К. С. Петров
РАДИОМАТЕРИАЛЫ,
РАДИОКОМПОНЕНТЫ
И ЭЛЕКТРОНИКА
К. С. Петров
РАДИОМАТЕРИАЛЫ,
РАДИОКОМПОНЕНТЫ
И ЭЛЕКТРОНИКА

Рекомендовано УМО по образованию в области радиотехники,
электроники, биомедицинской техники и автоматизации
в качестве учебного пособия для студентов
высших учебных заведений, обучающихся
по направлению 654200 — «Радиотехника»
С^ППТЕР
Москва - Санкт-Петербург  Нижний Новгород - Воронеж
Ростов-на-Дону  Екатеринбург • Самара
Киев  Харьков  Минск
2003
Содержание
Предисловие .................................................................. 12
Введение.......................................................................13
ГЛАВА 1
Электрофизические свойства радиоматериалов ....................................18
1.1.	Общие сведения о строении вещества....................................... 18
Структура электронных оболочек атомов .................................. 18
Химическая связь между атомами...........................................22
Структура твердых тел ...................................................25
Основные понятия зонной теории...........................................29
1.2.	Электрофизические свойства проводниковых материалов ......................33
Основные положения классической электронной теории ......................33
Основные положения квантовой физики .....................................35
Температурная зависимость электропроводности.............................37
Зависимость электропроводности от частоты................................38
Электропроводность тонких пленок ........................................40
Классификация проводниковых материалов...................................41
1.3.	Электрофизические свойства диэлектрических материалов ....................43
Электронная поляризация .................................................43
Дипольная поляризация ...................................................45
Ионная поляризация ......................................................45
Спонтанная поляризация...................................................46
Зависимость диэлектрической проницаемости от температуры и частоты ......48
Электропроводность диэлектриков..........................................50
Диэлектрические потери ..................................................51
Электрическая прочность диэлектриков ....................................53
Классификация диэлектрических материалов.................................54
1.4.	Магнитные свойства радиоматвриалов .......................................58
Намагничивание ферромагнетиков...........................................61
Магнитомягкив материалы .................................................64
Магнитотвердыв материалы ................................................65
1.5.	Электрофизические свойства полупроводниковых материалов ..................67
Собственные и примесные полупроводники ..................................67
Расчет равновесной концентрации электронов и дырок в собственном полупроводнике .... 70
Расчет равновесной концентрации электронов и дырок в примесных полупроводниках ... 72
Неравновесное состояние полупроводника...................................77
Время жизни неравновесных носителей заряда ..............................77
Распределение концентрации неравновесных носителей заряда ...............80
Содержание
7
Токи в полупроводниках ..................................................84
Поверхностные явления....................................................89
1.6.	Контактные явления в радиоматериалах .....................................92
Контактные явления в металлах............................................92
Электронно-дырочный переход .............................................93
Вольт-амперная характеристика р-п-перехода ..............................98
Контакт вырожденных полупроводников...................................... 101
Контакт полупроводника с металлом ..................................... 103
Гетеропереходы .......................................................... 107
Контрольные вопросы ........................................................... 108
ГЛАВА 2
Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры ... 110
2.1.	Резисторы .............................................................. 111
Классификация и конструкции резисторов................................. 111
Параметры резисторов .................................................. 117
Система обозначений и маркировка резисторов.............................121
Конструктивно-технологические разновидности резисторов..................123
Специальные резисторы ..................................................124
2.2.	Конденсаторы ........................................................... 126
Классификация и конструкции конденсаторов ............................. 126
Параметры конденсаторов................................................ 132
Система обозначений и маркировка конденсаторов ........................ 133
Основные разновидности конденсаторов .................................. 135
2.3.	Катушки индуктивности .................................................. 138
Физическая природа индуктивности ...................................... 138
Конструкции катушек индуктивности ..................................... 139
Индуктивность и собственная емкость катушек индуктивности ............. 141
Потери в катушках индуктивности ........................................147
Разновидности катушек индуктивности ................................... 152
2.4.	Трансформаторы ..........................................................154
Магнитопроводы трансформаторов ........................................ 155
Физические основы функционирования трансформаторов..................... 156
Потери в трансформаторах .............................................. 160
Основные принципы расчета трансформаторов.............................. 162
Контрольные вопросы ......................................................... 172
ГЛАВА 3
Полупроводниковые диоды.......................................................173
3.1.	Устройство полупроводниковых диодов .................................... 173
3.2.	Вольт-амперная характеристика диода .................................... 175
Область прямых напряжений.............................................. 175
Область обратных напряжений ........................................... 177
Влияние температуры ................................................... 178
3.3.	Пробой диода............................................................ 180
3.4.	Дифференциальные параметры диода........................................ 186
3.5.	Емкости диода........................................................... 188
3.6.	Выпрямительный режим работы полупроводниковых диодов ................... 190
3.7.	Импульсный режим работы полупроводниковых диодов........................ 193
Процесс включения...................................................... 195
Процесс выключения......................................................196
3.8.	Разновидности полупроводниковых диодов и их применение ..................196
Выпрямительные диоды .................................................. 197
Высокочастотные диоды ................................................. 198
Импульсные диоды....................................................... 198
8
Содержание
Стабилитроны............................................................199
Варикапы ...............................................................201
Туннельные диоды .......................................................202
Фотодиоды...............................................................204
Светоизлучающие диоды.................................................. 206
Оптопары ..............................................................206
Контрольные вопросы ..........................................................207
ГЛАВА 4
Биполярные транзисторы и тиристоры ...........................................208
4.1.	Устройство и принцип действия биполярного транзистора ...................208
Режимы работы ......................................................... 209
Схемы включения ........................................................210
Принцип действия ...................................................... 211
4.2.	Соотношения между токами ................................................213
4.3.	Распределение концентрации носителей заряда и токов......................217
4.4.	Статические характеристики...............................................222
Входные и управляющие характеристики ...................................223
Выходные характеристики в схеме с общей базой ..........................226
Выходные характеристики в схеме с общим эмиттером ......................227
Влияние температуры ....................................................229
Предельные режимы.......................................................231
4.5.	Расчет токов транзистора ................................................235
4.6.	Дифференциальные параметры...............................................240
Система h-параметров .................................................. 240
Система у-параметров....................................................243
4.7.	Работа транзистора в усилительном режиме ................................244
Графический анализ усилительного режима.................................245
Аналитический расчет усилительных свойств...............................248
Физические эквивалентные схемы..........................................250
4.8.	Сравнение усилительных свойств транзистора в различных схемах включения .253
Схема с общим эмиттером ................................................253
Схема с общей базой ....................................................255
Схема с общим коллектором ............................................. 256
4.9.	Частотные свойства транзистора...........................................258
Схема с общей базой ................................................... 259
Схема с общим эмиттером ............................................... 260
Дрейфовые транзисторы ................................................. 262
4.10.	Работа транзистора в импульсном режиме ................................ 266
Процесс включения транзистора ........................................  268
Процесс выключения транзистора ........................................ 269
Транзистор с диодом Шотки ..............................................270
4.11.	Разновидности биполярных транзисторов ................................. 272
4.12.	Тиристоры ..............................................................275
Диодный тиристор .......................................................275
Триодный тиристор...................................................... 279
Симметричный тиристор.................................................. 279
Применение тиристоров ..................................................281
Контрольные вопросы ..........................................................282
ГЛАВА 5
Полевые транзисторы...........................................................284
5.1.	Полевые транзисторы с управляющим р-л-переходом .........................284
Устройство и принцип действия...........................................285
Расчет напряжения отсечки и напряжения насыщения .......................286
Расчет тока через канал ................................................287
Содержание 9
Статические характеристики ..............................................289
Дифференциальные параметры...............................................
5.2.	Полевые транзисторы с управляющим переходом металл—полупроводник..........
5.3.	Полевые транзисторы с изолированным затвором .............................
Устройство и принцип действия............................................
Рвсчет порогового напряжения.............................................
Рвсчет тока через канал .................................................
Статические характеристики ..............................................
Дифференциальные параметры...............................................
5.4.	Усилительные и чвстотныв свойства полевых транзисторов ...................
5.5.	Импульсный режим полевых транзисторов .....................'..............
Процесс включения транзистора ...........................................
Процесс выключения транзистора ..........................................
5.6.	Приборы с зарядовой связью ...............................................
Контрольные вопросы ...........................................................
ГЛАВА 6
Структуры и технология интегральных микросхем..................................С
6.1.	Гибридные интегральные микросхемы.........................................
Пленочные резисторы .....................................................
Пленочные конденсаторы ..................................................
Распределенные ЯС-структуры .............................................
Пленочные индуктивности..................................................
Пленочные проводники и контактные площадки ..............................
Активные элементы ГИМС...................................................
6.2.	Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС .............................
Транзисторы типа л-р-л...................................................
Транзисторы с диодом Шотки ..............................................
Многоэмиттерные транзисторы .............................................
Многоколлекторные транзисторы ...........................................
Транзисторы типа р-л-р......,............................................
Транзисторы с инжекционным питанием .....................................
Д иодное включение биполярных транзисторов...............................
6.3.	Пассивные элементы ПП ИМС.................................................
Полупроводниковые резисторы .............................................
Полупроводниковые конденсаторы...........................................
6.4.	МДП-транзисторы ПП ИМС....................................................
МДП-транзисторы с поликремниевым затвором................................
Комплементарные МДП-структуры ...........................................
Структуры «кремний на диэлектрике».......................................
Вертикальные структуры ..................................................
Многослойные структуры...................................................
6.5.	Базовые технологические операции..........................................
Эпитаксия ...............................................................
Легирование..............................................................
Формирование диэлектрических пленок......................................
Формирование проводящих пленок ..........................................
Травление ...............................................................
Литография ..............................................................
6.6.	Технология изготовления ИМС...............................................
Изготовление тонкопленочных гибридных ИМС ...............................
Изготовление толстопленочных гибридных ИМС...............................
Эпитаксиально-планарная технология ......................................
EPIC-технология .........................................................
Изопланарная технология .................................................
Технология изготовления МДП-транзисторов ................................
Контрольные вопросы ...........................................................

10
Содержание
ГЛАВА 7
Аналоговые интегральные микросхемы ...........................................362
7.1.	Каскады с динамической нагрузкой........................................ 363
7.2.	Составные транзисторы .................................................. 364
7.3.	Генераторы стабильного тока ............................................ 365
7.4.	Схемы сдвига потенциала................................................. 367
7.5.	Каскодные схемы ........................................................ 368
7.6.	Выходные каскады ........................................................36S
7.7.	Дифференциальные каскады ............................................... 371
7.8.	Операционные усилители ..................................................378
Параметры ОУ .......................................................... 378
Схемотехника ОУ ....................................................... 380
Применение ОУ.........................................................  383
7.9.	Разновидности АИМС ......................................................387
Контрольные вопросы ......................................................... 390
ГЛАВА 8
Цифровые интегральные микросхемы............................................  391
8.1.	Электронные ключи на биполярных транзисторах.............................392
Влияние внешней нагрузки на работу ключа................................392
Передаточная характеристика ............................................394
Помехоустойчивость ключа .............................................. 395
Быстродействие ключа .................................................. 396
8.2.	Электронные ключи на полевых транзисторах ...............................396
Ключ с резистивной нагрузкой..........................................  397
Ключи с динамической нагрузкой ........................................ 398
8.3.	Логические элементы интегральных микросхем...............................400
8.4.	Диодно-транзисторная логика .............................................402
8.5.	Транзисторно-транзисторная логика .......................................403
8.6.	Эмиттерно-связанная логика ..............................................406
8.7.	Логические элементы с инжекционным питанием .............................408
8.8.	Логические элементы на МДП-транэисторах ................................ 411
Логические элементы на однотипных МДП-транзисторах .....................411
Логические элементы на комплементарных МДП-транэисторах.................412
8.9.	Функциональные логические узлы ..........................................413
Шифраторы ..............................................................413
Дешифраторы.............................................................414
Сумматоры...............................................................415
8.10.	Триггеры .........z.....................................................417
RS-триггер ...........................................................  418
RST-триггер . . . ......................................................419
D-триггер . . .	 420
Двухступенчатый RST-тригтер ............................................420
Т-триггер /.............................................................421
JK-тригтер .............................................................422
8.11.	Запоминающие устройства ................................................422
Масочные ПЗУ ...........................................................424
Программируемые ПЗУ.....................................................425
Репрограммируемые ПЗУ ..................................................425
Элементы памяти ОЗУ статического типа...................................428
Элементы памяти динамического типа......................................429
Контрольные вопросы ..........................................................430
Содержание
11
ГЛАВА 9
Основы функциональной электроники............................................431
9.1. Проблемы повышения степени интеграции ИМС ..............................431
9.2. Функциональная электроника .............................................433
Акустоэлектронные устройства ..........................................434
Магнитоэлектронные устройства .........................................437
Оптоэлектронные устройства.............................................440
Устройства на основе эффекта Ганна.....................................443
Контрольные вопросы .........................................................449
ГЛАВА 10
Вакуумная электроника........................................................450
10.1.	Вакуумные диоды........................................................451
Электрическое поле в диоде ............................................451
Околокатодный процесс .................................................452
Анодные характеристики.................................................453
10.2.	Вакуумные триоды ......................................................454
Электрическое поле в триоде............................................454
Действующее напряжение.................................................456
Токораспределение в триоде.............................................457
Статические характеристики ............................................459
10.3.	Вакуумные тетроды и пентоды ...........................................461
10.4.	Дифференциальные параметры.............................................462
10.5.	Применение электронных ламп ...........................................463
10.6.	Особенности мощных электронных ламп ...................................465
10.7.	Особенности работы ламп на СВЧ ........................................466
10.8.	Пролетные клистроны ...................................................470
10.9.	Отражательные клистроны................................................473
10.10.	Лампы бегущей волны...................................................475
10.11.	Электронно-лучевые приборы ...........................................478
Электростатическая фокусировка луча....................................478
Электростатическое отклонение луча ....................................480
Магнитная фокусировка луча.............................................481
Магнитное отклонение луча..............................................482
Экраны ЭЛП ............................................................484
Основные типы электронно-лучевых трубок ...............................486
10.12.	Газоразрядные приборы ................................................489
Электрический разряд в газе............................................489
Типы газоразрядных приборов............................................492
Контрольные вопросы .........................................................495
ГЛАВА 11
Введение в квантовую электронику.............................................496
11.1.	Лазерное усиление .....................................................497
11.2.	Генерация излучения ...................................................499
11.3.	Основные разновидности лазеров ........................................501
Твердотельные лазеры ..................................................501
Газовыелазеры..........................................................503
Полупроводниковые лазеры...............................................508
Введение
Современный научно-технический прогресс неразрывно связан с расширением
масштабов применения радиотехнических систем и систем телекоммуникаций.
Составной частью этих систем является радиоэлектронная аппаратура (РЭА),
содержащая огромное количество радиокомпонентов, для изготовления которых
используются современные радиоматериалы. Повышение эффективности систем
и улучшение параметров РЭА невозможно без совершенствования элементной
базы РЭА, разработки и освоения новых радиоматериалов. Именно радиомате-
риалы и радиокомпоненты стали ключевым звеном, определяющим успех мно-
гих инженерных решений при создании сложнейшей РЭА.
Существенные изменения во многих областях науки и техники, в том числе в раз-
витии элементной базы РЭА, происходят благодаря развитию электроники —
науки о взаимодействии электронов с электромагнитными полями и о методах
создания электронных приборов и устройств, в которых это взаимодействие ис-
пользуется для преобразования электромагнитной энергии, передачи, обработки
и хранения информации. Успехи электроники в значительной мере обусловлены
развитием радиотехники. Обе области развиваются в тесной взаимосвязи, поэто-
му их часто объединяют и называют радиоэлектроникой.
Вряд ли сегодня найдется человек, который бы усомнился в существовании элек-
тронов. Любой школьник знает, что электрический ток создается движением элек-
тронов. Однако не далее как в конце XIX века среди авторитетных ученых нахо-
дились и те, кто не верил в реальность существования электронов. До открытия
электрона атом считался тем прочным и неделимым «кирпичиком», на котором
основывались все представления о структуре материального мира, а электриче-
ский ток рассматривался как некая «жидкая субстанция», текущая по проводам.
Вот что писал американский исследователь Б. Франклин: «Электрическая суб-
станция состоит из чрезвычайно малых частиц, так как она способна проникать
в обыкновенную материю, даже в самые плотные металлы, с большой легкостью
и свободой... Обыкновенная материя по отношению к электрической является как
бы своеобразной губкой. Губка не смогла бы впитывать воду, если бы частицы
воды не были меньше дырок в губке».
До открытия электрона атом оставался атомом, а «электрическая субстанция»,
существуя отдельно от атомов, представлялась составленной из каких-то других
«бестелесных частиц». Каких-либо экспериментальных данных, подтверждающих
14
Введение
существование заряженных частиц, из которых состоит субстанция, не было.
Представление о дискретном строении электричества начало складываться только
во второй половине XIX века. Впервые об этом упоминали в своих работах Г. Фех-
нер и В. Вебер. В. Вебер, например, прямо указывал, что «с каждым весомым ато-
мом связан электрический атом». Электрический ток эти ученые представляли
как движение дискретных электрических зарядов. О непосредственных наблюде-
ниях в то время не приходилось и думать, а эксперименты позволяли лишь стро-
ить предположения о природе неких обладающих чрезвычайно малым зарядом
частиц. Несколько позже величину этих зарядов позволили определить опыты по
электролизу, проделанные Г. Гельмгольцем, которые показали, что для выделения
одной грамм-молекулы вещества на электроде электролитической ванны требу-
ется заряд, равный 96 500 Кл. Затем А. Авогадро установил, что в одной грамм-
молекуле содержится 6,02-1023 атомов вещества. Поделив величину заряда на
количество атомов, можно определить величину элементарного электрического
заряда, переносимого каждым атомом, равную 1,6-10~19 Кл. Этот элементарный за-
ряд стали называть атомом электричества. В 1891 году Г. Стоней предложил
называть атом электричества электроном, однако природа этого заряда оставалась
неясной, то есть термин появился раньше открытия электрона.
В 1897 году выдающийся английский ученый Дж. Томсон, работая с вакуумной
трубкой, экран которой был покрыт составом, светившимся под действием откры-
тых к тому времени катодных лучей, обнаружил, что если по бокам горловины
трубки расположить две пластины и создать между ними разность потенциалов,
то пятно на экране сместится в сторону пластины, имеющей положительный по-
тенциал, что свидетельствовало о том, что катодный луч несет в себе отрицатель-
ный заряд. Работая с трубкой, Дж. Томсон отклонял луч под воздействием не толь-
ко электрического, но и магнитного поля, что позволило определить такой важный
параметр, как отношение величины заряда к массе, отклоняемой полем частицы.
Сегодня известно, что электрон обладает массой, равной 9,106-10-28 г. Ну, а коль
скоро у электрона обнаружена масса, то он не может быть «бестелесной порцией
электричества». Это позволило Дж. Томсону сделать смелый вывод о существо-
вании материальных частиц, гораздо меньших, чем атомы.
Позже в своих «Воспоминаниях и размышлениях» Дж. Томсон писал: «Я сделал
первое сообщение о существовании этих корпускул на вечернем заседании Коро-
левского института в очередную пятницу 30 апреля 1897 года. Много лет спустя
один выдающийся физик рассказал мне, что он в то время подумал, что я всем им
нарочно морочу голову. Я не был этим удивлен, ибо сам пришел к такому объяс-
нению своих экспериментов с большой неохотой: лишь убедившись, что от опыт-
ных данных некуда скрыться, я объявил о моей вере в существование тел, мень-
ших, чем атомы».
Открытие Дж. Томсона было ошеломляющим. Это была революция в вековых
представлениях об атомной структуре материи. Многие ученые отказывались
признавать его. Среди них был В. К. Рентген, который в течение 10 лет после
сообщения Дж. Томсона был не только убежден сам, но старался убедить своих
сотрудников в том, что электронов в природе не существует — это не более чем
«пустое, не заполненное конкретным содержанием слово». Он был убежден в том,
Введение
15
что «существование электронов — это не более чем недоказанная гипотеза, при-
меняемая без достаточных оснований и без нужды».
Открытие электрона опровергло гипотезу о неделимом атоме. В воображении
ученых стали возникать модели внутреннего строения атомов. Зародилась новая
наука — электроника, которая развивалась весьма интенсивно. Весь арсенал
средств, которым располагает современная электроника, был создан всего за не-
сколько десятилетий. Еще в начале XX века человечество обходилось без радио,
до середины XX века не существовало телевидения, не было электронно-вычис-
лительных машин. Все огромное здание современной электроники строилось уси-
лиями многих изобретательных и талантливых умов.
Использование электронных приборов в радиотехнике началось с того, что
в 1904 году Д. Флеминг изобрел двухэлектродную лампу (диод) с накаленным
катодом. В диоде использовалась термоэлектронная эмиссия, открытая в 1884 году
Т. Эдисоном, сущность которой он, не зная об электронах, не мог объяснить.
Диод — это уже электроника. Он был создан для конкретных технических нужд, а
именно для детектирования высокочастотных колебаний. До открытия электро-
на никаких технических нужд еще не было.
В 1907 году Л. Форест ввел в лампу управляющую сетку, лампа стала трехэлект-
родной, появилась возможность управлять током, протекающим в лампе между
катодом и анодом, что позволило решить проблему усиления электрических
сигналов. В 1913 году А. Мейснер применил трехэлектродную лампу (триод) для
генерирования высокочастотных электрических колебаний. В 1915 году под
руководством М. А. Бонч-Бруевича были созданы первые отечественные триоды.
В 1918 году родилась Нижегородская радиолаборатория, в которой впервые
в мировой практике были разработаны мощные триоды с водяным охлаждением.
К середине 30-х годов ламповая электроника была в основном сформирована.
К этому времени были созданы основные типы электронных ламп: тетрод
(1924), пентод (1930), многосеточные лампы для преобразования частоты (1935).
В 30-е годы развивалось такое направление в электронике, как создание переда-
ющих телевизионных трубок, позволивших создать электронное телевидение.
В США подобные трубки, названные иконоскопами, построил В. К. Зворыкин.
В СССР П. В. Шмаков и П. В. Тимофеев создали более чувствительные трубки —
супериконоскопы. В 1939 году советский ученый Г. В. Брауде высказал идею со-
здания еще более чувствительной трубки — суперортикона. К 30-м годам отно-
сятся первые эксперименты с наиболее простыми трубками — видиконами, пер-
вые образцы которых появились в 1946-50 годах.
Другим направлением в развитии электроники в 30-е годы было создание специ-
альных электронных приборов для сверхвысоких частот (СВЧ). В 1939 году пост-
роены первые приборы для усиления и генерирования колебаний СВЧ, названные
пролетными клистронами. В 1940 году изобретен более простой отражательный
клистрон. В 1938-40 годах сконструированы вакуумные триоды с плоскими дис-
ковыми электродами, нашедшие применение в СВЧ-диапазоне. В эти же годы для
генерирования мощных СВЧ-колебаний разрабатываются магнетроны.
16 Введение
В течение 30-х годов и позже интенсивно развивалась полупроводниковая элект-
роника. Ученые исследовали физические процессы в полупроводниках, влияние
примесей на эти процессы, термоэлектрические и фотоэлектрические свойства
полупроводников, выпрямление переменного тока полупроводниковыми прибора-
ми. Была разработана квантовая теория полупроводников, введено понятие подвиж-
ности свободных мест кристаллической решетки полупроводника, получивших
впоследствии название дырок, создана теория генерации пар «электрон—дырка».
Была экспериментально подтверждена теория полупроводников, созданная шко-
лой советского академика А. Ф. Иоффе. 1 июля 1948 года в газете «Нью-Йорк
тайме» появилась короткая информация: «Вчера фирма “Белл телефон лабора-
ториз” впервые продемонстрировала изобретенный ею прибор под названием
“транзистор”, который в отдельных случаях можно использовать в области радио-
техники вместо электронных ламп... Он начинает работать мгновенно, без задерж-
ки на разогрев, так как в отличие от радиолампы в нем нет накала. Рабочие эле-
менты прибора состоят всего из двух тонких проволочек, подходящих к кусочку
твердого полупроводникового материала величиной с булавочную головку, при-
плавленному к металлическому основанию. Вещество, помещенное на металли-
ческое основание, усиливает ток, подводимый к нему по одной проволочке, а дру-
гая проволочка отводит усиленный ток». Изобретателями транзистора являются
Д. Бардин, У. Браттайн и У. Шокли. С изобретением транзистора начался новый
этап в развитии радиоэлектроники — этап микроминиатюризации РЭА. Приме-
нение транзисторов вместо электронных ламп позволило существенно сократить
размеры радиокомпонентов, уменьшить массу и объем РЭА и, что не менее важ-
но, снизить потребление электроэнергии и повысить надежность аппаратуры.
Развитие транзисторной электроники, совершенствование технологии изготовле-
ния транзисторов привели к возникновению нового направления в электронике —
микроэлектроники. В 60-х Годах были созданы интегральные схемы (ИС), в кото-
рых все элементы разрабатываются в едином технологическом процессе, нераздель-
но связаны и электрически соединены между собой как единое целое, что позволи-
ло резко повысить надежность РЭА, еще более уменьшить габариты и массу РЭА,
повысить экономичность. Интегральные схемы в середине 60-х годов содержали
до 100 элементов на полупроводниковом кристалле при размере элементов около
100 мкм. В начале 70-х годов появились большие интегральные схемы (БИС),
содержавшие на кристалле от 100 до 104 элементов при размере элементов от 3 до
100 мкм. В конце 70-х годов созданы сверхбольшие интегральные схемы (СБИС),
содержащие от 104 до 106 элементов на кристалле при размере элементов от 1 до
3 мкм. Дальнейшее развитие микроэлектроники привело к освоению субмикрон-
ных размеров элементов микросхем. Исследования показали, что пределом умень-
шения размеров элементов является значение 0,2 мкм. Однако достижение таких
размеров связано с преодолением определенных технологических трудностей.
Иначе говоря, существуют физические пределы развития интегральной микро-
электроники.
Параллельно с интегральной микроэлектроникой в 80-е годы развивалась функцио-
нальная электроника, позволяющая реализовать определенную функцию аппара-
туры без применения стандартных базовых элементов (диодов, резисторов, тран-
зисторов и т. д.), базируясь непосредственно на физических явлениях в твердом
Введение 17
теле. В функциональной электронике используются такие механизмы, как опти-
ческие явления (оптоэлектроника), взаимодействие потока электронов с акусти-
ческими волнами в твердом теле (акустоэлектроника) и ряд других.
Вступление в третье тысячелетие электроника отмечает зарождением нового на-
правления — наноэлектроники. В начале 90-х годов были созданы микроскопы,
позволяющие не только наблюдать атомы, но и манипулировать ими. Нанотех-
нологии позволяют, последовательно размещая нужные атомы и атомные струк-
туры в четком порядке и в точно определенном месте, конструировать такие тех-
нологические диковинки, которым пока еще и название не придумали. Сейчас
разработки в области нанотехнологий ведутся во многих странах. Правительство
США объявило нанотехнологии одной из одиннадцати важнейших областей науч-
ных исследований и обязалось выделять на развитие этой отрасли науки порядка
300-400 миллионов долларов ежегодно.
От издательства
Ваши замечания, предложения, вопросы отправляйте по адресу электронной
почты comp@piter.com (издательство «Питер», компьютерная редакция).
Мы будем рады узнать ваше мнение!
На web-сайте издательства http://www.piter.com вы найдете подробную информа-
цию о наших книгах.
Глава 1 Электрофизические
свойства
радиоматериалов
Материалы, применяемые в электронной технике, подразделяют на радиомате-
риалы и конструкционные материалы. Под радиоматериалами понимают мате-
риалы, свойства которых зависят от электрических и магнитных полей. Конст-
рукционными материалами называют материалы, которые должны обеспечивать
механическую прочность изделий, создаваемых из этих материалов. Электричес-
кие и механические свойства материалов обусловлены их структурой, которая,
в свою очередь, определяется структурой электронных оболочек атомов. По реак-
ции на электрическое поле радиоматериалы делят на проводники, диэлектрики и
полупроводники. По реакции на магнитное поле различают магнитные и немаг-
нитные материалы.
1.1. Общие сведения
о строении вещества
Все вещества состоят из атомов. Из атомов состоят молекулы. Из молекул состо-
ит вещество. Вещество может находиться в газообразном, жидком или твердом
состоянии. Эти истины знает каждый школьник. Для того чтобы разобраться
в том, как устроены и работают современные сложные электронные приборы, не-
обходимо систематизировать некоторые основные положения физики, начиная
со структуры атомов и молекул.
Структура электронных оболочек атомов
Современная физика рассматривает атомы как частицы, состоящие из поло-
жительно заряженных ядер, окруженных электронными оболочками. Электроны
относятся к категории микрочастиц, которым присущ принцип дуализма, то есть
1.1. Общие сведения о строении вещества
19
они обладают как свойствами частицы, так и свойствами волны. Ни видеть, ни
осязать электроны нельзя. Поэтому, изучая их, приходится пользоваться моделя-
ми и абстракциями. Простейшей, наиболее наглядной моделью, является модель
Н. Бора, в которой электроны уподобляются шарикам, вращающимся вокруг ядра
по определенным орбитам. С точки зрения квантовой физики такое представ-
ление ошибочно, так как микрочастица не может одновременно обладать опре-
деленными значениями координаты и импульса. Поэтому применительно к мик-
рочастице понятие траектории теряет смысл. Квантовая механика в состоянии
предсказать лишь вероятность нахождения электрона в данной точке простран-
ства. Эта вероятность представляет собой «усредненную» картину поведения
электрона, что позволяет представить электрон в виде облака, которое называют
орбиталью.
Если в атоме водорода, удаляясь от ядра, проследить вероятность нахождения
электрона, то окажется, что у самого ядра она равна нулю, потом возрастает,
достигая максимального значения на расстоянии 0,53-10’8 см от ядра, а затем по-
степенно убывает. Расстояние г = 0,5310“8 см условно принимают за радиус
орбиты в атоме водорода, а сам электрон рассматривают в виде шарика массой
т = 9,1 • 10'31 кг и зарядом q = 1,6-10-19 Кл. Количество вращающихся вокруг ядра
электронов определяется порядковым номером химического элемента в перио-
дической системе Д. И. Менделеева: в атоме водорода — один электрон, в атоме
гелия — два и т. д.
Движение электронов вокруг ядра происходит по строго определенным орбитам
так, что на длине орбиты укладывается целое число длин волн, называемых вол-
нами Де Бройля. При этом условии на длине орбиты образуется стоячая волна и
не происходит излучения электромагнитной энергии. В противном случае элект-
рон будет терять свою энергию, радиус орбиты станет уменьшаться и в результа-
те электрон окажется притянутым к ядру.
Длину волны можно определить, приравняв выражения для импульсов (количе-
ства движения) электрона, исходя из его волновой и корпускулярной природы:
hv
— = ти,
v
где h — постоянная Планка (А = 6,62-10“34 эВ-с);
v — частота электромагнитных колебаний;
и — скорость движения электрона по орбите.
Учитывая, что v = и/Х, получаем формулу для длины волны:
Х = —.
ти
Для получения стоячей волны должно выполняться условие
2лг = пК = п —,
то
(1-1)
(1-2)
vpfir— радиус орбиты; п = 1, 2, 3,...
20
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Возможные радиусы круговых орбит электрона в атоме водорода можно опреде-
лить исходя из того, что центробежная сила уравновешивается силой кулонов-
ского притяжения электрона к ядру:
w2 _ q2
г 4ле0г2 ’
где е0= 8,85-10-12 Ф/м. Откуда получаем
Значение mv2 найдем из (1.2), подставим его в уравнение (1.3), из которого полу-
чим уравнение для возможных радиусов круговых орбит в атоме водорода:
га2Л2е0
г = —у-2-.	(1-4)
nq т
При п = 1 получаем г = 0,53-10’8 см.
Находясь на какой-либо орбите, электрон обладает энергией, складывающейся из
кинетической энергии движения электрона по орбите Ек и потенциальной энер-
гии притяжения электрона к ядру Е„. Для атома водорода
^..2
Е ,____£_
"	4тсе0г
Подставляя в (1.5) уравнение (1.3), получаем:
8ле0г
Полная энергия электрона
г р □. р *72	?2	<?2
h — h + л =	— л = —
* п 8ле0г 4ле0г	8ле0г ’
Подставляя (1.4) в (1.8), получаем:
Е-
8га2Л2бо
Подставив значения т, q, h и Ео, получим:
Р 13’6 Г
Е =----г [эВ].
п2
(1.5)
(1.6)
(1-7)
(1-8)
(1.9)
В начальном (невозбужденном) состоянии электрон в атоме водорода находится
на наиболее близкой к ядру орбите и обладает энергией Е= -13,6 эВ. Путем внеш-
него энергетического воздействия он может быть переведен на более удаленную
1.1. Общие сведения о строении вещества
21
орбиту. Такое состояние атома называется возбужденным, оно является неустой-
чивым. В любом атоме электроны стремятся занять наиболее низкие энергетиче-
ские уровни, поэтому спустя некоторое время электрон вернется на первоначаль-
ную орбиту, выделив при этом квант энергии, равный разности соответствующих
энергетических уровней.
В многоэлектронных атомах потенциальная энергия электрона зависит не только
от его расстояния до ядра, но и от расстояний до каждого из остальных электро-
нов, вследствие чего численные значения радиусов орбит и, соответственно, ве-
личины энергии не совпадают с численными значениями радиусов и энергии для
атома водорода. Вращение электронов в этих атомах может происходить как
по круговым, так и по эллиптическим орбитам. Движение электрона по круговой
орбите соответствует сферическому электронному облаку, а движение по эллип-
тической орбите — облаку в форме гантели. При этом электроны стремятся за-
нять наиболее низкие энергетические уровни, но при условии, что на каждом энер-
гетическом уровне находится не более двух электронов (принцип Паули). Чем
больше электронов в атоме, тем более высокие энергетические уровни они зани-
мают. Возможные энергетические состояния электронов характеризуют четырь-
мя квантовыми числами.
Главное квантовое число п определяет радиус круговой орбиты или большую по-
луось эллиптической. Оно может принимать значение п = 1, 2, 3 и т. д. Чем больше
п, тем больше радиус орбиты и энергия электрона. Состояния электрона, опреде-
ляемые главным квантовым числом, называют энергетическими уровнями.
Орбитальное квантовое число I определяет малую полуось эллиптической орби-
ты. Оно может принимать значения /= 0,1,2.(п-1). Значение 1= 0 соответствует
круговой орбите. Энергетические состояния, характеризующиеся различны-
ми значениями /, называют подуровнями. Значению I = 0 соответствует s-под-
уровень, значению I = 1 — р-подуровень, значению I = 2 — d-подуровень, значению
I = 3 — f-подуровень.
Магнитное квантовое число т определяет пространственную ориентацию эллип-
тической орбиты. Оно может принимать значения т = 0, ±1, ±2, ..., ±1. Каждому
квантовому числу / соответствует (2/ + 1) по-разному ориентированных орбит. При
I = 1 возможны три взаимно-перпендикулярных р-орбиты; орбитальному кванто-
вому числу 1=2 соответствует пять возможных пространственных ориентаций
орбит, называемых d-орбитами; квантовому числу I = 3 соответствует семь f-орбит.
Спиновое квантовое число s определяет момент количества движения электрона
вокруг собственной оси. Вектор момента количества движения может быть па-
раллелен или антипараллелен вектору орбитального момента. Спин электрона
равен половине постоянной Планка, поэтому он равен +0,5 или -0,5.
Определим число возможных энергетических состояний на любом из энерге-
тических уровней. На первом энергетическом уровне (п = 1) могут разместиться
два электрона с противоположными спинами, что можно записать в виде 1s2,
где 1 — номер энергетического уровня, s — состояние электрона на этом уровне,
2 — количество электронов в данном состоянии. На втором энергетическом уров-
не (п = 2) в s-состоянии могут находиться два электрона (2s2), в р-состоянии —
шесть электронов (2р6). На третьем энергетическом уровне (п = 3) в s-состоянии
22
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
могут находиться два электрона (3s2), в р-состоянии — шесть электронов (Зр6),
в d-состоянии — десять электронов (3d10) и т. д.
При рассмотрении структуры электронных оболочек конкретных атомов следует
руководствоваться двумя принципами:
□	в атоме не может быть двух электронов с одинаковой комбинацией квантовых
чисел;
□	в нормальном (невозбужденном) состоянии электроны занимают квантовые
состояния с наименьшей энергией.
Проследим, как заполняются электронные оболочки атомов по мере роста поряд-
кового номера химического элемента в периодической таблице Д. И. Менделее-
ва. В атоме водорода имеется один электрон на орбите 1s с произвольной ориен-
тацией спина. Его энергетическое состояние может быть записано так: 1s1. В атоме
гелия имеется два электрона с противоположными спинами. Его энергетическое
состояние может быть записано так: 1s2. В атоме лития первая оболочка полнос-
тью заполнена электронами, поэтому третий электрон располагается на уровне 2s,
в результате получается электронная конфигурация ls22s1. У бериллия структура
оболочки имеет вид ls22s2. У бора пятый электрон занимает состояние 2р, и струк-
тура принимает вид ls22s22p1. У последующих элементов происходит дальнейшее
заполнение состояния 2р. У неона все возможные состояния 2р полностью за-
няты, и структура принимает вид ls22s22p6. Аналогичным образом происходит
заполнение электронных оболочек третьего периода периодической таблицы.
Структура оболочек аргона, завершающего этот период, имеет вид ls22s22p63s23p6.
После заполнения уровня Зр6 электроны сначала заполняют состояние 4s, так как
энергетический подуровень 4s расположен ниже подуровня 3d, а затем состоя-
ния 3d и 4р. Правило заполнения оболочек можно записать в таком виде:
ls22s22p63s23p64s23d104p65s24d,05p66s24f145d106p67s2.
Атомы элементов каждой группы периодической таблицы имеют одинаковое
строение внешних и достраивающихся подуровней. Это наглядно видно на при-
мере элементов четвертой группы:
□	углерод (С) — ls22s22p2;
□	кремний (Si) — ls22s22p63s23p2;
□	германий (Ge) — ls22s22p63s23p63d104s24p2.
Периодическая повторяемость структуры внешних электронных оболочек обус-
ловливает периодическую повторяемость химических свойств элементов. Так,
например, кремний и германий качественно обладают одинаковыми свойствами,
различие состоит лишь в количественной оценке этих свойств.
Химическая связь между атомами
Под химической связью понимают взаимодействие между атомами, в результате
которого образуются молекулы и твердые тела. Химическая связь осуществляет-
ся посредствам электронов, находящихся на внешних, не полностью занятых элек-
1.1. Общие сведения о строении вещества
23
тронных оболочках. Эти электроны называют валентными. Независимо от при-
роды сил, возникающих при сближении частиц, характер взаимодействия между
атомами остается одинаковым (рис. 1.1): на относительно больших расстояниях
появляются силы притяжения Fnp, быстро увеличивающиеся с уменьшением рас-
стояния х между частицами (кривая 1); на небольших расстояниях возникают
силы отталкивания Fol, которые с уменьшением расстояния увеличиваются гораз-
до быстрее, чем Fnp (кривая 2). На расстоянии х = г0 силы отталкивания уравнове-
шивают силы притяжения и результирующая сила взаимодействия F обращает-
ся в нуль (кривая 3). Состояние частиц, сближенных на расстояние г0, является
состоянием равновесия. Существует несколько видов химических связей.
Ковалентная связь возникает в результате перекрытия электронных облаков от-
дельных атомов при их сближении, вследствие чего возрастает плотность отри-
цательного заряда в межъядерном пространстве, что приводит к появлению сил
притяжения, уравновешивающих силы взаимного отталкивания между ядрами.
Перекрытие электронных оболочек сближающихся атомов приводит к обобществ-
лению электронов. В этом случае уже нельзя говорить о принадлежности электро-
на одному из атомов: электроны принадлежат одновременно нескольким атомам,
образующим молекулу или твердое тело. Подобным образом создается молекула
водорода: в разъединенных атомах водорода s-орбиты имеют сферическую симмет-
рию с антипараллельной ориентацией спинов. При объединении атомов в моле-
кулу образуется структура, показанная на рис. 1.2.
(+) f; (+) :
Рис. 1.2
В зависимости от того, симметричную или асимметричную структуру имеют мо-
лекулы, они могут быть неполярными и полярными. В неполярных молекулах
центры положительных и отрицательных зарядов совпадают (рис. 1.3, а), в поляр-
ных они находятся на некотором расстоянии / друг от друга (рис. 1.3, б), в резуль-
тате чего образуется диполь, характеризующийся дипольным моментом т = ql
(q — заряд электрона).
24
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Н
н: с :н
н
а
Н
н: с :н z
: ci:	▼
б
Рис. 1.3
: с: с: с:
: с: с: с:
:с:с:с:
а
Ковалентная связь типична для органических молекул. Вместе с тем, она может
иметь место и в твердых веществах. Примером могут служить атомы алмаза, крем-
ния и германия, которые входят в четвертую группу периодической системы
элементов. Они имеют валентность, равную четырем, и в твердом теле образуют
структуру, в которой каждый атом связан ковалентными связями с четырьмя бли-
жайшими своими соседями (рис. 1.3, в). В такой структуре происходит обобще-
ствление валентных электронов, при котором каждый атом оказывается окружен-
ным восемью обобществленными электронами. Такая связь характеризуется
очень высокой прочностью.
Металлическая связь возникает между атомами с небольшим числом валентных
электронов, что характерно для металлов. При сближении таких атомов, как и при
ковалентной связи, происходит перекрывание электронных оболочек и обобще-
ствление валентных электронов с той лишь разницей, что обобществленные элек-
троны не локализуются вблизи своих атомов, а свободно перемещаются между
атомами, образуя «электронный газ». При этом атомы, отдавшие свои электроны,
превращаются в положительные ионы, силы отталкивания между которыми урав-
новешиваются силами притяжения между ионами и электронами. В результате
такой связи образуется кристаллическая структура, в которой атомы металла на-
ходятся на строго определенном расстоянии друг от друга в среде коллективизи-
рованных электронов (рис. 1.4).
® ® ® Ф
® • Ф. ®’ ®
Ф Ф Ф Ф
Рис. 1.4
Ионная связь возникает между атомами металлов, имеющими на внешней орбите
один электрон, и атомами металлоидов, имеющими на внешней орбите семь элек-
тронов. В этом случае при сближении атомов происходит переход валентных
электронов от металлического атома к металлоидному атому, в результате чего
образуются разноименные ионы, между которыми возникает электростатическое
притяжение.
Так происходит, например, образование кристаллов хлористого натрия (NaCI).
В таких кристаллах каждый ион связан с шестью ионами противоположного зна-
ка, в результате чего образуется структура, показанная на рис. 1.5.
Молекулярная связь возникает между молекулами с ковалентным характером
внутримолекулярного взаимодействия.
1.1. Общие сведения о строении вещества
25
о Ионы Na
• Ионы CI
Рис. 1.5
Межмолекулярное притяжение возникает при согласованном движении валентных
электронов в соседних молекулах, то есть таком движении, когда в любой момент
времени электроны соседних молекул максимально удалены друг от друга и макси-
мально приближены £ положительным зарядам ядер соседних молекул (рис. 1.6).
Тогда силы притяжения валентных электронов ядром соседней молекулы оказыва-
ются сильнее сил взаимного отталкивания электронов оболочек этих молекул. За
счет молекулярных связей образуется твердое состояние инертных газов, водорода,
кислорода, азота. Молекулярная связь легко разрушается тепловым движением.
Структура твердых тел
Существуют две разновидности твердых тел: аморфные и кристаллические. Аморф-
ные тела характеризуются случайным (хаотическим) расположением частиц
(атомов, ионов или молекул). В кристаллических телах частицы расположены
строго упорядоченно, на определенном расстоянии друг от друга, образуя про-
странственную кристаллическую решетку. Частицы, расположенные в узлах ре-
шетки, не могут покидать состояние равновесия, так как при удалении от этих
положений появляются силы, стремящиеся вернуть их обратно. Единственной
формой движения этих частиц являются беспорядочные колебания около поло-
жения равновесия. Энергия каждого такого колебания квантована. Порцию энер-
гии тепловых колебаний называют фононом.
Кристаллические тела могут существовать в виде отдельных крупных кристал-
лов (монокристаллы) или же состоять из отдельных зерен (поликристаллы).
26
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
В поликристаллах в пределах каждого зерна частицы расположены периодичес-
ки, но при переходе от одного зерна к другому на границах раздела эта периодич-
ность нарушается. Монокристаллы обладают анизотропией, то есть их механичес-
кие, физические, тепловые и другие свойства различны в разных направлениях.
Поликристаллы изотропны, то есть их свойства одинаковы во всех направлениях.
Кристаллические тела состоят из большого числа одинаковых многогранников.
Каждый такой многогранник называется элементарной ячейкой кристалла. Эле-
ментарные ячейки характеризуются длиной ребер а, Ь, с, называемых постоян-
ными решетки, и углами между ребрами а, р, у (рис. 1.7). Оси х, у, z, совпадающие
с ребрами а, Ь, с, называются кристаллографическими осями. За начало коорди-
нат этих осей выбирают один из узлов решетки.
Если а = й = сиа = Р = у=90°, то такая решетка называется кубической. Кубические
решетки имеют три разновидности. В простой кристаллической решетке (рис. 1.8)
восемь атомов расположены в вершинах куба с координатами, указанными в скоб-
ках: 1(0,0,0), 2(0,1,0), 3(1,1,0), 4(1,0,0), 5(0,0,1), 6(0,1,1), 7(1,1,1), 8(1,0,1).
За единицу в данном случае принята сторона элементарной ячейки. В объемоцен-
трированной решетке помимо восьми атомов, расположенных в вершинах куба,
имеется девятый атом в центре куба с координатами (1/2, 1/2, 1/2). В гране-
центрированной решетке атом внутри куба отсутствует, но появляются атомы
в центрах всех граней: 9(1/2,0,1/2), 10(1/2,1/2,1), 11(1/2,1,1/2), 12(1/2,1/2,0),
13(1/2,1/2,1/2), 14(1, 1/2, 1/2).
Рис. 1.8
1.1. Общие сведения о строении вещества
27
Кристаллические решетки кремния и германия так же, как и решетка алмаза, со-
стоят из двух гранецентрированных решеток, сдвинутых друг относительно дру-
га на одну четверть диагонали куба. Для наглядного ее представления разделим
большой гранецентрированный куб на восемь маленьких кубов (на рис. 1.9 пока-
заны три из восьми маленьких кубов).
Рис. 1.9
При этом в центрах четырех маленьких кубов появятся четыре дополнитель-
ных атома (атом 18 на рисунке не показан): 15(3/4, 1/4, 1/4), 16(1/4, 3/4, 1/4),
17(1/4, 1/4, 3/4), 18(3/4, 3/4, 3/4). Каждый из этих атомов соединен с четырьмя
атомами в углах малого куба. Так, например, атом 15 связан с атомами 4,9,12 и 14.
Каждый атом, расположенный в углах малого куба, одновременно принадлежит
четырем соседним маленьким кубам и связан с четырьмя атомами, расположен-
ными в центрах этих кубов. В результате образуется пространственная кристал-
лическая решетка, в которой каждый атом связан с четырьмя соседними.
Большинство материалов в твердом состоянии имеют только один определенный
тип кристаллической решетки. Однако некоторые из веществ могут существовать
в виде двух или нескольких кристаллических структур, это явление называется
полиморфизмом. Примером может служить углерод, который существует либо в
виде графита, либо в виде алмаза. В решетке графита атомы углерода образуют
двумерные слои (рис. 1.10). В каждом из слоев атомы расположены так, что каж-
дый из них окружен тремя соседями, находящимися на расстоянии ri = 0,142 нм,
вследствие чего между ними возникают очень прочные ковалентные связи. Ато-
мы, находящиеся в разных слоях на расстоянии г2 = 0,36 нм, наоборот, очень сла-
бо связаны между собой, поэтому графит менее прочен, чем алмаз.
Твердые тела, имеющие кристаллическую структуру, обладают неоднороднос-
тью своих свойств в различных направлениях. При определении свойств крис-
таллов принято указывать расположение кристаллографических плоскостей и на-
правлений, перпендикулярных этим плоскостям. Для этого используют индексы
Миллера.
На рис. 1.11 показаны три возможных положения кристаллографических плос-
костей, которые обозначаются тремя цифрами, заключенными в круглые скобки.
28
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Плоскость (100) проходит через точку х = 1 и параллельна осям у и z. Плоскость
(110) проходит через точки х = 1 иг/ = 1 и параллельна оси z.
Рис. 1.10
Плоскость (111) проходит через точки х = 1, г/ = 1, z= 1. Направления, перпенди-
кулярные соответствующим плоскостям, обозначаются тремя цифрами в квадрат-
ных скобках: [100], [НО], [111]. Направление [100] совпадает с направлением
оси х, направление [111] — с диагональю куба.
Каждому из трех направлений соответствует различная плотность упаковки ато-
мов (рис. 1.12), что и обусловливает анизотропию поликристаллов. В направле-
нии [100] расположены четыре атома, в направлении [110] — шесть, в направле-
нии [111] — семь атомов. Поэтому оптические свойства, скорость диффузии и т. д.
различны в разных направлениях.
[100]
8	7	6
•	•	•
•	•	•
4	3	2
[110]
Рис. 1.12
[Ш]
1.1. Общие сведения о строении вещества 29
Основные понятия зонной теории
В изолированном атоме электроны способны занимать лишь дискретные энерге-
тические уровни, определяемые силами притяжения к ядру и силами отталкива-
ния от других электронов. В твердом теле атомы расположены настолько близко
друг к другу, что между ними возникают новые силы взаимодействия — зто силы
отталкивания между ядрами и между электронами соседних атомов и силы притя-
жения между всеми ядрами и всеми электронами. Под действием этих сил энерге-
тические состояния в атомах изменяются: энергия одних электронов увеличивает-
ся, других — уменьшается. В результате вместо дискретных уровней изолированного
атома образуются энергетические зоны, состоящие из очень близко расположен-
ных энергетических уровней, плотность которых возрастает по мере удаления от
краев зоны по параболическому закону, достигая максимума в середине зоны.
Механизм образования энергетических зон схематически показан на рис. 1.13.
По мере сближения атомов (уменьшения расстояний) сначала расщепляются самые
высокие энергетические уровни, затем по мере сближения атомов — более низкие.
2р
2s
1s
При сближении атомов на расстояние а0 образуется устойчивая кристаллическая
структура, которой соответствует энергетическая диаграмма, показанная в левой
части рисунка. Разрешенные зоны отделены друг от друга запрещенными зона-
ми, в которых отсутствуют разрешенные уровни. Ширина разрешенных зон.по
мере перемещения вверх по энергетической шкале возрастает, а ширина запре-
щенных зон соответственно уменьшается. Во многих случаях может иметь место
перекрытие разрешенных энергетических зон. Подобно энергетическим уров-
ням в изолированных атомах энергетические зоны могут быть полностью запол-
ненными электронами, частично заполненными и свободными. Все зависит от
структуры электронных оболочек изолированных атомов и межатомных рас-
стояний в кристалле. Внутренние оболочки изолированных атомов полностью
заполнены электронами, поэтому соответствующие им зоны также оказываются
заполненными. Самую верхнюю из зон, частично или полностью заполненную
30
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматеривлов
электронами, называют валентной зоной, а ближайшую к ней незаполненную элек-
тронами — зоной проводимости. Взаимное положение этих зон зависит от струк-
туры оболочек изолированных атомов и определяет большинство процессов в твер-
дом теле.
Рассмотрим некоторые характерные примеры образования энергетических зон.
На рис. 1.14 показана схема образования энергетических зон у лития, изолиро-
ванные атомы которого имеют структуру оболочек ls22s‘. В этом случае зона 2s
оказывается заполненной наполовину, поэтому при незначительном внешнем
энергетическом воздействии электроны легко переходят на более высокие энер-
гетические уровни, что и обусловливает хорошую электропроводность лития.
Схожую структуру имеют кристаллы натрия, в которых частично заполненной
оказывается зона 3s, и калия, где частично заполнена зона 4s.
Е
л
Атомы бериллия имеют структуру оболочек ls22s2. В кристалле бериллия зона
2s перекрывается с зоной 2р, в результате чего создается смешанная (гибрид-
ная) зона (рис. 1.15), в которой нижняя половина занята электронами, а верхняя
свободна.
1.1. Общие сведения о строении вещества 31
В кристаллах магния перекрываются зоны 3s и Зр, в кристаллах кальция — зоны
4s и 4р. Подобные кристаллы также обладают хорошей электропроводностью.
Перекрытие энергетических зон имеет место у меди и других металлов. В изоли-
рованном атоме меди структура оболочек имеет вид ls22s22p63s23p63d104s1, то есть
все уровни вплоть до 3d включительно заняты электронами, а на уровне 4s, способ-
ном вместить два электрона, находится только один. В кристалле меди (рис. 1.16)
атомы располагаются на расстоянии а0, и зоны 3d, 4s и 4р перекрываются. В ре-
зультате образуется объединенная зона, в которой лишь нижняя часть заполнена
электронами. Поэтому медь обладает хорошей электропроводностью.
Рис. 1.16
Аналогичными свойствами обладают серебро, у которого частично заполнен уро-
вень 5s, и золото, у которого частично заполнен уровень 6s.
Схема образования энергетических зон углерода показана на рис. 1.17. В уединен-
ном атоме углерода структура электронных оболочек имеет вид ls22s22p2, и четыре
валентных электрона располагаются по два на уровнях 2s и 2р. По мере сближения
атомов сначала образуются две обособленных зоны: зона 2s, способная вместить
по 2 электрона на атом, полностью заполнена электронами, а зона 2р, способная
вместить по 6 электронов на атом, заполнена частично. При сближении атомов на
расстояние х0, что соответствует кристаллической решетке графита, образуется
одна объединенная зона (показанная на рисунке справа), которая способна вместить
8 электронов на атом и заполнена наполовину. В этой зоне электроны могут пере-
ходить из нижней половины в верхнюю, обусловливая хорошую электропроводи-
мость графита. Если сблизить атомы на расстояние меньше х0, то произойдет рас-
щепление объединенной зоны на две, каждая с вместимостью по четыре электрона
на атом. В результате четыре валентных электрона оказываются в нижней зоне,
полностью заполнив ее, а верхняя зона становится свободной. В кристаллической
решетке алмаза атомы расположены на расстоянии ай друг от друга, и энергети-
ческая диаграмма алмаза принимает вид, показанный на рисунке слева. Ширина
запрещенной зоны в этом случае равна 5,3 эВ; переход электронов из валентной
зоны в зону проводимости невозможен, поэтому алмаз является диэлектриком.
Картина, аналогичная диаграмме алмаза, характерна для кремния и германия;
в кремнии ширина запрещенной зоны составляет 1,12 эВ, в германии — 0,72 эВ.
32
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
При внешних энергетических воздействиях (нагреве, облучении) электроны
способны преодолеть сравнительно узкую запрещенную зону. Поэтому кремний
и германий являются полупроводниками.
Все вышеизложенное относилось к простым веществам. Построение энергетичес-
ких диаграмм химических соединений осуществляется аналогичным образом.
Покажем это на конкретных примерах.
Хлористый натрий NaCl состоит из атомов натрия со структурой оболочек
ls22s22pfi3s' и атомов хлора со структурой оболочек ls22s22p63s23p5. При образова-
нии молекулы NaCl происходит расщепление внешних электронных оболочек
и образуются зоны 3s и Зр, причем зона 3s располагается выше зоны Зр (рис. 1.18).
В зоне Зр содержится только пять электронов на атом, поэтому электрон с уровня
3s атома натрия переходит на свободный уровень в зоне Зр. В результате зона
Зр оказывается полностью заполненной, а зона 3s — свободной, поэтому получа-
ется энергетическая диаграмма, характерная для диэлектриков с шириной запре-
щенной зоны около 7 эВ.
Оксид меди Си2О содержит атомы меди со структурой электронных оболочек
ls22s22p63s23p63dl04s‘ и атомы кислорода со структурой оболочек ls22s22p4. В моле-
1.2. Электрофизические свойства проводниковых материалов 33
куле оксида меди в кислородной зоне 2р с вместимостью 6 электронов на атом
содержится только четыре электрона, поэтому на свободные уровни этой зоны пе-
реходят два электрона с уровня 4s атомов меди. В результате образуется диаграм-
ма, в которой зоны 3d и 2р полностью заняты электронами, а зона 4s свободна
(рис. 1.19). Между зонами 3d и 4s располагается запрещенная зона шириной око-
ло 1,8 эВ, что характерно для полупроводников.
Из всего вышеизложенного следует, что с точки зрения зонной теории все твердые
тела можно подразделить на две основные группы: материалы, у которых валент-
ная зона перекрывается зоной проводимости, и материалы, у которых валент-
ная зона и зона проводимости разделены запрещенной зоной. В первом случае
незначительное внешнее энергетическое воздействие переводит электроны на более
высокие энергетические уровни, что обусловливает хорошую электропроводность
материалов. Во втором случае переходы на более высокие энергетические уровни
связаны с необходимостью внешнего энергетического воздействия, превышающе-
го ширину запрещенной зоны. Материалы,, в энергетической диаграмме которых
отсутствует запрещенная зона, относятся к категории проводников, материалы
с узкой запрещенной зоной (менее 3 эВ) — к категории полупроводников и мате-
риалы с широкой запрещенной зоной (более 3 эВ) — к категории диэлектриков.
1.2. Электрофизические свойства
проводниковых материалов
Проводниковыми называют материалы, основным электрическим свойством ко-
торых является сильно выраженная электропроводность.
Основные положения классической
электронной теории
Хорошая электропроводность проводниковых материалов обусловлена большим
количеством свободных (обобществленных) электронов, которые классическая
физика рассматривает как электронный газ. В соответствии с этими представле-
34
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
ниями свободные электроны находятся в состоянии хаотического теплового дви-
жения со средней скоростью и, сталкиваясь с колеблющимися атомами кристал-
лической решетки. Среднее расстояние /, проходимое электроном между двумя
столкновениями, называют длиной свободного пробега, средний промежуток вре-
мени между двумя столкновениями — временем свободного пробега. Время свобод-
ного пробега вычисляется по формуле
- I
т = =.
и
Средняя кинетическая энергия электронов, находящихся в непрерывном хаоти-
ческом движении, линейно зависит от температуры:
-2
~- = ^kT,	(1.10)
где k = 1,38-10~23 Дж/К — постоянная Больцмана. Температуре Т - 300 К соответ-
ствует и ~ 105 м/с.
Распределение электронов по энергетическим состояниям, характеризуемое ве-
роятностью р(Е), подчиняется статистике Максвелла — Больцмана и описывает-
ся экспоненциальной функцией
( р А
р(Е) = Аехр .	(1.11)
При этом считается, что в каждом энергетическом состоянии может находиться
любое число электронов, а при температуре абсолютного нуля энергия всех сво-
бодных электронов равна нулю.
Если в проводнике существует электрическое поле, то под действием этого поля элек-
троны приобретают ускорение, пропорциональное напряженности поля Ъ, в резуль-
тате чего возникает направленное движение электронов со средней скоростью
mu
Такое направленное движение называют дрейфом электронов, оно накладывает-
ся на хаотическое движение электронов. Скорость дрейфа значительно меньше
скорости теплового движения. Направленное движение электронов создает ток,
плотность которого равна
1
j = qnv ,	(1.12)
mu
где п — концентрация электронов.
Этот ток пропорционален напряженности поля, коэффициентом пропорциональ-
ности является удельная электрическая проводимость
q2nl
cs = ±-=-
mu
(1.13)
1.2. Электрофизические свойства проводниковых материалов
35
Классическая теория, давая в целом правильное представление о механизме элект-
ропроводности, не учитывает распределение электронов по энергетическим со-
стояниям. Поэтому она не может объяснить ряд противоречий теории с опытны-
ми данными, в частности, классическая теория не в состоянии объяснить низкую
теплоемкость электронного газа. Более полное представление о процессах, про-
исходящих внутри вещества, дает современная квантовая физика.
Основные положения квантовой физики
Электропроводность создается свободными электронами, способными покинуть
атомы. Такой способностью обладают только валентные электроны. Поэтому
в дальнейшем речь пойдет только об электронах, находящихся на энергетических
уровнях валентной зоны.
Квантовая физика исходит из того, что электроны могут находиться на строго
определенных энергетических уровнях, энергетическая плотность которых вблизи
границ энергетических зон изменяется по параболическому закону (рис. 1.20, а):
N(E) = ^(2mn)3/2Et/2,	(1.14)
п
те тп — эффективная масса электрона, учитывающая взаимодействие электро-
на с периодическим полем кристаллической решетки, то есть это масса свободно-
го электрона, который под действием внешней силы смог бы приобрести такое же
ускорение, как и электрон в кристалле под действием той же силы.
В соответствии с принципом Паули на каждом энергетическом уровне могут нахо-
диться два электрона с противоположными спинами. Если концентрация свобод-
ных электронов равна п, то при температуре абсолютного нуля они займут п/2
самых низких энергетических уровней. Наиболее высокий из занятых уровней
называется уровнем Ферми и обозначается EF. При нагреве кристалла электронам
сообщается тепловая энергия порядка kT, вследствие чего некоторые электроны,
находящиеся вблизи уровня Ферми, переходят на более высокие энергетические
уровни. Избыток энергии, получаемый электронами при нагреве проводника,
36
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
очень незначителен по сравнению с энергией Ферми, при комнатной температу-
ре он равен 0,026 эВ (1 эВ = 1,6-10"19 Дж). Поэтому средняя энергия свободных
электронов сохраняется практически неизменной, а незначительное изменение
средней энергии означает малую теплоемкость электронного газа.
В квантовой теории вероятность заполнения энергетических уровней электрона-
ми определяется функцией Ферми—Дирака (рис 1.20, б):
1
(1-15)
“Р~И +1
Из (1.15) следует, что уровень Ферми представляет собой энергетический уро-
вень, вероятность заполнения которого равна 1/2.
Распределение электронов по энергиям (рис 1.20, в) определяется энергетической
плотностью разрешенных уровней и вероятностью их заполнения:
Fn(E) = N(E)p(E).
Концентрация электронов может быть найдена путем интегрирования по всем
заполненным состояниям:
8л Г 2т'п л3/2
h2
Е3/2.
(1-16)
n = Ej N(E)p(E)dE =
о	3
Если считать, что атомы в металле ионизированы однократно, то концентрация
свободных электронов будет равна концентрации атомов, которая рассчитывает-
ся по формуле
d „
где d — плотность материала;
А — атомная масса;
No — число Авогадро (6,02-Ю23 моль-1).
Следовательно, уровень Ферми, отсчитанный от дна валентной зоны, может быть
найден из уравнения (1.16):
f з У/3 »2/3h2
F=t8nJ 2тп
Величина энергии Ферми для различных металлов лежит в пределах от 3 до 15 эВ.
Если в проводнике создать электрическое поле с напряженностью %, то электро-
ны, расположенные вблизи уровня Ферми, переходят на более высокие энергети-
ческие уровни, приобретая добавочную скорость направленного движения
и
F тп F т'п wF ’
где tf — время свободного пробега;
(1-17)
1.2. Электрофизические свойства проводниковых материалов
37
uF — тепловая скорость быстрых электронов, обладающих энергией, близкой к
энергии £Р.
Электроны, находящиеся на глубинных уровнях, вероятность заполнения кото-
рых равна 1, непосредственно реагировать на внешнее поле не могут, так как все
ближайшие энергетические уровни заняты. Однако несмотря на это они участву-
ют в процессе электропроводности, перемещаясь на более высокие энергетиче-
ские уровни по мере их освобождения. Поле начинает влиять на эти электроны
тогда, когда они оказываются вблизи уровня Ферми. Таким образом, под действи-
ем поля в движение приходит весь «коллектив» электронов. Скорость движения
этого «коллектива» определяется скоростью движения электронов, находящихся
вблизи уровня Ферми. С учетом этого обстоятельства выражение для плотности
тока принимает вид
j = qnvf =	,	(1.18)
q2nl
где о = -------удельная электрическая проводимость.
Учтем, что
щ’мр ( 3 Y/3 n2/3h2
.tip ”	 ~- I	ш .
2	2mn
Найдем отсюда тпи¥ и, подставив найденное значение в (1.18), получим
q2n2/3l(8n}l/3
о = ------ —
h 3
(1-19)
Концентрация свободных электронов в чистых металлах различается незначи-
тельно. Поэтому удельная электрическая проводимость металлов определяется
средней длиной свободного пробега электронов, которая зависит от структуры
атомов и типа кристаллической решетки.
Температурная зависимость электропроводности
В чистых металлах с идеальной кристаллической решеткой единственной причи-
ной, ограничивающей длину свободного пробега электронов, являются тепловые
колебания атомов в узлах кристаллической решетки, амплитуда которых возрас-
тает с ростом температуры. Интенсивность столкновений электронов с атомами,
то есть их рассеяние, прямо пропорциональна поперечному сечению сферическо-
го объема, занимаемого колеблющимся атомом, и концентрации атомов. Следо-
вательно, длина свободного пробега будет равна
/ = --2	
л(Ла) 1п
(1.20)
38
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Потенциальная энергия атома, отклонившегося на величину Да от узла кристал-
лической решетки, определяется соотношением
£упр = 2 ^упР(^а) •
Здесь kym — коэффициент упругой связи, которая стремится вернуть атом в по-
ложение равновесия.
Поскольку средняя энергия колеблющегося атома равна kT, то
(1-21)
(1-22)
^упр(Да)2=*Т.
Решая (1.21) относительно (Да)2 и подставляя полученный результат в (1.20),
определяем среднюю длину свободного пробега электрона:
2nnkT ’
Следовательно, удельная электрическая проводимость с ростом температуры
уменьшается, а удельное электрическое сопротивление р = 1/о возрастает. Влия-
ние температуры на сопротивление проводника оценивают температурным коэф-
фициентом удельного сопротивления:
1 dp
“р
р аТ
У большинства металлов при комнатной температуре ар = 0,004 К"1. Если в метал-
ле имеются примеси, то помимо рассеяния на основных атомах возникает рассея-
ние электронов на примесных атомах, в результате чего уменьшается длина сво-
бодного пробега, определяемая соотношением
1 = 1 1
<=/,+с
Здесь /т и /п характеризуют рассеяние на тепловых колебаниях основных атомов и
примесей соответственно.
Этим объясняется то, что чистые металлы имеют более низкое удельное сопро-
тивление по сравнению со сплавами.
Зависимость электропроводности от частоты
На высоких частотах плотность тока изменяется по сечению проводника. Она
максимальна на поверхности и убывает по мере проникновения вглубь провод-
ника. Это явление называется поверхностным эффектом.
Неравномерное распределение тока объясняется действием магнитного поля тока,
протекающего по проводнику. Магнитный Поток, сцепленный с проводом, про-
порционален току:
Ф = £г,
где L — индуктивность проводника.
1.2. Электрофизические свойства проводниковых материалов
39
Если ток изменяется по синусоидальному закону i = Im sin (at, то изменение маг-
нитного потока вызывает появление ЭДС самоиндукции:
. т di тт
eL =-L— = -coL/mcoscoi.
dt
Эта ЭДС имеет направление, противоположное току в проводе, и тормозит его
изменение в соответствии с законом Ленца.
При прохождении переменного тока переменное магнитное поле возникает как
вокруг проводника, так и внутри него. При этом потокосцепление максимально
для внутренних слоев и минимально для внешних слоев. Поэтому ЭДС самоин-
дукции оказывается максимальной в центре проводника и уменьшается в направ-
лении к поверхности. Соответственно, и плотность тока наиболее значительно
ослабляется в центральной части проводника и в меньшей степени — у поверхно-
сти, иначе говоря, происходит вытеснение тока к поверхности проводника. Оно
тем сильнее, чем выше частота.
Распределение плотности тока по сечению проводника подчиняется экспоненци-
альному закону: '
7 = уоехр ,
Л /
где j0 — плотность тока на поверхности;
z — расстояние, измеряемое от поверхности;
Д — глубина проникновения тока.
Глубина проникновения тока, выраженная в миллиметрах, равна расстоянию, на
котором плотность тока уменьшается в е = 2,72 раз по отношению к своему значе-
нию на поверхности проводника. Она пропорциональна удельному сопротивлению
р [Омм] и обратно пропорциональна частоте/[МГц]:
Д =
В случае сильно выраженного поверхностного эффекта, когда ток протекает по
тонкому поверхностному слою, толщина которого много меньше диаметра про-
вода d, экспоненциальное распределение тока может быть заменено однородным
распределением с постоянной плотностью тока в пределах тонкого слоя толщи-
ной Д, на основании чего можно ввести понятие эквивалентной площади сечения
проводника, занятой током:
5Э = ти/Д.
Поскольку площадь сечения, через которое протекает ток, уменьшилась, то сопро-
тивление провода переменному току R_ стало больше, чем его сопротивление по-
стоянному току Rq, что учитывают коэффициентом увеличения сопротивления:
X - — -	- А-
R Rq S3 лй?Д 4Д'
Полученная формула справедлива при Д « d.
40
Глава t. Электрофизические свойства радиоматериалов
Электропроводность тонких пленок
Электрические свойства тонких пленок отличаются от свойств объемных провод-
ников. Это объясняется изменением структуры проводящих пленок и, соответ-
ственно, механизма перемещения электрических зарядов, создающих электричес-
кий ток. На рис. 1.21 показаны три области, соответствующие трем различным
механизмам протекания Тока. При напылении пленки сначала образуются отдель-
ные разрозненные островки (область 1), переход электронов происходит через
узкие диэлектрические зазоры, что обусловлено термоэлектронной эмиссией
и туннельным эффектом. В этой области удельное сопротивление очень велико,
а температурный коэффициент отрицателен, так как с ростом температуры об-
легчается переход электронов от островка к островку.
По мере напыления пленки происходит образование проводящих цепочек между
отдельными островками и начинает работать обычный механизм электропровод-
ности, удельное сопротивление пленки уменьшается, а температурный коэф-
фициент становится положительным (область 2). При дальнейшем напылении
островки исчезают и образуется сплошная пленка толщиной около 0,1 мкм (об-
ласть 3). На этом участке удельное сопротивление выше, чем удельное сопротив-
ление монолитного проводника, что объясняется размерным эффектом, суть ко-
торого состоит в сокращении длины свободного пробега электронов вследствие
их отражения от поверхности пленки. Полагая, что процессы рассеяния элект-
ронов в объеме и на поверхности независимы, можно для длины свободного про-
бега /8 электронов в пленке записать:
1 = 1 + 1
4 / 4
1.2. Электрофизические свойства проводниковых материалов 41
Здесь lwls — длины свободного пробега электронов при рассеянйи в объеме и на
поверхности.
Приближенно полагая длину свободного пробега при рассеянии на поверхно-
сти /5 равной толщине пленки 8, получим:
Ти'Мр Г, М
Р»=-22Г = Р 1+8 •	(123)
nq /8	о)
Здесь р — удельное электрическое сопротивление монолитного проводника.
Сопротивление пленки определяется по формуле
R = pA,
•J
где / — длина проводящей пленки;
S — площадь поперечного сечения пленки.
Учитывая, что S = 8w, где w — ширина пленки, получаем:
* = P8^ = ^-- = PS~.	(1-24)
OW О W W
Здесь р5 =	— удельное поверхностное сопротивление. Величина р5 равна со-
противлению пленки при условии I = w, то есть ps представляет собой сопротив-
ление пленки, имеющей форму квадрата.
Подбором толщины пленки можно изменять величину р$ независимо от удельно-
го сопротивления материала.
В микроэлектронике в качестве соединительных пленок применяют пленки из
чистого металла, чаще всего алюминия, а в качестве резистивных пленок — туго-
плавкие металлы (вольфрам, тантал, рений, хром, молибден) и сплавы никеля
с хромом.
Классификация проводниковых материалов
Все проводниковые материалы можно разделить на три основные группы:
□	металлы;
□	сплавы металлов;
□	неметаллические проводящие материалы.
Металлы подразделяют на четыре группы.
□	Металлы с высокой удельной проводимостью. К ним относят медь и алюминий,
у меди р = 0,017 мкОм-м, у алюминия р = 0,028 мкОм м. Это наиболее широко
применяемые в электронике металлы. Они применяются для изготовления ра-
диомонтажных проводов и кабелей, а также в качестве тонких пленок в интег-
ральных микросхемах.
42
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
□	Благородные металлы. К ним относят золото, серебро, платину и палладий.
Они обладают высокой химической стойкостью. Применяются в качестве кон-
тактных материалов и коррозиестойких покрытий.
□	Тугоплавкие металлы. Эти металлы имеют температуру плавления, превыша-
ющую 1700 °C. К ним относят вольфрам, молибден, хром, рений и др.
□	Металлы со средним значением температуры плавления. К ним относятся же-
лезо, никель и кобальт, обладающие температурой плавления около 1500 °C.
Эти металлы имеют сильно выраженные магнитные свойства.
Сплавы металлов подразделяют на три группы:
□	Сплавы высокого сопротивления. К ним относят манганин (86 % Си, 12 % Мп,
2 % Ni), константан (60 % Сг, 40 % Ni), хромоникелевые сплавы. Эти сплавы
имеют удельное электрическое сопротивление более 0,4 мкОм м. Они приме-
няются для изготовления резисторов и электронагревательных элементов.
□	Сверхпроводящие сплавы. Это сплавы, у которых при температурах, близких к
абсолютному нулю, наблюдается резкое уменьшение удельного сопротивле-
ния. Среди таких сплавов наилучшими параметрами обладают сплавы ниобия
(Nb3Sn, Nb3Ga, Nb3Ge).
□	Припои. Это низкотемпературные сплавы, применяемые при пайке. Различа-
ют мягкие и твердые припои. Мягкие припои имеют температуру плавления
ниже 300 °C. В их состав входит от 10 (ПОС-Ю) до 90 % (ПОС-90) олова, ос-
тальное — свинец. Наиболее распространенными твердыми припоями, имею-
щими температуру плавления более 300 °C, являются медно-цинковые (ПМЦ)
и серебряные (ПСр).
Неметаллические проводящие материалы подразделяют на три группы:
□	Углеродистые материалы. Наиболее широкое применение среди этих материа-
лов имеет графит — одна из разновидностей чистого углерода. К ценным свой-
ствам графита относятся малое удельное сопротивление и хорошая теплопро-
водность, а также стойкость ко многим агрессивным химическим средам.
□	Композиционные проводящие материалы. Они представляют собой механичес-
кую смесь проводящего наполнителя с диэлектрической связкой. Наибольший
интерес представляют контактолы.и керметы. Контактолами называют маловяз-
кие или пастообразные композиции, применяемые в качестве токопроводя-
щего клея или краски. Связующим веществом в них являются синтетические
смолы, а токопроводящим наполнителем — мелкодисперсные порошки метал-
лов (серебра, никеля, палладия). Керметами называют металлодиэлектричес-
кие композиции с неорганическим связующим веществом. Они обладают вы-
соким удельным поверхностным сопротивлением, поэтому применяются для
изготовления тонкопленочных резисторов. Наибольшее распространение по-
лучила микрокомпозиция Cr-SiO, тонкие пленки которой изготовляют путем
напыления в вакууме на диэлектрическую подножку.
□	Проводящие материалы на основе окислов. Подавляющее большинство чистых
оксидов являются диэлектриками, однако при неполном окислении или при вве-
дении примесей проводимость оксидов резко повышается. Такие материалы
можно использовать в качестве контактных и резистивных слоев. Практический
интерес представляют тонкие пленки диоксида олова SnO2 и оксида индия 1п2О3.
1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов 43
1.3. Электрофизические свойства
диэлектрических материалов
Диэлектриками называют материалы, обладающие незначительной электропро-
водностью. Основным электрическим свойством диэлектриков является их спо-
собность к поляризации. Под поляризацией диэлектрика понимают процесс упо-
рядочения его связанных электрических зарядов под действием электрического
поля. Различают несколько механизмов поляризации.
Электронная поляризация
Этот вид поляризации представляет собой упругое смещение и деформацию элект-
ронных оболочек атомов и ионов. В чистом виде проявляется в неполярных диэлек-
триках, состоящих из электрически нейтральных молекул, у которых центры от-
рицательных и положительных зарядов совпадают (полистирол, полиэтилен и др.).
Если такой диэлектрик поместить в электрическое поле между обкладками кон-
денсатора, то в каждом из атомов произойдет смещение электронных оболочек
относительно своего ядра в сторону положительного электрода (рис. 1.22), в резуль-
тате чего образуются упругие диполи, количественно характеризуемые величиной
электрического момента т = ql, где / — расстояние между центрами положитель-
ного и отрицательного зарядов диполя. Процесс образования упругих диполей
протекает практически мгновенно (в течение 10~14... 10~16с) и наблюдается у всех
видов диэлектриков.
(®)	&L&
*'«««' ,_______*
£ = 0	£/0
Рис. 1.22
Величина электрического момента пропорциональна напряженности электричес-
кого поля &
т = аэ$.
Здесь аэ — электронная поляризуемость, зависящая от структуры молекулы
или атома, Фм2.
Интенсивность процесса поляризации оценивают величиной электрического мо-
мента единицы объема материала:
Рдр = тп.
Здесь п — количество частиц в единице объема. Величину Рдр называют поляри-
зованностью диэлектрика. О способности диэлектрика поляризоваться судят по
увеличению емкости конденсатора при помещении его между обкладками этого
диэлектрика.
44
Глава 1 .Электрофизические свойстварадиоматериалов
При отсутствии диэлектрика (рис. 1.23, а)емкость конденсатора равна t ; л
С0=е0^,	(1.25)
а
где Eq — абсолютная диэлектрическая проницаемость вакуума (8,84-10*12 Ф/м);
S — площадь обкладок конденсатора;
d — расстояние между обкладками.
Рис. 1.23
При этом на обкладках конденсатора существуют электрические заряды, величи-
на которых равна
Qo=Qt/.
Здесь U — напряжение между обкладками конденсатора.
При наличии диэлектрика (рис. 1.23, б) на его поверхности появляются поляри-
зационные заряды, а на обкладках конденсатора — наведенные заряды Q,,aB, при
этом емкость конденсатора возрастает и становится равной
Это увеличение емкости учитывают путем введения безразмерного коэффициен-
та е, называемого относительной диэлектрической проницаемостью, который по-
казывает, во сколько раз емкость конденсатора с диэлектриком больше емкости
конденсатора без диэлектрика. При наличии диэлектрика емкость конденсатора
равна
Сд=ее0^.	(1.26)
а
Для неполярных диэлектриков е = 2...2,5.
Относительная диэлектрическая проницаемость е и поляризованность Рдр связа-
ны между собой соотношением
Рдр = ео(Е-1)&
(1-27)
1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов
45
Дипольная поляризация
Этот вид поляризации имеет место в полярных диэлектриках, молекулы которых
представляют собой твердые диполи (бакелит, целлюлоза, эпоксидная смола),
электрические моменты которых ориентированы произвольно (рис. 1.24).
£ = 0	£*о
Рис. 1.24
Под воздействием поля эти молекулы частично ориентируются вдоль силовых
линий поля, что и является причиной поляризации. Поворот диполей в направ-
лении поля связан с преодолением межмолекулярных сил, поэтому протекает
сравнительно медленно и сопровождается потерями энергии на нагрев диэлект-
рика. После прекращения действия поля ориентированность частиц постепенно
ослабевает и поляризованность диэлектрика уменьшается, что может быть запи-
сано в виде формулы
Лр(О = Рдр(0)ехр=^)>
то
где Рдр(О) — величина поляризованности в момент времени t0, когда прекращает-
ся действие поля;
т0 — время релаксации, то есть такой промежуток времени, в течение которого
поляризованность уменьшается в е раз (е = 2,71) от первоначального значения.
Процесс дипольной поляризации сопровождается электронной поляризацией,
поэтому степень поляризованности полярного диэлектрика оказывается более
высокой и е достигает 6-9.
Ионная поляризация
Этот вид поляризации происходит в кристаллических диэлектриках, имеющих
плотную ионную структуру (слюда). Под действием сил внешнего электрического
поля в ионных кристаллах происходит упругое смещение ионов относительно свое-
го первоначального положения (рис. 1.25) на расстояние, меньшее периода решетки.
> £
Рис. 1.25
46
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Смещению ионов препятствуют упругие силы химической связи. В состоянии
равновесия действие сил электрического поля уравновешивается действием сил
химической связи, то есть
<7&=£упрДх,
где &упр — коэффициент упругой связи;
Дх — смещение ионов.
Следовательно, величина смещения ионов будет равна
Л
Дх = ——
Ъ
У"Р
Время установления ионной поляризации — порядка 10~13 с. Величина относи-
тельной диэлектрической проницаемости е составляет 5-12. В ионных диэлект-
риках с неплотной упаковкой ионов (органическое стекло и некоторые другие
вещества) ионы под воздействием поля смещаются на расстояния, превышающие
постоянную решетки. После снятия поля ионы постепенно возвращаются к цент-
ру равновесия. Такой вид поляризации называется ионно-релаксационной.
Спонтанная поляризация
Этот вид поляризации имеет место в группе твердых диэлектриков, получивших
название сегнетоэлектриков. У таких диэлектриков даже при отсутствии внешнего
электрического поля наблюдается самопроизвольная (спонтанная) ориентация
твердых диполей в отдельных областях, называемых доменами, линейные разме-
ры которых лежат в пределах от 10“4 до 10-1 см. В каждом из доменов электричес-
кие моменты диполей направлены одинаково, а в разных доменах — по-разному
(рис. 1.26, а). Поэтому общий электрический момент сегнетоэлектрика равен нулю.
Механизм возникновения спонтанной поляризации можно проследить на приме-
ре титаната бария (BaTiO3), который по своей научной значимости и техничес-
кому применению занимает ведущее место среди сегнетоэлектриков.
При температуре выше 120 °C (точка Кюри) титанат бария обладает кристалли-
ческой структурой, имеющей форму куба (рис. 1.27). Размеры элементарной ячей-
ки больше удвоенной суммы ионных радиусов титана и кислорода. Поэтому ион
1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов 47
титана имеет некоторую свободу перемещения в пределах октаэдра, образован-
ного ионами кислорода. Вследствие интенсивного теплового движения ион титана
непрерывно перебрасывается от одного кислородного иона к другому, благодаря
чему усредненное во времени его положение совпадает с центром элементарной
ячейки. Поэтому ячейка не обладает электрическим моментом.
• -Ti4+
• — Ва2+
О — О2-
При температуре ниже 120 °C энергия теплового движения недостаточна для пере-
броса иона титана из одного равновесного положения в другое, ион локализуется
вблизи одного из кислородных ионов, вследствие чего нарушается кубическая
симметрия в расположении заряженных частиц и элементарная ячейка приобре-
тает электрический момент. Одновременно с этим искажается форма ячейки —
она вытягивается по направлению оси, проходящей через центры ионов кислорода
и титана, сблизившихся между собой. Взаимодействие между заряженными час-
тицами соседних ячеек приводит к тому, что смещение ионов титана происходит
в них согласованно, в одном направлении, в результате чего образуются домены.
Если сегнетоэлектрик поместить в электрическое поле, то по мере роста напряжен-
ности поля будет происходить обратимое смещение границ доменов в направле-
нии поля (рис. 1.26, б) и линейное возрастание электрической индукции D (участок
0А на рис. 1.26, г). В сильных электрических полях смещение доменных границ
принимает необратимый характер, при этом разрастаются те домены, у которых
вектор спонтанной поляризации имеет наименьший угол с направлением вектора
напряженности электрического поля. Одновременно с этим происходит поворот
диполей по направлению поля. Этому процессу соответствует участок АВ на
рис 1.26, г. При некоторой напряженности поля, соответствующей точке В, все до-
мены сегнетоэлектрика оказываются сориентированными вдоль силовых линий поля
(рис. 1.26, в), наступает техническое насыщение. Кривую ОАВ называют основной
кривой поляризации диэлектрика. В области насыщения наблюдается некоторое
увеличение индукции, что объясняется электронной и ионной поляризацией.
Если после насыщения напряженность поля уменьшить до нуля, то сохранится
вызванная полем ориентация доменов и будет наблюдаться некоторая остаточ-
ная индукция Dr. При изменении направления поля происходит переориентация
векторов спонтанной поляризации, индукция быстро уменьшается, и при напря-
женности -Ес, называемой коэрцетивной силой, она становится равной нулю. Даль-
нейшее увеличение напряженности поля вновь переводит сегнетоэлектрик в со-
стояние технического насыщения (точка С).
Таким образом, при поляризации сегнетоэлектриков изменение индукции отстает
от изменения напряженности поля. Это явление называется гистерезисом. Площадь
48
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
петли гистерезиса пропорциональна энергии, затрачиваемой за один период из-
менения напряженности электрического поля.
Диэлектрическая Яроницаемость сегнетоэлектрика определяется по основной
кривой поляризации:
= D
На рис. 1.28 представлена зависимость индукции и относительной диэлектри-
ческой проницаемости от напряженности поля. Относительная диэлектрическая
проницаемость, измеренная в слабых полях, называется начальной. В сильных по-
лях относительная диэлектрическая проницаемость достигает значения 104—106.
Зависимость диэлектрической проницаемости
от температуры и частоты
Влияние температуры на величину диэлектрической проницаемости оценивают
температурным коэффициентом диэлектрической проницаемости:
1 de
аЕ =-~РР-
е аТ
Этот коэффициент равен относительному изменению диэлектрической проница-
емости при увеличении температуры на 1 °C.
У неполярных диэлектриков диэлектрическая проницаемость слабо уменьшает-
ся с ростом температуры (рис. 1.29, кривая 1), так как уменьшается плотность
диэлектрика, а'следовательно, количество поляризуемых частиц. Величина аЕ от-
рицательна, примерно равна коэффициенту линейного расширения диэлектрика
и составляет около -100-Ю"61/К.
Рис. 1.29
1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов
49
У полярных диэлектриков зависимость е от температуры имеет характерный мак-
симум (рис. 1.29, кривая 2). В области низких температур повышение температу-
ры ведет к ослаблению межмолекулярных сил, что облегчает поворот диполей под
действием сил поля. В области высоких температур е уменьшается из-за воз-
растания беспорядочных тепловых колебаний. В ионных кристаллах с плотной
упаковкой наряду с уменьшением плотности вещества наблюдается возрастание
поляризуемости ионов вследствие ослабления упругих связей между ними при
тепловом расширении, поэтому диэлектрическая проницаемость с ростом тем-
пературы возрастает (ае = + 100-10-61/К). У некоторых кристаллов, содержащих
ион титана (рутил TiO2, перовскит CaTiO3), преобладает электронная поляриза-
ция, поэтому с ростом температуры диэлектрическая проницаемость уменьша-
ется (аЕ = -1500-Ю-61/К для перовскита, аЕ = -750-Ю"61/К для рутила). Эти
диэлектрики применяют в термокомпенсирующих конденсаторах.
В ионных кристаллах с неплотной упаковкой с увеличением температуры воз-
растает число слабо связанных ионов, поэтому диэлектрическая проницаемость
возрастет. Температурный коэффициент таких диэлектриков достигает величи-
ны +100-Ю-61/К.
Наиболее сильная зависимость от температуры наблюдается у сегнетоэлектриков
(рис. 1.30), у которых увеличение температуры приводит к ослаблению сил, пре-
пятствующих ориентации доменов. Поэтому поляризованность доменов с ростом
температуры возрастает, что ведет к увеличению диэлектрической проницаемос-
ти. Рост диэлектрической проницаемости происходит до температуры Тк, назы-
ваемой температурой Кюри. За пределами этой температуры происходит распад
доменных структур и резкое уменьшение диэлектрической проницаемости.
Частотная зависимость проницаемости обусловлена инерционностью процессов по-
ляризации. У неполярных диэлектриков, характеризующихся электронной поляри-
зацией, процесс образования упругих диполей протекает практически мгновенно,
поэтому диэлектрическая проницаемость не зависит от частоты (рис. 1.31, кривая 1).
50 Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
У полярных диэлектриков в области низких частот вплоть до частоты f\ твердые
диполи успевают поворачиваться за половину периода колебаний, поэтому ди-
электрическая проницаемость не зависит от частоты (рис. 1.31, кривая 2). На час-
тотах выше ft диполи не успевают следовать за изменениями электрического
поля, вследствие чего снижается интенсивность дипольной поляризации и резко
уменьшается диэлектрическая проницаемость. На частотах выше /2 процесс ди-
польной поляризации полностью отсутствует и сохраняется только электронная
поляризация.
Электропроводность диэлектриков
У диэлектриков очень широкая запрещенная зона, поэтому свободные носители
заряда практически отсутствуют. Основной причиной электропроводности явля-
ется наличие в объеме и на поверхности ионов различных примесей. При высо-
ких температурах проводимость также может быть обусловлена ионами самого
материала. Различают объемную и поверхностную электропроводность.
Объемная электропроводность создается ионами примесей или ионами диэлект-
рика, которые, находясь в состоянии первоначального закрепления и совершая
тепловые колебания, способны преодолеть силы взаимодействия с другими мо-
лекулами и перейти в новое положение временного закрепления. В отсутствие
электрического поля направления перемещения ионов равновероятны, и ток ра-
вен нулю. При наличии поля движение ионов создает ток, плотность которого
равна
j — q NrVT,
где NT — концентрация диссоциированных ионов;
— средняя скорость движения ионов.
Скорость vT пропорциональна напряженности поля:
V/’ = Цт’^9.
Здесь рг — подвижность ионов.
Следовательно, можно записать:
j — q NT рг ё = сГдй’.
Здесь од = q NT pr — удельная объемная проводимость диэлектрика. Величины NT
и рг зависят от температуры:
( Е
Уг=Уехр --4 ,
kT
Hr = Hmaxexp
где NT — концентрация диссоциированных ионов;
N — общая концентрация ионов;
Риад — предельная подвижность ионов;
1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов
51
Ел — энергия диссоциации, необходимая для того, чтобы преодолеть действие сил
молекулярного взаимодействия;
Епер — энёргия перемещения диссоциированного иона, необходимая для переме-
щения иона из одного состояния закрепления в другое.
Подставляя NT и в формулу для сгд, получаем
и (
Од =Лехр	,
kT J
где А — коэффициент пропорциональности, включающий в себя NT и цг;
Е.а — суммарная энергия активизации (Еа - Ел + Епср).
Так как в объеме имеются как ионы примеси, так и собственные ионы, то
Од =ДехрГ-^:1 + Л2ехр[-й;1	(1-28)
I »v х J	I R1 J
Здесь At и характеризуют примесную ионную электропроводность, Л2 и Е2 —
собственную. При низких температурах преобладает первое слагаемое, а при вы-
соких — второе. Ток, создаваемый движением ионов, называют током сквозной
проводимости — /ск.
Поверхностная электропроводность обусловлена наличием влаги, загрязнениями,
различными дефектами на поверхности диэлектрика. По способности реагиро-
вать на влагу различают гидрофобные и гидрофильные материалы. Гидрофобные
материалы практически не смачиваются, и их удельное поверхностное сопротив-
ление велико. Гидрофильные материалы смачиваются, поэтому на поверхности
диэлектрика образуется непрерывный токопроводящий слой. Способность мате-
риала поглощать влагу называется адсорбцией. Такой способностью обладают
полярные и ионные диэлектрики. Для уменьшения поверхностной электропро-
водности создают защитные гидрофобные покрытия.
Диэлектрические потери
Диэлектрическими потерями называют мощность, расходуемую электрическим
полем на поляризацию диэлектрика. Эта мощность выделяется в виде тепла. По-
глощение мощности диэлектриком обусловлено медленными поляризациями и
электропроводностью диэлектрика.
Если между обкладками конденсатора помещен неполярный диэлектрик, то про-
порционально изменению напряженности электрического поля изменяются элек-
трические моменты диполей и, соответственно, электрические заряды, наводимые
на обкладках конденсатора, вследствие чего в диэлектрике возникает ток смеще-
ния (емкостный ток), пропорциональный скорости изменения напряженности поля:
Т diS
*см — еое _
at
Если напряженность поля изменяется по синусоидальному закону, то
/CM = U(oC.
52 Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
При этом /см опережает приложенное напряжение на угол л/2 (рис. 1.32). Если
между обкладками конденсатора помещен полярный диэлектрик, то поворот не-
упругих диполей запаздывает относительно изменения напряжения на величину
временной релаксации т0 = 10’8 с, в результате чего возникающий ток опережает
напряжение на угол ф < 90°. Этот ток называется током абсорбции. Таким обра-
зом, ток смещения (ZCM) обусловлен электронной поляризацией, а ток абсорбции
(4б) — дипольной. Кроме того, в диэлектрике существует сквозной ток 1СЮ совпа-
дающий по фазе с приложенным напряжением. Следовательно, полный ток ра-
вен I=Д6 + /см + 1СК. Активная составляющая такого тока равна Ia = 1СК + /аа6, а реак-
тивная - 7р = ICM + Ipa6.
Угол 5, дополняющий до 90° угол фазового сдвига между током и напряжением,
называют углом диэлектрических потерь. Тангенс угла диэлектрических потерь,
как это следует из векторной диаграммы, можно рассчитать по формуле
tg3 = Za/Zp.
Из-за наличия тока Ia в диэлектрике выделяется мощность
Pa=UIa = UIptg5.
Поскольку Zp ~ U со С, то Pa = U2 со С tg 5.
Таким образом, потери энергии в диэлектрике определяются величиной tg5. У ши-
роко применяемых диэлектриков tg 5 = (2...5) 10“3, у высококачественных диэлек-
триков tg 8 = (2...5) 10~4.
У неполярных диэлектриков при возрастании температуры tg 5 увеличивается
(рис. 1.33, кривая 1), так как потери растут из-за возрастания тока 1СК.
1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов 53
У полярных диэлектриков (рис. 1.33, кривая 2) возможности поворота молекул
при низких температурах ограничены из-за сил трения между ними. Поэтому
количество молекул, участвующих в процессе дипольной поляризации, и время
установления поляризации т0 невелики, вследствие чего tg 3 имеет небольшую
величину. По мере роста температуры облегчается поворот молекул, возрастает
их количество и уменьшается время т0, что ведет к увеличению tgS (участок 1).
Так происходит до тех пор, пока время т0 не окажется равным длительности пе-
риода изменения поля. При этом условии дипольная поляризация получает наи-
большее развитие и tg 3 достигает максимума. При еще более высоких температу-
рах время т„ становится существенно меньше периода изменения напряженности
поля, поэтому запаздывание дипольной поляризации относительно изменений
поля практически исчезает и tgS уменьшается (участок 2). С повышением часто-
ты максимум tg 8 смещается в область более высокой температуры. При дальней-
шем повышении температуры tg 3 начинает увеличиваться, что связано с возрас-
танием сквозного тока (участок 3).
В неполярных диэлектриках с увеличением частоты возрастает ток 1Р, а ток Д со-
храняется неизменным, поэтому tg 8 уменьшается (рис. 1.34, кривая 1).
В полярных диэлектриках в области низких частот ток /а6 не велик, поэтому при
повышении частоты tg 8 уменьшается за счет роста тока 1СМ. Затем с ростом часто-
ты возрастает число переориентаций полярных молекул в единицу времени и уве-
личивается ток /а6, вследствие чего растет tg 3. На частоте fm время установления
дипольной поляризации становится равным длительности периода изменения
напряженности поля и tg 8 достигает максимума. При дальнейшем повышении
частоты не хватает времени для переориентации полярных молекул, поэтому уве-
личивается ток Zaa6, что ведет к уменьшению tg8 (рис. 1.34, кривая 2).
Электрическая прочность диэлектриков
В нормальных (рабочих) условиях проводимость диэлектриков крайне низка, по-
этому их используют как электроизоляционные материалы. Но, находясь в силь-
ных электрических полях, при превышении напряжением некоторого критическо-
го значения они могут потерять свои электроизоляционные свойства. Это явление
называется пробоем диэлектрика. Напряжение, приложенное к диэлектрику и при-
водящее к его пробою, называют пробивным напряжением (J7np), а минимальную
54
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
напряженность однородного электрического поля, приводящую к пробою диэлек-
трика, называют электрической прочностью (#пр):
где da — толщина диэлектрика.
Существует несколько разновидностей пробоя:
□	Электрический пробой возникает тогда, когда некоторое количество носителей
зарядов, ускоренных электрическим полем, приобретает энергию, достаточную
для ударной ионизации атомов. Это приводит к появлению новых носителей
заряда, которые также ускоряются полем, и в итоге возникает лавинообразный
процесс увеличения тока, который развивается в течение 10*7-10“5 с. Этот про-
цесс обычно локализован в узкой области диэлектрика, поэтому следствием
его является появление разрядного канала, внутри которого повышается дав-
ление, что приводит к появлению трещин или к полному разрушению диэлек-
трика. Как правило, этот вид пробоя возникает при 8пр ~ 103 МВ/м.
□	Тепловой пробой возникает тогда, когда количество теплоты, выделяемой в ди-
электрике, будет больше количества теплоты, отводимой от него в окружаю-
щую среду. В результате происходит нагрев диэлектрика, приводящий к его
расплавлению или обугливанию.
□	Электрохимический пробой обусловлен медленными изменениями химическо-
го состава и структуры диэлектрика, которые развиваются под действием поля
или разрядов в окружающей среде.
□	При поверхностном пробое пробивается воздух вблизи поверхности твердого
диэлектрика, в результате на поверхности образуется проводящий канал. На-
пряжение поверхностного пробоя зависит от давления, температуры и влаж-
ности воздуха. Для предотвращения поверхностного пробоя поверхность изо-
лятора делают ребристой. Эффективной мерой борьбы с данным видом пробоя
является замена воздуха жидким диэлектриком.
Классификация диэлектрических материалов
В РЭА применяют большое количество различных диэлектриков. По функциям,
выполняемым в аппаратуре, их подразделяют на электроизоляционные и конден-
саторные. Электроизоляционные диэлектрики предназначены для отделения друг
от друга элементов схемы и для электрической изоляции токоведущих частей
электрических устройств. Они обладают невысокой относительной диэлектрической
проницаемостью и большим удельным сопротивлением. Конденсаторные диэлек-
трики применяют для увеличения емкости конденсаторов. Эти диэлектрики име-
ют повышенное значение е и малое значение tg5. Большое разнообразие диэлект-
риков целесообразно классифицировать на основе особенностей их строения.
Полимерные материалы представляют собой высокомолекулярные соедине-
ния, молекулы которых состоят из большого числа многократно повторяющихся
звеньев (мономеров). В зависимости от пространственной структуры макромоле-
кул различают линейные и пространственные полимеры. Макромолекулы линейных
1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов
55
полимеров образуют цепочечную последовательность повторяющихся звеньев.
Такие полимеры способны размягчаться при нагревании, то есть являются термо-
пластичными материалами. Макромолекулы пространственных полимеров раз-
виты по всем трем направлениям, образуя пространственную сетку. Такие поли-
меры относительно хрупки и при нагревании не размягчаются, то есть являются
термореактивными материалами.
Различают неполярные и полярные полимеры. В неполярных полимерах моно-
мерные звенья не обладают дипольным моментом. К таким полимерам относятся
полиэтилен, полистирол и фторопласг-4, характеризуемые следующими параметра-
ми: е = 2...2,5; tg 8 = (2...5)-10-4; 8пр = 20...40 МВ/м; р = 1О|4...1О16 Ом-м. Из полиэтиле-
на изготовляют главным образом гибкую изоляцию высокочастотных проводов
и кабелей. Из полистирола изготовляют изоляционные платы и другие радиоде-
тали. Тонкие пленки полистирола толщиной 10-100 мкм, называемые стирофлек-
сом, используют в качестве диэлектрика конденсаторов. Фторопласт-4 обладает
высокой нагревостойкостью (до +250 °C) и высокой химической стойкостью.
Полярные полимеры обладают сильно выраженной дипольной поляризацией и,
следовательно, пониженными электроизоляционными свойствами по сравнению
с неполярными полимерами. Они характеризуются следующими параметрами:
е = 3...6; tg 8 = 0,01 ...0,06; 8пр = 15...50 МВ/м; р = 10**... 10’4 Ом-м. Наиболее распрост-
раненными материалами этой группы являются поливинилхлорид (ПВХ), по-
лизтилентерефталат (лавсан) и полиамидные смолы. ПВХ представляет собой
жесткий негибкий материал. Для придания эластичности в ПВХ добавляют пла-
стификаторы. Такой материал называется пластиком. Он находит применение в
производстве монтажных проводов. Пленки из лавсана толщиной около 6,5 мкм
применяют в качестве несущей основы при изготовлении лент для магнитной за-
писи, а также для межслойной изоляции в обмотках трансформаторов и в каче-
стве диэлектрика низкочастотных конденсаторов. Полиамидные смолы отлича-
ются высокой механической прочностью и эластичностью. Применяют их для
изготовления искусственных волокон (например, капрона) и пластических масс.
На основе полиамидов изготавливают эмальлаки, образующие прочные эластич-
ные диэлектрические покрытия на металлических проводах.
Пластмассы представляют собой многокомпозиционные материалы, состоящие
из связующего вещества и наполнителей. Их изготовляют методом горячего прес-
сования или литья под давлением. В качестве связующего вещества наиболее часто
используют полимерные материалы, способные деформироваться под давлением.
Назначение связующих веществ в пластмассах состоит в пропитке и обволакива-
нии наполнителей и в монолитном соединении всех компонентов в пластмассовом
изделии. Состав и свойства связующего вещества определяют свойства пластмас-
сы. Наполнители используются для улучшения свойств пластмассы. Волокнистые
наполнители (стеклянные, асбестовые и хлопковые волокна) повышают механи-
ческую прочность пластмасс. Неорганические наполнители (кварцевый и слюдя-
ной порошок, стеклянное волокно) повышают коэффициент теплопроводности
пластмасс. В пластмассах содержится 40-60 % наполнителей. В состав пластмасс
входят также различного рода красители. Из композиционных пластмасс изго-
товляют корпуса РЭА, ламповые панельки, штепсельные разъемы и т. д.
Разновидностью композиционных пластмасс являются слоистые пластики, в ко-
торых в качестве наполнителя используют волокнистые материалы. Они состоят
56
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
из чередующихся слоев листовых наполнителей и связующего вещества. В гети-
наксе наполнителем являются листы специальной бумаги толщиной 0,1 мкм, про-
питанные термореактивной смолой. В процессе горячего прессования отдельные
листы бумаги соединяются связующим веществом, образуя монолитный мате-
риал в виде листов толщиной от 0,2 до 4 мм. Характеристики гетинакса: е = 5...7;
tg 5 = 0,03...0,05; $„р - 30 МВ/м; р = 1010 Ом м. В текстолите в качестве наполни-
теля используется хлопчатобумажная ткань, а в качестве связующего звена — баке-
литовая смола. Электрические характеристики текстолита несколько хуже, чем
гетинакса. В стеклотекстолите наполнителем является бесщелочная стеклоткань
толщиной 0,06 мм, а в качестве связующего вещества применяют кремнийоргани-
ческие смолы. Стеклотекстолит отличается от гетинакса и текстолита повышен-
ной механической прочностью и лучшими электрическими характеристиками.
Для изготовления печатных плат РЭА применяют слоистые пластики, облицо-
ванные с одной или двух сторон электрической красномедной фольгой толщи-
ной 0,035-0,05 мм. Требуемый рисунок печатной схемы получают путем избира-
тельного травления.
Электроизоляционные лаки, эмали и компаунды применяют для изоляции и защи-
ты элементов РЭА от внешних воздействий. Электроизоляционные лаки являют-
ся растворами пленкообразующих веществ в органических растворителях. Слой
лака, нанесенный на твердую поверхность, постепенно отвердевает, образуя ла-
ковую пленку. Пропиточные лаки применяют в РЭА для пропитки обмоток транс-
форматоров, дросселей и др. Покровные лаки служат для создания на поверхнос-
ти пропитанных обмоток или печатных плат электроизоляционных защитных
покрытий. Эмальлаки применяют для тонкопленочной изоляции обмоточных
проводов. Клеящие лаки применяют для склеивания различных материалов.
Электроизоляционные эмали представляют собой лаки, в состав которых входят
неорганические вещества, повышающие твердость и механическую прочность
лаковой пленки. Компаунды в основном состоят из тех же веществ, которые вхо-
дят в состав лаковой основы электроизоляционных лаков, но в отличие от них не
содержат растворителей. По своему назначению они делятся на две основные
группы: пропиточные и заливочные. Пропиточные компаунды служат для запол-
нения пор, капилляров и воздушных включений в электроизоляционных материа-
лах, используемых для изоляции обмоток трансформаторов, вследствие чего
повышается электрическая прочность материала. Заливочные компаунды служат
для герметизации радиокомпонентов и узлов РЭА. По отношению к нагреву раз-
личают термопластические и термореактивные компаунды. Термопластические
компаунды размягчаются при нагревании и отвердевают при охлаждении. Тер-
мореактивные компаунды в момент применения находятся в жидком состоянии,
а затем под действием отвердителя или катализатора происходит их затвердение.
Стекла и ситаллы представляют собой сплавы специально подобранных оксидов
и имеют аморфную структуру. Наилучшими электрическими и физико-химичес-
кими характеристиками обладает кварцевое стекло (е ~ 3,2...3,5; tg 5 ~ 0,0002; #пр =
= 35...40 МВ/м; р = 10|4...1015 Ом-м). Помимо обычных стекол в радиоэлектронике
находят применение ситаллы — закристаллизированные стекла, имеющие микро-
кристалическую структуру, обусловленную соответствующим составом стекла.
Основные характеристики ситаллов: е = 7,5...8,5; tg 5 = (1...80)-10~3; £пр = 40...60 МВ/м;
1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов
57
р = 108...1012 Ом-м. Ситаллы хорошо шлифуются, благодаря чему они находят при-
менение в качестве подложек гибридных интегральных микросхем.
Радиокерамические материалы характеризуются наличием в своем составе глины
или каких-либо других неорганических материалов, обладающих сходными свой-
ствами. Они состоят из частиц, имеющих кристаллическую структуру, частиц
аморфного вещества и некоторого количества закрытых пор, заполненных газом.
Изменяя процентный состав этих компонентов, можно получить керамические
материалы с необходимыми характеристиками. Материалы обладают достаточ-
ной механической прочностью, высокой нагревостойкОстью и хорошими элект-
рическими характеристиками. Различают установочные и конденсаторные ке-
рамические материалы. Установочная керамика применяется для изготовления
разного рода изоляторов и конструкционных деталей: ламповых панелек, подло-
жек толстопленочных интегральных микросхем и т. д. Конденсаторная керами-
ка используется в качестве диэлектрика конденсаторов. Она обладает высокой
диэлектрической проницаемостью (е = 10...230) и малым углом диэлектрических
потерь (tg 8 = 0,0001...0,0006).
Резины — это многокомпонентные смеси на основе каучуков и близких к ним
по свойствам веществ, называемых эластомерами. Для получения необходимых
свойств резина подвергается так называемой вулканизации. Резины имеют срав-
нительно невысокую диэлектрическую проницаемость (е = 3...7) и большие ди-
электрические потери (tg 8 ~ 0,02...0,1). Они применяются в основном для изоля-
ции проводов и кабелей.
Волокнистые материалы состоят в основном из частиц удлиненной формы — во-
локон, промежутки между которыми заполнены воздухом или какими-либо смо-
лами. К ним относят дерево, состоящее в основном из целлюлозы (е = 7, tg 8 « 0,01),
бумагу, картон, лакоткани. Они применяются в качестве изоляционных материа-
лов, а специальная конденсаторная бумага — в качестве диэлектрика низкочастот-
ных конденсаторов.
Слюды представляют собой группу материалов, относящихся к водным алюмоси-
ликатам с ярко выраженной слоистой структурой. В радиоэлектронике находят
применение два вида минеральных слюд: мусковит и флогопит. В состав муско-
вита входят К2О, А12О3, SiO2, Н2О. Он является высокочастотным диэлектриком
(е = 6...7, tg 8 = 0,0003) и способен работать при температурах до 500-600 °C. В состав
флогопита помимо перечисленных компонентов входит MgO. Этот диэлектрик
является низкочастотным (е = 7, tg 8 = 0,0015) и способен работать при температу-
рах до 800-900 °C. Помимо природных слюдяных материалов в радиоэлектрони-
ке находит применение синтетическая слюда—фторофлогопит (е = 8, tg 8 = 0,0002),
способная работать при температурах до 1100 °C.
Активные диэлектрики характеризуются сильной зависимостью их свойств от
внешних энергетических воздействий, что позволяет осуществлять генерацию,
усиление, модуляцию и другие преобразования электрических и оптических
сигналов. Они находят применение в устройствах функциональной электрони-
ки (УФЭ), отличительной чертой которых являются несхемотехнические прин-
ципы их построения. Функции схемотехники выполняют непосредственно те или
иные процессы в диэлектриках. К активным диэлектрикам относятся сегнето-,
пьезо- и пироэлектрики, а также электреты.
58 Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Сегнетоэлектрики имеют доменную структуру и характеризуются спонтанной
поляризацией, направление которой можно изменять с помощью внешнего элек-
трического поля. Следствием доменного строения сегнетоэлектриков является
нелинейная зависимость их электрической индукции от напряженности электри-
ческого поля и резко выраженная температурная зависимость диэлектрической
проницаемости. Они находят применение для изготовления малогабаритных низко-
частотных конденсаторов, а также нелинейных конденсаторов, называемых вари-
кондами, емкость которых зависит от приложенного напряжения, для ячеек памя-
ти в вычислительной технике, для модуляции и преобразования лазерного излучения.
Пьезоэлектрики обладают сильно выраженным пьезоэлектрическим эффектом,
который может быть как прямым, так и обратным. При прямом пьезоэффекте под
действием механических напряжений происходит поляризация диэлектрика, в
результате чего на каждой из поверхностей диэлектрика возникают электрические
заряды, линейно зависимые от механических усилий. При обратном пьезоэффек-
те происходит изменение размеров диэлектрика под действием электрического
поля. Среди пьезоэлектриков одно из важных мест занимает монокристалличес-
кий кварц, из которого вырезают пластины с определенной кристаллографичес-
кой ориентацией. Кварцевая пластина с электродами и держателем эквивалентна
колебательному контуру с высокой добротностью, достигающей 106-107.
К пироэлектрикам относят диэлектрики, в которых спонтанная поляризованность
изменяется при изменении температуры. При неизменной температуре спонтан-
ная поляризованность пироэлектрика скомпенсирована свободными зарядами
противоположного знака из-за процессов электропроводности и адсорбции заря-
женных частиц из окружающей атмосферы. При изменении температуры спон-
танная поляризованность изменяется, что сопровождается освобождением неко-
торого заряда на поверхности пироэлектрика, вследствие чего в замкнутой цепи
возникает электрический ток, пропорциональный скорости изменения темпера-
туры. Пироэффект используют для создания тепловых датчиков и приемников
лучистой энергии, принцип действия которых состоит в том, что при облучении
зачерненной (поглощающей) поверхности кристалла происходит его нагрев и воз-
никает импульс тока, регистрируемый электронной схемой.
К электретам относятся диэлектрики, способные длительное время сохранять по-
ляризованное состояние и создавать в окружающем их пространстве электричес-
кое поле, то есть электрет является формальным аналогом постоянного магнита.
Они находят применение для изготовления микрофонов и телефонов, измерения
механических вибраций и во многих других случаях.
1.4.	Магнитные свойства
радиоматериалов
Первопричиной магнитных свойств радиоматериалрв являются внутренние скры-
тые формы движения электронов. Для объяснения магнитных свойств материалов
с достаточным приближением можно пользоваться моделью Бора. При орбиталь-
ном движении электронов в атомах возникают орбитальные магнитные моменты,
1.4. Магнитные свойства радиоматериалов
59
а при вращении электронов вокруг своей оси — спиновые магнитные моменты.
Результирующий орбитальный магнитный момент определяют путем суммирова-
ния орбитальных магнитных моментов отдельных атомов. У полностью заполнен-
ных оболочек он равен нулю. Аналогично определяют результирующий спино-
вый магнитный момент, который также равен нулю при полностью заполненных
оболочках. Результирующий магнитный момент атома определяется суммирова-
нием результирующих орбитальных и спиновых магнитных моментов.
Любой материал, независимо от того, обладают или не обладают атомы материа-
ла собственным магнитным моментом, при помещении его в магнитное поле при-
обретает некоторый магнитный момент М. Магнитный момент единицы объема
материала называют намагниченностью-.
I = ™.
м у
Намагниченность пропорциональна напряженности магнитного поля Н:
1и = kMH,
где ku — безразмерный коэффициент, характеризующий способность материала
намагничиваться в магнитном поле и называемый магнитной восприимчивостью.
Намагниченное тело, находясь во внешнем магнитном поле, создает собственное
магнитное поле, которое суммируется с внешним полем. В результате суммарная
магнитная индукция становится равной
B = B0 + Bi = ii0H + ii0Iu = p0(H + Iu) = ii0H(l+ku) = poVLH.	(1.29)
Здесь Цо = 4л-10“7 Гн/м — относительная магнитная проницаемость, показываю-
щая, во сколько раз магнитная индукция В поля в данном веществе больше, чем
магнитная индукция Во в вакууме.
По реакции на внешнее магнитное поле все материалы делят на пять групп:
□	диамагнетики;
□	парамагнетики;
□	ферромагнетики;
□	антиферромагнетики;
□	ферримагнетики.
Диамагнетики — это материалы, атомы которых не обладают собственным магнит-
ным моментом. При помещении такого материала в магнитное поле в нем индуци-
руется магнитный момент, направленный навстречу направлению поля, поэтому
магнитная восприимчивость ku отрицательна и составляет -(10~6-10~7). К таким
материалам относятся золото, серебро, медь, кремний, германий и ряд других.
Парамагнетики — это материалы, атомы которых обладают собственным магнит-
ным моментом. Под действием внешнего поля магнитные моменты атомов ори-
ентируются в направлении поля и усиливают его. Магнитная восприимчивость
парамагнетиков положительна и составляет 10~3-10~6. К этим материалам отно-
сятся щелочные и щелочноземельные металлы, соли железа, кобальта, никеля
и ряд других.
60
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Ферромагнетики — это материалы, в которых атомы, обладающие собственным
магнитным моментом, расположены настолько близко друг к другу, что между
ними возникает обменное взаимодействие, приводящее к уменьшению энергии
системы взаимодействующих атомов. При таком взаимодействии происходит
обмен электронами недостроенных внутренних электронных оболочек атомов, в
результате чего магнитные моменты взаимодействующих атомов приобретают
одинаковое направление. Атомы с одинаковым (параллельным) направлением
магнитных моментов группируются в микроскопические области, называемые
доменами. Размеры и форма доменов определяются из условия минимума свобод-
ной энергии системы. Энергетически выгодна структура с боковыми замыкающи-
ми доменами, показанная на рис. 1.35.
Рис. 1.35
При такой структуре доменов магнитный поток замыкается внутри образца, а за
его пределами магнитное поле отсутствует. Под воздействием внешнего магнит-
ного поля изменяются размеры и границы доменов и происходит намагничива-
ние образца, при этом магнитная восприимчивость достигает 105-106. Подобны-
ми свойствами обладают железо, никель, кобальт и некоторые сплавы.
Антиферромагнетики — это материалы, в которых в результате обменного взаи-
модействия происходит антипараллельная ориентация магнитных моментов ато-
мов, поэтому собственный магнитный момент у таких материалов отсутствует.
Для антиферромагнетиков характерна невысокая положительная магнитная вос-
приимчивость (10‘3-10~5). Антиферромагнетизм обнаружен у хрома, марганца,
некоторых редкоземельных элементов и ряда соединений на основе металлов пе-
реходных групп.
Ферримагнетики — это материалы, в которых обменное взаимодействие проис-
ходит косвенно, через немагнитные ионы кислорода. В результате такого взаимо-
действия образуются магнитные моменты, ориентированные в противоположные
стороны, но их количество неодинаково, поэтому у ферримагнетиков существует
собственный магнитный момент. Подобно ферромагнетикам они обладают вы-
сокой магнитной восприимчивостью. Ферримагнетизмом обладают соединения
оксида железа (Fe2O3) с оксидами других металлов. Примером может служить со-
единение оксида железа с оксидом никеля (NiO), называемое ферритом никеля,
формула которого может быть записана как NiFe2O4.
Чтобы понять природу ферримагнетизма, необходимо рассмотреть структуру крис-
талла феррита, элементарная ячейка которого представляет собой куб, содержащий
восемь структурных единиц NiFe2O4. Тридцать два крупных отрицательных иона
кислорода в элементарной ячейке расположены так, что они соприкасаются друг
1.4. Магнитные свойства радиоматериалов
61
с другом, в промежутках между ними расположены более мелкие положительные
ионы железа и никеля. В восьми промежутках расположена половина трехва-
лентных ионов железа, каждый из которых окружен четырьмя ионами кислоро-
да. Такое положение ионов железа называют A-положением. Эти ионы имеют
одинаковую ориентацию магнитных моментов и образуют первую подрешетку.
В шестнадцати других промежутках расположена другая половина трехвалент-
ных ионов железа и восемь двухвалентных ионов никеля, каждый из которых ок-
ружен шестью ионами кислорода. Такое положение ионов называют В-положе-
нием. Эти ионы образуют вторую подрешетку, в которой магнитные моменты
ионов имеют направление, противоположное направлению магнитных моментов
в первой подрешетке. Учитывая описанный характер распределения ионов и ис-
пользуя стрелки для указания магнитных моментов, структурную формулу фер-
рита никеля можно представить в виде
(FeF[FF • NT] • О4“
Здесь в круглых скобках указаны ионы, занимающие A-положение, а в квадрат-
ных — ионы, занимающие В-положение. При такой структуре магнитные момен-
ты трехвалентных ионов железа компенсируются, и спонтанное намагничивание
вызывается магнитными моментами двухвалентных ионов никеля.
