Основы программно-конфигурируемого радио - Галкин В.А.

Глава 1. Архитектура программно-конфигурируемого радио
1.1.5. Комбинационные частоты в преобразовании спектра
1.1.6. Преобразование спектра внешних шумов
1.2. Приемник программно-конфигурируемого радио
1.2.2. Приемник с нулевой промежуточной частотой
1.3. Передатчик программно-конфигурируемого радио
1.3.2. Передатчик с нулевой промежуточной частотой
1.6. Программная поддержка оборудования радиоканала ПКР
1.7. Радиостанции программно-конфигурируемого радио
Глава 2. Базовые компоненты программно-конфигурируемого радио
2.1.2. Шумы и искажения в операционном усилителе
2.1.3. Операционный усилитель с управляемой проводимостью
2.2.2. Активные фильтры на операционных усилителях с управляемой проводимостью
2.3.4. Смеситель с подавлением зеркальной частоты
2.3.5. Смеситель на гармониках гетеродина
2.4.2. Искажения в квадратурном модуляторе
2.4.3. Оптимизация квадратурного модулятора
2.5.2. Квадратурный демодулятор для приемника с нулевой промежуточной частотой
Глава 3. Цифровое представление модулированного сигнала
3.1.4. Базовая архитектура микросхем АЦП
Глава 4. Радиочастотные модули программно-конфигурируемого радио
4.2.2. Синтезатор с широкой полосой пропускания ФАПЧ
4.3.2. Линеаризация режима работы транзистора
4.3.3. Усилитель в замкнутой петле автоматического регулирования
4.3.4. Усилитель с линеаризацией по огибающей высокочастотного модулированного сигнала
4.3.5. Передатчик с предыскажениями в baseband-диапазоне
4.3.6. Передатчик с картезианской петлей обратной связи
4.4.2. Согласование элементами с сосредоточенными параметрами
Глава 5. Приемник с нулевой промежуточной частотой
5.1.2. Коэффициент шума в baseband-диапазоне
5.1.3. Коэффициент шума линейной части приемника
5.3. Постоянная составляющая сигнала в приемнике
5.3.2. Подавление постоянной составляющей и фликкер-шумов
5.4. Моделирование приемника с нулевой промежуточной частотой
5.5.2. Коррекция асимметрии каналов приемника
5.5.3. Оптимальный некогерентный частотный детектор
5.5.4. Оптимальный некогерентный фазовый детектор
Author: Галкин В.А.
Tags: телеграфная и телефонная связь радио и телевидение электротехника радиосвязь и радиовещание радиотехника радиоаппаратура
ISBN: 978-5-9912-0305-0
Year: 2015
Similar
Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра.
Информационные технологии систем управления технологическими процессами
Радио 2013-12
Цифровое телевидение
Text
                    УДК 654.19:621.396.97
ББК 32.884
Г16
Галкин В. А.
Г16 Основы программно-конфигурируемого радио. - М.: Горячая
линия - Телеком, 2015. - 372 с, ил.
ISBN 978-5-9912-0305-0.
Книга посвящена основам построения радиоканала для
программно-конфигурируемого радио. Рассмотрены варианты функциональных
схем трансивера, которые потенциально обеспечивают выполнение
основных требований программно-конфигурируемого радио - работа
в сверхширокой полосе частот вне зависимости от ширины канала,
типа модулированного сигнала и скорости передачи информации при
условии выполнения требований стандартов электромагнитной
совместимости. Изложены основы работы компонентов аппаратной
части трансивера для программно-конфигурируемого радио, таких как
широкополосный линеаризованный усилитель мощности,
модулятор/демодулятор, фильтры, элементы антенно-фидерного тракта.
Приведены базовые алгоритмы программной поддержки основных
функциональных элементов радиоканала. В заключительной главе показаны
результаты аналитических расчетов и цифрового моделирования
приемника с однократным преобразованием частоты и нулевой
промежуточной частотой, который в наибольшей степени удовлетворяет
требованиям программно-конфигурируемого радио.
Для инженеров-разработчиков радиоаппаратуры, может быть
полезна магистрам радиотехнических факультетов и аспирантам
соответствующих специальностей.
ББК 32.884
Адрес издательства в Интернет WWW. TECHBOOK.RU
Научное издание
Галкин Вячеслав Александрович
Основы программно-конфигурируемого радио
Монография
Обложка художника О. Г. Карповой
Подписано в печать 25.04.2013 Печать офсетная. Формат 60x88/16. Изд. № 150305.
Уч. изд. л. 23,25. Тираж 500 экз. (2-й завод 100 экз.)
ISBN 978-5-9912-0305-0 © В. А. Галкин, 2013, 2015
© Издательство «Горячая линия - Телеком», 2015

Предисловие
Наиболее полное и системное описание назначения, структуры и
реализации радиооборудования различных поколений приведено на
некоммерческом форуме sdrforum.org.
В соответствии с принятой форумом классификацией,
существующие на сегодняшний день радиостанции и соответствующее им
программное обеспечение определяются как программно-управляемое
радио (Software Controlled Radio - SCR). В радиостанциях SCR функции
физического уровня модели открытых систем связи 0SI-7 по
фильтрации, модуляции/демодуляции, преобразованию спектра, усилению
сигналов и т.д. выполняются аппаратными методами под программным
контролем. Процессор управления трансивером устанавливает
коэффициент усиления приемника в соответствии с уровнем принимаемого
сигнала, параметры передатчика в соответствии с требуемой выходной
мощностью, параметры антенны в соответствии с КСВ антенно-
фидерного тракта и т.д.
Программно-конфигурируемое радио (Software Defined Radio -
SDR) есть радиооборудование, в котором все или большинство функции
физического уровня выполняются в программном виде, а функции,
выполняемые аппаратно, должны оперативно модифицироваться по
требованиям рабочего стандарта связи. Программная реализация
большинства функций по обработке высокочастотных сигналов и оперативное
программное управление аппаратурой обеспечивают кардинальное
повышение функциональных возможностей радиостанции путем
поддержки работы в различных сервисах, широкой полосе частот и в
различных стандартах связи. Технология SDR является ключевой в
предполагаемом последующем развитии радиооборудования:
адаптивное радио (Adaptive Radio - AR), когнитивное «умное» радио (Cognitive
Radio - CR) и интеллектуальное радио (Intelligent Radio - IR).
Adaptive Radio - следующая за SDR ступень развития
радиооборудования, в котором имеется возможность контролировать работу и
изменять параметры радиооборудования в замкнутой петле
автоматического регулирования в сети связи. В результате улучшаются
экономические, технические и пользовательские показатели работы
радиостанций. Технология AR является естественным развитием программно-
конфигурируемого радио, исключая вмешательство пользователя в
управление радиооборудованием в стандартных или прогнозируемых
ситуациях.
Cognitive Radio - радиооборудование, в котором система связи
определяет текущие условия работы и состояние оборудования и может
принимать решения о методах радиосвязи. В частности, контролируются

4
Предисловие
условия прохождения радиоволн, географическое расположение
абонента, загрузка рабочего участка спектра, анализ текущего трафика. По
результатам анализа ситуации возможно изменение несущей частоты,
мощности, типа модуляции и т.д. вплоть до перехода в иной стандарт связи.
Технология CR может быть реальной базой для совместимости
различных стандартов связи, которые в силу условий применения и требований
пользователей не могут использовать общие для всех методы модуляции,
единые методы разделения каналов, скорость передачи данных и т.д.
На интуитивном уровне программно-конфигурируемое радио
определяют как направление развития радиосвязи, призванное объединить
на единой аппаратной платформе работу радиостанций различных
типов и различных стандартов. Предполагается, что программно-
конфигурируемое радио реализует функций радиоприемника и
радиопередатчика в программном виде или с помощью программно
управляемых аппаратных компонентов, которые в силу своей физической
природы не могут быть реализованы программно, как, например,
усилитель мощности или антенна.
В терминах концептуальной модели открытых систем связи OSI-7
программно-конфигурируемое радио определяется как радиостанция,
в которой все или большинство функций физического уровня
выполняются в программном виде и могут быть программно реконфигурирова-
ны в соответствии с требованиями стандарта связи и/или изменяться
иным программно-управляемым оборудованием.
Институт инженеров по электротехнике и электронике (IEEE)
определяет программно-конфигурируемое радио как программно-
конфигурируемое оборудование, в котором радиочастотные параметры
могут быть установлены или изменены при помощи программного
обеспечения и/или оборудования, с помощью которого это достигается.
Программное изменение касается диапазона частот, типа модуляции,
выходной мощности, но не ограничивается этими параметрами.
Федеральная комиссия связи США определяет программно-
конфигурируемое радио как радиооборудование (приемопередатчик),
в котором такие параметры режима работы, как диапазон частот, тип
модуляции и выходная мощность могут быть изменены при помощи
программного обеспечения без изменений в аппаратных компонентах,
используемых для излучения и приема радиочастот.
В настоящее время существует значительное количество типов и
модификаций систем связи и соответствующего им оборудования
(радиостанций). Каждая радиостанция включает аналоговую и цифровую
часть, отдельные электрические компоненты и микросхемы высокой
степени интеграции, механические компоненты, антенну. В целом
радиостанция является высокотехнологичным продуктом, достаточно
эффективно выполняющим функции связи посредством электромагнитных
волн. Однако взаимодействие типовых радиостанций различных стан-

Предисловие
5
дартов на сегодняшний день если и не исключено, то является редким
случаем, да и то в ограниченной функциональности. Одна из основных
задач программно-конфигурируемого радио как раз и заключается в
обеспечении предельной гибкости изменения параметров оборудования
с целью обеспечить максимальную совместимость радиостанций
различных стандартов вне зависимости от метода модуляции, рабочего
диапазона частот, метода доступа к каналам и т.п. при сохранении всех
функциональных возможностей сети связи. Многомодовый (мульти-
стандартный) режим работы радиостанции является одним из основных
требований, предъявляемых к оборудованию радиосетей третьего
поколения. Согласно определению программы IMT-2000 Международного
союза электросвязи, сети связи третьего поколения должны формировать
единое информационное пространство, обеспечивающее абоненту доступ
ко всем информационным ресурсам и базам данных независимо от их
географического расположения, сетевого и аппаратного обеспечения.
К основным функциям физического уровня, которые обычно
реализуются в аппаратном виде, относятся: усиление, модуляция/демодуляция,
канальная селекция в приемнике и подавление побочного излучения
в передатчике, преобразование частоты при модуляции/демодуляции на
промежуточной частоте. В программно-конфигурируемом радио эти
функции, которые сегодня выполняются в аппаратном виде
смесителями, фильтрами, усилителями, модуляторами/демодуляторами,
детекторами частично реализуются программно, а частично программно-
управляемыми аппаратными средствами в соответствии с параметрами
модулированных сигналов и методом разделения каналов в различных
стандартах связи. В результате программное радио является
экономически более выгодным продуктом по сравнению со специализированными
устройствами, так как производятся для более широкого круга
пользователей, а модернизация радиооборудования заключается только в
изменении программного обеспечения.
Работа радиостанции, особенно в городе, происходит в условиях
быстро изменяющихся параметров радиоканала - чередовании теневых
и освещенных зон, периодически возникающих помех и т.д. Высокое
качество передачи информации и надежность поддержки радиоканала
в таких условиях требуют оперативного управления основными
параметрами радиостанции, такими как излучаемой мощностью
передатчика, рабочей частотой, величиной усиления принятого сигнала.
Оперативное управление параметрами радиоканала необходимо и при
передаче различных типов данных. Передача речи, изображения или
текста в режиме реального времени или в режиме электронного письма
требуют, в общем случае, различной скорости передачи информации
и различных параметров оборудования радиоканала. Оптимизация
режима работы передатчика и приемника для конкретного вида связи по-

6
Предисловие
зволит в среднем уменьшить энергопотребление и увеличить срок
работы батарей питания.
Программно-конфигурируемое радио предполагает существенное
изменение аппаратной части трансивера и требований, предъявляемых
к аппаратной части. Аппаратура программно-конфигурируемого
приемника должна, прежде всего, обеспечивать преобразование принятого
высокочастотного модулированного сигнала с целью его максимально
точного (без потери достоверности приема) представления в цифровом
виде с помощью аналого-цифрового преобразователя. Аппаратура
передатчика должна обеспечивать прямое формирование модулированного
сигнала и усиление мощности. Функции высокочастотной аппаратной
части приемопередатчика программно-конфигурируемого радио
сводятся к обеспечению энергетического потенциала радиоканала -
усилению мощности в передатчике и малошумящему усилению принятого
сигнала в приемнике. Для пользователя программно-конфигурируемое
радио позволяет реализовать следующие функции:
• оперативное изменение текущей конфигурации радиостанции
с минимальными затратами времени и средств;
• оперативное добавление новых функций и возможностей без
дорогостоящего изменения аппаратной части;
• удешевление текущего обслуживания аппаратной части,
общей для значительного количества радиосредств;
• использование одной и той же радиостанции в различных
сетях и для различных применений.

Глава 1
Архитектура программно-
конфигурируемого радио
Функциональная схема программно-конфигурируемого радио (ПКР)
включает программную часть, выполняющую большинство функции по
обработке сигналов и управлению аппаратной частью, и аппаратную
часть, выполняющую функции, недоступные для программной
реализации на существующей элементной базе.
Программное выполнение таких радиотехнических функций, как
фильтрация, модуляция/демодуляция, формирование модулированного
сигнала, детектирование модулированного сигнала, реализовано и в
существующих радиостанциях. Программно-конфигурируемое радио
требует реализации этих функций для сигналов различных стандартов
связи, т.е. с различной несущей частотой, шириной канала, типом
модуляции и скоростью передачи информации. Кроме модификации
алгоритма выполнения стандартных радиотехнических функций, в
программной части реализуется и ряд новых функций. В частности,
необходима поддержка аппаратной части в широком диапазоне несущих
частот, температурах, технологического разброса параметров и прочих
дестабилизирующих факторов. В идеале программное обеспечение
должно автоматически распознавать стандарт связи, определять условия
приема (передачи) и оперативно реконфигурировать аппаратную часть
радиостанции. Соответственно, аппаратная часть должна иметь
цифровой интерфейс для сообщений о текущем состоянии и приема команд на
изменение рабочих параметров.
Не менее глубокой модернизации, чем программное обеспечение,
должна быть подвергнута структура и компонентный состав аппаратной
части радиостанции с тем, чтобы обеспечить выполнение основного
требования программно-конфигурируемого радио: работа с различными
стандартами связи на единой аппаратной основе. Практически это
означает, что аппаратная часть радиостанции должна быть независимой от
основных параметров радиоканала, а именно: несущей частоты
высокочастотного модулированного сигнала, типа модуляции, ширины полосы
частот модулированного сигнала, скорости передачи информации,
метода разделения каналов, структуры и длительности пакета.
Сложность выполнения этих задач увеличивается целым рядом
конструктивных и эксплуатационных требованием к аппаратуре связи.
Очевидно, что радиостанция программно-конфигурируемого радио должна
иметь габариты, мощность потребления, цену и предоставляемые услу-

8
Глава 1
ги, сравнимые с существующими узкополосными специализированными
радиостанциями. Также обязательным является выполнение в
аппаратуре ПКР требований стандартов электромагнитной совместимости (ЭМС)
для каждого класса сетей радиосвязи (сухопутных, морских,
космических и т.д.). Нет и не будет отдельных диапазонов частот для
радиостанций программно-конфигурируемого радио, они должны располагаться в
участках спектра, отведенных для радиосвязи данного класса и не
мешать работать прочим радиосредствам.
1.1. Радиостанция программно-конфигурируемого
радио
В настоящее время не существует какого-либо стандарта,
формально регламентирующего структуру, компонентный состав и
функциональные возможности радиостанции, которую можно было бы
определить как программно-конфигурируемого радио. Наиболее часто
встречаются ссылки на нормативные материалы, опубликованные на
SDR-форуме [1, 2]. Эти документы рекомендательного характера
определяют варианты функциональной схемы трансивера, интерфейс транси-
вера, элементы метаязыка для управления конфигурируемой
аппаратурой. Кроме специальных требований программно-конфигурируемого
радио, трансивер ПКР должен удовлетворять общим требованиям,
которые распространяются на радиостанции любого типа. Прежде всего, это
требования стандарта электромагнитной совместимости (ЭМС) и
регламент распределения допустимых несущих частот.
Далее рассматриваются базовые варианты построения
радиостанций, полностью или частично удовлетворяющих требованиям
программно-конфигурируемого радио, стандарта электромагнитной
совместимости для сухопутной подвижной службы и регламента рабочих
частот в расширенном диапазоне УКВ до 1000 МГц.
1.1.1. Архитектура радиостанции ПКР
Общепринято определять конфигурацию и параметры радиостанции
в терминах модели открытых систем связи OSI-7. Практически любая
радиостанция, в том числе радиостанция программно-конфигурируемого
радио, включает аппаратную и программную часть, функции которых
совместно определяются на физическом уровне и подуровне MAC
канального уровня в модели OSI-7. В частности, преобразование спектра
принимаемого/передаваемого сигнала, модуляция/демодуляция,
фильтрация должны в максимальной степени выполняться в цифровой области
(программно) или аппаратно при возможности реконфигурации
аппаратных средств в зависимости от рабочего стандарта радиосвязи. На
рис. I. I показана общая архитектура радиостанции программно-

Архитектура
9
конфигурируемого радио согласно [1]. Эта функциональная схема
определяет построение приемника радиостанции (слева направо) и
передатчик (справа налево). Каждому функциональному блоку соответствует
(присутствует в радиостанции) аппаратная или программная реализация.
Рис. 1.1. Архитектура радиостанции программно-конфигурируемого радио
Антенна (Antenna) может быть любого типа, от простейшей ди-
польной конструкции до фазированной решетки, включая и иные
элементы антенно-фидерного тракта; эта часть радиостанции реализуется
только в аппаратном виде.
Элемент RF/IF отражает минимально необходимую аппаратную
обработку высокочастотного модулированного сигнала в приемнике и
передатчике. Определенное аппаратное преобразование
принимаемого/передаваемого сигнала необходимо в любой функциональной схеме
радиостанции, так как реально невозможно подключить непосредственно к
антенне устройства преобразования высокочастотного сигнала
ЦАП/АЦП. Практически элемент RF/IF может включать полосовые
фильтры для модулированного сигнала, смеситель, усилитель мощности
передатчика или малошумящий усилитель приемника, опорный
высокочастотный генератор, модулятор/демодулятор и т.д. Аппаратная часть
должна предусматривать программную реконфигурацию в соответствии
с текущим стандартом связи.
Модем (Modem) представляет преобразователь АЦП/ЦАП и
программные операции по выполнению функций физического уровня, таких
как цифровая фильтрация, модуляция/демодуляция, радиочастотная и
тактовая (битовая) синхронизация, сборка/разборка пакетов и т.п.
Процессор (Optional Link PROC) выполняет функции канального
подуровня MAC по управлению и стабилизации параметров аппаратуры
радиоканала (RF/IF) и элементов антенно-фидерного тракта. Аппаратура
процессорной части может включать специализированные высокоскоро-

10
Глава 1
стные программируемые матрицы FPGA, DSP-процессоры, GPP-
процессоры общего назначения.
Радиочастотная аналоговая часть идеальной радиостанции ПКР
определяется как аппаратная платформа, осуществляющая преобразование
принимаемого высокочастотного сигнала в цифровую форму и
передаваемого сигнала из цифровой формы в высокочастотную область с
программно-управляемыми аппаратными функциями по фильтрации,
усилению, преобразованию частоты и обработки принимаемого и
передаваемого сигнала. Варианты построения аппаратной части
приемопередатчика по классификации [1] показаны на рис. 1.2... 1.5.
Основным параметром, определяющим конфигурацию
приемопередатчика, является расположение АЦП/ЦАП относительно
приемной/передающей антенны. Очевидно, что представление сигнала в цифровом
виде и его последующая цифровая обработка обеспечивают
максимальное качество выполняемых функций и максимальную гибкость в
соответствии с основным требованием многостандартного режима работы
радиостанции ПКР. С этой точки зрения необходимо располагать
преобразователи ЦАП/АЦП максимально близко к антенне. С другой стороны,
цифровая обработка смеси множества принимаемых/формируемых
высокочастотных сигналов без предварительной фильтрации и/или
преобразования частоты может предъявлять повышенные требования по
скорости работы, динамическому диапазону и энергопотреблению
цифровых устройств. Сечение перехода от непрерывного представления
сигнала к дискретному представлению и определяется компромиссом
между широкими функциональными возможностями радиостанции с
одной стороны и разумными эксплуатационными параметрами и
выполнением требований стандартов электромагнитной совместимости с
другой стороны.
Радиостанция ПКР с аппаратным фильтром основной селекции.
На рис. 1.2, 1.3 показана структура приемника и передатчика с
двукратным и однократным аппаратным преобразованием частоты и
аппаратным фильтром основной селекции.
Малошумящий усилитель и входной фильтр-преселектор
приемника совместно обеспечивают предварительное усиление
высокочастотного сигнала, выделение рабочего диапазона частот и подавление
зеркальной частоты приема. Смеситель и последующий аппаратный фильтр
основной селекции на промежуточной частоте являются ключевыми
элементами приемника в конфигурации рис. 1.2, 1.3. Эти компоненты
осуществляют преобразование несущей частоты принятого сигнала на
ненулевую фиксированную промежуточную частоту и селекцию
принятого полезного сигнала (рабочего канала). Тем самым для последующей
аппаратной и программной обработки практически остается только
полезный модулированный сигнал при отсутствии всех сторонних
мешающих сигналов.

Архитектура
11
Рис. 1.2. Приемопередатчик I с двукратным преобразованием частоты
Требования к линейности усилителя промежуточной частоты
определяются типом модуляции в принятом сигнале. Для частотно-
модулированного сигнала с постоянной огибающей усилитель может
быть нелинейным. Для сигналов с сопутствующей амплитудной
модуляцией (фазомодулированного или с квадратурной амплитудной
модуляцией) усилитель должен быть линейным (линеаризованным в
зависимости от глубины модуляции). Критерием допустимой степени
нелинейности усилителя является искажение информации, которое
вносится в усиливаемый сигнал; численно деградация достоверности
приема выражается в увеличении битовых ошибок BER. В случае приема
сигнала со многими несущими (например, OFDM) или параллельного
приема нескольких сигналов (многоканальный приемник) усилитель
промежуточной частоты работает в режиме многосигнального усиления.
Усилитель таких сигналов должен быть линейным вне зависимости от
вида модуляции, причем степень линейности усилителя определяется не
только допустимыми искажениями самих сигналов, но и генерацией
комбинационных частот в полосе усиливаемых сигналов. Важно
отметить, что при любом типе усиливаемых сигналов нелинейность
усилителя промежуточной частоты и последующих элементов приемника
определяется только требованиями на достоверность приема информации и
не влияет на интермодуляционную избирательность приемника, по-

12
Глава 1
скольку все сторонние сигналы подавляются в аппаратном
высокодобротном фильтре промежуточной частоты.
Рис. 1.3. Приемопередатчик II с однократным преобразованием частоты
В передатчиках радиостанций рис. 1.2, 1.3 повышающий смеситель
преобразует модулированный сигнал с нулевой или ненулевой
промежуточной частоты в высокочастотный диапазон. Применение аналогового
высокочастотного смесителя допускает цифровое формирование
модулированного сигнала на относительно низкой промежуточной частоте с
минимальными вычислительными затратами и максимально
достижимым качеством. Последующий за смесителем полосовой фильтр
промежуточной частоты подавляет комбинационные частоты нелинейного
преобразования. Требования к линейности усилителя мощности
определяются как требованиями минимального искажения информации, так и
требованиями электромагнитной совместимости. Очевидно, что
последнее условие значительно более жесткое. Искажения информации
определяются только искажениями спектра в относительно небольшой
области не более 30 дБ в пределах главного лепестка спектральной
плотности мощности. В то же время требования стандарта ЭМС
ограничивают мощность излучения, возникающего в соседнем канале
вследствие генерации комбинационных частот на нелинейности усилителя,
величиной -70 дБн.
Радиостанция ПКР с цифровым фильтром основной селекции.
На рис. 1.4 показана радиостанция с приемником, в котором отсутствует
преобразование принятого сигнала на ненулевую промежуточную
частоту и аппаратный фильтр основной селекции. Демодулятор переносит
спектр принятого высокочастотного сигнала непосредственно в
baseband-диапазон, АЦП приемника осуществляет преобразование демо-

Архитектура
13
дулированного сигнала в цифровую форму. Далее в цифровом виде
выполняются все функции приемника по основной селекции, оптимальной
фильтрации и детектированию сигнала. Перенос функции основной
селекции соседнего канала в цифровую область приводит к тому, что на
АЦП приемника поступает полный принятый сигнал, включающей и
полезный сигнал, и все сторонние мешающие сигналы. Соответственно,
АЦП должен обладать высоким динамическим диапазоном и высокой
линейностью для исключения генерации комбинационных частот и
предотвращения искажения суммарного преобразуемого сигнала. Все
функции передатчика рис. 1.4 по формированию модулированного сигнала
также выполняются в baseband-диапазоне, затем спектр
модулированного сигнала переносится непосредственно из baseband-диапазона на
несущую частоту.
Рис.1.4. Приемопередатчик HI
с цифровым преобразованием частоты
Рис. 1.5. Полностью цифровой
приемопередатчик IV
Рисунок 1.5 иллюстрирует функциональную схему радиостанции
для целей программно-конфигурируемого радио, содержащую
минимальное количество компонентов и в которой АЦП приемника и ЦАП
передатчика расположении предельно близко к антенне. На
существующей элементной базе реализация функциональной схемы приемника без
малошумящего усилителя и передатчика без фильтрации аналогового
модулированного сигнала при выполнении требований стандарта
электромагнитной совместимости проблематична. Коэффициент шума
современных демодуляторов значительно выше, чем коэффициент шума
МШУ, поэтому прямое преобразование сигнала с выхода антенны в
baseband-диапазон не позволит получить чувствительность, требуемую
стандартом ЭМС. Точно также отсутствие фильтра модулированного
сигнала в передатчике не позволит выполнить требования стандарта
ЭМС по максимально допустимому уровню внеполосного излучения.
В той или иной форме малошумящее усиление в приемнике и
фильтрация модулированного сигнала в передатчике все равно должны быть
реализованы в аппаратном виде.

14
Глава 1
Модификация трансиверов ПКР. Все функциональные схемы
приемника рис. 1.2-1.5 содержат аппаратный демодулятор для
преобразования принятого сигнала в baseband-диапазон, но этот компонент
приемника не является обязательным. Высокочастотный модулированный
сигнал с антенны в принципе может поступать на АЦП непосредственно,
или на промежуточной частоте после первого преобразования частоты.
При необходимости понижение рабочей частоты принятого сигнала до
baseband-диапазона может осуществляться выбором режима работы
субдискретизации (undersampling) в АЦП или с помощью цифровой
демодуляцией.
Аппаратный модулятор в передатчике также не является
обязательным компонентом функциональной схемы. Модулированный сигнал на
несущей или промежуточной частоте может быть сформирован в
процессоре в цифровом виде. После преобразования с помощью ЦАП
аналоговый непрерывный сигнал усиливается и поступает в антенну.
С другой стороны, типовые функциональные схемы передатчика
рис. 1.2-1.5 не содержат совершенно необходимого фильтра нижних
частот на выходе усилителя мощности. При любой степени линейности
усилителя величина мощности на гармониках несущей частоты
полезного сигнала превышает требования стандарта ЭМС по внеполосному
излучению. Сигналы на гармониках несущей частоты могут быть
подавлены только аппаратной фильтрацией.
1.1.2. Параметры радиостанции ПКР
Функциональные схемы радиостанций, приведенные на рис.1.2-1.5,
отражают варианты реализации требований, предъявляемых к трансиве-
ру для программно-конфигурируемого радио при работе в различных
стандартах связи. Однако не только требования ПРК определяют
функциональную схему и компонентный состав трансивера. Все без
исключения радиостанции, включая и радиостанции ПКР, должны
удовлетворять, кроме требований стандартов радиосвязи, минимум двум
регулирующим документам - стандарту электромагнитной
совместимости (ЭМС) и регламенту распределения частот. Стандарт ЭМС
определяет общие требования для всех радиостанций данного класса
(сухопутных, морских, космических и т.д.). Выполнение требований стандарта
ЭМС обеспечивает неконфликтную совместную работу радиосредств в
выделенном диапазоне частот вне зависимости от конкретного типа
оборудования, стандарта и организации сети связи. Регламент
распределения частот определяет участки спектра, в которых допустима работа
радиостанций данного класса.
Стандарт электромагнитной совместимости для сухопутной
подвижной радиосвязи определяет требования к самому массовому
сегменту радиосвязи. В настоящее время в России требования по электромаг-

Архитектура
15
нитной совместимости сухопутных радиостанций с угловой модуляцией
определяются нормативным документом PD 45.299-2002
«Радиостанции сухопутной подвижной службы с угловой модуляцией. Диапазон
частот 1,6... 1000 МГц. Общие технические требования» [3] и более
ранней редакцией этого документа - ГОСТ 12252-86 «Радиостанции с
угловой модуляцией сухопутной подвижной службы» [4]. Оба стандарта в
полной мере описывают параметры и методы измерений только
аналоговых радиостанций и лишь частично - цифровых [5]. Практически при
разработке узкополосных цифровых радиостанций УКВ диапазона
руководствуются европейским стандартом ETS 300 113 от 1996г
«Радиооборудование и системы сухопутной мобильной радиосвязи. Технические
характеристики и условия измерения оборудования радиосвязи,
предназначенного для передачи данных и речи и оснащенного антенным
разъемом» [6]. Конкретные числовые значения параметров
радиооборудования, регламентируемые этими документами, незначительно различаются
в зависимости от типов и назначений радиостанции,
дестабилизирующих факторов и т.п. В табл. 1.1 приведен перечень основных
регламентируемых параметров приемника и передатчика для мобильной
сухопутной связи в диапазоне частот менее 1000 МГц и типовые (средние)
значения этих параметров.
Таблица 1.1.0сновные параметры узкополосного УКВ приемопередатчика
Параметр | PD 45.299-2002 | ETS 300 113 1
Передатчик \
Мощность несущей передатчика
Стабильность несущей частоты
передатчика
Уровень мощности (излучений)
передатчика в соседнем канале,
Побочные излучения передатчика
0,5...60 Вт
2-Ю-6
2,5 мкВт
2,5 мкВт
Не нормируется
± 1 КГц
0,2 мкВт
или -70 дБн
0,25 мкВт
Приемник
Максимальная чувствительность
приемника, не более
Изменение чувствительности при
отклонении частоты сигнала
Избирательность приемника по
соседнему каналу
Избирательность приемника по
побочным каналам приема
Интермодуляционная
избирательность приемника
Избирательность приемника по
внутри канальной помехе
Блокирование
1 Допустимая мощность излучения
| гетеродина приемника
0,5 мкВ
ЗдБ
70 дБ
70 дБ
70 дБ
Не нормируется
Не нормируется
2нВт
0,7 мкВ
Не нормируется
70 дБ
70 дБ
70 дБ
-8 дБ
84 дБ
2нВт

16
Глава 1
Основные параметры передатчика по стандарту
электромагнитной совместимости - мощность излучения в соседнем канале и
мощность побочного (внеполосного) излучения.
Уровень мощности передатчика в соседнем канале есть часть
полной выходной мощности передатчика, которая находится в заданном
диапазоне частот с центром в соседнем канале при работе передатчика с
нормальной модуляцией; мощность в соседнем канале есть сумма
мощности, появившейся вследствие модуляции и мощности шума
передатчика. Мощность излучения в соседнем канале определяется совместно
формирующим baseband-фильтром, ограничивающим ширину спектра
модулированного сигнала, шумами и комбинационными сигналами,
генерируемыми модулятором и усилителем мощности. Тип и полоса
пропускания формирующего фильтра зависит только от вида модуляции,
сам фильтр реализуется в цифровом виде, присутствует в любом
передатчике и не определяется спецификой программно-конфигурируемого
радио. Однако широкополосный модулятор или смеситель могут иметь
повышенный уровень шума и сигналов на комбинационных частотах по
сравнению с узкополосным устройством. Мощность излучения в
соседнем канале не может быть подавлена аппаратным высокочастотным
фильтром.
К побочному (внеполосному) излучению относятся все излучения
передатчика вне полосы частот, выделенной для передачи полезного
высокочастотного модулированного сигнала, и вне полосы частот
соседнего канала. Повышенный уровень внеполосного излучения, по
сравнению с типовым узкополосным передатчиком, может иметь
широкополосный модулятор (смеситель) передатчика. Усилитель мощности всегда
генерирует гармоники несущей частоты высокочастотного
модулированного сигнала; мощность которых превышает требования ЭМС.
Внешний фильтр может подавить внеполосное излучение только на
частотах, достаточно удаленных от несущей частоты полезного сигнала.
Основные параметры приемника по стандарту электромагнитной
совместимости - чувствительность и избирательность
(интермодуляционная, по соседнему каналу, по ложным каналам приема).
Чувствительность приемника есть минимальный уровень сигнала на
входе приемника со стандартной модуляцией при заданном виде
интерференции и искажений, который после детектирования обеспечивает
заданный уровень ошибочных бит (BER). Статическая чувствительность
относительно собственных тепловых шумов в отсутствии искажений и
фединга определяется коэффициентом шума линейной части приемника,
полосой частот приемника и минимально допустимым отношением
сигнал/шум на входе детектора. Потенциально широкополосный
демодулятор может иметь повышенный уровень шума, особенно в области низких
частот. Полоса частот приемника определяется оптимальным фильтром,
ограничивающим полосу частот сигнала на входе детектора. Отношение

Архитектура
17
сигнал/шум на входе детектора определяется алгоритмом обработки и
максимально допустимым уровнем ошибок BER.
Избирательность по соседнему каналу есть относительная величина
мешающего сигнала на частоте соседнего канала, при которой
обеспечивается заданный уровень ошибок принимаемой информации.
Избирательность по соседнему каналу определяется фильтром основной
селекции и величиной шума гетеродина на частоте соседнего канала. При
цифровой реализации перестраиваемого фильтра основной селекции
всегда может быть достигнута требуемая степень подавления сигнала на
частоте соседнего канала вне зависимости от абсолютной ширины
канала в различных стандартах. Однако реализация малошумящего
синтезатора частоты при одновременной перестройке в широкой полосе частот
является очень сложной задачей.
Интермодуляционная избирательность есть относительная величина
мешающих сигналов, при которой обеспечивается заданный уровень
ошибок принимаемой информации, если комбинационные частоты
мешающих сигналов совпадают с несущей частотой полезного сигнала.
Интермодуляционная избирательность типового супергетеродинного
приемника определяется степенью нелинейности малошумящего
усилителя и демодулятора для принятого высокочастотного сигнала. Влияние
усилителей промежуточной частоты в супергетеродинном приемнике
практически отсутствует, так как аппаратный фильтр основной селекции
на выходе смесителя подавляет сторонние сигналы. В силу большого
диапазона несущих частот и различной ширины канала в системах
радиосвязи, аппаратный фильтр основной селекции в приемнике ПКР
может быть реализован только в виде банка коммутируемых фильтров. При
цифровой реализации фильтра усилители промежуточной частоты, как и
высокочастотные устройства, будут вносить свой вклад в суммарную
нелинейность. Соответственно, более сложным станет и выполнение
требований по интермодуляционной избирательности.
Избирательность по ложным каналам приема есть относительная
величина мешающего сигнала на частотах ложного приема, при которой
обеспечивается заданный уровень ошибок принимаемой информации.
Избирательность по ложным каналам приема в типовом
супергетеродинном приемнике обеспечивается входным высокочастотным фильт-
ром-преселектором, а само распределение ложных частот приема
зависит от соотношения между промежуточной и рабочей частотой.
В условиях широкого диапазона принимаемых частот приемника ПКР
следует ожидать возникновения ситуаций, когда невозможна реализация
перестраиваемого высокочастотного фильтра с минимальными потерями
в полосе пропускания и гарантированным затуханием на ложных
частотах приема. Решение проблемы подавление ложных каналов приема в
широкой полосе частот принимаемого высокочастотного сигнала
наиболее сложное из всех видов избирательности, не однозначное, зависит от

18
Глава 1
выбранной функциональной схемы приемника и требует использования
специальных аппаратных и программных средств, отличных от типового
высокочастотного фильтра.
Таблица 1.2. Распределение частот между сухопутными радиослужбами
Полоса
частот,
МГц
33...48,5
60...70
146...174
300...470
824...960
Система
Аналоговые системы
радиосвязи и передачи данных.
Узкополосные системы тран-
кинговой радиосвязи
Аналоговые системы
радиосвязи и передачи данных
Аналоговые системы
радиосвязи и передачи данных, системы
персонального радиовызова.
Системы персонального
радиовызова.
Узкополосные системы тран-
кинговой радиосвязи
Узкополосные системы тран-
кинговой радиосвязи.
Аналоговые системы
радиосвязи и передачи данных.
Системы персонального
радиовызова.
Узкополосные системы тран-
кинговой радиосвязи.
Узкополосные системы
сотовой радиосвязи
Узкополосные и среднеполос-
ные сети сотовой радиосвязи
Типы и стандарты
радиоэлектронной системы
Базовые, возимые,
портативные, носимые
радиоэлектронные системы,
охранные системы и др.
МРТ-1327, SmartTrank
Базовые, возимые,
портативные, носимые
радиоэлектронные системы,
охранные системы и др.
МРТ-1327, SmartTrank
Базовые, возимые,
портативные, носимые
радиоэлектронные системы,
охранные системы и др.
POCSAG, FLEX ,
МРТ-1327, SmartTrank
Базовые, возимые,
портативные, носимые
радиоэлектронные системы,
охранные системы и др.
POCSAG, TETRA, МРТ-
1327,NMT-450
Транк 800,AMPS/DAMPS,
R-GSM, E-GSM , GSM
Распределение рабочих частот для радиостанций сухопутной
подвижной и фиксированной радиосвязи определяется требованиями
стандарта связи, решениями ГКРЧ РФ (Государственным комитетом по
радиочастотам Российской Федерации) и Главного Радиочастотного
Центра по распределению полос радиочастот между радиослужбами [7].
В упрощенной табл. 1.2 приведено распределение частот в полосе до
1000 МГц для основных стандартов сухопутной радиосвязи,
определенное Регламентом использования частот и Распределением частот между
радиослужбами. В таблицу включены полосы частот, как специально
предназначенные для сухопутной подвижной и фиксированной радио-

Архитектура
19
связи (за исключением воздушной и космической), так и полосы частот
совместного использования с другими службами. Не включены узкие
полосы частот, выделенные в диапазоне частот телевидения,
радиовещания и космической связи. Практически распределение частот, указанное
в табл. 1.2, упрощает построение радиостанций ПКР, которые могут быть
реализованы не в сплошной полосе частот УКВ диапазона, а в
отдельных поддиапазонах частот.
1.1.3. Идеальная радиостанция ПКР
Идеальная радиостанция для целей программно-конфигурируемого
радио должна иметь минимальную программно-управляемую
аппаратную часть, не зависящую от рабочей частоты, вида модуляции и ширины
канала и удовлетворять требованиям стандарта ЭМС. Упрощенная
функциональная схема такой радиостанции, соответствующая базовым
схемам рис. 1.4, 1.5, показана на рис. 1.6.
Рис. 1.6. Идеальная радиостанция программно-конфигурируемого радио
Аппаратная часть приемника включает перестраиваемый входной
полосовой фильтр-преселектор, МШУ с функцией АРУ и АЦП. Полоса
пропускания перестраиваемого фильтра-преселектора определяется, как
правило, величиной рабочего диапазона частот системы связи.
Полосовой фильтр подавляет сторонние мешающие сигналы, достаточно
удаленные от несущей частоты полезного сигнала, уменьшая суммарный
сигнал на входе МШУ. Малошумящий усилитель с функцией АРУ
обеспечивает предварительное усиление принятого сигнала и ограничение
максимальной величины сигнала в соответствии с динамическим
диапазоном АЦП. АЦП предваряется anti-aliasing фильтром (на рисунке не
показан), который выполняет техническую функцию сопряжения полосы
частот аналогового сигнала с частотой выборок АЦП. Принятый сигнал

20
Глава 1
в цифровом виде поступает в процессор, где и производится его
дальнейшая обработка: основная селекция относительно сигналов на
соседних каналах, оптимальная фильтрация, демодуляция, синхронизация и
детектирование (восстановление исходного цифрового сообщения).
Рассмотрим возможность выполнения основных требований программно-
конфигурируемого радио и стандарта ЭМС для приемника в
функциональной схеме рис. 1.6.
Широкополосность и мультистандартность приемника не вызывают
сомнений, так как функциональная схема не содержит аппаратных
узкополосных селективных устройств или устройств, зависящих от несущей
частоты или ширины канала.
Чувствительность приемника зависит от коэффициента шума
линейной части приемника, ширины канала (полосы частот оптимального
фильтра) и отношения сигнал/шум на входе детектора. Только
коэффициент шума линейной части приемника является аппаратно-зависимой
величиной и определяется, в основном, коэффициентом шума и
коэффициентом усиления МШУ. Современные малошумящие усилители в УКВ
диапазоне до 1000 МГц имеют коэффициент шума примерно 1 дБ и
коэффициент усиления не менее 15 дБ, влияние последующих элементов
при таком коэффициенте усиления МШУ минимальное. Удаление МШУ
из приемника согласно функциональной схеме рис. 1.5 приведет к
кардинальному повышению требований на чувствительность и коэффициент
шума АЦП. В настоящее время эти параметры несопоставимы, так что
наличие МШУ можно считать обязательным для обеспечения
чувствительности приемника в соответствии со стандартом ЭМС.
Избирательность приемника по соседнему каналу и по ложным
каналам приема потенциально может быть обеспечена цифровой
фильтрацией, хотя и при значительных вычислительных затратах [8].
Наибольшие проблемы в приемнике рис. 1.6 вызывает выполнение
взаимосвязанных требований в треугольнике параметров: коэффициент
усиления аналоговой части - рабочая полоса частот аналоговой части -
интермодуляционная избирательность. Минимальный уровень сигнала,
который необходим для работы современных АЦП, на десятки децибел
превышает максимально допустимую чувствительность приемника.
Необходимый коэффициент усиления принятого сигнала обеспечивается в
радиочастотном тракте, а именно в МШУ. Одновременно с полезным
сигналом усиливаются и сторонние мешающие сигналы, которые
превышают полезный сигнал минимум на 70 дБ. Следовательно, с
увеличением коэффициента усиления уменьшается интермодуляционная
избирательность как результат генерации на нелинейности МШУ и АЦП
мощными сторонними сигналами паразитных сигналов в рабочей полосе
частот. Уменьшение амплитуды комбинационных сигналов до
требований стандарта возможно при уменьшении коэффициента усиления в
линейном тракте, повышении линейности МШУ-АЦП или уменьшении

Архитектура
21
полосы частот радиоканала. Первое условие приводит к высоким
требованиям на чувствительность АЦП, второе условие - к высоким
требованиям на линейность МШУ-АЦП, третье противоречит требованию ши-
рокополосности аналоговой части приемника.
Аппаратная часть передатчика включает ЦАП, усилитель мощности
и перестраиваемый фильтр гармоник несущей частоты усиливаемого
сигнала. Модулированный сигнал на требуемой несущей частоте
формируется непосредственно в цифровом виде и после преобразования в
аналоговую форму поступает на управляемый усилитель мощности. На
выходе ЦАП располагается anti-imaging фильтр (на рисунке не показан),
который выполняет техническую функцию подавления в спектре
аналогового высокочастотного сигнала паразитных частот преобразования
ЦАП. Выполнение требований стандарта по внеполосному излучению
обеспечивается фильтром нижних частот для гармоник несущей частоты
модулированного сигнала на выходе усилителя мощности. Комбайнер,
состоящий из дуплексного фильтра или антенного коммутатора,
обеспечивает совместную работу приемника и передатчика на одну антенну.
В целом конфигурация идеальной радиостанции ПКР рис. 1.6 имеет
минимальную аппаратную часть, не зависит от параметров
принимаемого/передаваемого сигнала, программно реконфигурируется в
соответствии с частотой и мощностью сигналов. Краткий анализ требуемых
параметров радиостанции показывает, что их реализация на современной
элементной базе возможна только в относительно низкочастотном
диапазоне и при немалых энергозатратах. На рабочих частотах в сотни и
тысячи мегагерц возникают следующие основные проблемы:
• Высокие требования к рабочей частоте и высокое
энергопотребление ЦАП/АЦП. В частности, частоты свыше 400 МГц практически
недоступны для типовых АЦП, при входной частоте всего лишь 70 МГц
потребление промышленных образцов АЦП превышает 0,5 Вт.
• Высокие требования по линейности и динамическому диапазону
МШУ и АЦП, так как усилению и преобразованию в цифровую форму
подвергается суммарный высокочастотный сигнал, включающий слабый
полезный сигнал и множество мощных сторонних сигналов.
Динамический диапазон АЦП определяется требованиями по
интермодуляционной избирательности приемника, которая измеряется при
двух сторонних мешающих сигналах величиной не менее 70 дБ каждый.
Соответственно, величина динамического диапазона преобразователя
должна быть не менее 80 дБ или 14 эффективных разрядов, что при
низковольтном питании находится на грани реализуемости.
Линейность МШУ-АЦП также определяется требованиями по
интермодуляционной избирательности: генерируемый на нелинейности
МШУ и нелинейности АЦП суммарный комбинационный сигнал на
частоте полезного сигнала фактически является внутриканальной помехой и
его величина должна быть меньше величины полезного сигнала. Коэф-

22
Глава 1
фициент усиления МШУ, необходимый для обеспечения нормальной
работы АЦП, на десятки децибел превышает типовой коэффициент
усиления, необходимый для работы аналогового смесителя. Более того,
величина комбинационных частот в первом приближении растет в 3 раза
быстрее, чем амплитуда исходного сигнала: увеличение коэффициента
усиления МШУ всего на 10 дБ приводит к необходимости повысить
диапазон линейности МШУ на 30 дБ. С учетом неизбежной
нелинейности АЦП выполнение требований по интермодуляционной
избирательности становится проблематичным.
• Высокое энергопотребление процессоров, обрабатывающих и
генерирующих высокочастотный модулированный сигнал. Например, 14-
битовый синтезатор прямого синтеза, необходимый для генерации в
передатчике высокочастотного модулированного сигнала с подавлением
внеполосных сигналов не менее 70 дБ, имеет потребление более 1 Вт
при несущей частоте менее 300 МГц.
Возможно, что дальнейшее развитие элементной базы позволит по
иному оценить реализуемость идеальной радиостанции рис. 1.6.
Например, в литературе сообщается о разработках АЦП со скоростью до 5 ГГц
и динамическим диапазоном до 110 дБ [9] (без упоминания о
потребляемой мощности). Но независимо от технических параметров массовое
использование подобных элементов, доступных по разумной цене, не
является задачей сегодняшнего дня. Поэтому далее будут рассмотрены
практические варианты построения радиостанций программно-
конфигурируемого радио, которые предусматривают аппаратное
преобразование несущей частоты модулированного сигнала.
Кроме требований программно-конфигурируемого радио
радиостанция должна удовлетворять требованиям стандарта
электромагнитной совместимости (табл. 1.1), работать в диапазоне частот не менее
30... 1000 МГц (табл. 1.2) и по своим конструктивным и
эксплуатационным характеристикам отвечать требованиям переносного (мобильного)
оборудования радиосвязи.
1.1.4. Преобразование спектра сигнала
Краткий анализ вариантов функциональной схемы трансивера
программно-конфигурируемого радио и возможностей современной
элементной базы показывает, что на сегодняшний день понижение несущей
частоты высокочастотного модулированного сигнала является
обязательным условием реализации широкополосного приемника и
передатчика в УКВ и СВЧ диапазоне. Понижение частоты принятого сигнала
значительно упрощает реализацию требований стандартов на
избирательность приемника и обеспечивает разумное энергопотребление АЦП
и цифровой части приемника. Точно также цифровое формирование
модулированного сигнала в передатчике на пониженной промежуточной

Архитектура
23
частоте предъявляет минимальные требования к рабочей частоте ЦАП и
процессора.
Далее рассматриваются основные соотношения между спектром и
временным представлением сигналов различного типа, а также свойства
преобразованных сигналов в основных типах смесителей. В частотной
области, наряду со спектром, рассматривается спектральная плотность
мощности сигнала. В отличие от комплексного спектра, спектральная
плотность мощности непериодического сигнала, имеющая размерность
энергии, является действительной величиной и не зависит от фазы.
Формально нормированная спектральная плотность мощности
непериодического циклостационарного сигнала определяется как нормированный
квадрат модуля спектра этого сигнала:
(i.i)
где PSD(f) - спектральная плотность мощности, Вт/Гц; 5(со) - спектр
циклостационарного сигнала; Ts - длительность символьного интервала
(дискрета) в циклостационарном сигнале.
Действительный сигнал. Действительный сигнал во временной
области определяется на всей оси времени от -оо < / < со и на всей оси
частот -оо < со < оо . Вид спектрального представления действительного
сигнала зависит от его принадлежностью к одному из трех основных
типов: низкочастотный (baseband), высокочастотный модулированный
или монохроматический.
Монохроматический высокочастотный сигнал s(t) представляется
синусоидальным колебанием с единичной амплитудой и постоянной
несущей частотой сос:
(1.2)
Спектр £(со) монохроматического высокочастотного сигнала есть
преобразование Фурье от временного представления (1.2):
(1.3)
Спектр идеального синусоидального сигнала представляет собой
две 8 -функции, расположенные на частотах сос и -сос. Практической
реализацией высокочастотного монохроматического сигнала является
непрерывный сигнал гетеродина приемника или опорный
высокочастотный сигнал для квадратурного модулятора передатчика.
Простейший низкочастотный (baseband) сигнал s(t) представляет
прямоугольный импульс единичной амплитудой и длительностью Ts:

24
Глава 1
(1.4)
Спектр 5(со) baseband-сигнала в виде симметричного единичного
импульса есть преобразование Фурье от временного представления (1.4):
(1.5)
Спектр baseband-сигнала непосредственно примыкает к нулевой
частоте и симметричен относительно нулевой частоты. Практической
реализацией baseband-сигнала являются все цифровые сигналы и
квадратурные компоненты комплексной огибающей модулированного сигнала.
Простейший высокочастотный модулированный сигнал s(t)
представляет синусоидальное колебание с нормированной единичной
амплитудой на ограниченном временном интервале Ts :
(1.6)
Спектр S(co) высокочастотного симметричного модулированного
сигнала есть преобразование Фурье от временного представления (1.6):
(1.7)
Спектр высокочастотного модулированного сигнала состоит из двух
компонент, расположенных в положительной и отрицательной области
частот. Компоненты спектра модулированного сигнала с ненулевой
несущей частотой имеют одинаковую амплитуду, но являются линейно
независимыми. Практической реализацией высокочастотного
модулированного сигнала является сигнал на выходе модулятора передатчика или
сигнал на входе приемника. Характерной особенностью сигнала
является узкий (относительно несущей частоты) спектр, сосредоточенный
непосредственно в области несущей частоты.
В общем случае любой действительный сигнал s(t) может быть
представлен во временной области в виде
(1.8)
где g(t), сос, ф - комплексная огибающая, несущая частота и фаза
высокочастотного модулированного сигнала, соответственно.

Архитектура
25
Высокочастотный модулированный сигнал определяется
выражением (1.8) при ненулевой несущей частоте и комплексной огибающей,
зависящей от времени, модулирующего сигнала и вида модуляции.
Высокочастотному монохроматическому сигналу соответствует ненулевая
несущая частота и действительное постоянное значение комплексной
огибающей. Baseband-сигналу соответствует нулевое значение несущей
частоты и комплексная огибающая, характеризующая изменение
baseband-сигнала во времени.
Действительному сигналу (1.8) соответствует комплексный спектр;
действительная и мнимая часть комплексного спектра являются
линейно-независимыми функциями и связанными соотношением
(1.9)
Линейная независимость компонент спектра означает, что они
содержат различную информацию, обе компоненты должны
использоваться для истинного представления действительного сигнала во временной
области и его обработки.
На рис. 1.7 показана нормированная спектральная плотность
мощности baseband-сигнала (1.4) и радиоимпульса с прямоугольной огибающей
амплитуды (1.6), рассчитанная по распределению спектра (1.5) и (1.7)
согласно общему определению спектральной плотности мощности (1.1).
В отличие от комплексного спектра (1.9), составляющие спектральной
плотности мощности сигнала в положительной и отрицательной области
частот полностью совпадают и не зависят от фазы сигнала. Это означает,
что параметры действительного сигнала, зависящие от энергии,
определяется любой составляющей спектра сигнала.
Рис. 1.7. Спектральная плотность мощности действительного сигнала
Комплексный сигнал. Аналогично действительному сигналу во
временной области, обладающему комплексным спектром в
положительной и отрицательной области частот, может быть построен
комплексный во времени сигнал с «действительным» спектром, т.е. спек-

26
Глава 1
тром, сосредоточенным только в одной области частот - положительной
или отрицательной. Определим временное представление основных
типов комплексных сигналов: низкочастотного сигнала, модулированного
высокочастотного и монохроматического.
Односторонний спектр монохроматического колебания
представляет собой 8 -функцию, расположенную только в положительной (или
только отрицательной) области частот на несущей частоте сос :
(1.10)
Временное представление s(t) монохроматического сигнала с
односторонним спектром есть обратное преобразование Фурье от (1.10):
(1.11)
Сигнал с односторонним спектром в виде 5 -функции в области
положительных (отрицательных) частот представляется во временной
области комплексным сигналом, квадратурные компоненты которого есть
монохроматические высокочастотные сигналы с равными амплитудами
и одинаковыми несущими частотами.
Спектр простейшего комплексного высокочастотного
модулированного сигнала имеет постоянную величину и сосредоточен в области
частот, непосредственно примыкающих к несущей частоте сос :
(1.12)
Временное представление s(t) модулированного высокочастотного
сигнала с односторонним спектром есть обратное преобразование Фурье
от выражения (1.12):
(1.13)
Квадратурные компоненты комплексного сигнала (1.13) имеют
одинаковые несущие частоты, равные центральной частоте спектра сигнала,
одинаковые амплитуды и одинаковый закон изменения формы сигнала
вида sin х I х .
Baseband-сигнал с односторонним распределением спектра в
области положительных частот определяется выражением
(1.14)
для остальных со.

Архитектура
27
Временное представление s(t) baseband-сигнала с односторонним
распределением спектра (1.14) определяется обратным преобразованием
Фурье от спектра (1.14):
(1.15)
Из выражений (1.10)-(1.15) следует, что сигнал, спектр которого
определен только в положительной, или только в отрицательной области
частот, во временной области представляется как комплексный сигнал.
Квадратурные компоненты временного представления комплексного
сигнала, как и квадратурные компоненты спектра действительного
сигнала, являются линейно независимыми функциями. Обе компоненты
временного представления комплексного сигнала, точно так же, как и
компоненты комплексного спектра действительного сигнала,
необходимы для истинного представления комплексного сигнала и его обработки.
Преобразование спектра модулированного сигнала в векторном
смесителе. Изменение несущей частоты сигнала или, иначе перенос
спектра сигнала, осуществляется с помощью смесителей. Тип смесителя
определяет вид сигналов на его входах и выходах.
Рис. 1.8. Преобразователи частоты
Векторный смеситель рис. 1.18 используется для изменения несущей
частоты действительного сигнала с помощью действительного
высокочастотного опорного сигнала. Рассмотрим преобразование несущей
частоты модулированного высокочастотного сигнала sRF(t) в векторном

28
Глава 1
смесителе на примере одиночного радиоимпульса, представленного во
временной и частотной области выражениями (1.6), (1.7).
Функционально идеальный векторный смеситель является
нелинейным элементом, выполняющим функцию умножения двух сигналов:
преобразуемого высокочастотного модулированного сигнала sRF(t) и
опорного монохроматического сигнала sL0{t). Оба входных сигнала
являются действительными во временной области; комплексные
спектры сигналов расположены на всей оси частот. Нормированный
выходной сигнал векторного смесителя во временной области определяется
очевидным выражением:
(1.16)
>
где sRF(t) - высокочастотный сигнал с несущей частотой curf ,
произвольной фазой ф , единичной амплитудой и длительностью |/| < Ts 12 ;
sLo(t) - монохроматический сигнал с единичной амплитудой и несущей
частотой (dLQ.
Из выражения (1.16) следует, что в результате нелинейной операции
умножения двух действительных сигналов генерируются также два
действительных сигнала на разностной частоте coj/r = (urf -($ю и
суммарной частоте со//г =(£>rf +®lo • Спектр выходного сигнала смесителя
есть преобразование Фурье от (1.16):
Спектр действительного выходного сигнала векторного смесителя
включает компоненты, которые находятся на всей оси частот. В
положительной области составляющие спектра выходного сигнала при условии
сод/г >со/,0 расположены на частотах W/f =co/?f+coz,o и
(1.17а)
(1.176)

Архитектура
29
00IF ~ ®RF ~®L0 > в отрицательной области составляющие спектра
расположены на частотах со//г = ~(oRF -®lo и ®1f = ~(0RF + C0L<9 •
Фазовые соотношения между компонентами спектра выходного сигнала
векторного смесителя определяются разность фаз ф и соотношением частот
между преобразуемым и опорным сигналом (1.16). При достаточно
высокой величине промежуточной частоты (aIF распределение спектра
всех четырех компонент (1.17) не пересекаются. В результате
спектральная плотность мощности, определяемая как квадрат модуля спектра
(1.1), вычисляется независимо для каждой компоненты.
Рис. 1.9. Распределение энергии сигналов в векторном смесителе
На рис. 1.9 показано распределение нормированной спектральной
плотности мощности входных и выходных сигналов в векторном
смесителе. Опорный действительный монохроматический сигнал (1.2)
представлен спектральной плотность мощности в виде 5 -функции на
частотах -(£>ю и (дю в соответствии с выражением (1.3). Преобразуемый
действительный высокочастотный сигнал (1.6) представлен
спектральной плотностью мощности, вычисленной согласно спектральному
распределению (1.7) и расположенной на частотах -coRF и wRF .
Нормированная спектральная плотность мощности двух действительных
сигналов (1.16) на выходе векторного смесителя определяется квадратом
модуля каждой из компонент спектра (1.17), так как эти компоненты
находятся в непересекающихся областях частот. Энергия выходных
сигналов распределена в положительной и отрицательной области спектра
на разностной частоте со~]р = (dRF -®ш > _C07f = ®RF -сош Для одного
сигнала и на суммарной частоте
для другого сигнала.

30
Глава 1
Преобразование действительного входного высокочастотного
сигнала на нулевую промежуточную частоту во временной области
описывается выражением (1.16) а в частотной области - выражением (1.17) при
условии (dLQ = сод/г:
(1.18)
(1.19)
Из выражений (1.18), (1.19) следует, что выходной сигнал
векторного смесителя в области нулевой несущей частоты представлен не
правильно, так как величина спектральной плотности мощности baseband-
сигнала зависит от несущественной взаимной фазы ф входного и
опорного сигнала. Следовательно, векторный умножитель правильно
формирует только сигнал с ненулевой промежуточной частотой и не может
использоваться для преобразования высокочастотного сигнала в
baseband-диапазон.
Преобразование спектра модулированного сигнала в
квадратурном смесителе. Квадратурный смеситель осуществляет перенос
спектра действительного высокочастотного сигнала на промежуточную
частоту с помощью высокочастотного комплексного
монохроматического сигнала. Выходным сигналом квадратурного смесителя также
является комплексный сигнал.
С геометрической точки зрения работа векторного смесителя может
рассматриваться как вычисление проекции действительного
преобразуемого сигнала sRF (/) на действительную ось, представленную
вектором монохроматического опорного сигнала sLo(t). В общем случае
опорный сигнал может быть комплексным, т.е. представленным в виде
двух ортогональных компонент. Соответственно, комплексный
преобразованный сигнал представляется как проекции действительного
преобразуемого сигнала на ортогональные компоненты комплексного опорного
высокочастотного сигнала.
Практически указанное преобразование выполняется в
квадратурном смесителе рис. 1.8, который включает делитель входного сигнала и
два идеальных умножителя. Опорный высокочастотный комплексный
сигнал sLO{t) с единичной амплитудой определяется выражением
(1.11), преобразуемый высокочастотный модулированный сигнал sRF(t)
является действительным сигналом, его представление определяется
выражением (1.6). Квадратурные компоненты комплексного
преобразованного сигнала во временной области на промежуточной частоте есть
результат умножения входного сигнала на квадратурные компоненты
опорного сигнала:

Архитектура
31
(1.20a)
(1.206)
Комплексный выходной сигнал квадратурного смесителя равен
(1.21)
Спектр квадратурных компонент преобразованного сигнала есть
прямое преобразование Фурье от временного представления (1.20):
1.22а)
(1.226)
(1.22в)
,(1.22г)
где co/F = сод/г +co^, co/F = CDflF -co^ - суммарная и разностная
промежуточная частота, соответственно.
Квадратурный смеситель, как и векторный смеситель, формирует на
своем выходе сигналы на частотах, равных сумме wRF + wLq и разности

32
Глава 1
оод/г -(ulo частоты опорного сигнала и частоты преобразуемого
сигнала. Каждая квадратурная компонента преобразованного сигнала на
промежуточной частоте соtF является действительным сигналом; спектр
квадратурной компоненты выходного сигнала расположен на всей оси
частот и характеризуется двумя составляющими на разностной частоте
и суммарной частоте coj/r = |±со/?/г ±со^о| • Спектр
полного комплексного сигнала (1.21) на выходе квадратурного
смесителя равен сумме спектров всех квадратурных компонент (1.22):
(1.23)
Как и следовало ожидать, спектр комплексного преобразованного
сигнала является односторонним, содержит единственную спектральную
линию на разностной частоте со = coj/r = сод/г - <ью только в области
положительных частот, и единственную спектральную линию на
суммарной частоте co = -co}F = -u>rf -&lo только в области
отрицательных частот.
Нормированная спектральная плотность мощности комплексного
выходного сигнала определяется квадратом модуля каждой из
компонент выражения (1.23), так эти компоненты находятся в
непересекающихся областях частот:
(1.24)
где со iF - со я/г +со£0 , со//г = сод/г -<&lo - суммарная и разностная
промежуточная частота, соответственно.
Распределение спектральной плотности мощности входных и
выходного сигналов в квадратурном смесителе показано на рис. 1.10.
Спектральная плотность мощности входного действительного сигнала
представлена двумя компонентами, расположенными на частотах
соRF и -соRF. Спектральная плотность мощности комплексного
опорного сигнала представлена единственной спектральной линией в
виде 8 -функции на частоте со^р. Спектральная плотность мощности
комплексного выходного сигнала представлена единственной компонен-

Архитектура
33
той на разностной частоте со//г =0)^/7 -g>lo b области положительных
частот и суммарной частоте - cojyr = -сод/г - ®ш в области
отрицательных частот. Фактически показанное на рис. 1.10 распределение энергии
является половиной распределения энергии рис. 1.9 для векторного
смесителя, что и следовало ожидать, исходя из функциональной схемы
векторного и квадратурного смесителя.
Рис.1.10. Распределение энергии сигналов в квадратурном смесителе
При совпадении несущей частоты ($RF преобразуемого сигнала и
несущей частоты со^ опорного сигнала выражения для компонент
комплексного сигнала на выходе квадратурного преобразователя на
нулевой промежуточной частоте во временной области определяются из
выражений (1.20):
(1.25а)
(1.256)
Спектр квадратурных компонент преобразованного сигнала на
нулевой частоте согласно (1.22) равен
(1.26а)
(1.266)
Сравнение спектра выходного сигнала на нулевой несущей частоте
в квадратурном смесителе (1.26) и в векторном смесителе (1.19)
показывает, что выходной сигнал векторного смесителя формирует только одну
из компонент выходного сигнала квадратурного смесителя. Спектры
синфазного и квадратурного преобразований (1.26) в квадратурном сме-

34
Глава 1
сителе являются линейно независимыми. Это означает, что для
правильного представления преобразованного сигнала с нулевой
промежуточной частотой должен использоваться исключительно квадратурный
преобразователь рис. 1.8, формирующий комплексный сигнал, а для
дальнейшей обработки использоваться обе компоненты комплексного
baseband-сигнала.
С информационной точки зрения необходимость использования
обеих компонент преобразованного baseband-сигнала можно объяснить
сохранением исходной информации, которая в действительном
высокочастотном сигнале заключается в трех параметрах сигнала: амплитуде,
фазе и частоте. Комплексный baseband-сигнал также определяется тремя
параметрами, а именно: неинформативной нулевой промежуточной
частотой, информативной амплитудой и двумя информативными линейно
независимыми квадратурными компонентами, зависящими от фазы
высокочастотного сигнала.
Рис.1.11. Распределение энергии сигналов в квадратурном смесителе
с нулевой промежуточной частотой
Нормированная спектральная плотность мощности
преобразованного сигнала на нулевой промежуточной частоте согласно общему
определению (1.1) есть квадрат модуля спектра (1.26):
(1.27)
Распределение нормированной спектральной плотности мощности
сигналов в квадратурном смесителе с нулевой промежуточной частотой
показано на рис. 1.11. Спектральная плотность мощности
действительного преобразуемого сигнала содержит две компоненты, расположенные в
положительной сод/г и отрицательной -сод/г области частоты;
спектральная плотность мощности комплексного опорного сигнала
расположена только в одной области частоты, в данном случае положительной.

Архитектура
35
В результате преобразования при условии cdRF =u>lo °Дна компонента
спектральной плотности мощности выходного комплексного сигнала
формируется на удвоенной частоте (на рисунке не показана), а другая
компонента - нулевой частоте.
Преобразование спектра модулированного сигнала в
комплексном смесителе. Комплексный смеситель рис. 1.8 предполагает наличие
на его входах комплексного высокочастотного модулированного сигнала
и комплексного монохроматического опорного сигнала, выходной
сигнал также представляет собой комплексный сигнал. Монохроматический
опорный сигнал sLO{t) во временной области определяется согласно
выражению (1.11)
(1.28)
Преобразуемый модулированный сигнал sRF(t) определяется по
аналогии с (1.6), (1.11) как комплексный монохроматический сигнал с
ограниченной длительностью Ts:
(1.29)
Положительный или отрицательный знак в выражениях (1.28),
(1.29) определяется областью частот, в которой расположен спектр
соответствующего комплексного сигнала.
Квадратурные компоненты выходного сигнала комплексного
смесителя во временной области равны
(1.30а)
(1.306)
Выходной сигнал идеального комплексного смесителя представляет
собой комплексный радиоимпульс с единственной суммарной или
разностной частотой. Спектр квадратурных компонент комплексного
выходного сигнала на ненулевой промежуточной частоте определяется
преобразованием Фурье от временного представления комплексного
выходного сигнала (1.30). При выборе отрицательного знака в выраже-

36
Глава 1
ниях (1.30) комплексный выходной сигнал формируется только на
разностной частоте в положительной и отрицательной области частот:
(1.31а)
(1.316)
Спектр полного выходного комплексного сигнала расположен на
разностной частоте только в положительной области:
(1.32)
где co/F = co^/г -(£>lo -разностная промежуточная частота.
В общем случае спектр выходного сигнала, как и преобразуемого и
опорного сигнала, расположен на одной единственной частоте
03RF +C0LO или ^RF ~(0LO B положительной или отрицательной области
частот в зависимости от взаимного расположения частот преобразуемого
сигнала и опорного сигнала. Возможность подавления одной из
комбинационных частот в спектре выходного сигнала непосредственно в
самом комплексном смесителе является его важнейшим свойством,
упрощающем дальнейшее выделение спектра полезного сигнала.
Практически аппаратная реализация комплексного смесителя
связана со значительными проблемами. Во-первых, комплексному смесителю
должен предшествовать дополнительный функциональный элемент,
который формирует квадратурные компоненты преобразуемого сигнала.
Формирование квадратурных компонент произвольного
высокочастотного модулированного сигнала, в отличие от квадратурных компонент
монохроматического опорного сигнала, не является простой операцией.
Преобразуемый сигнал в приемнике имеет незначительную амплитуду,
большой шумовой фон и сложный спектральный состав, который
искажается в нелинейных устройствах, осуществляющих преобразование
сигнала. При аппаратной реализации комплексного смесителя не просто
и обеспечить идентичность амплитудно-частотных и фазочастотных
характеристик четырех умножителей и двух сумматоров, даже в единой
микросхеме.
На сегодняшний день наиболее распространено использование
комплексного смесителя в программном виде для преобразования
высокочастотного сигнала на нулевую промежуточную частоту. Квадратурные
компоненты преобразуемого высокочастотного сигнала формируются

Архитектура
37
аппаратным квадратурным смесителем на фиксированной
промежуточной частоте и после АЦП поступают в процессор. Квадратурные
компоненты монохроматического опорного сигнала генерируются
непосредственно в процессоре. Цифровой комплексный смеситель формирует
выходной сигнал на нулевой несущей частоте для последующей
цифровой фильтрации.
Выходной сигнал идеального комплексного смесителя в baseband-
диапазоне во временной и частотной области определяется из
выражений (1.30), (1.32) при условии a>RF = (oLO :
(1.33)
(1.34)
Распределение спектральной плотности мощности входных и
выходных сигналов в комплексном смесителе при преобразовании
входного сигнала на нулевую промежуточную частоту в основном совпадает с
показанным распределением на рис. 1.11. Комплексный опорный сигнал
имеет только одну составляющую спектра на частоте (oLq в
положительной области частот; комплексный преобразуемый сигнал также
имеет только одну составляющую на частоте a>RF = ayL0 (компоненты
спектра преобразуемого сигнала на частоте -wRF отсутствуют).
1.1.5. Комбинационные частоты в преобразовании
спектра
Преобразование спектра модулированного сигнала в смесителях,
кратко изложенное в предыдущем разделе, основано на целом ряде
упрощений относительно операций в смесителе и исходных сигналов.
Предполагается, что опорный сигнал является идеальным
монохроматическим сигналом, спектр которого представляется 5 -функцией;
нелинейный элемент смесителя выполняет математическую функцию
умножения входных сигналов; полезный модулированный сигнал является
единственным преобразуемым сигналом, отсутствуют шумы и
сторонние мешающие сигналы. Упрощенный анализ показывает основные,
фундаментальные свойства преобразования частот в смесителе и
соотношения между спектрами преобразуемого, опорного и
преобразованного сигналов. Реальное преобразование спектра отличается от
идеализированного преобразования, прежде всего, генерацией бесконечного
спектра частот на выходе смесителя. Спектр сигнала на выходе
аппаратного смесителя, как физически реализуемого нелинейного устройства,
содержит бесконечное количество гармонических составляющих, даже
если входные сигналы представляют собой идеальные
монохроматические колебания.

38
Глава 1
Комбинационные частоты и ложные каналы приема. Идеальный
умножитель формирует на своем выходе сигналы с суммарной и
разностной частотой в соответствии с формулами тригонометрического
преобразования. Реальное преобразование несущей частоты сигнала,
возможное только в нелинейном устройстве, неразрывно связано с
генерацией бесконечного количества сопутствующих комбинационных
частот. В общем случае коэффициент передачи физически реализуемого
нелинейного устройства определяется алгебраическим полиномом с
неограниченным степенным показателем относительно всех входных
сигналов. В частности, выходной сигнал любого нелинейного устройства,
на вход которого поступают два гармонических сигнала, определяется
следующим выражением
(1.35)
где ап - коэффициенты аппроксимации полинома.
Бесконечная степень полинома в (1.35) отражает условие
физической реализуемости нелинейного устройства, конечная максимальная
величина п определяет приближение реальной характеристики
устройства к идеализированной. В частности, идеальный умножитель
характеризуется полиномом с единственным компонентом, соответствующим
степенному показателю п = 2.
Из выражения (1.35) следует, что в результате преобразования двух
гармонических сигналов с несущими частотами fL0 и fRF на выходе
устройства генерируется бесконечный спектр сигналов, распределение
частот которых fjp определяется соотношением
(1.36)
где т,п - целые положительные числа, включая ноль.
Рис.1.12. Распределение частот на выходе нелинейного устройства

Архитектура
39
Графики, рассчитанные по (1.36) для комбинационных частот до
пятого порядка включительно в зависимости от преобразуемой частоты
fRF, промежуточной частоты fIF и частоты преобразования fL0
показаны на рис. 1.12. Генерация неограниченного спектра в реальном
смесителе приводит к появлению ложных каналов приема в приемнике и
паразитных комбинационных частот в передатчике. В приемнике сигнал на
фиксированной промежуточной частоте fIF (1.35) может быть получен
как результат бесконечного количества возможных сочетаний гармоник
опорного сигнала ±mfLQ и гармоник внешнего высокочастотного
сигнала ±nfRF. Генерированные в смесителе комбинационные сигналы на
промежуточной частоте ftF являются соканальной помехой,
снижающей чувствительность приемника. В передатчике неограниченное
количество паразитных сигналов на рабочей частоте fRF формируется как
результат взаимодействия гармоник ±mfIF модулированного сигнала на
промежуточной частоте fjF, и гармоник ±nfLo опорного сигнала на
частоте fLO. Сигналы на прочих комбинационных частотах
модулированного и опорного сигнала, не совпадающих с рабочей частотой,
формируют внеполосное излучение передатчика.
Отметим, что сигналы на промежуточной частоте приемника,
полученные в результате взаимодействия гармоник принятого и опорного
сигнала, имеют различные амплитуды и фазы, поскольку комплексный
коэффициент передачи смесителя ап различен для п -ных гармоник как
принимаемого, так и опорного сигнала. Величина сигналов на выходе
смесителя зависит также и от режима работы смесителя. Как правило,
смеситель реализуется как максимально линейное устройство для
преобразуемого сигнала с целью уменьшения искажений заключенной в нем
информации. В результате амплитуды сигналов на гармониках частоты
полезного принимаемого сигнала nwRF значительно меньше самого
сигнала, малы сигналы и на комбинационных частотах, которые
образуются этими гармониками. Нелинейность работы преобразователя
обеспечивается мощным опорным сигналом, гармоники которого не малы. В
результате частоты наиболее опасных ложных каналов приема, сигналы
с которых переносятся на промежуточную частоту с максимальным
коэффициентом передачи, определяются выражением
(1.37)
Среди всех высокочастотных сигналов, которые в принципе
преобразуются с частот (1.37) на промежуточную частоту fIF гармониками
опорного сигнала mfLO, наибольшую мощность будут иметь сигналы,
которые переносятся на промежуточную частоту с помощью самой
мощной первой гармоники гетеродина:

40
Глава 1
(1.38)
Только одна несущая частота, определенная выражением (1.38)
соответствует полезному принимаемому сигналу. Высокочастотный
сигнал на другой частоте, так называемой частоте первого зеркального
канала, создает мешающий сигнал на той же самой промежуточной
частоте и с тем же самым коэффициентом преобразования, что и
полезный сигнал. Проблема подавления мешающего высокочастотного
сигнала на зеркальной частоте является одной из самых сложных при
реализации супергетеродинного приемника с ненулевой промежуточной
частотой, работающего в широкой полосе частот.
Подавление зеркальной частоты в векторном смесителе.
Векторный смеситель рис. 1.8 формирует на своем выходе действительный
сигнал, который во временной области определяется выражением (1.16),
а в частотной области - выражением (1.17). Высокочастотные сигналы с
частотами co^i = iaLO + со//г и u>rf2 = ®ш _C0/F > преобразуемые
опорным сигналом с частотой со^ на одну и ту же промежуточную
частоту соip приемника, могут совпадать или не совпадать в
зависимости от случайной фазы между преобразуемым и опорным сигналом.
В условиях нестационарного радиоканала фаза принимает случайные
значения во всем возможном диапазоне 0...2л, поэтому никакая
последующая обработка не может гарантированно разделить сигналы,
преобразованные с рабочей и зеркальной частоты. Подавление сигнала,
преобразованного с зеркальной частоты на промежуточную частоту,
возможно только путем подавления самого высокочастотного сигнала на
зеркальной частоте в фильтре, предшествующем смесителю. Другими
словами, векторному преобразователю частоты в приемнике с ненулевой
промежуточной частотой должен предшествовать полосовой фильтр-
преселектор, передаточная характеристика которого обеспечивает
необходимый минимум подавления на зеркальной частоте и на всех прочих
комбинационных частотах согласно (1.36).
В передатчике осуществляется перенос спектра модулированного
сигнала на промежуточной частоте со//г в высокочастотную область.
Выделение полезного сигнала на рабочей частоте /rf\ — /lo ~^~ flF и
подавление сигнала на зеркальной частоте /rf2 = fio ~ flF (или
наоборот) и всех прочих комбинационных частот высокого порядка согласно
(1.36) также должно обеспечиваться полосовым фильтром на выходе
векторного смесителя.
Практическая реализация полосового фильтра, как в приемнике, так
и в передатчике накладывает жесткие ограничения на допустимые
значения частоты преобразуемого, опорного и преобразованного сигналов.
Относительно небольшая добротность компонентов высокочастотного

Архитектура
41
фильтра ограничивает крутизну фронта фильтра и, соответственно,
минимально допустимое расстояние между основным и зеркальным
каналом приема, зависящее от величины промежуточной частоты. Широкая
рабочая полоса частот приемника и передатчика требует перестройки
частоты пропускания фильтра при одновременном сохранении заданной
величины потерь в полосе пропускания и величины подавления вне
полосы пропускания.
Подавление зеркальной частоты в квадратурном смесителе.
Квадратурный смеситель рис. 1.8 формирует на своем выходе
комплексный сигнал, который во временной и частотной области определяется
выражениями (1.21), (1.22). Комплексные сигналы на выходе
квадратурного смесителя, преобразованные с основной и зеркальной частоты на
одну и ту же промежуточную частоту, имеют различные фазовые
характеристики при любой фазе между преобразуемым и опорным сигналом.
Действительно, подстановка основной (oRFi = a>LO + соIF и зеркальной
частоты ayRFm =(^io~oylF B (1-20), (1.21) и исключение сигналов на
суммарной частоте a>RF + со^ приводит к следующим выражениям для
выходных сигналов на разностной промежуточной частоте:
(1.39а)
(1.396)
где со^ - промежуточная частота; Sj(t) - сигнал на промежуточной
частоте, перенесенный с рабочей частоты сод/г; = ®lo + &IF '•> sm(0 ~
сигнал на промежуточной частоте, перенесенный с зеркальной частоты
®RFm = ®LO - ® IF •
Из выражений (1.39) следует, что синфазная компонента
комплексного сигнала на промежуточной частоте, преобразованного с основной и
с зеркальной частоты, не зависит от соотношения между частотами
опорного и преобразуемого сигнала, квадратурная компонента изменяет
знак. И это соотношение не зависит от случайной фазы ф между
преобразуемым и опорным сигналом. Таким образом, использование
квадратурного смесителя потенциально позволяет подавить паразитный сигнал,
преобразованный с зеркальной частоты приема, после смесителя, на
фиксированной промежуточной частоте. Для фильтрации полезного
сигнала на выходе квадратурного смесителя следует использовать фазочув-
ствительное устройство, которое подавляет комплексно-сопряженный
сигнал. Простейшим устройством такого рода является последовательно
соединенные фазовращатель и сумматор, как это показано на рис. 1.1 За.
Квадратурные сигналы с двух выходов квадратурного смесителя
суммируются при условии предварительно изменения фазы одного из каналов

42
Глава 1
на 90°. Легко показать, что действительный выходной сигнал сумматора
будет содержать сигнал на промежуточной частоте, который обусловлен
преобразованием только с одной частоты: основной или зеркальной.
Выбор подавленной частоты определяется знаком фазового сдвига или
знаком суммирования. Как правило, квадратурный смеситель и
последующий подавитель комплексно-сопряженного сигнала объединяются в
одно устройство, которое называется смеситель с подавлением
зеркальной частоты. Функциональные схемы и ожидаемые параметры такого
рода смесителей рассмотрены в гл.2.
Рис. 1.13. Подавление сигнала на зеркальной частоте:
а - фазовая схема; б - передаточная характеристика комплексного фильтра
В частотной области комплексный выходной сигнал квадратурного
смесителя на промежуточной частоте определяется выражением (1.22).
Спектры сигналов на промежуточной частоте, полученные в результате
преобразования с рабочей частоты Si((uRFi) и преобразования с
зеркальной частоты Sm((oRFm) получаются путем подстановка в (1.22)
соответствующих частот сод/г/ = co^q + со//г:
(1.40а)
(1.406)
В отличие от спектра действительного сигнала на выходе
векторного смесителя, спектр комплексного сигнала на выходе квадратурного
смесителя расположен только в положительной, или только в
отрицательной области частот. Соотношение между частотой опорного сигнала
fiQ и частотой преобразуемого сигнала fRF однозначно определяет, в
какой именно области частот будет находиться спектр сигнала на
промежуточной частоте. Из (1.40) следует, что спектр сигнала,
преобразованного с рабочей частоты сод/г/, находится в области положительных
частот, а спектр сигнала, преобразованного с зеркальной частоты (uRFm ,
в области отрицательных частот. Другими словами, спектры комплекс-

Архитектура
43
ных сигналов на промежуточной частоте, преобразованных с основной и
зеркальной частоты, находятся в различных областях спектра и, в
принципе, могут быть разделены фильтром с передаточной характеристикой,
которая равна нулю в области отрицательных или положительных
частот (рис. 1.136). Фильтры, передаточная характеристика которых
обладает указанными свойствами, называются комплексными фильтрами (гл.2).
Подавление зеркальной частоты в комплексном смесителе.
Комплексный смеситель рис. 1.8 подавляет сигнал, преобразованный
с зеркальной (рабочей) частоты, в силу симметрии свой структуры. Этим
он отличается от квадратурного смесителя, который просто формирует
на промежуточной частоте два различных сигнала, преобразованных
с рабочей и зеркальной частоты. При одновременном приеме сигнала на
рабочей частоте сод/г/ = (oLO + со//г и зеркальной частоте
®RFm = °%0 ~ ®IF на выходе идеального комплексного смесителя будет
сформирован только один комплексный сигнал на промежуточной
частоте, преобразованный с рабочей или зеркальной частоты (1.32). Спектр
выходного сигнала будет расположен только в области положительных
частот или только в области отрицательных частот в зависимости от
полярности сумматоров в смесителе. Если преобразование спектра
производится на нулевую промежуточную частоту, то спектр с рабочей
(зеркальной) частоты будет перенесен в baseband-диапазон, а спектр
с зеркальной (рабочей) частоты - на удвоенную рабочую частоту, также
в зависимости от полярности сумматоров комплексного смесителя (гл.2)
1.1.6. Преобразование спектра внешних шумов
Любой реальный сигнал представляет собой аддитивную смесь
идеального сигнала и шума, поэтому преобразование спектра полезного
сигнала в иной частотный диапазон всегда сопровождается
одновременным преобразованием шума. Этот шум, как и сигнал, является внешним
по отношению к смесителю, т.е. параметры входного (преобразуемого)
шума не зависят от свойств смесителя. В идеальном смесителе только
этот шум присутствует на преобразованной частоте, в реальном
устройстве к выходному шуму добавляется собственный шум смесителя.
Одностороннее преобразование шума. Рассмотрим
преобразование векторным смесителем действительного высокочастотного сигнала
на несущей частоте fnfm в смеси с шумом на промежуточную частоту
fip (рис. 1.14). Предполагается, что амплитуда опорного сигнала
достаточно велика, так что его шумами можно пренебречь.
На рис. 1.14 показана только положительная область спектра
сигналов и шумов в полосе сигналов, так как отрицательная область спектра
для действительных сигналов отличается от положительной только
фазовыми характеристиками (1.9). В результате нижнего преобразования

44
Глава 1
(частота опорного сигнала меньше частоты преобразуемого сигнала) на
промежуточную частоту fIF будет перемещен полезный сигнал и шум,
расположенный в полосе частот полезного сигнала. Коэффициент
преобразования смесителя G одинаковый и для сигнала, и для шума,
поэтому амплитуда сигнала и шума на промежуточной частоте одинаково
увеличиваются по сравнению с исходными значениями в G раз.
Одновременно смеситель переносит на промежуточную частоту все сигналы
и шумы, расположенные на зеркальной частоте f^Fm. Если сигнал на
зеркальной частоте отсутствуют, то только шум на частоте /црт будет
перенесен на промежуточную частоту. В области отрицательных частот
имеет место ситуация, полностью аналогичная показанной на рис. 1.14.
Рис. 1.14. Одностороннее преобразование шума
Мощность внешнего преобразуемого шума на рабочей частоте и
зеркальной частоте практически всегда одинакова, точно так же, как
одинаковым является и собственный шум смесителя на рабочей и
зеркальной частоте. При этих условиях отношение сигнал/шум по
мощности на выходе смесителя на промежуточной частоте определяется
очевидным соотношением
(1.41)
где Sj - мощность преобразуемого сигнала; Nj - мощность шума в
полосе частот преобразуемого сигнала; Nmix - мощность собственного
шума на входе смесителя; KSSB = 2(1 + Nmix I Ni) - коэффициент шума
одностороннего преобразования.
Выражение (1.41) отражает одностороннее преобразование смеси
сигнала и шума, когда полезный сигнал присутствует только с одной
стороны сигнала гетеродина. Соответственно, результирующий
коэффициент шума на промежуточной частоте KSSB называется
коэффициентом шума одностороннего преобразования (SSB Noise - Single Side Band
Noise). Если собственные шумы смесителя Nmix достаточно малы, то
отношение сигнал/шум на выходе смесителя уменьшается в два раза по

Архитектура
45
сравнению с исходным отношением. Это и следовало ожидать при
удвоении величины преобразованного шума и при одинаковом
коэффициенте преобразования сигнала и частотно-независимого шума.
Выражение (1.41) описывают преобразование шума не только в
векторном, но и в квадратурном смесителе. Комплексный опорный сигнал
(который не имеет шумовой компоненты) на входе квадратурного
смесителя определяется спектром только в положительной (отрицательной)
области частот, так что ситуация, изображенная на рис. 1.14, также
отражает работу и квадратурного смесителя. Внешний сигнал вместе с
шумом на рабочей частоте fRFi делится на два и поступает в квадратурные
каналы смесителя. При идеальном делителе, не имеющем собственных
шумов, отношение сигнал/шум в каждом канале не изменяется. Шум на
частоте зеркального канала /црт также делится пополам между
квадратурными каналами смесителя. В результате суммарное отношение
сигнал/шум на выходе каждого квадратурного канала и в комплексном
выходном сигнале по-прежнему определяется выражением (1.41).
Двухсторонне преобразование шума. Распределение спектра
сигналов в векторном смесителе в случае преобразования на нулевую
промежуточную частоту показано на рис. 1.15. Спектр идеального опорного
генератора представляется 5 -функцией
на частоте fLO = fRFj, точно
совпадающей с несущей частотой преобразуемого
сигнала. Спектр высокочастотного
сигнала расположен по обе стороны от
частоты опорного сигнала, каждая часть
спектра полезного сигнала преобразуется
в baseband-диапазон совместно с шумом,
содержащимся в полосе частот полезного
сигнала. Преобразование на нулевую
промежуточную частоту можно
характеризовать как двухсторонне
преобразование высокочастотного сигнала, т.е. преобразуемый сигнал существует с
обеих сторон частоты преобразования. Соответственно, это
преобразование характеризуется коэффициентом шума двухстороннего
преобразования (DSB Noise - Double Side Band Noise). При равенстве величины
внешнего шума на рабочей и зеркальной частоте и собственного шума
на входе смесителя на рабочей и зеркальной частоте отношение
сигнал/шум на выходе смесителя равно
(1.42)
где KDSB = 1 + Nmix I Nj - коэффициент шума двухстороннего
преобразования.
Рис. 1.15. Двухстороннее
преобразование шума

46
Глава 1
Реально коэффициенты шума одностороннего и двухстороннего
преобразования могут практически совпадать. Это совпадение имеет
место в том случае, когда фильтр-преселектор приемника имеет полюс
передаточной характеристики на зеркальной частоте или после МШУ
используется специальный фильтр подавления зеркальной частоты.
В этом случае величина шума на зеркальной частоте значительно
уменьшиться по сравнению с шумами в полосе полезного принимаемого
сигнала и ее вклад в суммарный шум на промежуточной частоте будет
относительно небольшой. Количественно отношение сигнал/шум на
выходе смесителя при максимальном подавлении шума на зеркальной
частоте следует из (1.41):
(1.43)
где KSB = 1 + 2Nmix I Nj - коэффициент шума двухстороннего
преобразования при подавлении шумов на зеркальной частоте.
Коэффициент шума при двухстороннем преобразовании с
подавлением шума на зеркальной частоте (1.43) будет близок к коэффициенту
шума при одностороннем преобразовании (1.41), особенно при высоком
уроне внешнего шума Nt > Nmix.
Следует учитывать, что реальный смеситель переносит на
промежуточную частоту шум не только с рабочей и зеркальной частоты, но и
всех прочих ложных каналов приема согласно (1.36). Соответственно,
суммарный коэффициент шума смесителя по сравнению с выражениями
(1.41)—(1.43) значительно увеличивается (гл.2).
1.2. Приемник программно-конфигурируемого
радио
В настоящем разделе приводятся сравнительные характеристики
функциональных схем приемника с нулевой и ненулевой
промежуточной частотой для целей программно-конфигурируемого радио [10-14].
Эффективность и оптимальность функциональной схемы
приемника определяется, очевидно, аппаратными затратами на выполнение
требований основополагающих документов: технических условий на
приемник программно-конфигурируемого радио, стандартов сетей
радиосвязи, для которых предназначен приемник, и стандарта
электромагнитной совместимости. Однако далеко не все параметры приемника
определяются его аппаратной реализацией, функциональной схемой или
методом преобразования частоты принятого сигнала. Например,
избирательность приемника по внутриканальной помехе определяется
исключительно программной реализацией детектора приемника. С другой
стороны, габариты, цена, энергопотребление не нормируются стандартами,

Архитектура
47
но практически очень важны. В дальнейшем оценка функциональных
схем приемника основывается на следующих основных показателях:
• мультистандартный режим работы: широкая рабочая полоса частот,
независимость (или возможность оперативной реконфигурации)
аппаратной части приемника от полосы частот рабочего канала, типа
модуляции и метода разделения каналов;
• выполнение основных требований стандарта электромагнитной
совместимости приемника: чувствительность, соканальная
избирательность, избирательность по соседнему каналу, интермодуляционная
избирательность, избирательность по ложным каналам приема,
блокирование;
• совместимость с технологией мобильной (подвижной) радиосвязи.
1.2.1. Приемник с ненулевой промежуточной частотой
Функциональные схемы приемников с ненулевой промежуточной
частотой различаются, прежде всего, методами подавления зеркальной
частоты и частоты соседнего канала.
Супергетеродинный приемник с ненулевой промежуточной
частотой и двукратным преобразованием частоты показан на
рис. 1.16. Функциональная схема есть классический супергетеродинный
приемник, отличительной характеристикой которого является
использование векторного смесителя и узкополосного аппаратного фильтра
основной селекции рабочего канала.
Рис.1.16. Приемник с двукратным аппаратным преобразованием частоты
Аппаратная линейная часть приемника предназначена для
выделения рабочего частотного канала из общего радиоспектра, подавления
ложных каналов приема и обеспечения необходимого коэффициента
усиления принятого модулированного сигнала для работы АЦП. Вся
линейная часть приемника (от высокочастотного полосового фильтра до
АЦП) является широкополосной и линейной по отношению к спектру
модулированного сигнала, что гарантирует отсутствие вносимых
межсимвольных искажений и минимальный уровень генерируемых комби-

48
Глава 1
национных частот. Аппаратная демодуляция обеспечивает минимальное
потребление и минимальные требования к быстродействию АЦП и
процессора. Оптимальная фильтрация и детектирование осуществляется в
цифровом виде. Полоса пропускания цифрового оптимального фильтра
согласована со спектром ожидаемого сигнала, что обеспечивает
минимальный уровень шума вне полосы частот полезного сигнала при
минимальном искажении самого полезного сигнала. Детектирование
заключается в восстановлении цифрового сообщения по демодулированному
baseband-сигналу, который может быть модулирующим сигналом или
комплексной огибающей модулированного сигнала.
Векторный смеситель и последующий узкополосный фильтр
основной селекции являются ключевыми элементами супергетеродинного
приемника с ненулевой промежуточной частотой. Как было показано
ранее, векторный смеситель с одинаковым коэффициентом
преобразования переносит на промежуточную частоту сигнал, как с рабочей, так и с
зеркальной частоты. При этом сигналы на промежуточной частоте,
преобразованные из различных областей радиоспектра, могут иметь как
совпадающие, так и различные фазовые характеристики в зависимости
от случайной фазы между опорным сигналом гетеродина и несущей
частотой преобразуемого сигнала. В результате не существует способа
подавить паразитные сигналы на промежуточной частоте и, в частности,
сигнал, преобразованный с зеркальной частоты. Подавление паразитного
сигнала на зеркальной частоте приема (и на других ложных каналах
приема) возможно только до смесителя в фильтре-преселекторе.
Высокочастотный полосовой фильтр приемника рис. 1.16
обеспечивает выделение рабочего диапазона частот приемника и подавление
ложных каналов приема. Для совмещения достаточно высоких
требований по селекции полосы частот и подавлению за полосой принято
разделять входной фильтр на две части. Фильтр до МШУ предназначен для
подавления ложных каналов приема и помех, достаточно удаленных от
рабочей частоты. Полоса пропускания фильтра определится, главным
образом, рабочей полосой частот стандарта радиосвязи. Относительно
широкая полоса пропускания позволяет получить минимальные потери
и, соответственно, в минимальной степени влияет на чувствительность
приемника. Полосовой фильтр после МШУ предназначен, прежде всего,
для подавления сигнала и шума на первой зеркальной частоте. Для
достижения максимального подавления на зеркальной частоте полоса
пропускания фильтра может быть более узкая, а величина потерь больше по
сравнению с фильтром на входе МШУ. Повышенная величина потерь в
фильтре подавления сигнала на зеркальной частоте не влияет на
чувствительность приемника вследствие относительно большого
коэффициента усиления МШУ.
Полосовой фильтр промежуточной частоты после смесителя
обеспечивает, прежде всего, выделение рабочего частотного канала, а также

Архитектура
49
подавление сигналов на частоте соседнего канала и всех прочих
частотах. На выходе фильтра промежуточной частоты имеется практически
единственный полезный сигнал. Усилитель промежуточной частоты
обеспечивает усиление полезного сигнала до уровня, необходимого для
нормальной работы АЦП; коэффициент усиления в тракте
промежуточной частоты оперативно изменяется в соответствии с уровнем принятого
сигнала. Отсутствие сторонних сигналов в тракте промежуточной
частоты позволяет получить требуемый коэффициент усиления без генерации
паразитных комбинационных частот вне зависимости от типа
усилителей промежуточной частоты (линейных или нелинейных). Выбор типа
усилителя определяется только типом модуляции принимаемого
сигнала: для сигналов с сопутствующей амплитудной модуляцией необходимо
линейное усиление, частотная модуляция допускает применение
нелинейных усилителей.
Рис. 1.17. Приемник с однократным аппаратным преобразованием частоты
Супергетеродинный приемник с ненулевой промежуточной
частотой и однократным преобразованием частоты. Функциональная
схема приемника показана на рис. 1.17. Для приемников УКВ диапазона,
работающих на частотах менее 1000 МГц, величина промежуточной
частоты, как правило, не превышает 45 МГц. При такой относительно
низкой промежуточной частоте аппаратная демодуляция не является строго
необходимой функцией. Технически может быть реализовано
непосредственное преобразование модулированного сигнала в цифровую форму
на промежуточной частоте и последующее программное демодулирова-
ние сигнала. Платой за уменьшение аппаратной части приемника
является использование более высокочастотных, а следовательно и более
энергопотребляющих АЦП и процессора. Преобразование полосового
модулированного сигнала из аналогового представления в цифровое
представление приводит к появлению дубликатов его спектра в так
называемых зонах Найквиста. Для последующей цифровой демодуляции
используется самый низкочастотный дубликат спектра, расположенный
в первой зоне Найквиста в полосе частот от нуля до половины частоты

50
Глава 1
дискретизации. Реализация цифрового преобразования несущей частоты
модулированного сигнала рассмотрена в гл.2.
Оценка узкополосного приемника с ненулевой промежуточной
частотой. Приемники, показанные на рис. 1.16, 1.17, характеризуется
наличием аппаратного узкополосного фильтра основной селекции с
полосой пропускания, почти совпадающей с полосой частот
модулированного сигнала. Такая функциональная схема обеспечивает выполнение
всех требований электромагнитной совместимости с предельно высоким
качеством.
Избирательность по соседнему каналу определяется
высокодобротным (кварцевым) фильтром промежуточной частоты.
Интермодуляционная избирательность определяется только динамическим диапазоном
МШУ и смесителя; усилители промежуточной частоты, не смотря на
высокий коэффициент усиления, не генерируют комбинационных
частот, так как на выходе высокодобротного фильтра промежуточной
частоты имеется практически единственный полезный сигнал.
Избирательность по ложным каналам приема и блокирование обеспечивается
совместно обоими фильтрами: на высокой и промежуточной частоте.
Технологически все активные компоненты приемника (малошумя-
щий усилитель, смеситель, усилитель промежуточной частоты,
демодулятор) могут быть выполнены в виде единой интегральной микросхемы,
что обеспечивает высокую повторяемость параметров без
индивидуальной настройки и минимальную цену приемника. Габариты и мощность
потребления современного типового узкополосного приемника с
ненулевой промежуточной частотой вполне удовлетворяют требованиям
мобильного (переносного) радио.
Рис.1.18. Частотный план узкополосного приемника с
ненулевой промежуточной частотой
Частотный план узкополосного супергетеродинного приемника
приведен на рис. 1.18. Показано, что в рабочей полосе частот
одновременно принимаются три сигнала. Фильтр-преселектор обеспечивает
подавление зеркальной частоты приема. Узкая полоса частот фильтра про-

Архитектура
51
межуточной частоты обеспечивает подавление всех сторонних сигналов
(включая сигналы на соседних каналах), что фактически означает
аппаратную реализацию основной селекции рабочего канала. На выходе
фильтра ПЧ имеется только полезный модулированный сигнал; это
обстоятельство значительно упрощает достижение требуемого
коэффициента усиления линейной части приемника и минимизирует требования к
динамическому диапазону работы АЦП. Коэффициент усиления МШУ
выбирается минимально возможным, при котором обеспечивается
нормальная работа смесителя; повышенный коэффициент усиления МШУ
приводит к увеличению амплитуды сторонних сигналов на входе
смесителя и, соответственно, уменьшает интермодуляционную
избирательность приемника. Основное усиление достигается в тракте ПЧ на
относительно низкой частоте и в условиях почти монохроматического
полезного сигнала при отсутствии сторонних сигналов, которые могут
привести к генерации комбинационных частот.
Верхняя рабочая частота АЦП определяется величиной
промежуточной частоты при цифровой демодуляции (рис. 1.17) или шириной
спектра модулированного сигнала при аппаратной демодуляции
(рис. 1.16). Необходимый динамический диапазон работы АЦП, в
отсутствие мешающих сигналов после фильтра ПЧ, определяется только
ожидаемым диапазоном изменения величины самого полезного
принимаемого сигнала. Полный диапазон изменения амплитуды полезного
сигнала определяется разностью максимальной чувствительности
приемника и максимально допустимой величиной принимаемого сигнала,
всего примерно 110 дБ. Теоретически динамический диапазон
преобразования АЦП определяется величиной 6N, где N - количество
эффективных (доступных для преобразования) разрядов АЦП. Следовательно,
для преобразования в цифровую форму аналогового сигнала с
диапазоном изменения ПО дБ необходимо минимум 18 эффективных разрядов.
В первом приближении можно принять, что единственным источником
шума АЦП являются шумы квантования. Для типового отношения
сигнал/шум в преобразуемом сигнале не менее 12 дБ минимальная
амплитуда полезного сигнала на входе АЦП должна превышать три младших
разряда, что обеспечивает вносимый коэффициент шума квантования
более 18 дБ. В результате количество эффективных разрядов для
преобразования в АЦП возрастает до 21. Для предотвращения клиппирования
(кратковременного случайного превышения амплитуды принимаемого
сигнала максимального расчетного уровня) необходимо еще минимум
2 разряда. На сегодняшний день существуют низкоскоростные 24-
разрядные АЦП, но реализовать требуемый динамический диапазон с
учетом собственных тепловых шумов АЦП и при низковольтном
питании практически невозможно. Очевидным решением проблемы является
использование внутренней или внешней схемы АРУ, которая уменьшает
динамический диапазон принимаемого сигнала. Например, микросхема

52
Глава 1
низкоскоростного кодека 3048974897 имеет 16-разрядный АЦП и
встроенную схему АРУ с диапазоном 60 дБ.
Оценка ожидаемых параметров в узкополосном супергетеродинном
приемник рис. 1.16, 1.17 показывает, что такой приемник в целом
удовлетворяет всем требованиям электромагнитной совместимости,
технологии мобильного радио и минимуму потребления. Однако реализация
широкополосного мультистандартного приема в указанной
конфигурации связана с очень большими проблемами.
Прежде всего, это проблема подавления в широкой полосе частот
ложных каналов приема, включая наиболее опасную первую зеркальную
частоту. Реализация в разумных габаритах высокочастотного полосового
фильтра, который обеспечивает минимум потерь в полосе пропускания и
гарантированное затухание вне полосы при одновременной перестройке
центральной частоты фильтра в широкой полосе частот, практически
нереальна.
Применение узкополосного высокодобротного аппаратного
фильтра промежуточной частоты, узлового элемента функциональной схемы
рис. 1.16, 1.17, обеспечивает выполнение всех требований по
избирательности приемника, коэффициенту усиления и динамическому диапазону,
но это же решение является и главным недостатком при реализации
мультистандартного широкополосного режима работы. Для работы в
различных стандартах связи следует иметь банк коммутируемых
фильтров промежуточной частоты с различной полосой пропускания в
соответствии с шириной спектра модулированного сигнала. Работа в
широкой полосе несущих частот приводит к дополнительному расширению
банка фильтров ПЧ за счет фильтров с различной центральной частотой
пропускания. Изменение промежуточной частоты приемника
необходимо для поддержки разумных требований по нагруженной добротности
фильтра-преселектора, который должен подавлять ложные каналы
приема. Чем меньше отношение промежуточной частоты к частоте приема,
тем более добротным должен быть фильтр-преселектор. Максимально
достижимая нагруженная добротность высокочастотного полосового
фильтра относительно невелика, так как ограничена низкой
добротностью его компонентов. Можно утверждать, что приемник рис. 1.16, 1.17
с узкополосным фильтром промежуточной частоты применим для
радиостанций, работающих в относительно узком диапазоне несущих
частот с совпадающими или близкими значениями ширины канала.
Узкополосный приемник с низкой промежуточной частотой
характеризуется использованием аппаратных узкополосных фильтров
основной селекции и низкой промежуточной частотой, которая всегда
много меньшей несущей частоты принимаемого сигнала.
Функциональная схема приемника с низкой промежуточной частотой показана на
рис. 1.19, частотный план приемника показан на рис. 1.20.

