Федеральное агентство связи
Федеральное государственное бюджетное образовательное
учреждение высшего образования
«Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики»
(СибГУТИ)

А.В. Микушин
В.И. Сединин

СХЕМОТЕХНИКА МОБИЛЬНЫХ РАДИОСТАНЦИЙ

2-е издание, переработанное и дополненное

Новосибирск
2016

УДК 681.325.5-181.8(07)
Схемотехника мобильных радиостанций. Монография / А.В. Микушин,
В.И. Сединин. – Новосибирск: СибГУТИ, 2016 г. – 288 с.

Монография содержит краткое схемотехническое описание радиотрактов
современных мобильных радиостанций, достаточное для понимания начинающими читателями. Многочисленные примеры схем облегчают восприятие материала. В книге содержится минимально необходимая информация по видам
модуляции, применяемым в современных аналоговых и цифровых радиостанциях.
Монография предназначена для студентов радиотехнических специальностей высших учебных заведений. Она может быть полезной и инженерам, проектирующим и эксплуатирующим современные средства мобильной связи.

Иллюстраций – 26, список литературы – 72 названий.
ISBN 978-5-91434-035-0
Рецензенты: д.т.н., профессор, В.Д. Фроловский,
д.т.н., профессор, Ю.А. Пальчун.

Утверждено РИС СибГУТИ в качестве монографии.

© Сибирский государственный университет
телекоммуникаций и информатики, 2016
© А.В. Микушин, В.И. Сединин, 2016

2

Оглавление
Введение………………………………………………………………………………………….. 5
1. Построение сетей связи…………………………………………………………………... 7
1.1. Построение сетей связи .................................................................................... 7
1.1.1. Основные определения .............................................................................. 7
1.1.2. Построение мобильных сетей радиосвязи ............................................... 9
1.2. Виды модуляции, применяемые в мобильных радиостанциях ................. 11
1.2.1. Частотная модуляция ............................................................................... 12
1.2.2. Фазовая модуляция................................................................................... 31
1.2.3. Квадратурная амплитудная модуляция.................................................. 48
1.3. Транкинговая связь ......................................................................................... 49
1.3.1. Аналоговые системы транкинговой связи ............................................. 49
1.3.2. Цифровые системы транкинговой связи ................................................ 51
2. Схемотехника приёмников и передатчиков радиосвязи…………..………………55
2.1. Параметры радиоприемников ........................................................................ 55
2.1.1. Диапазон принимаемых частот ............................................................... 55
2.1.2. Чувствительность приемника ................................................................. 57
2.1.3. Избирательность приемника ................................................................... 59
2.1.4. Параметры, обусловленные нелинейностью тракта приема ............... 61
2.1.5. Динамический диапазон приемника ...................................................... 67
2.1.6. Взаимное преобразование шумов гетеродина ....................................... 68
2.2. Выбор архитектуры главного тракта приема сигналов .............................. 69
2.2.1. Детекторный приемник. .......................................................................... 69
2.2.2. Приемник прямого преобразования ....................................................... 71
2.2.3. Приемник прямого усиления .................................................................. 75
2.2.4. Супергетеродинный приемник ............................................................... 79
2.2.5. Супергетеродинный приемник с двойным преобразованием
частоты. ......................................................................................................... 83
2.3. Аналоговая реализация цифровых радиостанций ....................................... 85
2.3.1. Входные цепи............................................................................................ 85
2.3.2. Дуплексоры ............................................................................................... 87
2.3.3. Распределители мощности сигнала ........................................................ 89
2.3.4. Входной фильтр ........................................................................................ 92
2.3.5. Керамические фильтры СВЧ ................................................................... 96
2.3.6. Усилитель радиочастоты ......................................................................... 99
2.3.7. Смесители................................................................................................ 103
3

2.3.8. Гетеродины.............................................................................................. 121
2.3.9. Усилители промежуточной частоты .................................................... 158
2.3.10. Фильтры основной избирательности ................................................. 158
2.3.11. Пьезокерамические фильтры .............................................................. 159
2.3.12. Кварцевые фильтры ............................................................................. 163
2.3.13. Фильтры на поверхностных акустических волнах ........................... 166
2.3.14. Линейные усилители промежуточной частоты................................. 175
2.3.15. Усилители-ограничители..................................................................... 176
2.3.14. Амплитудный детектор........................................................................ 178
2.3.15. Фазовый детектор ................................................................................. 185
2.3.16. Частотный детектор ............................................................................. 187
2.3.17. Схемы автоматической регулировки усиления................................. 189
2.3.18. Компенсационные стабилизаторы ...................................................... 190
2.4. Усилители мощности цифровых радиостанций ........................................ 196
2.4.1. Усилитель класса D ................................................................................ 196
2.4.2. Усилитель класса E ................................................................................ 201
2.4.3. Усилитель класса F................................................................................. 205
3. Реализация узлов приемопередатчиков радиосигналов в цифровом виде 209
3.1. Особенности цифровой обработки сигналов ............................................. 209
3.1.1. Основные блоки микросхем цифровой обработки сигналов ............. 210
3.1.2. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи ................ 222
3.1.3. Виды аналого-цифровых преобразователей ........................................ 248
3.1.4. Виды цифро-аналоговых преобразователей ........................................ 262
3.2. Прямой цифровой синтез (DDS) ................................................................. 265
3.2.1. Генераторы с цифровым управлением (NCO)..................................... 266
3.2.2. Микросхемы прямого цифрового синтеза ........................................... 270
3.3. Квадратурные модуляторы (DUC) .............................................................. 271
3.3.1. Интерполирующие цифровые фильтры ............................................... 273
Список литературы……………………………………………………………….. 284

4

Введение
Развитие современных систем связи различного назначения влечет за собой использование большого количества стационарных и мобильных радиоэлектронных средств (РЭС). Наряду с мобильными системами общего пользования (сотовые системы связи), в настоящее время продолжают активно развиваться корпоративные (ведомственные) мобильные системы связи закрытого
типа (транкинговые сети связи).
Использование систем связи общего пользования, таких как городские телефонные сети или сотовые системы связи, для организации связи в службах,
предназначенных для использования в условиях чрезвычайной ситуации, таких
как милиция, скорая помощь, пожарные, не говоря уже об армии, недопустимо.
Расчет систем связи общего пользования производится на среднестатистическую нагрузку, создаваемую абонентами этой сети. В момент же чрезвычайной
ситуации абоненты создают максимальную нагрузку, поэтому нагрузка на сеть
связи общего пользования возрастает в сотни раз. В результате сеть общего
пользования не справляется с нагрузкой и выходит из строя.
Такая ситуация по свидетельству маршала советского союза Пересыпкина
возникла в нашей стране в 1941 году, что привело к потере управления войсками. Американцы испытали подобную ситуацию 11 сентября 2001 года.
Еще одной причиной развития корпоративных (ведомственных) мобильных систем связи является то, что характер деятельности предприятия может
приводить к тому, что требуется временно или постоянно разворачивать сеть
мобильной связи в малонаселенных участках страны, где экономически невыгодно разворачивать сети общего пользования (сотовые системы). В качестве
примера можно назвать предприятия нефтяной и газовой добычи, линии электропередач, и т.д.
Вышеперечисленные причины привели к тому, что корпоративные (ведомственные) мобильные системы связи должны активно развиваться в ближайшие
годы.
Частотные диапазоны, в которых работают эти системы, их ресурс к
настоящему времени уже в основном распределены. Поэтому встаёт задача
увеличения скорости передачи информации в заданной сетке частот, путём использования более эффективных методов модуляции. В настоящее время над
этой проблемой активно работают такие известные фирмы как Motorola, Securicor, National Semiconductors, Graychip, RF Micro Devices и др. Данной проблеме
посвящены работы Joseph H. Gray, M. Georgian, J. Hill и ряда других авторов.
Увеличение скорости передачи информации в заданной сетке частот расширяет возможности систем мобильной связи по передаче дискретной информации. В результате одновременно с передачей речевого сигнала возможна передача дополнительной информации. Это может быть важным для силовых ведомств, скорой помощи, МЧС и др. структур, так как становится возможным
обмен данными о состоянии объекта (пациента) непосредственно в движении
или получение дополнительных сведений, касающихся проведения конкретной
силовой операции.
5

Увеличение скорости передачи дискретной информации возможно при
применении более эффективных методов модуляции, таких как восьмипозиционная относительная фазовая модуляция или применении многочастотных
(широкополосных) сигналов. Внедрение новых видов модуляции в транкинговых системах связи встречается с рядом трудностей, связанных с повышением
требований к аппаратуре связи. Прежде всего, это ужесточение требований к
передающему и приёмному тракту мобильной и стационарной аппаратуры.
Выполнение этих требований на современном этапе невозможно без использования полностью цифровых технологий, вплоть до оцифровки входного радиосигнала непосредственно с антенны.
При реализации цифровым способом стационарного оборудования систем
мобильной радиосвязи возможно построение многоканальных приемников с
использованием одного цифрового потока с выхода антенны. При этом уменьшается стоимость и габариты оборудования базовых станций. Кроме того, появляется возможность применения устройств защиты от ошибок сразу на все
радиоканалы, используемые базовой станцией сети мобильной связи.
С точки зрения передатчиков внедрение новых видов цифровой модуляции
приводит к ужесточению требований к линейности тракта передачи. Особенно
это касается усилителей мощности радиопередатчиков. Для увеличения линейности усилителей применяются специальные методы, такие как введение
предыскажений, использование декартовой и полярной обратной связей. Этим
исследованиям посвящены работы P. Gray, R. Meyer, A. Dao.
Ещё одна важная проблема, с которой приходится сталкиваться при внедрении новых методов модуляции – это уменьшение к.п.д. усилителей мощности
передатчиков каналообразующей аппаратуры. Выходной сигнал современных
видов цифровой модуляции, к сожалению, принципиально содержит амплитудную модуляцию, поэтому использование усилителей мощности с хорошо себя
зарекомендовавшим себя классом "С" становится невозможным. Необходим
поиск новых принципов построения цифровых усилителей мощности, с высоким кпд.
В последнее время активно разрабатываются системы цифровой связи с
мобильными объектами. В качестве примера можно назвать системы сотовой
связи, такие как GSM или CDMA, конвенциальной и транкинговой связи, такие
как TETRA, TETRAPOL или APCO-25, радиосетей передачи данных в УКВ
диапазоне волн, такие как VDL–2, VDL–3 или VDL–4.

6

1. ПОСТРОЕНИЕ СЕТЕЙ СВЯЗИ
1.1. Построение сетей связи
1.1.1. Основные определения

Сеть связи – совокупность технических средств, обеспечивающих передачу и распределение сообщений. Принципы построения сетей связи зависят от
вида передаваемых и распределяемых сообщений.
В настоящее время применяют следующие принципы построения (топологии) сетей:


"каждый с каждым" (рисунок 1.1). Сеть надежна, отличается оперативностью и высоким качеством передачи сообщений. На практике применяется при небольшом числе абонентов;

Рисунок 1.1. Топология сети "каждый с каждым"


радиальный ("звезда") (рисунок 1.2). Используется при ограниченном
числе абонентских пунктов, расположенных на небольшой территории;

Рисунок 1.2. Топология сети связи "звезда"
7



радиально-узловой (рисунок 1.3). Такую структуру имеют городские телефонные сети, если емкость сети не превышает 80...90 тысяч абонентов;

Рисунок 1.3. Радиально-узловая топология сети


радиально-узловой с узловыми районами (рисунок 1.4). Используется при
построении телефонных сетей крупных городов.

Рисунок 1.4. Топология радиально-узловой сети с узловыми районами

8

1.1.2. Построение мобильных сетей радиосвязи
На сегодняшний день в мире существуют различные системы радиосвязи.
Симплексная связь – это самый простой режим связи, для выхода в эфир
достаточно нажать кнопку и вызвать желаемого абонента голосом. Достоинствами данного метода является простота и низкая стоимость. Недостатком
необходимость работы либо «на прием», либо «на передачу». Такая радиостанция имеет небольшие размеры, относительно низкую стоимость и возможность передавать информацию на расстояние от 50 до 70 км. На рисунке 1.5
приведена схема симплексной радиосвязи.

f1

Объект
1

f1

f1

Объект
2

Объект
3

Рисунок 1.5. Симплексная радиосвязь
При наличии двух номиналов частот (дуплексной пары) возможна организация радиосети с использованием ретранслятора, расположенного на самой
высокой точке местности, (полудуплекс), что позволяет значительно увеличить
дальность радиосвязи в УКВ диапазоне. Особенно значительный выигрыш получается на сильно пересеченной или гористой местности.
Ретранслятор принимает сигнал на частоте F1, демодулирует его, усиливает, и передает на частоте F2. Время, затрачиваемое на обработку сигнала, не
должно превышать 100мс для обеспечения неразрывности связи. Ретранслятор
работает в дуплексном режиме, то есть прием и передача осуществляются одновременно.
Частота передачи всех абонентских станций, работающих через ретранслятор, равна F1, а частота приема – F2. Абонентские радиостанции работают при
этом в режиме двухчастотного симплекса – полудуплекса.

9

На рисунке 1.6. приведена схема полудуплексной радиосвязи.

f1

Ретранслятор

f2

f2

Объект
№1

f1

Объект
№2

Рисунок 1.6. Полудуплексная радиосвязь через ретранслятор
В дуплексном режиме связи так же используется разнос приемной и передающей частот, но в этом случае – прием и передача ведутся одновременно.
Дуплексный режим предъявляет более высокие требования к абонентскому
оборудованию – радиостанции должны работать одновременно на прием и передачу. Это приводит к увеличению габаритов и стоимости радиостанций, за
счет применения дуплексного фильтра и увеличения ёмкости аккумуляторов.
Этот режим удобен в системах радиосвязи с выходом в телефонную линию. На
рисунке 1.7 приведена схема радиосвязи в дуплексном
режиме с выходом в телефонную линию.

f1
f1

Объект
№1

Объект
№1

f2
f2

Ретранс
транслятор
Ретранс
транслятор
Тел.сеть
общего
пользо-

Тел.сеть
общего
пользо-

f2

f1
f2

f1

Объект
№2

Объект
№2

вания.

Рисунок 1.7. Дуплексная радиосвязь через ретранслятор с выходом
в телефонную линию
10

1.2. Виды модуляции, применяемые в мобильных радиостанциях

Очень важной характеристикой модуляции является ее спектральная эффективность. Спектральная эффективность цифровой модуляции определяется
как отношение количества переданных бит в единицу времени к полосе частот,
занимаемую каналом связи.
Наиболее известные виды цифровой модуляции приведены в таблице 1.1.
Таблица 1.1. Виды цифровой модуляции
Общепринятое
Вид модуляции
сокращение
Частотная модуляция
FSK
Многопозиционная частотная модуляция
MFSK
Частотная модуляция с непрерывной фазой
CPFSK
Модуляция с минимальным сдвигом (быстрая чаMSK (FFSK)
стотная модуляция)
Гауссовская модуляция с минимальным сдвигом
GMSK
Частотная модуляция со сглаживанием
TFM
Двухпозиционная фазовая манипуляция
BPSK
Квадратурная фазовая модуляция
QPSK
Квадратурная фазовая модуляция со смещением
OQPSK
квадратур
Дифференциальная квадратурная фазовая
DQPSK
модуляция
Квадратурная амплитудная модуляция
QAM
Каждый из видов модуляции, приведённых в таблице 1.1, подходит для
своего, особого применения. Обычно виды модуляции с передачей двух или
более бит в одном символе требуют большего отношения сигнал/шум для одной и той же вероятности ошибки по сравнению с двоичными видами модуляции. Кроме того, при применении в системе мобильной радиосвязи, недвоичные виды модуляции обычно требуют применения усилителя мощности с
большей линейностью.
Большинство видов модуляции, приведённых в таблице 1.1, являются синхронными. При скорости передачи данных большей 1200 бит/с или при подверженности среды передачи сигнала воздействию замираний синхронные методы передачи данных получают преимущество перед асинхронными. Синхронная передача данных характеризуется присутствием сигнала синхронизации данных, который можно выделить непосредственно из передаваемого сигнала.
Ещё одной важной характеристикой канала передачи данных является его
полоса частот. Цифровые модулированные данные с резкими переходами из
нуля в единицу и из единицы в ноль приводят к спектру с богатым содержанием гармоник, что неприемлемо для радиосигнала. Следовательно, предпочти11

тельны виды цифровой модуляции, которые занимают минимальную полосу
частот.
Как подразумевалось ранее, процесс цифровой модуляции преобразует изменение состояния данных в изменение фазы, частоты, амплитуды или изменение всех трёх параметров несущего колебания.
После сглаживания переходов (неоднородностей) фазы, частоты или амплитуды, проведя частотный анализ полученного несущего колебания, мы можем увидеть, что полоса частот, занимаемая им в эфире, сокращается.
Целое семейство видов модуляции, называемое сигналами с непрерывной
фазой (CPM), минимизирует спектр передаваемого сигнала за счет исключения
разрыва фазы. Изменение состояния сигналов с непрерывной фазой характеризуется плавным изменением фазы и частоты, в то время как амплитуда несущей
остаётся постоянной (т.е. это фазовая или частотная модуляция).
Для сравнения эффективности разных типов цифровой модуляции необходимо четко определить разницу между понятиями битовой и символьной скорости. Ширина полосы частот, занимаемых сигналом в канале связи, зависит от
символьной, а не от битовой скорости. В то же время битовая скорость связана
с символьной следующим выражением:
Символьная _ скорость 

Битовая _ скорость
Количество _ бит _ передаваем ых _ в _ одном _ символе

Битовая скорость совпадает с частотой тактовой синхронизации битового
потока системы. Символьная скорость меньше битовой скорости на количество
бит, которые могут быть переданы одним символом. Символьную скорость передачи данных измеряют в бодах, поэтому иногда символьную скорость называют также бодовой скоростью. Битовую скорость измеряют в бит/с. Достаточно часто этот параметр заменяют бодами, однако это справедливо только для
двоичных видов модуляции.
1.2.1. Частотная модуляция
Простейшим видом модуляции с постоянной амплитудой является двоичная частотная модуляция FSK. При этом типе модуляции полезный сигнал
формируется из отрезков двух синусоид:

s1 (t )  cos(1  t )

(1.1)

и

s2 (t )  cos(2  t ) ,

(1.2)

где сигнал s1 используется для передачи логического нуля, а сигнал s2 –
для передачи логической единицы.
Структурная схема модулятора, реализующая такой вид частотной модуляции, приведена на рисунке 1.8.
12

Так как начальная фаза генераторов никак не связана друг с другом, то этот
вид модуляции получил название модуляции с разрывной фазой. Кроме того, в
этом виде модуляции начальные фазы частот 1 и 2 некогерентны по отношению к модулирующему сигналу, поэтому такой вид модуляции часто называют
некогерентной ЧМ. Однако, справедливости ради, следует отметить, что некогерентной может быть и частотная модуляция с непрерывной фазой.

cos(1t)
Выход FSK
cos(1t)
Вход двоичных данных
Рисунок 1.8. Частотный модулятор с разрывной фазой
В качестве примера использования некогерентной частотной модуляции
можно привести стандарт CCITT V.21 (скорость передачи данных 300 Бод). В
стандарте CCITT V.21 используются частоты f1=1080 Гц и f2=1750Гц. Некогерентная модуляция применяется и для других низкоскоростных систем передачи данных, где полоса пропускания канала не является проблемой.
Многопозиционная частотная модуляция (MFSK).
В приведённой на рисунке 1.8 схеме для реализации двухпозиционной модуляции использован двухвходовый коммутатор. Точно таким же образом
можно построить и модулятор многопозиционной частотной модуляции. В
этом случае будет использовано большее количество синусоидальных генераторов, а для управления коммутатором потребуется многоразрядное двоичное
число.
Сигналы в многопозиционной частотной модуляции могут быть описаны в
соответствии со следующим выражением:

s1 (t )  cos(1  t ) , s2 (t )  cos(2  t ) , …, sN (t )  cos( N  t ) ,

(1.3)

где s1 используется для передачи первого состояния символа;
s2 – для передачи второго состояния символа;
sN – для передачи N-го состояния символа.
Использование многопозиционной частотной модуляции позволяет реализовать высокочастотный сигнал с постоянной амплитудой. Такой сигнал позволяет строить радиопередатчики с максимальным кпд, так как при использовании сигнала с постоянной амплитудой, усилитель мощности радиопередатчика
работает в оптимальном режиме.
13

На практике получила распространение двойная частотная модуляция –
ДЧТ (C4FM) использующаяся в режиме с непрерывным изменением фазы сигнала. В этом виде модуляции используется четыре значения частоты несущего
колебания. Таким количеством частот можно передать два символа в течение
длительности одного символа.
Дальнейшее увеличение количества частот в радиоканале не имеет смысла,
так как это приводит к неоправданному расширению спектра сигнала. Ширина
спектра сигнала расширяется пропорционально количеству частот, а количество одновременно передаваемых бит растет пропорционально двоичному логарифму от количества использованных частот.
Частотная модуляция с непрерывной фазой (CPFSK).
Описанные модуляторы с разрывной фазой приводят к расширению занимаемого сигналом частотного спектра за счёт резкого изменения фазы передаваемого сигнала в момент переключения генераторов.
Метод формирования сигнала с частотной модуляцией, альтернативный
показанному на рисунке 1.8, использует для формирования частотной (FSK)
модуляции генератор, управляемый напряжением (ГУН) или частотный модулятор. Ключевой особенностью ГУН является мгновенное изменение частоты,
пропорциональное модулирующему сигналу m(t), при этом фаза должна быть
пропорциональна интегралу модулирующего сигнала. В математической форме
передаваемый сигнал можно записать в виде следующего выражения:

e(t )  ReAc exp  j (t ),
где

(1.4)

 (t )  c t  f c   (t )

e(t) – модулированное несущее колебание;
Ac – амплитуда немодулированного сигнала;
 ñ – циклическая частота немодулированной несущей;
f c – начальная фаза несущей;
 (t ) – мгновенная фаза, зависящая от модулирующего сигнала m(t).
Применив уравнение Эйлера для комплексной экспоненты, перепишем
уравнение (1.4) в следующем виде:
e(t )  Ac cos[c t  f c   (t )]

,

(1.5)

где
t

 (t )  K  m( )d .

(1.6)



Здесь m(t) – это модулирующий сигнал, а K – коэффициент пропорциональности. Подставляя уравнение, описывающее изменение фазы (1.6), в урав14

нение несущего колебания (1.5) получим выражение для несущего колебания с
частотной модуляцией с непрерывной фазой (CPFSK).
t

e(t )  Ac cos[c t  c  K  m( )d ]


(1.7)

В случае, когда модулирущий сигнал m(t) является биполярным сигналом,
при этом логическая единица представляется напряжением +U, а логический
ноль – напряжением –U, этот сигнал может быть записан в виде следующего
выражения:
m(t ) 



 S r (t  nT )

n  

где

n

,

(1.8)

Sn = ±1 –соответствует полярности входных двоичных данных;
r(t) –прямоугольный импульс длительностью T и амплитудой 1/2T.

Пример временной диаграммы и спектра модулирующего сигнала приведен на рисунке 1.9. Такой сигнал обычно называется двоичным сигналом без
возврата к нулевому потенциалу (NRZ).

Рисунок 1.9. Временная диаграмма и спектр
модулирующего сигнала (NRZ)

15

Подставив выражение модулирующего сигнала (1.8) в уравнение изменения фазы несущего колебания (1.6), получим выражение для фазы генерируемого колебания.
t

 (t )  K 



 S r (  nT )d
n

n 

(1.9)

Перепишем это выражение в следующем виде:


t

n  



 (t )  K  S n  r (  nT )d

(1.10)

Для интервала передачи одного символа 0 ≤ t < T выражение (1.10) можно
упростить:


 (t )  K  S n
n  

t

1
 2T d
,

(1.11)

t
2T .

(1.12)



 (t )  K  S n
n  

Используя результирующее выражение (1.12), выражение частотно модулированного сигнала с непрерывной фазой (1.7) может быть записано в следующем виде:

e(t )  A



 cos[ t  
c

c 

c

 KS n

t
]
2T

(1.13)

Схема модулятора частотной модуляции с непрерывной фазой (CPFSK)
приведена на рисунке 1.10. Это просто генератор, управляемый напряжением.
Подавая на вход этого генератора двоичные данные в коде NRZ, на выходе
можно получить частотную модуляцию с непрерывной фазой. Необходимо отметить, что для реализации четырёхпозиционной ДЧТ на вход этой схемы достаточно подавать четырёхуровневый цифровой сигнал.
Вход двоичных
данных NRZ

m(t)

cos((t))

e(t)

Выход
FSK

ГУН

Рисунок 1.10. Частотный модулятор с непрерывной фазой
16

Заметим, что передаваемый сигнал с непрерывной фазой можно одновременно рассматривать и как частотную и как фазовую модуляцию несущего колебания с частотой с. Это определяется выражением (1.13). Временная диаграмма изменения частоты несущего сигнала для случая модуляции несущей
частоты двоичным сигналом приведены на рисунке 1.11.

Рисунок 1.11. Временная диаграмма изменения частоты в зависимости
от модулирующего сигнала при частотной модуляции (FSK)
Соответствующее данному модулирующему колебанию изменение фазы
несущего колебания приведено на рисунке 1.12.

Рисунок 1.12. График изменения фазы несущего колебания в зависимости
от модулирующего сигнала при частотной модуляции (FSK)
17

На этом рисунке видно, что при положительной девиации частоты фаза несущего колебания растет с постоянной скоростью, а при отрицательной девиации частоты фаза несущего колебания с той же скоростью уменьшается. Скорость изменения фазы несущего колебания определяется выражением:
KS n

t
2T

В результате, при определенных условиях, приемник цифрового сигнала
CPFSK можно строить либо как приемник ортогональных сигналов (частотная
модуляция), либо как приемник противоположных сигналов (фазовая модуляция). Наибольшее распространение при построении цифровых радиоканалов
получил один из подвидов CPFSK – модуляция с минимальным разносом частот (MSK).
Модуляция с минимальным разносом частот MSK.
Для решения проблемы частотного ресурса требуется использовать сигналы с минимальной полосой, поэтому требуется обеспечить минимальный разнос частот при использовании несущего колебания с частотной модуляцией.
При реализации цифрового радиоканала, для повышения помехоустойчивости
приема ЧМ сигнала необходимо, чтобы отрезки синусоид, соответствующие
разным символам, были некоррелированы между собой. Отсутствие корреляции между сигналами x(t) и y(t) определяется следующим выражением:
T

 x(t )  y(t )dt  0

(1. 14)

0

Записав сигналы посылок для сигнала с частотной модуляцией в соответствии с выражениями (1) и (2) можно выразить их взаимную корреляционную
функцию в виде следующего выражения:
T

 cos(

1

 t )  cos( 2  t )dt  0

0

(1.15)

Выполнив интегрирование выражения (1.15) получим следующую формулу для частотно-модулированных сигналов с нулевой взаимной корреляцией:

sin(1   2 )  T sin(1   2 )  T

0
2  (1   2 )
2  (1   2 )

(1.16)

Проанализировав полученное выражение можно сделать вывод, что если
частоты передачи нуля и единицы выбрать таким образом, чтобы разнос частот
fd был равен k/(2T), то взаимная корреляция этих сигналов будет равна нулю.
18

Минимальный разнос частот при этом будет 1/2T. Модуляция именно с таким
разносом частот передачи нуля и единицы получила название MSK.
Описанная ситуация иллюстрируется рисунком
Теперь вернемся к анализу выражения (1.13). В этом выражении пиковая
девиация частоты генератора управляемого напряжением определяется коэффициентом пропорциональности K. Определим связь между этим коэффициентом пропорциональности и разносом частот передачи нуля и единицы. Для этого запишем коэффициент пропорциональности в следующем виде:

K  2  f d  T ,

(1.17)

где fd = |f2 – f1| –разность частот передачи нуля и единицы;
T
– длительность передачи одного символа.
Произведение fdT обычно называется индексом модуляции h. Подставив
коэффициент пропорциональности K = 2h в выражение (1.13), получим следующее выражение для сигнала с частотной модуляцией:

e(t )  A



 cos[2f t  
c

c 

c



hS n
T

t]
.

(1.18)

В случае формирования сигнала с MSK, индекс модуляции оказывается
равным h = 0,5. В результате выражение (1.18) можно переписать в следующем
виде:

e(t )  A



Sn

 cos[2 ( f t  4T )t   ]
c

c 

c

.

(1.19)

Отсюда можно определить частоту передачи единицы (Sn = +1). При этом
несущее колебание сдвигается вверх по частоте на величину 1/4T:
f2  fc 

1
4T .

(1.20)

Точно так же определяется частота передачи нуля (Sn = –1). В этом случае
несущее колебание сдвигается вниз по частоте на величину 1/4T:
f1  f c 

1
4T .

(1.21)

Выражения (1.20) и (1.21) обращают в ноль первую составляющую уравнения (1.16), так как:

19



sin T
sin(1   2 )  T
1

T 0
f 2  f1 
  2  1  


2T
T
2  (1   2 )
2
T
.

(1.22)

Теперь определим, каково должно быть значение несущей частоты для получения нулевого значения взаимной корреляции между сигналами. Для этого
запишем выражение для несущей частоты MSK сигнала:

c 

1   2
2

(1.23)

.

Подставив выражения (1.22) и (1.23) в уравнение (1.16) получим следующее выражение:

sin(2  c  T )  0

.

(1.24)

Решив это уравнение, получим выражение для несущей частоты MSK сигнала:

c 

k 
2 T ,

(1.25)

где k – целое число.
Выражение (1.25) означает то, что модуляция MSK является синхронным
форматом передачи данных. Это обусловлено тем, что несущая частота MSK
сигнала жестко синхронизирована с модулирующим сигналом. В результате на
приемном конце можно из несущего колебания выделить частоту синхронизации передаваемых символов.
Теперь рассмотрим спектральные характеристики MSK сигнала. Частотная
зависимость спектра сигнала описывается выражением (1.22). Благодаря тому,
что боковые лепестки спектров сигналов нуля и единицы при разносе частот,
равному


, противофазны друг другу, они вычитаются.
T

20

Эта ситуация поясняется рисунком 1.13.

Рисунок 1.13. Формирование спектра MSK сигнала
На этом рисунке приведены зависимости, описываемые уравнением (1.22).
Рисунок позволяет оценить процесс суммирования энергии в основном спектральном лепестке и вычитание энергии в боковых лепестках спектра полезного сигнала. Спектр мы обычно оцениваем без учета фазы спектральных составляющих, по модулю. Поэтому суммарную энергию, показанную на рисунке 1.13, следует отразить относительно нуля по оси абсцисс.
В инженерных расчетах для оценки спектра сигнала обычно применяется
логарифмический масштаб. Он позволяет анализировать слабые спектральные
составляющие на фоне мощного полезного сигнала. Спектр MSK сигнала, выраженный в децибелах приведен на рисунке 1.14.

Рисунок 1.14. Спектр MSK сигнала
21

Фаза несущего колебания в MSK сигнале при передаче двоичной информации изменяется точно так же как это показано на рисунке 6. Отличаться будет только абсолютное значение набега фазы за длительность символа модулирующего колебания. При индексе модуляции m = 0.5 за время передачи одного
символа фаза несущего колебания успевает измениться на угол 90. Решетка
переходов фазы в MSK сигнале на протяжении двух символьных периодов
приведена на рисунке 1.15.

Рисунок 1.15. Решетка переходов фазы в MSK сигнале
Обратите внимание, что два возможных значения фазы несущего колебания в отсчетной точке на одном временном интервале отличаются от двух возможных значений фазы несущего колебания отсчетной точке на соседнем интервале на 90. Рассмотренная ситуация может быть проиллюстрирована на
векторной диаграмме, приведенной на рисунке 1.16.
Q

передача ‘1’

I

передача ‘0’
Рисунок 1.16. Векторная диаграмма сигнала MSK
22

Конец вектора, отражающий амплитуду несущего колебания на рисунке 9,
в сигнале частотной модуляции может двигаться строго по окружности. На
этом рисунке пара состояний сигнала показана пустыми кружочками, а пара состояний сигнала на соседнем символе – заполненными.
Рассмотренные диаграммы показывают, что при разработке радиоприемного устройства можно применить схему фазового детектора. Принимаемые
двоичные символы в отсчетных точках будут отличаться друг от друга по фазе
на 180.
Модуляция FFSK
Несколько лет назад возникла проблема, связанная с необходимостью передачи огромного потока данных по радиоканалу и отсутствием специализированной аппаратуры передачи данных. В то время уже имелся парк радиостанций, предназначенных для передачи аналоговых сигналов в канале тональной
частоты 0,3 ... 3,4 кГц.
Решением проблемы стало применение цифровых модемов, работающих
на поднесущей частоте. Основным требованием к таким радиомодемам стало
условие формирования цифрового сигнала со спектром, лежащим в диапазоне
частот от 300 до 3400 Гц.
Это привело к созданию двух стандартов модуляции поднесущей MSK для
каналов тональной частоты, которые получили отдельное название – FFSK. Для
скорости передачи 1200 бит/с частота передачи нуля выбрана 1200 Гц, частота
передачи единицы выбрана 1800 Гц. Временные диаграммы модулирующего
сигнала и, соответствующего ему сигнала FFSK, приведены на рисунке 1.17.

Рисунок 1.17. Временные диаграммы сигнала FFSK 1200 бит/с

23

Как было определено в предыдущем разделе, это эквивалентно модуляции
поднесущей частоты 1500 Гц с девиацией 300 Гц. Для определения спектра
данного сигнала можно представить его как сумму двух амплитудномодулированных сигналов с центральными частотами 1200 и 1800 Гц. Как известно, спектр (16) таких колебаний описывается формулой sin(x)/x. Спектры
АМ сигналов с центральными частотами 1200 и 1800 Гц со скоростью передачи
1200 бит/с, а также сумма этих спектров в линейном масштабе, приведены на
рисунке 1.18.

Рисунок 1.18. Формирование спектра FFSK 1200
На этом же рисунке штриховой линией приведен график суммы данных
сигналов. Как видно из рисунка, спектры суммируются в диапазоне частот от
1200 до 1800 Гц, достигая максимума на центральной частоте 1500 Гц. В
остальном диапазоне частот спектральные составляющие вычитаются. Это
обеспечивает большую скорость спада боковых лепестков спектра (12 дБ/окт).
Результирующий энергетический спектр сигнала FFSK 1200 в логарифмическом масштабе приведен на рисунке 1.19.

24

Рисунок 1.19. Спектр сигнала FFSK 1200 в логарифмическом масштабе
Для скорости передачи 2400 бит/с частота передачи нуля выбрана 1200 Гц,
а частота передачи единицы выбрана 2400 Гц. Как было определено в предыдущем разделе, это эквивалентно модуляции поднесущей частоты 1800 Гц с девиацией 600 Гц. Временные диаграммы модулирующего сигнала и, соответствующего ему сигнала FFSK-2400, приведены на рисунке 1.20.

Рисунок 1.20. Временные диаграммы сигнала FFSK 2400 бит/с
Спектры АМ сигналов с центральными частотами 1200 и 2400 Гц со скоростью передачи 2400 бит/с, а также сумма этих спектров в линейном масштабе,
приведены на рисунке 1.21, а результирующий энергетический спектр сигнала
FFSK 2400 в логарифмическом масштабе – на рисунке 1.22.

25

Рисунок 1.21. Формирование спектра FFSK 2400

Рисунок 1.22. Спектр сигнала FFSK 1200 в логарифмическом масштабе
Конкретный выбор частот, кратных скорости передачи данных позволил
осуществлять формирование отрезков синусоид с непрерывной фазой просто из
табличных значений. Для этого не требуется большая производительность процессора, поэтому не обязательно в качестве FFSK модуляторов и демодуляторов использовать сигнальные процессоры. В радиотехнических устройствах с
FFSK сигнализацией часто для этой цели используются платы с применением
обычных микроконтроллеров.

26

Модуляция GMSK.
Частотная модуляция с минимальным разносом частот MSK позволяет
уменьшить ширину полосы частот, занимаемых цифровым радиосигналом в
эфире. Однако даже этот вид модуляции не удовлетворяет всем требованиям,
предъявляемым к современным радиосистемам мобильной связи. Обычно сигнал MSK в радиопередатчике дофильтровывают обычным фильтром, что приводит к возникновению межсимвольных искажений. Именно поэтому появился
еще один вид модуляции с еще более узким спектром радиочастот в эфире.
Сужение полосы занимаемых частот удалось достигнуть за счет предварительной фильтрации модулирующего сигнала фильтром низкой частоты с Гауссовской импульсной и частотной характеристиками. Ширина спектра сигнала
GMSK определяется произведением длительности передаваемого символа на
полосу пропускания Гауссовского фильтра BT. Именно полосой пропускания B
и отличаются различные виды GMSK друг от друга.
Импульсная характеристика Гауссовского фильтра описывается следующей формулой:

h(t )  B
где B –

2
e
ln( 2)

 ( Bt  ) 2
ln(2 )

,

(1.26)

полоса пропускания фильтра по уровню 3 дБ.

График импульсной характеристики Гауссовского фильтра с BT=0,7, рассчитанного для скорости модуляции 19,2 кБод приведен на рисунке 1.23.

Рисунок 1.23. График импульсной характеристики Гауссовского фильтра
Время по оси t отложено в секундах. График амплитудно-частотной характеристики этого Гауссовского фильтра приведен на рисунке 1.24.
27

Рисунок 1.24. График амплитудно-частотной характеристики
Гауссовского фильтра
Проведя на этом графике линию по уровню 3 дБ, мы получим полосу пропускания, равную 13,5 кГц. Эта полоса в 0,7 меньше значения 19,2 кБод. График девиации частотно-модулированного сигнала, приведен на рисунке 1.25.

Рисунок 1.25. Девиация частоты сигнала GMSK c BT = 0.7
Форма этого сигнала определяется напряжением на выходе Гауссовского
фильтра, а значение девиации – индексом модуляции m. Для GMSK индекс модуляции m=0,5. Соответственно для выбранной в качестве примера скорости
передачи 19,2 кБод, девиация частоты будет равна 4,8 кГц. Частота передачи
нуля в этом сигнале будет отличаться от частоты передачи единицы на 9,6 кГц
– в два раза меньше скорости передачи символов
Чем меньше полоса пропускания гауссовского фильтра, тем уже полоса
радиосигнала, но при этом возрастают межсимвольные искажения в GMSK радиосигнале. Пример такого GMSK сигнала с полосой BT=0,3, приведен на рисунке 1.26.
28

Рисунок 1.26. Девиация частоты сигнала GMSK c BT = 0.3
На рисунке отчетливо видно, что девиации 4,8 кГц сигнал GMSK достигает
только при передаче не менее трех одинаковых символов. При передаче последовательности нулей и единиц девиация сигнала не успевает достигнуть номинального значения. На приведенном графике видно, что девиация в этом случае
получается чуть больше двух килогерц. При передаче двух нулей или двух единиц девиация только немного не достигает значения 4,8 кГц.
Межсимвольные искажения обычно устраняются эквалайзером или сверточным декодером на приемном конце радиотракта. Преимуществом использования GMSK модуляции является постоянный уровень радиосигнала, что позволяет использовать в радиопередатчике нелинейный усилитель мощности.

Рисунок 1.27. Квадрат напряжения на выходе частотного детектора
при приеме сигнала GMSK c BT = 0.7

29

Спектр сигнала GMSK для двух значений коэффициента BT приведен на
рисунке 1.28. Для сравнения на этом же рисунке приведены спектры сигналов
частотной модуляции с минимальным разносом частот MSK и четырехпозиционной фазовой модуляции. Спектр четырехпозиционной фазовой модуляции
показан для случая, когда исходный модулирующий сигнал не подвергался
предварительной обработке фильтром Найквиста.

Рисунок 1.28. Спектр модуляции GMSK в сравнении со спектром
частотной модуляции с минимальным сдвигом частот MSK
К сожалению, в точках взятия отсчетов сигнал GMSK зависит от предыдущих значений передаваемого сигнала. Это вызвано действием гауссовского
фильтра, формирующего спектр сигнала GMSK. В результате помехоустойчивость сигнала GMSK ниже по сравнению даже с помехоустойчивостью сигнала
MSK. Конкретное значение помехоустойчивости сигналов GMSK сильно зависит от произведения BT. Пример зависимости вероятности ошибки приема сигнала GMSK в зависимости от отношения сигнал/шум на входе решающего
устройства приведен на рисунке 1.29.

30

Рисунок 1.29. График зависимости вероятности ошибки GMSK
в зависимости от отношения сигнал/шум на входе решающего устройства
1.2.2. Фазовая модуляция
Двухпозиционная фазовая модуляция (BPSK).
Одна из простейших разновидностей цифровой модуляции – двухпозиционная или двоичная фазовая модуляция (BPSK). Этот вид модуляции применяется, например, в области телеметрии дальнего космоса. Значения фазы несущего колебания принимают значение 0 и 180 градусов.
Запишем модулированный сигнал в соответствии с выражением (1.28):
e(t)=Accos[ct + (t)] ,

(1.28)

где (t) – мгновенная фаза, зависящая от модулирующего сигнала m(t);
Ac – амплитуда сигнала.
Обратите внимание, что с использованием выражения (1.28) фазовую модуляцию можно осуществить двумя различными способами. Как уже упоминалось выше, начальное значение фазы (t) может принимать два значения 0 и
180 градусов. В этом случае для реализации фазовой модуляции, как и в частотном модуляторе, потребуются два генератора. Оба генератора должны
формировать одну и ту же частоту, но с различной начальной фазой.

31

При втором способе фазовая модуляция рассматриваться как вариант амплитудной модуляции с активной паузой, где сигнал амплитуды Ac принимает
два значения –1 и +1. Такое изменение значения амплитуды эквивалентно изменению фазы на 180.
Так как значения амплитуды сигнала –1 и +1 можно рассматривать как
особый вариант логического нуля и единицы, то с использованием бинарной
фазовой модуляции BPSK можно передавать обычный двоичный сигнал. Символьная скорость этого вида модуляции составляет 1 бит на символ.
Возможность применения в качестве фазового модулятора обычного
умножителя иллюстрируется рисунком 1.30, на котором на комплексной плоскости показано, что при формировании сигнала двухпозиционной фазовой модуляции квадратурная компонента комплексного сигнала I принимает два значения: –1 и +1.
Q

I

Рисунок 1.30. Полярная диаграмма сигнала двоичной фазовой модуляции
Временная диаграмма фазомодулированного сигнала приведена на рисунке 1.31. На этом рисунке показан сигнал достаточно низкой промежуточной частоты для того, чтобы были отчетливо видны моменты изменения фазы этого
сигнала.

32

Рисунок 1.31. Временная диаграмма сигнала
двоичной фазовой модуляции
Спектр полученного сигнала приведен на рисунке 1.32. На этом рисунке
видно, что спектр выходного сигнала ничем не ограничен. При применении
двоичной фазовой модуляции в реальных радиоканалах спектр сигнала приходится ограничивать тем или иным способом.

Рисунок 1.32. Спектр сигнала двоичной фазовой модуляции
Первоначально ограничение спектра сигнала производилось при помощи
полосового фильтра, включенного на выходе модулятора, однако это приводит
к возникновению межсимвольной интерференции. Спектр ограниченного по
полосе сигнала с двоичной фазовой модуляцией и временная диаграмма фазы
сигнала, полученного на приемном конце с выхода фазового демодулятора,
приведены на рисунках 1.33 и 1.34 соответственно.

33

Рисунок 1.33. Спектр сигнала двоичной фазовой модуляции,
ограниченного по спектру фильтром Баттерворта восьмого порядка

Рисунок 1.34. Временная диаграмма изменения фазы
при ограничении спектра радиочастотного сигнала
На рисунках 1.33 и 1.34 приведена предельная ситуация, когда межсимвольные искажения, возникающие на передающем конце радиолинии, еще не
приводят к снижению помехоустойчивости сигнала. В результате ограничения
спектра высокочастотное колебание кроме фазовой модуляции приобретает амплитудную составляющую модуляции. Эта ситуация иллюстрируется рисунком 1.35.

34

Рисунок 1.35. Временная диаграмма сигнала двоичной фазовой модуляции
при ограничении спектра радиочастотного сигнала
Описанная проблема долгое время ограничивала скорость передачи данных по радиоканалу, т.к. полосу пропускания фильтра определяли исходя из
условия, что переходный процесс фильтра должен был закончиться до момента
принятия решения о переданном сигнале в отсчетной точке. Затем Найквист
предложил вариант, когда переходный процесс фильтра продолжается в течение времени передачи нескольких последующих передаваемых символов.
Единственное условие, которое он наложил на переходную характеристику такого фильтра, это то, что она должна обращаться в ноль в моменты принятия
решения (отсчетные точки). На поведение сигнала во всех остальных точках мы
не обращаем внимания.
Фильтры, обладающие такой переходной характеристикой, получили
название фильтров Найквиста. Подобной характеристикой обладает идеальный
фильтр низкой частоты. Частотная характеристика этого фильтра приведена на
рисунке 1.36.

Рисунок 1.36. Частотная характеристика идеального фильтра низких частот
Импульсная характеристика данного фильтра описывается функцией
sin x/x, которая обращается в ноль с периодом передачи символов Tс. Известно,
35

что подобный фильтр нереализуем, но можно задаться задержкой сигнала в
данном фильтре и ограничить импульсную характеристику по времени. Подобная импульсная характеристика приведена на рисунке 1.37.

Рисунок 1.37. Импульсная характеристика идеального фильтра
низких частот
В результате ограничения импульсной характеристики по времени, в частотной характеристике фильтра появляются всплески в полосе задерживания.
Известно, что эти всплески могут быть значительно уменьшены при умножении импульсной характеристики на весовое окно, однако наибольшее распространение в системах передачи данных получил фильтр Найквиста, частотная
характеристика которого описывается следующей формулой:


H( f ) 1


1

 (2  f  T  1)  
 H ( f )  1  sin 
2
2 



H( f )  0


1
2T
1
1
 f 
2T
2T
1
f 
2T

0 f 




,

(1.29)

где  – называется коэффициентом скругления частотной характеристики
фильтра Найквиста. График данной частотной характеристики при =0,3 приведен на рисунке 1.38.

36

Рисунок 1.38. Частотная характеристика фильтра Найквиста
Импульсная характеристика данного фильтра тоже обращается в ноль в
моменты принятия решения (в отсчетных точках). Импульсная характеристика
фильтра Найквиста при =0,3, приведена на рисунке 1.39.

Рисунок 1.39. Импульсная характеристика фильтра Найквиста
За счет воздействия этой характеристики на сигнал появляется паразитная
амплитудная модуляция, однако при попытке ограничить этот сигнал по амплитуде, его спектр немедленно расширится. Пример временной диаграммы
BPSK сигнала приведен на рисунке 1.40.

37

Рисунок 1.40. Временная диаграмма BPSK сигнала c α = 0.6
В результате появления дополнительной амплитудной модуляции усилитель мощности радиосигнала требуется проектировать с более жесткими требованиями по нелинейным искажениям по сравнению с усилителем сигналов с
постоянной амплитудой. Это, в свою очередь, ведет к уменьшению к.п.д. усилителя мощности и увеличению массогабаритных параметров всего устройства
в целом.
Четырехпозиционная фазовая модуляция (QPSK).
Из теории связи известно, что наивысшей помехоустойчивостью обладает
двоичная фазовая модуляция BPSK. Однако в ряде случаев за счет уменьшения
помехоустойчивости канала связи можно увеличить его пропускную способность. Более того, при применении помехоустойчивого кодирования можно более точно планировать зону, охватываемую системой мобильной связи.
В четырехпозиционной фазовой модуляции используются четыре значения
фазы несущего колебания. В этом случае фаза (t) сигнала, описываемого выражением (25) должна принимать четыре значения: 0, 90, 180 и 270. Однако
чаще используются другие значения фаз: 45, 135, 225 и 315.
Такой вид представления квадратурной фазовой модуляции приведен на
рисунке 1.41.

38

Q
1,–1

1,1

I

–1,–1

–1,1

Рисунок 1.41. Полярная диаграмма сигнала четырехпозиционной
фазовой модуляции QPSK
На этом же рисунке представлены значения бит, передаваемых каждым состоянием фазы несущего колебания. Каждое состояние осуществляет передачу
сразу двух бит полезной информации. При этом содержимое бит выбрано таким образом, чтобы переход к соседнему состоянию фазы несущего колебания
за счет ошибки приема приводил не более чем к одиночной битовой ошибке.
Обычно для формирования сигнала QPSK модуляции используется квадратурный модулятор. Для реализации квадратурного модулятора потребуется два
умножителя и сумматор. На входы умножителей можно подавать входные битовые потоки непосредственно в коде NRZ. Структурная схема такого модулятора приведена на рисунке 1.42.
I

MUL

Кодер

+
Q

ПФ

MUL
cos

sin

ФВ

Ген

Рисунок 1.42. Структурная схема модулятора QPSK – NRZ
Так как при этом виде модуляции в течение одного символьного интервала
передается сразу два бита входного битового потока, то символьная скорость
этого вида модуляции составляет 2 бита на символ. Это означает, что при реа39

лизации модулятора следует разделять входной поток на две составляющих –
синфазную составляющую I и квадратурную составляющую Q. Синхронизацию
последующих блоков следует вести с символьной скоростью.
При такой реализации спектр сигнала на выходе модулятора получается
ничем не ограниченный и его примерный вид приведен на рисунке 1.43.

Рисунок 1.43. Спектр сигнала четырехпозиционной фазовой модуляции
QPSK, модулированного сигналом NRZ
Естественно, этот сигнал можно ограничить по спектру при помощи полосового фильтра, включенного на выходе модулятора, однако так никогда не делают. Намного эффективнее работает фильтр Найквиста. Структурная схема
квадратурного модулятора сигнала QPSK, построенная с использованием фильтра Найквиста приведена на рисунке 1.44.
I

ДМ

ФН

ЦАП

MUL

Кодер
Q

+
ДМ

ФН

ЦАП

ПФ

MUL
cos
sin
ФВ
Ген

Рисунок 1.44. Структурная схема модулятора QPSK
с использованием фильтра Найквиста
40

Фильтр Найквиста можно реализовать только с использованием цифровой
техники, поэтому в схеме, приведенной на рисунке 1.44, перед квадратурным
модулятором предусмотрен цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП). Особенностью работы фильтра Найквиста является то, что в промежутках между
отсчетными точками сигнал на его входе должен отсутствовать, поэтому на его
входе стоит формирователь импульсов (ДМ), выдающий сигнал на свой выход
только в момент отсчетных точек. Все остальное время на его выходе присутствует нулевой сигнал.
Пример формы передаваемого цифрового сигнала на выходе фильтра Найквиста приведен на рисунке 1.45.

Рисунок 1.45. Пример временной диаграммы сигнала Q
при четырехпозиционной фазовой модуляции QPSK
Так как для сужения спектра радиосигнала в передающем устройстве используется фильтр Найквиста, то межсимвольные искажения в сигнале отсутствуют только в отсчетных точках. Это отчетливо видно по глазковой диаграмме сигнала Q, приведенной на рисунке 1.46.

Рисунок 1.46. Глазковая диаграмма сигнала на входе Q модулятора
41

Кроме сужения спектра сигнала, применение фильтра Найквиста приводит
к изменению амплитуды формируемого сигнала. В промежутках между отсчетными точками сигнала амплитуда может, как возрастать по отношению к номинальному значению, так и уменьшаться почти до нулевого значения.
Для того чтобы отследить изменения, как амплитуды сигнала QPSK, так и
его фазы лучше воспользоваться векторной диаграммой. Векторная диаграмма
того же самого сигнала, что приведен на рисунках 1.45 и 1.46, показана на рисунке 1.47.
Изменение амплитуды сигнала QPSK видно и на осциллограмме сигнала
QPSK на выходе модулятора. Наиболее характерный участок временной диаграммы сигнала, приведенного на рисунках 1.46 и 1.47, показан на рисунке 1.48. На этом рисунке отчетливо видны как провалы амплитуды несущей
модулированного сигнала, так и увеличение ее значения относительно номинального уровня.

Рисунок 1.47. Векторная диаграмма QPSK сигнала c α = 0.6

Рисунок 1.48. Временная диаграмма QPSK сигнала c α = 0.6.
42

Сигналы на рисунках 1.45 … 1.48 приведены для случая использования
фильтра Найквиста с коэффициентом скругления =0.6. При использовании
фильтра Найквиста с меньшим значением этого коэффициента влияние боковых лепестков импульсной характеристики фильтра Найквиста будет сказываться сильнее и явно прослеживающиеся на рисунках 1.46 и 1.47 четыре пути
прохождения сигналов сольются в одну непрерывную зону. Кроме того, возрастут выбросы амплитуды сигнала относительно номинального значения.