Намагничивание ферромагнетиков
Если ферромагнетик поместить в магнитное поле, то при увеличении напряжен-
ности внешнего поля Н можно наблюдать возрастание магнитной индукции В
(рис. 1.36), которое обусловлено двумя основными процессами: смещением до-
менных границ и поворотом магнитных моментов доменов.
В качестве исходного примем размагниченное состояние ферромагнетика. Этому
состоянию соответствует ориентация спинов в доменах, показанная на рис. 1.37, а.
При увеличении напряженности поля увеличивается объем тех доменов, магнит-
ные моменты которых образуют наименьший угол с направлением внешнего поля
(рис. 1.37, б), при этом магнитная восприимчивость не изменяется, а магнитная
индукция возрастет пропорционально напряженности поля (участок 1 на рис. 1.36).
После снятия поля доменные границы возвращаются в исходное положение.
В области более сильных полей смещениё доменных границ носит необратимый
характер (рис. 1.37, в). На участке необратимого смещения границ кривая намаг-
ничивания имеет наибольшую крутизну (участок 2 на рис. 1.36).
62
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Рис. 1.37
По мере дальнейшего увеличения напряженности поля начинает работать второй
механизм намагничивания — происходит поворот магнитных моментов доменов
в направлении поля (участок 3 на рис. 1.36). Когда все магнитные моменты доме-
нов оказываются сориентированными вдоль поля (рис. 1.37, г), наступает техни-
ческое насыщение намагниченности (участок 4 на рис. 1.36). Некоторое увеличе-
ние индукции на участке насыщения вызвано слагаемым PqH в уравнении (1.29)
и увеличением намагниченности самого домена.
Используя кривую намагничивания, можно построить график зависимости маг-
нитной проницаемости от напряженности магнитного поля, которая в соответ-
ствии с (1.29) равна
В
р =----.
Ц0Н
Магнитная проницаемость р пропорциональна тангенсу угла наклона прямой
линии, проведенной из начала координат через точку на кривой намагничивания.
Зависимость проницаемости р от напряженности поля Н показана на рис. 1.38.
Значение проницаемости в слабых полях называют начальной магнитной прони-
цаемостью (рн). Наибольшее значение магнитной проницаемости называют мак-
симальной проницаемостью (р,„ах).
Если после намагничивания ферромагнетика до насыщения уменьшать напряжен-
ность внешнего поля Н, то индукция уменьшится, однако она будет больше, чем
при начальном намагничивании. На рис. 1.39 представлены зависимости В = f(H)
при увеличении и уменьшении напряженности поля; они не тождественны вслед-
ствие явления гистерезиса. При уменьшении Н до нуля в образце остается оста-
точная индукция Вг. Для того чтобы уменьшить индукцию до нуля, необходимо
изменить направление поля на противоположное, после чего увеличивать напря-
1,4. Магнитные свойства радиоматериалов
63
женность поля до величины -Нс, называемой коэрцетивной (задерживающей) си-
лой. Если после этого продолжать увеличивать напряженность поля, то ферро-
магнетик намагнитится до насыщения -Bs. Изменяя циклически напряженность
поля Н, можно получить петлю гистерезиса.
Rk 4.Л
Рис. 1.39
Экспериментально установлено, что в монокристаллах ферромагнетиков суще-
ствуют направления легкого и трудного намагничивания. Это явление называ-
ется магнитной анизотропией. Так, например, у железа, имеющего структуру
объемно центрированного куба, направления легкого намагничивания совпада-
ют с ребрами куба. Направления трудного намагничивания совпадают с диагона-
лями куба. Направления среднего намагничивания совпадают с диагоналями гра-
ней куба. У никеля, имеющего структуру гранецентрированного куба, наоборот,
ось легкого намагничивания совпадает с диагональю куба, а ось трудного намаг-
ничивания — с ребром куба.
При намагничивании ферромагнетиков наблюдается изменение их размеров и
формы. Такое явление называется магнитострикцией. Магнитострикцию оценива-
ют значением относительной деформации материала в направлении магнитного
поля: Л. = IsJ/l. Численное значение коэффициента магнитострикции Л. зависит от
типа структуры, кристаллографического направления, напряженности магнитного
поля и температуры. При этом магнитострикция может быть как положительной, так
и отрицательной, то есть размеры образца в направлении поля при намагничивании
могут как увеличиваться, так и уменьшаться. Так, например, для монокристалла
железа, намагниченного в направлении ребра куба, линейные размеры в этом направ-
лении уменьшаются, при намагничивании вдоль диагонали куба увеличиваются.
Процесс перемагничивания магнитных материалов в переменном магнитном поле
связан с потерями энергии, вызывающими нагрев материала. Эти потери обу-
словлены необратимым смещением границ доменов, они пропорциональны пло-
щади петли гистерезиса и частоте переменного магнитного поля. Мощность по-
терь, расходуемых на гистерезис, определяется формулой
P< = T\BmxjV,
где Т] — коэффициент, зависящий от свойств материала;
Втах — максимальная индукция в течение цикла перемагничивания;
п = 1,6...2,0 — показатель степени, зависящий от Втах;
/— частота;
V— объем образца.
64 Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Помимо потерь на гистерезис перемагничивание магнитного материала сопро-
вождается динамическими потерями, обусловленными вихревыми токами, кото-
рые магнитный поток индуцирует в магнитном материале. Эти токи возникают в
плоскости, перпендикулярной магнитному полю. Мощность потерь на вихревые
токи определяется формулой
Л=^/25тахЕ
где <; — коэффициент, зависящий от удельной проводимости, формы и размеров
поперечного сечения материала.
Для уменьшения потерь на вихревые токи в трансформаторах применяют сердеч-
ники из тонких листов ферромагнитных материалов, изолированных друг от дру-
га и обладающих высоким удельным электрическим сопротивлением.
Магнитомягкие материалы.
Магнитомягкие материалы — это такие материалы, которые обладают малой ко-
эрцетивной силой Нс и высокой магнитной проницаемостью ц. Они характеризу-
ются узкой петлей гистерезиса и малыми потерями на перемагничивание и ис-
пользуются в основном в качестве сердечников трансформаторов, дросселей,
электромагнитов и др. Условно к магнитомягким материалам относят материа-
лы, у которых Нс< 800 А/м. Такими материалами являются низкоуглеродистые
кремнистые стали, карбонильное железо, пермаллои и альсиферы.
Низкоуглеродистые кремнистые стали представляют собой сплавы железа, вклю-
чающие 0,8-4,8 % кремния. Введение кремния повышает удельное электрическое
сопротивление стали и снижает потери на вихревые токи. Чем больше содержа-
ние кремния, тем лучше магнитные характеристики, однако при этом повышает-
ся хрупкость материала. Кремнистая сталь прокатывается в виде тонких листов
толщиной 0,05—1,0 мм. Она характеризуется следующими основными парамет-
рами: цн = 300...900, цтах = (2...35) 103, Нс = 10...30 А/м.
Карбонильное железо получают путем термического разложения пентакарбонила
железа Fe(CO)5, результатом чего является порошок, состоящий из частиц чис-
того железа и оксида углерода, имеющих сферическую форму диаметром от 1 до
8 мкм. Из этого порошка путем прессования изготовляют высокочастотные сер-
дечники, характеризуемые следующими основными параметрами: ц„ = (2.5...3)-103,
1^, = 20-Ю3, Нс = 4,5...6,2 А/м.
Пермаллои представляют собой пластичные железоникелевые сплавы с содержа-
нием никеля 45-80 %.Чем выше содержание никеля, тем больше ц и меньше Нс.
Пермаллои обладают высокой пластичностью, поэтому они легко прокатывают-
ся в тонкие листы толщиной до 1 мкм. Для улучшения магнитных характеристик
в пермаллои добавляют молибден, хром, кремний или медь. Пермаллои характе-
ризуются следующими основными параметрами: цн = (2... 14)• 103, pmax = (50...270)-103,
Яс = 2...16 А/м.
Альсиферы представляют собой хрупкие нековкие сплавы, содержащие от 5 до
15 % алюминия, от 9 до 10 % кремния, остальное — железо. Из этих сплавов изго-
товляют литые сердечники, работающие на частотах до 50 кГц. Альсиферы име-
ют следующие основные параметры: рн = (6...7)-103, pmax = (30...35)-103, Нс = 2,2 А/м.
1.4. Магнитные свойства радиоматериалов
65
Ферриты представляют собой соединения оксида железа (Fe2O3) с оксидами дру-
гих металлов (ZnO, NiO и др.). Ферриты получают из порошкообразной смеси
оксидов этих металлов. Основным достоинством ферритов является сочета-
ние высоких магнитных параметров с большим электрическим сопротивлением,
благодаря чему уменьшаются потери в области высоких частот. Марганцево-
цинковые ферриты имеют параметры цн = (1...6)-103, Нс = 12...80 А/м и граничную
частоту до 1,6 МГц, никель-цинковые — цн = 10...150, Нс = 560...800 А/м и гранич-
ную частоту до 250 МГц. Приведенные параметры свидетельствуют о том, что
чем меньше начальная магнитная проницаемость феррита, тем выше граничная
частота, до которой он может применяться. В устройствах автоматики, вычисли-
тельной техники, аппаратуре телефонной связи широкое применение находят
ферриты с прямоугольной петлей гистерезиса (ППГ). Такие сердечники имеют
два устойчивых состояния, соответствующих различным направлениям остаточ-
ной магнитной индукции, что позволяет использовать их в качестве элементов для
хранения и переработки двоичной информации.
Магнитодиэлектрит^и представляют собой композиционные материалы, состоя-
щие из мелкодисперсных частиц магнитомягкого материала, соединенных друг с
другом каким-либо органическим или неорганическим диэлектриком. В качестве
мелкодисперсных магнитомягких материалов применяют карбонильное железо,
альсифер и некоторые сорта пермаллоев, измельченные до порошкообразного
состояния. В качестве диэлектриков применяют эпоксидные и бакелитовые смо-
лы, полистирол, жидкое стекло и др. Диэлектрик соединяет частицы магнитомяг-
кого материала, одновременно изолируя их друг от друга, благодаря чему повы-
шается удельное электрическое сопротивление магнитодиэлектрика, что резко
снижает потери на вихревые токи и позволяет использовать магнитодиэлектри-
ки на частотах до 100 МГц.
Магнитные характеристики магнитодиэлектриков несколько хуже, чем у ферри-
тов, но зато эти характеристики более стабильны. Кроме того, производство изде-
лий из магнитодиэлектриков значительно проще, чем из ферритов.
Магнитотвердые материалы
> 1
Магнитотвердые материалы отличаются от магнитомягких высокой коэрце-
тивной силой и остаточной индукцией. Площадь петли гистерезиса у них значи-
тельно больше, чем у магнитомягких материалов, следовательно, они трудно на-
магничиваются. Будучи намагниченными, они могут долго сохранять магнитную
энергию, то есть служить источником постоянного магнитного поля, поэтому их
применяют главным образом для изготовления постоянных магнитов, которые
должны создавать в воздушном зазоре между своими полюсами магнитное поле.
Величина магнитной энергии в рабочем зазоре магнита определяется соотно-
шением
Наглядное представление о том, как зависит энергия от индукции, дает рис. 1.40,
где в первом квадранте показана зависимость магнитной энергии W от индук-
66	 Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
ции В, а во втором квадранте показан участок петли гистерезиса, соответствую-
щий размагничиванию, то есть зависимость В от Н. Нетрудно понять, что каждой
точке на графике В = f(H) соответствует ордината графика W=/(В) и существует
такое положение точки на графике В = f(H), которой соответствует максимум
магнитной энергии lVmax. Значение lVmax определяет наилучшее использование
магнита, поэтому эта энергия является наиболее важной характеристикой, опре-
деляющей качество материала.
Рис. 1.40
Магнитотвердые материалы по составу и способу получения подразделяют на пять
групп:
□	литые высококоэрцитивные сплавы;
□	металлокерамические и металлопластические магниты;
□	магнитотвердые ферриты;
□	сплавы на основе редкоземельных металлов;
□	материалы для магнитной записи информации.
К группе литых высококоэрцитивных сплавов относятся железо-никель-алюмине-
вые и железо-никель-кобальт-алюминевые сплавы, легируемые медью, никелем,
титаном и ниобием. Магнитная энергия таких сплавов достигает 36 кДж/м, коэр-
цитивная сила — 110 кА/м.
Металлокерамические и металлопластические магниты создаются методами
порошковой металлургии. Металлокерамические магниты получают путем прес-
сования порошка, состоящего из измельченных тонкодисперсных магнитных
сплавов, и последующего спекания при высокой температуре. Из-за пористости
материалов их магнитная энергия на 10—20 % ниже, чем у литых сплавов. Метал-
лопластические магниты получают из порошка магнитного сплава, смешанного с
порошком диэлектрика. Процесс изготовления магнитов состоит в прессовании
и нагреве заготовок до 120-180 °C для полимеризации диэлектрика. Из-за того,
что около 30 % объема занимает неферромагнитный связующий диэлектрический
материал, их магнитная энергия на 40-60 % меньше, чем у литых сплавов.
Из магнитотвердых ферритов наибольшее распространение получили бариевый фер-
рит и кобальтовый феррит. Магнитная энергия этих ферритов достигает 12 кДж/м.
Магнитотвердые материалы из сплавов на основе редкоземельных металлов весь-
ма перспективны, но еще недостаточно изучены и освоены в техническом отно-
шении. Практически известны сплавы самария и празеодима с кобальтом, маг-
нитная энергия которых достигает 80 кДж/м. Недостатками этих сплавов являются
их высокая хрупкость и значительная стоимость.
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
67
В качестве материалов для магнитной записи информации применяют тонкие ме-
таллические ленты из нержавеющих сплавов и ленты на пластмассовой основе с
порошковым рабочим слоем. В технике магнитной записи наибольшее распрост-
ранение получили полимерные ленты с нанесенным слоем магнитного лака, со-
стоящего из магнитного порошка, связующего вещества, летучего растворителя и
различных добавок, уменьшающих абразивность рабочего слоя.
1.5. Электрофизические свойства
полупроводниковых материалов
К полупроводникам относят материалы, которые по величине удельной электри-
ческой проводимости занимают промежуточное положение между проводниками
и диэлектриками. Электропроводность полупроводников в значительной степени
зависит от температуры и концентрации примесей, что объясняется особенностями
их кристаллической структуры. Основными материалами, применяемыми в полу-
проводниковой электронике, являются четырехвалентные кремний (Si) и герма-
ний (Ge), а также бинарные соединения типа AniBv, например арсенид галлия GaAs.
Собственные и примесные полупроводники
Собственными полупроводниками, или полупроводниками типа i (от англ, intrinsic —
собственный), называют полупроводники, кристаллическая решетка которых в иде-
альном случае не содержит примесных атомов другой валентности. В реальных
условиях в кристаллической решетке полупроводника всегда существуют примеси,
однако их концентрация столь ничтожна, что ею можно пренебречь. Атомы в крис-
таллической решетке полупроводника расположены упорядоченно на таких рас-
стояниях друг от друга, что их внешние электронные оболочки перекрываются,
и у электронов соседних атомов появляются общие орбиты, посредством которых
образуются ковалентные связи. Если валентность атомов равна четырем, то вокруг
каждого из атомов, помимо четырех собственных, вращаются еще четыре «чужих»
электрона, вследствие чего вокруг атомов образуются прочные электронные оболоч-
ки, состоящие из восьми обобществленных валентных электронов, что иллюстри-
рует плоская модель кристаллической решетки, показанная на рис. 1.41. В узлах
кристаллической решетки арсенида галлия чередуются пятивалентные атомы
мышьяка и трехвалентные атомы галлия, вокруг которых также образуются элек-
тронные оболочки из восьми обобществленных электронов.
Рис. 1.41
68 or Глава 1. Электрофизические двойства радиоматериалов
При сообщении кристаллической решетке некоторого дополнительного количе-
ства энергии, например путем нагрева, электрон может покинуть ковалентную
связь и превратиться в свободный носитель электрического заряда. В результате
ковалентная связь становится дефектной, в ней образуется «вакантное» место,
которое может занять один из валентных электронов соседней связи. При этом
вакантное место перемещается к другому атому. Перемещение вакантного места
внутри кристаллической решетки принято рассматривать как перемещение не-
которого положительного заряда, называемого дыркой. Величина этого заряда
равна заряду электрона. Процесс образования свободных электронов и дырок под
воздействием тепла называют тепловой генерацией. Она характерйзуется скорос-
тью генерации G, определяющей количество пар носителей заряда, генерируемых
в единицу времени. Помимо тепловой генерации возможна генерация под воз-
действием света или каких-либо других энергетических воздействий. Возникшие
в результате генерации носители заряда находятся в состоянии хаотического дви-
жения, средняя тепловая скорость которого определяется формулой
й = fokT / т .
Двигаясь хаотически, электроны могут занимать вакантные места в ковалентных
связях. Это явление называют рекомбинацией й характеризуют скоростью реком-
бинации R, определяющей количество пар носителей заряда, исчезающих в еди-
ницу времени. Каждый из подвижных носителей заряда существует («живет»)
в течение некоторого промежутка времени, среднее значение которого называют
временем жизни носителей заряда и обозначают для электронов тп, а для дырок тр.
В собственном полупроводнике тп = тр =
В равновесном состоянии генерация и рекомбинация протекают с одинаковой
скоростью (R = G), поэтому в полупроводнике устанавливается собственная кон-
центрация электронов, обозначаемая и собственная концентрация дырок, обо-
значаемая р{. Поскольку электроны и дырки генерируются попарно, то в соб-
ственном полупроводнике выполняется условие и, =р,. При комнатной температуре
в кремнии n-,=Pi= 1,4-1010 см"3, а в германии nt = р, = 2,5-1013 см"3. С увеличением
температуры собственные концентрации электронов и дырок растут по экспонен-
циальному закону.
Полупроводники, кристаллическая решетка которых помимо четырехвалентных
атомов содержит атомы с валентностью, отличающейся от валентности основных
атомов, и их концентрация превышает собственную концентрацию носителей за-
ряда, называют примесными. Если валентность примесных атомов больше валент-
ности основных атомов, например, в кристаллическую решетку кремния введе-
ны пятивалентные атомы мышьяка, то пятый валентный электрон примесного
атома оказывается незанятым в ковалентной связи, то есть становится лишним
(рис. 1.42, а) и легко отрывается от атома, становясь свободным. При этом при-
месный атом оказывается ионизированным и приобретает положительный за-
ряд. Такой полупроводник называют электронным, или полупроводником типа п
(от лат. negative — отрицательный), а примесные атомы называют донорами.
Если в кристаллическую решетку кремния введены атомы трехвадентной приме-
си, например атомы алюминия, то одна из ковалентных связей оказывается неза-
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
69
полненной (рис. 1.42, б). При незначительном тепловом воздействии электрон
одной из соседних связей может перейти в незаполненную связь, а на том месте,
откуда пришел электрон, возникает дырка. При Этом примесный атом приобре-
тает отрицательный заряд. Такой полупроводник называют дырочным, или по-
лупроводником типар (от Лат. positive — положительный), а примесные атомы
называют акцепторами.
С точки зрения зонной теории, при тепловой генерации происходит переход элек-
тронов из валентной зоны в зону проводимости, а при рекомбинации — их возврат
из зоны проводимости в валентную зону (рис. 1.43, а). Скорость тепловой генера-
ции обратно пропорциональна ширине запрещенной зоны Д£3 = Ес - Еч и прямо
пропорциональна температуре Т. Для германия при Т = 300 К значение А£3=0,72 эВ,
для кремния А£3 =1,12 эВ, для арсенида галлия Д£3 = 1,41 эВ. Чем шире запре-
щенная зона, тем меньше концентрация собственных носителей заряда.
Рис. 1.43
В электронном полупроводнике из-за наличия пятивалентных примесных атомов
в пределах запрещенной зоны вблизи дна зоны проводимости появляются при-
месные уровни Еа (рис. 1.43, б). Поскольку на один примесный атом приходится
примерно 106—108 атомов основного вещества и расстояние между ними большое,
то они практически не взаимодействуют друг с другом. Поэтому примесные уров-
ни не расщепляются, и их изображают как один локальный уровень, на котором
находятся «лишние» валентные электроны, не занятые в ковалентных связях.
70...;Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Энергетический интервал &ЕЛ = Ec-Ed называют энергией ионизации доноров (для
кремния = 0,05 эВ, для германия A£d = 0,01 эВ). Электроны, находящиеся на
уровне Ей, переходят с уровня Ей в зону проводимости. При комнатной темпера-
туре практически все доноры ионизированы, поэтому концентрация электронов
примерно равна концентрации доноров (пп « Nd).
Наряду с ионизацией примеси в электронном полупроводнике происходит тепло-
вая генерация, но количество образующихся при этом электронов и дырок суще-
ственно меньше, чем в собственном полупроводнике. Объясняется это тем, что
электроны, полученные в результате ионизации донорных атомов, занимают ниж-
ние энергетические уровни эоны проводимости и переход электронов из валент-
ной зоны может происходить только на более высокие уровни зоны проводимос-
ти. Но для таких переходов электроны должны обладать более высокой энергией,
чем в собственном полупроводнике, и поэтому значительно меньшее число элек-
тронов способно их осуществить. Поэтому в электронном полупроводнике кон-
центрация дырокрп меньше концентрации д. Электроны в электронном полупро-
воднике называют основными носителями заряда, а дырки — неосновными.
В дырочном полупроводнике за счет введения трехвалентных примесных атомов
в пределах запрещенной зоны появляется примесный уровень £а (рис. 1.43, в),
который заполняется электронами, переходящими на него из валентной зоны.
Поэтому в полупроводнике устанавливается высокая концентрация дырокрр. При
комнатной температуре практически все акцепторы ионизированы, поэтому кон-
центрация дырок примерно равна концентрации акцепторов (рр = Уа).
В дырочном полупроводнике так же, как и в электронном, происходит тепловая
генерация, однако количество образующихся при этом пар носителей заряда не-
велико. Объясняется это теми же причинами, что и для электронного полупро-
водника. На уровни акцепторов переходят электроны с энергетических уровней,
расположенных вблизи потолка валентной зоны, а переход электронов из валент-
ной зоны в зону проводимости совершают электроны, расположенные на более
низких уровнях валентной зоны, для чего необходимо затратить более высокую
энергию, чем в собственном полупроводнике. Поэтому концентрация электронов
пр меньше концентрации п,. Дырки в дырочном полупроводнике называют основ-
ными носителями заряда, а электроны — неосновными.
Расчет равновесной концентрации электронов
и дырок в собственном полупроводнике
Для расчета равновесной концентрации электронов и дырок необходимо знать
плотность разрешенных энергетических уровней и вероятность их заполнения
электронами. В квантовой физике доказывается, что вблизи краев энергетичес-
ких зон плотность разрешенных энергетических уровней N(E) подчиняется пара-
болическому закону.
Для зоны проводимости
Атг 3
Nc(£) = ^(2^)3#^.	(1.30)
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
Для валентной зоны
Air 3
Nv(E^(2mpJ .	(1.31)
Вероятность заполнения разрешенных уровней определяется функцией Ферми —
Дирака:
Р(£) =
1
1	Е - Еi
1 + ехр——!
(1.32)
Обычно в полупроводниках электроны и дырки имеют энергию, значительно от-
личающуюся от энергии Ферми. Разность Е - EF, как правило, более чем в три
раза превышает значение kT. Поэтому единицей в знаменателе формулы (1.32)
можно пренебречь. Тогда вероятность заполнения энергетических уровней в зоне
проводимости будет равна
Р(£)~ехр {Е,ТЕ^.	(1.33)
kl
Вероятность отсутствия электрона на энергетическом уровне в валентной зоне,
то есть вероятность возникновения дырки, будет равна
1-Р(£)«ехр^^.	(1.34)
К1
Полупроводники, в которых выполняются условия Ес - Ет £ (2...3)АГ и
Er - Ev > (2...3)kT, называют невырожденными. В подавляющем большинстве
случаев это условие выполняется.
Если известны NC(E) И Р(Е), то можно рассчитать энергетическую плотность
электронов Fn(£) и их концентрацию п:
£П(£) = ЛЦ£)Р(£),
7	( F - £
п = J Fa(E)dE = ЛГ expl —-
L	I kT
(1.35)
(1.36)
з
----3— — эффективная плотность состоянии в зоне проводимости.
Здесь Nc = 2
к2
Если известны NV(E) и 1 - Р(Е), то можно рассчитать энергетическую плотность
дырок и их концентрацию:
Fp(£) = Nv(£)[l-P(£)],
(1.37)
p = jFp(£)d£ = Nvexp^-^^J	(1.38)
' - —
— эффективная плотность состояний в валентной зоне.
„	2лги
Здесь Nv = 2 —
к
72
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
В собственном полупроводнике и, =р„ следовательно, 
ЛГС ехр -
( E'-EfA .. f EF-E
—	ехр —
kT
Логарифмируя и решая относительно EFi, получаем
„ Ec+Ev Nv
Er, =—----- +— In— .
F' 2	2 М
„ kT, Nv	Ес+Е,	„ Ec+Ev „
Величина — In значительно меньше, чем ——-, поэтому EFi » —— = Е,,
то есть уровень Ферми в собственном полупроводнике расположен приблизитель-
но посередине запрещенной зоны. Энергетическая диаграмма собственного полу-
проводника показана на рис. 1.44.
Так как в собственном полупроводнике Ес -EFi =EFI ~ Ev
центрации электронов и дырок можно вести по формуле
то расчет кон-
Щ = Pi =	-
ДЕ3 )
2kf ‘
(1.39)
Чем больше ширина запрещенной зоны, тем меньше концентрация собственных
носителей заряда. С повышением температуры концентрации электронов и ды-
рок возрастают по экспоненциальному закону. На энергетической диаграмме это
выражается в увеличении заштрихованных площадей под графиками ЕП(Е) и Fp(E).
Расчет равновесной концентрации электронов
и дырок в примесных полупроводниках
Концентрация равновесных носителей заряда определяется соотношениями (1.36)
и (1.38), из которых следует, что она зависит от положения уровня Ферми. В элек-
тронном полупроводнике концентрация электронов в основном обусловлена пере-
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
73
ходом электронов с энергетических уровней Ed на энергетические уровни зоны
проводимости. Поэтому концентрация п„ должна быть равна концентрации иони-
зированных доноров:
nn=Nd[l-P(Ed)].
Здесь [1 - P(Ed)] — вероятность отсутствия электрона на уровне Ed, определяе-
мая уравнением (1.34). Следовательно,
Е - Е
n„ = Ndexp-^—_Еа..	(1.40)
Приравнивая правые части уравнений (1.36) и (1.40), получаем:
Усехр~^~£рп) = Л^ехр^^" .
Решая это равенство относительно Ef„, получаем уравнение
Ed+Ec kT: N
<ш>
Из полученного уравнения следует, что положение уровня Ферми зависит от тем-
пературы Т и концентрации примеси Nd. При Т= 0 уровень Ферми располагается
посередине между уровнями Ed и Ес, ас ростом температуры опускается вниз.
В интервале рабочих температур (примерно от -100 °C до +100 °C) уровень Фер-
ми расположен между уровнями Е, и Ed. С ростом концентрации доноров уровень
Ферми сдвигается вверх. Энергетическая диаграмма электронного полупровод-
ника показана на рис. 1.45.
Заштрихованная площадь под графиком /п(£) пропорциональна концентрации
электронов па, а заштрихованная площадь под графиком Fp(E) — концентрации
дырок р„. Из диаграммы вытекает соотношение
Ес~ЕРп=(Ес~Е1)-(ЕГв-Е[).
74
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Следовательно, уравнение (1.36) можно представить в виде
и„ = Усехр
ЕС~ЕГ
kT
хг ( ЕС-Е.Д	ЕГп-Е-
= Усехр —— ехр га -
I kT ] kT
ехр
kT
(1-42)
Учитывая, что £F„ - Ev =(EI-Ev) + (EFn - E-,), уравнение (1.38) принимает вид
.. f Ef-EA кг ( Е,-ЕД	( ЕРп-ЕД
Рп = Wvexp|^—Lj = ЛАуехр^—!—ijexp^^-i = дехр^—
(1.43)
Из полученных соотношений следует, что чем выше концентрация донорных при-
месей, тем выше расположен уровень Ферми EFn и, соответственно, выше концен-
трация электронов п„ и ниже концентрация дырок р„. Умножая па нар„, получаем:

(1-44)
Таким образом, при любой концентрации примесей произведение концентраций
электронов и дырок остается постоянной величиной.
На практике в области рабочих температур можно считать, что все доноры иони-
зированы, тогда na = Na, следовательно, уравнение (1.42) принимает вид
Nл = ^exp	£i
Отсюда следует, что
м
£F„ =£, + АГ1п —.
п.
(1-45)
Чем больше концентрация доноров, тем выше расположен уровень Ферми.
В дырочном полупроводнике концентрация дырок в основном обусловлена пере-
ходом электронов с энергетических уровней валентной зоны на энергетический
уровень акцепторов. Поэтому концентрация дырок должна быть равна концент-
рации ионизированных примесей, то есть
Рр = NtP(Ea) = Naexp~^<-Fp-j .	(1.46)
Kl
Приравнивая правые части уравнений (1.38) и (1.46) и решая их относительно
ЕГр, получаем:
Ea+Ev kT. N
£" = "1-"+Т|п^-	<U7)
При T-0 уровень Ферми располагается посередине между уровнями £а и Ev, а с рос-
тов Температуры сдвигается вверх. В рабочем интервале температур он находит-
ся между уровнями Ej и Еа. Энергетическая диаграмма дырочного полупроводни-
ка имеет вид, показанный на рис. 1.46.
Учитывая, что EFp -Е„ - (Ej -Ev)~ (E, - EFp), уравнение (1.38) принимает вид
p = У¥ехр----Р-—— = Nvexp-^-3^ ехр^Ц^Е- = п8ехр^',	.	(1.48)
p	. kT	kT	kT	kT
С учетом того, что Ес £Fp = (£с - Et) + (Е, - EFp), уравнение (1.36) принимает вид
v -(£c-£fp) кг	-<E,-EFp)
nv = Усехр kT~' = Ncexp	\т ехР-------kT	=
-(Е - Е„ )
= п'ехр kT Р '	(149>
Перемножая рр и пр, получаем
ррп„ = П(2.	(1.50)
В области рабочих температур можно считать рр = Na, тогда уравнение (1.48) при-
нимает вид
Е. - Е„ 
ЛГа = п,ехр 1 р .
Отсюда получаем
N
Е. = Е, - kT\n —.
(1-51)
Из изложенного можно сделать следующие выводы:
□	концентрация как основных, так и неосновных носителей заряда зависит от
положения уровня Ферми;
□	введение в полупроводник примесей сдвигает уровень Ферми относительно
середины запрещенной зоны в электронном полупроводнике вверх, а в дыроч-
ном — вниз;
□	повышение температуры полупроводника сдвигает уровень Ферми к середи-
не запрещенной зоны;
□	увеличение концентрации примесей повышает концентрацию основных носи-
телей заряда и уменьшает концентрацию Неосновных носителей заряда.
76
Глава 1 . Электрофизические свойства радиоматериалов
Зависимость концентрации электронов и дырок от температуры показана на рис. 1.47.
При Т- 0 все валентные электроны заняты в ковалентных связях, валентная зона
полностью заполнена электронами, а в зоне проводимости электроны отсутству-
ют. При повышении температуры происходит ионизация примесных атомов, по-
этому концентрация основных носителей заряда возрастает. При температуре Ts,
которая равна примерно 100 К, практически все примесные атомы ионизирова-
ны. В интервале от температуры Ts до температуры Т„ примерно равной 400 К,
концентрация основных носителей заряда сохраняется приблизительно посто-
янной и равной концентрации примесей. Некоторое увеличение концентрации
в этом интервале температур объясняется тепловой генерацией электронов и ды-
рок. При температуре Т > Г; происходит более интенсивная тепловая генерация
электронов и дырок, поэтому концентрация основных носителей заряда резко
увеличивается и различие между концентрациями основных и неосновных носи-
телей заряда уменьшается, то есть примесный полупроводник по своим свойствам
приближается к свойствам собственного полупроводника.
В отличие от концентрации основных носителей, концентрация неосновных но-
сителей заряда с ростом температуры растет быстрее, чем концентрация собствен-
ных носителей. Чтобы убедиться в этом, примем па = Nd и, учитывая (1.39) и (1.44),
получим:
п2
Рп~^
N2 -ЛЕ
еХР kT 
(1.52)
Полагая рр = Na и учитывая (1.39) и (1.50), получаем
п2 N2 -ЛЕ
(1.53)
Сравнивая (1.52) и (1.53) с (1.39), легко убедиться в том, что показатель степени
экспоненты в (1.52) и (1.53) вдвое больше показателя степени экспоненты в (1.39),
следовательно, повышение температуры более сильно влияет на ир и р„, чем на щ.
Увеличение концентрации неосновных носителей заряда с ростом температуры
оказывает существенное влияние на работу полупроводниковых приборов.
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
77
Практически все полупроводниковые; приборы работают в интервале температур
от 300 до 400 К, в котором концентрацию основных носителей можно считать
заряда не зависящей от температуры и учитывать сильную температурную зави-
симость концентрации неосновных носителей заряда.
Неравновесное состояние полупроводника
Неравновесное состояние полупроводника возникает под влиянием каких-либо
внешних воздействий, в результате которых концентрация носителей заряда в
полупроводнике может измениться. Такими внешними воздействиями могут
быть облучение светом, ионизирующее облучение, воздействие сильного элект-
рического поля, приводящее к разрыву ковалентных связей, и ряд других. В ре-
зультате подобных воздействий в полупроводнике помимо равновесных носите-
лей заряда, образующихся вследствие ионизации примесных атомов и тепловой
генерации, появляются дополнительные носители заряда, которые называют не-
равновесными, или избыточными. В полупроводниковых приборах неравновес-
ное состояние в большинстве случаев возникает при введении в полупроводник
(или выведении из него) дополнительных носителей заряда через электронно-ды-
рочный переход. Введение через электрОнно-дырочйый переход дополнительных
носителей заряда называют инжекцией, а выведение — экстракцией.
Рассмотрим процессы, происходящие при инжекции электронов в поверхностный
слой дырочного полупроводника. При введении в рассматриваемый поверхност-
ный слой электронов нарушается его электронейтральность и возникает внутрен-
нее электрическое поле, притягивающее дырки из глубины полупроводника к
поверхности, в результате чего должна восстановиться его электронейтральность.
Время, в течение которого происходит этот процесс, называют временем диэлект-
рической релаксации. Оно составляет около 10'12 с. Однако полного восстановления
электронейтральности не происходит, так как должно существовать внутреннее
электрическое поле, удерживающее дырки у поверхности полупроводника. Следо-
вательно, избыточная концентрация дырок на поверхности оказывается меньше
избыточной концентрации электронов. В итоге полная концентрация электронов
на поверхности становится равной п = пр+миэ6, а концентрация дырок — равной
р=pv+ Ркя, при этомризб < миэб. Увеличение концентрации электронов на поверхно-
сти дырочного полупроводника неизбежно ведет к их диффузии вглубь полупро-
водника. Поэтому избыточная концентрация электронов появляется не только на
поверхности, но и в областях, прилегающих к ней. При этом в каждом сечении
полупроводника выполняется приблизительное условие электроцейтральности.
Время жизни неравновесных носителей заряда
До введения в полупроводник электронов он находился в электрически нейтраль-
ном состоянии, при этом скорость тепловой генерации GT была равна скорости
рекомбинации R,, то есть выполнялось условие
GT = R, = упррр.	,	(1.54)
78
Глава 1. Электрофизическиесвойства радиоматериалов
Здесь у — коэффициент рекомбинации, определяемый структурой решетки и на-
личием дефекто&и Примесей. Выполнение условия (1.54) означало, что с течени-
ем времени равновесные концентрации пр и рр сохранялись неизменными. В ре-
зультате инжекции увеличилась концентрация электронов и дырок, поэтому
возросла скорость рекомбинации — она стала равной R=упр, однако условие G = R
сохранилось, так как появление носителей заряда теперь происходит как за счет
тепловой генерации, так и за счет введения избыточных носителей заряда.
При прекращении инжекции электронов условие R=G нарушается: скорость ре-
комбинации R остается прежней, а скорость G уменьшается до величины GT, сле-
довательно, будет выполняться условие R > GT, в результате чего концентрации
электронов и дырок начнут уменьшаться. Учтем, что равновесные концентрации
электронов и дырок с течением времени не меняются. Следовательно, можно рас-
сматривать только скорость изменения концентрации неравновесных носителей
заряда, которая пропорциональна разности скоростей рекомбинации и генерации.
Избыточная концентрация электронов изменяется со скоростью
dn"^ -~(R-G.) = “Y+ «иэб(О][рр + Ризб(0] + УирРР =
= -¥[Рр«Изб(0 + ИрРиэб(О] •
Считая миэб(0 « риэб(Г), получаем:
^2^ = -«иэб(г)(УРр+Y«p)«	(1.55)
где уир — вероятность рекомбинации дырки;
урр — вероятность рекомбинации электрона.
Величина, обратная вероятности рекомбинации, есть не что иное, как время жиз-
ни. Следовательно,
Введем эквивалентное время жизни т в виде соотношения
1 1 1
- = — + — .
т т т
р п
Тогда скорость рекомбинации можно записать следующим образом:
<Кб(0 _ ”изб(0	(156)
dt т
(1-57)
где пиэ6(^0) — величина избыточной концентрации в момент прекращения инжекции.
Решая полученное уравнение относительно пиэб(£), получаем:
( t — t '
ПизбСО = ”изб(^о)ехр-----1 -
I т
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
79
Из уравнения (1.57) следует, что время жизни избыточных носителей заряда рав-
но интервалу времени, в течение которого избыточная концентрация уменьшает-
ся в е раз (е = 2,73). Аналогичным образом изменяется избыточная концентрация
дырок.	,
В электронном полупроводнике п„ » р„, следовательно, т = тр; в дырочном по-
лупроводнике рр» Пр, следовательно, т « тр. Значит, время жизни избыточных
(неравновесных) носителей заряда определяется временем жизни неосновных
носителей заряда.
Определим факторы, влияющие на время жизни носителей заряда. При этом уч-
тем, что вероятность встречи Двух движущихся хаотически электронов и дырок
крайне мала. Практически рекомбинация электронов и дырок происходит с учас-
тием ловушек, образующихся из-за дефектов кристаллической структуры. Энер-
гетические уровни ловушек, концентрация которых равна М, расположены при-
мерно посередине запрещенной зоны. В этом случае рекомбинация протекает в
два этапа: сначала электрон переходит из зоны проводимости на свободный энер-
гетический уровень ловушки, а затем на свободный энергетический уровень ва-
лентной зоны. Схематически этот процесс иллюстрирует рис. 1.48.
Вероятность рекомбинации электронов в данном случае определяется концент-
рацией свободных энергетических уровней ЛД1-р(£,)], расположенных посере-
дине запрещенной зоны, а вероятность рекомбинации дырок — концентрацией
занятых энергетический уровней р{Е^)М(Е^. Время жизни электронов и дырок
является величиной, обратной вероятности их рекомбинации:
’ = УМ[1-Р(£,)]’	<t58)
1
Тр_уМр(£Э'
(1.59)
Следовательно, чем больше дефектов в кристаллической структуре, тем меньше
время жизни неосновных носителей заряда.
Приведенные соотношения свидетельствуют о том, что время жизни зависит от
вероятности заполнения ловушек, которая определяется концентрацией приме-
сей и температурой.
80
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
В электронном полупроводнике увеличение концентрации доноров сдвигает уровень
Ферми вверх, поэтому возрастает/?^) и уменьшается тр. В дырочном полупро-
воднике при увеличении концентрации акцепторов уровень Ферми сдвигается
вниз, поэтому уменьшается тп. При увеличении температуры уровень Ферми сдви-
гается к середине запрещенной зоны, вследствие чего увеличивается время жизни
тр в электронном полупроводнике и время жизни т„ в дырочном полупроводнике.
Распределение концентрации неравновесных
носителей заряда
Увеличение концентрации электронов на поверхности дырочного полупровод-
ника, вызванное инжекцией, ведет к появлению диффузионного электронного
потока, направленного вдоль оси х, перпендикулярной поверхности полупровод-
ника, в результате чего концентрация электронов возрастает не только на поверх-
ности, но и в глубине полупроводника. При этом инжектированные электроны
углубляются в полупроводник на разные расстояния. Для нахождения закона
изменения избыточной концентрации электронов вдоль оси х выделим внутри
полупроводника элементарный объем, ограниченный сечениями х, и х2, перпен-
дикулярными оси х, приняв площадь сечений равной 1 см2 (рис. 1.49). Тогда ве-
личина этого объема будет равна dx. В этот объем входит некоторое количество
электронов М(х(), часть электронов рекомбинирует с дырками, а некоторое ко-
личество ЛГ2(х2) покидает этот объем.
Из молекулярной физики известно, что количество частиц, диффундирующих в
единицу времени через единичную площадку, перпендикулярную направлению
диффузии, пропорционально градиенту концентрации этих частиц. Исходя из
этого и учитывая, что количество диффундирующих частиц может меняться с
течением времени, можно определить количество электронов, диффундирующих
через любое сечение х за время dt.
N(x)^-Da^^-dt.
ox
(1.60)
Здесь Dn — коэффициент диффузии электронов, определяющий количество диф-
фундирующих электронов в единицу времени при единичном градиенте концен-
трации и измеряемый в квадратных сантиметрах в секунду.
Аналогичным образом определяется количество диффундирующих дырок:
Р(х) = -О	(1-61)
р дх
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
Знак «минус» в уравнениях (1.60) и (1.61) указывает на то, что перемещение но-
сителей заряда происходит в сторону убывания их концентрации. f
Зная количество электронов, диффундирующих через сечения xt и х2, и учитывая,
что в объеме dx происходит рекомбинация со скоростью, определяемой уравнени-
ем (1.56), можно найти изменение количества электронов в объеме dx за время dt.
Х.Х.	ЙХ
dt-	t) ы =
dt	” dx
Эи^Сх, t)	Чэб(Х, 0	
Эх	х«х( +dr	X-Xt _
dt-^^ dxdt =
=д
=ц
(1-62)
Эх2	т„
Последнее уравнение можно записать в виде
ЭЧэбС*. О = J_ дпизб(х, t) п^(х, t)
Эх2 DB dt D„i:B
Избыточные электроны диффундируют на расстояние Д х ^£>птп за время жиз-
ни т„, поэтому
ЗЧзб(*> 0 _ 1 д»иэб(*> О . ^изб (x,t)
Эх2 Dn dt %
Полученное уравнение называется уравнением непрерывности для электронов.
Оно характеризует изменение избыточной концентрации электронов, обуслов-
ленное диффузией и рекомбинацией. Интегрируя это уравнение при известных
начальных и граничных условиях, можно найти миэ6(х, t). Аналогичное уравнение
можно получить и для дырок, инжектированных в электронный полупроводник.
В случае, когда уменьшение концентрации электронов в элементарном объеме,
вызванное рекомбинацией, компенсируется инжекцией в него новых электронов,
избыточная концентрация электронов сохраняется неизменной во времени. Тогда
уравнение (1.62) должно быть записано в виде
<*Чэб(*) _ Ч»б(х)
Решение этого уравнения имеет вид
«изб(^) = ^ехр-^- + С2ехр—.
Постоянные интегрирования и С2 находят из следующих условий:
Иизб(Х)|х-х = Иизб(*р)>
(1.63)
=0.
82
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Здесь пиэ6(хр).— концентрация электронов на поверхности полупроводника, вели-
чина которой обычно известна.
х
Следовательно, С,=0 и С2 = пнзй(хр)ехр —.Тогда 5-;	• 1	;
п«эб (X) =	(хр )ехр-—.	(1.64)
Ч
Таким образом, избыточная Концентрация электронов изменяется вдоль оси х по
экспоненциальному закону, а величина Z„, называемая диффузионной длиной,
представляет собой расстояние, на котором избыточная концентрация уменьша-
ется в е раз (рис. 1.50).
При прекращении инжекции избыточная концентрация электронов с течением
времени будет уменьшаться в соответствии с уравнением (1.57), что отражено на
Распределение избыточной концентрации дырок при инжекции электронов в
дырочный полупроводник имеет такой же характер, как и распределение избы-
точной концентрации электронов (рис. 1.52), однако физические причины, вызы-
вающие увеличение концентрации электронов и дырок, различны. Возрастание
концентрации электронов вызвано инжекцией электронов в полупроводник из
внешней цепи, а возрастание концентрации дырок вызвано возникновением внут-
реннего поля, которое притягивает дырки из глубины полупроводника. В итоге
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов 83
возникает градиент концентрации как электронов, так и дырок. Из-за наличия
градиента концентрации электроны диффундируют вглубь полупроводника,
встречаются с дырками и рекомбинируют с ними. На смену рекомбинировавшим
электронам из внешней цепи поступают новые электроны, а на смену рекомбини-
ровашим дыркам из глубины полупроводника поступают новые дырки. Казалось
бы, что одновременно с диффузией электронов должна существовать и диффу-
зия дырок, так как имеется градиент концентрации дырок, однако этого не проис-
ходит. Объясняется это тем, что диффузия дырок, если бы она возникла, привела
бы к увеличению напряженности внутреннего электрического поля, которое вер-
нуло бы дырки назад, то есть стремление дырок к диффузии уравновешивается
силами внутреннего электрического поля.
При экстракции электронов из дырочного полупроводника (рис. 1.53) протека-
ют похожие процессы: уменьшается концентрация электронов на поверхности
полупроводника, появляется градиент концентрации и как следствие возникает
диффузия электронов. Поскольку электроны в дырочном полупроводнике обра-
зуются в результате тепловой генерации одновременно с дырками, то экстракция
электронов ведет к нарушению электронейтральности и возникновению внутрен-
него поля, которое сдвигает дырки от поверхности вглубь полупроводника.
Внутреннее электрическое поле в полупроводнике, препятствующее диффузии
основных носителей заряда, возникает не только при инжекции или экстракции
неосновных носителей заряда. Оно появляется также в полупроводниках с нерав-
номерным распределением примеси. На рис. 1.54 представлен случай, когда кон-
центрация акцепторной примеси Na(x) убывает в направлении оси х. Полагая, что
все акцепторы ионизированы, можно считать, чтор(х) » Na(x), то есть закон изме-
нения концентрации дырок такой же, как закон изменения концентрации приме-
сей. При этом должна возникать диффузия дырок, в результате которой их кон-
84 о.ч Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
центрация у поверхности полупроводника снизится^ ai® глубине возрастет, что
приведет к возникновению внутреннего электрического поля, препятствующего
диффузии дырок. Если в такой полупроводник через сечение ^инжектировать
электроны, то перемещение электронов будет происходить как в результате диф-
фузии, так и под действием сил поля.
Токи в полупроводниках
В общем случае движение носителей заряда В полупроводнике обусловлено дву-
мя процессами: дрейфом иод действием сил ноля и диффузией из-за наличия
градиента концентрации. Ток, возникающий под действием сил поля^ называют
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
85
током проводимости. Ток, обусловленный градиентом концентрации, называют
током диффузии. Учитывая То, что перемещаются как электроны, так и> дырки,
плотность полного тока должна содержать четыре составляющих:
7 — /пров.п + Л1ров.р + Удиф.п 7диф.р •	>' I I	'
Плотность электронного тока проводимости равна jnpogn = qrion, а плотность ды-
рочного тока проводимости равна	= qpvv, где Л5П и йр — средние направлен-
ные скорости движения электронов и дырок соответственно.
Средняя скорость дрейфа носителей заряда определяется ускорением а и сред-
ним временем пробега т:	-
_ _ q% Т
х> = ах = -2——.
т * и
Это уравнение можно представить в более простом виде:
й = ц$,	(1.65)
где & — напряженность поля;
q I	„	„	„
ц = -2- — — подвижность носителей заряда, определяемая средней длиной сво-
т * и
бодного пробега I и средней тепловой скоростью и .
Таким образом, плотность электронного тока проводимости равна
7пров.п = <РЩ$-	(1-66)
Плотность дырочного тока проводимости равна
Лровр =	(167)
Результирующая плотность тока проводимости равна
/про. = 7пров.п + 7„ров.р = ?(лк + РИр) ^ =	(1.68)
Здесь а =	+ рцр) — удельная электрическая проводимость полупровод-
ника.
В собственном полупроводнике пу = #, поэтому
=	+Р.р).	(1.69)
У электронного полупроводника пп» ря, поэтому
an=9”nP.n-	(1.70)
У дырочного полупроводника рр » пр, поэтому
Ор=«РрР.р.	•	(171)
Из приведенных уравнений следует, что удельная электрическая проводи-
мость полупроводника определяется концентрацией и подвижностью носите-
лей заряда.
86
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
При комнатной температуре подвижность электронов в германии составляет
3900 см2/(В-с), а в кремнии 1400 см2/(В-с), подвижность дырок в германии равна
1900 см2/(В-с), а в кремнии 500 см2/(В-с). С повышением температуры уменьша-
- 1 .
ется длина свободного пробега носителей заряда (/ ~ —) и возрастает тепловая
скорость движения носителей заряда (й - Т1/2). Поэтому с ростом температуры
подвижность убывает по закону Т~3/2. Зная зависимость подвижности и концент-
рации носителей заряда от температуры, можно установить температурную зави-
симость проводимости (рис. 1.55), которая в основном подобна температурной за-
висимости концентрации носителей заряда, приведенной ранее на рис. 1.47.
В области низких температур оп и ор возрастают с ростом температуры из-за уве-
личения числа ионизированных примесных атомов. В рабочем интервале темпе-
ратур концентрация носителей заряда сохраняется приблизительно постоянной
и равной концентрации примеси, а подвижность уменьшается, поэтому умень-
шаются ап и ар. В области высоких температур резко увеличивается тепловая
генерация носителей заряда, и снижение подвижности не играет существенной
роли. Удельная электрическая проводимость собственного полупроводника зави-
сит от температуры по экспоненциальному закону, и уменьшение подвижности
не имеет принципиального значения. При невысокой концентрации примеси (до
1015—1019 см-3) подвижность практически не зависит от величины концентрации.
При более высокой концентрации примеси ионизированные примесные атомы со-
здают вокруг себя кулоновское поле, искривляющее траектории движения носи-
телей заряда, в результате чего уменьшается длина свободного пробега и соответ-
ственно подвижность носителей заряда. При изменении концентрации примеси
от Ю15 до 1019 см-3 подвижность уменьшается примерно на порядок.
Особую роль играет зависимость подвижности от напряженности поля, так как
при этом зависимость между скоростью движения носителей заряда и напряжен-
ностью поля становится нелинейной (рис, 1.56). В слабых электрических полях
($ < 103 В/см) носители заряда на длине свободного пробега приобретают отно-
сительно малую энергию, не превышающую тепловую энергию 3/2 КТ. При этом
результирующая скорость носителей заряда примерно равна тепловой. При таких
условиях подвижность сохраняется постоянной, а скорость дрейфа линейно на-
растает с ростом напряженности поля. При напряженности поля более 103 В/см
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
87
скорость дрейфа становится соизмеримой со скоростью теплового движения,
вследствие чего увеличивается результирующая скорость движения носителей
заряда, происходит как бы разогрев электронно-дырочного газа. Такие носители
заряда, энергия которых сравнима или превышает тепловую энергию 3/2 КТ, на-
зывают горячими. В этих условиях с увеличением напряженности поля уменьша-
ется длина свободного пробега, вследствие чего подвижность носителей заряда
уменьшается обратно пропорционально напряженности поля, а дрейфовая ско-
рость возрастает прямо пропорционально квадратному корню из напряженности
поля. Если напряженность поля превышает критическое значение <fKp = 104 В/см,
то с ростом $ подвижность уменьшается обратно пропорционально напряжен-
ности поля, _а дрейфовая скорость сохраняется неизменной и равной скорости
насыщения инас = 107 см/с. Скорость дрейфа не может быть выше скорости насы-
щения.
Ток диффузии возникает в результате неравномерного распределения концентра-
ции носителей заряда. Этот ток пропорционален градиенту концентрации носите-
лей заряда. Плотность тока диффузии определяется количеством диффундиру-
ющих частиц в единицу времени через единичную площадку, перпендикулярную
направлению диффузии:
=	(1-72)
=	(1-73)
где £>„ — коэффициент диффузии электронов, равный 99 см2/с для германия и
34 см2/с для кремния;
Dp — коэффициент диффузии дырок, равный 43 см2/с для германия и 13 см2/с для
кремния.
Параметры диффузионного и дрейфового движения связаны между собой соот-
ношениями Эйнштейна:
Dn = мтц„; Dp = wTpp,	(1.74)
88 1 Глава 1. Электрофизические свойства радиоматерйалов
где 1^ = —тт —.средняя скорость теплового движения, В; если Т = 30Q К, то ыт g
= 0,0256 В.	ч	, ......
Рассматривая результирующий ток как сумму отдельных составляющих тока,
будем руководствоваться следующими формальными принципами:
□	если существует Поле, то должен существовать ток проводимости независимо
от наличии тока диффузии;
□	если существует градиент концентрации, то должен существовать ток диффу-
зии независимо от наличия тока проводимости.
Исходя из этих принципов, можно построить графики распределения отдельных
составляющих результирующего тока вдоль оси х при инжекции электронов в ды-
рочный полупроводник. Током проводимости электронов ввиду их невысокой
концентрации можно пренебречь. Такое распределение отдельных составляющих
тока показано на рис. 1.57, а. Дырочный ток формально состоит из тока проводи-
мости и тока диффузии:
Рис. 1.57
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов
89
Суммарный дырочный ток jp(x) = jpeK.p(x) показан на рис. 1.57, б. Физически воз-
никновение дырочного тока при инжекции электронов в дырочный полупровод-
ник обусловлено притяжением дырок инжектированными электронами, при этом
дырки, притягиваемые инжектированными электронами, встречаясь с ними, ре-
комбинируют. Поэтому дырочный ток в случае инжекции электронов называют
током рекомбинации.
Внутреннее электрическое поле в полупроводнике возникает не только при ин-
жекции (или экстракции) неосновных носителей заряда, но и при введении (или
выведении) основных носителей заряда. Так, при выведении через сечение хр ды-
рок отрицательные заряды акцепторов на левом конце полупроводника оказыва-
ются нескомпенсированными, возникает внутреннее электрическое поле и на сме-
ну ушедшим дыркам из глубины полупроводника поступают новые, в результате
чего появляется ток проводимости у11ровр и распределение токов принимает вид,
показанный на рис. 1.57, в.	.
При экстракции электронов из дырочного полупроводника (см. рис. 1.53) ток
диффузии электронов изменяет свое направление. При этом также возникает
внутреннее электрическое поле, ведущее к возникновению дырочного тока, кото-
рый называют током генерации (рис. 1.58).
Аналогичные процессы происходят и в электронном полупроводнике при инжек-
ции (или экстракции) в него дырок, с той лишь разницей, что электроны и дырки
меняются ролями.
Поверхностные явления
Периодичность кристаллической решетки полупроводникового монокристалла
нарушается на его поверхности. У каждого поверхностного атома один из сосед-
них атомов отсутствует, из-за чего в запрещенной зоне энергетической диаграм-
мы приповерхностной области полупроводника появляются разрешенные энер-
гетические уровни. Эти дополнительные уровни, теоретически предсказанные
советским академиком И. Е. Таммом, называют уровнями Тамма. Плотность по-
верхностных уровней равна плотности поверхностных атомов, то есть около
1015 см'2. Уровни, расположенные вблизи зоны проводимости, называют донор-
ными. Они возникают при потере поверхностными атомами электронов, в резуль-
тате чего поверхностные атомы приобретают положительный заряд. Уровни, рас-
положенные вблизи валентной зоны, называют акцепторными. Они образуются
90
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
при захвате поверхностными атомами чужих электронов, в результате чего по-
верхностные атомы приобретают отрицательный заряд.
На поверхности реального полупроводника всегда имеются адсорбированные
примеси и оксид, наличие которых маскирует уровни Тамма, снижая их плот-
ность до 10,0-1011 см-2. Тип поверхностных уровней зависит от обработки по-
верхности полупроводника. Так, например, при обработке поверхности элект-
ронного полупроводника в атмосфере кислорода или озона на его поверхности
образуются акцепторные уровни. При обработке поверхности дырочного полу-
проводника парами воды преобладают донорные уровни. При нанесении на по-
верхность полупроводника пленки оксида SiO2 вблизи границы раздела с крем-
нием возникает тонкий переходный слой, образованный положительным зарядом
ионов кремния.
Поверхностные уровни являются причиной возникновения в приповерхностном
слое полупроводника электрического поля, характер и интенсивность которого
зависят от типа и плотности поверхностных уровней. Если на поверхности элек-
тронного полупроводника преобладают донорные уровни, то она заряжается по-
ложительно и к поверхности притягиваются отрицательные заряды, в результате
чего возникает обогащенный электронами приповерхностный слой, концент-
рация электронов в котором выше, чем в объеме полупроводника (рис. 1.59, а),
и происходит изгиб вниз границ энергетических зон.
Рис. 1.59
1.5. Электрофизические свойства полупроводниковых материалов 91
Поверхностная концентрация электронов и дырок в этом случае может быть рас-
считана по формулам (1.42) и (1.43), которые принимают вид
ЕГп ~Eis
= ”iexp ,
KI
А=и,ехр
AT
где EIS — энергетический уровень, соответствующий середине запрещенной зоны
на поверхности полупроводника.
На поверхности полупроводника сохраняется равновесное состояние, то есть
выполняется условие nsps = и?. Поэтому увеличение концентрации электронов
вблизи поверхности сопровождается уменьшением концентрации дырок. Анало-
гичным образом образуется обогащенный дырочный приповерхностный слой при
наличии на поверхности дырочного полупроводника отрицательного поверхност-
ного заряда.
Если на поверхности электронного полупроводника преобладают акцепторные
уровни, то она заряжается отрицательно. При этом электроны выталкиваются с
поверхности вглубь кристалла, в результате чего образуется обедненный элект-
ронами приповерхностный слой, концентрация электронов в котором ниже, чем
в объеме полупроводника (рис. 1.59, б), и границы энергетических зон изгибают-
ся вверх. При очень высокой плотности акцепторных уровней на поверхности
электронного полупроводника может возникнуть инверсный дырочный слой, кон-
центрация дырок в котором выше концентрации электронов (рис. 1.59, в). Анало-
гичный процесс происходит на поверхности дырочного полупроводника при вы-
сокой концентрации донорных уровней.
Наличие дефектов кристаллической структуры ведет к появлению вблизи сере-
дины запрещенной зоны энергетических уровней, через которые происходит
рекомбинация носителей заряда. Таких рекомбинационных центров на поверх-
ности полупроводника больше, чем в объеме, поэтому скорость поверхностной ре-
комбинации больше скорости объемной рекомбинации. При малых размерах кри-
сталла поверхностная рекомбинация существенно уменьшает эффективное время
жизни носителей заряда, определяемое по формуле
1/^эф ~ 1/Tv
где xv — время жизни в объеме полупроводника;
xs время жизни на поверхности полупроводника.
Плотность поверхностных состояний может изменяться с течением времени
из-за испарения или конденсации влаги на поверхности кристалла, возможных
миграций адсорбированных примесей на поверхности и т. п. Эти процессы, при-
водящие к изменению эффективного времени жизни носителей зарядов, могут
являться причиной нестабильности параметров и характеристик полупроводни-
ковых приборов.
92
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
1.6. Контактные явления
в радиоматериал ах
Контактные явления в металлах
Рассмотрим процессы, происходящие при осуществлении контакта двух метал-
лов, обладающих разной работой выхода. Напомним, что под работой выхода
понимают работу,’ затрачиваемую на то, чтобы удалить электрон, находящийся
на уровне Ферми, в бесконечность.
Пусть в изолированном состоянии энергия Ферми, отсчитываемая от дна зоны
проводимости, в металле А характеризуется значением Е$, а в металле В — значени-
ем £° (рис. 1.60, а). Работы выхода, соответственно, имеют значения Е*т и
а	б
Рис. 1.80
При осуществлении контакта таких металлов электроны металла В начинают пе-
реходить на более низкие свободные уровни металла А. При этом металл А заря-
жается отрицательно, а металл В — положительно. Появление этих зарядов вы-
зывает смещение энергетических уровней металлов: в металле А все уровни
сдвигаются вверх, а в металле В — вниз относительно своих положений в исходном
состоянии. Как только непрерывно повышающийся уровень Е$ и непрерывно
понижающийся уровень £° окажутся на одной высоте (рис. 1.60, б), процесс пе-
рехода электронов из одного металла в другой прекратится и между металлами
восстановится динамичное равновесие. При этом между нулевыми уровнями кон-
тактируемых металлов установится разность потенциалов
U^^E^-E^/q.
Эту разность потенциалов, обусловленную разностью работ выхода электронов
из контактируемых металлов, называют внешней контактной разностью потен-
циалов.
1.6. Контактные явления в радиоматериалах
93
В месте Контакта металлов вощцкает двойкой электрический слой толщиной d,
который можно рассматривать как плоский конденсатор, обладающий удельной
емкостью С = e.0/d. Между обкладками конденсатора действует внутренняя кон-
тактная разность потенциалов фк =	-E?)/q . Учтем, что разность потенциа-
лов фк между обкладками и заряд фнаобкладках конденсатореснязаны соотно-
шением С = Q/Фк- Тогда 0/фк = е0/б/, откуда получаем
d = ^
Q '
Толщина двойного слоя d не может быть меньше периода решетки а » 0,3 нм при
Фк = 1. Такой слой может возникнуть при переходе с каждого квадратного метра метал-
ла В в металл А электрического заряда, значение которого Q » 0,885-10'11/ 0,3-10 9«
« ® 3-10"2 Кл, что соответствует переходу п = QJq = 3-10“2/1,6-10"19« 2-1017 элект-
ронов. Поверхностная плотность атомов составляет около 1019 м~2. Полагая, что
каждый поверхностный атом отдает по одному электрону, нетрудно установить,
что для возникновения двойного слоя предельно малой толщины требуется пере-
текание с контактной поверхности, одного металла на контактную поверхность
другого всего лишь 2 % свободных электронов. Столь незначительное изменение
концентрации свободных электронов в контактном слое и малая толщина этого
слоя по сравнению с длиной свободного пробега электронов не оказывают суще-
ственного влияния на электропроводность этого слоя noi сравнению с электропро-
водностью контактирующих металлов.
Электронно-дырочный переход
Электронно-дырочным переходом, или р-п-переходом, называют переходный
слой, возникающий при контакте двух полупроводников с различным типом элек-
тропроводности. Получить р-п-переХод непосредственным соприкосновением
двух полупроводников практически невозможно, так как на их поверхности со-
держится огромное количество примесей, загрязнений и всевозможных дефектов,
резко меняющих свойства полупроводника. Для создания р-п-переходов исполь-
зуют различные технологические приемы, изменяющие тип электропроводности
той или иной области монокристалла. Например, путем диффузии в монокристалл
p-типа донорных примесей можно получить в нем область n-типа (рис. 1,61, а),
расположенную левее сечения Xq.
Широко применяют также выращивание на поверхности кристалла монокристал-
лического слоя, повторяющего кристаллографическую ориентацию кристалла, но
имеющего противоположный тип электропроводности (рис; 1.61, б), такие слои
называют эпитаксиальными. Границу х0, разделяющую п- ир-области монокрис-
талла, называют металлургической границей. Если на границе раздела концент-
рация примесей скачком изменяется от NA к Уа, что имеет место при эпитак-
сиальном наращивании слоев, то такой переход называют резким. Если вблизи
металлургической границы концентрация примеси изменяется плавно, что имеет
место при диффузии примеси, то такой переход называют плавным.
94
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Если п- ир-области каким-либо образом разделены, то их энергетические диаграм-
мы имеют вид, показанный на рис. 1.62, а. В этом случае уровни Ферми разнесе-
ны на величину Епо = EFn - EFp. При осуществлении металлургического контакта
между п- и p-областями (рис. 1.62, б) вследствие различия концентраций однотип-
ных носителей заряда возникают диффузионные потоки электронов из п-области
в p-область и дырок из p-области в n-область. При этом n-область заряжается по-
ложительно, а p-область отрицательно, что приводит к понижению всех энергети-
ческих уровней, в том числе и уровня Ферми в п-области, и повышению их в р-обла-
сти. Диффузия электронов слева направо и дырок справа налево происходит до
тех пор, пока постепенно поднимающийся уровень Ферми в p-области не устано-
вится на одной высоте с постепенно опускающимся уровнем Ферми в п-области.
В результате энергетическая диаграмма примет вид, показанный на рис. 1.62, в, при
этом на границе раздела образуется энергетический барьер, высота которого рав-
на разности уровней Ферми в неконтактируемом состоянии полупроводников:
Ero = EFn-EFp = mn^.	(1.75)
п.
Следствием диффузионного перемещения электронов и дырок является уменьшение
их концентрации вблизи границы раздела хп (рис. 1.62, г), в результате чего между
сечениями хп и хр образуется обедненный подвижными носителями заряда слой, в
котором расположены положительные заряды доноров и отрицательные заряды ак-
цепторов (рис. 1.62, д'). Эти заряды создают внутреннее электрическое поле, препят-
ствующее диффузии электронов и дырок. Значения этих зарядов таковы, что обеспе-
чивают равенство уровней Ферми в контакгируемых областях. Электрическое поле,
создаваемое зарядами доноров и акцепторов, характеризуют высотой потенциально-
го барьера ф^, напряженностью поля &(х) и распределением потенциала ф(х). Высота
потенциального барьера связана с высотой энергетического барьера соотношением
Фко=-—= -Мп^>.	(1.76)
q	nr
1.6. Контактные явления в радиоматериалах
95
Для нахождения распределения потенциала <р(х) и напряженности поля ^(х) вос-
пользуемся уравнением Пуассона:
</2ф(х) _ р(х)	(1.77)
dx2 еое
Учтем, что концентрация подвижных носителей в р-п-переходе существенно
меньше концентрации примесных атомов Nd и ЛГа. Тогда для n-области р(х) = qNd,
а для p-области р(х) = -qN*.
Проинтегрируем уравнение Пуассона раздельно для п- и р-областей.
96
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Дляn-области (х„ < х <х0)	।
8(х) = ^(х-ха).	(1.78)
Е0Е
Для p-области (х0 < х < хр)
#(х) = ^(хр-х).	(1.79)
е0£
То есть распределение напряженности поля в переходе выражается кусочно-линейной
функцией (рис. 1.62, е). Она равна нулю при х > хр и х < ха и максимальна при х=х0:
Сх=^(х0-хп) = ^(хр-х0).	(1.80)
Е0Е	ЕрЕ
Интегрируя S(x) в интервале отхп дох0, получим функцию распределения потен-
циала ф(х) в этой области:
Ф(х) = <р(хп) - (х - хп)2.	(1.81)
2ее0	'
Интегрируя £(х) в интервале от х^ до хр, получим
Ф(х) = <р(хр) + -^-(хр-х)2.	(1.82)
Следовательно, функция ф(х) состоит из двух параболических участков и имеет
точку перегиба при х = х0 (рис. 1.62, ж).
Для нахождения ширины перехода До = (хр - хл) приравняем (1.81) и (1.82) при
х = х0. Тогда, учитывая, что ф(хп) - Ф(хр) =» ф^, получим:
Фко='ё±(х°~Хп)2+ёг(х₽~Хо)2-	(183)
ZCCq	. ZcCq
Учитывая (1.80) и то, что До = (х0 -xn) + (хр - ко), получим:
=	2фк0е£0	= 2фк0Ее0	'
° <№й(х0-хп) <pVa(xp-x0) '	(	'
Отсюда получим:
(1.86)
Следовательно,
* / X / ч /2ФхОЕЕ0 Г 1	1
До = (х0 - хп) + (х - Хо) =	- -° — + —
V	N>
(1.87)
1.6. Контактные явления в радиоматериалах
97
Из уравнений (1.85) и (1.86) следует, что при Nd = N„ выполняется условие х0 - хп =
= хр - хй Такой переход называют симметричным. Если Nd Ф то такой переход
называют несимметричным. В этом случае переход оказывается сдвинутым в об-
ласть с более низкой концентрацией примесей. При Nd » уравнение (1.87)
принимает вид
Л» =	•	(1.87а)
При Nd « Na уравнение (1.87) принимает вид
До = .1^4^.	(1.876)
V
Электроны (и дырки), находясь в хаотическом движении, способны перемещать-
ся через электронно-дырочный переход из одной области полупроводникового
кристалла в другую, создавая потоки носителей заряда, обозначенные на рис. 1.62
цифрами от 1 до 4. Потоки 1 и 3 называют потоками основных носителей заряда
(ПОН), потоки 2 и 4 — потоками неосновных носителей заряда (ПНН). Для ПОН
поле в переходе является тормозящим. Поэтому переходить из n-области в p-об-
ласть могут только .те электроны, энергия которых выше Еср, и, соответственно,
переходить изр-области в n-область могут только те дырки, энергия которых ниже
уровня Ет. Для ПНН поле в переходе является ускоряющим, поэтому все неоснов-
ные носители заряда способны перемещаться из одной области в другую. При
отсутствии на переходе внешнего напряжения ПОН и ПНН уравновешивают друг
друга, поэтому ток через переход равен нулю.
Если к переходу подключено внешнее напряжение плюсом к p-области, то созда-
ваемое им электрическое поле противоположно по направлению внутреннему
электрическому полю. В этом случае потенциальный барьер вр-п-переходе умень-
шается. При противоположной полярности внешнего напряжения потенциаль-
ный барьер повышается. Внешнее напряжение, уменьшающее высоту потенци-
ального барьера вр-п-переходе, называют прямым, а напряжение, повышающее
высоту барьера, — обратным. В дальнейшем прямое напряжение будем считать
положительным, а обратное — отрицательным. Внешнее напряжение практичес-
ки полностью прикладывается непосредственно к р-п-переходу, так как он обед-
нен подвижными носителями зарядов и имеет высокое по сравнению с другими
областями структуры электрическое сопротивление. Поэтому изменение высоты
потенциального барьера равно приложенному напряжению и, и высоту потенци-
ального барьера вр-п-переходе следует определять по формуле
Фк=Фко- «•
Если к р-п-переходу приложено прямое напряжение, то вследствие уменьшения
высоты потенциального барьера возрастает количество основных носителей за-
ряда, перемещающихся черезр-п-переход. В результате появляется большой пря-
мой ток, создаваемый потоками 1 и 3. Если к р-п-переходу приложено обратное
напряжение, то количество основных носителей заряда, перемещающихся через
переход, становится равным нулю, и через переход течет небольшой обратный
98
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
ток, создаваемый потоками неосновных носителей заряда (потоки 2 и 4). Таким
образом, изменяя приложенное кр-п-переходу напряжение, можно изменять ток
и его направление. При изменении приложенного к переходу внешнего напряже-
ния одновременно с изменением высоты потенциального барьера изменяется
ширина перехода. В этом случае в (1.87), (1.87а) и (1.876) вместо <рк0 следует под-
ставлять <рк. При подаче прямого напряжения переход сужается, а при подаче об-
ратного напряжения расширяется.
Вольт-амперная характеристика р-п-перехода
Для того чтобы выяснить, как зависит ток р-п-перехода от приложенного к нему
напряжения, рассмотрим распределение концентрации неосновных носителей
зарядов и токов в областях, прилегающих к р-п-переходу (рис. 1.63, а).
При подаче на р-п-переход прямого напряжения уменьшается высота потен-
циального барьера, возрастают потоки основных носителей зарядов и возника-
ет инжекция электронов в p-область и дырок в n-область. Инжектированные
электроны в соответствии с (1.64) диффундируют в глубь p-области, и их кон-
центрация по мере удаления отсечения хр убывает по экспоненциальному закону
(рис. 1.63, б). То же самое происходит с дырками, инжектированными в п-об-
ласть. Неравномерное распределение концентрации неосновных носителей заря-
да ведет к возникновению токов диффузииудифп(х) иудифр(х), определяемых урав-
нениями (1.72) и (1.73), и рекомбинационных токов jpeKp(x) и j^^x) (рис. 1.63, в).
Уход электронов из n-области (поток 1) вр-область ведет к возникновению тока
1.6. Контактные явления в радиоматериалах
99
проводимости электронов jnpoB.n. Аналогично и p-области возникает ток прово-
димости дырок jnpoBp.
Из приведенных графиков распределения токов следует, что плотность тока че-
рез р-п-переход равна сумме диффузионных токов на его границах:
7 -”7диф.п(“^р)_^7диф.р(“^п)‘
Плотность тока диффузии электронов в сечении хр в соответствии с (1.72) равна
/ (х ) = aD ^Пиз6^
У ДИф.П V* р / Ч^П Дх
(1.88)
Плотность тока диффузии дырок в сечении х„ в соответствии с (1.73) равна

(1.89)
Градиент концентрации электронов в сечении х = хр можно найти, дифференци-
руя (1.64):
<Кб(*)
dx
”иаб(*р)
к
(1.90)
_ Ризб(^р)
Соответственно, градиент концентрации дырок в сечении хп равен
Физб(*)
dx
(1-91)
Избыточная концентрация электронов и дырок на границах р-п-перехода зави-
сит от приложенного напряжения, изменяющего высоту потенциального барье-
ра. При отсутствии внешнего напряжения высота барьера определяется (1.76).
Учитывая, что Nd = па, Na = рр и nf = пррр, (1.76) можно представить в виде
Фк0 = мткА.
пр
Отсюда получаем
“ФкО
п =паехр-^-.
При подаче прямого напряжения потенциальный барьер становится равным
Фк = Фко - ", а концентрация электронов в сечении хр — равной п(хр). Тогда (1.92)
можно представить в виде
(1.92)
/ х	“Фк	- ФкО	U	W
п(хв) - п ехр —— = п_ехр—ехр— = п ехр—.
“т	«т	Ur	UT
Избыточная концентрация электронов равна
п>аС,(хр) = п(хр) - пр = пр ехр£--1 •
(1.93)
100
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Аналогично, избыточная концентрация дырок равна
z \	и t
Рт6М = Ра exp—-1 .
(1.94)
Подставляя (1.93) и (1.94) соответственно в (1.90) и (1.91), а (1.90) и (1.91) — в (1.88)
и (1.89), получим электронную и дырочную составляющие тока в следующем виде:
/ (х ) - -g D"np
Удифф.п \**р/ Ч j-
и л
ехр----1 ,
Удифф.рС-^п) Я J
м
ехр----1 .
(1.95)
(1.96)
Суммируя диффузионные токи, получим уравнение вольт-амперной характери-
стики:
и
J = Jo ехр----1 ,
(1.97)
где
Дпир t дРр°
in ip
Ток у’о называют тепловым током, поскольку он создается неосновными носите-
лями заряда, возникающими в результате тепловой генерации. Знак «минус» ука-
зывает на то, что направление этого тока противоположно положительному на-
правлению оси х.
При Nd»NA тепловой ток создается электронами, генерируемыми в р-области.
В этом случае
]й=-Я—г^
Л1
7о = ~Я
(1.98)
(1.98, а)
При ЛГа » тепловой ток создается дырками, генерируемыми в n-области. Тогда
Jo- Я Т
S.
(1.98, б)
Формулу (1.98) можно преобразовать, умножив числитель и знаменатель первой
дроби на £0, а второй — на £р. Тогда, учитывая, что = Ддп и Д = Ортр > получим
А—
n р
(1.99)
В этом выражении отношения пр/х„ и рп/тр есть не что иное, как скорости генера-
ции электронов и дырок соответственно. Следовательно, тепловой ток создается
только теми неосновными носителями заряда, которые генерируются в объемах
1.6. Контактные явления в радиоматериалах
101
полупроводника, прилегающих к границам р-л-перехода. Величина этих объемов
при площади р-п-перехода, равной единице, равна диффузионной длине неоснов-
ных носителей заряда. Носители заряда, генерируемые за пределами этих объ-
емов, не могут участвовать в создании теплового тока, так как за время жизни
они не в состоянии преодолеть расстояние, превышающее диффузионную длину,
и достичь границы р-п-перехода. При Nd » N3 в (1.99) можно пренебречь вто-
рым слагаемым, а при N3 » Nd — первым.
Зависимость плотности тока от отношения и/иг, соответствующая (1.97), пред-
ставлена на рис. 1.64.
В области прямых напряжений прямой ток многократно превышает обратный и
зависит от напряжения по экспоненциальному закону. Изменение напряжения на
60 мВ изменяет ток примерно в 10 раз. Поэтому целесообразно рассматривать за-
висимость напряжения от тока. Чтобы получить такую зависимость, надо решить
(1.97) относительно напряжения. Тогда
и = мт1п
«о
(1.100)
Контакт вырожденных полупроводников
Вырожденными полупроводниками называют полупроводники, уровень Ферми в
которых находится либо за пределами запрещенной зоны, либо внутри на рас-
стоянии, не превышающем 2-3 кТ, что имеет место при концентрации примеси
порядка 1019-1020 см-3. При столь высокой концентрации примеси происходит
расщепление примесных уровней и образование примесных зон, которые слива-
ются с зоной проводимости в электронном полупроводнике и с валентной зоной
в дырочном полупроводнике. При осуществлении контакта вырожденных полу-
проводников с различным типом электропроводности возникают такие же про-
цессы, что и при осуществлении контакта невырожденных полупроводников, при-
водящие к выравниванию уровней Ферми и образованию электронно-дырочного
перехода, характеризующегося в соответствии с (1.75) и (1.87) высоким энерге-
102
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
тическим барьером и малой шириной До, при этом напряженность поля в перехо-
де превышает 106 В/см. (рис. 1.65, а). Энергетическая диаграмма контакта вы-
рожденных полупроводников отличается от энергетической диаграммы обычного
р-п-перехода перекрытием зоны проводимости электронного полупроводника
с валентной зоной дырочного полупроводника (Evp > Еса), что приводит к вероят-
ности возникновения туннельных переходов.
Туннельные переходы не связаны с преодолением энергетического барьера. Для
их осуществления необходимо, чтобы занятым энергетическим уровням в одной
зоне противостояли свободные энергетические уровни в другой. Если сделать
допущение, что все энергетические уровни, расположенные ниже уровня Ферми,
заняты электронами, а уровни, расположенные выше уровня Ферми, свободны,
то при отсутствии внешнего напряжения туннельные переходы не происходят.
Если к переходу приложить прямое напряжение, то правая часть энергетической
диаграммы сместится вниз относительно левой и занятым уровням зоны прово-
димости будут противостоять свободные уровни валентной зоны, в результате
чего создадутся условия для туннельных переходов из n-области в p-область. По
мере увеличения прямого напряжения будет возрастать поток 5 и, соответствен-
но, прямой туннельный ток. Так будет продолжаться до тех пор, пока потолок
валентной зоны Evp дырочного полупроводника не совпадет с уровнем Ферми
электронного полупроводника (Evp = fFn). При этом поток 5 будет максимальным.
Дальнейшее увеличение прямого напряжения будет смещать уровень Evp ниже
уровня fFn. При этом ширина области перекрытия зон, в пределах которой проис-
ходят туннельные переходы, будет уменьшаться. Поэтому будут уменьшаться по-
ток 5 и прямой туннельный ток. Когда уровень Evp окажется напротив уровня Есп,
туннельные переходы прекратятся. Наряду с туннельными переходами в струк-
туре существуют обычные переходы через потенциальный барьер. По мере роста
прямого напряжения барьер снижается и потоки 1 и 3 возрастают. Прямой ток
создается суммой потоков 1, 3 и 5, поэтому в области прямых напряжений вольт-
амперная характеристика имеет вид, показанный на рис. 1.65, б. На ней имеются
характерные пик и впадина. Чем больше концентрация примесей, тем больше
1.6. Контактные явления в радиоматериалах 103
отношение тока пика 1„ к току впадины 1В. Практически это отношение лежит
в пределах от 5 до 10. При подаче на р-п-переход обратного напряжения энерге-
тический барьер в переходе возрастает, правая часть диаграммы сдвигается вверх
относительно левой, и возникают обратные туннельные переходы (поток 6) с энер-
гетических уровней валентной зоны на свободные уровни зоны проводимости, что
ведет к возрастанию обратного тока.
Контакт полупроводника с металлом
При осуществлении контакта полупроводника с металлом возникает диффузия
носителей заряда из материала с меньшей работой выхода в материал с боль-
шей работой выхода, в результате чего происходит выравнивание уровней Ферми.
В зависимости от соотношения работ выхода полупроводника и металла контакт
между ними может быть выпрямляющим и невыпрямляющим (омическим). Вы-
прямляющий контакт образуется при контакте электронного полупроводника с
металлом при условии, что работа выхода полупроводника Ео„ меньше работы
выхода металла ЕОи, а также при контакте дырочного полупроводника с металлом
при условии, что работа выхода дырочного полупроводника £Ор больше работы
выхода металла ЕОм;
Рассмотрим выпрямляющий контакт электронного полупроводника с металлом.
На рис. 1.66, а представлены энергетические диаграммы полупроводника и металла
при отсутствии контакта между ними. Если эти материалы привести в состояние
контакта, то вследствие обмена носителями заряда произойдет выравнивание уров-
ней Ферми, полупроводник зарядится положительно, а металл отрицательно. При
этом положительный заряд, представляющий собой заряд ионизированных до-
норов, займет в полупроводнике некоторый слой толщиной До, а отрицательный
заряд будет сосредоточен на поверхности металла (рис. 1.66, б). Вследствие этого
энергетическая диаграмма примет вид, показанный на рис. 1.66, в, где представ-
лены графики энергетических плотностей электронов Fn(E) и дырок Fp(E). Под
энергетической плотностью дырок в металле следует понимать энергетическую
плотность свободных энергетических уровней, расположенных ниже уровня Ферми.
При отсутствии внешнего напряжения существуют энергетические барьеры дФ
для электронов и q'F для дырок, при этом в ходе теплового движения происходит
обмен носителями заряда между металлом и полупроводником, при котором потоки
электронов 1 и 2 и потоки дырок 3 и 4 уравновешивают друг друга. Если к контакту
приложить внешнее напряжение плюсом к металлу, а минусом к полупроводнику,
то барьеры снизятся на величину приложенного напряжения и потоки 1 и 3 воз-
растут, а потоки 2 и 4 не изменятся. При противоположной полярности потоки 1
и 3 исчезнут, и через контакт будут перемещаться только небольшие по величине
потоки 2 и 4. Токи, создаваемые потоками носителей заряда, можно определить,
рассматривая процесс обмена носителями заряда как электронную эмиссию:
= *2 = 4 =ЛТ2ехр-|^-,
4 = *4 = гоР = АТ2ехр-^-.
104
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
Тогда
А
= ЛТ2ехр q(?0_ и) = Гехр— -1
£Т	ит
ЛТ2 -^('Ро -U) . ( U /
г3 = АТ ехр * °--= г^ ехр----1
kT	«т	)
Результирующий ток будет равен
1 = »1 + Ъ = 1о ехР--1 >
где io = ion+iop-
Таким образом, рассматриваемый контакт обладает выпрямительными свой-
ствами: он хорошо пропускает ток в прямом направлении и плохо в обратном
1.6. Контактные явления в радиоматериалах
105
направлении. В реальных структурах потоками 3 и 4 можно пренебречь ввиду их
малости. В этом случае инжекции дырок в n-полупроводник не происходит, а за-
ряд электронов, вводимых в металл, сосредоточивается на поверхности металла.
В отсутствии инжекции состоит принципиальное отличие выпрямляющего кон-
такта полупроводника с металлом от обычного электронно-дырочного перехода.
Такой выпрямляющий контакт находит применение в диодах Шотки.
Невыпрямляющий контакт образуется при контакте электронного полупровод-
ника с металлом при условии, что работа выхода полупроводника ЕОп больше ра-
боты выхода металла ЕОи (рис. 1.67, а), а также при контакте дырочного полупро-
водника с металлом при условии, что работа выхода полупроводника меньше
работы выхода металла ЕОм.
т
Е^т
Ерп
Evn
В случае невыпрямляющего контакта электронного полупроводника с металлом
вблизи границы раздела в полупроводнике накапливаются основные носители
заряда (рис. 1.67, б) и образуется обогащенный слой, что сопровождается искрив-
лением вниз границ энергетических зон (рис. 1.67, в). Поэтому в ходе теплового
движения все электроны полупроводника могут переходить в металл (поток 1),
а электроны металла, энергия которых больше Есп, могут переходить в полупровод-
ник (поток 2). При отсутствии внешнего напряжения потоки 1 и 2 уравновеши-
вают друг друга, поэтому ток через контакт равен нулю. Если на контакт подать
106
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
внешнее напряжение плюсом к металлу, а минусом к полупроводнику, то правая
половина энергетической диаграммы сместится вниз относительно левой диа-
граммы и количество электронов, переходящих из полупроводника в металл, воз-
растет, поэтому возрастет прямой ток, создаваемый разностью потоков 1 и 2. При
противоположной полярности внешнего напряжения возрастает переход элект-
ронов из металла в полупроводник (поток 2), поэтому возрастает обратный ток.
Таким образом, рассматриваемый контакт одинаково хорошо пропускает ток в
прямом и обратном направлениях. При этом следует иметь в виду, что ток через
контакт возникает при весьма незначительном приложенном напряжении. Это
объясняется тем, что в отличие от обычного р-л-перехода при и = 0 существуют
большие потоки 1 и 2, компенсирующие друг друга, которые сильно изменяются
при незначительном изменении напряжения, то есть контакт обладает небольшим
омическим сопротивлением. В полупроводниковых приборах невыпрямляющий
контакт металла с полупроводником применяют для осуществления внешних
выводов от полупроводникового кристалла. При этом невыпрямляющий контакт,
обладающий низким сопротивлением, включают последовательно с выпрямляю-
щим р-и-переходом, обладающим высоким сопротивлением. Поэтому практичес-
ки все внешнее напряжение оказывается приложенным к р-и-переходу, и падени-
ем напряжения на невыпрямляющем контакте можно пренебречь.
В микроэлектронике наиболее распространенным металлом для невыпрямля-
ющих контактов является алюминий, работа выхода которого меньше работы
выхода электронного полупроводника. В этом случае для осуществления не-
выпрямляющего контакта электронного полупроводника с металлом поверхность
кремния дополнительно легируют донорами, превращая ее в и+-слой. Концент-
рация электронов в соответствии с (1.42) определяется разностью между уров-
нем Ферми и уровнем Е,. Чем больше концентрация легирующей донорной при-
меси, тем ближе к нижней границе зоны проводимости расположен уровень
Ферми, поэтому энергетическая диаграмма контакта принимает вид, показанный
п	I |Т п+1 1 	L—	1111 9
I
1
Рис. 1.68
1.6. Контактные явления в радиоматвриалах
107
на рис. 1.68. В этом случае снижается барьер дФ0 и возрастают потоки 1 и 2. При
подаче прямого напряжения уменьшается барьер дФ0 и возрастает поток 1, сле-
довательно, увеличивается прямой ток. При подаче обратного напряжения барь-
ер <?Ф0 увеличивается, поток 1 уменьшается и возрастает обратный ток, создавае-
мый разностью потоков 1 и 2. Следовательно, такой контакт одинаково хорошо
пропускает ток в прямом и обратном направлениях, то есть является невыпрям-
ляющим. Чем больше концентрация примеси в и+-области, тем меньше сопротив-
ление контакта. Подобного рода контакты используют во всех полупроводнико-
вых приборах для создания внешних выводов от и-областей приборов.
Гетеропереходы
Гетеропереходом называют переход, образованный между двумя полупроводни-
ками с различной шириной запрещенной зоны. Типичными примерами являют-
ся переходы германий — кремний, германий — арсенид галлия, арсенид галлия —
фосфид галлия и др. Используемые для создания гетеропереходов полупровод-
ники имеют идентичные кристаллические структуры и близкие значения посто-
янной кристаллической решетки.
Рассмотрим в качестве примера энергетическую диаграмму гетероперехода, обра-
зованного полупроводником и-типа с широкой запрещенной зоной и полупровод-
ником p-типа с узкой запрещенной зоной. На рис. 1.69, а показаны энергетичес-
кие диаграммы разделенных полупроводников, а на рис. 1.69, б — энергетическая
диаграмма контакта. При создании контакта полупроводников происходит совме-
щение уровней Ферми, но в отличие от обычного р-и-перехода на металлургичес-
кой границе х0 образуются разрывы &ЕС и A£v, равные разности границ зон прово-
димости и границ валентных зон соответственно. Возникающие вблизи х0 изгибы
границ зон обусловлены образованием обедненных слоев (х0—хп) и (хр—х0), содержа-
щих заряды доноров и акцепторов. Величина изгибов дф01 и ^ср02 равна внутрен-
ней разности потенциалов, образующейся в обедненных слоях. Сумма ф0 = ф01 + ф02
представляет собой контактную разность потенциалов, определяемую разностью
уровней Ферми: ф0 = (fFn - E^)/q. Для гетероперехода величина ф0 нё совпадает
108
Глава 1. Электрофизические свойства радиоматериалов
с высотой потенциальных барьеров для электронов и дырок. Высота потенциаль-
ного барьера для электронов, движущихся из п- вр-область, равна ф0„ = (^-^E^/q,
а для дырок, движущихся изр- в «-область, она равна фОр = Фо+ A#v/<7- В результа-
те для электронов барьер оказывается ниже, чем для дырок, на величину фор-фоп =
= (Af31 - \Ei2)/q. Поэтому при подаче прямого напряжения будет преобладать ин-
жекция электронов в дырочный полупроводник. Аналогичным образом можно
осуществить инжекцию дырок в электронный полупроводник. В этом состоит
принципиальное отличие гетероперехода от обычного р-и-перехода.
В обычных р-п-переходах, как правило, всегда имеет место двусторонняя инжек-
ция неосновных носителей заряда: электроны при подаче на переход прямого на-
пряжения инжектируются в дырочную область полупроводникового кристалла,
а дырки — в электронную. Изменяя концентрацию примеси в дырочной и элект-
ронной областях полупроводникового кристалла, Можно получить разный уро-
вень инжекции. Однако полностью исключить инжекцию неосновных носителей
заряда в какую-либо область кристалла невозможно. Применение гетероперехо-
дов позволяет получить одностороннюю инжекцию и тем самым существенно улуч-
шить параметры полупроводниковых приборов.
Контрольные вопросы
1.	В чем состоит различие между поликристаллами, монокристаллами и аморф-
ными веществами?
2.	Как застраиваются электронные оболочки атомов по мере роста порядкового
номера химического элемента в периодической таблице Д. И. Менделеева?
3.	Поясните основные виды химических связей в материалах.
4.	Поясните структуру кристалла алмаза.
5.	Что такое кристаллографические плоскости и направления?
6.	Как происходит образование энергетических зон?
7.	В чем состоит различие зонных структур проводников, полупроводников и
диэлектриков?
8.	Поясните смысл уровня Ферми.
9.	Как изменяется удельная электрическая проводимость проводников с ростом
температуры и частоты?
10.	Поясните зависимость удельного электрического сопротивления тонких пле-
нок от их толщины.
11.	Что такое удельное поверхностное сопротивление?
12.	Что называется температурным коэффициентом удельного сопротивления?
13.	Что представляют собой композиционные неметаллические проводниковые
материалы?
14.	Как классифицируют проводниковые материалы?
15.	Какие металлические сплавы высокого сопротивления нашли применение в
электронной технике?
Контрольные вопросы
109
16.	Чем различаются мягкие и твердые припои?
17.	Поясните механизм поляризации диэлектриков.
18.	Что такое диэлектрическая проницаемость и как она зависит от частоты и тем-
пературы?
19.	Поясните механизм спонтанной поляризации.
20.	Поясните природу диэлектрических потерь.
21.	Поясните механизм пробоя диэлектриков.
22.	Что представляют собой полимерные материалы?
23.	Что представляют собой пластмассы?
24.	Что представляют собой радиокерамические материалы?
25.	Как классифицируют радиоматериалы по реакции на внешнее магнитное поле?
26.	Что такое ферриты и где они применяются?
27.	Как протекает процесс намагничивания ферромагнетиков?
28.	Что такое магнитная проницаемость?
29.	Поясните природу магнитных потерь.
30.	Приведите примеры магнитомягких материалов и поясните область их при-
менения.
31.	Приведите примеры магнитотвердых материалов.
32.	В чем состоит различие между собственными и примесными полупроводни-
ками?
33.	Как влияет концентрация примеси на положение уровня Ферми.
34.	Как изменяется проводимость полупроводников при изменении температуры?
35.	Что такое время жизни и диффузионная длина неравновесных носителей за-
ряда?
36.	При каких условиях в полупроводнике возникает внутреннее электрическое
поле?
37.	Поясните механизм протекания тока проводимости и тока диффузии.
38.	Как сказывается наличие дефектов кристаллической структуры на энергети-
ческой диаграмме полупроводника? _____
39.	Что такое подвижность носителей заряда и как она зависит от напряженности
электрического поля?
40.	Поясните механизм образования электронно-дырочного перехода.
41.	Как влияет внешнее напряжение на высоту потенциального барьера и ширину
перехода?
42.	От чего зависит концентрация носителей заряда на границах перехода?
43.	Нарисуйте вольт-амперную характеристику перехода и напишите ее уравнение.
44.	Каковы особенности контакта вырожденных полупроводников?
45.	Что такое выпрямляющий и невыпрямляющий контакты полупроводника
с металлом?
46.	В чем состоят особенности гетероперехода?
Глава 2 Пассивные
компоненты
радиоэлектронной
аппаратуры
Современная радиоэлектронная аппаратура (РЭА) содержит огромное количе-
ство радиокомпонентов, то есть самостоятельных (комплектующих) изделий, со-
единенных между собой в соответствии с принципиальной электрической схемой,
обеспечивающей необходимую обработку электрических сигналов. Радиокомпо-
ненты являются неделимой составной частью радиоэлектронной аппаратуры, их
устанавливают при выполнении сборочно-монтажных операций. В качестве
радиокомпонентов выступают транзисторы, резисторы, конденсаторы, катушки
индуктивности и т. д. К радиокомпонентам относятся также интегральные мик-
росхемы (ИМС), которые, в свою очередь, состоят из большого числа радиоэле-
ментов, реализующих функции транзисторов, резисторов и т. д. Понятия «ра-
диоэлемент» и «радиокомпонент» во многом тождественны. Во всяком случае,
функции, выполняемые ими, одинаковы. Транзистор в полупроводниковой ИМС,
выступающий как элемент интегральной схемы, неотделимый от нее, выполня-
ет те же функции, что и дискретный транзистор, выступающий как компонент
радиоэлектронной аппаратуры. Принцип действия радиокомпонентов основан
на взаимодействии с электрическим или магнитным полем, то есть базируется
на электрофизических свойствах радиоматериалов.
Радиокомпоненты делят на две группы: активные и пассивные. К активным ком-
понентам относят транзисторы, электронные лампы, микросхемы и т. д., то есть
такие компоненты, которые способны преобразовывать электрические сигналы и
усиливать их мощность. К пассивным компонентам относят резисторы, конден-
саторы, катушки индуктивности, трансформаторы, коммутационные элементы, то
есть такие компоненты, которые предназначены для перераспределения электри-
ческой энергии. Несмотря на то что ИМС имеют большой удельный вес в РЭА,
пассивные компоненты являются самыми распространенными изделиями элект-
ронной промышленности. В современной РЭА доля дискретных резисторов со-
ставляет от 15 до 50 % всех элементов принципиальной схемы, доля дискретных
2,1, Резисторы
111
конденсаторов составляет около 25 %, практически все катушки индуктивности
и трансформаторы являются дискретными компонентами.
2.1. Резисторы
Резисторы предназначены для перераспределения и регулирования электричес-
кой энергии между элементами схемы. Принцип действия резисторов основан на
способности радиоматериалов оказывать сопротивление протекающему через них
электрическому току. Особенностью резисторов является то, что электрическая
энергия в них превращается в тепло, которое рассеивается в окружающую среду.
Классификация й конструкции резисторов
По назначению дискретные резисторы делят на резисторы общего назначения,
прецизионные, высокочастотные, высоковольтные, высокоомные и специальные.
По постоянству значения сопротивления резисторы подразделяют на постоянные,
переменные и специальные. Постоянные резисторы имеют фиксированную вели-
чину сопротивления, у переменных резисторов предусмотрена возможность из-
менения сопротивления в процессе эксплуатации, сопротивление специальных
резисторов изменяется под действием внешних факторов: протекающего тока или
приложенного напряжения (варисторы), температуры (терморезисторы), освеще-
ния (фоторезисторы) и т. д.
По виду токопроводящего элемента различают проволочные и непроволочные
резисторы. По эксплуатационным характеристикам дискретные резисторы делят
на термостойкие, влагостойкие, вибро- и ударопрочные, высоконадежные и т. д.
Основным элементом конструкции постоянного резистора является резистивный
элемент, который может быть либо пленочным, либо объемным. Величина объем-
ного сопротивления материала определяется количеством свободных носителей
заряда в материале, температурой, напряженностью поля и т. д. и выражается
известным соотношением	'
/? = р~,	(2.1)
s
где р — удельное электрическое сопротивление материала;
I — длина резистивного слоя;
s — площадь поперечного сечения резистивного слоя.
В чистых металлах всегда имеется большое количество свободных электронов,
поэтому они имеют малое р и для изготовления резисторов не применяются. Для
изготовления проволочных резисторов применяют сплавы никеля, хрома и т. д.,
имеющие большое р.
Для расчета сопротивления тонких пленок пользуются понятием удельного по-
верхностного сопротивления ps, под которым понимают сопротивление тонкой
пленки, имеющей в плане форму квадрата. Величина р? связана с величиной р и
112
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
легко может быть получена из (2.1), если принять в ней $ = 8w, где w — ширина
резистивной пленки, 8 — толщина резистивной пленки.
Тогда
К = Р,->
w
(2-2)
Р	 " '
где ps = - — удельйое поверхностное сопротивление, зависящее от толщины плен-
8
ки 8. Если I = w, то R = ps, причем значение сопротивления не зависит от размеров
сторон квадрата.
На рис. 2.1 представлено устройство пленочного резистора. На диэлектрическое
цилиндрическое основание 1 нанесена резистивная пленка 2. На торцы цилиндра
надеты контактные колпачки 3 из проводящего материала с припаянными к ним
выводами 4. Для защиты резистивной пленки от воздействия внешних факторов
резистор покрывают защитной пленкой 5.
Сопротивление такого резистора определяется соотношением
R = ps —,
’ nD
(2-3)
где I — длина резистора (расстояние между контактными колпачками);
D — диаметр цилиндрического стержня.
(2-4)
Такая конструкция резистора обеспечивает получение сравнительно небольших
сопротивлений (сотни ом). Для увеличения сопротивления резистивную пленку 2
наносят на поверхность керамического цилиндра 1 в виде спирали (рис. 2.2).
Сопротивление такого резистора определяется соотношением
п NtzD
R = Ps----,
t-a
где t — шаг спирали;
а — ширина канавки (расстояние между соседними витками спирали);
АГ I
N = - — число витков спирали.
2.1. Резисторы
113
На рис. 2.3 показана конструкция объемного резистора, представляющего собой
стержень 1 из токопроводящей композиции круглого или прямоугольного сече-
ния с запрессованными проволочными выводами 2. Снаружи стержень защищен
стеклоэмалевой или стеклокерамической оболочкой 3. Сопротивление такого ре-
зистора определяется соотношением (2.1).
Постоянный проволочный резистор представляет собой изоляционный каркас, на
который намотана проволока с высоким удельным электрическим сопротивлени-
ем. Снаружи резистор покрывают термостойкой эмалью, опрессовывают пласт-
массой или герметизируют металлическим корпусом, закрываемым с торцов ке-
рамическими шайбами.
Для гибридных ИМС выпускают микромодульные резисторы, представляющие
собой стержень из стекловолокна с нанесенным на поверхность тонким слоем то-
копроводящей композиции. Такие резисторы приклеивают к контактным пло-
щадкам подложек токопроводящим клеем — контактолом.
Резисторы гибридных ИМС изготавливают в виде резистивных пленок, наноси-
мых на поверхность диэлектрической подложки. Эти резисторы могут быть тон-
копленочными (толщина пленки порядка 1 мкм) и толстопленочными (толщина
пленки порядка 20 мкм).
Резисторы полупроводниковых ИМС представляют собой тонкую (толщиной
2-3 мкм) локальную область полупроводника, изолированную от подложки и за-
щищенную слоем SiO2.
114 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Конструкции переменных резисторов гораздо сложнее, чем постоянных. На рис. 2.4
представлена конструкция переменного непроволочного резистора круглой формы.
Этот резистор состоит из подвижной и неподвижной частей. Неподвижная часть
представляет собой пластмассовый круглый корпус 2, в котором смонтирован то-
копроводящий элемент 3, имеющий подковообразную форму. Посредством за-
клепок 6 он крепится к круглому корпусу. Эти заклепки соединены с внешними
выводами 4. Подвижная часть представляет собой вращающуюся ось, с торцом
которой 7 посредством чеканки соединена изоляционная планка 8, на которой
смонтирован подвижный контакт 1 (токосъемник), соединенный с внешним вы-
водом. Угол поворота оси составляет 270° и ограничивается стопором 5. Суще-
ствуют и другие конструкции переменных непроволочных резисторов. Токопро-
водящий элемент в них представляет собой тонкую графитовую, металлическую,
металлооксидную или композиционную пленку.
Переменные резисторы могут иметь разный закон изменения сопротивления в за-
висимости от угла поворота оси (рис. 2.5).
У линейных резисторов (типа А) сопротивление зависит от угла поворота линей-
но. У логарифмических резисторов (тип Б) сопротивление изменяется по лога-
рифмическому закону, а у резисторов типа В — по обратнологарифмическому.
2.1. Резисторы
115
Кроме того, существуют резисторы, у которых сопротивление изменяется по за-
кону синуса (тип И) или косинуса (тип Б).
Некоторые типы переменных резисторов состоят из двух переменных резисторов,
объединенных в единую конструкцию, в которой токосъемники расположены на
общей оси. Существуют переменные резисторы, содержащие выключатель, кон-
такты которого разомкнуты,, если ось резистора повернута в крайнее положение
при вращении против часовой стрелки. При повороте оси по часовой стрелке на
небольшой угол контакты выключателя замыкаются. Некоторые типы резисто-
ров комплектуются специальными стопорящими устройствами, жестко фиксиру-
ющими положение оси.
На рис. 2.6 показана конструкция переменного проволочного резистора с круго-
вым перемещением токосъемника. В пластмассовом корпусе 7 с помощью цанго-
вой втулки 3 укреплена поворотная ось 2, на которой закреплен изоляционный
диск с контактной пружиной (ползуном) 4, скользящей по проводу обмотки 9,
укрепленной на гетинаксовой дугообразной пластине 6. Концы обмотки соедине-
ны с выводами 8, а ползун через контактное кольцо соединен с внешним контакт-
ным лепестком 10. Положение оси может быть зафиксировано стопорной разрез-
ной гайкой 1, а угол поворота оси ограничен выступами корпуса, в которые
упирается планка-ограничитель 5, закрепленная на оси.
116
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Помимо переменных резисторов с круговым перемещением существуют резисто-
ры с прямолинейным перемещением подвижного контакта. В этом случае контакт-
ный ползун укрепляется не на поворотной, а на червячной оси.
Выбор типа резистора (постоянного или переменного) для конкретной схемы
производится с учетом условий работы и определяется параметрами резисторов.
Резистор нельзя рассматривать как элемент, обладающий только активным сопро-
тивлением, определяемым его резистивным элементом. Помимо сопротивления
резистивного элемента он имеет емкость, индуктивность и дополнительные па-
разитные сопротивления. Эквивалентная схема постоянного резистора пред-
ставлена на рис. 2.7. •
На схеме Rr — сопротивление резистивного элемента, RH3 — сопротивление изо-
ляции, определяемое свойством защитного покрытия и основания, RK — сопро-
тивление контактов, Lr — эквивалентная индуктивность резистивного слоя и
выводов резистора, CR — эквивалентная емкость резистора, Ск1 и Ск2 — емкости
выводов. Активное сопротивление резистора определяется соотношением
+ Ъ Жз
RR + К + ^з
(2.5)
Сопротивление RK имеет существенное значение только для низкоомных резис-
торов. Сопротивление Rm практически влияет на общее сопротивление только
высокоомных резисторов. Реактивные элементы определяют частотные свойства
резистора. Из-за их наличия сопротивление резистора на высоких частотах ста-
новится комплексным.
Относительная частотная погрешность определяется соотношением
aR=——100%,	(2.6)
R
где Z — комплексное сопротивление резистора на частоте со.
На практике, как правило, величины L и С неизвестны. Поэтому для некоторых
типов резисторов указывают значение обобщенной постоянной времени ттах, ко-
торая связана с относительной частотной погрешностью сопротивления прибли-
женным уравнением:
« ЗО^т2^.	(2.7)
Частотные свойства непроволочных резисторов значительно лучше, чем прово-
лочных.
2.1. Резисторы -;117
Параметры резисторов
Параметры резисторов характеризуют эксплуатационные возможности примене-
ния конкретного типа резистора в конкретной электрической схеме.
Номинальное сопротивление, Rmu и его допустимое отклонение от номинала ±Д/?
являются основными параметрами резисторов. Номиналы сопротивлений стан-
дартизованы в соответствии с ГОСТ 28884—90. Для резисторов общего назначе-
ния ГОСТ предусматривает шесть рядов номинальных сопротивлений: Е6, Е12,
Е24, Е48, Е96 и Е192. Цифра указывает количество номинальных значений в дан-
ном ряду, которые согласованы с допустимыми отклонениями (табл. 2.1).
Таблица 2.1. Числовые коэффициенты для определения номинальных значений сопротивлений
Е24	Е12	Еб
1,0	1,0	1,0
1,1	—	
1,2	1,2	—
1,3	—	—
1,5	1,5	1,5
1,6	—	—
1,8	1,8 ,	—
2,0	—	—
2,2	2,2	2,2
2,4	—	—
2,7	2,7	—
3,0	—	—
3,3	3,3	3,3
3,6	—	—
3,9	3,9	—
4,3	—	—
4,7	4,7	4,7
5,1	—	—
5,6	5,6	—
6,2	—	—
6,8	6,8	6,8
7,5	—	—
8,2	8,2	—
9,1	—	—
Номинальные значения сопротивлений определяются числовыми коэффициен-
тами, входящими в табл. 2.1, которые умножаются на 10”, где п — целое положи-
тельное число. Так, например, числовому коэффициенту 1,0 соответствуют резис-
торы с номинальным сопротивлением, равным 10,100,1000 Ом и т. д. Допустимые
отклонения от номинала для ряда Е6 составляют ±20 %, для ряда Е12 — ±10 %,
для ряда Е24 — ±5 %. Это значит, что резистор с сопротивлением 1,5 кОм из ряда Е12
может обладать сопротивлением в пределах от 1,35 до 1,65 кОм, а тот же резистор
118 Глава 2, Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
из ряда Е6 — в пределах от 1,2 до 1,8 кОм. Числовые коэффициенты, определя-
ющие номинальные значения сопротивлений, подобраны так, что образуется не-
прерывная шкала сопротивлений, то есть максимально возможное сопротивление
какого-либо номинала совпадает (или несколько больше) с минимальной вели-
чиной сопротивления соседнего более высокого номинала.
Прецизионные резисторы имеют отклонения от номинала ±2 %; ±1 %; ±0,5 %;
±0,2 %; ±0,1 %; ±0,Q5 %; ±0,02 % и ±0,01 %.
Номинальная мощность рассеивания Рном определяет допустимую электрическую
нагрузку, которую способен выдержать резистор в течение длительного времени
при заданной стабильности сопротивления.
Как уже отмечалось, протекание тока через резистор связано с выделением тепла,
которое должно рассеиваться в окружающую среду. Мощность, выделяемая в ре-
зисторе в виде тепла, определяется величиной приложенного к нему напряжения U
и протекающего тока I и равна
Рвыа=Ш.	,	(2.8)
Мощность, рассеиваемая резистором в окружающую среду, пропорциональна раз-
ности температур резистора TR и окружающей среды То:
Рап=^^.	(2.9)
Эта мощность зависит от условий охлаждения резистора, определяемых значе-
нием теплового сопротивления R,, которое тем меньше, чем больше поверхность
резистора и теплопроводность материала резистора.
Из условия баланса мощностей можно определить температуру резистора, что
наглядно показано на рис. 2.8, а.
Т -Т
Если Рвыд = Ротв, то UI = R ° , откуда
Рт
TR = UIR-y + То.	(2.10)
Следовательно, при увеличении мощности, выделяемой в резисторе, возрастает
его температура TR, что может привести к выходу резистора из строя. Для того
чтобы этого не произошло, необходимо уменьшить 7^, что достигается увеличе-
нием размеров резистора. Для каждого типа резистора существует определенная
максимальная температура Тгаах, превышать которую нельзя.
Температура TR, как следует из вышеизложенного, зависит также от темпера-
туры окружающей среды. Если она очень высока, то температура TR может пре-
высить максимальную. Чтобы этого не произошло, необходимо уменьшать мощ-
ность, выделяемую в резисторе (рис. 2.8, б). Для всех типов резисторов в ТУ
оговаривают указанные зависимости мощности от температуры окружающей
среды (рис. 2.8, в). Номинальные мощности стандартизованы (ГОСТ 24013-80
и ГОСТ 10318-80 ) и соответствуют ряду: 0,01; 0;025; 0,05; 0,125; 0,25; 0,5; 1; 1,2; 5;
8; 10; 16; 25; 50; 75; 100; 160; 250; 500.
2d. Резисторы
119
Рис. 2.8
Предельное рабочее напряжение С/Пред определяет величину допустимого напряже-
ния, которое может быть приложено к резистору. Для резисторов с небольшой
величиной сопротивления (сотни ом) эта величина определяется мощностью
резистора и рассчитывается по формуле
=	(2.Ц)
Для остальных резисторов предельное рабочее напряжение определяется конст-
рукцией резистора и ограничивается возможностью электрического пробоя, ко-
торый, как правило, происходит по поверхности между выводами резистора или
между витками спиральной нарезки. Напряжение пробоя зависит от длищя рези-
стора и давления воздуха. При длине резистора не превышающей 5 см оно опре-
деляется по формуле
С/про6аЗО(Ш,
где Р — давление, мм рт. ст.;
I — длина резистора, см.
Значение С/пред указывается в ТУ, оно всегда меньше t/npo6. При испытании резис-
торов на них подают испытательное напряжение {7ИС1„ которое больше С7пред и мень-
ше С/Про6.
Температурный коэффициент сопротивления (ТКС) характеризует относитель-
ное изменение сопротивления при изменении температуры:
АД
а„ =-----
я T^AT
Этот коэффициент может быть как положительным, так и отрицательным. Если
резистивная пленка толстая, то она ведет себя как объемное тело, сопротивле-
ние которого с ростом температуры возрастает. Если же резистивная пленка
тонкая, то она состоит из отдельных «островков», сопротивление такой пленки
с ростом температуры уменьшается, так как улучшается контакт между от-
(2.12)
(2.13)
120
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
дельными «островками». У различных резисторов эта величина лежит в преде-
лах ±(7-12)10-4.
Коэффициент старения Рй характеризует изменение сопротивления, которое вы-
зывается структурными изменениями резистивного элемента за счет процессов
окисления, кристаллизации и т. д:
Рй =-^~.
R R^T
(2.14)
В ТУ обычно указывают относительное изменение сопротивления в процентах
за определенное время (1000 или 10 000 ч).
Коэффициент напряжения К„ характеризует влияние приложенного напряжения
на сопротивление. В некоторых типах резисторов при высоких напряжениях из-
меняется сопротивление. В непроволочных резисторах это обусловлено уменьше-
нием контактного сопротивления между отдельными зернами резистивной плен-
ки. В проволочных резисторах это обусловлено дополнительным разогревом
проволоки при повышенных напряжениях: 
=	,	(2.15)
, «100	. ,, ,
где /?100 — сопротивление резистора при напряжении С/Прсд;
/?10 — сопротивление резистора при напряжении 0,1 С/11ред.
ЭДС шумов резистора. Электроны в резистивном элементе находятся в состоя-
нии хаотического теплового движения, в результате которого между любыми точ-
ками резистивцого элемента возникает случайно изменяющееся электрическое
напряжение и между выводами резистора появляется ЭДС тепловых шумов. Теп-
ловой шум характеризуется непрерывным, широким и практически равномерным
спектром. Величина ЭДС тепловых шумов определяется соотношением
ET=yl4KTRKf,	(2.16)
где К = 1,38-Ю"23 Дж/ К— постоянная Больцмана;
Т — абсолютная температура, К;
R — сопротивление, Ом;
А/ — полоса частот, в которой измеряются шумы.
При комнатной температуре (Г = 300 К)
ET=±jRbf.	(2.17)
О
Если резистор включен на входе высокочувствительного усилителя, то на его
выходе будут слышны характерные шумы. Снизить уровень этих шумов можно,
лишь уменьшив сопротивление R или температуру Т.
Помимо тепловых шумов существует токовый шум, возникающий при прохожде-
нии через резистор тока. Этот шум обусловлен дискретной структурой резистив-
ного элемента. При прохождении тока возникают местные перегревы, в результа-
2,1, Резисторы-121
те которых изменяется сопротивление контактов между отдельными частицами
токопроводящего слоя и, следовательно, флюктуирует (изменяется) значение
сопротивления, что ведет к появлению между выводами резистора ЭДС токовых
шумов Токовый шум, так же как и тепловой, имеет непрерывный спектр, но
интенсивность его увеличивается в области низких частот.
Поскольку значения тока, протекающего через резистор, зависит от значения
приложенного напряжения U, то в первом приближении можно считать
Ei=KlU,	(2.18)
где Kt — коэффициент, зависящий от конструкции резистора, свойств резистив-
ного слоя и полосы частот. Величина Kt указывается в ТУ и лежит в пределах от
0,2 до 20 мкВ/B. Чем однороднее структура, тем меньше токовый шум. У метал-
лопленочных и углеродистых резисторов величина К,<. 1,5 мкВ/B, у композици-
онных поверхностных резисторов К, < 40 мкВ/B, у композиционных объемных
резисторов Kj < 45 мкВ/B. У проволочных резисторов токовый шум отсутствует.
Токовый шум измеряется в полосе частот от 60 др 6000 Гц. Его величина значи-
тельно превышает величину теплового шума.
Система обозначений и маркировка резисторов
До 1968 года обозначение резисторов состояло из букв, отражающих конструк-
тивно-технологические особенности данного типа резистора, например, МЛТ —
металлопленочный лакированный теплостойкий.
С 1968 года в соответствии с ГОСТ 13453-68 постоянные резисторы стали обо-
значаться буквой С, а переменные — буквами СП. По конструкции токонесущей
части резисторы были разделены на шесть групп:
□	непроволочные углеродистые или бороуглеродистые;
□	непроволочные металлопленочные или металлооксидные;
□	непроволочные тонкопленочные композиционные;
□	непроволочные объемные композиционные;
□	проволочные;
□	резисторы для сверхвысоких частот.
Согласно ГОСТ, в обозначении резисторов после букв С или СП стоит цифра,
указывающая номер группы, а затем через дефис — номер конкретной конструк-
ции резистора. Например, обозначение С2-8 означает: резистор постоянный вто-
рой группы, восьмой вариант конструкции.
С 1980 года стала применяться другая система обозначений, также состоящая из
трех элементов:
□	первый элемент — буквенный: Р — постоянный резистор, РП — переменный
резистор, PH — набор резисторов;
□	второй элемент — цифра: 1 — непроволочный резистор, 2 — проволочный ре-
зистор;
□	третий элемент — цифра, обозначающая разновидность конструкции.
122
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Например, Р2-15 означает: резистор постоянный, проволочный, 15-й вариант кон-
струкции.
В конструкторской документации помимо типа резистора указывают номиналь-
ную мощность, номинальное сопротивление, допуск на сопротивление и ряд дру-
гих параметров.
На принципиальных схемах резисторы изображают в виде прямоугольника с ука-
занием сопротивления, мощности и порядкового номера (рис. 2.9).
а
б
а
Рис. 2.9
Мощность указывают наклонными, продольными или поперечными линиями
внутри прямоугольника: a — 0,125 Вт; б — 0,25 Вт; в — 0,5 Вт; г — 1 Вт; д — 2 Вт.
Изображение переменных резисторов показано на рис. 2.9, е, а подстроечных —
на рис. 2.9, ж.
Основные параметры резисторов указывают на его корпусе, но для миниатюрных
резисторов не хватает места на корпусе, поэтому ГОСТ 11076—69 предусматри-
вает сокращенную буквенно-кодовую маркировку. При такой маркировке вместо
запятой в наборе цифр, означающих номинальное значение сопротивления, ста-
вят букву, указывающую, в каких единицах выражено сопротивление: R (или Е) —
в омах, К — в килоомах, М — в мегаомах, G — в гигаомах, Т — в тераомах, При
этом ноль, стоящий до или после запятой, не ставят. После указания величины
номинального сопротивления ставят букву, обозначающую допуск, в соответ-
ствии с табл. 2.2.
В последние годы в соответствии с СТ СЭВ 1810—79 стала применяться между-
народная система обозначений в соответствии с табл. 2.3.
Например, резистор с сопротивлением 0,47 кОм и допуском ±20 % маркируют
К47В или К47М.
