Author: Вересов Г.П.   Смуряков Ю.Л.  

Tags: электротехника   источники электрической энергии   радиотехника   электропитание  

Year: 1978

Similar

Современные источники питания. Справочник

Современные источники питания. Справочник

Источники питания лазеров

Источники питания

Text
                    Г.П . ВЕРЕСОВ
Ю.Л . СМУРЯКОВ
Стабилизированные
источники
питания
радиоаппаратуры


МАССОВАЯ
РАДИО
БИБЛИОТЕКА
СТАБИЛИЗИ
источники
ПИТАНИЯ
РАДИОАППА
1Э1 МОСКВА ·«ЭНЕРГ


ББI( 31.25
831
УДI( 621.396 .6:621.311 .6
РЕДАКЦИОННАЯ 1<ОЛЛЕГИЯ:
Берг А. И., Борисов В. Г., Белкин Б. Г., Ванеев В. И., Гениш­
та Е. Н., Гороховский А. В., Демьянов И. А., Епьяшкевич С. А.,
Жеребцов И. П., Корольков В. Г., Смирнов А. д., Тара-
сов Ф. И., Чистяков Н. И., 1Шамшур В. И. j
Вересов Г. П., Смуряков Ю. Л.
ВЗl Стабилизированные источники питания радио-
аппаратуры. -М.: Энергия, 1978. -192 с" nл.­
(Массовая радиобиблиотека; Вып. 969).
95 к.
В ,книге рассматриваются вопросы проектирования и расчета ста­
билизированных источников вторичного электропитания радиоэлектрон­
ной аппаратуры и нх функциональных узлов. Опи1сываются способы
стабилизации выходного напряжения постоянного н переменного токов,
дается их сравнительная оценка. Прнводя'I'сЯ рекомендации по выбо.ру
схем ,стабилизированных и,сточников электропитания.
Книга предназначена для подготовленных радиолюбителей.
30404-307
в 051(01)-78 126-78
©
ББI( 31.21>
6Ф2.14
Издательство «Энергия:., 1978.


ПРЕДИСЛОВИЕ
Для питания современ·ной радиоэлектронной аппаратуры тре­
буются напряжения как постоянного, так и ~переменного тока раз­
личных номиналов со стабильностью более .высоюой, чем ее могут
обеопеqить первичные источники электропитания. Поэтому стабили­
зированные источники вторичного электропитания находят широкое
применение в составе ~различных радиотехнических устройств, аппа­
ратуры овязи, автоматики, вычислительной и измерительной техн.ики.
Повышение надежности и экономичности работы, снижение массы,
объема и стоимости радиоэлектронной аппаратуры в з·начительной
степени зависят от ~правильного выбора и проектирования источ.ни­
ков вторичн·ого электропитания.
Многообразие требований к качес'I'ву ·выходных напряжений ста­
билизированных источн111ков, необходимость преобразования энергии
постоянного и переменного тока, широкий диапазон ·выходных •мощ­
ностей, большие различия ·в ~режимах работы и условиях эксплуата­
ции - все это привело к созданию большого числа различных схемо­
технических решений стабилизированных источник·ов ~вторичного
электропитания и их фун:кциональных узлов.
В настоящее время основная часть бытовой и радиолюбитель­
ской 1радиоэлектронной аппаратуры выполняется с применением по­
лупроводниковых приборов. Происходит 11остоян1ное совершенст.вова­
ние ·качества работы звукозаписывающей и звуковоспроизводящей
аппаратуры, ~переносных ·радиовещательных nриемRИJКов .и телевизо­
ров с автономным и универсальным питанием, стационарных стерео­
фонических радиоприемников и радиол. Все это предопределяет са­
мое широкое применение стабилизированных .источников вторичного
электропитания. Одщ1ко 1В массовой ~радиолюбительской литературе
вопросы ·разработки и .конструирования стабилизированных источни­
ков ·втор.ичного питания о·свещены крайне недостаточно. Чаще всего
радиолюбителям ~приходится выполнять подобные схемы интуитивно
или путем кропотливого подбора их режимов •работы и пр.
Предлагаемая книга в какой-то мере восполняет этот пробел.
В ней представлено большое количество современных практических
схем стабилизированных .источников вторичного электропитания
с выходными напряжениями постоянноrо и пере·менного тока. По-
3


ставлена задача помочь читателю разобраться в многообразии ре­
шений осно·вных .рун1кциональных узлов этих источников, в принципе
действия их схем, оценить достоинства и недостатки, атметить воз­
можные области применения. Приводятся примеры расчета схем, по­
лучи1вших широкое практическое применение.
В связи с ограниченным абъем•ом ~книги в ней не рассматривают­
ся многофазные стабилизированные источники вторичного электро­
питания, а также И·сточники с питанием от трехфазной сети пере­
менного тока. Следует отметить, что основные 1принципы построе­
ния, а также вопросы теории и 'Расчета од1нофазных ст.абилшшрован­
ных источников питания 'В значительной мере можно отнести и
к многофазным устройствам ·вторичного электропитания.
Авторы заранее благодарят тех читателей, .которые сочтут не­
обходимым прислать свои замечания и пожелания о данной книге
по адресу: 11131114, Мосюва, М-114, Шлюз·овая набережная, 10, изда­
тельство «Энергия», редакция Массовой радиобиблиотеки.
АвторЬI


rлдвд ПЕРВАЯ
НАЗНАЧЕНИЕ И СПОСОБЫ ПОСТРОЕНИЯ СТАБИЛИЗИРОВАННЫХ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ.
ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ ЭЛЕКТРО1'"АДИОЭЛЕМЕНТОВ
t-t. Назначение и основные характеристики стабилизированных
источников вторичного электропитания
Источники электропитания являются одной из основных частей
любого радиоэ.~ектронного ус'Гройства. Первичные источники элек­
тропитания - промышленная сеть переменного тока в стационарных
установках, электрохимические источники тока, солнечные батареи,
термоэлементы - не в состоянии удовлетворить всем требованиям,
предъявляемым современной радиоэлектронной аппаратурой (РЭА)
к качеству питающих напряжений. Современной РЭА требуется
большое количество номиналов ~питающего напряжения постоянного
и переменного тока в диапазоне от долей до десят,ков тысяч вольт
при различных значениях потребляемых токов. Нормальная работа
большинс11ва радиоэлектронных устройств обеспечивается лишь при
поддержании питающих напряжений с заданной степенью точности
в течение всего времени работы. Эти и ряд других задач решаются
средствами вторичного элекl'ропитания.
Средст1ва вторичного электропитания обеспечивают: преобразо­
вание напряжения переменного тока 'В напряжение постояпного и
наоборот; преобразование напряжения постоянного или переменного
тока одного номинала в одно или несколько напряжений того же
вида 'д'ругого номинала; гальваничес:кую 'развязку выходных цепей
одну от другой и от цепей первичного питания; регулирование
выходных на~пряжений ручным способом или по сигналам ко~1анд
управления; защиту ~первичного источника, источников вторисшого
электропитания и нагрузок при ~возникновении аварийных ситуаций;
ко,нтроль и индикацию иоправного состояния источников и пр.
Импульсные режимы работы аппаратуры, значительные колебания
напряжения первичных лсточников э.~е,ктропитания, широкий диапа­
зон рабочих темлератур, влияние электрических и магнитных 'полей
и других 'Воздействий приводят к тому, что стабилизация напряже­
ния постоянного и переменного тока является одной из основных
функций, 'Выполняемых средст1вами вторичного электропитания.
Оредства вторичного элекl'ропитания подразделяются на систе­
мы, источн111ки и функциональные узлы источников вторичного элек­
тропитания. В слоЖ'ной РЭА источн111ки вторичного электропитания,
у'стройства управления, ,коммутации, раопределения, защиты, контро­
ля и сигнализации объединяются в систему электропитания, под­
ключенную к первичному источнику электропитания и обеспечиваю­
щую по заданной 'программе электропитание~~ все цепи РЭА. В по­
добных системах источник.и вторичного электропитания и другие
5


узлы выполняются в виде отдельных законченных конструкций -
блоков. Имеются системы электропитания, например, радиолока­
ционных установо'К, содержащие несколько сотен блоков источников
с различными 'Выходными напряжения'МИ н мощностями.
Электропитание более простых радиоэлектронных устройств,
в том числе и радиолюбительских, обычно осуществляется от одного
блока, в котором сосредоточены все необходимые для работы функ­
ции ,вторичного электропитания. Возможно построение 'Вторичного
элек'I'ропитания с помощью комплекса функциональных узлов, раз­
мещенных непосредственно в блоках питаемой ими аппаратуры.
К:ак и любые другие радиоэлектронные устройства, источники
вторичного электропита,ния должны иметь ,высокую надежность,
большой к. п. д" высокие удельные показатели, удобство в эксплуа­
тации, ремонтопригодность, взаимозаменяемость. Широкое примене­
ние 'полупроводниковых приборов по3воляет создавать источники,
в достаточной мере отвечающие отмеченным выше требованиям.
Хотя полупроводниковые источники электропитания значительно
меньше и легче лам'повых, однако их объем и масса в на,стоящее
время составляют от 30 до 70% объема •или ма1ссы 'Питаемой ими
аппаратуры. В овязи с этим задача МИ'Ниатюризации источников
вторичного электропитания при одн,ов'ременном пО1Вышении к. п. д.
и надежности является одной из основных ,в процессе разработки
и конструирования.
Одним из основных путей решения этой задачи является повы­
шение частоты 'Преобразования электроэнергии в источниках вт~рич­
ного элек'l'ропитания. Это приводит к значительному уменьшению
массы и ~:аба'ритов ·моточных элементов (трансформаторов и дрос­
селей фильтров). Так, 1При изменении частоты преобразования с 50-
100 Гц до 10 'КГц или с .10 кГц до 100___!200 кГц масса трансформа­
торов уменьшается примерно 111 110 раз. Следует, однако, иметь
в виду, что с ·ростом частоты 1Происходит увеличение динамических
потерь мощности в силовых транзисторах и диодах, т. е. нужно со­
ответс11венно увеличивать теплоотводящие устройства (радиаторы).
Такое же протщюречие можно наблюдать с •ростом 11асто_ты преоб­
разования и пр.и ~выборе элементов сглаживающих фильтров. К:оэф­
фициент сглажи1вания 'Пульсаций фильтра увеличивается 'Пропорцио­
нально квадрату частоты переменной составляющей ~напряжения.
Таким образом, при заданном коэффиnиенте пульсаций с ростом
частоты необходимые индуктивность дросселя и емкость конденсато­
ра уменьшаются. '8 то же самое время происходит уменьшение
емкости конденсаторов и 'ИНдуктИ'вности дросселей, снижается ма­
ксимально допустимое значение переменной составляющей напряже­
ния на этих элементах.
Для каждого исто11ника вторичного электропитания существует
частота преобразования, при которой его масса (или объем) 1в за­
данных условиях эксплуатации будет наименьшей. С другой сторо­
ны, существует 11а,стота преобразования, ·при КО'I'орой к. п. д. источ­
ника будет максимальным. К:а'К .правило, эти частоты не совпадают.
Практически стремятся выбрать оптимальную частоту, ,при которой
можно достичь компромисса между такими противоречивыми тре­
бованиями. Частота эта будет оптимальной для данного устройс11ва
лишь при существующем уровне развития техники. Разработка и
освоение НОIВЫХ безынерционных полупроводниковых приборов, ма­
логабари'I'ных 'Высокочастотных трансформато,ров и дросселей фильт­
ров, электролитических конденсаторов с улу11шенными характери-
6


стиками, применение более эффективных способов отвода тепла,
м·икроминиатюризация элементной базы - все это ведет к увеличе­
нию оптимальных частот преобразова•ния, т. е. улучшению удельных
показателей источников вторичного электропитания.
С выбором частоты неразрывно связан выбор рационального
функцl!онального и схемного ·решения источн.и,ка питания. Обыч·но
этот выбор произ•водится на основе опыта разработчиков и резуль­
татов ма·кетиро'Вания, что ·приводит к появлению многочисленных и
порой .противоречивых рекомендаций и схемных решений. В настоя­
щее ·время начинают применяться электронно-вычислительные маши­
ны, способные за весьма малое время проанализировать множество
iВариантов и выбрать из них наиболее удачный.
Любой источник вторичного электропитания характеризуется
рядом определенных количественных показателей или признаков:
условиями эксплуатации, параметрами вхо.'{ной и выходной электри­
ческой энергии, выходной мощностью, коэффициентом полезного дей­
ствия, удеJ1ьными показателями, показателями надежности, временем
непрерывной работы, временем готовности, числом каналов, элемент­
ной базой.
Основные ~показатели стабилизированных источников вторичного
электропитания; электрические, энергетические, удельные и надеж­
ностные - могут быть определены сравнительно простыми матема­
т.ическими выражениями.
Электрические показатели можно разделить на две группы: ста­
тичесхие, определяемые при медленном изменении во времени воз­
мущающих фактора.в (напряжения, тока, температуры окружающей
среды), и динамические, определяемые при быстром (скачкообраз­
ном) появлении во.змущающих факторов, например, при импульсном
характере μаботы нагрузки.
К статиqеским электрическим показателям
стабилизированных источников •вторичного электропитания следует
отнести:
!. Номиналы питающего (входного) напряжения для первичных
источников постоянного тока Ип и переменного тока Ип.с·
2. Допус.каемое ·отклонение питающего напряжения от номи­
нального соответственно ±ЛИn 11 ±ЛUп.с для с.r1учая двустороннего
симметричного отклонения, +лип и +ЛИп с или -ЛUп и -ЛИп.с
для одностороннего отклонения, +лИ'и, -ЛU"п и +лИ'п.с.
-ЛИ" п.с для случая двустороннего несимметричного отклонения.
3. Номинальная частота питающего напряжения переменного .то­
ка fс·
4 Актпвная Рп и полная Рп.с мощности, потребляемые стаби­
лизированным источником от первичной питающей сети.
•5. Номинальное выходное напряжение (на нагрузке) постоянно­
го тока одноканального источника питания Ин. В многоканальном
источнике питания (с т ·выходным11 цепями) номинальные значения
выходных напряжений U' н, U"н •.. " Umн.
6. Номинальный ток нагрузки одноканального источника пита­
ния lн. В многоканальном источнике номинальные значения токов
нагрузки обозначаются /'н. /"н •.. " zтн.
7. Суммарная активная мощность на выходе источника Ря.
В одноканальном источнике питания Рн=lнИя, в многоканальном
Рн=Р~ +Р;,' + ... + Р;;1.
где
7


8. Нестаб.ильность выходного напряжения при изменении напря­
жения питания l5Ивси> определяется как отношение изменения вы­
ходного напряжения от номинального значения (±ЛИв) и к номи­
нальному значен.ию tВЫходного напряжения Ив при изменении напря­
жения питания в заданных пределах ±ЛИп (ток нагрузки /в и
температура окружающей среды Тер постоянны), %:
9. Нестабильность выходного напряжения при изменении тока
нагрузки l:JИ в(I) определяется ка•к отношение изменения выходного
напряжения от номинального значения (±ЛИя) r к номинальному
значению вых·одн-ого напряжен.ин Ив при изменении тока нагрузки
в заданных пределах ±1Л/ в (напряжение питания Иn и температура
окружающей среды Тер mостоянны), %:
10. Нестабильность выходного ~напряжения во времени бИя(t)
опреде.~яется как отношение изменения выходного напряжения от
номина.~ьного значения ( ±1ЛИя) 1 к номина.%ному значению выход­
ного напряжения Ия в заданный промежуток •времени t (напряже­
ние п.итан.ия Ии, ток нагрузки lн и температура окружающей среды
Тер постоянны), %:
(±'ЛИн)t
оИн(t)= И 100.
н
11. Температурный коэффициент выходного на·пряжения (ТКН)
определяется как отношение изменения выходного напряжения от
номинального значения (±ЛИн) т к номинальному значению выход­
ного напряжения Ив и к вызывавшему это изменение приращению
температуры окружающей среды ЛТер (напряжение питания Иn и
ток нагрузки lн постоянны), %:
ТКН- (±дUн)Т
-
и лт 100.
нер
12. Нестаби.~ьность выходного на•пряжения при одновременном
в•оздействии всех .возмущающих факторов бИя определяется как
алгебраическая сумма соответствующих нестабильностей для каж­
дого фактора ·в отдельности (с учетом знака слагаемых)
оИн = 3Ин(U) + oUн(l) + oUн(t) + ТКНдТ ер·
13. Для характеристшш точности стаби.~изации выходного на­
пряжения источника вторичного электропитания наряду с относи­
тельными значениями нестабильности часто пользуются коэффициен­
том стабилизации. Этот коэффиЦиент показывает, во сколько раз
относите.%ное приращение ·выходного напряжения источника меньше
отно·сительного приращения данного возмущающего фактора при
прочих неизменных условиях. Так, коэффициент стаби.~изаци.и по
8


напряжению питания Кет(U) (11ри постоянных значениях тока на­
грузки /я и температуры окружающей среды Тер) равен:
дИп Ин
Кст(U) = Ип ЛИн •
Коэффициенты стабилизации выходного напряжения при изме­
нении тока нагрузки Кет(I) и температуры окружающей среды
Кет(Т) опреде.~яются выражениями
(при постоянных значениях напряжения питания Ип и температуры
окружающей среды Тер);
дТср Ин
Кст(Т) = Тер дИ8
(при постоянных значениях напряжения питания Ип и тока нагруз­
ки /я).
1'4 . Выходное сопроти,вление Rвых стабилизированного источни­
ка вторичного электропитания определяется как отношение измене­
ния выходного напряжения ЛИн к ~вызвавшему это изменение при­
ращению тока нагрузки ,Л/н (напряжение питания Ип и температура
окружающей среды Тер постоянны)
дИн
Rвых=м·н
,1'5 . Пульсация выходного на,пряжения источника 15Ин.п опреде­
ляе'!'ся как отношение переменной составляющей выходного напря­
жения Ин.п к номинальному значению выходного напряжения Ин
(напряжение ~питания Ип, ток нагрузки lн и температура окружаю­
щей среды Тер постоянны), %:
Ин.п
аИн.п=--u--100.
н
16. Способность стабилизированного источника с выходным: на­
пряжением постоянного тока уменьшать переменную составляющую
напряжения на выходе Ин.п по отношению к ее значению на входе
Ип.п характеризуется коэффициентом сглаживания пульсаций Кп.
Этот коэффициент определяется как произведение отношения пере­
менных составляющих напряжений на входе и выходе устройства
и отношения номинальных значений выходного напряжения и напря­
жения питаrшя при постоянных значениях напряжения питания Ип
и тока нагрузки /я
Динамические показатели стабилизированных источ­
ников ,вторичн·ого э.~ектропитания характеризуют их поведение при
резк,их (скачкообразных) изменениях режимов и условий работы.
Так, на рис. 1-1 предста1влены кривые выходного напряжен.ия источ-
9


инка при скач1юобразном включении ,питающего напряжения и.,
показаны важнейшие динамические показатели.
1. Ма~rеимальное значение перерегулирования дин.маис опреде­
ляется как разность между максимальным мгновенным значением
выходного напряжения и"в.мано и максимально допустимым значе­
нием при статическом отклонении выходного напряжения и'в.макс
в ту же сторону
"
,
дин.макс= ин.макс - ин.макс'
2. Время установления выходного напряжения tycт(u) опреде­
ляется интервалом времени между началом возмущающего воздей·
ств.ия t0 'И моментом t1, когда мгновенное значение 'выходного на·
пряжения не превосходит максимально допустимого значения при
статическом отклонении выходного напряжения в ту же сторону
tуст(И) = /1 -to.
Процесс установления выходного напряжения может иметь ко·
лебательный характер {рис. ·1 ·1, кривая 1), апериодический- (кри·
вая 2) или монотонный (кривая 3).
3. Устойчи'вость стабилизированного источни1ка вторичного элек·
тропитания. Современный стабилизированный источник обычно пред·
ставляет собой сложную систему автоматического регулирования
с одной или нес1юлькими цепями отрицательной обратной связи
(ООС). В авязи с тем, что параметры многих электрорадиоэлеме·н­
тов (в том числе и ·в цепи ООС) зависят от частоты, то с ростом
частоты может происходить изменение глубины ООС и фазового
сдвига между входным и выходным напряжениями разомкнутой си­
стемы регулирования. Если фазовый сдвиг станет равным 180° при
коэффициенте усиления системы, отличном от единицы, то ООС
изменит знак и станет положительной. Это приведет к ·самовозбуЖ­
дению стабилизированного источника питания. Для обеспечения
устойчивой работы источника необходимо, чтобы фазовый сд·виг на­
пряжений был меньше 180° на частоте, при которой модуль коэффи­
циента усиления ·разомкнутой системы равен единице. С этой целью
в схему обычно приходится вводить специальные корректирующие
or= __~t
.Uн
lf~.макс
n~. макс
Uн
U/t.мu11
о ~~~~-+~~~~--
t a tycm(U)lt1
Р1нс. 1-1 .
10
элементы.
4. Динамические показате­
ли п1итающею (входного) на­
п1ряжения
характеризуются
з1начением амплитуды и дли·
тельнос11и возможаых Кiратко­
Вlj)еменных отклонений пит-аю­
щего нап,ряжения от номи-
1налынсirо значеыия:
Бели импульсные 01\клоне·
ния имеют малую длитель­
ность, а на входе .стабилизи­
рованного источника 1В11орич­
ного электропитания установ­
лен филь'I'р с конден1сатором
достаточно большой емкосm
(выполняющим роль накопите·
ля энергии), то дина1мичеоюие
отклонеmня напряжения пита-


ния при выборе и расчете схем источников можно не учиты­
вать.
К энергетическим показателям стабилизированных
источников вторичного электропитания относятся коэффициент по­
лезного действия и коэффициент мощности.
Коэффициент полезного дейст.вня (к. п. д.) источника У)ист пред­
ставляет собой отношение мощности, отдаваемой вторичным источ­
ни~юм питания 1в нагрузку Рн, к мощности, потребляемой от первич­
ного источника •питания Рп:
Ри
'У/ист= Рп =
где '2,Рпот - суммарные потери мощности в самом вторичном источ­
нике электропитания .
.Значение к. п. д. не ·юлько характеризует экономичность -источ­
ника, но и существенным образом влияет на его объем и массу,
а также надежность работы. Чем большая мощность рассеивается
внутри прибора, тем .больше должна быть поверхность, а следова­
тельно, масса и об-:qем радиаторов, тем выше рабочая температура
для электрорадиоэлементов схемы и тем ниже надежность источника.
При . питании от сети переменного тока стабилизированный
источник •вторичного электропитания потребляет не только активную
Рп, но и реактивную Рп.р составляющую мощности. Потребление
реактивной мощности объясняется не только наличием реактивных
накопителей энергии во вторичном источнике, но и изменением фазы
потребляемого от первичной сети тока во· времени (по отношению
к фазе !Питающего напряжения) ·В стабилизирующих устройствах
с импульсным регулированием. В этом случае стабилизированный
источник вторичного электропитания характеризуе1'ся коэффициен­
том мощности :к, определяемым •как отношение активной мощности
Рп, потребляемой от первичной сети, к полной мощности Pu.c
Рп
х= Рп.с =vcoscp.
Коэффициент мощности зависит от косинуса угла сдвига фаз
между первыми гармониками тока, потребляемого из питающей сети,
и на!Пряжения питания cos QJ и от коэффш:щента искажения формы
кривой тока питания v. Последний учитывает высшие гармончка
в .кривой 1Потреб'ляемого из сети тока (при импульсном способе регу­
лирования) и определяется из соотношения
/ пl~еl!ст!з
'У= /
•
_
п.действ
где /п.дейстn, Iп1действ - соответственно действующее значение тока,
потребляемого от питающей сети, и его первой гармоники. Если же
форма кривой тока и напряжения питания синусоидальны, то v= 1l
и x=cos QJ.
Удельные показатели стабилизированного источника
электропитания характеризуются выходной мощностью
ходящейся на единицу массы Gист (кг), объема Vист
СТОИМОСТИ Sист (руб.):
Рв
Уа= Gист;
вторичного
(Вт), при­
(дм3), или
11


На практике обычно пользуются одной из этих величин в зави­
симости от того, что важнее в каждом конкретном случае: масса,
объем или стоимость вторичного источника ,питания.
В качестве количественных по к а з·а:'т елей надежности
стабили,зированного источника вторичного электропитания использует­
ся ~начение вероятности безотказной работы в течение заданного про­
межутка времени Рист (t) или среднего .времени наработки на оп:аз
Тист- При расчете этих показателей обычно принимается экспонен­
циальный закон распределения отказов электрорадиоэлементов, вхо­
дящих в соста•в схемы:
где Лист =•1 /Тис т - суммарная интенсивность отказов электрорадио­
элементов схемы .источника при определенных коэффициентах их за­
грузки и условиях эксплуатации.
Основным.и методами повышения надежности работы стабили­
зированного источника вторичнш:. электропитания являются:
.J . Максимально возможное упрощение схемы, т. е. сокращение
количества электрорадиоэлементов.
' 2. Применение наиболее надежных элементов, по возможности
в облегченных режимах ,работы.
3. Снижение влияния температуры окружающей среды на ре­
жим ·работы электрорадиоэлементов схемы.
4. Введение в схему источника соответствующих устройств за­
щиты, контроля и сиг11ализации, обеспечивающих сохранность элек­
трорадиоэлементов при •возникновении аварийных ситуаций, а также
позволяющих своевременно и быстро выявлять ·возникающие не­
исправности. При этом ·следует .иметь в .виду, что введение в схему
источника г1юм·озд·ких и сложных устройств может привести не к по­
вышению, а к снижению надежности работы.
5. Резерви·рование (поэлементное, узловое, блочное и пр.) источ­
ников •вторичного электропитания. Этот метод является наиболее
эффективным, однако при•водит к значительному увеличению массы
и объема устройств.
rHce IПОКазатели •стабилизированных источников вторичного элек­
тропитания не могут быть получены хорошими из-за противоречий
между ними. Поэтому для каждого конкретного случая необходи\10
уточнить, какими из показателей можно пренебречь для улучшения
других.
Оптимальным будет такой стабилизированный источник вторич­
ного электропитания, который выполняет :все возложенные на !"!его
функции при ма·ксимальных значениях уделыных показателей, к. п. д.
и надежности работы.
1-1 . Способы построения стабнnнэнрованных нсточннков
вторнчноrо эnектропнтання
Современные ·стабилизированные источники вторичного электро­
питания отличаются многообразием решений структурных, функцио­
нальных, принципиальных схем и узлов. Это объясняется столь
же многочисленными и разнообразными требованиями, которые
предъявляются радиоэлектронной аппаратурой к источникам пи­
тан.ия.
12


Стабилизированные источники вторичного электропитания услов­
но клаесифицируются 110 основным признакам: по роду тока входно­
rо и выходного напряжений различают 1преобразователи напряжения
переменного тока в переменный, 1переменного в постоянный, постоян­
ного в переменный, постоянного в постоянный, комбинированные
преобразо1ватели на1пряжения; по виду регулИ'рующих (иополнитель­
ных) элементов - ламповые, магнитные, полупроводниковые (тран­
зисторные, тиристорные, на интегральных микросхемах), магнитно­
полуnроводниковые и пр.; по номинальному значению выходного
напряжения - низкого напряжения (до 100 В), среднего (е~т 100
до 1000 В), 1высок0го (свыше 11000 В); по допустимому отклонению
выходного напряжения (нестабильности) - ю1зкой точности (свыше
5%), средней (от 1 до 6%), высокой (от 0,1 до 1%), прецизионной
(менее 0,1 %); по пулысациям вых{)дною напряжения - с малым ко­
эффициентом пульсаций (менее 0,1 %), средним (от 0,1 до 1%), боль­
шим (более 1%) ; по выходной мощности - микромощные (до 1 Вт),
малой мощности (от 1 до 1О Вт), средней (от 1О до 100 Вт), повы­
шенной (от 100 до !ООО Вт), большой (свыше !ООО Вт); по способу
регулирования напряжения - непрерывные и иМiпульсные; по нали­
чию цепи обратной связи - без обратной связи (параметрические),
с одной или несколькими цепями обратной связи (компенсацион­
ные), комбинированные и пр.
Любой стабилизированный источник вторичного электропитания
иредставляет собой совокупность нескольких функциональных узлов,
выполняющих различные виды преобразования электрической энер­
гии: выпрямление, фильтрацию, ин·вертирование, трансформирование,
регулирование, стабилизацию, усиление, защиту и 1пр. Эти функцио­
нальные узлы характеризуются рядом признаков: назначением, вход­
ными и выходными параметрами, условиями эксплуатации, элемент­
ной базой. Ниже дается краткая характеристика основных
функциональных узлов источник·ов вторичного электропитания.
В ы п р я м и те ль В - преобразователь напряжения переменно­
го тока любой формы в однополярное (пульсирующее) напряжение.
Он представляет собой один или несколько нелинейных элемен­
тов с односторонней ироводимостью (например, полупроводнико­
вых диодов), соединенных в одну из многочисленных схем выпрям­
ления.
Ф ил ь т р Ф - устройство, содержащее реактивные С, L и
активные R элементы и предназначенное для уменьшения пульсаций
выпрямленного напряжения. Фильтр используется также для защиты
потребителей электроэнергии (нагрузок) от помех, поступающих во
,вторичный источнюк IИЗ пе,рвwч1ной питающей се11и, 1И для уменьшения
уровня помех, созда'ваемых са1мнм ·втор1ичным IИ'сточником питания
в первичной сети.
Ин в ер тор И - статический преобразователь напряжения по­
стоянного тока в переменный ток. Инвертор выполняется обычно на
пол~п1роводниковых приборах - транзисторах или тиристорах, рабо­
тающих в режиме переключения. Он может иметь гальванический
или трансформаторный 'выход, форма напряжения на выходе прямо­
угольная, реже синусоидальная, пилообразная, трапецеидальная
и т. п. Маломощный инвертор часто используется в качестве задаю­
щего генератора, управляющего работой у с ил и тел я м о щ н о­
сти УМ.
Транс форм ат о р Тр - преобразователь напряжения пере­
менного тока одного номинала в 0дно или несколыко напр.яжений
13


переменного тока других 11оминалов. Трансформатор обеспечивает
гальваническую развязку ,выходных цепей друг от друга и от пи­
тающей сети. Т,рансформатор применяется в источнике вторичного
электропитания как самостоятельный узел или ,входит в состав дру­
гих узлов, например инвертора, усилителя мощности.
Стабилизатор напряжения СН- устройство, поддер­
живающее неизменным напряжение постоянного или переменного
тока в заданных пределах при воздействии различных возмущаю­
щих факторов. В ряде случаев стабилизатор напряжения осуществ­
ляет точную установку номинала выходного напряжения, обеспечи­
вает возможность плавной регулировки напряжения. Стабилизаторы
напряжения постоянного тока с непрерывным способом регулирова­
ния могут, кроме того, подавлять переменную составляющую в на­
пряжении постоянного тока.
Регулятор напряжен и я РН - устройство, изменяющее
напряжение на нагруз,ке по требуемому закону в заданном диапазо­
не регулирования. В качестве регулятора напряжения может быть
использована любая схема стабилизации напряжения, у которой
разомкн_ута цепь ООС. Вместо сигнала ошибки регулирования в цепь
ООС ,регулятора подается внешний упра,вляющий сигнал, значение
которого может меняться вручнуiо или автоматически по заданной
программе.
В о ль то добавочное у строй ст в о ВДУ - дополнитель­
ный регулируемый источник напряжения постоянного или переменно­
го тока. Применение так,ого устройства позволяет коммутировать
регулирующему элементу не всю выходную мощность, а только
часть ее, необходимую для обеспечения стабилизации выходного
напряжения в заданных пределах. Питание вольтодобавочного
устройства может быть осуществлено от основного первичного
источника, от дополнительного (вспомогательного) ,или от одной из
выходных цепей источника вторичного электропитания; регулирова­
ние напряжения - непрерывным или импульсным шюсобом.
Отдельные функциональные узлы источников вторичного элек­
тропитания могут совмещать ,в себе несколько функций: выпрямле­
ние и регулирование напряжения постоянного тока в ре гул и р у е­
м ом в ы п р я ми тел е ВР; инвертирование, выпрямление и фильт­
рацию напряжения постоянного тока в к он в ер тер е К; инверти­
рование, трансформацию и стабилизацию напряжения в ст а б и л и­
зированном инверторе СИ. Подобныесхемные реализации
поз,воляют упростить схему источника вторичного электропитания,
повысить его к. п. д. и надежность работы.
Стабилизаторы (регуляторы) напряжения, входящие в состав
источнака 'Вторичного электропитания как отдельные функциональ­
ные узлы, представляют собой сложные устройства, состоящие из
нескольких функциональных узлов. Ниже приводятся функциональ­
ные схемы стабилизаторов напряжения постоянного и переменяого
тока и способы регулирования напряжения.
Для стабилизации напряжения 1аитания радиоэлектронной аппа­
ратуры на полупроводниковых приборах широкое применение нахо­
дят стабилизаторы напряжения постоянного и переменного тока
с непрерывным способом регулирования. Основные функциональные
схемы таких стабилизаторов rгриведены на рис. 1-2,а-в. В пара­
метрических схемах пен (рис. 1-2,а) стабилизация напряжения по­
стоянного или переменного тока осуществляется за счет нелинейно-
14


ип
11п(1Jп.с)
Ur1f{f1t.ci
Г:-1
1-----------~ПСН 1---------~"~
Рис. 1-2.
сти вольт-амперной характеристи•ки некоторых элементов, например
кремниевого стабилитрона, дросселя, насыщения, иключеиных между
первичным .источником питания ИП и нагрузкой Н.
I(омпенса·цнон:ный стабилизатор напряжения представляет собой
систему автоматического регулирования с замК!нутой цепью ООС
(рис. 1-2,б). В цепи ООС осуществляется сравнение (часtичного или
полного) выходн•ого напряжения стабилизатора, снимаемого с изме­
рительного элемента ИЭ, и эталонного на1пряжения источника опор­
ного напряжения ОН. Сигнал ошибки, появляющийся на выходе
сравнивающего элемента СЭ, усиливается усилителем ошибки УО и
поступает на схему управления СУ. Последняя воздействует на ре­
гулирующий элемент РЭ стабилизатора таким образом, что компен­
сирует происшедшее изменение выходного напряжения. Следует
иметь в виду, что некоторые из перечисленных ,выше элементов цепи
OQC могут отсутствовать или объединяться друг с другом.
15


Выходные характеристи,ки ком1пенсационных стабилизаторов на­
пряжения могут быть улучшены введением в схему нескольких це­
пей ООС. С этой же целью в компенсационный стабилизатор может
быть введено дополнительное параметрическое управление регули­
рующим элементом (показано на рис. 1-'2,б пунктиром). Подобные
схемы стабилизации называются комбинированными.
В мощных ста6илизаторах напряжения через регулирующий эле­
мент целесообразно пропускать только часть выходной мощности,
необходимую для компе·нсации возможных изменений выходного на­
пряжения. Подобная функц,иональная схема приведена на рис. 1-2,в.
Источником вольтодобавочного напряжения является дополнитель­
ный первичный источник ИП', в цепь которого включен регулирующий
элемент РЭ. Суммирова111ие регули.руемого и нерегулируемого напря­
жений происходит в элементе СМ, затем это напряжение поступает
в натрузку.
Цепь ООС содержит те же элементы, что и в схеме на
рис. 1-2,б. Схема стабилизации с •вольтодобавкой по сравнению
с обычной схемой позволяет получить выигрыш в массе и объеме
регулирующего элемента и .радиатора. Этот выигрыш особенно заме­
тен при сравнительно небольших значениях отклонения питающего
напряжения от номинала (не более 10-<15%), в противном случае
масса и объем регулирующего элемента и радиаторов становятся
соизмеримыми с массой и объемом регулирующего элемента ста­
билизатора (рис. 1-:2,б).
Параметрические схемы стабилизации по сравнению с компен­
сационными обычно имеют меньшие габариты и массу, проще и
более надежны. 1( недостаткам параметрических стабилизаторов
следует отнести сравнительно малый коэффициент стабилизации вы­
ходного напряжения, небольшую выходную мощность, низкий к. п. д.•
невозможность плавной регулировки ·выходного нооряжения и точ­
ной установ,ки его номинала. В параметрических стабилизаторах
напряжения ,переменного тока наблюдается значительное искажение
формы выходного напряжени".
Стабилизаторы на1пряжения компенсационного типа кроме функ­
ции стабилизаuти выходного напряжения с очень высокой степенью
точ1юсти обеспечивают везможность плавной регулировки и точной
установки требуемого ·значения выходного напряжения; их выходная
мощность и к. п. д. значительно выше, чем у параметрических ста­
билизаторов. Однако у ком1яенсационн1-1х ста6илизаторав более
сложная схема, их масса и занимаемый объем больше.
l(ак уже отмечалось выше, существуют два принципиально
отличных друг от друга режима работы регулирующих элементов
компенсационных стабилизаторов напряжения: непрерывный (линей­
ный) 11 импульсный (1ключевой или режим переключения).
В непрерывном ·режиме регулирующий элемент стабилизатора
работает н;ак управляемое активное с0противление. Все избыточное
напряжение, а следовательно, И мощность снижается на этом эле­
менте.
Такой режим работы характеризуется сравнительно низким
к. п. д., необходимостью применения больших по объему н массе
теплоотводящих устройств (радиаторов). Однако споtоб непрерыв­
ного регулирования напряжения имеет ряд достоинс11в, благодаря
которым он до настоящего времени находит широкое применение:
относительная простота схемы стабилизатора по сра·внению с им­
пульсным способом регулирования, очень малый уровень наведок и
Hi


н
Рис. 1-3 .
помех, возможность получения чрезвычайно малого уровня пульса­
ций выходного напряжения в стабилизаторах напряжения постоян­
ного тока и возможность достижения неискаженной формы выход­
ного напряжения в стабилизаторах напряжения переменного тока,
высокое быстродействие rи малая динамическая нестабильность.
В стабилизаторах напряжения переменного тока с непрерывным
регулирооанием выходное напряжение может быть стабилизировано
по среднему, действующему, а:1шлитудному значениям, по всем трем
или по любым двум из них.
Импульсный режим работы регулирующего элемента стабилиза­
тора позволяет значительно уменьшить рассеиваемую на нем мощ­
ность, тем самым повысить к. п. д. и надежность работы схемы,
уме11ьшить объем и массу стабилизатора. В импульсном режиме
меньше влияет на работу стабилизатора зависимость параметров
регулирующего элемента от температуры окружающей среды. В ка­
чеове регулирующих элементов в этом случае могут быть исполь­
зованы транэисторы, тиристоры, магнитные усилители и пр.
17


В завиаи.мости от способа регули­
рования напряжения цепь ООС ~им­
пульсного стабилизато1ра может изме­
нять длительность откры'!'ого или закры­
того ~состояния регулирующего элемен­
та, частоту следова1Ния импульсов, их
фазу, а1мплитуду или о,дновременно не-
сколь1ю параме'!'ров.
1-ot---~...----1 иh,м
Основные функциональные схемы
импульсных стабилизаторов напряже­
ния постоянного тока приведены на
рис. 1-3,а, 6. В схеме .рис. 1-3,а напря­
жение ПОС'ГОЯНIНОГО тока ш~рВIИЧ1НОГО ис-
2л
о;
и
и~~м
wt
точника ИП цреобразуется регулирую­
щим элементом РЭ 1в последователь­
ность импульсов прямоугольной формы с
изменяемыми параметрами (рис. 1-4,а).
Jfп.м Затем эти импульсы сглаживающим
wt фильтром Ф вновь преобразуются в на-
1'- +-- - -".....-'- -_. .. ._ _ _
пряжение постоянного тока, посту-
и
пающее в нагрузку Н. Цепь ООС
стабил~затора воздейс11вует на регули­
рующий элемент таким образо1м, что
среднее значеН1ие 1выхQДного нашряже-
Г-Тt---'~""Т'l,_,_-\,_.•и," ния Uя остается постоянным. Преоб-
п.м разование напряжения постоя.нноrо тока
wt в прямоугольные импульсы ocyщe­
r-t -' ---"--'-- -LJ'----
ствляется задающlliм генератором ЗГ.
Рис. 1-4 .
Им:пульсный стабилизатор может рабо­
тать и без за,дающего генератора в ре­
жиме а1в11О1Колебаний. В первом случае
частота следования и1мпульсо,в регули-
рующего элемента постояwна, во вто­
ром - зависит от напряжения пер.вичного источника и определяется
работой релейного элемента (вместо СЭ), на входе которого проис­
ходит сравнение выходного и опорного напряжений.
Релейные импульсные стабилизаторы напряжения постоянного
1'Ока .более быстродействующие, однако из-за переменной частоты
переключения в схеме 11атруднен выбор оптимальных значений эле­
ментов сглаживающих и защитных фильтров. Назначение остальных
элементов цепи ООС то же, что и у стабилизаторов с непрерывным
·способом регулирования. Импульсный стабилизатор также может
быть выполнен по схеме с вольтодобавочным напряжением
(рис. 1-3,б), для чего необходим дополнительный источник питания
ИП', имеющий на выходе напряжение И'п=И'п.м·
Форма напряжения на выходе суммирующего элемента СМ по­
·казана на рис. 1-4,6, где И"п.м=Uп.м+U'п.м· В связи с тем, что
через регулирующий элемент проходит только часть выходной мощ­
·Ности, его габариты и масса заметно уме!'lьшаю-rея; то же самое
относится и к элементам сглаживающего фильтра Ф, на вход кото­
рого поступает напряжение с неполной (частичной) модуляцией. До­
стоинства схемы с вольтодобавочным напряжение'М особенно замет­
ны при ,сравнительно небольших пределах изменения питающего на­
пряжения.
В стабилизаторах напряжения с непрерывным и импульсным
способами регулирования во3можны различные варианты в.ключения
18


Рис. 1-5 .
регулирующего эдемента (и элементов сглаживающего фильтра) ПС>
отношению к нагрузке. Особенности работы этих схем будут рас­
смотрены в соответствующих главах.
Если рассмотренные выше стабилизаторы напряжения постоян­
ного тока необходимо питать от промышленной сети переменного
тока Ua.c, то на их вход необходимо включать устройство, состоя­
щее из трансформатора Тр, выпрямителя В и фильтра Ф (рис. 1-5,а).
Для питания стабилизатора с вольтодобавочным напряжением не­
обходимы дополнительный выпрямитель В' и фильтр Ф' (показаны
на рис. 1-S,a пункТ1Иром). При низкой частоте питающей сети
(бО-400 Гц) подобное устройство может занимать половину объема
(и массы) всего стабилизированного источника вторичного электро­
питания, что резко ухудшает удельные показатели источника.
При импульсном способе регулирования напряжения из схемы
(рис. 1-5,а) целесообразно исключить фильтр Ф, а регулирующий
элемент стабилизатора включить ·непосредственно в цепь пульсирую-
l!t


/./
/./
'{j)
wt
U."
п.м
wt
wt
щею тока вьш.рям1ителя В. Роль
сглаживающею филь1'ра rв этом CJiy-
чae ~выполняет фильтр 1и.мпулыоного
стабиЛiизатора Ф (р'Ис. 1-5,б). Бели
час'!'ота переключения регулИ]рующе­
го элемента ста1билизатора соо11вет­
ств,ует ·частоте се11и переменного то­
ка, а изменяе11ся л1ишь угол регули­
рова1ния а, то форма нап·ряжен&я на
выходе РЭ соо'I'ветсrnует рис. 1-4,в.
Иоключение из .схемы фильт.ра по­
з1воляет несколыко упростить схему,
повысить ее ~к. п. д., уменьшить мас-
1..у 1и объем. Применяя схем.у им­
пульсного стабилизатора с 1вольто­
'{оба11ючным напряжеН1ием, .можно
исключить 1из схемы (рис. 1-5,а) оба
фильт.ра Ф и Ф', а регуЛJирующий
элемент в1ключить 1в цепь выпрями­
теля В'. Форма напряжения на вы­
ходе РЭ :в это~ случае соответ­
сmует рис. 1-4,г. Достоинст·ва схе­
мы с 1вольтодобавкой были отмече­
ны IВЬDШе.
Стабилизация ~выходного напря­
жения !!ЮС'I'ояllного тока может быть
осущес'!1Влена 1и 1в том случае, если
2)
регуЛJирующий элемент стабилизато­
ра 1в1ключ:ить непооре:дст1венно rв цепь
Рис. 1-6 .
переменного тока 1на 111ерв1ИЧНОЙ или
вторичной стороне тра~нсформаторз
Тр (рис. 1-5,в). Регулирующий элемент обычно работает в импульс­
ном режиме, форма напряжения на его выходе показана на
рис. 11-6,а. Поскольку на выхеде РЭ •включена схема выпрямления В
(обычно двухполупериодная), то форма напряжения на входе
фильтра в схеме рис. 1-15,в будет такой же, как и в схеме JЭИС. 1-5,б.
Регулирующий элемент импульсного стабилизатора в цепи перемен­
ного тока промышленной частоты может работать не только с часто­
той сети, но и с более ·высокой частотой переключения, определяе­
мой частотой внешнего задающего генератора. В этом случае при
регулировании происходит меньшее искажение формы напряжения
11еременного тока, что привод:ит к уменьшению пульсаций выпрям­
ленного на1Пряжения и сглаживающего фильтра.
Исключение из схемы рис. 1-5,в узлов выпрямителя В и фильт­
ра Ф превращает ее в стабилизатор напряжения переменного тока
(рис. 1-7,а) с импул~>сным регулированием. Форма выходного напря­
жения такого стабилизатора приведена на рис. 1-6,а. Импульсный
способ регулирования напряжения переменного тока хотя и имеет
.ряд известных преимуществ, однако неизбежно связан с сильным
искажением формы кривой выходного напряжения. Менее искажен­
ную форму выходного напряжения переменного тока получают в схе­
м11х стабилизации с вольтодобавочным напряжением (рис. 1-7,б).
В схеме .работают два регулирующих элемента РЭ и РЭ', включаю­
щиеся поочередно в течение каждого полупериода. Форма выходного
напряжения для этой схемЬI!! показана на рис. 1-6,б.
:20


----,
. Uн.с
ff
н
'б)
Рис. 1-7 .
В качестве регулирующих элементов напряжения переменного
тока используются транзисторы, тиристоры (кремниевые управляе­
мые вентили), управляемые дроссели насыщения, трансформаторы
с подмагничивающим шунтом. Выходное напряжение поддерживает­
ся постоянным за счет изменения угла регулирования а. Стабилиза­
ция выходного на1Пряжения переменного тока в им,пульсных стаби­
лизаторах может осуществляться по амплитудному, среднему или
действующему значению в зависимости от того, по какому напря­
жению производит слежение измерительный элемент ИЭ.
Форма выходного напряжения стабилизатора при подаче на его
вход переменного напряжения прямоугольной формы приведена на
рис. 1-6,в, 11 для стабилизат0ра с вольтодоба1вкой - на рис. 1-6,г.
21


Формы аы­
ходного на­
пряжения
Рис. 1-4, а
Рис. 1-6, в
Рис. 1-4, б
Рис. 1-6, г
Рис. 1-4, в
Рис. 1-6, fJ,
Рис. 1-4, г
Рис. 1-6, б
Среднее значение
напряже1rnя
Иn.~1 (1 --;-) ,
при«= О Иn.м
"
[
а]
Ип.м 1--; - (1-s)
Ипм
~ (1 + cosa),
2Ип.м
при а=О
'/t
и"П.llt
-те- (l+s+l1-s) cosa]
Таблица 1-1
Деi!ств)"Ющее значение напряжения
иV1-а,
п.м
'/t
а=О
Ип.м
при
у2
и" у11-~(l -s2)
п.м
'/t
Ипму
sin2a
v2'/t 'lt-a+
-2 -.
Ип.'11
приа=О
Vz
и~:м У
Jf2'1t
( sin 2а)
'lt-(l-s2) а- -2 -
ПРнмечание, В табл. 1-1 приня;ъ1 обозначения: ип.м-амплптудвсе значеи~;е
напряжения переменного тока ип = ип.м,S!t~ wt или Ип.м == Ип напряже~шя псстояниого
.ока перsичного источника: И'п.м - то же для:·· дооолнителmоrо первичного.)iстоЧНf!ка~
И'
и"=и +и':s= ,~-"
п.м
n.м
п.м
и
п.м
В табл. 1-1 приведены выражения, позволяющие определить
средние и действующие (эффективные) значения для ряда напря­
жений различной формы.
Наряду с отмече_НН!>J'МИ вь1ше достоинствами импульсные схемы
стабилизации напряжения имеют и значительные недостатки, огра­
ничивающие область применения этих схем. В схемах с импульсным
регулированием и выходным напряжением постоянного тока имеют
место значительная динамическая нестабильность выходного напря­
жения и большой уровень пульсаций, в связи с чем требуется при­
менение громоздких сглаживающих фильтров.
Большая скорость переключения тока регулирующим элементом
и наличие в схеме паразитных индуктивностей и емкостей приводят
к появлению на выходе высокочастотных наводок и помех. Импульс­
ный характер тока, потребляемого от первичного источни.ка питания,
является причиной появления импульсных помех на шинах первич­
ного питания. Эти помехи могут нарушить работоспособность другой
радиоэлектронной аппаратуры, питающейся от того же первичного
источника. Поэтому импульсные схемы стабилизации напряжения
должны иметь на входе защитный фильтр. Импульсные схемы ста­
билизации и регулирования напряжения постоянного тока приме­
няют обычно в портативной, переносной и бортовой аппаратуре, где
22


в первую очередь требуется высокая экономичность, а требования
к уровню пульсаций выходного напряжения сравнительно невысоки.
Недостатком импульсных схем стабилизации напряжения пере­
менного тока, как уже отмечалось, является искажение формы вы­
ходного напряжения, т. е. появление высших гармонак выходного
напряжения. Подобные схемы находят широкое применение в устрой­
ствах автоматики и электропривода для стабилизации или регулиро­
вания числа оборотов электродвигателей
Рассмотренные выше функциональные схемы стабилизаторов на­
пряжения постоянного и переменного тока представляют собой
срав,нительно простые одноканальные стабилизированные источники
вторичного электропитания. Для питания радиоэлектронной аппара­
туры, как правило, требуется напряжение постоянного (и lере:v~ен­
ного) тока различных номиналов, полярности, выходной мощности.
Поэтому приходится использовать несколько одноканальных источ­
ников питания или разрабатывать сложные многоканальные. В пер­
вом случае система В'l'оричного электропитания получается более
гибкой: используются сравнительно простые унифицированные одно­
канальные блоки питания, изменение номиналов каких-либо выход­
ных цепей осуществляется 'Простой заменой бло1юв, однако суммар­
ный объем и масса намного больше, чем во втором случае.
Многоканальные источники представляют собой весьма сложdые
устройства, хотя их масса и объем значительно меньше (основная
экономия получается за счет более рационального конструктивного
решения); изменение номинала хотя бы одной из выходных цепей
приводит к переделке всего блока питания.
На ~практике широкое применение находят оба способа питания
аппаратуры. Ниже ,кратко рассмотрены возможные способы построе­
·ния функциональных схем многоканальных стабилизированных
источников вторичного электропитания, а также некоторые специфи­
ческие схемы одноканальных источников.
В многоканальных источниках вторичного э,1ектропитания, пре­
образующих первичное напряжение постоянного тока, обязательным
функциональным узлом схемы является инвертор с трансформатор­
ным выходом, обеспечивающий совместно с усилителем большую
выходную мощность. Частота переключения инвертора выбирается
.от 1 до 50 кГц в зависимости от элементной базы. К выходс1ым
-Обмоткам трансформатора ,подключаются выпрямители и сглажи­
вающие фильтры. Стабилизация выходных напряжений постоянного
llв и переменного Ив.с тока в многоканальном источнике может
осуществляться двумя способами: централизованно и индивидуально.
Централизованный способ заключается в стабилизации выход­
.пых напряжений за счет стабилизации напряжения постоянного
тока, питающего инвертор (рис. 1-8,а). Для этого могут быть
попользованы простейшие схемы стабилизаторов напряжения по­
стоянного тока или более сложные, рассматриваемые ниже. Цепь
ООС стабилизатора СН может быть подключена непосредственно
к выходу стабилизатора напря.жения, к вспомогательной выходной
цепи постоянного тока инвертора Ввек. Фвсп или к одному из его
основных выходов (последние два случая показаны на рис. 1-8,а
пунктиром).
'В первом варианте схема стабилизации не контролщэует изме­
нений выходного напряжения, вызываемых изменениями параметров
инвертора И, выходного трансформатора Тр и элементов выходных
-цепей. Во втором - цепь ООС охватывает инвертор и первичную
,.обмотку трансформатора, но не следит за изменениями, происход11-
23


Un
~~+-"-!-----------------' 1
.._ __
_.___._ ________________....1
В.)
~--------п f111.r:
[J~.
~------------nUНJ,.
[J~
•••••
f1)
Рис. 1-8.
24


щами во вторачных об~1отках и выходных цепях. В послеа_нем слу­
чае цепь ООС контролирует изменения выходного напряжения, вы­
званные изменениями параметров инвертора, трансформатора и
одной из выходных цепей (обычно это цепь с самыми жесткими
требованиями к стабильности на1Пряжения).
Для того чтобы в этом случае устранить гальваническую связь
между данной выходной цепью и первичной питающей сетью, в цепь
ООС необходимо в,вести элемент, обеспеч~ивающий электрическую
изоляцию, например т,рансформатор, оптрон и пр. Многоканальные
источники вторичного электропитания выполняются по таким функ­
циональным схемам при сравнительно небольших выходных мощно­
стях (до 50---'1 00 Вт).
При больших значениях выходной мощности стабилизированные
источники вторичного электропитания обычно выполняют с вольто­
добавочными устройствами ВДУ. Это позволяет значительно упрос­
тить силовую часть стабилизирующего устройства, уменьшить массу
и объем регулирующего элемента и сглажи,вающих фильтров. Если
ВДУ питается от обмот,ки траноформатора Тр инвертора И
{рис. 1-8 ,6), то его схема несколько упрощается, однако инвертор
при этом должен быть рассчитан на суммарную мощность выходных
цепей и ВДУ. При питании ВДУ от первичн,ой сети постоянного
тока - с одним или двумя первичным,и источниками питания
(рис. 1-8,в, последний случай показан пунктиром) - ин1вертор дол­
жен обеспечивать только выходную мощность источника вторичного
электропитания. Мощность ВДУ при этом составляет часть мощно­
сти инвертора; схема вольтодобав,очного устройства заметно услож­
няется, так как оно должно выполнять функции упра'вления выход­
ным напряжением и одновременно обеспечивать гальваническую
развязку выходной цепи от цепи первичного питающего напряже­
ния. Достоинства и недостатки схем с ВДУ были отмечены выше.
На рис. 1-8,г представлена функциональная схема стабилизиро­
ванного источника вторичного электропитания, выполненного на
двух инверторах И 1 и И2 • Один из инвертор,ов - ведущий (опреде­
ляет частоту переключения), другой - ведомый. Суммирование вы­
ходных напряжений перемен'ноrо тока пря1моугольной формы обоих
инвертор'ОВ происходит на входе каждого из выпрямителей В1, ...
. . ., Вт выходных цепей. Цепь ООС реагирует на изменения на­
пряжения одной из выходных цепей и обеспечивает изменение фазы
выходного напряжения одного из инверторов (ведомого) по отно­
шению к другому. При этом среднее значение напряжения на на­
грузке остается неизменным. Схема достаточно сложная, фильтры
Ф1, ..., Фт для обеспечения эффективного сглаживания пульсаций
до,~жны содержать дроссель, поэтому их масса и объем достаточно
велики. Несмотря на это, схема довольно часто находит практиче­
ское применение.
Хорошими удельными характеристиками обладает стабилизиро­
ванный источник вторичного электропитания, выполненный по функ­
циональной схеме, приведенной на рис. 1-8,д. В ней используется
стабилизированный инвертор СИ. Совмещение нескольких функций
преобразования энергии в одном узле позволяет существенно упрос­
тить схему источника питания.
Для источников вторичного электропитания с централизованным
стабилизирующи.м устройством нестабильность выходных напряже­
ний составляет примерно 2-5% при постоянной нагрузке. Если тре­
буется получить меньшее значение нестабильности выходного напря-
25