Рисунок 1.49. Спектрограмма QPSK сигнала c α = 0.6
Присутствие амплитудной модуляции сигнала приводит к тому, что в системах связи, использующих этот вид модуляции, приходится использовать высоколинейный усилитель мощности. К сожалению, такие усилители мощности
обладают низким кпд.
Четырехпозиционная фазовая модуляция со сдвигом квадратур (OQPSK).
В QPSK биты в потоках, подаваемых на модуляторы квадратур I и Q, переключаются в один и тот же момент времени. Сигнал символьной синхронизации, и синхросигналы битовых потоков, подаваемых на модуляторы I и Q, синхронизированы. Это приводит к тому, что в диаграмме переходов сигнала четырехпозиционной фазовой модуляции, приведенной на рисунке 1.47, встречаются переходы через точку с нулевой амплитудой сигнала.
Подобное поведение амплитуды сигнала приведено на рисунке 1.48 для
сигнала двоичной фазовой модуляции. Как уже упоминалось ранее, такой характер сигнала приводит к тому, что усилитель мощности требуется делать линейным, и к.п.д. такого усилителя будет небольшим.
В четырехпозиционной фазовой модуляции со сдвигом квадратур (OQPSK)
битовые потоки, подаваемые на модуляторы квадратур I и Q, сдвинуты друг
относительно друга на длительность одного бита (половина символьного интервала), как это показано на временных диаграммах, приведенных на рисунке 1.50.
43

Рисунок 1.50. Временные диаграммы входного битового потока,
и сигналов квадратур I и Q
Так как переходы по квадратурам I и Q сдвинуты на половину символьного
интервала, то в конкретно взятый момент времени только один из квадратурных битовых потоков может изменять свое значение. Это создает диаграмму
переходов состояний, существенно отличающуюся от диаграммы переходов состояний модуляции QPSK. Диаграмма переходов состояний сигнала OQPSK
приведена на рисунке 1.51.
Q
1,–1

1,1

I

–1,–1

–1,1

Рисунок 1.51. Диаграмма переходов состояний сигнала четырехпозиционной
фазовой модуляции со смещением квадратур OQPSK
В OQPSK сигнальные траектории не проходят рядом с началом координат
квадратурной плоскости. В результате максимальное изменение амплитуды передаваемого сигнала достигает 3 дБ. Это существенно меньше изменения амплитуды в сигналах двоичной и квадратурной модуляции. В результате удается
получить существенный выигрыш по коэффициенту полезного действия усилителя мощности радиопередатчика.

44

Спектральная эффективность модуляции OQPSK точно такая же, как и у
обычной квадратурной модуляции QPSK. Это означает, что для применения
этого вида модуляции в радиоканале требуется обработать исходные NRZ сигналы фильтром Найквиста. Только после подобной обработки спектр радиосигнала становится достаточно узким для использования в системах мобильной
радиосвязи.
Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция (DQPSK).
В методе дифференциальной квадратурной фазовой модуляции (Differential Quadrature Phase Shift Keying, DQPSK) все импульсы входной информационной последовательности разбиваются на пары – на 2-х битовые символы. При
переходе от одного 2-х битового символа к другому 2-х битовому символу
начальная фаза радиосигнала изменяется на величину ∆φ, которая определяется
в соответствии с таблицей 1.2.
Таблица 1.2. Закон изменения фазы в модуляции DQPSK
Биты входной последовательности
Нечетные (первые биты)
Четные (вторые биты)
1
1
0
1
0
0
1
0

Изменение фазы
 k   k ( xk y k )

–3/4
3/4
/4
–/4

Диаграмма переходов состояний сигналов, соответствующая этому методу,
представлена на рисунке 1.50.

Рисунок 1.50. Фазовая диаграмма, соответствующая методу DQPSK
45

Кружочками обозначены дискретные значения, которые может принимать
фаза несущей, отсчитываемая от некоторого начального значения. Стрелками
указаны возможные переходы между разрешенными значениями фазы. Оси координат соответствуют синфазной (Inphase – I) и квадратурной (Quadrature – Q)
составляющим сигнала. Эта фазовая диаграмма состоит фактически из двух
диаграмм обычной квадратурной фазовой манипуляции: фазовые состояния
одной из них помечены значком ‘+’, а другой – значком ‘’, и диаграммы сдвинуты одна относительно другой на угол π/4. При переходе от одного символа к
другому происходит изменение фазы от одного из состояний первой диаграммы к одному из состояний второй, а при переходе к следующему символу –
возврат к предыдущей диаграмме, хотя, скорее всего, не к прежнему фазовому
состоянию.
Восьмипозиционная фазовая модуляция (8-PSK).
Рассмотрим восьмипозиционную фазовую модуляцию за рубежом называемую 8-PSK. В этом виде фазовой модуляции существуют восемь значений фазы несущего колебания. Так как 23 = 8, то каждым символом одновременно передается сразу 3 бита. Это означает, что битовая скорость при этом виде модуляции в три раза выше символьной скорости передачи данных.
Диаграмма переходов состояний сигнала при восьмипозиционной фазовой
модуляции приведена на рисунке 1.51.
Q

011
010

001

000

110

111

I

100
101

Рисунок 1.51. Диаграмма переходов состояний сигнала
восьмипозиционной фазовой модуляции 8–PSK
46

На этой же диаграмме приведены значения трибитов, передаваемых каждым состоянием символа. Как видно из рисунка 1.51, фазовые состояния закодированы кодом Грея, который позволяет минимизировать количество битовых
ошибок при неправильном приеме символьной комбинации на приемном конце
радиоканала. Соседние фазовые состояния символа отличаются друг от друга
не более чем на один бит.
Спектр радиосигнала восьмипозиционной фазовой модуляции не отличается от спектра квадратурной фазовой модуляции. Это означает, что перед передачей данного сигнала в радиоканал следует сформировать траектории переходов квадратур I и Q с помощью фильтра Найквиста, и, тем самым, ограничить спектр результирующего сигнала в полосе радиочастот.
Осциллограммы одной из реализаций сигналов I и Q, обработанных с помощью фильтра Найквиста, приведены на рисунке 1.52.

Рисунок 1.52. Осциллограммы сигналов I и Q, снятых с выхода
фильтра Найквиста

47

1.2.3. Квадратурная амплитудная модуляция
Квадратурная модуляция (QAM).
Для увеличения скорости передачи данных используют так называемую
квадратурную амплитудную модуляцию QAM, которая является амплитуднофазовым видом модуляции. QAM применяется в кабельных модемах, в стандарте цифрового телевидения DVB-C, а также, в цифровом радиовещании СВЧ
диапазона.

Рисунок 1.53. Векторная диаграмма сигнала 16-QAM (слева)
и сигнальное созвездие сигнала 32-QAM (справа)
В 16-ти позиционной QAM (16-QAM) существует по четыре сигнальных
значения для каждой из квадратурных компонент I и Q. Этим достигаются 16
значений суммарного сигнала.
Зная, что 16=24, получаем, что в 16-QAM одним символом могут быть переданы четыре бита. Это означает, что символьная скорость в таком виде модуляции получается в четыре раза меньше битовой, т.е. равна 1/4 от битовой скорости. Таким образом, данный тип модуляции позволяет организовать спектрально более эффективную передачу данных. С точки зрения скорости передачи этот вид модуляции намного более эффективен по сравнению с двоичной
(BPSK), четырехпозиционной (QPSK) или восьмипозиционной (8-PSK) фазовой
модуляцией. Следует сразу оговориться, что QPSK и 4-QAM на самом деле
один и тот же вид модуляции.
Еще одна разновидность QAM – это 32-QAM. Ее характеристики таковы:
по шесть сигнальных значений для I и для Q, что в итоге дает 6  6 = 36 точек
созвездия для суммарного сигнала. Этот тип модуляции наделен особенностью.
48

В итоге, количество значений 36 не соответствует исходным данным, т.к.
слишком велико, (36>32). Поэтому, четыре «угловых» сигнальных значения,
(на которые приходится большинство мощности передатчика), опущены.
Этим уменьшается значение выходной мощности, которую передатчик
должен произвести. Исходя из того, что 32 = 25, получаем битовую скорость
равную 5 бит/с и символьную скорость, равную 1/5.
1.3. Транкинговая связь

1.3.1. Аналоговые системы транкинговой связи
Транкинговыми системами называются радиально-зоновые системы
наземной подвижной радиосвязи, осуществляющие автоматическое распределение каналов связи ретрансляторов между абонентами. Это достаточно общее
определение, но оно содержит совокупность признаков, объединяющих все
транкинговые системы, от простейших SmarTrunk до цифровых TETRA. Термин "транкинг" происходит от английского Trunking, что можно перевести как
"объединение в пучок". Основные архитектурные принципы транкинговых систем легко просматриваются на обобщенной структурной схеме однозоновой
транкинговой системы, представленной на рисунке 1.54.

49

Рисунок 1.54. Структурная схема однозоновой транкинговой системы
Инфраструктура транкинговой системы представлена базовой станцией
(БС), в состав которой, помимо радиочастотного оборудования (ретрансляторы,
устройство объединения радиосигналов, антенны), входят также коммутатор,
устройство управления и интерфейсы различных внешних сетей. Необязательными, но очень характерными элементами инфраструктуры транкинговой системы связи являются диспетчерские пульты. Дело в том, что транкинговые системы используются в первую очередь теми потребителями, чья работа не обходится без диспетчера. Это службы охраны правопорядка, скорая медицинская
помощь, пожарная охрана, транспортные компании, муниципальные службы.
Диспетчерские пульты могут включаться в систему по абонентским радиоканалам, или подключаться по выделенным линиям непосредственно к коммутатору базовой станции. Следует отметить, что в рамках одной транкинговой
системы может быть организовано несколько независимых сетей связи, каждая
из которых может иметь свой диспетчерский пульт.
Абонентское оборудование транкинговых систем включает в себя широкий набор устройств. Как правило, наиболее многочисленными являются полудуплексные радиостанции, т.к. именно они в наибольшей степени подходят для
работы в замкнутых группах. В большинстве своем это радиостанции с ограниченным числом функций, не имеющие цифровой клавиатуры. Их пользователи,
50

как правило, имеют возможность связываться лишь с абонентами внутри своей
рабочей группы, а также посылать экстренные вызовы диспетчеру. Впрочем,
этого вполне достаточно для большинства потребителей услуг связи транкинговых систем.
Выпускаются и полудуплексные радиостанции с широким набором функций и цифровой клавиатурой, но они, будучи несколько дороже, предназначены
для более узкого привилегированного круга абонентов. В транкинговых системах, особенно рассчитанных на коммерческое использование, применяются
также дуплексные радиостанции, скорее напоминающие сотовые телефоны, но
обладающие значительно большей функциональностью по сравнению с последними.
Дуплексные радиостанции транкинговых систем обеспечивают пользователям полноценное соединение с ТФОП. Что же касается групповой работы в
радиосети, то она производится в полудуплексном режиме. В корпоративных
транкинговых сетях дуплексные радиостанции применяются в первую очередь
для персонала высшего звена управления. Как полудуплексные, так и дуплексные транкинговые радиостанции выпускаются не только в портативном, но и в
автомобильном исполнении. Как правило, выходная мощность передатчиков
автомобильных радиостанций в 3-5 раз выше, чем у портативных радиостанций.
Наиболее распространенными видами аналоговых систем транкинговой
связи в России являются SmarTrunc-II и MPT-1327.
1.3.2. Цифровые системы транкинговой связи
TETRA (Terrestrial TRunked Radio – наземная система подвижной связи с
автоматическим выделением каналов) – это открытый стандарт цифровых ведомственных сетей подвижной связи, т.е. предполагается, что оборудование
различных производителей будет совместимо между собой.
Стандарт TETRA разработан Европейским институтом стандартов связи
(ETSI) в расчете на удовлетворение потребностей наиболее требовательных
пользователей, динамично развивающихся ведомственных сетей PMR, представляет собой новейший пример разработок стандартов ETSI и соответствует
тенденциям развития, установленным стандартом GSM (общий стандарт подвижной связи) – стандартом, разработанным в Европе, но получившим распространение во всем мире.
Деятельность правоохранительных органов и служб общественной безопасности сегодня невозможно представить без использования систем подвижной радиосвязи, среди которых в последнее время наибольшую популярность
приобретают транкинговые системы. Эти системы позволяют строить разветвленные ведомственные сети связи с высоким уровнем предоставляемых услуг
на больших территориях, сохраняя при этом возможности организации группового соединения абонентов, которое является основным режимом связи подразделений правоохранительных органов. Повышенные требования служб общественной безопасности и правоохранительных органов к оперативности,
51

надежности и безопасности связи, наличию специальных услуг заставляют их
обращать особое внимание на системы цифровой транкинговой радиосвязи,
имеющие существенные преимущества перед аналоговыми. Доступ к спецификациям TETRA свободен для всех заинтересованных сторон, вступивших в ассоциацию “Меморандум о взаимопонимании и содействии стандарту TETRA”
(MoU TETRA) [3]. Ассоциация объединяет разработчиков, производителей, испытательные лаборатории и пользователей различных стран.
Сотовая связь
В настоящее время ведется интенсивное внедрение сотовых сетей связи
общего пользования. Такие сети предназначены для обеспечения подвижных и
стационарных объектов телефонной связью и передачей данных. В сотовых сетях подвижными объектами являются либо наземные транспортные средства,
либо непосредственно человек, находящийся в движении и имеющий портативную абонентскую станцию (подвижный абонент). Возможность передачи
данных подвижному абоненту резко расширяет его возможности, поскольку
кроме телефонных сообщений он может принимать телексные и факсимильные
сообщения, различного рода графическую информацию (планы местности,
графики движения и т. п.), медицинскую информацию и многое другое. Особое
значение сотовые системы связи приобретают в связи с активным внедрением
во все сферы человеческой деятельности персональных компьютеров, разнообразных баз данных, сетей ЭВМ. Доступ к ним через сотовую сеть позволит подвижному абоненту оперативно и надежно получить необходимую информацию. Соответственно возрастет и роль систем связи, повысятся требования к
качеству передачи информации, пропускной способности, надежности работы.
Увеличение объема информации потребует сокращения времени доставки и
получения абонентом необходимой информации. Именно поэтому уже сейчас
наблюдается устойчивый рост мобильных средств радиосвязи (автомобильных
и портативных радиотелефонов), которые дают возможность сотруднику той
или иной службы вне рабочего места оперативно решать производственные вопросы. Радиотелефон перестал быть символом престижа и стал рабочим инструментом, который позволяет более эффективно использовать рабочее время,
оперативно управлять производством и постоянно контролировать ход технологических процессов, что обеспечивает дополнительные доходы при использовании радиотелефона в производстве.
Внедрение сотовых сетей во многие отрасли народного хозяйства позволит
резко повысить производительность труда на подвижных объектах, добиться
экономии материально-трудовых ресурсов, обеспечить автоматизированный
контроль технологических процессов, создать надежную систему управления
транспортными средствами или мобильными роботами, распределенными на
большой территории и входящими в состав гибких автоматизированных систем
управления.
Свое название сотовые сети получили в соответствии с сотовым принципом организации связи, согласно которому зона обслуживания (территория города или региона) делится на большое число малых рабочих зон или сот в виде
52

шестиугольников. В центре каждой рабочей зоны расположена базовая станция, осуществляющая связь по радиоканалам со многими абонентскими станциями, установленными на подвижных объектах, находящихся в ее рабочей
зоне. Базовые станции соединены проводными телефонными линиями связи с
центральной станцией данного региона, которая обеспечивает соединение подвижных абонентов с любыми абонентами телефонной сети общего пользования с помощью коммутационных устройств. При перемещении подвижного
абонента из одной зоны в другую производится автоматическое переключение
канала радиосвязи на новую базовую станцию, тем самым осуществляется эстафетная передача подвижного абонента от передающей к последующей (соседней) базовой станции. Управление и контроль за работой базовых и абонентских станций осуществляется центральной станцией, в памяти ЭВМ которой, сосредоточены как статические, так и динамические данные о подвижных
объектах и состоянии сети в целом.
В отличие от транкинговых систем в сотовых сетях подвижной связи радиосвязь базовой станции с абонентской станцией осуществляется в пределах
малой рабочей зоны, что позволяет многократно использовать одни и те же частоты в зоне обслуживания. Число абонентов в сотовой сети определяется пропускной способностью и числом базовых станций, равным числу рабочих зон,
которое возрастает по квадратическому закону с уменьшением радиуса рабочей
зоны при постоянном радиусе зоны обслуживания. Если десять лет назад радиус рабочей зоны в сотовой телефонии был приблизительно равен 5-15 км, то в
настоящее время в среднем он равен 200 м. Так уменьшение радиуса рабочей
зоны с 30 до 0,5 км позволит увеличить в 3600 раз число подвижных абонентов,
оснащенных радиосвязью и имеющих возможность выхода на телефонную сеть
общего пользования. Следовательно, эффективность использования спектра радиочастот в сотовых сетях во много раз выше, чем в транкинговых системах,
что позволит в перспективе обеспечить управление большим числом наземных
подвижных объектов.
С уменьшением радиуса рабочей зоны появляется возможность уменьшить
мощность передатчиков и чувствительность приемников, что значительно
улучшит электромагнитную совместимость абонентов в сотовых сетях и электромагнитную совместимость между сотовыми сетями и другими системами,
использующими определенные спектры радиочастот, а также позволит снизить
стоимость и габаритные размеры абонентской станции, обеспечить доступ к базам данных и ЭВМ. Отмеченные преимущества позволяют уже в настоящее
время повысить оперативность управления и контроля в работе подведомственных предприятий и организаций, улучшить качество технологических
процессов в системах с большим числом транспортных средств.
Стремительный рост объемов передаваемой информации требует значительного сокращения времени доставки и обработки абонентом необходимой
информации. Это одна из причин быстрого роста мобильных средств связи на
базе сотовых сетей.
Внедрение сотовых сетей означает появление принципиально нового вида
связи - массовой радиотелесвязи, т. е. нового вида услуг. Уже сейчас абонент53

ский терминал сотовой сети – сотовый радиотелефон - признается многими зарубежными экспертами первичным терминалом, которым абонент пользуется
как в стационарном состоянии (дома, на службе), так и в движении. Широкое
внедрение портативных Сотовых Радио Телефонов в перспективе позволит
обеспечить каждого человека персональным телефоном со своим индивидуальным номером. Создание систем массовой радиотелесвязи с большим числом
подвижных абонентов, большой пропускной способностью и высоким качеством приема сообщений возможно только при использовании сотового принципа построения системы связи. Этим и объясняется повышенный интерес к
сотовым сетям.
Использование сотовой связи широким кругом потребителей в отраслях
транспорта, связи, энергетики, строительства, сферы обслуживания, ремонта и
др. приносит существенный экономический эффект.Система сотовой связи
строится в виде совокупности ячеек (сот), покрывающих обслуживаемую территорию. Ячейки обычно схематически изображают в виде правильных шестиугольников. В центре каждой ячейки находится базовая станция (БС), обслуживающая все подвижные станции (ПС) в пределах своей ячейки. При перемещении абонента из одной ячейки в другую происходит передача его обслуживания
от одной БС к другой. Все БС соединены с центром коммутации (ЦК) подвижной связи по выделенным проводным или радиорелейным каналам связи. С
центра коммутации имеется выход на ТфОП. На рисунке приведена упрощенная функциональная схема, соответствующая описанной структуре системы.

54

2. СХЕМОТЕХНИКА ПРИЁМНИКОВ
И ПЕРЕДАТЧИКОВ РАДИОСВЯЗИ
Радиоприемники можно классифицировать по ряду признаков из которых
основными являются:
1. Тип схемы;
2. Вид принимаемых сигналов;
3. Назначение приемника;
4. Диапазон частот;
5. Вид активных элементов, применяемых в приемнике;
6. Тип конструкции приемника.
По типу схемы различают приемники детекторные, прямого усиления,
сверхрегенеративные и супергетеродинные приемники, обладающие существенными преимуществами перед приемниками других типов и широко применяемые на всех диапазонах частот.
По назначению различают радиоприемники связные, радиовещательные,
телевизионные, радиорелейные, телеметрические и др. Радиовещательные приемники в настоящее время предназначены в основном для приема частотномодулированных сигналов в УКВ диапазоне. Приемники радиорелейных станций предназначены для приема и разделения многоканальных сигналов с частотным или временным уплотнением. Современные связные приемники систем мобильной связи во многом повторяют структуру радиорелейных приемников.
В качестве активных элементов каскадов приемников сейчас используются
полупроводниковые приборы (транзисторы и диоды) и интегральные микросхемы. Именно эти элементы обеспечивают основные качественные параметры
радиоприемников. Они же являются основными источниками искажений и помех в радиоприемных устройствах средств подвижной радиосвязи.
2.1. Параметры радиоприемников

Параметры радиоприемников в значительной мере изменяются в зависимости от их назначения и диапазона частот. Эти параметры описываются в соответствующих ГОСТах. Например, требования к приемопередатчикам мобильной радиосвязи определяются документом ГОСТ 12252-86. Требования к
аппаратуре базовых станций и мобильных терминалов сотовой радиосвязи системы CDMA определяются документом CWTS-TSD-25.101-3c0. Параметры
радиоприемников существенно влияют на их принципиальную схему и конструкцию, поэтому знание этих параметров очень важно для правильного проектирования схемы и конструкции радиоприемного устройства. Рассмотрим
подробнее основные параметры радиоприемных устройств. Основной упор при
этом будем делать на приемники, применяемые в системах мобильной радиосвязи.
2.1.1. Диапазон принимаемых частот
Очень важной характеристикой радиоприемного устройства является диапазон принимаемых частот. В зависимости от значения принимаемой частоты
55

схемные и конструктивные решения радиоприемников могут значительно различаться. Понятие диапазона принимаемых частот радиоприемного устройства
поясняется рисунком 2.1.
шаг настройки
приемника

АЧХ перестраиваемого фильтра

fкан

АЧХ фильтра с
фиксированными
характеристиками

fмин

fмакс

f

Рисунок 2.1. Диапазон принимаемых частот
Коэффициент перестройки радиоприемного устройства определяется отношением максимальной принимаемой частоты к минимальной:

k пер 

f max
.
f min

(2.1)

При построении радиоприемников со значительным отношением центральной частоты верхнего принимаемого канала к центральной частоте нижнего принимаемого канала может потребоваться разбиение принимаемого диапазона частот на несколько поддиапазонов. От этого же отношения может зависеть будут ли входные цепи приемника перестраиваемыми или можно применить фильтры с фиксированными характеристиками. Отличие требований к
АЧХ перестраиваемого фильтра и АЧХ фильтра с фиксированными параметрами показано на рисунке 2.1.
Известно, что фильтры с фиксированными характеристиками можно выполнить с лучшими частотными характеристиками по сравнению с перестраиваемыми фильтрами. В ряде случаев возможно применение кварцевых фильтров или фильтров на поверхностных акустических волнах (ПАВ). Именно по
этой причине при разработке стандартов современных систем мобильной связи,
помимо дефицита частотного ресурса, был выбран достаточно узкий диапазон
рабочих частот ( k пер  1.1 ... 1.3 ).
Например, для стандарта сотовой связи GSM 900 диапазон принимаемых
частот для мобильных аппаратов составляет 935 … 960 МГц. (В настоящее
время этот диапазон расширен до 921 … 960 МГц) Для базовых станций
GSM 900 диапазон принимаемых частот составляет 890 … 915 МГц
(876 … 915 МГц). Для стандарта GSM 1800 диапазон принимаемых частот для
мобильных аппаратов составляет 1805 … 1880 МГц. Для базовых станций диа-

56

пазон принимаемых частот составляет 1710 … 1785 МГц. Диапазоны принимаемых частот системы связи GSM показаны на рисунке 2.2.

GSM 900
вверх

GSM 1800

вниз

вверх

876 … 915 921 … 960

вниз

1710 … 1785 1805 … 1880

Дуплексный
разнос
(45 МГц)

Дуплексный
разнос
(95 МГц)

f(МГц)

Рисунок 2.2. Диапазоны принимаемых частот в системе сотовой связи GSM
Аналогичная ситуация сохраняется в стандартах CDMA. Диапазон принимаемых частот для мобильных аппаратов составляет 869 … 893 МГц. Для базовых станций диапазон принимаемых частот составляет 824 … 848 МГц.
Во всех диапазонах частот, выделенных для сотовой связи, максимальная
частота принимаемого сигнала отличается от минимальной частоты принимаемого сигнала менее чем на три процента. Это позволяет в системах сотовой связи применять во входных цепях фильтры с фиксированными параметрами.
2.1.2. Чувствительность приемника
Одним из важнейших показателей качества тракта приема является его
чувствительность. Этот параметр характеризует способность приемника принимать слабые сигналы. Чувствительность определяется как минимальный уровень входного сигнала устройства, необходимый для обеспечения требуемого
качества полученной информации. Если чувствительность ограничивается
внутренними шумами приемника, то ее можно оценить реальной или предельной чувствительностью, коэффициентом шума или шумовой температурой.
Чувствительность приемника с небольшим усилением, на выходе которого
шумы практически отсутствуют, определяется э. д. с, (или номинальной мощностью) сигнала в антенне (или ее эквиваленте), при которой обеспечивается
заданное напряжение (мощность) сигнала на выходе приемника.
Чувствительность приемного устройства определяется коэффициентом его
усиления КУС. Приемник должен обеспечивать усиление даже самых слабых
входных сигналов до выходного уровня, необходимого для нормального функционирования устройства, однако, на входе приемника действуют помехи и
шумы, которые также усиливаются в приемнике и могут ухудшать качество его
функционирования. Кроме того, на выходе приемника появляются его усиленные внутренние шумы. Чем меньше внутренние шумы, тем лучше качество
приемника, тем выше его чувствительность.
Реальная чувствительность равна э. д. с. (или номинальной мощности)
сигнала в антенне, при которой напряжение (мощность) сигнала на выходе приемника превышает напряжение (мощность) помех в заданное число раз. Э. д. с.
57

приемников может быть выражена в микровольтах, однако для задания чувствительности приемников сотовой связи чаще применяется мощность сигнала,
выраженная в единицах дБм.
Такой параметр позволяет не зависеть от входного сопротивления приемников. Термин
Предельная чувствительность равна э. д. с. или номинальной мощности
РАП сигнала в антенне, при которой на выходе его линейной части (т. е. на входе детектора), мощность сигнала равна мощности внутреннего шума.
При задании чувствительности приемника в виде э.д.с., чувствительность
приемника измеряется в микровольтах. Современные приемники мобильной
связи обладают чувствительностью на уровне десятых долей микровольта.
Способ задания чувствительности приемника в виде э.д.с. приводит к тому, что
при различном входном сопротивлении приемника мы будем получать различное значение э.д.с. Поэтому, несмотря на то, что все современные приемники
систем мобильной связи имеют входное сопротивление 50 Ом, чувствительность приемников задается в терминах мощности сигнала на входе приемника.
Чувствительность определяется как отношение мощности на входе приемника к
уровню мощности 1мВт и выражается в логарифмическом масштабе в дБм:
S  10 lg

PАП
(дБм).
1мВт

(2.2)

Предельную чувствительность можно также характеризовать коэффициентом шума N0, равным отношению мощности шумов, создаваемых на выходе
линейной части приемника эквивалентом антенны (при комнатной температуре
T0 = 290 К) и линейной частью, к мощности шумов, создаваемых только эквивалентом антенны. Очевидно,
PАП  N0 kT0 Пш ,

(2.3)

где k = 1,38 • 10–23 Дж/град – постоянная Больцмана;
Пш – шумовая полоса линейной части приемника, Гц;
РАП – мощность сигнала, Вт.
Из выражения (В.1) видно, что мощность сигнала, соответствующую его
предельной чувствительности и отнесенную к единице полосы частот, можно
выразить в единицах kT0:
PАП
 N 0 kT0 .
Пш

(2.4)

Предельную чувствительность можно также характеризовать шумовой
температурой приемника Тпр, на которую надо дополнительно нагреть эквивалент антенны, чтобы на выходе линейной части приемника мощность создаваемых им шумов равнялась мощности шумов линейной части. Очевидно,

58

k (T0  Tпр ) Пш  N0kT0 Пш ,

откуда
Tпр  T0 ( N0  1)

(2.5)

.

На реальную антенну воздействуют внешние шумы, номинальная мощность которых kTA Пш  kTA П0 , где ТA – шумовая температура антенны. Поэтому
на выходе линейной части
k (T0  Tпр ) Пш  kT0 Пш ( N 0  1 

TA
)
T0 .

(2.6)

Для получения равенства мощностей сигнала и шумов необходима мощность
T
PA  kT0 Пш ( N 0  1  A )  PАП
T0
.

(2.7)

2.1.3. Избирательность приемника
Избирательность приемного устройства – это совокупность параметров,
характеризующая его способность выделить полезный сигнал из всех сигналов,
присутствующих на его входе, и ослаблять мешающее действие сигналов, действующих по дополнительным (побочным) каналам приема.
Для супергетеродинных приемников можно выделить три группы параметров, используемых для оценки избирательности:
— параметры, определяемые характеристиками тракта приема (избирательность по соседнему каналу);
— параметры, определяемые наличием побочных каналов приема;
— параметры, определяемые совместным воздействием на вход приемника полезного сигнала и мощной помехи (интермодуляция, блокирование, перекрестные искажения).
Избирательность приемника по соседнему каналу
Избирательность по соседнему каналу – это способность приемника принимать полезный сигнал на заданной частоте канала с заданной вероятностью
ошибки в присутствии мешающего сигнала по соседнему каналу. Обычно для
задания избирательности по соседнему каналу предъявляются требования к
глубине подавления частоты первого и второго соседних каналов. График, иллюстрирующий требования к приемнику по подавлению соседнего канала приведен на рисунке 2.3.

59

A(дБ)

f2ск

fск

fрк

fск

f2ск

f

Рисунок 2.3. Избирательность приемника по соседнему каналу
Подавление мешающего сигнала соседнего канала в этом случае определяется как отношение коэффициента передачи главного тракта приемника на рабочем канале к его коэффициенту передачи на соседнем канале:
Aск (дБ)  20 lg

K рк
K ск .

(2.8)

Иногда кроме требований по подавлению мешающего сигнала соседнего
канала к приемнику предъявляются требования по подавлению мешающего
сигнала второго соседнего канала f2ск и более дальних каналов:
A2ск (дБ)  20 lg

K рк
K 2ск .

(2.9)

Обычно требования к радиоприемному устройству по избирательности по
соседнему каналу выполняются фильтром основной избирательности главного
тракта приема. Часто требования к подавлению первого соседнего канала и к
подавлению удаленных каналов различаются. В этом случае избирательность
радиоприемного устройства задается маской, пример которой приведен на рисунке 2.4.
A(дБ)

f2ск

fск

fрк

fск

f2ск

Рисунок 2.4. Маска избирательности приемника

60

f

Подавление сигнала соседнего канала в зависимости от назначения приемника и вида принимаемого сигнала может меняться и в настоящее время в связных приемниках может достигать 80 дБ.
Избирательность приемника по побочным каналам приема
В ряде схем приемников, таких как супергетеродин или супергетеродин с
двойным преобразованием частоты, кроме основного канала приема присутствуют побочные каналы приема, такие как зеркальный канал первой и второй
промежуточной частоты, прямое прохождение по каналу первой и второй промежуточной частоты. Эти каналы возникают в результате неидеальности главного тракта приема. Причины образования этих каналов приема мы рассмотрим
подробнее в главах, посвященных принципам работы супергетеродинного радиоприемного устройства и преобразователям частоты.
При задании требований к радиоприемнику задаются параметры, определяющие подавление сигналов побочных каналов приема. Обычно требования
по этим каналам приема задаются не хуже подавления по соседнему каналу, а в
ряде случаев значительно жестче. Обычно уровень подавления побочных каналов приема в современных аналоговых радиоприемных устройствах составляет
не менее –80 дБ.
2.1.4. Параметры, обусловленные нелинейностью тракта приема
Для оценки линейности и качества тракта приема в целом и каждого из
входящих в него блоков применяется целый ряд характеристик и параметров:
— Интермодуляционные параметры;
— Блокирование и однодецибельная точка компрессии;
— Точки пересечения продуктов второго и третьего порядка;
— Динамический диапазон.
Рассмотрим каждый из этих параметров оценки нелинейности исследуемых узлов радиоэлектронной аппаратуры более подробно. Для этого обратимся
к математической модели передаточной характеристики. Математические модели в литературе описаны достаточно подробно, однако в инженерных расчетах они применяются крайне редко из-за сложности вычислений. Поэтому на
практике ее заменяют на более простую статистическую модель, представляющую собой степенной ряд. Как правило, ограничиваются третьей степенью, поскольку продукты нелинейности более высоких порядков практически не влияют на параметры исследуемого узла радиоэлектронной аппаратуры. Следует
отметить, что подобная аппроксимация возможна только для малых сигналов.
В этой модели статическая передаточная функция представляется в следующем виде:
Y ( x)  G1 x  G2 x 2  G3 x 3

где x – сигнал на входе системы;
Y – сигнал на выходе системы.
61

,

(2.10)

Интермодуляция
Интермодуляция (Intermodulation) – явление возникновения новых гармонических составляющих на выходе нелинейного блока при действии на его
входе двух или более помех, частоты которых не совпадают с частотами основного и побочных каналов приема.
Подавление эффекта интермодуляции (Intermodulation response rejection) –
это способность приемника принимать требуемый сигнал на частоте рабочего
канала в присутствии двух или более мешающих сигналов, которые имеют
определенное соотношение частот с требуемым сигналом.
На практике для количественной оценки интермодуляционных искажений
(InterModulation Distortion, IMD) используют коэффициенты, вычисляемые при
подаче на вход приемника двух внеполосных гармонических сигналов f1 и f2 с
равными амплитудами:
X  Asin  Bsin ,

(2.11)

где   2f1t ,   2f 2t , f1 и f2 – частоты гармонических сигналов. Спектр такого входного сигнала приведен на рисунке 2.5.
P
B2/2

A2/2

f1

f2

f

Рисунок 2.5. Спектр двухтонального сигнала
Эти сигналы должны находиться в полосе пропускания входного тракта
приемника. (Или, в общем случае, в полосе пропускания исследуемого блока.)
Найдем спектральные составляющие появляющиеся в результате возведения
входного сигнала во вторую и третью степень:
(Asin  Bsin) 2 

A2  B 2
A2
A2
 AB cos(  )  AB cos(  ) 
cos(  ) 
cos(  )
2
2
2

3
3
3
3
(Asin  Bsin) 3  ( A3  B 2 A) sin   ( B 3  A 2 B) sin  
4
2
4
2


3 2
3
A3
B3
A B sin(2  )  B 2 A sin(2  ) 
sin 3 
sin 3 
4
4
4
4



3 2
3
A B sin(2  )  B 2 A sin(2  )
4
4
.

62

(2.12)

Найденные частотные составляющие спектра на выходе блока, обладающего нелинейными искажениями, приведены на рисунке 2.6.

Рисунок 2.6. Спектр выходного сигнала нелинейного блока
На рисунке 2.6 приведены значения мощности спектральных компонент
сигнала. Мощность входного сигнала при этом определяется по следующей
формуле:
PA 

A2
B2
, PB 
2
2 .

(2.13)

Как видно из этого рисунка, продукты нелинейности третьего порядка
2 f1  f 2 и 2 f 2  f1 попадают в полосу пропускания приемника и могут привести к
возникновению побочных каналов приема или к искажению спектра полезного
сигнала. Именно поэтому при определении интермодуляционных искажений
приемника измеряют:
— коэффициент интермодуляционных искажений второго порядка – отношение амплитуды комбинационной составляющей f 2  f1 , к амплитуде одного из этих сигналов на входе (IMD2);
— коэффициент интермодуляционных искажений третьего порядка –
отношение амплитуды комбинационной составляющей 2 f 2  f1 (или
2 f1  f 2 ) к амплитуде одного из этих сигналов на входе (IMD3).
63

Рисунок 2.7. Иллюстрация определения коэффициентов IMD2 и IMD3
Так как полоса обрабатываемых частот обычно ограничивается в преселекторе на входе приемника, то его нелинейность измеряется путем подачи на
вход приемного устройства двух сигналов равной амплитуды с частотами f1 и
f 2 , достаточно близко расположенными к частоте настройки приемника.
Для оценки коэффициентов интермодуляционных искажений IMD2 и
IMD3, построим график зависимости уровня выходного сигнала и нелинейных
искажений от уровня входного сигнала. Так как уровень продуктов нелинейности второго порядка меняется в квадратичной зависимости, а уровень продуктов нелинейности третьего порядка изменяется в кубической зависимости от
уровня входного сигнала, то график удобно построить в логарифмическом
масштабе. В этом случае нелинейные зависимости уровня продуктов нелинейности на выходе устройства превращаются в прямые линии с разным наклоном,
зависящим от степени полинома. Это определяется следующим соотношением:
log y  log x a  a  log x .

(2.14)

Пример подобной зависимости уровня продуктов нелинейности от уровня
входного сигнала приведен на рисунке 2.8.

64

Рисунок 2.8. Зависимость уровня продуктов нелинейности
от уровня входного сигнала
На этом рисунке отображены зависимости выходной мощности входного
сигнала (частоты f1 и f 2 ), продукты нелинейности второго порядка IM2 (частоты f 2  f1 ) и продукты нелинейности третьего порядка IM3 (частоты 2 f 2  f1 и
2 f1  f 2 ). Наклон зависимости усиленного сигнала – 1:1, продуктов нелинейности второго порядка – 2:1, продуктов нелинейности третьего порядка – 3:1. Это
означает, что при снижении уровня входного сигнала на 10 дБ уровень продуктов нелинейности второго порядка IM2 уменьшается на 20 дБ, а, следовательно,
коэффициент интермодуляционных искажений второго порядка IMD2 уменьшается на 10 дБ. Уровень продуктов нелинейности третьего порядка IM3 при
этом уменьшается на 30 дБ, а, следовательно, коэффициент интермодуляционных искажений третьего порядка IMD3 уменьшается на 20 дБ.
Точки пересечения продуктов второго IP2 и третьего порядка IP3
Для определения линейности устройств и микросхем в настоящее время
широко применяются такие параметры как точки пересечения продуктов второго IP2 и третьего порядка IP2. Точкой пересечения продуктов n-го порядка
называется такая мощность входного сигнала, при которой аппроксимированные линии зависимости уровня выходного сигнала и нелинейных искажений от
уровня входного сигнала пересекаются. Напомню, что в качестве входного сигнала применяется сумма двух синусоидальных сигналов с равной амплитудой.
На рисунке 2.8 приведены графики определения выходных точек пересечения продуктов второго OIP2 и третьего OIP3 порядков. Одновременно по
этому графику можно определить входные точки пересечения продуктов второго IIP2 и третьего IIP3 порядков.

65

Однодецибельная точка компрессии CP1
Еще одно полезное определение для оценки линейности тракта радиоприемного устройства – однодецибельная точка компрессии, (1-dB compression
point), определяемая как точка на амплитудной характеристике, в которой коэффициент усиления по мощности уменьшается на 1 дБ по сравнению с идеальным. Иллюстрация определения однодецибельной точки компрессии радиоприемного устройства приведена на рисунке 2.9.
Pвых

1 дБ

0
Идеальная
характеристика

-10
-20
-30

Реальная
характеристика

-40
-50

-110

-90

-70

-50

-30

-10

10

Pвх

Рисунок 2.9. Иллюстрация определения однодецибельной точки компрессии
Блокирование
Нелинейные искажения принимаемого сигнала в приемном устройстве могут возникать не только в том случае, если его уровень значителен, но и при
воздействии сильной внеполосной помехи. Нелинейность приемного тракта
приводит к тому, что при появлении помех, воздействующих на вход приемника даже на частотах, не совпадающих с частотами основного и побочных каналов приема, происходит изменение уровня полезного сигнала или изменение
отношения сигнал/шум на выходе приемника. Воздействие мощной помехи на
вход приемника приводит к снижению коэффициента усиления устройства. Такое явление называется блокированием приемника (Blocking). Численно блокирование может быть оценено с помощью коэффициента блокирования:
К бл 

U в ых  U бл
U в ых ,

где: Uвых –

(2.15)

амплитуда сигнала на выходе приемника при отсутствии помехи на входе;
Uбл – амплитуда сигнала на выходе приемника при действии помехи на входе.
Таким образом, при отсутствии блокирования в приемнике Кбл = 0. Коэффициент блокирования тем сильнее, чем больше уровень помехи на входе и чем
66

ближе частота помехи к частоте полезного сигнала. Это влияние определяется
избирательностью приемника по соседнему и побочным каналам приема.
2.1.5. Динамический диапазон приемника
Динамический диапазон приемника (Receiver Dynamic Range) с одной стороны определяет способность приемника обнаруживать слабый входной сигнал, больший уровня шума, с другой – обрабатывать сигналы большого уровня
без искажения. Отношение максимального сигнала к минимальному сигналу на
входе приемника и определяет динамический диапазон приемника:
DRдБ   10 lg

Pmax
.
Pmin

(2.16)

При этом максимальная мощность сигнала на входе приемника определяется как наименьшая мощность из максимально-допустимых по каждому из параметров, обусловленных нелинейностью радиоприемного устройства.
Специфическую важность имеют следующие два параметра: динамический диапазон, свободный от помех SFDR (Spurious Free Dynamic Range), и динамический диапазон по блокированию BDR (Blocking Dynamic Range).
Динамический диапазон, свободный от помех SFDR, основан на отношении между максимальным входным уровнем, для которого интермодуляционные продукты третьего порядка имеют уровень, меньший уровня шума, и минимальным различимым сигналом Smin .
P
-20
Принимаемый
сигнал

-40
-60
-80

Интермодуляцион
ные продукты
третьего порядка

-100
-120

-145 -150

-155

-160

-165 -170

-175

f

Рисунок 2.10. Интермодуляционные продукты приемника третьего порядка,
ограничивающие динамический диапазон приемника
Верхнюю границу динамического диапазона по блокированию BDR определяет сигнал однодецибельной точки блокирования, нижнюю – Smin.
Максимальный коэффициент усиления функционально законченного тракта приема определяется, исходя из максимально возможного внутриполосного
67

блокирования Pбл . Это означает, что максимальный коэффициент усиления зависит от качества фильтрации перед каскадами усиления.
2.1.6. Взаимное преобразование шумов гетеродина
Еще один важный механизм, который ограничивает динамический диапазон приемника – взаимное преобразование шумов гетеродина (Reciprocal mixing). Фазовый шум гетеродина (Local Oscillator – LO) переносит нежелательный
сигнал помехи в диапазон полезного сигнала – тракт ПЧ. (Или помеха, выступающая в данном случае в качестве гетеродина, переносит шум гетеродина в
полосу пропускания тракта промежуточной частоты). Пример распределения
плотности шумов гетеродина в зависимости от отстройки от генерируемой частоты приведен на рисунке 2.11.

Рисунок 2.11. Зависимость шумов гетеродина от отстройки
от генерируемой частоты для микросхемы ADF4360-7
На этом рисунке приведена зависимость, рассчитанная программой
ADIsimPLL для синтезатора частот ADF4360-7. По оси Y отложена плотность
шумов по отношению к основной гармонике гетеродина в логарифмическом
масштабе:
PPN
Pг
f
,

10 lg
PN (dBc / Hz) 

(2.17)

где PPN – мощность фазовых шумов гетеродина;
Pг – мощность сигнала на выходе гетеродина.
В реальной схеме за счет неидеальности конструкции и источников питания, плотность шумов гетеродина в дальней зоне может оказаться еще хуже.
Фазовый шум гетеродина ничем не отличается от колебания на частоте
настройки синтезатора. При взаимодействии с ним сигнал помехи преобразуется в промежуточную частоту, но так как преобразование производится с шумовым сигналом, то результат этого преобразования воспринимается как шум.
68

Явление взаимного преобразования шумов гетеродина приводит к ухудшению отношения сигнал/шум на выходе приемника. Таким образом, используемые в радиоприемных устройствах гетеродины должны иметь настолько
низкий фазовый шум, чтобы при наличии сильной внеполосной помехи они создавали шумы, меньшие уровня шума приемника.
2.2. Выбор архитектуры главного тракта приема сигналов

Выбор структурной схемы построения главного тракта приема является
важнейшим этапом разработки радиоприемного устройства. Для того чтобы
правильно осуществить этот выбор необходимо четко представлять преимущества и недостатки каждого варианта структурной схемы радиоприемного
устройства. Выбор того или иного варианта существенно зависит от того, для
какой именно цели разрабатывается приемник и от требований, предъявляемых
к нему и приемопередающему устройству в целом.
Разработка радиолюбительского приемника отличается от разработки радиовещательного приемника. Разработка приемника космической связи отличается от разработки приемника магистральной радиосвязи или радиорелейного
приемника. Данная книга посвящена приемникам, способным работать в системах мобильной радиосвязи, поэтому в ней совершенно не рассматриваются
особенности радиовещательных, радиорелейных, телевизионных или магистральных приемников. Основное внимание будет уделено особенностям построения радиоприемных устройств, способных принимать цифровые виды модуляции.
Основной диапазон частот, в котором работают системы мобильной радиосвязи – это УКВ диапазон, поэтому при обсуждении радиоприемных
устройств предполагается, что они предназначены для работы в диапазоне ультракоротких волн.
Начнем обсуждение особенностей архитектуры главного тракта приема
сигналов приемопередающих устройств мобильной радиосвязи (как носимых
радиостанций, так и базовых станций и ретрансляторов) с самых простых решений. Затем, постепенно наращивая сложность, перейдем к относительно
сложным решениям, позволяющим получить наиболее высокие качественные
параметры радиоприемного устройства, способного работать в составе систем
мобильной радиосвязи (как сотовой, так и профессиональной). В процессе этого обсуждения основной упор будет делаться на особенности приема цифровых
видов модуляции, основные виды которых мы рассмотрели в предыдущих главах.
2.2.1 Детекторный приемник.
Основной функцией радиоприемного устройства является извлечение полезной информации из принимаемого сигнала. В простейшем случае для этого
достаточно осуществить демодуляцию принимаемого сигнала. Такие приемники называются детекторными и применяются в наиболее дешевых устройствах
беспроводной связи. Структурная схема детекторного приемника приведена на
рисунке 2.12.
69

Вх. устр.

демодулированный
сигнал

Детектор

Рисунок 2.12. Структурная схема детекторного радиоприемника
Обратите внимание, что даже в такой простейшей схеме требуется входное
устройство, которое согласует сопротивление антенны с входным сопротивлением диодного детектора. В качестве детектора должна быть использована схема, выделяющая информацию из полезного сигнала. Для АМ сигнала это должен быть амплитудный детектор, для ЧМ сигнала должен быть применен частотный детектор, а для цифровых видов модуляции обычно применяется квадратурный детектор, однако из-за особенностей реализации частотного и квадратурных детекторов эти приемники относят обычно к приемникам прямого
преобразования.
Детекторные приемники применяются в простейших беспроводных
устройствах, работающих обычно на небольших расстояниях (не более нескольких десятков метров) Основными достоинствами данной схемы является
ее простота, малые габариты и низкая стоимость, а также отсутствие источников питания. Питание схемы радиоприемника осуществляется за счет энергии
радиоволн.
В качестве недостатков можно отнести малую чувствительность, из-за которой приходится применять значительную энергию радиопередающего
устройства. Малая избирательность приводит к тому, что данные радиолинии
можно применять только на значительном удалении друг от друга, или в помещениях изолированных друг от друга металлическими экранами.
В качестве детектора в таких схемах обычно используются однополупериодный диодный выпрямитель. Принципиальная схема детекторного приемника
приведена на рисунке 2.13.
VD1
Выход
C1

R1

C2

Рисунок 2.13. Принципиальная схема детекторного радиоприемника
В качестве входного устройства, в данной схеме применен одиночный
контур с отводами от катушки индуктивности. Отводы в катушке индуктивности служат для согласования волнового сопротивления контура с сопротивлением антенны и входным сопротивлением диодного детектора.
70

В радиолюбительских схемах детекторных приемников обычно применяется настройка входного контура на частоту принимаемой станции. Настройка
осуществляется изменением индуктивности или емкости контура.
В системе связи с детекторными приемниками требуется сравнительно
большой уровень радиосигнала, поэтому они обычно применяются в системах
бесконтактного контроля или в составе пластиковых карточек, где радиосигнал
не покидает небольшого замкнутого пространства.
2.2.2. Приемник прямого преобразования
Рассмотренная схема детекторного приемника позволяет получить информацию об амплитуде принимаемого радиосигнала. Эффективность работы детектора определяет чувствительность радиоприемного устройства.
Первые приемники прямого преобразования появились на заре развития
радиотехники, когда ещё не было радиоламп, связь проводилась на длинных и
сверхдлинных волнах, передатчики были искровыми и дуговыми, а приёмники,
даже профессиональные – детекторными.
Было замечено, что чувствительность детекторного приемника существенно возрастает, если на детектор подать колебания маломощного генератора, работающего на частоте, близкой к частоте принимаемого сигнала. При приеме
телеграфного сигнала были слышны биения со звуковой частотой, равной разности частоты гетеродина и частоты сигнала. Рассмотрим природу этого явления.
Избирательность детекторного приемника по частоте обеспечивается полосовым фильтром, включенным на входе амплитудного детектора. Ту же самую задачу можно решить, если перенести энергию принимаемого сигнала в
область низких частот. В этом случае избирательность по частоте можно будет
осуществить фильтром низкой частоты, сложность которого при тех же характеристиках подавления соседнего канала будет в два раза меньше. Перенос
спектра радиочастот в область низких частот можно осуществить при помощи
следующего тригонометрического преобразования:

sin α  sin  

1
(1  cos 2α) .
2

(2.18)

В качестве второго синусоидального сигнала с частотой, совпадающей с
частотой принимаемого радиосигнала, применяется сигнал местного генератора, называемого гетеродином. Напряжение на выходе перемножителя, который
в данном случае называется синхронным детектором, будет записываться следующим образом:

U д  U с sin( c  t )  U г sin( г  t ) 

71

1
(U с  U г  cos(2 c )  t )
2
.

(2.19)

Напряжение удвоенной частоты радиосигнала легко может быть подавлено
фильтром низкой частоты. Процесс переноса модулирующих частот с частоты
рабочего канала на нулевую частоту поясняется рисунком 2.14.

АЧХ входного
устройства

АЧХ ФНЧ

0

fрк= fг

f

Рисунок 2.14. Процесс переноса рабочего канала на нулевую частоту
Структурная схема приемника прямого преобразования, реализующая описанный выше принцип переноса спектра полезного сигнала в область низких
частот, приведена на рисунке 2.15.

Синхр.
детектор ФНЧ

УНЧ

К демодулятору
цифрового
сигнала

Гетеродин
Рисунок 2.15 – Структурная схема приемника прямого преобразования
В этом приемнике полосовым фильтром выделяется группа частот, в которой присутствует входной сигнал, затем синхронным детектором осуществляется перенос спектра в область низких частот. Подавление частот соседних каналов в данной схеме может осуществить как полосовой фильтр на входе детектора, так и фильтр низкой частоты, расположенный на его выходе. Известно,
что сложность фильтра низкой частоты в два раза ниже сложности полосового
фильтра с той же самой избирательностью. Поэтому схема приемника прямого
преобразования выгоднее как с точки зрения надежности, так и с точки зрения
стоимости устройства.
Определим требования к фильтру низкой частоты (ФНЧ) приемника прямого преобразования. На рисунке 2.16 приведены спектры полезного сигнала и
сигнала соседнего канала. На этом же рисунке приведена амплитудночастотная характеристика фильтра нижних частот синхронного детектора, входящего в состав приемника прямого преобразования.

72

Сложность фильтра низких частот зависит от его порядка. Требования к
порядку фильтра приемника прямого преобразования задаются крутизной ската
его амплитудно-частотной характеристики фильтра (АЧХ). В общем случае эти
требования зависят от конкретного вида сигнала, применяемого в данной системе связи.
Скат АЧХ ФНЧ

0

f

fск=3 fв

Рисунок 2.16. Требования к фильтру низкой частоты в приемнике
прямого преобразования
Пусть частота соседнего канала будет в три раза больше верхней частоты
полезного сигнала. Тогда расстройка частоты ск = fск/fв будет равна 3, и фильтр
первого порядка обеспечит подавление этой частоты в три раза. Эта же цифра
может быть выражена в децибелах:

A(дБ )  20lg(a)  20lg(3)  9,5 дБ .

(2.20)

Обычно требуется подавление соседнего канала не менее 60 дБ. Тогда необходимый порядок фильтра нижней частоты можно определить при помощи
следующей формулы:

N

Aск
60

 6,3  7
A1пор 9,5

.

(2.21)

Итак, в данном случае фильтра шестого порядка недостаточно и требуется
применить фильтр Баттерворта седьмого порядка.
В современных вариантах приемника прямого преобразования на выходе
фильтра стоит аналого-цифровой преобразователь и схема цифровой обработки
сигналов. В этом случае задача подавления соседнего канала может осуществляться этой цифровой схемой, и тогда требования к фильтру, расположенному
на выходе умножителя, могут свестись к требованиям к фильтру первого порядка, и его задача будет заключаться в подавлении высокочастотных образов
полосы пропускания цифрового фильтра (антиалиайсинговый фильтр).
Требования к усилителю низкой частоты определяются необходимым коэффициентом усиления полезного сигнала. Часто значение необходимого коэффициента усиления достигает нескольких тысяч. Тогда на первое место вы73

ходят шумовые характеристики усилителя. В этом случае желательно ограничить полосу сигнала и на выходе УНЧ для подавления его внеполосного шума.
Изменение уровня полезного сигнала в зависимости от условий распространения радиоволн может потребовать применения схемы автоматической
регулировки усиления (АРУ). Эта схема будет рассмотрена нами в последующих главах.
В рассмотренной на рисунке 2.15 схеме, требуется обеспечить точную
синхронизацию сигнала гетеродина и принимаемого сигнала. Это выполнить
достаточно сложно. Кроме того, следует учитывать тот момент, что исходный
сигнал может содержать информацию, заложенную в фазе высокочастотного
сигнала, поэтому для того, чтобы не потерять ее, необходимо в качестве сигнала гетеродина формировать сигнал комплексной экспоненты, или, иначе говоря, синусоидальный и косинусоидальный сигнал одновременно:

Ae jt  I cos(t )  jQ sin(t ) .

(2.22)

Так как приращение фазы в сигнале может быть как положительным, так и
отрицательным, то в нем могут присутствовать как положительные, так и отрицательные частоты (рисунок 2.14). Эта ситуация иллюстрируется рисунком 2.17.
Q
Направление приращения фазы при
отрицательной
частоте

Направление приращения фазы при
положительной
частоте

I

Рисунок 2.17. Направление вращения вектора фазы при положительной
и отрицательной частотах
Для переноса спектра исходного сигнала в область низких частот в данном
случае потребуется два умножителя сигналов. В результате на выходе схемы
будет сформировано два квадратурных сигнала I и Q. Радиоприемник, построенный по такому принципу, называется приемником прямого преобразования.
Его структурная схема приведена на рисунке 2.18.

