Низкочастотные усилители - Криксунов В.Г.

Author: Криксунов В.Г.

Tags: усилители

Year: 1961

Similar

Ламповые усилители

Регулируемые усилители

Усилители постоянного тока

Операционные усилители и их применение.

Text

В r.KPHKCVHOB
НИЗКОЧАСТОТНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ
В. Г. КРИКСУНОВ
НИЗКОЧАСТОТНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ
ГОСУДАРСТВЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
технической литературы УССР
Киев — 1961
В книге излагаются общие методы анализа
схем низкочастотных усилителей, теория и рас-
чет усилителей звуковой и видеочастоты на элек-
тронных лампах и кристаллических триодах. Да-
ются примеры расчетов.
Книга рассчитана на инженерно-технических
работников, занимающихся разработкой усилите-
лей электрических сигналов, а также может быть
полезна студентам вузов и техникумов радиотех-
нического профиля.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Низкочастотные усилители широко применяются при
решении разнообразных задач современной науки и тех-
ники. Они являются неотъемлемой частью вещательных
и телевизионных приемников, локаторов, передающих
устройств, многих контрольно-измерительных приборов.
Усилители применяются также в звукозаписывающей и
звуковоспроизводящей аппаратуре, в счетно-решающих
устройствах, в установках для автоматизации производ-
ственных процессов, в медицинской аппаратуре, в приборах
д г1Я обнаружения дефектов в металлических или бетонных
конструкциях и т. д.
Этот далеко не полный перечень возможных приме-
нений усилителей позволяет судить о роли, которую
играют эти устройства в деле технического прогресса
нашей страны и осуществления грандиозной программы,
намеченной XXI съездом КПСС в этом семилетии.
Развитию и совершенствованию усилительной техники
в значительной степени способствовали работы советских
ученых В. И. Коваленкова, М. А. Бонч-Бруевича,
А. И. Берга, Г. Б. Брауде, О. Б. Лурье, Г. В. Вой-
швилло, Г. С. Цыкина. А. А. Ризкина, С. И. Кризе
и многих других.
Особые перспективы для развития усилительных уст-
ройств открываются в связи с применением полупровод-
никовых приборов, позволяющих создавать малогабарит-
ную, экономичную и надежную аппаратуру.
Книга не претендует на исчерпывающее освещение
1* 3
вопросов, связанных с расчетом звуковых и видеоуси-
лителей однако автор надеется, что она окажется полез-
ной инженерам, техникам и студентам, которые занима-
ются разработкой усилителей электрических сигналов.
Замечания и пожелания по данной книге просьба
направлять по адресу:
г. Киев, Пушкинская, 28, Гостехиздат УССР.
Глава I
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
НА ЭЛЕК1РОННЫХ ЛАМПАХ
§ 1. Классификация усилителей
Усилитель можно рассматривать как активный четы-
рехполюсник, к входным клеммам которого подводится
возбуждающий сигнал Ult а к выходным подключается
нагрузочное сопротивле-
ние ZH (рис. 1).
Энергия сигналов на
нагрузочном сопротив-
лении представляет со-
бой преобразованную
энергию источников пи-
тания усилителя, управ-
ляемую ИСТОЧНИКОМ воз-
Рис. 1. Схема усилителя в общем виде.
буждения t/x. Мощность
сигнала на выходе усилителя обычно больше, чем мощность
на входе. Это коренным сбразом отличает усилители от
пассивных четырехполюсников, таких, например, как транс-
форматоры, с помощью которых можно повысить Нс пряже-
ние или ток, но нельзя повысить мощность сигнала.
Источником возбуждения усилителя обычно служит
адаптер, фотоэлемент, детекторный каскад, воспроизво-
дящая головка магнитофона, микрофон, генератор, тер-
мопара и др.
Нагрузкой усилителя ZH являются такие устройства,
как динамический говоритель, трансляционная линия,
5
записывающая головка магнитофона, реле, электронно-лу-
чевая трубка и т. д.
В зависимости от диапазона частот усиливаемых сиг-
налов усилители делят на две группы.
Первую группу, с относительно узкой полосой частот,
характеризуемую неравенством
77«'' <'»
где Д/ — полоса частот, пропускаемых усилителем;
/о — средняя частота диапазона;
называют высокочастотными или избирательными усили-
телями.
В этих усилителях нагрузкой являются колебательные
цепи или избирательные четырехполюсники из активных
сопротивлений и конденсаторов.
Вторую группу, с относительно широкой полосой
частот, характеризуемую неравенством
называют низкочастотными, или апериодическими. К ним
относятся усилители звуковых частот и видеосигналов.
В зависимости от назначения различают усилители
напряжения, тока и мощности. В усилителях мощности,
обеспечивающих заданную мощность в нагрузочной цепи,
усиление напряжения или тока значения не имеет.
По характеру нагрузки в анодной цепи различают
усилители реостатные, трансформаторные, реостатно-транс-
форматорные и реостатно-дооссельные. Усилители напря-
жения чаще всего выполняют по реостатной схеме, а
усилители мощности — по трансформаторной.
Классификация усилительных схем связана также со
способом включения источника возбуждения и нагрузоч-
ного сопротивления. В ламповых схемах существует три
возможных варианта включений, каждый из которых ха-
рактеризуется тем, какая точка схемы является общей
для источника возбуждения и нагрузочного сопротивления.
Общей точкой, которую обычно соединяют с шасси
(заземляют), может быть катод, анод или сетка. В соот-
ветствии с этим различают усилительные каскады с об-
щим катодом, общим анодом и общей сеткой. Наибольшее
6
распространение получила схема усилительного каскада
с общим катодом.
Усилители, кроме того, дополнительно классифициру-
ют по каким-либо специфическим особенностям схемы,
например, усилители с обратной связью и без нее, с кор-
ректирующими элементами и без них, однотактные и
двухтактные, балансные, парафазные и т. д.
б
Рис. 2. Блок-схемы усилителя:
а — без обратной связи; б — с обратной связвю.
В большинстве случаев один усилительный каскад
не может обеспечить на выходе необходимого эффекта.
Поэтому усилитель обычно состоит из нескольких каска-
дов, соединенных так, что выходной сигнал предыдущего
каскада подводится ко входу последующего. Первый кас-
кад или несколько каскадов чаще всего являются усили-
телями напряжения, а выходной (оконечный) является
усилителем мощности.
Один из распространенных вариантов блок-схемы
усилителя показан на рис. 2, а. Имеются усилители,
работающие на нагрузку, которая потребляет незначи-
тельную мощность, а требует значительных напряжений.
В этом случае нет необходимости применять усилитель
мощности. В мощных усилительных устройствах оконеч-
ные каскады работают с сеточными токами и, следова-
тельно, их входные цепи потребляют некоторую мощность,
которую не может обеспечить каскад усиления напряже-
ния. Для возбуждения оконечного каскада требуется
усилитель мощности, называемый предоконечным каскадом.
Современные усилительные устройства в большинстве
случаев выполняют с отрицательной обратной связью,
т. е. сигнал с выхода усилителя поступает на его вход
в противофазе с входным сигналом. Отрицательная об-
ратная связь значительно повышает качественные пока-
затели усилителя.
Один из вариантов блок-схемы усилителя с отрица-
тельной обратной связью показан на рис. 2, б.
§ 2. Основные показатели, характеризующие усилитель
Для оценки технических свойств и сравнения усили-
телей разных типов в установившемся режиме их харак-
теризуют целым рядом показателей: диапазоном частот,
коэффициентом усиления, частотными, фазовыми и нели-
нейными искажениям»!, выходной мощностью, к. п. д.,
динамическим диапазоном.
В отдельных случаях не нужно указывать все пере-
численные показатели. Например, в устройствах, пред-
назначенных для усиления речи или музыки, несущест-
венны фазовые искажения, в каскадах усиления напря-
жения часто не указываются нелинейные искажения или
к. п. д. и т. д. Иногда для оценки усилителя нужны
дополнительные специфические данные, например, данные
о характере и продолжительности нестационарных явле-
ний, изменения напряжения на выходе усилителя при
сбросе нагрузки и др.
Диапазон частот — это интервал частот, в пре-
делах которого усилитель работает нормально и не вно-
сит искажений, превышающих заданные. В усилителях,
предназначенных только для усиления речи, достаточно
хорошая разборчивость обеспечивается в диапазоне 200 —
3000 гц, в усилителях радиовещания 80 — 5000 гц, в
установках звукового кино — порядка 60— 10000 гц, в
некоторых телемеханических установках диапазон огра-
ничивается частотами 10— 1000 кгц, в телевизионных и
локационных усилителях от нескольких десятков герц
до нескольких мегагерц.
8
Коэффициентом усиления К называется отно-
шен ие выходного напряжения усилителя U2 (рис. 1) к
входному напряжению
их
Поскольку усилитель является четырехполюсником, со-
держащим как активные, так и реактивные элементы,
напряжение на выходе усилителя 672 в общем случае не
совпадает по фазе с напряжением на входе U19 вследст-
вие чего коэффициент усиления является величиной ком-
плексной
К = + /Х2 = J «Т+К1 е* = кЛ (1-3)
где Ki—действительная часть коэффициента усиления;
К2— его мнимая часть;
Д' — модуль;
— фазовый угол между напряжениями иг и U2.
На практике чаще всего интересуются модулем коэф-
фициента усиления, который иногда заменяют термином
«усиление».
Если усилитель состоит из нескольких последователь-
но включенных каскадов N, то для определения модуля
общего коэффициента усиления нужно перемножить моду-
ли коэффициентов усиления составляющих каскадов
К - Ki • Кп • Кш ... Kn. (1-4)
В радиотехнике распространен способ оценки различ-
ных уровней однотипных величин особыми логарифми-
ческими единицами — децибелами. В децибелах удобно
выражать отношение напряжений, токов или мощностей.
Во многих случаях коэффициент усиления также целе-
сообразно выражать в децибелах
Кгб = 201g К.
Коэффициент усиления многокаскадного усилителя,
выраженный в децибелах, равен сумме коэффициентов
усилений в децибелах составляющих каскадов
Кдб = Kld6 + Кпдб + • • • Кхдб- (1“5)
9
В реальных устройствах в одном каскаде на лампе
или кристаллическом триоде можно получить коэффициент
усиления до нескольких сот единиц, а в многокаскадных
усилителях — до нескольких миллионов.
Частотные искажения возникают в усилителе
при неодинаковом усилении сигналов различных частот.
Коэффициент усиления в этом случае является сложной
функцией частоты — K(f)- График, показывающий зависи-
мость коэффициента усиления от частоты, называется
Рис. 3. Частотная характеристика усилителя.
частотней характеристикой усилителя (рис. 3). Частотные
искажения отсутствуют, если характеристика является
горизонтальной прямой (линия аб), при всех остальных
видах ее усилитель вносит частотные искажения.
Для количественной оценки искажений введено поня-
тие коэффициента частотных искажений Mf который
представляет собой отношение усиления на средней ча-
стоте Ло к усилению К на данной частоте f
М = ^. (1-6)
Обычно наибольшие частотные искажения возникают
на границах диапазона частот fH и fB. Коэффициенты
частотных искажений в этом случае равны
г?
Из определения коэффициента частотных искажений
следует, что если М > 1, то частотная характеристика
в области данной частоты западает, если М < 1 — имеет
подъем.
10
При последовательном соединении нескольких усили-
тельных каскадов общий коэффициент частотных иска-
жений равен произведению коэффициентов частотных
искажений соответствующих усилительных каскадов
Л1 = Mj • Мц • М[ц . . . Му. (!"?)
Следовательно, частотные искажения, возникающие в
одном каскаде усилителя, могут быть скомпенсированы
в другом, чтобы общий коэффициент частотных искаже-
ний не выходил за пределы заданного.
Коэффициент частотных искажений, так же как и коэф-
фициент усиления, часто выражают в децибелах
Мдб = 20 lg М.
В случае многокаскадного усилителя он равен
Мдб = М\дб + ... Мудб^ (1-8)
Частотные искажения относятся к искажениям линей-
ного характера, поэтому сигнал на выходе усилителя не
содержит новых частот (не подведенных ко входу), из-
меняется лишь соотношение между амплитудами компо-
нент входного сигнала.
Источниками возникновения частотных искажений
являются реактивные элементы, входящие в тракт усили-
теля (конденсаторы, дроссели, трансформаторы, паразит-
ные емкости). Сопротивление таких элементов зави-
сит от частоты, следовательно, от частоты возбуждающих
сигналов зависит так же выходное напряжение U2 и
коэффициент усиления /<.
В усилителях звукового диапазона частотные искаже-
ния изменяют тембр звучания, а в телевизионных —
уменьшают четкость изображения.
Ухо человека, как показали исследования, не воспри-
нимает частотных искажений, если их величина не пре-
вышает примерно + Здб(Л4 = 0,74-1,4). В телевизи-
онных усилителях по современным данным частотные
искажения допускаются в пределах: Mlt = 0,64- 1,5; =
= 0,75ч-1,25.
Фазовые искажения, так же как и частотные,
являются искажениями линейного характера. Эти иска-
жения тесно связаны с частотными, так как причина их
появления общая — наличие в тракте усилителя частотно-
зависимых элементов, вызывающих фазовые сдвиги меж-
ду входным и выходным напряжениями. Величина этих
сдвигов изменяется при изменении частоты входного сиг-
нала. График, показывающий зависимость величины фа-
зовых сдвигов между входным и выходным напряжени-
ями от частоты ср (f), называется фазовой характеристикой
усилителя (рис. 4).
Под фазовыми сдвигами в усилителе обычно подразу-
мевают лишь сдвиги, создаваемые реактивными элементами
усилителя, а поворот фазы лампой или кристаллическим
триодом во внимание не принимается. Фазовый сдвиг
Рис. 4. Фазовая характеристика
усилителя.
многокаскадного усили-
теля равен алгебраичес-
кой сумме фазовых
ед в и гон, возн и к а ющи х
в отдельных каскадах.
Слуховой аппарат
человека практически не
воспринимает фазовых
искажений, поэтому в
усилителях звуковой
программы фазовыми ис-
кажениями можно не
интересоваться. В усилителях локационных, телевизи-
онных и других, предназначенных для усиления визуально
наблюдаемых сигналов, фазовые искажения весьма
существенны, поскольку они изменяют форму сигнала.
Фазовые искажения отсутствуют не только тогда,
когда между входным и выходным напряжениями нет
фазовых сдвигов (ср = 0), но и тогца, когда фазовая ха-
рактеристика линейна и проходит через начало координат,
т. е. подчиняется уравнению ср = — т/ (рис. 4). Докажем
высказанное положение.
Входное напряжение, представляющее собой сложный
сигнал, можно записать в виде
«1 = S Uinu S*n + Ф»)’
(1-9)
где — соответственно амплитуда, частота и фа-
за i-ой гармоники входного напряжения.
12
Считая, что все гармоники усиливаются в /< раз, и
приняв во внимание условие ср’ =—tfit запишем напря-
жение сигнала на выходе в виде
и2 = Uiml sin (2^/ + + <Pi)
i=l
или
«2 = К uimi sin [2«f{ (t - г) + (1-10)
iel
Сопоставив выражения (1-9) и (1-Ю), видим, что вы-
ходной сигнал сохраняет ту же форму, что и входной, но
усилен в К раз и отстает от входного сигнала на время т.
В реальных схемах фазовую характеристику стремятся
приблизить к идеальной, описываемой равенством ср =
=—rf (рис. 4). При оценке фазовых искажений важны
не абсолютные значения фазбвых сдвигов, а отклонения
реальной фазовой характеристики от идеальной. В теле-
визионных усилителях к форме фазовой характеристи-
ки предъявляют следующие требования: в области низ-
ких частот допускается Дсрн = 2—3%, на высоких часто-
тах — Дсрв < 60°. Проявляются фазовые искажения на
телевизионном изображении, главным образом, в виде
двоения контуров и смещения границ раздела темного
и светлого.
Оценка качественных показателей усилителей не всегда
производится по частотным и фазовым характеристикам
(стационарным), основанным на использовании гармоничес-
ких (частотных) представлений. Стационарные характе-
ристики удобны тем, что они легко могут быть получены
экспериментально, но они лишь косвенно характеризуют
форму сигнала на выходе усилителя.
Для оценки усилителей видеосигналов удобнее пользо-
ваться представлениями процессов непосредственно во
времени, т. е. в основном по так называемой переходной
характеристике (см. гл. 5, § 1).
Нелинейные искажения возникают вследствие
наличия в тракте усиления нелинейных элементов: ламп
кристаллических триодов, трансформаторов или дросселей
с железным сердечником. Искажения в трансформаторах
и дросселях обусловлены нелинейностью кривой намагничи-
вания В (Н) и обычно значительно меньшие, чем в лампах
(или кристаллических триодах).
13
Образование нелинейных искажений в усилителях пред-
ставлено на графике (рис. 5), на котором показана ха-
рактеристика лампы ia (ис)> гармонический возбужда-
ющий сигнал uc(d)t) и анодный ток ia (tn/), искаженный
вследствие нелинейной характеристики ia(^c). Очевидно,
что спектр анодного тока, а значит и спектр выходного
напряжения усилителя будут отличаться от частотного
спектра сигнала на входе, т. е. на выходе усилителя по-
Рис. 5. График, изображающий образование нелинейных искажений.
явятся напряжения новых частот, кратных частоте вход-
ного сигнала и называемых обертонами. Так обстоит дело
в редком на практике случае усиления чисто гармони-
ческого колебания. Положение значительно усугубляется,
если усилению подлежит сложный сигнал, содержащий
хотя бы два гармонических колебания частот и /2.
В этом случае, как показывают исследования, на выходе
усилителя появляются не только сигналы основных тонов
fi и /2 и их обертоны 2f х, 3/\ .... 2/2, 3f2... , но также
сигналы комбинационных частот = а[г + bf2, где а и
b= 1, 2, 3. 4 ... .
При передаче речи или музыки, когда входной сигнал
состоит из большего числа компонент, вследствие нели-
нейных искажений появится множество комбинационных
частот, что значительно ухудшает качество звуковой пе-
14
редачи; слабее сказываются нелинейные искажения при
усилении телевизионной программы.
Для оценки нелинейных искажений принят коэффици-
ент нелинейности

(Ы1>
где Р2 + Рз + ^4 + • - • — сумма электрических мощностей,
выделяемых на нагрузке гармониками, появившимися в
результате нелинейного усиления;
Рг — электрическая мощность первой гармоники.
Если сопротивление нагрузки примерно одинаково
для основной частоты и высших гармоник, то коэффици-
ент нелинейности можно выразить через действующие
или амплитудные значения токов или напряжений сле-
дующим образом:
J/ У2 + Рз + • • • ]/"+ ^зт + - • •
(1-12}
(1-13)
” Ui ~
Коэффициент нелинейности обычно выражают в
тах, поэтому полученную величину следует умножить на
100. При kf<2 — 3% искажения музыкальной програм-
мы не прослушиваются. В реальных усилителях звуковой
программы kf бывает порядка 3—10%, в телевизион-
ных усилителях — до 12—15%.
Коэффициент нелинейности многокаскадного усилите-
ля в целом иногда определяют как сумму коэффициентов
нелинейности отдельных каскадов или узлов. Необходи-
мо иметь в виду, что фазы различных компонент на раз-
ных участках тракта усилителя отличаются друг от дру-
га и такой расчет дает несколько завышенный результат.
Несмотря на то что коэффициент нелинейности широ-
ко применяется для оценки нелинейных искажений, он
во многих случаях неполно отражает фактические иска-
жения и лишь косвенно характеризует интенсивность
комбинационных частот, особенно сильно влияющих на
качество усиливаемой звуковой программы.
Та же величина kf в разных случаях соответствует
различной степени искаженности программы и не учиты-
вает фаз гармоник. Это несущественно для усилителей
15
звуковой программы, но весьма важно для усилителей
телевизионных, локационных, осциллографических и т. п.
В некоторых случаях коэффициент нелинейности опре-
деляют не по суммарной мощности всех гармоник, а по
отдельным гармоникам. Так, например, коэффициент не-
линейности по второй гармонике kf2 = , по третьей
* im
= и т. д.
' im
Более полную оценку нелинейных искажений, возника-
ющих в усилителе, дает дифференциальный фактор, учитыва-
ющий комбинационные частоты
^диФ = ^^. (1-14)
Метод определения этого фактора сложный, так как для
измерения kf диф ко входу испытуемого усилителя подво-
дятся колебания от двух источников с частотами и /2»
а на выходе усилителя включается устройство, с помощью
которого можно выделить и измерить напряжения часто-
ты fi и разностной частоты — f2.
Выходная мощность Р~ является одним из
основных параметров, характеризующих усилитель мощ-
ности. Р~ — это электрическая мощность, которая выде-
ляется на нагрузочном сопротивлении усилителя и зави-
сит от уровня входного сигнала. Обычно усилители харак-
теризуют максимальной мощностью при соответствующем
значении коэффициента нелинейности, например, выход-
ная мощность усилителя на лампе 6П6С примерно равна
4 вт при kf^5% и 5 вт при kf^8%.
В некоторых случаях интересуются не выходной мощ-
ностью, а величиной выходного напряжения или тока.
При этом также следует учитывать степень искажения
формы усиленного сигнала. Поэтому, когда указывается,
например, выходное напряжение усилителя, то подразуме-
вается наибольшее возможное выходное напряжение при
допустимых нелинейных искажениях.
Коэффициент полезного действия (к. п. д.)
является существенным показателем усилителей мощно-
сти. В усилителях напряжения практически роли не
играет. Полный к. п.д.
^общ - Р »
г общ
16
где Р~— колебательная мощность, выделяемая в нагрузке;
Рост — мощность, потребляемая от всех источников
питания.
Часто интересуются коэффициентом полезного действия
только по анодной цепи лампы, или так называемым
электрическим к. п. д.
• г о
гд° Р~— колебательная мощность в анодной цепи лампы;
Ро — мощность, потребляемая от источника анодного
питания;
значение т] реальных усилителей лежит примерно в та-
ких пределах:
Для маломощных установок (Р~ = 3 — 5 вт) .. . 15 — 25%
» усилителей средней мощности (Р_ = 50 —
— 100 вт). .. 30 — 50%
» мощных усилителей ... 60 — 70%
Динамический диапазон усилителя характе-
ризуется отношением амплитуды максимально допустимо-
го сигнала к минимально различимому сигналу на выхо-
де усилителя. Динамический диапазон обычно выражают
в децибелах
D = 20 lg .
2min
Очевидно, для расширения динамического диапазона
нужно увеличивать 772тах и уменьшать 772min- Увеличе-
ние амплитуды выходного сигнала ограничено появле-
нием нелинейных искажений, уменьшение — наличием
собственных шумов усилителя и помех (уровень самого
слабого сигнала должен превышать уровень помех). Ди-
намический диапазон усилителей музыкальной програм-
мы должен быть порядка 60—65 дб, а в усилителях,
предназначенных только для передачи речи, —25—30 дб,
§ 3. Эквивалентные схемы усилительных каскадов
Принципиальная схема простейшего лампового усили-
тельного каскада приведена на рис. 6. Между сеткой
и катодом лампы приложено постоянное напряжение
смещения UCQ и подлежащее усилению переменное напря-
2 G82
17
Рис. 7. Кривые тока и напряжений
в каскаде.
жение пс~. Между анодом и катодом лампы включены
источник анодного питания UQ и нагрузочное сопротивле-
ние/ц. В анодной цепи
лампы протекает пуль-
сирующий ток, под дей-
ствием которого на со-
противлении нагрузки
Zh выделяется пульси-
рующее напряжение иа
(рис. 7).
При чисто активном
сопротивлении нагрузки
ZH = Rh анодный ток
и анодное напряжение
контрфазны. Физически
это объясняется тем,
что при постоянстве U0—
анодное напряжение иа
падает с ростом ia и
возрастает при умень-
шении его
Ua = U iaRti*
Лампа усиливает на-
пряжение только в ди-
намическом режиме, т. е.
только при наличии на-
грузочного сопротивле-
ния в анодной цепи.
Коэффициент усиления
каскада
7F и 2 ^aRu
и.
при отсутствии (/?н =
= 0) равен нулю, а при
малом /?н может быть
меньше единицы. Лишь
при правильном выборе
сопротивления нагрузки
RH полностью используются усилительные свойства лампы
и напряжение U2 получается большим f/v
Переходя непосредственно к рассмотрению эквивалент-
ных схем, подчеркнем, что они достаточно хорошо отра-
18
жают работу реальных усилителей лишь в практически
линейном режиме.
Известно, что при линеаризации ламповых характе-
ристик уравнение анодного тока записывается так:
ia = Suc + ^-, (1-15)
где S — крутизна характеристики;
Ri—внутреннее сопротивление лампы.
Если поданный на сетку сигнал uQ~ не выходит за
пределы практически линейных участков характеристики,
то уравнение (1-15) справедливо для переменных состав-
ляющих
i^ = Su^+-^. (1-16)
Подставив в (1-16) иа~ =— i&~Rn (знак «—» поставлен
вследствие контрфазности иа~ и (а~) и решив уравнение
относительно (а~, найдем, что
где |х = S • Ri — статический коэффициент усиления
лампы.
Выражение (1-17) справедливо также для амплитуд-
ных ((7cm, Лт, (7ат) и действующих ((7С, /а,(7а) значений
токов и напряжений. Если анодной нагрузкой является
комплексное сопротивление ZH, то уравнение (1-17) за-
писывается так:
'=^' с-18'
Такой же ток будет получен в схеме, показанной на
рис. 8, а. Это дает основание считать, что схемы, пока-
занные на рис. 6 и 8, а, эквивалентны. Следовательно,
в линейном режиме ламповый усилитель эквивалентен
генератору, внутреннее сопротивление которого равно
Rt лампы, с э. д. с. в рь раз большей, чем переменное
напряжение, действующее между сеткой и катодом, и
нагрузочным сопротивлением, равным сопротивлению на-
грузки лампы.
2*
19
Следует отметить, что эквивалентные схемы усилите-
лей. справедливые для переменных токов и напряжений,
строятся в предположении, что внутренние сопротивле-
ния источников UQ и Uqq переменному току равны нулю,
т. е., что точки + £Ло и —(7С0, а такж£ +170 и —UQ
для переменного тока эквипотенциальны.
Часто для упрощения чертежей и большей наглядно-
сти принципиальные схемы также изображают с закоро-
ченными источниками постоянного тока.
Рис. 8. Эквивалентные схемы усилительного каскада:
а—с генератором'напряжения; б —с генератором тока.
Эквивалентная схема усилительного каскада (рис. 8, а)
широко используется при анализе усилителей и называ-
ется эквивалентной схемой с генератором напряжения
Она может быть легко преобразована в схему с генера-
тором тока.
Как известно, генератор напряжения Е с последова-
тельно включенным внутренним сопротивлением мож-
Е
но заменить генератором тока с параллельно включен-
ным Таким образом из схемы рис. 8, а можно полу-
чить эквивалентную схему (рис. 8, б) с генератором тока
(Условные обозначения генератора тока и генератора на-
пряжения различны).
В эквивалентности схем, показанных на рис. 8, лег-
ко убедиться, определив, например, иа~ для обеих схем.
20
Для схемы на рис. 8, а
Нйс~
"а~ =
Ra
на рис. 8. б
_ №ис~
Ыа~ = Slic~ Ri + R~a = + /?а Ra-
Схема с генератором тока применяется в тех случаях,
когда Ri > ZH и, следовательно, сопротивлением 7^ при
анализе можно пренебречь. Практически это имеет место
в усилителях на пентодах с относительно небольшими
нагрузочными сопротивлениями. Схема с генератором то-
ка удобнее при анализе усилителей со сложной нагру-
зочной цепью, когда применяется метод узловых напря-
жений.
При анализе несложных усилителей на лампах с ма-
лым Ri выкладки проще при использовании схемы с ге-
нератором напряжения.
Рассмотренные эквивалентные схемы (рис. 8) хорошо
отражают работу усилителя, применяемого там, где па-
разитная емкостная связь между источником колебаний
и нагрузочным сопротивлением (Сс.а на рис. 6) существен-
ной роли не играет. Учет влияния паразитной емкости
Сс.а усложняет эквивалентную схему, в состав которой
входит два источника напряжения — независимый ис~ и
зависимый \шс~. Эквивалентная схема усилительного
каскада с источником напряжения принимает вид,' пока-
занный на рис. 9, а. Следует обратить внимание на по-
лярность зависимого и независимого источников напря-
жения. На рис. 9, а емкости, обозначенные Сс.к» Сс.а и
Са.к, включают в себя как междуэлектродные емкости
ламп, так и паразитные емкости соответствующих монтаж-
ных соединений. Часто эквивалентная схема с генератором
тока представляется через проводимости, как показано
на рис. 9, б.
Введем следующие обозначения:
Ус.к — проводимость сетка—катод; Ус.а — проводимость
сетка—анод;
Уа,к — проводимость анод—катод; Yu — проводимость на-
грузки.
21
С учетом введенных обозначений эквивалентная схе-
ма с генератором тока примет вид, показанный на рис. 9. б.
Схема, показанная на рис. 6, является простейшим
усилителем с общим (заземленным) катодом, так как об-
щей точкой для нагрузки и источника возбуждения яв-
Рис. 1U. Схема
каскада с катодной
нагрузкой.
Рис. 9. Эквивалентные схемы
усилительного каскада:
а - с генератором напряжения; б — с гене-
ратором тока.
Кроме рассмотренного, возможны еще два варианта
включения источника возбуждения и нагрузочного сопро-
тивления лампового усилителя.
На рис. 10 показана схема усилителя с общим (за-
земленным) анодом. Источник возбуждения в этой схеме
включен между сеткой и анодом, а нагрузочное сопротив-
ление— между анодом и катодом. Такой каскад часто
называют каскадом с катодной нагрузкой или катодным
повторителем. Эквивалентные схемы каскада с катодной
нагрузкой показаны на рис. 11, а, б. Следует обратить
внимание на то, что входное напряжение отличается
от напряжения, приложенного между сеткой и катодом
ис~. Из рис. 10 видно, что — И2~.
В отличие от предыдущей схемы выходное напряже-
ние катодного повторителя совпадает по фазе с входным.
Это можно объяснить тем, что соответственно изменению
ис изменяется ia и выходное напряжение
^2 “
22
На рис. 12 показана схема усилительного каскада с
общей (заземленной) сеткой. Источник возбуждения в
данной схеме включен между сеткой и катодом, а
нагрузочное сопротивление — между сеткой и анодом.
Рис. 11. Эквивалентные схемы каскада
с катодной нагрузкой:
а — с генератором напряжения; б — с ге-
нератором тока.
усилительного каскада с
общей сеткой.
Эквивалентные схемы усилительного к аскада с заземлен-
ной сеткой показаны на рис. 13, а, б. Так же как и в
каскадах с катодной нагрузкой, выходное и входное на-
Рис 13. Эквивалентные схемы каскада с заземленной сеткой:
а—с генератором напряжения; б —с генератором тока.
пряжения совпадают по фазе. Отличие входного напря-
жения от напряжения, действующего между сеткой
и катодом лампы обусловлено внутренним сопротив-
лением источника напряжения по которому протекает
анодный ток лампы.
23
§ 4. Динамические характеристики
Значительная часть параметров усилительного каска-
да определяется графическим путем, основанным на исполь-
зовании динамических характеристик ламп. Динамиче-
ской характеристикой лампы называют графически изобра-
женную зависимость анодного тока от напряжения на
сетке /а (^с)> полученную при постоянстве напряжения
источника анодного питания £/0 = const и нагрузочного
сопротивления /?н = const.
Анодный ток ia является функцией ис и иа, поэтому
статические характеристики могут быть представлены в
системе координат ia — ис при иа = const, тогда они на-
зываются сеточными, или в системе координат ia — иа
при и с = const, тогда они называются анодными. Дина-
мические характеристики также могут быть изображены
в системе координат ia — ис и в системе координат ia —
— uat причем в последнем случае построение является
более простым. Динамическую характеристику в коорди-
натах ia — ис в тех случаях, когда это нужно, полу-
чают, перенеся ее из координатной системы ia — иа.
Динамические характеристики ламп зависят от вида
нагрузочного сопротивления. Различают динамические
характеристики для постоянного и переменного токов.
Динамическая характеристика для постоянного тока —
это графически изображенная зависимость постоянного
анодного тока от постоянного сеточного напряжения, по-
лученная при неизменных значениях напряжения Uo
и нагрузочного сопротивления постоянному току /?0.
В соответствии с законом Кирхгофа, напряжение на
аноде лампы в схеме, показанной на рис. 6, равно
Ua ~ Uо
откуда находится искомая зависимость — аналитическое
выражение динамической характеристики усилителя для
постоянного тока
= (1-19)
АО Ао
Это уравнение прямой линии, проходящей под тупым
углом к оси иа.
На рис. 14 показано семейство статических анодных
характеристик и динамическая характеристика по пссто-
24
явному току (линия CD). Из зависимости (1-19) видно,
что при ta = 0, иа —- Uo, а при иа = 0 ia = ^ , т. е. ди-
намическая
характеристика на координатных ссях от-
секает отрезки, равные
U0 и . Угол ?0 опре-
А©
деляется из равенства
ctg,% = Ro-
Динамическая харак-
теристика для постоян-
ного тока обязательно
должна проходить через
рабочую точку, так как
последняя определяется Рис. 14. Динамические характеристики
режимом лампы по ПО- ПО постоянному току в координатах
стоянному току И COOT- Za"“wa'
ветствует заданному на-
пряжению смещения t/Co. Следовательно, рабочая точка
А является точкой пересечения динамической характе-
Рис. 15. Динамические характеристики по постоянному току:
a — при разных Ro и неизменном б — при разных Uo и неизменном Rq.
ристики по постоянному току со статической характери-
стикой. соответствующей смещению ис = (/Со. Координаты
рабочей точки принято обозначать /ао и (Ло-
При неизменном значении Uo и изменяющейся вели-
чине нагрузки ZH = Ro динамические характеристики
25
пройдут так, как показано на рис. 15, а. Чем больше
7?0, тем сильнее наклоняется характеристика, т. е. /?01 <
</?0а<7?о,- Если же 7?0 = const, а изменяется величина
напряжения /70, то характеристики параллельны друг
ДРУГУ (рис. 15, б, рабочие точки Аг А2 А3). Изменяя
напряжения сеточного смещения от (7Со до UCo , получим
рабочие точки Вг В2 В3.
Для построения динамической характеристики на оси
иа откладываем отрезок, равный £/0, и находим точку С
(рис. 14). На оси ia откладываем отрезок и ставим
Ао
точку D. Соединив точки С и D прямой линией, получим
динамическую характеристику для постоянного тока.
В некоторых случаях при малых значениях Ro отрезок
не укладывается на оси ia (в пределах чертежа). Тогда
АО
от точки С влево нужно отложить произвольный отрезок,
соответствующий некоторому напряжению L/a (рис. 14), из
точки С' восстановить перпендикуляр, на котором откла-
дывается в масштабе оси ia отрезок определяющий
АО
точку F. Соединив точки. F и С, получаем искомую
характеристику.
Рассмотрим далее динамическую характеристику
лампы для переменного тока при активном сопротивле-
нии нагрузки ZH = Ra- Схема каскада приведена на рис. 6.
В общем случае одна и та же нагрузочная цепь может
оказывать различное сопротивление постоянному и пере-
менному току и быть практически активной.
В исходном состоянии, когда источник wc~ не дей-
ствует, в схеме устанавливается следующий режим: ис =
— £/Со; ia = /ао и иа = ияо. В колебательном режиме, когда
начинает действовать источник сигнала ис~, мгновенные
значения напряжения на электродах лампы и анодного
тока принимают значения
Ис = исо + Ис~
la = I "Ь ^а~ •
«а = Ua0 + «а~ .
(1-20)
Переменная составляющая анодного напряжения равна
Иа~ ==
26
Найдя значения fa~ и ud~ из (1-20), получим соотноше-
ние
1а — ^а0=п"(^а— ^а0)» (1‘21)
ха
Рис. 16. Построение динамической
характеристики по переменному току
в координатах za —
которое является уравнением динамической характери-
стики для переменного тока при активной нагрузке. Из-
вестно, что это уравнение прямой, проходящей через точку
с координатами /ао, £Л0 (т. е. рабочую точку) под тупым
углом к оси иа (рис. 16).
Для построения ди-
намической характерис-
тики по переменному
току при данной вели-
чине активной нагрузки
можно определить не-
посредственно угол р
(рис. 16) и под этим уг-
лом провести прямую
через заданную рабочую
точку А. Из уравнения
(1-21) следует, что
ctgp = /?a. (1-22)
Равенство (1-22) условное, так как не учитывает мас-
штаба, в котором отложены по осям токи и напряжения.
С учетом масштаба
ctgp = 7?a^.
где 1и и — отрезки, соответственно равные в данном
масштабе 1 в и 1а.
Динамическую характеристику для переменного тока
можно построить проще, не вычисляя угла р. Через ра-
бочую точку А влево проводим горизонтальную прямую,
на которой откладываем отрезок АВ произвольной вели-
чины, равный в масштабе оси иа некоторой величине и'а~.
Из точки В восстанавливаем перпендикуляр, на котором
в масштабе оси ia откладываем отрезок ВС. равный
иа~
ia~ = -р- • Проведя прямую через точки С и А, получим
ка
искомую динамическую характеристику. На рис. 16 по-
казаны пунктиром динамические характеристики для дру-
27
гих значений /?а при неизменной рабочей точке. Чем
больше /?а, тем положе располагается динамическая ха-
рактеристика, стремясь при Ra -> со к линии, проходящей
параллельно оси иаф = 0). При = 0 угол 3 = у, ди-
намическая характеристика располагается вертикально.
Динамическую характеристику, построенную в систе-
ме координат ia — иа, очень просто перенести в систему
координат /а — (рис. 17). Откладываем на оси ис в при-
нятом масштабе напряжения, соответствующие сеточным
смещениям, при которых построены статические анодные
Рис. 17. Перенос динамической из характеристики координат /а —иа
в координаты /а— ис.
характеристики. В данном примере это 4-5,0 — 5, —10,
— 15 и —20. Из точки Аъ соответствующей характеры-
стике ис=4-5в, проводим горизонтальную пунктирную
линию, а из точки 4- 5 на оси ис — вертикальную и точ-
ку пересечения линии отмечаем А[. Аналогично находим
точки А'2, A3, ... А^. Соединив эти точки, получаем сеточ-
ную динамическую характеристику, которая, как правило,
не является прямой.
Динамические характеристики широко используются
для графических расчетов в усилителях, с их помощью
наглядно представляются токи и напряжения, действую-
щие в лампе.
На рис. 18 показано построение токов и напряжений
по анодным характеристикам при активной нагрузке.
Нагрузочное сопротивление лампы редко бывает чисто
активным. В реальных устройствах в основном прихо-
дится сталкиваться с комплексной нагрузкой ZH = га ф-
4- /ха. Строгий учет комплексности нагрузочного сопро-
28
тивления связан со значительными трудностями, поэтому
во многих случаях при относительно небольшой величи-
не реактивного сопротивления в нагрузке им пренебре-
гают и строят динамическую характеристику, учитывая
только активную составляющую. В тех же случаях, когда
реактивным сопротивлением пренебречь нельзя, комплекс-
Рис. 18. Построение токов и напряжений в лампе по анодным ха-
рактеристикам.
ное сопротивление условно заменяется некоторым эквива-
лентным активным сопротивлением, для которого и дается
динамическая характеристика.
При активном нагрузочном сопротивлении фазы сеточ-
ного напряжения (7С и анодного тока /а совпадают
анодное напряжение (7а находится в контрфазе с*(7с и
7а (рис. 18). В случае комплексной нагрузки между Ua
и 7а, а также между 7а и Uc появляется фазовый сдвиг,
29
определяемый как активной, так и реактивной составля-
ющими нагрузочного сопротивления. Этот фазовый сдвиг
никак не может быть отражен с помощью динамической
характеристики, являющейся линией. Анализ показывает,
что для идеализированной лампы, у которой характери-
стики прямые, параллельные и расположенные на равном
расстоянии, динамической характеристикой при комплекс-
ной нагрузке будет наклоненный эллипс с центром в ра-
бочей точке. Если же, как это в реальных условиях бы-
вает, статические характеристики
в раоочих участках
искривлены и непа-
раллельны, то .дина-
мическая характери-
стика при комплекс-
ной нагрузке пред-
ставляет собой слож-
ную замкнутую фи-
гуру, имеющую сход-
ство с эллипсом.
Аналитическая за-
пись такой характе-
ристики очень слож-
а 6
Рис. 19. Эквивалентные схемы каскада:
а — с комплексным нагрузочным сопротивлени-
ем; б — с активным эквивалентным сопротив-
лением.
на, ее построение также чрезвычайно сложно, поэтому
практически такими характеристиками не пользуются.
Для расчета усилителя применяют следующий метод.
Реальную комплексную нагрузку ZH — V г\ + для дан-
ной частоты условно заменяют некоторым эквивалентным
чисто активным сопротивлением R3KB. Дальнейший расчет
производится так, как будто усилитель нагружен на со-
противление /?экв и, следовательно, динамическая харак-
теристика лампы ia (wa) линейна. Эквивалентное сопро-
тивление может быть найдено: 1) так, чтобы при замене
реальной нагрузки ZH на R3KB остался без изменения анод-
ный ток Iam или 2) так, чтобы при замене ZH на R3KB со-
хранилось значение анодного напряжения Uam. Эквива-
лентные схемы усилителя при нагрузочных сопротивле-
ниях ZH и R3KB показаны на рис. 19.
Амплитудные значения токов для обеих схем соот-
ветственно равны:
Г _____ ст Т _____ ст
*amt — г— ** * amt — D. л D
У (К + га)2 + xl Кг +
30
Для обеспечения эквивалентности схем по току при
одинаковом напряжении возбуждения нужно, чтобы 1атх~
= Л/п,, откуда определяется
/?3KB = K(/?z + ra)a+xl-/?z. (1-23У
Величину /?Экв, обеспечивающую эквивалентность схем
по выходному напряжению, находим из равенств:
U
ami
— lam^H
|> № + га)2 + ха2 ’
тт ____ т Г) ______ ^^С/П^ЭКВ
ь'а/п, — 'ат.Аэкв — о. _i_ d
Кг + ^экв
Обеспечив равенство Uamx = Uamv находим
(1-24)
Как показывают исследования, для триодов лучшее
приближение к действительным условиям работы будет
при эквивалентности схем по току, т. е. /?Экв следует
определять по формуле (1-23). Для пентодов и лучевых
тетродов лучшие результаты будут при эквивалентности
схем по напряжению, т. е. 7?ЭКв вычисляется по формуле
(1-24). Следует заметить, что расчет усилителя с комплекс-
ной нагрузкой по данному методу (особенно на лучевом
тетроде или пентоде) весьма приближенный, дает лишь
представление о порядке величины и нуждается в экс-
периментальном уточнении.
§ 5. Внутренние шумы ламповых усилителем
В любом твердом теле под действием тепла происхо-
дит хаотическое движение частиц, несущих электрические
заряды. Электрические токи, возникающие при этом, со-
здают на каждом сопротивлении толчки э. д. с. (флюкту-
ации), называемой э. д. с. шумов (а иногда просто шум).
Действуя на входе усилителя, шум неизбежно усилива-
ется так же, как усиливается приложенный ко входу
сигнал.
31
Флюктуации имеют место не только в сопротивлениях,
но и электронных лампах, главным образом, вследствие
того, что поток электронов, излучаемых катодом лампы,
неравномерен. Случайные электроны хаотически вырыва-
ются из катода и создают флюктуации анодного тока
(дробовой эффект). Следовательно, на нагрузочном сопро-
тивлении лампы выделяется э. д. с. шумов, которая уси-
ливается последующими каскадами совместно с сигналом.
Внутренние шумы ламповых усилителей главным образом
создаются сопротивлениями и лампами. Для оценки уси-
лителя с точки зрения его внутренних шумов важно не
абсолютное значение уровня шумов, а отношение {лежду
полезным сигналом и шумом. Эффект от полезного сигна-
ла должен быть обязательно большим, чем от шума. Наи-
худшие условия дчя отношения сигнал — шум будут на
входе усилителя, где действует еще неусиленный сигнал,
поэтому дня оценки шумов их приводят ко-входу уси-
лителя. Наиболее существенными являются шумы, созда-
ваемые Вой усилительной лампой и сопротивлением,
имеющимся на ее входе.
Рабочий электрический режим сопротивления /?, как
известно из исследований, практически не влияет на уро-
U2
вень шумов. Мощность шумов распределена рав-
номерно по частоте, следовательно, уровень шумов зави-
сит от ширины полосы частот, пропускаемых усилителем.
Кроме того Ршр зависит от температуры.
Мощность шумов активного сопротивления определя-
ется по формуле
U2
PwR = _^ — 4kT • Д/=, (1-25)
R
где — мощность шумов сопротивления, впг\
UmR— эффективное напряжение шумов на сопротив-
лении, в;
R — активное сопротивление, ом\
Т — абсолютная температура (Т = 273° +/°). град;
k — постоянная Больцмана k — 1,37-10“23, дж/град\
hf — полоса частот, пропускаемых усилителем,
Для практических расчетов чаще всего необходимо
оценивать эффективное напряжение шумов UmR при ком-
натной температуре /^17° С.
3.
Подставив в формулу (1-25) k= 1,37 • 10 23 дж/град
и Т 290°, получим
(1-26)
г Здесь — В мкв\ R — в ком; hf — в кгц.
j В практических расчетах напряжение шумов опреде-
1ляется по формуле (1-26) в том случае, если можно пре-
небречь действием емкости С, которая шунтирует актив-
ное сопротивление 7?. Если учесть эту емкость, то актив-
ная составляющая комплексного сопротивления Z, обу-
словливающая шумы, будет зависеть от частоты
Z = 7?(f) + /X(f).
В этом случае для определения UWR следует найти
интегральный эффект активной составляющей /?(/) в за-
данном диапазоне частот Д/=— /н- Формула (1-25)
примет вид:
/в
U^R = 4kT^R(f)df.
fa
Активная составляющая, выделенная из комплексного
сопротивления
п е 1
у___ /юС _____ R I R2&C
“ р , 1 ~ 1 +(7?сС)2 — 1 1 -Ь (/?соС)2 ’
R+hC
равна
= 1 + </?ыС)2 •
Формула для определения напряжения шумов при-
нимает вид:
/в
UwR = 4kT ] + • (I-27)
/н
Следовательно, емкость, включенная параллельно со-
противлению, уменьшает уровень шумов, создаваемых на
концах этого сопротивления.
3 682
33
Преобразуем формулу (1-27)
'г Rdf __ 1 Г d(2r.fRC)
J 1 + (2т-.//?С)2 2~C J 1 + (2vfRC)* —
fu fn
= 2^c tarc (2wM?C) — arc tg (2Ttf„RC)].
Без большой погрешности для расчетов вторым членом
в последнем выражении можно пренебречь, поскольку
чаще в низкочастотных усилителях Тогда, под-
ставив найденное выражение в формулу (1-27), получим:
U^R = ¥ аГС (2^в ' RC>‘ Ь28)
Шумы, создаваемые электронными лампами, главным
образом возникают вследствие дробового эффекта.
Помимо дробового эффекта, шумы в лампах возника-
ют, например, вследствие теплового хаотического движе-
ния электронов внутри лампы. Шумы в лампах воз-
растают при низком вакууме, так как увеличивается ко-
личество положительных ионов газа, движущихся к като-
ду. Этот нерегулярный процесс увеличивает флюктуации
анодного тока.
Уровень шумов в мнсгосеточных лампах выше, чем
у триодов, так как электроны в многосеточной лампе
движутся не только к аноду, но и к сеткам, имеющим
положительное напряжение относительно катода. Распре-
деление общего потока электронов между анодом и сет-
ками не является регулярным, вследствие чего заметно
возрастают флюктуации анодного тока, а, значит, и уро-
вень внутренних шумов лампы.
Для количественной оценки уровня шумов электрон-
ных ламп принято приводить шумы лампы к управляю-
щей сетке, условно считая, что сама лампа является
элементом, не создающим шумов, а к ее сетке приложено
некоторое шумовое напряжение t/щ.л» которое и вызы-
вает в анодном токе флюктуации.
Шумовое напряжение {/ш.л, приведенное к управляю-
щей сетке лампы, удобно рассматривать как напряжение,
возникающее под действием тепла на некотором условном
шумовом сопротивлении 7?ш.л-
Следовательно, при комнатной температуре (/~290°К)
^All. Л ~ g~ I ^Ш.Л • Af*
III. Л ~ "о~ I ^Ш.Л • Af*
34
Величина эквивалентного шумового сопротивления ха-
рактеризующая шумы лампы приближенно определяется
по формулам:
для триода и
для пентода, где S — статическая крутизна характери-
стики лампы.
Поскольку шумы триодов обычно значительно меньше,
чем пентодов, целесообразно для уменьшения шумов
первые каскады усилителя выполнять на триодах.
Суммарное напряжение внутренних шумов усилителя,
учитывающее шумы лампы и сопротивления, включенно-
го на ее входе, определяется по формуле
и и2 4-U2
и Ш - г Шр 1 ш.л
Обычно напряжение шумов определяют только для
1-го усилительного каскада, где отношение сигнал—шум
наименее благоприятно; в редких случаях учитывают шумы
2-го каскада, а шумами в последующих каскадах пре-
небрегают.
§ 6. Некоторые методы анализа усилительных схем
Коэффициент усиления. Аналитическое вы-
ражение коэффициента усиления по напряжению К в
функции от частоты и его зависимость от элементов
схемы имеет большое значение для анализа усилителя.
На основании этого соотношения можно построить ча-
стотную и фазовую характеристики усилителя, следо-
вательно, можно определить частотные искажения и фа-
зовые сдвиги, возникающие в нем. Для облегчения иссле-
дования целесообразно найти выражение К в общем виде,
пригодном для различных усилительных схем. Вывод ука-
занной зависимости основан на представлении нагрузки в
общем виде, к которому можно привести реальную на-
грузочную цепь различных усилительных каскадов. Обыч-
но ZH сложная цепь, образованная активными и реактив-
ными сопротивлениями, по разному соединенными в за-
3*
35
висимости от типа и назначения усилительного каскада.
Анализ реальных усилительных устройств показывает,
что нагрузочная цепь практически любого каскада может
быть представлена в виде пяти сопротивлений, соединен-
Рис. 20. Схема усилительного каскада
с обобщенной нагрузкой.
усилителях учет Zo необходим.
ных так, как показано
на рис. 20. Для боль-
шого числа усилите-
лей эту цепь можно
упростить, так как
сопротивление Zo на-
столько велико, что
его действием к!ожно
пренебречь. Это прак-
тически имеет место
во всех усилителях
постоянного тока и
звукового диапазона.
В широкополосных
Исключив Zo, получим
цепь нагрузки усилительного каскада, состоящую из
четырех сопротивлений Z{, Z2, Z3, Z4. Используя экви-
валентную схему лампы без учета паразитных про-
водимостей между нагрузочным сопротивлением и источ-
Рис. 21. Эквивалентные схемы усилительного каскада с обобщенной
нагрузкой:
а—с генератором напряжения; б — с генератором тока
ником напряжения, получим некоторую эквивалентную
схему, общую для усилительных каскадов с заземленным
катодом (рис. 21, а).
Интересующее нас отношение
К и*
можно найти любым методом, известным из теории це-
пей [12].
36
Воспользуемся, например, методом узловых напряже-
ний. Для этого удобнее заменить генератор напряжения
генератором тока и оперировать проводимостями. Объе-
динив сопротивления Rt и Zi и обозначив
Ri + 21 = — =- >
* i
получим экнивалентную схему каскада в виде, показан-
ном на рис. 21, б. В узел 1 втекает ток 71 = |Д/<У1,
в узле 2— 72 = 0, напряжение между узлами / и 3 сбо-
значеноТ?', выходное напряжение между узлами 2 и 3 —
Ui.
Для данной схемы справедливы уравнения:
Гп_-{/'-Г12£2 =_[4ЛГ11
-r21-{/' + r22-t/2 = o/’
где
^-У1 + У2 + У3
у12 = у21 = у3
У22 = Y3 + У4
(1-29)
(1-30)
Определителем системы уравнений (1-29) будет
— У\1 ’ ¥22 ^12 ‘ ^21-
(1-31)
Напряжение U2, входящее в систему уравнений (1-29),
определяется из равенства
= г . (1-32)
где Д'—новый определитель, получающийся из Д путем
замены столбца, содержащего напряжение t/2 столбцом
из свободных членов уравнений (1-29);
Д' =
Уп ^сУт
-у 21 0
-Нб'сУ1Г21.
(1-33)
Подставив уравнения (1-31) и (1-33) в уравнение (1-32),
найдем
(7
2 РпТ22-У12У21 ‘
J7
Использовав равенство (1-30), после простых преобразо-
ваний получим
(1-34)
Коэффициент усиления каскада с заземленным катодом
в общем виде
(1-35)
В последнем соотношении опущен знак «—», характери-
зующий сдвиг фаз на 180° между напряжениями (7С и (72-
Рис. 22. К теореме об эквивалентном генераторе:
а — четырехполюсник; б — определение (7Х х; в — определение ZBblx; г — пре-
образованная цепь.
Общее выражение К для эквивалентной схемы
(рис. 21, а) можно получить и другими путями. Широкое
применение для анализа усилительных схем имеет метод,
основанный на использовании теоремы об эквивалентнсм
генераторе, именуемой часто теоремой Тевенена. Сущ-
ность данной теоремы сводится к следующему: ток на
выходе линейного четырехполюсника, нагрузкой кото-
рого является сопротивление Z (рис. 22, а) равен:
Т2 = = , (1-36)
2ВЫХ + Z
х.х
38
где t/x.x — напряжение на выходе четырехполюсника при
холостом ходе (рис. 22, б);
/вых — сопротивление четырехполюсника со стороны
выхода при отключенном Z и короткозамкну-
том источнике (рис. 22, в).
На рис. 22, г показана схема, ток в цепи которой
согласно закону Ома также определяется выражением
(1-36). Следовательно, в соответствии с методом эквива-
лентного генератора схема на рис. 22, а эквивалентна
схеме на рис. 22, г.
Теорему об эквивалентном генераторе применим для
определения U2 и К типовой схемы усилителя (рис. 21, а).
Рассечем схему на две части по линии а — а и будем счи-
тать нагрузкой четырехполюсника сопротивление, лежа-
щее правее проведенной линии. Тогда легко найти вели-
чины, входящие в выражение (1-36),
Z = Z3 + Z4
^cz2
хх Ь + ъ
у Z1 ’ Z2
(1-37)
Подставляя уравнение (1-37) в выражение (1-36) и учи-
тывая равенство (У2 = /2^4. получим
2i+ 22
•22Z4
+ 23 + Z4
После преобразований
Zi • Z2
2i + 22
(1-38)
(1-39)
t/2 =
39
Последние соотношения по сути не отличаются от
формул (1-34) и (1-35).
Принципиальная и эквивалентная схемы усилитель-
ного каскада с обобщенной катодной нагрузкой показаны
на рис. 23. Паразитная проходная емкость Сс.к в данном
случае не учитывается.
Поскольку эквивалентные схемы каскадов с общим
катодом и общим анодом одинаковы (рис. 21, а и рис. 23, б),
для определения U2 можно воспользоваться соотноше-
Q
Рис. 23. Схемы катодного повторителя с обобщенной нагрузкой:
а — принципиальная; б — эквивалентная.
нием (1-38). Однако в данном случае напряжение возбуж-
дения не равно напряжению Uc и, следовательно, для
нахождения К = нужно Uc выразить через Ux и (72-
6zi
Из рис. 23, а ясно, что
йс = йх—и’г = Z7X—й2 (1 + £?).
\ 24 /
Подставляя последнее выражение в соотношение (1-38),
после преобразований найдем, что
Z72 = —------——г . (1 -40)
(1 +у) (1 + [* + =+=}
\ ^*4 \ 2, ^4/
1 + .“ + =
(1-41)
40
В каскаде с катодной нагрузкой фазы напряжений
и U2 совпадают и поэтому К — величина положитель-
ная. Из соотношения (1-41) видно, что в каскаде с катод-
ной нагрузкой К всегда меньше единицы, т. е. каскад
напряжения не усиливает. Однако катодный повторитель
имеет ряд существенных достоинств, о которых будет идти
речь ниже.
Каскады с заземленной сеткой довольно широко ис-
пользуются в усилителях постоянного тока и напряжения
или для усиления сигналов весьма низкой частоты. В этом
Рис. 24. Схемы усилительного каскада с общей сеткой:
а — принципиальная; б — эквивалентная.
случае нагрузочная цепь чаще всего представляет собой
активное сопротивление 7?н. При нахождении уравнения
для коэффициента усиления К данного каскада нужно
учитывать, что анодный ток протекает через внутреннее
сопротивление ц источника возбуждения (рис. 24, а) и со-
здает на нем падение напряжения, направленное на-
встречу напряжению источника возбуждения Ux. Эквива-
лентная схема каскада, не учитывающая действия пара-
зитных емкостей, показана на рис. 24, б. Для этой схемы
JJ _
2 G- + Ri + ян
и, так как
Лн
41
то
[J ___________________________________
2 Ri + Rn + ri (1 + P-) ’
U2 _________
^1 Ri + Rti + f'i (1 + P-) ’
(1’42)
(1’43)
В каскадах с заземленной сеткой напряжение на выходе
совпадает по фазе с напряжением на входе, следова-
тельно К — величина положительная.
Методика анализа усилителей, основанная на приме-
нении эквивалентных схем, широко используется на прак-
тике, однако не является единственной. В последнее вре-
Рис. 25. Схема усилительного каскада, представленная в виде кас-
кадного соединения четырехполюсников.
мя ряд авторов успешно анализирует усилительные кас-
кады, не пользуясь эквивалентными схемами, а рассма-
тривая непосредственно реальные. Усилительная лампа
и внешние цепи представляются в виде четырехполюсни-
ков, соединенных тем или иным путем. Поскольку
матрицы основных параметров ламп и цепей, часто
встречающихся на практике, даны в таблицах, такой метод
иногда упрощает выкладки и решения. Например, пред-
ставим усилитель в виде каскадного соединения 2-х
четырехполюсников: первый — усилительная лампа, вто-
рой— внешняя нагрузочная цепь (рис, 25).
Из теории четырехполюсников известно, что
k = 4i =
4п+^-2’
Zh
где .4П и А12 — параметры сложного четырехполюсника;
ZH — внешняя нагрузка.
42
В данном случае ZH = 00, следовательно К = — и на-
Ац
ходить Л12 нет надобности.
Для определения Дц сложного четырехполюсника
нужно перемножить матрицы параметра ||а|| составляю-
щих четырехполюсников. Множатся матрицы следующим
образом:
ИИ-IIа'11 =
_ 011011 4“ 012021
021011 022021
012 011 012
t П "
022 021 022
011012 4" 012022
021^12 022022
Следовательно,
Дц = 0ц0ц 4“ 012021*
Матрица || а' || первого четырехполюсника — лампы с за-
земленным катодом — равна [12]
матрица || а" || второго четырехполюсника
II а'11 =
тогда
(14XV3 + Z'
\ ^2 /
1+Ь-
Z2
Обозначив Z' + /?, = Zj, после преобразований найдем
Т 1 Iх
Такое же выражение было получено ранее другим
путем.
Аналогично можно проанализировать усилительные
каскады других типов.
43
Частотные и фазовые характеристики.
Зная выражение коэффициента усиления в комплексном
виде, можно найти аналитически выражение частотной и
фазовой характеристик усилителя. Для этого из общего
выражения К выделяется действительная и мнимая части»
т. е.
К можно изобразить в виде вектора, образующего с осью
действительных единиц угол
5
Рис. 26. Эквивалентные схемы
входной цепи каскадов:
?•
Л1, /С2 и ъ являются
функциями частоты.
Аналитическое выраже-
ние частотной характерис-
тики в общем виде (мо-
дуль К)
Я = (1-44)
фазовой характеристики
cp = arctg^ (1-45)
или
Ki
T=arccosi77T7'(1'46)
у Л1 + 1\2
Последние соотношения
будут использованы при
анализе некоторых усили-
тельных каскадов.
Входное сопро-
тивлениеусилите ль-
ного каскада — это
сопротивление переменно-
му току, протекающему
во входной цепи усилите-
ля. Оно обусловлено на-
а — с общим катодом; б — с общим
анодом; в —с общей сеткой.
личием междуэлектродных
проводимостей лампы, не-
совершенством изоляционных материалов, паразитными
емкостями монтажных соединений и др.
Входное сопротивление каскада с общим катодом
(эквивалентная схема его входной цепи показана на
44
рис. 26,а) — это отношение источника напряжения к
входному току 11
Z
^ВХ - у •
•1
Входная проводимость
Входной ток /i по закону Кирхгофа
11 = 1с. к 4" Л. а*
Из рис. 26, а
Тс. к = и 1 • Ус. к» a 1с. a = (^1 + ^2) Yс. а,
откуда
Л = Ус.к + (Г1+Г2) Ус.а.
Поскольку = К, то входная проводимость Увх усили-
ях
тельного каскада
Увх-Рс к + (1+^)Ус,а. (1-47)
Считаем, что проводимости Yс, к и Ус.а обусловлены
только соответствующими паразитными емкостями, т. е
У с.к == Сс.к » Y с. а = j »Сс. а*
После подстановки этих зависимостей в (1-47) и преобра-
зований
Увх = — С0 Сс.аК.2, 4" /«> [Сс. к 4- (1 4“ К1) Сс. а],
т. е. входная Проводимость усилительного каскада явля-
ется величиной комплексной, содержащей параллельно
соединенные активную и емкостную составляющие
У вх — n F /(0 Свх*
^ВХ
Активная составляющая входного сопротивления
= —о-48)
входная емкость
Свх=Сс.к 4- (1 4-А1)Сс.а . (1“49)
45
Таким образом, реакцию усилительного каскада на
источник возбуждения можно представить так. если бы
источник возбуждения был нагружен на ZBX — парал-
лельное соединение сопротивления /?вх и емкости Свх.
Знак «минус» в формуле (1-48) следует понимать так:
если мнимая часть коэффициента усиления меньше нуля
/<2 < 0, т. е. анодная нагрузка усилителя содержит ем-
костную составляющую, то /?вх >0 — энергия потребля-
ется. Если же К2 > 0, что соответствует анодной на-
грузке с индуктивной реакцией, то /?вх < 0 — энергия по-
ступает в источник колебаний Uv Физически это объяс-
няется передачей энергии из анодной цепи в сеточную
через емкость Сс. а. Это явление в усилителях может
вызвать самовозбуждение
Входная емкость каскада Свх существенно влияет на
работу усилительных схем. Она нагружает источник на-
пряжения иг тем сильнее, чем выше частота колебаний
и, следовательно, ослабляет усиление и увеличивает
фазовые сдвиги по мере роста частоты. Обычно в фор
мулу (1-49) подставляют взамен действительной части
коэффициента усиления его модуль К или коэффи-
циент усиления каскада на средних частотах /Со.
При полной оценке влияния входной емкости кас-
када следует под емкостями Сс.к и Сс.а подразумевать
сумму междуэлектродных емкостей ламп (дающихся в
справочниках) с паразитными емкостями монтажа со-
единений.
Найдем входное сопротивление каскада с катодной
нагрузкой (рис. 10). Эквивалентная схема его входной
цепи дана на рис. 26, б. Так же, как в предыдущем
случае, находим входную проводимость
уг ___ 11 ^С, К Т I С. а
вх ” 77i “ ’
Из рис. 26, б
^с. а == U1 ’ Ус. а == ^1/^^с. а,
7с. к = (^ - и2) Y с, к = (и1 - U2) jo>Cc. к>
следовательно,
УВХ = УС. а + (1-/<)Ус.к
46
Представив К в виде К = Лл 4- ]К2 и введя величины
Сс. а и Сс. к» после преобразований получим
^вх = ^Сс. кК2 4~ /(0 [Сс. а 4” Сс. к (1 — ^1)]«
Последнее соотношение показывает, что входная прово-
димость каскада с катодной нагрузкой, также как и
каскада с заземленным катодом, является величиной комп-
лексной и образуется параллельным соединением актив-
ной и емкостной составляющих
; (1-50)
Свх = Сс. а +Сс. к(1-К1). (1-51)
Величина входной емкости каскада с общим анодом
значительно меньше входной емкости каскада с общим
катодом [см. (1-49)], так как Сс. а обычно меньше Сс. к>
a Ki в каскадах с обшим анодом меньше единицы. Со-
противление RBx становится отрицательным при К2 < 0>
т. е при емкостной нагрузке в катодной цепи.
Определим входное сопротивление каскада с обшей
сеткой (рис. 24). Эквивалентная схема входной цепи
дана на рис. 26, в.
Входная проводимость
у ____ Л __ 7с. к + ^а. к 4~ SUC
вх - Ш “ г/1
или
у Л1Ус.к4-(р1-^2)Уа.к4-5Гс
вх иг
Приняв для упрощения получим
Увх-ГС. к +(1-Ю Уа к + 5,
а после подстановки Ус к = ]'®Сс к; У а к=/и)Са.к; К =
= Кг + 1К2
Увх — к + 5 4“ /'° [Сс. к 4" Са. к (1 — -К1)]*
Следовательно, в данном каскаде входное сопротивление
также комплексное и образуется параллельным соедине-
нием активной и емкостной составляющих
/?вх = к + s; (1"52>
Свх = Сс, К 4~ Са. к (1 — А].)- (1-53)
47
Величина /?вх оказывается сравнительно малой. Это
объясняется тем, что по входной цепи протекает анодный
ЮК.
Входная емкость каскада с общей сеткой незначи-
тельна и может даже принимать отрицательные значения.
Коэффициент нелинейных искажений.
Одной из основных задач при анализе и оценке усили-
телей является количественное определение возникающих
в схеме нелинейных искажений. Особенно это имеет зна-
чение при рассмотрении усилителей мощности звукового
диапазона. В усилителях напряжения возбуждающие
сигналы часто малы, вследствие чего усилитель можно
считать элементом линейным. Однако в некоторых слу-
чаях определение нелинейных искажений в усилителях
напряжения является необходимым.
Чаще всего нелинейные искажения определяют гра-
фоаналитически— методом пяти ординат.
Сущность этого метода заключается в том, что при
воздействии на сетку лампы гармонических колебаний
Uс = (До + cm cos со/ выражение анодного тока при не-
линейной характеристике /а (Uz) всегда можно свести к
тригонометрическому ряду:
ia = /а ср + lam. COS о)/ -J- /ап1, COS 2d)/ -|-
+ /ат» COS 3(о/ + COS 4(1)/ . . . (1-54)
в котором, кроме некоторой постоянной составляющей
/а. ср И первой гармоники с амплитудой /а/П1, содержат-
ся высшие гармоники с амплитудами /аШ1, /ат,, /ат< ...
и т. д. Для практических расчетов вполне достаточно
ограничиться учетом четырех гармоник и определять
коэффициент нелинейных искажений kf по формуле
^ат.
Гармоники более высоких порядков существенной
роли не играют, так как их амплитуды настолько малы,
что ими можно пренебречь. Основываясь на динамиче-
ской характеристике каскада, можно найти значение
ПЯТИ неизвестных величин /а. Ср, /атР /зт», Кт,, Кт,
входящих в уравнение (1-54). Для этого нужно соста-
вить пять уравнений, соответствующих различным зна-
48
чениям фазового угла со/ и по динамической характери-
стике дня каждого значения найти ia. Удобнее всего
рассматривать следующие значения фазового угла:
<i>t = 0; с»/ = 3-; W = у; = д-; о>г = л.
Из рис. 27 ясно, что указанным фазовым углам соот-
ветствуют следующие значения анодного тока: /а тах, Л»
/а0, /2, /а min- Подставив выбранные значения фазовых
Рис. 27. График, иллюстрирующий опреде-
ление нелинейных искажений методом пяти
ординат.
углов и соответствующие им значения анодных токов в
выражение (1-54), получим систему из пяти уравнений:
о)/ = О*, /а max == ^а. ср 4“ I ami 4“ ^а/п, 4" ^ат, 4“ ^amj
= у J II = la. ср4~0»5^ami — 0,5/amt Iат, 0,5/а/п4»
^1 = ~2 ’» Ло = Л. ср “Ь 0 — Iат, 4“ 0 4“ ^amj
^1 — J > ^2 = ^а. ср — 0,5/amj—0»5/amt 4” lam, ^&lam,\
= ТС J I a min = la. cp — I amt 4~ lam, lam, 4“ Iam,*
4 682
49
Решение системы уравнений дает расчетные формулы
для определения гармонических составляющих анодного
тока и его среднего значения
г ____ a max Za min “Ь Z1
1am! — g
г ___a max Za min^ ^ао
I атя — 2
г I a max Za min (Л /2)
Дат, — g • (1-55)
г ____la max 4г I a min — 4 (/1 -f-/2) 4“ 6Zaa
1 am < — 12
r __ Ja max + Za min + 2 (Л + /2)
* a.cp ~ § j
Очевидно, что для нахождения пяти ординат /атах,
Л» Ло» ^2» /а min НвТ НЗДОбнОСТИ СТрОИТЬ Кривую
Достаточно после построения динамической. характери-
стики ia (д/с) через рабочую точку А провести вертикаль,
чтобы получить ординату /ао. Зная амплитуду возбуж-
дающего напряжения Ucm и отложив по оси ис влево и
вправо от ординаты /ао отрезок, равный Ucmaxt находим
la max И /а min« Отложив влево и вправо от ординаты /ао
(7
по оси ис отрезок , получаем ординаты и /2.
Значения фазовых углов («/, равные ~ и у , поэтому и
выбраны, чтобы ординаты и /2 проводились через точ-
ки, отстоящие от ординаты /ао по оси ис на отрезок
Ucm
-у, что облегчает построение.
Пять опорных ординат могут быть найдены также по
динамической характеристике в системе координат
ia(//a) (рис. 28). Ординаты /атах, Д, /ао, /2 и/а min про-
водятся через точки пересечения динамической характе-
ристики со статическими характеристиками, соответству-
ющими следующим смещениям:
Д max, Д/с = Ucq 4- Uст\ ^1, Д/с = Uс0 4 у" »
Ucm
law Uc == ^2» = со 2~ *
Д min, Д/с = Uст-
Определение пяти ординат по характеристикам да (д/а)
затруднительно в связи с тем, что в семействах стати-
50
с максимальной тщательностью
Рис. 28. График, иллюстрирующий
определение пяти ординат по динами-
ческой характеристике в координатах
*а (“а)-
ческих характеристик ia(ua). приведенных в справочни-
ках, часто отсутствуют характеристики, построенные при
требующихся для данного конкретного случая смеще-
ниях ис. При интерполяции характеристик могут воз-
никнуть существенные неточности, поэтому построения
необходимо производить
во избежание значитель-
ных погрешностей.
При определении kf
для триодов построение
и формулы упрощаются.
Динамическая характе-
ристика триодов близка
по форме к квадратич-
ной параболе, и с допус-
тимой для технических
целей точностью kf мож-
но определять по фор-
муле
amt
I ат1
пренебрегая высшими
Гармониками.
В этом случае для
величины Трех ординат — /атах» /а0»
Пользуясь соображениями, аналогичными приведен-
ным выше, получим формулы трех ординат
вычисления kf достаточно знать
атах» /ао» /а min (рИС. 27, 28).
г _____ /а max a min
1 атх — 2
Т _____ (/a max ^а min) /а0 .
* ат, — g *
(/а max /а min) + ^а0
а. ср_______Л----------------------
(1-56)
Рассмотрим способ определения нелинейных искаже-
ний в усилителях, основанный на аппроксимации (при-
ближенной аналитической записи) динамических характе-
ристик ia (ис)-
Динамическую характеристику лампы ia (z/c) можно
аппроксимировать с помощью полинома. Степень поли-
нома обусловлена точностью, с которой аналитическая
запись должна соответствовать аппроксимируемой кри-
4
51
вой, и видом характеристики. Для определения коэффи-
циента нели гейности можно ограничиться полиномом
третьей степени, а последующими членами пренебречь в
связи с их незначительной величиной. Если исключить
из рассмотрения постоянные составляющие токов и на-
пряжений и интересо-
ваться только перемен-
ными составляющими,
то полином, описываю-
щий динамическую ха-
рактеристику, примет
вид
= Si^c + S2uc -|-
+ S3uc.
[ри такой записи
ОСИ Г а И Uc условно
перенесены и располо-
Рис. 29. График, иллюстрирующий жены так, что начало ко-
определение коэффициентов полинома, ординат совпадает С ра-
бочей точкой А (рис. 29).
Считая, что ис изменяется по синусоидальному за-
кону ис = since/ и подставляя это выражение в ряд
/а, ПОЛУЧИМ
fa = S.UСт Sin <»t -f- S2Ucm ’ /j 4”
4- S3Ucm ~ sin <d/ — — sin 3(i)/
ИЛИ
la = 4- (Sxt/cm + -J S3U*m) Sin w/ _
Следовательно
s us
cos 2w/------3.cm sin Зю/.
4
i, = SilJcm 4” Y S3Ucm
'• 2
_s3t/3cm p
'• - 4
(1-57)
52
Коэффициенты полинома S1} S2 и S3 можно вычис-
лить различными методами, (например методом Чебыше-
ва или наименьших квадратов и др.). Проще всего вос-
пользоваться упрощенным интерполяционным методом
Лагранжа, точность которого для данного случая до-
статочна.
Чтобы вычислить Sx, S2 и S3 по этому методу, нуж-
но используемый участок динамической характеристики
га (ис) разбить на четыре части, как показано на рис. 29,
определить ординаты уъ у2, Уз, Уь и отрезок х по оси
абсцисс. Коэффициенты полинома вычисляются по сле-
дующим формулам:
Si = у "3 (У1 4" Уз) — |2 (у2 4" Уа) j
^2==х2 "з^1 — —24
53 = (У1 4- Уз) 4“ 12 4~ ]
(1-58)
В приведенные формулы подставляются абсолютные
значения ординат. Если ординаты выражены в милли-
амперах, ах— в вольтах, то размерность коэффициен-
тов Sb S2 и S3 будет соответственно ma/в, та/в\
Для облегчения пользования формулами (1-57) в
табл. 1 даны значения Sx, S2 и S3, вычисленные при
разных нагрузочных сопротивлениях для некоторых часто
встречающихся ламп.
Колебательная мощность. Наиболее распро-
страненный в инженерной практике метод определения
колебательной мощности усилителя — графический, по
так называемому треугольнику мощности АВС (рис. 28).
Треугольник мощности строится после построения ди-
намической характеристики по переменному току. Катеты
заштрихованного треугольника равны Uam и 1апг, следо-
вательно, его площадь количественно равна колебатель-
ной мощности каскада
Р~ Сamiam.
Конечно, такой метод дает лишь приближенное значение
Р~. Точнее Р~ определяется после вычисления первой
гармоники анодного тока 1атх
Р~ — ~2 lamj^ani ~ Iam^Pa*
53
Таблица 1
Значения коэффициентов Si, S2 и S3 для некоторых ламп
1 ип лампы Вели- чина нагруз- ки (в ком) (в та/в) (в male1) (в nta/e*) Режим ламп (в в)
10 2,0 0,102 —0,012 и0 = 250, и = -4, < 4
6Н1П 20 50 1,23 0,69 0,005 0,045 —0,009 —0,006
50 0,84 0,02 —0,02 (/„ = 250, U.„ = -1,5
6Н2П 100 200 0,59 0,39 0,16 0,01 —0,02 —0,02 ^ст<1.5
20 3,1 0,70 —0,12 {/„ = 200; {/с0 = -2,5
6Ж2П 30 40 3,0 2,3 0,04 —1,00 —0,20 —0,56 ^<1
8 5,16 0,38 —0,048 Uo = 250; иэ = 150;
6ЖЗП 16 20 5,41 4,68 0,50 —0,71 —0,590 —0,740 {/с0 = -1,5: {/ст<1,5;
4,7 8,91 0,41 0,43 </„ = 300; U9 = 150
6Ж4 7,5 8,35 0,61 0,33
10,0 8,35 0,72 —0,36 {/с0 = -1,5; 4/ст<1,5
3,0 4,08 0,08 —0,002 Uo = 250; U3 = 250
6П6С 4,5 4,00 0,09 —0,004 Ucn = — 12,5;
13,0 3,04 —0,06 —0,006 Ucm< 12,5
1 5,65 0,123 —0,001 (/„ = 250; U3 = 240;
6ПЗС 2 4 5,48 5,37 0,093 0,037 —0,002 —0,008 ^со = ~'5- ^ст<15
4 10,50 0,249 —0,085 {/„ = 250; Оэ = 150
6П9 7 12 10,48 9,67 0,147 —0,595 —0,224 —0,306 Uco = - 3; Ucm < 3
4 9,05 0,014 —0,045 Uo = 250; U3 = 250
6П14П 5,5 7,5 8,88 8,59 —0,084 —0,226 —0,063 —0,075 ^со = —6; Ucm<6
Глава 2
РЕОСТАТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД
§ 1. Общие сведения
Реостатный усилительный каскад является каскадом
усиления напряжения и включает в себя все элементы,
необходимые для передачи усиленного лампой напряжения
на сетку последующего каскада. Принципиальная схема
реостатного усилительного каскада показана на рис. 30, а.
Источники Uo и Uco обеспечивают нормальный режим
лампы по постоянному току. Сопротивление анодной на-
грузки /?а является тем элементом, на котором выде-
ляется усиленное напряжение. При поступлении на сетку
лампы подлежащего усилению сигнала ис~ в анодной
цепи появится пульсирующий ток, под действием кото-
рого на сопротивлении Ra выделится пульсирующее на-
пряжение. Переменную составляющую этого напряжения
нужно передать на сетку следующей лампы. Постоянную
составляющую, величина которой порядка десятков и со-
тен вольт, с плюсом относительно катода нельзя пода-
вать на вторую лампу, так как она окажется в ненор-
мальном режиме работы. Чтобы передать на сетку 2-ой
лампы только переменное напряжение, между анодом
1-ой лампы и управляющей сеткой 2-ой лампы включен
разделительный конденсатор Сс.
Сопротивление Rc называется сопротивлением утечки,
по нему протекают электроны с сетки 2-ой лампы на
ее катод. Это же сопротивление служит для передачи
напряжения от источника (7Со, на сетку второй лампы.
55
Сопротивление Ra для триодов обычно в несколько
раз больше внутреннего сопротивления лампы, ориенти-
ровочно R^ (1 -г- 5) R t. В усилителе зв} ковых частот на
пентоде Ra всегда меньше RL и выбирается примерно
в пределах: /?а ~ (0,05-4-0,2)В реальных схемах при-
меняются Ra порядка десятков и сотен ком.
Рис. 30. Схемы реостатного усилительного каскада:
а — принципиальная; б — эквивалентная.
Сопротивление Rc должно быть в несколько раз боль-
шим чем так как по переменному току Rc включено
параллельно Ra и не должно существенно его уменьшать.
Ориентировочно Rc (5 — 10) /?а- В реальных схемах
встречаются Rc от сотен килоом до нескольких мегом.
Емкость конденсатора Сс порядка десятков тысяч пи-
кофарад в основном зависит от нижней граничной частоты,
пропускаемой усилителем, и от величины Rc. Рабочее
напряжение этого конденсатора должно превышать на-
56
пряжение UQ. Сопротивление изоляции конденсатора — 7?^
должно быть более 100-=- 150 Мом. Если это условие не
выполняется, то по цепи /?а, Ry, Rc будет течь сравни-
тельно большой постоянный ток, который создаст на со-
противлении Rc положительное относительно катода на-
пряжение и нормальный режим 2-ой лампы может нару-
шиться.
Достоинством реостатного каскада является простота
схемы и конструкции, при которой легко обеспечиваются
малые частотные и фазовые искажения. Вес и габариты
набора деталей незначительны, стоимость деталей обычно
ниже, чем в каскадах усиления напряжения других типов.
К недостаткам реостатного усилительного каскада
можно отнести нецелесообразность использования его для
возбуждения каскада, работающего с сеточными токами,
заметную потерю постоянного напряжения на нагрузоч-
ном сопротивлении /?а, вследствие чего снижается уси-
ление. Недостатки реостатного усилительного каскада
в большинстве случаев не являются существенными, по-
этому он широко используется в самых разнообразных
установках и является основным каскадом усиления на-
пряжения.
§ 2. Комплексный коэффициент усиления
Основные параметры, характеризующие работу рео-
статного каскада, можно получить из общего выражения
для коэффициента усиления /( (гл. 1 § 6).
Эквивалентная схема реостатного усилительного кас-
када показана на рис. 30, б. Емкость Со не изображена
на принципиальной схеме (рис. 30, а), так как состав-
ляется параллельно включенными входной емкостью 2-ой
лампы, выходной емкостью 1-ой лампы и паразитной
емкостью монтажных соединений
Со = Свыхjj 4~ Свхjj 4- См.
Емкости СВыхл и Свхл можно считать включенными па-
раллельно, поскольку разделяющая их емкость Сс доста-
точно велика Сс > СВХл . Емкость монтажа См обычно
лежит в пределах 5н-25пф.
В соответствии с формулой (1-49)
Свхл> = Сс. кЛа 4“ Сс. аЛ1 (1 +
57
Обычно в реальных схемах емкость Со равна десяткам
пикофарад.
Сравнивая эквивалентную схему реостатного усили-
тельного каскада (рис. 30, б) с общей эквивалентной
схемой типового усилителя (рис. 21, а), можно записать
значения проводимостей для данного усилителя
Л = = К = /Шсс; У4 = ^ + /шС0. (2-1)
Подставляя значения проводимостей в формулу (1-35),
получим
к =-----------j—£-----------------.
С+ri) V + +Ri fe+/шСо)
После простых преобразований, пренебрегая отноше-
Со
нием , которое в реальных условиях исчисляется со-
тыми и тысячными долями единицы, получим
или
_______________F______________
1 -|_я» -I-я*
/?а /?а
1 + / [^C0Rv----г / D i D'j
[ U О)Сс(/?с 4- /\i)J
Здесь Ri — параллельное соединение /?а и 7?z.
Символом R? обозначено суммарное сопротивление;
состоящее из трех сопротивлений — /?а, Rj и Rc, включен-
ных параллельно
_L__L + _L + ±
Ъ Ra Ri Rc
(2-3)
Параллельно R% включена паразитная емкость Со.
Произведение С на R, имеющее размерность времени,
называют постоянной времени цепи. Назовем постоянной
времени анодной цепи та = C0Rs, сеточной цепи тс =
= Сс (Rc + R'i).
58
В большинстве случаев Rl Rc и тс = CcRc. Обо-
значая
получим выражение для коэффициента усиления реостат-
ного усилительного каскада в комплексном виде
К =-------- Ко . . (2-4)
Выражение (2-4) определяет частотную и фазовую харак-
теристики каскада и дает возможность получить ряд фор-
мул, необходимых для его инженерного расчета. Напом-
ним, что здесь отброшен знак минус, указывающий на
сдвиг фаз, равный 180°, между входным и выходным
напряжениями.
§ 3. Основные 1)асчетные соотношения
Пользуясь зависимостями (1-44) и (1-45) применительно
к выражению (2-4), найдем модуль К и его фазу ср
(2-5)
Угол ср — это угол между входным напряжением
и выходным U2 без учета поворота фазы лампой на 180°;
? = — arc tg (wta — JL
(2-6)
Равенства (2-5) и (2-6) для модуля и фазы хоэффи-
циента усиления представляют собой уравнения частотной
и фазовой характеристик реостатного каскада. Они по-
казывают, как К и ср зависят от параметров схемы и от
частоты. Из формул видно, что при ю = 0, К — 0, а ср = у
по мере роста частоты К растет, а ср падает. На неко-
торой частоте ioo ср = 0, а Л = 7<0. При дальнейшем росте
со начинает падать К, а ср становится отрицательным и
59
растет по абсолютной величине. При <п -> со <? -> ~ , а /С->0.
Обычный вид частотней и фазовей характеристик рео-
статного каскада, построенных по формулам (2-5) и (2-6),
показан на рис. 31.
Из частотной характеристики видно, что существует
область частот, в которой коэффициент усиления изме-
няется незначительно — это область средних частот. Об-
ласть частот левее средних, где начинается заметное па-
дение К при понижении частоты, называют областью или
Рис. 31. Общий вид частотной и фазовой характеристик
реостатного каскада.
зоной низших частот. Область частот правее средних, где
также начинается понижение К, называют областью выс-
ших частот. Когда речь идет об усилении каскада без
указания частоты, то имеют в виду усиление на средних
частотах. Резко выраженных границ перехода из одной
области в другую указать нельзя. Это деление до неко-
торой степени условно и зависит от величины элементов
схемы. Ориентировочно в звуковом диапазоне к области
низших частот относят полосу частот, лежащую ниже
200—300 гц, а к области высших—лежащую выше 4—5 кгц.
Область средних частот обычного реостатного усилителя
примерно от 400—500 гц до 3—4 кгц.
Рассмотрение работы усилителя раздельно по областям
частот дает возможность вывести простые расчетные со-
отношения, широко применяющиеся в инженерной прак-
тике.
60
Область средних частот. Средней частотой
усилителя (f0 или о>0 = 2к/0) называют частоту, на которой
фазовый сдвиг равен- нулю. Пользуясь формулой (2-6)
и приняв <р = О, получим
о>о=7^=. (2-7)
’ "а • тс
Подставив значение о>0 в (2-5), найдем, что на средней
частоте коэффициент усиления
Вынося в знаменателе Ri за скобку, вводя R% (2-3) и учи-
тывая, чго ~- = Sy где u, R; и S —статические параметры
лампы, получим
Ко = S7?e. (2-9)
В большинстве случаев, учитывая неравенство Ra <С /?с,
можно определить коэффициент усиления реостатного кас-
када по формуле
р
= (2-10)
В теории усилителей удобно пользоваться коэффициен-
том а, называемым множителем нагрузки, под которым
понимают отношение нагрузочного сопротивления к вну-
треннему сопротивлению лампы
Вводя а, получим
(2-11)
Формулы (2-10) и (2-11) показывают, что с ростом /?а
(или а) /Со возрастает, стремясь к р.. Сопротивление Ra
в реальной схеме, однако, не следует брать слишком
большим, так как напряжение на аноде при этом может
настолько понизиться, что лампа окажется в ненормаль-
ном режиме и усиление каскада упадет. В каскадах на
триодах чаще всего а лежит в пределах а= 1-4-5, на
пентодах а = 0,05 -4~ 0,2.
61
Для пентодов при сравнительно небольших нагрузках,
когда справедливо неравенство R^Rat величиной Ra в
знаменателе формулы (2-10) можно пренебречь. Тогда по-
лучим
K0 = ^-,Ra = SRa. (2-12)
Эквивалентная схема реостатного каскада на средних
частотах не содержит емкостей (рис. 32, а), так как со-
противлением конденсатора Сс на средних частотах можно
пренебречь, т. е. считать 0. Сопротивление кон-
Рис. 32. Эквивалентные схемы реостатного каскада:
а — для средних частот; б — для низших частот.
денсатора Со велико ввиду малой его величины, так что
—> Ri и с шунтирующим действием емкости Со
<о0 • Со
также можно не считаться.
Область низших частот. В области средних
частот (u) = ю0) существует равенство
На низших частотах, поскольку <dh в несколько раз
меньше ю0, становится справедливым неравенство
^а«^.
Практически а)н~а в несколько десятков раз меньше
1
вследствие чего при расчетах в области низших ча-
стот можно упростить формулы (2-5) и (2-6).
62
Коэффициент усиления и фазовые сдвиги на низших
частотах можно с достаточной для технических целей
точностью считать по формулам
?H = arctg^.
н с
(2-13)
(2-14)
Из формулы (2-13) получаем соотношение для опре-
деления коэффициента частотных искажений реостатного
усилительного каскада в области низших частот
Приведенные формулы не содержат емкости Со. Дейст-
вием этой емкости можно пренебречь, так как при реаль-
ных значениях Со выполняется условие—> Ra. Экви-
валентная схема каскада для низших частот приведена
на рис. 32, б.
Формулы (2-14) и (2-15) показывают, что частотные
искажения и фазовые сдвиги в реостатном каскаде на
низших частотах определяются постоянной времени се-
точной цепи тс = CcRc и будут тем меньше, чем больше
тс (рис. 31). Если элементы схемы выбраны так, что не-
равенство Rc^> R- не выполняется, то Л4Н и <рн зависят
также от величин Ra и Rz. В особых случаях, когда
Ra • Ri n
Rz = -- ,-D Rc, качественные показатели в зоне низ-
Ra •" Ki
ших частот определяются постоянной времени тс = Сс • Rt>
но обычно работа реостатного каскада определяется ве-
личиной тс = Яс • Сс- Элементы Сс и Rc образуют дели-
тель для переменного напряжения (/а, передаваемого с со-
противления Ra на сетку следующей лампы — U2
(рис. 32, б). Чем больше емкость Сс, а значит меньше
1
сопротивление емкостной ветви делителя —, тем лучше
шнСс
передача напряжения (U2 меньше отличается от Са).
63
Увеличение сопротивления /?с также улучшает пере-
дачу напряжения. По мере снижения частоты возрастает
сопротивление емкостной ветви делителя CcRc и усиление
уменьшается. Аналогично объясняется влияние Сс и Rc
на фазовые сдвиги. Угол ? тем меньше, чем меньше со-
противление и больше Rc. Независимо от величин Сс
и Rc при ш = 0 угол сдвига фаз ср = ~ , а коэффициент
усиления К = 0.
Частотные искажения и фазовые сдвиги в области
низших частот будут тем меньше, чем больше емкость Сс
и сопротивление Однако чрезмерно большие Сс и Rc
применять не следует.
При слишком большом сопротивлении Rc на нем вы-
деляется значительное напряжение, положительное отно-
сительно земли. Это напряжение, нарушающее нормаль-
ный режим работы, обусловлено утечкой конденсатора Сс
и утечкой арматуры между электродами анод-сетка вто-
рой лампы. Кроме того, если Rc велико настолько, что
соизмеримо с паразитным сопротивлением утечек цепи
сетка-катод второй лампы (обычно это величина порядка
сотен мегом), то сеточные токи несмотря на их малую
величину создают на большом сопротивлении значитель-
ное напряжение смещения. Так как паразитное сопро-
тивление утечек и влияние сеточного тока сильно зави-
сят от смены ламп, температуры, влажности и до., работа
каскада становится нестабильной и по сути неуправляе-
мой. Поэтому в реальных схемах Rc обычно не превы-
шает нескольких мегом. Для некоторых ламп со сравни-
тельно большими сеточными токами наибольшая рекомен-
дуемая величина сопротивления Rc специально оговорена
в справочниках и составляет несколько сот килоом.
Ее рекомендуется также применять конденсатор Сс
чрезмерно большой емкости, так как возрастают его га-
бариты, уменьшается сопротивление изоляции и увеличи-
вается стоимость. С ростом габаритов конденсатора Сс
возрастают паразитные емкости цепи сетка-катод т. е.
растет Со, а это неблагоприятно сказывается на работе
усилителя в зоне высших частот. Обычно величина ем-
кости разделительного конденсатора выбирается равной
десяткам тысяч пикофарад, но в особых случаях может
быть и больше. Следует также отметить, что в многокас-
€4
кадчых усилителях с общим источником анодного пита-
ния большая величина постоянной времени -с способствует
возникновению паразитного самовозбуждения на весьма
низких частотах (порядка герц).
Область высших частот. Обращаясь вновь к
равенству о)0~а = —, справедтивому на средних часто-
Чотс
тах, и учитывая, что в несколько раз больше ю0, по-
лучаем для области высших частот условие ов"с»-------.
6)втс
Это условие позволяет упростить формулы (2-5) и (2-6)
и определить с достаточной дтя практических расчетов
точностью усиление и фазовые сдвиги на высших часто-
тах по формулам:
I 1 +
(2-16)
срв — — arc tg wBTa.
(2-17)
Коэффициент частотных искажений реостатного уси-
лителя в области высших частот
Мв = J-0 = ф 1 + (<овха)2- (2-18)
Емкость Сс не вошла в расчетные формулы вследствие
того, что на высших частотах сопротивление раздели-
тельного конденсатора настолько мало по сравнению
с сопротивлением /?с> что им можно пренебречь.
Емкость Со, действие которой на низших частотах не
учитывается, в области высших частот имеет большое
значение, ее сопротивление —падает и шунтирует на-
<овСо
грузочное сопротивление каскада.
Из приведенных формул (2-17) и (2-18) видно, что
частотные искажения и фазовые сдвиги в реостатном кас-
каде на высших частотах определяются постоянной вре-
мени анодной цепи та = Со/?_ и будут тем меньше, чем
меньше ее величина. На рис. 31 показаны частотные и
фазовые характеристики каскада в области высших час-
тот с разными та (т31 < т31).
5 6S2
65
Эквивалентная схема реостатного каскада для зоны
высших частот показана на рис. 33, а. Частотные и фа-
зовые искажения зависят от соотношения сопротивлений
и —, а не от их абсолютных величин. Чем меньше
(OG0
сопротивление /?_ сравнительно с тем слабее шун-
Рис. 33. Эквивалентные схемы реос-
татного каскада для высших частот:
а — обычная; б — преобразованная.
тирующее действие емкости
Со и лучше характеристики
каскада. Эквивалентную
схему каскада (рис. 33, б)
можно получить из схемы
(рис. 33, а), применяя
теорему об эквивалентном
генераторе, Такая схема
дает наглядное представ-
ление о влиянии элементов
Rs и Со на работу каскада.
Для улучшения работы
усилителя в области выс-
ших частот необходимо
уменьшать сопротивление
и емкость Со. Так как
сопротивление Rc обычно
значительно больше сопро-
тивления Ra, а уменьшать
его нельзя вследствие ухуд-
шения работы каскада в
области низших частот, то
можно считать, что Rc практически не изменяет 7?s и не
оказывает существенного влияния на работу усилителя
в области высших частот. Если усилитель выполнен на
триоде, то обычно сопротивление Ra в несколько раз
больше сопротивления Rt и его уменьшение не приводит
к заметному изменению суммарного сопротивления
Последнее в значительной мере зависит от внутреннего
сопротивления лампы поэтому для уменьшения сопро-
тивления Rz применяются лампы с малым значением /?,.
В усилителе на пентоде обычно величина R^Ra,
поэтому уменьшать значение можно только за счет 7?а.
Чем шире полоса пропускаемых частот, тем должна быть
меньшей величина сопротивления нагрузки (в широко-
полосных усилителях Ra иногда меньше 1 ком).
66
Для уменьшения паразитной емкости Со необходимо
стремиться уменьшать значение емкости См, тщательно
продумывая монтаж и укорачивая до минимума соедини-
тельные провода. Следует по возможности избегать при-
менения экранизированных проводов, обладающих осо-
бенно большой емкостью на корпус (ориентировочно
емкость 1 см экранированнсго провода примерно равна
2—3 пф).
Существеннее значение при рассмотрении величины Со
имеет входная емкость последующего каскада (см. гл. 1,
§ 6)
Свх jjt = Сс. к JJ9 + Сс. а (1 +
(здесь Кл, — усиление следующего каскада). Стедователь-
но, для уменьшения значения Со нужно в последующем кас-
каде применять лампу с малыми междуэлектродными ем-
костями. Лучшие результаты получаются при примене-
нии пентодов.
Частотные искажения и фазовые сдвиги
обусловлены общей причиной — наличием реактивных эле-
ментов в тракте усилителя.
Из выражения (2-5) находим