жения, малый уровень пульсаций или нагрузка изменяется в широ­
ких пределах, то в соответствующую выходную цепь источника
необходимо дополнительно включить индивидуальный стабилизатор
напряжения с непрерЫВ'НЫМ способом регулирования.
Централизованный способ стабилизации выходных напряжений
источаиков вторичного электропитания обычно применяется при
большом числе ,выходных напряжений и постоянной нагрузке. Основ­
ные недостатки этого способа заключаются во взаимном влиянии
выходных цепей друг на друга (что особенно сказывается при изме­
няющихся нагрузках), в невозможности точной установки номинала
выходного напряжения по каждой выходной цепи и раздельной ре­
гулировки выходных напряжений.
Все перечисленные выше недостатки могут быть устранены
в стабилизированных источниках вторичного электропитания ,с инди­
видуальноil стабилизацией выходных напряжений. Функциональные
схемы подобных устройств приведены на рис. 1-9,а-д.
В схеме, изображенной на рис. 1-9,а, стабилизация выходных
напряжений осуществляется индивидуальными стабилизаторами на­
пряженил, включеннымн r; каждую выходную цепь. В зависимости
от типа примененных стабилизаторов (параметриче1ских или компен­
сационных, с непрерывным или импульсным способом регулирова­
ния) стабилизированному источнику присущи те же достоинства и
недостатки, что и схемам отдельных стабил1изаторо1в.
Стабилизацию напряжения постоянного тока в выходных цепях
можно получить теми же способами, что и при централизованном
способе стабилизации, например с помощью вольтодобавочных
устройств, питаемых от трансформатора инвертора (рис. 1-9,в) и.1и
от первичной сети (рис. 1-9,6). С этой же целью могут быть исполь­
зованы схемы регулируемых выпрямителей ВР, включенных непо­
средственно в выходную цепь (рис. 1-9,г) или выполняюших раль
вольтодобавочных устройств (рис. 1-9,д). Схемы рис. 1-9 ,6 , в, д по­
зволяют осуществлять частичную модуляцию выходного переменного
напряжения, что приrводит к уменьшению массы и объема сглажи­
вающих фильтров.
Достоинствами индивидуального способа стабилизации выход­
ных напряжений являются независимость выходных цепей друг от
друга, возможность точной установки номинала и реrулирозки
в широких пределах напряжения по каждой ,выходной цепи, а так­
же возможность работы на нагрузки, изменяющиеся в широких пре­
делах.
Все рассмотренные выше функциональные схемы с индивидуаль­
ной стабилизацией выходных напряжений становятся неэффективны­
ми при большом числе выходных цепей из-за значительного услож­
нения схемы. увеличения ее массы и объема, снижения надежности.
Стабилизированные источники вторичного электропитания, прf' ·
образующие первичную сеть переменного тока промышленной час"о­
ты в стабильные выходные напряжения постоянного тока и выпо:r­
ненные по функциональной схеме (рис. 1-5,а), имеют существенныi'r
недостаток. Он заключается в том, что масса и объем входного
силового трансформатора и сглаживающего фильтра, работающих
на низкой частоте, составляют значительную, а иногда и основную
часть массы и объема всего стабилизированного источника питания.
Современная тенденция в разработке стабилизированных источ­
ников ,вторичного электропитания состоит в выборе такой функцио­
нальной схемы, у которой отсутствуют низкочастотные трансформа-
26


Uп
и
и
rJ1
11
•
yt/1н
а)
1Jft
1гщ~;
lвд~--_..
б)
i)
Рис. 1-9 .
торы и дроссели фильтров. Подобные источники питания получили
название источников с бестрансформаторным вход:ом. Основная осо­
бенность работы таких устройств заключается в том, что напряже­
ние пер:вичной сети переменного тока преобразуется в постоянный
с помощью бестрансформаторных схем выпрямления (обычно мосто­
вых), а затем инвертором преобразуется в напряжение переменного
тока прямоугольной формы высокой частоты (1-50 кГц). Пониже­
ние или повьп;;ение напряжения д:о нужного значения обеспечивает­
ся трансформатором инвертора. Этот трансформатор обычно значи-
27


В)
Рис 1-10.
тельно меньше по габаритам и ма,ссе, чем низкочастотный входной
трансформатор.
Подобная схема с бестрансформаторным входом приведена на
рис. 1-1 О,а. Стабилизация выходных напряжений осуществляется
индивидуальным1и стабилизаторами СН 1 , •• "
СН т, включенными
в каждую выходную цепь. Возможно применение централизованного
способа стабилизации выходных напряжений, например, импульс!iЫМ
стабилизатором напряжения иен (рис. 1-10,6) или стабилизирован­
ным инвертором СИ (рис. 1-10,в). Источник питания с индивидуаль­
ными стабилизаторами и инвертором, питающимся нестабилизиро­
ванным напряжением (рис. 1-10,а), имеет наихудшие удельные по­
казатели и самый низкий к. п. д. Наиболее перспективной является
схема, изображенная на рис. 1-1 О,в.
Таким образом, схемное решение стабилизированного источника
вторичного электропитания может быть самым разнообразным и за­
висит от требований, предъявляемых к источнику питания, характера
питающей сети, вида и характера нагрузки, условий эксп.т~уатации
и пр. Следует отметить, что повышение требований к вторично1;1у
источнику .питания сопровождается усложнением схемы, увеличением
массы и габаритов, уменьшением экономичности, снижением надеж­
ности. Поэтому следует внимательно и осторожно выбирать выход­
ные параметры источника вторичного электропитания, обосновывая
их для каждого конкретного случая.
28


1·3. Особенности ра6от111 эnектрорадиоэnементев
в стабиnиэированных источниках питания
Элементная база современных стабилизированных источников
вторичного электропитания очень разнородна. Она включает в себя
мощные тиристоры (на токи в сотни амнер), ми111иатюрные бескор­
пусные 11ранзисторы и диоды, крупногабаритные, тяжелые силовые
траноформаторы и микросхемы и пр. Первичные питающие напряже­
ния, преобразу.емые источниками вторiичного электропитания, также
весьма разнообразны: постоянного и переменного тока, синусоидаль­
ной и прямоугольной фор·мы, низ1шй промышленной и сра.внительно
высокой частоты, с напряжением от долей до многих сотен вольт.
Это также в значительной стеNени способствует МНQгообразию эле­
ментной базы источников вторичного электропитания.
Для успешН'ого создания надежных, экономюrных, простых и
удобных в эксплуатации стабилизированных источников вторичного
электропитания разработчику и конструктору аппаратуры недоста­
точно знать только методиюи расчета схем в статическом режиме
работы. Он должен быть знаком с физическими основами работы
полупроводниковых приборов, уметь пр!l!вильно выбрать типы элек­
трорадиоэлементов, по 1возм·ожности обеспечить для них облегченные
режимы работы, учитывать особенности работы этих элементов
в динамических режимах (стационарных и нестационарных), раз­
брос и температурное изменение параметров.
Необходимо учитывать специфические особенности работы полу­
проводниковых приборов: сильную за1висимость параметров от режи­
ма работы и температуры окружающей среды, большую чувстви­
тельность приборов даже к кратковременным электрическим пере­
грузкам, необходимость отвода тепла от р-п переходов, необратимое
изменение параметров с течением времени (старение приборов). Гер­
маниевые приборы в этом отношении оказываются намного хуже
кремниевых.
При разрабо1'ке стабилизированных источников вторичного элек­
тропитания необходимо предусмотреть такие схемотехнические реше­
ния, которые обеспечпвают надежную работу устройства при допу­
стимых пределах технологического разброса и температурного изме­
нения параметров полупроводниковых приборов. С этой целью
произ1юдится пра·вильный выбор этих приборов схемы, обеспечивает­
ся температурная стабилизация режимов работы, в схему вводятся
цепи ООС. Для повышения надежности работы аппаратуры реко­
мендуется оnраничивать значения напряжений и токов полупровод­
никовых приборов до уровня, не превышающего 70-' 8 0 % предельно
допустимых значений.
Не рекомендуется использование мощных полупроводниковых
приборов при очень малых напряжениях питания и рабочих токах,
поскольку при этом ухудшаются параметры приборов, увеличивается
нестабильность параметров во времени и при из·менении температу­
ры окружающей среды, снижается надежность работы приборов при
крайних значениях температуры окружающей среды.
Тепловой режим работы полупроводниковых приборов опреде­
ляется совокупным воздейс1'вием температуры окружающей среды
и мощности, рассеиваемой на р-п переходах. Поскольку температура
р-п переходов не должна превышать максимально допустимого зна­
чения, определяемого материалом полупроводника, то следует пред­
принимать различные меры для уменьшения выделяющегося тепла,
29


о
t
Рис. 1-11 .
применять эффективные С'пособы
его 011вода ют приборов и обес­
печивать 1их защиту от К!ратко­
временных тепловых перегрузок.
При работе полупроводнико­
вого прибора в режиме переклю­
чения мож,но выделить следую­
щие основные составляющие мощ­
ности, рассеиваемой в приборе:
а) мощность, определяемая паде­
нием напряжения на переходах
Ипр п1ри ~1'ротекании через при­
бор тока 1Наrрузки (прямого то­
ка) 1пр; б) мощность, опреде­
ляемая обратными напря:жесНием
Иобр и током прибора в выклю­
ченном СОСТОЯJНИИ /05р; llВ) мощ­
ность, определяемая током управ­
ления 1у и падением напряже­
ния на упра1вляющем переходе
прибора Uy; г) мощность, опре­
деляемая процеосами переключе-
ния прибора.
Первые три составляющие представляют собой статические по-
1'ери мощности в полупр,оводниковом приборе, не зависящие от ча­
стоты переключения, последняя - динамические потери, пропорцио­
нальные частоте переключения. Упрощенные временные диаl'раммы
тока, напряжения и мгновенной рассеиваемой мощности для полу­
проводникового прибора, работающего в режиме переключения, при­
ведены на рис. 1- , 11 . С11атические потери мощности Р ст определяют­
ся выражением
где fпр - длител1:1ность открытого состояния прибора; fобр
-
дли­
тельность закры11ого состояния прибора; Тк - период коммутации
прибора (f к=ll /Тк - частота коммутации прибора).
tпр toop О5
Если tпр=fобр• тоу=т~ ' ·
к
к
Динамические потери мощности в приборе при переключении
Рдин могут быть определены с достаточной для практических целей
точностью из выражения
р _1_И / (tвкл+fвыкл) )., ,
дllН~ 6 обрпр
Тк
где fвкп - длительность этапа включения прибора; fвынп
-
длитель­
ность этапа :выключения прибора.
Полная мощность, рассеиваемая в полупроводннковом приборе,
,работающем в режиме переключения, равна сумме статических и
динамических потерь мощнопи
Рпер= Рст+ Pl1Jlli .
.зо


При работе полупроводникового прибора в режиме непрерывно­
го регулирования мощность, рассеиваемая в приборе, имеет тольк0>
д·ве составляющие:
Рнеnр= Uпрlпр+ Uyly•
Констру;кция корпусов современных мощных поЛупроводниковых
приборов поЗ1Воляет рассеивать мощность не более 2-3 Вт без пе­
регрева переходов свыше максимально допустимого значения. Для·
рассеи1вания больших мощностей полупроводниковые приборы не­
обходимо устанавливать на теплоо11водящие устройства (радиато­
ры). При этом возможны различные способы отвода тепла: естест­
венное, принудительное (воздушное или жидкостное), охлаждение
с .помощью тепловых трубок, микрохолодильников, поглотителей
тепла и пр. В радиолюбительской практике обычно используется
естественный способ отвода тепла за счет теплопроводности, конвек­
ции и лучеиспускания.
Для увеличения теплового излучения радиаторы выполняют­
ребристыми, игольчатыми и т. п., а их поверхность чернят. Еслио
объем конструкции стабилизированного источника вторичного элек­
тропитания небольшой и замкнутый, то основная часть тепла отво­
дится тольк•о за счет теплопроводности. Для создания радиаторов
с большей теплопроводностью их выполняют из меди ИJIИ из более
легкого и дешев•о110 алюминия 1и его спла·вов.
Максимальная мощность, которую может рассеять полупровод­
никовый прибор при определенной температуре окружающей среды
Тер без превышения максимально допустимой температуры перехо­
да Тп.какс, •Определяется выражением
Тп.макс-Тср
Рмакс= R · +R
т .:П-кор
т .кор-ср
где Rт.п-кор, Rт.кор-ср - соответственно тепловые сопроти.вления пе­
реход - корпус и корпус - окружающая среда прибора.
Значение Rт.п-кор определяется констру.ктивным исполнениеw
полупроводникового прибора и не может быть в дальнейшем изме­
нено. Для увеличения допустимого значения Рмакс необходим(}
уменьшать тепловое сопротивление корпус - окружающая среда,
включая и радиатор, если он есть. Для этого шлифовкой, а также
применением теплопроводных и электроизолирующих паст (типа·
КПТ-8 и др.) улучшают тепловой контакт поверхности соприкосно­
вения прибора с радиатором. Прибор следует закреплять на радиа­
торе без перекосов с помощью стандартных крепящих элементов и
приспособлений (фланцев).
Для каждого полупроводникового прибора целесообразнее всего
применять отдельный радиатор, рассчитанный в соответствии с рас­
сеиваем•ой мощностью. Если же для нескольких полупроводниковых
приборов (не включенных параллельно друг другу) используется
общий радиатор, то необходимо осуществлять электрическую изоля­
цию каждого прибора от радиатора. Электрическая изоляция корпу­
са транзистора или диода может обеспечиваться прокладками из
слюды, лавсана, алюминия с электроизоляционным анодированием,
бериллиt>вой керамики (последняя является наилучшим материало:v~,
имеющим теплопроводность, сравниваемую с теплопров·одностью ме­
таллов, и в то же время обеспечивающим хорошую электрическую
изоляцию).
31!


I
Тепловое сопротивление кор­
пус - теплоо11вод у т1рЗJнз1исrоров
увелич111вается •На О,5°С/Вт на
каЖJДые 50 ,м,к ТОЛЩИIНЫ слю.дя-
д,, Rд ной про.кладки и 1На О,2·5°С/Вт на
l~p.R
R. каждые 50 :мк слоя окиоо алю-
l''пр,я
д2, 14 миния. Па•ста КЛТ-8 с толщи·
I'hp
ной слоя 0,1-0,3 мм на обеих
L-.-io::;..L---~----;и_ сторонах элеКТ'РОИЗОЛЯЦИОННОЙ
/J
Un'P
Uno+Uя
Пlроклсщки снижает тепловое со-
г
П·роmвлеNoие 1в 3-4 раза. При
Рис. 1-12 .
П•р1име.нении пасты тепловое со­
цротивление nрЗJКт,нчески не за­
висит от шероховатости сопря­
гаемых поверхностей 1И уоолия
затяжки ви1нтов.
Полупроводниковый прибор может выйти .из строя даже при
сравнительно низкой ~емпературе корпуса и радиатора. Это связано
<С возможностью местного перегрева п•олупроводникюв•ого материала
при коротких и мощных импульсах прямого тока в приборе из-за
большой инерционности теплоо11вода. Увеличение поверхности теп­
лоотвода в данном случае не оказывает заметного влияния. Необхо­
димо ограничивать амплитуду всплесков тока через прибор, приме·
нять более мощные полупроводниковые приборы, использовать их
параллельное .включение.
Рекомендации по применению радиаторов для мощных транзи·
сторов и диодов, а также методика их упрощенного расчета приве­
дены в [1, 2]. Более обстоятельно вопросы отвода тепла от полу­
проводниковых приборов рассмотрены в [3].
Параллельное и последовательное включение полупроводниковых
приборов применяется обычно в том случае, когда значения прямого
тока или обратного напряжения превышают их максимально допу­
стИlмые значения для выбранного типа прибора. !(роме того, подоб­
ные включения используются при резервировании приборов для по­
вышения их надежности.
При параллельном включении полупроводниковых диодов или
тиристоров прямое падение на·пряжения на них Ипр будет одинако·
вым, а прямые токи 1' пр и /"пр распределя'I'СЯ между приборами
неравномерно из-за возможного несовпадения прямых ветвей их
вольт-амперных характерИС'ГИК ('РИС. 1-12). Уменьшить нера1вномер-
а)
о)
Рис. 1-13 .
32


ность 'расп.ределения токов меж-
ду приборами можно за счет
включения
последовательно с
каждым
прибором
одинако-
вых добавочных резисторов Rд
(рис. 1-13,а). В этом случае паде-
ние напряжения на полупроводни- д 2
ковом приборе и резисторе Rд
будет равно Ипр+U", ветви
характеристик станут более по-
Рис. 1-14.
логюш и разность значений
прямых токов !'пр, R и /"пр, R уменьшится. СопроТИ'ВЛение
ров Rд должно быть в нескошшо раз (обычно в 5-10)
максимально возможного соп·ротивления прибора в прямом
лении. Рассеанаемая на резисторе Rд мощность Рв должна
творять неравенству
PR= / 2пр, RRд <РRмакс•
J
оlJ
резисто­
больше
направ­
удовле-
где Рвмакс - максимально допус'I'имая мощность рассеяния на ре­
з,исторе в заданных условиях эксплуатации.
В мощных параллельных цепях для этой цели последовательно
с каждым прибором включают реактивные (магнитные) токовырав­
ни'вающие устройс11ва (.рис. 1-13,6).
Выравюrвание колле·кторных токов в параллельно соединенных
транзисторах обеспечивается двумя способами: подбором транзисто­
ров с одинаковой кру'I'изной волы-ам,пер·н,ой характерастики /к=
=ер (Иэ5) или в·1шючением токовыравнивающих резисторов Rд.
Пер.вый способ может быть использован только в индивидуальной
радиолюбительской аппаратуре и совершенно недопустим для се­
рийной.
Разброс коллекторных токов за счет неодинаковой крутизны ха­
рактеристик У21 э может быть значительно уменьшен включением до-
псшнительных резисторов Rд в цепь эмиттера каждого транзистора
(рис. 1-13, в). Если известна средняя крутизна У21 э и ее разброс
дУ21 э и задано допустимое отклонение коллекторных токов д/ к, то
необходимое сопротивление резисто~ов
·
дУ21э - У21эдl к
Rд = У21э(У21э + дУ21з)дlк
Уменьшению неравномерности коллекторных токов параллельно
соединенных транзисторов способс'!'вует возникающая в этом случае
ООС по току. Существенным недостатком этого способа является
необходимость значительного увеличения напряжения источника
управляющего сигнала. Равномерно·сть распределения коллекторных
токов параллельно соединенных транзисторов может быть получена
и за счет резисторов, включенных в цепь коллектора каждого тран­
зистора (показаны на рис. 1-1 13,в пунктиром). Однако в этом случае
требуется относительно большее сопротивление резисторов Rд, а па­
раллельно соединенные транзисторы нельзя крепить на общем ра­
диаторе без электрической изоляции от последнего.
При последовательном соединении полупроводнюювых приборов
(например, диодо'В Д1 и Д2) из-за неидентичности ветвей характе­
ристик обратных токов (рис. l-' 14) и общем для них значении lобр
приборы могут оказаться под различным обратным напряжением
33


Rш
Rш
С1
С2
-t
+
а)
Сш Сш
д,
д2
+
+
дш дщ
дш
дш
Rш
Rш
Rш
Rщ
+
+
е)
д)
Р1ис. 1-15 .
И' обр и И" обр, причем может оказаться, что на отдельных приборах
оно превышает ма,ксимально допустимое значение э1'ого напряжения.
В последовательно соединенных конденсаторах (главным образом,
электролитических) напряжение также может распределяться не­
одинаJ'ово из-за разных значений токов утечки. Для выравнивания
обратного напряжения на последовательно соединенных приборах
чаще всего применяют делитель напряжения, состоящий из резисто­
ров Rш (рис. 1-,15,а, 6), шунтирующих приборы. Ток через резисто­
ры делителя должен быть за'дан в несколько раз (<обычно в 5-10)
больше значеН'Ия ма~симально возможного обратного тока последо­
вательно соединенных приборов для заданных условий эксплуата­
ции. Мощность рассеяния на резисторах Rш выбирается из тех же
соображений, что и для рассмотренных выше резисторов Rц.
При больших мощностях применяются реактивные делители на­
пряже:ния, состоящие из конден,саторов Сш (рис. 1-15,в). Включение
резисторов Rш последовательно с конденсаторами Сш (рис. 1-15,г)
позволяет уменьшить их реактивную мощность и ограничить всплеск
тока в момент заряда конденсаторов. Реактивное сопротивление
в этом случае равно:
34


Время включения и выключения у последо·вательно соединенных
полупроводниковых приборов одного и того же типа может быть
неодинаковым даже при одновременной подаче управляющего воз­
действия. Неодновременное переключение приборов праводит к то:.~у,
что все рабочее напряжение кратковременно может оказаться при­
ложенным только к одному из приборов. В результате этого данный
прибор, а затем и вся цепь последовательно соединенных приборов
выйдет из строя. Для того чтобы исключить возможность подобного
пробоя, каждый из последовательно соединенных приборов помимо
резисторов Rш шунтируют стабилитроном дш (рис. 1-15,д, е), на­
пряжение стабилизации у которого больше, чем наибольшее рабо,1ее
напряжение прибора, но не превышает максимально допустимого
значения для данного типа приборов.
Все отмеченные выше способы выравнивания токов и напряже­
ний на полупроводниковых приборах при их параллельном или по­
следовательном соединении принодят к увеличению потерь мощно­
сти, снижению к. п. д. устройства, усложнению схемы и уменьше­
rнию надежности. Поэтому параллельное и последовательное
включение приборов следует производить только в крайних случаях,
когда нельзя выбрать один прибор, рассчитанный на заданный, ток
нагрузки нли обратное рабочее напряжение.
Выбор предельной рабочей частоты для полупроводникового
прибора в схеме стабилизированного источника вторичного электро­
питания определяется типом прибора, его схемой включения, режи­
мом работы и должен обеспечивать устойчивую и надежную работу
источника в заданных условиях эксплуатации. Применение силовых
высокочастотных и импульсных диодав в схемах выпрямления, огра­
ничения и т. п. приводит к улучшению работы этих схем. Высоко­
частотные же транзисторы не следует применять там, где с успеха:.~
могут работать низкочастотные транзисторы. Следует иметь в виду,
что применение мощных 'Импульсных приборов независимо от часто­
ты преобразования связано с резким увеличением скорости измене­
ния токов в силовых цепях устройств электропитания, а это ведет
к усилению влияния паразитных индуктивностей и емкостей монта­
жа. Последнее проявляется в воз:никиовении коммутационных пере­
напряжений и значительных мгновенных значений мощности рас­
сеяния, способных вывести из строя полупроводниковый прибор.
Кроме того, в десятки раз увеличивается уровень высокочастотных
помех и наводок, частота паразитных колебаний значительно превы­
шает частоту коммутации и составляет единицы и даже десятки
мегагерц.
Следовательно, переход к силовым импульсным полупроводни­
ковым приборам в источниках вторичного электропIJтания независи­
мо от частоты преобразования должен сопровождаться усилением
требований к монтажу. Силовые цепи, в которых происходит ко:.1-
мутащн1 тока, должны выполняться короткими одножильными про­
водникам11, 1рансформаторы, мощные транзисторы и выпрямитель­
ные диоды должны располагаться в непосредственной близости друг
от друга, выrоr:очастотные трансформаторы целесообразно заклю­
чать в металлические (электростатические) экраны, выходные цепи
и цепи управления необходимо размещать возможно дальше от си­
ловых коммутируемых цепей (при пересечении эти цепи должны
проходить перпендик:улярно друг другу). Помимо перечисленных
выше мер в схему вторичного источника питания необходимо вво­
дить элементы, снижающие скорость коммутации токов, а также
35


п~,э
п~,э
ff
fгр
Рис. 1-16.
f
элементы 1и ,ус11ройетва, обес­
печивающие защиту 111rриборов
uт rв,сплеско,в тока rи [Jерена­
пряжений.
Часто11ные ,свойства вы­
прямительных диодов харак­
теризуются 1верхrней nраницеiI
рабочего диапазона частот­
{макс, 1П1рИ ~ото,рой средний:
вьщряrмлениыи
ток
.,rщода
Iвп.ср П1ревышает заранее за­
данное значение (rна низких.
частотах). В rряде случаев в.
опршвочных данных на дио:п.ы приводится заашсимость 1необ:юдимо­
го снижения максимально допустимого значения l вп.ср.макс при
увелrичении частоты 1ВЫПrряrМляе;11ого ~напряжения []еременноrо тока
сверх f макс·
Частотные свойс11ва биполярного транзистора характеризуются
предельной час'!'отой коэффициента передачи тока f h 21 в области
усиления для соответствующей схемы включения (с общей базой
ОБ, с общим эмиттером ОЭ или общим коллектором ОК) и гранич­
ной частотой коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ fгр·
Значение fh21 определяется частотой, при которой коэффrщиент
передачи тока h21 э биполярного транзистора уменьшается на 3 дl>
(т. е. в V2 раз) по сравнению с низкочастотным значением (рис. 1-16).
Граничная частота f rp соответствует той частоте, при которой мо­
дуль коэффициент·а передачи тока 1h219 1 стремится к единице
(рис. 1-16). Мощные транзисторы, допускающие большие значения
рабочих токов коллектора, имеют соответственно большие площади
р-п переходов. Это создает определенные трудности при получении
у транзисторов малой толщины базового слоя, особенно сплавным
методом. Поэтому у современных мощных сплавных транзисторов.
(П2!0А, П21 14----<Ш~! 7 и др.) пределыная частота коэффициента пере­
дачи тока в схеме с ОБ не превышает ЮО-200 wГц. У дрейфовых
транзисторов толщина базового слоя может быть получена
в 5---40 раз меньше, чем у сплавных, благодаря чему предельная
частота увеличивается в десятки раз, а коэффициент передачи тока
h21Э дiОСТИгает 100-200 .
Тонкая база дрейфовых транзисторов приводит, однако, к мало­
му максимально допустимому обратному напряжению на переходе
эмиттер - база Иэвмакс• ·составляющему 1-2 В. При подаче на
этот переход запирающего смещения он легко пробивается. В дан­
ном случае рекомендуется во внешнюю базовую цепь транзистора
включать достаточно большое сопротивление. Тем самым ограничи­
вается ток ,пробоя перех.ода, пробой становикя обратимым явлением
(.как в кремниевом стабили11роне) и не будет представлять никакой
опасности. По коллекторной цепи транзистор останется запертым.
Низковольтный переход эмиттер - база также защищают от пробоя
в запертом транзисторе подключением параллельно этому переходу
маломощного импульсного диода в проводящем направлении. Этот
способ хотя и прост, но приводит к дополнительным потерям мощ­
ности и снижению к. п. д. схемы.
В связи с переходом стабилизированных источников вторичного
электропитания на повышенные частоты преобразования энергии су-
36


щественное значение приобре­
тает частотная за1висимость
параме11ров не только полу­
Пiроводниковых приборо,в, но
и других электрорадиоэлемен­
тов ,схемы, ,в пер~вую очередь
крупногабаритных (электроли­
'J1Иче01шх КОНtденсаторов, д'рос­
селей филь11ров, трансформа­
торов).
Эювивалентную схему элек­
'Dролитичес1юго
конденсатора
можно ,представить iВ виде по­
следовательного
соединения
а)
Zc
1~
шс 'т-- ":__(
_/)[п
:Rп:
_.
о ~~~~~~-'~~~
f1
7z
Рис. 1-17.
емкости конденсатора С,
активного сопро'Dивления 'Потерь Rп и индукт;шности вы-
водов Lп (рис. 1-17,а). На рис. 1-17,6 представлен график азменения
реактивного сопротивления конденсатора с увеличением частоты пе­
ременной соста1вляющей напряжения Z с= <р (f). Из этого рисунка
видно, что до некоторой частоты f 1 конденсатор ведет себя как
емкость; в диапазоне частот от f 1 до f2 преобладающим становится
активное сопротивление потерь, а при дальнейшем росте ·частоты
из-за влияЮiя паразитной индуктивности выводов конденсатор те­
ряет свои свойс'Гва. Для алюминиевых электролитических конденса­
торов частота f1 составляет несколько кшJОгерц, а частота f2 - не­
сколько десЯ11ков кплогерц.
На рис. l -1 ! 8 приведены типичные за1висимости емкости конден­
саторов от частоты переменной составляющей приложенного напря­
жения для керамических и металлопленочных (кривая 1), оксидно­
полупроводниковых (кривая 2) и танталовых (кривая 3) конденса­
торов. Наихудшие частоЕrые свойства - у танталовых и алюминие­
вых электролитических конденсаторов.
При увеличении частоты одновременно с уменьшением емкости
конденсатора резко снижается допустимая переменная составляю­
щая напряжения. Так, например, у алюминиевых электролитических
конденсаторов типа К50-16 на частотах от 50 Гц до 20 кГц ампли­
туда напряжения переменной составляющей определяется по фор­
муле
50
Иr =-,-и,.,,,
где Иt, Uf,,. -
соответственно амплитуды пере~1енных составляющих
напряжения при заданной частоте пульсирующего тока и при часто­
те 50 Гц. Ухудшение параметров электролитических конденсаторов
при повышении частоты преобразования приводит к необходимости
значительного увеличения емкости конденсаторов по сравне­
.~100
::..ВО
'l, 60
~ ч.о
~20
t.::i~'
'iS-
702
.......
~"
... ..... ....
........
Рис. 1-18.
1
~
J-
-
:--
нпю с раечетным значением.
В первую очередь подобные
из,менения емкости конденса­
торов следует учитывать при
расчете сглаживающих фильт­
ров по заданной юшл.пту:~е
пульсаций.
1vlоточные элементы схем
10~f,Гц стабилизированных источников
вторичного
электропитания
37


(трансформато,ры и дрооселл) отличаются многообразием электри­
ческих характеристик, конструктив,ных решений, типо1в и :v~а­
териало1в маnнитопрово;~,ов и :пр. Различают μJ,Ba
сущест­
венно различных вида трансформаторов: силовые трансформаторы
промышленной сети переменного тока и трансформаторы статпче­
ских преобразователей напряжения (инверторов и конвертеров).
У первых на первичную обмо11ку поступает напряжение синусоп­
дальной формы промышленной частоты, у вторых - на'пряжение
прямоугольной формы относительно высокой частоты. Вопросы тео­
рии работы, расчета и конст,руирования силовых низкочастотных
трансформаторов при синусоидальной форме напряжения изложены
в [4, 5, 6]. Гораздо меньше внимания уделено трансформаторам
статических преобразователей напряжения [7). Отметим кратко не­
которые особенности их работы, связанные с высокой частотой ко~1-
мутации.
Повышение частоты преобразования энергии в трансформаторе,
позволяющее существенно уменьшить его массу и объем, вызывает
необходимость применения очень тонких магнитных материалов д.1я
уменьшения потерь мощности в сердечнике. Ленточная конструкция
трансформаторов позволяет .использовать магнитные материалы
с улучшенными ма,гнитными свойствами, а также тон,кие магнитные
материалы. Из ленточных конструкций идеальным с точки зрения
применения магнитных свойств нвляется тороидальный сердечник.
Он характеризуется минимальным внешним потоком рассеяния, ма­
лым магнитным сопротИ:влением, малой чувствительностью к внеш­
ним полям. Основной недостаток - большая трудоемкость при изго­
товлении и намотке. Тороидальные т,рансформаторы выполняются на
мощность до 1'50-1200 Вт. Трансформаторы больших размеров и
мощностей выполняются обычно на ленточных разрезных сердечни­
ках, это позволяет значительно снизить трудоемкость и стоимость
намотки транофор~1атора.
У трансформаторов с высокой частотой перемагничивания ос­
новным фактором, определяющим его массу, являются потери в сер­
дечнике. Для сердечников этих трансформаторов рекомендуется
использовать специальные сплавы железа с никелем (пермаллой)
с оптимальной толщиной ленты: 0,1-0,05 мм при работе на часто­
тах 1-2 кГц, 0,05-0,02 мм для частот 5-10 кГц, 0,02 мм на часто­
тах 10-20 кГц. При работе на частотах 20-50 кГц и выше ре­
комендуется использовать ферриты (марки ,2000НМ). При это~~
следует иметь в виду, что ферритовые материалы по сравнению
с пермаллоем имеют значительно меньшие значения магнитной
индукции.
В зависимости от назначения трансформаторы статических пре­
образователей напряжения могут работать в режимах с насыщением
магнитопровода и без насыщения. В первом случае сердечник транс­
формат'liра должен быть выполнен из магнитного материала с пря­
моугольной петлей гистерезиса (например, из пермаллоев марки
34HIVMП, 79НМ, 50НП и др.). Трансформаторы, работающие без
насыщения сердечника, выполняются из магнитных материалов
с пологой петлей гистерезиса. В преобразователях напряжения, где
возможно появление несимметрии в форме питающего напряже.-~ия
ыеременного тока, не следует применять магнитные материалы
с прямоугольной петлей гистерезиса, особенно пермаллой. Возникаю­
щее в этом случае постоянное подмагничивание приводит к несим­
метричному циклу перемагничивания сердечника с односторонним
38


заходом
в область насыще-
ння, что может вызвать на­
рушение .работы схемы и в.ы­
ход из строя полупрО!Воднико­
вых приборов.
Трансформаторы статиче-
ских преобразо!Вателей напря­
жения должны иметь малую
индукти.в·ность рассея;ния, для
этого каждая из обмоток при
намотке распределяется равно-
мерно по всей окружности ·ю­
роидального сердечника. На­
мотка обмоток с выводом от
средней точки произ,водится
двумя пров-одами однов,ремен­
но с последующим образова­
ние'~ вывода путем соедине­
ния конца од.ной []Олуобмот­
ки с началом другой. ]v\ежду
слоюш и обмотками п1рокла­
дывается возможно более тон­
кая изолящ~я (лавсановая
пленка и пр.). При намо11ке
следует помнить, что пермал­
лоевые малнитные материалы
значительно ухудшают свои
магнитные овойства при раз-
о
t>~+
ПС'О>-[Jп------~~
а)
t
t
Ioop
t
личного рода .механичееких о
t
ВОЗ.:(еЙС'ГВИЯХ (ударах, дефор- :....LLL_____.i..L_~===----
мaцияx и п.р.). Поэтому перед t 1 t 2 '
tJt~ ts
намоткой пер.маллоевые сер-
о)
дечники должны быть заклю­
чены в достаточно жесткие не­
:ча гнитные обоймы, напри­
Р1ис. 1-19.
мер пластмассовые. Для обеспечения надежной работы трансформа­
тора или дросселя фильтра нагрев их частей не должен превышать
максимально допустимых значений, так как срок службы изоляцион­
ных материалов при перегреве резко сокращается.
В стабилизированных источниках вторичного электропитания,
работающих ·С высокой частотой переключения, заметное влияние на
работу схемы оказывают импульсные свойства мощных полупровод­
никовых приборов, в первую очередь их инерционные евойства.
В схемах выпрямления это явление выражается в т.ом, что при быст­
ром переключении мощного диода из прово·дящего еостояния в за­
](рытое он на некоторое время теряет свои выпрямительные
свойства.
На рис. 1-19,а приведена простейшая схема с диодом, а на
рис. 1-19,6- графики токов и напряжений. Пусть в момент времени
f=O ко входу схемы подключается напряжение Ип такой полярно­
спr, что обеспечит протекание прямого тока lпр через диод Д. Из-за
инерционности движения носителей заряда ТО]( через диод начнет
протекать не сразу, а спустя некоторое время tзд, называемое в ре­
менемзадержки включения. Вэтонремякдиодуоказы­
вается приложенным большое по значению импульсное прямое на-
39


+
а)
t
Рис. 1-20 .
пряжение Ипр.и. Вре:vш lзц
весь:-~а :-1ало и не оказывает
существенного ащияния на ра­
боту схемы выпрямителя.
По мере нарастания тока
через диод его прюлое на­
пряжение
уменьшается
до
з.на чения 1пос·юянног.о прямого
напряжения Ипр (момент t2).
Инте.рвал ~времени t 1-t2 с мо­
;лента подачи импульса пря­
~1ого тока .на диоде пр·и ну­
левом начально;11 смещении до
момента доС1'иже1н.ия зада·нно­
rо значения Ипр называет·ся
временем
устаноrвле­
нмя п1рямого iНапряже­
ния на диоде fуст.
При изменении полярности
напряжения Ип ·на обратную
(момент t 3 ) накопленный rв
диоде объем1ный заряд неос­
новных ~носителей не исчеза­
ет мгновенно и через <диощ на­
чинает протекать ток в обрат­
ном напраJвлении, обусло.влен­
ный ра1сса~сыванием· избыточ­
ных •нооителей заряда. Значе­
ние ·максимального обратного
гока /о бр.маис ограничивается
лишь сопроти1вление1м ·на11руз­
ки Rн. На этом интервале
(tз-t 4 ) •прямое напряжение на
диоде постепенно уменьшает­
ся до нуля. В момент вреж•­
ни f4 избыточный заряд носи­
телей станоrвится равны1м ну­
лю и начинается процесс за-
пирания диода, . а обратный
ток начинает уменьшаться, стремясь rпри t 5 к у.ста,новИiвшемуся
значению 1обр. Интервал времени t3-t" получил название в реме­
ни рассасывания избыточного заряда неоснов­
ных носителей вдиодеfp.
Интервалf4-t5называется временем восстановления
обратного с оп рот и в лен и я диода tвос. На интервале f4-f5
мгновенная мощность, рассеиваемая в диоде Рд, максимальна. Про­
текание через диод большого обратного тока приводит к тому, что
по мере увеличения частоты происходит уменьшение выпрямляемого
напряжения, среднего значения тока нагрузки и напряжения на ней,
т. е. снижение .к. п. д. выпрямителя.
Импульсные и инерционные свойства биполярных транзисторов,
так же как и диодов, характеризуются временами процессов его
переключения. При подаче на вход простейшей транзисторной схемы
(рис. 1-20,а) управляющего импульса прямоугольной формы Иу
коллекторный ток /к начинает протекать не сразу, а лишь спустя
40


время fзд (рис. 1-20 ,6). В момент времени t1 начинается нарастание
коллекторного то·ка по экспоненциальному закону
(t)
•
'
't
'
~к=h21эlБ 1- е
где 't= 2~/
,, гр
постоянная времени транзистора; 1 'Б - базовый
ток транзистора.
В момент времени t 2 транзистор входит в режим насыщения,
рост его коллекторного тока прекращается, а формирование перед­
него (положительного) фронта на этом заканчивается. Интервал
времениti-t2 называется времене·м нарастания тока lнр·
Ток коллектора насыщенного транзистора /к нас практически
не зависит от параметров самого транзистора и базового тока и
определяется только сопротивлением внешней цепи Rн: lк нас~
~Uп/Rн. Степень насыщения транзистора характеризуется к о эф -
фициентом насыщения Кнас:
К _ h21э/Бнас
нас - /Кнас
'
где / Бнас - значение базового тока транзистора, обеспечивающее ра ·
боту транзистора в об11асти насыщения.
Выключение биполярного транзистора обычно производится прс·
пусканием через базу тока противоположной полярности /"в
(рис. 1-20 , б). При изменении в момент времени t 3 тока базы от зна­
чения / 'Б до /~' заряд неосновных носителей в области базы не может
измениться мгновенно. На интервале времени tз-t4 происходит рас­
сасывание избыточного заряда носителей, ток коллектора при этом
остается неизменным, т. е. происходит задержка в выключении
транзистора на время tpac. Этап рассасывания заканчивается в мо­
мент времени t,, когда избыточный заряд в базе бущет равен нулю.
С эт.ого момента начинается спад коллекторного тока по экспонен­
циальному закону
В момент времени t5 формирование заднего (отрицательного)
фронта импульса коллекторного тока заканчивается. Интервал вре­
мени f4-t5 называет.ся в 'Ре 'Менем спад а тока tсп- Часто tзд
и fнр объединяются в tвнл - врем я включен и я биполярного
транзистора, а tpac и fсп в lвынл - врем я вы кл Ю•Ч е ни я тран­
зистора.
Длительность фронтов переключения биполярного транзистора
можно уменьшить, увеличивая на время переключения ток базы / 'Б
или ток /~, а· также применяя транзисторы с более высокой гранич­
ной часто1ой коэффициента передачи тока. Длительность этапа rас­
сасывания можно уменьшить, увеличивая запирающий ток !~' и умень­
шая коэффициент насыщения Кнас·
4)


Выключение транзистора можно осуществить и одним уменьше­
нием /'в до нуля (рис. 1-20,в). Однако в этом случае время рас­
са·сывания и выключения транзистора существенно увеличивается,
поэтому подобный способ выключения применяется сравнительно
редко.
Применение в схемах стабилизированных источников вторичного
электропитания мощных высокочастотных транзисторов в режиме
переключе·ния позволило увеличить скорости коммутации то1,ов,
уменьшить длительности фронтов до единиц или долей микросекун­
ды. В то же самое время этп транзисторы обладают сравнительно
большой инерционностью из-за этапа рассасывания избыточного за­
ряда неосновных носителей. Время рассасывания примерно wa по­
рядок больше длительности фронтов переключения. С увеличен,1ем
частоты коммутации время рассасывания практически остается не­
изменным, а по отношению к периоду коммутации его длительность
непрерывно воз·растает. Инерционность транзисторов приводит к по­
явлению в схемах больших коУiмутационных токов, плохо~1у исполь­
зованию транзисторов по току, ограничению частоты переключения.
Влияние инерционности полупроводниковых приборов на работу
источника питания может быть значительно ослаблено с помощью
различных схемных решений, описанных в гл. 4 и 5.
Электрические параметры современных отес1ественных германие­
вых и кремниевых диодов, биполярных транзисторов, тиристоров
и пр., их предельные эксплуатационные данные, вольт-амперные ха­
рактеристики и зависимости параметров от режима работы и теУiпе­
ратуры окружающей среды, а также реко.мендации по применению
можно найти в (8, 9, 10]. Основные характеристики шнроко испо.1ь­
зуемых типов конденсаторов и непроволочных резисторов приведены
в[!l,12].
rЛАВА ВТОРАЯ
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ СТА&ИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
2-1. Параметрические стабилизаторы напряжения
постоянноrо тока на кремниевых стабилитронах
Для питания радиоэлектронной аппара·гуры, не требующей очень
высокой стабильности питающего напряження постоянного тока или
большой выходной мощности, целесообразно применять .простые, на­
дежные и дешевые параметрические стабилизаторы напряжения
(ПСН). Основой таких устройств является элемент с нелинейной
вольт-амперной характеристикой, у которого напряжение на элек­
тродах мало зависит от протекающего через элемент тока. Одним
из таких элементов является кремниевый стабилитрон.
Кремниевые стабилитроны представляют собой особую группу
плоскостных диодов, режим работы которых характеризуется обрат­
ной ветвью вольт-амперной характеристики в области пробоя
(рис. 2-1,а). Рассмотрим основные параметры стабилитрона.
Напряжение стабилизации Ист определяется напря­
жением на стабилитро·не при протекании заданного то к а ст а б и­
л и з а ц и и / ст. В настоящее время отечественной промышленностью
серийно выпускаются приборы с напряжениями стабилизации от 0,7
42


rст• Ом
Iст 10мА
lfcr
Uпр
JD
20
"""
Iст
~
с=;
10
Icr. макс
о
5
10
JSв
а)
о)
р,ис. 2-1.
до 180 В при типовом разбросе номинальных значений напряжения:
Ист ±5, ±'10 ИЛИ ±115%.
Максимальнодопустимый постоянный ток ста­
б ил из а ц и и !ст.маис ограничен значением максимально допусти­
мой рассеиваемой мощности Рмаис, зависящей в свою очередь от
те:v~пературы окружающей среды.
Минимальный ток стабилизации !ст.мин опреде­
ляется минимальным значением тока через стабилитрон, при кото­
ро:v~ еще полностью сохраняется работ,оспособность прибора. Между
значениями !ст.мин и /ст.маис напряжение стабилизации изменяется
незначительно.
Статиче,с,кое сопротивление стабилитрона Rстат­
величина, определяемая отношением напряже1ния стабилизации к то­
ку стабилитрона ! ст в ,данно:v~ режиме работы:
·
Ист
Rстат=-1-·
r.T
Дифференциальное со·Противление стабилитрона
Гст - величина, определяемая отношением приращения напряжения
стабилизации на приборе ЛИ ст к вызвавшему его ,малому прираще­
нию тока стабилизации Лiст в заданном диапазоне частот:
ЛИст
'ст~ Лiст .
На рис. 2-1,6 приведена зависимость дифференциального сопре­
тивления Гст маломощных стабилитронов от напряжения стабилиза­
ции Ист для различных значений ! ст· Из данного рисунка видно,
что минималыное значение Гст имеют стабилитроны с напряжением
стабилизации около 7-8 В. Далее с увеличением Ист дифферен­
циальное сопротивление растет почти по линейному закону. Отсюда
следует вывод, что при стабилизации напряжения постоянного тока.
большего 1 14-йб В, для уменьшения Гст sместо одного высоковольт­
ного стабилитрона целесообразнее установить два или более после­
дователыно включенных низковольтных стабилитронов.
При эксплуатации допускается последовательное электрическое
соединение любого количества стабилитронов. Параллельное вклю-
4:J


О/о
Of
D,08
О, DI/.
D
- D,Dlf
-D,DB
rхст
/
v~
1
ч/8 12
)
Рис. 2-2.
16
-
Uст
в
'
чение стабн.11г11юноз :не допускается,
так как у стабилитронов о.дного ти­
па !Неизбежен :разброс по ,напряже­
нию стабилизаIJ;ии и ири параллель­
ном включении будет •работать толь­
ко Qдин из приборО1в с мИ1н111мальным
по з·начению на>пряжением Ист·
Темпе:ратурный
коэф-
фициент напряжения ста-
б·И.1изации
ас т определяется
относrпельным изменением напря­
жения стабилизации ЛИст/Ист. от-
несенньш к абсолютному изменению
температуры окружающей среды
ЛТ ер п.ри постоянном токе стабили-
о/о .
зации, Iст, ее .
ЛИст
ttcт= И дТ 100.
ст ер
На рис. 2-2 приведена зависимость аст от напряжения стабили­
зации Ист. Из рисунка видно, что нулевые значения температурного
коэффициента напряжения стабилизации имеют место при Ист~
::::::5,б В. У стабилитронов с меньшими значениями напряжения Ист
температурный коэффициент напряжения стабилизации имеет отри­
цательные значения, с большими - положительные. Диоды и стаби­
литроны, включенные в прямом направлении, имеют отрицательный
коэффициент аст. линейно-изменяющийся с температурой и сравни­
тельно мало зависящий от тока.
Стабилитрон, включенный в прямом направлении, как и обыч­
ный диод, характеризуется значениями постоянног.о прямого напря­
жения Ипр и максимально допустимого постоянного прямого тока
!пр.макс, а также импульсного прямого тока lпр(и)макс·
Если кремниевый оетабилитрон работает в импульсном режиме,
например, в параметрических стабилизаторах напряжения перемен­
ного тока, то в этом случае он характеризуется значениями макси­
мально допустимого импульсного тока стабилизации Iст(и)макс и
максимально допустимой импульсной мощности Ри.макс, которую
можно раесеивать на етабилитроне 1при заданных екважности и дли­
тельности импульсов.
При .включении напряжения на стабилитрон или при резком
изменении 1Протекающего через него тока на·пряжение стабилизации
достигает своего установившегося значения не сразу, а спустя не­
которое время tвых-время выхо.да стабилитрона в но­
'М и н аль н ы й р еж и м. Этот параметр определяется интервалом
времени от момента включения напряжения на стабилитрон или
изменения его режима работы до •момента, начиная с которого
изменение И ст не .выходит за пределы области, ограниченной макси­
мально допуетимыми значениями отклонений этого напряжения.
У приборов с различным конструктивным оформлением время выхо­
да на режим 1юлеблется в ·пределах от 30 с до '5-7 мин.
Для получения стабилизированного напряжения, мало завися­
щего от температуры окружающей среды, применяют различные спо­
собы температурной компенсации Ист· Простейший способ компен-
44


сации состоит в том, что последовательно с кремниевым стабилитро­
ном, имеющим 'положительные значения ·~оэффиu:иента аст, вклю­
чается один или несколько диодов (могут быть использованы и
кремниевые стабилитроны) в 'прямом ~направлении с отрицательными
знаrчениями аст· Поскольку Ч'И'сло последовательно включенных дио­
дов может из'Меняться только дискретно, точную температурную
компенсацию получить затруднительно. Более удобными в этом отно­
шении являются 'Схемы, приведенные на рис. '2-3,а, 6, где точная ре­
гулировка значения аст компенсирующих диодов юсуществляется за
счет изменения ·дополнительного прямого тока через эти диоды с по­
мощью резистора R2 •
В схеме рис. '2-3,а у стабилитрона Д1 ,положительное значение
коэффициента аст· За счет 1по·следовательно ·включенных диодов д2
:и дз ,выходное напряжение увеличивает·ся и становится равным:
Ин= Ист+ NИпр.
где N - число 'Последователь.но включенных КО'Мпенсирующих диодов.
Суммарное дифференциальное сопротивление цепочки, состав­
ленной из ~последовательно включенных ста·билитрона и 'диодов, так­
же увеличивается и становится равным:
rще ГдиФ - дифференциальное сопротивление ,диода в прямом на­
правлении при заданном токе чер~з диод.
На рис. 2-3,6 представлена ,схема температурной компенсации
напряжения стабилизации кремниевых стабилитронов с отрицатель­
ными значениями аст. В этом ,случае ~компенсирующий диод Д2
включается в цепь нагрузки. Регулируя резистором R2 ток через
диод Д2 , можно 'Производить 'более точную тер'Мокомпенсацию на­
пряжения Ист- Выходное напряжение ·схемы уменьшается на N Ипр,
а .дифференциальное сопротивление диодов Nrдиф оказывается вклю­
ченны:vr последовательно с нагрузкой.
Отечественной промышленностью вЫ1пускаются кремниевые ста­
билитроны типа Д818 и КО211!, в корпусе которых выполнена ком-
R1
+ []п о----г-1---....-0 +t!н
Рис. 2-3.
45


Рис. 2-4 .
бинация стабили'Грона и двух
последовательно
включенных
компенсирующих стабилитро- ·
нов в прямом напршвлении.
Благода.ря этому ТКН стаби­
лизации у этих стабилитронов
нам1ного меньше, чем у обыч­
ных стабили'Гронов.
Имеются различные схем-
ные методы температурной
компенсации изменения на-
пряжения стабилизации при изменении температуры окружаю­
щей среды. Так, в схемах, приведенных на рис. 2-3,в, г, значение
коэффициента аст можно изменять от положительных до отрица­
тельных значений потенциометром R2 • Стабильное выходное напря­
жение, имеющее нулевое значение аст, может быть определено для
схемы рис. 2-3,в по формуле
а для схемы рис. 2-3, г
<Хст.ц
Ин=Ипр+--Ист•
<Хст
<Хст. ц
Ии= Ипр+--~~- (И -И )
а;ст + <Хст.ц ст
пр'
где Ипр - значение прямого напряжения на диоде д2; аст.д - ТКН
диода д2.
Выходное напряжение во второй схеме оказывается несколько
меньшим, чем в первой. Указанные схемы могут быть иапользованы
в качестве источников опорного напряжения компенсационных ста­
билизаторов напряжения.
Наиболее простая и вместе с тем распространенная схема пара­
метрического стабилизатора напряжения с кремниевым ,стабилитро­
ном приведена на рис. '2-4 . Она представляет ,собой делитель напря­
жения, 'состоящий из балластного резистора Rбл и кремниевого
стабилитрона Д, параллельно которому включено сопротивление на­
грузки Rв. Такой ПСН <>беспечивает стабилизацию выходного на­
пряжения при изменении напряжения питания Ип и тока нагруз­
ки /в. Влияние температуры окружающей среды устраняется раз­
личными (Шособами температурной компенсации, рассмотренными
выше.
Напряжение !Питания Ип в общем случае может от,клоняться на
относительную величину а=+1ЛИп/И 0 в сторону повышения напря­
жения и на Ь=-ЛИп/Ип в с'Горону 'Понижения, т. е. Ип.маис=
=Ип('l+а), Ип.мив=Ип1 (1!-Ь).
В значения ±,ЛИп при расчете отно·сительных коэффициентов а
и Ь могут быть вклЮ'Чены и 'Пульсации первичного питающего на­
пряжения (амплитудное значение), если они ,достаточно 1велики.
Ток нагрузки /в в общем случае ~может изменяться от макси­
мального значения /в.маис (которое обычно является и номинальным
для источника вторичного электропитания), т. е. /в.маис =lп, до ми­
нимального lи мин на Л/в=lв-lв.мив·
При ,расчете схемы []араметрического стабилизатора напряже­
ния следует также учитывать допустимые отклонения сопротивления
46


резистора R в л и напряжения стабилизации Ист, относительные зна­
чения отклонений lКОТорых соот11f'тстнf'11но обозначены d и q:
Rбл.мuн=Rал(l-d); Rбл.макс=Rбл(I +d); Ист.мин=
=Ист(l-q); Ист.макс=Ист(I+q).
Для сокращения формы записи математических выражеt1ий
удобно ввести безразмерные коэффициенты:
1+а
l+d Q-l+q
A=1-ь•D=1-d• -1 -q ·
в схеме однокаскад11ого пен (рис. 2-4) при постоянном на­
пряжении питания Ип любое изменение тока нагрузки / н вызывает
та.кое же по значению, но обратное по знаку изменение тока стаби­
лизации /ст (при условии, что rст:::::{)). Т·ок / R остается неизменным.
Для того чтобы обеопечить работу кремниевого стабилитрона
в области токов стабилизации, указываемых в оправочной литерату­
ре, при всех возможных отклонениях параметров элементов схе.мы,
необходимо выполнение условий:
1) при Ип=Ип.манс, Ист= Ист.мин, Rвл='Rвл.мин и минималь­
ном токе нагрузки lн.мин
fст<lст.манс;
2) при Ип=Оп мин, Ист=Ист.манс, Rвл=Rвл.манс и макси­
мальном токе нагрузки lн
fст>lст.мин·
Анализ работы однокаскадного пен [13] позволяет получ~tть
выражения 1для .предельного минимально воз.можного при заданных
параметрах напряжения питания схемы
1 - q Q(!ст.макс+ /и.мин) - D/ Rмин
Ип мин= -1-Ь /
+/
DAI
Ист
·
-
ст.макс
и.мин -
Rмин
и предельного минимального значения сопротивления балластnого
резистора
1-q
AQ-1
Rол мпи = -1d-1
+!
DAI
Ист•
·
-
ст.макс и.мин -
Rмин
при которых ток стабилитрона не выходит из пределов рабочего
участка характеристики для всех возможных разбросов параметров
схемы.
При выборе напряжения питания Ип из условия Ип» Ист и
заданных параметрах а, Ь, d, q, lи, lн.мин условие реализуемости
однокаскадного пен имеет вид:
!ст.пред= DA (/ст.мин+ lн) - /и.мин< !ст.макс•
где /ст.пред - предельное ·рабочее значение тока стабилизации, обес­
печивающее работу кремниевого ·стабилитрона в диапазоне допусти­
мых токов стабилизации.
47


Из этого же условия и выбора Iст.пред=lст.манс имеем выра­
жение для предельного значения максимального тока нагрузки ста­
билизатора:
1
_
!ст.макс+ lн.М!Iн
11.ма"с-
DA
При постоянной нагрузке (/н.мвн = lн)
lн.макс =
!ст.макс- DАlст.мnн
DA-I
Из этих выражений следует, что предельное значение макси­
мального тока нагрузки может быть как меньше, так и больше до­
пустимого -гака кремниевого ,стабилитрона в зависимости от условий
работы параметричес~кого стабилизатора. При lн.мия=О ~акспмаль­
но возможный ток нагрузки .всегда меньше / ст.манс.
При заданном напряжении питания Ии и соблюдении условия
lст.пред<lст.манс максимально возможный ток нагрузки
f Н.>Л8КС =
Ип(l - Ь)
-
Ист(l + q)
Ип(l +а) - Ист(I
-
q)
-lст.У.JШ·
!ст.макс+ lн.\mИ
D
Проектируя параметрический стабилизатор напряжения на ма­
ксимально возможный ток нагрузки, когда lu.мия>О, следует иметь
в виду, что случайный сброс нагрузки до нуля может привест,и
к повышению тока Iст до значений больших, чем /ст.маис. Это при­
ведет к перегреву кремниевого стабилитрона и выходу его из строя.
Часто при расчете пен не требуется учитывать влияние всех
дестабилизирующих факторов, в этом случае относительные значе­
ния соответствующих отклонений следует принять равными нулю,
что значительно упростит расчетные формулы.
В [13] !Приведены методики и примеры расчета однокаскадного
пен с кремниевым стабилитроном при заданном напряжении пита­
ния, обеспечивающего заданную нестабильно'сть выходного напря­
жения или максимальный к. п. д.
Коэффициент стабилизации однокаскадного пен (см. рас. 2-4)
при линейной аппрокси,мации вольт-амперной характеристики крем­
ниев,ого стабилитрона (rcт=const) равен:
Ин ( Rбл Rбл)
Кст(И) = [Г 1 + -R+-,-
·
п
н
ст
Так как обычно Rн ~'ст. то
Ии Rбл
Кст(U)=:::: U -, -
п
ст
Из этого выражения видно, что с увеличением сопротивления
балластного резистора Rбп коэффициент стабилизации схемы воз­
растает. Однако увеличение Rбп требует одновременно повышения
напряжения питания Иn. Это не всегда целесообразно, так как при­
водит к увеличению мощности, рассеиваемой на балластном рези­
сторе, и снижению к. п. д. схемы.
'Влияние изменения тока нагрузки / я на выходное напряжение
Ин оценивается выходным сопротивлением ПСН
Rвых~Гст.
48