74

Смеситель ФНЧ

УНЧ
I

Демодулятор
(решающее
устройство)
Демодулированный
сигнал

Гетеродин.
Q

Рисунок 2.18. Структурная схема приемника прямого преобразования
В этой схеме подавление частот соседнего канала осуществляется фильтрами низкой частоты, которые расположены сразу после частотных преобразователей (умножителей). После подавления помех осуществляется основное
усиление принимаемого сигнала. Окончательное демодулирование принятого
сигнала производится схемой цифровой обработки сигналов, которая может
быть выполнена либо на сигнальном процессоре (СП), либо на программируемой логической схеме (ПЛИС).
Для построения фильтра нижней частоты с той же крутизной ската частотной характеристики требуется в два раза меньше элементов по сравнению с полосовым фильтром, поэтому, с математической точки зрения, эта схема является идеальной при построении радиоприемников.
Схема прямого преобразования позволяет легко строить многодиапазонные приемники. Для перехода с одного диапазона на другой достаточно сменить частоту гетеродина и переключить входной фильтр. Это очень удобно для
реализации одновременно GSM, GPRS и 3G приемников.
К сожалению, в настоящее время очень трудно реализовать умножители с
достаточно большим динамическим диапазоном и только по мере развития
технологий эта схема постепенно становится все более распространенной и с ее
помощью удается реализовывать все более высококачественные приемники.
Если бы в схеме приемника прямого преобразования удалось реализовать
идеальный умножитель, то больше никакого блока на входе синхронного детектора не требовалось. К сожалению это не так. Поэтому на входе умножителя
приходится ставить полосовой фильтр, от которого требуется уменьшить количество мешающих сигналов, поступающих на вход синхронного детектора. Это
позволяет приблизить его свойства к свойствам идеального умножителя. Тем не
менее, требования к полосовому фильтру получаются значительно ниже по
сравнению с требованиями, если бы полосовой фильтр должен был выполнять
подавление соседнего канала.
2.2.3. Приемник прямого усиления
Мы определили что, для увеличения чувствительности детекторного приемника можно применить принцип прямого преобразования частоты. Однако в
этом случае часть выходного колебания (компоненту спектра с удвоенной ча75

стотой сигнала) приходится подавлять. Это означает, что мощность полезного
сигнала на выходе умножителя (смесителя) будет в два раза меньше мощности
сигнала на входе. Иными словами, коэффициент передачи смесителя не может
превышать –3 дБ. В реальных схемах ситуация хуже за счет потерь в элементах
умножителя. Активный умножитель (умножитель с усилением) ситуацию в
корне не меняет, так как он усиливает не только сигнал, но и шум, а значит, коэффициент шума будет в лучшем случае останется точно таким же.
Для увеличения чувствительности радиоприемника (уменьшения коэффициента шума приемника) между входом синхронного детектора и выходом
входного устройства приемника размещают малошумящий усилитель высокой
частоты (УВЧ). Его коэффициент усиления рассчитывается по следующей
формуле:

K УВЧ 
где

U дет
U a  K Вх.устр. ,

(2.23)

U дет

–

напряжение на входе синхронного (квадратурного) детектора;

Ua

–

напряжение на выходе антенны;

K Вх.устр.

– коэффициент передачи входного устройства.

Структурная схема приемника прямого усиления с квадратурным детектором, способным принимать сигнал с любым видом модуляции, приведена на
рисунке 2.19.
УРЧ

ФНЧ

УНЧ
I

Входное
устройство

Квадратурный
демодулятор

Гетеродин.

РУ

Демодулированный
сигнал

Q

Рисунок 2.19. Структурная схема приемника прямого усиления
с квадратурным детектором
Применение усилителя высокой частоты позволяет поднять чувствительность приемника до нескольких десятков микровольт. Здесь следует заметить,
что схема, приведенная на рисунке 2.19, может быть определена и как схема
прямого усиления, и как схема прямого преобразования. Все зависит от того,
76

какой каскад будет определять избирательность по соседнему каналу и где будет сосредоточено основное усиление.
Если в схеме, приведенной на рисунке 2.18, основное усиление определяется усилителем низкой частоты, а избирательность по соседнему каналу обеспечивается ФНЧ на выходе квадратурного детектора, то эту схему рассматривают как приемник прямого преобразования. Выбор частотных параметров
блоков схемы иллюстрируется рисунком 2.16.
Если же основная избирательность радиоприемника по соседнему каналу и
его основное усиление, сосредоточено до квадратурного детектора, то ее рассматривают как приемник прямого усиления. В этом случае частотные параметры схемы радиоприемника выбираются в соответствии с рисунком 2.20.

АЧХ входного
устройства

АЧХ ФНЧ
0

fрк= fг

f

Рисунок 2.20. Требования к характеристикам фильтров приемника
прямого усиления
Так как в этом случае избирательность приемника по соседнему каналу и
его чувствительность определяются входным устройством и практически не зависят от параметров квадратурного детектора, то схему приемника прямого
усиления можно представить в виде, показанном на рисунке 2.21.
Детектор

УРЧ

демодулированный сигнал

Входное устройство

Рисунок 2.21. Структурная схема приемника прямого усиления
Требования к фильтру низкой частоты квадратурного детектора в данной
схеме значительно снижаются по сравнению со схемой прямого преобразования. Здесь фильтр низкой частоты должен подавить составляющие удвоенной
частоты принимаемого радиосигнала и не исказить полезный сигнал.
В наихудшем случае (при приеме частоты 30 кГц) расстройку мешающей
частоты относительно верхней частоты полезного сигнала можно определить
следующим образом:



fр
fв



30кГц
 3,3
9кГц
,
77

(2.24)

и в этом случае расчет фильтра низкой частоты (ФНЧ) выполняется точно
так же, как мы рассматривали в главе посвященной приемнику прямого преобразования.
Частотные параметры радиотракта приемника прямого усиления определяются рисунком 2.22. На этом рисунке показан спектр рабочего канала и спектры двух соседних радиоканалов. Полосовой фильтр входного устройства приемника прямого усиления не должен искажать полезный сигнал и при этом подавлять спектр соседних каналов.
АЧХ полосового фильтра

fск= fр – 3 fв

fск= fр + 3 fв

fр

f

Рисунок 2.22. Частотные параметры радиотракта приемника прямого усиления
Известно, что расчет полосового фильтра ведется через расчет ФНЧ фильтра-прототипа. Для случая приемника прямого усиления требования к фильтрупрототипу полностью совпадают с требованиями к фильтру приемника прямого преобразования. Воспользовавшись результатами расчета ФНЧ приемника
прямого преобразования (подавление соседнего канала 60 дБ) можно определить, что потребуется полосовой фильтр не менее седьмого порядка.
Теперь определим, до какой максимальной частоты входного сигнала
можно применять схему прямого усиления. Известно, что конструктивную
добротность контура трудно получить больше 200. Учитывая, что у фильтра
Баттерворта седьмого порядка добротность контура с наибольшей добротностью отличается от добротности контура с наименьшей добротностью в пять
раз, то для определения максимальной частоты воспользуемся добротностью:
Qmin 

Qmax 200

 40
5
5
.

(2.25)

Добротность контура определяется по следующей формуле:

Q

f
f .

(2.26)

Тогда максимальная рабочая частота для системы связи, использующей
сигналы с полосой частот 9 кГц, может быть определена из следующего выражения:
f  Q  f  40  9кГц  360кГц .
78

(2.27)

Это означает, что область применения приемников прямого усиления
ограничивается длинноволновым диапазоном. Радиолюбители применяют приемники прямого усиления и в средневолновом диапазоне, но это достигается за
счет уменьшения подавления соседнего канала. Для систем профессиональной
связи это неприемлемо.
Коэффициент усиления усилителя радиочастоты в схеме прямого усиления
ограничивается внеполосными помехами, которые могут попасть на его вход и
вызвать перегрузку. Приемники, собранные по схеме прямого усиления обычно
разрабатываются на прием одной определенной частоты. Это обусловлено
сложностью разработки перестраиваемого полосового фильтра. Принимаемая
приемником прямого усиления частота определяется частотой настройки фильтра входного устройства.
2.2.4. Супергетеродинный приемник
Основным недостатком приемника прямого усиления является сложность
перестройки с одной частоты на другую. Выполнить фильтр со стабильными
параметрами при его перестройке в диапазоне частот практически невозможно.
При усилении высокочастотного сигнала тоже возникают определенные
трудности. Чем выше частота принимаемого сигнала, тем сложнее выполнить
усилитель высокой частоты. Его широкополосность тоже приводит к определенным трудностям. Естественно, при развитии микроэлектроники цена этих
затрат постепенно снижается, но одновременно осваиваются все более высокочастотные диапазоны.
В качестве второго и, пожалуй, основного недостатка приемника прямого
усиления можно назвать необходимость построения перестраиваемого узкополосного фильтра, настраиваемого на рабочий сигнал. Требования к этому фильтру получаются противоречивыми. С одной стороны, этот фильтр должен
ослаблять соседний канал приема, а с другой стороны не искажать принимаемый сигнал. В результате при необходимости перестройки частоты требуется
изменять относительную полосу пропускания фильтра.


f пс
f пс

(2.28)

Да и даже в том случае, когда приемник разрабатывается на одну фиксированную частоту, очень трудно обеспечить параметры узкополосного фильтра.
На частоте 450 МГц очень трудно (практически невозможно) обеспечить полосу пропускания 10 кГц при полосе непропускания 25 кГц.
Для того чтобы решить эту проблему, стали разбивать задачу на два этапа
– перестройка по диапазону частот, и избирательность по соседнему каналу.
Для перестройки по частотному диапазону стали использовать перенос спектра
на определенную (обычно достаточно низкую) промежуточную частоту. Перенос спектра осуществляется при помощи следующего тригонометрического
преобразования:
79

sin α  sin β 

1
(cos (α  β )  cos (α  β )) ,
2

(2.29)

тогда напряжение на выходе перемножителя, который часто называется
смесителем, будет записываться:
U см  sin(c  t  )  sin(г  t ) 

1
(cos((c   г )  t  )  cos((c  г )  t  ))
2
.
(2.30)

Узкополосный полосовой фильтр на выходе умножителя легко подавляет
одну из этих компонент. Оставшаяся частотная компонента выходного сигнала
называется промежуточной частотой. Обычно на выходе смесителя выделяется
разностная компонента. В этом случае на входе усилителя промежуточной частоты (УПЧ) формируется сигнал промежуточной частоты:
f пч  f с  f г .

(2.31)

Получается, что при помощи умножителя можно легко перемещать спектр
входного сигнала по частоте, изменяя частоту местного генератора – гетеродина. Приемники, выполненные по такой схеме, получили название супергетеродинов. Структурная схема радиоприемника, построенного по супергетеродинной схеме, приведена на рисунке 2.23.
УРЧ

Смеситель ФОИ

УПЧ Демодулятор

Демодулированный
сигнал

Гетеродин.
Рисунок 2.23. Структурная схема супергетеродинного радиоприемника
Для уменьшения требований к фильтру основной избирательности тракт
промежуточной частоты выбирается достаточно низкочастотным. Это позволяет обеспечить значительную относительную расстройку частоты соседнего канала по отношению к полосе принимаемого сигнала. Процесс перемещения частоты входного сигнала на промежуточную частоту иллюстрируется рисунком 2.24.

80

25 26 27 28 29

25

26 27

30

28 29 30

Рисунок 2.24. Перенос спектра на промежуточную частоту
Более того! Так как значение промежуточной частоты является фиксированным, то реализация полосового фильтра с фиксированными параметрами
является более простой задачей по сравнению с задачей реализации перестраиваемого полосового фильтра. В настоящее время полосовые фильтры промежуточной частоты выполняются в виде пьезоэлектрических (кварцевых или керамических) или электромагнитных фильтров.
К сожалению, промежуточная частота может быть образована от двух различных каналов, разнесенных по частоте. При этом промежуточная частота
формируется следующими уравнениями:

f пч  f зк  f г
f пч  f г  f c .

(2.32)

Это приводит к тому, что приемником могут одновременно приниматься
сразу два частотных канала, отстоящих друг от друга на величину 2fпч. Один из
этих каналов называется рабочим каналом, а другой – зеркальным. Какой из
каналов будет считаться рабочим, а какой зеркальным, определяет разработчик
структурной схемы приемника. Описанная ситуация иллюстрируется рисунком 2.25.

fпч

fпч

fрк

fпч

fг

fзк

Рисунок 2.25. Процесс образования зеркального канала
81

f

Единственный способ избавиться от зеркального канала – это подавить его
сигнал до входа смесителя. Все блоки структурной схемы, расположенные от
антенны до смесителя частот, называются входной цепью радиоприемника.
Степень подавления зеркального канала зависит от избирательности входной
цепи и отстройки зеркального канала относительно частоты принимаемого полезного сигнала:

 зк 

f зк  f рк
f рк

.

(2.33)

Требования к избирательности полосового фильтра входной цепи супергетеродинного приемника значительно ниже требований к полосовому фильтру
приемника прямого усиления. Это связано с тем, что зеркальный канал отстроен от принимаемой частоты значительно дальше соседнего канала. Чем выше
выбирается значение промежуточной частоты, тем ниже будут требования к
полосовому фильтру входной цепи. При этом будут возрастать требования к
полосовому фильтру промежуточной частоты. Конкретный выбор значения
промежуточной частоты позволяет оптимизировать требования, как к тракту
промежуточной частоты, так и требования к входной частоте.
Позднее, при описании принципов работы преобразователей частоты, мы
познакомимся со смесителями, способными подавлять зеркальный канал. В ряде случаев это схемотехническое решение может позволить уменьшить конкретное значение промежуточной частоты, увеличить глубину подавления зеркального канала или расширить диапазон частот, в котором может быть применена схема супергетеродинного приемника с одним преобразованием частоты.
Еще одним фактором, который приходится учитывать при разработке
структурной схемы супергетеродинного радиоприемника является частотная
зависимость сопротивления нагрузки смесителя, т. к. обычно в качестве его
нагрузки применяется полосовой фильтр. В результате компоненты спектра
выходного тока смесителя, далеко отстоящие от полосы пропускания полосового фильтра, могут увеличиваться из-за более низкого сопротивления нагрузки, а
соответственно оказывать большее влияние на нелинейные параметры радиоприемного устройства в целом.
Для борьбы с этим явлением применяются два решения. Одно из них заключается в применении специальной LC схемы, выравнивающей входное сопротивление фильтра промежуточной частоты по диапазону частот. Второе –
применяется буферный усилитель. Усиления от этого усилителя обычно не
требуется, основная его задача – обеспечить постоянное сопротивление в широкой полосе частот. Иногда этот усилитель применяется для компенсации потерь в фильтре промежуточной частоты. Это позволяет снизить уровень шумов
главного тракта приема в приемопередающем устройстве.
При расчете структурной схемы очень важно правильно распределить коэффициенты усиления каждого блока. Как это уже обсуждалось выше, чувствительность приемника определяется уровнем шума каждого из каскадов, однако
82

наибольшее влияние на этот параметр оказывает первый каскад приемника. Для
того чтобы последующие каскады не оказывали существенного влияния на чувствительность приемника, можно поднять усиление первого каскада, однако
это приведет к возрастанию интермодуляционных искажений, поэтому в большинстве случаев приходится ограничиваться компенсацией потерь в последующих каскадах.
Пример распределения коэффициента усиления по каскадам супергетеродинного приемника приведен на рисунке 2.26.

–2дБ

K=+5дБ
Ш=0,9дБ
IIP3=18Дбм –2дБ

Керам. УРЧ
фильтр

K=+7дБ
Ш=0,9дБ
IIP3=18Дбм –6дБ

УРЧ

K=+7дБ
Ш=0,9дБ
IIP3=18Дбм

Гетеродин.

–6дБ

K=+100дБ
Ш=0,9дБ
IIP3=18Дбм

ПАВ УПЧ
Буф. усилитель Демодулятор
Смеситель

Рисунок 2.26. Структурная схема супергетеродинного радиоприемника
На данной схеме видно, что полезный сигнал то ослабляется фильтрами, то
его уровень снова поднимается усилителями промежуточной частоты. При этом
уровень полезного сигнала стараются поддерживать достаточным для того,
чтобы не нужно было учитывать коэффициент шума промежуточных усилителей или смесителя.
Разработка структурной схемы является ответственным этапом проектирования радиоприемного устройства. В каждом конкретном случае приходится
учитывать особенности принимаемого сигнала и требования к параметрам
устройства в целом.
2.2.5. Супергетеродинный приемник с двойным преобразованием частоты
Чем выше частота полезного сигнала, тем меньше получается расстройка
зеркального канала  зк при том же самом значении промежуточной частоты. В
результате при приеме высоких частот возникает противоречие между требованием уменьшить промежуточную частоту для облегчения подавления соседнего канала фильтром промежуточной частоты и требованием увеличить промежуточную частоту для облегчения подавления зеркального канала в полосовом
фильтре входной цепи. В этом случае применяют двойное преобразование частоты.
При двойном преобразовании частоты сначала переносят группу каналов
на первую промежуточную частоту, выделяют ее фильтром первой промежуточной частоты, а затем окончательно выделяют рабочий канал на второй промежуточной частоте. Этот процесс иллюстрируется частотной диаграммой,
приведенной на рисунке 2.27.

83

АЧХ ФОИ

АЧХ ФПЧ1

25 26 27 28 29 30
f

fр
25 26 27 28 29 30
fпч1

f

25 26 27 28 29 30
fпч2

f

Рисунок 2.27. Перенос спектра рабочего канала
при двойном преобразовании частоты
На этом рисунке полезный сигнал с частотой fр сначала переносится на
первую промежуточную частоту fпч1. Значение первой промежуточной частоты
выбирается достаточно большим, для того чтобы облегчить подавление зеркального канала fзк1 фильтром преселектора.
На первой промежуточной частоте fпч1 невозможно обеспечить подавление
помех по соседнему каналу, поэтому коэффициент усиления тракта первой
промежуточной частоты стараются выполнить минимально необходимым для
компенсации потерь мощности принимаемого сигнала в фильтре ФПЧ1 и, если
необходимо, потерь смесителя во втором преобразователе частоты. Это позволяет не увеличить уровень шумов на выходе приемника. Основная задача
тракта первой промежуточной частоты – подавить зеркальный канал fзк2,
который образуется во втором смесителе.
Структурная схема супергетеродинного приемника с двойным преобразованием частоты полезного сигнала приведена на рисунке 2.28.
K=+5дБ

fрк Ш=0,9дБ

См IIP3=18Дбм
УРЧ
Смеситель 1

–6дБ

fпч1

–2дБ

K=+5дБ
Ш=1,9дБ
IIP3=0Дбм

Демодулированный
сигнал

ФОИ

ФПЧ УПЧ1
fг1

Гетеродин 1

–4дБ

+6дБ

K=+100дБ
Ш=0,9дБ
IIP3=–3Дбм

fг2

УПЧ2 ДемодуСмеситель 2 лятор

Гетеродин 2

Рисунок 2.28. Структурная схема супергетеродинного радиоприемника
с двойным преобразованием частоты

84

В схеме супергетеродина с двойным преобразованием частоты перестраиваемым выполняется только первый гетеродин. В качестве такого гетеродина
обычно применяется синтезатор дискретной сетки частот. Второй гетеродин
может быть выполнен на фиксированную частоту. Это позволяет фильтр промежуточной частоты ФПЧ1 проектировать на фиксированную частоту, тем самым упростив его реализацию.
В схеме супергетеродинного приемника с двойным преобразованием частоты приходится точно так же тщательно рассчитывать параметры каждого
блока, как и в рассмотренной ранее схеме супергетеродинного приемника. Благодаря тому, что требования к динамическому диапазону второго преобразователя частоты ниже требований к первому смесителю, второй преобразователь
частоты может быть выполнен на транзисторах по схеме смесителя с подавлением зеркального канала.
При приеме цифровых видов сигнала приходится учитывать положение
частоты первого и второго гетеродинов (выше или ниже частоты входного сигнала), так как это может привестик изменению направления вращения вектора
квадратурного сигнала.
В приемниках узкополосного сигнала с достаточно высокой несущей частотой в ряде случаев приходится использовать не только двойное преобразование частоты, но и тройное. При этом принципы формирования требований к
дополнительным блокам не отличаются от рассмотренных ранее для супергетеродинного приемника с двойным преобразованием частоты.
2.3. Аналоговая реализация цифровых радиостанций

При одновременной работе приемника и передатчика в системах мобильной радиосвязи и сотовых телефонах возникают вопросы электромагнитной
совместимости этих узлов. Если выходной сигнал с выхода передатчика попадет на вход своего приемника, то он может не просто сделать невозможным
прием каких-либо станций, но и вывести из строя входные каскады приемника.
По этой причине встают вопросы подавления сигнала собственного передатчика на входе радиоприемного устройства. В зависимости от вида мобильной сети эти решения могут изменяться
2.3.1. Входные цепи
Входные цепи предназначены для согласования сопротивлений антенны и
первого каскада радиоприемного устройства. Кроме того, этот блок, как уже
обсуждалось в предыдущей главе, осуществляет предварительную фильтрацию
принимаемого сигнала, позволяя тем самым расширить динамический диапазон
всего радиоприемного устройства в целом. Конкретная схема и конструкция
входной цепи зависит от частотного диапазона, коэффициента перестройки и
назначения радиоприемного устройства.

85

Антенные коммутаторы

УПЧ

УРЧ

Синт.

Синт.

Блок цифровой обработки
сигнала

АК

НО

УПЧ

+

Синт.

УМ

Сигнал обратной связи

Рисунок 2.29. Структурная схема симплексной цифровой радиостанции
На этом рисунке АК – это антенный коммутатор, НО – направленный
ответвитель, а синт. – синтезатор частот, применяемый в качестве гетеродина.
В качестве ключей в антенных коммутаторах обычно применяются высокочастотные диоды. При этом применяется как последовательное, так и параллельное включение диодов. На рисунке 2.30 приведен пример принципиальной
схемы антенного коммутатора.

Рисунок 2.30. Принципиальная схема антенного коммутатора
86

На этой схеме диоды V6 и V7 замыкают мощность передатчика на корпус,
а индуктивности L8, L9 являются последовательными сопротивлениями, на которых осуществляется падение напряжения сигнала передатчика. Диод V5, в
свою очередь, запирается в режиме приема и устраняет влияние выходных цепей передатчика на параметры радиоприемного устройства.
В настоящее время существуют интегральные версии антенных коммутаторов, способные выдерживать мощность передатчика до 40 дБм. В качестве
примера можно назвать MASW-007813 фирмы M/A-COM. Чертеж корпуса данной микросхемы приведен на рисунке 2.31.

Рисунок 2.31. Чертеж корпуса антенного коммутатора MASW-007813
2.3.2. Дуплексоры
При одновременной работе приемника и передатчика мобильного или стационарного терминала с одной приемо-передающей антенной возникают вопросы электромагнитной совместимости этих узлов. Если выходной сигнал с
выхода передатчика попадет на вход своего приемника, то он может не просто
сделать невозможным прием каких-либо удаленных радиостанций, но и вывести из строя входные каскады приемника.
По этой причине встают вопросы подавления сигнала собственного передатчика на входе радиоприемного устройства. Это выполняется при помощи
дуплексного фильтра. Дуплексный фильтр (дуплексор или диплексор) представляет собой два полосовых фильтра, настроенные на различные частоты, соединенные между собой. Полосовой фильтр, включенный на выходе передатчика, настраивается так, чтобы пропускать весь диапазон допустимых частот
передатчика. Полосовой фильтр, включенный на входе приемника, настраивается так, чтобы пропускать весь допустимый диапазон частот приемника. В результате сигнал с выхода передатчика может свободно проходить на антенну,
но при этом он будет подавляться на входе приемника. Структурная схема дуплексной радиостанции с цифровыми видами модуляции приведена на рисунке 2.32.
87

УПЧ

УРЧ

Синт.
ДФ
Синт.

НО

УМ

УПЧ
УПЧ

Блок
цифровой
обработки
сигнала

+

Синт.

Синт.
Сигнал обратной связи

Рисунок 2.32. Структурная схема дуплексной цифровой радиостанции
Учитывая, что полосовой фильтр не может быть реализован со строго прямоугольной амплитудно-частотной характеристикой, между диапазоном частот
передатчика и диапазоном частот приемника вводится защитный интервал, который называется дуплексным разносом частот. Чем выше частотный диапазон
системы мобильной связи, тем больше применяется дуплексный разнос частот.
Например, для систем сотовой связи GSM900 или CDMA применяется дуплексный разнос частот 45 МГц, а для системы GSM1800 – уже 140 МГц.
Амплитудно-частотные характеристики дуплексора приведены на
рисунке 2.33.
АЧХ полосового фильтра
передатчика

АЧХ полосового фильтра
приемника

fр

fск= fр + 3 fв fр

fск= fр – 3 fв

Рисунок 2.33. Амплитудно-частотные характеристики дуплексора

88

f

Дуплексоры могут быть выполнены в различном конструктивном виде.
Они могут быть выполнены как в виде LC фильтра с сосредоточенными параметрами (для диапазонов частот 160, 330 или 450 МГц), так и в виде микрополосковых фильтров. В настоящее время для систем мобильной связи получили
распространение фильтры, реализованные на поверхностных акустических
волнах или керамические фильтры. То, что дуплексоры не требуют перестройки по частоте, позволяет применять эти технологии.
В настоящее время для систем мобильной связи рядом фирм выпускаются
керамические дуплексоры, позволяющие сократить габариты сотового аппарата. Пример конструктивного исполнения дуплексора приведен на рисунке 2.34.

Рисунок 2.34. Пример конструктивного исполнения дуплексора
2.3.3. Распределители мощности сигнала
При проектировании базовой станции или ретранслятора следует учитывать то обстоятельство, что антенна значительно удалена от входа радиоприемного устройства. Для соединения антенны с радиоприемным устройством приходится применять антенный фидер, который обладает потерями. Пример взаимного расположения антенны и приемо-передающего оборудования базовой
станции приведен на рисунке 2.35.

89

Антенна базовой
станции

Антенный фидер
Приемопередающее
оборудование

Рисунок 2.35. Взаимное расположение антенны
и приемо-передающего оборудования базовой станции
Конечно, потери антенного фидера можно было бы скомпенсировать усилителем, расположенным непосредственно на его входе, однако при этом возникает ряд трудностей. Первая – как подвести питание к блоку, расположенному на верхушке мачты? Вторая – как осуществлять обслуживание и ремонт
данного блока. Эти трудности значительно возрастают в зимнее время. Поэтому экономически выгоднее компенсировать потери фидера при помощи коэффициента усиления антенны.
При проектировании радиоприемных устройств базовых станций в системах мобильной связи возникает требование распределять энергию сигнала с
выхода приемной или приемно-передающей антенны на входы нескольких радиоприемников. Это производится при помощи делителей мощности (сплиттеров). Проблема заключается в том, что при делении мощности радиосигнала
ухудшается отношение сигнал/шум на выходе радиоприемных устройств, поэтому обычно деление мощности осуществляется в несколько этапов.
Коэффициент передачи распределителя мощности на два выхода не может
быть значение лучше –3 дБ. Поэтому на его входе обычно ставится малошумящий усилитель, как это показано на рисунке 2.36.

90

К приемнику 1
3 дБ

6 дБ

К приемнику 2
3 дБ
К приемнику 3
3 дБ
К приемнику 4

Рисунок 2.36. Структурная схема дивайдера входного сигнала
В приведенной схеме малошумящий усилитель увеличивает уровень входного сигнала на 6 дБ. Затем выходной сигнал этого усилителя делится между
четырьмя входами радиоприемных устройств. Естественно, что все каналы радиоприемных устройств должны находиться в полосе пропускания данного малошумящего усилителя.
Делители мощности выполняются обычно на трансформаторах или на
микрополосковых линиях, но даже если в делителе мощности применен трансформатор, его намотка производится проводниками со строго определенным
волновым сопротивлением. Пример схемы делителя мощности сигнала на четыре несимметричных выхода приведена на рисунке 2.37.
Z=50 Ом
Вход 50 Ом

Выход 50 Ом
100 Ом

Z=25 Ом
50 Ом

Z=25 Ом

Выход 50 Ом
Выход 50 Ом
100 Ом

Z=50 Ом

Выход 50 Ом

Рисунок 2.37. Схема делителя мощности на четыре несимметричных выхода
В этой схеме указаны волновые сопротивления микрополосковых линий
для случая входного и выходных сопротивлений, равных 50 Ом. Применение
обмоток в виде линии передачи с определенным волновым сопротивлением
имеет принципиальное значение. Вопросы расчета делителей мощности подробно рассмотрены в [Рэд].
В настоящее время делители мощности входного сигнала выпускаются рядом фирм в виде готовых модулей. В качестве примера можно назвать такие
фирмы как Ikusi, RTM, Rexant. Пример внешнего вида готовых модулей сплиттеров показан на рисунке 2.38.

91

Рисунок 2.38. Внешний вид модулей делителей мощности
входного сигнала (сплиттеров)
Подобные делители мощности обладают хорошими характеристиками и
применяются в стандартных стойках базовых станций для подключения радиоприемных устройств, выполненных в виде отдельных блоков к одной приемопередающей антенне.
Для малогабаритных устройств в настоящее время разработаны делители
мощности входного сигнала в интегральном исполнении. В качестве примера
можно назвать ADP-2-1W и AD4PS-1 фирмы Mini-Circuits. Внешний вид этих
микросхем приведен на рисунке 2.39.

Рисунок 2.39. Внешний вид делителей мощности входного сигнала
в интегральном исполнении
Именно такой вариант исполнения делителей мощности позволяет проектировать и производить наиболее малогабаритные многоканальные радиоприемные устройства.
2.3.4. Входной фильтр
Входной фильтр является одним из важнейших узлов радиоприемного
устройства. Как это было показано в предыдущих главах, в системах связи с
большим отношением верхней рабочей частоты к нижней рабочей частоте этот
фильтр должен перестраиваться по частоте. Перестройку по частоте можно
осуществить в LC фильтрах. Чем более сложный фильтр будет применен в качестве входного фильтра, тем выше удастся получить качество радиоприемного
92

устройства, однако при этом возникают проблемы с одновременным изменением частоты настройки контуров, изменения их добротности и обеспечения необходимой глубины связи между этими контурами.
Чаще всего в качестве полосового перестраиваемого фильтра применяется
система из двух связанных контуров. В особо ответственных схемах ставится
трехконтурный фильтр. В этом случае удается получить достаточно крутой
скат амплитудно-частотной характеристики и не требовать изменения глубины
связи между контурами.
Обычно перестройка контуров фильтра по частоте осуществляется при помощи изменяемой емкости. Это позволяет увеличивать добротность контура
при увеличении частоты настройки контура и, тем самым, сохранять одинаковую полосу пропускания фильтра при перестройке по частоте.
Для того чтобы убедиться, что полоса пропускания одиночного контура
сохраняется постоянной при перестройке по частоте при помощи емкости, обратимся к формуле определения добротности:
Q

f0
f
 f 3дБ  0 .
f 3дБ
Q

(2.34)

Теперь выразим добротность через отношение реактивного и активного
сопротивления контура:
Q


,
r

(2.35)

где реактивное сопротивление контура определяется следующим образом:


L
.
C

(2.36)

В результате можно сделать вывод, что добротность контура при увеличении его частоты настройки уменьшением емкости конденсатора будет увеличиваться пропорционально корню из емкости.
Формула для частоты настройки контура зависит от изменения емкости
конденсатора подобным образом:

f0 

1
2 LC

,

(2.37)

а, значит, отношение частоты настройки контура и добротности, определяющее его полосу пропускания, будет постоянным.
В качестве переменной емкости удобнее всего применять варикап. Так как
при перестройке частоты настройки контуров в фильтре глубина связи между
ними не должна изменяться, то между контурами применяется индуктивная
93

связь. Один из вариантов принципиальной схемы входного перестраиваемого
фильтра приведен на рисунке 2.40.

Рисунок 2.40. Принципиальная схема входного фильтра приемника
В данной схеме первый контур образуется элементами L1, C1, V1, …, V4, а
второй контур – элементами L3, C5, V5, …, V8. Глубина связи между контурами определяется величиной индуктивности L2. В системах мобильной связи,
работающей в УКВ диапазоне, отношение верхней рабочей частоты к нижней
рабочей частоте не превышает 1,2, поэтому коэффициент перестройки, определяемый варикапами приходится уменьшать при помощи дополнительного конденсатора С1.
Настройку контуров обычно делают независимо. Это позволяет учесть индивидуальность вольт-фарадных характеристик варикапов. Конденсатор С2
позволяет разделить постоянные управляющие напряжения, поступающие на
варикапы V1, …, V4 и V5, …, V8.
В системах сотовой связи, отношение верхней рабочей частоты к нижней
рабочей частоте не превышает 1,04, т. е. ширина всего рабочего диапазона частот составляет всего 4% от средней частоты диапазона. Это позволяет отказаться от перестройки входного фильтра по частоте и выполнить фильтр в виде
полосового фильтра с постоянными параметрами.
В качестве примера на рисунке 2.41 приведен внешний вид приемного
фильтра SAFEA942MFL0F00 фирмы Murata, выполненного на поверхностных
акустических волнах.

94

Рисунок 2.41. Внешний вид приемного фильтра
Амплитудно-частотная характеристика этого фильтра приведена на рисунке 2.42. Фильтр SAFEA942MFL0F00 предназначен для работы в качестве входного фильтра приемника мобильного аппарата в системе связи GSM900.

Рисунок 2.42. АЧХ входного фильтра приемника GSM900

95

2.3.5. Керамические фильтры СВЧ
В диапазоне СВЧ в качестве входных фильтров или дуплексоров широко
применяются микрополосковые фильтры. Принцип работы этих фильтров заключается в том, что в качестве схемы второго порядка, формирующей полюс
АЧХ, применяются четвертьволновые резонаторы. Эти резонаторы связаны
между собой электромагнитным полем. На рисунке 2.43 приведены фотографии
печатных плат основных типов микрополосковых полосовых фильтров. В качестве материала подложек используется поликор ВК-100 (ε = 9,8).

Рисунок 2.43. Топологии основных типов полосовых фильтров
на керамической подложке
Основные электрические характеристики керамических фильтров СВЧ,
производимых НПФ "Микран", (центральная частота настройки f0, ширина полосы пропускания Δf, затухание на центральной частоте a0 и коэффициент
прямоугольности по уровню NдБ KП(NдБ)), а также размеры подложек приведены в таблице 2.1.
Таблица 2.1. Основные электрические характеристики микрополосковых
фильтров на керамической подложке
Тип фильтра

f0, ГГц Δf, ГГц a0, дБ

KП(NдБ)

Размер подложки, мм

MFPM-047050-01

4,85

0,3

1,5

3,5 (по уровню –20 дБ)

9×9

MFPM-047050-02

4,85

0,3

2,5

2,7 (по уровню –30 дБ)

13×9

MFPM-0812-01

10

4

1,5

2,0 (по уровню –40 дБ)

3,5×25

MFPM-362400-00

36,6

0,8

3,0

3,0 (по уровню –20 дБ)

2,5×13

В конструкции фильтра печатная плата, приведенная на рисунке 2.43, закрывается со всех сторон экраном. Это делается для борьбы с прямым прохождением сигнала на выход фильтра и для уменьшения влияния элементов конструкции на параметры фильтров. В качестве примера на рисунке 2.44 приведен внешний вид керамических полосовых фильтров, предлагаемых в [2].
96

Рисунок 2.44. Внешний вид керамических полосовых фильтров
Главный недостаток данного вида СВЧ фильтров – относительно низкая
добротность резонаторных элементов (Q ~ 200–250), вследствие чего узкополосные микрополосковые фильтры имеют достаточно большие потери в полосе
пропускания.
Для снижения потерь и уменьшения габаритов используются керамические
фильтры на диэлектрических резонаторах. В них вместо микрополосковых линий применяются резонаторы. Уменьшение размеров резонаторов достигается
за счет уменьшения длины волны при ее распространении в среде с диэлектрической постоянной ε. Чем большим ε обладает диэлектрик, тем меньше будут
размеры четвертьволнового резонатора.
По совокупности массо-габаритных параметров и электрических характеристик эти фильтры занимают промежуточное положение между устройствами
на полых металлических волноводах и на микрополосковых линиях. При этом
керамические фильтры СВЧ на диэлектрических резонаторах имеют наименьший габаритный индекс потерь [3].
Основными преимуществами этих фильтров являются: малые габариты
(~10×15×5 мм); небольшой вес (менее 5 г); широкий диапазон частот (от 0,8 до
10 ГГц); малые потери в полосе пропускания (от 0,1 до 4 дБ); механическая
прочность; широкий температурный диапазон (−60 ... +85°С); высокая надежность; возможность поверхностного монтажа. Кроме перечисленного следует
отметить способность этих фильтров пропускать значительные мощности, что
позволяет применять их там, где амплитудно-частотные характеристики ПАВфильтров "разваливаются".
Полосовые керамические фильтры можно реализовать в виде комбинации
отдельных одиночных резонаторов, которые связаны между собой магнитной
связью витков проводников, присоединенных к соседним резонаторам. Общий
вид одиночного керамического резонатора показан на рисунке 2.45.

97

Рисунок 2.45. Конструкция керамического резонатора
Резонатор представляет собой закороченную на конце экранированную
симметричную линию, длина которой близка к λ/4 (λ – длина волны). Торец
симметричной линии формирует емкость резонатора и является местом присоединения резонатора к фильтру. Керамический фильтр формируется из комбинации нескольких дискретных диэлектрических резонаторов с разной частотой,
добротностью и, соответственно, с разной длиной. Эквивалентная схема двухрезонаторного керамического фильтра приведена на рисунке 2.46.

Рисунок 2.46. Эквивалентная схема двухрезонаторного фильтра
Конструкция малогабаритных керамических многорезонаторных полосовых фильтров поверхностного монтажа приведена на рисунке 2.47.

Рисунок 2.47. Современная конструкция малогабаритного керамического
фильтра на основе дискретных резонаторов
Основные характеристики малогабаритных керамических фильтров на диэлектрических резонаторах различных фирм-производителей приведены в таблице 2.2.
98

Таблица 2.2. Основные электрические характеристики керамических фильтров
Название
фирмы
производителя

Наименование
фильтра

Средняя
частотаf0, МГц

Полоса пропускания
Δf, МГц

Вносимые
потериaвн, дБ

Габаритные
размеры,
мм

На основе дискретных резонаторов
Murata

DFCH22G45HDHAA

2450

100

1,0

14×10×4

Spectrum Control BPC3-2442-084SB
INC

2442

82

2,4

10×8×3

Моноблочная конструкция
Murata

DFCB32G45LBJAA

2450

100

3,2

3,6×3×1,6

Murata

DFCB35G77LAHAA

5775

100

3,0

4,1×4,1×1,6

Spectrum Control
INC

IBB2-2442-084SA

2442

82

2

3,7×4,25×2

Spectrum Control
INC

IDD2-5800-150SA

5800

150

2

4,2×3,4×2

Epcos

B69812N2337B313

2338

150

2

3,6×3×1,6

Epcos

B69842N5807A150

5800

150

1,3

3×2×1,6

RETEC-KORUS
Ltd

VF2450B2

2450

100

2

6,5×4,3×3

RETEC-KORUS
Ltd

VF5735B20M

5735

60

3

5×4×2,5

Ферит-Домен

M448.803

1601

45

1,2

10×9×5

2.3.6. Усилитель радиочастоты
Так как усилитель радиочастоты находится на входе радиоприемного
устройства, то его шумовые характеристики и динамический диапазон в основном определяют характеристики всего устройства в целом. Нелинейные свойства усилителя оцениваются характеристиками IP2 и IP3. Очень важным параметром является точка 1 дБ компрессии.
В связи с микроминиатюризацией современной элементной базой и связанной с ней миниатюризацией узлов радиоприемного устройства сейчас на
СВЧ возможно применение схемотехнических решений, которые ранее применялись на значительно более низких частотах. Это связано с тем, что размеры
блока относительно длины волны рабочего колебания становятся меньше одной
десятой длины волны и в результате при разработке этого блока можно пренебречь волновыми эффектами при распространении колебаний.
На высоких частотах наилучшими характеристиками обладает схема
включения транзистора с общей базой. В этой схеме транзистор обладает лучшей линейностью за счет внутренней обратной связи. Кроме того, расширяется
его частотная характеристика. Малая проходная емкость коллектор-эмиттер не
создает условия для паразитного самовозбуждения схемы усилителя. Пример
подобной схемы усилителя радиочастоты приведен на рисунке 2.48.

99

+Uп

C3

L2

вход

VT1

L1

L3
выход
R2

C1

C4

R1
C2

R3

Рисунок 2.48. Принципиальная схема усилителя радиочастоты
на транзисторе с общей базой
В данной схеме резисторы R1 … R3 реализуют эмиттерную стабилизацию
режима работы транзистора по постоянному току. Конденсатор C2 обеспечивает заземление базы транзистора по высокой частоте, а конденсатор C3 фильтрует цепи питания от помех. Дроссель L2 является нагрузкой коллектора транзистора VT1. Он пропускает ток питания в цепь коллектора VT1, но при этом развязывает источник питания по переменному току радиочастоты. Фильтры низкой частоты L1, C1 и C4, L3 обеспечивают трансформацию входного и выходного сопротивления транзистора в 50 Ом. Примененная схема фильтра низкой
частоты позволяет включить в его состав входную или выходную емкость транзистора. Входная емкость транзистора VT1 совместно с емкостью C1 образует
входной фильтр усилителя, а выходная емкость этого же транзистора совместно
с емкостью C4 образует выходной фильтр низкой частоты.
Еще одной распространенной схемой усилителей радиочастоты является
схема каскодного усилителя. В этой схеме последовательно соединяются два
транзисторных каскада – с общим эмиттером и с общей базой. Подобное решение позволяет дополнительно уменьшить значение проходной емкости усилителя. Наиболее распространенной схемой каскодного усилителя является схема
с гальванической связью между транзисторными каскадами. Пример схемы
каскодного усилителя радиочастоты, собранной на биполярных транзисторах,
приведен на рисунке 2.49.

100

+Uп

C4

L2
L3

R1
C2

выход

VT1
C5
R2

вход

L1

C3

VT2

C1
R3

R4 C6

Рисунок 2.49. Принципиальная схема каскодного усилителя радиочастоты
В данной схеме, точно так же как и в схеме, приведенной на рисунке 2.47,
применена схема эмиттерной стабилизации рабочей точки транзистора VT2.
Конденсатор C6 обеспечивает устранение отрицательной обратной связи на частоте принимаемого сигнала. В ряде случаев этот конденсатор не ставится для
увеличения линейности усилителя и для того, чтобы уменьшить коэффициент
усиления усилителя радиочастот.
Конденсатор C2 обеспечивает заземление базы транзистора VT1 по переменному току. Конденсатор C4 осуществляет фильтрацию источника питания
по переменному току. Резисторы R1, R2, R3 определяют рабочие точки транзисторов VT1 и VT2. Конденсатор C3 развязывает базовую цепь транзистора VT2
по постоянному току от предыдущего каскада (входного полосового фильтра).
Нагрузкой цепи коллектора по переменному току служит дроссель L2. Как и в
схеме усилителя радиочастоты с общей базой на входе и выходе каскодного
усилителя применены фильтры низкой частоты. Основное их назначение –
обеспечить трансформацию входного и выходного сопротивления в значение
50 Ом.
Обратите внимание, что для подведения входного напряжения и напряжения питания, а также снятия выходного усиленного напряжения достаточно
трех выводов схемы. Это позволяет выполнить усилитель в виде микросхемы
буквально с тремя выводами. Такие корпуса обладают минимальными габаритами, а это позволяет избежать волновых эффектов даже на достаточно высоких частотах рабочего сигнала.

101

В настоящее время схемы усилителей радиочастоты выпускаются рядом
фирм в виде готовых микросхем. Для примера можно назвать такие микросхемы как RF3827, RF2360 фирмы RFMD, ADL5521 фирмы Analog Devises,
MAALSS0038, AM50-0015 фирмы M/A-COM. В данных микросхемах применяются арсенид-галлиевые полевые транзисторы. Верхняя усиливаемая частота
может достигать значения 3ГГц. При этом коэффициент шума колеблется в
пределах от 1,2 до 1,5 дБ. Пример принципиальной схемы усилителя радиочастоты с применением интегральной микросхемы MAALSS0038 фирмы M/ACOM приведен на рисунке 2.50.
+Uп

C4

L2

вход

L1

C3

1 GND OUT/Vdd 6
5
2 GND
3 IN
4

L3

выход

C5

C1

Рисунок 2.50. Принципиальная схема усилителя радиочастоты
с применением интегральной микросхемы MAALSS0038
Радиочастотные сигналы в диапазоне от сотен мегагерц до единиц гигагеры можно усиливать только при условии очень малых габаритов микросхем и
тщательной проработки конструкции печатной платы. Именно поэтому все
фирмы производители усилителей радиочастот приводят примеры печатных
плат. Пример конструкции печатной платы усилителя радиочастоты, собранной
на микросхеме MAALSS0038 фирмы M/A-COM, приведен на рисунке 2.51.

102

Рисунок 2.51. Конструкция печатной платы усилителя радиочастоты
На плате явно просматривается применение микрополосковых линий для
подведения напряжения радиочастоты к микросхеме каскодного усилителя и
для передачи усиленного напряжения на следующий каскад. Габариты всех деталей, предназначенных для поверхностного монтажа минимальны. Это позволяет избежать волновых эффектов и значительно уменьшить паразитные параметры этих деталей.
Следует отметить, что часто между выходом усилителя радиочастоты и
входом преобразователя частоты часто ставят фильтр, подобный входному
фильтру, как это показано на рисунке … во второй главе. Он позволяет увеличить подавление побочных каналов, образующихся в преобразователе частоты.
Так как входное сопротивление фильтра и выходное сопротивление усилителя
радиочастоты равны 50 Ом, то их сопряжение обычно не вызывает проблем.
2.3.7. Смесители
Как уже мы рассматривали ранее, для переноса входной радиочастоты на
промежуточную частоту необходимо осуществить умножение входного сигнала на синусоидальное напряжение местного генератора (гетеродина). Устройства, осуществляющие умножение входного сигнала на сигнал местного генератора (гетеродина), получили название смесители. Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их эксплуатационные характеристики определяются
множеством параметров.
1. Диапазон рабочих частот.
Смесители могут быть построены в широком диапазоне частот, от очень
низких частот (практически от нулевой частоты) до десятков гигагерц. Серийно выпускаемые смесители имеют максимальную рабочую частоту от
103

2.

3.

4.

5.

6.

100 МГц до 2,5 ГГц. Диапазон рабочих частот является основным параметром, который определяет выбор типа смесителя.
Динамический диапазон.
Это одна из наиболее важных технических характеристик смесителя. Значительный рост числа работающих передатчиков и наличие других источников помех означает, что современные радиоприемники, как правило, работают в жесткой помеховой обстановке. Даже в случае, когда полезный
сигнал имеет очень малый уровень, от приемника требуется сохранение
своих характеристик в присутствии сильных мешающих сигналов.
Нижний предел динамического диапазона смесителя определяется его коэффициентом шума, в то время как верхний предел определяется уровнями
компрессии коэффициента передачи, интермодуляционных составляющих
и теплового разрушения.
Коэффициент шума.
Как правило, смесители имеют коэффициент шума в пределах от 6 до 20
дБ. Коэффициент шума пассивных смесителей численно равен потерям
преобразования. Коэффициент шума активных смесителей зависит от конфигурации схемы и типов применяемых в ней элементов.
Коэффициент передачи.
Доступность готовых усилителей, перекрывающих различные участки частотного диапазона, снимает требование наличия у смесителя какого-либо
усиления. В большинстве случаев, наличие больших вносимых потерь
преобразования смесителя также нежелательно, особенно при применении
пассивных смесителей. Активные смесители обеспечивают коэффициент
передачи в диапазоне от 1 до 4 … 17 дБ, в то время как пассивные смесители имеют типовое значение потерь преобразования от 5,5 до 8,5 дБ.
Уровень сигнала гетеродина.
Идеальный смеситель не должен быть чувствительным к уровню гетеродина, в реальном смесителе параметры гетеродина должны соответствовать его параметрам. Пассивные двойные балансные диодные смесители
требуют уровень гетеродина от +7 до +23 дБм. Активные смесители требуют уровень гетеродина в пределах от –20 до +30 дБм. Отсюда следует,
что разработка гетеродина самым тесным образом связана с выбранным
типом смесителя.
Развязка.
Развязка представляет собой параметр, характеризующий степень подавления паразитного прохождения сигнала, приложенного к одному из входов на оставшиеся выводы смесителя. Единственный сигнал, который
должен присутствовать на выходе смесителя – это сигнал промежуточной
частоты. Величина развязки зависит от того, является ли смеситель небалансным, простым балансным или двойным балансным. Небалансные смесители вообще не имеют развязки между выводами. Двойные балансные
смесители обеспечивают наилучшую развязку между всеми тремя выводами.
104

7. Согласование импедансов.
Все входы и выход смесителя должны быть тщательно согласованы с источниками сигналов и нагрузкой. В активных смесителях в результате рассогласования обычно снижается коэффициент усиления. Пассивные смесители особенно чувствительны к рассогласованию по выходу промежуточной частоты, в результате чего получаются большие потери преобразования и больший уровень паразитных продуктов преобразования. Независимо от того, какой смеситель применяется в системе, для реализации его
оптимальных параметров должно быть выполнено тщательное согласование его входов и выхода с соответствующими узлами приемника.
8. Простота.
Достаточно сложные системы трудно как разрабатывать, так и изготавливать. Применение меньшего числа деталей снижает стоимость, увеличивает надежность, облегчает техническое обслуживание и требует меньшего
количества запасных частей. Чрезмерно сложная схема приводит к значительному удорожанию оборудования, поэтому разработчики должны стремиться к получению максимальных характеристик при минимуме используемых деталей.
Принцип работы аналогового смесителя.
В радиоприемных устройствах операция умножения двух аналоговых сигналов осуществляется за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента. Пример вольтамперной характеристики нелинейного элемента приведен
на рисунке 2.52.
iд

Smax
Smin

U

Рисунок 2.52. Умножение двух аналоговых сигналов
за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента
105

В реальных схемах смесителей амплитуда сигнала местного генератора
(гетеродина) многократно превышает амплитуду входного сигнала, поэтому
динамическое сопротивление (или коэффициент передачи) нелинейного элемента можно рассматривать как функцию от напряжения гетеродина. Коэффициент передачи нелинейного элемента определяется по формуле:
S нэ 

i
U ,

(2.38)

поэтому крутизну можно рассматривать как производную от вольтамперной характеристики нелинейного элемента. На рисунке 2.45 показано, как будет
изменяться амплитуда входного сигнала при перемещении рабочей точки нелинейного элемента по вольтамперной характеристике напряжением гетеродина.
Напряжение на выходе смесителя можно определить следующим образом:
U вых  KU вх  Sнэ (U г ) RнUвх  U гU вх

(2.39)

Формула 5.2 показывает, что описанное изменение режима работы нелинейного элемента под действием напряжения гетеродина эквивалентно умножению входного сигнала на это напряжение. Если вольтамперная характеристика будет представлять собой квадратичную зависимость тока от напряжения, то производная от нее будет являться линейной функцией, и в этом случае
крутизна нелинейного элемента будет линейно зависеть от напряжения гетеродина, а значит, в смесителе не будут проявляться нелинейные искажения.
К сожалению, кроме описанного полезного преобразования, на выходе нелинейного элемента присутствуют и дополнительные компоненты спектра.
Прежде всего, это напряжение самого гетеродина и его гармоник. Ведь нелинейный элемент обладает и статическим коэффициентом передачи. То же самое
можно сказать и по отношению к входному сигналу. В случае квадратичной характеристики нелинейного элемента на его выходе будет присутствовать
напряжение первой и второй гармоник, как гетеродина, так и входного сигнала.
При обсуждении принципов работы супергетеродинного приемника мы
уже обсуждали, что для переноса спектра полезного сигнала на промежуточную частоту используется формула:
f пч  f с  f г

(2.40)

Однако в данной ситуации на нелинейном элементе присутствуют сигналы
гармоник входного сигнала и гетеродина. Промежуточная частота может образовываться не только первыми гармониками, но и гармониками более высоких
порядков. В результате формула (5.3) видоизменяется к следующему виду:
f пч  nf с  mf г

106

(2.41)

Это приводит к образованию дополнительных побочных каналов. В основном это каналы, далеко отстоящие от частоты рабочего канала. Они легко отфильтровываются фильтром преселектора. С точки зрения проектирования радиоприемника, намного опаснее частоты, каналов, механизм возникновения которых иллюстрируется рисунком 2.53.
iд
fпр

fпр=fг–fс

fпр

fпр

fпр/2

fпр/2

fпр/3

fпр/3

fс fс’ fг fз’ fз
fс” fз”

2fс’

fпр

2fг

2fз’

fпр

3fс”

fпр

3fг

3fз” f

Рисунок 2.53. Механизм образования побочных каналов за счет
продуктов нелинейности второго и третьего порядков
Наиболее близким побочным каналом является канал fс', отстоящий на половину промежуточной частоты. Он образуется при перемножении его второй
гармоники и второй гармоники гетеродина. Разность частот между ними точно
соответствует промежуточной частоте: f пч  2 f г  2 f c' . В результате описанного
преобразования частоты сигнал полуполосного канала проходит на выход
фильтра промежуточной частоты без ослабления. Исходная частота fс' отстоит
от рабочего канала всего на половину значения промежуточной частоты. Появление этого побочного канала оборачивается ужесточением требований к фильтру радиочастоты. Следует отметить, что уровень этого побочного канала
обычно ослаблен по отношению к полезному сигналу на 70 дБ и более за счет
малого уровня второй гармоники гетеродина.
Точно таким же образом образуется побочный канал за счет перемножения
третьих гармоник побочного канала fс" и гетеродина. Выражение, в результате
которого образуется этот канал побочного приема, выглядит следующим образом: f пч  3 fг  3 fc'' . Обычно в смесителе уровень продуктов преобразования
третьего порядка выше, чем уровень продуктов преобразования второго порядка, однако этот побочный канал приема отстоит от полезного сигнала дальше
(на 2/3fпч), а, следовательно, он будет сильнее подавляться полосовым фильтром преселектора.
При проектировании смесителя количество учитываемых гармоник сигнала и гетеродина зависит от вида вольтамперной характеристики нелинейного
элемента и формы сигнала гетеродина. Наименьшим количеством гармоник, а,
следовательно, и наименьшим количеством побочных каналов обладают смесители, построенные на нелинейных элементах с квадратичными вольтамперными характеристиками. Такими характеристиками обладают полевые транзисторы, тем не менее, до сих пор наиболее распространенными смесителями частоты являются диодные смесители. Это связано с тем, что они обладают меньшим
107

уровнем шумов, большей широкополосностью и меньшей стоимостью. Уровень
сигнала от побочных каналов приема удается уменьшать средствами.
Для подавления нежелательных составляющих спектра применяются полосовые фильтры, настроенные на частоту рабочего канала. Кроме того, в некоторых схемах смесителей применяются различные методы компенсации напряжений и токов гетеродина и сигнала. Наибольшее распространение в супергетеродинных приемниках получили смесители на диодах и транзисторах.
Начнем изучение работы преобразователей частоты с простейшей схемы – диодного смесителя.
Диодный смеситель
В диодном преобразователе на вход нелинейного элемента, в качестве которого выступает диод, одновременно подаются два сигнала – напряжение
входного принимаемого сигнала и напряжение гетеродина. В общем случае на
этот же диод может быть подано напряжение смещения Eсм, которое обеспечит
необходимый уровень отсечки сигнала гетеродина. Один из вариантов принципиальной схемы диодного смесителя сигналов с возможностью задания тока
смещения через смесительный диод, приведен на рисунке 2.54.
VD1
Выход

UC

UГ

Rн

+
E– см

Рисунок 2.54. Схема диодного смесителя сигналов
Трансформатор на входе схемы предназначен для согласования выходного
сопротивления усилителя радиочастоты и входного сопротивления диодного
смесителя. То же самое можно сказать и про гетеродин. Выходной трансформатор согласует выходное сопротивление диодного преобразователя и входное
сопротивление тракта промежуточной частоты. Как это уже обсуждалось ранее,
эти сопротивления должны быть равны 50 Ом. Это позволит проводить измерения стандартными приборами.
Теперь определим спектр сигнала на выходе диодного смесителя. При коротком замыкании на выходе схемы ток через диод будет полностью определяться его статической вольтамперной характеристикой:
iд  f (U вх )

108

.