(2-19)
Представив выражение (2-4) в виде К = Ki ]Кг и
использовав известное соотношение
после простых преобразований получим
cos ср =----^=7=;== . (2-20)
]/ l +
Сравнив выражение (2-19) и (2-20), видим, что фазо-
вые сдвиги и частотные искажения в реостатном усили-
теле связаны такой простой зависимостью:
cos<p = ~. (2-21)
5*
67
С помощью зависимости (2-21) удобно строить фазовую
характеристику по известной частотной или частотную
характеристику по известной фазовой. Необходимо только
иметь в виду, что знак угла о в формуле (2-21) не отра-
жен и в области низших частот следует считать угол
сдвига фаз <рн > 0, а в области высших — срв < 0.
§ 4. Каскад с автосмещеипем и развязывающим
фильтром на пентоде
Частотные и фазовые искажения каскада в области
низших частот в основном определяются постоянной вре-
мени сеточной цепи тс = CcRc. Иногда же приходится
учитывать не только действие разделительной цепи CcRc,
но также и действие других элементов.
Рис. 34. Схема реостатного каскада с автосмещением и развязывающим
фильтром на пентоде.
Широко распространенная схема реостатного каскада
выполнена на пентоде (рис. 34) с автоматическим смеще-
нием и развязывающим фильтром в анодной цепи.
Элементы автосмещения Ск и RK, цепи экранной сетки
Сэ и R3 и развязывающего фильтра Сф и R$ могут су-
щественно влиять на работу усилителя в зоне низших
частот. Учет действия одновременно всех перечисленных
элементов связан с весьма громоздкими соотношениями.
Поэтому влияние каждого из них на частотную и фазо-
68
вую характеристики каскада целесообразно рассматривать
раздельно.
Цепь Ск7?к. Автосмещение должно быть выполнено
так, чтобы на сопротивлении /?к под действием постоян-
ных составляющих токов анода и экранной сетки созда-
валось требующееся напряжение смещения /7Со, а
менная составляющая анодного тока замыкалась
Ск, т. е.
пере-
через
р __ п
Если сопротивление емкостной ветви цепи Ск/?к на самой
нижней частоте диапазона по крайней мере в 10 раз
меньше, чем сопротивление RKi т. е.
ю
Ск>
(2-22)
то цепь CKRK практических частотных искажений не вно-
сит. Если условие (2-22) не выполняется, то на катоде
Рис. 35. Схемы каскада с цепью автссмещекия:
а — принципиальная; б — эквивалентная.
лампы относительно земли в области низших частот об-
разуется переменное напряжение, включенное навстречу
напряжению источника возбуждения. (В схеме появляется
так называемая отрицательная обратная связь по току).
Вследствие этого уменьшается переменное напряжение,
приложенное между сеткой и катодом лампы, значит
уменьшается выходное напряжение и падает усиление.
Если значение Ск значительно меньше требуемого по ус-
ловию (2-22), то усиление каскада может быть ослаблено
не только в области низших, но также в области сред-
них и высших частот диапазона.
Найдем количественно величину частотных искажений
и фазовых сдвигов, вносимых цепью Ск/?к. На рис. 35, а
показана схема каскада, включающая рассматриваемую
цепь. Коэффициент усиления равен
- Va 7 . Ra 7а. /?а
TS __ " ™ а а.
а________________
L\-t7c+UK_t7c + 7aZK’
где
7 Rk^ck
₽к Г г"
К
Из эквивалентной схемы (рис. 35, б) ясно, что
Л =
+ Яа + Zk
n г,-
Принимая во внимание, что д0 = , обозначая по-
/D О+^к
стоянную времени катодной цепи тк = ChRK и - D D =
Ki “Г Аа
= а, получим
Ко(1+/^к)
1 + а + /Ш7К
(2-23)
Из соотношения (2-23) можно определить
сдвиг <рк, вносимый непыо автосмещения
фазовый
псотк
tg ?К —- 2
1 Ч- <7 4- и)2тк
(2-24)
и коэффициент частотных искажений
юЧк
2
К
Фазовые сдвиги, вносимые цепью Ск7?к> равны нулю
при со = 0, увеличиваются с ростом частоты и вновь стре-
мятся к нулю при ш->оо.
ми. к =]
(2-25)
70
Исследуя выражения (2-24) на максимум по частоте,
найдем, что при частоте

(2-26)
угол сдвига фаз максимален и равен
ср = arc tg -
‘к. max 2
а
1 + а
В реальных схемах величина а имеет порядок:
0,5-ь 1,5 и максимальный угол сдвига фаз с?к mqx мо-
жет достигать нескольких десятков градусов.
Из соотношения (2-25) можно получить формулу для
вычисления емкости Ск по заданным величинам cdh, 7?к
и Л1н,к
(2-27)
Воспользовавшись формулой (2-25), можно оценить
частотные искажения, которые вносит цепь автосмеще-
ния при выполнении условия Ск = —ЯЯ. Приняв 1,
40 н*'к
получим Мн. к 1,015 (0,15 дб). Если же уменьшать
емкость Ск и принять, как иногда рекомендуют, Ск =
з
=—то Ми.к == 1,11 (1 дб). Западание частотной
характеристики на 0,1 — 0,15 дб в большинстве слу-
чаев^ является несущественным и поэтому считаем, что
Ю
при Ск > цепь автосмещения частотных искажении
не вносит. Но если это условие не выполняется, то сле-
дует учесть действие цепи CKRK.
Цепь C3R3. При недостаточной фильтрации цепью
Сэ7?э переменной составляющей тока экранной сетки, на
ней относительно катода создается переменное напряже-
ние иэ> которое оказывает на переменную составляющую
анодного тока действие, обратное действию возбуждаю-
щего напряжения приложенного к управляющей
сетке. Это вызывает уменьшение выходного напряжения
и, следовательно, усиления.
71
Сопротивление в цепи экранной сетки должно обес-
печить требуемый режим лампы по постоянному току
где U3 и /э — постоянные напряжение и ток экранной
сетки.
Переменная составляющая тока экранной сетки замы-
кается на землю через конденсатор Сэ и не протекает по
сопротивлению 7?э> если < /?э. Цепь экранной сетки
практически не вносит частотных и фазовых искажений
при выполнении условия
. (2-28)
Если на низших частотах фильтрация не обеспечи-
вается, а на средних и высших она достаточна, то в
частотной характеристике усилителя образуется запада-
ние в области низших частот.
Эффект от действия цепи экранной сетки Сэ/?э при
невыполнении условия (2-28) аналогичен действию цепи
Ск/?к при невыполнении условия (2-22).
Приведенное к управляющей сетке напряжение эк-
ранной сетки (7с.э равно
Z7C. э = D3U3 = • 7Э -Z3 = D3------ •
где D3, |1э, Ri3— проницаемость, коэффициент усиления
и внутреннее сопротивление лампы по экранной сетке;
Z3 — комплексное сопротивление цепи экраннсй сетки
о 1
э p._L 1 + 1 + Мэ’
9 i<*c3
тэ = C3R3 — постоянная времени цепи экраннсй сетки.
Так как (хэОэ — 1, то
(7с.э = -^Ав
72
Коэффициент усиления каскада равен отношению вы-
ходного напряжения к напряжению на управляющей
сетке, которое в данном случае равно сумме возбуждаю-
щего напряжения UK и приведенного к управляющей
сетке напряжения экранной сетки ис.э
U\ aRa __________aRa
+ ис. Э ис+ D.U3 и \
С I 1 П-----— I
\ ^э + V
, R3
Вводя обозначение b =--------=-, принимая во внима-
R*3 + Z3
I • R
ние, что KQ— а ,у-~, и подставив значение Z3, получим
и с
выражение, аналогичное (2-23),
___К о (1 4- /мтэ)
“14-6 4-/окэ
(2-29)
_ р
Обычно величина Ri3 Z3, Ь ~ ~ , так
/\гэ
и коэффициент частотных искажений,
цепью экранной сетки, определяются
что
сдвиги
ленные
жений
фазовые
обуслов-
ив выра-
6(ОТЭ
tg?3^ ;
1 4- о 4- со2тэ
(2-30)
^н.э ~ К ~ V
(1 +fc)2+mM
1 + о>2г3
(2-31)
.. ,114-6 ,
На частоте ю' = ---— угол сдвига фаз, создаваемый
тэ
цепью экранной сетки, максимален и равен
Ь
ср = arc щ —.
‘э. max &2| 1 +Ь
Величина
коэффициент
частоте сон и
ния (2-31)
емкости Сэ, обеспечивающая необходимый
частотных искажений 7ИН.Э при заданных
сопротивлении /?э, находится из соотноше-
"(14-^)2-л4э
(2-32)
73
Ri3 можно принимать равным внутреннему сопротивле-
нию лампы в триодном включении.
У современных ламп внутреннее сопротивление Ri3
равно нескольким десяткам килоом. Величина b в ре-
зальных схемах получается равной нескольким единицам.
Цепь развязывающего фильтра Сф/?ф в дан-
ном каскаде предназначена для ослабления связи с дру-
гими каскадами усилителя через источник анодного пи-
тания Со, через который протекают не только постоянные,
но и переменные токи. На внутреннем сопротивлении
источника Uo создается паразитное переменное напряже-
ние, которое поступает на анод 1-ой и на сетку 2-ой
лампы (см. рис. 34) через цепь RbC$RaCcRc. а при от-
сутствии фильтра — только через RaCcRc. В многокас-
кадном усилителе это напряжение подается .также на
аноды и сетки всех последующих ламп.
Взаимосвязь каскадов через общий источник питания
может вызвать самовозбуждение усилителя или привести
к неустойчивой работе. Развязывающий фильтр ослабляет
нежелательное действие переменного напряжения тем,
что сопротивление и конденсатор Сф образуют дели-
тель, поэтому только часть этого напряжения поступает
на сетку лампы. Чтобы деление было эффективным, нужно
выполнить условие
д «
н'-' ф
Для лучшей фильтрации сопротивление цепи фильтра R$
целесообразно увеличивать. Однако увеличение этого со-
противления уменьшает напряжение на аноде лампы, так
как по нему протекает анодный ток и фактическое на-
пряжение питания анода равно U'Q = UQ — /ао7?ф. При
чрезмерном увеличении сопротивления /?ф лампа может
оказаться в ненормальном режиме по постоянному току.
В реальных схемах сопротивление фильтра обычно выби-
рают в пределах 7?ф = (0,25-4-0,75)Ra, поэтому величина
/?Ф получается порядка нескольких десятков и сотен
килоом. Емкость конденсатора Сф определяется из со-
отношения
Сф3 Д (2-33)
и обычно составляет десятые доли и единицы микро-
фарад.
74
Развязывающий фильтр при определенном подборе его
элементов может существенно изменить частотную и фа-
зовую характеристики каскада в области низших частот.
Если цепи CKRK и C3R3 вызывают западание частотной
характеристики и появление положительных фазовых
сдвигов, то цепь Сф7?ф может соядять подъем частотной
характеристики и‘отрицательные фазовые сдвиги, т. е.
компенсировать нежела-
тельное действие цепей
ChRK и Сэ/?э. Иными сло-
вами, с помощью раз-
вязывающего фильтра
можно корректировать
частотную и фазовую
характеристики. При
этом обычно элементы
Сф и 7?ф не подчиняются
условию (2-33), так что
фильтрующее действие
развязывающей цепи ос-
лабляется.
Рис. 36. Эквивалентная схема рео-
статного каскада с развязывающим
фильтром.
Корректирующее действие развязывающего фильтра
видно из эквивалентной схемы каскада (рис. 36). Сопро-
тивление нагрузки в данном случае зависит от частоты
7 __ р _|_____Ф_
/а-/<а + 1+/а)Сф/?ф.
На высоких и средних частотах емкостное сопротивле-
ние обычно настолько мало, что Za~/?a и развязы-
вающий фильтр практически не влияет на характеристики
каскада. Но по мере понижения частоты величина 2ф
увеличивается, при этом растут также сопротивление на-
грузки Za и усиление /(.
Следовательно, развязывающий фильтр уменьшает ча-
стотные искажения. Элементы Сф и R$ можно подобрать
так, что западание частотной характеристики, вызванное
действием цепей Сс/?с, CKRK и С9/?э» будет не толььо
скомпенсировано, но и перекомпенсировано, т. е. частот-
ная характеристика окажется с подъемом низших частот
(подробнее см. § 5- гл. 5). Здесь лишь укажем, что коэф-
75
фициент частотных искажений, обусловленных только дей-
ствием развязывающего фильтра, вычисляется по формуле
,/ +<-W
«..♦=1/ 7—«7?--------- (2-34)
Уменьшение фазовых сдвигов развязывающим фильтром
можно объяснить так. При отсутствии элементов C$R^ так
как цепь CcRc незначительно шунтирует сопротивление Ra,
напряжение Uc совпадает по фазе с [/а (поворот фазы
лампой на 180° не учитывается). При включении развя-
зывающего фильтра анодная нагрузка приобретает ем-
костный характер, вследствие чего между напряжением
Uc и Ua появляется фазовый сдвиг. Вектор Ua будет от-
ставать от Ус и, так как сдвиг фаз между Ua и U2 со-
храняется прежним и равным ср, фазовый угол между
входным напряжением Uc и выходным (Л, в результате
действия развязывающего фильтра, уменьшится. Допол-
нительный сдвиг фаз, вносимый цепью Сф7?ф, определяется
по формуле
________а^а^ф
§ + (^)’+("W'
1§<Рн.ф =
(2-35)
С достаточной для технических целей точностью сум-
марные частотные искажения и фазовые сдвиги в усили-
теле с учетом одновременного действия цепей CcRc, CKRK,
C3R3 и Сф/?ф можно определить по формулам:
Л1н. Е ~ Л1Н * Л^н. к ’ Л^н.э ’ Mlt, ф^
?И.Б~?н + <?н.к + ?н.э+<?н,ф.
§ 5. Стабильность основных показателей каскада
Основные показатели реостатного каскада: коэффи-
циент усиления, частотные искажения и фазовые сдвиги
в процессе эксплуатации усилителя меняются в некоторых
пределах. Эти изменения необходимо свести к минимуму.
76
Нестабильность усиления, частотных искажений и фа-
зовых сдвигов в каскаде вызвана, главным образом, такими
причинами, как нестабильность режима питания, изме-
нение температуры и смена ламп. Влияют также, но
обычно значительно слабее, такие факторы, как измене-
ние влажности и давления, старение ламп и деталей и др.
Коэффициент усиления
является функцией трех переменных /Со = £ (р., /?а>
Полный дифференциал этой функции равен
Найдя значения
дК0 . дК0 _ . дК Ra
Ri + Ra ’ ORa (Ra + Ri)2 ’ dRi И (Ra + Ri)2
и подставив в последнее соотношение после простых пре-
образований, получим
___________Rt_ dRa Rj <№j
Ko в ф Ra + /?. ‘ Ra Ra + R. ‘ R.
или при малых вариациях переменных
ДКо
Ко
Rj
Ra + Ri
Д/?а R,
Ra Ra + Ri
А/?.
(2-36)
Знак «—» показывает, что изменения сопротивления Ri
вызывает изменения усиления Ко, противоположные тем,
которые будут при изменении р и Ra. Если, например,
увеличатся р. или Ra, то коэффициент возрастает,
а если — Rt, то Ко уменьшится.
В случае применения сравнительно малого нагрузоч-
ного сопротивления Ra Rt (что часто bctj ечается в уси-
лителях на пентодах), когда справедлива формула Ко —
= SRa, относительная нестабильность усиления равна
bRa
S + Ra'
(2-37)
77
Обращаясь к формуле (2-36) и вводя а = ~ t
Ki
ЛК _ Д|* , 1 d/?a 1 Л/?,
К ~ ц + 1 + * ' Ка !+«/?.•
получим
(2-38)
По формуле (2-38) можно количественно оценить от-
носительную нестабильность усиления, вызванную той
или иной причиной. При изменении режима питания
лампы изменяются ц и сопротивление Rif а сопротивле-
ние Ra остается неизменным (Д7?а=0).
Следует иметь в виду, что обычно режим каскада по
постоянному току обеспечивается одним источником пи-
тания так что при изменении напряжения Uo на Д£/о
меняется напряжение не только на аноде лампы, но также
на управляющей сетке (7Со, а в каскадах на пёнтодах —
и напряжение на экранной сетке U3. Это обстоятельство
должно быть учтено при определении Д[х и Д7?{.
Для вычисления Ajjl и Д/?£ удобнее всего было бы вос-
пользоваться кривыми [л (f/a0) и Rt (£Л0), построенными при
Uч = const и U3 = const; р (£/Со) и Rt (t/Co), построенными
при t/ao = const и U3 = const и р (U3) и /?{([/э), постро-
енными при (7Яо = const и t/c0 = const. Однако такие кри-
вые приводятся в справочниках редко и не для всех
ламп. Ориентировочное представление о нестабильности
усиления, вызванного изменением напряжения источника
питания, можно получить из соотношения:
(0,25 н- 0,5)
Л О' о
При изменении температуры окружающей среды ме-
няется емкость конденсаторов и величина сопротивлений.
Это изменение оценивают температурным коэффициентом
емкости ас и температурным коэффициентом сопротив-
ления aR, которые показывают, на сколько изменится
величина емкости или сопротивления при изменении тем-
пературы окружающей среды на 1°С. Значения этих
коэффициентов приводятся в соответствующих справоч-
никах.
Зависимость усиления от температуры вызвана глав-
ным образом изменением величины сопротивления Ra.
Можно считать, что при перепадах температуры в 30—
40° и внутреннее сопротивление остаются неизмен-
ными (Др. = 0 и ДА\=0). Следовательно, для оценки
78
относительной нестабильности усиления, обусловленной
изменением температуры, можно воспользоваться форму-
лой
М _ 1
К ~ 1 4- « ’ Ra •
(2-39)
Формула (2-39) показывает, что относительная нестабиль-
ность усиления каскада зависит от абсолютного значения
а и для ее уменьшения целесообразно применять боль-
шие значения а. С этой точки зрения триоды (а = 2-4-4)
выгоднее, чем пентоды (а = 0,054-0,15). При перепаде
температур Д/ = 30 4-40° и использовании для сопротив-
ления 7?а обычных сопротивлений а^^б- 10~4, значение
ДК
получается порядка долей процента.
Наиболее существенная нестабильность усиления мо-
жет быть вызвана сменой ламп. Параметры различных
экземпляров ламп одного и того же типа могут значительно
отличаться друг от друга (на десятки процентов). Наи-
больший возможный разброс параметров ламп (Ди, Д/?х
и Д5) обычно указан в справочниках. Значение при
смене ламп может достигать нескольких десятков про-
центов.
Нестабильность частотной и фазовой
характеристик в области низших частот
определяется в основном постоянной времени тс = Сс/?с, по-
этому ни изменение режима питания ламп, ни их смена
здесь не оказывают заметного влияния и главным дестаби-
лизирующим фактором является изменение температуры.
Зная перепад температур Д/°, тип сопротивления Rc и тип
конденсатора Сс, определив по справочнику температур-
ные коэффициенты и ао находим
= Rc “Ь ^Rc = Rc "Ь aR •
CCj = Сс + ДСс = Сс ЛсД^° Сс
и новую постоянную времени
^<4 = Rc1 * СС1 •
Подставив тС1 в формулы (2-14) и (2-15), получим новые
значения коэффициента частотных искажений ЛЦ и угла
79
сдвига фаз ?Н1 Для данной частоты. Сравнивая их с ра-
нее вычисленными значениями М1{ и <рн (при тс = Сс/?с),
определим искомую нестаби. ьчость частотных искажений
и фазовых сдвигов в области низших частот.
Нестабильность частотной и фазовой
характеристик в области высших частот оп-
ределяется изменением постоянной времени та = C0/?v и
может быть вызвана изменением режима питания (7?z),
температуры (7?;1) и сменой ламп (Со. 7?z). В случае отно-
сительно малого сопротивления когда
нестабильность параметров лампы ji, S. /?z почти не ска-
зывается на постоянной времени та. Следовательно, в уси-
лителе на пентодах частотная и фазовая характеристики
в области высших частот стабильнее, чам в усилителях
на триодах.
Для количественной оценки изменений коэффициента
Л1В и угла сдвига фаз <рв нужно найти новое значение
постоянной времени анодной цепи та =/?sCOi, и, после
под'тановки в формулы (2-17), (2-18), получить новые
значения и Мв^. Величина R^ определяется из ра-
венства
= (/?a + A/?a)(^4-A/?z)
Ra + SRa 4- R. 4- A/?. ’
Для нахождения емкости COj нужно определить изменения
выходной емкости лампы рассчитываемого каскада А СВых.л
и входной емкости лампы следующего каскада
С01 = Свх + Свых JJ^ + ДСвых JJ “Ь См-
Изменения величины емкости Со вызываются главным
образом сменой ламп. Разброс величин междуэлектродных
емкостей различных экземпляров ламп приводится в соот-
ветствующих справочниках.
Приведенными выше соображениями можно также
воспользоваться для того, чтобы определить возможное
отклонение расчетных значений /Со, 7И и ? от действи-
тельных . обусловленное несовершенством изготовления
конденсаторов и сопротивлений.
80
§ 6. Расчет реостатного каскада
В техническом задании на расчет усилителя обычно
указывают: основное назначение усилителя, напряжение
источника питания (70, требуемое усиление Ко, диапазон
частот—fH и fB, допустимые частотные искажения — Л1н.зад
и Л/в.зад, напряжение источника возбуждения Ucrn, дан-
ные о последующем каскаде (или внешней нагрузке).
Бывают и другие варианты заданий, например, когда/f0
не задан, а указан тип лампы,на которой должен быть со-
бран усилитель, и др.
В настоящее время на усилители радиотрансляцион-
ных узлов (ГОСТ 5968—51) и радиовещательных прием-
ников (ГОСТ 5651—51) распространяется ГОСТ, поэтому
в задании на расчет иногда указывают лишь класс уси-
лителя, а рассчитываемые технические показатели долж-
ны удовлетворять требованиям ГОСТ-а.
После выполнения расчета при любом варианте тех-
нического задания, об усилителе должны быть известны
следующие основные сведения: 1) тип лампы, 2) напря-
жение возбуждения Ucm, 3) величины всех элементов Ra,
Сс, /?с, R& и Сф (при наличии фильтра), R3 и Сэ (для
пентодов), RK и Ск (при автосмещении); 4) качественные
показатели fH, /в, MBt <рн» ?в (иногда частотная и
фазовая характеристики); 5) напряжение источника пи-
тания (70 и режим лампы по постоянному току: [7Со, /ао,
/7ао, [7Э, /э- В отдельных случаях требуются также некоторые
дополнительные сведения, например, об уровне шумов
усилителя или о его стабильности и др.
Расчет реостатного каскада проводится в
следующем порядке:
1. Выбирается тип лампы, исходя из требуемого уси-
ления /<0. Ориентировочно усиление для триодов
/<о^(0,6-=-0,7)и.
Выбор можно остановить только на тех триодах, у
которых статический коэффициент усиления удовлетво-
ряет условию
(1,4ч-1,7)^.
Во многих случаях удобно применить двойной триод,
использовав одну его половину для данного каскада, а
вторую для последующего.
6 682
81
При выборе пентодов ориентировочно задается вели-
чина 7?а (0,05 ч-0,2) Ri и подбирается лампа с крутиз-
ной характеристики
«о
Следует иметь в виду, что при больших сопротивле-
ниях /?а значение S может оказаться меньше паспортнсго.
Выбранные лампы не должны вносить значительных не-
линейных искажений, если к их входу подать заданное
напряжение Ucrn- В некоторых случаях важно также,
чтобы лампа была малошумящей. Для усилителей, пита-
емых батареями или аккумуляторами, обычно применя-
ются лампы прямого накала. В усилителях^ питаемых
от сети переменного тока, используются лампы с подо-
гревным катодом.
2. Предварительно определяется величина /?а, которая
в последующем расчете уточняется. Величиной /?а в не-
которых случаях можно задаться в зависимости от Ri
лампы. Для триодов Ra^ (1 4-5) Ri. Для пентодов Ra
(0,054-0,2) Ri. Можно определить Ra по заданному усиле-
нию и известным параметрам выбранной лампы
п > ,<л
Ril>v=T.-
Иногда целесообразно сначала построить динамиче-
скую характеристику ia (иа) и по ней определить соответ-
ствующее 7?а, величина которого впоследствии уточняется.
Когда необходимо получить от каскада возможно большее
усиление в сравнительно узком диапазоне частот, следует-
применять пентоды с сопротивлением анодной нагрузки
Ra > 0,27?/. При этом для ослабления нелинейных иска-
жений возбуждающее напряжение Должно быть малым.
3. Определяется величина 7?с из соотношения 7?с =
(54- 10) Ra. Однако это соотношение пригодно не всегда,
так как в некоторых случаях полученная величина Rc
существенно превышает допустимое для последующей
лампы значение сопротивления между сеткой и катодом.
Если из этих соображений приходится уменьшать 7?с и
его геличина становится соизмеримой с 7?а, то для рас-
чета усиления нужно пользоваться формулой (2-8).
82
4. Определяется Со по известным данным о последу-
ющем каскаде (или внешней нагрузке) и емкости монтажа
Со = Свых4" Свх “b См.
5 По известным значениям Ri и RQ определяется
суммарное сопротивление (2-3), постоянная времени
та = CqRz и частотные искажения Л4В на заданной выс-
шей граничной частоте «'в (2-18).
Если величина Мв получается значительно меньше
указанной в техническом задании, то для повышения
усиления можно несколько увеличить Ra, если же рас-
четное Мв больше заданного, то следует определить ве-
личину /?а, удовлетворяющую требованиям частотных
искажений,
»всл-1Х-1
и проверить усиление. Если усиление получается меньше
заданного, то данная лампа не подходит и надо приме-
нить другую.
6. Определяются элементы развязывающего фильтра
(0,25-г-0,75) Ra.
Падение напряжения на /?ф не должно быть слишком
большим, чтобы не нарушать нормальный режим питания
лампы
> 10
шн^ф ’
7. На семействе статических характеристик 1а (иа) стро-
ится динамическая характеристика по постоянному току.
Угол р0 определяется из условия
ctg ₽о = Ra + #Ф-
При отсутствии развязывающего фильтра динамические
характеристики по постоянному и переменному току со-
впадают. В этом случае
ctg р = Ra.
Выбирается напряжение смещения UCB так, чтобы при
заданном Ucm не заходить в область сеточных токов и
6* S3
работать на сравнительно линейном участке характери-
стики ia(uc). При выборе величины UCQ нет нужды пере-
носить динамическую характеристику из координат га (иа)
в координаты ia (wc)« Нужно, чтобы рабочая точка делила
рабочий участок динамической характеристики на две
примерно равные части. Если напряжение возбуждения
сравнительно невелико и без ущерба для формы сигнала
можно увеличить UCQ1 то это рекомендуется сделать, так
как работа каскада будет более экономичной. Однако
нужно иметь в виду, что при этом параметры лампы ji,
S и Ri могут существенно измениться и отличаться от
приведенных в справочниках. Поэтому параметры лампы
в выбранной рабочей точке следует определить, пользуясь
обычным методом, известным из теории электровакуум-
ных приборов. Затем нужно повторить расчет, подстав-
ляя взамен табличных значений р, Ri и S, использован-
ных ранее, новые, вычисленные Для выбранной рабочей
точки. Величины сопротивлений и конденсаторов, полу-
ченные при расчете, нужно округлить так, чтобы сопро-
тивления соответствовали ГОСТ 2825—49, а конденса-
торы-ГОСТ 2519 — 49.
8. Распределяются заданные частотные искажения
Л1н.зад по отдельным цепям усилителя.
В простейшем, но часто встречающемся случае, когда
источник возбуждения ис — действует непосредственно
между сеткой и катодом каскада (рис. 30), а частотными
искажениями, созданными цепями автосмещения и экран-
ной сетки, можно пренебречь, М1{ обусловливается только
цепью CcRc, т. е. должно быть выполнено условие
Л4Н Мн.зад-
Если колебания от источника ис — подаются через
разделительную цепь (рис. 34), то нужно учесть
частотные искажения, вносимые этой цепью — Л4Н1. Здесь
справедлива такая же формула, как для определения
Л4Н, т. е. ____________
Так как частотные искажения в этом случае создает
не только цепь CcRCt но и цепь Сг R19 заданные час-
тотные искажения нужно распределить между указанными
цепями так, чтобы было выполнено условие
^4н ’ МИ1 Л^н.зад»
84
Если учесть влияние на частотные искажения цепей
автосмещения, экранной сетки и фильтра, то частотные
искажения должны ф быть распределены между цепями
так, чтобы удовлетворялось условие.
Л1Н • ТИщ * А1НК * -^Н.э * Мн.ф Л4н.зад*
При выполнении этого условия частотные искажения
распределяются по цепям произвольно, но от этого рас-
пределения зависят величины элементов и нужно, чтобы
они не оказались для какой-либо цепи чрезмерно боль-
шими.
Распределение частотных искажений по цепям удобнее
производить, представив Л4н.зад в децибелах
Л4н.заддб -С дб “Ь Мц дб + Mi.к дб + Мьэ дб — Л4н.ф дб-
Ориентировочно можно считать, что частотные иска-
жения, вносимые одновременно цепями авто смещения,
экранной сетки и фильтра, не должны превышать 1,035 ч-
-4—1,047, т. е.
Mi.к дб + Мкэ дб — Мнфбб < (0,3 0,4) дб-
Однако довольно часто при расчете усилителей час-
тотными искажениями, возникающими вследствие дейст-
вия указанных цепей, пренебрегают, если емкость кон-
денсаторов Ск, С9 и Сф выбрана достаточно большой.
Частотные искажения, задаваемые для расчета сеточ-
ных цепей 1-ой и 2-ой ламп, MHi и Мн можно принять
равными.
Распределение частотных искажений по цепям произ-
водится, например, так: задано Мьзад<2дб; принимаем
Л1н.э~0,2аб, Л4И.К~0,2^6, Л4н.ф~—0,2^.
Тогда, приняв = получим 7ИН1 = 0,9аб, Мн =
0,9^6-
Полученные значения коэффициента частотных иска-
жений используются для определения величины элемен-
тов той или иной цепи.
Аналогично производится распределение заданных
частотных искажений по каскадам и цепям при расчете
многокаскадного усилителя.
9. Определяется емкость разделительного конденса-
тора по заданным о)н и/Ин. Из формулы (2-15) получим
Сс- *------------=• (2-41)
“н/?с V М* — 1
85
Если в цепи сетки рассчитываемой лампы есть раздели-
тельная цепь, то, задавшись величиной определяем
“HRi /лр -1 ’
10. Определяются элементы цепи экранной сети А?э и
Сэ по известным Uo и
7Э
Ток экранной сетки /э находим по справочнику. Если
режим лампы по постоянному току типовой, то /э при-
водится в таблице, если же режим отличается от него,
то /э определяется по характеристикам /э(4/а)‘при Uc =
= const.
Емкость конденсатора Сэ определяется по формуле
10
Если по каким-либо соображениям емкость конденса-
тора Сэ выбирается меньше, чем вычисленная по послед-
ней формуле, то нужно учитывать вызванные этим час-
тотные искажения (2-31).
11. Определяются элементы цепи автоматического сме-
щения Ск и RK, по известным 47СО, /ао и /э
R*
10
Если конденсатор Ск, удовлетворяющий последнему
услэвию, получается слишком большой емкости и в усили-
теле применен конденсатор меньшей емкости, то нужно
учесть вызванные этим частотные искажения (2-25).
12. Строится частотная характеристика. Обычно при
построении частота откладывается в логарифмическом
масштабе. Задаваясь несколькими значениями частоты
в области низших частот fH1. /н>, /н8 ..в соответствии
с формулой (2-13) находятся значения /СН1> ...
86
и откладываются на графике. Определяется средняя
частота
f ________}_____
16 2к | 7?vC0CcZ?c ’
на которой усиление равно /Со. Задаваясь несколькими
значениями частоты в области высших частот fB1, fBj.
/Вз ... по формуле (2-16) определяются соответствующие
значения усиления /<В1, КВ1, /<в, ..., по которым строит-
ся график.
13. Строится фазовая характеристика, для чего можно
воспользоваться формулами (2-14) и (2-17) при различных
значениях частоты. Воспользовавшись имеющейся частот-
ной характеристикой, можно определить для нескольких
значений частоты NI = и вычислить ср из соотношения
В многокаскадных усилителях суммарный фазовый сдвиг
определяется суммированием фазовых сдвигов, создавае-
мых в отдельных цепях усилительного тракта.
14. Коэффициент нелинейных искажений определяется
при относительно больших возбуждающих сигналах ме-
тодами пяти или трех ординат или по формулам (1-57).
15. Если усилитель обладает высокой чувствитель-
ностью и требуется узнать напряжение внутренних шу-
мэв, приведенное к сетке лампы, то необходимо опре-
делить:
а) входную емкость данного каскада
Свх = Сс.к + Сс.а (1 + Ко) 4" См,
где См = 15 -г- 30 пф\
б) величину активного сопротивления, включаемого
между сеткой и катодом 1-ой лампы, если это не сделано
ранее;
в) полосу пропускаемых частот Af~fB при ослабле-
нии усиления на 3 дб, т. е. при Л4В = 1,41. В соответ-
ствии с формулой (2-18)
f — 1 •
,в 2tJ^Cq ’
г) напряжение шумов сеточного сопротивления по
формуле (1-28);
87
д) напряжение шумов лампы иш.л по вычисленной
или взятой из таблиц величине эквивалентного шумового
сопротивления
е) суммарное напряжение внутренних шумов
иш = /^ + с/8ш.7.
Если заданные технические условия одним каскадом
не обеспечиваются, то следует установить требуемое
количество каскадов, ориентируясь, в первую очередц на
возможное усиление отдельных каскадов (1-4), (1-5). За-
данные общие частотные искажения распределяются по
тракту (1-7), (1-8) и по описанной методике производится
покаскадный расчет. Полоса частот Af для определения
внутренних шумов усилителя отсчитывается по общей ча-
стотной характеристике.
Пример расчета
Рассчитать реостатный усилительный каскад по следующим
данным: [и = 20 гц; fB = 100 кгц-, Мнзад<м5; Л4В. зад< |>15 ;
Ко = 80; Uo = 200 в; входное напряжение Ucm < 0,15 в. Последую-
щий каскад собран на лампе 6П1П с усилением Т</7 = 15.
1. Выбираем лампу типа 6Ж2П. Ее данные: 5 = 3,7 ± 0,8л/г?/в;
Ri = 75 н- 350 ком; ц = 300 ч- 1300; Сс к = 4,5 ± 0,5 пф; Сс а =
= 2,5 ± 0,3 пф; Сс а = 0,02 пф; RCi тах < 1 Мом.
2. Ориентировочно выбираем величину 7?а> приняв /?,♦ = 200 комп,
(х = 700,
П Ко • Ri = 80 . 200
р. —Ко 700—80
« 26 ком.
Принимаем Ra = 30 ком.
3. Выбираем Rc = 10 /?а
Rc = 10 • 30 = 300 ком.
4. Вычисляем Со, задавшись См = 15 пф и определив по спра-
вочнику емкости Сс к и Сс а для лампы 6П1П: Сс к = 8 ± 2 пф;
Сс а = °’9 пФ
л -С + С (1+К ) = 8 + 0,9(1 + 15)«23 пф,
Со = Са к + СВх Лг + Сч = 2,5 + 23 4- 15 к 40п</>-
5. Определяем R? и Л1в
1 _ 1 1 1 _ J_ 1 1 _ ,,.
Ra + Ri + Rc 30 + 200 + 300 24 'h°M'
MB = ) 1+ (“BCO/?S)2 = /1 + 2.3,14-105-40-10~12.24.103 ж 1,13.
88
6. Вычисляем элементы развязывающего фильтра
= (0,25-г-0,75) Ra « 10 ком;
г 10 11 ' 10.10е 1Л ,
Сф ~ 0>нЯф 2 • 3,14 • 20 - 10‘ 1 м Ф'
7. Строим динамическую характеристику (рис. 37). Выбираем»
напряжение смещения UCQ = —2,5 в, определяем параметры лампы
в рабочей точке /?,= 150 ком; S — 3,4 ма/в; р « 500.
Уточняем проделанный расчет:
если Ri = 150 ком, то = 23 ком и Мв = 1,11 < Мв зад.
Принимаем: Ra = 30 ком-, Rc = 300 ком; R^—\0 ком, =
8. Распределяем частотные искажения в области низших час-
тот по тракту усилителя Мн зад = 1,15; Мн заД(?б = 1,2 дб. Счита-
ем, что цепь экранной сетки и автоматического смещения создает
западание на 0,2 дб, тогда Мн дб == 0,5 дб; Мп дб = 0,5 дб (» 1,06).
9. Определяем емкость разделительного конденсатора
Сс =--------,1________ = ----------106 .------» 0,1 мкф.
“и^с V Л12н — 1 2.3,14-20-3-105 К1,062 —1
10. Приняв Ri = 300 ком, найдем С] ^0,1 мкф.
11. Определяем элементы цепи экранной сетки. Из справочника,,
при U Сл = —2,5 в, /_ = 1,2 ма
1 VQ О 9 >
8>
U0 — LL 200— 120
/?э =--у---- «---Ц2---~ 68
10 _ 10 .10б
Сэ “ wiA “ 2 * 3,14 *20-68*103 ~ 1,2 Мкф'
Принимаем Сэ = 5 мкф.
12. Определяем элементы автосмещения
о R
^ = 7~?7Г = 2та« 620 -;
^10 10* 106
Ск> <он/?к 2*3,14-20*620

100 мкф.
13. Определяем среднюю частоту
' = 1 = 1 «
2г.} 7?ьС0/?сСс 2-3,14 | 23- 10л-40-10“12-3-10».0.1- 10~в
я 3400 гц
и усиление
„ _ _ 500.30
Д° “ R. + Ra 150+30 ~ •
14. Задаваясь различными частотами, вычисляем значения коэффи-
циента усиления, частотные искажения и фазовые сдвиги [формулы
(2-13)-4-(2-18)]. Учитывая входную цепь CiRlf получим частотную
и фазовую характеристики, показанные на рис. 38.
15. Определяем коэффициент нелинейных искажений. Для лампы
6Ж2П при Ra = 30 ком находим коэффициенты: Si = 3Л%; S2 ==
= 0,04^%2; S3 = — 0,2^а/в3 (см. табл. 1).
По формулам (1-57) вычисляем
Q Q
mi = Sil'c т + I S3Ul т =3.0,15- т 0,2 • 0,153 х 0,45 ма-

2
90
^'?т -0,2-0,15’ ...
/a m= —~ =----------a-----« - 1,7 - 10 4 ма;
4
ki ~ V‘l тг + 4m, . * _ ]/<9 • 10-4)’ + (1,7 - 10-4)’
•' /am, 0-45
100«0,2%.
Нелинейные искажения пренебрежимо малы. Принципиальная
схема рассчитанного усилителя соответствует рис. 34.
Глава 3
ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ, реостатно-
трансформаторный И ДРОССЕЛЬНЫЙ
КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
§ 1. Общие сведения о трансформаторном каскаде
Трансформаторный усилительный каскад является кас-
кадом усиления напряжения, в котором нагрузкой цепи ано-
да служит трансформатор. Принципиальная схема транс-
форматорного каскада показана на рис. 39,а. При воздейст-
вии сигнала U19 приложенного между сеткой и катодом лам-
пы, по анодной цепи последней будет протекать пу. ь-
сирующий ток. Переменная составляющая этого тока
выделяется на первичной обмотке трансформатора и транс-
формируется, воздействуя на сетку последующего кас-
када. Сопротивление шунтирующее вторичную сб-
мотку трансформатора, повышает устойчивость каскада
и его качественные показатели, но работа усилителя
возможна и без него.
Трансформаторный каскад по сравнению с реостатным
обладает рядом преимуществ:
1. Выходное сопротивление по постоянному току мало,
что делает его очень удобным для возбуждения каскадов,
работающих с сеточными токами.
2. Применение трансформатора с заземленной средней
точкой вторичной обмотки позволяет легко получить
92
противофазные напряжения, необходимые для возбужде-
ния двухтактного каскада (рис. 39,6).
3. При использовании повышающего трансформатора
обеспечивается более высокий коэффициент усиления.
4. Потери постоянного напряжения на анодной на-
грузке малы, что дает возможность работать с более
низковольтными ис-
точниками питания.
5. Возможно полу-
чить подъем частот-
ной характеристики
в области высших
частот, что компенси-
рует западание ха-
рактеристики на дру-
гих участках усили-
тельного тракта.
Однако, несмотря
на перечисленные до-
стоинства, трансфор-
маторный каскад при-
меняется реже реос-
татного. В настоящее
время он встречается,
главным образом, как
п р едокон ечн ы й кас-
кад двухтактного
усилителя мощности.
В других случаях
Рис. 39. Принципиальные схемы транс-
форматорного каскада:
а — для возбуждения однотактной схемы;
б — для возбуждения двухтактной схемы.
предпочитают приме-
нять реостатные уси-
лительные каскады.
Объясняется это су-
щественными недостатками, которые свойственны трансфор-
маторному каскаду: во-первых, он содержит сложную и
довольно дорогую деталь — трансформатор, вследствие
чего вес и габариты каскада возрастают (чем шире по-
лоса пропускаемых частот, тем сложнее, дороже и больше
по размерам трансформатор); во-вторых, трансформатор-
ные каскады менее устойчивы, чем реостатные, и сильнее
подвержены влиянию внешних электромагнитных полей,
что в некоторых случаях вынуждает применять экрани-
ровку и усложняет конструкцию усилителя.
93
Анализ работы трансформаторного каскада и расчет-
ные соотношения могут быть легко получены на основа-
нии методики, приведенной выше.
Эквивалентная схема
Полная эквивалентная схема трансформаторного уси-
лительного каскада приведена на рис. 40,а. В этой схеме
приняты следующие обозначения:
Рис. 40. Эквивалентные схемы трансформа-
торного каскада:
а — полная; б — упрощенная.
гг — активнее сопротивление первичной обмотки транс- I
форматора;
Lst — индуктивность рассеяния первичной обмотки;
Lr —индуктивность первичной обмотки;
гж —сопротивление потерь в сердечнике трансформатора;
Lst — индуктивность рассеяния вторичной обмотки транс-
форматора, пересчитанная в первичную
где = ~ — коэффициент трансформации, и ^ — ко-
личество витков в обмотках трансформатора;
г'2 —активнее сопротивление вторичной обмотки
трансформатора, пересчитанное в первичную:
94
R^— сопротивление шунта, пересчитанное в первичную
обмотку;
С2'—паразитная емкость, состоящая из распределенной
емкости вторичной обмотки трансформатора и вход-
ной емкости следующего каскада (С2~ 100-4-200 пф),
пересчитанная в первичную обмотку
С*2 = С2 • п2;
U2 — выходное напряжение, пересчитанное в первичную
обмотку
Чтобы анализировать схему, показанную на рис. 40,а,
целесообразно сначала произвести возможные упрощения,
исключив из рассмотрения потери в железе, так как для
области исследуемых частот они пренебрежимо малы
гж С и объединив сопротивления i\ и в одно-
RiH = + Гр Кроме того, учитывая реальные значения
величин, можно отметить, что если перенести в эквива-
лентной схеме точку соединения индуктивности левее
Ls,, то эффект на выходе изменится весьма незначитель-
но. Этот искусственный прием позволяет объединить
индуктивности LSi и L's. в одну Ls = LS1 + После
указанных упрощений эквивалентная схема трансформа-
торного каскада приобретает вид, показанный на рис. 40,6
§ 2. Основные соотношения для расчета трансформа-
торного каскада
Сопоставляя эквивалентную схему трансформаторного
каскада (рис. 40,6) с общей эквивалентной схемой
(рис. 21л), устанавливаем, что
У2 = Л^Г; У3=7Г^Г(з; y4 = ^+/wC'2-
Подставляя приведенные выражения в формулу (1-35)
и учитывая коэффициент трансформации, получим после
преобразований выражение для комплексного коэффици-
ента усиления
95
__ U 2 _ ______________________________________
V1 (1 + ~ “2Z'sC'2) + ' [шС'2^в+^ - 4Н ( 1 + ) 1'
А ш *< ш wLx \ А ш']
(3-1)
В соотношении (3-1) для упрощения исключены отно-
Ls r'2^ZHC'2
пения у- и ------j--, которыми можно пренебречь, так
как в реальных схемах они в сотни, а иногда в тысячи
раз меньше единицы, и произведена замена в соответствии
с равенством
Rib — Rih r' 2'с= Ri + ^1 + r' 2-
Модуль коэффициента усиления, являющийся уравне-
нием частотной характеристики трансформаторного кас-
када, равен:
№
Из соотношения (3-1) легко получается аналитическое
выражение фазовой характеристики
А ш \ А ш/ /п п\
9 = — arc tg---------в----------------
1 + p^-“2£sc'2
К ш
Примерный вид частотной и фазовой характеристик
трансформаторного каскада, соответствующих уравнениям
(3-2) и (3-3), приведен на рис. 41. Возрастание усиления
в области высших частот получается не всегда и зави-
сит от параметров лампы и трансформатора (см. ниже).
Если резонанс в области высших частот не проявляется,
то частотная характеристика имеет форму, показанную
на рис. 41 пунктиром. Из соотношения (3-3) легко уста-
новить, что в области низших частот фазовые сдвиги
положительны и по мере понижения частоты стремятся
к у. В области высших частот фазовые сдвиги отри-
цательны и теоретически достигают 180°.
96
Рассмотрим работу трансформаторного каскада раз-
дельно в области низших, средних и высших частот.
Область средних частот. Средняя частота
<»0, соответствующая нулевому фазовому сдвигу ср = О,
определяется из соотношения (3-3)
Рис. 41. Частотная и фазовая характеристики
трансформаторного каскада.
При отсутствии шунта (/?'ш = оо), учитывая, что
RiB — Rin, получим
Из равенства (3-5) видно, что средняя частота соот-
ветствует частоте резонанса, обусловленного действием
индуктивности Li и емкости С'2. В реальных усилителях,
как правило, выполняется неравенство
MqLsC 2 1 >
учитывая которое получим для коэффициента усиления
в области средних частот следующее соотношение:
7 682
97
Вводя множитель нагрузки а = , преобразуем вы-
'Чв
ражение (3-6)
^O = H«T+T-
При малом 7?'ш уменьшается а и соответственно уси-
ление каскада. Обычно множитель нагрузки а = 3-т-10.
При отсутствии шунта
Ко = рл. (3-7)
Рис. 42. Эквивалентные схемы трансформаторного каскада:
а — для средних частот; б — для низших частот; в — для высших частот.
Эквивалентная схема трансформаторного каскада для
области средних частот приведена на рис. 42,а. В рас-
сматриваемой области частот действие реактивных эле-
ментов не проявляется.
Коэффициент полезного действия трансформатора
— ^'ш
<ТР г\ + rz2 4-Я'ш
(3-8)
Величиной т]тр при расчетах обычно задаются. При
малых значениях тдтР возрастают эксплуатационные рас-
ходы, но уменьшается вес и габариты трансформатора,
при больших—ухменьшаются потери энергии, повышает-
ся коэффициент усиления каскада, но возрастают га-
бариты, вес и стоимость трансформатора. В маломощ-
ной аппаратуре обычно т1тр = 0,6-4-0,8.
Цыкин Г. С. [30] показал, что оптимальное значение
7;тР будет при равных объемах меди первичной и вторич-
ной обмоток, чему соответствует равенство
Г1 = г'2. (3-9)
98
При этом,, используя равенства (3-8) и (3-9), получим
Г1 = ~2^ (1 — ^тр) (3-10)
и, поскольку г'2 = ^2 = г1’
Г2 = Г! - и2. (3-11)
Для области низших частот, как следует из
уравнения (3-3), справедливо неравенство
(л L, a Rin
х ш н 1
учитывая которое можно упростить выражение для ко-
эффициента усиления и фазовой характеристики:
Коэффициент частотных искажений для области низ-
ших частот равен
При отсутствии шунта
?н = arc tg ; (3-15)
Если то, как видно из соотношений (3-13)
и (3-14), введение шунта уменьшает частотные искаже-
ния и фазовые сдвиги в области низших частот.
99
На основании соотношения (3-15) можно сделать вы-
вод. что для уменьшения Мн и срн нужно уменьшать от-
ношение 7— , т. е. усилительные каскады выполнять на
лампах с малым /?,. Увеличивать Lx нежелательно в
связи с возрастанием габаритов, веса и стоимости транс-
форматора. Пентоды практически не находят применения
в трансформаторных каскадах, а если применяются, то
с шунтом в первичной обмотке.
Эквивалентная схема трансформаторного каскада без
шунта для области низших частот приведена на рис. 426.
На схеме видно, что напряжение p-(7i распределяется
между двумя сопротивлениями* 7?|Н и ыЦ. Для увеличе-
ния полезного эффекта нужно уменьшать RiB и увеличи-
вать Практически необходимая величина индуктив-
ности LT, при которой частотные искажения Мн на ниж-
ней частоте wH не превышают заданных, определяется
по формуле
(3-17)
Для области высших частот общее выраже-
ние /С упрощается. Как следует из уравнения (3-3), ста-
новится справедливым неравенство
%RiB