Из формулы видно, что выходное сопротивление стабилизатора
в основном определяется дифференциальным сопротивлением крем­
ниевого стабилитрона Гст и не зависит от балластного резисто­
ра Rбл·
Коэффициент полезного действия схе'МЫ однокаскадного пен
Инfн
'УJпсн = Ип(/н + lст) •
Часто параметрический стабилизатор напряжения с кремниевым
стабилитроном подключается .к выходу двухполупериодного выпря­
мителя с коэффициеНТ'ОМ пульсаций Кп.в- При активной нагрузке
пен обеспечивает снижен•ие уровня пульсаций выходного напряже­
ния до :значения Кп.ст, равного:
К _ О,47Кп.вГст
п.ст-
Rбл
Для повышения точности стабилизации выходного напряжения
применяют многокаскадные (обычно двухкаскадные) схемы пен,
мостовые схемы или схемы с токостабилизирующим двухполюсником
в цепи кремниевого стабилитрона. Указанные схемы находят при:v~е­
нение в радиолюбителыжой аппаратуре, главным образом в качестве
источников высокостабильного опор•ного напряжения.
В д:вухкаскадной схе<ме параметрического стабилизатора напря­
жения (рис. 12-' 5) выходной каскад, состоящий из балластного рези­
стора R" бл и стабилитрона Д3, питается от каскада предваритель­
ного стабилизатора напряжения (балластный резистор R' бл, стаби­
литроны Д1 и Д2). Для нормальной работы стабилизатора необхо­
димо выполнение условия U' ст> И" ст, где И' ст, И" ст - соответст­
венно, суммарное напряжение стабилизации Д 1 , Д2 и напряжение
стабилизации ·стабилитрона Д3 •
~оэффициент стабилизации двухкаскадного пен по напряже­
нию питания Кс.т(U) равен произведению ко~фициентов стабилиза­
ции первого К' ст(U) и второго К" ст(U) каскадов:
R11R
1
"
Ин блбл
кст(И) = K'cт(U)KCT\U) =и-,-,-,-
п 'ст 'ст
где r' ст - суммарное дифференциальное сопротивление стабпюпро­
нов д1, д2; r" ст - дифференциальное сопротивление стабилитро­
на дз.
Выходное сопротивление двух1каскадного пен Rвых~"ст· Та­
ким образом, применяя МНОГОКаскадНЫе ПеН, МОЖНО ПОВЫСИТЬ Ке>­
эффициент стабилизации по напряжению питания Кст(U), однако при
изменении тока нагрузки стабильность схемы будет та~юй же, как
и в од:нокаскадном пен:
Температурная нестабиль-
, .,iJ
ность выходного напряжения
R5л
"'5л
д:вухкаскасдного пен опреде- +
+
ляется •как температурной не­
стабильностью
напряжения
стабилизации крем1ниевого ста-
ДJ
Rн
билитр·она выходного каакада,
так и температурной неста­
билыностью кремниевых стаби­
литронов
первого
каскада,
вызывающей изменение тока и
Рис. 2-5 .
49


Рис. 2-6 .
напряжения стабил:ттзации в
выход·ном каскаде. Для полу­
чения минимально воз.можной
температурной
нестабильно­
сти выхо;~:ного напряжен·ия в
двухкаскадном пен сле:дует
стремиться не только к выбо­
ру стабилитрона выхо:пщого
каскада с .минимальным зна­
чением Uст (например, типа
Д818), но и по возможности
выбирать юрем1ниевые стабили­
'Гроны первого каскада с Uст противополож1ного з1нака. Так,
при использовании во втором каскаде стабилитронов типов 2е 1ЗЗА,
2е 139А, 20147А для первого каскада целесообразно выбирать крем­
ниевые стабилитроны типа Д814А-Д (или Д808-Д8J.З). Применение
термокомпенсированных стабилитронов в выходном каскаде имеет
смысл только при сравнительно малых изменениях тока нагрузки.
Мощность, потребляемая двухкаскадным пен в номинальном
режиме,
ак.п.д.
Нестабильность выходного напряжения пен при ИЗ'о1енении на­
пряжения питания может быть существенно уменьшена за счеr при­
менения мостовой схемы (рис. 2-6). Она представляет собой одно­
каскадный пен с балластным резистором Rбл и кремниевым стаби­
литроном Д, параллельно которым подключен делитель напряжения,
образованный резистора•ми R1 и R2• Сопротивление нагрузки Rн
включено в диагональ мостовой схемы. Напряжение на Rп представ­
ляет собой разность напряжений на стабилитроне Д и резисторе R2 •
Компенсация изменения напряжения на сопротивлении нагрузки Rн
при изменении питающего напряжения Ии осуществляется в схеме
благодаря паден•ию напряжения на резисторе R2 , пропорциональному
из,менению напряжения питания и действующему встречно с напря­
жением стабилизации Ист·
" Коэффициент стабилизации выходного напряжения при измене­
нии питающего напряжения для мостовой схемы пен
Ин
Кст(И) = Ип
а выходное сопротивление Rвых~ст+R2.
Из приведенных выше формул следует, что при
rст R2
Rбл =R;
нестабильн.ость выходного напряжения мостовой схемы стремится
к нулю, а коэффициент стабилизации - к бесконечности. Выход-
50


ное сопроти1вление схемы ве- +
лика, но его уменьшение при
сохранении ~нулевой неста­
бильности нецелесообраз,но, так
как приводит к снижению
к. п. д. схемы.
В мостовой схеме целесо­
образно применение термоком­
пснсированных стабилитронов.
Стабилизирующие
овойства
схемы на практике з1на1чи-
Rол
R
д
Рис. 2-7.
телыно ухудшаются из-за нелинейной зависимости ~дифферен­
циального сопротивления rст от '!'ока стабилизации l ст, поскольку
компенсация нестабильности Ив с помощью резистора R2 произво­
дится только для одного режима работы при определенном значе­
нии тока Iст· Уменьшение зависимости Гст от lст может быть по­
лучено за счет увеличения напряжения питания U п, т. е. снижен и к
к. 1П. д. пен. При малых значениях выходного сопротивления
Rвых~2rст (R2~Гст) к. п. д. мостовой схемы вдвое ниже, чем
у однокаскадного ПСН. Это ограничивает область применения
мостового пен.
В рнде случаев оказывается необходимым иметь регулируемое
стабильное напряжение постоянного тока небольшой мощности. При
постоянном или мало изменяющемся токе нагрузки можно использо­
вать схему ПСН с потенциометром R (рис. 2-7). В качестве стаби­
литрона Д могут быть использованы термокомпенсированные прибо­
ры. Применение делителя выходного напряжения уменьшает коэффи­
циент стабилизации пен и существенно увеличивает выходное со­
противление
(R + Гст}R"
Rвых= R' +R"+Гст
Для уменьшения Rв ы х следует выбирать ,делитель с малым со­
противлением R", что ,практически не всегда осуществимо. В качест­
ве потенциометра R следует взять проволочный резистор, так как он
обладает более высокой стабильностью при воздействии различных
возмущающих факторов.
Пример расчета однокаскадного ПСН (см.рис.2-4).
Возможные относительные значения отклонений питающего на­
пряжения: а=О,1; Ь=О,lб; lн=llO-'l0- 3 А-номинальный ток на­
грузки; lн.мин='8·11'0- 3 А. Выходное напряжение Ин=8 В. Диапазон·
рабочих температур окружающей среды Т с Р = +25++40°С.
Выбрать напряжение питания ПСН, тип стабилитрона, рассчи­
тать режим его работы и сопротивление балла,стного резистора.
1. Выходное напряжение Ив=8 В может быть получено с по­
мощью кремниевого ,стабилитрона типа Д8l'41А, имеющего парамет­
ры: Ист=7,7б В; q=0,'1; fст.мин=З·Ю- 3 А; fст.манс=37·1О- 3 А
(пр'и +40°С).
2. Балластный резистор Rбл выбирается типа МЛТ с d=0,1 ..
3. Вспомогательные коэффициенты ра'вны:
1+а 1+0,1
1+d 1+0,1
А=1-ь= 1-0,15 1•29 ; D=1-d=1-o,1= 1.22 ;
1+q 1+0,1
Q= 1-q=1-o ,1= 1•22
·


4. Вычисляем ток:
/R>~ин=lст.mш+lн=(3+ l{)).J0- 3 = 13·10- 3 А.
5. Предельное минимальное напряжение питания
1 - q Q(/ст.макс + 1н.\!Ин) - D!Rмин
Ип мин= -1Ь 1
+l
. DA!
Ист=
·
-
ст.макс
н.мин -
Rмин
1-0,1 1,22(37 + 8).10-з - 1,22·13·10-3
j -0,15 (37 + 8)·JО-З- J,29·l ,22·13·JO-З7,75
=
13 в.
Принимаем номинальное значение au=1l6 В>Uп.мив.
6. Сопротивление балластного резистора
R.
Ип(I - Ь)
-
Ист(! + q)
бл=
(! + d)lRмин
16(1-0,15)-7,75(1-0,1) -
(1 +О,!)13·10- 3
= 350 Ом.
Проверяем правильность выбора Rбл:
1-q
AQ- 1
Rбл.мин = 1 - d 1ст.макс+1 и.мин - DAIR·.шн Ист=
1-о1
129.122 - 1
= 1 - о:1·(37+8).J0~3-i,29·1,22·13·10-37•75
=
180 Ом.
Поскольку Rбл>Rбл.мив, принимаем R'бл=360 Ом.
7. Предельно возможный рабочий ток через кр,емниевый стаби­
.читрон
Ип(I +а) - Ист(!
-
q)
!ст.пред=
R'бл(l -d)
~ lи.\mH=
_
16(1+О,1) - 7,75(1 - О, 1)
-
360(1 - О, 1)
8·10 -• =25·10- 3 А.
Расчет проведен правильно, поскольку
!ст.пред< !ст.макс= 37 · JO- 3 А.
8. Мощность, рассеиваемая на резисторе,
P.R =(/ст.пред+ lн.МJШ>2R'ал = (25 + 8)2-JO- 6
·360 = О,~9 Вт.
Выбираем резистор типа МЛТ мощностью 0,5 Вт.
9. К. п. д. схемы
Ииlн.МШI
7,75·8·10 - 3
'YJ=И1
100= !б.33•10_3 100= 11 ,5о/о,
r1 Rмакс
где lвмакс= 1lст.nр.ед+Iв.1\1иВ=1('25+'8) ·Ю- 3 =33·10- 3 А.
11 О. Температурная нестабильность выходного напряжения
6Uв(т)=астЛТ=r5,9 ·110- 2 (L!O-J25) =0,89%.
1:!. Для о;пределения нестабильности выход;ного на.пряжения при
изменении питающего напряжения и тока нагрузки находим вспомо­
гательные параметры.
Полное изменение тока через кремниевый стабилитрон при коле­
баниях питающего напряжения на значение ЛИп= (а+Ь) и. и
52


изменении т,ока нагрузки на l:!.lн=fн-lя.мия равно:
Ип
д!ст= Rf'" (а+ Ь) +Мн=
бл
16(0,13:00,15) +2.J0-3= 13.10-3 А.
Начальное значение тока стабилитрона
l[
q(I - Ь)Ип ]-
!ст.о= 1 + q (1 + d)lст.мин + (d- q)fн + R'бл
--
1[
0,J(J-0,J5)J6]-
-З
=i+O,l (!+О,1)3·10- 3 +
360
- 6,4·10 А.
Нестабила.ность выходного напряжения ПСН равна:
ЛИн=2fс1r81 Vl +m(V fсто~с~lст +т-у~+т)+
+ rтЛlст = 2·I0-3
· 12V1+0,33 (V6•4Т 13 + 0,33-
-f6i4 + 0,33)+6,5-13-10- 3 =О,136 В.
Значения ! с1, Гэ1, т, rт для ,стабилитронов различных типов
приведены в 1['13, табл. 1-!2].
2-2 . Раэновндностн схем ПСН постоянноrо тока
Максимальная выходная мощность простейших схем ПСН за­
висит от значений / ст.макс и Рмакс крем,ниевого стабилитрона.
Область 'применения пен ПО мощности можно расширить, если
в качестве усилителя тока использовать транзистор (рис. 2-8,а, 6).
В этих схемах ПСН выполняемые элементами фуню.r:ии разделены:
опорным элементом является ,стабилитрон Д, 'включенный в базовую
цепь транзистора Т; последний являет,ся регулирующим элементом.
Схема ПСН (рис. '2-8,а) представляет собой :.миттерный повто­
ритель, параллельно транзисrору Т включено сопротивление нагруз-
т
и~
+
++
+
+
Uп
Uн
Rн
lf11
Rн
+
+
С}
о)
5)
Рис. 2-8 .
53


ки Rs. Балластный резистор Rол может быть включен как в коллек­
торную, так и в эмиттерную цепи транзистора. В ,последнем случае
у входных и выходных цепей образуется общий провод. Напряже­
ние на нагрузке равно
Ин=Ист+И35 :::::::Ист (в том случае, если Ист"?РИэв).
Схема работает следующим образом. При возрастании по какой­
либо причине напряжения Ив происх,одит увеличение напряжения
Иэв и коллекторного тока Iк, так как транзистор Т работает
в области усиления. Возрастание коллекторного и соотвэтственно
эмиттерного токов приводит к увеличению падения напряжения на
балластНО'II резисторе Rбл, что компенсирует рост напряжения Ив.
Поскольку ток /ст кремниевого стабилитрона является одновремен­
но базовым током транз'!!стора, очевидно, что ток нагрузки в этой
схеме может быть в h21 к.:::::::h21 э раз больше, чем в простейшей схеме
ПСН. Резистор R увеличивает ток через стабилитрон, обеспечивая
его устойчивую работу при максимальном значении коэффициента
h21 э, мин!!'мальном напряжении питан·ия Ип и максимальном токе
нагрузки /в.
Коэффициент стабилизации:
Rбл
Ист
Гс"
Ип.
1 + h +Rаых.э
21Э
Здесь Rвых.э - выходное сопротивление эмиттерного повторите­
ля, равное:
Гст + Г'i
Rных.э:::::::: 'э + 1 + hziэ •
где rэ, Гб - соответственно сопротивления эмиттера и базы транзи­
стора.
Сопротивление '• существенно зависит от эмиттерного '!'ока / э
транзистора, который в свою очередь опре.деляет,ся током нагрузки
/в. С уменьшением тока /э сопротивление '• быстро возрастает
и может существенно превышать второе слагаемое в выражении для
Rвых •·
Это приводит к соответствующему увеличению Rвых" и
ухудшению стабилизирующих свойств схемы пен. Уменьшить зна­
чение '• можно за счет применения составного транзистора, исполь­
зования более 'l!ощных транзисторов с малыми значениями '• и ro,
увеличения тока через транзистор. Последнее приводит к ухудшению
к. п. д. схемы.
Параметрический стабилизатор напряжения, схема которого при­
ведена на рис. 2-8,б, представляет собой эмиттерный повторите.'IЬ на
транзисторе Т с последовательно включенным сопротивлением на­
грузки Rн. Источником опорного напряжения в данной схеме являет­
ся ,стабилитрон Д (вместо него может быть использована батарея).
Выходное напряжение стабилизатора
Ин=Ист-Иэв~Ист (при условии, что Uст"?РИэв)·
Схема работает следующим образом. При возрастании .по какой­
либо причине выходного напряжения Ин происходит уменьшение
отпирающего напряжения Иэв транзистора и его базовый ток
уменьшается. Это ~приводит к росту напряжения на переходе кол:~ек-
54


тор - эмиттер, в результате чего выходное 'Напряжение практически
не изменяется. Оптимальное значение тока опорного стабилитрона Д
определяется сопротивлением резистора R, включенного в цепь
источника питания Ип. При постоянном значении входного напряже­
ния Ип базовый ток транзистора lв и ток стабилизации / ст связа­
ны между собой соотношением / в + /ст = const.
При отсутствии нагрузки на выходе ПСН ток /ст максимален
и определяется ,сопротивлением резистора R. В этом режиме макси­
мальный рабочий ток стабилитрона должен быть меньше максималь­
но допустимого значения / ст.макс· При максимальном значении тока
нагрузки ток / ст имеет минимальное значение и должен быть боль­
ше/ ст мин·
Выходное сопротивление ПСН определяется тем же выраже­
нием, что и для схемы, изображенной на рис. 2-8,а. С ростом тока
нагрузки значение Rвых уменьшается.
Коэффициент ста,билизации схемы
'к
Ин
Кст(И):::::::: -,с-т-+~,-б-+-r"'э~(!-+---о-h-21-э.,..)- Ип '
где rк - сопротивление коллектора биполярного транзистора. Эта
формула справедлива лишь для случая независимости напряжения
стабилизации Ист от питающего напряжения Ип. Однако колебания
напряжения питания приводят к нестабильности И ст· Эта нестабиль­
ность может быть .оценена коэффициентом стабилизации Кст(он) ста­
билитрона опорного напряжения:
R Ист
Кст(U):::::::: кст(он) = -,- -и .
ст
п
Обычно Кст(он)=::::115-+-20.
Коэффициент стабилизации ПСН (рис. 2-8,6) может быть су­
щественно увеличен при введении в его схему отдельного вспомога­
телqного источника с И' п~ Ист и применения составного транзисто­
ра (рис. 2-8,в).
Схема эмиттерного повторителя с ,последовательным вк.~ючением
нагрузки на практике применяется чаще, так как имеет больший
к. п. д., позволяет иепользовать менее мощные транзисторы, имеет
меньшую нестабильность при изменении тока нагрузки. Схема ПСН
с параллельным включением транзистора и нагрузки применяется
в том случае, когда необходимо обеспечить работоспособность схемы
при больших перегрузках по току, а также при значительных коле­
баниях напряжения ,питания и постоянной нагрузке.
В параметрических стабилизаторах напряжения постоянного то­
ка при питании от сети переменного тока нелинейный элемент может
включаться непосредственно в цепь первичного питания. В качестве
такого нелинейного элемента ПСН используются дроссели насыще­
ния (или насыщающиеся трансформаторы). Подобные нелинейные
элементы имеют два устойчивых состояния, в которых поочередно
могут находиться во время работы: перемагничивания и насыщения.
В перво.м состоянии дроссель насыщения обладает большим индук­
тивным сопротивлением, через его обмотку протекает лишь ток хо­
лостого хода. Режим насыщения характеризуется весьма малым со­
противлением дросселя переменному току, значение протекающего
через обмотку тока практически ограничивается лишь внешними со­
противлениями, включенными в цепь дросселя. Сердечники дросселей
55


выполняются из
магни11ных
_А!!_
дз
материалов с бо.1ьши:м коэф-
+ фицие:!!том
пр.я:vIQугольности
кри1вои намашичивания Кпр
и
(Кпр=О,90....,....0,99).
lf
Rн
етабилизап:ия ,выхо.:щого
напряжения
пен осуще-
с11вляет,ся за счет ию1енения
G)
формы кривой питающего на-
пряжения. Дроосель, работаю-
11
щий в режмме переключения
с изменяющимся углоч ,регу-
шt лирования а, стабилизирует
о
ореднее значение напряжения
на его обмотке. Д.1я у~1ень-
шения уровня пульсаций на
wt ВЫХQДе ПеН IВКЛЮЧаЮТСЯ СГЛа-
живающие ф~илы1ры. Подобные
схемы ст абил,иза торов напр Я'
жени я просты и надежны 1В
работе, однако при nитанил
от сети переменного тока про-
[]1
мышленной частоты они имеют
wt.
весьма значителыные ~1ассу и
о C't.1
7{ CXz IXJ 2.1;
габариты, а нестабильность их
aJ
выходного напряжени,я зав и-
сит от колебаний частоты пи-
тающего напряжения.
Рис. 2-9.
Параметрические стабили-
заторы напряжения с дроссе­
лям,и насыщения обычно выпоJiняются rв сочетании с кремниевыми
стабилитронами, ~выполняющими роль источников опорного напряже­
ни,я. Подобные стабилизаторы отличаются большим многообразием
схемных решений. Один из простейших однополупериодных вариантов
схем пен приведен на рис. 2-9,а. Временные диаграммы изменения
напряжений и магнитной индукции, характеризующие работу схемы
стабилизатора, приведены на рис. 2-9,6.
В начале рабочего полу,Периода, когда напряжение питания пе­
ременного тока Ии.с открывает диод дз (момент времени wt=O),
магнитная индукция в сердечнике дросселя имеет значение В 1 ,
обмотка дросселя представляет собой большое (по сравнению с Rя)
сопротивление переменному току и все напряжение сети оказывается
приложенным к дросселю Др.
На интервале O<wt<a1 индукция в сердечнике Др изменяется
от начального значения В 1 до индукции насыщения в •. В момент
wt= а 1 сердечник дросселя насыщается и практиче,ски все напряже­
ние сети прикладывается к сопротивлению нагрузки Rн. В следую­
щий полупериод (n<wt<,2n) полярность напряжения питающей
сети изменяется на обратную, при этом 'диод дз закрывается, а ;tиод
д1 не пропускает ток до тех пор, пока напряжение сети Ии.с не
превысит значение напряжения стабилизации И ст кремниевого ста­
билитрона Д2 (wt=a2).
На интервале a 2 <rot<a3 к дрос,селю насыщен'ИЯ прикладывается
напряжение Идр=Ип.с-Ист, под действием которого индукция
в сердечнике изменяется от Bs до В1 и ~дроссель размагничивается.
56


Затем в момент времени ffit=aз напряжение питающей сети снова
снижается до значения И ст и стабилитрон Д2 закрывается. Посколь­
ку среднее за период значен·ие напряжения на дросселе Др равно
нулю, то среднее значение напряжения на нагрузке Ин должно
оставаться равным среднему значению напряжения на стабилитроне
независюю от питающего напряжения.
где
Среднее значенuе напряжения на нагрузке равно:
Ист( 7t
11--
1\
Ин=--;- 2+а- r 62 - 1 - arcsinа),
Ип.с ___
а=-и ~1.
ст
При достаточно больших значениях б можно пользоваться при­
ближенныТVI выражением
и ~Ист(~--!)
н-- 1t
2
6.
Практически данную схему целесообразно использовать лишь
в ТОТ\! с.11учае, если стабильное ·выходное напряжение значительно
меньше амплитудного значения напряжения питающей сети
(6>2+3). Обратное напряжение на диоде дз не превышает значе-.
ния Ист, а обратное напряжение на диоде Д1 должно быть не мень­
ше амплптудного значения Ип.с~ Ток стабилитрона Д2 равен току
холостого хода дросселя Др. Выходное напряжение в данной схеме
ПСН при постоянном среднем значении имеет пульсирующий харак­
тер. Для его сглаживания на выход обычно включают емкостный
фильтр (конденсатор С показан на рис. 2-9,а пунктиром).
Режим работы параметрического стабилизатора напряжения
с дросселем насыщения и емкостным фильтром по сравнению с рас­
смотренны:v1 выше существенно изменяется. Предположим, что
емкость конденсатора С .достаточно велика и пульсации на выходе
отсутствуют. iВ этом случае в рабочий полупериод напряжение на
нагрузке Ин действует встречно с напряжением питания И п с, по­
этому дроссель Др насыщается под действием напряжения Идр=
= Ип.с-Ин. Когда индукция в сердечнике дросселя достигает зна­
чения в., на.пряжение сети прикладывается к нагрузке, подзаряжая
конденсатор С до значения напряжения Ин. 1В упра·вляющий полупе­
риод напряжение Ин запирает диод дз, размагничивание дросселя
насыщения происходит под действием напряжения И'др=Ип.с-Ист·
Выходное напряжение пен ·(рис. 2-'9,а) с емкостным фильтром рав­
но Ин= Ист·
В реальном дросселе Др после его насыщения имеет место оста­
точная индуктивность из-за непрямоугольности ,пет ли гистерезиса
маnнитного •материала сердеч-
ника. При колебаниях питаю­
щего напряжения Ип.с это
л ри.водит к небольшо1му изме­
нению выхо.:що·го напряжения
пен. Данная нестабильность
устранена в схеме рис. 2-10
за счет :зведения линейной
ко:1шенсацип выход1но.го на­
пряжения. Для этого исполь­
зуется JJ;ОП0.1·нительная обмот­
ка w 2 трансформатора Тр.
Рис. 2-10 .
57


t:J
t:J;
1
1
1
{flf
ин
_J_
сТ Rн
Rн
1
1
+
+
а)
Рис. 2-11 .
Работа этой схемы отличается от рассмотренной выше те"!, что
в рабочий полупериод перемагничивание дросселя насыщения про­
исходит под действием напряжения, ·снимаемого с обмотки w 1 транс­
форматора Тр, а в управляющий полупериод - под действием раз­
ности напряжений: снимаемого с -обмоток w 1 и w 2 того же транс­
форматора и напряжения стабилизации И ст·
Напряжение на нагрузке ПСН
ист( 7t
,,
1)
Ин=-;- z-+o- r В2п2 -_!
-
arcsin an ,
W1+W2
где n=
W1
коэффициент трансформации.
В зависимости от значений п можно получить любой закон
изменения (увеличение ·ИЛИ уменьшение) напряжения Ин или обес­
печить его постоянство при изменении напряжения питания. Этим
же способом можно обеопечить стабилизацию действующего значе­
ния выходного напряжения пен.
Недостатком рас-смотренных однополупериодных схем ПСН
является большой уровень пульсаций выходного напряжения, сравни­
тельно небольшая выходная .мощность, возможность подмагничива­
ния сердегчника силового трансформатора.
Отмеченные недостатки от·сутствуют в схемах параметрических
стабилизаторов напряжения с двухполупериодным выпрямлением пе­
ременного тока при использовании .магнитных усилителей с самона­
сыщением. Примеры таких схем ПСН приведены на рис. 2-11.
Схема ПСН с дифференциальным магнитным усилителем
(рис. 2-11,а) представляет собой комбинацию двух однополупериод­
ных схем, приведенных на рис. 2-9,а. Отличие заключается лишь
в режиме работы стабилитрона дз, через который в течение обоих
полупериодов питающего напряжения протекает размагничивающий
ток. Среднее значение выходного напряжения Ин для этой схемы
без конденсатора С сглаживающего фильтра определяется выра­
жением
2Ист ( ,r-
1)
Ин=Ист+-7t- а - r а2- 1
-
arcsin Т .
58


При достаточно больших значениях б справедливо прпближен­
ное выражение
Ин~Ист (1-*)·
Если имеется конденсатор С, выходное напряжение ПСН Ин=
=Ист·
в двухполупериодных схемах пен также можно осуществ.1ять
компенсацию изменения выходного напряжения Ин с помощью спе­
циальных обмоток на трансформаrоре, а также стабилизировать
действующее значение напряжения Ин. Подобная схема ПСН при­
ведена на рис. 2-И,6 и представляет комбинацию двух однополупе­
риодных схем ПСН (см. рис. 2•Ю), рассмотренных выше. Среднее
ЗНа'ЧеНИе Напряжения на ВЫХОде ПСН
2Ист ( 1,г-
1)
Ин= Ист+-'/t- 3- r a2n2 - l -arcsin~ .
Снижение уровня пульсаций выходного напряжения ПСН,
уменьшение массы и габаритов сглаживающего фильтра, улучшенпе
использования питающей сети обеспечиваются в схеме параУiетриче­
ского стабилизатора с частичным регулированием напряжения
(рис. 2-,12,а).
Временные диаграммы напряжений и магнитно\~ пн:~.укцпи
в этой схеме приведены на рис. 2-1 '2,6. На интервале времени О<
<wt<a1 открыт диод Д1 под действием напряжения И1 обмотки
трансформатора Тр. Напряжение на сопротивлении нагрузки Rн так­
же равно И 1 • К: дросселю Др 1 приложено напряжение И2 через дио­
ды Д 1 и Д6 , под действием этого напряжения индукция в сердечни­
ке изменяется от начального значения В 1 до индукщш насыще­
ния в•.
В момент времени rot=a1 дроссель др1 насыщается и к нагруз­
ке Rн прикладывается напряжение И1 +И2, а диод д1 закрывается
а)
lf11
RО
11
Bs
в,
Г1
шt
шt
о .___.___
___. .___. . _
___.__...,___
.7L
°"2
°'J 27!
li)
Рис. 2-12.
59


напряжением И2. При wt=:rt питающее напряжение Ип.с меняет
знак, ток нагрузки начинает протекать через диод Д2 , напряжение
на .Rв вновь становится равным И1. Поскольку дроссель Др~ на
интервале времени :rt<wt<a2 остается в насыщенном состоянии, то
к стабилитрону дз прикладывается сумма напряжений- (И 1 +И2).
Начиная с момента wt= а2 эта ·сумма превышает значение напряже­
ния ·стабилизации Ист ста,билитрона дз и к дросселю Др 1 через дз
и Д4 оказывается приложенным напряжением Идр=-[(И1+И2)­
-Ист]. Это приводит к уменьшению индукции в сердечнике от В.
до В 1 . При wt=aз сумма напряжений обоих полуобмоток трансфор­
мат·ора вновь становится меньше И ст и на интервале a3 <wt<2л
изменение индукции в сердечнике прекращается.
Среднее значение выходного напряжения Ин определяется тем
же выражением, что и для схемы рис. 2-1'1,а.
Дальнейшее повышение выходной мощности, уменьшение пуль­
саций, улучшение удельных показателей пен могут быть получены
в комбинированных магнитно-тиристорных схемах, где магнитный
усилитель и стабилИ1'р·он включены в слаботочные цепи управления,
а коммутация тока в силовой цепи осуществляется тиристора:vш.
Одна из таких схем ПСН приведена на рис. 2-13. Она представляет
собой двухполупериодную схему тиристорного регулируемого выпря­
мителя, управляемого с ~помощью магнитного параметрического ста­
билизатора. При включении тиристора выходной ток пен замы­
кается через управляющий ··переход тиристора и сопротивление на­
грузки Rн. После открытия тиристора напряжение силовой обмотки
трансформатора Тр практически полностью прикладывается к на­
грузке, а через цепь управления тиристоров закрывает диоды д1 и
Д5, т. е. прекращает протекание токов управления в рабо'!Ие полу­
периоды каждого дросселя. При этом режим разл1агничивания дрос­
селя в управляющий полупериод не нарушается, что обеспечивает
стабильность напряжения на нагрузке. Поскольку обмотки транс­
форматора, питающие пен и дроссели насыщения должны быть
рассчитаны лишь на импульсный ток управления, их масса и габа­
риты могут быть значительно уменьшены.
При питании от однофазных и трехфазных сетей переменного
тока и больших выходных мощностях (! кВт и более) применяются
ПСН постоянного т:жа с активными источника.ми опорного напряже­
ния и вспомогатель!iыми маломощными дросселямII насыщения, слу-
LJ
др,
1
JJ. 1
и,.,
+
Рис. 2-13.
60


жащими для коммутации размагничивающего напряжения силовых:
дросселей насыщения.
В ряде случаев в качестве опорных элементов могут использо­
ваться маломощные дроссели насыщения с прямоугольной петлей
гистерезиса, включенные в цепь управления силового дросселя. По­
добные пен весьма разнообразны своими схемными решениями,
достаточно сложны, громоздrои и потому в настоящей 'Работе не
рассматриваются. Более обстоятельный материал по данным вопро­
са.м можно найти в ['13, 114].
Параметрические стабилизаторы напряжения постоянного тока
с дросселями насыщения и кремниевыми стабилитронами могут быть.
использованы и при питании от источника переменного тока с на­
nряжением прямоугольной формы (например, от транзисторного или
тиристорного инвертора, работающего с относительно нпзкой часто­
той коммутации).
rлдвд ТРЕТЬЯ
КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СТ А&ИЛИЗА ТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
ПОСТОЯННОГО ТОКА С НЕПРЕРЫВНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ
3-1. Основные схемы транзисторных компенсационных
стабилизаторов напряжения и их функциональные узлы
l(омпенсац.ионный стабилизатор с непрерывным способом регу­
лирования (НСН) представляет собой замкнутую систему автомати­
ческого регулирования выходного напряжения при воздействии раз­
личных возмущающих факторов (изменение питающего напряжения,
нагрузки, температуры окружающей среды и •Пр.), в которой выход­
ное напряжение поддерживается постоянным за счет изменения па­
дения напряжения на регулирующем э.~ементе. Стаби.1изаторы на­
пряжения с непрерывным способом регую1рования могут быть вы­
полнены как с последовательным, так и с параллельньш включением
регулирующего элемента относительно нагрузки (соответственно по­
следовательного и параллельного типа).
В качестве регулирующего элемента схемы обычно используются
биполярные транзисторы п-р-п и р-п-р типа, работающие в режиме
усиления. Поскольку в режиме усиления у транзистора существует
линейная зависимость между входным и выходным спгналами, то
стабилизаторы напряжения с непрерывным способом регулирования
иначе называют линейными стабилизаторами напряжения.
В цепи ООС стабилизаторов напряжения обоих типов происхо­
дит непрерывное автоматическое сравнение выходного напряжения
(или части его) с опорным напряжением; сигнал ошибки усиливает­
ся и используется для управления регулпрующим эле~1ентом (тран­
зистором) так, чтобы уменьшить эту ошибку.
В стабилизаторах напряжения постоянного тока последователь­
ного типа постоянство выходного напряжения при воздействии. воз­
мущающих факторов обеспечивается соотве11ствующим изменением
падения напряжения на регулирующем транзисторе. В стабилизато­
рах напряжения параллельного типа постоянство выходного напря­
жения обеспечивается за счет изменения падения напряжен.ил на
балластном резисторе, включенном последовательно с нагрузкой, при
изменении тока, протекающего через регулирующий транзистор.
61


Для того чтобы правильно производить выбор типа стабилиза­
тора для каждого конкретного случая, необходимо рассмотреть ха­
рактерные особенности их работы.
В стабилизаторах напряжения параллельного типа напряжение
на регулирующем транзисторе равно ~ыходному напряжению и не
зависит от изменений входного напряжения. В стабилизаторах по­
следовательного типа напряжение на регулирующем транзисторе
равно разности между питающим и выходным напряжениями, т. е.
значительно меньше, чем у параллельного стабилизатора, и зависит
от изменения питающего напряжения. Меньшее значение напряжения
позволяет выполнять стабилизаторы последовательного типа на бо­
лее высокие выходные напряжения, чем параллельного типа.
Стабилизаторы напряжения постоянного тока последовательного
типа рекомендуется применять с источниками первичного питающего
напряжения, имеющими малое выходное сопротивление. При исполь­
зовании стабилизаторов параллельного типа в этом случае приходит­
ся значительно увеличивать сопротивление балластного резистора,
что приводит к снижению к. п. д. схемы.
К. п. д. стабилизатора напряжения параллельного типа зависит
от тока нагрузки. У стабилизатора последовательног,о типа эта зави­
симость выражена слабее. Если последовательный и параллельный
стабилизаторы напряжения имеют одинаковую выходную мощность,
то стабилизатор последовательного типа имеет более высокий к. п. д.
в режиме неполной нагрузки, а стабилизатор параллельного типа
более экономичен в режиме максимальной нагрузки. Таким образом,
первый нз них более предпочтителен при работе на сильно изме­
няющуюся нагрузку, а второй - на постоянную нагрузку.
Стабилизаторы напряжения параллельного типа не требуют при­
нятия специальных мер защиты от короткого замыкания на выходе.
Это объясняется тем, что в режиме короткого замыкания напряже­
ние на регулирующем транзисторе, а следовательно, и рассеиваемая
мощность равны нулю. В этом режиме работы вся мощность, кото­
рую потребляет стабилизатор от питающей сети, будет рассеиваться
на балластном резисторе, параметры которого должны быть соот­
ветствующим образом выбраны. У стабилизаторов напряжения по­
следовательного типа при коротком замыкании на выходе резко воз­
растает напряжение на регулирующем транзисторе (становится рав­
ным напряжению питания), и вся потребляемая стабилизатором
мощность рассеивается на нем. Для того чтобы в режиме короткого
замыкания стабилизатор сохранял свою работоспособность, в схему
вводят токоограничивающие защитные элементы.
Режим холостого хода на Rыходе опасен для стабилизаторов
напряжения параллельного тип?, поскольку в этом случае на регули­
рующем транзисторе рассеивается очень большая мощность. В ста­
билизаторах напряжения последовательного типа работа в режt1ме
холостого хода также не рекомендуется, что объясняется неустойчи­
вой работой мощных транзисторов в режиме малых токов. В этом
случае параллельно выходу стабилизатора подключают дополнитель­
ные нагрузочные резисторы (их роль может выполнить делитель
напряжения измерительного элемента при соответствующем выборе
тока через его резисторы).
Сравнивая приведенные выше характерастики стабилизаторов
напряжения последовательного и параллельного типов, можно сде­
лать вывод, что оба ти,па имеют положительные и отрицательные
стороны. Поэтому выбор схемы того или иного типа стабилизатооа
62


зависит от конкретных требований к ним, заданных режимов рабо­
ты, характеристик источника первичного питания и пр.
Типичная простая схема компенсационного стабилизатора напря­
жения постоянного тока с непрерывным способом регулирования по­
следовательного типа приведена на рис. 3J! ,а, а параллельного
типа - на рис. 3-1,б. В состав каждой из схем входит регулирую­
щий транзистор Т1 , усилитель постоянного тока (УПТ) на транзи­
сторе Т2, измерительный элемент - делитель напряжения на резисто­
рах Rд1, Rпт и Rд2• Источником опорного напряжения является
однокаскадный параметрический стабилизатор напряжения на крем­
ниевом стабилитроне Д, .минимальное значение рабочего тока через
стабилитрон определяется сопротивлением резистора Rст· Сравнение
выходного и опорного напряжения производится на входе транзи­
стора Т2 УПТ, он же усиливает сигнал ошибки и управляет регу­
лирующим транзистором.
Рассмотрим работу этих схем стабилизаторов (при условии, что
на рис. З-1 !,а точки А и Б соединены между собой), считая возму­
щающим фактором ·изменение питающего напряжения Uп.
....
+
Rст
[57
-
lfп
Ix2 ~
lflf
в
Лет
а)
+
+
R1м
Iк1 i
Uп
Т1
lf11
Rн
о)
Рис. 3-1 .
63


При повышении напряжения питания Ип происходит увеличение
выходного напряжения Ин стабилизаторов и соответственно той его
части Инд, которая снимается с резисторов R"пт, Rд2 делителя на­
пряженпя.
Спгнал ошибки Иаб=1Ин.д-Ист воздействует на вход транзи­
стора Т2, вызывая увеличение его коллекторного тока / к 2 . В схеме,
приведенной на рис. 3"1,а, это приводит к уменьшению базового
тока транзистора Т1 (Jвi)· Поскольку транзистор Т1 работает в ре­
жиме уси.1ения, то падение напряжения на нем возрастает, компен­
сируя происшедшее увеличение выходного напряжения.
В схеме, приведенной на рис. 3-1\,6, увеличение тока /к 2 вызы­
вает рост коллекторного тока транзистора Т 1 и увеличение паде>~ия
напряжения на балластном рез.!flСторе R 6 л. 1В результате этого про­
исходит компенсация возрастания напряжения Ин.
При уменьшении питающего напряжения Ип (или увеличении
тока нагрузки lн) выходное напряжение стабилизаторов уменьшает­
ся и описанные выше процессы протекают в том же порядке, но
в противоположном направлении.
Через резистор Rк в схеме на рис. 3-1,а одновременно проте­
кают коллекторный ток Iк2 транзистора Т2 и базовый ток /Бl тран-
зистора Т 1 • Поскольку резистор Rк является сопротивлением нагруз­
ки УПТ, то для получения больших значений усиления его сопро­
тивлеюrе должно быть возможно большим. С другой стороны, рези­
стор Rк определяет базовый ток транзистора Т1 и увепичение его
сопротивления приводит к ограничению тока /к 1 и тока нагрузки
стабилизатора. Разрешить это противоречие можно заменой транзи­
стора Т 1 составным транзистором с большим коэффициентом пере­
дачи тока h21э1 .
Коэффициент стабилизации выходного напряжения при измеJ.Iе­
нии напряжения Ип для схемы (рис. 3-1,а) равен:
Ин R"пд
Кст(U)::::::: --V- }ГIГ•
п
rx2
rде Гnх 2 - входное сопротивление транзистора Т2 в схеме с ОБ;
R"пт + Rд2
пд= Rд1+Rпт+Rд2
-
коэффициент деления выходного напряжения;
А'=1+~+ (Rд1+Rпт+Rд2)(!-nд)nд
rvx2
r вх2h21э2
-
вспомогательный коэффициент; h21 э2 - коэффициент передачи тока
транзистора Т2 •
Выходное сопротивление стабилизатора напряжения последова­
тельного типа определяется выражением
R _ А1rвх2 (-l__ J_ Гвх1 + Ги.п)
вых - nд h21э1
'
R"
R"'
где Гвхl - входное сопротивление транзистора Т1 в схеме с ОБ;
rи.п - выходное сопрот.ивление источника первичного питан-ия.
Из этих выражений следует, что повышение эффективности ра­
боты стабилизатора иа.пряжения может быть получено за счет уве­
личения коэффициента деления nд и уменьшения сопротивления Rк.
64


Увеличение nд означает выбор опорного напряжения, близкого по
значению к выходному напряжению стабилизатора. При этом умеt1ь­
шается и ·Сопротивление резистора Rд 1 • Однако значительное увели­
чение опорного напряжения нецелесообразно, так как при этом
уменьшается диапазон возможного изменения питающего напряже­
ния и пределы регулироnания выходного напряжения.
Уменьшение значения сопротивления Rд1 достигается выбором
более мощного делителя напряжения. Обычно ток делителя выби­
рается на порядок •больше, чем базовый ток транзистора Т2. Даль­
нейшее 'Уменьшение сопротивлен.ия резисторов делителя напряжеr1ия
нецелесообразно, так как приводит к снижению к. п. д. схемы, уве­
личению температурной нестабильности выходного напряжения ста­
билизатора из-за разогрева резисторов дел!fГеля.
Коэффициент стабилизаrщи Кст(U) может быть повышен, если
применить транзистор Т2 с более высоким значением коэффициrнта
передачи тока h2182 и кремниевый стабил11трон Д с малым значе-
нием Гст.
Для стабилизатора напряжения параллельного типа (рис. 3-1,6)
имеем •следующие выражения для коэффициента стабилизации вы­
ходного напряжения Кст(U) и выходного сопротивления Rвых:
Ии [ Rбл + h21Эl;,Rбл(l + nцKu) ]
Кст(И) = Ип 1+ Rн Гвь1х2 +~rб1 +h2iэ1-'э1 '
1
'э1 + (rвых2 + Гб1) -h~-
2\ЭI
Rвых=
1+nцKu
где Гвых 2 - выходное сопротивление усилительного каскада на тран­
зисторе Т2 ; Ки - коэффициент усиления по напряжению цепи ООС.
Из этих выражений следует, что повышение коэффициента ста­
билизации и уменьшение выходного сопротивления стабилизатора
могут быть получены за счет увеличения Ки, а также повышения
значения h2181 (применяя составной транзистор).
Ниже ра·ссматриваются основные схемы функциональных узлов
стабилизаторов напряжения с непрерывным способом регулирования,
ос·обенности работы и выбора их элементов с учетом возможных
отклонений от номинального значения питающего напряжения Ип,
тока нагрузки / в, напряжения стабилизации Ист и диапазона регу­
лирования выходного напряжения от Ин.мин до Ин.макс.
Регулирующий элемент. В стабилизаторе напряжения
постоянного тока последовательного типа регулирующий транзистор
Т1 должен быть рассчитан на максимальный ток нагрузки /я.макс
при сравнительно малом напряжении коллектор - 9Миттер:
lк. = lн.макс </К.макс-,
Ик.э = Ип.макс -Ин.мин.< Ик.эмакс •
Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, в процессе
работы не должна превышать ее максимально допустимого значе­
ния для выбранного типа транзистора и заданных условий работы:
Рк = 1( Ип.макс-Ин.мин)lн.макс <Рк макс.
Одним из способов увеличения выходной мощности стабилизато­
ра и уменьшения мощности рассеяния на регу.11ирующем транзи-
65


сторе является шунтирование транзистора мощным резистором Rш
(показан на рис. 3-1,а пунктиром). Выделяемая мощность в данном
случае перераспределяется между транзистором и резистором.
Общий к. п. д. ·стабилизатора при этом не изменяется, однако ка­
чественные показатели ухудшаются. Так выходное сопротивление
Rвых.ш стабилизатора напряжения с шунтом Rш определяется вы­
ражением
RАых.ш ~1Rеых ( 1+ rR~ ).
Сопротивление резистора Rш выбирается таким образом, чтобы
ток через него был меньше минимально возможного тока нагрузки
UКЭ!макс <I
fш=
Il.>ШH•
Rш
В этом случае
R ::::? Ип.макс -Ин.мин
ш-~
lн.мин
•
Мощность, рассеиваемая на транзисторе Т1 с подключенным ре­
зисrором Rm, равна:
Ркш = Икэ (1н - ~к:).
Регулирующий транзистор стабилизатора напряжения парал­
лельного т.ипа выбирается таким образом, чтобы он выдерживал
коллекторное напряжение, равное максимальному выходному напря­
жению Ин.ма"с при сравнительно небольших значениях коллектор­
ного тока:
Ип.макс-Ин. мин
Икэ =Ин.макс< Икэмакс; !к=
R-
-/и.мин< /Кмакс;
nл
Рк=lкИкэ <Ркмакс·
Сопротивление балластного резистора Rб л выбирается таким
образом, чтобы при минимальном напряжении питания Ип мин, ма­
ксимальном выходном напряжении Ин.макс и максимальном токе
нагрузки /я.макс через регулирующий транзистор Т1 протекал мини­
мальный заданный ток коллектора / к мин:
И-И
R ---=--
п.мин
и.макс
бл "-·
/ Кмин
•
Мощность, рассеиваемая на балластном резисторе, не должна
превышать максимально допустимого значения для выбранного типа
резистора и заданных условий работы. Для того чтобы стабилизатор
напряжения параллельного типа допускал возможность короткого
замыкания на выходе без нарушения его работоспособности, рези­
стор Rбл по мощности выбирается из условия
'Р _ И1п.макс < р
R-
Rбл
Rмакс •
Для уменьшения мощности управления регулирующим транзи­
стором в стабилизаторах напряжения последовательного и пара.71-
66
.


JleJlьнoгo типов широко применяется определенная схема включения
нескольких (обычно двух или трех) биполярных транзис'!'оров, на­
зываемая составным транзистором (рис.3-2,а,б).Коэф­
фициент передачи тока составного транзистора h21 э(с) , составлен­
ного из двух транзисторов Т1 и Т2 (рис. 3-'2,а), определяется вы­
ражением
а обратный ток коллектора составного транзистора
lкво(с) = l'кво+Р'кБо;
здесь ~h2181 , h2182 -коэффициенты передачи тока; l'кБо• /"кво -
обратные токи коллекторов транзисторов Т1 и Т2 соответственно.
К:оэффициент передачи тока, составленного из трех транзисто­
ров (рис. 3-2, б), равен: h21Э(с) = h21э1 h21э2 h21эз •
Существенным недостатком составных транзисторов nри их ра­
боте в качестве регулирующего элемента стабил1изатора напряжения
является большое падение напряжения Икэ на мощном транзисто·
ре Т_1.
Для схемы, приведенной на рис. 3-2, а, Икэ(с) = Икэ2+ V851 ,
а для схемы рис. 3-2, б -Икэ(с) = Икэз + И852 + Иэвt. Это приво­
дит к необходимости увеличения минимального значения рабочего на­
пряжения на регулирующем транзисторе ИкЭмин , что вызывает уве­
личение на нем рассеиваемсй мощности и снижение к. п. д. стаби­
лизатора. Для кремыиевых транзисторов И КЭмин составляет от 3 до
6 В в зависимости от числа транзисторов, входящих в составной
транзистор.
Для снижения напряжения Икэмип на мощном транзисторе Т1 сле­
дует принимать специальные меры. Так, на рис. 3-3,а представлен
а)
о)
Рис. 3-2 .
67


а)
5)
Р·ис. 3-3.
составной транзистор, образованный иа трех транзисторов п-р-п и
р-п-р типов. В этом случае UI<Э(c) = ИэБ2 + Ик.эз·
В схеме составного транзистора (рис. 3-3,6) коллекторные цепи
мощного Т 1 и согласующих Т2 и Тз транзисторов питаются от
от.дельных источников питания И' и и И" и. Соответствующий выбор
напряжений этих источников питания позволяет снизить значение
Ик.Эмин транзистора Т1 и тем самым значительно уменьшить рас­
сеиваемую на нем мощность.
В составных транзисторах (рис. 3-2 и 3-3) стабилизаторов на­
пряжения с непрерывным способом регулирования необходимо вклю­
чение резисторов Rб 1 , Rб2, обеспечивающих начальный ток смеще­
ния. Включение этих резисторов способст.вует нормальной работе
стабилизатора при высоких температурах ·окружающей среды и ма­
лых токах нагрузки. Ток, протекающий через эти резисторы, должен
быть значительно больше обратного тока коллектора того транзи­
стора, в базовую цепь которого включен данный резистор, при
максимальной рабочей температуре окружающей среды.
В составном транзисторе стабилизатора напряжения каждый по­
следующий i-й транзистор .выбирается из условий
ИИИ/.~/
=-= lк.(i-I) <I
IO'!i ~ l(iJ < l(Эiмакс; 1(1
Б(l-1) h2IЭ(i-I) Юмакс ;
Рю =Ик.эJК.i < Рюмакс·
Измерительный элемент представляет собой делитель
напряжения на резисторах Rд1. Rпт, Rд2 (рис. 3-4,а, 6), подключен­
ный к выходу стабилизатора напряжения. К:оэффициент деления на­
пряжения nд в процессе работы стабилизатора должен оставаться
неизменным. Этого можно достичь, применяя в делителе напряже.~ия
резисторы с одинаковым температурным коэффициентом сопротивле­
ния, т. е. одного типа. При этом резисторы делителя напряжения
должны находиться при одинаковой температуре окружающей сре­
ды. Для упрощения схемы стабилизатора резистор Rд2 в ряде сду­
чаев исключают, а его функции выподняет сопротивление R" ит
68


+Uп
-l!n
R;Jt
Uc.o
Ус.о
Uст
R"пт
Raz
а)
+
Рис. 3-4 .
Rст
5)
R;n
Rпт
R.,,
пr
Roz
потенциометра. Резистор Rд 1 заменять сопротивлением R' пт потен­
циометром нельзя, так как при регулировке выходного напряжения
возможен случай, когда сопрот,ивление R'пт становится равным
нулю, а это может привести к .выходу из строя транзистора Т.
В прецизионных стабилизаторах напряжения делитель напряже­
ния измерительного элемента выполняют из микропроволочных ре­
зироров типа П'JiМК: н пр., имеющих наименьший температурный
и временной уход сопротивления. Потенциометры в этом случае не
применяются, так как у них переходное сопротивление скользящего
контакта обладает очень большой нестабильностью при воздействии
температуры окружающей среды и во времени. Регулировку выход­
ного напряжения в прециз1ионных стабилизаторах выполняют подбо­
ром сопротивления постоянных резисторов делителя напряжения.
В стабилизаторах со сравнительно небольшой .стабильностью вы­
ходного напряжения потенциометр Rпт позволяет осуществлять ре­
гулировку выходного напряжения от Ин мин~Ист.мин (при этом
R"пт=О) до Ин макс· В схеме на рис. 3-1,а Ин.макс=Оп.макс-
Ик.эмин ·
При регулировке выходного напряжения с ростом Ин основные
параметры стабилизатора ухудшаются. Поэтому при расчете Кст
и Rвых в стабилизаторе наJiряжения последовательного типа с ре­
гулированием Ин нужно ориентироваться на наихудший случай­
максимальное выходное напряжение. Таким образом, введение регу­
лировки выходного напряжения в широких пределах приводит
к ухудшению ста·билизирующих свойств схемы, увелтению мини­
мально необходимого напряжения на регулирующем транзисторе и
рассеиваемой на нем мощности, снижению к. п. д. и удельных пока­
зателей стабилизатора.
IB стабилизаторах последовательного типа делитель напряжения
измерительного элемента выполняет роль шунта на выходе схемы,
обеспечивая протекание минимального коллекторного тока регули­
рующего транзистора в режиме холостого хода.
Источник опорного напряжения представляетсобой
обычно однокаскадный параметричес~ий стабилизатор напряжения
на кремниевом стабилитроне Д (рис. 3-4 и 3- '5). Подобные схемы
были подробно рассмотрены в предыдущей главе. Там же было
показано, что на нестабильность выходного напряжения стабилиза-
69


+
ffп
+
lfп
+
Rст
lfc.a
д
Uc.o
а)
б)
тора сущес11венным образом
влияет нестабилыность опорного
напряжения И ст· Для ее :fМень­
шения необходимо выбирать ста­
билитроны ,с возмотно меньшими
значениями r ст, стабилизировать
зна'lение тока 1 от, протекающего
F!пт •1ерез крем1ниевый стабилит,рон,
компенсирооать
температу,рные
нзменения нап.ряжения Ист·
Raz
Для компенсации температур-
ного изменения выходно.го нащ~я­
жения из-за изменения опорного
напряжения в OJJЩ.O из плеч де­
лителя напряжения (обычно по­
следовательно или параллельно
l~дl) включаются термокомпенои­
рующие элементы: термосопро­
rивления, один или несколЬiКО
последовательно ·соединенных д:и­
Rпт одов в прямом напра1влении и
пр. На рис. 3-4,а пункт,иром по­
казан один из та,ких диодов Д'.
Сопротивление
термокомпенои­
Riz рующего элемента должно ли­
нейно изменяться с изменением
температу,ры окружающей ,среды
н иметь ,соответс11вующий знак
этого изменения.
Подобный косвенный способ
Ra1 стабилизации опор1ного напряже-
1шя в настоящее в,ремя все чаще
заменяется более простым и эф­
фективным 1прямым способом
Rпт температурной компенсации изме­
нения нащ~яжения Ист непое,ред­
ственно в цепи кремниевого ста­
билитрона.
R
Сра 1в1нивающий эле-
82 мент и усилитель сигна-
-- ------ ------
л а ошибки. Срав1нение выхО\д-
fi)
ного напряжения с опор,ным в
Рис. 3-5 .
стабилизаторах нацряжения обыч­
но происходит ,на входе транзи-
стора усилителя сигнала ошиб­
ки цепи ООС. Поэтому особе1шости работы обоих элементов
будут рассматриваться одновременно. В качестве усилителя сигнала
ошибки используются либо однокаскадные усилители постоянного
тока (рис. 3-4,а, б), либо дифференциальные усилители постоянного
тока с эмиттерной связью (рис. 3-5,а, б). Выбор той пли иной схемы
за·висит от требуемой стабильности выходного напряжения и усло­
вий эксплуатации.
В схеме рис. 3-4,а на вход транзистора Т действует напряжение
Иаб=<Ии.д-Ист· Если выходное напряжение возрастает, то напря­
жение база - эмиттер транзистора Т также возрастает и вызывает
70


увеличение тока коллектора транзистора УПТ. Уменьшение выходно­
го напряжения вызывает снижение тока коллектора Т.
Схема с включением опорного напряжения в цепь эмиттера
транзистора УПТ (рис. 3-4,а) применяется при низком выход11ом
напряжении. В случае высоких выходных напряжений стабилитрон
включается так, как показано на рис. 3-4,б. Это позволяет транзи­
сторам сравнивающего элемента и УПТ работать при низких напря­
жениях независимо от выходного напряжения стабилизатора. В этом
случае на вход транзистора Т действует напряжение Иаб=Ин.д­
-(Ин-Ист) и изменение тока коллектора транзистора Т в схеме
на рис. 3-4,б противоположно по фазе изменению коллекторного
тока в схеме на рис. 3-·4,а.
Дифференциальные усилители, представленные на рис. 3-5, вы­
полнены на транзисторах Т1 и Т2, причем Т2 работает как обычный
усилитель сигнала ошибки. На его вход подается напряжение с де­
лителя измерительного элемента, в эмиттерную цепь поступает опор­
ное напряжение, снимаем·ое с резистора Ra. Источник опорного на­
пряжения (стабилитрон Д и резистор Rст) подключен к базе тран-
зистора Т1.
.
rВ схемах дифференциальных УПТ усиленный сигнал ошибки
можно снимать с коллектора транзистора Т2 или Т1 в зависим9сти
от требуемой фазы. Один из коллекторных резисторов R' и или R"и
может отсутствовать, т. е. его сопротивление будет равно нулю.
Симметричность схемы дифференциального усилителя осуществляет
самокомпенсацию температурных изменений, благодаря чему стаби­
лизатор напряжения может работать в широком диапазоне измене­
ния температур окружающей среды. Самокомпенсацню можно улуч­
шить подбором транзисторов с одинаковым изменением их основных
параметров от температуры и обеспечением для всех элементов уси­
лителя одинаковой рабочей температуры. Поскольку выполнение
этих условий связано со значительны'<!и затруднениями, то целесо­
образнее производить балансировку схемы УПТ потенциометром R' э
(рис. 3-'5,в) по результатам нескольких .проведенных температурных
испытаний стабилизатора напряжения.
Для уменьшения температурных изменений выходного напряже­
ния, обусловленных нестабильностью параметров УПТ, необходимо
выбирать значения токов, протекаюших через делитель напряжения
и опорный элемент, на порядiок больше базовых токов транзисторов
дифференциального усилителя. В то же самое время базовые токи
транз·исторов Т 1 и Т2 должны быть во много раз больше обратного
тока коллектора этих транзисторов при максимальной рабочей тем­
пературе. Для этого УПТ следует выполнять на кремниевых тран­
зисторах.
Усилитель постоянного тока должек увеличивать сигнал ошибки
до ·уровня, доста't'очного для управления регулирующим транзисто­
ром. Поскольку усилитель находится в цепи сильной ООС, строгий
его расчет обычно не нужен. Повышение коэффициента усиления цепи
ООС способствует улучшению стабилщ~ации выходного напряжения
и уменьшает выходное сопротивление стабилизатора, однако усиле­
ние должно быть достаточно н11зким для обеспечения устойчивой
работы схемы.
7J


3-2. Повь1wение эффективности схем компенсационных
стабиnиэаторов напряжения постоянноrо тока
с непрерывным реrуnированием
Компенсационные стабилизаторы напряжения постоянного тока
последовательного типа по сраннению со стабилизаторами парал­
лельного типа находят большее практическое применение из-за при­
чин, главными из которых являются более высокий к. п. д. и воз­
можность работы на сильно изменяющуюся нагрузку. Поэтому в на­
стоящем разделе будут рассматриваться в основном только схемы
стабилизаторов последовательного типа.
П3ыше было· показано, что изменение опорного напряжения су­
щественным образом влияет на стабильность выходного напряжения
стабилизатора. В схеме на .рис. 3-1,а при перемычке (пунктир) меж­
ду точками А и Б транзистор Т2 питается от входного напряже­
ния Ип. Изменение напряжения питания Ип приводит к некоторому
изменению коллекторного тока lк 2 , т. е. тока, протекающего через
опорный стабилитрон Д. Изменение тока стабилизации приводит
к измененик И ст, которое полностью поступает на выход схемы.
В связи с этим коэффициент стабилизации схем, приведенных на
рис. 3-il, сравнительно .невелик.
Т1
+
+
и;
Rьл
+
Rпт
и~'
Ra2
а)
Rил
+
oJ
Рис. З-6.


