании простейших фазированных антенных ре-
шеток. Такая селекция реализована фирмой Р1еззеу в устройстве
защиты от помех. Это устройство обеспечивает совместную работу
радиостанций метрового диапазона с использованием двух антенн.

Применение антенн с управляемой диаграммой направлен-
ности. Параллельно с развитием принципов организации и мето-
дов ведения радиосвязи совершенствовались приемные и пере-
дающие антенны ВЧ диапазона. Анализ статистики углов прихода
помех показал, что, как правило, мешающее воздействие наблюда-
лось в основном от сигналов, приходящих с первых трех направле-
ний. Прогресс, достигнутый в области микропроцессорной техники,
и опыт построения антенн с управляемой диаграммой направлен-
ности (ДН) в диапазонах МВ-ДМВ-СМВ, позволили вплотную подой-
ти к решению задачи разработки таких антенн и для ВЧ диапазона.
Управление ДН предполагается осуществлять по результатам
оценки пространственной помеховой обстановки в точке приема
путем формирования нулей ДН в направлении прихода наиболее
мощных помех.

Одна из приемных антенн такого типа представляет собой ан-
тенную решетку (АР) кольцевого типа. Элементами АР являются
вертикально расположенные вибраторы с длиной плеча 0,5 м. Виб-
раторы размещены равномерно по окружности радиусом 15 м (для
диапазона 3...10 МГц) или 7,5 м (для диапазона 10...30 МГц). В цен-
тре окружности размещено фазирующее устройство, к которому
подключены выходы вибраторов. При испытаниях была получена
глубина подавления мешающих сигналов 14...30 дБ относительно
первоначального уровня помех. Время, затрачиваемое на подавле-
ние одной помехи, не превысило 1...2 мин.

Другой путь - корректировка в процессе ведения связи ориента-
ции максимума ДН передающей антенны. В результате решения
этой задачи была разработана модель передающей АР, представ-
ляющей собой вертикальную решетку из горизонтально поляризо-
ванных элементарных излучателей типа «волновой канал» (лого-
периодических), которые закреплены на одной вращающейся мач-
те. Такая антенна имеет электрические характеристики, подобные
характеристикам АР подвесного (горизонтального) типа с на поря-
док большим коэффициентом по мощности. Так, вращающаяся на
60-метровой башне трехъярусная АР с двумя рядами элементов
типа «волновой канал» на частоте 14,2 МГц позволила получить
коэффициент усиления по мощности около 25 дБ.

Разработана и испытана 4-элементная адаптивная АР, исполь-
зующая вспомогательный модулированный пилот-сигнал. В качестве
процессора в ней использована аналоговая микросхема, реализую-
щая алгоритм принятия решения по минимальной дисперсии соот-
ношения сигнал/шум. Общая постоянная времени такой адаптивной
АР, имеющей ДН с одним нулем, равна приблизительно 0,15 с. Сиг-
нал ошибки, поступающий на коррелятор, формируется путем вы-
читания сигнала выхода адаптивной АР из оценки модулированного
по фазе пилот-сигнала, представляющего собой ПСП (тактовая
частота 3 или 6 кГц, частота 10 Гц). Пилот-сигнал может переда-
ваться либо в отдельной полосе, либо совместно с информацион-
ным сигналом с разделением по уровню. Подавление мешающих
сигналов лучей в такой системе составило не менее 15 дБ.

Прогнозирование в процессе ведения ВЧ связи. В последние
годы в зарубежной печати неоднократно подчеркивалось, что в ус-
ловиях сильной зависимости качества ВЧ связи от состояния отра-
жающих ионосферных слоев целесообразно обеспечить прогнози-
рование этих изменений не только до установления связи, но и в
ходе ее ведения. Причем прогнозирование может осуществляться
по двум направлениям.

Первое включает в себя комплекс мероприятий и использование
специальной аппаратуры для предварительного отслеживания ди-
намики состояния ионосферы, а также различные способы и техни-
ческие системы, их реализующие, позволяющие прогнозировать
максимальные и минимальные применимые частоты для конкрет-
ных линий связи. Прогноз условий распространения реализуется с
помощью технических средств, введенных в состав оборудования
каждого корреспондента или выделенных в самостоятельные орга-
низационные единицы (службы), которые действуют в интересах
нескольких, одновременно работающих радиолиний.

Второе направление прогнозирования предполагает постоянный
контроль в течение сеанса связи одного (или нескольких) показате-
лей качества связи и определение по его откликам тенденции из-
менения оказывается менее громоздкой по сравнению с первым,
поскольку отпадает необходимость в дополнительных антеннах и
передатчиках зондирующих сигналов. Кроме того, устройства кон-
троля качества рабочих каналов довольно хорошо вписываются в
структуру современных ВЧ-радиолиний с элементами адаптации.

Совершенствование эргономики и надежности средств ВЧ
связи. В качестве самостоятельного направления по совершенст-
вованию средств связи можно выделить упрощение их эксплуата-
ции и увеличение надежности.

Первое способствует снижению требований к уровню квалифи-
кации операторов, а следовательно, обеспечило бы сокращение
сроков их подготовки. Под упрощением понимается разработка
схемных и технических решений, облегчающих операторам реше-
ние вопросов установления, ведения и восстановления связи,
управление работой передатчика, приемника и вспомогательного
оборудования. Основа первого этапа в решении этих проблем - ав-
томатизация как можно большего числа операций, второго - разра-
ботка решений, позволяющих вообще исключить некоторые опера-
ции. Так, новые схемные решения по построению согласующих ан-
тенных устройств на базе коммутируемых фильтров обеспечили
возможность замены процедуры настройки этих устройств операто-
ром, переключением фильтров по командам, определяемым номи-
налом установленной частоты. Таким образом, практически была
решена задача по созданию средств радиосвязи, способных обес-
печить их длительную работу без участия обслуживающего персо-
нала или полностью телеуправляемых. В случае, когда сохраняется
необходимость достаточно частого вмешательства оператора в
работу радиостанции, приходится решать задачу создания такого
оборудования, которое для оператора было бы не более сложным,
чем телефон.

Техническая надежность аппаратуры является одним из факто-
ров достижения целей, поставленных в ходе реализации любой из
уже рассмотренных мер. В настоящее время получила широкое
распространение и стала почти обязательной такая мера по обес-
печению надежного функционирования аппаратуры как введение в
состав основных функциональных узлов и блоков встроенных под-
систем оперативного контроля их исправного и работоспособного
состояния. Как правило, такие подсистемы обеспечивают пассив-
ный контроль состояния ограниченного числа цепей и узлов и по-
зволяют оператору каждый раз перед началом работы, пользуясь
определенным алгоритмом поиска, установить факт отказа узла
(узлов) и место их нахождения.