(2.42)

Известно, что вольтамперная характеристика частотно-преобразующих диодов в прямом направлении аппроксимируется экспоненциальной функцией:



iд  I 0 e

 ( uд  rбiд )



1 ,

(2.43)

где I0 – ток насыщения обратно смещенного p-n-перехода диода;
rб – сопротивление базы диода;
 – коэффициент, равный у большинства диодов 20…40 В–1.
Напряжение на входе диодного преобразователя, собранного в соответствии с рисунком 5.3, определяется суммой входного сигнала, сигнала гетеродина и напряжения смещения.
U вх  Eсм  U c cos(c t  c )  U г cos(г t  г )

(2.44)

Напряжение на входе диодного преобразователя, вольтамперная характеристика диода, и ток на его выходе приведены на рисунке 2.55.

Рисунок 2.55. Форма напряжения и тока гетеродина в диодном
преобразователе частоты
Как видно из этого рисунка, ток на выходе будет в основном зависеть от
напряжения гетеродина, поэтому в спектре выходного сигнала естественно будет присутствовать составляющая этого сигнала. Форма тока, а, следовательно,
и напряжения на выходе преобразователя не совпадают. Это означает, что на
выходе преобразователя образуются гармоники сигнала гетеродина. Уровень
гармоник сигнала гетеродина существенно зависит от угла отсечки синусоидального колебания, который в свою очередь зависит от напряжения смещения
Eсм и от амплитуды напряжения гетеродина Umг.
109

Кроме напряжения гетеродина, на ток диода влияет полезный сигнал, следовательно, в спектре выходного сигнала будет присутствовать и эта компонента. Спектр тока на выходе диодного преобразователя и характеристика
фильтра приведен на рисунке 2.56.
iд
fпр

fпр=fг–fс

fс

fг

2fс fг+fс 2fг

3fс 2fг+fс 3fг

f

Рисунок 2.56. Спектр сигнала на выходе диодного смесителя
Избавиться от лишних компонент спектра в выходном сигнале можно
только при помощи полосового фильтра. По форме спектра выходного тока диодного смесителя можно сделать вывод, что это устройство даже близко не
напоминает аналоговый умножитель сигналов. Тем не менее, если выделить из
выходного спектра компоненту тока, соответствующую промежуточной частоте и ограничить спектр входного радиосигнала при помощи полосовых фильтров, то диодный смеситель может работать подобно аналоговому умножителю. Чем лучше будет отфильтрован входной сигнал, тем ближе окажутся параметры диодного смесителя к идеальному умножителю.
В [1] показано, что существуют уровни сигнала гетеродина, при которых
отсутствуют продукты нелинейности второго и третьего порядка. Коэффициент
преобразования диодного смесителя не может превышать значения K u  0.2 .
График зависимости значения коэффициента преобразования диодного смесителя от уровня сигнала гетеродина и сопротивления источника сигнала и
нагрузки, приведен на рисунке 2.57.

Рисунок 2.57. Коэффициент преобразования диодного смесителя
110

Параметр R=1/ на этом графике соответствует последовательному соединению сопротивления источника радиосигнала и нагрузки диодного смесителя.
Из рисунка 2.58 можно определить, что
1. Коэффициент преобразования диодного смесителя увеличивается при
увеличении амплитуды сигнала гетеродина. Сопротивление источника
сигнала и нагрузки при этом должны быть уменьшены.
2. Увеличение тока смещения диода смесителя приводит к уменьшению
требуемых сопротивлений источника сигнала и нагрузки. Коэффициент
передачи смесителя при этом остается постоянным.

Рисунок 2.58. Коэффициент преобразования диодного смесителя
на второй и третьей гармониках гетеродина
Следует отметить, что форма колебания гетеродина оказывает существенное влияние на нелинейные искажения смесителя. В [2] показано, что при приближении формы колебания к прямоугольной, нелинейные искажения диодного смесителя значительно уменьшаются.
Балансный смеситель
У диодного преобразователя частоты на выходе присутствуют не только
продукты преобразования, но и сигнал гетеродина (см. рисунок 2.56). В спектре
сигнала на выходе идеального умножителя аналоговых сигналов, этой компоненты не должно быть. Как это было показано в предыдущей главе, данное колебание ослабляется при помощи полосового фильтра. Однако, т. к. уровень
сигнала гетеродина обычно многократно превышает уровень полезного сигнала, то требования к этому фильтру могут оказаться невыполнимыми. Для того
чтобы ослабить колебание гетеродина в спектре выходного сигнала, можно
применить симметричную схему, называемую балансным смесителем. Принципиальная схема диодного балансного смесителя приведена на рисунке 2.59.

111

VD1
UC

Выход

Iг

Rн
Iг

VD2
+
Eсм

UГ

–

Рисунок 2.59. Схема диодного балансного смесителя
В этой схеме токи, вызванные гетеродином (Iг), текут по обмоткам входного и выходного трансформатора в противоположных направлениях, поэтому
они вычитаются во вторичной обмотке выходного трансформатора. В результате выходной ток нагрузки, вызванный напряжением гетеродина, значительно
уменьшается. Точно таким же образом ток гетеродина компенсируется и во
входной цепи смесителя. К сожалению, полностью скомпенсировать ток гетеродина на выходе балансного смесителя не удается из-за неточности амплитуды колебания гетеродина в каждом из плеч диодного смесителя. Кроме того,
эти токи немного отличаются по фазе, тем не менее ослабление его уровня на
40 дБ позволяет значительно улучшить характеристики преобразователя частоты и приблизить их к характеристикам идеального умножителя сигналов.
На рисунке 2.60 приведено семейство графиков, позволяющих оценить
глубину подавления сигнала гетеродина в зависимости от разбалансировки
плеч балансного смесителя по амплитуде и фазе.

Рисунок 2.60. Семейство зависимостей подавления сигнала гетеродина
от разбалансировки плеч балансного смесителя по амплитуде и фазе
112

Спектр сигнала на выходе диодного балансного смесителя приведен
на рисунке 2.61.
iд

fпр=fг–fс

fс

2fс fг+fс 2fг

fг

3fс fг+2fс 3fг

f

Рисунок 2.61. Спектр сигнала на выходе диодного балансного смесителя
В схеме диодного балансного преобразователя частоты, приведенной на
рисунке 2.58, присутствуют два трансформатора с отводом от средней точки.
Такие трансформаторы трудно изготавливать конструктивно, поэтому в ряде
случаев применяется схема балансного преобразователя частоты, в котором на
выходе применяется обычный трансформатор, который просто приводит выходное сопротивление преобразователя частоты к стандартному значению
50 Ом. Подобная схема балансного смесителя частоты приведена на рисунке 2.62.
VD1
Выход
UГ

Iг
Rн
Iг
VD2

UC

Рисунок 2.62. Схема диодного балансного смесителя
с одним трансформатором с отводом
В данной схеме ток гетеродина замыкается в кольце балансного смесителя
и практически не ответвляется в цепь нагрузки. По входу и выходу данная схема несимметрична, а трансформаторы позволяют приводить стандартные сопротивления источника сигнала и нагрузки (равные 50 Ом) к сопротивлению
диодного преобразователя, при котором достигается максимальный коэффициент передачи.

113

В настоящее время смесители чаще всего выполняются в виде готовых интегральных микросхем. Такое решение позволяет обойтись минимумом внешних навесных элементов. Наилучшие качественные параметры микросхемы получаются при использовании поликоровой подложки, на которой монтируются
бескорпусные элементы или элементы, предназначенные для поверхностного
монтажа (smd-элементы). На рисунке 2.63 приведена увеличенная фотография
микросхемы-смесителя с удаленной крышкой.

Рисунок 2.63. Конструктивное исполнение балансного смесителя
Кольцевой смеситель
На выходе балансного смесителя подавлено напряжение гетеродина, но
присутствует напряжение принимаемого рабочего сигнала. Как это обсуждалось при рассмотрении принципов работы супергетеродинного приемника, на
выходе идеального умножителя этих компонентов не должно быть в принципе.
Уменьшить уровень радиосигнала на выходе преобразователя частоты позволяет схема кольцевого смесителя. Эту схему часто называют двойным балансным
смесителем. Принципиальная схема диодного кольцевого смесителя приведена
на рисунке 2.64.
VD1 Ic
UC

Ic

VD2

Выход

Rн
VD3
VD4
+
Eсм

Ic
Ic

–

UГ

Рисунок 2.64. Схема диодного кольцевого смесителя
114

Подавление входного сигнала на выходе кольцевого смесителя производится за счет вычитания токов балансного смесителя, собранного на диодах
VD1, VD4 и токов балансного смесителя, собранного на диодах VD2, VD3.
Спектр сигнала на выходе кольцевого балансного смесителя приведен на
рисунке 2.65.

iд

fпр=fг–fс

fс

fг

2fс fг+fс 2fг

3fс fг+2fс 3fг

f

Рисунок 2.65. Спектр сигнала на выходе кольцевого диодного смесителя
На выходе схемы кольцевого смесителя подавляется не только сигнал,
присутствующий на входе преобразователя частоты, но и все компоненты,
формируемые нечетными степенями полинома аппроксимации крутизны нелинейных элементов, примененных в смесителе. Процесс подавления входного
сигнала на выходе кольцевого смесителя иллюстрируется рисунком 2.66.

Рисунок 2.66. Временная диаграмма напряжения
на выходе кольцевого смесителя
Для простоты понимания на этом рисунке рассмотрена ситуация, когда частоты принимаемого сигнала и гетеродина равны. Временная диаграмма на выходе смесителя при этом напоминает временную диаграмму выпрямленного
сигнала. В результате четные полуволны принимаемого сигнала подавляют нечетные. В спектре выходного сигнала присутствуют компоненты:
.

(2.45)

Если при этом вольтамперная характеристика нелинейного элемента будет
аппроксимироваться квадратичной функцией (полином второго порядка), как
это происходит в полевых транзисторах, то мы получим преобразователь, максимально приближенный к идеальному умножителю.

115

Смесители на транзисторах
Смесители на транзисторах предоставляют бỏльшие возможности по построению принципиальных схем в сравнении с диодными преобразователями
частоты, однако наилучшими характеристиками, так же как и в случае диодных
смесителей, обладают кольцевые преобразователи частоты. Так как схема
кольцевого преобразователя получается соединением двух балансных преобразователей частоты, то сначала рассмотрим принципиальную схему транзисторного балансного смесителя. Его схема приведена на рисунке 2.67.
C3

R3
+Uп

C1

C5

R1

C4

Выход ПЧ

R2

VT3

VT1

T1
Вход гет.

C2
Вход РЧ

VT2

Рисунок 2.67. Схема транзисторного балансного смесителя
В схеме, приведенной на рисунке 2.67, токи частоты принимаемого сигнала, протекающие через транзисторы VT1 и VT3, создают на выходе синфазное
напряжение. Так как напряжение принимаемой частоты на коллекторах VT1 и
VT3 равно, то оно компенсируется на дифференциальном входе следующего
каскада (или симметричном входе полосового фильтра промежуточной частоты). Сигнал гетеродина в этой схеме беспрепятственно проходит на выход преобразователя, но компенсируется при этом на коллекторе транзистора VT2, поэтому значительно ослабляется на входе радиочастоты данного преобразователя.
Для подавления сигнала гетеродина на выходе преобразователя частоты
применяется второй балансный смеситель. Если на его входы сигнал гетеродина будет подаваться в противофазе по отношению к первому балансному смесителю, то при параллельном соединении выходов балансных смесителей, сигнал гетеродина в выходном спектре преобразователя будет подавлен. В результате описанных действий схема двойного балансного транзисторного преобразователя частоты будет работать подобно аналоговому умножителю сигналов.
Схема транзисторного кольцевого смесителя приведена на рисунке 2.68.

116

C3

R3
+Uп

C1

R1

C5
C4

Выход ПЧ

R2

VT3

VT1

T1

VT6

VT4

Вход гет.

C2
T1
VT2

Вход РЧ

VT5

Рисунок 2.68. Схема транзисторного кольцевого смесителя
В данной схеме первый балансный смеситель собран на транзисторах
VT1 … VT3, второй балансный смеситель собран на транзисторах VT4 … VT6.
Так как напряжение гетеродина на базы VT1 и VT4 (а также базы транзисторов
VT3 и VT6) подаются в противофазе, то напряжение гетеродина на выходе данного смесителя компенсируется. Для того чтобы ток промежуточной частоты
при этом суммировался, напряжение на входы радиочастоты балансных преобразователей подается в противофазе.
Тем не менее, отличие вольтамперной характеристики транзисторов от
квадратичного закона приводит к нелинейным искажениям принимаемого сигнала, поэтому в ряде случаев транзисторы в кольцевом смесителе применяются
в ключевом режиме работы. При таком режиме работы транзистора он находится либо в закрытом состоянии, либо в открытом. В любом из этих режимов
транзистор можно считать омическим сопротивлением.
То, что в ключевом режиме работы транзистора, форма сигнала гетеродина
становится прямоугольной, должно быть учтено при выборе частот гетеродинов и полосы частот сигнала, поступающего на вход подобного преобразователя частоты. Схема кольцевого транзисторного смесителя, работающего в ключевом режиме, приведена на рисунке 2.69.

117

C1

R3
+Uп
C5
C4

Выход ПЧ

R1
D1
VT3

VT1

D

SET

VT6

VT4

Q

Вход гет.
CLR

Q

T1
VT2

Вход РЧ

VT5

Рисунок 2.69. Схема кольцевого смесителя, работающего в ключевом режиме
Так как колебание гетеродина формируется цифровой схемой, то возможно
получить напряжение только с двумя уровнями. Как это уже обсуждалось выше, такая форма гетеродинного напряжения позволяет реализовать высоколинейные преобразователи частоты.
В схеме кольцевого смесителя важно, чтобы скважность сигнала гетеродина была равна 2, поэтому в микросхему включен счетный триггер D1, обеспечивающий на своем выходе меандр с очень высокой точностью. Одновременно
этот триггер понижает частоту сигнала гетеродина в два раза. Данное обстоятельство следует учитывать при проектировании радиоприемного устройства.
Так как данная схема является стандартной, то к настоящему времени производится достаточно большой ассортимент интегральных микросхем смесителей, работающих по данному принципу. Применение интегральной технологии
позволяет обеспечить идентичность параметров транзисторов кольцевого смесителя и тем самым подавление сигналов гетеродина и сигнала в выходной цепи. Задача разработчика радиоприемного устройства в большинстве случаев
сводится к выбору микросхемы с заданными параметрами. В качестве примера
подобного смесителя можно привести микросхему AD8344.
Смесители с подавлением зеркального канала
В ряде случаев в приемнике очень трудно обеспечить удовлетворение требований по подавлению частоты зеркального канала и соседнего канала одновременно. В этом случае дополнительное подавление зеркального канала в смесителе может быть выходом из положения. Для того чтобы понять, как работает
118

смеситель с подавлением зеркального канала, вспомним ряд тригонометрических выражений:

cos(  )  cos   cos   sin   sin 
cos(  )  cos   cos   sin   sin 

(2.46)

Данные тригонометрические выражения позволяют выделять промежуточную частоту только от одного из каналов (выше или ниже частоты гетеродина).
Однако для реализации такого преобразователя частоты потребуется две кольцевых схемы смесителей (транзисторных или диодных). Кроме того, на гетеродинные входы смесителя сигнал требуется подавать со сдвигом по фазе на 90.
Иными словами гетеродин должен обеспечивать на своем выходе сигналы
sin t и cos t одновременно.
Этот сдвиг фаз можно обеспечить при помощи фазовращателя, выполненного на LC элемента, но в настоящее время чаще применяется поворот фазы
при помощи элементов цифровой техники. Учитывая, что на смеситель выгодно подавать прямоугольное напряжение, сдвиг фаз может быть обеспечен подачей напряжения гетеродина на вход счетных триггеров в противофазе. Тогда
один триггер будет переключаться по нарастающему фронту входного сигнала,
а другой – по спадающему. Упрощенная схема генератора прямоугольных колебаний, сдвинутых друг относительно друга на 90, приведена на рисунке 2.70.
В этой схеме напряжение гетеродина поступает на входы синхронизации
триггеров в противофазе. Поэтому сигналы на выходе этих триггеров будут задержаны друг относительно друга на время, равное половине периода входного
колебания. Учитывая, что на триггерах собраны схемы делителей частоты на
два, это время будет соответствовать сдвигу выходных колебаний друг относительно друга на четверть периода. Сдвиг периодического на четверть периода
соответствует фазовому сдвигу на 90.
D1

D

SET

Q
К смесителю sin

T1
CLR

Вход гет.

Q

D2

D

SET

Q
К смесителю cos

CLR

Q

Рисунок 2.70. Схема формирования сигналов, сдвинутых по фазе на 90
119

Временные диаграммы входного сигнала гетеродина и сигналов, вырабатывающихся на выходе триггеров D1 и D2, в схеме формирования квадратурных колебаний, приведенной на рисунке 2.69, изображены на рисунке 2.71.

Uг
cos
sin
Рисунок 2.71. Временные диаграммы входного сигнала гетеродина
и сдвинутых по фазе на 45 выходных сигналов
Как видно из данного рисунка, на выходе схемы из входного сигнала гетеродина формируется два прямоугольных сигнала, задержанных друг относительно друга на четверть периода. Эта задержка соответствует сдвигу фаз на
90.
Микросхемы смесителей, реализованные по описанному принципу, выпускаются рядом фирм, производящих интегральные микросхемы для радиоэлектронной промышленности. В качестве примера можно привести такие микросхемы, как RF2713 и RF2483 фирмы RF Micro Devices, ADL5385 фирмы Analog
Devices, JCIQ-176D фирмы Mini-Circuits. В качестве примера на рисунке 2.72
приведена структурная схема микросхемы ADL5385 фирмы Analog Devices.

Рисунок 2.72. Схема квадратурного смесителя ADL5385
120

Следующим шагом, обеспечивающим реализацию преобразователя частоты с подавлением зеркального канала, является поворот сигнала на входах смесителей на 90 друг относительно друга. Это действие обычно выполняется при
помощи LC схем. Конечно, такой поворот фазы осуществляется только в определенном, достаточно узком диапазоне частот, тем не менее, расчет подобных
устройств подробно описан в ряде источников [1]. Учитывая, что диапазон
принимаемых частот в системах мобильной радиосвязи достаточно узок, схема
фазовращателя, обеспечивающего точность поворота фазы в заданном диапазоне порядка 1, может быть достаточно простой. Подавление зеркального канала при этом может достигать значения 40 дБ. Пример принципиальной схемы
подобной схемы делителя мощности со сдвигом фаз выходных сигналов на
90приведен на рисунке 2.73.

Рисунок 2.73. Принципиальная схема делителя мощности
со сдвигом фаз выходных сигналов на 90
2.3.8. Гетеродины
Как мы уже знаем, гетеродины в приемниках предназначены для применения в составе смесителей для переноса спектра входного сигнала на более низкую частоту. От параметров гетеродинов зависит качество преобразованного
сигнала и в общем случае параметры всего радиоприемного устройства в целом.
Основными параметрами гетеродина являются:
1. Частота или диапазон частот выходного сигнала
2. Шаг перестройки частоты гетеродина
3. Мощность выходного сигнала
4. Относительная нестабильность частоты:
 кратковременная
 долговременная
5. Точность установки частоты
6. Относительный уровень гармоник на выходе
7. Спектральная плотность мощности фазовых шумов

121

Рабочая частота или диапазон частот определяются, исходя из полосы
частот принимаемого сигнала. Например, для стандарта сотовой связи GSM 900
диапазон принимаемых частот для мобильных аппаратов составляет
935 … 960 МГц. При номинале промежуточной частоты 45 МГц, диапазон рабочих частот гетеродина будет равен 980 … 1005 МГц.
Шаг перестройки гетеродина задается шириной радиоканала, принятой в
системе связи, в составе которой будет работать приемник. Например, шаг перестройки гетеродина для стандарта сотовой связи GSM будет составлять
200 кГц.
Мощность на выходе гетеродина (в дБм) определяется, исходя из требуемой для работы смесителя мощности плюс запас в 2 ... 4 дБ, необходимый на
компенсацию потерь в тракте гетеродин-смеситель и на рассогласование по
входу смесителя. Обычно уровень сигнала гетеродина составляет +16 дБм.
Относительная нестабильность частоты – характеристика, показывающая отклонение частоты генератора (уход частоты) от номинального значения.
Эта величина определяется отношением
f
,
f0
где f – уход частоты,
f 0 – номинальная частота.

(2.47)

Различают кратковременную (например, за 1 секунду) и долговременную
(например, за 1 год). Пусть за 1 год уход частоты гетеродина с номинальной частотой 10 ГГц составляет 1 кГц. Тогда долговременная относительная нестабильность частоты будет равна:

103
 10 7 ,
10
10
Существует еще один способ задания нестабильности частоты. Пусть в
диапазоне температур (–40 С° ... +50 С°) температурная нестабильность задается следующим образом: +0,1 ppm/С°, где ppm означает миллионную часть целого. Тогда температурный уход частоты для гетеродина с частотой 10 ГГц составит:

 0,1 ppm / C° 1010 Гц  107 / C°  1010  1кГц / C°
при этом относительная нестабильность частоты 1ГГц в диапазоне температур от –40º до +60ºC будет равна:

f 1кГц  100о 105

 10  10 5 .
10
f0
10
10
Уход частоты при изменении напряжения питания (pushing) может быть
минимизирован применением стабилизаторов напряжения.
122

Для уменьшения относительной нестабильности частоты от изменения
нагрузки (pulling) на выходе гетеродина применяются развязывающие устройства (вентили) или буферные усилители, которые кроме этого обеспечивают
требуемую мощность гетеродина.
Точность установки частоты задается резонансной частотой контура в
цепи обратной связи генератора. В случае применения в качестве гетеродина
синтезатора частот, точность установки частоты гетеродина определяется частотой опорного генератора. Обычно это значение составляет ± 10 ÷ 1000 Гц.
Относительный уровень гармоник на выходе гетеродина зависит от его
схемы и наличия фильтра на выходе. Обычно на выходе гетеродина требуется,
чтобы уровень гармоник не превышал –25 дБ.
Спектральная плотность мощности фазовых шумов характеризует
кратковременную фазовую нестабильность частоты гетеродина за счет шумовых свойств генератора.
Гетеродин обладает своей нестабильностью частоты. Нестабильность частоты гетеродина приводит к тому, что приходится расширять полосу пропускания фильтра основной избирательности приемника. Полоса пропускания
фильтра основной избирательности приемника определяется следующим выражением:
П фои  П c  f г  f пер  f доп ,

где П c
f г
f пер

–

(2.46)

полоса принимаемого сигнала;

– нестабильность гетеродина;
– нестабильность возбудителя передатчика;
изменение частоты принимаемого сигнала за счет взаимного
перемещения передатчика и приемника сигнала (эффект Доплера).

f доп –

Нестабильность гетеродина может значительно расширить полосу пропускания приемника. Это, в свою очередь, приводит к увеличению шума главного
тракта приема, а значит отношения сигнал/шум на входе демодулятора, и, в конечном итоге, уменьшению помехоустойчивости радиоприемного устройства в
целом.
При рассмотрении принципов работы супергетеродина и приемника прямого преобразования мы полагали, что гетеродин вырабатывает идеальное синусоидальное колебание, однако это не так. В реальности в генераторе присутствуют шумы: тепловые, дробовые и фликкер-шумы. Так как активный прибор
генератора (транзистор) находится в нелинейном режиме, то происходит модуляция несущей частоты генератора шумом. Кроме того в генераторах происходит частотное преобразование шума на частоту несущей. В результате перечисленных факторов в спектре выходного сигнала гетеродина мы видим не одиночную частотную составляющую, а целый спектр.
123

На рисунке 2.75 приведена временная диаграмма сигнала, спектр которого
показан на рисунке 2.74.

Рисунок 2.74. Спектр выходного сигнала гетеродина

Рисунок 2.75. Временная диаграмма выходного сигнала гетеродина
Как видно из этого рисунка, форма выходного колебания гетеродина практически не отличается от синусоидальной. На глаз очень трудно оценить искажения сигнала, поэтому при оценке качества выходного сигнала гетеродина
обычно рассматривается его спектр. И действительно при рассмотрении спектра сигнала, мы видим, что уровень второй гармоники гетеродина на 25 дБ ниже уровня основного тона его сигнала. Трудно определить на глаз искажения
сигнала на уровне 5 %.
Как это уже обсуждалось при изучении особенностей работы смесителя,
гармоники гетеродина могут привести к образованию побочных каналов приема. Однако при правильно разработанной структурной схеме радиоприемного
устройства гармоники гетеродина обычно не оказывают влияния на перенос
спектра принимаемого сигнала на промежуточную частоту. Кроме того, они
124

могут быть легко отфильтрованы полосовым фильтром, включенным на выходе
гетеродина.
В самом преобразователе частоты вторая гармоника гетеродина может
быть подавлена при помощи балансной (или двойной балансной) схемы. Уровень третьей гармоники гетеродина меньше основного тона уже на 50 дБ, поэтому уровень интермодуляционного канала, формируемого этой гармоникой
гетеродина, значительно меньше уровня зеркального канала.
Значительное влияние на выходной сигнал оказывают шумы гетеродина. В
этом случае мы можем рассматривать помехи, находящиеся вне диапазона приема как сигнал гетеродина, а шум нашего гетеродина как сигнал, преобразуемый в промежуточную частоту. Учитывая, что шум присутствует на всех частотах, всегда найдется участок, отстроенный точно на значение промежуточной частоты. Этот шум попадет на выход главного тракта приема. (Без помехи
его бы не было.) В результате отношение сигнал/шум на выходе уменьшается
Пример спектра сигнала на выходе гетеродина в ближней зоне приведен на
рисунке 2.76.

Рисунок 2.76. Спектр выходного сигнала гетеродина в ближней зоне
Форма тока гетеродина существенно зависит от режима работы смесителя,
поэтому в дальнейшем мы будем в основном оценивать шумовые характеристики гетеродина и его нестабильность. Эти характеристики существенно зависят от принципиальной схемы гетеродина. Рассмотрим основные схемы гетеродинов.
Осцилляторные схемы гетеродинов
Генератор может быть построен на любом усилительном элементе, охваченном положительной обратной связью. Обобщенная схема генератора незатухающих колебаний приведена на рисунке 2.77.

125

усилитель
U1

K,

U2

, 
цепь обратной связи

Рисунок 2.77. Обобщенная схема генератора
Для самовозбуждения колебаний в такой схеме необходимо выполнить два
условия:
- Баланс амплитуд.
- Баланс фаз.
Баланс амплитуд выполняется, если произведение коэффициента усиления
усилителя K и коэффициента передачи цепи обратной связи β будет больше
единицы:

K  β  1.

(2.47)

Баланс фаз выполняется, если сумма фазового сдвига усилителя  и фазового сдвига цепи обратной связи  будет равна нулю или кратна 360. Это
условие описывается следующим выражением:

    2    n ,

(2.50)

где n – целое число
В качестве усилительного элемента можно использовать любой активный
элемент, обладающий усилением. В случае проектирования гетеродина удобнее
всего применять транзистор. Известно, что для построения генератора на транзисторах применяются схемы индуктивных и емкостных трехточек, получившие общее название осцилляторные схемы. В настоящее время схема индуктивной трехточки практически не применяется. Это обусловлено высокой стоимостью индуктивностей.
Емкостные трехточки тоже имеют три варианта включения колебательного
контура. Эти варианты в англоязычной литературе имеют свои названия. Их
схемы приведены на рисунках 2.78 – 2.80.

126

L1

K
C1

C2

Рисунок 2.78. Схема Пирса
В схеме Пирса применяется инвертирующий усилитель, поэтому для создания положительной обратной связи на его вход должно поступать напряжение, противофазное напряжению на его выходе. Поворот фазы выходного колебания усилителя на 180 осуществляется контуром L1, C1, C2.
C1

K
L1

C2

Рисунок 2.79. Схема Клаппа
В схеме применяется неинвертирующий усилитель, поэтому для создания
положительной обратной связи на его вход должно поступать напряжение,
синфазное с напряжением на его выходе. Контур L1, C1, C2 инвертирование
фазы колебания высокой частоты не производит. Соотношение емкостей конденсаторов C1, C2 определяет глубину обратной связи β .
C1

K
C2

L1

Рисунок 2.80. Схема Колпитца
Схема Колпитца практически совпадает со схемой Клаппа. Отличие заключается в том, что на вход усилителя в данной схеме поступает все напряжение с частотнозадающего контура, а вот выходное напряжение подается только
на часть контура (конденсатор C1).
Любую из описанных схем можно использовать для реализации принципиальной схемы гетеродина. На рисунке 2.81 в качестве примера приведена схема
Колпитца, выполненная на биполярном транзисторе.
127

+Uп
R1
C1

C4

Настройка

VT1
C2

VD1

выход

L1
C3

R2

R3

Рисунок 2.81. Схема Колпитца, выполненная на биполярном транзисторе
В этой схеме усилительный элемент (транзистор VT1) включен в схему
контура L1 C1 C2, резонансная частота которого и определяет частоту генерации схемы. Глубина обратной связи задаётся соотношением ёмкостей C2 и C3
контура и коэффициентом усиления транзистора на заданной частоте самовозбуждения. Настройка гетеродина на требуемую частоту производится при помощи постоянного напряжения, поступающего на варикап VD1.
Развязывающий конденсатор C3 не дает индуктивности L1 закоротить базу
транзистора VT1 на корпус схемы по постоянному току, поэтому цепи стабилизации тока транзистора по постоянному току можно рассматривать независимо.
В данной схеме применена схема эмиттерной стабилизации. Как известно,
в эмиттерной стабилизации ток через резисторный делитель напряжения R1, R2
выбирается больше тока базы транзистора VT1 (как минимум в пять раз). В
этом случае напряжение на базе транзистора не будет зависеть от температуры.
При увеличении коллекторного, а, значит, и эмиттерного, тока транзистора VT1
(например, из-за увеличения температуры) увеличивается падение напряжения
на резисторе R3. Это приводит к уменьшению напряжения U КЭ , т.к. по закону
Киргофа напряжение на базе может быть описано следующим образом:
U б  U КЭ  U Rэ ,

(2.51)

откуда можно выразить напряжение U КЭ :

U КЭ  U б  U Rэ .

(2.52)

Уменьшение напряжения U КЭ приводит к уменьшению тока базы транзистора и в конечном итоге к стабилизации тока покоя транзистора VT1.
Варикап VD1 в этой схеме предназначен для перестройки гетеродина в заданном диапазоне частот. Конденсатор C1 не позволяет индуктивности L1 замкнуть напряжение настройки гетеродина на корпус и, кроме того, может быть
использован для уменьшения диапазона перестройки частот гетеродина.
128

В качестве еще одного примера принципиальной схемы гетеродина, на рисунке 2.82 приведена схема Клаппа, выполненная на биполярном транзисторе.
+Uп

C4

L1
C2
VT1
выход
C1

R3

R1
C3

R2

Рисунок 2.82. Схема Клаппа, выполненная на биполярном транзисторе
В этой схеме, как и в схеме, приведенной на рисунке 2.81, применена схема
эмиттерной стабилизации по постоянному току. В ней базовый делитель
напряжения собран на резисторах R2 и R3, а эмиттерный резистор – это R1. В
остальном схема включения транзистора по постоянному току не отличается от
схемы включения транзистора, приведенной на рисунке 2.81.
В схеме гетеродина, приведенной на рисунке 2.82, транзистор включен по
схеме с общей базой. Как и в схеме включения транзистора с общим коллектором, она не инвертирует входной сигнал, поэтому для самовозбуждения колебаний достаточно подать на вход часть энергии колебаний из выходного контура. Частотно-задающий параллельный контур в данной схеме составляют элементы L1, C1, C2. Глубина положительной обратной связи определяется соотношением емкостей конденсаторов C1 и C2. Развязывающий конденсатор
большой емкости C4 обеспечивает заземление верхнего по схеме конца индуктивности L1. Конденсатор C3 обеспечивает заземление базы транзистора VT1
по переменному току.
Для гетеродинов очень важно обеспечить стабильность генерируемой частоты. В этом случае воздействие мощной помехи, действующей на выход генератора, может привести к захвату его частоты или к паразитной частотной
модуляции помехой. Именно поэтому очень важно обеспечить минимальное
влияние нагрузки на частоту генерируемого колебания.
Развязку выходной и входной цепи обычно выполняют при помощи дополнительного усилителя на транзисторе или интегральной микросхеме. Одно129

временно применение дополнительного усилителя позволяет забирать меньше
энергии от генератора, что уменьшает потери, вносимые в частотозадающий
контур и, в конечном итоге, повысшает стабильность частоты гетеродина.
В качестве развязывающего устройства может подойти любой усилитель,
однако чаще всего применяется транзисторный усилитель с общим коллектором (эмитерный повторитель). Подобная схема гетеродина с развязкой от смесителя при помощи эмитерного повторителя с гальванической связью между
каскадами приведена на рисунке 2.83.
+Uп

C3

R1
VT1

C1

VT2

L1
C2

выход

R2
R3

R4

Рисунок 2.83. Гетеродин с развязкой от нагрузки при помощи
эмитерного повторителя
В настоящее время в качестве буферного усилителя применяются интегральные микросхемы, позволяющие получить нормированное усиление и развязку входа микросхемы от ее выхода во всем диапазоне рабочих частот. В качестве примера можно назвать буферизирующую микросхему MAX2470 фирмы MAXIM. Благодаря своим малым размерам эта микросхема занимает площадь, меньшую, чем схема, собранная на отдельных элементах.
Существуют микросхемы, в которых для реализации гетеродина достаточно подключить только внешнюю индуктивность. В качестве подобной микросхемы можно назвать микросхему MAX2605. Тем не менее, для получения качественных характеристик очень важна конструкция гетеродина и ряд фирм,
таких как Mini-Circuits или Sirenza microdevices, выпускают готовые модули гетеродинов, предназначенные для работы в определенном диапазоне частот.

130

Рисунок 2.84.
Схема гетеродина, реализованная на специализированной
микросхеме MAX2620
На стабильность частоты гетеродина оказывает большое влияние стабильность и шумовые параметры источника питания. Поэтому при разработке
принципиальной схемы гетеродина большое внимание уделяется его схемам
питания.
Первоначально для снижения уровня пульсаций напряжения, присутствующих на источнике питания радиоприемного устройства, по цепям питания гетеродина ставились фильтрующие RC цепочки. Эти же цепочки снижают влияние остальных блоков приемника на частоту сигнала, вырабатываемого гетеродином.
По мере совершенствования интегральных микросхем в качестве активных
фильтров стали применять малошумящие стабилизаторы напряжения. В качестве примера подобного стабилизатора можно назвать микросхему ADP3330
фирмы ANALOG DEVISES.
Схема гетеродина с применением в качестве фильтра питания малошумящего стабилизатора ADP3330 приведена на рисунке 2.85.

131

Рисунок 2.85. Схема гетеродина с малошумящим стабилизатором напряжения
На этой схеме в качестве каскада, уменьшающего влияние смесителя на
выходную частоту гетеродина, применена буферизирующая микросхема
MAX2470. Цепочка R20, C57 предназначена для уменьшения шумов на выходе
этой микросхемы.
Кроме нестабильности питающих напряжений и нагрузки на значение генерируемой частоты влияет старение и зависимость от температуры частотозадающих элементов (индуктивности и емкостей, входящих в состав контура).
Для того, чтобы обеспечить стабильность генерируемой частоты применяют
индуктивности и емкости с малой зависимостью от температуры. В ряде случаев применяется несколько конденсаторов с противоположной зависимостью от
температуры.
Учитывая, что схемы генераторов, приведенных на рисунках 2.84 и 2.85
перестраиваются по частоте подачей постоянного напряжения, подобные схемы
получили название генераторов управляемых напряжением ГУН или VCO. Подобные схемы применяются в составе синтезаторов частоты.
Особенности кварцевой стабилизации частоты гетеродинов.
Несмотря на все перечисленные меры увеличения стабильности гетеродинов трудно получить относительную стабильность частоты выше значения 10 3
… 10-4. Эта нестабильность приводит к уходу частоты настройки радиоприемного устройства на частоте 100 МГц на 100 … 10 кГц. Это значение превышает
ширину частотного канала современных систем мобильной связи. На более высоких частотах положение с абсолютным уходом частоты в зависимости от
температуры еще больше ухудшается.

132

Поэтому велись работы по увеличению стабильности частотозадающих
элементов. В результате удалось получить стабильность на два порядка выше
при применении в качестве частотозадающих элементов генераторы кварцевых
резонаторов. При этом можно обеспечить относительную стабильность частоты
генератора от 10-5 до 10-8.
Кварцевый резонатор применяется в гетеродинах радиоприемников в качестве частотозадающего колебательного резонансного LC контура. Благодаря
малым потерям энергии в данном резонаторе удается достигнуть добротности
порядка нескольких тысяч.
Кварцевые кристаллы известны в природе как горный хрусталь, аметист
или раухтопаз. В качестве примера на рисунке 2.86 приведена фотография друзы кристаллов раухтопаза.

Рисунок 2.86. Внешний вид кварцевых кристаллов
Природные кристаллы содержат в себе большое число неоднородностей.
Кроме того, они дороги, поэтому в настоящее время в основном применяются
искусственно выращенные кристаллы кварца. Кварцевые кристаллы выращиваются из щелочных растворов в автоклавах при температуре 400 C° и давлении около 2000 атм. Процесс выращивания кристалла длится от 30 до 45 дней.
Особенностью кристалла кварца является то, что он обладает пьезоэффектом. Пьезоэффект обуславливается особым строением кристалла кварца. Схематически расположение ионов кислорода и кремния в кристалле кварца изображено на рисунке 2.87.
133

x
Si +

– O2
+ Si

O2 –

– O2

+ Si

y

Рисунок 2.87. Расположение ионов кислорода и кремния в кристалле кварца
В кристалле явным образом наблюдается электрическая ось x и механическая ось y. При сжатии кристалла вдоль механической оси y ионы отрицательные кислорода вытесняются с одной стороны, а положительные ионы кремния
с другой. В результате возникает разность потенциалов. Сжатие или растяжение по оси Z не вызывает появления зарядов на гранях. Поэтому ось Z называется оптической.
Благодаря симметричности кристалла кварца механическую и электрическую оси можно провести тремя разными способами. Эффект при этом не изменится. На рисунке 2.88 показано, как нужно вырезать пластинку из кристалла
кварца для того, чтобы на ее краях возникала разность потенциалов.

Рисунок 2.88. Как вырезается пьезоэлектрическая пластинка
из кварцевого кристалла

134

Срез, показанный на рисунке 2.87, получил название XT-срез. Изменение
размеров XT-среза кварцевой пластинки при прикладывании разности потенциалов к ее поверхности приведен на рисунке 2.89.

Рисунок 2.89. Изменение размеров XT -среза кварцевой пластинки
при прикладывании разности потенциалов к ее поверхности
XT-срез применяется для изготовления низкочастотных кварцевых резонаторов (3 ... 85 кГц). Например, часовых резонаторов на частоту 32768 кГц. Чертеж часового кварцевого резонатора приведен на рисунке 2.90. Он выполнен в
виде вилки камертона. Эта форма, как и в музыкальной технике, позволяет получить очень высокую добротность резонатора.
Z

Y
X

Рисунок 2.90. Чертеж камертонной вилки часового кварцевого резонатора
Форма колебаний плеч камертона часового резонатора приведена на рисунке 2.91.

Рисунок 2.91. Колебания плеч часового кварцевого резонатора
Фотография часового кварцевого резонатора со снятым защитным корпусом приведена на рисунке 2.92.

135

Рисунок 2.92. Внешний вид часового кварцевого резонатора
Следует заметить, что подобный срез кварцевой пластинки не позволяет
получить высокую стабильность частоты колебаний. На рисунке 2.93 приведена типовая зависимость отклонения частоты кварцевого резонатора XT-среза от
температуры окружающей среды.

Рисунок 2.93. Типовая температурная зависимость
ухода частоты XT-среза кварцевого резонатора
Как видно из этого графика, при изменении температуры от –25ºС до
+75ºС, частота уходит на 80 миллионных (ppm). Это соответствует стабильности частоты 10–4, что вполне достаточно для работы наручных часов, синхронизации микропроцессоров, но слишком мало для стабилизации несущей частоты
приемопередатчиков.
Намного лучшими характеристиками обладает AT-срез кристалла кварца.
В отличие от XT-среза, в AT-срезе пластинка вырезается под углом к механической оси Z. Его значение составляет 35º15' (на частотах выше 10 МГц угол
среза будет уже 35º18'). Поэтому в пластинке формируется сдвиг по толщине,
как это показано на рисунке 2.94.
136

Рисунок 2.94. Сдвиг поверхностей AT-среза кварцевой пластинки
при прикладывании к ним разности потенциалов
Расположение пластинки AT-среза относительно кристаллографических
осей кварцевого кристалла приведено на рисунке 2.95.
Z
Q=35°15'

Y
X

Рисунок 2.95. Расположение пластинки AT-среза относительно
кристаллографических осей кварцевого кристалла
В AT-резонаторе его резонансная частота зависит от толщины пластинки.
Толщина кварцевой пластинки определяется как 1,661 мм/(частота в МГц).
Диапазон частот этих кварцевых резонаторов лежит в диапазоне от 0,5 до
300 МГц. Пластинку можно вырезать в виде полоски и разместить в таком же
корпусе, как и часовой кварц.

Рисунок 2.96. Внешний вид кварцевого резонатора с AT-срезом
Однако для уменьшения потерь и исключения паразитных колебаний на
нежелательных частотах (а именно это и требуется в гетеродинах радиоприемников и возбудителях передатчиков), форму пластинки делают в виде диска
или линзы. Внешний вид кварцевого резонатора с AT-срезом пластинки приведен на рисунке 2.97.

137

Рисунок 2.97. Внешний вид кварцевого резонатора с AT-срезом
На рисунке 2.98 приведены типовые зависимости отклонения частоты
кварцевого резонатора AT-среза от температуры окружающей среды при различных отклонениях угла среза от оптимального значения 35º15'.

Рисунок 2.98. Типовые температурные зависимости ухода частоты
кварцевого резонатора AT-среза
Как видно из графика, при точном соблюдении угла среза кварцевого кристалла, в том же диапазоне температур уход частоты не превышает ±10 ppm.
Это соответствует нестабильности частоты 10–5.
Эквивалентная схема кварцевого резонатора приведена на рисунке 2.99, а
характеристика зависимости его сопротивления от частоты – на рисунке 2.100.
138

Рисунок 2.99. Эквивалентная схема кварцевого резонатора
Последовательные контура в данной эквивалентной схеме отображают основную частоту колебания пластинки, третью и, если нужно, то пятую гармонику основного колебания. Конденсатор C1 отображает емкость кварцедержателя.

Рисунок 2.100. Зависимость сопротивления кварцевого резонатора от частоты
В диапазоне частот от последовательного резонанса (минимум сопротивления) до параллельного резонанса (максимум сопротивления) кварцевый резонатор обладает индуктивным сопротивлением. Одна из наиболее распространенных схем кварцевых генераторов, выполненная на биполярном транзисторе,
приведена на рисунке 2.101.
+Uп
R1
C3

Z1

VT1
Выход

C1
C2

R2

R3

Рисунок 2.101. Схема кварцевого генератора на биполярном транзисторе
Это типичная схема Колпитца, в которой кварцевый резонатор Z1 применяется вместо катушки индуктивности. Достаточно часто для реализации квар-

139

цевого генератора (XO) используется схема Пирса на КМОП инверторе. Ее
схема приведена на рисунке 2.102.
R1
1

1

выход

Z1

C2

C1

Рисунок 2.102. Схема кварцевого генератора на логическом элементе
Генераторы опорной частоты
В синтезаторах частот удается совместить противоречивые требования
необходимости перестройки по частоте и обеспечения высокой стабильности
этой частоты. При этом перестройка по частоте осуществляется генератором
управляемым напряжением, а стабильность частоты обеспечивается генератором опорной частоты.
В простейшем случае в качестве опорного генератора может подойти
обычный кварцевый генератор с кварцевым резонатором AT-среза со схемой,
подобной приведенным на рисунках 2.101 и 2.102. Обычно в состав микросхемы кварцевого генератора включается малошумящий стабилизатор напряжения. Такие кварцевые генераторы обеспечивает стабильность частоты 210-5
или 20 ppm. Они получили название XO (crystal oscillator).
Как видно из схемы, подобный генератор достаточно легко реализовать на
дискретных элементах, но учитывая, что размеры генераторов XO весьма малы,
выгоднее купить готовую микросхему. В качестве примера на рисунке 2.103
приведен внешний вид и размеры генератора XO в корпусе для поверхностного
монтажа SMD.

Рисунок 2.103. Внешний вид кварцевого генератора XO
140

Типовое внутреннее устройство кварцевого генератора опорной частоты
XO показано на рисунке 2.104.

Рисунок 2.104. Внутреннее устройство кварцевого генератора XO
В настоящее время в состав генераторов XO включают цепь фазовой автоподстройки, как в синтезаторах частоты. Это позволяет значительно снизить
уровень фазовых шумов и джиттер выходного сигнала. Кроме того таким образом расширяется диапазон возможных частот в сторону высоких частот. Подробно как работают цепи фазовой автоподстройки частоты мы рассмотрим
позднее.
В качестве отдельного варианта кварцевого генератора рассматривают генераторы с возможностью подстройки частоты. Их называют VCXO – кварцевые генераторы, управляемые напряжением. Одна из возможных схем подобного генератора приведена на рисунке 2.105.
+Uп
Подстройка
частоты C1
VD1 Z1

R6
VT1
Выход

C2

C3

R7

R8

Рисунок 2.105. Схема кварцевого генератора VCXO
Как мы уже обсуждали ранее, для целей устройств связи стабильности частоты 10–5 недостаточно. В то же самое время температурная зависимость кристалла хорошо известна (см. рисунок 2.98). Поэтому были разработаны термо141

компенсированные опорные генераторы TCXO. Простейшие версии TCXO выполнялись с применением терморезисторов по следующей схеме:
+Uп
+Uп
R1

R2
R6

t R3

C3

R4

VD1

Z1

R5

C2

t

VT1
Выход

C1

R7

R8

Рисунок 2.106. Схема опорного термокомпенсированного
кварцевого генератора TCXO
В современных версиях этих генераторов ставится датчик температуры и
микроконтроллер с таблицей зависимости напряжения, которое нужно выдать
на варикап VCXO от температуры. В результате можно получить нестабильность по частоте до 0,510-6 или 0,5 ppm. На рисунке 2.107 приведен примерный вид температурной зависимости генератора TCXO.

Рисунок 2.107. Типовая температурная зависимость ухода частоты
при температурной компенсации
Подобные опорные генераторы немного дороже простых кварцевых генераторов, но при этом они размещаются в точно таких же корпусах микросхем,
как и генераторы XO.
Может возникнуть вопрос: а почему бы не выполнить компенсацию точнее? Дело в том, что стабильность частоты зависит не только от температуры.
Частота кварцевого резонатора меняется после удара, очередного включения
генератора, вибрации и т. д. Кроме того, температурная зависимость резонансной частоты обладает гистерезисом. Все эти факторы не позволяют получить
нестабильность частоты TCXO лучше 0,5 ppm.
Одним из факторов, которые не позволяют осуществить точную компенсацию ухода частоты является то, что измеряется температура не кварцевого кристалла, а объема внутри микросхемы кварцевого генератора. В 1982 году был
открыт процесс, позволяющий измерять температуру непосредственно кварцевого кристалла. Выяснилось, что частота основного колебания кварцевого ре142

зонатора и частота его третьей гармоники при изменении температуры отличаются. График изменения разностной частоты этих колебаний представлен на
рисунке 2.108.

Рисунок 2.108. Температурная зависимость ухода разностной частоты
при изменении температуры
Эту частоту можно измерить обычным цифровым счетчиком и использовать для коррекции частоты. Структурная схема кварцевого генератора с микроконтроллерной компенсацией частоты приведена на рисунке 2.109.
3f
Двухрежимный
генератор f

DDS

ФАПЧ

f

/3
Микроконтроллер
Цифровой
счетчик

Рисунок 2.109. Схема кварцевого генератора MCXO
На данной схеме разностная частота выделяется на выходе смесителя частот и поступает на цифровой счетчик, который определяет температуру кристалла. Микроконтроллер вычисляет необходимое смещение частоты и подает
на вход микросхемы прямого цифрового синтеза DDS необходимый код частоты. Частоту с выхода DDS уже можно использовать в качестве выходной, однако для окончательной очистки выходного колебания от нежелательных спектральных компонент применяется схема фазовой автоподстройки частоты
ФАПЧ, в составе которой применяется кварцевый генератор с подстройкой
напряжением VCXO, который подстраивается под частоту DDS.
143

Генераторы MCXO позволяют получить стабильность частоты до 210–8,
что соизмеримо с стабильностью термостабилизированных генераторов OCXO.
При этом стоимость, потребляемая энергия и габариты MCXO значительно
меньше.
Теперь рассмотрим изменение частоты кварцевого генератора при воздействии на него не только температуры, но и других факторов, влияющих на его
частоту. Пример изменения частоты опорного генератора с течением времени
приведен на рисунке 2.110.

Рисунок 2.110. Изменение частоты кварцевого генератора
при воздействии на него различных факторов
Именно поэтому были разработаны термостабилизированные кварцевые
генераторы OCXO. Стабилизировать температуру генератора легче всего при
повышенной температуре. Тогда охлаждение будет происходить просто за счет
передачи тепла окружающей среде. Конкретная температура, которую следует
стабилизировать определяется углом среза кварцевого кристалла. Для AT-среза
это 70ºC.
Однако специально для термостабилизированных кварцевых генераторов в
1976 году был разработан особый срез кварцевого кристалла, обладающий
улучшенными характеристиками. Он получил название CS-срез (stress compensated – срез с компенсацией напряжений в кристалле). Этот срез получается
двойным поворотом относительно кристаллографических осей, как это показано на рисунке 2.111.

144

Z
=34,11°

=34,11°

Y
=21,93°
X
Рисунок 2.111. Расположение пластинки CS-среза относительно
кристаллографических осей кварцевого кристалла
Сравнение температурных характеристик этих срезов кристалла приведено
на рисунке 2.112.

Рисунок 2.112. Температурные зависимости ухода частоты
кварцевых резонаторов AT и CS срезов
На данном рисунке отчетливо видно, что AT срез однозначно превосходит
в широком диапазоне температур, однако в узком интервале температур в районе 92ºC уход частоты у CS среза будет меньше, а именно это и требуется для
теромостабилизированных кварцевых генераторово TCXO. Более точные графики в диапазоне температур от 60 до 100ºC приведены на рисунках 2.113 и
2.114.