Эффективность работы стабилизатора можно nовыс11tь, ecJlll nи·
тание транзистора Т2 осуществлять не от источника Ип, а от отдель­
ного более высоковольтного источника И"п, подключенного минусом
к точке В, а плюсом - к точке А схемы (при этом перемычка
между точками А и Б отс'Утствует). ~Если высоковольтного источни­
ка нет, то можно включить дополнительный низковольтный ('с на­
пряжением 3--б В) источник питания И"п между точками А и Б
схемы (минус к точке Б). ПеремЬ11Чка между А и Б также отсут­
ствует.
Если в цепь питания дополнительных источников включить про­
стейшие параметрические стабилизаторы напряжения (Д2, Rбп:), как
показано на рис. 3·6,а, 6, то коэффициент стабилизации схемы уве­
личится примерно на порядок по сравнению со случаем нестабилизи­
рованных дополнительных источников питания. Существенно умень­
шится и выходное сопротивление стабилизатора.
Для схем, приведенных на рис. 3-6,а, 6, имеем следующее выра­
жение, .определяющее коэффициент стабилизации при изменении
только .питающего напряжения И'п:
Ин nдГк 1
к
-- --
ст(U) - Ип А'rвх2
Общий коэффициент стабилизации при изменении напряжений
И'п и И"п для случая, когда относительные изменения напряжений
Л,И'п и ЛИ"п равны, определяется выражением
К_
_! !.!! __( И'п _1_+~ И"n )- 1
ст(U) - А'rвх2 Ин 'к1 RкRбл Ин
Выходное сопротивление стабилизаторов
Rвых = А'rвх2 (-! - -+ Гвх1 +~).
nд h21э1 Rк
'к1
В стабилизаторе напряжения последовательного типа можно
значительно увеличить коэффициент стабилизации и уменьшить вы­
ходное сопротивление и без дополнительного источника питания.
Для этого вместо резистора Rк следует включить токостабилизирую­
щий двухполюсник, состоящий из транзистора Т4 , стабилитрона Д2,
резисторов R' и R' ст (рис. 3-7,а). Т.жой двух.полюсник представляет
собой простейший транзисторный стабилизатор тока, обладающий
высоким внутренним сопротивлением. Применение подобного двух­
полюсника эквивалентно увеличению сопротивления резистора Rк
для переменного тока. Роль этого сопро11ивления выполняет тран­
зистор Т&, управляемый разностью напряжений И' ст стабилитрона
д2 и падения на резисторе R'.
Сопротивления резисторов R' и R' ст можно найти из выра­
жений
Для того чтобы обеспечить работу стабилизатора напряжения
при низких значениях напряжения питания Ип, в качестве Д2 сле­
дует выбирать низковольтный стабилитрон или использовать один­
два кремниевых диода, включенных в прямом направлении.
73


а)
Рис. 3-7.
I(оэффициент стабилизации схемы на рис. 3-7,а
Uп
nд
Kcr(U) = Uн
(1
1)'
А'rвх2 ~+ R'к
rде
_1_=_1_+
Гст2
Гст2
R'к Гк4 R'ст (R' +rвх4) :::::::: R'cтR' •
Выходное сопротивление этой же схемы
А'rвх2 [ 1 + Гвх1
(1
1)]
Rвых=-п~- -h - - -r-+rs.п
-r-+-R' .
д
21ЭI
К4
KI
К
1I(оэффициент усиления по цепи ООС стабилизатора в значитель­
ной мере определяется динамическим сопротивлением токостабили­
зирующего двухполюсника. Обычно это сопротивление составляет
десятки килоом. В схемах низковольтных стабилизаторов напряже­
ния такое сопротивление получить трудно. В этом случае .можно
74


повысить коэффициент стабилиза11ии за счет введения в схему нели­
нейного элемента - транзистора Т3 (рис. 3-7,6) вместо резисто­
ра R'ст.
Дальнейшее повышение эффективности работы стабилизатора
напряжения может быть достигнуто введением в его схему дополни­
тельных прямых и обратных связей. Стабилизатор при этом превра­
щается в сложное устройство с комбинированным регулированием.
На практике в схемах стабилизаторов часто применяют прямую
компенсирующую связь с помощью резистора Ro.c (цепочка связи
показана на рис. 3-7,а пунктиром). Принцип компенсации заключает­
ся в том, что на базу транзистора Т2 усилителя постоянного тока
помимо выходного напряжения подается синфазно с ним часть не­
стабилизованного входного питающего напряжения. Это напряжение
не зависит от действия цепи ООС и определяется лишь сопротивле­
нием резистора Ro.c · Изменяя сопротивление резистора, можно по­
лучить как полную компенсацию, так и перекомпенсацию изменений
выходного напряжения. При. перекомпенсации увеличение входного
напряжения приводит к уменьшению выходного напряжения стаби­
лизатора. Условием компенсации изменений выходного напряжения
является выполнение условия
h21э2R'к- fвх2
Ro.c~ .
(
1
1
1
1+rnx2
Rщ+R'пт +R"пт+Rд2 }
В практических схемах сопротивление резистора Ro.c составляет
несколько десятков или даже сотен килоом.
Недостаток такого прямого способа компенсации 3акJ1ючается
в том, что условие компенсации не сохраняется при изменении тока
нагрузки или при регулировке выходного напряжения стабилизатора
из-за нелинейности входной характеристпки усилительного транзи­
стора Т2.
Для питания современной радиоэлектронной аппаратуры часто
требуется стабилизированное иа:~ряжение питания от единиц до до­
лей вольта. Однако прн создании подобных стабилизаторов на­
пряжений встречаются существенные трудности, заключающиеся
в отсутствии термостабильных 11 нзковольтных стабилитронов, а так­
же в сушественном влиянии нестабильности параметров транзисторов
УПТ при низких выходных напряжениях.
В настоящее время имеетсн много разновидностей низковольт­
ных стабилизаторов напряжения, характеризующихся теми или ины­
ми особенностями построения схемы. Ниже приводится несколько
основных вариантов построения схем с выходным напряжением.
uлизким к нулю.
,Наиболее распространена схема низковольтного стабилизатора
напряжения с инверсным (инач~ «опущенным») опорным напряже­
нчем (рис. 3-8,а). Выходное напряжение в этой схеме
Ист (1 -пд) + Иэв2
Ин=
•
nд
Из этого выражения следует, что напряжение ,Ия уменьшается
с увеличением коэффициента деления nд и достигает минимального
значения Ин.мин при nд= 1. Для кремниевых приборов Ин.мин~
~0.6-+-1 В.
Снижение выходного напряжения практи,1ески до нуля возмож­
но в схеме стабилизатора с мостовым источником Инверсного опор-
75


нога напряжения, приведенной на рис. 3-8,6. Опорное напряжение
в этой схеме равно разности напряжений стабилизации И' ст и И" ст
соответственно кремниевых стабилитронов д1 и д2, причем И' ст>
>И" ст· Выходное напряжение схемы равно:
И' ст(! - nд)
-
И"ст+ ИэБ2
Ин=
Выбирая 1И"ст1>1 И852 1, можно получить выходное напряже­
ние; близкое к нулю, даже при nд < 1. При этом также улучшается
режим работы транзистора Т2 , так как его коллекторное напряжение
ИКЭZ при Ин= 0 будет равно U КЭZ =И ЭБI + U 11ст· Достоинством
76
+ схемы является хорошая темпера­
турная стабильность ее выходного
напряжения.
На ри.с. 3-8,в предстаJВлена
Uн еще ощна .раз1но1видн·ость схемы
Rн низ1ковольтного стабилизатора с
Ин~, в которой опорное напря­
жение создае'J1ся за счет разности
напряжений стабилизации двух
встречно 1включеН1ных стабили­
тронов д1 и Д2, пощключенных
к дифференциальному УПТ на
т.ршнзисторах Т2 , Тз. Данша~ схе­
ма обладает хорошей тер.маком-
+ пенсащией измеl!!ений выходного
напряжения.
К:омпенсацио1нные стабилиз а­
и торы .напряжения с непрерЬ!IВl!!Ы:I!
н .регулированием, .имеющие .высо-
R11 кую стабильность выходного на­
пряжения и малое :выхоу.щое со­
п:рот.и.вление,
характер-изуются
большими коэффициентами уси­
ления в цепи ООС. В 1Некоторых
случаях это может апособство­
вать ~нарушению устойчивосТ·!,1 11х
работы. В подобных стабилиза­
торах 1возмож1но поя•вление па.ра­
зитных колебаний 1с частотой в
десятки или ·сотни килогерц !.'
+ амплитудой, ·со.измерю1ой с вы­
ходным напряжением. Иногда ге-
·нерация,
отсутствовавшая
при
'Нормальной температуре окру-
жающей среды, возникает при по-
Uн вышении температуры. Для по­
R11 давления паразитных ко.1еба.ний
в схему стабилизатора вводятся
дополнительные элементы.
Рис. 3-8 .


Наиболее распространен-
ный способ предотвращения са­
мовозбуждения стабилизатора
сосrоит в введении цепи ООС
в уоилнтельный каскад, цри­
чем параметры элементов вы­
бираются таюим образом, что­
бы сильная ООС возникала
только на частотах возможной
генерации. Для этого, ~напри­
мер, включают между коллек­
тором и базой транзистора Т2
+
Рис. 3-9 .
УПТ 'Конден,сатор С ем1костью 0,02-0,1 мкФ (показан на
рис. 3-7,а пунктиром). Емкость этого 'конJJ;енсатора очень боль­
шой выбирать не следует, поскольку ухудшается быстродей­
ствие стабилизатора напряжения, что особенно заметно при им­
пульсном характере нагрузки, а также коммутации напряжения
питания и проявляется в значительном увеличении динамической не­
стабильности выходного напряжения. Для более плавной регулиров­
ки глубины ООС последовательно с конденсатором С можно вклю­
чить низкоомный резистор.
В любой схеме стабилизатора напряжения можно выделить си­
ловую часть, включающую регулирующий элемент, выходной фильтр
и маломощную схему управления. Если стабилизатор напряжения
питается от сети переменного тока, то расчет его силовой части свя­
зан с параметрами схемы выпрямления и сглаживающего фильтра,
включенных на его входе. Они существенно влияют на режим рабо­
ты стабилизатора. На выходе стабилизатора напряжения обычно
используется простейший емкостный фильтр. Эффективность _будет
тем ,выше, чем больше его емкость и чем ближе к выходным клем­
мам (или нагруз,ке) он будет подсоединен.
При питании входного выпрямителя напряжением прямоуголь­
ной формы (например, от инвертора) на входе стабилизатора воз­
можны пулысации напряжения в виде узких импульсов длительно­
стью несколько единиц или долей .микросекунды значительной
амплитуды.
Подобные пульсации (или помехи) проходят через стабилиза­
тор напряжения с непрерывным регулированием, практически без
ослабления. Для ликвидации пульсаций на входе стабилизатора
следует включать высокочастотный LС-фильтр, а на выходе парал­
лельно электролитическому конденсатору фильтра - высокочастот­
ный конденсатор (например, керамический).
Если нагрузка источника вторичного электропитания распола­
гается на значительном расстоянии от выходных клемм стабилиза­
тора, то при больших токах нагрузки в соединительных проводах
наблюдается значительное падение напряжения. Если при этом со­
противление нагрузки изменяется в процессе работы, то происходит
ухудшение стабильности выходного напряжения. Поэтому силовые
провода прокладывают от стабилизатора к нагрузке отдельно от
проводов цепи ООС (рис. 3-9). Соответственное соединение проводов
между собой происходит непосредственно на зажимах нагрузки. Так
по возможности уменьшают сопротивление силовых соединитель­
ных проводов. Импульсный режим работы нагрузки может также
привести к появлению в выходной цепи выбросов на·пряжения из-за
того, что соединительные провода обладают индуктивностью, хотя
и малой по значению. Для ее уменьшения рекомендуется скручивать
11


между собой соединительные провода, а также применять много­
жильные кабели.
Большое количество практических схем стабилизаторов напря­
жения постоянного тока с непрерывным регулированием и различ­
ными значениями выходного напряжения, мощности и стабильности
приведено в [1! 5].
3-3. Пример расчета схемы компенсационноrо стабипизатора
напряжения с непрерывным реrуnированием
Дан о: номинальное значение вых.одного напряжения Ин=20 В;
ток нагрузки lн= 1 ! А; нестабильность выходного напряжения при
изменении питающего напряжения и температуры окружающей сре­
ды бИн<±3%; напряжение питания в процессе работы изменяется
на бVn=±:IO%; диапазон рабочих температур окружающей сре­
ды - от +20 до +60°С. Должна быть предусмотрена регулировка
выходного напряжения от Ин мин='16 В до Ин.ма1<с =ан=20 В.
В ы б р а т ь схему стабилизатора напряжения, произвести рас­
чет режимов, подобрать типы элементов схемы, ~вычислить основные
характеристики стабилизатора.
Расчет начинают с выбора схемы стабилизатора. Поскольку тре­
буемая стабильность выходного напряжения относительно невелика,
а температура окружающей среды изменяется в сравнительно не­
больших пределах, то берем схему последовательного типа с одно­
каскадным усилителем постоянного тока в цепи ООС и токостаби­
лизирующим двухполюсником (рис. 3-7,а). Для обеспечения надеж­
ной работы стабилизатора при температуре +60°С следует исполь­
зовать только кремниевые полупронодниковые при6оры.
l. Задаемся минимальным значением коллекторного напряжения
регулирующего транзистора Ик.эмин при условии, что составной тран­
зистор образован из двух биполярных и что средние значения на­
пряжений эмиттер - база и коллектор - эмиттер мощных кремние­
вых транзисторов равны:
Иэв ='2,5 + 4 В; Икэ'= 1,5 -7 -"2,5 В. Тогда Uк.Эмии = Иэв~макс +
+Ик.эз-лакс= 4+2,5 = 6,5 В.
Если в результате расчета окажется, что в составном транзи­
сторе необ'<одимы три транзистора, то напряжение Uк.Эмин следует
уточнить, а последующий расчет повторить.
2. Минимальное напряжение питания на входе стабилизатора
Ип.м!IН =Ин.макс+ Ик.эмии = 20 + 6,5 = 26,5 В.
3. Номинальное и максимальное значения питающего напря­
жения:
Uп.мuн
26,5
Uп=( аи)( 10)=29,4В;
l- 10~
1·-1о0
Ил.макс= Uп (1·+ ~~~ ) = 29,4 ( 11+ i'o~ )= 32,3 В.
78


4. Предельные рабочие режимы регулирующего транзистора:
/Кlпред ~.lн = 1 А;
ИК.Эпред = Ип.макс -Ин,,mн = 32,3- 16.= 16,3 В;
Рюпре_.=Икэпред/Юпред = 16,3·1=16,3 Вт.
5. По полученным значениям и справочным данным (8, 9] вы­
бираем в качестве регулирующего транзистора Т1 мощный кремние­
вый транзистор П7r02 п-р-п типа с параметрами:
/К.макс =2 А; UКЭмакс = 60_8; /Бмакс = О,5А;РКмакс, т=
= 40 Втi.(до + 508С); h21э? 25 (при + 20°С); ИКнасJ= 2,5 В;
1КБо =~5!.мА;LRт -;2,5°С/Вт.
6. Задаемся допустимым перегревом корпуса транзистора, учи­
тывая, что тКор.макс= +11 120°с, лrкор =·20°С (при температуре
окружающей среды +&0°С), Ткор=60+20=80°С.
'\Максимальная допусти.мая мощность, рассеиваемая на регули­
рующем транзисторе, в этом случае равна:
150-Ткор _150-80
Рю
о
25 =28Вт.
''Т
'
Поскольку Рк>Рк 1 пред=16,3 Вт, то выбранный тип транзи­
стора может быть использован как регулирующий тра·нзистор.
7. Задае.м ток через резистор Rб из условия iв~ lкв0= 5.10-а А,
тогда ток коллектора транзистора Т 3
Iю
1
lк.3 ~1э3 =1в+ h
=5.10-з+ 25=0,045 А.
2\Эlмин
Предельные рабочие значения коллекторного напряжения и ра·с­
сеиваемой мощности транзистора
Икэзпред = Икэпред-UЭБlмин = 16,3- 2,5 = 13,8 В;
Ркзпред =Икэзпред1'1\Зпред= 13,8·0,045=0,62 Вт.
8. По полученным значениям и справочным данным в качестве
транзистора Тз выбираем кремниевый транзистор К:Тб!ОБ п-р-п ти­
па с параметра.ми:
/Кмакс = 0,3 А; UКЭмакс = 20 В; Рк.макс= 1,5 Вт (при Ткор =
= + 5оеС); h21 э = 20--;- 300.
9. Базовый ток транзисто;:>а Та
Iкз
О,045
lвзпред = h
=----w- = 2,2.10- 1 А.
21Эпред3мин
10. Сопротивление резистора
Ии.мин-UЭБlмвкс
16-4
Rб=
JR
5 . 10 _, =2,4·101 Ом;
9,11.есь значение Иэв~макс - усредненное, так как в справочной лите­
ратуре оно отсутствует.
79


Мощность, рассеиваемая в резисторе Rб,
(Ин.макс -Иэв1мин ) 2 (20 - 2,5) 2
РR.б =
Ro
2,4.1оз =О, 13 Вт.
Выбираем резистор МЛТ-0,25 сопротивлением 2,4 кОм.
11. В качестве источника опорного напряжения выбираем крем­
ниевый стабилитрон типа Д818Д с параметрами: Ист 1 =9 В±5%;
аст=±О,002%/ 0С; lст.мин=3 мА; lст.макс=33 мА; Гст=18 Ом
(при lcт=:lO мА).
'
Стабилитроны других типов имеют значительный уход напряже­
ния стабилизации при изменении температуры окружающей среды
на ЛТ=Т макс-Т мин='60-20=140°С, поэтому для них необходимо
вводить в схему стабилизатора термокомпенсирующие элементы.
1'2. Пределыное рабочее напряжение на коллекторе транзисто­
ра Т2
Икэ2пред0 =Рн.макс -~Uст1М1;н +Ивы макс +~Иэвзмакс =
=20-8,55+4:+4::;::19,4 в.
13. Задаем рабочий коллекторный ток транзистора Т2 : [Iк2 =
=-~l,5· 10- 1t.A .
14. В качестве транзистора Т2 выбираем кремниевый транзистор
тлпа КТ301В с п-р-п проводимостью и параметрами:
1Кмакс= 1О мА; ИКЭмакс= 30 В; h21э= 20+ 60; Ркмзкс=
= 150 мВт; Иэвнас.;;;;;;; 2,5 В.
15. Определяем коллекторный ток и напряжение транзистора Т4 :
lк4 =153 +Iк 2 =2,2·1О-з+1,5·10- 3 =3,7·10- 3 А;
ИКЭ4щ:ед::::::: Ии.макс - Икэощ:ед - Ист.ьnи1 = 32,3- 19,4-
-
8,55 = 14,3 В.
16. В качестве транзистора Т4 выбираем кремниевый транзистор
типа КТ2'02В с проводимостью р-п-р и параметрами:
/Кмакс = 10 мА; Икэмакс =-~ 30 В; h213 = 15 + 70; Иэвнас.;;;;;;; 1 В.
17. Вычисляем базовые токи транзисторов Т 2 и Т4 :
1К2
15·JO-3
1
-----=--'---
2-0
-- =0,075°10- 3 А;
БZнред = h21Э2мин
/Б4пред =
3,7· lО-З
15
= 0,25. Jо-з А.
18. Задаем минимальный рабочий ток стабилизации стабилитрона
Д /'ст.мин= 8· 10- 3 А> 1ст.мин и находим сопротивление резистора
Rст:
R _ Ин.млн - Ист1макс
ст-
/'ст. мин
16- 9,45
8.10_3
=820 Ом.
Мощность, рассеиваемая в резисторе R.ст, равна:
(Ин.макс -Ист1'1U11) 2 (20 - 8,55) 2
РR.ст =
Rст
820
=0,16 Вт.
Выбираем резистор Rст типа МЛТ-0,2'5 сопротивлением 820 Ом.
80


'19. В- качестве Опорного напряжения tокостабилизирующего
щ1ухполюсника берем стабилитрон Д2 типа КО1'33А с параметрами:
Ист2 = 3,3 в± 10%; /ст.мин= 3 мА; Iст.мако = 81 мА; Uст =
=-0,05%/0С; Гст=65 Ом (при Icт=llO мА). Задаем ток через этот
стабилитран /"ст.мин=IЮ мА.
120. Для обеспечения заданного тока резистор R.' ст должен иметь
сопротивление
R.'
_
Ип.мин-Ист2макс
ст-
/"ст.мин
26,5- 3,63
lO·lO-з =2,2-10 3 0.м.
Мощность, рассеиваемая в резисторе R.' ст, равна:
р --- (Ип.макс-Исщmн>2 _ (32,3- 3,0) --- О 39 В
Rет2 ---
R.'ст
2,2.1оз ---
•
т.
Выбираем резистор R'ст типа МЛТ-0,'5 сопротивлением 2,2 кОм.
12'1. Сопротивление резистора
ИсТ2мдн-ИЭБ4макс
3,0-1,0
R' = ---1=-Б4--+-.1=-К.--4-- = (0,25 + 3,7) .10-з = 510 О.м.
Мощность, рассеиваемая в резисторе R.', равна:
(Ист2макс - UЭБ4мин)2 (3,63-0,8)2 - О 016 В
PR' =
R'
510
-
'
т.
Выбираем резистор R' типа МЛТ-0,25 сопротивлением 510 Ом.
12'2. Задаем минимальный ток /д.мин через делитель напряжения
Rд1, Rпт, Rд2 ИЗ условия /Б2макс~/д.мnн=5·1О- 3 А.
23. Суммарное сопротивление резисторов делителя напряжения
Инмин
16
Rд1 +Rпт+R.д2 =/д.мин = 5 . 10
_3
=3200 0.м.
'24. Сопротивления отдельных резисторов делителя яапряжения:
(Испмuн-ИЭБ2макс> 8,55-2,5
R.д2=
/
5.10-з = 1200 0.м;
д.мин
(Испмакс -ИЭБ2мин) 9,45- 0,8
Rпт+ Rд2=
!
·
5.10-з = 1730 Ом;
Д.MIIH
Rпт =11730--H1200;::::ibl0 Ом; R.д1 =3200--11200---1510~1500 Ом.
Общая мощность, рассеиваемая на делителе напряжения,
и2
'120!
р_
и.макс
25В
Rд --- Rщ +.Rпт +.Rд2 3200 =О, l т.
Выбираем резисторы типа МЛТ-0,25: J<д 1 =11,5 кОм; R.пт ='510 Ом;
Rд2=11,'2 кОм.
Все резисторы схемы выбираются с минимальными для резисто­
ров МЛТ отклонениями от номинала, ранными ±5 %.
'25. Для определения к. п. д. стабилизатора найдем суммарные
потери мощности в схеме стабилизатора напряжения:
'f,Рпот=Рю +Рк.з+Рк.2+Рк.4+Рщ+Рд2+R.Rб+РRст!+
+ РRст2 + PR' + РRд = 16,3 + 0,62 + 19,4-1,5-10-а +
+ 14,3· 3,7. 10- 3 + 9.3.10-з + 3,3-10- 2 +0,13+о,16 +
+О,39+·0,016+0,125= 17,9 Вт.
81


Коэффициент полезного действия стабилизатора напряжения
(минимальное значение)
Рн· 100
20· 1 ·100
' 1= Рн+.ЕРnот == (20·1)+ 17,9 :::::: 53 "/о.
26. Для вычисления коэффициента стабилизации схемы найдем
вспомогательные величины (при этом значения Гк, Гб и '• опреде­
ляются по- соответствующим вольт-амперным характеристикам тран­
зисторов, приведенным в справочной литературе; если для выбран­
ного типа транзистора характеристики отсутствуют, то можно в пер­
вом приближении .воспользоваться подобными характеристиками для
другого транзистора, близкого по своим параметрам к выбранному
типу):
Rm+Rд2
1710
nд= Rд1+Rпт+Rщ = 3200 = о,535;
1
Гст2
65
1
--::>...--=
= 0,58·10-"'-о.м.
R'к '""'R'cтR' 2200-510
Для составного транзистора (из двух обычных транзисторов)
300.500
'к~мпн'квмин
r'Kl ~ ---'=~==-­
Гкзмин
'к1мин + h21эз
---~5=0~0 --= (460+500) О.м;
300+ (20+300)
1
,,- = (20+21,5)·10 -4;
Kl
Гб2
600
Г..х2::::::: 'з2 + ь21э2 = 17 +(30 + 90) = (24 + 37) Ом;
А'=I+Гст1 + (Rд1+Rnт+Rд2)(1-nд)nд
rt>Xa
rвх2h21э2
18
3200 (1 - 0,535) 0,535
= 1+(24+37)+(24+37)(20+60) =1,85+3,41.
Наименьший возможный коэффициент стабилизации
Uп
nд
_
26,5-0,535°104
_
Кст(U) = U8
,
(-1-+_1 _)- 20 ·3,41·24(21,5+0,58) -
А 'вх2 r'
R'
KJ
К
=3,9.
27. Температурные отклонения выходного напряжения стабилиза­
тора
сШ81т>~«ст1 дТср= ± 0,002°40 = ± 0,О~о/е.
28. Общая нестабильность выходного напряжения
.
Ю0
±lU
/JU8 = дUн(U) + дUн(т) = -/( + дU•(т) = "'3"9 ± 0,08=±2,64~,
ст(U)
•
т. е. схема рассчитана правильно.
82


rnABA 'IETIEPTAI
КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СТАЕiИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
ПОСТОЯННОГО ТОКА С ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ
4-t. Общне сведення
'l(омпенсационные стабилизаторы напряжения постоянного тока
с импульсным регулированием (иначе, импульсные стабилизаторы
напряжения - иен) в отличие от параметрических и компенсацион­
ных стабилизаторов напряжения с непрерывным регулированием
имеют меньшую мощность, рассеиваемую на регулирующем элемен­
те, более высокий к. п. д., меньшие массу и габариты. Использова­
ние полупроводниковых приборов в режиме переключения обеспечи­
ло небольшую критичность схем к разбросу параметров элементов,
их изменению в процессе работы и при температурных воздействиях.
Ряд недостатка.в иен, таких, как относительная сложность схе­
мы, повышенный уровень пульсаций выходного напряжения, шумов
и радиопомех, худшие по сравнению со стабилизаторами непрерыв­
ного действия динами1ческие характеристики - все это в настоящее
время несколько ограничивает область применения иен. Однако
неп:рерывное совершенств·ование схем­
ных решений иен, улучшение элемент­
ной базы, повышение rчастот преобра­
зования способс'11Вуют созданию на ос­
нове ИеН разнообраЗIНЫХ И 1ВЫСОКОЭф­
фекТИВ1НЫХ ·стабилизированных источни­
ков 1вто,ричноr10 электропитания, с ус­
пехом Jюпользующихся для питания со­
временной промышленной и бытовой ра­
диоаппа1ратуры.
Принцип действия импульаного ста­
билизатора напряжения заключается в
преобразовании регулирующим элемен­
том наrпряжения постоЯ1н1ноrо тока пер­
вичного источника Ип в последователь­
ность пер.иодичеаких од~нополярных им­
пулысов rпрямоу~голыюй формы (рис.
4-l,a, б). Цепь ООе стабилизатора воз­
действует на временные параме11ры им­
пульсов (длителыность tотнр, период
Тн iИЛИ частоту fн коммутации) та-
Рис. 4-1.
+~~+
lfпi llн ~ Rн
-~-
-
а)
Рмс. 4-f .
+
t
83


ким образом, чтобы поддерживать нrизменным на выходе среднее
значение напряжения
где '\' -
скважность импульсов, равная:
Тк
1
у---=
-
fоткр fкfоткр
На выходе ИОН имеется демодулирующее устройство, которое
вновь преобразует полученные импульсы в напряжение постоянного
тока. В качестве такою устройства обычно используется однозвен­
ный (реже - многозвенный) индуктивно-емкостный сглаживающий
фильтр Ф (рис. 4-2).
Регулирование напряжения Ин.ер может осуществляться:
1)' изменением времени открытого (или закрытого) состояния
регулирующего элемента при постоянной частоте коммутации fк,
иначе, широтно-импульсной модуляцией ,(ШИМ);
2) изменением частоты коммутации регулирующего элемента при
постоянН:ой длительности импульсов, или частотно-импульсной моду­
ляции (ЧИМ). Стабилизаторы напряжения, использующие этот спо­
соб, называются релейными или с двухпозиционным регулированием;
3) комбинированным способом регулирования с помощью ШИМ
и чим.
В импульсных стабилизаторах напряжения с ШИМ частота ком­
мутации регулирующего элемента определяется сигналом, поступаю­
щим от задающего генератора (ЗГ). Постоянство частоты коммута­
ции является существенным преимуще·ством подобных схем, так как
позволяет произвести оптималыный выбор параметров элементов
сглаживающего и входного фильтров, т. е. выполнить их с мини­
мальными объемом и массой.
Широтно-импульсный модулятор ИСН управляется такой же
цепью ООС, как и стабилизатор напряжения с непрерывным регули­
рованием: усиленный сигнал рассогласования или ошибки поступает
на модулятор от элемента сравнения, в котором .выходное напряже­
ние сравнивается с опорным. Модулятор преобразует непрерывный
сигнал в импульсный, управляющий работой регулирующего эле­
мента.
У двухпозиционных стабилизаторов напряжения на входе цепи
ООС имеется релейный элемент с двумя порогами срабатывания
(рис. 4-3), управляющий работой регулирующего элемента. Такую
характеристику имеет, например, триггер Шмитта, схемы с насыщаю­
щимся дросселем, магнитным усилителем (работающим без ЗГ)
и пр.
В проц-=ссе работы стабилизатора на входе релейного элемента
ПрО!!СХОДНТ непрерывное сравнение ВЫХОДНОГО Напряжения ИСН
84
rJ
с задаН!ным опорrным порогоrвым напряже-
>-А
JIИем. В зависимости от приложеН!ного ко
.ноду оиг-нала ошибки релейный элемент
.11ожет ~находиться в одном из двух воз­
,11ожных состояний: открытом и за1Юрытом.
1
lly
о~~--~--
'lптп UcpaO
?нс. 4-3.
Воз.растани.е по какой-либо причине вы­
ходного ш1пряжею-1я иен будет п:роисхо­
дить до тех пор, пока tне будет достаточ­
но определе,нное з.начеН:ие напряжения сра­
батывания Исраб· В этот момеят про.изой-


дет раз1мыканне силовой цепи стабилизатора и выхоJiщое на­
пряжение начнет уменьшаться. Снижение выходного напряжения
будет происходить до тех пор, пока не будет достигнуто порогово~
значение напряжения отпускания Иатп· После этого регулирующии
элемент снова замкнет силовую цепь ИСН, выходное напряжение
начнет возрастать и описанный выше процесс повторится.
Чем больше скорость изменения выходного напряжения и выше
чувствительность релейного элемента, тем выше частота коммутации
стабилизатора. Сильная завасимость частоты коммутации от коле­
баний питающей сети и тока нагрузки, большая, чем в стабилизато­
рах с ШИМ, амплитуда пульсаций выходного напряжения - основ­
ные недостатки релейных ИСН. Переменная составляющая выход­
ного напряжения содержит высшие гармоники с широким
диапазоном частот, изменяющимся в процессе работы, что в боль­
шинстве случаев нежелательно. Из-за переменной частоты коммута­
ции невозможно выбрать опп~мальные параметры элементов сгла­
живающего и входного фильтров. Стабильность выходного напряже­
ния релейных стабилизаторов в общем случае хуже, чем у стабили­
заторов с ШИМ, что объясняется наличием зоны нечувствительности
и гистерезиса у релейного элемента.
В импульсных стабилизаторах напряжения с ШИМ выходное
напряжение через цепь ООС ,воздействует на регулирующий эдемент
только в дискретные моменты времени, в релейных стабилизато­
рах - непрерывно. Поэтому релейные ИСН обладают большим
быстродействием, чем стабилизаторы с ШИМ. В реальных схемах
иен это преимущество выражено не так заметно, поскольку в си­
ловой части обоих стабилизаторов имеются сглаживающие индук­
тивно-емкостные фильтры, определяющие их динамические характе­
ристики.
Др
--
!{, J_c
lcН
t
+LJ-------+ - - -t
а)
Рис. 4-4 .
85


Ток, потребляемый иен от первичного источника пита!НИЯ,
имеет импульсный характер, частота следования импульсов соответ­
ствует частоте коммутации регулирующего элемента. Если первич­
ный источник питания обладает значительным сопротивлением rи.п,
то напряжение на входе стабилизированного источника вторичного
электропитания с иен и других устройств, питающихся от этого
же первичного источниl(а, имеет пульсации с амплитудой /пrи.п·
Индуктивно-емкостный фильтр на входе иен позволяет умень­
шить уровень этих помех (рис. 4-4,а). Временные диаграммы тока
и !Напряжения на элементах входного фильтра приведены на
рис. 4-4,б. При выборе достаточ·но большой индуктивности дросселя
Др ток через него будет протекать в течение всего периода комму­
тации ключа РЭ ИСН. l(огда РЭ разомкнут, ток дросселя заряжает
конденсатор С. При замкнутом ключе РЭ накопленная в Др и С
энергия передается в нагрузку. Задаваясь допустимыми значениями
пульсаций на конденсаторе ЛUс и изменениями тока ·В цепи пита­
ния Л/п, можно найти наименьшие необходимые емкости конденса­
тора С и индуктивности дросселя Др
lн.ср(у-1)
С~ 2дUсfкУ ;
Более эффективными являются симметричные схемы входliЫХ
фильтров, одна из которых приведена на рис. 4-4,в, однако для их
создuния требуется большее число элементов. Если частота собст­
венных колебаний входного фильтра близка к частоте коммутации
РЭ, он может образовать совместно со стабилизатором напряжения
неустойчивую систему, в которой возникают паразитные автоколеба­
ния. Однозвенные фильтры LС-типа часто требуют сравнительно
больших значений L и С, что приводит к увеличению массы и
объема входного фильтра. В этих случаях лучший эффект дают двух­
звенные фильтры LС-типа, у которых в первом звене последова­
тельно с конденсатором включено небольшое активное сопротивле­
ние R. (рис. 4-4,г). Это сопротивление ограничивает амплитуду
импульсов тока через конденсатор, уменьшает переменную состав­
ляющую напряжения на этом конденсаторе и повышает устоifчи­
вость системы вторичного питания.
Конденсатор С1 первого звена фильтра обычно электролитиче­
ский, конденсатор С2 - керамический или ему подобный, способный
работать _при значительных переменных составляющих напряжений
с частотои fк·
4-1 . Снnовая часть н~nуnьсных стабнnнэаторов наnряження .
Различают три основные схемы включения регулирующего эле­
мента (транзистора Т), элементов выходного сглаживающего фильт­
ра и сопротивления нагрузки.
11. В схеме на рис. 4-5,а, чаще всего используемой на практике,
ключевой регулирующий транзистор Т и дроссель фильтра Др вклю­
чены последовательно с нагрузкой R.н. При открытом транзисторе
происходит передача энергии источника питания в нагруэлу, а также
накапливание энергии в дросселе Др и конденсаторе С. При закры­
том транзисторе накопленная в Др и С энергия через диод Д пере­
дается в нагрузку. Выходное напряжение схемы всегда меньше, чем
входное питающее н:шряжение.
86


2. В ~схеме 1на рис. 4-5,б
kлючев1ой регуJШ1рующий 11ран­
з:ис11ор Т ~включен па,раллель­
но сецротИ1влению нагрузки Rн.
При открытом транзисторе
энергия источника питания не
передает,ся в нагрузку, а на­
капл,ивается в дросселе Др.
При этом нагрузка питает,ся
энергией, ранее накопленной в
конденсаторе С. Пр:и за,к:ры­
ТОIМ транзисторе энер,г,ця, на­
копленная в дросселе, пере­
дается через диод Д в нагруз­
ку и конденсатор. Поскольку +
п,ри этом кроме энергии, на­
копленной 1в iд:росселе Др, в
наг,рузку и конденсатор пере­
дается и энергия :ист,очн,и~ка
питания Ип, выходное напря­
жение оказывается больше,
чем напряжение питанця.
3. Схема на рис. 4-5,в,
в которой тра1нзи~стор Т вклю­
чен последовательно, а дрос-
8)
Рис. 4-5.
сель Др параллель:но наwузlКе, обла!(ает свойством изменения
полярности выходного напряжения относительно входного. Работа
происходит так же, как и в предыдущей схеме.
Во всех трех схемах силовой части импульсного стабилизатора
принципиально возможны два режима работы: режим непрерывного
(рис. 4-'6,а) и прерывистого (рис. 4-6,б) токов в дросселе фильтра.
Режим прерывистого тока характеризуется повышенным уровнем
пульсаций выходного напряжения и на практике используе'N:я редко.
На рис. 4-7. приведены четыре разновидности включения сило­
вых элементов для схемы ИСН (рис. 4-'5,а). В схемах, приведенных
о)
Рис. 4-6.
87


т
Др
а)
Рис. 4-7 .
на рис. 4-7,а, б, сопротивление нагрузки включено в коллекторную
цепь регулирующего транзистора Т, в схемах рис. 4-7,в, г - в эмит­
терную цепь транзистора Т. Две последние схемы имеют значительно
меньшее выходное сопротивление, чем первые.
Несмотря на это, в импульсных стабилизаторах применять схе-
1мы рис. 4-7,в, г не рекомендуется в том случае, если схемы управ­
ления СУ в ИОН регулируют момент открывания регулирующего
транзистора, так как после подачи напряжения Ип на вход схемы
транзистор Т находится в закрытом состоянии.
Отсутствие выходного напряжения не позволяет схеме управле­
ния открыть регулирующий транзистор. Поэтому в подобных схемах
приходится вводить запускающие резисторы, позволяющие при­
открыть регулирующий транзистор в момент подачи питания. Запус­
кающие резисторы R показаны на рис. 4-7,в, г пунктиром. Необхо­
дамость запуска схемы значительно снижает надежность ее работы.
В схемах рис. 4-7,а, 6 при включении питания транзистор Т
практически мгновенно открывается. Схема управления в процессе
регулирования изменяет момент закрывания транзистора. Если схема
управления ИСН обладает значительным запаздыванием, то на вы­
ходе может наблюдат1>ся перерегулирование выходного напряжения.
Следует отметить, что в схемах рис. 4-7,6, г отсутствует общий
провод между входной и выходной цепями стабилизатора. В ряде
случаев это может быть .нежелательным и служить причиной воз­
никновения дополнительных наводок и помех.
Анализ основных схем силовой части ИСН показывает сле­
дующее.
1. При работе в режиме непрерывного тока выходное сопротив­
ление ИСН, изображенных на рис. 4-5,6, в, оказывается в
(l -'t)2
88


раз бОJIЬШе, ЧеМ В ИСН, СХеМа КОТОрОГО Приведена На рис. 4-5, а.
lon<p
1
В этом выражении ~ = --=
-
-
относительное время вклю-
Тк
у
ченного состояния транзистора. С уменьшением нагрузки во всех
схемах наступает режим прерывистых токов, при котором внутрен­
нее сопротивление ,резко возрастает.
2. В ИеН, ВЫПОЛНеННОМ ПО схеме На рис. 4-5,а, С уменьшением
нагрузки '(!н-+О) выходное напряжение приближается к напряже­
нию питания Ип. В двух других ИеН (рис. 4-5,6, в) с уменьшением
нагрузки выходное напряжение может возрастать до бесконечности.
Этот недостаток легко устранить, если включить параллельно диоду
фильтра дополнительный маломощный транзистор Т2 (рис. 4-8,а, 6, в).
Транзистор Т2 должен управляться в противофазе с основным тран­
зистором Т 1 . В этом случае можно реализовать режим переменных
токов дросселя ~(рис. 4-8,г) - после уменьшения тока в дросселе и
шунтирующем диоде до нуля в момент ,f 1 ток меняет направление и
течет через включенный транзистор Т2 • После закрывания Т2 и откры­
вания Т 1 ток дросселя течет через основной транзистор навстречу Ип.
уменЫIJается до нуля, а затем
д
в1нов;. ~~:;:::тт,р:~а1пр3:::е:;:в -~т,tЗ]р _
фильт,ра СИJЮВОЙ части ИеН
Д
1
определяются задаН1ным диа- Uл
С
Rн
пазоном из1менеш\я ОК!Важности
~
импульсов и дО1Пу1СТИ:МЬ!IМ зна-
~--
чением пульсаций rвыхQдного +
й)
+
~i~::~~~~7~~~:;;~:iif -+и~т.,~Дрсту,} с ~R+н
селя. Напряжение пульсаций
на выходе схемы пра1ктически
не за1виоит от нагруз,ки и мо-
т,
О}
д
жет быть у1меньше1но за счет
>1----с; +
увеличения
индуктивности
дросселя и емкости ,ко,н,ден­
сатор а филы1ра.
В ,схемах на рис. 4-5,6, в
пульсации 1выходного 1нап~р~­
жения ЛИ с пропорrщональны
току нагрузки, не зависят от
и~ндуктиВ'ности фильтра и мо­
гут снижаться толь,ко за счет
увеличения ем1кости фильт,ра.
При Оl!JИIН::>ковых пульсациях
выхQдно.го напряжения необ­
хо;:щмая ем1кость конденсатора
фильтра rв ,схемах JНа рис.
4-5,6, в будет больше, чем в
схеме иа рис. 4-5,а.
4. В схе,ме на рис. 4-5,а
МiЩСЛМVМ ЛИ с !/МС'еТ МС'СТ!1
fис. 4-8 .
t
89


при Т=О,5; в схемах на рис. 4-5,б, в - при Тмакс~(,l-2)р, где
,
р = --=R=-н__,+,_,-
r - суммарное сопротивление дросселя и источника питания.
Емкость конденсатора С в схеме, приведенной на рис. 4-5,а,
находится из произведения
LC-
Un
-
lбf2кдUсмакс
при известной (заданной или имеющейся 'В наличии) индуктивности
дросселя L.
Для схем на рис 4-5,6, в емкость конденсатора С равна:
С_ lн.макс"tмакс
-
fкдUСмакс
Рабочее напряжение конденсатора во всех трех схемах равно
максимальному напряжению на нагрузке Uсмакс = Uн.макс· Для ре­
жима непрерывного rока в дро'сселе фильтра имеем:
в схеме на rис. 4-5, а Ucмaкc.;;;;;;Un;
Ип
в схе.ме на рис. 4-5, б Uсмв.кс .;;;;;; 1 -'tмакс
Uп"tмакс
в схе.ме на рис. 4-5,в Uсмакс.;;;;;;, 1 "1:
•
-
макс
Для выбора конденсатора фильтр.а необходимо также знать дей­
ствующий ток через конденсатор /с действ.макс- В ,с"!еме на рис. 4-5,а
при т=О,5
[ Сдеllств.макс = B°V 3 Lfк ;
в схемах на рис. 4-'5,б, в
~----
•
"1/
'Смаке
lсдеllств.макс =/и.макс r 1 - "!:макс
5. Для расчета дросселя фильтра надо знать его индуктивность
и максимальный ток в обмотке.
В схеме на рис. 4-5,а индуктивность дросселя выбирается таким
образом, чтобы ток в дросселе при разомкнутом ключе не умень­
шался до нуля (режим непрерывного тока):
L>RнУ11
2fк '(
•
В схемах на рис. 4-5,б, в индуктивность дросселя не сказывает­
ся на амплитуде пульсаций выходного напряжения. Поэтому опре­
деление L может быть обосновано допустимым значением гранично­
го тока схемы при наличии прерывистых токов, а в схемах, где ре­
жим прерывистых токов устранен, - nзбыточным колдекторнь~14
90


током силового транзистора, который равен половине амплитудьt
пульсаций тока дросселя
где
L _ 'Смаке (и
lн.макс' )
-
2д/к.fк п - 1 -'Смаке '
дlк. :::::::0,5д/Lмакс·
Действующий ток дросселя
/Lдеllств""'= У f2L ++д12r'
где / L - средний ток дросселя, равный 1L = lн (для схемы [на рис.
lн
4-5,а) и /L= 1_'С (для схем на рис. 4-5, б, в).
6. Транзистор Т силовой части ИСН выбирается по максималь­
ному коллекторному напряжению и амплитуде коллекторного тока.
Напряжение, приложенное ,к закрытому транзистору ИСН, равно:
в схеме на рис. 4-5, а_ Uтк. = Ип.мюс;
Ин.макс
в схеме на рис. 4-5, б Итк.= Uн.ыакс = 1 -'Смаке
и
Uп.макс
в~схеме на рис. 4-5, в UтК. = Uн.маУс + п.макс = 1 'С
-
макс
Амплитуда тока коллектора в схеме на рис. 4-5,а определяется
суммой максимального тока нагрузки и половины пульсаций тока
дросселя. Для случая -r =0,15 имеем:
и~. макс
lтк. =/в.макс+ 8Lfк •
В схемах на рис. 4-5, б, в амплитуда коллекторного тока равна:
l _ /и.макс + Uп.макс'Смакс
тк.- 1-'tмакс
2Lfк
7. При выборе диода Д .следует знать его обратное напряжение,
а также сред·нее н эффективное значения тока.
Для всех трех схем силовой части ИСН справедливо выражеf!ие
Итд=Vтк.
Пренебрегая пульсациями тока дросселя, можно получить доста­
точно .простые выражения для определения среднего и действующего
значений тока диода:
для схемы на рис. 4-5,а
lд = lн.макс (1 -'tмнн); / д.деllств = lн.ма1<с YI -':,mн;
для схем на рис. 4-5,б,в
/и.макс
/ д .действ = -: -:V;-:l======
-'Смаке
В тех случаях, когда необходимо полнее использовать тра·нзи­
стор по напряжению или ограничить напряжение на транзисторе,
применяются автотрансформаторные аналоги рассмотренных выше
схем. Схемы данного вида (рис. 4-9) отличаются выполнением дрос­
селя фильтра с отводом от части витков его обмотки и включением
91


т
Др
Уп
Rн
+
а)
++
5)
+
Дрд
w,
~,~:.n7 cf ~:
+~+ •)
т
т
""----1 " ___....J +
+
Rн
il)
Рис. 4-9.
его как а'втотрансформатора с коэффициентом трансформации n=
=w2 / 1w 1 большим или меньшим единицы. Анализ таких схем пока­
зывает, что во всех схемах при увеличении коэффиn:иента трансфор­
мации п происходит рост тока коллектора транзистора и уменьше­
ние напряжения на транзисторе. При заданном коэффициенте Ки =
='Ив/Ип оптималыное значение nопт, при котором достигается ми­
нимум расчетной мощности регулирующего транзистора, равно:
Ku
nопт= 1_Ku - всхеменарис.4-9,а,б;
n0 rrr=Ku -1-в схеме на рис. 4-9, в, г;
nопт= Ku- в схеме на рис. 4-9, д,е.
Расчетная мощность транзистора в автотрансформаторных схе­
мах ИСН (рис. 4-'9) оказывается меньше, чем в простейших схемах
(см. рис. 4-'5), а габаритная мощность дросселей фильтров примерно
на 40% больше. Требуемая емкость конденсатора фильтра в схемах
на рис. 4-9,в, г при Ки<2 и в схемах на рис. 4-'9,д, е при Ки>О,5
увеличивается по сравнению с простейшими схемами.
В настоящее время разработаны схемы импульсных стабилизато­
ров напряжения с частичной модуляцией входного напряжения.
Основным их достоинством является уменьшение пульсаций выход­
ного напряжения по сравнению с рассмотренными выше иен или
92


т
t
+
+
+
Rн -з
+
+
+
+
Рис. 4-10.
уменьшение массы и габаритов сглаживающего фильтра при задан­
ном уровне пульсаций. Особенность схем таких ИСН заключается
в том, что для осуществления частичной модуляции требуется до­
полнительный источник питания Ип2 (рис. 4-10,а). Здесь при откры­
том транзисторе Т происходит заряд конденсатора фильтра С и
накопление энергии в дросселе Др. При запирании транзистора Т
ток в нагрузке определяется напряжением Ип 2 дополнительного
источника. Форма напряжения на входе сглаживающего фильтра
соответствует рис. 1-4,6.
Практические варианты схем силовой части ИСН с частичной
модуляцией приведены на рис. 4-'10,6-д. В схеме рис. 4-10,6 допол­
нительное напряжение Ип 2 получаетt.:я от выпрямителя на диодах
д2, Д4, подключенных к основной обмотке w2 трансформатора. По­
добную схему можно реализовать, !'Мея силовой трансформатор Тр
на входе стабилизатора.
Схема рис. 4+0,6 при прочих равных условиях обладает наи­
большим к. п. д. У схем, !Приведенных на рис. 4-10,в, г, д, к. п. д.
примерно одинаков. В схеме рис. 4-10,в дополнительное наnряжение
обеспечивается с выхода преобразователя напряжения, в схеме
рис. 4-~10,г используется еще один ИСН. При питании от источника
ПОСТОЯННОГО ТОКа ИСН С чаСТИЧНОЙ Модуляцией МОЖНО ВЫТТОЛJiЯТЬ
по схеме рис. 4-10,д, в которой дополнительный источник образуется
за счет энергии ,накапливаемой в дросселе фильтра.
93


6)
+
Сигнал
шим
Рис. 4-11 .
Z)
Рассм·отрим основные способы управления регулирующим тран­
зистf?ром в ИОН. В схемах, приведенных на рис. 4-11,а-в, состав­
ной регулирующий транзистор (Т2 и Тз) открывается сразу же
после подачи напряжения питания Ип. Базовый ток транзи­
стора Тз ограничивается сопротивлением резистора Rб· Закрывание
составного транзистора происходит в момент открывания вспомога­
тельного транзистора Т1 широтно-имnульсного модулятора. Напря­
жение запирания Иаап может быть получено от отдельного источни­
ка (рис. 4~1'1,а) или с помощью конденсатора С, заряжаемого током
базы Тз.
В схеме рис. 4-Ы,б напряжение на С определяется соотноше­
нием сопротивлений резисторов R'б и R"б; в схеме рис. 4•И,в оно
практически неизменно и определяется прямым падением напряже­
ния на диодах д2-д1о.
Составной транзистор регулирующего элемента ИСН может
быть закрыт источником Изап, постоянно .подключенным между его
эмиттером и базой (рис. 4-1,1,г). Здесь ШИМ изменяет момент от­
крывания составного J'ранзистора иен, для чего базовый резистор
Rб с помощью транзистора Т 1 подключается к напряжению питания.
Время открытого состояния регулирующего транзнстора за·висит от
времени открытого состояния Т1 • Нарастание выходного напряжения
94


в таком иен происходит без вы-
qросов, плавно, так rкак )"Прав- Укз
t
.J\Яющий сигнал пос:rулает с вы­
хода стабилизатора. Недостаток
подобно11О способа управления за- Iк
t
ключается в том, что открывание
rранзистора Т 1 осуществляется lfa
t
с выхода иен, а в первый мо-
мент после включения напряже-
11
ния Ип регулцрующий элемент lap U..-±:!I~.........!. ..:. ..-- il t
находится в за!<iрытом состоянии,
1лi
т. е. 11ребуется цепь запуока. lfa 1 i др
t
В
импульаных
стабилизато- --"- -_ ... .., .., ... . __+-_
_..______
рах на]]ряженця, выполнен1Ных на 1
дрейфовых транзисторах и рабо- Ia 1
t
тающих с высокой частотой пе­
реключения, заметно проявляют­
ся ИJнерционные свойства блоки-
рующего диода Д и регулирую-
Рис. 4-12.
щего транзистора. После проте-
кания через диод Д импульса пряrмого тока (,рис. 4-12) в момент
омены полярности напряжения на д,исще через него начинает проте­
кать большой обратный ток, обусловленный рассасыванием избы­
точных носителей заряда в базе. В этот же момент открывается регу­
лирующий транзистор и его коллекторный ток нарастает с большой
скоростью. При этом происходит кратковременное короткое замыка­
ние источника питания Ии через регулирующий транзисrор и диод
Д, .что приводит к появлению коммутационных перегрузок транзи­
стора Im к и диода Im обр.
Для уменьшения таких перегрузок необходимо уменьшить ско­
рость нарастания коллекторного тока при открывании транзистора,
для чего в базовую цепь регулирующего транзистора можно вклю­
чить небольшой дроссель (рис. 4-13,а). Дроссель может быть вклю­
чен также в коллекторную или эмиттерные цепи регулирующего
транзистора. Следует иметь в виду, что подобные дроссели могут
привести к появлению перенапряжений на переходах транзистора.
При закрывании транзистора из-за инерционности процессов выклю­
чения может наблюдаться всплеск тока открывающегося диода Д.
Ускорить процессы закрывания регулирующего транзистора иен
можно специальной цепью ОС, например .приведенной на рис. 4•13,б.
д'
+ ~~--~--~~~--~ +
а)
95


Др
-
Iap
д
Iрз1
Iн t if11
с
Rн
+
Рис. 4-14 .
Здесь ток быстро открывающегося диода Д, протекая по первичной
обмотке трансформа11ора Тр, наводит на его вторичной обмотке
э. д. с" способствующую закрыванию транзистора Т.
Один из основных недостатков ИСН - большие пульсации вы­
ходного напряжения - может быть устранен в непрерывно-импульс­
ных стабилизаторах напряжения. Структурная схема такого стаби­
лизатора .приведена на рис. 4-14 . Она состоит из комбинации непре­
рывного и импульсного стабилизаторов напряжения.
При подключении напряжения питания ко входу стабилизатора
увеличивается ток, протекающий через регулирующий элемент РЭ1
стабилизатора напряжения с непрерывным регулированием, и напря­
жение на резисторе R. начинает увеличиваться. При определенном
токе падение напряжения на резисторе R. окажется достаточным,
чтобы вьшвать срабаты'вание триггерной схемы управления СУ2 клю­
чевым регулирующим элементом РЭ2• Переключение СУ2 приводит
к открыванию РЭ 2• Ток через ключевой регулирующий элемент и
дрос•сель Др начинает увеличиваться, это приводит к увеличению
выходного напряжения Ин схемы, а также к уменьшению тока через
регулирующий элемент РЭ 1 непрерывного стабилизатора. Уменьше­
ние тока через РЭ 1 будет продолжаться до тех пор, пока напряже­
ние на резисторе R. не достигнет порога отпускания триггерной схе­
мы управления СУ2. После переключения СУ2 в противоположное
состояние регулирующий транзистор импульсного стабилизатора за­
кроется. За время закрытого состояния ключевого регулирующего
элемента энергия, запасенная в дросселе, будет разряжаться через
диод Д на сопротивление нагрузки R.н. Выходное напряжение ста­
билизатора будет постепенно уменьшаться.
Уменьшение выходного напряжения ·схемы через СУ 1 вызовет
увеличение тока РЭ 1 стабилизатора непрерывного действия. Напря­
жение на резисторе R. вновь начнет увеличиваться, пока не срабо­
тает схема у:правления СУ2 и РЭ2 откроется. Далее описанный выше
процесс пов11оряется.
При увеличении входного напряжения Ип увеличивается ско­
рость нарастания тока непрерывного стабилизатора, что уменьшает
время открытого состояния регулирующего транзистора импульсного
стабилизатора. В результате выходное напряжение остается не­
изменным (с определенной степенью точности). При уменьщении со­
противления нагрузки или уменьшении напряжения питания увели­
чивается скоросц, спада тока непрерывного стабилизатора, что
96