В последнее время ведутся разработки более совершенных сис-
тем контроля исправного состояния аппаратуры, получившие на-
звание систем автоконтроля работоспособности. Такие системы не
только обеспечивают автоматический контроль состояния всех ос-
новных узлов и цепей и затем сигнализируют об этом оператору, но
и позволяют прогнозировать сам факт отказа и выполнять ремонт
до отказа аппаратуры. Создана система, в которой процессор пе-
риодически автоматически производит проверку более 100 цепей,
после чего выдает сигналы, уведомляющие оператора о действи-
тельных или прогнозируемых отказах.

Приведенные материалы свидетельствуют о наличии большого
числа направлений исследований и достигнутых успехах в повыше-
нии эффективности ВЧ связи и о неослабевающем внимании спе-
циалистов к этому виду радиосвязи.

Разрабатываемое оборудование должно обеспечивать не толь-
ко эффективное согласование систем, но и трансляцию протоко-
лов, сигнализации, управления, контроль информации по всей сети.
Разработкой и производством современной техники передачи циф-
ровой информации ВЧ диапазона занимаются такие ведущие фир-
мы-производители техники связи как НоЬс!е & Всймагг, НидНез А!г-
сгай Согпрапу, Нагпз и др.

В настоящее время возможности комплексов специального на-
значения и по обработке передач ОВЧ-СВЧ диапазонов, в первую
очередь спутниковых линий связи (СЛС), также не в полной мере
отвечают современной сигнальной обстановке и требованиям вы-
полнения специальных задач. Основными причинами такой ситуа-
ции явились:

- быстрый технический прогресс в области связи и сложность
задач разработки;

-	отсутствие единого полномасштабного понимания требований
к комплексам и средствам специального назначения со стороны
заказчиков и потребителей аппаратуры;

-	отсутствие четкой координации в разработке технических
средств, в результате чего возможны случаи дублирующих разра-
боток с невозможностью функционирования в составе комплексов.

Основными недостатками комплекса существующих устройств
приема и обработки сигналов ОВЧ-СВЧ диапазонов являются:

-	отсутствие средств обработки военных ССС, недостаточные
возможности по обработке современных наиболее информативно
ценных сигналов (система ИРПЧ, высокоскоростные модемные пе-
редачи, работающие в незакрепленном режиме и др.);

-	невозможность обработки всех стандартных типов сигналов
в едином комплексе радиомониторинга (или на базе унифициро-
ванных модулей обработки), что существенно затрудняет организа-
цию трактов контроля, ведет к снижению оперативно-технических
возможностей и неоправданному удорожанию средств обработки;

-	недостаточные возможности по проведению поиска и выявле-
нию информационно ценных сообщений, в результате чего опера-
торы постов обработки информации неспособны переработать по-
токи регистрируемых сообщений;

-	низкие возможности по проведению технического анализа
и настройки на вновь появляющиеся типы сигналов, что приводит
к быстрому моральному старению технических средств комплекса.

Вместе с тем, учитывая существенный прогресс в развитии со-
временных систем цифровой обработки, появляется возможность
создания комплексов специального назначения, существенно пре-
вышающих по своим ТТХ и стоимостным показателям ранее соз-
данные образцы.

Следует отметить, что большинство зарубежных военных сис-
тем связи в мирное время развертывается лишь частично и ис-
пользуется, главным образом, во время учений. Среди подобных
систем большой интерес представляют системы связи с подвиж-
ными объектами - сотовые, транковые, системы персонального
радиовызова. Опыт локальных конфликтов, проходивших на терри-
ториях с развитыми системами подвижной связи, показал, что со-
товые системы связи (АМР8, ЫМТ, С8М) использовались очень
активно. Несомненные преимущества, представляемые такими
системами, позволяют предположить, что в будущем они найдут
очень широкое применение. Одним из перспективных стандартов
для сотовых систем подвижной телефонной связи является евро-
пейский стандарт 68М. Пользователями транковых систем являют-
ся, главным образом, различные оперативные службы, в том числе
военные.

Возможности штатных средств для приема и демодуляции таких
сигналов ограничены, а их массогабаритные и стоимостные показа-
тели не удовлетворяют современным требованиям. Одним из путей
решения этой проблемы является создание универсальных аппа-
ратно-программных комплексов (приемно-демодулирующих уст-
ройств), предназначенных для совместной работы как с сущест-
вующими радиоприемными устройствами и регистрирующей аппа-
ратурой, так и с перспективными образцами.

20.2. Перспективы развития устройств приема
и обработки сигналов

Постоянное появление новых систем и средств радиосвязи ста-
вит перед разработчиками аппаратуры связи и мониторинга доста-
точно сложные технические задачи. Кажущаяся открытость систем
радиосвязи и возможность относительно свободного приобретения
технических средств, применяемых в интересующей коммуникаци-
онной системе, могут ввести в заблуждение о простоте и доступно-
сти радиоконтроля.

Однако прием и обработка сигналов, используемых в современ-
ных системах наземной радиосвязи, значительно затруднены
вследствие:

-	возможности использования в радиообмене одним корреспон-
дентом большого количества частот;

-	применения в одной системе связи сигналов с различными ви-
дами и параметрами модуляции и возможности изменения их зна-
чений в ходе сеанса связи;

-	разнообразного характера передаваемой информации - от ре-
чевых сообщений на аналоговом уровне до межкомпьютерного об-
мена на цифровом;

-	сокращения продолжительности сеансов связи за счет авто-
матизации процессов организации радиоканала и увеличения ско-
рости передачи информации;

-	уменьшения уровня сигналов и, как следствие, соотношения
сигнал/шум на входе средств радиоприема;

-	большого числа различных видов конфигураций сетей связи,
динамического изменения их структуры и возможности их сопряже-
ния с другими системами.

Проблема радиомониторинга таких систем становится все более
актуальной в связи с широким их внедрением, в том числе и на
территории Российской Федерации, и использованием их абонен-
тами, представляющими интерес для различных служб, выпол-
няющих задачи по защите прав и свобод граждан России. В законе
Российской Федерации об оперативно-розыскной деятельности
предусмотрена возможность проведения радиомониторинга рас-
сматриваемых систем.

Приведенный выше анализ особенностей функционирования
современных систем радиосвязи, структуры используемых в них
сигналов и технических возможностей неавтоматизированных
средств обработки показывает, что применение последних не по-
зволяет эффективно решать задачи радиомониторинга, что объяс-
няется:

-	большими временными затратами, вызванными необходимо-
стью использования ручного труда оператора в процессе опреде-
ления технических параметров сигнала и настройки обрабатываю-
щей аппаратуры;

-	необходимостью задействования большого числа различных
аппаратных средств и нескольких операторов при контроле систем
связи, использующих при радиообмене большое количество частот
и ряд различных видов модуляции;

-	отсутствием штатных образцов техники для доступа к ряду со-
временных радиосигналов со сложными видами модуляции и коди-
рования.