учитывая которое можно получить соотношения для ко-
эффициента усиления и фазовой характеристики:
Тв = — arc tg—-----------------— . (3-19)
100
При возрастании частоты уменьшается проводимость
ветви, содержащей Llf эквивалентная схема принимает
вид, показанный на рис. 42,в. Очевидно, что в рас-
сматриваемой области частот может возникнуть резонанс
напряжений, обусловленный действием индуктивности
рассеяния Ls и емкости С'2.
Если затухание контура, образованного Ls и С'2
(рис. 42,в), невелико, резонанс проявляется в виде подъ-
ема частотной характеристики. Если же затухание ве
лико, то подъема не будет. Установим некоторые коли-
чественные соотношения, связанные с высказанным по-
ложением.
Круговая частота, при которой в контуре наступает
резонанс !<? = —у),
откуда
RIB
>+^-
К ш
Z-S^Z2
/?,в
1 +
г Ш
S “рС2
(3-20)
(3-21)
Круговая частота резонанса, обусловленная только
элементами Ls и С'2, равна
0)011 = > ^С2' ' <3'22{
Вводя обозначения
d = —+ (3-23)
1/ i + 2iL
V *'ш
Д = — и учитывая, что «оп^г — —“Т > после простых
®р “on^S
преобразований формулы (3-18) получим:
__________________________
(1+ъ-т£-)1/Г (1—Д2)-И2А2 -(3-24)
101
или
jz __ ______________
В /(1—Д2)2 + СРД2- ‘
(3-25)
В уравнении (3-25) независимой переменной является
безразмерная частота А.
Анализ последнего уравнения показывает, что при
определенных значениях величины d в частотной харак-
теристике трансформаторного каскада в области высших
частот может появиться подъем. Взяв производную вы-
ражения (3-25) по Д, приравняв ее нулю и решив отно-
сительно Д, найдем значение Дтах, соответствующее мак-
симальному усилению
d2
2
(3-26)
Подставив выражение (3-26) в уравнение (3-25), по-
лучим значение максимального усиления
(3-27)
Из приведенных соотношений видно, что подъем частот-
ной характеристики будет при d<\^2. Поскольку ве-
личина d зависит от величины сопротивления шунта, то,
изменяя последний, можно в некоторых пределах влиять
на форму частотной характеристики. Коэффициент частот-
ных искажений в области высших частот, полученный из
уравнения (3-25),
Мв = = |/(1—Д2)2 + J2A2 . (3-28)
Коэффициент частотных искажений на частоте макси-
мального усиления
MBmax = d (3-29)
Очевидно, при d < ]/2 коэффициент Мв < 1, что со-
ответствует наличию подъема в частотной характеристике.
Обычно на частотах выше резонансной частотная ха-
рактеристика резко западает, так что частоту резонанса
102
ориентировочно можно считать верхней граничной часто-
той диапазона
1
О)в-гр = WP = •
Поскольку С‘2 = п2С2, то
Шв гр = п । • (3-30)
Из соотношения (3-30) видно, что верхняя граничная
частота, а значит и полоса пропускаемых усилителем
частот, обратно пропорциональна коэффициенту транс-
формации. Следовательно, для достижения максимального
усиления желательно п выбирать большим, но при боль-
шом п сужается диапазон усиливаемых частот. Обычно
принимают компромиссное решение, выбирая п^2-г- 4.
Расчет трансформаторного каскада
Техническое задание на расчет трансформаторного
каскада может быть весьма разнообразным. В некоторых
случаях задаются лампа и данные трансформатора, в
других заданными являются качественные показатели
усилителя. Расчет трансформаторного каскада в значи-
тельной степени зависит от того, требуется ли по зада-
нию получить подъем частотной характеристики в области
высших частот или частотная характеристика должна
иметь только заданное западание.
Рассмотрим порядок расчета трансформаторного кас-
када с подъемом в области высших частот. Заданными
для расчета обычно бывают: 1) диапазон частот wH и о)в;
2) частотные искажения Л4Н и Л4В; 3) напряжение источника
анодного питания t/0; 4) амплитуда напряжения возбуж-
дения UQm\ 5) требующееся усиление К\ 6) данные сле-
дующего каскада: тип лампы (входная емкость) и усиле-
ние Кле
Расчет производится в следующем порядке:
1) Выбирается тип лампы. Статический коэффициент
усиления лампы должен быть достаточно большим (ори-
ентировочно При этом целесообразно применять
триоды с малым Ri, что позволяет уменьшить габариты
ЮЗ
и вес трансформатора. Необходимо учитывать тот факт,
что выбранная лампа должна обеспечить относительно
линейное усиление при заданных значениях Uctn. Это
ориентировочно определяется по характеристикам. Кроме
того, при выборе лампы нужно учитывать ее экономич-
ность, габариты, срок службы и т. д.
2. Определяется величина емкости
С2 = Стр -|- Свхjjt + См •
Распределенной емкостью вторичной обмотки транс-
форматора обычно задаются Стр = 50-4- 100 пф. Задаются
также емкостью монтажных соединений См = 15—~25пф.
Если входная емкость следующей лампы СВХл не задана,
то должны быть известны междуэлектродные емкости и
коэффициент усиления 2-ой лампы
Свх jjt = Сс.к 4“ С с.а (1 “К /СjyJ.
3. Коэффициент трансформации выбирается в преде-
лах п = 2-4-4.
R'
4. Ориентировочно выбирается величина а = =
''ЧВ
= 3-4-10. При выборе величины а нужно иметь в виду,
что чем меньше а, тем равномернее усиление в пределах
заданного диапазона, меньше вес и габариты трансфор-
матора, но уменьшается коэффициент усиления каскада.
Если подъем частотной характеристики должен быть зна-
чительным (например 3-4-5 дб), то нужно выбирать а
побольше, а иногда вовсе не включать шунтирующего
сопротивления.
5. Ориентировочно определяется
Я/в«(1,1-4- 1,3) Яь
Я ш == оЯх'в»
Яш = Я'ШЛ2.
6. Задается коэффициент полезного действия транс-
форматора и определяются сопротивления обмоток:
т]тр = 0,6-г-0,9;
*ш /1 \
'1 = 27' 0 — ^р):
z »тр
г 2 - ^П2-, Г2 = ГХ.
104
7. Определяются /?Л| и 7?/в. Если выбранный режим
лампы по постоянному току близок к типовому, то Rt
можно принять равным табличному. Если же режим по
каким-либо соображениям существенно отличается от ре-
комендованного в справочниках, то нужно определить
Ri лампы в рабочей точке и далее, зная /?/, и г2>
найти
RiH = Ri 4“
и
Rin = Rif 4" Г1 4“ г2-
8. Определяется индуктивность первичной обмотки
Lx в соответствии с выражением (3-17).
9. По заданной величине /Ивтах из формулы (3-29)
определяется затухание
d = /2 (1 - | l-M2Bmax).
10. Считая, что заданная верхняя граничная частота
примерно равна частоте 2-го резонанса о)В2Р = «р, из соот-
ношения (3-20) определяется частота резонанса собственно
контура LsCl — ^оп
(1)011 =---------2Р „
И. Определяется индуктивность рассеяния Ls под-
становкой в формулы (3-23) величины —Ц- взамен («опСг
и решением этого уравнения относительно Ls

Выбор знака «4-» или «—» перед радикалом в по-
следнем выражении произволен. Следует выбрать такой
знак, при котором величина Ls получается более прием-
лемой. Оценка значения Ls производится сравнением ее
с величиной Lx при помощи коэффициента рассеяния
105
Практика конструирования трансформаторов пока-
зывает, что если <3 = 0,01-4-0,005, то изготовление транс-
форматоров не вызывает затруднений.
12. Определяется средняя частота по формуле (3-4).
13. Определяется усиление на средней частоте по
формуле (3-6).
14. Определяется усиление в области низших частот
для нескольких значений частоты по формуле (3-12).
15. Определяется частота, соответствующая макси-
мальному усилению
и значение максимального усиления по формуле (3-27).
16. Определяется усиление в области высших частот
для нескольких значений частоты
17. Строится частотная характеристика каскада по
найденным значениям коэффициента усиления для разных
частот.
18. Строится фазовая характеристика по уравнению
(3-19).
19. Определяется величина сопротивления 7?к и ем-
кости Ск в катодной цепи.
Пример расчета
Рассчитать усилитель для возбуждения двухтактного оконечного
каскада, выполненного на лампах 6П1П. Задано: [и = 70гц; fB =
= 8000гц; Мн= 1,1; Мвтах = 0,9; £/Cm<0,5e; Ко~50; Uo =
= 160 в; ЛЛ2=15.
1. Выбираем для рассчитываемого каскада лампу типа 6НЗП.
Применяем схему, приведенную на рис. 39,6. Лампу 6НЗП ставим
в рекомендуемый справочником режим работы: f/ao = 150e; UCq =
= — 2 в; / « 6 ма\ Ri — b ком; р = 36.
2. Определяем входную емкость каждой лампы 2-го каскада
(для лампы 6П1П Сс к = 8 пф, Сс а = 0,9 пф)
Св.Лг = сс. к + Сс. а (1 + КЛ2) = 8 + 0,9 (1 + 15) « 22 пф.
Задаемся емкостью монтажных соединений См ~ 20 пф и емко-
стью всей вторичной обмотки трансформатора Стр ~ 120 пф.
106
Определяем емкость, шунтирующую всю вторичную обмотку
трансформатора
q
Са = См + Стр + =20+ 120+ 150 лф.
3. Принимаем коэффициент трансформации п = 2.
4. Задаемся множителем нагрузки а = 5.
5. Первоначально принимаем =1,1 • Ri = 1,1 • 6 = 6,6 кол.
6. Находим = aRiB = 5 • 6,6 = 33 ком и = aRiB • п2 =
= 33 • 22 = 132 ком.
Включаем в каждое плечо трансформатора по 62 кол.
7. Задаемся к. п. д. трансформатора iqTp = 0,85 и определяем
активные сопротивления обмоток
33
п = 2^-(1 - 1тр) = 270^5(1 - °’85) = 2’9 ком’
г2 = Г1П2 = 2,9 • 22 = 11,6 ком.
Уточняем значения
Riu = Ri^t- fi = 6 4* 2,9 = 8,9 ком
и
RiB = Rin + = 8,9 4- 2,9 =11,8 ком.
8. Находим величину индуктивности первичной обмотки транс-
форматора
L, _ ______________________________
2-з,14.7о;1 + Щ]ГГн^7
^35 гн.
9. Находим коэффициент затухания
d = ]/2( 1 -/1 -Л4* гаах) = }^2(1 « 1,07.
10. Уточняем значения а и находим /оп:
33
11,8
= 2,8;
а
Rui
RiB
8 • 103
= 6,8 кгц.
11. Определяем индуктивность рассеяния
£S ’ 2^7 [“" /' + Т + VI'+t) д'“’-4д| -
- 2 2 з',14 * б°8 10. I/' + 2^8 ' г'8 • ‘ОТ +
+ 1^I1 + 21) 1,072 ‘ 2,82 “ 4 ’ 2’8] ~ 0,5 гН'
107
Коэффициент a =-j— — -7^= 0,015, что легко конструктивно вы-
полнить.
12. Определяем среднюю частоту диапазона
13. Определяем коэффициент усиления на средней частоте диа-
пазона
,t"-'"fi^-35'233+ra-52-
14. Определяем коэффициент усиления в зоне низших частот по
формуле:
/Н1 = 70гц-, КНх=47;
/Hj = 100 » ; K„t = 50;
/н>’=200 »; =51.
Определяем коэффициенты усиления в зоне высших частот для
нескольких значений частоты:
а) частота, соответствующая максимальному усилению
/max = /оП ]/1-^ = 8.10з]/1-Ь^^7 кгЦ-
б) коэффициент усиления на частоте /тах
Усиление на других частотах определяем по формуле:
108
fBk= Ъкгц, KBi — 53:
/в,'=4 » • Кв.* = 56;
/в, = 5 > > «в. = 57;
/в. = 8 » • *в. = 48.
По полученным данным строим частотную характеристику.
15. Определяем элементы, обеспечивающие смещение:
UCn 2
RK = FEe=R—Тп=Ь = 400ол<;
к /я 5 • 1и 3
ао
Г _ 1° 10 ,п ,
С« ~ “в^к 2 • 3,14 • 70 • 400 ~ 50 ф'
§ 3. Реостатно-трансформаторный каскад
В реостатно-трансформаторном каскаде междукаскад-
ная связь осуществляется разделительным конденсатором
С и трансформатором, как показано на рис. 43. В дан-
ной схеме постоянный анодный ток лампы протекает по
Рис. 43. Принципиальная схема реостатно-трансформа-
торного каскада.
сопротивлению Ra, так же как в реостатном каскаде;
переменная составляющая анодного тока протекает
через разделительный конденсатор С и первичную обмотку
трансформатора. Выделенное на первичной обмотке пере-
менное напряжение трансформируется и поступает на
управляющую сетку следующей лампы. Сопротивление
играет точно такую же роль, как в трансформатор-
ном каскаде. Отсутствие постоянного подмагничивания
109
Рис. 44. Эквивалентные схемы рео-
статно-трансформаторного каскада:
а — непреобразованная; б — преобразо-
ванная.
в трансформаторе влечет за собой уменьшение его габа-
ритов и возникающих в нем нелинейных искажений. Су-
щественной особенностью реостатно-трансформаторного
каскада является возможность получения подъема час-
тотной характеристики в области низших частот, вызван-
ного резонансом, который обусловлен емкостью С и ин-
дуктивностью первичной обмотки трансформатора Lr.
Эквивалентная схема
рассматриваемого каска-
да с учетом упрощений,
принятых при рассмот-
рении трансформаторно-
го каскада, приведена
на рис. 44,я. С помо-
щью теоремы об эквива-
лентном генераторе эта
схема может быть при-
ведена к виду,показан-
ному на рис. 44,6.
Обозначения, приня-
тые на схеме:
Ъ
₽/н*=vtr; + Г1’
Далее анализ кас-
када проводится анало-
гично реостатному и трансформаторному.
Эквивалентная схема (рис. 44,6) сопоставляется со
схемой в общем виде (рис. 21,а) и определяются ком-
плексные проводимости
— 1 • V — 1 * Y _____ 1 •
"Чн+±_’
j^C
^4 = 7Т7 + /О)С2.
/\ш
Значения проводимостей подставляются в формулу
(1-35) и после преобразований и упрощений получается
выражение для коэффициента усиления каскада в ком-
плексном виде
ПО
к =
М
/ /?.в . 1 \ + / coC|/?ZB + -F — 7?ш
1__________zh
(tiCRui (tiLiCRui
(3-31)
Рис. 45. Частотная и фазовая харак-
теристики реостатно-трансформаторно-
го каскада.
из которого легко получить уравнение частотной и фа-
зовой характеристик.
Пользуясь приведенной выше методикой, можно рас-
смотреть работу реостатно-трансформаторного каскада
для областей низших,
средних и высших час-
тот и получить из урав-
нения (3-31) более удоб-
ные для расчетных це-
лей формулы.
В реостатно - транс-
форматорном каскаде в
области низших частот
при определенных усло-
виях имеет место по-
дъем частотной харак-
теристики. Наличие или
отсутствие подъема за-
висит от величины коэффициента затухания контура,
в который входят индуктивность и конденсатор С.
Как показывает анализ, подъем частотной характерис-
тики создается при ^<^2.
В области высших частот поведение реостатно-транс-
форматорного каскада такое же, как трансформаторного.
Частотная и фазовая характеристики каскада имеют вид,
показанный на рис. 45.
§ 4. Дроссельный каскад
Дроссельный каскад по построению схемы подобен
реостатному, но отличается тем, что анодной нагрузкой
является дроссель (рис. 46,а). Поскольку сопротивление
дросселя постоянному току невелико (порядка сотен,
а иногда и тысяч ом), падение постоянного напряжения на
анодной нагрузке весьма незначительно. Это позволяет
осуществить аноднсе питание дроссельного каскада от
111
источника с меньшим напряжением, чем реостатного при
том же использовании лампы или при одинаковом источ-
нике питания получить от дроссельного каскада несколько
большее усиление. Если ориентировочно в реостатном
каскаде на триоде (о,6-4-0,7) у-, то в дроссельном —
(0,8н-0,9)
б
Рис. 46. Схема дроссельного усилительного каскада:
а — принципиальная; б — эквивалентная.
Сравнительно с трансформаторным дроссе чьный кас-
кад имеет то преимущество, что дроссель проще и де-
шезле трансформатора. Существенной особенностью дрос-
сельного каскада является возможность получить подъем
характеристики в области низших частот вследствие ре-
зонанса токов, обусловленного индуктивностью дросселя
и разделительным конденсатором Сс.
Для анализа дроссельного каскада можно воспользо-
ваться методикой, рассмотренной выше. Эквивалентная
схема каскада приведена на рис. 46,6. Для упрощения
112
на ней не изображены активное сопротивление обмотки
дросселя и сопротивление потерь в сердечнике, а рас-
пределенная емкость обмотки дросселя Сдр включена в
емкость Со
Со — Сдр + См -|- СВх .
Рис. 47. Частотная и фазовая харак-
теристики дроссельного каскада.
Если сопоставить эквивалентную схему дроссельно-
го каскада (рис. 46, б) с эквивалентной схемой уси-
лителя в общем виде
(рис. 21,а), определить
проводимости
Л = 4.;
Аг
у — 1 •
у3 = /и)Сс;
^4 = ^ + /ШСО
и затем найденные зна-
чения подставить в об-
щую формулу (1-35), то после некоторых преобразований
можно найти выражение для коэффициента усиления
дроссельного каскада в комплексном виде
____________и____________
о>чсс/?с + 7 [0)C/?i ~ ЕЕ
. (3-32)
Из последнего соотношения легко получаются уравне-
ния частотной и фазовой характеристик (рис. 47):
Л = г - ; (3-33)
T = -arctg—----------*-• <3’34>
+ Rc <**LCcRc
Наличие или отсутствие подъема в частотной харак-
теристике зависит от резонансных свойств контура LCcRc
8 682
из
и, в частности, от отношения При < 1 подъем мо-
жет иметь место, а при 1 его не будет. В отли-
чие от трансформаторного и реостатно-трансформаторного
каскадов здесь для получения подъема нужно применять
лампы с большим /?/, т. е. пентоды.
Качественная работа дроссельных каскадов в широ-
ком диапазоне частот возможна лишь в случае примене-
ния дросселей сложной конструкции и больших разме-
ров. В то же время дроссельные усилители не обладают
существенными преимуществами сравнительно с реостат-
ными или трансформаторными, поэтому как каскады уси-
ления напряжения применяются редко.
Глава 4
КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
§ 1. Общие сведения
Каскады усиления напряжения рассчитываются и кон-
струируются так, чтобы было обеспечено возможно боль-
шее (или заданное) усиление по напряжению при воз-
можно меньших (или заданных) частотных искажениях.
При изучении усилителей напряжения не интересуются
колебательной мощностью, которую отдает лампа, коэф-
фициентом полезного действия каскада и нелинейными
искажениями. Обычно усилители напряжения выполняют-
ся на маломощных лампах и потребляют от источников
питания незначительную энергию. Возбуждающий сигнал
в этих усилителях в большинстве случаев невелик, и
можно считать рабочий участок динамической характе-
ристики линейным.
Иначе обстоит дело в усилителях мощности. Основ-
ным назначением этих усилителей является выделение
на нагрузочном сопрбтивлении возможно большей или за-
данной мощности. В связи с этим необходимо как можно
эффективнее использовать лампу, что сопровождается появ-
лением нелинейных искажений. Поэтому, когда указывает-
ся колебательная мощность усилителя, должен быть указан
соответству ющий коэффициент нелинейных искажений.
Поскольку усилители мощности потребляют от источ-
ников питания значительную энергию, коэффициент по-
8*
115
лезного действия является одним из основных показате-
лей Э1их каскадов. Усиление напряжения в усилителях
мощности практической роли не играет. Каскады усиле-
ния мощности, используемые на выходе усилителя, на-
зывают выходными или оконечными.
Требования, предъявляемые к частотной характерис-
тике оконечного каскада, хотя и имеют значение, но не
Рис. 48. Схемы каскада усиления мощности:
а — на триоде; б — на лучевом тетроде.
основное, так как форма частотной характеристики уси-
лителя в целом зависит от коррекции, вводимой в пред-
варительные каскады, возбуждающие выходной.
Каскады усиления мощности в зависимости от схемы,
по которой они выполнены, делят на однотактные и
двухтактные.
Однотактные каскады применяются, как правило, при
относительно малых выходных мощностях — до 3—5 ва.
В случае необходимости получения колебательной мощ-
ности, превышающей 3—5 ва, применяют двухтактные
каскады.
Для возможно более эффективного использования ламп
оконечного каскада должно быть обеспечено определен-
ное согласование сопротивления нагрузки с внутренним
сопротивлением ламп. В редких случаях, когда сопротив-
ление нагрузки близко по величине к необходимому для
согласования, оно может быть включено непосредственно
в анодную цепь. Обычно нагрузочное сопротивление зна-
чительно меньше необходимого для согласования и при
его непосредственном включении в анод колебательная
мощность получается очень малой.
116
Каскады усиления мощности, в основном, собираются
по трансформаторной схеме (рис. 48,а, б), главным до-
стоинством которой является возможность легко согласо-
вывать сопротивление нагрузки с выходным сопротив-
лением лампы. Если известно, что лучший режим рабо-
ты получается при сопротивлении в аноде лампы, равном
/?а, а задано сопротивление нагрузки /?н, то, выбрав
коэффициент трансформации, равный п = | , мож-
но обеспечить необходимое согласование.
Достоинством трансформаторной схемы является также
то, что сопротивление постоянному току первичной об-
мотки трансформатора невелико и потери постоянного
напряжения в анодной цепи незначительны.
Лампы усилителей мощности не стремятся выполнять
с большим статическим коэффициентом усиления — jx, а
главное внимание при их конструировании уделяют по-
вышению отдаваемой лампой колебательной мощности
повышению допустимой мощности рассеяния на аноде Ра,
увеличению крутизны S, повышению экономичности.
В усилителях мощностью от сотых до десятых долей
вольт-ампера используются те же лампы, что и в усили-
телях напряжения, например 6С5С, 6Н1П, 6Н8С, 6Ж8
(в триодном включении), 1НЗСи др.; в усилителях мощ-
ностью от десятых долей до десятков вольт-ампер чаще
всего используются лучевые тетроды: 2П1П, 6П6С, 6ПЗС,
6П1П, 6П9, 6П14П, 6П15П и др. В более мощных устрой-
ствах применяются модуляторные и генераторные лампы,
такие как: ГМ-70, ГМ-60, ГУ-5Б и др.
Нагрузочное сопротивление каскадов усиления мощ-
ности, как правило, имеет комплексный характер (дина-
мический говоритель, телефоны, трансляционная линия
и т. п.). Учет комплексности нагрузки вызывает сущест-
венные трудности, поэтому основные показатели усили-
теля сбычно находят для некоторой средней частоты,
считая нагрузку чисто активной.
В усилителях мощности очень широко применяется
отрицательная обратная связь, существенно улучшающая
качественные показатели устройства (см. гл. 6 § 6).
В зависимости от выбора рабочей точки и величины
возбуждающего напряжения различают пять режимов
117
(классов) работы каскадов усиления мощности: Л, АВ 1У
АВ2> В1, В2-
В режиме А рабочую точку и напряжение возбуждения
выбирают такими, чтобы не было отсечек по анодному то-
ку и не появлялся ток сетки (рис. 49,а). В этом режи-
ме выполняются условия: UCo^Ucmn 1а0^1ат',он ха-
рактеризуется сравнительно небольшими нелинейными
искажениями, но низким к. п. д., который примерно
равен 15—30%.
В режиме В (рис. 49,6) рабочая точка выбирается
так, чтобы ток покоя был равен нулю. В зависимости
от величины напряжения возбуждения сравнительно со
смещающим напряжением (7Со могут быть получены разно-
видности режима В — режимы Вг и В2. Если UQrn<UcQ
и сеточные токи не появляются, имеет место режим В1У
если же UQ т > £Л0 и работа происходит с сеточными то-
ками, получаем режим В2.
Режим В является наиболее экономичным, так как
токи лампы в паузах близки к нулю; к. п. д. может
достигать 60—70%, но нелинейные искажения велики и
обычно уменьшаются введением отрицательной обрат-
ной связи.
Строго говоря, режим В является идеализированным,
удобным для теоретического анализа. Получить этот ре-
жим. применяя пентоды или лучевые тетроды, практи-
чески не удается, так как форма динамических характе-
ристик сильно искривляется в нижней части. Но в мощных
триодах можно получить режим, очень близкий к идеаль-
ному режиму В, поэтому он представляет не только
теоретический, но и практический интерес.
Режим АВ является промежуточным между А и В
(рис. 49,в). Рабочая точка в этом режиме выбирается на
нижнем загибе характеристики, и работа ведется с отсеч-
кой по анодному току.
Если так, что сеточных токов нет, имеет
место режим АВГ. При наличии сеточных токов, когда
UQ т > (7Со, получается режим АВ2. В первом случае к. п. д.
равен 40—50%, а во втором лампа используется полнее
и к. п. д. достигает 60%.
В усилителях средней мощности (десятки вольт-ампер)
чаще всего применяется режим АВг.
118
Рис. 49. Графики, изображающие разные режимы работы каскада
усиления мощности:
а — режим А', б — режимы Вх и В%\ в — режимы АВх и АВ%.
119
§ 2. Ощотактиый каскад на триоде
При проектировании усилителей мощности большое
значение имеет выбор величины нагрузочного сопротив-
ления пересчитанного в анодную цепь лампы, от вели-
чины которого зависят отдаваемая колебательная мощ-
ность, к. п. д., нелинейные искажения и другие показатели.
Необходимо прежде всего определить, при каком зна-
чении нагрузочного сопротивления отдаваемая лам-
пой мощность макси-
мальна. Пусть вели
чина напряжения
анодного питания
задана и варьировать
получением макси-
мальной мощности
можно напряжением
возбуждения Ucrn и
сопротивлением Ra.
Исследование произ-
водим графо-аналити-
ческим методом
Рассмотрим семей-
ство анодных ха-
рактеристик триода
(рис. 50) и ограничим на плоскости iaua рабочую область.
Поскольку работа в однотактном каскаде должна про-
исходить без сеточных токов, то нельзя заходить левее
характеристики, соответствующей смещению ис—0 и в об-
ласть, лежавшую выше штрихпунктирной линии Ра, по-
казывающей допустимую для данной лампы мощность
рассеяния на аноде. Кроме того, режим следует вы-
бирать так, чтобы не заходить в область искривленных
характеристик во избежание значительных нелинейных
искажений. Горизонтальная прямая /amin отсекает ис-
кривленные участки характеристик, поэтому захватывать
область лежащую ниже этой прямой нежелательно.
Найдем рабочую точку. Динамической характеристикой
по постоянному току (при <! = ()) будет вертикальная пря-
мая, уравнение которой иа = Uo. Рабочая точка, зависящая
от выбранного смещения (ис = (/с0), располагается на этой
линии. Динамическая характеристика по переменному то-
ку проходит под }глом 3 (ctg р = Ra) через рабочую точку.
120
Рабочий участок динамической характеристики не дол-
жен заходить в запрещенную область. Наибольшее исполь-
зование лампы при данном сопротивлении Ra будет в том
случае, когда рабочая точка делит пополам максимально
возможный для данного /?а рабочий участок динамиче-
ской характеристики.
На рис. 50 показано построение трех динамических
характеристик, соответствующих разным /?а, и показаны
треугольники мощностей в каждом случае. Очевидно,
что существует некоторое сопротивление /?а, при кото-
ром неискаженная мощность (площадь треугольника)
оказывается наибольшей Найдем величину этого сопро-
тивления. Обозначая через /7ха анодное напряжение, соот-
ветствующее точке пересечения характеристики Uc = 0 и
линии ia = /а min, можем записать
U0 = U\ + U1 + Uam. (4-1)
Колебательная мощность
^а. (4-2)
а т а гп. £ а т а \ /
Найдем I нейный и а т, полагая, что участок характеристики ab ли- etg ф = Ri- Из треугольника abc etg ф = ~ , “ат
откуда U1 — 2/а mRi-
По дет: что Uam -- тока авив выражение иг в формулу (4-1) и учитывая, = (a m • Ra, найдем искомое значение анодного г ат 2R. + 7?а
и колебат ельной мощности *о! । 1 а* (4-3) 2 \2Я. + Ra) V 7
Вводя коэффициент нагрузки а — ~ , получим n i/U -U'\2 a Р-= 2 2 + /1 («)
121
Кривая РДа), построенная по уравнению (4-4),
имеет вид, показанный на рис. 51.
Для определения коэффициента нагрузки aonm, соот-
ветствующего максимальной мощности, исследуем выра-
dP
жение Р~(а) на максимум. Найдя производную и
приравняв ее нулю, получим
^onm = 2.
Следовательно, для получения наибольшей колеба-
тельной мощности нужно применять нагрузочное сопро-
аопт=2
Рис. 51. Примерный вид кривых
РДа) и (а) каскада усиления мощ-
тивление, вдвое большее
внутреннего сопротивле-
ния лампы.
Данный вывод отлича-
ется от известного поло-
жения, что максимальная
мощность получается при
нагрузочном сопротивле-
нии, равном внутреннему
сопротивлению генератора.
Следует иметь в виду, что
это справедливо, если из-
меняется только величина
пости на триоде. сопротивления нагрузки,
а величина э. д. с. гене-
ратора остается неизменной. В рассматриваемом случае
варьировалось как сопротивление нагрузки, так и напря-
жение возбуждения.
Найдем зависимость к. п. д. каскада^ от а. Поскольку
Р
7]=.р-, то
о
2^
2 т^а т
Определим
Г 7 __ Т п ____(^о— Ua)Ra ___ (^/04-(/а)я
U а т - 1 а тК а - +/?а ~ 2 + a
Считая для упрощения получим
1 UQ — Ua а
2 ‘ Uo ' 2 4- a •
(4-5)
122
Кривая т] (а), построенная по уравнению (4-5), пока-
зана на рис. 51. С возрастанием а растет т]. При а = 2
т] ^25%, а при а -> оо т] = 50%. В реальных устройствах
т] равно 15—30%. Кривая Р-ы не имеет резко выражен-
ного максимума и при некотором увеличении а относи-
тельно оптимального мощность падает незначительно, а
7} возрастает. Поэтому часто выбирают а, превышающее
оптимальное значение.
Коэффициент нелинейных искажений можно вычислить
методом трех ординат [формулы (1-56)] или по формулам
(1-57).
Анализ показывает, что с ростом а нелинейные иска-
жения у триодов монотонно падают, следовательно, с
этой точки зрения целесообразно применять значения а
большие, чем аопт = 2.
§ 3. Однотактный каскад на лучевом тетроде
(или пентоде)
Оконечные каскады мощностью до нескольких вольт-
ампер чаще всего выполняют на лучевых тетродах. Прин-
ципиальная схема такого каскада показана на рис. 48,6.
Элементы R3C3 часто исключают, и экранная сетка со-
единяется непосредственно с положительным полюсом ис-
Рис. 52. Построение динамических характеристик, треугольников
мощности и кривых анодного тока лучевого тетрода при разных /?а.
точника анодного питания. В этом случае экранная сетка
блокируется на землю через конденсатор фильтра в цепи
питания. Иногда экранная сетка соединяется накоротко
с анодом и такое включение называется триодным.
Лучевые тетроды и пентоды обладают значительно
большим внутренним сопротивлением и статическим коэф-
фициентом усиления, чем триоды, и существенно отли-
чающимися по ферме статическими характеристиками
123
каскада
тетроде
Рис. 53. Кривые Р ~ (a) Kf (а)
усиления мощности на лучевом
(пентоде).
вываясь на графических
ia (иа). Вследствие указанных причин режим работы лу-
чевых тетродов (пентодов) отличается от режима работы
триодов. Выбор множителя нагрузки из условия а> 1
здесь оказывается совершенно нецелесообразным. Посколь-
ку ctg ф = Rt и ctgp = то при Ra = Rif Р = ф. В таком
режиме (рис. 52) динамическая характеристика по пере-
менному току проходит очень полого (линия /), площадь
треугольника, характеризующая отдаваемую мощность,
оказывается малой, а нелинейные искажения значитель-
но возрастают. При
уменьшении Ra угол £
растет и работа каскада
улучшается (линия 2).
Однако при чрезмерно
малом Ra отдаваемая
лампой мощность пада-
ет (линия 5). Опреде-
лить аналитически ве-
личину аопт так же, как
для триодов, не удает-
ся. Поэтому для тетро-
дов и пентодов аопт
обычно выбирают, осно-
авлениях и на экспери-
ментальных данных. Оптимальный коэффициент нагрузки
для лучевых тетродов и пентодов обычно лежит в преде-
лах 0,05ч-0,2.
Характерной особенностью тетродов (пентодов) явля-
ется наличие минимума нелинейных искажений при опре-
деленном нагрузочном сопротивлении. Минимум kf и мак-
симум Р~ наступают при коэффициенте нагрузки а =
= 0,05-^0,2 (рис. 53). Однако нагрузочное сопротивле-
ние /?а, соответствующее аопт, обычно несколько отлича-
ется от того, при котором нелинейные искажения мини-
мальны. Минимум kf соответствует такому нагрузочному
сопротивлению, при котором рабочий участок динами-
ческой характеристики делится рабочей точкой примерно
на равные части (рис. 52, линия 2). В этом случае кри-
вая анодного тока почти симметрична и четные гармо-
ники сведены к минимуму.
При малом Ra верхний полупериод переменной состав-
ляющей анодного тока становится больше нижнего (ли-
ния 5), и kf возрастает за счет четных гармоник. При
124
слишком большом Ra также проявляется асимметрия, но
теперь верхний полупериод меньше нижнего (линия 1).
У лучевых тетродов (пентодов) доминирующее значение
имеет не вторая гармоника, как у триодов, а третья,
поэтому определять гармонические составляющие и
среднее значение анодного тока следует по формулам пяти
ординат (1-55).
Положите шной особенностью тетродов и пентодов
сравнительно с триодами является более высокий коэф-
фициент использования анодного напряжения
соответственно более высокие к. п. д. и коэффициент
чувствительности
который позволяет уменьшить напряжение, необходимее
для возбуждения каскада.
§ 4. Электрический расчет выходного трансформатора
и определение основных параметров оконечною
каскада
Существенное значение при расчете усилителя мощности
имеет определение электрических параметров выходного
трансформатора. Нагрузочное сопротивление /?н в усили-
телях мощности чаще всего невелико (омы или десятки
ом), и поэтому в области звуковых частот действием
шунтирующих его паразитных емкостей можно пренебречь.
Для упрощения расчетных формул удобно анализиро-
вать работу выходного трансформатора раздельно в
областях низших, средних и высших частот, как это
делалось при рассмотрении усилителей напряжения.
Эквивалентные схемы каскада для областей средних,
низших и высших частот без учета сопротивления, ха-
рактеризующего потери в железе, имеют вид, показан-
ный на рис. 54. На этом рисунке приняты такие же
обозначения, как при рассмотрении трансформаторного
каскада усиления напряжения (гл. 3 § 2).
125
В области средних частот, как показывает
анализ, без заметной погрешности можно пренебречь
действием реактивностей; эквивалентная схема приобре-
тает вид. показанный на рис. 54,а
Рис. 54. Эквивалентные схемы каскада усиления мощности:
а — для области средних частот; б — для области низших частот (непреобра-
зованная); в — для области низших частот (преобразованная); г — для области
высших частот.
Коэффициент полезного действия трансформатора,
равный отношению колебательной мощности, отдаваемой
нагрузке к подводимой мощности
_рн~
+р — р
как следует из эквивалентной схемы (рис. 54,а), мож-
но выразить следующим соотношением:
Г-R'h
1*тр ~ РГ1 + /V' + /‘ЯА •
откуда &
11Тр = 77+7
_н_______
2 4"
(4-6)
126
Очень важно получить возможно большее значение
тдТр при заданной затрате меди на обмотки. Это условие
выполняется при определенном соотношении между вели-
чинами активных сопротивлений q6motok. Как показал
Г. С. Цыкин [30], наилучшее использование меди в транс-
форматоре, работающем в режиме А, имеет место при
выполнении равенства
Г1 = г'. (4-7)
Так как сопротивление анодной нагрузки каскада
Ra Ге 4" Г2 4" Rii
(4-8)
то

(4-9>
Обычно при расчетах трансформатора величиной т]тр
задаются, ориентируясь на следующие значения:
В усилителях мощностью до 1 ва . . . *чтр= 0,7—0,85
» » » = 1 ч- 10 ва . . . ^тр = 0,8ч-0,9
» » » Р~ = 10 ч- 100 ва . . . ^тр= 0,9ч- 0,94
В усилителях большей мощности ”Г]тр порядка 0,96 ч-0,98
Пользуясь зависимостями (4-6), (4-7), (4-8), можно
найти rv соответствующее заданному т]тр и выбранной
величине Ra
р
= у (1—•’Itp). (4-10)
Коэффициент трансформации определяется из равен-
ства
Приняв во внимание выражение (4-9), получим
Активное сопротивление вторичной обмотки
г2 = г' . П* « • (4’12)
127
Коэффициент усиления каскада по напряжению опреде-
ляется из равенства
rs U 2 U % П
Поскольку
и' _ /Р' _ _____
2 - Кн“ ^4-п 4-^4-/?' ’
то, учтя равенство (4-8), получим
к‘=т, <4-13>
или
/<0 = №тР а. (4-14)
р
Вводя коэффициент нагрузки а = ~, получим
Ко = p.nvjTp . (4-15)
В области низших частот действие индуктив-
ности, шунтирующей нагрузку, становится значительным
и эквивалентная схема приобретает вид, показанный на
рис. 54,6.
Преобразуем эту схему с помощью теоремы Тевенена,
считая нагрузкой сопротивления, лежащие правее линии
И. Тогда
2 =г2 -ф 7?н;
77 _
Ux x ~ Ri + rr+ ju>Li ;
7 _ (rl + Ri) j^Lj
ВЫХ - f] + ft. + juiLl •
Преобразованная схема показана на рис. 54,в.
Вводя обозначение Rit = гг -ф Rit получшм
Н /7 “ / Rii • i^Ll • \п
с №1 + /“Ll) (/?„ Ф /0>HZ.; + +*и ) Uc
После простых преобразований, обозначая
D Ril (rz + R'H)
128
и принимая во внимание выражение (4-13), получим
(4-16)
откуда находим модуль
Ко____
^э.н
imuLi
(4-17)
Из выражения (4-17) легко определяется коэффициент
частотных искажений на низших частотах
(4-18)
Из последнего соотношения видно, что при заданной
нижней граничной частоте для уменьшения частотных
искажений следует увеличивать постоянную времени ,
''э.н
т. е. применять лампу с малым Rt и трансформатор с
большой индуктивностью Lr.
Обычно величина Л4Н бывает задана и требуется най-
ти обеспечивающее ее значение
/?э.н
_
Ч Мн-'
(4-19)
При достаточно высоком т]тр, когда можно пренебречь
потерями в трансформаторе, эквивалентное сопротивление
на низших частотах
п ____ ' R'h aRi
ЭН “ R. + R'H - R. + Ra “ 1 + a
и можно определить по формуле
У __Rj а 1__
1+»’-|Ч^тт
(4-20)
В области высших частот нельзя пренебрегать
падением напряжения на индуктивности рассеяния, но
можно пренебречь шунтирующим действием ветви, содер-
жащей Эквивалентная схема, отражающая процессы
9 682
129
в каскаде, представлена на рис. 54, г. Коэффициент уси-
ления для области высших частот определяется из соотно-
шения
__ ^2ВП _ ________^с^н'1________
Лв “ Uc ~ + n + + R'„ + KLs)uc ’
Учитывая выражение (4-13) и вводя обозначение R3.B=
• = Ri + ri + ri 4- R'H, получим
Кв =
откуда находим модуль
Кв
'+1-7Г-
У'э.в
(4-21)
Коэффициент частотных искажений в области высших
частот
Из последнего соотношения видно, что Л4В определяется
Ls
постоянной времени р— . Для уменьшения 7ИВ нужно
^э.в
стремиться выполнить трансформатор с минимальной ин-
дуктивностью рассеяния. Допустимая величина Ls при
заданных частотных искажениях 7ИВ определяется из
равенства
D ______
= (4-23)
в
При достаточно высоком т]тр
Вэ.в = Ri (1 + а)
и
D ______.
18 = -‘(1+«)КХ-1. (4-24)
В
Определив Ls, следует найти коэффициент рассеяния
Ls
а = > который должен быть больше 0,005, иначе транс-
форматор конструктивно невыполним.
130
После вычисления r19 r2, L19 LSi n, а электрический
расчет трансформатора считается законченным и следует
приступить к его конструктивному расчету [30].
Трансформатор должен быть спроектирован так, чтобы
возникающая в сердечнике индукция на низшей рабочей
частоте Вт не превышала определенной величины. В про-
тивном случае трансформатор, вследствие нелинейности
кривой В(Н)9 станет источником значительных нелиней-
ных искажений.
Индукция Вт определяется по формулам [30]:
для
класса
D 2,64 . 1G5
LJff. — ——————
т “н<?с
для
класса В
р~1щ
(4-25)
Р 3,45 • 105
т /7

^Тр)
(4-26)
— сечение
, СМ2\
гд^
/Ml — средняя длина витка первичной обмотки, см;
qMl — чистое сечение меди первичной обмотки, см2.
Величина Вт для трансформаторной стали среднего
качества не должна превышать следующих величин:
5000 гс при мощности .... 0,1— 1 ва
8000 » » » .... 1 —10 »
9000 » » » .... 10 —100»
12000 » » » .... 1 ква
Пример расчета однотактного каскада
Произвести электрический расчет оконечного каскада звуковой
частоты по следующим данным: Рв >2 вт;
Kf < 5%; Uo = 250 в; RH = 3 ом; fu = 80 гц;
fB = 8000 гц; Мн<1,2; Л4В<1,1.
1. Выбираем лампу ориентируясь, главным образом, на обеспе
чение требуемой Ра . Останавливаемся на лампе типа 6П14П, рабо-
тающей в режиме:
i/Co = — 3 в; Вэ = 150 в; Ri — ЗОком; Ucm = 3e; /э = 3,5 ма.
Применяем схему рис. 48, б.
2. Задаемся падением напряжения на первичной обмотке транс-
форматора С7тро = 25 в; зная Uo и UCq, находим рабочую точку А.
9*
131
Через рабочую точку проводим динамическую характеристику по
переменному току, так чтобы отрезки АВ и АС были близки по
величине (рис. 55).
3. Находим /?а и а:
am
Ri
0,26.
4. Определяем величины пяти опорных ординат (рис. 55)
/а max = 57 ма' '' = 46 ма’ 7а0 = 32 ма'< = 18 ма< 1 a min = 8 ма-
Рис. 55. Пример построения динамической
характеристики.
Пользуясь формулами пяти ординат, определяем гармонические
составляющие и среднее значение анодного тока:
57 — 8 + 46— 18 о_
--------т-------= 26
_с.5(57 + 8>-згЕ
‘атг 2
57 — 8 — 2(46— 18) , „
'ат, =------------------’ = ’-2
57 + 8-4 (46 + 18) _+6-3,2 =
lamt 12
_57 + 8 + 2(«J-J8)
а.ср 6
Коэффициент нелинейных искажений
УТ* У? +/ 1 0,252 + 1,22 + 0J2
k = --am‘ Т ф 100 = ,.Т---.100 7=4,5%.
7ат,
132
5. Колебательная мощность
= У 'атЛ» = Т 26 * |0“’ ' 200 = 2-6 вт-
«
6. Задаваясь ^тр = 0,8, находим
P_N = Р^тр = 2,6 • 0,8^2,1 etn.
Максимальная .мощность, рассеиваемая анодом,
Ра = Ua Л = 225 - 32 = 7,2 вт < Ра лоп = 12 вгп.
а ао а0 а.доп
Элементы в цепи экранной сетки
UO — U3 250—150 О7
------------------— 27 ком:
о,э
• - - Ю • Ю6 _
Сэ ” “ьЛ “ 2 . 3,14 . 80 • 27 - 103 МК(Р-
Элементы
7.
8.
«э =
9.
в цепи катода
Я"" 77+7,“зТ+зЗ”82

ch
10. Коэффициент полезного действия каскада
₽« • 100 2,2- 10* • 100_ОК()/
11 ^«(/а.ср + 'э) 250 (32 + 3,5) ~ /о'
11. Электрические данные трансформатора:
1 / Я» |/ 3 _ 1
п “ \ Ra- V)TP- ’ 7700 • 0.8 ~ 45 ’
г, = R 1 ~= 7700 2=^? = 770 о.и;
а 2 2
i/Tpo = /a/i = 32.0,77 = 25 e;
7?;i (r'2 + /?') _ (зо + 0,77) (0,77 + 0,003 • 45=)
К*-11 “ Rh + r'2 + /?' “ 30 + 0,77 + 0,77 + 0,003 • 452 “ 5’ K0M'
7,- -_______5’8-10:
«Onl/Af2-! 2-3,14-80 J 1,2*-1
Ra в = Ri + n + r'2 + R'„ = 30 + 0,77 + 0,77 + 0,003 • 45* = 38 ком;
0 = = 21^ » 0,02.'
133
12. После определения электрических данных трансформатора
производится его конструктивный расчет и вычисляется максимальная
индукция Вт, величина которой должна быть меньше допустимой.
§ 5. Общие сведения о двухтактных каскадах
Двухтактный каскад усиления мощности (рис. 56)
обладает рядом достоинств сравнительно с одчотактным
и является основным в усилителях мощностью более
5—7 ва.
Рассмотрим процессы, происходящие в двухтактной
схеме. Допустим, что источник входного сигнала 7/г_ не
Рис. 56. Принципиальная схема
двухтактного каскада.
действует и по цепям
протекают только по-
стоянные токи, обус-
ловленные источника-
ми UQ и t/Co. Посколь-
ку постоянные состав-
ляющие анодных то-
ков ламп /а01 и /аоя
протекают по первич-
ной обмотке транс-
форматора Тр2 от
средней точки в раз-
ные стороны, то при
полной симметрии
плеч магнитные поля, созданные этими токами, компенсиру-
ются, и в сердечнике трансформатора отсутствует постоян-
ная составляющая магнитного потока. Когда начинает дей-
ствовать источник возбуждения U19 т. е. на сетки ламп
<Z7i и Л2 подаются равные и контрфазные напряжения,
анодные токи ламп становятся пульсирующими. Если,
например, в данный момент на сетку первой лампы по-
ступает положительное напряжение относительно катсда,
а на сетку второй отрицательное, то
= /аОя *а~2-
Полярность напряжений на сетках ламп периодически
изменяется, и изменяются знаки в приведенных равен-
ствах.
134
Суммарный подмагничивающий ток равен разности
токов плеч
fg = (4-27)
или
~ ^а01 ^а~1 ^а0а 4“ ^а~2‘
В случае полной симметрии постоянные составляющие
токов в плечах равны (/aoi = Ло,) и is определяется ра-
венством
is = + ia^2, (4-28)
т. е. суммарный подмагничивающий ток содержит только
переменную составляющую, которая повторяет форму сиг-
нала, возбуждающего уси-
литель.
Результирующие ампер-
витки aws, создающие сум-
марный магнитный поток в
сердечнике трансформато-
ра Тр2, равны
Wi . £01 .
aWS = — ^1^ =
2 2 (4-29)
2 Пах — 2 о* •
Следовательно, в сер-
дечнике трансформатора
двухтактного каскада уси-
ления отсутствует (или
сильно подавлена при не-
полной симметрии) посто-
янная составляющая маг-
нитного потока. Это обсто*
Рис. 57. Графическое изображение
токов ламп и суммарного тока в
режиме В.
ятельство позволяет уменьшить габариты трансформатора
и облегчить его конструкцию.
Двухтактные схемы могут работать не только в ре-
жиме А но и в более экономичных режимах АВ и В,
что позволяет существенно повысить к. п. д. каскада. Не-
линейные искажения в режимах АВ и В, хотя и возра-
стают, но оказываются прием немыми. Как видно из рис. 57,
суммарный подмагничивающий ток в режиме В в основном
135
сохраняет форму возбуждающего сигнала, хотя ток каж-
дой лампы в отдельности сильно искажен. Аналогично
обстоит дело в режиме АВ.
В случае режима В амплитудное значение первой гар-
моники и постоянной составляющей анодного тока лампы
приближенно определяется из равенств
I _____ max . г ^а max
^а/пх — —2“- > 7а0~“^— •
Коэффициент полезного действия каскада в режиме В
Р~ 1 amt ’ Uат к ат ,л
ъ = К“2 1ч-о;- = т-тц- (4'30’
Если коэффициент использования анодного напряже-
II
ния $ = -у- принять равным с = 0,75, то т)в = 60% и бо-
лее чем в два раза превышает к. п. д., получающийся
в режиме А. Этот выигрыш обусловлен малыми значе-
ниями постоянной составляющей анодного тока в ре-
жиме В, особенно в паузах и при слабых сигналах.
Существенным достоинством двухтактных каскадов по
сравнению с однотактными является уменьшение нели-
нейных искажений. При симметрии плеч суммарный под-
магничивающий ток симметричен относительно оси t и,
следовательно, не содержит четных гармоник. Это легко
доказать, представив анодные токи Ламп в виде степенных
рядов и приняв возбуждающий сигнал чисто гармони-
ческим.
Пусть напряжения на сетках ламп в данный момент
времени равны:
tzC1 = В'с0 + cos W;
4/са — UСо — cm COS о/.
Тогда анодные токи ламп можно представить так:
ia, = f («с,) = f (Ue0 + Ucm COS W) = f (t/Co) -f-
4- f (LQ Ucm COS urf + - ^C<,) U2cm COS2 U)Z -j-
4----зр-2 UQm COS3 wt 4- ... ;
ia, = / («c,)=f (Uc0—Ucm COS 0>Z) =/ ((7Co)— f (Uc<)) UcmCOS U)Z4-
2 2 f f"'(UQ0) ..3 3 t ,
4----Jj-0- UQm cos2 u>Z-3i~5- Ucm cos310/ 4- ... .
136
Суммарный подмагничивающий ток, которому пропор-
ционален магнитный поток и выходное напряжение, не
содержит четных гармоник
fg = Га, = 2/ (JJс0) Ucm COS 4~
* 4----«у—- Ucm COS3 о)/ 4- ... (4-31)
Таким образом, несмотря на значительные нелинейные
искажения, имеющиеся отдельно в каждом плече, сум-
марные искажения в двухтактнОхМ каскаде меньше, чем
в однотактном при равных условиях.
Достоинством двухтактного каскада является также
отсутствие (или значительное подавление при неполной
симметрии) в питающем проводе аб (рис. 56) нечетных
гармоник, в том числе и основной
2f" (U )
*пит = 4- = 2/ (Uс0) 4-2!~~^ ст "Ь
+ 2/ 4(^c°VcmeosW + , (4 32)
что снижает требования, предъявляемые к фильтрам ис-
точников питания.
К достоинствам двухтактных схем относится также
более слабое проявление фона, наводок и других сигна-
лов, действующих в плечах синфазно. Магнитные поля,
вызванные ими, компенсируются и, следовательно, вы-
ходное напряжение этих компонент содержать не будет.
К недостаткам, свойственным двухтактным схемам,
относятся повышенные требования к идентичности ламп
и соответствующих обмоток трансформаторов. Последнее
обстоятельство существенно усложняет конструкцию транс-
форматоров, особенно при работе в широком диапазоне
частот. Если же симметрия плеч должным образом не
обеспечена, то достоинства двухтактных схем проявляются
значительно слабее. Кроме того, в двухтактных каскадах
требуется применение не менее двух ламп, что не всегда
удобно.
Эквивалентные схемы
Существуют две эквивалентные схемы двухтактного
каскада: параллельная и последовательная.
Параллельная эквивалентная схема. Маг-
нитный поток, пронизывающий витки вторичной обмотки
137
выходного трансформатора (рис. 56), обусловлен резуль-
тирующими ампер-витками
£01 /. . . ч
OTS=2(‘a~l + (M)>
Следовательно, схема, в которой по половине первич-
ной обмотки протекает суммарный ток плеч, эквивалентна
схеме, показанной на рис. 56. Замещая лампы эквива-
Рис. 58. Эквивалентные схемы двухтактного каскада:
а, б — параллельная; в, г — последовательная.
лентными генераторами, получим эквивалентную схему
каскада (рис. 58, а). Два генератора, соединенные парал-
лельно и работающие на общую нагрузку, можно объе-
динить в один генератор с некоторыми эквивалентными
параметрами RiS и jis, которые выражаются через пара-
метры лампы следующим образом:
138
„ _ RH R‘. _ Ris
R‘S — R^ + Rj' , V-s — У- R.t + (*2 R•
Пересчитывая нагрузку RH в первичную обмотку транс-
форматора, получим эквивалентную схему, которая ана-
логична схеме однотактного каскада (рис. 58, б).
Пренебрегая потерями в трансформаторе, определим
пересчитанное в первичную обмотку нагрузочное сопро-
тивление
где
Вводя коэффициент трансформации выходного транс-
форматора на всю обмотку п = — , получим
Коэффициент нагрузки для параллельной эквивалентной
схемы
Величина Ris необходима для расчета каскада и прибли-
женно определяется следующим образом:
для режима класса А (обе лампы всегда открыты)
^4\л»
Ri
2
в режиме идеального класса В (лампы работают пооче-
редно)

в режиме класса АВ есть моменты, когда лампы открыты
по очереди и когда открыты одновременно.
Величина RiS для режима АВ лежит в пределах
139
Если режим АВ ближе к А, то RiS ближе к -^Rn
а если ближе к В, то RlS ближе к Rr Ориентировочно
для приближенных расчетов в режиме АВ можно принять
Ris«ab» ~ 0J5Rt.
Последовательная эквивалентная схема.
Поскольку в питающем проводе нет токов нечетных гар-
моник, то эквивалентную схему можно представить в виде,
показанном на рис. 58, в. Ампер-витки, обусловливающие
магнитный поток в сердечнике трансформатора, равны
ia^i, т. е. такие же, как в случае параллельной схемы
при Пересчитывая нагрузочное сопро-
тивление в первичную обмотку (считая трансформатор
идеальным), определим так называемое сопротивление
между анодами
Заменяя два последовательно соединенных источника
колебаний одним, получим эквивалентную схему, пред-
ставленную на рис. 58, г. На этом рисунке приняты сле-
дующие обозначения:
Р-а — Р-1 + Р-2» Ria. а — Rn + Rfi>*
Сопоставляя последовательную схему с параллельной,
легко установить равенство
Ria. а — 4RiS-
Ориентировочные значения внутренних сопротивлений
между анодами для разных режимов следующие: А —
— Ria,a = 2Rt; B-Ria,a^4Ri} АВ-Ria,a^ (2 — 4) Rit
приближенно можно считать /?za.a~37?z.
Коэффициент нагрузки имеет такое же значение, как
в параллельной схеме
^а а _ RaS
Ria. a RiS
Сравнивая описанные эквивалентные схемы, можно
отметить, что параллельная схема более гибка, хорошо
отражает физические процессы в каскаде при любом ре-
жиме работы и асимметрии плеч и ею удобнее пользо-
ваться при электрических расчетах двухтактного каскада.
140
Последовательная схема не может отразить асимметрии
плеч, так как в последовательной цепи может протекать
только один ток. Теряет физический смысл последователь-
ная эквивалентная схема также в случае работы каскада
в режимах АВ или В, когда одна из ламп запирается и ток
в цепи не протекает. Несмотря на это, последовательной
эквивалентной схемой широко пользуются. Она, например,
удобнее при расчетах выходного трансформатора, который
проще считать на всю обмотку, чем на половину.
§ 6. Графическое изображение работы двухтактного
каскада
Процессы в двухтактном каскаде можно рассматривать
с помощью параллельной эквивалентной схемы, сводя-
щейся к однотактной, в которой применяется некоторая
условная лампа с током, равным is и параметрами
и RiS- Построив семейство статических характеристик
этой лампы, можно дальнейшие расчеты выполнять точно
так же, как и в однотактном каскаде.
Построение основано на использовании обычных, при
водимых в справочнике, характеристик ламп fai (иа) и
(Щэ), предположении, что рабочие точки заданы напря-
жениями UCQ И t/a0.
В соответствии с равенством is = f31 — *at, для полу-
чения мгновенного значения суммарного подмагничиваю-
щего тока is нужно найти разность мгновенных значений
токов плеч в определенный момент времени. Если, напри-
мер, на сетке лампы первого плеча в данный момент на-
пряжение равно иСх = Ис0 + а нз аноде иах = Uao—
— ^а_Р то одновременно во втором плече uCt=UCo —
— ис_2 и иа, = иао + иа~2.
Ординаты токов iax и га, удобнее вычитать, если се-
мейства характеристик расположить так, как показано
на рис. 59. Пусть приняты лампы с напряжением смеще-
ния 6/с0 = —10 в и амплитудой возбуждения [/Ст=Юв.
Для построения характеристик удобно принять значения
напряжения ис~ равными: + 10, +5, 0, —5 и —10 в.
Когда ^С_ = +Юв, мгновенные напряжения на сетках
ламп равны иСх = 0 и нс, = —20 в. Следовательно, вычи-
тать надо из ординат характеристики, соответствующей
141
иСх = 0, ординаты характеристики иС1 = —20 в. Задаваясь
несколькими произвольными значениями анодного напря
жения и вычитая соответствующие анодные токи, получим
точки, соединяя которые найдем статическую характе-
ристику суммарного подмагничивающего тока t*s(wa) при
= 4-10 в.
Рис. 59. Построение характеристик часгичных
и суммарного токов.
В другой момент времени, когда ис~ = 4-5 в, напря-
жение на сетке первого плеча равно иС1 — —5 в, а второго
иСг = —15 в. Вычитая ординаты указанных характеристик
(иа) и iat(ua), получим кривую is(ua) при Ис~ = 4-5в.
Аналогично строятся и остальные статические характе-
ристики is(ua). Отметим, что «паровать» для вычитания
нужно те характеристики из семейств iai (иа) и iai(wa),
142
которые соответствуют напряжениям на сетках, подчи-
няющи хся равенству
пС1 + = 2[7Со.
Семейство статических характеристик суммарного под-
магничивающего тока is (г/а)стат при разных значениях
ис~ для рассмотренного выше примера показано на рис. 59
пунктирными линиями. Кривые ^(г/а)стат можно рассма-
тривать. как семейство статических характеристик услов-
ной лампы. Рабочая точка А располагается на характе-
ристике пс_ = 0 и соответствует анодному напряжению
иа = £/ао. Начало координат для переменных значений
токов и напряжений находится в рабочей точке.
В соответствии с эквивалентной схемой (рис. 58, б)
иа~ = is RaS и, следовательно, динамическая характери-
стика is (^а)дин при активном характере нагрузки является
прямой линией, проходящей через рабочую точку под
углом р, который определяется из равенства
ctg₽ = ^ = flaS.
и ат
Из построения (рис. 59) легко определить ориентиро-
вочное значение колебательной мощности, отдаваемой
обеими лампами, по площади заштрихованного треуголь-
ника
На рис. 59 показаны также динамические характерис-
тики частичных токов (на)дин и iat (£/а)дин, определяющие
режим работы реальных ламп, стоящих в плечах каскада.
Для построения *а1(^а)ДИн и 1а,(па)дин удобнее рассматри-
вать точки пересечения статических и динамических ха-
рактеристик суммарного тока а, &, А, с, d (рис. 59).
В момент времени, соответствующий точке а (ис~ — +10 в),
напряжения на сетках ламп равны uCl = 0 и иС1 = —20 в.
При анодном напряжении на лампах, соответствующем
точке а, анодный ток лампы первого плеча определяется
ординатой точки аг, а второго — ординатой точки а2. В мо-
мент времени, соответствующий точке b (ис~ = +5 в),
143.
анодные токи ламп в плечах определяются ординатами
точек и Ь2 по характеристикам с напряжением смеще-
ния иС1 = —5 в и uCt = —15 в. Таким же путем находятся
точки и Д>, (\ и с2> di и d2. Соединяя плавной линией
найденные точки а1У Ьъ Alr clf dv и a2i Ь2, Л2, с2. d2,
получим искомые динамические характеристики частич-
ных токов iai (^а)дин и G, (иа)ДиН. Следовательно, для по-
строения этих характеристик нужно через точки пересе-
чения статических и динамической характеристик сум-
Рис. 60. Перенос характеристик из координат Za—ua(zs—ua) в ко-
ординаты ia—uc(is—uc).
марного подмагничивающего тока (а, Ь, Л, с, d) провести
перпендикуляры до пересечения с соответствующими ста-
тическими характеристиками частичного тока и затем
соединить найденные точки пересечения плавной линией.
Несмотря на активный характер нагрузочного сопро-
тивления, динамические характеристики ламп в плечах
искривлены в отличие от однотактного каскада, где они
прямолинейны. Это объясняется взаимным влиянием ламп,
что ясно видно из параллельной эквивалентной схемы.
Лампа каждого плеча нагружена не только внешним со-
противлением, но и лампой второго плеча.
Характеристики, построенные в анодных координатах,
легко переносятся в сеточные. Последними удобнее поль-
зоваться при определении нелинейных искажений и сред-
144
него значения тока, потребляемого от источника анодного
питания. Характеристики переносятся по точкам так же,
как для однотактного каскада (рис. 60).
Графики, приведенные на рис. 59 и 60, отражают про-
цессы в режиме класса А.

б
Рис. 61. Графики характеристик и токов в плечах:
а — в режиме ЛВ; б — в режиме В.
Примерный вид характеристик и токов в режиме АВ
показан на рис. 61, а. В этом режиме есть моменты, когда
лампа первого плеча открыта, а второго закрыта, когда
лампы обоих плеч открыты и когда лампа второго плеча
открыта, а первого закрыта.
На рис. 61, б приведены графики, отражающие работу
каскада в режиме В, когда лампы работают поочередно,
закрываясь и открываясь через половину периода. Дина-
10 582
145
мические характеристики частичного и суммарного токов
на отрезке, где лампа открыта, сливаются в одну линию.
Точно так же, как для триодов, строятся характерис-
тики двухтактного каскада на лучевых тетродах или пен-
тодах, но статические характеристики по форме отличаются
от триодных. На рис. 62 показано построение характе-
ристик для лучевого тетрода, работающего в режиме А.
Напряжение смещения принято равным (7Со = —15 в. Вы-
читая ординаты характеристик, соответствующих напря-
жениям uCl = 0 и uCt = —30 в, получим статическую ха-
рактеристику суммарного тока при = +15 в. Вычитая
ординаты характеристик, соответствующих иС1 = —7,5
и uCt = —22,5 в, получим статическую характеристику
Гд(На)стат При Uz~ = +7,5 в И Т. Д.
Обычно в обоих плечах двухтактного каскада приме-
няются однотипные лампы, характеристики их одинаковы
146
и построение оказывается симметричным относительно го-
ризонтальной оси. Поэтому для расчетов нет надобности
выполнять полностью построение для обоих плеч, доста-
точно построить характеристики одного плеча. При этом
сокращается процесс построения, но принципы, положен-
ные в его основу, сохраняются.
Группируются для вычитания характеристики, напря-
жения смещений которых удовлетворяют равенству
“Г ^с8 — 267с0«
Ординаты при вычитании отсчитываются соответственно
анодным напряжениям, удовлетворяющим равенству
uZl + иа, = 2(7ао.
Рассмотрим пример такого построения.
Пусть задана лампа, семейство характеристик ia (z/a)
которой показано на рис. 63, принят режим: (7Со = —20 в;
t/ao = 250e. Для построения статических характеристик
Рис. 63. Упрощенное построение характеристик
двухтактного каскада.