сокращает . время закрытого состояния регулирующего транзисто­
ра РЭ2.
·Ток •дросселе /11.р и ток /р.э1 состоnт из постоянных и перемен­
ных соста·вляющих, причем переменные сбставляющие токов / дР _
и /р.э 1 _ находятся в противофазе и не равны друг другу (/др->
>lp.11 _). Ток на нагрузке Rн равен сумме этих токов. Чем ближе
по значению эти составляющие, тем меньшими будут пульсации IВЫ·
ходного напряжения. Увеличению тока /р.•-• т. е. уменьшению
пульсаций, способст.вует увеличение коэффициента усиления в цепи
ООС стабилизатора непрерывно·го действия.
·В реальных схемах уровень пульсаций выходного напряжения
непрерывно-импулЬ'сных стабилизаторов соизмерим с уровнем пуль­
саций выходного напряжения стабилизаторав с непрерыв·ным регу­
лированием.
Среднее значение тока РЭ 1 непрерывмого •стабилизатора зависит
от напряжений срабатывания триггерной схемы СУ2 и •не зависит
от •nитающего нашряжения Uп и тока наrрузки lн. Пороговые зна·
чения напряжения срабатывания выбираются такими, чтобы среднее
значение така РЭ 1 было ·во много раз меньше среднего значения
тока дросселя.
Таким •образом, основная •мощность от источника в •нагрузку пе­
редается импульсным стабилизатором, мощность ·непрерывного ста­
билизатора сравнительно небольшая и потери в РЭ1 малы. Отсюда
следует, что к. п. д. непрерывно-импу_льсного стабилизатора близок
к значению к. п. д. импульсно110 стабилизатора.
•-3. Схемw уnра1nени. нмnуnьсных ста6нnнэаторо1 наnр•женн•
IB импульсных стабилизаторах напряжения nрерывистый харак­
тер ре11улирования обеспечивается ~схемой управления. Модулятор
импульсов этой схемы преобразует сигнал рассогласования между
выходным напряжением ИОН (или его частью) и ·опорным напряже­
нием в последовательность импульсов с изменяющимися ·временными
параметрами, которые затем ·воздействуют на регулирующий эле­
мент.
в иен с широтно-импульсной модуляцией частота следования
ИМlпульсов управления 1рег.улирующим элементом постоянна, а изме­
няется их относительная длителЬ'ность т:= tотк/Тк в зависимости от
ампл·итуды сигнала рассогласо·вания. Изменение длительности
импульсов может быть осуществлено за счет изменения режима ра­
боты некоторых симметричных автоколебателыных схем {например,
мультивибраторов). Широтно•импульс-ная модуляция может быть
также получена сложением 1в модуляторе постоянного напряжения
с напряжением пилообразной формы, одно из которых несет инфор­
мацию о выходном ·напряжении ИОН, а другое является опорным.
На входе схемы управления РЭ с •ШИМ обычно имеется усили­
тель постоянного тока, усиливающий сигнал рассогласования. В за­
висимости от формы пилообразного напряжения в процессе регу­
лирования может изменяться задний (рис. •4-15,а), передний
(рис. 4-15,б) ипи оба фронта импульсов (рис. 4Jli,в).
Обозначения на рис. 4-15: Иупт - сигнал рассогласования на
входе усилителя постоянного тока; Иrпн - напряжение, снимаемое
с выхода генератора пилообразного напряжения; Ишим - выходное
97


напряжение СУ с ШИМ. На рис. 4-1'5,г приведены временные диа­
граммы напряжений для случая, когда широтно-импульсная модуля­
ция осуществляется за ,счет изменения амплитуды пилообразного на­
пряжения при неизменном опорном напряжении.
Сигнал рассогласова'ния может также воздействовать на ско­
рость изменения пилообразного напряжения. Во всех этих случаях
чувс1'вительность схем с ШИМ будет тем выше, чем меньше ампли­
туда пилообразного напряжения. Схемы с ШИМ достаточно про­
стые, быстродействующие, однако требуют задающего генератора
для формирования напряжения пилообразной формы.
Рабочие свойства модуляторов длительности в ИСН с ШИМ
оцениваются по их характеристикам «вход-выход» •=q>(Uy). По
ним можно определить диапазон изменения относительной длитель­
ности импульсов, коэффициенты усиJJения модулятора по напряже-
нию Ku='t"Uв}Uy И току Kr=Т:lн/ly.
_
Характеристика т:=q>{Uy) при управлении отпиранием регули­
рующего транзистора имеет вид, представленный на рис. 4-16,а,
а при управлении запиранием - на рис. 4 -16,6. У обоих характери­
стик имеется ярко выраженный участок насыщения, на котором про­
цессы регулирования невозможны. Таким образом, ИСН представ­
ляет собой нелинейную систему автоматического регулирования.
При выборе типа и схемы модуля'I'ора для ИСН с ШИМ сле­
дует учитывать простоту и надежность схемы управления, отсутст­
вие влияния внешних факторов на характеристики модулятора,
l!ynт
lf!lf/T
lfгпт
Тlглн
lf1yqr
а
а
U2упт
t
t
/)
а
т.к
а)
fi)
Т!ynr
lfупт lfrп11
l!rлт
lf tYПT
-Uгупт
а
t
а
t
t
а
t
а
Тк
б)
Тк
2)
Рис. 4-15.
98


Рис. 4-16 .
удобство суммирования сигналов на входе и пр. Рассмотрим не­
сколько основных 'Схем широтно-импульсных модуляторов.
Изменение относительной длительности импульсов выходного на­
пряжения упраrвляемого симметриrчного мультивибратора (рис. 4-17)
осуществляется включением регулируемых сопротивлений в цепи
разряда конденсаторов С1 и С2• Роль разрядных резисторов выпол­
няют транзисторы Тз и Т4 балансного усилителя постоянного тока.
При открытом транзисторе Т1 конденсатор С2 заряжается через R4
до напряжения [JИТания Ип. Транзистор Т2 остается в закрытом со­
стоянии за счет напряжения на С1 до тех пор, пока С1 полностью
не разрядится через транзистор Тз. Скорость разряда зависит от
коллекторного тока транзистора Тз, а он, в свою очередь, опреде­
ляе'!'СЯ амплитудой сигнала ра,ссогласования между опорным напря­
жением, снимаемым со стабилитрона д1, и частью 'выходного напря­
жения на R5• Когда потенциал базы транзистора Т2 станет равным
нулю, произойдет перек.~хючение схемы: транзистор Т2 откроется,
а Т1 за~роется.
1В схеме широтно-импульоного модулятора, приведенной на
рис. 14"1'8,а, частота коммутации задается напряжением rпрямоуголь­
ной формы инвертора И. На выходе стабилизатора имеется обычная
однокаскадная ,схема усилителя постоянного тока на транзисторе Т2
с источником опорного напряжения в эмиттерной цепи (стаби:rштрон
Де). Усиленный сигнал рассогласования с резистора Rв поступает на
:вход 'Схемы сра1внения (1'ранзистор Т 1 ). На вход этого же транзисто­
ра подается пилообразное напряжение, формируемое из прямоуголь­
ного напряжения дифференцирующей цепочкой С1, Rз, R4. С по­
мощью выпрямительного моста (Д1-Д4) продифференцированное
переменное напряжение пре­
вращается в однополярное пи­
лообрш!!Ное нацряжение (см.
рис. 4-15,а) с часто11ой, вдвое
большей рабочей частоты ин­
вертора.
В схеме рис. 4-18,б пи-
ifп
лообразное на:nряжение фор­
МJiiруется из напряжения пря­
моугольной формы инвертора
цепочкой С1, Rз. На выхо-
де мостового выпр,,ямителя
+
(Д1-Д4) возникают Од'НО-
полярные пилообразные им-
Рис. 4-17.
99


а)
о)
Рис. 4-18 .
др,
rn w;
и
~
"
Ш2
Р·ис. 4-19.
100
иен
Тр
и


пульсы удвоенно!~ частоты. На вход транзистора f 1 сх~мы
сра1в1нения поступают опорное напряжение И ст и ~сигнал рас­
согласования в ·виде изменяющегося по ам,плитуде пилообразного
напряжения (см. рис. 4-16,г). Чувс11вительно·сть этом схемы модуля­
тора значительно ниже, чем предыдущей. Для повышения чувстви·
тел11ности модулятора необходимо уменьшать амплитуду перемеНifОЙ
составляющей пилообразного напряжения. Потенциометр Rз обеспе­
чивает регулировку выходного напряжения иен.
При частотах коммутацИ'и не выше 1~5 кГц в качестве моду­
ляторов ширины импульсов используются магнитные усилители. Пол­
ная схема ИСН с магнитным усилителем приведена на рис. 4-19. На
вход со·ставного транзистора Т 1 , Т2 поступают одновреме·нно два
сигнала: открывающее напряжение, снимаемое с диодов Д 1 -Д3, и
импульсы закрЬ!iвающего напряжения с обмоток трансформатора Тр
инвертора через рабочие обмотки магнитного усилителя Wp1 и Wp2.
Последние модулируют сиРнал по длительности за счет изменения
тока в управляющей обмотке w1 магнитного усилителя. Последо·ва­
тельно с обмоткой в·ключены стабилитроны Д9 и Д10 и термокомпен­
сирующий диод дs. Обмотка смещения питаегся стабильным напря­
жением со стабилитрона д11.
В двухпозиционных нмпульсных стабилиза'I'орах •напряжения по­
стоянного тока в качестве релейного элемента схемы управления
обычно используется несимметричный триггер с эмиттерной связью
(триггер Шмитта). Схема его приведена на рис. 4-20. Триггер мо­
жет находиться в одном из двух устойчивых состояний: в первом -
транзистор Т 1 закрыт, а Т2 открыт и насыщен; во втором - наобо­
рот. Переход триггера из одного состояния в другое происходит при
воздейс11вии на базу транзистора Т1 управляющего наnряжения И".
Бели U1 превосходит некоторое пороговое напряжение отпирания
Иср.аб (см. рис. 4-3), то триггер срабатывает (транзистор Т1 откры­
ваегся, а Т2 закрывается). При уменьшении управляющего напряже­
ния ниже Д;ругого порогового значения - напряжения отпускания
И отп - происходит возврат триггера в первоначальное положение.
Интервал между этими напряжениями характеризует зону нечув­
ствительности релейного элемента. Выходной сигнал, используе­
мый для управления регулирующим элементом стабилизатора,
снимается с кою1ектора транзистора Т2. Для надежного закры­
вания транзистора Т2 сопротивление резистора R6 должно выби­
раться из условия
R ,,;:::
R,Ивых
8 ~ (Rз+R,) lкэ1
Рис. 4-20.
101


Резистор R5 обеспечивает режим 'насыщения транзистора Т2 И
выбирается из условия
Для увеличения быстродействия триггера параллельно резистору
R5 включают конденсатор С 1 • Напряжения срабатывания и отпуска­
ния триггера определяются следующими пряближенными фор­
мулами:
Рассмотренные выше схемы управления импульсных стабилиза­
торов, выполненные на базе мультивибраторов, несимметричных
триггеров и т. п., являются сравнительно маломощными. При их
использовании регулирующий транзистор приходится выполнять со­
ставным, для его за~рывания обычно требуется дополнительный
источник напряжения - все это приводит к усложнению схемы ста­
билизатора.
В релейных импульсных стабилизаторах с насыщающимся
трансформатором '(рис. 4-' 21) схемы управления оказываются значи­
тельно проще. Подобные стабилизаторы являются а'втоколебатель­
ными, причем регулирующий транзистор обычно является активным
элементом, с помощью которого создается процесс автоколебаний.
Сердечник насыщающегося трансформатора выполняется из магнит­
ного материала ,с прямоугольной петлей гистерезиса.
Делитель напряжения, состоящий из резисторов R1 и R2, способ­
ствует началу автоколебательного процесса при включении напряже­
ния питания. Регулирующий транзистор Т открывается и входит
в режим насыщения благодаря положительной ОС через обмотку
w2 трансформатора Тр. Транзистор Т будет открыт до тех пор, пока
не наступит насыщение сердечника трансформатора. После этого
произойдет лавинообразный процесс закрывания регулирующего
транзистора. Для перемагничивания трансформатора Тр в противо­
r
..!L
+
Рис. 4-21 .
102
l!tf
Rн
+
ноложное состояiНие iНеобхо­
д'ИМ источник уп;равляющего
напряжения Uy. Время 011к,ры­
того и зак,рытою состояний
регулирующего
транзистора
можно определить из выраже­
ний
2w1B8Qc
fоткр= Ип-Иу
2w1B8Qc
fsaкp = Иу


ТО"fность стабилизации выходного напряжения Ин зависит от
точности поддержания уровня управляющего напряжения Иу.
!Практические схемы импульсных стабилизаторов напряжен·ия по­
стоянного тока можн·о найти в UI6].
4-4 . Пример расчета силовой части имnупьсно~о стабилизатора
напряжения
Пусть в ·качестве искомой выбрана схема силовой части импульс­
ного ста-билизатора, приведенная на рис. '1-2'2.
Да •но: выходное напряжение Ин= 1 12 В; ток нагрузки lн=
=11 А; переменная составляющая выходного напряжения Ин_ =
=01! В; нестабильность •выходного напряжения не более бИн=
=1±'2% при изменении напряжения первичной сети на ±20%.
:Расчет произ1водится в следующей последовательности.
IB качестве •способа регулирования выбираем широтно-импульс­
ную модуляцию. Частоту переключения Т 1 и Т2 следует выбирать
в пределах от 1 до 20 кГц в зависимости от частотных свойств
электрорадиоэлементов. Выбираем f к ='5 юГц.
ll. Для определения минимально необходимого напряжения на
входе стабилизатора Ип.мин задаемся падением напряжения на
обмотках дросселей фильтров др1, Др2 и транзисторе Т1. Обычно
такое напряжение ·не превышает .ЛИдр=З-+-6 В в зависимости от со­
противления обмоток, типа и количества транзисторов. Тогда при
ЛИдр=4 в Ип.мин=Ин+ЛИдр=l2+4=16 В.
!2. Номинальное и максимальное напряжения на входе ИСН
ра1вны:
Ип м1m
ип = --" -'-='=--
iШп
l ---т50
16
20 =20В;
I-100
( оИп)
(
20)
Ип.макс= 1+lOO Ип= 1+160"" 20 = 24 В.
Рис. 4-22.
103


З. Минимальное и ма~симальное зна'!ения относительной дли·
тельности ИМ'Пульсов равны:
Ин 12
'tмакс =и---= 16 = 0,75;
п. МJ!Н
Ин 12
t,\Ш!f =и-- ==24 = 0,5.
п.макс
14. Для расчета элементов сглаживающего фильтра стабилизато·
ра Др и С2 определяем произ.ведение их индуктивности и емкости:
24· 0,5 (1 - 0,5)
8·25·106 ·0,1
= 3·10 -? с2•
1.5. Индуктивность дросселя L 2 должна быть достаточно велика,
чтобы обеспечить режим непрерывного тока в дросселе:
Ип.макс'tмвн (1 -"Смпн) _ 24 · 0,5 (1 - 0,5)
L2мин>
2i-;;f_к_____ 2.1,о.5.1оз = О,6· 10-з Гн.
Выбираем дроссель с L2 =(2-3) L2 мии=3·0,6°10- 3 =1,8· 1О- 3 Гн,
6. Находим емкость конденсатора С2 фильтра:
Емкость конденсатора С2 фильтра также следует увеличить
в 2-3 раза по сравнению с его номинальным значением. Это связа­
но 'с тем, что при увеличении частоты пульсац_ий, понижения рабочей
температуры номинальная емкость конденсатора падает. В качестве
конденсатора фильтра целесообразно выбрать малогабаритный
электролитический конденсатор типа ~50-1'6.
7. Максимальные пределы изменения тока в дросселе фильтра
'8. Максимальн~ и минимально возможные значения тока, прохо­
дящего через регулирующий транзистор Т 1 , блокирующий диод дs
и дроссель фильтра Др2:
дlr2
0,66
lmкi = [mд5 = [L2макс = fи +-2 - = 1+-2 -=1,33 А;
дlr 2
0,66
fюмин = 1д5"11Н=1L2мин = lи -
-2-=1-
-2- = 0,67 А.
9. По значениям fк = 5 кГц; umKЭI = ИП.'1Зкс=24 В; !тю=
=1,33 А выбираем тип регулирующего транзистора - П605 с пара­
метрами: lк макс = 1,5 А; Икэмакс = 40 В; h219 = 20 -7 60.
10. По значениям lmдs = 1,33 А; Итобр = Ип.макс = 24 В;
/;11; 50 ,=/•(l-'t11ии)=11(1-0,5)=0,'5 А ~выбираем тип диода дs­
tД213А с параметрами: Иобр моис=200 В; lпр.м•кс=·lО А; f>1a!!c=
=1100 кГц.
104


11. Требуемый ток базы транзистор1:1
/ mКI
1,33
/ БI = h-- =20::;::: 0,066 А.
21 Э!мин
12. По значениям коллекторного тока транзистора Т2 , равного
lml<.2 = lщ = 0,066 А, и напряжения. Ик.э2 = Ип.макс + 2Ипр = 24 +
+ 2·1 = 26 В выбираем в качестве Т2 транзистор типа К.Т315В с па­
раметрами: Ик.эмакс = 40 В; lк макс= 100 мА; h218 = 20 + 90.
"13. Требуемый ток базы транзистора Т2
/ mК.2
66
/Б2=h
20 ::;::: 3 мА.
21Э2мин
14. Сопротивление резистора R1, обеспечивающее насыЩение
транз'l!,сторов Т1 и Т2,
Ип.мви _ 16
Ri=~- 0, 003 =5,1 кОм.
15, Максимальная мощность, рассеиваемая в резисторе R1 ,
и2п.макс_ 242
-а
Рю=~- 5 , 1 • 10а ~113·10 _Вт.
116. Источник запирающего смещения должен иметь напряжение
не менее Иза11=4Ипр+ЛИс. 1 =4·1,О+l,0='5 В. Ток, ·потребляемый
от источника при запирании регулирующего составного транзистора,
lзап~fв2 =0,003 А.
rЛAIA ПЯТАЯ
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
5-1 . Параметрические стабилнэаторw наnр•жени•
nеременноrо тока
При питании радиоэлектронной аппаратуры от сети переменного
тока часто возникает необход'l!мость стабилизации напряжения пере­
менного тока, ,причем широкое применение получили параметриче­
ские стабилизаторы как более простые, надежные и дешевые устрой·
ства вторичного электропитания.
iВ радиолюбительской практике находят применение маломощ­
ные стабилизаторы ~напряжения переменного тока на кремниевых
и
д,
дz
а)
о)
Р·ис. 5-1 .
105


Рис. 5-2.
стабилитронах. Простейшая
схема подобного - ста,билиза­
rора nри,ведена на рис. 5-1,а.
Напряжение сети через тра'НС-
Ию: форматор Тр поступает на це­
почку, оостоящую из балла,ст­
ного резистора Rбп и в1сТ!реЧ­
но 1В1ключенных стабшLит,ронов
Rн
д1, Д2, параллельно которым
под1ключено сопроти,влеш~е на­
грузки Ru. Балластное сооро­
тивление Rбп может быть не
толыш активным резистором,
но 1в общем случае иметь индуктит1ый или емкостный характер.
Форма напряжения на обмотке w2 трансформатора и на сопро­
тивлении нагрузки rприведена на рис. 5-1,6. Каждая полуволна пере­
менного напряжения ограничивается на ,уровне U'ст+1U"пр (или
U"~т+U'пр), где U'ст, U"ст -прямое падение напряжения на
стабилитронах Д 1 и Д2, в результате чего на выходе стабилиза­
тора получается напряжение трапецеидальной формы. При изме­
нении входного напряжения амплитудное значение напряжения
Uп.с остается постоянным, а действующее значение несколько изме­
няется за счет изменения площади трапеции. Коэффициент стабили­
зации такой схемы не превышает пяти.
ДJiя получения более высокой степени стабилизации среднего
или действующего значения выходного напряжения целесообразно
ввести ·в цепь нагрузки дополнительную компенсирующую э. д. с"
которая изменяется пропорционально входному питающему напря­
жению и ~направлена встречно 'Стабилизируемому напряжению (т. е.
сдвинута по фазе на 1180° относительно ·выходного напряжения).
Подабная схема приведена на рис. 5-2, компенсирующее напря­
жение Ии.о подается в нагрузку с части вторичной обмотки Wк.о
трансформатора ,питания. Это напряжение может поступать в схему
стабилизатора и через отдельный маломощный трансформатор. Ком­
пенсирующее напряжение для получения выходного напряжения со
стабильным действующим значением приближенно может быть опре­
делено из соотношения
U2дefiC1'B
Ик.о=:::: Ист -ди- при Uст~Uпр•
2
где U2действ - действующее значение напряжения на ()бмотке W2
трансформатора питания Тр; ЛU2 - возможное изменение этого на­
пряжения.
Амплитуда переменного тока, протекающего через стабилитро­
ны, определяется из выражения
Um2-Ucт
lст.в = Rм.
•
где Uт 2 - амплитуда напряжения на вторичной обмотке W2 транс­
форматора Тр.
Если сопротивление нагрузки Rп сравнительно не,велико, то не­
обходимо учятывать падение напряжения на балластном резисторе
Rбп и вместо значения U2 подставить напряжение
,
U
Rн
U2= z Rбл+ Rи'
106


Zол
а)
о)
Рис. 5-3 .
Схемы, приведенные на рис. 5-11,а 'И 5-2, имеют сущес11венный
недостаток, заключающийся в том, что из-за возможного разброса
напряжений стабилизации встречно включенных стабилитронов в на­
грузке может быть постоянная ·составляющая тока, что не всегда
является приемлемым. Кроме того, ПР'И индуктивном или активном
балластном сопротивлении постоянная составляющая тока может
выз,вать подмаrничивание сердечника питающего трансформатора,
что приведет к искажению формы кривой питающего напряжения и
уменьшению к. п. д. стабилизатора.
Эти недостатки меньше заметны 1в схеме стабилизатора
(рис. 5-3,а), где вместо встречно включенных стабилитронов приме­
нена выпрямительная мостовая схема на диодах д1, д2, Д4 и дs.
В одну из диагоналей моста (по постоянному току) включен крем­
ниевый стабилитрон Д3, в другую - сопротивление нагрузки Rн. При
выборе напряжения стабилизации дз из условия Ист» Ипр разброс
параметров диодов мостовой схемы практически не сказывается на
симметрии амплитуд 1полуволн выходного напряжения.
Доло.mнительным,и пvеиму­
ществами схемы стабилизато-
ра я,вляются хорошая темпе­
рату,рная компенсация напря­
жения стабилизации (~двумя
последователыно включенными
д;ио.дами) и возможность под­
ключения 11ранзистора в каче­
с11ве усилителя тока стабили­
зации ~кремниевого 1стабили­
трсща. Последнее поз1воляет
увеличить выходную мощность
параме11ричеоко,го стабилиза­
тора (рис. 5-3,6). В качестве
баллас11ного
соп·ро11и-вления
может быть ИСПОЛЬЗОIВ3JНО как
активное, так и реактивное со­
противление Zбл· В [13] про­
веден анализ работы подобных
схем стабилизаторов и пока­
зано, что схемы с реактив-
Тр
Рис. 5-4 .
107


Uп.с
о
а)
б)
Рис. 5-5 .
ным балласт11ым сопротивлением обеспечивают более высокие
к. п. д. и коэффициент стабилизации, чем схемы с а•ктив­
ным Rбп·
Параме'!'рические схемы стабилизации напряжения переменного
т,ока позволяют выполнять источники вторичного электропитания
с несколькими гальванически развязанными выходными цепями 'Как
постоянного, так и ·переменного тока (рис. 5-4). Балластное сопро­
тивление Zбп в этой схеме включено последовательно с первичной
обмоткой трансформатора питания w 1, а кремниевый стабилитрон
дз - в диагональ постоянного тока мостового .выпрямителя д1-д5 .
На этом же траноформаторе Тр имеются обмотки w3 и w~. обра­
зующие выходные цепи постоянного и переменного тока, гальваниче­
ски •развязанные одна от другой. Подобные схемы с трансформацией
выходного напряжения .позволяют легко согласовать напряжение
крем,ниевого стабилитрона с требуемым напряжением на ·нагрузке.
Параметрические стабилизаторы напряжения переменного тока
могут быть выполнены и на другом нелинейном элементе - дросселе
насыщения, являющемся стабилизатором среднего значения напря­
жения на обмотке.
Среди многочисленных разновидностей электромагнитных ста­
билизаторов напряжения переменного тока условно различают ста­
билизаторы с насыщающимися дросселями или трансформаторами,
феррорезонансные, с магнитными усилителями. Все они отличаются
большой простотой, высокой надежностью, стойкостью к механиче­
ским воздействиям и перегрузкам, сравнительно низкой стоимостью.
Простейшая схема ·стабилизатора с дросселем насыщения приве­
дена на рис. 5-'5,а. Она состоит из линейного дросселя Др 1 и нели­
нейного дросселя Др2 с насыщающимся сердечником. Параллельно
нелинейному дросселю включено сопротивление нагрузки Rн. Напря­
жение rгитающей сети ·переменного тока Ип,с распр<щеляется между
обмотками обоих дросселей, На рис. 5-15,6 предстамены эольт­
амперные характеристики ненасыщенного (кривап !) и насЫщающе­
гося (кривап 2) др0сселей, а также их суммарная характеристика
(кривая 3).
Если питающее напряжение изменяется в процессе работы на
ЛИп.с (точки А и В на кривой 3), то на характеристике дросселя
Др2 (кривая 2) можно определить пределы изменения выходного на­
пряжения ЛЛп,с (точки А' и В') -эти изменения оказываются зна­
чительно меньшими, чем ЛИп с. Коэффициент стабилизации схемы
в данном случае невысок и завис11 г от степена насыщения сердечни­
ка и его !'.!агнитных сnойств,
108


~Вместо линейного дросселя в схеме на р·ис. б-б,а может быть
включен активный балластный ~резистор. Схема при этом упрощается
однако ее к. п. д. и стабильность ~выходного напряжения оказывают­
ся намного ниже, чем у схемы с дросселем.
Дроссель насыщения может быть включен последовательно
с первичной ·обмоткой трансформатора. 1В этом случае он работает
как ключевой элемент, регулирующий напряжение за счет изменения
длительности открыт.ого состояния при постоянной частоте коммута­
ции, равной частоте питающей сети. Длительность открытого состоя­
ния ключевого элемента определяется временем намагничивания
сердечника этого дросселя ·от начального состояния до насыщения.
Начальное состояние дросселя может быть за1ранее задано дополни­
тельной обмоткой смещения, через которую проходит постоян­
ный ток.
Параметрические стабилизаторы напряжения .ттеременного тока
с дросселями насыщения применяются сра1внительно редко из-за
ряда свойственных им недостатков: сильной зависимости выходного
напряжения от характера нагрузки и частоты питающего напряже­
ния переменного тока, отличия формы выходного напряжения от
формы напряжения первичной сети, невыоокого к. п. д. ·(около 40-
60%) и низкого коэффициента мощности (cos !р=О,6+0,75).
Характеристики электромагнитных стабилизаторов можно улуч­
шить, если использовать резонанс тока. Для этого -в схеме на
рис. б-5,а необходимо па·раллельно насыщающемуся ~дросселю Др 2
включить хонденсатор С (рис. 5-'6,а). Индухтивность дросселя Др 2
и емкость конденсатора С образуют ,параллельный !Колебательный
контур. При настройке его в резонанс с частотой питающей сети
Рис. 5-7.
109


l'·
Сх
Lк
Ulf.C
~r.,
Rн
Rн
а)
о)
D)
Рис. 5-8 .
в обмотке создается ток намагничивания, в Q раз больший тока,
потребляемого от сети (Q - добротность резонансного контура).
Благодаря этому улучшается коэффициент мощности и повышается
к. п. д. ·стабилизатора.
Вольт-амперные характеристики ненасыщенного дросселя Др1
(1), колебательного контура (2) и суммарная (3) приведены на
рис. б-'6,6. Результирующий ток .в резонансном контуре равен гео­
метрической сумме токов индуктивности 1L 1и емкости 1с, т.е. lp =
=1 L-1 с. Точка Д соответствует резонансу, где результирующий
ток равен нулю. Устойчивая работа стабилизатора возможна лишь
в области, находящейся справа от точки Д. Левее точки Д на
вольт-амперной характеристике имеется участок ·С отрицательным
сопротивлением, вызывающий срыв режима стабилизацюr. Поскольку
напряжение U2 не является строго постоянным, то можно на дрос­
селе Др 1 разместить компенсирующую обмотку Wк о. которую вклю­
чают встречно с И2 в цепь нагрузки. Этим можно значительно уве­
личить коэффициент стабилизации схемы.
Феррорезонансные стабилизаторы напряжения переменного тока
очень чувствительны к изменениям частоты питающей сети: при уве­
личении частоты сети на 1-~2% выходное напряжение увеличивается
на 2-3,15%, при уменьшении частоты - понижается. Практические
схемы феррорезонансных стабилизаторов приведены на рис. Б-7,а, б.
В ·схемах используется автотрансформаторное включение резонанс­
ного контура, что в ряде случаев позволяет уменьшить необходимую
емкость конденсатора. Обычно такое включение применяется при
больших выходных мощностях стабилизатора, когда оказывается за­
труднительно изготовить мощный дроссель с большой индуктив­
ностью. В схеме рис. 5-7,6 использует­
ся трансформаторное включение обмо­
ток, позволяющее весьма просто полу­
чить любое ,выходное напряжение при
Ине соо11ветс'l1вующем выборе коэффициен­
Rн та трансформации.
'>----------+ --< .'
ДJ1Я улучшения фор.мы выхо1дного
110
наЩ\ЯЖРния феррорезонаноных стаби­
лизаторов
включают высшие
гар-
Рис. 5-9 .
моничеокие составляющие при помо-


а)
Рис. 5-10.
IIЩ конту,ров, настроенных в резонанс с частотой соответ,ствую­
щей гармоники. В схеме рис. 15-8,а последовательные резонансные
контуры для третьей (L1, С1) и пятой (L2, С2) гармоник включены
параллельно основному резонансному контуру и на резонансной ча­
стоте этих гармоник закорачивают обмотку w 1 трансформатора Тр.
Можно включать последовательный резонансный контур Lи, Ск, на­
строенный на частоту основной гармоники, последовательно с на­
грузкой (рис. 15-8,б) или параллельный резонансный контур Lк, Ск,
настроенный на частоту соответствующей высшей гармоники, после­
довательно с сопротивлением нагрузки Ra (рис. 5-8,в).
В схеме стабилизатора, приведенной на рис. 5-9, высшие гармо­
ники напряжения осJiабляются цепочкой ООС, состоящей из обмот­
ки w 2 трансформатора Тр и конденсатора С2. Обмотка W2 может
одновременно выполнять функции компенсирующей обмотки.
Для питания маJiомощной РЭА применяются также феррорезо­
нансные стабилизаторы напряжения переменного тока с 'резонансом
напряжений. Простейшая схема такого стабиJiизатора с насыщенным
дросселем приведена на рис. 5-10,а. Если предположить, что сопро­
тивление нагрузки стабилизатора намного больше, чем реактивное
сопротивление дросселя Др, то посJiедовательный резонансный кон­
тур L, С можно считать почти ненагруженным и процессы в нем
описывать при помощи вольт-амперных характеристик, приведенных
на рис. 5-1 О,б. Вольт-амперная характеристика дросселя - нелиней­
ная (кривая 2). У конденсатора при настройке контура 1в резонанс
(с обратным зна~юм) - Линейная (кривая 1). Кривая 3 является
суммарной характеристикой схемы. При увеличении питающего на­
пряжения основная его часть падает на конденсаторе С и лишь не­
большая - на дросселе Др. Стабилизаторы с насыщенным дросселем
применяются реже, чем с насыщен-
ным 'I'ранаформато:ром, причем по-
сле)J)ний обычно имеет несиммет,рич- ~
ный маnнитопровод.
Феррорезонэшсные стабилизато­
ры с резонансом напряжения обла­
дают теми же недостатками, что и
стабилизаторы с резона~нсом тока.
Рассмо11рим пример расче-
т а стабилизатора нацряжения пе­
ременного тока с резонансом тока
(рис. 5-11). Такой стабилизатор
l!л.с
ф
~с lfнc
Ы2
!
~н
w, ~'
Рис. 5-11.
111


может поддерживать напряжение на нагрузке с точностью до ± 1%
прп изменении питающего напряжения на ±'20%.
Исходными данными для расчета являются: Ии.е - напряжение
питающей сети, В; Ии.с - выходное напряжение стабилизатора, В;
1и - ток нагрузки, А; f с - частота питающего наnряжения, Гц;
Рв - выходная мощность стабилизатора, Вт.
Расчет производится в следующей последовательности:
·I. Сечение сердечника дросселя Qc, см 2, выбирается по формуле
./ (2+3)Рн
Qc = 700 J' fcBsi"Г/дplO' '
где В, - индукция насыщения для выбранного магнитного материа­
ла, Т; j - допустимая плотность тока в обмотках, А/мм 2 (обычно
значен.ие j выбирают в пределах 2-4 А/мм 2, причем меньшее значе­
ние соо11ветст.вует большей выходной мощности стабилизатора);
'У).цр - к. п. д. дросселя ('У).цр = 0,8+0,9).
Выбрав тип сердечн·ика, необходимо найти среднюю длину маг·
нитной силовой линии сердечника lc, см.
'2. Емкость конденсатора С при выходной мощности стабилиза·
тора до 1100 В ·А выбирается не менее 4-6 мкФ, а при мощности от
100 до 250 В ·А- не менее 8 мкФ. Применять следует только бу·
мажные или металлобумажные конденсаторы. Электролитические
конденсаторы применять нельзя.
3. Общее число витков дросселя Др2
3·106 ./--Т:­
w = /;-- У tJ-CQc'
где μ.-магнитная проницаемость материала сердечника при .вы·
бранном значении магнитной индукции.
4. Числа витков обмоток дросселя Др2:
13,БИп.с
22,5 (Ин.с - 0,6Ип.с)
W1- fQВ 102; W2=
fQВ
102;
-
ccs
ccs
W3= w-(w1+w2).
'5. Диаметры проводов обмоток дросселя Др2 (без изоля-
ции), мм:
.
dw,=l,БYiн; dw,=l,27Vlн; dw 3 =1,13 'VI;;
6. Рабочее напряжение на конденсаторе, В:
w
Ис~ 1,6Ин.с w, + W2 •
7. Диаметр провода основной .об~отки Wоси дросселя др1, мм
(без изоляции)
ур;
d =1,8 и-·
WOCH
П.С
8. Произведение площади окна Qок на площадь сечения сердеч­
ника дросселя Др1 Qc, см~:
О,36Ип.с (d'wocн)Z
QOКQC =
~в
102,
/СS
rде d' Wocll - диаметр провода с изоляцией.
112


По этому nроизведению выбираем тип магнитопровода li мате­
риал сердечника для дросселя Др 1 (так же, как и для силовых
трансформаторов).
9. Число ~витков основной обмотки дросселя
!8Uп.с
Wосн=fQВ 102
ссs
10. Число витков компенсационной об.мотки дросселя
Ин.с
Wк.о = О,2Wосн Uп.с
11. Диаметр провода компенсационной обмотки дросселя Др" ММ
(без изоляции) dw = 0,8 По.
к.о
Сердечник дросселя Др1 собирается с немагнитным зазором -
полоской картона толщиной 1,5-•2 мм. Настройку контура в резо­
нанс с частотой сети f с можно лроизво;:щть (только в сторону по­
нижения частоты контура) добавочными ~конденсаторами, подклю­
чаемыми параллельно основному конденсатору.
5-1 . Компенсационные маrнитные и попупро•оАНИковые
стабиnиэаторы наnр•жени• переменноrо тока
Компенсационные стабилизаторы напряжения переменного тока
работают обычно от промышленной сети переменного тока синусои­
дальной формы. В некоторых схемах стабилизированных источников
вторичного электропитания подобные стабилизаторы подключаются
к выходу вь1сокочастотного инвертора с прямоугольной формой на­
пряжения.
В зависимости от тила регулирующего элемента различают маг­
нитные, полупроводниковые (тиристорные, транзистор:ные и пр.) и
магнитно-полупроводниковые стабилизаторы напряжения переменно­
го тока. Магнитные и тиристорные регулирующие элементы, рабо­
тающие .в режиме переключения, позволяют создавать мощные и
высо1юэффективные стабилизирующие устройства. Однако им свой­
ствен весьма существенный недостаток - стабилизированное выход­
ное напряжение имеет искаженную форму, силнно отличающуюся от
формы питающего напряжения. Для ряда радиоэлектронных
устройств такая форма напряжения недопустима. Подключение к вы-
t)
Рис. 5-12.
113


iоду стабилизатора фильтра, выделяющего первую гармонику ~~ьt­
ходного напряжения, при·водит к увеличению массы и объема вто­
рич·ного источника, снижению его к. п. д.
Неискаженную форму выходного напряжения переменного тока
можно получить от стабилизатора в том случае, если его регулирую­
щий элемент выполнить на транзисторах, работающих в режиме
усиления (аналогично режиму работы в стабилизаторах на·пряжения
постоянного тока с непрерывным регулированием), и аэключить его
последовательно с сопротивлением нагрузки. Подобные ·схемы тран­
зисторных регулирующих элементов приведены на рис. 5-12 . Цепи
ООС на этом и последующих рисунках не показаны.
Регулирующий элемент на рис. 5-'1'2,а выполнен на двух бипо­
лярных транзисторах Т1 и Т2 и двух диодах Д1 и Д2, включенных
встречно параJ1J1елыно. Ток нагрузки в течение половины периода
протекает через один из транзисторов 1и включенный последователь­
но с ним диод (например, Т1 и Д1 ). Во второй цепи в это' время
тока нет, так как диод Д2 закрыт. В следующий полупериод откры­
ваются транзистор Т2 и ди·од Д2, а диод Д1 закры•вается. Каждый
из проводящих транзисторов поочередно представляет собой регули­
руемое активное сопротивление, на котором происходит падение
части напряжения питания.
Схема управления транзисторами СУ может быть выполнена
так же, как у стабилизаторов напряжения постоянного тока с не­
прерывным регулированием, только на входе измерительного эле­
мента следует включить схему выпрямления. Недостатком регу­
лирующего элемента, приведенного на рис. 5-12,а, является необхо­
димость двух схем управления с гальванически раз1вязанными вы­
ходами.
Значительно чаще применяется регулирующий элемент, выпол­
ненный на двух последовательно и встречно включенных транзисто­
рах Т1 и Т2 (рис. 5-12,б). Каждый из транзисторов шунт.ирован
обратно включенным мощным диодом, соответственно рассчитанным
на прохождение полного тока нагрузки в течение половины периода.
Схема управления для этого регулирующего элемента значительно
проще, чем для предыдущего, так как ее выходы имеют общий
провод.
Регулирующий элемент стабилизатора, представленный на
рис. 5·12,в, •выполнен из мостовой выпрямительной схемы Д1-д1,
у которой в диагона.1ь постоянного тока включен 11ранзистор Т.
В диагональ переменного тока моста последовательно с источником
питания Ип.с включено сопротивление нагрузки Zв. Схема управле­
ния в этом случае проще (может быть полностью использован ста­
билизатор напряжения постоянного тока с непрерывным регулиро­
ванием). Недостаток схемы регулирующего элемента (рис. 5-12,в)
заключаетСJ'I •в больших потерях мощности, поскольку ток нагрузки
кроме регулирующего транзистора проходит еще через два последо­
вательно .включенных диода мостовой схемы.
Регулирующие элементы, выполненные по схемам на рис. 5-12,
не вносят искажений в форму кривой стабилизируемого напряже­
ния, 9днако к. п. д. схем такой же низкий, как и у подобных стаби­
лизаторов напряжения постоянного тока с непрерывным регулиро­
ванием.
l(омпенс"~ионные стабилизаторы напряжения переменного тока
с магнитным регулирующим элементом, ·работающим в режиме пе­
реключения, находят широкое практическое применение ·и выполня-
114


Тр
Др
Рис. 5-13.
ются на мощности от десятков вольт-ампер до сотен 1киловольт­
ампер. Применение магнитных регулирующих элементов позволяет
сущест,венно упростить схему управления стабилизатора, обеспечить
высокую надежность работы, сравнительно просто обеспечить галь­
ваническую развязку входных и .выходных цепей стабилизатора.
Применение полупроводниковых приборов в сочетании с магнитными
элементами позволяет улучшить удельные показатели 1стабилизато­
ров. В качестве магнитных элементов обычно используются управ­
ляемые дроссели насыщения, трансформаторы ~(автотрансформаторы)
с регулируемым подмагничиванием и магнитные усилители.
В простейшей схеме стабилизато·ра напряжения переменного то­
ка, приведенной на рис. '5-13,а, рабочие обмотки w'р и w"р управ­
ляемого дросселя насыщения Др включены последовательно с со­
противлением нагрузки Rн. Изменение тока в управляющей обмо'I'ке
Wy дросселя приводит к изменению момента насыщения сердечника,
т. е. изменению угла регулирования а. Таким образом происходит
поддержание постоянства напряжения на сопротивлении нагрузки.
Выходная мощи.ость такого стабилизатора ограничена, так как через
рабочие обмотки проходит полный ток нагрузки. Выходное напря­
жение в схе.ме всегда меньше напряжения питания Ип.с- Повысить
выходное напряжение можно трансформатором или автотрансформа­
тором, включенным последовательно с магнитным регулирующим
элементом (рис. 5-13,б).
Схемы стабилизаторов с управляемыми дроссеJ1ями насыщения
обеспечивают сравнительно малый коэффициент стабилизации, имеют
низкий к. п. д., большие массу и габариты, особенно при питании
от сети переменного тока промышленной частоты.
Вместо управляемого дросселя насыщения в регулирующем эле­
менте стабилизатора целесообразнее применять магнитный усилитель
(МУ). Из большого многообразия схем магнитных усилителей в ста­
билизаторах находят применение магнитные усилители с самонасы­
щением (с внутренней ОС). Наличие ОС в МУ позволяет уменьшить
его габа1риты, пОJвысить коэффициент усиления по току и мощности.
Поскольку выходным параметром МУ и биполярных транзисторов
05


ф
Рис. 5-14.
является ток, то для соедине­
ния этих элементов между со­
бой не 'Гребуется допол1Ни­
телыных согласующrих каска­
дав, а ,об,мо'тка уп,ра:вления
может в:ключаться 1непосред­
ствеано :в коллекторную цепь
транзистора. Магни11ные уси­
лители с ,само1насыщение1м хо­
рошо работают ари высоких
темпера'Гурах
оюружающей
ореды, высокий коэффициент
усиления о,бусловливает очень
малые уПiравляющие токи. ·В
авяз1и с этим их схемы управ­
ления оказы1ваю11ся сра:вни­
телыно простыми (содержат
один или два Тtранзистора) и
долж,ны ВЫПОJLНЯТЬСЯ на ~крем­
ниевых т,ранзисто·рах 'С малыми значениями обратных rколлект.ор1ных
токов. Существенным недостатком схем с МУ является их значитель­
ная инерционность, что приводит к ухудшению быстродействия ста­
билизатора напряжения. Быстродействующие магнитные усилители
отличаются от обычных МУ усложнением схемы и конструкции,
увеличением массы и объема, существенным снижением коэффициен­
та усиления по напряжению и мощности. Подобные МУ применяют­
ся главным образом в схемах управления тиристорных и 'транзистор­
ных стабилизаторов.
В качест,ве примера на рис. б-14 приведена одна из практиче­
ских схем стабилизаторов напряжения переменного така с регули­
рующим элементом, выполненным на магнитном у,силителе Др~. Ра­
бочие обмотки МУ w'Р и w"Р подключены к питающему напряже­
нию Ипс последовательно с с·опротивлением нагрузки Rи. Диоды д1
и д2 со~дают цепь внутренней ОС, обеспечwвающей самонасыще­
ние МУ.
Для того чтобы полностью использовать линейный участок
вольт-амперной характеристики ИР =ер(!у) магнитного усилителя,
вводятся дополнительная обмотка смещения Wсм и соответствующий
источник питания Ип. 1В выражении для характеристики имеем:
Ир - напряжение на рабочей обмотке МУ, !у - ток управления. Ток
смещения устанавливается резистором Rсм·
Фильтр Ф в схеме на рис. б-14 обеспечивает синусоидальную
форму выходного напряжения переменного тока. В этом случае
измерительный элемент схемы 1можно ,выполнить на дросселе насы­
щения др2. Для повыщения точности стабилизации выходного на­
пряжения этот дроссель должен иметь сердечник из магнитного ма­
териала с прямоугольной петлей гис:герезиса и обладать малым
индуктивным сопротивлением 1в области насыщения. К1роме того, зна­
чение индукции насыщения не должно зависеть от температуры
окружающей среды. Наибольшую температурную стабильность
индуыции в ,области насыщения имеют пермаллои марки 34НКМП и
37НКДП (соответст,венно 0,035-0,045 и 0,02-0,03% /0С).
Схемы стабилизаторов напряжения переменного тока с полупро­
водниковыми приборами в регулирующем элементе чрезвычайно раз­
нообразны и отличаются друг от друга типом этих приборов, схемой
116


Р·ИС. 5-15.
и местом включения регулирующего элемента, количеством регули­
рующих элементов в стабилизаторе, построением и схемами отдель­
ных узлов цепи ООС. Полу,проводюrковые схемы стабилизаторов
позволяют уменьшить инерционность регулирующего элемента до
одного периода переключения. Кроме того, полупроводниковые ста­
билизаторы напряжения переменного тока существенно меньше по
массе и габарита1м, чем схемы с магнитными усилителями.
На рис. 15-·15 предста1влены основные схемы полупроводниковых
регулирующих элементов на тиристорах: схема со встречно-парал­
лельным включением тиристоров (рис. 5-15,а), схема с одним тири­
стором, включенным в диагональ постоянного тока мостовой
выпрямительной схемы (рис. '5-115,б), и схема с встречным вклю­
чением тиристоров, шунтированных обра'I'но включенными диодами
(рис. 5-15,в). Форма выходного напряжения стабилизатор01в с по­
добными регулирующими элементами при питании от напряжения
переменного тока синусоидальной и прямоугольной формы приведена
соо1\ветственно на рис. 1-6,а 11 в.
В схеме со встречно.параллельными вентилями Д 1 и д2, приве­
денной на рис. 5-15,а, ток нагрузки проходит только в течение части
положительного для данного тиристора полупериода питающего на­
пряжения Ип.с. Схема регулирующего элемента проста, имеет наи­
меньшие габариты и массу, а также потери мощности. Однако на
тиристоры действует значительное ·обратное напряжение, а для
управления ими требуется две схемы с гальванически развязанны­
ми выходами.
В схеме Р.а рис. 15-15,б с тиристором дз в диагонали мостовой
выпрямительной схемы на диодах д1-дs ток нагрузки проходит
через тиристор Д3 каждый .полупериод. В этой схеме содержится
наибольшее число элементов, к. п. д. схемы наименьший, так как ток
проходит чере:~ три ттоследовате.тть1Jn rnЕ>.111нРнных вентиля (в один
'/JD 1---t~--ь.~1-+--1
1/-0 ~'-+--+-+--+-+-1
!,~ 1,8 2,2
Рис. 5-16.
Тр~
t=n(CJ'Jz
Unc
U11&
Sj1и, ~ ••
5)
Рис. 5-17.
117


из полупериодов через Д1, дs н дs, 1в другой-через Д2, дз и Д4).
Однако для управления тиристором требуется сравнительно простая
схема управления с одним выходом.
Регулирующий элемент, ·выполненный по схеме рис. 5-'15,в, по
своим показателям занимает промежуточное место между обоими
ра·ссмотренными выше схемами. В схемах на рис: 5-115,б, в могут
быть использованы низковольтные тиристоры, та1к как к ним прикла­
дывается очень малое обратное напряжение, равное падению напря­
жения на тиристоре п1ри протекании через него прямого тока.
'3десь необходимо отметить, что схемы регулирующих элементов
на 'I'ранзисторах, приведенные на рис. 5-1 '2, могут с уапехом рабо­
тать и в режиме переключения с фазовым управлением. По своим
характеристикам эти регуляторы подобны соотsетствующим схемам
на тиристорах (рис. 5-15), одна1ко по диапазону выходных мощно­
стей и токов транзисторные схемы значительно уступают тири­
сторным.
Необходимым условием работы стабилизатора напряжения
является обеспечение постоянства напряжения на нагрузке при изме­
нении напряжения питания от минимального Ип.с.мин до максималь­
ного значения Ип.с.макс- На рис. 15-16 приведена зависимость тре­
буемых значений угла регулирования а при стабилизации выходного
напряжения по сред;нему значению (кривая J) и при стабилизации
выходного напряжения по действующему значению (кривая 2)
в функции относительного значения напряжения питания в, равного:
Ип.с
в=и---.
п.r.мин
При наличии на входе стабилизатора напряжения переменного
тока трансфор·матора регулирующий элемент может быть включен
ка'к в первичную, так и во вторичную обмотки этого тран1сформатора
(рис. 5·17). Для этих схем имеем спедующие соотношения: И2=nИ1,
l1=nlн.
Расчетная мощность трансформатора для схемы, приведенной
на рис. 5-17,а, равна Р'р=Ипсlн, а для схемы на рис. 5-17,б­
в в раз больше: Р" Р = 1вИн clн· Напряже·ния на регулирующих эле­
ментах РЭ 1 и РЭ2 в рассматриваемых схемах соответственно равны:
Расчетная мощность регулирующего элемента РЭ 1 будет несколько
большей, чем РЭ2 за счет потерь в трансформаторе.
При изменении угла регулирования а тиристоров фаза потреб­
ляемого из питающей сети тока сд1вигается во времени по отноше­
нию к фазе напряжения питания Uп.с· Это приводит к потреблению
стабилизатором реактивной энергии от пер.вичиого источника, что
в свою очередь вызывает уменьшение коэффициента мощности х
питающей сети, а та·кже увеличивает расчетную мощность входного
трансформатора.
Как уже отмечалось, выходное напряжение тиристорных стаби­
лизаторов значительно отличается от синусоидального и содержит
высшие гармоники, состав которых определяет выбор элементов
сглажи·вающего выходного фильтра и режим работы нагрузки.
118


Амплитуда первоil: гармоники 1выход1ноrо напряжения сtабилизli.­
тора может быть найдена из выражения
Итн.с(~) = И":си.с V' (it - а)2+ (it - а) sin ~а+ sin2 а,
Соо11ветствующее выражение для амплитуды высшей п-й гармо­
ни:юи (n>'l) выходного напряжения тиристорного стабилизатора
имеет в111д:
2Иmк.с
Итв.с (п) =it (п2 _ l)X
ХV1+п2sin2 а+ cos2 а-2(пsinаsinпа+ ...os аcosпа),
где Иmв.с - амплитудное значение выходного ·напряжения стабили­
затора.
При сравнительно небольших ,пределах изменения питающего на­
пряжения в стабилизаторах применяются схемы регулирующих эле­
ментов с вольтодобавочНЫ'М напряжением (иначе, схемы со ступен­
чатым регулированием). Эти схемы характеризуются несколькими
коммутирующими элементами, включающими и выключающими по
отношению к нагрузке различные питающие напряжения в течение
каждого из полупериодов. В качестве !Коммутирующих элементов
могут 1быть использованы тиристорные (рис. '5-15), магнитные
(рис. 5•13) или магни'l'но-тиристорные ключи.
Различные значения питающего напряжения обеспечиваются до­
полнительными обмотками или отводами входного трансформатора
(автотрансформатора), причем коммутирующие элементы могут быть
iВключены как со стороны питающего напряжения, так и со стороны
нагрузки. Форма выходного напряжения стабилизатора тем более
приближается к синусоидальной, чем больше использовано коммути­
рующих элементов iВ схеме. Одна из основных схем тиристорно,го
стабилизатора с двумя регулирующими элементами приведе11а на
рис. 5-18. Каждый из этих
элементов выполнен по схеме
со
встречно-ла,раллельным
в·ключением тиристоров (Д1,
д2 и дз, Д4), подсое,дине.нных
к отsодам обмотки автотранс­
форматора Тр. Схемы управ-
ления тиристорами должны Тр
иметь гальваничесюи развяза1н-
ные ~выходы. Форма напряже-
ния на выходе такого стаби­
лизатора для случая питающе-
го наrч~яжения синусоидал1>1ной Ипс
фо.р1мы показана на рис. 1-6,б,
а для случая питающего на­
Пiряжения IП'рямоуголыной фор-
мы -на рис. 1-6,д.
fJ,,c
Работа тиристорного ста-
Rн
билизатора с двумя ре.гули­
рующими элементами на а·к­
тивную 1наnрузку Rн (рис.
5-18) происходит следующим
Рис. 5-18.
119


оораэом. Пусть s tеченне oдttoro иэ 11олуnериодов на о~моt­
ке W2 автотрансформатора действует напряжение положителыной
011носительно общего провода полярности. В этом случае на интер­
вале времени rot=O ... а открывается тиристор дз и к сопротивле­
нию нагру3ки прикладывается напряжение
W2
Ин.с= И Wa =Vn1 ,
где U - напряжение на обмотке w3; п1 =w2 /w 3 - коэффициент
траноформации.
В момент времени rot=a при помощи упра,вляющего сигнала
открывается тиристор д1. ,К тирИс'I'ору Д3 прикладывается обратное
напряжение
и_UWз-W2
U(
)
обр -
Wз=\-n1'
ко11орое запирает этот тиристор. На интервале времени rot=a ... :rt
к сопротивлению нагрузки прикладывается напряжение, равное
Ив.с=1U.
В следующий полупериод напряжение на обмотках w2 и w3
автотрансформатора бущет иметь отрицательную полярность, поэто­
му сначала откроется тиристор Д4, а затем д2.
Обмотка w1 автотрансформатора, подключаемая к питающему
напряжению Ип.с, должна иметь число витков в соответствии с вы­
ражением
Ип.с макс
W1 = 4,44BmQcfc '
где Вт - максимальное значение индукции в сердечнике автотранс­
форматора; Q0 - сечение его сердечника . .
Для обеспечения постоянства выходного напряжения ста,билиза­
тора при изменении питающего напряжения от Uп.с.мив до Uп.с.маис
число витков обмоток w2 и wз должно выбираться из следующих
соотношений:
Ин.с
Ин.с
w 2 = Ип.с'мгкс Wi;
Wз = Ип.см!IН wl"
Выход11ое 11апряжение тиристорного стабилизатора с двумя
регулирующими элементами имеет значительно меньше гармоник,
чем в схемах на рис. 5-15. Амплитуда первой гармоники выходного
напряжения при активной нагрузке равна:
U
.
Итн.сХ
mн.с(1)=-п-
•/
[
(
sfn2~)]•
Х V (l-n1)2sin4 a+ М 1 + (1-ni) п-~+-2- •
а амплитуда высших п-х гармоник (п> 1) может быть определена
из выражения
120
2Иmн.с(1 - n1)
Итн.с(п)= n(n2-J) Х
ХV\+п2sin2а+cos2а- 2(пsinаsinпа+ cosаcos па).