Архитектура
53
Рис.1.19. Узкополосный приемник с низкой промежуточной частотой
Уменьшение промежуточной частоты приводит к уменьшению
потребляемой мощности АЦП и процессором, а также сокращению
количества коммутируемых высокодобротных фильтров основной селекции.
Сокращение банка фильтров промежуточной частоты является прямым
следствием постоянного значения промежуточной частоты вне
зависимости от несущей частоты, так как для любого значения несущей
частоты выполняется отношение fIF « fRF. В результате коммутируемые
фильтры различаются только полосой пропускания. Следует отметить,
что габариты высокодобротных полосовых фильтров основной селекции
значительно возрастают с уменьшением рабочей частоты, а на частотах
ниже 1 МГц имеют не лучшие параметры, что накладывает ограничения
на допустимую величину промежуточной частоты.
Рис. 1.20. Частотный план узкополосного приемника
с низкой промежуточной частотой
Основная проблема реализации приемника с низкой
промежуточной частотой заключается в подавлении первой зеркальной частоты.
Частоты рабочего канала fL0 + fIF и зеркального канала fL0 - fIF
находятся на малом расстоянии друг от друга; коэффициент передачи
фильтра-преселектора для этих сигналов будет практически одинаковый.
Прочие ложные каналы приема находятся на расстоянии nf « nfLO от

54
Глава 1
частоты приема (рис. 1.12) и могут быть подавлены в фильтре-
преселекторе. Ложные каналы приема на комбинационных частотах
высокого порядка для малого значения промежуточной частоты
определяются в соответствии с общим выражением (1.36) при \т-п\ = 1 и также
будут подавляться в фильтре-преселекторе.
Ранее было показано, что подавление ложного канала приема на
первой зеркальной частоте может быть реализовано не только с
помощью высокочастотного фильтра до смесителя, но и на промежуточной
частоте при использовании квадратурного смесителя. Сигналы на
промежуточной частоте, преобразованные квадратурным смесителем с
рабочей частоты и первой зеркальной частоты, являются во временной
области комплексно-сопряженными, а в частотной области имеют
непересекающиеся спектры, расположенные только в положительной или
только отрицательной области частот. Эти свойства и позволяют
осуществить подавление ложного канала приема на промежуточной частоте во
временной или частотной области.
Фильтрация сигналов, преобразованных с зеркальной частоты
приема, осуществляется во временной области смесителем с
подавлением зеркальной частоты IRM (Image Rejection Mixer), как показано на рис.
1.13а. Смещение на 90° комплексно-сопряженных квадратурных
компонент сигналов на промежуточной частоте, полученных в результате
верхнего и нижнего преобразования, с последующим суммированием
этих сигналов, приводит к вычитанию компонент одного сигнала и
сложению компонент другого сигнала. В частотной области передаточная
характеристика смесителя с интегрированной функцией подавления
зеркальной частоты эквивалентна наличию режекторного фильтра на
зеркальной частоте, как это показано на рис. 1.20. Величина подавления
сигнала на зеркальной частоте и потери на частоте рабочего канала в
IRM-смесителе определяются точностью реализации фазовращателя,
симметрией фазо- и амплитудно-частотных характеристик квадратурных
каналов смесителя. К сожалению, реализуемая на сегодняшний день
величина подавления сигнала на зеркальной частоте даже в узкополосном
IRM-смесителе не превышает 50 дБ, а в широкополосном еще меньше -
не более 30 дБ. При этом термин «широкополосный» относится к
смесителям с подавлением зеркальной частоты при относительной рабочей
полосе частот менее 50%, что далеко от требований программно-
конфигурируемого радио.
Более перспективным представляется подавление зеркального
канала приема в частотной области с использованием квадратурного
смесителя и последующего комплексного фильтра в виде полифазного
фильтра, обладающего селективной фазочастотной характеристикой
(рис. 1.136). Функциональная схема приемника с комплексным фильтром
на промежуточной частоте показана на рис. 1.21, частотный план прием-

Архитектура
55
ника показан на рис. 1.22. Частотная характеристика комплексного
фильтра условно показана на рис. 1.22 как имеющая коэффициент
передачи 1 для положительных частот и коэффициент передачи 0 для
отрицательной области частот.
Рис. 1.21. Узкополосный приемник с низкой промежуточной частотой
Как и в предыдущем варианте, входной фильтр-преселектор
является широкополосным по отношению к зеркальной частоте приема. Задача
этого фильтра заключается только в подавлении сторонних мешающих
сигналов, достаточно удаленных от рабочей частоты приема, с целью
уменьшения суммарного мешающего сигнала на входе МШУ.
Рис. 1.22. Частотный план узкополосного приемника
с низкой промежуточной частотой
Спектр комплексных сигналов, преобразованных квадратурным
смесителем с рабочей и зеркальной частоты, находится в различных
областях частот (положительной и отрицательной). Комплексный
полифазный фильтр имеет коэффициент передачи, отличный от нуля только в
одной области частот, что и обеспечивает подавление сигнала
зеркальной частоты. Основное преимущество комплексного полифазного
фильтра заключается в его реализации на относительно низкой
фиксированной промежуточной частоте в отличие от IRM-смесителя, который
должен перестраиваться в широком диапазоне высоких несущих частот

56
Глава 1
принимаемых сигналов. Комплексный фильтр может быть выполнен с
предельно высоким качеством, ограниченным только технологическими
возможностями. Практически достижима величина подавления в
фильтре зеркальной частоты около 50 дБ и зависит она от степени симметрии
фильтра, точности формирования квадратурных компонент
высокочастотных сигналов в квадратурном смесителе и асимметрии передаточной
характеристики самого квадратурного смесителя. Любое отклонение
параметров квадратурного смесителя и квадратурных опорных сигналов
от идеальных будет приводить к частичному появлению компонент
сигнала, преобразованного с зеркальной частоты, в «чужой» области частот,
где локализован спектр комплексного сигнала, преобразованного с
рабочей частоты.
В целом узкополосные приемники с низкой промежуточной
частотой рис. 1.19, 1.21 имеет меньшее энергопотребление и меньший банк
фильтров промежуточной частоты по сравнению с классическим
узкополосным приемником рис. 1.16, 1.17 при потенциальном выполнении
основных требований стандарта электромагнитной совместимости.
Уменьшенное потребление обусловлено меньшим значением
промежуточной частоты, на которой работают АЦП и процессор; объем банка
высокодобротных коммутируемых фильтров промежуточной частоты
определяется только различной шириной канала в рабочих стандартах
связи. Приемник с низкой промежуточной частотой, использующий
квадратурный смеситель, аппаратный и/или программный полифазный
фильтр и банк коммутируемых узкополосных фильтров промежуточной
частоты, потенциально обеспечивает широкополосный мультистандар-
таный режим работы в соответствии с требованиями программно-
конфигурируемого радио. В принципе аналоговая часть приемника не
ограничена рабочей частотой принимаемого сигнала, типом модуляции
принимаемого сигнала и реконфигурируется в соответствии с шириной
рабочего канала.
Недостатком узкополосных приемников с низкой промежуточной
частотой рис. 1.19, 1.21 является высокие требования к точности
формирования квадратур опорных сигналов для смесителя, симметрии фазо-
частотных и амплитудно-частотных характеристик каналов
квадратурного смесителя и идентичности компонент комплексного полифазного
фильтра для обеспечения подавления зеркального канала. На
сегодняшний день технически невозможно получить требуемое качество и
точность реализации смесителя и фильтра, которая обеспечивала бы
подавление зеркального канала на стандартную величину 70 дБ. Кроме того,
для основной селекции сигналов с различной полосой частот по-
прежнему необходим банк коммутируемых фильтров ПЧ. Затраты на
реализацию схемы коммутации и большие габариты фильтров ПЧ при
низкой промежуточной частоте дополнительно увеличивают габариты
приемника.

Архитектура
57
Широкополосный приемник с низкой промежуточной частотой
характеризуется отсутствием высокодобротных аппаратных фильтров
основной селекции в тракте промежуточной частоты. Все функции по
выделению рабочего частотного канала (основной селекции) и
подавлению ложных каналов приема выполняются в цифровом виде.
Функциональная схема такого приемника показана на рис. 1.23, частотный план
показан на рис. 1.24.
Рис.1.23. Широкополосный приемник с низкой промежуточной частотой
Квадратурный модулятор формирует комплексный сигнал на
фиксированной низкой промежуточной частоте. Фильтр промежуточной
частоты реализуется на дискретных RC-элементах как фильтр нижних
частот или как полосно-пропускающий LC-фильтр с нулевым
коэффициентом передачи на нулевой частоте. По своим селективным свойствам
такой фильтр не может обеспечить даже частичного подавления сигнала
на частоте соседнего канала, его назначение ограничивается частичным
подавлением сторонних сигналов и комбинационных продуктов
квадратурного смесителя. Предварительное подавление сигналов на
комбинационных и сторонних частотах необходимо для уменьшения
динамического диапазона суммарного сигнала и, как следствие, уменьшения
требований к динамическому диапазону АЦП; задача основной селекции
и подавления ложных каналов приема выполняется в цифровых
фильтрах процессора. Полоса пропускания аппаратного низкодобротного
фильтра промежуточной частоты может изменяться в соответствии с
полосой частот рабочего канала путем коммутации компонентов
фильтра. Усилитель промежуточной частоты обеспечивает необходимый
уровень принимаемого сигнала на входе АЦП в условиях многосигнального
усиления, что предъявляет повышенные требования к линейности уси-

58
Глава 1
лителя промежуточной частоты и динамическому диапазону АЦП.
Аппаратная часть приемника, в отличие от варианта рис. 1.21, не содержит
высокодобротных частотно-селективных элементов, что потенциально
обеспечивает возможность работы приемника с различными
модулированными сигналами при соответствующем изменении полосы
пропускания низкодобротных фильтров промежуточной частоты.
Рис.1.24. Частотный план широкополосного приемника
с низкой промежуточной частотой
Цифровой комплексный демодулятор совмещает функцию
преобразования спектра сигналов в baseband-диапазон с одновременным
подавлением сигнала, преобразованного с частоты зеркального канала.
Оптимальный цифровой фильтр всегда может быть реализован в baseband-
диапазоне как фильтр нижних частот с требуемой крутизной
амплитудно-частотной характеристики, который одновременно осуществляет
основную селекцию демодулированного сигнала. Тем самым будет
выполнено требование ЭМС по избирательности соседнего канала.
Однако проблемы с избирательность ложных каналов остаются, так
как программная реализация комплексного фильтра для подавления
сигналов, преобразованных с зеркальной частоты, сама по себе не
гарантирует выполнения требований ЭМС по подавлению вообще всех ложных
каналов приема. Более того, по-прежнему практически трудно
реализуемы требования к симметрии каналов квадратурного демодулятора,
которые определяют остаточную мощность сигнала, преобразованного с
зеркальной частоты, в полосе частот полезного сигнала, преобразованного с
рабочей частоты. Поэтому в приемнике должна присутствовать
цифровая коррекция амплитудной и фазовой асимметрии квадратурных
компонент сигналов на промежуточной частоте. В свою очередь, реализация
цифровой коррекции и цифрового комплексного фильтра с параметрами,
соответствующими требованиям ЭМС, предъявляют высокие требования
к частоте отсчетов АЦП и разрядности процессора.
Платой за чисто программную селекцию по соседнему каналу
является существенное повышение требований к линейности усилителей

Архитектура
59
промежуточной частоты и динамическому диапазону АЦП. Усилитель
промежуточной частоты должен обеспечивать линейное усиление
суммы квадратурных компонент комплексного сигнала на промежуточной
частоте, которая включает полезный сигнал и мощные мешающие
сигналы на прочих каналах связи. Одновременно и АЦП должен иметь
очень высокий динамический диапазон для совместного преобразования
полезного и мешающего сигнала.
Оценим требования по линейности и динамическому диапазону к
усилителю и АЦП в соответствии со стандартом ETS 300 113: величина
мешающего сигнала на соседнем канале (и двух сигналов в
непосредственной близости от несущей частоты при измерении двухсигнальной
избирательности) не менее 70 дБ относительно 1 мкВ. Реальная
чувствительность современного АЦП с низковольтным питанием (с учетом
запаса по собственным тепловым шумам и отношению сигнал/шум
преобразования не менее 18 дБ) не лучше 1 мВ. Следовательно, суммарный
коэффициент усиления линейной части приемника, определенный по
полезному сигналу, должен быть не менее 60 дБ. С таким же
коэффициентом будет усилен и сигнал на соседней частоте. Следовательно,
линейный тракт приемника не должен искажать сигналы в диапазоне
примерно 130 дБ (или в абсолютном измерении от 1 мкВ до 3 В), что
связано с огромными проблемами.
Суммарный сигнал с динамическим диапазоном минимум 70 дБ
поступает в АЦП и для его преобразования необходимо 12 эффективных
(доступных для преобразования) разрядов. Для реализации отношения
сигнал/шум квантования хотя бы 18 дБ необходимо минимум 3 разряда,
для предотвращения клиппирования суммарного сигнала необходимо
еще 3 разрядов. На сегодняшний день АЦП с 18-ю эффективными
разрядами при низковольтном напряжении питания находится на грани
реализуемости. Отметим, что применение АРУ, в отличие от узкополосного
приемника, не уменьшит количества необходимых эффективных
разрядов АЦП, так как соотношение между полезным сигналом на рабочей
частоте и мешающим сигналом на частоте соседнего канала не может
быть изменено без высокодобротных селективных цепей. Недостаточная
величина динамического диапазона АЦП, как и линейности
радиоканала, приведет к искажению полезного сигнала, генерации
комбинационных частот и частичному вытеснению полезного сигнала из разрядной
сетки АЦП.
Уменьшение требований к линейности усилителей промежуточной
частоты и динамическому диапазону АЦП возможно при высокой
селективности фильтров промежуточной частоты по квадратурным
компонентам демодулированного сигнала. К сожалению, добротность RC-фильтра
нижних частот или полосового LC-фильтра на низкой промежуточной
частоте крайне мала, и трудно ожидать уменьшения величины
мешающего сигнала на частоте соседнего канала даже на 10 дБ.

60
Глава 1
1.2.2. Приемник с нулевой промежуточной частотой
Проблемы, связанные с подавлением в приемнике первой
зеркальной частоты и многосигнального усиления в условиях мощных
сторонних сигналов частично решаются при переходе к нулевой первой
промежуточной частоте. Функциональная схема приемника с нулевой
промежуточной частотой показана на рис. 1.25, частотный план
приемника показан на рис. 1.26.
Рис.1.25. Приемник с нулевой промежуточной частотой
Ключевым элементом приемника с нулевой промежуточной
частотой является аппаратный квадратурный демодулятор, осуществляющий
перенос спектра высокочастотного модулированного сигнала
непосредственно в baseband-диапазон. Потенциально квадратурный демодулятор
является широкополосным устройством, не ограничивающим
возможную полосу несущих частот принимаемого модулированного сигнала.
Динамический диапазон, линейность и чувствительность демодулятора,
как и любого смесителя, также потенциально достаточна для
выполнения требований стандартов электромагнитной совместимости по
чувствительности и интермодуляционной избирательности приемника.
Одновременно применение аппаратной демодуляции позволяет уменьшить
рабочую частоту АЦП до baseband-диапазона. Соответственно
предельно уменьшается мощность потребления АЦП и последующего
процессора, появляется возможность использовать низкочастотный АЦП с
максимально высоким динамическим диапазоном. В целом аппаратная часть
приемника приближается к идеальному приемнику ПКР рис. 1.6.

Архитектура
61
Рис.1.26. Частотный план приемник с нулевой промежуточной частотой
Из распределения ложных каналов приема рис. 1.12 следует, что при
совпадении частоты приема fRF с частотой гетеродина fLO
отсутствуют все ложные каналы приема, частоты которых определяются
соотношением m(±fRF+fLO). Прежде всего, это означает отсутствие первой
зеркальной частоты, подавление которой в приемнике с ненулевой
промежуточной частотой связано с самыми большими проблемами. Прочие
ложные каналы приема, которые при нулевой промежуточной частоте
определяются выражением fRF = fiQml n , как и в приемнике с низкой
промежуточной частотой, должны подавляться во входном фильтре-
преселекторе. Основная селекция по соседнему каналу и детектирование
осуществляется с помощью цифровых фильтров в процессоре.
Аппаратные программно-конфигурируемые фильтры нижних
частот на выходе демодулятора, практически совмещенные с усилителями
демодулированного сигнала в baseband-диапазоне, осуществляют
функцию anti-aliasing фильтра и предварительной селекции основного
рабочего канала, частично подавляя сторонние мешающие сигнала и сигналы
на частотах соседних каналов собственной сети связи. Тем самым
уменьшаются требования по линейности усилителей и динамическому
диапазону АЦП. Полоса пропускания фильтров нижних частот может
оперативно перестраиваться в соответствии с полосой частот
модулированного сигнала в стандарте связи. Немаловажно, что ФНЧ для сигнала с
нулевой промежуточной частотой может быть реализован со
значительно большей крутизной фронта, чем ФНЧ или полосовой фильтр в
приемнике с низкой промежуточной частотой рис. 1.23. Практически это
означает, что можно получить большее предварительное подавление
сигнала на частоте соседнего канала.
Частота среза ФНЧ определяется минимально необходимой
информационной полосой частот полезного сигнала, максимальное затухание
ФНЧ должно быть обеспечено на частоте соседнего канала.
Минимальная полоса частот узкополосных модулированных сигналов, при которой
гарантируется заданная достоверность приема, по крайней мере в два

62
Глава 1
раза меньше ширины канала. Оставшаяся область спектра
модулированного сигнала есть защитный интервал, в котором обеспечивается
подавление мощности в спектре сигнала до величины, определенной
допустимой мощностью в соседнем канале. Следовательно, уменьшение
коэффициента передачи ФНЧ в защитной полосе частотного канала не
повлияет на достоверность приема информации. Теоретически можно
построить на двух операционных усилителях фильтр нижних частот
четвертого порядка, что в октавной полосе частот обеспечивает подавление
мощности сигнала на частоте соседнего канала более 20 дБ. На
соответствующую величину уменьшается и необходимый динамический
диапазон АЦП.
Проблемы реализации приемника с нулевой промежуточной
частотой связаны с практической реализацией демодулятора с высокой
чувствительностью и высоким динамическим диапазоном, стабилизацией
режима работы тракта промежуточной частоты по постоянной
составляющей демодулированного сигнала, повышенным уровнем
шумов в baseband-диапазоне (фликкер-шумы), избыточно высоким уровнем
излучения сигнала гетеродина на антенном входе.
Демодулятор в приемнике с нулевой промежуточной частотой
является ключевым элементом и должен удовлетворять следующим
минимальным требованиям: а) иметь высокую чувствительность, так как
амплитуда полезного сигнала на его входе составляет единицы
микровольт; б) работать в широкой полосе частот; в) иметь высокий
динамический диапазон и линейность по отношению к принятому сигналу
для преобразования смеси полезного сигнала и мешающих сигналов без
искажений; г) обладать высокой степенью симметрии каналов для
минимизации вектора ошибок демодулированного сигнала; д)
стабильностью параметров в диапазоне температур. В настоящее время возможна
реализация микросхем с параметрами, близкими к перечисленным
минимально необходимым требованиям.
Фликкер-шумы, имеющую частотную зависимость спектральной
плотности напряжения шума вида 1 / /, пренебрежительно малы по
сравнению с белым гауссовым шумом при использовании ненулевой
промежуточной частоты, но становятся существенными в baseband-
диапазоне. Особенное значение фликкер-шумы имеют для узкополосных
сигналов с полосой пропускания несколько килогерц. Для уменьшения
влияния фликкер-шумов следует использовать операционные усилители
с минимальной угловой частотой среза фликкер-шумов (50 Гц и менее).
Увеличение коэффициента усиления демодулятора также способствует
уменьшению доли фликкер-шумов в суммарном коэффициенте шума
линейной части приемника.
Проблемы симметрии квадратурных каналов приемника,
стабилизация параметров элементов радиоканала приемника в диапазоне частот
и температур должны решаться путем программной коррекции демоду-

Архитектура
63
лированных сигналов. Программная коррекция может быть реализована
как предустановленная таблица поправочных коэффициентов при
изготовлении приемника или оперативно определяться в процессе работы
приемника. Важно отметить, что требования к симметрии каналов
приемника с квадратурным демодулятором и нулевой промежуточной
частотой значительно ниже, чем для приемника с квадратурным смесителем
и низкой промежуточной частотой. Допустимая степень неидентичности
каналов смесителя в приемнике с низкой промежуточной частотой
определяется требованиями стандарта ЭМС по подавлению сигнала на
зеркальной частоте, и величина подавления должка быть не менее 70 дБ.
В приемнике с нулевой промежуточной частотой асимметрия каналов
демодулятора определяется не требованиями ЭМС по селекции ложных
каналов приема, а допустимой деградацией чувствительности
приемника. Очевидно, что наличие мешающего сигнала с относительной
амплитудой менее -30 дБ не будет влиять на достоверность приема.
Существенной проблемой в реализации приемника с нулевой
промежуточной частотой является наличие нерегулярной постоянной
составляющей. Мощный сигнал гетеродина поступает не только на
опорный вход демодулятора но и, вследствие конечного переходного
ослабления между компонентами приемника, на сигнальный вход
приемника, вход МШУ, непосредственно в антенну. В результате
взаимодействия в смесителе сигнала гетеродина с собственными копиями
возникает постоянная составляющая, не связанная с информационным
сигналом. Дополнительно постоянная составляющая генерируется на
нелинейности МШУ и усилителей промежуточной частоты как
сопутствующий сигнал для четных комбинационных составляющих. Простой
оценочный расчет показывает, что величина постоянной составляющей,
генерируемой приемником, на несколько порядков превышает
постоянную составляющую, связанную с информационным сигналом.
Кроме того, центральная частота полезного baseband-сигнала всегда
имеет некоторое смещение относительно истинного нулевого значения
вследствие неизбежного рассогласования задающих генераторов
приемника и передатчика. В результате область спектра информационного
сигнала в диапазоне примерно до 100 Гц, кроме информационной
компоненты, содержит и компоненту, отражающую случайную
амплитудную и угловую модуляцию вследствие непрерывного изменения частот
задающих генераторов.
С учетом перечисленных выше эффектов можно утверждать, что
спектр сигнала в области частот, непосредственно примыкающей к
нулевой частоте, имеет случайный характер, не связан с информацией,
намного превышает полезный сигнал, не позволяет восстановить истинную
величину информационных спектральных составляющих и должен
подавляться узкополосным фильтром высокой частоты. Реальная проблема
«постоянной составляющей» заключается в реализации правильной ра-

64
Глава 1
боты и стабилизации режима работы компонентов приемника в условиях
значительной (по сравнению с полезным сигналом) случайно
изменяющейся постоянной составляющей и компонентов спектра,
непосредственно примыкающих к постоянной составляющей.
Сравнение основных функциональных схем приемников
цифровых сигналов (рис. 1.16, 1.17, 1.19, 1.21, 1.23, 1.25) показывает, что
узкополосный приемник с ненулевой промежуточной частотой является
оптимальным для работы в стандартах, близких по рабочему диапазону
несущих частот и ширине канала (скорости передачи данных). Фильтр-
преселектор, перестраиваемый в относительно узком частотном
диапазоне, выделенном для работы сетей связи, подавляет ложные каналы
приема и сторонние мешающие сигналы. Два или три коммутируемых
узкополосных фильтра основной селекции эффективно выделяют
необходимый канал приема на фиксированной промежуточной частоте,
подавляя все сторонние частоты (включая частоты соседних каналов), так
что для последующего усиления и преобразования в цифровую форму
поступает практически чистый полезный сигнал. Это позволяет
получить в тракте промежуточной частоты необходимый коэффициент
усиления без генерации комбинационных составляющих и минимизировать
требования к АЦП по динамическому диапазону. Перенос спектра
модулированного сигнала с промежуточной частоты в baseband-диапазон
может совмещаться с преобразованием в цифровую форму в АЦП при
использовании режима субдискретизации. Использование пониженной
промежуточной частоты позволяет уменьшить требования к рабочей
частоте АЦП и требования к крутизне фронтов и подавлению в фильтре-
преселекторе путем введения дополнительного полифазного фильтра
для подавления в смесителе сигнала на зеркальной частоте приема.
Вместе с тем использование ненулевой промежуточной частоты в
узкополосном приемнике затрудняет реализацию
многофункционального (многомодового) режима работы приемника в широкой полосе
несущих частот и при большой разнице в ширине канала:
• В узкополосном приемнике с аппаратным фильтром основной
селекции различная величина промежуточной частоты и различная полоса
частот модулированного сигнала в стандартах связи приводит к
необходимости иметь банк коммутируемых полосовых фильтров основной
селекции с различной шириной полосы пропускания и различной
центральной частотой. Наличие банка фильтров и сопутствующей схемы
коммутации и развязки значительно усложняет схему приемника и
увеличивает ее габариты.
• Использование низкой промежуточной частоты в узкополосном
приемнике сокращает банк коммутируемых фильтров основной
селекции, но приводит к проблемам с подавлением ложных каналов приема.
Специализированный смеситель с подавлением зеркальной частоты име-

Архитектура
65
ет узкий частотный диапазон и недостаточную величину подавления
зеркальной частоты. Последовательное соединение квадратурного
смесителя и полифазного фильтра предъявляет практически нереализуемые
требования по идентичности фазочастотных и амплитудно-частотных
характеристик двух каналов смесителя и идентичности элементов
полифазного фильтра для выполнения требований стандарта ЭМС.
Использование программного подавления зеркальной частоты предъявляет очень
высокие требования к линейности тракта промежуточной частоты и
динамическому диапазону АЦП и реально не решает проблемы, так как
параметры селекции ложных каналов приема по-прежнему
определяются качеством аппаратного квадратурного смесителя.
• Широкополосный приемник с низкой промежуточной частотой в
большей степени отвечает требования программно-конфигурируемого
радио в части рабочей полосы частот и мультистандартного режима
работы. Приемник имеет простую конфигурацию, кроме входного фильт-
ра-преселектора в приемнике отсутствуют селективные элементы,
полоса пропускания низкодобротных фильтров промежуточной частоты
может оперативно изменяться. Однако реализация широкополосного
приемника предъявляет повышенные требования по линейности и
динамическому диапазону к МШУ, смесителю и АЦП, не решая проблему
подавления зеркальной частоты приема до требований стандарта
электромагнитной совместимости.
Приемник с нулевой промежуточной частотой значительно ближе к
схеме идеального приемника программно-конфигурируемого радио и,
соответственно, потенциально обеспечивает более широкие
возможности при работе в различных диапазонах частот, с различными типами
модулированных сигналов и различной шириной канала. В приемнике
значительно упрощается аппаратная часть, так как так как не требуется
подавление первой зеркальной частоты приема, отсутствует банк
коммутируемых аппаратных фильтров промежуточной частоты и нет жестких
требований по селекции во входном фильтре-преселекторе. Аппаратная
часть приемника с нулевой промежуточной частотой никак не
ограничивает несущую частоту принимаемого сигнала, не связана с типом
модуляции полезного сигнала и шириной канала. Требования к симметрии
передаточных характеристик квадратурных каналов приемника с
нулевой промежуточной частотой значительно менее жесткие, по сравнению
с приемниками ненулевой промежуточной частоты, так как
определяются требованиями достоверности приема сигналов, а не требованиями
ЭМС по подавлению ложных каналов приема.
К недостаткам функциональной схемы приемника с нулевой
промежуточной частотой относятся: высокие требования к
чувствительности и динамическому диапазону демодулятора, повышенный уровень
шума в baseband-диапазоне, необходимость стабилизации работы ком-

66
Глава 1
понент приемника на нулевой частоте, повышенный уровень излучения
сигнала гетеродина через антенну приемника.
1.3. Передатчик программно-конфигурируемого
радио
Идеальный передатчик для радиостанции
программно-конфигурируемого радио рис. 1.6 предполагает цифровое формирование
модулированного сигнала непосредственно на несущей частоте, преобразование
модулированного сигнала из цифровой в аналоговую форму и
последующее усиление в усилителе мощности [10, 15].
Аппаратной реализацией этой функциональной схемы является
последовательное соединение синтезатора прямого синтеза (Digital Direct
Synthesizer - DDS), усилителя мощности и фильтра нижних частот.
Синтезатор прямого синтеза совмещает в себе генератор несущей частоты,
модулятор и цифро-аналоговый преобразователь. Стабильность
высокочастотного генератора DDS определяется стабильностью внешнего
генератора опорной частоты; модулятор DDS обеспечивает формирование
высокочастотного сигнала с заданным видом угловой модуляции.
Потенциально применение синтезатора прямого синтеза позволяет
сформировать модулированный сигнал для любого стандарта связи.
Практически область применения современных синтезаторов прямого синтеза
ограничена формированием типовых узкополосных сигналов с
частотной или фазовой модуляцией на относительно низкой несущей частоте в
десятки мегагерц. Возможность формирования сигналов с расширенным
спектром, а также на высокой несущей частоте ограничена быстрым
увеличением мощности потребления DDS с ростом скорости модуляции
и несущей частоты. В частности, синтезаторы прямого синтеза фирмы
Analog Devices на частотах порядка 100 МГц имеют мощность
потребления более 1 Вт. Такие параметры исключают возможность применения
DDS в персональной аппаратуре радиосвязи.
В современных передатчиках реализуется полностью цифровое
формирование модулированного сигнала на относительно низкой
ненулевой (рис. 1.3) или нулевой (рис. 1.4) промежуточной частоте с
минимальными энергозатратами. При использовании ненулевой
промежуточной частоты сигнальный процессор (совместно с ЦАП) или синтезатор
прямого формирует действительный модулированный сигнал на
относительно низкой фиксированной ненулевой промежуточной частоте, для
преобразования модулированного сигнала на требуемую несущую
частоту используется аналоговый смеситель. В случае нулевой
промежуточной частоты в сигнальном процессоре формируются квадратурные
компоненты комплексной огибающей модулированного сигнала,
которые и есть комплексный модулированный сигнал на нулевой несущей
частоте. После преобразования в ЦАП спектр модулированного сигнала

Архитектура
67
аппаратно переносится из baseband-диапазона на требуемую несущую
частоту с помощью высокочастотной микросхемы квадратурного
модулятора. Для поддержки работы, как смесителя, так и квадратурного
модулятора требуется синтезатор частоты, обеспечивающей генерацию
сетки несущих частот в заданном диапазоне и с заданным шагом. В
любом варианте передатчик должен обеспечивать реализацию
произвольного типа модуляции и регулировку выходной мощности в широкой
полосе несущих частот при выполнении требований по внеполосному
излучению и излучению в соседнем канале.
1.3.1. Передатчик с ненулевой промежуточной
частотой
Типовая функциональная схема передатчика с модуляцией на
ненулевой промежуточной частоте показана на рис.1.27, частотный план
передатчика показан на рис. 1.28.
Рис.1.27. Передатчик с ненулевой
промежуточной частотой
Сигнальный
процессор/
Синтезатор прямого |
^ синтеза
Формирование модулированного сигнала осуществляется на
фиксированной промежуточной частоте в процессоре общего назначения
или в цифровом синтезаторе прямого синтеза. Цифровое формирование
модулированного сигнала в процессоре или DDS гарантирует
практически идеальное качество модуляции: стабильные и точные параметры
модулированного сигнала вне зависимости от типа модуляции и
скорости передачи информации. Цифровой фильтр, ограничивающий спектр
модулирующего сигнала, обеспечивает выполнение требований
стандарта электромагнитной совместимости по мощности излучения в соседнем
канале. На выходе ЦАП формируется практически идеальный
аналоговый модулированный сигнал на промежуточной частоте; в случае
необходимости схема дополняется фильтром подавления частоты
дискретизации ЦАП, который является широкополосным для модулированного
сигнала и не вносит искажений. Работа микросхемы высокочастотного
смесителя поддерживается синтезатором, формирующим сетку
высокостабильных частот во всем ожидаемом рабочем диапазоне стандартов
связи. Смеситель (векторный модулятор рис. 1.8) выполняет техниче-

68
Глава 1
скую функцию преобразования несущей частоты модулированного
сигнала и не связан с типом модуляции и параметрами модулированного
сигнала. Полосовой фильтр подавляет сигналы на комбинационных
частотах, достаточно удаленных от несущей частоты fRF; фильтр нижних
частот подавляет гармоники несущей частоты, генерируемые
нелинейным усилителем мощности.
Рис. 1.28. Частотный план передатчика с ненулевой промежуточной частотой
Перенос спектра модулированного сигнала векторным смесителем с
промежуточной частоты в высокочастотную область, как показано на
рис. 1.27, приводит к появлению в спектре выходного сигнала
комбинационных частот, величина которых определяется общим выражением
(1.36). Подавление внеполосного излучения до требуемой стандартом
величины осуществляется высокочастотным полосовым фильтром,
который должен перестраиваться во всей рабочей полосе частот. С
увеличением несущей частоты при неизменной промежуточной частоте
уменьшается относительное расстояние между полезной частотой и
комбинационными частотами, что требует увеличения крутизны
фронтов фильтра и еще больше затрудняет его реализацию, особенно при
перестройке в широкой полосе частот. В результате, для поддержания
разумных требований к частотной характеристике полосового фильтра при
изменении несущей частоты в широких пределах необходимо изменять и
величину промежуточной частоты. Само по себе изменение
промежуточной частоты не вызывает трудностей при цифровой реализации
модулированного сигнала, если только абсолютная величина
промежуточной частоты невелика по сравнению с рабочей частотой процессора.
Проблемой по-прежнему является практическая невозможность
построения высокодобротного полосового фильтра, перестраиваемого в
широкой полосе частот. Поэтому реализация функциональной схемы
передатчика на промежуточной частоте рис. 1.27 требует использования
банка коммутируемых полосовых фильтров, каждый из которых
обеспечивает требуемую величину подавления комбинационных частот и
перестраивается в относительно узкой полосе частот.

Архитектура
69
Перенос спектра модулированного сигнала в петле ФАПЧ
позволяет заменить перестраиваемый полосовой высокочастотный фильтр
фильтром нижних частот в петле ФАПЧ и в результате получить чистый
спектр модулированного сигнала на произвольной несущей частоте [16].
Функциональная схема преобразователя несущей частоты
модулированного сигнала показана на рис. 1.29.
Рис.1.29. Преобразование несущей частоты сигнала в петле ФАПЧ
Модулированный сигнал V ref^) на фиксированной промежуточной
частоте (uref поступает на вход опорного сигнала фазового детектора, на
другой вход детектора поступает смещенный по частоте выходной сигнал
ГУН. Преобразование несущей частоты (йусо выходного модулированного
сигнала ГУН достигается путем введения в цепь обратной связи смесителя и
полосового фильтра. Смеситель в цепи обратной связи обеспечивает
смещение несущей частоты Ыусо управляемого генератора на несущую
частоту сод£/г опорного модулированного сигнала с помощью
монохроматического сигнала на частоте со5/у , изменение величины (&SH приводит к
пропорциональному изменению частоты ГУН. Полосовой фильтр на
выходе смесителя выполняет техническую функцию подавления
комбинационных частот преобразования и выделение единственного сигнала на частоте
опорного сигнала (uref. Важно, что высокодобротный полосовой фильтр
имеет постоянную центральную частоту пропускания и постоянную полосу
пропускания, которые определяются несущей частотой опорного
модулированного сигнала (uref и максимально возможной полосой частот
модулированного сигнала, соответственно.
Работа схемы переноса частоты в петле ФАПЧ основана на
совпадении частот управляемого и опорного генератора на входах фазового
детектора, если сигнал ошибки фазового детектора находится в полосе
пропускания петли ФАПЧ. В схеме рис. 1.29 в качестве опорного
сигнала используется модулированный сигнал на промежуточной частоте
UREF(t) = cos[(£>IFt + QREF(t)], где Qref(0 - угловая модуляция общего
вида. Сигнал с выхода ГУН поступает на смеситель, который является
широкополосным устройством и в первом приближении не вносит фазо-

70
Глава 1
вых ошибок в преобразуемый сигнал. Последующий полосовой фильтр с
центральной частотой пропускания (Oref также является
широкополосным по отношению к полосе частот модулированного сигнала. В
результате сигнал на втором входе фазового детектора равен
(1.44)
В установившемся режиме сигналы опорного генератора UREF(t) и
смещенного по частоте управляемого генератора Uvco(t) на входах
фазового детектора совпадают с точностью до фазы, что возможно
только при одновременном выполнении условий ^усо = ®REF + ®SH и
®усо(0 = ®REf(0 • Таким образом, функциональная схема рис. 1.28
действительно обеспечивает перенос спектра модулированного сигнал с
относительно низкой промежуточной частоты (uref b высокочастотный
диапазон (дусо с разностью несущих частот, определенной опорным
генератором со^// , при сохранении закона модуляции Qref(0 и
подавлении паразитных комбинационных частот в петлевом ФНЧ.
Перенос спектра опорного модулированного сигнала в петле ФАПЧ
в другой частотный диапазон может быть совмещен с ограничением или
модификацией спектра модулированного сигнала. В самом деле, сигнал
ошибки на выходе фазового детектора есть ни что иное, как
модулирующий сигнал, так как его воздействие на ГУН приводит к изменению
частоты ГУН в точном соответствии с изменением фазы Qref(0 в мо~
дулированном сигнале на промежуточной частоте. Следовательно,
использование в качестве петлевого ФНЧ не широкополосного (в пределе
всепропускающего) фильтра, а формирующего ФНЧ с заданной
частотной характеристикой позволит модифицировать спектр модулирующего
сигнала. В частности, в этой схеме можно получить частотно-
модулированный сигнал GMSK из исходного сигнала MSK. К
сожалению, замкнутая петля ФАПЧ модифицирует передаточную
характеристику фильтра, так как коэффициент передачи петли от входа опорного
сигнала на промежуточной частоте до выхода ГУН зависит не только от
собственного коэффициента передачи ФНЧ, но и от параметров петли
(коэффициента передачи фазового детектора и крутизны управления
ГУН). В результате частотная характеристика ФНЧ в замкнутой петле
ФАПЧ определяется выражением
(1.45)
где АГ(со) - частотная характеристика ФНЧ в петле ФАПЧ; KPD -
крутизна фазового детектора; KLPF (со) - собственная частотная
характеристика ФНЧ; KVqq - крутизна управления ГУН.

Архитектура
71
Как следствие модификации частотной характеристики фильтра в
замкнутой петле ФАПЧ, точное построение фильтров с результирующей
характеристикой (1.45) типа фильтра Найквиста затруднено. Однако
фильтры с характеристикой Гаусса, которые имеют высокую скорость
уменьшения коэффициента передачи с увеличением частоты и не
критичны к некоторым отклонениям реальной частотной характеристики от
идеальной, могут быть реализованы.
Перенос частоты в замкнутой петле ФАПЧ позволяет получить
очень чистый спектр модулированного сигнала на заданной несущей
частоте ценой значительного усложнения схемы. Однако главная
проблема заключается не в сложности схемы, а в том, что петля ФАПЧ
является в принципе узкополосным устройством. Аналоговый ГУН
перестраивается в относительно узкой полосе частот, определенной
физическими условиями самовозбуждения и реализацией постоянной
модуляционной характеристики в полосе рабочих частот ГУН и при
различной скорости передачи информации. Лучшими параметрами в части
перестройки в широкой полосе частот обладает высокочастотный
цифровой генератор. Однако на сегодняшний день шумовые параметры
цифровых генераторов, реализованных в микросхемах синтезаторов
частоты, далеки от требований стандарта ЭМС.
Передатчик с выходным смесителем потенциально обеспечивает
больший КПД и большую независимость от типа модуляции. В типовой
схеме рис. 1.27 усилитель мощности для сигналов с сопутствующей
амплитудной модуляцией (амплитудной, фазовой, квадратурной
амплитудной) должен работать в линейном или линеаризованном режиме. Часто
это оказывается невозможным по причине низкого КПД, недопустимо
большой мощности потребления, габаритов радиаторов охлаждения и
т.п. Использование нелинейного высокоэффективного усилителя в
передатчике сигналов с сопутствующей амплитудной модуляцией возможно
при изменении последовательности операцией преобразования частоты
и усиления, как это показано на рис. 1.30.
Рис. 1.30. Передатчик с выходным смесителем
На нелинейный усилитель мощности с высоким КПД поступает от
синтезатора частоты монохроматический сигнал с требуемой несущей
частотой, последующий за усилителем ФНЧ подавляет гармоники несу-

72
Глава 1
щей частоты, возникающие вследствие нелинейного усиления. Мощный
монохроматический сигнал используется как гетеродин для выходного
смесителя, модулированный сигнал на фиксированной промежуточной
частоте поступает на линейный вход смесителя. Мощный
высокочастотный модулированный сигнал, генерированный в смесителе, проходит
полосовой фильтр, подавляющий комбинационные частоты смесителя.
Приведенная схема, кроме повышения КПД, не требует модификации
усилителя мощности с изменением типа или параметров модуляции.
Платой за повышение КПД являются огромные трудности, связанные с
реализацией мощного смесителя. На сегодняшний день такой смеситель
может быть изготовлен только на дискретных элементах, что
значительно усложняет выполнение требований стандарта ЭМС по внеполосному
излучению, а также компенсацию в смесителе дестабилизирующего
влияния температуры и переменной мощности опорного сигнала. При
этом по-прежнему остается проблемой реализация высокодобротного
перестраиваемого полосового фильтра.
1.3.2. Передатчик с нулевой промежуточной частотой
Функциональная схема передатчика с модуляцией на нулевой
промежуточной частоте для произвольного типа модуляции и с несущей
частотой до нескольких гигагерц показана на рис.1.31, частотный план
передатчика показан на рис. 1.32.
Рис.1.31. Передатчик с нулевой промежуточной частотой
В сигнальном процессоре в цифровом виде формируется
комплексная огибающая модулированного сигнала в соответствии с заданным
видом и параметрами модуляции. Квадратурные I/Q компоненты
комплексной огибающей, которые есть модулированный сигнал на нулевой
несущей частоте, поступают на ЦАП для преобразования в аналоговую
форму. Следующий за ЦАП фильтр нижних частот (на рисунке не
показан) подавляет частоту дискретизации в спектре аналоговых I/Q сигна-

Архитектура
73
лов; на высокочастотные входы модулятора поступают сигнал несущей
частоты от синтезатора. Усилитель мощности (нелинейный, линейный
или линеаризованный в зависимости от типа модуляции) и
последующий ФНЧ совместно обеспечивают требуемый уровень мощности со
стандартным уровнем внеполосного излучения. Система автоматической
регулировки мощности АРМ обеспечивает стабилизацию мощности на
выходе усилителя в диапазоне частот, температур и технологического
разброса параметров усилителя. Преимущества передатчика с нулевой
промежуточной частотой по сравнению со схемой рис. 1.27 очевидны -
исключается перестраиваемый высокодобротный полосовой фильтр,
основной проблемный элемент передатчика с ненулевой промежуточной
частотой.
Рис. 1.32. Частотный план передатчика с нулевой промежуточной частотой
При использовании квадратурного модулятора для формирования
модулированного сигнала возможны проблемы с выполнением
требований ЭМС по допустимой мощности излучения в соседнем канале.
Модулятор, как нелинейный элемент, генерирует весь возможный спектр
частот согласно общему выражению (1.36). Паразитные комбинации с
участием гармоник несущей частоты не имеют значения, так как отстоят
достаточно далеко от полезного сигнала и всегда могут быть подавлены
во внешнем фильтре. Опасность представляют комбинационные частоты
комплексной огибающей модулированного сигнала /mod
(1.46)
где /mod - частота в спектре комплексной огибающей; п - целое число.
Эти комбинационные частоты распространяются далеко за частоту
рабочего канала с шагом, равным любой из частот /mod . Сигнал на
комбинационных частотах вида (1.46) должен быть подавлен в самом
модуляторе, так как никакой внешний высокочастотный фильтр не может
иметь необходимую крутизну фронтов, а тем более перестраиваться во
всей полосе несущих частот. Величина комбинационных частот
определяется только качеством микросхемы квадратурного модулятора, т.е.

74
Глава 1
степенью асимметрии ее параметров, а также точностью формирования
квадратурных компонент монохроматического сигнала на рабочей
частоте. Современные широкополосные микросхемы квадратурных
модуляторов в общем случае не обеспечивают выполнение требований
стандарта ЭМС по внеполосному излучению и излучению в соседнем канале.
Недостаточно высокое подавление паразитных комбинационных
частот в микросхеме высокочастотного квадратурного модулятора во
многом связано с широким рабочим диапазоном частот микросхемы.
Производители компонент предлагают программную оптимизацию
микросхемы квадратурного модулятора в ограниченном частотном
диапазоне. Весь рабочий диапазон частот предлагается делить на относительно
небольшие области, в которых формируются поправочные
коэффициенты для малых отклонений квадратурных I/Q компонент от идеальных
значений. Эти коэффициенты отражают особенности работы конкретной
микросхемы в конкретных условиях, что позволяет получить параметры
по подавлению комбинационных частот, близкие к стандартам ЭМС.
Наиболее просто определение параметров коррекции модулирующего
сигнала достигается предварительным тестированием модулятора в
различных диапазонах частот с последующей записью поправочных
коэффициентов в память передатчика.
Передатчик с картезианской петлей автоматического
регулирования. Передатчик с картезианской петлей рис. 1.33 фактически есть
передатчик с модуляцией на нулевой несущей частоте рис. 1.31, в
котором реализуется автоматическая оперативная коррекция параметров
квадратурных компонент I/Q модулированного сигнала.
Рис. 1.33. Передатчик с картезианской петлей
Картезианская петля включает квадратурный модулятор и
квадратурный демодулятор, работа которых поддерживается одним и тем же
опорным высокочастотным сигналом, и детекторы ошибки по
квадратурным I/Q компонентам комплексного модулированного сигнала на

Архитектура
75
нулевой несущей частоте. Как и любая система автоматического
регулирования, картезианская петля обеспечивает «почти» совпадение
сигналов на входах детекторов ошибок. Другими словами, в установившемся
режиме квадратурные компоненты усиленного модулированного
сигнала I/Q с погрешностью, обратно пропорциональной коэффициенту
усиления разомкнутой петли, совпадают с идеальными квадратурными
компонентами I/Q с выхода процессора. Сигнал ошибки, который
формируется в замкнутой петле, автоматически подавляет
комбинационные частоты в спектре модулированного сигнала, отсутствующие в
идеальном модулированном сигнале.
Передатчик с нулевой промежуточной частотой и модулятором
в картезианской петле, по сравнению с передатчиком со смесителем на
ненулевой промежуточной частоте, не содержит перестраиваемых
высокочастотных фильтров и потенциально удовлетворяет требованиям
стандартов ЭМС.
Передатчик с выходным модулятором. В принципе передатчик
с нулевой промежуточной частотой может быть реализован и в
инверсном порядке включения модулятора и усилителя мощности аналогично
рис. 1.30; функциональная схема такого передатчика показана на
рис. 1.34. Квадратурные компоненты комплексной огибающей
модулированного сигнала поступают на низкочастотные линейные входы
модулятора; мощный монохроматический сигнал на требуемой несущей
частоте используется как сигнал гетеродина. Передатчик с модулятором на
выходе позволяет увеличить КПД, так как допускает использование
высокоэффективного нелинейного усилителя мощности вне зависимости от
наличия сопутствующей амплитудной модуляции в высокочастотном
модулированном сигнале. Практически функциональная схема с
выходным модулятором может использоваться только в редких случаях
амплитудной модуляции. Трудность формирования мощного
квадратурного опорного сигнала для модулятора и реализация самого мощного
квадратурного модулятора, устойчивого в диапазоне температур и
мощностей, еще больше, чем создание мощного векторного смесителя для
передатчика рис. 1.30.
Рис.1.34. Передатчик с выходным модулятором

76
Глава 1
Многоканальный передатчик. Работа нелинейных компонентов
передатчика (модулятора, смесителя, усилителя мощности)
принципиально связана с генерацией неограниченного спектра паразитных
сигналов. Подавление паразитных спектральных составляющих,
генерируемых нелинейными элементами вне рабочей полосы частот, является
основной проблемой в реализации широкополосного передатчика.
Частичным решением проблемы внеполосного излучения, которое
возникает при модуляции, является использование нулевой
промежуточной частоты, и включение модулятора в картезианскую петлю.
Значительно большие проблемы возникают с подавлением внеполосного
излучения усилителя мощности. Самый линейный усилитель генерирует
гармоники несущей частоты, намного превышающие требования
стандартов ЭМС. В принципе возможно подавление гармоник несущей
частоты при включении усилителя мощности в картезианскую петлю
рис. 1.33. Наличие сигналов на гармониках несущей частоты, которые
отсутствуют в спектре исходного (опорного) модулированного сигнала,
приведет к генерации детектором ошибки сигнала коррекции,
подавляющим эти гармоники. Практически это возможно только для
маломощных усилителей, работающих в линеаризованном режиме, близком к
квазилинейному режиму работы квадратурного модулятора
относительно маломощного модулирующего сигнала. При значительной
нелинейности усилителя мощности подавление сигналов на гармониках несущей
частоты приведет к такой глубокой линеаризации его режима работы,
что КПД усилителя будет недопустимо малым. Но и в этом случае не
достигается величина подавления внеполосного излучения,
удовлетворяющая требования ЭМС.
Рис.1.35. Двухканальный передатчик
Следовательно, выходной ФНЧ является обязательным
компонентом передатчика, а полоса пропускания ФНЧ ограничена
необходимостью подавления второй гармоники несущей частоты, т.е. не может быть
больше октавы. Для работы в большей полосе частот необходима
коммутация или перестройка выходного ФНЧ. Построение такого ФНЧ не
является простой задачей, которая дополнительно усложняется высокой
мощностью проходящего сигнала, что исключает использование
типовых коммутируемых или перестраиваемых элементов, как правило, ма-

Архитектура
77
ломощных. Разумным сочетанием простоты и многофункциональности
является многоканальная (модульная) функциональная схема
передатчика, показанная на рис. 1.35. Функциональная схема в равной степени
относится к передатчикам с нулевой или ненулевой промежуточной
частотой. Каждый канал передатчика, включающий модулятор, усилитель
мощности и ФНЧ, предназначен для работы в диапазоне частот,
заведомо меньшем октавы. Если не требуется одновременная работа
радиосетей в более широком, чем октава, диапазоне частот, то такая
функциональная схема может оказаться проще в реализации, чем использование
сложных широкополосных усилителей мощности и перестраиваемых
или коммутируемых фильтров. Тем более, что огромную проблему
представляет и построение широкополосных антенн с приемлемыми
конструктивными и эксплуатационными параметрами.
1.3.3. Усилитель мощности
Усилитель мощности (совместно с фильтром нижних частот)
является самым проблемным элементом передатчика программно-
конфигурируемого радио. Не существует замены или эквивалента
аналоговому усилителю мощности для обеспечения энергетического
потенциала радиолинии. Усилитель мощности для передатчика программно-
конфигурируемого радио должен быть широкополосным и
линеаризованным устройством, поддерживающим мультистандартный режим
работы передатчика [17].
Широкая рабочая полоса частот по определению необходима для
поддержки различных стандартов сухопутной подвижной связи.
Подавляющее большинство стандартов сухопутной радиосвязи предназначены
для работы в диапазоне частот 30... 1000 МГц. Разумеется, не весь
указанный частотный диапазон выделен для связи, но соотношение нижней
и верхней рабочей частоты более десяти показывает масштаб проблемы.
Необходимость линеаризованного режима работы усилителя
определяется видом модуляции в усиливаемом сигнале. Традиционно в
сухопутной подвижной мобильной радиосвязи используется частотная
модуляция, одно из главных преимуществ которой заключается в постоянном
значении огибающей амплитуды модулированного сигнала. В
передатчиках с частотной модуляцией используются нелинейные
высокоэффективные усилители мощности с КПД до 70%, что критически важно при
ограниченном аккумуляторном питании. Однако частотная модуляция
является спектрально не эффективной по сравнению с фазовой или
амплитудно-фазовой модуляцией. Спектрально эффективные фазо-
модулированные сигналы с ограниченным спектром и сигналы с
квадратурной амплитудной модуляцией имеют сопутствующую амплитудную
модуляцию и для их усиления требуются линеаризованные усилители
мощности. Линейное усиление требуется и для сигналов с частотным

78
Глава 1
мультиплексированием OFDM, которые обладают очень высокой
устойчивостью к искажениям при распространении в многолучевом канале.
Относительно низкий КПД является общей проблемой для всех
линеаризованных усилителей.
Формально существует возможность усиления сигналов с
сопутствующей амплитудной модуляцией с помощью нелинейного усилителя и
мощного модулятора (смесителя), как это показано на рис. 1.30, 1.34.
Однако проблемы, связанные с реализацией мощного высококачественного
нелинейного преобразователя частоты и стабилизацией его работы в
широком диапазоне рабочих частот, мощностей и температур, намного
превышают проблемы, связанные с линеаризацией мощных усилителей.
Практически в передатчиках программно-конфигурирумого радио
используются линеаризованные усилители мощности, необходимая
степень линейности которых определяется глубиной сопутствующей
амплитудной модуляции в высокочастотном модулированном сигнале.
Принято рассматривать два основных метода линеаризации:
оптимизация режима работы активных компонент и системная линеаризация.
Оптимизация режима работы активных компонент обычно предполагает
выбор оптимального угла отсечки для активных компонент и
использование отрицательной обратной связи, местной или межкаскадной. Эти
методы просты в реализации, что позволяет с минимальными затратами
получить интегральные микросхемы линеаризованных усилителей
мощности с выходной мощностью до 1 Вт и КПД, совместимый с
требованиями мобильной аппаратурой связи. Системная линеаризация
усилителей мощности обычно предполагает использование сложных
функциональных компонентов, обеспечивающих векторное
суммирование высокочастотных модулированных сигналов, усиление с
предыскажениями (predistorter), усиление со связью вперед (feedforward),
усиление в петле автоматического регулирования и т.д. Более сложные в
реализации, методы системной реализации позволяют в большей
степени уменьшить уровень искажений в спектре усиленного сигнала при
относительно высокой выходной мощности усилителя или при
многосигнальном усилении.
Оптимизация усилительного каскада. Использование линейного
режима работы транзисторов в классе А или АВ автоматически
приводит к уменьшению нелинейных искажений; идеальный усилитель в
режиме усиления класса А обеспечивает полное отсутствие сигналов на
гармониках несущей частоты в спектре выходного сигнала. Применение
полностью линейного режима характерно только для маломощных
усилителей вследствие крайне низкого КПД.
Характерной особенностью линеаризованных усилителей с
отрицательной обратной связью является наличие на входе усилителя
пассивного сумматора, объединяющего входной сигнал и небольшую долю
противофазного выходного сигнала. Существует огромное количество

Архитектура
79
вариантов и модификаций отрицательной обратной связи, а именно:
местная обратная связь, охватывающая только один усилительный элемент,
или многокаскадная, включающая несколько активных элементов;
обратная связь по высокой частоте или по постоянной составляющей.
Отрицательная обратная связь обычно проста по исполнению и совместима
с интегральной технологией, но имеет ограниченные возможности для
линеаризации режима работы усилителя, так как проявляет широкий
спектр действия: одновременно изменяется согласование активных
компонент, частотная характеристика коэффициента передачи, ток
потребления и т.д.
Линеаризация усилителя с использованием выходного
смесителя фактически представляет собой инверсную схему включения
нелинейного усилителя мощности и смесителя (модулятора),
осуществляющего преобразование спектра модулированного сигнала на несущую
частоту. Сигнал на несущей частоте в отсутствии модуляции всегда
может быть усилен высокоэффективным нелинейным усилителем до
требуемого уровня, модуляция в мощный сигнал вносится в оконечном
устройстве. Типичным примером такого рода линеаризации является
функциональная схема передатчиков с выходным модулятором рис. 1.34.
Рис.1.36. Линеаризация усилителя мощности методом EER
На рис.1.36 показан вариант линеаризованного усилителя фазомо-
дулированного сигнала с подавлением и восстановлением несущей
частоты EER (Envelope Elimination and Restoration). Предполагается, что
исходный модулированный сигнал на промежуточной частоте со//г
имеет угловую модуляцию 0(/) и сопутствующую амплитудную модуляцию
A{t). Ограничитель амплитуды подавляет амплитудную модуляцию,
детектор огибающей выделяет сигнал, пропорциональный изменению
амплитуды. После ограничителя амплитуды сигнал с угловой
модуляцией и постоянной огибающей усиливается в высокоэффективном
нелинейном усилителе мощности. Выходной амплитудный детектор восста-

80
Глава 1
навливает в усиленном сигнале подавленную ранее амплитудную
модуляцию. Очевидно, что реализовать такой квазилинейный усилитель
мощности в широкой полосе частот и с высоким качеством
модулированного сигнала невозможно. Прежде всего, ограничение амплитуды
исходного сигнала приводит переходу амплитудных искажений в
фазовые искажения (АМ/ФМ). Другими словами, в последующем
амплитудном модуляторе восстанавливается только сопутствующая амплитудная
модуляция, но внесенные ограничителем фазовые искажения никак не
компенсируются. Не меньшей проблемой является и сопряжение
передаточной характеристики амплитудного детектора и амплитудного
модулятора в широком диапазоне частот и мощностей.
Линеаризация усилителя векторным суммированием (EER,
LINC, LIST) предполагает нелинейное усиление модулированных
высокочастотных сигналов и/или baseband-сигналов в двух каналах с
различными фазовыми характеристиками и последующее суммирование с
целью компенсации нелинейных искажений.
Функциональная схема линеаризованного усиления векторного
метода LINC (Linear amplification with Nonlinear Components) показана на
рис. 1.37. Метод линеаризации LINK основан на том, что формально
комплексная огибающая сложного сигнала с амплитудной и фазовой
модуляцией (сигнал QAM или фазомодулированный сигнал с
ограниченным спектром) может быть представлена в виде суммы двух фазомо-
дулированных сигналов с неограниченным спектром:
(1.47)
где ф(/) = arccos A(t); 0(/) - фазовая траектория сигнала с угловой
модуляцией, зависящая от информационного сигнала.
Каждой компоненте комплексной огибающей в (1.47) соответствует
высокочастотный фазомодулированный сигнал с неограниченным
спектром и, соответственно, постоянной огибающей. Такой сигнал может
быть усилен нелинейным усилителем с высоким КПД, а суммарный
высокочастотный сигнал будет иметь исходную амплитудную и фазовую
модуляцию:
(1.48)
К сожалению, аппаратная реализация выражений (1.47), (1.48)
совсем не простая. Во-первых, затруднено вычисление комплексной
огибающей (1.47) для сложного сигнала (например, QAM с ограниченным
спектром) с неявно выраженной зависимостью A(t) и сложной
тригонометрической зависимостью фазы от амплитуды. Во-вторых, для
реализации (1.48) требуется очень высокая симметрия высокочастотных
смесителей и нелинейных усилителей мощности в широком диапазоне

Архитектура
81
мощностей и рабочих частот. И усилители, и умножители являются
сложными многокомпонентными устройствами, так что неизбежный
технологический разброс параметров не позволяет достичь высокой
степени линейности. Открытым также остается вопрос о величине
комбинационных частот в ближней зоне (соседнем канале), которые
неизбежно будут возникать при суммировании двух асимметричных сигналов с
одинаковой несущей частотой.
Рис.1.37. Линеаризация усилителя мощности методом LINK
Предложен вариант функциональной схемы рис.1.37, который
включает петлю амплитудной автоподстройки параметров для каждого
усилителя (GALLIUM). Из-за сложности реализации этот вариант
практического применения не находит.
Схемы векторной линеаризации, в том или ином варианте
использующие фазовые характеристики сигналов и цепей, потенциально
обеспечивают высокую степень линеаризации одновременно с высоким
КПД. Но область их применения ограничена относительно низкими
частотами, точно также как ограничена и ширина рабочей полосы частот.
Обе проблемы обусловлены особенностями реализация
симметрирующих устройств на входе и выходе усилительного каскада и/или
требованиями идентичности фазочастотных характеристик каналов усиления.
Линеаризованный усилитель со связью вперед (feedforward
amplifier) представляет собой достаточно сложное устройство,
потенциально обеспечивающее высокую степень линейности в широкой полосе
частот. Основное назначение усилителя - базовые передатчики,
предназначенные для многосигнального усиления (сигналы стандартов
связи с кодовым разделением CDMA или частотным
мультиплексированием OFDM).
Классическая функциональная схема усилителя feedforward и
поясняющие ее работу спектры сигналов показаны на рис. 1.38.
Предполагается, что усиливается одновременно два сигнала с относительно
небольшим расстоянием между несущими частотами. На выходе
основного нелинейного усилителя мощности, кроме усиленных
сигналов, присутствуют комбинационные частоты третьего порядка, которые

82
Глава 1
находятся в области частот полезных сигналов. Часть выходного
усиленного сигнала через направленный ответвитель поступает на
амплитудный детектор, который формирует сигнал ошибки между входным
сигналом и сигналом с выхода усилителя мощности. При
соответствующем выборе времени задержки входного сигнала и коэффициента связи
направленного ответвителя для выходного сигнала усилителя мощности
сигнал ошибки амплитудного детектора будет пропорционален только
величине комбинационных частот, генерированных при усилении.
Сигнал на выходе амплитудного детектора в идеальном случае не будет
содержать полезных усиливаемых сигналов, только сигнал ошибки
поступит на вход линейного маломощного усилителя ошибки. Усиленный
сигнал с выхода основного нелинейного усилителя и сигнал ошибки с
выхода усилителя ошибки поступают на выходной сумматор. При
соответствующем выборе времени задержки основного усиленного сигнала и
коэффициента усиления сигнала ошибки в дополнительном линейном
усилителе комбинационные частоты в обоих сигналах будут одинаковые
по величине и противоположные по фазе. В результате комбинационные
частоты вычитаются и отсутствуют в спектре выходного сигнала.
Рис. 1.38. Усилитель со связью вперед
Основные проблемы в реализации усилителя рис. 1.3 8 связаны
с обеспечением противофазного вычитания сигналов основного тона в
амплитудном формирователе сигнала ошибки и противофазного
вычитания комбинационных частот в выходном сумматоре. Очевидно, что
никакая предварительная настройка линий задержки, коэффициента
связи направленного ответвителя и коэффициента усиления сигнала
ошибки не обеспечит требуемой точности в рабочей полосе частот,
температур, а также долговременную стабильность. Автоматическая настройка
выходного сумматора осуществляется путем введения пилотного
тонального сигнала непосредственно на вход усилителя мощности
совместно с полезным усиливаемым сигналом. Пилотный сигнал фактически
обладает свойствами комбинационной частоты, так как отсутствует

Архитектура
83
в спектре входного сигнала, но частота этого сигнала строго
определенная, заранее известная и обычно расположена вне полосы частот
усиливаемых сигналов. Пилотный сигнал с выходного сумматора поступает
в узкополосный амплитудный детектор, который является
формирователем сигнала ошибки для управления временем задержки мощного
сигнала с выхода основного нелинейного усилителя и коэффициентом
усиления усилителя сигнала ошибки. Чем меньше величина тестового
тонового сигнала на выходе узкополосного амплитудного детектора, тем
более точно осуществляется вычитание комбинационных частот в
выходном сумматоре. Примерно по такому же алгоритму осуществляется и
настройка первого сумматора - формирователя сигнала ошибки.
Усилитель со связью вперед обеспечивает уменьшение амплитуды
комбинационных частот в спектре выходного сигнала на величину
примерно 30 дБ по сравнению с исходным уровнем, но КПД усилителя не
превышает 15% вследствие немалых затрат мощности в дополнительном
высоколинейном усилителе сигнала ошибки.
Линеаризованный усилитель с предыскажениями (predistorter
amplifier), как и усилитель со связью вперед, предназначен для
использования в базовых передатчиках для многосигнального усиления. Работа
усилителя мощности с предыскажениями основана на введении в
усиливаемый сигнал искажений, которые совместно с нелинейной
передаточной характеристикой усилителя обеспечивают почти линейную
суммарную характеристику. Иначе передаточная характеристика корректора
АЧХ для сигнала на входе усилителя мощности является обратной по
отношению к передаточной характеристике самого усилителя мощности,
что в сумме обеспечивает почти линейную зависимость выходной
мощности от входной мощности.
В простейшем варианте усилитель с предыскажениями (рис. 1.39а)
содержит нелинейный аналоговый блок, передаточная характеристика
которого в диапазоне входных сигналов является обратной к
передаточной характеристике усилителя мощности. Очевидно, что в широкой
рабочей полосе частот, температур и технологического разброса
параметров усилителя мощности компенсация нелинейных искажений с
помощью предустановленного аналогового устройства может быть
реализована только «в среднем».
Более гибким вариантом компенсации нелинейных искажений
является введение предыскажений непосредственно в модулирующий
baseband-сигнал (рис. 1.396). Предыскажения, вводимые в baseband-сигнал в
формирователе модулирующего сигнала, имеют более сложный
характер, чем предыскажения в высокочастотном аналоговом устройстве, так
как должны отражать не только нелинейность усилителя мощности, но и
нелинейность передаточной характеристики модулятора. Усложнение
алгоритма формирования сигнала коррекции вполне компенсируется
более высокой точностью линеаризации. В процессе тестовой предуста-

84
Глава 1
новки возможна запись в память процессора передатчика
корректирующих сигналов в различных диапазонах частот и температур, причем
именно для данной реализации усилителя мощности. В результате
сигнал коррекции нелинейного усилителя отражает не средние или
обобщенные параметры теоретической модели усилителя, а характеристики
конкретного усилителя в рабочей полосе частот, температур и диапазона
изменения входного сигнала. Потенциально усилитель с
предыскажениями рис. 1.39а,б обеспечивает более высокий КПД по сравнению с
усилителем со связью вперед, так как допускает использование
высокоэффективного усилителя мощности практически без дополнительных
энергопотребляющих устройств.
Рис.1.39. Нелинейный усилитель мощности с предыскажениями:
a - высокочастотные предыскажения; б- предыскажения в baseband-
диапазоне; в - адаптивные предыскажения
Адаптивный вариант усилителя с предыскажениями (рис.1.37<?)
предполагает оперативное изменение параметров предыскажающего
устройства в соответствии с текущими параметрами выходного сигнала.
Потенциально такой метод обеспечивает наибольшую точность
реализации, но практическая реализация более сложная при сопоставимом
подавлении комбинационных частот.
Первая проблема в реализации усилителя с адаптивными
предыскажениями заключается в измерении уровня комбинационных частот
(искажений) в выходном сигнале. Доля мощности усиленного сигнала

Архитектура
85
поступает в процессор (устройство анализа) через направленный ответ-
витель и демодулятор (смеситель) с преобразованием на нулевую
(ненулевую) промежуточную частоту. Уменьшение несущей частоты
необходимо для использования относительно низкочастотного АЦП с
разумным потреблением. При этом как демодулятор, так и АЦП, должны
обеспечивать минимальный уровень собственных вносимых искажений,
во всяком случае, меньше, чем ожидаемый уровень комбинационных
искажений в усиленном сигнале. Кроме того, демодулятор и АЦП
должны иметь высокий динамический диапазон для правильного
представления смеси значительного по величине полезного сигнала и малых
сигналов на комбинационных частотах. Вычисление в процессоре величины
сигналов на комбинационных частотах в присутствии мощного
полезного сигнала предъявляет высокие требования к быстродействию
процессора и величине разрядной сетки.
Вторая проблема в реализации усилителя с адаптивными
предыскажениями связана с вычислением (или выбором) параметров коррекции
амплитудно-частотной характеристики входного сигнала в режиме
реального времени. Если регулировать только амплитуду входного
сигнала, то подавление сигналов на комбинационных частотах в спектре
усиленного сигнала может быть успешным только при условии, что
генерация комбинационных частот обусловлена исключительно
амплитудными искажениями в усилителе мощности (АМ/АМ модуляция).
Если же генерация комбинационных частот сопряжена с неидеальностью
фазовой характеристики усилителя мощности (ФМ/АМ модуляция), то
необходима комплексная (двухпараметрическая) коррекция входного
сигнала. В этом случае значительно возрастает сложность определения
сигнала коррекции или объем заранее вычисленных таблиц коррекции.
Линеаризация усилителя в петле автоматического
регулирования основана на сравнении мощного сигнала с выхода усилителя с
идеальным опорным сигналом и выработки сигнала коррекции, который
управляет коэффициентом передачи усилителя мощности (рис. 1.40).
В любой замкнутой петле автоматического регулирования при
достаточно высоком коэффициенте усиления разомкнутой петли сигналы на
входах формирователя сигнала ошибки практически одинаковые. Другими
словами, сигнал на выходе нелинейного усилителя мощности «почти»
совпадает с идеальным опорным сигналом, степень совпадения зависит
от ошибок формирователя в петле обратной связи. Ненулевое значение
сигнала ошибки корректирует амплитуду сигнала на входе усилителя
таким образом, что в нелинейном усилителе «почти» подавляются
сигналы на паразитных комбинационных частотах. Существует множество
практических реализации линеаризованных усилителей, которые
отличаются частотным диапазоном с схемотехническим исполнением
формирователя сигнала коррекции и формирователя сигнала ошибки.

86
Глава 1
Обратная связь по высокой частоте предполагает непосредственное
использование доли высокочастотной мощности, полученной через от-
ветвитель на выходе усилителе мощности, для формирования сигнала
ошибки. Амплитудная и фазовая модуляция высокочастотного сигнала
на выходе усилителя мощности всегда искажены относительно
модуляции высокочастотного сигнала на входе усилителя. Формирователь
ошибки формирует действительный сигнал на несущей частоте, который
на выходе нелинейного усилителя обеспечивает «почти» совпадение
модуляции в сигнале на входе и выходе нелинейного усилителя. Степень
совпадения сигналов на входах элемента сравнения прямо
пропорциональна коэффициенту усиления разомкнутой петли. Увеличение доли
мощности, ответвляемой в цепь обратной связи для повышения
линейности, приводит к уменьшению КПД нелинейного усилителя мощности,
линеаризованного по высокочастотному управляющему сигналу.
Дополнительные трудности возникают при компенсации задержки
высокочастотного сигнала в петле обратной связи в диапазоне рабочих частот и
величины входного сигнала.
Рис. 1.40. Линеаризация в петле
обратной связи
Обратная связь на ненулевой промежуточной частоте предполагает
преобразование высокочастотного сигнала в цепи обратной связи на
фиксированную промежуточную частоту. Опорный сигнал на
формирователе ошибки также является высокочастотным модулированным
сигналом на фиксированной промежуточной частоте. Сам формирователь
сигнала ошибки совмещает генерацию действительного сигнала ошибки
на промежуточной частоте и преобразование этого сигнала на несущую
частоту. Работа преобразователей частоты в прямой и обратной ветви
обеспечивается одним и тем же синтезатором частоты, что гарантирует
когерентность сигналов в прямой и обратной ветви. Работа
формирователя ошибок на фиксированной промежуточной частоте повышает
устойчивость работы усилителя, снижает требования к стабильности
фазовых и амплитудных характеристик замкнутой петли автоматического
регулирования в диапазоне рабочих частот и диапазоне изменения
коэффициента усиления нелинейного усилителя.
Обратная связь на нулевой промежуточной частоте в виде
картезианской петли рис. 1.33 предполагает формирование сигнала ошибки в

Архитектура
87
baseband-диапазоне. Демодулятор выделяет комплексную огибающую
реального усиленного модулированного сигнала, а опорным сигналом
является идеальная комплексная огибающая, сформированная в
процессоре передатчика.
Широкополосный режим работы усилителей мощности. Не
менее сложные проблемы, чем линеаризация режима работы, связаны с
реализацией широкой рабочей полосы частот усилителя мощности. На
сегодняшний день в виде микросхем реализованы только относительно
маломощные широкополосные усилители с пиковой выходной
мощностью порядка 1 Вт в октавной полосе частот. С повышением мощности
становится критически важной проблема широкополосного
согласования мощных транзисторов. В соответствии с теоремой Боде-Фано, при
согласовании двух импедансов с помощью реактивных элементов без
диссипативных потерь существует ограничение на величину
взаимосвязанных параметров: потерь в цепи согласования А и коэффициента
трансформации г\ в полосе частот А/. Указанные три параметра
должны удовлетворять качественному неравенству
(1.49)
где С - постоянная величина.
Величина постоянной С зависит от конфигурации согласующей
цепи и типа согласуемых импедансов, но не может быть произвольно
высокой. С увеличением мощности транзисторов уменьшается их
входное сопротивление, что приводит к повышению коэффициента
трансформации г| цепи согласования входа и выхода транзисторов. В
соответствии с фундаментальным ограничением, увеличение коэффициента
трансформации г| приводит к увеличению потерь А в полосе частот А/
или уменьшению самой полосы частот согласования. Более того, с
увеличением мощности транзисторов должна уменьшаться и допустимая
величина потерь А в цепи согласования, что приводит к
соответствующему уменьшению полосы частот трансформации А/ или
коэффициента трансформации г\. В результате современные микросхемы
высокочастотных усилителей мощности с выходной мощностью 10...50 Вт
имеют рабочую полосу частот всего лишь несколько десятков мегагерц.
Подавление внеполосного излучения усилителя мощности.
Выходной фильтр нижних частот является неотъемлемой частью усилителя
мощности. Степень линеаризации усилителя мощности определяется
исключительно требованиями достоверности приема. При этом
допустимая величина внеполосного излучения -40 дБн вполне достаточна с
точки зрения отсутствия дополнительных ошибок, которые возникают
вследствие искажения параметров модуляции в усилителе мощности. Но
эта цифра очень далека от требований стандарта электромагнитной
совместимости (-70дБн и менее). Только микромощные малошумящие

88
Глава 1
усилители или операционные усилители могут иметь гармонические
составляющие основного сигнала, величина которых удовлетворяет
требованиям стандарта. В любом реальном усилителе мощности гармоники
несущей частоты присутствуют в спектре выходного сигнала, и
относительная величина этих гармоник всегда превышает максимально
допустимый уровень. Очевидно, что при работе в широкой полосе частот
(более октавы) фильтр нижних частот на выходе усилителя мощности,
подавляющий гармоники несущей частоты усиливаемого сигнала,
должен быть перестраиваемым. Высокая величина мощности, проходящей
через фильтр, исключает возможность использования электронно-
перестраиваемой емкости (варикапа). Использование мощных
коммутационных pin-диодов потребует значительных токов потребления, чтобы
исключить дополнительную генерацию гармоник основного сигнала на
нелинейности самих диодов. Следует также учитывать, что фильтры
нижних частот на выходе усилителя мощности обычно имеют сложную
аппроксимацию передаточной характеристики (Чебышева или Кауэра)
для того, чтобы обеспечить максимальное подавление при минимальном
количестве элементов и, соответственно, минимальных потерях
мощности. При этом условии коммутация отдельных элементов выходного
ФНЧ практически исключена и возможно только прямая коммутация
ФНЧ совместно с относительно узкополосным усилителем мощности,
как показано на рис. 1.35.
1.4. Синтезатор частоты
Синтезатор частоты используется в приемнике как первый
гетеродин при переносе несущей частоты модулированного сигнала на
нулевую или ненулевую промежуточную частоту. В передатчике
высокочастотный синтезатор является опорным сигналом для квадратурного
модулятора или смесителя при переносе на несущую частоту спектра
комплексной огибающей или модулированного сигнала на
промежуточной частоте. Соответственно, на параметры синтезатора частоты
накладываются самые жесткие ограничения на величину фазового шума и
величину внеполосного излучения.
В приемнике внеполосное излучение синтезатора формирует
ложные каналы приема, величина фазовых шумов синтезатора на частоте
соседнего канала практически определяет избирательность приемника
по соседнему каналу. Шум синтезатора на частоте соседнего канала
является паразитным сигналом гетеродина, который в смесителе
(демодуляторе) переносит сигналы, расположенные на соседних каналах,
непосредственно на промежуточную частоту. Последующая цифровая
фильтрация на промежуточной частоте уже никак не может изменить
соотношение полезного и мешающего сигнала в рабочей полосе частот.
В передатчике шумы синтезатора соседнего канала влияют на величину

Архитектура
89
остаточной мощности полезного модулированного сигнала в полосе
частот соседнего канала, а внеполосное излучение синтезатора
непосредственно определяет внеполосное излучение передатчика. Очевидно, что
требования по фазовым шумам и внеполосному излучению должны
выполняться во всей возможной полосе частот, генерируемых
синтезатором, при разумных габаритах и разумной величине потребляемой
мощности. На сегодняшний день существует два типа синтезаторов частоты -
синтезатор прямого синтеза DDS и синтезатор на основе замкнутой
петли ФАПЧ [15, 18].
Синтезатор прямого синтеза функционально является цифровым
делителем/умножителем частоты, который из частоты опорного
высокостабильного кварцевого генератора с высокой точностью формирует
мгновенное значение несущей частоты по наперед заданному закону.
Полностью цифровое формирование модулированного
высокочастотного сигнала на произвольной частоте с кварцевой стабильностью
наилучшим образом удовлетворяет требованиям программно-коммутируемого
радио в части реализации различных видов модуляции и стабильности
параметров модуляции. В синтезаторе прямого синтеза достигается
скорость модуляции до 64 кбит/с, что вполне достаточно для большинства
радиостанций сухопутной подвижной связи. Синтезаторы прямого
синтеза также обеспечивают очень малый фазовые шумы (до -130 дБ/Гц
при отстройке от несущей частоты 10 кГц).
Существенным недостатком синтезатора прямого синтеза является
значительное энергопотребление, особенно сильно увеличивающееся с
ростом рабочей частоты. При генерации частоты более 100 МГц
мощность потребления синтезатора превышает ватт, что ограничивает
область его применения автомобильными и базовыми радиостанциями.
Кроме того, современные синтезаторы прямого синтеза имеют
ограниченный частотный диапазон, не превышающий 400 МГц при опорной
частоте более 1 ГГц и ненормированных фазовых шумах.
Удовлетворительные значения фазовых шумов достигаются при отношениях опорной
частоты к выходной частоте не менее 4, что приводит к
дополнительному ограничению по верхней рабочей частоте. Синтезатор прямого
синтеза также имеет повышенную амплитуду сигналов на паразитных
комбинационных частотах (spurious) до -60 дБ в широкой полосе частот, что
неудовлетворительно по требованиям ЭМС на побочное излучение
передатчика и может вызвать проблемы с избирательностью по ложным
каналам приема.
Частичным решением проблемы потребляемой мощности может
быть использование относительно низкочастотного (с малым
потреблением) синтезатора прямого синтеза с последующим переносом спектра
модулированного сигнала с помощью петли ФАПЧ, как показано на
рис. 1.29. Практически такой метод означает переход к синтезаторам на
основе замкнутой петли ФАПЧ со всеми его недостатками, а именно:

90
Глава 1
многократное повышение несущей частоты модулированного сигнала в
петле ФАПЧ по отношению к частоте опорного сигнала и использование
широкополосного ГУН приводит к повышению фазовых шумов,
уменьшается рабочая полоса частот, скорость перестройки и т.д.
На сегодняшний день синтезатор прямого синтеза не
представляется перспективным компонентом для целей
программно-конфигурируемого радио. Синтезатор для ПКР должен, обязательно и в первую
очередь, генерировать высокостабильное высокочастотное колебание
в широкой полосе частот с минимальными фазовыми шумами и
минимальным внеполосным излучением. Решение только этой задачи
совершенно не очевидно и требует значительных усилий. Добавление к
функции синтезатора еще и требований по модуляции (различного типа и с
различной скоростью) дополнительно усложняет проблему и может
быть реализовано, очевидно, только за счет ухудшения основных
параметров: рабочей полосы частот, уровня шумов и внеполосного
излучения. Соединение в одном синтезаторе нескольких различных по
существу функций - стабильности частоты и изменения частоты (модуляции)
вряд ли может быть успешным.
Синтезатор на основе замкнутой петли ФАПЧ. Функциональная
схема классического аналогового синтезатора на основе замкнутой
петли ФАПЧ, показанная на рис. 1.41, позволяет получить практически
любую несущую частоту с минимальным потреблением в десятки
милливатт вне зависимости от частотного диапазона.
Рис. 1.41. Синтезатор частоты на основе петли ФАПЧ
Синтезатор ФАПЧ для программно-конфигурируемого радио
используется исключительно для целей генерации сетки
высокостабильных монохроматических колебаний с минимальным уровнем фазового
шума и минимальной амплитудой сигналов на паразитных
комбинационных частотах. Дополнительным требованием на синтезатор может
быть скорость переключения, которая регламентируется при
использовании в стандарте связи с частотным расширением спектра (frequency
hopping), временном разделении каналов (TDMA) или в режиме
временного дуплекса (TDD). Совмещение в синтезаторе на основе петли ФАПЧ
функции генерации сетки частот с функцией модулятора невозможно,
так как программно-конфигурируемое радио предусматривает поддерж-

Архитектура
91
ку любого типа модуляции в широком диапазоне несущих частот и
скоростей передачи информации. В замкнутой же петле ФАПЧ фазовая
модуляция практически не реализуется, а частотная модуляция может быть
выполнена только с демодуляцией в области низких частот, с
ограниченной скоростью и в относительно узкой полосе выходных частот.
Основной проблемой для синтезаторов на основе замкнутой петли
ФАПЧ является обеспечение широкого диапазона перестройки по
частоте при одновременном минимальном уровне фазового шума. Сама по
себе микросхема синтезатора на основе ФАПЧ является
сверхширокополосным устройством, рабочий диапазон которой по высокочастотному
входу простирается до тысяч мегагерц. Проблемным элементом является
управляемый генератор (ГУН), который по своей природе не является
широкополосным устройством. Прямое увеличение полосы перестройки
ГУН путем увеличения крутизны управления приводит к недопустимому
повышению фазовых шумов в выходном сигнале синтезатора.
Величина фазового шума в синтезаторе на основе петли ФАПЧ
определяется шумами внешних элементов (опорным и управляемым
генератором) и шумами собственно микросхемы синтезатора. В зависимости
от величины полосы пропускания замкнутой петли ФАПЧ основной
вклад в фазовые шумы выходного сигнала синтезатора вносят
собственные шумы ГУН или совместно шумы внешних элементов и микросхемы
синтезатора. На рис. 1.42 показано типовое распределение шумов в
выходном сигнале синтезатора частоты с широкой и узкой полосой
пропускания замкнутой петли ФАПЧ.
Синтезатор частоты с широкой полосой пропускания замкнутой
петли ФАПЧ реализуется в том случае, когда значение суммарных
фазовых шумов внешнего опорного генератора и микросхемы синтезатора
частоты в полосе частот соседнего канала меньше, чем шумы ГУН
(рис. 1.42). Такая ситуация отражает использование широкополосного
ГУН, с большой крутизной управления и, соответственно, большим
уровнем фазовых шумов. При максимальной полосе пропускания
петлевого ФНЧ мгновенное значение частоты ГУН «отслеживает» как сигнал
ошибки с выхода фазового детектора, так и суммарный шум опорного
генератора и микросхемы синтезатора в широкой полосе частот. В
результате шумы ГУН «замещаются» меньшими по величине шумами
внешних элементов. Потенциально использование широкополосной
петли ФАПЧ позволяет совместить широкую полосу перестройки ГУН, не
смотря на его собственный высокий фазовый шум, с сохранением в
выходном сигнале минимального постоянного уровня фазового шума,
который зависит только от опорного генератора и микросхемы
синтезатора. Проблема в реализации указанного варианта синтезатора
заключаются в том, что полоса пропускания замкнутой петли ФАПЧ зависит не
только от полосы пропускания петлевого ФНЧ, но и от крутизны
управления фазового детектора и крутизны управления ГУН. Оба эти пара-

92
Глава 1
метра не могут быть выбраны произвольно, хотя бы потому, что
крутизна управления ГУН должна быть достаточно высокой для обеспечения
перестройки во всей рабочей полосе частот. В результате могут
возникнуть проблемы с обеспечением очень широкой полосы пропускания
петли ФАПЧ для высокоскоростных стандартов связи с большим
расстоянием между каналами (например, для стандарта GSM с расстоянием
между каналами 200 кГц).
Широкополосная петля ФАПЧ
Узкополосная петля ФАПЧ
Рис. 1.42. Распределение шумов в спектре синтезатора частоты
Синтезатор частоты с узкой полосой пропускания замкнутой
петли ФАПЧ предполагает использование петлевого ФАПЧ с предельно
узкой полосой пропускания. Этот вариант реализуется в том случае,
когда совместные шумы опорного генератора и микросхемы синтезатора в
полосе частот соседнего канала больше, чем шумы ГУН (рис. 1.42). При
узкой полосе пропускания петли ФАПЧ управляемый генератор
«отслеживает» сигнал и шум опорного генератора и микросхемы синтезатора
только в узкой полосе частот, непосредственно примыкающей к несущей
частоте. На частоте соседнего канала ГУН уже является автономным
устройством, так что шумы выходного сигнала синтезатора
определяются шумами ГУН и в минимальной степени зависят от шумов опорного
генератора и шумов микросхемы синтезатора. Недостатком такой схемы
является высокие требования к фазовым шумам ГУН, что несовместимо
с широким диапазоном резонансной частоты ГУН. Простейшим
способом расширения рабочей полосы частот в синтезаторе с узкой полосой
является использование коммутируемых узкодиапазонных управляемых
генераторов на LC-элементах. Практически без особенных больших
затрат реализуется 2-3 относительно узких поддиапазона, в которых шумы
ГУН удовлетворяют требованиям ЭМС по фазовым шумам.
Ограничение использования этого метода, очевидно, определяются количеством