суммарного подмагничивающего тока группируем для вы-
читания характеристики иС1 = 0 и zzCa = —40 в. Задаемся
каким-либо значением анодного напряжения на первой
лампе, например иа1 — 150 в. Проведя вертикальную пря-
мую, найдехМ ток i31 — 28 ма, соответствующий z/c, = 0
и на, = 150 в (ордината точки nJ. Анодный ток
10*
147
лампы второго плеча в данный момент времени следует
отсчитывать по характеристике uCt — —40 в при г/3в=350 в.
Этот ток равен fas = 2 ма (ордината точки d^.
Следовательно, суммарный подмагничивающий ток
в данный момент равен
i — ia — i =28 — 2 = 26 ма.
о 1 z
Фиксируем эту точку (а) и задаемся некоторым новым
значением анодного напряжения, продолжая оперировать
с этой же парой характеристик. Допустим uai = 125 в,
тогда uat = 375 в, iai 23 ма, iat = 4 ма, is = iai — iai =
= 19 ма. (точка /).
При uai = 100 в, иа* = 400 в, iai = 17 ма, iat = 7 ма,
is=\0Ma (точка «/»). При па1 = 75 в, иа, = 425в, iai =
= 10 ма, ia,= Юма, is = 0 (точка g).
Соединяя точки d, I, f, g (рис. 63), получим статиче-
скую характеристику суммарного подмагничивающего
тока, соответствующую данному ис~ = 20 в).
Аналогично группируя другие пары характеристик
(например иС1 = —10 и = —30 в, uCl = 20 и uCt = —20 в
и т. д.) и задаваясь различным анодным напряжением,
строим статические характеристики is (ua) (рис. 63, пунк-
тирные линии).
Динамическая характеристика суммарного подмагни-
чивающего тока is (^а)дин при активной нагрузке является
прямой линией, проходящей через рабочую точку А под
углом р, который определяется величиной нагрузочного
сопротивления (ctgp = Ras)-
Восстанавливая перпендикуляры из точек пересечения
динамической характеристики 18(ма)дин со статическими
is (^а)стат (точки а, Ь, А) до пересечения с соответствующей
статической характеристикой частичного тока ia (ua)craT,
найдем точки а19 blf Alt определяющие фактический ток
лампы в данный момент времени. Далее, откладывая правее
точки А отрезок Ас2, равный отрезку АЬ2, и восстанавливая
из точки с2 перпендикуляр до пересечения с соответствую-
щей статической характеристикой, находим точку сг. От-
кладывая вправо отрезок Ad2, равный Аа2, восставляем
перпендикуляр и находим точку d±. Соединяя точки а19
148
Z?i, Ai, и dx плавной линией, получим динамическую
характеристику частичного тока 1’а1(Иа)дин-
Характеристики в сеточную систему координат пере-
носятся по точкам.
§ 7. Расчет двухтактного каскада
Чаще всего для расчета задаются следующие величины:
Р~, fB, МН1 7HB, t/o- Нужно выбрать лампы
и режим работы каскада, проверить, обеспечиваются ли
требуемые данные и определить параметры выходного
трансформатора.
Выбор режима работы. Режим А применяется
сравнительно редко и лишь в усилителях мощностью до
15—20 ва. Этот режим характеризуется малыми нелиней-
ными искажениями, но наименее экономичен. Режим АВ
самый распространенный в усилителях мощностью при-
мерно до 100 ва. В усилителях, мощность которых пре-
вышает 100 ва, применяют режим АВ2. В мощных уста-
новках свыше киловатта применяются модуляторные
триоды, работающие, по сути дела, в режиме В2.
Выбор ламп. Исходной величиной для выбора
ламп является заданная колебательная мощность в на-
грузке Р~н. Мощность, которую должен обеспечивать
оконечный каскад, определяется из условия
Величина к. п. д. трансформатора уТр обычно лежит
в пределах 0,75-ь0,95, причем, чем выше Р~, тем боль-
шим значением т]тр следует задаваться.
Пригодность той или иной лампы в первую очередь
определяется по треугольнику мощности, впоследствии
выбор уточняется после вычисления мощности, рассеи-
ваемой на аноде Р^. Эта мощность для одной лампы
определяется из соотношения
где Роср — мощность, потребляемая от источника пита-
ния анодными цепями обеих ламп в колеба-
тельном режиме. х
149
Определять Ра следует для самого неблагоприятного
случая, когда на аноде рассеивается наибольшая мощ-
ность.
В режиме А наибольшая мощность рассеивается ано-
дами в состоянии покоя (при отсутствии возбуждения)
Рa max — I а0 ’ Uо* (4-33)
В режимах АВ и В одновременно с возоастанием
возбуждающего напряжения ис~ возрастают Роср и Р~.
Анализ показывает, что до некоторого значения ис~
быстрее растет Роср, а затем начинает превалировать рост
PL, и в значении Ра появится максимум. Этот макси-
мум зависит от величины коэффициента использования
анодного напряжения
(4-35)
Если ;< 0,64 (что соответствует величине ^<0,5),
наибольшая мощность, рассеиваемая на аноде, полу-
чается в пиковом режиме и определяется из равенства
р __ р / . и р
D _ сер ~ _ a max а0 _____________г ~ одх
* a max — g — 2 ’
Если же ; > 0,64 (что соответствует т] > 0,5), то мак-
симальная мощность рассеивается на анодах не при пи-
ковом а при некотором промежуточном значении
В этом случае Ра max определяется из соотношения
U2
р _______ ао
^а max ~ •
Найденная величина Ра тах должна быть меньше до-
пустимой мощности рассеяния, указанной в справочш ке.
Если одна лампа не обеспечивает заданных требова-
ний, то допускается параллельное включение двух,
иногда трех (в особых случаях и большее число) ламп
в каждое плечо двухтактного каскада.
Если в усилителе предполагается применить много-
сеточную лампу, то необходимо убедиться в том. что
мощность, рассеиваемая на экранной сетке, не превы-
шает допустимой. При выборе лампы нужно также учи-
тывать ее чувствительность, долговечность, экономич-
ность, габариты и т. д.
150
Выбор рабочей точки. Поскольку напряжение
на анодах ламп задано (или уже выбрано), то для на-
хождения рабочей точки нужно определить напряжение
смещения UCQ.
В режиме A UCo обычно увеличивают на 15—20%
сравнительно с значением (7С0 для тех же ламп, работа-
ющих в однотактном каскаде.
В режиме АВг рабочую точку выбирают на нижнем
изгибе сеточной характеристики. Напряжение смещения
можно определить графически. К статической характе-
ристике ia (ис), соответствующей заданному t/<10, прово-
дится касательная в крайней нижней точке участка ха-
рактеристики, который можно считать линейным. Абсцисса
пересечения этой касательной с осью ис дает величину
напряжения UCQ, которую для облегчения расчета иногда
целесообразно округлить, чтобы получить UCo кратным
интервалу (или половине его) сеточных напряжений,
через которые проведены анодные характеристики. По-
строение облегчается тем, что нет надобности наносить
интерполированием промежуточные характеристики, от-
сутствующие на графике, в результате чего повышается
точность расчета.
Напряжение возбуждения в режимах А и АВг выби-
рают из условия В классе АВ2 UCo можно
выбирать так же, как в режиме АВЪ но при условии,
что Ucm > UCQ и работа ведется с сеточными токами.
При работе в режиме В2 напряжение смещения для ле-
вых триодов можно определить из приближенного ра-
венства (7Co^-jp, а для правых триодов обычно при-
нимают UCQ ~ 0.
Чтобы сеточный ток не создавал значительных иска-
жений формы анодного тока и не слишком нагружал
предыдущий каскад, необходимо выполнять условие
Uс max U а min,
где t/cmax — максимальное положительное значение се-
точного напряжения;
Barnin — минимальное значение анодного напряже-
ния.
Обычно отношением указанных величин задаются в
пределах 1 ч- 10. При большем значении этого
U с max
151
отношения kf получается меньшим и сеточная цепь дан-
ного каскада меньше нагружает предыдущий каскад, но
падают Р~ и т]. При меньшем значении ~amin возрас-
те шах
тают и •»), но растут также kf и мощность возбуж-
дения, требующаяся от предыдущего каскада.
Обычно выбранная величина Ист в режимах АВ2 и
В2 удовлетворяет условию Uctn t/Co + 0,1(Ло.
Построение характеристик. Выбрав лампу
и режим работы, строим характеристики и определяем
величины RaS, RiS, а
T?aS = Ctg₽ = 7^;
JSm
Ris„A“~^'’ RiSnAB„~Q>?5Ri‘, RiS Ri-
Точнее Rts определяем следующим образом. При работе
в режиме А через рабочую точку проводим касательную
к статической характеристике суммарного подмагничи-
вающего тока и находим угол ф (рис. 59), /?/$ = ^ф.
При изменении возбуждения Ris меняется мало и поэтому
его достаточно определить только в рабочей точке.
В режиме АВ за период возбуждения величина Ris
может изменяться весьма значительно, поэтому для
уменьшения погрешности Ris определяют в двух точках
и находят его среднее значение; в рабочей точке Rts, —
— ctg ф1 и в точке, соответствующей максимальному воз-
буждению, Ris,= <^ф2
n _ + ^iS,
Kis — 2
После нахождения Rts определяем коэффициент нагрузки
Ris'
Нелинейные искажения в двухтактном каскаде
можно определить так же, как в эднотактном, по ме-
тоду пяти ординат (1-55). Опорные ординаты /$тах,
Is0, Is,, /smin находят на динамической характеристике
суммарного подмагничивающего тока £$(мс~)дин (рис. 60).
При полной симметрии плеч обеспечиваются равенства
7smax = — /$т1п; /$, = — Is,', IsQ = 0, четные гармоники
152
уничтожаются и формулы для определения гармониче-
ских составляющих суммарного подмагничивающего тока
принимают вид:
lsmt = у (Asmax + М
Ismt = О
Ism, = у (^max— 2/S,)
Ismt = 0,
kf= 100
Snii )
(4-36)
Однако чаще всего полная симметрия плеч не обес-
печивается и kf следует определять с учетом асимметрии.
С этой целью вводится понятие коэффициента асиммет-
рии е, характеризующего разброс параметров ламп, стоя-
щих в разных плечах двухтактного каскада. Величины
ординат для самого неблагоприятного случая асимметрии
определяются из равенств:
^тах ^тах 0
Isx = Asx (1 + 6)
/so = 0
/s8 = /s8(l-e)
Подставляя равенства (4-37) в (1-55), получим соот-
ношения для определения kf с учетом асимметрии:
fsm, = у (Asmax +
s
° max
ISmt —
Ism3 =
3
e(/s — 4/s )
dinax
Sm, — 6
_ + lSm2 + ISm, jqq
Для современных ламп при расчетах можно прини-
мать величину
е^О,03 ч-0,1.
153
Колебательная мощность и к.п.д. Колеба-
тельная мощность, вырабатываемая обеими лампами,
определяется из равенства

Мощность, потребляемая от источника питания анод-
ными цепями
^Оср ~ 2/а. ср ’ Uq,
а с учетом экранных сеток
^оср = 2 (/а. ср + Л) Uq*
Среднее значение анодного тока /а. ср, потребляемого
от источника, зависит от режима работы. В режиме А
для нахождения /а>ср нужно построить 5 ординат на
динамической характеристике частичного тока (/а. max,
Л» Ло, /2, Л min) И воспользоваться формулой
г _______ ^а max 4" ^а min) 4" 2 (Л + /2)
а. ср — £
В режимах АВ (близком к В) и В величина
Iа. ср
^а max
7С
(4-39)
К.п.д. по анодной цепи равен
Мощность, рассеиваемая на анодах ламп, опреде-
ляется в зависимости от режима работы по одной из
формул (4-33), (4-34), (4-35).
Электрические данные выходного транс-
форматора. При расчете трансформатора удобнее
ориентироваться на последовательную эквивалентную
схему, считая трансформатор на всю первичную обмотку,
и пользоваться величинами /?,а. а = 47?tS, Ra. а = 4/?а$

п =
1/_Л_
У #а. а^тр
154
Активные сопротивления обмоток определяются из
равенств [30]:
/-1 = Яа. a 1-ZyL2; г2 = (1 — ^р) в режиме А,
а (1 — ^тр); г2 = 0,4/?,, —_ в режиме В.
’lip
Индуктивность первичной обмотки определяется по
формуле (4-19), в которой
(^з.а + 'О^ + *,')
КЭ "~^а.а + г1+^ + ^ •
Приближенно, при высоких цт , можно вычислять Lx.
по формуле
д __ ^ia. а « 1____
1 ” “н и7-» ’ । мул ‘
Индуктивность рассеяния находится по формуле (4-23)
где
Ra. в — Ria. a4“ri4“r24” ^н‘>
приближенно
. (1 + ’)*/з.а
L s =--------------------•
%
После определения электрических параметров транс-
форматора выполняется его конструктивный расчет и
определяется максимальная индукция Вт. Найденная ве-
личина не должна превышать допустимую
^доп-
Элементы цепей экранной сетки и ав-
томатического смещения. Если в каскаде при-
меняется автоматическое смещение, а в цепи экранной
сетки стоит гасящее сопротивление, то их величины вы-
числяются по формулам:
Особенности каскадов с несколькими
лампами в каждом плече. Расчет в этом случае
155
производится так же, как при включении одной лампы
в плечо, но нужно учесть следующее:
а) колебательная мощность и потребляемая мощность
от источника питания увеличиваются в N раз, где N—
число ламп в плече;
б) Ras (или Ra. а) и Ris (или Ria. а) уменьшаются
в N раз;
в) величины a, kf, tq остаются практически неизмен-
ными;
г) сопротивления RK и R3 уменьшаются, а емкости
Ск и Сэ увеличиваются в N раз.
Для повышения устойчивости при параллельной ра-
боте ламп в их сетки включают последовательно неболь-
шие мастичные сопротивления (порядка единиц килоом),
которые обычно не рассчитываются.
Оконечные каскады звуковой частоты, как правило,
охватываются обратной связью, улучшающей их качест-
венные показатели (см. гл. 6). Действие обратной связи
учитывается после расчета каскада без обратной связи.
Пример расчета двухтактного каскада
Рассчитать каскад усиления мощности по следующим данным:
Р >>30 ет\ < 3%; /?,, =8 ом\ f =60 гЦ; f = 8000 гЦ\
I * П * Н ' D
Мн<1,2; Мв<1,1; Uo = 280 в.
1. Пользуясь справочником, выбираем лампы. Необходимая при
заданном Uo = 280 в мощность может быть обеспечена лампами
6ПЗС, включенными по двухтактной схеме по две в плече. Приме-
няем режим ABY.
Каскад возбуждается с помощью фазоинверсной схемы с авто-
балансированием (см. гл. 6 § 10). Усилитель охватываем обратной
связью (см. гл. 6 § 6).
Принципиальная схема усилителя показана на рис. 64.
2. Определяем напряжение смещения. Для этого проводим ка-
сательную к сеточной характеристике Za (ис) при Uo = 280 в. На-
ходим Z7Co = —25 в. Принимаем Ucfn = 25 в.
3. Строим характеристики (рис. 65).
4. Определяем величины:
п —
KaS _ Д7
Smax
230 • 10’
2 • 142
и 820 ом;
Ra а = 4RaS = 4 • 820 = 3280 ом;
R^ к 0,75^=0,75 25 I10- » 9,5 ком;
N 2
а = ^ = 0,085.
У,О
156
157
5. По рис. 65 находим величины ординат /Sm х = 142 ма и
/s =70 ма. Принимаем коэффициент асимметрии е = 0,07 и вы-
числяем гармонические составляющие тока и коэффициент нелиней-
ных искажений:
2 2
7Sm, = у <7Smax + '8,> = у (И2 + 70) = *41 ма-,
. s/Smax 0,07 -142 ,
rSm, = ~2— =-------2-----= 5 ма’
, 7Smax 2/g 142 — 2-70 .
{Sm, =-------з----- =------з-----= °-67 ма’
. 0,07(142-4-70)
Smt = -------6-------=-----------§------- ~ ,6 Ua'
, V lSm, + lSm, + lSm. ,пп /5= + 0,67= + 1,6=
kt — j *100 — 1 а 1 • 100 ~ 4%.
1 1 Stni
141
6. Колебательная мощность, вырабатываемая каскадом,
D (Л' • lsmf pas (2 • 141 • IO"3)2 • 820 о„
=---------g-----= -------------g---------я 33 вт.
Приняв riTp = 0,94, найдем мощность в нагрузке
Р~н = Р-Лтр = 33 • 0,94 = 31 вт.
7. Среднее значение тока, потребляемого анодной цепью одной
лампы,
. 7а max 142
7а. ср 314 ~ 45 ма.
Мощность, потребляемая от источника высокого напряжения анод-
ными цепями
РОср = 2Л7а ср 0'0 = 2 • 2 • 45 • 10"3 • 280 ® 50 вт.
8.
Коэффициент полезного действия
_ _33
’1->0ер-50
650^.
9.
Максимальная мощность, рассеиваемая на аноде одной лампы,
роср~р~ 50-33 . _
--------—------- ~ 4,5 вт,
р_________________________~
г a max <^N 2-2
Ра max Ра. доп 21 вт.
158
10. Электрические данные выходного трансформатора
Яа.аП— Чтр) 3280(1—0,94) , лл
ri =------g~ =-----------~2---- ~ 100 0М;
„ *—Чтр 8(1—0,94) „ „
£Д Rfa. а 1 ___
4 • 9,5 • 103 • 0,085
—------------------------—. = 12 гн;
2 • 3,14 • 60(1 4- 0,085) 1,2-— 1
(1 +“)Я,а. аР М'л — 1 (1 + 0,085)4-9,5 • 10’ I 1,12— 1
£8 -----------------------------------------------------
%
а —
2 • 3,14 • 8000
0,37 гн\
^ = ^ = 0,031;
JLi 1Z
а ‘ ’Irp
п = ^2
Wi
3280 • 0,94 - 0,051'
Далее учитываем действие отрицательной обратной
связи (см. гл. 6 § 6) и выполняем конструктивный расчет.
Глава 5
УСИЛИТЕЛИ ВИДЕОЧАСТОТЫ
1. Переходные процессы в усилителях
При всяком изменении формы или уровня входного
напряжения в усилителе возникают переходные процессы,
обусловленные действием реактивных элементов, элек-
трические и магнитные поля которых не могут нарасти
или исчезнуть мгновенно. В импульсных усилителях пе-
реходные процессы определяют форму выходного сигнала.
Существует 3 метода анализа переходных процессов
в усилителях. Во всех случаях предполагается, что уси-
литель— система линейная:
1) гармонический или спектральный метод, основан-
ный на применении интеграла Фурье;
2) метод дифференциальных уравнений;
3) операторный метод.
Рассмотрим кратко перечисленные методы.
Гармонический или спектральный метод.
Для анализа переходных процессов (или для определения
формы выходного сигнала) спектральным методом необхо-
димо:
1) найти спектральный состав сигнала на входе
усилителя, воспользовавшись прямым преобразованием
Фурье
4-00
(/ш) = j ui (х) e—imTdx;
160
2) определить спектральный состав сигнала на выхо-
де усилителя t72(/<o), зная уравнение частотно-фазовой
характеристики К (]'&) и спектральный состав сигнала на
входе усилителя Ux
U2 (» = £Л(» • К (»;
3) по найденному t72(/O))» воспользовавшись обрат-
ным преобразованием Фурье, найти аналитическое вы-
ражение сигнала в функции от времени на выходе
усилителя
+ 00
«2 (О = 2^ J и2 (/<») е>ш1 du.
“ 00
Метод дифференциальных уравнений.
Электрические процессы, происходящие в усилителе, мо-
гут быть описаны дифференциальным уравнением вида
...+апи = Ф(/). (5.!)
Это линейное неоднородное дифференциальное урав-
нение с постоянными коэффициентами, в котором приняты
следующие обозначения:
и — мгновенное значение напряжения (аналогичное урав-
нение можно составить для тока, заменяя и на г);
alta2,.. .ап — постоянные коэффициенты, зависящие от
элементов схемы;
ф (0 — заданная функция от t, определяемая внешним
напряжением.
Для получения уравнения, описывающего процессы в
усилителе, схему последнего нужно заменить эквивалентной
схемой. Используя законы Кирхгофа и соотношения, оп-
ределяющие мгновенные значения напряжений на сопро-
t
тивлениях (ur = i -R), конденсаторах (ис = у JzW/) и индук-
0
di
тивностях (ul = L7), зная форму внешнего возбуждаю-
щего напряжения, составляем уравнение типа (5-1).
Решая это уравнение, определяем напряжение (ток) на
выходе усилителя или в его промежуточных звеньях.
И 682
161
Общее решение линейного неоднородного дифферен-
циального уравнения имеет вид
и = (/) + А^ + А2еР^ + .. . + (5-2)
где (/)—частное решение, определяемое внешним на-
пряжением;
Alf А2 . . ., Ап — постоянные интегрирования, определяе-
мые начальными условиями;
рА, Рг • • • , Рп — корни характеристического уравнения
рп 4- а^-1 4- ... 4- ап = 0.
Уравнение (5-2), которое является решением урав-
нения (5-1), состоит из суммы частных решений.
Слагаемое фг(/), зависящее от внешнего напряжения,
отражает стационарный процесс в системе. Остальные
слагаемые типа Акер^ не зависят от напряжения, воз-
буждающего усилитель, и описывают свободный (неста-
ционарный) процесс. Эта группа слагаемых представляет
собой решение однородного дифференциального уравне-
ния, получаемого при внешнем возбуждении, равном нулю
Ж0 = 0].
Порядок дифференциального уравнения (т. е. величи-
на п) определяется количеством реактивных элементов,
входящих в усилитель, и его схемой.
При более или менее сложной цепи и сложном законе
изменения внешнего напряжения метод дифференциальных
уравнений весьма трудоемкий и неудобный. Затрудняет
решение задачи также необходимссть нахождения по-
стоянных интегрирования.
Метод составления и непосредственного решения
дифференциальных уравнений для анализа электрических
процессов в усилителях можно рекомендовать лишь для
случаев, когда порядок уравнения не превышает двух,
а внешнее напряжение постоянно.
Операторный метод — это метод, пользуясь ко-
торым большинство преобразований для решения задачи
выполняется не по основной переменной /, а по неко-
торой вспомогательной переменной р и лишь на оксн-
чательной стадии решения от переменной р вновь пере-
ходят к переменной t. Этот метод удобен для решения
дифференциальных уравнений типа (5-1), причем операции
дифференцирования и интегрирования заменяются опера-
162
циями умножения и деления, и отпадает надобность в
предварительном определении постоянных интегрирова-
ния.
В основе операторного метода лежит интегральное
уравнение
м
?(p) = pff(O^dt (5-3)
о
Уравнение (5-3) позволяет преобразовать функцию от
времени f (/) — оригинал^ в некоторую вспомогательную
функцию от оператора <р (р) — изображение функции f (t).
Оригинал и изображение для сокращения письма связы-
вают символическим равенством
?(Р) = по-
операторные уравнения можно рассматривать как
уравнения, характеризующие спектральный состав сиг-
нала. Нужно лишь иметь в виду, что взамен /о в опера-
торных уравнениях фигурирует р. Операторный и спект-
ральный методы имеют настолько много общего, что не-
которые авторы их не разграничивают и считают единым
методом.
Для анализа нестационарных процессов операторным
методом необходимо:
1) найти изображение функции, соответствующей вход-
ному сигналу,
£\(р)=М0;
2) определить коэффициент передачи цепи в оператор-
ном ВИДе
3) найти изображение функции, соответствующего вы-
ходному сигналу,
4) найти оригинал функции, соответствующей выход-
ному сигналу и2(0» т. е. найти искомое решение.
Операторный метод очень широко применяется для
рассмотрения переходных процессов в линейных электри-
ческих цепях. В настоящее время разработаны многочис-
ленные таблицы оригиналов и соответствующих изобра-
жений различных функций, позволяющие значительно со-
кратить время необходимое для решения задачи, что яв-
ляется существенным достоинством данного метода.
11*
163
Переходная характеристика. При исследо-
вании нестационарных процессов в усилителях основным
испытательным сигналом является единичное напряже-
ние— сигнал, совпадающий по форме с единичной функ-
цией, т. е. функцией которая равна нулю для всех зна-
чений времени, меньших какого-либо отрезка и рав-
на единице для любого отрезка времени, большего G
(рис. 66). Единичная функция обозначается символом
1 (/—и математически записывается так:
1 (/ — /J = 0 при t <
1 (I — / J = 1 при t >
4
Единичная функция как испытательный сигнал удобна
потому, что дает возможность испытать усилитель в двух
крайних режимах: а) при мгновенном изменении напря-
жения на его входе (в момент что соответствует час-
тоте изменения сигнала [->оо; б) при неизменном на-
пряжении на входе усилителя (после /J, что соответст-
вует частоте сигнала f = 0.
Основной характеристикой, определяющей работу уси-
лителя в нестационарном режиме, является переходная
характеристика — кривая, показывающая зависимость
напряжения на выходе усилителя от времени при под-
ведении ко входу усилителя напряжения в виде единич-
ной функции.
Переходную характеристику обычно обозначают h (/).
Часто при рассмотрении переходной характеристики
не учитывают усиления и принимают установившееся
значение напряжения на выходе за единицу.
В идеальном случае при отсутствии в усилителе реак-
тивных элементов, и, следовательно, нестационарных явле-
ний, переходная характеристика совпадала бы по форме
с единичной функцией (рис. 66,а пунктирная линия).
В реальных устройствах, сразу после включения единич-
ного напряжения, т. е. в области малых времен, переход-
ная характеристика имеет вид, показанный на рис. 66,а
(кривые с и d).
Параметрами, по которым оценивается переходная ха-
рактеристика, являются: время установления ty и макси-
мальные положительный + е и отрицательный — е вы-
бросы.
Время установления характеризует длительность фронта
переходной характеристики Принято считать, что ty—
164
h(t)
Рис. 66. Переходные характеристики
усилителя:
а — в области малых времен; б — в
области больших времен.
Пунктиром показана единичная функция.

Ш)
это время, за которое сигнал нарастает от 0,1 до 0,9
своего установигшегося значения.
В области относительно больших времен появляются
искажения плоской части переходной характеристики,
которые иногда называют скалыванием (G) (рис. 66,6).
У всех усилителей, за
исключением усилите-
лей постоянного тока, с
ростом времени значе-
ние 1г (/) стремится к
нулю.
Величина скалыва-
ния отсчитывается по
истечении определенно-
го отрезка времени,
обычно равного длитель-
ности подлежащего уси-
лению импульса /Имп.
Гереходная характерис-
тика усилителя тем луч-
ше, чем меньше значение
ее параметров: /у, +е,
—г, G, т. е. чем форма
ее ближе к единичной
функции.
Применять испыта-
тельный сигнал в виде
единичной функции и
производить оценку уси-
лителей по переходной характеристике предложил совет-
ский ученый О. Б. Лурье. Этот метод широко применяется
и оказывается в большинстве случаев очень удобным и
наглядным.
Переходная, частотная и фазовая характеристики обус-
ловлены одними и теми же элементами и тесно связаны
друг с другом. По известным частотной и фазовой харак-
теристикам можно определить переходную и, наоборот,
зная переходную характеристику, можно найти частот-
ную и фазовую Для нахождения связи h(t) и /<(р) запи-
шем напряжение на выходе усилителя в операторном
виде

165
На вход усилителя в данном случае подается единичное
напряжение иг (р) = 1, следовательно, U2 (р) = К (р).
Поскольку
Vz(p)=="z(t) = h (/), (5-4)
то
K(p) = h(t).
Таким образом, уравнение частотно-фазовой характерис-
тики в операторном виде (5-4) является изображением,
оригиналом которого будет уравнение переходной харак-
теристики.
Одной из основных теорем операционного исчисления
является теорема подобия, сущность которой заключается
в следующем: если у (р) (/), то 'f(a-p) = f т. е.
t и р изменяются в обратном отношении, когда а — О,
с (0) == f (°°)> а когда а = оо > ср (оо) = /(0). Применяя
данную теорему к равенству (5-4), можно записать, что
Л(0)=/г(оо),
^(oo) = /i(0).
Последние символические равенства показывают, что
переходной процесс в области малых времен (/ -> 0) соот-
ветствует коэффициенту передачи системы на высших
частотах (р = /о->оо). Иными словами, крутизна фронта
переходной характеристики определяется шириной полосы
пропускаемых усилителем частот. В области больших
времен (/ -> со) переходной процесс соответствует коэф-
фициенту передачи напряжения на низших частотах (р =
= /»—>0), т. е. скалывание плоской части переходной
характеристики определяется способностью усилителя
пропускать низшие частоты.
§ 2. Общие сведения об усилителях
видеочастоты
Усилителями видеочастоты называют устройства, пред-
назначенные для усиления импульсных сигналов с задан-
ными искажениями их формы.
166
Видеоусилители называют широкополосными или им-
пульсными усилителями и используют для усиления крат-
ковременных импульсов. При усилении кратковременных
сигналов, обладающих широким спектром, частотная ха-
рактеристика усилителя должна быть относительно плос-
кой в широком диапазоне частот. В реальных устройствах
полоса пропускаемых частот простирается от нескольких
десятков герц до нескольких (а иногда и до десятков)
мегагерц. Усилители видеочастоты очень широко приме-
няются в самой разнообразной аппаратуре: телевизионной,
Рис. 67. Схема каскада видеоусилителя.
локационной, в импульсных осциллографах, в аппаратуре
для различных ядерных исследований, в специальных
измерительных приборах и т. п.
Основной схемой каскада видеоусилителя по сути дела
япляется реостатная, в которую введены корректирующие
элементы, улучшающие характеристики усилителя. Кор-
ректирующие элементы с одной стороны ослабляют иска-
жения фронтов импульса (частотные и фазовые искажения
в области высших частот), обусловленные паразитными
емкостями, шунтирующими нагрузочное сопротивление,
с другой стороны компенсируют действие разделительного
конденсатора Сс, вызывающего скалывание плоской части
импульса (частотные и фазовые искажения в области низ-
ших частот).
167
Один из вариантов схемы каскада видеоусилителя по- t
казан на рис. 67, на котором приняты следующие обо-
значения:
Ci — выходная емкость первой лампы
и емкость монтажных соединений
Ci = Са.к + СМ1;
С2— входная емкость второй лампы и
емкость монтажных соединений
С2 = Свх + CmJ
Lb L2iL3iRly R2t R3— элементы, корректирующие фронт
импульса (высокочастотная коррек-
ция);
C$R$ — элементы коррекции плоской части
импульса (низкочастотная коррек-
ция).
Исключая часть корректирующих элементов, можно
перейти к более простой схеме. В настоящее время расчет
и анализ видеоусилителей осуществляется двумя методами:
а) по частотным и фазовым характеристикам (гармони-
ческий или спектральный метод) и б) по переходным
характеристикам (временной метод).
Частотная и фазовая характеристики, называемые
иногда стационарными, позволяют рассматривать усили-
тель в установившемся режиме, когда входной сигнал
представлен в виде суммы гармонических колебаний.
В области высших частот частотные и фазовые иска-
жения обусловлены паразитными емкостями Сх и С2
(рис. 67), реактивное сопротивление которых с возраста-
нием частоты сильнее шунтирует нагрузочное сопротивле-
ние усилителя. Для компенсации этих искажений в тракт
усилителя включают корректирующие индуктивности ве-
личиной в несколько единиц (или десятков) микрогенри.
Коррекция на высшей частоте физически обусловлена
резонансными явлениями в контуре, образованном пара-
зитными емкостями и корректирующими индуктивностями.
Иногда резонансные выбросы на частотной характерис-
тике получаются чрезмерно большими и для их умень-
шения катушки Ах, Л2, L3 шунтируют сопротивлениями
/?i, Rs, ухудшающими качество контура.
В области низших частот частотные и фазовые иска-
жения обусловлены разделительным конденсатором Сс»
168
наличие которого вызывает западание частотой характе-
ристики и появление положительных фазовых сдвигов. Для
компенсации этих искажений в анодную цепь каскада
включают развязывающий фильтр Сф/?ф, сопротивление
которого возрастает при понижении частоты, вызывая
рост усиления. Развязывающий фильтр наряду с подъемом
частотной характеристики вызывает появление отрица-
тельных фазовых сдвигов, следовательно, элементы Сф/?ф
можно подобрать так, что на определенной низкой час-
тоте фазовые или частотные искажения будут скомпен-
сированы.
Элементы высокочастотной коррекции практически не
влияют на работу каскада в области низших частот,
так как сопротивление катушек индуктивности Llt L2r
L3 на этих частотах очень мало (доли ома). Элементы
низкочастотной коррекции практически не влияют на ра-
боту каскада в области высших частот, так как высоко-
частотные сигналы заземляются через конденсатор раз-
вязывающего фильтра. Указанное обстоятельство позво-
ляет для упрощения анализа рассматривать усилитель
раздельно в областях высших и низших частот. В области
низших частот можно считать, что все индуктивности
замкнуты накоротко, а в области еысших частот можно
считать замкнутым накоротко (для переменного тока)
конденсатор Сф.
Исследования показывают, что условия получения наи-
меньших частотных искажений не совпадают с условиями,
при которых минимальны фазовые искажения. Поэтому
корректирующие элементы могут быть рассчитаны так,
что они обеспечат наилучшую частотную характеристику
и тогд 1 фазовая не будет оптимальной, либо обеспечат
наилучшую фазовую характеристику, тогда частотная не
будет оптимальной.
В телевизионных видеоусилителях требования, предъ-
являемые к характеристикам, различны на низших и
высших частотах. Так, частотные искажения в области
высших частот считаются удовлетворительными, если
0,75 < Мв < 1,25, а допустимые отклонения от линейности
фазовой характеристики Дсрв < 50 — 60°. Допустимые час
тотные и фазовые искажения в области низших частот:
0.6</Ин< 1,4 и Д?н< 2-7-3°.
Теоретически и практически проще найти стационар-
ные характеристики устройства, но они дают лишь кос-
169
венное представление об искажениях формы сигнала, a i
для количественной оценки искажений по известным час-
тотной и фазовой характеристикам нужна дополнительная
трудоемкая работа.
Достоинством метода переходных характеристик явля-
ется то, что он дает более полное представление об иска-
жениях формы усиливаемых сигналов.
Хотя частотный метод не потерял своей актуальности
и очень широко используется на практике, методу ана-
лиза по переходным характеристикам в последние годы
отдают предпочтение.
Нахождение элементов усилителя по заданной пере-
ходной характеристике методом синтеза является очень
сложной задачей, строгого решения которой до сих пор
получить не удалось.
Обычно для решения задачи выбирают другой путь —
задаются схемой усилителя, находят уравнение его пере-
ходной характеристики и подбирают такие элементы уси-
лителя, при которых переходная характеристика окажется
наилучшей.
При использовании метода переходных характеристик
целесообразно анализировать раздельно область малых
и больших времен, также как при анализе усилителя
по стационарным характеристикам рассматривать раздель-
но области высших и низших частот.
В области малых времен изучается фронт переходной
характеристики и ее выбросы (/уст, -Н, —е), а в области
больших времен ее плоская часть (G).
Элементы схемы усилителя, играющие существенную
роль в области малых времен, не играют заметной роли
в области больших времен и наоборот. Поэтому при изу-
чении фронта переходной характеристики можно рассмат-
ривать такую же схему, как для области высших частот,
а при изучении плоской части — такую же схему, как для
области низших частот. Те элементы, которые корректи-
ровали область высших частот в стационарных характе-
ристиках, здесь корректируют фронт, а те элементы, ко-
торые корректировали область низших частот, коррек-
тируют плоскую часть импульса.
Нахождение переходных характеристик возможно нес-
колькими методами, чаще всего пользуются операторным.
Сначала определяется изображение переходной харак-
теристики, т. е. коэффициент усиления в операторном
170
виде, а затем по изображению находят оригинал, явля-
ющийся уравнением переходной характеристики,
R(p) = h(t).
Эги преобразования часто оказываются довольно гро-
моздкими, особенно для области малых времен при слож-
ной схеме коррекции.
§ 3. Выбор ламп для видеоусилителя
Выбор лампы в видеоусилителях имеет особое значе-
ние д 1я работы в области высших частот, где сказыва-
ются паразитные емкости, наличие которых уменьшает
усиление каскада. Для получения малых частотных
искажений в области высших частот нужно уменьшать
постоянную времени та = 7?SCO, так как
— Р 1 4" (0)bCo^?s)2.
Уменьшить сопротивление образованное парал-
лельным соединением /?а, Ri и Rc, практически можно
только за счет уменьшения величины Ra. По этой при-
чине в широкополосных усилителях применяются неболь-
шие сопротивления анодной нагрузки (несколько килоом,
а иногда сотни ом) и всегда выполняются условия
Ra <£R, И Ra^Rt.
Поскольку Ra < Ri, то усиление на средних частотах
можно определить по формуле (2-12)
Ko = SRa.
Используя уравнение (2-18) и учитывая равенство
R3~Rz, получим

s) ЛП-1
03 В ’ ^0
(5-5)
Считаем, что полоса пропускаемых усилителем частот
соответствует такой высшей граничной частоте /в, на ко-
торой частотные искажения составчяют Л1В = 1,41 (3 дб).
Приняв в формуле (5-5) Л4В = 1,41, получим
171
Эффективность работы широкополосного усилителя
определяется его способностью обеспечить возможно боль-
шее усиление при возможно более широкой полосе про-
пускания. Поэтому удобно для сравнительной оценки
этих усилителей пользоваться произведением /<с/в. Вели-
чину KofB принято называть широкополосностью усили-
теля (или добротностью). Широкополосность каскада
в соответствии с уравнением (5-6) можно представить так:
^ = 2^’ (5‘7>
где
Со =СвыхЛ1 + С*вхЛ1 4" См.
Принимая во внимание, что для пентодов и тетродов
можно считать Свх^Сс,к (поскольку Сс.а малая величи-
на), а СВых = Са.к, уравнение (5-7) примет вид
= 2МСа.к+Сс.к + См) • (5'8)
Последнее соотношение является основным для выбо-
ра ламп видеоусилителя. Из него видно, что широкопо-
лосность каскада будет тем больше, чем выше крутизна
характеристики лампы и меньше ее междуэлектродные
емкости.
В усилителях видеочастоты применяются в основном
пентоды, которые вследствие малых междуэлектродных
емкостей обладают большей широкополосностью и устой-
чивостью.
Правая часть выражения (5-8) имеет размерность час-
тоты и позволяет определить предельную полосу частот,
пропускаемых усилителем при коэффициенте усиления
Ло=1. Широкополосность некоторых современных ламп
дана в табл. 2 (См принято равным 10 пф).
Лучшими современными лампами дня широкополос-
ного усиления являются: 6Ж9П, 6ЖЮП, 6Ж4, 6Ж5П,
6П15П, 6П9, 6П14П.
При выборе типа лампы видеоусилителя нужно иметь
в виду, что в усилителе достаточно высокой чувствитель-
ности, входная лампа (а иногда первых д^е лампы) долж-
на обладать по возможности малым фактором шумев
см. гл. 1, § 5).
172
Таблица 2
Широкополосность некоторых ламп
Тип лампы S (в Male) ^с. к (В пф) са. к (в пф) ‘ S ^ш. л (в ком)
2к(^а. к+сс. к+^м) (в Мгц)
6Ж1П 5,15 4,35 2,35 50 1,3
6Ж2П 3,85 4,5 2,4 36 3
6ЖЗП 5 6,5 1,5 45 1,4
6Ж4 9 9,5 5 65 0,75
6Ж5П 9 10 2,5 64 0,75
6Ж8 1,65 6 7 11 6,5
6Ж9П 17,5 8,5 3,5 125 0,3
6Ж10П 9,5 8,9 3,9 67 0,7
6П1П 4,9 8 5 34
6ПЗС 6 11 8,2 33 —
6П6С 4,1 9,5 9,5 23 —
6П9 11,7 13 7,5 61 —
6П14П 11,3 И 7 64
6П15П 14,7 13,5 7 78 —
Выходные лампы видеоусилителя, на сетки которых
подаются сигналы относительно большой величины, долж-
ны иметь достаточно большой линейный участок лампо-
вой характеристики, при котором нелинейные искажения
будут допустимыми. В выходных каскадах видеоусили-
телей применяются лампы типов: 6П9, 6П14П, 6П15П
и др. Кроме указанных соображений, при выборе типа
лампы следует учитывать ее экономичность, срок службы,
конструктивные особенности и т. д.
§ 4. Анализ работы каскада в области высших
частот
При анализе в области высших частот схему каскада
можно существенно упростить, исключив элементы, не
оказывающие практического влияния на работу его
в рассматриваемой области частот. Если рассмотреть ва-
риант схемы, показанный на рис. 67, то, поскольку со-
противления конденсаторов Сс и Сф в области высших
частот становятся пренебрежимо малыми, схема каскада
примет вид, изображенный на рис. 68, а. Сопротивление
Rc на схеме не показано, так как его величина значи-
тельно больше анодной нагрузки и практически ее не
шунтирует.
1/3
Расчет элементов схемы с точки зрения луч-
шей частотной или лучшей фазовой характеристики обыч-
но производится по методу, предложенному советским
ученым Г. В. Брауде [6].
Сущность метода Г. В. Брауде заключается в следую-
щем.
Корректирующие элементы в каскаде компенсируют
действие паразитных емкостей, которые вызывают запа-
дание частотной характеристики. Эти противоположные
действия на какой-то частоте компенсируют друг друга,
вследствие чего появляется экстремальная точка wG,
вблизи которой изменения характеристики минимальны.
Аналогичные рассуждения применимы к фазовой харак-
теристике.
Математическое обоснование метода основано на раз-
ложении аналитического выражения частотной характе-
ристики /С(^) в ряд Тейлора вблизи частоты сп0
к (-) = К Ы + («> - «о) + (О) - “о)2 +...
+ (5-9)
где
п (п 4-1)!
остаточный член разложения, в котором — некоторое
значение частоты, лежащее между ш и <оо.
Обычно значение <оо при анализе усилительных кас-
кадов принимается равным нулю и ряд (5-9) превраща-
ется в ряд Маклорена
К(.)-К(0)+К>«..+^ + ^ + ... .
(5-10)
Очевидно в каскаде не было бы частотных искаже-
ний, если бы все члены ряда,, начиная со второго, рав-
нялись нулю. Для этого нужно обеспечить выполнение,
следующих условий:
К' (0) = 0
К" (0) = 0
К!" (0) = 0
(5-Н)
Кп(0) =0
174
При выполнении условий (5-11) частотных искажений-
нет, так как К (<о) = Ко = К (0) и усиление от частоты
не зависит. На практике, однако, это недостижимо и
удается лишь в большей или меньшей степени прибли-
зиться к этому идеальному случаю. Практически число
производных, которые можно приравнять нулю, равно
количеству корректирующих параметров каскада. В за-
висимости от количества этих параметров достигается
та или иная степень коррекции, т. е. усиление К в диа-
пазоне частот будет больше или меньше отклоняться от
своего значения при частоте <оо = 0. Чем сложнее схема
коррекции, т. е. чем больше корректирующих элементов
содержится в ней, тем больше слагаемых ряда можно
приравнять нулю и добиться лучшей характеристики.
Совершенно аналогичные рассуждения применимы к
фазовой характеристике ср (со), уравнение которой также
можно представить в виде ряда
?М = ?(0)+9-(0)« + ^ + ^ + ...
В этом случае, однако, нужно подбирать корректи-
рующие элементы так, чтобы приравнять нулю члены
ряда начиная с третьего:
ср" (0) = 0
ср"' (0) = 0
<рп (0) = о’
Так как действием конденсатора Сс пренебрегли
(рассматривается схема на рис. 68, а), то на нулевой
частоте фазовых сдвигов нет ср (0) = 0 и при выполнении
условия (5-12) фазовая характеристика описывается ра-
венством
ср (со) = ср' (0) • (D,
т. е. является прямой линией, проходящей через начало
координат; фазовые искажения отсутствуют (гл. 1, § 2).
Корректирующие элементы, полученные из условия
(5-12), отличаются по величине от полученных из усло-
вия (5-11). Следовательно, корректирующие элементы,
обеспечивающие лучшую частотную характеристику,
отличаются по величине от элементов, при которых наи-
лучшей будет фазовая характеристика.
(5-12)
175
Расчет видеоусилителя по методу Г. В. Ерауде мож-
но также осуществить иным путем.
Пользуясь уравнением (1-35), легко показать, что
в общем виде коэффициент усиления любого усилителя
можно представить как отношение двух полиномов
= К 1 4- «»/<*> 4- «2 (У03)2 4- «з (Л0)3 4~ • • •
Л Х ° 1 4- 61/0 + ь2 (/со)2 4- bs (/со)3 4- • •. *
Модуль этого выражения представляет собой уравнение
частотной характеристики
.1/14- («И2 4-Х«2о)2)2 4- («30,3)2 + ...
0 V 1 4- (би*))2 4- (62о>2)2 4- 4- • • • ’
(5-13)
Из последнего равенства видно, что если приравнять
коэффициенты членов полиномов числителя и знаменателя
при одинаковых степенях со, то частотные искажения
отсутствуют, а К = Ко-
Следовательно, условия отсутствия частотных иска-
жений можно записать так:
«1 = ^1
а2 —
а3 = Ь3
CLn — Ьп
(5-14)
Из этих условий можно определить величины коррек-
тирующих элементов, также как из уравнений (5-11).
Аналогично можно найти корректирующие элементы,
обеспечивающие лучшую фазовую характеристику.
Рассмотрим, как используется метод Г. В. Брауде
для практических расчетов.
При исследовании видеоусилителей удобно ввести по-
нятие об общем анодном сопротивлении каскада Za,
представляющем собой отношение выходного напряжения
каскада к анодному току
7 -Ё?
Э /
1 а
Считая, что работа производится на линейном участ-
ке ламповой характеристики, и пренебрегая реакцией
анода, что вполне допустимо для экранированных ламп,
176
считаем /а = SU^ Подставляя /а в уравнение Za и учи-
тывая, что /( = =-, получим
K = SZa. (5-15)
Следовательно, коэффициент усиления однокаскадного
усилителя пропорционален общему анодному сопротив-
лению его и при рассмотрении частотных и фазовых ха-
рактеристик вместо
Л можно оперировать
Za- Практически удо-
бнее пользоваться
обобщенными коор-
динатами, отклады-
вая по оси ординат
величину Y ((d), рав-
ную отношению Za((D)
к Za (0) (Za (со) при ну-
левой частоте). Вели-
чина Za (0) всегда
равна активной со-
ставляющей анодной
нагрузки Za (0) = Ra
zs (со) _ za (ш)
Za(0)“ Ra
Рис. 68. Схема каскада видеоусилителя:
а — принципиальная; б — обобщенная.
Обобщенные час-
тотные характеристи-
ки для разных каскадов и различных схем коррекции
всегда будут исходить из одной точки Y (<d) = 1, соответ-
ствующей частоте (dv = 0.
Схему одного каскада широкополосного усилителя
при любой коррекции можно представить в обобщенном
виде, показанном на рис. 68, б. Найдем для этой схемы
значение общего анодного сопротивления, выраженного
через элементы схемы ZxZ<YZzZYZ^
2 ___ 2 ___ ^4’^5 __ _____^5____
71 4- 73 + /< . , 7] 73
12 682
177
Рассматривая напряжение между точками АБ, найдем
отношение токов
А и А .
Л /<
Очевидно (рис. 68, б),
UАБ = = (73 4~ L)Z 2 + L * 23;
Uаб = Л21 = (]з 4” /4) 2г + Л (24 + 2б),
т. е.
(з_ _ Z4 4~ Z5 .
/4 ~ £3 1
/1 (^2 + Z3) (Z4 4~ Z5) । Z2
h ~ Zi. z3 21 ‘
Подставив последние соотношения в уравнение Za>
получим
Z3 (21 4- Z2 4- Z4 + Z5) 4- (Zi 4- Z2) (Z4 4- Z6)
Пользуясь уравнением (5-16), легко найти значение
Za(o>) и Y ((d) для любой схемы коррекции. Очевидно, что
Za и У будут функциями как частоты так и элементов
схемы /?а, Llf L2 ... Ci, С2, /?ь R2 ....
При анализе видеоусилителей удобнее пользоваться
некоторыми параметрами, выраженными через элементы
схемы:
х = , где Со = С1 + С2
со
ki = ——— ; k2 = ——— . .. и т. д. /с I?,
Rl-CB 2 R2a-C0 >• (5-17)
mi = ^ ; т2 = . и т. д. (
Частота со обычно заменяется так назысаемой безраз-
мерной частотой
; Д = /?асоСо, (5-18)
178
так что вместо ряда (5-10) можно рассматривать ряд
* У(Д) = У (0) + У' (0) • д + +...,
(5 19)
где
У' (0) =£1
' dA |д=о
У"(0) = —I
Г |д=0
и т. д.
Рис. 69. Схема каскада с простой
коррекцией.
Аналогичным рядом можно описать и фазовую харак-
теристику
<р(Д) = <Р(О) + Т'(О)Д + £'-^ + 5^|^ + ... (5-20)
Ниже приводится анализ нескольких конкретных
схем.
Очень широко применяется на практике так называе-
мая простая схема коррекции с одной корректирующей
индуктивностью, включен-
ной последовательно с со-
противлением /?а (рис. 69).
В схеме для высших частот
(рис. 70, а) образуется кон-
тур из LCqRz с параллель-
ным включением источника
возбуждения. Емкости С\
и Собъединены, так что
емкость контура равна
Со = 4- С2. Сопоставляя
схемы, показанные на ри-
сунках 70, а и 68, б, опре-
деляем значения сопротивлений для данного случая
Z1 = Ra + М; Z2 = 0; Z3 = со; Z4 = 0; Z5 = ~ .
/О'СО
Подставляя эти равенства в уравнение (5-16), после про-
стых преобразований получим
—
Za = 1 - <о2£С0 + /мСо^ • (5’21)
Применяя введенные обозначения kx = —— и Д = /?<лоСо»
12’
179
180
найдем уравнения для модуля относительного усиления
и фаеовых сдвигов:

1 + k№
1 —(2ki — 1)Д2 -f-fcJA4
(5-22)
<р = — arc tg Д (1 — /?! + 6fA2)
Частотные Y (Д) и фазовые <р(Д) характеристики, по-
строенные при разных значениях параметра k± по урав-
нениям (5-22), показаны на рис. 70, бив.
В соответствии с методом Г. В. Брауде для нахож-
дения лучшей частотной характеристики нужно найти
производную от Y по Д при Д = 0 и приравнять ее нулю. Ре-
зультаты вычислений не изменятся, а выкладки упростя-
тся, если брать производные от Y2 по Д2, т. е.
^1 =^ + 2/г1-1 =0,
t/Д2 |д=0 1 1
откуда находим параметр при котором частотная ха-
рактеристика будет наилучшей kr = 0,414.
Параметр k19 при котором наиболее благоприятна
фазовая характеристика, находится аналогично. Однако
здесь не следует выбирать корректирующий элемент из
условия равенства нулю первой производной ср по Д, так
как она входит во второй член ряда (5-20) и определяет
наклон фазовой характеристики, не лишая ее линейности.
Вторая производная от ср по Д для нечетной функции
при Д — 0 всегда обращается в нуль. Следовательно, для
нахождения параметра обеспечивающего лучшую фа-
зовую характеристику, нужно найти и приравнять нулю
третью производную от ср по Д при Д = 0
=^4-3^ —1=0.
б/д3 б=о 1 * 1
откуда находим
fei = 0,322.
Таким образом, условие минимальных частотных
искажений (kx — 0,414) не совпадает с условием мини-
мальных фазовых искажений (kr =0,322). Фазозые иска-
жения определяются не величиной наклона фазовой ха-
181
Рис. 71. Характеристики фазовых иска-
жений каскада с простой коррекцией.
рактеристики, по которому оценивается абсолютное зна-
чение фазовых сдвигов, а отклонением Аф реальной фа-
зовой характеристики от идеальной. Если считать идеаль-
ной характеристикой касательную к реальной фазовой
характеристике, проходящую через начало координат,
и оценить отклонения реальной характеристики от иде-
альной, то можно получить кривые, которые называются
характеристиками фазовых искажений (рис. 71).
Значение kx =
= 0,414, при котором
получается лучшая
частотная характе-
ристика, можно так-
же найти из условия
(5-14), приравнивая
друг к другу коэф-
фициенты полиномов
числителя и знамена-
теля при Д2 в формуле
(5-22).
Каскад с простей
схемой коррекции ча-
ще всего рассчитыва-
ется на лучшую час-
тотную характерис-
тику. Из рис. 71 вид-
но, что фазовые ис-
кажения при ki = 0,41 невелики, т. е. параметр kx = 0,41
приемлем также с точки зрения фазовых искажений.
Для расчета каскада обычно задаются ов»
Мв = Д-, емкостью монтажа анодных СМ1 и сеточных
* в
См> соединений. Лампа должна быть задана или выбра-
на, так что величины S, Са. к и Сс. к также известны.
Расчет ведется в таком порядке:
1) определяем величины емкостей
Ci — С*а. к + CMJ С2 — Сс. к 4" CMJ
Со = Ci + С2.
2) по характеристикам (рис. 70), зная Л4в=р-ипри-
г в
няв ky = 0,414, определяем А (например, при &г = 0,414
и Мв =1,05 Д 1);
182
-3) по величине Д, зная (вв и Со, находим
^ = тАс-;
<% • со
4) определяем величину корректирующей индуктив-
ности,
М = kx • №
5) определяем усиление каскада на средних частотах
== «S7?a*
Простая схема коррекции весьма незначительно услож-
няет каскад и в то же время существенно повышает его
качественные показатели.
Полоса частот при простой коррекции расширяется
примерно в 1,8 раза сравнительно с полосой некоррек-
тированного каскада. Если же сравнить корректирован-
ный и некорректированный каскады при одинаковой по-
лосе пропускаемых частот, то в первом случае усиление
будет примерно в 1,8 раза больше.
Описанная простая схема коррекции обладает только
одним параметром (fex), который можно выбрать так,
чтобы устранить из ряда Y (Д) [(или ?(Д)] только один
член.
Рассмотрим каскад, в котором также применена одна
корректирующая индуктивность Л, но включенная по-
следовательно с С2 и С2 (рис. 72, а). В отличие от про-
стой схемы коррекции здесь индуктивность разделяет
емкости С\ и С2. Данная схема обладает двумя пара-
метрами:
так что она относится к классу сложных схем коррекции.
Наличие двух параметров позволяет устранить из
ряда разложения Y (Д) не один, а два члена и получить
лучший результат.
Для анализа данной схемы воспользуемся описанной
выше методикой. Сопоставляя схему, показанную на
рис. 72, а, с общей схемой (рис. 68, б), устанавливаем
следующие равенства:
~ /-Ci »^2 = 0; Z3 = Ra, Z4 = /wL; Z5 = .
183
После подстановки в формулу (5-16) и преобразова-
ний, найдем
/?а
7 ________________-_______-__________________
1 — <о2С2^ 4~ / (o>Ci/?a 4" RqLCyCq)
Вводя параметры ху k± и А, получим уравнения час-
тотной и фазовой характеристик в следующем виде:
Y =
Рис. 72. Схемы и характеристики каскада с последовательной кор-
рекцией:
а — прямая и б — перевернутая схемы; в — частотная и г — фазовая
характеристики.
Пользуясь методом Г. В. Брауде, находим производ-
ные от Y2 по Д2, приравняв их нулю при Д = 0 и опре-
делив оптимальные значения х и
— = 2kyx —1=0, (5-25)
= _ 2ktx (1 —х) = 0. (5-26)
184
-Совместное решение этих уравнений дает
х = 0,75 и fei = 0,67.
Такой же результат получается, если приравнять
коэффициенты при равных степенях А в числителе и зна-
менателе уравнения (5-23).
В рассматриваемом каскаде (рис. 72, а) при х = 0,75
и = 0,67 получаются минимальные частотные искаже-
ния. Величина х определяется в основном междуэлектрод-
ными емкостями лампы и очень трудно подобрать такую
лампу, чтобы выполнялось равенство х = 0,75. Поэтому
целесообразно рассмотреть поведение данной схемы в
некотором диапазоне значений х, близком к х = 0,75 [11].
Задаваясь величинами х, указанными в табл. 3, можно
вычислить по уравнению (5-25) соответствующие значе-
ния
Таблица 3
Значения х и kv для схемы, показанной на рис. 72, а
X 0.8 0,75 0,67 0,6 0,5
kl 0,025 0.67 0,75 0,83 1
Номер кривой на рис. 72, в, г . 1 2 3 4 5
Частотные и фазовые характеристики усилителя
(рис. 72, а), построенные по уравнениям (5-23) и (5-24)
при указанных в табл. 3 величинах х и kly показаны
на рис. 72, в, г.
Рассмотрим усилитель с одной корректирующей индук-
тивностью, включенной так, как показано на рис. 72, б.
Пользуясь прежним методом, можно получить выраже-
ния для частотной и фазовой характеристик
у = 1/-— — 1 ---
| 1 [2^! (1—JV) — 1] [/4 (1—х)2 — .
—2ktx (1—х)А4 +*?№( 1—х!) А6
. Д [1 — Д2Аг (х (1 — х)]
? = -arctg
(5-27)
(5-28)
185
Параметры, при которых минимальны частотные искаже-
ния, определяются из уравнений
2^,(1 — х)— 1 =0; (5-29)
fe*(l — х)2 —2&1х(1 — х) = 0 (5-30)
и равны
х = 0,25 и kx — 0,67.
Задаваясь значениями х, близким к 0,25, и пользуясь
уравнением (5-29), получим значения для схемы показан-
ной на рис. 72, б (табл. 4).
Таблица 4
Значения х и k\ для схемы, показанной на рис. 72, б
X 0.2 0.25 0,33 0.4 0.5
ki 0.625 0.67 0,75 0.83 1
Номер кривой на рис. 72, в, г 1 2 3 4 5
Сравнивая уравнения (5-23) и (5-27), устанавливаем
их идентичность. Отличие заключается в том, что х в
уравнении (5-23) замещен величиной (1—х) в (5-27).
Как видно из табл. 3 и 4, обе схемы обладают одина-
ковым параметром kx и одинаковыми характеристиками.
Иногда такие схемы называют перевернутыми относитель-
но друг друга.
Как видно из рис. 72, частотные характеристики
рассмотренных усилителей имеют значительный подъем.
Физически этот подъем объясняется резонансом в контуре,
состоящем из корректирующей индуктивности, паразит-
ных емкостей и активного сопротивления анодной на-
грузки. Для ослабления или устранения пика в час-
тотной характеристике параллельно (или последователь-
но) корректирующей катушке включают сопротивление /?,
ухудшающее качество контура (рис. 73, а). Эта схема
обладает тремя параметрами
С2 , L
х = ~ ; k± =------; т = ,
Со /?2С0 Я
186
«что дает возможность устранить из ряда разложения
у (Д) три слагаемых и, следовательно, получить меньшие
частотные и фазовые искажения.
Рис. 73. Схемы и характеристики каскада с последовательной кор-
ректирующей индуктивностью, зашунтированной сопротивлением:
а — прямая; б — перевернутая; в — частотная и г — фазовая характеристики
В табл. 5 приводятся целесообразные для данной
схемы значения х и соответствующие им величины пара-
метров и т. Частотная и фазовая характеристики
Данного усилителя приведены на рис. 73, в, г. Эти кри-
вые и параметры kL и т, приведенные в табл. 5, пригодны
Таблица 5
Значения х, и т для схемы, показанной
на рис. 73, а
X 0,67 0,6 0,5
kl 0,75 0,83 1
т 0,1 0,23 0,3
Номер кривой на рис. 73, в, с. 1 2 3
187
также для перевернутой схемы (рис. 73, б), если взамен
х подставить значение 1—х. Схему коррекции, показан-
ную на рис. 73, б целесообразно применять при
% 0,3 — 0,5.
Приведем данные для расчета схем, в которых коррек-
ция осуществляется двумя индуктивностями (рис. 74).
Эти схемы обладают следующими тремя параметрами:
Со t
Х= k,.
со
fe. = —
R^c0 ' R2aC0
Рис. 74. Схемы и характеристики каскада
а — прямая; б — перевернутая; в — частотная и
со сложной коррекцией:
г — фазовая характеристики.
Пользуясь изложенной выше методикой, находим
рекомендованные для каждой схемы пределы значений х
и соответствующие им значения kx и fe2. Оптимальные
параметры, при которых будут минимальными частотные
искажения в схеме (рис. 74, а), равны
х = 0,59; ^ = 0,14; fe2 = 0,58.
Вычисляя параметры, близкие к оптимальным, полу-
чим значения, сведенные в табл. 6.
Лучшими параметрами перевернутой схемы (рис. 74, б)
являются
х = 0,4; fei = 0,14; fe2 = 0,58.
Частотная и фазовая характеристики усилителей по-
казаны на рис. 74, в, е.
188
Таблица 6
Значения параметров х, ki в k2 для схемы, показанной
на рис. 74, а
X U,7 0,65 и,6 0,55 U,5
kl 0,06 0,1 0,14 0,17 0,2
^2 0,6 0,59 0,58 0,57 0,56
Номер кривой на рис. 74, в, г . 1 2 3 4 5
Аналогично могут быть рассмотрены другие схемы
коррекции [И].
При наличии характеристик и соответствующих пара-
метров можно весьма просто произвести расчет сложной
схемы коррекции. Заданными для расчета обычно являю-
тся: лампа, о)в, Л4в, СМ1, См#. Если лампа не задана, то
прежде всего выбирают ее. Расчет выполняется в следую-
щем порядке:
1) по известным значениям междуэлектродных емко-
стей лампы и емкости монтажа определяем параметр
_ G ______Сс. К + ^Mt___ .
Q. к + См, + ^а. к + ’
2) учитывая значения х и Мв и пользуясь таблицами
и кривыми, выбираем схему коррекции и соответствую-
щие данному х величины параметров kl9 k2, тх\
3) по частотной характеристике выбранной схемы и
величине Yв = определяем Д и величину активного
сопротивления анодной нагрузки
4) определяем корректирующие индуктивности
Li = L2 = k2Ra(^oi
5) если в выбранной схеме имеются шунтирующие
сопротивления, то по значениям т и /?а определяем их
величину
189
6) определяем коэффициент усиления каскада на сред-
них частотах
/Со = 5/?а.
На этом расчет в области высших частот считается за-
конченным.
§ 5. Анализ работы каскада в области
низших частот
При рассмотрении работы .каскада в области низших
частот схему (рис. 67) можно существенно упростить,
исключив высокочастотные корректирующие элементы.
Частотные и фазовые искажения на низших частотах
обусловлены, в основном, разделительной цепью CcRc>
которая вызывает положительные фазовые сдвиги и за-
Рис. 75. Схема каскада для области низших частот.
падание частотной характеристики. Эти искажения ком-
пенсируются с помощью развязывающего фильтра Сф/?ф,
введенного в анодную цепь. Фильтр изменяет сопротивле-
ние анодной нагрузки при изменении частоты, поэтому
в некоторых пределах, по мере понижения частоты, уси-
ление возрастает и фазовые сдвиги изменяются в сторо-
ну отрицательных значений.
Для области низших частот схема каскада принимает
вид, показанный на рис. 75. Поскольку цепь C.Rc практи-
чески не шунтирует анодную нагрузку — RaC$R$, то-
190
можно найти частотные искажения и фазовые сдвиги
раздельно для цепей /?аСф/?ф и CcRc. Общие частотные
искажения усилителя будут равны произведению час-
тотных искажений в указанных цепях, а суммарный
фазовый сдвиг усилителя — сумме фазовых сдвигов в этих
цепях.
Коэффициент частотных искажений Мф и угол сдвига
фаз срн.ф в анодной цепи RaC$R$ проще всего определить
из комплексного выражения сопротивления этой цепи
R 1
7 — Р I Ф
£а. ф — Ла 1------j--—
1 + “ W*
Фазовые сдвиги определяются равенством
. ______________
?Н,Ф + + ’
Вводя обозначение та>ф = C$Ra и выполняя простые
преобразования, получим
tg ?н. ф = - о----------------• (5-31)
V
Коэффициент частотных искажений в цепи R.C^R^
представляет собой отношение сопротивления Ra к
модулю 2а.ф. После элементарных преобразований
Фазовые и частотные искажения в цепи CcRc опре-
деляются из равенств (см. гл. 2 § 3)
где тс —~ Сс * Rc*
191
Вводя безразмерную частоту Д„ = u)uCcRc и сбсзначая
<7 = -^^, найдем общий угол сдвига фаз »11S между на-
ТС
пряжениями U2 и и суммарный коэффициент частотных
искажений Л4нх-
Суммарный угол сдвига фаз
1
?нЕ = <?н. ф + ?н. с = аГС tg Д„ “
-arctg—------------ (ИЗ)
15+Ч,+<ЛН
Суммарный коэффициент частотных искажений
Л4нЕ - Л411, Ф * с -
+ (<7ДН)2
‘H?V
(5-34)
Из последних уравнений следует, что частотные иска-
жения и фазовые сдвиги в каскаде с развязывающим
фильтром в области низших частот определяются отно-
шением и а = . Пользуясь уравнениями (5-33) и
^ф тс
(5-34), можно построить семейство кривых YH = — —
— В (Д н) и <р Hs = (Дн), представляющих ссбой частот-
ные и фазовые характеристики каскада. Кривые для не-
/?а
которых встречающихся на практике значений и q по-
казаны на рис. 76 и 77 [28].
Из приведенных графиков видно, что при q < 1 ча-
стотные характеристики имеют подтем. Это значит, что
частотные искажения, вызванные цепью CcRc, не только
компенсированы действием развязывающего фильтра но
и перекомпенсированы.
Лучшая фазовая характеристика, в той области где
фаза не меняет знака, получается при q= 1. Как видно
192
из уравнения (5-33), при малых значениях — и q = 1
имеет место почти полная фазовая компенсация, т. е.
~ °-
Рис. 76. Частотные характеристики каскада с развязывающим фильт-
ром для области низших частот.
В телевизионных усилителях, где фазовые искажения
на низших частотах должны быть очень малыми, следует
при расчете ориентироваться на величину 9 = 1, что со
ответствует равенству
C.R. = Сф/?а. (5-35)
13 682
193
При фазовой компенсации получается частотная пере-
компенсация и частотная характеристика имеет подъем,
который в большинстве случаев является нежелательным.
Для его уменьшения необходимо применять по возмож-
на
нести малые значения -5- , т. е. включать большие со-
Рис. 77. Фазовые характеристики
ром для области
каскада с развязывающим фильт-
низших частот.
противления 7?ф. Увеличение 7?ф ограничивается только
одним соображением — потерей постоянного напряжения.
В реальных широкополосных каскадах выбирается
в пределах (1 ~ 10) Ra.
Иногда на работу каскада в области низших частот
оказывают заметное влияние цепи автоматического сме-
щения и экранной сетки (см. гл. 2, § 4).
Коэффициент частотных искажений и фазовые сдвиги,
вызванные цепями автосмещения (7Ин.к, <?н. к) и экранной
сетки (7ИН э, э), определяются по формулам (2-24),
(2-25), (2-30) и (2-31).
194
Влияние катодной цепи и цепи экранной сетки на
работу каскада в области низших частот можно также
оценить несколько иначе, приводя действие указанных
цепей к управляющей сетке. Действие цепей CKRK и Сэ/?э
как бы уменьшает постоянную времени сеточной цепи.
Как показывает анализ, эквивалентная постоянная вре-
мени тс2, учитывающая действие цепей автосмещения и
экранной сетки, определяется из равенства
где
(5-36)
Расчет каскада в области низших частот обычно про-
изводится после выполнения расчета для области высших
частот.
Отметим некоторые особенности расчета многокаскад-
ных усилителей. С ростом числа каскадов полоса про-
пускаемых частот сужается, а фазовые сдвиги возрастают.
Частотные искажения усилителя в целом выражаются
через частотные искажения отдельных каскадов
^^общ == ’ ^^2 * ^^3 • • •
Фазовая характеристика многокаскадного усилителя
получается сложением фазовых характеристик составляю-
щих усилитель каскадов
?общ = + ?2 + ?з + • • • Tv-
Используя приведенные равенства (МОбщ и срОбщ), можно
распределить по отдельным каскадам заданные на весь
тракт искажения и соответственно этому вести расчет
каждого каскада.
§ 6. Пример расчета усилителя видеочастоты
по стационарным характеристикам
Требуется рассчитать усилитель по таким данным:
1) диапазон частот f = 20— 107 гц\
2) частотные искажения на верхней граничной ча-
стоте Мв < 1,2;
3) частотные искажения на нижней граничной частоте
Мн > 0,8;
13* 195
4) фазовые сдвиги на нижней граничной частоте <рн ~ 0;
5) усиление /<Общ > 5000;
6) напряжение возбуждения Ultn = 0,5 • 10~3 в;
7) паразитные емкости монтажа СМ1 ~ 5 пф\ См,^5 пф\
8) напряжение источника анодного питания UQ = 200 в.
Выбираем лампы типа 6Ж9П (S = 17,5 ма/в и Са.к =
= 3,5 пф\ Сс.к = 8,5 пф), применяем сложную схему
коррекции и ориентировочно считаем, что для обеспече-
ния требуемого усиления понадобятся три одинаковых
каскада (N = 3). Расчет начинаем с области высших
частот.
1. Определяем
^а.к+^Mi__________________________8,5 + 5_____
Сс.к + СМ1+Са>к+СМ1-8,5 + 5 + 3,5+5-1’ЬД
2. По найденному х выбираем схему коррекции. Из рассмотрен-
ных схем целесообразно использовать схемы, изображенные на
рис. 72, а, 73, а и 74, а. Остановимся на схеме с двумя корректи-
рующими индуктивностями (рис. 74, а), которая обеспечивает не-
сколько более широкую полосу пропускания. Полагая х та 0,6, из
табл. 6 найдем /гх — 0,14 и k2 = 0,58.
3. Определеям коэффициент частотных искажений на высшей
частоте, допускаемый в одном каскаде,
N _ з,_
Мв, = р Мв= у 1,2 к 1,06
и величину относительного усиления
У = Д_ = _1_ ~ 0,94.
Bi Мв 1,06
4. По кривым Г(Д) определяем величину Д, соответствующую
найденному YB . Пользуясь рис. 74, в, находим Д = 1,8 (кривая <?).
5. Определяем
_ Д 1,8 , лпл
Ra = = 2 • 3,14 • 10’ 22 • 10-12 ~ 20 °М'
6. Находим коэффициент усиления одного каскада
До = S/?a = 17,5 • 1,2 « 20
и общий коэффициент усиления
Кобщ = = 20° = 8000.
7. Определяем величины корректирующих индуктивностей
£х == kiR^Co = 0,14 • 12U02 • 22 • 10—12 = 4,5 мкгн\
L2 = k2R*C0 = 0,58 • 12002 • 22 • IO-12 = 18 мкгн.
частот.
Переходим к области низших
196
8. Определяем коэффициент частотных искажений, допускаемых
в одном каскаде на низшей граничной частоте диапазона
мн, = = ]/бЛ = 0,93
и величину относительного усиления
Гн = лЦ = йоз ~ 1108,
9. В соответствии с требованием об отсутствии фазовых сдви-
гов на частоте /н =20 гц выбираем g= 1, т. е. ориентируемся на
равенство
“ ^ф^а-
Пользуясь графиками частотных характеристик (рис. 76) и зная q,
выбираем такое значение —, при котором подъем частотной харак-
теристики не превышает заданного (Ун < 1,08). Требуемая характе-
ра
ристика будет при — » 0,15.
Рф
Наибольший подъем частотной характеристики соответствует
10. Определяем величину
Ра 1 2
^ = 0T5 = 6j5 = 8-2 К0М-
11. Задаемся величиной емкости разделительного конденсатора
С с = 30 000 пф и определяем сопротивление Rc из соотношения
₽ - - 0>6 1ЙЛ
с «>нСс 2 3,14 20 • 3 • 104- I0-12 ~
12. Находим величину емкости развязывающего фильтра
_CcRc _3 104 • 1,6 • 105
/?а 1,2 • 103
Далее обычным путем определяем элементы автосмещения и цепи
экранной сетки.
13. Строим динамическую характеристику по постоянному току
и выбираем рабочую точку с координатами:
Uc = — 15 в; Л = 15 ма\ LL = 75 в; = 150 в\ 7=3 ма.
со ао «о э ’ Э
14. Строим динамическую характеристику по переменному току
и ориентировочно проверяем линейность режима последнего кас-
када. В данном случае третий каскад возбуждается сигналом
U3m^Uim-K^0,5.W-3.20^0,2 в.
По характеристикам видно, что при таком уровне сигнала режим
будет практически линейным.
4 мкф.
197
15. Определяем элементы катодной цепи:
Uc 15- 103
^=^=^«82°
«о
„ 10 10 • 10е ...
Ск ~ “Лк ~ 2 •3-14 • 20 • 820 ~ 100 мкф'
16. Определяем элементы цепи экранной сетки:
U« — US 200—150 ,.
- = 18 ком,
Is
С - Л __________________________________
э сон/?к 2 • 3,14 • 10 • 18 • 103
3 • 103
10 • 10е
1 мкф.
Схема одного каскада рассчитанного усилителя пока-
зана на рис. 78. Конденсаторы большой емкости Ск, Сэ,
Сф, ввиду наличия паразитной индуктивности, зашунти-
16 мкг»
Рис. 78. Пример принципиальной схемы одного каскада усилителя.
рованы сравнительно небольшими конденсаторами, ем-
кость которых достаточна для фильтрации в области
высших частот.
§ 7. J силе те импульсов некоррект дрова иным
усилителем
Нестационарные процессы в реостатном (некорректи-
рованном) усилителе оценим по его переходной х факте-
ристике, которая дает возможность найти также иска-
жения, возникающие при усилении импульсов прямоуголь-
ной формы.
198
Как видно из эквивалентной схемы (рис. 30, б), в
реостатном каскаде имеются две емкости — Сс и Со, ока-
зывающие влияние на форму переходной характеристи-
ки. Форма переходной характеристики связана с заряд-
ными процессами этих емкостей, а форма импульса —
с зарядно-разрядными процессами.
Конденсаторы Со и Сс начнут заряжаться, если под-
вести ко входу усилителя скачок напряжения. Посколь-
ку Сс во много раз больше Со, то заряд Со происходит
значительно быстрее, чем Сс. Практически напряжение
на обкладках Сс будет еще близко к нулю, когда заряд
емкости Со уже закончится. Таким образом, в первый
момент времени после включения единичного напряжения
нестационарный процесс в усилителе определяется в основ-
ном зарядом паразитной емкости Со. В дальнейшем, когда
заряд емкости Со практически закончится, начинает сказы-
ваться заряд емкости Сс, и в области относительно больших
времен переходная характеристика определяется, главным
образом, зарядными процессами конденсатора Сс. Это обсто-
ятельство позволяет упростить анализ и рассматривать об-
ласть малых и больших времен раздельно, подобно тому,
как рассматривались отдельно области высших и низ-
ших частот.
В области малых времен конденсатор Сс мож-
но считать закороченным, эквивалентная схема каска-
да принимает вид, показанный на рис. 33, а, б.
Следовательно, схема, замещающая каскад при рассмот-
рении области малых времен, точно такая же, как экви-
валентная схема каскада в области высших частот. Из
этой схемы видно, что переходная характеристика в пер-
вые моменты после включения единичного напряжения
определяется зарядом емкости С6 через сопротивление 7?s.
Этот процесс может быть описан уравнением
t_
и2 = Е(\ — е ^с»).
Поскольку E = а £7С = 1, то Е = /Со- В данном
случае абсолютное значение коэффициента усиления кас-
када не играет роли и удобнее рассматривать переход-
ную характеристику, приняв Хо = 1-
Тогда
h (t) = 1 — е (5-37)
199
Кривая, соответствующая фронту переходной харак-
теристики, построенная по уравнению (5-37), показана
на рис. 79, а. Найдем время установления процесса
/уст = ^2 G* (5-38)
Здесь t2 — время, за которое сигнал нарастает до уров-
ня, равного 0,9 своего установившегося значения и2 (t2) =
— 0,9; /1 — время, за которое
Рис. 79. Переходные характерис-
тики некоррелированного каскада:
а — в области малых времен; б — в об-
ласти больших времен; в — суммарная
характеристика.
сигнал нарастает до уров-
ня, равного 0,1 от ус-
тановившегося значения
«2(^1) =0,1. Подставляя
значение и2, соответствую-
щее моментам времени t2
и tlf в уравнение (5-37),
получим:
/2 = —7?vColn0,l;
/1 = _^Со1п0,9.
После подстановки най-
денных значений в (5-38),
получим
/уст = 2,2/?vC0. (5-39)
Следовательно, время
установления в реостатном
каскаде определяется толь-
ко постоянной времени
анодной цепи та = R?Cq.
Чем меньше
времени
/уст, т. е. круче фронт пе-
реходной характеристики.
При
пентодов, когда Ra Ri,
можно считать /уст ~
2,2/?аС0.
Воспользовавшись уравнением для частотных иска-
жений реостатного каскада в области высших частот
Мв = р 1 4- (u)BC0/?s)2 и, как обычно, отсчитывая полосу
усиливаемых частот на уровне 0,7, т. е. принимая Л1в =
= 1,41, найдем
*а
постоянная
тем меньше
та>
использовании