R·'
{,
Рис. 5-19.
Rол
Б)
до
+
llд
R' 1,
С1 lfe
Д·~
1
R
Рассмотрим кратко особеиности работы основных функцио­
нальных элементов цепи ООС стабплпзатора напряжения перемен­
ного тока.
Измерительные элементы в зависимости от их назначения
реагируют на среднее, действующее или амплитудное значения на­
пряжения переменного тока. При синусоидальной форме выходного
напряжения можно осуществлять стабилизацию напряжения по
любому из этих значений или 1по всем значения'м ·одновременно.
При несинусоидальной форме напряжения измерительный элемент
может следить (и соответственно обеспечивать стабилизацию) толь­
ко по одному из перечисленных выше значений выходного напря­
жения.
Стабилизацию действующего значения выходного напряжения
можно осуществить при использовании в измерительном элементе
приборов, работа которых определяется тепловыми процессами. Для
этого обычно используется мостовой измерительный элемент, три
плеча которого представляют собой активные линейные сопротив­
ления Rr. R2 и Rз. а четвертое - актпвное нелинейное сопротивле­
нпе R4 (рис. 5-19,а).
121


В качестве нелинейного сопротивления прwменяются термосо­
п:ротивления или лампы накаливания. Параметры схемы выб~ира­
ются та'!~И'М образом, ч'l'обы цри заданном выходном напряжении
мостовая схема была сбалансироваша и сиnнал ошибки Uc.o на
ее выходе ·равен нулю. При отклонении выходного наnр1яжения
Ин.с от заданного значения на ±ЛUн.с бала1нс моста нарушае11ся
и на его выходе появляется сигнал ошибки Uc.o, пропорциональный
ЛИн.с, а фаза сигнала ошибки зависит •ОТ знака 011клонения.
За·тем сигнал Uc.o поступает на в1ющ )"Оилrителя. Источник опор­
сюrо напряжения в пццобных измер1ительных элементах может
отсутстновать.
Для повышения чу~вс11вительнос1'и из1мерительно·rо элемента
можно при:менить два однотипных нелинейных сопротивления,
включенных в противоположные плечи мостовой схемы, или два
нелинейных сопротивления разных типов, включенных в соседние
плечи моста. Применение термисторов в мостовых измерительных
элементах поз•воляет получить араrвнительно высокую чувствитель­
ность схемы. Одна.ко параметры термистора сильно зависят от тем­
пературы ок:ружающей среды, поэтому rприходится вводить в схему
элементы термокомпенсации.
В качес'!'lве нелкнейного сопро11ивления в плечо моста может
быть включен электровакуумный диод с вольфрам.овым катодом
прямого накала. Дио•д работает в режиме насыщения, п,ри котором
анодный ток в лампе црактически за•висит не от напряжения на
аноде, а только от напряжения накала. Подобная схема измери­
тельного элемента пр·wв•мена на рис. 5-19,6. В этой схеме имее11ся
также источник опорного напряжения на кремниевом стабилитро­
не Д. Так как температура катода диода Л всегда достаточно вы­
сока,я, то температура окружающей армы практнче.ск:и не оказы­
вает никаюоnо •влияния на его характери•с'l'ики. Дрейф выходного
нап:ряжения может наблюдаТЬ'СЯ в результате старения катода
щиода. Для его компенсации в цепь накала можно включить ре­
гулируемый резистор.
Схема измерительного элемента с электрова1куумным диодом
обеспечивает более точное измерение действующего "Значения 'На­
пряжения, однак.о отличается большой инерционностью работы.
В ряде .случаев .к стабилизатору напряжения переменного тока
не предъявляе'l'ся жес11ких требований в 011ношении стабильности,
но зато 11ребуется обеспечение надежной работы, длительного ера.ка
службы, п,ростоты схемы. В этом ~случае применяются измеритель­
ные элементы, не содержащие электровакуумных п1риборов и ламп
накалива1ния. О,дна из таких схем пrриведена на рис. 5-19,в.
Принцип действия схемы основан на том, что мгновенное зна­
чение 11ока, заряжающего интегрирующую емкость С1, и мгновен­
ное зна·чение напряжения на вх-оде схемы .связаны меж•дУ собой
квадра11ичным закюном i=kU21, nде k - коэффициент пропорцио­
нальности. Точнее, схема воспроизводит .кусочно-линейную аппрок­
симацию этого закона. Точность такой аппrроксимации будет тем
выше, чем больше введено звеньев квадратора R1, R'1, д1, где i -
число таких з1веньев. Вьщрямленное напряжение U2 на выходе про­
порционально д·ействующему значению входного напряжения И1
измерительной •схеrмы 1и не за•в1исит от изменения формы ·Юривой
напряжения U1• Напряжение ~измерительной схемы U2 затем сравни­
вается с опорным напряжением, а их разность - сигнал ошибки -
постушает на ~вход ус;.илителя.
122


Для стабилизации среднего зиачения 1выходщого иапряжен/fЯ:
переменного 'Гока используют измерительные элементы, питаемые
выпря,мленным нацряжением. В этом случае необходим исrочник
опор:ного напряжения.
Находят применение и измерительные элементы релейного дей­
ст,вия, срабатывающие в том случае, если выходное иапряжение
достигает или ~превышает заданное значение порогового напряже­
ния. Таки:м элементом Я'вляет,оя, напрамер, дроссель насыщения Др2
в ,схем,е на рис. 5-14.
Насыщающиеся дроссели, фер1ро1резонананые стабилизаторы на-
111ряжения, а также пол1упроводни1ювые и магнитно-полу;пр,оводнrико­
вые стабилизаторы иапользую11ся в 1качес11ве источников ,опорного
напряжения. Опорное напряжение, как правило, зав,исит от изме­
нения значения, формы кр1ивой, частоты питающего напряжения
переменного тока, а также температуры оJGружающей среды. Это
Пiриводит к снижению стабильности 'выходною ~напряжения. Для
компенсации изменений опорного нап:ряжения 1в схему стабилизатора
дополнительно вводятся элементы компенсации (трансформаторы, до­
полнительные обмотки, резисторы и пр.).
1В качестве уоилителей сигнала ошибки применяют,ся полу­
проводниковые схемы или магнитные усилители. Последние хотя
и приводят к увеличению массы и объема усилителя, однако со­
юращают число элементов схемы уп1ра;вления, повышают надежность
ее ~работы, позволяют весьма просто 01существить гальва,Н1Ическую
развязку входной и выходной цепей стабилизатора.
ГЛАВА ШЕСТАЯ
СТАБИЛИЗАЦИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
В ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ НАПРЯЖЕНИЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА
6-1. Нестабилизированные транзисторные и тиристорные
преобразователи напряжения постоянного тока
Полупроводни1ювые преобразователи напряжения постоянного
тока в [Iере~менный или постоянный ток - инверторы и конвертеры
являются статическими устройствами. В отличие от элект,ромашин­
ных и вибрационных преобразо'вателей 'В 'Н!ИХ отсутствуют движу­
щиеся или 11рущиеся элементы, что обеопечивает высокую надеж­
ность, tП:олговечность, устойчивость к различным клюматическим и
механическим воздейс11виям. Применение транзис'!'оров и тиристоров
в режи1ме переключения поз1воляет 1соз-дав ать схемы преобfРазова­
телей напряжения с высоким к. п. д., малыми объемом и массой.
,В настоящее время известно большое !Количество разнообразных
по построению и принципу дейс11вия схем ин'вер'I'оров и .конверто­
ров, ~предназначенных для ,различных у,словий работы. ПосJGольку
преобразователи напряжения постоянного тока явл,яются составн,ой
частью многих стабилизирова1нных источников вторичного электр,о­
питания, то в данном ,раз,деле приводится 1Gраткая харак11ери1сти.ка
их основных схем, отмечаются особенности работы и области воз­
можного ПР'именения.
Тра1нзис11орные преобразователи ю11пряжения 1в настоящее время
выполняются на выходные мощности от долей до нес1юльк,их оо·
тен ,ватт. Тирис11оры позволяют создавать преобразовательные
у,с11ройс11ва с ·выходной мощностью в десятюи н более юиловатт.
123


А
л
°1.Тдг
JСз Ин
Сч
Rн
с
Рис. 6-1 .
Следует о'!'Ме1~ить, что частотные ·свойства транзи·сторов значи­
тельно лучше, ·чем тиристоров. Это поз1воляет повысить ча,стоту
преобразования в 11ранзистарных ~Инверторах до нескольких ~десят­
ков килогерц и тем самым значительно улучшить их удельные по­
казатели.
Поокольку тра·н3исторные инверторы находят очень большое
П1рак11кчеокое прюменение, то •В данном раз1деле •Им уделено ооно>~­
ное внимание.
По .способу 1возбуж1ден:ия .колебаний транз~И·стор.ные инверторы
подразделяют на инверторы с самовозбуждением (а•втогенерато:ры)
и иаверторы с неза~щсимым возбуждением {у.силитеЛJИ мощности,
управляемые маломощным задающим генеtратором). Инверторы
с 1незав1исимым возбужщением обычно применяют.ся при выходных
мощностях более 50-100 Вт :или при изменяющейся в проце:ссе
работы нагрузке, коrща она оказывает заметное 1Бл1ияНJие на режим
работы автогенератора.
Нагруз·ка может подключаться к ~выходу инвертора непосред­
ственно, через а•втотраноформатор или чрансформатор. Последний
опособ при1меняется чаще ·всего, так как выходной 11ран•сформатор
поэволяет ~упростить схему инве1ртора, получить любое количество
выходных цепей с различным1и значениями напряжений, обеспечить
галываничеокую .развяз1ку входных и ~выходных цепей источн~Ика вто­
ричного электропитания. Однаюо в инверторах •выходной транофор­
матор занимает большую часть объема и массы устройства. Миниа­
тюризацию трансформаторов можно осуществить за счет улуч­
шения магнитных свойств мат·ериала сердечН1ика, ~выбора оптималь­
ной конструкции '!1раноформатора и его •магнитопровода, повышения
часrоты преобразования.
Бестра.ноформаторные схемы 11ранзисто,рных преобразователей
напряжения при выходных rмощностях до 1--J Вт оказываются
меньше по объему и массе, чем 11рансформаторные схемы той же
мощности. К нещоста11ка·:v~ бес11ранофор•маторных схем следует 011не­
сти ,невозможность регулиравюи и точной уста1НО1Б•КИ значений вы­
ходного напряжения, наличие общего провода между входной и
выходаой цепью, невозможность получения большого числа выход­
ных цепей с различными значениями напряжений.
На ,ри.с. 6-1 преl)]!ставлена бе{:трансформаторная схема коНJве.р­
тера, ·выполненная на обычном 1мультоонбраrоре ·С RС-1связЯ1ми
(тра1нзисто.ры Т 1 , Т2). На выходе мульт111вибратора ·включены 'J\ра.н-
124


t
"
t
•
t.
t
Рис. 6-2 .
зисторы Т3 и Т4 усилительного каокода. Различное по,,:щлючение
схемы вьы1ря,мления с уд'воение-м .на'П1ряжения к 'Выходу мульти­
в1пбратора позволяет [JОлучать от.нооительно общего провода пи­
тания как положитf'льное (соединены точ1ки А и В, С :и С, В и А),
так и отр1ицатслыное (соминены точки А и А, С и С, В и В) вы­
хсщное напряжение. Подобные схе·~1ы п,реоб~р?.зователей напряже­
ния с выход.ным напряжением ,постоя,нного и переменного то.ка
находят применение в маломощных портативных радиоэлектронных
ус'Гройс11вах, не требующих высокого к. п. д. источника вторичного
стект,ро1питания.
В заJвисимости от режима работы выход.нога трансформатора
различают ·Од•нотактные и дJВ,ухтактные схемы и!liВерто.ров и кон­
вертеров. Однотактные инверторы с выходом на переменном токе
практического применения не получили из-за несимметричной фор­
мы выход,ного напряжения, а также ·ря,:з,а других нед·остатков, ко­
торые .будут отмечены ниже.
Qд,нота:кгные схемы с .выходным нап.ряжением постоянного
тока применяются при сравнительно малых значениях выходной
мощности (от ,долей до нескольких ватт) и невысо~шх т,ребо,ваниях
к качес11ву выходного нашряжения. С у~величением выходной мощ­
ности к. п. д. однотактных преобразователей напряжени.я резко
снижается. Осно.вными достои~нства1ми однотак11ных схем являю11ся
их простота, малое количес11во элементов, небольшая стоимость,
высокая надежность в работе.
К нмостаткам схем следует 011нести большие габариты и мас­
су сглаживающего фильтра, влия~ние сО1Протиrвления на,грузки на
режим работы exe;vrы, наличие постоянной состшвляющей тока в пер­
вич1юй обмотке 1'рансфо.р1матора, ~вызывающей [J.Од1маrН1Ичи1вание
сердечника (из-за э·юго 1в сер1дечнике тра1нсформатора п•реду.аматри­
вается немагнитный зазор, что в конечно'м счете при·водит к уве­
личению габа,ритов трансфор1матора) .
.в
простейшей схеме одJнота1ктноrо конвертера (рис. 6-2,а) пр:и
подаче напряжения питания ,Ип через транзистор Т начинает про­
текать обратный ток / к.э· РезистQр смещения Rсм способс'!'вует
возбущдению колебаний за счет ~утеличения тока / кэ· Коллек-
125


1'орный ток / к, проходя через обмотку Wк, вызывает нарастание
магнитного потока в сердечнике трансформатора Тр, при этом
в обмо11ках w 6 и Wн наiводится э. д. с. Обмотка положителыной
ОС Wб подключена к 'I'ранзисто.ру таким образом, что протекающий
в ней ток lв способствует Qтюрыванию транзистора. Значение тока
lв устана,вливается резистором Rб·
Ток в коллекторной цепи нарастает по линейному закону
(рис. 6-2, б) до значения / тК = h2191в, П·Jсле чего транзистор вы-
ходит из режима насыщения. При открытом состоянии транзистора
вы:п:ря1мительный диод Д выходной цепи закрыт напряжением И'11
обмо11ки Wн, что обеспечивает отключе!l'Ие нагрузки от конвертера.
Подобные схемы называются схемами с обратным вклю-
чен,ием диода.
Выход транзистора Т из режима насыщения сопровождается
увеличением на1пр1яжения на коллекторе, уменьшением скорос11и
нарастания коллекторного тока 11 магнитнаго потока в сердечнике
трансформатора, что в rконечном счете приводит к смене поляр­
ности э. д. с. во в.сех обмот:ках. На этом 1интер1вале напряжение
обмотки w 6 б,У.дет споообст1вовать закрыванию транзистора. ~огда
напряжение Ин обмотки Wн превысит напряжение на конденсаторе
фильтра С, диод Д отюроется и начнется передача энергии, накоп­
ленной в инду1ктивности 11рансформатора, в нагрузку Rн. По мере
заря:да конденсат.ара С ток диода ! д уменьшае11ся по линейному
закону до нуля, после чего диод Д закрывается. Поскольку в этот
момент ма:гнитный поток перестает изменяться, э. д. с. во всех
обмотках трансформатора становится равной нулю, после чего
изменяет полярность. Далее описанный выше процесс переклю­
чения повторяется.
Числ.о вит:ков коллекторной обмотки Wк находят из 1выраже-
ния
прщварительно зада1вшись .длительностью сткрытого состояния
транзистора fоткр (с), значением изменения индукции ЛВm (Т)
в магнитопроводе трансформатора, имеющим сечение Qc (см2 ).
Базовый то.к 11ранзистора равен:
Иб-Иэв нас
lв = ---R~б--
где
Напряжение .на переходе коллектор - база закрытого транзи­
стора не долж:но превышать максимально допустимого значения:
126
Wк
(
Wr,\
Икв= Ип+Wн (Uн+Ипр) 1+Wк } <Иквмакс·
Установwвшееся напряжение на нагрузке
Wн
Uн::::::Uп w·
к
.к: за1крытому диоду Д п:рикладывается обратное напряжение
Wн
Иабр=Ин+ИпW ·
к


Длительность 0Т1Крытого состояния транзистора Т определяет­
ся допустимой амплитудой коллек'11QJ)ного тока Iтк, инду,кти,вно­
стью обмотки Wк, напряжением пита,ния Ип и не зависит от сопро­
тивления нагруз,J<iи. Длительность заюрытого состояния транзистора
зависит от емкости конденсатора С и сопротивления на1грузкн.
ПоскоЛЬ'КУ длительности этих этапов не ,равны друг другу, то при­
ме,нен:ие здесь двуJQполупериодных схем выпря1Мления нецелесообраз­
но. Характерной особенностью схемы Я1Вляется завиаимость выход­
ного !на,пряжения от сопротивления нагрузки. Это свойство исп,оль­
зуется в однотактных конвертерах для получения очень больших
ВЫJЮ)!JНЫХ напряжений (несколько деся11Ков киловольт) при малой
мощности в нагрузке и небольшом напряжении питания.
Однотактный кон:вертер с прямы1м в,ключением диода
Д (от,К1рЫ1Вающегося при открытом состо,ян1ии транз'и,стора Т) по­
зволяет получить выходную мощность 1В два раза большую, ЧеlМ
в преды1дущей схеме. Однако схема с прямым включением диода
применяется редко из-за больших перенапряжений, возникающих
на обмотках 11рансформатора и ,на транзисторе при его закрыва­
нии.
Двухтактные схемы транзистQрных преобразователей на1пряже­
ния постоянного тока находят очень широкое применение в ис­
точни,ках вторичного электропитания. Д'вухтактные тра:нзисторные
инверторы с самовозбуждением по принципу работы условно под­
разделяются на инверторы с насыщающимся выходным 1'рансфор­
матором и инверторы с ненасыщенным выходным 11рансформато­
ром, у которых маломощный коммутирующий элемент в1клюrчае11оя
в базовые цепи транзисторов.
Наиболее известной и в свое время широко раепространенной
схемой ин1вертора с насыщающи1мся ,выходным
тра1нсфо'Рматором является схема ~ойера (рис. 6-3,а). Ос­
новными элемента,м1и схемы являются транзисторы Т1 и Т2 и транс­
фор'матор Тр. Резисторы R' б, R" б у,станавли'вают базовый ток /в
транзисторов. Процесс возбуждения колебаний в схеме инвертора
цроисJюдит (в упрощенном виде) следующим образом. При подаче
на схему напряжения питания Ии через оба транзистора начинают
протекагь обратные токи lк_э· Проходя через коллекторные обмот­
юи w'к и w" к 11р ансформатора эти токи создают в его ма:11нито­
проводе направленные встречно магнитные потоки. При полной
идентичности параме11ров транзисторов, си:м,метрии схемы и магнит­
ных характерис'ГИК сердечника трансфор1матора суммарный ма,г­
нитный поток равен нуJ1ю и автоколебания 1В схеме не возни1кнут.
Однако в практических схемах такой идентичнос'flи ,никогда не бы­
вает. Для увеличения несимме11рИИ в ,схему в1водят специальные
цепи запуска (о НIИХ подробнее будет ,сказано позже).
Из-за несимметрии коллекторный ток одного из транзи1сторов
(~например, Т 1 в схеме на рис. 6-3,а) будет несколько больше, чем
в дJругом (Т2). Разность этих то1юв создаст в магнитопроводе
11рансформатора магнитный поток, при этом на всех обмотках на­
водится э. 1д. с. Базовые обмо'ГКИ w' б и w" б л()Jllключены таким
образом, что одна из них способс11вует у~величению коллекторного
тока в транзисторе Т1, а втора.я - заюрыванию Т2• В результате
пере1'одного процесса Т1 переходит в реЖJим насыщения, а Т2 -
в режим отсечки.
В этом случае /Кна.r = lвнасh218, где lвнас - базовый ток, обес­
печивающий насыщение транзистора.
127


Rн
~н
~
~
С' r-
"с"
61
_Lб
;...&....
-т-
-т-
1
1
L..
...J
а)
5)
•
д"
6)
8)
Rн
~[Р
+
+
Un
il)
Рис. 6-З.
128


Ряд параметров биполярных транзисторов, в том числе и коэф­
фициент передачи тока h21 э, имеет большой технологический разбрJс,
а также зав1иаит от температуры ОКiружающей с:реды и режима ра­
боты транзистора. Д.ля ·юго чтобы обеспечить режим насыщения
'11ранзи1сторов в са~мых тяже.лых ус.ловиях работы ин:ве:ртора (при
мию11ма.льно ВОЗIМОЖНЫХ значе!НИЯХ h21Э для выбранного типа
т.ранзwстор1О1в), базовый ток транзисторов выбирают из условия
,
f кнас
1 Бнас = Кнас h---•
21эмин
rще Квас -коэффиu:иент на·сыщения тра1Нзистора (обычно задают
Квас=l,2+1,5).
~деализ!liрованные временные ~иаnраммы токов транзистора,
ко.л.лекторноnо напряжен1ия и магн1итного потока в 1сердеч:нике
·выходного трансформатора п:рNoвед:ены на рис. 6-4 .
В течение каждого 1рабоче·го полуперюща ма11нитный поток Ф
в сердечнике трансформатора изменяется до тех пор, пока не до­
стигнет потока на,сыщения +Ф. (или -Ф.). В этом случае со­
противление коллекторной цепи резко уменьшается, а коллекторный:
ток транзистора Т 1 возрастает до lтк, при котором перестает вы­
полнятьQя условие насыщеН1ия 11ранзистора
1
lтк> /'внасh21 "'макс -К '
~
нас
где h 21 э макс - максимально возможное значение коэффициента пере­
~Цачи тока для выб~ра:нною типа '11ранзистора в заданном ре~име
.работы и у~словиях экоплуатации.
h
п
21Эмакс ,,,_ I(б З В)
оскольку у транзистора h21 Э.Шн .?
оычно -
,
то ток
lтк оказЬ11вается на.много больше, чем lн.нас­
!Д.ЛЯ ИНIВ~тора .следует ЩJОИЗIВОДИТЬ, ИСХ•О!ЦЯ
<lк манс (т. е. 1В режиме на­
сыщения 11ранзисторы .плохо
используются по то1ку).
о
.flJ(э
Выбо.р тр анзистороlВ
из условия / т к<
t
t
:В моме1нт выхода тра1нзи­
СТQра Т1 из насыщен:ия изме-
1нение м аn:ни111юго потока пре­
кращается и э. д. с. !Всех об­
моток становится равной ну­
.лю, что тотчас же приводит к
уменьшению
~коллекторного
тока открытого транзистора.
При изменении ;поля:р1Ности
э. д. 1С. 1на обмотках 11раLНсфо:р·
матора напряжение обмотки
w' б будет уже способствовать
да.лынейшему уменьшению кол­
лектор1юго 'l'OKa 11ранзистора
Т 1 , т. е. его заrорьпваН1ию, а
напряжение обмо'!1Ки w" б -
открыванчю транзисто1ра Т2 .
Риt. 6-4 .
129


Далее описаLНный ~выше процеос переключения повтор11ется.
Зада1вая1сь з1Наченикми частоты переключения ИНJвертора
fк·(Г1ц), инду;юции цашщ~ння 'l'ранофо.р~матора 8, (Т) 11 ~ени11 cro
сердеч·н~ика Qc (ом2), можно ОI.редооить числа виткоо коллекторных
обмоток w'к 111 w"к:
Ип· 104
W'
-
w"-
...,..,:--:~-
к-
к - 4BsQcfк •
1Gоп1ро'11ЮВление базовых резисторов R' б, R" б определяется из
вы1ражения
Uб-U"'в
R' R"
" нас
6= 6=
/'внас
НапряжеНJИе U б на каждой из базовых обмоток инверторо·в
дол:~юно быть IВЫбра·но так, чтобы iВЬ!lполнялись услови~
Uб <Иэвмакс; R'б = R"б ~'б·
Необходимо также учитывать, что слиш11юм большое на111ряже­
ние Vб Щ>И1Водит- к росту потерь мощ11юсТ111 в базовых цооях тран­
З1Исторов.
По выбранному нап1ряжению Uб и заданному напряжению на
!Наr,рузке Uн ооределяется число витков обмоТ1Ок w' б, w" б и Wн
11рансфQрматора Тр:
,
иб
w'б= w''б = w'к ::-: - --=7--
Uп - Икэнас
'
Ин
Wн=Wкu -U
п
КЭнас
В режиме насыщения коллекrорный ток lкнас тра1НЗ•и.сторов
опрещеля0ется выrодной мощностью Рн, напряжением питания Uп
и к. п. д. транофор1маюра fJ•p:::::::0,8+0,95:
/-
Рн
Кнас - "lтр (Uп - UКЭнас)
Схема !Инвертора на рис. 6-3,6 отличается от расомо11ренно~
выше схемы одJним общrим базовым резистороlМ Rб, через которыи
в течение каж.дого из полуrщриодов протекает базавый rок од:ноrго
из транзrисrоров Т 1 ИЛIИ Т2 • Нарцду .с ум.еньшением числа элемен­
тов .в схеме здесь наблюдается не·сюолЬ1Ко меньшая длительность
фронтов переключения, так как в базово:11 токе открывающегося
'l'ра·нз•истора можно видеть значительный всплеск тока до значения
/ тБ (рис. 6-4, пункmр), опособсmующий более быст·рому пере­
ключению транзистора и об)'сJЮвленный проявлением инерцJИонных
свойств у биполярных 11ранз1И.сторов.
Бели инвертор ;выполнен на сплаlВных низкоча•стотных транм~­
С'I'орах тиi!Iа П210, П214-П217 и др" а ча·стота пе·реключения
относительно невеЛ1Ика (1--5 кЛц), то длительность фронтоlВ пере­
ключения и мощность, :рассеиваемую в тра1Нзисторах nри переклю­
ченИ1И, МОЖНО ~МеНЬШИТЬ, В1КJJЮЧ'ИIВ блОЮllрующие КОНденсаТОрЫ Сб
параллельно каж.дому из базовых резисторов R6 (эти коН1п:енса­
rоры показа:ны на рис. 6-3,а, 6 пунктиром).
В моменты включения и вы~ключен1Ия траLНЗие'I'ОрОВ эти кон­
денсаторы обеопеЧ11!ваю'Г всплесюи базО1Воrо тока, которые и спо-
130


~обС'11Вуют более быстрому переключению транз'itсторов. Емкость
конденсатора сб выбирается ,из услооия
Тк
Сб,,;;;; 2Ro'
и обычно составляет 0,5-2 ,м.кФ.
В схемах инверторов, выполненных на высокючастотных тран­
зисrо,рах с малыми з1Начениmми в1ры11ени переключения, блокирую­
щие 1ющенсат·оры, ,как пра1Вил,о, не прrименяются.
rв схеме инвертора, при~щцен:ной ·на рис. 6-3,в, имеется толыю
одна базовая обмотка Wб и один резистор Rб. Сопротивление ре­
з·истора Rб оп1ределяется из выражения
Иб - ИэБнас
-
Ипр
R5=
!'
Бнас
Базавый ток отюрытого транзистора (1J1апример, Т 1 ), созда­
ваемый наrпряжение.м И б обмоТiКIИ Wб, протекает по цепи, образо­
ванной переходом эмиттер - база Т 1 , диодом Д" и резистором 8.б.
Падение напряжения Ипр на диоде Д" является запирающим для
т1ранзисто,ра Т2 . В ,сле1дуюЩ1Ий полупе.р·иод 011кроет,ся 11ранзистор Т2 ,
а Т 1 бущет заюрыт прямым иап1ряже.нием диода Д' при П1ротекани1И
через него базового тока Т2• В качестве диодов Д' и Д" следует
иооользовать маломощные импульсные диоды (ощlИн или два, вклю­
ченные последовательно).
Мостовая схема ишэерто1ра (рис. 6-3,г) содержит в два раза
большее число трю1зисторо1В, чем ·Схемы, прrиведенные на
рис. 6-3,а, 6, в. Достоинст1во этой схемы за·ключается в там, что
она может работать от источника питания с более высоким напря­
жением, лоакольку нап.ряже1J1ие на коллекторе заюрытого 11ранзи­
стора рав.1ю напряжению пита11шя, в то в.рем~ как в предыдущих
схемах это напряжение ·ра1вно уд,вюешюму напряжению питания.
Д1ругим дос'J101ИН:СТ1ВО1М мостовой ,схемы яrвляется возможность
пщщлючения наnруз,ки без 11ранеформатора (непоаредiсmешrо к кол­
лекторам 11ранз'исторов Т 1 и Т3 ). Это поз•воляет значительно умень­
шить мощность т1рансфо.рма11ора Тр, ею маосу и объем. Инвертор,
вы1по.mненный по мосто·вой схеме, имеет меньший к. п. д" так ка·к
в этой схеме на переходах коллектор - эмиттер открытых транзи-.
сторов и в их базо.вых цепях раюсеивается BiПJBOe большая мощ­
ность.
Сущес11вен1ным недо,стаwоrм мостовой схемы я,вл,яется возмо:нr­
ность пюя.влеJ!IИЯ «оювозных» ТОК()IВ. Это я1вление особенно эа1метсrо
в том СЛ'У'Чае, когда время включения и выключения транзисторов
значительно ,меньше времени раасасывания избыточного эа1ряда
неосновных носителей в областях их баз. Полное откры1Вание тран­
зистора Т 1 может произойти в тот момент, когда в транзисторе
Т2 происходит процесс рассасы;вания и его сопротивление та1кже
мало. В этам случае в цепи питашия инвертора возникает режим,
близкий к ко1роткому замыканию исrочника питания Ип. Ток, про­
текающий через транзисторы Т 1 и Т2 , достиrа·ет недопустимо боль­
ших значений, резко возрастае-r рассеиваемая в траюис11орах мощ­
ность.
Простейшие способы устранения режима «оювоэных» '!'оков со­
стоят в .)Лвеличении вре\:!ени включения транзисторов (например,
131


с помощью индукт.ивности, включе1шюй последовательно в uе~пь пи­
тания инвертора). Инве:рторы с 1са1мо1Возбуждением по мостО'Вым
схемам выполняются сравнительно рещко.
Полу~мостовой ИJН1вертор (рис. 6-3,д) может быть получен из
мос11овой схемы заменой последо1Вателыно сое~циненных транзш:тО!РОВ
Тз и Т4 ем%остным дел1Ителем на1mряжения С1 , С2• КаЖ!дый из кон·
денсаторов заряжае11ся во в.ре:мя ~работы до напряжения, равного
полоошне напряжения питания. При пооrчере,щном O'I'RpЫBll'НIИИ тран·
з·1ююрав эти КОНJДе:нсаторы разряжаются на сопроТlll!Вление на·
груз.~и. а к обмо11ке Wк Пiрнклады1Ваетк:я напряжение, равное О,5Ип.
Емкость конденсаторов должна ~быть достаточно большой для того,
чтобы во в1ремя работы нап.ряжение на конщенсато.рах изменялось
незнаЧJИТ·ельно, т. е. Ч'!'обы переменная составляющая напряжения
на каЖ1.Цом конден.сато:ре не Пiревышала ее ма•ксимально д;ооусти·
маго значеН1Ия для данной рабочей частоты переключения инвер·
тора.
В мощных полу111юс11овых инверторах для Э'I'ОЙ uели п~риходит·
ся иапользовать электролитические ыонден1са'!\оры большой емкости,
которые в РЯlде слу1чаев могут ПJРевосхоlдИть по объему и массе
соо11в·е'I'С11Вующие транзисторы мостовой схемы !Инвертора. Бла·
годаря авоим Пiреи~мущес11вам - меньmему коллеrКторному напря­
жению, чем в схемах инверторов на рис. 6-3,а, б, в, и меньшему
кол111чес'Г!Ву транз·ИСТО!\JОВ, чем в схеме инве~ртОiра на рис. 6-3,г, -
полу~мостовая схема IИН1Вертора находит пр~мененме в бест.рансфор­
маторных стабилизированных ис110Ч1н1111ках вторичного электропита­
нщя, где пита,ние И1111вертора осущесТ1Вляется непосредстве111но вы­
Пiрямле:нным на1Пряжением п~ромышлен111ой сети переменного тока
127-380 в.
Схемы инв.ерто~ров с насыщающимся выходным 'J1ран1сформато­
ром находят Ш1Ирокое пр~менение из-за их п~рос'I'оты, легr1<ости в из·
готовленrии и налаживании. При повышенных ча.стотах кОJМмутации
транзистор,ные инверторы с насыщающи1мся выходным трансформа­
торам неэффек·11111вны: искажается форма вых•од1ного напряжения,
резко во31ра·стают потери мощност,и, уменьшается к. п. д. схемы,
Т)ра1нЗrИСТ<JiРЫ плохо использую'!'СЯ по току. В настоящее время по­
добные инверторы п.рнменяю11с.я в оснооном как мало.мощные за­
дающие генераторы, работающие на частотах ш~реключения не выше
1-3 кГu.
Для работы с высокой частотой переключения используются
инверторы с ненасыщеннымвыходным трансфор­
м ат о р о м и маломощным коммутирующим элементом в базовых
цепях транзисторов, выполненные по схемам с самовозбуждением
и с независимым возбуждением. Коммутирующие элементы обеспе­
чивают начало регенеративного процесса переключения раньше, чем
произойдет насыщение сердечника выходного трансформатора На
рис. 6-5 приведены основные схемы самовозбуждающихся инверто­
ров с ненасыщенным выходным трансформатором.
В схеме иm:ве~рто~ра на рис. 6-5,а коммуТ111рующwм элемеJГГОIМ
является маломощный 11рансформатО1р Тр2, свр1дечн1Ик ·которого вы·
полнея из магн1итного материала с прямоугольной петлей гистере­
зиса. ПервиЧJная обмотка W1 '!'р~июформатора Тр2 через токоогра·
ничrивающий рез.истор Rorp может быть по~д1ключена либо к кол­
лектораrм тра1нзисторов Т1 .и Т2 и·Н1Вертора (точка А соединена с А1,
а точка Б с Б 1 ), либо к отдельной обмотке обратной с.вязи Wo.c
132


•
-
llo.c
-др А
2)
Рис. 6-5.
Т\Ранафор1ма~ора Тр 1 (точка А соедJИнена с А2, тоЧ1Ка Б с Б2). Вто­
рой способ ВIКЛЮЧения иооользуе"11ся IDplИ сра:вrнительно малых вы­
ходных мощностях, ПОЗIВОЛЯЯ неаколмю ПОВЬ/JСИТЬ к. п. д. инвер-
'l'Ора.
.
Пiрн подrключеJ11ИИ к И'Н!Верwру наJILряжения пита!l'Ия Ип за счет
НОО111М1МеmрИ1И схемы в сеq>,деч!Шке Тij)анюфор~мат0tра Тр1 возникает
изменяющиiюя ма·11Н1Итный пюток, на обмотках на:во.дится э. д. с.,
в том числе и на базовых обмотках w' о и w" б т,рансф0tр1матора
133


t
Тр2• Эти обмотки подJключены
к тра:нзистор&'1 1ш11вертора так,
чтобы полярность на~~tр,яжения
мной нз 1них опособствовала п.ро­
цеосу 011кры1Ва:ния однаго из 11ран­
зисторов, на~при1мер Т1, а дру­
гой -за1крыванию Т2.
Временные диаг,рам1мы таков,
напряжений и маг.ни11ного пота.ка
в схеме инвертора .с ненасыщаю­
щимся выходным трансформато­
рам Пiриведены на 1рис. 6-6 . На
этом интер:вале !В'ремепи в сердеч­
никах обоих 11ра1нсфор1маторо.в
происходит из1менение магнитного
потока по линейному за1копу.
Переключение транзисторов нач-
+Фs
нется в тот момент, когда маг-
+Ф,.,
t нигный поток в тран·сфор.маторе
О ~'"""',..-.i.-_,,,,.'--.;-""",....-f---"'-'" Т1р 2 достиnнет з:начения потока
-Фм
насыщения +Ф. (или -Ф.). На-
-Фз
сыщение сердечника Тр2 сопро-
Рис. 6-6 .
вождается резким увеличением
гока в обмотке w1 трансформа­
тора. Практически !Все юm1р,яже-
ние обрат.ной связи И о.с прлкла­
дывается к резистору Rогр, а нап·ряжения 1на обмо.гках w' б и
w" о )'1Меньшаю11ся до нулевого значеН1ия. Про.исхсщящее при этом
у~ыеньшение базового тока пр1Иво1днт к тому, что 11ранэиС11ор Т1
выJЩД;ит из рrежима насыщения. Pocrr коллекто1р1ного напряжениvr
транзистора Т1 сопровождается уменьшением его коллекторнDrо
тока, маJГ.нитный поток 1В сердечнике трансформатора Тр 1 , достиг­
ау,в значения Фт, из1меняет свое на[]равлепие, а э. д. с. всех об­
моток тра~нсформаторов Тр 1 и Тр2 - авою поля,р1ность. На~нае11ся
реге·НефаТИ'Вный процесс переключения т·ранз1Исторо1В, 1ю11орый прн­
ВОl.д:ИТ к за~рьюванию тра1нэиегора Т 1 и о'!"&ры1Ва1нию Т2. Далее про­
цесс переключения повторяется.
Частота переключения тр анзистор·ОIВ ин1Вертора ооре:д:еляется вы-
раже1Н1ием
И~. lQ•
fк=4ВQw '
sс1
где И1 - напряжение на обмотке w 1 трансформатора Тр2; В,, Qc -
индукция насыщыrия и сечение серщечнrи1ка 11ра~псформато·ра Тр2 •
Нап1ряжение И1, щрикла1ды1ваемое к пер:вичной обмотке w1 ком­
мутирующего 11ранофор1матара Тр2 рав1но
И~= 2 (Uп -:Ик.энас) - Rогр (!' Б + /μ.)
при соединении точек А с А1 и Б с Б 1 ИJIИ U 1 =Ио.с-Rогр(l'в+
+/"') при соединении точек А с А2 и Б с Б2, где /'в- значение
базО1Вого ТОIКа, п1р11шеденное к перrвич111ой обмотке трансформатора
Тр2; / IJ. - намагнич11шающий ток тран1сфоμматора Тр2•
БcJJJи сердеч·НIИIК т.раж1фор1матора Тр2 выбран достаточно малых
размеров и вы1Полнен из мап1и11ного материала с высо:кюй п.рямо-
134


уголыюстью петли шегерез~ка, то ·юк /"' обыГЧ1110 на rrщрядок
меньше тока l'в и может быть т.очно О1J]ре:делен толыко после кон­
с11р)'1Ктивпоrо .расчета 11ра1псфqр1мато~ра. В прак11ичооких схеыах нн·
верторов для более точной установки частоты коммутации ·предr·
сматривают на трансформаторе Тр2 регулировочную обмотку w 1,
состоящую из нес1юлы,;их в:и11коrв с 011пайю11ми. У~станов'Ка з•начения
час:110ты fк произ~щд.ит.ся в'Ключением обмотки w'1 или ее ча1с11и со­
глаСIНiО (или в.стреЧ1но) с п~рвичной обмот.кюй w1.
Для уменьшения мощности, рассеиваемой на резисторе Rorp,
ею соn~ро11иrвлбние должно быть возможно большrим, однако для
обе.апбЧения защанного базО1Вого тока транзrисrорОIВ у~веJ1111чение
Rогр может при1вести к Нбобхо1д:имо:сти повышенrия напряжения Ио.с,
что тоже вызовет увеличение рассеи1ваемой •мощности. При рас­
четах рекомещдуе11ся выби1рать пащбние напряжения на резисторе
Rогр примерно равным ноо•ряженню на обмотке w1 тJJа~нсформато­
ра Тр2.
Вместо коМ~мутирующего т.ран:офо~рматора в базовые цеп:и трап­
ЗИСТ·QРОIВ может быть :включен насыщающийся однообмоточн~.1й
(~рис. 6-5,6) или д.в•ухобмот.очный (.рис. 6-5,в) д1россель Др, и.мею­
щий сер1дечн:и,к из матнюшого матер.иала с П•Р·ЯJмоугольной петлей
rnrсте1рези1са. Поочеред:ное оwрывание Т1рапзн:сторов Т 1 и Т2 юн­
вертора, а также обеопечение реж·юма насыщения осущес11Вляются
с помощью обмоток w' б и w" б тра1н:сформато;11а Тр. Базовый ток
)'lстапавл1и:вается сопротювлен:ием резистqров R б и R" б· Нап1ряже­
н:ие запирающей поля1рн1Ости п•рикла~дЫ1вает,ся к переJюду эмиттер -
база 011крытого тра1нзицтора только в момент на•сыщения дро~сселя
Др, коr1да его сопрот;и:вление резко уменьшае11ся.
.
В схеме па рис. 6-5,в 1на1сыщен:ие д:роосел~ обеопечи:ваетоя
поочере1дно нап1ряжен:и·ем обмоmи w' о.с или w" о.с т.рансформатора
Тр; в схеме па ·ри·с. 6-5,6 -:на~пряжеl!'Ием базовых обмоток (точка
А схемы соединена с А 1 ) или на.пряжепием обмотюи об:ратной свя­
зи Wo.c (тоЧ1ка А С·ОеlД:И•НбПа с А2).
Число ви11ков насыщающегося д1росселя
Идр· 104
Wдр = 4BsQcfк '
Для схемы (рис. 6-5, б), когда точка А соединена с А 1 , Идр=
=:иб+Иэвнас-Ипр; коrда точка А соединенг с ·л 2 , Идр=Ио.с+
+ Иэвнас-Ипр·
Для схемы на рис. 6-5, в Идр'=Ио.с+Иэвнас• где И0 -напря­
жение на обмотке w' б (1или Wб"); И о.с - JIЭJ[].ряжение на обмотке
Wo.c (.ИЛИ W 1 o.c=W11 o.c).
В схемах инверторов на рис. 6-'5,6, в процесс уменьшения
коллектор.1юго то.ка открытого 11ранз1истqра п~роисходит практи1чески
при от.су.тст:вни пап.ряжения на 1>;оллекторе, что з.начительно умень­
шае71' мощность ра.осеяния при первключепии (по1добпые ~схемы
в литерату,ре получили наз1вание схем с облегченной коммутацией
транзи·сторов) .
,В схеме на рис. 6-. 5,6 при вьюо1>;0Й частоте переключения на­
пряжение Идр мало (еди.н.ицы вольт), чи:сло ВИ'Т·К·ОВ и инд~к111шность
обмотки д1росселя Др оказЫ1ваются тюже очень малыми. В резуль­
тате ЭТ·Оrо при запуаке та11юй схемы инвертора базы обоях 11ра1Н·
зисторов 01сазыв11ются пра·ктически соединенными вместе через 1очень
!39


малое сопрю11И\Вление, что приводи'\' к ухудшению усло1вий возбуж­
дения колебаний.
Переключение т1ра1нзисторов Т 1 и Т 1 инвертора, схема ко11орого
приведена на рис. 6-5,г, осущес11вляе1'СЯ коммутирующей цепочкой
С, R'б (R" б). В процессе п~резаря,да кон1денсато•ра С нап1ряжен1Ие1М
обм0'11КИ Wo с про!И·сход:ит у~ме:ньшение базового тока отюрытого
т.ранзиеrора, условие его насыщения ПЕ1рестает выполнятыся и про­
исход•И'Г процесс переключен1Ия. Базовый ток открытого тра1нз 1исто,ра,
нwпример Т1, протекая по резистору R" в, ооздае'Г на нем падение
напряжения, 1юторое ЯIВляется запи1рающ!Им для 1'ранзистора Т2.
Вrвиду непрямоуголыности формы базовоnо то:ка, а следовательно,
плох1их фрон1'оrв переключе1ния да1rная схема прrименяется срав·ни­
телыно ред.ко.
18 схеме инвер'Гора (рис. 6-5,д) переключение транзrисторов
начинается в момент, 1югда на1пряж0ние на ко1щенсато·ре С, пере­
за1ряжаемом от в.опомогательной обмотки Wo.c 11рансформатора Тр
через резистор R, п1реньюит сумму наrпряже1rий на базо1вых обмот­
ках этого же '!'раrнофор•мат.ора. Пр1и этом ко входу ранее закрытого
11рашзисто·ра цриклащывается 011пирающее напряжение и в схеме
начrи:нае11ся процесс переключения, еопровожщающийся сменой по­
лярности напряжения на обмо'!'Ках траrнсформа·юра Тр. Обычно
выбирают напряжение И о с=2,3 Ив, тоnда часюта пе1реключения
транз1Ис11орав в ин1верторе
l
fк= 2RC •
Частота пере,ключения мало за1Виоит от изменения напряжения
питания Ип и может регулироrватыся в шrи:роких пределах при из­
менен1ии оопр·о11ивле1rия рез,истора R. АJМ1плитусда импульсо1В выход­
ноnо наП1РJЯЖе1rия др1И регулиро:вrке частоты О·стается неизменной.
Схема часто применяется в различных управляющих у.ст.ройсТIВ ах
ста6иЛ1Из1иро1Ва:нных источнико1в вториЧ1ноло элек-!1рюпитания для ре­
гулир1овrки чаС11оты или фазы напряжения пе1ременного тока.
Вс.mи любую из рассмотреН1ных выше схем использовать в ка­
честве 'Маломощного задающего генератора ~(ЗГ), а к e1ro ~выходу
подключить усилитель мощности, то это поз~волит значительно ~ве­
ШIЧIИТЬ выход1ную мощ.но,сть ИН1вертора, а также обеопечить по­
стоянс11во час11оты и фор'Мы выходного на1[]1ряжения при изменении
соТ1JротИ1вления нагрузки. Н:tиболее ра10П1рюс'!1ра:не1нные схемы у с и -
л1ителей мощно.ст1и при1ведены на рис. 6-7. Выходные 11ранс­
фор1маторы усилителей мощности работают без насыщен1Ия магнит­
ног.о материала сердечника. Уnравле11rие тра:нз1исто1рами усилителя
мощ1rости производ1Ится обычно двух1поляриым наmряж·ением пере­
менного тока прнмоуголыной фор1Мы.
У1оилител1И мощности мо,гут быть выполнены по схеме с ВЬJ1во-
11:01м от средней точки коллекторrной обмотки (w' и+·w"") выхо,дного
1'ранофор1мато·ра Тр 1 (,рис. 6-7,а), по мостовой (1рис. 6-7,6) лл1и по­
ЛJ"МОстов.ой (р1Ис. 6-7,в) схеме, а та1кже по схеме с общей базоrвой
обмо'!11юй (рис. 6-7,г).
Прwмене!Гие в схемах у,сиЛ1Ителей мощности высо!<iочасто11ных
сил.овых тра1нз1Иеюров с малым вре1Менем в1ключения и больши1м
в1ременем раосасываиия избыточного заряда носителей в области
базы приводит к появлению в колле:кто1рных цепях т.ра,нзисторов
в.оплеоков тока. Для защ1Иты т1ранз~исторо1в усилителя мощности от
перегрузо1к по току и уменьшения рассе~иrвае·мой мощности в схему
136


R
~-- Тр1
Рис. 6-7.
вводятся дополпителыные элементы, задер~клвающие или у1мепь­
шающие скорость отк;рывания 11ранзисто,ров одного плеча схемы
до тех пор, пака пе закроются полностью транзисторы другого
плеча.
Целесообразнее всего задержку В'Ключения трапз\Исторов осу­
ществлять в базовых цепях усилителя мощности. Для этаго в базо­
вую цепь каждого из транзисторов ~включается малога1баритный
дроссель насыщения Др с двумя обмотка1ми w 1 и w 2 (1р111с. 6-8,а).
137


ЗаюрЬ!iва1ние т.ранзистора Т oaytцecrn.riяeтcst че~рез диод Д, минуst
дJроссель Др. ОбмОТ!Ка w2 совместно с токооrраничивающим рези­
стором Rorp обеопеч111Вает ;п.еремаnнИ!ЧIИВаю~:е д1росселя в исходное
состояние. Зщцерж~ка в•мючеНIИя выбиiрается не.ооолько большей, чем
ма~оималыно возможное значение В\Ремени рассасывания у тра1нэ1И·
сторов данного типа. Такими схемами можно •полностью исклю­
чить реЖl!Ш ссювоэных» 'ООКОIВ 11р1анэисторов. Oдiнl!ll«>, так как IВ.ремя
Зад!WЖIКИ 1Выбирае11СЯ [10 :На!Их~·-,дшему тра•НЗ!И>СТОру, 1В обЫЧJНЫХ слу·
чаях на фронтах 1ВЫJюд11юrо на~п1ряжения может ~юя>i!iиться харак·
тер·ная ~ступенька, щщобная фор1ме 1НЗ1Пряжения 111а рис. 1-~б,в, кото­
рая цри 1ВЫIПiрЯ1Мле111Ии IВЬI.ХОдJНОГО ю1~цряже:ния сзаметно у~велиltJIИ'Вает
а~мшmтущу ~цульса~ий.
Этот недостаток [IOJJIНQ\CТью уС11ранен ~в схе~мах уоиЛ1Ителей мощ­
ности, приведенных 'На рИ'С. 6-8,б, в, г. Здесь задержка при 1вклю­
ченюи транзистора регулируе:11са а~томатичесrои в за~виСJ11Мости от
138
д
К Dругаму трш1J11стору
______ ..,....
усилите.ля мощности
а;
1
Rогр
Рис. 6-8.
Z)
11
~огр


а)
oJ
Рис. 6-9.
дЛ1ителмюсти этапа 1раюса1сывюшя ноаителей. Это 1дос11игается с по­
мощью ,обмоток w' б 1и w" б, расположенных на 1выхм1юм т.ра1нсфор­
маторе Тр 1 11 включаемых последователыно с у~пра·вляющими обмот­
кам.и ЗГ (1рис. 6-8,6) или [Jа:раллелыно им через .рцделительные
дисщы Д' н Д" (ри.с. 16-8,в, г). Пока 1не закончи11ся процесс рас­
сасЬ11вап1ия 1нооителей, т. е. не [J1роизойдет смена полярности IН!!JЩJЯ­
жения на О'бмотках трансформатора Тр 1 , транзисторы дру1гого плеча
будут находиться в закрытом состоянии независимо от ~полярности
пап.ряжения на :упра1вляющих обмотках задающего 'Генератора.
В тра1J1зиеторных 1И:Н1вер11орах -с .иэ1меняющейся ,наг,рузкой поло­
жителыную ОС осущест,вляют 1Не по нап:ряже:нJИю, а no ТОIКУ на­
грузки. Для этого пер1В1ИЧ1ную обмо11ку Wo.c :юом1мути.рующего 11ра~11с­
форматора Тр2 ,в1ключают последавательно ,в цепь нагруз:км
(1рис. 6-9,а). При из~менении сопротИ1вле11iия :на11руз,юи автомаmче­
оюи .изменяе11ся ·базовый ·юк т,ранз1исrо.роiВ, блаr<щаря чему IИХ коэф­
фициент насыщения 1Всегща остается ·близок к ~опт111мальному значе­
нию. За 1счет этого 1дос11иrае11ся у~менышение потерь м,ощносТI!!
в транзисторах и ·повышение к. п . .д . .схемы. Данная ~схема 1Не мо­
жет ~работать цр.и полно~м сбросе 1нагрrуз:юи, 1поэ·юму обычно приме­
цяют 11юмбиН1Ированную ОС по то~у и ло 1напряжен1Ию. iПеj)IВичная
обмо11ка транюфор1матора Тр2 может ~быть mключена пе только iВ вы­
ходную Wн, по и iВ коллекторные обмо11ки т:рансфо,рмато.ра Тр 1
(рис. 6-9,6).
Пр1111менен1ие .в схемах 1111нверторО1В мощных высо:кочастотных
~ранз1ис'!'оров приводит к )"величению акорости изменения тока через
провода и элементы схемы. Это же приiВодит к поя11лению высоко.
частотных колебаний на фронтах переменного напряжения пря­
моугольной формы, если в ехеме есть паразитные индуктивности
и емкости. А~мrплитуд·а колебаний Итк.э может .во много раз пре­
вышать максимально допустимое напряжение на переходах тран·
зистора, n:рн ЭТОIМ часто11а паразитных колебаний соетЗ1Вляет десят·
ки 1И соТШt мега.rерц ~(р1Ис. 6-1 О).
Для защrиты mранзиС'I'Qроо от ПЕ!1ренапряжеюий в схему и1оое1р·
тора вводятся допоnнительные элементы. В схеме рис. 6-11,а для
139


этого используются кремниевые стабилитроны, включаемые .парал­
лельно 1вЬ11вода.м .колле-кто.р - эмитте.р 1кажщоrо тра111зистора. Мини­
малыное на1пр.яжение стабил111заu11ш таких стабилитроноо ~олжно
быть выше максималыноrо напряжения 11юллеR'Гор - ЭМIИ'ТТер тран­
зистора ·В зак;рытом состоянии (Uст.ми1<> Uкэ), а .макс111мальное
нащ:~яжение стабилизации стаrбилИ11роноо - меныше маrIООИ!Мально
допусmмог-о наrпряжен;ия коллектор - эмитте~р для тра:нзистQР'а дан­
ною типа (р!Ис. 6-10). Стабил.и11роны будут rв эrом случае отrкры­
ватыся толЬ/КО на rв.ремя параз1И11ноrD колеrбательною процесса, в111ося
в конту1р 100011ветегвующее затуха111ие. При очень rвысшюй 11Jа•стоте
параз11111ных ~колебаний стабили11роны ,моnут оказ1ат1>ся неэффектив­
ными :из-за большой rеобс11вен11ой индук11ивности rвыrвод:ов.
В этом случае эффективными становятся различные емкостные
ИЛIИ Э1К11И1вно-емкостные цепо'Ш<JИ, •снижающие скорость на1растэния
Ую
Уст.мин
о
t
Рис. 6-10.
Rн
Rн
~~
Рис. 6-11 .
140


коллектОiрноrо rили базового ток01в в каждом 11ранзис110,ре. Эти це­
пачки 1могут быть по,дrключены ,параллельно 1п~р1в1ичtюй обмо11ке вы­
хо1дного 11р1аrноф0iрматора (1рис. 6-11,6), перехоLдам база - эмrиттер
(,рис. 6-11,в) или 1юллекто,р - эмиттер '!'ранзисторо-в, rмеж,ду базами
гранзис11о~;юв 1И1Н!верто:р а (iр1Ис. 6-11,г) . Аlмrгшитуду п а~разитных ко­
леба'!JИЙ также можно уменьшить введением ООС по переменному
току с ,коллектора транзистора 1в его базо1Вую цепь, как показано
на rр1ис. 6-111,д. К ,сожалению, в на~стоящее время методrика 1Выбо,ра
rr rра,счета этих цепочек отоутеnвует, а их nа1раме'Т,РЫ подбираются
экюперименталЬ1Но для каждого ко~нrкре'!'ного случая.
Очень важным ,воп1р 1осом ~работы нестабилизированных и ста­
биJ11изиrрованных транзистор1ных инверто1ров я1в,ляется в о з буж -
дение колебааий в схеме, т. е. их начальный запуск. Лю­
бой :инвер'юр, :имеющий самые хоrрошие энергетичесюие характерrи­
стики, надежность, небольшие массу п габариты, теряет все овои
достоинства, если после подачи напряжения питания в схеме не
возниюнут устойчrrnвые автоколебания. Проблема ~надежного запуска
встает осо1бенно ост.ро 1при работе инвертора в областш 011р:ицатель­
ных температур ОКiружающей срмы и п1рименении мощных крем­
ниевых транзисторов, так как в этом случае коэффициент передачи
гака имеет очень малые значеНlия.
Сущес'J\венное ,влияние .на условия начального запуска оказы­
вает характер наrгрузки. Так, при наличии в 1выход1ной цепи инвер­
тора выпрrомителя с емкостнЫlм ~сглаживающим фильтром пря,мые
сопро11ивления 1диодов 1на ~начальном участке вольт-ампер,ной ха'рак­
терист:июи имеют rrювышенное значение. При прочих рав1ных усло­
виях это облегчает 1воз1никновенше автоколебаНlиЙ rв схеме. Qд,нако
емкос11ный сглажив,ающий фильтр до его полного заряда п1редстав­
.цяет собой очень малое со1противление, сильно ~нагружающее вы­
ходную обмотку силового 11раноформатора, а это затрудняет про­
цесс самовозrбужrде'НИЯ. В зависимос11и от конюретных усло1вий мо­
жет nреобладать влияние того или другою фа1кторов.
До ·настоящело 1времеН1и еще отсу11с11вует качес11венный и коли­
чествен1ный шналrиз у,слСJ1вrий запу,ска т,ра1нз1ис11орных инвеrртороtв
с учетСJ1м различных сочетаний !Возможных параметров ~всех элеrктро­
радиоэлементов, ,входящих в схему инвертора. Поэтому схемы цепей
запуска и их пара:метры определяются экоперименталыно tв процессе
маке11ироваrнrия схеrмы и ее последующего иопытания ,в различных
режимах работы.
ОсноrВ'НЫе схеrмы цепей запуска транзисторных 1Инверторов при­
ведены на рrис. 6-12 и 6-13. На этих рисунках цепи запуска по­
казаны на п1рим~ре схемы nrроrстейшего rинвертоrра с ,насыщающимся
выходным траноформатором, однако эти же цепи могут быть при­
менеrны и в дру!1их 'Схемах 1и1н1ве:р11аров. Сrледует отме11ить ~некоторое
раз,.rnиЧJие ,в 1вы1полнении цепей запуока для схем l!!Нверторов с общим
базооым резистором ('рис. 6-12) и с ,раз,дельными базовыми rрези­
сторами (1риrс. 6-13). В nеrрвом случае ,напряжеrние омещеН1ия tв мо­
мент з~пуока лрr~1кладываещя ощнов,ременно к базам обоих траrнзи­
сторов, во втором - к базе транзистора 'одного из плеч инвертара.
Результаты экоперrимента показывают, что во втором случае запуок
обеспечиrваетоя более на.деж.но за счет создания несимме11рю1 в схе­
ме. Одна:ко это же я1вляется и недостат,ко:vr rехеrмы: постоянная не­
симметрия в схеме приводит к 'появлению постоянной составляющей
намшгничивающеrго тока, которая rвызывает несимметричное пере­
маrничиrваН1ие вы:щдного т1ра1нсформатора. Подобц1ое !П!Ление при-
141


б)
б)
г)
Рис. 6-12 .
•
R5
Тр
Тр
Тр
а,
GR"
а)
Рис. 6-13.
142


водит ,к существенному 1Из1мене11tfю режима ~работы инвертора, раз­
личию в форме 'Коллекторных токов обоих транзисторов, у,вел:ичеиюе
мощности ра<0еея,ния при перек.люче'l!им, сН1Иже1шю к. :п. JJ.. устр61i:­
ства, 'n.iroxoмy иапольеьва,иию травзиетор&в ао 'l'ьку.
Простейшие схемы цепен заnуюка ,nрмщ~цеиы на i!Jнc. tl-12,a и
6-13,а. Соп:ротивление 1рез1111стора Rем 'выбмрается из выражекня
Uп-Uя.
Rсм=Rб U
R.
где ,U 11 -nадеюие ~апряжения 111а резистор~~ Rб в момент 3а1ауска
(~рооное 0,:5 В для ге~рма'Jl!Иевых транзиС110рQ11i и 1,0 В 1,1,ля 1<1рем­
нневых).
П0tдобная схема запуска проста, обеспечИJВает на1дежный за­
пуск :Цаже при пла1вном ~включен!Ии 1напряжения питания Ип и при
IШIЗЮIХ те1М1Перату~рах. Не.достаток - большая по'!'ребляемая мощ­
ность, при~ющящая к анижен111ю к. п. д. инвертора. Мощность, рас­
r.еиваемая 111а резисrоре Rем, равна:
(Ип-Ия.>2
р ---:.. --- -
Rсм- Rсм
При :малом сопроrn1влени111 Rб целесообра3но применение схемы
61тс. ,6-12,г). В ней начальное смещение обеспечивает,ся за счет
падения напряжения на диодах Д1, Д2 при протекании прямого
тока, поэтому сопротивление Rем может быть более высокоомным,
а потери мощности уменьшатся.
Дру~гой апособ заrпуака инве~ртора 1СОС1'О1НТ в кратюовременной
пQДаче наrп'ряжения смешения ,в цепи баз транзисторов 1ин.верто,ра
через разряженный конденсатор запуска Сем (рис. 6-112,б, в,
рис. 6-13,б). Подобный 'опособ ,запуска отличает,ся малой потреб­
ляемой мощностью, ощнако он не обеопеЧ1111вает надежный запу,ак
'И111Вертора лри пла1в1ном нара,станИIИ напр,яжения питан:ия ИЛJИ п~ри
малой ем1юос1ш Сем. З111ачительное же увел:иче;ние емкости Сем
ВЛJияет на реЖIИIМ ,работы а1втогенера110ра. При за1ря~де пр.иходится
011ра.111ичивать зарядный ток :резн,стора'МИ Rем, что 'В овою очередь
привОДIИт 1К ухудшению у1слооий запуска. Резисторы Rp могут быть
ВЫСОКООМ'НЫIМIИ, так ,как он:и цред1назначены лишь для разря~да кон­
денсатор10.в Сем, под1готавЛ1И1~ая цепь запуака rк очередJНому в1ключе­
нию и111Вертора.
1Схемы запуска, подобные дрИIВеденной на 1рис. 6-13,в 111: обес­
печивающие возбужtдение колеба:ний ,в инверторе за счет постоя'Н­
ной нОО111М1ме,,рИ1И в базовых цепях Т·ранзисторов, :не могут быть
рекомеН(Цованы для црактического применения. О не~доста11Ках по­
добного 1реЖ1111ма работы было сказано выше.
,В последнее время все более широкое п.рименение 111ахо~дят :вы­
оокоэффек'!1ИIВ1ные и экономиЧJные :схемы залуска инве,рторов с от­
ключением цепей запуска 1в ~рабочем режнме. Резистор запуска
Rем обы'!IНо включаеrоя между источнmюм пита'НIИЯ (111ногда - кол­
лекторам транзистора) и базой транзистора одного из JIЛеч инвер­
ТQра через вспомогательный .маломощный 'l'р!fНЗ~истоф Ts
('рис. 6-14,а).
:Включение этого '1'ра:нз111Стора проис~одит одновременно с по­
дачей 1на.п,ряжения пита1ния на ~схему 1ин1ве\ртора. Транзистор Тз
может быть пос'ЮЯJННО 011КJРЫТ во 'В1ремя запу~ака ~или работать
в имn.ульсном 1режиме с частотой 'коммутации более высоюой, чем
собственная частота переключения 11ранзисторов инвертора. (В по-
143


rp,
Rогр
а)
Rн
w
'Ь)
Рис. 6-14.
с
следнем случае используется простейший однотактный генератор
запуска Иотп на однапереJюдном т,ранзисторе, туннельном диоде
и пр.) Т'ранз1истор Тз за1<1ры1вае11ся обыЧ'Но подачей на ero вход
запн,рающею напряжения после возбуждения автоколебаний. Это
напряжение подаете.я с неко'I'орой зщдержкой, осуществляемой вре­
мязадающей цепочкой (Uзап). Цепь запуска при этом хотя и
усложняе11ся, но в схеме инвертора не создается постоянной несим­
метрии, так как цепь ~апуска совершенно не влияет на режим
работы инвертор а.
Практическая ,схема инвертора с отключаемой цепоч~ой З31Пуска -
приведена на рис. 6-14,6. Резистор запуска Rсм в,ключен в коллек-
144