Архитектура
93
различных поддиапазонов и шириной каждого отдельного поддиапазона.
Наличие значительного по количеству банка коммутируемых малошу-
мящих ГУН, каждый из которых работает в узком частотном диапазоне,
приводит к недопустимому увеличению габаритов изделия.
Частично фазовые шумы в выходном сигнале синтезатора могут
быть уменьшены работой ГУН в заведомо более высокочастотном
диапазоне, чем требуемая несущая частота. При каждом делении частоты
генерированного сигнала на два теоретически происходит уменьшение
фазовых шумов со скоростью 6 дБ/октаву. При использовании этого
метода следует учитывать, что делители частоты, особенно делители
частоты с низким потреблением, сами могут вносить немалые шумы. Кроме
того, с переходом в высокочастотный диапазон увеличивается
абсолютная величина перестройки синтезатора, что опять приводит к
увеличению крутизны управления ГУН и повышению уровня шумов.
Разумным вариантом исполнения ГУН, совмещающим
возможность использования делителей высокого порядка, низкий уровень
фазовых шумов и большой диапазон перестройки, является использование
управляемого ЖИГ-резонатора. В частности, предлагается ЖИГ-
резонатор с диапазоном перестройки 2... 18 ГГц при уровне фазовых
шумов -120 дБ/Гц при отстройке на 100 кГц. Использование
минимального делителя на 8 теоретически дает дополнительное уменьшение
фазового шума на 18 дБ; относительный уровень шумов менее -130 дБ/Гц
обычно достаточен для обеспечения избирательности приемника по
соседнему каналу в узкополосных системах связи.
1.5. Антенно-фидерные устройства
Элементы антенно-фидерного тракта
программно-конфигурируемого радио, работающие в широкой полосе частот, являются одними из
самых сложных устройств для реализации. Особенно это относится к
собственно антеннам, эффективность работы которых непосредственно
зависит от их геометрических размеров, всегда ограниченных по
условиям эксплуатации. В приложении к сухопутной мобильной радиосвязи
нет необходимости рассматривать smart-антенны, фазированные
антенные решетки или сложные многодиапазонные конструкции, применимые
только для многофункциональных стационарных базовых радиостанций.
Реально в мобильной УКВ радиосвязи используются различные
комбинации вибраторных антенн, спиральные антенны радиального
излучения, малогабаритные печатные антенны (в диапазоне, близком к СВЧ).
Значительно реже используются петлевые антенны и антенны с
магнитными сердечниками, которые в большинстве случаев могут работать
только как приемные.
Рабочая полоса частот антенны ограничивается следующими
основными факторами: сохранением требуемой диаграммы направленно-

94
Глава 1
сти антенны, минимально допустимой эффективной длиной (площадью)
антенны и максимально допустимым КСВ антенны.
В мобильной радиосвязи диаграмма направленности антенны и
поляризация не является критическим параметром. Наиболее
распространенные типы укороченных малогабаритных антенн имеют диаграмму
направленности, приближающуюся к всенаправленной. Кроме того, в
условиях многочисленных отражающих объектов приемник получает
копии излученного сигнала с различных направлений. Проблемы
возникают только при очень большом эффективном размере антенны по
отношению к длине волны. В этом случае диаграмма направленности
становится многолучевой (изрезанный главный лепесток), что означает
значительное уменьшение излученной (принимаемой) мощности в
отдельных направлениях. Требования к поляризации УКВ антенн также
практически отсутствуют. В условиях многочисленных искусственных и
естественных препятствий с комплексным коэффициентом отражения
исходная поляризация излученного сигнала все равно не сохраняется и в
лучшем случае остается «преобладающей».
Важность обеспечения заданного КСВ антенны в рабочей полосе
частот определяется режимом работы антенны. Для приемника антенна
является идеальным генератором с ЭДС, равной произведению
действующей высоты (эффективной площади) антенны на напряженность
поля в области приема; внутреннее сопротивление генератора ЭДС равно
сопротивлению излучения антенны. И действующая высота, и
сопротивление излучения антенны определяются только геометрией самой
антенны и рабочей частотой и не зависят от нагрузки (входного
сопротивления приемника). При идеальном генераторе величина мощности в
нагрузке зависит только от степени рассогласования внутреннего
сопротивления генератора (антенны) и нагрузки (приемника). Можно
показать, что при действительных сопротивлениях генератора и нагрузки
уменьшению мощности на нагрузке (принимаемого сигнала) в два раза
соответствует КСВ « 5, что практически никогда не бывает в реальной
аппаратуре. Следовательно, в режиме приема допустимо значительное
рассогласование импеданса антенны и входного сопротивления
приемника без существенного уменьшения дальности радиосвязи или качества
приема. Определяющим параметром для антенны в режиме приема
является ее действующая высота (эффективная площадь), от которой
непосредственно зависит величина наведенной ЭДС на входе приемника
(амплитуда принимаемого сигнала).
В режиме передачи антенна является пассивной нагрузкой, на
которую работает неидеальный генератор - усилитель мощности
передатчика. Величина выходной мощности усилителя, особенно повышенной
мощности, критически зависит от нагрузки (рассогласования в антенно-
фидерном тракте) и рабочей частоты. Уменьшение излученной
мощности при изменении рабочей частоты обусловлено не столько рассогласо-

Архитектура
95
ванием выходного импеданса усилителя и входного импеданса антенны,
сколько прямым уменьшением собственной выходной мощности
усилителя при работе на рассогласованную нагрузку. Поэтому определяющим
фактором для максимально допустимой величины КСВ антенны в
режиме передачи является способность усилителя мощности работать на
рассогласованную нагрузку без существенного падения выходной
мощности. Как правило, КСВ нагрузки усилителя менее 2 не приводит к
существенному падению выходной мощности усилителя, максимально
допустимый КСВ оценивается величиной З...3,5.
Не менее важным фактором, ограничивающим диапазон рабочих
частот антенны передатчика, является КПД антенны, определяемый как
отношение сопротивления излучения антенны к сумме сопротивления
излучения и сопротивления омических потерь в антенне. С увеличением
рабочей длины волны X при неизменном геометрическом размере
антенны / сопротивление излучения антенны уменьшается пропорцио-
нально (ИХ) , в то время как сопротивление омических потерь остается
практически постоянным. В результате к потерям мощности излучения
вследствие уменьшения мощности передатчика при работе на
рассогласованную нагрузку и потерям на отражение части полезной мощности от
рассогласованной нагрузки добавляются тепловые потери мощности
передатчика в самой антенне.
В принципе расширение рабочей полосы частот антенны может
быть достигнуто двумя способами - построением собственно
широкополосной антенны или широкополосных антенно-согласующих устройств
для относительно узкополосной антенны.
1.5.1. Широкополосное согласование антенн
Широкополосное согласование антенн предполагает реализацию
относительно узкополосной антенны и антенно-согласующего
устройства, которые совместно обеспечивают необходимую (максимально
достижимую) полосу согласования [19, 20]. Широкополосное согласование
узкополосных антенн значительно проще в реализации, чем построение
сверхширокополосной антенны, но позволяет стабилизировать только
КСВ антенны при значительном изменении собственных параметров
антенны (КПД, сопротивления излучения, действующей высоты) в
рабочей полосе частот. В частности, в режиме приема антенна, как генератор,
будет согласована с нагрузкой (приемником), но величина принятого
сигнала (ЭДС эквивалентного генератора) будет уменьшаться с
уменьшением рабочей частоты пропорционально уменьшению действующей
высоты антенны. Аналогично в режиме передачи входной импеданс
антенны, как нагрузка усилителю мощности, будет оставаться почти
постоянным в полосе частот, что гарантирует и постоянную мощность на
выходе передатчика. Но одновременно при уменьшении рабочей часто-

96
Глава 1
ты будет уменьшаться сопротивление излучения, что приведет к
уменьшению КПД антенны. Можно утверждать, что максимальная полоса
частот согласования антенны определяется не столько возможностью схемы
согласования, сколько допустимым изменением сопротивления
излучения (мощности передатчика в эфире) и действующей высоты антенны
(чувствительности приемника по полю) в полосе частот.
К основным методам согласования антенн относится
• построение широкополосных цепей согласования на LC-элементах
и трансформаторах на основе длинных линий;
• коммутация диапазонных цепей согласования;
• коммутация геометрических размеров антенны.
Как правило, широкополосное согласование диапазонной антенны
эффективно в пределах полосы частот примерно октава, что
соответствует относительному изменению сопротивления излучения и
электрической длины менее, чем в четыре раза. В такой полосе совмещается КСВ
антенны менее 3,5 и разумное конструктивное исполнение
согласующего устройства и антенны.
При определении полосы согласования антенны следует принимать
во внимание, что сухопутная мобильная радиосвязь разрешена на
фрагментарных ограниченных участках спектра, а не во всей полосе частот
KB и УКВ диапазона. Следовательно, в радиостанции могут
использоваться коммутируемые согласующие устройства и коммутируемые
элементы антенны для оперативной реконфигурации антенно-фидерного
тракта в соответствии с выбранным частотным диапазоном. В частности,
диапазонная антенна может быть неотъемлемой частью
многоканального передатчика рис. 1.35.
Сверхширокополосное согласование. В принципе возможно
согласование диапазонной антенны в сверхширокой полосе частот,
превышающей декаду [21, 22]. Ряд фирм выпускает такого рода сверширо-
кополосные антенны в стандартном КВ-УКВ диапазоне 30...512 МГц.
Конструктивно антенны выполнены как вибраторы с устройством
широкополосного согласования в основании антенны. Длина антенны
постоянная в пределах 0,4...2 м, без коммутации (ступенчатого изменения)
геометрических размеров антенны.
Электрические характеристики антенны кардинально зависят от ее
длины. Короткие антенны с длиной порядка 0,5 м, совместимой с
персональной радиостанцией, имеют разумный КСВ<3 в указанном частотном
диапазоне, но коэффициент усиления антенны изменяется более чем на
20 дБ в рабочей полосе частот. Можно предположить, что такие антенны
необходимы только для сверхширокополосных систем радиосвязи,
поскольку трудно представить узкополосную сеть радиосвязи, в которой
допустимо изменение мощности передатчика или чувствительности
приемника более чем на 20 дБ. Антенны длиной более 1,5 м также имеют

Архитектура
97
КСВ менее 3 в рабочей полосе частот при неравномерности
коэффициента передачи менее 5 дБ. Эти параметры следует признать вполне
удовлетворительными и такого типа антенны, безусловно, могут найти
применение в качестве автомобильных и базовых антенн. К сожалению,
производители не указывают КПД антенны. Возможное наличие в
антенне диссипативных омических элементов, которые эффективно
выравнивают входной КСВ, значительно уменьшают область применения
таких сверхширокополосных антенн.
1.5.2. Частотно-независимые антенны
Частотно-независимая антенна имеет конструкцию, которая
теоретически обеспечивает постоянные электродинамические параметры в
широкой полосе частот, что является идеальным решением проблемы
работы широкополосной радиостанции в целом [23].
Сверхширокополосные антенны имеют, как правило, сложную конфигурацию и их
применение ограничено ввиду конструктивных и эксплуатационных
ограничений на габариты, конфигурацию и массу мобильной антенны.
Частотно-независимая антенна строится на основе принципа
электродинамического подобия, который утверждает неизменность
параметров антенны в диапазоне частот при сохранении ее электрической
длины. Другими словами, антенна имеет почти постоянные в полосе частот
параметры до тех пор, пока выполняется условие LIA, «const, где L -
линейный (характеристический) размер антенны, X - длина волны.
Существует несколько различных решений уравнений электродинамики,
которые удовлетворяют указанному условию и, соответственно,
определяют различные типы частотно-независимых антенн.
Спиральные антенны. В принципе бесконечную рабочую полосу
частот имеет спиральная антенна осевого излучения, форма которой
определяется только угловыми размерами. Независимость геометрии
антенны от линейных размеров автоматически означает и независимость
параметров антенны от рабочей частоты. Классическая частотно-
независимая антенна представляет собой плоскую или объемную
логарифмическую спираль, которая описывается
уравнением р(ф) = А ехр[я(ф + ф0)], где А, я, ф0 - масштабируемые постоянные,
р, Ф - переменные полярной системы координат. Принцип работы
спиральной антенны качественно объясняется непрерывным резонансом
вследствие монотонного увеличения диаметра витков спирали. В
спирали имеет место внутренняя отсечка тока, которая выражается в
значительном (сотни раз) уменьшении тока в спирали после прохождения
витка спирали, периметр которого соизмерим с длиной волны. Другими
словами, для каждой частоты существует наиболее активно излучающий
виток спирали. Витки спирали до активно излучающего витка исполня-

98
Глава 1
ют роль фидера, последующие витки в излучении не участвуют и
практически не влияют на работу антенны. В результате любая частота
излучается примерно с одинаковыми параметрами, так как всегда существует
диаметр витка, совпадающий с длиной излучаемой волны. Важно, что
каждый излучающий виток спирали является резонансным, т.е.
полноразмерной антенной. Максимальная излучаемая частота определяется
минимальным диаметром витка спирали и размерами области
возбуждения, в которой нарушается регулярность структуры (логарифмический
закон изменения размеров). Минимальная излучаемая частота
определяется максимальным диаметром логарифмической спирали.
Практическая реализация логарифмической спиральной антенны
затруднена вследствие достаточно сложной геометрической формы,
например, в виде двухзаходовой архимедовой спирали (рис. 1.436), которая
описывается зависимостью р(ф) = ац> + 6, р(ф) = я (ф - я) + Ъ , где р, ф -
полярные координаты, а,Ъ - параметры спирали. Внешний габарит
спирали, определяемый нижней рабочей частотой, может быть не мал
при работе в относительно низкочастотном диапазоне. Сокращение
размера спиральной антенны (до, примерно, 30%) достигается
использованием овального короткозамкнутого витка, как показано на рис. 1.43а [24].
Рис.1.43. Спиральная
архимедова антенна
Самосогласованные частотно-независимые антенны.
Самосогласованная (self-complementary) антенна характеризуется постоянным
входным импедансом, в рабочей полосе частот не зависящим от
топологии антенны. Входной импеданс, с точностью до сопротивления потерь,
определяется сопротивлением излучения антенны. Следовательно,
постоянный импеданс антенны в полосе частот означает и постоянные, не
зависящие от частоты, сопротивление излучения и прочие параметры
антенны, теоретически постоянным входным импедансом обладает
антенна, состоящая из последовательности электрических и магнитных
вибраторов. Вибраторы различной длины образуют, аналогично
спиральной антенне, структуру с почти непрерывным резонансом, а
чередование вибраторов с зеркальными свойствами поддерживает практически
постоянный входной импеданс. Как пример на рис. 1.44 показана логопе-

Архитектура
99
риодическая антенна с широкой диаграммной направленности, которая
имеет почти постоянные параметры в области частот, ограниченной
снизу максимальным размером вибратора. Практически возможны и
значительно более простые конфигурации [25].
Рис. 1.44. Логопериодическая
антенна
Частотно-независимые антенны с согласованными вибраторами.
Построение широкополосных антенн можно рассматривать как
определение оптимальной структуры, которая осуществляет согласование
волнового импеданса фидерной линии с волновым сопротивлением
свободного пространства. Для симметричной фидерной линии наилучшей
широкополосной конфигурацией является симметричный вибратор с
плечами в виде конусов. Волновое сопротивление биконического
вибратора с плечами бесконечной длины постоянно и определяется только
углом раскрыва конуса. В результате его максимальная и минимальная
рабочая частота, как и антенны в виде архимедовой спирали, будет
определяться длиной конуса и размерами области возбуждения. Возможны
различные практические реализации идеальных бесконечных конусов,
которые в реальных условиях ограниченной длины имеют
удовлетворительные параметры в заданной рабочей полосе частот.
Рис. 1.45. Широкополосная
биконическая антенна
Рис. 1.46. Широкополосная
многовибраторная антенна
Конструктивно конусный вибратор может быть выполнен в виде
отдельных проводников, как показано на рис. 1.45. Приемная антенна с
максимальным линейным размером менее 150 см имеет рабочую полосу
частот 30...300 МГц с погрешностью коэффициента усиления в пределах
±1.5 дБ. Еще более широкополосный вариант антенны с совмещенным

100
Глава 1
вибраторно-конусным излучателем показан на рис. 1.46. Эта антенна,
предназначенная для обзорного приемника, имеет в диапазоне частот
300...2000 МГц неравномерность коэффициента усиления ±2 дБ и
входной КСВ не более 1,5.
Общей проблемой всех частотно-независимых антенн, включая
фрактальные антенны, является их геометрия. Очевидно выполнение
антенн рис. 1.43-1.46 в виде базовых конструкций с радиопрозрачным
покрытием (кожухом). Но их реализация для персональной и даже
автомобильной радиостанции практически безнадежная.
1.5.3. Дуплексный фильтр (антенный коммутатор)
В общем случае многомодовая радиостанция может работать в
режиме частотного дуплекса, временного дуплекса или двухчастотного
симплекса. Соответственно, для обеспечения совместной работы
передатчика и приемника на одну антенну необходим дуплексный фильтр
или антенный коммутатор.
При одновременной работе передатчика и приемника в режиме
частотного дуплекса требования на характеристики дуплексного фильтра
определяются стандартом электромагнитной совместимости на
устойчивость приемника к блокированию, так как частота собственного
передатчика не совпадает с частотами соседних каналов или частотами
ложных каналов приема. Согласно стандарту ETS300H3 максимальная
величина блокирующего сигнала равна 84 дБ, что при ожидаемой
чувствительности порядка -ПОдБм соответствует абсолютной величине
мешающего сигнала -26 дБм. По европейским нормам допустимая
мощность передатчика определяется частным стандартом радиосвязи, по
российскому стандарту связи РД45.299-2002 максимально допустимая
мощность персональной радиостанции 2 Вт (33 дБм), автомобильной -
10 Вт (40дБм). Для исключения деградации качества приема
дуплексный фильтр должен обеспечивать переходное ослабление между
выходом передатчика и входом приемника примерно 60 дБ. Эта цифра может
быть несколько уменьшена за счет подавления сигнала собственного
передатчика во входном фильтре-преселекторе приемника. Однако при
относительном расстоянии между частотой приема и частотой передачи
в режиме частотного дуплекса, обычно равном 10-15%, подавление в
перестраиваемом входном фильтре приемника не будет существенным.
Можно утверждать, что оперативно перестраиваемый в широкой полосе
частот дуплексный фильтр с параметрами, удовлетворяющими
требованиям ЭМС, практически нереализуем. Реально широкополосный
дуплексный режим работы радиостанции может быть обеспечен в узкой
выделенной полосе частот или при работе радиостанции на две
разнесенные антенны - приемную и передающую - при обеспечении
значительной развязки между ними по полю. Для работы в симплексном ре-

Архитектура
101
жиме или временном дуплексе антенный коммутатор должен
обеспечивать поочередное подключение к антенне приемника или передатчика.
В режиме передачи приемник находится в режиме ожидания, что
существенно снижает требования к антенному коммутатору. Величина
переходного ослабления активный передатчик - пассивный приемник при
подключении передатчика к антенне определяется не требованиями по
блокированию для одновременно работающего приемника, а только
условием сохранения работоспособности МШУ приемника при наличии на
его входе мощного стороннего сигнала. Как правило, максимально
допустимый уровень сигнала на входе МШУ равен 1 В либо может быть
сделан таковым путем установки на входе МШУ защитных диодов.
Даже для максимально мощного передатчика базовой радиостанции с
выходной мощностью мощности 50 Вт на нагрузке 50 Ом требуемое
переходное ослабление всего 34 дБ. Максимальным переходным
ослаблением в широкой полосе частот обладают переключатели на
полевых транзисторах. Для коммутации большей мощности следует
использовать коммутаторы на pin-диодах или комбинацию pin-диодов и
транзисторных ключей.
1.6. Программная поддержка оборудования
радиоканала ПКР
При любой функциональной схеме радиостанции программно-
конфигурируемого радио необходима как минимум программная
поддержка работы аналоговой части радиостанции (трансивера), которая
обеспечивает реконфигурацию аппаратной части и модификацию
алгоритмов цифровой обработки сигналов в зависимости от рабочего
стандарта связи. Указанное программное обеспечение, согласно
концептуальной модели открытых сетей радиосвязи OSI-7, относится к двум
уровням:
• физическому уровню - цифровая модуляция/демодуляция,
оптимальная фильтрация, символьная синхронизация;
• канальному уровню (подуровень управления доступом к среде
передачи данных MAC) - реконфигурация аппаратной части трансивера в
части замкнутых систем автоматического управления коэффициентом
усиления и открытых систем управления микросхемами и
функциональными блоками.
Цифровая обработка сигнала в трансивере заключается для
приемника в оптимальной фильтрации, детектировании, символьной
(временной) синхронизации принятого цифрового сигнала и для передатчика
в формировании и оптимальному ограничению спектра модулирующего
сигнала. Конкретное выполнение указанных операций зависит от
ширины канала связи, вида модуляции, типа и параметров цифрового сигнала.

102
Глава 1
Алгоритмы цифровой обработки для распространенных сигналов
(бинарных и четырехуровневых) и типов модуляции (частотной и
дифференциальной фазовой) в целом известны и реализуются, как правило, в
DSP-процессоре. Программная поддержка операций физического уровня
при многостандартном режиме работы требует создания некоторой
программной среды, которая позволяла бы единообразным способом
получить доступ из любого стандарта связи к необходимым вычислительным
ресурсам и сформировать результат вычислений, доступный для единой
аппаратной части трансивера.
Программная поддержка трансивера является специфическим
свойством радиостанций программно-конфигурируемого радио.
Управляющий процессор радиостанции должен оперативно изменять
параметры отдельных узлов трансивера или их конфигурацию для обеспечения
работы в широком диапазоне частот, при различной ширине канала и
скорости передачи информации. Кроме того, необходима программная
стабилизация параметров аналоговых устройств радиоканала,
обеспечивающая устойчивую работу аппаратуры в условиях технологического
разброса параметров элементов, в диапазоне температуры, изменения
напряжения питания и т.п. Работа трансивера при всех
дестабилизирующих факторах, и в различных стандартах связи требует, как
минимум, наличия программной поддержки следующих функций:
• Управление антенной и антенно-согласующим устройством. Для
работы в сверхширокой полосе частот необходимо переключение между
различными типами антенн или изменение геометрических размеров
антенны путем коммутации отдельных конструктивных элементов или
переключение элементов широкополосных антенно-согласующих
трансформаторов. Основанием для модификации параметров антенно-
фидерного тракта является изменение диапазона несущей частоты
принимаемого/передаваемого сигнала. Исполнительные сигналы
формируются в открытой петле автоматического регулирования собственным
процессором радиостанции, интерфейс управления определяется типом
коммутируемых элементов.
• Управление центральной частотой и полосой пропускания фильтра-
преселектора приемника (АРЧ - открытая петля автоматического
регулирования частоты). В отличие от антенно-фидерного тракта,
управление центральной частотой пропускания входного полосового ВЧ фильт-
ра-преселектора необходимо даже в случае относительно небольшого
изменения несущей частоты принимаемого высокочастотного сигнала.
Полоса пропускания фильтра составляет единицы процента, и изменение
центральной частоты пропускания фильтра может потребоваться и при
работе в одном и том же стандарте связи. Изменение центральной
частоты фильтра достигается изменением управляющего напряжения на
варикапах, входящих в состав фильтра, или ступенчатого изменения величи-

Архитектура
103
ны реактивных элементов с помощью pin-диодов или переключателей на
полевых транзисторах. При исключительно широком диапазоне несущих
частот производится коммутация различных фильтров. Во всех случаях
изменение параметров фильтра осуществляется в открытой петле
управления по командам процессора приемника.
• Управление коэффициентом усиления линейного тракта приемника
(АРУ - замкнутая петля автоматической регулировки усиления).
Управление коэффициентом усиления МШУ и последующих усилителей
промежуточной частоты необходимо для сжатия динамического диапазона
входного сигнала до величины, меньшей динамического диапазона
АЦП. Изменение коэффициента усиления линейного тракта приемника
достигается изменением электронного режима работы самих усилителей
или коэффициента передачи электронно-управляемых аттенюаторов.
Команды на изменение коэффициента усиления формируются в
замкнутой петле автоматического управления процессором приемника по
данным с выхода датчика уровня принимаемого сигнала. Постоянная
времени замкнутой петли автоматического регулирования определяется
ожидаемым временем нестационарности радиоканала.
• Управление полосой пропускания линейной части приемника.
В соответствии с шириной канала текущего стандарта связи должна
изменяться полоса пропускания аппаратных полосовых фильтров (при
использовании ненулевой промежуточной частоты) или фильтров нижних
частот (при использовании нулевой промежуточной частоты).
Кварцевые полосовые фильтры или фильтры ПАВ не допускают электронной
перестройки и изменение полосы пропускания возможно только путем
коммутации самих фильтров. Полоса пропускания фильтра нижних
частот на операционных усилителях изменяется электронным способом с
помощью цифровых потенциометров и/или коммутируемых
конденсаторов. Независимо от модификации полосы пропускания аппаратной части
приемника, должна изменяться и полоса пропускания цифровых
фильтров основной селекции.
• Симметрирование квадратурных каналов приемника. В приемниках
с нулевой промежуточной частотой с квадратурным модулятором или
низкой промежуточной частотой с квадратурным смесителем
необходимо обеспечить достаточно высокую степень совпадения амплитудно-
частотных и фазочастотных характеристик квадратурных каналов.
Неизбежный технологический разброс параметров микросхем
сумматоров/делителей, усилителей, фазовращателей и широкий рабочий
диапазон температур выражаются в сложных искажениях передаточных
характеристик каналов. Эти искажения не могут быть компенсированы
простым изменением номиналов резисторов или конденсаторов, только
точная программная подстройка позволит достичь требуемой степени
симметрии. Поправочные коэффициенты по амплитуде, фазе и
постоянному смещению при текущих значениях несущей частоты и температу-

104
Глава 1
ры определяются при заводских испытаниях или оперативно в процессе
работы по заранее известному тестовому сигналу.
• Управление мощностью передатчика (АРМ - замкнутая петля
автоматического регулировки мощности). В соответствии с требованиями
стандарта ETS 300 113 управление мощностью передатчика не должно
быть доступно оператору связи и должно реализовываться в системе
связи автоматически. Управление может быть реализовано в открытой
петле регулирования (по величине сигнала, принимаемого в ведущей
радиостанции от ведомой радиостанции) или в замкнутой петле
регулирования (по величине сигнала, принимаемого в ведомой радиостанции).
• Управление линейностью усилителя мощности. Изменение режима
работы усилителя мощности в зависимости от глубины сопутствующей
амплитудной модуляции усиливаемого высокочастотного сигнала или
количества одновременно усиливаемых сигналов позволит в
максимальной степени экономить аккумуляторы питания. Управление режимом
работы усилителя осуществляется в открытой петле управления
изменением напряжения питания, смещения или коммутацией отдельных
компонент усилителя мощности.
• Оптимизация квадратурного модулятора. С целью выполнения
требований стандарта электромагнитной совместимости по внеполосному
излучению в передатчиках с нулевой промежуточной частотой
необходимо формирование квадратурных компонент комплексного
модулированного сигнала с учетом индивидуальных характеристик микросхемы
квадратурного модулятора и несущей частоты модулированного
сигнала. Оптимизации достигается путем небольших изменений амплитуды и
фазы квадратурных компонент при их формировании в процессоре.
Поправочные коэффициенты к идеальным квадратурным компонентам
определяются заранее при заводском тестировании передатчика. При
использовании в передатчике картезианской петли коррекции параметров
модулятора необходимо управление параметрами петли в соответствии
с рабочей частотой и величиной выходной мощности усилителя.
• Управление синтезатором частоты. Управление синтезатором
частоты осуществляется в открытой петле автоматического регулирования
по требованию центрального процессора на установку несущей частоты.
Управление заключается не только в вычислении кода требуемой
частоты, но в возможной реконфигурации синтезатора. Например, в переходе
от режима узкой, к режиму широкой петли ФАПЧ.
• Управление постоянной времени фильтра верхних частот,
подавляющего постоянную составляющую сигнала в приемнике с нулевой
промежуточной частотой. Управление осуществляется в открытой петле
автоматического регулирования для совмещения требований
минимального времени установления режима работы приемника при коммутации
прием/передача и максимальной достоверности в режиме приема
информации.

Архитектура
105
Как и для цифровой обработки сигналов, многочисленные функции
по управлению трансивером должны объединяться общей программной
платформой, обеспечивающей различных стандартам связи одинаковый
доступ к вычислительным ресурсам по управлению трансивером.
1.7. Радиостанции программно-конфигурируемого
радио
Определение программно-конфигурируемое радио (Soft Defined
Radio) не является обязательным или общеупотребительным определением
для оборудования, обладающего такого рода свойствами. Это связано с
отсутствием какого-либо сертифицирующего центра, удостоверяющего
принадлежность оборудования к классу программно-конфигурируемого
радио, с неопределенностью самого понятия ПКР и спецификой
назначения оборудования (например, военного назначения [26]). Ряд фирм
выпускает радиостанции, как персональные, так и мобильные, которые
по некоторым признакам могут быть отнесены к радиостанциям с
функциями программно-конфигурируемого радио. По-крайней мере два
основных признака программно-конфигурируемого радио присутствуют в
представленном оборудовании - широкий диапазон несущих частот и
возможность работы в различных стандартах радиосвязи.
Таблица 1.3. Радиостанции программно-конфигурируемого радио
Тип
Полоса частот,
МГц
Мощность,
Вт
Масса,
кг
Персональные радиостанции
Thales PRC-148
Harris PRC-152(C)
Harris RF5800M-HH
AselsanPRC-9651
30...512
30...512
30...512
30...512
0,5 ...5
5
5
5
0,95
1,12
1,12
-
Переносные (автомобильные) радиостанции
Harris PRC-117G
Rockwell Flexnet One
AselsanPRC-9661
EID PRC-525
30...2000
30...512
30...512
1,5...512
25
50
50
20
4,9
-
-
5,9
В табл. 1.3 приводятся основные характеристики некоторых
радиостанций фирм Telefunken, Aselsan, Harris, General Dynamix, которые по
признакам широкополосности и многомодовой работы могут быть
отнесены к классу радиостанций ПКР [27-30]. Также сделаны
предположения о возможной функциональной схеме радиостанций и их технической
реализации. Все анализируемые радиостанции относятся к классу
сухопутных радиостанций военного или двойного назначения, так
называемое «тактическое радио» (Tactical Radios). Можно предположить, что
такое функциональное назначение существующих радиостанций про-

106
Глава 1
граммно-конфигурируемого радио связано с двумя причинами:
экономической (военные и спасатели могут себе позволить пока еще
недешевое оборудование ПКР) и потребительской (невозможно оснастить
небольшое подразделение военных, спецслужбы или МЧС, тем более
персонального абонента), несколькими радиостанциями различного
стандарта и назначения.
Полностью спецификации на радиостанции табл. 1.3, в открытом
доступе по понятным причинам отсутствуют. Поэтому приведенные
ниже параметры персональных и базовых радиостанций частично
случайные, частично измерены при различных неприводимых условиях.
Отсутствуют также экономические и эксплуатационные характеристики: цена,
срок эксплуатации, набор диапазонных антенн, усилителей мощности,
фильтров и т.п.
Многодиапазонная многомодовая персональная радиостанция
Aselsan PRC-9651 предназначена для передачи речи, данных и
видеоинформации.
Основные технические характеристики радиостанции:
• диапазон рабочих частот 30...512 МГц;
• типы модуляции - узкополосная амплитудная и частотная,
широкополосная со скачками несущей частоты FHSS и цифровым расширением
спектра DSSS;
• максимальная скорость передачи данных 64 кбит/с;
• аудиокодеки CELP, MELP, режим открытого канала только для
амплитудной модуляции;
• одновременная передача речи и данных;
• Ethernet-интерфейс и интерфейс по ITU-T V.24/V.28;
• Поддерживает стандарты широкополосной пакетной
передачи данных (Broad Band Packet Radio),
узкополосной пакетной передачи данных (Narrow Band Packet
Radio), передачи данных в открытом канале (Single
Channel Radio Access);
• графический дисплей и клавиатура;
• напряжение питания 14,4 В от Li-Ion аккумуляторов;
• рабочий диапазон температур -40.. .+60°С;
• максимальная выходная мощность 5 Вт для ЧМ-
сигнала и 2,5 Вт для АМ-сигнала.
Режимы работы радиостанции:
• Диапазон VHF/FM 30... 108 МГц.
о ширина канала 25 кГц;
о шумоподавитель;
о исправление ошибок методом FEC (Forward Error Correction);

Архитектура
107
о аналоговая и цифровая (шифрованная) передача речи со
скоростью 16 кбит/с;
о шифрованная передача речи и данных в режиме ППРЧ со
скоростью 16 кбит/с;
о шифрованная и нешифрованная передача данных в
асинхронном режиме со скоростью 1,2, 2,4, 4.8 кбит/с и в синхронном
режиме со скоростью 1,2, 2,4, 4,8, 16 кбит/с;
о дополнительные функции: активное и пассивное
запаздывающее вхождение в связь, механизм адаптивного улучшения
акустического звучания, оперативная передача кодов, передача коротких
сообщений, прослушивание, режим приема без передачи,
сканирование до трех сетей (с фиксированными частотами или в
режиме ППРЧ).
• Диапазоны UHF/FM 146... 174 МГц и 406...470 МГц.
о ширина канала 25 кГц;
о шумоподавитель;
о исправление ошибок методом FEC (Forward Error Correction);
о аналоговая и цифровая (шифрованная) передача речи со
скоростью 4,8 кбит/с;
о шифрованная и нешифрованная передача данных в
асинхронном режиме со скоростями 1,2; 2,4; 4,8 кбит/с;
о дополнительные функции: включение шумоподавителя по
тональному сигналу (CTSS), оперативная передача кодов, передача
коротких сообщений, передача ключей кодирования по эфиру,
выключение станции по эфиру, срочный вызов, сканирование до трех
сетей (с фиксированными частотами или ППРЧ).
• Диапазон UHF/WBNR 225...400 МГц. Низкоскоростная передача
речи и данных в широкополосных каналах с прямым расширением
спектра DSSS и временных разделением пользователей TDMA:
о модуляция DQPSK;
о исправление ошибок методом FEC (Forward Error Correction);
о помехоустойчивое кодирование Рид-Соломон;
о речевой кодек CELP со скоростью 4,8 кбит/с, максимальная
скорость передачи данных до 112 кбит/с;
о шифрованная и нешифрованная полнодуплексная передача
данных со скоростями 2,4; 4,8; 9,6; 19,2; 38,4 кбит/с (64 кбит/с
только в синхронном режиме);
о протокол IP (со скоростью до 112 кбит/с), протокол Х.25 со
скоростью 9,6 кбит/с в режиме полного дуплекса;

108
Глава 1
о дополнительные функции: идентификатор вызывающей,
подключенной и занятой линии, удержание вызова, переадресация
вызова, заблаговременный вызов, отложенный вызов, приоритетный
вызов, организация закрытой группы, «горячая» линия, быстрый
набор, кодовый набор, передача ключей шифрации по эфиру.
• Диапазон VHF/UHF/AM 108.. .400 МГц.
о амплитудная модуляция, ширина канала 25 кГц;
о аналоговая передача речи на фиксированной частоте;
о механизм адаптивного улучшения акустического звучания;
о оперативная передача кодов.
Многодиапазонная многомодовая персональная радиостанция
Harris PRC-152 (RF-5800M-HH) предназначена для передачи речи и
данных.
Основные технические характеристики радиостанции:
• диапазон рабочих частот 3 0... 512 МГц;
• назначаемая ширина канала 5 кГц или 25 кГц (только
PRC-152);
• типы модуляции - узкополосная FM, FSK, AM, PSK,
(ASK - только RF-5800M-HH), (РСК, СРМ - только PRC-
152);
• поддерживает работу в стандарте АРС025 в
диапазоне частот 762-870 МГц;
• аудиокодек MELP;
• максимальная скорость передачи данных 56 кбит/с;
• передача ключа шифрации по эфиру;
встроенный GPS приемник;
шумоподавитель по сигналу, шуму, тону CTCSS;
встроенный микрофон/телефон;
дисплей и клавиатура;
размер (с аккумулятором) 7,4x24,4x6,4 см;
масса 1,2 кг;
рабочий диапазон температур -30...+60°С.
Передатчик:
непрерывная выходная мощность 0,25...5 Вт;
максимальная мощность пакета 10 Вт (только для PRC-152);
подавление внеполосного излучения лучше -47 дБн;
девиация 5; 6,5; 8 кГц;
стабильность частоты ± 2,5 • 10~ .
Приемник

Архитектура
109
о чувствительность по аналоговому ЧМ сигналу -116 дБм@12 дБ
SINAD;
о избирательность по соседнему каналу лучше -40 дБн.
Многодиапазонная многомодовая персональная радиостанция
Thales PRC-148 предназначена для передачи речи и данных.
Основные технические характеристики радиостанции:
• диапазон рабочих частот 30...512 МГц;
• шаг установки частоты 5 кГц или 6,25 кГц;
• встроенный микрофон/телефон;
• типы модуляции - узкополосная FM, FSK, AM;
• поддерживает работу в стандарте АРСО-25;
• аудиокодек MELP;
• ширина канала 12,5 кГц для передачи аналоговой речи;
• скорость передачи цифровой речи и цифровых данных 12 кбит/с
или 16 кбит/с;
• асинхронная передача данных со скоростью до
4.8 кбит/с;
• цифровая и аналоговая передача речи с помощью
ППРЧ;
• максимальная скорость передачи данных 56 кбит/с;
• передача ключа шифрации по эфиру;
• дисплей и клавиатура;
• интерфейс для подключения GPS-приемника;
• размер (с аккумулятором) 4x21,4x6,7 см;
• масса 0,9 кг;
• рабочий диапазон температур -30.. .+60°С.
• Передатчик
о непрерывная выходная мощность 0,1... 5 Вт;
о подавление внеполосного излучения лучше -13 дБм;
о мощность излучения в соседнем канале лучше 45 дБн;
о стабильность частоты ±110" .
• Приемник
о чувствительность по ЧМ сигналу -119 дБм@12 дБ SINAD;
о чувствительность по AM сигналу - 0,6 мкВ@10 дБ SINAD;
о избирательность по соседнему каналу -45 дБн@ ± 25 кГц;
о подавление ложных и зеркальных каналов приема -58 дБ.
Функциональная схема радиостанции Aselsan PRC-9651 и Harris
PRC-152 не может быть однозначно определена на основании
приведенных технических характеристик.

110
Глава 1
Ключевым параметром, приведенным в технических
характеристиках радиостанции, является ширина канала 25 кГц, которая назначена
для всех видов модуляции и скоростей передачи в узкополосном
радиоканале. Единственное значение ширины канала обеспечивается
использование многоуровневых сигналов (при высокой скорости передачи) и
повторением данных (при низкой скорости передачи). При высокой
скорости передачи информации символьная скорость уменьшается
относительно информационной (битовой) скорости примерно пропорционально
log2 N , где N - количество уровней модулирующего сигнала. При
низкой скорости передачи повторение информации повышает символьную
скорость. Одинаковая символьная скорость приводит к постоянной
ширине спектра модулированного сигнала, что позволяет использовать
единственный аппаратный фильтр основной селекции. Этот фильтр на
ненулевой промежуточной частоте обеспечивает почти оптимальное
ограничение спектра модулированного сигнала и избирательность по
соседнему каналу.
Небольшие габариты персональной радиостанции, скорее всего, не
оставляют места для банка коммутируемых фильтров основной
селекции, что, в свою очередь, приводит к необходимости использования
единственной промежуточной частоты. В широком диапазоне несущих
частот использование единственной ненулевой промежуточной частоты
предъявляет крайне жесткие требования к входным высокочастотным
фильтрам, которые должны обеспечивать подавление зеркальной
частоты приема. Минимальные габариты устройства, не допускают
использование высокодобротных коммутируемых или перестраиваемых
высокочастотных фильтров-преселекторов. Единственным выходом
представляется использование для подавления сигналов на соседнем
канале полифазного фильтра, который, практически не обеспечивает
подавление 70 дБ, требуемое по стандарту ЭМС для сухопутных
узкополосных систем радиосвязи. Для единственной радиостанции Thales PRC-
148 приводится величина подавления ложных и зеркальных каналов
приема лучше -58 дБн. Это очень высокое значение при использовании
только одного аппаратного полифазного фильтра. Возможно, что
параллельно с полифазным фильтром используется смеситель с подавлением
зеркального канала или программная реализация комплексного
демодулятора с низкой промежуточной частоты в baseband-диапазон.
Величина подавления внеполосного излучения передатчика -47 дБн
отражает, по-видимому, квадратурный метод модуляции без
оптимизации микросхемы модулятора. Примерно такое значение
комбинационных частот и указывается в технических данных на квадратурный
модулятор в широкополосном режиме.
Вызывает сомнение сочетание указанных в технических данных на
радиостанцию Harris PRC-152 стабильности опорного генератора

Архитектура
111
±2,5-10 и возможности использования фазомодулированных
сигналов. В общем случае применение фазомодулированных сигналов
приводит к более жестким требованиям на стабильность опорных генераторов
по сравнению с частотно-модулированными сигналами. Указанная же
нестабильность ±2,5-10" является максимально допустимой даже для
частотно-модулированных сигналов. Возможно, что имеется ввиду
бинарная фазовая модуляция, которая до некоторой степени совпадает со
100% амплитудной модуляцией.
Многодиапазонная многомодовая переносная радиостанция
последнего поколения PRC-117G; является продвинутым вариантом
распространенной радиостанции PRC-117F(C).
• полный рабочий диапазон частот 30...2000 МГц подразделяется на
поддиапазоны сухопутной радиосвязи 30...90 МГц, 90...225 МГц и
225...512 МГц, спутниковой радиосвязи 243...270 МГц, 293...318МГц
и широкополосной радиосвязи 225...2000 МГц;
• ширина канала для
узкополосной связи 5; 6,25; 8,33; 12,5; 25 кГц,
для спутниковой связи 5, 25 кГц, для
широкополосной связи 0,5; 1,2; 2,5;
5 МГц;
• интерфейс управления/ данных
Ethernet, RS2232/422, USB;
• стабильность опорного генератора ± 0,5 • Ю-0 ;
• модуляция AM, FM;
• шаг установки частоты 10 Гц для несущих частот менее 512 МГц,
для высоких частот 100 Гц;
• скорость передачи данных до 16 кбит/с;
• чувствительность приемника при -118дБм по FM-сигналу и -
110 дБм по АМ-сигналу при ЮдБ SINAD в диапазоне до 512 МГц;
• избирательность приемника 60 дБ при ЮдБ SINAD и соседнем
канале 50 кГц;
• напряжение питания 19...34 В;
• максимальная мощность потребления 65 Вт;
• масса (с батареями) 5,5 кг;
• габариты 18,8x9,4x34,5 см.
Многодиапазонная многомодовая переносная радиостанция
EID PRC-525 предназначена для цифровой передачи речи, данных и
организации локальной сети радиосвязи.
• ширина канала связи 5; 6,25; 8,33; 12,5; 25; 50 кГц;
• точность установки частоты 1 Гц;

112
Глава 1
• стабильность частоты опорного
генератора ±Ы0~ ;
• тип модуляции - цифровая и
аналоговая AM, цифровая частотная
манипуляция;
• псевдослучайная перестройка
частоты;
• максимальная скорость передачи цифровых данных 72 кбит/с;
• напряжение питания 16...30 В;
• выходная мощность 0,5.. .29 Вт;
• чувствительность приемника -115 дБм@10 дБ SINAD;
• шумоподавление приемника по уровню шума, сигнал или тона;
• габаритный размер 20x7,4x30 см.
Многодиапазонная многомодовая переносная радиостанция
Rockwell Flexnet One является перспективной разработкой, пока не
имеющей стандартного серийного
номера.
• мультимедийный сервис (включая
Ethernet и IP-протокол) со скоростью
передачи до 6 Мбит/с;
• ширина канала 25; 300; 1250;
5000 кГц;
• напряжение питания 24 В;
• габаритные размеры 28,4x13,7x33,7 см;
• температурный диапазон —40...70°С.
Список литературы к главе 1
1. Base Station System Structure. - Document SDRF-01-P-0006-V2.0.0,
www.wirelessinnovation.org.
2. Buracchini E. The Software Radio Concept. - IEEE Communications
Magazine, September 2000.
3. РД 45.299-2002. Радиостанции сухопутной подвижной службы с
угловой модуляцией. Диапазон частот 1,6... 1000 МГц. Общие
технические требования.
4. ГОСТ 12252-86. Радиостанции с угловой модуляцией сухопутной
подвижной службы, 1986.
5. Овчинников A.M., Галкин В.А., Варукин Е.П. Измерение
параметров средств цифровой радиосвязи. - Технология и средства связи.
2006, №3.

Архитектура
113
6. Radio Equipment and Systems; Land Mobile Services; Technical
characteristics and test condition for radio equipment intend for thr
transmission of data and speech and having an antenna connector. - ETS 300 113
European telecommunication Standard, June 1996.
7. Главный радиочастотный центр. Сухопутная подвижная служба. -
www.grfc.ru.
8. Pucker L. Channelization techniques for software defined radio. - ,
www.specrumsignal.com, 2005
9. R.M.Hickling. New technology facilitates true software-defined radio. -
www.rfdesign.com. April 2005.
10. Reed J. Software Radio. - Prentice Hall, 2002.
11. Vidojkovic V. Multi-Band RF front-ends with adaptive image
Rejection. - Technische Universiteit Eindhoven, 2006.
12. Laskar J. Modern Receiver Front-Ends. - Wiley&Sons, 2004.
13. Kaukovuori J. CMOS radio frequency circuits for short-range direct-
conversion receivers. - Helsinki University of Technology, 2008.
14. Jussila J. Analog Baseband Circuits for WCDMA Direct-Conversion
Receivers. - Helsinki University of Technology, 2003.
15. J.Vankka. Digital Synthesizers and Transmitters for Software Radio. -
Springer, 2005.
16. Best R. Phase-Locked Loops. Design, Simulation and Application. -
McGraw-Hill, 2003.
17. Kenington P. High-linearity RF Amplifier Design. - Artech House,
2000.
18. Shu K. CMOS PLL Synthesizers. - Springer, 2005.
19. Iyer W. Broadband impedance matching of antenna radiators. -
Worcester polytechnic institute, 2010.
20. Yarman B. Design of ultra-wideband antenna matching network. -
Springer, 2008.
21. Альшенецкий В. Широкополосные антенны для портативных
радиостанций. - Беспроводные технологии, №3. 2012.
22. www.hascall-denke.com.
23. Г.Т.Марков. Антенны. - М., Энергия, 1975г.
24. Q.Lin. A novel compact Archimedean spiral antenna with gap-
loading. -Progress in Electromagnetic research letters. Vol.3, 2008.
25. O.Klemp. Design of compact logarithmically periodic antenna
structure fo polarization-invariant UWB communication. - Proceedings of 1st ultra-
wideband expert talk. 2005.
26. Tactical Radious. - www.mcdowellresearxh.com.
27. Software Defined Networking Radious. - www.aselsan.com.
28. www.harris.com.
29. www.thalescomminc.com.
30. wvvvv.tlk-racoms.com.

Глава 2
Базовые компоненты
программно-конфигурируемого радио
Радиоканал программно-конфигурируемого радио включает
следующие базовые компоненты: смеситель, модулятор/демодулятор,
операционный усилитель/активный ФНЧ.
2.1. Операционный усилитель
Операционные усилители (ОУ) обеспечивают в приемнике
усиление и ограничение спектра модулированного сигнала на нулевой или
низкой промежуточной частоте. В передатчике операционные усилители
обеспечивают коррекцию амплитуды и фазы комплексной огибающей
при сопряжении выходного сигнала ЦАП с низкочастотным входом
квадратурного модулятора. Операционные усилители наилучшим
образом сочетают минимальное потребление, высокий коэффициент
усиления, простоту реализации фильтровой характеристики, оперативное
изменение коэффициента усиления и полосы пропускания фильтра [1-3].
2.1.1. Основные параметры и схемы включения
Работа идеального операционного усилителя иллюстрируется
упрощенной функциональной схемой усилителя рис.2.1 а.
Рис.2.1. Функциональная схема операционного усилителя:
а - для расчета усиления; б - для расчета шума
Входное сопротивление операционного усилителя Rin стремится к
бесконечности, выходное сопротивление Rout стремится к нулю, модуль
ЭДС выходного источника напряжения е стремится к бесконечности и
ограничен верхним и нижним значением напряжения питания. При этих

Базовые компоненты
115
условиях дифференциальный операционный усилитель может
рассматриваться как система автоматического регулирования с внешней
обратной связью, которая в установившемся режиме уравнивает напряжение
на входах усилителя. На рис.2.2 показаны три основные схемы
включения операционного усилителя - неинвертирующая,
инвертирующая и дифференциальная.
2.2. Основные схемы включения операционного усилителя:
a - неинвертирующая; б - инвертирующая; в - дифференциальная
Коэффициент усиления идеального ОУ. В неинвертирующем
усилителе резисторы R\ и R2 образуют делитель напряжения между
выходом и инвертирующим входом:
(2.1)
Переменное внешнее напряжение на положительном входе Vf*'
изменяет выходное напряжение до тех пор, пока не будет выполнено
условие установившегося режима в замкнутой петле автоматического
регулирования V^' = V--~'. При этом коэффициент усиления неинвер-
тирующего усилителя равен
(2.2)
В инвертирующем усилителе нулевое значение потенциала на
положительном входе Vf*' = О означает нулевой потенциал и на
отрицательном входе. При бесконечном импедансе входа усилителя токи через
резисторы Щ и R2 одинаковы, а коэффициент усиления равен
(2.3)
В принципиальных схемах рис.2.2я,б фактически реализовано
усиление входного сигнала относительно фиксированного нулевого
потенциала - для первого варианта нулевой потенциал поддерживается
подключением к земле резистора R\, для второго варианта - подключением
к земле резистора /?3 . Очевидно, что условие нулевого (или вообще ка-

116
Глава 2
кого-либо фиксированного значения) потенциала на одном из входов не
является обязательным, дифференциальный усилитель рис.2.2в
реализует общий случай усиления разности двух произвольных напряжений.
Потенциал на неинвертирующем входе равен
(2.4)
Потенциал на отрицательном входе равен
(2.5)
При равенстве потенциалов на входах операционного усилителя
Vj*' = V^ в установившемся режиме получим:
(2.6)
Полагаем, что коэффициенты усиления для сигналов на
положительном и отрицательном входе достаточно высоки, так что
(2.7)
(J учетом (2.7) выражение для усиленного сигнала на выходе
операционного усилителя (2.6) преобразуется к виду
(2.8)
Дифференциальный усилитель действительно усиливает разность
входных сигналов при достаточно большом коэффициенте усиления,
при этом выходной сигнал дифференциального усилителя не зависит от
абсолютного значения входных сигналов (разумеется, в пределах
напряжения питания ОУ). Такой же результат - усиление разности входных
сигналов согласно (2.8) - может быть получен и для произвольного
значения коэффициента усиления, если номиналы резисторов
удовлетворяют условию
(2.9)
Работа ОУ при однополярном питании. Принципиальные схемы
включения операционного усилителя рис.2.2 иллюстрируют работу
идеального устройства при двухполярном напряжении питания, так как
опорное напряжение, относительно которого происходит усиление
сигнала в инвертирующем и неинвертирующем усилителе, равно нулю.
Входной сигнал изменяется в обе стороны от опорного напряжения;
точно также, но на большую величину, изменяется и выходной сигнал.
В современных радиостанциях двухполярное питание, по ряду причин,
используется редко. При положительном однополярном питании O..Vs
значения входного напряжения, как и выходного, должны находиться
только в положительной области. Следовательно, для использования
всего возможного диапазона входных и выходных значений O...Vs и ис-

Базовые компоненты
117
ключения искажений опорное напряжение для инвертирующего и неин-
вертирующего усилителя должно равняться половине напряжения
питания (виртуальная земля). Для дифференциального усилителя
усиливаемые сигналы должны иметь постоянную составляющую, равную
половине напряжения питания. Определим выходное напряжение
операционного усилителя с однополярным питанием, используя общую схему
дифференциального усилителя рис.2.2в.
В неинвертирующем включении источник постоянного напряжения
смещения VREF = V~ подключается к резистору R\, что приводит к
появлению на отрицательном входе постоянного напряжения величиной
(2.10)
Источник усиливаемого сигнала Vin =V+ подключается к
резистору /?з' что приводит к появлению на положительном входе усилителя
напряжения величиной
(2.11)
Напряжения на обоих входах операционного усилителя должно
быть одинаковым и формальное преобразование (2.10) и (2.11) дает
(2.12)
Из выражения (2.12) следует, что коэффициент усиления
K = (\ + R2/R\) неинвертирующего усилителя при однополярном
питании определяется отношением резисторов обратной связи и совпадает с
(2.1). Выходной сигнал усилителя имеет постоянную составляющую,
совпадающую со смещением на отрицательном входе. При условии
равенства резисторов R\=Ri и одновременно R2=R$ уравнение (2.12)
преобразуется к виду
(2.13)
Как и следовало ожидать, выражение для выходного сигнала
неинвертирующего усилителя с однополярным питанием совпадает с
выражением для выходного сигнала дифференциального усилителя (2.8) при
том же самом условии (2.9).
В инвертирующем усилителе источник постоянного напряжения
смещения VREF =V+ подключается к резистору R^ , что приводит к
появлению на положительном входе постоянного напряжения величиной
(2.14)
Источник усиливаемого сигнала Vin = V~ подключается к
резистору R\, что приводит к появлению на отрицательном входе
операционного усилителя напряжения, величина которого определяется равенством
токов в резисторах обратной связи

118
Глава 2
(2.15)
Напряжения на обоих входах операционного усилителя должно
быть одинаковым и после формального преобразования (2.14) и (2.15)
получим
(2.16)
Как следует из выражения (2.16), коэффициент усиления
инвертирующего усилителя К = R2/ R\ при однополярном питании
определяется отношением резисторов обратной связи и совпадает (2.3). Величина
постоянной составляющей выходного сигнала сложным образом зависит
от всех резисторов схемы. При условии R\ = R^ и одновременно
У?2 - ^4 уравнение (2.16) преобразуется к виду
(2.17)
И для инвертирующего усилителя с однополярным питанием
выходной сигнал определяется выражением для выходного сигнала
дифференциального усилителя (2.8) при условии (2.9).
Усиление сигнала без постоянной составляющей. Усиление
переменного сигнала при однополярном питании операционного
усилителя требует не только использования постоянного напряжения смещения
(виртуального нулевого потенциала), но и постоянной составляющей
напряжения в усиливаемом сигнале. В самом деле, выходной сигнал
усилителя (2.13), (2.17) пропорционален информативному переменному
сигналу V(t) только в том случае, когда усиливаемый сигнал может
быть представлен в виде Vin = V(t) + VREF . В противном случае на
выходе усилителя появится неинформативная постоянная составляющая,
пропорциональная разности напряжения смещения VREF и постоянной
составляющей в усиливаемом сигнале.
Как правило, возникают технические трудности при введении в
полезный переменный сигнал постоянной составляющей, точно равной
напряжению смещения в операционном усилителе. Если переменный
сигнал сам по себе не содержит постоянной составляющей, то в
операционном усилителе возможна реализация нулевого коэффициента
усиления для постоянной составляющей сигнала, как это показано на
рис.2.3. Для неинвертирующего усилителя величина комплексного
сопротивления R\ -hl/ycoCj равна бесконечности на нулевой частоте, что
означает единичный коэффициент усиления постоянного напряжения на
положительном входе (режим повторителя неинвертирующего ОУ).
Величина конденсатора выбирается таким образом, чтобы его
сопротивление было практически равно нулю в полосе частот полезного сигнала.
В результате полезный сигнал вида Vin - V(t) + V0 , где V0 - произволь-

Базовые компоненты
119
ная постоянная составляющая, на выходе операционного усилителя,
равен Vin = V(t)[\ + R2 /R\] + Vq . Для инвертирующего усилителя тот же
самый эффект достигается использованием разделительного
конденсатора в цепи усиливаемого сигнала. Для постоянной составляющей
комплексное сопротивление /?i+l/ycoC| равно бесконечности, что
соответствует нулевому коэффициенту усиления; в результате постоянное
напряжение на выходе усилителя повторяет величину постоянного
смещения Vq на положительном входе. В полосе частот информативного
входного сигнала Vin = V{t) емкостное сопротивление равно нулю и
коэффициент усиления сигнала остается неизменным и равным
отношению резисторов обратной связи R21 R\.
Рис.2.3. Усилитель переменного
напряжения
Полностью дифференциальный ОУ. Типичные операционные
усилители, инвертирующие, неинвертирующие или дифференциальные
рис.2.2, имеют дифференциальный вход и несимметричный выход.
Целый ряд микросхем радиоканала, как, например, АЦП, имеют
дифференциальный вход. Для сопряжения с симметричным входом прибора
используются полностью дифференциальные операционные усилители.
Полностью дифференциальный усилитель рис.2.4 обеспечивает
высокоточное формирование дифференциального выходного сигнала
относительно некоторого фиксированного значения, которое определяется
внешним напряжением смещения V0SM . Наряду с абсолютными
значениями напряжений на входах и выходах операционного усилителя, для
характеристики его работы используются дифференциальное Vd и
среднее Ус напряжение входа и выхода:
(2.18а)
(2.186)
Для идеального симметричного полностью дифференциального
усилителя с почти бесконечным собственным коэффициентом усиления
и практически нулевым входным током выражения для выходного
напряжения следуют из формального преобразования (2.18):

120
Глава 2
(2.19а)
(2.196)
где К = R2/R\
Рис.2.4. Полностью
дифференциальный ОУ
Из (2.19) следует, что
полностью дифференциальный усилитель
в симметричном включении не
является инвертирующим по отношению
к входному дифференциальному
напряжению, а коэффициент
усиления определяется отношением
резисторов в цепи обратной связи. Если
полностью дифференциальный
усилитель возбуждается от
несимметричного источника сигнала при од-
нополярном питании, то выражения
(2.19) остаются справедливыми при условии равенства опорного сигнала
на одном из входов постоянной составляющей в усиливаемом сигнале.
Среднее значение выходного напряжения Vqsm может быть
установлено независимо от величины постоянной составляющей усиливаемого
сигнала (разумеется, в пределах допустимой величины сигнала на
выходе при заданном напряжении питания).
Основные параметры операционных усилителей. Параметры
операционных усилителей во многом определяются областью
применения устройства: прецизионное, высокочастотное, коммутационное и т.п.
К основным параметрам ОУ, общим для любого типа, относятся:
• Модуль и фаза собственного коэффициента усиления. Как правило,
приводится в виде зависимости соответствующих параметров от
частоты при отсутствии внешней обратной связи или как произведение
модуля коэффициента передачи на частоту. Частота единичного усиления
определяет максимальную рабочую полосу частот.
• Входной ток. Входное сопротивление операционного усилителя
велико, но не бесконечно, и поэтому некоторый ток всегда протекает
через его входы под действием внешнего напряжения. Этот ток создает
дополнительное падение напряжение на внутреннем сопротивлении
источника сигнала и резисторах, задающих режим работы.
• Входной ток смещения и входное напряжение смещения. Эти
параметры отражают неизбежную асимметрию входных каскадов
операционного усилителя, так что возникающий входной ток смещения
уравнивает потенциалы на входах операционного усилителя при отсутствии
внешних сигналов. Входное напряжение смещения отражает
необходимое внешнее напряжение, которое обеспечивает подавление отклонения
выходного напряжения от истинного нулевого значения.

Базовые компоненты
121
• Допустимый диапазон изменения входного (выходного) сигнала.
Определяет допустимую степень приближения амплитуды входного
(выходного) сигнала к величине напряжения питания.
• Скорость нарастания. Определяет максимально достижимую
скорость изменения выходного сигнала при мгновенном изменении
напряжения на входах усилителя.
2.1.2. Шумы и искажения е операционном усилителе
Шумы операционного усилителя, наряду с нелинейными
искажениями, являются важнейшими параметрами, определяющими выбор
типа операционного усилителя для радиоканала приемника [4, 5]. Шумы
операционного усилителя вносят свой вклад в суммарный коэффициент
шума линейной части приемника и непосредственно влияют на
чувствительность приемника, особенно в случае использования пассивного
смесителя или пассивного демодулятора. Абсолютная величина шума
операционного усилителя влияет на количество эффективных бит в АЦП,
т.е. фактически на точность представления непрерывного сигнала в
дискретном виде. Вносимые нелинейные искажения важны вследствие
многосигнального усиления в широкой полосе частот. Спектр всех сигналов
в полосе приема переносится демодулятором в baseband-диапазон или
смесителем на низкую промежуточную частоту; взаимодействие многих
сигналов на нелинейной усилительной характеристике усилителя
приводит к возникновению комбинационных частот, искажающих полезный
сигнал и снижающих интермодуляционную избирательность.
Источники шума ОУ. Для операционного усилителя принято
выделять следующие основные типы шумов: тепловой шум, фликкер-шум,
дробовый шум.
Тепловой шум или шум Джонсона, является следствием случайной
миграции носителей заряда в объеме полупроводника под действием
тепловой энергии. Хаотичное движение электронов и дырок проявляется
как шумовая разность потенциалов. Тепловой шум присутствует во всех
резистивных элементах и является белым, т.е. имеет постоянное
значение спектральной плотности мощности, зависящее только от
температуры резистора. Среднеквадратичное значение шумового напряжения или,
эквивалентно, среднеквадратичное значение шумового тока резистора,
определяется выражениями
(2.20)
где Т - абсолютная температура, К; В - полоса частот, Гц; R -
сопротивление резистора, Ом; Ne - спектральная плотность шумового
напряжения, В/уГц ; N; - спектральная плотность шумового тока, А/уГц ;
—21
к = 1.3 8 • 10 - постоянная Больцмана, дж/град.

122
Глава 2
В технических условиях на прибор тепловой шум определяется
величиной спектральной плотности мощности и тока, и напряжения.
Фликкер-шум или шум 1/ / характеризуется спектральной
плотностью мощности, величина которой обратно пропорциональной частоте.
Шум присутствует как в активных, так и пассивных элементах и обычно
связан с величиной постоянного тока. Повышение сопротивления
элемента уменьшает ток и соответственно уменьшает фликкер-шум ценой
повышения теплового шума. Квадрат эффективного напряжения (тока)
фликкер-шума определяется как
(2.21)
где Ке К ■: - спектральная плотность напряжения (тока) фликкер-шума.
В технических условиях на прибор величина фликкер-шум
определяется частотной зависимостью или максимальным значением величины
фликкер-шума в полосе частот.
Дробовый шум или шум Шоттки является следствием
неравномерности протекания тока по прибору (в частности, при прохождении через
потенциальный барьер р-n перехода) и не зависит от температуры. Шум
Шоттки, как и тепловой шум, является белым, т.е. имеет постоянную
спектральную плотность мощности в диапазоне частот.
Среднеквадратичное значение шумового тока Шоттки равно
(2.22)
где # = 1.6-10" - заряд электрона; 1^с - средний постоянный ток; В -
лоса частот; S; - спектральная плотность шумового тока Шоттки.
С учетом выражения для динамического сопротивления
rd = kTI qljc среднеквадратичное значение шумового напряжения
Шоттки равно
(2.23)
где Se - спектральная плотность шумового напряжения Шоттки.
Среднеквадратичное значение шума нескольких элементов
определяется как среднее значение квадрата напряжений каждого отдельного
элемента:
(2.24)
Шумовые напряжения от различных источников статистически
независимые, среднее значение произведения напряжения любых двух
источников рано нулю в\в2 =0. При этом условии выражение (2.24)
преобразуется к виду
(2.25)

Базовые компоненты
123
Шумовое напряжение и шумовой ток ОУ. Практически шумовые
характеристики операционного усилителя определяются спектральной
плотностью напряжения белого шума в широкой полосе частот,
спектральной плотностью напряжения фликкер-шума в области малых
частот и, в меньшей степени, спектральной плотностью тока шума Шоттки.
Это объясняется высоким входным сопротивлением операционного
усилителя по сравнению с входным сопротивлением источника.
Собственное шумовое напряжение операционного усилителя практически
полностью присутствует в суммарном напряжении на его входах, в то время
как шумовой ток создает шумовое напряжение на относительно
небольшом внутреннем сопротивлении источника сигнала.
При достаточно высоких
частотах шум ОУ
характеризуется постоянной спектральной
плотностью напряжения шума.
На частотах, ниже шумовой
Рис.2.5. Спектральная
плотность напряжения шума ОУ
частоты перегиба Fn
спектральная плотность
увеличивается по закону ЗдБ/октаву, что
отражает преобладающее
значение фликкер-шума.
Типичные зависимости спектральной
плотности напряжения шума
от частоты для малошумящего
ОУ показаны на рис.2.5.
Формально шумовая частота
перегиба Fn определяется условием равенства напряжения белого шума и
напряжения фликкер-шума Ке1\jF\j=Ne. Практически частота Fn
определяется линейной экстраполяцией зависимости спектральной
плотности фликкер-шума до пересечения с постоянной спектральной
плотностью белого шума. В лучших малошумящих операционных усилителях
шумовая частота перегиба менее 10 Гц, а спектральная плотность
мощности белого шума менее
Определим суммарное шумовое напряжение на входе
операционного усилителя. Квадрат эффективного напряжения белого шума равен
(2.26)
где FL - нижняя граница рабочего диапазона частот; FH - верхняя
граница рабочего диапазона частот; Ne - спектральная плотность
напряжения белого шума.

124
Глава 2
Квадрат эффективного напряжения фликкер-шума равен
(2.27)
где Fn - шумовая частота перехода от фликкер-шума к белому шуму.
Квадрат эффективного напряжения шума Шоттки равен
(2.28)
где Rq - сопротивление источника.
Квадрат суммарного эффективного напряжения шума на входе
операционного усилителя в рабочей полосе частот согласно (2.25) равен
(2.29)
где В = FH -FL - рабочая полоса частот, FL =1 Гц.
В отдельных случаях частотная зависимость спектральной
плотности напряжения в технических данных на прибор не приводится, а
дается максимальная абсолютная оценка шумового напряжения Vp_p в
области частот фликкер-шума ниже опреленного значения Fn. В этом
случае в выражении (2.29) квадрат эффективного напряжения фликкер-
шума (2.27) заменяется на его оценку по пиковому значению
Vf = Vp_p /6,6 и (2.29) преобразуется к виду
(2.30)
В качестве примера оценим величину суммарного входного
шумового напряжения для малошумящего операционного усилителя
LMP7732, имеющего следующие параметры: Fn=10 Гц,
Ne=2,9 нВ/^/Гц , 5/=2 пА/л/Гц в полосе частот В =10 кГц при
сопротивлении источника Ло =100 Ом. Подставляя указанные параметры в
(2.29), получим среднеквадратичное шумовое напряжение Р}Л=0,3 мкВ.
Основной вклад в шумовое напряжение Vin вносит спектральная плот-
ность напряжения белого шума Ne , в значительно меньшей степени
влияет шумовой ток S,- и величина частоты Fn перехода от постоянной
спектральной плотности белого шума к фликкер-шуму.
При оценке суммарного напряжения шума следует учитывать, что
сопротивление источника сигнала Rq может изменяться в широких
пределах, значительно превышающих возможный диапазон изменения
плотности шумового тока S/. В результате для источников сигнала с

Базовые компоненты
125
высоким внутренним сопротивлением вклад токовой компоненты в
(2.29) может быть и не малым.
Шумовая полоса частот. В уравнениях (2.26)-(2.30) используется
параметр полосы пропускания В = FH -FL, который по умолчанию
предполагает, что вне полосы пропускания коэффициент передачи равен
нулю. Практически фронты частотной характеристики коэффициента
передачи любой цепи имеют конечную крутизну, которая может быть
аппроксимирована частотной характеристикой RC-фильтра первого,
второго или третьего порядка. Конечная крутизна фронтов приводит к
эквивалентному расширению рабочей полосы частот по сравнению с
номинальной, а величина эквивалентной полосы частот B = £)(FH -FL)
непосредственно определяется порядком фильтра: q = 1,57 для фильтра
первого порядка, q = 1,11 для фильтра второго порядка, с; = 1,05 для
фильтра третьего порядка. Расширенная полоса частот и должна быть
использована в расчетах величины шума.
Выходной шум ОУ. В первом приближении выходной шум
операционного усилителя можно определить умножением входного шума
согласно (2.29) или (2.30) на коэффициент усиления по напряжению. Для
приведенного выше примера выходной шум равен 30 мкВ при
коэффициенте усиления 40 дБ. Более точное выражение для выходного шума
операционного усилителя основано на использовании эквивалентной
шумовой модели операционного усилителя рис.2.16 и включает
дополнительные шумы, вносимые резисторами обратной связи и внутренним
сопротивлением источников напряжения.
Для инвертирующего усилителя рис.2.26 выходной шум
складывается из собственных шумов операционного усилителя (источники
шумового тока и шумового напряжения), шумов резисторов обратной связи
R\, R2 и шума внутреннего сопротивления R^ источника опорного
напряжения. Шумами, вносимыми внутренним сопротивлением источника
сигнала Rq , можно пренебречь, так практически всегда
последовательный резистор цепи обратной связи R^ » R0 .
Тепловой шум резистора обратной связи R2 непосредственно
присутствует на выходе операционного усилителя, напряжение шума равно
е2 = 4kTBR2. Тепловой шум резистора обратной связи R\ проявляется
на выходе операционного усилителя с коэффициентом усиления инвер-
тирующего усилителя R21 R\, напряжение шума равно е\ = 4kTBR2 I Rx.
Тепловой шум внутреннего сопротивления источника опорного
напряжения /?з проявляется на выходе с коэффициентом усиления неинвер-
тирующего усилителя \ + R2IR\, напряжение шума равно

126
Глава 2
9 9
e3 = 4kTBR3(\ + R2/R\) . Генератор шумового тока операционного
усилителя in со спектральной плотностью St на сопротивлении R\ создает
2 2
шумовое напряжение ein = (SjR\) В, напряжение шума на выходе
увеличивается с коэффициентом усиления инвертирующего усилителя и
2 2 2
равно 2/ =(5'//?i) B(R2/R\) . Генератор шумового тока /^ с той же
спектральной плотностью на сопротивлении Л3 создает шумовое на-
2 2
пряжение ^ =(5'//?з) ^> напряжение шума на выходе увеличивается с
коэффициент усиления неинвертирующего усилителя и равно
2 2 2
е» =(£/^з) B(\ + R2/R\) • Собственный генератор шумового
напряжения , включающий белый шум и фликкер-шум, на
неинвертирующем входе операционного усилителя, приводит к появле-
2 2 2
нию выходного шума ее = еп (1 + R2 I R\) .
Суммарное выходное шумовое напряжение согласно (2.25) равно
произведению коэффициента усиления на сумму квадратов всех
шумовых ЭДС, приведенных к входу операционного усилителя:
(2.31)
где G = R2I R\ »\ + R2/R\ - коэффициент усиления.
Главное отличие уточненного выражения для напряжения
приведенного к входу шума Vin в (2.31) от упрощенного выражения (2.29)
заключается в появлении нового компонента, отражающего тепловые
шумы резисторов обратной связи R\, R2 .В частности, полная величина
шумового напряжения на входе ОУ для принятых ранее параметров
операционного усилителя LMP7732 и при внешних резисторах R\ =1 кОм,
R2= 100 кОм, /?з= 1 кОм, согласно (2.31) равна ein= 0,72 мкВ По
сравнению с ранее сделанной упрощенной оценкой входного шума 0,3 мкВ
величина входных шумов более чем удвоилась. Это означает, что
тепловые шумы, вносимые высокоомными резисторами обратной связи, не
малы и должны учитываться при точных расчетах.
Можно показать, что выходной шум для неинвертирующего
усилителя рис.2.2а также определяется выражением (2.31) при условии, что
величина резистора Я3 есть внутренне сопротивление источника
сигнала, подключенного к положительному входу. Сопротивление источника
опорного напряжения, подключаемого к резистору R\, мало по
сравнению с этим резистором и в расчетах не участвует.

Базовые компоненты
127
Коэффициент шума ОУ. Коэффициент шума является важнейшей
характеристикой любого компонента в линейной части приемника.
Коэффициент шума не указывается в технических характеристиках на
операционный усилитель, так как в общем случае его значение не
определяется однозначно внутренними параметрами ОУ, но зависит внутреннего
сопротивления источника и резисторов обратной связи. Формально
коэффициент шума есть отношение полной (суммарной) мощности
приведенного ко входу шума к мощности шума, вызванного только выходным
сопротивлением источника. Поскольку мощность шума
пропорциональна квадрату его эффективной амплитуды, то коэффициент шума также
есть отношение квадрата среднеквадратичного полного входного
напряжения шума (2.31) к квадрату среднеквадратичного напряжения
теплового шума для источника с сопротивлением Rgen:
(2.32)
где Vin - приведенное к входу эффективное напряжение шума.
Величина коэффициента шума (2.31) для микросхемы LMP7731 при
ранее определенных параметрах и внутреннем сопротивлении источника
сигнала Rgen=\№ Ом равна 15 дБ.
Следует отметить, что выражение для коэффициента шума
операционного усилителя в виде (2.32) малоинформативно, так как
операционный усилитель является устройством, которое характеризуется
коэффициентом усиления по напряжению, а не по мощности. Замена
мощности сигнала (шума) на квадрат эффективного напряжения
возможна только при равенстве входного и выходного сопротивления
прибора. Отсутствие согласования операционного усилителя по входу и
выходу с предыдущими и последующими устройствами также не позволяет
однозначно преобразовать отношение квадрата напряжений шумов
внешнего источника и внутренних шумов, приведенных ко входу, к
отношению мощностей этих шумов. Подробнее проблема адекватного
отражения шумов, вносимых несогласованными устройствами в общий
коэффициент шума линейной части приемника, рассмотрена в гл.4.
Нелинейные искажения в ОУ. Нелинейные искажения в
операционном усилителе определяются величиной отклонения реальной
передаточной характеристики операционного усилителя от идеальной
характеристики. В технических условиях на прибор указывается несколько
различных параметров нелинейности, характерных для односигнального,
двухсигнального и многосигнального усиления.
Суммарный коэффициент гармонических искажений (Total
Harmonic Distortion - THD) характеризует операционный усилитель в
режиме усиления монохроматического сигнала. Величина THD есть отноше-

128
Глава 2
ние среднеквадратичного значения амплитуд всех (практически первых
трех или пяти) гармоник основного тона к среднеквадратичному
значению амплитуды основного тона:
(2.33)
Суммарный коэффициент гармонических искажений плюс шум
(Total Harmonic Distortion plus Noise - THD+N). Как и предыдущий
параметр, наилучшим образом характеризует степень искажения
монохроматического сигнала в присутствии шума. Определяется как отношение
среднеквадратичного значения амплитуд всех (практически первых трех
или пяти) гармоник основного тона и шума к среднеквадратичному
значению амплитуды основного тона:
(2.34)
Интермодуляционные искажения (InterModulation Distortion - IMD)
характеризуют величину генерированных сигналов на комбинационных
частотах при двухсигнальном усилении. При воздействии двух
монохроматических сигналов с частотами /j и /2 на нелинейности
передаточной характеристики образуются новые сигналы на комбинационных
частотах согласно классическому выражению ±w/j ± mf2, где т,п -
целые числа. Наибольшую величину имеют сигналы на комбинационных
частотах самого низкого, третьего порядка 2/} - /2 и 2/2 - /j,
расположенные в области исходных частот /j и /2 :
(2.35)
Динамический диапазон, свободный от комбинационных частот
(Spurious Free Dynamic Range - SFDR), характеризует величину сигналов
на комбинационных частотах при многосигнальном усилении. Параметр
SFDR определяется как отношение величины сигнала основного тона
(или несущей частоты) к максимальной величине сигнала на
комбинационной частоте в выбранном диапазоне частот.
В табл.2.1 приведены параметры операционных усилителей с
низким коэффициентом шума и малыми нелинейными искажениями, что
важно для усиления смеси слабых демодулированных сигналов и
мощных сторонних сигналов. Полностью дифференциальные усилители
используется, как правило, при относительно больших уровнях сигналов,
поэтому для них основным параметром является величина нелинейных
искажений, вносимых прибором. Параметры высоколинейных
полностью дифференциальных усилителей приведены в табл. 2.2.

Базовые компоненты
129
Таблица 2.1. Малошумящие операционные усилители
Тип
AD797
AD8597
AD745
LMP7731
ОРА211
Плотность
напряжения
шума,
hB/VF^
(<1 кГц)
0,9
1
2,9
з
1
Плотность
тока
шума,
nA/VFH
(<1 кГц)
Baseband-
шум,
нВ
(<10Гц)
Analog Devices
2
2,3
0,007
50
76
380
National Semiconductor
2 | 65
Texas Instruments
2 | 80
THD,
дБ
-120
-120
-114
-94
-130
Потребление,
В/мА
10/10
10/5
10/10
3/3
5/5
Таблица 2.2 Полностью дифференциальные операционные усилители
Тип
AD8132
THS4521
Подавление
гармоник,
дБн
2-я
3-я
Плотность
напряжения
шума,
нВ/>/г^
(> 100 кГц)
Analog Device
-97 | -100 | 8
Texas Instrumet
-133 | -140 | 4,6
Плотность
тока шума,
пА/>/гц
(>100кГц)
s
1.8
its
0,6
Потребление,
В/мА
5/10
5/2
2.1.3. Операционный усилитель
с управляемой проводимостью
Типовой операционный усилитель является универсальным
функциональным элементом, на котором строятся самые различные
устройства. Операционный усилитель с управляемой проводимостью (Operation
Transconductance Amplifier - OTA) представляет собой специфический
операционный усилитель, применение которого наиболее эффективно
при построении усилителей с управляемым коэффициентом усиления
или активных фильтров с оперативно перестраиваемой частотой и/или
полосой пропускания [6].
Моделью операционного усилителя с управляемой проводимостью
является транзистор, на эмиттер которого подается входной сигнал AV ,
внешний ток базы Iabc управляет проводимостью канала транзистора
исток-сток, а выходной ток /0 есть ток коллектора (рис.2.6а). Типовым
примером прибора такого типа является усилитель с управляемой
приводимостью ОРА861, который обеспечивает 10-кратное изменение
проводимости при изменении управляющего тока в 5 раз. Возможно и
классическое построение прибора ОТА в виде операционного усилителя с

130
Глава 2
дифференциальным входом (рис.2.6б). Основу усилителя составляет
дифференциальный каскад; дифференциальный входной сигнал
поступает на базу верхних транзисторов дифференциального каскада,
управление проводимостью осуществляется изменением управляющего тока
нижнего транзистора. Дополнительно токовое зеркало (управляемый
током источник тока) исключает зависимость от нагрузки величины
выходного тока усилителя. Использование дифференциального каскада
обеспечивает больший диапазон изменения проводимости прибора.
Например, в микросхеме дифференциального усилителя с управляемой
проводимостью LM13700 изменению управляющего тока в диапазоне
1 ...100 мкА соответствует изменение проводимости в 1000 раз.
Рис.2.6. Операционный усилитель с управляемой проводимостью
Операционный усилитель с управляемой проводимостью ОТА
характеризуется высоким выходным сопротивлением, т.е. является
источником тока, величина которого определяется как разностью напряжений
на его входах, так и величиной тока через управляющий вывод.
Установка нагрузочного резистора RL на выход ОТА преобразует режим
прибора из источника тока в источник напряжения с внутренним
сопротивлением, равным RL (рис.2.бе). Величина переходной проводимости
gm и выходной ток усилителя ОТА /0 в зависимости от тока
управления Iabc определяются очевидными выражениями
где h
(2.36)
где h - крутизна управления.
В элементарном приближении крутизна управления есть обратная
величина теплового потенциала и равна h = \/VT « 30 . Усиление на
операционном усилителе с управляемой проводимостью может быть
реализовано в инвертирующем, неинвертирующем или дифференциальном
варианте в зависимости от того, на какой вход прибора подается
информационный сигнала (рис.2.бе). Согласно принципиальной модели ОТА,
выходной ток усилителя равен /0 = Sm^i» гДе Р/ ~ напряжение на одном
из входов при нулевом потенциале на другом входе. Соответственно,

Базовые компоненты
131
коэффициент усиления и выходное сопротивление усилителей Z0 в
зависимости от крутизны gm и сопротивления нагрузки RL равны
(2.37)
Отличительным свойством усилителей ОТА является явная и
линейная зависимость коэффициента усиления от проводимости gm или,
согласно (2.36), от тока управления Iabc. Сравнительно коэффициент
усиления обычного операционного усилителя определяется отношением
резисторов в цепи обратной связи. Управление изменением резисторов в
операционном усилителе в общем случае потребует больших
аппаратных затрат по сравнению с управлением током Iabc усилителя ОТА.
Рис.2.7. Инвертирующий и неинвертирующий усилитель ОТА
Усилитель ОТА может быть реализован и в классическом виде с
использованием обратной связи по отрицательному входу (рис.2.7).
Использование отрицательной обратной связи позволяет, во-первых,
расширить функциональные возможности прибора. Во-вторых,
отрицательная обратная связь уменьшает выходное сопротивление, что в
ряде случаев упрощает сопряжение с другими активными компонентами
схемы. Коэффициент усиления и выходное сопротивление для усилителя
ОТА с отрицательной обратной связью определяются выражениями
для инвертирующего усилителя
для неинвертирующего усилителя
(2.38)
(2.39)
Использование резистивной обратной связи приводит к нелинейной
зависимости коэффициента усиления от проводимости gm прибора. При
высоком значении проводимости gm выражения для коэффициентов
усиления и выходного сопротивления переходят в соответствующие
формулы для типового операционного усилителя.

132
Глава 2
2.2. Фильтры промежуточной частоты
Фильтр промежуточной частоты используется в приемниках
программно-конфигурируемого радио с целью ограничения спектра
модулированного сигнала после смесителя (демодулятора). В передатчиках
активные фильтры используются для подавления частоты сравнения и
гармоник частоты сравнения в спектре квадратурных компонент
комплексной огибающей на выходе ЦАП. Специфика применения фильтров
промежуточной частоты в приемнике программно-конфигурируемого
радио, по сравнению с узкополосным кварцевым фильтром основной
селекции в классическом супергетеродинном приемнике, заключается в
их относительно низкой добротности. Поэтому основная селекция
канала выполняется в процессоре в цифровом виде, а аппаратные фильтры
промежуточной частоты выполняют только функцию предварительной
селекции.
В приемнике с нулевой промежуточной частотой ФНЧ обеспечивает
предварительное подавление сигнала на частоте соседнего канала с
целью уменьшения величины суммарного сигнала на входе АЦП и,
следовательно, снижению требований к динамическому диапазону АЦП и
повышению точности преобразования. В приемнике с низкой
промежуточной частотой полосовой фильтр также необходим для уменьшения
суммарного сигнала, но, прежде всего, для подавления сигнала на
первой зеркальной частоте приема. В любом случае полосовой или
низкочастотный фильтр должен иметь достаточно высокий порядок для
достижения высокой величины подавления за полосой пропускания. Сама
по себе реализация таких фильтров с заданным типом характеристики на
операционных усилителях не представляет проблем. Проблемой
является оперативное изменение ширины полосы пропускания фильтра при
гарантированном подавлении на заданной частоте и сохранении
амплитудно-частотной и фазочастотной передаточной характеристики в
полосе пропускания. Изменение полосы пропускания фильтра должно
обязательно быть реализовано в приемнике программно-конфигурируемого
радио, так как работа в различных стандартах связи при различной
скорости передачи информации требует различной ширины канала связи.
Фильтры в канале промежуточной частоты приемника
ограничивают спектр модулированного сигнала по нескольким критериям. Во-
первых, подавляют паразитные комбинационные частоты, возникающие
вследствие нелинейного преобразования высокочастотного сигнала в
демодуляторе или смесителе. Во-вторых, фильтры должны в
максимальной степени подавлять сторонние мешающие сигналы, например,
сигналы на частотах соседних каналов или на первой зеркальной частоте.
Вносимое подавление, по большей части, не удовлетворяет стандарту
электромагнитной совместимости и обеспечивает только снижение
требований к динамическому диапазону последующих усилителей на про-

Базовые компоненты
133
межуточной частоте, динамическому диапазону АЦП и величине
подавления сигнала в согласованных цифровых фильтрах основной селекции.
В-третьих, фильтры должны обеспечивать ограничение спектра
модулированного сигнала для сопряжения с частотой дискретизации АЦП, т.е.
выполнять функцию anti-aliasing фильтра.
Практически на операционном усилителе может быть реализован
фильтр второго порядка; более высокие порядки достигаются
последовательным включением нескольких фильтров. Передаточная
характеристика ФНЧ второго порядка в области изображений, вне зависимости от
его реализации, определяется известной формулой
(2.40)
где Н - коэффициент передачи на нулевой частоте; Q = 4b la -
добротность полюсов фильтра; s/coc - нормированная комплексная
частота; сос - частота среза фильтра.
Таблица 2.3. Аппроксимация коэффициента передачи фильтра второго порядка
Параметр
фильтра
a
Ь
Q
Бессель
1,36
0,62
0,58
Баттерворт
1,41
1
0,71
Тип фильтра
Чебышев
0,5 дБ
1,36
1,38
0,86
Чебышев
1 дБ
1,30
1,55
0,96
Чебышев
ЗдБ
1,07
1,93
1,3
Определенный вид передаточной характеристики фильтра (Баттер-
ворта, Чебышева и т.д.) определяется коэффициентами аппроксимации
a,b, которые устанавливают взаимосвязь между электрическими
параметрами фильтра: крутизной фронта, неравномерностью коэффициента
передачи в полосе пропускания и т.п. В табл.2.3 приведены
коэффициенты аппроксимации наиболее распространенных типов фильтров
второго порядка. Фильтр Баттерворта характеризуется максимально
плоской амплитудной характеристикой коэффициента передачи в полосе
пропускания фильтра. Фильтр Бесселя характеризуется максимально
линейной фазовой характеристикой коэффициента передачи в полосе
пропускания фильтра. Фильтр Чебышева характеризуется наибольшей
крутизной фронта.
2.2.1. Активные фильтры на операционных
усилителях
Существует две базовые конфигурации активных фильтров нижних
частот второго порядка на операционных усилителях - фильтр Саллена-
Ки и фильтр с составной обратной связью [2, 3, 7].

134
Глава 2
Рис.2.8. Активный фильтр
второго порядка Саллена-Ки
Фильтр Саллена-Ки, показанный
на рис.2.8 в конфигурации для однопо-
лярного питания, характеризуется
минимальной зависимостью параметров
фильтра от параметров операционного
усилителя. Для фильтра характерно
относительно низкое отношение
максимального и минимального значений
использованных в фильтре резисторов
и конденсаторов, что означает и
примерно одинаковые требования по
точности изготовления элементов.
Передаточная характеристика фильтра (2.40) в
частотной области, выраженная через
элементы принципиальной схемы
рис.2.8, имеет вид
(2.41)
Из выражения (2.41) и табл.2.3 следует, что условие
положительного значения коэффициента аппроксимации а > 0 накладывает жесткое
ограничение на допустимую величину Н коэффициента усиления.
Максимальная величина коэффициента усиления ограничена несколькими
единицами и, как правило, не имеет существенного значения для
суммарного коэффициента усиления тракта промежуточной частоты. При
условии Н = 1 упрощается схема фильтра, так как исключается цепь
обратной связи, состоящая из резисторов R$, R4 и источник опорного
напряжения. Связь между параметрами принципиальной схемы фильтра
рис.2.8 и коэффициентами аппроксимации частотной характеристики
фильтра табл.2.3, следует непосредственно из выражения (2.41) для
передаточной характеристики при условии Н = 1:
. _ . _ ~ (2.42)
Два соотношения (2.42) не определяют однозначно значения
четырех компонент фильтра /?j, /?2, Q, C2 при выбранной частоте среза сос
и коэффициентах аппроксимации а,Ь , отражающих тип передаточной
характеристики. Очевидным дополнительным условием, которое
накладывается на соотношение между номиналами компонент фильтра для
программно-конфигурируемого радио, является требование
оперативного изменения частоты среза фильтра при сохранении выбранного типа
частотной характеристики. Полоса пропускания активного фильтра в
приемнике ПКР устанавливается в открытой петле автоматического
регулирования в соответствии с полосой частот принимаемого модулируе-

Базовые компоненты
135
мого сигнала путем изменения резистивных и/или емкостных
компонентов фильтра.
С точки зрения современной элементной базы проще всего
изменять параметры резисторов. Существуют управляемые по стандарту SPI
так называемые цифровые потенциометры, которые обеспечивают
перестройку сопротивления в диапазоне до 100 кОм с шагом несколько сот
ом. Точность установки, шумовые и динамические параметры цифровых
потенциометров вполне удовлетворяют требованиям, которые
предъявляются к компонентам тракта промежуточной частоты приемника.
Значительно труднее реализовать изменения номинала конденсаторов.
Дискретное переключение банка конденсаторов, особенно не подключенных
к нулевому потенциалу, требует большого количества
многопозиционных ключей. Применение варикапов недопустимо по несовместимости
управления емкостью варикапа постоянным напряжением и режимом по
постоянной составляющей в операционном усилителе.
Для реализации управления частотой среза выбираем одинаковые
номиналы резисторов Щ = R2 - R. При этом условии выражение для
коэффициента передачи фильтра (2.41) преобразуется к виду
(2.43)
а соотношение между номиналами компонентов фильтра и
коэффициентами аппроксимации частотной характеристики фильтра (2.42)
преобразуется к виду
(2.44)
Выражения (2.44) однозначно определяют емкости конденсаторов
С\ и С2 фильтра при выбранном значении произведения wcR и
параметрах а,Ь типа частотной характеристики фильтра. Для любого
фиксированного значения параметра ысЯ частотная характеристика
фильтра (2.43) инварианта к одновременному изменению величины
сопротивлений R\ = R2 = R при соответствующем изменении частоты
среза фильтра. Другими словами, изменение частоты среза ФНЧ при
одновременном изменении одинаковых резисторов фильтра (2.44) и
сохранении номиналов конденсаторов фильтра приводит только к
смещению передаточной характеристики фильтра по оси частот без изменения
ее формы.
Диапазон изменения сопротивлений R устанавливается в
соответствии с требуемым диапазоном изменения частоты среза фильтра сос и
реализуемыми емкостями конденсаторов С\ и С2 • Диапазон изменения
частоты среза фильтра определяется ожидаемой шириной канала в
стандарте связи. Для самого распространенного сегмента узкополосной су-

136
Глава 2
хопутной связи типичными являются каналы шириной 12,5 или 25 кГц
(узкополосные конвенциональные и транкинговые сети радиосвязи), и
200 кГц (стандарт сотовой связи GSM). Ширина спектра
модулированного сигнала, в котором сосредоточена подавляющая (более 90%) часть
мощности, не превышает половины ширины канала, остальная часть
рабочего канала отводится под защитный интервал. Следовательно,
коммутируемый ФНЧ в приемнике с нулевой промежуточной частотой
должен обеспечивать полосу пропускания примерно 5, 10 и 80 кГц при
максимальном подавлении на частоте соседнего канала.
Рис.2.9. Амплитудно-частотная и фазочастотная характеристика
коэффициента передачи активного фильтра Саллена-Ки второго порядка
На рис.2.9 показаны рассчитанные по выражению (2.43) частотные
зависимости модуля и фазы коэффициента передачи активного фильтра
нижних частот Саллена-Ки второго порядка с характеристикой Чебыше-
ва с неравномерностью 1 дБ при постоянном значении величины
конденсаторов С|=2000пФ, С2=510пФ и одновременном изменении
номиналов одинаковых резисторов R = Щ = R2 . Действительно, модуль
коэффициента передачи в полосе пропускания практически постоянный,
а в полосе запирания линейно изменяется со скоростью 12 дБ/октаву при
любой частоте среза фильтра. Изменение величины фазы коэффициента
передачи в полосе пропускания также одинаково при любой частоте
среза фильтра.
Фильтр с составной обратной связью, показанный на рис.2.10,
использует операционный усилитель как интегратор, что приводит к
большей зависимости параметров фильтра от параметров ОУ.
Операционный усилитель используется в инвертирующем включении. Независи-

Базовые компоненты
137
мая от параметров фильтра установка опорного напряжения на неинвер-
тирующем входе упрощает смещение ОУ при однополярном питании.
Фильтр с составной обратной связью имеет частотную характеристику,
которая также определяется общим выражением (2.40) и выражается
через номиналы принципиальной схемы рис.2.10 следующим образом:
(2.45)
где Н = R2/ R\ - коэффициент усиления фильтра на нулевой частоте.
В отличие от фильтра Саллена-Ки, конфигурация фильтра с
составной обратной связью не накладывает ограничений на выбор
коэффициента усиления, а сам коэффициент усиления на нулевой частоте
непосредственно зависит от резисторов фильтра. Связь между параметрами
принципиальной схемы фильтра с составной обратной связью и
коэффициентами аппроксимации частотной характеристики фильтра табл.2.3,
следует непосредственно из выражения (2.45):
(2.46)
Три соотношения (2.46),
связывающие номиналы пяти компонентов
фильтра при выбранной частоте среза
сос и коэффициентах а, Ъ,
отражающих тип передаточной характеристики,
не определяют однозначно номиналы
компонент Щ, R2, Rj, C\, C2 • Как и
для фильтра Саллена-Ки,
дополнительным условием на взаимосвязь между
номиналами компонент фильтра
является возможность оперативного
изменения полосы пропускания фильтра
при минимальном количестве
изменяемых компонентов и минимальном
искажении выбранной передаточной характеристики фильтра.
Условие R2 = R^ = R, аналогичное фильтру Саллена-Ки, приводит
к следующей модификации выражений (2.45), (2.46):
Рнс.2.10. Активный фильтр
второго порядка с составной
обратной связью
(2.47)
(2.48)

138
Глава 2
Выражения для номиналов компонент фильтра с составной
обратной связью (2.48) отличаются от аналогичных выражений для фильтра
Саллена-Ки (2.44) только наличием коэффициента усиления Н ,
отличного от единицы. Сохранение постоянного коэффициента усиления Н ,
независимого от частоты среза, приводит к требованию изменения и
резистора Щ одновременно с резисторами R2 = R^ = R • Следовательно,
условия независимости амплитудной и фазовой передаточной
характеристики фильтра с составной обратной связью от частоты среза сос
требуют одновременного изменения всех трех резисторов фильтра. При
постоянном значении параметра wcR и коэффициента усиления Н,
установленного переменным резистором R\, однозначно выбираются
номиналы С] и С2 конденсаторов фильтра. Одновременное изменение
одинаковых резисторов R2 = R3 = R и резистора R\ при сохранении
емкостей конденсаторов С\ и С2 приводит к пропорциональному
изменению частоты среза фильтра. Таким образом, фильтр с составной
обратной связью позволяет изменять частоту среза при сохранении формы
передаточной характеристики и заданный коэффициент усиления, как и
фильтр Саллена-Ки.
Изменение номиналов всех трех резисторов фильтра для изменения
частоты срезы ФНЧ без искажения передаточной характеристики
требует относительно больших аппаратных затрат для коммутации
резисторов. В принципе возможно сокращение количества переменных
резисторов ценой отказа от полного сохранения исходного типа частотной
характеристики при изменении частоты среза фильтра. Полагаем, что
резисторы R\,R2, определяющие коэффициент усиления Н = R2/R\9
остаются постоянными, а частота среза изменяется только изменением
резистора /?3 • В этом случае выражение для коэффициента передачи
фильтра с составной обратной связью (2.45) и преобразуется к виду
(2.49)
Параметры аппроксимации передаточной характеристики фильтра
(2.46) будут однозначно связаны с единственным переменным
резистором #з» если ввести дополнительное ограничение на диапазон
номиналов сопротивлений R2 « R^:
(2.50)
Выражения (2.50) в принятых ограничениях однозначно
определяют номиналы конденсаторов и резисторов фильтра при заданных значе-

Базовые компоненты
139
ниях коэффициентов аппроксимации а, Ъ частотной характеристики
фильтра, коэффициента усиления на нулевой частоте Н (при
выбранных значениях резисторов /?j, R2) и параметра сос/?3 • Из (2.50) также
следует, что изменение величины единственного переменного резистора
Щ, приведет к пропорциональному изменению частоты среза сос при
сохранении частотной характеристики фильтра.
Рнс.2.11. Амплитудно-частотная и фазочастотная характеристика
коэффициента передачи активного фильтра Саллена-Ки второго порядка
На рис.2. И показаны амплитудно-частотные и фазочастотные
характеристики фильтра второго порядка с составной обратной связью,
полученные при различных значениях резистора К-^ и постоянных
компонентах Кх = R2=\0 кОм, (^=510 пФ, С2=3300пФ. Сравнение
частотных характеристик фильтра с уменьшенным числом переменных
компонент рис.2.11 и частотных характеристик фильтра с полным
числом переменных компонент рис.2.9 показывает, что в целом эти
зависимости близки.
Фильтр на полностью дифференциальном операционном
усилителе совмещает функции селекции сторонних сигналов с функциями
anti-aliasing фильтра для АЦП и сопряжения асимметричного выхода
источника сигналов с симметричным (дифференциальным) входом
АЦП. На рис.2.12 показан фильтр третьего порядка (два активных
полюса и один пассивный полюс), реализованный на полностью
дифференциальном операционном усилителе. Активный фильтр показан в
конфигурации ФНЧ с составной обратной связью (рис.2.10). Фильтр Саллена-Ки
для полностью дифференциальных усилителей фирмами-изготовите-

140
Глава 2
лями компонент не рекомендуется в силу особенности режима работы
самого полностью дифференциального усилителя.
Рис.2.12. Активный фильтр
третьего порядка на полностью
дифференциальном ОУ
Передаточная характеристика фильтра рис.2.12 определяется
произведением передаточной характеристики (2.45) общего вида для
активного фильтра второго порядка с составной обратной связью (рис.2.10) и
дополнительного пассивного фильтра С3,/?4 первого порядка на выходе
усилителя:
(2.51)
Расчет элементов фильтра при заданном коэффициенте усиления и
полосе пропускания непосредственно по передаточной характеристике
(2.51) достаточно громоздкий и требует не совсем очевидного
предварительного выбора номиналов отдельных элементов. Практически более
удобно рассчитать номиналы компонентов активного фильтра второго
порядка с составной обратной связью рис.2.10 и отдельно номиналы
компонентов независимого пассивного фильтра.
Шумовые характеристики активного фильтра определяются по
той же методике, которая была использована для получения выражения
(2.31) эффективного выходного шумового напряжения операционного
усилителя. Реактивные элементы фильтра без учета конечной
добротности не вносят вклад в суммарный шум. Но реактивное сопротивление
влияет на коэффициент передачи, от которого зависит величина шума на
выходе фильтра. Практически в полосе пропускания ФНЧ передаточная
характеристика близка к постоянной величине, что означает отсутствие
влияния реактивных элементов на частные коэффициенты передачи
шума на выход фильтра от резисторов. Следовательно, эффективное
шумовое напряжение на выходе активного фильтра на операционном
усилителе в полосе пропускания фильтра первом приближении совпадает с
собственными шумами операционного усилителя.