145

Рисунок 2.113. Температурные зависимости ухода частоты
кварцевых резонаторов AT-среза

Рисунок 2.114. Температурные зависимости ухода частоты
кварцевых резонаторов CS-среза
Как видно из рисунков 2.113 и 2.114, применение среза кварцевой пластинки с двойным поворотом относительно кристаллографических осей позволяет уменьшить зависимость от температуры на два порядка. Таким образом
данный тип генераторов (OCXO) позволяет достигнуть стабильности частоты
10–13 (например, опорные генераторы HSO 14 фирмы RAKON).
Для этих опорных генераторов требуются уже корпуса больших размеров.
Это обусловлено необходимостью термоизоляции от окружающей среды. Даже
образцы, предназначенные для монтажа на печатные платы обладают размера146

ми 362718,8 мм. Внешний вид подобного отечественного опорного генератора ГК193-ТС приведен на рисунке 2.115.

Рисунок 2.115. Внешний вид термостабилизированного
кварцевого генератора OCXO
Цепи фазовой подстройки частоты
В предыдущих главах мы выяснили, что есть два типа генераторов: перестраиваемые генераторы с низкой стабильностью частоты и опорные генераторы, обладающие высокой стабильностью частоты, но работающие при этом на
одной частоте. Объединить преимущества этих двух типов генераторов позволяют синтезаторы частот. Наиболее распространенной в настоящее время схемой синтезатора частот стала схема фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).
Рассмотрим основные блоки, входящие в структурную схему фазовой автоматической подстройки частоты. Её схема приведена на рисунке 2.116.

ОГ

ФД

ФНЧ

ГУН

f = fоп

Рисунок 2.116. Структурная схема цепи фазовой автоподстройки частоты
В состав структурной схемы входит фазовый детектор (ФД), формирующий сигнал ошибки формируемого колебания. Выходное колебание вырабатывается генератором, управляемым напряжением (ГУН). Образцовое колебание в
этой схеме формирует опорный генератор (ОГ). Еще одним неотъемлемым звеном цепи фазовой автоподстройки частоты является фильтр нижних частот
(ФНЧ), позволяющий избежать самовозбуждения всей схемы в целом.
В зависимости от элементов, использованных в схеме фазовой автоподстройки частоты, она может быть аналоговой (при использовании аналоговых
схем фазового детектора), цифровой (при использовании в качестве фазового
детектора логических цепей) и полностью цифровой (при реализации фильтра
низкой частоты в цифровом виде).
В результате работы схемы, приведенной на рисунке 2.116, мы в идеальном случае можем получить точно такое же колебание, что и колебание опор147

ного генератора. Но тогда зачем нужна вся схема? Ведь можно было бы просто
взять сигнал с выхода опорного генератора.
Первая задача, которую можно решить при использовании схемы фазовой
автоматической подстройки частоты – это реализация детектирования частотно-модулированного сигнала. Если снимать напряжение с выхода ФНЧ, входящего в состав схемы фазовой автоподстройки частоты, то его уровень будет
пропорционален отклонению частоты опорного генератора от номинального
значения.
В схеме MCXO, которую мы рассматривали на рисунке 2.109, схема ФАПЧ
позволила нам получить высококачественное выходное колебание, которое
формировал нам ГУН со стабильностью темостатированного кварцевого генератора.
Однако в гетеродине мы собирались использовать схему ФАПЧ для генерации заданного набора частот. Для этого нам нужно научиться изменять выходную частоту (частоту ГУН). Включим в цепь обратной связи цифровой делитель частоты, как это показано на рисунке 2.117.

ОГ

fоп

ФД

ФНЧ
fоп

ГУН

f = fоп×N

ДПКД

Рисунок 2.117. Структурная схема цифрового синтезатора частот
Частота сигнала на выходе этого делителя уменьшится по сравнению с
входным значением в коэффициент деления раз. Но ведь схема фазовой автоподстройки частоты будет поддерживать значения частот на входах фазового
детектора равными друг другу. Это означает, что частота на выходе ГУН под
действием цепи автоматической подстройки должна будет увеличиться в коэффициент деления раз относительно частоты опорного колебания.
В структурной схеме, приведенной на рисунке 2.117, использован делитель
с переменным коэффициентом деления (ДПКД). Изменяя коэффициент деления
N делителя ДПКД, можно перестраивать выходную частоту генератора. Коэффициент деления цифрового делителя частоты может достигать несколько тысяч. Выбрав достаточно низкую опорную частоту fоп можно получить шаг перестройки синтезатора, удовлетворяющий требованиям к перестраиваемому генератору частот. Шаг перестройки синтезатора в схеме ФАПЧ получается равным
частоте опорного генератора.
Обычно в радиотехнических схемах требуется малый шаг перестройки генератора. Величина этого шага составляет сотни герц или, в крайнем случае,
единицы килогерц. В результате возникает новая проблема. Мы не можем использовать для формирования такой частоты опорные генераторы, рассмотрен148

ные ранее ведь наиболее распространенные частоты этих генераторов лежат в
диапазоне от 1 до 20 МГц.
Тем не менее, для получения низкой частоты сравнения на входах фазового
детектора, на выходе опорного генератора можно поставить еще один цифровой делитель частоты с постоянным коэффициентом деления, как это выполнено в схеме, приведенной на рисунке 2.118. В этой схеме мы можем выбирать
значения частот сравнения fср, опорной частоты fоп и выходного колебания f в
достаточно широком диапазоне.

ОГ

fоп

fср

ПД

ФД

ФНЧ

fср

ГУН

f = fср×N

ДПКД

Рисунок 2.118. Структурная схема цифрового синтезатора частот
с малым шагом перестройки частоты
В качестве примера давайте определим требования к блокам, входящим в
структурную схему синтезатора, вырабатывающего частоты в диапазоне от 146
до 174 МГц. Пусть в схеме будет использован генератор опорной частоты
10 МГц. Такие высокостабильные генераторы предлагаются многими фирмами
в
качестве
готовых
модулей,
например
модуль
10 MHz
CFPT9006FX1BP1LF10M4 фирмы RACON.
Шаг перестройки по частоте в заданном диапазоне частот определяется
разносом радиоканалов по частоте. В настоящее время в этом диапазоне частот
МККР рекомендует строить аппаратуру с разносом каналов 12,5 кГц. Пусть
наш синтезатор частот будет обладать именно таким шагом настройки частоты.
Тогда частота сравнения на входе фазового детектора тоже должна соответствовать этому значению. Отсюда можно определить коэффициент деления постоянного делителя ПД:
К ПД

f оп
10 10 6


 800 .
f ср 12,5 103

(2.51)

Теперь определим максимальное и минимальное значение коэффициентов
деления ДПКД:
K min

f min 146  10 6


 11680 ,
f ср
12,5  10 3

(2.52)

K max

f max 174  10 6


 13920 .
f ср
12,5  10 3

(2.53)

149

Микросхемы синтезаторов частот в настоящее время производятся многими фирмами. В качестве примера можно назвать микросхемы ADF4351 фирмы
Analog devises, 1508ПЛ9Т отечественной фирмы ОАО НПЦ «ЭЛВИС». Синтезаторы частот входят в состав более сложных микросхем, таких как микросхема
цифрового приемники AD9874 или цифрового передатчика AD9856.
Пример принципиальной схемы синтезатора частоты, выполненный на
микросхеме AD4355-2, приведен на рисунке 2.119.

9
4

+Vs

G

Out

5

29
28

GND

Vtune

PLL CPout

7
C
R

REFinA
REFinB

Creg2

32

C
8

6

En

C

17

7

Rfout+

Out 1
2
Out

Vin STU
8
Vin
5 En
3
Sense
6
Gnd
7

Rfout–
4

Vref

PDBRF
16
+3.3В
AVDD
27
Out 1
DVDD
2
Out

1
Vin STU Out
8
2
Vin
Out
5 En
3
Sense
6
Gnd

Vbias

CLK
DATA
+3.3В

LE
10
8
31
9
13
18
21

25

Vrf

C
Vrf

C

11
12
23

CE

26

Vin STU
8
Vin
5 En
3
Sense
6
Gnd
7

Creg1

Vvco
19 Vregvco

+5В
+6В

VP

C

24

1
2
3

C

Выход

C

От
микроконтроллера

20

CPGND
SDGND
AGND
AGNDRF
AGNDVCO
AGNDVCO

Рисунок 2.119. Принципиальная схема цифрового синтезатора частот
На данной схеме с целью упрощения не показаны фильтрующие конденсаторы на выводах питания, однако они обязательно должны присутствовать в
схеме. В схеме ФАПЧ, показанной на рисунке 2.118, присутствует фазовый детектор. Рассмотрим его работу подробнее.

150

Цифровой фазовый детектор.
В аналоговых схемах наилучшими характеристиками обладают фазовые
детекторы, построенные на основе умножителя. Составим таблицу истинности
умножителя, сигнал на входе и выходе которого может принимать только два
значения – единицу и минус единицу. Использование таких значений позволяет
интерпретировать сигнал на входе умножителя как знак аналогового сигнала.
Полученная таблица истинности умножителя знаков приведена в таблице 2.1.
Таблица 2.1. Таблица истинности умножителя знаков
X1 X2
–1 –1

Y
1

–1

1

–1

1

–1

–1

1

1

1

Если теперь символ “–1” обозначить как “0”, то мы увидим, что полученная таблица истинности совпадает с инвертированной таблицей истинности логического элемента “исключающее ИЛИ”. Для сравнения в таблице 2 приведена таблица истинности логического элемента “исключающее ИЛИ”.
Таблица 2.2. Таблица истинности элемента “исключающее ИЛИ”
X1 X2
0 0

Y
0

0

1

1

1

0

1

1

1

0

Инверсия выходного сигнала в нашем случае не имеет принципиального
значения. В случае необходимости мы всегда можем использовать дополнительный инвертор или изменить схему включения регулировочного элемента в
генераторе управляемом напряжением. Это означает, что элемент “исключающее ИЛИ” вполне может быть использован в качестве фазового детектора.
Схема цифрового фазового детектора приведена на рисунке 2.120.

Рисунок 2.120. Схема цифрового фазового детектора

151

Для проверки рассмотрим три варианта сигналов, поступающих на вход
фазового детектора, построенного на основе схемы исключающего ИЛИ. В
первом варианте сигналы на входах фазового детектора полностью синфазны.
Временные диаграммы сигналов на входе и выходе логического элемента “исключающее ИЛИ” приведены на рисунке 2.121.

Рисунок 2.121. Временные диаграммы синфазных сигналов
Анализируя эти сигналы можно сделать вывод, что при синфазных напряжениях на входах фазового детектора, построенного на логическом элементе
“исключающее ИЛИ” на выходе присутствует нулевое напряжение.
Теперь подадим на входы фазового детектора сигналы, сдвинутые друг относительно друга на 15. Временные диаграммы сигналов с таким сдвигом фазы на входе и выходе логического элемента “исключающее ИЛИ” приведены на
рисунке 2.122.

Рисунок 2.122. Временные диаграммы сигналов, сдвинутых по фазе на 15
В этом случае на выходе логического элемента “исключающее ИЛИ” появляются импульсы с частотой, равной частоте входных сигналов. Длительность
формируемых импульсов пропорциональна сдвигу фаз входных сигналов. Если
проинтегрировать этот сигнал, то можно получить напряжение, соответствующее фазовому сдвигу между входными сигналами.
Подадим на входы фазового детектора сигналы, сдвинутые друг относительно друга на 165. Временные диаграммы сигналов на входе и выходе логического элемента “исключающее ИЛИ” приведены на рисунке 2.123.

Рисунок 2.123. Временные диаграммы сигналов, сдвинутых по фазе на 165
Как и ожидалось, скважность сигнала на выходе фазового детектора изменилась. Теперь напряжение на выходе сглаживающей RC цепочки близко к
152

напряжению питания. Можно построить зависимость напряжения от сдвига фаз
на входе детектора. Она приведена на рисунке 2.124.

Рисунок 2.124. Зависимость напряжения на выходе фазового детектора
от сдвига фаз входных колебаний
Анализируя эту зависимость можно сделать вывод, что фазовый детектор,
построенный на основе логического элемента “исключающее ИЛИ” обладает
прекрасной линейностью преобразования разность фаз – напряжение и вполне
может заменить аналоговый фазовый детектор.
Фазовый компаратор
При работе в цепи фазовой автоподстройки ошибка по фазе может приводить к неточной настройке синтезатора. Это связано с принципиальной особенностью работы фазового детектора – он вырабатывает напряжение, использующееся для настройки ГУН. Для удержания ГУН на заданной частоте необходим постоянный сдвиг фаз межу опорным колебанием и подстраиваемым колебанием, вырабатываемым ГУН. Устранить этот недостаток можно при использовании схемы фазового компаратора.
Фазовый компаратор позволяет формировать напряжение не пропорциональное фазе, а соответствующее знаку фазы, то есть на его выходе может быть
три значения напряжения: отставание по фазе, опережение по фазе и точное
совпадение по фазе входных колебаний.
Если проинтегрировать такое напряжение на конденсаторе, то при отставании фазы колебания с выхода ГУН (частота на выходе ГУН меньше требующегося значения), напряжение на конденсаторе будет уменьшаться. При опережении фазы колебания с выхода ГУН фазы опорного колебания (частота на выходе ГУН больше требующегося значения), напряжение на конденсаторе будет
увеличиваться. Один из вариантов реализации схемы фазового компаратора
приведен на рисунке 2.125.

153

+3В

fоп

D1.1

D2

Q

R

D Т Q
C
R

VT1
к ГУН

&

D1.2
fгун

+3В

D Т Q
C

VT2

C1

Q

Рисунок 2.125. Принципиальная схема фазового компаратора
Для построения фазового компаратора в этой схеме используются два
D-триггера. На тактовые входы этих триггеров подаются опорное и подстраиваемое колебания. При подаче на вход схемы высокого потенциала, в триггер
записывается единичное значение. При записи единичных значений в оба триггера триггеры обнуляются сигналом, формируемым микросхемой D2. В результате, в процессе работы схемы фазового компаратора при опережении фазы
опорного колебания импульсы будут формироваться на выходе триггера D1.1,
при опережении фазы подстраиваемого колебания импульсы появятся на выходе триггера D1.2. При точном совпадении фаз опорного и подстраиваемого колебания импульсы на выходе обоих триггеров будут настолько короткими, что
ими можно пренебречь.
Импульсы с выходов триггера D1.1 подаются на заряжающий конденсатор
C1 ключ, собранный на транзисторе VT1, а импульсы с выхода триггера D1.2
подаются на разряжающий конденсатор C1 ключ, собранный на транзисторе
VT2. В результате, напряжение на конденсаторе C1 будет оставаться неизменным только при точном совпадении фазы опорного и подстраиваемого колебаний.
Временные диаграммы сигналов на входах и выходах фазового компаратора при различном соотношении фаз опорного и подстраиваемого колебаний
приведены на рисунке 2.126.

154

а

а

б

в
Рисунок 2.126. Временные диаграммы сигналов на входах
и выходах триггеров, входящих в состав фазового компаратора
а – опорное колебание опережает подстраиваемое по фазе
б – подстраиваемое колебание опережает опорное по фазе
в – колебания совпадают по фазе
Обычно для управления варикапами, входящими в состав генератора
управляемого напряжением (ГУН), требуются напряжения, большие напряжения питания цифровых микросхем (порядка 12 … 15В). В таких случаях на выходе фазового компаратора, схема которого приведена на рисунке 2.125, требуется усилитель. В некоторых случаях можно обойтись без усилителя, если воспользоваться диодными ключами, как это показано на принципиальной схеме,
приведённой на рисунке 2.127.

155

+3В

fоп

+12В
R1

DD1.1
D Т Q
C
R

Q

к ГУН
R3

DD2
&

VD1

R5
R4

VD2
VT2

fгун

D Т Q
DD1.2
C
R

C1
VT1

Q
R2

Рисунок 2.127. Принципиальная схема фазового компаратора
с диодными ключами
В приведённой на рисунке 2.127 схеме фазового компаратора заряд ёмкости C1 производится через резистор R5, а разряд этой ёмкости производится
через резистор R4 и полностью открытый транзистор VT1. Использование различных резисторов в цепи заряда и разряда конденсаторов позволяет независимо регулировать время перестройки синтезатора вниз и вверх по частоте.
На этом можно завершить обзор элементов, входящих в состав схемы фазовой подстройки частоты и перейти к рассмотрению конкретных примеров использования схем ФАПЧ.
Умножители частоты кварцевого генератора
Цепи фазовой подстройки частоты часто используются для увеличения
внутренней тактовой частоты больших интегральных микросхем или в составе
высокочастотных опорных кварцевых генераторов. В этой схеме относительно
просто можно изменять коэффициент умножения частоты изменением коэффициента деления в цепи обратной связи. Пример принципиальной схемы умножителя тактовой частоты приведен на рисунке 2.128.

156

Рисунок 2.12. Принципиальная схема умножителя тактовой частоты
В этой схеме опорный генератор с кварцевой стабилизацией частоты реализован на логических элементах D4 и D6 по схеме Пирса. Генератор, управляемый напряжением (ГУН), реализован на элементах D1 и D3. Это RC генератор, собранный по схеме мультивибратора.
В качестве регулировочного элемента использован полевой транзистор
VT1. Здесь он используется как переменное сопротивление. Следует отметить,
что сопротивление полевого транзистора может изменяться в 1000 раз. Во
столько же раз может меняться частота ГУН. Это очень удобно для формирования тактовой частоты в цифровых микросхемах и, соответственно, для управления их током потребления.
В отличие от схем синтезаторов частот, рассмотренных ранее, из-за большого диапазона регулировки частоты, фазовый шум подобного генератора
очень велик. Поэтому подобные схемы применяются в основном в составе
цифровых интегральных микросхем.
Фазовый компаратор в схеме умножителя тактовой частоты реализован на
микросхемах D7, D8 и D10. Полосу захвата цепи фазовой автоподстройки
определяет фильтр низкой частоты, реализованный на элементах R3C4.
Данный умножитель частоты допускает только шестнадцать ступеней регулировки тактовой частоты. Это определяется разрядностью делителя частоты
D5. Код, определяющий коэффициент умножения вводится через упрощенный
последовательный порт, собранный на сдвиговом регистре D2.
В более сложных схемах умножителей частоты вводятся делители между
опорным генератором и фазовым компаратором. Это позволяет реализовывать
дробные коэффициенты умножения частоты.

157

2.3.9. Усилители промежуточной частоты
При обсуждении структурных схем радиоприемных устройств мы выяснили, что возможно построение супергетеродина с одним двумя и даже тремя
преобразованиями частоты. Требования к усилителю промежуточной частоты
существенно отличается в зависимости от вида принимаемого сигнала, а также
от того, в каком месте структурной схемы относительно фильтра основной избирательности он расположен.
Так, при приеме полезного сигнала с цифровой модуляцией с постоянной
амплитудой усилитель промежуточной частоты, обеспечивающий основное
усиление, может быть выполнен в виде усилителя-ограничителя. Подобное решение позволяет избавиться от блока автоматической регулировки усиления
(АРУ) и, тем самым, упростить схемотехническое решение радиоприемного
устройства в целом. Естественно, что подавление сигналов соседних каналов
должно быть выполнено до усилителя-ограничителя.
Прием сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией, таких как BPSK,
QPSK, 8-PSK или QAM, должен осуществляться линейным усилителем промежуточной частоты. В этом случае для того, чтобы обеспечить прием во всем
диапазоне допустимых уровней полезного сигнала требуется автоматическая
регулировка усиления (АРУ).
В супергетеродинных приемниках с несколькими преобразованиями частоты усилители промежуточной частоты, расположенные до фильтра основной
избирательности обязательно должны обладать повышенной линейностью для
того, чтобы избежать образования побочных каналов приема. Кроме того,
мощная помеха, расположенная за пределами полосы пропускания фильтра основной избирательности, в линейном усилителе не может вызвать интермодуляционные искажения.
В настоящее время подавление частотных составляющих соседнего канала
стараются осуществить до тракта основного усиления. Это позволяет избежать
возникновения нелинейных явлений, которые приводят к уменьшению динамического диапазона приемника, блокированию полезного сигнала и возникновению паразитных каналов приема.
Учитывая, какое важное значение имеет фильтр основной избирательности
в тракте радиоприемника, начнем обзор принципиальных схем усилителей
промежуточной частоты с обсуждения схемотехнических решений принципиальных схем этих фильтров.
2.3.10. Фильтры основной избирательности
Как уже обсуждалось ранее, избирательность приемника по соседнему каналу обеспечивается фильтром основной избирательности. Этот фильтр представляет собой полосовой фильтр с заданными параметрами. Требования к
фильтру основной избирательности обсуждались в предыдущих главах.
Полосовой фильтр может быть реализован различными техническими
средствами. Это могут быть активные RC фильтры, фильтры на переключае158

мых конденсаторах, LC фильтры, электромеханические фильтры, кварцевые
фильтры или фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ-фильтры).
При расчете фильтра основной избирательности применяются обычные
методы расчета полосового фильтра. Это означает, что фильтры могут быть построены с различными видами аппроксимации амплитудно-частотных характеристик. Учитывая, что при построении радиоприемного устройства очень важно обеспечить подавление мешающих сигналов, далеко отстроенных по частоте
от частоты полезного сигнала, чаще всего применяется аппроксимация амплитудно-частотных характеристик по Баттерворту и Чебышеву.
2.3.11. Пьезокерамические фильтры
Пьезокерамические фильтры обычно используются для реализации полосовых фильтров промежуточной частоты 455 или 465 кГц. Эти частоты
наилучшим образом подходят для реализации супергетеродинных приемников.
Название "дискретные" означает, что эти фильтры составлены из отдельных
пьезокерамических резонаторов. Частоты 400 ... 500 кГц, оказались наиболее
удобными для изготовления дешёвых, технологичных пьезокерамических
фильтров. Их размеры оказались в десятки раз меньше, чем у LC фильтров сосредоточенной избирательности, а процесс изготовления более технологическим. При этом стоимость пьезокерамического фильтра значительно ниже стоимости кварцевого фильтра.
Пьезокерамические резонаторы, из которых строится фильтр, обычно выполняют в форме диска диаметром 5 ... 6 мм или квадрата со стороной около
5 мм. Характеристики фильтра полностью определяются от параметрами и количеством резонаторов. Внешний вид пьезоэлектрического резонатора не отличается от внешнего вида кварцевого резонатора, так как их принцип работы не
отличается.

Рисунок 2.129. Внешний вид пьезоэлектрических резонаторов
Пьезокерамические фильтры, выпускаемые промышленностью, обычно
выполняют по лестничной схеме. Эта схема наиболее просто и дёшево реализуется конструктивно. На рисунке 2.130 приведена схема двухзвенного лестничного пьезокерамического фильтра.

159

Рисунок 2.130. Принципиальная схема лестничного фильтра
При этом у резонаторов Z1 и Z3 используется частота последовательного
резонанса, а у Z2 и Z4 – параллельного. Эквивалентная схема фильтра, приведенного на рисунке 2.130, показана на рисунке 2.131.

Рисунок 2.131. Эквивалентная схема пьезокерамического фильтра
Таким образом данная схема фильтра обеспечивает наличие четырех полюсов амплитудно-частотной характеристики. Параллельные резонансы у резонаторов Z1, Z3 и последовательные резонансы резонаторов Z2, Z4 будут
определять частоты нулей АЧХ. Степень связи между резонаторами будет
определять вид амплитудно-частотной характеристики (Чебышева второго рода
или Золотарева-Кауэра). Типовая амплитудно-частотная характеристика пьезокерамического фильтра ФП1П1-61-04-Х отечественного производства приведена на рисунке 2.132.

Рисунок 2.132. Амплитудно-частотная характеристика фильтра ФП1П1-61-04-Х

160

Внешний вид этого фильтра приведен на рисунке 2.133. При этом имейте в
виду, что на фотографии фильтры увеличены за счет макросъемки.

Рисунок 2.133. Фотография фильтров ФП1П1-61-04-Х
Подобным образом выглядят и пьезокерамические фильтры иностранных
фирм. В некоторых образцах за счет применения квадратных резонаторов,
упрощенный вид которого приведен на рисунке 2.129б, реализуется конструкция поверхностного монтажа. В качестве примера, на рисунке 2.134 приведен
внешний вид пьезокерамических фильтров фирмы muRata.

Рисунок 2.134. Внешний вид пьезокерамических фильтров фирмы muRata
Процесс сборки пьезокерамического фильтра проиллюстрируем на примере фильтра ФП1П1-60. Последовательность сборки показана на рисунке 2.135.

161

Рисунок 2.135. Процесс сборки фильтра ФП1П1-60
Фильтр реализован на семи резонаторах, при этом 4 резонатора включены
параллельно, а три – последовательно. Принципиальная схема фильтра ФП1П160 приведена на рисунке 2.136а, а ее конструктивная реализация на рисунке 2.136б.

Рисунок 2.136. Схема электрическая принципиальная фильтра ФП1П1-60
(а) и его сборка (б)
Однако не следует забывать, что резонансы в данном виде фильтра происходят за счет механических колебаний, а они могут возникнуть (и возникают) и
на более высоких частотах. Причем это не только гармоники основной частоты
настройки фильтра. Пример амплитудно-частотной характеристики пьезокерамического фильтра частоты 450 кГц в широком диапазоне частот по данным
фирмы muRata приведен на рисунке 2.137.

Рисунок 2.137. Амплитудно-частотная характеристика
пьезокерамического фильтра 450 кГц
162

На данном рисунке по оси частот отложены мегагерцы. В качестве мер
борьбы с всплесками амплитудно-частотной характеристики применяются:
1. Включение нескольких пьезокерамических фильтров друг за другом
2. Применение на входе и выходе согласующих ФНЧ LC фильтров
3. Применение контура, настроенного на промежуточную частоту (например, 450 кГц). Его конструктивная добротность не должна превышать
значения Q = 40
Третий вариант наиболее предпочтителен. Эта схема приведена на рисунке 2.138.

Рисунок 2.138. Схема согласования пьезокерамического фильтра
с выходом смесителя при помощи контура
2.3.12. Кварцевые фильтры
В настоящее время наибольшее распространение в усилителях промежуточной частоты получили пьезокерамические фильтры, кварцевые фильтры и
фильтры на поверхностных акустических волнах. Это обусловлено их относительной дешевизной и прекрасными электрическими и конструктивными параметрами.
Очень важным для приемника является то, чтобы его параметры не изменялись в процессе эксплуатации, не зависели от внешних воздействий и изменения температуры. Именно кристаллы кварца обладают наиболее стабильными параметрами, хотя в ряде случаев применяются и другие материалы, обладающие пьезоэлектрическим эффектом.
Для начала рассмотрим кварцевые фильтры. Внутреннюю конструкцию и
внешний вид кварцевого резонатора мы рассматривали ранее при обсуждении
вопросов стабилизации частоты генераторов. Фотографии внутреннего устройства и в собранном виде приведены на рисунке 2.97.
В резонаторах кварцевых фильтров применяется AT срез кварцевого кристалла, точно такой же как и в кварцевых генераторах. Одиночные кварцевые
резонаторы редко используются в промышленных кварцевых фильтрах. Такое
решение обычно применяется радиолюбителями. В настоящее время намного
выгодней купить готовый кварцевый фильтр. Тем более, что на рынке обычно
предлагаются фильтры на наиболее распространенные промежуточные частоты.
163

Фирмы-производители кварцевых фильтров для сокращения их габаритов
используют другое решение. На одной кварцевой пластине напыляются две пары электродов, которые образуют два резонатора, связанные между собой акустически. Внешний вид кварцевой пластинки с подобной конструкцией резонаторов и чертеж корпуса, куда она размещается приведен на рисунке 2.139.

Рисунок 2.139. Внешний вид кварцевой пластинки с двумя резонаторами,
чертеж корпуса и внешний вид кварцевого фильтра
Подобное решение получило название кварцевой двойки. Простейший
кварцевый фильтр состоит из одной двойки. Условно-графическое обозначение
кварцевой двойки приведено на рисунке 2.140.

Рисунок 2.140. Условно-графическое обозначение кварцевой двойки
Кварцевая двойка по электрическим параметрам эквивалентна схеме полосового фильтра с двумя связанными контурами, приведенной на рисунке 2.141.

Рисунок 2.141. Двухконтурная схема фильтра, эквивалентная кварцевой двойке
Отличие заключается в достижимой добротности контуров, и, следовательно, полосе пропускания фильтра. Выигрыш особенно заметен на высоких
частотах (десятки мегагерц). Кварцевые фильтры второго порядка на одной
кварцевой двойке обычно применяются в качестве фильтра первой промежуточной частоты.
Кварцевые фильтры четвертого порядка выполняются на двух двойках,
связанных между собой при помощи конденсатора. Вход и выход этих двоек
164

уже не эквивалентен, поэтому обозначается точкой. Схема данного фильтра
приведена на рисунке 2.142.

Рисунок 2.142. Схема кварцевого фильтра четвертого порядка
Фильтры L1C1 и L2C3 как обычно предназначены для трансформации
входного и выходного сопротивления и приведения их к стандартному значению. Кроме того, кварцевые фильтры, как и пьезокерамические фильтры, обладают побочными полосами пропускания. LC фильтры позволяют избавиться от
этих недостатков.
Подобным же образом строятся кварцевые фильтры восьмого порядка. Для
их реализации используют четыре кварцевых двойки, но в отличие от предыдущего варианта фильтр выполняется в одном корпусе. Принципиальная схема
подобного фильтра приведена на рисунке 2.143.
Вход

C1

C2

C3

Выход

Рисунок 2.143. Схема кварцевого фильтра восьмого порядка
Внутреннюю конструкцию кварцевого фильтра восьмого порядка можно
изучить по фотографии фильтра со снятой крышкой, которая приведена на рисунке 2.144.

Рисунок 2.144. Внутренняя конструкция кварцевого фильтра восьмого порядка

165

На фотографии четко просматриваются четыре кварцевых двойки и три
конденсатора поверхностного монтажа (SMD). Подобная конструкция используется во всех современных кварцевых фильтрах, как проникающего, так и поверхностного монтажа. Ее применяют как отечественные, так и зарубежные
производители кварцевых фильтров. Из отечественных производителей можно
назвать ОАО "Морион", ООО НПП "Метеор-Курс" или группу предприятий
Пьезо. В списке литературы приведены некоторые из зарубежных производителей кварцевых фильтров. Следует заметить, что приведенная на рисунке 2.102 конструкция легко реализуется и в корпусах поверхностного монтажа
(SMD).
Как мы видим, сейчас нет проблем купить готовый кварцевый фильтр с
минимальными размерами и по приемлемой цене. Их можно использовать для
проектирования высококачественных приемников, передатчиков трансиверов
или других видов радиооборудования. Для того, чтобы легче ориентироваться в
типах предлагаемых на рынке кварцевых фильтров, приведем график типовых
зависимостей амплитудно-частотной характеристики от числа резонаторов (полюсов), приведенную фирмой SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY
INDUSTRIAL

Рисунок 2.145. Типовая форма АЧХ кварцевого фильтра
в зависимости от числа полюсов
2.3.13. Фильтры на поверхностных акустических волнах
При приеме цифровых видов модуляции чрезвычайно важное значение
имеет фазовая характеристика фильтра основной избирательности. Линейной
фазовой характеристикой обладают фильтры, выполненные на поверхностных
акустических волнах, поэтому в настоящее время активно развивается это
направление фильтров.
Для реализации фильтров на поверхностных волнах используются пьезоэлектрики, подобные кварцевой пластинке. Отличие в работе ПАВ фильтров от
кварцевых или пьезокерамических заключается в том, что используется не объ166

емное колебание пьезоэлектрика, а волна, распространяющаяся по поверхности. Для того, чтобы не возникало объемных волн, которые могут исказить
АЧХ, принимаются специальные конструктивные меры.
Возбуждение поверхностной волны на поверхности пьезоэлектрической
пластинке обычно производится при помощи двух металлических полосок,
нанесенных на ее поверхность на расстоянии λ/2. Для увеличения эффективности преобразователя количество полосок увеличивают. На рисунке 2.146 приведена упрощенная конструкция фильтра на поверхностных акустических волнах.

Рисунок 2.146. Упрощенная конструкция ПАВ фильтра
На данном рисунке видно как распространяется поверхностная волна и
снова преобразуется в электрические колебания при помощи преобразователя,
подобного входному. Обратите внимание, что на концах пьезоэлектрической
пластинки находятся поглотители акустических волн, которые исключают их
отражение. То, что волна распространяется в две стороны означает, что ее энергия делится поровну и половина ее поглощается поглотителем. В результате
потери описываемого устройства не могут быть меньше 3 дБ. Еще одним принципиальным ограничением является то, что на выходе приемного преобразователя должна оставаться часть энергии ПАВ. Иначе не удастся реализовать заданную амплитудно-частотную характеристику. В результате потери в полосе
пропускания для данного типа фильтров на поверхностных волнах достигает
15 ... 25 дБ
Их принцип работы подобен принципу работы цифровых КИХ фильтров.
Импульсная характеристика реализуется за счет длины металлических полосок
в выходном пьезопреобразователе. При расчете выбирается идеальная (прямоугольная) амплитудно-частотная характеристика. Пример задания требований к
АЧХ полосового фильтра приведен на рисунке 2.147.

167

Рисунок 2.147. Форма идеализированной АЧХ фильтра
Затем для того, чтобы получить импульсную характеристику, производится преобразование Фурье от идеальной АЧХ. Для уменьшения ее длины, а, следовательно, и количества металлических полосок в приемном преобразователе,
коэффициенты с малой энергией отбрасываются. Пример подобной импульсной характеристики приведен на рисунке 2.148.

Рисунок 2.148. Форма дискретной импульсной характеристики ПАВ фильтра
Следует заметить, что при отбрасывании части коэффициентов форма амплитудно-частотной характеристики искажается. В полосе непропускания появляются области с малым коэффициентом подавления нежелательных частотных компонент. Для того, чтобы уменьшить эти эффекты, полученная импульсная характеристика умножается на временное окно Хемминга или БлекманаХерриса. Каждый коэффициент будет представлен своей парой электродов в
приемном преобразователе акустической волны в электрический сигнал. Пример формы АЧХ фильтра после обработки его импульсной характеристики окном Блекмана-Херриса приведен на рисунке 2.149. На этом же рисунке приведена АЧХ фильтра на поверхностных акустических волнах с учетом неточности
изготовления длины металлических полосок преобразователя.

168

Рисунок 2.149. АЧХ ПАВ фильтра с применением окна Блекмана-Херриса
без учета и с учетом неточности изготовления
Несомненными преимуществами данного вида ПАВ фильтров является отличная форма амплитудно-частотной характеристики. Еще одним их преимуществом является линейная фазовая характеристика, что дает значительные
преимущества при создании аппаратуры с использованием цифровых видов
модуляции. Однако существенным недостатком является значительное вносимое затухание на центральной частоте полосы пропускания. Это не позволяет
использовать данный тип полосовых фильтров в первых каскадах высокочувствительных приемников систем мобильной радиосвязи и сотовых телефонов.
По этой же причине нежелательно применение этих фильтров в выходных каскадах радиопередатчиков (выделение значительной части мощности выходного
колебания на фильтре приводит к его разрушению).
Поэтому были разработаны ПАВ фильтры, работающие на другом принципе. Основой их построения являются ПАВ-резонаторы. Принцип работы этих
резонаторов основан на отражении поверхностной акустической волны (а точнее приповерхностной волны, проникающей вглубь пьезоэлектрика глубже) отражательными решетками. Расстояние между проводящими полосками (или
канавками), как и в предыдущем случае, равно половине длины волны. Расстояние между отражателями выбирают кратным длине акустической волны на частоте настройки резонатора. В результате между отражателями возникает стоячая волна. Конструкция ПАВ резонаторов различных видов приведена на рисунке 2.150.

169

Рисунок 2.150. Конструкция резонаторов на поверхностных
акустических волнах
Благодаря использованию поверхностных акустических волн, частотный
диапазон данного типа резонаторов расширен в область высоких частот и может достигать значений нескольких гигагерц. ПАВ-резонатор по своим характеристикам не отличается от обычного кварцевого резонатора, который использует объемные акустические волны. Его электрическая схема соответствует последовательному резонансному контуру. Для обеспечения стабильности характеристик они изготавливаются на кварцевых пластинках. Типовая добротность
этого контура составляет 12000 [4]. Эквивалентная схема резонатора на поверхностных акустических волнах приведена на рисунке 2.151.
L1

C2

C1

Рисунок 2.151. Эквивалентная схема резонатора
на поверхностных акустических волнах
С применением ПАВ резонаторов реализуются фильтры, подобные обычным кварцевым фильтрам. По такому принципу обычно реализуются узкополосные полосовые фильтры. Их принцип работы основан на хорошо известных
фильтрах Баттерворта и Чебышева. Потери в полосе пропускания при этом
определяются добротностью резонаторов и могут быть 2 ... 3 дБ, что позволяет
использовать этот вид ПАВ-фильтров во входных каскадах приемников и выходных каскадах передатчиков. Наиболее распространена лестничная схема. В
качестве примера можно привести схему фильтра-дуплексора:

170

Рисунок 2.152. Схема дуплексора на ПАВ-резонаторах
Еще один вариант фильтра на поверхностных акустических волнах реализуется на резонаторах с двумя преобразователями, конструкция которого показана на рисунке 2.150б. Его эквивалентная схема приведена на рисунке 2.153.
Подобное схемное решение позволяет развязать вход и выход устройства.
Lm

Cm

Cр

Cр

Рисунок 2.153. Эквивалентная схема резонатора
с двумя пьезопреобразователями
Теперь на одной пластинке пьезоэлектрика можно реализовать сразу несколько резонаторов, так как отражатели для одной частоты не влияют на частоте резонанса другого резонатора. Конструкция фильтра на поверхностных
волнах с двумя резонаторами показана на рисунке 2.154

Рисунок 2.154. Конструкция фильтра на поверхностных волнах
с двумя резонаторами

171

Эквивалентная схема этого фильтра приведена на рисунке 2.155. В ней последовательные контура включены параллельно, образуя тем самым два полюса, как в полосовом фильтре Чебышева или Баттерворта второго порядка.
Lm1

Cm1

Lm2

Cm2

Cр

Cр

Рисунок 2.155. Эквивалентная схема фильтра на поверхностных волнах
с двумя резонаторами

Реализуемая таким фильтром типовая амплитудно-частотная характеристика приведена на рисунке 2.156.

Рисунок 2.156. Амплитудно-частотная характеристика фильтра
с двумя резонаторами
В промышленно выпускаемых фильтрах используется от четырех до восьми резонаторов. Так как частоты полюсов полосового фильтра отличаются друг
от друга незначительно, то отражатели разных резонаторов мы будем воспринимать как один широкий отражатель. Внешний вид ПАВ фильтров с открытой
верхней крышкой приведен на рисунке 2.157.

172

Рисунок 2.157. Внешний вид ПАВ-фильтров и их кварцевых пластинок
Для того, чтобы можно было оценить размеры этих фильтров, на рисунке 2.158 приведена фотография ПАВ фильтра рядом с 10-копеечной монетой.

Рисунок 2.158. Конструкция фильтра на поверхностных
акустических волнах (ПАВ).
В качестве наиболее известного отечественного производителя фильтров
на поверхностных акустических волнах можно назвать ООО "АЭК" (например,
фильтр A177-44.925M1). Для приведения его входного и выходного сопротивления к стандартному значению 50 Ом производитель рекомендует использовать уже хорошо известное нам решение фильтра-трансформатора сопротивле173

ний. А так как это фильтр нижних частот, то он одновременно избавит от проблем неидеальности амплитудно-частотной характеристики в области верхних
частот, которые могут вызываться эффектом тройного эха или воздействием
объемной волны.

Рисунок 2.159. Схема согласования ПАВ фильтра
с стандартным значением сопротивления 50 Ом
Фильтры, производимые иностранной фирмой EPCOS содержат все цепи
согласования внутри корпуса, поэтому достаточно обеспечить сопротивление
источника сигнала и сопротивление нагрузки, равным 50 Ом, и мы получим заданную АЧХ.

Рисунок 2.160. Пример амплитудно-частотной характеристики ПАВ-фильтра
B9909 фирмы EPCOS

174

2.3.14. Линейные усилители промежуточной частоты
Как уже мы обсуждали ранее, линейный усилитель первой промежуточной
частоты должен обладать небольшим усилением. Его задача скомпенсировать
потери в фильтрах и преобразователях частоты. В то же самое время помеха
может перегрузить этот усилитель, поэтому усилитель должен быть охвачен
системой автоматической регулировки усиления. В качестве примера подобного усилителя можно рассмотреть схему, построенную на микросхеме AD8367.
Ее внутренняя схема приведена на рисунке 2.161

Рисунок 2.161. Внутренняя схема микросхемs AD8367
То, что эта микросхема может быть охвачена местной схемой автоматической регулировки напряжения, позволяет избежать перегрузки выходного каскада мощной внедиапазонной помехой. Дополнительно динамический диапазон
расширяется за счет дискретного 9-каскадного аттенюатора. Принципиальная
схема усилителя промежуточной частоты, собранного на микросхеме AD8367,
приведена на рисунке 2.162.
+Uп
C3
1,0

Вход

R1
4,7

2 ENBL

L1 100н

VPSI 12
VPSO 11

3

INPT
C1
8,2пф 5
GAIN
C2

6 DETO

0,1

4 MODE

R3
4,7

C8
0,1

C4
0,1
C5

10н

R2 100

HPFL 13

1 ICOM
14 ICOM
7 ICOM
8
OCOM

DECL

VOUT

9

C6
10н

10

C7
0,1

C9
13пф
Выход

L2
120н

Рисунок 2.162. Принципиальная схема усилителя ПЧ
собранного на микросхеме AD8367
175

В этой схеме фильтр L1C1 позволяет преобразовать входное сопротивление микросхемы в стандартное сопротивление 50 Ом. Фильтр L2C9 приводит
выходное сопротивление микросхемы к значению 50 Ом. Замкнутые выводы 5
и 6 включают автоматическую регулировку напряжения.
Следует заметить, что, как мы это уже обсуждали ранее, чувствительность
приемника и его динамический диапазон обычно определяют первые каскады.
Поэтому в схеме второго гетеродина и усилителя промежуточной частоты
можно применить схему с более скромными параметрами, обладающую меньшими габаритами и стоимостью. В качестве примера можно назвать отечественную микросхему КФ174ХА42 или КС1066ХА1, иностранные микросхемы
TEA5570, AD609 или AD6459. Все они являются фактически готовыми приемниками, в которых содержатся смесители, усилители, системы АРУ и демодуляторы, поэтому рассмотрим работу одной из этих микросхем позднее.
2.3.15. Усилители-ограничители
При разработке любого блока радиоэлектронного устройства важно выполнять требования, предъявленные к нему на этапе разработке структурной
схемы. При разработке структурной схемы радиоприемного устройства мы
определили, что от усилителя второй промежуточной частоты требуется обеспечить максимальное усиление мощности принимаемого сигнала. Именно усилитель второй промежуточной частоты доводит уровень сигнала до значения,
необходимого для нормальной работы ЧМ демодулятора, тем самым обеспечивая необходимую чувствительность приемника радиостанции. В то же самое
время уровень принимаемого сигнала может быть достаточно большим при работе на небольшом расстоянии от передатчика.
При работе с угловыми (частотными или фазовыми) видами модуляции,
такими как частотная модуляция, GMSK, полезная информация заложена в изменении частоты или фазы, поэтому после выделения диапазона частот полезного сигнала, в ряде случаев можно потерять информацию об амплитуде исходного сигнала. Естественно при этом спектр принятого сигнала расширится,
но так как подавление внедиапазонных помех уже завершено, то на этом этапе
приема можно допустить расширение спектра сигнала.
То, что мы допустили возможность потери информации об амплитуде
принимаемого полезного сигнала, позволяет применить усилители, ограничивающие его амплитуду. Это значительно упрощает схему усилителя промежуточной частоты, так как не требуется схема автоматической регулировки
напряжения (АРУ).
В настоящее время выпускается достаточно много микросхем, реализованных по данной схеме. В качестве примера отечественной микросхемы усилителя промежуточной частоты с встроенным ограничителем амплитуды можно
назвать микросхемы К174ХА10 или К174ХА42. Эти микросхемы предназначены для реализации однокристальных радиовещательных приемников.
Подобные микросхемы применяются и для реализации трактов промежуточной частоты профессиональных радиостанций. Это такие микросхемы фирм
176

Philips или NXP Semiconductors как SA607, SA616, SA627, SA636. Отличаются
они друг от друга незначительно. В основном габаритами и входным/выходным
сопротивлением усилителей. В микросхеме SA627 есть встроенный подавитель
шума. Пример принципиальной схемы тракта второй промежуточной частоты,
реализованной на микросхеме SA616, выпускаемой фирмой Philips Semiconductors, приведен на рисунке 2.163.

Рисунок 2.163. Принципиальная схема усилителя ПЧ
собранного на микросхеме SA616
В данной микросхеме в одном корпусе сосредоточен транзисторный смеситель (MIXER), усилитель промежуточной частоты (IF AMP), ограничитель
(LIMITER) и частотный детектор(QUAD). Коэффициент усиления усилителя
промежуточной частоты IF в этой микросхеме равно 44 дБ. Коэффициент усиления усилителя-ограничителя LIMITER в микросхеме SA616 равен 58 дБ. Общий коэффициент усиления микросхемы достигает значения 100 дБ (сто тысяч
раз по напряжению). Этого вполне достаточно для реализации предельной чувствительности приемников частотных видов модуляции.
К сожалению, узел смесителя имеет достаточно низкое значение IP3, равное – 9 дБм. Основная избирательность приемника по соседнему каналу осуществляется после этого узла, поэтому для обеспечения приемлемых параметров приемника в целом по интермодуляции и блокированию желательно смеси177

тель реализовывать на отдельной микросхеме с более высокими значениями
этого параметра.
В качестве схемотехнического решения, которое позволяет применить
встроенный в микросхему SA616 (SA627, SA636) преобразователь частоты,
можно назвать применение узкополосных кварцевых фильтров первой промежуточной частоты (обычно 45 МГц). В этом случае уровень второго и четвертого соседних каналов (наиболее опасных с точки зрения интермодуляционных
искажений) будет ослаблен в достаточной мере для того, чтобы этими искажениями можно было пренебречь. В этом описываемая микросхема используется
в качестве тракта второй промежуточной частоты в супергетеродинном приемнике с двойным преобразованием.
В схеме, приведенной на рисунке 2.163, на вход усилителя промежуточной
частоты напряжение подается через керамический фильтр основной избирательности FLT1. Обычно применяется пьезокерамический фильтр, подобный
SFPKA455KF4A-R1 фирмы Murata. Его средняя частота составляет 455 МГц.
Такой фильтр способен ослабить мощность сигнала соседнего канала на 30 дБ,
поэтому в тракт второй промежуточной частоты обычно включается два фильтра. Но фильтры не могут быть нагружены друг на друга, поэтому второй
фильтр ставится на выходе усилителя промежуточной частоты IF. Так как сигнал соседнего канала уже подавлен на 30 дБ, то усиление мощности входного
сигнала на 40 дБ ни к каким неприятным последствиям не приводит.
При подключении фильтров к другим элементам схемы очень важно согласовать их входное и выходное сопротивление. В фильтрах рассогласование
входа и выхода фильтра по сопротивлению может привести к резкому изменению амплитудно-частотной характеристики (развал АЧХ). Входное сопротивление усилителей промежуточной частоты IF и LIMITER в микросхеме SA616
равно 1,5 кОм, поэтому никакого дополнительного согласования с фильтром
SFPKA455KF4A-R1 не требуется (его входное и выходное сопротивление равно
1,5 кОм).
Работу следующей части микросхемы SA616, осуществляющей демодуляцию частотно-модулированного сигнала QUAD, мы рассмотрим позднее в главе, посвященной частотным демодуляторам.
2.3.14. Амплитудный детектор
При обсуждении видов модуляции принимаемого сигнала, применяющихся в наземных системах мобильной радиосвязи, мы выяснили, что амплитудная
модуляция не применяется в системах наземной мобильной радиосвязи. Амплитудную модуляцию применяют только в диапазоне частот 118...136 МГц
для связи с самолётами. В цифровых системах наземной мобильной радиосвязи,
в том числе и сотовой связи, амплитудные детекторы (демодуляторы) в чистом
виде не применяются. Однако, учитывая, что практически все современные виды цифровой модуляции содержат амплитудную составляющую, в видоизмененном виде в цифровом демодуляторе присутствует амплитудный детектор.
Причем, если учесть, что индекс этой паразитной модуляции составляет не
178

30%, как в аналоговой АМ, а достигает 100%, то сложность решаемых задач
возрастает на порядок.
Тем не менее, для полноты картины рассмотрим схему амплитудного детектора, позволяющего превратить значения амплитуды высокочастотного сигнала в низкочастотные колебания. Первоначально амплитуду высокочастотного
колебания выделяли на электронных приборах с нелинейной вольтамперной
характеристикой, таких как полупроводниковые диоды и транзисторы. Требующаяся для амплитудного детектирования вольтамперная характеристика
(ВАХ) нелинейного элемента приведена на рисунке 2.164.

Рисунок 2.164. Вольтамперная характеристика нелинейного элемента,
необходимая для детектирования амплитудной модуляции
При прохождении амплитудно-модулированного сигнала через электронный прибор с вольтамперной характеристикой, приведенной на рисунке 2.164, в
выходном токе появляется составляющая, пропорциональная амплитуде входного сигнала. Процесс детектирования на электронном приборе с подобной
вольтамперной характеристике поясняется на рисунке 2.165.

Рисунок 2.165. Процесс детектирования амплитудно-модулированного
сигнала на линейной ВАХ
179

Реальные вольтамперные характеристики нелинейных элементов (таких
как полупроводниковые диоды или транзисторы), применяющихся в амплитудных детекторах, значительно отличаются от требующейся ВАХ. В результате
амплитудная характеристика детектора получается существенно нелинейной. У
вольтамперных характеристик этих электронных приборов наблюдается ступенька в районе 0,2 ... 0,8 В. Наименьшей ступенькой обладают диоды Шоттки
и обращенные диоды. Именно такие диоды и применяются в амплитудных демодуляторах. Пример вольтамперной характеристики полупроводникового диода Шоттки приведен на рисунке 2.166.

Рисунок 2.166. Вольтамперная характеристика полупроводникового диода
Пример принципиальной схемы амплитудного детектора, выполненного на
полупроводниковом диоде, приведен на рисунке 2.167. По таким схемам строятся и схемы вольтметров переменного тока.

Рисунок 2.167. Принципиальная схема амплитудного детектора
В данной схеме присутствует значительное влияние выходной цепи детектора на характеристики детектирования, точка перегиба вольтамперной характеристики не совпадает с нулевым значением напряжения входного сигнала.
Все это приводит к тому, что в диодной (или транзисторной) схеме амплитудного детектора при росте глубины модуляции растут нелинейные искажения.
180

При глубине модуляции m = 0,5 нелинейные искажения достигают 10 %, а при
m = 1 – уже 25 %. Такой уровень нелинейных искажений недопустим для современной аппаратуры. График зависимости нелинейных искажений от глубины модуляции в диодном детекторе приведен на рисунке 2.168.

Рисунок 2.168. Зависимость нелинейных искажений от глубины
модуляции в диодном детекторе
В настоящее время в качестве амплитудных детекторов обычно используются синхронные детекторы. Основным узлом синхронного детектора является
аналоговый умножитель. Для того, чтобы умножитель осуществил перенос
спектра сигнала промежуточной частоты на нулевую частоту (осуществил амплитудную демодуляцию сигнала), нужно на второй вход аналогового умножителя подать напряжение промежуточной частоты с фазой, совпадающей с фазой
принимаемого сигнала. Подробно принципы работы синхронного детектора
были рассмотрены при обсуждении принципов работы приемника прямого
преобразования.
В этой схеме очень важно, чтобы сигнал, поступающий на один из входов
умножителя, собранного на транзисторах имел постоянную амплитуду. Только
в этом случае сигнал на выходе схемы будет пропорционален амплитуде входного сигнала. Если же амплитуда сигнала на обоих входах умножителя будет
изменяться, то мы получим квадратичный амплитудный детектор, сигнал на
выходе которого будет пропорционален не амплитуде сигнала, а его мощности.
Для выделения опорного сигнала в современных радиоприемных устройствах применяется усилитель-ограничитель. На выходе усилителяограничителя формируется сигнал промежуточной частоты с прямоугольной
формой и постоянной амплитудой. Этот сигнал подается на один из входов
умножителя сигналов. На второй вход умножителя сигналов подается неограниченный сигнал промежуточной частоты с амплитудной модуляцией. Его уровень поддерживается на постоянном уровне системой автоматической регулировки усиления (АРУ). Структурная схема подобного амплитудного детектора
приведена на рисунке 2.169.

181

Рисунок 2.169. Структурная схема амплитудного детектора,
выполненного на аналоговом умножителе сигналов
Временные диаграммы сигналов на входах и выходе умножителя сигналов
схемы синхронного амплитудного детектора приведены на рисунке 2.170. На
этом рисунке показан сигнал, модулированный по амплитуде синусоидальным
сигналом с индексом модуляции близким к единице.