Торную цепь транэ'Истора 1'з. бтк~ры'l'ое c.ocт,ostнke 11pa1tзiiiC1'01}a Тз
обеспечИJВается током, знаrчеНJИе кoropo1ro у,станаJвли1Вае'J1Ся с по­
м,ощью 'резистора Rб. ВЬ11ПW11митель !На д,иодах Д11-Д4 с емкостным
филь11ром С, подключенный к обм,отке w3 трЗ1Н1Сформатора Тр1 ,
обеспечивает аакрЬ11Вание тrра!НЗJИiСТора Т3, причем задержка п,р,и
за~Ь11Вании ОПiределяется по,С'I'оЯJнной ~времени заряда кощценсато­
ра С. Емкость этого конденсатора должна быть сравнительно не­
большой для того, ,чтобы щремя ее заря,да оостаJВляло несколько
пер1иодов колеба!ННЙ в ИНJВерторе. В противном случае цепь запу­
ска начм,нает щ:~епят,с11Вовать 1Процессу нараста,Н1Ия колебаl!IНЙ, а вре­
мя ~выхода и111вер11ора на режим с уrстанооrившейся а1мплиту~дой
КiОлебаний увеЛJИЧИJВает,ся. СапlРот.ивление ,резистора Rсм !Выбирается
из у~словия, ~чтобы rок через него ,в процоосе запуска ооста!Влял
20-30% у1ста1новН1Вшегося тока базы тrранзисто1ров 1НН1Вер110ра.
ТИJр'l!сrорные схемы иН1Вер·юров пр.И1Меняются при выходной
мощ!Ности ~о нескольких десятков и сотен киловатт. СущеС11Вует
большое 'Кiоличество 1разЛ,И'ЧIНЫХ ~схем ИН!В~р'l'ОрОIВ на ти~ристо,рах,
отличающихся д!Р'У'Г от дрУIГа по способу IВЫполнеl!IНя IС.Иловой ча,с:ти,
апоообу выключе!llИЯ пр,ОIВодящего тнрисrора, возбуЖ~дению колеба­
ний И П1р.
Из эrого .многоо,~разия схем ~наибольшее 1прЗ1ктическое I!lp!llMe'
неН1Ие получила схема 11иристорного па,раллельноrо инверт0~ра, при­
веденная 1на 'J:J<lliC. 6-15,а. Она ()ОСТОIИТ из ТЩ>Иiсторов д1 и Д2. Парал­
лельно пеа~в~н.чной обмоТ!Ке вых1О1дно,го тр11iНсфор1м.атора Тр ~включен
коМ1мутируюЩ1ИЙ конщенсатор С. Дроссель Др iВ цепи питаная
обеапеч111вает ~ноореа~ы1вl!юсть протекания тока при переа<лю~чении
тиристоров. Схема упра1Влеиия выдает импульсы, определяя частоту
коммутации 11иристорО1В.
Пусть ,в данный момент 1времm1и ОТ'Крыт ТИiрист0~р д1, а д2
зак~рыт. Коммутирующий 1юнденса110,р С заря.цится до напряжения,
paJB'Horo 2Ип, с полЯJрностью, указанной на р111сунке. Ког1д.а упра1в­
ляющий .им1Пульс ютк:рыrвает т111рнс.тор Д2, то на:пряже:ние, с~нимае-
Crx=r t
ь~
Rн
о11
Wтр
t
о
о
и,А.
1
~
н 1 [!. / ин:х:х;
\
1
v
1
t
о'
1
\
1
'/
1
1
lfп
Uи 'УlJ .,А
д,
1 ll.x .y
1
t
о
2Un
а)
oJ
Рис. 6-15.
145


+
д,
а)
Ь}
Рис. 6-16.
мое с 1IЮН1ДеН1сатора С, IIIlpиiКЛll\!l.ЬLBaeroя к 11ИiIJIИ·cтopy Д1 с обратной
полярностью и о·н закрывается. Ток в обмо1\ках 11ра1ИсфорtМатора
и 'Ма~гнитный поток .в сердечнике в этот момент изменяет свое •на­
п.рЗ1ВлеН1ие, поэтому 1ко~м~мут111рующий кон.денса1\Qр С будет пере­
заряжатыся до на1пряжения, ~равного 2Ип, но противополоЖIНОЙ по­
лярооСТIИ. Далее n·роцеасы переключения лО1Вторяю11ся.
Sре~менные диа~г.рам~мы токов и нап~ряжеН1ий в схеме il!HB·eipтopa
прmщцены ны 1р·ИС. 6-15,б. Данная схема работает у;:щвлетво,ритель­
но ЛIИШЬ l!Ipи посrояююй нагрузке. С у·меньшением наг.рrузюи до
режI11ма холостого хода избытоЧJная электромагнитная энерг:ия,
накопленная в реак1111$ных элементаJС 1111Н1Вертора, ~вызывает резкое
увеJl'ичение напряжения на закрытОIМ mр111сторе (~рис. 6-15,б, пунк­
тир). Эrо ~может •выз•вать 1ПрQИ3Вольное оmрытие тириС"Юра, ч·ю
nрипщЦJИт к за.кор.а•чива11111ю источника питаН1Ия. ПО!дiобное я~вление
может быть у.стра.нено за счет .у~веЛ1ИчеН1ия емrкоС11И 1КоммутИ1рующего
конденсатора С.
На III!PaJК'l'IИKe чаще применяе'11Сt11 cxeuVIa 11И<ристор1Н()IГ() парал­
лельного иН!вертора с обра11ным.и tдиодам111 дз и Д4, по1дключеll!ными
к 011В0дам первичной обмо11ЮИ выхо:дноrо трансформатора
(1рис. 6-16,а). С пом~ощью ЭТIИХ д1иодов избыточн.ая элеКТJрО1Магнит­
ная ,энергия, накопленная в :дросселе Др и конденсаторе С, в на­
чале кажщого лолупе·риоща возвращается ·В источник постоянно·го
rока. Обра11ные диоды позволяют ИН!Вертору устойЧ1Иво работать
Тhри изменяющейся в шщююих п~реtделах акт111вной и индуrкт.ИIВ·НОЙ
нагру31Ке (·без увеличения емкос11и комму11ирующего конденсатора),
а ТаJКЖе ПОIВЫШают к. ilI. д. И•Н1Ве,рrора. Форма !ВЫХОДНОГО наnря­
жеНIИЯ во IВCeJC случаях остается близкой к 'П·ря.моутольной.
Вмк0С11И (Ф) 1и инду.ктив1ност.и (Г.н) ко.м•мутирующих элеменrов
ин~ертора мож·но най'11И из выражений
С- tнl'н.макс , L _
t~Ип
-
l,7Ип '
-
О,425/'н. 111акс
11де t. -
минtИмальное время, необх~ди~мое для восстановлеии1
у~пра111ляюЩ1Их овой~ст~ ти;ристора; /'и.макс - ~максимальный ток на­
rруЗ'ЮИ, пересчитанный 1В перв.ичJНую обмотку выходною 11раJНсфор­
>о1 атора.
146


Недостаток схемы с о6ратными диощами заключает,ся 1В том,·
что ток, лот.ребляемый от иrсточника питания, иrмеет пулысИ!рующую
фор1му. Поэrому схема :i1r1rв~JJТopa может нормально работать толь­
ко ,от ис:rачниrка е очень малым внутреН1н:и1м сопротювлением, для
чеrо источник обычно шунтируют большим ;по eмr1юcrn элек11_роли­
тическим ко111денса1'оrром.
В схеме инвертора, ~приведенной на рис. 6-16,6, коммутирую­
щий .1ю111ден:сатор С ·сом111няет:ся с первичной обмотll'ой транофор­
ма'!'ора через 1диоды Д3 и Д4 - это сх,ема с последовательными
или от,секающими дио:дами. Процесс заряда 1юнденсато.ра С П'!JО­
исхощит так же, как и в простейшей схеме: пусть 011крыты тари­
сrор Д, и 1диод Д3. КоН1денсаrоrр С зар,яжае'!Юя через диод Д4 и
тиристор Д 1 до значения 2Ип.
Отли·ч.ие в 1работе заключается 1в том, что начиная с момента,
1югда коН1денсат·ор начинает разряжаться через перrвичную обмо11ку
11ранюфорrмато,ра, диод Д4 заюрывается и отключает его от обмо1'юи.
Таким образом, конденсатор С сохраняет свой з.аряд до тех пор,
пока система упраrвления не откроет тиристор Д2• Схема ~работает
практически в 1режи1ме непре,рьишых то1юв, х.отя наrnрузка может
быть акти1вной или индуктивной.
Оптwмальной частотой комrмутапщи для па,раллельных инrвер­
торов яrвляется чаrстота около 1 кГц. При этом rк. п. д. инrвертора
может оостЭJВлять 85-90%. При снижен1Ии ча,стоты комrмутации
к. п. д. возрастает, но од1нО1В~ременно ~величиваются маrсса и объем,
занимаемый тrрансформа'!'ором, дросселем и к;оммутирующ11м кон­
денсатором. С повышением частоты к. п. д. инвертора падает,
так ~как в.озр.астают поте~ри в к;оммутирующих элементах, Т1Ир1И,сто­
рах и 'В с~рrде<Чнике 11рансфор111а-~iора.
6-2 . Нереrупируемые и реrупируемые выпрямитепи
и сrпаживающие фиnыры
Преобразование наrцряжен111я перемеНiного тока в постоянный
является одной из наиболее 'Распространенных функций источников·
вторичного элек1'ропитания. Для этого иопользуются 1Вы:прямитель­
ные уст,роЙiС11Ва, которые в общем случае сост0;11т из тра1ноф0jрма­
гора, схемы вьшря1мления и сглаживающего ф:иль11ра. В ря1де слу­
чаев траноформатор и даже ,сглаживающий фильтр могут отоут­
с11вовать.
Сущес11вует много разновидностей rвыпрямительных устройсТIВ,
отличающих,ся одна от дру1гой схемами выпря1мления, сглажвваю­
щих .фильтрОIВ и nrp.
Схемы ,выnряrмле1ния по числу иопользуемых полу~перио-
11:ов rнацряжения [JеремеНiного тока услов:но разrделяются на одно­
пол~пер!Иодные 111 двуJюолупериощные, а по числу фаз питающего
наПJ;~,яжения - на ощнофазrные и треХ!фазные. Пра1вилыный выбор
и Т·ОЧНЫЙ расчет схемы rвыл,рямления оказывают существенное влия"
ние на массу, абъе1м, стоимость и к. п. д. выпрямительного .устрой.
с11ва и всего 111сточ1ника вторичного эле,кт:ропитания.
Основные схемы ВЫ[!рЯiмления напряж·ения перемеНiноrо тою1
приведены на JJIИC. 6-17. П,р:и питании от 'Оlднофазной се11И приме·
няютея ОдJНОIЮЛ)'IПерио:дная (/J'ИС. 6-17,а), двухполуnерисщная со
средней тdчкой ('рис. 6-17,6), ,щвуmолулериодна.я мостовая
(,ряс. б-17,1') схемы выпрямления. Находят п,ракmческое примеие·
ime и схемы выпряыления с умноже111Ием иапряжеи,ия (иЗJПJример,
с уДJВоеиием) -рис. 6-17,г, д. 9-m схемы лозrооляют получить на
выходе повышенное 1выпряrмленное напряжение без транrсфо.р:маrора
147


ТрД
s1~:
а)
Рис. 6-17.
или зна1чительно упростить транофор:ма·юр и снизить 11ребооания
к эJнш11роизоляцианным хара1ктеристикам выходной обмотки у вы­
ооковольт,ных ,источншк·ОВ 1в11оричного элек11роп:итания.
Параллельная схема ВЬ11прямления с усд1воением н11пряжен:ия
(рис. 6-17,г) ~применяется чаще, чем последовательная (рис. 6-17,д),
так как обеопечивает меньшие пул1:Jсации вьшря1мленного напряже­
ния и позволяет IПIР'Иlменять консденсаторы с меньшим рабочим на­
пряжением, равным полав:иие наГLряжен:ия на выхоще схемы Ио.
Сложные схемы выпрямления, образованные комбшы~рооанием
д1вух или неокольюих п1ростых схем, например пр'иrведен:ная на
рис. б-18, по3воляют от одной обмотки тра,ноформат,ора получать
011нооительно ~общего ГLровода два (или больше) з.начен:ия вьшрям­
ленного н11пряжения. Кам~бiин1ир.ова1нные схемы поз1воляют лучше
r;опользо:вать трансформатор, однако их применение 1Целесообразно
толыко при постоянных 11аках нагрузок - 'В протиrвном случае на­
блюдает,ся :взаимное влияние выхо1дных цепей друг на 'д,руга.
Ора1внительные хара1ктерис11и1ш осно1В'НЫх ,схем выпрямления при­
ведены 1в табл. 6-1. Ра1сче11ные соотношения цр:и работе на актив­
•ную, индуктивную или емко011ную 'на1грузку можно найти
в [17, 18, 19].
:Ниже отмечаются лишь особенно.сти ,работы схем ВЬ11Пр,я1мления
при пита111ии наJПряжением п:рямоуrолыной фо1рмы повышеНJной ча·
стоты.
В зависиrмос11и от характера :источника переменного тока на­
пряжен:ие на входе схемы выпрямления может быть ои!!)'оаидаль­
ной формы промышленной (низ-
Тр
+ кой) частоты или прямоугольной
формы относительно .высокой ча-
э
Rн1 стоты :(десятки килогерц). В пер-
и
_+
вом случае мощность первичного
"-'
1
источника (сети переменного тока)
Rнг практически неограниченна и вы­
прямител0ные устройства сравни­
148
rельно мало влияют на его харак-
геристики. Бо втором случае мощ­
ность питающего источника (обыч-
Р.ис. 6-18.
но инвертора) ограниченна и


Таблица б 1
Схема
Преимущества
Недостатки
Область применения
Рис. 6-17,а
Простота схемы; минимальное чис- Большие пульсации; низкая ча- Выпрямители ДО 2-3 Вт
.ло элементов; минимальная общая стота цульсаций; высокое обрат- с низкими требованиями к
стоимость (при малом выходном то- ное напряжение на вентиле; под- амплитуде пульсаций; высо-
ке); возможность работы без транс- магничивание сердечника транс- ковольтные
маломощные
форматора
форматора; сравнительно высокое выпрямители
выходное сопротивление
Рис. 6-17,б
Повышенная частота пульсаций;
Необходимость входного транс- Схема
универсального
минимальное число вентилей для форматора; высокое обратное на- применения (не применяется
двухполупериодных схем и соответ- пряжение на вентилях; возмож- для выпрямления высоко-
ственно более высокий к. п. д.; низ- ность появления пульсации с ча- вольтных напряжени:i)
кое среднее значение тока венти- с тот ой сети (из-за несимметрии
лей; возможность установки венти- плеч схемы)
лей на общем радиаторе
Рис. 6-17,в
Низкое выходное сопротивление;
Большое число вентилей (4) и Схема
универсального
низкое обратное напряжение на вен- соответственно меньший к. п. д.; применения (не применяется
тилях; возможность работы без невозможность установки одно- при
выпрямлении
низко-
трансформатора; наименьшая из всех типных диодов на одном ради а- вольтных напряжений, соиз-
схем вероятность появления пульса- торе без изоляции
меr;имых с прямым падением
ции с частотой сети; повышенная
напряжения на ;диоде)
частота пульсаций
Рис. 6-17,г
Низкое обртное напряжение на
Повышенное среднее значение
ПСJлучение ВЫСОКОВСJЛЬТ
вентилях; возможность работы без тока вентилей; невозможность ных напряжений
трансформатора; повышенная часто- установки однотипных вентилей
та пульсаций
на общем радиаторе


-
Таблица б-2
g: -~~~-~~-~--~~~~~~~--~---, --~~---~----~--~-~-~~~~~~~
Схема
Рис. 6-19,а
Рис. 6-19,б
Расчетные формулы
106
С = 2mfRнКп ' .мкФ·
Форму.па справедлива при .малых
пульсациях на конденсаторе (напри­
мер, для электролитичес!(их конден­
саторов)
vrкc (Rн + RL) )2 - (R11+RL) 2
L=
21tmf
'
если:RL ~Rн и (Rн+RL)2 ::::::: R211, то
КсRн
L:::::::: 21tmf' Гн.
Характеристика схемы
Простейший фильтр; с увели­
чение.м числа фаз переменного
тока и сопротивления нагрузки
коэффициент сглаживания умень­
шается. В схеме возможны
всплески тока при заряде кон­
денсатора
Простейший фильтр; с увели­
чением числа фаз переменного
тока и сопротивления нагрузки
коэффициент сглаживания увели­
чивается. В схеме возможны
перенапряжения при ком.мутации
тока нагрузки
Область применения
При.меняется в однофаз­
ных выпрямительных уст­
ройствах при сравнительно
.малых токах нагрузки
Применяется в многофаз­
ных выпрямительных уст­
ройствах при больших то­
ках нагрузки


Схема
Рис. 6-19,в
Рис. 6-19,г
Расчетные формулы
Кс+ 1
LC::::::: 4n2m2fi
Одно из значений (L или С) за­
дают, второе определяют по фор­
муле
R::::::: О, 25Rн (при:'t)ф = 80"/о);
Rи
Кс::::::: 2.,.mfCR Rи+R ·
Характеристика схемы
Для обеспечения непрерывно­
сти тока через индуктивность,
его значение должно быть равно
не .менее
Фильтр имее-т малые габариты,
массу и стоимость, но низкий
к.п.д.
Продолженае табл. б-2
Область применения
Фильтр применяется с
двухполупериодны.ми схема­
ми выпрямления. Обязатель­
но применение фильтра в
схемах выпрямления пе-ре­
менного напряжения с [ши­
ротно-импульсной модуля­
цией
Применяется в схемах вы­
прямления малой мощноста


ВЫ!ф~м11rельное у,стр0Jk11Во можеt суЩеС'!'венньtм обр11эом вJtйst'l't.
на ,режим ~работы инвертО1ра.
Та1к, в транзисторном wН1верторе, ~имеющем на выходе ВЫ[!,РЯ­
м111тель с идеальными Д1110\!!iа1ми и аrлажщ~ающий фильт,р, наЧ1Инаю­
щийся с конденсатора, в течение большей части процесса комму­
таЦJИИ т,ра;нз111сторов диО'дЫ выпрямителыной схемы оказываю11ся за­
крытЫJМIИ. Это лр111водит к у>величению эюв111Валентноrо ооп~роwвле­
ния НаJf1lУУЗК!И и, следовательно, к ускорению процессов переклю­
чения. При ра,боте 11ранзи,стор1Ноrо ИJНвертора с r~рансформаторнЫIМ
BЫXOJIJOM на выпрямJИтель с не.идеальными д~иодами и фильт,р, 111а­
Ч1Инающийся с дросселя, возможно возН111юнО1Вение реЖ1111Ма кратко­
в~ремен<11оrо юорО'ГКОГо замыка1Н!ия вторичной обмо11Ки трансформа­
тора. Подобное ЯJВление может п.ривесw к пернодичеС1К111м срывам
колебаНJИЙ в IИдFверторе и увел~и,чеНJИю пульсаций выпрямленно·ю
нап,ряжения.
ИнерциоНiные овоikгва выпрям111Тельных диодов в схемах вы­
пр.ямления, питающихся от промЬ11Шленной сети пepeмffillнoro тока
е111нусо.идальной фор~мы, мож1но не ~читывать, т,ак как а1щрость из­
менеНJИя нап1ряжен~ия на Д111JOJJ.e nip111: смене его поля,р11осw аравни­
телы110 невеЛ1И1Ка. Если же на вхо1д схемы 1ВЬЫI1рЯ1Мления поступает
напряжение перемеН!ноrо тока п1рямоу.rольной фо1рмы с малой дЛIИ­
телыностью фронтов переключения, то инерционные свойства д1ио­
дов заметно IВЛ'Ияют на работу схемы, вызЫJВая появленJИе комму­
т,ационшых токов лрямой и обра11ной поля1рности. S результате
зт.ою незав1иС1111Мо от схемы аrлажiИ'Вающеrо фильтра потери мощ­
ности в IВЬШI'РЯ!МIИТеле IВОЗjрастают щ:,опОJР'IllИОналыю ·частоте пере­
менно.го 110,ка, увели'L!llваюТ1Ся пульсации в выходных цепях источ­
mка. Подробнее эти воЩJосы изложены в [20].
Сrлажи1вающие фильтры 1Включа~отся межщ~у схемой
вьm.рямлеНJИя и на,rруз11юй для у~меньшооия переменной составляю­
щей вьm1рямленного 111З1Пр,яже1ЮИя. Качес'!lво сглажmания оценивается
коэфф111циентом сглаж111вания Кс.ф, п~ре~щставляющИJм собой отно­
шеН1Ие ~оэффициенТОIВ пульсаций на вхо1де Кп.вх и выходе Кп,вых
фильтра:
11де Umo(l), Umв(1J- амrпЛ1Иту1ды пер1вой rар1мО1Ниюи .нал,ряжен1Ия
i!JУЛЫсаrций сооmетсТIВенно на входе и выхо1де филь11ра; Ио - вы­
nря~мленное напряжение на входе филь11ра.
Сглаживающий фильтр должен иметь высоК'!!Й к. ·П. д., надеж­
ность, малые габариты 1и ма.осу, он 111е должен 'ВJIJИять на работу
наnрузки, создавать в схеме 111стоЧ1н11JКа перенапряжения и воолеаки
ТО'Ка.
Оонавные схемы оглажи:ваюЩ1Их фильт,ро;в пр111Ве;дены на
рис. 6-19. В табл. 6-2 даны их 1ср,ав'111ИТелЬ1Ные ха~ра1ктер111стики и
расче'l1!1ые фо.рмулы для выбора элеменrо:в филь'!lра. I]р1и этом учи­
тывалось, что 1для п~'ВIОЙ г<11рмоники напряжеНiИя пульсац1Ий инду~к-
11111вное соп,роти:влеНJИе д1росселя фильтра должно быть много боль­
ше, ~чем ооп1ротивление нагрузlК:И, а ем~ос11ное соп~ротивление кон­
денсаторов фильтра много меньше. При выборе значеНiИЙ элементов
аглаж111вающего фильтра необ~одимо следить, чтобы его собсmе111-
ная резон1Ш11аная rчастота не сО1В111ала с ча,ст011ой пульсаций выпрям­
ленного НЗJП~ряжения, так как может произойти не ослабление, а ре­
зонансное усиление пулысаций.
152


т
+~+
R5
:ссuff~
а)
Т2
Z)
е)
Рис. 6-19.
т
+~+
R5
~одuff~
о)
Рис. 6-20.
Rол т
+
Rол
!Jj
д)
Фильтр, пр1иведенный на р<ис. 6-19,д, представляет щва после­
довательно соединенных фильтра (рис. 6-19,а и рис. 6-19,в). Коэф­
фициент сглаживания пульсаций такого составного фильтра Кс.ф
равен произведению коэффициентов .сглаживания каждого звена
К'с ф И К''с.ф: Кс.ф=К'с.фК"с.ф·
При рас~ете и1нду11сrИ1в1ности дро,оселя сглаж.ивающеrо фильтра
и ем~кости конденсатора слеtдует ИIМеть ·в виtду, что )'1Вел1и·чеН1ие ча­
стоты переменной ооставляющей напряжен1Ия на э11их элеме1нтах
приводит к оущественному уме~ньшен1Ию з1начений их па,ра1Ме11ров по
сравнению с но1м,инальными значения·ми.
Нах·QДЯТ п1ра1ктичеакое применение и более сложные схемы
филь11ров, в которых Иlопользуются различные цепи ООС или резо­
нансные яшле~ния. Так, ,в схеме сглаживающе1го филы1ра на рис 6-19,е
дроссель имеет специальную обмотку w 2, создающую в его сер­
дечнике переменную составляющую магнитного потока, направ-
i53


ленную !ВС1)ре11НО с l!IOTO!IIOM ООНОIВНОЙ обмо11ыи W1, т. е. компе1!ЮИ­
рующую лулЬ~сации.
~В ~.:t.iwe филь;гра 11н1 1р1И1с, 6-19,ж 9JJJНil щ1 Q6Моток ~~ АрQсселя
Др используется как и.идуктmшость и образует совместно с конден­
сатором С [ЮСЛещО1Вательный ~резонансный КОН'11)'р, 1НаС'!1роенный на
частоту ОЩIНОЙ из rармоо1ик на[J\JJЯЖеНIИя [Jульсаций, обычно на пер-
1Вую. Недостатю>м резонансных филь11ров я1вляется их избирательное
деЙСl'ВИе ТОЛЬIКО для QП,ной из ч.а•стот 1Напряжентця пульсаций, что
1В рме случаев бы:вает 1нещостаточно.
транзистоrpные фillльтры ПО ора1В1НеRИЮ с ·IШ!!д.УIКТИВ­
IНО•еМIКОС11НЫIМИ сrлаЖ1Н:вающим1И фильт,ра.ми rи.меют ~меньшие габа­
риты, ~массу и ·большой 1Коэффициент сглаж.и1Вания [Jульсаций.
Основные ~схемы 11ранзи1сто:р1ных 1сглаж1ИваюЩ1Их фильт.ров [Jр1И1Веде­
ны на rри1с. 6-120. Эти филь11ры могут быть выполнены по схемам
с 1послещовательным 1И [Jараллельным 1В1ключением 11ранзистора и
наnрузки.
Цри11ШJIЮ 1дейСТ1Вия 11ранзrи1сrорного фильтра с послещоiВательным
аключ~ем транзистора и 1наnрузrки осш()IВан 1на том, что 1Коллек­
торный и эмиттерный токи тра1Нз11стора [Jрак11ически не за1Висят от
на.пряжени.я между .~оллектором 1И эмиттером. :В схеме на рис. 6-20,а
базовый ток т~ранзнстора Т зЭJ1дае11ся .рези.стором R.б. Так как кон­
денсатор С :достаточно 'большой ем11юст.и, то 1нап1ряжен.ие [Jульса­
ций rна пе.реJюде эмнттер - ·база отоу11с11вует. Переменная состаJВ­
ляющая 'l!апряже.ния пуль1саций 1В осн()IВ1ном пр.и1кла1дывает.ся 1К пере­
ходу база - коллектОIJJ и 1Выщеляе11ся .на 11ранзи.сторе Т. ПосколЬIКу
в iЮОллекторном и эмиттерном токе переменшая со1ставляющая от­
сутС11Вует, то 1соп1роти.вление на11рузыи Rн может быть в1Ключено
каlК 1В цепь эмиттера (рис. 6-120,а, 6), так 1и в iК'оллек1'ор1ную цепь
(1рис. 6-120,в).
КоэффиUJИент сглажrи.ва1ния т,ранзисторно'го филь11ра тем боль­
ше, rчем больше кюэффициент передачи тока и зна1чение 011ноше.ний
т. е. rчем ~меньшее напряжение пулысаrций будет приложено к пере­
х:оду эмитт~ - база 11ранз.истора. Для етого конденсатор С заме­
няется lд1ВУХЗ1вен.ны1м RС-фильт1ром, 1Выrполне.нным на элементах Rб1,
Сб1, Rб 2 и Сб2 1(ри1с. 6-20,г). Для у1величеН1Ия коэффициента пере­
дачи тока 11ра1нз1И1стора он может быть соста1В'НЫМ (Т1 , Т2). К. п. :п:.
транз1ист10,рного фильтра бущет тем больше, чем меньше пмение по­
стоя.ншого 1на1П1ряжения :на т.ранзисrо1ре, однако при этом амплt!fГ1Уда
переменшой ооста1Вляющей нащ~яжения на транэ.исrоре не должна
nrревышать постоянного 1Напряже1Ния, иначе ф1ИЛЬ1'р теряет работо­
опоообность.
Транзисторные филь11ры с балласrным резисrо·ром Rбл и па­
раллельным ВIКЛюrче.нием транз1и1стора 011носитмьно на1груЗ1Ки
(ри·с. 6-20,д) применяются при сра1Внительно низких значениях вы­
пrрямленных напряжений (1до нес1юлЬ1КИХ 1десятков вольт). Рабо­
чий режи1м тра1Нзистора /к мин за11дае11ся !Выбором сопротивлений
резисторов R1, R2 делителя напр,яжения. Переменная составляющая
выпрямленного наiП'ряжения в этой ·схеме прикла1дывается к пере­
ходу ,эмillттер - база Т1ранз,и.стора, ,~сИЛ1И1Вается и 1вы1деляе11СЯ 111а
балластном резисторе Rбл· Эта [Jеременная составляющая оказы­
вае'!1~ в про'ГИIВОфаэе с переменной соста1вляющей напряжения, по­
сту1Пающей от схемы выпрямления через резистор Rб 11 непоаред·
15-f.


сtвенно в нагрузку, в ,результате чего происходит Их вза~it.м·на!! ком­
пенсация.
Аlмплиту1да переменной ооста1вляющей ТОIКа через т.ранз·ист01р Т
цолжна быть меньше рабочего тока коллектора lкмии- Ток fкмин
в то же время 1не 1должен быть. очень малым, так как это потре­
бует у1величения сопрО'!)Иlвления резистора Rбл, что при1Ведет к сни­
жению к. п. д. схемы. Слишком большим ток fкмин выбирать так­
же ,нецелесообраз1но, пооколыку это приводит к увелиll!ению потерь
мощности 1на транзисторе.
11(оэффициент сглаж:и~ва~шя параллельного '!)ра1нзисторного
фильтра бущет тем больше, чем ·больше сопроти1вление резистора
Rбл, е1111кости конденсаторов С 1 и С2, а та~кже чем больше крутизна
вольт-ампер1ной характеристики тра1нз1исrора.
Нещоста1чюм па1раллельно.го 11ра·нзи.сторного фильтра я1Вляется
значительное из1менение срещнею з1начения тока через т.ранзистор
при из:менении оред1нею зашчения выпрямленн·ого 1Напряжения, по­
сту~пающего на вхqд фильтра. Это п1рGJ1ВюсП;ит к :снижению к. п. д.
фильтра.
Следует п01мнить, что 11ранзи.стор1ные филь11ры 1Не обеопеч,ИJвают
стабилизации .урмня постоянной составляющей выпрямлеиносо на­
щ~яжен1ия, а в некото·рых слу,чаях, н!ll!Iример л1ри импульсном хара.к­
тере нагрузки, магут допол1нительно ухудшить ею ·стабильность.
Раочет и выбор элемежrов выпрямителыного устройсwа долж1ны
произвсщитыся по1следователЬ'но 100 стороны на11рузки: сначала сгла­
Ж·и:вающего фильтра, затем схемы ,выпрямления и входно1го траНIС­
фор'Матора. Рящ 1па~ра1ме'I1ров пр.и расчете 1неиз1Вестен, поэтОJму она­
чала они ~выбираются орие.н11Ировоч1но, а затем после ях точного
оорещеления произвО1ди11ся уточнение расчета. Следует учитЬ11вать,
что кажщый элемент схемы 1вьы11рямительного устройс11ва суще­
ственJНым образом влияет на режим ~работы предыдущего н после­
дующего элемеН1'0'В.
1Стабилизированные (регулируе1мые) 1Вып1ря-
ми тел и нащ~яжения находят широкое применение в истоЧ1никах
втори1чноrо электропита1ния. Регулирование rвып,рямленно,го на~пря­
же:н;ия ,может осущес11вляться регул,И1рующи1м элементом, в~лючен­
ным ,как в цепях постоян1Ного, тЗJК и переменного тока. ~роме того,
регулир1ующий элемент может савмещать еще и функции 1ВЫП1ря­
мителыной схе.111ы. Работа ~регулирующего элемента 1в цепях перемен­
ною тока и соо11ветствующие схемы регулирова~ния быля рассмот­
рены 1в преды:цущей главе.
Наиболее простой и эк0Jюмич1ный способ ·регулиро,вани.я на­
п1ряжения в цепях постоянного тока з аключае11ся 1В изменении мо­
мента о.тюрывания выпря1мительных д1имов по 011ношению к мо­
менту их естественного О'IIК1рыва1ния, что приводит к уменьшению
среднего значения вып~;~ямленного напряжения. Следует учитывать,
что 1С ')'IВеличением задержки о·11Крыва:ния (угла регули,рова~н.ия) воз­
растает напряжение пульсаций выпрямленного нап,ряжения. Это
п1риводит к усложнению схемы оrлажи1Вающего фильтра, у~величению
его 1маосы и габа1рито1В. Поэтому по1Цобнюе регулирование приме­
няется при сравнительно небольших 011кл01нениях 1входного 111апряже­
ния О'Ilносительно своего номи1налыного знаl'!ения.
Наиболее подходящими полупроводниковыми приборами дт1 та­
ких схем я·вляю'!'ся тдристоры, так как (]ни могут сочетать в себе
функции выпрямления и 1регулиров11Jния. В качес11ве регули,рующих
элементов могут быть также иопользова1ны магяи11ные усилители
155


llJ!И биполярные транз1исторы в сочетании с выпрямитсльнЫ1ми дио­
дами. Для сrлажива.ния вып1рю1ленноrо напряжения .используются
те же схемы фильтров, что и в нестабилизированных :выпрямитель­
ных ус11ройст1вах. Необхощимо, 01д1нако, 011метить, что пр.именение
фильтро:в, ,начинающих,ся с ко,нденсатора, 1В регулмруемых выпря­
мителях цри1нципиалыно невозможrно. Это объя.оняется тем, что их
выходное .напряжение равrно не срмнему значению выпрямле<fного
156
г:-),, ~EJ
o-~~~..----.:J ~ Rн
а) L__.J
Рис. 6-21 .
о)


lJН(сt=О)
-wt
I Н(а.)
lнra.=OJ
а)
1,0
0,8
1
0,6
1
шt
о,ч.
27! 1
1
0,2
1
1,1
... "
о q.5 90 135 180°
5)
6)
Рис. 6-22.
напр,о;~же~ния, а близко к а1мплt!!'Туtдiному неза11шсимо от фоiрМЫ вход­
ного нап1ряжения.
При и:111ц~КТll)ВНОЙ 1на,nрузке или оглаж~иrвающем фильтре, начи­
нающемся с JIJpocceля, рег,улир,уемый выпiря1митель может работать
в режимах ,с неп1рерыlвньпм ил.и прерывистым током нагруз1rои. Режим
рабО'ты .выпiрямителя в з1НачителЬ1ной степени за1&И~еi11Т О'Т соо11ноше­
ния между значениями Rн 1и ыLн. Пеjрехо1д .к режиму прерывистого
тока ,наступает при
roL8
rде а1= arctg Rн .
Регул!1Jр1уемый выпрямитель на1пряжения может быть получе.н
из обычных схем выПJрямления путем полной или час'!'ИЧIНОЙ замены
в них ~выпрямительных диО1До1в ТИ1Ристорам1И. На рис. 6-21 л~ри1ведены
ОС1НО1Вные ~схемы силовой части регулиiруе1Мых вы1п1рям,ителей на
тир,исто,рах, питаемых от о.дi!!офазной сети переменrного тока.
Гljростейшая одщотакТ1Ная схема .вьщрямления приведена rна
рис. 6-21,а. Она со,стоит из Т!1JрИ1стора Д, включенного постvщва­
телыно .с насr~рузкой Rн (1для случая актWВIНОЙ нагрузки) или Rн, Lн
(для случая ак11ивно-иJ11дукти1вной нагрузки). Последняя цепочка
показана на рмс. 6-21,а 'ПУIНКТирам. Ти1рл1стор открьпвается подачей
соот.ве11с11вующе.го сиnнала от схемы уп,равления СУ 1На упра~вляю­
щий электр01д в полож~ителыный полупе,риод нап,ряжения пи11анця
Ип.с. Зак~рьпвание тиристоiра происходит в течение отрицательного
полупе~риода, когда тюк, протекающий через тя.ристор, уменьшается
до ,значения тока 011ключения. Регул!l/р0Ва1Н1ие оре1д1него значения
выхО1Дного напряжения п.рои1схо1дит за счет изменения длительности
включе,ншого ~состояния тирист·ора, ра,вного :n:-a (рис. 6-22,а).
При ак11Нв1ной наnрузке Rн блокщрующий или разрядный диод
До в схеме выпря!Мления не обязателен. В этом случае среднее зна­
чение выходного напряжения определяется выражением
Итп.с
И11= l11R11 =~ (1 + cosa).
157


1nри 11зме1Нени11 угла регулирQв1шйя а м п (режим xoлocforo
хода) до О (режи1м ма1кси1малыной ощщчи) выход~ное на[)р,яжение
ИЭ>меняется от нуля до максимального значения, рав1Ного:
Итп.с
Ин.макс= lн.максRн = -п-·
Если цц~нополуперисщная схема регул111руемо,го выпря1мителя
работает 111а аrк'!'ив1но-и:н:д;у.кТ1И1Вную на1груз1ку с болЬl!liой постоянной
времени -rм-'Lн/Rн и разрядный диод до отсутствует, форма вы­
ход1ного на1цряжения 1сооТ1ветствует р•ис. 6-22,6, а з•начение его опре­
деляет~ .из выражения
Итп.с
Ин=lнRн= ~(cosа- cos~).
ЗIН1ачен1Ие /3 показано на р.ис. 6-22,6.
В 1режи.ме маrксИ1малЬ1Ной 01щачи (а=О)
Итп.сRн
Ин.макс::::::~,
н
слеwдвательно, среднее значение выхсщного на111ряжения 1на наг-руз­
ке }'1МеньшаеТ1Ся 111ример1но о~ратно пропорциюналыно и1Нд}'1ктивности
нагрузки.
Сущес11Венное повышение эффектив~ности однотаumной схемы
вьы:11рямления при акт.ив1но-1111ндук'I1И1в1ной нагрузке •достигается под­
ключением параллельно нагрузке разрядного диода Д 0 • В течение
Т·ОЙ ча1сти периода, ,ког~да тирис·110р за.крыт, ток наI1рузrки замы­
кае'Гся через диод до и схема работает как при актив1ной наr~руз·ке.
Основ1ное щостоИ1нст.во схемы - простота выпол1нения силовой
част.и и схемы )11Правле1ния, хо•рошее использов.ание тиристора по
току. Нещостатки мнотаю11юй схемы: загрузка источника питания
ПОС'ГОЯ,'!JНОЙ состаrвляющей тока, плохое •ИСПОЛЬЗ•ОВ ание тр ансфQj}М а.­
тор а по мощности (1цр1и вход1но:м трансформатqре), ,высоюий уровень
перемеН1ной составляющей выход1но.го нацряжения.
На рис. 6-212,в прмс11аrвлена за1висимость 011носительного зна­
чения тока на~груз11ш /.,,(а)/!"(а=О) от угла регулирования а. Та­
кая зависимость называе11ся регулировочной характеристикой вы­
п~я.иителя.
В ~д1вуХ1Полуnерицщных схемах реrули·руемых выпрямителей зна­
чение П'УЛЬсации выцря1мленною на:uряжения з•начитель,но 111иже,
чем 1В Q,ЩНО1полупериодной схеме, а ча1С1'011а В!ДIВОе IВЫШе. Э110 ПОЗIВО­
ляет уменьшить маrссу_ и габариты элементов сглаживающе!'о фильт­
ра. Оан·авные срав1Нителыные ха,раrкт~рИС'I'ики регуJ11ируемых вью1ря­
м:ителей такие же (особенно при а=О), как и у нерегули:руемы.х
выпря.мительных •схем (табл. 6-1).
Регули'Р'уемые вып1ря1мител1и, 1ВЬDпол1не11ные по схемам, приве­
денным .на ,рис 6-21,6, в, ~могут работа·ть только при наличии ТtРанс­
форматора на входе. Они сравнительно просты, оQДержат малое
чи,сло элемеН'!'ов. Каждое плечо схемы :на .рис. 6-21,6 1В течение
полу;периода работает как щнотак'ГНЫЙ выпр11~11итель, ра·сомотренный
выше. В схеме на рис. 6-2·1,в реrули·рующий 'ГИiр11стор д1 вrключен
в цепь постоя111ноrо тсжа. Подобные схемы не ре1юмецдуетGя nр<И·
менять n,ри отнооите.льно rвьiсокой частоте пе,ре·ключения, так KЗJll:
время, пре111:оста:вляемое схемой для ~выключения тиристора, может
оказаться не.достаточ1ным.
158


Мос'rовые схемы регулируемых rвыпрямителей на рис. 6-21,г,
д, е, ж ~могут подключатыся !К питающей сеТIИ 1Непооредс11Венно или
тщрев сщл~ующий 111хо.цной 11раноформатQр. Мсюrовой вЫIJ]р,sDМИТедь
с четырьмя тнрисщрам11 (,рис. 6-21,е) не nолуч~ил [!Шро1юго при­
менения из-за ·ора1в1Нительно ~сложной •схемы у1пртвления. По энер­
гетическл1м показ.ателя1м эта схема также ус·тушает мостовым схе­
МЭ!М с \/!д3'У1мя тиристарами (ри1с. 6-21,г, д). Оред1И мостовых схем
у ,регул1Юруе1мого IВЫПрЯlмителя 1На рис. 6-21,г относителЬ1Но npocraя
схема у~праrвления: 1ВЫХ!Оiд:Ные це~пи СУ имеют общий ~РОIВО\д.
Мостовая .схема с ·ти,ристором l6 цепи [!Остоя1Нного тока
р.111с. 6-21,ж хотя rи 1аравнительно []роста, !НО м;меет те же огра­
ниче.нrия в [J1рименении, что и схема р111с. 6-21,в. При актив1Но-ин­
д)'IК'J'\Ив.ной .нагрузке rв 1ряtде ~схем l6Ыцрямителей 1НеобходИ1Мо ВIКЛЮ­
чение ~разрящного JJ:Иода Д0 (показ.ан 1На соо11ве'ОС11Вующих схемах
П)'IНК'ГИ!ром). В 1мос·ювой 1схеме на 1рис. 6-21,д \дИQД не 1Нужоо, так
ка1к его .роль 1выпоЛJняют v:~:иоды дз и Д4 rвыJПрямителя, одна1ко схе­
ма упраrвления ЗJJ:есь v:~:оююна 1и1меть два 0гальвани·чеС1Ки раз~зан­
ных 1выхода.
Фо,р~ма IВЫходного напряжеНIИЯ для 1в1сех .щвуХ!1юлупериод1ных
схем регулируемых l6Ы1пря1мителей с ак'Гивной на111рузкой 1ИJШ1 раз­
ряднЬ!IМ tдНОIЩОМ и актлв1но-инщу.ктив1ной .нагрузкой, 1ПитающнХ1Ся от
сети пе,ремеН1ного тока 1оинуооидальной формы, сооТl6еТ1С11Вует
рис. 1-4,в. Регул!llрооочшая ха1рактер1Ис11и1Ка имеет тот же ·В•ИЩ, что
и на :рИIС. 16-·22,в.
0JJJirnM из основных показателей, характе,ризующих схему l6Ы­
п,рямителя, являет.ся значение пульсаций l6Ы1Пря1млеН1ного !На[Jря­
женrия, определяющее ~выбор ~схемы .сглажи1вающего фильтра 1И ди­
нам~чеС1Кие характеристики стабилизирова.1июго IВЫIПIРЯМителя. Вы­
ражение 1для коэффициента пульсаций п-й га1р1мони11GИ выходJНого
нап1ряженшя 1рассма11риrваемых ~регулируемых sь!Пlря.мителей имеет
очень громозщ:кий 1вид [ 14]. Наибольшие ЗIНа'Ченrия у 1В1101рой гар­
моники и четвертой, которые и определяют выбор параметров сгла­
живающего фильтра.
В ~этом случае выражения для !Коэффициентов пульсации со-
011ве11с1'вующих гар1мон1Ик !Имеют вид:
2
Кп( 2 ) =з lf1+4 (1-cosa);
2
Кп(4)= 15V1+16(1 - cos а) (Зсоs2а-Зсоsа+1).
Коэффициент ~сдвига фаз [J'РИ активной нагрузке регулИ!р'УеМо­
го 1вытт1ря.мителя .с !П;остаточной для 111рактики точностью rв диа1Пазо­
не изменения угла регулmрования О<а< 100° может ·быть опреде­
лен из l6Ыражения
а
coscp~cos 3.
При а.ктивно-индуктИJвной на11руз1Ке выпрямителя без разряд­
ного диода
cos <p=cos а,
а при активно-индуктивной наnрузке и 1ра~рмном дио:де
а
COS'f =COS т·


дз -----.
а)
Рис. 6-23.
При сра1в1нителЬ1Но небольших щнщелах изменеНJИя питающего
.наП1ряжения около ±1(20+33) % целесообрмно применение с.хем
выпрямителей 1с 1регуЛ1и,руемыrм 1вольтцдоба.вОЧ1НЫ1М rнапряжением (со
ступе.нчатым rрегул.щюваrнием). Частичная .модуляция rнащ~яже1Ния
на IВ·Х<ще сглаживающего филь11ра 1ПОЗ1Воляет 'ЭIНачителыю у~мень­
шить ero .маосу и таба~риты, 1повысить коэффициент 1МОIЦ1Ности вы­
п1рям~ителя.
Основные схемы 1д1ВуJQполу~пе.риод111ых выпрямителей с вольто­
доба1вОЧ1ным IН!1JI1!ряжением 1Привеще111ы ~а ·рнс. 6-23. Форrма 111ап~ря­
жения •На rвыхцде rвы~плямителей пр:и rсн,нусоидалыюй фQрме пит.аю­
щего на1пряжения и актштой 1Наrnр1узке ооот.ветствует рис. 1-4,г,
а П!ри !Пrрямоуrольной форме напряжения - 1рис. 1-4,б. Нещостатки
эrnx схем - необхцд.имость rв тра11юфар1маторе ( автотраисфор.ма то­
ре) и 1НеJКОторое умоЖ1Нение ~схем за очет увелlfЧения числа эле­
мен11оrв.
Раос.мо11рим пр.инцип действия регулируемых IВЬLПrрямителей
с вольтцдобавочным 'Наtпряжением на примере ·схемы, л~ри·веденной
на .рис. 16-23,а. В с.хему 1вхо.::~.ят два выпрямителыных \дlИОда Д 1 и Д2 ,
подключенные к О11Вцдам вторичной обмотки трансфQ\рматора Тр ц
160


два ти1ристора дз, Д4, имеющие общую схему управления. При
положителыной по отношению к 1диоду Д 1 пол1~волне питающеrо
напряжения ·на обмотке w'2 трансформатора 1в интервале времени
wt=O ... а (рис. 1-4,г) тиристоры Д3 , Д4 и диод Д2 закрыты. Ток
налруз.ки протекает толыю через диод Д 1 • В этом случае коэффи­
циент 11рансформации n1=w'2/w1.
В мо~мент времени wt=a ·на тиристор Д3 :поступает управляю­
щий .импульс, 11иристор отКJрывается и коэффициент трансформации
скачком изменяется до значения n2=(w'2+w'3)/w1, амплитуда вы­
ход;ного ·напряжения у~величивается, а диод Д 1 закры1вает,ся. В мо­
мент в.ремени wt=:n: питающее ,напряжение уменьшается до ~нуля,
тиристор дз з.а1кры1вается. В следующий полуперисщ о11Кроется сна­
чала 1диод Д2 , затем .с поступлением управляющего .импульса -
Т1!11ристор Д4 • Далее процесс по,вторится.
В схеме .на рис. 6-23,6 1при максимальном шщряжении пита·ни,я
тиристоры Д1 и Д3 полностью закрыты и на нагруз•ке присутс'Гвует
только выцрямлеН1ное :д.иод,оrм Д4 (или Д5 ) .напряжение с полуоб­
мо11ок w'2+w'3 (иJ11И w"z-f -w "3) т.рансформатора Тр. При минималь­
ном напряжении питания тирист.ор Д 1 (или дз) 011крыт, диод д2
защрыт и ~напряжение .на 1наnрузке определяется выпрямленным
напряж<;н1ием обмоток w'2+w"z-f-w " 3 (или w"z-f-w'2+w'3).
Мостовq,я схема регулируемого выпрямителя (·рис. 6-23,в) име·
ет только один отвод от 1вторич1ной обмотки трансформатора Тр.
При 'Максималь•ном ,напряжении питания тиристоры Д3 и дs за­
крыты и нап:ряжеН1ие :на нагрузке оцределяется мосто~вым диодным
выпрям1ителем Д 1 , Д2, Д4 и Д6 , подключенным к обмотке w 2 • При
открыван·ии тирис·юра Д5 (или Д3 ) :напряжение rна ~нагрузке опре­
деляется обмо11ками w 2+w3. Ток нагрузки протекает поочередно
через дs и Д2 или Д6 и Д3. Диоды Д1, Д4 при этом закрыты на·
пряжением обмот1ки w 3 трансформатора. Недостатком озыпр.я1м1ителя
является необходимость :в двух галынанически развязанных схемах
управления ти,рисrорами, а также 1в больших потерях мощности на
выпрям.ителыных -элементах.
:В ·схеме 1на :рис. 6-23,г при максимальном гнапряжении питания
тиристоры дз и Д4 за1крыты, напр,яжение ·на нагрузке определяется
напряжением обмотки w 2 , rвыпрямленным мостовой схемой rвыпря­
мителя д1, д2. дs, дв. При открывании тиристQров дз (или Д4)
диоды дs и Д6 за1щрываются напряжением обмотки w'3 (w"3). На­
пряжение на нагруз.ке будет определяться обмотками w2+w'з, ток
поочере,7JJНО прохо1дит че,рез Д3 и Д2 или через Д4 и Д 1 .
При~малых кра11ностях •изменения питающего напряжения (1 <
< в<2) минималыная расчетная мощность тра1нсформатора -у схе­
мы 1на ,рис. 6-23,в. При ~кратности в>2 для получения минималь­
ных габарито1в 11рансформатора !Выгоднее использовать схему на
рис. 6-23,6.
Пульсации ·выходного на1пряже1ния в схемах регулируемых вы·
прямителей с вольтодоба:вочным :напряжением о·казываюrся на­
много меньшими, чем в ·схемах на рис. 6-21 . Коэффициенты пуль·
саций выходного напряжения для ~второй и четвертой гармоник
соо11ветст1веН1но ра•в,ны:
2•/'
4п sin2 а; (п+соs а;) •
Кпы=зJI 1+ (1;+п cosa;)2
'
_
~ • /' , 16п sln1 сх (Зсоs• cx-2cosсх+п)
Кп( 4 >-15 JI l.+
(l+ncoscx) 1
1
161


где
•
w'з
п=(w'2+w"2+w'3) '
Зависю1ость Кп(2)=f (а) при фиксированных значеrниях п в ин­
тервале 0< а <n имеет ~1aкcи:vry:vr и :-1инимум, а зависимость
Кп( 4 .=f (и,) -два :vraкcи:vrpra и :vrини)l!у:ш1.
B:vrccтo тиристоров в качестве регулирующих эле~1ентов выпря­
мителя :v1огут быть использованы магнитные усилители. Так, схемы
выпрями тел ей с двухполупериодными магнитными усилителями и
мостовой схемой выпря-мления (рис. 6-24,а), а также с трансфор­
матором Тр, имеющим срезнюю точку вторичной обмотки
(рис. 6-24 ,6), обеспечивают практически ту же форму выходного на-.
пряжения, что и соответствующие схемы регулируемых тиристорных
выпрямителей. приведенные на рис. 6-21,6, г. Под углом регули­
рования а здесь следует понимать интервал времени насыщения
сердечников магнитного усилителя. На рис. 6-24,в приведена схема
регу.1ируе:vюго выпрямптеля на :vrагннтном усилителе с вольтодо·ба­
вочны:vr напряж~нием, ана.1огнчная схеме, приведенной на
рис. 6-23.а.
Пр:о1енснне магнитных уснлителей в регулируемых выпрямите­
лях пс.1есообразпо ,в тех случаях, когда не предъявляются высокие
требования к быстродействию регулирующего Элемента. Масса и
габараты выпрямителей с магнитными усилителями соизмеримы
с аналоги·rньшп показателями тиристорных выпрямителей при повы­
шенной частоте питающего напряжения (около 400 Гц). Блатодаря
отсутствию сложных фазо-импульоных схем управления или широт­
но-импульсных модуляторов, необходимых для управления тиристо­
рами, применение ма.гнитных усилителей позволяет существеНIНО
упростить и повысить надежность схемы ·выпрямителя.
Любая тиристорная схема регулируемого выпрямителя может
быть ~выполнена на диодно-транзисторных элементах, однако это
приводит к существенному усложнению схемы, увеличению числа
элементов, снижению надежности. Поскольку транзисторы уступают
,...._~--c===i.--~--.,, "-'Uпс~
а)
+
5)
Рис. 6-24 .
162


тирнсtорам И no макси·мальнс. допусtимым значениям токо.в и на­
пряжений, то такие схемы ~ыпрямителей не получили :шир·окого при­
менения.
6-3. Ста6нnнэнрованные прео6раэоватеnн напряжения
постоянноrо тока
Стабилизация выходного напряжения в источниках вторично.го
элек1'ропитания с высокочастотным инвертором •может осуществлять­
ся централизованным стабилизатором, включенным в цепь пита.ния
инвертора, индивидуальными ста·билизаторами, ·включенными в каж­
дую из выходных цепей ИНJвертора, а также одно•врсменным исполь­
зованием этих способов. Для обеспечения сравнительно .высокого
к. п. д. иооользуются импульсные способы регулир•ования напряже­
ния. Во всех этих ва•риантах стабилизированные источники вторич­
ного электропитания получаются сложными, содержат большое
количество элементов, что приводит к увеличению их объема и
массы, снижению надежности ра 1боты.
Выполнение нескольких функций в одном узле источника вто­
ричного электропитания поз·воляет упростить схему, сократить коли­
чество элементов 1в схеме, шJ1высить к. п. д. я надежность.
Совмещение функций стабилизации надряжения и инвертиро­
вания, а также трансформации (при наличии в схеме трансформа­
тора) достигается в инверторах и конвертерах источников вторич­
ного элеК11ропитания. Стабили:шрованные инверторы и конвертеры
'в источнике используются .в качестве основных стабилизирующих
уст·ройств или пред.варителыных стабилизаторов напряжения.
Стабилизированные преобразователи напряжения постоянного
тока, как и .дру~гие стабилизирующие устройст.ва, ·могут быть услов­
но классифнцир•ованы на транзисторные и :гиристорные, пар.аметрн­
ческие и компенсационные, с ~непрерывным или импульсным ·регули­
рованием напряжения, с широтно-импульсным, фазовым или частот­
ным способами управления импульсами и 1пр. Все эти !Вопросы были
достатрчно подробно рассмо"Грены в •предыдущих разделах, поэтому
здесь основное внимание уделяется особенностям построения схем
стабилизированных преобраэователей напряжения и принципу их
действия. Следует иметь в виду, что в основу схемы стабилизиро­
ва~нного преобраз1ователя положена та или иная из схем нестаби­
лизированных инверторов, рассмотренных в § 6-1 . Поэтому вопросы
запуска инверторов, ·борьбы со .всплесками коллекторных токов и
напряжения и ·пр. в равной мере относится и к схемам стабилизи­
рованных инверторов и конвертеров.
На рис. 6-25 представлена схема стабилизированного конвер­
тера, выполненного по схеме двухтактного усилителя мощности на
транзисторах Т 1 и Т2, вых·од.ном трансформаторе Тр 1 и вольтодоба­
вочном 11рансформаторе Тр2. Выходные обмотки w 2 обоих трансфор­
маторов соединены согласно и последовательно, к ним подключена
мостовая выпрямительная схема дs-до с LС-сглаживающим
фильтром Др2, С2. Первичные обмотки указанных трансформато­
ров соединены между собой через разделительные диоды д1 и д2.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет
регу'лирования напряжения постоянного тока, питающего вольто­
добавочный трансформатор Тр2. Регулирующий элемент стабили­
зирующего устройства (транзистор Тз) работает в импульсном
режиме с широтно-импульсной модуляцией. Данная схема может
163