В этих условиях необходимость повышения технических воз-
можностей комплексов радиоприема и мониторинга предполагает
разработку и внедрение новых технических средств, адекватных по
своим параметрам контролируемым системам связи. В целом со-
став аппаратуры таких комплексов должен обеспечить решение
задач радиоприема, обнаружения, анализа, демодуляции, декоди-
рования и обработки принятых сообщений.

Предполагается широкое использование в устройствах приема и
обработки методов интегрального исполнения отдельных узлов,
являющихся сложными функционально-законченными изделиями с
ранее заданными параметрами.

Обычно эту тенденцию связывают с уменьшением габаритов,
увеличением надежности аппаратуры. Однако влияние внедрения в
практику таких устройств значительно глубже. Использование
функционально-законченных изделий позволяет изменить подход к
построению аппаратуры, например, использовать агрегатно-
блочный, магистрально-модульный методы построения трактов. Их
сущность состоит в том, что требуемое устройство с заданными
функциями и качественными показателями набирается из отдель-
ных узлов, объединенных определенным образом. Это позволяет
переходить от построения отдельного устройства с раз и навсегда
созданной схемой и качеством к семейству устройств, создавать
множество модификаций, в большей степени приспособленных к
конкретным условиям их использования.

Переход к такому принципу построения идет по двум направле-
ниям:

-	во-первых, это изыскание оптимальных решений по формиро-
ванию функциональных узлов и блоков, разработка необходимого
их ассортимента для аппаратуры отдельного класса;

-	во-вторых, это разработка методов построения изделий с ра-
циональной структурой при максимальном использовании функцио-
нальных узлов общего применения, которые не всегда являются
оптимальными к конкретному изделию. В этом случае возникает
задача минимизации объема дополнительного оборудования, не-
обходимого для формирования функциональных узлов и блоков и
сопряжения между собой.

С этими направлениями связаны две следующие тенденции.

1	. В современных условиях становится актуальной задача раз-
работки методов ускоренного автоматизированного проектирования
устройств приема и обработки. В этом плане возникает необходи-
мость дальнейшей оптимизации приемов и методов проектирова-
ния устройств по ряду показателей качества, использование мате-
матического моделирования радиосистем, позволяющего прогнози-
ровать их свойства на ранней стадии проектирования. При этом все
в большей степени проявляется зависимость, взаимосвязь схемо-
техники, конструкторских решений и технологии производства ап-
паратуры.

2	. Увеличивается применение в приемных устройствах элемен-
тов дискретной цифровой техники в микроминиатюрном исполне-
нии, вплоть до использования микропроцессоров.

Цифровая обработка сигнала обладает рядом существенных
преимуществ перед аналоговой:

-	высокая точность обработки, которую можно повышать до лю-
бого необходимого значения путем усложнения аппаратуры;

-	высокая стабильность характеристик, практическое отсутствие
параметрических уходов;
-	возможность запоминания и задержки на неограниченное вре-
мя больших массивов информации, быстрого и точного ее воспро-
изведения;

-	возможность реализации сложных квазиоптимальных и адап-
тивных методов приема сигналов;

-	высокая надежность и степень интеграции;

-	удобство сопряжения с ЭВМ;

-	автоматизация проектирования и эксплуатации, адекватного
цифрового моделирования.

Цифровыми радиоприемными системами (ЦРПС) называют
приемники радиосигналов, в которых основную обработку сигналов
выполняют с помощью цифровых устройств. Входная аналоговая
смесь полезного сигнала, шума и помех подвергается в ЦРПС
предварительной аналоговой обработке и далее на промежуточной
частоте с помощью АЦП преобразуется в цифровую форму.

Ведется активная разработка и внедрение в практику цифровых
фильтров, реализуемых либо в виде отдельных узлов, либо в виде
программ для ЭВМ.

В общем случае наиболее перспективным представляется соз-
дание современных устройств приема и обработки в виде функцио-
нально законченных аппаратно-программных комплексов. В зави-
симости от характера решаемых задач реализация функций приема
и обработки может производиться либо аппаратными, либо про-
граммными средствами на основе специальных алгоритмов.

Проведенный анализ особенностей функционирования совре-
менных систем радиосвязи показывает, что эффективность их кон-
троля определяется как оперативностью обнаружения факта излу-
чения и вскрытия модуляционных параметров сигнала, так и спо-
собностью технических средств обрабатывать весь спектр требуе-
мых видов радиосигналов и отвечать общим требованиям алгорит-
ма организации мониторинга.

Организация контроля сигналов систем наземной радиосвязи
предусматривает решение целого ряда задач, основными из кото-
рых являются:

-	поиск и обнаружение радиосигналов при панорамном про-
смотре в требуемом диапазоне частот или при контроле фиксиро-
ванного набора частот;

-	определение параметров и вида модуляции обнаруженных
сигналов;

-	демодуляция заданных типов сигналов;

-	определение при необходимости вида и структуры двоичных
последовательностей, видов синхронизации, первичного и помехо-
устойчивого кодирования, скремблирования, перемежения и др.;

-	декодирование двоичных последовательностей и выделение
сообщений;

-	регистрация сигналов и сообщений, архивация данных радио-
контроля.

Как показал опыт, для решения этих задач требуется использо-
вание автоматизированных комплексов, обеспечивающих:

-	настройку на сигналы с точностью до 1 Гц в диапазонах частот
от 100 кГц до десятков гигагерц;

-	автоматическое сканирование в заданном диапазоне частот с
отображением результатов сканирования в координатах время-
частота и амплитуда-частота;

-	автоматическое сканирование по списку заранее заданных
частот;

-	остановку на частоте обнаруженного радиосигнала по команде
оператора или в автоматическом режиме;

-	определение в автоматическом и в режиме диалога с операто-
ром модуляционных параметров анализируемых сигналов;

-	демодуляцию заданных классов сигналов;

-	регистрацию аналоговых сигналов в цифровом виде и демоду-
лированных сигналов на машинный носитель;

-	прослушивание записанных сигналов с использованием стан-
дартных средств мультимедиа компьютера;

-	ведение базы данных обрабатываемых сигналов.

Процедура определения параметров радиосигнала должна
обеспечивать измерение уровня сигнала, номинала несущей часто-
ты, вида модуляции, скорости манипуляции, разноса частот для
сигналов с ЧМ, величины угла фазовой манипуляции для сигналов
с ФМ.

Демодулятор должен обеспечивать настройку на частотные и
временные параметры входного сигнала в автоматизированном и
автоматическом режимах. В первом случае настройка демодулято-
ра осуществляется в режиме ввода значений сигнальных парамет-
ров оператором, во втором случае настройка осуществляется ав-
томатизировано на основании результатов измерения модуляцион-
ных параметров сигналов.