Таблица 2.2. Маркировка резисторов по ГОСТ 11076—69
Допустимое отклонение, %	±0,1 ±0,2 ±0,5	±1	±2	±5 ±10 ±20 ±30
Обозначение	ЖУД РЛИСВФ
Таблица 2.3. Маркировка резисторов по СТ СЭВ 1810—79
Допустимое отклонение, %	±0,001	±0,002 ±0,005 ±0,01 ±0,02				±0,05
Обозначение	Е	L	R	Р	и	X
Допустимое отклонение, %	±0,1	±0,25	±0,5	±1	±2	±5	±10 ±20 ±30
Обозначение	в	С	D	F	G	I К М N
2.1. Резисторы
123
Помимо буквенно-цифровой применяется цветовая индексация номинального
сопротивления и допуска на корпусе резистора (ГОСТ 28883—90). Вблизи одно-
го из торцов корпуса наносят 4 цветных полоски: первая обозначает первую циф-
ру номинала, вторая — вторую цифру номинала, третья — множитель; четвертая —
величину допуска, цвет полосок стандартизован.
Конструктивно-технологические разновидности
резисторов
В зависимости от конкретных условий работы в РЭА применяются различные
типы резисторов.
Непроволочные тонкослойные постоянные резисторы. У резисторов группы С1
токопроводящий слой представляет собой пленку пиролитического углерода, а у
резисторов группы С2 — пленку сплава металла или оксида металла. Эти резис-
торы являются резисторами широкого применения с допусками ±5, ±10 или ±20 %
и мощностью от 0,125 до 2 Вт. Помимо резисторов С1 и С2 к этой категории резис-
торов относятся резисторы типов МЛТ, МТ и ВС.
Поскольку металл обладает более высокой теплостойкостью, чем углерод, то рези-
сторы С2 при равной мощности имеют меньшие, чем С1, габариты. Резисторы С2
обладают более высокой стабильностью при циклических изменениях темпера-
туры. Недостатком металлопленочных резисторов является небольшая стойкость
к импульсной нагрузке и меньший частотный диапазон, чем у углеродистых.
Объясняется это тем, что токопроводящий слой у металлопленочных резисторов
толще, чем у углеродистых резисторов, поэтому увеличивается паразитная ем-
кость между витками резистивной спирали. На основе резисторов С2 создаются
также прецизионные резисторы с допусками ±(0,1-1) %. Прецизионные резисто-
ры имеют большие габариты, чем резисторы общего применения. Это облегчает
тепловые режимы и повышает стабильность свойств проводящего слоя.
Композиционные резисторы. У этих резисторов токопроводящий материал получа-
ют путем смешивания проводящего компонента (графита или сажи) со связующи-
ми компонентами, наполнителем, пластификатором и отвердителем. В резисто-
рах группы СЗ полученную композицию наносят на поверхность изоляционного
основания, а в резисторах группы С4 спрессовывают в виде объемного цилиндра
или параллелепипеда. В зависимости от состава композиционные материалы име-
ют очень широкий диапазон удельных сопротивлений. Объемные композицион-
ные резисторы С4 имеют прямоугольную форму и предназначены для установки
на печатных платах. Они обладают высокой теплостойкостью (до 350 °C) и име-
ют небольшие габариты. Недостатком композиционных резисторов является вы-
сокий уровень токовых шумов, что объясняется крупнозернистой структурой про-
водящего материала.
Проволочные постоянные резисторы. Для изготовления этих резисторов исполь-
зуют провод из специальных сплавов, имеющих высокое удельное сопротивление,
хорошую теплостойкость и малый температурный коэффициент сопротивления.
Эти резисторы обладают очень высокой допустимой мощностью рассеивания
(десятки ватт) при относительно небольших размерах, высокой точностью и
124 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
хорошей температурной стабильностью. Так как резисторы изготавливают путем
намотки провода на каркас, то они имеют большую индуктивность и собствен-
ную емкость. Для уменьшения индуктивности применяют бифилярную намотку,
при которой обмотку резистора выполняют сдвоенным проводом, благодаря чему
поля расположенных рядом витков направлены навстречу друг другу и вычита-
ются. Уменьшение индуктивности достигается также путем намотки на плоский
каркас. Недостатком бифилярной намотки является большая собственная емкость.
Для получения малых индуктивности и емкости применяют разбивку обмотки
на секции, в каждой из которых поочередно меняется направление намотки. Про-
волочные резисторы значительно дороже тонкопленочных, поэтому применяют
их в тех случаях, когда характеристики тонкопленочных резисторов не удовлет-
воряют предъявляемым требованиям.
Высокочастотные резисторы и резисторы СВЧ. Эти резисторы обладают неболь-
шими собственными индуктивностью и емкостью, что обеспечивается отсутстви-
ем спиральной нарезки, но при этом сопротивление не превышает 200-300 Ом.
Однако это не является недостатком, так как на СВЧ высокие номиналы сопро-
тивлений не применяют. В ряде случаев высокочастотные резисторы изготавли-
вают без проволочных выводов и эмалевого покрытия, что уменьшает паразит-
ную индуктивность и шунтирующее действие диэлектрика. На сверхвысоких
частотах применяют резисторы группы С6, способные работать на частотах до
10 ГГц. К категории высокочастотных относятся также резисторы типов: С2-11,
С2-34, МОН (металлоокисидные незащищенные) и МОУ (металлоокисидные
ультравысокочастотные). На высоких частотах находят применение, кроме того,
микропроволочные малогабаритные резисторы типа С5-32 Т, имеющие длину
6 мм, диаметр 2,6 мм и паразитную индуктивность не более 0,1 мкГн. Эти резис-
торы имеют мощность 0,125 Вт и номинальное сопротивление от 0,24 до 300 Ом
с точностью 0,5; 1; 2 и 5 %.
Специальные резисторы
К категории специальных резисторов относят резисторы, сопротивление которых
зависит от внешних факторов: температуры, освещенности, магнитного поля и т. д.
Варисторы — полупроводниковые резисторы, сопротивление которых зависит от
приложенного к ним напряжения. Варисторы изготавливают путем спекания кри-
сталлов карбида кремния и связующих веществ. В готовой структуре варистора
между кристаллами кремния существуют мельчайшие зазоры. При приложении
к варистору внешнего напряжения происходит перекрытие этих зазоров, в резуль-
тате чего сопротивление варистора уменьшается. Типичный вид вольт-амперной
характеристики показан на рис. 2.10.
Параметрами варистора являются:
□	номинальное напряжение J7HOM;
□	номинальный ток 1Иои;
□	статическое сопротивление R =	;
2.1. Резисторы
125
□	дифференциальное сопротивление гдиф =
du
di ’
R
□	коэффициент нелинейности Р =-------
л*
диф
Поскольку сопротивление варисторов значительно меняется с* изменением при-
ложенного напряжения, то они находят применение в качестве регулирующих
элементов в устройствах автоматики. В обозначении варисторов содержатся бук-
вы СН (сопротивление нелинейное).
Терморезисторы — это полупроводниковые резисторы, сопротивление которых
меняется в зависимости от температуры (рис. 2.11, а). Вследствие нелинейности
температурной характеристики вольт-амперная характеристика(ВАХ) будет так-
же нелинейной (рис. 2.11, б). При малых токах ВАХ практически линейна (учас-
ток ОМ), поскольку мощность, выделяемая в терморезисторе, недостаточна для
того, чтобы заметно нагреть его. При больших токах сопротивление резистора
уменьшается, что сопровождается уменьшением напряжения на нем.
Параметрами терморезистора являются:
□	номинальное сопротивление 7?н при Г = 20 °C;
□	температурный коэффициент сопротивления ТКС;
□	максимально допустимая мощность рассеивания Ртах;
126 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
□ постоянная времени т, численно равная времени, в течение которого темпе-
ратура резистора при перенесении его из воздушной среды с температурой О °C
в воздушную среду с температурой 100 °C изменяется на 63 %.
Терморезисторы используют в системах измерения и регулирования температу-
ры. В обозначении терморезисторов содержатся буквы СТ.
Фоторезисторы — это полупроводниковые резисторы, сопротивление которых
меняется под воздействием света. Они используются в качестве датчиков осве-
щенности в системах телеметрии.
Тензорезисторы — это резисторы, сопротивление которых изменяется под влия-
нием механических воздействий.
Магниторезисторы — это резисторы с резко выраженной зависимостью электри-
ческого сопротивления от магнитного поля. Свойства магниторезисторов оцени-
вают магниторезистивным отношением, которое показывает, во сколько раз из-
меняется сопротивление магниторезистора при помещении его в магнитное поле
с индукцией 0,5 Т (или 1 Т).
2.2. Конденсаторы
Принцип действия конденсаторов основан на способности накапливать электри-
ческие заряды на металлических обкладках при приложении к ним напряжения.
Количественной мерой способности накапливать электрические заряды являет-
ся емкость конденсатора. В простейшем случае конденсатор представляет собой
две металлические пластины, разделенные слоем диэлектрика. Емкость такого
конденсатора [пФ]
С = 0,0885	(2.19)
а
где е — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика (е > I);
S — площадь обкладок конденсатора, [см2];
d— расстояние между обкладками, [см].
Конденсаторы широко используют в РЭА для самых различных целей. На их
долю приходится примерно 25 % всех элементов принципиальной схемы.
Классификация и конструкции конденсаторов
Конденсаторы делят на конденсаторы общего назначения и конденсаторы специ-
ального назначения. Конденсаторы общего назначения делят на низкочастотные
и высокочастотные. К конденсаторам специального назначения относят высо-
ковольтные, помехоподавляющие, импульсные, дозиметрические, конденсаторы
с электрически управляемой емкостью (варикапы, вариконды) и др.
По назначению конденсаторы подразделяют на контурные, разделительные, бло-
кировочные, фильтровые и т. д., а по характеру изменения емкости — на постоян-
2.2. Конденсаторы
127
ные, переменные и полупеременные (подстроечные). По материалу диэлектрика
различают три вида конденсаторов: с твердым, газообразным и жидким диэлект-
риком. По способу крепления различают конденсаторы для навесного и печатно-
го монтажа, для микромодулей и микросхем. Рассмотрим типичные конструкции
конденсаторов.
Пакетная конструкция применяется в слюдяных, стеклоэмалевых, стеклокера-
мических и некоторых типах керамических конденсаторов и представляет со-
бой пакет чередующихся металлических и диэлектрических пластин или тонких
пленок. На рис 2.12 показана конструкция слюдяного конденсатора. На пла-
стины слюды 1 толщиной около 0,04 мм напыляют металлические обкладки 2,
которые соединяются в общий контакт полосками фольги 3. Собранный пакет
опрессовывается обжимами 4, к которым присоединяются гибкие выводы 5, и
покрывается влагозащитной эмалью. Количество пластин в пакете достигает 100.
Рис. 2.12
Емкость такого конденсатора зависит от числа пластин в пакете [пФ]
С = 0,0885^(п -1).	(2.20)
а
Трубчатая конструкция (рис. 2.13) характерна для высокочастотных трубчатых
конденсаторов и представляет собой керамическую трубку 1 с толщиной стенок
около 0,25 мм, на внутреннюю и внешнюю поверхность которой нанесены сереб-
ряные обкладки 2 и 3. Для присоединения гибких проволочных выводов 4 внут-
реннюю обкладку выводят на внешнюю поверхность трубки и создают между ней
и внешней обкладкой изолирующий поясок 5. Снаружи на трубку наносят защит-
ную пленку из изолирующего материала.
128
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Емкость такого конденсатора:
е/
С = 0,241-^-	(2.21)
lg
Л
где I — длина перекрывающейся части обкладок, см;
Di и D2 — наружный и внутренний диаметры трубки.
Дисковая конструкция (рис. 2.14) характерна для высокочастотных керамических
конденсаторов: на керамический диск 1 с двух сторон наносят серебряные обклад-
ки 2 и 3, к которым присоединяют гибкие выводы 4. Емкость такого конденсатора
определяется площадью обкладок и рассчитывается по формуле (2.19).
Литая секционированная конструкция (рис. 2.15) характерна для монолитных
многослойных керамических конденсаторов, получивших в последние годы ши-
рокое распространение, в том числе в ИМС.
Рис. 2.15
2.2. Конденсаторы
129
Такие конденсаторы изготовляют путем литья горячей керамики, в результа-
те которого получают керамическую заготовку 1 с толщиной стенок около
100 мкм и прорезями (пазами) 2 между ними, толщина которых составляет по-
рядка 130-150 мкм. Затем эту заготовку окунают в серебряную пасту, которая
заполняет пазы, после чего осуществляют вжигание серебра в керамику. В ре-
зультате образуются две группы серебряных пластин, расположенных в пазах
керамической заготовки, к которым припаивают гибкие выводы. Снаружи всю
структуру покрывают защитной пленкой. В конденсаторах, предназначенных
для установки в гибридных ИМС, гибкие выводы отсутствуют, они содержат
торцевые контактные поверхности, которые присоединяются к контактным пло-
щадкам ГИС.
Рулонная конструкция (рис. 2.16) характернадля бумажных пленочных низкочас-
тотных конденсаторов, обладающих большой емкостью. Бумажный конденса-
тор образуется путем свертывания в рулон бумажной ленты 1 толщиной около
5-6 мкм и ленты из металлической фольги 2 толщиной около 10-20 мкм. В ме-
таллобумажных конденсаторах вместо фольги применяют тонкую металлическую
пленку толщиной менее 1 мкм, нанесенную на бумажную ленту.
Рис. 2.16
Рулон из чередующихся слоев металла и бумаги не обладает механической жест-
костью и прочностью, поэтому его размещают в металлическом корпусе, являю-
щемся механической основой конструкции.
Емкость таких конденсаторов:
еЫ
С = 0,1768	(2.22)
а
где b — ширина ленты;
/ — длина ленты;
d — толщина бумаги.
Емкость бумажных конденсаторов достигает 10 мкФ, а металлобумажных — 30 мкФ.
Конденсаторы гибридных ИМС представляют собой трехслойную структуру: на
диэлектрическую подложку наносят металлическую пленку, затем диэлектричес-
кую пленку и снова металлическую пленку. В качестве конденсаторов полупровод-
никовых ИМС используют один из электронно-дырочных переходов транзистора
130
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
или МДП-структуру, в которой роль нижней обкладки конденсатора выполняет
полупроводниковая подложка (П), роль диэлектрика (Д) — слой оксида кремния
SiO2 и роль верхней обкладки конденсатора — металлическая пленка (М).
Подстроечные (полупеременные) конденсаторы. Особенностью этих конденса-
торов является то, что их емкость изменяется в процессе регулировки РЭА, а в
процессе эксплуатаций их емкость должна сохраняться постоянной и не изме-
няться под воздействием вибрации и ударов. Они могут быть с воздушным или
твердым диэлектриком. На рис. 2.17 показано устройство подстроечного конден-
сатора с твердым диэлектриком типа КПК (конденсатор подстроечный керами-
ческий). Такой конденсатор состоит из основания 2 (статора) и вращающего дис-
ка 1 (ротора). На основание и диск напылены серебряные пленки полукруглой
формы. При вращении ротора изменяется площадь перекрытия пленок, а сле-
довательно, емкость конденсатора. Как правило, минимальная емкость (когда
пленки не перекрыты) составляет несколько пикофарад, а при полном перекры-
тии пленок емкость конденсатора будет максимальной — несколько десятков
пикофарад. От ротора и статора сделаны внешние выводы 3 и 4. Плотное приле-
гание ротора к статору обеспечивается прижимной пружиной 5.
Рис. 2.17
На рис. 2.18 показано устройство подстроечного конденсатора с воздушным ди-
электриком. На керамическом основании 1 установлены колонки 2 для крепления
пластин статора 3. Пластины ротора 4 закреплены на оси ротора 5. Посредством
пружины-токосъема 6 ротор подключается к соответствующим точкам принци-
пиальной схемы. Крепление конденсатора осуществляется с помощью колонок 7,
имеющих внутреннюю резьбу.
2.2» Конденсаторы.
131
Рис. 2.18
Конденсаторы переменной емкости. Емкость этих конденсаторов может плавно
изменяться в процессе эксплуатации РЭА, например для настройки колебатель-
ных контуров. Так же как и подстроечный конденсатор, конденсатор переменной
емкости состоит из статора и ротора, но, в отличие от подстроечного, количество
роторных и статорных пластин велико, что необходимо для получения максималь-
ной емкости порядка 500 пФ. Как правило, эти конденсаторы имеют воздушный
диэлектрик. На рис. 2.19 показано устройство трехсекционного конденсатора пе-
ременной емкости. Каждая секция служит для настройки своего колебательного
контура. Такие конденсаторы применяют в радиоприемной аппаратуре. Конст-
руктивной основой является корпус 4, содержащий валики крепления 7 и планку
крепления 9, в котором размещены статорная и роторная секции. Статорная сек-
ция 5 изолирована от корпуса, а роторная секция 1 состоит из неразрезных (внут-
ренних) пластин Ии разрезных (внешних) пластин 10. Отгибая или подгибая
часть сектора внешней пластины, можно изменять емкость в небольших пределах,
что бывает, необходимо в процессе заводской настройки аппаратуры. Роторные
пластины закреплены на оси 2. Плавность вращения оси обеспечивается шарико-
вым подшипником 3 и подпятником 8. На корпусе конденсатора около каждой
роторной секции установлены специальные пружины-токосъемы 6, которые плот-
но прижимаются к ротору. Посредством токосъемов производится подключение
роторных секций к соответствующим точкам схемы аппаратуры.
132
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Параметры конденсаторов
Основными параметрами конденсатора являются емкость и рабочее напряжение.
Кроме того, свойства конденсаторов характеризуют рядом паразитных параметров.
Номинальная емкрстъ С}Юи и допустимое отклонение от номинала ±ДС. Номиналь-
ные значения емкости Сном высокочастотных конденсаторов так же, как и номи-
нальные значения сопротивлений, стандартизованы и определяются рядами Е6,
Е12, Е24 и т. д. (см. табл. 2.1). Номинальные значения емкости электролитичес-
ких конденсаторов определяются рядом: 0,5; 1; 2; 5; 10; 20; 30; 50; 100; 200; 300;
500; 1000; 2000; 5000 мкФ.
Номинальные значения емкости бумажных пленочных конденсаторов определя-
ются рядом: 0,5; 0,25; 0,5; 1; 2; 4; 6; 8; 20; 20; 40; 60; 80; 100; 200; 400; 600; 800;
1000 мкФ.
По отклонению от номинала конденсаторы разделяют на классы (табл. 2.4).
Таблица 2.4. Классы точности конденсаторов
Класс	0,01	0,02	0,05	00	0	I	II	Ш	IV	V	VI
Допуск, %	±0,1	±0,2	±0,5	±1	±2	±5	±10	±20	-10 +20	-20 +30	-20 +50
Конденсаторы I, II и III классов точности являются конденсаторами широкого
применения и соответствуют рядам Е24, Е12 и Е6.
В зависимости от назначения в РЭА применяют конденсаторы различных клас-
сов точности. Блокировочные и разделительные конденсаторы обычно выбира-
ют по II и III классам точности, контурные конденсаторы обычно имеют 1, 0 или
00 классы точности, а фильтровые — IV, V и VI классы точности.
Электрическая прочность конденсаторов характеризуется значением напряжения
пробоя и зависит в основном от изоляционных свойств диэлектрика. Все конден-
саторы в процессе изготовления подвергают воздействию испытательного напря-
2.2. Конденсаторы
133
жения в течение 2-5 с. В технической документации указывают номинальное
напряжение, то есть такое максимальное напряжение, при котором конденсатор
может работать длительное время при соблюдении условий, указанных в техни-
ческой документации. Для повышения надежности РЭА конденсаторы использу-
ют при напряжении, которое меньше номинального.
Стабильность емкости,определяется ее изменением под воздействием внешних
факторов. Наибольшее влияние на емкость оказывает температура. Ее влияние
оценивают температурным коэффициентом емкости (ТКЕ)\
ЛС
аг =----
с С0ДГ
(2.23)
Изменение емкости обусловлено изменением линейных размеров обкладок кон-
денсатора и диэлектрика, но в основном изменением диэлектрической проницае-
мости диэлектрика.
У высокочастотных конденсаторов величина ТКЕ не зависит от температуры и
указывается на корпусе конденсатора путем окраски корпуса в определенный цвет
и нанесения цветной метки.
У низкочастотных конденсаторов температурная зависимость емкости носит
нелинейный характер. Температурную стабильность этих конденсаторов оце-
нивают величиной предельного отклонения емкости при крайних значениях
температуры. Низкочастотные конденсаторы разделены на три группы по ве-
личине температурной нестабильности: Н20 — ±20 %; НЗО — ±30 %; Н90 —
+50-90 %.
Стабильность конденсаторов во времени характеризуется коэффициентом ста-
рения
содг
Потери энергии в конденсаторах обусловлены электропроводностью и поляриза-
цией диэлектрика (см. подраздел «Диэлектрические потери* раздела «Электро-
физические свойства диэлектрических материалов* в главе 1). Их характеризу-
ют тангенсом угла диэлектрических потерь tg 5. Конденсаторы с керамическим
диэлектриком имеют tg 5 = 10-4, конденсаторы со слюдяным диэлектриком —
10~4, с бумажным — 0,01-0,02, с оксидным — 0,1-1,0.
(2-24)
Система обозначений и маркировка
конденсаторов
В настоящее время принята система обозначений конденсаторов постоянной ем-
кости, состоящая из ряда элементов: на первом месте стоит буква К, на втором
месте — двузначное число, первая цифра которого характеризует тип диэлект-
рика, а вторая — особенности диэлектрика или эксплуатации (табл. 2.5), затем
через дефис ставится порядковый номер разработки.
134
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Таблица 2.5. Система обозначений конденсаторов
Обозначение	Тип конденсатора
К10 К15 К20 К21 К22 К23 К31 К32 К40 К41 К42 К50 К51 К52 К53 К54 К60 К61 К71 К72 К73 К75 К7б К77	Керамический низковольтный (4/^ < 1600 В) Керамический высоковольтный (и?* > 1600 В) Кварцевый Стеклянный Стеклокерамический Стеклоэмалевый Слюдяной малой мощности Слюдяной большой мощности Бумажный низковольтный (6^ < 2 кВ) с фольговыми обкладками Бумажный высоковольтный (U^ > 2 кВ) с фольговыми обкладками Бумажный с металлизированными обкладками Электролитический фольговый алюминиевый Электролитический фольговый танталовый, ниобиевый и др. Электролитический объемно-пористый Оксидно-полупроводниковый Оксидно-металлический С воздушным диэлектриком Вакуумный Пленочный полистирольный Пленочный фторопластовый Пленочный полиэтилентерефталатный Пленочный комбинированный Лакопленочный Пленочный поликарбонатный
Например, обозначение К10-17 означает керамический низковольтный конден-
сатор с порядковым номером разработки 17. Кроме того, применяют обозначения,
указывающие на конструктивные особенности: КСО — конденсатор слюдяной оп-
рессованный, КЛГ — конденсатор литой герметизированный, КТ — керамический
трубчатый и т. д.
Подстроечные конденсаторы обозначают буквами КТ, переменные — буквами КП.
Затем следует цифра, указывающая тип диэлектрика: 1 — вакуумные; 2 — воз-
душные; 3 — газонаполненные; 4 — твердый диэлектрик; 5 — жидкий диэлектрик.
В конструкторской документации помимо типа конденсатора указывают емкость,
рабочее напряжение и ряд других параметров. Например, обозначение КП2 озна-
чает конденсатор переменной емкости с воздушным диэлектриком, а обозначение
КТ4 — подстроечный конденсатор с твердым диэлектриком.
На принципиальных схемах конденсаторы обозначают в виде двух параллельных
черточек и дополнительных элементов. На рис. 2.20, а показан конденсатор по-
стоянной емкости, на рис. 2.20, б — полярный (электролитический) конденсатор,
на рис. 2.20, в — конденсатор переменной емкости, на рис. 2.20, г — подстроечный
конденсатор, на рис. 2.20, д — варикап, на рис. 2.20, е — вариконд.
2.2. Конденсаторы
135
а б в г д е
Рис. 2.20
На принципиальных схемах около конденсатора ставится буква С с порядковым
номером конденсатора, например С26, и указывается емкость. Около подстро-
ечных и переменных конденсаторов указывают минимальную и максимальную
емкости. Например, обозначения 5...25 означают, что емкость изменяется от 5
до 25 пФ.
На корпусе конденсатора указывают его основные параметры. В малогабаритных
конденсаторах применяют сокращенную буквенно-кодовую маркировку. При
емкости конденсатора менее 100 пФ ставят букву П. Например, 33 П означает,
что емкость конденсатора составляет 33 пФ. Если емкость лежит в пределах от
100 пФ до 0,1 мкФ, то ставят букву Н (нанофарада). Например, 10 Н означает
емкость в 10 нФ или 10 000 пФ. При емкости более 0,1 мкФ ставят букву М, на-
пример, 10 М означает емкость в 10 мкФ. Слитно с обозначением емкости указы-
вают буквенный индекс, характеризующий класс точности. Для ряда Е6 с точно-
стью ±20 % ставят индекс В, для ряда Е12 — индекс С, а для ряда Е24 — индекс И.
Например, маркировка 1Н5С означает конденсатор емкостью 1,5 нФ (1500 пФ),
имеющий отклонение от номинала ±10 %.
Основные разновидности конденсаторов
В РЭА применяют большое количество различных типов конденсаторов посто-
янной емкости. Рассмотрим их основные особенности.
Керамические конденсаторы. Эти конденсаторы широко применяют в высокочас-
тотных цепях. Основой конструкции керамического конденсатора является заго-
товка из керамики, на две стороны которой нанесены металлические обкладки.
Конструкция может быть секционированной, трубчатой или дисковой. Эти
конденсаторы нетрудоемки в изготовлении и дешевы. Для изготовления конден-
саторов применяют керамику с различными значениями диэлектрической про-
ницаемости (е > 8) и температурного коэффициента, который может быть как по-
ложительным, так и отрицательным. Численные значения ТКЕ лежат в пределах
от -2200-Ю"6 до +10010*в1/°С. Применяя параллельное включение конденсато-
ров с разными знаками ТКЕ, можно получить достаточно высокую стабильность
результирующей емкости.	<
Промышленность продолжает выпускать несколько разновидностей ранее разра-
ботанных керамических конденсаторов:
□	КЛГ — керамические литые герметизированные;
□	КЛС — керамические литые секционированные;
□	КМ — керамические малогабаритные пакетные;
□	КТ — керамические трубчатые;
136 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
□	КТП — керамические трубчатые проходные;
□	КО — керамические опорные;
□	КДУ — керамические дисковые;
□	КД О — керамические дисковые опорные.
Новые разработки керамических конденсаторов обозначают К10, они предназна-
чены для использования в качестве компонентов микросхем и микросборок. Кон-
денсаторы типа К15 могут работать при напряжениях более 1600 В.
Стеклянные, стеклокерамические и стеклоэмалевые конденсаторы. Эти конденса-
торы, как и керамические, относят к категории высокочастотных. Они состоят из
тонких слоев диэлектрика, на которые нанесены тонкие металлические пленки.
Для придания конструкции монолитности такой набор спекают при высокой
температуре. Эти конденсаторы обладают высокой теплостойкостью и могут
работать при температуре до 300 °C. Существуют три разновидности таких кон-
денсаторов:
□	К21 — стеклянные;
□	К22 — стеклокерамические;
□	К23 — стеклоэмалевые.
Стеклокерамика имеет более высокую диэлектрическую проницаемость, чем стек-
ло. Стеклоэмаль обладает более высокой электрической прочностью.
Слюдяные конденсаторы. Эти конденсаторы имеют пакетную конструкцию, в ко-
торой в качестве диэлектрика используют слюдяные пластинки толщиной от 0,02
до 0,06 мм, диэлектрическая проницаемость которых е ~ 6, а тангенс угла потерь
tg5 = 10-4. В соответствии с принятой в настоящее время маркировкой их обозна-
чают К31. В РЭА применяют также ранее разработанные конденсаторы КСО —
конденсаторы слюдяные опрессованные. Емкость этих конденсаторов лежит в пре-
делах от 51 пФ до 0,01 мкФ. Слюдяные конденсаторы применяют в высокочас-
тотных цепях.
Бумажные конденсаторы. В этих конденсаторах в качестве диэлектрика приме-
няют конденсаторную бумагу толщиной от 6 до 10 мкм с невысокой диэлектри-
ческой проницаемостью (е = 2.. .3), поэтому габариты этих конденсаторов большие.
Обычно бумажные конденсаторы изготавливают из двух длинных, свернутых
в рулон лент фольги, изолированных конденсаторной бумагой, то есть конден-
саторы имеют рулонную конструкцию. Из-за больших диэлектрических потерь
и большого значения собственной индуктивности эти конденсаторы нельзя при-
менять на высоких частотах. В соответствии с принятой маркировкой эти кон-
денсаторы обозначают К40 или К41.
Разновидностью бумажных конденсаторов являются металлобумажные (типа К42),
у которых в качестве обкладок вместо фольги используют тонкую металлическую
пленку, нанесенную на конденсаторную бумагу, благодаря чему уменьшаются
габариты конденсатора.
Электролитические конденсаторы. В этих конденсаторах в качестве диэлектрика
используют тонкую оксидную пленку, нанесенную на поверхность металлического
электрода, называемого анодом. Второй обкладкой конденсатора является элект-
2.2. Конденсаторы < 137
ролит. В качестве электролита используют концентрированные растворы кислот
и щелочей. По конструктивным признакам эти конденсаторы делят на четыре
типа: жидкостные, сухие, оксидно-полупроводниковые и оксидно-металлические.
В жидкостных конденсаторах анод, выполненный в виде стержня, на поверхности
которого создана оксидная пленка, погружен в жидкий электролит, находящийся
в алюминиевом цилиндре. Для увеличения емкости анод делают объемно-порис-
тым путем прессования порошка металла и спекания его при высокой температуре.
В сухих конденсаторах применяют вязкий электролит. В этом случае конденса-
тор изготавливают из двух лент фольги (оксидированной и неоксидированной),
между которыми размещается прокладка из бумаги или ткани, пропитанной элек-
тролитом. Фольга сворачивается в рулон и помещается в кожух. Выводы делают
от оксидированной (анод) и неоксидированной (катод) фольги.
В оксидно-полупроводниковых конденсаторах в качестве катода используют ди-
оксид марганца. В оксидно-металлических конденсаторах функции катода выпол-
няет металлическая пленка оксидного слоя.
Особенностью электролитических конденсаторов является их униполярность,
то есть они могут работать при подведении к аноду положительного потенциала,
а к катоду — отрицательного. Поэтому их применяют в цепях пульсирующего на-
пряжения, полярность которого не изменяется, например, в фильтрах питания.
Электролитические конденсаторы обладают очень большой емкостью (до тыся-
чи микрофарад) при сравнительно небольших габаритах. Но они не могут рабо-
тать в высокочастотных цепях, так как из-за большого сопротивления электроли-
та tg 5 достигает значения 1,0.
Поскольку при низких температурах электролит замерзает, то в качестве пара-
метра электролитических конденсаторов указывают минимальную температуру,
при которой допустима работа конденсатора. По допустимому значению отрица-
тельной температуры электролитические конденсаторы делят на четыре группы:
□	Н (неморозостойкие, =-10 °C);
□	М (морозостойкие, Tmin = -40 °C);
□	ПМ (с повышенной морозостойкостью, = -50 °C);
□	ОМ (особо морозостойкие, Гт!п = -60 °C).
При понижении температуры емкость конденсатора уменьшается, а при повыше-
нии температуры — возрастает.
Пленочные конденсаторы. В этих конденсаторах в качестве диэлектрика ис-
пользуют синтетические высокомолекулярные тонкие пленки. Современная тех-
нология позволяет получить пленки, наименьшая толщина которых составляет
2 мкм, механическая прочность 1000 кг/см, а электрическая прочность достигает
300 кВ/мм. Такие свойства пленок позволяют создавать конденсаторы очень ма-
лых габаритов. Конструктивно они аналогичны бумажным конденсаторам и отно-
сятся к 7-й группе.
Конденсаторы типа К71 в качестве диэлектрика имеют полистирол. В конденса-
торах типа К72 применен фторопласт, в конденсаторах К73 — полиэтилентереф-
талат. В конденсаторах К75 применено комбинированное сочетание полярных и
неполярных пленок, что повышает их температурную стабильность. В конденса-
138 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
торах К76 в качестве диэлектрика применена тонкая лаковая пленка толщиной
около 3 мкм, что существенно повышает их удельную емкость. Высокими значени-
ями удельной емкости и температурной стабильности обладают конденсаторы К77,
в которых в качестве диэлектрика применен поликарбонат.
В качестве обкладок в пленочных конденсаторах используют либо алюминиевую
фольгу, либо напыленные на диэлектрическую пленку тонкие слои алюминия или
цинка. Корпус таких конденсаторов может быть как металлическим, так и пласт-
массовым и иметь цилиндрическую или прямоугольную форму.
Вариконды. Это конденсаторы, емкость которых зависит от напряженности элект-
рического поля. Они выполняются на основе сегнетоэлектриков (титаната бария,
стронция, кальция и т. д.). Для них характерны высокие значения относительной
диэлектрической проницаемости и ее сильная зависимость от напряженности
электрического поля и температуры. Применяют вариконды как элементы на-
стройки колебательных контуров. Если вариконд включить в цепь резонансного
ZC-контура и изменять постоянное напряжение, подводимое к нему от источни-
ка, имеющего высокое внутреннее сопротивление (оно необходимо для того, что-
бы источник не ухудшал добротность колебательного контура), то можно изме-
нять резонансную частоту этого контура.
Варикапы. Это одна из разновидностей полупроводникового диода, к которому под-
водится обратное напряжение, изменяющее емкость диода. Благодаря малым раз-
мерам, высокой добротности, стабильности и значительному изменению емкости
варикапы нашли широкое применение в РЭА для настройки контуров и фильтров.
2.3.	Катушки индуктивности
Катушки индуктивности обладают свойством оказывать реактивное сопротивле-
ние переменному току при незначительном сопротивлении постоянному току. Их
применяют для создания фильтров, элементов задержки сигналов, запоминающих
элементов, осуществления связи между цепями через магнитный поток и т. д.
В отличие от резисторов и конденсаторов, они не являются стандартизованными
изделиями, а изготавливаются для конкретных целей и имеют такие параметры,
которые необходимы для осуществления тех или иных преобразований электри-
ческих сигналов, токов и напряжений.
Физическая природа индуктивности
Функционирование катушек индуктивности основано на взаимодействии тока и
магнитного потока. Известно, что при изменении магнитного потока Ф в провод-
нике, находящемся в магнитном поле, возникает ЭДС, определяемая скоростью
изменения магнитного потока:
г/ф
е£=-—.	(2.25)
аг
При подключении к проводнику источника постоянного напряжения ток в нем
устанавливается не сразу, так как в момент включения изменяется магнитный
2.3. Катушки индуктивности
139
поток и в проводе индуцируется ЭДС, препятствующая нарастанию тока, а спустя
некоторое время, когда магнитный поток перестает изменяться. Если же к провод-
нику подключен источник переменного напряжения, то ток и магнитный поток
будут изменяться непрерывно, и наводимая в проводнике ЭДС будет препятство-
вать протеканию переменного тока, что эквивалентно увеличению сопротивления
проводника. Чем выше .частота изменения напряжения, приложенного к провод-
нику, тем больше величина ЭДС, наводимая в нем, следовательно, тем больше
сопротивление, оказываемое проводником переменному току. Это сопротивление
XL не связано с потерями энергии, поэтому является реактивным. При изменении
тока по синусоидальному закону наводимая ЭДС будет равна
eL =-L— = -(oi/mcos(o£.	(2.26)
dt
Эта ЭДС пропорциональна частоте со, а коэффициентом пропорциональности
является индуктивность L. Следовательно, индуктивность характеризует способ-
ность проводника оказывать сопротивление переменному току. Величина этого
сопротивления XL = <лЬ.
Индуктивность короткого проводника [мкГн] определяется его размерами:
L = 2/fln^-1110'3,	(2.27)
lay
где I — длина провода, см, a d — диаметр провода, см.
Если провод намотан на каркас, то образуется катушка индуктивности. В этом
случае магнитный поток концентрируется и значение индуктивности возрастает.
Конструкции катушек индуктивности
Конструкционной основой катушки индуктивности является диэлектрический
каркас, на который наматывают провод в виде спирали. Обмотка может быть как
однослойной (рис. 2.21, а), так и многослойной (рис. 2.21, б). В некоторых случаях
многослойная обмотка делается секционированной (рис. 2.21, в). В интегральных
схемах применяют плоские спиральные катушки индуктивности (рис. 2.21, г).
п
а	б	в	г
Рис. 2.21
140
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Для увеличения индуктивности применяют магнитные сердечники. Помещен-
ный внутрь катушки сердечник концентрирует магнитное поле и тем самым
увеличивает ее индуктивность. Перемещением сердечника внутри каркаса мож-
но изменять индуктивность. На рис. 2.22 представлены три разновидности ци-
линдрических сердечников: С — стержневой, Т — трубчатый и ПР — подстроеч-
ный резьбовой — и две разновидности броневых. Броневые сердечники состоят
из двух чашек, изготовленных из карбонильного железа или феррита. Они могут
иметь либо замкнутый магнитопровод, состоящий из чашек 2 и 3 (тип СБ-а), либо
разомкнутый, состоящий из чашек 2 и 4 (тип СБ-б). Для изменения индуктивно-
сти служит подстроечный цилиндрический сердечник 1. Помимо цилиндричес-
ких и броневых сердечников применяют тороидальные (кольцевые) сердечники.
На высоких частотах (десятки—сотни мегагерц) применяют подстроечные цилин-
дрические сердечники из диамагнетиков (латунь, медь). При введении этих сер-
дечников внутрь катушки индуктивность уменьшается.
Рис. 2.22
В катушках индуктивности, работающих на низких частотах (до 1 кГц), в каче-
стве сердечников используют пермаллои. При этом магнитопровод собирают из
тонких пластин толщиной 0,002-0,1 мм.
6 1
Рис. 2.23
2.3. Катушки индуктивности
141
Для уменьшения влияния электромагнитного поля катушки на другие элементы
схемы, а также для уменьшения влияния внешних полей на катушку индуктивно-
сти ее располагают внутри металлического экрана, как это показано на рис. 2.23
(1 — заглушка, 2 — экран, 3 — корпус, 4 — обмотка, 5 — каркас, 6 — подстроечный
стержень, 7 — чашка сердечника, 8 — основание, 9 — заливка).
Индуктивность и собственная емкость
катушек индуктивности
Индуктивность являемся основным параметром катушки индуктивности. Ее зна-
чение [мкГн] определяется соотношением
Z = Д>1У2О  10’3,	(2.28)
где W — число витков;
D — диаметр катушки, см;
Lo — коэффициент, завйсящий от отношения длины катушки I к ее диаметру D.
Для однослойных катушек величина Zo определяется соотношением
Д)=—ГТ--------Y	(2-29)
0,1-4-0,45
1,0	J
Оптимальными в этом случае являются отношение 1/D = 0,6... 1,0, а диаметр ка-
тушки в пределах от 1 до 2 см. При расчете диаметр катушки О принимают рав-
ным диаметру каркаса О0.
Для многослойных катушек величина Lo зависит не только от отношения 1/D, но
и от отношения толщины намотки t к диаметру катушки О. В этом случае вели-
чину Zo определяют по графикам (рис. 2.24), а внешний Диаметр катушки прини-
мают равным О = О0 + 2t.
142
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной'аппаратуры
При расчете катушки индуктивности предварительно задают геометрические
размеры катушки и определяют коэффициент Го, а затем по заданной величине
индуктивности L находят число витков:	;
(2.30)
W = klk ,
где L указывается в микрогенри, a D — в сантиметрах.
Для намотки катушки обычно применяют провод оптимального диаметра, позво-
ляющий создать катушку индуктивности с наименьшими потерями. Оптималь-
ный диаметр провода установлен на основе многочисленных экспериментальных
разработок. Поэтому расчет катушек индуктивности ведут с помощью эмпири-
ческих формул и графиков. По графику S=f(t/D\ 1/D) находят вспомогательный
коэффициент S (рис. 2.25).
Далее рассчитывают коэффициент
г С2
Р|2=^->	(2-31)
где L берется в микрогенри, a D — в сантиметрах. Затем рассчитывают коэффици-
ент oq:
ai=//Pi2>
где f — частота, Гц. После этого по графику р, = /(а,) находят вспомогательный
коэффициент р, (рис. 2.26) и рассчитывают оптимальный диаметр провода [мм]:
4.т=^-	(2.32)
Pt
Полученное значение диаметра провода округляют до ближайшего стандартного
значения (табл. 2.6) и выбирают марку провода.
2.3. Катушки индуктивности
143
Рис. 2.26
Таблица 2.6. Основные параметры обмоточных проводов
d, мм	мм2	Максимальный диаметр в изоляции, мм			
		ПЭВТЛК	ПЭМ-1	ПЭВ-1	ПЭВ-2, ПЭТВ, ПЭМ-2
0,063	0,0028	0.11	0,09	0,085	0,09
0,071	0,0038	0,12	0,09	0,095	0,1
0,08	0,005	0,13	0,1	0,105	0,11
0,09	0,0064	0,14	о,и	0,115	0,12
0,1	0,0079	0,15	0,12	0,125	0,13
0,112	0,0095	0,16	0,14	0,135	0,14
0,125	0,0113	0,17	0,15	0,15	0,155
0,14	0,0154	0,185	0,16	0,165	0,17
0,16	0,02	0,2	0,19	0,19	0,2
0,18	0,0254	0,23	0,21	0,21	0,22
0,2	0,0314	0,25	0,23	0,23	0,24
0,224	0,0415	0,27	0,25	0,26	0,27
0,25	0,0491	0,3	0,29	0,29	0,3
0,28	0,0615	0,34	0,32	0,32	0,33
0,315	0,0755	0,37	0,35	0,355	0,365
0,355	0,0962	0,405	0,39	0,395	0,415
0,4	0,126	0,47	0,44	0,44	0,46
0,45	0,158	—	0,49	0,49	0,51
0,5	0,193	—	0,55	0,55	0,57
0,56	0,246	—	0,61	0,61	0,63
0,63	0,311	—	0,68	0,68	0,7
0,71	0,39	—	0,76	0,76	0,79
0,75	0,435	—	0,81	0,81	0,84
0,8	0,503	—	0,86	0,86	0,89
0,85	0,567	—	0,91	0,91	0,94
0,9	0,636	—	0,96	0,96	0,99
0,95	0,71	—	1,01	1,01	1,04
1	0,785	—	1,08	1,07	1, 11
144
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
После выбора оптимального диаметра провода проверяют возможность размеще-
ния обмотки в заданных размерах I и t. Для однослойных катушек рассчитывают
шаг намотки
т =
/
W-Г
Если т > dK3> то обмотка размещается. В противном случае задают большее значе-
ние I и повторяют расчет.
Для многослойных катушек рассчитывают толщину обмотки
ad^W
I
(2.33)
(2.34)
где а — коэффициент неплотности обмотки (а = 1,05... 1,3). Далее находят факти-
ческое значение наружного диаметра катушки D = Do + 2t.
Если эта величина отличается от выбранной в начале расчета более чем на 10 %,
то задают новые значения I и t и расчет повторяют. При помещении катушки в
экран ее индуктивность уменьшается:
(2.35)
где т) — коэффициент, зависящий от отношения 1/D (рис. 2.27);
D — диаметр катушки;
.Оэк — диаметр экрана.
Индуктивность уменьшается тем больше, чем меньше диаметр экрана. В боль-
шинстве случаев D^/D 1,6... 1,8. При этом индуктивность уменьшается не более
чем на 20 %.
Многослойные катушки обычно выполняют с сердечниками броневого типа, при
использовании которых большая часть силовых линий магнитного поля катуш-
2.3. Катушки индуктивности
145
ки замыкается через сердечник, а меньшая — через воздух, вследствие чего влия-
ние экрана на индуктивность катушки значительно ослабляется.
Применение сердечников из магнитных материалов позволяет уменьшить число
витков катушки индуктивности и, соответственно, ее габариты. Основным пара-
метром сердечника является магнитная проницаемость цс. При наличии сердеч-
ника индуктивность катушки становится равной
4 =	(2-36)
Поскольку в расчетные формулы входят эмпирические коэффициенты, то индуктив-
ность изготовленной катушки отличается от расчетной. Применение подстроечных
магнитных сердечников позволяет получить требуемое значение индуктивности.
Собственная емкость является паразитным параметром катушки индуктивности,
ограничивающим возможности ее применения. Возникновение собственной ем-
кости обусловлено конструкцией катушки индуктивности: емкость существует
между отдельными витками катушки, между витками и сердечником, витками и
экраном, витками и другими элементами конструкций. Все эти распределенные
емкости можно объединить в одну, называемую собственной емкостью катушки CL.
Наименьшей собственной емкостью обладают однослойные катушки индуктив-
ности. Приближенно ее рассчитывают по формуле:
С£ = (0.5...1.0) Z),	(2.37)
где D — диаметр катушки, см. Обычно собственная емкость не превышает 1-2 пФ.
Собственная емкость многослойных катушек значительно больше. При много-
слойной рядовой намотке она достигает 30 пФ; при намотке «внавал» она не-
сколько меньше. Существенное уменьшение емкости многослойных катушек до-
стигается при использовании универсальной обмотки, при выполнении которой
провод укладывается под некоторым углом к образующей цилиндрического кар-
каса. Схема такой намотки показана на рис. 2.28. Как только провод доходит до
края катушки, направление укладки меняется. Цикл универсальной обмотки вы-
бирается таким, что, совершив один оборот вокруг каркаса, провод возвращается
в положение, отличающееся от исходного на угол 0. Этот угол выбирается таким,
чтобы каждый последующий виток находился рядом с предыдущим.
Рис. 2.28
146
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
(2,38)
Очевидно, что
tg ₽ > 2</из ,
£>0Sin<p
Угол ф, под которым осуществляется укладка провода, находится из соотношения
21
18Ф = —,
TiD
(2.39)
где / — осевая длина катушки;
D — диаметр витка.
Наименьшее значение угла ф получается для витков, имеющих наименьший диа-
метр, равный диаметру каркаса Ьо.
Обычно при использовании универсальной обмотки длину катушки принимают
в пределах от 2 до 10 мм. Количество циклов намотки связано с расчетным чис-
лом витков Wсоотношением	.	,<? '	» j	<
<2-40)
Собственная емкость катушек с универсальной обмоткой составляет от 3 до 8 пФ.
Дополнительное снижение емкости достигается секционированием обмотки, как
показано на рис. 2.21, в.
Совместное действие индуктивности и емкости можно учесть введением понятия
эквивалентной индуктивности катушки, определяемой из уравнения
1	1	1-со2 Z.C,
---=-------со С, =--------.
соД, (oL	(J)L
Отсюда получим:
Г 1 Л Г со2 Л
4 = д -----2—5. «Д 1 + ^ .	(2.41)
^l-co2/coZ2J со2 J
о	1
Здесь со£ = ---
собственная резонансная частота катушки индуктивности.
Если рабочая частота много ниже собственной резонансной частоты со£, то при-
ближенно можно считать L3 - L.
В процессе работы на катушку действуют различные внешние факторы: температу-
ра, влага и другие, влияющие на ее индуктивность. Наиболее существенным явля-
ется влияние температуры, которое оценивают температурным коэффициентом
TKL =	.
ДДТ
Температурная нестабильность индуктивности обусловлена целым рядом факто-
ров: при нагреве увеличиваются длина и диаметр провода обмотки, увеличивают-
2.3. Катушки индуктивности
147
ся длина и диаметр каркаса, в результате чего изменяются шаг и диаметр витков;
кроме того, при изменении температуры изменяется диэлектрическая проницае-
мость материала каркаса, что ведет к изменению собственной емкости катушки.
Для повышения температурной стабильности применяют каркасы из материала
с малый значением коэффициента линейного расширения. Этим требованиям в наи-
большей степени удовлетворяет керамика. Повышению температурной стабиль-
ности катушек способствует прочное сцепление обмотки с каркасом. С этой целью
обмотку выполняют методом вжигания серебра в керамический каркас. В этом
случае изменение размеров токопроводящего слоя определяется только линейным
расширением каркаса. Такие катушки индуктивности имеют TKL = (5-10)10~6.
Стабильность многослойных катушек существенно хуже, так как в них невозмож-
но избежать изменения линейных размеров провода обмотки. Многослойные ка-
тушки имеют TKL = (50-100)-10“6.
Потери в катушках индуктивности
В катушках индуктивности помимо основного эффекта взаимодействия тока и
магнитного поля наблюдаются паразитные эффекты, вследствие которых сопро-
тивление катушки не является чисто реактивным и равным XL. Наличие паразит-
ных эффектов ведет к появлению потерь в катушке, оцениваемых сопротивлени-
ем потерь R„, которое определяет добротность катушки индуктивности'.
(2.42)
Потери складываются из потерь в проводах, диэлектрике, сердечнике и экране.
Потери в проводах вызваны тремя причинами.
Во-первых, провода обмотки обладают омическим сопротивлением
/	4/
Г“=Р5 = ^Р’
где / — длина провода обмотки;
d — диаметр провода;
Р — удельное сопротивление.
Это сопротивление [Ом] можно выразить через число витков W и средний диа-
метр катушки Z)CP:
7,3.0'	„
----КГ6,
d
Do + D
—------, см;
2
d — диаметр провода, см.
Во-вторых, сопротивление провода обмотки переменному току возрастает с рос-
том частоты, что обусловлено поверхностным эффектом, суть которого состоит
(2.43)
г0
(2.44)
где Цр
148
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
в том, что ток протекает не по всему сечению проводника, а по кольцевой части
поперечного сечения (рис. 2.29), ширина которой равна [мм]
^=0.5^,	•	(2.45)
где f — частота, МГц,
р — удельное сопротивление, мкОм м.
Вследствие этого провод длиной I имеет сопротивление переменному току, равное
гп=Р-/-,	(2.46)
где 5эф - площадь кольца, которая равна
(2.47)
где<„ =—
После преобразования получаем:
Г„=Р—т—•	(2.48)
лЛХэф
В-третьих, в проводах обмотки, свитой в спираль, проявляется эффект близости,
суть которого состоит в вытеснении тока под воздействием вихревых токов и маг-
нитного поля к периферии провода, прилегающей к каркасу, в результате чего
сечение, по которому течет ток, принимает серповидный характер, что ведет к
дополнительному возрастанию сопротивления провода (рис. 2.30).
Сопротивление г6, обусловленное эффектом близости, прямо пропорционально
диаметру провода, а сопротивление гп, обусловленное поверхностным эффектом,
обратно пропорционально диаметру провода (рис. 2.31).
2,3. Катушкииндуктивности
149
Существует оптимальный диаметр провода </опт, при которое сопротивление
провода току высокой частоты rf = г6 + гп оказывается минимальным. Для одно-
слойных катушек dom=0,2...0,6 мм, для многослойных </опт=0,08...0,2 мм. Существен-
но уменьшить потери в проводах можно, применяя провод «литцендрат», состо-
ящий из большого числа жилок, скрученных в жгут. При небольшом диаметре
тонких жилок ослабляется поверхностный эффект,1 а скручивание жилок в жгут
ослабляет эффект близости.
Расчет сопротивления rf проводят по эмпирическим формулам. Предварительно
рассчитывают вспомогательный коэффициент
Z = O,idy[f,	(2.49)
где/ —частота, Гц;	'
d — диаметр провода, см.
Затем по табл. 2.7 находят коэффициенты F(z) и G(z).
После этого по графику (рис. 2.32) определяют вспомогательной крэффициент
К3, зависящий от геометрии катушки.
150
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Таблица 2.7. Определение коэффициентов F& и
Z	ТО	то
0,5	1	0,001
0,6	1	0,002
0,7	1	0,004
0,8	1	0,006
0,9	1	0,01 '
1	1,01	0,015
1,5	1,03	0,07
2	1,08	0,17
2,5	1,18	0,3
3	1,3	0,4
4	1,7	0,6
5	2	0,8
7,5	. 2,9	1,2
10	3,8	1,6
20	7,3	3,4
25	9,1	4,3
50	18	8,2
100	36	18
Рио. 2.32
По (2.50) рассчитывают сопротивление провода катушки току высокой частоты:
I 2D J
rf=ro
F(z) +
G(z)
(2.50)
где D — наружный диаметр катушки, см;
d — диаметр провода, см.
2.3. Катушки индуктивности
151
Если однослойная катушка намотана проводом оптимального диаметра и пара-
метр z > 5, то сопротивление rf можно определить по формуле
0,525DWjf
d
(2.51)
где D nd указываются в сантиметрах, f — в мегагерцах.
Потери в диэлектрике обусловлены тем, что между соседними витками катушки
существует емкость, имеющая две составляющих — емкость через воздух Сов и
емкость через диэлектрик Сод (рис. 2.33).
Потери в диэлектрике учитывают величиной tg 8, зная которую можно рассчитать
сопротивление потерь
7?д = 0,25 COJltg 8 L2/3-10~3,	,	(2.52)
где Сол указывается в пикофарадах, L — в микрогенри,/ — в мигагерцах.
Потери в сердечнике складываются из потерь на вихревые токи 8В, потерь на гисте-
резис 8Г и начальных потерь 8П и учитываются как тангенс угла потерь в сердечнике:
tg 8С = 8Э/ + 8ГН + 8„. ;	(2.53)
В справочниках приводят значения tg 8С для различных типов сердечников. Со-
противление потерь определяют по формуле
rc = tg 8С со/..	(2.54)
Потери в экране обусловлены тем, что ток, протекающий по катушке, индуцирует
ток в экране. Потери, вносимые экраном, определяют по формуле
гэ = 1,05т]М^| W2 у 4Г- IO’3,
где D3 — диаметр экрана, см,
/э — длина экрана, см,
/— частота, МГц.
(2.55)
15?
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Величину т] =	определяют по графику, представленному ранее на рис. 2.27;
Таким образом, суммарное сопротивление потерь в катушке индуктивности,
определяющее ее добротность, равно
= rf + ra + rc + r3.	(2.56)
Практически значение добротности лежит в пределах от 30 до 200. Повышение
добротности достигается оптимальным выбором диаметра провода, увеличением
размеров катушки индуктивности и применением сердечников с высокой маг-
нитной проницаемостью и малыми потерями. С учетом потерь и паразитной
емкости катушку индуктивности можно представить в виде эквивалентной схемы
(рис. 2.34, а), где RL = rf + rc + гэ. Эта схема может быть приведена к более удобно-
му виду (рис. 2.34, б), где £э — эквивалентная индуктивность, учитывающая соб-
ственную емкость. Величины L, и R„, а следовательно, добротность Q = (oL/Rn
зависят от температуры. Зависимость Q от температуры определяется темпера-
турным коэффициентом добротности ТКД = AQ/QAT.
Разновидности катушек индуктивности
Контурные катушки индуктивности используют совместно с конденсаторами для
получения резонансных контуров. Они должны иметь высокую стабильность,
точность и добротность. В диапазоне длинных и средних волн эти катушки
многослойные, как правило, с намоткой типа «универсаль». Для повышения
добротности применяют многожильные провода типа «литцендрат». Для изме-
нения индуктивности применяют цилиндрические сердечники из альсифера или
карбонильного железа.
В диапазоне коротких и ультракоротких волн используют однослойные катушки
с индуктивностью порядка единиц микрогенри и добротностью порядка 50-100.
Число витков таких катушек не превышает одного-двух десятков, диаметр карка-
са 10-20 мм. В качестве каркасов используют керамику, полиэтилен и поли-
стирол. Для уменьшения собственной емкости применяют ребристые каркасы.
Обмотку выполняют одножильным медным проводом диаметром около 1 мм.
На УКВ применяют бескаркасные катушки из неизолированного провода.
Катушки связи применяют для обеспечения индуктивной связи между отдельны-
ми цепями и каскадами. Такая связь позволяет, например, разделить по постоян-
ному току цепи базы и коллектора и т. д.
2.3. Катушки индуктивности
1S3
К таким катушкам не предъявляют жестких требований по добротности и точ-
ности, поэтому их выполняют из тонкого провода в виде двух обмоток неболь-
ших габаритов. Основными параметрами этих катушек являются ийдукт'ийнос'Гь
и коэффициент связи
k=“
где Lt и Г2 — индуктивность связанных катушек, М — взаимная индуктивность
между ними. Значение коэффициента связи зависит от расстояния между катуш-
ками — чем оно меньше, тем больше k.
Вариометры. Это такие катушки, в которых предусмотрена возможность измене-
ния индуктивности в процессе эксплуатации для перестройки колебательных кон-
туров. Они состоят из двух катушек, соединенных последовательно. Одна из ка-
тушек неподвижная (статор), другая располагается внутри первой и вращается
(ротор). При изменении положения ротора относительно статора изменяется зна-
чение взаимоиндукции, а следовательно, индуктивность вариометра:
L = L, + L2 + 2M. ‘	(2.57)
Такая система позволяет изменять индуктивность в 4-5 раз.
Дроссели. Это катушки индуктивности, обладающие высоким сопротивлением
переменному току и малым сопротивлением постоянному. Обычно включаются
в цепях питания усилительных устройств. Предназначены для защиты источни-
ков питания от попадания в них высокочастотных сигналов. На низких частотах
используют в фильтрах цепей питания. Они обычно имеют металлические сер-
дечники.	,	; .
Катушки индуктивности для ГИС. На частотах порядка 10-100 МГц находят при-
менение тонкопленочные спиральные катушки. На площади в 1 см2 располагает-
ся не более 10 витков. Добротность таких катушек не превышает 20-30. Поэтому
они находят ограниченное применение. В ГИС предпочтительнее миниатюрные
тороидальные катушки на ферритовых сердечниках. Индуктивность таких кату-
шек достигает десятков тысяч микрогенри.
В последнее время наметилась тенденция замены катушек индуктивности специ-
альными схемами на транзисторах (гираторы) и электромеханическими, пьезо-
электрическими и акустоэлектронными фильтрами, основанными на Принципе
механических упругих колебаний и механического резонанса. Скорость распрос-
транения упругих колебаний в твердом теле примерно в 100 тысяч раз меньше
скорости распространения электромагнитных волн, что позволяет создавать очень
компактные механические резонаторы с распределенными параметрами, облада-
ющие добротностью порядка 103. Развитие микроэлектроники привело к появле-
нию фильтров на приборах с зарядовой связью и фильтров на поверхностных аку-
стических волнах. Кроме того, в ИМС широкое применение находят активные
7?С-фильтры, в которых используют операционные усилители с глубокой частот-
но-зависимой обратной связью.
154 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
2.4.	Трансформаторы
Трансформаторами называют электромагнитные устройства, имеющие две или
большее число индуктивно-связанных обмоток и предназначенные для измене-
ния значений переменного напряжения и тока. Трансформатор состоит из фер-
ромагнитного магнитопровода (сердечника) и расположенных на нем обмоток.
Обмотка, подключаемая к источнику преобразуемого напряжения, называется
первичной, а обмотки, к которым подключены потребители электрической энер-
гии, — вторичными. В зависимости от назначения трансформаторы подразделя-
ют на трансформаторы питания, согласующие и импульсные.
Трансформаторы питания применяют в блоках питания радиоустройств и служат
для получения переменных напряжений, необходимых для нормального функцио-
нирования аппаратуры. Условно их подразделяют на маломощные (выходная
мощность до 1 кВт) и мощные (выходная мощность более 1 кВт), низковольтные
(напряжение на обмотках не превышает 1000 В) и высоковольтные. Кроме того,
трансформаторы питания дополнительно классифицируют по частоте преобра-
зуемого напряжения. По конструкции к трансформаторам питания близки дрос-
сели. По существу, это однообмоточные трансформаторы, предназначенные для
последовательного включения в цепи пульсирующего тока в целях устранения
пульсаций этого тока.
Согласующие трансформаторы предназначены для изменения уровня напряже-
ний (токов) электрических сигналов, несущих полезную информацию. Они поз-
воляют согласовать источник сигналов с нагрузкой при минимальном искаже-
нии сигнала. Вместе с активными элементами (транзисторами, лампами) они
входят в состав устройств, усиливающих электрические колебания в широкой по-
лосе частот. Различают входные, межкаскадные и выходные трансформаторы.
Входные трансформаторы включают на входе усилительного устройства для
согласования выходного сопротивления источника сигналов, например микро-
фона, с входным сопротивлением усилителя. Так как уровень входных сигналов
сравнительно невелик, то эти трансформаторы должны быть хорошо защищены
от воздействия внешних магнитных полей. Межкаскадные трансформаторы
согласуют выходное сопротивление предыдущего каскада с входным сопротив-
лением последующего. Выходные трансформаторы согласуют выходное сопро-
тивление усилителя с внешней нагрузкой. Выходные трансформаторы должны
обеспечивать передачу большой мощности от усилителя в нагрузку.
Импульсные трансформаторы предназначены для формирования и трансформа-
ции импульсов малой длительности. Основным требованием, предъявляемым
к импульсным трансформаторам, является требование малых искажений формы
трансформируемого импульса.
Несмотря на различие функций трансформаторов, основные физические процес-
сы, протекающие в них, одни и те же. Поэтому трансформаторы различного схем-
ного назначения имеют однотипное устройство.
2.4. Трансформаторы 155
Магнитопроводы трансформаторов
Магнитопроводы служат для того, чтобы обеспечить более полную связь между
первичной и вторичной обмотками и увеличения магнитного потока. Выбор
материала магнитопровода зависит от назначения и свойств трансформатора. Для
трансформаторов питания широкое распространение получили холоднокатаные
стали марок 3411-3424. В этих сталях при холодной прокатке кристаллы ориен-
тируются вдоль направления проката, благодаря чему удается получить более
высокую индукцию и меньшие потери. Для трансформаторов применяют три
типа магнитопроводов: стержневой, броневой и кольцевой. По конструкции бро-
невые сердечники подразделяют на сердечники, собранные из штампованных
пластин, и ленточные.
Трансформаторы со стержневым магнитопроводом (рис. 2.35, а и б) имеют не-
разветвленную магнитную цепь, на двух его стержнях располагают две катушки
с обмотками. Такую конструкцию используют обычно для трансформаторов боль-
шой и средней мощности, так как наличие двух катушек увеличивает площадь
теплоотдачи и улучшает тепловой режим обмоток. Трансформаторы с броневым
сердечником (рис. 2.35, виг) имеют разветвленную магнитную цепь, обмотки в
этом случае размещают на центральном стержне магнитопровода. Такие магни-
топроВоды используют в маломощных трансформаторах.
д	г
Рис. 2.35
Пластинчатые магнитопроводы (рис. 2.35, айв) собирают из отдельных штампо-
ванных Ш-образных или П-образных пластин толщиной 0,35-0,5 мм и перемы-
чек. При сборке встык все пластины составляют вместе и соединяют перемычка-
156 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
ми. Магнитопровод в этом случае состоит из двух частей, что позволяет получить
воздушные зазоры в магнитной цепи, необходимые для нормальной работы транс-
форматоров, у> которых через обмотки помимо переменного тока протекает по-
стоянный ток. При сборке внахлест пластины чередуются так, чтобы у соседних
пластин разрезы были с разных сторон, что обеспечивает отсутствие воздушного
зазора в магнитопроводе. При этом уменьшается его магнитное сопротивление,
однако возрастает трудоемкость сборки. Для уменьшения потерь на вихревые
токи пластины изолируют друг от друга слоем оксидной пленки, лаковым покры-
тием или склеивающей суспензией.
Ленточные магнитопроводы (рис. 2.35, биг) получают путем навивки ленты
трансформаторной стали толщиной 0,1-0,Змм, после чего «витой сердечник»
разрезают и получают два С-образных сердечника, на один из которых устанав-
ливают катушки с обмотками, а затем вставляют второй С-сердечник. Для полу-
чения минимального немагнитного зазора в магнитопроводе торцы сердечников
склеивают пастой, содержащей ферромагнитный материал. Если необходим за-
зор, то в месте стыка двух сердечников устанавливают прокладки из бумаги или
картона требуемой толщины. В случае броневого ленточного сердечника приме-
няют одну катушку с обмотками и четыре С-образных сердечника. Ленточная
конструкция сердечников позволяет механизировать процесс изготовления транс-
форматоров. При этом трудоемкость процесса установки сердечника в катушку
снижается, а отходы материалов сокращаются. Потери в ленточных сердечниках
меньше, чем в пластинчатых. Это объясняется тем, что в пластинчатых сердечни-
ках магнитные силовые линии часть пути проходят перпендикулярно направле-
нию проката, а в ленточных сердечниках линии поля расположены вдоль направ-
ления проката по всей длине магнитопровода.
Трансформаторы на тороидальных сердечниках (рис. 2.35, д) наиболее сложные
и дорогие. Основными преимуществами их являются очень незначительная чув-
ствительность к внешним магнитным полям и малая величина потока рассеяния.
Обмотки в трансформаторе наматывают равномерно по всему тороиду, что по-
зволяет еще более уменьшить магнитные потоки рассеяния.
Физические основы функционирования
трансформаторов
Функционирование трансформаторов основано на связи цепей через магнитный
поток (рис. 2.36).
При подключении к первичной обмотке, имеющей витков, переменного напря-
жения щ = Uim sin cot в ней появляется переменный ток i\(t) и возникнет магнитный
поток Ф/0, который в основном будет замыкаться через магнитопровод и про-
низывать витки как первичной, так и вторичной Обмотки, имеющей 1У2 витков,
в результате чего в первичной обмотке индуцируется ЭДС e^t), а во вторичной —
e2(t). Наличие ЭДС e2(t) вызовет появление тока i2(t) во вторичной обмотке, и на
нагрузочном резисторе Дн появится напряжение u2(t). Ток i2(t) создаст магнитный
поток Ф2(Г), направленный навстречу потоку Ф^), в результате чего в магнито-
проводе установится результирующий магнитный поток Фс(£). Незначительная
часть потока, создаваемого током i/t), замыкается не через магнитопровод, а через
2.4. Трансформаторы
157
воздух. Этот поток называется потоком рассеяния Ф81(0, точно так же существу-
ет поток рассеяния вторичной обмотки Фй(£)- В правильно сконструированном
трансформаторе потоки рассеяния ничтожно малы, и ими можно пренебречь.
Рис. 2.36
В соответствии со вторым законом Кирхгофа напряжение u{(f) должно быть рав-
но сумме падения напряжения на активном сопротивлении провода первичной
обмотки и двух ЭДС, обусловленных потоками Фс(0 и Ф51(£)> сцепленными с пер-
вичной обмоткой:
=	+	(2.58)
Соответственно, для вторичной обмотки
и.. М - IV ^Фс L (t} R. L	/9гпч
U2\t)-W2	&	*2 As2 •	(2.59)
Значение ЭДС, индуцируемой в первичной обмотке, определяется скоростью из-
менения магнитного потока:
e* = w* = w* Фт cos 2п^ = 2п-^ф"> sin ~ sin •
Действующее значение этой ЭДС [В] равно
F
= -g- = 4,44/ХФт • 10-4.	(2.60)
Магнитный поток Фт можно выразить через индукцию Вт:
Фт = Вт Sc,
где Sc — площадь поперечного сечения сердечника, см2.
Тогда величина ЭДС первичной обмотки равна
(2.61)
158
Глава 2, Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Соответственно, ЭДС вторичной обмотки равна
£2 = 4,44/W2Bm5c-10-4.	(2.62)
Из соотношений (2.61) и (2.62) следует:
Д2 W2
— = — = п.
Е, Wt
Это отношение называют коэффициентом трансформации.
Используя уравнение Кирхгофа и произведя пересчет параметров из вторичной
цепи в первичную и переход к действующим значениям токов и напряжений, мож-
но составить эквивалентную схему трансформатора (рис. 2.37), в которой R2 = R2/n2,
L's2 = Ls2/n2, R„ = R'Jn2, U'2 = U2n, I’2 = I2/n.
Рис. 2.37
Z, представляет собой индуктивность [мкГн] первичной обмотки, которая равна
Л = 12,6рси?5с-10-3/4,
(2.63)
где |ЛС — магнитная проницаемость сердечника, зависящая от значения индук-
ции, В;
5С — площадь поперечного сечения сердечника, см2;
/с — средняя длина силовой линии в сердечнике, см.
Резистор учитывает потери в сердечнике на вихревые токи и перемагничива-
ние.
Ток Д, протекающий через первичную обмотку трансформатора, содержит актив-
ную составляющую /1а и реактивную составляющую /1р:
4 =7А2а + Ар-	(2.64)
Активная составляющая тока определяется потерями в сердечнике Рс, потерями
в меди Рм и мощностью, потребляемой нагрузкой, подключенной к вторичной
обмотке:
Л +РМ , 4^2
(2.65)
Реактивная составляющая тока первичной обмотки определяется реактивным
сопротивлением обмотки:
2.4. Трансформаторы
159
Подставляя величину L{ (2.63) и U^Ei (2.61), получим:
kB I
I=	(2.67)
1Р Не
где k — числовой коэффициент, получающийся в ходе подстановки (2.61) и (2.63)
в (2.66). Он характеризует функциональную связь между индукцией и напряжен-
ностью магнитного поля Нс, следовательно,
Значит, уравнение (2.67) может быть представлено в виде
ЛР = НС^.	(2.68)
Следовательно, изменяя напряженность магнитного поля Нс, выраженную в ам-
пер-витках на сантиметр, можно изменять значение реактивного тока /1р.
При расчете трансформаторов обычно выбирают оптимальное значение Вт, ис-
ходя из необходимости получения наименьших потерь в сердечнике. Поэтому по
известной величине Вт определяют требуемую напряженность поля Нс (рис. 2.38),
измеряемую в ампер-витках.
160
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Потери в трансформаторах
Под потерями в трансформаторе понимают затраты мощности на нагрев обмоток,
перемагничивание и вихревые токи в сердечнике, В конечном счете, мощность по-
терь выделяется в виде тепла, которое должно быть рассеяно в окружающую среду.
Потери на вихревые токи зависят от удельного сопротивления материала сердеч-
ника и от частоты магнитного поля. Чтобы уменьшить эту составляющую потерь,
применяют специальные трансформаторные стали с большим удельным сопро-
тивлением. Кроме того, сердечники изготовляют из тонких лй'стов, изолирован-
ных друг от друга. Чем выше частота тока, тем больше потери на вихревые токи,
поэтому сердечники трансформаторов, работающих на высоких частотах, делают
из более тонкого металла.
Потери на перемагничивание (гистерезис) зависят от максимальной индукции в
сердечнике: чем больше индукция, тем больше площадь петли гистерезиса и тем
больше потери. Обычно при расчетах потери на перемагничивание и вихревые
токи не разделяют, и свойства материала оценивают удельными потерями Рсуд,
то есть потерями, отнесенными к 1 кг материала:
Рсуд = «в:,	(2.69)
где а — эмпирический коэффициент; z = 2-3.
Потери в сердечнике зависят от массы сердечника Gc:
Ре = Рс.уяСс.	;	(2.70)
На рис. 2.39 представлены эмпирические зависимости удельных потерь от индукции.
Значение индукции можно определить из (2.61), приняв ЭДС индукции равной
подводимому напряжению 17,:
в. = ^.Ю’.
fS.W,
(2-71)
2.4. Трансформаторы
161
Из (2.71) следует, что, увеличивая число витков первичной обмотки трансфор-
матора и площадь сечения сердечника, можно снизить индукцию Вт, а следова-
тельно, потери в сердечнике.
Потери на нагрев обмоток определяются соотношением
Ри = 1^ + /2Ч =	,	(2.72)
Jnl А12
где р — удельное сопротивление провода;
и /2 — длина провода первичной и вторичной обмоток соответственно;
5П1 и 5п2 — площадь поперечного сечения проводов первичной и вторичной обмо-
ток, соответственно.
Длина провода равна
4 = 4Р1^; /2 = /ср2Г2,	(2.73)
где /ср — средняя длина витка, зависящая от типа сердечника и расположения на
нем обмотки.
Площадь поперечного сечения провода можно выразить через площадь окна 50,
занимаемую медью соответствующей обмотки:
= —; ^„2 = — •	(2-74)
Wi п2 W2
Подставляя /2,5П1 и 5п2 в (2.72), легко установить, что потери в меди пропорцио-
нальны квадрату числа витков, а число витков, как это следует из (2.71), обратно
пропорционально индукции Вт. Следовательно,
<2-75)
Из того, что с ростом индукции Вт потери в сердечнике возрастают (2.69), а поте-
ри в меди уменьшаются (2.75), следует, что существует такое значение индукции,
при котором суммарные потери в трансформаторе минимальны (рис. 2.40).
Рис. 2.40
162 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Это значение зависит от свойств материала сердечника, частоты подводимого напря-
жения и ряда других причин (мощности трансформатора, размещения на нем об-
моток и т. д.). В табл. 2.8 приведены полученные экспериментально оптимальные
значения индукции, которыми руководствуются при расчете трансформаторов.
Таблица 2.8. Оптимальные значения максимальной индукции
Материал магнитопровода	б Гц	Sm, Тл, при мощности Рг, Вт				
		4-100	100-250	250-300	300-600	600-1000
Э424, толщина 0,08-0,15 мм	400	1,5	1,4	1,3	1,2	1,1
Э413, толщина 0,35 мм	50	1,55	1,55	1,55	1,55	1,55
Основные принципы расчета трансформаторов
Расчет трансформатора в общем случае представляет задачу, в которой число
неизвестных больше числа связывающих их уравнений. Поэтому приходится
пользоваться некоторыми эмпирическими исходными величинами, полученны-
ми на основе ранее спроектированных трансформаторов. Покажем это на приме-
ре расчета трансформатора питания.
В качестве исходных данных для расчета трансформаторов питания берутся зна-
чения первичного и вторичного напряжений U{ и U2, ток вторичной обмотки 12 и
частота напряжения /. Если требуется несколько вторичных обмоток, то задают-
ся значения U2 и 12 для каждой.
Расчет начинают с определения суммарной мощности вторичных обмоток и вы-
бора соответствующего этой мощности магнитопровода (табл. 2.9). Затем по
табл. 2.8 выбирают оптимальную величину максимальной индукции Вт и рассчи-
тывают ЭДС, наводимую в одном витке:
е = 4.44ВП1/5С  10“4.	(2.76)
На втором этапе определяют параметры обмоток. Для нахождения числа витков мож-
но было бы просто поделить заданное напряжение на ЭДС, наводимую в одном
витке, однако этого недостаточно. Необходимо еще учесть падение напряжения на
обмотках. На рис. 2.41 приведены графики рекомендуемых значений падения напря-
жения А С7, выраженные в процентах, в зависимости от мощности трансформатора.
Таблица 2.9. Типы магнитопроводов для трансформатора
Тйп магнито- провода	Размеры магнитолровода				Попереч- ное магнито- проводов СМ1	Длина магнитной силовой линии см	Вес магнито- провода	Ширина слоя обмотки I, мм	Толщина гильзы ДпММ	Внешний периметр сечения гильзы М, мм	Суммарная мощность вторичных обмоток, Вт Л=50 Гц, Г=400 Гц	Тепловое сопро- тмвлеина катушки Яг^ °C/Вт	Тепловое сопро* тивленна границы магнито- провод— воздух *С/Вт	Тепловое сопро- тивление трансфор- матора •С/Вт	Конструк- тивная постоян- ная 410s
	4 мм	4 мм	А мм	4 мм											
ШЛ 6x6,5	3	6	15	6,5	0,33	5,1	13	12	0,7	30,6	4	120	46	108	1,97
ШЛ 6x12,5				12,5 0,64			25			42,6	10	119	29	90	2,96
ШЛ 8x8	4	8 ,	20	8	0,54	6,8	29	17	0,7	37,6	12	72	30	67	3,4
ШЛ 8x10				10	0,68		36			41,6	15	71	26	63	3,95
ШЛ 8x12,5				12,5 0,85			45			46,6	20	71	22	59	4,55
ШЛ8х16				16	1,09		57			53,6	24	70	17	54	5,07
ШЛ 10x10	5	10	25	10	0,85	8,6	57	22	0,8	46,4	33	47	20	41	6,5
ШЛ 10x12,5				12,5 1,06			71			51,4	42	47	18	39	6,6
ШЛ 10x16				16	1,36		90			58,4	47	47	15	36	7,7
ШЛ 10x20				20	1,7		114			66,4	56	46	13	33	8,8
ШЛ 12x12,5	6	12	30	12,5 1,17		10,3	100	27	0,8	55,4	67	34	14	33	8,8
ШЛ 12X16				16	1,63		130			62,4	80	34	13	31	9,9
ШЛ 12x20				20	2,04		165			70,4	94	33	11	29	11,5
ШЛ 12x25				25	2,55		200			80,4	112	33	9	27	13,1
ШЛ 16x16	8	16	40	16	2,18	13,6	228	37	0,8	70,4	150	28	9	25	16,5
ШЛ 16x20				20	2,72		295			78,4	180	27	8	24	19,2
ШЛ 16x25				25	3,4		370			88,4	230	27	7	23	22,2
ШЛ 16x32				32	4,35		470			102,4	270	27	6	22	25,8
ШЛ 20x20	10	20	50	20	3,4	17,1	460	47	1,0	88	290	23	6	19	26,7
ШЛ 20x25				25	4,25		575			98	360	22	5	18	31,4
.. ШЛ 20x32				32	5,44		735			112	440	22	4	17	36,5
ШЛ 20x40				40	6,8		920			128	500	21	4	16	42,3
ШЛ 25x25	123 25		62,5 25		5,3	21,3	900	59,5	1,5	112	620	17	4	14	43,7
ШЛ 25x32				32	6,8		1150			126	720	16	3	13	52,2
ШЛ 25x40				40	8,5		1440			142	930	15	3	12	59,6
ШЛ 25x50				50	10		1800			162	100Q	15	2	11	70,6
продолжение#
Таблица 2.9 [продолжение)
Тип магнито- провода	Размеры магнитопровода				Попереч- ное сеченна магнито- проводов % см2	Длина магнитной силовой линии см	Вес i магнито- провода	Ширина слоя обмотки It мм	Толщина гильзы Ап мм	Внешний периметр сечения гильзы М, мм	Суммарная мощность вторичных обмоток, Вт Г=50 Гц, Г=400 Гц	Тепловое сопро- тивленна катушкй Я,-’С/Вт	Тепловое сопро- тивление границы магнито- провод— воздух °С/Вт	Тепловое сопро- тивление трансфор- матора Яг, •С/Вт	Конструк- тивная постоян- ная Л10»
	4 мм	мм	А мм	4 мм											
ШЛМ 20x16	10	12	36	16	2,98	12,7	289	33	1,0	80	9		8	26	
ШЛМ 20x20				20	3,72		362			88	15		7	24	
ШЛМ 20x25				25	4,65		454			98	22		6	23	
ШЛМ 20x32				32	5,95		580			112	34		5 ,	22	
ШЛМ 25x25:	12,5 15		45	25	5,81	15,9	708	42	1,5	112	60		5	17	
ШЛМ 25x32				32	7,44		905			126	70		4	.16	
ШЛМ 25x40				40	9,3		ИЗО			142	86		4	15	
ПЛМ 20x32x46	20	19	46	32	6,3	19,9	955	43	1,5	120	100		5	10	
ПЛМ 20x32x58			58			22,3	1120	55			124			9	
ПЛМ 25x40x36	25	24	36	40	9,8	20,5	1570	32	2	150	150		3	9	
ПЛМ 25x40x66			46			22,8	1750	42			190	-		8	
ПЛМ 25x40x58			58			24,9	1910	54			220			7	
ПЛМ 25x40x73			73			28,2	2160	69			270			6	
ПЛМ 32x50x46	32	30	46	50	15,8	25,9	3140	42	2,5	188	330		2	7	
ПЛМ 32x50x56			58			28,4	3420	54			390			5	
ПЛМ 32x50x73			73			31,3	3800	69			490			5	
ПЛМ 32x50x90			90			34,7	4200	86			580			4	
2.4. Трансформаторы
165
С учетом падения напряжения в обмотках ЭДС в первичной обмотке должна быть
равна
AZ7
100
г тг К	“А	₽ тг	I
£, = U. 1---, а во вторичной обмотке — Е7= и, 1 +---- .
1	\	100 J	\	100 J
Тогда число витков первичной обмотки будет равно
F	F
Wt = —, а вторичной — W2 = —.
е	е
Для расчета площади сечения проводов необходимо знать токи, протекающие в
обмотках. Токи вторичных обмоток заданы, а ток первичной обмотки необходи-
мо рассчитать. Он содержит активную и реактивную составляющие:
Д=>//1а+Д2р-
Активная составляющая тока определяется мощностью Р2, потребляемой нагруз-
кой, мощностью РШ1 расходуемой на нагрев обмоток, и мощностью Рс, расходуе-
мой на потери в сердечнике.
Составляющая тока первичной обмотки, определяемая мощностью, потребляемой
нагрузкой, равна
+ I3U3 + +
,а и, ut - ut '
где N — количество вторичных обмоток.
Составляющая тока первичной обмотки, зависящая от потерь в меди, равна
la Ut ’
Для ее нахождения надо знать потери в меди, которые определяются по формуле
N
рк = Ё АД*А = А д £А + W +... + iNwN,
(=1
где At/j — падения напряжения в обмотках.
В этой формуле неизвестна величина тока в первичной обмотке Ц, который еще
не рассчитан, поэтому, исходя из опыта проектирования, задают ориентировоч-
ное значение этого тока Ц = kl{a.
Величина	уже рассчитана, а значение коэффициента k определяют из табл. 2.10.
Таблица 2.10. Коэффициенты для расчета составляющих тока
Частота f, Гц	К при Рг,	Вт		
	15-50	50-100	150-300	300-1000
50	1,75	1,27	1,15	1,14
400	1,35	1,23	1,1	1,07
166 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Составляющую тока первичной обмотки, зависящую от потерь в сердечнике, оп-
ределяют по формуле
р
т/ю — * А
1а и, '
Потери в сердечнике зависят от максимальной индукции в сердечнике (см. рис. 2.39)
и массы сердечника (2.70).
Реактивная составляющая тока /1р определяется по формуле (2.68):
Яс/с
lp" ‘
Значение Нс находят по графику зависимости Bm = f(H) для выбранного материа-
ла сердечника (см. рис. 2.38).
После определения всех составляющих тока рассчитывают полный ток первич-
ной обмотки. Если результат совпадает с ориентировочным значением тока Д,
которое задавали предварительно, то расчет продолжают. Если же результат су-
щественно отличается от ориентировочного значения, то расчет потерь в меди
повторяют, задав другое значение тока
После этого выбирают плотность тока в обмотках, влияющую на количество теп-
ловой энергии, выделяемой в обмотках. Чем она меньше, тем больше диаметр про-
вода, но при этом возникает опасность, что обмотка не разместится в окне магни-
топровода. Рекомендуемые значения плотности тока приведены на рис. 2.42.
Указанные значения плотности тока являются ориентировочными и могут уточ-
няться после расчета размещения обмоток в окне магнитопровода и проверки тем-
пературы нагрева. Зная плотность тока, можно рассчитать площадь поперечного
сечения провода и диаметр провода:
2.4. Трансформаторы
167
По найденному значению диаметра провода выбирают стандартный диаметр и
марку провода (см. табл. 2.6).
Следующим этапом является расчет размещения обмоток в окне сердечника.
Основание, на котором размещаются обмотки трансформатора, называют карка-
сом. По конструкции каркасы разделяют на две группы: со щечками (рис. 2.43, а)
и без щечек — гильзы (рис. 2.43, б).
Размеры отверстий акпЬкв каркасе со щечками должны быть на 0,1-0,2 мм боль-
ше, чем размеры соответствующей части магнитопровода, а длина каркаса долж-
на быть на 0,5-1,0 мм меньше высоты окна в магнитопроводе. Это обеспечивает
свободную установку каркаса на магнитопровод. Толщина стенок каркаса в зави-
симости от его размеров составляет от 0,7 до 1,5 мм.
Трансформаторы, в которых каркасы катушек выполнены в виде гильз, обладают
лучшими технологическими характеристиками, поскольку гильза значительно
проще каркаса со щечками и процесс изготовления гильз лучше поддается меха-
низации.
Намотку провода на каркас осуществляют одним из двух способов: беспорядочно
(«внавал») и правильными рядами, виток к витку (рядовая намотка). Укладка
«внавал» возможна только для каркаса со щечками. Однако такая намотка при-
меняется крайне редко, так как при хаотическом расположении витков возможно
появление больших напряжений между соседними витками, что ведет к пробою
изоляции провода и короткому замыканию.
При использовании гильзы применяют рядовую намотку (рис. 2.43, б). Сначала
на гильзу 1 наматывают первичную обмотку 2, состоящую из нескольких слоев,
разделенных изоляционными прокладками 3. Поверх первичной обмотки накла-
дывают межобмоточную изоляцию 4, затем наматывают вторичную обмотку 5,
поверх которой накладывают наружную изоляцию 6. Чтобы исключить «сполза-
ние» провода с гильзы и замыкание его на магнитопровод, обмотка не должна
доходить до края гильзы. Ширина кольцевой изоляции Лиз обычно составляет
168 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
1,2-1,5 мм. Чтобы исключить «сползание» крайних витков, ширина каждого после-
дующего слоя должна быть меньше по отношению к предыдущему на один виток.
Расчет размещения обмоток ведется в описанной далее последовательности.
Сначала определяют число витков в каждом слое обмотки:
Ik,
W  = —
’’ CJW f >
«из,
где ky — коэффициент, учитывающий неплотность укладки провода (табл. 2.11);
Z — ширина слоя намотки (см. табл. 2.9);
dmi — диаметр провода в изоляции для рассчитываемой обмотки.
Таблица 2.11. Зависимость диаметра от коэффициента неплотности
d^MM	0,06-0,2	0,21-0,3	0,31-0,4	0,41-0,65	Более 0,65
к,	0,83	0,86	0,92	0,93	0,95
Далее вычисляют число слоев каждой обмотки:
_ ж
w. ’
СЛ1
где W, — число витков рассчитываемой обмотки. Полученное значение nai округ-
ляют до большего целого числа.
После этого проверяют, уложится ли обмотка в рассчитанное число слоев с уче-
том того, что в каждом последующем слое число витков на один меньше, чем в
предыдущем. Для этого должно выполняться условие
W^-&w>wit
где пы1 — округленное число слоев;
Д W— уменьшение числа витков обмотки, округленное в соответствии с табл. 2.12.
Таблица 2.12. Зависимость общего числа слоев обмотки от его уменьшения
Число слоев	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	Й	12	13~ 14
ЛИГ	О	1	3	6	10	15	21	28	36	45	55	66	78	91
Если это условие не выполняется, то увеличивают число слоев на 1.
Далее рассчитывают толщину каждой обмотки:
^сл|^из, + (^сл1	1) Дизр
где Диз,- — толщина межслойной изоляции. При толщине провода до 0,3 мм
применяют конденсаторную бумагу КОН-2 толщиной 0,022 мм; при проводе
0,3-0,65 мм — электроизоляционную бумагу ЭН-50 толщиной 0,05 мм; для
проводов, диаметр которых превышает 0,65 мм, — кабельную бумагу К-120 тол-
щиной 0,12 мм.
2.4. Трансформаторы
169
Рассчитывают толщину катушки SK (рис. 2.44) с учетом толщины межобмоточ-
ной изоляции Дм, толщины гильзы Дг и толщины наружной изоляции Дн:
( N	N-1
\
ч 1=1	1=1
где N — число обмоток.
•1,1 + Дг+Дн,
Величину Дг определяют из табл. 2.9; в качестве межобмоточной Дм и наружной
изоляции Дн применяют несколько слоев кабельной бумаги К-120. Рассчитанная
толщина 5К должна быть меньше ширины окна (см. табл. 2.9). Если в результате
расчета окажется, что радиальная толщина обмотки больше ширины окна, то сле-
дует либо несколько уменьшить диаметр проводов, либо использовать сердечник
большего размера.
Следующим этапом является расчет потерь в меди. Для этого рассчитывают сред-
нюю длину витка каждой обмотки:
4Р. = М + 2л8„
где М — внешний периметр гильзы (см. табл. 2.9);
8, — расстояние от гильзы до середины i-й обмотки (см. рис. 2.44).
Величину 8; рассчитывают по формуле
>1
W . Clj
+ ~2
Далее рассчитывают сопротивление обмоток при температуре +20 °C:
Л,=р
4Z,
d?n ’
170 Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
где /, = ZcpiW, — длина провода i-й обмотки.
Затем задают максимальную температуру катушки и рассчитывают сопротивле-
ние обмоток при этой температуре:
=	+ 0,004Д 7),
где ДТ — превышение температуры катушки над нормальной температурой.
Вычисляют падение напряжения на обмотках Д Ui = IjR*, выделяемую в них мощ-
ность РМ1 = и суммарные потери в меди
N
«=1
На заключительном этапе рассчитывают тепловой режим трансформатора. Энер-
гия, теряемая в обмотках (Рм) и сердечнике (Рс), выделяется в виде тепла внут-
ри трансформатора, доходит до поверхности и излучается в окружающую» среду.
В стационарном режиме существует баланс мощностей, при котором выделяемая
и излучаемая мощности равны. При этом в каждой точке трансформатора устанав-
ливается постоянная температура, определяющая надежность его работы. Мак-
симальной температурой обладают обмотки трансформатора. Определение рас-
пределения температуры внутри трансформатора встречает большие технические
трудности, так как условия передачи теплоты от разных точек к поверхности раз-
личны, поэтому температурный режим трансформатора оценивают некоторой
средней величиной 0 = £тр - tOKp, называемой температурой перегрева, которая опре-
деляется эмпирическими формулами:
□	для трансформаторов, работающих на частоте 50 Гц:
(дтрм + /?тм Л)2
□	для трансформаторов, работающих на частоте 400 Гц:
(PU+P<)R^&.K
—
где R,, Ку.к — коэффициенты, значения которых приведены в табл. 2.9;
Рк — потери в меди;
Рс — потери в стали.
Температура нагрева обмоток трансформатора выше температуры окружаю-
щей среды Токр на величину температуры перегрева:
К = Токр + О-
Температура Ттр должна быть не выше максимальной температуры обмоток,
которую задавали при расчете сопротивления обмоток. Если эта температура
окажется больше допустимой, то следует заново рассчитать трансформатор,
применив магнитопровод большего размера, или снизить температуру окружаю-
щей среды.
2.4, Т рансформаторы
171
Рассмотренный порядок расчета показал, что вычисления получаются довольно
трудоемкими. Этот расчет приведен с учебной целью, чтобы студент лучше усвоил
все многочисленные факторы, определяющие работу трансформатора. В условиях
производства расчет трансформаторов проводят с применением электронно-вычис-
лительных машин по программам, которые учитывают все рассмотренные физи-
ческие процессы.
Согласующие трансформаторы проектируют так, чтобы вносимые ими частотные
и нелинейные искажения не превышали заданных значений. В области низких
частот частотные искажения обусловлены малым значением индуктивности пер-
вичной обмотки, а в области высоких частот — наличием индуктивности рассея-
ния и паразитных емкостей. С целью уменьшения индуктивности рассеяния при-
меняют чередование обмоток: сначала наматывают половину первичной обмотки,
затем вторичную, после чего вторую половину первичной. В результате обмотка
оказывается разделенной на три секции. Секционировать можно и вторичную об-
мотку. Чем больше число секций, тем меньше индуктивность рассеяния.
Нелинейные искажения обусловлены нелинейной зависимостью между напря-
женностью поля и индукцией в сердечнике. Поэтому при синусоидальном токе
первичной обмотки индукция в сердечнике изменяется по закону, отличному от
синусоидального закона. Соответственно, ЭДС, наводимая во вторичной обмотке,
будет отличаться от синусоидальной ЭДС. Чем больше индукция, тем больше не-
линейность кривой намагничивания и тем больше нелинейные искажения. Поэто-
му согласующие трансформаторы работают при небольших значениях индукции.
Поскольку индукция незначительна, потери в стали можно не учитывать. Нагрев
согласующего трансформатора определяется в основном потерями в меди.
Требования, предъявляемые к импульсным трансформаторам, существенно отлича-
ются от тех, которые предъявляются к трансформаторам согласования. Основной
особенностью этих трансформаторов является работа в широком диапазоне час-
тот. Обычно импульсные трансформаторы работают при длительности импуль-
сов 0,2-100 мкс с длительностью фронта 0,01—0,2 мкс, поэтому для импульсных
трансформаторов характерны сердечники тороидальной формы, изготовленные
из тонких листов электротехнических сталей или ферритов с высокой магнитной
проницаемостью. Для уменьшения индуктивности рассеивания намотку провода
осуществляют с малым количеством слоев. Для уменьшения емкости обмотки
разделяют на секции.
Обычно трансформаторы рассчитывают для каждого конкретного радиоустрой-
ства, однако в настоящее время все большее применение находят унифицирован-
ные трансформаторы. Широкое применение унифицированных трансформаторов
дает большой технико-экономический эффект, так как позволяет отказаться от
мелкосерийного, а иногда и штучного производства трансформаторов для каждо-
го радиоустройства и перейти к массовому производству на специализированных
предприятиях, способных механизировать и автоматизировать производство, по-
высить надежность и снизить себестоимость.
Трансформаторы являются компонентами радиоэлектронной аппаратуры. За по-
следние годы они значительно усовершенствованы. Однако по сравнению с другими
компонентами РЭА их габариты и вес относительно велики, поэтому в современ-
ной РЭА существует тенденция к сокращению использования трансформаторов.
172
Глава 2. Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры
Контрольные вопросы
1.	Дайте классификацию резисторов и опишите их типичные конструкции.
2.	Какими основными параметрами характеризуются резисторы?
3.	Что такое ряды номиналов резисторов и конденсаторов?
4.	Дайте классификацию конденсаторов и опишите их типичные конструкции.
5.	Какими основными параметрами характеризуются конденсаторы?
6.	Перечислите основные разновидности конденсаторов.
7.	Опишите типичные конструкции катушек индуктивности.
8.	Для чего применяются магнитные сердечники в катушках индуктивности?
9.	Как индуктивность катушки зависит от числа витков?
10.	Что такое оптимальный диаметр провода?
11.	Как влияет экран на индуктивность катушки?
12.	Чем объясняется наличие собственной емкости катушки индуктивности?
13.	Что такое эквивалентная индуктивность катушки?
14.	Перечислите виды потерь в катушке индуктивности и объясните их причины.
15.	Что такое эффект близости?
16.	Какие разновидности катушек индуктивности вам известны?
17.	Что такое добротность катушки индуктивности и от чего она зависит?
18.	Как классифицируются трансформаторы?
19.	Для чего делается воздушный зазор в сердечнике трансформатора?
20.	Что такое оптимальная индукция в трансформаторе?
Глава 3 Полупроводниковые
диоды
Полупроводниковыми диодами называют двухэлектродные полупроводниковые
приборы с выпрямляющим электрическим переходом. В качестве выпрямляюще-
го электрического перехода применяют р-га-переход, гетеропереход или выпрям-
ляющий контакт металла с полупроводником.
3.1. Устройство полупроводниковых
диодов
Подавляющее большинство полупроводниковых диодов представляет собой струк-
туру, состоящую из областей га-типа и p-типа, имеющих различную концентра-
цию примеси и разделенных электронно-дырочным переходом. Область с высо-
кой концентрацией примеси (порядка 1018 см 3) называют эмиттером, область с
низкой концентрацией примеси (порядка 1014-1016 см-3) называют базой. Суще-
ствуют различные методы создания электронно-дырочных структур.
При изготовлении р-га-структуры методом вплавления в кристалл германия со
слабо выраженной электронной электропроводностью вплавляют таблетку индия,
галлия или бора. В процессе термической обработки таблетка и прилегающий к
ней слой германия расплавляются, и германий растворяется в расплавленной при-
меси. После остывания на поверхности кристалла образуется тонкий слой герма-
ния с резко выраженной дырочной проводимостью. Электронно-дырочный пере-
ход в этом случае получается резким.
При изготовлении диода диффузионным методом на поверхности кремниевой
пластины со слабо выраженной электронной электропроводностью методом ваку-
умного напыления создают слой алюминия. В процессе термической обработки
атомы алюминия диффундируют вглубь кристалла, в результате чего образуется
слой с дырочной проводимостью. Особенностью диодов, полученных этим спо-
собом, является то, что концентрация введенной примеси уменьшается с глуби-
ной, поэтому р-и-переход получается плавным.
174
Глава 3. Полупроводниковые диоды
При изготовлении диодов методом эпитаксиального наращивания на кремниевую
пластину с определенным типом электропроводности осаждают атомы кремния
из паров хлорида кремния, содержащего донорную или акцепторную примесь.
Осаждающиеся атомы повторяют кристаллическую структуру кремниевой плас-
тины, в результате чего образуется монокристалл, бдна часть которого имеет элек-
тронную проводимость, другая — дырочную.
Существуют также точечные диоды, у которых в хорошо отшлифованную пласти-
ну германия или кремния с электронной электропроводностью упирается металли-
ческая игла. В процессе производства контакт иглы с полупроводником подвер-
гают электрической формовке, которая заключается в пропускании через контакт
мощных импульсов тока. При этом происходит местный разогрев контакта, и кон-
чик иглы сплавляется с полупроводником, что обеспечивает стабильность и меха-
ническую прочность контакта. Кроме того, в процессе формовки часть материала
иглы диффундирует в полупроводник, образуя под точечным контактом полусфе-
рическую область с дырочной электропроводностью.
Независимо от способа изготовления полупроводникового диода концентрация
примеси в базе всегда меньше, чем в эмиттере, поэтому электронно-дырочный
переход оказывается сдвинутыми в область базы, то есть является несимметрич-
ным. Вследствие низкой концентрации примеси база обладает значительным со-
противлением г'6. Ширина базы W6 во многих случаях оказывается меньше диф-
фузионной длины дырок Lp.
Рис. 3.1
На рис. 3.1 показана р-и-структура, изготовленная по комбинированной техноло-
гии, широко используемой при производстве интегральных схем. На кремниевой
подложке и+-типа выращивают эпитаксиальный слой n-типа. Затем поверхность
выращенного слоя окисляют, в результате чего образуется слой SiO2 толщиной
около 1 мкм, в котором создают окна и через них методом диффузии вводят акцеп-
торную примесь, изменяющую тип электропроводности выращенного кристалла.
В результате образуется р+-слой с высокой концентрацией примеси, отделенный
от и-области электронно-дырочным переходом. Затем осуществляют омические
контакты с п+- и р+-областями путем напыления алюминия. В процессе изготовле-
ния на кремниевой пластине создается большое количество одинаковыхр-и-струк-
тур. Такую пластину разделяют на отдельные кристаллики, каждый из которых
монтируют в герметичном металлическом, пластмассовом или стеклянном корпу-
3.2. Вольт-амперная характеристика диода
175
се, защищающем кристалл от воздействия окружающей среды, а базу и эмиттер
через омические контакты соединяют с внешними выводами.
3.2. Вольт-амперная характеристика
диода
В силу особенностей структуры вольт-амперная характеристика диода отличает-
ся от вольт-амперной характеристики идеального р-и-перехода. На рис. 3.2 для
сравнения представлены характеристики диода и идеального р-и-перехода.
Область прямых напряжений
В области прямых напряжений вольт-амперная характеристика диода проходит
более полого, чем вольт-амперная характеристика р-и-перехода, что объясняется
наличием сопротивления базы г'6> вследствие чего к р-п-переходу прикладывает-
ся напряжение wnep = и - ir'6, поэтому уравнение вольт-амперной характеристики
диода должно быть записано в виде
Чем меньше концентрация примеси в базе, тем больше сопротивление г'6 и тем
положе проходит характеристика.
Тепловой ток г0 в соответствии с (1.98) и (1.99) с учетом того, что N3 »Nd, рас-
считывают по одной из двух формул:
D р„
i0=~qS^,	(3.2)
п>
Z р
i0=-qS^.	(3.3)
176
Глава 3. Полупроводниковые диоды
Здесь S — площадь р-п-перехода.
В тех случаях, когда W6 < Lp, тепловой ток определяется уравнением
(3.2а)
При W6 « Lp тепловой ток определяется уравнением
(3.26)
Принимая во внимание, что незначительное изменение напряжения существенно
влияет на ток, целесообразно представить вольт-амперную характеристику ди-
ода как зависимость напряжения от тока. Для этого надо прологарифмировать
уравнение (3.1):
и = wTln -г + 1 + гг^.
(3.4)
Первое слагаемое в полученном уравнении определяет падение напряжения на
р-п-переходе, второе — на сопротивлении базы г'6. В области малых токов преоб-
ладает первое слагаемое, в области больших токов — второе.
Напряжение и, обеспечивающее получение требуемого тока г, зависит от тепло-
вого тока io, который, в свою очередь, зависит от концентрации дырок р„ в элект-
ронной базе, определяемой соотношением
(3.5)
В кремниевом полупроводнике Я; = 1010 см-3, а в германиевом п} ~ 1013 см~3, поэто-
му тепловой ток кремниевых диодов на шесть порядков меньше теплового тока
германиевых диодов. Следовательно, для получения одинаковых токов к крем-
ниевому диоду должно быть приложено более высокое прямое напряжение, чем к
германиевому, что следует из уравнений (3.4) и (3.5). Этим объясняется то, что
прямая ветвь вольт-амперной характеристики кремниевого диода при одинако-
вой площади перехода всегда сдвинута вправо относительно прямой ветви вольт-
амперной характеристики германиевого диода.
ипор
Рис. 3.3
3.2. Вольт-амперная характеристика диода
177
При работе диода в области больших токов начальный участок вольт-амперной
характеристики практически сливается с осью абсцисс, и на характеристике по-
является характерный «пьедестал» (рис. 3.3). Наличие «пьедестала» отнюдь не
означает отсутствие тока. Просто этот ток настолько мал, что его невозможно по-
казать при малом значении прямого напряжения.
Если диод работает в области больших токов, то вольт-амперную характеристи-
ку обычно аппроксимируют отрезками прямых линий. Для этого проводят каса-
тельную к характеристике, которая отсекает на оси напряжений отрезок и„ор, на-
зываемый пороговым напряжением. Тогда аппроксимированная характеристика
описывается уравнением
Оприи<мпор,
Здесь гд - г'6. Для германиевых диодов unop = 0,3 В, для кремниевых и,шр« 0,7 В.
Область обратных напряжений
Обратный ток р-д-перхода теоретически не изменяется при изменении обратного
напряжения. В ПЦД обратный ток возрастает цри увеличении обратного напря-
жения, что объясняется тепловой генерацией носителей заряда в р-и-переходе и
проводимостью пленки на поверхности кристалла, шунтирующей р-и-переход.
Полный обратный ток диода содержит три составляющих:
4бр = *0 "* гген *" *ут 1
где гген — ток генерации, создаваемый носителями заряда, генерируемыми в р-и-пе-
реходе;
iyr — ток утечки, обусловленный проводимостью поверхностной пленки, шунти-
рующей р-и-переход;	i	(
i0 — тепловой ток, создаваемый неосновными носителями Заряда, генерируемы-
ми в базе.
Тепловой ток определяется соотношением (3.2) или (3.3), а уравнение для тока
генерации можно записать по аналогии с (3.3), учитывая, что генерация носите-
лей заряда в р-и-переходе, объем которого равен 5Д, происходит со скоростью,
определяемой временем жизни как электронов, так и дырок, то есть
G = —
т + т
п р
Следовательно,
U=-^A—~—•	(3-7)
+*Р
178
Глава 3. Полупроводниковые диоды
При увеличении обратного напряжения увеличивается ширина р-и-перехода А,
поэтому возрастают ток генерации гген и ток утечки г^, что ведет к увеличению
обратного тока.
Для сравнения тока генерации с тепловым током запишем отношение этих токов,
полагая тп = тр и используя (3.3) и (3.5):
.	(3.8)
k 2иЛ>
В кремниевых диодах отношение в 103 раза больше, чем в германиевых, по-
*о
скольку значения И| в этих диодах различаются примерно на три порядка. Поэто-
му током генерации в германиевых диодах обычно пренебрегают;
Влияние температуры
Температура влияет как на прямой, так и на обратный токи. Рассмотрим сначала
влияние температуры на тепловой ток i0, определяемый уравнением (3.2)
Lp
Учтем, что концентрация неосновных носителей заряда определяется уравнени-
ем (3.5):
и>2
Pn~N?
а концентрация И| определяется уравнением (1.39)
кт -Д£з
л-. = У.ехр ——~.
' с 2kT
Следовательно, при некоторой исходной температуре Го тепловой ток будет равен
k(T0) = Iwexp-^-.	(3.9)
Здесь Iw = —qS N2C.
LT>Ni
При повышении температуры на величину ДГ тепловой ток становится равным
<о(Го+ДГ) = /ооехр^^^.
Этот ток связан с исходным током соотношением
4 (Го + ДГ) = ц (Тй) ехр	ДГ.
3.2. Вольт-амперная характеристика диода
179
Это соотношение можно записать в более компактном виде:
/о(То+ДТ) = %(Го)ехраДТ.	(3.10)
„	Д£3
Здесь а = ~±.
rTq
Численное значение коэффициента а можно получить, подставив численные зна-
чения ДЕ3, k, Го. Для кремния а ~ 0,14 К4, для германия а ~ 0,09 К-1.
На практике температурную зависимость теплового тока принято оценивать тем-
пературой удвоения Го", то есть приращением температуры, вызывающим увели-
чение тока в два раза. Для определения температуры удвоения надо в формуле
(3.10) принять i0(T0 + ДГ) = 210(Г0), а ДГ = Го’ и решить относительно Го":
kT2
Го =^-1п2.
Д£3
При Го = 300 К температура удвоения для кремния равна Г0‘ = 5 К , а для герма-
ния Го’« 7,5 К.
Аналогичным способом определяют температуру удвоения тока генерации. За-
висимость этого тока от температуры более слабая, так как в соответствии с (3.7)
он пропорционален nit а тепловой ток пропорционален п2. Поэтому уравнение для
тока генерации следует записать в виде
•	\ г -ДЕ,
^ген Го) ~ Аен.о®Ф
Вследствие этого температура удвоения для тока генерации оказывается вдвое
больше, чем для теплового тока:
, 2kT2
г =Д2_о_]п2.
ДЕ3
Принимая во внимание, что обратный ток диода состоит из теплового тока и тока
генерации, зависимость обратного тока от температуры можно представить в виде
дт 
где гобр(Г0) — обратный ток при температуре Го;
гобр(Г) — обратный ток при температуре Го + ДГ;
Г* — температура удвоения.
В данном случае температура удвоения учитывает как возрастание теплового тока,
так И возрастание тока генерации. Для германиевых диодов можно пренебречь
током генерации, для кремниевых диодов — тепловым током.
Влияние температуры на прямой ток можно определить, используя соотношения
(3.1) и (3.9). Если в (3.1.) пренебречь параметром г'й и единицей и подставить туда
(3.9), получим:
(З.И)
(3.12)
180
Глава 3. Полупроводниковые диоды
i = Z^xp .	(3.13)
к!
В рабочем режиме qu всегда меньше ширины запрещенной зоны ДЕз, поэтому по-
казатель степени экспоненты отрицателен, и характеристика при увеличении тем-
пературы смещается влев’о. Расчеты показывают, что этот сдвиг составляет при-
мерно 2 мВ/°С.
3.3.	Пробой диода
Пробоем диода называют резкое увеличение обратного тока при некотором зна-
чении обратного напряжения. Различают три вида пробоя: лавинный, туннель-
ный и тепловой.
Туннельный пробой обусловлен туннельным эффектом, то есть «просачиванием»
электронов сквозь тонкий потенциальный барьер. Он наблюдается в том случае,
когда при подаче обратного напряжения возникает перекрытие энергетических
зон (рис. 3.4), вследствие чего электроны могут переходить из валентной зоны
p-области в зону проводимости и-области.
Для возникновения туннельных переходов необходимо, чтобы напряженность
поля в переходе достигла определенной критической величины й'кр. Эксперименталь-
но установлено, что для германия #кр 3,7-105 В/см, для кремния » 1,4-106 В/см,
что достижимо только в очень узкихр-и-переходах, получаемых при высокой кон-
центрации примеси. В несимметричном р-и-переходе при » Nd максималь-
ная напряженность поля определяется уравнением (1.80):
^=7ГД-
ЕЕ0
Здесь Д — ширина р-и-перехода, определяемая уравнением (1.876):
д= /2еео (<Рко-ц)
V
Подставляя в эти уравнения вместо #тах критическую напряженность поля $кр,
можно определить напряжение туннельного пробоя:
3.3. Пробой диода
181
(3.14)
IJ ^££°^
2qND-
Из (3.14) следует, что напряжение туннельного пробоя обратно пропорционально
концентрации примеси. Для определения напряжения пробоя можно пользовать-
ся эмпирическими формулами, соответственно, для кремния и германия:
П1уи.ы=200рп+73рр,
^=190рп+94рр.
Здесь рп, рр — удельные сопротивления п- ир-областей, Омсм.
Туннельный пробой с повышением температуры наступает при более низком об-
ратном напряжении. Объясняется это тем, что с ростом температуры у полупро-
водников уменьшается ширина запрещенной зоны, соответственно, уменьшается
толщина р-л-перехода и возрастает напряженность поля в переходе, что увеличи-
вает вероятность возникновения туннельного пробоя.
Лавинный пробой происходит в результате лавинного размножения носителей за-
ряда в р-и-переходе под действием сильного поля. При высокой напряженности
поля подвижные носители заряда на длине свободного пробега приобретают энер-
гию, достаточную для ударной ионизации атомов, под действием которой появ-
ляются новые пары носителей заряда. При достаточно большой напряженности
поля, когда исходная пара носителей заряда в среднем порождает более одной
новой пары, ионизация приобретает лавинный характер, что вызывает лавинный
рост обратного тока. При этом обратный ток ограничивается резистором, вклю-
ченным последовательно с диодом.
Интенсивность ударной ионизации оценивают коэффициентом размножения но-
сителей заряда М, который равен отношению числа носителей заряда, покидаю-
щих р-и-переход, к числу носителей заряда, вошедших в р-и-переход. В результа-
те ударной ионизации обратный ток становится равным = Mi0. Зависимость
коэффициента М от приложенного к диоду напряжения характеризуют полуэм-
пирической формулой
М =-----
1-П
(3.15)
X* >
и
где k — эмпирический коэффициент, зависящий от материала полупроводника и
типа электропроводности базы (для кремния p-типа k = 3, для кремния n-типа k = 5);
ия — напряжение лавинного пробоя, при котором М —» °°.
Напряжение лавинного пробоя связано с удельным сопротивлением базы полу-
эмпирическим соотношением
Ч>=ЙР«>	(3-16)
где а и т — эмпирические коэффициенты (для кремния p-типа а = 23, т = 0,75,
для кремния n-типа а = 86, т = 0,65);
р — удельное сопротивление базы, Ом-см.
182 Глава 3. Полупроводниковые диоды
Напряжение лавинного пробоя зависит от температуры. С повышением темпе-
ратуры уменьшается длина свободного пробега носителей заряда, в результате
уменьшается энергия, которую приобретает носитель заряда на длине свободно-
го пробега в электрическом поле. Поэтому лавинный пробой наступает при более
высоком обратном напряжении.
Тепловой пробой обусловлен перегревом р-п-перехода обратным током. Мощность,
подводимая к переходу и нагревающая его, определяется обратным напряжением
Мобр и обратным током i^:
= “o6PU 	(3.17)
Одновременно с нагревом выделяющееся в переходе тепло передается металли-
ческому основанию корпуса, на котором закреплен кристалл. Значение отводи-
мой мощности пропорционально разности температур перехода Т„ и корпуса Гкор
и обратно пропорционально тепловому сопротивлению 7?т:
Р™ =Т" ~	'	(3.18)
Тепловое сопротивление определяет перепад температур Т„ и Гкор, необходимый
для отвода 1 Вт мощности от перехода в окружающую среду. Тепловое сопротив-
ление рассчитывают по формуле
(3.19)
где X — теплопроводность материала (для кремния X = 2,19 Вт/см-К, для герма-
ния X = 0,52 Вт/см-К);
5Т — толщина теплопроводящего слоя;
5Т — площадь контакта кристалла с металлическим основанием.
В установившемся режиме мощность, подводимая к переходу, равна мощности,
отводимой от него:
= Т" ~ Гкор 	(3.20)
«г
Решая это уравнение относительно температуры перехода, можно определить уста-
новившуюся температуру Т„ при данном напряжении на нем. Рассмотрим реше-
ние уравнения графическим методом. Для этого необходимо построить графики
температурных зависимостей левой и правой частей уравнения (рис. 3.5). Точки
пересечения этих графиков являются корйями уравнения. При фиксированной
величине зависимость выделяемой в переходе мощности от температуры име-
ет экспоненциальный характер. Зависимость отводимой мощности имеет линей-
ный характер. Поэтому получаются две точки пересечения.
Первая из точек пересечения (точка А) соответствует устойчивому тепловому
равновесию. В этой точке температура перехода равна Т„, и выполняется условие
ЭРОТВ
дТ дТ
3.3. Пробой диода
183
При случайном уменьшении температуры перехода количество отводимого теп-
ла становится меньше количества выделяемого, переход разогревается и его тем-
пература повышается до Гп. Если же температура перехода случайно возрастает,
то количество отводимого тепла оказывается больше количества выделяемого
и переход охлаждается.
Вторая точка пересечения (точка В) соответствует неустойчивому равновесию.
В этой точке температура перехода равна Гкр, и выполняется условие
дТ дТ
Случайное повышение температуры выше Гкр приводит к тому, что количество
выделяемого в переходе тепла оказывается выше количества отводимого, в резуль-
тате чего начнется разогрев перехода и увеличение тока. ПрИ случайном умень-
шении температуры переход будет охлаждаться, вследствие чего температура ус-
тановится равной Т„.
При повышении обратного напряжения график Рвыд сдвигается вверх, и точки А
и В сближаются, в конечном итоге сливаясь в одну (точка С). В этом случае гра-
фики Рвыд и Ротв касаются, и выполняется условие
дТ ~ дТ
Такое состояние перехода является неустойчивым, то есть при случайном повы-
шении температуры выше установившейся наступает разогрев перехода. Очевид-
но, что напряжение, соответствующее такому случаю, следует считать напряже-
нием теплового пробоя.
Определим напряжение теплового пробоя, исходя из условия баланса мощнос-
тей (3.20), которое представим в виде
«об₽г(?;) = ~,	(3.21)
Кт
где ДГ = Т„ - Гюр;
184
Глава 3. Полупроводниковые диоды
i(T„) — ток, соответствующий температуре перехода Гп.
Будем считать, что обратный ток зависит от температуры перехода по экспонен-
циальному закону (3.10), который представим в виде
’(Гп) = 1'(7;ор)ехр(аАГ),	(3.22)
где г(Ткор) — ток, соответствующий температуре корпуса Гкор,
ДБ
Логарифмируя (3.22), определим ДГ:
ДГ = -1п
а
•(г.)
(3.23)
Из (3.21) найдем и^, подставив в него (3.23):
-_J—in-iM
(3.24)
С ростом обратного напряжения растет ток при этом изменяется дифферен- .
циальное сопротивлениер-и-перехода, которое можно определить, продифферен-
цировав (3.24):
Г3 =
1 — In
Ж1
1 (Т’кор )
(3.25)
1
(Ш
По мере приближения к напряжению пробоя обратный ток 1(Т„) возрастает, и диф-
ференциальное сопротивление уменьшается. При этом точка А на рис. 3.5 сдви-
гается вверх, приближаясь к точке С. При наступлении пробоя точки А и С сли-
ваются, и дифференциальное сопротивление перехода становится равным нулю.
Из (3.25) следует, что гд становится равным нулю при условии, что
'"-Я
= 1,
то есть при i(T„) = ei(TKop), где е = 2,718. Иначе говоря, в момент наступления про-
боя обратный токр-и-перехода примерно в 2,71 раза превышает ток, соответству-
ющий температуре корпуса.
Таким образом, напряжение теплового пробоя определяется формулой
“™=2,71«(Г„)К, •	(326)
Это напряжение тем больше, чем меньше тепловое сопротивление R, и чем меньше
ток i(TKop), который можно выразить через ток i(T0) при комнатной температуре:
«(7’«ор) = ’(7’о)ехра(Гкор-Т0).
3.3. Пробой диода
185
С увеличением температуры окружающей среды, в которую отводится тепло, на-
пряжение пробоя уменьшается.
Вольт-амперные характеристики при разных видах пробоя показаны на рис. 3.6.
Туннельный пробой происходит в очень узких р-я-переходах, имеющих толщину
в доли микрометра, которая получается при концентрации примеси в базе, пре-
вышающей 1019 см*3. Напряжение туннельного пробоя не превышает 4 В. Лавин-
ный пробой происходит в широких р-я-переходах, которые получаются при кон-
центрации примесей в базе, не превышающей 10*8 см*3. Напряжение лавинного
пробоя больше б В. При снижении концентрации примеси напряжение лавинного
пробоя возрастает. При концентрации примеси от 1018 до 10*9 см*3 может возник-
нуть как лавинный, так и туннельный пробой. Часто эти два вида пробоя суще-
ствуют одновременно. При этом напряжение пробоя лежит между 4 и 6 В.
При лавинном и туннельном пробое вольт-амперные характеристики идут почти
вертикально. При этом при туннельном пробое нар-я-переходе устанавливается
напряжение, обеспечивающее критическую напряженность поля, а при лавинном
пробое устанавливается напряжение, обеспечивающее лавинное размножение
носителей заряда. Ток при лавинном и туннельном пробое может достигать очень
больших значений, что может привести к перегреву перехода и возникновению
теплового пробоя. Чтобы этого не произошло, обратное напряжение на диод все-
гда подают через ограничительный резистор.