применяться при небольших пределах изменения питающего напря­
жения. В этом случае мощность волыодобавочного устройства
сравнительно невелика. Амплитудный способ регулирования на­
пряжения переменного тока поЗ1воляет упростить сглаживающий
фильтр, значительно уменьшить параметры его элементов. При
одном источнике питания данная схема оказывается проще, чем
Рис. 6-25.
Рис. 6-26 .
164


'Во.Льтодобавочный стабилизатор наttрнженнst постоянного тою~,
включенный в цепь питания конвертера.
Параметрические стабилизированные преобразователи напря­
жения применяются, как правило, в устройствах с невысокими
требованиями к стабильности выходного напряжения или в качестве
предварительных стабилизаторов. На рис. 6-26 представлена схема
параметрического стабилизированного конвертера, выполнеН1ного на
транзисторах Т1 и Т2 и трансформаторе Тр. Особенностью данной
схемы является то, что транзисторы работают в режиме не пол­
ностью открывающегося ключа. Сущность этого способа заклю­
чается в том, что в открытом состоянии транзистор находится
в области усиления, работая как управляемый резистор, анало­
гично транзистору стабилизатора напряжения постоянного тока
с непрерывным регулированием.
Напряжение на первичной обмотке w'1(w"1) трансформато­
ра Тр поддерживается постоянным при изменении питающего на­
пряжения за счет изменения падения напряжения на транзисторе.
В область отсечки транзистор переводится сигналом обмотки обрат­
ной связи, как в обычных инверторах (w 2 или wз). Напряжение,
приложенное к переходу эмиттер-база переключающегося транзи­
стора в открытом состоянии, ИэБ =Ист- uw'I • где Ист - напря­
жение стабилизации стабилитрона д2.
У обмоток w 2 и Wз трансформатора Тр число витков должно
быть больше, чем у эмиттерных обмоток w' 1 и w"1, так как необ­
хо;:щмым условием работы является Uw'I <Ист<Иw2=Иwз. Ток
стабилитрона Д2 задается резистором R2 • Резистор R 1 обеспечю1ает
запуск схемы при включении питания.
Схемы стабилизированных преобразователей напряжения
с транзистQlрами, работающими в режиме не полностью открываю­
щегося ключа, очень просты, содержат малое число элементо·в. Од­
нако они не нашJ)"и широкого применения из-за низкого к. п. д"
а также необходимости применения транзисторов с одинаковыми
параметрами. Последнее требование выполнить практически невоз­
можно даже при подборе транзисторов, так как изменение пара­
метров в процессе эксплуатации будет неодинаковым. Разброс па:ра­
метров .приводит к иесимметрии формы выходного на:пряжения,
подмагничиванию сердечника трансформатора и появлению комму­
тационных всплесков коллекторного тока.
Наибольшее ·применение получ·ил сп:особ стабилизации выходного
напряжения инверторов и конвертеров изменением временных пара­
метров импульсов напряжения ·переменного тока прямоугольной
формы. Это достигается при помощи rхем управления с шнроmо­
импульс.ной или фазовой модуляцией. При изменен11и длительности
импульсов выходного напряжения в пределах от О до :rt и постоян-
1юй частоте переключения можно о·беспечить стабилизацию (или
регулирование) среднего или действующего значений на:пряжения
на выходе дву.хполупериодпого выпрямителя, которые будут равны:
п-11
vп-11
Ин.ер= ---; - Итн; Ин.действ=
-п- Итн·
В стабилизированных преобразователях напряжения с фазовым
управлением изменение длительности импульсов выходного напря­
жемия осуществляется обычно за счет изменения фазы между двумя
напряжениями прямоугольной формы одинаковой частоты.
165


Рнс. 6-27 .
Рнс. 6-28.
166


На рис. 6-27,а предста,влена схема стабилизированного конвер­
тера с фазовым управлением в регули1руемом ВЬ!lпрямителе В Р.
Преобразователь состоит из двух а1в·югенераторов (инверторов) JJ,
и И2 . Один из инверторов И1 ведущий, он может быть !Выполнен
по любой из- рассмотренных в § 6-1 схем. Второй - ведомый, мо­
мент переключения его транзисторов регулируется схемой управлс­
НШI СУ.
Каждый из инверторов имеет трансформаторный выхо,д, вторич­
ные обмотки которых в,ключены в цепи выпрямительных диодов
Д 1 и Д2 (рис. 6-27,6, в). Форма напряжения на вхо1де сглаживаю­
щего фильтра Др, С соответотвует рис. 1-4,6. Подобные регулируе­
мые "Выпрямители достаточно подробно были рассмотрены в § 6-2.
Достоинство схемы заключается в том, что выходной транс­
форматор Тр 1 должен быть ~рассчитан на полную выходную мощ­
ность, а трансформатор Тр 2 - только на мощность управления
транзисторами ~выпрямителя.
Схема стабилизированного преобразователя (рис. 6-28) является
одним из примеров выполнения 'Систем с фазовым управлением.
Ведущий инвертор выполнен по схеме с насыщающимся ,выходным
т;.>ачсформатором Тр1 на транзистора1х Т 1 и Т2• Цепочка R1, д,
обеспечивает запуск инвертора. Ведомый инвертор выполнен на
транзисторах Т3 и Т r,.
Принцип работы схемы рассмотрен в § 6-1.
В качестве регулируемого резистора, обеопечивающего изменение
фазового сдвига между выходными напряжениями, используется
транзистор Т5. Напряжение питания транзистора Т 5 поступает с вы­
прямительного моста Д з-Д6 • Резистор R5 позволяет устанавливать
начальный фазовый сдвиг в схеме. На выходе обоих инверторов
включены нерегулируемый выпрямитель д10-д1з и сглаживающий
фильтр Др, С2 . В данной схеме оба инвертора мощные: ведущий
ра,ссчитывается на полную выходную мощность, ведомый - на мощ­
ность, необходимую для стабилизации напряжения в заданных
пределах. Схема управления должна обеспечивать изменение базо­
вого тока транзисто·ра Т5, работающего в режиме усиления.
Для гальванической развязки выходной цепи от цепи пита1шя
схема управления должна содержать трансформаторы или опто­
электронные приборы, что приводит к ее усложнению.
Намного проще обеспечить гальваническую развязку выходных
и входных цепей, применив в схеме управления инверторами маг­
нитный усилитель МУ. Подобная схема стабилизированного преоб­
разователя напряжения приведена на рис. 6-29. Фазосдвигающий
конденсатор С1 включен последовательно с обмотками w 3 тра«1с­
форматора Тр1 и Wr, трансформатора Тр2 . По этой цепи осуществ­
ляется принудительный запуок ведомого инвертора на транзисторах
Тз и Tr,.
Рабочие обмотки МУ 1включены последовательно с об­
мотками Wr, и W5 трансформатора Тр1. В момент насыщения сер­
дечников МУ синхронизирующий импульс тока производит пере­
ключение транзисторов ведомого инвер1;ора с углом сдвига а.
У'правляющая схема состоит из опорного стабилитрона д1,
регулируемого делителя напряжения 1R1 и резистора Rв. В зависи­
мости от сигнала рассогласования изменяется ток в обмотке
управления Wy МУ, что и приводит к изменению угла а. Если
коэффициенты трансформации обоих трансформаторов п 1 и п2
равны, то в схемQ - полная модуляция напряжения. Выходное
напряжение имеет форму, соответствующую рис. 1-6,в. Применение
трансформаторов Тр1 и Тр2 с неод,инаковыми коэффициентами
167


трансформации n1 =/= п2 позволяет осуществлять частичную модуля·
цию \см. рис. 1-6,г). В этом случае среднее и действующее значе­
ния выходного напряжения равны:
где
Ин.ср=И'mн [1+~ (.;;-1)}
Ин.действ=И'mн v1 + +(~2 - 1)'
n1- n2
Лн=n1+n2'
На,ряду с фазо-импульоными системами управления шwрокое
применение находят и схемы с широтно-импульсным управлением,
эти схемы несколько проще первых схем. Включение широтно-
Rнг
Рис. 6-29.
16&


имnульоltых модуляtоров в базОJ!ыё цепи tранзнсtоров инверt"Р4
позволяет изменять длительность ·открытого оостояния транзисrора
при сравнительно малой мощности модулятора. В подобных схемах
необходимо обеспечивать надежное закрывание транзисторов ин­
вертора на время пауз в форме кривой выходного напряжения.
Схемы широтно-импульсных модуляторов выпол111яются по тем же
Рис. 6-30.
тр, д,
Uп
+n-----------------
Рис. 6-31 .
169


!iриtщипам, что и схемы ШИМ для стабилизаторов напряжения:
по·стоянного тока с импульсным регулированием.
Стабилизированные конвертеры, схемы которых приведены на
рис. 6-30 и 6-31, выполнены на 'Гранзисторных инверторах с неза­
внсимым возбуждением. Момент отпирания транзисторов усилите­
лей мощности регулируется транзистором Т 1 (рис. 6-31) или маг­
нюным усилителем МУ (рис. 6-30), включенным в базовые цепи
этих транзис11оров. Управление регулирующими элементами произ­
водится от схем управления СУ, подключе·нных непосредственно
к выходной цепи конвертера (рис. 6-30) или к выходу вспомога­
тельной цепи д1-д10, С2, Др2 (рис. 6-31). Последнее сделано для
того, чтобы обеспечить электрическую изоляцию между входнымμ
и выходными цепями, хотя в этом случае нет достаточно четкого
слежения за изменениями выходного напряжения в силовой цепи
дз-Дв, С1, Др1 при изменении в ней тока нагрузки. Транзисторы
Т 1 и Т2 в схеме рис. 6-30 запираются от специального однополу­
периодного выпрямителя Д 1 , С1, подключенного к одной из обмоток
задающего генератора. В схеме, приведенной на рис. 6-31, подобное
запирание осуществляется от обмоток w3 и Ws т·рансформатора Тр1
задающего генератора.
lfп
rp,
mш1
~
170


В обеих схемах обеспечивается полная модуляция выходного
напряжения, что требует обязательного применения выходного сгла­
живающего фильтра, начинающегося с дросселя.
Габариты и массу сглаживающего фильтра можно существенно
уменьшить, применив в стабилизированном преобра::~ователе напря­
жения частичную модуляцию выходного напряжения.
В схеме стабилизированного преобразователя напряжения
(рис. 6-32) инвертор выполнен на транзистора1х Т 1 и Т1.. Тран­
зисторы Т2 и Тз являются регулирующим органом, связанным со
схемой управления СУ. Закрытое состояние транзисторов Т2 и Та
достигается с помощью источника запирающего смещения Uэап.
Отпирание транзисторов обеспечивается напряжением обмоток w'2 ,
ш"2 задающего генератора, подключаемых к базовым цепям схемой
управления преобразователя. При поочередном отrорывании тран­
зисторов Т2 и Тз в течение части периода коммутации происходит
изменение коэффициента трансформации из первичной во вторичную
обмотки (вместо n1 = w'i~ w'a имеем п 2 = ::1).
Форма напряжения на выходе выпрямительной схемы соответ­
ствует рис. 1-4,б. Диоды д1 и Д2 препятствуют возникновению
режима короткого замыкания обмоток w'2 или w"2 при одновремен­
ном открывании транзисторов Т 1 и Т2 или Тз и Т1..
Подобный способ ,регулирования выходного напряжения с маг­
нитным усилителем МУ показан на рис. 6-33. Рабочие обмотки w'p
и w"Р включены в отпайки на первичной обмотке трансформатора
Тр2 • Изменение коэффициента трансформации происходит в момент
насыщения сердечн·иков магнитного усилителя. Резистор R~ уста­
навливает положение начальной рабочей точки МУ. К!ороткозамкну­
тая обмотка Wнз, состоящая из нескольких витков, не дает появить­
ся паразитной высокочастотной генерации. Диоды Д 1-Д1.
гrрепятствуют возникновению короткозамкнутых обмоток в транс­
форматоре Тр2 • Значительные индуктивности в коллекторных цепях
транзисторов Т 1 и Т2 могут привести к перенапряжениям на кол­
лекторах этих транзисторов.
Схема управления СУ состоит из транзисторов Та и Т1., опор­
ного стабилитрона Д10; в коллекторной цепи Тз включена управ­
ляющая обмотка Wy МУ.
Схема стабилизированного конвертера с частотным способом
регулирования показана на рис. 6-34. Задающий генератор ЗГ вы­
полнен по схеме автогенератора с насыщающимся выходным транс­
форматором. Частота переключения ЗГ изменяется пропорционально
изменению напряжения питания. Выходные обмотки ЗГ управляют
работой мостового УМ, в диагональ которого включены последо­
вательно соединенные обмотки w1 тра,ноформаторов Тр 1-Трз. Во
вторичных обмотках w 2 трансформаторов Тр1 и Трз включен после­
довательный резонансный ко,нтур, образованный конденсатором С 1
и индуктивностью дросселя Др1 . Двухполупериодный выпрямитель
с LС-филыром включен в обмотку w'2 +w"2 трансформатора Тр2•
Схема управления СУ следит за изменением выходного напряжения
и воздейст,вует на задающий генератор, изменяя его рабочую
частоту.
При мll!Нималw4>м значении напряжени" пит-ания U•.••• час•
тета коммуrацвв ЗГ точно ссответствует реаонансней чаоrоте хо11•
Фура С1, Др1. На этой 11астоте сопретивлевие w;,онту,ра О'lеИЬ маи
17'1


Р'Нс. 6-33 .
....--+--...___ тр1_Qi]
__
с~~--д-р,тр,
'ЗГ
СУ
'----~+
г-~------~------' Rн
Рис. 6-34.
1711


дРг
Рис. 6-35.
и переменное напряжение полностью поступает на обмо'Гку w1
тра1Нсформатора Тр 2 . При увеличении напряжения питания частота
ЗГ увеличивается, сопротивление резонансного контура возрастает
и на нем происходит падение части переменного напряжения. Из­
менение частоты происходит и под дейс11вием сигнала ошибки СУ.
Выбор достаточно высокой частоты коммутации поз,воляет умень­
шить массу и объем трансформаторов схемы.
Весьма интересной является схема стабилизированного конвер­
тера, приведенная на рис. 6-35 . Инвертор выполнен по схеме 'с само­
в.озбуждением, частота 1шлебаний стабилизируется при помощи по­
следовательного резонансного LС-контура (Др1, С1), включенного
в базовые цепи транзисторов Т 1 и Т2 • Выходной трансформатор Тр
имеет сдвое,иный сердечник. Первичные w'1w"1 и базовые w 2, Wз,
w" обмотки ахватывают оба независимых тороидальных сердеч­
ника Тр, выходная обмотка Ws намотана только на одном из сер­
дечников (выходном), а регулирующая обмотка w1 -на втором
{регулирующем) сердечнике. Имеетвя еще обмотка 'w6, намотанная
на обоих сердечниках. Она используется для питания схемы фазо­
вого управления ( ФИМ).
Выходное напряжение инвертора регулируется за счет изменения
распределения магнитного потоха в сердечниках трансформатора Тр.
173


Для этого ключевой элемент, например транзистор Тз, в течение
частн полупериода закорачивает нормально разомкнутую регули­
рующую обмотку w1. Резкое уменьшение э. д. с. обмотки w1 и маг­
нитного потока в регулирующем сердечнике вызовет соответствую­
щее увеличение э. д. с. обмотки Ws за счет перераспределения маг­
нитного потока в выходной сердечник. В обмотках W1-W~, Wв,
охватывающих оба сердечника, э. д. с. практически не изменится.
Описанный выше процесс приводит к получению ча,стичной
модуляции выходного напряжения. Изменение длительности моду­
ляции обеспечивается изменением времени закорачивания регули­
рующей обмотки относительно периода коммутации. Глубина мо­
дуляции зависит от соотношения сечений магнитопроводов выход­
ного и регулирующего сердечников трансформатора Тр. Сердечники
должны быть выполнt:жы из магнитного материала ,с прямоугольной
петлей гистерезиса.
В качестве регулирующего элемента можно исполь.зовать бипо­
лярный транзистор, включенный в диагональ постоянного тока
мостовой выпрямительной схемы, или симметричный транзистор,
подключенный непосредственно к обмотке W1.
Рассмотренные выше схемы стабилизированных инверторов и
конвертеров не являются единственно возможными. На их примере
были рассмотрены лишь характерные особенности построения по­
добных устройств.
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
ЭЛЕКТРИЧЕСКАЯ ЗАЩИТА СТАБИЛИЗИРОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
7-1 . Общне сведения
ОсобеннG1стью стабилизированных источников вторичного элек­
тропитания на полупроводниковых приборах является их повышен­
ная чувствительность даже к кратковременным токовым перегрузкам
и перенапряжениям. Поэтому обязательно должны быть приняты
меры, обеспечивающие защиту электрорадиоэлементов схем при
возникновении аварийных ситуаций или во время переходных про­
uессов. Это позволяет повысить надежность работы как источнююв
вторичного электропитания, так и всей радиоэлектронной аппара­
туры.
В настоящее время разработано большое количество различных
систем и устройств защиты, отличающихся наз'начением, принципом
построения, сложностью, быстродействием, чувст1вительностью, об­
.:1астью применения и пр.
В стабилизированных источниках вторичного электропитания
радиоэлектронной аппаратуры в настоящее время применяются сле­
д\·ющне виды защит:
·
а) защита источника вторичного электропитания от повышения
тока нагрузки выше максимально допустимого значения или корот­
кого замыкания на выходе;
б) защита На'грузки (потребителя электроэнергии) от повыше­
нш1 и понижения выходного напряжения 'Источника вторичного
электrопитанr:я по отношению к пре,дельным допустимым зна"lениям
при отклонениях нап·ряжения пеμзичной питающей сети кли при
ВФЗНИКН0110Н!fl'/ аварl'!ЙНЫХ ситуаций в самом ЯС'ГОЧН'НКе вториЧНQ!'О
электропитаии11;
174


в) защита источника вторичного электропитания от включения
в сеть постоянного тока с обратной полярностью напрнжения;
г) защита первичной питающей сети от токовых перегрузок и
коротких замыканий при возникновении неисправностей во nтор!!'I­
ном источнике питания или нагрузке.
Возможны и другие виды защиты: от обрыва одной из фаз
при питании , от т-рехф~зной сети переменного тока, от повышения
температуры внутри источника питания и пр.
Системы и устройст1>1а защиты м@жно классифицировать по
следующим осн(i)вным признакам:
а) по принципу реакции на перегрузку - схемная, пассивш1я и
активная защиты;
б) по характеру действия - даскретного и непрерывного дей­
ствия;
в) по типу исполнительного элем~нта - с активными резисто­
рами, стабилитронами, ти,ристорами, транзисторами, реле, предохра­
нителями.
Схемная защита заключается в соответствующем выборе режи­
ма работы элементов так, чтобы в аварийном режиме перегрузка
была не опасна. Подобная защита не всегда может быть выпол­
нена для каждого электрорадиоэлемента, а главное, приводит
к значительному увеличению массы и объема источника.
При пассивной защите в охему источника вторичного электро­
питания вводятся элементы, которые не участвуют в нормальной
работе источника, но включаются в аварийном режиме и работают
толнко за счет энергии действующего возмущения (например, ста­
билитроны при перегрузке по ~напряжению). Активная защита
в ответ на сиг,нал о перегрузке выдает соответствующий сигнал на
исполнительный элемент. Такая защита работает за счет энергии
источника 'Вторичного электропитания, а энергия действующего воз­
мущения используется только для сигнализации о появлении воз­
мущения. Системы и устройства пассивной и активной защип,1
широко применяются в стабилизированных источниках вторичного
э.1ектропитания.
Устройства защиты непрерывного действия имеют одно устой­
чивое состоян1ие и автоматически возвращают источник в рабочий
режим после окончания аварийной ситуации. Устройства дискрет­
IНО'ГО действия имеют два у'стойчивых состояния и для возврата
источника в рабочий режим требуют вмешательства оператора.
Системы и устройства .защиты должны обладать чувствитель­
ностью и быстродействием, достаточной надежностью в работе,
иметь стабильные параметры и характеристики при воздействии
различных внешних факторов (изменении питающего напряжения,
температуры окружающей среды, влажности и пр.), обеспечивать
регулировку параметров и хара'ктер 1истик, иметь малую массу, объем
и стоимость; отключение поврежденной части аппаратуры не долж­
но оказывать дополнительных нагрузок на другие приборы,
Сра,внительно недавно основным способом защиты стабилизи­
рованных источнико,в вторичного электропитания была схемная
защита, широко применялся также элемент пассивной защиты -
плавкий предохранитель. Значительное снижение разработчиками
аппаратуры нагрузок на отдельные элементы вызывало. увеличение
массы, объема и стоимости источников втор1ичного электропитания.
С внедрением в схемы источн,иков питания полупроводниковых
приборов ,оказалось, что плавк'ий предох,ранитель не в состоянии
175


защитить эти приборы в аварийных режимах. Было ус'l'ановяеяо,
что энергия про'Пускаемая плавким предохра·нителем до. момента
разрыва цепи, достаточна, чтобы вывести из. строя пояупроводни­
ковый прибор (даже за еще более кор·откое время). Из-за большой
инерционноС1'и ограниченное применение находят в у.стройства~х
защиты и электромагнитные реле.
В настоящее время для защиты радиоэлектронной апnара'l'уры,
в том числе и С1'абилизированных источников вторичного элек'l'ропи·
тания, выполненных на полупроводниковых приборах, использую'l'СЯ
только полупроводниковые бысrродействующие •И бесконтактные ои·
стемы и устройства защиты.
Быстродействующие устройства защиты состоят из следующих
основных функциональных узлов:
а) датчики сигнала аварии - обеспечивают сравнение контроли­
руемой величины (тока, напряжен~Ия, температуры !И пр.) с опорныиа.
напряжением (порогом срабатывания защиты) и выдают соот~.
ствующий сигнал в последующие функциональные узлы при 01\Иl!О,.
пении контролируемой величины от значения пор·ога срабаты~ния~~
б) устр·ойства обработки сигналов ава·рий - обеспечиваwr пре".
образование сигналов датчиков по форме, длителнности, амплитуде,,.
11астоте; проиЗ1Водят сравнение СИJ'\Налов нескольких датчцков; обес-.
печивают усиление сигналв или его размножение ·С целью одновре-.
менного запуска нескольких исполнительных уС1'рой~тв защиты;
в) исполнительные уС1'ройС1'ва защиты - обееnечивают коммута-.
цию (отключение, а также последующее подключение) источщ1ка-J
вторичного электропитания по 011ношению к питающей сетя. ПР.И!
возникновении аварийной ситуации.
Датчики сигнала аварии могут быть предназначецы для· цепейi
переменного или постоянного тока. В первом случае в ка·честве
датчиков широко используются трансформаторы тока, во втором -
омические шунты, включаемые последовательно в силовую цепь по­
стоянного тока источника. В мощю,1х устро.йс'l'вах роль датчика
постоянного тока выполняют маг11t11тные усилители, .подмагничивае­
мые током, или ма!'нитные элементы уровня тока. В качестве ис­
поднит~льных устройств обычно испоJIЬауются мощные транзиС1'оры:
ц тиристоры. Более обстоятельно. работа осно.вных функциональных.
узлов быстродействующих полупроводниковых устройств защиты..1
будет рассмотрена 1:ц1же Ra примере контрольных схем.
~-2. Устрой(В& коммутации и защиты nервичноrо источника.
nитанм.w nри неисправностях в приборах вторичноrо
uектропитанмк и наrрузке
Питание С1'абилизированнЫ~х источников вторичноrо- элек'l'ропи­
тания осуществляется двумя видами напряжения: переменного тока
частотой 50 Гц (реже 400 или 1000 Гц) и постоянного тока раз­
лиqных номиналов напряжения. В процессе эксплуатации радио­
электронной аппаратуры могут возникать аварийные ситуацwи, при·
водящие к резкому увеличению потребляемого от первичного ис­
точника тока.
При питании аппаратуры от п1ромышленной сети переменного
тока практически неограниченной мощности подобные сверхтоки
моrут вызвать чрезмерный нагрев соещшительных проводов; 111ри
питании от сети постоянного тока обычно ограниченной мощности -
вызвать необратимое нарушение работоспособности первичного ис--
176


'rочника питания (например, аккумуляtора, гальванической бата­
реи). Поэтому на входе ,в'Горичного источНiика, как правило, вклю­
чается пассивный элемент защиты от пер!iiгрузки по току - плавкий
предохранитель или быстродействующий автоматический выключа­
тель.
Плавкий предохранитель является одним из ~наиболее известных
'И простых элементов защиты, успешно работающих в цепя,х пере­
менного и постоянного токов. Защитное его действие ооновано на
том, что тепло Qт, выделяющееся в плавкой вста1вке, пропорцио­
нальное интегралу
раопла·вляет ее, а включенный последовательно с предохранителем
защищаемый элемент за время перегорания вставки tnл не успевает
выйти из строя.
Плавкие предохранители должны быть быстродействующими,
об.т~адать минимальными потерями мощности при номина.т~ьнQм
токе, постоянством характеристик во времени при длительной экс­
'П.т~уа;гации, минимальным временем горения дуги, возникающей
пос.т~е ;расплавления вставки, минимальными габаритами и массой,
удобством крепления и быстрой замены в схеме и пр.
Д.ля праiВильного выбора 1плавких предохранителей типа ПI<
или ВП! по номинальному ln и аварийному /'п значениям тока
необходимо пользоваться их ампер-секУ'ндными характеристиками
1-7 (рис. 7-1) и такими же характеристиками элементов или
устройств, требующих защиты. При этом амплитуда 111 длительность
импульсов тока, которые допускает защищаемый элемент (устройст­
во или, в данном случае, пер­
вичная питающая сеть), долж­
ны быть значительно больши­
ми, чем соотве11С11вующие зна­
чения при срабатывании пре­
дохранителя (/'п, fпл).
При выборе номинального
значения тока пла1Вкого пре­
дох1ранителя следует учиты­
"вать не толыко максимально
допустимые для защищаемой
первичrной сети воплеаки то­
ка, но и реально ,существую­
щие (пусковые тоюи) п.ри
в1ключении ист,очника вторич­
ного электропитания. Эти
всплески, имеющие амплиту­
ду, во много .раз большую,
чем их устансщи.вшееся значе­
ние, определяют,ся за1ря,дными
токами _ коНiденсаторов вход­
ных фи.льТ1ров и токами крат-
1нJ<в.ременшою 1насыщения сер­
дечни1юв ~входных тра1Нсфор­
ма11оров
стабилизированных
)2lfб
l<.ni!p=l~ llп
Рис. 7-1.
810
177


а)
Рис. 7-2.
Источник
6торичного
электро­
питания
Uн
Rн
источников вторичного электролитания. Они могут привести
к ложному срабатыванию плавких предохранителей (часто насту­
пающему только после нескольких включений источника), кратко­
временной перегрузке первичного источника питания, обгоранию
контактов механических и электромагнитных коммутирующих
устройств, с пом·ощью которых включается и отключается источник
от питающего напряжения.
,
Для ограничения пусковых токов применяются с.пециальные
схемы защиты. В схемi, приведенной на •рис. 7-2,а, включение ис­
точника вторичного электропитания производится через токоограни­
чивающий резистор iRorp, который затем шунтируется контакта·ми
реле Р. В этом случае происходит ступен·чатое включение питаю­
щего ~напряжения, что позволяет уменьшить пусковые токи. Огра­
ничивающий резист.ор должен быть рассчитан на рассеивание ооот­
ветствующей (значительной) импульсной мощности. В схеме
необходимо предусмот.реть элементы IВ·ременной за1держки срабаты­
вания контактов реле или производить ступенчатое включение на­
пряжения вручную. Схема защиты может быть использована при
подключении источника вторичного электропитания как к сети по­
стоянного, так и переменного тока.
Широко применяются транзисторные схемы ограни·чения . пуско­
вых токов. Они отличаются простотой, компактностью, высокой
надежностью. Схема, изображенная на рис. 7-2,б, ~может быть при­
менена при питании стабилизированного источника вто.ричного
электропитания от сети постоянного тока. Здесь составной тран­
зистор Т 1 , Т2 включен ~последовательно в о.дин из проводов питания.
Число соста1вляющих его транзисторов за·висит от их коэффициентов
передачи rока и номинального значения тока питания. Резисrор Rб
определяет базовый ток, необходимый для насыщения транзисторов.
Конденсатор С шунтирует переходы база - эм.иттер обоих тра.н­
засторов.
В первый момент после включении н.апряжения U' • конмнитор
С разряжен и представлвет весьма мал~е соnротив.1ение. Траизи-
178


С1'оры находятся в области отсечки, и ток в цепи питания отсутст­
вует. По мере заряда конденсатора С ооста,вной транзистор пере­
ходит в область усиления, ограничивая своим сопротивлением ток
пита'Н'ИЯ, а затем насыщается. Длительность процесса ограничения
входного тока определяется емкостью С и сопрот·ивлением рези­
стора Rб.
Для ·гого чтобы уменьшить мощность, 'рассеиваемую на сило·вом
транзисторе Т2 , и тем самым повысить к. 1п. д. схемы, необ.ходимо
предпринять специальные меры. Базовый ток транзистора Т2 можно
увеличить с помощью отдельного источника питания напряжением
2-3 В, например, выпрямляя и сглаживая на[Jряжение вспомога­
тельной обмотки тра.нзистор:ного инвертора (Д 1-Д4, Сф, R).
На·ряду с плавкими предохранителями в стабилизированных
источниках для защиты питающей сети находят широкое применение
электромагнитные и быстродействующие бесконтактные полупровод·
никовые устройства. Обычно эти устройства защиты одновременно
выполняют функции коммутирующих устройств цепей литания вто­
ричного источника.
Ряд свойств элект·ромагнитных коммутаторов: возможность од­
новремен.ной коммутации нескольких цепей постоянного и пере­
менного тока, большая защищенность от внешних помех, гальва,ни­
ческая развязка цепей управления и силовых цепей, устойчивая
работа при значительных колебаниях па,раметров ·сиг.налов управ­
ления и температуры окружающей среды - позволяет им в некото­
рых случаях конкурировать с бесконтактными коммутирующими
устройствами.
Однако существенные недостатки электромагнитных коммутато­
ров: значительное время срабатывания, большие потери мощности
в обмотке управления, ограниченное число срабатываний ~онтакт­
ных пар, создание значительных помех в момент коммутации из-за
дребезга контактов и электрического разряда между ними, низкая
надежность - все это сильно ограничивает их область применения.
Для уменьшения уровня помех, создаваемых коммутируемыми
контактами, включают блокирующие цепочки. Простейшая из них
состоит из последовательно включенных конденсатора С и рези­
стора R (рис. 7-3,а). Резистор R ограничивает ток через конденса­
тор С и реактивную мощность рассеяния на конденсаторе.
В мощных коммутирующих элементаJС имеются специальные
устройства для быстрого гашения дуги при размыкании контактов.
Если на входе вторичного источника имеется дроссель входного
фильтра, то в момент коммутации питания возникают большие пере­
напряжения на элементах входного фильтра. В этом случае необ­
ходимо включение цепочек из последовательно соединенных диода
и резистора параллелыно входу (Д', R') или обмотке дросселя Д",
R" (рис. 7-3,б).
При сравнительно небольших мощностях наиболее перспектив­
ными являются бесконтактные быстродействующие коммутируюЩ'ие
устройс'11!1а на полупроводниковых приборах, позволяющие вклю­
чать или выключать питающую сеть на входе стабилизированного
источника и од.новременно обеспечивать защиту первичиой сети
от перегрузок по току.
В качестве примера рассмотр'!!М две схемы бесконтактных ком­
мутаторов, приведенные на рис. 7-4 .
&~актный хоммутатор на од1ном 11нристоре де и траизи­
сторе Tt (рис:. 7-4,а) ооз11ол11ет включать и отключать капр~~жеи'l!е
179


U/ic
+
fiQ
а) .R"
г--с:::J--,
1 _!!!_ *д"
Источ111Jf(
6тор11•111ого
зле/(тро­
()...-+.-=:::=---;~-_._-о~ n11matt11я
5)
Р11с:, 7..Э.
Источ11uf(
lfп.c Ьторич11ого
Зfle/(mpo-
lly
n11matt11я
а)
Иcmoчtt/J/(
6тор11чttого
зле/(тро-
n11matt11я
Рис. 7-4.
lftt.C
lfн


питания переменного тока на входе исrочника вторичного электро­
питания в момент перехода этого напряжения через нуль. При от­
С) ТСТВИИ сигнала у~правления Vy, в1ключающего схему, тпристор де
закрыт и напряжение литания на 'выход охемы не поступает. Упра,в­
ляющий электрод тиристора шунтирован т,ранзистором Т1. Э'!'от
транзистор находится в открытом состоянии в течение обоих полу­
периодов сетевого напряжения и закрывается лишь в момент пере­
хода сетевого напряжения через нуль. Поэтому еигнал Uy может
быть приложен к у,правляющему электроду тиристора только в этот
момент. Пр'одолжительность отключенного сос·юяния Т1 определяет­
ся сопротив.;ениями резисторов R2 , Rз. Задержка при включении и
отключении напряжения питания не превышает половины периода
сетевого напряжения.
Схема бескон~актной коммутации обеспечивает также ограни­
чение тока при перегрузке или коротком замыкании на выходе.
С ростом тока нагрузки увеличивается падение напряжения на
резисторе R5• Через резистор R4 и диод Д2 это напряжение посту-·
лает на базу транзистора Ti и открывает его, что приводит к за­
крыванию тиристора и отключению напряжения питания от нагрузки
вторичного источника. Время отключения определяется временем
разряда конденсатора С через резистор R4 и диод Д2• Затем про­
исходит повторное подключение вто.ричного источника и нагрузки
к питающей сети. При постоянной перегрузке схема защиты будет
находиться в автокюлебательном режиме, ограничивая потребляе­
мый ток на определенном уровня. ДлителЬ!ность импульса сигнала
управления Uy должна быть такой, что·бы то·к нагрузки успел за
это время нарасти до тока удержания тиристора.
На рис. 7-4,б представлена ехема быстродействующего бескон­
тактного коммутато.ра сети постоянного тока с автоматиче.ским
01ключением при появлении перегрузки по току.
Источник вrоричного электропитания представляет собой на:
грузку в цепи тиристора Д4. Включение питающего напряжения
к источнику производится нажатием кнопки Вкл, о'!'Крывающей
тиристор Д4. Коммутирующий конденсатор С заряжается через
открытый транзистор Т2, резистор R1 и тирис11ор Д4. Тиристор Д2
обеспечивает отключение напряжения питания от вторично110 источ­
ника. Для этого следует нажать юнопку Откл., что приведет к от­
крыванию тиристора Д2, а он, в свою очередь, подключит ком,му­
тирующий конденсатор С к тирис11ору Д4 с на:пряжением обратной
(запирающей) полярно·сти. При закрывании Д4 прекратится ТО'К
через делитель Rs, R6, это приведет к закрыванию транзистора Т2,
т. е. отключению анодной цепи тирис'Гора Д2 от источника питания.
Наличие транзистора Т2 в схеме 'Позволяет исключить потери энер­
гии при отключенном источнике вторичного питания.
Для отключею1я напряжения Ип от вторичного источника при
перегрузке по току в схему коммутатора введено транзисторное
реле Т1, управляемое датчиком тока Rз. Напряжение уставки регу­
лируется потенци:ометром R1, ,включенным параллельно стабилитрону
д1 (источнику опорного напряжения). При ·возникновении пере­
грузки по току падение напряжения на 'Rз становится больше, чем
напряжение уста'вки, транзистор Т 1 открывает·ся и подает на тири­
стор Д2 открывающий сигнал управления. Это приводит к закрыва­
нию тиристора д1о и отключению lf!итающего наnряжекия от источ­
ника вторичноrо электропитания.
H!J


+
Источник
п~
д с ...!...
Ип бторичного
1
элемпро-
- питаttuя
а)
Пр
+ o-~--1o;;;;;;;;;i-~....---<J-·---I Источник
8торич11ого
злектро-
1!:
питания
oJ.
+
д,-дч
+...! ...
Источник
lfп 1Jторuч11огв
с_т
злектро-
питаttия
fJ)
Рис. 7-5 .
Включение стабилизирова1нного ис11очника вторичного электро­
питания к первичному источнику постоянного тока с обратной
полярностью приводит, как правило, к выходу из строя силовых
транзисторов, электролитических конденсаторов и других элементов
схемы и появлению перегруз·ки по току. Такое включение может
произойти .при ошибочном подсоединении вторичного источника или
аварийном изменении полярности напряжения у первичного генера­
тора постоянного тока.
Простейшей защитой ·в этом случае я1вляется включение в цепь
питания последовательно с источником вторичного электропитания
полупроводникового диода Д в прямом направлении (рис. 7-5,а).
При перемене полярности питающего напряжения диод Д закры­
вается и тем самым производит отключение вторичного источника
от источника питания. Недостаток схемы заключается в больших
потерях мощности на диоде, а также увеличении пульсаций питаю­
щего напряжения при изменяющейся нагрузке. В этом случае после
диода Д целеоообразио включить конденсатор С (он показан на
рис. 7-5,а пунктиром), в результате чего образуется звено сглажи­
вающего фильтра.
Если на входе стабилизированного источника вторичного элек­
тропитания имеется плавкий предохранитель, то защитный диод Д
можно ·включить параллельно входу вторичного источника
(рис. 7-5,6). При подключении напряжения питания обратной поляр­
ности диод Д откроется и предохранитель перегорит. При этом
должен быть достаточно мощным, чтобы обеспечить протекание
тока сгора1Ния предохранителя.
В маломощных радиолюбительских устройствах можно реко­
мендовать включать питающее напряжение ко в.ходу стабилизиро­
ванного источника вторичного елекгропитаиия через мостовой
выпрямитель (рис. 7-5,в). В этом случае питающее напряжение бу­
дет поступа'!'Ь illa :вхо.ц B'IOJ>'llЧИlilro исгочника неза11исимо от его
ПО'мржкlrи. l(ОЩtенсатер С с11особствует уменьшению ур01Jня пуль·
сац11А питающего наnр11жен11я.
182


7-i . Схемы защн1ы ста6нn,нзнрованнl.1х нс1очннков вtорнчноtо
эnектроnнтання от перегрузок по току
Токовые перегрузки для стабилизированных вторnчных источ­
ников могут возникать как в момент подключения . некоторых на­
грузок - потребителей электроэнергии, так и в ава,рийных режимах
работы.
Среди стабилизированных источников вторичного электропита­
ния на полупроводниковых 1прибора,х наиболее чувстаительными
к токовым перегрузкам являются стабилизаторы на:пряжения по­
следовательного типа и усилители мощности инверторов. Устройства
защиты в этом случае предназначаются для ограничения тока, про­
rекающего через СИЛl(J1Вую часть
вторичного источника шrтания
в режиме пере11руз,ки, или для
полного отключения вторично­
го и1сточника от rштающего
напряже1ния. Осно.вны:м требо­
ванием к подобного рода схе­
мам защиты я:вляется маrоси­
малыное быст,родействие.
В схемах защиты источни­
ков вторичного электропита­
ния от перегрузок по току и
коро11ких замыканий на вы­
ходе, как правило, приме-
т
Рис. 7-6 .
няются транзистО1рные или тиа:шст1ор1ные бесконтактные вы­
ключатели или ограничители тока, совмещаемые с ооновными функ­
циональными узлами. После устранения токовой пере!'рузки для
втuричного источника питающее напряжение подается на неrо вруч­
ную и.1и автоматически.
В качестве типовой схемы рассмотрим бесконтактное защитное
устройство, ограничивающее ток короткого замыкания или пере­
грузки без разрыва токовых цепей и автоматически возвращающееся
в рабочее состояние при устранении аварийного режима (1рис. 7-6).
Эта схема обладает д:остаточным быстродействиеiМ, обеопечивая
со,хранность потребителя, источника и полупроводниковых приборов.
Исполнительный орган состоит из транзистора Т и резистора Rз.
При перегрузке транзистор закрывается за счет падения напряже­
ния на резисторе R2 , который выполняет роль датчика тока. При
закрывании транзистора Т ток нагрузки в схеме ограничивается
резистором Rз. В рабочем состоянии открытый транзистор шунти­
рует резистор Rз. Для надежного запирания Т при токе перегрузки
!'н необходимо выполнение условия
К'перlнR2 >Ипр•
где К'пер=/' н!lн - коэффициент О!'раничения тока при перегрузке.
В этом случае сопротивление резистора R2 должно удовле­
творять неравенству
Ипр
Ипр- Иэвнас
к, 1 <R2<,
1
•
пер н
н
Сопротивление резистора Rз выбирается из у,слоаня
Ип
К'перlм = Ra+ R,+ R'•'
113


Рис. 7-7.
где R' н - сопротивление потребителя при перегрузке.
Обычно R2 ~Rз, поэтому
Uп
Rз~ К 1 -R'и·
'пер и
На рис. 7-7,а, б приведены две упрощенные схемы стабилиза­
торов напряжения постоянного тока с непрерывным регулирова­
нием, в которых используются схемы защиты с автоматическим
подзапиранием регулирующего транзистора при перегрузке по току
(защитное устройство выделено на рисунке пуlfКтиром). Обе схемы
защиты состоят из Тlранзистора Т, сопротивлений делителя R1, R2
и датчика тока Rз. В нормальном режиме падение напряжения на
R.з меньше, чем на сопротивлении делителя R2, транзистор Т за­
крыт и не влияет на работу стабилизатора.
При увеличении тока свыше напряжения уставки, регулируемого
с помощью резистора R2 , падение напряжения на Rз увеличивается
и вызывает переход транзистора Т в область усиления. У·величение
коллекторного тока транзистора Т пр,иводит к уменьшению базо­
вого тока составного транзистора, падение напряжения на нем
увеличивается, а 'l'OK нагрузки уменьшается. После устранения
·перегрузки схема автоматически возвращается к своему обычному
рабочему состоянию.
Недостаток схемы рис. 7-7,а заключается в отсутствии общего
провода между в.ходом и выходом стабилизатора. Общим недо­
статком этих схем я·вляется анижение к. п. д. вторичного ис"Гочника
из-за потерь мощности в датчике тока. Для уменьшения этих по­
терь сопротивление резистора датчика выбирают возможно мень­
шим, однако в этом случае Тlребуется повышение чувствительности
исполнительного органа защиты (вместо одного транзистора ·исполь­
зуются различные схемы транзисторных реле с од1ним или двумя
устойчивыми состояниями).
Рассмотренные схемы защиты применяются в полупроводнико­
вых стабилизаторах, выходное напряжение которых меньше пре­
дельно до.пустимого на,пряжения коллекто·р - эмиттер регулирующе­
го транзистора, так как в а·варийном режиме выходное напряжение
практически полностью прикладывается к этому транзистору.
184


источник
Вторичного
электропитания
Рис. 7-8 .
Ри(. 7-9.
дв
+
\85


В стабилизироАанных л:сточниках вторичного электропитания
с цент.рализованным ста·билизатором напряжения и несrоолькими
выходными цепями различной мощности возникновение перегрузки
no току в одной из них может не обе·спечить требуемого вов·раста­
ния тока через датчик, включенный :в общий провод ·питания, и
схема з.ащиты не сработает. В этом случае охема защиты должна
иметь датчики тока в каждой из выходных цепей источника. Схему
защиты можно выполнить и по принципу совпадения потенциалов
(•рис. 7-8). Данная схема состоит из каскада сов.падения потен­
циалов (диоды д1-де, рез·исторы Ri-Re), электронного ключа
(транзисторы Т1, Т2, стабилитрон д1 и реле Р1) и инерционного
звена (R11, С1).
При коротком замыкании в любой из выходных цепей вторич­
ного источника питания или пропадания напряжения на ней исчезнет
напряжение смещения одноrо из диодов Д1-дз. Это LВызовет от­
!<!рывание транзистора Т 1 с помощью на1пряжения, снимаемого с де­
лителя Rв, R9 в его базовой цепи. Срабатывание электронного
к.'!юча приводит к срабатыванию реле Р1, которое одной из своих
пар контактов размыкает цепь питания вторичного источника,
а другой пар·ой контактов осуществляет самоблокйровку схемы.
Инерционное звено R1 1, С1 устраняет возможность ложного
срабатывания схемы защиты в момент включения источника вто­
ричного электропитания. Вместо реле целесообразнее включить лю­
бой беоконтактный быстродейсТJВующий ·исполнительный о·рган.
В стабилизированных источниках вториrчно•го электропитания,
содержащих в своем составе инвертор с независимым возбуждением
(усилите,1ь мощности) на транзисторах, необходимы устройства
защиты силовых транзисторов инвертора •при возникновении на
выходе токовых перегрузок. Э'!'о объясняется тем, что при
перегрузке транзисторы у·силителя мощности выходят из режима
насыщения, выходное напряжение начинает падать, а напряжение
на коллекторах транзисторов и рассеиваемая мощность возрастают.
Если эта мощность превысит ма·ксимально допустимое значение,
те транзисторы выйдут из строя.
Схема защиты транзисторов усилителя мощности при токовых
перегрузках приведена на рис. 7-9 . Она состоит из •мостовой ·Выпря­
мительной схемы на диодах дз-д&, подключенной к обмотке Wo.c
выходного трансформатора Тр2, RС-цепочки, стабилитрона Д2 с на­
пряжением стабилизации Uст и диода д1. Базовый ток каждого
из транзисторов усилителя мощности ~протекает nод действием
суммарного напряжения соответствующей базовой обмотки w' б или
w"6 трансформатора Тр 1 и выпрямленного напряжения щополни­
тельной обмотки Wo.c трансформаrо·ра Тр2.
При перегрузке по току или коротком замыкании выходной
цепи напряжение Uв на ·выходе мостового выпрямителя резко
уменьшается (Uв::::О). Так как напряжение стабилизации Uст вы­
бирает.ся большим, чем напряжение на каждой из базовых обмоток
w' 6 ил·и w" 6 , то диод Д1 закрывается. Поскольку при этом базовый
ток транзисторов усилителя мощности •Протекать не может, то оба
транзисrора закрываются. УС'l'ранение перегрузки автоматически
восстанавливает работоспособность схемы.
Конденсатор С емкостью около 0,5-1 мкФ и резистор R со­
противлением 1-3 кОм улучшают запуск инвертора 1при включеции
питания.
186


7-4. Защита потребитеnеА 1nентро1нерrии от nовwwени•
н1пр11жени11 на выходе стабиnиэированноrо источнина вторичноrо
1nентропитани11
При некоторых аварийных ситуациях в стабилизированном ис­
то·чнике вторичного электропитания, например пробое переходов
коллектор - эмиттер регулирующего тра1Нзистора в стабилизаторе
напряжения последовательного типа, на выходе стабилизирован­
ного источника возможно значительное возрастание напряжения по
сравнению с номинальным значением. Некоторые из нагрузок ста­
билизированного источника питания (типа интег•ральны.х микросхем)
очень чувств·птельны к повышению питающего напряжения и могут
при этом выйти из строя. Для защиты подобного рода потреби­
телей электроэнергии применяются беск•онтактные быстродействую­
щие схемы, мгновенно ОТ'Ключающие нагрузку от выхода вторичного
источника или резко уменьшающие его выходное напряжение.
Наиболее благоприятные результаты дают схемы с применением
тиристоров в исполнительных органах.
Простейшая схема защиты потребителя электроэнергии, питаю­
щегося от выходного iНапряжения постоянного тока источника вто­
ричного электропитания (рис. 7-10,а), состоит 'ИЗ балластного ре­
зистора Rбл и включенного параллельно нагрузке тиристора Д1 •
Последний получает управляющий сигнал от цепочки, состоящей
из ста·билитрона Д2 ·и резистора Rогр· При повышении напряжения
выходной цепи выше максимально допустимого значения (уставки)
через стабилитрон Д2 ~начинает протекать ток и тиристор Д 1 откры­
вается. Это приво:дит к резкому увел·ичению тока через резистор
Rол, падение напряжения на нем возрастает, а выходное напряже­
ние Ин уменьшается.
+
+
+
+
lfн Uп
Ин
Rн
Rн
а)
о)
Рис. 7-10 .
Рис. 7-11.
187


Более выоокую чувсmительность 11меет схема заiднТы, прнве­
денная на рис. 7-10,6. Защитное устройство от повышения напря­
жения состоит из измерительного моста (резисторы 1R1, R2 , стаби­
литрон Д1 с термокомпенсирующим диодом Д2 ), порогового эле­
мента, выполненного на транзисторах Т 1, Т2, и исполнительного
элемента на тиристоре дз. Если напряжение на эмиттере Т1 меньше
напряжения на Д 1 , Д2, то транзисторы Т1, Т2 и тиристор дз за­
крыты. При повышении напряжения выше напряжения уставки
транзисторы и тиристор отк·рываются и закора·чивают провода
питания, обеспечивая быстрое снижение выходного напряжения.
На рис. 7-11 приведена схема, защищающая потребителя элек­
троэнергии от перенапряжений с использованием тиристоров
непосредственно в сети пе.ременного тока. Если напряжение сети
становится выше напряжения стабилизации стабилитрона дs, то
в зависимости от полярности переменноI'о напряжения в данный
момент о1'пирается тиристор д1 или Д2 • Резист.ор ,R.1 является огра­
ничивающим в цепи тиристоров Д1 и Д2, а R2 - в цепи стабилитро­
на Д5 • Время срабатывания такой системы не превышает одного
полупериода напряжения сети.
Для устойчивой работы схемы защиты необходимо выполнение
неравенства
где Ии.с.действ - номинальное действующее значение напряжения
питающей сети; ЛИ и.с - степень увеличения сетевого на1пряжения;
Ив.действ - действующее значение напряжения на нагрузке.
Безусловно, что в данном разделе рассмотрены не все сущест­
вующие схемы защиты, а лишь принципиальные схемы, которые
могут быть положены в основу создания новых, более совершенны,х
схем защиты.


сnнсок ЛИТЕРАТУРЫ
·1 . А:ксеиов А. И., ГлуП1кова Д. Н. Мощные транзисторы в ра·
диоустройствах. М., «Энергия», 11974. 80 с. с ил.
2. Скрипников Ю. Ф. Радиаторы для ПОЛУ'Проводниковых при­
боров. М., «Энергия», 11973. 4 ·8 с. с ил.
3. Аксенов А. И., Глушкова Д. Н., Иванов В. И. О11вод тепла
в полупроводниковых приборах. М., «Энергия», 11971. 176 с. с ил.
4. Каретникова Е. И., Рычииа Т. А., Ермаков А. И. Трансфор­
маторы питания и дроссели фильтров для радиоэлектрошrой а1ппа­
ратуры. М., «Советскюе радио», •1973. 180 с. с ил.
5. Ермолии Н. П. Расчет трансформаторов малой мощности. Л.,
«Энергия», ·1969. 192 с. с ил.
6. Бальян Р. Х. Трансформаторы для радиоэлектроники. М.,
«Советское радио», \971. 720 с. с ил.
7. Бертииов А. И., Кофмаи Д. Б. Тороидальные трансформа­
торы статических преобразователей. М., «Энертия», 1970. 96 с. с иЛ.
8. Справочии·к по полупроводниковым приборам: диодам, тран­
зисторам и интегральным схема'М. Под общ. ред. Н. Н. Горюнова.
М., «Энергия», 1972. 568 с. с ил.
9. Транзисторы. Под общ. ред. А. А. Чернышева. М., «Энер­
гия», 1975. 120 с. с ил.
10. Диоды и тиристоры. Под общ. ред. А. А. Чернышева. М.,
«Энергия», 1975. 200 с. с ил.
11. Краткий спра·вочник конструктора радиоэлектронной аппа­
ратуры. Под ред. Р. Г. Варламова. М., «Советское радио», 1972.
856с.сил.
112. Незнайко А. П., Геликмаи Б. Ю. Конденсаторы и резисторы.
М., «Энергия», 1974. .112 с. с ил.
13. Иванчук Б. Н., Рувинов Б. Я. Параметрические стабилиза­
торы напряжения на полупроводниковых приборах и магнитных
усилителях. М., «Энергия», 19711. 128 с. с ил.
14. Иванчук Б. Н., Липман Р. А., Рувинов Б. Я. Тиристорные
и магнитные стабилизаторы напряжения. М., «Энергия», 1968.
1'12 с. с ил.
15. Карпов В. И. Полупроводниковые компенсационные стаби­
лизаторы напряжения и тока. Изд. 2-е, перера'б. и доп. М., «Энер­
гия», 1967. 176 с. с ил.
16. Грейвер Е. С. Ключбвые стабилизаторы напряжения по­
стоя1нного тока. М., «Связь», 1970. 152 с. с ил.
117. Китаев В. Е., Бокуняев А. А. Проектирование источников
эле'Ктропитания устройств связи. Учебное пособие. М., «Связь», 1972.
200с.сил.
· 18. Роrииский В. Ю. Расчет устройств электропитания аппара­
туры электросвязи. М., «Связь», 1972. 360 с. с ил.
19. Домеников В. И., Казанский Л. М. Стабилизированные
источники электропитания судовой .радиоэлектронной аппаратуры.
Л., «Судостроение», 1971. 400 с. с ил.
20. Ромаш Э. М. Транзисторные преобразователи в устройствах
питания радиоэлектронной аппаратуры. М., «Энергия», 1975. 176 с.
с ил.
· 21. Агапов М. 8;, Пихута А. В. Электрическая защита полу­
проводнюювых источниК!ов ·питания. М., «Советское радио», 1966.
168с.сил.
22. Глух Е. М., Зеленов В. Е. Защита полупроводниковых прс·
образователей. М., «Энергия», 1970. 152 с. с ил.
189


ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие.
Гл а в а п ер в а я. Назначение и способы построения стаби­
лизированных источников вторичного электропитания. Осо­
бенности работы электрорадиоэлементов
1-1 . Назначение и основные характеристики стабилизиро­
ванных источников вторичного элек11ропитания
1-2. Способы построения стабилизИ'рованных источников
вторичнаго электропитания . . . . . . . .
1-3 . Особенности работы электрорадиоэлементов 1в стаби­
лизированных источниках питания
Гл а в а втор а я. Параметрические стабилизаторы ,напряже­
ния постоянного тока .
2-1. Параметрические стабнлизаторы напряжения постоян­
ного тока на кремниевых стабилитронах
2-2. Разнавидности схем ПСН постоянного тока
Гл а в .а треть я. Компенсационные стабилизаторы напря­
жения постоянного тока с непрерывным регулированием
3-1. Основные схемы транзисторных компенсационных
ста'билизаторав напряжения и их функциональные
узлы
3-2. Повышение эффективности схем компенсационных
стабилизаторов напряжения постоянного тока с не-
прерывным регулированием .
.
.
3-3. Пример расчета схемы компенсационно·го стабилиза­
тора напряжения с непрерывным регулир'ованием .
Гл а ,в а чет в ер т а я. Компенсационные стабилизаторы на­
пряжения постоянного тока с импульсным регулированием
4-1. Общие сведения
.
4-2. Силовая часть импульсных стабилизаторов напряже­
ния
4-3. Схемы управления импульсных стабилизаторов на­
пряжения .
4-4. Пример расчета сило,вой части импульсного стабили­
затора напряжения
Г л а в а п я т а я. Стабилизаторы напряжения переменного
тока
190
5-1. Параметрические стабилизаторы напряжения пере­
менного тока .
5-2. Компенсационные ма,гнитные и полупроводниковые
стабилизаторы напряжения переменного тока .
5
5
12
29
42
42
53
61
61
72
78
83
83
86
97
103
105
105
113


Гл а в а шест а я. Стабилизация выходного напряжения
в преобразователях напряжения постоянного тока .
123
6-1. Неста'билизированные транзисторные и тиристорные
·преобразователи напряжения постоянного тока
123
6-2 . НерегулИ'руемые и регулируемые выпрямители и сгла-
живающие фильтры
147
6-3 . Стабилизированные преобразователи напряжения по-
стоянного тока
163
Г л а в а сед ь ·м а я. Электрическая защита стабилизирован-
ных источников вторичного электропитания
174
7-1. Общие сведения
.
174
7-2 . Устройства коммутации и защиты первичного источ-
ника питания при неиспра•вностях в приборах вторич-
ного электропитания и нагрузке
.
.
.
176
7-3. Схемы защиты ста·билизированных источников вто-
·ричного электропитания от перегрузок по току . . 183
7-4. Защита потребителей электроэнергии от повышения
напряжения на выходе ста'билизированного источника
вторичного электропитания
187
Спнсок литературы
189


rеннадиji Павnович Вересов
ЮриjiЛеонидовичСмуряков
СТА&ИЛИЗИРОВАННЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
РАДИОАППАРАТУРЫ
РедакторЭ.М.Ромаш
Редактор издателЬ'ства Н. В. Е ф и м о в а
Обложка художника А. А. И ван о в а
Технический редактор Т. А. Масло в а
Корректор И.А.Володяева
ИБ No 1381
Сдано ц набор 20.02.78 Подписано к печати 11.05.78 Т-10337
Формат 84XI081 /"
Бумага типографская NO 2
Гари. шрифта литературная Печать высокая Усл. печ. л. 10,08
Уч.-изд. л. 13,14 Тираж 40 ООО экз. Зак. 570 Ценз 95 к.
Издательство «Э н е р г н я»,
Москва, М-'1114, Шлюзовая наб., 110
Московская типография \N'o :to Союз,полиграфпрома
при Государственном комитете Совета Министров СССР
по делам издательств, полиграфии и книжноil торговлц.
1131 114, Мооква, М414, Шлюзовая наб., 10.


95 к.