В общем случае должна быть обеспечена демодуляция сигна-
лов со следующими характеристиками:

-	одно- и двухпозиционная АМ со скоростью манипуляции до
2400 Бод;
-	двухпозиционная ЧМ с разносом частот 40...2500 Гц при ско-
ростях манипуляции 40...2400 Бод;

-	четырехпозиционная ЧМ при скоростях манипуляции от 40до
600 Бод и разносе частот от 40 до 1000 Гц;

-	многопозиционная ЧМ с числом позиций от 6 до 32 при скоро-
стях манипуляции в каналах 10...600 Бод и разносах частот
20...1000 Гц;

-	двух-, четырех- и восьмипозиционная ФМ (ОФМ) со скоростя-
ми манипуляции от 50 до 2400 Бод.

Организация радиоприема сигналов систем наземной радиосвя-
зи обычно предусматривает ряд следующих типичных действий
оператора в процессе поиска либо контроля рабочих частот источ-
ников радиоизлучений:

-	управление частотой настройки радиоприемника с целью об-
наружения требуемого сигнала;

-	определение (подтверждение) технических параметров обна-
руженного сигнала;

-	настройка аппаратуры и обработка сигнала;

-	занесение или проверка параметров сигнала и источника ра-
диоизлучений в соответствующих формах учета результатов работы;

-	в случае невозможности проведения в процессе приема сиг-
нала вышеперечисленных операций в реальном масштабе времени
- осуществление записи обнаруженного сигнала с целью проведе-
ния операций детального технического или информационного ана-
лиза в отложенном режиме.

Структура и состав перспективных технических средств приема
и обработки должны быть направлены на обеспечение данного по-
рядка действий оператора. Следовательно, современное устройст-
во приема и обработки сигналов помимо традиционных задач уси-
ления, избирательности и преобразования сигнала должно произ-
водить его поиск и обнаружение, адаптацию к неизвестному сигна-
лу, управление антенной и т.д.

В соответствии с поставленными требованиями перспективные
аппаратно-программные комплексы должны функционировать в
следующих основных режимах.

1.	Режим поиска источников радиоизлучений. При работе в дан-
ном режиме интерфейс пользователя должен обеспечивать зада-
ние оператором необходимых параметров поиска радиоизлучений
(диапазон поиска, полосу пропускания, шаг перестройки радиопри-
емника, вид его детектора и уровень шумоподавления, вид и пара-
метры модуляции интересующих сигналов). Результат сканирова-
ния указанного диапазона должен отображаться в графическом ок-
не интерфейса в виде амплитудно-частотной характеристики. При
необходимости диапазоны и параметры поиска источников радио-
излучений могут быть заданы заранее и храниться в формализо-
ванном виде в памяти компьютера. В процессе сканирования диа-
пазона при обнаружении сигналов, уровень которых превышает за-
данный порог, или сигналов с интересующими значениями модуля-
ционных параметров значения радиочастоты и параметры модуля-
ции сигнала должны регистрироваться в ПЭВМ автоматически или
после подтверждения оператором. Возможна приостановка сканиро-
вания для проведения регистрации сигнала на время установленной
задержки или остановка на этой частоте до момента пропадания сиг-
нала. Кроме этого, должна быть предоставлена возможность исклю-
чения повторно обнаруженных частот, отдельных заведомо неин-
формативных частот и участков анализируемого диапазона.

Таким образом, режим поиска должен позволять оператору полу-
чать полную информацию о загрузке рабочего диапазона в виде спи-
ска частот, на которых отмечены интересующие его сигналы, и гра-
фического отображения загруженности анализируемого диапазона в
координатах «уровень излучения - частота». Эта информация также
может храниться в компьютере в виде отдельных файлов.

2.	Контроль сигналов на известных частотах. Частоты сигналов,
подлежащих контролю, предварительно вводятся в память компью-
тера в любом режиме его функционирования, включая автоматиче-
скую запись в процессе сканирования. Каждая запись должна со-
держать информацию о номинале частоты, виде модуляции, слу-
жебных параметрах источника излучения и поле дополнительной
текстовой информации.

Вся накопленная информация о частотах и сигналах может быть
сохранена в виде файлов, что позволяет считать память каналов
приемного устройства неограниченной. В любой момент эта ин-
формация может быть целиком перезагружена из необходимого
файла. Программное обеспечение должно давать возможность
сортировки и классификации частот по видам модуляции и пара-
метрам источников, кроме того, любая запись должна быть найдена
по текстовому полю комментария.

Сканирование по каналам аналогично сканированию по диапа-
зонам. Программа должна позволять выполнять выборочное ска-
нирование частот по группам и видам модуляции. Кроме того, дол-
жен быть предусмотрен режим приоритетного сканирования. В ка-
честве приоритетных могут быть выбраны любые частоты памяти
каналов.

3.	Технический анализ параметров обнаруженных сигналов в ав-
томатическом режиме и в режиме диалога с оператором. В качест-
ве инструмента технического анализа обнаруженных сигналов в
реальном масштабе времени используемое в комплексе программ-
ное обеспечение должно осуществлять:

-	графическое отображение значений амплитудных, фазовых и
частотных параметров сигнала;

-	получение мгновенного и усредненного частотных спектров
сигнала;

-	автоматическое и в режиме диалога с оператором определе-
ние модуляционных параметров сигнала (несущей частоты, разно-
са частот, скорости манипуляции и др.).

Результаты анализа сигнала должны позволять определять его
технические параметры с точностью, необходимой для дальнейшей
демодуляции.

4.	Демодуляция заданных типов сигналов. Программное обеспе-
чение демодуляции основных типов сигналов, используемых в на-
земных системах радиосвязи, должно обеспечить:

-	настройку демодулятора на модуляционные параметры вход-
ного сигнала в ручном или в автоматизированном режиме;

-	демодуляцию заданных типов сигналов, при которой работо-
способность демодулятора должна сохраняться при ошибке в уста-
новке значений несущей частоты или скорости манипуляции до 1%;

-	установление и поддержание тактовой синхронизации при от-
ношении сигнал/шум не ниже 3 дБ по мощности в диапазоне скоро-
стей 10...2400 Бод;

-	вывод в процессе демодуляции результатов обработки на мо-
нитор в виде номеров частотных позиций или позиций фаз, ото-
бражаемых различными цветами, что позволит производить визу-
альный анализ в реальном масштабе времени двух- и многопози-
ционных сигналов и оценку методов их двоичного сигналообразо-
вания;

-	регистрацию демодулированного сигнала в цифровом или тек-
стовом виде в файл на жестком магнитном диске ПЭВМ;

-	возможность формирования по команде оператора дополни-
тельного файла с информацией о модуляционных параметрах сиг-
нала, времени начала и окончания его обработки.