Рисунок 2.170. Временные диаграммы сигналов на входах
и выходе умножителя
182

Как видно из приведенных временных диаграмм сигналов, видимые искажения на выходе схемы отсутствуют. Пример упрощенной принципиальной
схемы амплитудного демодулятора, выполненного по схеме синхронного детектора, приведен на рисунке 2.171. Вместо генераторов тока на транзисторах в
ней показаны резисторы R1 ... R4.
Усилительограничитель
R1

Умножитель
+Uп
R2
R3

R4

VT5

VT3

Выход
НЧ
VT6

VT8

VT1 VT2
VT4

VT7

Вход АМ

Рисунок 2.171. Схема АМ детектора на кольцевом умножителе сигналов
В данной схеме амплитудного детектора на один вход кольцевого умножителя (транзисторы VT4 и VT7) подается усиленный сигнал с амплитудной модуляцией, а на другой вход тот же самый сигнал, но ограниченный по амплитуде усилителем-ограничителем, собранным на транзисторах VT1 и VT2. В результате на выходе схемы появляется напряжение модуля входного сигнала
(амплитуда входного сигнала).
Для окончательного выделения модулирующего сигнала достаточно подавить напряжение удвоенной промежуточной частоты, присутствующее в сигнале на выходе амплитудного детектора. Это легко делается при помощи обычного конденсатора.
Схема балансных амплитудных детекторов, выполненная на кольцевых
умножителях, часто применяется в составе микросхем, применяемых в современных радиовещательных приемниках. В качестве примера, на рисунке 2.172
приведена схема включения микросхемы приемника амплитудных видов модуляции TDA1072.

183

Рисунок 2.172. Схема АМ приемника на микросхеме TDA1072
В этой схеме на одном кристалле расположены все рассмотренные ранее
блоки радиоприемного устройства. На входе микросхемы сигнал поступает на
усилитель радиочастоты (RF preamplifier), затем он подается на балансный
транзисторный смеситель (Balanced mixer).
С выхода балансного смесителя (вывод 1) сигнал через пьезокерамический
фильтр промежуточной частоты поступает на вход (выводы 3 и 4) усилителя
промежуточной частоты (Controlled IF amplifier), охваченного цепью АРУ. Его
выход соединен с балансным амплитудным детектором.
После усиления демодулированного сигнала усилителем низкой частоты
(IF amplifier) звуковой сигнал снимается с вывода 6. Для контроля уровня принимаемого сигнала к девятому выводу микросхемы может быть подключен амперметр, который превращается в индикатор уровня при помощи резистора
RL9.
184

2.3.15. Фазовый детектор
Для определения фазы неизвестного колебания требуется точка отсчета,
которая будет определять начало координат. Обычно в качестве такой точки
отсчета выступает опорное синусоидальное колебание, вырабатываемое местным генератором (гетеродином). При этом для выделения фазы можно воспользоваться тригонометрическим тождеством:
(1)

При условии равенства частот принимаемого сигнала и гетеродина формула преобразуется к виду:
(2)

Напряжение с удвоенной частотой принимаемого сигнала (удвоенной промежуточной частотой) на выходе фазового детектора легко подавляется фильтром низких частот и в дальнейшем анализе не учитывается:
(3)

Учитывая, что синус малого угла равен значению самого угла, на выходе
аналогового умножителя сигналов присутствует напряжение, пропорциональное фазе принимаемого сигнала. Иначе говоря, в качестве фазового детектора
может выступать аналоговый умножитель сигналов, к одному из входов которого подключен генератор с частотой, равной частоте принимаемого сигнала.
К сожалению, из той же формулы напряжения на выходе умножителя сигналов видна зависимость выходного напряжения от амплитуды входного сигнала и сигнала местного генератора (гетеродина). Поэтому перед детектированием фазомодулированного сигнала в фазовом детекторе напряжение входного
сигнала должно быть ограничено по амплитуде.
В ряде схем фазовых детекторов в результате ограничения или по ряду
других причин (синтезатор частот, умножитель тактовой частоты) применяются
сигналы с логическими уровнями. В этом случае в качестве цифрового фазового детектора можно применить схему "исключающего или".
Структурная схема фазового детектора, реализованная по описанному выше принципу, приведена на рисунке 2.173.

185

Рисунок 2.173. Структурная схема фазового детектора
Форма напряжения на выходе ограничителя амплитуды приближается к
прямоугольной форме сигнала со скважностью равной двум. Напряжение (или
ток) на выходе местного генератора (гетеродина) тоже стараются получить
прямоугольной формы. Для более точного формирования прямоугольного сигнала гетеродина с равной длительностью положительного и отрицательного
значения достаточно часто применяют генератор с удвоенной частотой. Затем
понижают ее на двоичном делителе (T-триггере). В результате формула (3) преобразуется к следующему виду:
(4)

Линейный участок передаточной характеристики фазового детектора в результате применения прямоугольных колебаний расширяется до диапазона
. Пример передаточной характеристики фазового детектора
AD9901 приведен на рисунке 2.174.

Рисунок 2.174. Передаточная характеристика фазового детектора AD9901
Отклонение передаточной характеристики от линейного закона в микросхеме вызвано ее конечным быстродействием.
186

2.3.16. Частотный детектор
Задача выделения закона изменения частоты из принимаемого сигнала
встречается очень часто. Эта задача встречается как при приеме сигналов с аналоговыми методами частотной модуляции, так и при приеме сигналов с цифровыми методами модуляции, такими как FFSK или GMSK. Мы даже не задумываемся, слушая FM-радиостанции в салоне автомобиля или на природе, что в
портативном или автомобильном радиоприемнике звук выделяется из радиосигнала при помощи частотного детектора. Набирая номер по сотовому телефону, мы тоже используем данное устройство. Поэтому в настоящее время любой специалист, который ищет работу по специальности, связанной с радио
должен представлять принципы работы частотного демодулятора.
В данной статье не будут рассматриваться такие музейные раритеты как
детектор отношений или дробный детектор. Сейчас частотные детекторы строятся на основе аналоговых умножителей частоты. Сигнал с частотной модуляцией синусоидальным низкочастотным модулирующим сигналом описывается
следующим математическим выражением:

Прежде чем перейти к конкретным схемам частотных детекторов обратимся к математическому определению понятия частоты:

Из этой формулы видно, что частота и фаза входного колебания жестко
связаны друг с другом операцией дифференцирования (интегрирования). Для
детектирования частотно-модулированных колебаний можно применить схему фазового детектора, а затем продифференцировать выходное напряжение на
дифференцирующей RC-цепочке.

Структурная схема частотно-фазового детектора, реализованная по описанному выше принципу, приведена на рисунке 2.175.

Рисунок 2.175. Структурная схема частотно-фазового детектора
187

В данной схеме узкополосный контур производит преобразование частотно-модулированного колебания в фазомодулированное колебание за счет фазочастотной характеристики узкополосного контура. Воспользовавшись рассмотренной нами раньше принципиальной схемой аналогового умножителя сигналов, получим принципиальную схему частотного детектора.
+Uп
R1
Фазосдвигающая
цепочка
С2

R2

R3

R4
Выход
НЧ

VT5

VT3

VT6

VT8

L1
С3

С1
VT4

VT7

Вход АМ

Рисунок 2.176. Принципиальная схема частотно-фазового детектора
Подобные схемы фазовых детекторов широко используются в технических
решениях радиоприемных устройств. Схему включения частотного детектора
микросхемы SA616 в составе тракта второй промежуточной частоты радиостанции можно посмотреть на рисунке 2.163. Еще одна схема частотнофазового детектора, реализованного на отечественной микросхеме 174УР3 показана на рисунке 2.177.

Рисунок 2.177. Частотно-фазовый детектор на микросхеме 174УР3

188

В настоящее время на подобном принципе работает большинство микросхем однокристальных ЧМ приемников, например микросхемы К174ХА26,
MC3361, MC3371, SA636. Эти же микросхемы могут применяться и в составе
более качественной аппаратуры при условии реализации первых усилительных
каскадов приемника на более высококачественной элементной базе.
В ряде случаев для частотного детектирования применяется схема фазовой
автоподстройки частоты. Она позволяет при малых затратах получить высокие
качественные параметры частотного детектора в целом. Структурная схема подобного детектора приведена на рисунке 2.178.

Рисунок 2.178. Структурная схема частотного детектора
реализованного на ФАПЧ
В данной схеме генератор подстраивается под частоту входного сигнала.
На выходе фазового детектора вырабатывается сигнал ошибки подстройки частоты. Этот сигнал пропорционален девиации частоты входного частотномодулированного сигнала. Фильтр низких частот определяет полосу захвата
цепи ФАПЧ.
Подобные схемы мы рассматривали при обсуждении особенностей построения гетеродинов и генераторов опорной и тактовой частоты.
2.3.17. Схемы автоматической регулировки усиления
Обычно уровень полезного сигнала на входе приемника меняется в зависимости от условий распространения сигнала. Поэтому для обеспечения уровня
сигнала, необходимого для оптимальной работы умножителей квадратурного
детектора, приходится изменять коэффициент усиления УРЧ. Для этого во
входном устройстве применяется схема автоматической регулировки усиления
(АРУ). Применение схемы АРУ увеличивает динамический диапазон приемника. Структурная схема приемника с системой АРУ приведена на рисунке 2.179.

189

Вх. устр.

Аттен.

УНЧ

ГТПр

Детектор

демодулированный
сигнал

Детектор
АРУ

Рисунок 2.179. Структурная схема радиоприемника с АРУ
В этой схеме сигнал с выхода усилителя высокой частоты поступает на детектор АРУ. На его выходе формируется постоянное напряжение, соответствующее уровню входного сигнала. Оно усилителем низкой частоты (УНЧ) усиливается до значения, необходимого для работы аттенюатора. В результате при
превышении входным радиосигналом определенного заранее порога, аттенюатор ослабляет его до этого порога. В результате общий коэффициент усиления
схемы уменьшается и искажений входного сигнала не возникает.

Рисунок 2.180. Амплитудная характеристика приемника, охваченного АРУ
При реализации приемника прямого усиления в системах связи, использующих сигналы с постоянной огибающей, вместо схемы усилителя, охваченного
автоматической регулировкой усиления, обычно применяется усилительограничитель. Этот усилитель реализует те же самые функции, что и усилитель
радиочастоты, охваченный АРУ, но его реализация при этом намного проще, а
параметры обладают большей стабильностью.
2.3.18. Компенсационные стабилизаторы
Компенсационные стабилизаторы напряжения позволяют получить постоянное напряжение с минимальным значением пульсаций и шума, поэтому эти
стабилизаторы применяются в узлах радиоаппаратуры, наиболее чувствительных к помехам. Более того! Если раньше в радиоэлектронном устройстве применялся один источник стабильного напряжения, а потребители разделялись
190

пассивными RC фильтрами, то теперь экономически выгоднее вместо RCцепочек поставить интегральные стабилизаторы напряжения.
Следует отметить, что при написании этой статьи я решал непростую дилемму. С одной стороны в настоящее время на рынке предлагается огромное
количество готовых микросхем стабилизаторов напряжения. С другой стороны
для правильного выбора и применения этих микросхем нужно понимать как
они работают. Именно поэтому сначала познакомимся с принципами работы
компенсационного стабилизатора, а только потом рассмотрим особенности
применения готовых микросхем. Структурная схема компенсационного стабилизатора приведена на рисунке 2.181.

Рисунок 2.181. Структурная схема компенсационного
стабилизатора напряжения
Стабилизация выходного напряжения в компенсационном стабилизаторе
происходит при помощи отрицательной обратной связи. Выходное напряжение
может измениться под влиянием входного напряжения или изменения тока
нагрузки. Оно сравнивается с опорным высокостабильным напряжением и при
несовпадении осуществляется его подстройка под заданное значение.
В процессе работы компенсационного стабилизатора транзистор, который
применяется в качестве регулировочного элемента, изменяет свое внутреннее
сопротивление. На этом сопротивлении по закону Ома осуществляется падение
напряжения ΔUРЭ. При этом напряжение падает ровно настолько, чтобы на выходе получилось требуемое напряжение питания. Это означает, что при применении компенсационного стабилизатора входное напряжение всегда
должно быть больше выходного.
В схеме, приведенной на рисунке 2.181, коэффициент передачи элемента
регулирования Kр определяет зависимость выходного напряжения от входного.
Для хорошего стабилизатора чем меньше будет этот коэффициент, тем лучше.
Пульсации входного напряжения не смогут пройти на выход стабилизатора.
Поэтому в элементе регулировки обычно входное напряжение подается на коллектор биполярного транзистора или сток полевого транзистора.
Эталонное напряжение Uэт обычно не совпадает с выходным напряжением
стабилизатора, поэтому между его выходом и схемой сравнения ставится дели191

тель напряжения с коэффициентом деления Kд. Для получения необходимого
коэффициента стабилизации между устройством сравнения и регулирующим
транзистором ставится усилитель постоянного тока, который усиливает сигнал
ошибки ΔUE. Общий коэффициент петлевого усиления в данной схеме можно
определить следующим образом:
(1)
Принцип работы компенсационного стабилизатора лучше пояснить по
принципиальной схеме. Подобная схема, выполненная на двух транзисторах,
приведена на рисунке 2.182.

Рисунок 2.182. Принципиальная схема простейшего компенсационного
стабилизатора напряжения
В этой схеме в качестве регулирующего элемента использован транзистор
VT1, включенный по схеме с общим коллектором. Схема сравнения реализована на транзисторе VT2. Ток этого транзистора зависит от разности напряжений
между базой и эмиттером. В качестве эталонного источника напряжения применен параметрический стабилизатор на резисторе R1 и стабилитроне VD1.
Выходное напряжение поступает на базу транзистора VT2 через делитель
напряжения R3, R4.
Если напряжение на выходе стабилизатора по каким либо причинам возросло, то транзистор VT2 приоткрывается и напряжение на его коллекторе
уменьшается. К коллектору VT2 подключена база транзистора VT1, следовательно, уменьшится и напряжение на выходе стабилизатора (вернется к заданному значению). Аналогичным образом схема отрицательной обратной связи
отработает и при уменьшении напряжения на выходе.
Следует заметить, что от транзистора VT1 требуется обеспечивать большой коэффициент усиления по току, поэтому в современных стабилизаторах,
таких как иностранные микросхемы 7805 или КР142ЕН5 отечественного производства, в качестве этого транзистора применяется составной транзистор по
схеме Дарлингтона.

192

Рисунок 2.183. Схема Дарлингтона
Коэффициент усиления усилителя, собранного на транзисторе VT2, сильно
зависит от сопротивления R2. Чем больше будет это сопротивление, тем больше Kу, и, следовательно, коэффициент стабилизации. Кроме того, через это сопротивление на базу транзистора VT1 поступают пульсации входного напряжения Uвх. С этой точки зрения тоже следует увеличивать сопротивление резистора R2. Однако в результате может не хватить тока для работы транзисторов
VT1 и VT2. Поэтому в современных стабилизаторах вместо обычного резистора применяются генераторы тока. Чаще всего токовое зеркало.

Рисунок 2.183. Принципиальная схема токового зеркала
В результате получается схема, подобная схеме стабилизатора с фиксированным выходным напряжением 7805. Конечно, существуют микросхемы стабилизаторов с регулируемым выходным напряжением, однако подобная функция приводит к усложнению схемы и снижению параметров стабилизатора, поэтому выгоднее подобрать готовый стабилизатор на необходимое напряжение.

193

Рисунок 2.184. Принципиальная схема компенсационного стабилизатора 7805
Несмотря на достаточно сложную внутреннюю схему, применять такой
стабилизатор чрезвычайно просто. Его схема включения приведена на рисунке 2.185

Рисунок 2.185. Принципиальная схема стабилизатора,
реализованного на микросхеме 7805
Микросхемы, выполненные по этой схеме выпускаются большинством ведущих фирм мира. В качестве примера можно назвать LM7805 фирм Texas Instruments, STMicroelectronics, Fairchild Semiconductor, способную выдавать выходной ток более 1,5 А. Имеется отечественный аналог – стабилизаторы
КР142ЕН5В. В названии приведенной микросхемы стабилизатора цифры 78
означают, что это стабилизатор, а цифры 05 означают, что он формирует на вы194

ходе напряжение 5 В. Соответственно стабилизаторы 7803 будут формировать
напряжение 3.3 В, 7809 – 9В, 7812 – 12В.
Так как через силовой транзистор (элемент регулировки) протекает весь
ток нагрузки, то на нем выделяется тепловая энергия, которую необходимо рассеять в окружающем пространстве. Поэтому обычно этот стабилизатор размещается на радиаторе. Для удобства крепления микросхема выполняется в специально разработанном корпусе TO-220, который даже без радиатора способен
рассеять до 1 Вт тепла.

Рисунок 2.186. Примеры компенсационных стабилизаторов,
выполненных на микросхеме 7805
В ряде случаев такой большой ток не требуется, поэтому были разработаны
микросхемы маломощных стабилизаторов напряжения. Наиболее распространены микросхемы LM78L05. Эти микросхемы выпускаются в малогабаритных
корпусах, таких как SOIC, SOT-89, DSBGA или TO-92. Отечественные малогабаритные стабилизаторы – КР1157. Их схема включения не отличается от схемы, приведенной на рисунке 6, но конструкция совершенно другая.

Рисунок 2.187. Примеры компенсационных стабилизаторов,
выполненных на микросхеме 78L05
195

2.4. Усилители мощности цифровых радиостанций

2.4.1. Усилитель класса D
Коэффициент полезного действия является основным параметром для усилителей мощности звуковой частоты. Особенно это важно для портативной аппаратуры, такой как радиоприемники или сотовые телефоны. Усилители с высоким к.п.д. применяются и в стационарных устройствах, таких как компьютеры или телевизоры. Усилители класса C позволяет получить достаточно большие значения к.п.д. но их невозможно использовать для усиления звуковых
сигналов.
Основным параметром, определяющим потребление энергии выходным
усилительным каскадом, является мощность, рассеиваемая на его транзисторах.
При этом мощность не будет рассеиваться в двух случаях:
1. ток через транзистор при ненулевом напряжении равен нулю;
2. напряжение на транзисторе при ненулевом токе равно нулю.
Эти условия выполняются при работе транзистора в ключевом режиме.
Первое условие будет выполнено, если транзистор полностью закрыть (режим
отсечки). Второе условие будет выполнено, если транзистор полностью открыть (режим насыщения). Так работают транзисторы в цифровых микросхемах, например КМОП логики.
Но ведь в этом случае амплитуда сигнала на выходе будет иметь только два
уровня. Для того чтобы можно было получить амплитуду сигнала, соответствующую входной, на выходе усилителя звука, в ключевом режиме используется широтно-импульсная модуляция – ШИМ.
Широтно-импульсная модуляция реализуется при помощи компаратора, на
входы которого подаются полезный сигнал и пилообразное напряжение. В результате ширина импульса на его выходе будет пропорциональна амплитуде
полезного сигнала. Данный процесс иллюстрируется рисунком 2.188.

Рисунок 2.188. Процесс формирования ШИМ
196

Как видно из рисунка 2.188, средний уровень сигнала зависит от ширины
импульсов. Чем она меньше – тем меньше будет средний уровень сигнала, чем
больше – тем больше. В спектре широтно-импульсной модуляции присутствует
исходный низкочастотный звуковой сигнал, поэтому обратное преобразование
ШИМ в аналоговый сигнал осуществляется любым фильтром низкой частоты.
Достаточно отфильтровать высокочастотные составляющие двухуровневого
сигнала и усиленный первоначальный сигнал можно подавать на громкоговоритель. Спектр широтно-импульсной модуляции синусоидального сигнала приведен на рисунке 2.189.

Рисунок 2.189. Спектр сигнала ШИМ
Так как мощность на выходе усилителя мощности обычно составляет значение от единиц до сотен ватт, то обычно применяются LC фильтры. Задача
фильтра заключается в подавлении частоты пилообразного сигнала, модулированного полезным сигналом и его гармоник. Для того, чтобы можно было применить простейший фильтр второго порядка, частоту пилообразного сигнала
выбирают в пределах двух мегагерц. Так как частота модулирующего сигнала
превышает верхнюю частоту звукового спектра в 100 раз, то фильтр второго
порядка, состоящий из индуктивности и конденсатора, способен подавить мешающие сигналы на 80 дБ (при соответствующем конструктивном исполнении).
Структурная схема усилителя низкой частоты, работающего в режиме
класса D, приведена на рисунке 2.190.

Рисунок 2.190. Типовая структурная схема усилителя класса D
197

Данная схема состоит из входного усилителя, обеспечивающего требуемое
входное сопротивление, компаратора напряжения, на второй вход которого подается пилообразное напряжение и выходного каскада, собранного на комплементарных полевых транзисторах. Именно эти транзисторы и обеспечивают
необходимую выходную мощность. Их быстродействие определяет к.п.д. усилителя. Для оценки коэффициента полезного действия можно воспользоваться
зависимостью рассеиваемой мощности от выходной мощности. На рисунке 2.191 приведены характеристики микросхем усилителя класса D фирмы Texas Instruments TPA2012D2.

Рисунок 2.191. Сравнение рассеиваемой мощности усилителей класса AB и D
Микросхемы подобного класса предназначены для применения в портативной аппаратуре. В таблице 2.4.1 приведены некоторые из таких микросхем.
Обратите внимание на очень низкие нелинейные искажения этих микросхем.
Таблица 2.4.1. Наиболее распространенные усилители класса D
Напряжение
питания, B

Наименование

Описание

Стерео/ Pвых,
моно
Вт

Rнагр.
(min),
Ом
(min) (max)

Нелин.
искаж. на
мощн. P/2
THD+N*
(%),
f=1кГц

Коэфф. подавл. помех
по цепям
питания дБ

Корпус

TPA2017D2 SmartGain,
AGC/DRC,
GPIO интерфейс

Стерео

2,8

4

2,5

5,5

0,2

80

QFN-20

TPA2000D2

усилитель
средней
мощности

Стерео

2,5

3

4,5

5,5

0,05

77

TSSOP-24

TPA2000D4

усилитель
для стерео
телефонов

Стерео

2,5

4

3,7

5,5

0,1

70

TSSOP-32

198

усилитель Стерео
в корпусе
WCSP 2 x 2
мм

2,1

4

2,5

5,5

0,2

75

WCSP-16,
QFN-20

TPA2016D2 SmartGain,
AGC/DRC,
I2C интерфейс

Стерео

1,7

8

2,5

5,5

0,2

80

WCSP-16

усилитель
низкой
мощности

Стерео

1,25

8

4,5

5,5

0,08

77

TSSOP-24

TPA2100P1 для пьзокерам. излучателя

Моно

19
Vpp

1,5 мкФ
(пьезо)

2,5

5,5

0,2

90

WCSP-16

дифф.
вход, 1,5 х
1,5 мм

Моно

2,75

4

2,5

5,5

0,2

75

WCSP-9

TPA2012D2

TPA2001D2

TPA2035D1

Несколько другой подход для построения усилителей класса D использует
фирма Analog devices. В ее микросхемах вместо ШИМ модулятора используется сигма-дельта модулятор. Это позволяет поднять внутреннюю частоту до такого значения, что внешний фильтр низкой частоты не требуется. Его функции
выполняет динамик. Внутренняя схема подобной микросхемы приведена на рисунке 2.192.

Рисунок 2.192. Внутренняя схема микросхемы SSM2317
В настоящее время выпускается достаточно большое количество микросхем усилителей класса D большой мощности. В качестве примера можно
назвать разработки фирм MPS (Monolithic Power Systems) и Texas Instruments

199

Таблица 2.4.2. Микросхемы усилителей класса D большой мощности
Напряжение Нелинейные
питания, B
искажения Коэффициент
Rнагр.
на полоподавления
Pвых,
Наименование Описание
(min),
винной
помех
Корпус
Вт
Ом
по цепям
(min) (max) мощности
THD+N*
питания дБ
(%), f=1кГц
TAS5630B

300 Вт
усилитель
(стерео) с
ОС

400

2

25

52,5

0,03

80

QFP-64,
PSOP44

TAS5615A

160 Вт
усилитель
(стерео)
с ОС

300

2

18

38

0,03

80

QFP-64,
PSOP44

MP7720

20 Вт
усилитель
(моно)

20

4

9,5

24

0,04

60

SOIC-8

MP7781

80 Вт
усилитель

80

4

18

38

0,1

60

SOIC24

Следует отметить, что подобные схемы практически не требуют громоздких радиаторов, рассеивающих избыточное тепло. На рисунке 6 приведена типовая принципиальная схема усилителя звуковых частот класса D.

Рисунок 2.193. Принципиальная схема звукового усилителя мощности
класса D на микросхеме МР7720
В данной схеме резисторы R4 и R1 определяют глубину отрицательной
обратной связи, которая влияет на коэффициент усиления усилителя и его нелинейные искажения. Резисторы R3 и R2 задают режим работы дифференциального усилителя на входе микросхемы по постоянному току (половина пита200

ния). Диоды D1 и D2 защищают выходной каскад от перенапряжения. Фильтр,
выделяющий из ШИМ звуковой сигнал собран на индуктивности L1 и конденсаторе C8. Емкости C1 и C9 являются разделительными.
2.4.2. Усилитель класса E
Усилитель класса E представляет собой усилитель, работающий в ключевом режиме. В отечественной литературе не производится разделения ключевого режима на различные классы, однако, учитывая существенные различия работы транзистора в ключевом режиме на низких и высоких частотах, мы будем
придерживаться зарубежной классификации. Один из вариантов классификации усилителей мощности радиосигнала в зарубежной литературе приведен на
рисунке 2.194.

Рисунок 2.194. Классы усилителей
На вход транзистора, работающего в ключевом режиме, подается высокочастотный сигнал, полезная информация в котором содержится в его частоте и
фазе. Амплитудная модуляция в нем отсутствует, поэтому усилители класса E в
основном подходят только усиления сигналов с угловой модуляцией, таких как
F3E, G3E для аналоговых сигналов или F1D, G1D (виды модуляцииb GMSK,
MSK, FFSK) для цифровых видов модуляции. Ввести амплитудную составляющую модуляции можно, изменяя напряжение питания этих усилителей в DCDC преобразователях.
Основным недостатком усилителя класса D, работающего на высоких частотах является снижение к.п.д. из-за влияния выходной емкости транзистора и
паразитных емкостей печатной платы. В усилителях класса E эти емкости
включаются в состав схемы усилителя. Упрощенная схема усилительного каскада, работающего по данному принципу, приведена на рисунке 2.195

201

Рисунок 2.195. Усилитель класса E
В данной схеме транзистор VT1 работает в качестве электронного ключа,
конденсатор C0 предотвращает протекание постоянного тока по сопротивлению
нагрузки R. Для упрощения понимания основных принципов работы усилителя
класса E воспользуемся эквивалентной схемой, приведенной на рисунке 2.196.

Рисунок 2.196. Эквивалентная схема усилителя класса E
При замыкании ключа S ток, протекающий по индуктивности L, начинает
возрастать по экспоненциальному закону. Так как сопротивление открытого
ключа равно нулю, то и напряжение на нем в этот момент равно нулю.
При размыкании ключа S ток индуктивности I0 начинает заряжать конденсатор C в состав которого входят и все паразитные емкости схемы. Ток через
ключ в это время равен нулю. Временные диаграммы напряжения и тока в схеме, приведенной на рисунке 2.196, показаны на рисунке 2.197.

202

Рисунок 2.197. Временные диаграммы напряжения
и тока в идеализированном усилителе класса E
Как видно из этих временных диаграмм, если напряжение на конденсаторе
в момент времени T будет равно нулю, то к.п.д. усилителя можно получить
равным 100%. К сожалению, напряжение и ток на выходе усилителя, изображенного на рисунке 2.197 существенно отличаются от синусоидальных. Такой
сигнал подавать в антенну нельзя. Поэтому для того, чтобы пропустить на выход схемы только сигнал основной частоты, между сопротивлением нагрузки и
выходом усилителя ставят LC контур. Подобная принципиальная схема усилителя класса E приведена на рисунке 2.198.

Рисунок 2.198. Принципиальная схема усилителя класса E
203

Для понимания принципов работы удобнее пользоваться упрощенной схемой, поэтому так же как и в предыдущем случае составим функциональную
схему. Она приведена на рисунке 2.199.

Рисунок 2.199. Функциональная схема идеализированного усилителя класса E
Собственно усилитель образуется электронным ключом S, индуктивностью L и конденсатором CP. При этом элементы L0 и C0 образуют колебательный контур, который настроен на первую гармонику полезного сигнала. Он
пропускает на выход синусоидальный ток, который протекает по сопротивлению нагрузки RL. Временная диаграмма этого тока приведена на рисунке 2.200.

Рисунок 2.200. Временная диаграмма тока, протекающего
через последовательный контур и нагрузку RН
При работе ключа S часть периода ток будет протекать через ключ, а часть
через конденсатор CP. В результате токи, показанные на рисунках 2.197 и 2.200,
просуммируются и ток, протекающий через ключ S будет выглядеть так, как
показано на рисунке 2.201.

204

Рисунок 2.201. Временная диаграмма тока, протекающего через ключ S
Ток, протекающий при этом через конденсатор CP будет выглядеть следующим образом:

Рисунок 2.202. Временная диаграмма тока,
протекающего через конденсатор CP
Реактивный компонент jX, показанный на схеме рисунка 2.199 вносит необходимый фазовый сдвиг между выходным напряжением U0(t) и напряжением
на ключе US(t).
2.4.3. Усилитель класса F
Работа усилителя класса F во многом подобна работе усилителя класса B.
Ток в рабочем режиме через транзистор протекает ровно половину периода
(угол отсечки равен 90°). Поэтому усилители класса F подходят для усиления сигналов с видами модуляции, содержащими амплитудную составляющую. Отличие рассматриваемых схем от усилителей класса B заключается в
схеме нагрузки. За счет этой схемы в данных высокочастотных усилителях
мощности обеспечивают в момент протекания тока напряжение на транзисторе
близкое к нулю. Поэтому в усилителях класса F теоретически достижим к.п.д.,
близкий к 100%.
Для выполнения поставленного условия напряжение на стоке транзистора
необходимо максимально приблизить к прямоугольной форме. В простейшем
205

случае достаточно к синусоидальному напряжению полезного сигнала добавить
третью гармонику, как это показано на рисунке 2.203.

Рисунок 2.203. Суммирование нечетных гармоник напряжения
на стоке полевого транзистора
Учитывая, что в спектре тока транзистора, работающего при угле отсечки
90°, присутствует третья гармоника входного сигнала, достаточно просто выделить ее. Обычно третья гармоника выделяется при помощи параллельного контура, работающего как заграждающий фильтр (фильтр-пробка). Типовая принципиальная схема усилителя класса F приведена на рисунке 2.204.

Рисунок 2.204. Принципиальная схема усилителя класса F
В приведенной на рисунке 2.204 схеме индуктивность L1 и конденсатор C2
образуют схему согласования сопротивления. Напряжение смещения, необходимое для реализации угла отсечки 90°, подается на затвор транзистора через
дроссель L2. Напряжение питания на сток полевого транзистора подается через
дроссель L3. Усилитель класса F реализуется за счет настройки контура L4C5
на третью гармонику усиливаемого сигнала. Параллельный контур L5C6
настроен на частоту усиливаемого сигнала.
206

В области высоких частот вместо параллельного контура в усилителях
класса F применяются четверть волновые полосковые линии передачи, настроенные на третью гармонику полезного сигнала. Они обеспечивают параллельный резонанс не только на третьей гармонике, но и на пятой, седьмой и т.д.
гармониках. В результате форма напряжения на стоке транзистора становится
почти прямоугольной. Упрощенная схема такого усилителя мощности приведена на рисунке 2.205.

Рисунок 2.205. Упрощенная схема усилителя мощности класса F
с последовательной четверть волновой линией передачи
Временные диаграммы напряжения и тока на стоке транзистора в усилителе класса F приведены на рисунке 2.206.

Рисунок 2.206. Временные диаграммы тока и напряжения
на стоке полевого транзистора

207

Как видно из этих графиков, напряжение и ток практически не пересекаются. В результате при максимальном значении мощности выходного сигнала,
когда напряжение на стоке транзистора практически равно нулю, мощность
практически не рассеивается и почти полностью преобразуется в полезный сигнал.
В усилителях класса F так же как и в усилителях класса B коэффициент
полезного действия сильно зависит от уровня выходного (а, значит, и входного)
сигнала. Максимальное значение получается при предельных уровнях мощности. Типовая зависимость к.п.д. и коэффициента усиления показаны на графиках, приведенных на рисунке 2.207.

Рисунок 2.207. Типовая зависимость к.п.д. усилителя класса F
и его коэффициента усиления от уровня входного сигнала
Обратите внимание на зависимость коэффициента усиления от входного
сигнала. Из графика видно, что усилитель класса F обладает существенной нелинейностью, поэтому в цифровых передатчиках чаще всего используется одна
из схем линеаризации выходного сигнала.

208

3. РЕАЛИЗАЦИЯ УЗЛОВ ПРИЕМОПЕРЕДАТЧИКОВ
РАДИОСИГНАЛОВ В ЦИФРОВОМ ВИДЕ
Традиционно радиосигналы получались аналоговыми методами при помощи специализированных генераторов синусоидального сигнала и аналоговых
смесителей. Однако в последнее время радиосигналы все чаще начинают формировать непосредственно в цифровом виде и только затем они преобразуются
в аналоговую форму. Это обусловлено высокой повторяемостью характеристик
цифровых устройств, и возможностью избежать влияния паразитных связей
между блоками, входящими в состав разрабатываемого устройства. Отсутствие
паразитных связей между внутренними блоками цифрового устройства, в свою
очередь, ведет к возможности получить более высокие характеристики радиоприемных устройств и формируемых радиосигналов.
В настоящее время применяются в основном два подхода формирования
радиосигналов в цифровой форме. Первый способ – это формирование квадратурных компонент сигнала I и Q в полосе частот от 0 до fв с последующим переносом этих сигналов на несущую или промежуточную частоту при помощи
аналоговых или цифровых умножителей. Такие устройства получили название
квадратурные модуляторы. В иностранной литературе такие устройства получили название "Up converter".
Второй способ формирования сигнала заключается в непосредственной генерации синусоидального сигнала цифровыми методами. При таком способе
формирования сигнала предусматривается возможность изменения амплитуды,
частоты или фазы радиосигнала. Такие устройства обычно называются полярными модуляторами. В иностранной литературе устройства непосредственной
генерации сигнала получили название схем прямого цифрового синтеза – DDS.
При цифровом формировании радиосигнала по методу прямого цифрового
синтеза аналоговый сигнал получается на выходе аналого-цифрового преобразователя. Форма генерируемого таким способом аналогового сигнала определяется цифровыми кодами, подаваемыми на вход аналого-цифрового преобразователя.
Цифровые коды отсчетов полезного сигнала можно хранить в постоянном
запоминающем устройстве. Выдавать их на выход ПЗУ можно, последовательно перебирая все возможные комбинации на его адресных входах. Таким способом можно сформировать на выходе цифрового устройства любую форму
выходного сигнала.
3.1. Особенности цифровой обработки сигналов

Известно, что представляющие интерес для потребителя сигналы, представляющие звуковую, телеметрическую или видеоинформацию не могут быть
переданы по радиоканалу в непосредственном виде. Эти сигналы приходится
преобразовывать к виду, наилучшим образом подходящему для передачи по
одному из доступных каналов или для записи на какой либо материальный носитель.

209

Главная цель обработки сигналов при их приеме или считывании заключается в необходимости извлечения содержащейся в них информации. Эта информация обычно заключена в амплитуде сигнала, его частоте или спектральном составе, в фазе или в относительных временных зависимостях нескольких
сигналов.
При использовании цифровой обработки сигналов в связи аналоговая звуковая или видео информация сначала при помощи аналого-цифрового преобразователя преобразуется в цифровую форму, затем этот цифровой сигнал передается по цифровой линии связи.
Одной из задач обработки сигналов является сжатие полосы частот передаваемого сигнала без существенной потери информации. В высокоскоростных
модемах и системах мобильной связи с этой целью широко используются алгоритмы устранения избыточности (сжатия) данных.
Промышленные системы управления используют информацию, полученную от датчиков системы сбора данных для выработки соответствующих сигналов, воздействующих на управляемый процесс.
В некоторых случаях в сигнале, содержащем информацию, присутствует
шум, и основной целью обработки сигнала является восстановление сигнала в
первоначальном виде. Для выполнения этой задачи часто используются такие
методы, как фильтрация, автокорреляция, свертка и т.д. Причем эти функции
могут быть реализованы как в аналоговой, так и в цифровой форме.
Обратите внимание, что как системы обработки сигналов, так и системы
управления (контроллеры) подразумевают использование аналого-цифровых
преобразователей (АЦП), цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП), датчиков, устройств формирования сигнала. При этом в радиоприемных и радиопередающих устройствах в качестве обрабатывающих устройств могут применяться программируемые логические схемы, специализированные интегральные микросхемы или сигнальные процессоры.
3.1.1. Основные блоки микросхем цифровой обработки сигналов
В настоящее время получили распространение схемы, в которых выходной
сигнал формируется непосредственно в цифровой форме. Затем этот сигнал
преобразуется в аналоговую форму при помощи цифро-аналогового преобразователя. В составе этих микросхем широко используются сумматоры, умножители и цифровые фильтры. Изучение устройств прямого цифрового синтеза
начнём с простейшего устройства обработки цифровых сигналов – двоичного
сумматора.
Двоичные сумматоры.
Важным элементом цифровых устройств, выполняющих арифметическую
обработку цифровой информации, является сумматор. Таблицу истинности
полного одноразрядного двоичного сумматора можно получить из правил
арифметического суммирования двоичных чисел. В обозначении входов и выходов полного сумматора использовано следующее правило: в качестве входов
210

использованы одноразрядные двоичные числа A и B; сумма – это одноразрядное двоичное число S; перенос обозначен буквой P; для обозначения входа переноса используется сочетание букв PI (I – сокращение от английского слова
input, вход); для обозначения выхода переноса используется сочетание букв PO
(O – сокращение от английского слова output, выход).
Таблица 3.1. Таблица истинности полного
двоичного одноразрядного сумматора
№ PI

A

B

S

PO

Математическое
выражение

1

0

0

0

0

0

0+0+0=010 (002)

2

0

0

1

1

0

0+0+1=110 (012)

3

0

1

0

1

0

0+1+0=110 (012)

4

0

1

1

0

1

0+1+1=210 (102)

5

1

0

0

1

0

1+0+0=110 (012)

6

1

0

1

0

1

1+0+1=210 (102)

7

1

1

0

0

1

1+1+0=210 (102)

8

1

1

1

1

1

1+1+1=310 (112)

Схема, соответствующая таблице истинности, содержащейся в таблице 3.1,
приведена на рисунке 3.1. Она построена по правилам разработки цифровых
логических схем СДНФ (совершенная дизъюнктивная нормальная форма). Для
ее реализации выбираются строки, в которых в выходном сигнале содержится
единица. Для каждого выходного сигнала строится независимая схема. Для выхода S требуются строки 2, 3, 5 и 8. Для реализации каждой строки потребуется
трехвходовый логический элемент 3И. На его входы будут подаваться прямые
сигналы там, где в таблице содержится единица и инверсные там где содержится логический ноль.
Например, для строки 2 без инверсии следует подать сигнал B, а сигналы A
и PI проинвертировать. Для строки 8 ни один из входных сигналов инвертировать не нужно. Аналогичным образом реализуется и схема для выхода PI.

211

Рисунок 3.1. Принципиальная схема, реализующая таблицу истинности
полного двоичного одноразрядного сумматора
Схему полного одноразрядного сумматора можно минимизировать. Для
этого достаточно посмотреть на две последние строки его таблицы истинности.
Мы можем увидеть, что сигнал переноса в них не зависит от сигнала, присутствующего на входе B. Поэтому этот вход можно не заводить на вход схемы
“И”. В результате вместо двух нижних элементов “3И” можно воспользоваться
одним двухвходовым элементом “2И”. Точно такая же ситуация возникает если
рассмотреть строки 6 и 8. Здесь лишним оказывается вход A. Вход PI оказывается лишним в выражениях, описывающих строки 4 и 8. В результате схема
формирования переноса упрощается и приобретает вид, приведённый на рисунке 3.2.

212

Рисунок 3.2. Минимизированная принципиальная схема, реализующая таблицу
истинности полного двоичного одноразрядного сумматора
Примером одноразрядного двоичного сумматора может служить микросхема К155ИМ1. Условно-графическое обозначение полного двоичного одноразрядного сумматора показано на рисунке 3.3.

Рисунок 3.3. Изображение полного двоичного
одноразрядного сумматора на схемах
Для того чтобы получить многоразрядный сумматор, достаточно соединить входы и выходы переносов соответствующих двоичных разрядов. Схема
реализации четырехразрядного сумматора на основе четырех одноразрядных
приведена на рисунке 3.4.

213

Рисунок 3.4. Принципиальная схема многоразрядного двоичного сумматора
Полный двоичный четырехразрядный сумматор изображается на схемах с
использованием условно-графического обозначения, показанного на рисунке 8.
Обратите внимание, что в этом обозначении входы двоичного слова A объединены в отдельное поле. Точно так же объединены входы двоичного слова B.
Вход и выход сигналов переноса на этом обозначении выделены в отдельные
поля тоже. Изображённая таким образом микросхема намного более наглядно
отображает свои функции.

Рисунок 3.5. Условно-графическое обозначение полного
двоичного 4-разрядного сумматора на схемах
Приведенная на рисунке 3.5 схема двоичного сумматора не оптимизирована по быстродействию, она служит лишь для пояснения принципа действия
214

многоразрядного двоичного сумматора. В применяемых на практике схемах
никогда не допускают последовательного распространения переноса через все
разряды многоразрядного сумматора, так как это снижает его быстродействие.
Для увеличения скорости работы двоичного сумматора используется отдельная
схема формирования переносов для каждого двоичного разряда. Таблицу истинности для такой схемы легко получить из алгоритма суммирования двоичных чисел, а затем применить хорошо известные нам принципы построения
цифрового устройства по произвольной таблице истинности.
Следующим широко используемым в схемах цифровой обработки сигналов устройством является цифровой двоичный умножитель. Эти устройства используются как в схемах масштабирования или гетеродинов, так и в составе
цифровых фильтров.
Цифровые умножители
Умножение в двоичном виде производится подобно умножению в десятичной системе счисления. Как мы это помним из школьного курса, легче всего
осуществлять умножение в столбик. При реализации этого алгоритма потребуется перемножить каждый разряд множимого на соответствующий разряд множителя.
Рассмотрим в качестве примера умножение двух четырёхразрядных двоичных чисел. Пусть требуется умножить число 10112 (1110) на число 11012 (1310).
В результате умножения мы ожидаем получить число 100011112 (14310). Выполним операцию умножения в столбик в двоичной системе, как это показано
на рисунке 3.6.

1101
1011
1101

1101

0000

1101
10001111


Рисунок 3.6. Алгоритм операции умножения в столбик
Для формирования произведения требуется вычислить четыре частичных
произведения. Обратите внимание, что в двоичной арифметике требуется выполнять умножение только на числа 0 и 1. Это означает, что нужно либо суммировать множимое к сумме остальных частичных произведений, либо нет. Таким образом, для формирования частичного произведения можно воспользоваться логическими элементами “2И”.
Для формирования частичного произведения, кроме операции умножения
на один разряд, требуется осуществлять его сдвиг влево на число разрядов, со215

ответствующее весу разряда множителя. Сдвиг можно осуществить простым
соединением соответствующих разрядов частичных произведений к необходимым разрядам двоичного сумматора.
Для того чтобы принципиальная схема умножителя была похожа на алгоритм двоичного умножения, приведённый на рисунке 3.6, используем условнографические изображения микросхем, где входы расположены сверху, а выходы снизу. В полном соответствии с алгоритмом умножения в столбик нам потребуются три четырёхразрядных сумматора.
Принципиальная схема умножителя, реализующая алгоритм двоичного
умножения в столбик, приведена на рисунке 3.7. Формирование частичных
произведений в этой схеме осуществляют микросхемы D1, D3, D5, D7. В этих
микросхемах содержится сразу четыре логических элемента “2И”.

Рисунок 3.7. Схема матричного умножителя 44

216

Сумматор, выполненный на микросхеме D6, суммирует первое и второе
частные произведения. При этом младший разряд первого частного произведения не нуждается в суммировании (см. рисунок 3.6). Поэтому он подаётся на
выход умножителя непосредственно (разряд M0).
Второе частное произведение должно быть сдвинуто на один разряд. Это
осуществляется тем, что младший разряд выходного числа сумматора D6 соединяется со вторым разрядом произведения (M1). Но тогда первое частное
произведение необходимо сдвинуть на один разряд влево по отношению ко
второму частному произведению! Это выполняется тем, что младший разряд
группы входов A соединяется с первым разрядом частного произведения, первый разряд группы входов A соединяется со вторым разрядом частного произведения, и т.д. Однако старший разряд группы входов A не с чем соединять!
Вспомним, что если записать слева от числа ноль, то значение числа не изменится, поэтому мы должны этот разряд соединить с общим проводом схемы,
добавляя тем самым ноль в старший разряд первого частного произведения.
Точно таким же образом осуществляется суммирование третьего и четвёртого частного произведения. Это суммирование выполняют микросхемы D4 и
D2 соответственно. Отличие заключается только в том, что здесь не нужно задумываться о старшем разряде предыдущей суммы, ведь предыдущая микросхема сумматора формирует сигнал переноса.
Если внимательно посмотреть на схему умножителя, приведенную на рисунке 3.7, то можно увидеть, что она образует матрицу, сформированную проводниками, по которым передаются разряды числа A и числа B. В точках пересечения этих проводников находятся логические элементы “2И”. Именно по
этой причине умножители, реализованные по данной схеме, получили название
матричных умножителей.
Скорость работы схемы, приведенной на рисунке 3.7, определяется максимальным временем распространения сигнала. Это цепь D7, D6, D4, D2. Время
работы схемы можно сократить, если сумматоры располагать не последовательно друг за другом, как это предполагается алгоритмом, приведенным на
рисунке 3.6, а суммировать частичные произведения попарно, затем суммировать пары частичных произведений и т.д. В этом случае время выполнения операции умножения значительно сократится.
Особенно заметен выигрыш в быстродействии при построении многоразрядных умножителей, однако ничего не бывает бесплатно. В обмен на быстродействие придётся заплатить увеличением разрядности сумматоров, а значит
сложностью схемы. Если сумматоры частных произведений останутся той же
разрядности, что и ранее, то разрядность сумматоров пар частичных произведений должна быть увеличена на единицу. Разрядность сумматоров четвёрок
частичных произведений будет на два разряда больше разрядности сумматоров
частичных произведений, так как при суммировании четырёх чисел их значение в наиболее неблагоприятном случае может увеличиться в четыре раза, и
т.д.
Умножители широко применяются в схемах обработки сигналов для изменения коэффициента передачи устройства, для реализации преобразователей
частоты, и как составляющая часть цифровых фильтров.

217

Теперь рассмотрим следующий блок, часто используемый в схемах формирования цифровой обработки и сигналов. Это постоянные запоминающие
устройства.
Постоянные запоминающие устройства
При выборе формы сигналов очень важно, чтобы этот сигнал не искажался
при передаче по линиям связи. В цифровых устройствах не искажаются прямоугольные сигналы. Однако как только мы попытаемся передать их через аналоговые цепи, такие как усилители мощности, фильтры или антенны, прямоугольные сигналы будут искажены.
Для передачи по аналоговым цепям идеально подходят синусоидальные
сигналы. Именно они не искажаются при распространении по таким цепям. У
этих сигналов может измениться только амплитуда и фаза. Поэтому для работы
в системах мобильной радиосвязи мы должны уметь генерировать сигналы такой формы.
Самый простой способ получить синусоидальную функцию – это считать
её из таблицы. А это в свою очередь означает, что эту таблицу где-то надо хранить. Нам нужно запоминающее устройство. Причём такое устройство, которое
может хранить информацию и при выключенном питании. Такое устройство
получило название постоянное запоминающее устройство – ПЗУ.
Масочное ПЗУ
В цифровых устройствах удобнее всего хранить информацию в двоичном
коде. Но ведь в этом случае можно просто соединять соответствующий бит
слова с шиной питания или общим проводом. При формировании сигнала отсчёты амплитуды сигнала нам будут требоваться последовательно, то есть все
данные не требуется одновременно, поэтому простейшие устройства для запоминания постоянной информации можно построить на мультиплексорах. Схема
такого постоянного запоминающего устройства приведена на рисунке 3.8.

Рисунок 3.8. Схема простейшего постоянного запоминающего устройства,
реализованная на мультиплексоре
218

В этой схеме построено постоянное запоминающее устройство на восемь
одноразрядных ячеек. Запоминание конкретного значения бита в ячейку этого
ПЗУ производится присоединением входа мультиплексора к источнику питания
(запись единицы) или подключением к общему проводу (запись нуля). Выбор
конкретной ячейки памяти осуществляется при помощи адресных входов
A0 … A2. В приведённой на рисунке 3.8 схеме это входы управления мультиплексора.
Постоянные запоминающие устройства это универсальные схемы. Во многих устройствах информация на выходе ПЗУ не требуется постоянно. Она
должна быть предоставлена только по специальному запросу. Этот запрос формирует сигнал RD. Название этого сигнала расшифровывается как read (чтение). Сигнал чтения тоже можно завести на внутренний дешифратор мультиплексора, как это показано на рисунке 3.8. При этом содержимое ячейки памяти
появится на выходе ПЗУ только при активном сигнале чтения RD. При всех
других условиях выход микросхемы будет оставаться в высокоомном состоянии.
Обычно при создании устройств памяти решается ещё одна задача – это
возможность увеличения объёма памяти. Расширить объем памяти можно с помощью дополнительного дешифратора адреса. Но его нужно каким-либо способом подключать к микросхемам памяти для того, чтобы запрещать или разрешать работу выбираемых микросхем.
Для подключения дополнительного дешифратора адреса в микросхеме
ПЗУ служит ещё один вход – CS (chip select – выбор кристалла). У постоянного
запоминающего устройства эта функция совпадает с функцией чтения содержимого памяти, поэтому сигнал выбора кристалла CS и сигнал чтения RD можно объединить при помощи логического элемента “2И”.
На принципиальных схемах цифровых устройств микросхемы запоминания постоянной информации (ПЗУ) обозначаются, как показано на рисунке 3.9.
На этом рисунке приведено обозначение, соответствующее схеме, показанной
на рисунке 3.8. Надпись ROM в среднем поле обозначения микросхемы является сокращением от английских слов read only memory (память доступная только
для чтения).

Рисунок 3.9. Обозначение постоянного запоминающего устройства
на принципиальных схемах
Для целей цифровой обработки сигналов при хранении отсчётов амплитуды сигнала недостаточно одного двоичного разряда. Обычно для запоминания
219

конкретного значения напряжения используются многоразрядные двоичные
числа.
Для того чтобы увеличить разрядность ячейки памяти ПЗУ микросхемы
можно соединять параллельно. При этом информационные выходы и записанная в одноразрядных ячейках информация естественно остаются независимыми. Схема параллельного соединения одноразрядных ПЗУ для реализации многоразрядного ПЗУ приведена на рисунке 3.10, а условно-графическое обозначение микросхемы многоразрядного ПЗУ на принципиальных схемах на рисунке
3.11.
Как видно из приведённой на рисунке 3.10 схемы, адресные входы ПЗУ
объединяются параллельно. При этом возрастает общий входной ток по каждому из адресных входов. Для того чтобы этого не происходило, на адресных
входах можно применить усилители сигнала. В качестве усилителей цифрового
сигнала, можно использовать самые обыкновенные инверторы, как это показано на рисунке 3.10. С точно такой же целью поставлены инверторы и на входах
чтения и выбора кристалла.

Рисунок 3.10. Схема многоразрядного ПЗУ

220

Рисунок 3.11. Условно-графическое обозначение многоразрядного
масочного постоянного запоминающего устройства
В реальных схемах ПЗУ запись информации производится при помощи последней операции производства микросхемы – металлизации. Металлизация
производится при помощи маски, поэтому такие ПЗУ получили название масочных ПЗУ.
Еще одно отличие реальных микросхем от упрощенной модели, приведенной выше – это применение в качестве дешифратора адреса кроме мультиплексора еще и демультиплексора. Такое решение позволяет превратить одномерную запоминающую структуру в двухмерную и, тем самым, существенно сократить объём схемы дешифратора адреса ПЗУ. Реализация двухмерного ПЗУ
приведена на рисунке 3.12.

Рисунок 3.12. Схема масочного постоянного запоминающего устройства
221

Программирование масочного ПЗУ производится на заводе изготовителе,
что очень неудобно для мелких и средних серий производства, не говоря уже о
стадии разработки устройства. Естественно, что для крупносерийного производства масочные ПЗУ являются самым дешевым видом ПЗУ, и поэтому широко применяются до настоящего времени.
ПЗУ с записанной в нём таблицей синуса относится к таким схемам. Поэтому такие ПЗУ широко распространены в настоящее время. Еще чаще эти
ПЗУ встречаются в составе микросхем, предназначенных для цифровой обработки сигналов – сигнальных процессорах и микросхемах прямого цифрового
синтеза (DDS).
3.1.2. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи
Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи являются неотъемлемыми частями современных систем мобильной радиосвязи, т.к. большая
часть обработки сигналов в настоящее время осуществляется в цифровом виде.
Рассматривать работу этих устройств в отдельности от структурной схемы
цифрового устройства обработки сигналов не представляет возможности.
Структурная схема цифрового устройства обработки сигнала
По теореме Котельникова предполагается, что сигнал на входе АЦП должен быть ограничен по частоте. Однако реальные сигналы обладают спектром,
распространяющимся до бесконечности. Поэтому, прежде чем подвергнуться
аналого-цифровому преобразованию, непрерывный сигнал проходит через схему аналоговой обработки, которая выполняет такие функции, как усиление (или
ослабление) сигнала и частотная фильтрация.
Для подавления мешающих сигналов за пределами интересующей полосы
частот и предотвращения наложения спектров при дискретизации аналогового
сигнала необходим фильтр низкой частоты или полосовой фильтр. Обобщенная
структурная схема устройства ЦОС представлена на рисунке 3.14.