Базовые компоненты
141
2.2.2. Активные фильтры на операционных
усилителях с управляемой проводимостью
Активный фильтр на операционных усилителях с управляемой
проводимостью, так называемый фильтр ОТА-С, позволяет построить
фильтр нижних частот или полосовой фильтр с исключительно простым
управлением полосой пропускания [8, 9].
H-
Рис.2.13. Фильтр нижних частот ОТА-С:
а - первого порядка; б - второго порядка
Функциональная схема элементарного ФНЧ первого порядка
показана на рис.2.13а. Эта схема является прямой схемной реализации
выражения для передаточной характеристики усилителя ОТ А (2.37) при
замене омической нагрузки RL на селективную RC-нагрузку.
Коэффициент передачи ФНЧ первого порядка и частота среза фильтра
(2.52)
Функциональная схема элементарного фильтра второго порядка с
единичным усилением на операционном усилителе с управляемой
проводимостью показана на рис.2.136. Передаточная характеристика
фильтра второго порядка в общем случае определяется выражением (2.40) и
выражается через номиналы элементов принципиальной схемы рис.2.136
следующим образом:
(2.53)
Коэффициенты аппроксимации стандартной частотной
характеристики фильтра табл.2.3 и коэффициенты выражения для передаточной
характеристики ФНЧ (2.53) связаны очевидными соотношениями
(2.54)
где сос - частота среза фильтра.

142
Глава 2
Два уравнения (2.54) не определяют однозначно четыре компонента
схемы: проводимость усилителей ОТ A gwj, gm2 и емкости
конденсаторов С\, С2. Как и ранее, введем дополнительные условия, которые
обеспечивают изменение частоты среза фильтра сос при изменении
параметров элементов и режима работы усилителей ОТА при сохранении
амплитудно-частотной и фазочастотной характеристики фильтра.
Примем для дальнейшего анализа, что проводимости усилителей ОТА
одинаковые gm\ -gm2 = 8т > Т0ГДа уравнения (2.54) преобразуются к виду
(2.55)
Из выражений (2.55) следует, что передаточная характеристика
фильтра нижних частот ОТА-С является инвариантной к изменению
частоты среза фильтра сос при сохранении неизменным параметра
coc/gm. Величина параметра coc/gw выбирается из требуемых
значений частоты среза сос и реализуемой проводимости gm усилителей
ОТА. При выбранном фиксированном значении сос / gm выражения
(2.55) однозначно определяют значения емкости конденсаторов фильтра
Cj, С2. Таким образом, полоса сос пропускания фильтра нижних частот
ОТА-С линейно изменяется с изменением проводимости gm
(изменением управляющего тока) усилителя при сохранении заданной
амплитудной и фазовой передаточной характеристики фильтра. Поскольку
управляющий ток может непосредственно изменяться контроллером или
любым другим цифровым устройством через ЦАП, то достигается
полностью цифровое управление полосой пропускания фильтра без
дополнительной схемы управления, коммутируемых элементов, элементов
блокировки, развязки и т.п.
Легко заметить, что передаточная характеристика фильтра ОТА-С
(2.53) при условии gwl =gm2 = gm полностью совпадает с передаточной
характеристикой фильтра Саллена-Ки (2.43) при условии Ri=R2=R.
Точно также совпадают и выражения для определения реактивных
компонентов фильтра ОТА-С (2.55) и фильтра Саллена-Ки (2.44) при замене
проводимости gm = 1 / R усилителя ОТА на сопротивление R для
операционного усилителя. Следовательно, амплитудно-частотные и фазо-
частотные характеристики фильтра Саллена-Ки на операционных
усилителях, показанные на рис.2.9, полностью и без изменений описывают
также и характеристики ФНЧ второго порядка на операционных
усилителях с управляемой проводимостью рис.2.136.
Недостатки усилителей ОТА, а также и фильтров на их основе,
заключаются в высоком, по сравнению с обычными операционными уси-

Базовые компоненты
143
лителями, коэффициенте шума и коэффициенте нелинейных искажений,
а также в относительно небольшой номенклатуре серийно выпускаемых
усилителей ОТА.
2.2.3. Комплексный фильтр
Комплексный фильтр [10, 11] используется для подавления первой
зеркальной частоты в приемниках с низкой промежуточной частотой.
В приемнике сигнал на низкой промежуточной частоте формируется
с помощью квадратурного смесителя в виде комплексного сигнала,
спектр которого расположен только в одной области частот -
положительной или отрицательной. Спектры комплексных сигналов на
промежуточной частоте, полученные в результате преобразования
высокочастотного сигнала, расположенного на рабочей и зеркальной частоте,
находятся в различных областях спектра. Следовательно, идеальный
комплексный фильтр, имеющий частотную характеристику рис. 1.136,
подавляет сигнал на промежуточной частоте, полученный в результате
преобразования с первой зеркальной частоты приема.
Идеальное преобразование спектра сигнала с рабочей частоты в
одну область спектра промежуточной частоты, а с зеркальной частоты - в
другую область спектра, возможно только в идеальном квадратурном
смесителе. Другими словами, для полного разделения по частоте
преобразованных сигналов необходимы безошибочные квадратурные
компоненты опорного сигнала и полностью идентичные передаточные
характеристики обоих каналов смесителя. Реально всегда часть спектра
сигнала, преобразованного с зеркальной частоты, располагается в
области спектра сигнала, преобразованного с основной частоты, и наоборот,
как показано на рис.2.14.
Рис.2.14. Преобразование спектров в неидеальном квадратурном смесителе
и комплексном фильтре

144
Глава 2
Остаточная величина мощности стороннего сигнала, которая
располагается в полосе частот полезного сигнала, зависит от качества
аппаратной реализации квадратурного смесителя и комплексного опорного
сигнала. Отношение мощностей полезного и стороннего сигнала в
заданной полосе частот (рис.2.14) определяет предельно достижимое
подавление, в данном случае сигнала на зеркальной частоте, и эта величина
не может быть увеличена никаким фильтром. Количественные
характеристики подавления мощности мешающего сигнала по отношению к
мощности основного сигнала в одной и той же области спектра на
промежуточной частоте рассмотрены в разделе, посвященном анализу
работы квадратурного смесителя.
Передаточная характеристика реального комплексного фильтра
должна в максимальной степени приближаться к идеальной
характеристике рис. 1.136, т.е. обеспечивать максимум подавления на частоте
стороннего сигнала. Иных требований к фильтру не предъявляется, в том
числе по подавлению сторонних сигналов, перестройке по частоте или
потерям в полосе пропускания.
Передаточная характеристика комплексного фильтра является
смещенной характеристикой типового ФНЧ и формируется путем
смещения характеристики исходного фильтра-прототипа на частоту co/F
или -СО//Г, как показано на рис.2.14. В результате смещения будет
получена характеристика комплексного фильтра, имеющего полосу
пропускания на промежуточной частоте сигнала только в одной области
спектра, положительной или отрицательной. Для преобразования
передаточной характеристики фильтра-прототипа нижних частот в
характеристику одностороннего полосового фильтра необходимо
частотную характеристику каждого частотно-зависимого элемента фильтра
нижних частот сдвинуть на величину j^jF или -jtojf. В частности,
передаточная характеристика простейшего ФНЧ первого порядка,
которая в области изображений имеет вид
(2.56)
при смещении на фиксированную промежуточную частоту имеет вид
(2.57)
Если входной и выходной комплексные сигналы фильтра
представить в виде X{s) = XI(s) + jXQ(s) и Y(s) = YI(s) + jYQ(s), то согласно
(2.56), (2.57) их взаимосвязь определяется следующими выражениями:
(2.58а)

Базовые компоненты
145
(2.586)
Два варианта функциональной схемы комплексного фильтра,
реализующие передаточную характеристику (2.58), показаны на рис. 1.15.
Рис.2.15. Функциональная схема комплексного фильтра
Первому варианту функциональной схемы комплексного фильтра
рис.2.15а соответствует принципиальная схема рис.2.16а на типовых
операционных усилителях. Соотношения между коэффициентами
передаточной характеристики функциональной схемы фильтра рис.2.15а и
параметрами принципиальной схемы фильтра рис.2.16а следуют из
общих выоажений (2.58"! и опоелеляются следующим обпазом:
(2.59)
Второму варианту функциональной схемы комплексного фильтра
рис.2.156 соответствует принципиальная схема рис.2.166 на
операционных усилителях с управляемой проводимостью. Соотношения между
коэффициентами передаточной характеристики функциональной схемы
фильтра 2.156 и параметрами принципиальной схемы фильтра 2.166
также следуют из выражений (2.58):
(2.60)
Комплексный фильтр рис.2.166 практически содержит только
активные элементы, которые могут располагаться в единой микросхеме;

146
Глава 2
обеспечивает максимально простую установку полосы пропускания
путем управления проводимостью активных компонентов.
Принципиальная схема рис.2.16а использует распространенные типовые
операционные усилители, но содержит достаточно большое количество пассивных
компонентов, а также требует применения инвертирующего усилителя,
хотя формально инвертирующий усилитель может быть исключен при
использовании дифференциальных сигналов.
Рис.2.16. Принципиальная схема комплексного фильтра
Приведенные функциональные схемы комплексного фильтра
имеют своим прототипом RC-фильтр первого порядка, который в полосе
запирания имеет крутизну фронта 6 дБ/октаву. Потенциально на
операционном усилителе может быть реализован фильтр второго порядка, что
приведет к повышению запирания до 12 дБ/октаву. С другой стороны,
расстояние между частотой пропускания со IF и частотой запирания
-соiF равно 2со7/г, т.е. октава. Следовательно, комплексный фильтр на
операционных усилителях на основе прототипа RC-фильтра даже
теоретически обеспечивает очень небольшую величину подавления сигнала,
преобразованного с зеркальной частоты. Практически комплексный
фильтр с характеристикой фильтра-прототипа нижних частот может
использоваться только как предварительный фильтр, уменьшающий
требования к величине динамического диапазона АЦП.

Базовые компоненты
147
2.2.4. Полифазный фильтр
Полифазный фильтр [12-14], показанный на рис.2.17, является
одной из практических реализаций комплексного фильтра. Полифазный
фильтр значительно проще комплексных фильтров рис.2.15, так как
является пассивным и его работа не ограничена динамическим диапазоном
операционных усилителей.
Рис.2.17. Полифазный фильтр
Аппаратно полифазный фильтр представляет последовательное
соединение п каскадов, каждый из которых имеет четыре входа, четыре
выхода и состоит из четырех RC-элементов. Входным сигналом каждого
отдельного каскада являются дифференциальное напряжение Ef и
Eq , выходным сигналом является дифференциальное напряжение Е°ш
и Eq4* . В последующем анализе, как и для комплексного фильтра,
полагаем, что смеситель формирует идеальные квадратурные компоненты
сигналов на промежуточной частоте, а каскады фильтра полностью
идентичные и состоят из одинаковых RC-элементов. Соответственно,
все полученные результаты параметры полифазного фильтра следует
рассматривать как предельную оценку.
Каждый каскад полифазного фильтра, является симметричным
относительно входа и выхода. Поэтому передаточная характеристика по
напряжению отдельного идеального п -го каскада полифазного фильтра
определяется из системы четырех узловых уравнений относительно двух
входных и двух выходных дифференциальных уравнений. В результате
формальных преобразований узловых уравнений относительно
потенциалов одиночного каскада получим следующую систему уравнений,
определяющую взаимосвязь между дифференциальными входными и
выходными напряжениями в одном каскаде полифазного фильтра:

148
Глава 2
(2.61)
где Z - импеданс нагрузки; К = 1 + sCR + R/Z.
Соотношение между входными и выходными дифференциальными
напряжениями, так же как расположение нулей характеристического
сопротивления матрицы передачи в (2.61) не зависят от импеданса
генератора, импеданса нагрузки и определяются исключительно
соотношением номиналов RC-звеньев фильтра.
Полифазный фильтр для подавления зеркальной частоты
предполагает наличие на его входах квадратурных компонент комплексного
сигнала на фиксированной промежуточной частоте. Как было показано
ранее (1.20), (1.39), в результате преобразования сигнала с рабочей частоты
MRFi-^LO+^iF на промежуточной частоте соIF будут получены
квадратурные компоненты сигнала с положительной синфазной и
квадратурной составляющей. И наоборот, в результате преобразования
сигнала с зеркальной частоты сод^ = (£>ю - g>/f на промежуточной
частоте будут получены квадратурные компоненты сигнала с положительной
синфазной компонентой и отрицательной квадратурной компонентой.
Квадратурные компоненты каждого комплексного сигнала на
промежуточной частоте имеют одинаковый модуль, а знаки при квадратурных
компонентах определяются только соотношением между
высокочастотным и опорным сигналом (верхним или нижним преобразованием).
В результате совместного преобразования высокочастотных сигналов с
рабочей и зеркальной частоты на выходах квадратурного смесителя
будут получены комплексные сигналы на промежуточной частоте, которые
можно представить в виде
(2.62)
где Ё; = Ei(\ + j), Em=Em{\-j) - комплексный сигнал на
промежуточной частоте, преобразованный с основной (рабочей) и зеркальной
частоты, соответственно.
Подставляя выражения для входных сигналов (2.62) на
промежуточной частоте в матрицу коэффициента передачи однокаскадного
полифазного фильтра (2.61), получим следующие выражения для
выходных сигналов:
(2.63)
Из выражений (2.63) следует, что при условии wCR = 1 в
идеальном полифазном фильтре имеет место полное подавление сигнала Ет ,
преобразованного с зеркальной частоты вне зависимости от комплексно-

Базовые компоненты
149
го коэффициента передачи фильтра, а выходной сигнал фильтра
представляет собой квадратурные компоненты сигнала Ei, преобразованного
с рабочей частоты. Если же квадратурный канал смесителя содержит
инвертор, т.е. входные сигналы полифазного фильтра имеют вид
(2.64)
(2.65)
квадратурные компоненты сигналов на выходе фильтра равны
и подавлен будет сигнал Е,-, полученный в результате преобразования с
рабочей частоты.
Относительная величина подавления паразитной компоненты IRR
(Image Rejection Ratio) в выходном сигнале идеального полифазного
фильтра следует из (2.63), (2.65) как отношение амплитуды полезной
составляющей сигнала, пропорциональной 1+соС/? к амплитуде
паразитной составляющей, пропорциональной 1 - coCR :
(2.66)
Для расширения полосы гарантированного подавления сигнала на
зеркальной частоте и повышения устойчивости к разбросу параметров
фильтра и квадратурных компонент сигналов на промежуточной частоте
следует увеличивать количество звеньев фильтра. Узловые уравнения
для дифференциальных сигналов на выходе двухзвенного фильтра
определяются произведением матриц (2.61) для каждого звена с
несовпадающими параметрами:
(2.67)
где К\, Щ, С\ - коэффициент передачи и значения элементов первого
каскада; К2, С2 R2 ~ коэффициент передачи и значения элементов
второго каскада.
Можно показать, что для идеального двухзвенного полифазного
фильтра величина подавления паразитной составляющей в выходном
сигнале будет определяться выражением, аналогичным (2.66)
(2.68)
На рис.2.18 показана зависимость подавления зеркального канала
от частоты согласно (2.68).

150
Глава 2
Рис.2.18. Подавление
зеркального канала в
полифазном фильтре:
R2C2/R\C] =л/2
Из выражений (2.66), (2.68) и рис.2.18 следует, что полифазный
фильтр является режекторным фильтром относительно подавляемого
сигнала, полоса пропускания фильтра BW определяется по заданной
величине гарантированного подавления. Величина подавления
нежелательного сигнала в идеальном фильтре бесконечная, а практически
определяется количеством каскадов фильтра, точностью реализации
компонент фильтра, степенью симметрии каналов фильтра и точностью
формирования смесителем комплексных сигналов. Потенциально
полифазный фильтр обеспечивает значительно большее подавление по
сравнению с комплексным фильтром, который является полосно-
пропускающим относительно полезного сигнала. Подавление
нежелательного сигнала за полосой пропускания комплексного фильтра
определяется только крутизной фронта, которая не может быть сделана
произвольно высокой.
2.3. Смеситель
Рассматривается работа векторного смесителя как основного
компонента квадратурных смесителей, модуляторов и демодуляторов.
2.3.1. Общее представление
Функциональные схемы и параметры векторных смесителей
широко описаны в современной литературе [15-18]. Векторный смеситель
(преобразователь частоты) в идеальном случае выполняет функцию
умножения двух действительных сигналов, результатом которой является
генерация двух новых сигналов - на суммарной и разностной частоте
(1.16). В реальном смесителе из бесконечного спектра выходного
сигнала должен быть выделен единственный сигнал на суммарной или
разностной частоте и подавлены сигналы на всех прочих комбинационных
частотах. Сигналы на комбинационных частотах могут частично подав-

Базовые компоненты
151
ляться в самом смесителе, частично в последующем фильтре, который в
этом случае уже является неотъемлемой частью смесителя.
Действительный выходной сигнал реального смесителя, как
физически реализуемая функция времени, характеризуется полиномом
бесконечной степени от аргумента в виде суммарного входного воздействия
двух и более сигналов. В частности, для двух гармонических сигналов с
различными частотами выходной сигнал смесителя равен
(2.69)
где ап - коэффициенты аппроксимации полинома.
Полином первого порядка п = 1 с коэффициентом сц определяет
величину прямого прохождения входных сигналов на выход устройства.
Полином второго порядка п = 2 с коэффициентом a 2 определяет по-
2 2
стоянную составляющую выходного сигнала a2(V\ +V2)/2, выходной
сигнал на суммарной частоте V\V2 cos((Oj + со2)/, разностной частоте
2 2
Fjr2cos(coi-co2V и удвоенных частотах V\ cos2ol>j/, V2 cos2co2/.
Полиномы более высоких степеней определяют сигналы на
комбинационных частотах высоких порядков в соответствии с классической
формулой wa>i + исо2, где т, п - целые числа, положительные или
отрицательные. Коэффициенты аппроксимации ап нелинейности (2.69)
в общем случае могут быть комплексными величинами, если величина
комбинационной частоты сопоставима с предельной рабочей частотой
смесителя. Конкретная величина параметров ап определяются
физической реализацией нелинейных элементов (транзисторы, диоды),
конфигурацией принципиальной схемы и частотно-селективными цепями в
самом смесителе.
Рис.2.19. Векторный смеситель на управляемом ключе
Управляемый ключ (рис.2.19) является простейшей реализацией
смесителя, который выполняет умножение двух действительных
сигналов. Ключ характеризуется предельно резким изменением состояния

152
Глава 2
включено/выключено, так что выходной сигнал зависит от входного
сигнала, частоты переключения и угла отсечки и не зависит от формы
управляющего сигнала. Идеальный ключ не имеет потерь, не искажает
входной сигнал, реактивные элементы ключа малы, так что переходные
процессы отсутствуют при замыкания/размыкания ключа.
Как показано на рис.2.19, опорное напряжение VLo(t) в виде
регулярной последовательности импульсов с достаточно произвольной
формой и периодом следования TLO поступает на управляющий вход
идеального ключа, обеспечивая его замыкание/размыкание. Нормированная
передаточная характеристика ключа K(t) есть его проводимость g(t),
равная нулю при размыкании ключа и единице при замыкании ключа.
Формально нормированная передаточная характеристика K(t) ключа
представляет собой последовательность импульсов прямоугольной
формы со скважностью q :
(2.70)
где 0 < q < 1 - скважность открывания ключа.
Сигнал на выходе ключа есть произведение нормированного
входного сигнала cos((£>RFt + ф) и коэффициента передачи ключа (2.70):
(2.71)
Периодическая функция переключения K(t) в виде
последовательности импульсов прямоугольной формы имеет дискретный линейчатый
спектр по гармоникам частоты переключения coLO = 2n/TLO :
(2.72)
Выходной сигнал (2.71), выраженный через спектральные
коэффициенты разложения в ряд Фурье коммутирующего сигнала (2.72), равен
(2.73)
Из выражения (2.73) следует, что спектр выходного сигнала
идеального ключа содержит комбинационные частоты гармоник основной
частоты переключения nwLQ и частоты преобразуемого сигнала ayRF,
основную частоту преобразуемого сигнала wRF и не содержит
комбинационных частот с гармониками частоты преобразуемого сигнала.

Базовые компоненты
153
Последнее свойство означает, что смеситель в виде идеального ключа не
искажает преобразуемый сигнал, а только создает дубликаты спектра
преобразуемого сигнала на гармониках частоты переключающего
сигнала. Приближение работы реального смесителя к режиму работы
идеального ключа (2.73) позволяет получить преобразованный сигнал на новой
частоте с минимальным искажением относительно исходного сигнала.
Коэффициент преобразования, который есть отношение выходного
сигнала на требуемой частоте преобразования к входному сигналу,
является основным параметром смесителя. Для униполярного ключевого
смесителя с единичным коэффициентом передачи в открытом состоянии
коэффициент преобразования есть просто коэффициент разложения в
ряд Фурье выходного сигнала (2.73). В частности, для коэффициента
преобразования на разностную (суммарную) частоту коэффициент
преобразования при п = 1 равен
(2.74)
Коэффициент преобразования (2.74) непосредственно зависит от
скважности управляющего сигнала q и достигает максимума при
скважности q = \/2 (угол отсечки равен 90°), что интуитивно понятно.
Максимальный коэффициент преобразования на комбинационную
частоту первого порядка (суммарную или разностную) простейшего
смесителя в виде униполярного идеального ключа согласно (2.74) равен -
10 дБ, что с энергетической точки зрения указывает на неэффективность
такого рода смесителя. Выбор скважности передаточной характеристики
ключа q = 1/2 приводит не только к максимальному значению
амплитуды преобразованного сигнала, но и к значительному упрощению спектра
выходного сигнала. Из выражения (2.73) следует, что при совпадении
времени открытого и закрытого состояния ключа подавляются все
четные гармоники частоты переключения. Отсутствие (или минимальная
величина) четных гармоник частоты преобразования в спектре
выходного сигнала упрощает построение полосового фильтра для подавления
высших комбинационных частот, так как повышается частота среза
фильтра.
Эффективность преобразования может быть увеличена переходом
от униполярного ключа к полярному ключу. Полярный ключ не
разрывает электрическую цепь для преобразуемого сигнала, а изменяет
полярность преобразуемого сигнала на периоде переключающего сигнала
TLO. При скважности q = 1 / 2 передаточная характеристика идеального
ключа рис.2.19 преобразуется в последовательность полярных
импульсов длительностью TLOl2 каждый и нормированной амплитудой ±1.
Разложение в ряд Фурье последовательности таких импульсов не
содержит постоянной составляющей, а коэффициенты разложения при гармо-

154
Глава 2
никах частоты переключения увеличиваются в два раза. Выражение
(2.73) для выходного сигнала униполярного идеального ключа при
скважности q = 1 / 2 преобразуется к виду
(2.75)
а коэффициент преобразования первого порядка на разностную
(суммарную) частоту в таком ключе равен
(2.76)
Спектральный состав сигнала на промежуточной частоте,
полученного с помощью смесителя на полярном ключе (2.75), отличается от
спектра сигнала, полученного с помощью униполярного ключа (2.73)
при скважности q = 1 / 2 отсутствием постоянной составляющей и
удвоенной амплитудой преобразованного сигнала на промежуточной частоте.
Удвоение амплитуды преобразованного сигнала автоматически
приводит и к увеличению на 6 дБ коэффициента преобразования.
Коммутируемый диод Шоттки является простейшей физической
реализацией идеального униполярного ключевого смесителя. Отличие
передаточной характеристики диода от идеального ключа обусловлено, в
первую очередь, конечной скоростью изменения проводимости диода.
Даже при очень резкой экспоненциальной аппроксимации вольтампер-
ной характеристики диода изменение коэффициента передачи
происходит с конечной крутизной в отличие от идеального переключающего
импульса с фронтом нулевой длительности рис.2.19. Конечная крутизна
фронта, в общем случае различная для режима открывания и закрывания
диода, приводит к усложнению спектрального состава выходного
сигнала и уменьшает коэффициент преобразования.
Наличие в спектре выходного сигнала гармоник преобразуемого
сигнала зависит от степени линейности диода по отношению к
преобразуемому сигналу. При высокой степени линейности амплитуда входного
преобразуемого сигнала недостаточна для изменения параметров
ключевого режима диода и гармоники преобразуемого сигнала в спектре
выходного сигнала практически отсутствуют.
Диод, как любой физически реализуемый компонент, имеет
омические потери, которые зависят от режима работы диода (угла отсечки и
абсолютной амплитуды опорного сигнала), рабочих частот, параметров
цепей согласования и т.д. В первом приближении потери диода
характеризуются эквивалентным резистором потерь Rs, включенным
последовательно с р-n переходом. При согласовании генератора с нагрузкой
вносимые потери определяются очевидным выражением

Базовые компоненты
155
(2.77)
где А - вносимые потери в диодном смесителе; Rs , р - сопротивление
потерь и нагрузки, соответственно.
Типовые вносимые омические потери уменьшают расчетный
коэффициент преобразования на величину, примерно 0,5 дБ.
Шумы коммутируемого диода в первом приближении могут
рассматриваться как шумы пассивного устройства. Другими словами,
коэффициент шума диода совпадает с суммарным коэффициентом
преобразования при изменении знака коэффициента преобразования на
обратный.
Основные параметры смесителя включают коэффициент
преобразования, коэффициент шума, линейность преобразования, подавление
паразитных комбинационных частот, динамический диапазон входных
сигналов, развязка между входами смесителя, рабочая полоса частот.
Коэффициент преобразования определяется как логарифм
отношения мощности выходного сигнала на основной частоте преобразования к
мощности входного преобразуемого сигнала. Для пассивных диодных
смесителей коэффициент преобразования меньше нуля (дБ),
коэффициент преобразования активных смесителей положительный и обычно
находится в пределах 6... 12 дБ.
Линейность смесителей определяется параметром Р1<ш- Значение
PldB смесителя определяется как уровень полезного преобразуемого
сигнала, при котором отклонение амплитуды выходного сигнала на
преобразованной частоте от идеального значения при линейной передаточной
характеристике равно 1 дБ. Линейность смесителя по входу
преобразуемого сигнала является основным требованием к смесителю,
используемому в передатчике. При переносе спектра модулированного сигнала с
промежуточной частоты соIF в высокочастотный диапазон
комбинационные частоты преобразованного сигнала вида со^^ +m(uIF определяют
уровень внеполосного излучения, а комбинационные частоты
модулированного сигнала в рабочем канале определяют уровень побочного
излучения в соседнем канале.
Интермодуляционные искажения характеризуют амплитуду
комбинационных частот высокого порядка при двухтоновом полезном сигнале.
Численно интермодуляционные искажения определяются как
экспериментально измеренная величина подавления сигнала на некоторых
комбинационных частотах или параметром IP3. Минимум
интермодуляционных искажений по входу принимаемого сигнала является основным
требованием для смесителя в приемнике. Мощные сторонние сигналы
могут генерировать мешающий сигнал непосредственно на частоте
приема и, тем самым, уменьшать интермодуляционную избирательность
приемника.

156
Глава 2
Развязка между входами смесителя характеризует рассеяние в
микросхеме смесителя мощности входного сигнала, сигнала гетеродина и
выходного сигнала. Величина развязки для различных типов микросхем
варьируется в пределах 20...50 дБ.
Шумы смесителя не являются основным компонентом в суммарном
коэффициенте шума линейной части приемника при наличии МШУ, но
их вклад не является пренебрежительно малым, особенно в приемнике с
прямым преобразованием высокочастотного сигнала в baseband-
диапазон. Заметный вклад в общий коэффициент шума могут вносить и
пассивные смесители, коэффициент преобразования которых меньше
единицы. Коэффициент шума пассивных смесителей определяется как
сумма коэффициента преобразования с обратным знаком и
дополнительного коэффициента шума (примерно 1 дБ), вносимого омическими
потерями в преобразовательных диодах и согласующих цепях.
Коэффициент шума активных смесителей определяется шумами
преобразования, шумами коммутации и тепловыми шумами, вносимыми
коммутируемыми элементами и согласующими цепями; коэффициент шума
активного смесителя всегда превышает коэффициент шума пассивных
смесителей. При расчете суммарного коэффициента шума приемника
следует учитывать, что шумы смесителя не остаются постоянными в
полосе частот. В частности, низкочастотные фликкер-шумы превышают
тепловые (гауссовы) шумы в низкочастотной области.
Коэффициент усиления смесителя, как и его шумы, не имеет
принципиального значения, так как и в приемнике, и в передатчике
суммарный коэффициент усиления определяется усилителем промежуточной
частоты и усилителем мощности, соответственно.
Мощность потребления смесителя определяется нелинейными
элементами смесителя и необходимым уровнем опорного сигнала
гетеродина. Смесители на диодах не потребляют мощности, но требуемая
величина сигнала гетеродина должна быть не менее 0 дБм и может достигать
17дБм. Уровень сигнала гетеродина для активных смесителей
значительно меньше (от -20 дБм), но собственно потребление смесителя с
высоким значением параметра интермодуляции IP3 может достигать
сотен милливатт.
2.3.2. Пассивный смеситель
Смеситель на идеальном ключе и его физическое представление в
виде одиночного диода иллюстрируют только принцип работы
векторного смесителя и порядок величин основных параметров. Практической
реализацией пассивного смесителя является балансный диодный
смеситель, функциональная схема которого показана на рис.2.20.
Предполагается, что ток через диод описывается идеальной
экспоненциальной зависимостью от мгновенного значения напряжения на

Базовые компоненты
157
диоде, преобразуемый высокочастотный сигнал VRF(t) = URF cos((dRFt)
и сигналы на комбинационных частотах малы по сравнению с мощным
переключающим сигналом VLO = ULO (cos(dLQt). Частота
преобразуемого и опорного сигналов достаточно мала по сравнению с предельной
рабочей частотой диода и отсутствует дисперсия в полностью
симметричных трансформаторах. При этих условиях полный выходной ток,
протекающий через вывод IF, равен разности токов через открытые
диоды VD1, VD2 плюс разность токов через закрытые диоды VD3 и VD4
(при указанной на рисунке 2.20 полярности напряжения):
(2.78)
где UT « 0,026 В - тепловое напряжение p-n-перехода; 1Т - тепловой
ток p-n-перехода; VLO(t) = ULOcos(oLOt) - коммутирующее (опорное)
напряжение на смесителе; VRF(t) = UFRcoswRFt) - преобразуемое
напряжение на смесителе.
Рис.2.20. Балансный
диодный смеситель
Функция гиперболический синус непрерывно возрастает с
увеличением аргумента. Очевидно, что неограниченное увеличение тока
через диод при увеличении коммутирующего напряжения ULO на
p-n-переходе противоречит реальности. Ток через диод всегда ограничен
и, прежде всего, сопротивлением потерь Rs, которое в эквивалентной
схеме диода представляется последовательным постоянным резистором.
Отрицательная обратная связь по току на сопротивлении потерь, в числе
других эффектов, огранивает выходной ток диода.
С целью минимального искажения спектра преобразуемого сигнала
на выходной частоте смесителя, необходимо обеспечить предельно
линейный режим работы смесителя по отношению к преобразуемому
сигналу. Выполнение этого условия гарантирует отсутствие в спектре
выходного сигнала комбинационных частот с гармониками преобразуемого
сигнала. Формально полная линейность работы смесителя выражается в

158
Глава 2
замене гиперболического синуса относительно преобразуемого сигнала
на его аргумент, т.е. заменой истинной нелинейной функции в (2.78) ее
представлением первым членом в разложении в ряд Тейлора:
sinhKy^/r /2UT) ~VRF I2UT при условии, что амплитуда преобразуемого
сигнала URF <UT мала.
Рис.2.21. Коэффициент преобразования балансного смесителя
В нормальном режиме работы смесителя амплитуда
коммутирующего напряжения Uю намного превышает тепловой потенциал UT и
режим работы диодов близок к ключевому. Другими словами, большую
часть времени диоды находятся в режиме насыщения или отсечки,
моменты перехода от одной полярности выходного тока к другой
определяются только углом отсечки и не зависят от формы коммутирующего
сигнала. В первом приближении форма тока на нагрузке (2.78)
аппроксимируется полярным трапецеидальным импульсом со скважностью
q = 1/2, как показано на рис.2.21. Полярный импульс отражает работу
балансного смесителя как инвертора преобразуемого сигнала, конечная
длительность фронтов трапецеидального импульса отражает конечное
время переключения диодов, максимальное значение тока определяется
величиной тока насыщения диодов. В силу симметрии схемы балансного
смесителя угол отсечки близок к 90°, что отражается в симметрии
трапецеидальных импульсов положительной и отрицательной полярности.
Заменяя функцию гиперболического синуса в выражении для выходного
тока смесителя (2.78) на спектральное представление
последовательности полярных трапецеидальных симметричных импульсов, получим
(2.79)

Базовые компоненты
159
где а = 2(Т2 -T\)ITL0 - нормированная длительность фронта
трапецеидального импульса; /0 - ток насыщения диодов (амплитуда
трапецеидального импульса).
Как и следовало ожидать, переход от аппроксимации коэффициента
передачи прямоугольными полярными импульсами со скважностью
q = 1 / 2 к трапецеидальным полярным импульсам с той же скважностью
изменяет амплитуду гармоник спектра, но не его состав. Спектр
выходного сигнала по-прежнему содержит только нечетные гармоники
частоты преобразования, не содержит постоянной составляющей, гармоник
преобразуемого сигнала и сигнала на основной частоте преобразования.
Внутренне подавление мощного опорного сигнала на выходе балансного
смесителя является его достоинством, так как снижает требования к
последующим селективным цепям, выделяющим полезную
комбинационную частоту выходного сигнала. Отсутствие постоянной составляющей
в спектре выходного сигнала важно для приемников с нулевой
промежуточной частотой, так как упрощает построение последующего baseband-
усилителя демодулированного сигнала и, в первом приближении,
означает отсутствие фликкер-шумов.
Как вариант классической схемы балансного диодного смесителя
рис.2.20 возможен балансный
смеситель на полевых транзисторах в
диодном включении рис.2.22
(Peregrine PE41400).
Аналогично диодному
смесителю, для включения в общую
схему требуются внешние
согласующие трансформаторы по всем трем
входам: преобразуемого сигнала
RF, гетеродина LO и
промежуточной частоты IF.
Коэффициент преобразования. Балансный диодный смеситель
рис.2.20 в режиме переключения сохраняет постоянную величину
нагрузки для источника высокочастотного сигнала и источника опорного
сигнала. Не зависимо от полярности опорного сигнала, нагрузочный
резистор на промежуточной частоте подключается к источнику
высокочастотного сигнала через идентичные диоды VD1, VD2 или VD3, VD4.
В результате коэффициент преобразования на заданную
комбинационную частоту определяется только коэффициентом разложением в ряд
Фурье формы импульса тока через диоды или, иначе, передаточной
характеристикой смесителя. При аппроксимации передаточной
характеристики смесителя в виде последовательности трапецеидальных импульсов
первый коэффициент разложения в ряд Фурье в (2.79) равен
Рис.2.22. Балансный
транзисторный смеситель

160
Глава 2
(2.80)
Соответственно, коэффициент преобразования входного сигнала на
комбинационные частоты первого порядка (суммарную и разностную)
равен
(2.81)
Как и следовало ожидать, при уменьшении длительности фронта
а —> О коэффициент преобразования (2.81) переходит в коэффициент
преобразования (2.76) для последовательности полярных прямоугольных
импульсов со скважностью 1/2. Увеличение параметра а до единицы
соответствует переходу к полярным треугольным импульсам тока и
уменьшению коэффициента преобразования до -7,8 дБ.
Малосигнальные параметры пассивного диодного смесителя
определяются на частоте преобразования. В ключевом режиме работы с
ограниченным максимальным током диодов сложные импульсы
преобразованного сигнала в первом приближении аппроксимируются
трапецеидальными импульсами с амплитудой, равной току насыщения
(рис.2.21). Формально это выражается заменой в выражении для тока
диода (2.78) функции гиперболический синус относительно опорного
сигнала V^oiO на представление трапецеидальной формы импульса в
виде ряда Фурье, а выражение (2.79) определяет ток пассивного
смесителя как сумму токов на гармониках преобразованного сигнала в
зависимости от амплитуды преобразуемого сигнала.
Проводимость пассивного смесителя на гармониках
преобразованного сигнала относительно преобразуемого сигнала определяется как
производная от тока на соответствующей гармонике по преобразуемому
сигналу. В частности, проводимость пассивного смесителя на суммарной
или разностной частоте есть производная от тока в 2.79 на частоте
первого порядка (п = 1 ) по напряжению преобразуемого сигнала VRF (/):
Шумы преобразования. Специфическим компонентом шума
смесителя является шум преобразования, который отражает перенос на
промежуточную частоту шумов на входе преобразуемого сигнала (или,
иначе, со стороны линейного входа смесителя).
Смеситель в виде идеального умножителя двух высокочастотных
сигналов (опорного и преобразуемого) формирует на выходе только два
сигнала на суммарной и разностной частоте. Совместно с
преобразованием входного сигнала будет преобразован на комбинационные частоты

Базовые компоненты
161
и собственный белый шум на входе смесителя. С учетом практической
реализации смесителя, даже в виде ключа без искажений, его
передаточная характеристика в виде последовательности трапецеидальных
импульсов имеет сложный спектральный состав. Ясно, что уточненное
выражение для шума на выходе смесителя должно отражать возможность
преобразования входного шума на выход всеми гармоническими
составляющими спектра передаточной функции. В равномерном бесконечном
спектре теплового шума на входе смесителя всегда найдется
спектральная компонента, которая совместно с я-й спектральной компонентой
передаточной характеристики образует комбинационный сигнал на
промежуточной частоте, как это показано на рис.2.23. Белый гауссов шум на
входе смесителя представлен в частотной области непрерывным
спектром Яд, постоянным в анализируемой полосе частот. Передаточная
характеристика смесителя в частотной области представлена тремя
гармониками с частотами fLO, 2fLO, 3/Lq . В области каждой гармоники
показаны частоты kfLo+fjF и kfLO-fjF для А = 1,2,3. Компоненты
шумового сигнала, расположенные на этих частотах, переносятся
гармониками передаточной характеристики на выходную частоту fIF .
Рис.2.23. Формирование шума преобразования на комбинационной частоте
Шумы преобразования смесителя можно рассматривать как шумы
одностороннего преобразования SSB, физическая природа которых
обсуждалась в разделе 1.1.6. Минимальный коэффициент шума KSSB при
одностороннем преобразовании сигнала на ненулевую промежуточную
частоту (1.41) равен двум, что отражает преобразование на
промежуточную частоту шума на частотах, расположенных с обеих сторон каждой
гармоники опорной частоты. С учетом этого коэффициента формальное
выражение для величины эффективного напряжения шума
преобразования на выходе смесителя следует из (2.79). При скважности
коммутирующего сигнала q = 1 / 2 и, соответственно, нулевой амплитуде четных
гармоник в спектре преобразованного сигнала, выражение для квадрата
эффективного шума преобразования имеет вид

162
Глава 2
где Vin = AkTBRin - квадрат эффективного шумового напряжения на
входе смесителя.
Каждое слагаемое в (2.83) отражает квадрат эффективного
напряжения шума, расположенного на расстоянии ±fIF от гармоник
спектрального представления коэффициента передачи. Суммарная величина
квадрата эффективного шумового напряжения определяется всеми
гармониками разложения передаточной характеристики смесителя в ряд
Фурье. Для передаточной характеристики с полярными импульсами,
близкими по форме к прямоугольным (при а —» 0 ), выражение (2.83)
преобразуется к виду
Из выражения (2.84) следует, что весь собственный тепловой шум
пассивного смесителя присутствует на его выходе на комбинационной
частоте. В то же время максимальный коэффициент преобразования
входного сигнала в балансном диодном смесителе, согласно (2.81) при
а —» 0 , равен -3,9 дБ. Следовательно, преобразование частоты в
пассивном смесителе действительно уменьшает отношение сигнал/шум в
выходном сигнале не менее, чем на коэффициент преобразования.
Шумы переключения в пассивном диодном смесителе
обусловлены изменением параметров диодов под действием мощного
переключающего сигнала и отражают перенос на выходную частоту смесителя
шумов со стороны входа опорного сигнала. В частности, характеристика
переключения, показанная на рис.2.21, предполагает полную симметрию
всех диодов смесителя. Неизбежный разброс параметров диодов
приводит к тому, что временной интервал между импульсами тока
положительной полярности будет отличаться от временного интервала между
импульсами отрицательной полярности. В результате характеристика
переключения представляется суммой двух зависимостей - идеальной
симметричной характеристики переключения и характеристики
переключения, состоящих из коротких разнополярных импульсов.
Длительность этих импульсов зависит от величины временного смещения между
временем переключения двух пар диодов, а амплитуда практически
равна амплитуде исходных импульсов. При достаточно хорошей симметрии
диодов в микросхеме длительность дополнительных импульсов,
возникающих в процессе переключения, достаточно мала, а полярность
случайная, что приводит к почти равномерному спектру в широкой полосе
частот. В первом приближении можно принять, что в процессе переклю-
-sin
(2.83)
(2.84)

Базовые компоненты
163
чения асимметрия диодов смесителя приводит к появлению
эквивалентного белого шума. Квадрат эффективной амплитуды белого шума
переключения зависит от амплитуды опорного сигнала, степени асимметрии
диодов и передаточной характеристики переключения.
Тепловые шумы смесителя отражают тепловой шум, вносимый
резистивными компонентами пассивного смесителя, а именно:
омическое сопротивление потерь самих диодов, диссипативные потери в
симметрирующих трансформаторах, тепловой шум сопротивления нагрузки.
Вклад всех этих компонент в суммарную величину квадрата
эффективного шумового напряжения определяется их величиной и
расположением в эквивалентной схеме диода.
Таблица 2.3. Пассивные смесители фирмы «Minicircuits»
Тип
ADEX-10H
JMS-2H
RMS-2H
ADE-2
ADE-12
ADEX-10
LRMS-5
SYM-12
TUF-2SM
LO/RF,
МГц
10...1000
20... 1000
5...1000
5...1000
50... 1000
10...1000
5...1500
5...1200
50... 1000
IF,
МГц
DC...800
DC... 1000
DC...900
DC... 1000
DC... 1000
DC...800
DC... 1000
DC...1000
DC...1000
Потери
преобразования,
дБ
7,0
7,0
7,0
6,7
7,0
6,8
5,9
6,5
5,8
Ослабление
LO-RF,
дБ
55
50
39
47
33
60
40
50
47
Параметры широкополосных пассивных диодных смесителей.
Существует огромная номенклатура балансных диодных смесителей,
предназначенных для работы в УКВ диапазоне. Как пример, в табл.2.3
приведены параметры некоторых смесителей фирмы Minicircuits,
ведущего мирового производителя такого рода микросхем. Верхняя рабочая
частота балансного диодного смесителя превышает 1 ГГц и
ограничивается главным образом рабочей полосой трансформаторов и их
симметрией. Ослабление прохождения мощного опорного сигнала на
высокочастотный вход определяет долю опорного сигнала, который
потенциально может излучаться через антенну приемника. Мощность
сигнала, поступающего на антенный разъем, ограничивается
требованием стандарта ЭМС на нежелательное излучение приемника.
2.3.3. Активный смеситель
Основой большинства активных смесителей является
дифференциальный усилитель, функциональная схема которого показана на
рис.2.24я. Ключевой режим работы смесителя определяется
значительным по амплитуде переключающим сигналом VL0(t) = UL0 cos(u>LOt),

164
Глава 2
который поочередно включает/выключает симметричные транзисторы
VT1, VT2. Преобразуемый сигнал VRF(t) = URFcos(a)RFt) на несущей
частоте a>RF поступает на базу токозадающего транзистора VT3.
Разностный (дифференциальный) выходной сигнала VIF{t) на
комбинационной частоте со//г с коэффициентом усиления транзистора VT3
выделяется на нагрузочном резисторе RL .
Рис.2.24. Активный смеситель:
a - на дифференциальном каскаде; б - балансный Гильберта
Формально работа дифференциального усилителя в области частот,
достаточно удаленной от граничной частоты усиления транзисторов, при
полностью идентичных транзисторах VT1, VT2 и транзисторе VT3 как
источника тока описывается следующими выражениями:
(2.85)
где /j, /2, /5 - ток коллектора транзистора VT1,VT2, VT3,
соответственно; VioiO - коммутирующее напряжение между базами
транзисторов; Ubias ~ постоянное смещение на базе транзистора VT3;
UT ~ 0,026 В - тепловой потенциал; 1Т - тепловой ток транзистора.
После формальных преобразований выражений (2.85) получим
(2.86)

Базовые компоненты
165
Разностное (дифференциальное) выходное напряжение активного
смесителя следует из (2.86):
(2.87)
где RL - сопротивление нагрузки.
Выражение (2.87) определяет дифференциальное напряжение
выходного сигнала на промежуточной частоте активного смесителя и в
целом однотипно с аналогичным выражением для тока выходного сигнала
на промежуточной частоте пассивного смесителя (2.78).
Спектральный состав преобразованного сигнала определяется
нелинейными функциями относительно переключающего сигнала VLO(t)
и преобразуемого сигнала VRF (/). Экспоненциальная и трансцендентная
функция в выражении (2.87) представляются рядом Фурье, который
содержит все гармоники исходных сигналов. Следовательно, в общем
случае спектр преобразованного сигнала на выходе активного смесителя
Vjf(t) содержит все комбинационные частоты преобразуемого и
переключающего сигнала, равные m(oRF +nwL0, где n, m - целые числа,
положительные или отрицательные.
В приближении ключевого режима работы Uю » Ut функцию
гиперболический тангенс от периодического аргумента
VL0 =UL0 cos ((q^0t) в (2.87) можно заменить последовательностью
полярных трапецеидальных импульсов со скважность q = 1 / 2 , амплитуда
которых определяется амплитудой опорного сигнала. Спектр таких
трапецеидальных импульсов, как отмечалось выше, состоит только из
нечетных гармоник частоты преобразования и не содержит постоянной
составляющей. В предположении линейности смесителя относительно
преобразуемого сигнала VRF (/) = URF cos(coRFt), экспоненциальную
зависимость в (2.87) можно заменить зависимостью от самого аргумента
при условии URF < UТ . Формально упрощенное представление спектра
преобразованного сигнала в активном смесителе следует из выражения
(2.87) с учетом коэффициентов разложения трапецеидального импульса
в ряд Фурье (2.79) и линеаризованной зависимости от входного сигнала
(2.88)

166
Глава 2
Спектр преобразованного сигнала в активном смесителе (2.88) в
приближении ключевого режима коммутации и линейности для
преобразуемого сигнала содержит нечетные гармоники основной частоты
опорного сигнала (2n-\)(dLQ и комбинационные частоты опорного и
преобразуемого сигнала вида (2n-\)(dLQ ±co#/r. Наличие в спектре
преобразованного сигнала активного смесителя мощного опорного сигнала
и его гармоник является существенным недостатком устройства по
сравнению с пассивным смесителем, так как предъявляет повышенные
требования к внешнему фильтру подавления паразитных комбинационных
частот. Фильтр должен обеспечить подавление опорного сигнала на
частоте преобразования со^ и одновременно пропускать без искажений
спектр преобразованного сигнала в области суммарной или разностной
частоты; небольшая величина промежуточной частоты соIF может
накладывать жесткие требования на характеристику фильтра.
Линейность смесителя определяет величину искажений
преобразуемого сигнала на промежуточной частоте. И в пассивном, и в
активном смесителе амплитуда преобразуемого сигнала URF должна быть
мала по сравнению с тепловым потенциалом UT с тем, чтобы
формально функцию гиперболический синус или экспоненту можно было
представить ее аргументом. Степень приближения трансцендентной функции
к ее аргументу и отражает степень реального искажения полезного
сигнала в смесителе. Следовательно, пассивный и активный смесители
вносят примерно одинаковые искажения при сопоставимых уровнях
преобразуемого сигнала.
Коэффициент усиления активного балансного смесителя.
Активный балансный смеситель обеспечивает положительный
коэффициент усиления сигнала на комбинационной частоте по отношению к
преобразуемому сигналу. Усиление обеспечивается транзистором VT3,
который по отношению к преобразуемому сигналу включен по схеме
общего эмиттера. Транзисторы VT1, VT2 по отношению к
преобразуемому сигналу работают в схеме с общий базой и практически не вносят
вклад в коэффициент усиления. Отметим, что величина опорного
сигнала для активного смесителя Uю существенно меньше амплитуды
опорного сигнала в диодном смесителе, так как управление нелинейным
режимом осуществляется через усилительные транзисторы VT1, VT2 в
смехе с общим эмиттером.
Коэффициент преобразования активного смесителя в
малосигнальном приближении есть отношение величины сигнала на выходной
(промежуточной) частоте со//г к величине преобразуемого сигнала.
Коэффициент преобразования на первую комбинационную частоту
непосредственно следует из (2.88) при п - 1 :

Базовые компоненты
167
(2.89)
где Sq - крутизна усиления преобразуемого сигнала.
Оптимистическое значение коэффициента преобразования
активного смесителя для прямоугольных коммутирующих импульсов следует из
(2.89) при а -> 0 :
(2.90)
Как и следовало ожидать, коэффициент преобразования активного
смесителя (2.90) отличается от коэффициента преобразования
пассивного смесителя (2.81) только нормированным коэффициентом усиления
дифференциального каскада SqRl .
Шумы активного смесителя. Шумы активного смесителя, как и
пассивного, определяются тремя основными составляющими: шумами
преобразования со стороны входа преобразуемого сигнала, шумами
переключения со стороны входа опорного сигнала и тепловыми шумами
собственных резистивных компонент активного смесителя.
Механизм возникновения шумов преобразования в активном
смесителе полностью соответствует показанному на рис.2.23: белый
широкополосный шум на входе смесителя преобразуется на рабочую
комбинационную частоту всеми гармониками мощного опорного сигнала.
Аппроксимация коэффициента переключения в виде
последовательности полярных импульсов совпадает с аппроксимацией коэффициента
переключения пассивного смесителя на диодах. Соответственно, и
коэффициент шума преобразования на выходе активного смесителя на
комбинационной частоте определяется, как и коэффициент шума
преобразования пассивного смесителя, выражением (2.84) с учетом
коэффициента усиления преобразуемого сигнала в активном дифференциальном
каскаде:
VL"SQRLVI. (2.91)
Из сравнения (2.84) и (2.91) следует, что коэффициент шума
преобразования активного смесителя всегда больше соответствующего
параметра для пассивного смесителя.
Шум переключения в активном смесителе определяется
асимметрией переключения транзисторов в дифференциальном каскаде. В момент
времени, когда оба транзистора открыты, короткий импульс тока
поступает на выход дифференциального каскада. Эквивалентный шум
короткого импульса имеет примерно постоянную спектральную плотность
мощности, которая зависит, очевидно, от амплитуды импульса тока.
Передаточная функция для шумов переключения может быть
аппроксимирована прямоугольными импульсами с частотой следования, в два раза

168
Глава 2
превышающей частоту опорного сигнала wLO . Эта аппроксимация
следует из того, что только один раз за период частоты опорного сигнала
оба транзистора дифференциального каскада открыты и шум появляется
на нагрузке; один раз период оба транзистора закрыты и ток через
нагрузку отсутствует.
Тепловые компонента суммарного шума на частоте преобразования
определяется всеми резистивными компонентами активного смесителя,
включая сопротивление нагрузки RL .
Смеситель Гильберта (или двойной балансный смеситель)
является распространенной модификацией активного смесителя на
дифференциальном каскаде. Смеситель Гильберта устраняет существенный
недостаток ранее рассмотренного варианта активного смесителя на одиночном
дифференциальном каскаде - наличие в спектре выходного сигнала
мощного опорного сигнала гетеродина и его гармоник. Из
функциональной схемы рис.2.24б следует, что смеситель Гильберта представляет два
параллельно работающих дифференциального каскада, коммутируемых
дифференциальным опорным напряжением UL0 cos((uLOt). В
результате суммирования токов транзисторов параллельных дифференциальных
каскадов отсутствует коммутация постоянной составляющей тока.
Соответственно, в выходном сигнале отсутствует и частота коммутации, т.е.
частота опорного сигнала гетеродина.
Формально работа смесителя Гильберта описывается удвоенной
системой уравнений по сравнению с (2.85). Дополнительно к (2.85)
вводятся выражения для токов /3> ^4 относительно отрицательного
значения преобразуемого сигнала -VRF :
(2.92)
Выходное дифференциальное напряжение двойного балансного
смесителя в условиях полной симметрии каскадов определяется
аналогично выражению (2.87) разностью токов /1+/3 и ^2+^4 на
дифференциальном сопротивлении нагрузки RL.
(2.93)
В уравнениях (2.92), (2.93) учтено, что постоянное смещение на
токозадающих транзисторах VT5, VT6 одинаковое.
В приближении ключевого режима работы функция
гиперболический тангенс заменяется полярными трапецеидальными импульсами со

Базовые компоненты
169
скважностью q = 1 / 2 , которые представляются разложением в ряд
Фурье по периоду частоты переключения wLq ; в приближении линейности
смесителя относительно преобразуемого сигнала нелинейная функция
гиперболический синус заменяется своим аргументом. В результате
выражение (2.93) для преобразованного сигнала с учетом (2.88) равна
(2.94)
Из выражения (2.94) следует, что в спектре выходного сигнала
двойного балансного смесителя в первом приближении присутствует
постоянная составляющая тока и сигналы на четных гармониках частоты
преобразования (2n-\)wL0. Спектр выходного сигнала содержит
только нечетные комбинационные частоты опорного и преобразуемого
сигнала вида (2я - 1)и>ю - ®RF •
№
AD8342
AD8343
ADL5801
RF/LO,
МГц
LF...
2400
DC...
2500
10...
6000
Таблица 2.4. Активные смесители
IF,
МГц
LF...
2400
DC...
2500
LF...
3000
LO,
дБм
0
-10
0
Кр,
дБм
3
7
1,8
IP3,
дБм
24
16,5
28
PI,
дБм
8,5
2,8
13
Шум,
дБ
12
14
10
Мощность,
В/мА
5/97
5/50
5/130
В табл.2.4 приведены параметры лучших на сегодняшний день
широкополосных активных смесителей фирмы Analog Devices в УКВ
диапазоне. В целом номенклатура активных смесителей значительно
уступает разнообразию пассивных смесителей табл.2.3. Причина этому,
скорее всего, чисто экономическая - пассивный смеситель относительно
дешев и в разработке, и в изготовлении. Значительное количество
предлагаемых пассивных смесителей с очень близкими параметрами
указывает на то, что оправдано заказывать пассивный смеситель для
конкретного применения. Микросхема активного смесителя относительно более
дорогая, сложная и энергопотребляющая. При этом электрические
параметры активного смесителя не являются существенно лучшими, чем у
пассивного смесителя.
К достоинствам активного смесителя относится усиление сигнала
промежуточной частоты, низкий уровень опорного сигнала гетеродина,
отсутствие симметрирующих трансформаторов; к недостаткам
относится высокий (по сравнению с пассивным смесителем) уровень вносимого
шума и нелинейных искажений, относительно большое
энергопотребление при высоком значении параметра IP3. Часто активные смесители
входят в состав микросхем более высокой степени интеграции. Напри-

170
Глава 2
мер, совместно изготавливаются малошумящий усилитель и смеситель,
смеситель и усилитель промежуточной частоты. В любой комбинации
характеристики активных смесителей, приведенные в табл.2.4, являются
предельно достижимыми и могут использоваться для оценки параметров
смесителей, отдельно не указанных в технических условиях на сложную
многофункциональную микросхему.
К достоинствам пассивного смесителя относится высокая
линейность, отсутствие энергопотребления; к недостаткам относится
необходимость мощного сигнала гетеродина, наличие объемных
симметрирующих трансформаторов и, соответственно, увеличенные габариты
микросхемы. Пассивный смеситель используется, как правило, в виде
отдельной уникальной микросхемы.
2.3.4. Смеситель с подавлением зеркальной частоты
Смеситель с подавлением зеркальной частоты (Image Rejection
Mixer - IRM) является специфическим элементом широкополосного
приемника с низкой промежуточной частотой [19, 20].
Суммарный выходной сигнал смесителя на промежуточной частоте
является результатом взаимодействия в смесителе множества
высокочастотных принимаемых сигналов (сторонних и полезного сигнала) и
множества гармоник сигнала гетеродина. Сторонние мешающие сигналы
частично подавляются во входном фильтре, частично в самом смесителе.
Подавление в смесителе сторонних сигналов, которые потенциально
могут быть перенесены на промежуточную частоту, обусловлено
меньшим коэффициентом преобразования смесителя на небольших по
величине гармониках опорного сигнала по сравнению с коэффициентом
преобразования на основной частоте гетеродина.
Наибольшую проблему представляет подавление мешающего
сигнала на первой зеркальной частоте, так как преобразование этого
сигнала на промежуточную частоту происходит на основной частоте
гетеродина, а подавление во входной фильтре часто недостаточно ввиду
близости значений основной и зеркальной частоты. В случае
использования низкой промежуточной частоты зеркальная частота приема
вообще не подавляется в относительно широкополосном входном фильтре.
Смесители с подавлением зеркальной частоты находят применение и в
обычных супергетеродинных приемниках, так как даже частичное
подавление зеркальной частоты в смесителе уменьшает требования к
подавлению зеркальной частоты во входном высокочастотном фильтре.
Рабочая со, и зеркальная cow частота приема расположены выше и
ниже частоты гетеродина co^q и смещены относительно частоты
гетеродина на одну и ту же величину промежуточной частоты
со!F = со/ -(дю = coLq -cow . Возможность подавления сигналов,
принятых в основном и зеркальном канале, непосредственно в смесителе ос-

Базовые компоненты
171
нована на различии фазовых характеристик сигналов, преобразованных
на промежуточную частоту с рабочей и зеркальной частоты с помощью
квадратурного смесителя, который формирует на выходе комплексный
сигнал на промежуточной частоте (1.20).
Рис.2.25. Смеситель с подавлением зеркальной частоты
Высокочастотный смеситель с подавлением зеркальной
частоты совмещает преобразование высокочастотного принимаемого сигнала
на низкую промежуточную частоту с подавлением сигнала на
зеркальной частоте приема. Функциональная схема смесителя с подавлением
зеркальной частоты иллюстрируется рис.2.25 и включает квадратурный
смеситель (рис. 1.8) и квадратурный сумматор (сумматор и
фазовращатель одного из преобразованных сигналов). Квадратурный смеситель
формирует комплексный сигнал на промежуточной частоте, причем фаза
квадратурных компонент преобразованного сигнала на промежуточной
частоте зависит соотношения между частотой преобразуемого сигнала и
частотой гетеродина (1.20) и не зависит от взаимной фазы сигналов.
Полагаем, что сигнал на входе смесителя sRF(t) включает
одновременно сигналы на основной и зеркальной частоте
(2.95)
где со, =(dLQ+(dIF - основная частота приема; cow =^LO~CdlF ~ зеР~
кальная частота приема; со^ - частота гетеродина; ф - случайная фаза
между сигналами на основной и зеркальной частоте; AhAm - амплитуда
сигнала на основной и зеркальной частоте приема, соответственно.
Нормированные выходные сигналы идеальных умножителей с
учетом очевидного соотношения со, > со^ > cow равны
(2.96а)

172
Глава 2
(2.966)
После смещения сигналов в Q-канале на -90° и сложения
полученных сигналов, на выходе будет получена только разностная частота
сигнала, преобразованного с рабочей частоты (при подавлении в
последующем фильтре нижних частот всех других комбинационных частот
высокого порядка):
(2.97)
Идеальный смеситель рис.2.25 действительно обеспечивает прием
сигнала на основной частоте и подавление сигнала на зеркальной
частоте вне зависимости от случайного значения фазы ф между ними.
Реальная величина подавления сигнала на зеркальной частоте приема в
смесителе рис.2.25 определяется амплитудным и фазовым небалансом каналов
смесителя. При равных амплитудах сигналов на рабочей и зеркальной
частоте приема нормированный выходной сигнал смесителя (2.97) на
промежуточной частоте в условиях асимметрии каналов представляется
в виде
(2.98)
где ЗА, 5ф - амплитудная и фазовая асимметрия каналов.
Величина подавления зеркального канала приема в смесителе
рис.2.25 определяется из выражения (2.98) как отношение
нормированной амплитуды сигнала, преобразованного с основной частоты
cos(a>//r/) + 5,4cos(cD//r/ + 5<|>) к амплитуде сигнала, преобразованного с
зеркальной частоты cos(co//r/) - ЪА cos(co//r/ + 5ф):
(2.99)
Графически зависимость (2.99) показана на рис.2.26. Из рисунка
следует, что даже исключительно хороший смеситель с фазовым
рассогласованием каналов менее 0,5° и амплитудным рассогласованием менее
0,1 дБ обеспечивает подавление сигнала на зеркальной частоте до
величины всего лишь порядка -50 дБ. Принимая во внимание ошибки
формирования квадратурных компонент опорного сигнала, расширенную
асимметрию каналов смесителя в рабочей полосе частот и неизбежную
разность между несущей частотой принимаемого сигнала и частотой
опорного сигнала можно утверждать, что одиночный смеситель с
подавлением зеркальной частоты не обеспечивает выполнение требований
стандарта ЭМС для избирательности по ложным каналам приема.
Типовой широкополосный пассивный смеситель с подавлением
зеркальной частоты JCIR-4MN фирмы Minicircuits в УКВ-диапазоне

Базовые компоненты
173
имеет следующие параметры: диапазон частот преобразуемого сигнала
RF=400...900 МГц, диапазон частот опорного сигнала гетеродина
LO=500... 1000 МГц, диапазон промежуточных частот IF=65...75 МГц,
коэффициент преобразования -8 дБ, подавление зеркального канала
28 дБ, интермодуляция IP3 типовая 20 дБм.
Оценка ожидаемого подавления зеркальной частоты в почти
идеальном смесителе и параметры типовой микросхемы смесителя с
подавлением зеркальной частоты показывают, что он может использоваться с
целью предварительного
подавления зеркальной частоты
приема для уменьшения требований к
динамическому диапазону АЦП.
Для получения подавления,
близкого к требованиям стандарта
ЭМС, необходима
дополнительная аппаратная фильтрация на
частоте зеркального канала (с
помощью полифазного фильтра)
или аналогичная цифровая
фильтрация в процессоре. Вне
зависимости от последующей
обработки, диапазон несущих
частот высокочастотного сигна-
Рис.2.26. Подавление
зеркальной частоты
ла, в котором возможно подавление частоты зеркального канала приема
в смесителе, недостаточно велик по требованиям программо-
конфигурируемого радио.
Комплексный смеситель с подавлением зеркальной частоты,
функциональная схема которого показана на рис.2.27, совмещает
преобразование несущей частоты принятых сигналов с функцией фазового
фильтра, аналогично комплексному фильтру рис.2.15 и полифазному
фильтру рис.2.17. В разделе 1.1.4 показано, что комплексный смеситель
(рис. 1.8) при входных комплексных сигналах формирует на своем
выходе также комплексный сигнал, спектр которого расположен только в
одной области частот - положительной или отрицательной (1.32). Это и
означает реализацию идеального фазового фильтра рис. 1.156 для
подавления сигнала на зеркальной частоте приема.
Квадратурный высокочастотный смеситель на рис.2.27
осуществляется преобразование на низкую промежуточную частоту, как полезного
высокочастотного сигнала, так и сигнала на зеркальной частоте приема.
На выходе квадратурного смесителя формируются комплексные
сигналы, преобразованные с основной и зеркальной частоты приема. Фильтры
нижних частот выполняют техническую функцию подавления сигналов
на паразитных комбинационных частотах высокого порядка, которые
генерируются в смесителе совместно с полезным низкочастотным сиг-

174
Глава 2
налом. Фазовые характеристики комплексных сигналов на низкой
промежуточной частоте, преобразованных квадратурным смесителем с
основной и зеркальной частоты, различные. Последующий комплексный
смеситель осуществляет преобразование принятых сигналов с низкой
промежуточной частоты в baseband-диапазон с одновременным
подавлением зеркальной частоты приема. Возможность подавления сигнала на
зеркальной частоте обусловлена избирательной передаточной
характеристикой комплексного смесителя по отношению к фазовой
характеристике входного комплексного сигнала на промежуточной частоте.
Рис.2.27. Широкополосный смеситель с подавлением зеркальной частоты
В самом деле, комплексные сигналы на фиксированной
промежуточной частоте после идеального квадратурного смесителя и ФНЧ
определяются выражениями (2.96)
(2.100)
где AhAm - амплитуда сигнала на основной со, и зеркальной cow
частоте, соответственно; (йю\ - опорная частота квадратурного смесителя.
Опорная частота комплексного смесителя соLQ2 совпадает с первой
промежуточной частотой соjf = со, -со^ = ^ю\ -(0ю • При этом
условии комплексные baseband-сигналы на выходе синфазно/противофазного
сумматора и последующих фильтров нижних частот равны:

Базовые компоненты
175
(2.101)
где ф2 - случайная разность фаз между выходным сигналом
квадратурного смесителя и опорным сигналом второго гетеродина.
Действительно, амплитуда комплексного выходного сигнала
I{t) + jQ{t) комплексного смесителя, преобразующего сигналы на
промежуточной частоте, зависит только от амплитуды At сигнала на
основной частоте приема и не зависят от сигнала на зеркальной частоте
приема, случайной фазы ф между преобразуемыми сигналами и случайной
фазы ф2 между опорными сигналами.
Как уже отмечалось ранее, аппаратный комплексный смеситель
практически не используется. Даже функционально более простой
квадратурный смеситель не обеспечивает выполнение требований ЭМС по
подавлению зеркального канала в силу неизбежных технологических
ошибок в микросхеме. При цифровой реализации комплексного
смесителя степень подавления сигнала на зеркальной частоте будет
определяться организацией вычислений, но только для идеального
формирователя комплексного входного сигнала на промежуточной частоте. Если
же для получения комплексного сигнала будет использоваться
комплексный смеситель, как показано на рис.2.27, то величина подавления
зеркальной частоты в выходном baseband-сигнале не может быть выше,
чем в предшествующем формирователе квадратурных компонент. В
данном случае подавление зеркальной частоты определяется оценкой,
приведенной на рис.2.26.
2.3.5. Смеситель на гармониках гетеродина
Особенностью смесителя на гармониках гетеродина является
возможность уменьшения рабочей частоты гетеродина [21]. В приемниках с
нулевой промежуточной частотой смеситель дополнительно уменьшает
паразитную постоянную составляющую сигнала на выходе смесителя и
уровень паразитного излучения сигнала гетеродина приемника через
антенный вход. И то и другое является прямым следствием
несовпадения частоты гетеродина приемника и частоты принимаемого сигнала.

176
Глава 2
Рис.2.28. Смеситель на гармонике гетеродина
Простейший смеситель на второй гармонике гетеродина
представляет собой два встречно-параллельных диода с согласующими цепями,
как показано на рис.2.28я. Суммарный ток через идеальные
симметричные диоды при воздействии опорного и преобразуемого сигналов равен
(2.102)
где VLO = Uю cos(coLOt) - сигнал гетеродина; VRF = URF cos(wRFt) -
преобразуемый сигнал.
В приближении линейности смесителя относительно
преобразуемого сигнала экспоненциальный множитель exp(<pRF /UT) в выражении
(2.102) может быть заменен первым членом представления этого
множителя в виде ряда Тейлора; зависимость тока через диоды от опорного
сигнала будет определяться функцией гиперболический косинус и
выражение (2.102) преобразуется к виду:
(2.103)
Гиперболический косинус в выражении (2.103) фактически
является передаточной функцией, определяющей режим коммутации диодов
под воздействием опорного сигнала. В предположении ключевого
режима работы диодов функция гиперболический косинус представляет
собой последовательность униполярных трапецеидальных импульсов со
скважностью q = 1 / 2 и частотой следования, равной удвоенной частоте
переключения coLO. Спектральное представление такой передаточной
функции содержит постоянную составляющую и четные гармоники
частоты коммутации. Следовательно, спектр тока коммутируемых диодов
во встречно-параллельном включении рис.2.27 представляет собой
дубликаты спектра исходного преобразуемого сигнала VRF(t)na. четных

Базовые компоненты
177
комбинационных частотах опорного сигнала вида 2hxoLq ±&RF , где п -
целое число.
Потенциально лучшие параметры с точки зрения величины
развязки входов и согласования с предыдущими и последующими каскадами
имеет активный гармониковый смеситель на основе дифференциального
каскада, показанный на рис.2.286. Сигнал опорного генератора в
дифференциальной форме поступает на нижние токозадающие транзисторы;
преобразуемый сигнал, также в дифференциальной форме, поступает на
базу верхних коммутируемых транзисторов. Выражение для токов через
транзисторы VT1, VT2 отличается от выражений (2.86) тем, что полный
ток дифференциального каскада определяется суммой токов
транзисторов VT3, VT4:
(2.104)
Подставляя (2.104) в выражение для напряжения на
дифференциальной нагрузке (2.87), получим
torui{vRF/2U0). (2.105)
В предположении линейного режима работы относительно
преобразуемого сигнала VRF{t) и ключевого режима относительно
преобразующего сигнала VL0{t) в активном гармониковом смесителе, как и в
пассивном смесителе, будут генерированы новые спектральные
составляющие на комбинационных частотах 2nodLO ± оод/г.
2.4. Квадратурный модулятор
Квадратурный модулятор предназначен для переноса спектра
модулированного сигнала с нулевой несущей частоты в заданную
высокочастотную область. Как смеситель квадратурный модулятор выполняет
функцию умножения двух комплексных сигналов (квадратурных
компонент высокочастотного монохроматического сигнала и квадратурных
компонент комплексной огибающей модулированного сигнала в
baseband-диапазоне), в результате чего формируется действительный
высокочастотный модулированный сигнал. Квадратурный модулятор
является универсальным функциональным элементом передатчика,
позволяющим формировать высокочастотный сигнал с любым типом
модуляции.
На сегодняшний день квадратурная модуляция осуществляется
совместно программными и аппаратными средствами. Формирование
модулирующего сигнала, квадратурных I/Q компонент модулированного
сигнала и ограничение спектра этих baseband-сигналов производится в

178
Глава 2
процессоре. После ЦАП и фильтра подавления частоты дискретизации
квадратурные компоненты комплексной огибающей модулированного
сигнала в виде двух действительных сигналов /(/) и Q{t) поступают на
специализированную высокочастотную микросхему квадратурного
модулятора, включающую два умножителя, формирователь квадратурных
компонент высокочастотного монохроматического колебания и
сумматор. Выходной сигнал микросхемы квадратурного модулятора и
представляет собой высокочастотный модулированный сигнал. При
квадратурном способе формирования модулированного сигнала
высокочастотная микросхема квадратурного модулятора осуществляет только
техническую функцию переноса спектра комплексной огибающей
(модулированного сигнала на нулевой несущей частоте) из baseband-диапазона в
высокочастотный диапазон вне зависимости от типа модуляции, однако
параметры микросхемы оказывают существенное влияние на качество
высокочастотного модулированного сигнала.
2.4.1. Формирование модулированного сигнала
Формально функциональная схема квадратурного модулятора
рис.2.29 является аппаратурной реализацией математического
определения действительного узкополосного модулированного сигнала s(t) через
его комплексную огибающую и несущую частоту:
(2.106)
где g(t) = /(/) + jQ(t) - комплексная огибающая модулированного
сигнала; сос - несущая частота высокочастотного сигнала.
Выражение (2.109) отражает
работу идеального модулятора, имеющего
полностью идентичные идеальные
умножители и идеальный формирователь
квадратурных компонент
высокочастотного монохроматического сигнала
cos(coc/) и sin(coc/).
Функциональная схема
квадратурного модулятора рис.2.29 фактически
является упрощенным вариантом
комплексного смесителя. Комплексный
смеситель рис. 1.8 также реализует
умножение двух комплексных сигналов,
Рис.2.29. Квадратурный результатом умножения является ком-
модулятор плексный сигнал, спектр которого
расположен только в положительной или только отрицательной области
частот. Квадратурный модулятор формирует только одну компоненту

Базовые компоненты
179
полного комплексного сигнала, которая является действительным
сигналом со спектром, расположенным и в положительной, и в отрицательной
области частот.
В общем случае выражение для выходного сигнала квадратурного
модулятора определяется на основании выражения (2.69) как для
устройства с двумя нелинейными элементами и сумматором при
воздействии высокочастотного и baseband-сигнала:
(2.107)
где а, (3 - комплексные коэффициенты передаточной характеристики
смесителей; ЬА, ф - амплитудный и фазовый небаланс квадратурных
компонент опорного высокочастотного сигнала.
Из выражения (2.107) следует, что спектр выходного сигнала
квадратурного модулятора содержит все комбинации входных частот вида
03сот = т®с + ЛС0/ > гДе т,п~ положительные или отрицательные целые
числа, сос - несущая (центральная) частота модулированного сигнала,
со, - частоты в спектре комплексной огибающей. Комбинационные
частоты cocow могут располагаться как в полосе частот полезного
модулированного сигнала, так и вне полосы.
Комбинационные частоты, расположенные в полосе рабочего
канала, приводят к искажению полезного модулированного сигнала;
соответственно, допустимая величина этих комбинационных составляющих
определяется требованиями детектора приемника к точности реализации
фазовых и амплитудных характеристик модулированного сигнала.
Численно влияние комбинационных частот в полосе частот
модулированного сигнала определяется величиной вектора ошибок EVR (Error Vector
Magnitude) или коэффициента ошибок модуляции MER (Modulation Error
Ratio). Эти параметры следуют из диаграммы (constellation) отклонений
реальных значений квадратурных компонент модулированного сигнала
от истинных значений при различных значениях символов
информационной последовательности. Критерием допустимого значения
параметров EVR и MER является максимальная величина ошибки приема
цифровой информации BER (Bit Error Rate). Микросхемы современных
квадратурных модуляторов обеспечивают достаточно высокое качество
модулированного сигнала, практически не ограничивающего
достоверность приема цифровых данных.
Комбинационные частоты, расположенные вне полосы рабочего
канала, подлежат ограничению по критерию максимально допустимой
мощности в соседнем канале и внеполосного излучения. Величина
комбинационных частот в соседних каналах не может быть ограничена
никаким фильтром и определяется только качеством самой микросхемы

180
Глава 2
модулятора. Обеспечение уровня паразитных комбинационных частот,
определенного стандартом электромагнитной совместимости в области
соседнего канала, является основной проблемой в реализации
передатчика с квадратурным способом модуляции.
Сигналы на комбинационных частотах гармоник гетеродина
(£>сот = /жос + жо, где т > 2 , подлежат ограничению по критерию
максимально допустимого внеполосного излучения передатчика, и это
ограничение производится внешним полосовым фильтром.
2.4.2. Искажения в квадратурном модуляторе
В идеальном модуляторе, линейном относительно преобразуемого
сигнала и ключевом относительно опорного (преобразующего) сигнала,
осуществляется перенос спектра без искажений из baseband-диапазона в
высокочастотную область на гармоники опорного сигнала.
Распределение преобразованного спектра в непосредственной близости от несущей
частоты определяется исключительно спектром комплексной
огибающей. При правильном процессорном ограничении спектра комплексной
огибающей всегда может быть получен заданный уровень мощности в
соседнем канале. Реальный модулятор не может быть полностью
линейным относительно baseband-сигнала, как это следует из общего
выражения (2.107), содержащего нелинейные компоненты относительно
baseband-сигнала. Неизбежно возникающие сигналы на
комбинационных частотах комплексной огибающей и приводят к повышению
мощности излучения в соседнем канале. Требования же по уровню
внеполосного излучения передатчика очень высоки, не менее -70дБн. Даже
относительно небольшая асимметрия каналов квадратурного модулятора
или малые ошибки в формировании квадратурных компонент
комплексной огибающей или квадратурного опорного сигнала гетеродина могут
привести к недопустимому превышению мощности шума в соседнем
канале. Поэтому следует определить влияние точности формирования
квадратурных компонент baseband-сигнала и высокочастотного сигнала,
а также асимметрии каналов квадратурного модулятора на точность
модуляции и величину подавления комбинационных частот на основании
передаточной характеристики модулятора общего вида (2.107) вне
зависимости от конкретной функциональной схемы и реализации
нелинейных элементов.
Нелинейность первой степени п = \ в выражении (2.107)
определяет величину прямого прохождения высокочастотного
монохроматического сигнала опорного генератора и комплексной огибающей
модулированного сигнала на выход модулятора. Квадратурные компоненты
комплексной огибающей, расположенные в baseband-диапазоне,
практически полностью подавляются в самом модуляторе и не проявляются в
спектре высокочастотного модулированного сигнала. Выражение для

Базовые компоненты
181
нормированной немодулированной несущей частоты на выходе
модулятора имеет вид
(2.108)
В первом приближении величина немодулированной несущей
определяется только коэффициентами 0ц и pj нелинейной
характеристики умножителей, входящих в состав модулятора. Допустимая величина
немодулированной несущей, как находящаяся в полосе частот полезного
сигнала, определяется значительно более мягкими, по сравнению с ЭМС,
требованиями на допустимую деградацию достоверности приема.
Нелинейность второй степени п = 2 определяет комбинационные
сигналы в baseband-диапазоне, на частоте второй гармоники опорного
сигнала 2сос , а также модулированный сигнал на несущей частоте:
(2.109)
Как и ранее, из выражения для сигнала на выходе квадратурного
модулятора (2.109), пропорционального нелинейности второй степени,
исключены сигналы в baseband-диапазоне и на удвоенной несущей
частоте; и те и другие эффективно подавляются в самом модуляторе и в
полосовом фильтре на выходе модулятора. Выражение (2.109)
определяет полезный модулированный сигнал реального модулятора и совпадает
с выражением для идеального модулированного сигнала (2.106) при
условии полной идентичности каналов модулятора ot2 = р2 и
квадратурных компонент сигнала гетеродина ЪА = 1, ф = 0 .
Из выражения (2.109) следует, что асимметрия каналов модулятора,
выраженная комплексными коэффициентами d2 = AeJ^a и (32 = BeJ^b,
может быть отражена в коэффициентах амплитудной и фазовой
асимметрии квадратурных компонент опорного сигнала. Фазовое
рассогласование каналов ц/д, \уь отражается в значении случайной фазы ф
смещения квадратурных компонент опорного высокочастотного сигнала.
Абсолютное значение коэффициента усиления в каналах модулятора не
имеет значения, а отношение модулей коэффициентов усиления А Ф В
отражается в амплитудном коэффициенте асимметрии ЪА квадратурных
компонент опорного сигнала.
Оценим влияние ошибок в каналах модулятора на величину сигнала
на комбинационной частоте, возникающей в полосе частот
модулированного сигнала вследствие неидеальности модулятора. Полагаем, что в
процессоре формируются практические идеальные квадратурные
компоненты комплексной огибающей частотно-модулированного сигнала вида
/(/) = cos((0j/), Q(t) = sin(co^/), которые соответствуют передаче
постоянного информационного символа и, в идеальном случае, приводят к
сдвигу несущей частоты сос опорного монохроматического сигнала на

182
Глава 2
фиксированную величину девиации со^. При этих условиях выходной
сигнал реального квадратурного модулятора в полосе частот
модулированного сигнала, согласно (2.109), представляет сумму двух
монохроматических колебаний на частотах сос + со^ и сос - со^ :
(2.110)
Отношение амплитуды сигнала на информационной частоте
сос - со^ к амплитуде сигнала на комбинационной частоте сос + со^
следует непосредственно из (2.110):
(2.111)
Выражение (2.111) совпадает с выражением для подавления
зеркальной частоты в смесителе (2.99), что и следовало ожидать. В лучших
квадратурных модуляторах, как например, микросхеме AD5385, в
полосе частот 50...2000 МГц достигается фазовая асимметрия каналов менее
0,4° и амплитудная асимметрия менее 0,02 дБ, что соответствует
подавлению зеркальной частоты до -50 дБн. Подавление мешающего сигнала
в рабочей полосе частот на 50 дБ по отношению к основному
(полезному) сигналу при любом виде модуляции более чем достаточно для
практически идеального формирования модулированного сигнала.
Нелинейность третьей степени п = 3 определяет модулированные
сигналы на комбинационных частотах третьего порядка в области
несущей частоты. Как и ранее, не рассматриваются высокочастотные
компоненты и компоненты в baseband диапазоне, которые подавляются в
самом модуляторе и последующем фильтре. Модулированные сигналы в
области несущей частоты равны:
(2.112)
Из выражения (2.112) следует, что при любых значениях
коэффициентов передачи каналов модулятора d3, (З3 и идеальных
квадратурных компонентах опорного сигнала ЪЛ = 1, ф = 0, амплитуды сигналов
на комбинационных частотах третьего порядка в спектре выходного
сигнала не равны нулю.
Для ранее использованного тестового частотно-модулированного
сигнала относительная величина амплитуды сигнала на
комбинационных частотах со6. ± 2соd равна
(2.113)

Базовые компоненты
183
Из выражений (2.112), (2.113) следует, что величина сигналов на
комбинационных частотах третьего порядка значительно меньше
зависит от рассогласования в каналах модулятора 5Л, ф по сравнению с
комбинациями второго порядка и определяется, в основном,
собственными параметрами нелинейности d3 и (33 • Можно показать, что
амплитуда сигналов на других нечетных комбинационных частотах высоких
порядков в выходном спектре квадратурного модулятора также
определяется уравнениями вида (2.112) и нечетными коэффициентами а2п+\,
P2w+l ПРИ слабом влиянии параметров асимметрии 5Л, ф модулятора.
И наоборот, амплитуды сигналов на четных комбинационных частотах
высоких порядков в выходном спектре квадратурного модулятора
определяются уравнениями вида (2.110), т.е. зависят как от асимметрии
каналов модулятора, так и от асимметрии входных сигналов.
Рис.2.30. Подавление
комбинационных частот
Экспериментальные зависимости суммарной мощности сигналов на
комбинационных частотах вне полосы частот полезного
модулированного сигнала (мощность внеполосного излучения) на выходе
квадратурного модулятора показаны на рис.2.30 [22]. В области значений
амплитудного рассогласования АА > 0,1 дБ графики рис.2.30 и графики
подавления зеркального канала рис.2.26 практически одинаковы:
мощность внеполосного излучения определяется, в основном, амплитудным
рассогласованием каналов и слабо зависит от фазового рассогласования
в области малых значений ф. В области малых значений амплитудного
рассогласования АА < 0,1 дБ графики для зеркального канала рис.2.26 (и,
следует ожидать, остальных четных комбинационных частот),
показывают резкое уменьшение амплитуды сигнала на зеркальной
(комбинационной) частоте с уменьшением фазового рассогласования, в то время как
суммарное значение внеполосного излучения рис.2.30 уменьшается в
значительно меньшей степени и не стремится к нулю с уменьшением

184
Глава 2
фазовой ошибки. Это указывает на присутствие в суммарной мощности
внеполосного излучения сигналов, амплитуды которых слабо зависят от
амплитудного и фазового рассогласования в каналах квадратурного
модулятора. Очевидно, это и есть сигналы на нечетных комбинационных
частотах высокого порядка, которые наиболее эффективно устраняются
приближением собственной передаточной характеристики нелинейного
элемента к идеальной квадратичной зависимости.
Таблица 2.5. Квадратурные модуляторы
Тип
TRF3701
TRF370417
ADL5385
ADL5386
AD8345
HFA3763
U2790B
U2793B
НМС497
НМС795
СМХ993
RF2485
Частота,
МГц
140...1500
50...6000
50...2200
50...2200
140...1000
10...400
100...1000
30...300
100...4000
50...2800
100...1000
200...600
Потребление,
В/мА
5/145
5/205
5/215
5/230
5/65
5/80
5/30
5/15
5/170
5/120
3/105
5/28
Подавление
вне полосы,
дБ
35
40
50
46
40
41
40
45
43
53
40
43
Мощность
гетеродина,
дБм
0
8
5
3
-2
-15
-10
-15
0
0
-15
0
Основные параметры типовых микросхем широкополосных
квадратурных модуляторов в диапазоне УКВ приведены в табл.2.5. Из таблицы
следует, квадратурный модулятор является сверхширокополосным
устройством, работающим в диапазоне более декады. Но при этом ни одна
современная микросхема квадратурного модулятора в стандартном
широкополосном режиме работы не обеспечивает величины подавления
внеполосного излучения в соответствии с требованиями стандарта
электромагнитной совместимости. Большая разница в требуемой амплитуде
опорного сигнала для разных микросхем модуляторов определяется
только наличием или отсутствие встроенного широкополосного
усилителя опорного сигнала.
2.4.3. Оптимизация квадратурного модулятора
Краткий анализ спектра модулированного сигнала и
экспериментальных зависимостей подавления сигналов на комбинационных
частотах в квадратурном модуляторе показывают, что величина внеполосного
излучения квадратурного модулятора может быть уменьшена путем
оптимизации режима работы микросхемы. Оптимизация работы
заключается в небольших изменениях амплитуды, постоянного смещения и
времени задержки квадратурных компонент комплексной огибающей
относительно идеальных значений. Эти отклонения, отражающие техно-

Базовые компоненты
185
логический разброс параметров конкретной микросхемы квадратурного
модулятора, позволят частично компенсировать амплитудную и фазовую
асимметрию каналов модулятора за счет подавления мощности на
четных комбинационных частотах. Искажения идеальных квадратурных
компонент в пределах долей децибела по амплитуде и единиц градуса по
фазе, достаточные для уменьшения внеполосного излучения, не будут
влиять на точность реализации модулированного сигнала, так как
мощность основного тона (полезного модулированного сигнала) не
сопоставима с мощностью вносимых искажений. Величина подавления
внеполосного излучения будет зависеть от точности определения
необходимых отклонений параметров квадратурных компонент
комплексной огибающий и стабильности параметров самой микросхемы
модулятора, которые изменяются в диапазоне рабочих частот и
температур. Разумеется, условия минимума вносимых искажений на различных
комбинационных частотах не будут совпадать, но важно подавление
сигналов на комбинационных частотах самого низкого порядка, так как с
увеличением порядка комбинационной частоты уменьшается и
амплитуда сигнала на этой частоте.
Возможность уменьшения внеполосного излучения в результате
оптимизации параметров модулирующего сигнала подтверждается и
фирмами-производителями электронных компонент. Так, для
микросхемы квадратурного модулятора TRF3701 указано, что в широкополосном
режиме работы максимальное подавление комбинационной частоты
860 МГц равно -39 дБ, частоты 340 МГц равно -35 дБ, а при
оптимизации режима работы на указанных частотах подавление равно -56 дБ и -
60 дБ, соответственно. В условиях нестабильности параметров
микросхемы модулятора в диапазоне рабочих частот и температур возможны
два варианта изменения параметров квадратурных компонент
комплексной огибающей по критерию минимума внеполосного излучения -
непосредственно при работе передатчика или заводская предустановка.
Очевидным методом оперативной коррекции параметров
модулятора является использование обратной связи с выхода усилителя мощности
с последующим преобразованием выходного сигнала в цифровое
представление, анализ амплитуды комбинационных частот и формирование в
процессоре поправочных коэффициентов к квадратурным компонентам
комплексной огибающей. В частности предлагается использовать анализ
выходного сигнала по огибающей высокочастотного модулированного
сигнала [23], как показано на рис.2.31. Указывается, что в результате
подстройки квадратурных компонент комплексной огибающей в режиме
тестового сигнала в схеме рис.2.31 достижима точность баланса
амплитуды 0,02 дБ и точность баланса фазы 0,4° , что соответствует
подавлению несущей частоты в спектре выходного сигнала до -63 дБ. К
сожалению, высокая степень подавления немодулированной несущей в спектре
выходного сигнала никак не определяет уровень внеполосных комбина-

186
Глава 2
ционных составляющих высоких порядков. Более того, используемый в
канале обратной связи диод, как нелинейный элемент, сам является
источником комбинационных частот высокого порядка, т.е. создает
повышенную мощность излучения вне полосы частот полезного сигнала.
Рис.2.31. Оптимизация
квадратурного модулятора
Идеальная функциональная схема оптимизации квадратурного
модулятора по критерию подавления внеполосных комбинационных частот
должна исключать нелинейные элементы в измерительном канале и
обеспечивать прямое преобразование спектра модулированного сигнала
в цифровое представление. При этом АЦП должен иметь высокий
динамический диапазон для правильного представления комбинационных
частот в смеси с полезным сигналов, которые имеют соотношение
амплитуд не менее 70 дБ. Следует также учитывать, что непосредственное
преобразование высокочастотного сигнала в цифровую форму
предъявляет соответствующие требования к рабочей частоте АЦП. Требования к
рабочей частоте АЦП могут быть уменьшены, если осуществить перенос
измеряемой выходной мощности передатчика с высокой частоты на
относительно низкую промежуточную частоту или непосредственно в
baseband-диапазон. При этом должно быть обеспечено отсутствие
комбинационных частот преобразования в области промежуточной частоты.
Вариантом использования промежуточной частоты для измерения
амплитуды комбинационных частот в модулированном сигнале является
функциональная схема квадратурного модулятора на фиксированной
промежуточной частоте. Такая функциональная схема позволяет
использовать в петле обратной связи АЦП с разумным потреблением,
использовать в качестве квадратурного модулятора относительно
узкополосную микросхему с потенциально более высоким подавлением
собственных комбинационных частот. К сожалению, использование
фиксированной промежуточной частоты приводит к появлению проблем
с подавлением комбинационных частот при последующем переносе
спектра модулированного сигнала с промежуточной частоты на рабочую

Базовые компоненты
187
частоту. Использование для преобразования на высокую частоту
обычного смесителя потребует практически не реализуемого
высокодобротного фильтра, перестраиваемого в широкой полосе частот.
Использование для переноса петли ФАПЧ обеспечивает высокую чистоту спектра
преобразованного сигнала, но в принципе является узкополосным.
При измерении мощности внеполосного излучения
непосредственно в передатчике проблемы возникают не только в аппаратной, но и в
программной части. Упрощенная методика измерения мощности в
соседнем канале основана на применении двух полосовых фильтров с
почти прямоугольной передаточной характеристикой и центральной
частотой пропускания, совпадающей с частотой рабочего и соседнего канала.
Детектор на выходе каждого фильтра определяет мощность в
соответствующем канале, отношение мощностей есть относительная величина
подавления мощности в соседнем канале. Реализация указанного метода
в процессоре требует немалых вычислительных затрат, так как
параллельной фильтрации подвергаются два сигнала в высокодобротных
фильтрах с длинной импульсной характеристикой.
Заводская установка параметров микросхемы квадратурного
модулятора требует значительно меньших аппаратурных и вычислительных
затрат. В процессе настройки выход модулятора подключается к
анализатору спектра и производится определение предыскажения
квадратурных I/Q компонент комплексной огибающей модулированного сигнала,
которые обеспечивают минимум мощности в соседнем канале по
стандартной методике измерений. Определение оптимальных параметров
предыскажений повторяется в рабочем диапазоне частот и температур,
коэффициенты коррекции параметров квадратурных компонент
запоминается в памяти процессора передатчика.
Минимизация внеполосного излучения квадратурного модулятора
может быть реализована как часть общей проблемы минимизации
внеполосного излучения передатчика. Усилитель мощности является
обязательным компонентом передатчика и вносит свою долю в величину
внеполосного излучения передатчика. Общим методом линеаризации всего
передающего тракта, включающего модулятор, предварительный
усилитель и выходной усилитель мощности, является использование
коррекции в basenad-диапазоне, как показано на рис. 1.39, или в петле обратной
связи рис. 1.40. Подробно работа картезианской петли обратной связи и
эффективность уменьшения внеполосного излучения в этой петле
рассмотрена в гл.З.
2.5. Квадратурный демодулятор
Квадратурный демодулятор является основным элементом
приемника с нулевой промежуточной частотой при аппаратном
преобразовании спектра высокочастотного модулированного сигнала в baseband-

188
Глава 2
диапазон. Устройство используется также в приемниках с двукратным
преобразованием частоты.
2.5.1.Типовые квадратурные демодуляторы
Функционально квадратурный демодулятор является квадратурным
смесителем, формирующим выходной сигнал на нулевой
промежуточной частоте. В демодуляторе производится умножение действительного
высокочастотного модулированного сигнала на комплексный
монохроматический сигнал, выходной сигнал также является комплексным со
спектром в baseband-диапазоне, расположенным симметрично
относительно нулевой частоты (рис.1.11).
Квадратурный демодулятор, типовая функциональная схема
которого является обратной по отношению к схеме квадратурного
модулятора, включает два высокочастотных умножителя, фазовращатель для
формирования квадратурных компонент опорного сигнала, фильтры
нижних частот и буферные операционные усилители, которые совместно
определяют полосу частот и коэффициент усиления демодулированного
сигнала (рис.2.32).
Рис.2.32. Квадратурный
демодулятор
К квадратурному демодулятору, осуществляющему перенос
спектра высокочастотного модулированного сигнала в baseband-диапазон,
предъявляются два главных требования - чувствительность и
линейность. Оба эти требования обусловлены работой демодулятора
непосредственно с принятым высокочастотным сигналом, т.е. в приемниках с
однократным преобразованием частоты принятого сигнала.
Чувствительность демодулятора критически важна для обеспечения
чувствительности приемника в целом. Коэффициент усиления МШУ,
предшествующего демодулятору, не может быть значительным в силу
целого ряда причин, прежде всего по требованиям интермодуляционной
избирательности приемника. Максимальная статическая (относительно
собственных шумов) чувствительность узкополосного приемника с
угловой модуляцией по российскому стандарту РД 45.299-2002 и
европейскому стандарту ETS 300 113 не должна превышать 0,7 мкВ. Следова-

Базовые компоненты
189
тельно, чувствительность демодулятора для полезного принятого
сигнала должна составлять единицы микровольт.
Линейность демодулятора является определяющей для выполнения
требований по интермодуляционной избирательности приемника. Во-
первых, на демодулятор приходит усиленный в МШУ сигнал, что
автоматически увеличивает требования к линейности демодулятора на
коэффициент усиления МШУ. Во-вторых, в демодуляторе, как
принципиально нелинейном устройстве, труднее обеспечить линейность по входу
принятого сигнала по сравнению с линейным МШУ. При однократном
преобразовании частоты на вход демодулятора с антенны приемника
поступает вся сумма высокочастотных сигналов, в небольшой степени
ограниченная во входном полосовом фильтре. Соответственно, все
мощные сторонние сигналы потенциально могут генерировать сигналы на
комбинационных частотах, расположенных непосредственно в полосе
частот полезного демодулированного сигнала. В частности, это могут
быть сигналы соседних каналов собственной сети связи или работающих
в том же диапазоне сторонних сетей связи. По действующим стандартам
на электромагнитную совместимость максимальное значение амплитуды
стороннего сигнала при измерении интермодуляционной
избирательности находится в переделах 70...80дБн. Соответственно, абсолютная
величина мешающего сигнала может достигать 10 мВ при измерениях на
уровне чувствительности приемника, а с учетом нескольких мешающих
сигналов и еще больше.
Таблица 2.6. Квадратурные демодуляторы
Тип
AD8348
ADL5387
LT5502
LT5506
LT5517
U2794B
Частота,
МГц
50...1000
50...2000
70...400
40...500
40...900
40... 1000
Чувствительность,
дБм
-50*
-50*
-79
-79
-
-
Р1,
дБм
-22
13
-
-
10
-8
Потребление,
В/мА
5/50
5/180
5/25
5/27
5/90
5/30
Ошибка
I/Q,
град/дБ
± 0,5/0,25
±0,4/0,1
±0,6/0,1
± 0,6/0,2
± 0,7/0,3
± 1,5/0,4
* Косвенная оценка по совокупности параметров.
В табл.2.6 приведены основные параметры демодуляторов,
предназначенных для работы в УКВ диапазоне. Все указанные в таблице
микросхемы демодуляторов требуют достаточно высокого уровня входного
сигнала, который может быть обеспечен только в приемниках с
ненулевой промежуточной частотой (приемниках с двойным преобразованием
частоты). В таких приемниках сигнал на выходе фильтра основной
селекции на промежуточной частоте является почти монохроматическим
(в отсутствии сторонних мешающих сигналов), что позволяет
реализовать на промежуточной частоте практически любой коэффициент
усиления без генерации комбинационных частот.