5.	Регистрация сигналов. Запись принимаемых сигналов должна
осуществляться при любом режиме работы радиоприемника в зву-
ковых файлах стандартных форматов (например, при использова-
нии операционной системы \Л/1Пс1о\л/8 в файлах формата .\л/ау). При
этом необходимо обеспечить возможность автоматической регист-
рации сигнала в случае, когда он превышает установленный уро-
вень обнаружения, соответствует по результатам автоматического
анализа требуемым модуляционным параметрам или в любой мо-
мент по команде оператора. В ручном режиме оператор сам опре-
деляет моменты начала и остановки записи. Автоматический ре-
жим возможен в случае, когда приемник работает в режиме скани-
рования диапазонов или каналов памяти. Для каждого обнаружен-
ного сигнала параллельно с контролем в течение заданного време-
ни должен формироваться отдельный звуковой файл. В служебных
полях каждого файла должна содержаться информация о частоте,
дате, времени и параметрах приема. Это позволяет формировать
библиотеки звуковых файлов. В программе регистрации необходи-
мо предусмотреть возможность управления форматом записи игаи-
файлов. Записанные звуковые файлы желательно прослушивать с
помощью встроенного проигрывателя, обеспечивающего все необ-
ходимые операции по воспроизведению, шумоочистке, повышению
разборчивости речевых сигналов и т. д.

Дополнительно повысить оперативно-технические характери-
стики перспективных комплексов приема и обработки можно за счет
реализации следующих принципов:

-	возможность проведения поиска, первичного анализа и реги-
страции излучений/передач из числа стандартно обрабатываемых
в автоматическом режиме;

-	адаптация систем обработки к текущему качеству приема;

-	обработка всех основных типов передач в едином комплексе с
расширенными возможностями по обработке каналов ПДКП;

-	возможность осуществления обработки дуплексных режимов
работы корреспондентов;

-	введение единой системы паспортизации регистрируемых со-
общений с расширенными возможностями, построенной на базе
технологий баз данных;

-	повышение функций обработки (в том числе новых и нестан-
дартных передач) за счет использования в качестве составных
элементов комплексов обработки коммерческих программных про-
дуктов, продуктов сторонних разработчиков;

-	внедрение систем автоматического распознавания речи, со-
держания факсимильных сообщений;

-	расширение и комплексирование функций технического, стати-
стического, информационного анализа, отбора принимаемых сооб-
щений;

-	внедрение современных принципов организации интерфейса и
информационного сопровождения;

-	сокращение количества независимых модулей обработки с по-
вышением их функциональных возможностей, универсальности
применения, расширения функций настройки;

-	создание единой системы взаимодействия модулей и конфигу-
рирования технических средств;

-	гибкое изменения конфигураций трактов обработки за счет из-
менения набора модулей трактов обработки;

-	использование новых поколений ПЭВМ, средств цифровой об-
работки;

-	сокращение обслуживающего персонала за счет возможности
использования ПЭВМ в качестве устройств приема и обработки и
автоматизированных рабочих мест операторов обработки инфор-
мации.

Большое внимание в составе современных аппаратно-
программных комплексов уделяется вопросам разработки функ-
ционального программного обеспечения (ФПО). Оно должно стро-
иться преимущественно по модульному принципу, на принципах
открытой архитектуры, допускающих:

-	модернизацию программного обеспечения в процессе эксплуа-
тации без замены ФПО комплекса в целом с возможностью уста-
новки дополнительных программных модулей;

-	выполнение специальных задач как из управляющей среды
комплекса, так и с привлечением возможностей обработки серве-
ров и автоматизированных рабочих мест (АРМ) операторов постов
анализа и обработки информации в части касающейся;

-	соответствующие программные модули должны функциониро-
вать как из управляющей среды комплекса обработки, так и в каче-
стве независимых программных продуктов;

-	в максимальной степени должны использоваться возможности
коммерческих программных продуктов, позволяющие осуществить
требуемую обработку.

Реализация перечисленных принципов и выполнение требова-
ний к перспективным средствам обработки радиосигналов позволит
решать широкий круг задач:

-	по поиску и обнаружению источников радиоизлучений;

-	по оценке загрузки диапазона частот и контролю наличия ис-
точников на фиксированных частотах;

-	по выделению передаваемых сообщений и архивации полу-
ченных данных.

Для подтверждения изложенного рассмотрим в качестве приме-
ра функции приемника ЧАРЛ (частотно-адаптированной радиоли-
нии), широко используемого уже в настоящее время.

Суть работы частотно-адаптированной радиолинии сводится к
тому, что на приемном конце радиолинии осуществляется непре-
рывный контроль за уровнем помех (оценивается отношением сиг-
нал/шум) в некоторой полосе частот, прогнозирование этих уровней
на некоторый интервал времени и перевод радиолинии на частоту,
где уровень помех не превышает допустимого. В таком случае при-
емное устройство должно включать как минимум два приемных
тракта:

-	информационный, обеспечивающий прием информации;

-	измерительный, для обеспечения измерения уровней помех на
группе частот, выделенных для работы радиолинии.

В радиолинию иногда может включаться командный приемный
тракт, обеспечивающий прием сигналов телеуправления, команд на
перестройку передатчика на оптимальные частоты, прогнозируе-
мые таким же приемником на другом конце линии. В свою очередь
передатчик этой радиолинии должен излучать не только сигналы,
несущие информацию, но и сигналы зондирования, по которым в
приемнике измеряется отношение Правда, такой способ
применяется редко, чаще ограничиваются только измерением
уровней помех.

Очевидно, что для работы такой линии необходимо иметь мно-
гофункциональное, многотрактовое приемное устройство и логиче-
ское решающее устройство, управляющие линией. Последнее оп-
ределяет момент перехода на новую частоту.

Приемное устройство ЧАРЛ может быть выполнено в виде от-
дельных приемников (на каждый тракт), либо как единая система,
объединенная функционально, т.е. с использованием общих функ-
циональных элементов. Необходимо отметить возросшую функ-
циональную сложность РПУ. Это обусловлено в первую очередь
усложнением систем управления как всей радиолинией, так и соб-
ственно приемником. Это управление может осуществляться:

-	по программе;

-	по командам, формируемым автоматизированным комплек-
сом, в который входит приемник;

-	аттенюатором на входе преселектора с целью обеспечения
максимального отношения сигнал/шум на выходе приемника при
изменениях уровней помех, воздействующих на его вход.
Ярким примером этой тенденции является разработка простран-
ственно-распределенных приемных систем, создание адаптивных
антенных решеток. Приемники функционально объединяются с ан-
теннами, образуя адаптивную антенную решетку. Обработка реали-
заций сигнал/помеха осуществляется на промежуточной частоте.

Такая приемная система должна включать ряд приемных трак-
тов с антеннами и блоками весового регулирования. Изменяя весо-
вые коэффициенты, можно получить требуемую диаграмму направ-
ленности антенной системы.

В зависимости от критерия управления можно обеспечить коге-
рентное сложение сигналов, а также компенсацию сосредоточен-
ных помех, отличающихся по направлению прихода от источника
сигнала.