Рисунок 3.14. Структурная схема цифрового устройства
222

На этом рисунке показана система, работающая в реальном масштабе времени. В ней устройство выборки и хранения (дискретизатор) непрерывно стробирует сигнал с частотой, равной fs, и АЦП выдает новый отсчет сигнала процессору ЦОС (DSP). Для обеспечения работы в реальном масштабе времени
сигнальный процессор должен закончить все вычисления в пределах интервала
дискретизации 1/fs и передать выходной отсчет на ЦАП до поступления следующего отсчета с АЦП. В качестве примера устройства цифровой обработки
сигнала может выступать цифровой фильтр.
Возможна другая реализация устройств реального времени. При реализации на сигнальном процессоре алгоритма БПФ, входной блок данных целиком
загружается в память этого процессора. Для обеспечения работы устройства в
реальном масштабе времени пока сигнальный процессор выполняет алгоритм
БПФ над ранее полученным блоком данных, новый блок данных накапливается
в памяти. Сигнальный процессор должен успеть вычислить спектр в течение
интервала накопления блока данных, чтобы быть готовым к процессу обработки следующего блока данных.
Обратите внимание, что ЦАП требуется только в том случае, когда данные
необходимо преобразовать обратно в аналоговый сигнал (например, при обработке изображения или звука). Есть много устройств, где после первоначального аналого-цифрового преобразования сигнал остается в цифровом формате.
Кроме того существуют устройства в которых сигнальный процессор предназначен исключительно для формирования сигнала, подаваемого на ЦАП такие
как генераторы прямого цифрового синтеза (DDS). Если в устройстве используется ЦАП, то на его выходе для подавления нежелательных составляющих
выходного спектра необходимо применять формирующий фильтр (anti-imaging
filter).
В процессах аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразования есть
два ключевых этапа: дискретизация (квантование по времени) и квантование по
амплитуде, которые определяют разрешающую способность данных операций.
Понимание этих моментов является основополагающим фактором в оценке
приложений ЦОС.
Квантование аналогового сигнала по времени
Концепции квантования по времени и амплитуде аналогового сигнала приведены на рисунке 3.14. Дискретизация непрерывных аналоговых данных
должна осуществляться с интервалом времени ts=1/fs, который должен быть
тщательно выбран для гарантированно точного представления первоначального
аналогового сигнала. Ясно, что чем больше будет взято отсчетов на интервале
времени (больше частота дискретизации), тем более точным будет представление сигнала в цифровом виде, а при уменьшении количества отсчетов (уменьшении частоты дискретизации) может быть достигнута точка, где сигнал может
быть потерян. Это следует из известного критерия Найквиста, показанного на
рисунке 3.15.

223

КРИТЕРИИ ДИСКРЕТИЗАЦИИ ПО КОТЕЛЬНИКОВУ




Частота дискретизации fд сигнала с шириной полосы fa
должна удовлетворять условию fд > 2fa, в противном случае
информация о сигнале будет потеряна
Эффект наложения спектров возникает, когда fд < 2fa
Эффект наложения спектров широко используются в таких
задачах, как прямое преобразование ПЧ в цифровую форму
Рисунок 3.15. Критерии Найквиста

Очевидно, что чем больше будет взято отсчетов аналогового сигнала на
интервале времени (больше выбранная частота дискретизации), тем более точным будет представление этого сигнала в цифровом виде. При уменьшении количества отсчетов в единицу времени (уменьшении частоты дискретизации)
можно достигнуть предела, после которого преобразованный в цифровую форму сигнал будет искажен до такой степени, что будет невозможно восстановить
его в первоначальном виде.
Иными словами, в соответствии с теоремой Котельникова требуется, чтобы
частота дискретизации аналогового сигнала была, по крайней мере, вдвое
больше полосы полезного сигнала, иначе информация об исходном виде аналогового сигнала будет потеряна. Если выбрать частоту дискретизации меньше (а
в большинстве практических устройства и равной) удвоенной полосы частот
преобразуемого аналогового сигнала, то возникает эффект, известный как
наложение спектра (aliasing).
Обычно анализ аналоговых цепей производится при помощи синусоидального сигнала. На нем проще понять физический смысл явлений, возникающих в
исследуемом блоке. Так как дискретизатор является аналоговым устройством,
то воспользуемся этим методом и мы. Для понимания физического смысла
наложения спектра, рассмотрим эффекты, возникающие при дискретизации синусоидального сигнала. Эти эффекты мы проанализируем, как во временном,
так и в частотном представлении исследуемого сигнала.
В качестве примера, иллюстрирующего эффект наложения спектра (заворота спектра), на рисунке 3.16 приведена временная диаграмма синусоидального сигнала, дискретизированного по времени идеальным дискретизатором. На
нем же показано, что по одним и тем же дискретным отсчетам сигнала можно
провести различные синусоиды.

224

Рисунок 3.16. Эффект наложения спектров во временной области
В приведенном на этом рисунке примере, частота дискретизации fд выбрана лишь ненамного выше частоты входного аналогового сигнала fв. То есть мы
нарушили теорему Котельникова! Обратите внимание, что в результате дискретизации, мы получили отсчеты сигнала, частота которого равна разности частот
дискретизации и исходного сигнала fд – fa. То есть мы наблюдаем низкочастотный образ реального сигнала. Этот эффект известен в технике как стробоскопический эффект.
На рисунке 3.17 показан спектр сигнала, приведенного на рисунке 3.16. На
этом рисунке четко видно, что на выходе идеального дискретизатора появляется не только низкочастотная составляющая с частотой fд – fa, но и fд + fa, 2×fд –
fa, 2×fд + fa и т.д.

Рисунок 3.17. Спектр дискретизированного аналогового сигнала
225

В частотном спектре на выходе дискретизатора просматриваются гармоники частоты дискретизации fд, промодулированные исходным сигналом, то есть
появляются образы сигнала на частотах, равных |±Kfд ± fa|, где K = 1, 2, 3, 4, ...
Полоса сигнала по Котельникову определяется как спектр от постоянного
тока до fд/2. Частотный спектр разделен на бесконечное число зон Найквиста,
каждая по 0,5 fд. На практике идеальный дискретизатор перемещает все образы
в полосу от 0 до fд/2 и накладывает их на сигнал в первой зоне Котельникова.
Такой процесс подобен работе аналогового смесителя. Это означает, что
перед дискретизатором требуется фильтрация, подавляющая компоненты, частоты которых находятся вне полосы Котельникова и после дискретизации попадают в ее пределы. Рабочая характеристика фильтра будет зависеть от того,
как близко частота внеполосного сигнала отстоит от fд/2, а также величиной
требуемого подавления.
Погрешности дискретизатора
До сих пор предполагалось, что квантование по времени производится
дельта импульсами. Однако это математическая абстракция. Обычно ключ дискретизатора открывается на определённое время, достаточное для запоминания
аналогового сигнала на конденсаторе (даже если этот конденсатор паразитный).
Теперь образы сигнала уже нельзя считать распространяющимися до бесконечности. Такая цепь обычно называется интегрирующей и её импульсная характеристика приведена на рисунке 3.18.

Рисунок 3.18. Нарастание напряжения на входе дискретизатора
при открывании ключа

226

Рисунок 3.19. Амплитудно-частотная характеристика дискретизатора
Именно эта характеристика определяет время открывания ключа дискретизатора, достаточное для установления напряжения, меньшего половины младшего разряда АЦП. Такой режим работы дискретизатора называется режимом
слежения. Частотная характеристика этой цепи приведена на рисунке 3.19.
Теперь образы сигналов не будут распространяться до бесконечности. Амплитуда образа будет зависеть от частотной характеристики цепи заряда конденсатора. На рисунках 3.18 и 3.19 приведена частотная характеристика простейшей цепи заряда. Однако на высоких частотах необходимо учитывать переходный процесс более сложных цепей, таких как индуктивность проводников
корпуса, влияние входных и выходных ёмкостей усилителей. В результате переходная характеристика становится более сложной. В соответствии с ней изменится и ёё частотная характеристика. Пример импульсной и частотной характеристик такой цепи приведён на рисунках 3.20 и 3.21.

227

Рисунок 3.20. Пример импульсной характеристики цепи

Рисунок 3.21. Пример частотной характеристики цепи
228

Кроме частотных характеристик, на точность преобразования аналогового
сигнала в цифровую форму существенное значение имеет точность временного
положения импульса дискретизации. В реальных схемах для дискретизации
аналогового сигнала используются генераторы сигналов с конечной длительностью фронтов. Временное положение фронтов сигнала зависит от стабильности
генераторов сигнала, порога срабатывания логических схем и уровня помех на
шинах питания и заземления микросхем.
В дискретизаторах, работающих в режиме слежения, временное положение, при котором считывается аналоговый сигнал определяется задним фронтом стробирующего импульса. Время открывания ключа зависит от постоянной
времени паразитных элементов схемы. Всё это приводит к ограничению полосы
частот сигнала, преобразуемого в цифровую форму.
В качестве альтернативного режима работы дискретизатора предлагается
интегрирующий режим работы. В этом режиме работы используется начальный
участок переходной характеристики схемы. На этом участке напряжение на выходе линейно растёт при подаче на вход постоянного напряжения, то есть осуществляется интегрирование входного сигнала. При этом напряжение на конденсаторе после окончания стробирующего импульса будет пропорционально
энергии входного сигнала, длительности и формы стробирующего импульса.
Длительность и форма стробирующего сигнала может быть при этом учтена как
константа. Уменьшение напряжения по сравнению с режимом слежения может
быть скомпенсировано дополнительным усилителем на входе АЦП. Основное
преимущество такого режима работы заключается в усреднении влияния переднего и заднего фронта, то есть большая верность преобразования сигнала.
Кроме того уменьшается время стробирования, т.к. используется только
начальный участок переходной характеристики схемы.
Фильтры для устранения эффекта наложения спектров
(Антиалайзинговые фильтры).
Говоря о дискретизации низкочастотного сигнала (огибающей сигнала или
видеосигнале) подразумевают, что подлежащий дискретизации сигнал лежит в
первой зоне Найквиста. Важно обратить внимание на то, что без фильтрации на
входе идеального дискретизатора любой частотный компонент (сигнал или
шум), который находится за пределами "полосы Найквиста", в любой зоне Найквиста будет создавать НЧ-образ в первой зоне Найквиста. Поэтому на входе
АЦП для подавления мешающих сигналов используется ФНЧ.
Важно правильно определить характеристики ограничивающего спектр
фильтра. Первым шагом является получение характеристик сигнала, подлежащего дискретизации. Предположим что, когда наивысшая из интересующих нас
частот равна fa. Тогда фильтр должен пропускать сигналы, лежащие в полосе
частот от 0 до fa, и подавлять сигналы с частотой выше fa.
Предположим, что частота среза фильтра равна fa.

229

Рисунок 2.133. Влияние частоты дискретизации на требования
к аналоговому фильтру
На рисунке 2.133а показан эффект возникновения помехи, обусловленной
отображением сигнала из второй зоны Найквиста в первую. Именно эта помеха
определяет динамический диапазон системы DR. В приведённом примере составляющие спектра, которые попадают в диапазон между fa и fs/2, не представляют интереса и не ограничивают динамический диапазон системы. Необходимо отметить, что в ряде источников этот эффект называется эффектом "заворота спектра".
Таким образом крутизна АЧХ определяется верхней частотой сигнала fa,
началом полосы задерживания fs – fa и требуемым затуханием в полосе задерживания DR. Динамический диапазон системы выбирается исходя из требований точности представления сигнала.
При всех прочих равных условиях фильтры становятся более сложными по
мере того, как увеличивается крутизна АЧХ. Например, фильтр Баттерворта дает ослабление 6 дБ на октаву для каждого порядка. Для достижения ослабления
60 дБ на частоте 2 МГц при полосе сигнала 1 МГц (1 октава) требуется как минимум фильтр 10-го порядка – это фильтр, весьма трудный в разработке и дорогой в производстве.

230

Рисунок 2.134. АЧХ фильтра Баттерворта 10-го порядка
Кроме сложности разработки и производства фильтры высокого порядка
обладают ещё рядом недостатков, таких как нелинейная фазовая характеристика и увеличение групповой задержки на краю полосы пропускания фильтра. В
качестве примера на рисунке 2.134 приведена амплитудно-частотная характеристика фильтра Баттерворта 10-го порядка, а на рисунке 2.133 – фазочастотная характеристика и зависимость группового времени запаздывания от
частоты. Всё это приводит к тому, что при преобразовании сигнала из аналоговой формы в цифровую нежелательно использовать аналоговые фильтры формирования спектра высокого порядка.
Из приведённых рассуждений видно, что недостаточная крутизна спада
ФНЧ может компенсироваться более высокой частотой дискретизации АЦП.
Выбрав более высокую частоту дискретизации (избыточную дискретизацию),
мы уменьшаем требование к крутизне спада и, следовательно, сложность фильтра. Этот эффект достигается за счет использования более быстрого АЦП и более высокой скорости обработки данных. На рисунке 2.133б показан эффект,
возникающий при увеличении частоты дискретизации в K раз, при неизменных
требованиях к частоте среза fa и к динамическому диапазону DR. Более пологий
скат делает этот фильтр проще для проектирования, по сравнению со случаем,
показанным на рисунке 2.133а.

231

ИЗБЫТОЧНАЯ ДИСКРЕТИЗАЦИЯ УМЕНЬШАЕТ ТРЕБОВАНИЯ
К КРУТИЗНЕ СПАДА ФНЧ
Процесс проектирования аналогового фильтра начинается с выбора
начальной частоты дискретизации. Она обычно выбирается в диапазоне от 2,5
fa до 4 fa. Затем, исходя из требуемого динамического диапазона, определяется
характеристика фильтра, и определяется реализуемость такого фильтра с учетом ограничений по стоимости системы и требуемой производительности этой
системы. Если реализация окажется невозможной, полезно рассмотреть вариант
с более высокой частотой дискретизации, для которого, возможно, потребуется
более быстрый АЦП. Следует отметить, что sigma-delta-АЦП изначально являются преобразователями с избыточной дискретизацией, и данное обстоятельство существенно ослабляет требования к аналоговому фильтру, формирующему спектр, что является дополнительным преимуществом данной архитектуры.
Требования к аналоговому формирующему спектр фильтру могут быть несколько ослаблены, если вы уверены, что сигнал с частотой, которая попадает в
полосу задержки fs - fa, никогда не достигнет амплитуды основного сигнала. Во
многих приложениях появление таких сигналов на этой частоте действительно
маловероятно. Если максимум сигнала в полосе частот fs - fa никогда не превысит X дБ над амплитудой основного сигнала, то требования к затуханию в полосе задержки фильтра может быть уменьшено на ту же самую величину. Новое требование к затуханию в полосе задержки fs - fa основано на понимании
того факта, что в этом случае значение подавляемого сигнала составляет DR-X
дБ. В случае реализации этого варианта будьте внимательны при устранении
любых шумов, частоты которых могут быть выше частоты fa – это мешающие
сигналы, которые также будут создавать НЧ- составляющую в полосе сигнала.

232

Рисунок 2.135. ФЧХ и групповая задержка фильтра Баттерворта 10-го порядка

233

Субдискретизация
(дискретизация гармонических и полосовых сигналов,
дискретизация на промежуточной частоте (ПЧ),
прямое преобразование ПЧ в цифровую форму).
До сих пор мы рассматривали случай дискретизации низкочастотных сигналов (видеосигналов или огибающих), когда все интересующие нас сигналы
лежат в первой зоне Найквиста.
На рисунке 2.136A представлен случай, когда полоса оцифрованных сигналов ограничена первой зоной Найквиста, а в остальных зонах Найквиста появляются образы первоначального диапазона частот.

Рисунок 2.136. Субдискретизация сигнала
Рассмотрим случай, показанный на рисунке 2.136B, где полоса дискретизированного сигнала полностью находится во второй зоне Найквиста. Часто
процесс дискретизации сигнала, находящегося вне первой зоны Найквиста,
называется субдискретизацией или дискретизацией гармонического сигнала.
Отметим, что образ сигнала в первой зоне Найквиста содержит всю информацию об исходном сигнале, за исключением его первоначального местоположения (кроме того порядок частот в спектре обратный, но это легко корректируется переупорядочиванием компонентов спектра на выходе БПФ).
На рисунке 2.136C показан вариант дискретизированного сигнала, расположенного в третьей зоне Найквиста. Отметим, что в первой зоне Найквиста
нет обращения частот. Действительно, частоты подлежащих дискретизации
сигналов могут лежать в любой зоне Найквиста, и боковая полоса в первой зоне
Найквиста является точным представлением сигнала (за исключением обращения частот, которое происходит, когда сигналы расположены в четных зонах
Найквиста). Здесь мы можем вновь ясно сформулировать критерий Найквиста:

234

Сигнал должен быть дискретизирован со скоростью равной или большей удвоенной полосы частот для того, чтобы сохранить всю информацию
о сигнале.
Обратите внимание, что в этой формулировке нет никакого упоминания об
абсолютном местоположении полосы дискретизируемых сигналов в частотном
спектре относительно частоты дискретизации. Единственное ограничение состоит в том, что полоса подлежащих дискретизации сигналов ограничена одной
зоной Найквиста, то есть, полосы сигналов не должны перекрывать частоту fs/2
с любым множителем (это на самом деле и является основной функцией антиалайзингового фильтра).
Дискретизация сигналов, лежащих выше первой зоны Найквиста, стала популярной в аппаратуре связи так как этот процесс эквивалентен аналоговой демодуляции. Обычным становится дискретизация сигналов ПЧ с последующим
использованием цифровых методов для обработки сигнала. таким способом исчезает необходимость использования демодулятора ПЧ. Ясно, что с ростом ПЧ
растут и требования к производительности АЦП. Ширина полосы входа АЦП и
характеристики, связанные с допустимыми искажениями сигналов, должны
быть адекватны скорее ПЧ, чем основной полосе частот. Это является проблемой для большинства АЦП, предназначенных для обработки сигналов в первой
зоне Найквиста, поэтому для субдискретизации нужен АЦП, который может
обрабатывать сигналы в других более высокочастотных зонах Найквиста.
Статическая передаточная функция АЦП и ЦАП и погрешности
по постоянному току.
Наиболее важным моментом, характеризующим и ЦАП, и АЦП является
тот факт, что их входы или выходы являются цифровыми, а это означает, что
сигнал дискретизирован по уровню. То есть N-разрядное слово представляется
одним из 2N возможных состояний, поэтому у N-разрядного ЦАП (с фиксированным источником опорного напряжения) может быть только 2N значений
аналогового сигнала, а АЦП может выдавать только 2N различных значений
двоичного кода. Аналоговые сигналы могут быть при этом представлены в виде
напряжений или токов.
Разрешающая способность АЦП или ЦАП может быть выражена несколькими различными способами: весом младшего разряда (LSB), долей от полной
шкалы размером в один миллион (ppm FS), милливольтами (мВ) и т.д. Различные устройства (даже от одного производителя) определяются по-разному, так
что для успешного сравнения устройств пользователи АЦП и ЦАП должны
уметь преобразовывать различные характеристики.
Некоторые значения младшего значащего разряда (LSB) приведены в таблице 2.6.

235

Таблица 2.6. Квантование: значение младшего значащего бита(LSB)
Разреш.
Напряжение полной
способность
2N
шкалы 10В
N
2-бит
4
2.5 В
4-бит
16
625 мВ
6-бит
64
156 мВ
8-бит
256
39.1 мВ
10-бит
1024
9.77 мВ (10 мВ)
12-бит
4096
2.44 мВ
14-бит
16384
610 мкВ
16-бит
65536
153 мкВ
18-бит
262144
38 мкВ
20-бит
1048576
9.54 мкВ (10 мкВ)
22-бит
4194304
2.38 мкВ
24-бит
16777216
596 нВ*
*600 нВ – это тепловой шум в полосе
на резисторе R = 2.2 кОм при t = 25°C

ppm
FS

% FS

dB FS

250000
25
-12
62500
6.25
-24
15625
1.56
-36
3906
0.39
-48
977
0.098
-60
244
0.024
-72
61
0.0061
-84
15
0.0015
-96
4
0.0004
-108
1
0.0001
-120
0.24
0.000024
-132
0.06
0.000006
-144
частот 10 кГц, возникающий

Легко запомнить: 10-разрядное квантование при значении полной шкалы
FS = 10 В соответствует LSB = 10 мВ, точность 1000 ppm или 0.1%. Все остальные значения можно вычислить умножением на коэффициенты, равные степени числа 2.
Прежде чем рассматривать различные архитектуры АЦП и ЦАП, необходимо обсудить ожидаемые характеристики и важнейшие параметры цифроаналоговых и аналого-цифровых преобразователей. Ниже будет рассмотрено
определение погрешностей и технических требований, предъявляемых к АЦП и
ЦАП. Это важно для понимания сильных и слабых сторон различных архитектур АЦП и ЦАП.
Первые преобразователи данных применялись в области измерения и
управления, где точное значение времени преобразования обычно не имело
значения, и скорость передачи данных была невелика. В таких устройствах
важны характеристики АЦП и ЦАП по постоянному току, а характеристики,
связанные с синхронизацией и характеристики по переменному току не имеют
существенного значения. Сегодня ко многим, если не к большинству преобразователей, используемых в системах дискретизации и восстановления сигнала,
предъявляются жесткие требования к характеристикам по переменному току
(характеристики по постоянному току могут быть не существенны).
На рисунке 2.137 представлена идеальная функция передачи однополярного 3-разрядного ЦАП, а на рисунке 2.138 – однополярного 3-разрядного АЦП.
В ЦАП входной и выходной сигналы квантованы, и график содержит восемь
точек. Независимо от способа аппроксимации этой функции, важно помнить,
236

что реальной характеристикой передачи является не линия, а множество дискретных точек.

Рисунок 2.137. Передаточная функция идеального 3-разрядного ЦАП

Рисунок 2.138. Передаточная функция идеального 3-разрядного АЦП
237

Входной аналоговый сигнал АЦП не квантован, но его выходной сигнал
является результатом квантования. Сквозная характеристика АЦП состоит из
восьми горизонтальных прямых (при изучении смещения, усиления и линейности АЦП мы будем рассматривать линию, соединяющую средние точки этих
отрезков). В любом случае полная цифровая шкала (все “1”) соответствует полной аналоговой шкале (опорное напряжение или опорное напряжение умноженное на какой либо коэффициент).
Переходы идеального АЦП к следующему цифровому коду происходят,
начиная с напряжения, равного половине младшего разряда до напряжения,
меньшего напряжения полной шкалы на половину младшего разряда. Так как
аналоговый сигнал на входе АЦП может принимать любое значение, а выходной цифровой сигнал квантуется, может существовать различие до половины
младшего разряда между реальным входным аналоговым сигналом и соответствующим ему значением выходного цифрового сигнала. Этот эффект известен
как ошибка (погрешность) или неопределенность квантования и показан на рисунке 2.138. В устройствах, использующих сигналы переменного тока, эта
ошибка квантования приводит к шуму квантования.
В АЦП и ЦАП используются много видов цифровых кодов: двоичные коды, двоичные коды со смещением, коды с дополнением до 1, с дополнением до
2, код Грея, двоично-десятичный код и другие. Здесь нас будут интересовать
главным образом проблемы, связанные с аналоговым трактом АЦП и ЦАП. Для
иллюстрации этих проблем будет использоваться простой двоичный код или
двоичный код со смещением без рассмотрения преимуществ и недостатков этих
и любых других способов цифрового кодирования.
В примерах на рисунках 2.137 и 2.138 применяются униполярные преобразователи, работающие с сигналом только одной полярности. Это самый простой тип, но в реальных устройствах более полезны биполярные преобразователи. Имеется два типа биполярных преобразователей. Более простой из них –
это просто униполярный преобразователь с отрицательным смещением на величину, соответствующую единице старшего разряда (MSB), (во многих преобразователях можно переключать это смещение, чтобы использовать их и как
униполярные, и как биполярные). Другой, более сложный тип, известен как
знаковый АЦП и имеет кроме N информационных разрядов дополнительный
разряд, который показывает знак аналогового сигнала. Знаковые ЦАП применяется довольно редко, на знаковых АЦП сконструированы большинство цифровых вольтметров.
В АЦП и ЦАП различают четыре типа погрешностей по постоянному току:
погрешность смещения, погрешность усиления и два типа погрешностей, связанных с линейностью. Погрешности смещения и усиления АЦП и ЦАП аналогичны погрешностям смещения и усиления в усилителях. На рисунке 2.139 показано преобразование биполярных входных сигналов (хотя погрешность смещения и погрешность нуля, идентичные в усилителях и униполярных АЦП и
ЦАП, различны в биполярных преобразователях, и это следует учитывать). Характеристики передачи и ЦАП, и АЦП могут быть выражены как:
238

D = K + G×A,

(2.54)

где D – цифровой код,
А – аналоговый сигнал,
K и G – константы.
В униполярном преобразователе K равно 0, в биполярном преобразователе со смещением - 1 старшего значащего разряда. Погрешность смещения – это
величина, на которую фактическое значение K отличается от идеального значения. Погрешность усиления – это величина, на которую G отличается от идеального значения. В общем случае, погрешность усиления может быть выражена разностью двух коэффициентов, выраженной в процентах. Эту разность
можно рассматривать, как вклад погрешности усиления (в мВ или значениях
младшего разряда LSB) в общую погрешность при максимальном значении
сигнала. Обычно пользователю предоставляется возможность минимизации
этих погрешностей. Обратите внимание, что, в усилителе сначала регулируют
смещение при нулевом входном сигнале, а затем настраивают коэффициент
усиления при значении входного сигнала, близком к максимальному. Алгоритм
настройки биполярных преобразователей более сложен.

Рисунок 2.139. Погрешность смещения нуля преобразователя
и погрешность усиления
Интегральная нелинейность ЦАП и АЦП аналогична нелинейности усилителя и определяется как максимальное отклонение фактической характеристики
передачи преобразователя от прямой линии. В общем случае, она выражается в
процентах от полной шкалы (но может представляться в значениях младших
разрядов). Существует два общих метода аппроксимации характеристики пере-

239

дачи: метод конечных точек (end point) и метод наилучшей прямой (best straight
line) (см. рисунок 2.140).

Рисунок 2.140. Метод измерения суммарной погрешности линейности
При использовании метода конечных точек измеряется отклонение произвольной точки характеристики (после коррекции усиления) от прямой, проведенной из начала координат. Таким образом в компании Analog Devices, Inc.
измеряют значения интегральной нелинейности преобразователей, используемых в задачах измерения и управления (так как величина погрешности зависит
от отклонения от идеальной характеристики, а не от произвольного "наилучшего приближения").
Метод наилучшей прямой дает более адекватный прогноз искажений в
приложениях, имеющих дело с сигналами переменного тока. Он менее чувствителен к нелинейностям технических характеристик. По методу наилучшего
приближения через характеристику передачи устройства проводят прямую линию, используя стандартные методы интерполяции кривой. После этого максимальное отклонение измеряется от построенной прямой. Как правило, интегральная нелинейность, измеренная таким образом, учитывает только 50% нелинейности, оцененной методом конечных точек. Это делает метод предпочтительным при указании впечатляющих технических характеристик в спецификации, но менее полезным для анализа реальных значений погрешностей. Для
приложений, имеющих дело с сигналами переменного тока, лучше определять
гармонические искажения, чем нелинейность по постоянному току, так что для
определения нелинейности преобразователя необходимость в использовании
метода наилучшей прямой возникает довольно редко.
Другой тип нелинейности преобразователей – дифференциальная нелинейность (DNL). Она связана с нелинейностью кодовых переходов преобразователя. В идеальном случае изменение на единицу младшего разряда цифрового кода точно соответствует изменению аналогового сигнала на величину единицы
младшего разряда. В ЦАП изменение одного младшего разряда цифрового кода
должно вызывать изменение сигнала на аналоговом выходе, в точности соот240

ветствующее величине младшего разряда. В то же время в АЦП при переходе с
одного цифрового уровня на следующий значение сигнала на аналоговом входе
должно измениться точно на величину, соответствующую младшему разряду
цифровой шкалы.
Там, где изменение аналогового сигнала, соответствующее изменению
единицы младшего разряда цифрового кода, больше или меньше этой величины, говорят об дифференциальной нелинейной (DNL) погрешности. DNLпогрешность преобразователя обычно определяется как максимальное значение
дифференциальной нелинейности, выявляемое на любом переходе.
Если дифференциальная нелинейность ЦАП меньше, чем –1 LSB на любом
переходе (см. рисунок …), ЦАП называют немонотонным, и его характеристика
передачи содержит один или несколько локальных максимумов или минимумов. Дифференциальная нелинейность, большая чем +1 LSB, не вызывает
нарушения монотонности, но также нежелательна. Во многих приложениях
ЦАП (особенно в системах с обратной связью, где немонотонность может изменить отрицательную обратную связь на положительную) монотонность ЦАП
очень важна. Часто монотонность ЦАП явно оговаривается в техническом описании, хотя, если дифференциальная нелинейность гарантированно меньше
единицы младшего разряда (то есть, |DNL| . 1LSB), устройство будет обладать
монотонностью, даже если это явно не указывается.
Бывает, что АЦП немонотонен, но наиболее распространенным проявлением DNL в АЦП являются пропущенные коды. (см. рисуноr 2.141). Пропущенные коды (или немонотонность) в АЦП столь же нежелательны, как немонотонность в ЦАП. Опять таки, это возникает при DNL > 1 LSB.

Рисунок 2.141. Функция передачи неидеального 3-разрядного ЦАП
Определение отсутствующих кодов сложнее, чем определение немонотонности. Все АЦП характеризуются некоторым шумом перехода (transition noise),
иллюстрируемым на рисунке 2.142 (представьте себе этот шум как мелькание
последней цифры цифрового вольтметра между соседними значениями). По
241

мере роста разрешающей способности диапазон входного сигнала, соответствующий уровню шума перехода, может достичь или даже превысить значение сигнала, соответствующее единице младшего разряда. В таком случае, особенно в сочетании с отрицательной DNL-погрешностью, может случиться так,
что появятся некоторые (или даже все) коды, где шум перехода будет присутствовать во всем диапазоне значений входных сигналов.
Таким образом, возможно существование некоторых кодов, для которых не
существует значения входного сигнала, при котором этот код гарантированно
бы появился на выходе, хотя и может существовать некоторый диапазон входного сигнала, при котором иногда будет появляться этот код.

Рисунок 2.142. Совместное действие шумов перехода кода
и дифференциальной нелинейности (DNL)
Для АЦП с невысокой разрешающей способностью можно определить
условие отсутствия пропущенных кодов как сочетание шума перехода и дифференциальной нелинейности, при котором гарантировался бы некоторый уровень (скажем, 0.2 LSB) свободного от шума кода для всех кодов. Однако при
этом невозможно достичь столь высокой разрешающей способности, которую
обеспечивают современные сигма-дельта АЦП, или даже меньшей разрешающей способности для АЦП с широкой полосой пропускания. В этих случаях
производитель должен определять уровни шумов и разрешающую способность
каким-нибудь другим способом. Не так важно, какой метод используется, но
спецификация должна содержать четкое определение используемого метода и
ожидаемые характеристики.
Погрешности по переменному току в преобразователях данных
В течение последнего десятилетия основное применение АЦП и ЦАП
находят в дискретизации и восстановлении аналоговых сигналов переменного
тока. Очень упрощенно, дискретная система – это система, где мгновенное значение сигнала переменного тока оцифровывается с одинаковыми интервалами.
Полученные цифровые коды могут использоваться для сохранения формы сигнала (на компакт-дисках CD или цифровых магнитных лентах DAT), для сложных вычислений с отсчетами (цифровая обработка сигнала DSP), для фильтрации, компрессии и других операций. Обратная операция – восстановление тре242

буется, когда ряд цифровых кодов подается на ЦАП для восстановления формы
аналогового сигнала. Здесь ярким примером является CD- или DAT-плеер, но
эта технология очень широко используется также в телекоммуникации, радио,
синтезаторах и во многих других областях.
Преобразователи данных, используемые в таких устройствах, должны
иметь высокую производительность при работе с сигналами переменного тока,
но могут не требовать хороших характеристик по постоянному току.
Первые высококачественные преобразователи, разработанные для таких
устройств, обычно создавались с хорошими характеристиками по переменному
току, но плохими или ненормированными характеристиками по постоянному
току. Сегодня существуют более приемлемые проектные компромиссы, и
большинство преобразователей имеют гарантированные характеристики по постоянному и переменному току. Тем не менее, ЦАП для цифровой звукозаписи,
которые должны быть чрезвычайно конкурентоспособны по цене, продаются со
сравнительно низкими характеристиками по постоянному току, но не из-за низкой производительности по постоянному току, а из-за отсутствия проверки качества в ходе производства.
Если обсуждение параметров по постоянному току можно производить одновременно и для ЦАП, и для АЦП, то их характеристики по переменному току
слишком различаются и потому заслуживают раздельного рассмотрения.
Искажения и шум в идеальном N-разрядном АЦП
До сих пор мы анализировали процесс дискретизации без рассмотрения такой операции АЦП, как квантование. Теперь будем трактовать АЦП как идеальный дискретизатор, но учитывать при этом эффекты квантования.
Идеальный N-разрядный АЦП имеет погрешности (по постоянному или
переменному току), связанные только с процессами дискретизации и квантования. Максимальная погрешность, которую имеет идеальный АЦП при оцифровывании входного сигнала, равна ±1/2 LSB. Любой аналоговый сигнал, поступающий на вход идеального N-разрядного АЦП, производит шум квантования.
Среднеквадратичное значение шума (измеренное по ширине полосы Найквиста,
от постоянного тока до fs/2) приблизительно равно весу наименьшего значащего разряда (LSB) q, деленному на 12. При этом предполагается, что амплитуда
сигнала составляет, по крайней мере, несколько младших разрядов, так что выход АЦП изменяет свое состояние почти при каждом отсчете.
Сигнал ошибки квантования от входного линейного пилообразного сигнала аппроксимируется сигналом пилообразной формы с максимальным размахом q, и его среднеквадратичное значение равно q/12 (см. рисунок…).
Можно показать, что отношение среднеквадратичного значения синусоидального сигнала, соответствующего полной шкале, к среднеквадратичному
значению шума квантования (выраженное в дБ) равно:
SNR = 6.02×N + 1.76 (dB),
где N – число разрядов в идеальном АЦП.
243

(2.55)

Это уравнение имеет силу только в том случае, если шум измерен на полной ширине полосы Найквиста от 0 до fs/2, как показано на рис.2.16. Если ширина полосы сигнала BW меньше fs/2, то значение отношения сигнал/шум
(SNR) в пределах ширины полосы сигнала BW возрастет вследствие уменьшения энергии шума квантования в пределах ширины полосы. Для этого условия
правильным будет следующее выражение:
fs


SNR  6.02   log
 (dB).
 2  B W 

(2.56)

Рисунок 2.142. Шум квантования идеального N-разрядного АЦП

Рисунок 2.143. Спектр шума квантования
Приведенное уравнение отражает состояние, именуемое избыточной дискретизацией, при котором частота дискретизации выше, удвоенной ширины
полосы сигнала. Корректирующую величину часто называют запасом по дис244

кретизации. Обратите внимание, что для заданной ширины полосы сигнала
удвоение частоты дискретизации увеличивает отношение сигнал/шум на 3 дБ.
Хотя среднеквадратичное значение шума точно описывается формулой q / 12 , его частотное распределение может сильно зависеть от входного
аналогового сигнала. Например, корреляция будет больше для периодического
сигнала малой амплитуды, чем для случайного сигнала большой амплитуды.
Весьма часто в теории полагают, что шум квантования проявляется в виде белого шума, распределенного равномерно по всей ширине полосы Найквиста от
0 до fд/2. К сожалению, это не так. В случае сильной корреляции шум квантования будет сконцентрирован около каких угодно гармоник входного сигнала, но
только не там, где бы Вы хотели.
В большинстве устройств входной сигнал АЦП (он обычно смешан с некоторым шумом) представляет собой полосу частот со случайным шумом квантования. Тем не менее, в устройствах спектрального анализа (или при выполнении БПФ на АЦП, использующих спектрально чистый синусоидальный сигнал,
см. рисунок 2.144) корреляция между шумом квантования и сигналом зависит
от отношения частоты дискретизации к частоте входного сигнала. Это демонстрируется на рисунке 2.145, где идеальный выход 12-разрядного АЦП представлен с использованием БПФ с 4096 точками. На левом графике отношение
частоты дискретизации к входной частоте было выбрано равным точно 32, и
худшая гармоника составляет 76 дБ от основной частоты. Правый график показывает эффект некоторого смещенного отношения, приводящего к относительному разбросу спектра случайного шума, благодаря которому динамический
диапазон, свободный от гармоник (SFDR), достигает 92 дБ. В обоих случаях
среднеквадратичное значение всех шумовых компонентов равно q/v12, но в
первом случае шум сконцентрирован около гармоник основной частоты.

Рисунок 2.144. Анализ динамических характеристик идеального
N-разрядного АЦП

245

Рисунок 2.145. Влияние отношения частоты дискретизации
к входной частоте на динамический диапазон (SFDR) для идеального АЦП
Обратите внимание, что это изменение нелинейных искажений АЦП является следствием процесса дискретизации и корреляции ошибки квантования с
входной частотой. В практике аналого-цифрового преобразования ошибка
квантования вообще проявляется как случайный шум из-за случайной природы
широкополосного входного сигнала и того факта, что обычно имеется небольшой шум системы, который действует, как подмешиваемый псевдослучайный
сигнал при дальнейшем распределении спектра ошибки квантования.
Отмеченное очень важно, потому что для определения характеристик АЦП
часто используется быстрое преобразование Фурье (БПФ) для монотонного си246

нусоидального сигнала. Для точного измерения нелинейных искажений АЦП
должны быть предприняты шаги, гарантирующие, что испытательная установка
верно измеряет искажения, идущие от АЦП, с учетом эффекта корреляции шума квантования. Это достигается соответствующим выбором соотношения испытательных частот и частот дискретизации, а иногда – добавлением к входному сигналу некоторого шума (псевдослучайного сигнала).
Вернувшись к рисунку…, обратите внимание, что минимальный уровень
шума, полученного с помощью БПФ, приблизительно равен 100 дБ от полной
шкалы АЦП, тогда как теоретическое отношение сигнал/шум 12-разрядного
АЦП равно 74 дБ. Минимальный уровень шума от БПФ не равен отношению
сигнал/шум АЦП, потому что БПФ действует, подобно аналоговому анализатору спектра с шириной полосы fs/M, где М – число точек БПФ. Теоретически
минимальный уровень шума БПФ равен 10log10(M/2) дБ, то есть ниже минимального уровня шума квантования из-за так называемого выигрыша БПФ в
отношении сигнал/шум (см. рисунок…). В случае идеального 12-разрядного
АЦП с отношением сигнал/шум 74 дБ, использование БПФ с 4096 точками
привело бы к выигрышу в отношении сигнал/шум в 10log10(4096/2) = 33 дБ,
приводя, таким образом, к предельному отношению сигнал/шум 74+33=107 дБ.
В действительности, минимальный уровень шума БПФ может быть еще
уменьшен за счет увеличения количества точек БПФ, подобно тому, как минимальный уровень шума аналогового анализатора спектра может быть уменьшен
за счет сужения ширины полосы пропускания. При испытаниях АЦП, использующих БПФ, важно быть уверенным, что количество точек БПФ достаточно
велико для того, чтобы нелинейные искажения можно было отличить от минимального уровня шума БПФ.

Рисунок 2.146. Уровень шума идеального 12-разрядного АЦП
при 4096-точечном БПФ

247

Искажение и шум в реальных АЦП
На практике дискретизация сигнала в АЦП (с интегрированным устройством выборки- хранения УВХ), независимо от архитектуры, проходит при
наличии шумов и искажений сигнала, как это показано на рис.2.20. Широкополосному аналоговому входному буферу присущи широкополосный шум, нелинейность и конечная ширина полосы. УВХ (SHA) вносит дальнейшую нелинейность, ограничение полосы и дрожание апертуры. Квантующая часть АЦП
вносит шум квантования, интегральную и дифференциальную нелинейности. В
этом обсуждении предполагается, что сигналы с последовательных выходов
АЦП загружаются в буферную память длиной М и что БПФ процессор имеет
спектральный выход. Также допускается, что арифметические операции БПФ
не вносят никаких существенных погрешностей в АЦП. Однако при проверке
минимального выходного уровня шума должен быть рассмотрен выигрыш в
отношении сигнал/шум БПФ (зависящий от M).
3.1.3. Виды аналого-цифровых преобразователей
Как уже упоминалось выше по тексту, аналого-цифровые преобразователи
сигналов используются в различных устройствах. Это означает, что к ним
предъявляются требования, отличающиеся по быстродействию, количеству
разрядов, потребляемой энергии, габаритам и т.д. В настоящее время не существует устройств, обладающих одинаково хорошими характеристиками по всем
этим требованиям.
Одни преобразователи обладают прекрасным быстродействием, но большим потреблением энергии, другие обладают прекрасными характеристиками
по разрядности, но их быстродействие оставляет желать лучшего.
Рассмотрим внутреннее устройство некоторых наиболее распространенных
аналого-цифровых преобразователей.
Параллельные АЦП
Простейшим по пониманию принципов работы (но отнюдь не по внутреннему устройству) является параллельный аналого-цифровой преобразователь.
Рассмотрим его работу на примере схемы трехразрядного параллельного АЦП,
приведенной на рисунке 2.147.

248

UR

RG
0
1
2

Преобразователь
кодов

0
1
2

Выходной
двоичный
код

C

Uвх
fд

Рисунок 14.147. Принципиальная схема трехразрядного параллельного
В этой схеме аналоговый сигнал Uвх подается на соответствующий вход
АЦП. Одновременно на другой его вход подается опорное напряжение UREF.
Это напряжение при помощи резистивного делителя, состоящего из резисторов
с одинаковым сопротивлением, делится на семь одинаковых уровней.
Основой параллельного преобразователя являются семь аналоговых компараторов, которые сравнивают входной сигнал с опорным напряжением, подаваемым на их второй вход. Аналоговые компараторы представляют собой
обычные усилители-ограничители с дифференциальным входом.
Если напряжение на входе преобразователя меньше всех напряжений, подаваемых на опорные входы компараторов, то на всех выходах формируются
нулевые уровни сигналов. Код на выходе линейки компараторов будет равен
0000000.
Постепенно повышая уровень входного сигнала можно превысить напряжение на опорном входе нижнего компаратора. В этом случае на его выходе
сформируется уровень логической единицы. Код на выходе линейки компараторов примет значение 0000001. При дальнейшем увеличении уровня сигнала
на входе АЦП код будет принимать значения 0000011, 0000111, и так далее.
Максимальное значение кода 1111111 будет выдано на выходе аналого249

цифрового преобразователя при превышении входным сигналом значения сигнала на опорном входе самого верхнего компаратора.
Итак, мы достигли напряжения полной шкалы аналого-цифрового преобразователя. Однако, как вы заметили, код, получаемый на выходе линейки
компараторов, не является двоичным, поэтому для его приведения к двоичному
виду потребуется специальная цифровая схема – преобразователь кодов.
Такие схемы мы уже умеем разрабатывать. Этому мы научились в первой
части книги. Если внимательно посмотреть на полученные нами на выходе линейки компараторов коды, то мы увидим, что с таким видом кодов мы уже
встречались – это коды, которые мы использовали при построении восьмеричных шифраторов. А это, в свою очередь, означает, что в качестве преобразователя кодов мы можем использовать уже хорошо знакомую нам схему восьмеричного шифратора.
Как видите, у нас получилась достаточно простая и быстродействующая
схема. Что может быть быстрее простого устройства сравнения – компаратора!
Более того! Мы уже знаем, что большое быстродействие аналого-цифрового
преобразователя нам обычно требуется при оцифровке радио- и видеосигналов. При работе с подобными сигналами нас обычно не интересует абсолютная задержка этого сигнала (в пределах десятков миллисекунд). Нам важнее возможность непрерывно получать поток цифровых отсчетов.
В этом случае следует обратить внимание, что при изготовлении компараторов на одном кристалле, разброс их параметров, определяющих время распространения сигнала с его входа на выход будет значительно меньше абсолютного значения задержки. Обычно это время составляет сотни пикосекунд. В
такой ситуации максимальная частота дискретизации определяется разбросом
задержек кодера и временем переключения триггеров в параллельном регистре.
Максимальная частота дискретизации при этом может достигать 250 МГц.
Разброс времени распространения цифрового сигнала через кодер можно
уменьшить, введя дополнительный параллельный регистр на входе кодера. При
этом можно избавиться от блока инверторов, входящего в состав кодера, воспользовавшись прямыми и инверсными выходами триггеров параллельного регистра, как это показано на рисунке 2.148.

250

UR

RG
0

0
0

0
0

1

1
1

1
1

2

2
2

2
2

CD

1

3

3
3

3
3

4

4
4

4
4

5

5
5

5
5

6

6
6

6
6

2
4

RG
0
1
2

0
1
2

Выходной
двоичный
код

C

Uвх

C

fд

Рисунок 2.148. Принципиальная схема трехразрядного
конвейерного параллельного АЦП
В результате, частота дискретизации, подаваемая на тактовый вход подобного АЦП, может достигать 500 МГц. Дальнейшее увеличение частоты
дискретизации достигается параллельным соединением нескольких параллельных АЦП в составе одной микросхемы. Таким образом в настоящее время удается достигнуть частоты дискретизации 6 ГГц.
Итак, все хорошо и прекрасно? Но почему же я в начале главы сказал, что
у параллельного АЦП сложное внутреннее устройство? Мы рассмотрели трехразрядный АЦП и получили, что для его работы требуется семь компараторов.
А сколько компараторов потребуется для реализации восьмиразрядного АЦП?
Как мы уже знаем, количество разрядов должно быть на единицу меньше количества двоичных кодов. Для восьмиразрядного АЦП потребуется уже 256
компараторов, для десятиразрядного – 1023! Именно поэтому параллельные
АЦП редко выполняются с разрядностью, большей восьми.

251

Последовательно-параллельные АЦП
Следующим видом аналого-цифровых преобразователей, занимающим
промежуточное место между скоростными параллельными АЦП и наиболее
распространенными АЦП последовательного приближения, являются последовательно-параллельные АЦП.
Рассмотрим работу последовательно-параллельного АЦП на примере
восьмиразрядного АЦП. Структурная схема этого АЦП приведена на рисунке 2.149.
K=16

УВХ

4-х разр.
паралл.
АЦП

4-х разр.
ЦАП

4-х разр.
паралл.
АЦП

4р

4р
Параллельный регистр
8р

fд

Рисунок 2.149. Структурная схема восьмиразрядного
последовательно-параллельного АЦП
В схеме восьмиразрядного последовательно-параллельного АЦП используются два параллельных четырехразрядных АЦП. Второй аналого-цифровой
преобразователь оцифровывает ошибку квантования, выделяемую при помощи
цифро-аналогового преобразователя и аналогового вычитателя. Если бы мы
преобразовывали входной сигнал в цифровую форму без погрешности, то на
выходе АЦП (а затем и на выходе цифро-аналогового преобразователя) мы бы
получили точную копию входного сигнала, однако это не так. Поэтому на выходе аналогового вычитателя формируется сигнал ошибки преобразования.
Для того чтобы в схеме можно было бы использовать одинаковые АЦП,
сигнал ошибки преобразования первого аналого-цифрового преобразователя
усиливается в 16 раз. В результате уровень сигнала на входе второго АЦП равен уровню сигнала на входе первого АЦП, а значит можно использовать схему, полностью идентичную первому аналого-цифровому преобразователю.
Следует отметить, что вычитатели обычно выполняют с использованием операционных усилителей, поэтому обычно в составе последовательнопараллельного преобразователя используется усиливающий вычитатель.
Что же мы выиграли в результате усложнения схемы? Так как разрядность
параллельных преобразователей снижена вдвое, то для их реализации в случае,
приведенном на рисунке 2.149, потребуются только 2  15 = 30 компараторов.
Для реализации восьмиразрядного АЦП, как это уже упоминалось в предыдущей главе, нам бы потребовалось 255 компараторов. То есть выигрыш по
сложности реализации схемы составляет почти в десять раз!
Теперь давайте оценим, во сколько же раз мы проиграли в быстродействии? Прежде чем мы сможем сформировать на выходе восьмиразрядный
двоичный код, необходимо чтобы сигнал был преобразован в цифровую форму
252

первым АЦП, снова преобразован в аналоговую форму цифро-аналоговым
преобразователем. Затем должен быть сформирован и усилен сигнал ошибки, и
этот сигнал должен быть снова оцифрован. В результате описанных действий
время преобразования входного аналогового сигнала возрастает, по крайней
мере, в четыре раза.
Обратите внимание – время преобразования, а не тактовая частота! Как мы
определили в предыдущей главе, время преобразования в параллельном АЦП в
несколько раз больше периода тактовой частоты (частоты дискретизации аналогового сигнала). Все это время сигнал на входе преобразователя не должен
меняться. Это означает, что в составе последовательно-параллельного АЦП
должно находиться устройство выборки и хранения.
Тем не менее, как и в случае с параллельным аналого-цифровым преобразователем, быстродействие всей схемы в целом может быть увеличено за счет
применения конвейерной обработки. Достаточно разбить алгоритм преобразования на несколько этапов, которые могут выполняться одновременно.
Подобная схема восьмиразрядного последовательно-параллельного преобразователя приведена на рисунке 2.150.
K=16
УВХ

УВХ

4-х разр.
паралл.
АЦП
4р
RG
4р

УВХ

4-х разр.
паралл.
АЦП

4-х разр.
ЦАП

RG
4р

4р
Параллельный регистр
8р

fд

Рисунок 2.150. Структурная схема конвейерного восьмиразрядного
последовательно-параллельного АЦП
В этой схеме пока осуществляется преобразование в цифровую форму
сигнала ошибки, формируется сигнал ошибки следующего отсчета сигнала.
Пока формируется сигнал ошибки следующего отсчета сигнала, осуществляется формирование старших четырех разрядов выходного кода. Единственная
трудность заключается в том, что необходимо совместить сформированные
старшие и младшие разряды во времени. Это осуществляется за счет задержки

253

старших разрядов в цифровой линии задержки, собранной на параллельных регистрах.
В приведенной на рисунке 2.150 схеме выходной отсчет сигнала появится
только через три тактовых импульса. Все последующие отсчеты входного аналогового сигнала будут появляться с каждым очередным тактовым импульсом.
Итак, подведем итоги. Последовательно-параллельный АЦП способен
осуществлять преобразование сигнала с большей разрядностью по сравнению с
параллельным АЦП. Однако он обладает меньшим быстродействием, приблизительно равным времени задержки параллельного АЦП. Последовательнопараллельные АЦП способны формировать цифровой поток данных со скоростью несколько сотен миллионов отсчетов в секунду.
АЦП последовательного приближения
Наиболее распространенным видом аналого-цифровых преобразователей в
настоящее время являются АЦП последовательного приближения. Эти преобразователи позволяют в течение одного периода тактового сигнала получить
один двоичный разряд.
При измерении каких-либо объектов мы обычно последовательно увеличиваем точность измерения. Например, при измерении длины мы сначала
определяем ее в метрах, затем добавляем к полученному значению остающиеся
десятки сантиметров, потом остаток в сантиметрах и т.д. То есть при каждом
последующем измерении точность увеличивается на один десятичный разряд.
Подобным образом можно проводить измерения и в двоичной системе счисления. В этом случае каждый раз точность измерения будет возрастать ровно в
два раза. Подобный процесс измерения напряжения иллюстрируется рисунком 2.151.

FS
Измеряемое напряжение

Логические
уровни на
выходе
компаратора

Напряжение на
выходе цифроаналогового
преобразователя

1
0

0
0

1
0

0

1
Новый отсчет
входного сигнала

Рисунок 2.151. Временные диаграммы напряжений на входах
компаратора АЦП последовательного приближения
254

При измерении неизвестного расстояния оно сравнивается с эталоном
длины – линейкой. Но где же взять эталонные напряжения? Для этого можно
воспользоваться цифро-аналоговым преобразователем. Если на его вход подавать цифровые коды, то на его выходе будут появляться напряжения, соответствующие этим цифровым кодам. Для формирования необходимых для измерения цифровых кодов служит специальная схема, называемая регистром последовательного приближения.
Для сравнения неизвестного напряжения, поступающего с выхода устройства выборки и хранения, с эталонными напряжениями, поступающими с выхода цифро-аналогового преобразователя, воспользуемся уже известным нам
аналоговым компаратором. Структурная схема аналого-цифрового преобразователя последовательного приближения приведена на рисунке 2.152.