190
Глава 2
Демодуляторы с относительно низкой чувствительностью и
линейностью широко используются в микросхемах высокого уровня
интеграции, полностью или частично реализующих функции
супергетеродинного приемника. Типичным примером является микросхема СМХ992
фирмы CML Microcircuits, которая представляет собой высокочастотную
часть супергетеродинного приемника. В состав микросхемы входит ма-
лошумящий усилитель, понижающий смеситель, демодулятор на
фиксированную промежуточную частоту и схема формирования квадратурных
компонент промежуточной частоты для квадратурного демодулятора.
Внешний кварцевый фильтр промежуточной частоты и встроенный в
микросхему усилитель промежуточной частоты совместно обеспечивают
основную селекцию и необходимое усиление принятого
модулированного сигнала в отсутствии сторонних мешающих сигналов и,
соответственно, без генерации комбинационных частот вне зависимости от
величины коэффициента усиления в тракте промежуточной частоты.
В результате на демодулятор приходит модулированный сигнал
достаточно большой величины при полном отсутствии сторонних сигналов,
которые могут генерировать на нелинейности демодулятора паразитные
сигналы в полосе частот полезного сигнала.
Иная ситуация имеет место в приемниках с однократным
преобразованием частоты принятого высокочастотного сигнала непосредственно
в baseband-диапазон. В этих приемниках полезный высокочастотный
сигнал усиливается в МШУ в смеси со сторонними мешающими
сигналами, которые не могут быть подавлены в широкополосном входном
фильтре. При требовании стандарта к чувствительности приемника не
более 0,7 мкВ (-ИОдБм) и чувствительности широкополосной
микросхемы демодулятора порядка -50дБм (табл.2.6) потребуется усиление
полезного сигнала в МШУ не менее чем на 60 дБ, что при наличии
сопутствующих мешающих сигналов величиной 70 дБн и более
практически нереализуемо. Даже относительно узкополосная микросхема
демодулятора LT5502 (LT5506) с чувствительностью -80дБм (которая
реализуется при оптимизации режима работы демодулятора в узкой
полосе частот и температур) требуют недопустимого усиления смеси
высокочастотного полезного сигнала и мощной помехи на 30 дБ.
Перспективной для применения в приемниках с прямым
преобразованием частоты является микросхема CML998, которая включает
высокочастотный малошумящий усилитель, демодулятор и синтезатор
частот. Микросхема имеет требуемую стандартом чувствительность при
коэффициенте усиления в высокочастотном тракте примерно 12 дБ, что
потенциально обеспечивает выполнение требований по
интермодуляционной избирательности. К недостаткам микросхемы относится
формирование квадратурных компонент высокочастотного сигнала с помощью
высокочастотных делителей, что приводит к высокому
энергопотреблению и потенциально формированию ложных каналов приема на субгар-

Базовые компоненты
191
мониках исходной частоты гетеродина. Дополнительно шумы
высокочастотного делителя повышают уровень шумов гетеродина в области
соседнего канала и, соответственно, уменьшают избирательность
приемника по соседнему каналу.
Шум демодулятора, как преобразователя на нулевую
промежуточную частоту, имеет некоторые особенности по сравнению с шумом
типового смесителя с ненулевой частотой преобразованного сигнала. К
типовым шумам преобразования, переключения и тепловым добавляется
низкочастотный фликкер-шум со спектральной плотностью мощности
вида 1 / / .
Фликкер-шум вносится всеми компонентами демодулятора, как
активными, так и пассивными. Пассивные компоненты включают все
резисторы схемы и сопротивление нагрузки. Фликкер-шумы вносят
транзисторы (полевые транзисторы больше, биполярные меньше). Как
правило, величина фликкер-шума возрастает с увеличением постоянного
тока через компонент и проявляется на сопротивлении нагрузки
пропорционально коэффициенту передачи от данного компонента к нагрузке по
цепи постоянного тока.
Шум преобразования есть белый шум на входе демодулятора (со
стороны преобразуемого высокочастотного сигнала), который
переносится на промежуточную частоту всеми гармониками опорного сигнала
(рис.2.23). Преобразование шума на нулевую несущую частоту есть
двухсторонне преобразование (1.45), что приводит к несколько меньшей
величине вносимого шума, чем это следует из выражения (2.83). Следует
отметить, что шумы демодулятора, в отличие от чувствительности и
линейности, не являются определяющим параметром для качества работы
приемника в целом. Во-первых, коэффициент шума демодулятора
повышает суммарный коэффициент шума линейной части приемника на
величину, меньшую исходной в коэффициент усиления МШУ раз. Во-
вторых, подавляющую величину мешающих сигналов в области нулевой
частоты составляют совсем не шумы, а генерируемая в приемнике
собственная постоянная составляющая и биения опорных генераторов
передатчика и приемника.
2.5.2. Квадратурный демодулятор для приемника
с нулевой промежуточной частотой
Анализ требований к многофункциональному широкополосному
приемнику с однократным преобразованием частоты и нулевой
промежуточной частотой показывает, что для его реализации необходим
квадратурный демодулятор с высокой чувствительностью и высокой
линейностью. Функциональная схема требуемого квадратурного модулятора
примерно соответствует рис.2.32. Чувствительность и линейность
квадратурного демодулятора определяется, в основном, высокочастотными

192
Глава 2
смесителями. Современные активные смесители имеют высокую
реальную чувствительность порядка нескольких микровольт. Линейность
типовых смесителей также достаточно высока и обеспечивает
интермодуляционную избирательность, удовлетворяющую требованиям стандарта
ЭМС. Проблемы при реализации широкополосного линейного
демодулятора с высокой чувствительностью связаны с особенностями
реализации работы смесителей в baseband-диапазоне, наличием в спектре демо-
дулированного сигнала постоянной составляющей и формированием
квадратурных компонент монохроматического сигнала гетеродина.
Фазовращатель на элементах с сосредоточенными параметрами
в виде элементарных RC- и LC-звеньев, показанный на рис.2.33,
является элементарным функциональным элементом для формирования
квадратурных компонент монохроматического опорного сигнала.
Амплитудные и фазовые характеристики фазовращателя на LC-элементах при
возбуждении идеальным генератором напряжения определяются
следующими очевидными выражениями:
(2.114)
где R - омическое сопротивление нагрузки; L,C- элементы
фазовращателя; Аф, АА - разность фаз и разность амплитуд сигналов на I/Q
выходах формирователя квадратур.
Рис.2.33. Пассивный
фазовращатель
При условии L/C = R разность фаз равна 90° во всей полосе
частот высокочастотного сигнала, а амплитудная характеристика имеет вид
(2.115)
Амплитудные и фазовые соотношения между сигналами на I/Q
выходах фазовращателя на RC элементах при возбуждении от идеального
источника напряжения определяются следующими выражениями:
(2.116)
Неравномерность амплитудной характеристики фазовращателя при
идеальной фазовой характеристике является неизбежным следствием
реализации фазовращателя на пассивных RLC-элементах с
сосредоточенными параметрами. Схема любой конфигурации на таких элементах

Базовые компоненты
193
является минимально-фазовой, т.е. имеет связанные между собой
амплитудно-частотные и фазочастотные характеристики. В результате
увеличение равномерности одной характеристики в полосе частот приводит к
уменьшению равномерности другой характеристики. Из сравнения
(2.114), (2.115), (2.116) следует, что амплитудная характеристика схемы
на LC-элементах несколько более гладкая, чем схемы на RC элементах.
Практически эта разница не имеет значения, так как для обоих вариантов
неравномерность амплитудной характеристики в широкой полосе частот
недопустимо велика. Существенным недостатком обоих фазовращателей
является и зависимость величины элементов фазовращателя от
сопротивления нагрузки.
Схема Хейвена является активной схемой формирования
квадратур высокочастотного монохроматического сигнала, которая основана на
преобразовании амплитудной модуляции в фазовую модуляцию.
Функциональная схема формирователя Хейвена показана на рис.2.34. Первый
элемент схемы - фазовращатель - осуществляет формирование двух
компонент высокочастотного сигнала, только приблизительно имеющих
фазовый сдвиг на 90°, возможно и с большой амплитудной асимметрией.
В частности, такой фазовращатель может быть выполнен как
простейший фазовращатель рис.2.33. Последующие ограничители сглаживают
амплитудную характеристику фазовращателя в полосе частот, так что
нормированные значения амплитуды сигнала в каналах равны
(2.117)
где со - несущая частота исходного монохроматического сигнала; 0 -
смещение фазы во входном фазовращателе.
Рис.2.34. Формирователь
квадратурных компонент
Сумматор в первом канале осуществляет синфазное сложение двух
высокочастотных сигналов, а сумматор во втором канале -
противофазное сложение:
(2.118)

194
Глава 2
Из выражения (2.118) следует, что высокочастотные
монохроматические сигналы в каналах фазовращателя смещены относительно друг
друга на 90° вне зависимости от несущей частоты и величины
предварительного смещения фазы 0. Примерное равенство относительного
смещения фаз двух сигналов на 0 « 90° необходимо только для получения
примерно равных амплитуд на выходе синфазного и противофазного
сумматора. Если сигналы на выходе сумматоров имеют значительную
разницу амплитуд, то могут быть использованы повторно ограничители
амплитуд или локальная схема автоматического регулирования
коэффициента усиления.
Выражения (2.117), (2.118) описывают работу идеального
формирователя с полностью симметричными амплитудными и фазовыми
характеристиками. Небольшое различие в фазовых характеристиках
сумматоров и ограничителей не имеет значения, так как всегда это различие
может быть отнесено к некоторой неточности начального
фазовращателя, которая не определяет точность квадратурного сдвига между
выходными сигналами. Однако несовпадение амплитудных характеристик
каналов (коэффициентов передачи ограничителя и сумматора) влияет на
изменение взаимной фазы между выходными сигналами.
Оценим точность формирования квадратурных компонент в схеме
рис.2.34. Если относительная разность коэффициентов усиления
сумматоров равна £ , выходные сигналы сумматоров равны
(2.119)
Выходные сигналы сумматоров (2.119) представляют собой
синусоидальные колебания с различной амплитудой и фазой. Абсолютные
фазы выходных сигналов определяются очевидными выражениями
(2.120)
а разность фаз между выходными сигналами равна
(2.121)
Как и следовало ожидать, при нулевой амплитудной ошибке £ = 0
котангенс в (2.121) равен нулю, что соответствует разности фаз между
сигналами точно 90°. В области малых рассогласований, когда 0 « 90°
фазовая ошибка примерно равна cot ф « ^ / 2 . Например, при 0 « 90° и
Е, = 0,01 (или 1% или 0,1 дБ) фазовая ошибка примерно 0,6°.
Как и для фазовращателя на сосредоточенных элементах, основная
проблема схемы Хейвена заключается в выравнивании амплитудной
характеристики квадратурных каналов. Ограничители амплитуды в ин-

Базовые компоненты
195
тегральном исполнении относительно просто реализуются на низких
частотах, но с повышением рабочей частоты достижение жесткого
ограничения с высокой стабильность становится проблематичным.
Фазовращатель на делителях частоты широко используется для
получения квадратурных высокочастотных сигналов гетеродина в
микросхемах демодуляторов, предназначенных для работы на
промежуточной частоте (в приемниках с двойным преобразованием частоты).
Функциональная схема такого формирователя показана на рис.2.35.
Входным сигналом является монохроматический высокочастотный
сигнал с несущей частотой, удвоенной по отношению к требуемой
несущей частоте квадратурных компонент. Входной сигнал разделяется на
два канала, в одном из каналов сигнал инвертируется. После деления
частоты на два в каждом из каналов будет получен сигнал гетеродина на
требуемой частоте, а разность фаз между сигналами, первоначально
равная 180°. становится 90°. В приемниках с однократным преобразованием
частоты указанный метод формирования квадратурных компонент
применим с некоторыми ограничениями. Дело в том, что демодуляция
принятого сигнала непосредственно на несущей частоте предъявляет
повышенные требования к качеству опорного сигнала, так как этот сигнал
является сигналом первого гетеродина. Избыточные шумы в спектре
сигнала в результате нелинейной операции деления приводят к
уменьшению избирательности по соседнему каналу. Использование
высокочастотных делителей с гарантированным уровнем вносимого шума
означает повышенную мощность потребления.
Рис.2.35. Фазовращатель
на делителях частоты
Полифазный фильтр в зависимости от вида входных сигналов и
конфигурации, может использоваться как фильтр подавления первой
зеркальной частоты или как формирователь квадратурных компонент
опорного сигнала гетеродина приемника [24]. Полифазный фильтр как
фазовращатель имеет наибольшее распространение в классе пассивных
формирователей высокочастотных квадратурных сигналов. Аналогично
элементарной RC-цепи рис.2.33, полифазный фильтр имеет идеальную
фазочастотную характеристику во всей полосе частот. Более плоская
амплитудно-частотная передаточная характеристика полифазного

196
Глава 2
фильтра обусловлена расстройкой каскадов многозвенного фильтра
относительно друг друга. Фильтр позволяет исключить влияние нагрузки
на величину фазового сдвига и значительно уменьшить неравномерность
амплитудной передаточной характеристики фазовращателя.
Схемотехника полифазного фильтра полностью совместима с интегральной
технологией, именно такие схемы используются в высококачественных
микросхемах квадратурных модуляторов и демодуляторов.
Аппаратный полифазный фильтр включает п последовательно
соединенных каскадов, каждый из которых состоит из четырех RC-
элементов, как показано на рис.2.17. При работе полифазного фильтра
как формирователя квадратурных компонент высокочастотного сигнала
дифференциальное напряжение Е1р поступает от синтезатора частоты,
дифференциальное напряжение Eq = О. Формально работа
элементарного звена фазовращателя описывается матричным уравнением (2.61).
При условии Eq = О амплитудная и фазовая характеристика равны
(2.122)
Из сравнения выражений (2.122) с амплитудной и фазовой
характеристикой элементарного RC-фазовращателя (2.116) следует, что они
полностью совпадают: отношение амплитуд сигналов на выходе
полифазного фильтра зависит от частоты входного сигнала и параметров
фильтра, фазовый сдвиг между выходными сигналами постоянный 90°
всей полосе частот и значений элементов фильтра. Важным
преимуществом полифазного фильтра по сравнению с простейшей схемой на RC-
элементах, является независимость фазовых и амплитудных
передаточных характеристик от нагрузки Z (при условии одинаковой нагрузки Z
на всех выходах фильтра).
Для уменьшения неравномерности амплитудной характеристики
полифазного фильтра в широкой полосе частот следует увеличивать
количество звеньев фильтра. Комплексная характеристика двухзвенного
полифазного фильтра как фазовращателя следует из выражения (2.67)
при том же самом условии Eq = 0 :
(2.123)
В двухзвенном фильтре также обеспечивается сдвиг фаз между
выходными сигналами 90° вне зависимости от частоты, параметров
элементов фильтра и нагрузки. Неравномерность амплитудной характеристики
определяется модулем выражения (2.123):

Базовые компоненты
197
Сравнение (2.124) с (1.122) показывает, что неравномерность
амплитудно-частотной характеристики двухзвенного фильтра
действительно меньше, чем однозвенного. В трехзвенном фильтре возможно
уменьшение неравномерности амплитудно-частотной характеристики
фазовращателя до величины в пределах ±1 дБ. Реальные параметры
полифазного фильтра (фазовый сдвиг и разность амплитуд сигналов на I/Q
выходах фильтра) будут отличаться от идеальных вследствие разброса
параметров элементов фильтра, нагрузки и внутреннего сопротивления
источника сигналов возбуждения. Эти отклонения тем более заметны
при работе в широкой полосе частот.
Список литературы к главе 2
1. П.Хоровиц. Искусство схемотехники. - М.: Мир, 1998.
2. Op Amps fpr Everyone. - Application Report SLOD006B, 2002,
www.ti.com.
3. Fully-Differential Amplifiers. - Application Report SLOA054D, 2002,
www.ti.com.
4. Noise Analysis in Operational Amplifier Circuits. - Application
Report SLVA043B, 2007, www.ti.com.
5. Clock Conditioner Owner's Manual, 2006. - www.national.com.
6. Operational Transcoductance Amplifiers, www.synth.stromeko.net.
7. Active Low-Pass Filter Design. - Application Report SLOA049B,
2002, www.ti.com.
8. Geiger R.L. Active Filter Design Using Operational Transconductance
Amplifiers: A Tutorial. - IEEE Circuits and Devices Magazine, Vol. 1, pp.20-
32, March 1985.
9. Shuenn-Yuh Lee. Systematic Design and Modeling of a OTA-C Filter
for Portable ECG Detection. - IEEE Transactions on biomedical Circuits and
Systems, vol.3, №1,2009.
10. Emira A.A. A Pseudo Differential Complex Filter for Bluetooth with
Frequency Tuning. - IEEE Transactions on Circuits and Systems, vol.50,
No. 10, 2003.
11. Muto C. A New Extended Frequency Transformation for Complex
Analog Filter Design, - IEICE Trans. Fundamentals, vol. E-83A, No.6, June
2000.
(2.124)

Глава 3
Цифровое представление модулированного
сигнала
Цифровая обработка сигнала является неотъемлемой частью
современных методов приема и передачи радиосигналов. Преобразованию в
цифровую и аналоговую форму могут подвергаться модулированные
сигналы, как на нулевой, так и ненулевой несущей частоте. В настоящем
разделе рассматриваются основы цифрового представления
непрерывных сигналов и характеристики ЦАП/АЦП, применяемых в программно-
конфигурируемом радио.
3.1. Аналого-цифровой преобразователь
Аналого-цифровой преобразователь выполняет преобразование
непрерывного по амплитуде и времени сигнала с ограниченным спектром в
дискретную форму, как по величине сигнала, так по времени. Для
выполнения этой задачи АЦП осуществляет дискретизацию сигнала по
времени (sampling) и квантование сигнала по его величине (quantization)
с целью максимально точно отобразить непрерывное время и
непрерывную амплитуду в дискретном виде [1,2].
Предполагается, что исходный сигнал представляет собой
непрерывную физически реализуемую функцию, определенную в каждой
временной точке. Сигнал, преобразуемый в дискретную форму, может быть
любого типа: аналоговый, цифровой, модулированный; спектр сигнала
может располагаться как в baseband-диапазоне, так и в высокочастотной
области. При этом предполагается, что спектр исходного сигнала всегда
в той или иной степени ограничен. Преобразованный дискретный сигнал
представляет собой последовательность отсчетов значений исходного
непрерывного сигнала через одинаковые временные интервалы; текущая
величина исходного сигнала отображаются в дискретном сигнале с
заранее известной точностью.
3.1.1. Дискретизация непрерывного сигнала
Основой для выбора параметров дискретизации по времени служит
критерий Найквиста [3]:
• Для непрерывных во времени сигналов, спектр которых расположен
в baseband-диапазоне и ограничен верней частотой Fm , частота
выборки дискретных значений сигнала fsmp должна более чем в два превы-

200
Глава 3
шать верхнюю частоту в ограниченном спектре исходного сигнала
f >2F
J smp ^ **1 m •
• Для непрерывных во времени сигналов с ненулевой несущей
частотой fc, спектр которых ограничен и расположен между нижней
частотой fc-Fm и верхней частотой fc + Fm, частота выборки дискретных
значений сигнала fsmp должна более чем в два превышать
ограниченную полосу частот исходного сигнала fsmp > BW - 2Fm .
Дискретизация непрерывного сигнала в baseband-диапазоне.
Исходный baseband-сигнал характеризуется во временной области
непрерывной функцией w(t) во всем диапазоне -оо < / < оо, а в частотной
области комплексным спектром W(f) в ограниченной области частот
-Fm <f<Fm; временное и частотное представление сигнала связаны
между собой интегралом Фурье. В аналого-цифровом преобразователе
генерируется периодическая последовательность импульсов
(регулярный дискретный сигнал), который во временной области представляет
периодическую последовательность импульсов ws(t-nTsmp) с
временным интервалом Tsmp. Если длительность импульсов приближается к
нулю при одинаковой амплитуде всех импульсов, то последовательность
приближается по своим свойствам к периодической последовательности
б -функций, а ее спектр представляет собой набор гармоник основной
частоты fsmp =nlTsmpc одинаковой амплитудой. Временное
представление дискретного периодического сигнала через его спектр имеет вид:
(3.1)
В результате умножения непрерывного сигнала w(t) на
периодическую последовательность импульсов ws{t-nTsmp) будет получен
дискретный сигнал wd{t), который во временной области представляет
последовательность отсчетов, определенных в дискретные моменты
времени с интервалом Tsmp, а значения дискретного сигнала
пропорциональны значениям непрерывного сигнала в выделенные моменты
времени, разделенные временным интервалом Tsmp :
(3.2)
Дискретный сигнал и>^(/), как и исходный сигнал w(t), является
непериодическим, а его спектр определяется интегралом Фурье от
временного представления (3.2):

Цифровое представление модулированного сигнала
201
После формальных преобразований выражения (3.3) получим:
(3.4)
В преобразованиях (3.4) использована перестановка линейных
операций суммирования и интегрирования и теорема смещении для
преобразования Фурье (спектр непериодической функции времени,
умноженной на экспоненциальный множитель с мнимым аргументом при
переменной /, есть спектр исходной функции, смещенный на величину
аргумента с противоположным знаком). Графически процесс
дискретизации непрерывного badseband-сигнала иллюстрирован на рис.3.1.
Рис.3.1. Дискретизация непрерывного сигнала:
a - исходный непрерывный сигнал и его спектр;
6 - дискретизирующий сигнал АЦП; в - дискретный сигнал и его спектр
Из выражения (3.4) и графиков рис.3.1 следует, что представление в
цифровой форме непрерывного сигнала любого типа связано с
изменением его спектра. Ограниченный спектр непрерывного сигнала
преобразуется в бесконечный спектр дискретного сигнала в области частот
nfsmp ~^m < / < nfsmp + ^m Для baseband-сигнала и в области частот
nfsmp +/с-Рт</< nfsmp +fc+Fm Для сигнала с ненулевой несущей
(3.3)

202
Глава 3
частотой, где п - целое число, положительное или отрицательное.
Спектр дискретного сигнала есть спектр исходного непрерывного
сигнала, периодически повторяющийся в области частот fn = nl Tsmp . Спектр
дискретного сигнала в области каждой из частот fn = nlTsmp полностью
повторяет структуру спектра исходного непрерывного сигнала в области
нулевой частоты: действительная часть спектра дискретного сигнала
является четной функцией, мнимая часть нечетной функцией
относительно центральной частоты fn -nlTsmp. Появление комбинационных
спектров исходного baseband сигнала в области частот дискретизации
fn -nlTsmp можно рассматривать как результат нелинейного
преобразования в АЦП, которое заключается в умножении непрерывного
сигнала w(t) на дискретный цифровой периодический сигнал ws(t).
Фундаментальное ограничение Найквиста на взаимосвязь между
верхней частотой спектра непрерывного сигнала Fm и частотой
дискретизации fsmp = 1 / Tsmp гарантирует отсутствие искажений в дискретизи-
рованном сигнале. При выполнении этого условия частные спектры
дискретного сигнала в области частот fn=nlTsmp не пересекаются и
взаимно не искажаются.
Выражение (3.4) справедливо и при обратном цифро-аналоговом
преобразовании - для получения истинной формы непрерывного сигнала
следует ограничить спектр аналогового сигнала таким образом, чтобы
подавить дубликаты спектра в области частоты дискретизации
fsmp-^^smp и ее гармоник. Каждый аналого-цифровой
преобразователь должен предваряться фильтром нижних частот {anti-aliasing
фильтр) для исключения наложения дубликатов спектра в дискретном
сигнале; полоса пропускания ФНЧ определяется частотой дискретизации
АЦП в соответствии с критерием Найквиста 2Fm < fsmp . После каждого
цифро-аналогового преобразователя должен быть фильтр нижних частот
(anti-imaging фильтр), который подавляет в спектре непрерывного
сигнала дубликаты спектра в области частоты дискретизации и ее гармоник;
полоса пропускания ФНЧ определяется частотой дискретизации ЦАП в
соответствии с критерием Найквиста 2Fm < fsmp .
Дискретизация непрерывного сигнала с ненулевой несущей
частотой. Предполагается, что полосовой сигнал с ненулевой несущей
частотой имеет спектр, расположенный в узкой области частот BW
симметрично относительно несущей частоты fc. При выполнении
второго условия Найквиста о соотношении полосы частот
высокочастотного сигнала и частоты дискретизации, комбинационные спектры дискрет-

Цифровое представление модулированного сигнала
203
ного сигнала не пересекаются, как и в случае baseband-сигнала, и
содержат истинную неискаженную информацию исходного непрерывного
сигнала. Еще раз отметим, что ограничение на скорость дискретизации
полосового высокочастотного сигнала определяются не его несущей
частотой, а занимаемой сигналом полосой частот. Другими словами,
несущая частота полосового сигнала не влияет на частоту
дискретизации, а определяет только скорость собственного преобразования в АЦП,
т.е. скорость фиксации мгновенного значения непрерывного сигнала.
Рис.3.2. Дискретизация полосового сигнала
Качественно результат преобразования непрерывного
модулированного сигнала с ненулевой несущей частотой в дискретную форму
иллюстрирован на рис.3.2. Спектр исходного сигнала является
комплексно-сопряженным относительно несущей частоты fc и имеет
полосу частот BW . Спектр дискретного модулированного сигнала состоит из
частных комбинационных спектров исходного сигнала, симметрично
отраженных около каждой частоты дискретизации fn -n!Tsmp для
целых значений п, включая и нулевое значение. Другими словами,
преобразование непрерывного полосового сигнала в дискретную форму, как и
baseband-сигнала, сопровождается расширением его спектра на всю
частотную ось. Каждый комбинационный спектр также является
комплексно-сопряженным по отношению к новой несущей частоте и находится в
области (п -й зоне), определенной условием nfsmp < f < fsmp (n +1 / 2)
или {n-M2)fsmp < f <nfsmp для нечетной и четной зоны,
соответственно. Для показанного примера несущая частота модулированного сигнала
fc в пять раз превышает его полосу частот BW, так что при частоте
дискретизации fsmp > BW спектр исходного сигнала находится в пятой
зоне Найквиста. Комбинационный спектр дискретного сигнала в
нечетных зонах совпадает с исходным спектром, а в четных зонах -
инвертирован по сравнению с исходным спектром. Если бы спектр исходного
сигнала находился в четной зоне, то с ним совпали бы комбинационные

204
Глава 3
спектры в четных зонах, а в нечетных зонах были бы инвертированы по
сравнению с исходным.
Таким образом, дискретизация непрерывного модулированного
сигнала с ненулевой несущей частотой может использоваться для
одновременного переноса спектра этого сигнала на низкую промежуточную
частоту с целью последующей демодуляции и цифровой обработки. Из
рис.3.2 следуют очевидные условия отсутствия искажений в
комбинационном спектре на самой низкой промежуточной частоте в первой зоне
Найквиста: минимальная частота комбинационного спектра
положительная, а максимальная частота не превышает половины частоты
дискретизации, если одновременно
(3.5)
По аналогии с выражениями (3.5) можно определить условия для
расположения спектра непрерывного сигнала с центральной частотой fc
и полосой частот BW в любой зоне Найквиста: четной зоне на частотах
от nfsmp ~ fsmp /2 до nfsmp или нечетной зоне на частотах от nfsmp до
Wsmp "•" J smp ' ^ •
(3.6а)
(3.66)
Если принять более жесткое требование на расположение спектра
непрерывного сигнала строго в центре зоны Найквиста, то неравенства
(2.135) преобразуются в более простые выражения для частоты
сравнения в зависимости от центральной частоты высокочастотного
непрерывного сигнала:
(3.7а)
(3.76)
Фильтр ограничения полосы частот аналогового сигнала.
Требования к ширине полосы пропускания и к подавлению вне полосы
пропускания anti-aliasing фильтра определяются полосой частот
непрерывного аналогового сигнала и требованиями к точности представления его
амплитуды в цифровом виде. Спектр непрерывного сигнала с ненулевой
несущей частотой или в baseband-диапазоне только в идеальном случае
расположен в полосе частот BW, реально отличные от нуля значения
существуют при очень большом удалении от значения Fm .
Несоответствие между конечным значением частоты дискретизации и произвольно
малым значением амплитуды преобразуемого аналогового сигнала при-

Цифровое представление модулированного сигнала
205
Рис.3.3. Динамический
диапазон непрерывного сигнала
водит к искажению спектра преобразуемого сигнала, как это показано на
рис.3.3. В результате искажения истинного значения малых значений
спектра в удаленной области частот имеет место потеря точности
представления непрерывного сигнала в
цифровом виде или что, то же самое,
уменьшение динамического
диапазона дискретного сигнала. Можно
оценить требования к полосе
пропускания фильтра нижних частот по
требованиям точности представления
аналогового сигнала в цифровом
виде. Полагаем, что уменьшение
амплитуды спектральных
составляющих непрерывного цифрового
сигнала за полосой сигнала f > Fm
обусловлено только anti-aliasing
фильтром нижних частот М-го порядка с затуханием 6М
децибел/октаву. В этом случае динамический диапазон значений дискретного
сигнала, в котором отсутствуют искажения, определяется очевидным
соотношением
(3.8)
где ABW -диапазон изменения сигнала в полосе частот BW .
Оценка (3.8) является пессимистической, так как она определяет
уменьшение спектра с ростом частоты только за счет фильтра и не
учитывает собственную частотную характеристику сигнала, которая не
является постоянной во всей полосе частот.
При построении anti-aliasing фильтра следует принимать во
внимание не только амплитудную, но и фазовую характеристику фильтра.
Сигнал с ненулевой промежуточной частотой, является узкополосным
по отношению к собственной несущей частоте. В этом случае фазовая
характеристика полосового anti-aliasing фильтра с центральной частотой
пропускания, равной несущей частоте преобразуемого сигнала,
практически не изменяется в полосе частот преобразуемого сигнала. Вносимая
фильтром постоянная фаза не изменяет информационных и
энергетических параметров сигнала. В случае преобразования baseband-сигнала со
спектром, примыкающем к нулевой частоте, фазовые искажения в
antialiasing фильтре могут влиять на достоверность приема.
Сверхдискретизация непрерывного сигнала. Жесткая
взаимосвязь между полосой частот непрерывного сигнала и частотой
дискретизации приводит к проблемам при дискретизации слабого полезного
сигнала на фоне большого мешающего сигнала, отстоящего от полезного
сигнала на относительно небольшую частоту, как показано на рис.3.3.
Такая ситуация типична в случае приема слабого полезного сигнала при

206
Глава 3
наличии мощной сторонней помехи на частоте соседнего канала. Если
частота дискретизации будет определяться только полосой частот
полезного сигнала, то потребуется использование anti-aliasing фильтра с очень
большим подавлением вне полосы пропускания и очень крутыми
фронтами, что связано с большими аппаратными затратами, а также
дополнительными фазовыми искажениями полезного сигнала в области крутых
фронтов фильтра.
Рис.3.4. Сверхдискретизация непрерывного сигнала
Частичным решением проблемы является искусственное
расширение полосы частот преобразуемого сигнала до величины, включающей
полезный сигнал и помеху, с последующей цифровой фильтрацией
помехи; алгоритм совместной сверхдискретизации непрерывного baseband-
сигнала и помехи поясняется на рис.3.4. Частотная характеристика
аналогового ФНЧ определяется полосой пропускания Fm, совпадающей с
верхней частотой в спектре полезного сигнала, и практически нулевым
затуханием на частоте KFm; при этом минимальная частота
дискретизации 2KFm в К раз превышает минимально необходимую частоту
дискретизации полезного сигнала fsmp = 2Fm (так называемый режим over-
sampling - «сверхдискретизация»). По возможности расширенная полоса
частот KFm выбирается таким образом, чтобы сигнал помехи
располагался на фронте передаточной характеристики фильтра и был подавлен в
максимально возможной степени. Последующий за АЦП цифровой
фильтр ограничивает полосу частот дискретного сигнала до величины
fsmp ~ 2^/и, соответствующей реальной полосе частот сигнала.
Полученный в результате цифровой фильтрации дискретный сигнал
определен во временных точках с расстоянием Ts =\/2Kfsmp, что является,
очевидно, избыточным малым при верхней частоте полезного сигнала

Цифровое представление модулированного сигнала
207
Fm « Kfsmp. Избыточное количество отсчетов может быть полезным
при последующих расчетах в процессоре. Если же большое количество
отсчетов не требуется, то последующее за цифровым фильтром
устройство децимации уменьшает количество отсчетов в дискретном сигнале
(повышает расстояние между отсчетами) в К раз. Практически
цифровая фильтрация и децимация совмещаются путем вычисления выходного
сигнала цифрового фильтра в К меньшем количестве временных точек
по сравнению с количеством отсчетов на выходе АЦП.
Субдискретизация непрерывного сигнала. Субдискретизация
(undersampling) есть эффект переноса спектра высокочастотного
модулированного сигнала с помощью АЦП из высокочастотной области в
первую зону Найквиста. Согласно критерию Найквиста, частота
дискретизации непрерывного полосового сигнала, расположенного на несущей
частоте /с^0 и имеющего полосу частот BW «/с, определяется
полосой сигнала, но не его несущей частотой. В результате спектр
исходного непрерывного полосового сигнала после дискретизации
перемещается из высокочастотной области fc в область частоты дискретизации
fsmp и ее гармоник kfsmp (рис.3.2). При выполнении условий (3.5)—(3.7)
отсутствует взаимное пересечение спектров на гармониках частоты
дискретизации, спектр модулированного сигнала на самой низкой
комбинационной частоте в первой зоне Найквиста полностью сохраняет
информацию, заключенная в исходном непрерывном высокочастотном
сигнале.
Дискретизация в АЦП модулированного сигнала с ненулевой
несущей частотой может рассматриваться как перенос спектра
высокочастотного сигнала с полосой частот BW < fsmpll на сверхнизкую
несущую частоту, расположенную в области частот 0 < / < fsmp 12 ;
функции гетеродина при этом выполняет генератор частоты
дискретизации fsmp . Преобразование непрерывного сигнала в АЦП требует
частоты гетеродина fsmp , которая сравнима с полосой частот исходного
сигнала А/ « fc, что намного меньше частоты гетеродина, которая должна
быть сравнима с несущей частотой исходного непрерывного сигнала fc
при переносе спектра с помощью аналогового смесителя. В ряде случаев
использование субдискретизации вместо аналогового смесителя
упрощает построение аппаратуры; в частности, снижаются требования к
стабильности частоты гетеродина, упрощается перестройка гетеродина в
полосе частот. При этом следует учитывать, что низкая частота
дискретизации не означает возможности использования низкочастотного АЦП,
так как рабочая частота АЦП по-прежнему будет определяться несущей

208
Глава 3
частотой преобразуемого сигнала /с, а не его полосой BW. Перенос
спектра исходного непрерывного сигнала в АЦП в низкочастотную
область можно рассматривать как преобразованию спектра в векторном
смесителе при сложном опорном (преобразующем) сигнале. В обоих
случаях выходной сигнала с преобразованной несущей частотой
является действительным сигналом, спектр которого расположен и в
положительной, и в отрицательной области частот (рис. 1.9).
3.1.2. Квантование непрерывного сигнала
Квантование есть процесс отображения мгновенного значения
непрерывного сигнала на конечное число дискретных уровней или, иначе,
мгновенное значение непрерывного сигнала представляется в виде
цифрового кода в соответствии с величиной и шагом разрядной сетки.
Параметры квантования определяются динамическим диапазоном
преобразуемого сигнала, точностью представления мгновенного значения
непрерывного сигнала в дискретном виде, вносимыми преобразователем
искажениями и шумами.
Рис.3.5. Статические ошибки АЦП: a - линейные; б - нелинейные
Точность и динамический диапазон преобразуемого цифрового
сигнала (рис.3.5) определяет количество необходимых уровней АЦП
равное 2 , где TV - разрядность АЦП. Абсолютная величина каждого
уровня определяется напряжением питания Vq и законом распределения
отсчетов в пределах этого напряжения. При равномерном распределении
отсчетов расстояния между любыми соседними отсчетами одинаково и
равно цене младшего разряда LSB = А = Vq/2 .
Статические характеристики АЦП характеризуют отклонение
реальной передаточной характеристики АЦП от идеальной характеристики
и обычно включают в себя дифференциальную и интегральную
нелинейность преобразования, ошибку усиления, ошибку сдвига.

Цифровое представление модулированного сигнала
209
Идеальная передаточная характеристика АЦП в виде зависимости
цифрового кода от амплитуды непрерывного входного сигнала показана
на рис.3.5я и формально выражается в виде соотношения
D = K + G -Л, (3.9)
где D - цифровой код на выходе АЦП; А - уровень входного
непрерывного сигнала; K,G - постоянные размерные коэффициенты.
Отклонения реальной характеристики от идеальной обусловлены
разбросом параметров резисторов, которые обеспечивают сравнение
мгновенной амплитуды непрерывного сигнала с порогами,
определяющими границы и ширину каждого бита. В результате возникают
линейные и нелинейные ошибки преобразования.
Линейные ошибки смещения и усиления характеризуют
систематическое отклонение реальных значений параметров K,G от идеальных
значений при сохранении линейного характера зависимости (3.9).
Физически эти ошибки есть постоянное или зависящее от амплитуды
входного сигнала смещение границ каждого бита относительно истинного
положения. Ошибки смещения и усиления выражаются обычно в долях
младшего значащего разряда LSB или процентах; ошибка смещения
может выражаться и в абсолютных значения мВ.
Нелинейные дифференциальные и интегральные ошибки
характеризуют случайное изменение ширины каждого бита относительного
истинного постоянного значения; в результате линейная зависимость
рис.3.5а между амплитудой входного сигнала и кодом утрачивается и
переходит в нелинейную зависимость рис.3.56.
Интерполяция цифрового сигнала заключается в определении
значения цифрового сигнала в произвольный момент времени по его
дискретным отсчетам. Необходимость интерполяции значений
цифрового сигнала связана с тем, что параметры АЦП, параметры реального
принимаемого сигнала и требования алгоритмов цифровой обработки
сигнала не связаны однозначно между собой. Тактовая частота АЦП,
определяющая расстояние между отсчетами цифрового сигнала, зависит
от ширины спектра преобразуемого непрерывного сигнала, выбранного
режима сверхдискретизации и точности представления сигнала. При
этом количество отсчетов АЦП на периоде сигнала не зависит от
требуемой точности последующих расчетов, а генератор тактовой частоты
АЦП не синхронизирован с истинной скоростью цифрового сигнала
На рис.3.6 показаны временные соотношения между исходным
аналоговым baseband-сигналом, поступающим на вход АЦП и его
дискретным представлением в собственной системе отсчетов приемника.
Интервал временных отсчетов аналого-цифрового преобразователя Tsmp не
является кратным символьному интервалу Ts преобразуемого
цифрового сигнала, так что число отсчетов АЦП в течение символьного интерва-

210
Глава 3
ла не является постоянной величиной. Очевидно, что переменное число
отсчетов на символьном интервале уменьшает точность последующей
обработки цифрового сигнала и усложняет организацию
вычислительного процесса. Кроме того, реализация оптимального вычислительного
процесса может потребовать значительно большего количества отсчетов
на символьном интервале, чем это необходимо с точки зрения точности
представления сигнала. Например, вычисление производной функции в
некоторой временной точке при 8 отсчетах на символьный интервал
будет связано с огромной ошибкой.
Рис.3.6. Интерполяция дискретного сигнала
Значения цифрового сигнала с ограниченным спектром всегда
могут быть восстановлены в любой временной точке без потери
информации по его дискретным отсчетам:
(ЗЛО)
где w(mTsmp) - дискретные отсчеты аналогового сигнала на выходе
АЦП; h(t) = sin(x)/x - весовые функции; tn={ln+\xn)Tsmp -
произвольный момент в системе отсчетов приемника; ln = int[tn /Tsmp] -
целое количество отсчетов дискретного сигнала на выходе АЦП, которое
состоялось к указанному моменту tn ; \хп = frc[t n / Tsmp] -
нормированное расстояние от ближайшего к моменту tn отсчета до указанного
момента времени tn.
Для практических вычислений бесконечные пределы суммирования
в (3.10) должны быть так или иначе ограничены. Полагаем, что только

Цифровое представление модулированного сигнала
211
на временном интервале (/„ -/2 )...(/„ +/,) весовая функция /?(/) имеет
существенную величину, так что уравнение (3.10) преобразуется к виду
(3.11)
где l\, li - целые числа.
Вычисление даже конечной суммы весовых функций вида sin(x)/x
требует значительных вычислительных ресурсов; к тому же при
ограничении количества членов бесконечного ряда эта весовая функция уже не
является наилучшей. Определено, что без существенной потери
точности весовые функции sin(x)/x могут быть заменены более простым
алгебраическим полиномом первой или второй степени:
(3.12)
где с{т) - коэффициенты алгебраических полиномов.
Вводя обозначения с(ц) = с[(/„ -m)Tsmp +\xnTsmp] и новую
переменную i = ln-m, получим
.(3.13)
Коэффициенты алгебраических полиномов для различных видов
аппроксимации приведены в табл.3.1
Таблица 3.1. Коэффициенты полиномов аппроксимации
Коэффициенты
полиномов
С-2
С-,
Со
с.
линейная
-
И
1-И
-
Аппроксимация
кубическая
И(Ц-1)
ц(-ц + 2)
V + 1
ц(ц-0
параболическая
ац(ц-1)
2
-а|л + (1 + а)|д
-ац2 -(1-а)ц + 1
a|i(|i-l)
Таким образом, интерполятор определяет значение цифрового
сигнала в произвольный момент tn в системе отсчетов приемника по
целому числу 1П, равному числу периодов собственной тактовой частоты
приемника Tsmp, завершенных к указанному моменту времени tn I Tsmp,
и значению |iw, равному нормированному расстоянию от момента
последнего отсчета ln = int(tn I Tsmp) до времени tn I Tsmp .

212
Глава 3
3.1.3. Основные параметры АЦП
К основным параметрам АЦП относятся шумы [шумы
дискретизации (джиттер) вследствие неравномерности отсчетов дискретного
сигнала, шумы квантования вследствие ограниченности разрядной сетки
АЦП, тепловые шумы], интермодуляционные и нелинейные искажения
преобразованного сигнала [4].
Шумы квантования определяются невозможностью точного
представления непрерывного сигнала, величина которого может принимать
непрерывный ряд значений, с помощью ограниченного количества
дискретных значений. Близким, но различным мгновенным значениям
непрерывного сигнала может соответствовать одно и то же численное
представление. Неопределенность численного представления истинной
амплитуды непрерывного сигнала величиной в один младший разряд
преобразователя и является собственным шумом преобразователя.
Эффективное значение амплитуды шума преобразователей в общем случае
зависит от частоты преобразования и диапазона частот, который
определяется диапазоном частот входного сигнала. В первом приближении
шум квантования является некоррелированным с нулевым средним
значением и равномерным спектром частот, т.е. по своим характеристикам
приближается к белому гауссовому шуму. Случайные значения
непрерывного аналогового сигнала равномерно распределены в диапазоне
дискретизации ±А/2, где А - шаг дискретизации. Квадрат
эффективного напряжения случайного сигнала х с нулевым средним и постоянной
плотности вероятностью р(х) = I / А равен
Например, для типового 16-разрядного АЦП с напряжением
питания FS =3 В цена младшего разряда А =76 мкВ, что соответствует
эффективному (среднеквадратичному) напряжению шума Еп =22 мкВ.
Полагаем, что мгновенные значения полезного сигнала с нулевым средним
значением равномерно распределены в диапазоне преобразования
±FS 12 . При постоянной плотности вероятности Р(х) = 1 / FS
ожидаемого значения преобразуемого сигнала квадрат эффективного
напряжения сигнала равен
Если на диапазон преобразования FS приходится N разрядов, то
отношение сигнал/шум квантования равно
(3.14)
(3.15)

Цифровое представление модулированного сигнала
213
(3.16)
Выражение (3.16) определяет отношение сигнал/шум как
отношение мощности сигнала к мощности шума при равновероятном
ожидаемом значении преобразуемого сигнала во всем возможном диапазоне
значений преобразуемого сигнала. Во многих случаях преобразуемый
сигнал может иметь не случайное, а заранее известное распределение
значений, например, синусоидальное. В этом случае к выражению (3.16)
вводятся небольшие поправочные коэффициенты, увеличивающие
отношение сигнал/шум.
Отношение сигнал/шум квантования (3.16) определяется только
разрядностью преобразователя N и ожидаемым распределением
амплитуды преобразуемого сигнала и не зависит от частоты дискретизации
(скорости преобразования). Другими словами, мощность вносимого
шума постоянна в пределах, по крайней мере, первой зоны Найквиста
О - fsmp 12. Постоянство средней мощности шума квантования означает,
что спектральная плотность мощности шума квантования изменяется
в зависимости от частоты преобразования.
Рис.3.7. Спектральная плотность мощности дискретного сигнала и
шума квантования
На рис.3.7 показана спектральная плотность мощности сигнала и
спектральная плотность мощности шума квантования при двух
различных значениях частоты преобразования. При одном и том же отношении
сигнал/шум квантования увеличение частоты преобразования в два раза
уменьшает спектральную плотность шума квантования, и в полосе
сигнала, и за полосой. Следовательно, отношение сигнал/шум квантования
в полосе частот полезного сигнала уменьшается пропорционально
величине сверхдискретизации 2KFm, а выражение для коэффициента шума
квантования в полосе частот дискретного сигнала (3.16) в условиях
сверхдискретизации преобразуется к виду

214
Глава 3
(3.17)
Рис.3.8. Временная ошибка
квантования
где BW - истинная полоса частот цифрового сигнала в baseband-
диапазоне.
Шумы дискретизации в первом приближении определяются
случайным изменением временного интервала между отсчетами
дискретного сигнала. Моменты времени, в которые фиксируется амплитуда
непрерывного сигнала, определяются частотой внешнего тактового
генератора. Фазовые шумы, неизбежно присутствующие в спектре
самого стабильного генератора, приводят к неопределенности (дрожанию)
мгновенного значения фазы
опорного сигнала. Эффект случайного
отклонения временного интервала
Tsmp между отсчетами
относительного постоянного (ожидаемого)
значения, так называемый jitter,
оказывает значительное влияние на
точность представления сигнала и,
прежде всего, на отношение
сигнал/шум. Качественно влияние
дрожания фазы на точность
квантования амплитуды непрерывного сигнала показано на рис.3.8. Очевидно,
что чем выше скорость изменения сигнала и чем больше дрожание фазы,
тем больше вносимые ошибки. Отношение сигнал/шум за счет дрожания
фазы при идеальном квантовании оценивается выражением
(3.18)
где / - частота входного сигнала; Ат - среднеквадратичное значение
отклонения длительности интервала отсчета от ожидаемого значения.
Тепловые шумы возникают на резистивных компонентах АЦП в
результате протекания через них постоянного тока и характеризуются
как белый гауссов шум. Тепловой шум АЦП проявляется как
непрерывное случайное изменение кода на выходе АЦП при фиксированном
значении преобразуемого напряжения на входе АЦП. Распределение кодов
имеет вид, близкий к гауссовому распределению, что подтверждает
широкополосный характер шума. По распределению кодов всегда может
быть определено среднеквадратичное уклонение в единицах младшего
разряда. При известной цене младшего разряда (полное напряжение
преобразования, отнесенное к полному количеству значений) определяется
дисперсия (эффективное среднеквадратичное напряжение) теплового
шума на входе АЦП. Эффективное напряжение теплового шума может
превышать цену младшего разряда при низковольтном питании.

Цифровое представление модулированного сигнала
215
Эквивалентные шумы нелинейных искажений есть отражение в
виде отношения сигнал/шум случайных искажений преобразуемого
сигнала в АЦП. Линейная часть АЦП, включающая буферный усилитель и
устройство выборки-хранения, имеют ограниченный динамический
диапазон, что приводит к нелинейным искажениям преобразуемого сигнала.
Цифровая часть АЦП также имеет нелинейные искажения собственной
статической и динамической характеристики преобразования (рис.3.5).
Относительно небольшая величина этих искажений и сложный характер
искажений позволяет отразить их влияние на ошибки представления
дискретного сигнала как эквивалентное увеличение теплового шума.
Отношение сигнал/шум и эффективное количество разрядов
АЦП. Отношение сигнал/шум АЦП определяется отношением
максимально возможной величиной преобразуемого сигнала к полной
величиной шума в первой полосе Найквиста. Шум включает шумы
квантования, тепловые шумы и шумы дрожания фронта тактовой частоты
выборок (джиттер), но не включает интермодуляционные искажения.
Влияние нелинейных искажений в АЦП отражается как эквивалентное
увеличение собственного шума и характеризуется параметром SINAD
или S/N + D. Точно так же, как отношение сигнала/шум SNR,
параметр SINAD измеряется при максимально возможном значении
преобразуемого сигнала. Реально значения SINAD и SNR, указываемые в
технических данных на прибор, близки друг к другу, что указывает на
относительно небольшое влияние интермодуляционных искажений.
Внутреннее сопротивление источника преобразуемого сигнала при
измерении отношения сигнал/шум выбирается пренебрежительно малым
по сравнению с входным сопротивлением АЦП. Это условие является
более практичным, чем измерения в условиях согласования источника и
АЦП. Входное сопротивление АЦП в силу ряда причин велико, так что
построение высококачественной цепи согласования возможно только в
относительно узкой полосе частот при ненулевой несущей частоте
преобразуемого сигнала. Тем более проблематична реализация
согласования для сигналов в baseband-диапазоне. Типовая рекомендация
сопряжения полностью дифференциального операционного усилителя с АЦП
также не предполагает какого-то согласования входного и выходного
импеданса устройств.
Для оценки применимости того или иного типа АЦП используется
параметр эффективного количества разрядов АЦП, доступных для
преобразования. Фактически эффективное количество разрядов определяет
максимально возможный диапазон изменения амплитуды
преобразуемого сигнала. Как и отношение сигнал/шум, количество эффективных
разрядов зависит от суммарного шума АЦП. Например, для преобразуемого
сигнала с пренебрежительно малыми собственными шумами и АЦП,
шум которого определяется только шумом квантования, эффективное

216
Глава 3
количество разрядов для преобразования на единицу меньше
разрядности АЦП, равной N. Соответственно, максимальный динамический
диапазон преобразуемого сигнала равен 6(N - \) дБ.
Простейшая оценка количества эффективных разрядов указывает на
максимально возможный диапазон преобразуемого сигнала, но никак не
указывает на качество преобразования. В самом деле, случайные
флуктуации младшего разряда АЦП никак не влияют на цифровое значение
амплитуды большого преобразуемого сигнала, но значительно искажают
сигнал, амплитуда которого соизмерима с младшим разрядом.
Практически количество эффективных разрядов (или отношение сигнал/шум или
динамический диапазон преобразуемого сигнала) должны быть
соотнесены не с максимальной, а с ожидаемой амплитудой преобразуемого
сигнала.
Полагаем, что преобразованию подвергается непрерывный сигнал
сложной формы с амплитудой, равной 2 А/2, где k<N .В первом
приближении можно принять коэффициент формы сигнала V2 ,
соответствующий идеальному синусоидальному сигналу. В этом случае
среднеквадратичное значение преобразуемого сигнала равно 2 A/2V2 .
Отношение сигнал/шум преобразованного сигнала равно отношению
среднеквадратичного значения ожидаемой амплитуды преобразуемого
сигнала к эффективному значению амплитуды шума (3.14):
(3.19)
Например, для получения оцифрованного синусоидального сигнала
с отношением сигнал/шум не менее 20 дБ его амплитуда должна быть не
менее к = 3 разрядов. Соответственно, при 16-разрядном АЦП
количество разрядов, доступных для преобразования, равно 13, а диапазон ам-
О 1 /:
плитуд преобразуемого сигнала равен А(2 ... 2 ) В.
Оценка (3.19) отражает отношение сигнал/шум, вносимое в
преобразованный сигнал шумами квантования АЦП в условиях
пренебрежительно малых собственных шумов преобразуемого сигнала. Реально
шумы преобразуемого сигнала в условиях приема на грани
чувствительности не являются малыми. Уровень внешних шумов на
входе АЦП зависит как от суммарного шума предыдущих компонент,
так и от условий согласования источника с входным сопротивлением
АЦП. Входное сопротивление АЦП не является строго определенной
величиной и, если указывается, то не в технических условиях на АЦП, а
в разделе по применению как справочная величина. Кроме того, входное
сопротивление АЦП достаточно высокое, что исключает возможность
его согласования в рабочей полосе частот, например, с выходным
сопротивлением предшествующего операционного усилителя. В этих услови-

Цифровое представление модулированного сигнала
217
ях можно принять, что источник преобразуемого сигнала является
генератором ЭДС, так что все напряжение внешнего шума присутствует на
входах АЦП. Выражение для отношения сигнал/шум преобразованного
сигнала в условиях внешних шумов записывается по аналогии с
выражением (3.19):
, (3.20)
где Vejr - внешнее эффективное шумовое напряжение в диапазоне
частот преобразуемого сигнала.
Например, при минимальном шаге АЦП, равном эффективному
шумовому напряжению в преобразуемом сигнале А = Vejj, отношение
сигнал/шум в преобразованном сигнале равно SNRQ = 6,02к-9 дБ. Для
получения оцифрованного синусоидального сигнала с отношением
сигнал/шум с тем же самым отношением 20 дБ, амплитуда этого сигнала
должна быть должна быть не менее к = 5 разрядов. Соответственно, на
величину к = 5 уменьшается и количество доступных для
преобразования разрядов АЦП, и допустимый диапазон изменения амплитуды
преобразуемого сигнала.
Параметры АЦП. Рассмотренные выше параметры дискретизации
по времени и квантования амплитуды непрерывного сигнала при его
преобразовании в цифровую форму предполагают идеальные
характеристики АЦП: одинаковое расстояние между временными отсчетами,
одинаковую величину шага дискретизации и т.д. Реальная микросхема АЦП
характеризуется следующими группами параметров, зависящих от
реализации: статическая передаточная характеристика, шумы и нелинейные
искажения, погрешности дискретизации.
Интегральная нелинейная ошибка (Integral Non-Linearity - INL)
определяется как максимальное отклонение фактической передаточной
характеристики от идеальной линейной характеристики и обычно
выражается в процентах или долях младшего значащего разряда LSB.
Интегральная нелинейная ошибка, аналогично нелинейности усилителя,
приводит к генерации в АЦП паразитных сигналов на комбинационных
частотах составляющих спектра входного сигнала.
Дифференциальная нелинейная ошибка (Differential Non-Linearity -
DNL) определяется как максимальное отклонение ширины бита от его
идеального значения на всей передаточной характеристике и обычно
выражается в процентах или долях младшего значащего разряда LSB.
Дифференциальная нелинейность характеризует локальную
монотонность передаточной характеристики. Значительная дифференциальная
нелинейность приводит к появлению локальных максимумов или мини-

218
Глава 3
мумов в передаточной характеристике АЦП; возможно и возникновение
пропущенных кодов.
Шумы и искажения АЦП включают в себя следующие основные
компоненты: шумы квантования, возникающие вследствие
ограниченной разрядной сетки, шумы дискретизации, возникающие вследствие
неравномерности отсчетов дискретного сигнала, суммарные
гармонические искажения, возникающие вследствие нелинейности передаточной
характеристики, и тепловые шумы. Для микросхем АЦП определяются
следующие параметры, являющиеся комбинациями различных шумов и
искажений:
• Суммарные гармонические искажения THD (Total Harmonic
Distortion). Определяются отношением (дБ) полной мощности гармоник к
мощности основного тона.
• Отношение сигнал/шум SNR. Определяет отношение (дБ) мощности
максимально возможного входного сигнала к среднеквадратичной
мощности шума и прочих спектральных компонент квантованного
сигнала, которые находятся в первой зоне Найквиста, за исключением
гармоник основного тона сигнала.
• Отношение сигнал/шум плюс гармонические искажения SINAD
(Signal to Noise And Distortion ratio) или SIN + D. Определяет
отношение (дБ) мощности максимально возможного входного сигнала к
среднеквадратичной мощности шума и прочих спектральных компонент
квантованного сигнала, которые находятся в первой зоне Найквиста,
включая гармоники основного тона сигнала.
• Динамический диапазон, свободный от гармоник SFDR. Определяет
отношение (дБ) мощности входного сигнала к мощности максимальной
комбинационной частоты в первой зоне Найквиста.
3.1.4. Базовая архитектура микросхем АЦП
В настоящее время в приемниках программно-конфигурируемого
радио находят применение относительно низкоскоростные АЦП с
минимальной мощностью потребления, предназначенные для
преобразования baseband-сигналов или модулированных сигналов на низкой
промежуточной частоте. Основные требования, предъявляемые к АЦП для
преобразования узкополосных низкочастотных модулированных
сигналов - высокий динамический диапазон и минимум вносимых шумов и
нелинейных искажений. Наибольшее распространение в этом классе
получили АЦП последовательного приближения и последовательные
интегрирующие сигма-дельта АЦП [5, 6].
Аналого-цифровой преобразователь последовательного
приближения (SAR - Successive Approximation Register) основан на
регулярном, детерминированном изменении амплитуды сигнала опорного
ЦАП, входящего в состав АЦП, до достижения равенства амплитуд

Цифровое представление модулированного сигнала
219
опорного и преобразуемого сигнала. Функциональная схема
преобразователя показана на рис.3.9.
Рис.3.9. АЦП последовательного приближения
Первым элементом преобразователя является схема
выборки/хранения, предназначенная для уменьшения апертурного времени.
Апертурное время Га есть время, в течение которого сохраняется
неопределенность амплитуды преобразуемого непрерывного сигнала. Если
преобразуемый сигнал будет поступать непосредственно на компаратор,
то потребуется выполнение условия почти постоянной амплитуды
сигнала в течение времени работы преобразователя xadc ; в противном
случае неизбежны дополнительные ошибки в оценке амплитуды сигнала.
Условие Ta « \adc означает либо низкую допустимую скорость
изменения преобразуемого сигнала, либо высокое энергопотребление АЦП,
обеспечивающее высокоскоростную обработку. Устройство
выборки/хранения минимизирует апертурное время, сохраняя постоянное
значение амплитуды непрерывного преобразуемого сигнала в течение всего
времени xadc, необходимого для определения цифрового значения
амплитуды аналогового сигнала.
Очередной такт работы АЦП начинается с поступления команды
«старт», по которой схема выборки/хранения фиксирует текущее
значение входного аналогового сигнала и удерживает это значение в течение
всего цикла работы АЦП. Выходной сигнал внутреннего ЦАП
устанавливается в середину шкалы полного напряжения преобразования VREF ,
обычно совпадающего с напряжением питания. Компаратор сравнивает
напряжение с выхода ЦАП и с выхода схемы выборки/хранения. В
зависимости от результата сравнения в регистре последовательного
приближения запоминается единичное или нулевое значение старшего
значащего бита. Затем величина выходного напряжения ЦАП последовательно
изменяется на дискретную величину UREF 14, UREF /8 и т.д. Если
измеряемое напряжение больше опорного, то к текущему состоянию ЦАП
на к-м шаге добавляется значение, равное последующему шагу

220
Глава 3
Uref 12 • Если измеряемое напряжение меньше опорного, то к
текущему состоянию ЦАП добавляется значение, равное шагу UREF / 2 + .
Результат каждого очередного сравнения запоминается в регистре
последовательно приближения и процесс продолжается до исчерпания
количества разрядов в регистре. Содержимое регистра плюс значение
«знака» относительно напряжения преобразования UREF/2
соответствуют коду мгновенного значения величины преобразуемого аналогового
сигнала. В табл.3.2 иллюстрировано установление значения двоичного
кода в регистре SAR при преобразовании мгновенного значения
аналогового напряжения 0,52 В в 6-битовом ЦАП с напряжением питания 1,6
В. Код 010100 в регистре ЦАП соответствует значению входного
аналогового напряжения с точностью до цены младшего разряда.
Таблица 3.2. Алгоритм работы АЦП последовательного приближения
Шаг изменения
напряжения
ЦАП, В
0,8
0,4
0,2
0,1
0,05
0,025
Напряжение
на выходе
ЦАП, В
0,8
0,4
0,6
0,5
0,55
0,525
Напряжение
больше
опорного?
Нет
Да
Нет
Да
Нет
Нет
Значение
разряда в
регистре SAR
0
1
0
1
0
0
Точность и линейность преобразования зависит, в первую очередь,
от параметров внутреннего ЦАП. Сравнение мгновенного значения
аналогового сигнала производится с выходным сигналом ЦАП, поэтому
любые отклонения напряжения ЦАП от истинного значения фактически
означают преобразование иной, отличной от истинной, величины
аналогового сигнала. Требуется сверхточная лазерная настройка параметров
резисторов ЦАП для достижения приемлемой точности в АЦП с
большим количеством разрядов. В современных АЦП с последовательным
приближением вместо резисторов используются коммутируемые
конденсаторы, точность реализации которых определяется только
точностью фотошаблонов. Типовые АЦП последовательного напряжения
серии AD73XX и AD76XX фирмы Analog Devices обеспечивают точность
преобразования до 18 разрядов со скорость преобразования до 10MSPS.
Сигма-дельта аналого-цифровой преобразователь относятся к
классу последовательных АЦП с интегрированием. Основой
архитектуры сигма-дельта АЦП является дельта-модулятор или
дифференциальный импульсно-кодовый модулятор, функциональная схема которого
показана на рис.3.10. Сумматор складывает в противофазе мгновенное
значение входного аналогового сигнала и опорного сигнала с выхода
ЦАП, формируя мгновенное значение разностного сигнала. Интегратор

Цифровое представление модулированного сигнала
221
на периоде времени усредняет значение разностного сигнала,
последующий внутренний параллельный АЦП формирует значение
разностного сигнала в цифровом виде. Одновременно этот же цифровой сигнал
является сигналом коррекции выходного сигнала ЦАП в соответствии со
знаком и величиной изменения разностного сигнала.
Рис.3.10. Сигма-дельта модулятор
Интегрирование и преобразование в цифровую форму разностного,
а не абсолютного значения сигнала, уменьшает требования к
идеальности передаточной характеристики ЦАП и интегратора, количеству
разрядов внутреннего АЦП и потенциально исключает ограничение по
амплитуде входного аналогового сигнала (разумеется, в пределах
допустимых уровней входного аналогового сигнала при заданном
напряжении питания). Случайные значения разности двух сигналов
существенно меньше амплитуды самого сигнала. Соответственно, высокая
линейность ЦАП и интегратора должна выполняться только на
относительно небольшом участке характеристики, не требуется высокая
сквозная линейность во всем возможном диапазоне абсолютного значения
сигнала. Уменьшение необходимого количества разрядов внутреннего
АЦП также является следствием меньшего диапазона разности сигналов
по сравнению с абсолютным значением сигнала.
Очевидным недостатком такой архитектуры является зависимость
времени интегрирования от верхней частоты в спектре входного
аналогового сигнала. При большом времени интегрирования и высокой
скорости изменения входного сигнала выходной сигнал ЦАП не успевает
«следить» за мгновенным значением преобразуемого сигнала, что
приводит к ошибке преобразования (рис.3.10). Другими словами, частота
среза замкнутой петли дельта-модулятора должна быть существенно
выше максимальной частоты в спектре входного сигнала. Использование
дельта-модулятора для целей АЦП основано на очевидной возможности
выполнить несколько отсчетов для неизменного значения входного
аналогового сигнала при нескольких случайных значениях опорного
напряжения ЦАП. Опорное напряжение может быть как выше, так и ниже
истинного на величину минимального изменения ЦАП, но точность
измерения будет зависеть не от разрядности АЦП или величины шага

222
Глава 3
ЦАП, а от качества усреднения (временного интервала усреднения и
количества усреднений в течение времени преобразования).
Рис.3.11. Сигма-дельта АЦП первого порядка
Функциональная схема сигма-дельта АЦП первого порядка
показана на рис.3.11. Схема выборки/хранения, как и ранее, необходима для
уменьшения апертурного времени преобразователя. Для цифрового
представления разности двух сигналов не требуется высокая разрядность
внутреннего ЦАП и АЦП, поэтому в простейшем случае АЦП первого
порядка представлен компаратором, ЦАП первого порядка - ключом,
коммутирующим положительное и отрицательное напряжение,
интегратор - сумматором с памятью. Сигма-дельта модулятор в АЦП рис.3.11
предназначен для оцифровки текущего значения преобразуемого сигнала
на выходе схемы выборки/хранения, т.е. работает при постоянном
значении входного сигнала.
Работа сигма-дельта АЦП иллюстрируется табл. 3.3, составленной
для преобразования мгновенного значения непрерывного сигнала 0,5 В
при двухполярном коммутируемом напряжении ±0,8В. На нулевом
шаге выходное напряжение ЦАП случайно равно 0,8В, выходное
напряжение сумматора -0,3=0,5-0,8, выходное напряжение интегратора такое же
при нулевом начальном состоянии; компаратор находится в состоянии -1.
На первом шаге отрицательному выходу компаратора соответствует
переключение ЦАП в состояние с выходным напряжением -0,8,
появлению на выходе сумматора напряжения 1,3=0,5+0,8, выходному
напряжению интегратора в виде суммы текущего значения сумматора и
предыдущего состояния интегратора 1=1,3-0,3; при этом компаратор
находится в состоянии +1. На втором шаге итераций положительному
значению выхода компаратора соответствует переключение ЦАП в
состояние с выходным напряжением 0,8 В, появлению на выходе
сумматора напряжения 0,5-0,8=-0,3 и выходному напряжению интегратора в виде
суммы текущего значения сумматора и предыдущего состояния интегратора
0,7=1-0,3; компаратор находится в состоянии +1 и т.д.
Из таблицы следует, что усреднение по значениям компаратора на
шагах 1...5 приводит к оценке средней величины мгновенного значения

Цифровое представление модулированного сигнала
223
аналогового сигнала £/„,«/=0,8(1+1+1+1 -1)/5=0,48 В. При усреднении по
шагам 1... 10 будет получено такое же среднее значение. При усреднении
по шагам 1...16 будет получена точная оценка величины входного
сигнала £/w;Vf=0,8(l+l+l+l-l+l+l+l + l-l + l+l+l+l+l-l)/16=0,5 В.
Очевидно, что периодичность повторения напряжений в таблице с
интервалом 16 шагов является следствием специально подобранных
значений преобразуемого сигнала и опорного напряжения ЦАП. Реально
этот период может быть либо очень велик, либо вообще отсутствовать в
течение разумного временного интервала. Зависимость оценки
истинного значения аналогового сигнала от периода усреднения показывает, что
последующий за компаратором усредняющий цифровой фильтр является
важнейшим компонентом сигма-дельта АЦП, непосредственно
влияющим на точность оцифровки.
Таблица 3.3. Алгоритм работы сигма-дельта АЦП
№
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
Выходное
напряжение
ЦАП, В
0,8
-0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
-0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
-0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
-0,8
0,8
Напряжение
на выходе
сумматора, В
-0,3
1,3
-0,3
-0,3
-0,3
-0,3
1,3
-0,3
-0,3
-0,3
-0,3
1,3
-0,3
-0,3
-0,3
-0,3
-0,3
1,3
-0,3
Напряжение
на выходе
интегратора, В
-0,3
1
0,7
0,4
0,1
-0,2
1,1
0,8
0,5
0,2
-0,1
1,2
0,9
0,6
0,3
0,0
-0,3
1
0,7
Бит на
выходе
компаратора
-1
-1
-1
-1
Отличительной особенностью сигма-дельта АЦП от
последовательного преобразователя является модификация спектра вносимых
шумов квантования. Действительно, сигнал на выходе схемы
выборки/хранения имеет вид
(3.21)
где U(t0) - суммарный сигнал на выходе схемы выборки/хранения в
момент /0 ; £/inf (/о) ~ истинное значение мгновенной амплитуды преоб-

224
Глава 3
разуемого сигнала; «inf (70) - мгновенное значение шума в
информационном сигнале; nT{t$) - мгновенное значение теплового шума схемы
выборки/хранения, приведенное к входу АЦП.
Никакая последующая линейная обработка в АЦП не может
улучшить отношение сигнал/шум на выходе схемы выборки/хранения,
поскольку спектр шумовых сигналов находится в полосе частот
информационного сигнала. Исходное отношение сигнал/шум Uinf (/q ) / nmf ('о) >
уменьшенное до величины U-mf (fo)/[tfjnf(/o) + wr('o)] собственными
тепловыми шумами преобразователя, в дальнейшем может быть только
еще больше уменьшено на величину вносимых шумов квантования
им(*о)/[+пм(*о) + пт(*о) + п()]- Тем или иным способом могут быть
минимизированы только вносимые последующими элементами сигма-
дельта АЦП шумы квантования yiq .
Для типового последовательного АЦП абсолютная величина шумов
квантования определяются ценой младшего разряда. Эта величина никак
не зависит от скорости преобразования, т.е. постоянная мощность шума
квантования распределяется во всей полосе частот первой зоны Найкви-
ста от нуля до fs 12 . Спектральная плотность мощности шума
квантования (который в первом приближении является белым гауссовым
шумом) также постоянна в полосе частот и при неизменной абсолютной
мощности уменьшается по величине с увеличением частоты
преобразования. Соответственно, избыточным повышением частоты
преобразования можно уменьшить спектральную плотность мощности, а,
следовательно, и уменьшить вносимые шумы квантования в полосе частот
полезного сигнала. Этот режим сверхдискретизации (oversampling)
является типовым для последовательных преобразователей.
Сигма-дельта АЦП позволяет еще больше уменьшить шумы
квантования, вносимые в полосе частот полезного сигнала, за счет изменения
закона распределения шума в полосе частот. Качественно это
объясняется различным законом суммирования сигнал и шума в интеграторе.
В сигма-дельта модуляторе последовательно вычисляется и
интегрируется разница между постоянным входным сигналом (3.21) и различным
значениями сигнала на выходе опорного ЦАП. В результате п -кратного
суммирования величина постоянного сигнала в (3.21) увеличивается в п
раз вне зависимости от величины опорного напряжения. Но разность
между измеряемым сигналом и опорным напряжением является почти
случайной величиной и суммируется по закону «корень квадратный из
среднеквадратичной величины». Соответственно, среднее значение
вносимого шума квантования пд уменьшается. Формально изменение
величины шума квантования в сигма-дельта АЦП можно оценить с
помощью эквивалентной шумовой схемы АЦП, показанной на рис.3.12.

Цифровое представление модулированного сигнала
225
Рис.3.12. Шумовая модель
сигма-дельта АЦП
Коэффициент передачи интегратора в области изображений равен
\/s. Последующий компаратор (однобитовый квантователь)
характеризуется генератором случайного шума Q{s). Коэффициент передачи ЦАП
и сумматора есть постоянная величина и для упрощения принят равным
единице. В результате выходной сигнал Y(s) при постоянном входном
сигнале X равен
(3.22)
Из выражения (3.22) следует, что замкнутая петля сигма-дельта
модулятора действительно изменяет величину шума квантования Q(s),
которая вносится в выходной цифровой сигнал Y(s). В области низких
частот (s —> 0) величина вносимого шума минимальна, величина
полезного сигнала максимальна. С повышением частоты вносимый шум
увеличивается, что означает изменение распределения мощности шума в
полосе частот. Полная мощность шума квантования остается
неизменной при любых параметрах петли, так что при «вытеснении» части шума
из низкочастотной области соответственно увеличивается его мощность
вне полосы частот замкнутой петли.
Таблица 3.4. Основные параметры высокоточных малошумящих АЦП
Тип
AD7765
AD7690
AD7679
AD7674
AD7982
AD7986
AD7722
AD7687
AD7688
AD7693
AD7725
AD7723
Бит
24
18
18
18
18
18
16
16
16
16
16
16
Скорость,
kSPS
40000
400
570
800
1000
2000
125
250
500
500
14400
19000
Мощность
рассеяния,
мВт
371
20
103
138
8
29
375
12.5
21
21
615
475
SNR,
ДБ
109
101
101
101
98
95
95
96
96
83
90
SFDR,
дБ
-130
-125
-120
-120
-115
-115
-90
-118
-118
-120
-98
-92

Архитектура
Z-A
SAR
SAR
SAR
SAR
SAR
1-Д
SAR
SAR
SAR
Е-Д
2-Д

226
Глава 3
Если полоса пропускания замкнутой петли совпадает с полосой
частот baseband-сигнала, то имеет место существенное уменьшение
мощности вносимого шума квантования в полосе частот полезного сигнала.
Важно, что уменьшение вносимого шума не связано непосредственно с
повышением разрядности внутренних АЦП и ЦАП.
Функциональные схемы реальных сигма-дельта АЦП, например,
преобразователей серии AD77XX фирмы Analog Devices, намного
сложнее обсуждаемых выше, так как включают многобитовые внутренние
ЦАП и АЦП, интегратор минимум второго порядка и DSP процессор для
адаптивной фильтрации цифрового сигнала. Все это вместе позволяет
получить наиболее высокие на сегодняшний день показатели по
преобразованию низкоскоростных аналоговых сигналов. В табл.3.4 приведены
параметры основные параметры высокоточных малошумящих аналого-
цифровых преобразователей фирмы Analog Devices, мирового лидера в
производстве такого рода устройств.
3.2. Цифро-аналоговый преобразователь
Цифро-аналоговый преобразователь выполняет функцию, обратную
АЦП - по дискретным отсчетам цифровой последовательности
восстанавливает непрерывный сигнал. В передатчиках программно-
конфигурируемого радио ЦАП используется, как правило, в baseband-
диапазоне для восстановления в виде физически реального сигнала
модулирующего сигнала или квадратурных компонент комплексной
огибающей модулированного сигнала [7].
3.2.1. Общее представление
Определим спектральное и временное представление непрерывного
сигнала на выходе ЦАП. Предполагается, что процессор формирует
цифровую последовательность, которая во временной области
представляется в виде
(3.23)
где an - значение цифровой последовательности в момент t = nTs.
Спектр дискретной последовательности (3.23) есть преобразование
Фурье от (3.23) и является периодическим, т.е. повторяющимся около
каждой частоты, кратной частоте дискретизации cos = 2л I Ts:
(3.24)
Как и следовало ожидать, спектр цифровой последовательности
(3.24) совпадает со спектром дискретизированного сигнала 3.1. Для того

Цифровое представление модулированного сигнала
227
чтобы получить спектр реального физического сигнала, цифровая
последовательность должна проходить reconstruction-фильтр, который бы
подавлял все участки спектра в области гармоник частоты дискретизации.
Таким фильтром является, в частности, идеальный фильтр нижних
частот с частотой среза, равной половине частоты дискретизации:
(3.25)
В этом случае, согласно рис.3.1, на выходе фильтра будет получен
непрерывный baseband-сигнал, спектр которого ограничен и
сосредоточен в области нулевой частоты. Формально выходной сигнал идеального
ЦАП во временной области определяется как интеграл свертки от
входного воздействия в виде (3.23) и импульсной характеристики идеального
ФНЧ согласно (3.25):
(3.26)
Выражение (3.26) есть математическое выражение теоремы Ко-
тельникова о представлении непрерывной функции своими дискретными
отсчетами.
Практической реализацией идеального reconstruct7оя-фильтра
является последовательное соединение собственно ЦАП и фильтра нижних
частот. Функционально ЦАП есть безынерционное устройство
удержания амплитуды сигнала без возврата к нулю. Другими словами,
выходной сигнал ЦАП есть последовательность прямоугольных импульсов,
амплитуда которых равна значению цифровой последовательности ап
(3.23) в течение каждого п -го символьного интервала длительностью Ts .
Спектральное представление идеального прямоугольного импульса
очевидно:
(3.27)
Полный выходной сигнал ЦАП в частотной области есть
произведение передаточной характеристики фильтра нижних частот #(со),
передаточной характеристики ЦАП (3.27) и спектрального представления
цифровой последовательности (3.24):
(3.28)
На рис.3.13а показано формирование непрерывного сигнала во
временной области Дискретные отсчеты цифровой последовательности
заменяются в ЦАП импульсами прямоугольной формы, амплитуда кото-

228
Глава 3
рых совпадает со значением отсчета на текущем символьном интервале.
Полученный цифровой сигнал лишь приближенно совпадает с
ожидаемым сигналом (3.26), так как передаточная характеристика ЦАП с
прямоугольными импульсами (3.27) не совпадает с передаточной
характеристикой идеального reconstruction-фияътра. (3.25). Использование
внешнего ФНЧ с частотной характеристикой, приближающей спектр
реального выходного сигнала (3.28) к идеальному сигналу (3.26)
позволяет получить почти идеальный непрерывный сигнал.
Рис.3.13. Формирование непрерывного сигнала:
a - во временной области; б - в частотной области
На рис.3.136 показано формирование непрерывного сигнала в
частотной области. Спектр исходной цифровой последовательности (3.24)
имеет период повторения, равный частоте дискретизации со5.
Передаточная характеристика ЦАП с прямоугольными импульсами имеет вид
функции sinjc/jc, нули которой согласно (3.27) также приходятся на
частоте соs. Реализованный ЦАП формирует непрерывный выходной
цифровой сигнал с некоторой долей ошибок, так как передаточная
характеристика АЦП (3.27) не совпадает с характеристикой идеального
reconstruction фильтра (3.25). В результате спектр цифрового сигнала
содержит дубликаты основного спектра на кратных гармониках частоты
дискретизации ясо5, искажающие его истинное значение. Для повыше-

Цифровое представление модулированного сигнала
229
ния качества цифрового сигнала используется внешний по отношению
к ЦАП фильтр нижних частот с передаточной характеристикой Я (со) и
полосой пропускания менее со5/2, который дополнительно подавляет
в спектре непрерывного сигнала спектральные составляющие высокого
порядка (3.28).
Аналогично АЦП, для ЦАП может быть применена методика
сверхдискретизации (oversampling), которая заключается в повышении
частоты дискретизации относительно минимально необходимого
значения с целью упрощения фильтрации гармоник частоты сравнения. Из
рисунка 3.136 следует, что следующий за ЦАП фильтр,
предназначенный для подавления дубликатов спектра непрерывного сигнала в
области гармоник частоты сравнения, должен иметь достаточно крутой фронт.
Если полоса частот непрерывного сигнала близка к предельно
допустимой величине со5 /2, то в сравнимой по величине полосе частот
необходимо обеспечить подавление комбинационного спектра на несколько
десятков децибел. Если частоту дискретизации увеличить в К раз, то
примерно во столько же раз возрастет и расстояние между частотой
среза ФНЧ и частотой гарантированного затухания. Соответственно, при
более пологом фронте уменьшается порядок фильтра и улучшается
фазовая характеристика фильтра в полосе пропускания. Практически в
микросхемах ЦАП используется дополнительный линейный
интерполятор (линейный фильтр), который размещает К дополнительных
отсчетов между двумя соседними отсчетами. Дополнительные
интерполированные отсчеты не несут новой информации, поэтому частота Найквиста
не изменяется и максимально допустимая частота на выходе ЦАП
остается неизменной.
3.2.2. Параметры и архитектура ЦАП
Рассмотренные выше ожидаемые параметры непрерывного сигнала
на выходе ЦАП предполагают идеальные параметры микросхемы ЦАП:
одинаковое расстояние между соседними значениями кодов, отсутствие
шумов, нелинейных искажений и т.д.
Статические ошибки ЦАП определяются отклонением идеальной
линейной зависимости аналогового выходного напряжения от
цифрового кода. Отклонения, как и для АЦП, характеризуются погрешностью
смещения, погрешностью усиления, дифференциальной и интегральной
нелинейностью. В первом приближении можно принять, что все
статические линейные и нелинейные ошибки АЦП, иллюстрированные
рис.3.5, относятся и к ЦАП.
Ошибки квантования ЦАП определяются минимальным дискретом
изменения выходного напряжения ЦАП в соответствии с разрядностью и
напряжением питания (рис.3.14). Очевидно, что и ошибка квантовая

230
Глава 3
ЦАП аналогична ошибке квантования АЦП при обратном выборе
аргумента.
Динамические характеристики
ЦАП определяются временем
установления, площадью выброса
импульса, отношением сигнал/шум,
интермодуляционными искажениями.
Время установления ЦАП есть
временной интервал между моментом
изменением кода на входе ЦАП и
моментом установки выходного
напряжения с заданной точностью (обычно
половина цены младшего разряда).
Полное время установления ЦАП есть
время перехода из состояния 000..0 в
состояние 111... 1.
Импульсная помеха в выходном сигнале ЦАП является следствием
конечной крутизны характеристики переключения и конечного времени
распространения сигнала по коммутирующим элементам. В зависимости
от кода различное количество ключей принимает участие в
формировании выходного напряжения. В результате суммарное выходное
напряжение формируется случайной последовательностью частных
напряжений, в момент переключения которых и возникают короткие импульсы
(glitch). Величина импульсной помехи измеряется в V х s; наибольшую
величину импульсные помехи имеет в середине диапазона, так как
именно в этой области наибольшее количество ключей принимает
участие в формировании суммарного выходного напряжения.
Таблица 3.5. Основные параметры высокоточных ЦАП
Рис.3.14. Передаточная
характеристика ЦАП
Тип
AD660
AD766
AD5541
AD9777
AD760
Бит
16
16
16
16
18
Скорость,
kSPS
167
390
1500
4000
167
Мощность
рассеяния, Вт
625
150
6
410
725
SNR,
дБ
83
102
92
79
94
Нелинейные искажения в ЦАП имеют сложную природу, важность
того или иного параметра зависит от назначения ЦАП. В частности,
интермодуляционные искажения критически важны для ЦАП, которые
используются в передатчиках с модуляцией на нулевой промежуточной
частоте. Величина этих искажений определяет наиболее проблемный
параметр передатчика - величину мощности в соседнем канале. Для
ЦАП, преобразующих в приемнике многотоновый сигнал с модуляцией
OFDM, определяющим является динамический диапазон, свободный от

Цифровое представление модулированного сигнала
231
гармонический искажений. Основные параметры прецизионных ЦАП
приведены в табл.3.5.
Последовательный цифро-аналоговый преобразователь имеет
простейшую архитектуру, один из вариантов которой показан на
рис.3.15. Внутренний декодер преобразует бинарный 3-позиционный код
в команду включения одного из восьми ключей. Каждому значению кода
соответствует замыкание одного из ключей. При однополярном питании
величиной VREF и равенстве номиналов всех резисторов напряжение на
выходе ЦАП равно nVREFlN, где п = 0...7 - номер ключа, N = 2 -
общее количество ключей, к - количество преобразуемых бит.
Выходной буферный каскад
обеспечивает сопряжение
переменного выходного импеданса ре-
зистивной матрицы с величиной
нагрузки.
Основные свойства
последовательного ЦАП рис.3.15:
• Выходное напряжение ЦАП
обладает свойством
монотонности, т.е. не уменьшается при
увеличении номера замкнутого
ключа, даже если один из резисторов
окажется короткозамкнутым.
• Изменение напряжения на
выходе ЦАП является линейным,
если все резисторы имеют
одинаковые номиналы. Иной закон
изменения выходного напряжения
(например, логарифмический)
может быть легко реализован при
соответствующем изменении
величины резисторов.
• Импульсные помехи при
переключении (glitches) имеют минимальную величину, так как при любом
изменении кода одновременно изменяется состояние только двух
ключей. Независимость импульсной помехи от кода означает также, что
частотный спектр помехи сосредоточен в области частоты коммутации и ее
гармоник не зависит от основной частоты восстанавливаемого
аналогового сигнала.
• Реализация ЦАП требует значительного количества резисторов и
ключей, что затрудняет реализацию микросхем с высоким разрешением
и приводит к увеличению габаритов микросхемы.
Рис.3.15. Последовательный ЦАП

232
Глава 3
Бинарные цифро-аналоговые преобразователи характеризуются
коммутацией элементов резистивной матрицы, величины элементов
которой соответствуют весовым коэффициентам бинарного кода: R , 2R ,
4R , SR и т.д. Каждому значению двоичного кода соответствует
комбинация ключей, обеспечивающих суммирование напряжений (или токов)
с двоичными коэффициентами. В результате для реализации 3-битового
кода (всего 8 комбинаций) потребуется 3 ключа, а коммутация восьми
ключей обеспечит отображение 8-битового кода (всего 256 комбинаций).
Таким образом достигается значительное сокращение как самой
резистивной матрицы, так и устройства коммутации.
Практически реализуемая
коммутируемая резистивная матрица
типа R-2R, содержит всего два типа
резисторов, как показано на рис.3.16.
Независимость выходного импеданса
резистивной матрица от значения
кода приводит к практическому
совпадению конфигурации ЦАП в
режиме суммирования напряжения или
Рис.3.16. Бинарный ЦАП суммирования напряжения.
Количество и амплитуда импульсных помех
(glitches), возникающих при переключении элементов резистивной
матрицы R-2R, зависит от переключаемых кодов, а распределение спектра
помехи имеет значительно более сложный характер, чем в
последовательных ЦАП.
Список литературы к главе 3
1. Reed J.H. Software Radio: A Modern Approach to Radio Engineering. -
Prentice Hall, 2002.
2. Кестер У. Аналого-цифровое преобразование. - М.: Техносфера,
2007.
3. Fundamentals of Sampling Data Systems. - Application Note AN-282,
www.analog.com.
4. Smart Selection of ADC/DAC Enables Better Design of Software-
Defined Radio. - www.ti.com.
5. Kester W. ADC Architecture II. Successive Approximation ADCs. -
Application Note MT-021, 2008, www.analog.com.
6. Kester W. ADC Architecture III. Sigma-Delta ADC Basics. -
Application Note MT-022. 2008, www.analog.com.
7. High Speed CMOS DACs. - www.analog.com.