В рассмотренной системе объединяются функции антенны и
собственно приемника, реализуется не только частотная, но и про-
странственная избирательность.

•••

Из выше изложенного следует, что теория и практика развития
устройств приема и обработки сигналов не ограничена рамками
программы одноименной дисциплины. Знания по принципам уст-
ройства и функционирования отдельных функциональных узлов и
трактов должны заложить основу изучения сложных современных
комплексов, в которые радиоприемные устройства входят как со-
ставные элементы. Поэтому, не зная их, невозможно технически
грамотно и эффективно организовать эксплуатацию комплекса в
целом.

Приемники это те устройства, на базе которых родилась и диф-
ференцировалась по различным направлениям современная ра-
диотехника. Именно через них проходит связь между такими дис-
циплинами как, например, общая теория связи, статистическая ра-
диотехника, электронные приборы и т.д. В свою очередь и эти дис-
циплины оказывают существенное влияние на перспективы разви-
тия устройств приема и обработки.

В любом случае, при изучении и освоении конкретных образцов
аппаратуры, необходимо подходить к этому с инженерных позиций.
Желательно не просто уяснить, как построен приемник, а почему
именно такие инженерные решения приняты, какими способами
обеспечены те или иные качественные показатели, как регулиров-
ками обеспечить максимально возможное для конкретных условий
качество приема.

При изучении новых устройств необходимо установить:
-	какие принципы, заложенные в них, уже использовались;

-	что нового внесено в данное конкретное устройство.

Причем не просто новое, а тот главный фактор, который опре-
делит новое качество системы, устройства и т.д. Это позволит не
увязнуть в деталях, понять общие вопросы построения устройства,
на основе которых можно анализировать детали и вспомогатель-
ные подсистемы устройства.

При изучении конкретных образцов аппаратуры важно не огра-
ничиваться только техническими описаниями. Их объем, как прави-
ло, очень ограничен и не достаточен для полного понимания сущ-
ности процессов, происходящих в аппаратуре. Идеи многих техни-
ческих решений можно найти в специальной литературе.

В идеальном случае инженер должен предвидеть, какие измене-
ния в аппаратуре и принципах ее построения должны произойти в
ближайшее время и быть готовым к этим изменениям.

Как известно, аппаратура, предназначенная для решения задач
радиомониторинга, по своим принципам построения, возможностям
не должна отставать от самых современных средств развитых за-
рубежных государств. Поэтому одной из задач квалифицированного
специалиста является постоянное изучение тенденций в развитии
средств и техники связи, методов их использования, а также неза-
медлительная реакция на эти изменения.

Таким образом, современный радиоинженер должен быть высо-
коквалифицированным специалистом, постоянно работать над по-
вышением своих теоретических знаний, практических навыков и
умений.
АГ	- автогенератор