Тепловой пробой происходит в р-я-переходах с большими обратными токами.
При этом рост тока при наступлении пробоя сопровождается снижением об-
ратного напряжения, так как с ростом тока уменьшается сопротивление перехода
из-за повышения температуры. Поэтому на вольт-амперной характеристике по-
лучается падающий участок. Тепловой пробой обычно сопровождается «шну-
рованием» тока в переходе, суть которого заключается в следующем. Вследствие
дефектов кристаллической структуры либо статистических (случайных) флюк-
туаций плотности обратного тока по ширине перехода в некоторой локальной
области перехода температура может превысить среднюю по переходу, это при-
водит к локальному увеличению плотности тока и выделяемой мощности, что,
в свою очередь, еще больше повышает температуру в данной области, и т. д. В ре-
зультате обратный ток стягивается в узкий шнур, и образуется локальный канал
с высокой плотностью тока, что может привести к разрушению перехода.
186 Глава 3. Полупроводниковые диоды
У германиевых диодов при повышении обратного напряжения практически все-
гда создаются условия для возникновения теплового пробоя. У кремниевых дио-
дов с очень высокой концентрацией примеси при повышении обратного напря-
жения даже при небольшом обратном напряжении наступает туннельный пробой.
У кремниевых диодов с низкой концентрацией примеси условия для возникнове-
ния туннельного пробоя не возникают, поэтому при повышении обратного напря-
жения наступает лавинный пробой, который по мере роста обратного тока может
перерасти в тепловой пробой. Однако при высокой температуре окружающей
среды в кремниевых диодах при повышении обратного напряжения тепловой про-
бой может возникнуть раньше, чем лавинный пробой.
3.4.	Дифференциальные
параметры диода
Дифференциальные параметры связывают между собой малые изменения вели-
чин, определяющих работу диода. Ток в диоде является функцией двух независи-
мых переменных — напряжения и и температуры Т, поэтому дифференциал тока,
то есть его приращение, имеет две составляющих:
di = — du + — dT.	(3.27)
ди дТ
Частные производные перед дифференциалами независимых переменных du и dT
представляют собой дифференциальные параметры диода. Введем для них обо-
значения:
□
□
di
S = —---дифференциальная крутизна вольт-амперной характеристики (пря-
ди
мая проводимость), мА/В;
Э/
е, = — — дифференциальная температурная чувствительность тока диода,
дТ
мА/°С.
Используя введенные обозначения, запишем соотношение (3.27) в виде
di = Sdu + EjdT.	(3.28)
Если принять за независимые переменные ток i и температуру Т, то дифференци-
ал напряжения можно представить в виде
du = ^di + ^-dT.	(3.29)
di дТ	4	7
В этом случае для дифференциальных параметров вводят обозначения:
п ди , ,
□	га =----дифференциальное сопротивление диода, Ом;
di
3.4. Дифференциальные параметры диода
187
Эм
□	еа = ----дифференциальная температурная чувствительность напряжения
оТ
диода, мВ/°С.
Используя введенные обозначения, Запишем соотношение (3.29) в виде
du = radi + EudT.	(3.30)
Переходя от бесконечно малых приращений к конечным, дифференциальные па-
раметры можно определить по вольт-амперным характеристикам диода, снятым
для двух значений температуры (рис. 3.7).
Дифференциальное сопротивление диода г3 содержит две составляющих:
П =г„ +/б,
где г„ — дифференциальное сопротивлениер-п-перехода, зависящее от тока ди-
ода;
Гб — дифференциальное сопротивление базы, зависящее от концентрации приме-
си в базе.
Для нахождения сопротивления перехода продифференцируем уравнение вольт-
амперной характеристики перехода:
1 di
r„ ~ du
d .	и
= —loexp—
du	и.
г
«т ’
Откуда получим:
(3.31)
i
Из (3.31) следует, что дифференциальное сопротивление р-п-перехода зависит от
тока. С увеличением тока оно уменьшается. При Т- 300 К значение щ равно 26 мВ.
Следовательно, при токе г = 1 мА дифференциальное сопротивление р-п-перехо-
да составляет 26 Ом.
188
Глава 3. Полупроводниковые диоды
3.5.	Емкости диода
При рассмотрении процессов в р-п-переходе было установлено, что в самом
переходе и в областях, прилегающих к переходу, существуют электрические
заряды, которые изменяются при изменении подводимого к переходу напря-
жения, Такое изменение зарядов воспринимается внешней цепью как электри-
ческая емкость.
Барьерная емкость С6 характеризует изменение электрического заряда Опер внут-
ри перехода вследствие изменения его ширины Д при изменении внешнего напря-
жения и:
Г _ ^ер
6 du ‘
Полагая, что р-п-переход несимметричен и в нем находится отрицательный заряд
акцепторов, можно записать:
0а=^аД5.
,,	а 2ееофк
Учитывая, что Д = —, получаем:
V <?^а
(3.32)
Умножаем числитель и знаменатель дроби на ее0 и, учитывая, что qN^ / 2ее0(рк =
= 1 / Д2, получаем:
д
Ширина перехода Д зависит от внешнего напряжения. При и = 0 величина Д = До,
а С6 = См- Если к переходу приложить обратное напряжение, то переход расши-
рится и, соответственно, емкость уменьшится:
f _ Оо
N ФкО
Соотношение (3.33) справедливо для резкого перехода. Если переход плавный,
то барьерная емкость обратно пропорциональна не квадратному, а кубическому
корню.
Диффузионная емкость Сл характеризует изменение избыточного заряда, накап-
ливаемого в областях, прилегающих к р-п-переходу, при изменении подводимого
к переходу напряжения:
д du '
(3.33)
3.5. Емкости диода
189
Концентрация примеси в эмиттере во много раз больше, чем в базе, поэтому в базу
инжектируется больше неосновных носителей заряда, чем в эмиттер, и диффузи-
онная емкость обусловлена только накоплением заряда в базе. Полагая, что база
диода электронная, и учитывая, что в нее инжектируются дырки, концентрация
которых уменьшается по мере удаления от перехода по экспоненциальному зако-
ну, значение избыточного заряда можно определить, интегрируя изменение из-
быточной концентрации по всей длине базы:
-('x-x'l
О«зб = 4 s f Ризб (*п) ехР	• ’	•	<3-34)
х.	Ч
Учитывая соотношение (1.94), получаем:
Оизб = ?^Рпехр—•
Мт
В результате дифференцирования имеем:
Сд=-?51р^ехр^-.	(3.35)
Умножая числитель и знаменатель дроби на тр, получаем:
L рп C^-qS-^	Г и} ехр—	
тр	и < т >	“т
Учитывая, что ток диода равен i - -qS	exp—, получаем:
%	“т
СД=Л.	(3.36)
Таким образом, диффузионная емкость прямо пропорциональна току.
При узкой базе диода избыточный заряд изменяется по линейному закону
Оиэб = |Я^риз6 (xn) W6 = | qSW6p„exp—.
2	2	ит
Дифференцируя, получаем:
С aS	exo U
*-"д - п ч3	ехР
3 “т Щ
Умножим числитель и знаменатель дроби на
г cDfP* «
С„ = —2— qS —-— exp —.
д 2uD	W,	и'
т р	6	т
(3.37)
Dp и
Учитывая, что ток диода i = qS р " exp—, получаем:
ит
190
Глава 3. Полупроводниковые диоды
W2
(3.38)
2mtDp
Из соотношений (3.36) и (3.38) следует, что диффузионная емкость прямо про-
порциональна току.
3.6. Выпрямительный режим работы
полупроводниковых диодов
Способность полупроводникового диода хорошо пропускать ток в прямом на-
правлении и практически не пропускать его в обратном нашла широкое примене-
ние для выпрямления переменного тока. Схема простейшего выпрямителя пред-
ставлена на рис. 3.8, а. Она содержит генератор переменного напряжения иг,
нагруженный на последовательно включенные резистор и диод, поэтому напря-
жение источника иг перераспределяется между диодом (ыд) и резистором (ыд).
Чтобы найти значения тока и напряжений ил и uR, надо представить вольт-ампер-
ные характеристики диода и резистора в виде графиков (рис. 3.8, б) и найти их
точку пересечения.
Рис. 3.8
Вольт-амперная характеристика резистора определяется законом Ома:
R
График этой зависимости представляет собой прямую линию, называемую нагру-
зочной. Она отсекает на оси абсцисс отрезок, равный щ, а на оси ординат отрезок,
равный щ/R. При изменении мгновенных значений напряжения генератора на-
грузочная линия, не изменяя своего наклона, перемещается влево или вправо. При
этом изменяется положение точки пересечения графиков. Если же изменить со-
противление резистора, то изменится наклон нагрузочной линии.
3.6. Выпрямительный режим работы полупроводниковых диодов
191
Диаграмма работы диода в выпрямительном режиме показана на рис. 3.9, на ко-
тором положение нагрузочной линии соответствует амплитуде напряжения Um.
Ток в цепи существует только в положительные полупериоды переменного напря-
жения, при этом к диоду прикладывается небольшое по величине прямое напря-
жение ыд. В отрицательные полупериоды ток в цепи практически отсутствует, и
все напряжение генератора подводится к диоду. В рассматриваемой схеме напря-
жение на нагрузке оказывается пульсирующим. Чтобы устранить эти пульсации,
параллельно резистору включают конденсатор большой емкости (рис. 3.10, а).
Графики, показывающие изменение токов и напряжений в такой схеме, показаны
на рис. 3.10, б. Синусоидальная кривая изображает переменное напряжение гене-
ратора иг, а ломаная линия ABCD — выпрямленное напряжение uR. Ток через диод
существует при условии иг > uR, то есть в интервалы времени	t3...t4 и т. д. Этот
ток подзаряжает конденсатор, на котором удерживается напряжение, близкое к
амплитудному значению напряжения генератора. В интервале времени t2-A ток
через диод отсутствует, и конденсатор медленно разряжается через резистор. По-
этому на конденсаторе получается примерно постоянное выпрямленное напряже-
ние. Максимальное обратное напряжение С/обр.т в рассматриваемой схеме получа-
ется, когда ur = -Um. Поскольку напряжение на конденсаторе также близко к Urm,
то наибольшее обратное напряжение на диоде равно примерно удвоенной ампли-
туде выпрямляемого напряжения.
В диодах, работающих на высокой частоте, при перемене полярности напряже-
ния появляются импульсы обратного тока (рис. 3.11, а). Причиной возникнове-
ния этих импульсов является рассасывание накопленного в базе заряда.
192
Глава 3. Полупроводниковые диоды
Когда диод работает на низкой частоте, инерционность процессов накопления и
рассасывания заряда не проявляется, так как время пролета носителей заряда
через базу существенно меньше периода изменения выпрямляемого напряже-
ния. Поэтому в диодах с узкой базой графики распределения концентрации ды-
рок в любой момент времени практически линейны, они показаны на рис. 3.11, б
и в пунктиром, а импульс тока представляет собой положительную полуволну си-
нусоиды, он показан пунктиром на рис. 3.11, а. На высокой частоте концентрация
дырок в сечении хп, соответствующая различным моментам времени, сохраняется
такой же, как и на низкой частоте, так как временем перемещения дырок через
р-п-переход можно пренебречь. Внутри базы распределение концентрации дырок
отличается от распределения на низкой частоте.
3.7, Импульсный режим работы полупроводниковых диодов 193
При быстром увеличении напряжения (интервал £0...£4) Дырки не успевают запол-
нять базу до уровня, соответствующего низкочастотному режиму, поэтому гра-
фики р(х) проходят ниже пунктирных линий. При этом градиент концентрации
дырок в сечении х„, определяющий мгновенные значения тока, будет больше, чем
на низкой частоте. Поэтому мгновенные значения тока оказываются больше, чем
на низкой частоте. Чем выше частота, тем сильнее различие в мгновенных значе-
ниях тока. В интервале времени t5...t7 напряжение изменяется незначительно, по-
этому можно считать, что концентрация дырок в сечении хп сохраняется посто-
янной, а градиент концентрации уменьшается, так как дырки заполняют базу,
поэтому в этом интервале ток уменьшается.
При быстром уменьшении напряжения (интервал £7...£12) концентрация дырок в базе
оказывается больше, чем на низкой частоте, так как внутри базы находятся дырки,
прошедшие через сечение х„ раньше, когда их концентрация была более высокой.
В интервале t7...t.o скорость изменения напряжения нарастает, поэтому концентра-
ция дырок внутри базы все сильнее отличается от концентрации на низкой частоте.
В интервале времени £10...£12 скорость изменения напряжения становится столь вы-
сокой, что концентрация дырок внутри базы оказывается больше, чем в сечении х„,
и градиент концентрации меняет знак. Мгновенные значения тока определяются
градиентом концентрации дырок в сечении х„. В интервале?7../10 мгновенные значе-
ния тока меньше, чем на низкой частоте, и ток сохраняет положительное направле-
ние. При t = tw градиент равен нулю, поэтому ток тоже равен нулю. При t > t10 вслед-
ствие изменения знака градиента концентрации ток становится отрицательным, так
как происходит возврат дырок из базы в эмиттер. С течением времени этот отрица-
тельный ток достигает максимума, а затем спадает до нуля. С повышением частоты
максимум положительного тока наступает раньше, длительность положительного
импульса уменьшается, а величина и длительность отрицательного выброса тока
возрастают. Все это ведет к уменьшению постоянной составляющей выпрямлен-
ного тока, то есть к ухудшению выпрямительных свойств диода с ростом частоты.
3.7. Импульсный режим работы
полупроводниковых диодов
Во многих радиоэлектронных устройствах полупроводниковые диоды работают
в импульсном режиме при длительности импульсов, измеряемой долями микро-
секунды. В этом режиме диод должен очень быстро переключаться из закрытого
состояния в открытое состояние и наоборот. Однако этому препятствуют инер-
ционные процессы накопления и рассасывания заряда в базе. Рассмотрим эти
процессы, представив диод в виде эквивалентной схемы (рис. 3.12, а). В этой схе-
ме р-п-переход заменен диодом, содержащим диффузионную емкость, учитыва-
ющую накопление заряда в базе, и барьерной емкостью, учитывающей накопле-
ние заряда в />-и-переходе. Через диод протекает конвекционный ток iKO(IB, а через
барьерную емкость — емкостный ток ieMK. В схеме учтено наличие сопротивления
базы г'6, из-за которого напряжение на переходе и„ отличается от напряжения на
диоде Мд. На рис. 3.12, б представлены графики изменения напряжений генерато-
ра мг, на диоде ид и на переходе и„, а на рис. 3.12, в — графики изменения токов
генератора гг, емкостного ieMK и конвекционного iK0HB.
194
Глава 3. Полупроводниковые диоды
3.7. Импульсный режим работы полупроводниковых диодов
195
Процесс включения
В момент времени t0 напряжение генератора скачком устанавливается равным (7Г||р.
Барьерная емкость в этот момент не заряжена, поэтому в цепи устанавливается ток
• _ г _ ^г.пр ss Ur np
r "Р р J-r' р •
На диоде устанавливается напряжение
«д = Лр<
В интервале времени	происходит заряд барьерной емкости и заполнение базы
дырками (рис. 3.13, а). По мере заряда барьерной емкости возрастает напряже-
ние на переходе w„ и уменьшается емкостный ток ieMK, а по мере заполнения базы
дырками возрастает конвекционный ток iKOHB, определяемый градиентом концент-
рации дырок в сечении х„, и уменьшается сопротивление базы г'6, в результате чего
уменьшается напряжение на диоде мд = и„ + 1„рг'6.
В момент времени напряжение ил становится равным ил = 1,1 СЛдуст, где С7дуст —
установившееся напряжение на диоде, определяемое по вольт-амперной харак-
теристике диода и зависящее от тока Znp. Интервал времени от момента подачи
импульса прямого тока до момента, когда напряжение на диоде установится рав-
ным 1,1С/дуст, называют временем установления прямого напряжения и обознача-
ют туст. После установления прямого напряжения наступает стационарный режим,
в котором напряжение и ток не изменяются.
196 Глава 3. Полупроводниковые диоды
Процесс выключения
В момент времени t2 напряжение генератора скачком устанавливается равным
[7го6р, напряжение на переходе wn скачком измениться не может, поэтому сохраня-
ется равным [7„ Пр.
В цепи устанавливается ток
 _ j ___ ^г.обр п.пр __ ^г.обр
гг — *обр.тах ~ п , „Z	р •
«и + г&	*—н
Поскольку заряд в базе и, соответственно, градиент концентрации в сечении х„
мгновенно измениться не могут, то конвекционный ток гконв сохраняется равным
/ПР, а емкостный ток скачком возрастает до значения ieMK =	_ 4Р- Напряже-
ние на диоде, равное wn = ип пр + /o6p.max?6, скачком уменьшается, так как изменилось
направление тока.
В интервале времени Г2-Гз происходит перезаряд барьерной емкости С6, поэтому
напряжение на переходе и„ и емкостный ток гемк уменьшаются. Одновременно с
этим рассасывается накопленный в базе заряд (рис. 3.13, б) и уменьшается гради-
ент концентрации дырок в сечении х„, что обусловливает уменьшение конвекци-
онного тока гКО)1В. Изменения токов гКО1|В и гсмк происходят с одинаковой скоростью,
поэтому обратный ток сохраняется постоянным и равным /^.„«x. В момент време-
ни t3 градиент концентрации дырок в сечении х„ становится равным нулю, поэто-
му в этот момент конвекционный ток равен нулю.
В интервал времени Г3...Г4 продолжается перезаряд барьерной емкости и уменьше-
ние тока гемк и напряжения на переходе wn. Конвекционный ток в этом интервале,
изменив направление, увеличивается; он создается дырками, которые возвраща-
ются из базы в эмиттер. Обратный ток при этом не изменяется. В момент време-
ни t4 напряжение на переходе становится равным нулю, а градиент концентрации
дырок в сечении х„ и, следовательно, конвекционный ток, достигают максималь-
ных значений. В дальнейшем, в интервале £4...£5 конвекционный и емкостный токи
убывают, что обусловливает уменьшение обратного тока. Интервал времени от
момента прохождения тока через нуль до момента, когда обратный ток уменьшит-
ся до значения 0,1 /пр, называют временем восстановления обратного сопротивле-
ния и обозначают т|ЮС. Это время складывается из двух стадий: ткх. =	+ т2. Дли-
тельность переключения диода с прямого направления на обратное зависит от
времени жизни носителей заряда в базе. Чем оно меньше, тем выше скорость ре-
комбинации, тем быстрее рассасывается накопленный в базе заряд.
3.8. Разновидности полупроводниковых
диодов и их применение
Полупроводниковые диоды широко применяют в устройствах радиоэлектрони-
ки, автоматики и вычислительной техники. В основе применения диодов лежит
ряд их свойств, в соответствии с которыми их можно классифицировать. По типу
3.8. Разновидности полупроводниковых диодов и их применение 197
исходного материала диоды делят на диоды из кремния, германия и арсенида
галлия. В зависимости от конструктивно-технологических особенностей разли-
чают плоскостные, точечные и микросплавные диоды. По применению различа-
ют выпрямительные диоды, импульсные диоды, стабилитроны, варикапы и ряд
других. Возможна классификация и по ряду других признаков. Ниже рассмотре-
ны основные типы полупроводниковых диодов.
Выпрямительные диоды
Выпрямительные диоды являются одним из наиболее распространенных типов
полупроводниковых диодов. Они предназначены для преобразования перемен-
ного тока в постоянный. Для выпрямительных диодов характерно небольшое со-
противление в проводящем состоянии, позволяющее пропускать большие токи.
В подавляющем большинстве случаев они работают на частоте 50 Гц, верхняя гра-
ница рабочих частот, как правило, не превышает 20 кГц.
Для изготовления выпрямительных диодов обычно используют кремний, имею-
щий более высокую допустимую температуру и более низкую цену по сравнению
с германием. Однако в мощных низковольтных выпрямителях предпочтитель-
нее германиевые диоды, поскольку они имеют меньшее прямое напряжение, чем
кремниевые. В ряде случаев в мощных выпрямителях применяют диоды Шотки,
в которых используется выпрямляющий контакт металла с полупроводником.
Их изготавливают на основе кремния; благодаря меньшему прямому напряже-
нию (0,3 В вместо 0,7 В у обычных кремниевых диодов) диоды Шотки обеспе-
чивают более высокий коэффициент полезного действия, особенно в низковольт-
ных выпрямителях.
Основными параметрами, характеризующими свойства выпрямительных диодов,
являются:
□	средний выпрямленный ток /прср — среднее за период значение прямого тока;
□	среднее прямое напряжение U„p ср при заданном значении среднего прямого тока;
□	максимально допустимое обратное напряжение f/обр.тах — значение обратного
напряжения, которое диод способен выдержать в течение длительного времени;
□	средний обратный ток диода — среднее за период значение обратного тока.
По величине выпрямленного тока выпрямительные диоды делят на три группы:
□	маломощные (на ток до 1 А);
□	средней мощности (на ток от 1 до 10 А);
□	мощные (на ток свыше 10 А).
Помимо дискретных выпрямительных диодов в радиоэлектронной аппаратуре
находят применение выпрямительные блоки, конструктивно представляющие со-
бой завершенное устройство, состоящее из нескольких выпрямительных диодов,
соединенных по определенной схеме. В высоковольтных выпрямителях находят
применение выпрямительные столбы, в которых выпрямительные диоды соеди-
нены последовательно.
198 Глава 3. Полупроводниковые диоды
Высокочастотные диоды
Высокочастотные диоды предназначены для нелинейных электрических преоб-
разований сигналов на частотах до сотен мегагерц. Их применяют в детекторах
высокочастотных сигналов, преобразователях частоты, модуляторах и т. д. Отли-
чительной особенностью этих диодов является незначительная величина барьер-
ной емкости, что достигается путем уменьшения площади р-п-перехода. Поэтому
высокочастотные диоды являются точечными или микросплавными. Для умень-
шения времени жизни носителей в базу диода вводят примесь золота. Параметры
у высокочастотных диодов те же, что и у низкочастотных выпрямительных диодов.
В СВЧ-диодах обычно используют точечный контакт, осуществляемый простым
прижимом к поверхности полупроводника острия металлической контактной пру-
жины. Эти диоды изготовляют из низкоомного материала с малым временем жизни
носителей заряда. Они имеют небольшой радиус точечного контакта (2-3 мкм),
что обеспечивает получение незначительной барьерной емкости. Напряжение
пробоя СВЧ-диодов очень низкое (3-5 В), а прямое напряжение относительно
высокое. Конструкция СВЧ-диодов обычно приспособлена к сочленению с эле-
ментами коаксиального или волноводного тракта.'
Импульсные диоды
Импульсные диоды предназначены для работы в быстродействующих импульс-
ных схемах. Основными отличительными особенностями импульсных диодов, так
же как и высокочастотных, является малая площадь р-п-перехода и небольшое
время жизни неравновесных носителей заряда. Основным параметром импульс-
ных диодов является время восстановления обратного сопротивления т№, кото-
рое у сверхбыстродействующих диодов составляет несколько наносекунд. Для
импульсных диодов указывают также параметры, характерные для выпрямитель-
ных диодов. Конструкция и технология изготовления импульсных диодов анало-
гичны конструкции и технологии изготовления обычных высокочастотных диодов.
В быстродействующих импульсных схемах широко используют диоды Шотки,
площадь перехода которых обычно составляет 20-30 мкм в диаметре, а барьер-
ная емкость не превышает 1 пФ. Особенностью диодов Шотки является отсут-
ствие инжекции неосновных носителей заряда в полупроводник. Основным фак-
тором, влияющим на длительность переходных процессов, является перезаряд
барьерной емкости. Диоды Шотки могут работать на частотах до 15 ГГц, а время
переключения у них составляет около 0,1 нс.
В импульсных схемах, формирующих импульсы с крутыми фронтами, приме-
няют диоды с накоплением заряда (ДНЗ). В этих диодах примесь в базе рас-
пределена неравномерно: концентрация ее больше в глубине базы и меньше возле
р-п-перехода, вследствие чего возникает внутреннее электрическое поле. Это поле
препятствует проникновению в глубину базы инжектированных дырок, то есть
обеспечивает их группирование около границы р-и-перехода. Кроме того, это поле
способствует освобождению базы от дырок на второй стадии восстановления
обратного сопротивления (стадия т2), в результате чего уменьшается отношение
T2/Tt до значений порядка 0,02-0,03, то есть отрицательный импульс получается
практически прямоугольным.
3.8, Разновидности полупроводниковых диодов и их применение 199
Стабилитроны
Стабилитроны предназначены для стабилизации напряжений. Они работают в
области лавинного или туннельного пробоя. Ниже перечислены основные пара-
метры стабилитронов.
□ Напряжение стабилизации U„ — значение напряжения на стабилитроне при
заданном токе стабилизации. Так как участок пробоя вольт-амперной характе-
ристики проходит почти вертикально, то можно считать, что U„ ~ С/про6. На-
пряжение стабилизации лежит в пределах от 3,3 до 96 В.
□ Максимальный ток стабилизации /стгаЮ[ ограничивается максимально допусти-
мой мощностью:
Р
Т ___ max
* ст. max ~ гт
V ст
□	Минимальный ток стабилизации I„ m,n определяется гарантированной устойчи-
востью состояния пробоя.
□	Дифференциальное сопротивление гдиф определяется при среднем токе стаби-
лизации:
Гдиф ‘
□	Температурный коэффициент напряжения стабилизации аст — относительное
изменение напряжения стабилизации ДС/СТ при изменении температуры окру-
жающей среды на ДТ (при лавинном характере пробоя коэффициент 0^. поло-
жителен, при туннельном — отрицателен):
ДП„
а =-----—
ст [/„ДГ ’
На рис. 3.14, а представлена схема стабилизации напряжения, а на рис. 3.14, б по-
казаны графики, иллюстрирующие работу схемы. Для определения токов и напря-
жений надо построить вольт-амперную характеристику стабилитрона (график 1),
которая проходит практически вертикально, вольт-амперную характеристику на-
грузки (график 2) и вольт-амперную характеристику ограничительного резистора
(график 3). Пересечение графиков 1 и 3 определяет значение тока 7„ п, потребляемого
от источника питания (точка А). Пересечение графиков 1 и 2 определяет значение
тока нагрузки 1Н (точка В). Разность токов /и „ и 1„ равна току стабилитрона 1„.
Если сопротивление нагрузки изменяется, то изменяется ток 1Н. При уменьшении
7?и ток 1п возрастает (точка В опускается вниз), а ток 1„ уменьшается, при этом
положение точки А сохраняется неизменным, то есть увеличение тока нагрузки
сопровождается уменьшением тока стабилитрона, а потребление тока от источ-
ника питания не зависит от нагрузки.
Если изменяется напряжение источника питания Е„ то точка А меняет свое по-
ложение. При уменьшении ЕИ (| (график 4) точка А поднимается вверх (точка А'),
то есть уменьшается потребление тока 7И „, соответственно, уменьшается ток !„,
а ток !„ сохраняется постоянным.
200
Глава 3. Полупроводниковые диоды
Параметры схемы выбирают так, чтобы при изменении нагрузки и напряжения
источника питания выполнялись неравенства
Е -U
Г < H.n.min	с
1 CT.min — р
*\згр
н.тах’
г —и
Т > н.п.тах	ст _ г
ст. max —	гч	^w.min*
^огр
Здесь EU B mjn и .Ен отах— минимальное и максимальное напряжения источника пи-
тания;
4.min и /,,.тах — минимальный и максимальный токи нагрузки.
Стабилитроны широкого применения обладают сравнительно высоким темпера-
турным коэффициентом напряжения (аст » 10~3 К-1). Более высокой температур-
ной стабильностью обладают прецизионные стабилитроны, в которых последова-
тельно соединены три р-п-перехода. Один из них — стабилизирующий — включен
в обратном направлении, два других — термокомпенсирующих — включены в пря-
мом направлении. При повышении температуры напряжение на стабилизирую-
щем переходе растет, а на термокомпенсирующих переходах уменьшается, по-
этому результирующее напряжение на стабилитроне изменяется незначительно
и температурный коэффициент получается околоЮ-5 К'1.
3.8. Разновидности полупроводниковых диодов и их применение 201
Для стабилизации двухполярных напряжений и для защиты электрических цепей
от перенапряжений обеих полярностей применяют двуханодные стабилитроны,
которые имеют симметричную вольт-амперную характеристику. Такие стабилит-
роны изготовляют путем введения примесей в пластину кремния одновременно
с двух сторон. При этом образуются двар-п-перехода, включенных встречно.
Для ограничения амплитуды импульсов напряжения разработаны импульсные
стабилитроны. При мгновенном изменении напряжения нарастание лавины в них
происходит за очень короткий промежуток времени (порядка 10"11 с). Это обсто-
ятельство позволяет использовать импульсный стабилитрон в качестве инверти-
рованного диода, в котором участок лавинного пробоя можно рассматривать как
прямую ветвь вольт-амперной характеристики импульсного диода.
Разновидностью стабилитрона является стабистор — полупроводниковый диод,
в котором для стабилизации напряжения используется прямая ветвь вольт-ампер-
ной характеристики. Отличительной особенностью стабисторов по сравнению со
стабилитронами является меньшее напряжение стабилизации, которое составля-
ет примерно 0,7 В. Для увеличения напряжения стабилизации используют по-
следовательное соединение нескольких стабисторов, смонтированных в одном
корпусе или сформированных в одном кристалле. Для увеличения крутизны пря-
мой ветви вольт-амперной характеристики базу стабистора делают низкоомной.
Из-за малого сопротивления базы толщина р-п-перехода оказывается очень не-
большой, поэтому напряжение пробоя стабисторов не превышает нескольких
вольт. Температурный коэффициент стабисторов отрицателен, то есть с повыше-
нием температуры прямая ветвь его характеристики сдвигается влево.
Варикапы
Варикапами называют полупроводниковые диоды, в которых используется зави-
симость емкостир-п-перехода от значения обратного напряжения. Варикапы при-
меняют в качестве элементов с электрически управляемой емкостью. Основной
характеристикой варикапа является вольт-фарадная: С = f(u^). Ее иллюстриру-
ет рис. 3.15, а, и описывается она уравнением
С = С0 £фк0/ (фк0 + «обр .
Здесь: Со — емкость варикапа при и^ = 0;
фк0 — высота потенциального барьера в переходе;
т — коэффициент нелинейности, зависящий от распределения примеси в р-п-пе-
реходе (для резких переходов т - 0,5, для плавных — т = 0,3).
Ниже перечислены основные параметры варикапов:
□	Емкость варикапа Св — емкость, измеренная между выводами варикапа при
заданном значении обратного напряжения. Для разных типов варикапов эта
емкость может быть от нескольких единиц до нескольких сотен пикофарад.
202
Глава 3. Полупроводниковые диоды
б
Рис. 3.15
□	Коэффициент перекрытия по емкости Кс — отношение емкостей варикапа для
двух заданных значений обратных напряжений. Значение этого параметра со-
ставляет несколько единиц.
□	Добротность варикапа QB — отношение реактивного сопротивления варикапа
на заданной частоте переменного сигнала к сопротивлению потерь при задан-
ном значении емкости или обратного напряжения. Добротность лежит в пре-
делах от нескольких десятков до нескольких сотен.
□	Температурный коэффициент емкости ас — относительное изменение емкос-
ти ДС при изменении температуры на ДТ (влияние температуры на емкость
варикапа в основном обусловлено изменением контактной разности потенци-
алов, практически а.с - (2...4)-10~4 К-1):
ас = \C/CNT.
На рис. 3.15, б представлена схема включения варикапа, обеспечивающая изме-
нение резонансной частоты колебательного контура. Обратное напряжение на
варикап подается через разделительный высокоомный резистор, предотвраща-
ющий шунтирование емкости варикапа малым внутренним сопротивлением
источника питания. Конденсатор С необходим, чтобы исключить попадание
постоянного напряжения в источник переменного напряжения, подключенный
к колебательному контуру. Емкость этого конденсатора во много раз превышает
емкость варикапа.
Туннельные диоды
В туннельных диодах используют контакт вырожденных полупроводников, на
вольт-амперной характеристике которых при прямом напряжении имеется учас-
ток с отрицательным дифференциальным сопротивлением (рис. 3.16, а).
Ниже перечислены специфические параметры туннельных диодов.
□	Пиковый ток /п — прямой ток в точке максимума вольт-амперной характерис-
тики. Его значение может находиться в интервале от десятых долей миллиам-
пера до сотен миллиампер.
□	Ток впадины 1„ — прямой ток в точке минимума вольт-амперной характеристики.
3.8. Разновидности полупроводниковых диодов и их применение
203
□	Отношение токов 1„/1в — отношение пикового тока к току впадины. Для тун-
нельных диодов из арсенида галлия 1„/1в > 10, для германиевых туннельных
диодов 1„/1в - 3...6.
□	Напряжение пика U„ — прямое напряжение, соответствующее пиковому току.
Для туннельных диодов из арсенида галлия U„ = 100... 150 мВ, для германие-
вых диодов U„ = 40...60 мВ.
□	Напряжение впадины UB — прямое напряжение, соответствующее току впади-
ны. У туннельных диодов из арсенида галлия UB = 400...500 мВ, у германиевых
диодов UB = 250...350 мВ.
□	Напряжение раствора U№ — прямое напряжение, большее напряжения впади-
ны, при котором ток равен пиковому.
Наличие на вольт-амперной характеристике участка с отрицательным дифферен-
циальным сопротивлением позволяет применять туннельные диоды для усиле-
ния, генерирования, переключения и преобразования электрических колебаний.
На рис. 3.17, а в качестве примера показана схема включения туннельного диода
как усилителя, а на рис. 3.17, б представлена диаграмма, поясняющая принцип ее
работы. Сопротивление нагрузочного резистора в схеме меньше отрицательного
сопротивления диода. В этом случае небольшое изменение входного напряжения
приводит к появлению значительного напряжения на нагрузке. В связи с тем, что
ток в туннельном диоде создается основными носителями заряда, прохождение
которых не связано с накоплением неравновесного заряда, прибор обладает
очень малой инерционностью. Предельная частота туннельного диода ограничи-
вается барьерной емкостью перехода, сопротивлением базы и индуктивностью
выходов. Она может достигать сотен гигагерц.
204
Глава 3. Полупроводниковые диоды
Разновидностью туннельных диодов являются обращенные диоды. Их особен-
ностью является то, что вместо участка с отрицательным сопротивлением на
вольт-амперной характеристике имеется практически горизонтальный участок
(см. рис. 3.16, б). В этих диодах обратная ветвь соответствует проводящему состоя-
нию, а прямая ветвь — закрытому состоянию. Поэтому обращенный диод облада-
ет выпрямительным эффектом. В обращенных диодах отсутствует накопление не-
равновесного заряда, то есть они могут применяться на СВЧ. Обращенные диоды
из арсенида галлия имеют максимальный ток в проводящем состоянии около 3 мА
при напряжении около 0,15 В. В закрытом состоянии ток составляет от 0,05 до
0,15 мА при напряжении менее 0,9 В.
Фотодиоды
Фотодиодами называют полупроводниковые диоды, в которых осуществляется
управление величиной обратного тока с помощью света. Фотодиод устроен так,
что в нем обеспечивается доступ света к р-и-переходу. В отсутствие светового
потока в фотодиоде при обратном напряжении существует небольшой обратный
ток, называемый темновым током. При воздействии света в области р-и-перехода
происходит генерация электронно-дырочных пар, и обратный ток возрастает.
Если внешняя цепь разомкнута, то возникшие в результате генерации носители
заряда накапливаются в п- и p-областях структуры, вследствие чего уменьшается
ширина -перехода и снижается высота потенциального барьера. В результате
на зажимах фотодиода появляется фото-ЭДС, зависящая от величины светового
потока. Устройство фотодиода и схема его включения показаны на рис. 3.18, а,
а на рис. 3.18, б приведены его вольт-амперные характеристики. Фототок, возника-
ющий в диоде под действием света, пропорционален величине светового потока:
гф =
Здесь 5И|ГГ — интегральная чувствительность, характеризующая величину фотото-
ка, возникающего при облучении фотодиода потоком белого света яркостью в 1 лм.
3.8. Разновидности полупроводниковых диодов и их применение
205
Направление фототока совпадает с направлением теплового тока, то есть отрица-
тельное.
В общем случае уравнение вольт-амперной характеристики фотодиода с учетом
принятых положительных направлений тока имеет вид
. . и
1 = 10 ехр—-1
i®
Здесь мд = Еи а -iR — напряжение на диоде.
Если мд « 0, то i = io - io, то есть в цепи имеется обратный ток, зависящий от
светового потока.
Если в цепи отсутствует источник постоянного напряжения (Еип = 0), то обрат-
ный ток создает на резисторе R падение напряжения uR = iR. Ток в этом случае
будет равен
=4
i
i®
Решив это уравнение относительно uR, получим
, Г i + i® ?
uR = мт1п —г2- +1 •
I
Из полученного уравнения можно найти величину фото-ЭДС, приняв i = 0 (цепь
разомкнута). Тогда
Еф = мт1п ^- + 1 .
. ’о
Фотодиоды могут работать в одном из двух режимов: фотодиодном или фотогаль-
ваническом. В фотодиодном режиме на диод подают обратное напряжение. В этом
206
Глава 3. Полупроводниковые диоды
режиме ток и напряжение определяются по пересечению нагрузочной линий с
одной из вольт-амперных характеристик. При изменении светового потока изме-
няются ток в цепи и напряжение на диоде.
В фотогальваническом режиме внешний источник напряжения в цепи отсутству-
ет. Режим работы определяется также по пересечению нагрузочной линии с соот-
ветствующей вольт-амперной характеристикой. В данном случае она проходит
через начало координат.' При R = 0 (короткое замыкание) нагрузочная линия
совпадает с осью ординат, а при R = « (обрыв цепи) она совпадает с осью абсцисс.
По точкам пересечения вольт-амперных характеристик с осью напряжения мож-
но определить фото-ЭДС при разных световых потоках. У кремниевых фотодио-
дов она составляет около 0,5-0,55 В.
Фотодиоды, работающие в фотогальваническом режиме, обычно называют по-
лупроводниковыми фотоэлементами. Их используют для прямого преобразо-
вания световой энергии в электрическую. Оптимальным режимом для фотоэле-
ментов является такой режим, когда в нагрузку передается наибольшая мощность.
Такая мощность получается при условии, что площадь прямоугольника с вер-
шиной в точке А, где пересекаются вольт-амперная характеристика и нагрузоч-
ная линия, оказывается наибольшей. В этом случае напряжение на нагрузке
составляет 0,35-0,4 В, а плотность тока — 15-20 мА/см2 при средней освещенно-
сти солнечным светом.
Светоизлучающие диоды
Светоизлучающими диодами называют полупроводниковые диоды, в которых осу-
ществляется непосредственное преобразование электрической энергии в энергию
светового излучения. Они работают при прямом напряжении, в них при реком-
бинации выделяется энергия в виде квантов электромагнитной энергии, равных
ширине запрещенной зоны. Для получения видимого излучения нужны полупро-
водники с широкой запрещенной зоной (более 1,8 эВ). Поэтому для изготовле-
ния светодиодов используют такие полупроводниковые соединения, как фосфид
галлия (дает красное свечение), карбид кремния (желтое свечение) и ряд других.
Светоизлучающие диоды применяют в качестве индикаторов. Широкое приме-
нение находят буквенно-цифровые индикаторы в виде матриц, содержащих не-
сколько светодиодных структур, расположенных так, что при соответствующей
комбинации светящихся элементов получается изображение цифр или букв.
Оптопары
Оптопарами называет приборы, в которых конструктивно объединены источник
и приемник излучения, имеющие между собой оптическую связь. В оптопаре
светоизлучающий диод преобразует электрический сигнал в световой, который
через оптическую среду передается на фотоприемник, где снова преобразуется
в электрический сигнал. Такое двойное преобразование сигнала позволяет уст-
ранить электрическую связь между источником сигнала и нагрузкой. В качестве
фотоприемника помимо фотодиодов используют фототранзисторы, фототирис-
торы и фоторезисторы.
Контрольные вопросы
207
Контрольные вопросы
1.	Что называется полупроводниковым диодом (ППД)?
2.	Какая область ППД называется эмиттером?
3.	Какая область ППД называется базой?
4.	Напишите уравнение вольт-амперной характеристики ППД.
5.	Что такое тепловой ток ППД?
6.	Как влияет повышение температуры на прямую ветвь ВАХ?
7.	Как влияет процесс генерации носителей заряда в и-р-переходе на ВАХ ППД?
8.	Как влияет процесс рекомбинации носителей заряда в и-р-переходе на ВАХ ППД?
9.	Охарактеризуйте разновидности пробоя ППД.
10.	Как определяется режим работы ППД при наличии резистора, включенного
последовательно с диодом?
11.	Что такое барьерная и диффузионная емкости диода?
12.	Почему ухудшаются выпрямительные свойства диода на высоких частотах?
13.	Какие процессы происходят в базе диода в импульсном режиме работы?
14.	Что такое стабилитрон?
15.	Что такое туннельный диод?
16.	Что такое обращенный диод?
17.	Какими дифференциальными параметрами характеризуется диод?
Глава 4 Биполярные
транзисторы
и тиристоры
Транзисторами называют трехэлектродные полупроводниковые приборы, пред-
назначенные для преобразования электрических сигналов. Термин «транзистор»
происходит от комбинации английских слов «transfer of resistor», что в переводе
означает «преобразователь сопротивления». Различают две основные группы
транзисторов — биполярные и полевые (униполярные), принцип действия кото-
рых существенно различается. В биполярных транзисторах происходит переме-
щение как основных, так и неосновных носителей заряда. В полевых транзисто-
рах перемещаются только основные носители заряда. В биполярных транзисторах
управление потоком носителей заряда осуществляется путем изменения уровня
их инжекции (или экстракции), в полевых транзисторах поток носителей заряда
управляется электрическим полем.
Тиристорами называют переключательные полупроводниковые приборы. Тер-
мин «тиристор» происходит от греческого слова «thyra», что означает «дверь».
Название подчеркивает возможность открывания и закрывания тиристора.
4.1.	Устройство и принцип действия
биполярного транзистора
Биполярный транзистор — это трехэлектродный полупроводниковый прибор
с двумя взаимодействующими электронно-дырочными переходами. Он пред-
ставляет собой трехслойный полупроводниковый монокристалл с чередующим-
ся типом электропроводности. Существуют п-р-п-структуры и /2-и-/?-структуры.
Центральную часть монокристалла называют базой (Б). С одной стороны к базе
примыкает область с высокой концентрацией примеси, называемая эмитте-
ром (Э), с другой — область с низкой концентрацией примеси, называемая кол-
лектором (К). Между базой и эмиттером существует эмиттерный переход (ЭП),
между базой и коллектором — коллекторный переход (КП). Взаимодействие между
переходами будет существовать, если толщина базы много меньше диффузион-
ной длины неосновных носителей заряда.
4.1. Устройство и принцип действия биполярного транзистора
209
На рис. 4.1, а показана структура кремниевого монокристалла, изготовленного по
эпитаксиально-планарной технологии, которая характерна для большинства со-
временных транзисторов. На сильнолегированной подложке 1 и+-типа методом
эпитаксии сформирован слаболегированный слой 2 и-типа толщиной около 10 мкм,
в котором методом локальной диффузии созданы слой базы 3 с дырочной элект-
ропроводностью и слой эмиттера 4 и+-типа. Толщина базового слоя составляет
около 1 мкм. На поверхности кристалла расположен защитный слой диоксида
кремния SiO2 толщиной порядка 1 мкм, через отверстия в котором осуществлены
металлические выводы от эмиттера и базы. Тонкая база имеет значительную про-
тяженность в горизонтальном направлении, поэтому она обладает сравнительно
большим сопротивлением г'6. Чтобы снизить это сопротивление, от базы делают
два вывода, которые соединяют вместе.
Рис. 4.1
Основные физические процессы в такой структуре протекают под эмиттером.
Эту область называют активной. Остальная часть структуры является пассивной,
не оказывающей существенного влияния на работу транзистора. Поэтому в даль-
нейшем мы будем рассматривать упрощенную модель транзистора, показанную
на рис. 4.1, б. На рис. 4.1, в представлено схематичное изображение транзисторов.
Режимы работы
Каждый из р-и-переходов транзистора может находиться либо в открытом, либо
в закрытом состоянии. Поэтому возможны четыре режима работы (табл. 4.1).
Таблица 4.1. Режимы работы транзистора
Режим	эп	КП	Потоки	
			ЭП	КП
Активный	Открыт	Закрыт	1,3	6,8
Инверсный	Закрыт	Открыт	2,4	5,7
Насыщения	Открыт	Открыт	1,3	2,4
Отсечки	Закрыт	Закрыт	5,7	6,8
210
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
В зависимости от режима работы в транзисторе существуют Определенные пото-
ки носителей заряда (рис. 4.2).
Через открытые переходы протекают основные носители заряда (они обозначе-
ны стрелками и цифрами от 1 до 4), через закрытые переходы — потоки не-
основных носителей заряда (они обозначены пунктирными стрелками и цифра-
ми от 5 до 8). Всего, анализируя работу транзистора в различных режимах, следует
учитывать восемь потоков носителей заряда.
Схемы включения
Биполярный транзистор является активным прибором, позволяющим осуществ-
лять усиление электрических сигналов. В конкретных электронных схемах он
включается как четырехполюсник, у которого имеются входная и выходная цепи.
Один из электродов транзистора является общим. Возможны три схемы включе-
ния: схема с общей базой (ОБ), схема с общим эмиттером (ОЭ) и схема с общим
коллектором (ОК), — показанные, соответственно, на рис. 4.3 а, бив.
Для обозначения напряжений, подаваемых на электроды транзистора, использу-
ют двойные индексы. Первый индекс идентифицирует электрод, на который по-
дается напряжение, измеряемое относительно общего электрода, обозначаемого
вторым индексом. Например, мк_э — напряжение между коллектором и эмиттером,
мк-б— напряжение между коллектором и базой и т. д. На рис. 4.3 показана поляр-
4.1. Устройство и принцип действия биполярного транзистора
211
ность напряжений, соответствующая активному режиму работы транзистора, и
направления токов в этом режиме (для транзисторов типа р-п-р полярность на-
пряжений и направления токов противоположны).
Принцип действия
Для того чтобы понять принцип действия транзистора, рассмотрим его упро-
щенную модель (рис. 4.4, а) и распределение потенциала в ней, соответствующее
активному режиму работы (рис. 4.4, б). Через <рю э и <рко к на ней обозначены по-
тенциальные барьеры, соответственно, эмиттерного и коллекторного переходов.
Концентрация примеси в эмиттере больше, чем в коллекторе, поэтому <рко.к < Фко.э-
При подаче на эмиттерный переход прямого напряжения потенциальный барьер
в нем снижается на величину приложенного напряжения мэ_б, а при подаче на кол-
лекторный переход обратного напряжения потенциальный барьер в нем повыша-
ется на величину ик_6.
Через низкий потенциальный барьер в эмиттерном переходе электроны перехо-
дят в базу (поток 1), диффундируют через нее, достигают коллекторного перехо-
да, попадают в ускоряющее поле коллекторного перехода и переносятся этим по-
лем в область коллектора. Перемещаясь через базу, часть электронов встречается
с дырками и рекомбинирует с ними, в результате чего поток 1 разделяется на две
части — поток Г и поток 1".
Помимо основного потока 1 в транзисторе существуют побочные потоки носите-
лей заряда. Поток 3 образован перемещением дырок из базы в эмиттер. Потоки 6
и 8, образованные неосновными носителями заряда, создают тепловой ток коллек-
торного перехода. Полезную функцию в транзисторе выполняет только поток Г,
212
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
протекающий через оба р-и-перехода транзистора и образующий ток связи /э_к,
который имеет одно и то же численное значение как в цепи эмиттера, так и в цепи
коллектора. Величиной тока связи можно управлять, изменяя напряжение на
эмиттерном переходе. Наличие тока связи позволяет применять транзистор для
усиления электрических сигналов. Все остальные потоки являются бесполезны-
ми и должны быть сведены к минимуму. С этой целью концентрацию примеси
в эмиттере увеличивают по сравнению с концентрацией примеси в базе при-
мерно на два порядка (Nd3 = 1020 см-3, Ni6 = 1018 см-3), а базу делают очень узкой
(W6 = 1 мкм) с тем, чтобы уменьшить рекомбинацию. В некоторых случаях при-
месь в базе распределяют неравномерно, благодаря чему в базе возникает внут-
реннее электрическое поле, поэтому электроны быстрее перемещаются через базу
и рекомбинация в ней уменьшается. Концентрация примеси в коллекторе, как
правило, ниже, чем в эмиттере, благодаря этому коллекторный переход получает-
ся более широким, что позволяет подавать на него высокое обратное напряжение
и тем самым улучшить усилительные свойства транзистора.
Из рассмотренного следует, что, изменяя прямое напряжение на эмиттерном пе-
реходе, можно изменять ток через коллекторный переход при постоянстве обрат-
ного напряжения на этом переходе. Это равнозначно изменению сопротивления
коллекторного перехода, то есть в транзисторе в результате поступления элект-
ронов из эмиттера в коллекторный переход происходит преобразование сопро-
тивления коллекторного перехода (transfer of resistor). При переводе транзистора
в режим отсечки поступление электронов в коллекторный переход прекращает-
ся, и сопротивление перехода оказывается очень высоким, через него перемеща-
ются только потоки 6 и 8, создающие весьма незначительный ток в коллекторной
цепи. Если транзистор переведен в режим насыщения, то концентрация под-
вижных носителей заряда в коллекторном переходе увеличивается и его со-
противление резко уменьшается. Таким образом, переводя транзистор из режима
насыщения в режим отсечки, возможно использование транзистора в качестве
электронного ключа, замыкающего и размыкающего электрическую цепь.
Способность транзистора усиливать мощность электрических сигналов проявля-
ется только в активном режиме. Если в этом режиме в цепь эмиттера последова-
тельно с источником постоянного напряжения включить источник переменного
напряжения с амплитудой U3m, то ток связи будет изменяться с амплитудой I и
от источника переменного напряжения будет потребляться мощность Рвх = Ртгэ,
где гэ — дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода. При наличии
в коллекторной цепи резистора нагрузки Rn ток связи выделит в нем мощность
Эта мощность в R„/r3 раз больше мощности, потребленной от источника пере-
менного напряжения во входной цепи, то есть транзистор обладает усилительным
эффектом. Этот усилительный эффект обусловлен тем, что, затрачивая небольшую
мощность на изменение сопротивления коллекторного перехода, можно управлять
током, потребляемым от источника постоянного тока, включенного в коллектор-
ную цепь, и преобразовывать мощность источника постоянного тока в мощность
переменного тока, выделяемую в резисторе нагрузки, включенном в коллектор-
ную цепь.
4.2. Соотношения между токами 213
4.2.	Соотношения между токами
Как и прежде, будем рассматривать плоскую модель транзистора (см. рис. 4.4, а),
учтем наличие потоков основных носителей заряда 1 и 3 и потоков неосновных
носителей заряда 6 и 8.
Ток эмиттера создается потоками 1 и 3:
*э = *1+4>
где it = ian — электронная составляющая;
i3 = 4> ~ дырочная составляющая.
Электронная составляющая тока эмиттера является полезной, а дырочная — по-
бочной. Долю электронной составляющей тока эмиттера оценивают эффектив-
ностью эмиттера
у = —4_ = Х	(4.1)
Ч + % 4
Чтобы повысить эффективность эмиттера, необходимо уменьшить дырочную со-
ставляющую тока, что достигается уменьшением концентрации примеси в базе и
увеличением ее концентрации в эмиттере.
В базе поток 1 разделяется на две части. Поток Г достигает коллекторного пере-
хода, а поток 1" рекомбинирует с дырками. Долю электронов, инжектированных
в базу и достигших коллектора, оценивают коэффициентом переноса
8 = -Ь-.	(4.2)
Чтобы повысить коэффициент переноса, необходимо уменьшить ширину базы и
концентрацию примеси в ней.
Ток коллектора создается электронами, покинувшими эмиттер и достигшим1Гкол-
лектора (поток Г), а также неосновными носителями заряда (потоки 6 и 8). Ток,
создаваемый потоками 6 и 8, обозначают 1К_№. Тройной индекс несет в себе оп-
ределенную информацию: «к» означает, что это ток коллектора, «б» — что это
схема с ОБ, «О» — что в цепи третьего электрода (эмиттера) ток равен нулю, ина-
че говоря, ток 4_бо — это ток в цепи коллектора при оборванной цепи эмиттера. Та-
ким образом,
*к = 4 + 4-60-
С учетом (4.1) и (4.2) можно записать:
4 ~ 8у4 4—60-
Обозначим а = 8у, тогда получим:
4 —	4-60-	(4.3)
Здесь а — коэффициент передачи тока эмиттера.
214 Глава 4, Биполярные транзисторы и тиристоры
Соотношение (4.3) является основным для транзистора, включенного по схеме с
ОБ, оно связывает между собой входной и выходной токи и учитывает побочные
токи. В современных транзисторах а = 0,99.
Ток базы в схеме с ОБ является результатом побочных эффектов. Он обусловлен
тремя процессами. Во-первых, рекомбинацией в базе, происходящей при пере-
мещении электронов от эмиттера к коллектору (поток 1")- Во-вторых, переме-
щением дырок из базы в эмиттер (поток 3) и, в-третьих, неосновными носителя-
ми заряда (потоки 6 И 8). Поток 3 выражается через ток эмиттера уравнением
г3 = (1 - у)гэ, поток 1" — уравнением i" = (1 - 8)угэ. Следовательно,
г6 = (1-а)4-/K_6o.	(4.4)
Нетрудно установить, что три тока транзистора связаны следующим соотноше-
нием:
1, = 1к + »б-	(4-5)
Для схемы с ОЭ входным током является ток базы. Целесообразно для этой схе-
мы установить связь между входным и выходным токами, взяв за основу соотно-
шение (4.3) и учитывая (4.5):
Введем обозначения
3	= т^;	(4.6)
1-а
Л-эо =	(4.7)
Тогда получим:
гк = 3 Ц + 7к_э0.	(4.8)
Коэффициент 0 называют коэффициентом передачи тока базы.
Полученное соотношение выражает выходной ток транзистора iK через входной ток
г6 в схеме с ОЭ. Если а ~ 0,99, то 0 = 100. Ток — это ток, протекающий в цепи
коллектора (индекс «к») в схеме с ОЭ (индекс «э») при оборванной цепи базы
(индекс «0»). Ток 1К_Л примерно в 100 раз превышает ток В его создании
участвуют не только потоки 6 и 8, но и электроны, пришедшие из эмиттера. Дело
в том, что при обрыве цепи базы внешнее напряжение ик_э перераспределяется меж-
ду коллекторным и эмиттерным переходами. Основная доля этого напряжения
прикладывается к коллекторному переходу, так как его сопротивление велико
(переход закрыт), а некоторая часть прикладывается к эмиттерному переходу так,
что он открывается. Поэтому возникает небольшой по величине поток электронов 1,
достигающий коллекторного перехода и складывающийся с потоками 6 и 8.
Коэффициенты передачи токов характеризуют полезный эффект в транзисторе.
Они связывают между собой входной и выходной токи. Естественно, что они
4.2. Соотношения между токами
215
зависят от схемы включения и режима работы транзистора. В схеме с ОБ, работаю-
щей в активном режиме, таким коэффициентом является коэффициент передачи
тока эмиттера а, который равен отношению управляемой части тока коллектора,
то есть тока связи, к току эмиттера:
О _ к ^к—60
h
Коэффициент передачи тока эмиттера часто называют нормальным коэффициен-
том передачи тока эмиттера и обозначают aN. В некоторых случаях его называ-
ют интегральным коэффициентом передачи тока эмиттера. Все эти названия от-
ражают один и тот же физический процесс, протекающий в транзисторе, а именно
передачу тока из цепи эмиттера в цепь коллектора.
Коэффициент а, как установлено ранее, определяется эффективностью эмиттера
у и коэффициентом переноса 3, которые зависят от величины тока эмиттера. Рас-
смотрим сначала зависимость у от гэ, учитывая, что ток эмиттера определяется не
только электронной (гэп) и дырочной (гэр) составляющими, но и рекомбинацион-
ным процессом в эмиттерном переходе (рис. 4.5, а), что обусловливает появление
рекомбинационной составляющей тока эмиттера г^.
Рис. 4.5
216 Глава 4, Биполярные транзисторы и тиристоры
Следовательно, можно записать:
1 ” 1 -к 1 -к 1
рэ рэп ‘‘эр Ррек*
Эффективность эмиттера определяет долю электронного тока в полном токе
эмиттера:
у = V =  ---Ь”—_ = • . 1 ...	.	(4.9)
4	^зп + ^эр + ipex 1 । ^ЭР ।
^эп ^'зп
Уравнение (4.9) позволяет объяснить зависимость у от тока. В области малых то-
ков концентрация электронов, попадающих из эмиттера в эмиттерный переход,
соизмерима с концентрацией свободных рекомбинационных ловушек, поэтому
они заполняют свободные ловушки, и лишь незначительная часть электронов спо-
собна покинуть эмиттерный переход и перейти в базу: В этом случае слагаемое
г'рек/г'эп велико и, соответственно, эффективность мала. По мере роста i3 возрастает
число заполняемых рекомбинационных ловушек, уменьшается и возрастает у,
достигая значения 0,99 и более. В области больших токов наблюдается снижение
у, обусловленное отношением i3p/i3n. Дело в том, что при высоком уровне инжек-
ции инжектированные в базу электроны притягивают к себе дырки, в результате
чего возрастает дырочная составляющая тока эмиттера и увеличивается отноше-
ние гэр/гэп, что ведет к снижению у.
Коэффициент переноса 5 с увеличением тока увеличивается, так как по мере рос-
та тока возрастает уровень инжекции электронов в базу, поэтому возникает внут-
реннее электрическое поле, и перемещение электронов через базу происходит не
только за счет диффузии, но и под действием сил поля, что ведет к уменьшению
времени пролета электронов через базу т6 и возрастанию коэффициента пере-
носа 5, который связан с временем пролета соотношением
5	= 1-—,
где тп — время жизни электронов в базе.
Поскольку а = у5, то зависимость а =/(гэ) принимает вид, показанный на рис. 4.5, б.
В области нормальных режимов работы а очень слабо зависит от тока эмиттера.
Коэффициент передачи тока базы в схеме с ОЭ связан с коэффициентом а соот-
ношением (4.6). Следовательно, при небольших изменениях коэффициента а ко-
эффициент Р изменяется очень сильно. Например, при изменении а от 0,99 до 0,98
коэффициент Р изменяется от 100 до 50 (см. рис. 4.5, в).
Коэффициенты а и Р зависят от значения напряжения ик_э. По мере роста ик_3 про-
исходит расширение коллекторного перехода и соответствующее сужение базы,
благодаря чему уменьшается время пролета электронов через базу, возрастает 5
и, соответственно, коэффициенты а и (3.
Усилительные свойства транзистора, работающего в инверсном режиме, опреде-
ляются инверсными коэффициентами передачи а7 и Р? Коэффициент а, характе-
4.3. Распределение концентрации носителей заряда и токов 217
ризует передачу тока из цепи коллектора в цепь эмиттера. Поскольку концентра-
ция примеси в коллекторе существенно меньше, чем в эмиттере, то эффективность
коллектора оказывается невысокой, и, соответственно, а,« а. То же касается и ко-
эффициента передачи тока базы в цепь эмиттера
4.3. Распределение концентрации
носителей заряда и токов
Анализ распределения концентрации носителей заряда, как установлено при
рассмотрении процессов в р-п-переходе и полупроводниковом диоде, позволяет
установить распределение токов внутри транзисторной структуры и, соответ-
ственно, установить влияние внешних напряжений на токи гэ, гк и г6. При этом
можно ограничиться только анализом распределения концентрации неосновных
носителей заряда. Это распределение не зависит от схемы включения транзис-
тора и определяется напряжениями на эмиттерном и коллекторном переходах.
На рис. 4.6, а представлена одномерная модель транзистора типа п-р-п, включен-
ного по схеме с ОБ, а на рис. 4.6, б — по схеме с ОЭ. В этих схемах включения
действуют одинаковые напряжения на переходах, соответствующие активному
режиму работы, поэтому распределение концентрации неосновных носителей
заряда (рис. 4.6, в) одинаково, также одинаково и распределение токов (рис. 4.6, г).
В активном режиме за счет инжекции неосновных носителей заряда возрастают
их концентрации на границах эмиттерного перехода. Эти концентрации опреде-
ляются соотношениями
п(х) = пехр—,	(4.Ю)
' ' ur
р(^п) = Р„ехр—.	(4.11)
«т
Концентрация на границах коллекторного перехода определяется по формулам
«(Ч) = пРехР~ -	(412)
р(О = Аехр—.	(4.13)
Напряжения на переходах и, соответственно, концентрации носителей заряда на
границах перехода можно выразить через внешние напряжения, руководствуясь
ранее установленным правилом, что под положительным напряжением следует
понимать разность потенциалов между дырочной и электронной областями, то
есть если фр > <рп, то и = фр - фп > 0, если же фр < фп, то и = фр - фп < 0. В табл. 4.2
приведены соответствующие формулы для расчета напряжений на переходах и кон-
центраций на границах базовой области.
218
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Рис. 4.6
4.3. Распределение концентрации носителей заряда и токов
219
Таблица 4.2. Формулы для расчета напряжений на переходах и концентраций
на границах базовой области
Напряжение или концентрация	Схема ОБ	ОЭ
^Э.п	Фб - Фэ = -	Фб-Фэ= ^б-э
<4.п	Фб-Фк=- Ч-б	<Рб - <Рк =	- Ч-э
	/?рехр^	/7рехр^-
«(-гр	/?рехр 6	лрехр	U'~3
В схеме с ОБ в активном режиме должны выполняться условия иэ_6 < 0 и ик_6 > О,
а в схеме с ОЭ — условие 0 < щ_э < ик_э. В этом режиме концентрации неоснов-
ных носителей заряда на границах эмиттерного перехода — высокие, а на грани-
цах коллекторного перехода — низкие. В области эмиттера концентрация ин-
жектированных дырок в соответствии с соотношением (1.64) убывает по мере
удаления от сечения хп, стремясь к равновесному значению рпз. В области коллек-
тора концентрация дырок возрастает по мере удаления от сечения х'п, стремясь
к равновесному значению рпк.
Для того чтобы найти распределение концентрации электронов в базе, надо ре-
шить уравнение непрерывности
<?п(х) пизб(*)_п
dx2 li
(4.14)
Начало координат примем на границе базы с эмиттерным переходом, а в качестве
граничных условий примем уравнения (4.10) и (4.12), определяющие концент-
рации электронов на границах базы. Ширину базы обозначим W. Учитывая, что
W=х'р - хр, решение уравнения (4.14) имеет вид
«изб (хр )sh + пиз6 (х'р )sh
«изб(х)~	•	(4.15)
sh —
Учитывая, что ширина базы W много меньше диффузионной длины электронов,
уравнение (4.15) можнаупростить, приняв
, W W
sh — = —.
Ln
Тогда
«изб W “ «изб
(4.16)

220 Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
В активном режиме пюб(х'р) ~ 0, следовательно,
«Изб(*Ь«„зб(*Р)	(4.17)
I W J
Из (4.17) следует, что в активном режиме концентрация электронов в базе убыва-
ет линейно. Реальное распределение п(х), построенное в соответствии с (4.15),
отличается от линейного, оно имеет выпуклость книзу, так как по мере движения
от эмиттера к коллектору часть электронов рекомбинирует с дырками.
Если известно распределение концентрации неосновных носителей заряда, то не-
трудно построить графики распределения диффузионных токов (см. рис. 4.6, г).
В области эмиттера распределение токов такое же, как в эмиттере диода при подаче
нар-п-переход прямого напряжения. Ток диффузии дырок убывает по мере удале-
ния от сечения хп от значения гдифр(хп) до нуля. В сечении хп этот ток максимален:
•	/	\	7-, Т’изб (*п )
гдиф.р \Ха ) ~ Я^р	•
Уменьшение тока гдифр сопровождается увеличением тока г^п (см. подраздел
«Токи в полупроводниках» раздела «Электрофизические свойства полупровод-
никовых материалов» в главе 1). Помимо этих двух токов через эмиттер протека-
ет ток проводимости электронов гпроввэ, обусловленный потоком 1. Сумма этих
трех токов равна току эмиттера гэ.
В области коллектора по мере удаления от сечения х'п ток диффузии дырок также
уменьшается. В сечении х^ этот ток равен
U.p(<)=
Поскольку рпк <риз6(хп), то
^диф.р('^п) < Гдиф.рUn)-
Уменьшение тока диффузии гдиф р в коллекторе сопровождается возрастанием тока
генерации ггс„„ (см. подраздел «Токи в полупроводниках» раздела «Электрофи-
зические свойства полупроводниковых материалов» в главе 1). Помимо тока
диффузии и тока генерации через коллектор протекает ток проводимости гпров „ к,
создаваемый электронами, которые покинули эмиттер и достигли коллектора.
В базовой области протекают два тока — электронный и дырочный. Электронный
ток обусловлен диффузией электронов и уменьшается вдоль оси х. Распределе-
ние дырочного тока в базе неопределенно. Известны только его значения на гра-
ницах базы. В сечении хр он больше, чем в сечении х^. Установить закон, по ко-
торому изменяется дырочный ток, довольно сложно, учитывая то, что дырки из
внешней цепи поступают через боковой вывод; часть этих дырок переходит в эмит-
тер (поток 3), часть рекомбинирует с электронами. Кроме того, дырочный ток
создается дырками, поступающими из коллектора (поток 8). Поэтому распреде-
ление дырочного тока показано условно пунктирной линией. Также условно по-
казано и распределение результирующего тока в базе.
Графики распределения токов в транзисторе позволяют определить токи в его
внешних цепях.
4.3. Распределение концентрации носителей заряда и токов
221
Ток эмиттера равен сумме электронного и дырочного токов на границах эмит-
терного перехода:
^'э (диф.пС^'р) (диф.р(^'п)*
Учитывая то, что дырочная составляющая тока во много раз меньше электронной
составляющей, можно записать:
4 = гдиф.п (хР) - qDa ~^|х=хр-
,,	dn\ n
Учитывая, что — x=x = tgQn,
ar1 p
можно утверждать, что ток эмиттера пропорционален тангенсу угла наклона ка-
сательной к графику п(х) в сечении хр:
4-tgQn.	(4.18)
Ток коллектора равен сумме электронного и дырочного токов на границах кол-
лекторного перехода. Дырочным током можно пренебречь. Тогда
\ = Гдиф.п (Хр ) ~	~^|х=х'р-
хг	 dn\
Учитывая, что — |x=x;i = tg Qn, можно записать:
4-tgQ'.	(4.19)
Таким образом, ток коллектора пропорционален тангенсу угла наклона касатель-
ной к графику п(х) в сечении х'р.
Ток базы обусловлен тремя причинами: потоком 3, потоками 6 и 8 — а также ре-
комбинацией в базе. Главенствующую роль при этом играет рекомбинационная
составляющая тока, пропорциональная избыточному заряду электронов в базе,
определяемому путем интегрирования пиз6(х) по всей длине базы:
T^^-dx,
где тп — время жизни электронов в базе.
Нетрудно установить, что избыточный заряд, а следовательно, и ток базы пропор-
ционален площади под графиком пиз6(х), то есть
i6 - 5+ - S-,	(4.20)
где 5+ — площадь под графиком п(х), расположенным выше пр;
— площадь над графиком п(х), расположенным ниже г^.
Таким образом, для определения токов транзистора достаточно знать распреде-
ление концентрации электронов в базе. На рис. 4.7 показаны графики п(х) для
четырех режимов работы, на которых заштрихованы области избыточного заря-
да. В активном режиме распределение п(х) почти линейное с небольшой выпук-
222
Глава 4. Биполярные транзисторы* тиристоры
лостью вниз, поэтому iK< i3. В инверсном режиме распределение я(х) симметрич-
но распределению я(х) в активном режиме. Условием существования этого режи-
ма в схеме с ОЭ является 0 > и6_8 > ик_8, то есть на коллектор и базу в схеме с ОЭ
должны быть поданы отрицательные напряжения. В режиме насыщения открыты
оба перехода, для этого в схеме с ОЭ должно выполняться условие 0 < и*_3<и^,.
На рис. 4.7 показано распределение концентрации электронов в режиме насыще-
ния, соответствующее равенству напряжений на эмиттерном и коллекторном пе-
реходах. В этом случае электронные составляющие токов эмиттера й коллектора
равны по абсолютной величине и ток коллектора отрицателен. При уменьшении
и3_„ градиент концентрации в сечении х'р сначала будет уменьшаться, затем из-
менит знак и будет возрастать, соответственно, будет меняться ток коллектора.
В режиме отсечки оба перехода закрыты, условием существования этого режима
в схеме с ОЭ является 0 > и6_3 > ы^При изменении внешних напряжений изме-
няются значения я(хр) и я(х^) и, соответственно; распределение я(х), а также токи
во внешних цепях.
4.4. Статические характеристики
Статические характеристики устанавливают взаимосвязь между постоянными
входными и выходными токами и напряжениями (iK, i^, в виде графи-
ков. Изменение численного значения любой из этих величин вызывает измене-
ние численных значений остальных величин. Взаимосвязь четырех величин мож-
но выразить двадцатью четырьмя системами характеристик, принимая две любые
из четырех величин за независимые переменные, а две другие — за зависимые
переменные. На практике, исходи из удобства и простоты измерений, в качестве
независимых переменных принимают im ua и В этом случае возможны две
системы характеристик:	. i .
Q	«их) —Янгами ,,,
В тех случаях, когда базовая цепь питается от Источника снизким внутренним
сопротивлением, целесообразно использовать первую систему характеристик,
если же источник, питающий входную цепь, имеет высокое внутреннее сопротив-
4.4. Статические характеристики 223
ление, то целесообразно использовать вторую систему. Всего в каждой системе
существуют четыре характеристики (табл. 4.3).
Таблица 4.3. Системы характеристик
Название характеристики	Первая система	Вторая система
Входная характеристика Управляющая характеристика Характеристика обратной связи Выходная характеристика	L	при Ч» = const = ^Чх) при 4/шх = const 4х = Яч«) при Чх = const й = Ы при = const	Чх = КО при ц,ых = const Lx =	при = const Чх = ЯЧ«) при 4х = const Ь = ^4J при /вх = const
Характеристики зависят от схемы включения транзистора. На практике обычно
пользуются характеристиками для схем с ОЭ и с ОБ. Характеристики для схемы
с ОК неудобны для практического применения. В табл. 4.4 указано, что следует
понимать под входными и выходными напряжениями для схем с ОБ и с ОЭ.
Таблица 4.4. Входные и выходные напряжения для схем с ОБ и с ОЭ
Величина	ОБ	ОЭ
/	/	/‘
вх	э	
Чх	—	Чь,
/	/	/
		
и-	4-6	Ч-^
Входные и управляющие характеристики
Рассмотрим зависимости токов транзистора от входных напряжений, которые
одинаковы для схем с ОБ и с ОЭ, но различаются знаками и индексами: ицх =
и6_э = Будем считать, что коллекторный переход закрыт, а на эмиттерный
переход подается прямое напряжение, тогда концентрация электронов на грани-
це базы с коллекторным переходом будет равна
”(хр) = ”рехР^“°-
Концентрация электронов на границе базы с эмиттерным переходом равна
п(хр) = прехР^-.
При увеличении напряжения ц, „ графики распределения концентрации электро-
нов в базе (рис. 4.8, а) идут более круто, соответственно, возрастают углы наклона
касательных в сечениях хр и хр, а также площадь под графиком п(х). Следователь-
но, возрастают все токи транзистора (рис. 4.8, б). Внешне они похожи на характе-
ристики диода, и так же, как в диоде, заметный ток появляется при ® 0,6 В (для
кремния). В справочниках обычно приводят входные характеристики для двух
значений мвых: одно для активного режима, другое для ивых = 0.
224
Глава 4. Биполярные транзисторы * тиристоры
С;	РИС(.4«8 ‘	. -f, t., ' ,
В схеме с ОБ при	О график распределения концентрации электронов в базе идет
более полого, чем при ик~6 > 0 (рис. 4.9, а), поэтому градиент концентрации электро-
нов в сечении xv уменьшается, что свидетельствуетоб уменьшении тока эмиттера.
В результате входная характеристика при ик„б «б. идет более полого (рис. 4.9, б).
В схеме с ОЭ при = 0 транзистор переходит е режим насыщения, поэтому кон-
центрация электронов в сечении ^становится равной п(х$, как показано на рис. 4.10,
а, и площадь под графиком п(х) увеличивается, что свидетельствует об увеличе-
нии тока базы. Поэтому входная характеристика сдвигается влево (рис. 4.10, б).
4.4. Статические характеристики
225
Представляет интерес начальная область характеристик, в которой существуют
весьма малые токи. На рис. 4.11, а показано распределение концентрации п(х) в
базе при малых значениях напряжения, а на рис. 4.11, б — зависимости токов от
напряжения пвх.
Если напряжение и3 п достаточно велико, то график п(х) идет очень круто (кри-
вая 1), поэтому через транзистор протекают большие токи. По мере уменьшения
и3 п график п(х) идет более полого и все токи уменьшаются. При и3 „ = 0,037 В кон-
центрация и(хр) в соответствии с (4.10) оказывается равной 2пр. В этом случае
ток базы становится равным нулю (кривая 2), так как площади 5+ и 5“ одинако-
вы, а ток гэ равен гк, то есть через транзистор протекает ток
Если и3 п = 0, то п(хр) = Пр и график распределения концентрации п(х) проходит ниже
Ир (кривая 3), причем градиент концентрации в сечении хр не равен нулю. Объяс-
няется это эффектом Эрли, суть которого состоит в следующем. Если бы ширина
базы W превышала диффузионную длину электронов Ln, то при отсутствии ин-
жекции в базу со стороны эмиттера и наличии экстракции электронов из базы в
область коллектора распределение избыточной концентрации электронов долж-
но было бы изменяться по экспоненциальному закону и в сечении хр градиент
концентрации был бы равен нулю. Но при этом не было бы передачи тока эмитте-
ра в цепь коллектора. Поэтому в транзисторах ширина базы меньше диффузион-
ной длины электронов, но при этом градиент концентрации в сечении хр не равен
нулю, следовательно, в цепи эмиттера существует ток. Чем меньше ширина базы,
тем больше градиент концентрации в сечении хр и тем больше ток i3.
Таким образом, при иэ п = 0 в транзисторе существуют токи i3, iK и гб. При подаче на
ЭП обратного напряжения величина п(хр) становится меньше равновесной концен-
трации пр, и при некоторой величине напряжения и3 п градиент концентрации в се-
чении хр становится равным нулю (кривая 4), а следовательно, ток эмиттера также
становится равным нулю. В этом случае в соответствии с (4.3) гк = 1К_М, а ц =
При дальнейшем увеличении отрицательного напряжения и3 п концентрация л(хр)
еще более уменьшается, а градиент концентрации в сечении хр меняет знак (кри-
вая 5), поэтому ток эмиттера становится отрицательным.
226 Глава 4, Биполярные транзисторы и тиристоры
Выходные характеристики в схеме
с общей базой
Для объяснения выходных характеристик в схеме с ОБ рассмотрим, как изменя-
ется распределение концентрации электронов в базе при изменении напряжения
пк_6и постоянном напряжении иэ_6 (рис. 4.12, а). Каждому из графиков, представ-
ленных на рис. 4.12, а, соответствуют конкретные токи, определяемые формула-
ми (4.18)-(4.20). Зависимости этих токов от пк_6 показаны на рис. 4.12, б.
Рис. 4.12
В активном режиме изменение ик_6 сопровождается изменением ширины коллек-
торного перехода и ширины базы, при этом изменяется распределение концент-
рации п(х) (кривые 1, 2,3), однако эти изменения незначительны, так как шири-
на коллекторного перехода зависит от напряжения ак_6 пропорционально п1/2к_6,
поэтому токи гэ, iK и г6 слабо зависят от пк_6.
При wK_6 < 0 транзистор переходит в режим насыщения. В этом режиме увели-
чение отрицательного напряжения ик_6 увеличивает концентрацию в сечении х'р
по экспоненциальному закону (4.12), поэтому незначительные изменения на-
пряжения nK_fi сильно влияют на распределение концентрации электронов п(х)
(кривые 4, 5, 6) и токи транзистора. При некоторой величине напряжения wK_6
(кривая 5) градиент концентрации в сечении х? становится равным нулю, по-
этому ток коллектора оказывается равном нулю, а затем становится отрица-
тельным.
Если поддерживается постоянство входного тока, то при изменении напряже-
ния пк_6 должно сохраняться постоянство градиента концентрации электронов
в сечении хр, что возможно при условии уменьшения входного напряжения пэ_6.
На рис. 4.13 кривые 1 и 2 соответствуют постоянству входного напряжения, а кри-
вые 1 и 3 — постоянству входного тока, они идут практически параллельно,; что
4.4. Статические характеристики 227
свидетельствует о том, что градиент концентрации электронов в сечении х'
сохраняется практически постоянным. Следовательно, в области активного ре-
жима выходная характеристика при постоянстве тока i3 проходит практически го-
ризонтально.
Семейство выходных характеристик, снятых при различных токах эмиттера,
показано на рис. 4.14. При wK_6 > 0 ток коллектора изменяется очень слабо. При
ик_б < 0 коллекторный ток резко убывает. Он становится равным нулю при на-
пряжении wK_6 порядка 0,5-0,7 В.
Выходные характеристики в схеме
с общим эмиттером
Рассмотрение распределения концентрации электронов п(х) в базе (рис. 4.15, а)
позволяет объяснить выходные характеристики в схеме с ОЭ (рис. 4.15, б). При
этом следует иметь в виду, что в схеме с ОЭ напряжение на коллекторном перехо-
де равно ик п = и6_3 - ик_э.
228
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Рис. 4.15
Когда ык_э > ы6_э в транзисторе существует активный режим, в котором коллек-
торное напряжение слабо влияет на токи (кривые 1, 2,3). При ык_э < ы6_э открыва-
ется коллекторный переход и концентрация в сечении х'р возрастает (кривая 4),
что ведет к снижению градиента концентрации в этом сечении и снижению тока
коллектора. При некоторой величине напряжения ик_э (кривая 5) градиент кон-
центрации в сечении х' становится равным нулю. При дальнейшем уменьшении
напряжения ык_э градиент меняет знак, и ток коллектора становится отрицатель-
ным. При ык_э= 0 (кривая 6) напряжение ик п = ы6_э, в этом случае п(хр) = п(хр),
градиенты концентрации в сечениях хр и хр одинаковы по абсолютной величине,
но противоположны по знаку, следовательно, ток гк равен току гэ, но имеет проти-
воположное направление. Внешне зависимости токов от напряжения ык_э выгля-
дят так же, как зависимости токов от напряжения wK_6. Различие состоит лишь в
том, что они сдвинуты вправо на величину напряжения м6^э.
Во второй системе характеристик при изменении напряжения ык_э должен сохра-
няться постоянным входной ток г6, определяемый площадью под графиком п(х),
что возможно при условии увеличения напряжения ы6_э. На рис. 4.16 кривые 1 и
2 соответствуют постоянству входного напряжения, а кривые 1 и 3 — постоянству
тока базы. Нетрудно установить, что при постоянстве тока базы выходная харак-
теристика в активном режиме идет круче, чем при постоянстве напряжения ив_3.
Семейство выходных характеристик при различных значениях г6 показано на
рис. 4,17. В области активного режима наклон характеристик больше, чем в схеме
с ОБ. В области режима насыщения они сливаются и проходят очень круто. Фор-
мально границей раздела активного режима и режима насыщения является условие
ик_э = ы6_э. Это напряжение для кремневых транзисторов составляет около 0,7 В.
Пока прямое напряжение ыК п = м6_э --ик_э невелико, градиент концентрации в се-
чении хр изменяется незначительно при изменении ык_э, поэтому ток гк несуще-
ственно отличается от тока в активном режиме. Резкое уменьшение тока коллек-
тора наступает при мк_э=0,1 В. В справочниках это напряжение обозначается MR_3 Hac.
4.4. Статические характеристики
229
Влияние температуры
Температура существенно влияет на физические процессы в транзисторе. Во-пер-
вЫх, d ростом температуры снижается Потенциальный барьер в эмиттерном пере-
ходе, из-за чего возрастает ток эмиттера и характеристики сдвигаются в область
более низких входных напряжений, что оценивается температурным коэффици-
ентом напряжения du^/u^dT, который составляет 1-2 мВ/°С. Во-вторых, с рос-
том температуры возрастает ток /к_№. В-третьих, при повышении температуры
увеличивается коэффициент передали тока эмиттера, температурный коэффици-
ент которого da/adT лежит в пределах от 0,03 до 0,05 %/’С. Поэтому ток коллек-
тора при повышении температуры возрастает на величину
diK = GtJi3 +	+ с/4-бв-	(4.21)
Для уменьшения температурной зависимости тока в цепь эмиттера включают ре-
зистор, обеспечивающий постоянство тока эмиттера. В этом случае первым сла-
гаемым в (4.21) можно пренебречь. Тогда относительное изменение тока коллек-
тора будет равно
230
Глава 4, Биполярные транзисторы и тиристоры
—|об = —~dI~.	(4.22)
l„ К	t Об гк Ас—60
При повышении температуры на 100 °C относительное изменение коэффициента
передачи тока эмиттера не превышает 0,05 (5 %). Ток 1К_№ при этом возрастает при-
мерно в 1000 раз, однако вследствие того, что он очень мал по сравнению с рабо-
чим током коллектора (Л-^о/А 5 10-6), его влияние на относительное изменение тока
коллектора незначительно. В рассматриваемом примере второе слагаемое в (4.22)
составляет 0,001 (0,1 %). Поэтому можно считать, что ток коллектора в основном
изменяется вследствие изменения коэффициента передачи тока эмиттера.
В схеме с ОЭ ток коллектора зависит от тока базы:
гк= Р4 + Ас—эо = Р*б + (Р + 1) А-бо-	(4-23)
Приращение тока равно
diK = $di6 + if,d$ + fWAc-eo + 1к_ы dfi + dl^.	(4.24)
Для обеспечения постоянства тока базы в цепь базы включают резистор. В этом
случае первым слагаемым в (4.24) можно пренебречь:
diK = (гб + 1К_М + (₽ + 1) dlK_№.	(4.25)
Чтобы сравнить температурную стабильность схемы с ОЭ со схемой с ОБ, выра-
зим б/(3 через da. Учитывая, что Р = а/(1 - а), получаем:
Jp = (p + l)2Ja.	(4.26)
Следовательно, относительное изменение тока коллектора в схеме с ОЭ будет
равно
Ф-loa = *б + -к^° (Р +1)2 б/a + (р +1)	<//к-60 .	(4.27)
А	к	к Ас—60
После несложных преобразований получаем:
~|оэ = (Р + 0 f~~ + М еПтк-] = (Р +1)^|оБ •	 .. .	(4-28)
Из (4.28) следует, что в схеме с ОЭ ток коллектора более сильно зависит от тем-
пературы, чем в схеме с ОБ. Если в схеме с ОБ, как это показано в разобранном
ранее примере, ток коллектора при повышении температуры на 100 °C возрастал
примерно на 5 %, то в схеме с ОЭ при |3 = 100 ток коллектора увеличивается в
5 раз. Поэтому при использовании транзисторов в конкретных схемах необходи-
мо принимать меры для повышения температурной стабильности. В простейшем
случае для этой цели в цепь эмиттера включают резистор Дэ, а в базовую цепь
включают делитель напряжения, состоящий из резисторов R{ и R2 (рис. 4.18).
В этом случае потенциал базы равен
Фб= р р ^и.п = const,
*4	-**2
4.4. Статические характеристики
231
потенциал эмиттера равен
ф, = *Л
между базой и эмиттером действует напряжение
«6-э = фб-ф,-
При возрастании температуры возрастает ток 4 и потенциал срэ, а напряжение ы6_э
уменьшается, то есть в такой схеме рост тока, обусловленный ростом температуры,
компенсируется уменьшением тока, обусловленным уменьшением напряжения и^э.
Коэффициент нестабильности рассматриваемой схемы определяется по формуле
5 =
Р
1 + уР’
(4.29)
где
(4.30)
Под сопротивлением Rf, понимается сопротивление двух параллельно включен-
ных резисторов:
П _, ^1^2
Ri+Ri ’
ДЛЯ повышения температурной стабильности необходимо уменьшать R6 и увели-
чивать R3. В этом случае у—>1hS—>1,то есть нестабильность схемы с ОЭ при-
ближается к нестабильности схемы с ОБ.
Предельные режимы
Транзистор, так же как и любой электронный прибор, характеризуется предель-
ными режимами работы, превышение которых приводит к нарушению нормаль-
ной работы прибора и выходу его из строя.
232
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Рабочий диапазон температур. Нормальная работа транзистора возможна при
определенной концентрации носителей заряда во всех его областях. Вместе с тем
эта концентрация существенно зависит от температуры. Так, например, с ростом
температуры увеличивается количество ионизированных атомов основного веще-
ства, концентрация неосновных носителей заряда приближается к концентрации
основных носителей, и работоспособность транзистора нарушается. Расчет и экс-
периментальные исследования показывают, что максимальная рабочая темпера-
тура германиевых транзисторов не превышает 70-100 °C, а для кремниевых тран-
зисторов она составляет-125-200 °C. Минимальная температура, при которой
транзистор может работать, определяется энергией ионизации примесей и теоре-
тически составляет около -200 °C. Фактически нижний предел ограничивается
термоустойчивостью корпуса и допустимыми изменениями параметров, поэтому
ее величина составляет -(60—70) °C.
Максимально допустимая непрерывно рассеиваемая мощность транзистора.
При прохождении тока через транзистор происходит его нагрев. При этом теп-
ло выделяется главным образом в коллекторном переходе, обладающем наи-
большим электрическим сопротивлением по сравнению с другими областями
транзисторной структуры. Отвод тепла от коллекторного перехода, так же как
и в полупроводниковом диоде, происходит в результате теплопроводности ма-
териала, и мощность, рассеиваемая в окружающую среду, определяется соот-
ношением
P -Т„-Т°
где ТП — температура коллекторного перехода;
То — температура окружающей среды;
— тепловое сопротивление, определяющее передачу тепла от коллекторно-
го перехода в окружающую среду и зависящее от материала, из которого изготов-
лен транзистор, и его конструкции.
В справочниках всегда указывается величина теплового сопротивления 7?тп_с
и максимальная мощность Рк тах, которую способен рассеять транзистор при оп-
ределенной температуре окружающей среды. Выделяемая в коллекторе мощность
Рвыд = wK_6iK не должна превышать максимальную мощность Рк тах. Чтобы это
требование выполнялось, на поле выходных характеристик (рис. 4.19) проводят
ограничительную линию:
к max
Максимально допустимый ток коллектора. Этот ток ограничивается площадью
эмиттера. Превышение этого тока приводит к постепенному разрушению конст-
рукции транзистора. В справочниках всегда указывают величину /к тах, которую
обычно откладывают на поле выходных характеристик транзистора (рис. 4.19).
Максимально допустимое напряжение на коллекторе. Это напряжение ограни-
чивается возможностью пробоя коллекторного перехода. Величина напряжения
4.4. Статические характеристики 233
J7Kmax зависит от схемы включения и режима работы. Она указывается на поле
выходных характеристик транзистора (рис. 4.19). Превышение этого параметра
ведет к пробою транзистора. В транзисторе возможны два вида электрического
пробоя: тепловой и лавинный.
Тепловой пробой обусловлен нарушением теплового баланса, когда вследствие не-
достаточного теплоотвода отводимая от коллекторного перехода мощность ока-
зывается меньше выделяемой в нем мощности Рвыд = ык_6гк. В этом случае, так же
как и в полупроводниковом диоде, происходит рост тока, сопровождающийся
уменьшением напряжения на переходе.
Лавинный пробой возникает вследствие ударной ионизации и лавинного размно-
жения носителей заряда в коллекторном переходе. Лавинное размножение харак-
теризуется коэффициентом лавинного размножения, который равен
М =	' ...	(4.31)
где и — напряжение на коллекторном переходе;
и„ — напряжение лавинного пробоя, зависящее от схемы включения и режима ра-
боты транзистора;
к — эмпирический коэффициент, определяемый полупроводниковым материалом.
При лавинном размножении носителей заряда происходит увеличение коллек-
торного тока транзистора:
гк = МСаг^-бо) = агэ+ М 1К_№.	(4.32)
Здесь а' = Ма — коэффициент передачи тока эмиттера, учитывающий лавинное
размножение.
Если транзистор включен по схеме с ОБ и цепь эмиттера оборвана (гэ = 0), то
коллекторный переход следует рассматривать как обычный полупроводнико-
вый диод, у которого значение ил вычисляется следующим образом:
234
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
ил = арт,	(4.33)
где а, т — эмпирические коэффициенты;
р — удельное сопротивление материала.
В этом случае
At ~ go-
По мере увеличения напряжения ик_6 и приближения его к напряжению пробоя,
которое в этом случае обозначается £/к_боПроб,ток коллектора теоретически увели-
чивается до бесконечности (рис. 4.20), практически же значение тока ограничи-
вается сопротивлением резистора, включаемого в цепь коллектора.
Рассмотрим режим работы транзистора при ы6_э = 0. В этом случае i3 * 0. Ток эмит-
тера возникает вследствие того, что ток коллекторного перехода МЦ-ы создает на
поперечном сопротивлении базы падение напряжения, открывающее эмиттерный
переход, что и обусловливает возникновение тока гэ. Вследствие этого улучшают-
ся условия для ловинного размножения носителей заряда и уменьшается напря-
жение пробоя. Оно становится равным [7К_Э_К проб (рис. 4.20).
Если в цепи базы включен внешний резистор R6, то ток коллекторного перехода
создает на нем дополнительное падение напряжения. Эмиттерный ток при этом
становится больше, а напряжение пробоя UK_3R проб уменьшается. Чем больше ве-
личина сопротивления резистора тем меньше напряжение пробоя {/к_эй„роб-
При обрыве цепи базы (Re = °°) ток базы равен нулю. В этом случае внешнее на-
пряжение wK_, распределяется между коллекторным и эмиттерным переходами,
причем к эмиттерному переходу прикладывается прямое напряжение, поэтому
возникает ток
где а’ = Ма.
4.5. Расчет токов транзистора 235
При таких условиях напряжение пробоя еще более снижается и становится рав-
ным
Выразим ^„-эопрцб через (7к_601Чюб, для этого учтем, .что в схеме с ОЭ при наличии
лавинного размножения Р’ определяется следующим образом:
_ а* _ Ма
1 - а*	1 - Ма
Следовательно, ток коллектора равен
4 = + (₽//1)4-60-	(4.35)
Пробой в данном случае должен наступить при Р* -> °®, то есть при Ma. —> 1. Под-
ставим в (4.31) условие М = 1/а и учтем, что и = С4-эопроб>а “л = ^-бопроб-’
1 _ 1
a (и )
।к—эО проб
проб ,
Отсюда получим
^п₽об = ^ПкЧЮпро6.	(4.37)
Практически напряжение пробоя [7к_э0 про6 меньше напряжения UK_№ про6 в 2-3 раза.
В справочниках обычно указывают напряжение Пк_ЭЙП[юб при конкретной величи-
не сопротивления резистора в цепи базы и конкретной температуре окружающей
среды.
Вторичный пробой. Этот вид пробоя может возникнуть вследствие местного
перегрева структуры при увеличении тока, обусловленном лавинным пробоем.
В этом случае в локальной области нарушается тепловой баланс и возникает
саморазогрев, приводящий к тепловому пробою, сопровождающемуся проплав-
лением транзисторной структуры.
Пробой смыкания. С повышением обратного напряжения на коллекторном пере-
ходе происходит его расширение в область базы. При определенном напряжении,
называемом напряжением смыкания, коллекторный переход заполняет всю об-
ласть базы и смыкается с эмиттерным переходом. Этот вид пробоя может возник-
нуть у транзисторов с очень тонкой базой.
4.5. Расчет токов транзистора
Для расчета токов реальный транзистор необходимо заменить его эквивалентной
схемой, отражающей физические процессы в транзисторе. Такая схема была пред-
ложена Эберсом и Моллом. Она представлена на рис. 4.21. Эта схема является
идеализированной. Она учитывает только основные явления — прохождение то-
ков через р-п-переходы и передачу токов из одной цепи в другую, каждый р-п-пе-
реход представлен в виде диода, а их взаимодействие отражено генераторами
токов. Если эмиттерный переход открыт, то в цепи коллектора будет существо-
236
Глава 4, Биполярные транзисторы и тиристора
вать ток, обеспечиваемый генератором тока ait. При открытом коллекторном пег
реходе в цепи эмиттера будет существовать ток, обеспечиваемый генератором тока
azi2, где az — инверсный коэффициент передачи тока.
Токи диодов определяются уравнениями
4=/^ ехр^-1
и.
eXp^KjL -1
«т
где /э_6_к — ток эмиттера, измеренный при UK п = 0;
1к-б-к — ток коллектора, измеренный при U3 „ = 0.
Токи эмиттера и коллектора определяются уравнениями:
(, = 11 — 01/i2,
iK = ai’i -i2.
Подставляя (4.38) и (4.39) в (4.40) и (4.41), получим
4=Л-б-к ехр^-1 -а,!,
ит
’Мк-б-к
ехр ^2- -1
«т
(4.38)
(4.39)
(4.40)
iK — сс7э_б_к
ехр г 1
К “б—к
ехр^-2--1
Учитывая, что г6 = i„ - iK) получим уравнение для расчета тока базы:
=(!“«)/э-6-к
ехр^2--!
ехр ^-1
«т
(4.41)
(4.42)
(4-43)
(4.44)
h ~ Л-б-к

4.&. Расчет токов транзистора
237
Токи 4-к-б и 4-б-к можно выразить через токи переходов и 4-во- Пусть i3 «О
и ик, п<< 0, тогда i2 = гк = 4-бо- При этих условиях (4.39) и (4.40) примут вид
Ас—60	Ас—б—к’	(4.39')
A — -a/ZK_6_K.	(4.40')
Подставляя (4.39’) и (4.40') в (4.41), получим	
4-60 = 4-б-к (1-аа,).	(4-45)
Отсюда получим	( Т — Ас-60	(4.46)
1-аа; Соответственно для 4-б-к получим т _ 4бО ЭБК 1-аа, ‘	(4.47)
Уравнения (4.42)-(4.44) позволяют получить аналитические выражения для
любого семейства характеристик в любой схеме включения. Так, например, урав-
нение (4.42) позволяет рассчитать входные характеристики для различных зна-
чений wK_6:
□	при ик_6 = 0 (с учетом того, что иза= -и3_6)
при wK_6» 0
-«эб
4 = 4-б-к ехр -1 +	;
и.
□	при ик_6 << 0:
4	Г	“WK б
-1 - а;/|(_6_кехр—
Уравнение (4.43) описывает семейства управляющих и выходных характери-
стик. Для схемы с ОБ в этом уравнении надо принять и3 п = -иэ_6, ик п = а
в схеме с ОЭ — к». „ = и6_3, ик п = ы6_э - ик_3. Если (4.42) решить относительно
4-б-к(ехР мэ.п/ыт - 1) и результат подставить в (4.43), то получим уравнение се-
мейства выходных характеристик схемы с ОБ для различных значений тока 4 *
гк = <4 4—60
ехр -1
14г
При ик п« 0 это уравнение примет вид
^*к е(2э + 4—бо*
238
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Рассмотренная модель Эберса—Молла характеризует основные процессы в тран-
зисторе. Однако она не учитывает некоторых особенностей реального транзисто-
ра: наличие объемных сопротивлений эмиттера, базы и коллектора, изменение
ширины базы при изменении коллекторного напряжения, токи генерации и ре-
комбинации в р-и-переходах и др.
Для компьютерных расчетов токов используют передаточную модель Эберса—
Молла, которая получается путем разделения полезных составляющих токов, про-
текающих через оба р-и-перехода, и дополнительных составляющих, не участву-
ющих в передаче тока из одной цепи в другую. Наглядно эти составляющие токов
показаны на рис. 4.22, а, на котором iN — нормальная составляющая полезного
тока, создаваемая электронами, покинувшими эмиттер и достигнувшими коллек-
тора. Она зависит от напряжения на эмиттерном переходе. Составляющая —
инверсная составляющая полезного тока, зависящая от напряжения на коллек-
торном переходе. Эти составляющие описываются уравнениями вольт-амперных
характеристик переходов
l N ~ А)
(4.48)
i. = 10 ехр-^1--!
(4.49)
Здесь 10 — тепловой ток, создаваемый электронами, генерируемыми в базе.
Эти два тока следует рассматривать как ток связи, протекающий через оба перехода:
4-к = *n - А-	(4-50)
Помимо полезных токов iN и г\ в транзисторе существуют дополнительные токи:
□	гар — дырочная составляющая тока эмиттера;
□	iKp — дырочная составляющая тока коллектора;
□	i'pe* — рекомбинационная составляющая тока эмиттера;
□	i'^,K — рекомбинационная составляющая тока коллектора.
4.5- Расчет токов транзистора
239
Дополнительные токи каждого перехода складываются из рекомбинационных-й
дырочных составляющих:
4.д = 4р +г'рек>	(4-51)
1‘кд = Ч+^ек-	(4.52)
Каждый из этих,токов зависит от напряжения на своем переходе.
Передаточная модель Эберса—Молла, учитывающая рассмотренные токи, пред-
ставлена на рис. 4.22, б. Токи гэ д и гк д можно выразить через токи iN и it. Если мкп = 0,
то i6 = гэ д, гк = iN. Следовательно, нормальный коэффициент передачи тока базы
будет равен
Отсюда получаем
i = &
ад р
Аналогично,
i =^-
кд
(4.53)
(4.54)
Здесь рг — инверсный коэффициент передачи тока базы.
Токи во внешних цепях транзистора определяются суммами отдельных состав-
ляющих й рассчитываются по формулам
13 ~ h + о >
н
Pi
(4.55)
Найдем связь между параметрами классической и передаточной моделей.
□ В передаточной модели:
. '. 1) iN 10( изп. ?
=- = - ехр^-1
\ J	\ т 7
(4.56)
□ В классической модели:
A =4-^-Jexp—-1 
(4.57)
240 Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Приравнивая правые части (4.56) и (4.57), получаем
(4.58)
а
Аналогично можно получить формулу
Л^-к=^.	(4.59)
ai
Из (4.58) и (4.59) следует:
cJ3_6_K = aIJK_6_K = J0.	(4.60)
При необходимости в передаточную модель могут быть введены емкости перехо-
дов С3 и Ск и сопротивления базовой г'6 и коллекторной г' областей.
4.6. Дифференциальные параметры
Дифференциальные параметры устанавливают взаимосвязь между бесконечно
малыми приращениями токов и напряжений. Независимо от схемы включения
транзистор можно представить в виде четырехполюсника (рис. 4.23), на входе
которого действуют напряжение щ и ток г\, а на выходе — напряжение и2 и ток г2.
В зависимости от схемы включения транзистора величинам щ, it, u2, i2 будут соот-
ветствовать те или иные реальные токи и напряжения. Например, для схемы с ОЭ
щ = ы&-зу - гб> м2 = мк-э> гг = гк- Эти напряжения и токи взаимосвязаны нелинейными
функциональными зависимостями, которые можно выразить либо аналитически
в виде математических уравнений, либо графически в виде статических характери-
стик. Возможны шесть вариантов выбора независимых и зависимых переменных
для описания функциональной связи токов и напряжений в четырехполюснике. На
практике применяют два из них — систему //-параметров и систему у-параметров.
Рис. 4.23
Система Ь-параметров
Если за независимые переменные принять ток и напряжение щ, то функциональ-
ную связь токов и напряжений следует записать в форме щ = f(i1t u2), i2 = /(г,, u2).
Полные дифференциалы этих функций запишутся в виде
du{ = сИ{ + du2!	(4.61)
di Эм,
4.6. Дифференциальные параметры
241
<й2 = dii + di^.	(4.62)
di, ди2
Обозначим частные производные перед независимыми переменными в (4.61) и
(4.62) символами Ли, Л12, Л21 и Л22, тогда уравнения четырехполюсника можно за-
писать в виде
du{ = h^d^ + hi2 duf,	(4.63)
di; = h2idii + h^du;.	(4.64)
Отсюда вытекает смысл //-параметров:
□
□
□
□
hii =
diii
di{
и =^-
"12	,
ащ
dii
и =^h-
"22	,
аи?
du2=0
di{ = О
du2=0
Ji, = О
— входное сопротивление транзистора;
— коэффициент обратной связи по напряжению;
— дифференциальный коэффициент передачи тока;
— выходная проводимость транзистора.
На практике численные значения параметров определяют по статическим харак-
теристикам транзистора, заменяя бесконечно малые приращения токов и напря-
жений конечными приращениями. Параметры зависят от схемы включения тран-
зистора, что отмечается третьим индексом «э», «б» или «к», соответственно, для
схем с ОЭ, ОБ или ОК. Покажем, как это делается, на примере схемы с ОЭ.
Параметры Л11э и Л12э определяют по входным характеристикам транзистора
(рис. 4.24, а).
Рис. 4.24
242
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Ддя того чтобы в точке А определить параметр Л11э, строят характеристический
прямоугольный треугольник, располагая точку А на середине гипотенузы. Тогда
катетами треугольника будут приращения напряжения Ди6_э и тока Ai6. При этом
напряжение на коллекторе сохраняется неизменным, то есть выполняется усло-
вие du2 = 0. Численное значение параметра Л11э определяется по формуле
А
*П1э А •
Дг6
ик_э = const •
Для определения параметра Л12э надо располагать двумя входными характеристи-
ками, снятыми при различных напряжениях ик_э. Через точку А проводят гори-
зонтальную линию, которая пересекает две входных характеристики. Отрезок АВ
пропорционален приращению напряжения Дг4_э, а приращение напряжения на
коллекторе равно разности напряжений, при которых сняты входные характери-
стики, то есть Дик_э = Д"_э - и'_э. Следовательно,
^12э _
Д»6-э
Ди
к—э
i6 = const •
Параметры Л22э и Л21э определяют по выходным характеристикам транзистора
(рис. 4.24, б). Для того чтобы в точке А определить параметр Л22э, строят характе-
ристический треугольник, располагая точку А на середине гипотенузы. Тогда ка-
тетами треугольника будут приращения напряжения,Лик^э и тока Дгк при выпол-
нении условия i6 = const. Численное значение параметра определяют по формуле:
i6 = const •
Для определения параметра Л21э через точку А проводят вертикальную линию,
которая пересекает две соседних выходных характеристики. Отрезок АВ пропор-
ционален приращению тока Дг', а приращение тока базы равно разности токов,
при которых сняты выходные характеристики, то есть = % - i^. Следовательно,
Д%
ик_э = const •
Аналогичным образом определяют численные значения параметров для схемы
с ОБ:
^пб ~
Д’э
ик_4 = const;
Л.
"126 А
Д“к-б
i3 = const I
^226
Д*к
Ди
h =
“216 д .
Д*э
ик-6 = const •
4 = const;
4.6. Дифференциальные параметры, 243
Параметры Л21э и Л216 определяют функциональную связь между приращениями
входного и выходного токов транзистора. Они взаимосвязаны с параметрами а и
Р, определяющими функциональную связь между абсолютными значениями вход-
ного и выходного токов. В том и другом случае их называют коэффициентами
передачи тока, в Первом случае — это дифференциальные коэффициенты переда-
чи тока, а во втором — интегральные, то есть между ними существует различие.
Взаимосвязь между интегральными и дифференциальными коэффициентами
передачи тока нетрудно установить:
□	в схеме с ОБ
Л216 =vL = ^~(a 4 + Л-в>) = а + 4т";	(4.65)
™ di3	’ di3	'
□	в схеме с ОЭ
й21э=^ = А(р ,б+/кэо) = р + /б^.	(4.66)
Э16 Эг6	Эг6
Во многих случаях-различием между интегральными и дифференциальными ко-
эффициентами передачи тока пренебрегают и считают, что Л21э = Р и Аг16 » а.
Система у-параметров
В системе ^-параметров за независимые переменные приняты напряжения щ и и2,
а зависимыми переменными являются токи и i2. Функциональная связь между
зависимыми и независимыми переменными в этом случае должна быть записана
в форме =f(ut, и2) и i2 =f(uu и2).
Полные дифференциалы функций равны:
dii=^dul+^-du2-,	(4.67)
di2=^-dUt+^-du2.	(4.68)
Эм, diZj.
Обозначая частные производные символами yiit у12, у21 и у22, получим:
dit = yndut + y^di^;	(4.69)
d^ = y2idut + y22du2.	(4.70)
Отсюда вытекает смысл ^-параметров:	.
„ di
□	уц = —L j,. _ л — входная проводимость;
dUt aM2 - и
□	у„ =	п — проводимость обратной передачи;
di^ ““t - и
244
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
dL
dUi
□
ди _ Q — проводимость прямой передачи;
□
— выходная проводимость.
di2
^22 di^ = 0
Численные значения ^-параметров можно определить по характеристикам тран-
зистора аналогично тому, как это делалось при определении Л-параметров. Кро-
ме того, ^/-параметры можно рассчитать, зная численные значения Л-параметров.
Если уравнения (4.63) и (4.64) решить относительно независимых переменных,
то получим:
dii =-^-dui-^du2;
(4.71)
^-hAh^
~ dut -
(4.72)
Сравнивая (4.71) с (4.69) и (4.72) с (4.70), находим:
1
Уп =Т~’
Ухг ~
4г1 .
Угх ~
(4.73)
^22^п АгАг
Угг ~
4.7. Работа транзистора
в усилительном режиме
Одним из основных применений транзистора является усиление электрических
сигналов. Для этих целей транзистор может быть включен по одной из возможных
схем: с ОБ, ОЭ или ОК. Наиболее часто применяют включение по схеме с ОЭ.
Схема простейшего усилителя приведена на рис. 4.25. Она содержит транзистор,
в коллекторную цепь которого включен резистор RK, а в базовую — резистор R6.
Эти резисторы служат для того, чтобы обеспечить требуемый режим работы тран-
зистора по постоянному току. Увеличивая сопротивление /?6, можно уменьшить
постоянный ток базы 1№. При этом будет увеличиваться постоянное напряжение
UK^. Увеличивая сопротивление RK, можно уменьшать ток 1КО, вследствие чего
произойдет увеличение напряжения UK_3O. Обычно сопротивления R6 и RK под-
бирают (рассчитывают) так, чтобы выполнялось условие UK_M =
4.7. Работа транзистора в усилительном режиме
245
На базу транзистора через конденсатор С6 подают сигнал, подлежащий усилению.
Наличие на базе этого сигнала изменяет напряжение и6_3 и, соответственно, ток i6,
а также ток iK и напряжение мк_3. Если режим работы по постоянному току выб-
ран правильно, то изменения напряжения мк_3 будут в точности повторять изме-
нения напряжения,м6_э, но с большей амплитудой, то есть произойдет усиление
напряжения сигнала. Усиленный сигнал через конденсатор Ск поступает на вне-
шнюю нагрузку R„, которая является получателем (потребителем) сигнала. Функ-
ции внешней нагрузки в конкретных устройствах может выполнять громкогово-
ритель, реле, сигнальное устройство, входное сопротивление транзистора и т. д.
Словом, любое исполнительное устройство, для нормального функционирования
которого недостаточно мощности источника сигнала. Транзистор в этом случае
является посредником между источником сигнала и потребителем, обеспечивая
необходимую мощность сигнала.
Графический анализ усилительного режима
Целью графического анализа является наглядное представление процессов в ре-
жиме усиления электрических сигналов. На рис. 4.26, а показаны временные диа-
граммы токов и напряжений в базовой цепи, а на рис. 4.26, б — в коллекторной.
Режим работы по постоянному току определяется резисторами Rb и RK. Для этого
в системе координат iK = /(ык_э) строят нагрузочную линию коллекторной цепи
(рис. 26, б) аналогично тому, как это делалось при анализе выпрямительного ре-
жима диода. Точки пересечения этой линии с выходными характеристиками оп-
ределяют режим работы коллекторной цепи при конкретном значении тока базы.
В качестве исходной рабочей точки (ЦРТ) выбирают пересечение нагрузоч-
ной линии с той выходной характеристикой, при которой выполняется условие,
Uk-л = Еи в/2 (точка А'). Этой ИРТ соответствует ток базы i6 = 1№.
Чтобы обеспечить получение тока 160, в системе координат i6 = f(u6_3) строят
нагрузочную линию цепи базы (рис. 26, а). Для этого на входной характерис-
тике выделяют точку А (она является исходной рабочей точкой базовой цепи,
в этой точке i6 = 1№) и проводят прямую линию, проходящую через точки А и Еип.
Наклон этой линии определяет значение сопротивления R6. После того как задан
246 Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
режим работы по постоянному току, строят графики временных зависимостей то-
ков и напряжений, полагая входной сигнал синусоидальным.
Пусть внешняя нагрузка отсутствует, а на базу транзистора через разделительный
конденсатор С6 поступает напряжение с амплитудой £/6_эт, изменяющее положе-
ние рабочей точки. При положительной полуволне синусоидального напряжения
рабочая точка по входной характеристике сдвигается вверх, максимуму напряже-
4.7. Работа транзистора в усилительном режиме 247
ния соответствует точка В. При отрицательной полуволне рабочая точка сдвига-
ется вниз, минимуму напряжения соответствует точка С. В результате ток базы
изменяется с амплитудой 16т. Изменение тока базы вызывает изменение положе-
ния рабочей точки на выходных характеристиках. При положительной полувол-
не входного напряжения она сдвигается вверх и занимает положение В', а при
отрицательной полуволне сдвигается вниз и занимает положение С'. При этом ток
коллектора изменяется с амплитудой 1кт, а напряжение — с амплитудой UK_3m, при-
чем напряжение на коллекторе находится в противофазе с напряжением на базе.
При наличии внешней нагрузки, подключенной к коллектору через конденса-
тор, нагрузочная линия изменяет свой наклон (см. пунктир на рис. 4.26, б), так
как сопротивление для переменного тока уменьшается, оно становится равным
7?„_э =	+ /?„). Подключение внешней нагрузки не изменяет режим работы
транзистора по постоянному току, поэтому нагрузочная линия при наличии внеш-
ней нагрузки проходит через ту же точку А', но пересекает выходные характери-
стики, соответствующие максимуму и минимуму тока базы, в точках В" и С".
Нетрудно понять, что при этом амплитуда UK_3m уменьшается, а амплитуда 1кт
незначительно возрастает. Одновременно с этим уменьшается площадь заштри-
хованных треугольников, определяющая выходную мощность переменного тока
Р =1 U /2
* вых •*ктс/к—эт/,
Определив с помощью графических построений амплитуды входных и выходных
сигналов, можно рассчитать основные параметры усилителя:
□	Ку = выхт — коэффициент усиления напряжения;
^вх.т
□	Kt = вых т — коэффициент усиления тока;
^вх.т
□
— коэффициент усиления мощности;
□
— входное сопротивление;
ЫХ Г
□
— — выходное сопротивление,
1.К.З
где £4ых.х.х— выходное напряжение холостого хода при R„ °° /вых к з — выход-
ной ток короткого замыкания при = 0;
□ т) = -— — коэффициент полезного действия,
где Ро = Еи п1^ — мощность, потребляемая от источника питания.
248 Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Из проведенного анализа следует, что усиление электрических сигналов проис-
ходит за счет преобразования мощности источника постоянного тока Ро = Еил1к0
в мощность переменного тока Рвых = UK_3tnIKrn/2, выделяемую в нагрузке. При этом
КПД оказывается не очень высоким. В пределе UK_3m = Еип/2,1кт = 1КО следова-
тельно, Т|пРед = 0,25. Поэтому рассмотренный режим, называемый линейным (или
режимом А), применяют в основном в маломощных усилителях, где потери мощ-
ности, расходуемой на нагрев транзистора и резистора RK, невелики. В мощных
усилителях применяют иные режимы работы транзистора и более сложные схе-
мы, обеспечивающие получение более высокого КПД.
Аналитический расчет усилительных свойств
Задачей аналитического расчета является определение амплитуд переменных со-
ставляющих токов и напряжений и коэффициентов усиления, устанавливающих
взаимосвязь между амплитудами входных и выходных переменных напряжений
и токов. Постоянные составляющие токов и напряжений, определяющие положе-
ние исходной рабочей точки, при этом можно не принимать во внимание.
Транзистор, включенный по схеме с ОЭ и работающий в линейном режиме, мож-
но рассматривать как линейный четырехполюсник, на входе которого действуют
переменные напряжения с амплитудой (/вхт и ток с амплитудой 7вхт, а на выхо-
де — напряжение с амплитудой Пвыхт и ток с амплитудой 7выхт. Для расчета вос-
пользуемся уравнениями четырехполюсника (4.63) и (4.64), заменив в них беско-
нечно малые приращения токов и напряжений амплитудами соответствующих
токов и напряжений, и будем считать, что численные значения Л-параметров, оп-
ределяемые положением исходной рабочей точки, известны. Тогда уравнения че-
тырехполюсника можно записать в виде
ивклп = h^Iaxm + К2эивыхлп;	(4.74)
Ашх.ш ~~ ^21э^вх.т ^22э^вых.т •	(4.75)
Уравнения (4.74) и (4.75) дают основание заменить реальный транзистор фор-
мальной эквивалентной схемой (рис. 4.27), не раскрывающей внутреннего содер-
жания четырехполюсника, а только отражающей его реакцию на переменные токи
и напряжения, приложенные к внешним зажимам транзистора. В этой схеме ге-
нератор тока /?21Э/вх.т учитывает передачу тока из входной цепи в выходную цепь,
генератор напряжения Л12э^вых.т учитывает реакцию входной цепи на процессы в
выходной цепи, Л11э отражает входное сопротивление транзистора, hii3 отражает
выходную проводимость.
Учтем, что во входной цепи транзистора, включенного по схеме с ОЭ, имеется
резистор R6, конденсатор С6 и источник сигнала с амплитудой и внутренним
сопротивлением Rr, а на выходе схемы включены резисторы RK и 7?н и конденса-
тор С* (см. рис. 4.25). Будем считать, что сопротивления конденсаторов близки
к нулю и Rf, » hil3. Параллельное включение RK и заменим эквивалентным
сопротивлением Rll3 = R„ RK/{RH + 7?к). Тогда эквивалентная схема примет вид,
показанный на рис. 4.28.
4.7. Работа транзистора в усилительном режиме 249
Из схемы следует:
^вх.т ^гт ^вх.т >	(4-76)
^вых.т — -^вых.тэ’ Подставляя (4.77) в (4.75), получаем	(4.77)
Г	=	т _ 1, т хвых.т j , 1 п •‘вхло “ *21эЛвх.т’ 1 + «22Л., Коэффициент усиления тока К/=^-=Агь. •*вх.т Коэффициент усиления напряжения jy-   вых.т - ~*^выхлп^н. э   ^21э п А1/ *	’•	» У " “	» Кн.Э’ ^вхлп	^Пэ^вхлп	^11э	(4.78) (4'79) (4.80)
250
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Знак «минус» свидетельствует о том, что входное и выходное напряжения нахо-
дятся в противофазе.
Аналогичным образом рассчитывают усилители при включении транзистора по
схеме с ОБ или ОК.
Физические эквивалентные схемы
Во многих случаях расчет усилительных свойств транзистора целесообразно вес-
ти с помощью физических эквивалентных схем. Физические эквивалентные схе-
мы, в отличие от формальных схем, отражают внутреннюю структуру транзисто-
ра и составляются для переменных составляющих токов и напряжений. При
включении транзистора по схеме с ОБ за основу построения физической экви-
валентной схемы примем Т-образную модель Эберса—Молла, в которой диоды
заменим дифференциальными сопротивлениями г3 и гк, зависящими от постоян-
ных напряжений на переходах. Интегральный коэффициент передачи тока а за-
меним дифференциальным коэффициентом Л216. Пренебрежем передачей тока с
выхода на вход. Перейдем от постоянных токов и напряжений к действующим
значениям переменных токов и напряжений. Учтем объемное сопротивление
базы Ге и емкости переходов Сэ и Ск, наличие которых приводит к появлению
фазовых сдвигов между токами и напряжениями. Передачу тока из входной цепи
в выходную цепь учтем частотно зависимым генератором тока. Это может быть
либо генератор, вырабатывающий ток Z^16 j3, где Л216 является частично независи-
мым коэффицентом передачи тока эмиттера либо генератор, вырабатывающий
ток 41б4’ зависящий от тока /э, протекающего через внешний вывод эмиттера,
где 416 является комплексным коэффициентом передачи тока эмиттера, модуль
которого уменьшается с ростом частоты. В результате схема принимает вид, по-
казанный на рис. 4.29, а. При расчете низкочастотных схем емкостными токами
пренебрегают и считают, что усилительные свойства транзистора можно учиты-
вать частотно независимым генератором тока /?216/1.
При включении транзистора по схеме с ОЭ в физической эквивалентной схеме
(рис. 4.29, б) вместо генератора тока включают частотно зависимый гене-
ратор тока 41э^б> учитывающий передачу тока из цепи базы в цепь коллектора.