200
Подставляя это соотношение в (5-39), получим
_2,2
уст“ О)в
(5-40)
Последнее соотношение связывает время установления
и верхнюю граничную частоту каскада. Из этого урав-
нения видно, что чем шире полоса частот, тем меньше
время установления. Этот вывод справедлив не только
для реостатного каскада, но и для любой другой схемы.
В области больших времен, когда заряд емкости Со
практически закончен и переходная характеристика опре-
деляется зарядом конденсатора Сс, эквивалентная схема
ничем не отличается от схемы реостатного каскада для
области низших частот (рис. 32, б). В области больших
времен каскад также может быть замещен простей схе-
мой заряда конденсатора через сопротивление. Постоян-
ная времени этой цепи
тс — Сс
* ^i\
/?а +
Аа * А|
В большинстве случаев ъ, и можно с доста-
ла + Aj
точной точностью считать тс^Сс/?с.
По мере того как конденсатор Сс заряжается, напря-
жение на выходе и2 падает, т. е. происходит скалыва-
ние плоской части переходной характеристики.
Напряжение и2 определяется из равенства
t
и2 = Е • е ^ссс.
Если Е принять равным единице, то и2 = h (/) = е ~с (5-41)
Кривая, построенная по уравнению (5-41), показана на
рис. 79, б. Чем больше постоянная времени тс, тем более
полого проходит кривая и, следовательно, меньше ска-
лывание. Обращаясь к уравнению частотных искажений
реостатного каскада в области низших частот /Ин =
= р/" 1 + (zrr)2 > устанавливаем, что нижняя граничная
частота (Л1Н = 1,41) определяется той же постоянной вре-
201
1
меня тс=—, что и скалывание плоской части переход-
ной характеристики.
Следовательно, чем более низкую частоту способен
пропустить каскад, тем меньше в нем искажается пло-
ская часть импульса.
Рассмотренную раздельно для малых и больших времен
переходную характеристику каскада можно исследовать в
общем виде как оригинал, изображением которого является
уравнение коэффициента усиления в операторной форме.
Уравнение переходной характеристики реостатного кас-
када после преобразований принимает следующий вид:
__2_
h(t) = е тс — е та, (5-42)
а примерный вид кривой показан на рис. 79, в.
Располагая переходной характеристикой, можно по-
лучить представление об искажениях формы прямоуголь-
ного импульса, усиливаемого реостатным каскадом.
Прямоугольный импульс, действующий на входе уси-
лителя, можно представить, как разность двух единич-
ных функций, сдвинутых на время действия импульса /и,
а сигнал на выходе усилителя представляет собой раз-
ность соответствующих переходных характеристик. Фор-
ма сигнала на выходе усилителя зависит от постоянных
времени та и тс. Для малых искажений фронтов сигнала
нужно, чтобы /уст было незначительным и, по крайней
мере, выполнялось условие /уст (0,1-г-0,2)/и. Если вре-
мя установления велико, то сигнал на выходе усилителя
не успевает нарасти и сильно искажается. Чем шире
полоса пропускаемых частот, тем меньше fyCT и меньше
искажения фронтов импульса.
При более или менее продолжительных импульсах
начинает проявляться скалывание плоской части (G),
которое сопровождается появлением отрицательного вы-
броса (—G) и медленно исчезающего «хвоста». Появление
отрицательного напряжения обусловлено тем, что после
прекращения воздействия импульса на вход усилителя,
конденсатор Сс начинает разряжаться, создавая на со-
противлении Rc напряжение обратного знака. Чем меньше
постоянная времени тс = CcRc. тем сильнее скалывание
и больше отрицательный выброс (—G). Если бы постоян-
ная времени тс была принята равной длительности им-
пульса, то в конце его z/2 было бы равно и2 = е-1~0,37
202
и. следовательно, G^63% (рис. 80). Такие искажения
формы импульса недопустимы и для их уменьшения
нужно увеличивать тс, чтобы удовлетворялось условие
тс^(10ч-15)ти. (5-43)
Рис. 80. Искажение формы прямоугольного импульса
после усиления некорректированным каскадом при /и = тс.
Рис. 81. Формы импульсов в различных точках схемы некорректирован-
ного каскада.
Необходимо иметь в виду, что искажения плоской
части импульса, аналогично искажениям в области низ-
ших частот, зависят не только от постоянной времени
203
сеточной цепи тс. Эти искажения могут быть усугублены
Рис. 82. Переходные характеристики
1-, 2-, 3- и 4-каскадного некоррели-
рованного усилителя:
а — в области малых времен; б — в области
больших времен.
смещения или экранной
сетки при недостаточ-
ных величинах фильт-
рующих конденсаторов
Ск и Сэ. Действие ука-
занных цепей эквива-
лентно уменьшению по-
стоянной времени tcv,
из-за которой происхо-
дит скалывание (5-36).
На рис. 81 показаны
формы импульсов в
различных точках схемы
при усилении прямоу-
гольного импульса. Дей-
ствие импульсов, появ-
ляющихся на катоде и
экранной сетке относи-
тельно земли, приводит
к искажению плоской
части усиливаемого им-
пульса и появлению от-
рицательных «хвостов».
Для уменьшения этих
нежелательных явлений
следует увеличивать по-
стоянные времени це-
пей экранной сетки и
автосмещения.
Искажение формы
усиливаемого сигнала
возрастает в многокас-
кадном усилителе. Рас-
тягивается фронт пере-
ходной характеристики
и общее время уста-
новления TV-каскаднсго
определяется по эмпирической формуле
усилителя приближенно
^УСТ2 -- J ^УСТ1 4“ ^уст, + . . . +
(5-44)
204
При одинаковых каскадах получаем
^устЕ = ^ycTi VN•
Возрастают в многокаскадной схеме также скалыва-
ние плоской части импульса и отрицательный выброс.
Приближенно, в случае небольших искажений в каждом
каскаде (Gs < 10 °6), общее скалывание плоской части
импульса усилителя в целом можно оценить по формуле
Gs = Gi -}~ @2 "F • • • 4" Gn- (5-45)
На рис. 82 показаны переходные характеристики в об-
ласти малых (а) и больших (б) времен 1-, 2-, 3- и 4-кас-
кадного реостатного усилителя.
§ 8. Анализ работы каскада в области малых времен
(фронт переходной характеристики)
При рассмотрении работы каскада в области малых
времен можно не учитывать действия элементов CcRc,
Сф/?ф, Сэ7?э, Ск/?к, считая, что конденсаторы этих цепей
не успевают зарядиться и не влияют на установление
процессов в усилителе сразу после включения напряже-
ния. Схема каскада приобретает такой же вид, как для
области высших частот, и для анализа можно пользо-
ваться эквивалентной схемой, показанной на рис. 68,6.
Анализ видеоусилителя по переходным характеристи-
кам чаще всего в настоящее время производится по ме-
тоду, предложенному и разработанному советским ученым
О. Б. Лурье [20]. Ниже излагается этот метод и приво-
дятся рекомендации для расчета некоторых схем.
Используя равенства (5-15) и (5-16), подставляя вза-
мен общих сопротивлений, входящих в уравнение (5-16),
конкретные значения для той или иной схемы и заменяя
переменную /ш на р, можно показать, что в общем виде
коэффициент усиления в операторной форме
ТУ , ч _ ао + °1Р + С*2р2 + • • + . . . ОтпР™ __ М (р) /5.454
Ьо + Ь±р + b2p2 -р . . .-{-bipi -J- . . .bnpn N (р) ’
где степень числителя т меньше, чем знаменателя п,
т<п.
205
Равенство (5-46) является операторным изображением
переходной характеристики
Уравнение N (р) называется характеристическим и,
в основном, определяет форму переходной характери-
стики. Если корни уравнения А (р) = О вещественны и
различны, то в большинстве случаев выброса (е) в пере-
ходной характеристике не будет и имеет место монотонный
апериодический режим. Если корни уравнения N(p) = 0
вещественны и равны, выбросов в переходной характе-
ристике также нет и режим называется критическим.
Если же уравнение N(p)=0 имеет комплексные корни,
то в переходной характеристике появляются выбросы»
а режим работы называется колебательным. Во мнсггх
измерительных усилителях расчет ведется по критичес-
кому режиму, так как при этом выброс отсутствует, а
время установления оказывается меньшим, чем при апе-
риодическом режиме.
Как показал О. Б. Лурье, в телевизионных усилите-
лях целесосбразно применять колебательный режим с не-
большим выбросом (до 3—5%), при этом время установ-
ления уменьшается (на 10—15%) сравнительно с аперио-
дическим режимом, и качество изображения улучшается.
Но при слишком большом выбросе (свыше 5—8%) в те-
левизионном изображении появляются так называемые
пластические искажения, проявляющиеся в том, что вер-
тикальные переходы от белого к черному двоятся и *
троятся. Таким образом, оптимальные параметры для
расчета телевизионных видеоусилителей должны обес-
печивать колебательный режим, но с небольшим вы-
бросом.
Расчет переходных характеристик усилителей по за-
данным параметрам, не вызывая принципиальных затрудне-
ний, иногда связан с громоздкими вычислениями. Особенно
усложняются преобразования при сложной коррекции,
когда характеристическое уравнение имеет степень выше
второй. Для упрощения выкладок уравнение (5-46) с по-
мощью преобразования И. А. Вышнеградского приводит-
ся к более простому виду
206
— 1 4-glPi + &2Р1 + • - • 4~ gjpi 4~ » » « 4~ ётРт
Ьо 1 d1Pl _|_ d2p* , ,-}-dip{ 4-.. 1 4- Pi
_ £o . Mi (pi) (5-47)
TVi (pi) ’
где приняты следующие обозначения:
gl =
n
пред-
уста-
Уравнение (5-47) является операторным изображением
соответствующей переходной характеристики Ki (Pi) =
Характеристическое уравнение Л\(Р1) соотношения (5-47)
имеет число коэффициентов, зависящих от параметров
схемы, на два меньше, чем уравнение N (р) соотношения
(5-46). Это обстоятельство облегчает алгебраические пре-
образования, связанные с решением уравнений высоких
степеней и существенно упрощает расчеты.
В уравнении (5-47) фигурирует отношение ,
ставляющее собой коэффициент усиления схемы в
новившемся режиме.
Перенося ~ в левую
^0
Mi (pi)
шение ______', получим
Ni (Pi)
изображение переходной
Уравнение N1(p1) = 0 называется нормированным ха-
рактеристическим уравнением. Оригиналом нормирован-
ного изображения является переходная характеристика,
построенная по переменному /г, а не t. Связь t и
легко найти, воспользовавшись теоремой подобия
часть, т. e. рассматривая
отнс-
так называемое нормированное
характеристики.
4(ap)=f Ц).
207
Поскольку р= у ^Рь то для данного случая
Переходные характеристики h (/г) называются норми-
рованными и отличаются от обычных тем, что усиление
принимается равным единице, а по оси времени при-
нят другой масштаб. Переход от нормированных к обыч-
ным переходным характеристикам не представляет за-
труднений, а анализ и расчеты при использовании нор-
мированных изображений значительно упрощаются.
Выбор параметров усилителя подчиняется условию
равенства модулей всех корней характеристического урав-
нения Nr (рг) = 0, а отношение абсолютного значения
мнимой части корней к их действительной части сохра-
няется постоянным. Это отношение определяет размах
колебаний в переходной характеристике и называется
«колебательностью».
В том случае, когда усилителю соответствует харак-
теристическое уравнение третьей степени
N1 (Pi) — 1 + diPi + d2pi + Pi = О,
корни равны
РЧ = — ₽;
Pi2 = — а + /<»;
Р1з = —а —
Метод О. Б. Лурье, названный им методом равных
модулей, в данном случае приводит к следующим ра-
венствам:
d1 = d2; р=1;
а = - 2 1 ; а2 ш2 = 1.
Если усилителю соответствует нормированное харак-
теристическое уравнение четвертой степени
Ni (Pi) = 1 + cfiPi + d2pi + d$pL + Pi = О,
208
то получаются следующие корни:
Pii 2 = — Й1 ±/">1.
Р13 4 = — а2 + /<»2-
Равенство модулей корней и отношений у при совпа-
дении сопряженных корней обеспечивается при выпол-
нении равенств:
(£>! = со 2 = 0),
= а2 = а.
Тогда метод равных модулей приводит к условиям:
di = d3, а = Т d3>
d2 = 6а2 + 2w2; а2 со2 = 1.
Пользуясь уравнением а2 ф- со2 = 1, можно выразить а и ш
через колебательность — Q:
1 . Q
а = ; <0 = —-_— .
/1 +Q2 I 1 + Q2
Задаваясь значениями Q в определенных пределах,
можно найти ос, со и значения коэффициентов d{. Зная
коэффициенты нормированного характеристического урав-
нения, можно определить параметры усилителя и соот-
ветствующую переходную характеристику. Варьируя раз-
личными значениями Q, можно получить различные па-
раметры усилителя и переходные характеристики.
Для облегчения пользования данным методом О. Б.
Лурье разработал графики и таблицы, с помощью которых
расчет выполняется очень просто.
Рассмотрим на нескольких примерах расчет каскадов
видеоусилителя в области малых времен по приведенному
выше методу.
Начнем с простой схемы коррекции (рис. 69).
Воспользовавшись уравнением (5-21), представим отно-
сительный коэффициент усиления в следующем виде:
у _ _ _____1 + __
~ Ra ~ 1 + h»Raco + (j^C^ ’
где
14 682
209
Заменяя переменную /о на р, получим изображение
переходной характеристики
-------------- 1
Y (р) =-------—гт— •
7 1 + RaCop + R\c\k^
Вводя обозначения g± = <4 = г^= ; Pi = I Щ • p,
r #1
после простых преобразований получим
Yt (Р1) = ... 1 + glP1 . = 1 +1А -_р»
i+dlPi+pi i + _£l + p^
V kt
M, (Pi)
*1 (Pt) ’
(5-48)
Характеристическое уравнение (P1) = 0 имеет корни
^1,2
В соответствии с принятой терминологией устанавли-
ваем, что при ki < режим апериодический, при k± =
= у — критический и при Рл > — колебательный.
Пользуясь таблицами изображений и оригиналов, на-
ходим оригинал выражения (5-48) для разных режимов
работы. Для апериодического режима (ki < -i)
* (’) = I - ЧЧ +ЧЧ • ‘ • (б-«)
где
6=1 , = ^.
Для критического режима = -Zj
А(т) = 1—(1 4-т)е-2т. (5-50)
Для колебательного режима
Л(^) = 1 + • e-T1 sin(б'ч — <р), (5-51)
где
T1 = 2kt ’ tg ¥ = 2Й1—1 ’ 1 •
210
Переходные характеристики усилителя с простой кор-
рекцией, построенные по уравнениям (5-49), (5-50) и (5-51)
для нескольких значений параметра kly показаны на
рис. 83, а в табл. 7 приведены некоторые данные, облег-
чающие расчет усилителя.
коррекцией.
Таблица 7
Данные е и - уст- для простой схемы коррекции при
разных ki
0 0,25 0,35 0,41 0,5 0,6 0,8 1
0 0 1,05 3,1 6,7 11,3 22 30
^уст /?ас0 2,2 1,45 1,3 1,2 1,1 1 0,96 0,9
В простой схеме коррекции чаще всего выбирают та-
кой режим работы, при котором в переходной характе-
ристике имеется небольшой выброс (порядка 1%). При
этом коэффициент коррекции йх^0,36. Это условие
(/?!^0,36) не совпадает ни с условием получения луч-
шей частотной (feL^0,41), ни с условием получения
лучшей фазовой характеристик (^х^0,32). Если эле-
14
211
менты усилителя обеспечивают оптимальную частотную
характеристику, то в переходной характеристике будет
иметь место относительно большой выброс (е порядка 3%).
Если же обеспечить лучшую фазовую характеристику, то
выброса в переходной характеристике не будет, но время
установления возрастает.
Из табл. 7 видно, что применение простой коррекции
с параметром ^ = 0,41 дает /уст = 1,2/?dC0. Сравнивая
с некоррелированным усилителем (/уст = 2,2/?аС0), уста-
навливаем, что простая коррек-
пТП" ция C0KPaiJJaeT время установ-
—Р ления примерно в 1,8 раза
(настолько же, насколько рас-
ширилась полоса пропускания).
Расчет усилителя с
простой коррекцией вы-
полняется весьма просто. Обыч-
Рис. 84. Схема каскада со но заданными являются* ДЛИ-
сложной коррекцией. тельность подлежащего усиле-
нию импульса — /и, емкости
монтажа СМ1, СМа, иногда задают величину выброса г. Если
лампа не задана, то прежде всего выбираем лампу (S, Сс к>
Са к)- Определяем требующееся время установления
/Уст~ (0,1 ч-0,2) /и
и общую паразитную емкость
Со = Са. кЛ1 + СМ1 + Сс. + См2.
Принимаем максимально возможное значение klt при
котором выброс еще не превышает заданного. Из табл. 7
(или по рис. 83) находим значение , соответствую-
кас0
щее выбранному klt и определяем /?а. Например, при
^ = 0,41
Далее определяем корректирующую индуктивность и уси-
ление каскада
£=^.^С0,
V<Ma.
Расчет усилителя со сложной схемой кор-
рекции, изображенной на рис. 84.
212
Нормированное изображение переходной характери-
стики можно записать так [20]:
1 3 — 3 7- 2
1 + ki у к» P1 + P1
где
tf(Pi)=---—--------------= A(^i). (5-52)
i + d+^-^-^ + ^-pj + p?
fa k2
— г~ > ^3 — ' ^2> = Г,— J
0
У т t
1-|/Гз’ X~R^'
Воспользовавшись Таблицами оригиналов и изобра-
жений при |авенстве модулей корней характеристичес-
кого уравнения, учитывая, что
а = ; <0 = ~== ; dx = d2 = 2а + 1
| 1 + Q2 /1 + Q2
GJ =
и варьируя колебательностью Q — , можно получить
ряд переходных характеристик.
Например, при Q = 1,174; а = 0,648; <л = 0,761; =
= d2 = 2,296; fej = 0,663; k2 = 0,234 получается
/г (-) = 1 — 0,431e-I’86x + 0,665e”1,205Tsin (1,417т; — 2,115).
Аналогично можно получить переходные характери-
стики при других параметрах. Данные для расчета по
переходной характеристике схемы коррекции, показанной
на рис. 84, приведены в табл. 8.
Таблица 8
Данные для расчета схемы, показанной па рис. М
k-l kl Q -н —е ^уст /?ас0
0,125 0,422 0,000 0,00 0,00 1,400
0,196 0,580 0,920 1,10 0,06 1,200
0,212 0,614 1,030 1,86 0,12 1,160
0,234 0,663 0,174 3,20 0,30 1,125
0,265 0,732 1,358 5,32 0,62 1,090
0,350 0,722 1,930 1,55 2,68 1,100
0,175 0,590 0,870 2,50 — 1,170
213
Ответим, что наилучшая частотная характеристика
усилителя (рис. 84) получается при kx = 0,732 и k2 = 0 268.
Как видно из табл. 8, при указанных значениях пара-
метров коррекции в переходной характеристике образу-
ется выброс порядка 5%.
Таблица 9
Данные для расчета схемы, показанной на рис. 72, а
Х1 kt 4- е (в про- центах) Q ^уст
0,825 0,500 1,5 1,03 1,23
0,800 0,557 3,4 1,26 1,19
0,890 0,560 4,4 — 1,33
В табл. 9 приведены данные для расчета сложной
схемы коррекции (рис. 72, а), которая определяется двумя
параметрами коррекции:
Если взамен подставить значение 1—получим
таблицу, пригодную для перевернутой схемы (рис. 72, б).
Таблица 10
Данные для расчета схемы, показанной па рис. 74, а
Х1 ki k2 4-6 (в про- центах) —е (в про- центах) ^уст ^аС0
0,709 0,102 0,497 2,77 0,07 1,040
0,688 0,113 0,527 4,20 0,20 0,987
0,800 0,062 0,390 0,00 0,00 1,220
В табл. 10 приведены данные дня расчета по пере-
ходной характеристике сложной схемы коррекции с двумя
индуктивностями (рис. 74, а). Схема определяется тремя
параметрами коррекции:
== &; = -ф-; k2 = .
Со R&
С помощью табл. 10 можно также рассчитать усили-
тель, выполненный по перевернутой схеме (рис. 74, б),
нужно лишь подставить взамен х± величину 1—хх.
214
Рассмотрим кратко еще один метод расчета элемен-
тов видеоусилителя в области малых времен.
Расчет каскадов видеоусилителя по методу Брауде Г. В.
обеспечивает получение параметров, при которых будет
лучшей частотная (или фазовая) характеристика устрой-
ства. При этих параметрах, как показывает анализ,
переходная характеристика не оптимальная—в ней об-
разуются чрезмерно большие выбросы (е), приводящие
в телевизионной аппаратуре к пластическим искаже-
ниям.
Особый интерес представляет вопрос о выбросе и вре-
мени установления в многокаскадных усилителях. Иссле-
дования показывают, что при увеличении числа каскадов,
выполненных по одинаковой схеме, величина выброса мо-
жет возрастать, уменьшаться или оставаться примерно
такой же, как для одного каскада. Выброс, который не-
зависимо от числа каскадов сохраняется примерно неиз-
менным, называют критическим. В простой схеме кор-
рекции критический выброс получается равным примерно
1% и соответствует параметру = 0,36. С ростом kx
возрастает выброс и уменьшается время установления.
В сложной схеме коррекции такой однозначности нет,
и можно найти ряд комбинаций параметров, при кото-
рых получаются разные времена установления и разные
критические выбросы.
Лучшим вариантом переходной характеристики будет
тот, при котором получается минимальное время уста-
новления и заданный критический выброс. Решение такой
задачи в общем виде связано с очень большими трудно-
стями. Приближенное решение указанной задачи дано
Г. В. Брауде, К. В. Епанишниковым и Б. Я. Климушевым
[7] и является развитием метода расчета усилителей по
частотной и фазовой характеристикам. В этом случае,
так же как и ранее, модуль коэффициента усиления
раскладывается в ряд Маклорена, но не все параметры
выбираются из условия получения наименьших частотных
(или фазовых) искажений. Один из параметров варьи-
руется так, чтобы получить лучшую переходную харак-
теристику. Данный метод связан с громоздкими вычис-
лениями и для облегчения пользования им авторы со-
ставили таблицы.
В табл. И приведены данные для расчета часто
встречающейся на практике сложной схемы коррек-
215
Таблица 11
Данные для расчета схемы, показанной на рис. 85. а
Х\ ki Z?2 т s (в процен- тах) *уст
0,344 0,122 0,511 0,000 4,3 0,93
0,350 0,122 0,514 0,020 4,1 0,95
0,400 0,122 0,511 0,189 2,4 1,11
0,450 0,122 0,537 0,357 1,6 1,17
0,500 0,122 0,566 0,470 1,2 1,20
0,550 0,122 0,622 СЧ531 U 1,22
0,600 0,122 0,688 0,572 1,1 1,22
0,650 0,122 0,774 0,584 1,0 1,23
0,700 0,122 0,893 0,574 1,0 1,23
0,750 0,122 1,057 0,536 1,0 1,23
0,404 0,143 0,581 0,000 10,2 0,89
0,450 0,143 0,574 0,164 5,6 1,00
0,500 0,143 0,580 0,331 3,3 1,06
0,550 0,143 0,606 0,454 2,2 1,Н
0,600 0,143 0,658 0,529 1,7 1,14
0,650 0,143 0,740 0,559 1,4 1,17
0,700 0,143 0,844 0,561 1,3 1,19
0,750 0,143 1,000 0,533 1,2 1,20
0,444 0,160 0,686 0,000 17,7 0,79
0,450 0,160 0,656 0,014 15,5 0,85
0,475 0,160 0,623 0,098 10,4 0,93
0,500 0,160 0,620 0,177 7,5 0,97
0,550 0,160 0,624 0,328 3,7 1,04
0,600 0,160 0,650 0,446 2,5 1,09
0,650 0,160 0,718 0,510 1,9 1,12
0,700 0,160 0,820 0,534 1,6 1,15
0,750 0,160 0,960 0,525 1,5 1,17
0,485 0,180 0,755 0,000 25,0 0,75
0,500 0,180 0,759 0,016 25,0 0,80
0,550 0,180 0,730 0,145 13,0 0,97
0,562 0,180 0,694 0,191 10,7 0,99
0,600 0,180 0,676 0,314 4,3 1,03
0,650 0,180 0,696 0,442 2,7 1,07
0,700 0,180 0,770 0,509 2,1 1,10
0,750 0,180 0,893 0,510 1,9 1,12
0,496 0,200 0,769 0,000 25,0 0,75
0,500 0,200 0,777 0,003 25,0 0,75
0,550 0,200 0,840 0,061 25,0 0,75
0,600 0,200 0,875 0,142 25,0 0,93
0,650 0,200 0,811 0,242 14,0 1,00
0,654 0,200 0,808 0,251 Н,2 1,01
0,700 0,200 0,823 0,362 2,7 1,05
0,750 0,200 0,876 0,441 2,4 1,08
216
ции (рис. 85, а),
рами:
Ci
*1= тЛ;
со
которая определяется четырьмя парамет-
= 41-; щ = — •
/?а2с0 т?2с0 т R
Рис. 85. Схемы каскадов со сложной коррекцией.
Приведенная таблица пригодна также для переверну-
той схемы (рис. 85, б), при этом взамен параметра xt
нужно подставлять величину 1—хх.
Перевернутую схему целесообразно применять при
х^ 0,25 0,5.
Таблица 12
Параметры схемы, показанной на рис. 85,
при критическом выбросе
XI *1 Z?2 т е (в процен- тах) tyCT
0,344 0,122 0,511 0,00 4,3 0,93
0,350 0,122 0,514 0,02 4,1 0,95
0,400 0,126 0,536 0,152 3,6 1,04
0,437 0,130 0,554 0,239 3,4 1,07
0,450 0,132 0,560 0,268 3,3 1,08
0,500 0,140 0,582 0,362 2,8 1,09
0,550 0,146 0,610 0,430 2,3 1,10
(',600 0,148 U,650 0,473 1,9 1.12
0,650 0,146 0,720 0,500 1,6 1,15
0,700 0,142 0,836 0,520 1,3 1,18
0,750 0,132 1,028 0,534 1,1 1,21
217
Табл. II можно пользоваться для расчета однокас-
кадных усилителей. Для многокаскадных усилителей,
состоящих из одинаковых каскадов (рис. 85, а), расчет
можно произвести с помощью табл. 12. В ней приведены
данные, при которых получаются критические выбросы.
При наличии таблиц расчет усилителя в области ма-
лых времен производится весьма просто, примерно так:
1. Выбрав лампу, если она не задана, и, зная ем-
кость монтажа, определяем
х _ _______Са-к+Су,
1-Са. к + СМ1+Сс.к+СМ1 •
2. По величине xLt пользуясь приведенными таблицами,
ориентируясь на заданные s и /уст и принимая во вни-
мание сложность выполнения той или иной схемы, вы-
бираем схему коррекции и соответствующие значения k19
г tyCT
й2, т и
^aGo
3. По величине определяем сопротивление анод-
АаС0
ной нагрузки.
4. Определяем элементы коррекции:
п
М = ^./?а2С0; L2 = k2RlC0-, R = -~.
5. Определяем коэффициент усиления
Ко = S • Ra.
б. Определяем остальные элементы схемы:
а0 ~ э * э
г г (5-10)/и
§ 9. Анализ работы каскада
в области больших времен (плоская часть
переходной характеристики)
В области больших времен паразитные емкости успе-
вают полностью зарядиться и поэтому не оказывают
практического влияния на нестационарные процессы. Не-
значительную роль играют также корректирующие фронт
218
переходной характеристики индуктивности, напряжение
на которых при медленных процессах почти не меняется.
Поэтому переходная характеристика в области больших
времен определяется, главным образом, цепями CcRc и
Сф/?ф, а схема усилителя приобретает точно такой же
вид, как для области низших частот (рис. 75).
Вследствие заряда разделительного конденсатора в
плоской части переходной характеристики появляется
скалывание. Это нежелательное явление проявляется тем
слабее, чем больше постоянная времени тс = CcRc. Однако
применять очень большие значения постоянной времени
сеточной цепи не рекомендуется (гл. 2, § 3).
Скалывание может быть в некоторых пределах ском-
пенсировано и даже перекомпенсировано действием раз-
вязывающего фильтра Сф/?ф.
Переходная характеристика усилителя в области боль-
ших времен описывается уравнением [28]
= йф 96 + (<7-F “ О И • (5’53)
a l \ / J
<?-р-
где
с vc
В уравнении (5-53) усиление каскада принято равным
единице /Со=1. На рис. 86 приведены графики, постро-
енные по уравнению (5-53), позволяющие произвести рас-
чет элементов каскада, влияющих на работу в области
больших времен. Из графиков видно, что при q > 1 в
переходных характеристиках имеет место заметное ска-
лывание, а при q < 1 появляется подъем, свидетельству-
ющий о перекомпенсации скалывания. Чаще всего для
расчетов останавливаются на величине q = 1. Коррекция
скалывания тем эффективней, чем меньше отношение
~. Из этих соображений целесообразно применять по
х Ф
возможности большие значения /?ф. Увеличение огра-
ничено лишь падением постоянного напряжения на нем.
Обычно величина R$ выбирается в пределах:
R* = (1 10) Ra.
219
Расчет элементов усилителя с помощью графиков
(рис. 86) можно выполнить следующим образом.
Исходными величинами обычно являются: максималь-
ная длительность импульса /и, допустимое скалывание G
Рис. 86. Графики переходных характеристик каскадов с развязываю-
щим фильтром в области больших времен.
и известная из расчета усилителя в области малых вре-
мен, величина /?а.
о *а .
Задавшись отношением р- , близким или равным ве-
личине, указанной на рис. 86, проводим на выбранном
графике горизонтальную линию согласно заданному зна-
220
чению G до пересечения с переходной характеристикой,
соответствующей выбранному q, чаще всего q = 1 Опу-
стив из точки пересечения перпендикуляр на горизон-
тальную ось, отсчитывают значение 0. Зная /и и 6, на-
ходим тс = CcRc. Задаваясь величиной Сс, определяем /?с
(или задаваясь Rc, определяем Сс). Зная тс и q, находим
та. ф = = Сф/?а и Сф = . Производим проверку ре-
жима по постоянному току и если окажется, что вели-
чина выбрана неудачно, так что нарушен нормальный
рабочий режим лампы, расчет нужно повторить для
большего значения д-.
^Ф
В области больших времен зарядные процессы в це-
пях CKRK и C3R3 могут оказать заметное влияние на
плоскую часть импульса. Влияние их будет тем меньше,
чем больше постоянные времени CKRK и C3R3 сравни-
тельно с длительностью импульса.
В связи с этим требующиеся емкости конденсаторов
Ск и Сэ могут оказаться довольно большой величины
(Ск сотни, а Сэ — десятки микрофарад).
Ориентировочно можно считать, что если выбрать
элементы цепи автосмещения из условия
(5—=— 10)^и
Ск> ъ ’
то скалывание возрастает не более чем на Зн-5%. При-
мерно такое же действие оказывает цепь экранной сетки,
если ее элементы выбраны из аналогичного условия
г (5^0)'и
Сэ>~
Действие цепей CKRK и C3R3 на плоскую часть им-
пульса эквивалентно уменьшению постоянной времени
сеточной цепи тсЕ, которой можно оперировать при рас-
четах взамен тс и которая определяется из равенства
(5-36).
Общее скалывание плоской части импульса Се, обу-
словленное действием цепей Сс/?с, CKRK и C3R3, прибли-
женно равно
СЕ = Сс + Ск + Сэ. (5-54)
221
Величины скалываний, вызванных цепями управляю-
щей сетки (Gc), автосмещения (GK) и экранной сетки
(G3), приближенно определяются по формулам:
= <5-55)
t • S
6К~^У-; (5-56)
t <?
6э~-£г-э. (5-57)
Ориентировочное значение S3 = можно найти, счи-
'чэ
тая, что Ri3 примерно равно внутреннему сопротивлению
лампы в триодном включении.
Например, для лампы 6Ж4 Ri3 = 20 ком; S3=0,05 ма/в;
для лампы 6П9 Ri3= 10 ком; £э = 0,1 ма/в; для лампы
6Ж1П Ri3 = 14 ком; S3 = 0,07 ма/в.
В заключение отметим некоторые особенности расчета
многокаскадных усилителей по переходным характери-
стикам. Суммарные частотные и фазовые характеристики
многокаскадного усилителя весьма просто можно полу-
чить по известным характеристикам составляющих уси-
литель каскадов. Иначе обстоит дело с переходными
характеристиками. Общая переходная характеристика
многокаскадного усилителя получается из переходных ха-
рактеристик отдельных каскадов весьма сложным путем.
Лишь в некорректированном усилителе и в усилителе
с простой коррекцией вычисления удается довести до»
конца. Для приближенного определения времени уста-
новления и скалывания переходной характеристики мно-
гокаскадного усилителя можно воспользоваться форму-
лами (5-44) и (5-45). При определении выброса е ориен-
тируются на получение выброса, равного критическому.
§ 10. Пример расчета видеоусилителя
по переходным характеристикам
Необходимо рассчитать усилитель по следующим дан-
ным:
Ко > 5000; /и min = 0,5 мксек; /и тах = 5 мсск;
е<4%; СОбщ<8%; СМ1 = См, = 5/?ф;
Ubx т ~ 0,1 мв; UQ = 250 в.
222
Желательно применить лампу типа 6Ж4 (S = 9 ма'в;
Сс. к = 9.5 пф\ Са. к = 5 пф-, 5Э = 0,02 ма/в).
1. Определяем
х = £1 =_________^а. к + Сых____= 5 4-5______
1 Со Сак4-СМ1 +Сск4-СМ1 5 + 5 4-9,5 4-5 “и’41*
2. Применяем сложную схему коррекции (рис. 85, а) и из
табл. 12 (строка 3) получаем данные:
Xi = 0,4; ki = 0,126; k2 = 0,536; tn = 0,152;
^K₽ = Wo; j^-1,04.
3. Определяем время установления усилителя, предполагая ори-
ентировочно, что он будет состоять из четырех каскадов (N — 4)
/уст. общ « 0,1; /и = 0,1 • 0,5 = 0,05 мксек\
/уст. общ 0,05 _
/vrT «-----=—- = —- = 0,025 мксек.
ycTl ] N [ 4
4. Определяем /?а
= ^уст __ 0,025 • IO’®
1,04 . Со 1,04 • 24,5 . 10~12 ~ 1 К0М‘
5. Находим усиление каждого каскада и общее усиление
Ко = SRa = 9 • 10-з . юз = 9;
/Собщ = Ко" = 9< » 6509.
6. Определяем элементы коррекции
Lt = ki • = 0,126(103)2 • 24,5 • 10-12 = 3,1 мкгн-г
L2=--k2. RaC0 = 0,536 • (103)2 • 24,5 • 10~i2 = 13.2 мкгн;
D Ra 1000 CQ
tn 0,152
7. Определяем допустимое скалывание на каждый каскад
G = ^ = {«2%.
Распределяем полученное скалывание по цепям (Ообщ = Gc -f- GK -f-
+ 6Э); Gc = 1%; GK = 0,5%; G3 = 0,5%.
7? т
8. Задаемся отношением— = 0,15 и, приняв q = =1 из гра-
тс 2
фика (рис. 86), находим 6 = 0,5.
223
9. Определяем суммарную постоянную времени и постоянные
времени цепей управляющей сетки, автосмещения и экранной сегки
Тс т = ^ = 10 мсек.
Поскольку
10.
И.
12.
- = - + - +
гс S 'с "к тэ
то при принятом распределени и скалывания тк = тэ = 2тс
тс = 20 мсек; тк = 40 мсек; тэ == 40 мсек.
Задаемся величиной Rc = 390 ком и находим
тс 20 • 10~3
Находим величины элементов развязывающего фильтра
Г _Та.ф_'ссЕ 10- IO"3 • 10е ,
СФ /?а 7?а 103 “ 10
D _ Ra IO3
R4> ~ 0,15 - 0,15 ~ 6,8 ком’
Находим величины элементов цепей автосмещения и экран-
ной сетки. Построив динамическую характеристику по постоянному
току, выбираем рабочую точку с координатами:
Uc = — 2 в; U = 180 в; / = 10 ма; К = 2,2 ма.
*-0 “0 а0 Э
Поскольку уровень подлежащего усилению сигнала незначителен
(на сетку четвертого каскада действует импульс (7ВХ т »0,5 в),
можно принять одинаковый режим по постоянному току во всех
каскадах.
Определяем:
t/Co
Rk ~ Ц, + К = (10 + 2,2)- 10-3 = 160 ом’
Ск = S • тк = 9 10-3 40 • Ю~3 • 10е « 500 мкф;
_и„-и 250-150
Т?9 — - 2 2 10_3 ~ 47 ком,
СЭ = S3 • ТЭ = °-02 • 10-3 • 40 • Ю-3 * 10е « 1 мкф
2
Глава 6
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ
§ 1. Общие сведения
В различных усилительных устройствах часто созда-
ются такие условия, при которых мощность с выхода
усилителя полностью или частично поступает на его вход.
Цепи, через которые осуществляется передача мощности,
называются цепями обратной связи (p-цепи), а усилитель
при наличии такой цепи называется усилителем с обрат-
ной связью.
Сигналы, поступающие с выхода на вход усилителя
по цепи обратной связи, суммируются с сигналами, по-
ступающими непосредственно на вход от источника воз-
буждения, и в результате изменяется общий эффект как
на выходе усилителя, так и в отдельных его звеньях,
охваченных обратной связью.
В зависимости от соотношения фаз колебаний, при-
ходящих с выхода усилителя на вход и ранее существо-
вавших на входе, обратная связь может быть положи-
тельной и отрицательной. При положительной обратной
связи соотношение фаз таково, что выходной эффект
(ток, напряжение, мощность) возрастает. В усилителе
с отрицательной обратной связью выходной эффект умень-
шается при неизменном уровне входного сигнала. В уси-
лительной технике применяется, главным образом, отри-
цательная обратная связь; положительная связь в боль-
шинстве случаев является вредной.
15
225
Выполнение обратной связи может быть весьма раз-
нообразным. В зависимости от принципа действия разли-
чают обратную связь по напряжению, по току и смешан-
ную (комбинированную).
Обратная связь по напряжению снимается с нагру-
зочного сопротивления, ее действие пропорционально
выходному напряжению и вызывает стабилизацию этого
напряжения. Блок-схема усилителя с обратной связью
по напряжению показана на рис. 87, а.
Рис. 87. Блок-схемы усилителей с обратной связью:
а — по напряжению последовательная; б — по току последовательная; в — сме-
шанная последовательная; г — по напряжению параллельная.
Действие обратной связи по току пропорционально
выходному току, а обратная связь стабилизирует этот
ток. Блок-схема усилителя, охваченного обратной связью
по току, показана на рис. 87, б.
Действие смешанной обратной связи зависит как от
выходного тока, так и от выходного напряжения. Блок-
схема усилителя со смешанной обратной связью показана
на рис. 87, в.
Схемы обратной связи различаются также по способу
введения напряжения в цепь 1хода и могут быть после-
довательными и параллельными. На рис. 87, а, б, в,
приведены схемы с последовательной обратной связью,
226
а на рис. 87, г — блок-схема усилителя с параллельной
обратной связью по напряжению. Схема с параллельной
обратной связью обладает входным сопротивлением мень-
шим, чем схема с последовательной обратной связью,
и не отличается какими-либо достоинствами.
Усилитель к —Lto*
---------------, ______ -.
Рис. 88. Принципиальные схемы каскадов с отрицательной обратной
связью:
а — по напряжению последовательная; б — по току последовательная; г — сме-
шанная последовательная; г — по напряжению параллельная.
На рис. 88 приведены различные варианты схем кас-
кадов, охваченных отрицательной обратной связью. Наи-
большее распространение в усилительной технике полу-
чила обратная связь по напряжению.
Применение отрицательной обратной связи сущест-
венно повышает качественные показатели усилителя:
1) уменьшаются нелинейные искажения, что особенно
важно в усилителях мощности;
2) уменьшаются частотные искажения (при обратной
связи по напряжению);
15*
227
3) в большинстве случаев уменьшаются фазовые сдвиги;
4) ослабляется действие фона, наводок и других внеш-
них помех;
5) стабилизируется усиление, т. е. становится менее
зависимым от изменения режима питания, смены ламп,
изменения величины нагрузки и т. д.
Введение отрицательной обратной связи влечет за со-
бой и нежелательные результаты, которые обычно не
являются существенными; например, в большинстве слу-
чаев уменьшается общий коэффициент усиления устрой-
ства. Существуют, правда, различные схемы, лишенные
этого недостатка (так называемые балансные), но они
применяются редко, так как усложняют устройство уси-
лителя. Кроме того, недостатком усилителей с обратной
связью является повышенная вероятность возникновения
самовозбуждения, обусловленная наличием цепи обратной
связи. Этот недостаток проявляется тем сильнее, чем
глубже обратная связь и больше число каскадов, охва-
ченных ею.
§ 2. Основные показатели усилителя
с обратной связью
Коэффициент усиления. Рассмотрим усилитель
с последовательной обратной связью по напряжению.
В соответствии с принятыми на рис. 87, а обозначе-
ниями коэффициент усиления усилителя без обратной
связи
К = ~, (6-1)
и 1
коэффициент усиления усилителя с обратной связью
К, = . (6-2)
^ВХ
коэффициент обратной связи
(6'3)
^вых
При точном совпадении фазы сигналов UBX и U$ (слу-
чай положительной обратной связи) выполняется равен-
ство
С/1 = t/вх +
228
В случае противоположности этих напряжений (имеет
место отрицательная обратная связь)
Таким образом, в зависимости от того, положительной
или отрицательной связью охвачен усилитель, изменяется
знак в равенстве для определения входного напряжения.
Обычно выражение коэффициента усиления усилителя
с обратной связью приводят для положительной связи,
т. е. когда = (7ВХ + В этом случае
If вых
^-<77^
или после несложных преобразований
U вых
к и'
^вых
Vi Ui ’ ^вых
Учитывая выражения (6-1) и (6-2), можно получить
важное соотношение для усилителей с обратной связью
(М)
Произведение р/С, очень часто встречающееся в теории
усилительных устройств, принято называть фактором об-
ратной связи. Соотношением (6-4) можно пользоваться,
когда t/BX и точно совпадают по фазе (положительная
связь р > 0) или точно противофазны (отрицательная
связь Р < 0).
Найдем /Ср для общего случая, когда фазировка на-
пряжений на входе усилителя произвольна.
По аналогии с ранее сделанным выводом запишем
К
(6-5)
Комплексные значения К и р можно представить так:
К — Кем = К (cos <? + / sin ?)>
р = реж = р (cos 4- / sin <рх).
229
В данном случае ср— разовые сдвиги в усилителе без
обратной связи (в четырехполюснике /С), срх— фазовые
сдвиги в цепи обратной связи (в четырехполюснике р).
Подставляя последние уравнения в выражение (6-5),
получим
____________A (cosy д- / sinу)______
1 — р/\ (cos у + / sin у) (cos ух 4- / sin yj
После простых преобразований выражение /(р примет
вид:
_ A [cosy — 8А cos ух + J(siny + £ АГ sin yj]
1 cos(y 4-yj 4-р2А'2 *
Довольно часто цепь обратной связи не вносит суще-
ственных фазовых сдвигов, т. е. можно считать срх^О
и тогда формула (6-6) упрощается
АГ (cos у — £АГ 4- / sin у)
1 — 2;ЗК cosy + £2АГ2
(6-7)
Легко убедиться, что при полном совпадении или пол-
ной контрфазносги напряжений на входе и выходе соб-
ственно усилителя (ср = 0 или у =тс) из формулы (6-7) по-
лучается выведенное соотношение (6-4).
Модуль выражения (6-6) равен
-------------------------*----------
V1 — 2рАГ cos (у 4- у]) 4- ?'К
(6-8)
В соответствии с принятой терминологией обратная
связь будет положительной, если при ее введении и не-
изменном входном сигнале эффект на выходе усилителя
возрастает, т. е. если > К и обратная связь будет от-
рицательной, если эффект на выходе усилителя падает,
т. е. Кз <К. Таким образом, из выражения (6-8) следует,
что при положительной обратной связи
1 — 2р/< cos (у + ?1) + р/(2< 1,
откуда
/ । \ ₽А
cos (<Р + <?1) > у •
При отрицательной обратной связи
1 -2₽Kcos(? + <?,) + р2№ > 1,
cos (? + <?,)< ^ .
(6-9)
(6-10)
230
Выражение (6-5), выведенное для усилителя с обрат-
ной связью по напряжению, оказывается справедливым
также для обратной связи по току и при смешанной об-
ратной связи, если соответствующим образом определить
значения коэффициента р.
В случае обратной связи по току (рис. 87, б) коэф-
Z7q
фициент передачи [3-цепи, равный [3 = , определяет-
^вых
ся так:
где
Поскольку = /вых * Zp = • Zp, то
Zn
(6-11)
Аналогично можно выразить р для смешанной обрат-
ной связи.
Выражение для коэффициента усиления при параллель-
ной обратной связи не отличается от выражения (6-5).
Правда, в этом случае значение коэффициента р опреде-
ляется несколько иначе, чем в случае последовательной
обратной связи.
Важным следствием применения отрицательной об-
ратной связи в усилителях является стабилизация вели-
чины коэффициента усиления при изменении сопротив-
ления нагрузки, напряжений источников питания, смене
ламп и т. д. Физически это объясняется тем, что при
изменении величины коэффициента усиления К меняется
фактор обратной связи и соответственно меняется
напряжение обратной связи Up (Up = U-$K).
Количественно вопрос о стабилизации коэффициента
усиления при обратной связи легко решить, продиффе-
ренцировав по К уравнение (6-5).
ак (1-ёю2’
231
(6-12)
(6-13)
Помножив и поделив последнее соотношение на К, учи-
тывая уравнение (6-5), получим
dy Кр
d~K
откуда
dR
dK? _ R
K9 ~ 1 — pC ’
Уравнение (6-13) показывает, что при отрицательной
обратной связи ((3/С < 0) относительное изменение коэф-
фициента усиления уменьшается в (1—р/<) раз.
Частотные искажения. Коэффициент частот-
ных искажений собственно усилителя равен
М = (6-14)
где Ко и К — коэффициенты усиления соответственно на
средней частоте и на той, на которой не-
обходимо узнать частотные искажения.
Коэффициент частотных искажений усилителя с об-
ратной связью
Л1р = ^. (6-15)
В соответствии с соотношением (6-8) усиление на
средних частотах определяется по формуле
------- . (6-16)
У 1 - 2j30K0 cos (Уо + У10) +
Индекс «0» обозначает, что данная величина отно-
сится к области средних частот
Подставляя формулы (6-8) и (6-16) в выражение (6-15),
учитывая также выражение (6-14), получим
1-2рКсоз(у + у,) + р«К» (б 17)
1-2₽0К0соз(Уо + У10)+ ₽*/<* ' k 7
Из формулы (6-17) видно, что обратная связь может
оказать существенное влияние на частотную характе-
ристику усилителя. С помощью обратной связи можно
уменьшить частотные искажения или, подобрав соответ-
232
ствующим образом зависимость [3 (со), придать частотной
характеристике усилителя ту или иную форму.
Если фазовые искажения усилителя невелики, т. е.
удовлетворяется равенство cos ср ^±1, и цепь обратной
связи не вносит искажений (р = ро, срх = 0), то формула
(6-17) упрощается
= (6-18)
При отрицательной обратной связи (р < 0), если 7И >
> 1, то (р/() < и < М, а если М < 1, то (РК0) <
< (р/0 и М$> М. Следовательно, в рассматриваемом
случае, когда коэффициент (3 не зависит от частоты, от-
рицательная обратная связь ослабляет западание и сгла-
живает пики частотной характеристики, т. е. выравни-
вает ее.
Чем больше фактор обратной связи, тем сильнее
сглаживается частотная характеристика. При значитель-
ной величине р/С, когда выполняется условие (р/() > 1,
частотная характеристика усилителя в целом почти не
зависит от частотных свойств собственно усилителя и
определяется, главным образом, частотными свойствами
цепи обратной связи. Действительно, из соотношения
(6-4) видно, что при (р/() 1 единицей в знаменателе
можно пренебречь и тогда
Сглаживание частотной характеристики при введении
отрицательной обратной связи объясняется физически
так. Уровень напряжения, подаваемого с выхода уси-
лителя на вход, в соответствии с частотной характерис-
тикой собственно усилителя различен на разных часто-
тах и, следовательно, различно действие обратной связи.
В области частот, где имеется подъем, обратная связь
сильнее ослабляет усиление, чем на частотах, где имеется
западание частотной характеристики. Таким образом,
неравномерность частотной характеристики сглаживается.
Как будет показано ниже, при введении обратной
связи изменяются параметры каскада и, в частности,
вну треннее сопротивление. Эквивалентное внутреннее
сопротивление усилительного каскада при отрицательной
обратной связи по напряжению падает, а при обратной
связи по току возрастает. Уменьшение внутреннего со-
233
противления усилителя стабилизирует выходное напря-
жение при изменении величины сопротивления нагрузки
или, иными словами, выравнивает частотную характе-
ристику.
Иначе обстоит дело при обратной связи по току.
В этом случае Rt возрастает, что влечет за собой ста-
билизацию выходного тока; выходное напряжение при
изменении величины нагрузочного сопротивления не ста-
билизируется и частотные искажения могут не только
не уменьшиться, но даже возрасти. Таким образом, сле-
д^ет иметь в виду, что лишь ‘ отрицательная обратная
связь по напряжению уменьшает частотные искажения.
Фазовые сдвиги. Для определения фазовых сдви-
гов ерр между входным UBX и выходным С/Вых напряже-
ниями в усилителе с обратной связью нужно из общего
аналитического выражения для коэффициента усиления
выделить действительную ^p1 и мнимую K$t части (гл. 1,
§ 6), представив Кр в виде
K^ = K?1 + jK^
тогда уравнение фазовой характеристики примет вид
Tp=arctg^.
После определения и из общего уравнения
А'з (6-7) и простых преобразований получим аналитичес-
кое выражение для фазовой характеристики усилителя
с обратной связью
siny + pAsiny,
cos у — рА cos у, • ' }
Последнее соотношение показывает, что фазовые
сдвиги в усилителе при введении обратной связи могут
уменьшиться или возрасти в зависимости от значений
фактора обратной связи р/С и угла сдвига фаз <рх в
р-цепи.
Если p-цепь не вносит заметных фазовых сдвигов и
можно считать, что то
, sin ?
xg ^~cos<p —
или
(6’20)
COS Ф
234
Следовательно, в случае небольших фазовых сдвигов
в цепи собственно усилителя (cos ф 1; tg ср ср; tg = ср?)
и отсутствия фазовых сдвигов в p-цепи отрицательная
обратная связь (р/\ < 0) вызывает уменьшение фазовых
сдвигов в усилителе в (1—р/<) раз.
Нелинейные искажения и помехи Коэффи
циент нелинейных искажений усилителя, как известно
определяется из соотношения
k, -
вых.
где б/вых,, ^вых2, ^вых3. • . — выходные НапрЯЖСхЗИЯ ос-
новной частоты, второй гармоники третьей гармоники
и т. д„ соответственно.
При введении обратной связи коэффициент нелиней-
ных искажений следует определять по формуле
1 г у2
F ВЫХ 2 0 ^ВЫХор
^вых! р
(6-21)
где б7Вых1р, ^вых2{Г t/выхзр — выходные напряжения ос-
новной частоты и гармоник, возникающих в той части
усилителя, которая охвачена обратной связью.
В соответствии с выражением (6-8) при введении в
усилитель обратной связи его усиление изменяется в
А = У1 — 2рЛГ cos (ср + срх) р2/?2 раз. При неизменном
входном напояжении во столько же раз изменится и
выходное напряжение усилителя
£Лых3 = - .... (6-22)
J 1 — 2$К cos (ср + <pj) 4- $‘2К2
Формула (6-22) справедлива как для первой гармо-
ники (основной частоты), так и для высших гармони-
ческих, но для каждой составляющей нужно подстав-
лять соответствующие данной частоте значения р, <р и срг.
При отрицательной обратной связи £cos (ср -ф cpj <
сигналы основной частоты и высших гармоник ослаб-
» Г /I \ рк
ляются, при положительной cos (ср + <Pi) > возрас-
тают в А раз.
235
Совершенно аналогично обстоит дело с напряжениями
помех (фон, наводки), возникающих в той части усили-
теля, которая охвачена обратной связью. При неизмен-
ном значении напряжения, поступающего на вход уси-
лителя, обратная связь практически не дает уменьше-
ния коэффициента нелинейных искажений и расширения
динамического диапазона, так как она изменяет примерно
одинаково гармоники, внешние помехи и полезный сигнал.
Следует, однако, учесть, что сравнение усилителей с об-
ратной связью и без нее нужно производить при одина-
ковом эффекте на выходе устройства. При неизменном
входном напряжении на выходе усилителя, в случае от-
рицательной обратной связи, напряжение падает в А раз.
Следовательно, при введении отрицательной обратной
связи для сохранения неизменной выходной мощности
нужно увеличить напряжение сигнала на входе усили-
теля тоже в А раз
1/вх? = ^вх/1-2^ cos (? + <?,) +Р2А2. (6-23)
При этом уровень полезного сигнала на выходе до-
стигает той же величины, которая была без обратной
связи, а гармоники и помехи, возникшие в той части
усилителя, которая охвачена обратной связью, ослаб-
ляются, коэффициент нелинейных искажений уменьшается
и возрастает отношение уровня сигнала к уровню помех.
Вычислить коэффициент нелинейности удобнее от-
дельно для каждой гармоники, пользуясь формулой
kj = _____(6-24)
• <4ых1р |, 1 _ 23ЛК„ cos (Тл + ?1Л) + '
Здесь п—номер гармоники;
kfn — коэффициент нелинейных искажений по п-ой
гармонике при отсутствии обратной связи;
$пКп— фактор обратной связи на частоте /г-ой гар-
моники;
и — углы сдвига фаз соответственно в усилителе
и цепи обратной связи на частоте /i-ой гар-
моники.
236
После вычисления нелинейных искажений по отдель-
ным гармоникам определяется суммарный коэффициент
нелинейных искажений
= + + <6'25)
Обратная связь не всегда ослабляет нелинейные ис-
кажения. Если фазовые характеристики усилителя и
цепи р таковы, что обратная связь для первой гармо-
ники будет отрицательной, а для какой-либо высшей
гармоники окажется положительной, то нелинейные ис-
кажения могут даже возрасти при введении обратной
связи.
Приведенными здесь формулами можно пользоваться
для технических расчетов при незначительных отклоне-
ниях амплитудной характеристики усилителя от линей-
ности; практически — если коэффициент нелинейных ис-
кажений собственно усилителя (без обратной связи) не
превышает 12-?-15%.
Когда фазовые сдвиги в усилителе и цепи обратной
связи невелики и равенство cos (<?п 4- cplrt) 1 удовлет-
воряется во всем диапазоне частот до высшей рассмат-
риваемой гармоники включительно, а частотная характе-
ристика в указанном диапазоне практически равномерна,
то расчетные соотношения упрощаются:
= (6-26)
(/вх3 = (7вх(1-р/<); (6-27)
~ 1__р/с • (6-28)
Хотя формула (6-28} справедлива лишь при неболь-
ших начальных искажениях, в тракте усилителя ею
можно широко пользоваться. В большинстве практичес-
ких случаев при определении нелинейных искажений
усилителей звукового диапазона формула (6-28) дает
приемлемые для инженерных расчетов результаты.
Еще раз отметим, что отрицательная обратная связь
может уменьшить нелинейные искажения и помехи, воз-
никающие лишь в той части усилителя, которая охва-
чена обратной связью. За счет обратной связи не удается
добиться такого положения, чтобы искажения и помехи
на выходе усилителя стали меньше, чем на его входе.
237
Входное сопротивление. Наличие обратной
связи в усилителе существенно изменяет его входное
сопротивление. Степень и характер этого изменения за-
висят от вида обратней связи (последовательная или
параллельная) и от величины фактора р/С
Рассмотрим входное сопротивление усилителя с по-
следовательной обратной связью (рис. 89, а).
G б
Рис. 89. Входная цепь усилителя с обратной связью:
а — последовательной; б — параллельной.
Входное сопротивление собственно усилителя равно
= (6-29)
Л
а усилителя с обратной связью
7 _^х
или
7
Zbx3 - - •
Поскольку С/р = то — • К, т. е.
/ 1 '1
zBXp = zBX(i-Ж)- (6-30)
Полученный результат показывает, что величина вход-
ного сопротивления усилителя при введении последова-
тельной обратной связи возрастает, если связь отрица-
тельная (рЛ < 0), и уменьшается, если связь положи-
238
тельная (р/< > 0). Приведенные соображения справедливы
независимо от того, какая обратная связь применена —
по напряжению, по току или смешанная. Нужно лишь
в каждом конкретном случае соответствующим образом
определить значение р.
Если усилитель выполнен с параллельной обратной
связью, то, как видно из рис. 89, б, входная проводи-
мость его равна
1 ___ IВХ _ Il | р
DAQ оЛ DA ОЛ
(6-31)
Выходной ток четырехполюсника р можно определить
из равенства
1? = , (6-32)
где Zp— выходное сопротивление Р-цепи.
Подставив значение t/p=Z7Bxp/< в равенство (6-32),
а найденное выражение /р в равенство (6-31) и учиты-
вая, что получим
1 ।
^вхр ^ВХ
Из последнего соотношения можно сделать вывод: вход-
ное сопротивление усилителя с параллельной обратной
связью образуется параллельным соединением входного
сопротивления собственно усилителя ZBX и сопротивле-
ния цепи связи, уменьшенного в 1 —ВД' раз. Следова-
тельно, введение параллельно?! обратной связи умень-
шает входное сопротивление усилителя.
§ 3. Эквивалентные параметры усилителя
с обратной связью
Эквивалентная схема усилительного каскада с обрат-
ной связью может быть сведена к такому же виду, как
эквивалентная схема каскада без обратной связи. Для
выходного тока такой схемы справедливо равенство
= <6-34)
+ Zh
239
Получив уравнение выходного тока усилительного
каскада с обратной связью и сопоставив его с равенст-
вом (6-34), можно определить эквивалентные параметры
каскада.
Рассмотрим вначале усилитель с обратной связью по
напряжению, приняв для упрощения cos (ср + cpj ~ 1.
Как видно из рис. 87, а
= ^вх +
U? = /вх . ZH6.
Следовательно,
= Uвых + /вых • ZH?. (6-35)
Подставив уравнение (6-35) в равенство (6-34), после
простых преобразований можно получить выражение для
выходного тока
1 _ ft,x ’ вх
/вых=Ц^-------— ' (6-36)
1 — ftx + Z«
которое можно переписать так
I вых
^Р^вх
^/р + н
(6-37)
Сопоставляя равенства (6-34), (6-36) и (6-37), можно
убедиться в том, что эквивалентные параметры усили-
теля с обратной связью по напряжению имеют следую-
щие значения.
я» = (6-38)
(6-39)
Зная р-р и Rift легко определить
s A'W s' (6'40)
Из последних соотношений следует, что при введении в
усилитель отрицательной обратной связи по напряжению
(Р < 0) его эквивалентные параметры — статический коэф-
240
фициент усиления (jip) и внутреннее сопротивление (7?.р)
уменьшаются, а крутизна характеристики (S) сохраняет
свое значение. Уменьшение внутреннего сопротивления
усилителя при введении отрицательной обратной связи
по напряжению имеет важное значение, так как это при-
водит к возрастанию стабильности выходного напряже-
ния.
Соотношения (6-38), (6-39) и (6-40) справедливы для
случая, когда обратной связью по напряжению охвачен
один каскад усилителя. Если же обратной связью по на
пряжению охвачен ^-каскадный усилитель, то эквива-
лентные параметры последнего каскада определяются из
равенств:
IM- 1-к, к2 ... KN_t ₽
п_________________________
^•3 - 1 _ к,. к2... kn_^n Р
Sjvp = Sw
(6-41)
где Klt • •> Kn-i — коэффициенты усилений предшест-
вующих каскадов;
Р-др R.N, SN — параметры лампы /V-го каскада.
Аналогичные выражения получаются для эквивалент-
ных параметров промежуточных каскадов, но только в
формулах фигурируют у,, S и Rt лампы того каскада,
для которого определяются эти параметры.
Найдем теперь эквивалентные параметры каскада с
отрицательной обратной связью по току. В основном
обратная связь по току реализуется в схеме, показанной
на рис. 88, б. Статический коэффициент усиления лампы
равен усилению каскада в режиме холостого хода. Сле-
довательно, чтобы найти эквивалентный статический
коэффициент усиления каскада с обратной связью по
току (p-pz), нужно в исследуемой схеме (рис. 88, б) соз-
дать режим холостого хода. При этом /Вых = 0, обрат-
ная связь отсутствует и значит