АИМ	-	амплитудно-импульсная модуляция

АЛУ	-	арифметико-логическое устройство

АМ	-	амплитудная модуляция

АНП	-	автоматическая настройка приемника

АОМ	- амплитудная однополосная	модуляция

АПЧ	- автоматическая подстройка	частоты

АРУ	- автоматическая регулировка усиления

АТ	- амплитудная телеграфия

АФС	- антенно-фидерная система

БАН	- блок автоматической настройки

БОЧ	- блок опорных частот

БП	- боковая полоса

БС	- балансный смеситель

БТ	- биполярный транзистор

ВБП	- верхняя боковая полоса

ВГПД	- вспомогательный генератор плавного диапазона

ВИУ	- визуально-индикаторное устройство

ВхУ	- входное устройство

ВЧ	- высокая частота

ВЧБ	- высокочастотный блок

ГГ	- генератор гармоник

ГМН	- генератор местной несущей

ГПД	- генератор плавного диапазона

ГПН	- генератор пилообразного напряжения

ГСН	- генератор ступенчатого напряжения

ГУН	- генератор, управляемый напряжением

ГУПЧ	- главный усилитель промежуточной частоты
ддпкд	- делитель с дробно-переменным коэффициентом деления
дн	- делитель напряжения
ДОЧ	- датчик опорных частот
ДПКД	- делитель с переменным коэффициентом деления
ДКПЕ	- дискретный конденсатор переменной емкости
ДРЧ	- диапазон рабочих частот
ДФКД	- делитель с фиксированным коэффициентом деления
дч	- делитель частоты
жиг	- железоиттриевый гранат
ЗК	- зеркальный канал
имс	- интегральная микросхема
ИЧФД	- импульсный частотно-фазовый детектор
кду	- каналодемодулирующее устройство
КПЕ	- конденсатор переменной емкости
КР	- кварцевый резонатор
ЛБВ	- лампа бегущей волны
ЛТП	- линейный тракт приемника
мси	- многосигнальная избирательность
НБП	- нижняя боковая полоса
НС	- накапливающий сумматор
нч	- низкая частота
ог	- опорный генератор
ОПС	- однополосный сигнал
опч	- основная промежуточная частота
оси	- односигнальная избирательность
ОУ	- оконечное устройство
ПИФ	- пропорционально интегрирующий фильтр
ПК	- побочный канал
ПОА	- паразитное отклонение амплитуды
пос	- положительная обратная связь
ПОФ	- паразитное отклонение фазы
поч	- паразитное отклонение частоты
пп	- полоса пропускания
ПС	- пилот-сигнал
пт	- полевой транзистор
ПУПЧ	- предварительный усилитель промежуточной частоты
ПФ	- полосовой фильтр
ПЦСЧ	- прямой цифровой синтезатор частоты
пч	- промежуточная частота
РПМ	- радиоприемник
РПУ	- радиоприемное устройство
РРУ	- ручная регулировка усиления
РЭ	- реактивный элемент
СВЧ	- сверхвысокие частоты
сг	- селектор гармоник
СК	- соседний канал
ССЧ	- система синтеза частот
СФД	- синхронно-фазовый детектор
СЧ	- синтезатор частоты
ТКЕ	- температурный коэффициент емкости
ткч	- температурный коэффициент частоты
тпчг	- тракт приведения частоты гетеродина
ТСЧ	- тракт сигнальной частоты
У1ПЧ	- усилитель первой промежуточной частоты
УВЧ	- усилитель высокой частоты
УДБ	- усилительно-демодулирующий блок
УПТ	- усилитель постоянного тока
УПФ	- узкополосный фильтр
УПЧ	- усилитель промежуточной частоты
УЧ	- умножитель частоты
ФАПЧ	- фазовая автоподстройка частоты
ФД	- фазовый детектор
ФМ	- фазовая модуляция
ФНЧ	- фильтр низких частот
ФСС	- фильтр сосредоточенной селекции
ЦАП	- цифро-аналоговый преобразователь
ЦАРУ ЦВУ ЦСЧ ЧАПЧ ЧД ЧМ чмг ЧТ ЧФД ШАУ ЭЛТ ЭМС ЭМФ ЭП А/0, АЭС	-	цифровая АРУ  -	цифровое вычислительное устройство  -	цифровой синтезатор частот  -	частотная автоподстройка частоты  -	частотный детектор  -	частотная модуляция  -	частотно-модулированный генератор  -	частотная телеграфия  -	частотно-фазовый детектор  -	широкополосный антенный усилитель  -	электронно-лучевая трубка  -	электромагнитная совместимость  -	электромеханический фильтр  -	электронный прибор  -	Апа1од 1о 0|дКа1 (СопуегТег), АЦП (аналого-цифровой пре- образователь)
АРС	- АиТотайс Егециепсу Соп1го1, автоматическая подстройка частоты
АЭС	- АЫотайс 6а1п Соп1го1, автоматическая регулировка уси- ления
ВЕО	- Веа1 Егециепсу ОзсШаЮг, тональный генератор (в прием- никах АТ и АОМ сигналов)
СМ08	- Сотр1етеп1агу Ме1а1-Ох1с1е-8у81ет, КМОП, комплементар- ная метал-окисел-полупроводник структура
0/А, ЭАС	- 01д11а11о Апа!од (Сопуегёег), ЦАП (цифро-аналоговый пре- образователь)
ЭАЕС	- 0|дИа1 АЫотайс Егециепсу Соп1го1, цифровая автоматиче- ская подстройка частоты
ЭА8	- 01гес1 Апа1од 8уп1Ьез13, прямой аналоговый синтез
008	- О’иес! О’|дПа1 8уп1Иез*13, прямой цифровой синтез
ЭМ	- Ооууп М|хег, смеситель с преобразованием частоты «вниз»
08В	- ОоиЫе 81с1еЬапс1, двухполосная АМ
08В8С	- ОоиЫе 81с1еЬапс1 8ирргеззес1 Сагпег, двухполосная АМ с подавленной несущей (балансная модуляция)
08Р	- О|дйа1 81дпа1 Ргосеззог, ЦСП, цифровой сигнальный процес- сор
ЕАВОМ	- Е1ес1пса11у АИегаЫе Веас! Оп1у Метогу, электрически пе- репрограммируемое постоянное запоминающее устройство
ЕРПОМ	- ЕгазаЫе РгодгаттаЫе Веас! Оп1у Метогу, стираемая про- граммируемая постоянная память
ЕС 1С	- Егециепсу Оепегаки, генератор частоты  - 1п1едга1ес1 С1гси11, интегральная микросхема
188В	- 1пс1ерепс1епс1 81пд!е 81с1еЬапс1, АМ с двумя независимыми боковыми полосами
18В	- 1_о\л/ег 81с1е Вапс1, нижняя боковая полоса
МСС	- Мюго-СотрЫег Соп1го11ес1, микропроцессорная система управления
МО8	- Ме1а1 Ох1с1е 8етюопс1ис1ог, МОП, структура метал-окисел- полупроводник
МРО	- Мюгоргосеээог Опй, микропроцессор
ИСО	- ЫитепсаНу СоЫгоПес! ОзсШаТог, прямой цифровой СЧ без встроенного ЦАП
ОСХО	- Оуеп Соп1го11ес1 Х-1а1 ОзсП1а1ог, термостатированный квар- цевый генератор
ОУУО	- ОУеп соЫгоПес! УапаЫе ОзсШаТог, термостатированный перестраиваемый генератор
СУХО	- ОУеп соЫгоПес! Х-1а1 ОзсП1а1ог, термостатированный квар- цевый генератор
РН	- РЬазе Ьоскес! Ьоор, фазовая автоматическая подстройка частоты
РВОМ	- РгодгаттаЫе Веас! Оп1у Метогу, программируемое по- стоянное запоминающее устройство
8АУУ	- 8игТасе Асоизйс 77ауе, поверхностная акустическая волна (ПАВ)
88В	- 81пд1е 81с1еЬапс1, амплитудная однополосная модуляция
88В8С	- 81пд1е 81с1еЬапс1 8ирргеззес1 Сагпег, амплитудная однопо- лосная модуляция с подавленной несущей
877	- 8\л/КсЬ, электронный коммутатор
ТСХО	-ТетрегаТиге Сотрепза1ес1 Сгуз1а1 Озс111а1ог, термокомпен- сированный кварцевый генератор
118В	- Оррег 81с1е Вапс1, верхняя боковая полоса
	Список сокращений
УСО	- Х/оИаде СопкоПес! ОзсШаки, ГУН, генератор, управляемый напряжением
УСХО	- Х/оИаде СопкоПес! Х-1а1 ОзсП1а1ог, кварцевый генератор, управляемый напряжением
У181	- Х/егу Ьагде 8са1е 1п1едга1юп, сверхбольшая степень инте- грации (СБИС)
У8В	- Х/езйда1 81с1еЬапс1, АМ с частично подавленной одной из боковых полос
ХТАЬ  20	- кварцевый резонатор  - 2его Опуе, шумоподавитель
1.	Буга Н.Н., Фалько А.И., Чистяков Н.И. Под ред. Чистякова Н.И. Ра-
диоприемные устройства. - М.: Радио и связь, 1986.

2.	Голубев В.А. Основные качественные показатели радиоприемни-
ков. - Череповец: ЧВВИУРЭ, 1983.

3.	Голубев В.А. Системы автоматических регулировок в радиоприем-
никах и радиопередатчиках. - Череповец: ЧВВИУРЭ, 1987.

4.	Головин О.В. Радиоприемные устройства. - М.: Горячая линия - Те-
леком, 2002.

5.	Горшелев В.Д. и др. Основы проектирования радиоприемников. -
Л.: Энергия, 1977.

6.	Горшков А.И. Основы техники радиоприема. Часть 1. Череповец:
ЧВВИУРЭ, 1995.

7.	Горшков А.И. Основы техники радиоприема. Часть 2. Череповец:
ЧВВИУРЭ, 1997.

8.	Григорьев В.А., Григорьев С.В. Передача сообщений. - СПб.: ВУС,
2002.

9.	Дворников С.В. Введение в теорию модулированных колебаний.
Череповец: ЧВИИРЭ, 2003.

10.	Заварин Г.Д. и др. Радиоприемные устройства. - М.: Воениздат,
1973.

11.	Кольцов Н.Е. Основы построения современных радиоприемных
устройств СВЧ диапазона. - Л.: ВАС, 1984.

12.	Конструкции СВЧ устройств и экранов: Учебное пособие для вузов.
Под ред. Чернушенко А.М. - М.: Радио и связь, 1983.

13.	Манассевич В. Синтезаторы частот (теория и проектирование).
Пер. с англ. /Под ред. Галина А.С. - М.: Связь, 1979.

14.	Милованов О.С. Техника сверхвысоких частот. - М.: Атомиздат,
1980.