4.7. Работа транзистора в усилительном режиме 251
Этот генератор на низких частотах заменяют частично независимым генерато-
ром тока Л^1э7б. Замена генератора h-MI3 на генератор должна быть эквива-
лентной, то есть независимо от того, какой генератор работает в схеме, напряже*
ние холостого хода (при 1К = 0) на выходе схемы не должно изменяться. Для этого
сопротивление гк заменяют сопротивлением г*, а емкость Ск заменяют емкостью
С'к с тем, чтобы выполнялось условие
.	(4.81)
Учтем, что при /к = 0 выполняется условие Д = 16. Поэтому из (4.81) следует
г; = (1-Л2>б)Гк.	(4.82)
Постоянная времени коллекторной цепи при замене генератора тока также долж-
на сохраниться неизменной, то есть г’ С'к - гк Ск. Следовательно,
С;=-Ь-.	(4.83)
1-^216
Связь параметров физической эквивалентной
схемы с h-параметрами
Для расчета усилительных свойств транзистора с помощью физических эк-
вивалентных схем необходимо знать численные значения параметров схемы,
которые непосредственно измерить невозможно. Однако их можно выразить
через Л-параметры, которые всегда приводятся в справочниках. Кроме того,
Л-параметры легко определить по статическим характеристикам транзистора.
Учтем, что
а Лиэ = у5- ПРИ UK = 0;
□	= jf- при Д = 0;
а ^2з =7^ при/6 = о.
'-'к
Из схемы, показанной на рис. 4.29, б, следует:
Следовательно,
^113 =^' + (1 + ^13 к,-	(4.84)
Пренебрегая г'6, можно записать	.
При Д = 0 напряжение UK равно
^к = 4« + гэ).
252
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Следовательно,
^223 =	—	= Л 	(4.85)
г + Г г
'к 'з 'к
Подставляя U6 и UK в формулу для расчета Л12э, получаем
Учитывая, что г3 « г’, и принимая во внимание (4.85), получаем
^12э = ra h223.	(4.86)
Параметры физической эквивалентной схемы находят из полученных уравне-
ний.
Из (4.86) получаем
(4-87)
"22э	.
Из (4.85) получаем
(4-88)
“22э
Из (4.84) получаем
=Аиэ- (1 + Л21,)гэ.
Учитывая (4.87), получаем
/6=Л11э-(1 + Л21э)^.	(4.89)
Я22э
Таким образом, формулы (4.87), (4.88) и (4.89) позволяют рассчитать параметры
физической эквивалентной схемы, располагая численными значениями /г-пара-
метров, определенными по характеристикам транзистора.
П-образная эквивалентная схема
Рассмотренные эквивалентные схемы по своей структуре являются Т-образными.
В последнее время в связи с применением полевых транзисторов, эквивалентная
схема которых имеет П-образную структуру, получила распространение П-образ-
ная эквивалентная схема биполярного транзистора. Т-образную эквивалентную
схему можно преобразовать в П-образную путем подключения генератора тока
параллельно выходным зажимам (рис. 4.30). В этом случае генератор , зави-
сящий от входного тока, заменяют генератором y2l3U&_3, зависящим от входного
напряжения. Параметр y2i3 называют крутизной коллекторного тока. Он показы-
вает, как влияет изменение входного (управляющего) напряжения на коллектор-
ный ток, и измеряется в миллиамперах на вольт.
4.8. Сравнение усилительных свойств транзистора в различных схемах
253
Полагая, что постоянная составляющая тока коллектора равна 1к0 = а/э0 + 7к_60,
и учитывая, что постоянный ток 1М зависит от постоянного напряжения U6_.M по
экспоненциальному закону, нетрудно установить, что
I	Ot	1
Угь =а—= —s —.	(4.90)
Мт	Гз	Гз
Рис. 4.30
оЭ
При замене генератора необходимо иметь в виду, что в Т-образной схеме че-
рез резистор га проходит ток 1а, создающий между точками Б' и Э напряжение
U'6_a = 1ага. В П-образной схеме напряжение U'f,_a, приложенное к эмиттерному пе-
реходу, должно сохраниться таким же, как и в Т-образной схеме. В этом случае
генератор тока y2iaUs~a создаст во внешней цепи такой же ток /к, который был в
Т-образной схеме. Однако в П-образной схеме между точками Б' и Э проходит
ток /6 = Ia/(h2ia +1). Следовательно, для того чтобы получить прежнее значение
напряжения U'6~a, сопротивление Должно быть равно
^-3 = Гэ(Л21э+ 1).	(4-91)
4.8.	Сравнение усилительных
свойств транзистора
в различных схемах включения
Для сравнения усилительных свойств воспользуемся физическими эквивалент-
ными схемами, пренебрегая емкостями и полагая, что во всех схемах обеспечива-
ется одинаковый режим работы по постоянному току.
Схема с общим эмиттером
Принципиальная схема усилительного каскада с ОЭ представлена на рис. 4.25,
а физическая эквивалентная схема транзистора — на рис. 4.29, б. Будем считать,
что в цепи коллектора включен нагрузочный резистор RK, а в цепи эмиттера —
резистор Ra, повышающий стабильность работы каскада. Пренебрегаем сопро-
тивлением г*. Тогда эквивалентная схема примет вид, показанный на рис. 4.31.
Из схемы следует, что коэффициент усиления тока к, = !*/!& = Л21э, а выходное на-
пряжение UBm = -IKRK = -h2l3I6RK.
254
Глава 4, Биполярные транзисторы и тиристоры
Рис. 4.31
Напряжение на входе схемы по закону Кирхгофа равно
U„=-I6r'6 + I3(r3 + R3).
Учтем, что 13 = (Л21э+1)/6, тогда
= -I6 [ re + (h2i3 + 1)(г3 + Л,)].
Следовательно, коэффициент усиления напряжения равен
— ^°ых —____________________ 'г
и ит Гб + ^ь + О (r,+74)’
Если Я, = 0, то с учетом соотношения (4.84) получаем
“Пэ
Знак «минус» указывает на то, что выходное напряжение противофазно с входным.
При Tg« (Л21э + 1)гэ с учетом того, что A213/(^2ia + 1) = й216, коэффициент усиле-
(4.92)
(4.93)
(4.94)
ния напряжения становится равным	
. RK *и = -Либ — • Гэ	(4.95)
Если Я,» г3, то .	
и 1 СЛ	(4.96)
Входное сопротивление равно	
^=> = ^ + (^ + 1)^ + ^). • 6	(4.97)
При Я, = 0 входное сопротивление равно Л11э; при R3 » г3. Квх-г'6 + (Л21э + 1)R3« Л21э R3.	(4.98)
4.8. Сравнение усилительных свойств транзистора в различных схемах
255
Выходное сопротивление равно
к
р
'“'’ВЫХ
^вых.х.х
(4.99)
ВЫХ.К.3
Схема с общей базой
Принципиальная схема с ОБ представлена на рис. 4.32, а. Режим работы по посто-
янному току обеспечивается в ней резисторами RK и R6. Конденсатор С6 необхо-
дим для соединения базы по переменному току с общей шиной.
Источник сигнала должен обеспечивать прохождение постоянного тока эмиттера.
Заменяя транзистор его эквивалентной схемой, получаем эквивалентную схему
усилителя (рис. 4.32, б). В этой схеме коэффициент усиления тока = IJL, = А21б,
а напряжение на выходе
^вых ~~	~^216^э^к*
Напряжение на входе схемы равно
Пвх — ~1Э ^*э “ 1б
Учтем, что 1б = 1Э (1 -Л216), тогда
14х = -4[гв + (1 - Л21б)Гб].
Следовательно, коэффициент усиления напряжения равен
к	^21б^к	_ ^216 д
Ua "гэ+(1-М^ 'Л..6 к'
Поворота фазы усиливаемого напряжения в этом случае не происходит.
(4.100)
(4.101)
р
Если гэ » (/-А216)Гб, то ки = Л,16 —. Сравнивая полученный результат с (4.95),
гэ
приходим к выводу, что схема с ОБ дает такое же усиление напряжения, как и
схема с ОЭ, но без поворота фазы.
256
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Входное сопротивление равно
= r3 + (1 - Л,16) г'6 = Л,16.	(4.102)
•*Э
В схеме с ОЭ Л11э» (h2i3 + 1)гэ; в схеме с ОБ Л116» гэ. Следовательно,
Либ=-г^-7-	«ЮЗ)
^1э +1
Таким образом, в схеме с ОБ Л116 примерно в Л21э раз меньше, чем в схеме с ОЭ.
Выходное сопротивление схемы с ОБ такое же, как и схемы с ОЭ.
Схема с общим коллектором
Принципиальная схема усилителя с ОК представлена на рис. 4.33, а. В этой схе-
ме режим работы по постоянному току обеспечивается резисторами R6 и R3.
Для определения положения исходной рабочей точки (ИРТ) надо, как показано
на рис. 4.33, в, построить вольт-амперную характеристику резистора R3: i3 = u/R3 и
семейство характеристик i3 = f[(EHn - wK_3); i6].
Рис. 4.33
4.8. Сравнение усилительных свойств транзистора в различных схемах
257
Положение ИРТ находят по пересечению вольт-амперной характеристики рези-
стора с одной из характеристик транзистора, соответствующей постоянному току
базы /«,. В этом случае напряжение источника питания £и п распределится между
транзистором (UK_M) и резистором (U^). При подаче на базу переменного напря-
жения изменяется ток базы, и рабочая точка перемещается вдоль нагрузочной
линии, соответственно изменяются напряжение и ток эмиттера.
Воспользовавшись эквивалентной схемой транзистора (рис. 4.29, б), получаем
эквивалентную схему усилителя (рис. 4.33, б), в которой
fU =
ит = 1б кб + (А21э + 1)(гэ + Ю1
(4.104)
(4.105)
С учетом того, что 13 = (Л21э + 1)Z6, коэффициент усиления напряжения равен
к -У™-
v изх r'6+(Wi) (^Дэ)’
Пренебрегая г'6, получаем
Кц = ----- < 1 .
£,+'3
Таким образом, схема с ОК не дает усиления напряжения и не поворачивает фазу,
поэтому ее называют эмиттерным повторителем.
Коэффициент усиления тока в этой схеме равен
Ki=72i = 7L = A21,+l-	(4.106)
*вх *6
То есть схема с ОК, не давая усиления напряжения, дает усиление тока, а следова-
тельно, мощности сигнала, поданного на ее вход.
Входная цепь схемы с ОК такая же, как и схемы с ОЭ, поэтому входное сопротив-
ление определяется соотношением (4.98).
При расчете выходного сопротивления учтем, что выходной ток 13 создается как
генератором h2iJ6, так и источником сигнала Ur, обладающим внутренним сопро-
тивлением Rr
Из эквивалентной схемы следует:
^г=/6(7?г+г') + 4(гэ+Лэ) = Л[(1-Аг16) (Лг+г0 + '-з+Дэ1	(4.107)
Обозначим:
/( = (1-^) (Д.+г') + гэ.	(4.108)
Тогда
u^i^r'+rj.
258
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Отсюда получим	? , •	. '	< * / Л
/=_А_ э R' + R,	(4.109)
Следовательно,
U = I R = U* К* 33 R' + R,' ' Выходной ток короткого замыкания находят при R3 = 0:	(4.110)
I = — . * ВЫХ.К.З Следовательно,	(4.1И)
П	— ^ВЫХ.Х.Х 	 R, + R'' Если R3 » R', то Д,ых = R' = (1 - ^16) (Яг + Г')б + Гэ- Пренебрегая га и г’6 и учитывая, что 1 - h2i6 = 1/(/г21э + 1), получаем R -	(4.И2) (4.113) (4.114)
Таким образом, схема с ОК, имея высокое входное сопротивление, обладает очень
низким выходным сопротивлением.
Сопоставляя полученные результаты, можно сделать выводы:.
□	Схема с ОЭ обеспечивает большое усиление тока и напряжения и поворачи-
вает фазу усиливаемого напряжения на 180°.
□	Схема с ОБ усиливает напряжение, но не усиливает ток, при этом фаза выход-
ного напряжения не меняется.
□	Схема с ОК усиливает ток, но не усиливает напряжение.
4.9. Частотные свойства транзистора
При работе на высоких частотах проявляются инерционные свойства транзисто-
ра, обусловленные конечным временем пролета носителей заряда через базу и
перезарядом емкостей переходов, вследствие чего уменьшается амплитуда вы-
ходного тока и возникают фазовые сдвиги между токами и напряжениями. Для
анализа работы транзистора на высоких частотах воспользуемся физическими
Т-образными схемами.
4,9. Частотные свойства транзистора
259
Схема с общей базой
В схеме с ОБ (см. рис. 4.29, а) усилительные свойства транзистора учитывают
либо генератором тока либо генератором тока 416/э. Оба генератора равно-
значны. Следовательно,
411бА = ^21бЛ‘
Отсюда получим:
(4.115)
^216 - ^216 ? ~ ^216 J >
где Д — ток, протекающий через гэ;
1С — ток, протекающий через Сэ.
Учтем, что
т _
э
/. = jcoCJ/6._3.
Тогда
4 А1б_
^16 1 + >СЛ'
Модуль коэффициента передачи тока равен
lb I -^216
(4.116)
(4.117)
(4418)
С ростом частоты модуль Л216 уменьшается. Частоту, на которой модуль умень-
шается в >/2 раз, называют предельной частотой коэффициента передачи тока
эмиттера и обозначают cofcji(.. Эту частоту найдем из условия	= 1. Учтем, что
со = 2л/, тогда получим частоту, выраженную в герцах:
f = *
2лСэгэ •
Следовательно, зависимость модуля коэффициента передачи тока эмиттера и фа-
зового, угла от частоты можно представить в виде
4г и
(4.119)
К. =-^6
(4.120)
(4.121)
260
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
На частоте Д фазовый угол равен 45°.
Читаем, что в (4.119) емкость С3 является диффузионной емкостью, которая равна
где т6 — время пролета носителей заряда через базу.
и
Учитывая (4.122), а также то, что — = гэ, получаем
i
С = —
" г. '
Время пролета через базу, обусловленное диффузией, равно
т = <
6 2D/
где W6 — ширина базы;
Dn — коэффициент диффузии электронов.
Учитывая (4.124), получаем
(4.123)
(4.124)
(4.125)
Отсюда следует вывод, что для улучшения частотных свойств необходимо, чтобы
база транзистора была узкой. У современных транзисторов W6 = 1 мкм. Из (4.125)
следует также, что транзисторы типа п-р-п предпочтительнее транзисторов типа
р-п-р, поскольку коэффициент диффузии электронов D„ примерно вдвое больше
коэффициента диффузии дырок Dp. Улучшить частотные свойства транзистора,
как это следует из (4.123), можно, уменьшив время пролета за счет создания в базе
ускоряющего поля, что достигается неравномерным распределением примеси в
базе. Этот способ используется в дрейфовых транзисторах.
На частотные свойства транзистора помимо диффузионной емкости эмиттерного
перехода Сэ, характеризующей инерционность процессов в базе, влияет барьерная
емкость коллекторного перехода Ск. Через емкость Ск, подключенную параллельно
генератору тока Дб/э, на высоких частотах ответвляется часть тока, вырабатывае-
мого этим генератором, вследствие чего уменьшается ток коллектора 1К во внеш-
ней цепи транзистора. Частота, на которой модуль тока ZK уменьшается в V2 раз,
определяется постоянной времени Скг'6. У транзисторов с узкой базой, обладаю-
щих высоким сопротивлением г'6, постоянная времени Скг'6 может оказаться соиз-
меримой с постоянной времени Сэгэ. Поэтому в справочниках для транзисторов с
узкой базой вместо предельной частоты Д6 приводят постоянную времени тк = Скг'6.
Схема с общим эмиттером	.
В схеме с ОЭ усилительные свойства транзистора учитывают частотно-зависимым
генератором тока (рис. 4.29, б). Учтем, что между параметрами ^1з и
существует такая же связь, как между параметрами Р и а:
4,9. Частотные свойства транзистора
,<21э ~ 1 А '
1	"216
Из (4.120) вытекает следующее соотношение:
h =	^216
"216	f •
1 + >т-
(4.126),
(4.127) t
Подставляя это значение в (4.126), получаем
^216 _______^21э
+	1 + 7 / (i-h )
/*21«	/*21«V	П21б)
Введем обозначение:
ft... = ft,... (1 ~~	) .
^21э —
(4.128);
Тогда модуль коэффициента передачи тока базы будет равен	"
IM= I	(4.129)
Частоту /А называют предельной частотой коэффициента передачи тока базы.
На этой частоте модуль коэффициента h^3 уменьшается в >/2 раз. Учтем, что
1-^216 = 7 ту-
Л21э+ 1
Тогда соотношение (4.128) можно представить в виде
•^216
^21э"*" 1
(4.130)
Таким образом, предельная частота коэффициента передачи тока базы примерно в
Л21э раз меньше предельной частоты коэффициента передачи тока эмиттера. В облас-
ти частот выше транзистор может усиливать электрические сигналы вплоть до
некоторой частоты, на которой |Л21Э| = 1. Эту частоту называют граничной частотой.
Ее можно рассчитать, подставив в (4.129) |й21э| = 1,/=/фи решив относительно/ф:
A=W*2b.	(4.131)
На практике для расчетов иногда используют частоту/тах, которую называют мак-
симальной частотой генерации. На этой частоте коэффициент усиления транзис-
тора по мощности становится равным ЩЙЙМЬ.	ойрейеЖйугСя ‘формулой1 i
|^21б'/*216
зо/6 ск •
(4.132.)
262
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
На частоте выше/тах, когда Кр< 1, транзистор не способен работать в схеме генера-
тора электрических колебаний.
Таким образом, транзистор, предназначенный для работы на высоких частотах,
должен иметь малую толщину базы, малое объемное сопротивление г'(> и малую
емкость коллекторного перехода. Однако эти требования противоречивы. При
уменьшении ширины базы возрастает сопротивление г'6. Увеличение концентра-
ции примеси в базе с целью уменьшения г'6 приводит к уменьшению ширины кол-
лекторного перехода и возрастанию Ск. Наилучшим образом эти противоречивые
требования удовлетворяются в дрейфовых транзисторах.
Дрейфовые транзисторы
В дрейфовых транзисторах акцепторная примесь в базе распределена неравномер-
но, что достигается диффузионно-сплавной технологией (рис. 4.34, а). В процес-
се изготовления транзистора на поверхность пластины кремния с равномерным
содержанием донорной примеси наносят навеску, состоящую из донорной и ак-
цепторной примесей. При термообработке доноры и акцепторы диффундируют на
разную глубину (рис. 4.34, б), поэтому результирующее распределение концент-
рации доноров и акцепторов принимает вид, показанный на рис. 4.34, в, и концен-
трация акцепторов в сечении хр оказывается больше, чем в сечении х'р, вследствие
чего в базе возникает внутреннее электрическое поле, распределение потенциала
в котором показано на рис. 4.34, г.
Напряженность ускоряющего поля равна
% = -^1п
6 и;
Введем обозначение:
(4.133)
(4.134)
1 , NAXA
а = — In 7—v.
м.К)
Тогда
#Б = -аит.
Перепад потенциала в базе составляет
Au = ^W6=auTW6.
Найдем время переноса электронов через базу за счет дрейфа без учета диф-
фузии:
т _	_ W6
Д ^ср |%| НпОМг ’
Учтем, что цп = Dn/wT, тогда
г = *-
д aD'
(4.135)
4.9.Частотныесвойстватранзистора
2®3
в
Время переноса электронов через базу за счет диффузии без учета дрейфа
Т = ^
2Д
(4.136)
264
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Отношение времени диффузии к Времени дрейфа Называют коэффициентом поля:
т aW6
п = -> —.
Из (4.134) найдем а и подставим в (4.137). Тогда
Ди
Л = ^-
(4-137)
(4.138)
Коэффициент поля определяется перепадом потенциала в области базы, завися-
щим от разности концентраций дырок на границах базы. Чем больше перепад кон-
центраций, тем больше коэффициент поля. Практически г) = 1,5-4. Это означает,
что время дрейфа через базу в 1,5-4 раза меньше времени диффузии.
При оценке частотных свойств транзистора следует учитывать как дрейф, так и
диффузию. При этом надо иметь в виду, что результирующая скорость не равна сум-
ме скоростей диффузионного и дрейфового движеция. Это объясняется тем, что при
наличии прлц изменяется распределение концентрации электронов в базе (рис. 4.35).
Приближенное (при пренебрежении рекомбинацией электронов в базе) выраже-
ние для распределения п(х) можно получить из условия постоянства электронно-
го тока вдоль базы:
_ dn(x) . .
qDn + qp.nn(x)e = const.
Дифференцируя это выражение по х, после несложных преобразований, учиты-
вая (4.134) и (1.74), получим:
d2n(x) dn(x) „	•-I; •
—Н = 0.	,	, ,(4139)
dx1 dx	...... л.  >.
Решение этого уравнения имеет вид
п(х) = С, + С2 ехрах.
4.9. Частотные свойства транзистора ;
265
Постоянные интегрирования определяются из граничных условий:
□	если хр = 0, то п(х) = п(хр);
□	если х'р = w6, то п(х) - 0.
Следовательно,
C1=„W^1^L,
' ' ехрак>6 -1
С2 =~п(х9)
1
ехрак>6 -1
В результате получаем:
п
(х) = п(хр)
expaw6
ехр aw6 -1
(4.140)
Чем сильнее поле (больше коэффициент а), Тем меньше изменение концентрации п(х)
вблизи эмиттерного перехода и больше вблизи коллекторного. При г) —>«= график
распределения п(х) стремится к прямоугольному. Из характера распределения п(х)
нетрудно сделать вывод о том, что вблизи эмиттера градиент концентрации электро-
нов очень мал и движение электронов происходит главным образом за счет действия
сил поля. По мере приближения к коллекторному переходу возрастает градиент
концентрации электронов, вследствие чего возрастает диффузионная составляющая
тока, а дрейфовая составляющая уменьшается. Поэтому скорость результирующего
движения электронов через базу оказывается меньше суммы скоростей диффузи-
онного и дрейфового движений, но больше скорости диффузионного движения.
Так как скорость перемещения электронов через базу дрейфового транзистора
больше, чем у бездрейфового, то при одинаковых напряжениях на эмиттерном
переходе плотность тока эмиттера у дрейфового транзистора оказывается боль-
ше, чем у бездрейфового. Известно, что в бездрейфовом транзисторе плотность
тока эмиттера пропорциональна градиенту концентрации электронов в сечении хр:

дх1
Фр)
В дрейфовом транзисторе плотность тока эмиттера определяется напряженно-
стью поля в базе:
Л'= 0М, (*₽)$>•
Одинаковые токии j" можно получить, подав на эмиттерный переход дрейфо-
вого транзистора меньшее напряжение, чем на эмиттерный переход бездрейфо-
вого транзистора. При этом концентрация электронов в сечении хр в дрейфовом
транзисторе должна уменьшиться. Приравняем токи и j" и решим полученное
уравнение относительно ид(хр):
266
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Учтем (1.74), (4.134) и (4.138) и получим
(4.141)
Таким образом, в дрейфовом транзисторе при таком же токе, как и в бездрейфо-
вом, концентрация электронов в сечении хр меньше в 3-8 раз. Вследствие этого
уменьшается инжектированный в базу заряд, а значит, и диффузионная емкость,
что и обусловливает увеличение предельной частоты передачи тока эмиттера Д .
Распределение концентрации электронов в базе бездрейфового и дрейфового
транзисторов при одинаковых токах эмиттера показано на рис. 4.36.
4.10.	Работа транзистора
в импульсном режиме
При работе транзистора в импульсных схемах различают режимы малого и боль-
шого сигналов. При подаче на базу импульсных сигналов малой величины тран-
зистор работает в активном режиме. В этом случае происходит усиление им-
пульсных сигналов и соблюдается линейная зависимость между напряжениями
выходного и входного сигналов. Такой режим характерен, например, для усиле-
ния телевизионных сигналов.
Работа транзистора в режиме больших импульсных сигналов (такой режим обыч-
но называют ключевым) характерна для цифровых интегральных схем. В этом
случае транзистор выполняет функции электронного ключа: он может находить-
ся либо в закрытом состоянии (отсечка), либо в открытом состоянии (насыще-
ние). Качество работы электронного ключа оценивается скоростью переключения,
то есть временем его перехода из одного состояния в другое. На рис. 4.37, а пред-
ставлена схема электронного ключа, а на рис. 4.37, б—д — диаграммы, иллюстри-
рующие его работу. Рассмотрим поэтапно процессы включения и выключения
транзистора.
4.10.Ваботатранзисторав импульсном режиме
267
Рис. 4.37
268
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Процесс включения транзистора
В промежутке времени от 0 до t0 транзистор находится в режиме отсечки. При этом
ток коллектора практически равен нулю. Поэтому можно считать, что транзистор-
ный ключ разомкнут, напряжение на коллекторе равно напряжению источника
питания „ и режим работы определяется точкой А (рис, 4.37, в). В момент вре-
мени А> напряжение импульсного генератора скачком изменяется от значения ил
до U„i, и в базовой цепи возникает ток 761 = U^/R^ В интервале времени от t0 до г,
происходит заряд барьерных емкостей эмиттерного и коллекторного переходов.
Интервал времени от £0 до t{ называют временем задержки включения и определя-
ют соотношением
^ад “ А»
41
(4.142)
Здесь С3 и Ск — усредненные барьерные емкости эмиттерного и коллекторного
переходов соответственно. Чем больше ток 161 и меньше емкости транзистора, тем
меньше время задержки включения.
В момент времени Г( напряжение на эмиттерном переходе достигает порогового
значения Unop = 0,7 В, переход отпирается, транзистор переходит в активный ре-
жим, начинается инжекция электронов в базу (рис. 4.38, а и б) и в цепи коллекто-
ра появляется ток гк (рис. 4.37, г). Если = 0, то напряжение ык_э сохраняется не-
изменным, при этом ток гк в интервале времени от г, до t3 увеличивается по закону:
Если RK * 0, то рост тока гк сопровождается уменьшением напряжения ык_э. Рабо-
чая точка перемещается из положения А в положение В (см. рис. 4.37, в). При этом
скорость нарастания тока определяется постоянной времени то э = + ЯКСК. По мере
4.10, Работа транзистора в импульсном режиме Д69
уменьшения напряжения уменьшается надряжение на коллекторном перехо-
де и в момент, когда станет выполняться условие мк п = м6_э - мк_э, транзистор пе-
рейдёт в резким насыщения, в базу начнут инжектироваться электроны из Коллек-
тора, а в коллектор дырки из базы. В момент времени t2 транзистор оказывается
в режиме глубокого насыщения и коллекторный ток достигает значения 1К1ВС = р/6 нас
Ток Д11ас является минимальным током базы, прн котором наступает глубокое на-
сыщение. Если I6l < 16 „ас, то точка пересечения нагрузочной линии с выходной
характеристикой располагается правее и режим глубокого насыщения не насту-
пает. Если же 161 > 16 |1ас, то после наступления глубокого насыщения положение
точки В не изменяется и дальнейший рост тока коллектора прекращается, а база
продолжает заполняться электронами. При этом увеличивается концентрация
электронов в сечении х' при сохранении градиента концентрации в этом сечении
(рис. 4.38, б). Поскольку коллекторный переход открыт, то одновременно с накоп-
лением электронов в базе происходит накопление дырок в коллекторе. Процесс
накопления избыточных зарядов завершается в момент времени t3.
Интервал времени от до t2 называют временем нарастания тока:
^р=^-^=гаэ1п|1-^
(4.144)
si J
Чем больше ток базы, тем быстрее нарастает ток коллектора. Суммарное время
iBIOI =	+ iHp называют временем включения. Для уменьшения времени включения
необходимо увеличивать ток Z6) и повышать граничную частоту транзистора.
Процесс выключения транзистора
В момент времени i4 напряжение на базе скачком уменьшается от значения Url до
значения иЛ, и в цепи базы возникает отрицательный ток I№ = ([/nop -
обусловленный рассасыванием накопленного в базе избыточного заряду. Этот
процесс протекает так же, как и в импульсном режиме диода. При RK = 0 измене-
ние заряда сопровождается уменьшением градиента концентрации в сечении хр
(см. рис. 4.38, в) и уменьшением тока по закону
U0 = PZ6i “Р(41 “Аю) fl-exp —
1 т
(4.145)
Здесь т — постоянная времени, обусловленная скоростью рассасывания избыточ-
ного заряда.
При RK # 0 в интервале времени от Г4 до ts градиент концёнтрации в сечении х'
сохраняется постоянным (см. рис. 4.38, г), что обусловливает постоянство тока гк.
Этот промежуток времени называют временем рассасывания. Он находится из
соотношения (4.145), в котором надо принять iK(t) = РД.нас и t = t^, тогда
А>. нас + |'б01
(4.146)
270
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Здесь т = т₽.
Время рассасывания увеличивается с ростом отпирающего тока базы 161 и умень-
шается с увеличением запирающего тока базы 1№.
В момент времени t5 транзистор переходит в активный режим. Ток коллектора
начинает убывать по экспоненте с постоянной времени то э. В момент времени t6
ток iK становится равным нулю. Промежуток времени от момента t5 до момента t&
называют временем спада. Он находится из соотношения (4.145), в котором надо
принять zK(t5) = Р4 нас, iK(i6) = 0 и т = т„. э, тогда
4=«6-«5=То.э1п 1 + ^ .
'60 -
(4.147)
Время спада тем меньше, чем больше запирающий ток /60. Суммарное время
tBblK = (рас + Ъп называют временем выключения.
Если ключ работает на емкостную нагрузку, то длительность времени нараста-
ния напряжения мк_э оказывается больше длительности спада тока коллектора iK
(см. штриховую линию на рис. 4.37, д'). Объясняется это тем, что из-за наличия
емкости нагрузки С„ напряжение мк_э изменяется с постоянной времени т=то а + С.Д.
Суммируя рассмотренное, можно сделать вывод, что выходной импульс напря-
жения ик_э оказывается инвертированным, растянутым и сдвинутым во времени
по отношению к входному импульсу напряжения. Переходные процессы опре-
деляют быстродействие ключа, то есть скорость переключения. Быстродействие
транзистора зависит от величины накапливаемого в базе заряда, скорости его
накопления и рассасывания. Дрейфовые транзисторы предпочтительнее без-
дрейфовых, так как в их базе величина накапливаемого избыточного заряда мень-
ше. Существенного повышения быстродействия можно добиться, уменьшив инжек-
цию электронов в базу со стороны коллектора и дырок в коллектор со стороны
базы. Это достигается путем включения между коллектором и базой диода Шотки.
Транзистор с диодом Шотки
В транзисторе с диодом Шотки диод включают между базой и коллектором
(рис. 4.39, а). Схемное изображение такого транзистора показано на рис. 4.39, б.
Обычно эти транзисторы реализуют в интегральном исполнении (см. раздел
«Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС» в главе 6). Шунтирова-
ние коллекторного перехода диодом Шотки изменяет выходную характеристику
транзистора в области малых напряжений мк_э.
Для того чтобы понять причину различий характеристик, воспользуемся уравне-
нием 4.43, полученным при анализе модели Эберса—Молла,
«к. п _| I
iK=aIa-b-K ехр^-1 -1К^К ехр
(4.148)
Учтем, что ик „ = «б-э - ик_э. Из (4.148) следует, что коллекторный ток формально име-
ет две составляющих, одна из которых положительная, другая отрицательная. Поло-
жительная составляющая тока создается электронами, перемещающимися из базы
4.10, Работа транзистора в импульсном режиме
271
в коллектор. Отрицательная составляющая тока создается электронами, перемеща-
ющимися из коллектора в базу. Эти две составляющих тока показаны на рис. 4.40, а
(графики 1 и 2). Отрицательная составляющая тока появляется при и*„ = 0, то
есть при ик_э = и6_э = 0,7 В. При небольших значениях п этот ток незначителен.
Заметный ток появляется При около 0,6 В, то есть при ик_э = 0,1 В. Суммирова-
ние положительной и отрицательной составляющих тока дает выходную характе-
ристику транзистора (график 3). Точка пересечения выходной характеристики с
нагрузочной линией находится в области глубокого насыщения, поэтому в базе на-
капливается избыточный заряд из-за инжекции электронов со стороны коллектора.
Если между базой и коллектором включен диод Шотки, то мы имеем дело с дву-
мя, параллельно включенными электрическими переходами, обладающими разны-
ми вольт-амперными характеристиками. Вольт-амперная характеристика диода
Шотки показана ца рис. 4.40, б (график 2). Она также начинается при ик_э = 0,7 В.
Однако заметный ток диода Шотки возникает при ик„ около 0,2-0,3 В. Сумми-
руя ток диода Шотки с положительной составляющей тока, мы получаем выход-
272
Глава 4. Биполярные транзисторы и тирйсторы
ную характеристику транзистора с диодом Шотки (график 3). Точка пересече-
ния этой выходной характеристики с нагрузочной линией определяет режим
работы транзистора при подаче на базу отпирающего импульса тока I6l. Эта точ-
ка соответствует напряжению wK_a около 0,4-0,5 В, при котором коллекторный
переход хотя и открыт, но ток через него настолько мал, что им можно пренебречь
и считать, что ток проходит через диод Шотки, в котором, как было рассмотрено
в главе 1 (см. подраздел «Контакт полупроводника с металлом»), накопление
избыточного заряда не происходит. При этом инжекция электронов в базу со
стороны коллектора отсутствует и накопление избыточного заряда в базе транзи-
стора происходит только за счет инжекции со стороны эмиттера, вследствие чего
повышается быстродействие.
4.11.	Разновидности биполярных
транзисторов
В настоящее время промышленностью выпускается большое количество бипо-
лярных транзисторов различных типов и разного назначения. Подавляющее
большинство транзисторов изготовляется из кремния и имеет структуру п-р-п.
Обычно транзисторы классифицируют по допустимой рассеиваемой мощности,
предельной частоте и назначению.
По мощности транзисторы подразделяют на три группы. К транзисторам малой
мощности относят приборы с рассеиваемой мощностью менее 0,3 Вт. К транзис-
торам средней мощности относятся транзисторы с рассеиваемой мощностью от
0,3 до 1,5 Вт. Для транзисторов большой мощности рассеиваемая мощность пре-
вышает 1,5 Вт.
В каждой из трех групп транзисторы подразделяются на низкочастотные (Д <
< 3 МГц), транзисторы средней частоты (3 МГц < Д < 30 МГц), высокочастот-
ные (30 МГц < Д б < 120 МГц) и транзисторы диапазона СВЧ (/тах > 120 МГц).
Для низкочастотных транзисторов характерны большая емкость переходов (10-
100 пФ) и время рассасывания (порядка 1 мкс). Для высокочастотных транзис-
торов характерны малая площадь переходов, малая толщина базы и малое время
жизни неосновных носителей заряда. Барьерные емкости этих транзисторов не
превышают 10 пФ, время рассасывания составляет доли микросекунды. Как пра-
вило, высокочастотные транзисторы являются дрейфовыми.
Сверхвысокочастотные транзисторы отличаются рядом важных структурных
и конструктивных особенностей. Толщина базы этих транзисторов составляет
0,1-0,3 мкм, ширина эмиттера — около 1 мкм, расстояние от края эмиттерной
области до базового контакта — около 0,4 мкм. При этих условиях барьерные
емкости составляют десятые доли пикофарады, а граничная частота Достигает
10 ГГц. Транзисторы с повышенной граничной частотой характеризуются Пони-
жейными рабочими напряжениями й токами, малыми значениями отдаваемой вы-
сокочастотной мощности и допустимой рассеиваемой мощности. Как показали
исследования, граничная частота Д и отдаваемая мощность Р связаны между
4.11, Разновидности биполярных транзисторов 273
собой соотношением Pf^ = const, из которого следует, что повышение граничной
частоты при заданном уровне технологии связдно с неизбежным уменьшением от-
даваемой мощности. Современная технология позволяет создавать транзисторы
с граничной частотой 10 ГГц при отдаваемой мощности 1 Вт.
Мощные транзисторы отличаются большими напряжениями и токами коллекто-
ра. Для достижения большого рабочего тока применяют многоэмиттерные тран-
зисторы, содержащие большое число узких длинных змиттерных полосок, между
которыми расположены выводы базы, объединенные общим базовым выводом.
Все эмиттеры располагают внутри одной базовой области, а их выводы объеди-
няют общим змиттерным выводом. Ширина каждой змиттерной полоски со-
ставляет 10-20 мкм, адлина — 100-200 мкм. Для хорошего теплоотвода кристалл
мощного транзистора устанавливают на массивное металлическое основание кор-
пуса, которое в ряде случаев имеет специальный радиатор. Современные мощные
транзисторы при допустимом коллекторном напряжении более 100 В и токе кол-
лектора более 50 А позволяют в диапазоне Частот до 30 МГц получить в нагрузке
мощность порядка 175-200 Вт.	.
Большое разнообразие транзисторов отражается в их условных обозначениях
(маркировке), содёржащих определенную информацию о свойствах транзистора.
Первый элемент обозначения характеризует материал полупроводника:
□	Г (или 1) — германий;
□	К (или 2) — кремний;
□	А (или 3) — арсенид галлия;
□	И (или 4) — соединения индия.
Буквы используют при маркировке транзисторов широкого применения, циф-
ры — при маркировке транзисторов специального назначения.
Вторым элементом обозначения для биполярных транзисторов является буква Т
(для полевых транзисторов используется буква П). Третий элемент обозначения
характеризует мощность и частотные свойства:
□	1 — маломощный низкочастотный;
□	2 — маломощный средней частоты;
□	3 — маломощный высокочастотный (/ > 30 МГц);
□	4 — средней мощности низкочастотный;
□	5 — средней мощности средней частоты;
□	6 — средней мощности высокочастотный;
□	7 — большой мощности низкочастотный;
□	8 — большой мощности средней частоты;
□	9 — большой мощности высокочастотный.
Четвертый и пятый элементы указывают на порядковый номер разработки дан-
ного типа транзистора и обозначаются цифрами от 01 до 99. Шестой элемент обо-
значения (буквы от А до Я) показывает разделение транзисторов, данного типа на
подтипы по классификационным параметрам, например по величине h2l3 или
какого-либо другого параметра. Например, кремниевый биполярный мощный
274 Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
высокочастотный транзистор КД903 А имеет минимальное значение h2i3 = 15,
а транзистор КТ 903 Б — минимальное значение Л21э = 40.
Для вновь разрабатываемых транзисторов используются семиэлементные обозна-
чения. У этих транзисторов третий элемент несколько иначе характеризует мощ-
ность и частотные свойства транзистора:	,
□	1 -г маломощный (до 1 Вт) с граничной частотой до 30 МГц;
□	2 — маломощный с граничной частотой до 300 МГц;
□	4 — маломощный с граничной частотой свыше 300 МГц;
□	7 — мощный (свыше 1 Вт) с граничной частотой до 30 МГц;
□	8 — мощный с граничной частотой до 300 МГц;
□	9 — мощный с граничной частотой свыше 300 МГц.
Четвертый, пятый и шестой элементу (число от 001 до 999) указывают на поряд-
ковый номер разработки, а седьмой элемент — на отличие по какому-либо пара-
метру.
В радиоэлектронной аппаратуре наряду с транзисторами, управляемыми элект-
рическими сигналами, находят применение транзисторы, управляемые световы-
ми сигналами, — фототранзисторы. Биполярный фототранзистор представляет
собой обычный транзистор, в корпусе которого имеется прозрачное окно, через
которое световой поток воздействует на область базы. Схематическое устройство
фототранзистора и схема его включения представлены на рис. 4.41, а. Фототран-
зистор обычно включают по схеме с ОЭ с отключенной базой. При этом эмиттер.’
ный переход оказывается включенным в прямом направлении, а коллекторный
переход — в обратном. Под действием света происходит генерация пар носителей
заряда в базовой области. Электроны и дырки диффундируют к коллекторному
переходу, поле которого разделяет их. Дырки переходят из базы в коллектор и
увеличивают ток коллектора, а электроны остаются в базе и компенсируют поло-
жительный неподвижный заряд неподвижных доноров в р-п-переходе, в резуль-
тате чего потенциальный барьер в эмиттерном переходе снижается, что приводит
к увеличению инжекции дырок в базу. Соответственно увеличивается количество
дырок, втянутых полем коллекторного перехода и попавших в коллектор. Ток
инжектированных носителей и соответствующий ему коллекторный ток во мно-
го раз превышает первоначальный фототок, образованный носителями за счет
генерации.
Вольт-амперные характеристики фототранзистора показаны на рис. 4.41, б. Внешне
они не отличаются от выходных характеристик обычного биполярного транзис-
тора. При отсутствии светового потока через транзистор протекает ток 1К_Л = р 1*-^
При облучении базы, светом появляются дополнительные носители заряда, ток
коллектора возрастет и становится равным iK = Р(/К_бо + /ф), где р/к-во — темновой
ток фототранзистора, р/ф = рХфФ — световой ток фототранзистора, а Кф — интег-
ральная фоточувствительность фототранзистора.
Если р цепь коллектора включен резистор Ди, то режим работы фототрадзистора
определяется так же, как и обычного транзистора. В этом случае при изменении,
светового потока будет, изменяться напряжение цк_э. Следовательно, фототранзис-
тор, является приемником фотоизлучения и одновременно усилителем фототока..
4.1'2. Тиристоры
275
Схема со свободной базой имеет низкую температурную стабильность. Для по-
вышения стабильности используют вывод базы и схемы стабилизации аналогич-
но тому, как это делается в схемах с обычными биполярными транзисторами.
Вывод базы может быть задействован для обычного электрического управления
фототранзистором.
4.12.	Тиристоры
Тиристор — это полупроводниковый прибор с тремя или более р-п-переходами,
на вольт-амперной характеристике которого имеется участок с отрицательным
дифференциальным сопротивлением. Тиристор может находиться в одном из
двух устойчивых состояний — закрытом или открытом. В закрытом состоянии
сопротивление тиристора высокое и он пропускает маленький ток. В открытом
состоянии сопротивление тиристора небольшое и через него протекает большой
ток. Существует несколько разновидностей тиристоров.
Диодный тиристор
Диодный тиристор, или динистор, состоит из четырех областей полупроводника
с чередующимся типом электропроводности (рис. 4.42, а), имеет три электронно-
дырочных перехода и два вывода. Крайние области структуры называют эмитте-
рами (Э), а примыкающие к ним р-п-переходы называют эмиттерными перехо-
дами (ЭП). Средние области называют базами (Б), а р-п-переход между ними
называют коллекторным переходом (КП). Контакт к внешнему n-слою называют
катодом (К), а контакт к внешнему p-слою называют анодом (А).
Четырехслойную структуру можно рассматривать как совокупность двух транзис-
торов типа п-р-п и р-п-р. Если на анод динистора подать положительное напряже-
ние, то оно перераспределится Между тремя р-п-переходами (рис. 4.42, б). При
этом на эмиттерные переходы будет подано прямое напряжение, а на коллекторный
переход — обратное. Вследствие этого в структуре возникает поток электронов 1,
276 Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
перемещающийся из электронного эмиттера (3t) через дырочную базу (Б1) и кол-
лекторный переход в электронную базу (Б2), и поток дырок 2, перемещающийся
из дырочного эмиттера (Э2) через электронную базу (Б2) и коллекторный переход
в дырочную базу Бр При этом некоторая часть носителей заряда рекомбинирует
в соответствующих базах, поэтому через коллекторный переход протекают потоки
ар’! и afa, где а, и — интегральные коэффициенты передачи токов. К коллектор-
ному переходу приложено обратное напряжение, поэтому через него в соответствии
с теорией транзисторов должен протекать ток, обусловленный экстракцией не-
основных носителей заряда из прилегающих областей и генерацией носителей за-
ряда в самом переходе. В кремниевых структурах преобладает генерация носителей
заряда в коллекторном переходе (потоки 3 и 4). Ток, создаваемый этими потока-
ми, обозначим /ген. Тогда полный ток через коллекторный переход будет равен
+	+ V	(4.149)
В последовательной структуре протекает одинаковый ток, поэтому ij
довательно,	?
I	'
j = ген
l-(a1+a2)‘
= i2 = i. Сле-
(4.150)
4,12. Тиристоры
277
Если Напряжение на коллекторном переходе таково, что в нем происходит лавин-
ное размножение носителей заряда, то все слагаемые тока через коллекторный
переход необходимо умножить на коэффициент лавинного размножения М, тогда

г =------------------г .
1 - Л/ (cq + а2)
(4.151)
Воспользуемся полученным уравнением для анализа вольт-амперной характеристики
динистора, представленной на рис. 4.43. Она содержит пять характерных участков.
Участок ОА. Этот участок соответствует закрытому состоянию динистора. При
небольших напряжениях (и « нвкл) лавинное размножение носителей заряда отсут-
ствует (М = 1) и справедливо неравенство щ < 1, поэтому ток i = /ген. С ростом
напряжения и коллекторный переход расширяется^ его объем увеличивается и
возрастает ток /ген. По мере приближения к напряжению нвкл увеличиваются инте-
гральные коэффициенты передачи тока а! и с^, возникает лавинное размножение
носителей заряда и появляется положительная обратная связь, суть которой состо-
ит в следующем. Электроны из электронного эмиттера (поток 1), попадая в элек-
тронную базу Б2, снижают потенциальный барьер вр-п-переходе ЭП2, что ведет к
увеличению потока дырок 2, которые, попав в дырочную базу Б1; снижают потенци-
альный барьер в ЭП1., в результате чего происходит лавинообразное увеличение тока,
которое может привести к разрушению прибора. Чтобы ограничить рост тока,
последовательно с динистором обязательно включают ограничительный резистор.
Напряжением включения ивкл называют такое напряжение, при котором диф-
ференциальное сопротивление динистора du/di становится равным нулю. Для
нахождения этого напряжения продифференцируем уравнение (4.150) с учетом
того, что М зависит от напряжения и, а коэффициенты cq и — от тока i. После
дифференцирования получаем:
du
di
.	.daA
1-М cq + г —1
( аг
(	. da.
+ а2 +1—Н-
I di
(4.152)
278
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
Выражения в круглых скобках в числителе являются дифференциальными коэф-.
фициентами передачи токов эмиттеров:	.
&1=фь = а+1^.;	(4.153)
шЭ1	di
diK,	.da2	,е,.
а2=^г- = а2+г—2-.	(4Л54)
аг, - аг '
92
Пренебрежем первым слагаемым в знаменателе (4.151), так как ток /ген слабо за-
висит от напряжения. Тогда вместо (4.151) можно записать:
<4.155)
л ^[(«,+«,)<+/„]
dll'-	j
Следовательно, включение наступит йри условии
М(а{ + d2) = 1.	(4.156)
При этом точка А должна удовлетворять требованию экстремальности, то есть в
этой точке должно выполняться условие d2u/di2 < 0. Дифференцируя (4.154), по-
лучаем:
J(a, +a2) ? 0
(4.157)
Таким образом, напряжению ивкл соответствуют условия (4.155) и (4.156). Но
тогда из (4.155) следует, что значение М при прохождении через точку А должно
уменьшаться. Физически это возможно при условии, что после прохождения че-
рез точку А напряжение должно уменьшаться, а ток увеличиваться.
Участок АВ. На этом участке рост тока сопровождается уменьшением напряжения,
то есть участок АВ обладает отрицательным дифференциальным сопротивлени-
ем. Физически уменьшение напряжения происходит за счет того, что электроны
и дырки, накапливающиеся в базах динистора, снижают потенциальный барьер
в коллекторном переходе. При достижении точки В всё три перехода оказывают-
ся смещенными в прямом направлении. Точке В соответствует ток удержания /уд.
Участок ВС. Этот участок соответствует открытому состоянию динистора, при
котором все три р-и-перехода имеют прямое включение и динистор можно рас-
сматривать как три диода, включенных последовательно. Величина тока при этом
определяется объемным сопротивлением структуры. Максимальная величина
тока, который может пропустить динистор в этом режиме, определяется площа-
дью переходов и условиями их охлаждения.
Участок OD. При подаче на анод отрицательного напряжения коллекторный пе-
реход оказывается смещенным в прямом направлении, а эмиттерные переходы —,
в обратном. Через динистор протекает небольшой обратный ток.	'-
Участок DE. На этом участке обратный ток динистора резко увеличивается, что
обусловлено лавинным пробоем одного из эмиттерных переходов.
4.12. Тиристоры 279
Экспериментальное наблюдение вольт-амперной характеристики на участке с от-
рицательным дифференциальным сопротивлением возможно при условии, что
сопротивление ограничительного резистора R больше модуля отрицательного
дифференциального сопротивления. В этом случае нагрузочная линия пересека-
ет вольт-амперную характеристику только в одной точке. Если же зто условие не
выполняется, то нагрузочная линия пересекает вольт-амперную характеристику
в трех точках. При этом рабочие значения токов и напряжений зависят от того,
происходит увеличение или уменьшение напряжения ЕиЕсли напряжение Е„„
увеличивается (рис. 4.44), то режим работы динистора определяется точками пе-
ресечения с ветвью ОА (точки 1, 2, 3). Такой режим соответствует закрытому со-
стоянию динистора; через него протекает незначительный ток. Когда напряжение
станет равным Е'"„ (точка 3), то произойдет переключение динистора в открытое
состояние (точка 4). При дальнейшем увеличении напряжения Е„„ рабочая точка
на ветви ВС будет сдвигаться вверх; если же напряжение Е„„ уменьшать, то ток
будет уменьшаться (точки 5 и 6). Когда Е„ „ станет равным Е„ „, произойдет пере-
ключение динистора в закрытое состояние (точка 1). Из рассмотренного следует,
что динистор является переключательным электронным прибором.
Триодный тиристор
Триодный тиристор, или тринистор, отличается от динистора наличием вывода
от одной из баз (рис. 4.45, а). Этот вывод называют управляющим электродом.
Его наличие дает возможность управлять током одного из эмиттеров. Если вывод
сделан от дырочной базы и на него подано положительное напряжение, то эмит-
терный переход ЭП! оказывается включенным в прямом направлении, и в цепи
управляющего электрода возникает инжекционный ток iy. В результате возрас-
тает ток ilt что вызывает увеличение коэффициента а! и облегчает выполнение
условия (4.155), при котором тиристор переходит в открытое состояние. Чем
больше ток iy, тем меньше напряжение включения ивкл (рис. 4.45, б).
Симметричный тиристор
Симметричный тиристор, или симистор, имеет пятислойную структуру и содер-
жит четыре р-и-перехода (рис. 4.46, а). Верхняя и3-область и нижняя пt-область
280 Глава 4, Биполярные транзисторы и тиристоры
являются укороченными и имеют общие с соседними областями рх и р2 металли-
ческие выводы Э2 и Э(. В результате переходы п3-р2и щ-pt оказываются зашунти-
рованными объемными сопротивлениями прилегающих p-областей. Если на этих
переходах действуют прямые напряжения, то сопротивления переходов оказыва-
ются меньше сопротивления базовых областей, и ток течет через переход. Если
же на переходах действуют обратные напряжения, то их сопротивления оказыва-
ются больше сопротивления базовых областей, и ток течет через соответствую-
щую р-область.
Рис. 4.46
Если потенциал электрода Э2 больше потенциала электрода Эп то переходы Ид-pj
и п2-р2 оказываются открытыми, а переходы рг«2 ир2-л3 — закрытыми, В резуль-
тате область п3 оказывается отключенной, и структура превращается вдинистор
«i-Pi-n2-p2, в котором электроны перемещаются снизу вверх, а дырки — сверху
вниз. Если потенциал электрода Э2 меньше потенциала электрода Э(, то перехо-
ды n{-pt и п2-р2 закрывается, а переходы р{-п2 и р2-Пз открываются и структура
4.12. Тиристоры 281
превращается в динистор w3-p2-n2-Pi, в котором электроны перемещаются сверху
вниз, а дырки — снизу вверх. Таким образом, сймистор является переключатель-
ным прибором, который может работать как при положительном, так и при отри-
цательном напряжении. Вольт-амперная характеристика симистора представле-
на на рис. 4.46, 6.
Симисторы, у которых отсутствует вывод от внутренней области п2, называются
диаками. Если от области п2 сделан внешний вывод (управляющий электрод), то
такой прибор становится трехэлектродным и называется триаком. В этом случае,
подавая импульсы тока в цепь управляющего электрода, можно управлять напря-
жением включения триака.
Применение тиристоров
Тиристоры нашли применение в различных схемах радиоэлектроники, автома-
тики и промышленной электроники. Промышленностью выпускается большое
разнообразие тиристоров. Условные графические обозначение тиристоров пред-
ставлены на рис. 4.47 (а — динистор, б — тринистор с выводом от p-области, в —
тринистор с выводом от n-области, г — запираемый тринистор с выводом от р-об-
ласти, д — запираемый тринистор с выводом от n-области, е — диак).
Обычные тринисторы запираются путем снижения анодного напряжения. Запи-
раемые тринисторы можно запирать путем подачи на управляющий электрод ко-
ротких импульсов обратного напряжения.
На рис. 4.48, а в качестве примера показана схема выпрямителя переменного
тока, в котором величина постоянной составляющей выпрямленного тока может
меняться путем изменения напряжения на управляющем электроде. На рис. 4.48, б
показаны диаграммы работы этой схемы.
Пока напряжение wr не превышает напряжения включения, тиристор заперт, ток
очень мал и напряжение на тиристоре нд практически равно напряжению ис-
точника wr. В момент времени происходит отпирание тиристора, ток резко
возрастает, а напряжение нд резко уменьшается (переход от точки А к точке В).
Этот процесс протекает не мгновенно, а в течение короткого интервала времени
£В1^ (на рисунке не показанного). Затем в интервале времени ^...Г2 ток нарастает,
а в интервале t2.,.t3уменьшается. Напряжение на тиристоре мд в интервале	со-
храняется минимальным (тиристор открыт), практически все напряжение и,, ока-
зывается приложенным к резистору R. В момент времени t3 тиристор запирается,
282
Глава 4. Биполярные транзисторы и тиристоры
ток резко уменьшается, а напряжение пд увеличивается (переход от точки D к точ-
ке Е). Этот процесс происходит в течение короткого промежутка времени tBblKJI.
Изменяя ток управляющего электрода, можно изменять момент включения, а сле-
довательно, длительность промежутка времени, в течение которого ток протекает
через тиристор.
Контрольные вопросы
1.	Охарактеризуйте режимы работы биполярного транзистора.
2.	Нарисуйте распределение концентрации носителей заряда при различных
режимах работы.
3.	Что такое коэффициенты передачи токов и как они зависят от тока эмиттера?
4.	Нарисуйте и объясните семейство выходных характеристик транзистора в схе-
ме с общей базой.
5.	Нарисуйте и объясните семейство выходных характеристик транзистора в схе-
ме с общим эмиттером.
6.	Как влияет температура на характеристики транзистора?
7.	В чем состоит различие между дифференциальными и интегральными коэф-
фициентами передачи токов?
8.	В чем состоит различие между h- и ^-параметрами?
9.	Поясните, как определяются /г-параметры по характеристикам транзистора.
Контрольные вопросы,283
10.	Нарисуйте схему включения и диаграмму работы транзистора в усилительном
режиме.	•	•	...
11.	Как йроизводится аналитический расчет коэффициента усиления напряжения?
12.	Нарисуйте и объясните временные диаграммы работы транзистора в импульс-
ном режиме.
13.	Что представляет собой модель Эберса—Молла?
14.	Нарисуйте и объясните физическую эквивалентную схему биполярного тран-
зистора.	!
15.	Почему ухудшаются усилительные свойства транзистора на высоких частотах?
16.	Чем ограничивается быстродействие транзистора при работе в импульсном
режиме?
17.	Какие физические процессы протекают 6 тиристоре при включении и выклю-
чении?
Глава 5 Полевые
л транзисторы
Полевыми транзисторами называют трехэлектродные полупроводниковые при-
боры, в которых управление током осуществляется изменением проводимости
токопроводящего канала путем воздействия электрического поля, поперечного к
направлению тока. Токопроводящий канал соединяет две сильнолегированных
области. Область, из которой носители заряда уходят в канал, называется исто-
ком, а область, в которую они приходят, — стоком. Электрическое поле, изменяю-
щее проводимость канала, создается путем подачи управляющего напряжения на
электрод, называемый затвором. В полевых транзисторах от истока к стоку пере-
мещаются только основные носители заряда (либо электроны, либо дырки), по-
этому их часто называют униполярными, в отличие от биполярных, в которых пе-
ремещаются как основные, так и неосновные носители заряда.
Существует три разновидности полевых транзисторов, различающихся физической
структурой и способом управления проводимостью канала. В транзисторах с управ-
ляющим р-п-переходом в качестве затвора используется область, тип электропровод-
ности которой противоположен типу электропроводности канала, в результате чего
между затвором и каналом образуется р-п-переход. В транзисторах с управляющим
переходом металл—полупроводник металлический затвор образует с приповерхност-
ным слоем канала выпрямляющий контакт (барьер Шотки). В транзисторах с изоли-
рованным затвором между металлическим затвором и проводящим каналом располо-
жен тонкий слой диэлектрика так, что образуется структура металл-диэлектрик—
полупроводник (МДП-структура). Такие транзисторы обычно называют МДП-тран-
зисторами. Особенностью всех полевых транзисторов является незначительный ток
в цепи затвора. В этом состоит важнейшее отличие полевых транзисторов от бипо-
лярных, во входной цепи которых протекает сравнительно большой ток.
5.1. Полевые транзисторы
с управляющим р-л-переходом
В транзисторах с управляющим р-п-переходом проводимость канала, соединяю-
щего исток со стоком, изменяется путем изменения толщины р-п-перехода, изо-
лирующего затвор от канала.
5.1. Полевые транзисторы с управляющим р-п-переходом
285
Устройство и принцип действия
Устройство транзистора с управляющим р-п-переходом и каналом n-типа пока-
зано на рис. 5.1. На кремниевой подложке p-типа создается карман с электронной
электропроводностью, в котором формируются две сильнолегированных облас-
ти п+-типа, выполняющие функции истока и стока.
Над слоем n-типа формируется слой p-типа, выполняющий функции затвора.
Между затвором p-типа и каналом n-типа образуется р-п-переход, отделяющий
затвор от канала. Концентрация примеси в затворе значительно превышает кон-
центрацию примеси в канале, поэтому р-п-переход толщиной Д почти целиком
расположен в кайале. Толщина канала dK зависит от отрицательного напряже-
ния на затворе и,_и, изменяющего Д, то есть dK = d0 - Д, где d0 — металлургическая
толщина канала. Чем больше отрицательное напряжение мэ_и, тем больше толщи-
нар-п-перехода и, соответственно, меньше толщина канала d* и его проводимость.
При некотором напряжении и3_и = wOTC, называемом напряжением отсечки, ка-
нал полностью перекрывается. При подаче на сток положительного напряжения
wc_„ в канале возникает ток ic, создающий падение напряжения вдоль Канала (р(х),
вследствие чего толщина Д и, соответственно, dK оказываются зависящими от ко-
ординаты х (рис. 5.2).
При небольших значениях ис_И (рис. 5.2, а) канал вдоль оси х постепенно сужает-
ся. При некотором значении ис_И = итс, называемом напряжением насыщения,
канал у стока полностью перекрывается (рис. 5.2, б). При напряжений ис_И > w„ac
участок перекрытия 5 расширяется, а проводящая часть канала Z' укорачи-
вается (рис. 5.2, в). В этом режиме внешнее напряжение мс_и перераспределя-
ется между каналом и областью Перекрытия. На проводящей участке канала
напряжение сохраняется равным wliac, а к перекрытому участку канала оказывает-
ся приложенным напряжение ис_И - итс. Режим работы с частично перекрытым
каналом называется режимом насыщения, а с неперекрытым каналом — линейным
режимом.
286
Глава 5. Полевые транзисторы
Рис. 5.2
Схематическое изображение полевых транзисторов с управляющим переходом
показано на рис. 5.3.
Расчет напряжения отсечки
и напряжения насыщения
Для расчета напряжения отсечки рассмотрим влияние напряжения и3_и на толщи-
ну перехода Д и толщину канала dK при напряжении ис_„ = 0. Известно, что толщи-
на р-п-перехода зависит от напряжения, приложенного к переходу:
д _ /^£Ер(фкО ~ из-я)	(51)
где Na — концентрация донорных примесей в канале;
срк0 — контактная разность потенциалов между затвором и каналом.
Толщина канала равна dK = d0 - Д.
При ы3_„ = итс канал полностью перекрывается, то есть dK = 0, а Д = d0.
Следовательно, уравнение (5.1) принимает вид
_ |2££р(фко ~ МргеУ
° V V ’
5 Л . Полевые транзйсторы с управляющим р-п-переходом
287
Отсюда получаем:
-«^+ф
»е0 +Ф-
Введем обозначение:
_ gN^d20
т “ 2ее0 ’
(5.3)
(5.4)
Тогда
(5.5)
“отс = “аГС+ФкО-
Если мс_и > t) (см. рис. 5.2, а), то будут изменяться потенциал ф(х) вдоль,канала и,
соответственно, толщина р-п-перехода:
Л/ Ч_ |2еео[фко+ф(*)-“з-И]
—
чхл
При этом толщина канала также оказывается зависящей от координаты х:
(5.6)
</к(х) = </0-д(*) = 4> !-
Д(*)
do
= d0
/2е«о[Фко+Ф(*)-“з^]
= d0 1-
ФкО + ф(*) ~ Щ
(5-7)

Ч^Л
Если мс_и = м„ас, то канал перекрывается. Подставляя в (5.7) Jk(x) = 0 и ф(х) = м„ас,
получим
Фко+ “нас“мз-и 4	. ,-v < .
—и!	.	'• to L- to toto'"to>.5 L
Откуда
“нас = “з-и ~	~ ФкО •
Учтем соотношение (5.5), тогда
“нас = “з—и — “отс •	(5.8)
Следует иметь в виду, что напряжение отсечки мот? отрицательное (см. уравне-
ние (5.3)), а напряжение насыщения миас положительное. В случае, если м3_и = О,
напряжение насыщения мнас = -wOTC.
Расчет тока через канал
Для расчета тока воспользуемся моделью, представленной на рис. 5.2, а, где пока-
' Ланы изменение толщины канала «/к(х) и изменение потенциала ф(х).
288
Глава 5. Полевые транзисторы
Выделим в канале участок длиной dx, обладающий сопротивлением dR(x), Ток ic
создает на нем падение напряжения
dx
d(^x) = iedR{x) = ijp—-—,	(5.9)
dK(x)Z
где р — удельное сопротивление канала;
Z — ширина канала.
Преобразуем (5.9):
JK(x)Jq>(x) = ie ^dx.	(5.10)
Подставим (5.7); тогда получим: dofl-	d(p(x) = ic^dx. M	J z	(5-И)
Представим (5.11) в другом виде:
,1- /фко + Ф(*)~ jjZZLqfo) = jc-^-dx.	(5.12)
v —и	ZcL
X	arc	J	^**0
Проинтегрируем почленно полученное уравнение по всей длине канала:
и	и ----------------- т
J Лр(х)- J + $$ ~^-d<p(x) = ic -g-J dx.
О	О V	Marc	^“0 0
В результате интегрирования получим
F 1 to		X f 1 s & 1 i X 	>	3 2		X je A. i s & 	/		1 t о 1 s 7 "		
g s |co H T s“	2/ k	J		I	J		~ *ciVicO.	(3.10J
Здесь R^ =	— сопротивление канала при и3_н = 0 и ис_И = 0.
Za0
Решая (5.13) относительно ic, получаем
Пренебрежем ф^, тогда и'тс = итс. Следовательно,
1	2	(и —и У	3 2	(u 'I	3  2‘	
lc~R*>	oK + CO | 1	и \	J		и		(5.15)
5.1. Полевые транзисторы с управляющим р-п-переходом
289
Преобразуя, получаем
(5.16)
Если мс_и = мнас = м3_и - моге, то уравнение (5.15) примет вид:
^ОТС 2 ~ 3 Чэ—И | 2 ^3—и
^^кО	ЧгГС v Чис
(5.17)
Если м3_„ = 0, то ток стока будет равен
К A max
(5.18)
U
~ <ук
Следовательно, в режиме насыщения
К max
1-3^2. + 2
“шг •
(5.19)
Это основное уравнение для расчета тока стока было выведено в 1952 году В. Шокли.
Статические характеристики
На рис. 5.4, а представлено семейство выходных характеристик, а на рис. 5.4, б —
управляющая характеристика при некотором значении мс_„ = мс_о.
Рассмотрим выходную характеристику при м3_„ = 0. При малых значениях мс_и (учас-
ток АБ) ток стока пропорционален напряжению ис_„ и определяется уравнением
290
Глава 5. Полевые транзисторы
(5.20)
По мере роста мс_и канал постепенно сужается и его проводимость уменьшается,
что ведет к замедлению роста тока гс (участок БВ). При напряжении мс_„, равном
напряжению насыщения, канал перекрывается и ток гс достигает значения lc тах,
определяемого уравнением (5.18). Существование тока в режиме насыщения (уча-
сток ВГ) объясняется тем, что к области перекрытия приложена разность потен-
циалов Дм = мс_„ - мнас. Эта разность потенциалов создает продольное электри-
ческое поле, являющееся ускоряющим для подходящих к области перекрытия из
канала электронов. Ускоряющее поле переносит подошедшие электроны через
область перекрытия к стоку, вызывая в цепи стока ток. С ростом мс_„ длина кана-
ла уменьшается, а напряжение на канале остается равным миас поэтому напряжен-
ность поля в канале, а значит, и ток увеличиваются. Чем короче канал, тем больше
относительное изменение тока при изменении напряжения мс_„.
Если на затвор подано отрицательное напряжение, то проводимость канала на
начальном участке будет меньше, и характеристика проходит более полого. Кро-
ме того, переход к режиму насыщения произойдет при меньшем значении напря-
жения м1|ас (см. уравнение (5.8)). Геометрическое место точек, соответствующих
перекрытию канала при разных м3_„ и наступлению режима насыщения, на рис. 5.4,
а показано пунктирной линией.
Рассмотрим управляющую характеристику (рис. 5.4, б) при мс_„ = const. Обычно
эта характеристика соответствует режиму насыщения, в котором ток гс слабо зави-
сит от напряжения мс_„. Физически изменение тока гс при изменении напряже-
ния м3_и обусловлено изменением толщины канала: чем больше отрицательное
напряжение м3_н, тем тоньше канал, меньше его проводимость и, соответственно,
ток. Теоретически зависимость тока гс от напряжения м3_и в режиме насыщения
определяется уравнением (5.19), которое для удобства расчетов обычно аппрок-
симируют квадратичной зависимостью:
( и Y
ie = Icmn •	(5.21)
I ™ )
Управляющая и выходные характеристики взаимосвязаны. Располагая семей-
ством выходных характеристик, нетрудно построить управляющую характерис-
тику путем переноса соответствующих точек из одной системы координат в дру-
гую, как это показано на рис. 5.4.
На статические характеристики влияет температура; ЧТО обусловлено зависи-
мостью от температуры подвижности носителей заряда и контактной разности
потенциалов в р-п-переходе. С ростом температуры подвижность носителей
заряда в канале уменьшается, что ведет к снижению проводимости канала, то
есть уменьшению тока стока, с другой стороны, с ростом температуры уменьша-
ется контактная разность потенциалов, что влечет за собой расширение канала
и увеличение тока.
5.1. Полевые транзисторы с управляющим р-п-переходом
291
Анализ показывает, что температурный коэффициент тока стока в режиме насы-
щения, определяемый двумя этими факторами, можно представить в виде
ТК1= - 2	т
icdT “<пЛ г‘с dT Т
(5.22)
Первый член в правой части уравнения учитывает влияние температуры на кон-
тактную разность потенциалов, второй член — на подвижность. Величина т оп-
ределяется из выражения, аппроксимирующего температурную зависимость под-
вижности в рабочем интервале температур:
цТ™ = const.
Обычно для расчетов принимают т « 2, a dqJdT = 2 мВ/°С.
Из формулы (5.22) следует, что существует такое значение тока стока ZT, при ко-
тором температурный коэффициент равен нулю (рис. 5.5).
Этот ток можно определить, приравняв к нулю уравнение (5.22):
С it Y
I ~ — I -IO'3.
x т	c max v
U
“•arc
(5.23)
Температурный коэффициент тока у полевого транзистора меньше, чем у бипо-
лярного транзистора, и обычно не превышает 0,2 %/°С.
Дифференциальные параметры
Ток стока зависит от напряжения на затворе мэ_и и напряжения стока мс_и. По-
этому выражение для полного дифференциала тока стока можно представить
в виде
4=^-^-и+^^с-н-	(5-24)
оп3_и Эмс_и
292
Глава 5. Полевые транзисторы
(5.25)
В этом выражении частные производные, определяющие приращения тока при
изменении соответствующих напряжений, можно рассматривать как дифферен-
циальные параметры транзистора.
Крутизна S = Эгс/Эм3_„ характеризует управляющее действие затвора. Ее измеря-
ют в миллиамперах на вольт [мА/B] и определяют по управляющей характерис-
тике, как зто показано на рис. 5.4, б, заменяя бесконечно малые приращения ко-
нечными, то есть S =
Теоретически, крутизну можно определить, дифференцируя уравнение (5.21) и
учитывая (5.18). Тогда
5 = П1И 1 _ Мэ~и —	| _ Мз-И
Цггс ч ^ОТС у ^-^кО ч ^сггс
Из (5.25) следует, что крутизна обратно пропорциональна сопротивлению кана-
ла, которое равно
(5-26)
Za0
Следовательно, для получения высокой крутизны необходимо иметь канал с ма-
лой длиной LK и большой шириной Z. Увеличивать толщину канала dK и умень-
шать удельное сопротивление р нецелесообразно, так как это ведет к увеличению
отрицательного порогового напряжения (см. соотношение (5.3)). Практически,
длина канала LK составляет несколько микрометров, а его ширина — тысячи мик-
рометров.	'
Выходная проводимость Gt - Дгс/ Дмс_и характеризует влияние напряжения сто-
ка на ток стока. Ее определяют по выходным характеристикам (см. рис. 5.4, а),
заменяя бесконечно малые приращения конечными, то есть G; = Дгс/ Дмс_„, где
Дгс — изменение тока (вертикальный катет характеристического треугольника),
вызванное изменением напряжения Дмс_„ (горизонтальный катет характеристи-
ческого треугольника). Величина выходной проводимости очень мала и обуслов-
лена изменением длины канала при изменении напряжения стока. Чем короче
канал, тем больше относительное изменение его длины при одном и том же при-
ращении Дмс_„, следовательно, тем больше проводимость G,. Часто вместо пара-
метра G, применяют обратную величину /?; = 1 /G,. Этот параметр называется внут-
ренним сопротивлением транзистора.
Помимо рассмотренных параметров используют параметр, характеризующий
сравнительное воздействие напряжений стока и затвора на ток стока. Этот пара-
метр называется коэффициентом усиления ц. Он равен отношению приращений
напряжений стока и затвора, вызывающих одинаковые по величине и противо-
положные по знаку приращения тока стока:.
du
ц = -—
dw3_H
(5.27)
ic =const
Знак «минус» в этой формуле учитывает, что положительному приращению duc_„,
увеличивающему ток на величину «Йс, соответствует отрицательное приращение
5.2. Полевые транзисторы с управляющим переходом металл—полупроводник 293
уменьшающее ток на ту же самую величину dic, благодаря чему обеспечива-
ется постоянство тока гс.
Параметр ц связан с параметрами S и R,. Полный дифференциал тока стока, вы-
раженный через дифференциальные параметры, равен
dic = Sdu3_K + ^-duc_K.	(5.28)
R,
Если dic = 0, то
Sdu3_„ + ±-duc_„ =0.	(5.29)
Откуда получим
(5.30)
“Мз-и
С учетом (5.27) получаем
(5.31)
Полученное соотношение связывает между собой дифференциальные параметры
полевого транзистора.
5.2. Полевые транзисторы
с управляющим переходом
металл—полупроводник
Полевые транзисторы с управляющим переходом металл—полупроводник (МЕП-
транзисторы) находят применение в арсенид-галлиевых интегральных схемах,
характеризующихся повышенным быстродействием, что обусловлено рядом
преимуществ арсенида галлия по сравнению с кремнием. Арсенид галлия имеет
более широкую запрещенную зону (ДЕЭ = 1,43 эВ), благодаря чему подложка мо-
жет рассматриваться как диэлектрик (р = 107... 109 Ом см). Подвижность электро-
нов в слабых электрических полях в арсениде галлия примерно в 5 раз выше, чем
в кремнии (цп == 5-103 см2/В-с), а скорость насыщения в сильных полях больше при-
мерно в 2,5 раза (V„ac = 2-107 см/с). По некоторым параметрам арсенид галлия хуже
кремния. Так, у него низкая подвижность дырок и малое время жизни неоснов-
ных носителей заряда, что затрудняет разработку биполярных транзисторов.
Слишком высокая плотность поверхностных состояний не позволяет создавать
на его основе МДП-транзисторы.
Простейшая структура арсенид-галлиевого МЕП-транзистора показана на рис. 5.6.
Транзистор создается на подложке 1 из нелегированного арсенида галлия. У поверх-
ности создаются области истока 2 и стока 3 п+-типа, а также тонкий слой 4 п-типа
294
Глава5. Полевые транзисторы
толщиной <4 = 0,1 ...0,2 мкм с концентрацией примеси Na = 1017 см“3. На поверхность
подложки (над слоем 4) наносят металлический электрод затвора 5 в виде спла-
ва титан—вольфрам. Металлические электроды 6 и 7 из сплава золото—германий
образуют омические контакты к областям истока и стока. На поверхность под-
ложки, не используемой для контактов, наносят слой диэлектрика 8. Металли-
ческий электрод затвора образует со слоем 4 выпрямляющий контакт-барьер
Шотки. Толщина обедненного слоя 9 зависит от напряжения, подаваемого на
затвор. Проводящий канал формируется между обедненным слоем 9 и подлож-
кой 1. Принцип действия МЕП-транзистора заключается в том, что при изме-
нении напряжения на затворе изменяется толщина проводящего канала, а следо-
вательно, его проводимость и ток стока, то есть принцип действия практически
не отличается от принципа действия транзистора с управляющим р-п-перехо-
дом. Для МЕП-транэистора справедливы соотношения, выведенные в преды-
дущем разделе. Существуют лишь количественные различия. Рассмотрим неко-
торые из них.
Напряжение отсечки у МЕП-транзистора может быть как положительным, так
и отрицательным. Оно определяется формулой (5.3):
Например, при ф^ - 0,8 В = 1017 см~3, е = 13,1 и d0 = 0,2 мкм получаем ыотс = -2 В.
При do = 0,1 мкм и той же концентрации примесей ыотс ® 0,08 В. Практически ве-
личина и,™ арсенид-галлйевых транзисторов может'лежать в пределах от -2,5
до +0,2 В. Если ыотс < 0, то при м3_и = 0 канал является проводящим, и такой тран-
зистор называют нормально открытым. Если итс. > 0, то при а3_и = 0 канал пере-
крыт обедненным слоем, и транзистор называют нормально закрытым.
На рис. 5.7 приведены управляющие характеристики нормально открытого (1)
и нормально закрытого (2) транзисторов, а также входная характеристика (3),
показывающая зависимость тока затвора от напряжения ы3_и. Напряжение, пода-
ваемое на затвор транзистора, не должно превышать 0,6 В с тем, чтобы в цепи за-
твора не появился нежелательный ток затвора.
5.3. Полевые транзисторы с изолированным затвором
295
5.3. Полевые транзисторы
с изолированным затвором
Полевые транзисторы с изолированным затвором отличаются от транзисторов с
управляющим р-п-переходом тем, что у них затвор, выполненный в виде метал-
лической пленки, изолирован от канала тонким слоем диэлектрика. В качестве
диэлектрика обычно используют двуоксид кремния SiO2.
Устройство и принцип действия
Устройство транзистора с изолированным затвором и каналом n-типа показано
на рис. 5.8.
Рис. 5.6
296
Глава 5. Полевые транзисторы
На подложке p-типа создают две сильнолегированные области п+-типа. Одна из
этих областей является истоком, другая — стоком. Исток обычно соединяют с
подложкой. Между истоком и стоком существует канал, который либо создается
в процессе изготовления транзистора, либо индуцируется при подаче на затвор
положительного напряжения. Соответственно, различают две разновидности
транзисторов с изолированным затвором: транзисторы со встроенным каналом
и транзисторы с индуцированным каналом. Схематическое изображение тран-
зисторов со встроенным каналом n-типа показано на рис. 5.9, а, а транзисторов
с индуцированным каналом — на рис. 5.9, б. Помимо транзисторов с электронным
каналом существуют транзисторы с дырочным каналом. Их схематические изоб-
ражения показаны на рис. 5.9, виг.
В транзисторе со встроенным каналом ток через канал существует при подаче на
сток положительного напряжения и при нулевом напряжении на затворе. При
подаче на затвор отрицательного напряжения возникает вертикальное электри-
ческое поле между подложкой и затвором, которое выталкивает электроны из ка-
нала, в результате чего проводимость канала уменьшается. При положительном
напряжении канал обогащается электронами, и его проводимость возрастает.
В транзисторе с индуцированным каналом при подаче на сток положительного
напряжения и нулевом напряжении на затворе проводящий канал между исто-
ком и стоком отсутствует. При подаче на затвор положительного напряжения воз-
никает поперечное электрическое поле, направленное перпендикулярно поверх-
ности полупроводника, которое выталкивает из приповерхностного слоя дырки
и притягивает электроны. В результате распределение концентрации электронов
и дырок в направлении оси х, перпендикулярной поверхности полупроводника,
принимает вид, показанный на рис. 5.10, а.
В тонком слое толщиной А выполняется условие п(х)р(х) = п?, поэтому этот слой
оказывается обедненным подвижными носителями заряда: в нем преобладают
отрицательные заряды акцепторов. Чем больше напряжение ы3_и, тем толще обед-
ненный слой. При некоторой величине ы3_и = ыпор, называемой пороговым напря-
жением, концентрация электронов ns на поверхности полупроводника оказывает-
ся равной концентрации дырок рр в объеме полупроводника (рис. 5.10, б). При
напряжении ы3_и > ыпор концентрация электронов ns на поверхности оказывает-
ся больше концентрации дырок в объеме полупроводника (рис. 5.10, в): на по-
верхности образуется (индуцируется) канал толщиной dK с электронной прово-
димостью, отделенный от подложки обедненным слоем толщиной А. Изменяя
напряжение ы3_и, можно изменять толщину канала dK, а следовательно, его прово-
димость.
Рис. 5.10
Расчет порогового напряжения
Для расчета порогового напряжения рассмотрим МДП-структуру (металл—ди-
электрик-полупроводник), к которой приложено напряжение ы3_и (рис. 5.11, а). Та-
кая структура представляет собой своеобразный конденсатор, одной из обкладок
которого является полупроводник. При подаче на конденсатор внешнего напряже-
ния ы3_и на его обкладках возникают электрические заряды, равные по величине
и противоположные по знаку. Заряд на металлической обкладке (затворе) сосре-
доточен на поверхности, примыкающей к диэлектрику, а заряд в полупроводнике
распространяется на некоторое расстояние Д вглубь полупроводниковой подложки.
Внешнее напряжение ы3_и распределяется между диэлектриком и подложкой, то
есть ы3_и = ип + ыд. При этом поверхность подложки, примыкающая к диэлектри-
ку, приобретает потенциал <ps. Если ы3_и = ы„ор, то потенциал поверхности ф5 = ф„ор.
Для нахождения «пор надо по отдельности определить ф5 и «л.
Для определения фпор воспользуемся соотношениями (1.48) и (1.49):
«Р = ехр	,	(5-32)
ftJ.
Е - Е
рр = п(ехр ' Fp.	(5.33)
Учтем, что при подаче ыпор концентрация электронов на поверхности возрастает
до значения ws = рр (рис. 5.11,6). При этом равновесное состояние полупроводни-
ка не нарушается. Поэтому формулы (5.32) и (5.33) справедливы для расчета по-
верхностных концентраций:
”s = ехр ( ’ (5’34)
Е. -Е
р,=п,ехр	(5.35)
Здесь Ejs — энергетический уровень, соответствующий середине запрещенной
зоны на поверхности полупроводника.

. Глава 5. Полевые транзисторы
298
Рис. 5.11
5.3. Полевые транзисторы д изолированным затвором 299
Известно, что в равновесном состоянии положение уровня Ферми £Fp сохраняет-
ся неизменным. Следовательно, при изменении концентрации электронов и ды-
рок на поверхности полупроводника должно изменяться положение уровня Eis.
Это значит, что при увеличении ns и уменьшении ps должно наблюдаться искрив-
ление границ энергетических зон (рис. 5.11, в) на величину дфпор = Е, - EIS. Поло-
жение £is определим из условия п, = рр, из которого следует
£рр ~ Eis =	-£рр-
Отсюда получаем
E\s = 2£Fp — Е{.
Следовательно,
Учтем, что положение уровня Ферми определяется соотношением (1.51):
м .........................
ЕГв = Et - kT \п—-
п.
Здесь N3 — концентрация примеси в дырочной подложке.
Следовательно,
kT N
Ф- = 2^1Пп-	(5’37)
Ч
Из (5.37) следует, что величина порогового потенциала зависит от концентрации
примеси в подложке. Изменение потенциала подложки в приповерхностной об-
ласти полупроводника, повторяющее искривление границ энергетических зон,
показано на рис. 5.11, г.
Для нахождения напряжения иа учтем, что МДП-структура является конденсато-
ром, удельная емкость которого равна
^уд = едео/^д,
где (1Л — толщина диэлектрика;
ед — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика.
Между обкладками конденсатора приложено напряжение ил, которое можно вы-
разить через электрический заряд на его обкладках:
Ыд = Оа/^уд-
Заряд Qa представляет собой заряд ионизированных акцепторов в слое толщи-
ной Д:	,4
Qa = <74A.
Обедненный слой по своим свойствам аналогичен электрЬнно-дырочному пере-
ходу, к которому приложена разность потенциалов <ps = фпор, поэтому его толщина
300
Глава 5. Полевые транзисторы
может быть рассчитана по формуле, выведенной ранее для расчета толщины
р-п-перехода:
.	/2е„е0ф
Д = I--------2- t
N ч^л
Здесь еп — относительная диэлектрическая проницаемость подложки.
Таким образом, заряд на обкладках конденсатора оказывается равным
Qa = gNa Д = ^2qEnE0Na(pnop,
а напряжения на диэлектрике равно
и = & = У2?е"еоЛГаФ."°р d .	(5.38)
Д СуД елЕ0
Выведенные соотношения для фпор и иа справедливы для идеального случая, когда
при отсутствии внешнего напряжения «3_и искривление границ энергетических
зон на поверхности полупроводника отсутствует. В действительности из-за на-
личия поверхностного заряда Qs, обусловленного дефектами кристаллической
структуры, и контактной разности потенциалов <рМпо между затвором и подлож-
кой всегда имеет место изначальное (исходное) искривление границ энергети-
ческих зон на поверхности полупроводника. Поэтому при подаче на затвор на-
пряжения ы3_и надо сначала устранить это первоначальное искривление границ
энергетических зон, а затем обеспечить такое искривление этих границ, которое
необходимо для индуцирования поверхностного канала.
Если на поверхности подложки имеется поверхностный заряд Q, то возникаю-
щее при этом искривление энергетических зон должно быть ликвидировано пу-
тем подачи на затвор напряжения «3_и = -Qs/Cya, полярность которого противо-
положна полярности заряда. Искривление энергетических зон, обусловленное
контактной разностью потенциалов, должно быть ликвидировано путем подачи
напряжения ы3_и = -фм1Ю-
Таким образом, на затвор МДП-транзистора должно быть подано пороговое на-
пряжение
_ _ kT , Na yl2gEnE0Na<pлор J Qs	/Г OQX
«nop = 2 —ln — + --------------	Фмпо •	(5.39)
4 «i	ЕдЕо	Суд
Практически значение порогового напряжения лежит в пределах от 0,5 до 3,5 В.
Расчет тока через канал
Для расчета тока воспользуемся моделью МДП-структуры (рис. 5.12), на кото-
рой показаны распределение потенциала ф(х) вдоль канала и распределение от-
рицательного заряда р(х) в канале с учетом того, что потенциал вдоль оси х изме-
няется от нуля до ыс_и.
5.g. Полевые транзисторы ^изолированным затвором
301
Поэтому напряжение между затвором и каналом изменяется вдоль оси х, то есть
ыэ_к(х) = (ы3_и - ыпор) - ф(х). При этом напряженность вертикального электриче-
ского поля в оксиде будет определяться уравнением
где </я — толщина диэлектрика.
Плотность поверхностного заряда равна
Р«(*) = еде<Д (*)•
Здесь ед — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика.
Плотность объемного заряда равна
Здесь dK(x) — толщина канала, изменяющаяся вдоль оси х.
Удельную проводимость канала на расстоянии х от истока можно выразить сле-
дующим образом:	'	:
an(x)=pv<r)pm =^~-[«э^ -«пор-Ф(х)]. п .
302
Глава 5. Полевые транзисторы
Здесь — поверхностная подвижность электронов в канале; она примерно вдвое
меньше объемной подвижности, что объясняется дополнительными механизма-
ми рассеяния, связанными с близостью поверхности.
Плотность тока в канале определяется законом Ома:
Л (х) = оп (х)£(х) = ап =	[и’-и " " ф(хЛ ‘
ил	ик у л 1 и^	ил
Через любое сечение х в структуре протекает один и тот же ток
»к = Л (x)zdK (х) = Цп5^е°г[Цз-и - «пор -	•	(5-4°)
Здесь z — ширина канала.
Уравнение (5.40) приведем к виду
i^dx = Ип^д£?г[ц3_и - «пор - <р(х)]б/(р(х).
Проинтегрируем по всей длине канала:
Отсюда получим уравнение для тока стока ic, который равен току канала iK:
г = b (и,_И -
С	\ J и нир /	rt
(5.41)
Здесь
b =	.	(5.42)
d L
Полученное уравнение справедливо лишь для области значений параметров,
в которой поверхностный канал существует на всем протяжении от истока до сто-
ка, то есть для тех значений параметров, при которых а3_и > ы1Юр и а3_и -	> ыс_и.
Такой режим работы называется линейным. При малых значениях ыс_и, таких что
« (ц — ц
2 уз—и лор / с—и ’
уравнение (5.41) можно приближенно представить в виде
’с =Ь(«з-и -«пор)«с-и.	(5.43)
То есть зависимость тока ic от напряжения кс_и оказывается линейной.
При мс_и > м3_и - апор канал МДП-транзистора перекрывается. В этом режиме элект-
роны попадают из канала в сток через обедненный слой благодаря наличию в этом
слое продольного электрического поля. Перекрытие канала наступает при напряже-
5/3. Полевые транзисторы с изолированным затвором
303
нии «с-и == ыиас = “з-и “ ыпор> которое называется напряжением насыщения. Для рас-
чета тока стока в таком режиме работы, называемом режимом насыщения, в урав-
нение (5.41) следуют подставить ис_и = к3_и - ы„ор. Тогда это уравнение примет вид
h	2
4 =-(ы3-и-«пор) •	(5-44)
Из уравнения следует, что в режиме насыщения ток стока не зависит от ыс_и и меж-
ду ic и ы3_и - ыпор существует квадратичная зависимость.
Статические характеристики
Из приведенных выше соотношений следует, что ток стока зависит как от напря-
жения ы3_и, так и от напряжения ыс_и. Поэтому следует рассматривать два вида
характеристик: 4 = / («з-и) ПРИ «с-и = const и 4 = f(«c_„) ПРИ «3-и = const. Входной
ток затвора практически отсутствует, поэтому рассматривать входные характе-
ристики не имеет смысла.
На рис. 5.13, а представлено семейство выходных характеристик при различных
напряжениях ы3_и. Внешне оно такое же, как семейство выходных характеристик
для транзистора с управляющим р-п-переходом. Различие состоит в том, что на
затвор подается не отрицательное, а положительное напряжение. При малых зна-
чениях напряжения ыс_и, когда канал не перекрыт, ток линейно нарастает по мере
роста ыс_и. По мере роста ыс_я канал сужается, и рост тока замедляется. При на-
пряжении ыс_и = ы3_и - ыпор канал перекрывается, и транзистор переходит в режим
насыщения. Ток в этом режиме определяется уравнением (5.44). По мере дальней-
шего роста ыс_и канал укорачивается. Механизм прохождения тока через перекры-
тый канал такой же, как в транзисторе с управляющим р-п-переходом.
На рис. 5.13, б представлена управляющая характеристика МДП-транзистора, со-
ответствующая некоторому постоянному напряжению ыс_о. При ы3_и < ы„ор канал
304
Глава 5. Полевые транзисторы
между истоком и стоком отсутствует, поэтому ток стока практически равен нулю.
При м3_и > ыпор между истоком и стоком существует канал, толщина которого уве-
личивается по мере роста м3_и, что и обусловливает рост тока ic. Теоретически за-
висимость тока ic от напряжения ы3_и определяется уравнением (5.44). Так же как
и в полевом транзисторе с управляющим р-п-переходом, управляющая и выход-
ные характеристики взаимосвязаны, что отражено на рис. 5.13.
Влияние температуры на ток стока обусловлено теми же причинами, что и в тран-
зисторе с управляющим р-п-переходом. С ростом температуры снижается под-
вижность носителей заряда в канале, а следовательно, ток стока, одновременно
уменьшается контактная разность потенциалов, что ведет к возрастанию тока
стока. Эти два процесса при некоторой величине м3_и компенсируют друг друга,
вследствие чего существует термостабильный ток, как это показано на рис. 5.14.
Характеристики МДП-транзисторов со встроенным каналом отличаются от ха-
рактеристик МДП-транзистора с индуцированным каналом (рис. 5.15). Основное
принципиальное отличие состоит в том, что при и3_и = 0 существует ток стока.
При м3_и > 0 он возрастает, при м3_и < 0 — уменьшается.
Рис. 5.15
5.4, Усилительные и частотные свойства полевых транзисторов 305
Дифференциальные параметры
Так же как и в полевом транзисторе с р-п-переходом, дифференциальными пара-
метрами МДП-транзистора являются крутизна S, внутренняя проводимость G, и
коэффициент усиления ц. Способ определения их по характеристикам ничем
не отличается от способа, рассмотренного в подразделе «Дифференциальные
параметры» раздела «Полевые транзисторы с управляющим р-п-переходом»
(см. рис. 5.4.). Для выяснения причин, влияющих на крутизну, продифференци-
руем уравнение (5.44). В результате получим
5 = й(Мз_и-ппор).	(5.45)
Здесь b = Ип\£д-°- .
d L
д к
Из (5.45) следует, что для повышения крутизны надо снижать пороговое напря-
жение ииор, уменьшать длину канала LK и толщину подзатворного диэлектрика
dK, а также увеличивать ширину канала Z. Практически длина канала составля-
ет от 1 до 10 мкм, толщина диэлектрика » 0,1 мкм, отношение Z/LK = 103-104.
Важным параметром полевых транзисторов является величина внутренней про-
водимости в линейном режиме. Желательно, чтобы она была больше. Величину
этой проводимости можно определить, дифференцируя (5.43):
^=^ = А(«з-и-«пор) = ^-	(5.46)
дмс_и
Полученный результат показывает, что проводимость в линейном режиме чис-
ленно равна крутизне. Следовательно, увеличивая крутизну, мы тем самым доби-
ваемся того, что выходная характеристика полевого транзистора в линейном ре-
жиме идет более круто, что очень важно для полевых транзисторов, работающих
в ключевом режиме.
5.4. Усилительные и частотные
свойства полевых транзисторов
Подобно биполярным транзисторам полевые транзисторы находят применение
как усилители электрических колебаний. При этом возможна работа в схемах с
общим истоком, с общим стоком и с общим затвором. Наиболее распространен-
ной является схема включения с общим истоком, представленная на рис. 5.16.
В этой схеме подложка обычно соединяется с истоком. Режим работы транзисто-
ра по постоянному току определяется так же, как и режим работы биполярного
транзистора: на поле выходных характеристик строится нагрузочная линия, а на
затвор подается постоянное напряжение такой величины, чтобы исходная рабо-
чая точка располагалась примерно на середине участка выходных характеристик,
соответствующего режиму насыщения. При подаче на затвор переменного на-
пряжения с амплитудой l/BXm ток стока изменяется с амплитудой 1ст, создавая на
резисторе RH падение напряжения с амплитудой 1/выхт = -Icm RH, которое находит-
зов
Глава 5; Полевые транзисторы
ся в противофазе с током, что учитывается знаком «минус». Коэффициент усиле-
ния напряжения
тг	р
1Г _ ивых,т   2с.тлн _ CD
•~и-------
вх.т	вх.т
(5.47)
То есть этот коэффициент зависит от сопротивления нагрузки и крутизны.
Для выяснения частотной зависимости Ки необходимо рассмотреть эквивалент-
ную схему полевого транзистора (рис. 5.17), которая определяется его структу-
рой. В нее входят междуэлектродные емкости, распределенное сопротивление
канала и генератор тока SU3_„, вырабатывающий ток,-зависящий от Входного
напряжения U3_„. Распределенное сопротивление канала состоит из двух частей:
сопротивления неперекрытой части канала RK (оно сравнительно невелико) и
сопротивления перекрытой части канала 7?, (оно сравнительно велико). Строго
говоря, эти два сопротивления включены последовательно между истоком и сто-
ком, однако учитывая, что % во много раз больше RK, для упрощения анализа целе-,
Рис. 5.17
5.4. Усилительные и частотные свойства полевых транзисторов
307
К междуэлектродным емкостям относятся:
□	емкости С3_и между затвором и истоком и С3_п между затвором и подложкой,
определяющие реактивную составляющую входного тока, сумма этих емкос-
тей составляет входную емкость транзистора Ст = С3_„ + С3_„;
□	емкость между затвором и каналом С3_к, образующая совместно с сопротивле-
нием RK неперекрытой части канала 7?С-цепочку, снижающую крутизну, то есть
эффективность управления на высоких частотах;
□	емкость между затвором и стоком С3_<., создающая цепь обратной связи выход-
ной цепи с входной;
□	емкость между стоком и подложкой Сс_п, обусловливающая реактивную со-
ставляющую выходного тока.
Влияние емкости С3_к. Эта емкость вместе с сопротивлением канала RK образует
частотно-зависимый делитель напряжения. Напряжение Й3_к определяет эффект
управления:
й3_к = ^3~и
Здесь Z3_„ = RK +	•
Подставив значение Z3_„ в (5.48), получим
jj _______^,-и___ _	^э—и
3-‘"1+>с3_клк
о 1
Здесь (Oj = -——.
^з—К **к
(5.48)
(5.49)
Поскольку с ростом частоты уменьшается напряжение Й3_к, управляющее током
через канал, то соответственно уменьшается крутизна, которая равна
^з-и f)
V3~к
. (О
1 —
(1)5
So
. (0 ’
ч
(5.50)
Здесь 50 = -г-^---значение крутизны при (й = 0.
а—w
Модуль крутизны равен:
Id -__________
(О
со-
(5.51)
308
Глава 5. Полевые транзисторы
При (о = (os крутизна |S| = 50 / >/2 ,
поэтому частоту (os называют предельной частотой крутизны. Частота (os опреде-
ляется постоянной времени т5 = С3 ккоторая называется постоянной времени
крутизны.
Емкость С3_к определяется площадью затвора и толщиной подзатворного диэлек-
трика:
г = —ZL
'“/з—к	j
Сопротивление RK определяется из уравнения (5.46):
^/^(«3—И ^1юр)‘
Величина b определяется уравнением (5.42). Следовательно,
S М«з-н -«пор)’
Предельная частота крутизны равна
f 1	_ Нпз(«з-и ~«nop)
h 2ms ~	2л£к1 2
(5.52)
Из соотношения (5.52) следует, что предельная частота fs тем выше, чем меньше дли-
на канала, больше подвижность электронов в канале и выше напряжение затвора.
Эта частота достаточно высокая. При LK = 1 мкм, pns = 500 см2/В-с и и3_и - ипор = 4 В
величина fs = 30 ГГц.
Влияние емкостей С3_и, С3_„ и Сс_п. На рис. 5.17 показано, что между истоком и сто-
ком включен резистор нагрузки R„, параллельно которому включены выходная
емкость предыдущего каскада Сс_п и входная емкость последующего Ст = С3_и +
+ С3_„. Эти три емкости можно объединить в одну, обозначив ее через Сн = Сс_„ +
+ С3_и + С3_п.
Емкость СИ шунтирует резистор нагрузки R„, вследствие чего сопротивление
нагрузки оказывается комплексным. Модуль этого сопротивления равен
ф. + а2С2Х '
В этом случае коэффициент усиления равен

1
Здесь (0„ = —— .
ЧА
(5.53)
5.4. Усилительные и частотные свойства полевых транзисторов 309
На частоте (ов модуль коэффициента усиления уменьшается в >/2 раз. Чем мень-
ше сопротивление Ra, тем выше частота шв, но одновременно уменьшается коэф-
фициент усиления Ко на низких частотах, на которых можно пренебречь влияни-
ем емкости С„. Модуль этого коэффициента равен
|Ко| = SRa.	(5.54)
Подставим в (5.54) значение RH, полученное из (5.53), тогда
|*о| = ^г-	(5-55)
Влияние Си на усилительные и частотные свойства принято оценивать путем введе-
ния граничной частоты /гр. Если в формуле (5.55) принять |/С0| = 1 и шв = 2л/гр, то
Угр 2лС„
Из (5.56) следует, что для улучшения частотных и усилительных свойств полевого
транзистора необходимо увеличивать крутизну 5 и уменьшать емкость С„ = Сс_„ +
+ С3_н + С3_п. Практически частота /гр значительно меньше частоты fs. Поэтому
с частотной зависимостью крутизны обычно не считаются.
Вредное влияние емкости Сн на частотные свойства проявляется не только в по-
левых транзисторах, но и биполярных, однако в биполярных транзисторах это
влияние обычно не учитывают ввиду того, что крутизна биполярных транзисто-
ров существенно выше крутизны полевых. Поэтому граничная частота /гр оказы-
вается много больше частоты , определяемой инерционностью процессов в базе
биполярного транзистора. Сравним значения крутизны биполярных и полевых
транзисторов.
У биполярного транзистора iK = ioexp(u6_3/ur). Следовательно,
$>. т = (<V<&&_3) = г'кАг	(5-57)
У полевого транзистора ic = b/2(u3_a - мпор)2. Следовательно,
di	2i
S-=^ =	~и^ = Т _ — •	(5-58)
И	“з-и Цюр
Полагая, что iK = ic, определим отношение
Величина мт ~ 0,026 В, а величина и3_и - unp = (1...4) В. Следовательно, крутизна
биполярного транзистора многократно превышает крутизну полевого.
Влияние емкости С3_с. Из эквивалентной схемы следует, что к емкости С3_с прило-
жена сумма двух напряжений: входного и выходного. Причем выходное напряже-
ние UC_H = -Кииз_И. Входной ток транзистора разветвляется на две ветви: часть тока
течет через входную емкость Свх = С3_н + С3_п, часть через емкость С3_с. С учетом
310	. Глава 5. Полевые транзисторы
того, что к емкости С3_с приложена сумма входного и выходного напряжений,
входной ток будет равен
4 = U3_J(oCBX + (f73 H -Uc_„);соСм = й3_и j(oCex + (1 + Ka)U3^j(oC3^ = Е73^;соСвхэкв.
Здесь Св,экв=Свх+(1 + Хц)С_.	:	(5.60)
Из полученного уравнения следует, что наличие проходной емкости увели-
чивает входную емкость транзистора, что ведет к снижению граничной частоты
/гр, поскольку емкость Сн, входящая в формулу (5.56), включает в себя вход-
ную емкость транзистора, шунтирующую резистор нагрузки R„.
5.5.	Импульсный режим полевых
транзисторов
В современных цифровых интегральных схемах широкое применение находят
МДП-транзисторы, работающие в режиме электронного ключа (рис. 5.18, а).
В этом режиме на затвор транзистора от источника сигнала иг, имеющего внутрен-
нее сопротивление Rr, подаются импульсы напряжения, отпирающие и запираю-
щие МД П-транзистор. Если на вход транзистора подается напряжение гг3_н0 < ггпор,
то транзистор находится в запертом состоянии и на его выходе будет напряжение
мс-и1 ~ -^и-п (точка А на рис. 5.18, в). Если на затвор подается напряжение гг3_н1 > мпор,
то транзистор находится в открытом состояний и на его выходе будет невысо-
кое напряжение ггси0, определяемое точкой пересечения нагрузочной линии с вы-
ходной характеристикой, соответствующей напряжению гг3_и = гг3_и1 (дочка В на
рис. 5.18, в). Как правило, эта точка пересечения находится на восходящем участ-
ке выходной характеристики, соответствующем линейному режиму работы тран-
зистора. Желательно, чтобы этот участок был достаточно крутым, для того чтобы
напряжение ггсн0 было как можно меньше. Ввиду наличия паразитных емкостей
Свхз1св = С3_н + + С3_п+ С, С(АИ + 1)иСи = Сс_„ + Свхэкв2(Свхэкв2 — входная емкость
следующего каскада) переключение транзистора из одного состояния в другое не
может протекать мгновенно.
Процесс включения транзистора
В закрытом состоянии режим работы транзистора характеризуется точкой А
(см. рис. 5.18, в). В момент времени t0 напряжение генератора скачком изменяет-
ся от значения гг3_н0 до значения гг3_н1 (рис. 5.18, б). В течение интервала времени
т3 = tx - t0, называемого временем задержки включения, происходит заряд паразит-
ной емкости Свхэ •
, Свх.экаИпор = С R и^__	(561)
V3	•	'^вх.экв2'т	V /,
*вх	«з-й!
Если внутреннее сопротивление J?r небольшое, то время задержки т3 пренебрежимо
мало. Время задержки уменьшается также при снижении порогового напряжения.
5.5. Импульсный режим полевых транзисторов
311
В момент напряжение на затворе достигает порогового значения, транзистор
открывается, появляется ток стока (рис. 5.18, г) и начинается разряд емкости С„
через открывшийся транзистор. В интервале времени т(| = t2 - происходит фор-
мирование проводящего состояния канала, в ходе которого ток стока быстро
нарастает с постоянной времени ts = С3 KRK, и в момент времени t2 ток достигает
значения Zp, при этом рабочая точка переходит из положения А в положение А,.
312
Глава 5. Полевые транзисторы
С момента времени t2 емкость С„ разряжается практически постоянным током /р,
величина которого определяется уравнением (5.44):
Л -«„)’	<3.62>
При этом для тока разряда конденсатора справедливо соотношение
4 =	(5.63)
at
По мере разряда конденсатора С„ напряжение на нем уменьшается и в интервале
времени тр = t3 - t2 транзистор находится в режиме насыщения, рабочая точка
переходит из положения At в положение А2. Интервал времени можно определить,
переходя в формуле (5.63) к конечным приращениям, приняв Дис_и = Еи „ - ииас,
тогда
С„ (Ап “ “нас )
_	н \ п.п паи f
₽~ ‘
Учитывая, что напряжение насыщения uliac = и3_и - unop, а ток определяется фор-
мулой (5.62), получаем:
_ С.. [А.п - (“э-и! - “пор)]
Т₽ Ъ I	\2
2(“з-и1-“пор)
Или
6(“з-и1 - “пор)
Учтем формулу (5.45). Тогда 'получим:
. =2£. Еип
₽	|_“з-и1-“пор
(5.64)
В момент £3 транзистор переходит в линейный режим, и в интервале времени тк =
= Ц - t3 разряд емкости происходит током, определяемым уравнением (5.41).
В момент t4 процесс включения завершается, и на выходе схемы устанавливает-
ся напряжение zzc._Ho> определяемое точкой В (рис. 5.18, в). Длительность времен-
ного интервала ориентировочно можно определить с помощью соотношения для
элементарной 7?С-цепочки:
тк» 2,3/г^оС^н-	(5.65)
Здебь 11,$ — сопротивление Канала, через который происходит разряд конденса-
тора. Эта величина может быть найдена из формулы (5.46):
Ao=l/Gi=l/5.
5.6. Приборы с зарядовой связью
313
Отсюда следует, что для уменьшения времени включения необходимо применять
транзисторы с высокой крутизной 5.
Таким образом, полное время включения транзистора
ТВКЛ = ti - t0 = Т3 + Т„ + Тр + Тк..
Во многих случаях величины т3 и тн пренебрежимо малы. Тогда
т = т + т
ВКЛ — р к
----+ 0,15
L“з-и "“„op
Для ориентировочных расчетов время включения можно оценить, поделив накоп-
ленный емкостью Си заряд, равный Е„ ,,СН, на постоянный ток разряда 1р:
т -
(5.66)
Процесс выключения транзистора
В открытом состоянии режим работы транзистора характеризуется точкой В
(см. рис. 5.18, в). В момент t5 напряжение генератора скачком изменяется от зна-
чения м3_и1 до и3_и0, и в течение интервала времени т„ = t6 - t5 рабочая точка пере-
ходит из положения В в положение В(. При этом ток стока уменьшается до нуля.
Длительность этого процесса определяется постоянной времени Свхзкв7?г. В боль-
шинстве случаев это время пренебрежимо мало.
В момент t6 транзистор оказывается закрытым, и емкость С„ начинает заряжаться
от источника питания Ея п через резистор нагрузки Ru. Время заряда т3 = t7 - t6 оп-
ределяется соотношением
т3 = 2,ЗТ?нСн.	(5.67)
Таким образом, время выключения оказывается равным
твыкл = tj ~ t5 = тв + т3 ~ 2,37?НСН.	(5.68)
Это время больше времени включения тВ|О1, поскольку сопротивление резистора
R„ обычно велико.
5.6.	Приборы с зарядовой связью
Приборы с зарядовой связью (ПЗС) представляют собой совокупность большого
числа взаимодействующих между собой МДП-структур, посредством которых
может происходить перенос зарядовых пакетов электронов от истока к стоку
(рис. 5.19). Количество МДП-структур может достигать нескольких тысяч. Дли-
на каждого затвора составляет около 10 мкм, а расстояние между затворами —
около 2 мкм. Принцип действия ПЗС базируется на нестационарных процессах
в МДП-структурах.
314
Глава 5. Полевые транзисторы
Рис. 5.19
5-6- Приборы с зарядовой связью
315
Рассмотрим процессы, происходящие под затвором изолированной от соседних
областей МДП-структуры. Если в момент времени t0 скачком изменить напряже-
ние на затворе от w3_„ = 0 до и3_и > wnop, то под затвором в течение очень короткого
промежутка времени (порядка времени диэлектрической релаксации) сформи-
руется обедненный слой толщиной До, из которого под действием поля затвора
удалены дырки, ^тртсд^й является, цотенщ^альной ямой д®* электронов. Глуби-
на потенциальной ямы тем больше, чем больше ы3_и. Распределение потенциала
внутри обедненного слоя в направлении, перпендикулярном поверхности полу-
проводника, показано на рис. 5.20.
С течением времени под затвором происходит сравнительно медленный неконт-
ролируемый процесс тепловой генерации носителей заряда. Образовавшиеся при
этом дырки полем затвора выталкиваются из подзатворной области и под затво-
ром происходит накопление отрицательного заряда, в результате чего уменьша-
ются поверхностный потенциал <ps и толщина обедненного слоя Д. В момент вре-
мени t2 поверхностный потенциал становится равным фпор = 2щ In (Na/«i), после
чего на поверхности начинает формироваться инверсный канал.
Если рассматриваемую подзатворную область, пока она еще не заполнилась элек-
тронами, образовавшимися в результате тепловой генерации, соединить с исто-
ком, где много электронов, или с соседней подзатворной областью, заполненной
электронами, то электроны очень быстро заполнят ее и в ней сформируется заря-
довый пакет. Если после этого МДП-структуру изолировать от соседних облас-
тей, то сформированный зарядовый пакет будет некоторое время сохраняться.
Длительность хранения сформированного зарядового пакета ограничена паразит-
ной тепловой генерацией.
Для формирования зарядовых пакетов, несущих информацию о полезном сигна-
ле, служит устройство ввода, состоящее из /?-и+-перехода (входного диода) меж-
ду истоком и подложкой и входного затвора Звх. Для переноса зарядовых пакетов
вдоль поверхности полупроводникового кристалла на затворы, соединенные
между собой через два, подают ступенчатые напряжения (рис. 5.21). Для преоб-
316 Глава 5. Полевые транзисторы
разования зарядовых пакетов в выходной сигнал служитр-п+-переход (выходной
диод) между стоком и подложкой и выходной затвор Звых. Процессы формирова-
ния, переноса и считывания зарядовых пакетов в ПЗС иллюстрируются диаграм-
мами на рис. 5.19, на которых показано распределение поверхностного потенциа-
ла вдоль структуры в различные интервалы времени.
За исходный примем интервал т0, в котором и, = 0, и2 = 0, u3 = wxp = 10-15 В. При
этих условиях потенциальные ямы существуют под затворами 3 и 6, в которых
хранятся ранее сформированные зарядовые пакеты. В некоторых потенциаль-
ных ямах эти пакеты могут отсутствовать. Потенциал истока в этом интервале
равен контактной разности потенциалов между п+-областью ир-областыо под-
ложки. Потенциал стока высокий, он равен <рк = <рк0 + и, где и — обратное напряже-
ние, поданное на него от источника питания Ен п через резистор R„.
В интервале т( происходит формирование зарядового пакета под первым затво-
ром, перенос зарядового пакета из-под третьего затвора под четвертый и считы-
вание зарядового пакета из-под шестого затвора.
Для формирования зарядового пакета на первый затвор подают напряжение пе-
реноса ипер = 20-25 В, на исток подают отрицательный импульс напряжения,
включающий входной диод в прямом направлении, а на входной затвор подают
управляющее положительное напряжение сигнала, в результате чего происходит
инжекция электронов под входной затвор, а затем их переход в более глубокую
потенциальную яму под первым затвором. Величина зарядового пакета зависит
от напряжения сигнала и длительности управляющего импульса. Если напряже-
ние сигнала равно нулю, то зарядовый пакет не формируется.
Перенос зарядового пакета из-под третьего затвора под четвертый обусловлен тем,
что на четвертый затвор поступает напряжение переноса ut = ипер, которое больше
напряжения хранения и3 = ихр, действующего на третьем затворе, вследствие чего
потенциальная яма под четвертым затвором оказывается более глубокой, чем под
третьим. Поэтому зарядовый пакет перемещается в более глубокую потенциаль-
ную яму под четвертым затвором.
5.6. Приборы с зарядовой связью 317
Считывание информации происходит вследствие того, что на выходной затвор
подается положительный импульс напряжения и под ним образуется потенциаль-
ная яма, более глубокая, чем под последним (шестым) затвором, поэтому элек-
троны переходят под выходной затвор, а затем в сток. В цепи стока возникает
импульс тока, и на выходе схемы появляется отрицательный импульс напря-
жения. Если же под последним затвором пакет отсутствует, то ток в цепи стока
равен нулю.
В интервале т2 происходит хранение зарядовых пакетов под затворами 1 и 4. В ин-
тервале т3 зарядовые пакеты перемещаются под затворы 2 и 5. В интервале т4 за-'
рядовые пакеты хранятся под затворами 2 и 5. В интервале т5 происходит переме-
щение зарядовых пакетов под затворы 3 и 6. В интервале т6 зарядовые пакеты
хранятся под затворами 3 и 6 так же, как и в интервале т0. Далее процесс повторя-
ется, и зарядовые пакеты последовательно перемещаются вдоль поверхности по-
лупроводникового кристалла.
ПЗС являются типично динамическими устройствами, следовательно, они име-
ют нижний и верхний пределы частоты тактовых импульсов.
Нижний предел тактовой частоты определяется заполнением потенциальных ям
неконтролируемыми электронами. В зависимости от температуры и свойств по-
лупроводника заметное накопление электронов в пустых потенциальных ямах
может произойти за время от сотых долей до единиц секунд. Для увеличения
допустимого времени хранения зарядовых пакетов снижают концентрацию
ловушек, через которые происходит генерация носителей заряда, температуру и
т. д. Нижний предел тактовой частоты ПЗС лежит в пределах от 30 до 300 Гц.
Верхний предел тактовой частоты определяется временем перетекания заряда из
одной потенциальной ямы в другую, это время составляет несколько наносекунд.
За более короткое время зарядовый пакет не успевает перейти из одной потенци-
альной ямы в другую. Поэтому верхний предел тактовой частоты составляет де-
сятки мегагерц.
Из рассмотренного принципа работы следует, что ПЗС представляет собой запо-
минающее устройство типа линии задержки, в которой время задержки может
регулироваться путем изменения частоты тактовых импульсов, что позволяет
использовать ПЗС в качестве запоминающих устройств ЭВМ. На базе ПЗС мо-
гут быть построены устройства сложной обработки цифровых сигналов, пред-
ставленных в зарядовой форме. В настоящее время создана микросхемотехника
с использованием ПЗС для суммирования, вычитания, умножения, аналого-циф-
ровых и цифроаналоговых преобразований сигналов. С помощью ПЗС могут
запоминаться и аналоговые сигналы. Для этого необходимо обеспечить условие
адекватности величины зарядового пакета величине аналогового сигнала, что
схематически нетрудно осуществить.
Формирование зарядовых пакетов можно осуществить не только с помощью ин-
жекции, как об этом сказано ранее, но и с помощью освещения поверхности крис-
талла, на которой созданы МДП-структуры, что нашло применение в телевиде-
нии с целью преобразования изображения в электрический сигнал. Принцип
действия таких ПЗС основан на том, что при освещении ПЗС в потенциальных
ямах под затворами образуются зарядовые пакеты электронов, пропорциональ-
318
Глава 5. Полевые транзисторы
ные освещенности соответствующих участков ПЗС. Если затем обычным путем
осуществить сдвиг зарядовых пакетов, то сигнал на выходе ПЗС будет повторять
распределение освещенности вдоль горизонтальной цепочки МДП-структур; ко-
личество таких горизонтальных цепочек должно быть равно числу строк переда-
ваемого телевизионного изображения.
В настоящее время созданы приборы более совершенные по сравнению с ПЗС,
имеющими трехфазное питание затворов. К ним относятся ПЗС на структурах
с плавающим затвором, ПЗС на МНОП-структурах, ПЗС со скрытым каналом
и двухфазным управлением и ряд других. В этих типах приборов удалось упрос-
тить технологию изготовления, сократить расстояние между затворами. Время
хранения информации в них доходит до нескольких десятков тысяч часов.
Контрольные вопросы
1.	Чем отличается полевой транзистор с изолированным затвором от транзисто-
ра с управляющим р-и-переходом?
2.	Что такое пороговое напряжение и от чего оно зависит?
3.	Что такое напряжение насыщения и от чего оно зависит?
4.	Нарисуйте и объясните управляющие и выходные характеристики полевого
транзистора.
5.	Покажите, как определяются дифференциальные параметры полевого транзи-
стора.
6.	Нарисуйте и объясните эквивалентную схему полевого транзистора.
7.	Какова роль паразитных емкостей полевого транзистора?
8.	Какие физические явления ограничивают частотный диапазон и быстродей-
ствие полевого транзистора?
9.	Нарисуйте и объясните временные диаграммы токов и напряжений при рабо-
те полевого транзистора в импульсном режиме.
10.	Сравните крутизну полевого транзистора с крутизной биполярного.
11.	Поясните принцип работы приборов с зарядовой связью.
Глава 6 Структуры
и технология
интегральных
микросхем
Неуклонное развитие электроники привело к возникновению микроэлектрони-
ки. Так принято называть область науки и техники, занимающуюся физиче-
скими и техническим проблемами создания высоконадежных и экономичных
микроэлектронных схем и устройств, называемых интегральными микросхемами
(ИМС). Интегральными они названы потому, что в них все элементы нераздель-
но связаны между собой и схема рассматривается как единое целое.
Элементом называют часть ИМС, в которой реализуется функция какого-либо
радиоэлемента (транзистора, диода, резистора и т. д.) и которую нельзя отделить
от схемы и рассматривать как самостоятельное изделие. Элементы формируются
на полупроводниковой пластине в едином технологическом процессе. В некоторых
случаях в состав ИМС входят компоненты (бескорпусные транзисторы, навесные
конденсаторы, резисторы и т. д.), которые устанавливают при выполнении сбо-
рочно-монтажных операций. Компоненты являются самостоятельными издели-
ями, они могут быть отделены от изготовленной ИМС и заменены другими.
Сложность ИМС оценивают степенью интеграции, определяемой коэффициен-
том К = lgN, значение которого округляется до ближайшего большего целого чис-
ла, где N — число элементов и компонентов, входящих в ИМС. Микросхемы пер-
вой степени интеграции {К = 1) содержат до 10 элементов и компонентов, второй
степени интеграции (К = 2) — от И до 100 и т. д. Микросхемы третьей и четвертой
степеней интеграции называют большими интегральными схемами (БИС), а ИМС,
содержащие более 104 элементов, называют сверхбольшими ИМС (СБИС).
По способу изготовления и получаемой при этом структуре различают две разно-
видности ИМС: полупроводниковые и гибридные. В полупроводниковых ИМС
(ПП ИМС) все элементы и межзлементные соединения выполняются в объеме
и на поверхности полупроводниковой пластины. В гибридных ИМС (ГИМС)
пассивные элементы (резисторы, конденсаторы и др.) выполняются в виде пленок
320 Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
на поверхности диэлектрической подложки, а активные элементы реализуются в
виде навесных компонентов. В зависимости от способа нанесения пленок на по-
верхность диэлектрической подложки и их толщины различают тонкопленочные
ГИМС (толщина пленок менее 1 мкм) и толстопленочные ГИМС (толщина пле-
нок порядка 20-40 мкм).
По функциональному назначению ИМС подразделяют на аналоговые и цифро-
вые. Аналоговые ИМС предназначены для обработки сигналов, изменяющихся
по закону непрерывной функции, цифровые — для обработки сигналов, изменя-
ющихся по закону дискретной функции.