Регистр
последовательного
приближения

УВХ

8- разр.
ЦАП

Запуск
8р

fд
fТ = N fд
Гот. Данные
Рисунок 2.152. Структурная схема АЦП последовательного приближения
В первый момент времени после поступления первого тактового импульса
на выходе регистра последовательного приближения формируется код половины полной шкалы преобразователя. Этот код соответствует двоичному числу
01111111. При подаче этого кода на входы цифро-аналогового преобразователя
на его выходе появится напряжение, соответствующее половине полной шкалы
входных напряжений (или, что то же самое, половине опорного напряжения
Uоп, подаваемого на соответствующий вход цифро-аналогового преобразователя).
При поступлении следующих тактовых импульсов этот код будет сдвигаться вправо, обеспечивая тем самым уменьшение веса разрядов ровно вдвое.
Таким образом, если после первого тактового импульса на выходе цифроаналогового преобразователя присутствует половина полной шкалы, то после
второго тактового импульса там будет присутствовать четверть, затем одна
восьмая часть полной шкалы, и так далее.
255

В примере, приведенном на рисунке 2.151, измеряемое напряжение превышает значение половины полной шкалы АЦП, а значит, на выходе аналогового компаратора появится уровень логической единицы. При поступлении
второго тактового импульса этот сигнал запишется в старший разряд регистра
последовательного приближения. В результате на выходе этого регистра появится код 10111111, а значит, напряжение на выходе ЦАП станет равным 3/4
от напряжения полной шкалы. Если бы напряжение на выходе УВХ оказалось
меньше напряжения, поступающего с выхода ЦАП, то на выходе компаратора
появился бы нулевой потенциал, и в регистр последовательного приближения
был бы записан код 00111111, а значит, на выходе ЦАП сформировалось бы
напряжение 1/2 от напряжения полной шкалы.
В примере, приведенном на рисунке 2.151, напряжение на выходе ЦАП
при втором измерении превысит напряжение с выхода УВХ, поэтому на выходе компаратора появится нулевой уровень. При поступлении третьего тактового импульса этот сигнал запишется во второй разряд регистра последовательного приближения, поэтому код на его выходе станет равным 10011111. На
этот раз напряжение на выходе ЦАП уменьшится на 1/8 Uоп от предыдущего
значения.
Итак, на вход регистра последовательного приближения поступило три
тактовых импульса, и мы получили два разряда цифрового кода. После поступления на вход регистра последовательного приближения девяти тактовых импульсов мы получим полный 8-разрядный двоичный код, соответствующий
входному напряжению. В примере, приведенном на рисунке .., этот код равен
10101000.
После завершения преобразования, на управляющем выходе регистра последовательного приближения появляется нулевой потенциал, показывающий,
что преобразование закончено.
Итак, для полного преобразования аналогового сигнала в цифровую форму
АЦП последовательного приближения требуется, как минимум, N+1 тактовых
импульсов (один такт на выдачу половинного напряжения и N тактов для получения N двоичных разрядов).
АЦП последовательного приближения могут работать как в режиме одиночного преобразования, так и в режиме создания непрерывного потока данных. На рисунке .. этот аналого-цифровой преобразователь включен в режиме
непрерывного преобразования входного сигнала. В этом режиме тактовая частота должна подаваться от высокостабильного генератора.
Если требуется производить одиночное аналого-цифровое преобразование
в определенные моменты времени, то обратная связь с выхода готовности на
вход запуска регистра последовательного приближения разрывается и преобразование начинается сразу же после поступления импульса на вход запуска. В
этом случае высокой стабильности от генератора тактовой частоты не требуется.
АЦП последовательного приближения используются на частотах преобразования от единиц килогерц до десятков мегагерц. При этом удается достигнуть точности преобразования до 18 двоичных разрядов.
256

Сигма-дельта АЦП (-АЦП).
В ряде случаев этой точности недостаточно. Самую высокую точность
преобразования на настоящее время – 24 двоичных разряда достигают Сигмадельта АЦП. В этих аналого-цифровых преобразователях для достижения такой высокой разрешающей способности совмещены достижения как аналоговой, так и цифровой техники.
Для начала давайте проанализируем шум квантования на выходе АЦП в
зависимости от частоты дискретизации. Как мы уже определили в предыдущих
главах, шум квантования зависит только от разрядности АЦП и его энергия не
меняется от частоты дискретизации. Что же происходит с плотностью шума
при увеличении частоты дискретизации? Для того, чтобы общая энергия шума
квантования на выходе АЦП не изменилась, плотность энергии шума должна
уменьшаться при увеличении частоты дискретизации. Этот процесс иллюстрируется рисунком 2.153.
U
Uшд
АЧХ
цифрового фильтра
нижних частот

N fв

fв

f

Рисунок 2.153. Зависимость плотности энергии шумов квантования
от частоты дискретизации
Но ведь нас интересуют частоты только от 0 до fв! Все остальные частоты
могут быть подавлены цифровым фильтром низкой частоты, а затем, так как
нет частотных составляющих выше частоты fв, то можно из выходного сигнала
выкинуть лишние отсчеты – понизить частоту дискретизации.
Таким образом можно уменьшить шумы квантования в N раз. Но ведь шумы квантования определяются разрядностью АЦП! Если нам удалось уменьшить шумы квантования, то это эквивалентно увеличению разрядности АЦП!
Метод, когда первоначально частота дискретизации увеличивается в несколько
раз относительно необходимой, а затем, после цифровой фильтрации, уменьшается до приемлемого значения получил название «передискретизация сигнала».
Фильтры, позволяющие уменьшить частоту дискретизации, называются
децимирующими фильтрами. Их внутреннее устройство и особенности реализации будут рассмотрены подробно в последующих главах.
257

Плотность энергии шумов квантования на выходе АЦП распределена равномерно. Именно поэтому зависимость выигрыша от увеличения частоты дискретизации является линейной. Вот если бы плотность шумов квантования была меньше на низких частотах (за счет увеличения их энергии на высоких частотах), то выигрыш от применения повышенной частоты дискретизации был
бы намного больше! Именно такой зависимостью энергии шумов квантования
от частоты обладают сигма-дельта преобразователи.
Для того чтобы понять, как работает сигма-дельта преобразователь, давайте сначала рассмотрим, каким образом может быть представлен сигнал для последующей передачи по цифровой линии связи. Первый вариант – это применение импульсно-кодовой модуляции. В этом случае каждый отсчет сигнала
преобразуется в цифровой эквивалент, и это число передается по линии связи.
Именно такой вариант мы и рассматривали до настоящего времени. Структурная схема линии связи с импульсно-кодовой модуляцией приведена на рисунке 2.154.
fд

Входы.

АЦП

Линия связи

ЦАП

Выход

Рисунок 2.154. Структурная схема линии связи
с импульсно-кодовой модуляцией
Шумы квантования в такой системе равномерно распределены по частоте
и не зависят от частоты входного сигнала. График уровня шума квантования на
выходе аналого-цифрового преобразователя, в зависимости от частоты, приведен на рисунке 2.155.
Uшд

f
Рисунок 2.155. Зависимость уровня шумов квантования АЦП от частоты
Существует альтернативный вариант передачи сигнала в цифровой форме.
В этом варианте передаются (или запоминаются) не абсолютные значения сигнала, а только приращения сигнала на заданном отрезке времени. Такой вид
представления сигнала в цифровой форме называется дельта-модуляцией.
258

Структурная схема линии связи с дельта-модуляцией приведена на рисунке 2.156.
fд
триггер

Вход

Линия связи



Выход


Рисунок 2.156. Структурная схема линии связи с дельта-модуляцией
Сигнал на выходе этой системы полностью соответствует сигналу на выходе схемы, приведенной на рисунке 2.156. Теперь давайте обратим внимание,
что в схеме используется два интегратора, но если переместить интегратор в
цепи обратной связи на вход компаратора, то этот интегратор будет выполнять
те же функции, что и интегратор на выходе схемы, а значит, он не потребуется
– мы обойдемся одним интегратором. Новая схема дельта-модулятора приведена на рисунке 2.157.
fд
Входы.



триггер

Линия связи

Выход

Рисунок 2.157. Структурная схема дельта-модулятора первого порядка
Частота дискретизации в линии связи с дельта-модуляцией обычно выбирается выше частоты дискретизации импульсно-кодовой модуляции. Только в
этом случае качество сигнала на выходе этой системы становится сравнимым с
качеством сигнала на выходе ИКМ системы. При этом чем выше частота дискретизации по отношению к частоте преобразуемого сигнала, тем меньше будет ошибка дискретизации этого сигнала.
Обратите на это внимание. В системе с дельта-модуляцией ошибка квантования не распределена равномерно по всем частотам, а растет с ростом частоты преобразуемого сигнала. График уровня шума квантования на выходе
дельта-модулятора, в зависимости от частоты, приведен на рисунке 2.158.

259

Uшд

f
Рисунок 2.158. Зависимость уровня шумов квантования
дельта-модуляции от частоты
Именно этим свойством дельта-модуляции мы и воспользуемся для
уменьшения шумов квантования в аналого-цифровом преобразователе. Нас
обычно интересует область частот от постоянного тока до верхней частоты
сигнала. Если при помощи цифрового фильтра отфильтровать высокочастотные составляющие шума квантования, то можно значительно увеличить отношение сигнал/шум сигнала, представленного в цифровой форме.
При этом отношение сигнал/шум в данной схеме будет значительно выше
по отношению к сигналу на выходе схемы, приведенной на рисунке …. Теперь
зададимся вопросом – если мы получили выигрыш по отношению сигнал/шум
за счет неравномерного распределения шумов квантования, то нельзя ли сделать эту зависимость еще более неравномерной, то есть как бы «вытеснить»
шумы квантования в область верхних частот, где они будут подавлены цифровым фильтром нижних частот.
Для этого можно использовать дельта-модулятор более высокого порядка
по сравнению с дельта-модулятором первого порядка, приведенным на рисунке …. Зависимость шумов квантования от частоты на выходе дельтамодуляторов различного порядка приведена на рисунке 2.159.

Рисунок 2.159. Частотная зависимость шумов квантования
на выходе дельта-модуляторов различного порядка
260

В настоящее время используются дельта модуляторы третьего порядка.
Модуляторы более высокого порядка не используются, так как их схемы являются потенциально неустойчивыми и могут самовозбуждаться. Структурная
схема дельта-модулятора третьего порядка приведена на рисунке 2.160.
fд
Вход







триггер

Цифровой Выход
фильтр

Рисунок 2.160. Структурная схема дельта-модулятора третьего порядка
Следующим блоком, определяющим высокие характеристики -АЦП,
является цифровой фильтр. Именно в сумматорах цифрового фильтра множество одноразрядных цифровых отсчетов входного сигнала превращается в многоразрядные цифры, которые затем поступают на выход аналого-цифрового
преобразователя.
Основной задачей цифрового фильтра является уничтожение всех частотных составляющих выше верхней частоты полезного сигнала, поэтому на выходе этого цифрового фильтра можно значительно уменьшить частоту дискретизации (осуществить децимацию цифрового потока данных). Чем меньше будет полоса выходного сигнала по сравнению с полосой первоначально оцифрованного сигнала, тем больше будет выигрыш в отношении сигнал/шум на выходе схемы. А так как шум квантования определяет разрядность АЦП, то тем
больше будет выходная разрядность отсчетов входного сигнала, поэтому для
значительного повышения разрядности АЦП для тактирования входных каскадов -АЦП требуется частота, в несколько сотен раз выше частоты его выходного потока данных.
Обычно полоса рабочих частот -АЦП, построенного по схеме, приведенной на рисунке … не превышает нескольких десятков герц, поэтому для более широкополосных сигналов, таких как звуковой сигнал, применяется несколько измененная схема. В ней в качестве преобразователя аналог-цифра используется не одноразрядный АЦП (аналоговый компаратор), а параллельный
АЦП. Структурная схема подобного -АЦП приведена на рисунке ….
Еще одной распространенной задачей является преобразование в цифровую форму узкополосных радиосигналов промежуточной частоты. В этом случае необходимо очищать от шумов квантования не область частот около нулевой частоты, а некоторую область частот около промежуточной частоты. В
этом случае в качестве интеграторов используются не фильтры низкой частоты
(RC-цепочки), а полосовые фильтры (LC-контура).

261

fд
Вход







АЦП

6

Цифровой 24
Выход
фильтр

6
ЦАП

Рисунок 2.161. Структурная схема -АЦП
с применением параллельного АЦП
Структурная схема -АЦП промежуточной частоты приведена на
рисунке 2.162.
fд
Вход

ПФ

ПФ

АЦП

ПФ

6

Цифровой 24
Выход
фильтр

6
ЦАП

Рисунок 2.162. Структурная схема -АЦП промежуточной частоты
3.1.4. Виды цифро-аналоговых преобразователей
Подобно аналого-цифровым преобразователям, цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП) значительно различаются по схемотехническим решениям в
зависимости от своего предназначения. Цифроаналоговые преобразователи
широкополосных сигналов отличаются от цифроаналоговых преобразователей
узкополосных сигналов. Инструментальные ЦАП отличаются от радиочастотных ЦАП. Цифроаналоговые преобразователи применяются как в тракте передачи, так и в радиоприемном устройстве приемопередатчиков систем мобильной радиосвязи. В радиоприемники цифроаналоговые преобразователи могут
применяться как для преобразования принятого сигнала в звуковую форму, так
и для формирования гетеродинных напряжений. Начнем рассмотрение принципов работы цифроаналоговых преобразователей с самого простейшего ЦАП –
цифроаналогового преобразователя с суммированием токов.
Цифроаналоговые преобразователи с суммированием токов.
Простейшим цифроаналоговым преобразователем является одноразрядный
преобразователь. В качестве такого ЦАП может служить простой усилительограничитель, в качестве которого можно применить логический инвертор.
Схема такого цифро-аналогового преобразователя приведена на рисунке 2.163.
262

Цифровой
вход

D1
1

R1

Аналоговый
выход
C1

Рисунок 2.163. Принципиальная схема одноразрядного
цифро-аналогового преобразователя
Одноразрядный преобразователь преобразует в аналоговую форму знак
числа. Для высокой частоты дискретизации такого преобразователя вполне достаточно, однако, в большинстве случаев требуется большее количество разрядов. Известно, что двоичное число описывается следующей формулой:

Ap  an 2 n  an1 2 n1  ...  a2 2 2  a1 21  a0 2 0  a1 2 1  a2 2 2  ...  ak 2  k

. (2.57)

Для преобразования цифрового двоичного кода в напряжение можно воспользоваться данной формулой непосредственно, т. е. применить аналоговый
сумматор.
Схема подобного цифроаналогового преобразователя приведена на рисунке 2.164.
8R
0

RG

0
4R

1

1
2R

2

0.5R

2
R

3

fд

3

C

0.25R

Рисунок 2.164. Принципиальная схема четырехразрядного
цифро-аналогового преобразователя
На схеме, приведенной на рисунке 2.164, предполагается, что операционный усилитель питается от двухполярного источника питания. При этом если
на выходе регистра будет присутствовать логическая единица, то она будет
преобразована в ток, соответствующий двоичному разряду при помощи резистора. При этом ток младшего разряда будет в восемь раз меньше тока старшего разряда.

263

В данной схеме предполагается, что потенциал второго вывода резисторов
равен нулю. Это обеспечивается отрицательной обратной связью операционного усилителя. Коэффициент передачи вы
В этом случае ток нуля и ток единицы выходного каскада регистра должен
совпадать.
Цифроаналоговые преобразователи R-2R
Цифроаналоговый преобразователь с взвешиванием токов прост для понимания принципов работы, однако обладает рядом недостатков. Первый из них
это требование к высокой точности изготовления резисторов. Если разброс тока
старшего разряда окажется больше значения тока младшего разряда, то ЦАП не
будет выполнять свою функцию.
Второй недостаток связан с влиянием паразитных емкостей схемы. При
больших разрядностях ЦАП с взвешиванием токов приходится применять высокоомные резисторы. Это приводит к большому времени заряда и разряда паразитной емкости микросхемы, что ограничивает ее быстродействие.
Ну и, наконец, сами резисторы. Высокоомные резисторы занимают огромную площадь на кристалле микросхемы. Все эти недостатки привели к поиску
другого схемотехнического решения цифроаналогового преобразователя. Таким решением стало применение матрицы R-2R. Принцип формирования опорных напряжений матрицей R-2R приведен на рисунке 2.165.
R

R

R

2R

2R

R

2R

2R

2R

Рисунок 2.165. Принцип формирования опорных напряжений матрицей R-2R
В матрице резисторов R-2R формируется ряд напряжений, отличающихся
друг от друга ровно в два раза. Рассмотрим этот механизм. В конце резистивной цепочки находятся два резистора с сопротивлением 2R. Эти резисторы одним концом соединены друг с другом, другие концы присоединены к корпусу
схемы, то есть резисторы соединены параллельно. В результате их общее сопротивление равно R. При соединении резистора R и параллельного соединения двух резисторов 2R образуется делитель напряжения с коэффициентом деления 2. В результате напряжение на его выходе будет в два раза меньше
напряжения на его входе.
Общее сопротивление делителя составляет 2R, так как сопротивления R в
нем соединены последовательно. В результате в следующем звене матрицы ситуация повторяется. Снова образуется параллельное соединение двух резисторов 2R и снова образуется делитель напряжения в два раза. Так как напряжения
в узлах матрицы R-2R отличаются друг от друга ровно в два раза, то и ток через
резисторы 2R будет отличаться ровно в два раза, то есть подчиняться двоично264

му закону. Если теперь эти токи подавать или не подавать на вход сумматора
токов в зависимости от входного двоичного числа, то мы получим цифроаналоговый преобразователь.
Схема подобного цифроаналогового преобразователя с применением матрицы R-2R приведена на рисунке 2.166.
R

fд

RG

R

2R

2R

0

R

R

2R

2R

2R

0

1

1

2

2

3

3

C

Рисунок 2.166. Принципиальная схема четырехразрядного
цифро-аналогового преобразователя R-2R

3.2. Прямой цифровой синтез (DDS)

Упрощенная структурная схема устройства прямого цифрового синтеза
(DDS), приведена на рисунке 3.1.

Счетчик

Постоянное запоминающее
устройство

Цифроаналоговый преобразователь

Аналоговый
фильтр

Тактовый генератор

Рисунок 3.1. Структурная схема устройства прямого цифрового синтеза
При распространении сигнала по электрическим цепям очень важно, чтобы
он не подвергался искажениям. При распространении сигнала по цифровым
схемам такому требованию удовлетворяет сигнал прямоугольной формы, одна265

ко если подобный сигнал подать на вход аналогового фильтра (а фильтрующими свойствами обладают все аналоговые схемы), то на его выходе прямоугольный сигнал будет искажен. При распространении сигнала по аналоговым схемам, форма не изменяется только у синусоидальных сигналов. На выходе аналогового устройства будет изменена только амплитуда и фаза этого сигнала.
Именно поэтому, несмотря на неоднократные попытки использовать для радиосвязи сигналы с другой формой, в радиоприемниках и передатчиках до сих пор
применяются именно синусоидальные сигналы.
Устройства, позволяющие непосредственно в цифровом виде формировать
отсчеты синусоидального сигнала с программируемой частотой, получили
название генераторов с цифровым управлением (NCO). Рассмотрим работу этих
устройств подробнее.
3.2.1. Генераторы с цифровым управлением (NCO)
Для формирования синусоидального радиосигнала в цифровом виде можно
воспользоваться ПЗУ с записанными в него значениями функции синуса. При
считывании из него этих значений через равномерные промежутки времени, на
выходе цифро-аналогового преобразователя можно наблюдать синусоидальный
сигнал. Пример подобной формы сигнала приведен на рисунке 3.2. На этом рисунке кружочками обозначены значения напряжения на выходе цифроаналогового преобразователя. По оси абсцисс отложен номер отсчета цифрового сигнала. Цифровое значение отсчета сигнала считывается из ячейки ПЗУ.
Фильтр низкой частоты позволяет сгладить дискретность сигнала на выходе
цифро-аналогового преобразователя.
На рисунке 3.2 этот сигнал показан сплошной линией, соединяющей дискретные отсчеты сигнала.

Рисунок 3.2. Временная диаграмма сигнала на выходе фазового аккумулятора
266

Как видно из приведенного рисунка, значение сигнала на выходе цифрового генератора в каждый момент времени определяется номером отсчета сигнала. Частоту полученного синусоидального сигнала можно изменять несколькими способами.
Первый и наиболее очевидный способ заключается в изменении тактовой
частоты устройства прямого цифрового синтеза. Однако такой способ изменения частоты выходного сигнала неудобен, так как приводит к необходимости
применять в качестве тактового генератора синтезатор частот.
Известно, что стабильность частоты колебания, вырабатываемого синтезатором, зависит от диапазона его перестройки. Это означает, что не существует
синтезаторов с большим диапазоном перестройки частоты выходного колебания, которые обладают хорошими спектральными характеристиками.
Еще одним очень существенным недостатком приведенного способа
настройки частоты цифрового генератора является то, что синтезатор частот не
может мгновенно изменить свою частоту. Некоторое время после изменения
частоты настройки синтезатора его частота будет колебаться около нового значения.
Второй способ перестройки частоты заключается в том, что при поступлении очередного тактового импульса можно считывать значения синусоидального сигнала из постоянного запоминающего устройства не из соседних ячеек, а
пропуская одно или несколько значений отсчетов синусоидального сигнала.
Если мы будем считывать значения синусоидального сигнала через одну
ячейку памяти, то полностью период синусоидального сигнала на выходе аналого-цифрового преобразователя будет получен за время в два раза меньшее
относительно первоначально рассмотренного случая. В результате частота
формируемого синусоидального сигнала увеличится вдвое.
Если мы будем выдавать на выход цифрового генератора содержимое каждой третьей ячейки ПЗУ синусоидального сигнала, то для завершения одного
периода этого сигнала нам потребуется втрое меньшее количество тактов. А это
означает, что период такого сигнала будет в три раза короче периода сигнала,
полученного при считывании всех ячеек ПЗУ.
Итак, получается, что мы можем регулировать частоту выходного синусоидального сигнала, просто изменяя коэффициент счета входных импульсов.
При этом номер отсчета синусоидального сигнала можно считать его фазой, а
так как в процессе работы схемы номер отсчета постоянно увеличивается, то
устройство, осуществляющее это действие, можно назвать аккумулятором
(накопителем) фазы.
Фазовый аккумулятор обычно выполняется на арифметическом двоичном
сумматоре и регистре, запоминающем результат суммирования. На один из
входов сумматора подадим содержимое накапливающего регистра, а на другой
вход будем подавать шаг изменения фазы. Структурная схема фазового аккумулятора приведена на рисунке 3.3.

267

Сумматор

Накапливающий
регистр

Настройка
частоты
генерируемого
колебания

К постоянному
запоминающему
устройству

Тактовый
генератор

Рисунок 3.3. Структурная схема фазового аккумулятора
Если на вход фазового аккумулятора будем подавать единицу, то эта схема
будет работать как обычный двоичный счетчик. При подаче на вход этой схемы
двойки числа на выходе накапливающего регистра будут изменяться через два.
При подаче на вход числа пять, при поступлении очередного тактового импульса, содержимое аккумулятора будет изменяться на пять единиц.
Даже если на вход фазового аккумулятора подать число ноль, то мы получим нулевое приращение фазы, то есть получим нулевую частоту (постоянный
ток). Итак, изменением числа на входе фазового аккумулятора можно регулировать частоту синусоидального сигнала, формируемого на его выходе.
Теперь определим требования к параметрам блоков, входящих в состав фазового аккумулятора. Сначала определим количество ячеек постоянного запоминающего устройства, входящего в состав фазового аккумулятора. Количество ячеек ПЗУ будет определять минимальную частоту, которую мы сможем
сформировать фазовым аккумулятором. Чем больше количество ячеек постоянного запоминающего устройства, тем ниже эта частота и, соответственно,
меньше шаг перестройки синусоидального генератора прямого цифрового синтеза.
Рассмотрим конкретный пример. Пусть тактовая частота фазового аккумулятора будет 40 МГц. Тогда, если выбрать количество ячеек ПЗУ равным 4096,
то мы сможем получить минимальную частоту 10 кГц. Современные микросхемы ПЗУ при приемлемой стоимости могут достигать объема 65536 ячеек.
При использовании таких ПЗУ для хранения отсчетов функции синуса точность
настройки частоты цифрового генератора возрастет до 610 Гц.
Теперь оценим необходимую разрядность ячеек постоянного запоминающего устройства. Для этого определим разность между значениями синуса,
хранящимися в соседних ячейках памяти. Разность определим в точке
наибольшего изменения функции синуса:
 = sin(2×/4069) – sin(0) = sin(2×/4096) = 1,53×10–3

268

Эта разность соответствует точности одиннадцатиразрядного числа. Одиннадцатиразрядное число обеспечивает точность представления 0,98×10 –3. Это
означает, что для хранения значений синусов в постоянном запоминающем
устройстве с 4096 ячейками памяти достаточно одиннадцати- двенадцатиразрядной точности. Для хранения значений синуса в ПЗУ с 65536 ячейками памяти потребуются уже пятнадцатиразрядные ячейки.
При использовании для хранения синуса постоянного запоминающего
устройства с шестнадцатиразрядными ячейками можно реализовать динамический диапазон устройства прямого цифрового синтеза до 96 дБ (приблизительно по 6 дБ на каждый разряд). Это значительно превышает динамический диапазон аналоговых устройств. Динамический диапазон устройства в целом будет
ограничиваться аналоговыми цепями, поэтому увеличивать разрядность ячеек
ПЗУ синуса выше шестнадцати разрядов не имеет смысла.
В качестве иллюстрации возможностей рассмотренной схемы, на рисунке 3.4 приведен спектр сигнала, сформированного цифровым синусоидальным
генератором.
Точно также не имеет смысла увеличивать количество ячеек в этом ПЗУ.
Кто сомневается, может провести расчеты по приведенной выше методике. Какой смысл хранить в соседних ячейках одинаковые значения?! Так что же, мы
не можем получить шаг перестройки синусоидального генератора, реализованного на фазовом аккумуляторе, меньший рассчитанного выше значения? Да нет
же, можем.

Рисунок 3.4. Структурная схема фазового аккумулятора
с уменьшенным шагом настройки частоты
Теперь определим требования к разрядности накапливающего регистра и
сумматора. На первый взгляд разрядность этих устройств должна совпадать с
разрядностью шины адреса постоянного запоминающего устройства, то есть не
превышать шестнадцати разрядов. Однако это не так.
269

Для этого достаточно увеличить разрядность сумматора и накапливающего
регистра, входящий в состав фазового аккумулятора а на адресные входы постоянного запоминающего устройства подавать старшие разряды результата
суммирования, как это показано на рисунке 3.5.

32р
32р

Сумматор

32р

12р

Накапливающий
регистр

Настройка
частоты
генерируемого
колебания

Тактовый
генератор

К постоянному
запоминающему
устройству

Рисунок 3.5. Структурная схема фазового аккумулятора
с уменьшенным шагом настройки частоты
В результате применения сумматора с разрядностью, большей разрядности
адресной шины постоянного запоминающего устройства, в накапливающем регистре фаза может изменяться с любым сколь угодно малым шагом. При этом
код напряжения на выходе ПЗУ будет изменяться только тогда, когда изменение значения синуса превысит шаг квантования цифро-аналогового преобразователя.
При использовании шага изменения фазы, меньшего разрядности адресной
шины ПЗУ, возможно дробное соотношение периода синуса и периода накопления фазы, равной 360 (переполнения фазового аккумулятора). В этом случае
возможно формирование синусоидального сигнала с периодом, отличающимся
в соседних интервалах времени. Однако средняя частота генерируемого синусоидального сигнала будет точно равна заданному значению.
3.2.2. Микросхемы прямого цифрового синтеза
Итак, мы научились управлять фазой и частотой синусоидального сигнала.
Это означает, что мы можем осуществить частотную и фазовую модуляцию
сигнала. Однако в ряде случаев требуется уметь управлять амплитудой синусоидального сигнала. Например, такое действие требуется при формировании
радиосигнала с амплитудной модуляцией.
Рассмотрим формулу, описывающую синусоидальный сигнал:

s(t )  A(t )  sin(ф(t )t   (t ))

270

Анализируя эту формулу, мы видим, что для изменения амплитуды синусоидального сигнала достаточно умножить его на функцию, зависящую от времени. Строить цифровые умножители мы уже научились в предыдущих главах,
поэтому, для того, чтобы получить амплитудный модулятор, достаточно в
структурную схему устройства прямого цифрового синтеза просто добавить
цифровой умножитель, как это показано на рисунке 3.6.
Амплитуда

Фаза

SM

RG

ПЗУ

RG

MUL

RG

ЦАП

ФНЧ

Тактовая частота

Рисунок 3.6. Схема полярного модулятора
В схеме, приведенной на рисунке 3.6, после постоянного запоминающего
устройства и после умножителя поставлены регистры. Они служат для увеличения быстродействия устройства в целом. Период тактовой частоты зависит от
времени распространения сигнала по цифровым комбинационным схемам, таким как сумматор, умножитель или дешифраторы адреса постоянного запоминающего устройства.
Время распространения через каждое из перечисленных устройств меньше
времени распространения через все эти устройства сразу, поэтому введение дополнительных регистров позволяет увеличить тактовую частоту схемы прямого
цифрового синтеза.
Рассмотренная схема устройства прямого цифрового синтеза позволяет
независимо изменять частоту и амплитуду генерируемого сигнала. Именно так
представляется синусоидальный сигнал в полярной системе координат. Именно
поэтому приведенная схема прямого цифрового синтеза сигнала получила
название полярного модулятора.
3.3. Квадратурные модуляторы (DUC)

Полярные модуляторы позволяют легко реализовать аналоговые виды модуляции, такие как частотная, фазовая или амплитудная модуляции. Из цифровых методов модуляции полярные модуляторы позволяют осуществить MSK и
GMSK модуляции. Реализация же таких видов модуляции как квадратурная
амплитудная модуляция (КАМ) или фазовая модуляция с высокой скоростью
передачи бит легче осуществляется при использовании квадратурного модулятора.
Для осуществления квадратурной амплитудной модуляции требуются два
канала: синфазный канал I и квадратурный канал Q. В каждом из каналов производится умножение входного сигнала на частоту опорного сигнала, сдвинутую на 90.
271

I

MUL

+
Q

ЦАП

ФНЧ

MUL
Фазовый
аккумулятор

cos

sin

ПЗУ

ACC

SM

Настройка частоты

Рисунок 3.7. Структурная схема квадратурного модулятора
На выходе квадратурного модулятора сигналы, полученные с выходов
умножителей, суммируются. Для осуществления сдвига фаз в цифровом виде, в
квадратурных каналах в ПЗУ цифрового генератора опорного сигнала можно
записать сразу таблицу значений функций синуса и косинуса. Структурная
схема описанного выше цифрового квадратурного модулятора приведена на
рисунке 3.7
В схеме, приведенной на рисунке 3.6, квадратурные компоненты исходного сигнала I и Q, подаваемые на вход умножителей, должны быть сформированы в полосе частот от 0 до fв. В этой схеме, как и в схеме полярного модулятора
можно применить промежуточные регистры, увеличивающие быстродействие
всей схемы в целом, однако для увеличения наглядности рисунка они не показаны.
В большинстве случаев тактовая частота квадратурных компонент сигнала
не совпадает с тактовой частотой, необходимой для формирования высокочастотного сигнала. Так как частота высокочастотного сигнала многократно превосходит верхнюю частоту исходного сигнала, то для ее представления требуется увеличить частоту дискретизации. Однако при осуществлении операции
переноса спектра, выполняемой умножителями MUL, сигналы I и Q должны
следовать с той же самой частотой дискретизации.
Это означает, что перед подачей на вход арифметических умножителей,
частота дискретизации исходных квадратурных сигналов должна быть доведена до частоты дискретизации формируемого высокочастотного радиосигнала.
Для увеличения частоты отсчетов квадратурных сигналов обычно применяются интерполирующие цифровые фильтры. Давайте рассмотрим принципы
работы этих фильтров подробнее.
272

3.3.1. Интерполирующие цифровые фильтры
Интерполяцией называется увеличение частоты дискретизации сигнала.
Отношение количества выходной частоты дискретизации сигнала к входной частоте дискретизации сигнала называется коэффициентом интерполяции. Обычно коэффициент интерполяции выбирается целым числом.
При увеличении частоты отсчетов цифрового сигнала, в соответствии с
теоремой Котельникова расширяется полоса частот, описываемых этими отсчетами. Это означает, что в новую полосу частот попадает несколько частотных
образов первоначального варианта сигнала. При выполнении операции интерполяции необходимо выбрать нужный частотный образ. Обычно выбирается
полоса частот от 0 до fв (низкочастотный образ сигнала).
Задача выбора необходимого частотного образа решается при помощи
цифрового фильтра. Такой фильтр называется интерполирующим. Именно этот
фильтр вычисляет значения сигнала в точках между первоначальными отсчетами.
Интерполирующий фильтр с конечной импульсной характеристикой.
Рассмотрим пример первоначального представления сигнала во временной
области.
Пример временной реализации исходного сигнала приведен на рисунке 3.8.

Рисунок 3.8. Пример временной реализации сигнала
На данном рисунке отсчеты полезного сигнала обозначены кружочками, а
для того чтобы легче было представить форму исходного сигнала, они соединены прямыми линиями. При интерполяции сигнала требуется увеличить количество его отсчетов в единицу времени. При интерполяции новые отсчеты сигнала заполняются нулевыми значениями, как это показано на рисунке 3.9.

273

Рисунок 3.9. Сигнал на входе интерполирующего фильтра
Здесь я хотел бы подчеркнуть, что промежуточные отсчеты должны
быть заполнены именно нулями. Если их заполнить другими значениями,
например повторениями предыдущего отсчета сигнала, то уровень высокочастотных составляющих спектра значительно уменьшится. Казалось бы это облегчит работу интерполирующего фильтра, однако при этом будет искажен и
сигнал в интересующей нас полосе частот.
Более того, станет невозможным применять в качестве фильтраинтерполятора фильтры Найквиста, так как будет невозможно получить нулевое значение межсимвольной интерференции между соседними символами в
отсчетных точках сигнала.
Спектр цифрового сигнала, изображенного на рисунке 16.9, приведен на
рисунке 3.10. На графике четко прослеживается повторяющийся характер его
спектра. Теперь, для того, чтобы осуществить интерполяцию этого сигнала,
необходимо подавить его нежелательные спектральные компоненты, расположенные на частоте высокочастотных образов входной частоты fд исходного
сигнала.

274

Рисунок 3.10. Спектр сигнала, приведенного на рисунке 15.9
Подавим все высокочастотные составляющие спектра сигнала при помощи
цифрового фильтра нижних частот. Для этого зададимся уровнем подавления
высокочастотных составляющих спектра равным –75 дБ. Это эквивалентно
12-разрядному представлению полезного сигнала. Такой уровень подавления
высокочастотных составляющих спектра можно реализовать при помощи цифрового нерекурсивного фильтра со 128 отводами.
Получившаяся в результате расчета амплитудно-частотная характеристика
интерполирующего фильтра с конечной импульсной характеристикой при использовании шестнадцатиразрядных весовых коэффициентов приведена на рисунке 3.11.

Рисунок 3.11. Амплитудно-частотная характеристика
интерполирующего фильтра
275

В полосе пропускания такой фильтр обеспечивает неравномерность коэффициента передачи на уровне 0,001 дБ. Таким образом, учитывая, что фильтр с
симметричной импульсной характеристикой обладает линейной фазовой характеристикой, разработанный фильтр практически не вносит искажений в исходный сигнал.
Сигнал, показанный на рисунке 3.9, при прохождении через фильтр с амплитудно-частотной характеристикой, приведенной на рисунке 3.11, принимает
вид, изображенный на рисунке 3.12. Обратите внимание, что сигнал на выходе
фильтра будет задержан на время, равное групповой задержке фильтра. Для
фильтра с конечной импульсной характеристикой это время равно частоте дискретизации выходного сигнала, умноженной на половину количества отводов
фильтра.
На рисунке 3.12 приведено 128 временных отсчетов сигнала на выходе
фильтра. Они практически сливаются друг с другом, поэтому отдельные отсчеты не выделяются кружочками, как это было сделано на рисунке 3.8. Как видно
из приведенного на рисунке графика, сигнал на выходе фильтра практически не
отличается от исходного (существовавшего до дискретизации) сигнала.

Рисунок 3.12. Сигнал на выходе интерполирующего фильтра
При разработке интерполирующего фильтра следует обращать внимание,
что, так как реальный фильтр всегда имеет конечную крутизну ската своей амплитудно-частотной характеристики, то полоса частот сигнала, подлежащего
интерполяции всегда должна быть меньше половины частоты дискретизации.
Только в этом случае интерполяция исходного цифрового сигнала может быть
выполнена без искажений.
Теперь рассмотрим, как будет выглядеть этот же сигнал, если из исходного
сигнала выделить не нулевой, а первый частотный образ сигнала. Получившийся на выходе полосового фильтра сигнал приведен на рисунке 3.13. Для сравнения на этом же рисунке приведен низкочастотный (нулевой) образ сигнала.
276

Рисунок 3.13. Сигнал на выходе интерполирующего фильтра
На рисунке отчетливо видно, что исходные значения сигнала совпадают
как в низкочастотном, так и в первом образе сигнала. В момент пересечения
нулевого значения фаза несущей частоты первого образа меняет свой знак.
Точно так же вели бы себя и второй и третий образ сигнала. Отличие заключается только в значении несущей частоты.
Применение для формирования несущей частоты высокочастотных образов первоначального сигнала неудобно, так как в этом случае можно реализовать всего несколько фиксированных частот. Намного удобнее для переноса
спектра исходного сигнала на несущую частоту использовать схему квадратурного модулятора, приведенную на рисунке 3.6. Эта схема позволяет переносить
спектр исходного сигнала на любую частоту, не превышающую половину частоты дискретизации.
Интерполяция обычно производится в несколько этапов. Первые два этапа
обычно обеспечивают увеличение скорости отсчетов сигнала в два раза каждый. Это связано с тем, что первоначально почти вся полоса частот от 0 до fд/2
занята полезным сигналом, т.е. полезный сигнал и его высокочастотные образы
находятся близко друг от друга. В результате от интерполирующего фильтра
требуется высокая крутизна ската амплитудно-частотной характеристики и для
его реализации требуется большое количество отводов и коэффициентов.
После выполнения этих первых двух этапов интерполяции полезный сигнал занимает только 25% полосы частот. В результате требования к избирательности фильтра уменьшаются, а значит, последующий интерполирующий
фильтр может обеспечить больший коэффициент интерполяции.

277

Параллельная реализация интерполирующего фильтра
с конечной импульсной характеристикой
Для реализации фильтра с конечной импульсной характеристикой обычно
требуется несколько десятков отводов отводов от цифровой линии задержки.
При интерполяции это становится определяющим фактором, ведь при увеличении количества отводов уменьшается быстродействие цифрового фильтра! А в
результате интерполяции частота дискретизации возрастает и быстродействие
фильтра становится определяющим значением.
Неужели в интерполирующих фильтрах придется использовать прямую реализацию цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой?
Сколько же тогда будет потреблять наша микросхема! Однако не так все
страшно. Давайте вспомним, что в интерполирующем фильтре большинство
входных отсчетов являются нулями.
Получается, что большую часть производительности нашей микросхемы
мы будем тратить на умножение на ноль! Неплохо … для тех, кому заняться
нечем!
Итак, у нас появилась реальная возможность уменьшить количество операций, которые необходимо выполнить в период между импульсами выходной
дискретизации. Получается, что нам следует умножать на весовые коэффициенты фильтра только те отсчеты входного сигнала, которые в данный момент
не равны нулю.
Но как же это сделать? Ведь каждый отсчет последовательно проходит через все весовые коэффициенты. Рассмотрим пример интерполирующего фильтра на основе полуполосного фильтра.
Частоту дискретизации на выходе этого фильтра можно только удвоить по
отношению к входной частоте, поэтому в данном фильтре каждый второй отсчет в линии задержки содержит ноль. Тогда все весовые коэффициенты фильтра можно разбить на две части – четную и нечетную.
Расположим эти части в постоянном запоминающем устройстве последовательно друг за другом. В результате у нас получились как бы два фильтра с
длиной, в два раза меньшей по сравнению с исходным фильтром. При этом
фильтры будут выдавать свои отсчеты на выход по очереди. Сначала один, а
затем другой.
Что интересно, то для обоих фильтров можно воспользоваться одной и той
же линией задержки, только сдвиг в этой линии задержки следует делать только после того, как отработают все фильтры. Для реализации этого фильтра
можно воспользоваться структурной схемой нерекурсивного фильтра, приведенной на рисунке 3.14. Для реализации новых принципов работы потребуются
небольшие изменения. Прежде всего, так как длина линии задержки уменьшается вдвое, то коэффициент счета счетчика Сч1 будет равен N/2. В результате
за N+1 импульс тактовой частоты этот счетчик успеет совершить два оборота.

278

fт×(N+1)
fд вых

Дш
Сч1

ОЗУ
обнуление

чтение/запись

К

x(t)

Умножительаккумулятор

Дш

×

+

RG

y(t)

ПЗУ

Сч2

Рисунок 3.14. Структурная схема цифрового интерполирующего фильтра
В качестве еще одного преимущества данной схемы следует отметить то,
что нулевые значения в фильтр-интерполятор заносить уже не требуется.
Рассмотренные принципы позволяют реализовать фильтр-интерполятор с
любым коэффициентом интерполяции, однако на последних стадиях интерполяции обычно используют однородные интерполирующие фильтры, которые
обладают наиболее простой структурой и максимальным быстродействием.
Давайте рассмотрим подробнее особенности реализации интерполирующих однородных фильтров.
Интерполирующий однородный фильтр
Наиболее просто в цифровом виде реализовать рассмотренный нами ранее
однородный фильтр, так как для его реализации не требуются цифровые умножители. Для однородного фильтра седьмого порядка формула выглядит следующим образом:
y(n)  x(n)  x(n 1)  x(n  2)  x(n  3)  x(n  4)  x(n  5)  x(n  6) (3.3)

Структурная схема фильтра, реализующего формулу 3.1, приведена на рисунке 3.15.
x(t)

RG

RG

+

RG

+

RG

RG

+

+

RG

+

+

y(t)

Рисунок 3.15. Структурная схема однородного фильтра седьмого порядка
279

При реализации такого фильтра потребуется 6 сумматоров. Во столько же
раз уменьшится быстродействие цифрового фильтра. Можно несколько видоизменить структуру данного фильтра. Для сокращения количества выполняемых операций формула 3.3 может быть переписана в следующем виде:
y(n)  x(n)  y(n 1)  x(n  6)

(3.4)

Эта формула может быть реализована за два действия:
y (n)  x(n)  y (n  1)
y (n)  x(n)  x(n  6)

(3.5)

В таком случае для реализации однородного фильтра потребуется два каскада. Второй каскад будет выполнять интегрирование, а первый – фильтр с конечной импульсной характеристикой всего с двумя ненулевыми коэффициентами, равными единице.
Новая структурная схема однородного фильтра приведена на рисунке 3.16.

x(t)

RG

RG

RG

RG

RG

RG

+

RG

y(t)

–
Рисунок 3.16. Структурная схема двухкаскадного фильтра,
эквивалентного фильтру, приведенному на рисунке 3.15
В этой схеме максимальное время задержки сигнала определяется быстродействием сумматора и временем записи в регистр. Мы увеличили быстродействие схемы почти в семь раз.
Ну а теперь вспомним, что анализируемый фильтр работает при частоте
дискретизации сигнала в N раз выше частоты дискретизации входного сигнала.
В этом случае для формирования того же самого значения времени задержки до
увеличения частоты дискретизации нам потребуется всего только один регистр,
так как на его вход тактовой синхронизации будет поступать частота, в шесть
раз меньше, чем частота синхронизации на выходе интерполирующего фильтра.
Это означает, что имеет смысл тактировать первую часть фильтра входной
частотой дискретизации. Получившаяся в результате всех описанных выше
преобразований структурная схема однородного фильтра-интерполятора приведена на рисунке 3.17.

280

6×fт

fт

:6

x(t)

–

RG

+

y(t)

RG

Рисунок 3.17. Структурная схема фильтра-интерполятора,
эквивалентного фильтру, приведенному на рисунке 3.16.
Новая схема содержит всего два регистра и два двоичных сумматора, то
есть данная схема получилась в три раза проще схемы однородного фильтра,
приведенной на рисунке 3.15.
Получившийся в результате преобразований фильтр трудно назвать однородным, однако для того, чтобы отобразить особенности его импульсной и амплитудно-частотной характеристик, сохраним название “однородный” и для
этого фильтра. В иностранной литературе такой фильтр получил название CICфильтр.
Если по техническому заданию требуется еще больший коэффициент интерполяции по сравнению с рассмотренным выше случаем, то выигрыш при реализации однородного фильтра-интерполятора по схеме, приведенной на рисунке 3.17, будет еще большим.
Хотелось бы напомнить, что при анализе характеристик однородного
фильтра для получения приемлемого уровня подавления мешающего сигнала
нам потребовалось включить друг за другом несколько каскадов.
Давайте включим последовательно друг за другом три фильтраинтерполятора, как это показано на структурной схеме фильтра, приведенной
на рисунке 3.18.
6×fт

:6

fт

x(t)

RG

–

RG

–

RG

–

+

RG

+

RG

Рисунок 3.18. Структурная схема трехкаскадного
фильтра-интерполятора (CIC3).
281

+

RG

y(t)

На рисунке 3.19 приведена амплитудно-частотная характеристика четырехкаскадного однородного фильтра. Обратите внимание, что образ полезного
сигнала сосредоточен около частоты дискретизации исходного сигнала x(t).
Проанализировав амплитудно-частотную характеристику четырехкаскадного
однородного фильтра можно определить, что этот фильтр в полосе частот высокочастотных образов полезного сигнала может обеспечить подавление мешающих сигналов до 90 дБ, что эквивалентно 16-разрядному представлению
полезного сигнала. На приведенном рисунке черным цветом закрашена область
частот, которая подавляется однородным интерполирующим фильтром.
Остальные частоты (там, где находятся максимумы в полосе подавления однородного фильтра) были подавлены ранее полуполосными интерполирующими
фильтрами.

Рисунок 3.19. Амплитудно-частотная характеристика четырехкаскадного
однородного фильтра-интерполятора.
На этом закончим обзор особенностей реализации интерполирующих цифровых фильтров.
В заключение хотелось бы привести результирующую структурную схему
цифрового квадратурного модулятора, на вход которой можно подавать цифровой поток с частотой отсчетов, в несколько раз более низкой по отношению к
требующейся для формирования выходного радиосигнала. В этой схеме на входе умножителей используются интерполирующие фильтры. Схема цифрового
квадратурного модулятора приведена на рисунке 3.20.

282

I

ППФ

ППФ

ППФ

CIC

MUL

+
Q

ППФ

ППФ

ППФ

ФНЧ

MUL

CIC

Фазовый
аккумулятор

ЦАП

cos

sin

ПЗУ

ACC

SM
Настройка частоты

Рисунок 3.20. Структурная схема квадратурного модулятора
с низкоскоростным потоком квадратурных сигналов

283

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Широкополосные радиопередающие устройства (Радиочастотные тракты
на полупроводниковых приборах); под ред. О. В. Алексеева, – М., Связь,
1978 – 304 с.
2. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов под ред.
В. В. Шахгильдяна – 3-е изд., – М., Радио и связь, 2003 – 560 с.
3. Микушин А. В, Сединин В. И. Программирование микропроцессорных
систем на языке С-51, Горячая линия – Телеком, 2009. – 213 с.
4. Микушин А. В Сединин В. И. Цифровая схемотехника. Красноярск.,
2008.
5. Микушин А. В. Сажнев А. М. Сединин В. И. Цифровые устройства и
микропроцессоры: учебное пособие, СПб., БХВ-Петербург, 2010. – 832 c.
6. Проектирование радиоприемных устройств: учебное пособие для вузов,
под ред А.П. Сиверса, М., Советское радио 1976
7. Радиоприемные устройства под ред. проф. А. П. Жуковского, – М., Высшая школа, 1989
8. Н. Н. Фомин, Н. Н. Буга, О. В. Головин, А А. Кубицкий, В. А. Левин,
B. C. Плаксиенко, А. И. Тяжев, А. И. Фалько Радиоприемные устройства:
Учебник для вузов – 3-е издание, стереотип. – М., Горячая линия – Телеком, 2007. – 520 с.
9. А. И. Фалько Расчет преселекторов радиоприемных устройств микроволнового диапазона: учеб. пособие для вузов. – Новосибирск: Изд-во СибГУТИ, 2008 – 50 с.
10. А. И. Фалько Основы радиоприема: учебное пособие для вузов. – Новосибирск: Изд-во СибГУТИ, 2004. – 235 с.
11. "Проектирование радиоприемных устройств" под ред. А.П. Сиверса
– М.: "Высшая школа" 1976
12. Палшков В.В. "Радиоприемные устройства" – М.: "Радио и связь" 1984
13. "Радиоприемные устройства" под ред. Жуковского - М.: "Сов. радио", 1989
284

14. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике. Рэд Э.Т. М, Мир,
1990
15. "Радиоприемные устройства"под ред. Барулина Л.Г. – М.: "Радио и связь"
1984
16. Поляков ВТ "Радиолюбителям о технике прямого преобразования",
– М.: "Патриот" 1990г.
17. Анисимов. В.А. Зазнов В.Е. и др. Системы авиационной радиосвязи,
– М.: Транспорт, 1981
18. Прокис Дж. Цифровая связь - М.: Радио и связь, 2000
19. Феер К. Беспроводная цифровая связь Методы модуляции и расширения
спектра – М.: Радио и связь, 2000
20. Brad Brannon Designing a Super-Heterodyne Multi-Channel Digital Receiver
Analog Devices, Inc. Greensboro 2008
21. Brad Brannon and Bill Schofield Multicarrier CDMA2000 Feasibility APPLICATION NOTE AN-808
22. Dean Banerjee PLL performance, simulation and design – 4th edition 2006
23. Pedro, Jose Carlos Intermodulation Distortion in Microwave and Wireless. –
Circuits Boston • London: Artech House 2003
24. Richard Kubowicz Class-E Power Amplifier Toronto 2000
25. Andrei Grebennikov Load Network Design Techniques for Class E RF and
Microwave Amplifiers Summit Technical Media, LLC 2004
26. Vuolevi and Rahkonen, “Distortion in RF Power Amplifiers”, Artech House,
2003.
27. S. Cripps, “Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design”, Artech
House, 2002.
28. A. Katz and R. Gray, “The Linearized Microwave Power Module,” MTT-S International Microwave Symposium Digest, June, 2003.
29. Timo Rahkonen Power amplifiers. Oulu 2005
30. L.W. Couch, "Digital and Analog Communications Systems" Macmillan Publishing Company, New York, 1990
285

31. Brendan Daly, Comparing Integer-N And Fractional-N Synthesizers, Microwaves & RF, September 2001
32. Walt Kester Analog-digital conversion Analog devices inc. 2004
33. Qizheng Gu RF system of transceivers for wireless communication.
Springer science + Business media, LLC 2005
34. Brad Brannon "Basics of Designing a Digital Radio Receiver"
Analog Devices, Inc., Greensboro,
35. Brad Brannon "Designing a Super-Heterodyne Multi-Channel Digital
Receiver" Analog Devices, Inc., Greensboro,
36. http://digteh.ru/
37. http://www.insys.ru/ddc/index.htm
38. http://www.mathworks.com/products/filterdesign/demos.html?file=/products/d
emos/shipping/filterdesign/ddcfilterchaindemo.html
39. http://www.4dsp.com/ddc.php
40. http://advantex.ru/joom/content/view/65/56/
41. http://www.tssonline.ru/articles2/podv/izmeren_param_sredstv_cifr_radiosvyazi
42. http://www.radioscanner.ru/info/article197/
43. http://sezador.radioscanner.ru/pages/articles/sources/linamix1.htm
44. http://www.radiostation.ru/drm/phasefilter.html
45. http://www.rfdesign.ru/components/index.htm
46. http://www.rfdesign.ru/components/mixers/mix-fet.htm
47. http://chegdomyn.narod.ru/meny/radio/pr-cifra.html
48. http://rw3ps.ucoz.ru/publ/2-1-0-3
49. http://radioxpress.wz.cz/rxp_radio/rxp_tun/index.html?/rxp_radio/rxp_tun/data
/tuneor.html
50. http://www.chipinfo.ru/literature/chipnews/199908/25.html
51. http://www.chipnews.ru/html.cgi/arhiv_i/99_02/stat-23.htm
52. http://www.insys.ru/ddc/index.htm
53. http://www.radioland.net.ua/contentid-245-page1.html
54. http://www.picocell.ru/folder35.html
286

55. http://www.comtech.ru/dividers.html
56. http://www.best-gsm.ru/catal.php?page=delitel
57. http://video.yandex.ru/users/sales-chip-dip-ru/view/910/
58. http://allphones.narod.ru/yph.htm
59. http://www.rit.informost.ru/rit/1-2007/rit-1-2007-14-17.pdf
60. http://qrx.narod.ru/book/red2/1.5.htm
61. http://www.cqham.ru/trx62_03.htm
62. http://www.cqham.ru/kds.htm
63. http://www.engineer.bmstu.ru/res/RL6/book2/book/microel-ka/smes-diod.htm
64. http://wanech.narod.ru/Alex/ARCHIVE/5SEMESTR/INF/Rukalex/#Glava1
65. http://www.kit-e.ru/articles/measure/2009_05_139.php
66. http://www.roks.com.ua/ru/faq/television/page548
67. http://www.maxim-ic.com/quick_view2.cfm/qv_pk/1762/t/al
68. http://www.synergymwave.com/
69. http://www.analog.com/library/analogDialogue/archives/3303/phase/phase_locked.pdf
70. http://forms.analog.com/form_pages/rfcomms/adisimpll.asp
71. http://www.cmac.com/
72. http://www.gaw.ru/html.cgi/txt/el_mech/CMAC/oscillators/leaded/ocxo/ocxo.htm

287

К.т.н. Микушин Александр Владимирович
Д.т.н., профессор Сединин Валерий Иванович

СХЕМОТЕХНИКА МОБИЛЬНЫХ РАДИОСТАНЦИЙ
Монография

Редактор: Л.Ю. Забелин
Корректор: Е.А. Анисенева

Подписано в печать 10.12.2016
формат бумаги 60х84/16, отпечатано на ризографе, шрифт №10,
изд. л. – 18,0, заказ № 206, тираж – 300.
Редакционно-издательский отдел СибГУТИ
630102, Новосибирск, ул. Кирова, 86, офис 107, тел.: (383) 269-82-36
288