(6-42)
т. е. статический коэффициент усиления каскада от вве-
дения обратной связи по току не изменяется.
16 682
241
Найдем эквивалентную крутизну характеристики S^.
Полагая, что лампа в рассматриваемой схеме работает в
линейном режиме, можно записать
S —
Поскольку UBX = иг + U? = U г + /а17?к, то
S?Z + 'аЛ '
Поделив числитель и знаменатель на U19 получим
s,„ = Л;. . (6-43)
Крутизна характеристики каскада с отрицательной
обратной связью по току в (1 + SRK) раз меньше обыч-
ной статической крутизны характеристики лампы.
Зная S& и легко определить эквивалентное внут-
реннее сопротивление каскада
= = +5/?к). (6-44)
Из последнего равенства видно, что отрицательная
обратная связь по току вызывает увеличение внутреннего
сопротивления каскада. Следовательно, при отрицатель-
ной обратной связи по току стабилизируется выходной
ток, т. е. становится менее зависимым от изменения ве-
личины нагрузочного сопротивления и других факторов.
При смешанной обратной связи эквивалентные пара-
метры могут быть найдены следующим образом: вначале
предполагается, что в схеме существует только обратная
связь по напряжению (или только по току) и опреде-
ляются параметры в соответствии с изложенными выше
соображениями. Затем полученные значения парамет) ов
принимаются за исходные и определяются эквивалентные
параметры только с учетом обратной связи по току (или
по напряжению). В результате будут получены эквива-
лентные параметры каскада со смешанной обратной
связью.
242
Особенно существенный параметр — эквивалентное
внутреннее сопротивление — при смешанной обратной
связи может уменьшиться, возрасти или сохраниться не-
изменным в зависимости от того, какой вид обратной
связи (по току или по напряжению) преобладает.
§ 4. Устойчивость усилителей с обратной связью
Одним из недостатков усилителей с обратной связью
является возможность возникновения паразитной генера-
ции, т. е. появления в усилителе собственных колебаний
при отсутствии внешних сигналов на входе. Независимо
от частоты, на которой возбудился усилитель, он стано-
вится непригодным для выполнения своего основного
назначения, поэтому необходимо установить условия,
при которых усилитель будет работать устойчиво.
Возникновение паразитной генерации в усилителе
поясняется тем, что на какой-то частоте обратная связь
превращается из отрицательной в положительную и на
данной частоте выполняются условия самовозбуждения.
Частота эта может находиться далеко за пределами ра-
бочего диапазона и поэтому проверку усилителя на ус-
тойчивость следует производить в диапазоне частот от О
ДО оо.
В первом приближении условия устойчивости могут
быть получены из уравнения (6-8). Когда суммарный
фазовый угол в цепях усилителя и обратной связи равен
нулю (<рЕ = ?i + ? = 0), модуль коэффициента усиления
становится равным
= 1 — *
Если при этом фактор обратной связи равен единице
(Р/( = 1), то Кр = оо. Следовательно, сколь угодно малые
сигналы на входе усилителя, в том числе и те сигналы
флюктуационного характера, для которых <р2 = 0, могут
повлечь за собой возникновение паразитной генерации.
Из сказанного следует, что условия самовозбуждения
можно записать так:
Те — 0;
(6-45)
16=
243
Приведенные условия, однако, являются неполными, так
как если на какой-то частоте > \ и cps = 0, то уси-
литель также может оказаться неустойчивым.
Более общее суждение об устойчивости усилителя
можно получить, если ввести в замкнутый тракт усили-
тель— цепь обратной связи малый импульсный сигнал и
исследовать характер его изменения Если с течением
Рис. 90. Примеры диаграмм устойчивости:
а — устойчивой системы; б — неустойчивой системы.
времени при многократном прохождении импульсного
сигнала через все звенья тракта он затухнет, то система
устойчива, если же возрастет — система неустойчива.
Подобное рассмотрение устойчивости впервые было дано
Найквистом [22].
Опуская промежуточные выкладки, остановимся на
выводах, вытекающих из такого рассмотрения. Суждение
об устойчивости усилителя с обратной связью может
быть получено после построения частотно-фазовой харак-
теристики фактора обратной связи = ф (/) в полярной
системе координат в диапазоне частот от 0 до со. Точ-
кой, характеризующей устойчивость системы, является
244
точка с координатами р/С = I; ?в = 0. В соответствии с
критерием Найквиста, если точка с координатами р/С =
= 1 и ?в = 0 не охвачена диаграммой = ф (f), то
система устойчива, а если точка с координатами р/С = 1
и ?в = 0 лежит в пределах диаграммы или на кривой
р/С = ф(/г), то система_неустойчива. Некоторые примеры
полярных диаграмм р/С = ф (f) устойчивых систем пока-
заны на рис. 90, а, а неустойчивых — на рис. 90, б.
Для практического построения диаграмм Найквиста
можно воспользоваться следующими соображениями.
Фактор р/С, как всякая комплексная величина, может
быть разделен на действительную а и мнимую b части,
являющиеся функциями частоты
₽K = a(f)+/6(f).
Задаваясь различными частотами в пределах f = 0~-оо,
можно определить для каждой заданной частоты значе-
ния a(f) и b (f) и отложить полученные значения b (f)
по вертикальной оси, а значения a(f) по горизонтальной
оси (рис. 90, б). Модуль РК для данной частоты равен
а фазовый угол
^=агс^Яй-
Соединяя плавной кривой концы радиуса-вектора р/С,
соответствующие разным частотам от 0 до со, получим
искомую диаграмму устойчивости. Эту диаграмму можно
построить и без раздельного определения a(f) и b(f).
Для этого нужно определить модули коэффициентов уси-
ления каскадов, составляющих усилитель, ...
... KN, соответствующие фазовые углы <рт<р2 • • • Тдг* мо-
дуль и фазу коэффициента обратной связи — Р и <р1? на
разных частотах от 0 до со. Затем модули надо пере-
множить р/< = р • /Ci • /С2 • Лз • • • а фазовые углы
сложить ?Е = ?i + ?2 + ?з + • • • + Т/у + <Р1р и по полу-
ченным данным р/С и ?в построить диаграмму.
При увеличении числа каскадов, охваченных обратной
связью, опасность самовозбуждения усилителя возрастает,
245
поэтому не рекомендуется охватывать обратной связью
более трех каскадов. Если же такая необходимость воз-
никает, то в тракт усилителя следует включать специаль-
ные фазокомпенсирующие четырехполюсники или в одном
усилительном устройстве применять отдельные, для двух-
трёх каскадов, цепи обратной связи. Опыт показал, что
если обратной связью охвачен двухкаскадный усили-
тель, то не следует применять | (3/С | > 5. а в случае трех
каскадов (р/С) не должен превышать 2—3.
Поскольку для всех усилителей, исключая усилители
постоянного тока, коэффициент • усиления на частотах
f = 0 и f = оо равен рулю, (т. е. = 0), то частотно-
фазовая характеристика фактора обратной связи в
полярной системе координат (диаграмма устойчивости)
является замкнутой линией, проходящей через начало
координат.
Отметим, что, хотя способ оценки устойчивости по
Найквисту очень распространен и в большинстве случаев
дает хорошие результаты, он не является совершенно
строгим и накладывает на исследуемую систему некото-
рые ограничения. Наиболее существенное ограничение
сводится к тому, что исследуемый на устойчивость уси-
литель должен быть линейным. Это требование не всегда
выполняется и возможны случаи, когда система, устой-
чивая по Найквисту и стабильная в состоянии покоя,
возбуждается при воздействии на нее импульсного сигнала
значительной величины.
Критерий Найквиста не является единственным для
определения устойчивости усилителей. Широкое распро-
странение, например, получил критерий устойчивости,
предложенный Михайловым А. В. [21].
Для оценки устойчивости по Михайлову нужно про-
анализировать общее аналитическое выражение коэффи-
циента усиления усилителя с обратной связью/(р (/о)).
Выражение любого усилителя можно представить
как отношение полиномов
К- (/id) = + М1 (/со) 4- Мг (/со)2 4~ ••• 4~ Мт
N (/со) 4- Ni (/со) 4- Л/2 (/<°)2 + ••• Nn (!м)п
Поскольку выражение Ар (/со) при со -> оо стремится к
нулю, то всегда степень полинома знаменателя больше,
чем числителя, п > т.
246
Об устойчивости усилителя судят на основании ана-
лиза полинома N Уравнение N (jw), как известно,
можно представить в следующем виде:
N (!">) = (/<*) — Pi) (/® — р.) (/<» — р3)... (/ш — р„), (6-46)
где PiP2 ••• Рп — корни уравнения N (ju) = 0.
При импульсном возбуждении усилительной системы
в ней возникают процессы двух видов: вынужденные и
собственные (свободные). Вынужденные процессы опре-
деляются не только параметрами системы, но и внешним
напряжением, возбуждающим усилитель. Эти процессы
не характеризуют систему в свободном состоянии и поэто-
му при изучении устойчивости значения не имеют. Сб ус-
тойчивости можно судить на основании рассмотренных в
системе собственных процессов, возникающих тогда, когда
возбуждающее напряжение прекратило свое действие.
Если собственные колебания системы затухают, то она
устойчива, если же нарастают, то не устойчива. Сужде-
ние о том, затххают или нарастают свободные колебания
в усилителе, можно получить, рассматривая корни урав-
нения N (/cd) = 0. Если все корни этого уравнения имеют
отрицательную действительную часть, то свободный про-
цесс в усилителе затухает. Если же хоть один корень
уравнения (/со) = 0 имеет положительную действитель-
ную часть, то в усилителе возникают нарастающие коле-
бания и система окажется неустойчивой.
Каждый сомножитель выражения N (]'ю) может быть
представлен вектором на комплексной плоскости. Если
все корни уравнения /V (/со) = 0 имеют отрицательную
действительную часть, то при изменении частоты от — оо
до 4-о° каждый вектор (/со— рк) повернется на угол гс
против часовой стрелки, а общий угол поворота вектора
Л7 (/со), содержащего п сомножителей, составит п-. Сум-
марный вектор N (]<л) при устойчивой системе и измене-
нии частоты от 0 до оо повернется в положительном на-
правлении на угол, равный п • у .
Если же хоть один из корней многочлена N (ju) имеет
положительную действительную часть, то вектор этого
сомножителя с ростом частоты будет поворачиваться по
247
Рис. 91. Примеры диаграмм
устойчивости по Михайлову:
а — устойчивая схема; б — неустой-
чивая схема.
часовой стрелке, т. е. в направлении, при котором полу-
чаются отрицательные углы. Следовательно, при нарас-
тающем свободном процессе, когда хоть один из корней
многочлена N (/<*>) имеет положительную действительную
часть, суммарный вектор при
изменении частоты от 0 до
оо повернется на угол мень-
ший, чем п • y
В этом и заключается сущ-
ность критерия устойчивости,
предложенного А. В. Михай-
ловым.
Для графической интер-
претации метода нужно по-
строить на комплексной плос-
кости кривую, показываю-
щую перемещение конца
характеристического вектора
N(ju) при изменении частоты
от 0 до оо. Если суммарный
угол поворота этого вектора
достигает величины п ~ , то
система устойчива, а если
он еньше, то неустойчива.
Изображающая кривая при
этом не является замкнутой.
Для примера на рис.
91,а показана диаграмма для
устойчивой системы при п = 4 (если со -> оо, то <рв = 2~ ==
= 4-^), а на рис, 91.6 для неустойчивой (если (0->оо»
то <ps = -y*<4^.
§ 5. Паразитные обратные связи
В реальных усилительных устройствах, помимо обрат-
ных связей, специально введенных для улучшения работы,
неизбежно существуют паразитные связи, которые ухуд-
шают качественные показатели устройства, а иногда вы-
248
зывают самовозбуждение. Паразитная связь различных
цепей усилительного тракта может быть весьма разнооб-
разной, но в основном встречаются следующие виды:
электростатическая, магнитная, акустическая, связь на
сверхвысоких частотах (электромагнитная), связь через
общие источники питания.
Рассмотрим кратко каждый из перечисленных видов
паразитной связи.
Электростатическая связь образуется в уси-
лителе за счет паразитных емкостей, связывающих цепи
последующих каскадов с предыдущими. Эта паразитная
связь неизбежна в любом усилителе даже при самом
тщательном выполнении монтажа, так как он? обуслов-
лена в каждом каскаде междуэлектродной емкостью сет-
ка-анод лампы. Емкость Сс.а совместно с сопротивлением
сетка-катод (ZC.K) образует цепь обратной связи, чере&
которую энергия из анодной цепи лампы поступает в
сеточную. При определенных условиях фазовые соотно-
шения могут оказаться такими, что данная обратная связь
будет положительной и, если емкость Сс.а большая, вы-
полнится условие амплитуд — каскад самовозбудится.
Условия самовозбуждения могут быть выполнены лишь
в случае индуктивного характера обоих сопротивлений
Zc.k и Zh. На практике электрическая связь только через
емкость Сс.а редко приводит к самовозбуждению. Но если
в результате неудачного монтажа и отсутствия нужной
экранировки возникает электростатическая связь, охва-
тывающая несколько каскадов, то качественные показа-
тели усилителя сильно ухудшаются и становится веро-
ятным его самовозбуждение. Характерной приметой, ука-
зывающей на то что усилитель звуковых частот возбу-
дился вследствие паразитной электростатической связи,
является относительно высокая частота самовозбуждения
(порядка 5—8, а иногда и 10—20 кгц). На низших час-
тотах связь через относительно малую паразитную емкость
невелика и условия самовозбуждения не выполняются.
Магнитная связь в усилителях создается, глав-
ным образом, трансформаторами. При неудачном распо-
ложении трансформаторы последующих каскадов усили-
теля могут оказаться связанными с трансформаторами
предыдущих каскадов посредством общего магнитного
потока. Естественно, что такая связь при соответствую-
249
•щем соотношении фаз превращается в положительную и
влечет за собой ухудшение работы усилителя или его
-самовозбуждение. Эта связь практически проявляется на
частотах порядка килогерц или долей килогерца.
Для устранения магнитной связи нужно по возмож-
ности дальше разносить между собой входные и выход-
ные трансформаторы (напряженность ближнего магнит-
ного поля обратно пропорциональна квадрату расстояния)
и ориентировать их таким образом, чтобы сцепление по-
токов было минимальным. Полезно также применять
экраны из материалов с большим коэффициентом магнит-
ной проницаемости (магнитные стали, пермаллой и т. д.).
При этом следует иметь в виду, что эффективное дейст-
вие магнитного экрана на низких частотах наблюдается
при толщине экрана порядка 5—10 мм и более. Поскольку
магнитная экранировка сильно усложняет усилитель, ее
следует применять лишь в крайних случаях, когда дру-
гие меры устранения паразитной магнитной связи оказы-
ваются неэффективными.
Акустическая связь возникает между выход-
ными и входными цепями усилителя через акустическую
среду. Например, акустическая связь будет иметь место,
если колебания воздуха, вызванные динамическим гоео-
рителем, включенным на выходе усилителя, воздействуют
на микрофон, включенный на входе. Если интенсивность
колебаний и усиление велики, а соотношение фаз небла-
юприятно, то устройство может самовозбудиться. Опи-
санное явление получило название микрофонного эффекта.
Частота самовозбуждения при акустической свяш обычно
лежит в пределах сотен герц, а иногда нескольких ки-
логерц. Акустическая паразитная связь может возникнуть
не только вследствие воздействия колебаний воздуха на
микрофон. Аналогичный эффект получается, например,
в результате сотрясений шасси и корпуса усилителя, а
значит и сотрясения ламп, установленных на шасси. При
сотрясениях электроды ламп вибрируют и в анодном токе
создается составляющая частоты вибраций, которая в
результате обратной связи усиливается и приводит уста-
новку к самовозбуждению. Особенно важно уменьшить
вибрацию первой усилительной лампы (иногда первых
двух). Для ослабления микрофонного эффекта следует
амортизировать шасси в целом и отдельно первую уси-
лительную лампу (иногда и вторую). Нужно располагать
250
динамическим говоритель по возможности дальше от шасси
усилителя и применять акустическую экранировку. Хо-
роший результат дает утяжеление лампы массивным кол-
паком, который крепится на амортизированной лампе.
Связь на сверхвысоких частотах (элек-
тромагнитная) чаще всего наблюдается в оконечных кас-
кадах, выполненных на лучевых тетродах, но возможна
и в других каскадах, собранных на лампах с большой
крутизной характеристики. Индуктивность вывода анода
и подводящих проводов, параллельно которой включена
емкость лампы анод-катод, образует колебательный кон-
тур, настроенный на СВЧ. Входной колебательный кон-
тур для СВЧ создается емкостью сетка-катод, параллельно
которой включается индуктивность ввода управляющей
сетки лампы и подводящих проводов. Оба контура связаны
через междуэлектродные емкости лампы, так что созда-
ются условия, при которых возможна паразитная гене-
рация на сверхвысоких частотах. Второй контур СВЧ
’может образоваться не только в анодной цепи лампы,
но и в цепи экранной сетки. Этот контур связывается с
первым через емкость экранная сетка — управляющая
сетка, что также может повлечь за собой возникновение
паразитных колебаний.
Генерация на СВЧ особенно вероятна при параллельном
соединении ламп, которое часто применяется в выходных
каскадах. Распознать наличие паразитной генерации на
СВЧ в усилителе затруднительно, так как она не обна-
руживается с помощью обычных приборов, контролирую-
щих работу апериодических усилителей.
Подавление генерации на СВЧ чаще всего не связано
с существенными трудностями и достигается включением
последовательно в цепь управляющей сетки небольшого
мастичного сопротивления (порядка нескольких десятков
или сотен ом). Аналогичная операция может быть вы-
полнена в цепи анода или экранной сетки. Эти сопротив-
ления существенно ухудшают паразитный контур на СВЧ
и практически не влияют на работу усилителя в рабочем
диапазоне частот.
Связь через источники п и та н и я наиболее
опасна и чаще других паразитных связей приводит уси-
литель к самовозбуждению.
Рассмотрим на примере трехкаскадного усилителя ме-
ханизм связи через общий источник анодного питания
251
(рис. 92). На рис. 92 между клеммами, к которым под-
ключается источник анодного питания (-f-Л и —Л), по-
казано внутреннее сопротивление этого источника Z/nilT.
Величина ZinuT зависит от частоты и обычно возрастает
при ее понижении. По сопротивлению Zz-nHT протекают
анодные токи всех ламп схемы. Переменные составляю-
щие анодных токов первой и третьей лампы текут в од-
Рис. 92. Схема трехкаскадного усилителя с общим источником
питания.
ном направлении, а навстречу им течет переменная со-
ставляющая анодного тока второй лампы. Так как возбуж-
дающее напряжение третьей лампы значительно больше,
чем первой и второй, падение напряжения £/~пит на со-
противлении ZinHT в основном создается за счет тока
третьей лампы.
При наличии какого-либо сигнала на входе (этим сиг-
налом может быть и напряжение флюктуаций) в тракте
усилителя возникают напряжения, фаза которых после
каждого каскада поворачивается на 180°. Допустим, что
в рассматриваемый момент времени фазировка соответст-
вует рис. 92. Тогда на управляющую сетку третьей лампы
поступает положительное относительно катода напряже-
ние. Вызванная этим напряжением переменная составля-
252
ющая анодного тока /а, создает на сопротивлении 2/пит
падение напряжения £7ПИТ = 7а> • 2/пит, полярность кото-
рого указана на рис. 92. Переменное напряжение с со-
противления Z/nHT подается через делитель /?а1, СС1 и 7?Ci
на управляющую сетку второй лампы и через делитель
СС1, и /?с, на сетку третьей лампы. Полярность этих
напряжений такая, что на сетку второй лампы дополни-
тельные сигналы подаются в фазе с имевшимися ранее,
а на сетку третьей — в противофазе. Иными словами в
результате наличия внутреннего сопротивления источника
питания в усилителе образуется положительная связь,
охватывающая второй и третий каскады, и отрицатель-
ная связь, охватывающая только третий каскад. Фактор
отрицательной обратной связи (Зх • Кл) сравнительно мал
и поэтому заметного влияния на работу усилителя эта
связь не оказывает. Но положительная обратная связь,
фактор которой значительно больше (Р2 • Ал, • Ал.)> может
существенно ухудшить качественные показатели усилителя
или даже вызвать его самовозбуждение.
Поскольку обычно величина сопротивления Z/nHT воз-
растает по мере понижения частоты, то и вероятность
самовозбуждения возрастает на низших частотах. Низ-
кочастотная генерация (десятки и сотни герц), как по-
казала практика, чаще всего обусловлена паразитной
связью через общий источник питания. Ослабление этой
связи может быть достигнуто уменьшением сопротивле-
ния Z/ и ослаблением фактора положительной обрат-
ной связи, т. е. уменьшением той части напряжения
/7пит, К0Т0Рая подается на сетку второй лампы.
Уменьшение 7/пит осуществляется обычно включением
блокировочного конденсатора большой емкости параллель-
но источнику анодного питания. Эта мера, однако, мало
эффективна и сопряжена с установкой дополнительной
громоздкой и дорогой детали. Поэтому ослабление фак-
тора положительной обратной связи чаще всего дости-
гается с помощью развязывающего фильтра, показанного
на рис. 92 пунктиром. Одновременно с включением раз-
вязывающих фильтров в каскадах, которые охватываются
паразитной связью, желательно уменьшать постоянные
253
времени сеточной цепи тс — Сс/?с. При этом на низших
частотах фактор положительной обратной связи умень-
шается, но возрастают частотные и фазовые искажения.
Поэтому, если в каскадах, охваченных положительной
связью через общий источник питания значительно умень-
шить тс, создавая западание частотной характеристики
на низших частотах, то следует предусмотреть компен-
сацию этого западания в предшествующих каскадах.
Рассмотрим кратко действие развязывающего фильтра.
Четырехполюсник /?ф, Сф является делителем напряже-
ния для переменной составляющей тока, и, следовательно,
чтобы обеспечить эффективную фильтрацию, нужно вы-
полнить неравенство
Эффективность действия фильтра принято оценивать с
помощью коэффициента фильтрации
Кф = ^-.
и вых.ф
Чем больше /<ф, тем лучше фильтр.
При наличии развязывающего фильтра в анодной цепи
первой лампы к делителю /?aiCC1/?Cl будет подведено на-
пряжение, не равное f/nHT (рис, 92), а ослабленное в /<ф
раз. При этом, естественно, фактор паразитной связи
уменьшается.
Из рис. 92 видно, что
откуда модуль
кФ = Ki +
Поскольку для эффективной фильтрации нужно, чтобы
выполнялось неравенство Кф^> 1 или, что одно и то же,
«Сф/?ф 1, то
/Сф ^С?ф7?ф.
(6-47)
254
Формула (6-47) показывает, что фильтрующие свойства
развязывающего фильтра зависят от частоты и падают
по мере ее понижения. Для улучшения действия развя-
зывающего фильтра следует увеличивать величины его-
элементов Кф и Сф. Учитывая, что по сопротивлению Иф
протекает анодный ток лампы, величину Кф выбирать,
слишком большой не следует; в реальных установках она
обычно не превышает нескольких десятков килоом. Вели-
чину емкости Сф так же нежелательно чрезмерно увеличи-
вать, так как при этом возрастают габариты, стоимость
и вес усилителя. Обычно Сф составляет доли или еди-
ницы микрофарад.
Развязывающий фильтр в анодной цепи наряду с
ослаблением паразитной связи полезен также тем, что
уменьшает действие фона, вызванного недостаточной
фильтрацией выпрямленного анодного напряжения. В
отдельных случаях развязывающий фильтр в анодной
цепи служит элементом, корректирующим частотную и
фазовую характеристики.
В многокаскадных усилителях паразитная положитель-
ная связь может быть обусловлена не только общим
источником анодного питания, но также общим источни-
ком, создающим напряжение смещения. Механизм этой
связи ясен из рис. 93. Если доминирующим током, про-
текающим по сопротивлению ZZcM, является ток третьей
лампы U8 (переменная составляющая), то на сопротивле-
нии ZicM в данный момент времени (при указанной на
рис. 93 полярности) образуется напряжение t/CM, отрица-
тельное относительно земли. Это переменное напряжение-
поступает на управляющие сетки всех ламп схемы. Для
первой и третьей ламп оно обусловливает отрицательную
обратную связь, а для второй — положительную. При не-
благоприятных условиях фактор положительной обратной
связи может оказаться достаточным для возникновения
генерации.
Сопротивление Z,cm в большинстве случаев имеет ем-
костный характер, так что с понижением частоты оно
возрастает и становится более вероятным самовозбужде-
ние. Меры борьбы с указанной паразитной связью сво-
дятся к уменьшению величины ZZcM путем увеличения
255
•емкости конденсатора Сб, шунтирующего 7?См, и включе-
ния в сеточные цепи развязывающих фильтров.
При выборе элементов развязывающих фильтров в се-
точной цепи также следует увеличивать /?ф и Сф, учиты-
вая, однако, что сопротивление 7?ф входит в сеточную
цепь лампы и не должно быть слишком большим, а при
выборе величины емкости нужно принимать во внимание
габариты, вес и стоимость установки. Обычно 7?ф не более
сотен килоом, а Сф равна долям микрофарады.
Рис. 93. Схема усилителя с общим источником смещения.
Кроме обратных связей, за счет общих источников
питания в каждом каскаде усилителя часто возникает
отрицательная обратная связь, действующая обычно в об-
ласти низших частот. Эта связь создается в цепи экранной
сетки и в цепи катода (в каскаде с автоматическим сме-
щением) и проявляется при недостаточной величине ем-
кости развязывающих конденсаторов. Отрицательная
обратная связь по катодной и экранной цепям приводит
к ослаблению усиления и возрастанию фазовых сдвигов
в области низших частот (гл. 2, § 4).
256
§ 6. Некоторые схемы усилителей звуковой частоты
с обратной связью
Современные усилители звуковой частоты, как правило,
выполняют с обратной связью, которая существенно улуч-
шает их технические показатели.
Действие обратной связи обычно учитывается на вто-
ром этапе расчета. Вначале выбирается режим работы
и рассчитывается усилитель без учета обратной связи,
а затем задаются величиной фактора р/С. При большом
числе каскадов, охваченных обратной связью, величину
следует выбирать поменьше. Максимальное значение
р/С лимитируется устойчивостью схемы и необходимостью
повышать усиление предварительных каскадов. Без при-
менения специальных мер для обеспечения устойчивости
не рекомендуется охватывать обратной связью более трех
каскадов.
Задавшись величиной р/С [обычно р/С = —(1 -4-5)], опре-
деляют коэффициент р, характеризующий отношение вы-
ходного напряжения в четырехполюснике обратной связи
к входному.
В схемах, показанных на рис. 64 и 88, а
В = —— ’
Р /?1 + /?2 ’
в схеме, изображенной на рис. 88, г
р я. + я₽ •
В последнем выражении — сопротивление, образо-
ванное параллельным соединением Rx и RtBhlx источника
возбуждения
р __ Я1 Ягвых
“ Я. + Ягвых •
В усилителе, выполненном в соответствии с рис. 94, а
В _ ^o6p
р~ W2 ’
а в схеме, показанной на рис. 94, б, при выполнении
условия R3 >
о Я| _ Я4
Р Я1 + Я2 Яз + я.
17 682
257
Рис. 94. Схемы усилителей звуковой частоты
с отрицательной обратной связью.
258
Для усилителя с обратной связью по току (рис 88, б)
коэффициент р определяется из равенства:
Як (Ri + Ra) _ Як
? Ra (#к + Ri + яа) ~ Ra ’
Зная 3 и К, легко определить усиление с учетом об-
ратной связи /Ср, напряжение возбуждения Ucm? и коэф-
фициент нелинейных искажений k]v воспользовавшись
выражениями (6-5), (6-27), (6-28). При необходимости
можно найти частотные искажения, воспользовавшись фор-
мулой (6-18).
Обратная связь иногда дает возможность уменьшить
габариты выходного трансформатора при сохранении ка-
чественных показателей усилителя. Такая возможность
имеется в том случае, когда максимальная индукция Вт
в сердечнике трансформатора без обратной связи меньше»
чем допустимая, т. е. когда размеры трансформатора опре-
деляются не нелинейными, а частотными искажениями.
Для вычисления и Ls трансформатора с учетом об-
ратной связи следует найти R^ и и подставить в фор-
мулы (4-19) и (4-23). После определения новых значений
L, и Ls производится конструктивный расчет и прове-
ряется, не превышает ли индукция допустимую.
Пример 1. Пусть требуется учесть действие обратной связи
в усилителе, собранном по схеме, показанной на рис. 94, б. Из про-
веденного ранее расчета усилителя без учета обратной связи известны
следующие данные: RH = 2 ом; Ra = 3,5 ком; f = 60-4-8000 гц;
Л1Н = 1,1; Мв = 1,1; Ucmi = 0,15 в; kf = 6%; п = 0,036; КЛ1 = 100;
=0,4: К = KjjKji, = 4°.
2 2
1. Примем = —2, тогда 3 = — -^-=—— = —0,05.
2. Чтобы делитель R1R2 не шунтировал полезную нагрузку,
нужно выполнить условие: Ri + R2 RH.
Примем: -j- R2 = 50RH = 50 • 2 = 1С0 ом; Rt = 20 ом.
3. Величиной сопротивления /?4 задаемся так, чтобы в первом
каскаде не создавалась глубокая обратная связь по току. Примем
R] /?4
T+~R> * RT+ /?4 веЛИ‘
чину /?3, равную 300 ом.
4. Требующееся напряжение возбуждения первого каскада
= 100 ом и определим из уравнения $ = —
(1 - W = °’15 (1 + 2) = О»45
17*
259
~ 1000 ом.
loo
____1
I U2 — 1
4,6 гн;
0,15 гн.
прове-
5. Нелинейные искажения
6
1 —рК 1+2 /о*
6. Эквивалентное внутреннее сопротивление выходной лампы
и коэффициент нагрузки
Ri 24 - Юз
" 1 — . р.п 1 + о,О5 • 100 • 0,036 •
_ Ra _3,5
₽ “ -R- - Т ~ ЗЛ
7. Данные выходного трансформатора
Ri? а? 1 _ 10» 3,5
1 “ 1 + «₽ I “ 2 • 3,14 • 60 ’ 4,5 ’
£S=^(1+a₽) ^Мв- 1 =
103 -------
= 2.3,14-87 10» (1 + 3’5)' 1J2 “ 1 « °’04 гн-
Расчет без учета обратной связи дает ж 15 гн, Ls ;
Далее производится конструктивный расчет,
ряется возможность размещения обмоток в окне и вы-
числяется величина Вт. Если результат окажется неудов-
летворительным, применяется сердечник большего раз-
мера.
Пример 2. Требуется учесть действие обратной связи в уси-
лителе, рассчитанном в гл. 4, § 7 (рис. 64).
1. Найдем общее усиление тракта, приняв коэффициент усиления
предварительного каскада равным ~ 50.
Коэффициент усиления рассчитанного каскада Кг — п ==
ст
= • 0,051 « 0,5.
Общий коэффициент усиления Кобщ = Ki • Кг ~ 50 • 0,5 « 25.
2. Определяем р, задавшись рКобщ = —2:
2 2
₽ = -^- = -^ = -0,08.
Лобщ
3. Определяем элементы цепи обратной связи. Задаемся вели-
р
чиной Ri = 1 ком и находим R2. Для данной схемы р = ъ—-Цг-,
R1 “Г А2
откуда
D /?i —№ 1-0,08-1 „
= —р— = - 0-(б8 - « 11 ком.
260
4. Определяем коэффициент нелинейных искажений с учетом
обратной связи

k — т - - 4
1,3о/о.
Конструктивный расчет трансформатора по данным
гл. 4 § 7 показывает, что индукция в сердечнике пре-
вышает допустимую, т. е. размеры сердечника опреде-
ляются нелинейными искажениями. В этом гл,гиае введение
отрицательной обратной
связи не позволяет умень-
шить габариты трансфор-
матора.
В последние годы до-
вольно широкое распрост-
ранение получила «ультра-
линейная» схема, представ-
ляющая собой усилитель с
отрицательной обратной
связью по экранной сетке
(рис. 95). Вследствие нели-
нейности характеристик
Рис. 95. Схема «ультралинейного»
усилителя.
ламп по экранной сетке обратная связь оказывается тоже
нелинейной, а лампа в таком режиме обладает некото-
рыми промежуточными между триодными и тетродными
(пентодными) характеристиками. Нелинейные искажения
в ультралинейном усилителе резко падают и оказываются
меньшими, чем при триодном включении лампы. В то же
время получаемая колебательная мощность лишь незна-
чительно ниже (на 8—10%) мощности, отдаваемой тет-
родом (пентодом).
Достоинства усилителя с обратной связью по экранной
сетке проявляются особенно заметно в двухтактных схе-
мах. При правильном выборе отвода на экранную сетку
можно получить почти в 10 раз меньший kt, сохраняя
почти такие же мощности и к. п. д., как при тетродном
(пентодном) включении. Лучшие результаты для боль-
шинства современных ламп получаются, когда
(0,4ч-0,5) иа~.
Недостатком ультралинейного усилителя является
усложнение конструкции выходного трансформатора и
несколько пониженная чувствительность.
261
§ 7. Каскад с катодной нагрузкой
Выше рассматривались главным образом усилительные
каскады с общим катодом. Однако весьма широкое при-
менение получили также каскады с общим анодом, назы-
ваемые часто каскадами с катодной нагрузкой или катод-
ными повторителями.
6
Рис. 96. Схемы каскада с катодной нагрузкой:
а — на триоде; б — на пентоде в триодном включении; в — на пентоде в пен-
тодном включении; г — эквивалентная.
В катодном повторителе напряжение, снимаемое с на-
грузочного сопротивления, UBblx (рис. 96, а) оказывается
полностью приложенным между сеткой и катодом лампы
навстречу напряжению возбуждения UBX. Следовательно,
в рассматриваемой схеме имеет место отрицательная обрат-
ная связь по напряжению, коэффициент которой 8 =—1.
Вследствие гл\ бок ой отрицательной обратной связи
по напряжению каскад с катодной нагрузкой обладает
рядом ценных качеств:
262
1) уменьшаются все виды искажений—частотные, фа-
зовые, нелинейные;
2) стабилизируется режим работы;
3) возрастает входное сопротивление и уменьшается
выходное;
4) может быть получена большая колебательная мощ-
ность на высших частотах при равных частотных иска-
жениях;
5) на нагрузке выделяется сравнительно малое постоян-
ное напряжение.
Особенностью каскада с катодной нагрузкой является
«совпадение фаз выходного и входного напряжений (в кас-
каде с анодной нагрузкой эти напряжения прошвофазны).
Отрицательным свойством рассматриваемого каскада
является то, что напряжение на его выходе всегда меньше,
чем на входе, т. е. каскад усиливает не напряжение,
а только ток и мощность, и для его возбуждения тре-
буется напряжение большей величины, чем для каскада
с анодной нагрузкой. Правда, в некоторых случаях, когда
на вход усилителя подаются сравнительно большие си-
гналы, так что в обычном каскаде возможно появле-
ние перегрузок, это обстоятельство не является недостат-
ком.
Благодаря своим положительным свойствам каскад
с катодной нагрузкой широко применяется в различных
радиотехнических устройствах. Он обеспечивает равно-
мерное усиление в весьма широком диапазоне частот, что
делает его удобным для применения в телевизионных,
радиолокационных и других усилителях. Вследствие того,
что входное сопротивление каскада с катодной нагрузкой
велико, а выходное мало, он часто используется как эле-
мент согласования высокоомных и низкоомных цепей (по
этой причине каскад с катодной нагрузкой иногда назы-
вают трансформатором сопротивлений). Каскад с катодной
нагрузкой вследствие большого входного сопротивления
и малой подверженности перегрузкам широко исполь-
зуется на входе различных устройств, таких как осцил-
лографы, спектрометры, измерительные усилители и т. д.
Катодный повторитель находит применение и во многих
других случаях, например, он используется для возбужде-
ния мощных каскадов, работающих с сеточными токами.
Катодной нагрузкой в этом случае является не активное
сопротивление, а дроссель или трансформатор.
263
Каскад с катодной нагрузкой иногда выполняют на
многосеточной лампе, которая, так же, как при анодной
нагрузке, может быть включена триодом или пентодом.
При триодном включении экранная сетка замыкается
конденсатором на землю (рис. 96, б) и становится по пе-
ременному току эквипотенциальной аноду. При пентодном
включении потенциал экранной сетки отличается от анод-
ного, так как конденсатор замыкает экранную сетку на
катод (рис. 96, в). Однако применение многосеточной лампы
усложняет схему каскада и не дает особых преимуществ.
Коэффициент усиления, частотные и фа-
зовые искажения. Коэффициент усиления каскада
с катодной нагрузкой (Кк) может быть легко выражен
через коэффициент усиления каскада с той же нагрузкой,
включенной в анод (К).
Из рис. 96, а следует, что
Кк = ; К = ^-х; (/вх = и г + t/вых,
и вх
откуда
(6-48)
1 + Л
К такому же результату можно прийти, воспользо-
вавшись формулой (6-4) и подставляя в нее (3 =—1.
Из уравнения (6-48) видно, что всегда меньше еди-
ницы, т. е. каскад с катодной нагрузкой напряжения не
усиливает.
Поскольку
(6-49)
то после подстановки значения К в (6-48) получим
. z
14-и н
К' _1_ Z
1+н+ н
Последнее уравнение можно записать так:
Лк " •
(6-50)
264
Уравнения (6-49) и (6-50) полностью идентичны, сле-
довательно, эквивалентные статические параметры лампы
при включении нагрузки в катод будут равны
|*; = тт7? = s-=s- <6'51)
Такой же вывод легко получить из общих уравнений
для эквивалентных параметров каскада с обратной связью
по напряжению (6-38), (6-39) и (6-40), принимая р = —1.
Из уравнения (6-50) следует, что каскад с катодной
нагрузкой может быть замещен такой же эквивалентной
схемой, как каскад с анодной нагрузкой, и отличаться
будут только параметры эквивалентного генератора
(рис. 96, г).
Для ламп с большим статическим коэффициентом уси-
ления у, > 1 уравнения (6-51) упрощаются и эквивалентные
параметры каскада с катодной нагрузкой можно запи-
сать так:
рк~1; SK = S. (6-52)
Подставляя значения параметров из (6-52) в (6-50),
получим
Коэффициент усиления по току
7 77 7 7
а вых вх р ^вх
2вх и вх
Коэффициент усиления по мощности
р /72 7 7
77 _ 1 вых _ вых вх ___ 7>2 вх
Катодный повторитель обладает высокоомным входным
сопротивлением, так что обычно удовлетворяется нера-
венство Zbx^Zh и, следовательно, в каскаде имеет место
значительное усиление по току и мощности.
Частотная и фазовая характеристики катодного повто-
рителя могут быть получены из общего уравнения для
коэффициента усиления каскада с катодной нагрузкой
(1-41).
265.
В подавляющем большинстве случаев нагрузочным со-
противлением катодного повторителя является параллель-
ное соединение активного сопротивления и емкости Ск.
Емкость Ск состоит из паразитных емкостей собственно
катодного повторителя С'к и внешней нагрузочной емкости
Ск. Приближенно
С'К — С*к. Н “F Са. к + С*м,
где Ск. н — емкость катод — накал;
Са.к — емкость анод — катод;
См — емкость монтажных соединений.
Внешней емкостью С” является либо входная емкость
следующего каскада, либо отрезок кабеля, по которому
передается сигнал. Длина кабеля часто значительно меньше
длины волны, а сопротивление, которым он нагружен,
больше характеристического, так что он эквивалентен
емкости (обычно это емкость в несколько сот пикофарад).
При катодной нагрузке, образованной параллельным
соединением сопротивления RK и емкости Ск, значения
общих сопротивлений, входящих в формулу (1-41), равны:
А = Z2 = -RkJ Z3 = 0; Z4 = ~j^c~ *
После подстановки приведенных значений и простых
преобразований с учетом (6-52) легко получить комплекс-
ное выражение для коэффициента усиления каскада с ка-
тодной нагрузкой
<М4>
Из последнего выражения может быть сразу получено
уравнение фазовой характеристики
<рк = —arc tg , (6-55)
где тк = Ск2?к — постоянная времени катодной цепи, и мо-
дуль коэффициента усиления, представляющий собой урав-
нение частотной характеристики,
Кк =----- = (6-56)
]/№к + ^к)2 + (“сЛ^к)2
266
Очевидно, что при рассматриваемом характере катод-
ной нагрузки частотные искажения и фазовые сдвиги
в области низших частот отсутствуют и проявляются лишь
в области высших частот.
Коэффициент усиления на средней частоте, соответ-
ствующей нулевому фазовому сдвигу (в данном случае
т*к = 0 при о)о = 0), равен
Тогда соотношение (6-56) приводится к виду
Кк =------. (6-58)
г
Коэффициент частотных искажений каскада с катодной
нагрузкой равен
Сравнивая формулы (2-18) и (6-59), приходим к вы-
воду, что при равных постоянных времени = тк частот-
ные искажения в каскаде с катодной нагрузкой значи-
тельно меньше.
Найцем в обоих случаях верхнюю граничную частоту,
соответствующую западанию частотной характеристики
на 3 дб (Мв = 1,41).
Для каскада с катодной нагрузкой при Мв= 1,41 из
(6-59) получим
а при анодной нагрузке (2-18)
0>в.а = ^.
Фигурирующая в формуле (2-20) постоянная времени
равна та = C0/?v~C0/?a. Если постоянные времени равны,
т. е. = тк, то
%.к = (1 SRk) шв.а- (6-61)
267
Следовательно, полоса частот, пропускаемых каскадом
с катодной нагрузкой, расширяется в (1 + S/?K) раз. Сте-
пень расширения полосы зависит от крутизны ламповой
характеристики и величины нагрузочного сопротивления.
Практически расширение полосы может быть более чем
десятикратным.
Аналогичные выводы можно сделать в отношении фа-
зовых сдвигов. Сравнивая уравнения (6-55) и (2-17), уста-
навливаем, что при та = тк справедливо равенство
<М2>
т. е. при катодной нагрузке фазовые сдвиги в усилителе
значительно меньше (иногда в десятки раз), чем при
анодной нагрузке.
Если в усилительный каскад с катодной нагрузкой
включаются разделительные конденсаторы Сс (во входной
или выходной цепи), то возникают частотные и фазовые
искажения и на низких частотах. Определение этих ис-
кажений производится по тем же формулам, что и для
каскада с анодной нагрузкой (гл. 2, § 3).
Важным достоинством каскада с катодной нагрузкой
является то, что при заданных частотных искажениях на
высшей частоте он может отдать большую колебательную
мощность, чем каскад с анодной нагрузкой.
Это положение легко пояснить, пользуясь соотноше-
ниями (6-60) и (2-20), из которых следует, что при юв.к =
= сов а = сов (частота, на которой Мв = 1,41) катодное
и анодное сопротивления соответственно равны:
(6-63)
При равных значениях емкости, шунтирующей актив-
ное сопротивление нагрузки в катоде и в аноде /?а
лампы (Со = Ск), Rk может быть в несколько раз больше
Ra. Чем выше крутизна характеристики лампы, тем боль-
ше 7?к отличается от /?а. Поскольку колебательный ток,
который может отдать лампа, практически не зависит
от того, включена нагрузка в анод или в катод,
268
то колебательная мощность, равная в одном случае Р~а =
= /а^а, а в другом Р~к = /а/?к, определяется величиной
сопротивления и будет большей при катодной нагрузке
(практически в несколько раз). Следует иметь в виду,
что для получения одинакового по величине колебатель-
ного тока лампы при катодной и анодной нагрузках нужно
в случае катодной нагрузки иметь источник возбуждения
со значительно большим напряжением. В соответствии
с формулой (6-27), приняв р =— 1, получим
t^BX. к — Ubx. а (1 + 70- (6-64)
Нелинейные искажения и динамическая
характеристика. В каскаде с катодной нагрузкой
уменьшаются не только частотные и фазовые, но также
и нелинейные искажения. Основываясь на общей теории
усилителей с обратной связью, можно получить ориен-
тировочное представление о нелинейных искажениях, воз-
никающих в каскаде с катодной нагрузкой. Приняв
в формуле (6-28) = — 1, получим уравнение, по кото-
рому можно приближенно определить коэффициент не-
линейных искажений каскада
kf
kfK = 1 д' • (6-65)
Нелинейные искажения каскада с катодной нагрузкой
могут быть определены также непосредственно по ди-
намической характеристике ia(wBx) или ивых(ивх) методом
пяти ординат или другим методом (см. гл. 1, § 6). Ди-
намическая характеристика представляет интерес не только
для определения нелинейных искажений, но и длч пра-
вильного выбора режима каскада и определения уров-
ней возбуждающих сигналов, допустимых с точки зрения
перегрузок.
Проще всего динамическую характеристику строить
по точкам, задаваясь мгновенными значениями напряже-
ний, действующих между сеткой и катодом лампы. С этой
целью на семействе статических характеристик лампы
в анодных координатах проводится нагрузочная прямая
под углом, соответствующим сопротивлению 7?к (рис. 97, а).
точно так же как это было бы сделано в случае нагрузки
в аноде. Проведенная линия характеризует зависимость
мгновенных значений анодного тока ia и напряжения ия
269
от мгновенных значений напряжения сетка-катод. Нас ин-
тересует зависимость от мгновенного значения напряжения
сетка-земля (//вх)- Кривая id (wBX) по сути является также
кривой пВых(^вх), построенной в другом масштабе, так
как ИВЬ1Х = /*а^к*
В катодном повторителе мгновенные значения напря-
жений связаны равенством
//вх = «1 + //вых = П1 + /а • Як, (6-66)
где
Щ — ^с0 “F Г/1_» //вых = 6^к0 4" Г/вых_*
Рис. 97. Построение динамических характеристик каскада с катодной
нагрузкой:
а ~ га<иа)'> & ~ *а (пвх).
В исходном режиме, пока возбуждающего сигнала нет,
переменные напряжения равны нулю: ивх~ = 0;
//вых_ — 0 И
//1 = 6'с0‘, //вых = U к0*
Следовательно, рабочей точкой будет точка на дина-
мической характеристике, для которой удовлетворяется
равенство
U— Ло - Rw
Задаваясь мгновенными значениями напряжений сетка-
катод в точках 1 — и\, 2 — и'\, 3— и\ и т. д. (рис. 97,а)
и отмечая мгновенные значения анодных токов /Я1, /а,,
/ая и т. д., находим, пользуясь формулой (6-66). соответ-
ствующие мгновенные значения входных напряжений //ВХ1,
//вх,, //вх> и т. д. Затем по точкам строим кривую ia (//вх)
(рис. 97, б), являющуюся искомой динамической харак-
теристикой.
270
Остановимся вкратце на выборе исходного режима
каскада с катодной нагрузкой.
Начальное смещение UCn в таком каскаде устанавли-
вается автоматически и зависит от величины сопротивле-
ния катодной нагрузки RK:
^с0 — /а0 *
нескольких десятков килоом).
ибых
Рис. 98. Схема каскада с катодной
нагрузкой.
Во многих случаях сопротивление нагрузки желательно»
увеличивать (иногда до
При этом UCo растет и
рабочая точка переме-
щается в область ниж-
него загиба характерис-
тики , что влечет за соб й
возрастание нелинейных
искажений. Указанного
недостатка лишена схе-
ма, показанная на
рис. 98. В этом случае
исходный режим уста-
навливается подбором
сопротивления 7?Kl, яв-
ляющегося частью об-
щего сопротивления ка-
тодной нагрузки 7?к = /?К1 + так как исходное сме-
щение равно
U с0 — ^а0 * Rki‘
Входное и выходное сопротивление ка-
тодного повторителя. Входное сопротивление ка-
тодного повторителя (см. гл. 1, § 6) представляет собой
параллельное соединение емкости Свх и активного сопро-
тивления RBX. Величины 7?вх.к и Свх. к соответственно
равны:

Свх. К — Сс.а + Сс.к (1 — ^Скх),
где/СК1 и Кк> — действительная и мнимая части коэффи-
циента усиления;
Кк = /<К1 + /ХК1.
271
Знак мнимой части Кк зависит от характера нагру-
зочного сопротивления ZK. При индуктивном характере
нагрузки /СКв > О, емкостном — Кка .< О и чисто активном
/<К1 = 0. Следовательно, при емкостном характере на-
грузки входное сопротивление катодного повторителя
становится отрицательным.
Входная емкость катодного повторителя (1-51) зна-
чительно меньше входной емкости каскада с анодной на-
грузкой.
Рассмотрим выходное сопротивление каскада с катод-
ной нагрузкой. Как известно, выходное сопротивление
четырехполюсника измеряется со стороны выхода при
закороченном источнике возбуждения. Воспользовавшись
эквивалентной схемой, приведенной на рис. 96, г, и за-
коротив источник возбуждения |iKt/BX, найдем
7 _
^вых. к — “ •
+ ^11
Подставив в последнее равенство получим
О
= (6-67)
1 "Г
Сравним выходные сопротивления каскадов с анодной
и катодной нагрузками. В каскаде с анодной нагрузкой
^вых. а
Ri '
Ri + ZH
Если 7^/ Zh, то ZgHix. a ^^Zh и, следовательно,
7
^вых. к
7
- вых-а
(6-68)
Последнее соотношение показывает, что выходное со-
противление каскада с катодной нагрузкой значительно
меньше выходного сопротивления каскада с анодной на-
грузкой.
Каскад с катодной нагрузкой часто работает на ка-
бельную линию, характеристическое сопротивление кото-
372
рой р обычно порядка десятков или сотен ом. Для пол-
ного согласования нужно, чтобы выходное сопротивление
каскада равнялось характеристическому сопротивлению
ЛИНИИ /?вых =: р*
В данном случае весьма удобен каскад с катодной
нагрузкой, который имеет низкоомное выходное сопротив-
ление. Поскольку входное сопротивление катодного по-
О
Рис. 99. Согласование выходного сопротивления катодного
повторителя с внешней нагрузкой, включаемой через кабель:
а - = р; 6 ~ Rik > р; 6 ~ R‘k < р: 8 “ > р*
К клеммам 1—2 подключается кабель.
гторителя велико, то он в то же время несущественно
нагружает предшествующий ему каскад или другой ис-
точник колебаний.
Если эквивалентное внутреннее сопротивление катод-
ного повторителя равно характеристическому сопротив-
лению кабеля, т. е. = р, то для полного согласования
18 682
273
схему выполняют так, как показано на рис. 99, аУ под-
ключая кабель к клеммам 1 — 2.
Если /?/к > р, то согласование достигается в схеме, пока-
занной на рис. 99, б. Сопротивление нагрузки 7?к в этом
случае определяется из равенств
) _ хгк ______________
ВЫХ.К —р, R — р,
‘ 'к
откуда
_ р '
~^к-Р‘
RK
(6-69)
Если RtK < р, то согласование на входе кабеля дости-
гается с помощью дополнительного сопротивления /?К1,
1 ключенного так, как показано на рис. 99, в. Величина
RK1 определяется из равенства
^/к + Вкг =• р«
Если постоянная составляющая катодного тока лампы
не должна проходить через кабель, то
случая RiK > р может быть достигнуто
ной на рис. 99, г. При этом должны
равенства:
согласование дчя
в схеме, показан-
быть выполнены
^вых + — Р>
/?.к + *к + R1 ~ Р‘
(6-70>
Расчет каскада с катодной нагрузкой
В техническом задании, на основании которого вы-
полняется расчет катодного повторителя обычно содер-
жатся такие сведения: 1) назначение каскада, 2) полоса
частот (fB), 3) допустимые частотные искажения (7ИВ),
I) данные внешней нагрузки, 5) выходное напряжение
(С/Вых), 6) допустимые нелинейные искажения (&/),7) напря-
жение источника анодного питания (С/о).
Расчет катодного повторителя выполняется в следую-
щем порядке:
1. Выбирается тип лампы. Ориентировочное суждение
о пригодности той или иной лампы можно получить по
лнодной динамической характеристике для заданной ве-
личины RK (рис. 97, а). Колебательный ток Iam должен
274
быть достаточным, чтобы обеспечить требуемое выходное
напряжение t/BMXW = hm • 7?к. Применять следует мало-
мощные триоды (6Н2П, 6Н1П, 6Н6П, 6Н9С и т. д.), но
если окажется, что они не обеспечивают требуемого вы-
ходного напряжения на заданной нагрузке, применяются
лучевые тетроды (6П14П, 6П15П, 6П9, 6П6С, 6ПЗС и т. д.).
Можно применять параллельное включение ламп или ис-
пользовать еще более мощные лампы.
2. Определяется емкость катодной нагрузки Ск.
3. По известным Ск, RK и о)в рассчитывается Л4Вк (6-59).
4. Строится динамическая характеристика каскада,
выбирается режим по постоянному току и определяются
нелинейные искажения при заданном входном напряжении.
5. Определяется коэффициент усиления каскада
к к
Лк“ 1 +хяк-
6. Определяется входная емкость каскада
Свх. к — С*с. а + Сс. К (1 — Кк)>
7. Определяется выходное сопротивление каскада
п —
Квых — i •
Естественно, что приведенный порядок расчета сугубо
ориентировочный и в некоторых случаях его следует из-
менить.
Пример расчета каскада с катодной нагрузкой
Требуется рассчитать входной каскад измерительного устройства
по следующим данным:
1) частотные искажения в диапазоне частот /н = 10 кгц, fB= 2Мгц
не должны превышать Ми < 1,1; Мв < 1,2;
2) входной каскад подключается к основному аппарату кабелем
длиной 2 м с погонной емкостью 70 пф/см;
3) максимальное входное напряжение 50 в, выходное должно
быть не менее ^выхт-^^О в;
4) нелинейные искажения не должны превышать < 3%;
5) входное сопротивление каскада на частоте 2 Мгц должно быть
не менее 5 ком\
6) напряжение источника анодного питания б/0 = 250 в.
Выполнить данное техническое задание проще всего, применяя
каскад с катодной нагрузкой. Кабель, по которому сигнал поступает
в основной аппарат, не согласован, нагружен на сопротивление зна-
18*
275
чителыю больше волнового и поэтому представляет собой нагрузку
емкостного характера. Схема каскада показана на рис. 100. Расчет
производим в следующем порядке:
1. Выбираем лампу типа 6Н1П. Ориентйровочно эта лампа мо-
жет обеспечить требующееся t/BbIxzn при RK = 10—12 ком (данные
лампы 6Н1П: 5 = 4,35 ма/в, Ск н = 6пф, Сс к = 3,1 пф, Са к ==
= 1,75 пф, Сс а = 2,8 пф).
2. Строим динамическую характеристику каскада и выбираем
режим работы по постоянному току (рис. 101, а)
/?к — 11 ком, UСп — 4 в, /ао — 6,4 ма, /?К1 у 4 . jq-з
а0 *
= 620 ом.
Рис. 100. Пример схемы каскада с катодной нагрузкой.
3. Определяем емкость Ск. В данном случае Ск состоит из па-
раллельно соединенных: емкости кабеля Скаб = 2 • 70 = 140 пф, ем-
кости монтажных соединений См = 20 пф, входной емкости следую-
щего каскада Свх^ » Юиф, междуэлектродных емкостей рассчиты-
ваемого каскада
~ ^каб “Ь + Свх“Ь ^к. н + ^а. к ~ пФ-
4. Строим характеристику ia (ивх) (рис. 101, б) и определяем
нелинейные искажения, пользуясь методом пяти ординат (1-41).
Опорные ординаты, в соответствии с рис. 101, б, равны
/а max = 11 ма’ = 8,8 Ма' Za0 = 6’3 4 ма' 4’3 ма' min = 2 ма‘
Токи основной частоты и высших гармоник после вычислений
оказываются равными: Iarn =4,5 ма, Iam =0,05 ма; = — 0,04 ма;
I = 0,08 ма. Коэффициент нелинейных искажений kf~2%.
276
Рис. 101. Пример построения динамических характеристик
каскада с катодной нагрузкой:
а la za
5. Определяем коэффициент частотных искажений на высшей
частоте
2-3,14-2 • 10е • 180 • 1(Г12 • И • 10»\2
1 +4,3 • 10~3 • 11 • 103 )
1,13.
6. Определяем коэффициент усиления каскада
= 4,3.10-з.Ц.10з
« 1+5/?к 1 + 4,3 • 10-з . Н . Ю3 и’у •
277
7. Определяем выходное напряжение ^выхт на средних частотах
^выхт = /<к-^хт = 0,97.50 = 48 в.
8. Определяем входную емкость каскада
Свх = Сс. а + Сс. к П - «к) = 2>8 + 3,1(1 — 0,97) 3 пф.
Задавшись емкостью монтажа входной цепи, равной 7 пф, опре-
деляем входное сопротивление на частоте fB = 2 • 106 гЦ
1 1012
Zbx ~ % (свх +см) = 2-3,14.2. 10е (3 4-7) = 8000 °"'
9. Распределяем заданные частотные искажения Aftl на входную и
выходную цепи каскада и, задаваясь сопротивлениями /?с и 7?с
(рис. 100), находим CCj и Сс>. Пусть Ма вх = Ми вых = } Ми =
= | 1,1 — 1,05, Rc= 100 ком, тогда
С = С =-----------* - - - - =---------1 г - ~ 500 пф.
Cl Са вх - 1 2 . 3,14 . 10* ]Л1,052— 1
§ 8. Каскад с разделенном нагрузкой
В усилительной технике часто возникает необходи-
мость в получении двух равных и противофазных напря-
жений, которые используются для возбуждения двухтакт-
ных усилителей, для отклонения луча в электронно-луче-
вых трубках и во многих других случаях.
Сравнительно легко получить равные и противофазные
напряжения с помощью трансформатора (гл. 3, § 1). Од-
нако применение трансформаторов в усилителях неже-
лательно, особенно при работе в относительно широком
диапазоне частот, когда вес и размеры трансформаторов
существенно возрастают и усложняется их конструкция.
В связи с этим разработаны усилительные схемы, на-
званные фазоинверсными, которые дают возможность
получить равные и противофазные напряжения без приме-
нения трансформаторов. Ниже рассматриваются наиболее
часто встречающиеся схемы: каскад с разделенной на-
грузкой, парафазный усилительный каскад и один из
вариантов автобалансирующейся схемы с фазооборачиваю-
щим каскадом.
В каскаде с разделенной нагрузкой (рис. 102, а, б)
сопротивление нагрузки разделено на две части Rd = RKt
278
одна из которых включается
тод. Если между сеткой и
дающий сигнал, то выз-
ванный этим сигналом
анодный ток, протекая по
сопротивлениям Ra и RK,
создает падение напряже-
ний, противоположных от-
носительно земли по знаку.
При выполнении условий
в анод лампы, а другая в ка-
катодом приложить возбуж-
Ra — RK, Ccj — CctRct — Rc,
и равенстве паразитных ем-
костей СОа = СОк выходные
напряжения также будут
равны Uвых, U вых, И
противофазны относитель-
но земли.
Эквивалентная схема
каскада показана на рис.
103,а. При симметрии плеч
она преобразуется в схему
(рис. 103, б). Эга схема
отличается от эквивалент-
ной схемы реостатного
усилителя только величи-
нами элементов. Поэтому
каскад с разделенной на-
грузкой при возбужда-
ющем сигнале, приложен-
ном между сеткой и като-
дом, и равенстве элементов
в плечах рассчитывается
точно так же, как обычный
Рис. 102. Схемы каскада с разде-
ленной нагрузкой:
a — без обратной связи; б — с обратной
связью.
реостатный каскад. При этом следует учитывать вполне
очевидные равенства:
Ra = Ra, + RK = 2R^ Сс = 0,5СС1; Rc = 2RCl-t
Со = 0,5 Со,.
Полученный при таком расчете коэффициент усиления
равен отношению
279
и если требуется рассчитать усиление на одно плечо, то
результат следует разделить пополам.
Схема, показанная на рис. 102, ау дает сравнительно
хорошие результаты в достаточно широком диапазоне
частот, но находит ограниченное применение, так как
источник возбуждения в ней должен быть изолирован-
ным от земли, что обычно вызывает затруднения.
На практике чаще встречается каскад с разделенной
нагрузкой, возбуждаемый источником, который соединен
одним полюсом с землей (рис. 102, б). В каскаде обра-
Рис. 103. Эквивалентные схемы каскада с разделенной нагрузкой:
а — полная; б — упрощенная.
зуется отрицательная обратная связь по току для верх-
него (анодного) плеча и обратная связь по напряжению
для нижнего (катодного).
Обозначая общую нагрузку анодной цепи Za и катсд-
н°й ZK, найдем уравнение анодного тока
J __ ^вх
Ri + Za + ZK ~ Rt+Za + ZK'
В области высших частот обычно можно пренебречь
шунтирующим действием сеточных сопротивлений и счи-
тать
у __ ^а * /ш^оа у ’ А°^ок
а “ Ra + /соС0а ’ Zk“ К +
Коэффициенты усиления по анодному и катодному
плечам соответственно равны:
280
Подставив значение /я, после простых преобразований
получим: (xza /<а = =J-5 ; (6-71) 7?i + za(l+-Л)7К > ут." = = !£ (6-72) /?i + Za + (l +;x)ZK ’
В случае применения ламп с большим jx (ji 1) и вы-
полнения условия Z3 < последние соотношения упро-
щаются :
/< - s za •
а ‘+S-V
.S • Z
(6-73)
(6-74)
Из приведенных соотношений видно, что усиление кас-
када с разделенной нагрузкой при Za^ZK на каждое
плечо меньше единицы. Значит усиление каскада на оба
плеча всегда меньше двух, что является существенным
недостатком данной схемы.
Общие сопротивления плеч Za и ZK практически ока-
зываются разными, главным образом, вследствие разных
емкостей Соа и Сок. Поэтому при работе в широком диа-
пазоне частот проявляется ассиметрия выходных напря-
жений (С/вых» ¥= ^вых2), что также является недостатком
данной схемы.
§ 9. Парафазпый каскад
Парафазным каскадом называют фазоинверсный каскад
с катодной связью, на выходе которого создаются симмет-
ричные относительно земли напряжения. Принципиаль-
ная схема парафазного каскада показана на рис. 104,а.
Подлежащий усилению сигнал (/вх действует между сет-
кой первой лампы (Л^) и землей. В этом плече имеется
отрицательная обратная связь по току, обусловленная
катодным сопротивлением 7?к. Это сопротивление, общее
для обеих плеч каскада, является элементом связи. Вы-
деленное на нем напряжение приложено между сет-
281
кой и катодом лампы второго плеча и является его на-
пряжением возбуждения. Вторая лампа (Л2) парафазного
каскада включена по схеме с заземленной сеткой. Легко
убедиться, что напряжения возбуждения ламп, стоящих в
разных плечах каскада, противофазны и поэтому выходные
напряжения также про-
тивофазны. При соответ-
f ствующем подборе элемен-
“ тов схемы и ее режима
можно обеспечить и ра-
венство выходных напря-
жений иВЫХ1 = U вых2*
Рассмотрим основные
расчетные соотношения па-
рафазного каскада для
области частот, где анод-
ные и катодные сопротив-
ления можно считать ак-
Рис 104. Схемы парафазного
каскада:
«с — принципиальная; б—эквивалентная.
ТИВНЫМИ.
Из эквивалентной схе-
мы, показанной на рис.
104, б, видно, что для па-
рафазного каскада спра-
ведливы уравнения:
/аА^+^аЛ^/а -
^а2) Rk — Hi^Ci
^a2(^?z2 + ^?a2)—(Лц—
— Iа8) Rk — 3
.(6-75)
Принимая для упрощения выкладок ^^>1 и
учитывая равенства
^7с1==^7вх — и U$ = (/ai — /а2) Rk
и решая систему уравнений (6-75) относительно токов,
получим:
Г __ Hl^BX (R/2 4* Ra* + Р-2^к)
31 “ (Rix + Rai + н*к) (/?.e + /?а>) + И2/?к (Rit + /?аж) ’
г __ ^Вх*к //?
а‘“ (Ril + Rai^HRK)(Rit + Rat) + HRK^il + ^ ‘ {
282
Равенства (6-76) и (6-77) позволяют определить коэф-
фициенты усиления обоих плеч каскада
t/RII Л * гл ^внх ’ ^а
дл ВЫХ1 «1 aj , Д' BblXj af а,
Л1 = ~rj — — ~~П ’ Л2 — у ~ —и •
ивх вх вх вх
В парафазном каскаде, как правило, применяются
одинаковые лампы в обоих плечах. Приняв = р.2
и Rix = получим:
rs______________+ #а, -Н н#к) ^at_______zrj 7r>
Л1~
Н2/?к^аа
/<2 = (Ri + Яа + pRj (Ri + tfa,j + VrL (Ri + RaJ (6’79)
Во многих случаях внутреннее сопротивление ламп
значительно больше, чем сопротивления в их анодах
и катодах Ri^>Rk)- Учитывая приведенные
неравенства, можно упростить формулы для коэффициен-
тов усиления
к _S/?ai(l +W
/V1 — 1 + 2S/?K
К $ ^а‘ Zfi 811
Ki~V+2SR;- (Ь’81)
Приравняв уравнения (6-78) и (6-79) друг другу, полу-
чим условие, при выполнении которого выходные напря-
жения в обоих плечах равны (U ВЫХ! Uвых4) •
а‘ Rt 4- Ra* 4- pRK *
(6-82)
Из уравнения (6-82) следует, что при одинаковых
лампах в плечах парафазного каскада для равенства вы-
ходных напряжений должно быть выполнено условие
Rat < Rae Если же нагрузочные сопротивления в плечах
равны (Rai = Ra*), то полная симметрия принципиально
невозможна.
Отношение выходных напряжений или коэффициентов
усилений плеч равно

^ВЫХ1 _
^ВЫХ2 R'2
(6-83)
283
Вводя обозначение
Я + R
Tac=1 + J^; (6’84)
отмечаем, что асимметрия каскада при равных и 7?а,
будет тем меньше, чем ближе уас к единице. Следова-
тельно, для повышения симметрии н^жно уменьшать
+ ^а8
отношение---Б—
Если Ri^>Ra^
Из последнего
то
7ас~1+^. (6-85)
соотношения видно, что асимметрия
будет тем меньше, чем больше величины S и /?к.
Практически можно считать вполне удовлетворитель-
ной работу при коэффициенте асимметрии уас = 1,1-4-1,3.
От величины сопротивления RK в схеме, показанной
на рис. 104, а, зависит положение рабочей точки, и при
увеличении RK она может оказаться на нежелательном
участке характеристики. В этом случае, так же как
в каскаде с катодной нагрузкой, нужно разделить сопро-
тивление RK на две части /?К1 и RK* и для смещения
снимать напряжение с одной из них (рис. 105, а). На-
пряжение смещения в данном случае будет равно UCo =
= 2/Ко
Если по условиям работы целесообразно подавать на
лампы каскада разные по величине напряжения смеще-
ния, то можно разделить сопротивление /?к на три части
соответственно нужным смещениям или применить схему
такого типа, как показано на рис. 105, б. Напряжения
смещения в данной схеме равны
UCl = UKo-U^-UKt
UCt = UKo-U"o = U«
Приведенное выше рассмотрение работы пригодно для
относительно низких частот и постоянного тока, т. е.
в диапазоне, где сопротивления в анодах и катодах
можно считать чисто активными. При повышении часто-
ты начинают сказываться паразитные емкости СЭ1, Са>
Ц)ЯС1
Я' 4- /?С1 ’
• RCt
Я" + ЯС2 *
284
(1
б
Рис. 105. Схемы парафазного каскада.
285
и Ск, параллельные соответственно /?Я1, 7?Эа и 7?к, емко-
сти анод—земля и др. Вследствие наличия этих емкостей
возникают частотные и фазовые искажения в области
высших частот (или искажения фронтов импульсов).
Строгий учет действия всех паразитных емкостей вызы-
вает значительные трудности и обычно не производится.
Для приближенных расчетов можно в приведенные выше
соотношения подставлять взамен /?3l, Rat и 7?к соответст-
венно
Z -
Za--i+/<oCaRai’
Z -
а‘ ~ 1 + >са Rat ’
- RK
7 —______к
к 1+/-Сн-
если для компенсации действия паразитных емкостей
применяется коррекция, то схему можно рассчитать при-
ближенно, раздельно для каждого плеча обычными ме-
тодами.
Расчет парафазного каскада
Данные для расчета парафазного каскада могут быть
весьма разнообразны. Чаще всего известны: 1) назначе-
ние каскада, 2) диапазон частот и допустимые частотные
искажения, 3) сведения о внешней нагрузке, 4) выход-
ное напряжение, 5) допустимые нелинейные искажения,
6) напряжение источника анодного питания.
Расчет производится в следующем порядке:
1. Определяется общая паразитная емкость, шунти-
рующая анодную нагрузку каждого плеча. Ориентиро-
вочно она равна
С01 = Са. к + См + Свнешн.*
2. По известной величине С01, в зависимости от диа-
пазона частот и частотных искажений 7ИВ на высших
частотах, ориентировочно определяется величина актив-
ного сопротивления анодной нагрузки второго плеча Т?а2.
При этом пользуются такой же методикой, что и при
расчете обычного реостатного или широкополосного кас-
када.
286
3. Выбирается лампа, которая при принятом Rat.
обеспечивает заданное выходное напряжение.
4. Задается асимметрия в пределах 7ас = 1,1 4- 1,3
й определяется
5. Определяется величина сопротивления 7?к, которая
обеспечивает требуемую симметрию.
6. Если применена коррекция, то определяются вели-
чины корректирующих индуктивностей, так же как при
расчете широкополосного каскада.
7. Определяется коэффициент усиления каскада из
формул (6-78) 4-(6-81).
8. Определяются величины разделительных конденса-
торов, по заданному сопротивлению /?с> так же как при
расчете реостатного каскада (2-41).
9. Производится ориентировочный выбор рабочих то-
чек обеих ламп каскада. Если усилению подлежит сим-
метричный относительно оси времени сигнал (например
синусоидальный), то начальные смещения и токи обеих
ламп можно принимать одинаковыми. Если же усилению
подлежат однонаправленные сигналы (например прямо-
угольные импульсы), то исходные смещения и токи обеих
ламп лучше принять различными и расположить рабочие
точки плеч в противоположных концах линейного участка
ламповых характеристик.
Для определения положения рабочей точки нужно'
построить динамическую характеристику по постоянному
току. В парафазном каскаде для постоянного тока спра-
ведливо равенство
— (/01 4“ 08)
откуда получается уравнение линии, на которой распо-
лагается рабочая точка первого плеча
_U0-Ua^IQRK
Ol *а, + '
Это уравнение прямой, проходящей под углом р0, =
— arc tg 4* Rk) к горизонтальной оси и отсекающей
на осях отрезки ——°-*- * и Uo — I(,,RK (рис. 1С6, а, ли-
"Г Ак
ния /). Динамическая характеристика по переменному
287
Рис. 106. Построение динамических
характеристик парафазного каскада:
а — za ^~~la (wbx_)-
току (линия II) проходит через рабочую точку Л, рас-
полагающуюся па линии I соответственно выбранному
смещению UCOi-
10. Определяются нелинейные искажения каскада kf
при заданном UBX или максимально допустимое значение
входного напряжения UBxm при заданном k}.
Интересующие нас величины kf и UBxm могут быть
найдены с помощью динамической характеристики кас-
када. В данном случае динамическая характеристика
связывает мгновенные значения входного и выходного
напряжений ивых (ивх). Поскольку
^вых (^вх) — (^вх) Rai 1аг (^вх) Rat> (6-86)
то для построеная иВыХ (ивх) нужно сначала найти (ивх)
и (а8(^вХ), умножить соответственно на и /?а2 и про-
извести вычитание соглас-
но формуле (6-86). Вслед-
ствие сложной взаимосвязи
между анодными токами
ламп парафазного каскада
построение динамической
характеристики rzBbIX (ивх)
оказывается весьма трудо-
емким и не точным. Поэ-
тому имеет смысл приме-
нить менее строгий, но
более простой метод, даю-
щий возможность прибли-
женно оценить нелинейные
искажения и максимально
допустимое входное на-
пряжение. Заменим услов-
но катодное сопротивление
/?к, общее для обоих плеч,
некоторыми эквивалентны-
ми сопрот ивлениями /?к. 9l
и /?к.э2, индивидуальными
для каждого плеча [14]. Эквивалентность реального и
условно введенных сопротивлений будет обеспечена, если
падение напряжения на реальном сопротивлении о г тока
обеих ламп равно падению напряжения на эквивалентном
сопротивлении от тока одной лампы.
288
В колебательном режиме по общему сопротивлению
/?к протекает разность переменных составляющих анодных
токов плеч, и эквивалентные катодные сопротивления
определяются из равенств:
Вк. Эх • la, — (lai — la,) В к И Вк. э, * la, = (la, — la,) Вк>
откуда
— у5) Вк И Вк. э, == [j '— 1 j Rk*
Подставляя в последние соотношения значения токов
(6-76) и (6-77), после преобразований получим
RK (Rt + R. )
= <6-87)
И
<6’88)
г
После определения эквивалентных катодных сопро-
тивлений расчет ведется на одно плечо.
По известным из ранее выполненного расчета величи-
нам Ва„ Вк определяется и через выбранную
точку проводится динамическая характеристика по пере-
менному току. Это прямая линия, которая для первого
плеча проходит под углом
₽1 = arc tg (Bai 4-Як.Эх),
а для второго — под углом
р2 = агс tg (Ва, + #к,Э1).
Динамическая характеристика по переменному току
для одного плеча показана на рис. 106, а (линия II).
Для каждой из условно выбранных точек динамиче-
ской характеристики /, 2, 3,... определяются изменения
анодного тока га~ и смещающего напряжения отно-
сительно исходного состояния (переменные составляющие)
и далее на основании равенства
4“ ia, * Вк. эх
19 682
289
по точкам строится характеристика fai (ивх). По этой ха-
рактеристике обычным путем определяется допустимый
с точки зрения перегрузок входной сигнал и ориенти-
ровочное значение нелинейных искажений на одно плечо.
Располагать эту характеристику в осях удобнее всего
так, как показано на рис. 106, б.
Несколько сложнее обстоит дело, если требуется оце-
нить нелинейные искажения суммарного выходного си-
гнала (между анодами ламп). В этом случае нужно по-
I '
Рис. 107. Построение динамических характеристик парафазного кас-
када пвых (пвх):
ВЫ Л. s b л
а — полное; б — упрощенное
ступать примерно так же, как при анализе двухтактного
каскада усиления мощности (гл. 4, § 7), т. е. построить
суммарную динамическую характеристику и применить
к ней метод пяти ординат или другой метод.
Поскольку выходное напряжение плеч пропорциональна
анодным токам, то характеристики (ивх) отличаются
от характеристик пвь1х (ивх) только масштабом. Для по-
строения суммарной динамической характеристики
^вых5(^вх) следует расположить характеристики каждого
плеча мВыХ1 (^вх) и иВ}ЛХг (ивх) так, как показано на
рис. 107, а, и произвести вычитание соответствующих
ОрДИНаТ £/вых£ — ^выХ1 — ^вых2*
Для вычисления kf можно воспользоваться формулами
(4-38), заменив в них /Smax на £/BblxSmax, а /81 на
Определение UBblxs max и t/Bb,xSi показано на рис. 107, а.
Так как суммарная характеристика hBHxs(^bx) сим-
метрична, нет нужды строить всю кривую, а необходи-
290
мне данные можно получить из ее п< ловш ы располо-
женной в верхней полуплоскости. Построение можно
упростить, вычертив только характеристику одного плеча
и, задавшись различными значениями ивх, находить по
ней все требующиеся ординаты, как показано на рис. 107, б.
Пример расчета парафазного каскада
Рассчитать оконечный каскад усилителя вертикального откло-
нения осциллографа по следующим данным: 1) диапазон частот
2-2- 10е гЦ\ 2) частотные искажения Мн<1,2, Мв<1,3; 3) на-
Рис. 108. Пример схемы парафазного каскада.
пряжение источника анодного питания Uo = 320 в; 4) коэффициент
нелинейных искажений ^^<3%; 5) диаметр экрана электроннолу-
чевой трубки D = 75 мм\ 6) чувствительность трубки 0,4 мм/в.
1. Применяем парафазный каскад, собранный по схеме рис. 108.
2. Определяем напряжение, необходимое для отклонения луча
на весь экран трубки
75
откл в од ~ 190 в*
19*
291
3. Ориентировочно определяем общую паразитную емкость, шун-
тирующую сопротивление анодной нагрузки второго плеча, С2 ~
» 30 пф.
4. Для простой схемы коррекции (гл. 5, § 4) при ^1== 0,414
и ~ = 0,77 находим А « 1,4, откуда
А 1,4
/?а* = = 2 • 3,14 • 2 • 10е • 30 • 10~1а ~ 3,6 ком'
Амплитуда требуемого анодного тока равна
^откл
г 2 190 ос
/ат* “ /?а. 2'3«6 ~ 26 Ма'
Такой ток можно получить при принятой величине анодной
нагрузки от лампы 6П15П. Ее данные: S = 14,7 ма/в\ Ri = 100 кол;
13 = 4,5 ма\ Сс к = 13,5 пф‘, Са к = 7 пф\ Сс а = 0,07 пф.
5. Задавшись значением fac = 1,15, находим величину
R“ = S(7ac—1) = 14,7 • 10-3(1,15 —Г) ~ 470 °М'
6. Определяем Ra '.
Ral=
Ra, 3,6 . .
---- = 7-7-= ~ 3,1 КОМ.
Нас ‘>15
7. Определяем величину корректирующей индуктивности
(гл. 5, § 4).
L = /?2 C2Ki = (3,6 • 103)2 • 30 • 1012 • 0,414 = 160 мкгн.
8. Определяем коэффициент усиления каскада на одно плечо
s/?ai (1 + SRK) 14.7 . зд (1 + 14,7.0,47) ~
1 4- 2S/?K 1 +2 • 14,7 • 0,47 ~
9. Задавшись сопротивлением утечки = 510 ком, определяем
1 10»
а2
2^43“ ~ 7’5 К°М-
10
С = — -—------= ' — -----—---------------~ 0,25 мкф.
с [ М2-1а)н/?с 1 1,22-1.2.3,14-2.10е-510.103
10. Определяем элементы цепи экранной сетки:
320 — 250
R* “ 2/э
С -_12_ =____________________
9 “Лк 2 • 3,14-2.7,5 • 10»
11. Определяем напряжение, которое нужно подвести ко входу,
чтобы получить на отклоняющих пластинах требующиеся 190 в
I] __ откл т __ 190
вхт 2 . К1 ~ 2 • 24
100 мкф.
4 в.
292
12. Проводим динамическую характеристику по постоянному
току и определяем исходный режим (рис. 109).
Динамическая характеристика по постоянному току проходит
под углом ро
ctg₽0 = + /?к = 3,1 + 0,47 « 3,6 ком
и отсекает на горизонтальной оси отрезок
Uo — 'аоА = 320 — 52 • 10“3 • 0,47 » 295 в
(линия а — а на рис. 109).
Рис. 109. Пример построения динамических характеристик
парафазного каскада.
По характеристикам ламп определяем ориентировочно величину
напряжения смещения и соответствующий начальный анодный ток:
Uc = —3,5 в; /_ = 52 ма.
Со ао
Считая, что обе лампы работают в одинаковом режиме, находим
величину катодного сопротивления, с которого подается смещение
R - - 3’5 = 31 0«
2(/Ко + /э) 2(52 4- 4,5) 10-3 ° °'*
13. Определяем эквивалентное катодное сопротивление и строим
динамическую характеристику по переменному току для первого
плеча
_ (Kj + RJ _ 0,47(100 + 3,6)
э, - R. + + 1С0 + 3>6 + !500 . Oi47 w 0Л •
293
6 5 4 3 2 1 0 1 2 3 4 5 6
б U6x(b)
Рис. 110. Пример построения динамических характеристик
парафазного каскада:
а za — wbwxs (wbx)-
294
Динамическую характеристику проводим под углом 0, через ра-
бочую точку
ctg₽ = Яа1 + ЯК.Э1 = Э»1 4-0,06 = 3,16 ком
(линия b — Ъ на рис. 109).
14. По точкам 1,2,3, ... (рис. 109), пользуясь равенством
ивх = + z'aj • *к. Э1 строим характеристику / (wBX) (рис. ПО).
По характеристике zai (uBX) методом пяти ординат определяем не-
линейные искажения при максимальном входном сигнале. Опорные
ординаты:
^атах=®1 ^аг ~ ^8 ма, laiQ — 52 ма',
/а =36 МО', /axmin = 23 ма.
Амплитуды гармоник и коэффициент нелинейных искажений после
вычислений оказываются равными:
arrii = 30 ма> Iыпл = 0» ^ат, = 1 Ма> amt = 0» ~ 3,5%.
15. Строим динамическую характеристику суммарного напряже-
ния. По оси ординат откладываем значения токов, но в другом
масштабе
ивых = za ^а =3,1/ав (рис. НО, б). По рис. 110,6 определяем
ординаты:
^вых5тах = ^вых5пнп = 60 • 3,1 = 186 в;
^ых51 = -^вь.Х51 = 32-3.1«99в.
Задаемся коэффициентом, учитывающим разброс параметров
ламп в плечах, е = 0,03.
Определяем гармоники и коэффициент нелинейных искажений
суммарного напряжения по формулам (4-38)
^вых^пц = 190 в, ^ВЬ1Х^ГП1 = 2,8 в, ^ВЫХ^ГП1 = 4 в,
^ь.х5т.= 1 */« 2,5%.
§ 10. Схема с фазооборачивающим каскадом
Схема с фазооборачивающим каскадом показана на
рис. 111, а. Рассмотрим сначала работу каскада при за-
короченном сопротивлении Re- Усиливаемое напряжение
U, приложено между сеткой и катодом лампы первого
плеча (Л^, представляющего собой обычный реостатный
усилительный каскад. На сетку лампы второго плеча
(.73) сигнал подается с сопротивления R2. Легко убе-
диться, что этот сигнал (4/,) относительно земли проти-
вофазен входному (Uх) и, следовательно, выходные напря-
жения £/ВЫХ1 и Свых, будут также противофазны. На
295