6.1.	Гибридные интегральные
микросхемы
Конструктивной основой ГИМС является подложка из диэлектрического мате-
риала, на поверхности которой формируются пленочные элементы и межэле-
ментные соединения. В качестве подложек применяют электровакуумные стекла,
ситаллы, керамику и ряд других. Стекло, обладая очень гладкой поверхностью
и хорошей адгезией (сцепляемостью) с материалами, наносимыми на его поверх-
ность, вместе с тем имеет плохую теплопроводность и невысокую механическую
прочность. Керамика, обладая повышенной механической прочностью и тепло-
проводностью, имеет сравнительно высокую шероховатость поверхности. Поэто-
му она применяется в основном для толстопленочных ГИМС. Наиболее широкое
применение для подложек тонкопленочных ГИМС находят ситалл и фотоситалл.
Ситалл является стеклокерамическим материалом, получаемым путем термооб-
работки (кристаллизации) стекла. Фотоситалл получают кристаллизацией све-
точувствительного стекла. Его теплопроводность в несколько раз превышает теп-
лопроводность ситалла.
Пленочные резисторы
Как показано на рис. 6.1, конструктивно резистор состоит из резистивной плен-
ки 1, имеющей определенную конфигурацию, и контактных площадок 2. Низ-
коомные резисторы имеют прямоугольную форму (рис. 6.1, а), высокоомные —
форму меандра (рис. 6.1, б). Сопротивление пленочного резистора определяется
по формуле
(61)
Ьа
где pv — объемное удельное сопротивление резистивного материала;
I — длина резистора;
b — ширина резистора;
d — толщина пленки.
6.1. Гибридные интегральные микросхемы
321
а
б
Рис. 6.1
Уравнение (6.1) легко преобразуется к виду
Я = Рз*ф,	(6-2)
где ps = pv/d — удельное поверхностное сопротивление пленки (сопротивление
квадрата пленки);
Кф = 1/Ь — коэффициент формы резистора.
В тонкопленочных ГИМС в качестве резистивных материалов используются
металлы и их сплавы (тантал, хром, титан, нихром и др.), а также специальные
резистивные материалы — керметы, которые состоят из частиц металла и ди-
электрика. В толстопленочных ГИМС для изготовления резисторов используют
резистивные пасты, наносимые на подложку через трафареты; эти пасты после
термообработки превращаются в твердые пленки толщиной 20-40 мкм. Удель-
ное поверхностное сопротивление пленок лежит в пределах от 100 до 10 000 Ом.
Пленочные конденсаторы
В большинстве случаев пленочный конденсатор представляет собой трехслойную
структуру (рис. 6.2, а), состоящую из нижней (проводящей) обкладки 1, диэлект-
рической пленки 2 и верхней проводящей обкладки 3. В качестве обкладок тон-
копленочного конденсатора используется алюминий, в качестве диэлектрика —
монооксид германия или кремния, диоксид кремния, оксид тантала и др. В тол-
стопленочных конденсаторах для создания обкладок используется проводящая
паста, а для диэлектрика — диэлектрическая паста.
Емкость пленочного конденсатора рассчитывается по известной формуле
р У
С = 0,885—= Со5,	(6.3)
а
где S — площадь взаимного перекрытия обкладок, см;
е — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика;
d — толщина диэлектрика, см;
Сй = 0,0885 e/d — удельная емкость, пФ/см.
Диэлектрическая проницаемость применяемых материалов лежит в пределах
от 3 до 25.
322
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
Структура, представленная на рис. 6.2, а, применяется в том случае, когда пло-
щадь верхней обкладки составляет не менее 10 мм2. При площади 5 = 5-10 мм2
конденсаторы выполняют в виде двух пересекающихся проводников 1 и 3, разде-
ленных диэлектрическим слоем 2 (рис. 6.2, б). При активной площади менее 5 мм2
применяют последовательное соединение конденсаторов (рис. 6.2, в). При актив-
ной площади 5=1 мм2 применяют гребенчатые конденсаторы (рис. 6.2, г).
Распределенные ЛС-структуры
Распределенные RC-структуры представляют собой интегрированную совокуп-
ность пленочных резисторов и конденсаторов, распределенных по всей пленке,
а не сосредоточенных в пределах отдельных локальных областей (рис. 6.3).
Конструкция .RC-структуры с распределенными параметрами образует тонкопле-
ночный конденсатор, нижняя обкладка 1 которого заменена резистивным слоем,
выполняющим функции резистора, в результате емкость конденсатора оказыва-
ется распределенной вдоль резистора.
Пленочные индуктивности
Пленочные индуктивности создают путем напыления металлической пленки
в виде плоской спирали, имеющей круглую или квадратную форму (рис. 6.4).
6.1. Гибридные интегральные микросхемы
323
В современных ИМС площадь, занимаемая спиральной катушкой, не превы-
шает 1 см2. Максимальное число витков, которое можно разместить на. этой
площади, определяется разрешающей способностью технологического процесса
создания катушки индуктивности. При оптимальном соотношении внутренне-
го и внешнего диаметров спирали Dm/Dn = 0,4 и ширине пленки 50 мкм вели-
чина индуктивности не превышает 10 мкГн при добротности в пределах 80... 120.
При необходимости в ГИМС применяют миниатюрные кольцевые катушки
индуктивности с сердечником из порошкообразного железа или специальных
ферритов.
Рис. 6.4
Пленочные проводники и контактные площадки
Пленочные проводники и контактные площадки предназначены для объединения
элементов ГИМС в единую схему (рис. 6.5). В местах соединения пленочных про-
водников 1 с другими пленочными элементами, например резисторами 2, прово-
дящие пленки образуют контактные переходы 3.
Рис. 6.5
Для присоединения внешних выводов микросхемы и выводов навесных элемен-
тов пленочные проводники заканчиваются контактными площадками 4. В тонко-
пленочных ГИМС для напыления проводящих пленок и контактных площадок
используют золото, медь и алюминий. Для улучшения адгезии к подложке про-
водящую пленку напыляют на подслой хрома или нихрома, а для защиты от окис-
ления проводящие пленки покрывают слоем никеля. В результате проводящие
пленки оказываются трехслойными. В толстопленочных ГИМС для создания
проводников и контактных площадок применяют проводящие пасты.
324
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
В ряде случаев в ГИМС применяют навесные элементы: резисторы, конденсато-
ры, трансформаторы и т. д., имеющие гибкие или жесткие выводы. Установка этих
элементов осуществляется на подложке с помощью клея. Присоединение выво-
дов к контактным площадкам производится путем пайки или сварки.
Активные элементы ГИМС
В качестве активных элементов в ГИМС применяют бескорпусные диоды, тран-
зисторы и полупроводниковые ИМС, которые по способу их установки в микро-
схему разделяются на две группы: приборы с гибкими выводами и приборы с жест-
кими выводами. У компонентов с гибкими выводами (рис. 6.6, а) выводы сделаны
из золотой проволоки диаметром 25 мкм и длиной 0,6-5,0 мм. Такие компоненты
приклеиваются к подложке, а гибкие выводы соединяются с пленочными кон-
тактными площадками. Существенным недостатком таких конструкций являет-
ся низкая производительность процесса сборки и невозможность автоматизиро-
вать этот процесс. Поэтому в современных ИМС используют активные компоненты
с жесткими выводами. Существуют две разновидности таких элементов: с балоч-
ными выводами (рис. 6.6, б) и со сферическими выводами (рис. 6.6, в). Сфери-
ческие выводы выполняются из золота, меди или сплавов и могут иметь форму
шарика, цилиндра или усеченного конуса диаметром 0,05-2,0 мм.
Установка таких транзисторов осуществляется методом перевернутого крис-
талла, при котором происходит непосредственное соединение сферических
выводов с контактными площадками, имеющими форму цилиндров диамет-
ром 0,15-0,2 мм и высотой 10-15 мкм. Монтаж выполняется с помощью ульт-
развуковой или термокомпрессионной сварки. В транзисторах с балочными
выводами жесткие выводы (балки) толщиной 10-15 мкм выступают за края
кристалла на 200-250 мкм, что облегчает процесс их присоединения к контакт-
ным площадкам.
6.2. Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС
325
6.2.	Биполярные транзисторы
полупроводниковых ИМС
Биполярные транзисторы полупроводниковых микросхем формируются на по-
лупроводниковой подложке p-типа в изолированных от нее локальных областях
n-типа, называемых карманами. Изоляция карманов от подложки может быть
осуществлена несколькими способами. Идеальной является изоляция с помощью
пленки двуокиси кремния (рис. 6.7, а). Однако такой способ технологически сло-
жен. Наиболее простым является способ изоляции с помощью обратно смещен-
ного р-п-перехода (рис. 6.7, б), но такой способ несовершенен из-за наличия об-
ратного тока. Основным методом изоляции в современных ИМС является метод
комбинированной изоляции, сочетающий изоляцию диэлектриком и обратно
смещенным р-п-переходом (рис. 6.7, в).
S1O2 п-р-пвреход
в	б	в
Рис. 6.7
Транзисторы типа п-р-п
Биполярные транзисторы типа п-р-п являются основными схемными элемен-
тами полупроводниковых ИМС. Наибольшее распространение получили тран-
зисторы, имеющие вертикальную структуру, в которой все выводы от областей
транзистора расположены в одной плоскости на поверхности подложки (рис. 6.8).
Такая структура называется планарной. Структура состоит из эмиттерной (1),
базовой (2) и коллекторной (3) областей. Под коллекторной областью располо-
жен скрытый п+-слой (4). От внешних воздействий структура защищена оксидным
слоем SiO2 (5), в котором имеются окна (6) для присоединения металлических
выводов (7) к соответствующим областям структуры. Типичные параметры сло-
ев транзистора приведены в табл. 6.1.
Таблица 6.1. Параметры слоев транзистора
Наименование слоев	fi/,OT3	4 мкм	д Ом-см	гу Ом
Подложка р-типа	1,5-1015	200-400	10	—
Скрытый /7+-СЛОЙ	1016	2,5-10	—	10-20
Коллекторный л-слой	—	3,5-12	0,5-1,0	—
Базовый р-слой	5-10“	1,5-2,5	—	100-300
Эмиттерный л+-слой	1021	0,5-2	—	2-15
326
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
Рабочей областью транзистора является область, расположенная под донной час-
тью эмиттера. Остальные области структуры являются пассивными. Наличие их
увеличивает объемные сопротивления коллекторной и базовой областей транзи-
стора. Сопротивление базовой области г'6 интегрального транзистора примерно
такое же, как у дискретного транзистора (около 10-20 Ом), а сопротивление кол-
лекторной области г'к существенно больше: у дискретного транзистора оно состав-
ляет 1-2 Ом, у интегрального — 10-50 Ом. Вследствие этого выходные харак-
теристики интегрального транзистора в режиме насыщения идут более полого,
чем дискретного (рис. 6.9). Для уменьшения сопротивления г' в структуру вве-
ден скрытый п+-слой (4), не имеющий внешних выводов. Этот слой шунтирует
расположенный над ним высокоомный коллекторный слой n-типа, обеспечивая
низкоомный путь току от активной области к коллекторному контакту. Умень-
шение вдвое сопротивлений и г' достигается также за счет создания двух выво-
дов от каждой из областей транзистора.
Вертикальная структура интегрального транзистора, изолированного от подлож-
ки р-п-переходом, по существу, является четырехслойной (рис. 6.10, а) и ее мож-
но представить состоящей из двух транзисторов: активного транзистора VT1 типа
п+-р-п и паразитного транзистора VT2 типа р-п-р (рис. 6.10, б). Коллекторный
переход паразитного транзистора всегда закрыт. Если основной транзистор рабо-
тает в активном режиме, то влияние паразитного транзистора невелико, так как
он находится в режиме отсечки и оба его перехода закрыты. Если же основной
транзистор работает в режиме насыщения, что характерно для импульсных схем,
то паразитный транзистор оказывается в активном режиме. При этом появляется
6.2. Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС
327
ток утечки гут (рис. 6.10, в) и уменьшается базовый ток i'6 основного транзистора:
i'6 = i6 - гут, что ухудшает импульсные параметры основного транзистора. Для того
чтобы ослабить влияние паразитного транзистора на работу основного, уменьша-
ют коэффициент передачи тока базы Р паразитного транзистора путем введения
в его базовую область примеси золота. Атомы золота играют роль ловушек, умень-
шая время жизни носителей заряда, благодаря чему уменьшается коэффициент р
Рис. 6.10
Эквивалентная схема вертикального транзистора типа п-р-п с изоляцией обрат-
но смещенным р-п-переходом между коллектором и подложкой, учитывающая
наличие паразитных элементов, представлена на рис. 6.11.
Рис. 6.11
328
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
Помимо упомянутых сопротивлений пассивных областей и паразитного транзи-
стора типа р-п-р она содержит распределенные емкости трех переходов. Наличие
этих емкостей определяет частотные и импульсные свойства интегрального
транзистора, которые несколько хуже, чем у дискретного. Практически предель-
ная частота вертикальных транзисторов типа п-р-п лежит в пределах 600-800 МГц.
Для анализа усилительных свойств транзистора может быть использована модель,
аналогичная модели Эберса—Молла (рис. 6.12), учитывающая наличие основного
и паразитного транзисторов. Если транзистор изолирован от подложки диэлек-
трической изоляцией, то паразитный транзистор типа р-п-р в эквивалентной
схеме отсутствует и, соответственно, отсутствуют диод VD3, генератор тока а„г2
и генератор тока оуз. Однако паразитная емкость Ск_п сохраняется.
Транзисторы с диодом Шотки
Транзисторы с диодом Шотки находят широкое применение в цифровых ИМС.
От обычных транзисторов типа п-р-п они отличаются тем, что параллельно кол-
лекторному переходу включается диод Шотки, представляющий собой выпрям-
ляющий контакт металла с электронным полупроводником. Структура такого
транзистора показана на рис. 6.13. Диод Шотки образуется путем продления
вывода базы в сторону коллекторного n-слоя. В области контакта этого вывода
с n-слоем возникает выпрямляющий контакт Шотки, включенный параллельно
коллекторному переходу.
Рис. 6.13
6.2. Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС
329
Многоэмиттерные транзисторы
Многоэмиттерные транзисторы (МЭТ) составляют основу цифровых ИМС
транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ). Имея общий коллектор и базу, МЭТ
содержат до 8 эмиттеров. Структура МЭТ и его топология показана на рис. 6.14.
Особенность работы МЭТ состоит в том, что в любом состоянии схемы коллек-
торный переход всегда открыт, а эмиттерные переходы могут быть либо откры-
тыми, либо закрытыми. При этом возможны три комбинации состояний р-п-пе-
реходов. Если все эмиттерные переходы открыты, то в транзисторе существует
режим насыщения и токи протекают так, как это показано на рис. 6.15, а, при этом
iK существенно меньше токов гэ) и гэ2, так как последовательно с коллекторным пе-
реходом включено сопротивление г', которое больше сопротивления г'. Если на
эмиттерные переходы поданы обратные напряжения от источника управляющих
сигналов, то транзистор работает в инверсном режиме (рис. 6.15, б). В этом слу-
чае возрастает ток iK, а суммарный ток всех эмиттеров в соответствии с уравнени-
ями Эберса—Молла будет равен
4 =	- а,	ехр -1
(6-4)
330
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
а
Ъ2
Поскольку на открытом коллекторном переходе напряжение ик „ = 0,7 В, то в этом
уравнении второе (отрицательное) слагаемое оказывается существенно больше
первого (положительного), поэтому в эмиттерных цепях будут протекать сравни-
тельно большие отрицательные токи, потребляемые от источников управляющих
сигналов. Чтобы уменьшить эти токи, необходимо уменьшить инверсный коэф-
фициент передачи транзистора cq, что достигается путем искусственного увели-
чения сопротивления пассивной базы. Для этого внешний вывод базы соединяют
с активной областью транзистора через узкий перешеек (см. рис. 6.14, а), обла-
дающий сопротивлением 200-300 Ом. Протекая через этот перешеек, ток базы
создает на нем падение напряжения, вследствие чего прямое напряжение на кол-
лекторном переходе будет больше в области пассивной базы и меньше в области
активной базы. Поэтому инжекция электронов из коллектора в базу будет проис-
ходить преимущественно в области пассивной базы (см. рис. 6.14, б). При этом
возрастает длина пути, проходимого электронами через базу, в результате чего
инверсный коэффициент передачи cq уменьшается до 0,005-0,05.
Если один из соседних переходов открыт, а другой закрыт (рис. 6.15, в), то сказыва-
ется влияние горизонтальной паразитной структуры типа п-р-п (см. рис. 6.14, в),
образованной соседними эмиттерами и разделяющей их /(-областью. Через эту
структуру протекает ток, потребляемый от источника управляющих сигналов,
подключенного к закрытому переходу. Для ослабления паразитного транзистор-
ного эффекта приходится увеличивать расстояние между соседними эмиттерами
до 10—15 мкм.
Многоколлекторные транзисторы
Многоколлекторные транзисторы (МКТ) находят применение в схемах инжек-
ционной логики. Структура такого транзистора показана на рис. 6.16. Она мало
чем отличается от структуры МЭТ. Практически МКТ — это МЭТ, работающий
в инверсном режиме. Общим эмиттером в этой структуре является эпитаксиаль-
ный n-слой, а коллекторами — и+-области. Такая структура не позволяет получить
достаточно высокий коэффициент передачи тока эмиттера ввиду низкой эффек-
тивности эмиттера. Практически за счет приближения скрытого слоя к базовому
слою и расположения и+-коллекторов как можно ближе друг к другу удается полу-
чить на всю совокупность коллекторов коэффициент передачи тока а = 0,8-0,9
или Р = 4-10, что вполне достаточно для функционирования схемы инжекционной
логики.
6.2. Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС
331
Э К1 К2 Кз Б
Рис. 6.16
Транзисторы типа р-п-р
Транзисторы типа р-п-р в ИМС играют вспомогательную роль. Их изготовляют
одновременно с транзисторами типа п-р-п, и они имеют горизонтальную струк-
туру (рис. 6.17). В таком транзисторе эмиттерная и коллекторная области р-типа
изготовляются одновременно с созданием базовой области транзистора п-р-п.
Базовой областью транзистора р-п-р служит эпитаксиальный n-слой. Перенос
носителей заряда в таком транзисторе происходит в горизонтальном направле-
нии. Ввиду того что в горизонтальной структуре не удается сделать ширину базы
меньше 3-4 мкм, коэффициент усиления |3 не превышает 50, а предельная час-
тота составляет не более 20-40 МГц.
Транзисторы с инжекционным питанием
Транзисторы с инжекционным питанием являются основой для построения схем
инжекционной логики. Структурно (рис. 6.18, а) они представляют собой интег-
рированную комбинацию горизонтального транзистора р-п-р и вертикального
транзистора п-р-п. При этом база транзисторар-п-р одновременно является эмит-
332 Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
тером транзистора п-р-п, а коллектор транзистора р-п-р является базой транзис-
тора п-р-п. Эмиттер транзистора р-п-р называется инжектором. На инжектор
через резистор подается прямое напряжение (рис. 6.18, б), в результате чего эмит-
терный переход транзистора р-п-р открывается, и происходит инжекция дырок
в его базу. Диффундируя через базу, дырки попадают в коллектор транзистора
р-п-р, являющийся одновременно базой транзистора п-р-п. Если базовый вывод
транзистора п-р-п соединен с подложкой, то дырки в его базе не накапливаются,
и оба перехода транзистора находятся в закрытом состоянии. Если же вывод базы
не соединен с подложкой, то происходит накопление дырок в базовой области
п-р-п транзистора, то есть имеет место инжекция носителей заряда, отсюда и на-
звание «инжекционное питание». В результате инжекции происходит компенса-
ция отрицательных зарядов акцепторов в эмиттерном и коллекторном переходах
п-р-п-транзистора, в результате чего оба перехода открываются, и он переходит
в режим насыщения. Таким образом, вертикальный транзистор п-р-п выполняет
функции электронного ключа.
Рис. 6.18
В схеме инжекционной логики транзистор р-п-р делают многоколлекторным, что
позволяет питать от одного горизонтального р-п-р-транзистора несколько верти-
кальных п-р-п-транзисторов. Вертикальный транзистор п-р-п также делают мно-
гоколлекторным, что позволяет одновременно замыкать и размыкать несколько
электрических цепей.
Диодное включение биполярных транзисторов
В полупроводниковых ИМС в качестве диода используют один из переходов вер-
тикального транзистора типа п-р-п. Получение диодов таким путем значительно
проще, чем формирование специальных диодных структур. Существуют пять
вариантов диодного включения транзистора п-р-п (рис. 6.19, а). Каждому вари-
анту соответствует своя эквивалентная схема (рис. 6.19, б), и каждый из вариан-
тов характеризуется различным быстродействием, определяемым величиной
накапливаемых в базе и коллекторе избыточных зарядов (рис. 6.19, в).
6.2. Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС
333
Типовые параметры вариантов приведены в табл. 6.2.
Прямое напряжение на диоде Unp определяется суммой падений напряжения не-
посредственно на переходе и на объемном сопротивлении, включенном последо-
вательно с ним; величина этого сопротивления зависит от схемы включения;
334 Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
Таблица 6.2. Параметры типовых схем диодного включения биполярных транзисторов					
Параметры	Схема включения		1 Ц^-э = 0	Л = о	Це-э = 0
	Ц-6 = О	4 = 0			
Напряжения пробоя U^, В	5-7	5-7	35-55	35-55	5-7
Прямое напряжение U^, В	0,85	0,96	0,94	0,95	0,92
Обратный ток 1^, нА	5	5	20	20	25
Емкость диода Сд, пФ	0,5	0,5	0,7	0,7	1,2
Паразитная емкость СП, пФ	3	1,2	3	3	3
Время восстановления обратного	9	56	53	85	100
сопротивления нс					
Обратное напряжение на диоде определяется возможностью пробоя дио-
да. Напряжение пробоя эмиттерного перехода мало вследствие малой ширины
n-р-перехода. Напряжение пробоя коллекторного перехода значительно больше,
так как этот переход шире эмиттерного.
Обратный ток Z^p в кремниевых диодах определяется током термогенерации. Так
как коллекторный переход шире эмиттерного, то ток термогенерации коллектор-
ного перехода ir к больше тока термогенерации эмиттерного перехода ir 3. В сред-
нем, ir э = 0,5—1,0 мА, гг к = 15-30 мА.
Емкость диода Сд определяется емкостью соответствующегор-п-перехода. В сред-
нем С6_э = 0,5 пФ, Ск_6 = 0,7 пФ.
Паразитная емкость на подложку Сп, как правило, равна емкости Ск_„ = 3 пФ,
лишь во втором варианте (гк = 0) она определяется последовательно включенными
емкостями Ск_„ и Ск_6. Время восстановления обратного сопротивления твос, ха-
рактеризующее быстродействие диода, зависит от величины накапливаемых в
базе и коллекторе избыточных зарядов (рис. 6.19, в). Среди пяти схем диодного
включения только в первой (мк_6 = 0) через коллекторный переход не происходит
инжекции носителей заряда. В этой схеме накопление заряда в базе происходит
только за счет инжекции со стороны эмиттера, поэтому она обладает наиболее вы-
соким быстродействием. В остальных схемах коллекторный переход открыт, по-
этому происходит дополнительная инжекция электронов в базу со стороны кол-
лектора и инжекция дырок в коллектор со стороны базы.
Сравнивая различные варианты включения транзистора в качестве диода, нетруд-
но придти к выводу, что оптимальным является первый вариант, когда мк_6 = 0.
6.3.	Пассивные элементы ПП ИМС
В полупроводниковых ИМС пассивные элементы обычно формируются на осно-
ве типовой структуры вертикального транзистора типа п-р-п.
Полупроводниковые резисторы
В качестве резисторов используют объемные сопротивления эмиттерной, базовой
или коллекторной областей транзистора (рис. 6.20).
6.3. Пассивные элементы ПП ИМС
335
SiO2
Эмиттерный Базовый
Коллекторный
Рис. 6.20
Коллекторный
Базовый
Пинч-резисторы
Сопротивление резистора определяется геометрическими размерами резистивной
области и ее удельным поверхностным сопротивлением. Типичные характеристи-
ки интегральных резисторов приведены в табл. 6.3. Типичные значения сопро-
тивлений резисторов, которые можно получить при данной величине р5, лежат
в пределах 0,25р5 < R < 104 ps.
Таблица 6.3. Типичные характеристики интегральных резисторов
Тип резистора	Ps,Om	АД %	ТКС, 1/°С
Эмиттерный	2-5	20	(1-5)-10~*
Базовый	100-300	5-20	(1,5-3)10-’
Коллекторный	(1-5)103	15-25	(2—4)-10-3
Базовый пинч-резистор	(5-10)-103	50	(1,5-3)10*
Коллекторный пинч-резистор	(4-8)-103	50	(3—4)-10"3
Нижний предел ограничивается сопротивлениями контактных областей, верх-
ний — допустимой площадью, отводимой под резистор.
Наиболее часто в полупроводниковых ИМС применяются резисторы, выпол-
ненные на основе базовой области. Для создания высокоомных резисторов (более
60 кОм) используют пинч-резисторы (сжатые резисторы). Пинч-резисторы име-
ют большой разброс номиналов (до 50 %) из-за трудностей получения точных зна-
чений толщины резистивного р-слоя.
Характерной особенностью любого интегрального резистора является наличие у
них паразитных емкостей и транзисторов. Рассмотрим более детально структуру
и эквивалентную схему базового резистора (рис. 6.21, а). Такая структура обра-
зует распределенный вдоль резистора паразитный транзистор типа р-п-р с рас-
пределенными емкостями Ск_6и Ск_п (рис. 6.21, б). В плане обеспечения изоляции
резистора от подложки необходимо позаботиться о том, чтобы паразитный тран-
зистор находился в режиме отсечки. С этой целью в структуре предусмотрен вы-
вод К от «-области, на который подается положительное напряжение, запираю-
щее эмиттерный переход транзистора типа р-п-р. В этом случае эквивалентная
схема принимает вид, показанный на рис. 6.21, в. Наличие паразитной емкости
г = Ск-бСк_П
'“''лар	/-»	, /г-»
т ек-п
делает сопротивление резистора частотно-зависимым. Граничная частота резис-
тора определяется постоянной времени Тд = 7?Спар. Поскольку
R = ps —
SW
336
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
(здесь I—длина резистора, W — ширина резистора), а Спар = Col W(здесь Со — удель-
ная паразитная емкость), то тд = RCmp = PsC0l2. Следовательно, граничная частота
/гр = 0,5лтд уменьшается пропорционально квадрату длины резистора. В среднем
/гр лежит в пределах от 10 до 100 МГц.
б
Рис. 6.21
Кроме резисторов, формируемых на основе типовой структуры вертикально-
го транзистора п-р-п, в современных ИМС в качестве резисторов используют-
ся тонкие резистивные пленки, создаваемые методом ионного легирования,
когда примеси внедряются в подложку путем бомбардировки ее поверхности
потоком ионов. В этом случае удается получить резистивные пленки толщи-
ной 0,1...0,3 мкм с удельным поверхностным сопротивлением до 20 кОм. Абсо-
лютное значение удельного поверхностного сопротивления может выдержи-
ваться с точностью ±6 %. Температурный коэффициент сопротивления лежит
в пределах ±(1-2)-10'3.
Ввиду малой толщины резистивных пленок, с ними трудно осуществить оми-
ческие контакты. Поэтому по краям резистивного слоя создают диффузионные
p-слои (рис. 6.22), с которыми обычным способом осуществляются омические
контакты.
В некоторых полупроводниковых ИМС применяют тонкопленочные резисторы,
напыляемые на поверхность диоксида кремния. Такие резисторы обладают улуч-
шенными характеристиками: более высокой точностью изготовления, низким тем-
пературным коэффициентом сопротивления, большой граничной частотой.
6.3. Пассивные элементы ПП ИМС
337
Полупроводниковые конденсаторы
В полупроводниковых ИМС используют два типа конденсаторов: конденсаторы
на основе обратносмещенных р-п-переходов (диффузионные конденсаторы)
и конденсаторы со структурой металл—диэлектрик—подложка (МДП-конден-
саторы).
Для формирования диффузионных конденсаторов может быть использован лю-
бой из р-п-переходов типовой четырехслойной структуры (рис. 6.23). Особенно-
стью таких конденсаторов является то, что их емкость зависит от величины при-
ложенного обратного напряжения (табл. 6.4).
Рис. 6.23
Таблица 6.4. Зависимость емкости от значения обратного напряжения			
Переход	Че/ В	пФ/мм	Примечания
Коллектор—база	0	320	Л/* = 2,6-10 см
	-5	144	гп = 5 Ом-см
	-10	96	
Эмиттер—база	0	1400	/V, = 1,2-10 см
	-2	1000	рк = 0,5 Ом-см
	-5	640	ри = 200 Ом
Коллектор—подложка	0	256	
	-5	80	
	-10	56	
Наибольшую удельную барьерную емкость Со имеет переход эмиттер—база, од-
нако низкое пробивное напряжение этого перехода (менее 10 В) ограничивает
возможности его практического применения. Более широко применяются конден-
саторы на основе перехода коллектор—база, так как эти переходы имеют более
высокое пробивное напряжение (около 50 В). Конденсаторы, формируемые на
переходе коллектор—подложка, имеют ограниченное применение, так как вывод
подложки является общим для остальной части схемы. Практическое использо-
вание конденсаторов на основе р-п-переходов требует учета паразитных элемен-
тов структуры. На рис. 6.24 представлена эквивалентная схема конденсатора, вы-
полненного на основе перехода коллектор—база, учитывающая то, что паразитный
транзистор типа р-п-р находится в режиме отсечки, поэтому его переходы замене-
ны диодами К—Б и К—П. В этой схеме рабочим конденсатором является Ск_6, а па-
разитным — Ск_п. Эти два конденсатора образуют емкостный делитель напряжения,
коэффициент передачи которого определяется отношением емкостей СК^СК_П
и зависит от приложенных к конденсаторам обратных напряжений (рис. 6.25); чем
больше отношение Ск_6/Ск_п, тем больше коэффициент передачи К = UBilJUn.
338
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
Формируя конденсаторы на основе р-п-переходов, трудно получить большие зна-
чения емкости, так как для этого требуются большие площади. Практически ем-
кость таких конденсаторов не превышает 300 пФ с допуском ±20 %. Добротность
из-за наличия сопротивления г'(порядка 10-50 Ом) не превышает 10.
МДП-конденсаторы (рис. 6.26) отличаются лучшими электрическими характеристи-
ками. В этих конденсаторах нижней обкладкой служит эмиттерный п+-слой, верх-
ней — пленка алюминия, диэлектриком — слой SiO2 толщиной 0,05-0,1 мкм. Емкость
такого конденсатора не зависит от полярности и величины приложенного напряже-
ния. Практически удельная емкость составляет от 400 до 650 пФ /мм при допуске ±20 %.
Рис. 6.26
6,4. МДП-транзисторы ПП ИМС 339
Эквивалентная схема МДП-структуры показана на рис. 6.27. Она содержит рабо-
чую емкость С, паразитную емкость Ск_п, паразитное сопротивление эмиттерной
области г' и паразитный диод (эквивалент перехода коллектор-подложка). Кон-
денсаторы С и Ск_п образуют емкостный делитель напряжения, коэффициент пере-
дачи которого определяется отношением С/Ск_п, зависящим от напряжения ик_„
(рис. 6.28). Для повышения отношения С/Ск_п необходимо подавать на п+-слой
сравнительно высокое положительное напряжение. Добротность конденсатора
определяется сопротивлением г', которое сравнительно невелико, поэтому значе-
ние Q лежит в пределах от 10 до 100.
Рис. 6.27
В ряде случаев в полупроводниковых ИМС на поверхности SiO2 формируют
тонкопленочные конденсаторы, аналогичные по своей структуре конденсаторам
ГИМС. В таких конденсаторах в качестве обкладок используют алюминий или
тантал, а в качестве диэлектрика — А12О3 или Та2О5.
6.4.	МДП-транзисторы ПП ИМС
Микросхемы на МДП-транзисторах имеют относительно простую структуру.
В этих ИМС наиболее широко применяют МДП-транзисторы с индуцированным
каналом n-типа. Транзисторы с каналами p-типа и со встроенными каналами ис-
пользуются реже, в основном как пассивные элементы. МДП-транзисторы имеют
меньшие по сравнению с биполярными транзисторами размеры, что позволяет
значительно повысить степень интеграции.
340
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
МДП-транзисторы с поликремниевым затвором
В современных полупроводниковых ИМС помимо транзисторов с алюминиевым
затвором все более широкое применение находят МДП-транзисторы с поликрем-
ниевым затвором. Использование поликремния в качестве материала затвора дало
ряд существенных конструктивно-технологических преимуществ и значительно
улучшило электрические параметры МДП-транзисторов. В первую очередь следу-
ет отметить уменьшение порогового напряжения, что позволило снизить напряже-
ние питания до 5 В. Уменьшение толщины подзатворного диэлектрика позволило
резко повысить крутизну транзистора. Совместимость материала затвора с материа-
лом защитного слоя позволила значительно сблизить контакты истока и стока и
уменьшить размеры этих областей и всей структуры в целом. Применение поликрем-
ния позволило уменьшить перекрытие кремниевого затвора с областями истока
и стока, что существенно уменьшило паразитные емкости. В транзисторах с по-
ликремниевым затвором уменьшена глубина залегания областей истока и стока.
Структура и топологический чертеж МДП-транзистора показаны на рис. 6.29.
Транзисторы формируют на кремниевой подложке p-типа с удельным сопротивле-
нием 1-10 Ом-см и ориентацией (100). Соседние транзисторы разделяются сло-
ем толстого углубленного оксида, под которым расположены сильнолегирован-
ные противоканальные слои р+-типа. Такие слои необходимы для исключения
возможности появления паразитных n-каналов, соединяющих «^-области соседних
транзисторных структур. Чем толще слой диэлектрика и чем выше концентрация
примесей в р+-области, тем труднее индуцировать инверсный канал. Выводы от
истока и стока осуществляются обычным способом через окна в пленке SiO2. Вы-
вод от поликристаллического кремния делается за пределами МДП-структуры.
6.4. МДП-транзисторы ПП ИМС
341
В МДП-структурах с короткими каналами для повышения напряжения пробоя у
границ истока и стока формируют области 1 (рис. 6.30) с невысокой концентра-
цией доноров (1017 см-3). Они имеют толщину 0,2 мкм и длину 0,1-0,3 мкм.
Комплементарные МДП-структуры
Комплементарные структуры представляют собой сочетание транзисторов с ка-
налами п- ир-типа, соединенных последовательно. На рис. 6.31 представлена схе-
ма и устройство такой структуры с алюминиевыми затворами. В этой структуре
транзистор с «-каналом формируется непосредственно на кремниевой подлож-
ке p-типа, а транзистор с р-каналом — в специальном кармане «-типа толщиной
3-4 мкм. Площадь, приходящаяся на один транзистор, в комлементарной струк-
туре больше, чем в структуре на однотипных «-канальных транзисторах, что обу-
словлено необходимостью увеличивать расстояние между р-«-переходом карман-
подложка и р-«-переходом ближайшего «-канального транзистора; оно должно
быть больше суммы значений толщины обедненных слоев этих переходов, что-
бы не было замыкания «+-областей с «-карманами. При концентрации примесей
в р-подложке 1015 см-3 и напряжении на переходах около 5 В толщина обеднен-
ной области составляет примерно 3 мкм.
Структуры «кремний на диэлектрике»
Структуры «кремний на диэлектрике» (КНД) создаются в тонком эпитаксиаль-
ном слое монокристаллического кремния толщиной около 1 мкм, выращенном на
диэлектрической подложке (сапфир или шпинель), имеющей кристаллическую
342
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
решетку, близкую к кремнию. Локальным окислением в этом слое формируются
островки кремния, изолированные друг от друга боковыми слоями SiO2. В каждом
из островков формируются МДП-структуры. На рис. 6.32 представлена структура
КНД, в которой имеется транзистор с каналом n-типа и каналом p-типа. В такой
структуре паразитные емкости вертикальных р-п-переходов очень малы, что суще-
ственно повышает быстродействие микросхем. Достоинством таких структур яв-
ляется также то, что отдельные транзисторы располагаются на минимальном рас-
стоянии друг от друга, так как в них отсутствуют карманы и выводы от подложки,
что повышает степень интеграции.
Вертикальные структуры
В рассмотренных МДП-структурах каналы проходят параллельно поверхности
кристалла. Размеры этих структур практически достигли предельных значений,
ограничиваемых технологическими возможностями.
Дальнейшего повышения степени интеграции можно достичь, переходя к более
компактным вертикальным структурам, в которых области истока и стока рас-
положены друг над другом. Одной из разновидностей таких структур является
V-МДП-транзистор (рис. 6.33). Структура создается на кремниевой подложке
р_-типа, на поверхности которой имеются четыре тонких чередующихся слоя:
и+-типа, р-типа, n’-типа, и+-типа.
Рис. 6.33
6.5. Базовые технологические операции
343
Методом анизотропного травления вытравливается конусообразная ямка, достига-
ющая своей вершиной нижнего л+-слоя. Затем стенки V-образной ямки окисляются,
и на них наносится металлическая или поликремниевая пленка (затвор). Канал
индуцируется вдоль боковых стенок V-образной ямки в тонком p-слое. Нижний
п+-слой является общим для всех транзисторных структур, формируемых на подлож-
ке, он выполняет функции истока. Верхний и+-слой выполняет функции стока.
Промежуточный «“-слой предназначен для увеличения пробивного напряжения.
Многослойные структуры
Повышение степени интеграции может быть достигнуто путем расположения
транзисторных структур в несколько «этажей». Технологически это очень сложная
задача. В настоящее время разработаны опытные образцы двухслойных КМДП-
структур (рис. 6.34). В такой структуре на подложке p-типа формируют транзис-
тор с n-каналом и поликремниевым затвором. На поверхности пленки SiO2 созда-
ют n-слой отожженного поликремния, обладающего свойствами монокристалла.
В этом слое формируется транзистор с p-каналом. Оба транзистора имеют общий
поликремниевый затвор. Такая структура позволяет в 3-4 раза повысить степень
интеграции по сравнению с однослойной КМДП-структурой.
6.5.	Базовые технологические
операции
Производство интегральных микросхем состоит из определенного ряда операций,
выполняя которые, постепенно из исходных материалов получают готовые изде-
лия. В зависимости от структуры ИМС общее количество операций технологи-
ческого процесса может достигать 200.
Эпитаксия
Эпитаксией называют ориентированное наращивание слоев, кристаллическая
решетка которых повторяет структуру подложки. Как правило, материалы наращи-
ваемой пленки и подложки одинаковы, но могут применяться и разные материалы
344
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
с близкой кристаллической структурой, например пленка кремния на сапфиро-
вой подложке. Эпитаксиальный слой создается на всей поверхности подложки, в
него могут вводиться примеси. На границе раздела эпитаксиального слоя с под-
ложкой можно сформировать электронно-дырочный переход.
Для получения эпитаксиальных слоев наиболее широко применяется хлоридный
метод (рис. 6.35). Отшлифованные и тщательно очищенные пластины кремния 1
закрепляют на графитовом держателе 2 и помещают в кварцевую трубу 3 с высо-
кочастотным нагревом 4. В трубе поддерживается температура около 1200±3 °C.
Затем камеру продувают водородом и заполняют смесью НС1 и Н2, в результате
чего происходит дополнительная очистка поверхности кремниевых пластин.
После очистки пластин в трубу подается смесь газов тетрахлорида кремния (SiCl4)
и водорода (Н2). При этом на поверхности пластин происходит реакция восста-
новления SiCl4 с Н2:
SiCl. + 2Н, -» Sil + 4НС1Т.
кклюя. кремния, перемещаясь по поверхности, занимают места в узлах кристал-
лической решетки, из-за чего растущая пленка продолжает кристаллическую
структуру подложки. При необходимости вырастить эпитаксиальный слой п-типа
в смесь газов добавляют фосфин РН3, а для создания пленок р-типа — диборан
В2Н6. Скорость роста пленки составляет 0,1-1,0 мкм/мин; она зависит от темпе-
ратуры, скорости потока газов и кристаллической ориентации поверхности кри-
сталла. Из-за высокой температуры процесса атомы диффундируют из пленки в
подложку и обратно, что затрудняет получение очень тонких эпитаксиальных
пленок. Толщина пленок лежит в пределах от 1 до 15 мкм. Более тонкие пленки
(0,1-0,2 мкм) можно получить на основе реакции пиролитического разложения
силана SiH4 при температуре 1000 °C:
SiH, Sil + 2Н,Т.
4	Z
Легирование
Легированием называют операцию введения примесей в подложку. Существуют
два основных метода легирования — диффузия примесей и ионное внедрение.
Диффузия представляет собой обусловленное тепловым движением перемеще-
ние частиц в направлении убывания их концентрации. Основной механизм
проникнойения примесного атома в кристаллическую решетку состоит в по-
6.5. Базовые технологические операции
345
следовательном перемещении по вакансиям (пустым узлам) решетки. Число ато-
мов вещества 1(х), переносимых в единицу времени через единичную площадь в
направлении х, перпендикулярном поверхности подложки, характеризуется пер-
вым законом Фика\
I(x) = -D^,
дх
где D — коэффициент диффузии примеси;
dN/dx — градиент концентрации примеси.
Скорость накопления примеси в любой плоскости, перпендикулярной направле-
нию диффузии, характеризуется вторым законом Фика'.
^L=n —
dt дх2
Закон распределения примеси как функция координаты х и времени t может быть
получен путем решения второго уравнения Фика при определенных условиях
проведения процесса.
Если диффузия осуществляется из неограниченного источника примесей, когда
концентрация примеси на поверхности полупроводника сохраняется постоянной,
решение второго уравнения Фика имеет вид
N(x, t) = Nerfc—.	(6.5)
.	ijDt
Здесь erfc — символ, обозначающий дополнение функции ошибок до единицы.
Формула (6.5) описывает распределение концентрации примесей в зависимости
от глубины х и времени t (рис. 6.36, а).
Рис. 6.36
Если диффузия осуществляется из ограниченного источника примеси, когда об-
щее количество диффундирующих атомов сохраняется постоянным, решение вто-
рого уравнения Фика имеет вид
W(r, t) = —=== ехр
(6-6)
Здесь Q — общее количество примеси, не изменяющееся с течением времени.
346
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
Уравнение (6.6) представляет собой функцию распределения Гаусса, оно позво-
ляет определить распределение N(x) в различные моменты времени (рис. 6.36, б).
В этом случае с течением времени концентрация примеси на поверхности умень-
шается, а площади под графиками N(x) остаются неизменными. Диффузия при-
меси осуществляется в кварцевых печах при температуре 1100-1200 °C, поддер-
живаемой с точностью 0,5 °C. Через печь пропускают нейтральный газ-носитель
(N2 или Аг), который переносит частицы диффузанта (В2О3 или Р2О5) к поверх-
ности кремниевых подложек, где в результате химических реакций выделяются
атомы примеси (В или Р). Диффундируя вглубь кристалла, они создают соответ-
ствующее распределение примесей (рис. 6.36, а).
Для получения распределения, соответствующего рис. 6.36, б, предварительно на
поверхности кремния создают слой источника примесей. Эта операция называ-
ется загонкой примеси. После этого пластины кремния загружают в кварцевую
печь, где происходит диффузия примеси в подложку. Эта операция называется
разгонкой примеси.
Ионное внедрение примеси (ионная имплантация) происходит в результате бом-
бардировки поверхности подложки сфокусированным потоком ионов, обладаю-
щим энергией от 10 до 300 кэВ. Плотность тока ионного пучка обычно составляет
от 0,1 до 100 мкА/см2. Система сканирования обеспечивает перемещение элек-
тронного луча по поверхности кремниевой подложки. Внедряясь в кристалли-
ческую решетку и сталкиваясь с атомами, ионы передают свою энергию атомам
подложки, которые смещаются и покидают узлы решетки, в результате чего нару-
шается структура решетки (образуются вакансии и атомы между узлами решет-
ки). Поскольку пороговая энергия смещения составляет около 14 эВ, каждый ион
с энергией в несколько десятков килоэлектронвольт может создать на своем пути
несколько тысяч подобных дефектов. Израсходовав всю свою энергию, внедрен-
ный атом может оказаться либо в узле кристаллической решетки, либо между уз-
лами. Длина пробега ионов является случайной величиной, распределенной по
нормальному закону
У(х) = —ехр
сту2л
(6.7)
Здесь Q — доза легирования, выраженная в единицах поверхностной плотности
внедряемых ионов.
Средняя длина пробега ионов I и среднеквадратичное отклонение длин пробегов
ст увеличиваются с ростом энергии ионов Ек. Профили распределения примеси,
получаемые при различной энергии и одинаковой дозе легирования, показаны на
рис. 6.36, в. В отличие от диффузии, максимум распределения примеси располо-
жен не на поверхности подложки, а на расстоянии, равном среднему нормально-
му пробегу ионов, что позволяет получать скрытые заглубленные слои с необхо-
димым типом проводимости. Обычно значение I не превышает 0,5-0,7 мкм.
В результате ионного внедрения нарушается кристаллическая структура решетки;
для ее восстановления необходим отжиг подложек при температуре 600-900 °C.
При отжиге смещенные атомы кремния возвращаются на свои нормальные места в
узлах кристаллической решетки, а примесные атомы занимают вакансии в ее узлах.
6.5. Базовые технологические операции 347
Формирование диэлектрических пленок
В полупроводниковых ИМС в основном применяются пленки оксида SiO2 и
нитрида кремния Si3N4. Существует несколько методов получения таких пленок.
Рассмотрим кратко основные.
Термическое окисление основано на высокотемпературных реакциях кремния
с кислородом или кислородосодержащими веществами, окисление происходит
в кварцевых печах при температуре 800-1200 °C, поддерживаемой с точнос-
тью ±1 °C. При окислении в атмосфере сухого кислорода на поверхности крем-
ния идет реакция
Si + О2 —> SiO2.
Этот процесс протекает сравнительно медленно: при температуре 1200 °C пленка
толщиной 0,5 мкм выращивается в течение 5 часов. При окислении в парах воды
этот процесс протекает значительно быстрее. При этом происходит реакция
Si + 2Н2О -> SiO24-H- 2Н2Т.
На образование пленки расходуются атомы кремния, поэтому исходная поверх-
ность подложки в процессе окисления уходит в толщу оксида (рис. 6.37). Рост
пленки подчиняется параболическому закону h2 = kt. Толщина оксида не превы-
шает 1,5 мкм.
~0.4/>SiO2
Рис. 6.37
Химическое осаждение пленок из парогазовой фазы осуществляется в эпитаксиаль-
ных установках при более низких температурах и позволяет получать более тол-
стые пленки практически из любого материала. Для осаждения диоксида крем-
ния используют реакцию окисления силана
SiH4+2O2 —300 400-с >SiO2 + 2H2O.
Нитрид кремния получают в результате химических реакций взаимодействия
между силаном и амиаком
3SiH4 + 4NH3 —600^60°,с > Si3N4 + 12Н2.
Пленки поликристаллического кремния на поверхности SiO2 образуются в резуль-
тате пиролитического разложения моносилана
SiH4 —. > Si + 2Н2.
348
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
Аналогичным образом осуществляется осаждение оксида алюминия, окислов
титана, тантала и ниобия, а также ряда металлов, например вольфрама.
Химическое осаждение пленок из водных растворов осуществляется в специальных
электролитических ваннах, где анодом является проводящая подложка. При про-
хождении электрического тока через электролит выделяющиеся у анода атомы
кислорода вступают в реакцию с материалом анода, образуя плотно сцепленную
с ним оксидную пленку. Таким способом получают пленки оксида тантала. В этом
случае тантал вступает в реакцию с ионами гидрооксида из раствора:
2Та + 10 (ОН') -> Та2О5+5Н2О + 10е.
В результате этой реакции образуется оксидная пленка. Точно так же получают
пленки оксид алюминия.
Формирование проводящих пленок
Проводящие пленки широко используются для осуществления соединений меж-
ду элементами ИМС, создания обкладок конденсаторов, резисторов и т. д. Суще-
ствует несколько способов получения пленок.
Термическое вакуумное напыление заключается в создании направленного потока
паров напыляемого материала и последующей конденсации их на поверхности
подложки. Процесс происходит в вакуумных камерах, где происходит нагрев ис-
паряемого вещества. Испарившиеся частицы, диффундируя, перемещаются к под-
ложке и оседают на ее поверхности. Глубокий вакуум необходим для того, чтобы
исключить столкновение частиц напыляемого вещества с молекулами газа и обес-
печить получение пленок с равномерной толщиной.
Катодное распыление основано на явлении разрушения катода при бомбардиров-
ке его ионами разреженного газа. Процесс происходит в заполненной инертным
газом вакуумной камере, в нижней части которой расположен катод-мишень, яв-
ляющийся источником напыляемого вещества, а в верхней части — металличес-
кий анод, на котором располагают подложки. Анод заземляют, а на катод подают
отрицательное напряжение (2-5 кВ), в результате чего возникает газовый тлею-
щий разряд. Положительные ионы, образующиеся вследствие ионизации газа
электронами, ускоряясь в сильном электрическом поле, выбивают из катода элек-
троны, необходимые для поддержания разряда, а также атомы, которые диффун-
дируют к аноду и оседают на подложке. Таким способом можно также напылять
диэлектрические материалы. В этом случае напыление ведется при подаче на ка-
тод переменного напряжения с частотой 13,56 МГц: в отрицательный полупери-
од происходит распыление материала и накопление на катоде положительного
заряда, в положительный полупериод — нейтрализация накопленного заряда
электронами. Недостатком катодного распыления в сравнении с термическим
напылением является низкая скорость нанесения покрытий.
Ионно-плазменное напыление, являясь разновидностью катодного распыления,
происходит при более низком давлении в плазме несамостоятельного дугового
разряда, что позволяет повысить скорость напыления пленок и получить более
6.5. Базовые технологические операции
349
чистые пленки. Напыление осуществляется в вакуумной камере 1 (рис. 6.38),
в нижней части которой расположен вольфрамовый катод 2, а в верхней — анод 3,
на который подается положительное напряжение около 100 В, вследствие чего
между катодом и анодом возникает дуговой разряд. Мишень 4 является источни-
ком напыляемого материала; на нее подается отрицательный потенциал (поряд-
ка 1-3 кВ), вследствие чего из плазмы дугового разряда вытягиваются положи-
тельные ионы, которые обладают энергией, достаточной для распыления атомов
материала мишени. Выбитые из мишени атомы движутся преимущественно в
направлении, перпендикулярном ее поверхности, и осаждаются на поверхности
подложки 5, закрепленной на подложкодержателе 6.
Осаждение пленок материалов из водных растворов применяют для получения
сравнительно толстых проводящих пленок (20 мкм и более). Существует несколь-
ко разновидностей такого способа получения проводящих пленок, в основе кото-
рых лежат реакции, протекающие в водных растворах солей металлов.
Наиболее часто применяется электролитическое осаждение, которое происхо-
дит в специальных электролитических ваннах, заполненных электролитом и
содержащих два электрода: катод и анод. Катодом является подложка с пред-
варительно созданной на ней тонкой проводящей пленкой. Анод обычно изго-
товляют из того же материала, из которого осаждается пленка. Таким способом
создают пленки из меди. В этом случае используется водный раствор медного
купороса. При приложении к электродам напряжения происходит разложение
электролита на ионы. Положительный ион меди движется к катоду, отбирает
недостающие два электрона, превращается в нейтральный атом и оседает на по-
верхности катода:
Сц++ + SO4' + 2е = Cu° J- + SO4 .
Одновременно с этим на аноде атом меди отдает два электрона и переходит в ра-
створ в виде положительного иона:
Cu° + SO7 = Си++ + SO4~ + 2е.
Так происходит перемещение атомов меди с поверхности анода на поверхность
катода.
350
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
Травление
Травлением называют операцию удаления поверхностного слоя подложки. Трав-
ление применяется для очистки поверхности подложек от различного рода за-
грязнений, удаления слоя SiO2) а также для создания на поверхности подложки
канавок и углублений. Различают жидкостное и сухое травление.
Жидкостное травление кремния происходит на границе твердой и жидкой сред.
В его основе лежит химическая реакция жидкого травителя и твердого тела, в ре-
зультате которой образуется растворимое соединение. В качестве травителей ис-
пользуют либо кислоты, либо щелочи. Кислотное травление применяют при под-
готовке пластин кремния к изготовлению структур микросхем с целью получения
зеркально гладкой поверхности пластин. Для этой цели обычно используют смесь
азотной и фтористо-водородной кислот, при воздействии которых на кремний
происходит суммарная реакция
Si + 2HNO3 + 6HF = H2SiF6 + 2HNO2 + 2H2O.
Для удаления слоя SiO2 используют плавиковую кислоту, которая переводит
оксид кремния в тетрафторид кремния:
SiO2 + 4HF = SiF4 ? + 2Н2О.
Для создания на поверхности кремния канавок и углублений применяют щелоч-
ное травление, используя для этой цели водные растворы гидрооксида калия или
натрия. Суммарная реакция щелочного травления кремния имеет вид
Si + 2КОН + Н2О -> KSiO3 + 2НГ
Локальное травление, применяемое для получения отверстий в пленке SiO2 и углуб-
лений в подложке, осуществляют через маску. Оно может быть изотропным и ани-
зотропным. Изотропное травление идет с одинаковой скоростью как вглубь крис-
талла, так и под маску (рис. 6.39, а), в результате чего размер вытравленного отверстия
оказывается больше, чем размер отверстия в маске. Анизотропное травление про-
исходит с разными скоростями в различных направлениях: в направлении [111]
она минимальна, так как в этом направлении максимальна плотность атомов, а в на-
правлении [100] скорость травления в 10-15 раз больше. При анизотропном трав-
лении в зависимости от поверхностной кристаллографической ориентации можно
формировать канавки прямоугольной или V-образной формы (рис. 6.39, б и в).
Рис. 6.39
6.5. Базовые технологические операции
351
Сухое травление производят в вакуумных установках в плазме газового разряда.
При ионном травлении поверхность кремния бомбардируется потоком ионов
инертного газа (аргона), в результате чего происходит распыление кремния.
Эффективность распыления оценивается коэффициентом распыления, который
численно равен количеству атомов вещества, распыленных одним бомбардиру-
ющим ионом. Более прогрессивным является плазмохимическое травление,
основанное на использовании химически активных частиц, получаемых в плазме
газового разряда, которые, взаимодействуя с поверхностным слоем пластины, спо-
собны образовывать летучие соединения, удаляемые путем откачки. Наиболее
часто для удаления SiO2 применяют газообразный четырехфтористый углерод
CF4, который в плазме распадается на химически активные частицы — возбуж-
денный атом фтора F’ и положительно заряженный радикал CF3:
CF4 + е —> CF3+ + F* + 2е.
Фтор взаимодействует с SiO2, в результате чего образуется SiF4:
SiO2 + 4F’ -> SiF4 ? + О2 ?.
Ионно-химическое травление сочетает достоинства ионного и плазмохимическо-
го травления. При этом способе травления физическое распыление интенсифи-
цирует химические реакции, а химические реакции, ослабляя межатомные связи
на поверхности подложки, увеличивают скорость распыления.
Литография
Литографией называют процесс формирования требуемой конфигурации элемен-
тов интегральных схем. Существует несколько разновидностей этого процесса.
Фотолитография основывается на использовании светочувствительных матери-
алов — фоторезистов, которые могут быть негативными и позитивными. Нега-
тивные фоторезисты под действием света полимеризуются и становятся устой-
чивыми к травителям. В позитивных фоторезистах свет, наоборот, разрушает
полимерные цепочки.
При производстве ИМС пленку фоторезиста наносят на поверхность маски,
которой может быть пленка SiО2, металлическая пленка или металлическая плас-
тина. Необходимый рисунок элементов ИМС получают путем облучения фото-
резиста светом через фотошаблон (рис. 6.40, а), представляющий собой прозрач-
ную пластинку, на одной из сторон которой имеется позитивный или негативный
рисунок элементов ИМС в масштабе 1:1. После облучения светом неполимери-
зованные участки фоторезиста удаляются, в результате чего образуется фото-
резистивная маска с отверстиями (рис. 6.40, б), через которые осуществляется
локальное воздействие на полупроводниковый кристалл или диэлектрическую
подложку ГИМС. Таким воздействием может быть внедрение примеси, травле-
ние, напыление и т. д. Поскольку элементы ИМС формируются в определенной
последовательности, то процесс фотолитографии повторяется многократно с ис-
пользованием нескольких фотошаблонов. При этом рисунок каждого последую-
щего фотошаблона должен быть точно совмещен с ранее созданным рисунком
352
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
элементов микросхемы. Для этого на каждом фотошаблоне имеются специальные
знаки в виде квадратов, треугольников и т. д.
Свет
Созданию фотошаблонов предшествует топологическое проектирование микро-
схемы, результатом которого является создание в увеличенном масштабе (100:1;
200:1; 500:1 или 1000:1) послойных топологических чертежей — фотооригиналов,
вычерчиваемых с помощью специальных устройств — координатографов, рабо-
тающих в автоматическом режиме в соответствии с программой ЭВМ.
Следующим этапом является фотографирование оригинала с уменьшением в
20-50 раз. В результате получают промежуточный фотошаблон. После этого
осуществляют фотографирование с уменьшением и мультипликацией рисунка,
получая в итоге эталонный фотошаблон с матрицей одинаковых рисунков в мас-
штабе 1:1. С эталонного шаблона методом контактной печати изготавливают ра-
бочие фотошаблоны.
Важнейшим параметром фотолитографии является разрешающая способность,
которая оценивается максимальным числом раздельно воспроизводимых парал-
лельных линий в пределах 1 мм. Минимальная ширина линии Д определяет ми-
нимальные размеры областей в кристалле или на его поверхности. Величина Д
ограничивается дифракцией света, не позволяющей получить Д меньше длины
волны (для видимого света X = 0,5 мкм). На практике облучение фоторезиста про-
водят ультрафиолетовыми лучами, имеющими X = 0,310-0,450 мкм.
Повысить разрешающую способность литографии можно, применяя излучения
с более короткой длиной волны, например, рентгеновские лучи с длиной волны
0,4-5 нм. Таким способом получают Д « 0,1 мкм.
Электронно-лучевая литография базируется на облучении электронорезиста по-
током электронов. Она может быть проекционной и сканирующей.
В проекционной литографии на пути потока электронов ставится маска с отвер-
стиями, выполненными в увеличенном масштабе (10:1). Посредством фокусиру-
ющей системы уменьшенное электронно-оптическое изображение маски проеци-
руется на подложку, на поверхность которой нанесен слой электронорезиста. При
этом удается получить размер элементов до 0,25 мкм.
6.6. Технология изготовления ИМС
353
В сканирующей литографии по поверхности электронорезиста перемещается ос-
тросфокусированный электронный луч, включающийся и выключающийся по
заданной программе. Минимальный размер элемента составляет 0,1-0,2 мкм, он
ограничен минимальным диаметром луча.
В ионно-лучевой литографии используется облучение резиста потоком ионов.
Она может быть проекционной и сканирующей. При этом удается уменьшить
размер элементов до 0,01-0,03 мкм. Ионно-лучевая литография позволяет наря-
ду с экспонированием осуществлять очистку поверхности, травление, нанесение
пленок. Она совместима с ионным легированием.
6.6.	Технология изготовления ИМС
Технологический процесс изготовления ИМС представляет собой последователь-
ный ряд базовых технологических операций. Особенностью этого процесса яв-
ляется интегрально-групповой метод производства, при котором на общей под-
ложке одновременно создается большое количество одинаковых интегральных
микросхем. При этом технологической обработке подвергается сразу несколько
подложек.
После того как процесс формирования микросхем на общей подложке завершен,
производят проверку работоспособности каждой ИМС. Контроль осуществляет-
ся с помощью механических зондов — тонких игл, которые контактируют с кон-
тактными площадками микросхем. Негодные ИМС отбраковываются.
После контроля общую подложку разрезают на отдельные части, каждая из кото-
рых содержит одну микросхему. В полупроводниковой технологии эти части
называют кристаллами, а в гибридной — платами. Кристаллы (или платы) ус-
танавливают в корпус, периферийные контакты кристалла (платы) соединяют с
внешними выводами корпуса, корпус герметизируют, маркируют и упаковывают
в тару. Для каждого конструктивно-технологического типа ИМС разрабатывает-
ся свой технологический процесс.
Изготовление тонкопленочных гибридных ИМС
Типовые процессы тонкопленочной технологии основаны на вакуумных методах
нанесения пленок и формирования конфигурации проводящих, резистивных и
диэлектрических слоев с помощью масок и фотолитографии.
Масочный метод заключается в нанесении каждого слоя тонкопленочной струк-
туры через специальные трафареты (маски). Пленка из напыляемого материала
осаждается на подложке в местах, соответствующих расположению окон в маске.
Маски изготавливают из бериллиевой бронзы толщиной 0,1-0,2 мм, покрытой
слоем никеля толщиной 10 мкм.
Рисунок 6.41 иллюстрирует последовательность формирования КС-схемы:
1.	Напыление резисторного слоя 1 (рис. 6.41, а).
2.	Напыление проводников и контактных площадок 2 (рис. 6.41, б).
354
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
3.	Напыление нижних обкладок конденсатора 3 (рис. 6.41, в).
4.	Напыление диэлектрика 4 (рис. 6.41, г).
5.	Напыление верхней обкладки конденсатора 5 (рис. 6.41, д').
6.	Напыление защитной пленки 6 (рис. 6.41, е).
г
Рис. 6.41
Метод фотолитографии основан на нанесении нескольких пленок различных ма-
териалов в виде сплошных покрытий и последующем получении конфигурации
каждого слоя посредством фотолитографии. На рис. 6.42 показана последователь-
ность формирования участка, содержащего резистор и контактные площадки:
1.	На поверхность подложки напыляют резистивный слой 1, затем слой хрома
2 и слой золота 3 (или меди), после чего на эти слои наносят фоторезист 4
(рис. 6.42, а).
2.	С помощью первой фотолитографии осуществляют локальное травление зо-
лота (или меди) (рис. 6.42, б), затем локальные травления хрома (рис. 6.42, в).
3.	С помощью второй фотолитографии проводят локальное травление резистив-
ной пленки (рис. 6.42, г).
Рис. 6.42
Изготовление толстопленочных гибридных ИМС
Изготовление толстопленочных ГИМС основано на нанесении различных по со-
ставу паст через сетчатый трафарет с последующим вжиганием пасты в подложку.
6.6. Технология изготовления ИМС
355
Паста представляет собой композицию тончайшего порошка стекла (фритты),
порошка резистивного, проводящего или диэлектрического материала с органи-
ческими растворителями, придающими пасте необходимую вязкость.
Нанесение пасты проводится на установке трафаретной печати через трафарет,
представляющий собой алюминиевую рамку с натянутой сеткой из нейлона или
нержавеющей стали (рис. 6.43). На сетке методом фотолитографии создается
рисунок элементов микросхемы. Продавливание пасты сквозь отверстия сетки
осуществляется с помощью специальной лопаточки — ракеля.
После нанесения пасты проводится сушка в инфракрасных лучах при температу-
ре 120-200 °C, в ходе которой улетучиваются органические растворители. Затем
подложки загружают в конвейерную печь, где происходит их постепенное пере-
мещение из зоны с низкой температурой в зоны с высокой температурой. Пока
температура плавно повышается от 200 до 800 °C, происходит выжигание орга-
нических составляющих. После того как подложки окажутся в зоне с темпера-
турой 800-900 °C, происходит расплавление фритты и образование суспензии
с частицами проводящего, резистивного или диэлектрического материала. Рас-
плавленная фритта вместе с компонентами пасты вступает в сложное физико-хи-
мическое взаимодействие с материалом подложки, и происходит спекание пасты
с подложкой. После спекания подложки плавно охлаждаются. В итоге на поверх-
ности подложки образуется пленка толщиной 20-40 мкм.
Эпитаксиально-планарная технология
Эпитаксиально-планарная технология используется для изготовления полупро-
водниковых ИМС малой и средней степени интеграции. Технологический про-
цесс состоит из ряда операций:
1.	Пластину кремния p-типа диаметром 60-100 мм толщиной 0,2-0,4 мм с удель-
ным сопротивлением 1-10 Ом-см подвергают очистке и окислению.
2.	Проводят первую фотолитографию, в результате в слое SiO2 образуются окна,
через которые методом диффузии вводят примесь сурьмы на глубину 1-2 мкм,
вследствие чего образуется п+-слой с поверхностным сопротивлением 15-50 Ом
(рис. 6.44, а).
3.	Удаляют слой SiO2, производят очистку пластин и эпитаксиальное наращива-
ние и-слоя толщиной около 10 мкм с удельным сопротивлением 0,1-1,0 Ом-см,
356
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
повторным окислением создают слой SiO2 и второй фотолитографией форми-
руют окна, через которые вводят примесь бора, в результате чего образуются
островки n-типа (рис. 6.44, б).
4.	После третьего окисления и третьей фотолитографии вводят примесь бора на
глубину около 3 мкм, в результате создается базовый р-сл ой с р5= 150 - 300 Ом
(рис. 6.44, в).
5.	После четвертой фотолитографии проводят диффузию фосфора на глуби-
ну около 2 мкм, в результате получаются высоколегированные и+-области с
ps = 5-20 Ом (рис. 6.44, г).
6.	Проводят пятую фотолитографию, в результате которой образуются окна в
пленке SiO2 под контакты ко всем областям транзистора.
7.	На всю поверхность пластины наносят алюминиевую пленку толщиной около
1 мкм, при этом в окнах, вскрытых в защитном оксида, алюминий образует не-
выпрямляющие электрические контакты с кремнием.
8.	Проводят шестую фотолитографию по алюминик) для формирования пленоч-
ных соединений и внешних контактных площадок. В итоге получается струк-
тура, показанная ранее на рис. 6.8.
9.	Вся поверхность пластины покрывается слоем SiO2. Проводят седьмую фото-
литографию по пленке SiO2 для вскрытия окон к внешним контактным пло-
щадкам микросхемы.
10.	После зондового контроля пластину разрезают на кристаллы.
Рис. 6.44
6.6, Технология изготовления ИМС 357
Всего при изготовлении ИМС по эпитаксиально-планарной технологии насчи-
тывается более ста операций.
ЕР1С-технология
Рассмотренному ранее варианту эпитаксиально-планарной технологии присущи
два существенных недостатка — плохая изоляция элементов от подложки и боль-
шая площадь изолирующего р-п-перехода. Диэлектрическая изоляция элементов,
получаемая в результате EPIC-технологии, устраняет эти недостатки. Сокращен-
ное название этого процесса происходит от английского выражения Epitaxial
Passivated Integrated Circuits.
Рассмотрим один из вариантов ЕР1С-процесса:
1.	В исходную пластину кремния n-типа проводят диффузию сурьмы или мы-
шьяка на глубину 1-2 мкм для формирования скрытого и+-слоя, затем созда-
ют слой SiO2, после чего методом фотолитографии создают окна для травле-
ния кремния. В результате получается структура, показанная на рис. 6.45, а.
2.	Травлением получают V-образные канавки глубиной около 10 мкм и шири-
ной около 50 мкм.
3.	На всю поверхность пластины наносят слой SiO2. В результате получается
структура, показанная на рис. 6.45, б.
358 Глава 6, Структуры и технология интегральных микросхем
4.	На верхней стороне кремниевой пластины поверх SiO2 наращивают слой вы-
сокоомного поликристаллического кремния толщиной около 200 мкм.
5.	С нижней стороны кремниевой пластины путем шлифовки удаляют слой
монокристаллического кремния n-типа до дна вытравленных ранее канавок.
Затем в образовавшихся карманах n-типа формируют биполярные транзисто-
ры. В результате получается структура, показанная на рис. 6.45, в.
Основная сложность EPIC-процессазаключается в необходимости прецизионной
механической обработки.
Изопланарная технология
Изопланарная технология обеспечивает повышение плотности размещения эле-
ментов микросхемы. При изготовлении транзисторов по этой технологии выпол-
няют следующие операции:
1.	На подложке /г-типа формируют скрытый и+-слой.
2.	Наращивают эпитаксиальный слой n-типа толщиной 1-3 мкм.
3.	Наносят слой нитрида кремния. В результате получается структура, показан-
ная на рис. 6.46, а. Нитрид кремния Si3N4 имеет более высокую плотность и тер-
мостойкость по сравнению с SiO2, поэтому он обладает лучшими маскирующи-
ми и защитными свойствами. Это обстоятельство препятствует превращению
кремния в SiO2B местах, где Si3N4 служит в качестве защитного слоя при про-
ведении высокотемпературных операций окисления.
4.	Путем фотолитографии в пленке Si3N4 создают окна, через которые проводят
травление эпитаксиального слоя на глубину 0,5 мкм.
5.	Ионным легированием бора создают противоканальные области р+-типа, ис-
ключающие возникновение паразитных каналов, соединяющих n-области со-
седних транзисторных структур.
6.	Через отверстия в пленке Si3N4 проводят селективное окисление вытравлен-
ных канавок, в результате чего образуются карманы и-и+-типа, изолированные
с боковых сторон толстым слоем SiO2, а снизу — р-п-переходом (рис. 6.46, б).
7.	Удаляют пленку, создают вместо нее пленку SiO2 и через окна в этой пленке
вводят примесь бора, в результате формируется базовый слой р-типа.
8.	Формируют эмиттерную и контактную области и+-типа.
9.	Создают эмиттерный, базовый и коллекторный электроды, в результате полу-
чается структура, показанная на рис. 6.46, в.
Изопланарная технология позволяет существенно уменьшить площадь транзис-
тора (5 ~ 800 мкм2) и соответственно уменьшить емкости переходов коллектор-
база и коллектор—подложка, благодаря чему граничная частота таких структур
достигает 7-8 ГГц. Достоинством изопланарной технологии является также то,
что ширина разделительных областей составляет около 7 мкм. Путем жидкостно-
го анизотропного травления и создания V-образных канавок ее можно уменьшить
до 5 мкм. Дальнейшее уменьшение ширины изолирующих областей до 3 мкм дос-
тигается при создании посредством сухого анизотропного травления U-образных
канавок.
6.6. Технология изготовления ИМС
359
Технология изготовления МДП-транзисторов
Технология изготовления МДП-транзисторов во многом схожа с технологией
биполярных ИМС и отличается меньшим количеством технологических опера-
ций. Наиболее ответственным этапом изготовления МДП-ИМС является соз-
дание диэлектрического слоя SiO2 под затвором. Этот слой имеет довольно боль-
шой положительный объемный заряд, который необходимо стабилизировать
в процессе изготовления и учитывать при проектировании.
Существует много разновидностей технологического процесса изготовления МДП-
транзисторов. Наиболее прогрессивной является изопланарная технология фор-
мирования МДП-транзисторов с поликремниевым затвором.
1.	На подложке p-типа формируют маску из нитрида кремния и ионным внедре-
нием бора создают противоканальные области р+-типа (рис. 6.47, а).
2.	Окислением через маску создают разделительные слои SiO2 (рис. 6.47, б).
3.	Удаляют слой Si3N4 и создают тонкий подзатворный слой SiO2 толщиной
0,1 мкм (рис. 6.47, в).
4.	Наносят слой поликремния толщиной 0,5 мкм и с помощью фотолитографии
формируют рисунок затвора и поликремниевых проводников.
5.	Ионным легированием мышьяка формируют п+-области истока и стока
(рис. 6.47, г).
360
Глава 6. Структуры и технология интегральных микросхем
а
Si3N4
]	si-p	Р+—£
]
а
д
\Ш0Я\
6.	Химическим паровым осаждением наносят на всю поверхность слой SiO2.
7.	С помощью фотолитографии в слое SiO2 создают контактные окна.
8.	Вакуумным испарением наносят сплошную алюминиевую пленку.
9.	С помощью последней фотолитографии получают необходимый рисунок ме-
таллической разводки.
В результате всех этих операций получают структуру, показанную на рис. 6.47, д.
Топология структуры была показана ранее на рис. 6.29.
Контрольные вопросы
1.	По каким признакам классифицируют интегральные схемы?
2.	Чем определяется сопротивление пленочного резистора?
3.	От чего зависит площадь, занимаемая пленочным конденсатором на подложке
гибридной интегральной схемы?
Контрольные вопросы 361
4.	Чем отличаются биполярные транзисторы интегральных схем от дискретных
транзисторов?
5.	Каким образом реализуются диоды в полупроводниковых интегральных схе-
мах?
6.	Каким образом реализуются резисторы в полупроводниковых интегральных
схемах?
7.	Каким образом реализуются конденсаторы в полупроводниковых интеграль-
ных схемах?
8.	Каковы особенности МДП-транзисторов интегральных схем?
9.	Какими методами создаются тонкие пленки интегральных схем?
10.	Как осуществляется легирование примесей в полупроводник?
И. В чем состоит сущность литографии?
12.	Какие существуют разновидности технологии изготовления полупроводнико-
вых интегральных схем?
Глава 7 Аналоговые
интегральные
микросхемы
Аналоговые интегральные микросхемы предназначены для преобразования элект-
рических сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции. В самом
общем смысле под сигналом понимают некоторое физическое явление, несущее
информацию о каком-либо событии. В радиоэлектронике сигналы, как правило,
представлены в виде электрических колебаний, параметры которых (амплитуда,
частота, фаза тока или напряжения) однозначно связаны с каким-либо парамет-
ром конкретного физического процесса (громкостью речи или музыки, яркостью
отдельных точек изображения и т. д.).
К числу наиболее часто применяемых функциональных преобразований анало-
говых сигналов относится усиление электрических колебаний, в результате кото-
рого на выходе устройства, называемого усилителем, получают колебания, мощ-
ность которых превышает мощность, подводимую к входу усилителя. Усиление
происходит за счет того, что схема усилителя содержит источник энергии, обыч-
но называемый источником питания, и активный усилительный элемент, обыч-
но транзистор, с помощью которого энергия источника питания преобразуется
в энергию электрических колебаний необходимой мощности. Помимо усиления
электрических колебаний аналоговые интегральные микросхемы применяют для
перемножения аналоговых сигналов, изменения их спектрального состава и т. д.
Схемотехника аналоговых интегральных микросхем характеризуется рядом осо-
бенностей:
□	для повышения коэффициента усиления напряжения широко применяют кас-
кады с динамической нагрузкой и составные транзисторы;
□	для стабилизации режима работы широко применяют обратные связи и гене-
раторы стабильного тока;
□	в аналоговых интегральных микросхемах избегают применения разделитель-
ных конденсаторов и катушек индуктивности; при необходимости использу-
ют дополнительные внешние дискретные компоненты;
7.1. Каскады с динамической нагрузкой 363
□ для обеспечения необходимого режима работы по постоянному току приме-
няют схемы сдвига потенциала;
□ во многих случаях аналоговые интегральные микросхемы питаются от двух-
полярных источников питания с заземленной средней точкой.
В отличие от дискретных схем аналоговые интегральные микросхемы позволяют
добиться более точной обработки аналоговых сигналов, так как все элементы соз-
даются в едином технологическом процессе, и появляется возможность осуще-
ствить схемотехнические решения, которые трудно реализуемы на дискретных
компонентах. Аналоговые интегральные микросхемы обладают схемотехнической
избыточностью, делающей их универсальными.
7.1.	Каскады с динамической
нагрузкой
Известно, что коэффициент усиления напряжения каскада на биполярном тран-
зисторе пропорционален сопротивлению нагрузки /?„:
= ~ (^21э/Ацэ)^н- '
Однако увеличение изменяет режим работы транзистора по постоянному току,
поэтому возможности увеличения сопротивления весьма ограничены. Обычно
величину RH выбирают так, чтобы постоянное напряжение UK_M было равно поло-
вине напряжения источника питания Еи „. При этом выполняется условие
~ (Д.Л
Здесь /к0 = algo — постоянная составляющая тока коллектора. Учитывая, что по-
стоянная составляющая тока эмиттера определяется соотношением = wT/r3, где
гэ — сопротивление эмиттерного перехода, получаем:
= пГэ/2(Хит.
Принимая во внимание, что К„ = -а/?„ /гэ, получаем:
К — —Ека/иг
При £„п = 10 В и щ = 0,026 В получаем К„ = 200.
Повысить коэффициент усиления каскада можно, включив в цепь коллектора эле-
мент, который обладал бы малым сопротивлением постоянному току и большим
переменному току. Таким свойством обладает транзистор, сопротивление кото-
рого постоянному току в активном режиме работы равно 7?к0 = Uk~m/Ik0, а сопро-
тивление переменному току — /?к_ = AwK_3/AiK. Схема усилительного каскада, в ко-
тором в цепь коллектора включен нагрузочный транзистор типа р-п-р, показана
на рис. 7.1, а. Режим работы основного транзистора по постоянному току опреде-
ляется путем построения на поле выходных характеристик активного транзисто-
ра выходной характеристики нагрузочного транзистора (рис. 7.1, б), пересече-
ние которой с выходной характеристикой, соответствующей току 1$, определяет
значения постоянного тока и постоянного напряжения 
364
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
Коэффициент усиления в этом случае равен
В целом, применение динамической нагрузки позволяет увеличить коэффициент
усиления напряжения примерно на порядок.
7.2.	Составные транзисторы
Составным транзистором называют комбинацию из двух транзисторов, которую
можно рассматривать как единый элемент. Наибольшее распространение среди
составных транзисторов получила схема Дарлингтона (рис. 7.2, а).
Главной особенностью схемы является большая величина коэффициента усиле-
ния тока базы. Из рис. 7.2, а следует, что при пренебрежении тепловыми токами
ток коллектора iK = iK1 + iK2, где iKi = Pii61 и iK2 = ^2i62 = P2A.1-
7.3. Генераторы стабильного тока
365
Учтем, что гэ) = (Pt+1)?б1 = (₽j+1)гб, тогда iK =	= (Pt + РА + Рг)*б «
= Р1Р2гб> то есть коэффициент усиления тока базы составного транзистора равен
произведению коэффициентов усиления каждого из транзисторов.
В рассматриваемой схеме транзисторы работают с разными токами базы (i62 > i6i),
поэтому Pj Р2. Транзистор VTt работает в микрорежиме, поэтому значение Pt
невелико. На практике для увеличения тока г61 и уменьшения тока i62 между базой
и эмиттером транзистора VT2 включают токоотводящий резистор, сопротивле-
ние которого 2?б меньше входного сопротивления /?вх транзистора VT2, в резуль-
тате чего возрастает РР В этом случае результирующий коэффициент усиления
тока базы оказывается больше, чем при отсутствии резистора R&
У составного транзистора входное сопротивление становится равным
R., =(*£+i)*S-
Помимо рассмотренной схемы находят применение составные транзисторы, со-
держащие транзисторы типа п-р-п и р-п-р (рис. 7.2, б).
В этой схеме iK = ia2 = (Р2 + l)zK) = (Р2 + l)Pii6 а Р1Р2ге> то есть результирующий
коэффициент усиления тока базы также равен произведению коэффициентов
усиления отдельных транзисторов. При этом следует иметь в виду, что Р( мень-
ше Р2, так как VT( является транзистором типа р-п-р.
7.3.	Генераторы стабильного тока
Генераторы стабильного тока (ГСТ) применяют для питания усилительных
каскадов стабильным током, не зависящим от изменений температуры и на-
грузки. Простейший генератор стабильного тока состоит из источника питания
Е„ п с последовательно включенным резистором R, сопротивление которого во
много раз превышает сопротивление нагрузки R„ (рис. 7.3, а).
366
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
В такой схеме протекает ток
i»-EH.„/(RU + R) = E„„/R.	(7.1)
Дифференцируя (7.1), получаем:
Дгуг-н = Д/?„//?.	(7.2)
Следовательно, увеличивая R, можно уменьшить изменения тока нагрузки Дг„ до
требуемой величины. Однако применение подобной схемы нецелесообразно, так
как большая часть мощности, потребляемой от источника питания, бесполезно
расходуется на нагрев токозадающего резистора R.
Более рациональным является использование вместо токозадающего резистора R
токозадающего транзистора (рис. 7.3, б). В этом случае ток нагрузки zH определя-
ется пересечением нагрузочной линии с выходной характеристикой транзистора
(рис. 7.3, в). Если сопротивление нагрузки равно to ток нагрузки определяется
точкой А; если сопротивление нагрузки увеличилось до значения R", то ток нагруз-
ки определяется точкой В. Относительное изменение тока в этом случае будет равно
— ^Rn^22s*
Наиболее широкое распространение получил ГСТ, называемый «отражателем», или
«зеркалом», тока (рис. 7.4). В этой схеме нагрузка включается в цепь коллектора то-
козадающего транзистора VT2, режим работы которого задается нелинейным дели-
телем напряжения, состоящим из транзистора VT(, работающего в диодном режиме,
и резисторов /?о и Rt. Пренебрегая током базы, можно считать, что iai = и гэ2 = г2.
Базы транзисторов соединены вместе и имеют одинаковый потенциал, равный Ео.
Для левой ветви Ео = itRt + и\, для правой Ео = i2R2 + и2. Следовательно,
ij/?! + u'i = i2R2 + и2.
Здесь щ и и2 — прямые напряжения на эмиттерных переходах транзисторов VT( и
VT2. Транзисторы VT, и VT2 создаются в едином технологическом процессе, по-
этому щ = и2. Следовательно,
= i2/?2.
7.4, Схемы сдвига потенциала
367
Откуда получаем
4 =	(7.3)
Таким образом, ток i2 пропорционален току it. Иначе говоря, ток г2 зеркально от-
ражает ток z\. Если R2 = 7?i, то i2 = iu если /?, > R2, то ток i2 > ilt и наоборот. Следова-
тельно, изменяя и R2, можно устанавливать желаемую величину стабильного
тока. При /?, « R$ ток в левой ветви г\ = (Е„п/7?0). Этот ток слабо зависит от тем-
пературы. Следовательно, ток г2, питающий нагрузку, которой является усили-
тельный каскад, практически не зависит от температуры.
7.4.	Схемы сдвига потенциала
В аналоговых интегральных микросхемах напряжение с выхода предыдущего кас-
када передается на вход последующего без разделительных конденсаторов. При
этом на вход последующего каскада поступает как переменное, так и постоянное
напряжение. Для того чтобы получить необходимый режим работы последующе-
го каскада по постоянному току, требуется, как правило, понизить постоянное
напряжение, что достигается с помощью схемы сдвига потенциала. При этом вели-
чина переменного напряжения не должна существенно уменьшаться. На рис. 7.5, а
представлена схема сдвига потенциала, широко применяемая в аналоговых интег-
ральных микросхемах. Она состоит из транзистора, генератора стабильного тока
10 и резистора /?0. На входе схемы действует напряжение zzBX = Um o + t/BX m sin cot,
на выходе — мвых = UaKXO + 1/выхт sin cot; постоянное напряжение на выходе схемы
определяется соотношением
^ВЫХ.О — UBK Q ~ 1Л.
368 Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
Изменяя Ro, можно получить требуемое постоянное напряжение UBmo, определя-
ющее режим работы последующего каскада. Переменное напряжение на выходе
схемы равно
U =U —.
вых.т v вх.т г» . г>
Л, +Ло
Здесь 1/вхт и 1/выхт — амплитуды входного и выходного напряжений соответ-
ственно;
/?i — внутреннее сопротивление ГСТ переменному току.
Поскольку » Rq, напряжение 1/вых m = Um m.
Кроме рассмотренной схемы в аналоговых интегральных микросхемах для сдви-
га потенциала находит применение схема, представленная на рис. 7.5, б. Она со-
держит стабилитрон с низким дифференциальным сопротивлением и резистор
Ro. Для этой схемы справедливы следующие соотношения:
^вых ~~ ^вх ~ ^стаб*
р
и =и __2»—	z7 4х
47вых.т ''вх.т п п	\*^*/
+«0
При R,« Ro выполняется условие 1/вых т = Um т.
7.5.	Каскодные схемы
Каскодные схемы отличаются от обычных усилительных схем тем, что усилитель-
ные каскады в них включены последовательно по постоянному току. Наибольшее
распространение имеет комбинация, в которой первый каскад включен по схеме
с ОЭ, а второй — по схеме с ОБ (рис. 7.6).
Рис. 7.6
7.6. Выходные каскады
369
Нагрузкой первого каскада является входное сопротивление второго, равное Л11б,
поэтому
j^(l) =	. ^21»	^13	_
“ " Айз “б" Айз *2.3 +1" А21э+1	'
То есть первый каскад не дает усиления напряжения, поэтому входная емкость
рассматриваемой каскодной схемы, определяемая соотношением Свхэкв = Свх+
+ (Хц+1) Спрох, возрастает незначительно.
Второй каскад, включенный по схеме ОБ, дает усиление
Х<2> =^R =
U 1 к
"116
А21э
Azia + 1 Р -4 р
Ацэ Ацэ
Аг1э +1
Результирующий коэффициент усиления
74=-^^.
А11э
(7-5)
Таким образом, рассматриваемая каскодная схема дает такое же усиление, как и
обычный каскад по схеме ОЭ, но при этом входная емкость каскада не возрастает.
Аналогичным образом создаются каскодные схемы ОИ-ОЗ на полевых транзис-
торах. Применяются также комбинации ОК—ОБ, обладающие высоким входным
сопротивлением.
7.6.	Выходные каскады
Выходные каскады, как правило, работают на низкоомную нагрузку. Поэтому в
качестве выходных каскадов обычно применяют эмиттерные повторители (схема
с ОК), обладающие низким выходным сопротивлением. Выходные каскады,
обеспечивающие необходимую мощность во внешней нагрузке, должны обладать
высоким КПД, что достигается путем применения двухтактных схем (рис. 7.7, а).
В этом случае через транзистор VT2 протекает ток в положительные полуперио-
ды входного напряжения, а через транзистор VT, — в отрицательные. Вследствие
того, что заметный ток транзистора появляется при ит > 0,7 В, ток через нагрузку
в течение некоторых промежутков времени не протекает, поэтому выходное на-
пряжение при прохождении через нуль имеет ступеньки (рис. 7.7, б), то есть вы-
ходное напряжение не повторяет форму входного. Этот недостаток устраняется
путем включения между базами транзисторов смещающих диодов (рис. 7.8, а),
сдвигающих управляющие характеристики транзисторов на 0,7 В, в результате
чего зависимость гвых = f (ывх) получается линейной (рис. 7.8, б).	4
Повышение КПД двухтактной схемы обусловлено тем, что при ивх = 0 ток от источ-
ника питания не потребляется. Если же на базу транзистора подано синусоидальное
37Q
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
напряжение, то ток через транзистор протекает только в течение половины перио-
да. При этом импульсы тока высотой 1ат можно разложить в ряд Фурье. Полагая,
что [/вых.т = Еип, можно рассчитать мощность, выделяемую в нагрузке:
1 1
Р =-IJ I =-Е I
вых л 47 вых.т эт л и.п эт '
Разложение импульсов тока в ряд фурье гюзк^дяетрпредедить, доетояннущ со-
ставляющую тока, йЬтребляемого от источника: '
7.7. Дифференциальные каскады
371
Поскольку в схеме работают два транзистора, потребляемый ток необходимо
удвоить. Следовательно, от источника потребляется мощность
2
Р = Q.IF = — 1 Е
*0 —	•‘эт^и.п '
П
Таким образом, КПД двухтактной схемы оказывается равным
_ Лых _ Д
4’
то есть 78 %.
Транзисторы типов п-р-п и р-п-р, входящие в двухтактную схему, должны обла-
дать одинаковыми параметрами. Вместе с тем, известно, что транзисторы р-п-р
имеют более низкий коэффициент передачи тока ₽ по сравнению с транзистора-
ми п-р-п. Поэтому в некоторых случаях вместо транзистора VT2 типа р-п-р ис-
пользуют составной транзистор типа р-п-р с токоотводящим резистором.
В некоторых схемах применяется защита двухтактного выходного каскада от пе-
регрузок. С этой целью в базовые цепи выходных транзисторов включают токо-
защитные транзисторы (рис. 7.9). Если ток, потребляемый нагрузкой, превышает
допустимое значение, то возрастают напряжения на резисторах Rt и Я2 и отпира-
ются транзисторы VT3 и VT4, что ведет к уменьшению токов базы транзисторов
VT] и VT2 и, как следствие, к уменьшению тока, отдаваемого в нагрузку.
7.7.	Дифференциальные каскады
Дифференциальный каскад (ДК) представляет собой мостовую схему, в плечах
которой включены идентичные элементы (рис. 7.10).
372 Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
В аналоговых интегральных микросхемах вследствие того, что все элементы созда-
ются в едином технологическом процессе, практически обеспечивается идентичность
резисторов и транзисторов. ДК питается от двухполярного источника питания Е„„
с заземленной средней точкой, что позволяет подавать сигналы непосредственно
на базы транзисторов. Если входы транзисторов заземлены, то токи транзисто-
ров одинаковы, и вследствие идентичности резисторов /?к1 и Rk2 напряженйе на
дифференциальном выходе Пвыхд между коллекторами будет равно нулю. Если на
входы схемы поданы сигналы одинаковые по величине и фазе, называемые син-
фазными, то токи обоих транзисторов будут изменяться на одинаковую величи-
ну, соответственно будут изменяться напряжения UBml и UBm2, а напряжение 1/выхд
по-прежнему будет сохраняться равным нулю. Если на входы схемы поданы
одинаковые по величине, но сдвинутые по фазе на 180° сигналы, называемые
дифференциальными, то возрастание тока в одном плече будет сопровождаться
уменьшением тока в противоположном, вследствие чего появится напряжение на
дифференциальном выходе. Таким образом, схема в идеальном случае реагирует
на дифференциальный сигнал и не реагирует на синфазный. Изменение темпера-
туры, паразитные наводки, старение элементов, флуктуации параметров транзи-
сторов можно рассматривать как синфазные входные воздействия. Следова-
тельно, ДК обладает очень высокой устойчивостью работы и малочувствителен
к помехам.
Проанализируем работу схемы, заменив транзисторы их эквивалентными схема-
ми и включив на вход источники противофазных сигналов 1/вх1 и Um2, а также ис-
точник синфазного сигнала Пс (рис. 7.11). На схеме показаны направления токов
при подаче на вход дифференциального сигнала.
Рассмотрим несколько частных случаев.
1.	Пусть 1/с = 0; 1/вх2 = 0; t/BXi 0. В этом случае схема работает как обычный уси-
литель, транзистор VT2 в работе не участвует, поэтому
____________^1-7Э1741______=
U1 Пвх1 (1-а,)/^ + 7э) (гэ) + Д) ”	1 R3
(7.6)
7.7. Дифференциальные каскады
373
2.	Пусть Uc = 0; Uml = 0; UBx2 * 0. В этом случае работает транзистор VT2, поэтому
= _	а2^э2^к2	s _а ^к2	/у
112 ^вх. О-азИв^+Ш + Яв) 2 Я/
3.	Пусть Uc Ф 0; 1/м1 = 0; 1/м2 = 0. В этом случае синфазно работают оба транзистора.
При этом
К = ^°ых1  __________«1ЛЛ1____________s _а ЯК1	(7 8)
“	17с	(1-а))7эЛ+7э)гэ1+(7э1+7э2)^	*2^’
V _ ^вых2  __________а2Д2Як2__________ = _а	(7 9)
с2	Пс	(1-а2)7э24+7э2гэ2+(7э1+7э2)^’	2 2Я, ‘
При полной симметрии схемы Кс1 = К& и напряжение на дифференциальном вы-
ходе равно нулю, то есть при снятии сигнала с дифференциального выхода и по-
даче на вход синфазного сигнала коэффициент усиления синфазного сигнала равен
^c=%si = 0.	(7.Ю)
В реальных схемах всегда существует некоторое различие в значениях сопротив-
лений и коэффициентов передачи токов, поэтому
а, = а + Да, а2 = а - Да, ЯК1 = Як + ДЯК, Як2 = Як - ДЯК.
Здесь а и J4 - усредненные значения коэффициентов передачи тока эмиттера и
сопротивлений резисторов, а Да и ДЯ* — отклонения истинных значений коэф-
фициентов передачи тока и сопротивлений от усредненных значений. В этом слу-
чае ХС1 Ф Кс2, поэтому
Кд с = ^2- = ХС1 - Ка = - (а + Да)^*2^ + (а - Да) ~ AJ?K =
^вх.с	2^ v /2^
374
Глава 7, Аналоговые интегральные микросхемы
= А-(2аД/?к+2аД7?к) =
RK
-а —
К,
'\RK Да'
Л + а>
(7.11)
Здесь ДКи/йк — относительное отклонение сопротивления резистора от номиналь-
ного значения;
Да/а — относительное отклонение коэффициента передачи тока эмиттера от но-
минального значения.
При выполнении схемы ДК на дискретных компонентах трудно получить ма-
лые значения Да/а и AR^R*. В интегральном исполнении погрешности Да/а
и Д-йк/йк незначительны.
Введем коэффициент асимметрии схемы S, определив его следующим образом:
8 = +
Я, а
Тогда
Клс = -а^5.
л,
(7-12)
4.	Пусть Uc = 0; Umi * 0; UBx2 0. Это основной режим работы ДК, при котором
напряжения wBX1 и мвх2 находятся в противофазе. В этом случае
К =	= - ---------...	------- = _ai ;	(7.13)
(1 ~ at )7Bi?6i + 7з1гз1 + (7э1-7В2 )йз	гз1
_ ^вых2 _________________________а2^э2-^к2____________________ = _а ^к2 .
^uxl (1 ~ а2 ) ^32^62 + 732?"э2 + (73t - 7з2 ) R3	Гз2
_ ^выхд _ ^вых1^вых2 _ Дс
^вх.д ^вх1 ~
(7-14)
(7.15)
Коэффициент усиления дифференциального сигнала Кд д во много раз превыша-
ет коэффициент усиления синфазного сигнала. Отношение Кд д к Кд с, выражен-
ное в децибелах, называется коэффициентом ослабления синфазного сигнала:
^.c*.=201g^ = 201g-^.	(7.16)
Из соотношения следует, что для того чтобы увеличить коэффициент ослабления
синфазного сигнала, необходимо увеличить сопротивление резистора гэ, вклю-
ченного в эмиттерную цепь. Однако при этом возрастает падение напряжения на
этом резисторе, создаваемое постоянным током дифференциального каскада, что
ведет к необходимости увеличивать напряжение источника питания Е„„. Поэто-
му в реальных схемах вместо резистора г3 включают генератор стабильного тока,
обладающий большим сопротивлением i\ переменному току и малым сопротив-
лением г0 постоянному току. В этом случае К^ф достигает 80-100 дБ. Типовая
схема ДК с генератором стабильного тока представлена на рис. 7.12.
7.7. Дифференциальные каскады
375
5.	Помимо рассмотренного режима работы с симметричным входом на практике
широко применяется режим работы, когда сигнал поступает на один из вхо-
дов, а второй вход заземляется. Если сигнал подается на первый вход, то левое
плечо ДК работает как усилительный каскад, в котором резистор 7?э зашунти-
рован входным сопротивлением правого плеча. Правое плечо работает как
каскад, включенный по схеме с ОБ, входным напряжением которого являет-
ся напряжение на эмиттере. Пользуясь эквивалентной схемой (см. рис. 7.11),
в которой точка Б2 заземлена, нетрудно установить, что
^вх! ~ 41[(1 ~	Г»1 + Т?вх2] = 7э1^э1»
Явх2 = Г>2+ (1 “ “1Уб2иГэ2-
Следовательно,
^вх! ~	+ ^*э2)*
Если гэ{ - гэ2 = г3, то UBU = 2/э1гв. В этом случае коэффициент усиления левого пле-
ча равен
_ ^вых! _	.
Umi = ‘ 2гэ1 ’
= &3 = А1^кх2 _
2/зЛ 2
376
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
□ Коэффициент усиления правого плеча равен
V- _ ^вых2 _
Л„5 = --- = ------ «= 0С-> - .
^вх2 «,.2
□	Напряжение на первом выходе равно
п
U =К U =-ot —K1 U
ивых1 •аи1с'вх1 wln ивх1*
2Гэ1
□	Напряжение на втором выходе равно
Uw2 = K^K*UM=a2^Uni.
/Гэ2
При симметрии схемы оц = а2 == а, /?к1 = Rk2 = Rt r3i = гэ2 = г. При этом напряжение
на дифференциальном выходе будет равно
Увыхл “ ^вых1 — ^вых2 “	Увх! •
гэ
Результирующий коэффициент усиления равен
ГГ	п
^.д=7Г± = -а^-	(7-17)
Ьвх!	Гэ
Отсюда следует вывод, что коэффициент усиления Кдд не зависит от того, имеет
ли ДК симметричный или несимметричный вход.
6.	Во многих случаях усиленный сигнал снимают не между коллекторами, а с одно-
го из коллекторов. Этот режим называют режимом работы с несимметричным
выходом. При этом вход может быть симметричным или несимметричным.
Если вход несимметричный, то при снятии сигнала со второго выхода коэф-
фициент усиления ДК равен
к Е»!«2. = а^-.
UMl 2г3
При снятии сигнала с первого выхода коэффициент усиления ДК равен
К„ =
Uexi 2r3
В первом случае усиленный сигнал оказывается в фазе с сигналом, поданным на
вход, а во втором — в противофазе.
7.	Если вход симметричный, то при несимметричном выходе должен ослабляться
синфазный сигнал, что достигается некоторым усложнением схемы. На рис. 7.13
представлена схема ДК с динамической нагрузкой (транзисторы VT3 и VT4),
генератором стабильного тока 10 и несимметричным выходом. Транзистор VT5
работает в режиме эмиттерного повторителя, на базу которого поступает сигнал
с коллектора VTj. Этот сигнал передается на базу транзистора VT4, который
7.7. Дифференциальные каскады
377
по отношению к нему включен по схеме с ОЭ с динамической нагрузкой VT2.
В результате на выходе схемы происходит суммирование усиленных противо-
фазных сигналов, поданных на базы VT, и VT2, и вычитание синфазных, то есть
в схеме осуществляется подавление синфазного сигнала. Сплошными стрел-
ками на схеме условно показаны фазы усиливаемого дифференциального сиг-
нала, а пунктирными стрелками — синфазного.
Широкое применение в ДК находят схемы с зеркалом тока (рис. 7.14). В такой
схеме транзисторы VT3 и VT4, являющиеся динамическими нагрузками транзис-
торов VT, и VT2, образуют зеркальную пару, в которой изменения тока в левом
плече зеркально отражаются в правом. Так, например, увеличение тока через тран-
зистор VT3 автоматически ведет к возрастанию тока через транзистор УТ4, нагруз-
кой которого является транзистор VT2, в результате чего напряжение на выходе
увеличивается. Ток транзистора VT2 находится в противофазе с током транзис-
тора VTb поэтому при увеличении тока VT, уменьшается ток VT2, что также ве-
дет к возрастанию напряжения на выходе. В результате происходит сложение
дифференциальных сигналов и вычитание синфазных.
378
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
7.8.	Операционные усилители
Операционными усилителями (ОУ) называют усилители постоянного тока, предназ-
наченные для выполнения различного рода операций над аналоговыми сигналами
при работе в схемах с отрицательной обратной связью. Они обладают очень боль-
шим коэффициентом усиления напряжения, имеют дифференциальный вход с
высоким входным сопротивлением и несимметричный выход с низким выходным
сопротивлением. Условное обозначение ОУ приведено на рис. 7.15, а. Общую
информационную шину (корпус) и цепи питания на схемах обычно не показывают.
Один из входов ОУ, отмеченный знаком «+», называется неинвентирующим. При
подаче сигнала на этот вход и соединении второго входа с корпусом выходное
напряжение находится в фазе с входным. Второй вход ОУ, отмеченный знаком
«-» (иногда его обозначают знаком инверсии «о»), называется инвертирующим.
При подаче сигнала на этот вход и соединении другого входа с корпусом напряже-
ние на выходе ОУ находится в противофазе со входным. Во многих случаях источ-
ник сигнала включается между обоими входами. Помимо трех сигнальных кон-
тактов (двух входных и одного выходного) ОУ содержит дополнительные контакты
(число контактов обычно составляет 14 или 16). Для облегчения понимания назна-
чения контактных выводов применяется более полное условное обозначение ОУ
(рис. 7.15, б). Символами NC обозначают выводы балансировки, символами FC —
выводы частотной коррекции. Существуют и другие вспомогательные выводы.
Вх.1
Вх.2
Рис. 7.15
Параметры ОУ
Параметры ОУ характеризуют эксплуатационные возможности операционного
усилителя. Основные параметры перечислены ниже.
□	Коэффициент усиления напряжения без обратной связи Ка, показывающий,
во сколько раз напряжение на выходе ОУ превышает напряжение сигнала,
поданного на дифференциальный вход. Практически Ки - 105-106.
7.8. Операционные усилители 379
□	Коэффициент ослабления синфазного сигнала сф, показывающий, во сколь-
ко раз дифференциальный сигнал сильнее синфазного. Практически определя-
ется свойствами входного дифференциального каскада и составляет от 80 до
100 дБ.
□	Напряжение смещения нуля Um, представляющее собой постоянное напряже-
ние определенной полярности, которое необходимо подать на вход ОУ при
отсутствии входного сигнала для того, чтобы напряжение на выходе стало рав-
ным нулю. Отклонение выходного напряжения от нуля обусловлено хотя и
очень малым, но неизбежно существующим дисбалансом плеч дифференци-
ального каскада. Типовое значение 1/см = (5-20) мВ.
□	Температурный дрейф напряжения смещения
характеризует изменение напряжения Ucu при изменении температуры и со-
ставляет от 1 до 30 мкВ/°С.
□	Входные сопротивления для дифференциального 7?вхдиф и синфазного /?вхсф
сигналов. Сопротивление диф измеряется со стороны любого входа в то время,
когда другой вход соединен с общим выводом. Значения его лежат в пределах
от сотен килоом до единиц мегаом. Сопротивление Евхсф измеряется между со-
единенными вместе входными контактами ОУ и корпусом. Это сопротивление
на несколько порядков выше сопротивления для дифференциального сигнала.
□	Выходное сопротивление 7?эых. По отношению к внешней нагрузке ОУ ведет
себя как генератор напряжения, обладающий внутренним сопротивлением,
являющимся выходным сопротивлением ОУ. Величина этого сопротивления
составляет десятки-сотни ом.
□ Входные токи. Это токи, протекающие во входных выводах при присоединении
последних к корпусу. Если входной дифференциальный каскад выполнен на
биполярных транзисторах, то эти токи являются токами баз, их величина состав-
ляет от 10 до 100 мкА. Если входной дифференциальный каскад выполнен на
полевых транзисторах, то эти токи существенно меньше, их величина составля-
ет от 10 до 100 нА. Из-за асимметрии плеч дифференциального каскада эти токи
различаются. В справочниках приводится среднее значение входного тока:
т _ ~^вх! + ~^вх2
1 вх.ср	2
□	Разность входных токов AZBX = 1ВХ1 - 1вх2 характеризует степень дисбаланса ОУ.
При больших сопротивлениях резисторов, включенных на входах ОУ, за счет раз-
ности входных токов может появиться паразитный дифференциальный сигнал.
□	Частота единичного усиления/! характеризует частотные свойства ОУ в режи-
ме усиления малых сигналов. Это та частота, на которой коэффициент усиления
напряжения становится равным единице. В ОУ предусмотрено включение
корректирующих цепочек с тем, чтобы устранить самовозбуждение на высоких
частотах, неизбежно возникающее при больших коэффициентах усиления и
охвате ОУ обратной связью. Поэтому частотная характеристика ОУ имеет
380
Глава 7, Аналоговые интегральные микросхемы
специфичный вид (рис. 7.16). Если рассматривать зависимость логарифма
коэффициента усиления как функцию логарифма частоты, то, начиная с не-
которой частоты /о, наблюдается линейное уменьшение 1g К вплоть до часто-
ты fit на которой К = 1, a 1g К = 0. Практически /0 = 10-20 Гц, = 0,5-5 МГц.
□ Скорость нарастания выходного напряжения характеризует быстродействие
ОУ в режиме большого сигнала. Это скорость изменения выходного напряже-
ния при подаче на вход ОУ ступенчатого напряжения. У обычных ОУ она со-
ставляет от 0,5 до 5 В/мкс, у быстродействующих достигает 50 В/мкс.
Кроме указанных параметров в справочниках приводятся максимальные значения
входного ±t/Bxmax и выходного Г/выхтах напряжений, а также напряжение источника
питания ±ЕНП, характеризующие амплитудные свойства ОУ (рис. 7.17). В справоч-
никах также приводится величина потребляемого тока 1пи ряд других параметров.
Схемотехника ОУ
В состав .ОУ входит несколько каскадов. Наиболее простое схемное решение
имеет ОУ К14ОУД1 (рис. 7.18), изготовленный на кремневой пластине размером
1,1 х 1,1 мм и содержащий 9 транзисторов. Входной дифференциальный каскад
7.8. Операционные усилители
381
выполнен на транзисторах VT, и VT2, он питается от генератора стабильного тока
на транзисторах УТ3и VT4. Второй дифференциальный каскад выполнен на^ран-
зисторах VT5 и VT6. Схема сдвига потенциала образована транзистороМхУТ7, ре-
зистором Rg и генератором стабильного тока VT8. Выходной каскадша транзис-
торе VT9 представляет собой эмиттерный повторитель, охваченный неглубокой
положительной обратной связью, компенсирующей ослабление сигнала схемой
сдвига потенциала. Обратная связь осуществляется путем подачи части выход-
ного сигнала на эмиттер VT8, который включен для этого сигнала по схеме с ОБ,
и затем на базу эмиттерного повторителя VT9. Схема обеспечивает сравнительно
невысокий коэффициент усиления Ки=2х 103, дает ослабление синфазного сиг-
нала Коо, сф = 60 дБ и имеет невысокое входное сопротивление Rm = 4 кОм.
Последующие разработки позволили улучшить параметры ОУ ценой усложне-
ния схемы. Так, например, применение входного дифференциального каскада по
каскодной схеме ОК—ОБ в ОУ К140УД7 позволило повысить входное сопро-
тивление до 400 кОм при входном токе 200 нА, довести коэффициент усиления
входного каскада до 300, повысить коэффициент ослабления синфазного сигна-
ла до 70 дБ. Второй каскад выполнен на составных транзисторах с динамической
382
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
нагрузкой и обеспечивает коэффициент усиления Кии 200. Выходной каскад вы-
полнен по двухтактной схеме с защитой от перегрузки. В схеме К140УД8 во вход-
ном дифференциальном каскаде применены полевые транзисторы, что позволи-
ло снизить входной ток до 0,2 нА и получить Кослсф = 70 дБ.
Большинство современных ОУ строится по двухкаскадной схеме. Упрощенная
схема такого ОУ показана на рис. 7.19. Первый усилительный каскад выполняет-
ся на транзисторах VTj и VT2, питающихся от генератора стабильного тока IOi.
Как правило, транзисторы в плечах ДК включаются по каскодной схеме ОК—ОБ
или ОИ-ОЗ с динамической нагрузкой, обеспечивающей получение однофазного
(несимметричного) выхода. Обычно на выходе ДК ставится эммитерный повто-
ритель, обеспечивающий передачу сигнала на вход второго каскада. В общей
сложности число транзисторов, образующих первый ДК, достигает 13 (схема
К140УД8) и более. Во многих случаях в первом каскаде предусматривается балан-
сировка нуля выходного напряжения.
Второй усилительный каскад выполнен на транзисторе VT3 с динамической на-
грузкой в виде генератора тока 102. В каскаде предусматривается включение кор-
ректирующего конденсатора между коллектором и базой транзистора, благодаря
чему возрастает входная емкость каскада и уменьшается усиление на высоких
частотах, что исключает возможность возникновения самовозбуждения при
охвате ОУ отрицательной обратной связью. В коллекторную цепь включены ди-
оды смещения VD, и VD2, обеспечивающие нормальный режим работы выходно-
го каскада, выполненного по двухтактной схеме с защитой от перегрузок.
Промышленностью выпускается большое разнообразие ОУ, которые делятся на
две группы: общего применения и частного применения. ОУ частного применения
подразделяются на быстродействующие (обладают Vu = 50-75 В/мкс), прецизи-
онные (обладают высоким Ки = 106, высоким = 120 дБ и малым Uclt = 1 мВ),
7.8. Операционные усилители
383
микромощные (питаются от источников питания Еи „ = ±3 В или ±6 В и потребля-
ют ток менее 1 мА), мощные (обеспечивают выходной ток до 1 А) и высоковольтные.
Применение ОУ
ОУ применяют в схемах с глубокой отрицательной обратной связью. Вид выпол-
няемых ОУ операций определяется внешними по отношению к ОУ элементами.
От параметров самого ОУ зависит только точность выполняемых операций. Рас-
смотрим наиболее распространенные устройства на основе ОУ.
Инвертирующий усилитель осуществляет усиление аналоговых сигналов с по-
воротом фазы на 180°. На рис. 7.20 представлена схема такого усилителя, а на
рис. 7.21 — эквивалентная схема, на которой показано входное сопротивление ОУ
Rm, а усилительные свойства ОУ отражены генератором напряжения KuUm с внут-
ренним сопротивлением /?вых.
Рис. 7.20
Рис. 7.21
Во входной цепи протекает переменный ток, действующее значение которого равно
J _uT~uM иТ
1 V
(7.18)
384
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
Этот ток разветвляется на две ветви, то есть
А = А + Ах к А-
Ток А определяется входным и выходным напряжениями:
ц _	~ ж ~^вых	(7.19)
Поскольку li ~ 12, то
Ur ,
/?1	Т?2
Следовательно, коэффициент усиления схемы равен
К = 4™*. а	(7.20)
u UT R{
Отсюда следует, что Ка определяется внешними резисторами Rt и R2. Точность зави-
сит от Rm и Ка. Значения 7?вх и Ки в современных ОУ достаточно велики, поэтому
расчет по формуле (7.20) обеспечивает достаточно высокую практическую точность.
Неинвертирующий усилитель осуществляет усиление электрических сигналов без
поворота фазы. В схеме этого усилителя, показанной на рис. 7.22, а, сигнал пода-
ется на неинвертирующий вход, а напряжение обратной связи — на инвертирую-
щий. Величина напряжения обратной связи равна
U -и —Ь.—
ас ВЫХЯ1+Я2'
Напряжение на дифференциальном входе равно
ивы=ивх-иас.
Принимая во внимание, что собственный коэффициент усиления ОУ достаточно
высок, можно считать, что ивхл~ 0. Следовательно, Uo c. Тогда
К = £-s. = i + 2k.	(7.21)
UBX Rl
Если R2 = 0, то Кц = 1, то есть схема превращается в повторитель напряжения с
высоким входным и низким выходным сопротивлениями.
Логарифмирующий усилитель получается в том случае, когда вместо резистора R2
в цепь обратной связи включают полупроводниковый диод (рис. 7.22, б). При этом
постоянный ток во входной цепи равен
7.8. Операционные усилители
385
Постоянный ток через диод равен
4 =/оехр - —
I щ
Принимая во внимание, что it = i2, получаем
“г Г
j = 4exp -
и
**вых
ит
Отсюда
(7.22)
“вых =	•
вых RI0
То есть выходное постоянное напряжение пропорционально логарифму входно-
го постоянного напряжения.
Интегрирующий усилитель получается в том случае, когда вместо резистора R2
в цепь обратной связи включен конденсатор (рис. 7.23, а). При этом
i _ “вх(0
11
 _ z- *^“вых (О
2 dt ‘
Так как = i2, получаем
“вх (О _ /" *^“вых (0
R	dt
386
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
Отсюда
“»ых(О = —
дС *
Рис. 7.23
Дифференцирующий усилитель получается в том случае, когда конденсатор вклю-
чен вместо резистора R{ (рис. 7.23, б).
При этом
• _ р ^Ц,х (О
‘ dt ’
,• _ “.ых(О
Так как it = i2, получаем
cduB>(0	цвых(р
dt	R2
Отсюда
Ивых(0 = -ЯС^).	(7.24)
Активные фильтры получаются в том случае, когда вместо резисторов и R2
включаются частотно-зависимые 7?С-элементы. Если вместо R2 включены парал-
лельно резистор Т?2 и конденсатор С2, то образуется фильтр нижних частот с гра-
ничной частотой
/ =—-—•
ф 2nC27?2
7.9. Разновидности АИМС 387
Если вместо Rx последовательно включены резистор Rx и конденсатор Ct, то обра-
зуется фильтр верхних частот с граничной частотой
/ =—-—•
р 2nClRi
Если ЯС-цепи включены одновременно вместо R\ и R2, то образуется полосовой
фильтр.
7.9.	Разновидности АИМС
Номенклатура аналоговых ИМС, выпускаемых промышленностью, позволяет
реализовать самые разнообразные функциональные преобразования аналоговых
сигналов. По характеру выполняемых преобразований аналоговые ИМС можно
подразделить на несколько основных групп:
□	усилители;
□	перемножители;,
□	компараторы;
□	стабилизаторы напряжения;
□	аналоговые коммутаторы;
□	аналого-цифровые (АЦП) и цифроаналоговые (ЦАП) преобразователи;
□	специализированные ИМС,
Усилители предназначены для усиления сигналов. К ним относятся усилители
низких, промежуточных и высоких частот, видеоусилители, усилители импульс-
ных сигналов и др. Наиболее распространенным видом аналоговых ИС являются
операционные усилители, выполняющие функции базового элемента для по-
строения многих аналоговых узлов.'
Перемножители предназначены для перемножения двух аналоговых сигналов.
С их помощью осуществляются различного рода преобразования сигналов —
модуляция и демодуляция, умножение и деление частоты и т. д. Функцию пе-
ремножения можно представить в виде у = kxpc2, где*! их2 — перемножаемые сиг-
налы, k — масштабный коэффициент. Простейшая схема перемножители может
быть реализована на основе дифференциального каскада, напряжение на выходе
которого у = kjC\X2, где
, R R
Ьа =-а—=-а—10.
гэ иТ
Здесь 10 — ток, питающий дифференциальный каскад. Если сигнал х2 подать на
базу транзистора генератора тока, то этот ток будет пропорционален х2, то есть
IQ = kiX2. Следовательно,
R* , L
у = -a—«jXjXj = kx.x2.
388
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
Такая простейшая схема перемножителя обладает небольшим динамическим диа-
пазоном, дрейфом токов и погрешностью масштабного коэффициента. Поэтому
на практике применяют более сложные схемы, свободные от этих недостатков.
Примером может служить интегральная схема К140МА1.
Пусть на входы перемножителя поданы сигналы.
Xi = Uml sin (о/;
х2 - Um2 sin co2t.
Тогда на выходе схемы будет получен сигнал
у ~ kxtx2 =--kUmPm2 [cos((02 — CO,)t + COS(C02 + (Oj )t J.
Таким образом реализуется схема балансного модулятора.
Пусть на входы перемножителя поданы сигналы
xt = i7ml cos со/;
х2 = t/m2[ 1 + т cos co2t].
Тогда на выходе схемы будет получен сигнал
У = ^Acos со/ + ^krnUmiUm2 [008(0)! - со2)£ + cos^, + cojt].
Таким образом реализуется схема амплитудного модулятора.
Применение двух перемножителей, перемножающих сигналы, сдвинутые по фазе
на 90°, с последующим их суммированием позволяет осуществить схему однопо-
лосного модулятора.
Для осуществления амплитудного детектирования на один из входов перемножи-
теля подают амплитудно-модулированный сигнал xt = Uml(t)cos cot, где Umi(t) —
амплитуда высокочастотного сигнала, изменяющаяся во времени с низкой часто-
той, а на второй вход — сигнал с постоянной амплитудой х2 = U2 cos cot, получен-
ный путем глубокого ограничения сигнала х(. В результате перемножения на вы-
ходе перемножителя получается сигнал
у =	(t)U2 [1 + cos 2cot].
После фильтрации этого сигнала получаем:
y = ^kuml (t)I/2.
Этот сигнал повторяет форму огибающей высокочастотного сигнала.
Помимо модуляции и демодуляции сигналов перемножители позволяют осуще-
ствить удвоение частоты, квадратичное детектирование, а также деление двух
сигналов, извлечение квадратного корня, выделение тригонометрических функ-
ций и др.
Компараторы предназначены для сравнения аналоговых сигналов с опорным на-
пряжением. Их основу составляют операционные усилители. На один вход ком-
7.9. Разновидности АИМС
389
паратора подается аналоговый сигнал, на другой — опорное напряжение. Если
мгновенное значение напряжения аналогового сигнала меньше опорного, то на
выходе компаратора формируется высокий уровень потенциала. Если мгновен-
ное значение напряжения аналогового сигнала превышает опорное, то на выходе
формируется низкий уровень потенциала. Величины выходных напряжений
компаратора соответствуют уровням напряжений цифровых ИС, то есть ком-
паратор осуществляет преобразование пороговых сигналов в цифровую форму.
Компараторы находят применение в качестве пороговых устройств в автоматике,
аналого-цифровых преобразователях, дискриминаторах амплитуды импульсов,
а также в качестве усилителей считывания сигналов магнитной и полупроводни-
ковой памяти.
Стабилизаторы напряжения предназначены для получения стабильных напря-
жений, питающих интегральные схемы. Структурно стабилизатор напряжения
состоит из управляющего элемента, представляющего собой составной транзи-
стор, включенный между входом и выходом схемы, и дифференциального кас-
када, вырабатывающего сигнал ошибки, подаваемый на базу составного транзис-
тора. На один из входов дифференциального каскада поступает высокостабильное
опорное напряжение, на второй — часть напряжения с выхода схемы. Сигнал
ошибки пропорционален разности напряжений, действующих на входе диф-
ференциального кас.када. Когда напряжение на выходе схемы возрастает за счет
некоторых дестабилизирующих факторов, сигнал ошибки частично запирает
составной транзистор и падение напряжения на нем увеличивается, что ведет
к уменьшению выходного напряжения, благодаря чему возрастает стабильность
выходного напряжения.