Глава 4
Радиочастотные модули
программно-конфигурируемого
радио
Анализируются функциональные схемы, элементный состав и
ожидаемые параметры основных радиочастотных модулей
приемопередатчика (входной фильтр-преселектор и МШУ приемника, синтезатор
частоты, усилитель мощности передатчика), которые могут быть
использованы для целей программно-конфигурируемого радио.
Предполагается, что трансивер выполнен по функциональной схеме с
нулевой промежуточной частотой, наиболее близкой к идеальному
приемопередатчику программно-конфигурируемого радио.
4.1. Малошумящий усилитель и фильтр-
преселектор
В типовом супергетеродинном приемнике параметры входного
высокочастотного фильтра определяются распределением ложных каналов
приема и, прежде всего, расположением первой зеркальной частоты.
В приемнике с низкой промежуточной частотой обе частоты, полезная и
зеркальная, имеют близкие значения и всегда находятся в полосе
пропускания входного фильтра. Зеркальная частота подавляется в
последующих аппаратных и цифровых фильтрах на промежуточной частоте.
Соответственно, входной фильтр должен подавлять ложные каналы
приема только на комбинационных частотах высокого порядка в
соответствии с выражением (1.36) и графиками рис. 1.12 и уменьшать общий
уровень сигналов на входе МШУ. В приемнике с нулевой
промежуточной частотой первая зеркальная частота отсутствует, полоса подавления
фильтра-преселектора определяется распределением ложных каналов
приема на комбинационных частотах fRF - fion^m^ где п,т - целые
числа, и уменьшать общий уровень сигналов на входе МШУ. Полоса
пропускания фильтра должна обеспечивать работу приемника во всех
частотных диапазонах, выделенных для ожидаемых систем связи.
Малошумящий усилитель (МШУ) не является принципиально
необходимым элементом супергетеродинного приемника. Существуют
практически реализуемые функциональные схемы, в которых входной
высокочастотный сигнал поступает непосредственно в смеситель (демо-

234
Глава 4
дулятор), если последние обладают достаточно малым коэффициентом
шума и высокой чувствительностью. Приемник без МШУ эффективен в
условиях сильных сторонних помех, так как потенциально обладает
максимальной интермодуляционной избирательностью. Усиление входного
сигнала в МШУ автоматически означает и усиление близко
расположенных мешающих сигналов, которые не подавляются во входном фильтре.
В результате мешающие сигналы повышенной мощности поступают на
вход смесителя, что, в свою очередь, предъявляет повышенные
требования по линейности смесителя и затрудняет выполнение требований по
интермодуляционной избирательности. С другой стороны, эффективное
выполнение функций преобразования частоты в смесителе или
демодуляторе требует достаточно высокого уровня входного полезного сигнала,
поэтому отсутствие МШУ в общем случае приводит к уменьшению
чувствительности приемника.
При работе приемника без МШУ чувствительность уменьшается не
только из-за малой чувствительности преобразователя частоты, но и
вследствие увеличения суммарного коэффициента шума линейной части
приемника. Первым элементом приемника (после общего для любой
модификации фильтра-преселектора) становится преобразователь
частоты, собственный коэффициент шума которого (минимум 4 дБ для
пассивного смеситель и еще больше для активного смесителя) значительно
превышает коэффициент шума МШУ (примерно 1 дБ). Одновременно
коэффициент усиления преобразователя частоты меньше, чем МШУ, что
увеличивает вклад в суммарный коэффициент шума последующих
компонентов приемника.
Таблица 4.1. Малошумящие усилители
Тип
Полоса
частот,
МГц
Коэфф.

Усиления,
дБ
Коэфф.
шума,
дБ
Рыв,
дБм
IP3,
дБм
Мощность, 1
В/мА
Avago
MGA62563
MGA68563
100...3000
100...1500
22
20
0.9
1
18
17
34
20
3/60
3/11
Minicircuits
PSA5451
PSA5453
PSA5454
PSA5455
50...4000
50...4000
50...4000
50...4000
22
24
21
23
0,8
0,8
1
1
13
19
13
16
27
32
23
28
3/30
3/60
5/20
5/40
RF Microdevices
SPF5043Z
SPF5122Z
50...4000
50...4000
21
24
0,6
0,5
19
22
31
36
5/50
5/90
Наличие в приемнике схемы автоматической регулировки усиления
также может привести к увеличению коэффициента шума. Аттенюатор,
который является составной частью схемы автоматического регулирова-

Радиочастотные модули
235
ния усиления, вносит свою долю в общий коэффициент шума обратно
пропорционально коэффициенту усиления предыдущего каскада. Если
аттенюатор расположен между МШУ и смесителем, вносимый
аттенюатором шум уменьшается в коэффициент усиления МШУ раз. Если же
МШУ отсутствует и аттенюатор установлен между фильтром-
преселектором и преобразователем частоты, то его вносимый шум
увеличивается в коэффициент потерь раз фильтра-преселектора
Входной малошумящий усилитель, характеризуется следующими
основными параметрами: коэффициент шума, коэффициент усиления,
нелинейность передаточной характеристики PidB, максимальный
динамический диапазон IP3, потребляемая мощность, рабочая полоса частот.
На сегодняшний день выпускается значительное количество микросхем
малошумящих усилителей; параметры лучших приборов в расширенном
диапазоне УКВ приведены в табл.4.1.
Балансная схема МШУ. Малошумящий усилитель может быть
реализован как усилитель с одним входом или как дифференциальный
усилитель (рис.4.1а). В первом приближении коэффициент усиления и
коэффициент шума усилителей в обоих вариантах одинаковый.
Основным преимуществом варианта балансного входа МШУ является
подавление синфазной помехи, как это имеет место в операционном
усилителе. В частности, подавление синфазной помехи по общим для обоих
усилителей цепям питания и смещения приводит к уменьшению
требований на шумы соответствующих элементов схемы. Особенно
привлекательным является возможность подавления синфазной высокочастотной
помехи, возникающей вследствие растекания по печатной плате
устройства мощного сигнала гетеродина в приемниках с нулевой
промежуточной частотой. Сигнал гетеродина, поступающий на вход МШУ,
вследствие конечной величины развязки между элементами приемника,
подавляется в балансном усилителе, уменьшая тем самым паразитное
постоянное смещение в демодулированном информационном сигнале.
Рис.4.1. Балансное включение МШУ
К недостаткам балансной схемы обычно относят уменьшение
чувствительности, избыточное потребление мощности, избыточный размер

236
Глава 4
МШУ и проблемы с интегральным выполнением симметрирующего
элемента на входе МШУ. Однако практически ни потребляемая
мощность, ни площадь МШУ не являются существенными в общем
потреблении и общих габаритах приемника. Симметрирующий трансформатор
действительно не выполняется в интегральной технологии, но может
быть совмещен с фильтром-преселектором, который обычно выполнен
на дискретных элементах. На сегодняшний день наиболее существенным
недостатком балансной схемы включения МШУ представляется
уменьшение чувствительности приемника вследствие деления принятого
сигнала на два канала и отсутствие таких усилителей в виде законченной
микросхемы. Реализация на дискретных элементах, ввиду неизбежной
асимметрии каналов, не позволит полностью реализовать все
преимущества балансного включения.
Рис.4.2. Фильтр-преселектор и МШУ
Балансная схема может
использоваться не только по
входу, но и по выходу МШУ для
сопряжения с последующим
смесителем. Большинство
смесителей, как активных, так и
пассивных, предполагают
наличие дифференциального
входного сигнала, так как
дополнительная симметрия схемы
смесителя привносит
дополнительное уменьшение амплитуды
сигналов на паразитных
комбинационных частотах. Выходное
симметрирующее устройство
может быть выполнено не
только в виде широкополосного
трансформатора, и в виде
активного компонента на транзисторе
(рис.4.16). Его реализация
совместима с интегральной
технологией, вносимые шумы и
дополнительная мощность потребления невелики по сравнению с
предшествующим МШУ. При использовании МШУ в приемниках с нулевой
промежуточной частотой последующий демодулятор является
квадратурным смесителем. Функционально квадратурный смеситель включает
два умножителя и сумматор, поэтому МШУ обязательно должен
обеспечивать два независимых выходных синфазных сигнала. Это является еще
одним аргументом в пользу построения интегрального
специализированного полностью дифференциального малошумящего усилителя.

Радиочастотные модули
237
Фильтр-преселектор. Фильтр-преселектор должен обеспечивать
выделение всех рабочих диапазонов приемника при заданном
подавлении ложных каналов приема. При относительно небольшом диапазоне
перестройки порядка октавы возможно построение электронно-
управляемого фильтра с небольшими потерями рис.4.2. В частности,
простейшим вариантом является схема фильтра из двух связанных
контуров на сосредоточенных элементах с параллельной емкостной связью.
Перестройка частоты фильтра осуществляется синхронным изменением
как резонансной частоты LC-контуров, так и емкости связи. На рис.4.3
показаны расчетные значения коэффициента передачи и коэффициента
шума в стандартной измерительной линии 50 Ом при различных
значениях емкости управляемых конденсаторов (варикапов), S-параметры
МШУ соответствуют микросхеме Avago MGA-68563. Полученные
зависимости показывают, что суммарный коэффициент шума примерно 1 дБ.
и суммарный коэффициент передачи 20 дБ достигаются в относительно
широком диапазоне частот 100...400 МГц. Не смотря на
удовлетворительные результаты расчета, практически использование варикапов для
перестройки цепи согласования в широкой полосе связано со
значительными проблемами. Разброс параметров компонентов схемы, влияние
рассогласования антенны относительно стандартного значении 50 Ом
приводят к увеличению потерь принятого сигнала во входном фильтре и
уменьшению нагруженной добротности перестраиваемого фильтра в
полосе частот. Реально разумные потери и заданная избирательность
Рис.4.3. Коэффициент передачи и шума фильтра-преселектора и МШУ
перестраиваемого фильтра сохраняются в диапазоне частот, не
превышающем октавы.
Очевидным решением проблемы построения входной селективной
цепи широкополосного приемника является использование набора
коммутируемых полосовых фильтров (с постоянными параметрами,
перестраиваемых связанных LC-контуров или фильтров ПАВ), каждый из

238
Глава 4
которых соответствует рабочему поддиапазону частот (рис.4.2.). Такое
построение входного фильтра разумно совмещает ограниченность
плавной перестройки с фрагментарной нарезкой диапазонов частот,
выделенных для KB и УКВ сухопутной радиосвязи.
Регулировка коэффициента усиления МШУ. Малошумящие
усилители с регулируемым (или ступенчато переключаемым)
коэффициентом усиления представлены в ограниченном ассортименте и с
худшими параметрами. Например, МШУ фирмы Avago MGA785T6 со
встроенным ключом коммутации прямого прохождения сигнала с входа на
выход имеет коэффициент шума 1,5 дБ при коэффициенте усиления
15 дБ. Причина ухудшения параметров заключается в дополнительных
шумах, вносимых собственно элементами коммутации и по цепи
управлению элементами коммутации. Ступенчатое уменьшение коэффициента
усиления может также быть достигнуто путем прямого снятия
напряжения питания с микросхемы МШУ или использования микросхемы
управляемого аттенюатора на выходе МШУ.
4.2. Синтезатор частот
Синтезатор частот для программно-конфигурируемого радио должен,
прежде всего, иметь широкую рабочую полосу частот и минимальные
фазовые шумы. Сверхширокая рабочая полоса частот является естественным
следствием работы трансивера программно-конфигурируемого радио во
всем диапазоне частот радиосетей. Минимальные фазовые шумы являются
следствием требований стандарта электромагнитной совместимости по вне-
полосному излучению передатчика, а также избирательности приемника по
соседнему каналу. Дополнительно синтезатор должен иметь высокую
скорость переключения частот для поддержки работы стандартов связи с
частотным расширением спектра FHSS, временным разделением каналов
TDMA и временным дуплексом TDD. На сегодняшний день практически
реализуемы два варианта синтезатора на основе замкнутой петли ФАПЧ
[1-3] с широкой или узкой полосой пропускания, как показано на рис.1.42.
4.2.1. Синтезатор с узкой полосой пропускания
петли ФАПЧ
Синтезатор с узкой полосой пропускания замкнутой петли ФАПЧ
характеризуется предельно узкой полосой пропускания петлевого ФНЧ.
Рабочая полоса частот такого синтезатора определяется диапазоном
перестройки ГУН, а шумы выходного сигнала в полосе частот соседнего
канала определяются собственными шумами ГУН. Очевидно, что
требования широкого рабочего диапазона частот и минимума фазовых шумов
противоречивы. Расширение перестройки по частоте требует высокой
крутизны управления ГУН. Одновременно с повышением крутизны

Радиочастотные модули
239
управления возрастает и влияние шумов по цепи управления ГУН. На
рис.4.4 показы типовые зависимости относительной спектральной
плотности мощности фазового шума для наиболее распространенных ГУН на
сосредоточенных LC-элементах и шумы управляемого генератора с
резонатором ЖИГ (железо-иттриевый гранат).
Рис.4.4. Спектральная плотность
мощности шума ГУН
Узкополосные управляемые LC-генераторы. Очевидным
методом реализации широкополосного синтезатора является использование
банка коммутируемых высококачественных узкополосных управляемых
генераторов. В табл.4.2. приведены типовые характеристики лучших на
сегодняшний день узкополосных ГУН на LC-элементах.
Таблица 4.2. Параметры узкополосных ГУН
Тип
Диапазон
частот,
МГц
Фазовый
шум,
дБн/Гц
/ЮкГц
Диапазон
управления,
В
Мощность
потребления,
В/мА
Minicircuits
ROS200-719
JCOS175LM
ROS330-119
ROS368-119
ROS753-119
ROS928-519
144...200
125...175
244...340
360...380
734...753
902...928
-122
-118
-118
-129
-121
-120
0,5...16
1...17
4...16
0,5...10
1...9
0,5...10
12/33
12/20
12/31
5/23
5/35
8/35
Synergy
DCROl 317-5
DCRO2024-5
MFC2931-5
DCR03845-5
DCR03946-5
DCR04552-5
DCR06569-5
1 DCRO80100-12
136...174
200...240
290...310
380...445
390...460
450...520
650...690
800... 1000
-121
-121
-121
-120
-118
-118
-124
-119
0,5...4.5
0,5...5
0.5...10
0,3...4.7
0,5...5
0,3...4.7
0,5...20
0,5...24
5/25
5/28
5/30
5/33
5/28
5/32
5/26
12/35

240
Глава 4
При перестройке в относительно узкой полосе частот с низкой
крутизной управления ГУН обеспечивает удовлетворительные
характеристики по основному критерию - уровню шума в области соседнего канала.
Тем самым обеспечивается выполнение требований стандарта ЭМС по
уровню внеполосного излучения в передатчике и избирательности по
соседнему каналу в приемнике. Из таблицы следует, что рабочая полоса
частот малошумящего ГУН действительно невелика. Для работы в
диапазоне УКВ 100... 1000 МГц потребуется порядка 10 микросхем ГУН
плюс устройство их высококачественной коммутации, что практически
нереально. Узкополосный синтезатор в виде банка коммутируемых ма-
лошумящих ГУН эффективен для трансиверов, работающих в
отдельных, относительно небольших частотных диапазонах. Это позволяет, с
одной стороны, использовать узкополосные ГУН с хорошими
шумовыми параметрами, а с другой стороны, ограничиться небольшим
количеством коммутируемых ГУН.
Широкополосные управляемые LC-генераторы. Иным
вариантом реализации синтезатора в широкой полосе частот является
использование относительно широкополосного ГУН с высокой крутизной
управления (табл.4.3), что уменьшает количество различных
коммутируемых генераторов. Одновременно с увеличением крутизны
управления увеличиваются шумы ГУН на величину шума, вносимую по цепи
управления. В результате широкополосные управляемые генераторы
характеризуются повышенным уровнем шума и, как правило, не
удовлетворяют требованиям стандарта ЭМС по величине внеполосных шумов
передатчика и избирательности по соседнему каналу приемника.
Таблица 4.3. Параметры широкополосных ГУН
Тип
Диапазон
частот,
МГц
Фазовый шум,
дБн/Гц
/ЮкГц
Диапазон
управления,
В
Мощность
потребления,
В/мА
Minicircuits
ROS200
ROS400-1119
ROS625-119
ROS1120-119
100...200
200...400
350...700
610...1100
-105
-102
-102
-97
1...17
0,5...20
0,3.-.18
0,5...18
12/20
5/20
10/30
1/40
Synergy
DCMO1027
DCM01129
DCMO2260-5
DCF035105-5
100...270
ПО...330
220...600
350...1050
-112
-112
-108
-112
0,5...24
0,5...24
0,5...24
0,5...24
5...12/25
5...12/27
5/35
5/40
Для уменьшения величины шумов широкополосного ГУН в
принципе можно использовать два варикапа в резонансном контуре ГУН -
с высокой и низкой крутизной управления. Варикап с высокой
крутизной управления обеспечивает установку ГУН в область требуемой
рабочей частоты с помощью фиксированного, заранее известного управляю-

Радиочастотные модули
241
щего напряжения. В частности ряд напряжений, соответствующих
смещению ГУН в определенную область частот, может быть определен при
заводской предустановке изделия и внесен в память процессора. Варикап
с низкой крутизной управления используется в замкнутой петле ФАПЧ
для поддержки центральной частоты ГУН. Уменьшение крутизны
управления ГУН в петле ФАПЧ приведет и к соответственному
уменьшению шумов, вносимых управляющим напряжением. Очевидно, что
при этом управляющее напряжение на варикапе с высокой крутизной
должно иметь предельно низкой уровень шума.
Уменьшение шумов широкополосного ГУН может быть также
достигнуто путем реализации синтезатора на повышенной частоте с
последующим делением выходной частоты ГУН для перехода в требуемый
рабочий диапазон частот. Теоретически уменьшение спектральной
плотности мощности шума выходного сигнала синтезатора при
использовании делителей происходит со скоростью 6 дБн/Гц/октаву. В частности,
синтезатор частот с управляемым генератором DCYS100200-12 фирмы
Synergy в диапазоне частот 1000...2000 МГц и делителем частоты
МС12093 фирмы Motorola с коэффициентом деления 2, 4, 8, совместно
обеспечат генерацию высокостабильного сигнала во всем диапазоне
УКВ свыше 125 МГц с теоретическим улучшением исходных шумов на
6, 12 и 18 дБ, соответственно. Практически возможно уменьшение
фазовых шумов на 6 дБ при использовании одного делителя на два,
применение последующих делителей уменьшает фазовый шум на величину,
меньшую 6 дБ. При использовании высокочастотных синтезаторов с
последующим делением частоты следует также учитывать, что с
увеличением рабочей частоты ГУН возрастают его фазовые шумы и
увеличивается крутизна управления, необходимая для обеспечения заданного
диапазона изменения частот после деления частоты. Оба эти фактора
дополнительно снижают эффективность использования
высокочастотного синтезатора с фиксированными делителями частоты.
Таблица 4.4. Делители частоты
Модель
Частота,
МГц
Коэффициент
деления
Фазовый шум,
дБн/Гц
/100 кГц
Мощность
потребления,
В/мА
Hittite
НМС432
НМС433
НМС434
DC... 8000
DC... 8000
DC... 8000
2
4
8
-148
-150
-150
3/42
3/53
3/62
Peregrine
РЕ3511
РЕ3512
РЕ3513
DC... 1500
DC... 1500
DC...1500
2
4
8
-
-
-
3/8
3/8
3/8
On Semiconductor
MCI 2080
MCI 2093
100...1100
100...1100
10,20,40,80
2,4,8
-
-
5/4
3/3

242
Глава 4
В табл.4.4 приведены основные параметры некоторых
высокочастотных делителей и, как следует из таблицы, применение делителей
также связано с некоторыми проблемами. Высокочастотные делители
частоты с нормированным коэффициентом шума имеют достаточно
большой ток потребления. При использовании делителей с низким
потреблением вносимый шум не нормируется и может быть не мал, что не
позволит существенно уменьшить шум в спектре выходного сигнала
синтезатора.
Встроенные цифровые ГУН. Современные технологии допускают
реализацию ГУН не только как отдельного генератора на транзисторе с
высокодобротным резонансным контуром, но и в составе цифровой
микросхемы синтезатора. Цифровая реализация управляемого генератора
позволяет получить очень широкий диапазон перестройки, который
потенциально не ограничивается условиями самовозбуждения транзистора
и изменением крутизны управления в диапазоне рабочих частот.
Таблица 4.5. Синтезаторы со встроенным ГУН
Тип
LMX2531
LMX2541
ADF4350
Диапазон
ГУН,
МГц
1000...3100
2000...4000
2200...4400
Делитель
Фазовый
шум ГУН,
дБн/Гц
/ЮкГц
National Semiconductor
1,2
1...63
-84...-101
-82...-90
Analog Devices
1,2,4,8,16 | -80...-90
Фазовый
шум,
дБн/Гц
-212
-225
-213
Мощность
Потребления,
В/мА
3/44
3/170
3/135
В табл.4.5 приведены основные характеристики
специализированных микросхем синтезаторов с дробным коэффициентом деления,
которые отличаются от типовых синтезаторов наличием встроенного ГУН и
делителей высокочастотного сигнала. Микросхема LMX2541
характеризуется наименьшим вносимым шумом и, соответственно,
предпочтительна для реализации синтезатора с широкой полосой пропускания
замкнутой петли ФАПЧ. Одновременно эта микросхема, включающая
управляемый высокочастотный делитель, обеспечивает и максимально
широкий (более двух декад) диапазон рабочих частот. Микросхема
LMX2531 характеризуется минимальной потребляемой мощностью и
низким уровнем шумов встроенного ГУН. К сожалению, шумовые
характеристики встроенных цифровых ГУН на сегодняшний день далеко
не удовлетворяют требованиям ЭМС по фазовым шумам.
Управляемые ЖИГ-резонаторы. Построение широкополосного
синтезатора для целей программно-конфигурируемого радио
предъявляет противоречивые требования к управляемому генератору. С одной
стороны, диапазон перестройки по частоту ГУН должен быть равен
примерно всему диапазону частот, выделенному для сухопутной подвижной

Радиочастотные модули
243
радиосвязи. С другой стороны, увеличение рабочего диапазона частот
приводит к увеличению крутизны перестройки ГУН и
пропорциональному увеличению шумов синтезатора. До некоторой степени совместить
противоречивые требования широкого рабочего диапазона частот и
разумного уровня шума позволяет совместное использование ЖИГ-
резонатора и высокочастотных делителей частоты [4].
ЖИГ-резонатор представляет собой электронно-управляемый СВЧ
генератор на основе высокочастотного высокодобротного
ферромагнитного материала - железо-иттриевого граната. Собственно резонатор
представляет собой небольшую сферу, помещенную в постоянное
магнитное поле. Изменение магнитного поля с помощью постоянного тока,
протекающего по управляющей индуктивности, позволяет изменять
резонансную частоту в широких пределах, сохраняя малую величину
фазового шума. В диапазоне 2...40 ГГц ЖИГ-резонаторы имеют лучшие
шумы (рис.4.4), чем управляемые напряжением LC-генераторы, и более
линейную характеристику управления в широкой полосе частот.
Рис.4.5. Управляемый генератор на ЖИГ-резонаторе
Функциональная схема управляемого генератора на ЖИГ-
резонаторе показана на рис.4.5. Собственно резонатор имеет три
функциональных входа: напряжение питания, компенсация температурного
дрейфа, токовая настройка резонансной частоты и выход СВЧ сигнала.
Использование в качестве активного элемента генератора биполярного
транзистора в схеме с общей базой позволяет получить минимальный
уровень фазовых шумов. Замена биполярного транзистора полевым
транзистором в схеме с общим затвором увеличивает фазовые шумы, но
одновременно увеличивает и диапазон перестройки частоты выходного
сигнала. Делитель частоты обеспечивает преобразование частоты
выходного сигнала резонатора в требуемый диапазон и одновременно
уменьшает шумы в спектре сигнала.
Как пример широкополосный ЖИГ-резонатор фирмы Micro Lambda
Wireless имеет следующие параметры: диапазон частот 2... 12 ГГц;
максимальное внеполосное излучение -70 дБн; фазовые шумы -120 дБн/Гц

244
Глава 4
при отстройке на 100 кГц; крутизна управления 18 МГц/мА; мощность
потребления 100 мА/15 В и 20мА/-5 В; выходная СВЧ мощность 13 дБм.
Управляемый генератор на ЖИГ-резонаторе совместно с
высокочастотным делителем позволяет реализовать синтезатор в широкой
непрерывной полосе частот с уровнем фазового шума, обеспечивающим
выполнении требований ЭМС по избирательности приемник и внеполосному
излучению передатчика. Относительно высокая мощность потребления
обусловлена, в основном, высокой выходной мощностью синтезатора.
Потребление по цепи управления также не мало, но является разумной
платой за ГУН исключительного качества.
Опорный генератор для узкополосного синтезатора должен
обеспечивать практически единственный параметр - высокую стабильность
частоты. Собственные шумы опорного генератора в узкополосном
синтезаторе не имеют большого значения, так как на рабочей частоте
передатчика (в узкой полосе пропускания петли ФАГТЧ) фазовые шумы в
любом случае намного меньше спектральных составляющих,
возникающих вследствие модуляции несущей частоты. В приемнике в полосе
частот соседнего канала шумы в спектре выходного сигнала определяются
шумами управляемого генератора и практически не зависят от шумов
опорного генератора.
4.2.2. Синтезатор с широкой полосой пропускания
петли ФАПЧ
Синтезатор с широкой петлей пропускания замкнутой петли ФАПЧ
характеризуется предельно широкой полосой пропускания петли ФАПЧ,
что приводит к замещению шумов управляемого генератора в полосе
частот соседнего канала на суммарные шумы опорного генератора и
микросхемы синтезатора (рис. 1.42). Распределение фазовых шумов в
спектре выходного сигнала типовых высокостабильных автогенераторов
показано на рис.4.6.
Рис.4.6. Спектральная плотность
мощности шума автогенераторов

Радиочастотные модули
245
Автогенератор на диэлектрическом резонаторе DR и резонаторе
ПАВ имеют близкие шумовые характеристики и близкие коэффициенты
управляемости (порядка мегагерц в диапазоне до 1 ГГц). Шумы
кварцевого автогенератора минимальны и практически постоянны уже при
относительной отстройке более 1 кГц от несущей частоты. Показано [3],
что в широкой полосе частот пропускания замкнутой петли ФАПЧ при
практически всепропускающем фильтре нижних частот фазовые шумы в
спектре выходного сигнала ГУН определяются выражением
(4.1)
где PN - шумы на выходе ГУН; PNл - нормализованный фазовый
шум микросхемы синтезатора частоты, дБн/Гц; fcomp - частота
сравнения, Гц; N - коэффициент деления частоты управляемого генератора к
частоте сравнения.
Современные микросхемы синтезатора частоты обеспечивают
предельно малый шумовой фон (PN л менее -220 дБн/Гц), что в принципе
достаточно для реализации синтезатора с широкой полосой пропускания
петли ФАПЧ, удовлетворяющих требования ЭМС. Относительно
высокая величина фазового шума типового кварцевого генератора на
большом удалении от несущей частоты является недостатком
широкополосного синтезатора для систем радиосвязи с большим расстоянием между
соседними каналами. Кроме того, собственная рабочая частота
высокостабильного кварцевого генератора не превышает 40 МГц, что
ограничивает максимально возможную частоту сравнения fcomp и приводит к
дополнительному увеличению фазового шума.
Для реализации высокочастотного высокостабильного опорного
напряжения с минимальными шумами используется дополнительный
узкополосный синтезатор на фиксированную частоту с
высокостабильным ГУН. Особенностью синтезатора является генерация единственной
выходной частоты и использование в качестве резонансной системы
ГУН высокостабильного генератора с резонатора на ПАВ или
диэлектрического резонатора. Используя высокодобротный ГУН в
узкополосной петле ФАПЧ, можно получить высокочастотный высокостабильный
сигнал с минимальным уровнем фазового шума.
Максимальная частота сравнения современных микросхем
синтезаторов с дробным коэффициентом деления может достигать 200 МГц, что
совместно с минимальным фазовым шумом микросхемы синтезатора
позволяет получить фазовые шумы в выходном сигнале ГУН,
обеспечивающие избирательность приемника по соседнему каналу в соответствии
с требованиями стандарта ЭМС. Так, например, для микросхемы
LMX2541 при собственных шумах -225 дБн/Гц, частоте сравнения
25 МГц и коэффициенте деления 16 обеспечивается выходная частота

246
Глава 4
синтезатора 400 МГц при очень хорошем уровне фазового шума
примерно -127 дБн/Гц.
Одна из проблем, связанных с реализацией синтезатора с широкой
полосой пропускания ФАПЧ связана с тем, что полоса пропускания
петли не может быть установлена произвольно широкой. Упрощенный
анализ частотной характеристики замкнутой петли ФАПЧ показывает, что
полоса пропускания замкнутой петли ФАПЧ даже при всепропускаю-
щем петлевом ФНЧ ограничена и определяется следующим
приближенным выражением:
(4.2)
где Kvco - крутизна управления ГУН; KPD - крутизна фазового
детектора; N - коэффициент деления частоты ГУН к частоте сравнения
фазового детектора; С^ - суммарная емкость всех конденсаторов
петлевого ФНЧ, включая выходной конденсатор фазового детектора.
Из выражения (4.2) следует, что предельное значение полосы
пропускания замкнутой петли ФАПЧ ограничено частотной
характеристикой схемы накачки тока фазового детектора (charge pump). Частота среза
эквивалентного ФНЧ фазового детектора определяет выходную емкость
детектора, а вместе с ней и минимально возможную емкость цепи
управления С^. Максимальная рабочая частота фазового детектора по сигналу
ошибки оценивается величиной не более 20 МГц, что соответствует
значительной выходной емкости, которая не может быть уменьшена. Точно
также не может быть увеличена и крутизна фазового детектора KPD,
которая по порядку величины есть отношение напряжения питания
к полной реализуемой фазе 2л. Крутизна управления ГУН возрастает
с увеличением диапазона перестройки широкополосного ГУН, но и этот
параметр не может быть установлен произвольно высоким. В результате
при работе с широкополосными каналами связи могут возникнуть
проблемы с избыточной величиной шума в соседнем канале и,
соответственно, с обеспечением требований ЭМС.
4.3. Линеаризованный усилитель мощности
Линейный (линеаризованный) усилитель мощности является
необходимым компонентом передатчиков, работающих со спектрально-
эффективными узкополосными сигналами с сопутствующей
амплитудной модуляцией, как, например, OFDM, QAM, фазомодулированные
сигналы с ограниченным спектром [5, 6]. Термин «узкополосный» в
данном случае означает классический высокочастотный
модулированный сигнал, полоса частот которого много меньше несущей частоты.
К этому классу относится все модулированные сигналы, за исключением
сверхширокополосных сигналов, иначе называемых модулированными

Радиочастотные модули
247
сигналами без несущей частоты. Модулированные сигналы с
расширенным спектром (1,2 МГц в стандарте CdmaOne или 5 МГц в стандарте
WCDMA) в данном контексте также можно определить как
узкополосные, так как используются на несущих частотах, где их относительная
полоса составляет доли процента. Небольшая относительная полоса
частот модулированного сигнала означает, что усилитель мощности имеет
частотно-независимый комплексный коэффициент передачи во всей
полосе частот модулированного сигнала. Рабочая полоса частот усилителя
мощности определяется полным диапазоном возможного изменения
несущей частоты модулированного сигнала, и эта частота может
изменяться в широких пределах.
Усилитель мощности предназначен для усиления единственного
узкополосного модулированного сигнала в условиях пренебрежительно
малых сторонних сигналов. Одновременное усиление нескольких
полезных сигналов с высоким пик-фактором, как, например, в стандартах
радиосвязи с кодовым разделением каналов или OFDM, предъявляет
значительно более жесткие требования к аппаратуре и алгоритмам
линеаризации по сравнению с моносигнальным усилением с
сопутствующей амплитудной модуляцией. В частности, используются
усилители с многокомпонентным предыскажением (predistorter) или со связью
вперед (feedforward). Для моносигнального линейного усиления
узкополосных модулированных сигналов с сопутствующей амплитудной
модуляцией наиболее распространено совместное использование аппаратных
методов линеаризации (линеаризация режима работы транзистора и
локальная отрицательная обратная связь) и системный метод (усиление в
замкнутой петле автоматического регулирования).
Наличие в усиливаемом сигнале сопутствующей амплитудной
модуляции предполагает, что амплитудная модуляция является не
единственным или не основным методом модуляции. Например,
сопутствующая амплитудная модуляция появляется при ограничении спектра
фазомодулированного сигнала, который сам по себе является сигналом с
постоянной огибающей и не чувствителен к нелинейным искажениям в
усилителе мощности. В сигналах типа QAM амплитудная модуляция
является только одной составляющей в сложной многоуровневой
амплитудно-фазовой модуляции. И то и другое обстоятельство также снижает
требования к линейности усилителя мощности по сравнению с ампли-
тудно-модулированными сигналами со 100%-ной величиной модуляции.
4.3.1. Нелинейные искажения в усилителе
Возникновение нелинейных искажений в усилителе мощности
принято объяснять возникновением паразитной амплитудной и фазовой
модуляции. Вносимые усилителем мощности амплитудные искажения
полезного сигнала вследствие паразитной амплитудной модуляции

248
Глава 4
(AM/AM) определяются отклонением абсолютного значения
передаточной характеристики усилителя от линейного закона в области отсечки и
области насыщения. В области отсечки амплитуда сигнала возбуждения
находится ниже порога открывания транзистора и выходная мощность
уменьшается. В области насыщения большая амплитуда сигнала
возбуждения транзистора превышает пороговую величину, и выходная
мощность перестает увеличиваться. В результате идеальный входной
высокочастотный сигнал на выходе усилителя приобретает сопутствующую
амплитудную модуляцию. Вносимые усилителем мощности фазовые
искажения в спектр полезного сигнала вследствие изменения фазы
передаточной характеристики (АМ/ФМ) обусловлены изменением
параметров реактивных элементов усилителя мощности. Например, изменением
барьерной емкости закрытого коллекторного перехода транзистора при
изменении мгновенного напряжения мощного выходного сигнала. В
результате изменяется как амплитуда усиленного высокочастотного
сигнала вследствие изменения согласования транзистора с нагрузкой, так и
время задержки, т.е. фаза выходного сигнала.
Вносимая нелинейным усилителем мощности паразитная
модуляция приводит к дополнительному расширению спектра полезного
модулированного сигнала и к искажению истинной модуляции в полезном
сигнале. Избыточное расширение спектра информационного сигнала
проявляется, прежде всего, в области частот соседнего канала.
Допустимое искажение модулированного сигнала в нелинейном усилителе
определяется величиной мощности в соседнем канале, которая ограничена
требованиями стандарта электромагнитной совместимости. Паразитная
модуляция, внесенная нелинейным усилителем, искажает спектр
полезного сигнала и в рабочей полосе частот, что означает внесение ошибок
в исходную информацию. Допустимое искажение модулированного
сигнала в нелинейном усилителе определяется величиной потери
достоверности приема цифровой информации (Bit Error Rate или Message Error
Rate), которая ограничена конкретным стандартом радиосвязи.
Нелинейность усилителя мощности и параметры ЭМС.
Нелинейность усилителя мощности для выполнения требований стандартов
электромагнитной совместимости измеряется как искажение спектра
(амплитуды) выходного усиленного сигнала относительно спектра
(амплитуды) идеального тестового входного сигнала в режиме односиг-
нального, двухсигнального или многосигнального усиления.
Линейность односигнального усиления в усилителе мощности
характеризуется параметром PidB. Этот параметр есть абсолютная
величина входного (или выходного) сигнала, при котором реальный выходной
сигнал усилителя отклоняется от идеального (ожидаемого при
полностью линейном усилении) на 1 дБ. Фактически этот параметр определяет
границу линейного усиления, зависящую от собственных параметров
усилителя мощности.

Радиочастотные модули
249
Двухсигнальное усиление характеризуется параметром IP3 и
интермодуляцией. Совместное усиление двух гармонических сигналов на
частотах /j и /2 приводит к генерации комбинационных частот
согласно общему выражению /w/j ± nf2, где т,п - целые числа. Только
нечетные комбинационные частоты, которые определяются взаимосвязью
целочисленных коэффициентов т = п ± 1, принимаются во внимание как
находящиеся в непосредственной близости от исходных частот. Прочие
комбинационные частоты отстоят достаточно далеко от исходных частот
и всегда могут быть подавлены в самом усилителе или в ФНЧ на выходе
усилителя. Двухсигнальная нелинейность характеризуется величиной
интермодуляционных искажений (intermediation distortion - IMD):
(4.3)
Предельным значением интермодуляционных искажений является
параметр IP3, который определяет абсолютную величину входного (или
выходного) сигнала, при которой на выходе усилителя амплитуда
сигналов на комбинационных частотах третьего порядка 2/j -/2 й ^fi ~f\
равна амплитуде исходных сигналов на частотах /j и /2.
Линейность усилителя мощности для многосигнального усиления
характеризуется динамическим диапазоном, свободным от
комбинационных частот (Spurious Free Dynamic Range - SFDR). Параметр SFDR
определяется как отношение амплитуды сигнала основного тона (или
амплитуды сигнала на несущей частоте) к максимальной величине
комбинационной частоты в выбранном диапазоне частот. Для усиливаемых
сигналов с равными амплитудами определяется отношение амплитуды
комбинационной частоты на позиции, где мог бы находиться сигнал, к
амплитуде сигнала.
Перечисленные выше параметры нелинейности (Р^в, IMD, IP3,
SFDR) характеризуют искажение собственно усиливаемого сигнала или
определяют амплитуду сигналов на комбинационных частотах, которые
дополнительно возникают в спектре выходного сигнала по сравнению со
спектром сигнала на выходе идеального линейного усилителя. К
сожалению, все эти параметры являются не радиотехническими, а скорее
«технологическими», так как их главное достоинство - простота
измерения. А такой параметр, как IP3, вообще является расчетным, поскольку
большинство усилительных приборов не допускает генерацию
комбинационных частот, равных или даже сопоставимых с входным сигналом.
Невозможно однозначно преобразовать параметры нелинейности,
приведенные в технических условиях на активный прибор, в параметры
электромагнитной совместимости (мощность излучения в соседнем
канале и мощность внеполосного излучения). Проблема оценки изменения

250
Глава 4
параметров входного сигнала после прохождения усилителя мощности
осложняется еще и тем, что степень увеличения внеполосного шума и
внеполосных сигналов сложным образом зависит от вида
принципиальной схемы усилителя, наличия локальных обратных связей в усилителе,
рабочей полосы частот и т.п.
Нелинейность усилителя мощности и достоверность приема
информации. Влияние нелинейности усилителя мощности на
достоверность приема цифрового сигнала определятся по параметру MER
(Modulation Error Ratio) и параметру EVM (Error Vector Magnitude) [7, 8]. Оба
параметра используются для оценки качества модуляции/демодуляции в
цифровом приемнике и передатчике, и характеризуют величину ошибок,
которые вносятся радиоканалом в истинные значения модулированного
сигнала. Источником ошибок могут быть все компоненты радиоканала,
включая передатчик, среду распространения радиоволн и приемник.
В частности, эти ошибки могут вноситься и паразитной амплитудной и
угловой модуляцией в нелинейном усилителе мощности.
Вектор ошибки модуляции EVM
есть вектор разницы между идеальными
(ожидаемыми) и реальными значениями
модулированного сигнала на диаграмме
состояний в ортогональной I/Q системе
координат. Допустимые сочетания
квадратурных I/Q компонент комплексной
огибающей модулированного сигнала
образуют диаграмму допустимых
значений или символов (constellation)
модулированного сигнала в baseband-диапазоне.
Квадратурные I/Q компоненты
определяют модулированный сигнал на нулевой
несущей частоте, что удобно для
измерений и анализа. Информационные
параметры и распределение спектральной плотности мощности
высокочастотного модулированного сигнала не имеют особенностей и полностью
совпадают с соответствующими параметрами комплексной огибающей.
Квадратурные I/Q компоненты могут быть идеальными
(ожидаемыми) и реальными (экспериментальными или расчетными). Реальные
квадратурные компоненты модулированного сигнала передатчика
определяются как выходной сигнал идеального демодулятора, на который
поступает неидеальный сигнал передатчика. Реальные квадратурные
компоненты приемника определяются как выходной сигнал
неидеального демодулятора приемника при идеальном входном сигнале
передатчика. Выражение для вектора ошибок EVM есть разница между реальным
v(/ ,0 и ожидаемым w(/,0 символом модулированного сигнала:
Рис.4.7. Вектор ошибок
модуляции

Радиочастотные модули
251
(4.4)
Модуль вектора ошибки EVM = |EVM| определяется как средняя
мощность вектора ошибки, нормированная на мощность сигнала:
(4.5)
где Регг - среднеквадратичное значение мощности вектора ошибок на
символьном интервале Ts ; Prer - максимальная мощность ожидаемого
(идеального) сигнала в полосе частот В .
Графически соотношение вектора ожидаемого (идеального)
символа w(/,0, вектора реального символа v(/,Q) и вектора ошибок EVM
для бинарной фазовой модуляции показано на рис.4.7. Предполагается,
что идеальные ФМсигналы на символьном интервале принимают
значения я/4 и Зя/4. Этим символам соответствуют идеальные
(ожидаемые) вектора w,(/ = \/<j2,Q = l/j2) и w2(/ = -\/<j2,Q = -\/<j2) на
I/Q диаграмме квадратурных компонент комплексной огибающей
модулированного сигнала. Реальный модулированный сигнал определяется
вектором реальных состояний модулированного сигнала iv(/,0,
который не совпадает ни с вектором W|, ни с вектором w2. В соответствии
с определением (4.4) и рис.4.8, величина вектора ошибки определяется
через расстояние между ортогональными координатами ожидаемого и
реального значения модулированного сигнала:
(4.6)
гДе |wmaxhVmax+£max •
Отношение мощности сигнала ошибки к мощности принятого
сигнала PerrIPref в (4.5) можно рассматривать как обратное отношение
мощности сигнал/шум, если величина вектора ошибки принимает слу-
чайное значение со среднеквадратичным значением мощности Регг = а ,
где а - квадрат дисперсии распределения. Следовательно, отношение
мощностей Perr I Prer может быть представлено в виде отношения
нормированной битовой энергии сигнала к спектральной плотности
мощности эквивалентного шума, который создается случайным изменением
вектооа ошибки:
(4.7)
или в логарифмическом виде

252
Глава 4
(4.8)
где L - количество бит в символе; SNR = Prer I Perr - отношение
сигнал/шум по мощности; N - спектральная плотность мощности
эквивалентного шума.
Выражения (4.7), (4.8) позволяют численно оценить влияние
ошибки модуляции/демодуляции на достоверность приема информации.
Например, классическая зависимость достоверности приема частотно-
модулированного сигнала в условиях белого шума BER(Eb I Nq )
показывает, что для достижения достоверности приема информации 1%
необходимо отношение нормированной битовой энергии к спектральной
плотности мощности белого шума Eb/ Nq > 8 дБ. Можно предположить,
что при величине вектора ошибки (4.8), обеспечивающего значение
£77У>20дБ, вносимые ошибки модулятора/демодулятора практически
не будут влиять на достоверность приема цифровой информации.
Параметр относительной ошибки модуляции MER есть отношение
средней мощности, которая приходится на один символ, к средней
мощности ошибки определения символа и формально определяется
следующим выражением
(4.9)
Из сравнения выражения (4.6) для модуля вектора ошибок
модуляции EVM и выражения (4.9) для модуля относительной ошибки
модуляции MER следует, что эти параметры являются обратными величинами с
точностью до нормировки. Параметр EVM нормируется на максимальное
значение модуля ожидаемого идеального значения квадратурной
компоненты, в то время как параметр MER нормируется на
среднеквадратичное значение всех ожидаемых идеальных значений квадратурных
компонент. Выражение для эквивалентного отношения сигнал/шум,
вносимого ошибками модуляции (4.9) преобразуется к виду
(4.10)
Алгоритм измерения (вычисления) параметров EVM или MER
очевиден. С помощью образцового (почти идеального) приемника
измеряются (вычисляются) значения квадратурных компонент для всех
возможных информационных символов при почти идеальном входном

Радиочастотные модули
253
модулированном сигнале. Затем измерения (вычисления) повторяются
для модулированного сигнала с выхода тестируемого усилителя
мощности. Если в обоих случаях отношение сигнал/шум модулированного
сигнала ElN много выше отношения сигнал/шум белого гауссова шума
Eb/ Nq , то разность измеренных (вычисленных) значений квадратурных
компонент обусловлена только влиянием усилителя мощности.
Полученные результаты измерений (вычислений) используются для
определения параметров EVM, MER или соответствующего им эквивалентного
отношения сигнал/шум, обусловленного ошибками модуляции.
4.3.2. Линеаризация режима работы транзистора
Линеаризация режима работы усилительного каскада заключается в
выборе режима работы транзистора, вида и параметров местной
отрицательной обратной связи, которые совместно обеспечивают максимально
линейный режим работы транзистора с заданной выходной мощностью в
заданной полосе частот [9]. С увеличением степени линейности
отдельного усилительного каскада повышается эффективность и системной
линеаризации всего многокаскадного усилителя. Принято подразделять
основные режимы работы транзистора на линейные (А, АВ) нелинейные
(В, С) и ключевые (D, E, F).
Класс А. Режим работы класса А характеризуется постоянно
открытым транзистором вне зависимости от величины входного сигнала.
Положение рабочей точки транзистора, определяется внешними цепями
и не зависит от входного сигнала. Работа транзистора в классе А
иллюстрируется эпюрами выходного тока и напряжения рис.4.8.
Рис.4.8. Типовая схема и выходные характеристики усилителя в классе А
Выходной сигнал транзистора имеет минимальные нелинейные
искажения и максимальную полосу частот по сравнению со всеми
остальными режимами работы. Высокая линейность и широкая рабочая полоса
частот обусловлена постоянными в полосе частот и диапазоне входного

254
Глава 4
сигнала параметрами усилительного транзистора. Работа транзистора в
классе А очень чувствительна к положению рабочей точки, которая
должна гарантировать отсутствие искажений выходного сигнала в
диапазоне температур и разброса параметров транзистора. Типовая схема
стабилизации рабочей точки показана на рис.4.8. В зависимости от тока
потребления усилительного транзистора VT2 изменяется падение
напряжения на резисторе R\. При фиксированном потенциале базы токо-
задающего транзистора VT1 изменяется его ток, который есть
стабилизируемый базовый ток транзистора VT2.
Класс В. Режим работы усилителя мощности в классе В
характеризуется расположением рабочей точки, которое обеспечивает угол
отсечки коллекторного тока примерно 90°. Реализация этого условия
возможна в типовой схеме усилительного каскада рис.4.9. Резистивный
делитель R\, R2 обеспечивает потенциал на базе транзистора, близкий
к отсечке тока коллектора (« 0,7 В); входной высокочастотный сигнал в
области положительных значений открывает транзистор. Работа
транзистора в режиме класса В иллюстрируется эпюрами выходного тока и
напряжения на рис.4.9. При отсутствии входного сигнала ток покоя
через транзистор Iq равен нулю, что увеличивает КПД транзистора
теоретически почти до 80%.
Рис.4.9. Типовая схема и выходные характеристики усилителя в классе В
Класс АВ. Режим работы АВ является промежуточным между
линейным режимом класса А с углом отсечки 180° и нелинейным режимом
класса В с углом отсечки 90°. Реализация режима возможна как в схеме
рис.4.8, так и в схеме рис.4.9. На выходных характеристиках транзистора
режим АВ соответствует смещению нижнего конца нагрузочной линии в
область напряжений Uq <U <Ucmax при неизменной амплитуде
входного сигнала. Нелинейность усилителя в классе АВ обратно пропорцио-

Радиочастотные модули
255
нальна углу отсечки: чем меньше угол отсечки, тем выше КПД
усилителя и тем больше вносимые усилителем нелинейные искажения.
Соответственно, транзистор в классе АВ совмещает преимущества и недостатки
обоих режимов работы в зависимости от установленного угла отсечки.
Практически режимы А, АВ применяется в относительно
маломощных усилителях, так как стабилизация рабочей точки требует
дополнительных энергозатрат. В принципе некоторое повышение КПД
усилителя в линеаризованном режиме возможно при использовании
динамически изменяемого смещения. Предполагается, что возможен
анализ величины огибающей усиливаемого сигнала и, в соответствии с
текущей амплитудой, производится изменение постоянного смещения на
транзисторе. Оперативное изменение смещения в соответствии с
амплитудой усиливаемого сигнала теоретически увеличивает КПД усилителя.
Метод не получил широкого распространения, так как аппаратные
затраты на реализацию динамически управляемого смещения не малы.
Необходимо обеспечить близкое к линейному детектирование амплитуды
высокочастотного модулированного сигнала и сопряжение крутизны
управления с крутизной входной характеристики транзистора. Все
перечисленные характеристики являются нелинейными в диапазоне
возможных амплитуд, что затрудняет поддержку линейности сквозной
характеристики управления в условиях разброса параметров компонентов и в
диапазоне температур.
Двухтактный класс В. Иным способом повышения линейности
усилителя с высоким КПД является использование двухтактной схемы,
показанной на рис.4.10. Отличительной особенностью схемы является
использование двух однотипных транзисторов, которые возбуждаются
противофазным сигналом, а выходные сигналы транзисторов
складываются в противофазном сумматоре. Разделение входного и суммирование
выходного сигнала осуществляется пассивными широкополосными
трансформаторами. Использование однотипных, а не комплиментарных
транзисторов облегчает получение одинаковых и амплитудных
характеристик каждого плеча усилителя. Фактически двухтактная схема
включения транзисторов, каждый из
которых работает в классе В,
обеспечивает поочередное работу
транзисторов в течение половины периода
входного колебания. Выходной
сигнал в течение каждого периода
представляет сумму двух
непересекающихся отрезков синусоиды.
Суммарный выходной сигнал
отличается от идеального
синусоидального сигнала только частичным
искажением каждого составляюще-
Рис.4.10. Двухтактный
усилитель класса В

256
Глава 4
го компонента в режиме отсечки и насыщения. Теоретически
двухтактный усилитель обеспечивает минимальные нелинейные искажения при
КПД, превышающем 70%. Практическая работоспособность
двухтактной схемы зависит от степени симметрии транзисторов и
трансформаторов и широкополосности трансформаторов.
Класс С. Режим работы транзистора характеризуется малым углом
отсечки, менее 70°. Усиленный сигнал содержит очень большие
нелинейные искажения, а теоретический КПД усилителя приближается к
90%. Как и в нелинейном режиме класса В, параметры транзистора
зависят от величины входного сигнала. Типовая схема включения
транзистора совпадает с рис.4.9 при исключении резистора R\, величина угла
отсечки определяется сопротивлением резистора R2. На выходных
характеристиках транзистора режим С соответствует смещению
нижнего конца нагрузочной линии в область напряжений Ucm-m <U <Uq при
неизменной амплитуде входного сигнала. Напряжение на коллекторе по-
прежнему синусоидальное, ток имеет вид отрезком косинусоиды с углом
отсечки менее 90°.
Режимы транзистора классовое А, АВ, В, С являются наиболее
распространенными в диапазоне УКВ, так как относительно
широкополосны, легко реализуются и перекрывают весь возможный диапазон
режимов от высокоэффективного до линейного. Рабочие параметры
транзистора в этих режимах усиления определяются, в основном, его
собственными внутренними параметрами и в меньшей степени
внешними компонентами. При переходе от класса С к классу А увеличивается
линейность транзистора и расширяется рабочая полоса частот с
одновременным уменьшением его КПД. Выбор промежуточного режима
позволяет совместить повышенный КПД с возможностью линеаризации с
целью уменьшения нелинейных искажений.
Отрицательная обратная связь по высокой частоте является
типовым методом для дополнительного повышения линейности
усилительного каскада (транзистора). Классическим примером местной
обратной связи по высокой частоте является использование резистора в цепи
эмиттера транзистора или между
коллектором и базой, как это
показано нарис.4.11.
В первом случае реализуется
последовательная обратная связь по
току, когда высокочастотный ток
коллектора ic создает падение
напряжения на сопротивлении
обратной связи R . Это падение
напряжения уменьшает управляющее
Рис.4.11. Линеаризация
транзистора по высокой частоте

Радиочастотные модули
257
высокочастотное напряжение на входе транзистора, уменьшая тем
самым и ток коллектора:
(4.11)
где Ки - коэффициент усиления высокочастотного напряжения
транзистора.
На основании (4.11) классическое выражение для выходного
сигнала в схеме с коэффициентом обратной связи R и коэффициентом
передачи прямой ветви Ки имеет вид
(4.12)
Параллельная обратная связь по напряжению реализуется
резистором между коллектором и базой транзистора. Выходное
высокочастотное напряжение на коллекторе ис создает на сопротивлении обратной
связи R ток, который в противофазе складывается с входным
высокочастотным током через базу транзистора iin . В результате уменьшения
управляющего тока уменьшается и размах высокочастотного
напряжения на коллекторе:
(4.13)
где К; - коэффициент усиления высокочастотного тока транзистора.
Усиленный сигнал на выходе транзистора при наличии
параллельной обратной связи описывается аналогично (4.12):
(4.14)
Кроме резисторов, показанных на рис.4.12, для обратной связи
могут использоваться широкополосные трансформаторы или сложные
RLC- цепи, компенсирующие изменение фазы между входным и
выходным сигналом усилительного транзистора.
Из выражений (4.12), (4.14) следует, что уменьшение нелинейных
искажений в усилителе обусловлено уменьшением коэффициента
усиления или, что то же самое, уменьшением величины сигнала на входе
усилительного элемента. Уменьшение величины входного сигнала на
величину, пропорциональную его выходной амплитуде, фактически означает
уменьшение угла отсечки и чем больше амплитуда выходного сигнала,
тем в большей степени подавляется входной сигнал. Тем самым режим
работы активного элемента смещается в сторону более линейного
режима путем динамического изменения угла отсечки в зависимости от
амплитуды выходного сигнала. Линеаризация режима работы активного
элемента достигается ценой уменьшения выходной мощности и КПД.
Основной проблемой в построении цепи отрицательной обратной
связи по высокой частоте является сопряжение амплитудно-частотной и
фазочастотной характеристики активного элемента (совместно с цепями
согласования) и высокочастотной цепи обратной связи в рабочей полосе
частот. Типовой усилитель имеет комплексную нелинейную зависимость

258
Глава 4
выходной мощности от рабочей частоты. Сложное изменение
коэффициента усиления в полосе частот обусловлено как частотной
зависимостью параметров самого транзистора, так и неравномерностью
передаточной характеристики внешних цепей согласования. Для того чтобы
обеспечить постоянный коэффициент уменьшения входной мощности
(4.12), (4.14) в полосе частот, необходимо реализовать такую же
сложную, как коэффициент усиления, фазочастотную и амплитудно-
частотную зависимость коэффициента передачи цепи обратной связи.
Более того, обратная связь изменяет передаточную характеристику
усилителя мощности, как это следует из (4.12), (4.14). В результате обычное
условие комплексного сопряжения двух цепей (прямой и обратной
ветви) не обеспечивает независимости коэффициента передачи
линеаризованного усилителя мощности от частоты. Неизбежное различие
частотно-фазовых характеристик прямой и обратной ветви не позволяет
полностью компенсировать нелинейность передаточной характеристики
мощного усилителя в широкой полосе частот и приводит к
потенциальной нестабильности усилителя.
Совместное использование стабилизированного режима АВ
(рис.4.8, 4.9) и местной обратной связи по высокой частоте (рис.4.12)
позволяет построить маломощную микросхему линеаризованного
усилителя мощности. Ограничение по выходной мощности линейного
каскада являются очевидным следствием быстрого увеличения тока
потребления в режиме А, АВ с ростом мощности транзистора и прямой
зависимости степени линеаризации транзистора с величиной потерь
высокочастотной мощности при местной обратной связи. Уже при
выходной мощности порядка ватт суммарная мощность потребления
становится неприемлемо большой с точки зрения аккумуляторного питания и
размеров теплоотвода. Локальная отрицательная обратная связь по
высокой частоте в транзисторе или отрицательная обратная связь,
охватывающая несколько каскадов, имеет ограниченные возможности для
линеаризации режима работы. Прямое сложение входной и доли выходной
мощности имеет очень широкий спектр действия, влияющий не только
на степень линейности, но и другие параметры транзистора (режим по
постоянному току, входной и выходной импеданс, устойчивость и т.д.).
В целом аппаратная линеаризации усилительного каскада
(оптимальный режим и местная отрицательная обратная связь) проста в
реализации, совместима с интегральной технологией, потенциально
устойчива в широкой полосе частот и в диапазоне входных сигналов. Не
обеспечивая требований стандарта ЭМС по внеполосному излучению
передатчика на гармониках несущей частоты, этот метод уменьшает
нелинейные искажения транзистора, что упрощает дальнейшую
линеаризацию системными методами. В табл.4.6 приведены основные
параметры серийно выпускаемых микросхем широкополосных линеаризованных
усилителей мощности.

Радиочастотные модули
259
Таблица 4.6. Линеаризованные усилители мощности
Тип
Minicircuits
HELA-10
RFMicrodevices
SHF0289
Macom
РА1162
TriQuint
TGA2801D
RF Microdevice
RF5110
EiCECPlOO
EiC ECP200
Частота,
МГц
50...1000
50...6000
800...960
40... 1000
150...960
100...2300
100...2300
Усиление,
дБ
12
14
28
12
31
16
16
Линейность
Рыв, дБм
30
30
35
31
32
31
33
Потребление,
В/мА
12/525
7/200
12/800
12/540
3.6/2000
5/600
5/1200
Согласно таблице, практически доступны широкополосные
усилители с выходной мощностью до 1 Вт. Степень линеаризации усилителей
при заданной величине P^B определяется глубиной модуляции в
усиливаемом сигнале. Например, сигнал QPSK с сопутствующей модуляцией
почти 100% может быть усилен до очень небольшой мощности без
нелинейных искажений, приводящих к потере достоверности приема.
Сигнал rc/4DQPSK с сопутствующей модуляцией около 70% , усиливается
до значительно большей мощности при том же самом условии
отсутствия деградации достоверности приема.
4.3.3. Усилитель в замкнутой петле автоматического
регулирования
Местная обратная связь и режим работы транзистора, близкий к
линейному, повышают линейность усилителя мощности, но не
обеспечивают в полной мере выполнение требований стандарта связи или
стандарта ЭМС. Для линеаризации усилителей мощностью десятки ватт,
предназначенных для одночастотного усиления узкополосных
модулированных сигналов с сопутствующей амплитудной модуляцией,
обратная связь с использованием внешних по отношению к усилителю
цифровых и аналоговых устройств наилучшим образом совмещает
относительную простоту реализации и достаточно высокую степень
линейности [10-14]. Замкнутая петля автоматического регулирования
может включать только усилитель мощности или охватывать передатчик
целиком, т.е. усилитель мощности совместно с модулятором или
смесителем. В обоих случаях достижимая степень линеаризации передатчика
потенциально обеспечивает современные требования радиосвязи.
Формально усилитель мощности с обратной связью есть
классическая схема автоматического регулирования, показанная на рис.4.12.
Прямая ветвь отражает усилитель мощности в виде идеального усилите-

260
Глава 4
ля с нелинейным коэффициентом передачи K(Ain^, величина которого
зависит от входного сигнала, и генератора дополнительного шума As,
который вносится реальным усилителем в выходной сигнал. Обратная
ветвь характеризуется комплексным коэффициентом передачи Н, не
зависящим от режима работы усилителя. Сигнал на выходе усилителя в
замкнутой петле автоматического регулирования определяется
очевидным выражением
(4.15)
где А-т - входной сигнал; АоШ - выходной (усиленный) сигнал; As -
шумовой сигнал; K(Ain) - нелинейный коэффициент передачи прямой
ветви; Н - коэффициент передачи обратной связи.
Как и любая схема автоматического регулирования, усилитель
мощности в замкнутой петле обратной связи стремится уравнять
сигналы на входах разностного элемента (формирователя сигнала ошибки).
В установившемся режиме выходной сигнал петли обратной связи
АоШН, приведенный ко входу,
«почти» совпадает с входным
сигналом Ain, что и означает
подавление комбинационных частот в
спектре усиленного сигнала, которые
отсутствуют в спектре входного
сигнала. Подавление паразитных
сигналов, генерируемых
нелинейным усилителем, обеспечивается
соответствующей формой сигнала
ошибки, что также можно рассматривать как «предыскажение»
усиливаемого сигнала. Формально эффективность подавления внеполосных
сигналов на выходе усилителя мощности переделяется степенью
несовпадения сигналов на входах разностного элемента, т.е. величиной
сигнала ошибки аегг на выходе детектора, которая согласно (4.15), равна
Рис.4.12. Усилитель
с обратной связью
(4.16)
Из выражения (4.16) следует, что эффективность подавления
сигналов, генерированных в нелинейном усилителе мощности, определяется
степенью выполнения неравенства для коэффициента передачи
разомкнутой петли \K(Ain)H\>\: с увеличением коэффициента усиления
разомкнутой петли уменьшается сигнал ошибки. Одновременно выходная
мощность усилителя (4.15) приближается к значению AinIH, не зави-

Радиочастотные модули
261
сящему от нелинейного коэффициента усиления K(Ain), что и означает
линеаризацию передаточной характеристики усилителя мощности.
Выражение (4.16) показывает, что использование петли автоматического
регулирования в первом приближении позволяет получить любую,
наперед заданную степень линеаризации усилителя мощности. С
увеличением коэффициента усиления разомкнутой петли уменьшается разница
между входным сигналом и приведенным выходным сигналом, а
паразитные сигналы на комбинационных частотах становятся сколь угодно
малыми. Разумеется, много иных факторов влияет на максимально
достижимую степень коррекции нелинейности усилителя. Но в любом
случае ситуация намного более перспективная, чем использование
отрицательной обратной связи (4.12), (4.14), когда с увеличением глубины
связи уменьшается коэффициент усиления без гарантии
пропорционального уменьшения нелинейных искажений.
Рис.4.13. Линеаризация усилителя
мощности обратной связью
Как пример на рис.4.13
показана передаточная
характеристика согласно (4.15) для
усилителя мощности с нелинейным
коэффициентом усиления вида
K(Ain) = 100 /(1 + yAin),
идеального линейного усилителя
мощности (у = 0, Я = 0)и
линеаризованного усилителя мощности с
коэффициентом передачи петли
обратной связи Н = 0,1.
Действительно, использование
обратной связи приводит к
линеаризации зависимости усиленного
сигнала Aout{Ain) от входного
сигнала. Одновременно уменьшается абсолютная величина выходного
сигнала усилителя или, что, то же самое, уменьшается КПД усилителя.
Это ожидаемый результат, так как обратная связь только уменьшает
коэффициент усиления согласно (4.15), в результате линеаризованное
значение коэффициента усиления только уменьшается относительно
исходного максимального значения.
В диапазоне УКВ для монохроматического усиления до мощности
десятки ватт узкополосных сигналов с сопутствующей амплитудной
модуляцией наибольшее распространение получили схемы линеаризации
усилителей мощности по действительной огибающей высокочастотного
модулированного сигнала, по квадратурным компонентам комплексной
огибающей модулированного сигнала и предыскажений в baseband-
диапазоне.

262
Глава 4
4.3.4. Усилитель с линеаризацией по огибающей
высокочастотного модулированного сигнала
Нелинейный усилитель с линеаризацией по действительной
огибающей высокочастотного модулированного сигнала является
вариантом реализации общей функциональной схемы линеаризации
нелинейного усилителя в петле автоматического регулирования рис.4.12.
Основой использования действительной огибающей
высокочастотного модулированного сигнала для коррекции является замена в общем
случае комплексного коэффициента усиления действительной функцией.
В самом деле, нелинейные искажения усиленного сигнала типа AM/AM
возникают вследствие нелинейности передаточной характеристики
усилителя (в области отсечки и в области насыщения) относительно
входного сигнала и эти искажения, очевидно, частотно независимые. Любой
транзистор (или иной активный элемент) является
частотно-независимым в области частот ниже сотах , которая зависит от предельной
рабочей частоты транзистора, схемы включения и допустимого изменения
коэффициента усиления в полосе частот. В диапазоне частот со < сотах
практически отсутствует влияние реактивных компонентов и, прежде
всего, нелинейных емкостей р-n переходов, транзистора на коэффициент
усиления. Соответственно, отсутствует и влияние изменения этих
емкостей на генерацию паразитных составляющих (частотно-зависимые
нелинейные искажения типа АМ/ФМ) в спектре выходного сигнала. С
учетом сделанных предположений можно ожидать, что в низкочастотном
приближении полная компенсация амплитудных и фазовых искажений в
усилителе мощности избыточна и в принципе возможна значительно
более простая компенсации только нелинейного модуля коэффициента
усилителя, который является действительной функцией.
Следует отметить, что частотно-независимый коэффициент
усиления активного элемента в полосе частот модулированного сигнала не
означает отсутствие частотной зависимости коэффициента усиления в
целом. Усилитель мощности, кроме транзистора, содержит цепи
согласования с предыдущими и последующими каскадами. Цепи
согласования включают элементы с сосредоточенными и распределенными
параметрами. Коэффициент передачи таких цепей описывается
рациональной функцией, т.е. не может быть постоянным в любой конечной полосе
частот, что и приводит к частотной зависимости коэффициента
усиления. Частотно-независимый коэффициент усиления активного элемента
означает только отсутствие частотно-зависимых нелинейных искажений.
Реактивные компоненты цепей согласования не генерируют сигналов на
комбинационных частотах, а выполнение требования «узкополосности»
для усиливаемого модулированного сигнала гарантирует одинаковый
комплексный коэффициент усиления (практически неизменные
комплексные параметры усилителя) во всей полосе частот усиливаемого

Радиочастотные модули
263
сигнала. Нелинейные искажения действительной огибающей
модулированного сигнала обусловлены только изменением модуля коэффициента
усиления, и только эта компонента корректируется петлей
автоматического регулирования.
Рис.4.14. Линеаризованный усилитель с детектором огибающей
Функциональная схема. Функциональная схема линеаризации
нелинейного усилителя мощности по огибающей модулированного
сигнала показана на рис.4.14. Входной сигнал имеет сопутствующую
амплитудную модуляцию, и нелинейность усилителя мощности искажает этот
сигнал, что выражается в изменении индекса модуляции в выходном
сигнале. Детекторы огибающей выделяют baseband-сигнал, мгновенное
значение которого пропорционально текущей амплитуде входного и
усиленного высокочастотного модулированного сигнала. Детектор
ошибки формирует сигнал управления для амплитудного модулятора.
Если искажения в усиленном сигнале вызваны исключительно
статической нелинейностью коэффициента усиления в нелинейном усилителе,
то выходной сигнал детектора отражает истинную ошибку в усиленном
сигнале. При достаточно большом коэффициенте усиления детектора
ошибки в замкнутой петле автоматического регулирования входной
сигнал и сигнал на выходе нелинейного усилителя мощности будут иметь
«почти» совпадающую амплитудную модуляцию.
Одна из возможных практических реализаций функциональной
схемы рис.4.14 показана на рис.4.15. В качестве детекторов огибающей с
большим динамическим диапазоном используется логарифмический
усилитель, или детектор активной мощности, так называемый True
Power Detector. Постоянная времени детекторов огибающей должна
быть значительно больше периода высокочастотного колебания и
значительно меньше постоянной времени ожидаемой амплитудной
модуляции. При этом условии напряжение на выходе детектора соответствует
мгновенному значению выходной мощности на выходе нелинейного
усилителя и не зависит от значения несущей частоты. В качестве
элемента сравнения используется операционный усилитель; фильтр нижних
частот подавляет комбинационные частоты преобразования в сигнале
ошибки и определяет полосу частот замкнутой петли автоматического

264
Глава 4
регулирования и ее быстродействие. Напряжение ошибки с выхода
операционного усилителя изменяет либо непосредственно коэффициент
передачи усилителя мощности, либо коэффициент передачи
предварительного усилителя или оба одновременно. Последний вариант
потенциально обеспечивает наиболее линейную характеристику управления.
Линеаризация усилителя мощности производится относительно сигнала
ошибки в baseband-диапазоне, поэтому величина сигнала ошибки не
зависит от фазы между входным и усиленным высокочастотным сигналом.
Предельно достижимая
а величина подавления сигна-
лов на комбинационных
частотах в выходном сигнале
нелинейного усилителя
ограничена идентичностью
каналов опорного (входного) и
измеряемого (выходного)
сигнала. Каждый детектор
огибающей сам является
источником нелинейных
искажений, разность которых в
замкнутой петле
воспринимается как искажение
выходного сигнала, хотя
таковой и не являются. В
результате вырабатываемый
детектором сигнал ошибки не соответствует реальным искажениям
выходного сигнала и сам непосредственно вносит нелинейные искажения.
Остаточная неустранимая нелинейность усилителя в петле
автоматического регулирования также зависит от величины временной задержки
сигнала ошибки. При коррекции по огибающей высокочастотного
модулированного сигнала максимально допустимая величина временной
задержки имеет порядок, сравнимый с длительностью символьного
интервала. Как правило, это достаточно большая величина, которая позволяет
реализовать петлевой фильтр нижних частот практически без
ограничения по полосе пропускания.
Эффективность линеаризации по огибающей. Работа усилителя
мощности в петле линеаризации рис.4.15 определяется выражением
(4.15) в пренебрежении собственными шумами усилителя мощности:
Рис.4.15. Линеаризованный усилитель с
детектором огибающей
(4.17)
где Kcnti - коэффициент усиления цепи управления (детектора ошибки
и амплитудного модулятора/управляемого усилителя); Кс - коэффици-

Радиочастотные модули
265
ент передачи выходного направленного ответвителя; Кра -
коэффициент усиления нелинейного усилителя мощности.
Детектор сигнал ошибки и ответвитель являются линейными
устройствами и характеризуются постоянными коэффициентами передачи
Kcnti и КС9 соответственно. Усилитель мощности характеризуется
нелинейной зависимость выходного сигнала от входного сигнала (в данном
случае сигнала ошибки). Полагаем, что коэффициент усиления типового
нелинейного двухкаскадного усилителя мощности при кусочно-
линейной аппроксимации коэффициента усиления в открытом состоянии
равен 30 дБ, в закрытом состоянии - 0 дБ. Отсутствует частотная
зависимость параметров усилителя мощности в полосе частот
модулированного сигнала и при любых значениях усиленного сигнала. Входной и
выходной импеданс усилителя согласован во всей полосе частот и при
всех режимах работы.
Рис.4.16. Выходной сигнал линеаризованного усилителя
На рис.4.16 показана форма сигнала на выходе линеаризованного
усилителя при синусоидальном входном сигнале с единичной
амплитудой при угле отсечки 90° и коэффициенте обратной связи Кс =-20 дБ в
зависимости от коэффициента усиления сигнала ошибки Kcntl. Там же
указан и коэффициент первой гармоники разложения в ряд Фурье
формы сигнала на выходе усилителя. Спектр выходного сигнала усилителя
показан на рис. 1.17.
При относительно небольшом коэффициенте усиления сигнала
ошибки /ССА7,/=10дБ возможно значительное несовпадение огибающей
входного и выходного сигналов, что приводит к слабой линеаризации
усилителя в петле обратной связи: коэффициент первой гармоники в
спектре выходного сигнала примерно 14, относительная величина
комбинационных частот равна примерно -30 дБ. С увеличением
коэффициента усиления ошибки до 60 дБ режим работы усилителя приближается

266
Глава 4
к линейному: коэффициент первой гармоник возрастает почти до
единицы, относительный уровень комбинационных частот падает до -70 дБ.
Отметим, что абсолютная величина выходного сигнала (и первой
гармоники в спектре сигнала) изменяется на величину менее 6 дБ при
изменении коэффициента усиления детектора в диапазоне 10...60 дБ.
Потенциально величина выходного сигнала усилителя мощности может
изменяться в диапазоне собственного коэффициента усиления 0...30 дБ.
Но переход от нелинейного ре-
PSD, дБ __ жима с углом отсечки, близком к
90°, к линейному режиму с углом
отсечки, близком к 180°,
приводит к изменению амплитуды
выходного сигнала всего лишь в
два раза, что и соответствует
изменению амплитуды первой
гармоники на 6 дБ. Если же
коэффициент усиления
разомкнутой петли KcKcntiKpa
превышает несколько единиц, то
коэффициент усиления
нелинейного усилителя в замкнутой
петле уже почти постоянный и
близок к обратной величине
коэффициента передачи петли
обратной связи (в данном случае ответвителя Кс). Другими словами,
высококачественная линеаризация усилителя мощности требует
высокого коэффициента усиления сигнала ошибки. В тоже время стабилизация
величины выходной мощности и высокий коэффициент первой
гармоники достигаются при значительно меньшем коэффициенте усиления
сигнала ошибки.
Коэффициент передачи ответвителя Кс определяет предельный
коэффициент усиления линеаризованного усилителя мощности в
замкнутой петле автоматического регулирования Кра «1 / Кс . Чем меньше
коэффициент передачи ответвителя Кс, тем выше коэффициент усиления
линеаризованного усилителя в замкнутой петле; одновременно с ростом
коэффициента усиления увеличивается и величина комбинационных
частот в спектре усиленного сигнала. При уменьшении коэффициента
передачи ответвителя от -10 до -30 дБ относительная величина первой
гармоники в спектре выходного сигнала возрастает пропорционально на
18 дБ. Но уже в диапазоне изменения коэффициента передачи
ответвителя в диапазоне -30...-50 дБ относительная величина первой
гармоники в спектре выходного сигнала возрастает только на 15 дБ, а в диапазо-
Рис.4.17. Спектр выходного сигнала
линеаризованного усилителя

Радиочастотные модули
267
не -50...-70 дБ всего на 10 дБ. Уменьшение амплитуды первой
гармоники обусловлено, очевидно, увеличением амплитуды сигналов на
комбинационных частотах. Как иллюстрация изменения величины внеполос-
ного излучения в зависимости от коэффициента обратной связи Кс на
рис.4.18 показан спектр выходного сигнала линеаризованного усилителя
с коэффициентом усиления сигнала ошибки 30 дБ и коэффициентом
передачи ответвителя-10 и-50 дБ.
Рис.4.18. Спектр выходного сигнала линеаризованного усилителя
Вносимая погрешность модуляции. Ошибки, вносимые
нелинейными искажениями в модулированный сигнал, определяются величиной
вектора ошибки модуляции EVM. Из выражения (4.6) следует, что на
одном символьном интервале квадрат модуля вектора ошибок
модуляции |£УМ| равен отношению мощности разностного сигнала к
максимальной мощности. Соответственно, величину вектора ошибок
модуляции |£УА/| для усилителя с обратной связью можно оценить как
квадрат разницы между ожидаемым сигналом идеального линейного
усилителя и реальным сигналом (4.15) линеаризованного усилителя в
петле обратной связи, отнесенную к максимальной мощности С учетом
принятой аппроксимации нелинейности коэффициента усиления
K{Ain) = K/(\ + yAin) величина квадрата модуля ошибки равна
(4.18)
где Атах - максимальный выходной сигнал; К - линейный
коэффициент усиления; Н = KcKcnti - коэффициент усиления разомкнутой петли.

268
Глава 4
Как и следовало ожидать, вектор вносимых ошибок модуляции
EVM близок к нулю и вносимые искажения в информацию практически
отсутствуют при малосигнальном усилении, когда выходной сигнал
усилителя значительно меньше максимального (AinK / Атах « 1) или когда
сам усилитель является почти линейным (у « 0). При нелинейном
усилении величина вносимых ошибок зависит от вида и параметров
модуляции в усиливаемом сигнале. Частотно-модулированный сигнал имеет
постоянную огибающую, не зависящую от информационных символов.
Постоянное значение амплитуды сигнала на символьном интервале
Ain = const означает, что величина вектора ошибок (4.18) также
постоянная при любом коэффициенте нелинейности у . Постоянная по
величине вносимая ошибка не изменяет расстояние между символами
модулированного сигнала и, соответственно, не влияет на достоверность
приема информации. При усилении фазомодулированного сигнала с
сопутствующей амплитудной модуляцией величина вектора ошибок
зависит от глубины сопутствующей амплитудной модуляции (отношения
А-т I Атгх) и коэффициента усиления разомкнутой петли НК .
Допустимая величина вектора ошибок (4.18) определяется по отношению
сигнала к эквивалентному белому шуму (4.8).
4.3.5. Передатчик с предыскажениями
в baseband-диапазоне
Упрощенная схема линеаризации по огибающей высокочастотного
модулированного сигнала является принципиально низкочастотной, так
как предполагает возможность аппроксимации передаточной
характеристики усилительного элемента в виде частотно-независимой
действительной функции. Высокочастотная область работы транзистора
характеризуется сравнимыми величинами рабочей частоты усиления и
предельной частоты усиления транзистора. В этой области коэффициент
усиления транзистора является комплексной величиной, так что
компенсация его нелинейности требует и двухкомпонентной коррекции, по
действительной и мнимой части (или амплитуды и фазы). Двухкомпонент-
ная коррекция нелинейности усилителя мощности предпочтительна и по
практическим соображениям: нет однозначного определения граничной
частоты транзистора, ниже которой допустима линеаризация только по
огибающей модулированного сигнала. Невозможно соотнести
ожидаемую величину неустранимых нелинейных искажений (из-за коррекции
только модуля передаточной функции) с отношением
рабочей/предельной частоты транзистора. Необходимая коррекция
передаточной характеристики по обеим компонентам может быть достигнута
формированием не действительного, а комплексного сигнала ошибки в
baseband-диапазоне.

Радиочастотные модули
269
Усилитель с предыскажениями в baseband-диапазоне,
функциональная схема которого показана на рис. 1.39, является перспективной
функциональной схемой для реализации линеаризованного усилителя
мощности. Преимущества линеаризации нелинейного усилителя с
предыскажениями в baseband-диапазоне заключаются в следующем:
• Введение предыскажений в квадратурные компоненты комплексной
огибающей, что означает полную коррекцию усиленного сигнала по
обоим ортогональным компонентам модулированного сигнала.
• Возможность компенсации суммарных искажений, вносимых
квадратурным модулятором и нелинейным усилителем мощности.
Квадратурный модулятор является единственным типом модулятора, который
позволяет получить сигнал с произвольным типом модуляции в широкой
полосе несущих частот. Однако типовые микросхемы широкополосных
модуляторов не удовлетворяют требованиям стандарта
электромагнитной совместимости в части допустимой мощности излучения в соседнем
канале. С целью уменьшения внеполосного излучения фирмы-
изготовителя рекомендуют предыскажения квадратурных компонент
комплексной огибающей модулированного сигнала, которые учитывают
особенности работы конкретной микросхемы модулятора.
• Линеаризация усилителя мощности не требует значительных
энергозатрат, так как поправочные коэффициенты к квадратурным
компонентам модулирующего сигнала определятся в процессе фабричной
предустановки, их применение не требует проведения расчетов в режиме
реального времени.
• Функциональная схема линеаризации по baseband-сигналу
устойчива во всем диапазоне частот и диапазоне величины входного сигнала.
Покажем качественно возможность уменьшения нелинейных
искажений в усилителе мощности путем коррекции квадратурных компонент
модулирующего сигнала. Предполагается, что нелинейный усилитель
мощности включен в состав квадратурного модулятора, на который
поступают квадратурные компоненты комплексной огибающей и
высокочастотный монохроматический сигнал. Сигнал на выходе нелинейного
элемента (модулятор плюс усилитель) представляется бесконечным
степенным рядом в соответствии с основным выражением (2.69):
(4.19)
где I=I + 3I,Q = Q + bQ - квадратурные компоненты на выходе
процессора; I,Q - идеальные (теоретические) значения квадратурных
компонент; 81,bQ - разность идеальных и предыскаженных квадратурных
компонент; ап - коэффициенты аппроксимации суммарной нелинейной
характеристики модулятора и усилителя.

270
Глава 4
Величина сигналов на комбинационных частотах третьего порядка в
области несущей частоты модулированного сигнала определяется из
выражения (4.19):
(4.20)
В случае точного формирования квадратурных компонент
модулирующего сигнала 3Q = 61 = 0 к истинным значениям квадратурных
компонент усиленного сигнала a\I, a\Q добавляются сигналы на
комбинационных частотах третьего порядка, возникающие на нелинейности
2 2
модулятора и усилителя мощности, величиной « а3£? / и « а3/ Q,
соответственно. Из выражения (4.20) следует, что при одновременном
выполнении условий 81 = -1/3 и 8Q = -Q/3 амплитуда
комбинационных квадратурных компонент третьего порядка равна нулю, т.е.
предварительное искажение исходных квадратурных компонент комплексной
огибающей модулированного действительно позволяет подавить
сигналы на комбинационных частотах. Разумеется, реальная ситуация
намного сложнее. Большие предыскажения идеальных квадратурных
компонент недопустимы, так как приводят к потере информации, требования
по минимизации амплитуды сигнала на различных комбинационных
частотах могут быть противоречивыми. Коэффициенты аппроксимации
ot£ в общем случае являются комплексными, что исключает
возможность полной компенсации амплитуды комбинационных сигналов. Но
при всех ограничениях следует ожидать уменьшения степени
нелинейности усилителя мощности при изменении амплитуды и фазы
квадратурных компонент комплексной огибающей по критерию минимизации
внеполосного излучения.
Недостаток усилителя с предыскажениями в baseband-диапазоне в
рассмотренной модификации заключается не только в невозможности
точных предыскажений, компенсирующих нелинейность модулятора и
усилителя, но и в использовании «усредненных» параметров коррекции.
Критерием выбора поправочных коэффициентов является мощность в
соседнем канале и величина внеполосного излучения совместно с
вектором ошибок модуляции. Измерение указанных параметров имеет
бесконечную длительность по сравнению с постоянной временем изменения
огибающей модулированного сигнала и, соответственно, постоянной
изменения коэффициента передачи усилителя мощности. В результате
сигнал коррекции квадратурных компонент отражает не мгновенное
значение нелинейного комплексного коэффициента усиления, а его
усредненное значение за большой промежуток времени. Следует ожидать,

Радиочастотные модули
271
что качество линеаризации (величина подавления внеполосного
излучения или достоверность приема) будет ограничено постоянным
значением коэффициентов коррекции на символьном интервале при реальном
изменении коэффициента усиления на этом временном отрезке.
4.3.6. Передатчик с картезианской петлей
обратной связи
Передатчик с картезианской петлей обратной связи является
расширенной версией передатчика с обратной связью 4.14 при замене
амплитудного модулятора на квадратурный модулятор. Использование
квадратурного модулятора в петле автоматического регулирования,
кроме линеаризации по комплексному коэффициенту передачи прямой
ветви передатчика, позволяет дополнительно решить проблему качества
модулированного сигнала. Современные микросхемы квадратурных
модуляторов обеспечивают величину подавления сигнала в соседнем кан-
неле, близкую к требованиям стандарта электромагнитной
совместимости, только при условии цифровой оптимизации модулирующего
baseband-сигнала. Включение квадратурного модулятора в прямой канал
петли автоматического регулирования автоматически означает и
линеаризацию его режима работы наряду с линеаризацией усилителя
мощности. Входным сигналом на элементе сравнения в петле автоматического
регулирования становится не высокочастотный модулированный сигнал,
а квадратурные компоненты комплексной огибающей модулированного
сигнала. Следовательно, в установившемся режиме будет обеспечено
«почти полное» совпадение сигналов на входах элемента сравнения, что
означает подавление паразитных сигналов на комбинационных частотах,
отсутствующих в «почти идеальных» входных I/Q компонентах,
независимо от места их возникновения - в модуляторе или усилителе
мощности. Другими словами, линеаризация по комплексной огибающей в петле
автоматического регулирования позволяет обеспечить стабильные
параметры передатчика в целом, как усилителя мощности, так и модулятора
в режиме реального времени. В картезианской петле реализуется
оперативное изменение сквозного коэффициента усиления с учетом его
потенциального изменения в условиях изменения мощности, частоты и т.д.
Линеаризация по комплексной огибающей модулированного
сигнала может быть реализована в полярном и квадратурном виде в
соответствие с двумя возможными представлениями комплексной огибающей.
В силу целого ряда причин второй вариант является предпочтительным.
В частности, из-за однотипности квадратурных компонентов сигнала
ошибки; коррекция амплитуды и фазы в общем случае требует
различных алгоритмов, а ошибки коррекции амплитуды и фазы оказывают
различное влияние на качество линеаризации.

272
Глава 4
Функциональная схема. Функциональная схема передатчика с
картезианской петлей обратной связи, включающей модулятор и
усилитель мощности, показана на рис.4.19. Работа петли основана на
сравнении истинных квадратурных компонент комплексной огибающей,
сформированных процессором, с квадратурными компонентами комплексной
огибающей, полученными после демодуляции усиленного сигнала с
нелинейными искажениями [15-17].
Рис.4.19. Линеаризованный передатчик с картезианской петлей
обратной связи
Часть выходного сигнала усилителя мощности через ответвитель
поступает на информационный вход квадратурного демодулятора.
Высокочастотный опорный сигнал на демодулятор поступает от того же
самого синтезатора частоты, который используется для работы
квадратурного модулятора передатчика. Тем самым обеспечивается
когерентность квадратурных I/Q -компонент, поступающих на детекторы
формирования сигнала ошибки от сигнального процессора и квадратурных
I/Q-компонент, полученных демодуляцией усиленного
модулированного сигнала. Дополнительно схема фазового смещения (на рисунке не
показана) осуществляет компенсацию фиксированной разности фаз
несущей частоты мощного усиленного сигнала и несущей частоты
высокочастотного опорного сигнала для демодулятора, включая время
распространения сигнала но усилителю мощности и направленному
ответвителю. В принципе коррекция фазы может осуществляться не
только для высокочастотного модулированного сигнала, но и в baseband-
диапазоне для демодулированных квадратурных компонент
модулированного сигнала. Детекторы ошибки формируют независимые сигналы
коррекции по образцовым исходным квадратурным компонентам и

Радиочастотные модули
273
квадратурным компонентам, полученным демодуляцией искаженного
усиленного высокочастотного сигнала. Фильтр нижних частот подавляет
собственные комбинационные частоты детектора ошибки и определяет
постоянную времени картезианской петли.
Основное уравнение картезианской петли. Высокочастотное
напряжение на выходе усилителя мощности равно
(4.21)
где Uout(t) - высокочастотный модулированный сигнал на выходе
нелинейного усилителя мощности; /, Q - квадратурные компоненты
комплексной огибающей усиленного сигнала.
Выражение (4.21) в ортогональной форме отражает реальный
высокочастотный модулированный сигнал, включающий нелинейные
искажения, внесенные усилителем мощности и квадратурным модулятором.
Высокочастотное напряжение на выходе ответвителя равно
(4.22)
где Кс - коэффициент передачи ответвителя.
Квадратурный демодулятор выполняет функцию преобразования
спектра действительного высокочастотного сигнала в baseband-диапазон
(1.20, рис. 1.8,) с помощь комплексного опорного сигнала
(4.23)
где фгеу - случайная постоянная фаза опорного генератора.
Идеальное совпадение несущей частоты оос усиленного
модулированного сигнала (4.22) с частотой опорного генератора (4.23)
обеспечивается использованием для модулятора и демодулятора одного и того
синтезатора частоты, почти нулевое значение фазы сигнала опорного
генератора §ref относительно усиленного сигнала обеспечивается
схемой фазовой компенсации. Величина фазы остается постоянной в полосе
частот модулированного сигнала, но изменяется в зависимости от
рабочей частоты в соответствии со сквозной комплексной передаточной
характеристикой прямой ветви, включающей квадратурный модулятор,
усилитель мощности и ответвитель. Соответственно, различное значение
фазы для высокочастотного опорного сигнала демодулятора
устанавливается в соответствии с текущей рабочей частотой. Предполагается, что
квадратурный демодулятор не вносит искажений в демодулированный
сигнал. Во всяком случае, ошибки демодулятора (как и любого другого
компонента в петле обратной связи) неисправимы и должны быть
минимизированы. Выходной сигнал квадратурного демодулятора с учетом
фильтра нижних частот, подавляющего сигналы на комбинационных
частотах высокого порядка, есть комплексная огибающая усиленного
сигнала в baseband-диапазоне.

274
Глава 4
(4.24)
где Kdemod - комплексный коэффициент передачи демодулятора.
Выражение (4.24) предполагает, что фильтры нижних частот
являются всепропускающими в baseband-диапазоне и не искажают демоду-
лированный сигнал. Из (4.24) следует, что картезианская петля должна
включать компенсатор фазы фгеу во всем возможном диапазоне
значений 0...3600. В противном случае возможно частичное преобразование
действительной части квадратурной компоненты в мнимую компоненту
и наоборот, что, очевидно, приведет к неустойчивости петли
автоматического регулирования.
Выходной сигнал квадратурного модулятора есть высокочастотный
модулированный сигнал, который формируется сигналом ошибки между
выходным сигналом демодулятора (4.24) и идеальной комплексной
огибающей g(t) = I(t) + jQ(t), сформированной в процессоре. В условиях
полной фазовой компенсации фГ£?у = О
(4.25)
где Kmod - коэффициент передачи модулятора.
Высокочастотный модулированный сигнал на выходе нелинейного
усилителя мощности равен
4.26)
где Кра - коэффициент передачи нелинейного усилителя.
Объединяя выражения для выходного сигнала нелинейного
усилителя (4.21) и (4.26), получим
(4.27)
или в явном виде квадратурные компоненты комплексной огибающей
высокочастотного модулированного сигнала на выходе нелинейного
усилителя мощности в петле о регулирования:
(4.28)

Радиочастотные модули
275
Выражения (4.28) есть основное уравнение замкнутой петли
автоматического регулирования для модулятора и нелинейного усилителя
мощности относительно квадратурных компонент модулированного
сигнала. Выражения для ошибки между квадратурными компонентами
усиленного сигнала и исходными (идеальными) квадратурными
компонентами в замкнутой петле очевидно следует из (4.28):
(4.29)
При достаточно высоком коэффициенте усиления разомкнутой
петли KpaKdemodKmodKc > 1 выражения (4.28) преобразуются к виду
(4.30)
а выражения (4.29) для сигнала ошибки
(4.31)
Уравнения (4.28), (4.29) определяют передаточные характеристики
последовательно соединенных квадратурного модулятора и усилителя
мощности в петле автоматического регулирования по квадратурным
компонентам комплексной огибающей модулированного сигнала в
установившемся режиме в условиях полной компенсации фазового сдвига и
всепропускающего фильтра нижних частот для сигнала ошибки. Для
анализа частотной характеристики петли и переходных процессов
следует конкретизировать выражения для комплексной частотной
характеристики модулятора, усилителя мощности, ФНЧ и демодулятора с
суммарным фазовым углом фгеу ^ 0 .
Из (4.30), (4.31) следует, что в установившемся режиме
картезианская петля автоматического регулирования, содержащая в прямой ветви
модулятор и усилитель мощности, действительно обеспечивает «почти
полное» совпадение модуляции в исходном модулированном сигнале в
baseband-диапазоне и в усиленном высокочастотном модулированном
сигнале. Комплексная огибающая усиленного высокочастотного
модулированного сигнала при достаточно высоком коэффициенте усиления
разомкнутой петли повторяет исходную комплексную огибающую с
коэффициентом усиления, обратным коэффициенту передачи обратной
петли 1/ KcKdemod, не зависит от собственного нелинейного
коэффициента усиления Кра и нелинейного коэффициента передачи
квадратурного модулятора Kmod и определяется только параметрами обратной
ветви. Параметры усиленного высокочастотного модулированного
сигнала совпадают с соответствующими параметрами комплексной оги-

276
Глава 4
бающей на входе передатчика постольку, поскольку идеальными
являются параметры цепи обратной связи (направленного ответвителя,
демодулятора и ФНЧ). Любые ошибки в работе компонентов петли обратной
связи неустранимы и, в результате, ограничивают качество
линеаризации усилителя мощности.
Основные требования к компонентам картезианской петли.
Наиболее жесткие требования предъявляются, очевидно, к компонентам
петли обратной связи, так как именно они определяют качество
линеаризации усилителя мощности.
Параметры ответвителя, как пассивного компонента, могут быть
рассчитаны и реализованы с высокой степенью точности в наперед
заданной полосе частот. Направленный ответвитель должен иметь
управляемый коэффициент деления и максимально плоскую частотную
характеристику коэффициента передачи в рабочей полосе частот. Диапазон
управления коэффициентом передачи ответвителя определяется
ожидаемым диапазоном изменения мощности усилителя. Управление
коэффициентом деления предполагает использование в ответвителе
активного компонента с нелинейной передаточной характеристикой
относительно управляющего сигнала. Одновременно передаточная
характеристика управляемого ответвителя должна быть максимально
линейной по отношению к усиленному высокочастотному сигналу с тем,
чтобы исключить генерацию сигналов на комбинационных частотах.
Демодулятор, как и направленный ответвитель, должен обладать
максимально плоской частотной характеристикой в рабочей полосе
частот высокочастотных входных сигналов и высоким динамическим
диапазоном, который обеспечивает малые собственные нелинейные
искажения по сравнению с искажениями, максимально допустимыми для
линеаризованного усилителя мощности. Как правило, современные
микросхемы демодуляторов обеспечивают достаточно высокую точность и
стабильность параметров выходного baseband-сигнала.
Нелинейный усилитель мощности также является компонентом
картезианской петли и не может иметь произвольные параметры.
Прежде всего, это относится к степени нелинейности усилителя. Если
усилитель мощности работает в режиме глубокой отсечки (например, режим С
или ключевой режим), то значительные изменения мощности выходного
сигнала при глубокой амплитудной модуляции могут привести к
нарушению работы квадратурного демодулятора. Не смотря на то, что
демодулятор по отношению к высокочастотному сигналу является
максимально линейным устройством, его динамический диапазон ограничен и
возможна прямая потеря демодулированного сигнала при очень низком
уровне выходной мощности усилителя. Аналогично при очень высокой
входной мощности демодулятор будет ограничивать входной сигнал, т.е.
генерировать собственные нелинейные искажения, которые затем петлей
будут перенесены с спектр выходного сигнала.