15.	Основы техники радиосвязи. Под ред. Верзунова М.В. - М.: Воен-
издат, 1972.

16.	Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. Сиверса А.П.
- М.: Советское радио, 1976.

17.	Радиоприемные устройства. Под ред. Барулина Л.Г. - М.: Радио и
связь, 1984.

18.	Радиоприемные устройства. Под ред. Жуковского А.П. - М.: Выс-
шая школа, 1989.

19.	Радиоприемные устройства. Под ред. Зюко А.Г. - М.: Связь, 1975.

20.	Радиоприемные устройства. Под ред. Сифорова В.И. - М.: Совет-
ское радио, 1974.

21.	Руденко В.М. и др. Малошумящие входные цепи СВЧ приемных
устройств. - М.: Связь, 1971.

22.	Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ - М.: Высшая школа
1988.

23.	Федорцов Б. В. Приемные устройства систем радиосвязи. Л.: ВАС
1980.

24.	Смирнов Д.П., Шабалов В.А. Цифровые синтезаторы частот. -
Череповец: ЧВВИУРЭ, 1992.

25.	Степанов А.В., Матвеев С.А. Методы компьютерной обработки
сигналов систем радиосвязи. - М.: СОЛОН-Пресс, 2003.

26.	Техника СВЧ. Под ред. Машковцева Б.М. - Л.: ВАС, 1972.

27.	Уваров Р.В., Хиленко В.И. Радиоприемные устройства. - М.: Ра-
дио и связь, 1989.

28.	Челышев В.Д. Радиоприемные центры. - М.: Связь, 1975.

29.	Челышев В.Д. Шумы, чувствительность и помехозащищенность
приемных радиотрактов. - Л.: ВАС, 1974.

30.	Чистяков Н.И. и др. Радиоприемные устройства. - М.: Связь, 1976.

31.	Шапиро Д.Н., Пайн А.Л. Основы синтеза частот. - М.: Радио и
связь, 1981.

32.	Школин Ю.Д. Основы проектирования радиоприемных устройств. -
Л.: ВАС, 1976.
Оглавление

Предисловие.................................................3

Введение....................................................5

Глава 1. Основные типы структурных схем радиоприемников.....19

1.1.	Назначение, состав и классификация радиоприемных
устройств................................................19

1.2.	Функции радиоприемника и основные
типы структурных схем.................'..................25

Глава 2. Качественные показатели радиоприемников............40

2.1.	Основные качественные показатели радиоприемников....41

2.2.	Обобщенная структурная схема радиоприемника.........52

Глава 3. Входные устройства радиоприемников.................58

3.1.	Назначение, основные параметры входного
устройства.............................................  59

3.2.	Обобщенная эквивалентная схема входного
устройства и ее анализ...................................64

Глава 4. Входные устройства при различной связи
с антенной..................................................74

4.1.	Особенности построения входных устройств при
различной связи с антенной...............................75

4.2.	Многоконтурные входные устройства...................85

Глава 5. Коэффициент шума радиоприемного устройства.........94

5.1.	Коэффициент шума входного устройства
и первого каскада усиления...............................95

5.2.	Коэффициент шума радиоприемного устройства.........102

Глава 6. Чувствительность радиоприемника...................109

6.1. Чувствительность радиоприемника в различных единицах
измерения...............................................113

6.2. Выбор элементов и структуры радиотракта с точки
зрения обеспечения заданной чувствительности............119

Глава 7. Односигнальная избирательность....................123

7.1.Односигнальная избирательность приемника............123
7.2. Выбор элементов и структуры тракта принимаемой частоты
с точки зрения обеспечения односигнальной избирательности.134

Глава 8. Нелинейные явления в радиотракте....................139

8.1.	Блокирование и его оценка............................139

8.2.	Перекрестная модуляция и ее оценка...................143

8.3.	Взаимная модуляция и ее оценка.......................146

Глава 9. Особенности радиоприемников СВЧ диапазона ..........151

9.1.	Особенности элементной базы РПУ СВЧ диапазона........152

9.2.	Особенности структурных схем тракта сигнальной
частоты РПУ СВЧ диапазона.................................156

Глава 10. Общая характеристика тракта промежуточной частоты... 167

10.1.	Назначение, состав тракта ПЧ и функции
элементов тракта..........................................167

10.2.	Тракт первой промежуточной частоты..................175

10.3.	Тракт основной промежуточной частоты................180

Глава 11. Общие сведения о системах стабилизации частоты....191

11.1.	Общие сведения о системах стабилизации частоты......195

11.2.	Влияние стабильности и чистоты спектра гетеродинного
напряжения на качество приема.............................209

11.3.	Классификация методов синтеза частот................211

Глава 12. Аналоговые синтезаторы частоты.....................215

12.1.	Принципы построения пассивных аналоговых
синтезаторов частоты......................................216

12.2.	Структурные схемы активных аналоговых

синтезаторов частоты. Системы ЧАП и ФАПЧ и их параметры..227

Глава 13. Цифровые синтезаторы частоты.......................242

13.1.	Принципы построения активных цифровых СЧ............243

13.2.	Прямой цифровой синтез частоты......................256

Глава 14. Общая характеристика систем управления
радиоприемным устройством....................................269

14.1.	Назначение и виды регулировок радиоприемных устройств.... 270

14.2.	Способы регулирования коэффициента усиления
в радиоприемниках.........................................272

14.3.	Ручные регулировки в радиоприемниках................277

Глава 15. Автоматические регулировки усиления................294

15.1.	Назначение, принципы построения и типы систем АРУ..294

15.2.	Характеристики систем АРУ...........................304

15.3.	Цифровая АРУ........................................309
Глава 16. Автоматическая настройка и подстройка частоты...314

16.1.	Назначение, принципы построения и типы
систем АНП и АПЧ.......................................315

16.2.	Технические параметры и структурные схемы АПЧ....325

Глава 17. Радиоприемники амплитудно-модулированных
сигналов..................................................345

17.1.	Структурная схема радиоприемника АМ сигналов.....348

17.2.	Структурная схема радиоприемника АТ сигналов.....360

Глава 18. Радиоприемники однополосных сигналов............368

18.1.	Требования к приемнику однополосных сигналов.....369

18.2.	Структурные схемы приемников ОПС.
Помехоустойчивость приемника ОП сигналов...............374

Глава 19. Радиоприемники частотно-модулированных сигналов... 385

19.1.	Структурные схемы приемников ЧМ сигналов.

Искажения ЧМ сигналов в общем радиотракте приемника....387

19.2.	Особенности детектирования ЧТ сигналов...........406

Глава 20. Пути развития устройств приема
и обработки информации....................................415

20.1.	Анализ современной сигнальной обстановки
и направлений ее развития..............................416

20.2.	Перспективы развития устройств приема
и обработки сигналов...................................433

Список сокращений......................................446

Список литературы......................................452