Аналоговые коммутаторы предназначены для распределения во времени сиг-
налов, поступающих на обработку от нескольких источников. В основе постро-
ения этих ИС лежит схема электронного ключа на базе биполярного или поле-
вого транзистора. Широкое распространение получили коммутаторы на базе
МДП-транзисторов, включаемых последовательно между источником сигнала и
потребителем и работающих в линейном режиме. Для того чтобы пропускать по-
ложительную и отрицательную полуволны, коммутатор состоит из двух МДП-
транзисторов, один из которых имеет встроенный электронный канал, а другой —
встроенный дырочный.
Аналого-цифровые (АЦП) и цифроаналоговые (ЦАП) преобразователи предна-
значены для преобразования, соответственно, аналоговых сигналов в цифровые
и цифровых сигналов в аналоговые. Эти преобразователи выполняют в виде боль-
ших интегральных схем (БИС), содержащих несколько тысяч элементов, из ко-
торых образуются аналоговые и цифровые узлы, обеспечивающие генерирование
эталонных напряжений, коммутацию аналоговых сигналов, сравнение аналоговых
сигналов с эталонными напряжениями, усиление и преобразование сигналов, мас-
штабирование, запоминание и целый ряд других операций. Все это осуществля-
ется с высокой точностью и высоким быстродействием.
Специализированные ИМС предназначены для использования в бытовой ра-
диоэлектронной аппаратуре. К таким ИМС относятся генераторы электрических
колебаний различной формы, детекторы амплитудно-модулированных и частот-
но-модулированных колебаний, усилители и преобразователи частоты. Созданы
390
Глава 7. Аналоговые интегральные микросхемы
ИМС, предназначенные для построения однокристальных супергетеродинных
радиоприемников. Большое количество ИИС выпускается для применения в
телевизионных приемниках. На базе этих ИМС разрабатываются селекторы
каналов, тракты изображения, блоки строчной и кадровой развертки, блоки цвет-
ности и т. д.
В последнее время появились такие многоцелевые аналоговые БИС, как програм-
мируемые ОУ и таймеры. Программируемые ОУ состоят из одного или несколь-
ких ОУ, перестраиваемых на два и более режимов работы. Таймеры, настраивае-
мые внешней коммутацией обратной связи, реализуют различные специальные
аналоговые функции, характерные для импульсной техники.
Номенклатура аналоговых ИМС постоянно расширяется. Состав серий анало-
говых ИМС не разрабатывается на базе основного функционального элемента,
а включает в себя широкий класс микросхем различного схемотехнического
исполнения, которые в совокупности позволяют реализовать отдельные группы
устройств аналогового типа в микроэлектронном исполнении.
Контрольные вопросы
1.	С какой целью в аналоговых интегральных схемах применяют каскады с дина-
мической нагрузкой и составные транзисторы?
2.	Для чего применяется схема сдвига потенциала?
3.	Что такое генератор стабильного тока и для чего он служит?
4.	Что представляет собой дифференциальный каскад?
5.	Как реагирует дифференциальный каскад на синфазный и дифференциальный
сигналы?
6.	Что такое коэффициент ослабления синфазного сигнала?
7.	В чем заключаются особенности выходных каскадов аналоговых интегральных
схем?
8.	Какова структура электрической схемы операционного усилителя?
9.	Почему усиление операционного усилителя зависит от внешних элементов?
Глава 8 Цифровые
интегральные
микросхемы
Цифровые интегральные микросхемы (ИМС) предназначены для преобразования
сигналов, изменяющихся по закону дискретной функции. Такие сигналы имеют
только два значения, U° и Z71, называемые логическим нулем и логической единицей
соответственно (рис. 8.1). Разность напряжений, соответствующих логическому
нулю и логической единице, называется логическим перепадом: Un=U{ - U°.
Ue
>
t
Рис. 8.1
В основе построения цифровых ИМС лежат электронные ключи, характеризу-
ющиеся двумя состояниями: разомкнутым и замкнутым. Соединяя определенным
образом электронные ключи между собой, можно создать электронные схемы, по-
зволяющие осуществлять логические операции с цифровыми сигналами, их хра-
нение, задержку во времени и т. д. Цифровые ИМС являются основой для созда-
ния сложных устройств вычислительной техники.
392
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
8.1.	Электронные ключи
на биполярных транзисторах
Простейшая схема ключа на биполярном транзисторе приведена на рис. 8.2, а.
На входе схемы включен источник управляющих сигналов иг с внутренним со-
противлением /?б, питающий базовую цепь транзистора током гб = мг/Л6.
Рис. 8.2
Будем считать, что напряжение иг может принимать только два значения, U° и U1,
соответственно, ток базы гб также принимает два значения: 7g = 0 и Рб = IF/R^ Если
i6 = Zj>, то режим работы ключа определяется точкой А (рис. 8.2, б), если гб = 116, —
точкой В. Точка В располагается в области режима насыщения транзистора. Степень
насыщения транзистора оценивается коэффициентом насыщения Ктс = II/I& нас,
где 16 нас — минимальная величина тока базы, при котором транзистор переходит
в режим насыщения при заданной величине сопротивления R„.
Влияние внешней нагрузки на работу ключа
Подключение к электронному ключу внешней нагрузки влияет на его работу. Если
нагрузкой является активное сопротивление RH (рис. 8.3, а), то режим работы в
открытом и закрытом состояниях определяется так, как это показано на рис. 8.3, б.
На поле выходных характеристик транзистора необходимо построить ВАХ на-
грузки i„ = f(uK_3) и результирующие характеристики i = iK + i„ = f(uK_3) для закры-
того и открытого состояний ключа. После этого обычным путем надо провести
линию нагрузки i = (Ея „ - uK_a)/RK. Точки ее пересечения с результирующими
характеристиками будут характеризовать режим работы ключа в открытом и
закрытом состояниях. Из приведенных построений следует, что наиболее суще-
ственно изменяется положение точки А, определяющее уровень 17*ых. Влияние
нагрузки на выходное напряжение ключа оценивают выходной характеристикой
8.1, Электронные ключи на биполярных транзисторах
393
“вых - /(*»)• В общем случае таких характеристик может быть две: одна для низко-
го уровня выходного напряжения, другая для высокого.
Рис. 8.3
Если нагрузкой ключа является входное сопротивление следующего ключа
(рис. 8.4, а), то на поле выходных характеристик транзистора VTt необходимо постро-
ить входную характеристику транзистора VT2 = /(Цс_э), как показано на рис. 8.4, б.
Рис. 8.4
Как следует из построений, в этом случае резко уменьшается напряжение
определяемое точкой А', оно равно напряжению на открытом эмиттерном пере-
ходе транзистора VT2 и составляет примерно 0,7 В. В результате уменьшается
394
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
размах сигнала Un = {7ВЫХ - £/®ых. Чтобы ослабить влияние нагрузки на работу клю-
чей, в цепь базы транзистора VT2 последовательно включают резистор R62, тогда
характеристика ц2 =f(uK_^) пойдет более полого, точка А' сместится в положение А".
Во многих случаях к выходу ключа подключается несколько нагрузок. Чем их
больше, тем меньше уровень UBm. Наибольшее количество ключей, аналогичных
рассматриваемому, которые одновременно можно подключить к его выходу, оце-
нивают коэффициентом разветвления по выходу и выражают целым положитель-
ным числом Чем выше коэффициент К^, тем шире возможности использо-
вания ключа в конкретных схемах. В некоторых цифровых ИМС электронные
ключи имеют общую нагрузку в коллекторной цепи. Встречаются также схемы, в
которых на базу транзистора подаются управляющие сигналы от нескольких ис-
точников. Вполне понятно, что в этих случаях режим работы транзистора в от-
крытом состоянии будет зависеть от количества одновременно поданных управ-
ляющих сигналов U'. Наибольшее количество одновременно подаваемых на вход
ключа управляющих сигналов оценивают параметром, называемым коэффициен-
том объединения по входу, который выражается целым положительным числом К^.
Увеличение числа входов ведет, как правило, к снижению быстродействия клю-
ча. Практически величина для различных ИМС лежит в пределах от 2 до 6.
Передаточная характеристика
Основной статической характеристикой ключа является передаточная характе-
ристика, представляющая собой зависимость выходного напряжения мвых = ык_э
от входного напряжения ывх = и6_э. Ее можно построить, совместив выходные и
входные характеристики, как это показано на рис. 8.5 для случая R„ = Затем в
системе координат гк = f(uK_3) следует провести нагрузочную линию и точки ее
пересечения (А, В, С, D) с выходными характеристиками перенести в систему ко-
ординат iK = построив таким образом управляющую характеристику. После
этого надо точки А', В', С', D' перенести на входную характеристику, получив точ-
ки А", В", С", D". И наконец, в системе координат мвых =/(Ыб-э) построить переда-
точную характеристику по точкам А"', В'", С'", D"'. Аналогичным образом строит-
ся передаточная характеристика при наличии внешней нагрузки.
Рис. 8.5
8.1. Электронные ключи на биполярных транзисторах
395
При последовательном включении ключей, когда выходное напряжение предыду-
щего ключа является входным для последующего, уровни логического нуля и логи-
ческой единицы определяют путем совмещения передаточных характеристик, как это
показано на рис. 8.6. Здесь передаточная характеристика последующего ключа 2
отложена в зеркальном отображении и повернута на 90° относительно передаточ-
ной характеристики предыдущего ключа 1. Точки пересечения характеристик А
и В характеризуют режим работы ключей в открытом и закрытом состояниях.
Помехоустойчивость ключа
Помимо управляющего сигнала на входе ключа может появиться напряжение
помехи, которое либо повышает, либо понижает входное напряжение. Если на
входе действует напряжение U°, то опасны помехи, имеющие положительную по-
лярность. Если на входе действует напряжение U1, то опасны помехи, имеющие
отрицательную полярность. Помехоустойчивость принято оценивать максималь-
но допустимыми величинами напряжений отпирающей и запирающей помех
= ^оР _ U° и U'n = Ul - U'nop. Эти напряжения указаны на рис. 8.7.
396
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
Пороговые напряжения У°ор и C/J,op определяются точками С и D, в которых выполня-
ется условие du^Jdum = 1. Эти точки называются точками единичного усиления.
Для оценки помехоустойчивости может быть использован так называемый коэффи-
циент помехоустойчивости К® = U^/U„ иК1 = U\/U„, где 1/л = Ul - U°. Для повыше-
ния помехоустойчивости необходимо уменьшать ширину области переключения,
равную разности [Дор и U°nop, и увеличивать размах сигнала U„. В идеальном слу-
чае выполняются условия = 1Мпор, U° = О, U1 = Ек п, тогда К°П = К'П = 0,5.
Быстродействие ключа
Быстродействие ключей на биполярных транзисторах определяется инерционно-
стью процессов, связанных с накоплением и рассасыванием избыточных зарядов,
вследствие чего невозможен мгновенный переход транзистора из одного состоя-
ния в другое. Временные диаграммы, иллюстрирующие переходные процессы в
транзисторном ключе при его включении и выключении, представлены на рис. 8.8.
В этом случае быстродействие электронных ключей оценивают средним временем
задержки распространения сигнала рср = (tfp‘p + t‘;°p )/2 где t^p — время задерж-
ки распространения при переходе выходного напряжения от мвых = U° к мвых = U1;
^м°р — время задержки распространения при переходе выходного напряжения от
«вых = U1 к ывых = U°.
Задержки ifpp и £вд°р отсчитывают по уровню, соответствующему половине пере-
пада ил = (Ul + U°)'/2.
Повышение быстродействия электронных ключей достигается путем уменьшения
времени жизни неравновесных носителей заряда, что происходит при введении в
базу транзистора примеси золота. Более эффективным методом повышения быс-
тродействия является шунтирование коллекторного перехода диодом Шотки.
8.2.	Электронные ключи на полевых
транзисторах
В качестве электронных ключей в ИМС обычно используют МДП-транзисторы
с индуцированным каналом, в которых при отсутствии напряжения на затворе
(ы3-и = 0) ключ находится в разомкнутом состоянии, а при подаче на затвор на-
8.2. Электронные ключи на полевых транзисторах
397
пряжения, превышающего пороговое значение (н3_и = нпор), ключ находится в зам-
кнутом состоянии.
Ключ с резистивной нагрузкой
Схема ключа с резистивной нагрузкой приведена на рис. 8.9, а на рис. 8.10 пока-
зано построение передаточных характеристик. Если 173_и = 0> т0 режим работы
ключа определяется точкой А, при этом пвых = Еи „. Если ы3_и =U1,to рабочая точка
перемещается на восходящий участок выходной характеристики (точка В). При
этом на транзисторе устанавливается остаточное напряжение U^, величина ко-
торого тем меньше, чем больше 7?с и п3_и. Переходные процессы, определяющие
быстродействие ключа, рассмотрены в разделе «Импульсный режим полевых
транзисторов» главы 5. Время включения ключа, определяемое разрядом паразит-
ной емкости Со через открытый канал транзистора RM, ориентировочно опреде-
ляется соотношением Гвкл = 2,37?коС0. Время выключения определяется зарядом
емкости Со через резистор 7?с и рассчитывается по формуле ГвЫКЛ = 2,37?сС0.
Rc
Рис. 8.9
Рис. 8.10
398
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
Быстродействие ключа в основном определяется временем выключения, посколь-
ку сопротивление открытого канала, через который проходит разряд Со, меньше
сопротивления 7?с.
Ключи с динамической нагрузкой
В таких ключах вместо резистора Rc в цепь стока включают нагрузочный транзи-
стор. На практике применяют три варианта включения нагрузочного транзисто-
ра (рис. 8.11).
В схеме, показанной на рис. 8.11, а, в качестве нагрузочного транзистора VT2 при-
менен транзистор с индуцированным каналом при соединении затвора со стоком.
В этом случае выполняется условие ы3_и2 = ыс_и2.
На рис. 8.12 приведены выходные характеристики транзистора VT2, на поле ко-
торых проведены линия 1, соответствующая условию гс2 =/(ыс_и2) при ыс_и2 = ынас2.
Она соединяет точки перехода от линейного режима к режиму насыщения.
Линия 2 соответствует условию гс2 = /(ис_и2) при ыс_и2 = ынас2 - wnop2 = ы3_и2, то есть
является вольт-амперной характеристикой транзистора VT2. При условии ы3_и2 =
= wc_и2 она сдвинута относительно начала координат на величину порогового на-
пряжения Unop2 нагрузочного транзистора. Для определения уровней логическо-
го нуля и логической единицы необходимо на поле выходных характеристик VTj
построить вольт-амперную характеристику транзистора VT2 (рис. 8.13), точки
пересечения которой с выходными характеристиками транзистора опреде-
ляют уровни логического нуля и единицы на выходе ключа. Для уменьшения
остаточного напряжения применяют нагрузочный транзистор VT2 с меньшей
крутизной, чем у активного транзистора УТР В этом случае нагрузочная линия
идет более полого и точка В', определяющая величину остаточного напряжения,
сдвигается влево.
8-2. Электронные ключи на полевых транзисторах
399
В схеме, показанной на рис. 8.11, б, в качестве нагрузочного транзистора VT2 приме-
нен транзистор со встроенным каналом при соединении затвора с истоком (w3_„2 = 0).
В этом случае для определения режима работы VTt необходимо на поле его выход-
ных характеристик построить выходную характеристику VT2 при м3_и2 = 0 (рис. 8.14).
В схеме, показанной на рис. 8.11, в, в качестве нагрузочного применен транзистор
с каналом, тип электропроводности которого противоположен типу проводимости
активного транзистора. Такая пара транзисторов называется комплементарной.
В этой схеме входное напряжение управляет как активным транзистором, так и на-
грузочным. Если ию = J/®,, то транзистор VTj закрыт, a VT2 открыт, при этом на
выходе схемы устанавливается высокий уровень напряжения. Если wBX = J7*x, то
открывается транзистор VTb а транзистор VT2 закрывается, при этом на выходе
схемы устанавливается низкий уровень напряжения. В том и другом случаях прак-
тически отсутствует потребление тока от источника питания. Лишь при переходе
схемы из одного состояния в другое, когда один из транзисторов еще не полностью
открылся, а второй не полностью закрылся, существует цепь для протекания тока.
400
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
Для определения режима работы такой схемы необходимо на поле выходных харак-
теристик транзистора VTt построить две нагрузочные линии: одну для открытого
состояния VT2, другую для закрытого (рис. 8.15). На том же рисунке представлен
график зависимости потребляемого тока от входного напряжения гс1 = /(ывх), из
которого следует, что потребление тока происходит в основном при переключении
ключа из одного состояния в другое, то есть такие ключи отличаются высокой эконо-
мичностью. Достоинством ключей на комплементарных транзисторах является
также то, что они обладают более высоким быстродействием, так как в них заряд и
разряд паразитной емкости Со протекают в одинаковых условиях, поэтому £вкл = Гвыкл.
8.3.	Логические элементы
интегральных микросхем
Логическими элементами (ЛЭ) называют электронные схемы, выполняющие логи-
ческие операции с цифровыми сигналами, имеющими два значения: U° (логический
нуль) и U1 (логическая единица). Основными логическими операциями являются:
8.3. Логические элементы интегральных микросхем 401
логическое отрицание (инверсия, операция НЕ), логическое сложение (дизъюн-
кция, операция ИЛИ) и логическое умножение (конъюнкция, операция И).
Комбинация логических операций НЕ и ИЛИ позволяет осуществить более слож-
ную операцию ИЛИ—НЕ. Сочетание операций НЕ и И приводит к логической
операции И—НЕ. Логическую операцию НЕ осуществляет рассмотренный ранее
электронный ключ. Логический элемент, выполняющий эту операцию, называют
инвертором. Условные графические обозначения ЛЭ показаны на рис. 8.16.
И—НЕ
Рис. 8.16
Базовыми для построения ЛЭ являются электронные ключи. Основной характе-
ристикой ЛЭ является рассмотренная ранее передаточная характеристика с той
лишь разницей, чтр она представляет зависимость выходного напряжения От на-
пряжения на одном из входов при постоянных напряжениях на остальных входах.
Параметрами ЛЭ являются:
□	коэффициент объединения по входу К^,
□	коэффициент разветвления по выходу
□	среднее время задержки распространения сигнала ^рлр;
□	логический перепад U„ = 1Л - U°;
□	пороговые напряжения L^op и 17jop;
□	статическая помехоустойчивость t/J и
□	потребляемая мощность Рпот.ср = (Л°от + Лгот)/2, где Р°от и Р‘от — мощности,
потребляемые при подаче на вход напряжений Ц° и U1;
□	работа переключения Лпер = Р„отср Гзд.р.ср..
Помимо электрических параметров ЛЭ характеризуются конструктивно-техно-
логическими, к которым относятся:
□	относительная площадь, выражаемая числом литографических квадратов со
стороной Д, где Д — минимальный топологический размер, определяемый
уровнем технологии;
□	количество основных технологических операций, используемых при изготов-
лении микросхемы.
Простейшим логическим элементом является схема транзисторной логики с не-
посредственными связями (ТЛНС), основанная на параллельном соединении
транзисторных ключей с общей коллекторной нагрузкой (рис. 8.17). Управляю-
щие сигналы хг и х2 подаются на базы транзисторов VTj и VT2 с коллекторов
предыдущих ЛЭ. Если на входы xt и х2 поданы сигналы U°m, то транзисторы VTj
402
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
и VT2 заперты, ток от источника £и п течет через резистор RK в базовую цепь тран-
зистора VT3 и на выходе ЛЭ устанавливается напряжение {7*ых = 0,7 В. Если на
одном из входов действует высокий уровень U'BX, то соответствующий транзистор
открывается и на выходе ЛЭ устанавливается напряжение	недостаточное для
отпирания транзистора VT3. Такой же уровень получается при отпирании обоих
транзисторов. Следовательно, ЛЭ выполняет операцию ИЛИ—НЕ.
8.4.	Диодно-транзисторная логика
Более совершенным по сравнению с логическим элементом ТЛНС является ло-
гический элемент диодно-транзисторной логики (ДТЛ), схема которого показа-
на на рис. 8.18.
В этой схеме можно выделить две последовательно включенные функциональные
части: в первой входные сигналы и х2 подаются на диодный элемент (диоды
VDt и VD2 и резистор 7?^, выполняющий операцию И; вторая часть, выполнен-
8.5. Транзисторно-транзисторная логика
403
ная на транзисторе VTt, представляет собой инвертор. Таким образом, в схеме
раздельно выполняются логические операции И и НЕ, следовательно, схема реа-
лизует логическую операцию 2И—НЕ (число 2 означает количество входов ЛЭ).
Диоды VD3 и VD4 играют роль элемента связи между двумя частями схемы и по-
вышают ее помехоустойчивость.
Если на один из входов xt или х2 подан сигнал (/вх = 0, то один из диодов открыт
и в схеме течет ток от источника Ек п через резистор и открытый диод. При этом
в точке А установится потенциал 1Г = 0,7 В, недостаточный для отпирания двух
последовательно включенных диодов VD3 и VD4. В результате транзистор VT,
будет закрыт и на выходе схемы установится напряжение 1/вых = Ем соответствую-
щее логической единице. В таком состоянии схема будет оставаться до тех пор,
пока на оба входа, х{ и х2, не будет подан высокий уровень сигнала С‘х (логичес-
кая единица). В этом случае диоды VD( и VD2 закрываются, потенциал точки А
увеличивается, став достаточным для открывания диодов VD3 и VD4, и в цепи
течет ток от источника Ем „ через резистор 7?ь диоды VD3 и VD4 в базу транзисто-
ра VT(. В результате транзистор VT, открывается, и на выходе схемы устанавли-
вается низкий уровень напряжения [^ых = Um ~ 0,1 В (логический нуль), следова-
тельно, в схеме ДТЛ выполняется операция И—НЕ. Резистор 7?3 служит в данной
схеме для того, чтобы создать цепь рассасывания накопленного в базе транзистора
VTj заряда (при переключении VT( из открытого состояния в закрытое). В неко-
торых случаях резистор 7?3 соединяют не с землей, а с источником отрицательно-
го напряжения Е » -2 В, чтобы обеспечить более быстрое рассасывание базового
заряда и уменьшить время задержки сигнала.
Логические элементы ДТЛ обладают высоким быстродействием и большим ло-
гическим перепадом Un =	- 1/°ых - Ди.п. Чаще всего они реализуются в виде гиб-
ридных ИМС. Что касается полупроводниковых ИМС, то схема ДТЛ обладает
существенным недостатком — большим количеством диодов, а каждый диод—это,
в сущности, транзистор в диодном включении. Каждый такой транзистор нужда-
ется в изолирующем кармане, и поэтому площадь, занимаемая схемой на подлож-
ке, оказывается очень большой. Отсюда появилась идея заменить совокупность
логических диодов (VDt и VD2) и диодов VD3 и VD4 одним многоэмиттерным
транзистором, выполненным в одном изолирующем кармане. Таким образом был
осуществлен переход к одному из самых распространенных семейств логических
ИМС — схемам транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ).
8.5.	Транзисторно-транзисторная
логика
В базовом элементе ТТЛ (рис. 8.19) функции диодов VDj и VD2 выполняют эмит-
теры многоэмиттерного транзистора, а роль диодов VD3 и VD4 — его коллектор-
ный переход. Следовательно, схема ТТЛ выполняет ту же логическую операцию,
что и схема ДТЛ, то есть И—НЕ. Действительно, если на входе xt или х2 дей-
ствует сигнал низкого уровня ывх = 0 (логический нуль), то в цепи протекает ток
404
Глава 8. ^Цифровые интегральные микросхемы
от источника питания Е„ п через резистор Rt и соответствующий открытый эмит-
терный переход. Потенциал базы транзистора VTj становится равным примерно
0,7 В. Этот потенциал распределяется примерно поровну между коллекторным
переходом транзистора VT] и эмиттерным переходом транзистора VT2. Поэтому
напряжение и6_э2 недостаточно для отпирания транзистора VT2, и на выходе схемы
устанавливается высокий уровень напряжения С7‘ых = Еи п (логическая единица).
Если на входах xt и х2 действует высокий уровень сигнала Ulx (логическая еди-
ница), то эмиттерные переходы транзистора VT( заперты, ток течет от источника
Еип через резистор Rv коллекторный переход VT, и эмиттерный переход VT2.
Потенциал базы транзистора VT2 становится равным ыб-э2я 0,7 В, а потенциал
Ux 1,4 В. Транзистор VT2 отпирается, и на выходе схемы устанавливается низ-
кий уровень напряжения 17®ых = 0,1 В.
Схема ТТЛ, сохраняя все достоинства схемы ДТЛ, имеет существенный выигрыш
по площади. Поэтому эта схема в настоящее время практически вытеснила схемы
ДТЛ и получила очень широкое распространение. Однако в рассмотренном ва-
рианте схема ТТЛ несмотря на простую технологию из-за малой нагрузочной спо-
собности и низкого быстродействия почти не применяется. Действительно, при
подключении к выходу схемы нескольких нагрузок в виде аналогичных схем вы-
растает нагрузочная емкость Си, а так как резистор Д2 имеет достаточно большую
величину, то вырастает постоянная времени заряда емкости и быстродействие
схемы падает. Для устранения этого недостатка в схемах ТТЛ вместо простого
инвертора используют сложный инвертор (рис. 8.20).
Транзистор VT2 в этой схеме выполняет функцию «фазорасщепителя». Рас-
смотрим работу инвертора. Пусть на входе инвертора (на базе транзистора VT2)
действует низкий уровень напряжения 17° (логический нуль). Транзистор VT2
закрыт, потенциал точки А высокий, а точки В — низкий, следовательно, тран-
зистор VT3 закрыт, a VT4 открыт. Нагрузочная емкость С„ быстро заряжается от
источника Еи п через резистор R2, открытый эмиттерный переход транзистора VT4
и диод VDb На выходе схемы устанавливается высокий уровень напряжения
8.5. Транзисторно-транзисторная логика
405
С/*ых - E».n ~ иб-э - wd = 5 - 0,7 - 0,7 = 3,6 В (логическая единица). Резистор /?4
предназначен для ограничения тока в последовательной цепочке VT4-VDi-VT3.
Дело в том, что в моменты переключения схемы из одного состояния в другое
оба транзистора, VT3 и VT4, открыты (один из них открывается, а другой не ус-
певает закрыться), и чтобы предотвратить замыкание источника Е„ п на «землю»,
ставится ограничительный резистор Т?4.
Если на входе инвертора устанавливается высокий уровень напряжения U1 (ло-
гическая единица), то транзистор VT2 открыт, VT4 закрыт и VT3 открыт. Емкость
Си разряжается через открытый транзистор VT3, и на выходе схемы устанавливает-
ся низкий уровень напряжения {7°ых = 0,1 В (логический нуль). Диод VDi обес-
печивает надежное запирание транзистора VT4 при открытом транзисторе VT3.
Благодаря тому что заряд и разряд паразитной емкости С„ проходит через тран-
зисторы VT3 и VT4 с низким сопротивлением в открытом состоянии, схема ТТЛ
со сложным инвертором обладает высоким быстродействием. Среднее время
задержки распространения сигнала в этой схеме составляет около 10 нс. Более
высоким быстродействием обладает схема ТТЛШ, в которой вместо обычных
биполярных транзисторов применены транзисторы с барьером Шотки. В этом
случае ^.pj.p = 3 нс.
Для расширения функциональных возможностей ТТЛ-логики промышленность
выпускает логические элементы, выполняющие три функции: И/ИЛИ—НЕ. Схе-
ма такого комбинированного логического элемента представлена на рис. 8.21, а,
а на рис. 8.21, б — его функциональная блок-схема, которая содержит два двух-
входовых элемента И на транзисторах VTj и VT4, а также двухвходовый элемент
ИЛИ—НЕ на транзисторах VT2 и VT3, выходной каскад на транзисторах VT5 и VT6
аналогичен рассмотренному выше. На рис. 8.21, в приведено схематическое изоб-
ражение таких элементов, приводимых в справочниках.
406
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
а
VTi
б	в
Рис. 8.21
8.6.	Эмиттерно-связанная логика
Работа схемы ТТЛ основана на использовании режима глубокого насыщения тран-
зистора, который характеризуется накоплением зарядов в базовой и коллекторной
областях транзистора. Для рассасывания этих зарядов при переходе в закрытое
состояние требуется некоторое время, что ограничивает быстродействие схемы.
В схеме эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ) транзисторы не переходят в режим
глубокого насыщения, благодаря чему повышается быстродействие (tMpcp = 2 нс).
Основу схемы ЭСЛ составляет переключатель тока (рис. 8.22, а). Схема напоми-
нает дифференциальный каскад, у которого ко второму входу подключен источ-
ник постоянного напряжения Ео, называемого опорным. Источник стабильного
тока обеспечивает ток /0, соответствующий нормальному активному режиму.
Если wBX = Ей, то оба транзистора открыты и через каждый протекает ток 4 = гк1 = =
= 10/2. Напряжение на эмиттерах и3 = Ео - U". Известно, что в активном режиме
ток коллектора очень сильно зависит от напряжения и6_3:
iK = а10ехр(и^3/иТ).
8.6. Эмиттерно-связанная логика
407
Рис. 8.22
Согласно этой формуле изменение иб_э на величину 8и = 2,3 Пт (60 мВ при Т = 25 °
С) приводит к изменению коллекторного тока на порядок. Поэтому, если напря-
жение на входе станет меньше Ео на величину 8и, то напряжение м6_э1 = ивх - иэ
тоже уменьшится, что приведет к резкому уменьшению тока гк1 (рис. 8.22, б}, а так
как суммарный ток транзисторов задан генератором тока 10, то ток гк2 возрастает,
то есть произойдет переключение тока в правое плечо схемы. Транзистор VT\
будет закрыт, и на первом выходе установится напряжение высокого уровня П*ых1;
транзистор VT2 будет открыт, и на втором выходе установится напряжение низ-
кого уровня ^вЫх2. Однако транзистор VT2 не перейдет в режим насыщения, так
как его ток задается генератором тока /0, величина которого меньше тока насыще-
ния транзистора. Если напряжение на входе увеличить относительно величины
Еа на Зи, то произойдет переключение тока в левое плечо схемы. Таким образом,
для переключения тока 10 из одного плеча в другое достаточно изменить входное
напряжение на величину 28и > 0,12 В относительно уровня Ео.
Схема базового элемента ЭСЛ отличается от рассмотренной схемы переключателя
тока тем, что она содержит в левом плече не один, а несколько транзисторов, ра-
ботающих на общую нагрузку в цепи коллектора. При подаче на любой из входов
сигнала ию = UBX > (Ео + Зы) происходит переключение тока в левое плечо, а при нали-
чии на всех входах сигналов ивх = П°х < (Ео - 8и) ток переключается в правое плечо.
Следовательно, при снятии выходного напряжения с левого плеча схема выполняет
операцию ИЛИ—НЕ, а при снятии сигнала с правого плеча — операцию ИЛИ.
Принципиальная схема двухвходового элемента ЭСЛ представлена на рис. 8.23, а.
Особенностью схемы ЭСЛ является питание от источника с заземленным плю-
сом. Такое включение позволяет повысить помехоустойчивость схемы, так как в
этом случае сечение коллекторных шин питания делается большим, что умень-
шает их сопротивление. Тогда на коллекторной шине питания броски тока не соз-
дают значительного паразитного падения напряжения, которое воспринимается
последующим логическим элементом как помеха. Опорное напряжение Ей пода-
ется на базу VT2 с цепочки R2, VDj, VD2, R3.
При цепочечном включении логических элементов выходное напряжение преды-
дущего элемента является входным для последующего. При этом последующий
элемент не должен переходить в режим насыщения при подаче на его вход логи-
408
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
ческой единицы. С этой целью схема ЭСЛ содержит разделительные эмиттерные
повторители VT3 и VT4, благодаря которым выходные потенциалы схемы ЭСЛ
снижаются на 0,7 В относительно потенциалов коллекторов VTj и VT2. Поскольку
эмиттерные повторители обладают низким выходным сопротивлением, то подклю-
чение к выходу схемы внешних нагрузок слабо влияет на ее работу. Поэтому ко-
эффициент разветвления для элемента ЭСЛ достигает 25. Схематическое изоб-
ражение элементов ЭСЛ показано на рис. 8.23, б. Наличие двух заземляемых
выводов (одного непосредственно от логического элемента, другого от коллекторной
шины эммитерных повторителей) способствует повышению помехоустойчивос-
ти схемы. Временная диаграмма работы схемы ЭСЛ представлена на рис. 8.23, в.
УвыхВТ
Ц)„ = 1.2В
ил = 0,9 В
а
Рис. 8.23
8.7.	Логические элементы
с инжекционным питанием
В логических элементах с инжекционным питанием (И2Л) применяют транзис-
торы с инжекционным питанием, принцип действия которых был рассмотрен
в главе 6. В основу построения схемы И2Л положена схема ТЛНС (см. рис. 8.17),
8.7. Логические элементы с инжекционным питанием
409
в которой резистор RK заменен р-п-р-транзистором VT0, включенным по схеме с
общей базой (рис. 8.24, а). Этот транзистор выполняет функции источника тока,
который питает коллекторные цепи транзисторов VTj и VT2, когда они находят-
ся в открытом состоянии. Если же VT( и VT2 закрыты, то источник тока питает
базовую цепь последующего логического элемента. Базы транзисторов VTj и VT2
подключены к коллекторам предыдущих ЛЭ и питаются также от своих источни-
ков тока /0. На принципиальных схемах генераторы тока 1а показывают в каждой
базовой цепи (рис. 8.24, б).
а
б
Рис. 8.24
Рассмотрим, как работает схема И2Л. Когда на входы схемы поступают логичес-
кие нули от предыдущих ЛЭ, то генераторы 101 и 102 питают коллекторные цепи
предыдущих элементов. Транзисторы VTt и VT2 закрыты, и генератор /03 питает
базовую цепь последующего ЛЭ. Если на вход xt поступает напряжение U', то
транзистор VTj открывается и его базовая цепь питается от генератора /01, а кол-
лекторная цепь — от генератора 103. Транзистор переходит в режим насыщения и
на выходе ЛЭ устанавливается напряжение, соответствующее логическому нулю.
То же происходит при подаче U' на вход х2. То есть схема выполняет логическую
операцию ИЛИ—НЕ.
Включать в каждую базовую цепь транзистор р-п-р, выполняющий функции ис-
точника тока /0, нецелесообразно. Учитывая, что базы всех транзисторов р-п-р
заземлены, а эмиттеры, называемые инжекторами, подключены к источнику пита-
ния через резисторы, обеспечивающие стабильность тока инжекторов, в интеграль-
ных схемах вместо большого числа индивидуальных источников тока использу-
ют один многоколлекторный транзистор типа р-п-р, каждый коллектор которого
подключен только к одной базе соответствующего транзистора. Этот принцип
иллюстрирует рис. 8.25, а, где представлена топология двухвходового логического
элемента, который является частью большой интегральной схемы. В этой струк-
туре инжектор представляет собой узкую полоску с дырочной электропроводно-
стью, созданную в полупроводнике с электронной электропроводностью, справа
и слева от инжектора расположены карманы с дырочной электропроводностью.
Вертикальный разрез структуры, проходящий через один из карманов, показан
410
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
на рис. 8.25, б. Нетрудно убедиться, что такая структура содержит два транзисто-
ра с инжекционным питанием (ср. с рис. 6.18). Шины xt и х2 подключены к кол-
лекторам соседних предыдущих вертикальных структур (на схеме не показаны).
Если на этих шинах напряжение равно 1/°, то дырки проходят путь от инжектора
через базы транзисторов VT1( VT2 и попадают в коллекторы транзисторов преды-
дущих логических элементов. Если на одной из этих шин напряжение равно U1,
то дырки накапливаются в базе вертикального п-р-п-транзистора и он переходит
в режим насыщения. При этом его коллекторная цепь питается от общего инжек-
тора через шину У, соединенную с базой последующего логического элемента
(на схеме не показан), в которую поступают дырки от общего инжектора.
Обычно к выходу ЛЭ подключают параллельно несколько последующих ЛЭ, по-
этому вертикальные и-р-и-транзисторы делают многоколлекторными. Количе-
ство коллекторов равно количеству последующих ЛЭ, подключаемых к выходу
предыдущего ЛЭ.
Рассмотренные схемы и структуры реализуют операцию ИЛИ—НЕ. Для реа-
лизации операции И применяют схему, показанную на рис. 8.26. Если на входах
8.8. Логические элементы на МДП-транзисторах
411
xt=x2 = U°, то транзисторы VT, и VT3 закрыты, а транзисторы VT2 и VT4 открыты
и на выходе Y = U°. Если на одном из входов (xt или х2) действует сигнал U1, а на
другом — U°, то состояние схемы не меняется. Если жех1 =х2 = I/1, то транзисторы
VTi и VT3 открыты, a VT2 и VT4 закрыты и Y = (А Для выполнения операции
И—НЕ к выходу схемы подключают дополнительный инвертор.
В силу целого ряда достоинств логические элементы И2Л нашли применение в
больших интегральных схемах. Они занимают небольшую площадь, что связано
с отсутствием изолирующих карманов между транзисторами (эмиттеры всех
транзисторов заземлены). Они потребляют небольшую мощность, так как тран-
зисторы работают в режиме микротоков, а для того чтобы открыть инжекторный
переход, достаточно напряжения около 1 В. Кроме того, они обладают достаточ-
но высоким быстродействием.
8.8.	Логические элементы
на МДП-транзисторах
Логические элементы на МДП-транзисторах строятся на основе ключей с дина-
мической нагрузкой, рассмотренных ранее, и состоят либо из однотипных, либо
из комплементарных МДП-транзисторов.
Логические элементы на однотипных
МДП-транзисторах
В настоящее время предпочтение отдается МДП-транзисторам с индуцирован-
ным каналом n-типа, которые обеспечивают более высокое быстродействие логи-
ческого элемента. Анализ ЛЭ на МДП-транзисторах проще, чем ЛЭ на биполяр-
ных транзисторах, потому что во входных цепях практически отсутствует ток
412 Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
(напомним, что полевые транзисторы обладают большим входным сопротивле-
нием и поэтому работают в режиме управления напряжением). Следовательно,
при работе в цепочке отдельные ЛЭ функционируют независимо друг от друга и
каждый из них можно анализировать без учета влияния предыдущего и последу-
ющего ЛЭ. В частности уровни Ц° и U1 не зависят от нагрузки и остаются такими
же, как и в режиме холостого хода. Влияние последующего ЛЭ сводится к увели-
чению выходной емкости данного ЛЭ.
На рис. 8.27, а приведена схема ЛЭ, реализующего логическую функцию ИЛИ—НЕ.
а
б
Рис. 8.27
При подаче на оба входа, xt и х2, или на любой из них высокого уровня напряже-
ния U1 оба транзистора, VT, и VT2, или один из них открыты, и на выходе устанав-
ливается низкий уровень напряжения U° (логический нуль). Если на обоих вхо-
дах, Xi и х2, действует напряжение низкого уровня П°, то транзисторы VTj и VT3
закрыты, и на выходе устанавливается высокий уровень напряжения U1 ~ Еи п.
Таким образом, логический перепад составляет U„ = Ul - U° ~ Еи п.
Логический элемент, схема которого показана на рис. 8.27, б, реализует функцию
И—НЕ. Если хотя бы один из управляющих транзисторов закрыт (VT( или VT2),
то есть на одном из входов действует низкий уровень напряжения Z70, то на выхо-
де схемы будет высокий уровень напряжения U1 = Е„ п. Схема переключается в
другое состояние (низкий уровень напряжения на выходе), только когда на всех
входах действуют высокие уровни напряжения U1 (транзисторы VT( и VT2 откры-
ты). Быстродействие ЛЭ на однотипных МДП-транзисторах, как и аналогичных
ключей, ограничивается скоростью перезаряда емкости нагрузки С„, величина
которой пропорциональна количеству нагрузочных ЛЭ.
Логические элементы на комплементарных
МДП-транзисторах
Двухвходовая схема ЛЭ на комплементарных МДП-транзисторах (КМДП), реа-
лизующая функцию ИЛИ—НЕ, приведена на рис. 8.28, а.
8.9. Функциональные логические узлы
413
Рис. 8.28
Действие на входах транзисторов VTj и VT2 уровня логического нуля U° обу-
словливает их закрытое состояние, при этом последовательно соединенные на-
грузочные транзисторы VT2 и VT4 открыты, и на выходе схемы устанавливается
напряжение (Л Если хотя бы на один из входов поступает сигнал логической еди-
ницы I/1, то открывается соответствующий управляющий транзистор (VT( или
VT2), а связанный с ним нагрузочный транзистор (VT3 или VT4) закрывается.
На выходе схемы устанавливается напряжение Ua.
В схеме И—НЕ (рис. 8.28, б) при действии уровня логического нуля U° на входах
схемы оба управляющих транзистора, VT( и VT2, закрыты, а нагрузочные транзи-
сторы VT3 и VT4 открыты, поэтому на выходе схемы будет высокий уровень на-
пряжения U1 Е„ „. Состояние схемы не изменится, если напряжение U° поступит
только на один из входов, так как один из последовательно включенных управля-
ющих транзисторов остается закрытым. При подаче на оба входа высокого уров-
ня напряжения U1 управляющие транзисторы VT, и VT2 открыты, а нагрузочные
VT3 и VT4 закрыты, и на выходе схемы устанавливается низкий уровень напря-
жения Ц°.
8.9.	Функциональные логические узлы
Функциональные логические узлы состоят из простых логических элементов типа
И—НЕ или ИЛИ—НЕ и выполняют более сложные логические операции.
Шифраторы
Шифратор — это комбинационная логическая схема, преобразующая числа, симво-
лы и команды в комбинацию логических нулей и единиц. В большинстве совре-
менных ЭВМ каждому символу (числу или команде) соответствует комбинация
из восьми нулей и единиц, называемая байтом (byte). Такой способ кодирования
414
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
позволяет закодировать 256 различных символов. Принцип работы шифратора
иллюстрирует рис. 8.29, а, где представлена структура шифратора, позволяющая
получить 3-разрядный параллельный код, то есть закодировать 8 символов. Логи-
ку работы схемы поясняет табл. 8.1. В зависимости от того, на какой вход подан
сигнал, на выходе получается вполне определенная кодовая комбинация нулей и
единиц. Условное схемное обозначение шифраторов показано на рис. 8.29, б.
Х2 Х4 Хе
Уз
У2
У1
Рис. 8.29
Таблица 8.1. Логика работы шифратора			
Сигнал		гг	
	0	0	0
	1	0	0
	0	1	0
	1	1	0
	0	0	1
*	1	0	1
	0	1	1
*7	1	1	1
Дешифраторы
Дешифраторы выполняют операцию, противоположную той, которую делают
шифраторы, то есть преобразуют двоичный код в сигнал на одном из выходов.
Структурная схема трехвходового дешифратора показана на рис. 8.30, а, а на
рис. 8.30, б — его условное схемное обозначение. Допустим, на входы поступает
8.9. Функциональные логические узлы
415
кодовая комбинация 101, соответствующая десятичному числу 5. Эти сигналы
поступают на восемь трехвходовых элементов И, на которые также поступают
инвертированные сигналы. Схема построена так, что при любой комбинации ну-
лей и единиц на входе дешифратора лишь только на один элемент И поступают
три логические единицы, а на входах остальных будет хотя бы один логический
нуль. Поэтому только на пятом выходе появится логическая единица, а на всех
остальных будут логические нули.
б
Сумматоры
Сумматоры предназначены для суммирования многоразрядных двоичных чисел.
Операция суммирования осуществляется поразрядно с использованием одно-
разрядных суммирующих схем. В каждом разряде суммирование происходит по
правилам: 0 + 0 = 0,0+1 = 1,1 + 0 = 1,1 + 1 = 0. В последнем случае суммирование
двух единиц дает выходное число 10. Появляющаяся при этом единица называет-
ся единицей переноса в старший разряд.
Схема, осуществляющая суммирование по этим правилам, называется полусум-
матором (рис. 8.31, а). Логику ее работы иллюстрирует табл. 8.2.
Таблица 8.2. Логика работы полусумматора
Л	К	a	ь	с	d	S,	
0	0	1	1	0	0	0	0
0	1	0	1	0	1	1	0
1	0	1	0	1	0	1	0
1	1	0	0	0	0	0	1
8.10. Триггеры_______________________________________________________417
Таблица 8.3. Логика работы сумматора				
	»,	у>	S,	^/+1
0	0	0	0	0
0	0	1	1	0
0	1	0	1	0
0	1	1	0	1
1	0	0	1	0
1	0	1	0	1
1	1	0	0	1
1	1	1	1	1
Полные сумматоры многоразрядных чисел составляются из одноразрядных сум-
маторов. Результаты суммирования трехразрядных чисел иллюстрируют следу-
ющие примеры:
0	0	1	(1) ,	0	0	1	(1)	0	1	0	(2)
	+				+				+		
0	1	0	(2)	0	1	1	(3)	0	1	1	(3)
0	1	1	(3)	1	0	0	(4)	1	0	1	(5)
Аналогичным образом осуществляется суммирование 8- и 16-разрядных слов.
8.10.	Триггеры
Триггеры наряду с логическими элементами являются основными элементами циф-
ровых ИМС. Каждый триггер предназначен для хранения одной единицы инфор-
мации — бита. Основу триггера составляет кольцо из двух инверторов (рис. 8.33, а),
которое принято обозначать в виде электронной защелки (рис. 8.33, б).
Выход Q называют прямым, а выход Q — инвертирующим. Электронная защел-
ка может находиться в одном из двух устойчивых состояний: либо Q = О, Q = 1,
либо Q = 1, Q=0. Перевод триггерной защелки из одного состояния в другое осу-
ществляется путем воздействия на нее управляющих (информационных) импуль-
сов напряжения, выполняющих функции спускового крючка (курка), откуда и
418
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
произошел термин «триггер» (trigger — курок). В зависимости от способа управ-
ления электронной защелкой различают несколько разновидностей триггеров.
RS-триггер
В RS-триггере вместо простых инверторов применены двухвходовые логичес-
кие элементы типа ИЛИ—НЕ или И—НЕ. На рис. 8.34, а представлена структу-
ра, на рис. 8.34, б —условное графическое изображение, а на рис. 8.34, в — вре-
менная диаграмма работы RS-триггера, выполненного на элементах ИЛИ—НЕ.
В этой схеме вход R служит для установки на выходе Q логического нуля, а на
выходе Q — логической единицы. Обозначение R происходит от английского
слова reset — сброс. Вход 5 служит для установки на выходе Q логической еди-
ницы, а на выходе Q — логического нуля. Обозначение 5 происходит от анг-
лийского слова set — установка. Поскольку триггер имеет два управляющих вхо-
да, обозначаемых R и 5, то отсюда произошло название RS-триггер. RS-триггер
на элементах ИЛИ—НЕ управляется положительными перепадами управляю-
щих импульсов. В момент времени tt на выходе Q устанавливается логический
нуль (на диаграмме не учтено время задержки переключения триггера). В момент
t2 действие положительного импульса прекращается, однако триггер сохраня-
ет свое состояние до тех пор, пока на вход 5 не поступит положительный им-
пульс (момент t3), в результате чего на выходе Q установится логическая едини-
ца. После прекращения действия этого импульса (момент t4) схема сохраняет свое
состояние.
При одновременной подаче на входы R и 5 положительных импульсов на обоих
выходах триггера устанавливаются логические нули. После прекращения дей-
ствия управляющих импульсов триггер перейдет в одно из двух устойчивых со-
стояний, предугадать которое невозможно. Поэтому комбинация управляющих
сигналов 5 = R = 1 является запрещенной.
RS-триггер на элементах И—НЕ (рис. 8.35, а и б) реагирует на отрицательные
перепады управляющих импульсов (рис. 8.35, в), которыеиэбозначаются R и 5.
Для таких триггеров запрещенной является комбинация R = 5 = 0.
8.10. Триггеры
419
RST-триггер
RST-триггер отличается от RS-триггера тем, что он имеет тактовый вход С (от анг-
лийского слова clock — время) и его состояние изменяется только при наличии
напряжения на этом входе.
На рис. 8.36, а показана схема RST-триггера, на рис. 8.36, б — его графическое обо-
значение, на рис. 8.36, в — временная диаграмма работы. Переключение триггера
из одного состояния в другое происходит в моменты подачи тактовых С-импуль-
сов и при наличии R- или 5-импульса.
Рис. 8.36
420 Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
D-триггер
D-триггер является триггером задержки. Его название происходит от английс-
кого слова delay — задержка. Особенностью триггера является наличие только
одного информационного входа D. Сигнал, поданный на вход D, появляется на
выходе триггера Q с задержкой t3, определяемой моментом подачи тактового
импульса С. Схема D-триггера показана на рис. 8.37, а, условное графическое
изображение D-триггера — на рис. 8.37, б, временная диаграмма его работы — на
рис. 8.37, в. Схема содержит 4 элемента (DD1...DD4), выполняющих функции
RST-триггера, и один инвертор (DD5).
в
Рис. 8.37
Двухступенчатый RST-триггер
Двухступенчатый RST-триггер состоит из двух RST-триггеров, управляемых
разными фазами тактового сигнала (рис. 8.38, а). Двухступенчатая структура
триггера в условном графическом изображении обозначается двумя буквами ТТ
(рис. 8.38, б).
Диаграмма работы двухступенчатого триггера показана на рис. 8.38, в. При С = 1
происходит запись информации в первый триггер. В это время второй триггер
заблокирован нулевым уровнем сигнала. При С = 0 блокируется первый триг-
гер, и информация из первого триггера переносится во второй.
Рассмотренный принцип построения триггеров обеспечивает высокую надежность
работы, так как запись и хранение информации разделены: сначала информация
записывается в первую триггерную ячейку при отключенной второй, затем хранит-
ся во второй ячейке при отключенной первой.
8.10. Триггеры
421
в
Рис. 8.38
Т-триггер
Т-триггер изменяет свое состояние каждый раз, когда на его вход поступает уп-
равляющий сигнал. Название триггера происходит от английского слова tumble —
переключать, кувыркаться. Структурная схема Т-трштера показана на рис. 8.39, а,
условное графическое изображение — на рис. 8.39, б.
Рис. 8.39
В интервале между входными импульсами состояния первого (назовем его Т])
и второго (Т2) триггеров в соответствии с принципом работы двухступенчатого
триггера одинаковые. При поступлении управляющего импульса информация
422
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
с выходов Т2 записывается в Тр в результате получается Q' = Q и Q' = Q. По окон-
чании управляющего импульса информация из Т\ записывается в Т2, и состояние
обоих триггеров становится одинаковым. Таким образом, в результате действия
каждого управляющего импульса триггер переключается в противоположное
состояние с задержкой, равной длительности управляющего импульса.
JK-триггер
Название JK-триггера происходит от английских слов jump — прыгать и keep —
держать. Структурная схема JK-триггера показана на рис. 8.40, а, а его условное
графическое изображение показано на рис. 8.40, б. Это — синхронный двухсту-
пенчатый RS-триггер с перекрестными обратными связями и входной логикой,
что позволяет устранить присущее RS-триггеру состояние неопределенности
при одновременной подаче на оба информационных входа логических единиц.
JK-триггер является универсальным. На его основе с помощью несложных комму-
тационных изменений можно получить RS-, Т- и D-триггеры.
При подаче тактовых сигналов на С-вход и попеременной подаче информацион-
ных сигналов на J- и К-входы триггер работает как двухступенчатый Т-триггер.
При подаче информационного сигнала на /-вход и одновременно через инвертор
на К-вход триггер превращается в D-триггер.
8.11.	Запоминающие устройства
Запоминающие устройства предназначены для записи, хранения и считывания
двоичной информации. В состав запоминающего устройства (ЗУ) входят: матри-
ца-накопитель и функциональные узлы, необходимые для управления матрицей-
накопителем, усиления сигналов при записи и считывании, обеспечения режима
синхронизации. Все эти элементы расположены на одном полупроводниковом
кристалле.
8.11. Запоминающие устройства 423
На рис. 8.41 показана структура ЗУ, в которой матрица-накопитель состоит из 16
элементов памяти (ЭП), объединенных в 4 строки и 4 столбца. ЭП, расположен-
ные в одной строке, образуют ячейку памяти (ЯП), способную запомнить четы-
рехразрядное машинное слово, то есть 4 бита информации. Эти ЭП объединены
адресными шинами Хо..Х3. Элементы, расположенные в одном столбце, объеди-
нены разрядными шинами У0...У3. В режиме записи информации разрядные шины
подключаются к усилителям записи, и на них подается комбинация нулей и еди-
ниц, а на одну из адресных шин от дешифратора адреса поступает управляющий
сигнал, в результате входная комбинация нулей и единиц оказывается записан-
ной в 4 элемента памяти. В режиме хранения разрядные шины отключаются от
усилителей. В режиме считывания разрядные шины подключаются к усилителям
считывания, и происходит считывание ранее записанной информации.
Рис. 8.41
424
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
Запоминающие устройства делятся на две группы: постоянные запоминающие
устройства (ПЗУ) и оперативные запоминающие устройства (ОЗУ).
ПЗУ (по-английски ROM — Read Only Memory, что переводится как «память
только для считывания») используются только для считывания ранее записанной
информации. В ПЗУ обычно хранятся стандартные программы, необходимые для
выполнения арифметических или логических операций. Важным свойством ПЗУ
является сохраняемость информации при выключении питания. По способу запи-
си информации ПЗУ подразделяются на масочные (ПЗУМ), программируемые
(ППЗУ) и репрограммируемые (РПЗУ).
ОЗУ (по-английски RAM — Random Access Memory, что переводится как «память
с произвольной выборкой») предназначены для быстрого попеременного ввода
и вывода информации. В ОЗУ обычно хранятся промежуточные данные в про-
цессе выполнения арифметических или логических операций.
Элементы памяти ОЗУ подразделяются на статические и динамические. ЭП ста-
тического типа хранят информацию сколь угодно долго, пока включен источник
питания. В ЭП динамического типа информация хранится ограниченное время;
в этих элементах предусматривается восстановление (регенерация) информации.
Масочные ПЗУ
В качестве элементов памяти масочных ПЗУ используются диодные или тран-
зисторные структуры, включаемые на пересечениях адресных и разрядных шин.
На рис. 8.42 представлена схема ПЗУМ, содержащая в качестве элементов памя-
ти полупроводниковые диоды. В процессе изготовления таких ИМС формирует-
ся матрица размером 4x4, содержащая 16 диодов (в реальных схемах их число
составляет 64,128,256,512 и т. д.). На заключительном этапе изготовления ИМС
с помощью маски, изготовленной методом фотолитографии, осуществляется
подключение диодов к адресным и разрядным шинам. Наличие диода между ад-
ресной и разрядной шиной соответствует логической единице, отсутствие — ло-
гическому нулю. При подаче на какую-либо адресную шину X положительного
напряжения шина X через диод соединяется с соответствующей разрядной ши-
ной. Например, при подаче напряжения на шину Xt считывается четырехразряд-
ное число 0001, а при подаче напряжения на шину Х3 — число ООН. Напряжение
на адресные шины поступает от дешифратора адреса.
8.11. Запоминающие устройства
425
Программируемые ПЗУ
Отличие программируемых ПЗУ от масочных состоит в том, что программирова-
ние осуществляется не производителем в процессе изготовления ИМС, а пользова-
телем перед началом эксплуатации, В программируемых ПЗУ диоды (или биполяр-
ные транзисторы) подключаются к разрядным шинам через плавкие перемычки.
При программировании эти перемычки пережигают путем пропускания импуль-
сов тока. В результате образуется структура, аналогичная масочному ПЗУ.
Репрограммируемые ПЗУ
Непрограммируемые ПЗУ допускают многократное перепрограммирование, то есть
многократное стирание ранее записанной информации и многократную запись но-
вой. В качестве элемента памяти в РПЗУ используют МДП-транзистор с плаваю-
щим затвором, эквивалентная схема которого показана на рис. 8.43, а. Такие транзи-
сторы помимо обычного управляющего затвора, соединенного с адресной шиной,
содержат второй затвор, размещенный между управляющим затвором и подлож-
кой (рис. 8.43, б). Этот дополнительный затвор не имеет внешних выводов и по-
этому называется плавающим. Оба затвора выполнены из сильнолегированного
поликремния и отделены один от другого слоем SiO2 толщиной 0,02-0,04 мкм.
Рис. 8.43
Толщина оксидного слоя между плавающим затвором и подложкой имеет такую
же величину. Длина канала составляет 1-2 мкм. Площадь, занимаемая элементом
на подложке, составляет 6-10 литографических квадратов, что позволяет созда-
вать накопители информации с емкостью более 1 Мбит.
В режиме программирования логической единицы на разрядную шину подается
высокий потенциал U1 (около 10 В), а на адресную шину — потенциал Ux > U'. При
этих условиях между истоком и стоком существует канал, в котором электроны
разгоняются до скоростей, при которых становится возможным лавинное размно-
жение электронов, в результате чего появляются высокоэнергетические (горячие)
электроны, способные преодолеть потенциальный барьер на границе раздела
кремний-оксид кремния. Поскольку потенциал затвора выше потенциала кана-
ла, то существует поперечное (вертикальное) электрическое поле, в котором элек-
426
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
троны, попавшие в слой оксида кремния, перемещаются в сторону плавающего
затвора, в результате плавающий затвор приобретает отрицательный заряд.
В режиме программирования логического нуля на разрядную шину подается низ-
кий потенциал U°. В этом случае продольное (горизонтальное) электрическое поле
в канале отсутствует, и накопления заряда в плавающем затворе не происходит.
В режиме хранения логической единицы плавающий затвор имеет отрицатель-
ный заряд, а в режиме хранения логического нуля заряд равен нулю. Поскольку
плавающий затвор со всех сторон окружен диэлектриком, то заряд затвора сохраня-
ется длительное время (несколько лет). Наличие или отсутствие заряда затвора
влияет на величину порогового напряжения МДП-транзистора. Если отрицательный
заряд отсутствует, то пороговое напряжение П®ор невелико (порядка 1-2 В). Если
же заряд существует, то пороговое напряжение и'пор возрастает (порядка 8 В).
В режиме считывания разрядная шина У подключается к усилителю считывания,
а на шину X подается напряжение Ux, лежащее в пределе между П°ор и Щор (обыч-
но 5 В). Если в ЭП хранится логическая единица, то канал в МДП-транзисторе не
индуцируется, и шина У оказывается изолированной от подложки. Если в ЭП хра-
нится логический ноль, то канал индуцируется, и шина У соединяется с подложкой.
Стирание (удаление электронов из плавающего затвора) осуществляется путем
облучения кристалла ультрафиолетовыми лучами, под действием которых элек-
троны приобретают энергию, достаточную для преодоления потенциального ба-
рьера на границе между кремнием и оксидом кремния. Далее они дрейфуют в под-
ложку, потенциал которой должен быть выше потенциала управляющего затвора.
Корпуса ИМС, содержащие ЭП рассмотренного типа, имеют специальное окно
со вставленным кварцевым стеклом. В каждом цикле перепрограммирования про-
исходят некоторые изменения в структуре кристаллической решетки полупровод-
ника, образуются дополнительные поверхностные заряды, происходит захват
электронов ловушками в слое оксида кремния и т. д. Все это приводит к измене-
нию пороговых напряжений. Поэтому максимально допустимое число циклов
перепрограммирования обычно не превышает 103.
Рассмотренный способ хранения информации нельзя признать совершенным. Про-
цесс записи протекает сравнительно медленно (около 1 мс) и связан с большими энер-
гетическими затратами по преодолению потенциального барьера между кремнием
и оксидом кремния. Более совершенным является способ проникновения элект-
ронов в плавающий затвор путем туннелирования из подложки через диэлектрик.
На рис. 8.44 приведена энергетическая диаграмма системы подложка—диэлект-
рик—плавающий затвор, иллюстрирующая механизм туннельных переходов. При
ширине запрещенной зоны кремния, равной 1,1 эВ, и ширине запрещенной зоны
оксида кремния, равной примерно 9 эВ, на границе Si—SiO2 возникает энергетичес-
кий барьер высотой около 4 эВ. Преодолеть такой барьер может незначительная
часть «горячих» электронов. Если же уменьшить толщину диэлектрика до 0,01 мкм
и довести величину напряженности электрического поля в нем до 106-107 В/см,
то электроны смогут совершить туннельные переходы из зоны проводимости
подложки в зону проводимости диэлектрика и оттуда в зону проводимости поли-
кремниевого затвора. Поскольку плавающий затвор со всех сторон изолирован,
то в нем произойдет накопление отрицательного заряда. Туннелирование элект-
8.11. Запоминающие устройства!
427
ронов через диэлектрик — процесс двухсторонний, его можно использовать как
для заряда, так и для разряда плавающего затвора.
подложка—Ы Й—затвор
диэлектрик
Рис. 8.44
Структура ЭП, программируемого с помощью туннельного эффекта, представле-
на на рис. 8.45, а, эквивалентная схема — на рис. 8.45, 6. Левая часть структуры
образует бистабильный МДП-транзистор с плавающим затвором, перекрываю-
щим область стока со слоем туннельйо-тонкого диоксида толщиной порядка
10 нм, в котором происходит туннелирование электронов. Правая часть структу-
ры представляет собой обычный МДП-транзистор, предназначенный для подклю-
чения стока бистабильного транзистора к разрядной шине.
Рис. 8.45
В режиме программирования на программирующую шину Xnporp подается напря-
жение порядка 20 В, а на адресную шину — напряжение, превышающее порого-
вое, в результате чего разрядная шина через транзистор VT2 подключается к сто-
ку транзистора VTt. При программировании логической единицы на разрядной
шине устанавливается нулевой потенциал. В этом случае в туннельно-тонком
диоксиде происходит туннелирование электронов в плавающий затвор. При про-
граммировании логического нуля на разрядной шине устанавливается высокий
потенциал, и туннелирования не происходит. В итоге, как и в предыдущем слу-
чае, при программировании логической единицы плавающий затвор приобрета-
428
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
ет отрицательный заряд, а при программировании логического нуля заряд затво-
ра равен нулю.
При считывании информации подается отпирающее напряжение на шину X, и
транзистор VTj подключается к разрядной шине через транзистор VT2. Для сти-
рания информации шину Хпрогр соединяют с подложкой, а на сток транзистора VTj
подают высокое напряжение, при этом происходит туннелирование электронов
из плавающего затвора в сток.
Рассмотренный ЭП обладает рядом достоинств по сравнению с элементами, в ко-
торых происходит накопление «горячих» электронов, например, имеется возмож-
ность поэлементного быстрого электрического стирания информации, кроме того,
число циклов перепрограммирования достигает 105. Однако ЭП с программиро-
ванием с помощью туннельного эффекта занимают сравнительно большую пло-
щадь (порядка 30-90 литографических квадратов).
Элементы памяти ОЗУ статического типа
В качестве элементов памяти ОЗУ статического типа используются триггеры. На
рис. 8.46 представлена схема элемента памяти на МДП-транзисторах, состоящая из
триггера (VT)...VT4) и управляющих транзисторов VT5 и VT6. В режиме записи на
одну из разрядных шин подается напряжение U°, на другую — U1, а на адресную шину
подается положительный импульс напряжения, отпирающий транзисторы VT5 и
VT6, что приводит к подключению триггера к разрядным шинам. Если UY = U°, а
Uy = 171, то отпирается VT, и запирается VT2; если UY= U\ aUY = U°, то отпирается
VT2 и запирается VTt. В режиме хранения напряжение на шине X близко к нулю,
транзисторы VT5 и VT6 заперты, триггер отключен от разрядных шин и хранит
ранее записанную информацию. В режиме считывания шины Y' и Y" подключаются
к усилителю считывания, а на адресную шину X подается положительный импульс
напряжения, вследствие чего триггер оказывается подключенным к разрядным
шинам. Площадь, занимаемая таким элементом памяти на подложке, составляет
примерно 150 литографических квадратов. Информационная емкость матрицы
достигает 10-25 Кбит, она ограничена допустимым разогревом кристалла. Элемент
памяти может быть выполнен на комплементарных транзисторах. В этом случае
в режиме хранения информации потребляется ничтожно малая мощность (десят-
ки пиковатт), что позволяет повысить информационную емкость до 256 Кбит.
-» VT3 VT4 «-
Рис. 8.46
8.11. Запоминающие устройства
429
Элементы памяти динамического типа
Принцип действия элементов памяти динамического типа основан на хранении
информации в виде накопленных на паразитных емкостях диодов или транзис-
торов электрических зарядов. Обычно для этой цели используются МДП-тран-
зисторы. На рис. 8.47, а представлена схема однотранзисторного ЭП. В этой схе-
ме электрический заряд хранится в запоминающем конденсаторе С3, включенном
между истоком и подложкой МДП-транзистора. В режиме записи на шину X по-
дается положительный импульс напряжения, в результате в транзисторе индуци-
руется канал, и конденсатор С3 оказывается подключенным к разрядной шине Y.
Если на разрядной шине имеется высокий потенциал U1, то конденсатор С3 заря-
жается до напряжения U1. Если же потенциал разрядной шины равен Ц° ~ 0, то
заряда конденсатора не происходит. В режиме хранения информации [7Х = 0, и
конденсатор С3 оказывается отключенным от шины Y. В режиме считывания Ux > О,
и конденсатор С3 подключается к шине У, которая в свою очередь подключается
к усилителю считывания. При записи на конденсаторе накапливается электри-
ческий заряд <2= C3UY. При считывании на разрядной шине устанавливается на-
пряжение [7СЧИТ = Q/(C3 + Су), где Су — паразитная емкость разрядной шины. Для
повышения размаха считываемого сигнала 8(/счит = Г/'чит - П®чит необходимо уве-
личивать отношение CJCY.
Рис. 8.47
В режиме хранения информации конденсатор С3 постепенно разряжается вслед-
ствие существования токов утечки. Поэтому необходимо периодическое восста-
новление заряда конденсатора. С этой целью через каждые несколько миллисе-
кунд происходит считывание информации с элемента памяти, преобразование ее
в напряжение (/’ или Ц° и последующая запись этого напряжения в элемент памя-
ти. На рис. 8.47, б представлена простейшая структура однотранзисторного ЭП, в
которой область 1 является истоком, область 2 — стоком, а поликремниевый слой
3 представляет собой затвор транзистора, являющийся одновременно шиной стро-
ки X, проходящей перпендикулярно к рисунку. Сток 2 соединен с алюминиевой
шиной, напыленной на поверхность слоя SiO2. Поликремниевый слой 4, прохо-
дящий параллельно слою 3, образует конденсаторную шину Y, соединенную с
подложкой. Емкость запоминающего конденсатора С3 складывается из емкости
между истоком 1 и конденсаторной шиной 4 и емкости р-и-перехода между исто-
ком 1 и подложкой. Паразитная емкость Су является суммой емкостей р-и-пере-
430
Глава 8. Цифровые интегральные микросхемы
хода между стоком 2 и подложкой и между шиной У и подложкой. Отношение
CJCY пропорционально площади запоминающего конденсатора. При площади
всего элемента около 30 литографических квадратов CJCy = 5-10.
Контрольные вопросы
1.	В чем заключается основная особенность цифровых интегральных схем?
2.	Что такое быстродействие электронного ключа и от чего оно зависит?
3.	Какими параметрами оценивается быстродействие цифровых интегральных
схем?
4.	От чего зависит помехоустойчивость логических элементов?
5.	Какими способами достигается повышение помехоустойчивости?
6.	В чем состоят преимущества логических элементов на КМДП-структурах?
7.	Как работает схема транзисторно-транзисторной логики?
8.	Как работает схема эмиттерно-связанной логики?
9.	Как работает схема инжекционной логики?
10.	Как выполняются логические операции на МДП-транзисторах?
11.	Нарисуйте схему и объясните работу триггера.
12.	Какие разновидности триггеров вам известны?
13.	Как реализуются запоминающие устройства?
14.	Чем отличаются элементы памяти динамического типа от элементов памяти
статического типа?
Глава 9 Основы
функциональной
электроники
Основной тенденцией развития микроэлектроники является повышение степени
интеграции, оцениваемой логарифмом числа элементов и компонентов на кристал-
ле. Если первые интегральные микросхемы содержали несколько десятков элемен-
тов на кристалле, то в современных сверхбольших интегральных микросхемах
(СБИС) степень интеграции достигает 7. Разработаны интегральные микросхемы
ультраболыпой степени интеграции (УБИС), в которых степень интеграции более 7.
9.1.	Проблемы повышения степени
интеграции ИМС
При создании СБИС и УБИС приходилось и приходится решать целый ряд кон-
структорско-технологических проблем.
□	Проблема дефектов подложки. Чем больше площадь кристалла, тем выше веро-
ятность того, что дефект кристаллической структуры приведет к выходу из
строя какого-либо элемента интегральной микросхемы. Эта проблема решается
совершенствованием технологии изготовления полупроводниковых подложек.
□	Проблема уменьшения размеров элементов ИС. Известно, что размеры элемен-
тов определяются литографией. Разрешающая способность фотолитографии
ограничена длиной волны света (около 1 мкм). Современная субмикронная
литография использует излучения со значительно меньшей длиной волны
(электронные, ионные и рентгеновские лучи), позволяющие получить размер
элементов менее 1 мкм (до 0,1 мкм).
□	Проблема теплоотвода. Уменьшение размера элементов и расстояния между
ними ведет к увеличению удельной мощности, рассеиваемой единицей по-
верхности подложки. Практически величина этой мощности не превышает
5 Вт/см2. Эта проблема решается применением микрорежимов работы логи-
432 Глава 9. Основы функциональной электроники
ческих элементов. При этом предпочтительнее схемы КМДП и И2Л, потреб-
ляющие мощность менее 0,1 мВт на логический элемент.
□	Проблема межсоединений. Огромное количество элементов, созданных на под-
ложке, должно быть соединено между собой таким образом, чтобы обеспечить
выполнение определенных функциональных преобразований сигналов. До-
стигается это многоуровневой разводкой. На первом уровне формируют
простые логические элементы, на втором уровне формируют отдельные узлы
(триггеры, сумматоры и т. д.), на третьем уровне формируют блоки (регистры,
дешифраторы и т. д.).
Разводка может быть фиксированной и программируемой. Фиксированная раз-
водка применяется при условии 100-процентной годности элементов. В этом
случае заранее разрабатывается топология соединений. Наличие хотя бы одного
дефектного элемента приводит к выходу из строя всей микросхемы. В случае
программируемой разводки на кристалле создается избыточное число элементов,
осуществляется контроль их работоспособности и составляется карта годнос-
ти элементов. Затем с помощью ЭВМ разрабатывается топология соединений.
Однако этот метод требует дополнительных технологических операций.
Решение проблемы повышения степени интеграции СБИС и УБИС состоит в
применении новых конструкторско-технологических решений, качественно от-
личающихся от применяемых при разработке микросхем средней степени ин-
теграции. Большое значение имеет разработка новых конструкций элементов,
позволяющих добиться повышения степени интеграции при существующей раз-
решающей способности литографии. В СБИС широко применяют функциональ-
но-интегрированные элементы, когда одна и та же полупроводниковая область
совмещает функции нескольких простейших элементов. Примером может слу-
жить структура И2Л, в которой совмещены база горизонтального транзистора
типа р-п-р с эмиттером вертикального транзистора типа п-р-п, а коллектор тран-
зистора р-п-р одновременно является базой транзистора п-р-п. Широко приме-
няется совмещение коллекторной нагрузки с коллектором и ряд других конст-
руктивных решений, позволяющих сократить количество боксов, в которых
размещаются элементы ИС, и тем самым повысить степень интеграции. Для
получения субмикронных размеров некоторых областей при разрешающей способ-
ности фотолитографии около 1 мкм в СБИС широко используют метод самосов-
мещения, в основе которого лежит использование ранее созданных слоев в каче-
стве масок для получения последующих элементов.
Одним из способов повышения степени интеграции является «трехмерная» интег-
рация. В трехмерных структурах элементы формируют в разных слоях, чередующих-
ся в вертикальном направлении. Примером может служить вертикальная струк-
тура полевого транзистора, в которой исток и сток расположены друг над другом,
а канал проходит в вертикальном направлении. Другим примером может служить
создание двухслойных КМДП-структур. В этих структурах имеется общий затвор,
под которым расположен п-канал, а над затвором — p-канал. Такая комплементар-
ная пара вместе с соединениями занимает такую же площадь, как один транзистор
с каналом n-типа. По сравнению с обычной КМДП-структурой, в которой тран-
зисторы с n-каналом и p-каналом расположены в одной плоскости, двухслойная
КМДП-структура позволяет повысить степень интеграции примерно в 3-4 раза.
9.2. Функциональная электроника
433
В УБИС большую роль играет взаимодействие ее элементов. В БИС с невысокой
степенью интеграции каждый отдельный транзистор ведет себя одинаково как
в «изолированном» состоянии, так и в составе интегральной структуры. В УБИС
с субмикронными размерами изоляция одного транзистора от другого труднодо-
стижима. Возможные механизмы взаимодействия транзисторов друг с другом
многочисленны и включают в себя такие эффекты, как емкостная связь, туннели-
рование и перетекание зарядов.
Повышение степени интеграции резко сужает сферу применения БИС, так как
они становятся специализированными и вследствие этого изготавливаются огра-
ниченными партиями. Сужение сферы применения конкретного типа микросхем
приводит к необходимости разработки большой номенклатуры БИС и, следова-
тельно, больших затрат времени и средств на их проектирование, подготовку про-
изводства и изготовление.
Широкая номенклатура специализированных БИС при приемлемых затратах на
проектирование и производство достигается путем использования базовых матрич-
ных кристаллов (БМК). Базовый матричный кристалл представляет собой полупро-
водниковый кристалл, на котором в определенном порядке размещены на постоян-
ных местах нескоммутированные активные и пассивные элементы (транзисторы,
диоды, резисторы и т. п.). Определенное число активных и пассивных элементов
сгруппировано в топологические ячейки (ТЯ), которые размещаются на БМК
регулярно, образуя матрицу одинаковых повторяющихся ячеек. В одной тополо-
гической ячейке БМК последующим объединением элементов металлизирован-
ными соединениями можно создать несколько логических или запоминающих
элементов. Компоненты в ТЯ подбираются таким образом, чтобы из них можно
было построить разнообразные элементы, перечень которых образует некоторый
функциональный набор — библиотеку элементов. Чем разнообразнее элементы в
библиотеке, тем эффективнее построение функциональных схем матричных БИС.
Особенностью матричных БИС является то, что БМК представляет собой еди-
ную основу для создания широкого набора функциональных схем, все разнообра-
зие которых определяется межсоединениями, которые формируются на послед-
них этапах технологического процесса. Иначе говоря, комплект фотошаблонов
для изготовления БМК является постоянным, а фотошаблоны для формирования
конкретных матричных БИС — переменными. Таким образом, на основе одного
БМК сменой фотошаблонов металлизации можно разработать большое число
модификаций матричных БИС, отличающихся своими функциональными схема-
ми. БМК выполняются как на основе биполярных транзисторов, так и на основе
МДП-структур. Количество элементов в базовом кристалле определяется уровнем
технологии и достигает 106.
9.2.	Функциональная электроника
Повышение степени интеграции интегральных схем и связанное с этим уменьше-
ние размеров элементов имеет определенные пределы. Вместе с тем современные
методы обработки информации непрерывно усложняются и не могут быть реа-
лизованы в рамках существующих микроэлектронных систем. Проблема может
434 Глава 9. Основы функциональной электроники
быть решена путем применения приборов функциональной электроники. Отличи-
тельной чертой приборов функциональной электроники являются несхематические
принципы их построения. Функции схемотехники выполняют непосредственно
те или иные физические процессы в твердом теле. Примером устройства функ-
циональной электроники может служить выпрямитель напряжения, принцип дей-
ствия которого основан на термоэлектрическом эффекте (рис. 9.1).
Функциональный преобразователь содержит резистивную область 1, в которой
при прохождении переменного тока выделяется тепловая энергия. Теплота
распространяется через изолирующий слой 2 в термоэлектрическую область 3,
в которой в вертикальном направлении устанавливается некоторое стационарное
распределение температуры, в результате чего возникает термо-ЭДС. Структура
обладает достаточной теплоемкостью и, следовательно, инерционностью, поэто-
му распределение температуры в термической области не изменяется в течение
периода переменного напряжения, в результате чего постоянное напряжение на
выходе преобразователя практически не содержит пульсаций. В такой структуре
невозможно выделить участки, равноценные дискретным элементам обычной
схемы выпрямителя.
Существует ряд направлений функциональной электроники. Рассмотрим неко-
торые устройства функциональной электроники, получившие достаточно широ-
кое распространение.
Акустоэлектронные устройства
В акустоэлекпгронных устройствах используются явления, обусловленные меха-
ническими колебаниями твердого тела. В этих устройствах электрические сигна-
лы преобразуются в (механические) акустические путем использования обратно-
го пьезоэффекта, суть которого состоит в изменении размеров твердого тела при
приложении к нему электрического поля. Если электрическое поле изменяется
с частотой /, то в твердом теле возникают акустические колебания, скорость рас-
пространения которых равна оак = 105 см/с. Для преобразования акустических
колебаний в электрические используется прямой пьезоэффект, при котором под
9.2. Функциональная электроника
435
воздействием механических колебаний на поверхности твердого тела образуют-
ся электрические заряды с противоположными знаками, то есть возникают элек-
трические колебания.
На этом принципе основано действие ультразвуковой линии задержки (рис. 9.2),
представляющей собой стержень твердого тела 1 длиной I, на торцах которого
расположены пьезоэлектрические преобразователи 2 и 3. При подаче на вход ра-
диоимпульса с частотой f в стержне возникает акустическая волна, которая через
время т = l/v^ достигает выходного преобразователя, преобразующего акустичес-
кий сигнал в электрический. Изменяя длину стержня, можно регулировать дли-
тельность задержки радиоимпульса.
Если в стержне создать продольное электрическое поле (рис. 9.3), то, используя
взаимодействие акустических волн с электронами, можно осуществить усиление
электрических колебаний посредством увеличения амплитуды бегущей волны.
Под действием внешнего поля в кристалле создается дрейф электронов в направ-
лении распространения акустических волн. Если скорость дрейфа меньше скоро-
сти волны, то энергия волны поглощается электронами и волна затухает. Если
скорость дрейфа больше скорости волны, то электроны отдают ей свою энергию,
амплитуда волны возрастает, вследствие чего возрастает напряжение на выходе
выходного пьезоэлектрического преобразователя.
436
Глава 9. Основы функциональной электроники
Новым этапом в развитии акустоэлектроники является использование поверхно-
стных акустических волн (ПАВ), которые распространяются в поверхностном
слое пьезокристалла толщиной порядка длины волны, которая равна
^ак ” у •
В таких устройствах (рис. 9.4) преобразование электрических сигналов в акусти-
ческие и наоборот осуществляется посредством штыревых металлических элект-
родов, расположенных на поверхности звукопровода 4. Преобразователь 1 воз-
буждает ПАВ, направленные в противоположные стороны. Для создания бегущей
волны на концы звукопровода нанесены поглощающие покрытия 3.
Преобразователь является частотно-избирательным элементом. Его амплитудно-
частотная характеристика имеет максимум на частоте акустического синхронизма:
Л h ’
где h — пространственный шаг штырей.
На этой частоте шаг совпадает с длиной акустической волны, и электрический
сигнал преобразуется в ПАВ наиболее эффективно. Объясняется это тем, что ПАВ
усиливается по мере прохождения под преобразователем. Чем больше число шты-
рей, тем больше усиление ПАВ. Если подводимый электрический сигнал имеет
частоту, отличную от/0, то амплитуда ПАВ будет меньше. Для некоторых частот воз-
буждение ПАВ вообще невозможно. Например, при f = 2f0 время движения фазо-
вого фронта между соседними зазорами равно периоду электрических колебаний Т,
поэтому через время Т после подачи входного сигнала в зазорах установятся элек-
трические поля, фаза которых противоположна фазе ПАВ, что приведет к уничтоже-
нию первоначально возникших упругих возмущений. Изменяя количество штырей,
можно изменять полосу пропускания фильтра Д/п, определяемую соотношением
Jn N
где Af— число пар штырей.
9.2. Функциональная электроника 437
Созданная посредством входного преобразователя 1 поверхностная акустическая
волна, распространяясь вдоль кристалла, достигает выходного преобразователя
2, в котором акустические колебания преобразуются в электрические.
Из изложенного принципа действия следует, что фильтры на ПАВ по природе
функционирования являются полосовыми со средней частотой, зависящей от раз-
мера поверхностных штырей. Такие фильтры находят применение в широкопо-
лосных схемах и схемах СВЧ.
К акустоэлектронным приборам следует отнести кварцевые резонаторы, представ-
ляющие собой своеобразные конденсаторы. Между обкладками такого конденса-
тора расположена кварцевая пластина. При подаче на обкладки конденсатора пере-
менного напряжения в кварцевой пластине возбуждаются объемные акустические
волны, которые вызывают ее попеременное сжатие и расширение с некоторой
частотой, определяемой размерами кварца, и возникает механический резонанс, при
котором резко возрастает амплитуда механических колебаний, что ведет к умень-
шению электрического сопротивления резонатора, то есть резонатор ведет себя
как колебательный контур, состоящий из индуктивности и емкости, несмотря на
то что в объеме кварцевой пластины невозможно выделить какие-либо локаль-
ные области, соответствующие индуктивности и емкости. В отличие от обычных
колебательных контуров, кварцевые резонаторы обладают высокой добротностью,
которая достигает значений (30-50)-103. Кроме того, такие резонаторы очень
компактны и менее чувствительны к изменениям температурного режима.
Магнитоэлектронные устройства
В магнитоэлектронных устройствах используются электромагнитные процессы
на доменном уровне. Для создания доменов применяют тонкие магнитные плен-
ки толщиной до 10 мкм, напыляемые на подложку из немагнитного материала.
При отсутствии внешнего магнитного поля в пленке существуют полосовые
домены произвольной формы, разделенные доменными стенками (рис. 9.5, а);
суммарные площади противоположно намагниченных доменов равны. Если под-
ложку поместить во внешнее магнитное поле, направленное перпендикулярно ее
поверхности, то произойдет смещение доменных стенок. Полосовые домены, в ко-
торых вектор их намагниченности совпадает с направлением внешнего поля, рас-
ширяются, а домены с противоположной намагниченностью — сужаются. При
некоторой граничной напряженности магнитного поля Hmin происходит разрыв
полосовых доменов и образование доменов цилиндрической формы (рис. 9.5, б)
диаметром около 5 мкм. При дальнейшем росте напряженности поля диаметр
цилиндрических магнитных доменов (ЦМД) уменьшается, и при некотором значе-
нии напряженности поля Нтах происходит исчезновение доменов; пленка стано-
вится однородно намагниченной вдоль направления внешнего поля.
Домены можно использовать в качестве элементов памяти запоминающих уст-
ройств, если создать их организованную структуру, что достигается с помощью
генератора доменов, представляющего собой петлю из металлической пленки, по
которой пропускается ток (рис. 9.6). Токовую петлю 1 напыляют на изолирую-
щую пленку 2, расположенную на ферритовой пленке 3, которая, в свою очередь,
создана на поверхности подложки 4. Генерация домена происходит в том случае,
438 Глава 9. Основы функциональной электроники
если импульсом тока будет создано локальное размагничивающее поле Япет, на-
правленное противоположно внешнему полю Явн. При этом образуется ЦМД с
противоположной по отношению к Нв„ намагниченностью. Зарождение домена
соответствует записи логической единицы. Если ток через петлю не пропуска-
ется, то ЦМД не формируется. Отсутствие домена соответствует записи логи-
ческого нуля. В запоминающих устройствах на магнитной пленке создается 8 или
16 близко расположенных генераторов доменов, образующих регистр для записи
8- или 16-разрядных чисел. После того как информация записана в накопитель
на ЦМД, она может храниться там сколь угодно долго. Вследствие малого диа-
метра ЦМД плотность записи информации достигает 104-105 бит/мм.
Рис. 9.6
9.2. Функциональная электроника
439
Для перемещения ЦМД на поверхность магнитной пленки наносятся пленочные
аппликации определенной формы из пермаллоя. В области под магнитной апп-
ликацией из-за ее экранирующего действия имеет место ослабление внешнего
магнитного поля. Перемещение доменов происходит под действием вращающе-
гося магнитного поля, создаваемого двумя взаимно перпендикулярными катуш-
ками, токи которых сдвинуты по фазе на 90°. Поле Яупр, создаваемое этими ка-
тушками, вращается в плоскости аппликаций и перпендикулярно внешнему полю.
Поле Яупр намагничивает аппликации. Рассмотрим, как происходит перемещение
одного из созданных доменов.
На рис. 9.7 показано расположение домена через каждые четверть периода вра-
щающегося поля. Предположим, что в момент t = 0 поле Яупр направлено против
оси у. При этом полюсы аппликаций S и N расположены так, как это показано на
(рис. 9.7, а), и домен находится под северным полюсом аппликации, так как его
южный полюс притягивается к северному полюсу аппликации.
а
б
Нупр
°!
7/4 -----►
7/2 |
37/4 ------
12	3	4
Рис. 9.7
Через четверть периода (рис. 9.7,6) поле Нт направлено вдоль оси х. Новое распо-
ложение полюсов аппликации вызовет смещение ЦМД вправо по оси х. В момент
440
Глава 9. Основы функциональной электроники
t = Т/2 (рис. 9.7, в) ЦМД перейдет под полюс N аппликации 2, а в момент t = ЗТ/4
домен окажется под северным полюсом аппликации 3 (рис. 9.7, г). Еще через четверть
периода (рис. 9.7, д) ЦМД, оставаясь под аппликацией 3, сместится вправо, заняв
положение, аналогичное исходному. В запоминающих устройствах происходит
одновременное перемещение всей совокупности доменов, образующих регистр.
Для считывания информации применяют устройство, основанное на магниторе-
зистивном эффекте, который заключается в изменении сопротивления пленки
при изменении магнитного поля. Если на поверхность магнитной пленки нанести
полупроводниковую петлю, обладающую магниторезистивным эффектом, через
которую пропускается постоянный ток, то при прохождении ЦМД под петлей
изменяется магнитное поле в петле и сопротивление петли. При этом изменяется
ток в петле, что соответствует логической единице.
Запоминающие устройства с ЦМД значительно превышают показатели электро-
механических устройств (магнитных лент, дисков, барабанов) по надежности,
быстродействию, объемам запоминаемой информации, отличаясь малой массой
и габаритами и потребляя значительно меньше энергии. С помощью приборов на
ЦМД можно создать полный набор логических элементов, из которых строятся
сложные логические устройства.
Оптоэлектронные устройства
Работа оптоэлектронных приборов основана на электронно-фотонных процессах
получения, передачи и хранения информации. Простейшим оптоэлектронным
прибором является оптопара, состоящая из источника света, управляемого входным
электрическим сигналом, световода и фотоприемника, преобразующего оптический
сигнал в электрический. В качестве источника света используются излучающие
диоды, а в качестве приемника — фотодиоды, фототранзисторы и фототиристоры.
На рис. 9.8 показана структура такой оптопары с фотодиодом, созданным на крем-
ниевой подложке 1, отделенной от источника света 3 световодом 2. Источником све-
та 3 является излучающий диод, созданный на основе арсенида галлия. Существен-
ной особенностью оптопары является то, что источник и приемник света оптически
связаны между собой, а электрически изолированы друг от друга, что позволяет
обеспечить практически идеальную развязку входной и выходной цепей.
Рис. 9.8
9.2. Функциональная электроника
441
Помимо оптопар, управляемых электрическими сигналами, существуют оптопа-
ры, управляемые оптическими сигналами, которые воздействуют на фотоприем-
ник, преобразующий их в электрические сигналы. Эти электрические сигналы
усиливаются и воздействуют на излучатель света, частота излучения которого
может отличаться от частоты входного оптического сигнала. На базе оптопар соз-
даются оптоэлектронные переключатели, ключи и коммутаторы сигналов. Прин-
цип преобразования оптических сигналов в электрические сигналы нашел свое
развитие в интегральной оптоэлектронике. Рассмотрим некоторые разновиднос-
ти интегральных схем.
Среди полупроводниковых интегральных схем наибольшее распространение по-
лучили многоэлементные фотоприемники, содержащие множество фоточувстви-
тельных элементов, расположенных на кремниевой подложке в виде матрицы,
состоящей из строк и столбцов. На рис. 9.9, а показана структура, а на рис. 9.9, б —
эквивалентная схема одной из ячеек.
Структура представляет собой МДП-транзистор с каналом p-типа и увеличенной
областью истока 1; электронно-дырочный переход между истоком и подложкой
выполняет функцию фотодиода. Затвор транзистора соединен с шиной строки X,
а сток 2 — с шиной столбца Y. При подаче на все шины X импульса, отпирающего
транзисторы, а на все шины Y — отрицательного напряжения индуцируются кана-
лы во всех транзисторах матрицы, фотодиоды подключаются к шинам Y, и на всех
диодах устанавливаются одинаковые обратные напряжения. Этот этап называется
стиранием информации. После окончания импульса и запирания транзисторов на
диодах поддерживаются одинаковые напряжения за счет емкостей р-п-переходов.
Далее следует этап экспонирования, в процессе которого на матрицу проецирует-
ся кадр изображения, и через диоды протекают фототоки, пропорциональные ос-
вещенности. Эти токи разряжают емкости р-п-переходов, и на диодах устанавли-
ваются напряжения, пропорциональные освещенности, то есть происходит запись
информации. При поочередной подаче импульсов на шины X транзисторы соот-
ветствующей строки отпираются, и напряжение с диодов поступает на шины Y.
Так осуществляется считывание информации. В данном случае полезный сигнал,
выделяемый на шине У, очень мал, кроме того, считывание является разрушаю-
442
Глава 9. Основы функциональной электроники
щим. Поэтому реальные фотоячейки делают более сложными, позволяющими
производить многократное считывание без изменения напряжения на диодах.
К числу многоэлементных фотоприемных приборов относятся также фотопри-
емные приборы с зарядовой связью. В таких приборах МДП-структуры образу-
ют матрицу, состоящую из строк и столбцов. При проецировании на матрицу
изображения в потенциальных ямах под затворами возникают заряды, про-
порциональные освещенности. После экспонирования осуществляется последо-
вательный построчный вывод информации путем перемещения зарядов вдоль
строк, в результате чего оптическое изображение преобразуется в последователь-
ность импульсов, амплитуды которых пропорциональны освещенности отдель-
ных фоточувствительных элементов.
В связи с развитием волоконно-оптических систем передачи информации разра-
ботаны передающие интегральные схемы, преобразующие электрические сигна-
лы в оптические, передаваемые по волоконно-оптическим линиям связи (ВОЛ С),
и приемные интегральные схемы, преобразующие оптические сигналы, поступа-
ющие с ВОЛС, в электрические. В цифровых системах и ЭВМ находят примене-
ния ВОЛС для связи между блоками, печатными платами, а также между БИС и
СБИС, расположенными на одной плате, что позволяет значительно повысить
быстродействие и помехоустойчивость.
Перспективными в оптоэлектронике являются приборы на основе жидких кристал-
лов, которые находят применение в качестве световых индикаторов и устройств
оптической памяти. Жидкие кристаллы представляют собой органические жид-
кости с упорядоченным расположением молекул. Они прозрачны для световых
лучей, но под действием электрических, магнитных или акустических полей
структура их нарушается, в результате чего молекулы располагаются беспорядоч-
но, и жидкость становится непрозрачной. Индикаторы могут иметь различные
конструкции. Рассмотрим устройство индикатора, применяемого в микрокальку-
ляторах и наручных часах. Устройство такого индикатора показано на рис. 9.10.
Между двумя стеклянными пластинами 1 и 3, склеенными с помощью полимерной
смолы 2, находится слой жидкого кристалла 4 толщиной 10-20 мкм. На пластину 3
нанесен сплошной проводящий слой 5 с зеркальной поверхностью. На пластину
1 нанесены прозрачные слои А, Б, В, имеющие форму сегментов для создания
различных знаков. Между верхними сегментами, формирующими определенный
9.2. Функциональная электроника
443
знак, и нижним общим электродом подается управляющее напряжение. Если на
сегментах напряжение отсутствует, то кристалл прозрачен, световые лучи внеш-
него освещения проходят через него, отражаются от общего электрода 5 и выхо-
дят обратно. Если на какой-то сегмент подано напряжение, то жидкий кристалл
под ним становится непрозрачным, лучи света не проходят через эту часть жид-
кости, на светлом фоне появляется темный знак.
Оптоэлектронные приборы получили широкое распространение в различных
областях науки и техники благодаря своим уникальным свойствам. В микроэлек-
тронике используются, как правило, только те функциональные элементы, техно-
логия изготовления которых совместима с технологией изготовления интеграль-
ных микросхем.
Устройства на основе эффекта Ганна
В 1963 году американский ученый Д. Ганн обнаружил, что кристалл арсенида гал-
лия с электронной электропроводностью под действием сильного электрическо-
го поля способен генерировать СВЧ-колебания. Это явление получило название
эффекта Ганна, а созданные на его основе приборы — диодов Ганна. Строго гово-
ря, эти приборы не являются диодами, поскольку в них отсутствует выпрямляю-
щий электронно-дырочный переход. В зарубежной литературе чаще использует-
ся сокращенное название TED (Transferred Electron Devices). Приборы на основе
эффекта Ганна правильнее отнести к приборам функциональной электроники, так
как в них преобразование энергии постоянного тока в энергию СВЧ-колебаний
происходит за счет сложных физических процессов в кристалле арсенида галлия.
Чтобы понять эти процессы, необходимо внести некоторые уточнения в зонную
модель полупроводника, которой мы до сих пор пользовались для объяснения
процессов в полупроводниковых диодах и транзисторах.
Известно, что энергия свободного электрона равна
mov2 (mov)2 Р2
Г, =--- ' -----=-----,
2 2/По	2/По
где Р = mov — импульс электрона.
Согласно формуле Луи де Бройля,
Р = - =	= hk,
X Х/2я
где X — длина электронной волны;
k = 2я/Х — волновой вектор электрона, по направлению совпадающий с направ-
лением распространения электронной волны.
Следовательно, энергию свободного электрона можно выразить через волновой
вектор k:
E = — k2.
2шо
444
Глава 9. Основы функциональной электроники
Отсюда следует, что зависимость энергии свободного электрона от его волнового
вектора имеет квадратичный характер.
В твердом теле на электрон действует периодическое потенциальное поле крис-
таллической решетки. Чтобы описать сложные законы движения электрона в кри-
сталле с помощью соотношений классической механики, влияние внутренних сил
на электрон учитывают, заменив массу свободного электрона тп0 эффективной
массой т‘. Импульс Р = m’v называется квазиимпульсом электрона. Тогда диаг-
рамму энергетических зон полупроводника в £-пространстве можно представить
так, как это показано на рис. 9.11, а.
Ось 100	Ось 100
Рис. 9.11
При упрощенном рассмотрении энергетической диаграммы вместо истинных
кривых, ограничивающих валентную зону и зону проводимости, проводят две
параллельные прямые: одну — касательную к дну зоны проводимости, вторую —
касательную к вершине валентной зоны. Первую прямую принимают за нижнюю
границу зоны проводимости Ес, вторую — за верхнюю границу валентной зоны £v.
Расстояние между ними равно ширине запрещенной зоны ЬЕ3.
Зона проводимости полупроводника может быть образована из нескольких пере-
крывающихся между собой разрешенных энергетических зон. В этом случае энер-
гетическая диаграмма зоны проводимости в ^-пространстве может иметь мини-
мум, смещенный относительно точки k = 0 (рис. 9.11, б), что имеет место в кремнии.
В кристалле арсенида галлия имеются два минимума (рис. 9.11, в) в кристалло-
графическом направлении (100), которые называются энергетическими долина-
ми. Полупроводник в этом случае называется двухдолинным. Минимальная энер-
гия электронов, имеющая место при k = 0, соответствует нижней границе зоны
проводимости. Верхняя долина отделена от нижней долины энергетическим
зазором ЛЕ = 0,36 эВ.
Эффективные массы электронов, находящихся в нижней и верхней долинах, раз-
личаются по значению. В нижней долине - 0,072»^, в верхней — тг=\, Im^.
Подвижность электронов равна
ц = qtjm,
9.2. Функциональная электроника 445
где тс — среднее время между столкновениями с решеткой. Подвижность электро-
нов различна для нижней и верхней долин: = 8-103 см/В-с, ц2 = Ю2 см/В-с. Сле-
довательно, скорость дрейфа «легких» электронов нижней долины, пропорцио-
нальная напряженности внешнего поля $, почти на два порядка больше скорости
дрейфа «тяжелых» электронов верхней долины.
При комнатной температуре практически все электроны проводимости находят-
ся в нижней долине. При увеличении температуры все большее число электронов
приобретает энергию, достаточную для перехода в верхнюю долину. В результа-
те нижняя долина опустошается, а верхняя — заполняется. Этот процесс называ-
ется междолинным переходом.
Увеличение энергии электронов можно осуществить не только повышением тем-
пературы кристалла, но и с помощью внешнего электрического поля, изменяя на-
пряженность которого, можно управлять междолинным переходом электронов.
Величина напряженности поля, при которой начинается интенсивный междолин-
ный переход, называется пороговой и обозначается £п. Для арсенида галлия она
равна примерно 3,2 кВ/см.
Найдем плотность дрейфового тока, протекающего через идеальный кристалл
n-типа, в котором обеспечена абсолютная однородность электрического поля,
создаваемого в нем приложенным к контактам внешним напряжением. Учтем,
что ток создается как «легкими», так и «тяжелыми» электронами, суммарная
концентрация которых, равная п0 = пх + и2, не зависит от напряженности поля,
так как определяется только концентрацией доноров. Следовательно, плотность
тока равна
у = ?(п(Ц1 +п2р2)^.
Умножив и разделив правую часть на п0, получим
Здесь ц = ——!---—- — усредненная по двум долинам подвижность.
По
Учитывая, что дрейфовая скорость электронов равна »др = цср$, получим
7 = WW
То есть плотность дрейфового тока пропорциональна скорости дрейфа »др.
В слабых полях пх = п0, п2 = 0, цср = щ, j = qnxpx $. По мере роста Й’, начиная с некото-
рой величины электроны переходят из нижней долины в верхнюю, поэтому пх
уменьшается, п2 увеличивается (рис. 9.12, а), цср уменьшается (рис. 9.12, б), а рост
одр замедляется (рис. 9.12, в).
Начиная с величины интенсивность междолинных переходов возрастает на-
столько, что цср резко уменьшается, вследствие чего уменьшается одр. При $ = $2
междолинные переходы завершаются, нижняя долина оказывается почти пол-
ностью опустошенной (пх = 0), а верхняя — заполненной (п2 - п0). При этих усло-
виях
j = qn2p2&
446
Глава 9. Основы функциональной электроники
Если $2 ~ 8 кВ/см, то наступает насыщение дрейфовой скорости, поэтому при
$ > $2 скорость остается постоянной.
Принимая во внимание, что плотность тока пропорциональна &др, величина тока
связана с плотностью тока соотношением i =jS, где S — площадь поперечного се-
чения кристалла, а напряженность поля iS = u/L, где и — напряжение, приложен-
ное к кристаллу, L — длина кристалла, можно записать уравнение вольт-ампер-
ной характеристики кристалла:
„ U
Из этого уравнения следует, что зависимость тока от напряжения аналогична за-
висимости дрейфовой скорости от напряженности поля, то есть она содержит
участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением (рис. 9.13). Суще-
ствование отрицательного дифференциального сопротивления обусловлено умень-
шением дрейфовой скорости при увеличении напряженности поля. При напряже-
нии и, соответствующем критической напряженности поля, равной примерно
8 кВ/см, дрейфовая скорость становится постоянной и рост тока прекращается.
Наличие отрицательного дифференциального сопротивления может компен-
сировать потери в присоединенной к кристаллу пассивной цепи, что позволяет
использовать его для генерации и усиления электрических колебаний. Это обсто-
ятельство нашло применение в СВЧ-устройствах, работающих на частотах, из-
меряемых единицами и десятками гигагерц. Рассмотрим принцип генерирования
СВЧ-колебаний, основанный на использовании эффекта Ганна.
9.2, Функциональная электроника
447
Рис. 9.13
В кристалле арсенида галлия имеются неоднородности, обусловленные неравномер-
ностью распределения легирующей примеси и дефектами кристаллической струк-
туры, в результате чего в нем возникают локальные напряженности поля, превы-
шающие среднюю напряженность. Как правило, зти неоднородности существуют
вблизи торцов кристалла, на которые напылены внешние металлические электроды
катода и анода (рис. 9.14, а). Основную роль играют неоднородности у катодного
вывода. Пусть в момент включения внешнего напряжения в кристалле возникает
электрическое поле со средней напряженностью поля $0, которая несколько меньше
пороговой напряженности Из-за наличия неоднородностей напряженность поля
в околокатодной области оказывается выше пороговой (рис. 9.14, б). Вследствие
этого левее сечения xt появляются «тяжелые» электроны, движущиеся со скорос-
тью vt, а правее xt находятся «легкие» электроны, движущиеся со скоростью v2.
По мере продвижения «тяжелых» и «легких» электронов к аноду формируется заря-
довый пакет, называемый доменом. Он состоит из двух слоев (рис. 9.14, в): слой
со стороны катода из-за избытка «тяжелых» электронов имеет отрицательный
заряд, слой со стороны анода из-за недостатка «легких» электронов имеет положи-
тельный заряд. Наличие этих зарядов ведет к образованию электрического поля
домена, направленного в ту же сторону, что и внешнее поле (рис. 9.14, г). По мере
формирования домена поле в нем растет, а за пределами домена—уменьшается. По-
этому скорость движения «тяжелых» электронов внутри домена возрастает, а ско-
рость движения «легких» электронов за пределами домена уменьшается. В некото-
рый момент времени скорости движения «легких» и «тяжелых» электронов
становятся одинаковыми, и формирование домена завершается. Сформированный
домен продолжает двигаться к аноду со скоростью &др =	= ц2&2. Достигнув
анода, домен рассасывается, в структуре устанавливается исходное распределение
напряженности поля (рис. 9.14, б) и начинается формирование нового домена.
Зная закономерности изменения скоростей «тяжелых» и «легких» электронов,
нетрудно объяснить характер изменения тока во внешней цепи. В момент вклю-
чения t0 в кристалле все электроны являются «легкими», и плотность тока через
кристалл имеет максимальное значение:
Утах
По мере формирования домена возрастает напряженность поля внутри домена и
уменьшается вне его пределов, при этом снижается дрейфовая скорость и, соот-
ветственно, ток. После образования домена (момент i() в кристалле установится
минимальный ток
jmin “
448
Глава 9. Основы функциональной электроники
В момент t2 домен достигает анода и рассасывается в интервале тр = t3 - t2, при
этом ток возрастает. Изменение тока во времени иллюстрирует рис. 9.15. Частота
следования импульсов определяется дрейфовой скоростью домена &др и длиной
кристалла L:
f = Рдр
J L ’
При 1 = 10 мкм и »др = 107 см/с частота колебаний составляет 10 ГГц.
Контрольные вопросы
449
На основе эффекта Ганна выполняют также СВЧ-усилители, рабочая точка кото-
рых находится на падающем участке вольт-амперной характеристики. Усиление
мощности такого усилителя на частоте 25-30 ГГц достигает 60-70. На основе
эффекта Ганна могут также выполняться элементы логических схем, быстродей-
ствие которых достигает 10_,0-10*” с. Кроме того, на основе эффекта Ганна вы-
полняют импульсные усилители, работающие в триггерном режиме. На основе
эффекта Ганна могут быть созданы элементы памяти, аналого-цифровые преоб-
разователи и ряд других устройств.
Контрольные вопросы
1.	Какие существуют проблемы повышения степени интеграции?
2.	В чем состоят основные особенности больших интегральных схем?
3.	Что такое акустоэлектронные устройства и как они работают?
4.	Что такое магнитоэлектронные устройства и как они работают?
5.	Что такое оптоэлектронные устройства и как они работают?
6.	В чем состоит сущность эффекта Ганна?
Глава 10 Вакуумная
электроника
В вакуумной электронике используется движение носителей заряда в вакууме или
разреженном газе. Электронные приборы, в которых движение носителей заря-
да происходит в вакууме, называются электровакуумными, а электронные при-
боры, в которых движение носителей заряда происходит в разреженном газе,
называются газоразрядными. Любой электровакуумный или газоразрядный при-
бор состоит из системы электродов, смонтированных внутри стеклянного, ме-
таллического или металлокерамического баллона, из которого откачан воздух.
В газоразрядных приборах баллон наполнен газом при сравнительно невысо-
ком давлении. Один из электродов, являющийся источником электронов, на-
зывается катодом. Вторым электродом, предназначенным для собирания элек-
тронов, является анод. Кроме того, в электронных приборах может находиться
несколько электродов, называемых сетками, которые располагаются между ка-
тодом и анодом.
К электровакуумным приборам относятся электронные лампы, электронно-луче-
вые трубки и фотоэлектронные приборы. Электронные лампы, так же как и полу-
проводниковые приборы, предназначены для различного рода преобразований
электрических сигналов. В настоящее время их применяют главным образом на
сверхвысоких частотах и в мощных усилителях и генераторах. В электронно-
лучевых трубках (ЭЛТ) движение электронов происходит в виде узкого луча,
что позволяет преобразовывать электрические сигналы в видимые изображения
(кинескопы в телевидении, ЭЛТ в осциллографах) или, наоборот, видимые изоб-
ражения преобразовывать в электрические сигналы (передающие телевизионные
трубки). В фотоэлектронных приборах (ФЭП) осуществляется преобразование
электромагнитного излучения в электрические сигналы. Принцип работы ФЭП
основан на фотоэлектронной эмиссии.
В газоразрядных приборах может происходить дуговой или тлеющий разряд.
Дуговой разряд используется в газотронах (двухэлектродных приборах), при-
меняемых в мощных выпрямителях. Тлеющий разряд используется в стаби-
литронах, применяемых в схемах стабилизации напряжения, и световых инди-
каторах.
10.1. Вакуумные диоды
451
10.1.	Вакуумные диоды
Вакуумный диод содержит два электрода — катод и анод. Катод представляет
собой никелевый цилиндр, на поверхность которого нанесен оксидный слой; а внут-
ри расположен вольфрамовый подогреватель, нагреваемый до высокой темпе-
ратуры протекающим по нему электрическим током. При нагреве катода до тем-
пературы 1000-2000 К возникает термоэлектронная эмиссия. Анод также имеет
цилиндрическую форму. Если потенциал анода положителен относительно като-
да, то электроны, покинувшие катод, перемещаются к аноду и создают в анодной
цепи ток, называемый анодным. При отрицательном потенциале анода электри-
ческое поле препятствует движению электронов и возвращает их на катод.
Электрическое поле в диоде
Рассмотрим плоскую конструкцию диода, в которой между плоскими анодом и ка-
тодом действует анодное напряжение иа = <ра - (рк. Если принять (рк = 0, то анодное
напряжение численно равно потенциалу анода, то есть иа = сра. При подведении к ди-
оду напряжения иа на аноде и катоде возникают заряды qa и qw создающие внешнее
электрическое поле. Заряд qa определяется соотношением qa = Ск_а((ра - <рк) = CK_azza,
где Ск_а — емкость между катодом и анодом. Заряд qK определяется соотноше-
нием qK = Ск_а(<рк - <ра) = -Ск_ама. Заряды qK и qa создают между плоскими анодом
и катодом однородное электрическое поле, которое можно охарактеризовать
потенциальной диаграммой, имеющей вид прямой линии (график 1 на рис. 10.1).
Электроны, заполняющие пространство между катодом и анодом, создают поле
пространственного заряда. При этом следует иметь в виду, что отрицательные
заряды электронов наводят на электродах заряды противоположного знака.
Поэтому поле пространственного заряда создается не только пространственным
зарядом электронов, но и наведенными на электродах положительными заряда-
ми. Величина потенциала поля определяется результирующим действием как
пространственных, так и наведенных зарядов. В разрядном промежутке между
452
Глава 10. Вакуумная электроника
катодом и анодом электроны движутся равномерно ускоренно, поэтому плотность
объемного заряда электронов убывает в направлении от катода к аноду. Вслед-
ствие этого распределение потенциала поля пространственного заряда в разряд-
ном промежутке принимает вид, показанный графиком 2 на рис. 10,1, По мере
удаления от катода усиливается влияние объемного отрицательного заряда, по-
этому потенциал <р(х) становится более отрицательным. Если бы распределение
объемного заряда было равномерным, то точка минимального потенциала распо-
лагалась бы посередине разрядного промежутка. Однако поскольку плотность
объемного заряда у катода больше, чем у анода, точка минимального потенциала
оказывается смещенной в сторону катода. По мере приближения к аноду возрас-
тает влияние наведенного положительного заряда на аноде, поэтому потенциал
поля пространственного заряда возрастает. Результирующее электрическое поле
определяется путем суммирования потенциалов внешнего поля и поля простран-
ственного заряда (график 3 на рис. 10.1). Это поле на расстоянии гктот катода
имеет минимум потенциала, абсолютное значение которого равно |<рт|. Величина
потенциального минимума зависит от температуры катода и напряжения анода.
Околокатодный процесс
Околокатодный процесс определяет количество электронов, эмитированных ка-
тодом, спосрбных преодолеть потенциальный барьер |<рт|. Обозначим через Ne ко-
личество электронов, эмитируемых в 1 с с 1 см2 поверхности катода. Эти электро-
ны создают ток эмиссии, плотность которого определяется уравнением
~(Е0 -Ег)
je=AT2exp y ~kT >,	(10.1)
где А — константа, зависящая от материала катода;
(Ео - Ер) — работа выхода электрона;
k — постоянная Больцмана;
Т — абсолютная температура.
Электроны, эмитированные катодом, имеют различные начальные скорости. Рас-
пределение электронов по начальным скоростям характеризуется экспоненциаль-
ной зависимостью
NB=Neexp —,	(10.2)
Мт
где и — скорость электрона, В;
Nu — количество электронов, начальная скорость которых превышает величину и.
Количество электронов, способных преодолеть потенциальный барьер высо-
той |(рт|, можно определить, приняв и = |<рт|. Тогда плотность катодного тока бу-
дет равна
А = <7^к = «уА^ехр 4^ = АехР 4^ •	(1 °-3)
10.1. Вакуумные диоды
453
Наглядное представление об околокатодном процессе дает рис. 10.2, где показа-
ны зависимости N(u) и ф(х). При изменении температуры катода и анодного на-
пряжения изменяется величина |фт|, а следовательно, величина катодного тока.
В вакуумном диоде все электроны, преодолевшие потенциальный барьер |фт|, по-
падают на анод. Следовательно, анодный ток равен катодному току, то есть ia = iK.
Анодные характеристики
Анодные характеристики диода характеризуют зависимость анодного тока га от
анодного напряжения иа при постоянном напряжении накала ик. На рис. 10.3 по-
казаны потенциальные диаграммы для различных значений напряжения иа. Если
иа < 0, то попасть на анод могут только те электроны, начальная скорость которых
превышает величину иа. Такой режим называют режимам тока вылета. Если иа = 0,
то существует некоторый начальный ток, создаваемый электронами, преодолев-
шими потенциальный барьер. Если «а > 0, то существует режим пространствен-
ного заряда. В этом режиме по мере роста иа снижается потенциальный барьер |фт|
и возрастает ток ia. Это основной режим работы диода. В этом режиме рост тока
примерно подчиняется закону степени трех вторых:
4=^.	(Ю.4)
Здесь g — коэффициент пропорциональности, зависящий от конструкции диода.
Рис. 10.3
454 Глава 10. Вакуумная электроника
Для цилиндрического диода
g = 2,33-10'6-^y.	(10.5)
Здесь 5а — площадь поверхности анода;
Р2 — коэффициент, зависящий от отношения радиуса анода га к радиусу катода гк
(чем меньше это отношение, тем больше коэффициент g).
При достаточно больших значениях и„ потенциальный барьер |<рт| исчезает. В этом
случае все электроны, эмитированные катодом, попадают на анод, то есть ia = ie.
Такой режим работы называется режимом насыщения.
На рис. 10.4 показаны анодные характеристики для двух различных напряже-
ний накала ин. Чем больше и„, тем больше эмитируется электронов, тем выше
потенциальный барьер |(рт| и тем выше напряжение zza, при котором наступает
режим насыщения. Практически все электронные лампы работают в режиме
пространственного заряда, в котором анодный ток слабо зависит от напряжения
накала.
10.2.	Вакуумные триоды
Вакуумный триод помимо катода и анода содержит сетку, выполненную в виде
проволочной спирали и расположенную в непосредственной близости от катода.
Основное назначение сетки — воздействовать на тормозящий потенциал и управ-
лять электронным потоком. Поэтому ее называют управляющей. Обычно на сет-
ку подают отрицательный потенциал относительно катода, поэтому электроны на
нее практически не попадают. Изменяя потенциал сетки, можно управлять коли-
чеством электронов, преодолевающих тормозящий потенциал |<рт| и перемещаю-
щихся через просветы между витками сетки к аноду.
Электрическое поле в триоде
Внешнее электрическое поле, так же как и в диоде, создается зарядами на элект-
родах, появляющимися при подаче на электроды внешних напряжений, а поле
10.2. Вакуумные триоды 45S
пространственного заряда создается объемным отрицательным зарядом и на-
веденными положительными зарядами. Величина зарядов, создающих внешнее
поле, определяется уравнениями	
<7а = Ск_а (<ра - (рк) + Сс_а (<ра - фс);	(10.6)
= Ск_с (фс - фк) + Сс_а (фс - фа);	(Ю.7)
<7к = Ск-а (Фк - Фа) + С-е (фк “ Фс)-	(10.8)
Если фк = 0, то фа = wa, фс = wc, тогда	
*7а — (Q-a +	а)^а — ^с—а^о	(10.9)
Яс	с	а)^с	^с—а^а’	(10.10)
Як.~~ ~^'к—а^а ~~ ^к—с^с*	(10.11)
Рассмотрим плоскую модель триода (рис. 10.5, а), полагая, что заряды q3, qc и qK
равномерно распределены по поверхностям электродов. Учтем, что потенциал
любой точки разрядного промежутка определяется суммарным влиянием заря-
дов <?а, qc и qK. Если qc = 0, то распределение потенциала внешнего электрического
поля аналогично распределению потенциала в диоде. Для того чтобы получить
qc = 0, на сетку надо подать напряжение иОз, которое называется напряжением ну-
левого заряда. Величина этого напряжения может быть найдена из (10.10) путем
подстановки в него qc = 0:
Моз=7^-%-М’-	(1012)
с "Г ^с—а
Если заряд сетки qc Ф 0, то потенциал точек в околосеточном пространстве изме-
нится, и поле окажется неоднородным. При qc < 0 потенциал просвета между про-
волоками сетки окажется выше потенциала проволок сетки, а при qc > 0 — ниже.
Эквипотенциальные линии, соединяющие точки одинакового потенциала, при qc = 0
проходят параллельно плоскости катода, при qc < 0 они прогибаются вниз, а при
qc > 0 — вверх. При наличии объемного заряда снижается потенциал всех точек
разрядного промежутка, и около катода образуется потенциальный минимум
|фот|. На рис. 10.5, б показаны потенциальные диаграммы для различных напря-
жений на сетке с учетом объемного заряда. Если ис = ыОз, то потенциальная диаг-
рамма, характеризующая распределение потенциала по линии, проходящей че-
рез середину просвета, проходит выше точки ыОз. Если ис > иОз, то заряд сетки
положителен, и потенциальная диаграмма по просвету проходит выше точки
ис > «оз- Если ис < ийз, то заряд сетки отрицателен, и потенциальная диаграмма
проходит ниже точки ис < ийз. На рис. 10.5, б представлены также потенциаль-
ные диаграммы при ис = 0 и ис < 0. Из приведенных диаграмм следует, что измене-
ние напряжения ис изменяет величину тормозящего потенциала |срт| и катодного
тока iK. На распределение потенциала влияет также анодное напряжение, но это
влияние более слабое.
456
Глава 10. Вакуумная электроника
Действующее напряжение
Для сравнительной оценки воздействия полей анода и сетки на потенциаль-
ный барьер |<рет| поле в околокатодной области можно рассматривать как поле,
созданное некоторым сплошным электродом, расположенным в плоскости сет-
ки. Иначе говоря, триод можно заменить эквивалентным диодом. Напряжение,
приложенное к аноду эквивалентного диода, при котором поле в околокатод-
ной области будет таким же, как и в триоде, называется действующим напря-
жением.
Эквивалентность полей эквивалентного диода и триода определяется при равен-
стве зарядов, индуцированных на поверхностях катодов диода и триода.
Заряд катода триода равен
<7т = -Cc_Kwc - CK_awa,	(10.13)
где Сс_к — емкость сетка—катод;
Сак — емкость анод—катод.
Заряд катода диода равен
<7а = -С«д,	(10.14)
где С » Сс_к + Ск_а — емкость анод—катод эквивалентного диода.
10.2. Вакуумные триоды
457
Из равенства зарядов qr и следует:
Са f
w, =-----—
Сек + Сак (
ис + — и3
Qk
1
. С
1 + ——
Сск
и.
+ ^-«а
сск
(10.15)
Введем обозначение:
D = —
Сск
Тогда
Оиа).