Радиочастотные модули
277
К наиболее важному системному требованию картезианской петли
относится регулирование фазы в замкнутой петле. Установка фазы
обеспечивает совпадение по времени на входах элемента сравнения
внешнего модулирующего сигнала (квадратурных компонент комплексной
огибающей, сформированной процессором) и квадратурных компонент
усиленного сигнала. В широкой рабочей полосе частот компоненты
прямой и обратной ветви, нагрузка усилителя мощности имеют
неравномерную частотную характеристику, что, соответственно, приводит к
изменению фазы между опорным и управляемым сигналом на элементе
сравнения. Широкополосная картезианская петля должна включать
алгоритм, который при каждом изменении рабочей частоты обеспечивает
изменения фазы высокочастотного опорного сигнала на демодуляторе в
пределах 0°<фте/- <360° до тех пор, пока не будет обеспечен минимум
нелинейных искажений.
Неравномерность частотной характеристики усилителя мощности,
согласующих цепей и нагрузки приводит к изменению коэффициента
передачи, а, следовательно, и реальной выходной мощности усилителя в
полосе частот. Типовая картезианская петля обеспечивает максимальное
совпадение комплексной огибающей входного и выходного сигнала, но
не автоматическую регулировку мощности усилителя. Демодулятор в
цепи обратной связи в широком диапазоне нечувствителен к амплитуде
преобразуемого сигнала, формируя на своем выходе baseband-сигнал
почти постоянной амплитуды. Почти постоянный уровень демодулиро-
ванного сигнала обычно необходим для максимально точной работы
детектора ошибки.
Относительная ошибка модуляции EVM определяет допустимую
степень искажения параметров модулированного сигнала при
нелинейном усилении по критерию уменьшения достоверности приема.
Высококачественная микросхема модулятора обеспечивает почти идеальный
модулированный сигнал. Фазовые и амплитудные ошибкам типового
модулятора обеспечивают величину побочных гармонических
составляющих в спектре выходного высокочастотного сигнала не более -40 дБ,
что практически означает отсутствие искажения информации. Точно
также можно ожидать, что и ошибки демодулятора в петле обратной
связи не будут искажать информацию в демодулированном сигнале в
baseband-диапазоне. Реально остаточная ошибка модуляции в усиленном
сигнале зависит от искажений модулированного сигнала в
линеаризованном усилителе мощности и точности установки компенсатора фазы в
картезианской петле.
Определим выражение для вектора ошибок модуляции EVM через
квадратурные компоненты комплексной огибающей модулированного
сигнала в картезианской петле с нелинейным усилителем мощности.

278
Глава 4
Величина вектора ошибок модуляции определяется выражением(4.6) с
учетом выражения для ошибки квадратурных компонент (4.29):
(4.32)
где wmax = (/ +Q )max - максимальная величина вектора фазового
состояния; Н - KdemodKc - коэффициент передачи обратной ветви.
При нелинейной аппроксимации коэффициента усиления
Кра (Ain) = К /(1 + уЛт) уравнение (4.32) преобразуется к виду
(4.33)
Качественно выражение для вектора ошибок (4.33) в картезианской
петле совпадает с аналогичным выражением для усилителя мощности в
петле обратной связи (4.18), как и следовало ожидать. И в том и в другом
случае модуль вектора ошибок EVM прямо пропорционален
относительной величине изменения мощности сигнала при передаче различных
информационных символов [//(0 + £?/(0]/|wmax| » степени
нелинейности усилителя мощности у и обратно пропорционален коэффициенту
усиления разомкнутой петли KmodKH .
Для частотно-модулированного сигнала квадратурные компоненты
комплексной огибающей представляют собой тригонометрические
функции 7(0 = cos 0(0, £?(0 = sm6(0> где 6(0 - фазовая траектория.
Огибающая модулированного сигнала и, соответственно, мощность сиг-
нала на любом символьном интервале Ain = I (0 + 6 (t) есть
постоянная величина. При этих условиях величина вектора ошибки (4.33)
является постоянной величиной, не зависящей от значения информационного
символа и параметров модулированного сигнала. Фактически это и
означает отсутствие влияния нелинейности усилителя мощности на
достоверность приема цифровой информации при усилении частотно-
модулированного сигнала.
При усилении фазомодулированного сигнала без ограничения
спектра или со слабым ограничением спектра квадратурные компоненты
комплексного модулированного сигнала являются почти
тригонометрическими функциями Q = sm(Qwj) и / = cos(6wy), где jQ -значение
фазы на текущем символьном интервале. Значения I/Q компонент,
соответствующих различным информационным символам, расположены

Радиочастотные модули
279
близко к тригонометрическому кругу, так что входной сигнал
Ат =1 (t) + Q (/) также примерно постоянный на символьном
интервале. Следовательно, и для таких сигналов вносимая ошибка модуляции
почти не зависит от степени нелинейности усилителя мощности.
Сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией характеризуются
одновременным изменение амплитуды и фазы модулированного
сигнала. Соответственно, даже при отсутствии ограничения спектра, когда I/Q
компоненты имеют постоянные значения на символьном интервале,
нелинейное усиление сигналов с различной амплитудой на символьном
интервале будет приводить к ошибкам в модулированном сигнале.
Для фазомодулированных сигналов с сильным ограничением
спектра величины квадратурных I/Q компонент далеки от
тригонометрических функций, амплитуда входного сигнала Ain(t) = I (t) + Q (t)
изменяется в течении символьного интервала и различна для различных
фазовых состояний. И в этом случае будет иметь место значительное
влияние нелинейности усилителя мощности на параметры усиленного
модулированного сигнала. Допустимая величина вносимых искажений,
как отмечалось ранее, определяется эквивалентным вносимым
отношением сигнал/шум, которое следует из выражения (4.8), по сравнению со
стандартным отношением сигнал/шум для белого гауссова шума,
определяющим допустимую ошибку приема информации.
Мощность излучения в соседнем канале является основным
критерием, который определяет допустимую степень нелинейности
усилителя мощности. Требования ЭМС являются намного более жесткими,
чем требования по допустимой потери достоверности приема.
Допустимая мощность излучения в соседнем канале менее -70 дБ, в то время как
искажения в полосе частот основного канала даже на уровне -40 дБ не
будут влиять на достоверность приема.
Мощность сигнала в соседнем канале, нормируемая стандартом
ЭМС, складывается из собственных шумов усилителя мощности,
остаточной мощности модулированного сигнала в области частоты
соседнего канала и мощности сигналов на комбинационных частотах, которые
генерируются нелинейным усилителем мощности и также могут
находиться в полосе частот соседнего канала.
В полной мере задача расчета шумов на выходе нелинейного
усилителя не может быть решена, так как величина этих шумов сложным
образом зависит от режима работы нелинейных элементов, конкретной
схемы усилителя, а сами шумовые параметры не определяется в
технических условиях на мощный активный элемент. Обычно предполагают,
что собственные шумы усилителя малы по сравнению с шумами,
вносимыми модулирующим сигналом и эквивалентным шумом от сигналов на
комбинационных частотах. Шумы модулированного сигнала в области

280
Глава 4
частот соседнего канала ограничиваются в процессоре формирующим
фильтром для модулирующего сигнала или комплексной огибающей
модулированного сигнала. Вклад этой компоненты должен быть
минимальным по определению. Основным источником избыточных шумов в
соседнем канале являются комбинационные сигналы, возникающие на
нелинейности усилителя мощности. Минимальные сведения о
параметрах нелинейности активного элемента приводятся в технических
условиях но, как отмечалось ранее, использование параметров нелинейности
активного компонента не позволяет оценить ожидаемую величину
мощности в соседнем канале на выходе нелинейного усилителя мощности.
Оценка вносимого шума может быть выполнена как расчет
амплитуды сигналов на комбинационных частотах, находящихся в полосе
частот соседнего канала при двухсигнальном или многосигнальном
воздействии. Основой такого расчета служит модель нелинейного транзистора
в виде матрицы S -параметров. К сожалению, приводимые в
технических условиях S -параметры относятся только к вполне определенному
режиму работы активного элемента и измеряются в условиях
стандартного сопротивления входной и выходной измерительной линии.
Результаты экспериментальной проверки влияния картезианской
петли на мощность излучения в соседнем канале нелинейного усилителя
показаны на рис.4.20. Собственно картезианская петля автоматического
регулирования реализована на микросхеме фирмы CML Microcircuits
СМХ998, нелинейный усилитель мощности реализован на N-канальном
полевом LDMOS транзисторе PD85006 с выходной мощность более 2 Вт
в полосе частот 100...900 МГц.
На рис.4.20а показано распределение спектральной плотности
мощности образцового четырехуровневого фазо-модулированного
сигнала rc/4DQPSK со спектром, ограниченным фильтром Найквиста с
коэффициентом прямоугольности 0,31 и сопутствующей амплитудной
модуляцией примерно 70%. На рис.4.20б показан спектр этого же сигнала
на выходе нелинейного усилителя мощности. Видно, что нелинейный
усилитель искажает спектр сигнала в рабочей полосе частот по уровню
примерно -20 дБ, т.е. потенциально уменьшается достоверность приема.
Одновременно на 6 дБ по сравнению с образцовым сигналом
увеличивает мощность излучения в соседнем канале. На рис.4.20в показана
спектральная плотность мощности высокочастотного фазо-модулированного
сигнала на выходе этого же усилителя мощности при его работе в
картезианской петле. Искажения модулированного сигнала в рабочей полосе
частот по сравнению с исходным спектром проявляются только на
уровне менее -30 дБ, т.е. практически не влияют на достоверность приема.
В полосе частот соседнего канала мощность излучения практически
вернулась к исходной величине.

282
Глава 4
4.4. Широкополосный усилитель мощности
Рабочая полоса частот усилителя мощности определяется по
отношению к ширине спектра усиливаемого сигнала или ширине спектра, в
котором может располагаться несущая частота усиливаемого сигнала.
Любой усилитель должен быть широкополосным по отношению к
полосе частот модулированного сигнала. Узкополосные
модулированные сигналы имеют полосу частот порядка десятков килогерц, сигналы с
расширенным спектром имеют абсолютную полосу частот несколько
мегагерц, еще более широкая полоса частот в системах скоростной
передачи информация. В любом случае отношение полосы частот
модулированного сигнала к несущей частоте составляет доли процента, так что
неравномерность амплитудно-частотной и фазочастотной
характеристики усилителя мощности в полосе частот модулированного сигнала
пренебрежительно мала.
Любая система связи всегда является многоканальной, и усилитель
мощности потенциально должен обеспечивать работу во всей
выделенной полосе частот. Количество каналов в сети связи относительно
невелико, так что само по себе выполнение этого требования обычно не
представляет проблем. Однако слишком маленький рабочий диапазон
частот усилителя мощности предполагает значительное количество
исполнений, что отрицательно сказывается на эксплуатационных
характеристиках. Поэтому стремятся к обеспечению работоспособности
усилителя мощности во всем диапазоне частот, выделенном для данного
стандарта связи. Например, усилители мощности для радиостанций
второго и третьего частотного диапазона для транкинговых систем
радиосвязи должны работать в диапазоне частот 148... 174 МГц и
300...470 МГц, соответственно. Подавляющее большинство
современных широкополосных усилителей с выходной мощность десятки ватт
предназначены для работы в относительном диапазоне частот около
20%, достаточном для использования в отдельных участках спектра,
распределенных для мобильной сухопутной радиосвязи.
Предельной широкой рабочей полосой частот обладают усилители
мощности, предназначенные для работы во всех диапазонах частот,
выделенных, например, для сухопутной УКВ радиосвязи. В заданной
полосе частот усилителем обеспечивается средний уровень мощности с
неравномерностью, которая не превышает требования стандарта
радиосвязи или стандарта ЭМС. Как правило, стандарт сухопутной
подвижной радиосвязи допускает изменение мощности в пределах ±2 дБ.
Методы обеспечения заданной рабочей полосы частот усилителя
мощности, как и обеспечения заданной линейности, можно подразделить
на методы расширения частотного диапазона собственно активного
элемента и системные, которые включают наличие дополнительных
функциональных узлов.

Радиочастотные модули
283
4.4.1. Предельное согласование импедансов
Предельные условия согласования. Любой активный
усилительный элемент имеет частотно-зависимый коэффициент усиления. Эта
частотная зависимость определяется как самими параметрами
транзистора, так и параметрами частотно-селективных согласующих цепей.
Изменение собственных параметров транзистора в полосе частот
определяется его предельной рабочей частотой в схеме общей базы или
общего эмиттера. В элементарном приближении модели Эберса-Молла
частотная зависимость коэффициента усиления транзистора в условиях
полного согласования входного и выходного импеданса определяется
выражением
(4.34)
где Kq - коэффициент усиления в низкочастотном диапазоне, wT -
предельная частота усиления транзистора в выбранной схеме включения
транзистора.
Если верхняя рабочая частота усилителя мощности хотя бы в три
раза меньше предельной частоты усиления со^, коэффициент усиления
в рабочей полосе частот мощно принять постоянным с хорошей
точностью. Разумеется, оценка (4.34) является оптимистической, но в целом
можно утверждать, что при использовании транзисторов с предельной
частотой усиления более 5 ГГц, коэффициент усиления транзистора
в расширенном УКВ диапазоне менее I ГГц изменяется незначительно.
Параметры S-матриц рассеяния мощных транзисторов, приводимые
фирмами-изготовителями активных компонент, подтверждают этот
вывод. Прямой расчет коэффициента передачи транзистора при
одинаковых импедансах генератора и нагрузки показывает, что в полосе частот
до I ГГц изменение собственного коэффициента передачи не превышает
3 дБ. Разумеется, постоянство собственного коэффициента передачи
транзистора в широкой полосе частот не означает, что и усилительный
каскад на транзисторе также будет широкополосным. На собственную
частотную характеристику транзистора (4.34) всегда накладывается
частотная характеристика согласующих цепей, цепей обратной связи и т.д.
В пределах собственной рабочей полосы частот транзистора задача
достижения обеспечения почти постоянного коэффициента усиления для
усилительного каскада в заданной полосе частот сводится к
согласованию входного сопротивления транзистора с генератором и выходного
сопротивления с нагрузкой. Ограничения на согласование
произвольного значения импеданса с помощью пассивной цепи без омических потерь
в зависимости от полосы частот определяются теоремой Фано. В
простейшем случае согласования омического сопротивления с нагрузкой
в виде параллельной RC-цепи имеет место следующее ограничение:

284
Глава 4
(4.35)
где Г(со) - коэффициент отражения в полосе частот со^ ...со// .
В зависимости от конкретной конфигурации нагрузки и цепи
согласования выражение (4.35) может видоизменяться, но в любом случае
значение интеграла остается ограниченным. По поводу выражения (4.35)
нужно сделать следующие замечания.
Коэффициент отражения Г(со) в (4.35) характеризует неустранимые
потери в цепи согласования любой конфигурации и состава, даже
включающей элементы с бесконечной добротностью (без диссипативных
потерь). Частотная зависимость коэффициента отражения, как физически
реализуемая функция, не может оставаться постоянной в конечной
полосе своего аргумента. Другими словами, коэффициент отражения
непрерывно изменяется в полосе частот и отклонения коэффициента
отражения в полосе частот от единственного истинного значения и означают
потери на согласование. Омические (диссипативные) потери в
неидеальных элементах цепи согласования приводят к дополнительному
увеличению потерь по сравнению с оценкой (4.35). Во-вторых, ограничение
конкретно в виде (4.35) относится только к минимально-фазовым цепям,
которые характеризуются однозначной взаимной связью амплитудно-
частотных и фазочастотных характеристик. В частности, минимально-
фазовые схемы согласования не могут содержать элементов с
распределенными параметрами.
Ограничение на максимальную полосу частот согласования в виде
(4.35) достаточно сложное для непосредственного применения. В первом
приближении можно принять, что коэффициент отражения в полосе
частот примерно постоянный, равный среднему или максимальному
значению Г(со) « Г0 . Это предположение разумно и оправдано, так как
рабочая полоса согласования устройства и определяется по критерию
максимально допустимого изменения коэффициента отражения. Тогда
предельная оценка коэффициента отражения (3.35) преобразуется к виду
(4.36)
где QL =w0RC - добротность нагрузки; 0Ю =(co^ ...со//)/со0-
нормированная полоса частот; со0 - средняя частота рабочего диапазона.
Выражение (4.36) является одной из форм представления
качественно неравенства (1.49), которое в общем виде отражает взаимосвязь
коэффициента трансформации и величину потерь в полосе частот
согласования сопротивлений. Расширение полосы частот согласования при
неизменных значениях импеданса генератора и нагрузки Q^ приводит к
увеличению коэффициента отражения Г в этой полосе частот. И наобо-

Радиочастотные модули
285
рот, требование сохранения максимально допустимого коэффициента
отражения Г при расширении полосы частот Q^ согласования
приводит к необходимости уменьшить разницу между импедансами
генератора и нагрузки QL .
Аппроксимация входного сопротивления транзистора. Входное
сопротивление транзистора в первом приближении может быть
представлено RC-цепью, которая отражает управляемый р-n переход
биполярного транзистора или переход металл-полупроводник МОП-
транзистора. На повышенных рабочих частотах заметный вклад во
входное сопротивление вносит последовательно включенное омическое
сопротивление потерь полупроводниковой области, а также элементы
корпуса транзистора: последовательная индуктивность вывода и
параллельная емкость корпуса. Для транзисторов повышенной
мощности не малый вклад во входное сопротивление может вносить емкость
обратной связи от коллектора (стока) и, соответственно, величина
сопротивления нагрузки. В режиме большого сигнала параметры
эквивалентной схемы транзистора не остаются постоянными, при расчетах
используют усредненные по времени параметры в соответствии с
установленным углом отсечки.
Наиболее точным методом отображения входного и выходного
импеданса является использование S-параметров транзистора в ожидаемом
режиме работы. Преобразование S-параметров в эквивалентную схему с
RLC-элементами позволяет оценить достоверность аппроксимации
импеданса транзистора в рабочей полосе частот.
4.4.2. Согласование элементами с сосредоточенными
параметрами
Согласование элементарными LC-цепями. В самом простом
случае согласуемый импеданс в полосе частот можно представить в виде
омического сопротивления с последовательной или параллельной
реактивностью. Согласование такой цепи с омическим сопротивлением
генератора возможно с помощью Т-образной или П-образной цепи,
состоящей из реактивных LC-элементов без потерь (рис.4.21) с частотной
характеристикой в виде ФНЧ или ФВЧ. Выбор той или иной схемы
согласования определяется эквивалентной схемой нагрузки.
Для последовательного соединения активного и реактивного
компонента нагрузки имеет место следующие выражения для импеданса
нагрузки, трансформированного к генератору:
(4.37)
где XL+X2+X2 =0.

286
Глава 4
Полное согласование сопротивления генератора Rs с
последовательным импедансом нагрузки имеет место при следующих значениях
элементов цепи согласования:
(4.38)
Рис.4.21. Согласование элементарными Т- и П-звеньями
Аналогичные соотношения для параллельного соединения
активного и реактивного сопротивления нагрузки имеют вид:
(4.39)
где BL + В3 + В2 = 0.
Полное согласование проводимости генератора Gs с
последовательным импедансом нагрузки имеет место при следующих значениях
компонентов цепи согласования:
(4.40)
Из выражений (4.37)...(4.40) следует, что Т-образная цепь
согласования всегда обеспечивает согласование произвольного
последовательного импеданса нагрузки с активным сопротивлением генератора, а П-
образная цепь согласования узкой полосе частот всегда обеспечивает
согласование произвольного параллельного импеданса нагрузки с
активной проводимостью генератора.
Специальным видом использования элементарных П- и Т-образных
трансформирующих схем является согласование входного и выходного
сопротивления мощных усилительных транзисторов. В силу
относительно низкого напряжения питания транзисторов (практически не более
28 В) и высокой (десятки ватт) выходной мощности входное
сопротивление транзистора имеет очень маленькую омическую часть и
значительную параллельную емкостную составляющую. В такой ситуации П-
образная согласующая схема при В3 =0 преобразуется в Г-образную
конфигурацию с индуктивным компонентом В2 и емкостным
компонентом Z?i, по абсолютной величине равными большой емкостной
проводимости нагрузки. Маленькая индуктивность В2 = со/,2 реализуется

Радиочастотные модули
287
как отрезок линии малой длины между непосредственно входом
транзистора и сосредоточенной емкостью С\ =CL, равной входной емкости
транзистора.
Согласование с помощью полосового фильтра. Кроме П- и Т-
образных цепей, находит практическое применение последовательное
соединение двух Г-образных цепей, одна из которых является
элементарным фильтром нижних частот, а другая - элементарным фильтром
верхних частот. Импеданс в узле соединения двух согласующих цепочек
имеет величину, промежуточную между сопротивлением нагрузки и
сопротивлением генератора. Полосовая частотная характеристика
согласующей цепи повышает устойчивость усилительного каскада и
подавляет нежелательные сигналы на гармониках основного тона,
комбинационных частотах и низкочастотных субгармониках.
Рис.4.22. Согласование элементарным полосовым фильтром
Как пример на рис.4.22 показаны две из четырех возможных
комбинации последовательно включенных Г-образных трансформирующих
цепей с частотной характеристикой ФНЧ/ФВЧ. Условие согласования
сопротивления генератора и нагрузки очевидно: суммарная реактивная
проводимость в средней точке А должна быть равна нулю, а активная
проводимость генератора и нагрузки одинаковые. Для варианта схемы
рис.4.22а условие согласования:
(4.41a)
где Zs = Rs + jX\, YL = GL + jB^ - эквивалентный комплексный
импеданс генератора и нагрузки, соответственно,
для варианта схемы рис.4.226:
, (3.416)
где Ys = G5 + jB\, ZL = RL+ jX^ эквивалентная комплексная
проводимость генератора и нагрузки, соответственно.
Выражения (4.41) не определяют однозначно номиналы цепей
согласования, но несложным образом могут быть оптимизированы по раз-

288
Глава 4
личным критериям: максимальная полоса частот согласования, минимум
потерь в полосе согласования и т.п.
Согласование с помощью фильтра нижних частот. Согласование
импедансов с помощью элементарного Т-, П- или Г-звена в общем
случае не может быть широкополосным; во всяком случае, является
достаточно далеким от теоретического предела, определенного выражением
(4.36). Интуитивно это следует из самого принципа построения
элементарных трансформирующих звеньев: компенсация реактивности
нагрузки и последующая трансформация активной составляющей нагрузки к
сопротивлению генератора. Ясно, что компенсация реактивности
нагрузки не может быть выполнена в широкой полосе частот с
использованием единственного элемента с сосредоточенными параметрами.
Потенциально лучшей структурой для согласования по сравнению с
Т- или П-звеньями и полосовым фильтром для является многозвенный
фильтр нижних частот. Нормированные параметры ФНЧ всегда могут
быть определены при заданном коэффициенте отношении
сопротивления нагрузки к сопротивлению генератора RLI Rg , частоте среза
фильтра нижних частот сос и типе аппроксимации характеристики ФНЧ (Че-
бышева или Баттерворта). Реактивность нагрузки включается в первый
компонент ФНЧ точно также, как она включается в первый компонент
элементарной Т- или П-образной цепи согласования.
Как правило, в справочниках по расчету ФНЧ приводятся
нормированные параметры LC-элементов при условии одинаковых единичных
нагрузках на входе и выходе фильтра. Только тип фильтра, величина
пульсаций в полосе пропускания и частота среза определяют
нормированные величины элементов, составляющих фильтр. Рассчитанные при
условии равенство сопротивлений генератора и нагрузки классические
ФНЧ допускают перенормировку величин LC-элементов в соответствии
со следующими выражениями:
(4.42)
где L, С - расчетные нормированные элементы ФНЧ при единичном
коэффициенте трансформации; Z/, С - нормированные элементы ФНЧ
при коэффициенте трансформации R'IR ; сос - частота среза ФНЧ при
единичном коэффициенте трансформации; со^. - частота среза ФНЧ при
коэффициенте трансформации R' IR .
Перенормировка величины элементов ФНЧ согласно (4.42) в общем
случае приводит к уменьшению частоты среза, т.е. уменьшению полосы
частот согласования. Сохранить исходную частоту среза ФНЧ возможно
последовательным соединением ФНЧ и сверхширокополосного
трансформатора импедансов на основе длинной линии (см.ниже). Этот транс-

Радиочастотные модули
289
форматор и осуществляет преобразование чисто активного выходного
сопротивления ФНЧ, равного сопротивлению нагрузки во всей полосе
частот пропускания фильтра, к активному сопротивлению генератора.
Использование структуры ФНЧ, кроме потенциальной широкопо-
лосности, привлекательно одновременным подавлением
высокочастотных гармоник основного тона и комбинационных частот. В
широкополосном усилителе, как отмечалось ранее, реально возможно только
использование режимов А, АВ, В, С, которые не предусматривают
участие гармоник основного тона в формировании оптимальной формы тока
и напряжения на коллекторе. Поэтому подавление высокочастотных
колебаний только повышает устойчивость усилительного каскада и
снижает требования к выходному ФНЧ.
Методика использования трансформирующего ФНЧ потенциально
позволяет согласовать импедансы генератора и нагрузки в декадной
полосе частот. Однако это согласование подразумевает постоянную
величину компонентов эквивалентной схемы, как нагрузки, так и генератора.
Очевидно, что и входное, и выходное сопротивление транзистора в
широкой полосе частот не может быть аппроксимировано RC- или RL-
цепью с постоянными параметрами. Эквивалентная схема входа и
выхода транзистора представляет собой сложную комбинацию RLC-
элементов, которая может проявлять и индуктивную и емкостную
реакцию в полосе несколько октав.
Не существует общепринятой методики согласования импедансов в
таких условиях. В частности, возможна реализация цепей согласования
только в высокочастотном диапазоне, где согласуемый импеданс может
быть представлен RC- или RL-цепью. Отсутствие согласования в
низкочастотном диапазоне частично компенсируется повышением
коэффициента усиления с уменьшением рабочей частоты. Иной вариант
заключается в цифровой оптимизации величины элементов ФНЧ с учетом
непостоянной величины импеданса генератора и нагрузки. Оптимизация
фильтра, т.е. расширение полосы частот согласования или уменьшение
потерь в полосе частот при частотно-зависимых согласуемых импедан-
сах основана на искажении типовой частотной характеристики ФНЧ.
Нет никакой необходимости поддерживать определенный тип частотной
характеристики при выполнении критериев согласования. Параметры
исходного ФНЧ с единичным коэффициентом трансформации
рассматриваются только как хорошие начальные условия для оптимизации.
4.4.3. Широкополосные трансформаторы
Широкополосные трансформаторы с электромагнитной связью (или
трансформаторы на длинных линиях ТДЛ) являются специфическим
компонентом пассивных согласующих устройств. Эти устройства не
являются минимально-фазовыми цепями, для которых существует взаи-

290
Глава 4
мосвязь амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик. В
результате трансформаторы на длинных линиях потенциально могут иметь
очень широкую рабочую полосу частот, ограниченную только
технологической реализуемостью [18-20]. Наиболее распространено
использование трансформаторов на длинной линии в качестве широкополосных
симметрирующих устройств и трансформаторов с целочисленным
коэффициентом трансформации.
Конструктивно широкополосный трансформатор с
электромагнитной связью между линиями с распределенными параметрами может
быть выполнен в виде двухпроводной скрутки изолированных проводов
на ферритовом кольце, коаксиального кабеля на ферритовом кольце или
двух печатных копланарных полосковых линий. Энергия в такой
системе распространяется в виде синфазных и противофазных колебаний.
Противофазные колебания распространяются только в однородной
двухпроводной линии, параметры которой, как правило, не связаны с
магнитным (окружающим) материалом. Противофазный вид колебаний
распространяется между парой скрученных проводов или между
центральной жилой и внутренней оплеткой кабеля или между копланарны-
ми полосковыми линиями. Противофазные колебания означают, что ток
(напряжение) в проводниках линии имеет противоположные фазы (плюс
и минус), как в любой линии, состоящей из металлических
направляющих. Этот вид колебаний отражает нормальную передачу энергии от
генератора к нагрузке под воздействием напряжения, приложенного на
входе линии.
Синфазные колебания распространяются в однородной линии,
образованной эквипотенциальными проводами и удаленной землей с
заполнением среды между проводами и землей магнитным материалом.
Синфазные колебания в паре из скрученных проводов распространяются
между синфазными проводниками и удаленной землей, в коаксиальном
кабеле между внешней оплеткой кабеля и удаленной землей, в
компланарной линии между синфазными полосковыми линиями и подложкой
с нулевым потенциалом. Синфазные колебания отражает асимметрию
(неуравновешенную структуру) двухпроводной линии при различном
включении генератора и нагрузки. Например, выход несимметричного
(заземленного) генератора подключается к центральной жиле кабеля,
а экран кабеля подключается, соответственно, к нулевому потенциалу
(земле). Если нагрузка включена симметрично (между центральной
жилой и экраном кабеля, то возникает дополнительная длинная линия,
образованная внешней стороной кабеля и удаленной землей. Ток,
протекающий по этой линии, не связан с полезной энергией, а отражает
только неравновесные условия возбуждения.
Эквивалентная схема отрезка неуравновешенной длинной линии
рис.4.23 включает две соединенные между собой длинные линии с
различным волновым сопротивлением и различной фазовой скоростью,

Радиочастотные модули
291
способ соединения определяется физическим типом линии и
функциональным назначением трансформатора. Противофазное распространение
волн характеризуется волновым сопротивлением симметричной линии
р~ и электрической длиной 8~.
Синфазное распространение волн
характеризуется волновым
сопротивлением несимметричной линии
р+ и электрической длиной 0+
Рис.4.23. Схема замещения
асимметричного отрезка
длинной линии
при возможном заполнении среды
между синфазной линией и
удаленной землей диэлектриком или
ферритовым материалом.
Трансформаторы Т1 и Т2 имеют
коэффициент трансформации 1:1 и
отражают способ подключения обеих длинных линий.
Реализация трансформатора на длинной линии. Трансформатор
с использованием пары скрученных изолированных проводников на
ферритовом кольце распространен в диапазоне KB и УКВ как
симметрирующий трансформатор для диодного балансного смесителя рис.2.20,
как понижающий трансформатор 4:1 для межкаскадного согласования
транзисторов усилителя мощности, реже как формирователь
противофазных сигналов для двухтактного усилителя мощности рис.4.10.
Симметричная линия с противофазным возбуждением образуется
скрученными изолированными проводниками. Волновое сопротивление
определяется диаметром проводников, расстоянием между
проводниками, количеством скруток и эквивалентной диэлектрической
проницаемостью. Величина волнового сопротивления есть отношение погонной
индуктивности к погонной емкости параллельных проводников,
расположенных достаточно близко друг от друга:
(4.43)
где D - расстояние между центрами проводников; d - диаметр
проводника; zejr =\ + q{zr-\) - эффективная диэлектрическая
проницаемость; q - коэффициент заполнения среды проводниками; ег -
относительная диэлектрическая проницаемость среды.
Коэффициент q определяется геометрией линии и численно
зависит от расстояния между проводниками водниками D , количеством
скруток на единицу длины N и углом скрутки 0 = arctan(rcM))
(4.44)

292
Глава 4
Зависимость волнового сопротивления двухпроводной линии от
относительного расстояния между проводами Did для различных углов
скрутки 0 и относительной диэлектрической проницаемости гг = 2
показана на рис.4.24. При лаковом покрытии проводов (без специальной
изоляции) относительное расстояние между проводами очень невелико,
так что волновое сопротивление не превышает 50 Ом и слабо зависит от
числа скруток. С увеличением диаметра провода волновое
сопротивление еще больше уменьшается, что является положительным свойством
при использовании трансформатора в качестве низкоомного
симметрирующего устройства в усилительных каскадах.
Волновое сопротивление
несимметричной линии с синфазным
возбуждением образуется
асимметрично включенным
проводником и удаленной землей.
Волновое сопротивление такой линии
определяется диаметром
проводника и эффективной магнитной
проницаемостью феррита, на
котором намотана длинная линия.
В первом приближении
предполагается, что практически все
электрическое и магнитное поле
сосредоточено в феррите. Волновое
сопротивление есть отношение
Рис.4.24. Волновое сопротивление
двухпроводной линии
погонной индуктивности уединенного провода к погонной емкости уе
диненного провода в однородной среде:
(4.45)
где / - длина линии, \хг - относительная магнитная проницаемость
феррита, гг - относительная диэлектрическая проницаемость феррита.
Из сравнения (4.43) и (4.45) следует, что волновое сопротивление
несимметричной линии синфазного возбуждения минимум на порядок
превышает волновое сопротивление симметричной линии
противофазного возбуждения при любых параметрах двухпроводной линии.
Существует значительное количество стандартных микросборок с
использованием малогабаритных двухсотверстных ферритовых колец и
намоткой скрученной парой проводов, которые осуществляют самые
различные функции по пассивному преобразованию высокочастотных
сигналов: целочисленную трансформацию в отношении \: N,
суммирование и деление мощности, симметрирование и т.п. Обобщенная
функциональная схема типового трансформатора \:N показана на рис.4.25.

Радиочастотные модули
293
Рис.4.25. Трансформатор 1: N
на длинной линии
Каждый трансформатор на рис.4.25 представляет собой двухотверстный
ферритовый сердечник с обмоткой в виде пары скрученных проводов.
Распространенные трансформаторы на длинной линии обеспечивают
работу при коэффициенте трансформации до 16 в диапазоне частот
10... 1000 МГц при КСВ<2 во всем диапазоне частот при проходящей
мощности до 5 Вт.
В диапазоне УКВ возможна
реализация трансформатора на длинной
линии с использованием
стандартного высокочастотного кабеля,
намотанного на ферритовый сердечник.
В этом случае волновое
сопротивление симметричной линии с
противофазным возбуждением строго
постоянно и равно волновому
сопротивлению кабеля.
Несимметричная линия с синфазным
возбуждением формируется внешней
стороной экрана кабеля. Волновое
сопротивление этой линии, как и в случае двухпроводной линии,
оценивается по выражению (4.45) с диаметром провода, равным диаметру
экрана. Реализация трансформатора на стандартном высокочастотном
кабеле потенциально обеспечивает большую рабочую мощность, но
наличие феррита, хотя и не в основной линии передачи, по прежнему
будет ограничивать величину проходящей мощности.
Реализация широкополосного трансформатора в виде двух копла-
нарных линий значительно сложнее для расчетов. Расчет волнового
сопротивления для обеих линий должен учитывать эффективную
диэлектрическую проницаемость, отражающую заполнение диэлектриком
пространства вокруг полосковых линий. Показано, что волновые
сопротивления линий синфазного и противофазного возбуждения в полоско-
вом исполнении различаются значительно меньше, чем для реализации в
виде провода или кабеля [21].
Широкополосный симметрирующий трансформатор.
Эквивалентная схема симметрирующего трансформатора длинной линии
рис.4.26 следует из схемы замещения несимметричного отрезка длинной
линии рис.4.23. Несимметричный генератор подключается к выводам 1,
2, а симметричная нагрузка к выводам 3 и 4. На основании метода
зеркального отражения симметричная длинная линия с противофазным
возбуждением рис.4.23 заменяется на две несимметричные линии, каждая
из которых имеет ту же самую электрическую длину и то же самое
волновое сопротивление, что и исходная. Одновременно из схемы рис.4.23
удаляется трансформатор Т1, который имеет единичный коэффициент
передачи, а отрезок длинной линии симметричного возбуждения ото-

294
Глава 4
бражается ее входным импедансом, поскольку другой конец линии
подключен к земле на выводе 2.
Рис.4.26. Эквивалентная схема симметрирующего трансформатора
на длинной линии
Определим коэффициент передачи напряжения между выводами 1 и 4.
Суммарная матрица передачи последовательно соединенной длинной
линии противофазного возбуждения, трансформатора с коэффициентом
передачи 1:-1 и входного сопротивлении линии синфазного возбуждения
7р+ tan0+ равна произведению А-матриц соответствующих компонент:
(4.46)
Рабочая постоянная передачи четырехполюсника равна отношению
мощности, которую генератор отдает в согласованную (в смысле
равенства комплексных сопротивлений) нагрузку, к мощности, которая
поступает от этого генератора через четырехполюсник в заданную
нагрузку. В логарифмических единицах рабочая постоянная передачи
четырехполюсника, определяемого матрицей передачи (4.46) между
выводами 1 и 4 эквивалентной схемы рис.4.26 при условии равенства
сопротивления генератора и нагрузки RL = Rs = R, равна
Из выражения (4.47) следует, что при одновременном выполнении
условий Z = p~, p+»p~ и tan 0+ *0 коэффициент передачи
трансформатора длинной линии равен единице все зависимости от
электрической длины обеих линий, как противофазного, так и синфазного
возбуждения. Другими словами, отрезок длинной линии на ферритовом кольце
со значительной магнитной проницаемостью представляет собой
идеальный высокочастотный инвертор с неограниченной полосой частот
постольку, поскольку остаются частотно-независимыми сопротивления

Радиочастотные модули
295
генератора и нагрузки. Отметим, что наличие ферритового сердечника
является обязательным условием нормальной работы инвертора, так как
требуется выполнение соотношения р+» р~ . Только в этом случае ток
синфазного возбуждения пренебрежительно мал, а ток через нагрузку
определяется током противофазного возбуждения линии; при отсутствии
феррита ток через нагрузку будет суммой конкурирующих токов. С
ростом частоты и проходящей мощности величина магнитной
проницаемости феррита падает, что приводит к нарушению условия малости
волнового сопротивления противофазной линии по сравнению с волновым
сопротивлением синфазной линии.
4.5. Широкополосные антенны
Широкополосное согласование диапазонных (резонансных или
укороченных) антенн для мобильной аппаратуры радиосвязи является
самым распространенным, если не единственным, способом обеспечить
требуемую рабочую полосу антенн. Частотно-независимые антенны, как
отмечалось ранее в гл.1, крайне сложны в конструктивном отношении, а
их эксплуатационные характеристики плохо совместимы с мобильными
радиостанциями. Методы широкополосного согласования различают по
отношению к электрически длинным (резонансным) антеннам и к
электрически коротким (малогабаритным) антеннам.
Электрически короткие антенны. К электрически коротким
антеннам принято относить антенны, для которых радиус а окружающей
ее сферы (полусферы для антенн над земляной поверхностью) ограничен
условием
ка<19 (4.48)
де к = 2п/Х - волновое число; X -длина волны.
В частности, для симметричного электрического вибратора радиус
сферы а равен длине плеча /.
Электрически короткие антенны имеют меньшую эффективность
по сравнению с полноразмерными антеннами, геометрические размеры
которых сравнимы с длиной волны. В режиме приема с уменьшением
геометрического размера антенны уменьшается величина наведенной
ЭДС полезного сигнала, что, в конечном счете, уменьшает
чувствительность приемника по полю. В режиме передачи уменьшение
геометрического размера антенны приводит к уменьшению КПД антенны, так как
сопротивление излучения уменьшается пропорционально квадрату
относительной длины антенны, а сопротивление потерь в антенне
уменьшается с длиной только линейно. Кроме того, уменьшение сопротивления
излучения антенны увеличивает коэффициент трансформации в антенно-
согласующем устройстве, а следовательно, и омические потери в этом
устройстве.

296
Глава 4
Электродинамический расчет рабочей полосы А/ укороченной
антенны заключается в расчете распределения поля вокруг симметричного
вибратора с равномерным или синусоидальным распределением тока по
длине антенны. Численной мерой относительной рабочей полосы частот
антенны с центральной частотой fc является ее добротность
Q- fcl Af . Элементарная оценка добротности электрически короткого
симметричного вибратора в свободном пространстве следует из
приближенных выражений для сопротивления излучения R% и
реактивности симметричного вибратора XY:
(4.49)
В работах [22, 23] приводятся аналитические оценки предельной
добротности электрически коротких антенн при различном
распределении тока по антенне в зависимости от относительного волнового числа
ка . В частности, распространенная оценка предельной добротности для
короткого электрического вибратора с равномерным распределением
тока (критерий Чу-Харрингтона-Маклина) имеет вид
(4.50)
Для расчета предельной добротности широкополосных антенн
волновое число к выбирается, очевидно, минимальной величины,
соответствующей максимальной длине волны. В работе [24] приведены
результаты численного расчета по определению нижней границы добротности
электрически короткой антенны с равномерным и синусоидальным
распределением тока, представленные на (рис.4.27).
Результаты численного расчета добротности короткой антенны,
иллюстрированные на рис.4.27, как и аналитические выражения (4.49),
(4.50) показывают неограниченное возрастание добротности антенны с
уменьшением ее электрической длины. Высокая крутизна графиков и
численного выражения для добротности QA {ка) в области малых
значений ка < 0,1 указывает на неустойчивость оценки минимальной
добротности антенны QA как следствие не совсем адекватной модели,
принятой для расчетов. В частности, при малых размерах антенны и,
соответственно, малом сопротивлении излучения R%, нельзя
пренебрегать сопротивлением омических потерь антенны Rs. С учетом диссипа-
тивных потерь в антенне омическая компонента в выражении для ее

Радиочастотные модули
297
добротности не стремится к нулю, а, следовательно, и добротность
антенны QA при малых значениям ка < 0,2 не столь велика, как это
следует из выражений (4.49), (4.50) и графиков рисунка 4.27. Графики рис.4.27
также показывают, что в принятой модели добротность антенны
различается в разы при равномерном и синусоидальном распределения тока в
антенне. Следовательно, даже при небольших отклонениях в способе
возбуждения реальной антенны относительно модели или при сложном
распределении тока в антеннах с
несколькими точками возбуждения
можно получить очень различные
значения добротности QA.
Практически можно предположить, что
условие ка > 0,2 (или длина плеча
симметричного вибратора не менее
0,03^) является оптимистической
границей достоверности оценки
предельной рабочей полосы частот
Af = f IQA электрически короткой
антенны с учетом неизбежных
отклонений геометрии и способа
возбуждения антенны от расчетной
модели.
Электродинамический расчет активной и реактивной компоненты
электромагнитного поля в ближней и дальней зоне позволяет оценить
добротность антенны, но непосредственно не связывает этот параметр со
способом и предельными параметрами согласования стандартного
импеданса 50 Ом приемника или передатчика с комплексным
сопротивлением антенны. Построение трансформатора комплексных сопротивлений
возможно на основе теории цепей, в которой короткий электрический
(магнитный) вибратор аппроксимируется элементарной
последовательной RC(RL)-uenbK), соответственно.
Согласование электрически коротких антенн. Входной импеданс
электрически короткой антенны представляется в виде
последовательной RC-цепи с сосредоточенными параметрами, величины которых
изменяются в полосе частот согласно выражениям (4.49). Следовательно,
условия предельного согласования такой антенны со стандартным
сопротивлением генератора ограничиваются известным соотношением
Боде-Фано (4.35), (4.36). Разумеется, эти выражения дают
оптимистическую оценку полосы согласования, так как определены для
элементарной нагрузки с постоянными значениями элементов.
Типовой схемой для классического широкополосного согласования
короткой антенны, аналогично широкополосному согласованию транзи-
Рис.4.27. Добротность
электрически короткой антенны

298
Глава 4
сторов в усилителе мощности, является использование фильтра верхних
частот. Емкость антенны, включенная последовательно с активным
сопротивлением антенны, одновременно является и последним элементом
согласующего фильтра. Порядок, частота среза и тип фильтра верхних
частот выбираются таким образом, чтобы реактивный элемент
эквивалентной схемы короткой антенны, включенный в фильтр, максимально
близко соответствовал требуемой величине элемента фильтра. Реальное
изменение емкости и активного сопротивления антенны можно отразить
путем оптимизации параметров фильтра в полосе частот согласования
по критерию максимума полосы частот или минимума потерь в полосе
согласования. Табличные значения параметров фильтра следует
рассматривать как исходное состояние для программы численной
оптимизации. Если табличные нормированные значения фильтра верхних
частот указаны для равных сопротивлений генератора и нагрузки, то для
реализации требуемого коэффициента трансформации омического
сопротивления антенны к сопротивлению генератора необходимо
выполнить преобразование (4.42) для компонентов фильтра. Практически
бывает трудно совместить небольшую емкость антенны с требуемой
полосой частот согласования и минимальными потерями в полосе
согласования даже при оптимизации параметров элементов фильтра.
Дополнительные условия на параметры согласующего фильтра (4.42) для
трансформации активных сопротивлений тем более затрудняют
реализацию широкополосного согласования. Частичным решением проблемы
является использование широкополосного трансформатора на длинной
линии. Хотя типовые трансформаторы на длинной линии имеют
целочисленный коэффициент трансформации, его использование позволяет
уменьшить величину трансформации, которая реализуется согласующим
фильтром высоких частот.
Рис.4.28. Широкополосное
согласование антенны
Как пример на рис.4.28
показан собственный КСВ
антенны и этой же антенны со схемой
широкополосного согласования в
виде ФВЧ пятого порядка в
диапазоне 300...470 МГц. Модель
антенны представляет собой
симметричный вибратор с
волновым сопротивлением 300 Ом и
собственной резонансной
частотой 400 МГц. Собственная
полоса частот согласования антенны
в стандартной 50-омной линии
по уровню КСВ < 3 равна
примерно 25%, что типично для
полноразмерной антенны. При

Радиочастотные модули
299
использовании фильтра верхних частот относительная полоса
согласования антенны увеличилась практически в два раза.
Согласование электрически длинных антенн. Антенна,
работающая в области основного резонанса, относится к классу электрически
длинных (полноразмерных) антенн. В области основного резонанса
такая антенна обладает наилучшими параметрами для мобильной
широкополосной связи: высоким КПД, примерно 50-омным сопротивлением
излучения, всенаправленной диаграммой излучения.
Собственная рабочая полоса частот симметричного
четвертьволнового вибратора по КСВ < 3 равна примерно 20-30%. В октавной полосе
частот с центром на резонансной частоте нормированное активное
входное сопротивление симметричного четвертьволнового вибратора
изменяется в диапазоне 0,5...2, а нормированное реактивное сопротивление
изменяется в диапазоне -5...5. Следовательно, в относительной полосе
частот примерно 50% входной КСВ антенны может быть уменьшен до
величины менее 3 путем компенсации только реактивности антенны с
помощью набора коммутируемых (перестраиваемых) реактивных
элементов без трансформации активного сопротивления.
Рис.4.29. Широкополосное
согласование антенны
В качестве примера на рис.4.29 показана расчетная зависимость
КСВ симметричного вибратора с собственной резонансной частотой
400 МГц при последовательном включении с антенной дополнительного
конденсатора или индуктивности в зависимости от знака смещения
рабочей частоты относительно собственной резонансной частоты антенны.
Действительно, в полосе частот 300...500 МГц входной КСВ антенны
находится в пределах трех. Дальнейшее расширение рабочей полосы
частот возможно при использовании перестраиваемого по частоте
трансформатора, который одновременно с изменением реактивного со-

300
Глава 4
противления обеспечит изменение коэффициента трансформации
активной части входного сопротивления антенны к стандартному омическому
выходному сопротивлению радиостанции. Однако использование такого
сложного устройства малоперспективно, так как с возрастанием рабочей
частоты по мере приближения к параллельному резонансу антенны резко
возрастает величина ее реактивного сопротивления. В результате
увеличивается коэффициент трансформации с одновременным увеличением
потерь на трансформацию. При уменьшении рабочей частоты
ограничения на коэффициент трансформации определяются уменьшением
сопротивления излучения антенны, что также уменьшает КПД антенны.
Более перспективным представляется использование
реконфигурации антенны, т.е. ступенчатое изменение ее геометрических размеров в
соответствии с рабочей частотой. В частности, для стабилизации
параметров вибраторной антенны на высоких частотах уменьшать длину
плеч антенны в два и четыре раза.
При практической реализации полноразмерной антенны следует
учитывать, по крайней мере, два фактора: реальную асимметрию плеч
антенны и ограниченность ее габаритов. Асимметрия выражается в том,
что одним из плеч антенны, как правило, является сам корпус
радиостанции. В результате антенна имеет плечи различной длины и
различного волнового сопротивления, что приводит к появлению
дополнительной трансформации сопротивления излучения антенны к точке
подключения радиостанции и изменению электрических характеристик
антенны относительно идеальных значений. Ограниченность габаритов
на антенну приводит к невозможности реализовать полноразмерную
четвертьволновую антенну длиной порядка метра и более. В этом случае
можно использовать спиральные антенны радиального излучения с
коэффициентом укорочения менее 3. Спиральная антенна с таким
относительно небольшим укорочением сохраняет все характеристики
полноразмерного вибратора, но имеет несколько большую добротность за счет
дополнительной индуктивности, вносимой спиральной намоткой.
Собственно, ограничение на коэффициент укорочения антенны и следуют из
допустимого увеличения добротности антенны, ограничивающей ее
собственную полосу частот.
Список литературы к главе 4
1. Shu К. CMOS PLL Synthesuzers. Analysis and Design. - Springer,
2005.
2. Kroupa V. Phase Lock Loops and Frequency synthesizer. - Wiley,
2003.
3. Banerjee Dean. PLL Performance, Simulation and Design. 3th Edition. -
www.national.com.

Радиочастотные модули
301
4. Small size, low power consumption permanent magnet YIG based
synthesizer. - www.microlambdawireless.com.
5. Kenington P. Linearized Transmitters: An Enabling Technology for
Software Defined Radio. - IEEE Communication Magazine. February 2002.
6.Kenington P. High-linearity RF Amplifier Design. - Artech House,
2000.
7. Digital transmission: Carrier-to-Noise Ratio, Signal-to-Noise Ratio
and Modulation Error Ratio. - www.cisco.com.
8. Hranac R. Digital Transmission, part 2: CNR, SNR, MER.
Communication technology, - July 1, 2007.
9. Титце У. Полупроводниковая схемотехника. - М.: Додэка, 2008.
10. Dawson J. Feedback Linearization of RF Power Amplifiers. - Klu-
wer Academic Publishers, 2004.
11. Gilmore R. Practical RF circuit design for modern wireless systyems. -
Artech House, 2003.
12. S.C.Cripps. Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design. -
Artech House. 2002.
13. Katz A. Linearizing High Power Amplifiers. - www.tintech.com.
14. Dawson J.L. Feedback linearization of RF power amplifiers. - Klu-
wer Academic Publishers. 2004.
15. Dawson J.L. Cartesian Feedback for Power Amplifier Linearization. -
Center for Integrated Systems, Stanford University.2004.
16. A new generation Cartesian loop transmitter for flexible radio
solutions. - Electronics Technical, 2010, - www.cmlmicro.com.
17. Sung Won Chung. Open-Loop Digital Predistortion Using Cartesian
Feedback for Adaptive RF Power Amplifier Linearization, - Massachusetts
Institute of Technology, 2007.
18. Устройства сложения и распределения мощностей
высокочастотных колебаний под ред. Моделя З.И. - М.: Советское радио, 1980.
19. Grebennikov A. Power Combiners,Impedance Transformers and
Directional Couplers. - High Frequency Electronics, December 2007.
20. Design of HF wideband power transformers. Application Note
ECO6907, - www.semiconductors.philips.com.
21. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых
устройств под ред. В.И. Вольмана. - М.: Радио и связь, 1982.
22. Слюсар В. 60 лет теории электрически малых антенн. -
Электроника, №7, 2006.
23. Schantz H. Introduction to ultra-wideband antennas. - Next-RF, Inc.
24. G.A.Thiele. On the Lower Bound of the Radiation Q for Electrically
Small Antennas. - IEEE Trans, on Antennas and Propagation, vol.51, No.6,
2003.

Глава 5
Приемник с нулевой промежуточной
частотой
Приемник с нулевой промежуточной частотой по основным
критериям в наибольшей степени отвечает требованиям программно-
конфигурируемого радио. Далее рассматривается функциональная
схема, элементный состав, особенности реализации и ожидаемые
параметры приемника с однократным преобразованием частоты и нулевой
промежуточной частотой. Функциональная схема широкополосного
приемника с нулевой промежуточной частотой и полностью цифровой
обработкой принятого сигнала показана на рис. 1.25, частотный план
приемника - на рис. 1.26. Работа основных компонент и функциональных
блоков, которые могут использоваться в приемнике, рассмотрена в гл.2, 3.
По сравнению с типовым супергетеродинным приемником, параметры
приемника с нулевой промежуточной частотой имеют некоторые
особенности, связанные со специфическим частотным планом и работой
основных компонент приемника в baseband-диапазоне:
Собственный шум приемника, определяющий статическую
чувствительность, складывается из двух компонент: теплового шума и
фликкер-шума; при расчетах должны учитываться обе составляющие.
Излучение гетеродина приемника является одним из параметров,
регламентированных стандартом ЭМС. В типовом супергетеродинном
приемнике излучение гетеродина через антенну крайне мало, так как
частота гетеродина лежит вне полосы пропускания входного фильтра-
преселектора. Напротив, в приемнике с нулевой промежуточной
частотой несущая частота модулированного сигнала и частота гетеродина
совпадают, поэтому величина излучения сигнала гетеродина через
антенну определяется только переходным ослаблением между входами
демодулятора и обратным коэффициентом передачи МШУ.
Асимметрия каналов приемника с нулевой промежуточной
частотой выражается в различных значениях модуля и фазы коэффициентов
передачи квадратурных каналов смесителя и усилителей промежуточной
частоты в baseband-диапазоне. Асимметрия амплитуды и фазы демоду-
лированных квадратурных компонент принятого сигнала приводит к
дополнительной потере чувствительности.
Постоянная составляющая тока и напряжения в демодулирован-
ном сигнале складывается из информативной компоненты и
неинформативной, связанной с рассеянием мощности гетеродина по плате
приемника и режимом работы нелинейных компонент. Неинформативная

Приемник ПКР
303
постоянная составляющая должна быть либо подавлена, либо
стабилизирована по величине.
Динамический диапазон работы АЦП должен быть очень
высоким, так как преобразованию в цифровое представление подвергается
суммарный принятый сигнал, в общем случае включающий полезный
сигнал, сигналы на соседних частотах собственной системы радиосвязи
и сторонние мешающие сигналы. Этим приемник с нулевой
промежуточной частотой отличается от типового супергетеродинного приемника,
в котором аппаратный фильтр основной селекции подавляет все
мешающие сигналы, так что преобразованию в АЦП подвергается только
полезный сигнал.
Целью последующего анализа является оценка ожидаемых
параметров приемника с однократным преобразованием на нулевую
промежуточную частоту и формирование требований к алгоритмам, которые
обеспечивают управление и стабилизацию работы аналоговой части
приемника. Предполагается, что приемник предназначен для
использования в современных сетях подвижной сухопутной радиосвязи и должен
удовлетворять следующим основным требованиям:
• Параметры электромагнитной совместимости приемника
удовлетворяют требованиям стандарта электромагнитной совместимости ETS
300 ИЗ и нормативного документа РД 45.299-2002 в части, применимой
к приемнику цифровых сигналов (табл. 1.1). Выполнение этих
требований обязательно постольку, поскольку радиостанции ПРК должны
работать совместно со специализированными узкополосными
радиостанциями при существующем распределении частотного ресурса.
• Рабочая полоса частот приемника должна быть в диапазоне
30... 1000 МГц, что соответствует основным полосам частот,
выделенным для сухопутной связи (табл. 1.2).
• Возможность приема узкополосных частотно- и фазомодулирован-
ных сигналов с произвольными параметрами модуляции. Формально
структура приемника с нулевой промежуточной частотой не
накладывает ограничений на ширину спектра модулированного сигнала или
скорость передачи информации. Однако практически параметры
существующих микросхем могут ограничивать работу с высокоскоростными
широкополосными сигналами. Прежде всего, это относится к реализации
широкополосного синтезатора с минимальным уровнем шума в полосе
частот модулированного сигнала. На сегодняшний день максимальную
ширину канала 200 кГц среди транкинговых и сотовых сетей сухопутной
радиосвязи требует стандарт GSM и GPRS. С другой стороны, битовая
скорость передачи информации 128 кбит/с разумно достаточна для
поддержки сетей ISDN и интерактивной работы с интернет. Приемник ПКР
с указанными параметрами будет удовлетворять практически всем
существующим стандартам мобильной сухопутной связи в диапазоне до

304
Глава 5
1000 МГц, включая радиосети с частотным, временным и кодовым
разделением каналов, с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты.
• Потребляемая мощность и габариты, совместимые с требованиями
к переносным (персональным и автомобильным) радиостанциям.
5.1. Коэффициент шума приемника
Коэффициент шума линейной части приемника фактически
определяет основной параметр приемника - статическую чувствительность
приемника относительно собственных тепловых шумов. Вычисление
коэффициента шума приемника с нулевой промежуточной частотой
имеет определенные особенности по сравнению с типовым
супергетеродинным приемником с ненулевой промежуточной частотой и
аппаратным фильтром основной селекции.
5.1.1. Коэффициент шума в радиочастотном
диапазоне
Основой для вычисления суммарного коэффициента шума
высокочастотного тракта приемника является известная формула Фриза для
последовательности линейных устройств:
(5.1)
где N\,K\,N2,K2,.... - коэффициент шума и коэффициент передачи
последовательно соединенных согласованных линейных устройств.
Условие согласованности входного и выходного сопротивления
устройств не отражено в явном виде в выражении (5.1), но фактически
используется при выводе этой формулы.
Суммарный коэффициент шума линейной части приемника с
нулевой промежуточной частотой определяется последовательно
включенными компонентами: полосовой фильтр-преселектор, малошумящий
усилитель, делитель принятого сигнала на два, демодулятор, усилитель
промежуточной частоты и АЦП. Фильтр, МШУ и делитель сигналов
являются стандартными устройствами высокочастотного тракта с
согласованными входным и выходным импедансом, расчет суммарного
коэффициента шума для этих устройств выполняется по выражению (5.1):
(5.2)
где NBPF, KBPF - коэффициент шума и коэффициент передачи
полосового фильтра-преселектора; NLNA, KLNA - коэффициент шума и
коэффициент передачи МШУ; NSP, KSP - коэффициент шума и
коэффициент передачи делителя на два.

Приемник ПКР
305
В типовом супергетеродинном приемнике с ненулевой
промежуточной частотой в высокочастотный тракт вместо делителя в выражение
(5.2) включается смеситель, параметры которого также определены в
согласованном (обычно 50-омном) тракте на высокой и промежуточной
частоте. Эти три компонента (фильтр, МШУ и смеситель) и определяют
коэффициент шума линейной части приемника. Влияние шума
последующих компонент тракта промежуточной частоты (фильтра основной
селекции и усилителя промежуточной частоты) пренебрежительно мало,
так как суммарный коэффициент усиления первых трех компонент
достаточно велик.
В приемнике с нулевой промежуточной частотой для
преобразования принятого высокочастотного модулированного сигнала в baseband|-
диапазон используется демодулятор. Параметры демодулятора по входу
определяются в согласованном тракте, также обычно 50-омном. Но
выходные параметры демодулятора в baseband-диапазоне не определяются
на 50-омную нагрузки. Следовательно, вносимые демодулятором шумы
не могут быть адекватно отражены при непосредственном
использовании выражения (5.1). То же самое относится и к последующим
элементам тракта промежуточной частоты - операционным усилителям и АЦП
Операционный усилитель, работающий в baseband-диапазоне,
характеризуется высоком входным импедансом, низким выходным импедансом
и коэффициентом усиления по напряжению. Входные и выходные
сопротивления операционных усилителей в baseband-диапазоне не могут
быть согласованы между собой, демодулятором и АЦП, а коэффициент
усиления по напряжению в несогласованном тракте не может быть
корректно преобразован в коэффициент усиления по мощности, который
используется в выражении (5.1). Аналого-цифровой преобразователь
является последним аппаратным компонентом радиоканала, но это не
означает, что вносимые им шумы пренебрежительно малы. Шумы АЦП
имеют специфический характер, так как только частично являются
тепловыми шумами, связанными с высоким входным импедансом
преобразователя. Другая часть шумов АЦП определяется шумами квантования и
дискретизации, которые характеризуются не коэффициентом усиления
шума, а абсолютной величиной среднеквадратичного напряжения шума,
которая должна быть мала по сравнению с преобразуемым сигналом.
Коэффициент шума является мерой уменьшения отношения
сигнал/шум при прохождении аддитивной смеси сигнала и шума через
линейные активные и пассивные компоненты радиоканала. Формально
коэффициент шума определяется выражением
(5.3а)
где SNRin, SNRout - отношение сигнал/шум на входе и выходе
устройства, соответственно.

306
Глава 5
То же самое выражение в логарифмических единицах имеет вид
(5.36)
Линейное устройство характеризуется постоянным коэффициентом
усиления К, который в одинаковой степени относится к входному
шуму и входному сигналу. Если неидеальное линейное устройство вносит
некоторый собственный шум мощностью Ра в выходной сигнал, то
выражение (5.3а) для коэффициента шума преобразуется к виду
(5.4)
где N - коэффициент шума; Pin - мощность входного (внешнего)
шума; Ра - мощность (выходная) собственного шума; К - коэффициент
усиления по мощности.
В выражении (5.4) выходной шум представлен в виде суммы
усиленного входного шума KPin и собственного выходного шума прибора
Ра, что предполагает представление этих параметров (и, соответственно,
коэффициента усиления) через мощность. В частности, для белого
гауссова шума, который генерируется внешним генератором возбуждения с
внутренним сопротивлением Rs, величина мощности шума на входном
сопротивлении прибора Rin определяется очевидным выражением
(5.5)
где еп = yJ4kTBRs - ЭДС шума внешнего генератора в полосе частот В .
В условиях согласования внутреннего сопротивления генератора и
входного сопротивления анализируемого устройства выражение (5.4) с
учетом (5.5) преобразуется к виду
(5.6а)
или в логарифмическом представлении
(5.66)
Коэффициент шума отдельного прибора (5.6), как и суммарный
коэффициент шума последовательно включенных линейных приборов
(5.1), предполагает согласование входного и выходного сопротивления
всех приборов и генератора возбуждения и не зависит от абсолютной
величины согласованного сопротивления. Если же имеет место
рассогласование входного и выходного сопротивления прибора, то
коэффициент шума определяется выражениями (5.5), (5.6а) и равен

Приемник ПКР
307
(5.7)
Из выражения (5.5) следует, что мощность шума на входе прибора
уменьшается с отклонением входного сопротивления прибора Rin от
внутреннего сопротивления генератора Rs. Одновременно, как следует
из выражения (5.7), увеличивается коэффициент шума прибора N. Это
заключение справедливо лишь в пределах постоянства коэффициента
усиления прибора К, что не выполняется в условиях произвольного
сопротивления генератора и нагрузки, и в приближении идеального
внешнего генератора шума. Кроме того, при неограниченном
возрастании (уменьшении) сопротивления нагрузки коэффициент шума также
неограниченно возрастает, что очевидно невозможно. При бесконечном
(нулевом) входном сопротивлении прибора напряжение (ток) на его
входах остаются ограниченными, а следовательно, ограничен и
коэффициент шума. Можно сказать, что использование коэффициента шума
устройства, выраженное через мощность шума и сигнала, в условиях
несогласованного тракта приводит к неопределенным и отчасти
противоречивым выводам.
5.1.2. Коэффициент шума в baseband-диапазоне
Коэффициент шума, выраженный через мощность шума и
коэффициент передачи по мощности, является естественной мерой шумов
линейных согласованных устройств. Согласование импедансов
практически выполняется для высокочастотных приборов, рассчитанных для
работы с сигналами на определенной несущей частоте. Иная ситуация
имеет место в baseband-диапазоне, где целый ряд устройств, таких,
например, как операционный усилитель, характеризуются большой
разность входного и выходного сопротивления, часто неопределенной
величины. Поэтому устройства с большим входным импедансом и малым
выходным характеризуются коэффициентом усиления по напряжению,
при обратном соотношении сопротивлений - коэффициентом усиления
по току. Соответственно, следует определить и уровень вносимых
шумов для такого рода устройств относительно напряжений и токов и
желательно, чтобы это определение не включало величину входного или
выходного сопротивления.
Приборы с усилением по напряжению характеризуются высоким
входным и низким выходным импедансом. Полагаем, что входной шум,
генерируемый на внутреннем сопротивлении внешнего генератора,
характеризуется эффективным напряжением Ein и полностью
присутствует на высокоомном входном сопротивлении прибора. Эффективное
напряжение шума на выходе прибора от двух независимых источников
(внешнего шума, увеличенного на коэффициент усиления по напряже-

308
Глава 5
нию, и собственного выходного шума прибора), определяется как сумма
квадратов отдельных компонент:
(5.8)
где Еа - шумовое напряжение на выходе, вносимое активным
прибором; Ет - напряжение внешнего шума на входе прибора; Кц -
коэффициент усиления прибора по напряжению; ЕоШ - напряжение
суммарного шума на выходе прибора.
Приведенное к входу шумовое напряжение следует из (5.8)
(5.9)
Суммарное напряжение шума на входе Е^ и напряжение шума от
внешнего источника Ет относятся к одному и тому же входному
сопротивлению прибора. Следовательно, для определения коэффициента
шума можно воспользоваться определением (5.4), заменяя мощность
квадратом эффективного напряжения:
(5.10)
Коэффициент шума прибора, который характеризуется усилением
напряжения, есть отношение квадратов эффективного напряжения
собственного (добавленного) выходного шума прибора и входного шума,
нормированное на квадрат усиления по напряжению. Для приборов,
которые характеризуются усилением по току необходимо, очевидно,
заменить в (5.10) коэффициент усиления по напряжению на коэффициент
усиления по току. В частном случае входного белого гауссова шума
выражение (5.10) преобразуется к виду
(5.11)
где Ein - 4kTBRs - квадрат эффективного напряжения белого шума.
Как и следовало ожидать, выражение (5.11) для коэффициента шума
несогласованного устройства полностью совпадает с выражением для
коэффициента шума, полученным для частного случая операционного
усилителя (2.32).
Определим выражение для суммарного шума нескольких
последовательно включенных приборов с усилением по напряжению. Полагаем,
что на высокоомном входе первого устройства имеет место внешний
шум величиной Е. Этот шум обусловлен независимым генератором
ЭДС и не зависит от величины нагрузки, которая является входным
сопротивлением прибора и всегда больше внутреннего сопротивления ге-

Приемник ПКР
309
нератора ЭДС. При постоянном собственном коэффициенте усиления по
напряжению квадрат напряжения суммарного шума на выходе
устройства (внешней высокоомной нагрузке) равен, согласно (5.8),
(5.12)
где Е\ - собственная абсолютная величина шумового напряжения на
выходе устройства; Е - абсолютная величина внешнего шума на входе
устройства; Ки\ - собственный коэффициент усиления прибора по
напряжению
Суммарный шум на выходе первого устройства (5.12) является
независимым входным шумом для второго устройства. Выходной шум
второго устройства равен, очевидно,
(5.13)
где Е2 - абсолютная величина шумового напряжения, которая
генерируется вторым устройством на выходе; Ки2 - коэффициент усиления по
напряжению второго устройства.
Коэффициент шума двух последовательно соединенных устройств
равен, очевидно, квадрату эффективного напряжения шума на выходе
второго устройства, деленному на входной шум и полный коэффициент
усиления аналогично (5.10):
. (5.14)
Выражение (5.14) для коэффициента шума последовательно
соединенных устройств, возбуждаемых напряжением, определяется
относительно абсолютных значений шумового напряжения, вносимого каждым
отдельным устройством. В пределах выполнения условий возбуждения
напряжением (малое сопротивление генератора по отношению к
нагрузке), коэффициент шума не зависит от неопределенных сопротивлений
генератора и нагрузки и определяется, как и выражение (5.1) для
согласованных устройств, только собственными параметрами устройств.
По аналогии с (5.1), для возбуждаемых напряжением устройств
можно формально ввести коэффициент шума по отношению к квадрату
эффективного напряжения собственного входного шума:
(5.15)
Подставляя (5.15) в (5.14), получим
(5.16)
Выражения (5.14), (5.16), аналогично (5.1), могут быть очевидным
способом распространены на произвольное количество устройств. Пол-

310
Глава 5
ный коэффициент шума (5.16) показывает, во сколько раз увеличивается
абсолютная величина квадрата эффективного значения внешнего шума,
который присутствует на входе первого устройства, управляемого
напряжением. Коэффициенты шума каждого отдельного устройства (5.15)
определяются относительно входного шума, который, в отличие от
согласованных устройств, не является постоянной величиной.
Соответственно, коэффициент шума каждого отдельного прибора также не
являются независимым параметром, который может быть указан в
технических условиях, но должен определяться в процессе расчетов
относительно наперед заданной величины квадрата эффективного
напряжения внешнего шума или уровня выходного шума, определенного для
предыдущего прибора.
5.1.3. Коэффициент шума линейной части приемника
Оценим полный коэффициент шума линейной части приемника -
величину шумового напряжения в baseband-диапазоне в полосе частот
демодулированного сигнала на входе АЦП. Полный коэффициент шума
зависит как от собственных шумовых параметров приборов, так и от
распределения коэффициента усиления между отдельными
высокочастотными приборами и приборами baseband-диапазона.
Коэффициент усиления. Полный коэффициент усиления линейной
части определяется чувствительностью АЦП и должен быть распределен
между высокочастотным трактом и трактом промежуточной частоты в
соответствии с требованиями минимальных нелинейных и
интермодуляционных искажений принятого сигнала.
Минимальный уровень принимаемого сигнала определяется
требуемой чувствительностью приемника. Статическая чувствительность
приемника по стандарту электромагнитной совместимости для
сухопутных средств радиосвязи ETS 300 ИЗ, не более 0,7 мкВ или -ИОдБм.
Минимальный уровень модулированного сигнала на выходе аналоговой
части приемника определяется чувствительностью АЦП и допустимым
уменьшением отношения сигнал/шум в АЦП. На сегодняшний день
минимальный уровень сигнала на входе АЦП, при котором шумы АЦП
слабо влияют на отношение сигнал/шум преобразованного сигнала,
оценивается величиной не менее 1 мВ. Следовательно, суммарный
коэффициент усиления аналоговой части приемника (с учетом минимального
запаса для системы АРУ) должен быть более 60 дБ. В силу различных
причин, в основном по требованиям интермодуляционной
избирательности, коэффициент усиления в высокочастотной части приемника
(последовательно включенные входной фильтр-преселектор, малошумящий
усилитель и демодулятор) не может быть очень большим и, как правило,
не превышает 20 дБ. Следовательно, основной коэффициент усиления
реализуется в baseband-диапазоне и должен быть более 40 дБ. Для при-

Приемник ПКР
311
емника с нулевой промежуточной частотой суммарное усиление
величиной примерно 50 дБ в baseband-диапазоне вполне может быть
реализовано с использованием двух операционных усилителей.
Полное напряжение шума. Для оценки суммарного коэффициента
шума высокочастотной части приемника по (5.1) могут быть приняты
следующие типовые значения коэффициентов шума и коэффициентов
усиления ВЧ-устройств в расширенном диапазоне УКВ 30... 1000 МГц:
коэффициент шума фильтра-преселектора N BPF =-2 дБ, коэффициент
передачи фильтра-преселектора KBPF =2 дБ, коэффициент шума МШУ
NLNA=\ дБ, коэффициент передачи МШУ KLNA =16 дБ, коэффициент
шума делителя NSP=\ дБ, коэффициент передачи делителя KSP=—4 дБ.
При указанных параметрах высокочастотная часть приемника имеет
суммарный коэффициент усиления Л^/г=10дБ, суммарный
коэффициент шума NRF =3 дБ. Нормированная величина эффективного
напряжения шума мкВ/ у/Гц на выходе высокочастотной части приемника
относительно собственных тепловых шумов на согласованной нагрузке
определяется выражением
(5.17)
где кТ - тепловой потенциал; R - согласованное сопротивление
высокочастотного тракта; NRF, KRF - коэффициент шума и коэффициент
усиления высокочастотного тракта.
Для типового сопротивления ВЧ тракта R =50 Ом и принятых
коэффициента шума и коэффициента усиления нормированное
эффективное напряжение на входе демодулятора равно 2 нВ/уГц . Оценка шумов
демодулятора и операционного усилителя, которые характеризуются
коэффициентом передачи по напряжению в условиях не согласованных
входных и выходных сопротивлений, должна быть сделана в
абсолютных значениях амплитуды эффективного шумового напряжения.
Демодулятор преобразует высокочастотный модулированный
сигнал в baseband-диапазон, поэтому его входное сопротивление
согласовано с высокочастотным трактом (для минимизации потерь полезного
высокочастотного сигнала), а выходное сопротивление мало по сравнению
с нагрузкой (как правило, операционным усилителем) в baseband-
диапазоне. Соответственно, коэффициент шума демодулятора в
технических условиях определяется в децибелах относительно теплового
шума на согласованном входном сопротивлении демодулятора, а
коэффициент передачи определяется в единицах дБ(В/В), что указывает на
режим усиления высокочастотного напряжения на входе демодулятора
относительно выходного напряжения в baseband-диапазоне на высоко-
омной нагрузке.

312
Глава 5
Полное напряжение шума на входе демодулятора складывается из
шума источника и собственного шума демодулятора, приведенного к
входу. Шум внешнего источника ERF 1\1В представляет собой шум на
выходе высокочастотной части приемника, определенный ранее
величиной 2 нВ/^/Гц согласно (5.17). Внешний шум усиливается в
демодуляторе с коэффициентом усиления по напряжению, равном KDe. Величина
добавочного выходного шума, генерируемого демодулятором в
согласованной линии, определяется выражением (5.6а). В результате полная
величина шума на выходе демодулятора, равная сумме квадратов
эффективного напряжения двух независимых источников, равна
(5.18)
где NDe - коэффициент шума демодулятора; KDe - коэффициент
усиления демодулятора.
В частности, демодулятор микросхемы CML994 имеет
коэффициент шума FDe=\7> дБ и коэффициент усиления по напряжению
KDe=\% дб(В/В). При таких параметрах демодулятора усиленный
внешний шум и добавленный демодулятором шум имеют практически
одинаковое значение, что объясняется относительно малой величиной
внешнего шума и относительно большим коэффициентом шума самого
демодулятора. Полное нормированное напряжение на выходе
демодулятора равно примерно EDe Iу/В =22 нВ/у/Гц .
Оценка величины шума, вносимого операционным усилителем как
устройства, возбуждаемого напряжением, также должна быть сделана в
абсолютных величинах. Согласно общему выражению (5.8),
эффективное напряжение шума на выходе операционного усилителя равно
(5.19)
где Е0р - эффективное напряжение шума на выходе операционного усилителя;
Kqp - коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя; Еа
- собственное выходное шумовое напряжение операционного усилителя.
Нормированная величина шумового напряжения, приведенного ко
входу, для типового малошумящего операционного усилителя LMP7732
равна Eqp =7,2 нВ/^/Гц . Эта величина значительно меньше внешнего
шума порядка 25нВ/<УГц> который имеет место на входе усилителя
(выходе демодулятора). Следовательно, суммарный коэффициент
усиления примерно 20 дБ, который обеспечивают, совместно МШУ и
демодулятор, вполне достаточен для того, что не предъявлять к операционным
усилителям жестких требований по шумовым характеристикам.

Приемник ПКР
313
Оценка распределения суммарного коэффициента усиления
показывает, что коэффициент усиления на промежуточной частоте должен
быть примерно 50 дБ. С учетом усиления в демодуляторе, коэффициент
усиления операционного усилителя КОР уменьшается до примерно
30 дБ. В соответствии с выражением (5.19) полное нормированное
шумовое напряжение ЕОР на выходе операционного усилителя (входе
АЦП) примерно 0,7 мкВ/^Гц . Абсолютная величина напряжения шума
на входе АЦП в полосе частот В является одним из основных
показателей качества работы линейной части приемника прямого
преобразовании. Абсолютная величина шумового напряжения непосредственно
определяет количество эффективных разрядов АЦП, доступных для
преобразования полезного сигнала.
5.2. Основные параметры приемника
Статическая чувствительность идеального приемника
относительно собственных тепловых шумов определяется классической
формулой
(5.20)
где Ртт - минимально допустимая мощность на входе приемника,
обеспечивающая прием цифровой информации с заданной достоверностью;
к - постоянная Больцмана; Т - абсолютная температура; В -
абсолютная полоса пропускания приемника; N - коэффициент шума
линейной части приемника; SNR - отношение сигнал/шум на входе детектора
для заданной достоверности приема.
Первые три множителя в выражении (5.20) определяют
абсолютную величину приращения мощности теплового (белого гауссова) шума
на входе детектора по отношению к тепловому шуму на входе
приемника. Для высокочастотных компонентов приемника с согласованными
входными и выходными сопротивлениями суммарный коэффициент
шума определяется по общепринятой формуле (5.1). В первом
приближении для определения коэффициента шума N можно использовать
выражение (5.1), включив в него компоненту, отражающую
коэффициент шума демодулятора:
(5.21)
где NDe - коэффициент шума демодулятора; KSP - коэффициент
передачи делителя на два.
Ограниченная точность применения выражения (5.21) для оценки
суммарного коэффициента шума определяется целым рядом факторов.
Во-первых, выходной импеданс демодулятора не равен омическому со-

314
Глава 5
противлению высокочастотного тракта и не согласован с входным
сопротивлением последующего каскада. Во-вторых, в выражении (5.21) не
отражаются шумы, которые вносятся компонентами тракта
промежуточной частоты. В-третьих, на чувствительность приемника с нулевой
промежуточной частотой могут влиять не только тепловые шумы, но и
низкочастотные фликкер-шумы и шумы биения опорных генераторов
приемника и передатчика, которые не учитываются выражением (5.21).
Оценить влияние первого фактора затруднительно. Влияние шумов
операционных усилителей при значительном коэффициенте усиления
радиочастотной части приемника незначительно. Фликкер-шумы также
трудно поддаются оценке, но можно ожидать их частичное подавление
вместе с подавлением паразитной постоянной составляющей. В пределах
указанных ограничений суммарный коэффициент шума линейной части
приемника согласно (5.21) равен примерно 6 дБ. Эта величина
удовлетворительно согласуется со сделанной ранее оценкой при расчете
полного напряжения шума, которая показывает удвоение величины шума
высокочастотной части приемника 3 дБ (фильтра-преселектора, МШУ и
делителя) в демодуляторе и отсутствие значительного влияния шума
операционных усилителей.
Преобразование непрерывного сигнала в АЦП вносит
дополнительный шум, который не отражается в выражениях (5.20), (5.21).
Полагаем, что тепловые шумы АЦП малы по сравнению с шумами на выходе
аналоговой части приемника. Это предположение оправдывается тем,
что входные тепловые шумы приемника, умноженные на коэффициент
усиления аналоговой части (не менее 50 дБ) всегда будут больше
собственных тепловых шумов АЦП, даже с учетом его высокого входного
сопротивления. Величина шумов квантования АЦП определяется
выражением (3.19), из которого следует, что шумы преобразования АЦП
могут быть достаточно низкими при правильном выборе коэффициента
усиления в тракте промежуточной частоты, шага дискретизации и
разрядности АЦП. В первом приближении шумы квантования, как и
тепловые шумы АЦП, не уменьшают отношения сигнал/шум в линейной
части приемника.
Полоса пропускания приемника В в принятой функциональной
схеме определяется только оптимальным узкополосным цифровым
фильтром для квадратурных компонент, реализованным в процессоре
приемника и не зависит от аппаратной части.
Чувствительность приемника по выражению (5.20) при минимально
допустимом отношении сигнал/шум на входе детектора SNR =8, типовой
полосе пропускания для узкополосных модулированных сигналов
В =20 кГц, коэффициенте шума линейной частот приемника NF =6 дБ и
стандартном входном сопротивлении R =50 Ом приводит к значению
Um\n =0,35 мкВ. Оценка ожидаемой чувствительности узкополосного

Приемник ПКР
315
приемника с нулевой промежуточной частотой практически совпадает с
типовым значением аналогичного параметра для супергетеродинных
приемников цифровых узкополосных сигналов с ненулевой
промежуточной частотой и аппаратным фильтром основной селекции.
Полученная оценка чувствительности приемника является оптимистической, так
как не учитывает ряд факторов, которые имеются в приемнике с нулевой
промежуточной частотой:
• Потери чувствительности на подавление паразитной постоянной
составляющей демодулированного сигнала. Растекание сигнала
гетеродина по печатной плате приемника приводит к генерации постоянной
составляющей в результате взаимодействия в демодуляторе сигнала
гетеродина с собственными копиями, что эквивалентно появлению
мощного мешающего сигнал в полосе частот полезного сигнала. Для
подавления собственной постоянной составляющей приемник должен
содержать, в той или иной форме, эквивалентный фильтр верхних
частот. Можно ожидать, что при достаточно малой полосе пропускания
ФВЧ искажения спектра модулированного сигнала, вносимые этим
фильтром, будут пренебрежительно малы.
• Повышенный уровень шума в baseband-диапазоне. Спектральная
плотность мощности шума в baseband-диапазоне не является постоянной
величиной, в отличие от шума в радиочастотном диапазоне.
Спектральная плотность мощности фликкер-шума увеличивается с уменьшением
частоты и может значительно превышать белый шум радиочастотных
компонент. Еще одним источником шума в baseband-диапазоне являются
низкочастотные биения, возникающие вследствие несовпадения частот
опорных генераторов и приемника. Все эти дополнительные шумы
уменьшаются при подавлении в приемнике паразитной постоянной
составляющей с помощью ФВЧ, так как значительная их часть находится
вне полосы пропускания фильтра.
• Потери чувствительности вследствие асимметрии каналов
демодулятора, последующих усилителей и высокочастотных квадратурных
компонент гетеродина приемника. Влияние этих факторов не сводится к
избыточной величине шума и может быть оценено только в результате
цифрового моделирования. Потенциально асимметрия каналов
приемника измеряется и компенсируется цифровыми методами в процессоре
приемника.
Не смотря на ожидаемую потерю чувствительности относительно
расчетной, нет причин ожидать катастрофического уменьшения
величины реальной чувствительности. Даже при ухудшении реальной
чувствительности на 10 дБ относительно оптимистической оценки, что вряд ли
произойдет при всех возможных деструктивных факторах, ее значение
еще будет удовлетворять требованиям, предъявляемым стандартом
электромагнитной совместимости к узкополосным приемникам сухопутной
подвижной радиосвязи.

316
Глава 5
Эффективное количество разрядов АЦП и диапазон АРУ в
линейной части приемника. Автоматическая регулировка усиления в
линейной части приемника необходима для уменьшения нелинейных
искажений модулированных сигналов с сопутствующей амплитудной
модуляцией и для сопряжения большого диапазона изменения величины
принимаемого сигнала с ограниченным динамическим диапазоном АЦП.
Минимальная величина сигнала на входе приемника складывается
из номинальной чувствительности приемника Ртт и тепловых шумов
Pnoise = кТВ. Минимальная величина сигнала в baseband-диапазоне
отличается от высокочастотного сигнала на коэффициент передачи
высокочастотной части KRF (входной фильтр, МШУ, делитель входного
сигнала на два, демодулятор) и коэффициента шума высокочастотной
части NRF :
(5.22)
Максимальная величина сигнала в baseband-диапазоне при
несущественной величине шума равна
(5.23)
Для обеспечения постоянной величины сигнала на входе АЦП
величина АРУ в baseband-диапазоне равна
(5.24)
b первом приближении совственными тепловыми шумами можно
пренебречь, полагая Pnoise « 0. Чувствительность приемника по
стандарту электромагнитной совместимости для сухопутных средств
радиосвязи ETS 300 113, не более 0,7 мкВ или -110 дБм. Максимально
допустимая величина входного сигнала, при которой не наступает деградация
достоверности приема, согласно тому же стандарту, равна 0 дБм.
Следовательно, максимальная величина АРУ в baseband-диапазоне
Д£££=110дБм. Практически эта величина уменьшается на
динамический диапазон линейной части приемника или на динамический
диапазон АЦП, при которых обеспечивается отсутствие искажений в
преобразованном сигнале (какое из ограничений наступит раньше).
Эффективное количество разрядов АЦП определяет динамический
диапазон преобразования АЦП или, иначе, минимальную и
максимальную величину непрерывного сигнала на входе АЦП, при которой
отсутствуют искажения в сигнале, преобразованном в цифровую форму. Как
показано в гл.2, эффективное количество разрядов АЦП определяется
величиной шума в преобразуемом сигнале на входе АЦП, собственным
шумом АЦП и требуемым отношением сигнал/шум в преобразованном
сигнале (3.20). Ранее сделанная оценка спектральной плотности шумово-

Приемник ПКР
317
го напряжения на входе АЦП примерно 0,7 мкВ/^/Гц . Реальная полоса
частот baseband-сигнала на входе АЦП определяется RC-фильтрами
предварительной селекции (возможно, совмещенными с усилителями
демодулированного сигнала). Как и ранее при оценке чувствительности
полагает, что полоса частот демодулированного сигнала 20 кГц, что
приводит к оценке абсолютной величины шума на входе АЦП примерно
100 мкВ. Для 16-разрядного АЦП с напряжением питания 3,3 В шаг
квантования равен 50 мкВ. Подставляя эти значение в общее выражение
(3.20), получим
(5.25)
где к - количество разрядов АЦП.
Согласно (5.25), для обеспечения отношения сигнал/шум в
преобразованном сигнале не менее 20 дБ амплитуда преобразуемого сигнала
(в предположении формы, близкой к синусоидальной), должна быть не
менее 6 разрядов или 300 мкВ. Эта оценка косвенно подтверждает, что
при суммарном усилении в аналоговой части приемника примерно 60 дБ
действительно обеспечивается чувствительность на уровне 0,3 мкВ.
Оптимистическая оценка эффективного количества разрядов АЦП,
доступных для преобразования полезного сигнала при использовании
низковольтного 16-разрядного АЦП, согласно (525), равна 10.
Следовательно, максимальный диапазон амплитуды входного сигнала, который
может быть преобразован в цифровую форму без ограничения
амплитуды с заданным отношением сигнал/шум, примерно равен 60 дБ.
Практически эта величина еще меньше, так как необходимо обеспечить запас по
разрядности АЦП для предотвращения клиппирования принимаемого
сигнала. В реальных условиях приема в многолучевом канале
распространения радиоволн мгновенное значение амплитуды
демодулированного сигнала может быстро изменяться. Постоянная времени АРУ
определяется временем стационарности радиоканала и не может быть очень
маленькой, так высокая скорость изменения означает появление в
спектре демодулированного сигнала паразитной амплитудной модуляции с
частотой, обратно пропорциональной постоянной времени АРУ. Как
минимум два старших разряда АЦП должны быть зарезервированы для
подавления указанного эффекта клиппирования. В результате
количество эффективных разрядов уменьшается до 8, а допустимый диапазон
изменения амплитуды входного сигнала становится ниже 50 дБ.
Динамический диапазон линейного усиления аналоговой части
приемника, который должен быть не менее 70 дБ для выполнения
требований по интермодуляционной избирательности, что значительно
превосходит динамический диапазон АЦП. Следовательно, динамический
диапазон АРУ, который гарантирует отсутствие ограничения амплитуды
принимаемого сигнала в диапазоне ПО дБ, определяется величиной
динамического диапазона АЦП и равен примерно 60 дБ.

318
Глава 5
Избирательность приемника по соседнему каналу определяется
фильтрами основной селекции и шумами гетеродина в области частоты
соседнего канала. Фильтры основной селекции осуществляют прямое
подавление сигнала на частоте соседнего канала. Минимальные шумы
гетеродина означают минимальный паразитный опорный сигнал,
который переносит сигнал с частоты соседнего канала на промежуточную
частоту. Требования к шумам гетеродина не отличаются от требований
для обычного узкополосного приемника, но эти требования должны
быть выполнены во всем рабочем диапазоне частот широкополосного
приемника. Основная селекция распределена между активными
фильтрами-усилителями демодулированного сигнала (аппаратная реализация)
и цифровыми фильтрами сигнального процессора (программная
реализация). Предварительная аппаратная фильтрация мешающего сигнала на
частоте соседнего канала необходима, прежде всего, для уменьшения
требований к динамическому диапазону АЦП, уменьшению амплитуды
суммарного сигнала на входе АЦП и порядку цифрового фильтра
основной селекции. Например, два активных ФНЧ, каждый второго порядка,
могут обеспечить подавление в baseband-диапазоне на удвоенной
частоте среза примерно 20 дБ, настолько же уменьшиться и амплитуда
суммарного сигнала на входе АЦП.
Влияние АЦП на избирательность по соседнему каналу выражается
в возможности клиппирования полезного сигнала, который
преобразуется в цифровую форму совместно с мощной сторонней помехой. Если
относительная величина помехи превышает полный диапазон
преобразования АЦП, то полезный сигнал будет вытеснен в область шумов и не
будет отражен в выходном цифровом коде АЦП. Стандарт
электромагнитной совместимости определяет минимальный уровень помехи,
который не должен приводить к деградации чувствительности приемника,
величиной 70 дБ. При подавлении сигнала на соседнем канале в
аппаратных фильтрах нулевой промежуточной частоты на 20 дБ на вход
АЦП поступит сумма полезного сигнала на уровне чувствительности и
мешающего сигнала с относительной амплитудой примерно 50 дБ. При
восьми эффективных разрядах АЦП, доступных для преобразования,
динамический диапазон принимаемого сигнала равен 48 дБ, а с учетом
запаса двух старших разрядов, именно и предназначенных для
предотвращения клиппирования, динамический диапазон возрастает до 60 дБ.
Следовательно, АЦП не будет ограничивать потенциальную
избирательность по соседнему каналу.
Интермодуляционная (или двухсигнальная) избирательность
является трудно выполнимым параметром даже в узкополосных
приемниках с ненулевой промежуточной частотой и тем более в
широкополосных приемниках. В типовом супергетеродинном приемнике степень
генерации комбинационных частот определяется нелинейностью МШУ
и смесителя. Последующие за кварцевым фильтром элементы тракта

Приемник ПКР
319
промежуточной частоты не генерируют комбинационных частот, так как
работают в режиме практически односигнального усиления. Линейная
часть приемника с нулевой промежуточной частотой является
широкополосной, аппаратные фильтры нижних частот лишь частично
подавляют сторонние сигналы. В результате все компоненты линейного тракта
(МШУ, демодулятор, активный фильтр, АЦП) работают в
многосигнальном режиме и потенциально могут участвовать в генерации
паразитных комбинационных частот в baseband-диапазоне.
Ожидаемую величину интермодуляционных искажений принято
оценивать по величине параметра IP3. Выражение для суммарного
значения IP3 последовательно соединенных элементов приемника (МШУ,
демодулятора, операционных усилителей, АЦП) имеет вид
(5.26)
где К, IP3 - коэффициент усиления и коэффициент искажений третьего
порядка соответствующего элемента.
Увеличение влияния параметра IP3 каждого последующего
компонента в суммарной величине IP3 очевидно объясняется увеличением
амплитуды сигнала. Оценка необходимой величины параметра IP3 для
каждого отдельного каскада приемника определяется на основании
общей формулы (2.69) для выходного сигнала линейной части приемника
при воздействии двух гармонических сигналов одинаковой амплитуды:
(5.27)
где ап - коэффициенты аппроксимации полинома передаточной
функции нелинейного устройства.
Усиление каждого из входных сигналов в линейном приближении
описывается компонентом первой степени в (5.27):
(5.28а)
или в логарифмическом виде
(5.286)
где К\ = 20 log а | - коэффициент линейного усиления исходных
сигналов, дБм; VLgout\, VLgin (t) - выходной и входной сигнал, дБм.
Два сторонних сигнала одинаковой амплитуды на частотах coj, 0)2
формируют на нелинейности активного компонента паразитные сигналы
на комбинационных частотах третьего порядка 2coj-со2 и 2cd2-coj,

320
Глава 5
совпадающих с частотой полезного сигнала. Фактически сторонние
сигналы, расположенные на частотах щ, co2 , создают соканальную помеху
для полезного сигнала, несущая частота которого сос совпадает с одной
из комбинационных частот, сос = 2coj - 0)2 или сос = 2со2 ~ ю1 •
Максимально допустимая величина соканальной помехи и определяет
максимально допустимую мощность сторонних сигналов, т.е.
интермодуляционную избирательность.
Амплитуда сигналов на комбинационных частотах первом
приближении определяется полиномом третьей степени в (5.27):
(5.29а)
или в логарифмическом виде
(5.296)
где К^ = 20 log аз - коэффициент усиления комбинационных частот, дБ;
VLgout2 , VLgin (t) - выходной сигнал на комбинационной частоте и
входной сигнал на сторонних частотах, дБм.
Способность активного нелинейного канала генерировать сигналы
на комбинационных частотах численно определяется параметром IP3,
который есть мощность выходного сигнала на комбинационных
частотах, совпадающая с мощностью усиленного сигнала на основной
частоте. Выражения (5.286) и (5.296) через параметр IP3 могут быть
представлены относительно мощности сигналов в следующем виде:
(5.30)
где Pin - входная мощность сторонних сигналов, дБм; РоШ\ - выходная
мощность усиленных сторонних сигналов, дБм; К\ - коэффициент
линейного усиления сторонних сигналов, дБ; РоШз - выходная мощность
сигнала на комбинационной частоте третьего порядка, дБм.
Как пример на рис.5.1 показаны зависимости (5.30) выходного
сигнала Р\ на основной частоте и выходного сигнала РЗ на
комбинационной частоте, совпадающей с несущей, для коэффициента усиления
АГ|=20дБ и параметра /РЗ=10дБм. При ожидаемой чувствительности
приемника -ПОдБм и максимально допустимой величине соканальной
помехи -10 дБ относительно предельной чувствительности абсолютная
величина комбинационного сигнала должна быть менее -120 дБм. Из
рис.5.1 следует, что такой уровень достигается при амплитуде сторонних
сигналов меньше, чем -53 дБм. Другими словами, реальный
динамический диапазон приемника при чувствительности -110 дБм равен 57 дБ и
не удовлетворяет требованиям стандарта ЭМС. При увеличении
параметра IP3 до 30 дБм при прочих равных условиях максимально допусти-

Приемник ПКР
321
мая величина входного сигнала на сторонних частотах увеличивается до
—40 дБм, что соответствует увеличению реального динамического
диапазона МШУ до требуемой стандартом величины 70 дБ.
Рис.5.1. Генерация
комбинационных частот
К сожалению, применение параметра IP3 для оценки
интермодуляционной избирательности приемника не имеет большого практического
значения. Проблема заключается в том, что параметр IP3 характеризует
поведение активных устройств (усилителя, смесителя/демодулятора и
т.д.) в режиме большого сигнала при линеаризованной зависимости
мощности сигнала на комбинационной частоте от мощности входного
сигнала. Более того, собственно величина IP3 для большинства
приборов вообще не может быть реально измерена, а является линейной
экстраполяцией начального измеренного участка на зависимостях рис.5.1 в
область больших значений входного сигнала. В то же время критическая
величина интермодуляционных искажений в приемнике определяется
именно начальным нелинейным участком зависимости выходной
мощности от входной мощности. Генерируемый паразитный
комбинационный сигнал в полосе частот полезного модулированного сигнала
является внутриканальной помехой, величина которой должна быть заведомо
меньше полезного сигнала (по стандарту электромагнитной
совместимости величина внутриканальной помехи от -3 до -8 дБ относительно
максимальной чувствительности). Очевидно, что эффективность генерации
комбинационных сигналов величиной менее -ПОдБм не может
правильно определяться параметром IP3, величина которого определяется
экстраполяцией линеаризованных зависимостей в диапазоне более
20дБм. Следует ожидать, что с увеличением значения параметра IP3
уменьшаются вносимые искажения и при более низком значении
мешающих сигналов, но численная оценка интермодуляционной
избирательности приемника по суммарному значению IP3 согласно (5.26)
имеет заведомо большую ошибку.