а
Рис. 111. Схемы с фазооборачивающим каскадем
и автобалансированием:
а — с делителем б — без делителя
296
рис. 111, а показана полярность сигнала в различных
участках схемы, соответствующая моменту времени, когда
на сетку лампы первого плеча действует положительное
относительно земли напряжение.
Делитель R^2 нужен для уменьшения напряжения
возбуждения лампы второго плеча. Сопротивления 7?!
и R2 должны быть подобраны так, чтобы была обеспе-
чена симметрия выходных напряжений
= t/BbIX2*
Обозначая коэффициенты усиления плеч соответст-
венно К! и К2, запишем, что
£Аыхх = И t/вых, = Д^/х-
Поскольку
то условие симметрии запишется
= ^~2. (6-89)
Учитывая, что 7?х ф- R2 = 7?С1 и принимая во внима-
ние условие (6-89), можно рассчитать величины сопро-
тивлений 7?! и R2.
Все остальные элементы и качественные показатели
рассматриваемой схемы могут быть рассчитаны так же,
как в случае реостатного каскада. Так как лампы в
плечах обычно одинаковы, то выполняются условия:
Rat — Ra/ СС1 = С*с2*, RCl = 7?Ct.
Первоначальная симметрия рассматриваемой схемы
достигается легко, однако, как показал опыт, в процес-
се эксплуатации симметрия может быть существенно на-
рушена (вследствие изменений величин сопротивлений и
конденсаторов, смены ламп и т. д.). Большим недостат-
ком данной схемы является также то, что даже при са-
мом тщательном симметрировании на средних частотах
в ней проявляется асимметрия на относительно высо-
ких и низких частотах. Эта асимметрия обусловлена
тем, что выходное напряжение первого плеча получено
в результате усиления одним каскадом t/Bwxx = а
29 7
выходное напряжение второго плеча получено после
усиления двумя каскадами
Uвых, = • U 1 •
В результате возрастают частотные и фазовые иска-
жения второго плеча сравнительно с первым. Значи-
тельно лучшими качественными показателями обладает
схема с фазооборачивающим каскадом при наличии ба-
лансирующего сопротивления R6 (рис. 111, а).
По сопротивлению R6 протекают противофазные пере-
менные составляющие токов плеч /г и /2. При полном
балансе (/х — /2) на сопротивлении Re не создается па-
дения напряжения и работа схемы происходит так же,
как при отсутствии R$. Если же в схеме по какой-либо
причине возникает асимметрия, то на сопротивлении Re
создается падение напряжения
U6 = (I1-I2)R6i (6-90)
полярность которого различна в зависимости от преоб-
ладания тока или /2 в результате разбаланса. На-
пряжение Ue подается совместно с напряжением U[
на сетку лампы второго плеча и в зависимости от на-
правления разбаланса будет увеличивать или уменьшать
общее напряжение возбуждения второго плеча. Если,
например, по какой-либо причине (7выХ1 становится боль-
ше, чем С/Вых„ то ток /3 становится больше /2 и к сетке
лампы второго плеча подводится увеличенное сравни-
тельно с напряжение возбуждения
t/c. = и[ + иб9
что вызывает возрастание t/вых,, т. е. симметрирует
схему. Такой же эффект будет, если //ВЫХ1 станет мень-
ше t/вых,* В этом случае /1</2 и
U<^U\-Ue,
следовательно, уменьшается t/вых, и схема симметриру-
ется.
Рассмотрим несколько подробней вопрос о баланси-
ровании схемы за счет действия сопротивления Re-
298
Из рис. Ill, а очевидны следующие равенства;
(/вых, = /17?С1 + (Л - /2) Re
Uвых, = /zRct (J1 — /2) Re
U с = (/i-/2) Re
(6-91)
Решая уравнения (6-91) относительно Ue и полагая
сопротивления утечек равными RCl = RCt — Rc, получим
] ] ^вых, ^вых,
2,£с • (6-92)
ч
Обозначая (7ВЫХ, — ивых, = Д(7ВЫХ и = 1 ь-, мо-
Ко
2Ч
жем записать
Д£Лых = -^. (6-93)
С другой стороны, разность выходных напряжений
при наличии балансирующего сопротивления R6 равна
вых = BbiXj —
где Дб'вых! — разность выходных напряжений при от-
сутствии балансирующего сопротивления.
Подставляя в последнее равенство значение Ue из
выражения (6-93), получим
WВЫХ :
Д^ВЫХ1
(6-94)
Из уравнения (6-94) можно сделать вывод, что само-
балансирующаяся схема имеет отрицательную обратную
связь по разностному выходному напряжению и при на-
личии автобалансирующего сопротивления R6 асиммет-
рия схемы уменьшается в I + ₽i^2 раз (в реальных
схемах величина 1 4- ₽i^2 равна десяти и более).
Для повышения балансирующего действия можно
увеличивать т. е. применять большие сопротивления
Re, однако слишком большим Re выбирать нельзя, так
как последующие лампы могут оказаться в неблагопри-
ятном режиме, а схема в целом будет работать неста-
бильно. Обычно величина сопротивления лежит в
пределах
/?б = (0,5-ь2;/?с. (6-95)
299
L
Автобалансирующийся каскад можно выполнить и
без делителя RyR2 (рис. 111. б). Для нормальной ра-
боты каскада необходимо, чтобы в исходном режиме
токи в плечах Л и /2 были разными по величине. На
балансном сопротивлении напряжение возбуждения нуж-
ной фазы возникает тогда, когда выполнено условие
/1 > /2» которое достигается при RC1 < Rc. и СС1 = Сс,;
Rai = Rat. Обычно соотношение между сопротивлениями
RC1 и RCt удовлетворяет равенству
/?С1 = (1,1 Ч-1,3) 7?С1. (6-96)
§ 11. Регулировки в усилителях и
частотная коррекция
В большинстве современных усилителей можно изме-
нять коэффициент усиления с помощью элементов, ко-
торые должны выполняться так, чтобы не вносить
заметных искажений и шумов в схему. Чаще всего уси-
ление регулируется пассивными элементами, но встреча-
ются также схемы, основанные на применении ламп.
Одновременно с регуляторами усиления в тракт уси-
лителей часто вводят элементы, с помощью которых
осуществляется коррекция частотной характеристики.
Особенно широко применяется частотная коррекция в
усилителях звукового диапазона для регулировки тембра
звучания. Корректирующими элементами принципиально
могут служить цепи, сопротивление которых зависит от
частоты. Иногда для коррекции применяются цепи с ка-
тушками самоиндукции или колебательные контуры, но
удобнее всего использовать цепи, содержащие конденса-
торы и сопротивления.
В частотной характеристике усилителя создают
подъем или западание, вводя соответствующую коррек-
цию, с тем чтобы скомпенсировать вредные действия
датчика или нагрузочного устройства.
Иногда, вводя соответствующую коррекцию, удает-
сигнал
ся повысить отношение по^еха , ограничивая полосу про-
пускаемых частот областью, в которой содержатся ком-
поненты усиливаемого сигнала.
Корректирующие цепи и элементы регулировки уси-
ления часто включают в тракт отрицательной обратной
связи усилителя.
300
Регулировка усиления. Простейшая схема
ручной регулировки усиления показана на рис. 112, а.
Напряжение (7ВЫХ зависит от положения движка потен-
циометра и от £7ВХ
U вых = С/вх (1 •
Такая регулировка распространена в усилителях зву-
кового диапазона. При работе в области более высоких
Рис. 112. Схемы ручной регулировки усиления.
частот проявляется существенный недостаток данной
схемы — зависимость частотной характеристики от поло-
жения движка потенциометра. Это объясняется наличием
частотно зависимого делителя напряжения, образован-
ного частью потенциометра R' и параллельным соедине-
нием оставшейся части потенциометра — R' с паразит-
ной емкостью Со.
Часто усиление регулируется переключателем. Для
ослабления зависимости регулируемого напряжения от
частоты параллельно сопротивлениям включают конден-
301
саторы (рис. 112, б). Как показывает простой анализ,
при подборе элементов делителя из условия
RlC1 = R2C2 и Rfi\ = R2C'2,
и т. д. регулятор практически не вносит частотных ис-
кажений в достаточно широком диапазоне частот.
Рис. 113. Схемы компенсированных регуляторов громкости.
Усиление иногда регулируется изменением напряже-
ния на экранной сетке лампы (рис. 112, в), но пределы
регулировки такой схемы ограничены, так как при ма-
лых напряжениях могут возникнуть значительные нели-
нейные искажения.
В более широких пределах усиление регулируется
изменением глубины обратной связи каскада. Один из
примеров такой схемы, практически позволяющей при-
мерно в 10 раз менять усиление, показан на рис. 112, г
В высококачественных усилителях для воспроизведе-
ния музыкальных программ широко применяются ком-
пенсированные регуляторы усиления. Эти устройства вы-
полняются так, что одновременно с регулировкой уси-
302
ления происходит регулировка тембра, компенсирующая
повышение чувствительности человеческого уха в области
средних звуковых частот при уменьшении усиления.
В более простых компенсированных регуляторах при пони-
жении усиления подчеркиваются низшие частоты, а в
более сложных — также и высшие.
Схемы относительно простых компенсированных ре-
гуляторов громкости, подчеркивающих только низкие
частоты, показаны на рис. 113, а, б.
0-

Рис. 114. Простейшие четырехполюсники, создающие подавление.
а — низших частот; б — высших частот
На рис. 113. в, г показаны примеры схем компенси-
рованных регуляторов громкости, в которых при умень-
шении усиления одновременно подчеркиваются сигналы
низших и высших частот.
Величины элементов, входящих в схему таких цепей,
обычно не рассчитываются, а подбираются эксперимен-
тально.
Частотная коррекция в усилителях звукового
диапазона чаще всего достигается с помощью цепей, со-
стоящих из конденсаторов и сопротивлений.
Простейшие корректирующие четырехполюсники, обес-
печивающие подавление низших и высших частот, пока-
заны соответственно на рис. 114, а. б. Иногда для по-
лучения более крутого среза частотной характеристики
включают каскадно по два-три однотипных звена При
этом увеличивается затухание, вносимое корректирую-
щей цепью.
Простейшие схемы регуляторов тембра, позволяющих
ос забить усиление только в области высших частот, при-
ведены на рис. 115, а. б.
В современных высококачественных усилителях при-
меняются схемы, позволяющие подчеркнуть и ослабить
303
раздельно сигналы низших и высших частот примерно
на ± 20 дб. Сложные регуляторы тембра обычно вклю-
чают между двумя каскадами усиления напряжения.
Рис. 115. Простейшие схемы регуляторов тембра:
а — плавно; б — ступенями.
Схема одного из вариантов сложного регулятора
тембра показана на рис. 116, а. Потенциометром Re ре-
гулируется частотная характеристика в области высших
Рис. 116. Схемы сложных регуляторов тембра:
а — без обратной связи; б —с обратной связью.
частот. В верхнем (по схеме) положении движка этого
потенциометра высшие частоты подчеркнуты, в нижнем —
ослаблены. Сигналы высших частот с одной стороны под-
304
черкиваются вследствие того, что они поступают в цепь
CiRq, и с движка потенциометра через элементы C4Rj и
C5R5 проходят на выход. С другой стороны делители
напряжения высших частот RrC3 и R2C4 значительно силь-
нее ослабляют сигнал, если движок потенциометра R6 на-
ходится в крайнем нижнем положении. Цепи R3C2R7 и
C5R5 на работу регулятора в области высших частот
влияния не оказывают.
Работу регулятора в области низших частот опреде-
ляют элементы R3, С2, R7, RiR2R4, C5R5. Ввиду относи-
тельно большого сопротивления конденсатора С2 для
низших частот на потенциометре R7 выделяются низко-
частотные сигналы. При перемещении движка потенцио-
метра R7 вверх (по схеме) низшие частоты подчеркива-
ются, с одной стороны, вследствие увеличения уровня
низкочастотных сигналов и, с другой, — вследствие того,
что делитель C5R5 действует слабее. Когда движок по-
тенциометра R7 перемещается в нижнее положение, деле-
ние цепью C5R5 возрастает и сигналы низших частот
ослабляются.
Следует отметить, что рассмотренный регулятор
тембра, так же как и другие подобные схемы, ослабляет
общий уровень напряжения, поэтому применение таких
регуляторов влечет за собой необходимость включения
дополнительного каскада усиления напряжения.
Часто сложные регуляторы тембра, обеспечивающие
подъем и западание низших и высших частот с раздель-
ной регулировкой, включают в цепь отрицательной об-
ратной связи каскада. При таком решении одновременно
с получением требуемой коррекции уменьшаются нели-
нейные искажения. Один из вариантов такой схемы по-
казан на рис. 116, б. Потенциометром R4 регулируются
низшие частоты. В правом (по схеме) положении движ-
ка потенциометра Rj на сетку лампы поступает мини-
мальный сигнал со входа, а обратная связь при этом
для низших частот оказывается наиболее глубокой. По-
этому при перемещении движка потенциометра вправо
создается западание низших частот. При перемещении
движка потенциометра Rt влево одновременно возрас-
тает уровень сигнала, поступающий на сетку лампы со
входа, и уменьшается фактор отрицательной обратной
связи, вследствие чего сигналы низших частот подчер-
киваются.
20 682
305
Высокочастотные сигналы подается на сетку лампы
через потенциометр R2 и конденсатор С3. В левом поло-
жении движка R2 на сетку лампы поступают наибольшие
сигналы высших частот, а отрицательная обратная
связь минимальна — подчеркиваются высшие частоты. В
правом положении движка R2 возрастает фактор отри-
цательной обратной связи и уменьшаются подаваемые
на сетку лампы сигналы, так что в области высших час-
тот происходит ослабление усиления.
Рис. 117. Простые схемы коррекции, позволяющие поднимать
и ослаблять:
а — низшие частоты; 6 — высшие частоты.
Удобные и достаточно простые схемы коррекции,
позволяющие подчеркивать и ослаблять низшие и выс-
шие частоты, показаны на рис. 117, а, б. В области
средних частот частотная характеристика приведенных
четырехполюсников оказывается практически плоской и
от положения движков потенциометров зависит мало.
Обычно четырехполюсники, корректирующие низшие и
высшие частоты, включают через усилительный каскад,
что обеспечивает их лучшее согласование, но иногда
применяется каскадное соединение.
Приведем краткие сведения по расчету указанных
схем коррекции. Введем параметр а, определяющий по-
ложение движка потенциометров. Этот параметр зависит
от коэффициента т> характеризующего соотношение
между элементами, образующими корректирующие че-
тырехполюсники (рис. 117).
30b
Для четырехполюсника низкочастотной коррекции
(рис. 117, а)
mR
для четырехполюсника высокочастотной коррекции
(рис. 117, б)

где R' — сопротивление верхней (по рис. 117) части по-
тенциометров.
При рассмотрении пассивных четырехпспюсников
удобнее оперировать не коэффициентом передачи напря-
жения К — , а величиной обратной, называемой за-
^ВХ
туханием
ь = ^~.
У вых
Анализируя приведенные на рис. 117 схемы с помощью
теории четырехполюсника, можно легко получить ана-
литические выражения их частотной и фазовой харак-
теристик.
В четырехполюснике низкочастотной коррекции
‘ Ь - 1 ± т(\ +ат + jamx)[l + /(! - а)т2х] Q-
[1 + (1 — а) т2 -I-/(1 — а) т2 х] [I + jatnx] *
В крайних положениях движка потенциометра зату-
хание оказывается равным при
а = 1, b = /(1+w+OT21)'+^p+m),nXl2 •• (6-98)
при
а _ =-| <0 + ™ + ™.,. + ((, ттджр
* Г (1 + /и2)2 4- т*х2 4 '
где х = uCR.
В положении движка потенциометра, соответствующем
а = 1 , затухание не зависит от частоты и равно b =
= 1 + т (фазовый сдвиг при этом равен нулю).
20'
307
В четырехполюснике высокочастотной коррекции
Ь — 1 । /У!<1 + 1'ах) ’ П +/[х + (1 — а)тх]
и ~ 1 ц +/(1 _a)znxi[1 +/-(1 +а)х] • (6-100)
При
п _ I ь _ 1 Г (14-^?)+(14-2m4-4/7/24-4m34-/n4)x24-/7t2x2 r m
a Ь V 1 + (1 + zn2)x2 + rn2x4 . (o-lOl)
При
a = 0, b = 1 4-ffl)2 4- '"г*2- — - • (6-102)
Приведенные соотношения даны без учета нагрузки.
Погрешность при этом невелика, так как в реальных
схемах четырехполюсники нагружены на сеточную цепь
лампы, сопротивление которой для рассматриваемого
диапазона частот можно считать бесконечно большим.
Рис. 118. Кривые затухания для расчета схем коррекции:
а — в области низших частот; б — в области высших частот.
Анализ приведенных соотношений показывает, что
независимо от положения движков потенциометров зату-
хание на средних частотах стремится к некоторой посто-
янной величине, определяемой равенством
b = 1 -f- tn.
Максимальный перепад затуханий зазисит от приня-
той величины т и будет тем больше, чем больше tn.
308
Однако с ростом т кривые b (х) теряют монотонность
и пересекают линию постоянного затухания. Кроме того,
с ростом т растет затухание на средних частотах. На-
пример, при т = 20 затухание соединенных каскадно
четырехполюсников высокочастотной и низкочастотной
коррекции больше 400. Для компенсации такого затуха-
ния потребуется два усилительных каскада. Поэтому
выбирать т слишком большим не следует. Обычно 10,
а для практических расчетов принимают т = 5.
Кривые Ь(х), построенные при т = 5, для некоторых
значений показаны на рис. 118.
Обычно для расчета корректирующих четырехполюс-
ников заданными являются граничные частоты диапазона
/н, /в и затухание на этих частотах Ьи и Ьв. Зная b и
задаваясь величиной т, по формулам (6-98), (6-99), (6-101)
и (6-102) определяем х в крайних положениях движка
потенциометров. По найденной величине х и известной f,
задаваясь величиной R, определяем
С — —
G “ 2к/ ’
Если т = 5, то значения х можно получить по кри-
вым рис. 118.
Выбирать R следует в таких пределах, чтобы с одной
стороны корректирующий четырехполюсник не нагружал
предшествующую ему цепь, а с другой,— чтобы последу-
ющая цепь не существенно нагружала корректирующий
четырехполюсник. В реальных схемах R порядка несколь-
ких сотен килоом, а С — несколько сотен пикофарад.
Глава 7
УСИЛИТЕЛИ ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
НА КРИСТАЛЛИЧЕСКИХ ТРИОДАХ
§ 1. Общие сведения
Возможность генерирования и усиления электриче-
ских колебаний с помощью полупроводниковых элементов
была открыта советским физиком О. В. Лосевым в 1922 г.
Однако приборы на полупроводниковых элементах, в то
время еще несовершенные, давали результаты худшие, чем
на электронных лампах. Лишь в 1948 г. в результате
упорной работы советских и зарубежных физиков, на
основе возросших технических возможностей были созда-
ны современные кристаллические триоды.
В настоящее время кристаллические триоды* успешно
конкурируют с электронными лампами и широко приме-
няются в различных радиотехнических устройствах. До-
стоинствами кристаллических триодов являются:
1) значительный срок службы, превышающий пример-
но в 10 раз срок службы современных электронных ламп;
2) отсутствие накала, следовательно, более высокая
экономичность и мгновенная готовность к работе;
3) малые габариты и вес;
4) высокий к. п. д.;
5) возможность использования низковольтных мало-
мощных и малогабаритных источников питания;
*) В дальнейшем кристаллические триоды будут обозначаться
сокращенно — КТ.
310
6) высокая механическая прочность;
7) отсутствие вакуума;
8) отсутствие микрофонного эффекта.
Сравнительно с электронными лампами современные
кристаллические триоды обладают также и существен-
ными недостатками, к которым можно отнести:
1) сравнительно узкий диапазон усиливаемых частот;
2) относительно высокий уровень шумов;
3) сильную зависимость параметров КТ от температуры;
4) малое входное сопротивление;
5) сравнительно малую отдаваемую мощность.
Однако изготовление полупроводниковых приборов со-
вершенствуется чрезвычайно быстро и указанные недо-
статки кристаллических триодов с течением времени бу-
дут устранены. Все существующие в настоящее время
кристаллические триоды делят на два типа: точечные и
плоскостные.
Плоскостные триоды существенно отличаются от то-
чечных не только конструктивно, но и параметрами и
характеристиками. Они обеспечивают значительно боль-
шую механическую прочность, большую устойчивость,
позволяют получить большую мощность, имеют более вы-
сокий коэффициент усиления по мощности и напряжению,
обладают меньшим уровнем шумов. В настоящее время
в усилительной технике применяются преимущественно
плоскостные триоды.
Проводя условную аналогию между кристаллическим
триодом и электронной лампой, можно считать, что
эмиттер, инъектирующий заряды внутрь кристалла, яв-
ляется аналогом кагода лампы. Поток зарядов создавае-
мый эмиттером, зависит от напряжения между базой и
эмиттером и управляется этим напряжением, что позво-
ляет считать базу аналогом управляющей сетки. Кол-
лектор, на который попадают носители зарядов, можно
считать аналогом анода. Существует три типа схем на
электронной лампе: с общим катодом, сеткой и анодом.
Аналогично КТ может быть включен в схему тремя спо-
собами: с общим эмиттером, базой и коллектором (рис.
119 а, б, в).
Усилители на кристаллических триодах, также как и
на лампах, можно анализировать с помощью той или
иной эквивалентной схемы, в которой фигурируют неко-
торые параметры, характеризующие КТ. Для оценки
311
кристаллических триодов, так же ка’к и для оценки ламп,
используют различные характеристики, которые позволя-
ют выбрать режим КТ по постоянному току, определить
допустимые уровни возбуждающих сигналов, оценить не-
линейные искажения и другие важные показатели.
При анализе схем на КТ часто бывает удобнее опе-
рировать с возбуждающим током, а не напряжением, как
это принято в ламповых схемах, поэтому кристаллические
триоды иногда называют токовыми приборами.
Рис. 119. Схемы включения кристаллических триодов:
а —с общим эмиттером; б — с общей базой; в —с общим коллектором.
Для аналогии показано включение ламп.
э — эмиттер; б — база; к — коллектор.
Малое входное сопротивление кристаллических трио-
дов вызывает заметное потребление тока от источника
возбуждения. Это не позволяет рассматривать КТ в виде
эквивалентного двухполюсника, как при исследовании
ламповых схем на относительно низких частотах. Однако
при рассмотрении работы ламп в диапазоне СВЧ, где
входное сопротивление становится малым, электронную
лампу следует рассматривать как четырехполюсник. В
этом общем случае эквивалентные схемы лампы и КТ мо-
гут быть идентичными. Наличие входного тока в усили-
телях на КТ затрудняет построение и анализ схем, т^к
312
как необходимо учитывать внутреннее сопротивление
источника сигнала.
Отрицательным свойством усилителей на КТ сравни-
тельно с ламповыми усилителями является низкая ста-
бильность режима работы. Поэтому при практическом
построении схем часто возникает необходимость применять
дополнительные цепи стабилизации, которые усложняют
схему кристаллического усилителя и понижают его к. п. д.
Наша промышленность освоила выпуск ряда плоскост-
ных кристаллических триодов, обладающих сравнитель-
но хорошими техническими данными.
В предрарительных усилителях могут быть использо-
ваны, например, такие германиевые триоды: от П5А до П5Д,
П13, П13А, П13Б, П14, П15 (триоды от П13 до П15 вы-
пущены взамен триодов ог П6А до П6Д), для усилителей
сигналов относительно высоких частот (до нескольких ме-
гагерц) применяются диффузионные германиевые триоды
П401, П402, П403. Кроме триодов типа р — п—р, выпу-
скаются также триоды типа п — р — и, например, П101,
П102, П103 (кремниевые) и П8, П9, П9А, П10, ПН.
В выходных каскадах можно применять триоды:
от П4А до П4Д, П201, П202, П201А, П203.
§ 2. Параметры, эквивалентные схемы
п характеристики КТ
В настоящее время еще не принята какая-либо еди-
ная система параметров кристаллических триодов. Разные
авторы применяют различные параметры и характеристи-
Рис. 120. Изображение усилителя на кристаллическом
триоде в виде четырехполюсника.
ки, что зачастую вносит путаницу и затрудняет пользо-
вание литературой.
Кристаллический триод, также как и лампу в режи-
ме усиления, можно представить в виде активного необ-
313
ратимого четырехполюсника (рис. 120). (Направления то-
ков и напряжений, указанные на рис. 120, принято считать
положительными). При работе усилителя в нормальном
режиме по постоянному току и с малыми сигналами этот
четырехполюсник можно считать линейным. Связь токов
и i2 и напряжений и и2 * четырехполюсника можно
характеризовать различными параметрами. Наибольший
интерес при изучении кристаллических триодов представ-
ляют параметры Z, Y и /г, связывающие токи и напря-
жения четырехполюсника следующими тремя системами
уравнений:
^1 — ZX1 • 1Л -j- Z12 ‘i2} .
Z/2 == Z21 * H 4” ^22 ’4/ *
h = У11 ’ 4~ ^12 'll2\ .
= У21 ’^14“ ^22 ’^21
t/i = /zxx • ч 4- ^12 * ^21
4 = ^21 * 4 “T ^22 * ^2 ' ’
(7-1)
(7-2)
(7-3)
Z-параметры имеют размерность сопротивлений, /-па-
раметры — проводимостей, а размерность /г-параметров
различна и поэтому их называют смешанными или ги-
бридными параметрами. /ги имеет размерность сопротив-
ления, /г12 и Л21 — безразмерные, а Л22 имеет размерность
проводимости.
Параметры-сопротивления (Z-параметры) оп-
ределяют связь токов и напряжений в КТ в соответ-
ствии с уравнениями (7-1). Для относительно низких ча-
стот от комплексных параметров—Z можно перейти к
активным — г и представить уравнение (7-1) в таком виде:
^1 — 41 ’ Ч 4“ Г12 • h
ll2 ~ Г21 • Ч 4- ^22 ’ 4
(7-4)
В большинстве случаев измерения параметров прово-
дят на низких частотах (несколько сот герц) и чаще
оперируют не Z-параметрами, а r-параметрами. Урав-
нения (7-1) и (7-4) справедливы для всех трех вариантов
включения КТ (с заземленными базой, эмиттером или
коллектором), но величины параметров для каждого вклю-
чения различны. Если значения параметров приводятся
*) Здесь и ниже малыми буквами обозначены переменные зна-
чения токов и напряжений.
314
без всяких оговорок, то имеются в виду данные для схе-
мы с заземленной базой.
Уравнения (7-4) позволяют определить способ измере-
ния того или иного г-параметра:
Гц является входным сопротивлением КТ при холо-
стом ходе
щ • п
гп = при t2 = 0;
г12 называют сопротивлением обратной связи. Оно
измеряется при разомкнутом входе
г12 = при 1г = 0;
г21 называется проходным сопротивлением, его изме-*
ряют при разомкнутом выходе
г21 = при i2 = 0;
г22 является выходным сопротивлением КТ при разомк-
нутом входе
г22 = ь при = 0.
12
Ориентировочные значения r-параметров современных КТ
для схемы с заземленной базой следующие:
гп=0,4-ь1 ком; г12 = 0,5-ь 1,5 ком\
г21 = 0,5-ь 1 Мом\ г22 = 0,5-ь1 Мом.
Основываясь на уравнениях (7-1) или (7-4), четырех-
полюсник можно заменить эквивалентной Т-образной схе-
мой. Так как рассматриваемый четырехполюсник не пас-
сивный, а активный, в эквивалентной схеме должен
фигурировать некоторый источник возбуждения, подобно
тому, как в эквивалентной схеме лампового усилителя
действует источник напряжения или тока Sux. Таким
источником может быть генератор напряжения ц (г21 —
— ri2), а схема заме пения для удовлетворения уравнению
(7-4) должна содержать сопротивления, приведенные на
рис. 121, а. Нужно иметь в виду, что эквивалентная схе-
ма и величины r-параметров, входящих в нее, отражают
работу КТ в определенном включении. Это создает до-
315
полнительнье затруднения, так как значения rn, г12, л2т
и г22 для разных схем включения (с заземленными базой,
эмиттером или коллектором) различны.
Чаще встречается экви-
Рис. 121. Эквивалентные схемы
кристаллического триода с зазем-
ленной базой:
а — в г-параметрах с генератором
напряжения; б—в параметрах гэ, г&,
гк, гг с генератором напряжения;
в — в параметрах гэ, rg, гк, с ге-
нератором тока.
схеме с заземленной
лекторной цепи
валентная Т-образная схема,
в которую входят элементы
гэ, гб и гк, называемые со-
ответственно сопротивления-
ми эмиттера, базы и коллек-
тора. Такая схема КТ с за-
земленной базой показана на
рис. 121,6. г9 — представляет
собой сопротивление пря-
мого перехода эмиттер — ба-
за, Гб — сопротивление полу-
проводника, образующего ба-
зу, с учетом сопротивления
контакта вывода, гк— сопро-
тивление обратного перехода
коллектор—база. Фигурирую-
щий в эквивалентной схеме
некоторый источник напря-
жения i5rr показывает, что
рассматриваемый четырехпо-
люсник не пассивный, а ак-
тивный, т. е. отражает эф-
фект усиления. Сопротивле-
ние гг называют сопротивле-
нием эквивалентного генера-
тора
Наряду с указанными
параметрами для оценки КТ
широко пользуются коэффи-
циентом усиления по току
а, который определяется в
базой при короткозамкнутой кол-
Заменяя в схеме на рис. 121, б генератор напряжения
. гг
цгг генератором тока t9— = 13ь> получим эквивалент-
гк
316
ную схему, показанную на рис. 121, в. Из этой схемы
видно, что ток в коллекторной цени fK определяется то-
ком в эмиттерной цепи i3.
Параметры гэ, гб, 'к, 'г можно выразить через пара-
метры гп, г12, г21 и '22, измеренные при разных включе-
ниях КТ. Сопоставляя рис. 121, а и рис 121, б. запишем;
'э = 'И—'12
'б = '12
'к = '22 -'12
'г = '21 -'12
Рассматривая анало
гичным образом схемы
КТ с заземленным эмит-
тером и заземленным
коллектором, пол учим
эквивалентные схемы,
показанные на рис. 122,а
и 122, б. В обеих схемах
генераторы напряжения
i3rr можно заменить ге-
нераторами тока ац,
аналогично схеме, при-
веденной на рис. 121,в.
Следует обратить вни-
мание, что в схеме с
заземленным эмиттером
входной ток не ра-
(7-5;
Рис. 122. Эквивалентные схемы крис-
таллического триода:
а — с заземленным эмиттером; б — с зазем-
ленным коллектором.
вен току эмиттера /э, а в
лектором входной ток i2 не
Величины гэ, 'б, 'к, а
схеме с заземленным кол-
равен току коллектора iK.
плоскостных КТ примерно
равны:
гэ^30 ом; г6^ 400-7-500 ом; гк^ 300 4-1200 ком;
а = 0,85-4-0,97;
точечных КТ:
гэ^700 ом; гб ^200-4-700 ом; гк~6-4-7 ком;
а = J,54-2.
Параметры проводимости (/-параметры) чаще
всего измеряют на низких частотах в схеме с заземлен-
ным эмиттером, которую считают основной схемой вклю-
317
чения. На низких частотах можно считать проводимости
чисто активными.
Из уравнения (7-2) становится очевидным способ из-
мерения У-параметров:
У и является входной проводимостью, измеряемой
при закорогенном выходе,
Рис. 123. Эквивалентные схемы
Уц=‘~ при м2 = 0;
У]2 — проводимость об-
ратной связи, измеряемая
при закороченном входе,
У12 = ~ при = 0;
У 2i — проходная прово-
димость, измеряемая при
закороченном выходе,
У» = £• при «2 = 0;
У22 — выходная прохо-
димость, измеряемая при
закороченном входе,
Т22 = ^- ПрИ«! = 0.
кристаллического триода:
а — в Y-параметрах; б — в ft-параметрах. Эквивалентные СХСМЫ КТ
с У-параметрами обычно
П-образные. Один из вариантов такой схемы, соответствую-
щей уравнениям (7-5), показан на рис. 123, а. По кон-
фигурации эта схема совпадает с эквивалентной схемой
электронной лампы с учетом проходной проводимости.
Ориентировочные значения У-параметров плоскостно-
го КТ такие:
Уп^(0,5-4-1,5) • 10“3 мо\ У12 ~ (0,2 ч-1) • 10“6 мо\
У21^(2ч-4) • 10“2 мо\
У22^(0,6-~2) • 10"5 мо.
Смешанные A-параметры, связывающие токи и
напряжения четырехполюсника в соответствии с уравне-
ниями (7-3), находят в последнее время все большее
применение. Измеряют A-параметры обычно на низких
частотах (сотни герц).
318
hu является входным сопротивлением при закоро-
ченном выхоче
Лп = при и2 = 0;
й12 представляет собой отношение входного напря-
жения к выходному при разомкнутых входных клеммах
Л12 = при ix = 0;
Л21 является отношением выходного тока к входно-
му при закороченном выходе
при и2 = 0;
/г22 является входной проводимостью при разомкну-
том входе
при ц = 0.
Ориентировочные значения величины /z-параметров плос-
костных КТ для схемы с заземленной базой приведены
ниже:
йи = 25 4-35 ом\ й12 = (0,54-5) • 10“3;
й21 = — (0,92 4-0,98); Л22 = (2 4-3) • 10“6 мо.
Один из вариантов эквивалентной схемы КТ для низ-
ких частот, соответствующей уравнениям (7-3), показан
на рис. 123.6.
Согласно каждой системе уравнений (7-1), (7-2) и (7-3)
можно построить по четыре семейства характеристик КТ,
которые соответственно называют г-, У- и А-характери-
стиками.
r-характеристики применяются только для точечных
КТ. При работе с плоскостными КТ этими характеристи-
ками практически не пользуются.
/-характеристики представляют собой следующие
графически изображенные зависимости:
Л(^1) ПРИ 2 = const (входные характеристики);
(£72) при иг = const (характеристики обратной связи);
/2(^1) при U2 = const (проходные характеристики);
/2 (t/2) при Ui = const (выходные характеристики).
319
Примерный вид /-характеристик плоскостного КТ, снятых
в схеме с заземленным эмиттером, показан на рис. 124.
Из характеристик могут быть получены приближенные
значения /-параметров, определяемых по наклону касатель-
ной к соответствующей характеристике в рабочей точке.
Рис. 124. Примерный вид У-характеристик плоскостного триода.
Следует обратить внимание на сходство выходных
/-характеристик и анодных характеристик пентода. Про-
водя аналогию между этими приборами, можно отметить,
что проводимость /2А аналогична крутизне ламповой ха-
/ dla \
рактеристикн IS = при Ua = const I , а сопротивле-
320
1 ( du3
ние у— внутреннему сопротивлению лампы I = jy—
‘22 \ Я
при Uс = const.
//-характеристики строят в следующих координатных
системах:
^1(Л) при Uz = const (входная характеристика);
t/i(t/2) при = const (характеристика обратной связи);
/2(Л) при U2, = const (проходная характеристика);
/2(t/2) при Л = const (выходная характеристика).
Вид //-характеристик одного из образцов плоскостных
КТ для схемы с заземленной базой показан на рис. 125.
По //-характеристикам (по наклону касательной в ра-
бочей точке) могут определяться //-параметры
1
17, = const; 12 dU2 I /1 = const.
h = -^|
/7, = const; 22 dU2 I/1 = const;
h -dU>
h
~ dh
21 682
321
Способ определения параметров КТ по характеристикам
не рекомендуется применять вследствие значительно боль-
ших ошибок, чем при непосредственном измерении.
Очевидно, что различные параметры, характеризующие
один и тот же четырехполюсник (кристаллический триод),
связаны между собой и от одной системы параметров
можно перейти к другой. В настоящее время, пока нет
общепринятой системы параметров, данные о их взаимо-
связи представляют особый интерес. Часто также появ-
ляется надобность вычислить параметры для одной схемы
включения, если известны параметры, измеренные при
другой схеме включения. Как известно из теории четы-
рехполюсников [12] связь между Z-, Y- и Л-параметрами
можно показать в матричной форме в виде таблицы.
В табл. 13 \Z\, | Y | и |Л| являются определителями со-
ответствующих матриц:
| Z | = Zu • Z22 —Z12 * 22i,
I Y | = Y Ц • Y22 } 12 • ^21>
|/i | = • h22 —h12 • й21.
Таблица 13
Взаимосвязь Z, Y и /z-параметров
Пара- метры Взаимосвязь параметров кристаллических триодов
Z 2ц Z12 Z21 Z22 "|Ц ^22 -Г12 —^21 У11 Л22 |Л| ft12 -hn 1 •
Y ^11 ^12 r21 r22 = W’ Z22 —Z12 —Z2i Z1X 1 1 —Л21 Л21 |ft| -
h Л 2 ] h 12 /Ц‘1 /^22 1 |Z| z12 -Z21 1 1 “ Г11 1 -r12 Г21 1Г1 •
322
Для определения параметров гэ, /-б, гк и гг по извест-
ным г-, У- или /z-параметрам можно воспользоваться
табл. 14.
Таблица 14
Параметры гэ, гб, гк и гг, выраженные через
г , У-, /г-параметры
Пара- метры Вид включения
Заземленная база | Заземленный эмиттер| Заземленный коллектор
гэ Г11 —П2 П2 Г22 Г12
гб Г12 Г11 — П2 Г11 —^21
гк г22 П2 ^22 Г21 Г21
гг Г21 г12 г12 — Г21 ^21 — П2
У12 + У22 -г12 Уи~У12
гэ 1И |ГГ 1VI
гб У12 У12 + У 22 У 21 + У 22
1П 1И in
У 21 + Уц Го2
гк 1И |Г| Г1
г21 Г21 г12-г21
г 1П in 1П ....
гэ /гц — (1 + ^21) «22 hi2 /г22 1 — ^12 /^22
гб ^12 /г2г /гц— -тр (1 + /г21) «22 fc 1 ^21 (1 — /*12) Лц + h «22
1 1 + ^21 ^21
гк Л22 /^22 ^22
_^21 ^21 ^12 ^21 #
г ^22 а22 /г22
Значение а выражается через параметры КТ следую-
щим образом:
„ _ Г21 . „ __ г. . „ _ ^21
а — — , а — —/z2i, а— •
^22 * 11
Измерять параметры удобнее при определенном включе-
нии КТ так: г-параметры — при заземленной базе, У-
и Л-параметры — при заземленном эмиттере. При разра-
ботке усилителей на КТ часто требуются знания пара-
21*
323
метров для любого вида включения. Если параметры
даны в справочнике или измерены для какого-либо одного
вида включения КТ, то для другой схемы включения их
можно не измерять, а получить расчетным путем.
Взаимосвязь /г-параметров при различных включениях
кт дана в табл. 15. Индекс у параметра «э», «б», «к»
обозначает заземленный электрод (эмиттер, база, коллек-
тор). В тех случаях, когда индекс отсутствует, параметр
относится к схеме с заземленной базой.
Таблица 15
Взаимосвязь Л-параметров при разных схемах включения КТ
Известные параме- тры для схемы с за- земленным эмиттером Параметры для схемы с заземленной базой Параметры для схемы с заземленным коллекто- ром
Лцэ> ^12э> ^21э, Л22Э Ацэ Пб “ 1 +Й21э |Й|8 — *21э А*26- 1+Л21э ^21э Л2,б= 1+Л„э *22э А22б==1+Й21э Лцк=hn9 Л12К " *12э + 1 ~ 1 ^21К = — (1 + ^21э) ^22к = Л22Э
Известные параме- тры для схем с за- земленной базой Параметры для схемы с заземленным эмиттером Параметры для схемы с заземленным коллек- тором
^12g» ^216 ^226 h ~ Л"6 ИЭ 1+Й216 |Л|б- *12б 12э 1 + *2<б 2'э~ 1+Л-лб *-'2б 22Э~ 1 + *216 *116 Л1'К ~ 1 + Й21б *12К ~ 1 1 /!2‘К “ 1 + *21б "“k 1 + h2iQ
324
Продолжение табл. 15
Известные пара-
метры для схемы с
заземленным коллек-
тором
Параметры для схемы с
заземленным эмиттером
Параметры для схемы
с заземленной базой
Лцк, Л]2к, Л21к,
^22к>
— — (1 + ^21к)
^223 = ^22к
Л22к-Лцк
"12б =------А~----
Л21к
_ _ ft22K
"226 “ А
Л21К
§ 3. Влияние режима питания и температуры на
работу кристаллических триодов
Технические характеристики КТ значительно зависят
от режима питания триода, особенно от тока эмиттера
/э# в рабочей точке. Представление об этой зависимости
дает рис. 126, на котором показано изменение Л-пара-
метров маломощного плоскостного триода (типа ШЗ),
включенного по схеме с заземленной базой. Из графиков
видно, что параметры Л12 и Л22 возрастают примерно
пропорционально току эмиттера. Параметр Л21 изменяется
мало, а параметр Ли уменьшается при возрастании 7Эв
особенно заметно в области малых значений тока эмит-
тера.
Что касается параметров гэ, гб> и гг, то ориентиро-
вочно можно считать, что г3 изменяется обратно пропор-
ционально изменению /Эо, а параметры гк, гб и гг зависят
от /Эо в меньшей степени, например, в маломощных плос-
костных триодах (тип от П13 до П15) они уменьшаются при-
мерно на 40% при увеличении тока эмиттера на 50%.
Усиление по току а от режима питания зависит незна-
чительно, но все же с возрастанием /Эо наблюдается не-
которое уменьшение а.
Изменение напряжения на коллекторе в рабочей точ-
ке /7К. влияет на параметры значительно меньше.
325
В режиме, близком к режиму измерения параметров
при отклонении величины (7Кв на 50%, гэ почти не меня-
ется, а меняется на 1—2%, а Гб. гк и гг —примерно на
10°о. Все перечисленные параметры возрастают с ростом
(7Ко и падают при его уменьшении
Рис. 126. Кривые, показывающие зависимость А-параметров
плоскостного КТ от тока эмиттера Л •
эо
Следовательно, если режим питания кристаллического
триода отличается от того, при котором снимались пара-
метры, то во избежание значительных погрешностей это
обстоятельство следует учесть при расчете.
Чрезвычайно сильно влияет на работу современных КТ
температурный режим, что является их важнейшим недо-
статком. Особенно сильно сказывается нагрев и менее
существенно охлаждение (до —60°С). Исследования по-
326
называют, что при нагреве от 20 до 60°С параметры
маломощних плоскостных КТ изменяются следующим
образом: гк падает примерно вдвое, гб — на 15—20%,
гэ возрастает на 15—20%.
Представление о влиянии нагрева на /г-параметры
дают графики на рис. 127, построенные для маломощного
плоскостного триода (типа от П13 до П15), включенного по
схеме с заземленной базой. Нагрев вызывает смещение
выходных характеристик и изменение их наклона. При
этом изменяется положение рабочей точки и весь режим
в целом.
'п -
W3
0.510*
t°C
20 40 60 60 100
Рис. 127. Графики, показывающие
зависимость /z-параметров плоскост-
ного КТ от температуры.
^21 ^22„
\10*
Особенно существенное влияние на работу КТ при
нагреве оказывает ток 7°, протекающий в цепи коллек-
тор — база при разомкну-
той цепи эмиттера. Этот hu
ток обусловлен неосновны-
ми носителями электриче-
ских зарядов, количество
которых с повышением тем-
пературы резко возрастает.
Приближенно значение то- 45
ка /к при нагреве можно
определить из равенства
II -е0’07^,
где е — основание натура-
льных логарифмов;
/к — обратный ток кол-
лектор — база при
температуре /°C:
/кх — обратный ток кол-
лектор — база при
температуре С.
В реальных КТ /£ может изменяться при незначитель-
ном нагреве в десятки раз.
Нестабильность режима КТ, обусловленная током 7°,
очень существенна, так как обратный ток коллектор—
база в значительной мере определяет токи эмиттера и
коллектора.
Найдем соотношения, связывающие токи эмиттера
и коллектора с обратным током коллектор—база.
327
На рис. 128 показан примерный вид характеристик
/к (/э) при UK = const. Аналитически токи коллектора и
эмиттера связаны с током коллектор — база приближен-
ной зависимостью
/к^/°к+а/э. (7-6)
Учитывая справедливое для всех включений КТ равенство
Л = /к + /б (7-7)
и решая совместно уравнения (7-6) и (7-7), получим со-
отношения:
э“ 1—а ’
_*'б-М°к
1 — а
(7-8)
(7-9)
значение для
мал. так что
Рис. 128. Вид кривых /к (/э)
при t/K= const и разной
температуре.
Из приведенных равенств видно, какое существенное
токов /э и /к имеет ток Если ток базы
выполняется неравенство /б < /к, то /э и /к
изменяются пропорционально
/к, т. е. при нагреве могут из-
меняться очень значительно.
=const Температурную нестабиль-
ность схем на кристалличе-
ских триодах принято оцени-
вать коэффициентом неста-
бильности S £31], который ха-
рактеризует зависимость тока
коллектора /к от сбратного
тока коллектор — база 1%
S = — . (7-10)
d/»
Стабильность схемы будет тем
выше, чем меньше изменяет-
ся /к при изменении /£, т. е. чем меньше S. Коэффици-
ент S может принимать значение от единицы до несколь-
ких десятков единиц.
Выпускаемые в настоящее время отдельные экземпля-
ры КТ одного и того же типа существенно отличаются
величинами /£. Это приводит к тому, что при смене КТ
328
может значительно измениться режим работы усилителя
в целом, т. е. приводит к понижению воспроизводимости
показателей усилителя. Для улучшения работы усили-
теля на КТ при нагреве и повышения воспроизводимости
показателей при смене КТ нужно принимать меры для
стабилизации режима по постоянному току. Методы ста-
билизации режима рассматриваются ниже.
§ 4. Динамические характеристики КТ
Рис. 129. Схема, поясняющая вывод
уравнений динамических характе-
ристик.
При выборе режима работы усилителя на КТ и опре-
делении величины нелинейных искажений очень удобно
пользоваться графическими методами, так же как при
анализе ламповых усилителей. Графическое представле-
ние процессов, происходящих в КТ, основано на построе-
нии динамических характеристик, которые, как и для
ламповых устройств, различают по постоянному и пере-
менному токам.
Рассмотрим динамическую характеристику по постоян-
ному току. Отличительной особенностью КТ является1
наличие входного тока в исходном режиме. Во входную
цепь КТ в большинстве
случаев включается со-
противление, на кото-
ром создается падение
напряжения по постоян-
ному току, так что на-
пряжение база — эмит-
тер U6 существенно от-
личается от напряжения
источника смещения t/01
(рис. 129). На нагрузоч-
ном сопротивлении для
постоянного тока /?Но
создается падение на-
пряжения за счет вы-
ходного тока, зависящего от напряжения U6. При на-
личии входного тока /б (в данном включении КТ) по-
ложение рабочей точки на характеристике зависит и от
величины сопротивления /?01. Выбирается рабочая точка
примерно так же, как для ламп, однако, чтобы в реаль-
ной схеме обеспечить необходимое положение данной
рабочей точки при известных /?Но и напряжениях (/01 и
329>
Z70, нужно оперировать не только с выходными харак-
теристиками, но и со входными.
Из рис. 129 следует равенство
UK = UQ-IKRUo,
откуда
/
к - к„.
Но
(7-Н)
Последнее выражение является уравнением динамической
характеристики по постоянному току в координатах
/к, Uк (уравнение прямой). Построение ее на семействе
выходных /г-характеристик
и рабочая точка А пока-
заны на рис. 130, а. Угол
наклона динамической ха-
рактер!.с гики определя-
ется величиной нагрузоч-
ного сопротивления /?Но
Рис. 130. Графики, поясняющие
выбор рабочей точки:
а — на выходных характеристиках;
б — на входных характеристиках.
ctg 30 =
Рабочая точка А распола-
гается на динамической
характеристике по посто-
янному току в точке, соот-
ветствующей координатам
t/Ko, /Ко и определенному
смещению /бо- Чтобы обес-
печить это смещение при
заданном напряжении ис-
точника tz01, нужно вклю-
чить сопротивление /?01 оп-
ределенной величины. Ве-
личину сопротивления /?01
проще всего найти графи-
чески на семействе вход-
ных характеристик, как показано на рис. 130, б. По графику
на рис. 130, а определяем координаты рабочей точки А
UKo и /б0 и переносим ее на семейство входных характе-
ристик. Зная U01, через эту точку проводим нагрузочную
линию ab и находим требуемое значение /?01 из соотноше-
ния /?01 — tg?i. Аналогично выбирается положение рабо-
чей точки и обеспечивается исходный режим для других
330
схем включения КТ. Аналогичные построения можно
произвести не только на семействе ^-характеристик как
рассмотрено выше, но также на семействе К- и г-харак-
теристик.
Следует иметь в виду, что выбор рабочей точки, т. е.
режима КТ по постоянному току, в значительной степе-
ни влияет на параметры триода. Особенно сильно зависят
параметры КТ от тока эмиттера и меньше от напряже-
ния коллектора. Если рабочая точка по тем или иным
соображениям не соответствует режиму, при котором
Рис. 131. Графическое изображение напряжений и токов в
КТ для схемы с заземленным эмиттером.
измерялись используемые в расчете параметры КТ, то
это приводит к существенным погрешностям. Избежать
этого можно только определив параметры КТ, соответ-
ствующие выбранной рабочей точке.
Динамическая характеристика кристаллических трио-
дов по переменному току, так же как и для ламп, опре-
деляется характером нагрузки. При комплексной нагруз-
ке она представляет собой сложную замкнутую кривую,
построение и использование которой чрезвычайно сложно.
Практически такие характеристики не строятся и реаль-
ная комплексная нагрузка заменяется условно эквива-
лентной активной. Уравнение динамической характеристи-
ки КТ по переменному току при активной нагрузке ана-
логично уравнению динамической характеристики лампы.
Это уравнение прямой, проходящей через рабочую точ-
ку А под углом р, который определяется из равенства
ctgP—/?н. Построив выходную динамическую характе-
331
ристику и располагая семейством статических входных
характеристик, можно легко построить входную дина-
мическую характеристику. Соответствующее построение
и графическое изображение напряжений и токов в КТ
для схемы с заземленным эмиттером показано на рис. 131.
Из приведенных графиков видно, что в схеме с зазем-
ленным эмиттером создается сдвиг фаз на 180° между
входным ив и выходным ик напряжениями. В схемах
с заземленной базой и заземленным коллектором входное
и выходное напряжения по фазе совпадают.
§ 5. Расчетные соотношения при малых уровнях
сигнала и низких частотах
Основные расчетные соотношения для КТ, работающего
в линейном режиме, могут быть выведены на основании
одной из систем уравнений (7-1), (7-2) или (7-3). Рас-
смотрим систему уравнений (7-3), поскольку параметры Л
в последнее время находят все большее распространение.
Пользуясь табл. 13, можно легко перейти к другим
параметрам, если возникает такая необходимость. Рас-
четные формулы приводятся в общем виде и пригодны
для всех трех вариантов включения КТ.
Уравнения четырехполюсника (рис. 120) для эффек-
тивных значений токов и напряжений имеют вид:
t/i — h11I1 + h12U 21
12 = ^21^1 + ^22^72 /
(7-12)
Поскольку во входной цепи протекает ток 7Ъ при вы-
воде расчетных соотношений необходимо учитывать внут-
реннее сопротивление Rc источника сигнала Uc. Усилен-
ные колебания выделяются на нагрузочном сопротивле-
нии /?н. Из рис. 120 очевидны урагнения:
и2 = - /2^н ) •
(7-13)
После подстановки уравнения (7-13) в уравнение (7-12)
получим
(Лц 4" 7?с) 71 — Й12/?н72 — Uс 1
--^2171 + (1 + Л22^?н) 72 = 0 J
(7-14)
332
Решая уравнения (7-14) относительно токов, найдем.
,, = , (7.15)
(7-16)
где о — определитель системы уравнений (7-14);
0 = (Ли + 7?с) (1 + hM -hv2- h21R„. (7-17)
Из уравнений (7-15) и (7-16) можно получить основные
расчетные соотношения в усилителе.
Напряжения на выходе и входе КТ, полученные из
равенств (7-13), (7-15) и (7-16), соответственно равны:
= R‘ + ""R-R'
а
u2 = -uch-^'
Входное сопротивление КТ равно
г> _ C'i , _Л2|й|2 RH _й„ + 7?н | й |
Квх “ 7Г ~ П11 — 1 +й22-Я„ ~ 1 + /?в • й22 •
(7-18)
(7-19)
(7-20)
Для определения выходного сопротивления КТ применяем
искусственный прием, считая, что на выходе действует
э. д. с. U2 при закороченном источнике возбуждения
Uc — 0 и отключенной нагрузке /?н
В этом случае U1 = — ljRc и уравнения четырехпо-
люсника принимают вид
(Ли + Rc) /1 = — 1г12 • U2.1
Л 21 ' -^2 = ^22 ’ ^2 J ’
откуда выходное сопротивление КТ (без учета внешней
нагрузки) равно
о __ 1 Л11 +
*вых- Л12.Л21 ~А22./?с + |Л1 ’
(7-21)
Коэффициент усиления каскада по току
333
Максимальное усиление по току будет в режиме корот-
кого замыкания, когда RH = О
K'tm^x = ^21*
Коэффициент усиления по напряжению
к h21 • /7 9^
hn+RKh\‘ <7'23)
Максимальный коэффициент усиления КТ по напряже-
нию (при RH = оо) равен
К — — — —
Лашах- .ft| .
Мощность колебаний на входе КТ
/ U \ 2
= <7-24>
Мощность колебаний на выходе. КТ
р — /2р _ ^21 j2 р
*2 — 2 2^» — ) Ан
4 или
/ к и \2
Рн. (7-25)
Коэффициент усиления по мощности
А'. — __ 7г^н _ 2 __К К п ос\
р Р, Щ • /, ~ Ui • Л ~ ’ ^г- <7*26)
Подставив значения Ки и Д’,, получим
^21РН
Р “^h + PhIAIKI+^P,,) • (7'27)
Поскольку /х = и UL = то, учитывая урав-
нение (7-16), найдем
Выражение (7-28) показывает, что в усилителе на КТ
усиление по мощности определяется не только парамет-
рами КТ и сопротивлением нагрузки, но также и вну-
334
335
тренним сопротивлением источника сигнала. Коэффициент
усиления по мощности будет максимальным при условии
одновременного согласования схемы как со стороны вхо-
да, так и со стороны выхода, т. е. при выполнении ра-
венств
Rbx == Яс = Rbx. опт
Rbbix ~ Rh = Rh. опт
(7-29)
Учитывая равенство (7-29), получим
4 опт • /?вх. опт
АР max — -------------2----------
°опт
(7-30)
где
°опт — (^11 4” Rc. опт) (1 “Ь ^22 * Rh. опт) ^12 ’ ^21 * Rh. опт
Решая совместно уравнения (7-20) и (7-21) с учетом
(7-29), находим значения внутреннего сопротивления
источника сигнала и сопротивления нагрузки, при кото-
рых обеспечивается максимальное усиление мощности
р _______р _________1 /"^п • I I
Ас. опт — Авх. опт — | ,
(7-31)
(7-32)
Rh. опт — Явых. опт
Выведенные расчетные зависимости могут быть исполь-
зованы для всех схем включения КТ.
Аналогичные расчетные соотношения, пригодные для
любого включения КТ, полученные точно таким же путем
на основании уравнений (7-1) и (7-2), дадут зависимости
с г- и У-параметрами. Основываясь на соотношениях
(7-20) -=-(7-28) и табл. 15. можно получить формулы для
расчета основных технических данных усилителя на КТ
по параметрам гэ, Гб, гк и а. Соответствующие формулы
приведены в табл. 16.
Приведенные в табл. 16 расчетные формулы справед-
ливы при выполнении неравенств гэ<^(1—а)гк и Гб С
<CarR. Задаваясь величинами параметров гэ = 30 ом,
гб = 500 ом, = 700 ком, a = 0,95, которые примерно
соответствуют кристаллическим триодам типа П5, II13,
и считая Яс = 300 ом, Ян = 50 ком, получим данные,
приведенные в табл. 17. Более наглядное представление
о влиянии величин Ян и Яс на технические данные уси-
336
Таблица 17
Порядки величин основных технических данных
усилителя на КТ
Технические данные Заземленная база Заземленный эмиттер Заземленный коллектор
Явх (В ом) 80 750 400 000
Явых (в ол0 300 000 50 000 70
150 650 0,98
Ki 0,85 8 8
кР 130 5000 8
лителей на плоскостных КТ дает рис. 132. Кривые, от-
носящиеся к схемам с заземленным коллектором, эмитте-
ром или базой, соответственно обозначены /, 2, 3. Следует
Рис. 132. Графики, показывающие влияние величин 7?н и Rc на техни-
ческие данные усилительного каскада:
а — ^вх ““ Ки ^нК в ^вых 2 (^н)»
/—заземленный коллектор; 2 — заземленный эмиттер; 3 — заземленная база.
22 682
337
отметить, что выведенные выше расчетные соотношения
дают удовлетворительные результаты при определенных
ограничениях. Они пригодны лишь для линейных каска-
дов, т. е. для предварительных усилителей с малыми
возбуждающими сигналами. Для оконечных или предва-
рительных усилителей, возбуждаемых относительно боль-
шими сигналами, эти соотношения дают большую погреш-
ность; значительно лучшие результаты получаются при
расчете графоаналитическим путем.
Кроме того, приведенные формулы удовлетворительны
лишь в определенном диапазоне частот: ими можно поль-
зоваться, если высшая частота усиливаемого сигнала
fB существенно ниже критической частоты КТ—/*. Прак-
тически для схемы с заземленным эмиттером < (0,01-4-
~ 0,02) а для схемы с заземленной базой fB <(0,1-4-
-4-0,15) fa.
Из всего вышеизложенного можно сделать следую-
щие выводы:
1. Наименьшим входным сопротивлением обладает схе-
ма с заземленной базой. Наибольшее /?вх у схемы с за-
земленным коллектором.
2. Наибольшее выходное сопротивление у схемы с
заземленной базой, наименьшее — у схемы с заземленным
коллектором.
3. Максимальным усилением по напряжению и мощ-
ности обладает схема с заземленным эмиттером.
4. В усилителях с заземленной базой и коллектором
фаза выходного напряжения при активной нагрузке сов-
падает с фазой входного. В усилителях с заземленным
эмиттером между входными и выходными напряжениями
существует сдвиг фаз, равный 160°.
§ 6. Схемы питания кристаллических триодов
и стабилизация режима
Для нормальной работы КТ в усилительной схеме на
его электроды должно подаваться постоянное напряже-
ние. Полярность источников питания определяется ха-
рактером проводимости базы триода. Общее правило вы-
бора полярности источников питания заключается в том,
что напряжение между базой и эмиттером должно быть
приложено в прямом направлении перехода, а между ба-
зой и коллектором — в обратном. Следовательно, поляр-
338
ность источников питания в усилителях с триодами типа
п— р— п обратна той, которая применяется в усилите-
лях с триодами р — п — р.
Простейшая схема включения источников питания
для триодов типов р — п — р и п — р — п показана на
рис. 133. а, б. При таком включении исходный режим
КТ зависит от внутреннего сопротивления источника ко-
лебаний /?с, так как по этому сопротивлению протекает
входной ток триода. В дальнейшем в основном рассмат-
Рис. 133. Простейшие схемы включения источников питания кристал-
лических триодов:
а — типа р — п — р; б — типа п — р — п.
риваются плоскостные триоды типа р — п — р и соответ-
ственно этому на последующих рисунках указана поляр-
ность источников питания и направление токов.
Стабильность режима работы триода в схеме на рис.
133 оказывается весьма низкой, главным образом, вслед-
ствие сильной зависимости данных КТ от изменений тем-
пературы. Стабильность несколько улучшается, если в
цепь эмиттера включено сопротивление значительно .боль-
шее, чем выходное сопротивление КТ для постоянного
тока /?вхо- На рис. 134, а, б и в показаны схемы с со-
противлением в цепи эмиттера соответственно для слу-
чаев, когда заземлены база, эмиттер и коллектор.
Рассмотренные схемы на практике встречаются редко,
потому что в них применяются два источника питания
UQ и U01. Правда, они могут быть заменены одним ис-
точником с промежуточным выводом, но и это решение
чаще всего является неудобным.
22*
339
Полное питание КТ можно осуществить от одного
источника, создавая напряжение смещения UQl потенцио-
метром R2> Кз (рис. 135, а, б). Недостатком этого ре-
Рис. 134.Включение стабилизирую-
щего режим сопротивления в схему:
а — с заземленной базой; б — с зазем-
ленным эмиттером; в — с заземленным
коллектором.
Рис. 135. Схемы питания КТ от
одного источника Uo:
а — при включении с заземленной
базой; б, в — при включении с за-
земленным эмиттером.
шения является понижение к. п. д. каскада вследствие
потерь по постоянному току в цепи потенциометра, одна-
ко стабилизация режима получается достаточно высокой.
Питание КТ от одного источника можно также осуще-
ствить по схеме, показанной на рис. 135, в.
340
Ориентировочные значения постоянных токов и на-
пряжений маломощных КТ (П5, П8, П9, П10, П13 и
др.) таковы: До и До— порядка миллиампер, UKo — не-
сколько вольт, До— десятки микроампер, Ue0 — десятые
доли вольта; у оконечных КТ (П4, П201, П202 и др.):
До и 1Ко — десятые доли ампера, UKo — вольты и десятки
вольт, /бо — десятки миллиампер, f/6o — десятые доли
вольта.
Режим питания КТ должен быть подобран так, чтобы
ток, напряжение и мощность, рассеиваемая на коллекто-
ре, не превыша. и предельно
допустимых значений, ука-
занных в паспорте КТ.
Рассмотрим несколько ва-
риантов схем питания кри-
сталлических триодов с точ-
ки зрения стабильности ре-
жима.
Начнем с простейшей схе-
мы с двумя источниками пи- ₽ис 136 Условное изображение
тания (рис. 133). Обозначая кристаллического триода,
эквивалентные параметры для
постоянного тока гЭо» гб0. ^кп и приняв Rc = 0, пред-
ставим условно схему в виде, показанном на рис. 136.
Для входной цепи
СЧ = До • гэ0 + До • '’б». (7-33)
Поскольку
До =/к + аД« и До = До 4" До»
то
/ _/°
До^2^, (7-34)
Подставляя последнее соотношение в выражение (7-33),
после простых преобразований получим
I ___4- /к (гЭо r6J
(1-«)гбо + гЭо •
Коэффициент нестабильности для данной схемы
341
Из последнего соотношения можно сделать
торах, влияющих на стабильность режима,
тет при увеличении сопротивления в цепи
б
Рис. 137. Схемы питания кристал-
лических триодов:
а — с заземленным эмиттером; б — с за-
земленной базой; в — с заземленным
эмиттером без сопротивления
выводы о фак-
которая рас-
эмигтера.
Если гЭо»гбо,то5-> 1.
Если же гЭо мало, так что
выполняются неравенства
Гэо<£гбо, гЭо<^(1—а)гбо,
то S -> -j-—д » и, например,
при а = 0,95 получаем
£д^20, т. е. результаты
значительно хуже. Из со-
отношения (7-36) также
видно, что у плоскостных
КТ стабильность тем боль-
ше, чем меньше а.
Для повышения ста-
бильности режима в цепь,
по которой протекает по-
стоянный ток эмиттера,
целесообразно включить
стабилизирующее сопро-
тивление (г?! на рис. 134),
которое по сути включено
последовательно с гЭо. По-
скольку практически вы-
полняется неравенство
гЭо < (гЭо — десятки ом,
а /?! обычно порядка не-
скольких сотен ом или ки-
лоом), то формулу (7-36)
можно записать так
е Ч +
При наличии Rr ток /Эо мало зависит от изменений
гЭо, так как определяется главным образом напряжением
Uo и сопротивлением 7?г. В данной схеме возникает от-
рицательная обратная связь по постоянному току и, если
в результате нагрева или смены КТ происходит измене-
ние тока /Эо, то появившееся при этом дополнительное
напряжение на препятствует этому изменению, т. е.
режим стабилизируется.
342
Мощность, расходуемая от источника питания t/01, в
цепи эмиттера Рэ зависит от величины сопротивления
и возрастает с ростом его.
Найдем коэффициент нестабильности схемы с одним
источником питания (рис. 137, а, б, в). Из рисунка 137,а
очевидны следующие равенства:
/з = ^2 + ^б0,
Ia0Ri ~ 72 /?2»
3/?3 + /Эо • ^1*
(7-37)
(7-38)
(7-39)
После подстановки равенства (7-37) в (7-39) получим
Uq^I 2R3 + Ie0R3 + 130Ri-
(7-40)
Подставив в уравнение (7-40) значения токов
' 'к г /к (’-а)-7к
К в г _______ К о
-> /б.=------------
, ;э. • R>
и /2~
/ _ к„
'э« - ~
после преобразований получим
^o + Ci^ + Rz + Ri)
i\2 }
At. Р . р
^-р-^+Яз(1 -a) + Rl
Кг
Продифференцировав по /” последнее
найдем коэффициент нестабильности
R2 + R3
/?г + Яз
(7-41)
соотношение,
(7-42)
5 =
который будет тем меньше, чем больше и меньше R2
и R3. Очевидно, что уменьшение S связано с возраста-
нием тока, потребляемого от источника питания (70,
т. е. с понижением к. п. д. Компромиссным решением с
точки зрения экономичности и достаточной стабильности
режима является выбор S= 1,5-ь-З. Величины сопротив-
лений /?i, R2 и R3 можно определить, подчинив их вы-
бор обеспечению режима КТ по постоянному току и про-
верив коэффициент нестабильности.
Пользуясь равенством (рис. 137, а)
и о = I к9 ‘ Rh 1э0 • R1 + ^7кв,
343
находим
/?! = — . (7-43)
7Э0
Выбрав рабочую точку на входных и выходных ха-
рактеристиках, определяем /Ко, t/Ko, /б,, ^б0, Ло- По фор-
муле (7-43) вычисляем и, задавшись током /3 (обычно
для маломощных КТ в пределах 1~~3 ма), находим ток
/2. Из уравнения (7-37) /2 = /3 — /б0, пользуясь равен-
ством (7-39), определяем
(7-44)
*3
Из уравнения £7б. = /2#2 + (рис. 137, а), находим
#2 = . (7-45)
12
По формуле (7-42) вычисляем S. Если нестабильность
получается высокой, S>3-?-4, нужно увеличить ток 13
(уменьшением /?3), помня, что при этом возрастает мощ-
ность, расходуемая в цепях стабилизации. Мощность от
источника питания, расходуемая дополнительно в цепях
стабилизации, равна
U2
= + <7-46’
Приведенные выше расчетные соотношения пригодны
также для схемы, показанной на рис. 137, б, которая по
постоянному току идентична схеме (рис. 137, а).
В усилителях на КТ иногда применяется схема пи-
тания, отличающаяся от рассмотренной отсутствием со-
противления /?2 (рис. 137. в).
Считая /?2 = со, получим
В этом случае S получается больше и, следовательно,
стабильность режима ниже, чем при наличии сопротив-
ления /?2-
Аналогичным путем могут быть исследованы и другие
схемы стабилизации.
344
§ 7. Работа кристаллических триодов
при повышении частоты
Рассмотренные выше эквивалентные схемы и парамет-
ры КТ пригодны для отражения его работы при усиле-
нии постоянного тока или сигналов относительно низких
частот (примерно до 10—15 кгц). При переходе к более
высоким частотам начинают изменяться некоторые свой-
ства КТ и его параметры становятся комплексными вели-
чинами. Особенно существенно изменение параметра
h2if (или а7), модуль которого с ростом частоты умень-
шается (индексом f обозначаются параметры на повышен-
ных частотах).
Частоту, на которой модуль (или az) при зазем-
ленной базе уменьшается в 1,41 раза (3 56), принято на-
зывать критической и обозначать fa. Значение критиче-
ской частоты приводится в паспорте КТ. Например, у
триодов типа (П5, П8) — 100—500кгг{, у триодов ти-
па (ГИЗ, П15)— fa ^0,5—1,5 Мгц, у диффузионных
триодов (П401, П402, П403)—/а^10—30 Мгц, у мощ-
ных КТ (П4, П201—П203) — fa порядка десятков и со-
тен килогерц.
Изменение технических показателей КТ при повыше-
нии частоты вызвано также наличием паразитных емко-
стей. Главную роль играет емкость коллекторного пере-
хода Ск. У современных КТ в схеме с заземленной ба-
зой величина этой емкости лежит в пределах: 40—60 пф
для маломощных плоскостных КТ типа П8, П13 и др.,
5—15 пф для КТ типа от П401 до П403 и несколько сот
пикофарад для мощных триодов.
Вследствие шунтирующего действия емкости Ск пара-
метр Л22 становится комплексным
Й22/ = ^22 + /^Ск. (7-48)
Что касается параметров Лп и й12, то они в весьма
широких пределах почти не зависят от частоты.
Если учесть только наиболее существенные факторы:
зависимость Л21/ (или а/) от частоты и наличие емкости
Ск, то эквивалентные схемы примут вид. показанный на
рис. 138, а, б. Эти эквивалентные схемы достаточно про-
сты, однако они пригодны лишь для частот, значительно
меньших критической.
343’
'Исследования показали, что параметр
являющий-
^21/>
ся коэффициентом усиления
по току схемы с заземлен-
ной базой при короткозамкну-
том выходе, вполне удовлет-
ворительно для современных
КТ аппроксимируется выра-
жением [33]
Рис. 138. Эквивалентные схемы
кристаллического триода для
повышенных частот:
а — в параметрах гэ, г$, гк, а;
б — в h-параметрах.
/, = А*1 =
21/б 1 + jm (7 49)
__ z*21 _ . q— /аге tg tn
| 1 + m2
где m = -j- .
ia
Итак, чтобы в первом
приближении учесть измене-
ние свойств КТ в зависимости
от частоты, нужно взамен /г21
и /г22 оперировать комплекс-
ными величинами h21f и 7г22/,
или в случае применения
параметров гэ, Гб, и а
взамен а и гк подставлять
а7 и zK.
Параметр zK в соответствии с рис, 138, а равен
Рис. 139. График, показывающий зависимость усиления по току кри-
сталлического триода от частоты:
а — в схеме с заземленной базой; б — в схеме с заземленным эмиттером.
346
Кривая, построенная по формуле (7-49) для модуля Л2п
(или а/), показанная в относительных величинах на рис.
139, а. достаточно хорошо совпадает с полученной экспе-
риментально. Хуже обстоит дело с фазовым углом
который при принятой аппроксимации не может превы-
сить 90°, а реально на высоких частотах бывает значи-
тельно большим. Однако на относительно низких часто-
тах это расхождение невелико (до частот, меньших
фазовый угол Л21/ меньше 50°).
Значительный интерес представляет сравнение частот-
ной зависимости коэффициентов усиления по току при
короткозамкнутом выходе схем с заземленным эмиттером
и с заземленной базой.
В схеме с заземленным эмиттером
с _ _ ^21f *________^21____
Р “ 1 + “ 1 + л21 + jm ’
откуда модуль
р = —Лг1----------.
}/ (1 + ^2i)2 + т1
(7-51)
На рис. 139, б показан график, построенный в относи-
тельных величинах для модуля р. Усиление по току на
низких частотах при /?н=0
G _ _ ^21 _ *
1° “ 1 -ь /*21 1 — « •
Сопоставляя рис. 139, а с рис. 139, б. устанавливаем,
что в схеме с заземленным эмиттером усиление по току
убывает с ростом частоты значительно быстрее, чем в
схеме с заземленной базой. Следовательно, частотные
свойства усилителя, выполненного по схеме с заземлен-
ной базой, выше, чем усилителя, выполненного по схеме
с заземленным эмиттером.
Для довольно распространенного случая использова-
ния маломощных плоскостных КТ с активным нагрузоч-
ным сопротивлением /?„ и внутренним сопротивлением ис-
точника сигнала Rc можно построить графики, удобные
для определения основных данных кристаллических уси-
лителей на повышенных частотах. Для этого подставляем
и в формулы из табл. 16 (взамен а и гк) и по по-
лученным соотношениям строим кривые. Для большего
удобства пользования кривые построены в относительных
347
единицах. При расчетах приняты следующие параметры:
гэ = 30ojw, Гб = 500ом, а = 0,95, Rc — 300 ом, RK = Юком,
гк == 0,7 Мом, Ск = 50 пф
На рис. 140, а, б, в, г приведены кривые, показыва-
ющие зависимость входного сопротивления, усиления по
току, по напряжению и по мощности от частоты для раз-
ных схем включения КТ. По кривым (рис. 140, а) видно,
что при повышении частоты входное сопротивление схемы
с заземленной базой приобретает индуктивный характер,
а схемы с заземленным эмиттером и коллектором — ем-
костный. При рассмотрении входного сопротивления схем
с заземленной базой и заземленным эмиттером характер
нагрузочного сопротивления играет несущественную роль,
а в схеме с заземленным коллектором — значительную
роль, так как в этой схеме ZBX пропорционально ZH.
Частотные характеристики схемы с заземленной базой
лучше, чем схемы с заземленным эмиттером, однако сле-
дует помнить, что схема с заземленным эмиттером обла-
дает лучшими усилительными свойствами и потребляет
меньшую мощность от источника колебаний, возбуждаю-
щего усилитель.
Расчетные соотношения для определения частотных
искажений по напряжению на высших частотах Мв с уче-
том приведенных выше соображений оказываются весьма
громоздкими и неудобными в пользовании. Для расчетов
с невысокой точностью в области частот звукового диа-
пазона можно воспользоваться приближенными зависи-
мостями, учитывающими только комплексность параметра
й2ц и комплексность нагрузочного сопротивления ZH .
Проводимость Л22 в области частот f < (0,1 -е—0,15)/* из-
меняется незначительно. Влияние емкости Ск учитывается
в нагрузочном сопротивлении ZH, параллельно которому
она включена.
Для схемы с заземленной базой
__________________________ /?и
1+т2- (7-52)
для схемы с заземленным эмиттером
(7-53>
где 7?н — значение нагрузочного сопротивления на низ-
ших частотах.
348
349
§ S. Предварительные усилители
Предварительные усилители на КТ применяются для
повышения интенсивности сигнала, возбуждающего око-
нечные (мощные) каскады.
В схемах на КТ предварительные усилители являются
усилителями мощности и поэтому термин «усилители
напряжения», пригодный для ламповых устройств, в дан-
ном случае неудачен.
Усилительные каскады на КТ, так же как и лампо-
вые, бывают реостатные (рис. 141, а), трансформаторные
(рис. 141, б), реостатно-трансформаторные (рис. 141,в) и
дроссельные (рис. 141,г).
Чаще всего применяются реостатные и трансформатор-
ные каскады. Иногда эти каскады называют каскадами
с реостатно-емкостной или трансформаторной связью.
Трансформаторная между каска дна я связь в усилителях
улучшает согласование сравнительно высокоомного вы-
ходного сопротивления предыдущего каскада с низкоом-
ным входным сопротивлением последующего каскада. Об-
щее усиление при этом повышается.
Расчет предварительных усилителей.
Технические задания на расчет усилителя могут быть-
весьма разнообразны, поэтому порядок расчета в разных
случаях различен. Чаще всего в техническом задании
содержатся следующие данные: 1) назначение усилителя;
2) напряжение Uc и внутреннее сопротивление Rc источ-
ника сигнала; 3) диапазон частот /н, /в; 4) данные внеш-
ней нагрузки ZH; 5) требующиеся в нагрузке мощность,
ток или напряжение.
После выполнения расчета должны быть определены:
1) тип КТ и схема включения; 2) режим КТ по посто-
янному току Uo, (7Ко, /Ко, /Эо, /б0 и т. д.; 3) величины
элементов схемы; 4) усиление по напряжению, току или
мощности; 5) частотные искажения Мн и Мв; 6) потреб-
ляемая мощность и т. д.
Ниже рассматривается расчет усилителей, состоящих
из реостатных и трансформаторных каскадов.
Расчет реостатного каскада
Расчет можно провести в следующем порядке:
1. Выбираем КТ так, чтобы он обеспечивал требуемое
усиление в нормальном режиме по постоянному току.
350
Рис. 141. Принципиальные схемы предварительных усилителей на КТ:
реостатная; б — трансформаторная; в — реостатно-трансформаторная; г — дроссельная.
351
Его критическая частота должна быть достаточно вы-
сокой. При выборе КТ следует учитывать входное сопро-
тивление каскада, которое будет тем выше, чем больше
а (или /г21).
По входным и выходным характеристикам КТ выби-
раем рабочую точку, которая должна обеспечить линей-
ность работы каскада, по возможности экономичность
и в то же время соответствовать режиму, при котором
снимались параметры КТ.
Через рабочую точку проводится динамическая харак-
теристика по переменному току, наклон которой соответ-
ствует сопротивлению нагрузки для переменного тока
(ctg3 = 7?H)- Если после рассчитываемого каскада вклю-
чен последующий каскад на КТ, то наклон динамической
характеристики по переменному току определяется вход-
ным сопротивлением последующего каскада с учетом
шунтирующего действия цепей стабилизации режима и
внешнего нагрузочного сопротивления данного каскада.
Если же рассчитываемый каскад возбуждает электронную
лампу или работает на высокоомную внешнюю нагрузку,
то наклон динамической характеристики определяется
только сопротивлением /?к, включенным в цепь коллек-
тора. Рабочая часть динамической характеристики не
должна заходить в область, где напряжение, ток или
мощность, рассеиваемая на коллекторе, превышают их
предельные значения.
2. Выбираем схему включения КТ (с заземленными
базой, эмиттером или коллектором). Часто более удобной
является схема с заземленным эмиттером. По справочнику
определяем: низкочастотные параметры КТ,/а и Ск. Если в
справочнике даны параметры не для того включения, ко-
торое выбрано, производим расчет параметров для нуж-
ного включения.
Если выбранный режим по постоянному току сущест-
венно отличается от того, при котором измерялись дан-
ные в справочнике параметры, то надо определить пара-
метры, соответствующие выбранному режиму. Главным
образом, нужно учесть изменение тока эмиттера /Эо. В
первом приближении можно считать, что такие параметры,
как гэ, /*к и /'б обратно пропорциональны току /Эо.
3. Выбираем схему стабилизации режима, определяем
величины элементов и коэффициент нестабильности.
4. Определяем входное и выходное сопротивления кас-
352
када по формулам (7-20), (7-21) или приведенным в
табл. 16.
5. Частотные искажения на низших частотах распре-
деляем между входной цепью и цепями междукаскадной
связи
/Ин ---- /Ин.ВХ • /Ин.св,
/Иц.дб — /Иц.вх дб 4“ /Ин.св дб*
Обычно входное сопротивление КТ получается малым,
поэтому, если внешнее нагрузочное сопротивление велико,
целесообразно большую долю заданных общих частотных
искажений допустить во входной цепи и меньшую —
в цепи связи (/Ин.вх >/Ин.св)- Если же внешнее нагрузоч-
ное сопротивление того же порядка, что и входное сопро-
тивленье КТ, то частотные искажения между цепью связи
и входной цепью можно распределить поровну.
6. Определяем элементы цепи связи. Если последу-
ющий каскад существенно нагружает рассматриваемый,
то сопротивлением связи фактически является входное
сопротивление последующего каскада с учетом шунти-
рующего действия цепей стабилизации. Если последующий
каскад выполнен на лампе, то величину /?св определяем
из условия /?св^Ю/?к, а величину конденсатора Ссв —
по обычной формуле для реостатного каскада в области
низших частот
Сев =--------------* 7 , (7-54)
4^ + ^ ^н.св
где
п ’ ^вых
“ /?к + /?вых ’
7. Определяем величину емкости переходного конден-
сатора во входной цепи (рис. 141, а)
"Ь ^ВХр^^Н.ВХ 1
(7-55)
где
р _____ ^вх • ^3
23 6Я?
353
8. Определяем напряжение и ток возбуждения каскада
jj _ Uc * ^BXs
и по характеристикам оцениваем линейность режима.
9. Определяем ток и мощность сигнала во входной
цепи
/ _ "с
ВХ tfc+tfBxs
Pl = /вх *
10. Определяем усиление на средних частотах потоку
(Д’/,), напряжению (ДМо) и мощности (ДРо), пользуясь фор-
мулами (7-22), (7-23), (7-26) или формулами табл. 16.
И. Определяем усиление по напряжению на низших
частотах
Ки
I/ ___ _____11 о__
Лпн ~ м • Л1
1 ‘н. св 2ГДн. вх
12. Определяем коэффициент* частотных искажений на
высших частотах 7ИВ по формулам (7-52), (7-53) и коэф-
фициент усиления
13. Определяем мощность, потребляемую от источника
питания
Ро = Uo ' ^э0-
Рассмотрим особенности расчета многокаскадного уси-
лителя с реостатно-емкостной связью (рис. 142). Состав-
ляющие усилитель каскады рассчитываются по аналогии
с однокаскадным усилителем. Перед расчетом отдельных
каскадов целесообразно определить количество каскадов,
при котором обеспечивается техническое задание. Исход-
ными данными для этого являются величины /?н, /?с, Uc
и мощность в нагрузке Рн, которые обычно задаются.
Иногда в задании указывается не мощность, а ток /н или
напряжение UH в нагрузке. Зная величину требующегося
на выходе напряжения (мощности или тока) и напряжения
354
(тока или мощности) источника сигнала, определяем общее
усиление. Затем определяем усиление на каскад и таким
образом выясняем число их. Если в усилителе приме-
няются маломощные плоскостные КТ с заземленным эмит-
тером, то в первом приближении для оценки усиления
можно воспользоваться формулами:
/С ^0,02fln; Кр = КиК{
или принять, что в
Ku— 10 ч-20;
каждом каскаде можно получить:
/(^ПОч-20; Кр — 200-^-400.
Рис. 142. Схема многокаскадного усилителя с реостат-
но-емкостной связью.
При таком подходе возможны большие ошибки, но
о количестве каскадов можно получить представление.
Зная примерно усиление всего тракта и напряжение сиг-
нала на входе усилителя, определяем порядок величин
возбуждатощего сигнала на входе последнего каскада и по
входной и выходной характеристикам оцениваем линей-
ность режима.
Расчет целесообразно начинать с последнего каскада
(TV-го) (рис. 142). Зная величину 7?н и параметры КТ,
определяем входное сопротивление его и нагрузочное
сопротивление предпоследнего каскада Следует
иметь в виду, что цепи стабилизации режима последую-
щего каскада являются нагрузкой для предыдущего. Глав-
ным образом нужно учитывать сопротивление в цепи базы
R* (0,5ч- 10 ком); чем оно меньше, тем выше стабильность
режима. Следовательно,
D ^вху ’
‘23*
355
Зная величину Rhn_v можно определить 7?bx2V_i и ^нл-2
и последующие величины до первого каскада. Для расчета
коэффициента усиления каскада необходимо знать вели-
чину внутреннего сопротивления источника сигнала, воз-
буждающего каждый каскад. Внутренним сопротивлением
источника сигнала, возбуждающего М-ый каскад, является
(приближенно) сопротивление, включенное в коллектор
предшествующего каскада R^ х . Сопротивление
R*n-\ определяется наклоном динамической характерис-
тики по постоянному току, построенной на семействе вы-
ходных характеристик каскада, предшествующего расчет-
ному.
Далее производим детальный покаскадный расчет и
уточняем данные, которые были ориентировочно приняты
для предварительного расчета.
Пример расчета реостатного каскада
Рассчитать усилительный каскад на КТ типа П5В по следую-
щим данным: Uo = 6 в, UCm<^20 мв, Rc = 600 ом, fH — 70 гц,
= 5 кгц, Мн< 1,25 (2 дб), Мв< 1,06 (0,5 дб). Рассчитываемый
Рис. 143. Пример схемы реостатного усилительного каскада.
каскад должен возбуждать каскад, собранный на лампе 6Ж2П, и
подключаться кабелем емкостью См = 1000 пр. Напряжение воз-
буждения лампы ^Л/л>«0,2 в.
1. Применяем схему с заземленным эмиттером (рис. 143).
2. Выбираем рабочую точку на входных и выходных стати-
ческих характеристиках КТ (рис. 144). В ра5очей точке /к# = 2,2ма,
U =2 в, /6 =40 мка, = 0,16 в.
Kq и о ’“'О
356
Параметры П5В, снятые в режиме: /э = 1 мег, UK = 2e-, для
схемы с заземленной базой /гп = 40 ом, Л12 = 3-10"“3, /г22 = 2,5 мкмо
и /г21 = — 0,97 (справочные данные).
Поскольку в выбранной рабочей точке режим отличается от
принятого при измерении параметров, то ориентировочно опреде-
ляем новые значения параметров (см. гл. 7, § 6). При этом учиты-
Рис. 144. Пример построения характеристик и выбора рабочей точки
к расчету реостатного каскада.
В справочнике приведены параметры для схемы с заземленной
базой; их следует пересчитать соответственно принятой схеме с за-
земленным эмиттером по табл. 15:
h
г4Чт- = 1 3°ПО7 = 1000 0М’
1 + Л21 1 — 0,97
h । —й12_ 30 • 5 • 10~в + 0,97 • 4,5 • 10-3 — 4,5 • 10-3
/*21э
1 — 0,97
« 1,6 • 10“4;
/221 0,97 ~
1+Л21 1-0,97 ’
. /г22 5 • 10~6 .
/122э “ 1 +Л21 “ 1 - 0,97 ~ 1 >7 • 10 м0-
| h |э = Лцэ • /Z223---/2l23 ' /^213 ~ 103 • 1,7 * 10 4 *
— 1,6. 10“4 . 32 « 0,17.
3. Строим динамическую характеристику по постоянному току
(которая в данном случае почти совпадает с динамической характе-
ристикой по переменному току). По наклону определяем /?к »
» 1,8 ком.
357
4. Вычисляем элементы цепи стабилизации режима и коэффи-
циент нестабильности
^о-^кЛ-^к. 6-2,2-1,8-2 1(5Л
------Г-------= -2725-10^“ * 180 0И-
Эо
Принимаем /3 = 2 ма, тогда /2 = /3 — /бо = 2 • 10-3 — 40 • 10~6 »
Я1 =
1г
«, _ J,'* . » 2.7
К. _ "« _ °'|6 + У;Д--18"« 300 >«;
10 10 • 106 СП л.
<»HRi “ 2 • 3,14 • 70 • 300 ~ 50 Мкф’
R t ISO 180
R3 _ + 300 + 2700
180 _180__ од? ’
1 + 300 + 2700 и,9/
________
1 + я + й+'
5. Определяем входное
Р _ ^пэ + I 1э _
1+2?нА22э “
_ Лцэ 4- Rc
вых ~ hii3RH + 14“
и выходное сопротивление каскада:
Юз _|_ i>8 . юз . о,17 1ппп
1 + 1,8 • Юз . 1,7 • 10—* ~ °°° °М'
103 + 600
1,7 • 10-» 1,8 • 10’ + 0,17 ~ 20 КОМ'
6. Распределяем заданный коэффициент частотных искажений
на низших частотах по тракту усилителя. Принимаем Мн вх =
= 1,5 дб (1,19); Мн св = 0,5 дб (1,00).
элементы цепи связи. Принимаем /?св = 20 ком,
^вых ’ ___ 20-1,8 _ 1 R
" /?вых + ₽к-20 + 1,8 1 ••
1
7. Вычисляем
^вых
ССв “ , 1/77*---------
(^вых "Ь ^св) Чк св 1
10е
=------------------------------т..........« 0,04 мкф.
2 • 3,14 - 70(1,6 4- 200) • IO3 j/1,062 —1
8. Определяем входное сопротивление каскада с учетом цепи
стабилизации и емкость переходного конденсатора на входе
D _ Явх’^2 _ 1000-300 .
^ВХБ + ^2 1000 + 300 0 ' ’
1
СсВ* «ИЧг + ЯсН <вх-1
----------------------« 8 мкф.
2 • 3,14 • 70(230 + 600) / 1,19* 2—1
358
9 Определяем амплитуду напряжения эмиттер-база и тока
базы
и _ ^„Ах. _ 20 . 230 • 10-» ~
^б'« Rc + ЯВХв 600 + 230 ~ °’5
I _ 5’5 • 10~3 _ е с
бт #вх Ю00 ~5'5мка-
Как видно из характеристик, при таком 1бт режим можно счи-
тать практически линейным.
Напряжение возбуждения лампы
= u6m «и, = 5.5 • IO-’ • 45 « 0,25 в.
10. Определяем коэффициент усиления КТ по току, напряже-
нию и мощности на средних частотах:
Л =_____________=____________32_____________
14-Л22э^к 1 + 1,7 • 10-* • 1,8 • 103 ’
= Л21/?к _ 32 • 1,8 • 10’
Лцэ + Як|Л| 10’+ 1,8 • IO’• 0,17 ~ 4&:
Кр = К„ • К,- = 45 - 25 » 1100.
* о *0
11 Определяем усиление по напряжению на низшей частоте
диапазона
гл _____________________ 45 ___~ _
св 1,19.1,06
12. Определяем коэффициент частотных искажений на высшей
частоте диапазона
/5_L2Z = 00i- =______’_____«г
m = /в 5 • 10s /1+(«>вСда ’
13. Определяем мощность, потребляемую от источника питания
Ро = UQ (1Эл + /3) = 6 (2,25 + 2) • 10~3 « 25 мет.
Расчет трансформаторного каскада
Расчет каскада (рис. 141, б) производится в следую-
щем порядке:
1. Выбираем тип КТ и схему включения.
2. Определяем положение рабочей точки на входных
и выходных характеристиках (/к„, UKt, !&,, /э,).
359
3. Уточняем параметры КТ в выбранной рабочей
точке.
4. Ориентируясь на выходные характеристики КТ»
определяем сопротивление переменному току в цепи кол-
лектора— RK. В реальных схемах обычно не удается
достичь полного согласования на выходе КТ (7?к = 7?вых).
Выбирается RK меньшим R вых вследствие отсечек по кол-
лекторному току и из-за того, что при большом RK ус-
ложняется трансформатор (во избежание частотных ис-
кажений на низших частотах нужно увеличивать £г).
Иногда целесообразно, зная рабочую точку и величину
возбуждающего сигнала, сначала провести динамическую
характеристику по переменному току, обеспечивая при-
мерную линейность режима, а потом определить RK по
ее наклону. При малых величинах нагрузочного сопро-
тивления отсечки могут появиться в первую очередь из-за
нелинейности входной цепи.
5. Определяем входное сопротивление каскада по фор-
муле (7-20).
6. По величинам Rc и RBX определяем коэффициент
трансформации трансформатора Трг
7. Определяем /?ВЬ1Х каскада по формуле (7-21).
8. По величинам /?н и RK определяем приближенное
значение коэффициента трансформации Тр2 (рис. 141, б).
9. Определяем коэффициент усиления по напряжению
на средней частоте
_ Л21 • 7?н • Л1 • п2
hu+Rn.\h\ *
10. Определяем коэффициент усиления каскада по
току (7-22) и по мощности (7-27).
11. Заданные частотные искажения распределяем по
тракту на Трх (7ИН1), (Л4В1) и Тр2(/ИН1), (/Ив,). На низ-
ших частотах целесообразно меньшую часть частотных
искажений отвести на входную цепь, так как Rc неве-
лико и трансформатор легче выполнить. Считается, что
360
на низших частотах кристаллический триод искажений
не вносит.
12. Определяем индуктивность первичной обмотки Lr
и индуктивность рассеяния Lsx Трг (рис. 141, б)
а) задаваясь к. п. д. TpL = 0,8-т-0,9, определяем
активное сопротивление первичной обмотки
б) сопротивление* г2 принимаем равным (г2— актив-
ное сопротивление вторичной обмотки, пересчитанное в
первичную);
в) определяем Ь^тр^ по формуле
/?э Нх
М7Х =------7==- ,
где
(^с +и) (< + /?;,) .
э-н* /?с+п+< + 7?;х ’
г) определяем LstPi по формуле
в
где
Ra. В, — ^с4"Г14-Г8 + Rbx •
13. Определяем Lirp, и Ls тР, по аналогичным фор-
мулам, задавшись
^тр, = 0,7 -=-0,9,
ri = 2 (1 — flTp.)', гг = Г1,
п ____ (^ВЫХ ~Ь .
Э‘ Я'-ЯвЫх+п+< + Як ’
Ra. в, — Rbmx + fl + + Rk\
т Hf
1Г₽* = ^7^±7;
Ls тР, = Ml, — 1.
В
361
14. Определяем коэффициент частотных искажений
Л1вкт на высшей частоте диапазона по формулам (7-52),
(7-53i, считая, что нагрузкой ZH является параллельное
соединение активного сопротивления и емкости Свых.
15. Определяем частотные искажения всего тракта
Рис. 145. Схема трансформаторного усилителя.
16. Определяем усиление на крайних частотах диа-
пазона
тг _ Ао . tz _ До
Дв - , Лн - Mi{ .
17. Определяем величины элементов цепи, стабилизи-
рующей режим по постоянному току:
а) по величинам /Ко и г2 (Тр2) определяем падение
напряжения по постоянному току на первичной обмотке
второго трансформатора
Uтpt— Л<0 ’
б) определяем
= ^0 — ^КО~ ^Гр20 .
* ^Э0
в) по величине активного сопротивления вторичной
обмотки Трг г2, равного сопротивлению R2 цепи стаби-
лизации режима, определяем величину тока /2, который,
протекая через эту обмотку, должен обеспечить приня-
тый режим по постоянному току
] _"б.+'эЛ
19 - -------- •
362
Во многих случаях величина г2 невелика (десятки
ом) и, чтобы обеспечить в схеме (рис. 141, б) требуемый
режим по постоянному току, нужно значительно увели-
чить ток /2, что является нежелательным.
Чтобы повысить экономичность режима и обеспечить
его достаточную стабильность, часто применяется схема
трансформаторного усилителя, показанная на рис. 145.
Элементы цепи стабилизации такой схемы рассчитыва-
ются по приведенным выше формулам. Током 12 зада-
ются в пределах 1-~3 ма и вычисляют
г) определяем ток /3 = 12 + 1б0 и сопротивление /?3
— 12R2 .
д) определяем величины конденсаторов Сх и С2
10-20 10-^20
Cl — О)н . Ki ; = U)H . R*
18. Определяем коэффициент нестабильности S (7-42).
19. Определяем входной ток /вх
20. Определяем мощность, потребляемую от источ-
ника сигнала
Р1 = • /вх*
21. Определяем мощность, потребляемую от источни-
ков питания,
Po=^o(/k# + /3).
Особенности расчета многокаскадных трансформатор-
ных усилителей аналогичны рассмотренным выше рео-
статным.
Пример расчета трансформаторного каскада
Необходимо рассчитать предварительный усилитель по следую-
щим данным: /н = 100 гц, fB = 700Q гц, Л4И < 3 дб, Мв<^3 дб,
i/c<0,2 ме, Rc = 200 ом, Uo = 12 в, Rtt = 100 ом, Uн = 0,1 в.
363
1. Определяем необходимое число каскадов:
а) мощность, потребляемая от источника колебаний (при согла-
сованном входе)
= (2-10-4)2
4^7 4 • 200
= 5-10 6 мквт;
Рис. 146. Пример построения харак-
теристик и выбора рабочей точки к
расчету трансформаторного каскада.
б) мощность на внешней
нагрузке
^ = 0,1*
R,, 100
= 100 мквт;
в) коэффициент усиления
по мощности
К Р" 100 о 1Л»
^ = р7 = ГЛ0=5 = 2-10:
г) коэффициент усиления
по напряжению
2(7 2 • 0 I2
к«=К = -^ = 1П0°-
Такое усиление не может
обеспечить один каскад, оче-
видно, понадобится два каскада.
2. Выбираем триоды типа
П13А, применяем каскады с
трансформаторной связью и схе-
му с заземленным эмиттером в
обоих каскадах (рис. 145).
Параметры П13А: Лн =40 ом;
hl2 = 6 • IO"4; Л21 = — 0,97;
Л22 = 2 мкмо; fa = 465 кгц;
Ск = 50 пф.
Параметры измерялись при 7Э = 1 ма и U к = 5 в в схеме с
заземленной базой.
3. Выбираем рабочую точку на входных и выходных характе-
ристиках (рис. 146). Ее координаты 7 = 1,9 ма, UK =0 в, U6 =
= 0,17 в, /бо = 100 мка
4. Режим в рабочей точке не соответствует режиму, при кото-
ром измерялись параметры, поэтому уточняем их.
В выбранном режиме уменьшится примерно в 1,5 раза, Л12
возрастет в 1,3—1,5 раза, /г22 возрастет примерно в 2 раза, а Л21
изменится мало. Таким образом, КТ типа П13А в выбранной рабо-
чей точке имеет ориентировочно следующие значения параметров
«30 ом, /г 12 ~ 9 • 10 4, Л21 « — 0,97, А22 « 4 мкмо.
Приведенные значения параметров относятся к схеме с зазем-
лениой базой и поскольку в усилителе заземлен эмиттер, нужно
364
пересчитать параметры соответственно данной схеме. Пользуясь
табл. 15, найдем
Лцэ= 103 ом\ Л12э = 3 • IO"3; Л21э = 32; Л22э = Ь3 ‘ 10-4
. I h |э = 0,034.
5. Проводим динамическую характеристику по переменному
току и определяем /?к . второго каскада (рис. 146, линия ВС);
= 7 ком.
’ 6. Определяем входное сопротивление второго каскада
Лцэ + RKt I h |э
/?ВХ« = 1 + Й22Э • «к,
103+7 • Ю3 • 0,034
1 + 1,3-10 ~4 • 7 • 103
760 ом.
7 Задаемся величиной /?к = 10 ком.
8. Определяем входное сопротивление первого каскада
hu3 + RK1 I h |э Ю + 104 0,034
7?вх> ~ 1 + Л22э/?К1 - 1 + 1,3 • 10~4 • 104
< 580 ом.
9 Определяем выходное сопротивление второго каскада
Лцэ + Явх, 103 + 760
^вых‘ " Й22Э • Явх, + I Л17 " 1.3 • 10~4 • 760 + 0,034 ' м’5 К0М-
10. Определяем выходное сопротивление первого каскада
Л”э+^вх, 103 + 580 _1лс
вых- " Ми, + I Й 1э ~ ЬЗ • ю~4 • 580 + 0,034 ~ 14,0 ком'
11. Определяем коэффициенты трансформации Tpit Тр2 и Тр3.
12. Определяем коэффициент усиления первого каскада на
средней частоте
/'21Э ЯК1 • «1 • «2 32 104 • 1,7 • 0,28
Л“-« Лцэ +/?К1|Л|Э - 103 + 104 • 0,034 ~11U-
13. Определяем напряжение и ток возбуждения второго кас-
када:
С 0 2
IO"3 • 110= 11 мв\
z 10 z
^б2 11 • 10~3 ...
/Л =—-----= —~ 14,5 мка.
б2 р 760
ХВХ,
и убеждаемся по характеристикам в линейности режима.
365
14. Определяем коэффициент усиления по напряжению второго
каскада на средних частотах
_ л21э • Rha • п3 _ 32 • 7 • 103 • 0,12
“’° Лцэ + Як. • I h1э 32 + 7 • 103 • 0,034 ~ 22'
15. Коэффициент усиления по напряжению на средних частотах
для всего тракта
К = К . Д’ =110. 22^ 2400.
"о "10 "«0
Следовательно, два каскада обеспечивают необходимое усиле-
ние. Отметим, что два каскада с реостатно-емкостной связью не
обеспечили бы требуемого усиления.
16. Коэффициент усиления по току первого и второго каска-
дов
Л21Э _ 32
= (1 4-/г22э • ЯК1) «1 • «2 ~ (1 + 1,3 • 10-* • 101) • 1,95 - 0,28 =
= 23;
/«21э _ 32
~ (1 + ЛггЛ,,) «з ~ (1 + 1.3 • 10-1 • 7- 103) • 0,12 = 140,
17. Коэффициент усиления по мощности всего тракта
К = К К . К = 2400 • 23 • 140 = 7,5 • 10е,
/q "о ‘10 *10 ’
что превышает требуемое значение.
18. Распределяем по тракту заданные частотные искажения.
Принимаем в Тр} МН1 = 0,4 (56(1,05), в Т р2 Л4И> = 1,3 66(1,15),
в Тр2 М з== 1,3 66(1,15).
На высших частотах MBj = 0,4 66, Л4 — 0,4 66, Л1в = 0,4 66
(1,05), ЛИ =0,9б6иМв’ =0,9 66(1,1’1).
BKTi вкт, '
19. Определяем индуктивности и Ls первого трансформа-
тора. Задаемся к. п. д. трансформатора — 0,85 и определяем
активное сопротивление первичной обмотки
/?вх 580
г* = ~2пГт ~ Г'Тр^ = 2 • 1,62 • 0,85~°’85^ ' 19 ом'
1 'TPi
Пересчитанное в первичную обмотку активное сопротивление
вторичной обмотки г = ri = 19 о.и, следовательно,
гг = rji^ = 19 • 1,72 = 55 ом.
Пересчитанное в первичною обмотку входное сопротивление КТ
(Яс + г,)(г2 + ЯвХ) (200+19)(19 + 200)
э- Rc+ri + r' + R'B;l 200 + 19 + 19 + 200 ~ " °М
366
. 110 Пй
=-----—— ==----------------z — — 0,6 гн;
“>h1 Л4* — 1 2 • 3,14 • 100 j/1,052—1
R3B = /?с + r> + r2 + Rvx = 200 + 19 + 19 + 200 = 438 ом-,
Lc = —21 I Л11 — 1 =-------------—--------1 1,05 s — 1 » 3,2 • 10~3 гн.
s* Wb ’ 7в, 2 . з>14.7 . юз
20. Аналогично определяем данные второго и третьего транс-
форматоров.
21. Определяем частотные искажения, вносимые кристалличе-
ским триодом на высшей частоте диапазона.
Задаемся емкостью трансформатора со стороны коллектора
СТр = 190 пф. Следовательно,
Свых=Сгр+Ск = 100 -1-50 = 150 пф.
Определяем
/в 7-103 nn1B.
/а 465 • 103
Ян Г________________
-^ = Г1+(-всВЬ1Х^ =
н
= } 1 + (2 . 3,14 • 7 • 103 • 150 • 10’12 . 7 . 10з)2 ~ 1;
Такого же порядка величина >^вкт
22. Определяем элементы цепи стабилизации первого каскада
a) UTn =1 • п = 1,9 • 10~3 • 900 = 1,7 в;
1 Ро КО
Со — I’ —UTn 12________9____17
б) /?! =-----------= g . i0_T ’ « 620 ом.
Если бы усилитель выполнялся по схеме рис. 141, б, то
потребляемый цепью стабилизации ток был бы слишком большим
, _ U6, + 'э. -R< _ 0,17 + 2 • 10-3 . 620 ~
7 2 ~ ~г - 55 ’
в) задаемся током /2 = 1,5 ма н определяем
U6 1- 7э •
^ = -22------2г-----
/2
0,17 + 2 • 10~г • 620
1,5 • 103
910 ом;
/3 = 12 4- /бо = 1,5 • 10~3 + 30 • 10~в
_ Uo — /.,.4 12 — 1,5 • 920 • 10-3
3 Т3 1,5-10-»
1,5 ма\
7$ ком;
367
Д) Cl ~ “HRi 2 3,14 • 103 • 620 ~ 50 мкф'
e) Ci ~ ®hR2 = 2 - 3,14 • 100 • 910 ~ 20 Мкф'
23. Определяем коэффициент нестабильности
, , Ri , Rt , , 620 , 620
„ _ + R2 + R3 _ + 910 + 7,5 IO3
i . R> , Ri , ,, ~ i 620 , 62() л пк ~ ’
+ R2 + Rs+ ' + 910+L5~10^~ 0195
24 Определяем мощность, потребляемую усилителем от ис-
точника питания
^о = ^о(/Эо1 + /Эо2 + 2/з) =
= 10 (2 • IO"3 4- 2 • 10“з 4- 2,15 • 10~з) « 70 мет.
§ 9. Оконечные усилители
Каскад оконечного усилителя на КТ, так же как и
ламповый, в основном выполняется по трансформаторной
схеме, которая позволяет согласовать относительно низко-
омное нагрузочное сопротивление с относительно высокоом-
ным выходным сопротивлением КТ. Режим и схему оконеч-
ного каскада выбирают, исходя из получения наиболь-
шей возможной мощности на выходе при заданных нели-
нейных искажениях и максимальном к. п. д. Усиление
по напряжению для этих схем существенной роли не
играет. Оконечные каскады на КТ подобно ламповым
могут включаться как по однотактной схеме, так и по
двухтактной. В однотактной схеме можно использовать
только режим Л, в двухтактном включении могут быть
использованы также режимы В и АВ. Работа схемы в
режиме А дает малые нелинейные искажения при срав-
нительно невысокой экономичности (т^<50%). Работа
схемы в режиме В будет с относительно большим к. п. д.
(теоретически т] < 78%), однако нелинейные искажения
при этом возрастают. Мощность, получаемая от КТ в ре-
жиме В, может превысить в несколько раз мощность, по-
лучаемую в режиме А.
В оконечных каскадах, так же как и в предвари-
тельных, можно использовать схемы с заземленными ба-
зой, эмиттером и коллектором. Однако схема с зазем-
ленным коллектором в силу ее низкой чувствительности
368
почти не находит применения. Если сравнить семейства
выходных характеристик КТ в схемах с заземленными
базой и эмиттером, то оказывается, что в схеме с зазем-
ленной базой характеристики более линейны и распола-
гаются почти равномерно относительно друг друга. По-
этому, с точки зрения получения наибольшей мощности
при наименыцих нелинейных искажениях, предпочтитель-
нее схема с заземлённой базой. Однако мощность, необ-
ходимая для возбуждения такой схемы, вследствие ее
малого входного сопротивления значительно больше (в де-
сятки раз), чем для схемы с заземленным эмиттером.
Для анализа оконечных каскадов нельзя пользо-
ваться расчетными формулами, выведенными выше и при-
годными при малых возбуждающих сигналах. Оконечные
каскады на КТ, так же как и ламповые, удобнее всего
анализировать графоаналитически, базируясь на семейст
вах статических характеристик. Однако если в ламповых
устройствах удается произвести необходимые расчеты,
основываясь только на выходных характеристиках [ia (иа)
при ис = const], то в устройствах на кристаллических
триодах, вследствие наличия входного тока, необходимо
пользоваться не только выходными, но и входными ха-
рактеристиками. Искажения формы сигнала часто обу-
словлены нелинейностью входных характеристик и по-
этому правильный выбор входного режима играет
очень важную роль.
При анализе оконечных каскадов особенно сущест-
венна величина внутреннего сопротивления источника сиг-
нала, возбуждающего данный усилитель. От этого со-
противления в значительной степени зависят нелинейные
искажения каскада. В оконечных каскадах желательно
применять стабилизацию режима, так как при полном
использовании КТ смещение рабочей точки может вы-
звать значительные нелинейные искажения. Построение
схем стабилизации и расчет их производится так же, как
для предварительных усилителей.
Однако следует иметь в виду, что цепи стабилиза-
ции потребляют значительную мощность и усложняют
схему, поэтому часто для повышения к. п. д. оконечные
каскады выполняют без стабилизации режима.
На рис. 147, а показана схема однотактного каскада
на КТ с заземленным эмиттером. Аналогично выглядит
схема каскада с заземленной базой.
24 682
369
Один из вариантов схемы двухтактного оконечного
каскада на КТ показан на рис. 147, б. Двухтактный
каскад на КТ особенно целесообразен в режиме В. Гра-
о
Рис. 147. Схемы оконечных каскадов на КТ:
а — однотактная; б — двухтактная.
фическое изображение процессов в одном плече для ре-
жима В при синусоидальном возбуждающем сигнале
показано на рис. 148. Триоды работают поочередно че-
рне. 148. Графическое изображение процессов в одном плече двухтакт-
ного каскада, работающего в режиме В.
рез половину периода, и форма тока во втором плече
такая же. Динамическая характеристика по переменному
току [линия ab, проходящая под углом £ (etg р = /?к)]не
должна заходить в область токов, напряжений или мощ-
370
ностей, превышающих предельные значения для данного
КТ. Обычно /к /к и можно считать, что амплитуда
первой гармоники и постоянная составляющая тока кол-
лектора каждого КТ соответственно равны
т ___, кт
/Ко~ —,
*
г Лап
* КЛПх 2 ’
Эти зависимости позволяют определить максимальный
к. п. д.,
1 Г] I —U . кгп
Р ~ 2 и кгп 1 Ktn\ 2 и кгп 2 тс
* /Ко .j ^кт
икт •
Последнее соотношение показывает, что к. п. д. мо-
жет достигать 78%.
Представляет интерес сопоставление мощности рас-
сеивания на коллекторе КТ с колебательной мощностью,
отдаваемой каскадом.
Мощность рассеивания на коллекторе одного КТ
равна
/2 • R
РК = РО-Р~= —-------------(7-56)
Максимальное значение Рк, найденное из условия
дРк п
= 0, соответствует тону
г - 2Uo
кт “ *ЯК ’
Следовательно, максимальная мощность рассеивания на
коллекторе обоих КТ, при условии t/0 = UKtn, равна
р __ 2^о
Гкшах — ~ к
а максимальная колебательная мощность на выходе КТ
~тах == кт * /к/п-
24*
371
Таким образом, максимальная колебательная мощность,
отдаваемая каскадом на кристаллических триодах в ре-
жиме В, превышает более чем в 1,5 раза мощность рас-
сеивания на коллекторах.
Расчет однотактного каскада
Расчет каскада определяется характером технического
задания. Чаще всего для расчета заданы: 1) требующая-
ся колебательная мощность на нагрузке Рн; 2) нелиней-
ные искажения kf, 3) сопротивление нагрузки 7?н; 4) диа-
пазон частот fH и fB; 5) частотные искажения /Ин и Мв.
В результате расчета усилителя должны быть опре-
делены: 1) тип КТ; 2) режим по постоянному току;
3) напряжение возбуждения Ucm\ 4) мощность, потреб-
ляемая от источника возбуждения Рс\ 5) внутреннее со-
противление источника возбуждения Rc\ 6) мощность,
потребляемая от источника питания Ро и к- п- Д- кас-
када; 7) данные выходного трансформатора Llt Ls, и,
rb '‘s’, 8) элементы цепи стабилизации.
Порядок расчета следующий:
1. Выбираем тип КТ и схемы включения. Критерием
для выбора типа триода служит заданная колебательная
мощность при нормальном режиме по постоянному току.
При выборе схемы включения руководствуемся такими
соображениями: в схеме с заземленной базой можно по-
лучить меньшие нелинейные искажения, чем в схеме с
заземленным эмиттером, но в последней значительно
меньше мощность, необходимая для возбуждения, т. е.
значительно более высокий КР.
2. По входным и выходным характеристикам опре-
деляем рабочую точку, которую желательно расположить
так, чтобы получить от КТ наибольшую мощность. При
этом динамическая характеристика по переменному току,
которая проходит через рабочую точку, не должна захо-
дить в область, где мгновенное значение напряжения
превышает предельно допустимую для данного КТ вели-
чину. Кроме того, при выборе рабочей точки следует
учитывать экономичность режима.
Положение рабочей точки на входной характерис-
тике определяет амплитуду возбуждающего тока, так как
ограничение выходного сигнала чаще всего обусловлено
нелинейностью входной характеристики.
372
3. Через рабочую точку на выходных характеристи-
ках проводим динамическую характеристику по перемен-
ному току. Желательно, чтобы рабочий участок выход-
ной динамической характеристики делился рабочей точ-
кой примерно на равные части. Наклон выходной дина-
мической характеристики определяет нагрузочное сопро-
тивление каскада переменному току
IJ
Г) _ Кт
Лк — “7 •
J кт
По амплитуде тока, возбуждающего каскад, строим
на выходных характеристиках треугольник мощностей
(ЛВС, рис. 149, а) и определяем ориентировочное зна-
Рис. 149. Выбор рабочей точки:
а — на выходных характеристиках ; б — на входных характеристиках.
чение колебательной мощности на выходе КТ. С учетом
к. п. д. выходного трансформатора (утр = 0,8-г-0,9) эта
мощность должна быть на 10—^-20% больше мощности в
нагрузке.
4. Если входные статические характеристики при раз-
ных Uк существенно отличаются, то строим динамиче-
скую входную характеристику. Чаще всего положение
входной характеристики КТ мало зависит от UK, так
что динамическая и статическая входные характерис-
тики практически сливаются и в специальном построе-
нии динамической характеристики нет надобности. На-
клон входной характеристики определяет входное сопро-
тивление каскада (рис. 149, б)
Rbx = tg ф.
5. Определяем нелинейные искажения.
Величина kf зависит от внутреннего сопротивления
373
источника возбуждающих сигналов. В одних случаях ве-
личина Rc задается в. техническом задании, в других —
ею нужно задаться, учитывая, что нелинейные искаже-
ния с ростом Rc уменьшаются. Выбирать величину Rc,
если она не задана, можно в пределах /?с~ (5 ч- 15)7?вх.
При этом из-за рассогласования по входу {Rc Ф Rbx) не-
сколько теряется усиление по мощности.
В случае применения трансформаторной связи
Rc = r2 + ri • п2 + 7?вых • м2, (7-57)
где гг и г2 активные сопротивления первичной и вторич-
ной обмоток трансформатора;
п— коэффициент трансформации;
/?вых — выходное сопротивление предшествующего каскада.
Вследствие нелинейности выходных и входных ха-
рактеристик в усилителе возникают нелинейные искаже-
ния, которые можно найти раздельно по входу и по вы-
ходу, применяя метод
пяти ординат. (При та-
кой оценке значения kf
получаются завышенны-
ми). Удобнее, однако,
по известным входным
и выходным динамиче-
ским характеристикам
построить проходную
динамическую характе-
ристику /вых {Uc) при
<7вых = const, Rc = const.
Применив по отношению
к этой характеристике
метод пятиж ординат,
найдем суммарные не-
линейные искажения, возникающие в каскаде.
Проходная динамическая характеристика строится по
точкам. Построение такой характеристики для схемы с
заземленной базой показано на рис. 149 и 150 (анало-
гично строится проходная характеристика для схемы с
заземленным эмиттером). Задавшись токами /э соответ-
ственно точкам пересечения динамической выходной ха-
рактеристики со статическими (точки 7, 2, 3, 4У 5 на
рис. 149, а)у находим по входной характеристике соот-
ветствующие этим токам входные напряжения U3. Затем
Рис. 150. Проходная динамической ха
рактеристики однотактного каскада.
374
для каждой точки, зная Rc и пользуясь формулой Uc =
= U3 + hRo определяем значение Uc, соответствующее
данному /к.
Соединив найденные точки, получим проходную ди-
намическую характеристику (рис. 150). Определив на
этой характеристике рабочую точку Л(/Ко) и зная ампли-
туду Напряжения Ucm, СТрОИМ ПЯТЬ ОрДИНаТ /Kmin. /К1»
/Ко, /к., Л<тах,*по которым находим гармоники коллек-
торного тока и его среднее значение /К Ср (1-55). Далее
определяем
Vi2 -д-р
kf = V 'кт, jкт,+ 100 о/о. (7.58)
'ктх
6. Уточняем колебательную мощность на выходе КТ
Р~ = ~2 ^кт^к
и мощность в нагрузке
. ЩТр.
7. Определяем мощность, необходимую для возбуж-
дения данного каскада,
Р1 = 1вхт * Rbx.-
8. Определяем коэффициент трансформации выход-
ного трансформатора
Рп
Рк^Тр
9. Определяем активное сопротивление обмоток транс-
форматора •
п
/п= 27^(1
ZriTp
р
г2 = 27^(1-^).
ZriTp
10. Определяем индуктивность первичной обмотки
выходного трансформатора, учитывая требования частот-
ной характеристики на низших частотах
_____^э. н
1-“нГм;-Т’
375
где
f2 + *н\ о
п2 ] А ВЫХ
г2 4-
^2 Ь ^ВЫХ
Поскольку выходное сопротивление рассчитываемого
каскада значительно больше, чем сопротивление перемен-
ному току коллекторной цепи /?Вых > — ^~2 Гн , для рас-
четов можно пользоваться значением
Rs.
г* +
Впоследствии при конструктивном расчете значение
уточняется после определения максимальной магнит-
ной индукции в сердечнике Втах-
11. Допустимая из условий частотных искажений индук-
тивность рассеяния выходного трансформатора обычно по-
лучается много больше, чем реальная. Частотная харак-
теристика каскада на высших частотах определяется не
индуктивностью рассеяния, а частотными свойствами КТ,
так что индуктивность рассеяния можно не рассчиты-
вать. Приближенно для схемы с заземленной базой час-
тотные искажения на высших частотах определяются по
формуле
Л1В = V1 + (т)2,
а для схемы с заземленным эмиттером
мв= ]
12. Определяем падение напряжения по постоянному
току на первичной обмотке выходного трансформатора
^тр0 = Лср • '’I
и задаемся величиной Z70, если она не задана.
13. Если включена цепь стабилизации, то определяем
ее элементы.
376
14. Определяем мощность потребляемую от источника
питания
Pq = (^к.ср + /3).
Если стабилизирующей цепи нет, /3 = 0.
15. Определяем к. п. д. каскада
= -р~-
г о
Пример расчета однотактного
каскада
Требуется рассчитать око-
нечный каскад вещательного
приемника по следующим дан-
ным: Рн >0,2 вт,
fH = 80 гц, fB = 6000 гц, Мн<
<1,2, MB<1,2, Ru = 3 ом,
Uo = 10 в.
1. Применяем КТ типа
П201А в схеме с заземленным
эмиттером (рис. 147, а). Данные
П201А: а — 0,95, /а = 200 кгц,
^к.пред = 22 в, /к пред = 1,5 а.
2. По входным и выходным
характеристикам определяем
рабочую точку UK = 8 в, /к =
= 65 ма, Л — 70 ма, К =
’ эо ’ о0
= 2 ма, иб° = 0,26 в (рис. 151).
Допустимая амплитуда воз-
буждающего тока /б < 1,5 ма.
3. Проводим динамическую
характеристику по переменному
току и определяем величину
колебательной мощности, отда-
ваемую КТ,
Рис. 151. Построение характеристик
для выбора рабочей точки и опреде-
ления входного сопротивления
каскада.
р~=i =4 •7 •65 •10-3~°-23 вт-
4. Сопротивление переменному току в цепи коллектора
о 7
К 7 кт 65-10-3
ПО ом.
377
5. По наклону входной характеристики определяем входное со-
противление (рис. 151)
/?вх ~ tg Ф ~ 60 ом.
6. Задаемся внутренним сопротивлением источника возбуждения
= 300 ом и строим проходную характеристику по соотношению
= /б^ иб (риСф 152). Пять опорных ординат имеют следующие
значения:
/Ктах = 130 ма< К. = 96 Ма’ К. = 65 Ма’ = 31 Ла:
'кпйп = 5 ма-
Рис. 152. Построение проходной динамической характе-
ристики однотактного каскада.
После подстановки этих значений в формулы (1-55) и вычислений
получаем:
/кт, = 63 ма< Кт. = Ь25 ма; IKmt =-0,8 ма;
Кт. = °>4 ма’ К. ср = 65 ма' kf ~ 218%-
7. Колебательная мощность на выходе КТ
= 4 'кт А = V (63 • 10-3>2 110 ~ °’22 вГП-
2
378
8. Принимаем = 0,9, тогда
Рн = Р^Тр = 0,22 • 0,9 = 0,2 егп.
9 Мощность, необходимая для возбуждения данного каскада,
1 2 1
Pi~ = J6m • Rb* = Т (1’5 * 10”3)2 ’ 60 = 67’5 мквт'
10. Определяем коэффициент трансформации выходного транс-
форматора _______
п = 1 / ----- = 1/ 11П3ПП « 0,175.
I * НО-0,9
12.
тора
11. Активное сопротивление обмоток трансформатора
1 о (1~Ур) 1 по., по. с
Г1 ” 2 Rk цТр 2 ‘ 0,9 °’9) ~ 6 0М'
. 3(1-0,9) П1СС
Г2 = 2^( = ' 2'0.9 = °’165 °М-
Индуктивность первичной обмотки выходного трансформа-
Г2 +
0,165 + 3
—! — .-------— ~ 0,35 гн.
2к/ы • п21 лл2___1 _______
,н у 1 2 • 3,14 • 80 • 0,1752] 1,22 — 1
13. Коэффициент частотных искажений на высших частотах обу-
словлен главным образом частотными свойствами КТ. В схеме с за-
земленным эмиттером