(10.16)
(10.17)
U* 1 + D
Величина D называется проницаемостью сетки. Она характеризует проникно-
вение поля анода в околокатодную область, то есть учитывает ослабление дей-
ствия этого поля на потенциальный барьер у катода по сравнению с действием
поля сетки. Чем гуще сетка, тем меньше проницаемость. Как правило, D « 1,
поэтому:
Wa = wc + Dwa.	(10.18)
Введение понятия о действующем напряжении позволяет применить закон сте-
пени трех вторых для расчета катодного тока триода:
iK=G(uc+Du;f.	(10.19)
Пользуясь соотношением (10.19), можно определить величину напряжения запи-
рания, при котором катодный ток становится равным нулю:
u^-Du*.	(10.20)
Таким образом, чем выше анодное напряжение, тем больше отрицательное напря-
жение запирания.
Токораспределение в триоде
Токораспределением называется процесс распределения электронного потока меж-
ду электродами триода. При uz < 0 практически все электроны, покинувшие катод,
попадают на анод, и ток анода можно считать равным катодному току, а ток сетки
равным нулю. При ис > 0 некоторая часть электронов попадает на сетку, поэтому
анодный ток оказывается меньше катодного:
ia = aiK.	(10.21)
Здесь а — коэффициент передачи катодного тока, показывающий, какая часть
электронов, покинувших катод, попадает на анод.
Ток сетки также составляет часть катодного тока. Он равен
ic = (l-a)iK.	(10.22)
458 Глава 10. Вакуумная электроника
Количество электронов, попадающих на тот или иной электрод, определяется тра-
екториями их движения. При изменении напряжений на электродах изменяются
траектории движения электронов щ следовательно, коэффициент а.
На рис. 10.6 показаны траектории движения электронов для различных напря-
жений на сетке. Если ис = иОз, то заряд сетки qc = 0 и эквипотенциальные линии
параллельны плоскости катода, а траектории движения электронов перпенди-
кулярны ей (рис. 10.6, а). В этом случае электроны, выходящие из катода под
проволоками сетки, попадают на сетку, а электроны, выходящие с участков ка-
тода, расположенных под просветами сетки, попадают на анод. Траектории элек-
тронов, разделяющие электронный поток на две части, называются граничными.
В данном случае они касаются проволок сетки. Коэффициент а определяется со-
отношением а = b/р, где р — шаг сетки, b — ширина участка, с которого электроны
попадают на анод.
Если ис < «оз, то заряд сетки оказывается отрицательным, и эквипотенциальные
линии прогибаются вниз (рис. 10.6, б). Силы поля, направленные перпендику-
лярно эквипотенциальным линиям, прижимают электроны к середине просвета,
и траектории электронов искривляются так, что ширина участка b увеличивается
и коэффициент а возрастает.
10.2. Вакуумные триоды 459
Если ис > Uqs, то заряд сетки становится положительным, и эквипотенциальные
линии прогибаются вверх (рис. 10.6, в), траектории электронов искривляются так,
что ширина участка b уменьшается, и коэффициент а становится меньше. Если
wc > wa, то на участке сетка—анод существует тормозящее электрическое поле
(рис. 10.6, г). В это поле электроны влетают под разными углами Р со скорость vc,
которую можно разложить на нормальную i>„ И тангенциальную vr составляющие.
На анод могут попасть только те электроны, кинетическая энергия которых mv^/2
больше (или равна) энергии тормозящего поля q(uc - иа). В этом случае часть элек-
тронов, влетевших в промежуток сетка—анод под углами Р > Ркр, возвращается
назад, не достигнув анода. Часть возвращающихся электронов попадает на про-
волоки сетки, а другая часть попадает в околокатодную область, в результате чего
возрастает потенциальный барьер |срт|.
Режим работы, когда электроны попадают на сетку только в результате прямого
перехвата их проволоками сетки, называется режимом перехвата. В этом режиме
граничные траектории электронов касаются проволок сетки, и коэффициент а
изменяется сравнительно слабо. Режим работы, когда некоторая часть электро-
нов, прошедших через просветы между проволоками сетки, возвращается назад,
называется режимом возврата. В этом режиме граничные траектории касаются
поверхности анода, и коэффициент а сильно изменяется при изменении wc или иа.
В режиме возврата торможение электронов в промежутке сетка—анод ведет к уве-
личению объемной плотности заряда, в результате чего в этом промежутке может
возникнуть второй потенциальный барьер. Граница раздела между режимами воз-
врата и перехвата определяется геометрическими размерами электродов и плот-
ностью объемного заряда.
Статические характеристики
Статические характеристики характеризуют зависимость токов от напряже-
ний на электродах. Рассмотрим зависимость токов от напряжения на сетке при
постоянном анодном напряжении (рис. 10.7, а). В области отрицательных на-
пряжений все электроны, покинувшие катод, через просветы между проволо-
ками сетки попадают на анод, то есть га = гк. В этой области увеличение напря-
жения wc снижает потенциальный барьер у катода, поэтому катодный ток растет.
В области положительных напряжений часть электронов попадает на проволоки
сетки. В этой области увеличение напряжения ис сопровождается уменьшением
коэффициента передачи катодного тока. При больших положительных напря-
жениях наступает режим возврата электронов, повышается потенциальный барь-
ер за счет возвращающихся в околокатодную область электронов, поэтому рост
катодного тока замедляется, ток сетки резко увеличивается, а ток анода может
уменьшаться. При положительных напряжениях на сетке обычно работают
мощные триоды.
Рассмотрим зависимости токов от анодного напряжения при постоянном сеточ-
ном напряжении (рис. 10.7, б). Как следует из закона степени трех вторых, катод-
ный ток при положительном напряжении на сетке возникает в области отрица-
460
Глава 10. Вакуумная электроника
тельных напряжений на аноде. Однако в этой области триоды не работают. Если
ца = 0, то существует катодный ток, равный сеточному, а анодный ток равен нулю.
По мере роста ца катодный ток увеличивается за счет уменьшения возвращающих-
ся в околокатодную область электронов (режим возврата). При этом анодный ток
резко возрастает за счет увеличения коэффициента а, а сеточный резко падает.
При наступлении режима перехвата рост токов iK и га замедляется (эти токи рас-
тут за счет снижения потенциального барьера |<рт|), а сеточный ток незначительно
уменьшается (за счет увеличения коэффициента а). При отрицательном напря-
жении на сетке а = 1, и анодный ток появляется при положительном анодном на-
пряжении. Чем больше отрицательное напряжение сетки, тем больше анодное
напряжение, при котором возникает анодный ток.
Семейства анодно-сеточных za = /(wc) и сеточных ic = f(uc) характеристик при ис =
= const представлены на рис. 10.8, а, а на рис. 10.8, б представлены семейства анод-
ных га = и сеточно-анодных гс = /(мс) характеристик при ис = const. Из этих
характеристик следует, что увеличение анодного напряжения сдвигает анодно-
сеточные характеристики влево и уменьшает сеточный ток, а увеличение отрица-
тельного сеточного напряжения сдвигает анодные характеристики вправо.
Рис. 10.8
10.3. Вакуумные тетроды и пентоды 461»
10.3.	Вакуумные тетроды и пентоды
Основным недостатком вакуумного триода является большая величина емкос+И
между сеткой и анодом. Для устранения этого недостатка в тетроде между уп-
равляющей сеткой и анодом имеется вторая сетка (экранирующая). На эту сет-
ку подается положительное напряжение, снйжающее потенциальный барьер |<pj,
а управление потоком электронов осуществляется путем изменения напряжения
на первой (управляющей) сетке. Электроны, преодолевшие потенциальный барь-
ер |cpj, через просветы между проволоками второй сетки попадают на анод. В тет-
роде анод и вторая сетка находятся под высокими положительными потенциала-
ми. Электроны попадают на эти электроды с высокими скоростями и выбивают
из них вторичные электроны. Если wc2 > wa, то вторичные электроны, выбитые из
анода, перемещаются на вторую сетку. Если ия > ис2, то вторичные электроны, вы-
битые из проволок экранирующей сетки, перемещаются на анод. Это явление на-
зывается динатронным эффектом. Для его устранения между второй сеткой и ано-
дом должно быть создано тормозящее поле для вторичных электронов. Это поле
можно создать двумя способами. Первый состоит в увеличении плотности объем-
ного отрицательного заряда в пространстве между экранирующей сеткой и ано-
дом, что достигается намоткой первой и второй сеток с одинаковый шагом и рас-
положением проволок сеток друг за другом. Такие тетроды называются лучевыми.
Второй способ заключается во введении третьей сетки, называемой антидинат-
ронной. Эта сетка обычно соединяется с катодом и имеет нулевой потенциал,
что и обусловливает снижение потенциала в пространстве между экранирую-
щей сеткой и анодом, то есть возникновение потенциального барьера, который
легко преодолевают электроны, летящие с большой скоростью к аноду, и не спо-
собны преодолеть вторичные электроны, выбитые из анода, скорость которых
невелика. Этот способ реализован в пентоде, имеющем пять электродов.
В тетродах и пентодах величина катодного тока определяется действующим на-
пряжением, учитывающим влияние всех сеток и анода. Для пентода оно равно
ил = ис1 + D,wc2+ E>Awc2 + DiDiD-^.	(10.23)
Обычно проницаемость сеток много меньше единицы. Поэтому можно считать, что
ид = ыс1 + Dtu с2.	(10.24)
То есть действующее напряжение определяется первой и второй сетками, а тре-
тья сетка и анод не влияют на околокатодный процесс. Лишь в режиме возврата,
когда некоторая часть электронов возвращается в околокатодную область, сказы-
вается влияние напряжения ия на катодный ток.
Величина катодного тока определяется законом степени трех вторых
2; = g(ucl + А«с2)3/2.	(10.25)
Токи экранирующей сетки и анода определяются коэффициентом передачи тока
катода:
га = свк,	(10.26)
ic2 = (l-а)гк.	(10.27)
462 Глава 10. Вакуумная электроника
Токи первой и третьей сеток практически отсутствуют, так как на первую сетку
подается отрицательное напряжение, а третья сетка имеет нулевой потенциал.
Типичное семейство управляющих характеристик пентода (и тетрода) показано
на рис. 10.9, а. Оно похоже на семейство характеристик триода, но в отличие от
последнего напряжение запирания зависит не от анодного напряжения, а от на-
пряжения на экранирующей сетке, то есть
wc10 = -Dwc2.	(10.28)
Типичное семейство выходных характеристик пентода показано на рис. 10.9, б.
На этом же рисунке показана зависимость токов iK и гс от wa при wcl = 0. В области
малых напряжений wa существует режим возврата, в котором значение тока гк
меньше значения тока, рассчитанного по закону степени трех вторых из-за возвра-
та электронов в околокатодную область и повышения потенциального барьера |срга|.
При wa = 0 ток iK = ic2, а ток ia = 0. По мере роста wa уменьшается число электронов,
возвращающихся в околокатодную область, поэтому увеличивается ток iK и резко
возрастает ток ia, одновременно резко уменьшается ток ic2. В области режима пе-
рехвата ток гк постоянен, ток ia несколько возрастает за счет роста коэффициента а,
а ток ic2 незначительно уменьшается. В тетродах за счет динатронного эффекта
в области режима перехвата на выходных характеристиках появляются впадины,
а на характеристиках тока ic2 — горбы. В лучевых тетродах горбы и впадины на
выходных характеристиках отсутствуют, и переход от режима возврата к режиму
перехвата наступает при более низком напряжении wa, чем в пентоде.
10.4.	Дифференциальные параметры
В электровакуумных приборах ia, icl = /(wa, wcl), поэтому приращения токов и на-
пряжений определяются соотношениями
dicl = ynducl + yaduv	(10.29)
d\ = y2iducl + y22duv	(10.30)
10.5. Применение электронных ламп 463
Дифференциальными параметрами являются:
□	Ум -	~ крутизна сеточной характеристики;
Ki
Эг
□	У\г - ~~ = ^с-а — крутизна сеточно-анодной характеристики;
Эна
□	г/21 =	= S — крутизна анодно-сеточной характеристики;
Ki
Эг
□	Угг ~ ~ -Gt — выходная проводимость, которая является величиной, обрат-
dwci
ной внутреннему сопротивлению лампы R,.
Для сравнения влияния первой сетки и анода на анодный ток используется до-
полнительный параметр ц — статический коэффициент усиления, получаемый из
(10.30) при <йа = 0:
Sduct + — du3 = 0. 
с Rt 3
Откуда
-^- = SRt.	(10.31)
Введем обозначение:
И = -^.	<10.32)
Используя это обозначение, получаем:
ц = SR,.	(10.33)
Знак «-» в соотношении (10.32) учитывает то обстоятельство, что для обеспече-
ния постоянства тока ia необходимо при увеличении wcl уменьшать wa. Крутиз-
на анодно-сеточной характеристики S лежит в пределах от единиц до 20 мА/В.
Коэффициент усиления ц для триодов составляет несколько десятков, для пен-
тодов — несколько тысяч, а для тетродов — несколько сотен. Внутреннее со-
противление R, составляет для триодов несколько единиц или десятков килоом,
для тетродов — сотни килоом, а для пентодов — несколько мегаом.
10.5.	Применение электронных ламп
Триоды, тетроды и пентоды, так же как транзисторы, находят применение для
различных преобразований электрических сигналов, в частности для усиления
электрических сигналов. Типичная схема усилителя напряжения на пентоде
464
Глава 10. Вакуумная электроника
показана на рис. 10.10. Постоянные йапряжения на анод и экранирующую сетку
подаются от источника питания Еи п через резисторы Яа и Rc2 соответственно.
Между управляющей сеткой и катодом действует отрицательное напряжение,
называемое напряжением смещения. Оно получается за счет падения напряжения
на резисторе RK, создаваемого протекающим по нему постоянным катодным то-
ком. В этом случае катод приобретает положительный потенциал относительно
корпуса, а сетка при пренебрежении падением напряжения на резисторе /?с1,
создаваемым током первой сетки, имеет нулевой потенциал. В результате сетка
приобретает отрицательный потенциал относительно катода.
Переменное входное напряжение подается на управляющую сетку через конден-
сатор Сс1, за счет чего изменяется катодный ток, а также токи гс2 и га. Переменное
напряжение, получаемое на резисторе Яа, оказывается во много раз больше напря-
жения, подаваемого на управляющую сетку. Для того чтобы при изменении тока
гс2 не менялось напряжение на экранирующей сетке, она заблокирована конденса-
тором Сс2, а для того чтобы не менялся потенциал катода, резистор RK зашунтиро-
ван конденсатором Ск.
Расчет усилительных свойств схемы ведется так же, как и транзисторного усили-
теля, то есть определяются положение исходной рабочей точки на семействе вы-
ходных характеристик и амплитуды токов и напряжений. При аналитическом
расчете используют соотношения (10.29) и (10.30), в которых приращения токов
и напряжений заменяют соответствующими амплитудами. Довольно часто для
расчета усилительных свойств применяют эквивалентные схемы электронных
приборов, в частности, на рис. 10.11 показана эквивалентная схема пентода, где
□	Rm = 1/5S — входное сопротивление;
□	Свх = CclIt + Сс1с2 + Сс1с3 — входная емкость;
□	Gipox = Qla — проходная емкость;
□	R; — выходное сопротивление;
□	Свых -	+ Са_с3 + Са_с2 — выходная емкость;
10.6. Особенности мощных электронных ламп
465
□	SUm — генератор тока, учитывающий влияние входного напряжения на выход-
ной ток;
□	5с_а[/вых — генератор тока, учитывающий влияние выходного напряжения на
входной ток.
10.6.	Особенности мощных
электронных ламп
В настоящее время электронные лампы применяют только для усиления и гене-
рирования электрических колебаний большой мощности, достигающей сотен ки-
ловатт, поэтому они работают при высоких анодных напряжениях (до 10 кВ) и
больших анодных токах (до сотен ампер).
По назначению мощные лампы делят на генераторные и модуляторные. Генера-
торные лампы предназначены для усиления и генерирования колебаний высокой
частоты. Нагрузкой генераторных ламп является колебательный контур, сину-
соидальное напряжение на котором определяется первой гармоникой импульса
анодного тока и резонансным сопротивлением колебательного контура. Как пра-
вило, такие лампы имеют анодно-сеточные характеристики, сдвинутые в область
положительных напряжений на управляющей сетке, то есть работают с больши-
ми сеточными токами с заходом в область режима возврата электронов. Модуля-
торные лампы предназначены для усиления низкочастотных колебаний, модули-
рующих колебания высокой частоты. Они должны обеспечивать неискаженное
усиление сигналов, поэтому работают в области отрицательных напряжений на
сетке. По сравнению с генераторными лампами модуляторные лампы имеют ред-
кую управляющую сетку.
Работа мощных ламп связана с разогревом электродов этих ламп и необходимос-
тью их принудительного охлаждения. В зависимости от способа отвода тепла раз-
личают воздушное, водяное и испарительное охлаждение.
Воздушное охлаждение применяют в лампах мощностью до 100 кВт. В таких лам-
пах анод выполняется из меди и конструктивно объединяется со стеклянным или
керамическим баллоном. Для увеличения теплоотвода наружную поверхность
анода делают ребристой. Лампу помещают в герметизированный объем, через
который с помощью вентилятора принудительно прогоняют очищенный воздух.
Глава 10. Вакуумная электроника
Расход воздуха составляет от 0,8 до 2,7 м3/мин в зависимости от величины отводной
мощности. Воздушное охлаждение позволяет снизить температуру анода до 250 °C.
Водяное и испарительное охлаждение применяют в лампах мощностью свыше
100 кВт. Такие лампы имеют медный анод, спаянный со стеклянным баллоном.
Лампу помещают в специальный бак, через который пропускают воду. Расход
воды составляет от 2 до 4 л/мин на 1 кВт мощности. В лампах с испарительным
охлаждением на внешней поверхности анода имеются конические зубцы. Во впа-
динах между зубцами температура наибольшая, поэтому попадающая туда вода
превращается в пузырьки пара, которые затем выбрасываются из углублений, в
результате увеличивается отбор тепла от анода и повышается экономичность, то
есть уменьшается расход воды, который составляет около 0,05 л/мин на 1 кВт
мощности. Водяное охлаждение позволяет понизить температуру анода до 120 °C.
В некоторых лампах для уменьшения тока управляющей сетки применяют би-
потенциальные катоды. Поверхность таких катодов состоит из чередующихся
эмитирующих и неэмитирующих участков. Проволоки сетки располагают над
неэмитирующими участками. Между эмитирующими и неэмитирующими участ-
ками существует контактная разность потенциалов, благодаря чему формируются
пучки электронов, перемещающиеся через просветы между проволоками сетки.
Для уменьшения тока экранирующей сетки ее проволоки размещают за проволо-
ками управляющей сетки.
Для работы в диапазоне УКВ и ДЦВ разработаны мощные лампы с дисковыми
коаксиальными выводами, обладающими минимальной собственной индуктив-
ностью. Дисковые выводы позволяют легко соединять лампу с элементами объем-
ных резонаторов. В мощных радиопередатчиках находят применение разборные
лампы, позволяющие заменять отдельные детали и тем самым увеличивать срок
службы дорогостоящих мощных ламп. Работа происходит при непрерывной от-
качке воздуха из баллона.
10.7.	Особенности работы
ламп на СВЧ
На СВЧ время пролета электронов соизмеримо с периодом электрических коле-
баний, управляющих электронным потоком. Поэтому пролет электронов проис-
ходит в условиях изменяющегося электрического поля. Такой режим работы на-
зывают динамическим. Для учета влияния времени пролета электронов на токи
электродов применяют понятие наведенного тока.
Рассмотрим систему из двух плоских электродов, между которыми перемещает-
ся со скоростью v тонкий электронный слой с общим зарядом -q (рис. 10.12).
Вследствие явления электростатической индукции на электродах наводятся по-
ложительные заряды q{ и q2, сумма которых равна отрицательному заряду элект-
ронов в электронном слое:
<71 +	= q-
(10.34)
10.7. Особенности работы ламп на СВЧ
467
Рис. 10.12
Величина наведенного заряда зависит от расстояния между электронным слоем
и электродом:
ах
(10.35)
I 1 х
I а
Перемещение электронного слоя сопровождается изменением величины наведен-
ных зарядов, что ведет к возникновению во внешней цепи, соединяющей электро-
ды, наведенного тока:
i =
нав dt ~dt
(10.36)
Учитывая (10.35), получаем
(10.37)
а
Наведенный ток возникает, как только электронный слой появляется ^проме-
жутке между электродами, и исчезает, когда электронный слой достигает вто-
рого электрода. Длительность импульса наведенного тока равна времени про-
лета электронов. Если скорость движения электронов постоянна, то импульс тока
прямоугольный; при линейной зависимости скорости от времени он будет тре-
угольным.
В реальных условиях в пространстве между электродами существует некоторое
произвольное распределение плотности зарядов р(х, t), изменяющееся во време-
ни. В этом случае наведенный ток, создаваемый электронным слоем с зарядом dq,
будет равен
v(x
diiaB(t) = -^dq.	(10.38)
а
468
Глава 10. Вакуумная электроника
Учтем, что dq = 5р(х, t)dx, тогда
Sp(x, t)v(x, t) ,
di^(t) =	..dx,	(10.39)
a
где 5 — площадь электродов.
Создаваемый всеми электронными слоями наведенный ток может быть найден
путем интегрирования по всему промежутку между электродами:
с г
ЪаХО = 4 f Р(х> t)v(x, t)dx.	(10.40)
а о
Подынтегральное выражение есть значение тока проводимости в сечении х в мо-
мент времени t. Этот ток обусловлен переносом (конвекцией) электронов. Поэто-
му его называют конвекционным током:
imm(x>t) = Sp(x,t)v(x,t).	(10.41)
Подставив (10.41) в (10.40), получим
(10.42)
а о
Наведенный ток в момент времени t равен усредненному по длине промежутка
значению конвекционного тока в этот же момент времени. В частном случае, ког-
да время пролета электронов много меньше периода переменного напряжения,
можно считать, что гКОН0(х> 0 практически не зависит от координаты, и его можно
вынести за знак интеграла. Тогда гиав(£) = гконв(*> t), то есть наведенный ток равен
конвекционному, что справедливо для области низких частот. На СВЧ наведен-
ный ток не равен конвекционному току.
Чтобы лучше представить себе возникновение наведенного тока, рассмотрим слу-
чай, когда на анод диода подается импульс напряжения прямоугольной формы,
длительность которого соизмерима со временем пролета (рис. 10.13). В момент
времени tx электроны начинают двигаться от катода, и возникает наведенный ток.
Двигаясь в ускоряющем поле, они с течением времени заполняют разрядный про-
межуток. Благодаря этому наведенный ток, определяемый соотношением (10.40),
становится больше и скорость его нарастания увеличивается. В момент времени
t2 электроны достигают анода, и все пространство между катодом и анодом оказы-
вается заполненным электронами. Наведенный ток становится максимальным.
В момент времени t3 анодное напряжение становится равным нулю, поступление
новых электронов от катода прекращается, а электроны, заполняющие разрядный
промежуток, продолжают двигаться по инерции к аноду. С течением времени
число электронов в разрядном промежутке уменьшается и соответственно умень-
шается анодный ток. В момент времени t4 в разрядном промежутке не остается
электронов и наведенный ток становится равным нулю.
Из рассмотренного следует, что импульс наведенного тока оказывается растяну-
тым во времени по сравнению с импульсом напряжения и отстает от него. Если в
момент £3 подать на анод отрицательное напряжение, то некоторая часть электро-
нов по инерции долетит до анода, а другая часть затормозится настолько, что ос-
тановится и станет возвращаться на катод. Аналогичные явления происходят при
10.7. Особенности работы ламп на СВЧ
469
подаче на анод синусоидального напряжения, но при этом интервал между tt и t2
увеличивается, так как электроны перемещаются в изменяющемся электрическом
поле, на что требуется больше времени для достижения анода, в результате этого
максимум тока наступает несколько позже. После достижения максимума напря-
жения ток начнет уменьшаться.
>
t
Рис. 10.13
Похожие явления имеют место при перемещении электронов в триоде (рис. 10.14).
Пусть на сетку подано напряжение запирания и положительные прямоугольные
импульсы. При этом напряжение на сетке остается все время отрицательным, то
есть электроны на сетку не попадают. В момент лампа отпирается, электроны
начинают заполнять промежуток между катодом и сеткой, и в цепи сетки появля-
ется наведенный ток it. Такой же ток, но противоположного направления, возни-
кает и в цепи катода.
В момент времени t2 промежуток катод—сетка полностью заполнен электронами,
рост тока прекращается. Электроны на сетку не попадают, пролетают через про-
светы сетки и оказываются в промежутке между сеткой и анодом. Удаляющийся
от сетки поток электронов создает в цепи сетки наведенный ток i2, противопо-
ложный по направлению току ip Одновременно индуцируется ток в цепи анода.
В момент t3 электроны достигают анода. В интервале между ta и t4 токи ij и i2 по-
стоянны и противоположно направлены, поэтому ток сетки равен нулю. В момент
t4 лампа запирается, и электроны перестают уходить от катода, но электроны, за-
полнившие междуэлектродные промежутки, продолжают по инерции движение.
В момент t5 промежуток между катодом и сеткой очищается от электронов и ток
ii становится равным нулю. В интервале между t5 и t6 очищается от электронов
промежуток между сеткой и анодом, и в момент t6 ток 4 становится равным нулю.
Таким образом, в цепи сетки возникают два импульса наведенного тока, противопо-
ложные по направлению. Результирующий ток сетки определяется суммированием
этих импульсов. При этом следует иметь в виду, что электроны на сетку не попа-
дают. При подаче на сетку синусоидального напряжения происходят аналогич-
ные процессы с той лишь разницей, что нарастание и спад наведенных токов про-
исходят более медленно, а импульсы токов it и i2 оказываются более длительными.
470
Глава 10. Вакуумная электроника
При работе на СВЧ за время пролета изменяется фазовый угол переменного на-
пряжения. Изменение фазового угла за время пролета называется углом пролета'.
ОпР = со Гпр,	(10.43)
где со — угловая частота переменного напряжения.
Чем выше частота со, тем больше фазовый угол апр, тем меньше амплитуда наве-
денного анодного тока и тем больше амплитуда наведенного сеточного тока. Сле-
довательно, с ростом частоты уменьшается коэффициент усиления мощности.
10.8.	Пролетные клистроны
На СВЧ эффективность электронных ламп снижается вследствие конечного вре-
мени пролета разрядного промежутка. В клистронах значительное время пролета
не только не вредно, но и необходимо для нормальной работы прибора. Схема
устройства и включения пролетного клистрона приведена на рис. 10.15, а.
Пролетный клистрон состоит из катода, объемного входного резонатора Рг, в ко-
торый с помощью петли связи вводится входной сигнал Рвх, и расположенного на
расстоянии d от него выходного резонатора Р2. Оба резонатора соединены с кол-
лектором и заземлены. На катод подается отрицательное напряжение. Под дей-
ствием электрического поля между катодом и анодом электроны, покинувшие
катод, ускоряются и влетают во входной резонатор с большой скоростью ц0. Между
сетками резонатора существует переменное электрическое поле, изменяющее
скорость электронов. В положительный полупериод переменного напряжения
10.8. Пролетные клистроны
471
электроны ускоряются, в отрицательный полупериод замедляются. Модулиро-
ванные по скорости электроны влетают в пространство дрейфа между резонато-
рами Pt и Р2, в котором отсутствует электрическое поле. В этом пространстве элек-
троны летят по инерции с постоянной скоростью. Электроны, движущиеся с более
высокой скоростью, догоняют электроны, скорость которых меньше. В результа-
те образуются электронные сгустки, что отражено на рис. 10.15, б.
Электронные сгустки поступают в резонатор Р2, настроенный на частоту их сле-
дования, создают в нем импульсы наведенного тока и возбуждают колебания с
амплитудой, которая больше амплитуды колебаний во входном резонаторе Р„ то
есть в клистроне происходит усиление мощности электрических колебаний. Про-
летевшие через резонатор электроны попадают на коллектор и разогревают его.
Двухрезонаторный клистрон может усиливать мощность в десятки раз. Однако
его КПД, представляющий собой отношение колебательной мощности в резона-
торе Р2 к мощности постоянного тока источника питания, не превышает 20 %, хотя
предельное теоретическое значение составляет 58 %. Это объясняется следующи-
ми причинами. Во-первых, электроны вылетают из катода с различной началь-
ной скоростью и, пролетая через модулятор в один и тот же момент времени,
имеют неодинаковую скорость, вследствие чего они группируются недостаточно
плотно. Во-вторых, между электронами действуют силы взаимного отталкивания,
из-за чего при пролете через пространство дрейфа плотность электронного сгуст-
ка дополнительно уменьшается. Кроме того, некоторая часть электронов вообще
не группируется в сгустки, то есть не участвует в полезной работе, а некоторые из
электронов оседают на сетках резонаторов.
В настоящее время двухрезонаторные клистроны имеют ограниченное примене-
ние. Введение дополнительных промежуточных резонаторов между входным и
выходным резонаторами позволило повысить коэффициент усиления мощности
472
Глава 10. Вакуумная электроника
и КПД. Современные мощные клистроны содержат от 3 до 7 резонаторов. Прин-
цип устройства четырехрезонаторного клистрона показан на рис. 10.16.
Рис. 10.16
В первом резонаторе происходит модуляция электронов по скорости. Электрон-
ный поток, влетающий во второй резонатор, возбуждает в нем высокочастотное
напряжение, под действием которого скорость электронов на выходе из зазора
первого промежуточного резонатора будет иметь более высокую переменную со-
ставляющую, чем на входе в зазор, и группирование в пространстве дрейфа меж-
ду вторым и третьим резонаторами будет проходить более интенсивно. Такова же
роль последующих резонаторов. В результате в выходной резонатор влетают сгу-
стки электронов с более высокой плотностью, благодаря чему повышается КПД,
который для многорезонаторных пролетных клистронов достигает 50 %, а коэф-
фициент усиления мощности — 90 дБ при мощности, доходящей до 100 кВт в ре-
жиме непрерывных колебаний и до 50 МВт в импульсном режиме. Достижение
таких показателей обеспечивается не только введением промежуточных резона-
торов, но и рядом усовершенствований, внесенных в конструкцию клистрона.
Зазоры резонаторов мощных клистронов не имеют сеток. Это в некоторой степе-
ни ухудшает взаимодействие электронного потока с электромагнитным полем в
зазорах, но зато практически исключается оседание электронов и нагрев сеток.
Чтобы повысить взаимодействие потока электронов с полем в зазоре, увеличива-
ют ускоряющее постоянное напряжение и постоянный ток луча.
В многорезонаторных клистронах промежуточные резонаторы расстроены отно-
сительно частоты сигнала, благодаря чему формирование сгустка электронов про-
исходит так, что в нем участвуют «бесполезные» ранее электроны, дающие рост
КПД. Одновременно расстройка промежуточных резонаторов позволяет расши-
рить полосу пропускания.
В мощных клистронах электронные потоки необходимо фокусировать, чтобы
диаметр потока не увеличивался вследствие расталкивания электронов. С этой
целью обычно используется магнитная фокусировка при помощи отдельных
катушек индуктивности, помещаемых в промежутках между резонаторами. Поле,
создаваемое этими катушками, препятствует движению электронов перпенди-
кулярно оси клистрона, закручивая их, и электроны движутся по направлению
к аноду по спиральным траекториям.
10.9. Отражательные клистроны
473
10.9.	Отражательные клистроны
Отражательные клистроны применяют для генерирования СВЧ-колебаний. Они
содержат только один объемный резонатор (рис. 10.17, а). Ускоренные на участ-
ке между катодом и первой сеткой Сх электроны влетают в резонатор и возбужда-
ют в нем импульс наведенного тока. В резонаторе возникают колебания, создаю-
щие между его сетками переменное электрическое поле. Это поле модулирует
электронный поток по скорости, и электроны влетают в тормозящее поле между
второй сеткой С2 и отражателем О с различной скоростью. Электроны в этом поле
тормозятся, останавливаются и ускоренно возвращаются к резонатору. Чем боль-
ше скорость электрона, тем дальше углубляется он в тормозящее поле и больше
времени находится в этом поле. В результате электроны, пролетевшие через резо-
натор в положительные полупериоды переменного электрического поля, могут
вернуться обратно одновременно с электронами, пролетевшими через резона-
тор позднее, во время отрицательного полупериода, что наглядно показано на
рис. 10.17, б. Электроны, пролетевшие через резонатор в интервале времени от
до f3, возвращаются назад в момент tg.
Электронный сгусток может вернуться в резонатор в различные моменты време-
ни в зависимости от напряжений Ех и Е2. При возвращении в резонатор электрон-
ные сгустки отдают ему энергию только тогда, когда они попадают в тормозящее
поле. Наибольшую энергию они отдают в том случае, если возвращаются в мо-
мент, когда напряженность тормозящего поля в резонаторе максимальна. Возвра-
щение энергии в резонатор поддерживает существующие в нем колебания. Чем
больше величина возвращаемой энергии, тем больше мощность колебаний в ре-
зонаторе. Если же отдаваемая электронами энергия слишком мала, то колебания
не будут поддерживаться и затухнут.
Время пролета электронов в пространстве дрейфа отсчитывается от момента t2, в
который в пространство дрейфа влетает электрон с группирующимися вокруг
него остальными электронами, до момента времени возвращение сгустка элект-
474
Глава 10. Вакуумная электроника
ролов в резонатор. На рис. 10.17, б это время равно (1+3/4)Г. Изменяя отрица-
тельное напряжение на отражателе, можно изменять время пролета, но при этом
возвращение электронов должно происходить в тормозящие полупериоды коле-
баний в резонаторе. Соответственно, существует несколько зон генерации. Если
отрицательное напряжение на отражателе очень большое, то электроны, прохо-
дящие через резонатор в интервале вернутся назад в интервале Г4-?6 (нуле-
вая зона генерации), причем наибольшую энергию они вернут в резонатор при
возвращении в момент t5. При снижении отрицательного напряжения на отража-
теле электроны возвращаются назад позже. Если возвращение происходит в ин-
тервале r6-t8, то колебания вообще не возникают. При возвращении в интервале
£8—110 колебания вновь возникают (первая зона генерации), мощность этих коле-
баний достигает максимума при возвращении в момент tg. Чем меньше по абсо-
лютной величине отрицательное напряжение на отражателе, тем больше время
пролета электронов и, соответственно, выше номер зоны генерации. Наибольшая
мощность колебаний получается в нулевой зоне.
Меняя напряжение на отражателе, можно изменять частоту генерируемых ко-
лебаний. При увеличении по абсолютному значению отрицательного напря-
жения на отражателе электронные сгустки возвращаются в резонатор несколько
быстрее, и частота колебаний возрастает. При уменьшении этого напряжения
по абсолютной величине электронные сгустки возвращаются в резонатор с за-
паздыванием, и частота колебаний уменьшается. При изменении частоты ко-
лебаний уменьшается мощность генерируемых колебаний (рис. 10.18). Поэтому
такую расстройку принято ограничивать условием снижения мощности не более
чем на 50 %.
Рис. 10.18
10.10. Лампы бегущей волны
475
У отражательных клистронов КПД не превышает 5 %, вследствие чего они не ис-
пользуются для получения больших мощностей, а применяются в качестве гете-
родинов СВЧ-приемников, в измерительной аппаратуре, радиорелейной, радио-
навигационной и телевизионной аппаратуре. Полезная мощность не превышает
сотых и десятых долей ватта. В последние годы отражательные клистроны вытес-
няются полупроводниковыми генераторами СВЧ.
10.10.	Лампы бегущей волны
Основным недостатком клистронов является сравнительно узкая полоса про-
пускания для усилителей и малый диапазон перестройки частоты для генера-
торов, что обусловлено необходимостью применять высокодобротные резонато-
ры для эффективного торможения электронных сгустков при кратковременном
взаимодействии электронного потока с СВЧ-полем в пространстве между сет-
ками резонатора. В лампах бегущей волны (ЛБВ) взаимодействие электронно-
го потока с СВЧ-полем происходит на большом участке пути, то есть носит
длительный характер, благодаря чему повышается эффективность усиления
колебаний. При длительном взаимодействии электронного потока с СВЧ-полем
отпадает необходимость в высокодобротных резонаторах, поэтому полоса уси-
ливаемых частот получается широкой. Коэффициент перекрытия по частоте
составляет 2-4.
Для обеспечения длительного взаимодействия электронного потока с СВЧ-полем
необходимо, чтобы скорость электронного потока была соизмерима со скоростью
распространения электромагнитной волны. Поскольку увеличить скорость пото-
ка электронов до величины скорости света не представляется возможным, прибе-
гают к замедляющим системам, снижающим скорость распространения электро-
магнитной волны.
Устройство ЛБВ со спиральной замедляющей системой показано на рис. 10.19.
Рис. 10.19
Электронная пушка 1 формирует тонкий пучок электронов, который влетает
в замедляющую систему, выполненную в виде проволочной спирали. Эта спираль
является внутренним проводом коаксиальной линии. Наружным проводом яв-
ляется трубка 3. С помощью фокусирующей катушки 4 обеспечивается необхо-
476
Глава 10. Вакуумная электроника
димое поперечное сечение электронного луча на всем пути вдоль замедляющей
системы. Пройдя вдоль замедляющей системы, электроны попадают на коллек-
тор 5. Усиливаемые колебания подводят к ЛБВ с помощью входного волновода 6,
в котором находится приемный штырь спирали 7. На другом конце спирали име-
ется штырь 8, возбуждающий колебания в выходном волноводе 9. Плунжеры 10
служат для согласования волноводов со спиралью, то есть получения в спирали
бегущей волны. Спираль содержит десятки или сотни витков и обеспечивает по-
лучение фазовой скорости электромагнитной волны оф порядка 30 000 км/с, что
составляет 0,1 от скорости света. В сантиметровом диапазоне волн длина спира-
ли составляет 10-30 см, а ее диаметр — несколько миллиметров. На рис. 10.20, а
показана картина электрического поля внутри спирали в некоторый конкретный
момент времени, а на рис. 10.20, б — распределение потенциала вдоль спирали.
Сама спираль показана в разрезе, а знаками «+» и «-» показан знак потенциала.
Силовые линии, начинаясь на витках с более высоким потенциалом, заканчива-
ются на витках с более низким потенциалом.
Вдоль спирали чередуются участки ускоряющего и тормозящего поля. Так как
электромагнитная волна бежит вдоль спирали, то поле вращается вокруг ее оси
и перемещается вдоль оси с фазовой скоростью »ф. Электроны влетают в за-
медляющую систему со скоростью v0, которая больше скорости оф. В результа-
те взаимодействия электронного луча с электрическим полем бегущей волны
происходит модуляция электронов по скорости и группирование их в сгустки.
Если электроны влетают в замедляющую систему в момент, когда поле явля-
ется тормозящим, то они тормозятся и далее продолжают двигаться в пределах
того же участка к концу спирали, группируясь в более плотные сгустки. По-
степенно уменьшая скорость, они все время отдают энергию полю, усиливая
бегущую волну. Нарастание амплитуды СВЧ-поля вдоль оси замедляющей
системы происходит по экспоненциальному закону. Если электроны влетают
10.10. Лампы бегущей волны
477
в замедляющую систему в момент, когда поле является ускоряющим, то они уве-
личивают свою скорость и, обгоняя поле, постепенно переходят в участок тормо-
зящего поля. В результате этих процессов в выходном волноводе возбуждаются
колебания, мощность которых многократно превышает мощность, поступающую
от входного волновода. При этом энергия, потребляемая от источника питания,
затрачивается на ускорение электронов электронной пушкой, а затем при тормо-
жении электронов в замедляющей системе зта энергия отдается бегущей волне
электромагнитного поля.
КПД ЛБВ без принятия специальных мер не превышает 20 %. Существует не-
сколько способов повышения КПД. Наиболее простым является применение спи-
рали с переменным шагом, что обеспечивает постепенное снижение фазовой ско-
рости бегущей электромагнитной волны, это позволяет выдержать условие v >
на большей длине спирали. Дело в том, что по мере продвижения вдоль оси
системы скорость электронов v снижается, скорости электронов и волны вырав-
ниваются, электроны начинают переходить из тормозящего полупериода бегущей
волны в ускоряющий и отбор энергии от электронов прекращается. Если же
фазовая скорость волны вдоль системы снижается, то возрастает длительность
взаимодействия сгустков электронов с электрическим полем, что и обусловлива-
ет повышение КПД.
Второй способ повышения КПД основан на отборе энергии от сгустка непо-
средственно перед его попаданием на коллектор. С этой целью напряжение на кол-
лекторе снижают по сравнению с ускоряющим напряжением. Благодаря этому
между замедляющей системой и коллектором создается электростатическое тор-
мозящее поле, попадая в которое, электроны замедляются, отдавая часть своей
энергии источнику коллекторного напряжения, и лишь оставшаяся часть энер-
гии выделяется в виде теплоты при ударе о коллектор. Применение этих мер
позволяет повысить КПД ЛБВ до 50 %.
ЛБВ нашли широкое применение в радиолокационных системах, системах кос-
мической и тропосферной связи, работающих на частотах, измеряемых десятка-
ми гигагерц с полезной мощностью до сотен киловатт. Многие ЛБВ способны
отдавать в импульсе мощность более 10 МВт.
Принцип работы ЛБВ послужил основой для разработки ламп обратной волны
(ЛОВ), особенностью которых является то, что направление движения электро-
нов противоположно движению волны в замедляющей системе. Ввод сигнала в
ЛОВ осуществляется у коллекторного конца замедляющей системы, а вывод —
около катода. Усиление в такой лампе получается лишь в узкой полосе частоты,
причем положение этой полосы в диапазоне частот зависит от ускоряющего по-
стоянного напряжения. Значительно чаще ЛОВ применяют для генерирования
колебаний СВЧ. Такие генераторы применяют в качестве гетеродинов радиоло-
кационных и связных радиоприемников, в задающих генераторах передатчиков
РЛС с быстрой перестройкой частоты и широкополосных ЧМ-системах переда-
чи данных. В настоящее время ЛОВ в диапазоне частот до 10-12 ГГц заменяются
полупроводниковыми генераторами СВЧ, а разработка новых ЛОВ ведется толь-
ко для субмиллиметрового диапазона.
478 Глава 10, Вакуумная электроника
10.11.	Электронно-лучевые приборы
Электронно-лучевыми приборами (ЭЛП) называют электровакуумные приборы,
в которых используется поток электронов, сфокусированный в узкий электрон-
ный луч. По назначению ЭЛП делят на четыре основные группы:
□	приборы, преобразующие электрический сигнал в видимое изображение
(осциллографические трубки, кинескопы, трубки дисплеев, выводящие ин-
формацию из ЭВМ, трубки индикаторных устройств);
□	приборы, преобразующие оптические изображения в электрический сигнал
(передающие телевизионные трубки);
□	приборы для записи, считывания и хранения электрических сигналов (запо-
минающие трубки);
□	приборы, преобразующие невидимые изображения в видимые (электронные
микроскопы).
Электронно-лучевые приборы, имеющие форму трубки, вытянутой в направле-
нии луча, называются электронно-лучевыми трубками (ЭЛТ). Трубка представ-
ляет собой стеклянный баллон специальной формы, в котором создан высокий
вакуум и расположены электроды, формирующие электронный луч и управляю-
щие этим лучом. Формирование и управление лучом осуществляется посредством
электрических или магнитных полей. В трубках с электростатическим фокуси-
рованием и отклонением луча (рис. 10.21, а) внутри баллона расположены элект-
ронная пушка 1 и отклоняющие пластины 2, направляющие луч в нужную точку
экрана 3. Экран бомбардируется потоком электронов, что вызывает его свечение.
Выбиваемые из экрана вторичные электроны перемещаются на графитовое по-
крытие 4, называемое аквадагом. Это покрытие соединено с электронной пушкой.
В трубках с магнитной фокусировкой и отклонением луча (рис. 10.21, б) внутри
баллона также имеется электронная йушка. Фокусировка луча осуществляется
фокусирующей катушкой, а отклонение луча — двумя отклоняющими катушка-
ми, расположенными на горловине трубки.
ФК
а	б
Рис. 10.21
Электростатическая фокусировка луча
Электростатическая фокусировка луча осуществляется электронной пушкой,
состоящей из ряда никелевых цилиндров, расположенных соосно (рис. 10.22).
10.11. Электронно-лучевые приборы
479
Катод К представляет собой цилиндр, на торцевую поверхность которого нанесен
оксидный слой, являющийся источником электронов при нагреве цилиндра за
счет протекания тока по вольфрамовой нити подогревателя П. Модулятор М пред-
ставляет собой цилиндр, дно которого имеет отверстие, через которое проходят
электроны. Модулятор выполняет функции, аналогичные функции управляющей
сетки в электронной лампе. На него подается отрицательное напряжение относи-
тельно катода, изменяя которое, можно изменять высоту потенциального барьера
вблизи поверхности катода и тем самым управлять силой тока луча. Первый анод
А( и второй анод А2 представляют собой цилиндры с перегородками, имеющими
отверстия. На первый анод относительно катода подается положительное напря-
жение (7а1, на второй анод — напряжение U& > U3l. Структура, содержащая катод,
модулятор и два анода, аналогична структуре тетрода. Поэтому такую пушку на-
зывают тетрадной. В этой структуре из-за различия потенциалов электродов воз-
никают неоднородные электрические поля между модулятором и первым анодом,
а также между первым и вторым анодами. На рис. 10.22 пунктиром показаны эк-
випотенциальные линии этих полей. Неоднородные электрические поля называ-
ют электронными линзами. Таким образом, электронная пушка представляет со-
бой электронно-оптическую систему, состоящую из электростатических линз Л!
и Л2, преломляющих траектории движения электронов подобно тому, как опти-
ческие линзы преломляют световой поток.
Электроны, покинувшие катод с разных точек его поверхности, влетают в поле
первой линзы под разными углами. На участке левее сечения а на электроны дей-
ствуют силы, прижимающие их к оси пушки. Чем дальше расположена точка, из
которой вышел электрон, от центра катода, тем больше сила, прижимающая этот
электрон к оси пушки. На участке правее сечения а на электроны действуют силы,
отталкивающие их от оси пушки. Может показаться, что эти воздействия компен-
сируют друг друга, но это не так. Преломляющее воздействие собирающей части
линзы преобладает над воздействием рассеивающей части линзы, так как электро-
ны пролетают через линзу с возрастающей скоростью, поэтому в фокусирующей
части линзы они находятся большее время, чем в расфокусирующей. В результа-
те электроны покидают поле первый линзы со скоростями, направленными к оси
пушки, и пересекают ее в точке F,.
480 Глава 10. Вакуумная электроника
Пройдя точку Fb электроны влетают в поле второй линзы в виде расходящегося
пучка. На участке левее сечения Ь на них действуют силы, прижимающие элект-
роны к оси пушки, а на участке правее сечения Ь — отталкивающие. При этом
из-за того, что электроны движутся с возрастающей скоростью, фокусирующее
действие линзы Л2 преобладает над расфокусирующим, и пучок электронов
фокусируется в точке F2, которая располагается на экране трубки. Изменением
напряжения на первом аноде, которое составляет сотни вольт, можно изменять
положение точек Fj и F2. Поэтому первый анод называется фокусирующим. На вто-
рой анод относительно катода подается постоянный высокий потенциал поряд-
ка нескольких киловольт, благодаря чему на участке от катода до второго анода
существует ускоряющее поле, направленное вдоль оси трубки. Поэтому второй
анод называют ускоряющим.
На электроды пушки подаются напряжения от одного источника Ек „. Величи-
на этих напряжений устанавливается с помощью делителя напряжения. Такой
способ обладает существенным недостатком. Если менять t/al, то изменяется вы-
сота потенциального барьера около катода, а следовательно, ток луча. Если менять
Uu, то изменяется положение точки Fb а следойательно, положение точки F2.
Чтобы избавиться от этого недостатка, в ЭЛП вводят ускоряющий электрод УЭ,
располагая его между модулятором и первым анодом и соединяя со вторым ано-
дом (рис. 10.23).
П ---
ZZDOO
“г	+
—О £и.п О—
Рис. 10.23
УЭ экранирует катод от первого анода, ослабляя его действие на потенциальный
барьер у катода. Такая пушка называется пентодной.
Электростатическое отклонение луча
Электростатическое отклонение луча осуществляется двумя парами отклоняю-
щих пластин. Одна пара отклоняет луч по горизонтали, вторая — по вертика-
ли. Каждая пара состоит из двух параллельных пластин, находящихся под по-
тенциалом второго анода и расположенных симметрично относительно оси
трубки.
На рис. 10.24 показаны пластины, отклоняющие луч по вертикали. Если к плас-
тинам подвести отклоняющее напряжение Uy так, чтобы потенциал одной плас-
10.11. Электронно-лучевые приборы
481
тины был выше потенциала второй пластины на величину At/, а другой ниже на
величину АГ/, то между пластинами возникнет однородное электрическое поле,
перпендикулярное оси трубки. В этом случае на электрон, движущийся вдоль оси
трубки со скоростью
Ui2,

действует сила Fy = qUy/d.
Одновременно электрон продолжает двигаться с постоянной скоростью вдоль оси z.
В результате траекторией движения электрона оказывается парабола. Покинув поле
пластин, электрон движется к экрану прямолинейно под углом а к оси z и попадает
на экран, отклонившись от оси z на расстояние h3. В поле пластин электрон находит-
ся в течение времени t = l\/vr За это время он приобретает в вертикальном направ-
лении скорость vy = а/ = qUyli/dmV;, отклоняется от осиz на расстояние h = а/г/1 =
= UJt/AdU^ и покидает поле пластин под углом а = vy/v2 - Uyl<,/2dU.d2. Величина
отклонения на экране равна h3 = h + /2 tg а = (Г/у/1/2й?Йа2)(/1/2 + /2). Способность
отклоняющих пластин отклонять луч оценивают параметром, который называ-
ется чувствительностью к отклонению. Ее величина равна h'y = hy/Uy. Аналогич-
но оценивается чувствительность к отклонению по горизонтали, которая равна
h'x = hx/Ux. В среднем величина чувствительности составляет 0,1-0,5 мм/В.
Магнитная фокусировка луча
Магнитная фокусировка луча осуществляется магнитным полем, которое созда-
ется короткой магнитной катушкой, надеваемой на горловину трубки. В это поле
влетает расходящийся пучок электронов, создаваемый электронной пушкой, со-
стоящей из катода, модулятора и анода (рис. 10.25, а).
В каждой точке пространства вектор магнитной индукции В и скорость элект-
рона v можно разложить на две составляющих: осевые В2, и2 и радиальные Bt, vt.
Предположим, что электрон находится в точке А, тогда соотношение составляю-
482
 Глава 10. Вакуумная электроника
щих векторов примет вид, показанный на рис. 10.25, б. В результате взаимодей-
ствия составляющей скорости иг с составляющей магнитного поля Вт на электрон
действует сила Лоренца = -q[vt-Br], направленная перпендикулярно плоско-
сти рисунка (рис. 10.25, в). Под действием этой силы появится азимутальная
составляющая скорости Эта составляющая взаимодействует с составляющей
магнитной индукции Вг, в результате чего возникает сила Лоренца F2 =
направленная к оси трубки (рис. 10.25, г), и электрон приобретает радиальную со-
ставляющую скорости vr При совместном действии азимутальной и радиальной
составляющих силы Лоренца электрон движется по спирали с непрерывно умень-
шающимся радиусом витка. Существенно то, что чем сильнее отклонился элект-
рон от оси трубки, тем больше сила F2, прижимающая его к оси. Благодаря этому
электроны, влетевшие в неоднородное магнитное поле под разными углами,
описав сложные траектории, пересекают ось z на одном и том же расстоянии от
катушки. Изменяя величину тока, протекающего через фокусирующую катушку,
можно добиться того, чтобы траектории всех электронов пересекались в плоско-
сти экрана.
Рис. 10.25
Магнитное отклонение луча
Магнитное отклонение луча осуществляется двумя парами отклоняющих кату-
шек, расположенных на горловине трубки и создающих однородные магнит-
ные поля во взаимно перпендикулярных направлениях. На рис. 10.26 показано
магнитное поле катушки, отклоняющей электрон в вертикальном направлении.
В этом случае силовые линии поля с индукцией Вх перпендикулярны плоскости
рисунка и направлены к наблюдателю.
10.11. Электронно-лучевые приборы
483
В магнитное поле влетают электроны со скоростью v2, определяемой потенци-
алом второго (ускоряющего) анода. Под действием силы Лоренца Fy = -q[vx-Bx]
электрон движется по дуге окружности с радиусом R = mv:/qBx. Покинув поле
отклоняющих катуЩек, электрон движется к экрану по касательной к окружнос-
ти и отклоняется от центра экрана на расстоянии hy = I tg а. При небольших углах
отклонения tg а = Ц/R. Тогда
\ Я
Учитывая, что индукция Вх пропорциональна числу ампер-витков IW отклоняю-
щей катушки, получаем
, kIWll,
hy = i„
N я a2
Чувствительность к магнитному отклонению равна отношению величины откло-
нения hy к току Д протекающему через отклоняющие катушки:
,, h kWll.
h’=~r = -/	-- .
1	fen U
J	и а2
V Я
Чувствительность показывает, на сколько миллиметров отклоняется луч на экра-
не при токе I = 1 А, и измеряется в миллиметрах на ампер.
Преимущество магнитного отклонения по сравнению с электростатическим за-
ключается в меньшей зависимости чувствительности от ускоряющего напряжения
и возможности получения больших углов отклонения, что позволяет уменьшить
длину трубки. Существенным недостатком магнитного отклонения является боль-
шая потребляемая мощность для получения требуемых токов отклонения и боль-
шая инерционность из-за значительных собственной емкости и индуктивности.
Магнитные отклоняющие системы могут работать на частотах до нескольких
484
Глава 10. Вакуумная электроника
десятков килогерц, а электростатические системы отклонения способны работать
на частотах до нескольких сотен мегагерц.
Экраны ЭЛП
В большинстве ЭЛП экран представляет собой тонкий непроводящий слой люми-
нофора, нанесенного на дно стеклянной колбы. Экран бомбардируется потоком
электронов, которые передают часть своей энергии атомам люминофора, вследствие
чего валентные электроны переходят на более высокие энергетические уровни в
зоне проводимости. При последующем возвращении этих электронов на более
низкие энергетические уровни выделяются кванты света, определяющие цвет свече-
ния экрана. Часть электронов, оказавшихся на верхних энергетических уровнях,
способна покинуть люминофор. Это явление называется вторичной электронной
эмиссией. Выбитые из экрана вторичные электроны переходят на аквадаг, имеющий
потенциал второго анода. При этом между экраном и вторым анодом устанавли-
вается равновесная разность потенциалов, при которой число приходящих на эк-
ран электронов равно числу электронов, покидающих его поверхность.
Яркость свечения экрана зависит от скорости, с которой электроны бомбардиру-
ют экран, а эта скорость зависит от потенциала экрана U3, величина которого, в
свою очередь, определяется количеством электронов, переходящих с экрана на
аквадаг. На рис. 10.27, а показана зависимость коэффициента вторичной элект-
ронной эмиссии а, равного отношению числа выбитых вторичных электронов к
числу первичных электронов, бомбардирующих экран, от потенциала экрана U3.
При увеличении U3 растет скорость электронов, бомбардирующих экран, и коли-
чество выбитых вторичных электронов, то есть а, растет. При некоторой величи-
не U3 коэффициент вторичной электронной эмиссии достигает максимума, затем
начинает уменьшаться. Объясняется это тем, что при больших значениях потен-
циала U3 первичные электроны более глубоко проникают в люминофор, вслед-
ствие чего затрудняется выход из него вторичных электронов. На графике зави-
симости а от U3 имеются две точки, в которых а = 1. Эти точки соответствуют
первому (С7кр1) и второму (t/Kp2) критическим потенциалам. На рис. 10.27, б пока-
зана зависимость потенциала экрана от потенциала второго анода.
Если U32 < UKpl, то о < 1. При бомбардировке экрана электронами на нем будет
накапливаться отрицательный заряд, и его потенциал снизится до нуля. В этом
случае исчезнет ускоряющее поле между катодом и экраном и экран перестанет
светиться. При U32 = Пкр1 коэффициент а = 1, потенциал экрана становится рав-
ным UKpl и возникает свечение экрана.
Если U& > то ст > 1. При этом происходит накопление положительного заряда
на экране, которое вызывает повышение потенциала экрана. Этот процесс про-
должается до тех пор, пока потенциал экрана не станет чуть больше потенциала
второго анода. В этом случае число электронов, уходящих с экрана, будет равно
числу первичных электронов.
Если U& > UKp2, то ст < 1. При этом на экране накапливается отрицательный заряд и
его потенциал снижается до величины Пкр2. Отсюда следует, что не имеет смысла
устанавливать Па2 > UKp2, так как скорость электронов, бомбардирующих экран,
10.11. Электронно-лучевые приборы
485
определяется величиной U3, а не U^2. Поэтому увеличение t/a2 сверх значения
не приведет к повышению яркости свечения экрана.
Для того чтобы повысить яркость свечения экрана, поверхность люминофора со
стороны луча покрывают алюминиевой пленкой толщиной около 1 мкм и соеди-
няют ее с графитовым покрытием, нанесенным на внутреннюю поверхность кол-
бы. В этом случае потенциал экрана принудительно поддерживается равным по-
тенциалу второго анода, и накопления заряда на экране не происходит.
Основными параметрами экрана являются яркость свечения, светоотдача, дли-
тельность послесвечения и разрешающая способность.
Яркость свечения определяется силой света, излучаемого в направлении, перпен-
дикулярном светящейся поверхности площадью в один квадратный метр. Изме-
ряется она в канделах на квадратный метр [Кд/м2] и зависит от плотности тока
электронного луча j, которая может изменяться путем изменения напряжения на
модуляторе электронной пушки. Кроме того, она зависит от потенциала экра-
на U3. Яркость свечения определяется соотношением
B = Aj(U3-U0)m.
Здесь А, т — коэффициенты, определяемые типом люминофора;
Uo — минимальный потенциал экрана, при котором возникает свечение люми-
нофора.
Яркость современных кинескопов составляет 120-150 Кд/м2.
Светоотдача определяет силу света в канделах, излучаемую люминофором пер-
пендикулярно поверхности экрана, при мощности луча Рэл, равной 1 Вт. Она
зависит от типа люминофора, его толщины, ускоряющего напряжения, плот-
486
Глава 10. Вакуумная электроника
ности тока и других факторов. Светоотдача характеризует КПД люминофора. Не
вся кинетическая энергия первичных электронов превращается в энергию види-
мого излучения, часть ее расходуется на нагрев экрана, вторичную электронную
эмиссию электронов, излучение в инфракрасном и ультрафиолетовом диапазо-
нах спектра. Величина светоотдачи лежит в пределах от 0,1 до 15 Кд/Вт.
Длительность послесвечения — интервал времени, в течение которого наблюдается
свечение экрана после прекращения возбуждения экрана. Все экраны подразде-
ляются на экраны с очень коротким (менее 10-5 с), коротким (10-5-10-2 с), сред-
ним (10-2—10 1 с), длительным (10-1-16 с) и очень длительным (более 16 с) пос-
лесвечением. В осциллографических трубках применяют экраны с коротким и
очень коротким послесвечением, в кинескопах применяют экраны со средним пос-
лесвечением, в радиолокационных индикаторах применяют экраны с длительным
послесвечением. Длительность послесвечения определяется типом люминофора.
Разрешающая способность оценивается числом отдельно различимых светящих-
ся точек, приходящихся на 1см2 поверхности экрана, или линий, приходящихся
на 1 см высоты экрана. Она определяется диаметром луча. Разрешающая способ-
ность тем выше, чем меньше ток луча и больше ускоряющее напряжение.
Основные типы электронно-лучевых трубок
Электронно-лучевые приборы широко применяют для визуального наблюдения
электрических сигналов, передачи и приема телевизионных изображений, запи-
си и хранения электрических сигналов и во многих других областях.
Осциллографические трубки предназначены для наблюдения электрических сиг-
налов. Для этой цели используются трубки с электростатической фокусировкой
и электростатическим отклонением луча. В таких трубках на горизонтально от-
клоняющие пластины подается пилообразное напряжение развертки, частота ко-
торого в п раз меньше частоты исследуемого сигнала (n = 1,2,3 и т. д.), а на верти-
кально отклоняющие пластины — исследуемый сигнал. В результате на экране
трубки получается осциллограмма исследуемого сигнала. Для исследования
быстро протекающих процессов применяют трубки с послеускорением. В таких
трубках имеются дополнительные аноды, выполненные в виде графитовых колец,
нанесенных на внутреннюю поверхность колбы и расположенных между откло-
няющими пластинами и экраном. Потенциал этих анодов возрастает в направле-
нии от катода к экрану, благодаря чему удается существенно повысить яркость
без снижения чувствительности. Для наблюдения двух сигналов используются
трубки с двумя лучами. Для наблюдения СВЧ-сигналов применяют трубки, име-
ющие отклоняющую систему типа бегущей волны, в которой ряд коротких плас-
тин укреплен на витках спирали. Изменение потенциала пластин и движение
электронного луча синхронизированы.
Кинескопы предназначены для получения на экране телевизионного изображе-
ния. В современных кинескопах используется, как правило, электростатическая
фокусировка и магнитная отклоняющая система. Электронная пушка в кинес-
копах формирует луч, имеющий диаметр в плоскости экрана не более 0,5 мм.
В настоящее время кинескопы имеют экраны с диагональю до 71 см и угол откло-
10.11. Электронно-лучевые приборы 487
нения луча 110°. Для получения телевизионного изображения используется рас-
тровая развертка, получаемая путем пропускания через отклоняющие катушки
токов пилообразной формы. Катушки, отклоняющие луч по вертикали, обес-
печивают кадровую развертку, а катушки, отклоняющие луч по горизонтали, —
строчную. В результате за период кадровой развертки на экране образуется растр
из горизонтальных строк. Телевизионный сигнал подается на модулятор трубки.
При этом изменяется плотность тока луча и, соответственно, яркость свечения тех
точек экрана, на которые попадает электронный луч.
Для получения цветных изображений применяют кинескопы, экран которых со-
держит большое количество миниатюрных крупинок люминофоров, расположен-
ных в строго определенном порядке и дающих синее, красное и зеленое свечение.
Люминофоры возбуждаются тремя электронными лучами, создаваемыми тремя
электронными пушками, которые расположены так, что их электронные лучи по-
падают один на красный, другой на синий, третий на зеленый люминофор. В за-
висимости от соотношения между токами лучей, определяемыми напряжениями
на модуляторах пушек, получается свечение определенного цвета.
Радиолокационные трубки позволяют получить на экране изображение импульса
радиосигнала, отраженного от какого-либо объекта, в соответствии с положени-
ем объекта в пространстве, то есть положение импульса на экране должно быть
адекватно положению объекта в пространстве. Для этого применяется радиаль-
но-азимутальная развертка, позволяющая получить сигнал на экране в полярных
координатах. С этой целью используют магнитную отклоняющую систему, состо-
ящую из двух катушек, через которые пропускается линейный пилообразный ток,
создающий линейно меняющееся во времени магнитное поле, которое отклоняет
луч по радиусу от центра экрана к периферии. Отклоняющая система, надетая на
горловину трубки, медленно вращается синхронно с вращением антенны радио-
локационной станции, и на экране прочерчиваются радиальные линии, медленно
смещаемые по азимуту. На модулятор трубки подается запирающее напряжение,
вследствие чего радиальное смещение луча на экране трубки становится незамет-
ным. В момент приема антенной отраженного радиоимпульса на модулятор по-
ступает импульс, отпирающий трубку, и на экране появляется светящееся пятно,
удаление которого от центра экрана пропорционально расстоянию до объек-
та, а угол поворота радиус-вектора, соединяющего центр экрана с пятном, соот-
ветствует азимуту объекта.
Запоминающие трубки предназначены для записи, хранения и считывания элект-
рических сигналов. Принцип действия этих приборов основан на зависимости
потенциала диэлектрика от энергии бомбардирующих его электронов, что позво-
ляет получать на поверхности диэлектрика потенциальный рельеф. Существует
много методов получения потенциального рельефа. Рассмотрим один из наибо-
лее распространенных методов, реализуемый в запоминающей трубке с барьер-
ной сеткой (рис. 10.28).
В такой трубке имеется обычная электронная пушка и отклоняющие пластины.
Вместо обычного экрана в ней имеется мишень, состоящая из диэлектрической
пластины 1, покрытой с одной стороны металлическим слоем 2 (сигнальная пла-
стина). Вблизи поверхности диэлектрической пластины, обращенной в сторону
488
Глава 10. Вакуумная электроника
электронной пушки, на расстоянии 0,1 мм расположена тонкая металлическая
сетка 3, называемая барьерной. Рядом с мишенью имеется кольцевой электрод 4 —
это коллектор, имеющий высокий потенциал.
Выход
При облучении мишени потоком электронов и потенциале сигнальной пластины
Uc = 0 с поверхности мишени возникает вторичная электронная эмиссия, и по-
тенциал мишени приобретает равновесное значение, близкое к потенциалу кол-
лектора. Если подать на сигнальную пластину положительное напряжение, то
потенциал барьерной сетки относительно мишени становится отрицательным,
что будет препятствовать уходу вторичных электронов, выбитых из диэлектрика,
на коллектор. Поэтому потенциал диэлектрика понизится на величину Uc. Если
напряжение Uc изменяется во времени и электронный луч перемещается по по-
верхности мишени, то в соответствии с изменениями мгновенных значений сиг-
нала будет изменяться потенциал точек, на которые в данный момент падает элек-
тронный луч. В результате на поверхности мишени образуется потенциальный
рельеф, соответствующий мгновенным значениям сигнала. Одновременно с запи-
сью происходит повторение сигнала на выходе за счет того, что в цепи коллекто-
ра возникает ток, создаваемый вторичными электронами. Этот ток создает паде-
ние напряжения на резисторе RH. Потенциальный рельеф на поверхности мишени
может храниться очень долго. Считывание сигнала осуществляется при повтор-
ной развертке и отсутствии сигнала на входе.
В радиолокации и телевидении используются трубки с двумя лучами — графеко-
ны. Один луч служит для записи сигнала, он модулируется сигналом, подаваемым
на модулятор, второй луч служит для считывания сигнала. Такой способ позво-
ляет считывать записанный сигнал многократно (до нескольких сотен раз).
Трубки со знаковой индикацией на пути потока электронов содержат матрицу, пред-
ставляющую собой металлическую пластину с отверстиями в форме тех или иных
знаков. Размер отверстий несколько меньше диаметра луча и не превышает деся-
тых долей миллиметра. Электронный луч посредством двух пар выбирающих
пластин направляется в соответствующее отверстие матрицы и приобретает в
сечении форму соответствующего знака. Далее пучок проходит через фокусиру-
10.12. Газоразрядные приборы
489
ющую катушку и компенсирующие пластины, которые направляют его по оси
трубки. После этого адресная магнитная система направляет луч в любую точку
экрана или мишени.
10.12. Газоразрядные приборы
Газоразрядными называют электровакуумные приборы с электрическим разря-
дом в газе или парах. Конструктивно газоразрядные приборы представляют сис-
тему электродов, помещенных в баллон, заполненный инертным газом (аргон,
неон, криптон), водородом или парами ртути. Давление газа в баллоне составля-
ет от 10"1 до 103 Па.
Электрический разряд в газе
Рассмотрим гипотетическую модель, состоящую из двух параллельных пластин,
расположенных в баллоне, наполненном инертным газом. К этим пластинам через
резистор 7?а с большим сопротивлением подводится напряжение от источника
питания (рис. 10.29, а). Одну из пластин, к которой подключен отрицатель-
ный полюс источника питания, условно назовем катодом, другую — анодом. По-
вышая напряжение источника питания £и п, будем наблюдать, как изменяется ток
ia и напряжение между электродами и3.
Рис. 10.29
Если Еип = 0, то в разрядном промежутке между катодом и анодом существует не-
большое число свободных электронов и ионов, возникших в результате внешней
490
Глава 10. Вакуумная электроника
ионизации газа световым потоком, космическим излучением и другими воздей-
ствиями. Электроны и положительные ионы совершают беспорядочное (тепло-
вое) движение и, приближаясь друг к другу, могут соединяться, образуя нейт-
ральные атомы. Этот процесс называется рекомбинацией. Процессы ионизации и
рекомбинации находятся в динамическом равновесии, поэтому число электронов
и ионов сохраняется неизменным.
При увеличении напряжения Еи„ между электродами возникнет электрическое
поле, под действием которого положительные ионы начнут перемещаться к като-
ду, а свободные электроны — к аноду, то есть в разрядном промежутке, а следова-
тельно, и во внешней цепи возникнет незначительный электрический ток. Пока
напряжение Еип невелико, этот ток мал и не создает значительного падения на-
пряжения на резисторе R3, поэтому можно считать, что wa =» Еи п. Зависимость тока
от напряжения показана на рис. 10.29, б.
При малых значениях и3 ток обусловлен носителями заряда, возникшими в ре-
зультате внешней ионизации, и практически сохраняется неизменным (учас-
ток А на рис. 10.29, б).
По мере увеличения напряжения Еи п возрастает скорость движения электронов и
ионов, соответственно увеличивается их кинетическая энергия. При движении
электронов к аноду они сталкиваются с атомами газа. При небольшой скорости
эти столкновения являются упругими, и величина энергии сталкивающихся час-
тиц не изменяется. При определенной скорости соударения становятся неупру-
гими. В результате таких столкновений электроны атома могут перейти на более
высокие энергетические уровни, то есть происходит возбуждение атома. Возбуж-
денное состояние атома длится от 10~7 до 10-9 с, после чего электрон возвращается
на исходный энергетический уровень, испуская квант энергии излучения. При
незначительном числе столкновений свечение газа незаметно. При достаточ-
но большой скорости электронов происходит отделение электронов от атомов,
в результате чего образуются новые свободные электроны и положительные
ионы. Образовавшиеся электроны, двигаясь к аноду, совершают новые иониза-
ции, а ионы перемещаются к катоду и выбивают из него вторичные электроны,
которые, двигаясь к аноду, также совершают новые ионизации и т. д. Вследствие
этого происходит размножение носителей заряда и увеличение тока (участок АВ
на рис. 10.29, б).
Процесс образования новых электронов и ионов в результате столкновений с ато-
мами газа называется объемной ионизацией газа и оценивается коэффициентом
объемной ионизации а, который показывает, какое количество ионизаций совер-
шает один электрон на пути длиной в 1 см. Количество выбиваемых из катода
электронов оценивается коэффициентом вторичной электронной эмиссии. Каждый
электрон, проходя от катода до анода путь длиной гк_а, совершает агк_а иониза-
ций, а количество электронов, попадающих на анод при выходе из катода одного
электрона, оказывается равным ехр(агк_а). Если из катода в единицу времени вы-
ходит No электронов, созданных внешней ионизацией, то на анод в результате раз-
множения попадает Noexp(arK._a) электронов. Число ионов, образующихся при
объемной ионизации, равно ^[ехр(агк_а)-1], а число выбиваемых из катода элект-
ронов — oN0[exp(arK_a)-l], где о — коэффициент вторичной электронной эмиссии.
Пока количество вторичных электронов, выбиваемых из катода, меньше количе-
10.12. Газоразрядные приборы 491
ства электронов, созданных внешней ионизацией, разряд является несамостоя-
тельным, то есть зависящим от внешней ионизации. При прекращении внешней
ионизации разряд прекращается. При некоторой величине U3, называемой напря-
жением зажигания, каждый электрон, выбитый из катода, создает на своем пути к
аноду столько электронов, сколько необходимо для выбивания нового электрона.
В этом случае разряд становится самостоятельным, то есть он может существо-
вать независимо от внешнего источника ионизации. После наступления само-
стоятельного разряда (точка В) наступает лавинообразное увеличение числа
носителей заряда, и ток резко возрастает. Однако рост тока ограничивается ре-
зистором R, на котором по мере роста тока возрастает падение напряжения и,
соответственно, снижается напряжение t/a. Величина этого напряжения самопро-
извольно устанавливается такой, чтобы в процессе ионизации создавалось требу-
емое для получения заданного тока количество носителей заряда, то есть разность
потенциалов между электродами ионного прибора зависит от состояния ионизи-
рованного газа. В связи с этим целесообразно рассмотреть зависимость напряже-
ния от тока (рис. 10.29, в).
Область ВС на рис. 10.29, в называется областью темного самостоятельного разря-
да. Электрическое поле в этой области создается в основном зарядами на электро-
дах, пространственный заряд пренебрежимо мал и распределение потенциала между
катодом и анодом близко к линейному. По мере роста тока возрастает объемный
заряд и поле искажается. У катода скапливается большое число ионов, поэтому
можно считать, что практически все приложенное напряжение падает в узкой облас-
ти вблизи катода, называемой областью катодного падения напряжения (рис. 10.30).
Область разряда с почти неизменным потенциалом носит название положитель-
ного столба. Электроны ускоряются в области катодного падения напряжения,
поэтому там и происходит основная ионизация. Интенсивность ионизации в этой
области больше первоначальной, поэтому напряжение, при котором поддержива-
ется разряд, с ростом тока снижается. В точке С наступает тлеющий разряд, отли-
чительной особенностью которого является свечение газа, напоминающее свече-
ние тлеющих углей. Этот разряд бывает трех видов: поднормальный, нормальный
и аномальный.
492 Глава 10. Вакуумная электроника
Поднормальный тлеющий разряд (участок CD на рис. 10.29, в) характеризуется
уменьшением напряжения, при котором поддерживается разряд при увеличении
тока, и шнурованием (стягиванием) разряда. Шнурование обусловлено тем, что с
ростом тока сужается область катодного падения напряжения. Она становится
столь узкой, что начинают сказываться шероховатости поверхности катода, в ре-
зультате чего появляются локальные участки, в пределах которых напряженность
поля оказывается более высокой. Поэтому на этих участках ионизация возраста-
ет, что приводит, как отмечено ранее, к снижению напряжения, в результате чего
на тех участках, где напряженность поля более низкая, разряд прекращается. Чем
больше ток, тем меньше область, охваченная ионизацией.
Процесс шнурования происходит до тех пор, пока область катодного падения на-
пряжения не станет столь узкой, что электроны окажутся неспособными создать
требуемое количество ионов, необходимое для выбивания новых электронов на
смену ушедшим. Поэтому дальнейший рост тока становится возможным лишь
при увеличении поверхности катода, охваченной ионизацией. Наступает область
нормального тлеющего разряда (участок DE на рис. 10.29, в). После того как вся
поверхность катода окажется охваченной ионизацией, для увеличения тока по-
требуются дополнительные носители заряда, возникновение которых возможно
при увеличении напряжения. Такой разряд (область EF на рис. 10.29, в) называ-
ется аномальным тлеющим разрядом.
Увеличение напряжения на ионном приборе, работающем в режиме аномального
тлеющего разряда, ведет к увеличению интенсивности бомбардировки катода
ионами, в результате чего на поверхности катода возникает термоэлектронная
эмиссия. Кроме того, ионы, находясь очень близко к поверхности катода, создают
сильное электрическое поле, вызывающее электростатическую эмиссию. Поэто-
му число электронов в приборе резко увеличивается, их объемный заряд компен-
сирует положительный объемный заряд ионов и напряжение на приборе умень-
шается (участок FG на рис. 10.29, в), наступает дуговой разряд. Уменьшение
напряжения сопровождается шнурованием разряда и образованием ярко светя-
щегося катодного пятна. Шнурование продолжается до тех пор, пока напряжение
не достигнет величины, равной 10-20 В, необходимой для поддержания эмиссии
электронов. Дальнейшее увеличение тока (участок GH) происходит за счет рас-
ширения области, охваченной электронной эмиссией.
Типы газоразрядных приборов
В настоящее время газоразрядные приборы имеют ограниченное применение.
Поэтому рассмотрим весьма кратко их особенности и области применения. Пред-
варительно обратим внимание на то, что, рассматривая электрический разряд в
газе, мы имели в виду гипотетическую модель. Реально в конкретном газоразряд-
ном приборе используется какой-либо один вид электрического разряда.
Простейшим газоразрядным прибором является неоновая лампа — двухэлектрод-
ный прибор, работающий в режиме аномального тлеющего разряда. Неоновая
лампа служит для индикации наличия напряжения или электромагнитного поля.
При переменном напряжении низкой частоты анод и катод неоновой лампы по-
10.12. Газоразрядные приборы 493
переменно меняют свои функции. При высокочастотном напряжении в неоновой
лампе возникает высокочастотный разряд. Особенность этого разряда состоит в
том, что электроны, возникшие в результате внешней ионизации, совершая коле-
бательные движения при быстрой перемене знаков потенциала на электродах,
ионизируют газ, который начинает светиться, а образовавшиеся малоподвижные
ионы не успевают менять направление своего движения и образуют объемный
положительный заряд. При этом эмиссия с поверхности электродов отсутствует.
Стабилитроны тлеющего разряда служат для стабилизации напряжения. Они
работают в режиме нормального тлеющего разряда, в котором величина напря-
жения на стабилитроне слабо зависит от величины тока. Катод стабилитрона вы-
полнен в виде цилиндра, внутренняя поверхность которого специальным обра-
зом обработана, чтобы повысить коэффициент вторичной электронной эмиссии.
Для облегчения зажигания тлеющего разряда на внутренней поверхности цилин-
дра имеется выступ, вокруг которого происходит шнурование разряда. Анодом
стабилитрона является никелевый стержень, расположенный вдоль оси симмет-
рии анода. Напряжение стабилизации определяется материалом катода, типом
и давлением газа. Практически оно составляет порядка 100-200 В.
Тиратроны тлеющего разряда помимо катода и анода содержат сетку, которая
служит для управления напряжением зажигания. На сетку подается небольшое
положительное напряжение, под воздействием которого возникает вспомогатель-
ный темный разряд. При увеличении анодного напряжения возникает тлеющий
разряд между катодом и анодом. Чем больше величина тока вспомогательного
разряда, тем меньше величина напряжения возникновения разряда в анодной
цепи. Объясняется это тем, что с ростом тока сетки в промежутке между катодом
и сеткой увеличивается количество ионов и электронов, благодаря чему облег-
чается возникновение основного разряда. Зависимость напряжения зажигания
основного разряда от тока сетки называется пусковой характеристикой. После
зажигания основного разряда сетка теряет свои управляющие свойства, то есть
изменение потенциала сетки не влияет на анодный ток и анодное напряжение. Это
объясняется тем, что положительно заряженная сетка притягивает к себе элект-
роны, которые образуют около поверхности сетки отрицательно заряженный
слой, нейтрализующий действие положительного заряда сетки. При увеличении
или уменьшении положительного потенциала сетки увеличивается или уменьша-
ется количество электронов, притягиваемых сеткой, и по-прежнему действие ее
заряда будет нейтрализоваться соответственно изменяющимся зарядом электрон-
ной оболочки. Если же на сетку подать отрицательное напряжение, то она притя-
нет положительные ионы, которые создают вокруг нее положительно заряженный
слой, нейтрализующий действие отрицательного заряда сетки. Помимо односе-
точных тиратронов существуют двухсеточные. В таких тиратронах управляющей
является вторая сетка, более удаленная от катода. На первую сетку подается по-
стоянное положительное напряжение, и в цепи этой сетки все время существует
небольшой ток подготовительного разряда. На второй сетке напряжение ниже,
чем на первой. Поэтому тормозящее поле между сетками не позволяет электро-
нам проникнуть к аноду. Если же на вторую сетку подать импульс положитель-
ного напряжения, то электроны проникнут сквозь вторую сетку к аноду и возник-
нет тлеющий разряд. Из изложенного следует, что тиратроны обладают двумя
494
Глава 10. Вакуумная электроника
устойчивыми состояниями: проводящим и непроводящим. Поэтому он находит
применение в импульсных схемах электронной автоматики. При этом свечение
газа обеспечивает индикацию состояния схемы.
Для визуальной цифровой (или буквенной) индикации электрических сигналов
применяются знаковые индикаторы тлеющего разряда. Такие индикаторы содер-
жат несколько катодов, изготовленных из проволоки, выгнутой в виде цифр или
других знаков, и расположенных один за другим. Анод сделан из проволочной
сетки. При подаче напряжения между анодом и одним из катодов около катода
возникает свечение газа, то есть становится видимым светящийся знак.
Для счета импульсов в десятичной системе с одновременной индикацией пока-
заний предназначены декатроны. Они содержат один цилиндрический анод,
вокруг которого в виде кольца расположены штыри-катоды. При поочередной по-
даче на катоды отрицательных импульсов напряжения тлеющий разряд перено-
сится от одного катода к другому. При этом через купол баллона наблюдается пе-
ремещение по окружности светящейся точки. После каждых десяти импульсов
схема управления выдает импульс на управляющую 'схему второго декатрона, ко-
торый, в свою очередь, после десяти входных импульсов выдает запускающий
импульс на следующий декатрон и т. д. При этом первый декатрон считает число
единиц, второй — число десятков и т. д.
Для получения сложных изображений разработаны газоразрядные панели (ГРП).
Они имеют много конструктивных разновидностей. Однако общим конструктив-
ным признаком для большинства из них является наличие двух ортогональных
прозрачных полосковых систем электродов (катодных и анодных), расположен-
ных на стеклянных пластинах, отделенных друг от друга диэлектрической мас-
кой с системой отверстий, шаг которых равен шагу полосковых электродов, то есть
ГРП представляет собой совокупность большого числа двухэлектродных газораз-
рядных приборов, работающих независимо друг от друга. При подаче напряже-
ния между каким-либо полосковым катодом и полосковым анодом через отвер-
стие в диэлектрический маске возникает тлеющий разряд, наблюдаемый в виде
светящейся точки. При подаче по определенному закону напряжения на несколь-
ко катодов и анодов можно посредством точечного растра воспроизвести любую
фигуру. ГРП могут давать и многоцветные изображения. Для этого надо на бо-
ковые или торцевые стенки ячеек нанести покрытия из люминофоров, дающие
свечение определенного цвета. Располагая рядом ячейки с покрытиями из люми-
нофоров, дающих основные цвета (синий, зеленый, красный), можно получить
цветное изображение.
Для защиты линий связи, обмоток выходных трансформаторов и других элемен-
тов электрических цепей от перенапряжений применяются разрядники. Их дей-
ствие основано на резком увеличении проводимости прибора вследствие воз-
никновения тлеющего или дугового разряда между электродами. После снятия
перегрузок разрядники вновь восстанавливают исходное высокое сопротивление.
Для защиты входа приемника радиолокационной станции от перегрузки при из-
лучении передатчиком мощного импульса применяют резонансные разрядники
СВЧ. Такие разрядники являются частью объемного резонатора, настроенного на
частоту излучения передатчика, и включаются в высокочастотную линию, иду-
щую от антенного фидера к входу приемника, на расстоянии от начала линии,
Контрольные вопросы
495
кратном нечетному числу четвертей длины волны. При излучении передатчиком
мощного радиоимпульса в резонаторе возбуждаются мощные колебания. На емко-
сти, которую образуют электроды разрядника, развивается большое напряжение,
в результате чего возникает высокочастотный разряд, сопротивление разрядника
резко уменьшается и он практически закорачивает резонатор, вследствие чего
излучаемый импульс передатчика не попадает на вход приемника. Принимаемый
отраженный импульс не в состоянии зажечь разряд и проходит на вход приемника.
Среди приборов дугового разряда следует отметить газотроны и тиратроны, дли-
тельное время применявшиеся для выпрямления высоких напряжений и больших
токов. Газотрон представляет собой мощный диод с термоэлектрическим катодом,
наполненный инертным газом или парами ртути. В отличие от вакуумного диода
у газотрона отсутствует отрицательный объемный заряд около катода. Он ком-
пенсируется положительными ионами. Поэтому в газотронах можно получить
значительный анодный ток при небольшом анодном напряжении. В этом заклю-
чается основное преимущество газотрона перед вакуумным диодом. Тиратроны
дугового разряда отличаются от газотронов наличием сетки, предназначенной для
управления напряжением зажигания. Вместе с тем следует иметь в виду, что в
настоящее время вакуумные диоды, газотроны и тиратроны практически полнос-
тью вытеснены более долговечными, надежными и удобными в эксплуатации по-
лупроводниковыми выпрямителями.
Контрольные вопросы
1.	Какие разновидности электронных ламп вам известны?
2.	Что такое околокатодный процесс?
3.	Что такое процесс токораспределения?
4.	Что такое динатронный эффект?
5.	Что такое наведенный ток?
6.	Нарисуйте и сравните выходные характеристики триода и пентода.
7.	Какими параметрами характеризуются электронные лампы и как они опреде-
ляются по характеристикам?
8.	Как устроен и работает клистрон?
9.	Как работает лампа бегущей волны?
10.	Расскажите об устройстве и работе электронно-лучевых трубок.
И. Какие физические процессы протекают в газоразрядных приборах?
12.	Какие разновидности газоразрядных приборов существуют и какова область
их применения?
Глава 11 Введение
в квантовую
электронику
Квантовая электроника — это область науки и техники, занимающаяся иссле-
дованием принципов действия, конструированием и применением генераторов,
усилителей, преобразователей частоты электромагнитного излучения, действие
которых основано на вынужденном излучении фотонов атомами, ионами и мо-
лекулами, Еще в 1900 году М. Планк показал, что свет излучается не непрерыв-
но, а отдельными порциями, которые он назвал квантами, впоследствии они по-
лучили название фотонов.
Известно, что под воздействием света или в результате нагрева, а также при столк-
новении внешнего электрона с атомом происходит возбуждение атомов, то есть
переход электронов на более высокие энергетические уровни, на которых они на-
ходятся примерно 10~8 с, после чего возвращаются на исходный уровень, излучая
фотоны, энергия которых равна разности энергетических уровней. Такие перехо-
ды обычно происходят случайно (спонтанно). В квантовых приборах создаются
такие условия, при которых возврат электронов на исходные уровни происходит
синхронно и синфазно. При этом возникает вынужденное (когерентное) излуче-
ние света.
В 50-х годах XX века были созданы устройства, которые позволили усиливать
электромагнитные волны сантиметрового диапазона на основе такого вынужденно-
го излучения. Эти устройства получили название мазеров. Слово «мазер» проис-
ходит от первых букв английского названия Microwave Amplification by Stimulated
Emission of Radiation — усиление микроволн за счет вынужденного излучения.
За работы по созданию мазеров советским ученым Н. Г. Басову и А. М. Прохо-
рову, а также американскому ученому Ч. X. Таунсу в 1964 году была присуждена
Нобелевская премия. В 1960 году американским физиком Т. Г. Мейманом был
создан квантовый прибор, работающий в оптическом диапазоне, — лазер {Light
Amplification by Stimulated Emission of Radiation — усиление света за счет вы-
нужденного излучения). Лазеры также называют оптическими квантовыми гене-
раторами (О КГ).
11.1. Лазерное усиление
497
11.1.	Лазерное усиление
Процесс лазерного усиления упрощенно состоит в следующем. Под воздействи-
ем внешнего фотона на атом, находящийся в возбужденном состоянии, происхо-
дит переход возбужденного атома в другое энергетическое состояние; этот пере-
ход сопровождается испусканием нового фотона, энергия которого равна энергии
внешнего фотона. Если создать систему возбужденных атомов и пропускать
через нее оптическое излучение, то возможно усиление излучения, которое назы-
вается лазерным усилением.
Рассмотрим процесс возникновения лазерного усиления подробнее, считая, что
за счет энергии внешнего воздействия (так называемой энергии накачки) Е„ часть
электронов с нижних равновесных уровней Е{ перешла на более высокие уровни Е3,
а затем оказалась на уровне возбуждения Е2 (рис. 11.1). Возвращение этих элект-
ронов с уровня Е2 на уровень сопровождается испусканием фотонов с частотой
v =~£| .	,	(11.1)
h
Такой переход электронов не связан с вынуждающими фотонами и приводит к
возникновению спонтанного (некогерентного) излучения (переходы 1-3 на ри-
сунке), при котором момент испускания и направление вектора поляризации каж-
дого фотона случайны, а результирующий поток излучения описывается средне-
статистическими параметрами.
Переходы без излучения
Энергия накачки Ен
Рис. 11.1
Одновременно со спонтанными переходами существует вероятность вынужден-
ных переходов из энергетического состояния Е2 в Ех (переходы 4 и 5 на рис. 11.1).
Такие переходы называют лазерными. Они связаны с действием вынуждающих
фотонов, при этом все активные атомы излучают практически одновременно и
так, что испускаемые фотоны неотличимы от тех, которые их вызвали, то есть
происходит когерентное (вынужденное) излучение, совпадающее по направле-
нию, частоте, фазе и поляризации с вынуждающим излучением.
Вынужденные переходы возникают под действием внешнего электромагнитного
поля, частота которого совпадает или близка к частоте перехода, определяемой
формулой (9.11). Следует заметить, что на вынужденный переход не затрачивает-
498
Глава 11. Введение в квантовую электронику
ся энергия внешнего поля, которая является лишь стимулятором процесса. Вы-
нужденные переходы (как и спонтанные) носят статистический характер.
Помимо спонтанных и вынужденных переходов существуют переходы из £\ в бо-
лее высокие энергетические состояния, сопровождающиеся поглощением энергии
(переход 6 на рисунке). Лазерное усиление возможно лишь в том случае, если
число вынужденных переходов больше числа спонтанных переходов и переходов,
связанных с поглощением вынуждающего излучения. Определим условия, при
которых возможно лазерное усиление.
Количество вынужденных переходов за время ДГ приближенно можно выразить
в виде
плаз = ^210вын	(И-2)
где В21 — вероятность вынужденного перехода;
Овын — энергия вынуждающего излучения;
N2 — концентрация атомов в энергетическом состоянии Е2.
Количество спонтанных переходов от вынуждающего излучения не зависит и
приближенно равно
испон = —^21 ЛГ2ДГ,	‘	(11-3)
где -Л21 — вероятность спонтанного перехода.
Квантовые переходы с уровня Е^ на уровень £3 сопровождаются поглощением
энергии вынуждающего излучения. Их количество равно
«погл = -В12 &,ын МАГ,	(11.4)
где В12 — вероятность квантового перехода с поглощением энергии;
ДТ, — концентрация атомов в энергетическом состоянии Е^.
Полагая в первом приближении равенство вероятностей Bi = В2 = В, получим ус-
ловие лазерного усиления в виде
ад-м)овын-л2^2>о.	(И.5)
При малом уровне спонтанного излучения условие лазерного усиления прини-
мает вид
Mj-tyX).	(11.6)
В равновесном состоянии распределение атомов по различным энергетическим
состояниям подчиняется статистике Максвелла—Больцмана
N2 = Мехр ->- 2,	(11.7)
При этом N2 - Ni < 0, и лазерное усиление невозможно. Для того чтобы выполня-
лось условие (11.6), необходимо осуществить предварительное внешнее воздей-
ствие (накачку), приводящее к увеличению N2.
Для количественной оценки лазерного усиления вводят понятие населенности
уровня энергии, под которым понимают число атомов в единице объема, имеющих
одинаковое энергетическое состояние. В состоянии термодинамического равно-
11.2. Генерация излучения 499
весия населенность верхнего уровня меньше, чем нижнего (N2 < М). Для того что-
бы получить усиление, необходимо выполнить условие N2 > Nt. Такое состояние
называют состоянием с инверсией населенностей уровней. Формально это состоя-
ние возможно при отрицательной температуре (Т < 0), Среда, в которой осуще-
ствлена инверсия населенностей, называется активной средой.
Таким образом, для усиления вынужденного излучения необходимо, во-первых,
осуществить инверсию населенностей и, во-вторых, подавить спонтанное излу-
чение. Наименьший уровень энергии накачки, при котором выполняется условие
инверсии, называется порогом инверсии.
Принцип лазерного усиления в рубиновом стержне схематически показан на
рис. 11.2. Возбужденный внешним воздействием атом излучает фотон, который,
достигнув другого возбужденного атома, вызывает появление нового фотона. За-
тем два фотона превращаются в четыре и т. д. В результате вдоль оси стержня
возникает лавина фотонов, в которой все фотоны «шагают в ногу» с одинаковой
частотой и фазой. Лавина катится вдоль стержня, становясь все мощнее за счет
новых фотонов, захваченных по пути, и, достигнув торца стержня, излучается
в виде очень тонкого светового луча с расходимостью около 0,003°.
Рис. 11.2
11.2.	Генерация излучения
Чтобы рассмотренный лазерный усилитель превратить в лазер — генератор излу-
чения, необходимо ввести положительную обратную связь (ПОС). Параметры
звена обратной связи выбираются так, чтобы энергия излучения, которая переда-
ется с выхода лазерного усилителя на его вход, была достаточной для компенса-
ции потерь в замкнутой цепи обратной связи. В лазере в качестве звена ПОС ис-
пользуют оптические резонаторы, которые в простейшем случае состоят из двух
зеркал, расположенных на торцах стержня (рис. 11.3). Для вывода излучения одно
из зеркал делают полупрозрачным. Фотоны, направление движения которых об-
разует малые углы с осью стержня, после многократных отражений от зеркал при-
обретают энергию достаточную для того, чтобы через полупрозрачное зеркало
покинуть стержень в виде узкого луча. Фотоны, направление движения которых
не совпадает с осью стержня, выходят из него через боковые поверхности.
Излучение лазеров имеет ряд замечательных особенностей. Во-первых, энергия
излучается в виде узкого пучка, который легко фокусируется на площадку разме-
ром Хлаз (Хлаз — длина волны лазерного излучения). Например, если лазер излуча-
ет импульс энергии 1 Дж в течение 1 мс с длиной волны порядка 0,7 мкм, то есть
имеет мощность около 1 кВт, то интенсивность сфокусированного лазерного пуч-
500
Глава 11. Введение в квантовую электронику
ка достигает значения порядка 10й Вт/см2. Практически достижимая интенсив-
ность сфокусированного лазерного пучка может достигать 1020 Вт/см2. Огромная
мощность лазерного излучения приводит к тому, что материалы, освещенные ла-
зером, могут нагреваться. Благодаря этому лазеры нашли применение в промыш-
ленности, науке и технике. Лучом лазера можно выполнять точную обработку
деталей, прожигать в материале отверстия с точностью до долей микрометра, осу-
ществлять точечную сварку, испарять часть поверхностного слоя или часть плен-
ки, что широко используется в микроэлектронике. Те же свойства лазерного луча
нашли применение в хирургии. Мощные лазеры используются для бурения неф-
тяных скважин и в военной технике. Концентрация энергии современных лазе-
ров достаточна для того, чтобы на расстоянии сотен километров прожигать бро-
ню танков, корпуса ракет, фюзеляжи самолетов.
Рис. 11.3
Второй особенностью лазерного излучения является высокая монохроматич-
ность, то есть практически лазер излучает одну-единственную частоту и соответ-
ствующую ей одну-единственную длину волны. Это объясняется тем, что у всех
фотонов в лазерном пучке одинаковая энергия. Поэтому лазер можно использо-
вать в качестве стандарта частоты, отклонение которой от номинала не превыша-
ет ±10~3 Гц. Монохроматичность и когерентность лазерных излучений сделали их
незаменимым средством для точного измерения времени и частот, а высокая кон-
центрированность и направленность лазерного луча обеспечивают возможность
измерения расстояний, перемещений и размеров.
11.3. Основные разновидности лазеров
501
Исключительно важной областью применения лазерного излучения является
связь. На земле связь осуществляется по световодам, которые представляют со-
бой кабели из специального стекла или прозрачной пластмассы. Эти вещества
обладают высокой прозрачностью и вызывают очень малое затухание лазерного
луча. Кроме устройств связи лазерное излучение используют в локаторах, имею-
щих более высокую точность, нежели радиолокаторы, и для осуществления связи
с космическими объектами.
На применении лазерного излучения основана голография — область науки и тех-
ники, занимающаяся получением объемных изображений, а также оптической
обработкой и хранением информации. Лазерные методы используются также для
высококачественной звукозаписи и видеозаписи. Ведется разработка систем
голографического телевидения.
11.3.	Основные разновидности
лазеров
Существует множество лазеров разного типа, различающихся активной средой
и способом накачки. В качестве активной среды применяют твердые, жидкие и
газообразные вещества, а из многих способов накачки чаще всего используется
оптическая накачка, а также накачка электрическим разрядом в самой активной
среде. Накачка может быть непрерывной и импульсной. Рассмотрим основные
типы лазеров.
Твердотельные лазеры
Твердотельными называют лазеры, в которых активной средой являются крис-
таллические или аморфные диэлектрики (стекла), легированные ионами хрома
или редкоземельных элементов. В первом твердотельном лазере (1960 г.) исполь-
зовался кристалл рубина.
Рубин — это твердое кристаллическое вещество. Основой его является корунд —
диэлектрический кристалл оксида алюминия (А12О3). Рубином он становится тог-
да, когда небольшую часть атомов алюминия в этом кристалле заменяют ионы
хрома. С введением ионов хрома кристалл принимает характерный для рубина
красный цвет. Энергетическая диаграмма, характеризующая структуру разрешен-
ных уровней хрома, показана на рис. 11.4. Она содержит основной энергетичес-
кий уровень Et, два узких уровня £2а и £2б и две сравнительно широких полосы
энергий Е3 и Eit которые представляют собой совокупность большого числа близ-
ко расположенных разрешенных уровней.
Если атом хрома возбудить, то он сначала перейдет из основного состояния в по-
лосу Е3 или Е4, а спустя очень короткое время (10“8 с) — на уровень Е2а или Е26.
При переходе на уровни Е2 атом хрома не излучает. Его энергия тратится на воз-
буждение колебаний кристаллической решетки рубина. Возможность возвраще-
ния атома с полос Е3 и Е4 снова на уровень Et хотя и существует, но скорость этого
502
Глава 11. Введение в квантовую электронику
процесса пренебрежимо мала по сравнению со скоростью перехода на уровни Е2.
На уровнях Е2 атом находится около 10~3 с. Такое длительное время (по сравне-
нию с 10'8 с) позволяет накапливать атомы хрома на уровнях Е2. Если достаточно
быстро переводить атомы хрома с уровня £t в полосы Е3 и Еь то на уровнях Е2
можно накопить более половины атомов хрома. В этом случае уровни Е2 окажут-
ся более заселенными, чем уровень Еи то есть возникнет инверсия населенностей.
Накачка —
0,56 мкм
Генерация
0,69 мкм
Рис. 11.4
Для перевода атомов хрома с уровня Et на уровни Е3 и Е4 (накачка) используют
мощные лампы-вспышки. Перевести атомы хрома непосредственно с уровня Е{
на уровни Е2 нельзя. Объясняется это тем, что свет вызывает в кристалле два
процесса: поглощение света невозбужденными атомами и вынужденное испус-
кание его возбужденными атомами. Если оба процесса происходят между двумя
уровнями, то они протекают с одинаковой скоростью. Поэтому максимум того,
что можно получить при накачке, — уровнять населенности. Для получения
инверсии населенностей необходим третий уровень как своеобразный «перева-
лочный пункт».
Лампа-вспышка испускает импульс света длительностью около 10~3с, близкий к
белому, то есть с широким спектром частот. Для переброса ионов хрома на уров-
ни Е3 и Е4 затрачивается только часть спектрального состава и, соответственно,
энергии светового потока (около 15 %). Для перевода иона хрома с уровня в
полосу Е3 используется излучение с длиной волны 0,56 мкм, а переброс в полосу
Е4 происходит при излучении с длиной волны около 0,41 мкм.
Наличие широких энергетических полос в спектре ионов хрома является благо-
приятным обстоятельством для создания лазера. Чем шире эти полосы, тем боль-
ше ионов может в них разместиться. Переход ионов хрома из широких полос на
уровни Е2 позволяет концентрировать атомы хрома в небольшом энергетическом
интервале, что позволяет получить высокую монохроматичность излучения при
переходе атомов хрома с уровней Е2 на основной уровень Е{. При переходе с уров-
ня Е2з на уровень Е{ излучение происходит с длиной волны 0,6943 мкм, при пере-
11.3. Основные разновидности лазеров
503
ходе с уровня Е26 — с длиной волны 0,6929 мкм. Наиболее благоприятны условия
для генерации света с длиной волны 0,6943 мкм.
Устройство рубинового лазера иллюстрирует рис. 11.5. В стеклянной трубке рас-
положен рубиновый стержень, на торцах которого имеются отражающие зерка-
ла. Стержень возбуждается импульсной лампой и охлаждается проточной водой
или жидким азотом.
Рис. 11.5
Кроме рубина в твердотельных лазерах применяют стекла, актированные неоди-
мом. Благодаря хорошей технологичности и низкой стоимости стеклянных лазер-
ных стержней, а также возможности изготовления длинных стержней лазеры на
стекле обладают преимуществом по сравнению с рубиновыми лазерами. Однако
стекло имеет значительно меньшую, чем рубин, теплопроводность, что вызывает
необходимость применения более эффективных систем охлаждения. Длина вол-
ны излучения стеклянного лазера составляет 1,06 мкм.
В оптических системах связи находит применение лазер на иттрий-алюминиевом
гранате (сокращенно YAG), легированный активными ионами неодима. Иттрий-
алюминиевый гранат с примесью неодима (сокращенно YAG-Nd) является.уни-
кальным материалом, обладающим хорошей теплопроводностью, большой твер-
достью и удовлетворительными оптическими свойствами. Такой лазер излучает
колебания с длиной волны 1,064 мкм. Конструкция YAG-Nd-лазера очень ком-
пактна. Лазер содержит стержень длиной 5 мм и толщиной 0,5 мм, который
накачивается с торца GaAlAs-светодиодом. Более компактную конструкцию
имеет YAG-лазер, легированный неодим-пентафосфатом NdP3O14. Накачка
такого лазера осуществляется светодиодом с длиной волны 0,5 мкм. Этот лазер
имеет очень низкий порог накачки (примерно 1 мВт), что позволяет назвать его
микролазером.
Газовые лазеры
Газовыми лазерами называют оптические квантовые генераторы, в которых актив-
ной средой является газ, смесь нескольких газов или смесь газа с парами металла.
В зависимости от того, состояние каких частиц используется для получения инвер-
сии населенностей, различают атомные, ионные и молекулярные лазеры.
504
Глава 11. Введение в квантовую электронику
Газовые лазеры являются наиболее распространенным типом лазеров. Они из-
лучают на волнах от ультрафиолетового до инфракрасного диапазона (0,15—
699,5 мкм) и обладают самой высокой степенью когерентности по сравнению со
всеми остальными источниками света. Газовая среда имеет хорошую оптичес-
кую однородность, поэтому позволяет получить наименьший угол расхождения
пучка (около 1°).
Гелий-неоновый атомный лазер
Активной средой гелий-неонового атомного лазера является смесь двух газов —
гелия (Не) и неона (Ne), а лазерными уровнями — энергетические уровни возбуж-
денных атомов неона. Для создания инверсии населенностей используют элект-
рическую накачку путем создания тлеющего разряда в газоразрядной трубке. Схе-
ма лазера с возбуждением постоянным током показана на рис. 11.6. Диаграмма
энергетических уровней гелия и неона приведена на рис. 11.7. Основные состоя-
ния атомов обозначены римской цифрой I.
Непрозрачное
Анод
Полупрозрачное
зеркало
Ne-Ge
Излучение
----►
Катод
Рис. 11.6
В соответствии с распределением Больцмана при Д£ » kT (оптический диапазон)
уровни возбуждения атомов гелия и неона свободны. При разряде вследствие не-
упругих соударений со свободными электронами происходит возбуждение ато-
мов гелия, которые могут переходить на метастабильные уровни II и III. Энергия
11.3. Основные разновидности лазеров 505
возбужденных атомов гелия передается далее атомам неона. Энергетические уров-
ни гелия II и III очень близки к уровням 2s и 3s неона. Поэтому при неупругих
соударениях возбужденных аТомов гелия с невозбужденными атомами неона про-
исходит эффективная передача избыточной энергии аТомОв гелия атомам неона.
Атомы неона переходят в возбужденное состояние 2s или 3s, а атомы гелия —
в основное состояние I.
Кроме того, атомы неона переходят на уровни 2s или 3s вследствие соударений с
быстрыми электронами. Так образуются два «канала», по которым заселяются
верхние уровни атомов неона, в то время как нижние уровни атомов неона засе-
ляются только при соударении невозбужденных атомов с электронами. Подби-
рая соотношение концентраций атомов гелия и неона и значение тока разряда,
можно добиться преобладания скорости заселения верхних уровней неона над
скоростью заселения нижних уровней, то есть добиться инверсии населенно-
стей уровней.
Атомы гелия являются посредниками при передаче энергии от быстрых электро-
нов к атомам неона. Поэтому гелий можно назвать вспомогательным, а неон —
основным, или рабочим, газом. Обычно диапазон отношения концентрации гелия
и неона составляет от 5 до 15. Эффективность передачи энергии оказывается вы-
сокой также потому, что время жизни гелия на уровнях II и III продолжительное
(10“3 с). Эти уровни являются метастабильными: для них запрещены переходы
в основное состояние.
Рабочий переход 3s —> Зр соответствует длине волны излучения 3,39 мкм. Это наи-
более эффективный переход, усиление на нем достигает 20 дБ/м. Вынужденное
излучение осуществляется на переходе 2s -> 2р с длиной волны 1,1525 мкм, а на
3s —> 2р — с длиной волны 0,6328 мкм. Так как инверсия для всех трех переходов
достигается примерно в одинаковых условиях разряда, то для выделения излуче-
ния одной длины волны нужно применять специальные меры, например вводить
в резонатор селективный поглотитель.
Частицы уровня 2р возвращаются на основной уровень в два этапа. Сначала
происходит спонтанный переход 2р —> 1s, а затем с метастабильного уровня 1s
частицы удаляются из-за диффузии на стенки газоразрядной трубки, которым
они отдают избыток своей энергии. Чтобы облегчить диффузию, надо уменьшить
диаметр газоразрядной трубки. Обычно диаметр трубки не превышает 10 мм.
Выходная мощность лазера зависит от тока разряда, общего давления в газовой
смеси, соотношения парциальных давлений гелия и неона, диаметра разрядной
трубки. При малом токе (но больше пускового) мощность генерации возрастает с
ростом тока, так как увеличивается количество электронов в плазме газового раз-
ряда. При этом убыстряются процессы заселения верхних энергетических уров-
ней гелия и неона, что приводит к увеличению разности населенностей рабочих
уровней. Однако после достижения определенной концентрации электронов в
плазме существенную роль начинает играть процесс ступенчатого возбуждения
нижних рабочих уровней неона 2р и Зр с метастабильных уровней 1s. Это при-
водит к снижению инверсии населенности рабочих уровней и, следовательно,
к уменьшению мощности генерации.
506 Глава 11. Введение в квантовую электронику
С ростом общего давления увеличиваются концентрации атомов гелия и неона,
растут населенность возбужденных уровней и выходная мощность. Однако при
высоком давлении, когда концентрация частиц в разряде становится большой,
уменьшается длина свободного пробега электрона и соответственно уменьшается
энергия, приобретаемая электроном на этом пути в электрическом поле, что при-
водит к уменьшению энергии, передаваемой атомам гелия, и к снижению мощно-
сти излучения. Оптимальное давление составляет примерно 100 Па.
Ионный лазер
В ионных лазерах применяют ионы инертных газов, а также ионизированные
пары различных химических элементов. В этих лазерах используются энергети-
ческие переходы между уровнями возбужденных ионов. Для получения большой
мощности необходима высокая концентрация ионов в разряде. Поэтому приме-
няется дуговой разряд с высокой плотностью тока.
Наиболее распространенным из ионных лазеров является аргоновый лазер, рабо-
тающий на квантовых переходах между возбужденными состояниями иона Аг2+
в видимой части спектра (X = 0,45-0,51 мкм). Для повышения плотности разряда
в ионных лазерах применяют продольное магнитное поле, которое удерживает за-
ряженные частицы вблизи оси трубки. Мощность излучения ионных лазеров
выше, чем лазеров, работающих на атомных переходах. В непрерывном режиме
выходная мощность составляет десятки ватт, а в импульсном — десятки киловатт.
Однако КПД ионных лазеров очень низкий (0,01-0,3 %).
Молекулярный лазер
Недостатком атомных и ионных лазеров является их низкий КПД. Это объясня-
ется, в частности, тем, что для перевода одного атома рабочего газа на верхний
энергетический уровень необходима энергия около 20 эВ, а в получаемом при ге-
нерации излучении энергия кванта составляет около 2 эВ. То есть эффективность
преобразования энергии электрона, возбудившего атом рабочего или буферного
газа, составляет всего 0,1. Кроме того, лишь небольшая доля электронов, участву-
ющих в газовом разряде, расходует свою энергию на создание инверсии. В моле-
кулярных лазерах соотношение между энергией излученного кванта и энергией
возбуждения существенно выше (порядка 0,5).
Наиболее распространенным молекулярным лазером является лазер на смеси уг-
лекислого газа СО2 с азотом N2, в которую добавлен гелий. Упрощенная схема
энергетических уровней углекислого газа и азота приведена на рис. 11.8. В газо-
разрядной плазме при неупругих столкновениях с электронами возбуждаются
молекулы СО2, при этом происходит заселение уровней Г и 4. Кроме того, проис-
ходит передача энергии от молекул азота к молекулам СО2. Это также приводит к
возбуждению уровня 4. Эффективность возбуждения велика, так как уровень Г
расположен по энергии близко к уровню 4. Эти уровни имеют продолжительное
время жизни. Излучательными переходами являются переходы 4 —» 3 и 4 —» 2,
создающие вынужденное излучение на длинах волн 10,6 и 9,6 мкм. Наиболее ин-
тенсивным является переход с длиной волны 10,6 Мкм, при этом генерация на дру-
гих переходах специально подавляется.
11.3. Основные разновидности лазеров
507
Газодинамический лазер
В 1966 году В. К. Конюховым и А. М. Прохоровым был предложен, а в 1970 году
создан инфракрасный лазер на углекислом газе в смеси с азотом с охлаждением
в сверхзвуковом сопле, получивший название газодинамического лазера. Инвер-
сия населенностей уровней в газодинамическом лазере происходит при быстром
(сверхзвуковом) расширении предварительно нагретой газовой смеси.
Схема газодинамического лазера приведена на рис. 11.9. При сжигании топли-
ва в камере сгорания получается углекислый газ, который здесь же смешивается
в определенной пропорции с азотом и водяным паром, образуя высокотемпе-
ратурную плазму. Газовая смесь под давлением 1700 Па со сверхзвуковой ско-
ростью проходит через сопло и за ним расширяется и охлаждается. Вследствие
относительно большого времени жизни верхнего уровня молекулы СО2 и ма-
лого времени прохождения газа через сопло населенность возбужденного при
нагреве газа верхнего уровня сохраняется за время движения молекул от камеры
сгорания до оптического резонатора. Значительно меньшее время жизни час-
тицы на нижнем уровне приводит к тому, что населенность нижнего уровня
оказывается много меньше населенности верхнего уровня уже на расстоянии
нескольких сантиметров от сопла. Таким способом создается инверсия насе-
ленностей уровней, и газ поступает в резонатор, состоящий из двух зеркал, па-
раллельных потоку.
Рис. 11.9
508
Глава 11. Введение в квантовую электронику
Полупроводниковые лазеры
Для того чтобы заставить полупроводник усиливать падающий на него свет, не-
обходимо, как и в любом другом лазере, создать в нем инверсию населенностей, с
тем чтобы концентрация электронов в области, примыкающей ко дну зоны про-
водимости, была выше концентрации электронов в области, примыкающей к по-
толку валентной зоны. На рис. 11.10 показана энергетическая диаграмма идеаль-
ного состояния полупроводника, когда узкая полоса разрешенных энергетических
уровней вблизи дна зоны проводимости заполнена электронами, а узкая полоса
энергетических уровней у потолка валентной зоны не содержит электронов, то
есть заполнена дырками. Если в такой идеальный полупроводник попадают фо-
тоны с энергией hv, большей ширины запрещенной зоны ДЕа_0, но меньшей &Е3,
то возникают вынужденные переходы электронов из зоны проводимости в вален-
тную зону с испусканием новых фотонов, точно совпадающих по своим свойствам
с первичными фотонами. Если полупроводник поместить между отражающими
зеркалами, заставляющими родившиеся фотоны снова и снова проходить через
кристалл, создавая каждый раз новые лавины фотонов, то можно осуществить
генерацию монохроматического света.
В полупроводниках возможны следующие методы получения инверсии населен-
ностей: инжекция носителей заряда через /?-п-переход (инжекционные лазеры),
электронная накачка и оптическая накачка. Наибольшее распространение полу-
чил метод инжекции носителей заряда.
Инжекционный лазер
В инжекционных лазерах используется р-п-переход, образованный вырожден-
ными полупроводниками с разным типом электропроводности. Если к такому
-и-переходу приложить прямое напряжение, то уровни Ферми EFn и ЕРр разой-
дутся на величину приложенного напряжения (рис. 11.11). При этом в некоторой
области перехода с шириной 5 одновременно будет велико число электронов в
полосе ДЕС и дырок (свободных уровней) в энергетической полосе &EV, то есть рас-
пределение носителей заряда оказывается подобным распределению, показанно-
му на рис. 11.10, что свидетельствует об инверсии населенностей. В этой области
происходит наиболее интенсивная рекомбинация электронов и дырок, сопровож-
11.3. Основные разновидности лазеров
509
дающаяся спонтанным излучением с энергией, большей ширины запрещенной
зоны. Чем больше внешнее напряжение, тем больше концентрация электронов и
дырок в области 5, тем сильнее выражена инверсия населенностей. При некото-
ром пороговом напряжении (пороговом токе), когда вынужденное излучение, вы-
званное спонтанным излучением, достаточно для компенсации потерь света в ма-
териале полупроводника и в отражающих поверхностях, наступает генерация.
Таким образом, /?-п-переход при малых токах является источником спонтанного
излучения, что имеет место в светоизлучающих диодах, а при токах больше поро-
гового — источником когерентного излучения, что имеет место в лазерах.
Рис. 11.11
Первые инжекционные лазеры были созданы на арсениде галлия. Типичный ла-
зер изготовляется в форме прямоугольного параллелепипеда с длинами сторон
от долей миллиметра до одного миллиметра (рис. 11.12). Две грани полупровод-
ника перпендикулярны плоскости ^-«-перехода и образуют после шлифовки зер-
кала резонатора. Две другие грани наклонены к плоскости ^-«-перехода, чтобы не
создать в этом направлении условий для самовозбуждения. Излучение выхо-
дит из узкой области р-«-перехода перпендикулярно параллельным граням по-
лупроводника.
Пороговый ток лазера в значительной степени зависит от температуры и концен-
трации примесей. Понижение температуры облегчает вырождение полупровод-
ников и, следовательно, уменьшает пороговый ток. Лазеры на арсениде галлия
работают при температуре жидкого гелия 4,2 К или жидкого азота 77 К. В настоя-
щее время разработаны инжекционные лазеры, работающие в импульсном режиме
510
Глава 11i. Введение в квантовую электронику
при комнатной температуре. Если при температуре жидкого гелия пороговый ток
составляет 100 А/см2, то при комнатной температуре он достигает 105 А/см2.
Инжекционные лазёры, обладая рядом недостатков (большая расходимость луча,
широкая линия излучения), имеют ряд важных преимуществ перед другими лазе-
рами. Они обладают высоким КПД, малыми размерами, простотой конструкции,
большой мощностью, снимаемой с 1 см2 излучающей поверхности, возможностью
работы в импульсном режиме при комнатной температуре. Преимущества полу-
проводниковых лазеров заключаются также в простоте модуляции излучения,
осуществляемой изменением тока накачки. Все эти достоинства открывают ши-
рокие возможности практического применения таких лазеров.
Гетеролазер
Энергетические диаграммы гетеропереходов (см. главу 1) характеризуются раз-
личными потенциальными барьерами для встречных потоков электронов и ды-
рок, что вызывает одностороннюю инжекцию носителей заряда из широкозонно-
го эмиттера в узкозонную базу. При этом концентрация инжектированных в базу
носителей заряда может на несколько порядков превышать свое равновесное зна-
чение в эмиттерной области.
Лазеры на основе гетеропереходов (гетеролазеры) были предложены Ж. И. Алфе-
ровым. В гетеролазере нет необходимости легировать полупроводник до вырож-
дения, так как условие инверсии населенностей энергетических уровней выпол-
няется за счет разницы в ширине запрещенных зон. Структура гетеролазера
представлена на рис. 11.13. Она состоит из области GaAs и-типа, узкой области
GaAs p-типа и области тройного соединения AlGaAs p-типа. Активной является
средняя область, в которой создается инверсия населенностей. На границе сред-
ней и правой областей образуется потенциальный барьер, который ограничивает
длину свободного пробега электронов, инжектированных из левой области, и тем
самым повышает эффективность образования вынужденного излучения. Кроме
того, из-за различия в коэффициентах преломления в средней и правой областях
на их границе наблюдается внутреннее отражение света (волноводный эффект),
что уменьшает поглощение света в правой неактивной области.
Рис. 11.13
В нашей стране были разработаны также гетеролазеры с полным внутренним
отражением света с обеих сторон от активного слоя, названные лазерами с двой-
ной гетероструктурой, или ДГС-лазерами. В этих лазерах удалось существенно
11.3. Основные разновидности лазеров
511
снизить плотность порогового тока и получить большой КПД, что позволило при
комнатной температуре осуществить режим непрерывного излучения, который
ранее был возможен только при температуре жидкого азота. В ДГС-лазерах на
основе соединений GaAs—GaAlAs при комнатной температуре плотность порого-
вого тока составляет менее 1 кА/см2.
Отличительными особенностями гетеролазеров являются высокий КПД, удобство
возбуждения, малые габариты. Путем изменения концентрации примесного алю-
миния от 0 до 30 % в Al^-Gaj^As можно изготовлять лазеры с различной длиной
волны излучения в пределах от 0,68 до 0,9 мкм.
За разработку полупроводниковых приборов на основе гетеропереходов Ж. И. Ал-
феров в 2001 году был удостоен Нобелевской премии.