322
Глава 5
Возможна иная оценка ожидаемой интермодуляционной
избирательности широкополосного приемника с нулевой промежуточной
частотой. Эта оценка основана на анализе параметров, определяющих
нелинейности отдельных функциональных элементов приемника.
Требования по интермодуляционным искажениям к
высокочастотным компонентам приемника не отличаются от тех, которые
предъявляются к соответствующим компонентам типового супергетеродинного
приемника с ненулевой промежуточной частотой. Малошумящий
усилитель и демодулятор с достаточно большим линейным участком
передаточной характеристики потенциально обеспечивают требуемую
величину интермодуляционной избирательности в типовом супергетеродинном
приемнике.
Интермодуляционные искажения, вносимые операционным
усилителем при многосигнальном усилении, наиболее точно характеризуются
параметром SFDR (Spurious Free Dynamic Range) - динамический
диапазон, свободный от комбинационных частот. Для малошумящих
операционных усилителей, специально предназначенных для линейного
усиления, величина SDFR достигает 90 дБ, что превышает требования
стандарта 70 дБ. Параметр SFDR определяется в технических условиях
далеко не каждого операционного усилителя. Его эквивалентом может
служить параметр IMD (InterModulation Distortion) - величина
интермодуляционных искажений третьего порядка при двухсигнальном
усилении. И этот параметр для линейных операционных усилителей достигает
90 дБ. Практически для всех малошумящих операционных усилителей
приводится параметр максимальной величины нелинейных искажений
по напряжению THD (или THD+N), который для хорошо линейных
усилителей менее 0,001% или 100 дБ.
Влияние АЦП на интермодуляционную избирательность, как и на
избирательность по соседнему каналу, возможно при наличии эффекта
клиппирования. При измерениях интермодуляционной избирательности
не один, а два мощных мешающих сигнала поступают на АЦП
совместно с полезным сигналом. Поскольку мешающие сигналы расположены
на различных частотах и не являются когерентными, то величина
суммарного сигнала в среднем только на 3 дБ может превышать исходный
уровень. Одновременно подавление мешающих сигналов в аппаратных
фильтрах baseband-диапазона на удвоенной и учетверенной частоте
соседнего канала, (эти частоты используются для сторонних сигналов при
измерении интермодуляционной избирательности), будет больше, чем на
частоте соседнего канала, минимум на 6 дБ. Следовательно, при наличии
предварительной аппаратной фильтрации АЦП не будет влиять на
величину трехсигнальной избирательности.
Таким образом, ожидаемый уровень комбинационных частот
МШУ, смесителя, операционного усилителя и АЦП вполне
удовлетворяет требованиями стандарта по интермодуляционным искажениям. Одна-

Приемник ПКР
323
ко это никак не говорит о том, что последовательное соединение МШУ,
смесителя, операционного усилителя и АЦП также удовлетворяет этим
требованиям. Коэффициент усиления полезного сигнала в тракте
промежуточной частоты очень высокий, в то время как динамический
диапазон каждого устройства определяется при вполне определенном
уровне входных сигналов, который может быть и меньше рабочей амплитуды
принимаемых сигналов.
Блокирование характеризует избирательность приемника по
сторонним мешающим сигналам, частоты которых не совпадают с
частотами соседних каналов и ложных каналов приема. Устойчивость
приемника к блокированию определяется постоянством коэффициента усиления
и коэффициента шума линейной части приемника при воздействии
мощного стороннего сигнала, достаточно удаленного по частоте от
полезного сигнала. Дополнительным источником уменьшения
достоверности приема в приемнике с нулевой промежуточной частотой является
клиппирование полезного сигнала, т.е. потеря точности оцифровки
полезного сигнала при мощном стороннем сигнале, равном или
превышающем динамический диапазон АЦП и АРУ.
5.3. Постоянная составляющая сигнала в приемнике
Генерация собственной постоянной составляющей в приемнике с
нулевой промежуточной частотой и избыточные (по отношению к
тепловому шуму) фликкер-шумы являются одной из самых значительных
проблем, затрудняющей практическую реализацию такого приемника.
Прием с высокой достоверностью тем более усложняется, что величина
паразитной постоянной составляющей на порядки превышает
постоянную составляющую, обусловленную информационным сигналом [1-7].
5.3.1. Источники постоянной составляющей
В функциональной схеме приемника с нулевой промежуточной
частотой существует несколько источников возникновения в демодулиро-
ванном сигнале постоянной составляющей, не связанной с принимаемой
информацией.
• Работа любого активного компонента (смесителя, усилителя,
демодулятора и т.д.) определяется его режимом по постоянному напряжению
(току). В таких компонентах, как высокочастотный линейный усилитель
или операционный усилитель, величина постоянной составляющей не
изменяется от величины входного сигнала. В нелинейном усилителе
величина постоянной составляющей изменяется в зависимости от
величины принимаемого сигнала, но в любом случае является функцией
режима работы активного устройства и не связана непосредственно с
информационной составляющей сигнала.

324
Глава 5
• Неизменная во времени и не зависящая от модулированного сигнала
постоянная составляющая является следствием конечной развязки
между элементами приемника и между выводами микросхемы
демодулятора, как это показано на рис.5.2. Неизбежное рассеяние мощности
гетеродина приемника приводит к тому, что некоторая часть мощности
гетеродина обязательно присутствует на антенном разъеме, входе
фильтра-преселектора, входе МШУ и входе принятого высокочастотного
сигнала демодулятора. Взаимодействие в демодуляторе исходного
сигнала гетеродина с собственными когерентными копиями, амплитуда и
фаза которых определяется случайной конфигурацией и
электромагнитными параметрами отдельных элементов приемника, приводит к
возникновению паразитной постоянной составляющей в информационном
демодулированном сигнале.
Аналогичными образом рассеивается по печатной плате приемника
и принятый высокочастотный модулированный сигнал, поступая на вход
гетеродина и, в результате взаимодействия с основным сигналом, также
генерирует паразитную постоянную составляющую.
Рис.5.2. Рассеяние мощности гетеродина
• Изменяющаяся во времени и не зависящая от модулированного
сигнала постоянная составляющая возникает при взаимодействии сигнала
гетеродина с собственной копией, переизлученной антенной приемника.
Время прихода отраженной копии излученного сигнала гетеродина
зависит от случайного расстояния до отражающих предметов и скорости
движения приемника, что и приводит к изменению величины
постоянной составляющей.
• Зависящая от амплитуды принимаемого сигнала постоянная
составляющая возникает в результате нелинейных искажений в активных
элементах приемного тракта. Передаточная характеристика любого
активного компонента, как физически реализуемого устройства,
характеризуется полиномом бесконечной степени. Другими словами, выходной
сигнал активного включает кратные частоты входного сигнала вида
Acosn((oct-\-Q(t)), где и = 1,2,.... Все нелинейные искажения четного

Приемник ПКР
325
порядка приводят к появлению постоянной составляющей. Особенно
заметен это эффект в случае приема блокирующего сигнала большой
величины, который согласно стандарту электромагнитной
совместимости может превышать полезный более чем на 80 дБ. Величина
нелинейных искажений определяется параметром IP2, а величина постоянной
составляющей с увеличением амплитуды полезного сигнала
увеличивается в два раза быстрее (в логарифмической шкале) увеличения
амплитуды полезного сигнала.
Главный фактор в оценке влияния паразитной постоянной
составляющей заключается в том, что величина собственной,
неинформативной постоянной составляющей в спектре демодулированного сигнала не
просто сопоставима с информационной, но намного порядков
превосходит ее. В самом деле, ожидаемый полезный сигнал на входе
демодулятора имеет величину порядка -100 дБм для приема на грани
чувствительности в узкополосных приемниках. Сигнал гетеродина приемника имеет
величину не менее -20 дБм для активного демодулятора и не менее
0 дБм для демодулятора на пассивных смесителях. Простое равенство
полезного принятого сигнала и копии сигнала гетеродина на линейном
входе демодулятора имеет место при суммарном переходном
ослаблении между элементами приемника порядка 80 дБ. Расчеты
взаимовлияния элементов в плотной печатной плате показывают, что переходное
ослабление между элементами намного меньше, чем граничное значение
80 дБ. В частности, переходное ослабление между входами опорного и
принятого сигнала в микросхемах смесителей не превышает 40 дБ. Если
принять во внимание, что активные компоненты приемника также
вносят немалый вклад в постоянную составляющую сигнала, то можно
утверждать, что величина постоянной составляющей в спектре
демодулированного сигнала в baseband-диапазоне не информативна и является
чисто случайной величиной.
Второе важное свойство собственной постоянной составляющей
приемника - ее расположение точно на нулевой частоте вне
зависимости от типа принимаемого сигнала и режима работы приемника. Это
является очевидным следствием возникновения постоянной составляющей
в результате взаимодействия сигнала гетеродина с собственными
когерентными копиями. Нелинейные искажения второго порядка также
приводят к генерации принятым сигналом постоянной составляющей точно
на нулевой частоте. Паразитная постоянная составляющая, частота
которой не точно равна нулю, может возникнуть только вследствие эффекта
Доплера для переизлученного антенной приемника сигнала гетеродина.
Эта компонента несопоставима по величине со всеми остальными, так
как только относительно небольшая доля всех копий сигнала гетеродина
достигает антенны, и еще меньшая доля возвратится обратно в приемник
вследствие отражения от окружающих объектов. При этом величина
смещения несущей частоты отраженного сигнала очень мала при прак-

326
Глава 5
тически любых скоростях движения радиостанций в подвижной
сухопутной связи.
Для сравнения отметим основные свойства постоянной
составляющей в спектре информационного сигнала. Прежде всего, постоянная
составляющая информационного сигнала на много порядков меньше
собственной постоянной составляющей, возникающей в приемнике.
Никакие алгоритмы обработки baseband-сигнала или автоматической
компенсации не смогут выделить ничтожную по величине полезную
постоянную составляющую на фоне паразитной постоянной
составляющей. Во-вторых, спектр информативного baseband-сигнала, а,
следовательно, и его постоянная составляющая, реально всегда смещены
относительно истинного нулевого значения. Задающий генератор
передатчика и гетеродин приемника являются независимыми
генераторами, с кратковременной относительной нестабильностью не лучше
0,3 10~ в самых жестких стандартах мобильной радиосвязи,
использующих фазомодулированные сигналы. Даже в KB диапазоне наиболее
вероятное смещение частот двух независимых генераторов имеет
величину не менее 100 Гц. В-третьих, оценка фликкер-шумов операционного
усилителя показывает, что суммарная величина шума в диапазоне
десятков герц превосходит минимально допустимый уровень полезного
сигнала. Следовательно, в приемнике прямого преобразования не только
собственная постоянная составляющая, но и прилегающие к ней сигналы
в диапазоне частот порядка десятков герц являются неинформативными;
величина сигнала в этой области частот определяется собственными
шумами приемника, биением частот задающих генераторов и режимом
работы компонентов приемника по постоянному току (напряжению).
Наличие значительной неинформативной спектральной
составляющей на нулевой частоте и повышенный уровень шума в
непосредственной близости от нулевой частоты является неустранимым эффектом в
приемниках прямого преобразования. Практической задачей в
построении приемника прямого преобразования является, во-первых,
обеспечение нормальной работы компонентов приемника при наличии
значительной постоянной составляющей и шумов в прилегающей полосе
частот, и, во-вторых, минимизация влияния неинформативной
постоянной составляющей и повышенного уровня шума на достоверность
приема информации. Это две в общем случае различные задачи, которые
могут и решаются различными методами.
Обеспечение нормальной работы отдельных компонент приемника
означает, что наличие сторонней постоянной составляющей не должно
нарушать их режим работы. Например, постоянное смещение на входах
операционного усилителя не должно приводить к возникновению
нелинейных эффектов и искажениям усиливаемого полезного сигнала. Точно
также значительная по величине постоянная составляющая на входе

Приемник ПКР
327
АЦП, не связанная с информационным сигналом, может привести к
блокированию информационного сигнала вследствие ограниченности
динамического диапазона преобразования АЦП. Подавление постоянной
составляющей по требованиям линейности режима работы и
динамического диапазона компонентов приемника обеспечивается, как
правило, местной обратной связью, фильтрами высокой частоты и т.п.
Необходимость подавления паразитной постоянной составляющей
по критерию достоверности приема информации зависит от типа
модуляции, метода многоканального доступа и метода подавления
паразитной постоянной составляющей. Степень подавления определяется
допустимой величиной потери достоверности приема. Результаты анализа
влияния постоянной составляющей на достоверность приема изложены в
разделе, посвященном цифровому моделированию приемника с нулевой
промежуточной частотой.
5.3.2. Подавление постоянной составляющей
и фликкер-шумов
Результаты численного моделирования показывают, что требования
к остаточной величине постоянной составляющей, не связанной с
информацией, очень велики. В условиях приема на грани чувствительности
величина паразитной постоянной составляющей должна быть меньше
номинальной чувствительности приемника. Одновременно оценка
ожидаемой величины паразитной составляющей показывает, что ее
собственная величина может на много порядков превышать величину
чувствительности приемника.
Для подавления влияния случайной постоянной составляющей на
нормальный режим работы компонентов схемы при нулевой
промежуточной частоте описаны следующие основные методы: применение
фильтров высокой частоты, коррекция режима работы смесителя и (или)
усилителей демодулированного baseband-сигнала, применение
дифференциального (противофазного) включения компонентов схемы.
Использование фильтра высокой частоты или, в простейшем
случае, последовательного конденсатора на выходе демодулятора
очевидно приводит к полному подавление постоянной составляющей в
спектре демодулированного сигнала. После подавления внесенного
демодулятором постоянного смещения величина постоянной
составляющей в демодулированном сигнале будет определяться только режимом
работы последующих операционных усилителей. Необходимость
подавления постоянной составляющей на выходе последующих операционных
усилителей определяется чувствительностью операционных усилителей
к нестабильности постоянного смещения на входах и суммарным
коэффициентом усиления тракта промежуточной частоты в baseband-
диапазоне. В результате подавления постоянной составляющей требова-

328
Глава 5
ния к параметрам и режиму работы операционных усилителей и АЦП
будут определяться ожидаемым динамическим диапазоном смеси
полезного и мешающих сигналов и не будут зависеть от величины паразитной
постоянной составляющей.
Влияние подавления части спектра в области нулевой частоты на
достоверность приема определяется величиной энергии информативного
baseband-сигнала в этой области. Следует ожидать, что подавление всех
сигналов в области нулевой частоты может быть успешно использовано
для приема сигналов с угловой модуляцией при непрерывном
информационном сигнале. Спектр информационного сигнала занимает менее
половины ширины рабочего канала, другая половина отводится под
защитный интервал. При самом узком канале 12,5 кГц модулированный сигнал
будет занимать полосу примерно 6 кГц. Подавление в полосе частот
полезного сигнала 6 кГц небольшой области спектра шириной несколько
сот герц, прилегающих к нулевой частоте, не приведет к значительному
изменению энергии сигнала, а, следовательно, и достоверности приема.
Для широкополосных сигналов влияние подавления постоянной
составляющей будет еще меньше.
Проблема использования фильтра верхних частот (разделительного
конденсатора) для подавления паразитной постоянной составляющей
заключается в ограничениях на время переходных процессов в процессе
включения/выключения приемопередатчика. В частности, при жестких
системных требованиях на время установления канала связи, временном
дуплексе или в системах с временным разделением каналов.
С одной стороны, постоянная времени фильтра верхних частот
должна быть достаточно большей, чтобы обеспечить минимальную
полосу частот, подавляемых в спектре демодулированного сигнала. С
другой стороны, постоянная времени фильтра верхних частот должна быть
достаточно малой, чтобы обеспечить небольшое время переходных
процессов при включении/выключении приемника. Уменьшение
достоверности приема является следствием как подавления слишком большой
части спектра информационного сигнала в установившемся процессе,
так и искажений принятого сигнала в результате переходного процессе
при изменении постоянной времени фильтра.
Качественно искажения принятого сигнала в процессе изменения
постоянной составляющей иллюстрированы на рис.5.3. Квадратурная
компонента демодулированного сигнала на входе фильтра верхних
частот показана в условиях пренебрежительно малых шумов и до
оптимального ограничения спектра. Форма демодулированного сигнала на
входе ФВЧ при кратковременном скачкообразном изменении
постоянной составляющей сохраняется в интервале изменения постоянной
составляющей и полностью совпадает с исходной вне интервала изменения
постоянной составляющей. Выходной сигнал показан на выходе фильтра
верхних частот с полосой пропускания т = 3TS. Видно, что переходной

Приемник ПКР
329
процесс, связанный с изменением постоянной составляющей, имеет
длительность порядка шести символьных интервалов. По истечении шести
символьных интервалов сигнал на выходе ФВЧ практически совпадает с
исходным сигналом; в пределах переходного процесса выходной сигнал
искажен, что означает внесение битовых ошибок. Количество дефектных
бит зависит как от длительности переходного процесса, так и от
величины изменения постоянной составляющей.
Рис.5.3. Изменение информационного сигнала с постоянной составляющей:
а - идеальный сигнал на входе ФВЧ; б - сигнал с измененной постоянной
составляющей на входе ФВЧ; в - сигнал на выходе ФВЧ
Усилитель baseband-диапазона с петлей обратной связи по
постоянной составляющей, функциональная схема которого показана на
рис.5.4, является распространенным вариантом подавления паразитной
постоянной составляющей в демодулированном сигнале. Входной и
выходной сигнал основного усилителя в области изображений связаны
соотношением
(5.31)
где К - коэффициент усиления основного усилителя; Ksa -
коэффициент усиления дополнительного усилителя; т = RC - постоянная времени
обратной связи дополнительного усилителя.
В области малых частот s -> О передаточная характеристика (5.31)
близка к нулю, что указывает на подавление в выходном сигнале Uout
постоянной составляющей, присутствующей во входном сигнале Uin.
В области относительно больших частот передаточная характеристика
(5.31) приближается к значению К, что указывает на неискаженную
передачу входного сигнала Uin на выход основного усилителя. Таким
образом, функциональная схема рис.5.4 действительно подавляет
постоянную составляющую входного сигнала и обеспечивает неискаженное

330
Глава 5
усиление высокочастотных компонент входного сигнала. Угловая
частота перехода со^ из одной области приближения в другую по уровню ЗдБ
равна К/т.
Рис.5.4. Подавление постоянной Рис.5.5. Усилитель baseband-сигнала
составляющей в селективной петле с подавлением постоянной
обратной связи составляющей
На основе операционного усилителя в цепи обратной связи может
быть реализован фильтр не только первого, но и второго порядка.
Фильтр второго порядка имеет более крутой фронт частотной
характеристики (12 дБ/октаву). Соответственно, при одинаковой угловой
частоте со^ фильтр второго порядка обеспечит меньшую степень искажения
полезного сигнала.
Пример практической реализации функциональной схемы
подавления постоянной составляющей в петле обратной связи рис.5.4 показан на
рис.5.5. Часть выходного сигнала основного усилителя демодулирован-
ного сигнала поступает на вход дополнительного операционного
усилителя в петле обратной связи. Этот усилитель работает как интегратор
(или активный фильтр первого порядка) с постоянной времени, в первом
приближении равной произведению резистора связи на емкость
конденсатора в цепи обратной связи. Выходной сигнал усилителя в петле
обратной связи через резисторы, выполняющие функцию преобразователя
«напряжение-ток», поступают на вход основного операционного
усилителя. Если полоса частот демодулированного сигнала находится в полосе
пропускания петли обратной связи, то выходные сигналы цепи обратной
связи присутствуют на входе основного операционного усилителя.
Вследствие очень большого коэффициента усиления в цепи обратной
связи на частотах в области нуля, баланс токов и напряжений в схеме
имеет место при почти нулевых сигналах на входах основного
операционного усилителя, что и соответствует максимальному подавлению
постоянной составляющей. Если полоса частот демодулированного
сигнала находится вне полосы частот цепи обратной связи, то сигналы с
выхода цепи обратной связи отсутствуют на входах основного операци-

Приемник ПКР
331
онного усилителя и имеет место нормальное усиление демодулирован-
ного сигнала.
Одна из проблем применения селективной обратной связи для
подавления постоянной составляющей в демодулированном сигнале
заключается в повышении уровня шума в выходном сигнале. Это
существенный недостаток, так как уровень шумов в baseband-диапазоне и так
велик вследствие фликкер-шумов и избыточного эквивалентного шума
преобразования в baseband-диапазон. В частности, для полностью
дифференциального усилителя рис.5.5 коэффициент усиления G равен
отношению резисторов в цепи обратной связи; для селективной обратной
связи коэффициент усиления G = \/wCR. Полное шумовое напряжение
на выходе операционного усилителя, согласно выражению (2.31), прямо
пропорционально коэффициенту усиления. Следовательно, вносимые
петлей обратной связи шумы катастрофически увеличиваются в области
малых частот. Можно сказать, что подавление постоянной
составляющей с помощью активной обратной связи фактически означает
замещение постоянной составляющей шумами.
Демодулятор с петлей обратной связи по постоянной
составляющей показан на рис.5.6. Собственно демодулятор, формирующий
baseband-сигнал в виде квадратурных I/Q компонент, представлен
дифференциальным каскадом с управляемой нагрузкой. Петля обратной
связи представлена элементом сравнения на операционном усилителе с
заданной полосой пропускания (селективные элементы и элементы
установки коэффициента усиле-
ния не показаны). При
достаточно высоком коэффициенте
усиления напряжение Vcomm
практически совпадает с
постоянным опорным напряжением
Vref, если разность частот этих
сигналов находится в полосе
пропускания ФНЧ петли
обратной связи на операционном
усилителе. Равенство напряжений
Vcomm и Vref обеспечивается
сигналом ошибки Vcntr, который
изменяет проводимость
управляемых транзисторов. В
результате выходное напряжение каждого плеча оказывается одинаковым и не
зависящим от принятого высокочастотного сигнала и опорного сигнала
гетеродина. Указанная стабилизация выходного напряжение имеет место
только в полосе пропускания элемента сравнения (операционного уси-
Рис.5.6. Демодулятор с подавлением
постоянной составляющей

332
Глава 5
лителя). За полосой пропускания сигнал коррекции Vcntr подавляются и
выходные I/Q сигналы есть квадратурные компоненты демодулирован-
ного высокочастотного сигнала. В результате выходной сигнал
демодулятора представляет baseband-сигнал в виде квадратурных компонент,
расположенных симметрично относительно постоянного значения
уровня напряжения Vref, заданного внешним стабильным источником на
элементе сравнения. В частности, демодулятор [7] предназначен для
работы на частоте 5 ГГц в стандарте IEEE802.11а с модуляцией OFDM при
ширине канала порядка 20 МГц; полоса пропускания петли обратной
связи по уровню 3 дБ менее 1 МГц.
Постоянная времени фильтра высокой частоты. Рассмотренные
выше методы подавления постоянной составляющей, основанные на
использовании фильтра высоких частот, удовлетворительно работают
при длительной непрерывной передаче информации в
квазистационарном радиоканале. Неизменная во времени постоянная составляющая
обусловлена рассеянием сигнала гетеродина в микросхеме приемника.
Предварительная установка постоянной составляющей при включении
приемника обеспечивает прием информации с минимальными потерями
достоверности.
При работе в режиме непрерывного переключения режима
прием/передача (например, временной дуплекс или временное разделение
каналов в системе связи) переход от передачи к приему связан с
переключением сигнала гетеродина от модулятора передатчика к
демодулятору приемника. В этот момент происходит изменение величины
паразитного сигнала гетеродина на различных элементах приемного тракта и,
соответственно, изменение постоянной составляющей в baseband-канале.
Время установления постоянной составляющей должно быть достаточно
мало для минимального искажения начальных бит в принимаемом
сообщении, что требует высокой постоянной времени ФВЧ. С другой
стороны, в режиме приема постоянная ФВЧ должна быть достаточно мала
для обеспечения минимальной полосы частот, которая подавляется в
полезном сигнале.
Изменяющаяся постоянная составляющая, обусловленная
внешними сторонними сигналами, сигналами собственной сети связи на
соседних рабочих каналах и собственным переизлученным сигналом
гетеродина приемника, постоянна только в пределах времени стационарности
радиоканала. Если изменяющаяся во времени постоянная составляющая
составляет заметную долю к неизменной компоненте, то полная
постоянная составляющая должна корректироваться с постоянной времени,
также примерно равной постоянной времени радиоканала.
Другими словами, в приемнике прямого преобразования
происходит периодическое изменение постоянной составляющей в демодулиро-
ванном сигнале. Соответственно, структура и алгоритм работы прием-

Приемник ПКР
333
ника должен обеспечивать оперативную установку новой постоянной
составляющей с минимальными потерями в достоверности приема
информации. Коррекция постоянной составляющей в baseband-сигнале
может быть эффективно выполнена при соответствующей временной
диаграмме обмена информацией между радиостанциями в сети связи.
Временная диаграмма работы радиостанции определяет для
каждого пользователя интервалы приема информации и «пустые» интервалы,
ожидания или работы собственного передатчика. В «пустой» интервал
времени постоянная времени ФВЧ предельно мала. Малая постоянная
времени позволяет быстро (в пределах «пустого» временного интервала)
установить постоянную составляющую в baseband-сигнале. В интервал
приема полезной информации постоянная времени устанавливается
предельно высокой в фильтре в цепи обратной связи. Очевидная
модификация схемы подавления постоянной составляющей рис.5.5 заключается в
оперативном изменении времязадающего резистора R или конденсатора
С в цепи обратной связи.
При использовании метода коммутации постоянной времени
фильтра высокой частоты следует иметь ввиду, что его эффективность зависит
от организации режима коммутации прием/передача и режима работы
самого приемника. Наличие или отсутствие информационного сигнала в
«пустой» промежуток времени не имеет определяющего значения, так
как постоянная составляющая, вносимая небольшим по величине
принимаемым сигналом, мала по сравнению с собственной
неинформативной постоянной составляющей. Важным фактором является сохранение
режима работы демодулятора в «пустой» и информационный отрезок
времени. Если в «пустой» отрезок времени отсутствует сигнал
гетеродина на демодуляторе, то и постоянная составляющая в baseband-сигнале
будет практически нулевой. Быстрая установка постоянного
напряжения, величина которого равна ожидаемой постоянной составляющей,
уменьшит влияние переходного процесса и никак не влияет на
достоверность приема.
Демодулятор с противофазными сигналами гетеродина.
Непосредственное уменьшение паразитной постоянной составляющей на
выходе демодулятора может быть достигнуто путем использования
противофазных сигналов гетеродина, как это показано на рис.5.7. Выходной
сигнал каждого канала демодулятора является разностью произведения
принятого модулированного высокочастотного RF-сигнала s(t) и
дифференциальных квадратурных компонент Q, -Q w 1,-1 опорного
сигнала. Если принимается сигнал с угловой модуляцией 6(7) и
сопутствующей амплитудной модуляцией A(t), то формально квадратурные
компоненты демодулированного сигнала в схеме рис.5.7 с идеальными

334
Глава 5
умножителями после фильтрации высокочастотных компонент
определяются следующими выражениями:
(5.32)
где ф - абсолютная произвольная фаза сигнала гетеродина по
отношению к принятому сигналу.
Копии сигналов гетеродина,
существующие на входе
смесителя для модулированного
сигнала как результат конечной
степени развязки между
входами для этих двух сигналов,
являются синфазными копиями
соответствующих опорных
сигналов. Результат
взаимодействия опорного сигнала со своей
синфазной копией,
присутствующей на информационном
входе, равен нулю независимо
от фазы самого опорного
сигнала. Следовательно, при полной
амплитудной и фазовой
симметрии всех каналов демодулятора
и отсутствии рассеяния
мощности гетеродина на соседние
умножители, разностный сигнал в
каждом канале демодулирован-
ного сигнала не будет содержать
паразитной постоянной составляющей.
Не полное подавление постоянной составляющей на выходе
каждого I/Q канала демодулятора обусловлено различными причинами.
Прежде всего, это проблема симметрии четырех смесителей, входящих в
демодулятор, в целом аналогичная проблеме реализации комплексного
демодулятора. При амплитудной асимметрии коэффициентов усиления и
по-прежнему полной синфазности копии сигнала гетеродина,
поступающих на информационный вход смесителя, паразитная постоянная
составляющая в I/Q каналах демодулятора равна:
(5.33)
где Кт - коэффициент преобразования произведения двух
высокочастотных сигналов в baseband-диапазон; Кс - переходное ослабление
между входами микросхемы демодулятора.
Рис.5.7. Демодулятор с подавлением
синфазной помехи

Приемник ПКР
335
Из выражения (5.33) следует, что ожидаемая величина паразитной
постоянной составляющей в канале демодулятора по отношению к
амплитуде сигнала гетеродина прямо пропорциональна разности
коэффициентов усиления смесителей, составляющих этот канал. Практически
предельно достижимое отношение коэффициентов передачи
умножителей в микросхеме демодулятора равно 0,2 дБ, что соответствует
относительной разности коэффициентов передачи А = 0,03. Согласно (5.33),
оценка предельной величины подавления паразитной постоянной
составляющей по отношению к сигналу гетеродина равна:
(5.34)
Оценка величины постоянной составляющей на выходах
демодулятора (5.34) оптимистическая, так как не включает возможное наличие на
информационных входах смесителей сигналов «чужих» гетеродинов,
которые являются опорными сигналами для других смесителей.
Фликкер-шум в области постоянной составляющей. Основным
источником фликкер-шумов являются полупроводниковые компоненты
(транзисторы, диоды) и резистивные элементы. Спектральная плотность
фликкер-шумов определяется зависимостью 1//, т.е. амплитуда шумов
возрастает с уменьшением частоты. Типовая частотная зависимость
спектральной плотности мощности фликкер-шума операционного
усилителя на биполярных транзисторах показана на рис.2.5. Примерно
такой же вид зависимости сохраняется и для полевых транзисторов, но при
значительно большей (по крайней мере, на порядок) величине угловой
частоты Fn.
Во временной области фликкер-шумы могут быть
аппроксимированы суммой гармонических колебаний в ограниченной области частот
вблизи нуля. Амплитуда шумовых колебаний Anoise(t) изменяется по
закону \l f, а фаза каждого колебания ф есть случайная величина с
равномерной спектральной плотностью в диапазоне 0...2я:
(5.35)
На рис.5.8 показаны временные зависимости амплитуды шума в
соответствии с выражением (5.35) в зависимости от нормированного
времени tlTs при случайных значениях фазы ф„ отдельных шумовых
колебаний в диапазоне частот со П =10"2...Ю"4. На этом же рисунке
показан сигнал на выходе фильтра верхних частот при постоянной
времени фильтра т = 3TS. Как и следовало ожидать, выходной сигнал
фильтра за время / > 5т приближается к нулю вне зависимости от
формы входного шумового сигнала. Можно утверждать, что подавление

336
Глава 5
паразитной постоянной
составляющей в той же самой
степени обеспечивает и
уменьшение фликкер-шумов в
области подавления
эквивалентного ФВЧ и, в первом
приближении, фликкер-шумы
отсутствуют в полосе частот,
превышающей частоту среза
эквивалентного ФВЧ.
Следовательно, шумы о полосе частот
полезного информационного
сигнала определяются только
белым гауссовым шум, как и в
приемниках с ненулевой
промежуточной частотой.
5.4. Моделирование приемника с нулевой
промежуточной частотой
С целью определения ожидаемых параметров приемника с
однократным преобразованием частоты и нулевой промежуточной частотой
было проведено численное моделирование приемника в радиоканале
с белым гауссовым шумом и федингом.
5.4.1. Модель радиоканала
Расчет достоверности приема цифровой информации производился
численным методом по функциональной и программной модели
радиоканала, приведенной на рис.5.9. Расчет производится во временной
области в дискретных отсчетах (samples), количество которых на
символьном интервале цифрового сигнала равно целому числу. В модели
радиоканала отражены его основные составляющие части: передатчик,
среда распространения радиоволн, приемник.
Передатчик. Аппаратная реализация типового передатчика
включает формирователь цифрового сигнала, модулятор и усилитель
мощности. В процессоре формируются ограниченные по спектру квадратурные
компоненты комплексной огибающей модулированного сигнала,
которые с помощью ЦАП преобразуются в реальный физический сигнал.
Последующий аппаратный квадратурный модулятор выполняет
техническую функцию преобразования спектра модулированного сигнала из
baseband-диапазона в высокочастотную область. Усилитель мощности,
как и квадратурный модулятор, выполняется техническую функцию
обеспечения энергетического потенциала радиолинии.
Рис.5.8. Изменение фликкер-шума

338
Глава 5
Влияние усилителя мощности на достоверность передачи
информации по радиоканалу заключается в искажении почти идеального сигнала
модулятора. Для частотно-модулированных сигналов с постоянной
огибающей модулированного сигнала влияние усилителя мощности
пренебрежительно мало. Для линейных типов модуляции усилителем
мощности могут быть внесены в модулированный сигнал амплитудные и
фазовые искажения, которые влияют как на ширину спектра усиленного
модулированного сигнала, так и на достоверность приема.
Программная модель передатчика содержит формирователь
тестового информационного сообщения и цифрового сигнала, формирователь
квадратурных компонент комплексной огибающей модулированного
сигнала с фильтром ограничения спектра модулированного сигнала.
Тестовое сообщение заданной длины может быть псевдослучайной
последовательностью бинарных символов, скремблированной
последовательностью псевдослучайных символов и последовательностью
одинаковых символов. Тестовое сообщение отображается на бинарный,
трехуровневый или четырехуровневый полярный цифровой сигнал с
прямоугольной формой импульсов. Метод ограничение спектра
модулированного сигнала определяется видом модуляции. Спектр частотно-
модулированного сигнала ограничивается путем ограничения спектра
цифрового модулирующего сигнала; для ограничения спектра
используется фильтр Гаусса или «приподнятый косинус» Найквиста. Спектр фа-
зомодулированного сигнала, как сигнала с линейным типом модуляции,
ограничивается путем ограничения спектра комплексных огибающих,
сформированных по идеальному цифровому сигналу с прямоугольной
формой импульсов. Для ограничения спектра используется фильтр
«приподнятый косинус» или «корень квадратный из приподнятого
косинуса» Найквиста.
Предполагается, что последующий квадратурный модулятор и
усилитель мощности не вносят погрешностей, которые бы влияли на
достоверность приема.
Канал распространения радиоволн в общем случае
характеризуется вносимым шумом, широкополосными и узкополосными сигналами
сторонних излучателей радиоволн и эхо-сигналами с различной
амплитудой, фазой и временем запаздывания. В принятой модели канал
распространения радиоволн отражается белым гауссовым шумом,
узкополосной модулированной или немодулированной помехой, которая может
располагаться в полосе частот полезного сигнала или вне полосы, и
единственным эхо-сигналом. Белый гауссов шум характеризуется
постоянной спектральной плотностью мощности по отношению к единичной
амплитуде принятого сигнала. Сторонний мешающий сигнал
характеризуется детерминированной амплитудой по отношению к единичной
амплитуде принятого сигнала и частотной модуляцией, определенной в
стандарте электромагнитной совместимости ETS300 113. Эхо-сигнал

Приемник ПКР
339
характеризуется постоянной амплитудой по отношению к амплитуде
принятого сигнала, постоянным временем задержки и постоянным
значением фазы, неизменными на интервале стационарности радиоканала и
случайным образом изменяющиеся на очередном интервале
стационарности. Полезный информационный сигнал характеризуется постоянной
амплитудой, фазой и временем задержки.
Сигнал на выходе канала распространения радиоволн является
аддитивной смесью полезного модулированного сигнала, стороннего
модулированного сигнала, эхо-сигнала и белого гауссова шума.
Приемник с однократным преобразованием на нулевую
промежуточную частоту включает входной фильтр-преселектор, МШУ,
демодулятор, тракт усиления и ограничения спектра демодулированного
basenad-сигнала (квадратурных компонент комплексной огибающей
модулированного сигнала), АЦП, цифровой оптимальный фильтр основной
селекции и цифровой детектор. Совместно все эти компоненты
обеспечивают выделение полезного модулированного сигнала из общего
радиоспектра и восстановление переданного цифрового сообщения.
Программная модель приемника включает демодулятор, усилитель
демодулированного сигнала, АЦП и детектор, совмещенный с
оптимальным фильтром. Входной высокочастотный фильтр и МШУ
приемника, как и усилитель мощности передатчика, выполняют техническую
функцию обеспечения энергетического потенциала радиолинии, и в
принятой модели не отражены. Шумы, вносимые высокочастотным
фильтром, МШУ, как и шумы последующего демодулятора, отражаются
в величине спектральной плотности мощности белого шума на входе
приемника. Предполагается, что квадратурный демодулятор, как и
модулятор приемника, не вносит в квадратурные компоненты комплексной
огибающей ошибок, которые влияют на достоверность приема.
Параметры реального демодулятора отображаются в принятой модели
амплитудным и фазовым небалансом восстановленных квадратурных
компонент комплексной огибающей, смещением центральной частоты
квадратурных компонент относительно истинного нуля и фильтром
верхних частот, подавляющим постоянную составляющую.
Аналого-цифровой преобразователь является полностью линейным
устройством и в пределах собственного динамического диапазона не
вносит искажений в преобразуемый сигнал. АЦП характеризуется
коэффициентом усиления квадратурных компонент демодулированного
сигнала и N-разрядным квантователем текущего значения преобразуемого
сигнала.
Оптимальный фильтр (фильтр основной селекции) приемника
может иметь характеристику Найквиста, корень квадратный из Найквиста,
прямоугольную. Некогерентный оптимальный цифровой детектор
осуществляет восстановление цифрового сообщения по квадратурным
компонентам принятого бинарного частотно-модулированного сигнала, би-

340
Глава 5
нарного и четырехуровневого фазомодулированного сигнала с
относительной фазовой модуляцией. Тактовая (временная) синхронизация
детектора может осуществляться как внешняя от передатчика (идеальная),
так и внутренняя непосредственно по информационному сигналу.
Измеритель битовых ошибок приема информации (вычислитель
BER) сравнивает тестовую цифровую последовательность,
использованную в передатчике, с детектированной последовательностью в
приемнике. Программная модель приемника с однократным преобразованием
частоты и нулевой промежуточной частотой позволяет определить
достоверность приема цифровой информации по принятому
модулированному сигналу в условиях белого гауссова шума, сторонних мешающих
сигналов, эхо-сигналов и неидеальных амплитудных и фазовых
характеристиках линейной части приемника.
5.4.2. Достоверность приема
Достоверность приема информации является основным параметром
приемника. Прием информации в условиях однолучевого канала, белого
гауссова шума и идеальных компонент приемника определяет
граничное, предельно достижимое значение достоверности приема.
Уменьшение достоверности приема при различных помехах в канале
распространения радиоволн показывает степень устойчивости работы приемника в
реальных условия. Уменьшение достоверности приема при различных
отклонениях параметров приемника от идеальных позволяет определить
требования к точности реализации тех или иных параметров компонент
приемника.
Достоверность приема модулированных сигналов в белом
гауссовом шуме. На рис.5.10, 5.11 показана достоверность некогерентного
приема бинарного частотно-модулированного сигнала с непрерывной
фазой 2CPFSK и четырехуровневого фазомодулированного сигнала
rc/4DQPSK . Предельная оценка, приведенная на рис.5.10,
соответствует оптимистической оценке достоверности оптимального
некогерентного приема бинарного частотно-модулированного сигнала
(5.36)
где Efr/ Nq - отношение битовой энергии к спектральной плотности
белого гауссова шума.
Из приведенных зависимостей следует, что наибольшая
достоверность приема достигается для ортогонального модулированного сигнала,
спектр которого не ограничивается в передатчике. В приемнике
максимальная достоверность приема достигается при использовании фильтра
«Найквиста корень квадратный» при параметре прямоугольности
а = 0,2 . Для бинарного ортогонального частотно-модулированного сиг-

Приемник ПКР
341
нала разность в величине принятого сигнала между оптимистической
оценкой (5.39) и расчетным значением при стандартном значении
функции ошибок BER =1% не превышает 1 дБ.
Практически спектр модулированного сигнала всегда ограничен
требованием стандарта ЭМС по максимально допустимой мощности в
соседнем канале. Фильтр Гаусса является самым распространенным
фильтром для ограничения спектра частотно-модулированных сигналов
в узкополосных сетях связи. Для расчетов выбрана относительная
полоса пропускания фильтра Гаусса в передатчике ВТ = 0,4, которая
обеспечивает величину мощности в соседнем канале менее -70 дБ. Расчет
достоверности приема в условиях белого гауссова шума показывает, что
фильтр Найквиста «корень квадратный» с коэффициентом прямоуголь-
ности а = 0,2 ... 0,4 обеспечивает максимальную достоверность,
примерно на 2 дБ хуже максимально достижимой.
Для фазомодулированного сигнала rc/4DQPSK предельная оценка,
приведенная на рис.5.11, соответствует оптимистическому выражению
для достоверности оптимального некогерентного приема:
(5.37)
где EbIN$ - отношение битовой энергии к спектральной плотности
белого гауссова шума.
Прием ортогонального фазомодулированного сигнала, т.е. сигнала
без ограничения спектра в передатчике и с фильтром «Найквиста корень
квадратный» с параметром прямоугольности а = 0,35 в приемнике
обеспечивает наибольшую достоверность приема. Рассчитанная
достоверность приема значительно уступает оптимистической оценке
достоверности приема по (5.38): для достижения стандартного значения
функции ошибок BER=\% различие в энергии сигнала между расчетным
значением и предельной оценкой достигает почти 2 дБ. Это объясняется,
по-видимому, трудностью совмещения основных условий, при которых
справедливо выражение (5.38): ортогональность модулированного
сигнала в передатчике и идеальный согласованный фильтр в приемнике.
Ортогональностью обладает только фазомодулированный сигнал с
неограниченным спектром, но для такого сигнала практически невозможно
построить оптимальный фильтр в приемнике. В результате
неоптимальной фильтрации в приемнике имеет место дополнительная потеря
достоверности приема. Для частотно-модулированного сигнала этот эффект
меньше вследствие, возможно, априори меньшей достоверности приема
частотно-модулированного сигнала по сравнению с фазомодулирован-
ным сигналом. Соответственно, и искажения частотно-модулированного
сигнала в неоптимальном фильтре приемника меньше влияют на
достоверность приема.

Приемник ПКР
343
Ограничение спектра фазомодулированного сигнала в передатчике
фильтром «Найквиста корень квадратный» с параметром прямоугольно-
сти а = 0,35 не приводит к значительному уменьшению достоверности
приема, несмотря на нарушение условия ортогональности
модулированного сигнала. Возможно, это объясняется тем, что сквозная частотная
характеристика радиоканала при одинаковых фильтрах «Найквиста
корень квадратный» в приемнике и передатчике удовлетворяет критерию
Найквиста а, следовательно, способствует повышению достоверность
приема.
Дополнительное влияние на достоверность приема
фазомодулированного сигнала с ограниченным спектром оказывает неоднозначность
величины отношения сигнал/шум EbIN$. Ограничение спектра
фазомодулированного сигнала в передатчике приводит к появлению в
сигнале сопутствующей амплитудной модуляции. В результате, в отличие от
частотно-модулированного сигнала с постоянной огибающей, энергия
фазо-модулированного сигнала на символьном интервале не является
постоянной величиной. Сигнал rc/4DQPSK имеет глубину
амплитудной модуляции примерно 70%, что соответствует уменьшению средней
энергии сигнала примерно на 1,5 дБ.
Достоверность приема обоих типов сигналов вычислена по
отношению сигнал/шум в baseband-диапазоне при условии полного
подавления паразитной постоянной составляющей и низкочастотных фликкер-
шумов и полностью симметричных I/Q каналах без амплитудных и
фазовых искажений. Следовательно, идеальный приемник с нулевой
промежуточной частотой потенциально обеспечивает такую же
достоверность приема сигналов с угловой модуляцией, как и типовой
супергетеродинный приемник.
Достоверность приема при подавлении постоянной
составляющей фильтром верхних частот. Подавление постоянной составляющей,
как отмечалось ранее, является обязательным условием реализации
приемника с нулевой промежуточной частотой. При этом подавление
постоянной составляющей неизбежно приведет и к подавлению спектра
полезного информационного сигнала, примыкающего к нулевой частоте.
На рис.5.12 показана достоверность приема бинарного частотно-
модулированного сигнала с непрерывной фазой при оптимальном
некогерентном детектировании в белом гауссовом шуме в зависимости от
постоянной времени фильтра верхних частот первого порядка т,
отнесенной к длительности символьного интервала Ts.
Из рисунка следует, что наличие фильтра высоких частот,
подавляющего постоянную составляющую, не вносит катастрофической
ошибки в достоверность прием бинарного частотно-модулированного
сигнала с непрерывной фазой вне зависимости от постоянной времени
фильтра.

Приемник ПКР
345
Уже при постоянной времени фильтра t = \0Ts потери в энергии
принимаемого сигнала достоверность приема не превышает 1 дБ по
уровню BER = \% относительно предельно достижимого значения. При
типовой скорости передачи информации 9,6 кбит/с достаточна частота
среза ФВЧ менее 1 кГц. При повышении порядка ФВЧ вносимые
искажения будут, очевидно, уменьшаться за счет более крутого фронта
фильтра и меньших искажений вне полосы пропускания фильтра.
На рис.5.13 показана аналогичная зависимость достоверности
приема в белом гауссовом шуме от относительной постоянной времени ФНЧ
для фазомодулированного сигнала л/4 DQPSK. В целом формы
зависимости для частотно-модулированного сигнала и фазомодулированного
сигнала совпадают, но требования к полосе пропускания ФВЧ для
фазомодулированного сигнала намного выше. При постоянной времени
фильтра \0TS (частоте среза 1 кГц) потери энергии принятого сигнала по
отношению к идеальному приему составляет почти 4 дБ по критерию
достоверности BER = \% Приближение к идеальному значению
BER = \% в отсутствии фильтра (потери сигнала менее 1 дБ)
достигается только для ФВЧ, постоянная времени которого более т = 20TS. Для
типовой скорости передачи 9,6 кбит/с частота среза фильтра должна
быть менее 400 Гц.
Достоверность приема при смещении частоты демодулирован-
ного сигнала. Частота гетеродина приемника не может точно совпадать
с несущей частотой принятого сигнала. Когерентный прием в условиях
частотной синхронизации практического применения не находит,
поэтому реально некогерентный детектор всегда работает в условиях
низкочастотных биений, величина которых определяется как суммарная
нестабильность двух независимых высокочастотных генераторов A/V2 ,
где А/ - абсолютная нестабильность частоты опорного генератора.
Степень деградации достоверности приема при отклонении несущей
частоты демодулированного сигнала от истинного нулевого значения зависит
от абсолютной нестабильности опорного генератора А/ и постоянной
времени т фильтра верхних частот, подавляющего неинформативную
постоянную составляющую в демодулированном сигнале. Чем выше
частота среза ФВЧ, тем в большей степени подавляются низкочастотные
биения, но тем больше искажения спектра принятого сигнала в области
нулевой частоты. На рис.5.14, 5.15 показаны зависимости достоверности
приема бинарного частотно-модулированного сигнала с непрерывной
фазой и четырехуровневого фазомодулированного сигнала от величины
смещения несущей частоты А/, отнесенной к длительности
символьного интервала Ts, для различных значений постоянной времени ФВЧ при
фиксированном отношении сигнал/шум 12 дБ.

Приемник ПКР
347
Для частотно-модулированного сигнала допустимое отклонение его
несущей частоты от истинного нулевого значения определяется
расстоянием между возможными частотами, т.е. величиной девиации. Девиация
частоты fd определяется индексом модуляции h = 2fdTs, так что
очевидным условием малого изменения достоверности приема будет
выполнение условия fsfjTs < fdTs, где fs^ - смещение несущей частоты
демодулированного сигнала относительно истинного нулевого значения.
Из графиков рис.5.14 следует, что при отсутствии фильтра верхних
частот (т = оо ) относительно небольшое изменение достоверности приема
имеет место при fs^Ts < 0,03 , что практически в десять раз меньше, чем
принятое при расчетах значение f^Ts = 0,32 . Для типовой символьной
скорости передачи 9,6 кбит/с допустимое смещение несущей частоты
демодулированного сигнала должно быть менее 300 Гц.
Влияние фильтра высоких частот на деградацию достоверности
приема частотно-модулированного сигнала можно оценить по
относительному изменению достоверности приема с изменением частоты
смещения. Для ФВЧ с постоянной времени x = \0Ts относительная частота
среза частотной характеристики равна 0,1 R, для ФВЧ с постоянной
времени t = 20Ts относительная частота среза частотной
характеристики равна 0,05R , где R = \ITS - символьная скорость. Выберем для
сравнения относительную частоту смещения fsh = 0,04 R, которая находится
в полосе запирания для первого фильтра, и на границе полосы запирания
для второго фильтра. Для первого случая относительное изменение
достоверности приема равно 2, для второго равно 2,6, а при полном
отсутствии фильтра равно 2,9.
Действительно, при отсутствии фильтра влияние смещения
несущей частоты демодулированного сигнала максимально; чем выше
частота среза ФВЧ, тем в большей степени подавляются низкочастотные
биения и тем меньше уменьшение достоверности приема. Практически этот
эффект не имеет большого значения, так как крутизна фронта частотной
характеристики фильтра первого порядка невелика, а высокая частота
среза фильтра неприемлема по причине высокого уровня искажений
спектра модулированного сигнала.
Графики рис.4.15 показывают большую зависимость достоверности
приема фазомодулированного сигнала от смещения несущей частоты
демодулированного сигнала относительно истинного нулевого значения.
Значительная деградация достоверности приема для
фазомодулированного сигнала я/4DQPSK объясняется прямым изменением вносимого
фазового смещения на символьном интервале при отклонении несущей
частоты от нулевого значения. Например, относительное смещение
несущей частоты величиной fshTs = 0,02 означает изменение фазы на

348
Глава 5
символьном интервале на величину 7,2°, что составляет примерно
шестую часть от минимально возможного изменения фазы на 45° для
данного вида модуляции. Для сравнения такое же относительное смещение
несущей частоты fs^Ts - 0,02 при частотной модуляции составляет
менее десятой части от относительной девиации частоты.
Достоверность приема при асимметрии квадратурных каналов
приемника. Асимметрия квадратурных каналов приемника включает
различие в модуле и фазе коэффициента передачи квадратурных каналов
демодулятора, опорных квадратурных сигналов для демодулятора и
квадратурных каналов усиления демодулированного сигнала в baseband-
диапазоне. Другими словами, взаимная фаза полных коэффициентов
передачи квадратурных каналов отличается от идеального значения 90°
на Аф° , а модуль этих коэффициентов передачи отличается на АА дБ.
Рис.5.16. Достоверность приема сигнала rc/4DQPSK при
асимметрии квадратурных каналов
На рис.5.16 показана зависимость достоверности приема фазомоду-
лированного сигнала rc/4DQPSK при фиксированном отношении
сигнал/шум 12 дБ в зависимости от величины разности фаз ± Аф° и
разности модуля ±АА суммарного коэффициента передачи двух
квадратурных каналов. Из сравнения приведенных зависимостей
следует, что асимметрия модулей коэффициента передачи имеет более
сильное влияние на достоверность приема по сравнению с фазовой
асимметрией. При асимметрии фазы каналов величиной 5° изменение
достоверности приема практически отсутствует, а при асимметрии 10°
изменение незначительное. Для сравнения современные микросхемы
демодуляторов обеспечивают асимметрию не хуже нескольких градусов,

Приемник ПКР
349
а лучшие микросхемы - менее одного градуса. Последующие за
демодулятором усилители baseband-диапазона вследствие низких рабочих
частот практически не вносят фазовых ошибок.
Влияние асимметрии коэффициента усиления в квадратурных I/Q
каналах значительно больше. Уменьшение достоверности приема немало
уже при разнице коэффициентов усиления в 1 дБ, разница в
коэффициентах усиления величиной 3 дБ приводит к катастрофическим
последствиям. Примерно такую величину 1 дБ асимметрии модуля коэффициента
усиления и имеют типовые микросхемы демодуляторов, лучшие
образцы обеспечивают асимметрию до 0,5 дБ. Однако следует учитывать, что
свой вклад в полную величину асимметрии каналов вносят и усилители
демодулированного сигнала, что приведет к неравенству коэффициентов
усиления в каналах намного больше, чем 1 дБ. При значительном
коэффициенте усиления (по оценкам 40 дБ и более), разброс параметров
самих операционных усилителей и внешних элементов, обеспечивающих
работу операционных усилителей, может привести к значительной
асимметрии усиления в каналах.
Для частотно-модулированного сигнала зависимость достоверности
приема от асимметрии квадратурных каналов практически отсутствует,
так как (показано ниже) работа оптимального некогерентного детектора
бинарного частотно-модулированного сигнала в baseband-диапазоне не
зависит от асимметрии модуля и фазы коэффициентов усиления в
квадратурных каналах.
Достоверность приема при ограниченном диапазоне приемника
и разрядности АЦП. Динамический диапазон приемника определяется
требованием приема полезного сигнала в диапазоне значений от
максимально допустимой чувствительности (доли микровольт) до
максимально допустимой величины 200 мВ. Для приемника с нулевой
промежуточной частотой на линейную часть приемника накладывается
дополнительное требование по совместному усилению полезного
сигнала и сигналов на соседних каналах приема, так как основная селекция
полезного сигнала осуществляется только в процессоре. Система
автоматического регулирования коэффициента усиления МШУ,
операционных усилителей и АЦП должна обеспечивать расположение
демодулированного сигнала в ограниченном динамическом диапазоне АЦП для
обеспечения чувствительности и предотвращения ограничения
амплитуды оцифрованного сигнала. С целью определения динамического
диапазона АЦП и АРУ была рассчитана достоверность приема фазомодулиро-
ванного и частотно-модулированного сигнала в зависимости от
суммарного коэффициента усиления принятого сигнала при
фиксированной разрядности АЦП и постоянном уровне шумов приемника
(рис.5.17, 5.18). Сравнение рисунков показывает, что характер
зависимостей в целом совпадает. Когда величина принимаемого сигнала
находится в рабочем диапазоне АЦП, достоверность приема максимальна и

350
Глава 5
практически равна достоверности при идеальном АЦП (рис.5.10, 5.11).
Иначе шумы квантования пренебрежительно малы.
Для обоих типов сигналов деградация достоверности приема
начинается при увеличении сигнала выше 0 дБ, т.е. выше максимального
уровня, который может быть преобразован в АЦП. Увеличение ошибок
при высоком уровне сигнала определяется эффектом клиппирования -
ограничением величины цифрового представления непрерывного
сигнала при ограниченном динамическом диапазоне АЦП. При этом рост
количества ошибок умеренный, так как эффект клиппирования
проявляется только для части сигналов, превышающих максимальный уровень
преобразования АЦП. В белом шуме всегда находится часть сигналов
ниже максимального порога преобразования. Кроме того, последующий
оптимальный фильтр приемника, который является фильтром нижних
частот, подавляет высокочастотные составляющие, возникающие как
следствие крутых фронтов клиппированного сигнала.
Увеличение количества ошибок при низком значении суммарного
коэффициента усиления К определяется, очевидно, недостаточно
высоким уровнем полезного принятого сигнала на фоне собственных шумов
квантования АЦП. В целом частотно-модулированный сигнал
показывает несколько лучшую достоверность приема в шумах квантования АЦП.
Допустимый диапазон изменения коэффициента усиления К, при
котором обеспечивается высокая достоверность приема, равен примерно
60 дБ и практически не зависит от отношения сигнал/шум
преобразуемого сигнала; от отношения сигнал/шум зависит только абсолютная
величина ошибок в линейном диапазоне АЦП. Эта величина хорошо
согласуется с оценкой эффективного количества разрядов 16-ти разрядного
АЦП при обеспечении минимально необходимого отношения
сигнал/шум более 12 дБ в преобразованном цифровом сигнале. От четырех
до шести младших разряда АЦП недоступны для преобразования
вследствие шума квантования, оставшиеся 10-12 разрядов из полных 16
разрядов, и обеспечивают динамический диапазон примерно 60 дБ.
Приведенные результаты расчета показывают, что клиппирование
(ограничение) амплитуды принятого сигнала в пределах 0...10 дБ
относительно максимального значения преобразования в АЦП не приводит к
существенной деградации достоверности приема. Однако это еще не
означает, что нет необходимости резервировать старшие разряды АЦП
для предотвращения ограничения амплитуды преобразуемого сигнала и
все оставшиеся разряды являются эффективными для преобразования
полезного сигнала. Зависимости рис.5.17, 5.18 соответствуют
идеализированному приему при полном отсутствии мешающих сигналов и
превышение порога преобразования АЦП обусловлено только случайным
изменением амплитуды сигнала за счет белого шума. Если имеет место
превышение динамического диапазона не полезным, а мешающим
сигналом, то достоверность приема катастрофически упадет.

352
Глава 5
Мощный независимый сигнал с амплитудой, превышающей
амплитуду полезного сигнала и максимальное значение преобразования АЦП,
полностью замещает полезный сигнал. Код на выходе АЦП не будет
содержать полезной информации и достоверность приема равна нулю до
тех пор, пока сохраняется указанная ситуация.
Количество эффективных разрядов для преобразования
принимаемого сигнала с запасом на быстрые флуктуации уменьшается до 10,
а эффективный динамический диапазон преобразования АЦП становится
менее 60 дБ. Стандарт ETS 300 113 требует проверки достоверности
приема при максимальном уровне входного сигнала 0 дБм,
максимальная чувствительность приемника равна -ПО дБ, что соответствует
полному динамическому диапазону изменения полезного входного сигнала
110 дБ. С учетом собственного динамического диапазона приемника
60 дБ, минимально необходимый диапазон АРУ равен 50 дБ.
Достоверность приема при соканальной помехе. Соканальная
помеха формируется сторонними излучающими средствами, спектр
высокочастотного сигнала которых находится в полосе частот полезного
сигнала. Соканальная помеха может быть как модулированным, так и
немодулированным сигналом. Первый тип отражает большинство
реальных помех, ширина спектра которых сопоставима или превышает
полосу частот узкополосного сигнала сети радиосвязи. Второй тип
отражает длительную почти монохроматическую помеху, спектр которой
сосредоточен в очень узкой полосе частот. Соканальная помеха,
расположенная в полосе частот полезного сигнала, не может быть подавлена
ни аппаратными, ни цифровыми фильтрами и устойчивость к ним
определяется только алгоритмом детектирования. Стандарты
электромагнитной совместимости для систем сухопутной подвижной радиосвязи
нормируют максимально допустимую величину соканальной помехи,
которая не приводит к деградации достоверности приема.
Предполагается, что немодулированная помеха переносится в
baseband-диапазон в виде монохроматического колебания в информационной
полосе частот полезного сигнала и не подавляется, как постоянная
составляющая, фильтром верхних частот приемника. Модулированная
помеха переносится в baseband-диапазон в виде квадратурных компонент
сложной формы, зависящей от метода модуляции в сигнале помехи, и
также не подавляется в фильтре верхних частот. В соответствии с
рекомендациями стандарта ETS 300 113, при расчетах используется сигнал
помехи с аналоговой частотной модуляцией.
На рис.5.19, 5.20 показаны зависимости достоверности приема
сигнала 2CPFSK и сигнала rc/4DQPSK в зависимости от отношения
амплитуды квадратурных компонент полезного сигнала As к амплитуде
квадратурных компонент модулированного и немодулированного
сигнала соканальной помехи Aq .

354
Глава 5
Расчетные графики показывают, что некогерентный детектор для
любого типа модулированного сигнала значительно более устойчив к
модулированной помехе, чем к сосредоточенной помехе. Различие в
степени деградации достоверности приема объясняется, по-видимому, тем,
что при одной и той же амплитуде комплексной огибающей мощность
модулированного сигнала распределена в более широкой полосе частот,
т.е. модулированная соканальная помеха имеет меньшую спектральную
плотность мощности. При этом степень потери достоверности приема в
присутствии модулированной помехи практически одинакова для
частотно-модулированного сигнала и фазомодулированного сигнала. В
целом пренебрежительно малое изменение исходной достоверности
приема полезного сигнала с угловой модуляцией при относительной
величине соканальной помехи -10 дБ соответствует требованию
стандарта электромагнитной совместимости.
Прием сигналов в нестационарном радиоканале. Передача
информационного сообщения происходит непрерывно в течение
неопределенного временного интервала или ограниченного временного
интервала, равного длительности пакета. В обоих случаях состояние
радиоканала (комплексный коэффициент передачи) может не
сохраняться неизменным. Реально с интервалом, в среднем равным постоянной
времени радиоканала, изменяется амплитуда и фаза модулированного
сигнала на входе приемника. Амплитудные изменения принимаемого
сигнала, относительно небольшой величины не имеют значения для
частотно-модулированного сигнала и должны быть компенсированы
системой АРУ для фазомодулированного сигнала. Что касается фазы, то
формально некогерентный детектор и частотно-модулированного, и
фазомодулированного сигнала нечувствителен к абсолютному значению фазы
принимаемого сигнала, но только при условии ее постоянного значения.
Если же фаза сигнала изменяется в процессе приема и остается
постоянной только в течение ограниченного интервала времени, то
достоверность приема уменьшается.
Рис.5.21. Достоверность приема
в нестационарном радиоканале

Приемник ПКР
355
На рис.5.21 показана зависимость достоверности приема частотно-
модулированного и фазомодулированного сигнала при различном
времени стационарности радиоканала, выраженной в количестве
символьных интервалов. При расчетах выбрана длительность тестового
сообщения величиной 10000 символьных интервалов. По окончании очередного
временного интервала стационарности фаза принимаемого сигнала
изменяется скачком случайным образом при равновероятном значении во
всем возможном диапазоне 0...2я. Из приведенных графиков следует,
что достоверность приема при постоянной времени радиоканала,
превышающей 1000 символьных интервалов, практически постоянная. Если
время стационарности радиоканала меньше, чем 100 символьных
интервалов, то можно говорить о значительном ухудшении достоверности
приема, а при времени стационарности менее 20 символьных интервалов
потеря достоверности катастрофическая. При этом следует учитывать,
что расчеты приведены для практически идеальных условий приема:
отсутствия эхо-сигналов и идеальной тактовой синхронизации.
Достоверность приема в фединговом радиоканале. Фединговый
радиоканал образуется при многолучевом распространении радиоволн в
условиях естественных и искусственных препятствий. В результате
имеет место одновременный прием нескольких копий переданного сигнала с
различной временной задержкой. Простейшая модель двулучевого фе-
дингового радиоканала предложена в стандарте сухопутной подвижной
радиосвязи TETRA. Согласно этой модели имеет место прием
выделенной, мощной копии переданного сигнала и эхо-сигнала, величина
которого зависит от среды распространения радиоволн. Все многообразие
условий эксплуатации в модели стандарта TETRA сводится к введению
единственного эхо-сигнала, амплитуда которого относительно основной
копии равна -22 дБ для «легкого» города, -8 дБ для холмистой
местности и -3 дБ для «тяжелого» города. Одновременно предполагается, что с
интервалом, равном времени стационарности радиоканала, фаза эхо-
сигнала меняется на произвольную величину во всем возможном
диапазоне значений 0...2я.
На рис.5.22 и рис.5.23 показана зависимость достоверности приема
частотно-модулированного и фазомодулированного сигнала при
параллельном приеме эхо-сигнала различной величины. Длительность
символьного интервала Ts при расчетах выбрано значительно больше, чем
время задержки эхо-сигнала т^ в типовом городе, равное примерно
3 мкс. Условие Ts < \d отражает прием в среде с плоским федингом.
Для сравнения там же показана предельно достижимая достоверность
приема при полном отсутствии эхо-сигнала. В принятой модели
увеличение амплитуды эхо-сигнала приводит к примерно одинаковой
деградации достоверности приема вне зависимости от типа модуляции.

Приемник ПКР
357
5.5. Программное обеспечение приемника
Программная поддержка работы трансивера в целом и приемника в
частности является специфическим свойством радиостанций
программно-конфигурируемого радио. Для работы в широком диапазоне несущих
частот, температур и амплитуды принимаемого сигнала, различной
ширины канала необходимо оперативное изменение параметров основных
аналоговых компонент в соответствии с рабочим стандартом связи и
текущими условиями приема. Кроме того, точность изготовления и
стабильность параметров компонент в широком диапазоне частот и
температур недостаточна для выполнения требований стандарта ЭМС и
высокой достоверности приема. Компенсировать неидеальность аналоговых
устройств можно только с помощью того же самого оперативного
управления параметрами или последующей цифровой обработки.
Анализ ожидаемых параметров приемника с нулевой промежуточной
частотой показывает, что для его устойчивой работы должны автоматически
регулироваться как минимум следующие параметры:
• величина принимаемого сигнала (автоматическая регулировка
усиления - АРУ),
• постоянная составляющая, модуль и фаза квадратурных компонент
комплексной огибающей,
• полоса пропускания в baseband-диапазоне линейной части
приемника и фильтра основной селекции.
Кроме того, в цифровом виде должны выполняться стандартные
операции по тактовой (временной) синхронизации и детектированию.
5.5.1. Автоматическая регулировка усиления
Автоматическое регулирование коэффициента усиления приемника
предназначено для предотвращения ограничения амплитуды сигнала в
аналоговом тракте приемника и сопряжения высокого динамического
диапазона изменения амплитуды принимаемого сигнала с ограниченным
динамическим диапазоном АЦП. Решение первой задачи важно для
модулированных сигналов с сопутствующей амплитудной модуляцией,
решение второй задачи необходимо для любых видов сигналов.
Специализированные сигнальные процессоры (или аудиокодеки)
могут самостоятельно поддерживать функцию автоматического
регулирования коэффициента усиления с глубиной до 60 дБ. В некоторых
случаях этот диапазон может оказаться недостаточным. Для
предотвращения клиппирования в АЦП возможно дополнительное изменение
коэффициента усиления МШУ и (или) операционных усилителей. С
точки зрения сохранения суммарного коэффициента шума следует первым
изменять коэффициент усиления операционных усилителей и в
последнюю очередь - МШУ. Любое изменение установленного оптимального

358
Глава 5
режима МШУ приводит к повышению коэффициента шума.
Использование управляемых элементов, например, аттенюаторов с переменным
коэффициентом подавления, также приводит к увеличению шумов.
С точки зрения минимизации вносимых нелинейных искажений следует
первым изменять коэффициент усиления МШУ и в последнюю очередь -
операционных усилителей.
Постоянная времени системы автоматического регулирования
TAGC определяется временем стационарности радиоканала Tch. В
мобильной сухопутной радиосвязи постоянная времени
квазистационарного радиоканала составляет единицы и десятки миллисекунд,
сопоставимой должна быть и постоянная времени АРУ. При выборе постоянной
времени следует учитывать, что любое изменение амплитуды принятого
сигнала в приемнике означает введение паразитной амплитудной
модуляции. Дополнительные спектральные составляющие, возникающие
вследствие этой модуляции, должны располагать или в области
максимума спектра полезного сигнала (десятки герц) или вне спектра
полезного сигнала (сотни килогерц).
Необходимыми элементами автоматической регулировки усиления
являются датчик уровня суммарного сигнала (RSSI) и гистерезис петли
управления. В супергетеродинном приемнике сигнал RSSI обычно
формируется в микросхеме УПЧ или в микросхеме логарифмического
усилителя. Естественной мерой уровня входного сигнала является энергия
принятого сигнала в интервал времени TAGC < Тс^, меньший времени
стационарности радиоканала. Формальное выражение для средней
энергии за время анализа представляет собой сумму квадратов квадратурных
I/Q компонент в движущемся «окне», длительностью TAGC :
(5.38)
где RSSIк - средняя энергия принятого сигнала за время анализа TAGC ;
NAGC =\Fagc^s^s\ ~ количество отсчетов с выхода АЦП в течение
времени анализа TAGC; Ts - длительность символьного интервала; Ns
- количество отсчетов на символьном интервале.
Гистерезис обеспечивает устойчивость петли автоматической
регулировки, подавляя паразитные автоколебания при переходе мгновенного
значения амплитуды принятого сигнала границы, разделяющей
активный и пассивный режим работы. Другими словами, порог перехода из
активного режима изменения коэффициента усиления к пассивному
режиму удержания постоянного коэффициента усиления должен
отличаться по величине от порога перехода из пассивного режима удержания
постоянного коэффициента усиления в активный режим изменения
коэффициента усиления.

Приемник ПКР
359
5.5.2. Коррекция асимметрии каналов приемника
Коррекция параметров квадратурных компонент комплексной
огибающей модулированного сигнала должна выполняться в условиях
неизбежной асимметрии аналоговых квадратурных каналов приемника.
Различные значения модуля и фазы коэффициентов усиления каналов
демодулятора и операционных усилителей приводят к асимметрии
амплитуды и постоянной составляющей квадратурных компонент
комплексной огибающей в квадратурных каналах. Влияние асимметрии
квадратурных компонент на степень уменьшения достоверности приема,
как показано при моделировании радиоканала, различно для разных
видов модуляции. Но для многомодовой работы приемника в любом
случае необходимо обеспечить максимально одинаковые коэффициенты
усиления в полосе частот, в диапазоне температур и при
технологическом разбросе параметров аналоговых микросхем.
Прямое изменение параметров аппаратуры приемного канала
приемника (демодулятора или усилителей) с целью симметрирования
каналов практически нереализуемо. Не существует ни датчиков, ни
исполнительных устройств, которые бы обеспечивали изменение параметров
физических устройств с необходимой точностью (единицы градусов по
фазе и доли децибел по амплитуде). Единственным реальным методом
достижения максимальной достоверности приема является программная
коррекция квадратурных компонент демодулированного сигнала.
Формально коррекция может производиться как по тестовому сигналу, так и
непосредственно по информационному сигналу. Реализация второго
варианте значительно сложнее, так как комплексные огибающие
принятого сигнала имеют сложную форму и значительный шумовой фон. В
результате точность коррекции будет невелика и реально может не
привести к повышению достоверности приема.
Значительно лучшие результаты следует ожидать от алгоритмов
определения поправочных коэффициентов к квадратурным I/Q
компонентам по простому тестовому сигналу, который формируется
непосредственно при включении радиостанции или при начальной установке в
заводских условиях. Процедура тестирования (при оперативной
коррекции) или выбора параметров коррекции из памяти процессора (при
заводской предустановке) должна обязательно выполняться при
значительном изменении рабочей частоты приема, ширины рабочего канала или
температуры.
Рассмотрим пример реализации алгоритмов оперативного
определения параметров и компенсации небольшого дисбаланса амплитуды,
фазы и постоянной составляющей квадратурных компонент
демодулированного сигнала по идеальным тестовым сигналам. Предполагается,
что при включении радиостанции или изменении одного из параметров,
определяющих режим работы (частоты, температуры), в радиостанции

360
Глава 5
формируется квадратурные монохроматические сигналы с несущей
частотой, смещенной относительно ожидаемой частоты приема на величину
coj . Тестовый сигнал после прохождения демодулятора, baseband
усилителей и АЦП поступает процессор в виде квадратурных компонент:
(5.39)
где А/, Ад - амплитуды тестовых квадратурных компонент, отличные
от истинного единичного значения; U/, Uq - постоянные
составляющие тестовых квадратурных компонент, отличные от истинного
нулевого значения; ф - фазовая ошибка, отличная от истинного нуля.
Амплитудная коррекция заключается в определении
минимального и максимального значения каждой тестовой квадратурной
компоненты (5.39) в течение достаточно большого количества символьных
интервалов К :
(5.40)
где mmIk(Ts), maxIk(Ts) - минимальное и максимальное значение
синфазной компоненты /(/) на к -м символьном интервале; ming^(r5),
тах^(Гу) - минимальное и максимальное значение квадратурной
компоненты Q(t) на к -м символьном интервале.
Формальное преобразование (5.30) с учетом (5.40) позволяет
получить следующие выражения для поправочных коэффициентов к
значениям амплитуды и постоянной составляющей в каждом канале:
(5.41)
В режиме приема информационного сигнала каждая квадратурная
компонента демодулированного сигнала /(/) и Q(t) должна быть
модифицирована в соответствии с вычисленными в тестовом режиме
поправочными коэффициентами (5.41):
(5.42)
Фазовая коррекция необходима для обеспечения сдвига фазы
между квадратурными компонентами / (/) и Q(t), максимально близкого к
идеальному значению nil. Определение возможного фазового смеще-

Приемник ПКР
361
ния заключается в вычислении среднего значения корреляционного
интеграла от тестовых квадратурных компонент (5.42) в течение
достаточного количества символьных интервалов К :
(5.43)
Величина фазовой ошибки, вычисленная согласно (5.43), позволяет
определить взаимосвязь между истинными /(/), Q(t) и принятыми
I(t),Q(t) значениями квадратурных компонент с использование (5.43)
в условиях равенств амплитуд и нулевого постоянного смещения в
каждом канале:
(5.44)
После элементарного преобразования (5.44) получим выражение
для истинных значений квадратурных компонент комплексных
огибающих демодулированного информационного сигнала при известном
значении фазовой ошибки (5.43):
(5.45)
Практически вычисления по (5.45) сводятся к поиску в таблице
заранее вычисленных коэффициентов cos((|) / 2) / cos ф и sin((p/2)/coscp в
соответствии с величиной фазовой ошибки (5.43).
5.5.3. Оптимальный некогерентный частотный
детектор
Оптимальный некогерентный частотный детектор на сегодняшний
день является самым распространенным типом детектора для приема
частотно-модулированных сигналов и, частично, фазомодулированных
сигналов с относительной фазовой модуляцией [8]. Функциональная
схема оптимального некогерентного посимвольного детектора частотно-
модулированного сигнала показана на рис.5.24.
Квадратурные компоненты комплексной огибающей частотно-
модулированного сигнала с непрерывной фазой на выходе идеального
демодулятора на к -символьном интервале представляются в виде
(5.46)
где Q(t) - фазовая траектория модулирующего сигнала с ограниченным
спектром; ф - случайная фаза, постоянная в течение времени
стационарности радиоканала.

362
Глава 5
Рис. 5.24. Оптимальный некогерентный детектор
бинарного частотно-модулированного сигнала
Работа оптимального детектора рис.5.24 заключается в определении
степени корреляции принятого сигнала (5.46) с одним из ожидаемых,
заранее известных. Для частотно-модулированного сигнала в baseband-
диапазоне ожидаемыми являются квадратурные компоненты
комплексной огибающей, которые соответствуют положительной или
отрицательной частоте девиации. Формально степень корреляции определяется
интегралом от принятых квадратурных компонент комплексной
огибающей I{t) + jQ(t) и ожидаемых сигналов cos(co^/)±7'sin(co^/):
(5.47)
где 0 < т < Ts - случайное смещение временного отсчета, постоянное в
течение времени стационарности радиоканала, и определяемое
алгоритмом тактовой (временной) синхронизации.

Приемник ПКР
363
Формальное преобразование выражений (5.47) в соответствии с
функциональной схемой рис.5.24 приводит к следующему неравенству,
определяющему значение информационного символа на текущем
символьном интервале
(5.48)
В дискретном виде выражение (5.48) определяется «скользящими
окнами» от произведения квадратурных компонент комплексной
огибающей принятого сигнала с заранее вычисленными значениями синуса
и косинуса на символьном интервале:
(5.49)
В «окне», определяемом количеством отсчетов Ns принятого
сигнала в течение символьного интервала Ts, вычисляется сумма
квадратурных компонент с весовыми тригонометрическими коэффициентами.
При поступлении очередного отсчета с АЦП в вычисленную сумму
записывается новое значение квадратурного компонента с
соответствующим весом и вытесняется значение квадратурного компонента, которое
оказалось вне символьного интервала. В дискретный момент времени
к = Kq , определяемый схемой тактовой (временной) синхронизации,
выполняется сравнение обеих частей неравенства (5.49) и, в зависимости
от результата сравнения, принимается решение о приеме того или иного
информационного символа на текущем символьном интервале.
Важным достоинством оптимального цифрового частотного
детектора (5.49) в baseband-диапазоне является его устойчивость к
амплитудной и фазовой асимметрии квадратурных каналов приемника. Очевидно,
что различные значения модуля коэффициентов усиления в I/Q-каналах
никак не влияет на результат принятия решения. Увеличение (или
уменьшение) значения синфазной компоненты по отношению к
квадратурной компоненте приводит к пропорциональному увеличению (или
уменьшению) обеих частей неравенства (5.49).
Для определения чувствительности цифрового детектора к разности
фаз в квадратурных I/Q-каналах необходимо выполнить формальные
преобразования исходных выражение (5.47) в предположении, что
абсолютный фазовый сдвиг в квадратурных компонентах принятых сигналов
(5.47) различный. При замене в выражении для выходных сигналов
каналов ReFi(/), Im F\(t) ReF2(/), ImF2(/) аргумента ((£>jt) на
аргумент (co^/ - Дф), (со^/ + Дф), будет получено выражение, точно
совпадающее с (5.49).

364
Глава 5
5.5.4. Оптимальный некогерентный фазовый детектор
Фазомодулированные сигналы в системах сухопутной подвижной
радиосвязи распространены меньше, чем частотно-модулированные, так
как фазомодулированный сигнал с ограниченным спектром является
энергетически неэффективным. Сопутствующая амплитудная модуляция
в сигнале требует для усиления линеаризованных усилителей с
относительно низким КПД. С другой стороны, фазомодулированный сигнал
является спектрально эффективным, т.е. требует меньшей полосы
спектра по сравнению с частотно-модулированным сигналом. В условиях
постоянно увеличивающейся плотности радиосредств в эфире
преимущества фазомодулированного сигнала начинают превалировать над его
недостатками, тем более что улучшается и качество аккумуляторов.
Формально работа цифрового оптимального некогерентного
фазового детектора определяется вычислением функции максимального
правдоподобия Л, которая для т -го ожидаемого фазового сдвига на
соседних символьных интервалах есть квадрат модуля корреляционного
интеграла на удвоенном символьном интервале [8]:
(5.50)
где v(/) - демодулированный сигнал; A0m - ожидаемое относительное
изменение информационной фазы на соседних символьных интервалах;
ф^_1 - абсолютное значение фазы принимаемого сигнала на (к-\)~м и
к-и символьном интервале; Vm^_\^Vm^ - значение корреляционного
интеграла по окончании предыдущего и текущего символьного
интервала на выходе согласованного фильтра.
Значение ожидаемого относительного фазового сдвига на соседних
символьных интервалах А0т , которому соответствует максимум
функции правдоподобия, и принимается с наибольшей вероятностью. После
формального преобразования выражения (5.50) к виду, удобному для
вычислений, и удаления компонентов, не влияющих на определение
максимума функции правдоподобия, получим
(5.51)
где Ifr, Qk, 7^_], Qk-\ - квадратурные компоненты комплексного демо-
дулированного сигнала Z^, Z^_j на соседних (Ы)-ми к -м
символьном интервалах.

Приемник ПКР
365
Рис.5.25 Некогерентный оптимальный приемник сигналов
с относительной фазовой модуляцией
Функциональная схема оптимального некогерентного детектора
сигналов с относительной фазовой модуляцией, согласно выражению
(5.51), показана на рис.5.25. Комплексный выходной сигнал
согласованного фильтра Zk = 1^+ jQk в каждый к -й момент времени умножается
на комплексно-сопряженное значение выходного сигнала
согласованного фильтра на предыдущем символьном интервале в момент времени
k-Ks, где Ks - количество отсчетов на символьном интервале.
Момент времени к и, соответственно, k-Ks, определяется алгоритмом
тактовой (временной) синхронизации, который не зависит от работы
детектора. Результат произведения двух сигналов последовательно
умножается на комплексные числа exp(y'A0w), которые зависят только от
значения ожидаемого информативного фазового сдвига между двумя
соседними символьными интервалами. Величина действительной части
от результирующего сигнала показывает степень «близости» реальной
разности фаз принятого сигнала А0£ на соседних символьных
интервалах к ожидаемой разности фаз A0W . Максимально величина
соответствует максимальной близости А0^«A0W и, соответственно, наиболее
вероятному приему информационного символа гт, для которого
назначен фазовый сдвиг A0W .
5.5.5. Тактовая синхронизация
Частотно-модулированные сигналы. Реализация тактовой
синхронизации частотно-модулированных сигналов затруднена нелинейным
характером взаимосвязи модулирующего и модулированного сигнала.
Квадратурные компоненты модулированного сигнала на нулевой
промежуточной частоте непосредственно не содержат тактовой частоты.

366
Глава 5
В результате алгоритм оптимальной тактовой синхронизации настолько
сложен, что его применение в условиях ограниченных вычислительных
ресурсов мобильной радиостанции практически исключено. Среди
субоптимальных алгоритмов наиболее просто реализуется
синхронизация с использованием нелинейного преобразования принятого
цифрового модулирующего сигнала [9].
Восстановление собственно цифрового модулирующего сигнала по
квадратурным компонентам частотно-модулированного сигнала
реализуется с минимальными вычислительными затратами и не требует
тактовой синхронизации. В частности, некогерентный детектор мгновенной
частоты в baseband-диапазоне описывается простым преобразованием:
(5.52)
где /у, Qj - дискретные значения квадратурных компонент частотно-
модулированного сигнала на нулевой промежуточной частоте на выходе
АЦП в последовательные j -1, j -e моменты; w, - дискретные значения
модулирующего сигнала.
Известно, что четное нелинейное преобразование циклостационар-
ного цифрового сигнала приводит к появлению в его спектре тактовой
частоты в явном виде. Цифровой модулирующий сигнал является цикло-
стационарным, так как на любом временном интервале является
кратным минимальной длительности, равной символьному интервалу.
Следовательно, операция возведения в квадрат демодулированного
цифрового сигнала (5.52), как элементарное четное преобразование,
позволит получить выделенную спектральную линию на тактовой частоте.
Последующий полосовой фильтр выделяет тактовую частоту из общего
спектра. Любые выделенные моменты времени в полученном сигнале
тактовой частоты (перехода через ноль, минимума или максимума)
однозначно определяют истинное время начала и окончания символьного
интервала в принятом модулированном сигнале. С учетом
фиксированного времени задержки в вычислении сигнала тактовой частоты его
значения используются как определяющие истинное начало и окончание
суммирования в оптимальном некогерентном детекторе (5.49).
Фазомодулированный сигнал. Потенциально наилучший
алгоритм синхронизации есть программная реализация функции
правдоподобия относительно принимаемого и ожидаемого сигнала при заданном
распределении шумов и иных искажений в радиоканале. Фазовая
модуляция относится к линейному типу, что означает линейную взаимосвязь
между цифровым модулирующим сигналом и комплексной огибающей
модулированного сигнала. Другими словами, методы тактовой
синхронизации в baseband-диапазоне одинаково применимы как к цифровому
сигналу, так и комплексной огибающей. Оптимальная тактовая
синхронизация определяется следующим выражением [9]:

Приемник ПКР
367
(5.53)
где A(v | т) - функция правдоподобия; y(t) - комплексный демодули-
рованный сигнал на выходе согласованного фильтра в момент окончания
очередного к -го символьного интервала Ts с временным сдвигом
О < т < Ts ; К - количество символьных интервалов на интервале
наблюдения.
Выражение (5.53) указывает на необходимость суммирования на
временном интервале наблюдения Т = N Ts квадрата модуля выходного
сигнала оптимального фильтра для демодулированной комплексной
огибающей при различных значениях временного сдвига т
относительно абсолютного времени приемника t = kTs. Значение временного
сдвига 0 < т < Ts , которое обеспечивает максимальное значение функции
правдоподобия (5.53), есть максимально точная оценка истинного
временного сдвига между собственным временем приемника t = kTs и
временем начала очередного символьного интервала принятого сигнала.
Алгоритм вычисления временного сдвига для тактовой
синхронизации согласно (5.53) включает следующие операции:
• вычислить значение квадрата модуля комплексной огибающей на
выходе оптимального фильтра при относительно текущего m -го отсчета
, где М - количество отсчетов на
символьном интервале;
• повторить вычисления по предыдущему пункту для значений
w + l,w + 2.../w + A/-l ;
• значения отсчетов m-к-М , которым соответствует максимальное
значение функции правдоподобия Л^, соответствуют наилучшей
синхронизации внутреннего времени приемника с принятым сигналом.
Алгоритмы тактовой синхронизации, основанные на той или иной
форме вычисления функции правдоподобия, потенциально
обеспечивают наибольшую точность синхронизации. Однако в условиях очень
ограниченного количества отсчетов М на символьный интервал и низкого
отношения сигнал/шум принятого сигнала эвристические методы
синхронизации показывают результаты, сравнимые с оптимальными.
В частности, для фазомодулированного сигнала, как и для частотно-
модулированного, применим квазиоптимальный метод, основанный на
четном преобразовании циклостационарного модулирующего сигнала.
Модулированный сигнал, детектированный из фазомодулированного

368
Глава 5
сигнала любого типа, является циклостационарным. Четное
преобразование комплексного детектированного сигнала и последующая
узкополосная фильтрация позволят получить синхроимпульсы, отражающие
истинную тактовую частоту для работы некогерентного детектора (5.51).
Список литературы к главе 5
1. laskar J. Modern receiver front-ends. - Wiley, 2004.
2. Mailand M. Compensation of DC-offset and RF Self-Mixing Products
in Six-Port Based Analog Direct receiver. - Dresden University of
Technology, 2003
3. International Patent, H04L.25/06, №WO 2006/027566 Al, 2005.
4. Us Patent, 455/324, №6115593, 2000.
5. Us Patent, 327/307, № us 2005/0110550 al, 2005.
6. Laferriere P. A Direct-conversion receiver with DC-offset correction,
Department of Electronics. - Carleton University, Ottawa.
7. Tai-Cheng Lee. Analog baseband circuits fod WCDMA direct-
conversion receiver. - Institute of Electronic Engineering Taiwan University.
2005.
8. Галкин В.А. Цифровая мобильная радиосвязь. - М.: Горячая
линия-Телеком, изд. 2-е, 2012.
9. Mengali U, Synchronization Techniques for Digital receivers. - New
York: Premium Press, 1997.

Оглавление
Предисловие 3
Глава 1. Архитектура программно-конфигурируемого радио ....7
1.1. Радиостанция программно-конфигурируемого радио 8
1.1.1. Архитектура радиостанции ПКР 8
1.1.2. Параметры радиостанции ПКР 14
1.1.3. Идеальная радиостанция ПКР 19
1.1.4. Преобразование спектра сигнала 22
1.1.5. Комбинационные частоты в преобразовании спектра 37
1.1.6. Преобразование спектра внешних шумов 43
1.2. Приемник программно-конфигурируемого радио 46
1.2.1. Приемник с ненулевой промежуточной частотой 47
1.2.2. Приемник с нулевой промежуточной частотой 60
1.3. Передатчик программно-конфигурируемого радио 66
1.3.1. Передатчик с ненулевой промежуточной частотой 67
1.3.2. Передатчик с нулевой промежуточной частотой 72
1.3.3. Усилитель мощности 77
1.4. Синтезатор частоты 88
1.5. Антенно-фидерные устройства 93
1.5.1. Широкополосное согласование антенн 95
1.5.2. Частотно-независимые антенны 97
1.5.3. Дуплексный фильтр (антенный коммутатор) 100
1.6. Программная поддержка оборудования радиоканала ПКР 101
1.7. Радиостанции программно-конфигурируемого радио 105
Список литературы к главе 1 112
Глава 2. Базовые компоненты программно-конфигурируемого
радио 114
2.1. Операционный усилитель 114
2.1.1. Основные параметры и схемы включения 114
2.1.2. Шумы и искажения в операционном усилителе 121
2.1.3. Операционный усилитель с управляемой
проводимостью 129
2.2. Фильтры промежуточной частоты 132
2.2.1. Активные фильтры на операционных усилителях 133
2.2.2. Активные фильтры на операционных усилителях
с управляемой проводимостью 141
2.2.3. Комплексный фильтр 143
2.2.4. Полифазный фильтр 147

370 Оглавление
2.3. Смеситель 150
2.3.1. Общее представление 150
2.3.2. Пассивный смеситель 156
2.3.3. Активный смеситель 163
2.3.4. Смеситель с подавлением зеркальной частоты 170
2.3.5. Смеситель на гармониках гетеродина 175
2.4. Квадратурный модулятор 177
2.4.1. Формирование модулированного сигнала 178
2.4.2. Искажения в квадратурном модуляторе 180
2.4.3. Оптимизация квадратурного модулятора 184
2.5. Квадратурный демодулятор 187
2.5.1. Типовые квадратурные демодуляторы 188
2.5.2. Квадратурный демодулятор для приемника с нулевой
промежуточной частотой 191
Список литературы к главе 2 197
Глава 3. Цифровое представление модулированного сигнала 199
3.1. Аналого-цифровой преобразователь 199
3.1.1. Дискретизация непрерывного сигнала 199
3.1.2. Квантование непрерывного сигнала 208
3.1.3. Основные параметры АЦП 212
3.1.4. Базовая архитектура микросхем АЦП 218
3.2. Цифро-аналоговый преобразователь 226
3.2.1. Общее представление 226
3.2.2. Параметры и архитектура ЦАП 229
Список литературы к главе 3 232
Глава 4. Радиочастотные модули программно-
конфигурируемого радио 233
4.1. Малошумящий усилитель и фильтр-преселектор 233
4.2. Синтезатор частот 238
4.2.1. Синтезатор с узкой полосой пропускания ФАПЧ 238
4.2.2. Синтезатор с широкой полосой пропускания ФАПЧ 244
4.3. Линеаризованный усилитель мощности 246
4.3.1. Нелинейные искажения в усилителе 247
4.3.2. Линеаризация режима работы транзистора 253
4.3.3. Усилитель в замкнутой петле автоматического
регулирования 259
4.3.4. Усилитель с линеаризацией по огибающей
высокочастотного модулированного сигнала 262
4.3.5. Передатчик с предыскажениями в baseband-диапазоне..268
4.3.6. Передатчик с картезианской петлей обратной связи 271
4.4. Широкополосный усилитель мощности 282

Оглавление
371
4.4.1. Предельное согласование импедансов 283
4.4.2. Согласование элементами с сосредоточенными
параметрами 285
4.4.3. Широкополосные трансформаторы 289
4.5. Широкополосные антенны 295
Список литературы к главе 4 300
Глава 5. Приемник с нулевой промежуточной частотой 302
5.1. Коэффициент шума приемника 304
5.1.1. Коэффициент шума в радиочастотном диапзоне 304
5.1.2. Коэффициент шума в baseband-диапазоне 307
5.1.3. Коэффициент шума линейной части приемника 310
5.2. Основные параметры приемника 313
5.3. Постоянная составляющая сигнала в приемнике 323
5.3.1. Источники постоянной составляющей 323
5.3.2. Подавление постоянной составляющей
и фликкер-шумов 327
5.4. Моделирование приемника с нулевой
промежуточной частотой 336
5.4.1. Модель радиоканала 336
5.4.2. Достоверность приема 340
5.5. Программное обеспечение приемника 357
5.5.1. Автоматическая регулировка усиления 357
5.5.2. Коррекция асимметрии каналов приемника 359
5.5.3. Оптимальный некогерентный частотный детектор 361
5.5.4. Оптимальный некогерентный фазовый детектор 364
5.5.5. Тактовая синхронизация 365
Список литературы к главе 5 368

Вышли в свет и имеются в продаже:
Потоковое видео в системах радиодоступа / А. Н. Руднев, О. И. Шелу-
хин; Под ред. профессора О. И. Шелухина. - М.: Горячая линия-Телеком,
2013. - 308 с: ил., ISBN 978-5-9912-0303-6.
В книге рассмотрены основные особенности и характеристики стандарта
кодирования видео Н.264, используемого при потоковой передаче
видеоинформации. Проанализированы субъективные и объективные методики и метрики,
используемые для оценки качества видеоинформации, а также специфика
возникновения ошибок в канале связи при передаче потокового видео в широкополосных
беспроводных системах радиодоступа. Рассмотрены особенности трансляции
потокового видео по сетям широкополосного беспроводного доступа, а также
оценки качества передачи и воспроизведения потокового видео в системах
широкополосного беспроводного доступа в условиях разнообразных внешних воздействий,
включая воздействие ионизирующего излучения на качество передачи
видеоизображения. Важное прикладное значение имеют вопросы скрытия видеоинформации
при потоковой передаче некриптографическими методами.
Для специалистов, в области радио- и телекоммуникаций, будет полезна
аспирантам и студентам соответствующих специальностей.
Подвижная радиосвязь / Д. Ж. Сакалема; Под ред. профессора О. И.
Шелухина. - М.: Горячая линия-Телеком, 2012. - 512 с: ил., ISBN 978-5-
9912-0250-3.
Рассмотрены принципы построения классификация и основные
характеристики систем подвижной радиосвязи. Систематизированы обширные сведения об
особенностях организации радиосвязи с подвижными объектами и передачи
массовых сообщений, в том числе об особенностях построения, функционирования и
проектирования сотовых сетей с кодовым разделением каналов. Изложены
принципы построения профессиональных (транкинговых) систем подвижной
радиосвязи. Рассмотрены принципы построения и технические характеристики систем
беспроводного доступа. Анализируются различные варианты применения
беспроводных сетей и обсуждаются получаемые в результате их использования
преимущества. Рассмотрены системы радиодоступа на основе передачи сообщений с
расширенным спектром. Приведены характеристики широко распространенных
стандартов широкополосной беспроводной связи и систем беспроводной телефонии IEEE
802.1 lx, IEEE 802.16., LTE и др. Рассмотрены вопросы организации спутниковых
сетей связи и навигации. Приведены основные показатели систем и сетей
спутниковой связи и зоны видимости, покрытия, обслуживания. Анализируются виды
многостанционного доступа. Даны основные технические показатели земных
станций и космического сегмента систем спутниковой связи и навигации.
Для широкого круга специалистов и студентов высших учебных заведений
радиотехнического и инфокоммуникационного профилей.
Справки по телефону: (495) 737-39-27, WWW.TECHBOOK.RU