1,17;
14. Падение постоянного напряжения на первичной обмотке
трансформатора
UTn = 1К Г1 = 65 • 10*“3 • 6 « 0,38 в.
1 Ро Ко
15. Определяем элементы цепи стабилизации:
а)
и0-ик^-1Ко
Rl = Г
Эо
б) задаемся величиной /2 = 15 ма и определяем
р _ + 'э. • Ъ _ 0,26 + 70 • 10-° • 24 _
х\2 - 7 — ' !К 1П-3 1^
Ю — 8 — 65 • 10~3 • 6
» 24 ом;
70 • 10~3
7г
15 • 10-3

379
в) определяем
/3 = /2 + /бо = 15 • 10-’ + 2 • 10~3 = 1,7 ма
и
17 • 10“3
1 ф 130 470
24 24
n t/0-Z^2_ 10-15-IO"»- 130 70
/<3 = -----------------Рт—-------------‘IIV ОМ,
г) коэффициент нестабильности
1 4- — 4- —
р 1 /?2 #3
S-1 + «! + «!_.
л\2 *\3
д) конденсатор в цепи эммитера
10 10 • 10® спп ,
С _ 27tf„Ri ~ 2 • 3,14 • 80 • 24 ~ 500 МКф'
4,5;
16. Мощность, потребляемая каскадом от источника питания,
PQ = (/к.ср + ;з) = Ю (65 4- 19) • IO-® ~ о,84 вт.
17. Коэффициент полезного действия каскада
Р~ 0 22
”= р0=б^ 260-
Расчет двухтактного каскада
Техническое задание на расчет двухтактного каскада
формулируется примерно так же, как для однотактного.
Порядок расчета двухтактного каскада, работающего
в режиме В, следующий:
1. Выбираем тип КТ и схему включения. Критерием
для выбора типа триода служит допустимая мощность
рассеивания на коллекторах, которая должна быть при-
мерно в 1,5 раза меньше необходимой колебательной мощ-
ности. Выбор схемы включения определяется спецификой
технического задания. В схеме с заземленной базой не-
линейные искажения kf меньше, а мощность, необходи-
мая для возбуждения каскада, больше.
2. Определяем положение рабочей точки на семействе
выходных характеристик и строим динамическую харак-
теристику по переменному току. Эта характеристика
должна захватывать возможно большую рабочую область
и не заходить в зону, где /к, UK или Рк превышают пре-
дельные значения (непродолжительные превышения /к
над предельным значением допускаются). Треугольник
380
abc дает первое представление о колебательной мощности,
отдаваемой каскадом (рис. 1481
Угол наклона динамической характеристики соответ-
ствует сопротивлению для
лектора каскада
ctg р = /?к.
Величина сопротивления
переменному току, приве-
денная к одному триоду,
равна
D ^кт Q Uкт
* кт ! кт
3. По характеристикам
определяем амплитуду то-
ка, необходимого для воз-
буждения данного ка-
скада.
4. По входной харак-
теристике каждого КТ
определяем его входное
переменного тока в цепи кол-
Рис. 153. Кривые /к (Uc) двххтакт-
ного каскада при разных величинах
Rc. Rc > > /?с .
с с3 12 С1
сопротивление (рис. 149, б)
Нвх ~ tg ф-
5. Определяем нелинейные искажения. Величину /?с
на одно плечо выбираем (если 7?с не задано) в пределах
/?с = (5ч-15) •/? вх и строим по точкам, так же как для
однотактного каскада, кривую IK (t/c) при 7?с = const
и UK = const (рис. 150). Для построения пользуемся ра-
венством
U С = Ubx + /U?c
Предполагаем, что для второго плеча кривая будет
симметричной.
На рис. 153 показаны кривые /к (Uc) при разных ве-
личинах /?с- С ростом /?с кривая проходит более полого
и спрямляется. Применяя метод пяти ординат и учиты-
вая равенства Дтах = — Дтт; = — /к/, До = 0, опре-
деляем гармоники Дтр 1кт^ IKmi, IKtni и kf по формулам
(4-38), в которых Is следует заменить на /к.
381
Значение е для современных триодов можно принять
равным:
е = 0,05 4-0,15.
6. Уточняем величину колебательной мощности на вы-
ходе каскада
и, задаваясь к. п. д. выходного трансформатора =
= 0,94-0,95, определяем мощность в нагрузке
7. Определяем мощность, необходимую для возбужде-
ния данного каскада
= У ’ ^вх*
8. Определяем коэффициент трансформации выходного
трансформатора на оба плеча.
С опротивление переменному току между коллекторами
равно
икт
2/?Кх = 47- = 4/?к.
1 кт
Следовательно,
п =
4*к • ЧТр
9. Определяем
ричной обмоток
сопротивления всей первичной и вто-
TiTp
г —R 1
2lJrp •
10. Определяем индуктивность первичной обмотки
которая обеспечивает заданные частотные искажения,
£ — - +
1-24н-пЧ лф=Т
352
11. Работа каскада в области высших звуковых частот
вследствие высокого выходного сопротивления каскада
определится не индуктивностью рассеяния, а частотными
свойствами КТ, которые учитываются так же, как в слу-
чае однотактной схемы.
12. Определяем потери по постоянному току на пер-
вичной обмотке трансформатора
л 1
“ 2к ’
13. Если в каскаде применена цепь стабилизации ре-
жима. то элементы этой цепи определяются так же, как
в случае однотактного каскада.
14. Определяем мощность, потребляемую от источника!
питания, и к. п. д. каскада
Ро = (2/кср + т;
рн~
г о
Если стабилизирующих сопротивлений нет, то /3 = 0.
Пример расчета двухтактного каскада
Требуется рассчитать оконечный каскад по таким данным: Рн =
= 20 em\ fy<4%; fH = 60 гц\ }в = 8кгц; Л4Н<1,1; Мв<1,4;
/?н == 6 ом\ Uo = 30 в.
1. Применяем КТ типа П4Г (а = 0,95, fa = 150 кгц) в схеме
с заземленным эмиттером в режиме В. Усилитель охвачен отрица-
тельной обратной связью (рис. 154).
2. Принимая значение UKo = 25 в, по входным и выходным ха-
рактеристикам (рис. 155) определяем:
L = 2 °: !эт ~ 2,1 а- икт = 24 в< U бт = °.6 в>
Р~ = ^кт.1кт = ^.24.2К24ет-,
n U кт 24
RK — -г — -j- — 12 ом\
кт z
#вх ~ ~ 12сШ*
3. Задаемся выходным сопротивлением предыдущего каскада,
пересчитанным во вторичною обмотку Rc « 25 ом, и строим проход-
ною характеристику /K(t7c), пользуясь зависимостью UQ = /б/?с4-£/б
£83
Рис. 154. Схема двухтактного каскада.
ристик и определение входного динамической характеристики
сопротивления двухтактного двухтактного каскада.
каскада.
384
(рис. 156). Из проходной характеристики определяем опорные ор-
динаты
= 2 а и
ктах
= 0,9 а
и, приняв е = 0,1, вычисляем гармоники коллекторного (суммарного)
тока и коэффициент нелинейных искажений [формулы (4-38)]
/Kmi = 1,95 a- lKmt = 0,1 о; lKm> = 0,067 а;
1кт, = ~ °.°26 «J kf ~ 6%.
kz kt
Приняв = — 1, получим kt = -—ут; = 3°6, что удовлетво-
’ I? I рА л
ряст заданию.
4. Определяем колебательную мощность на выходе КТ
Определяем колебательную мощность на выходе КТ
^~=4^кт1^кт. = 4-24-1-95 «23вт.
Колебательная мощность на нагрузке при riTp == 0,9 равна
Рн_ = riTp я 23 • 0,9 « 21 вт.
5.
6. Мощность возбуждения данного каскада
Р, = 7бт • ^ВХ = <50 • 10~3)2 • 12 = °>03 вт-
7. Коэффициент усиления по мощности
Р 23
тгадз = 770-
8. Коэффициент трансформации выходного трансформатора
,/ 1/ 6 n Q,
П~]/ 4-12-0,9* ’ •
9. Коэффициент усиления по напряжению
10. Определяем коэффициент обратной связи ₽ и сопротивление
приняв коэффициент трансформации входного трансформатора
п я 1
1 1 Rc
₽ = ~ К = -15 : ₽ = /?с 4- 2/?р ’
откуда

ЯсО — ₽> 25(1 —0,075)
2,3 ~ 2 • 0,075
160 ом.
25 GE2
385
11. Определяем данные выходного трансформатора
п = ^(1 -1Гр) = Цгг -°>9) ~ 2-6 ом-
Г2 = = 2Л9 с1 - 0.9) « 0,33 ом;
** * v,«7
, 0,33 4-6
La — —— ------=........................... ~ 0,4 гн.
2л/нпг _ j 2 • 3,14 • 50 • 0,37г Г l.l2 — 1
12. Определяем частотные искажения на высшей частоте диа-
пазона _____________________________________________
(пУ - V' + 1150(1 Т,95)Г -
13. Определяем мощность, потребляемую от источника питания
Ро = 2t/0/K ср = 2 • 30 • А ~ 40 в1п.
14. Определяем к. п. д. каскада
_ Р~ _ 23 _ «о/
13 То “ 40 58/о‘
Далее производим конструктивный расчет выходного трансформатора
и определяем индукцию в сердечнике Вт, которая не должна пре-
вышать допустимую.
Рис. 157. Усилитель с последователь-
ной обратной связью по напряжению
в общем виде.
§ 10. Усилители
с отрицательной
обратной связью
Применение отрица-
тельной обратной связи
существенно улучшает
технические данные уси-
лителей на кристалли-
ческих триодах. На рис..
157 показан усилитель
в общем виде с после-
довательной обратной
связью по напряже-
нию. Общая теория обратной связи, разработанная для
ламповых усилителей, пригодна также для кристалли-
ческих, хотя в последних могут проявляться специфиче-
ские особенности. Например, в кристаллических усили-
телях приходится учитывать передачу мощности со входа
па выход непосредственно через цепь обратной связи;
386
в ламповых усилителях обычно такая передача ничтожно
мала. При рассмотрении кристаллических усилителей с
обратной связью удобнее оперировать токами, а не на-
пряжениями. При определении коэффициента обратной
связи t3 в усилителях на КТ в отличие от ламповых при-
ходится учитывать низкоомное входное сопротивление
триода. При расчетах усилителей на КТ с обратной
связью в большинстве случаев учитывать действие обрат-
ной связи удобнее после расчета усилителя без обратной
связи, так же как при рассмотрении ламповых устройств.
Если в результате расчета были получены данные
усилителя без обратной связи Ки, Rbx, kft М и вычислен
коэффициент обратной связи 0, то при введении последо-
вательной обратной связи по напряжению справедливы
соотношения, аналогичные
лителей:
введенным для ламповых уси-
«и
/?вхр = /?вх(1
kf
hr — _______f... . •
к'з-1-ЗК„’ •
“о
Величина фактора обратной связи лежит в пределах
,3^ = -(1ч-3).
По аналогии с ламповыми устройствами можно вы-
числить выходное сопротивление усилителя на КТ с об-
ратной связью, например, в трехкаскадном усилителе
с обратной связью по напряжению выходное сопротивле-
ние третьего каскада
^?ВЫХр8
^вых,
• WaX X
где /?вых3 — выходное сопротивление третьего каскада
без обратной связи;
KU1, Kut — коэффициенты усиления по напряжению со-
ответственно первого и второго каскадов;
7<Пзх х — коэффициент усиления по напряжению третье-
го каскада в режиме холостого хода (при
отключенной нагрузке).
25*
387
Выходное сопротивление второго каскада определяется
из равенства
р _____ ^вых>
Квых₽’ - 1 - [Жи1 . KUtx х . кия ’
аналогично определяется выходное сопротивление первого
каскада. Из последних уравнений видно, что при введе-
нии отрицательной обратной связи по напряжению, так
же как в ламповых устройствах, уменьшается выходное
сопротивление каскада, что весьма существенно. В транс-
форматорных усилителях введение отрицательной обрат-
Рис. 158. Схема усилителя с параллельной обратной связью
по напряжению.
ной связи уменьшает габариты и упрощает конструкцию
трансформатора, что особенно важно для практических
устройств на КТ (это справедливо, если индукция в
сердечнике трансформатора не превышает критическую и Lj
определяется частотными искажениями).
Рассмотрим две реальных схемы усилителей на КТ
с обратной связью.
На рис. 158 показана схема усилителя с параллельной
обратной связью по напряжению. Коэффициент обратной
связи в данном случае равен
388
где
Rbx
7?вх • ^2
” *BX + R2
RBX — входное сопротивление первого триода.
На рис. 159 приведена схема усилителя со смешанной
обратной связью. Связь по току в первом каскаде обу-
словлена сопротивлением Коэффициент обратней связи
по току для ориентировочных расчетов можно принять
равным
Я1
где Re — сопротивление переменному току в цепи коллек-
тора первого триода.
Рис. 159. Схема усилителя со смешанной обратной связью.
Обратная связь по напряжению в схеме рис. 159 по-
следовательная, охватывает оба каскада и осуществляется
с помощью сопротивлений R2, /?г, R?. Для ориентиро-
вочных расчетов коэффициент обратной связи по напря-
жению
8 = —. ^вх
/?1 + Яр Я2 + Явх
Рассмотренная методика расчета усилителей с обрат-
ной связью удобна в применении к оконечным усилителям
или многокаскадным устройствам.
389
Можно также проанализировать усилитель с обрат-
ной связью другим путем и получить сразу расчетные
формулы, учитывающие действие обратной связи.
Для вывода расчетных соотношений чаще всего при-
меняется теория четырехполюсника. Усилитель с обрат-
ной связью рассматривается как сложная система, со-
стоящая из двух четырехполюсников — собственно уси-
лителя и обратной связи. Применяя разработанные
в теории четырехполюсников методы, рассматривая их
последовательное, параллельное или смешанное соедине-
ния, можно определить токи и напряжения на входе и
выходе системы, следовательно, найти основные расчет-
ные соотношения.
Рассмотрим схему усилителя с последовательной об-
ратной связью. При последовательном соединении четы-
рехполюсников удобнее оперировать с параметрами г (для
повышенных частот Z). Уравнения, связывающие токи
и напряжения четырехполюсников К и р
в матричном виде записываются так:
(рис. 157),
Г21
Г12
Г 22
4
Г22
(7-59)
(7-60)
Поскольку
= t/2 + U2, то,
чим матричное
t/BX
^вых |
^2 — 72, ^вх — + ^вых =
суммируя матрицы (7-59) и (7-60), полу-
уравнение всей
гп + rii
Г21 + Г21
Подставляя в уравнение (7-61)
получим
системы
' 12 Т ' 12
Г22 + Г22
равенство
/1
/2
Uвых = -----72/?н»
(7-61)
11 г12 + Г12
*21 Г22 + Г22 +
(7-62)
t/2
и'г
2
2
0
2
Из последнего соотношения легко найти интересую-
щие нас значения токов
г ^ВХ + Л22 + /?н)
“--------ТТЛ-------’
(7-63)
г ^ВХ (f21 + /*21)
• 2 = -------ггп-------
(7-64)
390
где rE— определитель матрицы уравнения (7-62)
I ЛЕ I = (ГИ + Л11) (Г22 + Г22 + Ян) -(^21 + Г21) (Г12 + Г1г)«
Зная токи и /2» «легко определить основные технические
данные усилителя
= /?ВЫх = %'; = = (7-65>
(При определении /?ВЬ1Х
считаем, что источник воз-
буждения на входе зако-
рочен, нагрузочное сопро-
тивление 7?н отключено и
на выходе действует
Э. Д С.—(/вых).
Аналогично можно ис-
следогать усилители с
параллельной обратной
связью, но оперировать с
матрицами Y.
Рассмотрим конкретные
схемы. Большое распрост-
ранение получила схема с
заземленным эмиттером и
последовательной обрат-
ной связью, обусловлен-
ной действием сопротивле-
ния(рис. 160, я). Такую
схему для сопоставления
с рис. 157 можно пред-
ставить В виде, показан- рис. 160. Схемы каскада с заземлен-
ном на рис. 160, б. СлеДО- ным эмиттером и последовательной
вательно, в данном случае обратной связью:
= fg2 а — принципиальная; б —эквивалентная.
Пользуясь уравнениями
(7-63) и (7-64), заменяя в них r-параметры КТ парамет-
рами гэ, гб гк и а (табл. 14), получим искомые расчетные
соотношения. После преобразований и упрощений, до-
пускаемых неравенствами
ГЭ4-Гб(1 -- а) Rllt Rk^^ki
391
получим расчетные формулы для каскада, собранного по
схеме рис. 160, а,
к,
гэ + гб +
агк
(1 —a)rK + RK
к ~ о^к
(гэ + /?1) + (1 - а)(гб + /?с)
Коэффициент усиления по мощности определяется из
соотношения
Кр = КиК{.
Формулы (7-66) можно получить также обычным пу-
тем, приняв, что эквивалентное сопротивление эмиттера
равно Гэ + Ri-
Рис. 161. Схемы каскада с обратной связью:
а — параллельной; б — смешанной.
Как видно из соотношений (7-66) и сравнения их
с соответствующими формулами табл. 16, рассматривае-
мая обратная связь вызывает увеличение входного и
выходного сопротивления усилителя, уменьшает усиление
по напряжению и практически не влияет на усиление
по току. Анализируя аналогичным путем схему каскада
с параллельной обратной связью (рис. 161, а), принимая
392
во внимание неравенство R3 < <к> получим следующие
упрощенные соотношения:
Rb* [Гэ + (1 — а)] + _а)
о ~ 1гэ + гб (• - ’)! («С + *з) + RCR3 (1 - а)
Квых— R +f. +г (1_а)
к>• <7‘67>
IZ ~ а/?Лз
“ ~ (Гэ + гб (1 - Я)1 (Яз + Як)+Яс 1(1 - а) (Яз+гб)+гэ]
Сравнивая данные соотношения с соответствующими
формулами табл. 16, можно сделать вывод, что приме-
няемая отрицательная обратная связь вызывает умень-
шение /?вх, 7?вых, Kt и Ки, но повышает стабильность
показателей КТ. Главным образом, возрастает стабиль-
ность Если аналогичным путем проанализировать
схему со смешанной обратной связью (рис. 161,6), по-
лучим формулы для приближенного определения основных
технических показателей каскада (при выполнении нера-
венств гэ + гб (1 — «X и /?! < 7?3)
КвХ ~ /?з(1-а) + (/?1+/?к)
^вых~ Ri + Rc
JZ ______________aRs_______
Л'~ R3(\-a) + Rl + RK
а/?к/?3
'— Я1 (/?з 4- RK) + Rc 1^3 (1 - «) 4- /?1]
(7-68)
Характер изменения технических показателей каскада
при введении смешанной обратной связи определяется
тем, какая обратная связь преобладает — последователь-
ная или параллельная.
Литература
1. Айзинов М. М., Переходные процессы в элементах радио-
устройств, «Морской транспорт», 1955.
2. Атливаник Л. Я., Грусевич С. И., Корректирующие
четырехполюсники, «Радиотехника», № 6, 1954.
3. Байда Л. И. и Семенкович А. А., Электронные уси-
лители постоянного тока, Гостехиздат, 1953.
4. Бонч-Бруевич А. М., Применение электронных ламп
в экспериментальной физике, ГИТТЛ, 1954.
5. Боде Г., Теория цепей и проектирование усилителей с об-
ратной связью, ГИИЛ, 1948.
6. Брауде Г. В., О коррекции частотных и фазных характе-
ристик усилительных устройств, ЖТФ, т. 4, вып. 9 и 10, 1954.
7. Брауде Г. В., Епанишников К. В. и Климу-
Wев Б. Я., Расчет сложной схемы коррекции телевизионных уси-
лителей, «Радиотехника», т. 4, № 6, 1949 и т. 5, № 2, 1950.
8. Вольф В. М., Динамический метод исследования нелинейных
искажений, «Радиотехника», т. 8, № 2, 1953.
9. Войшвилло Г. В., Усилители низкой частоты, Связьиз-
дат, 1939.
10. Г а р д н е р М. Ф. и Бернс Д. Л., Переходные процессы
в линейных системах с сосредоточенными постоянными, Гостехиздат,
1949.
11. Губарев В. А., О расчете некоторых схем широкополос-
ных усилителей, ИЭСТ, № 4, 1941.
12. Зел я х Э. В., Основы общей теории линейных электри-
ческих схем, АН СССР, 1951.
13. Ж е л е з н о в И. А., Радиотехнические устройства управляю-
щих колебаний, ЛКВВИА, 1949.
14. Константиновский А. Г., К расчету парафазного
усилителя, «Радиотехника», № 6, 1953.
15. Кризе С. Н., Усилители напряжения низкой частоты,
Гостехиздат, 1953.
16. Крейцер В. Л., Видеоусилители, «Советское радио», 1952.
17. Л а б у т и н В. К., Новое в технике высококачественного
телевидения, Госэнергоиздат, 1957.
394
18. Ламповые усилители, перевод с английского под редакцией
Сушкевича В. И., «Советское радио», 1954.
19. Лоу, Эндерс, Зеве л с, Вельдхауэр, Ченг,
Основы полупроводниковой электроники, перевод с английского
под редакцией Гальперина Е. И., «Советское радио», 1958.
20. Лурье О. Б., Усилители видеочастоты, «Советское радио»,
1955.
21. Михайлов А. В., Метод гармонического анализа в теории
регулирования, «Автоматика и телемеханика», № 3, 1938.
22. Nyquist Н.» «Regeneration theory», Bell System Techn.,
Gourn. January, 1932.
23. Полупроводниковые приборы и их применение, Сборник
статей под редакцией Федотова Я- А., Выпуски 1 и 2-ой, «Совет-
ское радио», 1956—1957.
24. Ризкин А. А., Основы теории усилительных схем, «Совет-
ское радио», 1958.
25. Теумин И. И., Экспериментальный анализ переходных
процессов в линейных электрических цепях, «Советское радио»,
1956.
26. Харкевич А. А., Спектры и анализ, ГИТТЛ, 1952.
27. Цыкин Г. С., Выбор режима, расчет нагрузки и определе-
ние нелинейных искажений в каскадах усиления с полупроводнико-
выми триодами плоскостного типа, «Радиотехника», т. 10, № 8,
1955.
28. Цыкин Г. С., К расчету каскадов широкополосного и
импульсного усиления с корректирующей цепочкой RC в цепи
анода, «Радиотехника», № 3, 1953.
29. Цыкин Г. С., Отрицательная обратная связь и ее приме-
нение, Связьиздат, 1940.
30. Цыкин Г. С., Трансформаторы низкой частоты, Связьиз-
дат, 1955.
31. Ши Р. Ф., Полупроводниковые триоды и их применение,
Госэнергоиздат, 1957.
32. Ши Р. Ф., Усилители звуковой частоты на полупроводни-
ковых триодах, Издательство иностранной литературы, 1957.
1
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие................................................ 3
Глава 1. Общие сведения об усилителях на электронных
лампах
§ 1. Классификация усилителей ............................. 5
§ 2. Основные показатели, характеризующие усилитель .... 8
§ 3. Эквивалентные схемы усилительных каскадов............ 17
§ 4. Динамические характеристики.......................... 24
§ 5. Внутренние шумы ламповых усилителей.................. 31
§ 6. Некоторые методы анализа усилительных схем........... 35
Глава 2, Реостатный усилительный каскад
§ 1. Общие сведения....................................... 55
§ 2. Комплексный коэффициент усиления..................... 57
§ 3. Основные расчетные соотношения....................... 59
§ 4. Каскад с автосмещением и развязывающим фильтром на
пентоде................................................... 68
§ 5. Стабильность основных показателей каскада............ 76
§ 6. Расчет реостатного каскада........................... 81
Глава 3. Трансформаторный, реостатно-трансформаторный ?
и дроссельный каскады усиления напряжения
§ 1. Общие сведения о трансформаторном каскаде............ 92
§ 2. Основные соотношения для расчета трансформаторного
каскада............................................... 65
§ 3. Реостатно-трансформаторный каскад....................109
§ 4. Дроссельный каскад....................................Н1
396
Глава 4. Каскады усиления мощности звуковых частот
§ 1. Общие сведения......................................115
§ 2. Однотактный каскад на триоде........................120
§ 3. Однотактный каскад на лучевом тетроде (пентоде) .... 123
§ 4. Электрический расчет выходного трансформатора и опреде-
ление основных параметров оконечного каскада..............124
§ 5. Общие сведения о двухтактных каскадах...............134
§ 6. Графическое изображение работы двухтактного каскада . . 141
§ 7. Расчет двухтактного каскада.........................149
Г лава 5. Усилители видеочастоты
§ 1. Переходные процессы в усилителях.................................................160
§ 2. Общие сведения об усилителях видеочастоты........................................166
§ 3. Выбор ламп для видеоусилителя....................................................171
§ 4. Анализ работы каскада в области высших частот..................................173
§ 5. Анализ работы каскада в области низших частот..................................190
§ 6. Пример расчета усилителя видеочастоты по стационарным
характеристикам ...........................................195
§ 7. Усиление импульсов некоррелированным усилителем ... 198
§ 8. Анализ работы каскада в области малых времен (фронт
переходной характеристики).................................205
§ 9. Анализ работы каскада в области больших времен (плоская
часть переходной характеристики) ......................... 218
§ 10. Пример расчета видеоусилителя по переходным характе-
ристикам ..................................................222
Глава 6. Обратные связи в усилителях
§ 1. Общие сведения.225
§ 2. Основные показатели усилителя с обратной связью . . . 228
§ 3. Эквивалентные параметры усилителя с обратной связью . 239
§ 4. Устойчивость усилителей с обратной связью......243
§ 5. Паразитные обратные связи............................. 248
§ 6. Некоторые схемы усилителей звуковой частоты с обратной
связью.....................................................257
§ 7. Каскад с катодной нагрузкой.............262
§ 8. Каскад с разделенной нагрузкой.............278
§ 9. Парафазный каскад...............................................281
§ 10. Схема с фазооборачивающим каскадом............295
§11. Регулировки в усилителях и частотная коррекция .... 300
Глава 7. Усилители звуковых частот на кристаллических
триодах
§ 1. Общие сведения.......................................310
§ 2. Параметры, эквивалентные схемы и характеристики КТ . 313
§ 3. Влияние режима питания и температуры на работу кри-
сталлических триодов.......................................325
§ 4. Динамические характеристики КТ.......................329
397
§ 5. Расчетные соотношения при малых уровнях сигнала и
низких частотах.............................332
§ 6. Схемы питания кристаллических триодов и стабилизация
режима.................................................338
§ 7. Работа кристаллических триодов при повышении частоты 345
§ 8. Предварительные усилители..............................350
§ 9. Оконечные усилители....................................368
§ 10. Усилители с отрицательной обратной связью....386
Литература.. •......................................394
Владимир Григорьевич Криксунов
Низкочастотные усилители
Редактор Л. Полянская
Обложка художника Н. Кочережке
Технический редактор С. Мату сев ич Корректор К? К оза чу к
Сдано в набор 23.VI 1960 г. Подписано к печати 12.XI 1960 г. Формат бумаги
84х1081/Я2- Объем: 12,5 физич. лист., 20,5 условн. лист., 22,59 уч. изд. лист.
Тираж 6000. БФ 00104. Цена 1 р. 28 коп.
Государственное издательство технической литературы УССР,
Киев, Пушкинская. 28.
Отпечатано с матриц Книжной фабрики им. Фрунзе Главполиграфиздата Ми-
нистерства культуры УССР, Харьков, Донец-Захаржевская, 6/8, в типографии
«Коммунист» Главполиграфиздата Министерства культуры УССР, Харьков,
Пушкинская, 29. Зак. 682.